Л <.	•;>  ' A
'*’> sfi-*
as* у





РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ
СЕРИИ «УЧЕБНИКИ НГТУ»
д-р техн, наук, проф. (председатель) А.С. Востриков
д-р техн. наук. проф. (зам. председателя) Н.В. Пустовой
канд. техн, наук, проф. Ю.А. Афанасьев
д-р. техн, наук, проф. А.Г. Вострецов
' д-р. техн, наук, проф. В.В. Губарев
д-р. техн, наук, проф. В.А. Гридчин
д-р. техн, наук, проф. В. И. Денисов
д-р. экон, наук, проф. К. Т. Джурабаев
д-р. филос. наук, проф. В. И. Игнатьев
д-р. техн, наук, проф. КП. Кадомская
д-р. филос. наук, проф. В.В. Крюков
д-р. физ.-мат. наук, проф. ГЕ. Невская
д-р. физ.-мат. наук, ст. науч. сотр. В.В. Покосов
д-р. техн, наук, проф. Х.М. Рахимянов
д-р. техн, наук, проф. Ю.Г Соловейчик
д-р. техн, наук, проф. А.А. Спектор
д-р. техн, наук, проф. А.И. Шалин
д-р. техн, наук, проф. А. Ф. Шевченко
д-р. техн, наук, проф. ГМ. Шумский
Г.А. ДЕГТЯРЬ
УСТРОЙСТВА
ГЕНЕРИРОВАНИЯ
И ФОРМИРОВАНИЯ
СИГНАЛОВ
Учебник
Часть 1
НОВОСИБИРСК
2 0 0 5
УДК 621.373.14(075.8)
Д261
Рецензенты: доц. А.М. Михеенко (СибГТУ);
проф. В.А. Аржанов, доц. А.К. Ельцов (ОмГТУ)
Дегтярь Г.А.
Д261 Устройства генерирования и формирования сигналов:
Учебник. - Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2005. - Часть 1. -
480 с. - (Серия «Учебники НГТУ»).
ISBN 5-7782-0505-3
Настоящий учебник написан в виде лекций по основным вопросам, свя
занным с генерированием и формированием электрических сигналов, входя-
щим в программу курса «Устройства генерирования и формирования сигна
лов» и подобным курсам, составляющим основу подготовки специалистов
радиотехнического профиля. Изложенный в лекциях материал даёт основы
по соответствующей дисциплине и позволит студенту, усвоившему материал
лекций, успешно расширять свои знания в области указанной дисциплины и
других родственных дисциплин. Учебник состоит из двух частей
В первой части рассмотрены вопросы, относящиеся к генераторам с
внешним возбуждением (ГВВ): усилителям напряжения и мощности на
электронных лампах и биполярных транзисторах, умножителям частоты, в
том числе на транзисторах, варикапах и варакторах, ДНЗ Вторая часть по-
священа автогенераторам (АГ), стабилизации частоты АГ, построению
диапазонных возбудителей радиопередатчиков с использованием кварца и
квантовых стандартов частоты, а также вопросам амплитудной, однополос-
ной, частотной и фазовой модуляции генераторов, амплитудного, частотно-
го и фазового телеграфирования (АТ, ЧТ, ДЧТ, ФТ), импульсной модуля-
ции Сюда же в качестве приложений вошли широкополосные операто-
ры - усилители мощности, учёт инерционных явлений в ламповых и тран-
зисторных ГВВ, ламповые и транзисторные АГ СВЧ.
Учебник предназначен студентам, обучающимся по специальности
200700 Радиотехника направления подготовки дипломированного специа-
листа 654200 Радиотехника и подходит под требования государственного
образовательного стандарта к минимуму содержания дисциплины по дру-
гим специальностям указанного направления, предусматривающим изуче-
ние дисциплины с таким же или близким названием
УДК 621.373.14(075.8)
ISBN 5-7782-0505-3
© Г. А Дегтярь, 2005
© Новосибирский государственный
технический университет, 2005
ВВЕДЕНИЕ
(IJ представляемых лекциях обсуждаются основные вопро-
сы, связанные с генерированием, т.е. созданием, высоко-
частотных электрических колебаний напряжения и тока и управле-
нием этими колебаниями информационным сигналом. Для генери-
рования высокочастотных электрических сигналов и управления
ими используют специальные устройства генерирования и формиро-
вания сигналов (УГФС). Вырабатываемые УГФС сигналы чаще всего
преобразуются в радиосигналы, т.е. в электромагнитные колебания,
распространяющиеся в окружающем пространстве. Используются
радиосигналы для передачи информационных сообщений, обнару-
жения и распознавания материальных объектов или указания их ме-
стоположения. Технически радиосигналы получают путем преобра-
зования электрических колебаний тока и напряжения в электромаг-
нитные волны с помощью излучающих устройств - антенн.
Из курса электродинамики известно, что электрические коле-
бания тока и напряжения тем эффективнее преобразуются в
электромагнитные волны, чем выше скорость их изменения, т.е.
чем выше частота колебаний. Чем высокочастотнее электрические
колебания, тем меньше оказываются размеры излучателя для
эффективного преобразования колебаний в электромагнитную
волну. Использование высоких частот позволяет также создать
практически неограниченное число источников радиосигналов
различного назначения без взаимных помех.
В курсе «Устройства генерирования и формирования сигналов»
изучаются УГФС, позволяющие создать электрические колебания
тока и напряжения с нужными характеристиками, а вопросы пре-
6
ВВЕДЕНИЕ
образования этих колебаний в радиосигналы, т.е. в электромагнит-
ные волны, рассматриваются в курсе антенн.
Наиболее широко УГФС используются для целей радиосвязи,
радиовещания, телевидения, радиолокации, радионавигации, ра-
диоуправления, входя в состав радиопередающих устройств соот-
ветствующего назначения. УГФС применяются также в радиоиз-
мерительных приборах и установках.
Родственные УГФС устройства используются в промышленно-
сти, например, для высокочастотного нагрева металлов, сушки из-
делий из дерева, пластмасс и их покрытий, обработки пищевых
продуктов; в медицине, например, для прогревания органов тела,
проведения хирургических операций и в других областях.
В УГФС осуществляется преобразование электрической энер-
гии источников питания, обычно постоянного тока (напряжения), в
энергию высокочастотных электрических колебаний, управляемых
(модулируемых) информационным сигналом. В частном случае
управляющий сигнал может отсутствовать.
В самом общем виде структурная схема УГФС может быть
представлена рис. В. 1.
Антенна
Рис. В.1
Высокочастотный электрический сигнал, вырабатываемый
УГФС, характеризуется такими основными параметрами, как:
1) мощность (в нагрузке); 2) частота (значение частоты при отсут-
ствии управляющего сигнала); 3) нестабильность частоты (абсо-
лютная или относительная). Эти и другие характеристики сигналов
УГФС рассматриваются в лекциях.
7
В радиотехнике сегодня применяются УГФС с мощностью от
долей ватта (Вт) до нескольких мегаватт (МВт) с рабочими часто-
тами от сотен килогерц (кГц) до десятков гигагерц (ГГц). Сущест-
вуют также генераторы электрических колебаний, преобразуемых
в электромагнитные волны, и на более низкие частоты, вплоть до
единиц герц (Гц), а также на частоты в сотни ГГц.
Выше отмечалось, что одной из основных областей примене-
ния УГФС являются радиопередающие устройства, которые, имея,
как правило, большую мощность, создают в зоне своего располо-
жения электромагнитные поля большой интенсивности, что небла-
гоприятно для биологических объектов, включая человека. Вообще
любой высокочастотный генератор электрических колебаний вбли-
зи себя имеет электромагнитное поле той или иной интенсивности,
что требует защиты от него обслуживающего персонала. Таким
образом, использование генераторных устройств создает экологи-
ческие проблемы в добавление к общим проблемам, связанным с
созданием и эксплуатацией любого промышленного объекта. В
каждой стране существуют государственные (национальные) стан-
дарты и нормы на уровни мощности и допустимые побочные излу-
чения генераторных устройств различного назначения. На отдель-
ные типы устройств имеются международные рекомендации и ог-
раничения.
В случае мощных УГФС, а также при ограниченной мощности
источников питания, что характерно для подвижных объектов, на-
пример летательных аппаратов различного назначения и носимых
устройств, важными являются энергетические показатели, в част-
ности коэффициент полезного действия (КПД) устройства, харак-
теризующий эффективность преобразования энергии источников
питания. В современных высокочастотных генераторах достижимы
значения КПД до (70...90)% и более. Это означает, что примерно
(10...30)% потребляемой от источника питания мощности расхо-
дуются «бесполезно». При большой мощности генератора (сотни
киловатт - единицы мегаватт) потери составляют существенную
величину, определяющую «бесполезные» затраты электрической
энергии, которая, в свою очередь, также должна быть выработана,
что требует своих затрат и т.д.
Вырабатываемые УГФС сигналы, помимо упоминавшихся ра-
нее характеристик, таких как мощность, частота, нестабильность
частоты, должны обладать и рядом других показателей, относя-
щихся, например, к модуляции: коэффициент модуляции при ам-
8
ВВЕДЕНИЕ
плитудной модуляции, девиация частоты при частотной модуля-
ции, линейность модуляции и другие. Эти показатели будут обсу- 
ждаться в соответствующих лекциях.
Линии и системы радиосвязи, соответственно входящие в них
УГФС, должны удовлетворять требованиям электромагнитной со-
вместимости (ЭМС), что предполагает, в первую очередь, отсутст-
вие взаимных помех: одна линия или система радиосвязи не долж-
на нарушать нормальную работу других линий и систем. Напри- <
мер, радиовещательная станция не должна создавать помехи рабо-
те радиолокационной станции аэропорта, а радиолокационная
станция аэропорта не должна создавать помехи приему сигнала
телевизионного изображения. Эти вопросы частично также затра-
гиваются в лекциях.
Для более полного изучения дисциплины как в процессе чтения	<
лекций, так и после его завершения следует обращаться к учебни-	|
кам, учебным пособиям и другим изданиям, часть из которых ука-	1
зана в конце каждой лекции.	1
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ’
1.	Перечислите известные вам области применения УГФС. Какие из
названных областей, по вашему мнению, являются основными?
2.	Воспроизведите структурную схему УГФС. Осмыслите назначение
составляющих блоков схемы.
3.	Назовите основные характеристики и показатели электрических ;
сигналов, вырабатываемых УГФС. Осмыслите их. Вспомните, что вам
известно из других курсов.
4.	В чем проявляется воздействие УГФС на экологию? Обоснуйте
свое мнение.
5.	Как вы понимаете электромагнитную совместимость (ЭМС) линий
и систем радиосвязи, радиотехнических комплексов и устройств?

1 Если какой-то вопрос из приводимых в конце каждой лекции вызывает затруд-
нение с ответом, запишите вопрос и ответ. Возможно, материал следующих лек-
ций позволит вам дать более полный ответ на вопрос и углубить его понимание.	:
Раздел 1
ГЕНЕРАТОРЫ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ЛЕКЦИЯ 1
Назначение генератора с внешним возбуждением {ГВВ). ~
Классификация ГВВ по режимам: усиление напряжения,
усиление мощности, умножение частоты, преобразование
частоты. ~ Принципиальная схема, основные элементы,
принцип работы ГВВ на электронной лампе и биполярном
транзисторе. ~ Амплитудные и фазовые соотношения
между сигналами во входной и выходной цепях лампового
и транзисторного ГВВ
Генератор с внешним возбуждением является преобразо-
вателем электрической энергии источника, обычно по-
стоянного тока (напряжения), в энергию электрических колебаний
высокой частоты f причем указанное преобразование осуществля-
ется при подаче на управляющий электрод генераторного прибора
внешнего высокочастотного сигнала, чаще как напряжения, реже
как тока, изменяющегося с частотой /вх . Частота электрических
колебаний, вырабатываемых генератором, либо равна частоте
внешнегц сигнала, т.е. f = /вх, либо кратка ей в целое число раз:
f = п fBX, где п = 2, 3,..., либо отличается на заданную величину
]Д/|« /вх, т.е./=/вх ± Д/. Соответственно ГВВ выполняет
функции усилителя напряжения или усилителя мощности, когда
f= fBX, умножителя частоты, когда f = п /вх, преобразователя час-
тоты, когда./= /вх ± Д f.
Внешний высокочастотный сигнал, подаваемый на управляю-
щий электрод генераторного прибора от некоторого источника,
10
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
называется сигналом возбуждения, что и обусловило название -
генератор с внешним возбуждением (ГВВ). Такие генераторы на-
зывают также генераторами с независимым возбуждением, отра-
жая в названии факт независимости возбуждения от самого генера-
тора1.
ГВВ могут быть построены на электронных лампах с электро-
статическим управлением (в основном на триодах и тетродах, ред-
ко на пентодах), на транзисторах (биполярных и полевых), на при-
борах с распределенным взаимодействием электронов с электро-
магнитным полем - приборах СВЧ (ЛБВ, пролетных клистронах,
амплитронах).
Наиболее часто приходится разрабатывать ГВВ на электронных
лампах и транзисторах. Что касается ГВВ на ЛБВ, пролетных
клистронах, амплитронах, то здесь задача радиоспециалиста после
выбора соответствующего прибора, как правило, сводится к разра-
ботке необходимого источника питания.
Поэтому в настоящих лекциях в основном рассматриваются
ГВВ на электронных лампах и транзисторах.
СХЕМА И ПРИНЦИП РАБОТЫ ГВВ
НА ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПЕ И ТРАНЗИСТОРЕ
Основными элементами ГВВ на электронной лампе и транзи-
сторе являются: генераторный прибор - лампа или транзистор,
именуемый в дальнейшем активным элементом (АЭ); нагрузка в
выходной цепи АЭ (в подавляющем большинстве случаев парал-
лельный колебательный контур или родственная ему электриче-
ская цепь); электрические источники питания (анода, сеток, накала
в случае ламп; коллектора, базы в случае биполярного транзистора;
стока и затвора в случае полевого транзистора); цепь возбуждения.
На рис. 1.1 приведены принципиальные схемы ГВВ на электрон-
ной лампе - триоде при включении по схеме с общим катодом и на
биполярном транзисторе п-р-п типа по схеме с общим эмиттером.
При использовании биполярного транзистора р-п-р типа схема
ГВВ имеет аналогичный вид и отличается только полярностью ис-
точников питания. В то же время высокочастотные транзисторы,
которые для устройств генерирования и формирования сигналов
(УГФС) представляют первоочередной интерес, в подавляющем
1 Существуют генераторы с самовозбуждением, называемые также автогенерато-
рами. Рассматриваются в лекциях 19-23 (см. ч 2).	.
ЛЕКЦИЯ 1
11
Рис. 1.1
12
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
большинстве случаев являются транзисторами п-р-п типа2, поэтому
в дальнейшем мы будем приводить схемы ГВВ применительно к
этому типу биполярных транзисторов.
Полевые транзисторы также существуют двух типов: с затво-
ром p-типа и с затвором n-типа, что сказывается только на поляр-
ности источников питания. Класс биполярных транзисторов для
УГФС существенно шире, чем полевых. Достижимые уровни
мощности у биполярных транзисторов больше, чем у полевых.
В то же время полевые транзисторы работают на более высоких
частотах и имеют существенно больший коэффициент усиления по
мощности.
Когда говорят о мощности любого электрического генератора,
то понимают под нею так называемую активную мощность, выде-
ляемую на активной составляющей сопротивления нагрузки, т.е. ту
мощность, которая, так или иначе, превращается в тепло. В элек-
трических цепях стараются избегать больших реактивных мощно-
стей и вообще желательно их исключать. В ламповых и транзи-
сторных ГВВ реактивная мощность будет отсутствовать, если в
качестве нагрузки используется резистор. Однако в высокочастот-
ных ГВВ трудно, а с ростом частоты вообще невозможно реализо-
вать нагрузку в виде резистора. Кроме того, как известно из теории
усилительных устройств низкой частоты, при использовании рези-
стора в качестве нагрузки лампы или транзистора коэффициент
полезного действия (КПД) усилительного каскада оказывается
низким, что невыгодно при больших уровнях мощности. Большее
значение КПД может быть получено в усилителях низкой частоты
по двухтактной схеме с трансформаторным выходом. Хотя и суще-
ствуют трансформаторы, позволяющие реализовать усилители до
частот в несколько десятков и даже сотен мегагерц, но это состав-
ляет малую часть диапазона радиочастот, используемого сегодня.
Кроме того, далеко не каждая реальная нагрузка генератора может
быть эффективно соединена с лампой или транзистором через
трансформатор. Поэтому в высокочастотных ГВВ чаще всего в ка-
честве нагрузки АЭ используется настроенный параллельный ко-
лебательный контур, представляющий чисто активное сопротивле-
ние для выходного тока АЭ, частота которого совпадает с частотой
2 В транзисторах п-р-п типа токи электродов обусловливаются перемещением
электронов, а в транзисторах р-п-р типа перемещением дырок. Скорость пере-
мещения электронов в теле полупроводника существенно больше, чем у дырок.
Поэтому транзисторы п-р-п типа оказываются менее инерционными, соответст-
венно более высокочастотными, чем транзисторы р-п-р типа.
ЛЕКЦИЯ Г 13
настройки контура. Применение параллельного колебательного
контура в качестве нагрузки АЭ позволяет существенно повысить
КПД генератора по сравнению с резисторной нагрузкой. Кроме
того, параллельный колебательный контур обладает свойством
трансформации активной составляющей сопротивления полезной
нагрузки генератора, что весьма важно для реализации оптималь-
ного режима работы АЭ. На этих вопросах мы остановимся более
подробно-в лекции 10. Здесь же отметим, что на схемах рис. 1.1
параллельный колебательный контур образован элементами
Ск (емкость контура) и £к (индуктивность контура). Сопротивле-
ния активных потерь в элементах контура, равно как и полезная
нагрузка ГВВ, на схемах не показаны, поскольку для понимания
принципа работы ГВВ их отображение на схемах не является
необходимым. В ламповом ГВВ не показана также цепь питания
накала.
Сигнал возбуждения подается от некоторого внешнего источ-
ника через высокочастотный трансформатор Тр на сетку лампы,
базу транзистора. Считаем этот сигнал в виде напряжения ис, иъ
соответственно и принимаем его в дальнейшем изменяющимся по
косинусоидальному закону, т.е.
UC	cos(2n/BX Z) = t7MC COS coz;
«б = COS(2nAx О = cos COZ,
где t/MC, Um5 - амплитуда соответствующего напряжения; co =2п /вх -
круговая частота входного сигнала; z - текущее время.
На сетку лампы и базу транзистора, кроме напряжения возбуж-
дения wc, и&, подается постоянное напряжение Ес, Еб для выбора
рабочей точки, которое называется напряжением смещения. В слу-
чае ламп напряжение смещения, как правило, отрицательно отно-
сительно катода. В случае биполярных транзисторов п-р-п типа это
напряжение также отрицательно относительно эмиттера, а в случае
транзистора р-п-р типа положительно, хотя может быть и наобо-
рот. Подробно вопрос о выборе напряжения смещения в транзи-
сторных генераторах рассматривается в лекции 6.
Конденсаторы Сблс, Сблб - блокировочные конденсаторы в
цепи возбуждения (в цепи сетки, в цепи базы) служат для подачи
напряжения возбуждения на катод, эмиттер, минуя источник на-
пряжения смещения. Чем меньше величина сопротивления этих
14
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
конденсаторов на частоте входного сигнала, тем лучше. Как вы-
брать емкость этих конденсаторов, рассматривается в лекции 13.
Результирующее напряжение между сеткой и катодом, базой и
эмиттером в ГВВ при принятых на схемах рис. 1.1 направлениях
приложенных напряжений согласно второму закону Кирхгофа оп-
ределяется соответственно соотношением:
ег -ис-Ес =UUC cos(o/-£с;
V	V	V	MV	V
(1.1)
еб = мб - £б = ^мб coscor - Еб.
Определяемое (1.1) напряжение носит название мгновенного
напряжения на сетке, базе соответственно. Максимальное значение
мгновенного напряжения:
е -IJ - Е •
Ссмакс vmc с’
еб макс — ^мб ~ ^б 
На рис. 1.2 графически представлено изменение мгновенного
напряжения согласно (1.1) в обозначениях лампового ГВВ. Поми-
мо указанных выше напряжений, на рис. 1.2 отмечено также ми-
нимальное значение мгновенного напряжения на сетке:
е =—U -Е
С МИН	мс с*
Аналогично для транзисторного ГВВ:
еб МИИ ~ ~ ^мб ~ ^б 
Рис. 1.2
ЛЕКЦИЯ 1
15
Поток электронов, исходящий с катода лампы или из эмиттера
транзистора3 и обусловливающий в АЭ токи электродов, распреде-
ляется между электродами в зависимости от соотношения напря-
жений, приложенных к ним. Величина тока в цепи того или друго-
го электрода АЭ может быть определена по семейству статических
вольт-амперных характеристик (ВАХ) лампы или транзистора.
На рис. 1.3 показаны без привязки к конкретному прибору ста-
тические ВАХ электронной лампы при включении по схеме с об-
щим катодом и статические ВАХ биполярного транзистора при
включении его по схеме с общим эмиттером. Подобные ВАХ мы
найдем в справочниках по генераторным лампам и транзисторам.
Отметим, что на приведенных характеристиках ес, еа, еб, ек - по-
стоянные напряжения между сеткой - катодом; анодом - катодом;
базой - эмиттером; коллектором - эмиттером соответственно.
Рис. 1.3
3 Относится к транзисторам п-р-п типа. У транзисторов р-п-р типа токи электро-
дов обусловливаются перемещением дырок. Суть дальнейших рассуждений от
этого не зависит.
Раздел I 1 EHEPATQP^I С ВНЕШНЕМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
м
Задавая напряжения на электрода^ ес, еа в случае лампы,
еб, <?к в случае транзистора, можно по статическим ВАХ опреде-
лить соответствующие этим напряжениям токи электродов.
В ГВВ при наличии сигнала возбуждения напряжение на входе
АЭ не остается постоянным, а изменяется во времени согласно
(1.1). Если, например, ось ес рис. 1.2 совместить с осью ес
рис. 1.3, то нетрудно заключить, что в определенные моменты вре-
мени t анодный ток /а и сеточный ток ic равны нулю (отсутству-
ют), а в определенные моменты времени t эти токи отличны от ну-
ля. Очевидно, га> 0 при ес > -Е'с, где -Е'с - напряжение отсечки
анодного тока (напряжение запирания, зависящее в общем случае
от напряжения между анодом и катодом); /с > 0 при ес > 0.
Как видно из рис. 1.2, результирующее напряжение на входе
лампы периодически изменяется, что обусловливает соответст-
вующее периодическое изменение токов электродов za, zc, кото-
рые в общем случае будут носить импульсный характер.
Периодический характер токов позволяет представить их рядом
Фурье, т.е. в виде суммы постоянной и гармонических составляю-
щих:
4=Ло + Z	cos(«® t + <pon)=
Л=1
= 40 + 4, cos(coz + (р01 ) + Л2 cos(2cof + Фо2) +
+ /аз cos(3cot + <pOj) + ...;
4 = ;с0 + £ 4 * * 7с„ cos(woz + <р0Сй) =
п=1
= 40 + 7q cos(iro( + <pOci) + ZC2 cos(2w/ + <p0c2) +
+/Сч cqs(3ca/+ ф0сз ) + ...,
где Zao, ZCq - постоянные составляющие анодного и сеточного то-
ков соответственно; /Я], 7а _ амплитуда первой, второй и так
далее гармоник (гармонической составляющей) анодного тока;
/С), /С2,— - амрлитуда первой, ртррой, ... гармоник сеточного то-
ЛЕКЦИЯ 1
17
ка; <рОп, <рОсл- начальные фазы соответствующих гармоник токов,
которые в общем случае полагаются отличными от нуля.
Для транзистора справедливы аналогичные рассуждения при-
менительно к коллекторному zK и базовому гб токам. В отличие от
лампы у биполярного транзистора коллекторный и базовый токи
начинаются (прекращаются) при одном и том же напряжении Eg,
также называемом напряжением отсечки. Соответственно /к> О,
гб > 0 при еб> Eg.
Напряжение отсечки анодного тока -Е'с и напряжение отсечки
коллекторного тока Eg является одним из важных параметров ста-
тических ВАХ лампы и транзистора соответственно. Если -Е^ для
большинства ламп существенно зависит от напряжения питания
анода (постоянное напряжение между анодом и катодом Еа на
схеме рис. 1.1,о)4, то Eg практически не зависит от напряжения
коллекторного питания (постоянное напряжение между коллекто-
ром и эмиттером Ек на схеме рис. 1.1,6). У кремниевых транзисто-
ров величина Eg = (0,4...0,7) В, ay германиевых Eg =(0,2...0,3) В.
Пути протекания составляющих токов электродов АЭ показаны
на схемах рис. 1.15. Постоянные составляющие токов /а<), /К(),
7 , /б протекают через источники питания постоянного напря-
жения: источник питания анода Еа, источник питания коллектора
Ек, источник смещения Ес или Еб соответственно; через индук-
тивность контура LK; через АЭ - лампу, транзистор. Переменные
составляющие токов анода, коллектора замыкаются через блокиро-
вочные конденсаторы Сбла, Сблк соответственно; параллельный
колебательный контур Ск, £к; лампу (промежуток анод-катод),
транзистор (промежуток коллектор-эмиттер) соответственно.
4 Связь между указанными напряжениями рассматривается в лекции 4.
' Обратим внимание, что направления токов электродов формально могут быть
выбраны произвольно. Но в данном случае, чтобы не искажать рассмотрение
физики процессов, учтено, как принято считать, что ток протекает против на-
правления движения электронов, перемещающихся в вакууме лампы или в теле
полупроводника транзистора п-р-п типа. У транзистора р-п-р
токов противоположное.
1 ,
18
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Переменные составляющие токов сетки, базы замыкаются че-
рез блокировочные конденсаторы Сблс, Сблб соответственно; ис-
точник возбуждения, отображаемый трансформатором Тр; проме-
жуток сетка-катод у лампы, база-эмиттер у транзистора. Блокиро-
вочные конденсаторы защищают источники постоянного напряже-
ния от попадания в них переменных токов, предотвращая этим на-
рушение нормального режима работы и выделение мощности пе-
ременных токов на источниках.
Параллельный колебательный контур Ск, LK может быть на-
строен на частоту любой гармонической составляющей выходного
тока АЭ. При настройке на частоту первой гармоники ГВВ работа-
ет в режиме усиления: частота выходного сигнала равна частоте
входного; а при настройке на частоту более высокой гармоники
(л > 2) - в режиме умножения частоты: частота выходного сигнала
в целое число раз выше частоты сигнала возбуждения.
Для тока резонансной частоты параллельный колебательный
контур оказывает практически наибольшее, причем чисто активно-
го характера сопротивление - эквивалентное сопротивление
контура, а для токов других частот контур представляет небольшое
сопротивление явно выраженного реактивного характера. Поэтому
с достаточным основанием, чтобы не усложнять получаемые ре-
зультаты и их трактовку, будем считать, что для всех составляю-
щих выходного тока АЭ, кроме той, на частоту которой контур на-
строен, сопротивление параллельного контура Ск, LK равно нулю6.
Падение напряжения на контуре от той гармоники выходного
тока АЭ, на частоту которой он настроен, называется колебатель-
ным напряжением на контуре ик. Если контур настроен на первую
гармонику выходного тока, то, согласно закону Ома, в случае лампы
ик - 4.	COS ® COS W t,
X	ос	мк	J
в случае транзистора
Ык	COS(j3t = UUK COS 10/,
К KI UV	МК	7
где UMK - амплитуда колебательного напряжения.
6 Конечное значение сопротивления параллельного колебательного контура на
гармониках выходного тока АЭ, частота которых отличается от резонансной
частоты контура, т.е. от частоты его настройки, учитывается,- в частности, при
рассмотрении фильтрации побочных компонентов выходного тока (лекция 11).
ЛЕКЦИЯ 1
19
Если контур настроен на высшую гармонику выходного тока,
то
ии = 7Я	cos пол t = UUK cos neo
IV	wV	M IV
UK - Rne COS ПСО t - UUK COS ПОЛ t.
IV	K/V	1*1 IV
В дальнейшем будем считать, что контур Ск, настроен на
первую гармонику выходного тока. Соответственно ГВВ представ-
ляет усилитель напряжения или мощности.7
При чисто активном характере сопротивления контура CK,LK
напряжение на контуре совпадает по фазе с выделяемой гармони-
кой выходного тока АЭ, что учтено в записи приведенных выше
выражений для колебательного напряжения. Так как АЭ полагает-
ся безынерционным прибором на рабочей частоте, когда токи элек-
тродов можно определять, используя статические ВАХ, то (как бу-
дет показано ниже, а также в лекции 3) выходной ток АЭ в ГВВ в
общем случае представляет импульсы, симметричные относи-
тельно периода сигнала возбуждения, что позволяет считать на-
чальные фазы гармонических составляющих выходного тока <рОп в
приведенной ранее записи в виде ряда Фурье равными нулю. Ана-
логичное утверждение справедливо и для входного тока: тока сет-
ки, тока базы.
- Поскольку по высокой частоте АЭ и контур Ск, LK соединены
через конденсатор Сбла или Сблк параллельно, амплитуда пере-
менного напряжения между анодом и катодом лампы, коллектором
и эмиттером транзистора практически равна амплитуде колеба-
тельного напряжения на контуре в силу того, что сопротивление
блокировочных конденсаторов мало для переменных составляю-
щих выходного тока, и падением напряжения на конденсаторах
можно пренебречь.
На основании второго закона Кирхгофа при принятых на рис. 1.1
направлениях напряжений результирующее напряжение между
анодом и катодом лампы или между коллектором и эмиттером
транзистора в ГВВ определяется соотношениями:
е=Е..-и=Е.- cos со/ = ЕЯ- U..n cos со/;
a d К d МК	а Ма	’
(1.2)
е=Ек-и=Ек- UMK cos со/ = Ек - Uu кп„ cos со/,
IV	IV	IV	IV	1*1 IV	IV	1*1 IVVJj I	х
7 Отличие усилителя напряжения от усилителя мощности рассматривается в лек*,
ции 2.
2Q Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕЦ1НЦМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
где (7ма,С7мкол - соответственно амплитуда переменного напря-
жения на аноде лампы, коллекторе транзистора, принимаемая рав-
ной амплитуде колебательного напряжения на контуре UUK. В
дальнейшем для транзисторного генератора с целью сокращения
записи и сходства с ламповым генератором принимаем обозначе-
ние ^мкол=^мк-
Соотношения (1.2) определяют соответственно мгновенное на-
пряжение на аноде (между анодом и катодом) и мгновенное напря-
жение на коллекторе (между коллектором и эмиттером) в ГВВ -
усилителе. Очевидно, подобные соотношения будут справедливы и
для ГВВ - умножителя частоты. Отличие будет только в увеличе-
нии аргумента косинуса в и раз.
Согласно (1.2) мгновенное напряжение на аноде, коллекторе в
ГВВ равно разности напряжений источника питания анода, кол-
лектора £а, Ек и колебательного напряжения на контуре ик.
Минимальное значение напряжения на аноде, коллекторе назы-
вается остаточным и равно
е	=е	=Е -U 
самин Саост	а ’-'ма’
е	-е	-Е -U
К МИН НСОСТ	К UMK*
На рис. 1.4 представлено изменение мгновенного напряжения
согласно (1.2) в обозначениях лампового ГВВ.
Рис. 1.4
Сопоставляя рис. 1.2 и 1 .4, видим, что напряжение на аноде из-
меняется в противофазе с напряжением на сетке. Напряжение на
ЛЕКЦИЯ 1*21
аноде достигает минимального (остаточного) значения еамин, ко-
гда напряжение на сетке достигает своего максимального значения
ес макс. И наоборот, напряжение на аноде достигает своего макси-
мального значения еа макс = £а + С/ма, когда напряжение на сетке
достигает минимального значения е_ ы„„ = -	- Ег, т.е. макси-
мального отрицательного значения, определяющего максимальную
величину -так называемого обратного напряжения8^ Аналогично
обстоит дело и в случае транзисторного ГВВ: напряжение на кол-
лекторе минимально, когда напряжение на базе максимально, и
наоборот.
Если обратиться к статическим ВАХ рис. 1.3 и совместить ось
ес с соответствующей осью рис. 1.2, а ось еа совместить с соот-
ветствующей осью рис. 1.4, то нетрудно заключить, что анодный и
сеточный токи достигают своих максимальных значений в момен-
ты времени, когда мгновенное напряжение на сетке максимально
ес макс ’ а мгновенное напряжение на аноде минимально еамин.
Форма изменения каждого тока оказывается симметричной отно-
сительно значений со/ = 0; 2л; 4л; ... , т.е. относительно значений
со/ = и 2л, где п = 0, 1,2,... .
Если закоротить контур Ск, LK в выходной цепи АЭ, то коле-
бательное напряжение на нем будет отсутствовать, т.е. ик = 0, а
мгновенные напряжения на электродах согласно (1.1) и (1.2), на-
пример у лампового генератора, определяются соотношениями:
ег = Цис cosco/ - Е-
ея = Ея = const.
a d
Изменение анодного тока в этом случае будет происходить в
пределах изменения напряжения ес по закону статической ВАХ в
системе координат ia, ес при еа = £а, а изменение сеточного тока -
в тех же пределах изменения ес по закону статической ВАХ в сис-
теме координат zc, ес при еа = Еа, что показано на рис. 1.5 для слу-
чая |-£с| > |-е'с\.
8 Обсуждается в лекции 6.
22
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 1.5
В системе координат /а, еа для анодного тока, а в системе ко-
ординат /с, еа для сеточного тока при закороченном контуре
Ск, £к изменения токов будут происходить по вертикальным ли-
ниям, как показано на рис. 1.6.
Рис. 1.6
При наличии настроенного контура Ск, LK оба напряжения
ес, еа изменяются в процессе работы ГВВ, но в каждый момент
ЛЕКЦИЯ 1‘
23
времени получается своя пара напряжений, определяемых (1.1),
(1.2), зная которые, по семейству статических ВАХ можно найти
значение соответствующего тока. При этом происходит переход с
одной статической ВАХ на другую и получающееся геометриче-
ское место точек, соответствующих мгновенным значениям тока
электрода в зависимости от мгновенных значений напряжений на
электродах, образует динамическую характеристику тока. Очевид-
но, при закороченном контуре Ск, LK динамическая характеристи-
ка анодного (или сеточного) тока в системе координат za, ес (или
zc, ес) совпадает с частью статической ВАХ при еа - Еа и осью
абсцисс ес (см. рис.1.5); в системе координат ia, еа (или zc,ea)
динамическая характеристика анодного (или сеточного) тока пред-
ставляет отрезок вертикальной прямой, выходящей из точки на оси
абсцисс еа-Еа и доходящей до статической ВАХ, соответствую-
щей. ес макс (см- Рис- *-6).
Сказанное выше справедливо и для транзисторного ГВВ.
Очевидно, в общем случае, независимо от того, закорочен кон-
тур или нет, анодный и сеточный токи носят импульсный характер
с периодом повторения, определяемым частотой сигнала возбуж-
дения. Импульсы токов можно характеризовать двумя параметра-
ми: максимальным (или амплитудным) значением соответственно
анодного тока /ма , сеточного тока /мс, коллекторного тока /мк,
базового тока /мб и углом нижней отсечки9 соответственно анод-
ного тока 6, сеточного тока 0С, коллекторного тока 0, базового то-
ка 0б. В случае биполярного транзистора 0б = 0, так как базовый и
коллекторный токи начинаются и прекращаются при одном на-
пряжении Eg. В случае лампы 0С< 0. Углом нижней отсечки тока
электрода АЭ в ГВВ принято называть половину той доли периода
сигнала возбуждения, выраженную в градусах или радианах, в те-
чение которой через электрод протекает ток. Слова «нижний» в
определении угла отсечки тока электрода, как видно из рис. 1.5,
отражает факт отсечки импульсов тока снизу.
Отношение амплитуды переменного напряжения на аноде (или
коллекторе) к постоянному напряжению на нем, которое в схемах
рис. 1.1 равно напряжению источника питания Еа (или Ек), назы-
9 Принято обозначать буквой греческого алфавита 0 - тэта с индексом соответст-
вующего электрода, при необходимости.	>
24
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
вается коэффициентом использования анодного (коллекторного)
напряжения (в литературе обозначается буквой греческого алфави-
та 2, - кси):
^м«/Е.=5-
В большинстве случаев < 1 (при закороченном контуре
Ск, LK = 0). Однако при некоторых режимах возможно получе-
ние £, > 1 благодаря наличию в выходной цепи АЭ высокодоброт-
ного параллельного колебательного контура.
Обобщая изложенное выше, можно сказать, что энергия источ-
ника постоянного тока (напряжения Еа или Ек) преобразуется в
энергию высокочастотных электрических колебаний в ГВВ с по-
мощью АЭ: лампы или транзистора, играющего роль своеобразно-
го ключа, замыкающего и размыкающего внешнюю для источника
питания Еа или Ек цепь. Управление ключом осуществляется с
помощью переменного напряжения, подаваемого от внешнего ис-
точника через цепь возбуждения на управляющий электрод АЭ,
что обусловливает в выходной цепи АЭ в общем случае импульс-
ный ток с частотой управляющего напряжения. С помощью парал-
лельного колебательного контура, размещаемого в выходной цепи
АЭ, из выходного тока выделяется составляющая любой частоты,
кратной частоте управляющего напряжения.
Подобным образом протекают процессы и в ГВВ - преобразо-
вателе частоты, а также при управлении АЭ внешним сигналом в
виде тока10.
Очевидно, работа ГВВ возможна и без размыкания внешней
цепи, т.е. без полного прекращения тока от источника Еа или Ек.
Достаточно, чтобы изменялась величина этого тока в соответствии
с управляющим напряжением. АЭ в этом случае может рассматри-
ваться как управляемое сопротивление, изменяющее ток в выход-
ной цепи АЭ, из которого с помощью параллельного колебатель-
ного контура выделяется составляющая тока с частотой сигнала
возбуждения. При таком режиме работы АЭ возможно только уси-
ление сигнала. Однако КПД усилителя будет относительно невы-
соким. Умножение и преобразование частоты при таком режиме
работы АЭ может вообще оказаться невозможным.
10 Как отмечалось в начале лекции, возможно управление АЭ не напряжением, а
током. Подобный режим часто встречается в ГВВ на биполярных транзисторах
в диапазоне сверхвысоких частот (СВЧ). Однако суть рассматриваемого про-
цесса от этого не изменяется.
ЛЕКЦИЯ 1
25
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 1
1.	Дайте определение ГВВ. Осмыслите классификацию ГВВ по ре-
жимам.
2.	Приведите принципиальную схему ГВВ на биполярном транзи-
сторе р-п-р типа. Укажите направления токов и напряжений, учитывая
тип проводимости транзистора.
3.	Чем отличается подключение контура Ск, LK к лампе и транзи-
стору на схемах рис. 1.1? Какие особенности представленных включений
контура вам известны? Почему на рис. 1.1 показаны такие включения?
Можно ли сделать наоборот?
4.	Вспомните, как определяется эквивалентное сопротивление па-
раллельного колебательного контура на резонансной частоте. Запишите
все известные вам соотношения. Какие вы знаете способы неполного
включения контура и как определяется эквивалентное сопротивление
контура относительно точек подключения.
5.	Посмотрите в справочниках статические ВАХ генераторных ламп
и транзисторов. Попрактикуйтесь в определении по ним токов анода,
управляющей сетки, экранной (экранирующей) сетки, коллектора, базы
при разных напряжениях на электродах.
6.	Вспомните, что вам известно из математики по вопросу представ-
ления функций гармоническим рядом Фурье. Вспомните определение
коэффициентов ряда Фурье.
7.	Уясните по статическим ВАХ смысл напряжений отсечки
~ЕС, Е'ъ . Какое еще название этих напряжений вам известно?
8.	Осмыслите рис. 1.5. Как изменятся импульсы токов, если принять:
а) -Ес=-Е'е- б)|-Ес|<|-£'|?
9.	Что понимается под амплитудой и углом нижней отсечки тока
электрода АЭ в ГВВ? Осмыслите понятие: «нижний» угол отсечки анод-
ного, коллекторного тока.
10.	Что понимается под динамической характеристикой тока электро-
да АЭ в ГВВ? Как динамическая характеристика тока электрода связана с
семейством статических ВАХ? Изобразите динамические характеристики
анодного и сеточного, коллекторного и базового токов при наличии на-
строенного параллельного колебательного контура в анодной, коллектор-
ной цепи АЭ и при его закорачивании.
11.	Сформулируйте физическую суть процесса генерации высокочас-
тотных электрических колебаний тока и напряжения в ГВВ.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 1
1.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А. Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
26
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
2.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгиль-
дян, В.Б. Козырев, А, А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. - 3-е
изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1996. - 560 с.
3.	Линде ДП. Радиопередающие устройства. - М.: Энергия, 1969. -
680 с.	/
4.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Б.П. Терентьев,
Н.И. Калашников, Л.Е. Клягин, Б.Б. Штейн; Под ред. Б.П. Терентьева. -
М.: Связь, 1972.-456 с.
5.	Денисов В.Д Генераторы и усилители колебаний радиочастот. - М.;
Л.: Госэнергоиздат, 1963.-512 с.
6.	Дегтярь Г.А. Устройства генерирования и формирования радио-
сигналов: Учеб, пособие / Новосиб. гос. техн. ун-т. - Новосибирск,
1992.-Ч. 1.-172 с.
ЛЕКЦИЯ 2
Энергетические соотношения в выходной и входной
цепях ГВВ. ~ Возможности повышения энергетических
показателей ГВВ на электронных лампах и транзисторах
(г / роизведение мгновенного напряжения и на некотором
*- участке электрической цепи на мгновенный ток i через
этот участок определяет мгновенную мощность р на этом участке.
В случае периодического сигнала среднее за период значение ин-
теграла от р соответствует активной мощности на данном участке
электрической цепи. С учётом физической связи между током и
напряжением на участке цепи значение мгновенной мощности мо-
жет быть положительным, т.е. р = ui > 0, или отрицательным:
р ='ui < 0. Если физически связанные напряжение и ток на участке
цепи имеют одно направление, то р > 0, если же они имеют проти-
воположные направления, то р < 0. Положительное значение ак-
тивной мощности соответствует потреблению её на участке цепи,
тогда как отрицательное значение активной мощности соответст-
вует отдаче её этим участком электрической цепи, необходимым
условием чего является наличие на этом участке источника мощ-
ности. Обратим внимание, что наличие источника на участке цепи
является необходимым, но недостаточным условием отдачи мощ-
ности этим участком цепи. Как ниже увидим, в ГВВ на отдельном
участке, несмотря на наличие в нём источника, происходит не от-
дача мощности этим источником, а потребление им мощности дру-
гого источника.
Определим мощности1 в выходной (анодной, коллекторной) и
входной (сеточной, базовой) цепях ГВВ, связанные с основными
элементами схем рис. 1.1.
1 Речь будем вести об активных мощностях. Определение «активная» принято
опускать при рассмотрении вопроса.
28
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Основные участки, выделяемые в выходной цепи ГВВ: контур
Ск, LK; источник питания анода Еа или коллектора Ек; АЭ -
лампа или транзистор.
Мощность на контуре Ск, LK можно определить как
1 т	j Т	। 2л
^конт ~ JАсонт ~~'Г IWK^KOHT ~ ~ J МК*КОНТ
' О	•* 0	0
где /\онт = мк4сонт _ мгновенная мощность на контуре, определяе-
мая мгновенным напряжением на контуре ик и мгновенным током
через контур zK0Hr; Т - период частоты выделяемого сигнала
(Т = \/f = Un - 2л/исо, п = 1 в режиме усиления, п > 2 в режиме
умножения частоты).
В схемах рис. 1.1 через контур протекает полный ток выходно-
го электрода АЭ, т.е. ток анода za или ток коллектора iK. Следова-
тельно, zK0Hr= za или zK0HT= iK. Выше мы приняли (см. лекцию 1),
что сопротивление контура для всех гармоник выходного тока,
кроме той, на частоту которой он настроен, равно нулю. Следова-
тельно, на контуре присутствует только напряжение одной гармо-
ники, называемое колебательным напряжением на контуре и опре-
деляемое в общем случае выражением
ык = ^мк coshcoz,
где п = 1, 2, 3, ... - в зависимости от режима ГВВ: усиление или
умножение частоты.
Обратим внимание, что мгновенная мощность на контуре
/’конг ~ пконтгко1гг> так как напряжение и ток на участке контура
согласно закону Ома имеют одинаковое направление.
Таким образом, мощность на контуре в терминах, например,
лампового ГВВ
। 2я	со
Я„1ГГ =— [(Л... coshcoz (Л. + У/„ coshcozWcoZ.
IvO Hl л J М Л	' dQ	d	'
271 о	и=1
Подынтегральное выражение, если раскрыть скобки, распадется на
бесконечное число слагаемых, но отличный от нуля результат бу-
дет только от одного слагаемого, определяемого произведением
напряжения на ток, изменяющийся с такой же частотой нсо, т.е.
ЛЕКЦИЯ 2 ’
29
1 2я
Ркпнт - — f coshioZ 1Я cosnaatda>t =
ЛОМ 1	J п4к\
zn 0
1 2Г	2	1
= J ^мк4„ COS
Согласно полученному результату при принятом, подходе на
контуре выделяется мощность только одной гармоники, и именно
той, на частоту которой контур настроен. Мощность Рконг носит
название колебательной мощности и обычно обозначается Р_ - Это
обозначение мы и будем использовать. Таким образом,
Л=-С7мк/а •
~	2 МК dfj
Так как UMK =	= J7Ma, то справедливы также соотношения:
р Лр R'Ukj-Vk.
~ 2	2 2Roe'
Если контур настроен на первую гармонику (режим усиления),
то
1	1	9
р~ =-иык1а, =-1;,^ =
1 и2 1 и2
1	^мк _ 1 ^ма
2	2 R^ ‘
Полученный результат следовало ожидать: колебательная мощ-
ность определяется известным соотношением для мощности гар-
монического сигнала на активной нагрузке.
Очевидно, колебательная мощность транзисторного генератора
в режиме усиления
р =1„ , _1,2„ _1С4
2 мк Ki 2 /|с1л°е 2 2^,
В режиме умножения частоты вместо тока /К] будет ток соответ-
ствующей гармоники 1Кп.
Мощность на участке выходной цепи ГВВ, включающем толь-
ко источник напряжения питания анода Еа или коллектора Ек,
30
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
] Т	j 2л
^ист ~ "ZT f/’ист	' ~Z / РшГТ
•'о	2л 0
где мгновенная мощность /7ИСГ = -Eaia в ламповом ГВВ и
/?ист = -EKiK в транзисторном ГВВ. Нетрудно видеть, что мощ-
ность на участке выходной цепи ГВВ, включающем только источ-
ник питания анода Еа или коллектора Ек, оказывается отрица-
тельной, так как направление напряжения источника и направле-
ние тока через него противоположны. Это означает, что источник
питания выходного электрода АЭ ГВВ отдаёт мощность. Отдаёт он
её, очевидно, во внешнюю относительно источника цепь, вклю-
чающую контур Ск, LK и АЭ. Действительно, на участке АЭ -
контур Ск, LK действует напряжение Еа или Ек, а ток на этом
участке /а или /к совпадает по направлению с напряжением. Сле-
довательно, мгновенная мощность на этом участке цепи положи-
тельна и участок потребляет мощность, которая оказывается по
величине равной мощности, отдаваемой соответствующим источ-
ником питания Еа или Ек. Величину мощности, отдаваемой ис-
точником питания анода Еа, коллектора Ек, принято обозначать
Pq . В обозначениях лампового ГВВ получаем
1 т	] 2я
Я = IРист| = — (EaL dt- — (ЕЛЯ doit =
V [ ИС1 | гг> J а а	л J а а
1 о	о
1 2я Z со
=— f7ал + У 7а
2л 0J а а° - а'
'п
л=1
coshcdZ б/coZ =
а ао
Как видим, величина отдаваемой источнйком питания выходного
электрода АЭ ГВВ мощности равна произведению величины по-
стоянного напряжения источника питания на величину постоянной
составляющей тока этого электрода, протекающей через источник.
Мощность на участке выходной цепи ГВВ, включающем толь-
ко АЭ - лампу или транзистор, определяется, например, в терми-
нах лампового ГВВ, выражением
। т	। 2л
/’a=7f/’a^=— \padot,
1 о	2л о
ЛЕКЦИЯ 2 *
31
где мгновенная мощность на лампе /?a=eaza. Мгновенная мощ-
ность на транзисторе рк = eKiK. Символы а и к в обозначениях
мощностей обусловлены соответственно названиями электродов:
анод у лампы, коллектор у транзистора.
Учитывая, что мгновенное напряжение на аноде
еа - Еа - ик - Еа -UUK cos mat, получаем
। 2it
Ра = — f (£а " Umk COS WO/) х
2л 0
оо	А
+ ^Ia COSWOZ |б/(0/= Ро - Л.
И=1 ”	J
Мощность Ра выделяется на аноде лампы и разогревает его.
Физически это обусловлено тем, что электроны, преодолевшие
промежуток катод-анод в лампе, приобретают кинетическую энер-
гию, которую передают аноду, ударяясь об его поверхность. Ана-
логичная мощность выделяется на коллекторе транзистора ГВВ:
Р*=Р0-Р-
Сказанное объясняет введение в обозначение данной мощности
символа соответствующего электрода АЭ: анода или коллектора.
"Таким образом, мощность, выделяемая на выходном электроде
АЭ (аноде, коллекторе), равна разности мощностей - потребляемой
от источника питания Pq и колебательной Л • Полученный ре-
зультат отражает закон сохранения энергии в выходной цепи ГВВ
и означает, что мощность Ро, потребляемая от источника питания
в этой цепи, преобразуется частично в колебательную мощность
Л, а оставшаяся часть выделяется на выходном электроде АЭ: на
аноде или коллекторе. Выделяемая на аноде (коллекторе) мощ-
ность носит название рассеиваемой мощности на аноде лампы
(коллекторе транзистора).
Эффективность преобразования энергии источников питания
выходной цепи АЭ ГВВ в энергию переменного тока высокой час-
тоты оценивается соответственно КПД анодной цепи, КПД коллек-
торной цепи, определяемым из соотношения2 Ла кол = Л/^о •
2 Принято обозначать буквой греческого алфавита т] - эта с соответствующим
символом.
32
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Для КПД анодной цепи получаем в режиме усиления
Л _ 2 ^ма/а1 _ 1 41
Ро ~ EaL ~2Ч'
и а ад	ад
(2.1)
В режиме умножения частоты, очевидно, вместо тока /а] будет ток
1&п. Аналогично определяется КПД коллекторной цепи т]кол.
Как видно из (2.1), для повышения КПД анодной (коллектор-
ной) цепи необходимо увеличивать коэффициент использования
анодного (коллекторного) напряжения 2, и отношение амплитуды
тока выделяемой гармоники выходного тока к его постоянной со-
ставляющей. Использование параллельного колебательного конту-
ра в качестве нагрузки в выходной цепи АЭ ГВВ позволяет суще-
ственно увеличить КПД анодной (коллекторной) цепи, соответст-
венно и КПД генератора в целом, по сравнению с усилителем с на-
грузкой - резистором и трансформаторной нагрузкой, так как, во-
первых, колебательный контур, благодаря резонансным свойствам,
принципиально позволяет получить большее значение нежели
при трансформаторной нагрузке и особенно при нагрузке - рези-
сторе, и, во-вторых, реализовать большее отношение 4|/40
(в общем случае отношение /а„ /40 X что> как показано в лекции 5,
имеет место при малых значениях нижнего угла отсечки анодного
(коллекторного) тока 0. Нежелательные гармонические состав-
ляющие выходного тока, уровень которых становится соизмери-
мым с уровнем выделяемой гармоники при уменьшении нижнего
угла отсечки3, отфильтровываются контуром благодаря его избира-
тельным свойствам.
Колебательная мощность Д, выделяемая на контуре, частично
расходуется (теряется) в элементах контура Ск, LK из-за их неиде-
альности: помимо реактивного сопротивления в элементе присут-
ствует и небольшое активное сопротивление, а большая часть ко-
лебательной мощности переходит в полезную нагрузку генератора
и носит название полезной мощности Р н. Отношение полезной
мощности к суммарной мощности, расходуемой всеми источника-
ми питания генератора (в случае лампы сюда относится и источник
3 Связь гармоник выходного тока АЭ с нижним углом отсечки его рассматривает-
ся в лекции 5.
ЛЕКЦИЯ 2
33
питания накала), определяет промышленный КПД генератора.
Очевидно, промышленный КПД генератора всегда ниже, чем КПД
анодной цепи т]а или коллекторной цепи т]кол. Величина послед-
них, как следует из (2.1), ограничена в режиме усиления физиче-
ским пределом
t ^ai,Ki
Т
а0>к0
В общем случае ГВВ - усилителя или умножителя частоты вели-
чина т]а, т]кол ограничивается пределом
^а(Ьк0
Во входной цепи ГВВ выделяют участки: источник возбужде-
ния; промежуток сетка-катод у лампы, база-эмиттер у транзистора;
источник смещения с напряжением Ес или Еб.
Мгновенная мощность на участке источника возбуждения, ото-
бражаемого в схемах рис. 1.1 трансформатором Тр, определяется
соотношениями: рвозб = -wcic в ламповом ГВВ и рвтаб = -иъ1ъ в
транзисторном ГВВ. Знак « - » у мгновенной мощности обуслов-
лен противофазностью напряжения и тока на этом участке цепи и
указывает на отдачу мощности источником возбуждения во внеш-
нюю по отношению к нему цепь, включающую промежуток сетка-
катод у лампы, база-эмиттер у транзистора и источник смещения с
напряжением Ес или Еб: физически повышение напряжения воз-
буждения на сетке, базе обусловливает увеличение входного тока -
тока сетки, базы. Поэтому направление напряжения возбуждения
на выходе Тр (см. рис. 1.1) противофазно направлению входного
тока АЭ. Величина отдаваемой источником возбуждения мощно-
сти, называемой мощностью возбуждения, определяется выра-
жением
1 2я
^возб — Т J |.Рвозб|^®^’
2л 0
В терминах лампового генератора, учитывая, что ис = Емс cos со/,
получаем
34
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
1 2я
/’возб=— Jt/McCOS(OZX
2л 0
/	0°	|
х Ла + У Ли coshco/ da>t = —VMCICt.
I VQ	Ml	Ml V]
к n=l	7 Z
Обратим внимание, что по форме мощность возбуждения опре-
деляется подобно колебательной мощности и соответствует мощ-
ности гармонического сигнала на активной нагрузке.
Очевидно, в транзисторном генераторе
Э — —I] I
ВОЗб 2	®1"
Мощность на промежутке сетка-катод в ламповом ГВВ и на
промежутке база-эмиттер в транзисторном ГВВ соответственно
। 2л	। 2л
Л = — f Pcd<M =—	f	d<^
2л ()	2л	q
рб = V" f Pzd(M = 7-	J %г'б dat-
2Я q	/Я	q
Рассматриваемая мощность выделяется на управляющем элек-
троде АЭ: на управляющей сетке у лампы, на базе у транзистора и
носит название рассеиваемой мощности на сетке Рс, на базе Рб
соответственно. Как и мощность, рассеиваемая на аноде (коллек-
торе), мощность, рассеиваемая на управляющем электроде, физи-
чески обусловливается передачей сетке (базе) кинетической энер-
гии электронов, попавших на этот электрод при движении от като-
да (эмиттера) в сторону анода (коллектора). Рассеиваемая на
управляющем электроде мощность разогревает его.
Учитывая (1.1), в терминах, например, лампового генератора,
получаем для рассеиваемой на сетке мощности
। 2л
Л=— /(ЦисСОЗСО'-Яс)
2л 0
L + У Л coshcoz da>t -
с0	сп
гг=1	7
-f7MC7C1 - Ес/сп
2 MV	V VQ
Лозб Л:Л0 
ЛЕКЦИЯ 2 *
35
Аналогично, рассеиваемая на базе мощность
Р& = ^’^мб41 _^б40 = ^возб “ ^б40 
Согласно последним соотношениям, выделяемая на управляю-
щем электроде (сетке или базе) мощность равна разности подво-
димой от источника возбуждения мощности Рвозб и мощности,
расходуемой в цепи смещения, величина которой в случае лампо-
вого генератора PCQ - EcIC(j, а в случае транзисторного генератора
Р6о	Таким образом, рассеиваемая на сетке или базе мощ-
ность
^с=^возб-^с0;	(*)
Величину расходуемой в цепи смещения мощности можно оп-
ределить как среднее значение соответствующего интеграла. Так,
применительно к ламповому генератору
j 2л	। 2л
। 2тг / оо *	\
= — ffJL+У/. cosncof da>t = ErE,.
J с Со сл	с с0
Z7t о V п=1	7
Обратим внимание, что в схемах рис. 1.1 на участке источника
смещения направления напряжения и тока совпадают, что соответ-
ствует потреблению мощности этим участком. Потребляемая ис-
точником смещения мощность определяется аналогично мощности
Р(), отдаваемой источником питания в цепи анода (коллектора).
Это неудивительно, так как источники питания анода (коллектора)
и источники смещения сетки (базы) являются источниками посто-
янного напряжения. Однако если у источников питания анода
(коллектора) во внешней цепи ток протекает через АЭ от полюса
источника положительной полярности « + » к полюсу отрицатель-
ной полярности « - », то у источников смещения во внешней цепи
ток протекает через АЭ от полюса источника отрицательной по-
лярности « - » к полюсу положительной полярности « + ». Это раз-
личие и обусловливает, что источники питания анода (коллектора)
отдают мощность, а источники смещения потребляют мощность.
36
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Таким образом, мощность возбуждения ГВВ частично рассеи-
вается на управляющем электроде АЭ: на управляющей сетке лам-
пы или на базе транзистора, а частично затрачивается в цепи ис-
точника смещения, что соответствует закону сохранения энергии
во входной цепи ГВВ.
Если в схемах рис. 1.1 принять положительное смещение, т.е.
сменить полярность присоединения источников смещения к элек-
тродам, то на участке источника смещения направления тока и на-
пряжения будут противоположными, и это будет означать, что ис-
точник смещения отдаёт мощность во внешнюю по отношению к
нему цепь. Величина отдаваемой источником смещения мощности
по-прежнему будет определяться приведенными выше соотноше-
ниями:	- ЕС1С(, и Рб() =	. Эта мощность будет рассеиваться
на управляющем электроде: сетке, базе. Полная мощность, рассеи-
ваемая на сетке (базе), в этом случае
^с ~ ^ВОЗб + Л>0 ’	~ -^возб + -^б0 	(**)
Однако поскольку в подавляющем большинстве случаев сме-
щение отрицательное4, источник смещения не отдаёт, а потребляет
мощность от источника возбуждения. Для убедительного подтвер-
ждения этого можно привести следующее. Как известно из курса
усилительных устройств низкой частоты, и мы об этом также бу-
дем говорить в лекции 13, отрицательное смещение может быть
подано от специального источника: выпрямителя, батареи, аккуму-
лятора или обеспечено автоматически с помощью резистора в со-
ответствующей цепи5. Резистор, очевидно, может только потреб-
лять электрическую мощность, но не производить её.
При использовании для отрицательного смещения источника:
выпрямителя, батареи, аккумулятора мощность Р^ или Р&о , рас-
ходуемая в цепи смещения, идёт «на подзарядку» этого источника,
увеличивая его отрицательное выходное напряжение, следователь-
но, и отрицательное смещение. Последнее объясняется тем, что
постоянная составляющая входного тока I или /бо протекает
против ЭДС источника смещения и создаёт падение напряжения на
4 Исключение составляет, как будет показано в дальнейшем (см. лекцию 13), слу-
чай маломощного транзисторного ГВВ, когда смещение положительное. В лам-
повых ГВВ смещение всегда отрицательное.
5 Вопрос об автоматическом смешении затрагивается в лекции 8 и подробно рас-
сматривается в лекции 13.
ЛЕКЦИЯ 2
37
внутреннем сопротивлении источника. Любой реальный источник
электрической энергии имеет внутреннее сопротивление конечной
величины. Бесконечно малое внутреннее сопротивление источника
напряжения означает, что такой источник в состоянии развивать во
внешней цепи неограниченную мощность, что физически нереально.
Соотношения (**), как и (*), соответствуют закону сохранения
энергии во входной цепи ГВВ.
Отношение колебательной мощности генератора-к мощности,
затрачиваемой источником возбуждения, определяет коэффициент
усиления генератора по мощности. Обозначается чаще всего сим-
волом КР. Таким образом,
Кр “ ^-Лвозб-
Если воспользоваться, например, соотношениями для лампово-
го ГВВ, то можно записать
—С/ I
р	маа]
р р 1	ли
^возб — 77 J
2 MCJC]
Правая часть последнего соотношения применима к любому ГВВ,
где Ки - коэффициент усиления пр напряжению (в общем случае
Ки определяется как отношение амплитуды колебательного на-
пряжения, т.е. напряжения на выходе, к амплитуде напряжения
возбуждения, т.е. напряжения на входе); Кг - коэффициент усиле-
ния по току (в общем случае Кг определяется как отношение ам-
плитуды выделяемой гармоники тока, т.е. амплитуды гармоники
тока на выходе, к амплитуде первой гармоники входного тока).
Коэффициент усиления генератора по мощности зависит от
схемы ГВВ, типа АЭ и режима его работы. У ламповых ГВВ зна-
чение КР может колебаться в очень широких пределах: от единиц
до нескольких десятков. Если сеточный ток отсутствует, то
Рвозб = 0 и значение КР бесконечно. В этом случае ГВВ рассмат-
ривается как усилитель напряжения с коэффициентом усиления
Ки, имеющим конечное значение. Коэффициент усиления по току
К, у усилителя напряжения имеет бесконечное значение. При ко-
нечном значении КР ГВВ рассматривается как усилитель мощно-
38
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ста6. Значение КР у ГВВ на биполярных транзисторах обычно не-
велико и лежит в пределах 5... 10. ГВВ на биполярных транзисто-
рах всегда рассматриваются как усилители мощности (в отличие от
лампы у биполярного транзистора выходной - коллекторный и
входной - базовый токи существуют одновременно, поэтому зна-
чения Ки и Kt у такого генератора всегда конечны). ГВВ на поле-
вых транзисторах имеют значения КР, примерно как в ламповых
генераторах.
Очевидно, желательно иметь генератор с большим значением
КПД анодной цепи т]а и™ КПД коллекторной цепи т]Кол и с
большим значением КР. Однако, как будет показано в лекции 6,
требования получения большого значения КПД и большого значе-
ния КР являются часто противоречивыми и поэтому приходится
принимать компромиссное решение.
Отношение амплитуды напряжения возбуждения t/MC. мб к
амплитуде первой гармоники входного тока /С]б] определяет ак-
тивную составляющую входного сопротивления генератора
/?вх =^мс,мб^сь б] ’ нагружающую источник возбуждения. Соот-
ветственно
1	1 тР
р —-Т1 I — 1 мс, мб
*В03б ~ 2 ^МС, мб-'С], б] — 2
Параллельно /?вх подключается входная межэлектродная ём-
кость Свх лампы или транзистора с добавлением монтажной ёмко-
сти См. В итоге результирующее
входное сопротивление генератора
*
2вх рассматривается как парал-
лельное соединение активной со-
ставляющей /?вх и ёмкостной состав-
ляющей 1//со(Свх + См). В транзи-
сторных генераторах часто приходится учитывать последовательно
включаемую индуктивность входного электрода ZBX (рис. 2.1).
(Свх +
Рис. 2.1
7
•'-их
О-
6 Термин «усилитель», очевидно, применим, если значение соответственно Ки
или Кр больше единицы. Часто используют понятие коэффициента передачи
по напряжению или мощности, которое является более общим для характеристики
как генератора электрических колебаний, так и любой электрической цепи.
ЛЕКЦИЯ 2
39
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 2
1.	Какие мощности определяют в выходной и входной цепях ГВВ?
Уясните их смысл и определение. Запишите все известные вам соотноше-
ния. Есть ли различие в определении мощностей в цепях ГВВ на транзи-
сторах п-р-п и р-п-р типа?
2.	Укажите связи между выделяемыми мощностями в цепях ГВВ.
Подтвердите их соотношениями. Приведите соотношения/связывающие
мощности в выходной цепи ГВВ с использованием КПД анодной цепи
г)а, КПД коллекторной цепи цкол.
3.	В чём сходство между усилителем напряжения и усилителем
мощности и в чём отличие? Поясните.
4.	Объясните существование физического предела на величину КПД
анодной цепи, КПД коллекторной цепи в ГВВ.
5.	В чём проявляется закон сохранения энергии в выходной и вход-
ной цепях ГВВ?
6.	В каком случае источник смещения отдаёт мощность, а в каком
случае он является потребителем мощности другого (какого?) источника
в ГВВ?
7.	Поясните, на что расходуется мощность, потребляемая в цепи
смещения ГВВ.
8.	В чём сходство мощностей, связываемых с источником питания
анода (коллектора) и источником смещения и в чём различие? Поясните.
9.	Запишите соотношения для коэффициентов усиления по напря-
жению и по току в обозначениях лампового и транзисторного ГВВ.
10.	Почему ГВВ на биполярном транзисторе всегда рассматривается
как усилитель мощности? Поясните.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 2
1.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А. Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
2.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгиль-
дян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. -
3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1996. - 560 с.
3.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Б.П. Терентьев,
Н.П. Калашников, Л.Е. Клягин, Б.Б. Штейн; Под. ред. Б.П. Терентьева. -
М.: Связь, 1972.-456 с.
4.	Дегтярь ГА. Устройства генерирования и формирования радиосигна-
лов: Учеб, пособие / Новосиб. гос. техн. ун-т. - Новосибирск, 1992. - Ч. 1. -
172 с.
ЛЕКЦИЯ 3
Динамические характеристики и формы импульсов
выходного тока генераторной лампы и транзистора. ~
Классификация режимов работы ГВВ по напряжённости
и нижнему углу отсечки выходного тока АЭ
/Э еличина и форма выходного тока АЭ ГВВ определяются
LLx значениями и фазовыми соотношениями напряжений,
действующих на электродах АЭ, что в самом общем виде можно
представить следующими функциями:
•	для триода ia = /(еа, ес);
•	для тетрода ia = f(ea, ес, еС2);	(*)
•	для пентода ia = /(еа, ес, еС2, еСз);
•	для биполярного транзистора /к = f(eK, еб),
где ia, iK - соответственно ток анода (коллектора); еа, ес, еС2, еСз -
соответственно напряжение на аноде, на первой (управляющей)
сетке, на второй (экранной) сетке1, на третьей (защитной или анти-
динатронной) сетке относительно катода; ек, еб - соответственно
напряжение на коллекторе и базе относительно эмиттера.
Зависимости (*) применимы, в частности, к семейству статиче-
ских ВАХ лампы и транзистора, обычно снимаемых эксперимен-
тально.
При работе генератора изменение выходного тока АЭ (и вооб-
ще тока любого электрода) происходит по закону динамической
характеристики (ДХ), под которой понимают, как уже отмечалось
1 Вторая сетка предназначена играть роль экрана между анодом и управляющей
(первой) сеткой, чтобы уменьшить ёмкостную связь между ними. Отсюда и на-
звание - экранная сетка. Однако часто её называют также экранирующей сеткой.
ЛЕКЦИЯ 3 *41
в лекции 1, геометрическое место точек в семействе статических
ВАХ, соответствующих мгновенным значениям тока в зависимо-
сти от мгновенных значений напряжений на электродах АЭ.
Строятся ДХ с использованием выражений (1.1), (1.2) и семей-
ства статических ВАХ.
При известных значениях Еа, Ес, UMC, Има для лампового
ГВВ и Ек, Еб, Um6, UMK для транзисторного ГВВ, задавая значе-
ния фазы сот в пределах (О...2л) радиан2 через определённые интер-
валы, можно определить из (1.1), (1.2) мгновенные напряжения
ес, еа или еб, <?к. Каждой паре значений ес, еа или еб, ек соот-
ветствует определённое значение анодного или коллекторного то-
ка, которое может быть найдено по статическим ВАХ. В случае
тетрода, пентода необходимо использовать семейство статических
ВАХ, снятых при выбранных значениях напряжений еС2, еСз, ко-
торые обычно остаются неизменными при работе генератора. Гео-
метрическое место точек на статических ВАХ, соответствующее
найденным значениям тока, образует ДХ. ДХ строятся аналогич-
ным образом для тока любого электрода АЭ в соответствующем
семействе статических ВАХ.
В качестве примера рассмотрим построение ДХ анодного тока
генераторной лампы в анодной ia, еа ив анодно-сеточной /а, ес
системах координат. Для определённости примем напряжение
смещения равным напряжению запирания, т.е. -Ес = ~ЕС3. Ампли-
туду напряжения возбуждения Емс и амплитуду колебательного
напряжения UMa примем такими, чтобы напряжения есмакс и
еамин приходились на основную область семейства статических
ВАХ анодного тока лампы, что возможно, в частности, если при-
нять (/ <(1,2...1,5)|-Ес|,а Ема <(0,5...0,б)Еа.
Мгновенные напряжения на сетке и аноде описываются (1.1),
(1.2), согласно которым
ег coscoz - Е';
С МС	С	(3 J)
еа = Еа - ^ма COS СО/.
2 Очевидно, значения фазы можно задавать в пределах (0...360)°.
3 Такая запись означает, что напряжение смещения по величине равно напряже-
нию запирания и также отрицательно относительно катода.
42
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Характер изменения мгновенных напряжений (3.1) аналогичен
представленным на рис. 1.2 и 1.4 соответственно.
На рис. 3.1 показаны статические ВАХ анодного тока в соот-
ветствующих системах координат, с осями напряжений которых
совмещены соответствующие оси рис. 1.2 и 1.4. Обратим внима-
ние, что в данном случае на рис. 1.2 следует считать -£с = ~е'с .
Точки 1-9 на рис. 3.1 определяются при значениях текущей
фазы со/ от 0 до 2л с шагом л/4 рад. Соответственно координаты
точек согласно (3.1):
точка Г. a>t = 0; ея = Ея - Uua - ея м 
7 а а Ма а МИН’
р -TJ —р1 =р
Сс мс с Ссмакс’
точка 2: со/ = л/4; ея = Ея - 0,7071}ия;
е=0,707/7мс-£'
точка 3: со/ = л/2; ея = £я;
ес=-Ес,
точка 4: (at = Зл/4; ея = Ея + 0,70711мя;
е = -0,707 Umc-E'
точка 5: со/ = л; е = £я + иия = ея иякг;
’ а	а	Ма	а Мали ’
е =-U - F1 =е
С	МС	С	С МИН •
После точки 5 мгновенные напряжения на электродах начина-
ют изменяться в обратную сторону, и происходит совпадение то-
чек: б — 4, 7 - 3, 8 - 2, 9 - I. Затем всё повторяется. При принятом
смещении -£с = -£^ в точке 3 при движении к ней от точек 1, 2
происходит прекращение анодного тока и при дальнейшем движе-
нии к точкам 4, 5 лампа остаётся закрытой, несмотря на то, что
мгновенное напряжение на аноде нарастает. Дело в том, что мгно-
венное напряжение на сетке в это время уменьшается быстрее, т.е.,
становится более отрицательным, нежели нарастает напряжение на
аноде.
Обратим внимание, что на рис. 3.1 из всего семейства статиче-
ских ВАХ анодного тока лампы представлены только четыре ха-
рактеристики в пределах крайних значений напряжений на аноде
еа макс ’ еа мин и на сетке ес макс ’ ес мин • Характеристики за пределами
Рис. 3.1
44
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
этих напряжений не представляют интереса, так как при работе
генератора напряжения на электродах лампы не выходят за указан-
ные пределы. Внутри этих пределов, чтобы не загружать рисунок
ненужными элементами, представлены только две характеристики,
удовлетворяющие координатам промежуточных точек 2 (также 8)
и 3 (также 7).
Как видно из рис. 3.1, ДХ имеет наклонный участок. Очевидно,
что наклон и положение ДХ зависят от соотношения мгновенных
напряжений на электродах лампы. А так как колебательное напря-
жение на аноде зависит от величины нагрузки в его цепи , то и
наклон ДХ будет зависеть от величины этой нагрузки.
Статические ВАХ токов АЭ в общем случае не являются ли-
нейными и строго параллельными друг другу, поэтому и ДХ, в
свою очередь, не будут прямолинейными.
По ДХ можно построить форму тока электрода АЭ. Для этого
надо от напряжений перейти ко времени t или фазе со/, т.е. осуще-
ствить представление ДХ во временной области. На рис. 3.2 пока-
зана форма анодного тока, соответствующая ДХ рис. 3.1, где циф-
рами обозначены соответствующие точки ДХ. Как видно, в рас-
сматриваемом примере анодный ток представляет периодическую
последовательность импульсов, симметричных относительно пе-
риода сигнала возбуждения, о чём мы говорили в лекции 1. Подоб-
ные импульсы будут характерны и для тока сетки. Аналогичные
импульсы токов будут и в транзисторном ГВВ в силу сходства ста-
тических ВАХ ламп и транзисторов. Как отмечалось в лекции 1,
импульсы токов можно характеризовать двумя параметрами: мак-
симальным значением (амплитудой) и углом нижней отсечки. Бо-
лее подробно эти параметры обсуждаются в лекции 4.
Если при выбранных напряжениях построить импульсы, на-
пример, анодного тока для конкретной лампы, то можно провести
ЛЕКЦИЯ 3 '
45
расчёт параметров режима анодной цепи ГВВ на этой лампе. Рас-
чёт проводится так называемым графоаналитическим методом, в
основе которого лежит разложение в ряд Фурье графически задан-
ной функции, каковой в данном случае оказывается анодный ток.
Определив постоянную составляющую и амплитуду первой гармо-
ники анодного тока, при известных напряжениях по формулам
лекции 2 находим все мощности в анодной цепи ГВВ и КПД анод-
ной цепи. Аналогично можно провести расчёт параметров режима
сеточной цепи ГВВ. Так же можно рассчитать параметры режима
ГВВ на транзисторе.
Как видно из рис. 3.1,а, ДХ анодного тока в системе координат
/а, еа имеет участок с отрицательной крутизной, когда увеличе-
нию напряжения на аноде соответствует уменьшение анодного то-
ка, а уменьшению напряжения - увеличение тока. Именно наличие
у ДХ анодного тока участка с отрицательной крутизной дает воз-
можность производить усиление и ряд других преобразований сиг-
нала в ГВВ на лампе. При этом лампа может рассматриваться как
отрицательное сопротивление.
Всё сказанное выше применимо и к ГВВ на транзисторе в силу
уже отмечавшегося сходства статических ВАХ ламп и биполярных
транзисторов.
Если в рассмотренном выше примере построения ДХ анодного
тока изменять амплитуду колебательного напряжения (7ма, т.е.
изменять коэффициент использования анодного напряжения то
можно построить семейство ДХ. При этом каждой ДХ соответст-
вует своя форма импульсов анодного тока.
На рис. 3.3 представлены ДХ и формы импульсов анодного то-
ка лампы при разных значениях (на рис. 3.3 показаны только по-
ловины импульсов). Режим = 0 соответствует короткому замыка-
нию нагрузки - контура Ск, LK в анодной цепи лампы. ДХ в этом
случае, как уже отмечалось в лекции 1, в рассматриваемой системе
координат представляет отрезок вертикальной прямой (ДХ 7 на
рис. 3.3). Если мгновенное напряжение на аноде не заходит в об-
ласть, где начинается резкое уменьшение анодного тока, то на-
клонные участки ДХ почти линейны и таковыми они остаются, по-
ка минимальное напряжение на аноде еа мин = Еа - [7ма не станет
меньше некоторого напряжения еакр (критическое напряжение на
аноде). Таковыми являются ДХ II, III. При еамин «еакр в верхней
части ДХ появляется небольшой загиб, что приводит к уплощению
46
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
формы импульса анодного тока (ДХ IV на рис. 3.3). При
еа мин < еа кр загиб в верхней части ДХ увеличивается и на вершине
импульса тока появляется впадина. Таковыми являются ДХ V, VI
на рис. 3.3.
ДХ VI соответствует значение £ = 1, при этом анодный ток на
месте вершины импульса (со/ = 0) опускается до нуля. Если > 1,
то минимальное напряжение на аноде заходит в область отрица-
тельных значений
ЛЕКЦИЯ 3 *
47
еамин = Еа ~^ма =
а МИН а Ма а \ J/ '
и мгновенное напряжение остаётся в этой области в течение неко-
торого времени. Анодный ток в эти моменты равен нулю и появля-
ется с заходом мгновенного напряжения на аноде еа в область по-
ложительных значений. Импульсы анодного тока при этом оказы-
ваются раздвоенными, как показано на рис. 3.4, где представлены
обе половины импульсов.
Рис. 3.4
В случае биполярного транзистора при £, > 1 происходит от-
крывание коллекторного перехода и появляется коллекторный ток
обратного направления4, который существует до тех пор, пока со-
храняется ек < е6. Появление коллекторного тока обратного на-
правления приводит к уменьшению полезной мощности Р_, уве-
личению мощности возбуждения Рвозб, что весьма нежелательно в
ГВВ. Поэтому режим с > 1 в ГВВ на биполярном транзисторе по
схеме рис. 1.1,6 не применяется. По причине открывания коллек-
торного перехода такой режим физически не может быть реализо-
ван в схеме. В остальном формы импульсов коллекторного тока
подобны импульсам анодного тока генераторной лампы.
По форме импульсов выходного тока различают режимы рабо-
ты АЭ и соответственно режимы ГВВ.
Типовыми формами импульсов анодного тока лампы и коллек-
торного тока транзистора считают:
1)	остроконечный или косинусоидальный импульс (при этом в
большинстве случаев = 0.. .0,8);
4 Более подробно обсуждается в лекции 4.
48
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
2)	уплощенный косинусоидальный импульс = 0,8...0,9);
3)	импульс с впадиной (£, = 0,9... 1);
4)	раздвоенный импульс (£, > 1).
ГВВ в режиме усиления мощности в большинстве случаев ра-
ботают с уплощенной формой импульсов или с импульсами,
имеющими небольшую впадину.
Остроконечный импульс выходного тока АЭ, какими являются
импульсы I, II, III на рис. 3.3, соответствует так называемому недо-
напряжённому режиму ГВВ. Импульс тока, имеющий впадину,
соответствует перенапряжённому режиму ГВВ. Такую форму
имеют импульсы V, VI на рис. 3.3. Промежуточный режим между
недонапряжённым и перенапряжённым режимами называется кри-
тическим. Ему соответствует импульс тока с уплощенной верши-
ной. Таковым является импульс IV на рис. 3.3. Критическому ре-
жиму ГВВ соответствует критический коэффициент использования
анодного, коллекторного напряжения S,Kp. Режим ГВВ с > 1 на-
зывается сильноперенапряженным. В случае лампового ГВВ тако-
му режиму соответствует раздвоенный импульс анодного тока
рис. 3.4. В транзисторном ГВВ сильноперенапряженный режим с
раздвоенным импульсом коллекторного тока, как отмечалось вы-
ше, физически не реализуется5.
Следует отметить, что в перенапряжённом режиме ГВВ ток
сетки и ток базы больше, чем в недонапряжённом, что делает более
тяжёлым режим работы сетки и базы. Последнее как раз и нашло
отражение в классификации режимов ГВВ: недонапряжённый, пе-
ренапряжённый .
Режимы работы АЭ в ГВВ различают также по нижнему углу
отсечки выходного тока АЭ. Это режимы классов А, В, С, АВ6.
Режим класса А имеет место при 0 = 180°; режим класса В - при
0 = 90°; режим класса С - при 0 < 90°; режим класса АВ - при
9О°<0< 180°.
В теории генераторных устройств режим работы с углом отсеч-
ки выходного тока АЭ 0=180° называют режимом работы колеба-
ниями 1-го рода, а режим работы с 0 < 180° - режимом работы ко-
лебаниями 2-го рода.
5 Возможна реализация режима со значением £ > 1 в транзисторном ГВВ-
усилителе за счёт использования в коллекторной цепи, наряду с полезной пер-
вой гармоникой, одной или двух высших гармоник. Однако значение коллек-
торного тока ниже нуля при этом не опускается. Высшие гармоники использу-
ются и в ламповых ГВВ с целью повышения КПД анодной цепи за счёт увели-
чения
6 В русскоязычной речи называются соответственно: А, Б, Ц, АБ.
ЛЕКЦИЯ 3
49
Как будет показано в дальнейшем (лекция 6 и ч. 2, лекция 27),
режим класса А обусловливает самый низкий КПД генератора, но
зато самый высокий коэффициент усиления. Поэтому данный ре-
жим применяется в маломощных генераторах - усилителях, где
КПД существенной роли, как правило, не играет^ а большое значе-
ние коэффициента усиления весьма желательно7. В мощных ГВВ
используются режимы с 0 < 180°, причём наиболее широко с
0 < 90°, т.е. .режимы классов В и С, которые обеспечивают КПД
существенно выше, нежели режим класса Л.
Во всех указанных выше режимах ГВВ форма импульса вы-
ходного тока АЭ в той или иной мере близка к косинусоидальной.
В то же время применяются генераторы с прямоугольной или тре-
угольной формой импульса выходного тока АЭ (соответственно
режим класса D и режим класса Е). Рассмотрение таких режимов
выходит за рамки настоящих лекций.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 3
1.	Дайте определение динамической характеристики (ДХ) тока элек-
трода АЭ в ГВВ. Уясните его.
2.	Попробуйте построить ДХ анодного тока при разных соотноше-
ниях между принимаемым напряжением смещения Ес и напряжением
запирания -Ес при принятом напряжении питания анода Еа . Постройте
ДХ сеточного тока, а также коллекторного и базового токов.
3.	Постройте ДХ анодного тока в системе координат /а, ес при ко-
роткозамкнутом контуре Ск, LK. Сравните её с ДХ при наличии настро-
енного контура.
4.	Попробуйте построить ДХ анодного тока для какой-нибудь конкрет-
ной генераторной лампы, статические ВАХ которой вам доступны. Поменяй-
те исходные значения напряжений и посмотрите, как изменятся ДХ.
5.	Попробуйте построить ДХ и формы импульсов анодного тока, по-
добные приведенным на рис. 3.3, при других соотношениях между при-
нимаемым напряжением смещения Ес и напряжением запирания -Е'.
6.	Что положено в основу классификации режимов ГВВ? Приведите
принятую классификацию режимов ГВВ по напряжённости и нижнему
углу отсечки выходного тока АЭ.
7.	Попробуйте построить форму импульса коллекторного тока при
значении > 1.
7 Именно для реализации режима класса А в транзисторном ГВВ приходится при-
менять положительное смещение
50
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
8.	Вспомните известный из математики численный метод определе-
ния коэффициентов ряда Фурье функции, заданной графически.
9.	Не обращаясь к предыдущей лекции, запишите известные вам со-
отношения для определения мощностей в выходной и входной цепях
лампового и транзисторного ГВВ. Запишите формулу для определения
КПД анодной (коллекторной) цепи. Сверьте записанные выражения с
имеющимися в лекции 2. Сделайте выводы по результатам своих записей.
10.	Предложите соотношение для определения крутизны наклонного
участка ДХ анодного (коллекторного) тока в каждой из используемых
систем координат. В чём различие?
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 3
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 2.
ЛЕКЦИЯ 4
Аппроксимация статических ВАХ генераторных ламп
и транзисторов. ~ Уравнения выходного тока АЭ ГВВ
для разных режимов работы по напряжённости при
кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ. —
Основное уравнение ГВВ. — Определение эквивалентных
параметров аппроксимированных статических ВАХ
АППРОКСИМАЦИЯ СТАТИЧЕСКИХ ВАХ
ГЕНЕРАТОРНЫХ ЛАМП И ТРАНЗИСТОРОВ
(j рафоаналитический метод расчёта режима ГВВ, упоми-
J- навшийся в предыдущей лекции, основанный на исполь-
зовании реальных статических ВАХ АЭ, является надёжным сред-
ством получения достоверных данных о режиме генератора. Он
незаменим при всякого рода детальных исследованиях, когда важ-
но иметь возможно более точные сведения о работе генератора.
Вместе с тем для инженерных расчётов этот метод громоздок и
применения в повседневной практической работе радиоспециали-
ста не нашёл.
Инженерные методы расчёта строятся на базе простых анали-
тических соотношений, таблиц коэффициентов или обобщённых
графиков, в результате чего существенно сокращается время, не-
обходимое для проведения вычислений. Инженерные методы по-
зволяют удобно выбирать исходные данные для расчёта, например,
задавать колебательную мощность или допустимое значение тока,
сопротивление нагрузки (эквивалентное сопротивление контура
/^е), температурный режим и др. При графоаналитическом методе
расчёта заданными считаются только напряжения, действующие на
электродах АЭ в схеме генератора, а токи, мощности, необходимое
сопротивление нагрузки определяются в ходе вычислений.
52
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Для разработки инженерных методов расчёта генератора необ-
ходимо, прежде всего, иметь аналитические выражения, описы-
вающие семейство статических ВАХ выходного тока АЭ. Эти вы-
ражения должны быть простыми, чтобы при использовании их
оказалась простой вся методика расчёта.
Наиболее простой и достаточно точный метод расчёта генера-
торов на электронных лампах и биполярных транзисторах получа-
ется при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ
анодного и коллекторного тока. Такая аппроксимация позволяет
описывать зависимость тока от действующих напряжений в виде
линейных уравнений и получать весьма простые формулы для тех-
нических расчётов. Методы, основанные на кусочно-линейной ап-
проксимации статических ВАХ выходного тока лампы, транзисто-
ра, обеспечивают хорошую точность при условии полного или
почти полного использования АЭ по мощности, так как при этом
значения рабочих токов и напряжений на электродах АЭ перекры-
вают всё поле статических ВАХ, и с локальными нелинейностями
реальных ВАХ можно не считаться. Подобная ситуация характери-
зует так называемый режим большого сигнала.
На рис. 4.1 пунктирными линиями показаны реальные, а
сплошными линиями - аппроксимированные статические ВАХ
анодного тока генераторного триода в анодной системе координат
za, еа. В основной области характеристик, занимающей большую
часть поля значений напряжения и тока, где анодный ток ia моно-
тонно возрастает при увеличении как напряжения еа, так и напря-
жения ес, реальные статические характеристики триода отобра-
жаются семейством равноотстоящих параллельных прямых, соот-
ветствующих ряду значений напряжения на сетке ес, отличаю-
щихся друг от друга на постоянную величину Аес. Прямые прохо-
дят под углом а к оси абсцисс еа:
AL
tga=—-а--
Аеа
Характерная прямая, проходящая через начало координат, по-
строена для напряжения ес = £С(|, которое называется сеточным
напряжением приведения (полезность введения этого напряжения
будет пояснена ниже).
ЛЕКЦИЯ 4*
53
Рис. 4.1
Семейство статических характеристик в основной области пол-
ностью описывается следующими параметрами:
•	статическая крутизна
S = ^~
Дес
ея = const;
а	7
•	проницаемость
Аег
= —-I.
- const;
•	напряжение приведения ECq .
Обратим внимание, что SD =	= tga, где Az соответствует
изменению тока между двумя соседними характеристиками, а Аеа -
изменению напряжения еа для сохранения тока на прежнем уровне
при изменении напряжения ес на величину Аес между двумя со-
седними характеристиками.
Область реальных характеристик анодного тока с резким изме-
нением za при изменении еа, связанным с заметным перераспре-
делением катодного тока между анодом и сеткой лампы, что быва-
ет, когда еа < ес, заменяется при аппроксимации реальных харак-
теристик наклонной прямой, проходящей через начало координат.
54
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Эту прямую называют критической линией или линией критиче-
ских режимов и характеризуют крутизной, обозначаемой £кр. На
критической' линии анодный ток при принятой аппроксимации не
зависит от напряжения ес и изменяется только при изменении на-
пряжения еа.
Существенное расхождение между реальными и аппроксими-
рованными характеристиками наблюдается в зоне критической ли-
нии. Некоторое отличие в характеристиках имеется в основной об-
ласти, которое сводится к тому, что реальные характеристики от-
стоят между собой на промежутки, возрастающие с увеличением
напряжения ес. Кроме того, наблюдается и изменение их угла на-
клона к оси абсцисс еа.
Аппроксимированные статические ВАХ анодного тока генера-
торного триода в-анодно-сеточной системе координат ia, ес пока-
заны на рис. 4.2.
Рис. 4.2
Основная область статических характеристик, где анодный ток
возрастает при увеличении ес и еа, отображается семейством
равноотстоящих параллельных прямых, проходящих под углом к
оси абсцисс ес, соответствующих ряду значений напряжения на
аноде еа, отличающихся на постоянную величину Аеа.
Характерная прямая, проходящая через начало координат, по-
строена для напряжения еа - £а(|, которое называется анодным
напряжением приведения (полезность введения этого напряжения,
ЛЕКЦИЯ 4
55
как и напряжения ECq , будет рассмотрена ниже). На характеристи-
ках рис. 4.1 анодное напряжение приведения Еа(| соответствует
точке пересечения характеристики, снятой при ес = 0, с осью абс-
цисс еа.
В основной области семейство статических ВАХ (рис. 4.2) опи-
сывается такими параметрами, как статическая крутизна S, прони-
цаемость D, напряжение приведения Еао. При этом статическая
крутизна S определяет наклон параллельных прямых в основной
области ВАХ рис. 4.2.
Область реальных характеристик, соответствующая заметному
перераспределению катодного тока между анодом и сеткой лампы
при ес > еа, когда анодный ток в значительной мере зависит от еа
и в малой от ес, в анодно-сеточной системе координат заменяется
семейством горизонтальных прямых, каждая из которых является
продолжением соответствующей характеристики при данном еа
для основной области.
Место излома всех характеристик лежит на наклонной прямой,
пересекающей ось абсцисс в точке ес = ЕС(|. Эту наклонную пря-
мую также называют критической линией или линией критических
режимов. Крутизна её S^p. Эта линия представляет граничную ли-
нию между двумя областями семейства характеристик лампы.
К недостаткам рассмотренной аппроксимации (рис. 4.2) следу-
ет отнести то, что в основной области крутизна всех характеристик
принята одинаковой, тогда как реальные характеристики имеют
обычно веерообразный ход и характерные «хвосты» при малых
анодных токах. Следовательно, кусочно-линейная аппроксимация
только приблизительно передаёт ход реальных характеристик
анодного тока.
Однако следует заметить, что при правильном выборе парамет-
ров семейства аппроксимированных статических ВАХ анодного
тока ошибки в расчёте режима анодной цепи лампового генератора
с использованием кусочно-линейной аппроксимации не превыша-
ют (3...5)%, что вполне соответствует требованиям, предъявляе-
мым к обычному техническому расчёту^
В общем случае точность несколько хуже, так как параметры
S, D, ECq , Еа(| определяются обычно по усреднённым характери-
стикам лампы, представленным в справочнике, тогда как отдель-
56
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ные экземпляры ламп могут отличаться по параметрам на
(10...20)%. Параметры 5, D, £С(|, Еао , определяемые при аппрок-
симации статических ВАХ, называют эквивалентными параметра-
ми статических ВАХ анодного тока.
Рассмотренная аппроксимация статических ВАХ анодного тока
генераторного триода полностью применима и к другим генера-
торным лампам - тетродам и пентодам. У ряда тетродов и пенто-
дов проницаемость D очень мала и может быть без большого вреда
для аппроксимации и расчётов принята равной нулю. При D = 0
аппроксимированные статические ВАХ анодного тока в основной
области в анодной системе координат /а, еа представляют гори-
зонтальные прямые (угол а на рис. 4.1 равен нулю), а в анодно-
сеточной системе координат /а, ес в основной области все харак-
теристики совпадают, пересекая ось абсцисс в точке ес—-Е'с.
Критическая линия в системе координат ia, ес совпадает со стати-
ческими характеристиками основной области. Аппроксимирован-
ные статические ВАХ анодного тока генераторного тетрода или
пентода при D - 0 показаны на рис. 4.3. У тетродов и пентодов не
выделяют характеристики, соответствующие напряжениям приве-
дения £Со,£ао.
Рис. 4.3
Статические ВАХ анодного тока тетрода и пентода соответст-
вуют фиксированному напряжению на второй (экранной) сетке
еС2 = ЕС2. При изменении этого напряжения характеристики про-
порционально смещаются: в основной области в анодной системе
координат ia, еа при увеличении еС2 вверх, в анодно-сеточной
ЛЕКЦИЯ 4
57
системе координат ia, ес влево. Критическая линия при этом в
анодной системе координат наклоняется вправо. Отметим, что в
случае тетродов и пентодов напряжённость режима работы лампы
в первую очередь связана с перераспределением катодного тока
между анодом и второй (экранной) сеткой, а не между анодом и
первой (управляющей) сеткой, как в триоде. В случае пентода на-
пряжение на третьей (защитной) сетке также фиксируется, причём
часто =-Ег, = 0.
с3 с3
У ряда тетродов проявляется динатронный эффект, что приво-
дит к статическим ВАХ анодного тока (рис. 4.4,а), где пунктиром
показаны также ВАХ тока второй (экранной) сетки iC2.
Линия
критических
режимов
(критическая
линия) =4
Аппроксимируют такие характеристики анодного тока, как по-
казано на рис. 4.4,6. Напряжение Еа называется анодным напря-
жением сдвига. Величина его пропорциональна напряжению пита-
ния второй (экранной) сетки ЕСз :
F1 = к F
ЛД£'С2
где кл - коэффициент динатронного эффекта, значение которого
обычно находится в пределах (0,8... 1,0).
При такой аппроксимации область левее Еа считается зап-
ретной.
58
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В ГВВ на биполярных транзисторах наибольшее распростране-
ние имеет схема с общим эмиттером, представленная на рис. 1.1,6,
поскольку она обладает наибольшим коэффициентом усиления по
мощности. Схема с общим эмиттером транзисторного ГВВ эквива-
лентна схеме лампового генератора с общим катодом.
Типичные статические ВАХ биполярного транзистора по схеме
с общим эмиттером показаны на рис. 4.5
Рис. 4.5
Статические ВАХ коллекторного тока транзистора во многом
подобны статическим ВАХ анодного тока лампы рис. 4.1, 4.2. При
снятии статических характеристик коллекторного тока в системе
координат /к, ек за параметр обычно принимается ток базы z6,
тогда как у ламп в эквивалентной системе координат /а, еа пара-
метром является напряжение на сетке ес. Отвлекаясь от причин
этого различия, отметим, что, используя характеристики базового
тока транзистора рис. 4.5,6, можно от величины базового тока /б
перейти к напряжению на базе еб, являющемся эквивалентом на-
пряжения ес в случае лампы.
В семействе статических ВАХ биполярного транзистора выде-
ляют четыре области.
1 - область отсечки, когда эмиттерный (эмиттер-база) и кол-
лекторный (коллектор-база) переходы смещены в обратном на-
правлении, т.е. закрыты. Коллекторный переход смещён в обрат-
1 Обычно такие характеристики приводятся в учебных изданиях по генераторным
и подобным устройствам, хотя реальные статические ВАХ коллекторного тока в
области малых значений ек (рис.4.5,а) при разных значениях i6 несколько рас-
ходятся.
ЛЕКЦИЯ 4
59
ном направлении в исходном состоянии транзистора в ГВВ всегда,
а эмиттерный только при еб < Eg.
2	- активная область, когда эмиттерный переход смещён в пря-
мом направлении (открыт), а коллекторный - в обратном (закрыт).
В этой области коллекторный ток слабо зависит от коллекторного
напряжения ек, а в основном зависит от напряжения на базе еб
(или от тока базы /б ).
Следовательно, в активной области, являющейся основной при
работе транзистора в ГВВ, статические ВАХ транзистора ближе к
ВАХ ламп с малой проницаемостью, т.е. в первую очередь к тетро-
дам и пентодам.
3	- область насыщения, когда оба перехода смещены в прямом
направлении (открыты). Это имеет место при еб > ек.
Представляя биполярный транзистор, как условно показано на
рис. 4.6, при обычно принимаемых направлениях напряжений на
электродах (такие направления напряжений приняты и в транзи-
сторном ГВВ по схеме рис. 1.1,6) напряжение на коллекторном
переходе можно определить как
Рис. 4.6
В активной области ек »еб, поэтому екб »ек и переход кол-
лектор-база (К-Б) всё время закрыт. При этом ток эмиттера /э рас-
пределяется между базой и коллектором (рис. 4.6,6). Когда оказы-
60
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
вается еб > ек, коллекторный переход открывается и коллектор
начинает выполнять функции эмиттера, что обусловливает появле-
ние составляющей коллекторного тока обратного направления
(рис. 4.6,в), о чём мы упоминали в лекции 3, обсуждая форму им-
пульса коллекторного тока при коэффициенте использования кол-
лекторного напряжения > 1.
В области насыщения ток коллектора iK в основном зависит от
напряжения на коллекторе. Граница, отделяющая область насыще-
ния от активной области, называется линией насыщения. Линия
насыщения сходна с критической линией (или линией критических
режимов) в семействе статических ВАХ лампы в анодной системе
координат ia, еа.
4	- область лавинного умножения или область пробоя. В облас-
ти лавинного умножения транзистор может находиться в течение
весьма малого времени, величина которого зависит от многих фак-
торов и сильно колеблется у различных типов транзисторов. При
превышении этого времени наступает явление вторичного пробоя,
приводящее к необратимым процессам в структуре р-п перехода и
выходу транзистора из строя.
Для расчёта транзисторных ГВВ применяется кусочно-
линейная аппроксимация статических ВАХ коллекторного тока в
активной области и в области насыщения, что обусловлено, в пер-
вую очередь, большим сходством статических ВАХ биполярного
транзистора и электронной лампы.
На рис. 4.7 показаны аппроксимированные статические ВАХ
коллекторного тока биполярного транзистора.
Рис. 4.7
ЛЕКЦИЯ 4 ’
61
Основными параметрами аппроксимированных характеристик
являются:
•	статическая крутизна
„ Д4
s=——
Деб
ек - const;
•	напряжение отсечки Eq при выбранном напряжении ек;
•	крутизна.линии насыщения или критической линии
\Р =tg<p;
•	коэффициент
0=^5-
Дек
= const,
4
аналогичный проницаемости у ламп.
Часто у транзисторов можно считать коэффициент D = 0, при
этом Eq не зависит от напряжения ек, а аппроксимированные ха-
рактеристики коллекторного тока в системе координат iK, еб вы-
ходят из одной точки. В системе координат гк, ек в пределах ос-
новной области при D = 0 характеристики отображаются прямыми
линиями, параллельными оси абсцисс ек. Очевидно, при D = 0 ап-
проксимированные ВАХ коллекторного тока подобны аппрокси-
мированным ВАХ анодного тока генераторной лампы с пренебре-
жимо малым значением D.
Линия насыщения, или критическая линия, разделяет недонап-
ряжённый и перенапряжённый режимы работы транзистора и ГВВ.
Самой линии соответствует критический режим работы.
Параметры аппроксимированных статических ВАХ коллектор-
ного тока биполярного транзистора определяются аналогично со-
ответствующим параметрам аппроксимированных статических ВАХ
анодного тока генераторной лампы. Они также носят название экви-
валентных параметров статических ВАХ коллекторного тока.
Помимо рассмотренной аппроксимации статических ВАХ кол-
лекторного тока биполярного транзистора на семействе реальных
характеристик в системе координат iK, ек выделяют также линию
параметрического режима, которая проходит правее линии насы-
щения, как показано на рис. 4.8.
62
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Если в процессе работы транзисторного ГВВ мгновенная рабо-
чая точка, определяемая мгновенными напряжениями на электро-
дах и соответствующим им значением коллекторного тока, остаёт-
ся правее линии параметрического режима, то режим считается
допараметрическим. При заходе рабочей точки левее этой линии
режим становится параметрическим. Разделяет эти два режима
граничный режим, которому соответствует линия параметрическо-
го режима (в справочных данных на транзистор линию параметри-
ческого режима часто называют линией критического режима, ко-
торая приводится для одной или нескольких частот. Однако, не-
смотря на схожесть названий, не следует путать линию критическо-
го режима с линией критических режимов - линией насыщения).
В допараметрическом режиме ряд параметров транзистора, на-
пример ёмкость коллекторного перехода, можно считать неизмен-
ными, тогда как в параметрическом режиме эти параметры сильно
зависят от режима. Это обстоятельство используется в ряде уст-
ройств на транзисторах, в том числе и для генерирования высоко-
частотных электрических колебаний - в параметрических транзи-
сторных умножителях частоты2.
Таким образом, в общем случае в транзисторном генераторе, в
отличие от лампового, различают шесть режимов работы: недо-
напряжённый, критический, перенапряжённый, которые аналогич-
ны режимам лампового генератора и связаны с нелинейностью
статических ВАХ коллекторного тока при переходе из активной
2 Рассматриваются в лекции 18.
ЛЕКЦИЯ 4 •
63
области в область насыщения, и допараметрический, граничный,
параметрический. Понятие параметрического режима является
специфическим для транзисторного генератора. Можно считать,
что области на семействе статических ВАХ коллекторного тока,
соответствующие названным режимам, попарно совпадают для
недонапряжённого и допараметри чес кого, критического и гранич-
ного, перенапряжённого и параметрического.
УРАВНЕНИЯ ВЫХОДНОГО ТОКА АЭ ГВВ
ДЛЯ РАЗНЫХ РЕЖИМОВ РАБОТЫ
ПО НАПРЯЖЁННОСТИ ПРИ КУСОЧНО-ЛИНЕЙНОЙ
АППРОКСИМАЦИИ СТАТИЧЕСКИХ ВАХ
Аппроксимация статических ВАХ выходного тока АЭ даёт
возможность аналитически определить оптимальные условия рабо-
ты генератора и создать методы расчёта его режима. Для этих це-
лей необходимо составить уравнение выходного тока АЭ ГВВ.
Для составления уравнения, описывающего зависимость вы-
ходного тока АЭ от напряжений, действующих на электродах, рас-
смотрим наиболее общий случай использования пятиэлектродной
лампы (пентода). Полученные результаты распространяются на
любой частный случай, включая как лампу, так и транзистор, в си-
лу внешнего сходства статических ВАХ выходного тока этих при-
боров, что обсуждалось выше.
В общем виде уравнение анодного тока пентода
4 = Ж, ее-> ес- , ес. ) ,
d J v d’ f V-2 ’	^3 z
где еа, ес, еС2, еСз - соответственно напряжение на аноде, управ-
ляющей сетке, второй и третьей сетках.
Изменение анодного тока от изменения мгновенных напряже-
ний на электродах выражается полным дифференциалом
SL , 8L , 8L , 8L ,
di„ =——de. +——dec +——de- +——cfec,,
8ea 8ec deC2 2 5еСз
(4-1)
где —- - частные производные функции анодного тока по напря-
8е
жению соответствующего электрода; de - дифференциалы соответ-
ствующих напряжений.
64
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Применение кусочно-линейной аппроксимации статических
ВАХ анодного тока позволяет считать его частные производные по
напряжениям в каждой из областей семейства постоянными.
Рассмотрим уравнения выходного тока АЭ в каждой из трёх
областей: основной, перенапряжённого, критического режимов.
УРАВНЕНИЕ ВЫХОДНОГО ТОКА АЭ
В ОСНОВНОЙ ОБЛАСТИ СТАТИЧЕСКИХ ВАХ
В пределах основной области семейства статических ВАХ
анодного тока при кусочно-линейной аппроксимации параметры
характеристик можно считать постоянными. При этом
SL AL
а _ а
дес Аес
= 5;
(еа, ес2, есз )const
... Aza
&с2 Аег
-S2‘,
с2 (еа, ес, eC3)const
SL AL
a __ a
Sec3
-^3»
Сз (ea,ec,eC2)const
81. AL
a __	a
8ея Аея
a	a
1
= tga = —
(fic,<?C2,eC3)const	'
где Rt - внутреннее сопротивление лампы переменному току, оп-
ределяющее тангенс угла наклона аппроксимированных статиче-
ских ВАХ анодного тока в основной области (см. рис. 4.1);
S, S2, S3 - крутизна анодного тока (или крутизна аппроксимиро-
ванных характеристик анодного тока) соответственно по напряже-
нию управляющей (первой) сетки, второй (экранной) сетки, треть-
ей (защитной) сетки.
Выполняя интегрирование (4.1), при принятых обозначениях
получим
4 =—ей + Sec + S2eC2 + Sje^ + С,	(4.2)
где С - постоянная интегрирования, которая может быть найдена с
использованием статических ВАХ в любой точке основной облас-
ЛЕКЦИЯ 4
65
ти, в которой определяется значение тока ia при выбранных значе-
ниях ея, ес, ег , е.. .
Ранее отмечалось, что статические ВАХ анодного тока пентода
снимаются при фиксированных напряжениях на второй и третьей
сетках, т.е. при ес - Ес , ес = Ес , где Ес , Ес - напряжения пи-
тания сеток. Для каждой конкретной лампы, используя семейство
её статических ВАХ анодного тока, можно определить конкретное
значение С на основании (4.2), что, естественно, неудобно для соз-
дания общего подхода к анализу и расчёту режима генератора. По-
этому для определения постоянной интегрирования С в уравнении
(4.2) следует взять некоторую отличительную характеристику, ко-
торая однозначно определяется для любой лампы, и отличительное
значение анодного тока.
В анодной системе координат za, еа для определения постоян-
ной интегрирования С целесообразно взять статическую характе-
ристику, соответствующую сеточному напряжению приведения
£Со (см. рис. 4.1), и принять za = 0, что имеет место при еа =0.
Тогда согласно (4.2)
~~^с0 ~^2^с2 ~S3Ec3-
Таким образом,
4 = ~ + % - £Со) + S2 (% - £С2) + £3 (% - £Сз).	(4.3)
Последнее выражение является общим уравнением анодного
тока пентода в основной области статических ВАХ и отражает его
линейную зависимость от приложенных к электродам напряжений.
Так как при работе генератора напряжения на второй и третьей
сетках обычно остаются неизменными, то \ег - Ег ) = 0,
(еСз - £Сз j = 0, следовательно,
za=£(ec-£C()+Z)ea),	(4.4)
где учтено основное соотношение для электронных ламп
66
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
в котором ц - статический коэффициент усиления по напряжению
( )
\ с /a=const у
Выражение (4.4) определяет зависимость анодного тока при
одновременном изменении напряжений на сетке и аноде и спра-
ведливо в пределах основной области статических ВАХ анодного
тока для всех типов ламп при любых фазовых и амплитудных со-
отношениях напряжений, действующих на электродах.
Сеточное напряжение приведения ECq оказывается равным
анодному напряжению приведения Ея , умноженному на прони-
цаемость D, т.е.
£с0-^а0-
Действительно, если при определении постоянной интегриро-
вания С в (4.2) обратиться к аппроксимированным статическим
ВАХ анодного тока в системе координат ia, ес, то в основной об-
ласти из всего семейства целесообразно взять отличительную ха-
рактеристику, соответствующую анодному напряжению приведе-
ния E3q (см. рис. 4.2), и принять /а = 0 при ес = 0. Тогда согласно
(4.2)
с =——~s2ec. -s3e-
2 с2 ’ сз
+ Sec + S2 (еС2 - ЕС2) + Х3 - £Cj).
(4.5)
Так как при работе генератора еС2 = ЕС2, = £Сз, то в соот-
ветствии с последним выражением
L = £(<?с - DE + De ).	(4.6)
a I V	ар	а I	х '
Очевидно, уравнение (4.6) должно давать аналогичный (4.4) ре-
зультат, что возможно только при
£Cn = DEa.
со ао
ЛЕКЦИЯ 4
67
Таким образом, выбор статических ВАХ анодного тока, соот-
ветствующих напряжению ECq или Еао, для определения посто-
янной интегрирования в уравнении (4.2), позволяет для любой
лампы использовать одни и те же качественные условия и делает
уравнения (4.3), (4.5) пригодными в общем случае для любой лам-
пы. Если напряжения на второй и третьей сетках остаются неиз-
менными при работе генератора или лампа является триодом, то в
пределах основной области статических ВАХ анодного тока спра-
ведливы также уравнения (4.4), (4.6) при любых амплитудных и фа-
зовых соотношениях напряжений на аноде и управляющей сетке.
Учитывая соотношения (1.1) и (1.2), определяющие мгновен-
ные напряжения на сетке и аноде лампы в ГВВ при усилении, со-
гласно которым
б.. = ^мг COSCO/ -Ес;
ея - Ея - Uua coscoZ,
а d Md	’
уравнения (4.4), (4.6) можно записать в следующем виде:
4 (^мс ~ DUua)co$(i>t + D(E -Е )-Е ].	(4.7)
Результирующее напряжение в квадратных скобках (4.7)
называется управляющим еупр и представляет сумму постоян-
ного Еупр = D (Еа - Еао) - Ес = DEa - ЕСо - Ес и переменного
иупр =(Цис - Et/Ma)cosco/ = 6/мупр cosco/ напряжений. Если пере-
менное напряжение равно нулю, то уравнение (4.7) будет опреде-
лять точки статических ВАХ анодного тока в основной области.
Выражение (4.7) называется основным уравнением лампового
ГВВ в режиме усиления и представляет аналитическое выражение
динамической характеристики анодного тока в основной области
статических ВАХ.
Напряжение
D(Ea-Ea} = DEa-ECn
\ а а0 ) а с0
определяет величину напряжения запирания Е'с, т.е.
D(Ea-Eao) = DEa-ECo=E'.	(*)
68
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Действительно, если переменное напряжение отсутствует, то со-
гласно (4.7) анодный ток ia = 0 при
а напряжение на управляющей сетке, при котором статическая
ВАХ анодного тока в системе координат /а, ес при выбранном на-
пряжении на аноде еа = Еа пересекает ось абсцисс ес, как извест-
но, называется напряжением запирания. Следовательно, соотноше-
ние (*) справедливо3.
Напряжение Е' характеризует сдвиг аппроксимированных ста-
тических ВАХ анодного тока в анодно-сеточной системе коорди-
нат относительно их начала (рис. 4.9) и поэтому носит также на-
звание напряжения сдвига.
С учётом введенного обозначения (*) основное уравнение лам-
пового ГВВ (4.7) приводится к виду
i = sf (t/MC - DU )coscof + E1 - E_1.	(4.8)
3 Если D - 0, то, согласно (♦), E^ = -E'c п оказывается отрицательным (см.
рис. 4.3,а). Говорить о Е^ при D = 0 не имеет смысла. Напомним, что D » 0
у тетродов и пентодов.
ЛЕКЦИЯ 4 •
69
Аналогичное (4.8) уравнение может быть получено и для тран-
зисторного ГВВ в режиме усиления, которое в соответствующих
терминах имеет вид
'к = 4(^б - Et/MK)cOscof - Eg - Еб
(4.9)
Отличие (4.9) от (4.8) только в знаке перед Eg в сравнении с
Е'с , так как у транзистора на статических ВАХ коллекторного тока
напряжение отсечки Eg сдвинуто вправо от начала координат (см.
рис. 4.7,6), а у ламп напряжение запирания Е^ находится левее
начала соответствующих координат (см. рис. 4.9).
Действительно, если применить (4.1) к биполярному транзи-
стору, то
де6
где в пределах активной области статических ВАХ коллекторного
тока при кусочно-линейной аппроксимации
diK _ AzK _ 1
де„	&ек . .	.	R.
к к (eg)const 1
5/к
SCg
AzK
Деб
(ек )const
Выполняя интегрирование, получаем
р
iK=^- + Se&+C.
Ri
Для определения постоянной
интегрирования С обратимся к ста-
тической ВАХ коллекторного тока,
снятой при ек = Ек, которая в ап-
проксимированном виде представ-
лена на рис. 4.10. Принимая усло-
вие	при e6=Eg, ек = Ек, о
Рис. 4.10
находим:
70
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
c=-^--seL
R,
iK = s(e6-E^ + DeK-DEK),	(4.10)
где D = \/SRr
Учитывая (1.1), (1.2), согласно которым
еб =<4б coscor-£6;
ек ~ Ек ~ ^мк COS (Of,
получаем
'к =^[(^мб ~E>UMK)cosidt - Е^ -£б],
что соответствует (4.9).
Очевидно, в случае лампы для определения постоянной интег-
рирования С в (4.2) можно также воспользоваться условием /а = 0
при ес=-£^, еа=Еа и после соответствующих подстановок и
преобразований получить основное уравнение лампового ГВВ в
виде (4.8), не вводя в рассмотрение напряжения приведения
£ао, ЕСо. В то же время введение в рассмотрение этих напряжений
позволяет глубже понять смысл напряжений запирания и отсечки,
а также, что весьма важно, установить количественную связь меж-
ду напряжениями запирания и отсечки при разных значениях
£а, Е .
Действительно, как было показано выше (*),
E'^D(Ea-EaV
с \ а а0
тогда
Е1 при Е =D( Е - Еа
С Г	Э|	\ а1	а0 /
Е1 при £а, = d(e.. -£а.),
С г	Э2	\ а2	а0 /
откуда следует:
Ес при £а2 = £' при £а] +Д£',
где Д£' =£с' при £Й2 -Е'с при £а) = £>(£а2 -£Э)).
ЛЕКЦИЯ 4 •
71
Аналогичное соотношение справедливо и для транзистора:
Д£'=я(ЕК2-ЕК1).
Отличие только в том, и об этом не следует забывать, что в случае
лампы с увеличением напряжения питания анода £а напряжение
запирания становится более отрицательным, при этом статиче-
ская ВАХ анодного тока в системе координат ia, ес смещается бо-
лее влево от начала координат (см. рис. 4.9), а в случае транзистора
с увеличением напряжения питания коллектора Ек статическая
ВАХ коллекторного тока в системе координат zK, еб смещается
ближе к началу координат (см. рис. 4.7,6).
Если D = 0, то уравнения (4.8), (4.9) упрощаются и могут быть
записаны на основе рис. 4.11, согласно которому для произвольной
точки х на статической ВАХ в основной области:
4 г = S Uur cos<D/r + Е'- Ес
<л Л I М V	A V V
= coscorx — E(j — Е§
что’соответствует (4.8), (4.9).
Рис. 4.11
72
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Подставляя в уравнения (4.8), (4.9) величины соответствующих
напряжений и задавая значения фазы со/ в пределах периода
(О...2л) радиан, можно вычислить ток, соответствующий каждому
моменту времени. При этом отрицательные значения тока следует
отбросить, как не имеющие физического смысла, и считать в эти
моменты времени ток равным нулю. Учитывая сделанное замеча-
ние, уравнения (4.8), (4.9) можно использовать для определения
постоянной и гармонических составляющих выходного тока лам-
пы, транзистора по формулам для коэффициентов ряда Фурье. Од-
нако использовать уравнения (4.8), (4.9) в приведенном виде для
анализа формы выходного тока и создания инженерных методов
расчёта режимов ГВВ довольно сложно, так как все входящие в эти
уравнения напряжения влияют на режим генератора.
В лекции 1 отмечалось, что в общем случае выходной ток АЭ в
ГВВ представляет периодическую последовательность импульсов,
которые удобно характеризовать двумя параметрами: максималь-
ным значением (амплитудой) 7ма, 7МК соответственно анодного,
коллекторного тока и углом нижней отсечки 0. Уравнения (4.8),
(4.9) могут быть преобразованы к виду, когда мгновенные токи
анода и коллектора определяются через их амплитудные значения
и угол нижней отсечки.
Действительно, учитывая, что при at = 0 токи ia = 0, zK = 0 со-
гласно (4.8), (4.9) можно записать:
Е'-Ес— ((/Mc-^Ma)cos0;
(4.11)
-£g - £б =-(7/мб - Z)t/MK)cos0.
Соответственно с учётом (4.11) уравнения (4.8), (4.9) можно за-
писать в виде:
»а = S(UMC-DUua)(cosat-cosG);
(4.12)
iK =S(Um6 -£>f/MK)(costor-cos0).
Так как при at = 0, ia = 7ма, /к = 7МК, то согласно уравнениям (4.12)
/ма = ^мс - ^ма)0 - COS0) = SUM упр (1 - COS0);
(4.13)
/мк =^(^мб -Z)t/MK)(l-cose) = £77Mynp(l-cos0).
ЛЕКЦИЯ 4
73
С учётом последних соотношений уравнения (4.12) приводятся
к одинаковому виду:
. COSO)/—COS О
'а~ ма 1-COS0
(4.14)
• _7 COSO)/ —COS 0
'к мк 1-COS0
Согласно уравнениям (4.14) в основной области статических
ВАХ анодного (коллекторного) тока выходной ток АЭ при кусоч-
но-линейной аппроксимации статических характеристик по форме
представляет в общем случае импульсы косинусоидальной формы
высотой (амплитудой) /ма, 7МК и шириной 20 (рис. 4.12).
Из соотношений (4.11) следуют формулы для определения
нижнего угла отсечки анодного тока лампы:
COS0 =
Цлс -
(4.15а)
коллекторного тока транзистора:
COS0 =
Еб + Е'б
Циб “ EUMK
(4.156)
Обратим внимание, что приведенные выражения для cos© со-
ответствуют отрицательному смещению, которое принималось в
исходных соотношениях лекции 1. Если смещение будет положи-
тельным, что возможно, в частности, в отдельных случаях транзи-
74
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
сторного ГВВ, то в записанных соотношениях надо брать его со
знаком « - ».
Уравнения (4.14) используются для гармонического анализа
импульсов выходного тока лампы и транзистора. С учётом резуль-
татов этого анализа строятся инженерные методы расчёта лампо-
вых и транзисторных ГВВ в недонапряжённом и критическом ре-
жимах работы.
УРАВНЕНИЕ ВЫХОДНОГО ТОКА АЭ
В ОБЛАСТЯХ ПЕРЕНАПРЯЖЁННОГО
И КРИТИЧЕСКОГО РЕЖИМОВ
Рассмотренные выше уравнения анодного и коллекторного то-
ков справедливы в основной области семейства аппроксимирован-
ных статических ВАХ и соответствуют недонапряжённому вплоть
до критического режиму работы ГВВ.
Для области резкого изменения выходного тока АЭ от напря-
жения на выходном электроде, когда имеют место заметное пере-
распределение катодного тока между анодом и сеткой лампы и пе-
реход биполярного транзистора в режим насыщения, что характе-
ризует перенапряжённый режим работы АЭ и ГВВ, зависимость
выходного тока АЭ описывается уравнением критической линии
(линии критических режимов) в анодной системе координат /а, еа
и уравнением линии насыщения (критической линии) для бипо-
лярного транзистора в системе координат zK, ек :
га — *$креа’
(4.16)
ht — ^кр^к 
Уравнения (4.16) справедливы в области положительных зна-
чений тока при еа > 0 и ек > 0. Эти уравнения следуют также
из (4.1).
Действительно, в перенапряжённом режиме частные производ-
ные в уравнении (4.1) при кусочно-линейной аппроксимации при-
нимают следующие значения:
5/а =	Д'а Деа	-\р’ (ес, <?С2, есз )const	
d _	= Ч		~ о-
			— ",
дег	Де		
С			(еа, еС2,еСз)const
ЛЕКЦИЯ 4 *
75
^4 _ Ч	=s/.
бес. Дес,	2 ’
2	2 (ea,ec,eC3)const
^4 _ Ч	=5/.
дес. Дес,	3
3	3 K,ec,eC2)const
Значение крутизны анодного тока по напряжению второй сетки
в области перенапряжённого режима в общем случае отличается от
значения в основной области, т.е. S2 * S2  Точно так же крутизна
анодного тока по напряжению третьей сетки S3*S3.
При принятых обозначениях после интегрирования (4.1) полу-
чаем
4	= *$креа + $2ес2 + ^Зес3 + С-
Для определения постоянной интегрирования С возьмём точку
/а = 0, еа = 0 при еС2 = £С2, еСз = ECj, тогда
c=-s^EC2 -S3Z£C3;
4 ~ $креа + $2 (ес2 ~ ^с2 ) + *3 (ес3 ~	)•
Так как еС2 = £С2, еСз = £Сз, то
4 — ^креа >
что совпадает с (4.16). Аналогично для транзистора.
Следует отметить, что если у ламп крутизна статических харак-
теристик анодного тока S, а также крутизна критической линии
составляет единицы-десятки миллиампер на вольт, то у тран-
зисторов значения S и 5кр составляют десятки-сотни миллиампер
на вольт и даже единицы ампер на вольт. Это приводит к тому, что
в ГВВ на биполярных транзисторах очень часто значение коэффи-
циента использования коллекторного напряжения близко к едини-
це и уравнение (4.16) .для коллекторного тока оказывается
справедливым в очень узком интервале напряжения ек.
76
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Для критического режима уравнения (4.4), (4.6), (4.16) в случае
лампового ГВВ и уравнения (4.10), (4.16) в случае транзисторного
ГВВ должны давать одни и те же значения токов. Исходя из этого
можно записать уравнение выходного тока АЭ в области критиче-
ского режима.
В случае лампового генератора согласно (4.16)
Подставляя последнее соотношение в (4.4), получаем
г	с( г A SD .
1а=5 ес-ЕС()+—2- =S\ec-ECo) + —ia,
V	дкр J	дкр
откуда
'а = SD^ ~	)= (вс ” Есо	1
°кр	о
Последнее выражение является уравнением критической линии в
анодно-сеточной системе координат ia, ес (см. рис. 4.2). Крутизна её
с
о/ кр
дкр С.
^-D
S
Линия пересекает ось абсцисс в точке ес = ECq .
Если D = 0, то S^p = S и критическая линия в анодно-сеточной
системе координат совпадает со статическими характеристиками в
основной области, что отмечалось ранее (см. рис. 4.3,5). Параметр
аппроксимированных статических ВАХ анодного тока на
практике широкого применения не нашёл.
В случае транзисторного ГВВ согласно (4.10) с учётом (4.16)
получаем
iK=S(e6~E6-DEK)
SD .
----1К1
с
°кр
ЛЕКЦИЯ 4 '
77
откуда
iK=-^^(e6-E/6-DEK) = S,Kp(e6-E,6-DEKy (4.18)
S
Напомним, что напряжение отсечки Eq соответствует аппрок-
симированной статической ВАХ коллекторного тока в системе ко-
ординат iK, снятой при ек=Ек. Последнее уравнение позволя-
ет провести критическую линию в системе координат iK, еб, как
показано на рис. 4.13.
Если в (4.18) обозначить результирующее напряжение
Eq + DEK = Ебо, то уравнение оказывается подобным (4.17). Точно
так же, если учесть, что согласно соотношению (*) ECq = DEZ - Е'с,
то уравнение (4.17) приводится к виду (4.18). Отличие только в
знаке перед соответствующим напряжением запирания (отсечки),
что обусловлено, напомним, принципиальным различием характера
этого напряжения у лампы и биполярного транзистора п-р-п типа.
78
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ЭКВИВАЛЕНТНЫХ ПАРАМЕТРОВ
АППРОКСИМИРОВАННЫХ СТАТИЧЕСКИХ ВАХ
ВЫХОДНОГО ТОКА ГЕНЕРАТОРНЫХ ЛАМП
И БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Рассмотрим методику определения эквивалентных параметров
аппроксимированных статических ВАХ анодного тока генератор-
ной лампы. Методика явилась результатом обработки большого
статистического материала и изначально была описана В.А. Хац-
келевичем. В силу сходства статических ВАХ коллекторного тока
биполярного транзистора с характеристиками анодного тока лампы
методика применима и для определения эквивалентных парамет-
ров характеристик коллекторного тока. В то же время могут быть
некоторые особенности в подходе к определению эквивалентных
параметров статических ВАХ транзисторов, которые мы обсудим в
конце лекции. Суть рассматриваемой методики в следующем.
Первоначально выбирается напряжение источника анодного
питания £а, и находится ориентировочное ожидаемое значение
амплитуды импульсов анодного тока /ма . Например, если известна
колебательная мощность Р~, которую должен обеспечивать гене-
ратор, то амплитуду импульсов анодного тока можно найти из
приближённого выражения, справедливого для режима, близкого к
критическому4,
Эквивалентные параметры характеристик в общем случае бу-
дут несколько изменяться в зависимости от выбора напряжения
£а, использования лампы по току и напряжённости режима. Чем
ближе реальные характеристики к параллельным прямым, тем
меньше изменяются эквивалентные параметры.
ОПРЕДЕЛЕНИЕ СТАТИЧЕСКОЙ КРУТИЗНЫ £
Для определения статической крутизны удобно воспользовать-
ся ВАХ анодного тока в анодно-сеточной системе координат га, ес.
Из семейства выбирается статическая ВАХ, соответствующая на-
пряжению еа « £а/2 (рис. 4.14).
Происхождение выражения поясняется в конце лекции 6.
ЛЕКЦИЯ 4
79
Рис. 4.14
Через точку со значением ia = /ма проводятся две прямые. Од-
на из них является касательной к реальной характеристике в точке
/а = ^ма • Крутизна её S', = tg<p(. Вторая соединяет точку ia = 7ма с
началом реальной характеристики. Крутизна её S2 - tg(p2  Расчёт-
ная крутизна является средним арифметическим:
S’^i+У-
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПРОНИЦАЕМОСТИ D
Для определения проницаемости в анодно-сеточной системе
координат ia, еа рассматриваются две характеристики анодного
тока, соответствующие <?Я| а Еа и ей2 ~£а/2. На уровне тока
♦
4 = Ама /2 отсчитываются два значения напряжения на сетке: ес и
е" (рис. 4.15).
Рис. 4.15
80
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Значение проницаемости
** ♦
Дес _ ес -ес
&еа еа] —
ОПРЕДЕЛЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ
ЗАПИРАНИЯ (СДВИГА) Е'
И НАПРЯЖЕНИЙ ПРИВЕДЕНИЯ ECq, Е^
В анодно-сеточной системе координат /а, ес выбирается стати-
ческая ВАХ, соответствующая еа1 = Еа. При отсутствии таковой
выбирается характеристика, соответст-
вующая еа » Еа. Через точку ia = /ма,
как и при определении статической кру-
тизны S, проводится касательная, кото-
рая пересекает ось абсцисс в точке е*
(рис. 4.16).
Напряжение запирания принимается
равным среднему арифметическому на-
„ * »*
пряжении ес и ес :
* ж»
_£/ _ gC + ес
2
где ес - напряжение на сетке, при котором реальная характери-
стика при выбранном еЯ] пересекает ось абсцисс.
Зная величину напряжения запирания, можно, используя соот-
ношение (*), определить напряжения приведения. Согласно (*)
к. = Веа - е' ,
а1 с ’
соответственно Е„ = Ег ID.
а0 с0
Если напряжение еЯ] для взятой ВАХ заметно отличается от
принимаемого значения напряжения питания анода Еа, то, опре-
делив напряжение приведения, следует, используя (*), уточнить
величину напряжения запирания (сдвига):
Е'с при Еа = DEa - ЕСо = D(Ea - Еао).
ЛЕКЦИЯ 4 *
81
ОПРЕДЕЛЕНИЕ КРУТИЗНЫ
КРИТИЧЕСКОЙ ЛИНИИ У „
кр
В семействе анодных характеристик za, еа выбирается статиче-
ская ВАХ с таким напряжением на сетке ес, для которого середина
криволинейного участка, соответствующего переходу от плавного
изменения анодного тока при больших значениях еа к резкому из-
менению анодного тока при малых
значениях еа, находится на уровне
тока ia = /ма (рис. 4.17).
Прямая, проходящая через нача-
ло координат и точку ia = 7ма на ха-
рактеристике, является линией кри-
тических режимов. Крутизна её
с _ ^ма
/ 
<?а
Рис. 4.17
В случае тетрода с динатронным эффектом линия критических
режимов аппроксимированных ВАХ выходит не из начала коорди-
с. 4.4,6). Определение крутизны
критической линии осуществля-
ется аналогично и поясняется
рис. 4.18, из которого следует
где, напомним, величина анод-
ного напряжения сдвига Еа свя-
зывается с напряжением питания
второй сетки ЕС2 через коэффи-
циент динатронного эффекта £д. Если значение ka неизвестно, то
следует принять Еа = ЕС2.
Определённые описанным выше способом параметры
S, D, Е^, SKp аппроксимированных статических ВАХ анодного
тока генераторной лампы можно использовать и при значениях
82
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
анодного напряжения и амплитуды импульсов анодного тока, от-
личающихся от выбранных Еа, ZMa примерно до ±20% в случае
веерообразных реальных ВАХ. При этом сохраняется вполне дос-
таточная для инженерных расчётов точность. Если реальные ста-
тические ВАХ лампы близки к параллельным прямым, то парамет-
ры S, D, ECQ,SKp аппроксимированных характеристик практиче-
ски не изменяются при изменении Ея, 1МЯ.
l	а' Ма
ОСОБЕННОСТИ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
ЭКВИВАЛЕНТНЫХ ПАРАМЕТРОВ
АППРОКСИМИРОВАННЫХ СТАТИЧЕСКИХ ВАХ
КОЛЛЕКТОРНОГО ТОКА ТРАНЗИСТОРА
При наличии статических ВАХ коллекторного тока транзисто-
ра, соответствующих подобным ВАХ анодного тока, эквивалент-
ные параметры статических ВАХ коллекторного тока биполярного
транзистора S, D, Е§, SKp могут быть определены аналогично
лампам. Значение Eg при необходимости может быть уточнено с
учётом соотношений, вытекающих из записи уравнения (4.17).
Значение коэффициента D для транзистора может быть принято
равным нулю.
В то же время для транзисторов в справочниках обычно приво-
дятся входные статические ВАХ z6 (еб) при Ек = 0 и Ек< Ек ном и вы-
ходные характеристики 4 (<?к) в зависимости от параметра /6, кото-
рые отличаются от обычно приводимых в справочниках по лампам.
Чтобы не пересчитывать приведенные в справочнике статические
ВАХ транзистора к подобным для ламп, определить эквивалентные
параметры статических ВАХ транзистора можно следующим
образом.
Напряжение отсечки Eg может быть определено по имеющей-
ся входной статической ВАХ i6 (eg) при Ек < Ек ном как среднее
арифметическое напряжений отсечки реальной характеристики и
напряжения отсечки, соответствующего касательной к реальной
характеристике в основной области.
Крутизна линии критических режимов, она же линия насыще-
ния, определяется, как и у ламп. В отдельных справочниках указы-
вается величина сопротивления насыщения тнас, которое связано с
5кР соотношением: гнас =1/5кр.
ЛЕКЦИЯ 4
83
Статическую крутизну коллекторного тока S следует опреде-
лить как среднее арифметическое N крутизн 5,:
5]	+S2 + ... + SN
kJ —	
N
найденных с использованием выходных статических ВАХ iK (<?к)
при ек » EJ2. Для этого при ек « E,f2 для трёх-четырёх характери-
стик (соответственно А = 2-3...3-6) определяют значения Д/к, а по
значениям входного тока /б, соответствующим этим характеристи-
кам, по входным характеристикам определяют значения Де6. От-
ношение определяет значение статической крутизны S,.
Значение коэффициента D можно найти следующим способом.
На выходных характеристиках в основной области на уровне лю-
бого значения тока 4 при двух значениях напряжения на коллекто-
ре ек ~ Ек и ек * EJ2, отличающихся на Дек, отмечаются входные
токи /б] г'б2, соответствующие этим характеристикам. По входной
характеристике по найденным входным токам определяется значе-
ние Д<?б- Соответственно D ~ &ed&eK.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 4
1.	Поясните своё понимание режима большого сигнала при работе
АЭ в ГВВ. Можно ли использовать это понятие при условии, если коле-
бательная мощность генератора существенно меньше мощности, которую
может создать АЭ? Поясните.
2.	Назовите основные параметры, описывающие семейство статиче-
ских ВАХ выходного тока лампы и биполярного транзистора. Запишите
соотношения для их определения. Уясните суть.
3.	Сформулируйте отличия линий критических режимов в разных
системах координат статических ВАХ. Поясните.
4.	Выделите на статических ВАХ биполярного транзистора области:
отсечки, активную, насыщения, пробоя. Поясните их.
5.	Поясните понятия допараметрического, параметрического и гра-
ничного режимов ГВВ на биполярном транзисторе.
6.	Поясните своё понимание целесообразности введения напряжений
приведения: сеточного £С|1 и анодного £. Как они связаны между со-
бою? Можно ли определить подобные напряжения для транзистора?
7.	Поясните смысл напряжения £'. Какие названия к нему применя-
ются? Поясните их смысл. Как определить £' ? Как связано £' с напря-
жением анодного питания £а ?
84
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
8.	Запишите уравнения для области перенапряжённого режима ГВВ
на лампе и для области насыщения ГВВ на биполярном транзисторе. За-
пишите такое же уравнение для ГВВ на тетроде с динатронным эффек-
том. В чём отличие?
9.	Чему равно напряжение смещения соответственно в ламповом и
транзисторном ГВВ для обеспечения режима с нижним углом отсечки
выходного (анодного, коллекторного) тока 0 = 90°? Как ответ согласуется
с выражениями (4.15) и физической стороной режима?
10.	Исходя из сути эквивалентных параметров статических ВАХ
анодного тока, предложите метод определения напряжения сдвига (запи-
рания) Е' при интересующем напряжении на аноде Еа, если известно
значение /м и определено значение 5.
11.	Можно ли, используя прибор для измерения величины угла
(транспортир) и таблицы значений тангенсов углов, определить статиче-
скую крутизну S и крутизну линии критических режимов 8'^. Если мож-
но, то как, если нельзя, то почему? Поясните.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 4
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 1.
ЛЕКЦИЯ 5
Аппроксимированные динамические характеристики
выходного тока ламп и транзисторов при работе ГВВ
в режиме усиления. ~ Гармонический анализ импульсов
выходного тока ламп и транзисторов при кусочно-линейной
аппроксимации статических ВАХ. ~ Основные коэффици-
енты разложения импульсов токов косинусоидальной
формы
АППРОКСИМИРОВАННЫЕ ДИНАМИЧЕСКИЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ВЫХОДНОГО ТОКА ЛАМП
И ТРАНЗИСТОРОВ ПРИ РАБОТЕ ГВВ
В РЕЖИМЕ УСИЛЕНИЯ
(Тт ри кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ
if L выходного тока лампы и биполярного транзистора при
работе ГВВ в режиме усиления на активную нагрузку, реализуе-
мую в виде настроенного параллельного колебательного контура,
динамические характеристики (ДХ) выходного тока АЭ представ-
ляют в общем случае сочетание отрезков прямых линий.
Действительно, обращаясь, например, к основному уравнению
лампового ГВВ (4.8) и учитывая, что на основании (1.1), (1.2)
COSO)/ =
ес + Ес
иис
еа
£4а
получаем
86
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ia=S (^мс-^ма)
а	\ МС	Md /
^-^-+£с'-£с
t/мс
"5дС *" ’
(5.1)
Ей ~еа
a a
(/ма
ia=S ((/Mc_jDf/Ma)±U- + £c/-£c
— Sna ся + Ая,
Д4 a a ’
где £дс, £да - постоянные коэффициенты, определяющие крутизну
ДХ в анодно-сеточной ia, ес и анодной ia, еа системах координат
соответственно; Ас, Аа - постоянные коэффициенты.
Как следует из (5.1),
^да
=^- = ^1
5ес I <4с )
1^ма /
(5.2)
Д. = s(e'-EcDUMa/UMC);
A=S E'-Ec+Ea[^-D
d	и v d I r r
\ ^ма
Уравнения (5.1) совпадают с уравнением прямой линии на
плоскости, записанным, например, в общем виде в системе прямо-
угольных координат х, у:
у = кх + А,	(*)
где к, А - постоянные коэффициенты, причём к характеризует угол
наклона линии к оси абсцисс х,а А определяет точку на оси орди-
нату, через которую проходит прямая при х = 0.
Крутизна ДХ в соответствующей системе координат характе-
ризует угол наклона ДХ относительно оси абсцисс, как показано на
рис. 5.1.
ЛЕКЦИЯ 5
87
Рис. 5.1
Крутизна ДХ 5ДС положительна (рис. 5.1,а), и величина её не
может быть больше S, т.е. 5ДС< S. При коротком замыкании на-
грузки ((7ма = 0) SflC = S и участок ДХ в основной области семейст-
ва статических ВАХ совпадает со статической характеристикой,
что мы отмечали в лекции 1. Обратим внимание, если D = 0, то, как
и при коротком замыкании нагрузки, Sac = S. При D = 0 все стати-
ческие ВАХ в основной области в системе координат ia, ес слива-
ются в одну (см. лекцию 4, рис. 4.3,6). Соответственно и участок
ДХ совпадает с этой характеристикой. В анодной системе коорди-
нат крутизна ДХ 5да является отрицательной (рис. 5.1,6) и при ко-
ротком замыкании нагрузки (UMa = 0) величина её равна
бесконечности. ДХ в этом случае перпендикулярна оси абсцисс еа,
что также отмечалось в лекциях 1 и 3.
В области резкого изменения выходного тока АЭ от напряже-
ния на выходном электроде, соответствующей перенапряжённому
режиму работы генератора, ДХ совпадает с критической линией в
анодной системе координат ia, еа в ламповом ГВВ и с линией на-
сыщения в транзисторном ГВВ. Описываются ДХ при этом в соот-
ветствующих системах координат уравнениями (4.16). Уравнение
ДХ для перенапряжённого режима в системе координат /а, ес
можно получить из (4.16), осуществляя переход от одной системы
координат к другой следующим образом.
88
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Согласно (4.16) с учётом (1.2)
4 -	- £кп (Еа ~ Цая COSCO/) = 8кпЕя - SKr,UM„ COSCO/ .
d кр d кр \ d Md	/ кр d кр Md
Выражая
cosco/ =
Сс + Eq
UMC
получаем
/а = SKn f Ea -^S-£ |- SL, ^ec = s' ec + a'c,
d Kp | d r r L	Кр r j L AL U L ’
\	'-'mc	/	<-'mc
(5.3)
где SRC - крутизна ДХ в анодно-сеточной системе координат в об-
ласти перенапряжённого режима, определяемая соотношением
с</ _ _ о ^ма .
°дс — °кр , j 1
^мс
(5.4)
а'с - постоянный коэффициент:
( U У
Еа----— Ес .
Кр Id т т U
\ ^мс у
Уравнение (5.3) также соответствует общему уравнению пря-
мой линии на плоскости в прямоугольной системе координат (*).
Аналогичное уравнение справедливо для ДХ коллекторного
тока в перенапряжённом режиме работы ГВВ (режим насыщения
транзистора) в системе координат /к, еб.
Таким образом, при кусочно-линейной аппроксимации стати-
ческих ВАХ выходного тока лампы (транзистора) ДХ этого тока
для ГВВ в режиме усиления представляет сочетание отрезков пря-
мых линий.
Построение ДХ, состоящих из отрезков прямых линий, сущест-
венно упрощается. Ход каждого участка характеристики можно
установить по двум точкам, удобным для построения, соединив эти
точки прямой линией. Границы каждого участка находятся из гра-
ничных условий, в пределах которых справедливо то или иное
уравнение участка ДХ.
Рассмотрим построение ДХ выходного тока для случая перена-
пряжённого режима (4>4кР;см-ДХ V, рис. 3.3, лекция 3) и при
ЛЕКЦИЯ 5 *
89
нижнем угле отсечки тока 0 < 90°. Рассмотрение проведём на при-
мере анодного тока лампы в анодной и анодно-сеточной системах
координат. Необходимые построения проиллюстрированы рис. 5.2.
Как и при построении ДХ в семействе реальных статических
ВАХ анодного тока (лекция 3), будем задавать различные значения
текущему фазовому углу (Ы. Удобно выбирать значения шг = 0 и
со/ = лУ2, когда значения косинуса соответственно равны единице и
нулю.
При со/ = 0
е -U -Е -е
Сс ^мс с с с макс ’
р = F -11 = е
са	''ма самин’
Точка ДХ при со/ = 0 обозначена А и лежит на критической
линии в анодной системе координат (рис. 5.2,п) и на статической
ВАХ анодного тока, соответствующей еа = еа мин, в анодно-
сеточной системе координат (рис. $.2,6). Точка А, определяемая
как точка пересечения вертикальной прямой при еа = еамин с про-
должением статической ВАХ анодного тока при ес = ес мякс в анод-
ной системе координат и как точка пересечения вертикальной пря-
мой при ес = ес макс с продолжением статической ВАХ анодного
тока при еа = еа мин в анодно-сеточной системе координат, необхо-
дима для построения участка ДХ в основной области семейства
статических ВАХ. В данном случае точка А является фиктивной,
но она, очевидно, была бы реальной точкой, если бы изменение
тока при переходе критической линии продолжалось по закону со-
ответствующей статической ВАХ из основной области семейства.
Для построения участка ДХ в основной области достаточно-.найти
ещё одну точку. Для её отыскания удобно принять значение
со/ = л/2, когда согласно (1.1), (1.2)
р = —F *	р — F
Сс с’ са а’
а значение анодного тока в этой точке согласно основному уравне-
нию ГВВ (4.8)
/а =5(ес'-£с).
Так как нами принято значение нижнего угла отсечки анодного
тока 0 < 90°, то по величине Ес> Е^ и последнее соотношение даёт
90
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 5.2
ЛЕКЦИЯ 5 ’
91
отрицательное значение тока, которое не имеет физического смыс-
ла в данном случае, но нужно только для нахождения точки ДХ.
Таким образом, при выбранном режиме (0 < 90°) эта точка также
является фиктивной. Обозначим её Б. Точка Б находится на вер-
тикальной прямой при еа = Еа в анодной системе координат
(рис. 5.2,а) на уровне тока ia = s[e'c ~£с) как точка пересечения
этой прямой с продолжением статической ВАХ анодного тока при
ес = ~ЕС. В анодно-сеточной системе координат (рис. 5.2,6) точка
Б находится на вертикальной прямой при ес = -Ес на уровне тока
ia ~S^E'C -£с) как точка пересечения этой прямой с продолжени-
ем статической ВАХ анодного тока при еа = Еа.
Через точки А, Б проводим прямую линию, на которой выделя-
ем участок в основной области аппроксимированных статических
ВАХ анодного тока, заключённый между точками А**, Б*, поло-
жение которых ясно из рис. 5.2. Крутизна этого участка определя-
ется соотношениями (5.2) в соответствующей системе координат.
Точку Б* можно найти и непосредственно. Ей соответствует те-
кущая фаза юг = 0. При этом согласно (1.1), (1.2)
ес = C7Mrcos0-£„;
ея = Ея - иыя cos0,
а анодный ток ia = 0.
Участок ДХ А* А**, соответствующий перенапряжённому ре-
жиму, в анодной системе координат имеет положительную крутиз-
ну 5кр и лежит на критической линии, а в анодно-сеточной систе-
ме координат этот участок имеет отрицательную крутизну 5дС,
определяемую соотношением (5.4).
Участок ДХ Б*В совпадает с осью абсцисс и соответствует
нулевым значениям анодного тока. Точка В имеет место при со/ = л,
когда, согласно (1.1), (1.2),
е =-П -Е =е
С '-'МС С сСМИН’
р ~ 7^ 4- Г /	— р
са -^а^’-'ма Самакс-
92
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Таким образом, в рассмотренном режиме 0<9О° ДХ
анодного тока образуется тремя отрезками прямых линий:
А А ,А Б ,Б В. При изменении текущей фазы со/ в пределах
(О...2л) радиан значение тока изменяется от точки А до точки
А , затем уменьшается до нуля в точке Б и сохраняется таковым
до точки В. С момента точки В происходит изменение тока в об-
ратном направлении.
На рис. 5.3 представлена форма импульсов анодного тока, со-
ответствующая рассмотренной ДХ.
Основными параметрами таких импульсов являются: угол
нижней отсечки 0, угол верхней отсечки 0И амплитуда образую-
щего импульса /мобр, максимальное значение тока /ма, амплиту-
да провала /мпр. Смысл названных параметров понятен из
рассмотрения рис. 5.3. В частности, угол верхней отсечки
определяет ширину «отсекаемой» вершины импульса. К смыслу
остальных параметров импульса рис. 5.3 мы обратимся ниже.
Введя в рассмотрение угол верхней отсечки анодного тока 0,,
можно определить координаты точки А**, которой соответствуют
напряжения
ег -COS01 -Ес -е ;
V ML I V стЯ
ея = Ея - иыя cos0. = е ,
a d Md	1 a Т Я
ЛЕКЦИЯ 5 *
93
определяемые (1.1), (1.2), и значение тока
4	- ^^Ma)cos61 +^с -^с1 = ^ма’
определяемое согласно основному уравнению лампового ГВВ (4.8).
Амплитуду образующего импульса тока также можно опреде-
лить на основании основного уравнения ГВВ, полагая coz = 0:
/мобо = Фмс - wMa + Е' - £с) = £(Ц,с - DVM&)(1 -COS0) .
м иир I Ml	Md V V I \ MV	Md / V	'
Амплитуда провала
7М ПП ~ I @	мин	) = \-П^МЯ (1 — COS 01 ) .
М I1JJ	I я Т А	МНп	f	Md	\	I /
Непосредственная связь между 1ма и /м обр может быть уста-
новлена на основании (4.14), откуда следует
COS0J-COS0
/ма-/Мобр l cos0 •
Если коэффициент использования анодного напряжения
£, < £кр, то точки А, А , А** сливаются в одну точку; если £ = 1, то
точка А* совпадает с началом координат, а точка А оказывается на
оси ординат; если 2, > 1, то точка А находится на оси абсцисс, так
как при отрицательном напряжении на аноде анодный ток равен
нулю.
Если нижний угол отсечки анодного тока 0 = 90°, то точки Б и
Б* сольются в одну точку на оси абсцисс; если 0 > 90°, то точка Б
будет находиться выше оси абсцисс в основной области семейства
статических ВАХ анодного тока, а точка Б* окажется на оси абс-
цисс по противоположную, чем на рис. 5.2, сторону от оси текущей
фазы tot.
На рис. 5.4 показаны ДХ и форма импульсов анодного тока для
случая £ > 1, 0 < 90°. Построение ДХ в анодной и анодно-сеточной
системах координат ясно их приведенного рисунка. При > 1 им-
пульсы анодного тока оказываются раздвоенными и для характе-
ристики их приходится вводить дополнительные параметры, в ча-
стности, второй нижний угол отсечки 02, смысл которого понятен
из рис. 5.4.
94
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 5.4
ЛЕКЦИЯ 5
95
Всё изложенное выше относительно построения ДХ анодного
тока применимо к построению ДХ коллекторного тока в транзи-
сторном ГВВ при < 1. При £ > 1, когда екмин имеет знак, проти-
воположный знаку Ек, у транзистора появляется ток обратного
направления, что обсуждалось нами в лекциях 3 и 4.
ДХ выходного тока, позволяя построить форму импульсов то-
ка, дают возможность провести анализ зависимости режима рабо-
ты ГВВ от питающих напряжений и сопротивления нагрузки в вы-
ходной цепи лампы (транзистора).
ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ
ИМПУЛЬСОВ ВЫХОДНОГО ТОКА АЭ
В НЕДОНАПРЯЖЁННОМ, КРИТИЧЕСКОМ
И ПЕРЕНАПРЯЖЁННОМ РЕЖИМАХ ГВВ
В недонапряжённом вплоть до критического режиме ГВВ на
электронной лампе или биполярном транзисторе импульсы выход-
ного тока при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ
представляют в общем случае усечённые снизу косинусоиды и
описываются выражениями (4.14), согласно которым
COSCO/-COS0
Чк-Ума,мк	'
В течение периода высокочастотного сигнала возбуждения ток
существует в пределах значений текущей фазы (см. рис. 4.12):
-0<со/<0.
Имея аналитическое выражение для тока, можно, используя фор-
мулы для коэффициентов ряда Фурье, определить постоянную и
гармонические составляющие тока.
Постоянная составляющая импульсов выходного тока согласно
формулам для коэффициентов ряда Фурье представляет среднее
значение тока за период и определяется как
а°,к0 2я IZa,K^“Z- Р
1	+г , COSCO/-COS0 ,
. -мя ---------------с/со/.
2л д * l-cos0
—и
Так как импульсы симметричны относительно со/ = 0, то также
можно считать
96
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
I +0	I +0
а0-к0 = ~ J 'а, к^Ю/ f 4
71 о	71 о
COSCOZ —COS0 ,
«V---------------«со/.
. Md, МК	1	г-\
Л Q	1 - cost)
В итоге получаем
sin0-0cos0	, ч
“О- ко - 7ма, мк	-'ма, мка0 ’
Jill vvb xj I
где ао(0) - коэффициент пропорциональности между амплитудой
импульсов выходного тока и постоянной составляющей его.
Амплитудное значение (амплитуда) первой гармонической со-
ставляющей выходного тока, имеющей частоту входного сигнала
ГВВ, согласно формуле для соответствующего коэффициента ряда
Фурье определяется как
। +G	2	+0
— Г 4 vCOSCO/cZw/ =— f	4	к coscoZJcoZ-
а1»к1	—. J	к	_. J	“»	к
71-0	71	о
2	+r , cosa>Z-cos0 .
= — /мя мк------------COS(OZJ(OZ =
я J ма, мк J_cose
20-sin20	, ,
-^ма,мк 2m(i-cos0)_ ма’мкаЦ
где ci] (0) - коэффициент пропорциональности между амплитудой
импульсов выходного тока и амплитудой первой гармонической
составляющей его (первой гармоникой).
Аналогично, используя формулы для соответствующих коэф-
фициентов ряда Фурье, можно получить выражения для определе-
ния амплитуды второй, третьей и т.д. гармоники анодного (коллек-
торного) тока. В общем случае оказывается возможным записать
для амплитуды n-й гармоники
^а„, к„ ~ Ata, мкап (®) ’
где а„ (0) - коэффициент пропорциональности между амплитудой
импульсов выходного тока и амплитудой и-й гармоники.
ЛЕКЦИЯ 5
97
Последнее соотношение носит общий характер и соответствует
также постоянной составляющей тока.
Коэффициенты а0, ар а2, ..., а„ широко используются на
практике и носят название коэффициентов разложения косинусо-
идального (остроконечного) импульса. Для сокращения записи
знак угла отсечки 0 в обозначении коэффициентов в дальнейшем
будем опускать, если не будет принципиальной необходимости
указывать его.
Помимо этих коэффициентов в недонапряжённом режиме
вплоть до критического находят применение ещё два типа коэф-
фициентов, чаще всего обозначаемых уп (6) и Ри (0).
у„ (0) - коэффициент пропорциональности между амплитудой
и-й составляющей выходного тока АЭ и амплитудой переменной
слагающей управляющего напряжения UM упр, умноженной на ста-
тическую крутизну 5.
Как отмечено в лекции 4, амплитуда переменной слагающей
управляющего напряжения в ламповом ГВВ
упр = Цис — DUMa •
Аналогично в транзисторном ГВВ
Ц, упр “ Ц,б ~ ^ЦиК 
Согласно (4.13) амплитуда импульсов анодного (коллекторно-
го) тока
Ала, мк = SUM уПр (1 — COS0),
а так как
к„ — Аиа, мкаи (®) ’
то
т„ (е)=;;а» (еС а„ (е)(1 - cose).
^Смупр *^^мупр
98
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Р„(6) - коэффициент формы импульсов выходного тока АЭ,
определяемый как
рл(е)=^ь
7а0, kq
°Ue)
а0(е)‘
В дальнейшем для сокращения записи знак угла отсечки 0 в
обозначениях коэффициентов у„ (6) и Рп (6) будем опускать.
Чаще всего используются коэффициенты а0, аь у0, у15 рР
На рис. 5.5 представлены зависимости коэффициентов а, у, Рв
функции угла нижней отсечки выходного тока АЭ.
в
Рис. 5.5
При 0 = 180° оц = а0 = 0,5; yj = у0 = 1; Pj = 1, а все остальные
коэффициенты равны нулю. Это подтверждает тот факт, что при
0 = 180° и линейных ВАХ форма тока совпадает с формой возбуж-
дающего напряжения. Высших гармоник у тока нет.
Каждая из функций, определяющих коэффициенты а, у, р,
обладает экстремумами при определённых углах 0. Так, оц имеет
максимальное значение, равное 0,536, при 0 ~ 120° (точное значе-
ЛЕКЦИЯ 5
99
ние 0 = 122,5°). Первые (основные) экстремумы коэффициентов
а„ соответствуют углам
е«—.
п
Отрицательные значения коэффициентов ап, например а3 в
пределах 90°< 0 < 180°, соответствуют тому, что данные гармони-
ческие составляющие импульсов тока АЭ в начальный момент,
когда coz = 0, находятся в противофазе с возбуждающим напряже-
нием, соответственно и с первой гармонической составляющей тока.
Очевидно, если ограничена амплитуда импульсов выходного
тока АЭ, то для получения наибольшей величины амплитуды ин-
тересующей гармонической составляющей тока следует выбирать
значение нижнего угла отсечки выходного тока 0, исходя из
а„макс. Если же задана или ограничена амплитуда напряжения
возбуждения, определяющая, по существу, амплитуду переменной
слагающей управляющего напряжения, то для получения наи-
большей величины амплитуды интересующей гармоники выходно-
го тока АЭ значение нижнего угла отсечки 0 следует выбирать ис-
ходя из Упмакс  При п > 3 коэффициент уп имеет несколько макси-
мумов, причём как равных по величине, так и не равных. Значения
п > 2 представляют интерес для умножителей частоты, которые
будут рассмотрены в лекции 18. Коэффициент у, имеет практиче-
ски линейный характер изменения в пределах 6О°<0<12О°. При-
мерно в этих же пределах 0 полагается линейной зависимость у0.
Полученные выше результаты могут быть использованы для
гармонического анализа импульсов выходного тока АЭ в перена-
пряжённом и сильноперенапряжённом режимах ГВВ.
В перенапряжённом режиме импульсы выходного тока имеют
форму, показанную на рис. 5.3. Импульсы такой формы можно
рассматривать как суперпозицию двух импульсов косинусоидаль-
ной формы со своими параметрами: амплитудой и углом нижней
отсечки. Сказанное поясняется рис. 5.6, на котором показана по-
следовательность преобразования импульсов1.
1 На рис. 5.6 результирующий -импульс представлен как суперпозиция трёх им-
пульсов. Однако два вычитаемых импульса имеют одинаковую ширину 20, и
могут быть заменены одним с суммарной амплитудой.
100
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
К каждому из импульсов применим рассмотренный выше гармо-
нический анализ, поэтому составляющие результирующих импульсов
можно найти методом суперпозиции. В частности, например,
^а0 Ал обраО (®) ( Ал обр Ала ) а0 (®1) Ал пра0 (®1)
Ал обр^О (®) ( Ал обр Ала + Ал пр ) а0 (®1)
(5.5а)
Алобрао(®) Алпррезао(61)’
АлобрСЧ(®) Ал пр рез^Ч (®1)	(5.56)
ИТ.Д.
Значения тока, характеризующие амплитуды соответствующих
импульсов, могут быть найдены по формулам настоящей лекции,
представленным нас. 93.
Импульсы тока для сильно перенапряжённого режима лампо-
вого ГВВ можно рассматривать как суперпозицию трёх косину-
соидальных импульсов со своими параметрами, что поясняется
ЛЕКЦИЯ 5 *IQl
рис. 5.72. Составляющие токи результирующих импульсов могут
быть определены методом суперпозиции с использованием разло-
жения в ряд Фурье каждого из выделяемых импульсов со своими
параметрами: амплитудой и углом нижней отсечки.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 5
1.	Постройте аппроксимированные ДХ в анодной и анодно-сеточной
системах координат при 0 = 180° для режимов работы ГВВ:
а)£<£кр; б)£ = £кр; в)£>£кр. Проанализируйте ДХ и сравните их с
рассмотренными в лекции.
2.	Попробуйте построить ДХ анодного тока ГВВ, у которого в анод-
ной цепи контур настроен на вторую гармонику, т.е. ик = UMK cos 2шт.
Примите напряжение смещения равным напряжению запирания.
Рассмотрите для лампы, имеющей D = 0 и D ф 0. Сравните и сделайте
выводы.
2 Вычитаемые импульсы имеют ширину 20] и могут быть заменены одним им-
пульсом с суммарной амплитудой.
102
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
00
3.	Докажите справедливость соотношения £ ап (®)= ' для косину-
п=0
соидального импульса.
00	00
4.	Установите, чему равны £ уи (0) и 22 Р„ (0) для косинусои-
и=0	л=0
дальнего импульса.
5.	Запишите выражения для определения постоянной составляющей
/ао и амплитуды первой гармоники / анодного тока для сильнопере-
напряжённого режима, используя обозначения рис. 5.7. Осмыслите их.
6.	Получите аналитическое выражение для коэффициента усиления
по напряжению, например, лампового ГВВ при работе в основной облас-
ти семейства статических ВАХ анодного тока (область недонапряжённого
вплоть до критического режима):
Ки = —
U
МС
.Проанализируйте по-
лученное выражение при разных параметрах лампы, в частности, при
D = 0 и D 4- 0.
7.	Используя полученное выше выражение для Ки, преобразуйте
выражения (5.2), определяющие крутизну ДХ в соответствующих систе-
мах координат.
8.	Представьте результирующий импульс тока рис. 5.6 в виде супер-
позиции двух импульсов. Укажите параметры этих импульсов в соответ-
ствии с (5.5).
9.	Представьте результирующий импульс тока рис. 5.7 в виде супер-
позиции трёх импульсов. Укажите параметры этих импульсов.
10.	Чему, по вашему мнению, соответствует обозначение 1мпррез в (5.5)?
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 5
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 1.
ЛЕКЦИЯ 6
Выбор оптимального режима работы лампы и транзистора
в ГВВ. ~ Критерии оптимальности режима по основным
параметрам
ламповых и транзисторных ГВВ возможны следующие
режимы работы: недонапряжённый, характеризуемый
косинусоидальными импульсами выходного тока АЭ; критический
(импульсы выходного тока также косинусоидальные, но реальные
импульсы несколько уплощенные); перенапряжённый (импульсы
выходного тока имеют провал на вершине)1.
Очевидно, в генераторных устройствах, особенно мощных,
наибольший интерес представляет режим, при котором АЭ - лам-
па, транзистор обеспечивает в нагрузке максимальную мощность
при высоком КПД.
Колебательная мощность и КПД анодной (коллекторной) цепи
ГВВ в режиме усиления определяются следующими соотношениями2:
2 ^мк , К] 2 ^'а. к . К] ’
(6.1)
1	е ^ai.Ki
Л а, кол — ~	.
2	7а0,к0
Так как ВАХ анодного тока ламп и коллекторного тока транзи-
сторов внешне сходны3, а колебательная мощность и КПД опреде-
ляются одинаковыми соотношениями, то условия оптимальности
1 См. лекцию 3.
2 См. лекцию 2.
3 См. лекцию 4.
104
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
режимов по мощности и КПД для ламповых и транзисторных ГВВ
будут одинаковыми.
Из выражений (6.1) следует, что чем больше т.е. чем больше
напряжённость режима, тем больше колебательная мощность и
больше КПД при условии, что амплитуда первой гармонической
составляющей выходного тока, а также отношение амплитуды
первой гармоники к постоянной составляющей выходного тока не
уменьшаются.
Однако с ростом достигаемым за счёт увеличения эквива-
лентного сопротивления контура при сохранении напряжений
питания и возбуждения неизменными, происходит, как правило,
уменьшение амплитуды первой гармоники выходного тока /а К], а
в дальнейшем и уменьшение отношения К] Ко (ниже для
сокращения записи сохраним обозначения и продолжим рассмот-
рение вопроса в терминах лампового ГВВ).
Дело в том, что с увеличением напряжённости режима при на-
званных выше условиях происходит уменьшение амплитуды им-
пульсов выходного (анодного) тока (рис. 6.1), соответственно и
амплитуды первой гармоники. Однако в пределах основной облас-
ти статических ВАХ выходного тока, которая соответствует недо-
напряжённому и критическому режимам, уменьшение амплитуды
импульсов тока и первой гармоники незначительно, а колебатель-
ная мощность возрастает, так как возрастает колебательное напря-
жение, причём оно увеличивается заметнее, чем уменьшается ток.
С уменьшением амплитуды импульсов с ростом напряжённости
режима происходит и уменьшение постоянной составляющей вы-
ходного тока и потребляемой мощности Ро, что вместе с
возрастанием Д обусловливает увеличение КПД.
На рис. 6.1 показаны ДХ анодного тока при 0 = 90°. С измене-
нием значение нижнего угла отсечки анодного тока не изменится
в этом случае. В общем случае при 0 90° и если проницаемость
D / 0 с ростом напряжённости режима работы АЭ угол нижней
отсечки выходного тока уменьшается, что видно из выражения для
определения нижнего угла отсечки анодного тока (4.15а):
. е - е‘с ес-е‘с
cos0 =---£----£££—.
L' c-DU U -D^E..
Mv	Md мс j a
ЛЕКЦИЯ 6
105
При 6 = 90° Ес = Е‘с и значение угла сохраняется независимо от
£ Если D = 0, то независимо от £ и соотношения £с и Е'с значение
нижнего угла отсечки также сохраняется. Если 6 / 90°, т.е.
Е’* е'с, то при D # 0 угол нижней отсечки изменяется с напря-
жённостью режима, однако это изменение из-за малой величины D
может быть мало заметным. Поэтому в основной области семейст-
ва статических ВАХ всегда можно считать
Zai ^а1(е)
40 «о(е)
const.
Соответственно с ростом £ КПД будет пропорционально воз-
растать.
При переходе в перенапряжённый режим отношение 7 //ао,ко
падает, так как /Я| уменьшается с появлением провала на вер-
шине импульсов выходного тока быстрее, чем уменьшается /а Ко .
(Если обратиться к исходным формулам коэффициентов ряда Фу-
рье, записанным в форме интегралов для определения постоянной
106
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
и первой гармонической составляющих тока4, то из рассмотрения
их следует, что постоянная составляющая IaQ определяется об-
щей площадью импульса, а амплитуда первой гармоники /й| к в
основном его центральной частью, благодаря сомножителю cos со г.
С увеличением напряжённости режима ГВВ площадь импульса
уменьшается медленнее, чем его центральная часть.) Уменьшение
/й| к в перенапряжённом режиме, несмотря на рост соответст-
венно и рост амплитуды колебательного напряжения, может при-
вести к снижению колебательной мощности Р~ , а уменьшение от-
ношения 7	/\>,к0 “ к уменьшению КПД.
Приведенные выше рассуждения позволяют сделать вывод о
возможности существования в ламповых и транзисторных ГВВ
режимов, оптимальных по колебательной мощности и КПД. Воз-
можность существования оптимальных режимов, например по ко-
лебательной мощности, следует и из того факта, что с ростом £
увеличивается амплитуда колебательного напряжения ^к=^ма =
= а амплитуда первой гармонической составляющей /Я|
падает. Следовательно, существует такое значение когда произ-
ведение амплитуды колебательного напряжения и амплитуды пер-
вой гармоники выходного тока максимально, а именно, оно опре-
деляет величину колебательной мощности
Р~ =-^а к4. к. =-^мк4. к.-
Определим аналитически оптимальные режимы работы лампо-
вых и транзисторных ГВВ. Для этого обратимся к аппроксимиро-
ванным статической и динамической характеристикам выходного
тока АЭ, например анодного тока лампы, показанным на рис. 6.2.
Согласно рис. 6.2 при работе в основной области статических
ВАХ вплоть до критического режима амплитуду импульсов анод-
ного тока можно определить следующим соотношением:
Ача — Ачакз ~^ма ~ Ачакз — *$а^ма’	(6.2)
4 См. лекцию 5.
ЛЕКЦИЯ 6
107
где 7макз - амплитуда импульсов анодного тока при коротком за-
мыкании нагрузки (7^,е =0;^ = 0); 5а - крутизна статической ха-
рактеристики анодного тока в основной области в системе коорди-
нат к,ея
„ Д4
5а= —
Аея
l=,ga-
Создаваемая лампой колебательная мощность
Р_ =~.
2 ма ма 1
Согласно (6.2)
г j _ Агакз ~ Ага
и ма —	v ’
*^а
тогда
р _ 1 „ т Ага кз Ага
-	2а1 ма
Из последнего выражения, найдя производную дР_ / д!ма, мож-
но определить оптимальное значение амплитуды импульсов анод-
108
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ного тока /ма, при котором колебательная мощность будет макси-
мальной,
-21 )=о
э с V макз ма/ v’
°*ма *^а
откуда следует
Ага опт — Ага кз 	(6-4)
Если, используя (6.2), определить колебательную мощность как
Р~ = — иыя ( 7МЯ „ - .S' L' ) а.,
~	2 Md \ Md КЗ d Md /	1 ’
то можно найти оптимальное значение амплитуды колебательного
напряжения UMa, при котором достигается максимальная мощ-
ность, из условия
8Р 1
----~ - —а1 (Ага КЗ -25ЯС/МЯ) = 0,
2	1 ' Ма КЗ	а Ма/ ’
ма
согласно которому
TI _ 1 Агакз	(/ с\
^маопт _ р •	(6-5)
2 оа
Обратим внимание, что условие (6.5) вытекает также из (6.3)
при подстановке условия (6.4).
Отношение
г / V = I Р
макз^а умакз7Ъ
определяет теоретическую величину амплитуды колебательного
напряжения, соответствующей бесконечной нагрузке по первой
гармонике в выходной цепи генератора, т.е. режиму холостого хо-
да при условии, что характер изменения выходного тока такой, как
в основной области (рис. 6.3).
ЛЕКЦИЯ 6
109
Обозначим
= 'ма K3R, = t/ма хх ,	(6.6)
q	Ма КЗ / Ма Ал ’	х '
Оа
тогда условие (6.5) можно записать в виде
/^ма опт — ^ма хх •	(6.7)
Таким образом, чтобы лампа или транзистор обеспечивали в
нагрузке максимальную колебательную мощность, необходимо,
чтобы амплитуда импульсов выходного тока в рабочем режиме
была равна половине амплитуды импульсов в режиме короткого
замыкания нагрузки или чтобы амплитуда колебательного напря-
жения в рабочем режиме составляла половину амплитуды напря-
жения в режиме холостого хода.
На основании (6.4) и (6.7) можно определить величину сопро-
тивления нагрузки в выходной цепи ГВВ, при которой обеспечива-
ется оптимальный по мощности режим,
Г 7	1	О
— ^Ма ОПТ _	1	_	g)
Ала опт *^аа1 а1
Если учесть, что £7маопт = Ац/^еопт’ то соотношение (6.8) мож-
но получить из (6.7) с учётом (6.4), (6.6). Действительно,
по
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
1
^маопт
опт
маопта1^ оеопт Ata кз^Ч^оеопт
2^махх 2 Sa
ма кз _ _т р
2 2макзЛ/
Из записи последнего соотношения вытекает (6.8).
Соотношения (6.4), (6.5), (6.7), (6.8) можно рассматривать как
разные формы записи критерия оптимальности режима ГВВ по
мощности.
Следует обратить внимание, что при выводе соотношений (6.4),
(6.5) принято допущение, что угол нижней отсечки выходного тока
не зависит от напряжённости режима генератора, поэтому
OC1 = const. Подобное допущение справедливо либо при 0 = 90°,
либо при условии, когда с напряжённостью режима изменяются
также амплитуда напряжения возбуждения и величина напряжения
смещения таким образом, что сохраняются неизменными нижний
угол отсечки выходного тока и величина максимального мгновен-
ного напряжения на входе: есмакс или ебмакс. Очевидно, только
при выполнении последнего условия /макз = const, что также под-
разумевалось при выводе (6.4), (6.5). Если коэффициент D (у ламп,
напомним, характеризует проницаемость) пренебрежимо мал, т.е.
D ~ 0, то все отмеченные выше допущения всегда выполняются в
ламповом ГВВ, а в транзисторном тем более (у транзисторов, на-
помним, с большим основанием можно считать D = 0).
Выше отмечалось, что возможность существования оптималь-
ного по мощности режима с изменением напряжённости следует и
из рассмотрения формулы
Р =-£7ма/я .
2 Ma aj
Определим оптимальный режим аналитически, воспользовав-
шись условием
^,0,
а;,, 2	2
ЛЕКЦИЯ 6 *
111
из которого следует
( имя "l	dUua
ма _____ ма
< 7а1 /опт	5/а1
Так как Т7ма / /а( = ^>е> то оптимальному режиму соответствует
условие
Посмотрим, насколько (6.9) согласуется с (6.8).
Для определения производной в правой части (6.9) воспользу-
емся выражением для амплитуды первой гармоники анодного тока:
= 5(t7Mc-^Ma)Yl-	(6.10)
Налагая те же условия, что и раньше, а именно, ес макс =
= UMC ~ЕС= const; 0 = const, и определяя из формулы
напряжение смещения
£c-E'+(t/MC-£>t/Ma)cos0,
и и \ mv	ма /	’
получаем
г,	-	?< мякг + Ес - DUMa cos0
^мс ес макс	, n
1 -cosO
Подставляя последнее выражение в (6.10) и выполняя преобразо-
вания, находим
с
= ^Yf
е + Е1 - DU
с с макс ^с
1 -COS0
112
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
откуда
6Сма l-cos0
<vai " Sy.D '
Учитывая, что
Yl =«!(!- cos6); D = —,
имеем
<^ма_=А
5/a,	«1 ’
при этом согласно (6.9)
что соответствует ранее полученному условию (6.8).
Статические ВАХ анодного тока генераторных ламп зависят от
уровня их мощности и конструкции. В общем случае возможны
лампы с характеристиками анодного тока, показанными на рис. 6.4.
Для характеристик рис. 6.4,а

а для характеристик рис. 6.4,6
—-—>00.
Очевидно, лампы, имеющие характеристики с 5кр ®5а, будут
обеспечивать максимальную мощность в недонапряжённом или
почти критическом режиме работы, где выполняются соотношения
(6.4), (6.5).
ЛЕКЦИЯ 6 ’
113
Рис. 6.4
Для ламп, у характеристик которых \р »5а, соотношения
(6.4), (6.5) не могут быть выполнены в основной области семейства
статических ВАХ анодного тока, а в области перенапряжённого
114
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
режима они недействительны в силу исходных предпосылок при
их выводе, в частности, из-за принятия /aj = /Mact], что справедли-
во для косинусоидальных импульсов, которые имеют место только
в недонапряжённом режиме вплоть до критического. В перенапря-
жённом режиме в импульсах анодного тока появляется провал на
вершине, что приводит к резкому уменьшению амплитуды первой
гармоники анодного тока и соответственно, несмотря на рост ам-
плитуды колебательного напряжения, к снижению колебательной
мощности, обеспечиваемой лампой в нагрузке.
Соотношению (6.5) соответствует коэффициент использования
анодного напряжения
к _ 1 Ллакз
g ~ 2 8яЕа '
значение которого при £а « 0 оказывается много больше единицы,
что физически не может быть достигнуто5. Поэтому, если принять,
что достижимое максимальное значение £макс ~ 1, при этом
t/Ma ~	> то ПРИ использовании в ГВВ ламп, у которых £а ~ 0,
максимальная мощность в нагрузке будет в критическом режиме,
которому в этом случае соответствуют практически максимальные
значения тока и колебательного напряжения (рис. 6.5). Колеба-
тельная мощность, обеспечиваемая при этом лампой,
р — — Т п и ~.11 п р
2 ма 1 макР 2 макз а"
Таким образом, в целом можно считать, что все лампы в ГВВ
обеспечивают в нагрузке максимальную мощность вблизи крити-
ческого режима, имея при этом высокий КПД анодной цепи, бла-
годаря относительно большому значению коэффициента использо-
вания анодного напряжения
Всё изложенное выше относительно оптимального режима ра-
боты лампового ГВВ, когда в нагрузке обеспечивается максималь-
ная колебательная мощность, полностью применимо к транзистор-
ному ГВВ.
5 В ламповых ГВВ .практически возможно получение £, несколько больше едини-
цы, но не более 1,1... 1,2. В транзисторных ГВВ практически всегда ^<1.0 воз-
можных значениях £ см. лекции 1, 3,4.
ЛЕКЦИЯ 6 •
115
Рассмотрим, какими соображениями следует руководствовать-
ся при выборе нижнего угла отсечки выходного тока АЭ ГВВ. Ре-
жим работы ГВВ по напряжённости полагаем критическим:
^кр-
Чем меньше нижний угол отсечки выходного тока АЭ, тем
больше будет КПД анодной, коллекторной цепи, если значение £кр
не будет изменяться.
Действительно,
jc 4bKi 1 g ^ма, мка1 (^) _ 1 у .
Па, кол ~ Чкр j ~ Чкр j „ /М э W
Л0,к0	Айа, мка0 (Ч)
а значение коэффициента р] растёт с уменьшением угла 6 (см.
рис. 5.5,в). Однако с уменьшением 6 уменьшается амплитуда пер-
вой гармонической составляющей выходного тока АЭ при неиз-
менной амплитуде импульсов тока за счёт понижения коэффици-
ента И] и соответственно снижается колебательная мощность, соз-
даваемая АЭ, например, лампой:
Р~ = ~£кп£аАиаа1 
(6.11)
116
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Очевидно, чтобы сохранить величину колебательной мощности,
необходимо увеличивать амплитуду импульсов выходного тока, но
при этом будет несколько уменьшаться значение £кр (рис. 6.6), что
может привести к снижению КПД анодной (коллекторной) цепи.
Следовательно, существует значение нижнего угла отсечки выход-
ного тока АЭ, при котором обеспечивается максимальное значение
КПД анодной (коллекторной) цепи при сохранении колебательной
мощности Д..
Для критического режима справедливо соотношение, выте-
кающее из рассмотрения рис. 6.6,
Ага *$креамин *$кр (^а ^Агакр) *$кр^а(1 ^кр)’
из которого следует
£кр=1-
ма
\р£а
(6-12)
Так как 7ма = /а) /cq, то
^кр=1-
агАр^а
(6.13)
ЛЕКЦИЯ 6 ’
117
Если учесть, что
г 2Л 2Л
а1 ” и ? Е
^макр ъкр^а
то из (6.13) получается следующее выражение для коэффициента
использования анодного напряжения в критическом режиме:
F = 1 + 1 1-..^....
КР 2 2)| a1Va2’
(6.14)
Согласно полученному результату возможны два значения £,кр,
удовлетворяющих выбранному значению нижнего угла отсечки
анодного тока и требуемой мощности. Практический интерес
представляет большее значение
-11 li 8Р~
,KP = 2 + 2^| “a1Va2’
(6.15)
так как при этом будет больше КПД анодной цепи
1 , „
Па ~ 2 ^крР1
и потребуются меньшие амплитуда импульсов анодного тока и ам-
плитуда напряжения возбуждения. Сказанное поясняется рис. 6.7,
на котором представлены две ДХ анодного тока для критического
режима и 0 = 90°. Знаки (+), (-) у параметров соответствуют реше-
ниям (6.14). Очевидно, если принять меньшее значение £,кр =^(кр\
то при меньшем значении т]а и большем значении UMC, может ока-
заться, что лампа не обеспечит требуемой амплитуды импульсов
анодного тока 1^ из-за физических ограничений на ток эмиссии
катода.
Используя (6.15), для КПД анодной цепи ГВВ в критическом
режиме можно записать
Па
= 1 1+ 1-
4 . V
8Л
а1\р£а
₽1-
(6.16)
118
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Так как а] и Р] являются функциями нижнего угла отсечки
анодного тока, то, дифференцируя последнее соотношение по 6 и
приравнивая производную нулю, можно найти значение нижнего
угла отсечки анодного тока, соответствующего максимуму КПД
анодной цепи генератора. Возможность существования значения О,
при котором обеспечивается максимум т]а, иллюстрируется каче-
ственными зависимостями рис. 6.8.
Рис. 6.8
ЛЕКЦИЯ 6
119
Значение оптимального угла нижней отсечки анодного тока,
соответствующее максимуму КПД анодной цепи при работе гене-
ратора в критическом режиме, зачастую оказывается слишком ма-
лым, что ведёт к работе ГВВ с большой амплитудой импульсов
анодного тока
/ =
М3 и г*
^кр£а«1
и большой амплитудой напряжения возбуждения, которая, как сле-
дует из (4.12) при со/ = 0, когда /а = 7ма, определяется соотношением
------------Г+Я^ма-
мс S(l-cos0)
(6-17)
Аналогично для транзисторного ГВВ.
Может получиться так, что АЭ - лампа, транзистор при опти-
мальном угле нижней отсечки 0 не сможет обеспечить требуемой
амплитуды импульсов выходного тока, следовательно, и необхо-
димой колебательной мощности. Кроме того, сильно возрастает
требуемая мощность возбуждения, что резко снижает коэффициент
усиления генератора по мощности КР, и возрастает величина на-
пряжения смещения.
В силу указанных выше причин работа генератора с оптималь-
ным по КПД углом нижней отсечки выходного тока АЭ часто не
может быть осуществлена практически. Кроме того, анализ пока-
зывает, что оптимум КПД в зависимости от нижнего угла отсечки 0
выходного тока АЭ не очень резко выражен. Поэтому, как правило,
нижний угол отсечки анодного тока выбирается в пределах
0 = 60... 90°. При этом КПД анодной цепи в критическом режиме у
ГВВ на триодах составляет 60...70 %, а у генераторов на тетродах
и пентодах 65...75 %.
У ламп, имеющих ограничение по току эмиссии катода, ниж-
ний угол отсечки анодного тока целесообразно выбирать ближе к
90°. При этом получается практически максимальная мощность в
критическом режиме ГВВ при хорошем КПД анодной цепи. Если
угол отсечки 0 взять меньше, то понизится колебательная мощ-
ность, создаваемая лампой, хотя КПД анодной цепи может и воз-
расти при этом. Для ламп с активированными катодами нижний
угол отсечки анодного тока выбирается ближе к нижнему пределу
6 = 60°. Нужная мощность в этом случае обеспечивается за счёт
120
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
работы с большей амплитудой импульсов анодного тока, т.е. за счёт
более полного использования эмиссионных способностей катода.
В целом, так как оптимум зависимости т]а (0) не резко выра-
жен, величина 0 может изменяться на 5... 10° в ту или иную сторо-
ну от рекомендованных выше значений.
Соображения по выбору нижнего угла отсечки 6 коллекторного
тока у биполярных транзисторов те же, что и для ламп. Однако
транзисторные ГВВ в устройствах генерирования и формирования
сигналов (УГФС) в большинстве случаев работают с нулевым
смещением (£б = 0), имея при этом 0 несколько меньше 90°.
В этом случае не нужен дополнительный источник напряжения,
что упрощает цепи питания транзистора. Кроме того, для некото-
рых транзисторов подача запирающего напряжения на базу для
получения 0 заметно меньше 90° даже недопустима, так как увели-
чивается обратное напряжение на переходе база-эмиттер еб обр.
Действительно, мгновенное напряжение на базе согласно (1.1)
еб =t/M6 COS(OZ-£6,
при этом максимальная величина обратного напряжения определя-
ется из соотношения
еб обр ~ еб мин — ~^мб — ^б •
Увеличение обратного напряжения ебобр создаёт угрозу про-
боя перехода эмиттер-база. Необходимо, чтобы обратное напряже-
ние не превышало допустимой величины, т.е. чтобы было6
|еб обр | — |£б ДОП | ’
где еб доп - допустимое обратное напряжение на базе (на переходе
база-эмиттер). Указывается в справочных данных на транзистор.
Кроме того, чем больше величина запирающего напряжения
смещения £б, тем меньшего уровня сигнал возбуждения можно
6 Приводимая ниже запись предполагает отрицательное обратное напряжение, что
свойственно транзисторам п-р-п типа. Очевидно, всё сказанное выше относи-
тельно выбора нижнего угла отсечки коллекторного тока, напряжений и мощно-
стей справедливо и для транзисторов р-п-р типа. Необходимо только учитывать
противоположную полярность напряжений питания и переменных напряжений
в цепях.
ЛЕКЦИЯ 6
121
будет подавать для исключения пробоя перехода эмиттер-база, а
это приведёт к снижению выходной мощности транзистора. Ска-
занное поясняется рис. 6.9.
Подавать отпирающее напряжение на базу £б > Е'ъ для полу-
чения 6 > 90° нецелесообразно, так как при этом снижается КПД
коллекторной цепи и возрастает мощность, выделяемая (рассеи-
ваемая) на коллекторе, а также возрастает мощность, выделяемая
(рассеиваемая) на базе (см. лекцию 2), что повышает температуру
переходов транзистора и этим самым ограничивает, причём весьма
существенно, величину полезной (колебательной) мощности, кото-
рую может обеспечить транзистор.
Примечание. В лекции 4 при определении эквивалентных парамет-
ров аппроксимированных статических ВАХ выходного тока генератор-
ных ламп и биполярных транзисторов использовано выражение
В настоящей лекции мы установили, что оптимальным для АЭ режи-
мом работы в ГВВ является критический при нижнем угле отсечки вы-
ходного тока вблизи 90°.
122
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Согласно выражению (6.11)
я =^кр£а4а«1(е),
если учесть, что £кр » 0,8 (см. лекцию 3), а а, (90°) = 0,5 (см. лекцию 5),
то получим из последнего выражения
/ - 2Р~ _ 2Р _
ма " ^1фа1(6)Еа " 0,8 0,5£а " £а '
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 6
1.	Если D * 0 и 6 * 90°, то в какую сторону изменится 0 при увели-
чении Поясните.
2.	Обоснуйте запись выражения (6.10). Уясните смысл выражения.
3.	Проверьте правильность выражения (6.14).
4.	Используя выражение (6.16), найдите производную 5г]а/50 и при-
равняйте её нулю. Решите полученное уравнение относительно 0ОТТ .
Проанализируйте полученное выражение.
5.	При определении условий оптимального режима работы ГВВ по
мощности и КПД мы использовали первые производные соответствую-
щих выражений, которые приравнивали нулю и находили решения. Най-
денные решения принимали за оптимальные, соответствующие максиму-
му интересующего параметра. Но из курса высшей математики известно,
что приравнивание нулю первой производной функции позволяет найти
точки её экстремумов, которые в общем случае могут соответствовать
минимальным значениям функции, а не только максимальным. Для одно-
значного ответа на вопрос о характере экстремума функции надо обра-
щаться к исследованию её второй производной. Что в нашем случае даёт
основание, не обращаясь к анализу второй производной, считать, что
найденное решение соответствует экстремуму типа максимума?
6.	Насколько справедливо утверждение, что при 6 = 90° у ламп,
имеющих ограничение по току эмиссии, в критическом режиме ГВВ по-
лучается практически максимальная мощность? Подтвердите или опро-
вегните это утверждение.
7.	Запишите выражение для определения нижнего угла отсечки кол-
лекторного тока при нулевом смещении. Проанализируйте выражение.
Каким при этом будет угол отсечки базового тока?
8.	Разберитесь с рис. 6.9 и ответьте, какую колебательную мощность
сможет обеспечить транзистор, если принять напряжение смещения рав-
ным половине ебдоп и совпадающим с ним по знаку?
ЛЕКЦИЯ 6 *123
9.	Получите, аналогично приведенным рассуждениям при выводе
(6.15), выражение для £кр в случае использования тетрода с динатронным
эффектом, аппроксимированные статические ВАХ анодного тока которо-
го представлены на рис. 4.4,6.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 6
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 1.
ЛЕКЦИЯ 7
Выбор АЭ по заданным требованиям к усилителю
мощности. ~ Инженерный метод расчёта ламповых
и транзисторных ГВВ - усилителей мощности, оптимальных
по разным критериям
(ГТ*слученные в лекциях 4-6 соотношения позволяют пред-
J L ложить порядок расчёта режимов выходной (анодной,
коллекторной) и входной (сеточной, базовой) цепей ламповых и
транзисторных ГВВ, оптимальных по разным критериям.
Ниже рассматривается инженерный метод расчёта ламповых и
транзисторных ГВВ - усилителей мощности, основанный на ку-
сочно-линейной аппроксимации статических ВАХ анодного (кол-
лекторного) тока.
В результате расчёта должны быть определены действующие в
цепях генератора напряжения и токи, мощности, требуемое сопро-
тивление нагрузки в выходной цепи АЭ.
В лекции 6 показано, что оптимальным по мощности и КПД
режимом работы ГВВ является критический.
В большинстве случаев требуется рассчитать генератор на за-
данную колебательную мощность . Иногда необходимо провес-
ти расчёт: на оптимальное использование мощности источников
питания, или на оптимальное использование АЭ по току, или на
заданное сопротивление нагрузки и др.
В зависимости от задания порядок расчёта режима выходной
цепи АЭ ГВВ различен. Однако большинство случаев задания
может быть сведено к расчёту на заданную колебательную мощ-
ность Д .
ЛЕКЦИЯ 7
125
Ниже рассматривается порядок расчёта ламповых и транзи-
сторных ГВВ в критическом режиме по схеме с общим катодом и
общим эмиттером, оптимальным по разным критериям. Рассмат-
риваются также особенности расчётов ГВВ в недонапряжённом и
перенапряжённом режимах.
1. РАСЧЁТ ГЕНЕРАТОРА НА ЗАДАННУЮ
КОЛЕБАТЕЛЬНУЮ МОЩНОСТЬ Р~
В КРИТИЧЕСКОМ РЕЖИМЕ
Расчёт начинается с выбора АЭ. При этом исходят из заданной
колебательной мощности Д. и диапазона рабочих частот генератора.
Если требуемая от генератора мощность не превышает де-
сятков - сотни ватт1, то такой генератор может быть выполнен на
транзисторе. Если же мощность генератора Д составляет сотни
ватт — единицы, десятки, сотни киловатт, то такой генератор, осо-
бенно при больших уровнях мощности, может быть выполнен оп-
тимальным образом только в ламповом исполнении.
АЭ - лампа, транзистор выбирается на мощность
р > р	(*)
* НОМ — * - ’	V /
где Рном - номинальная (указанная в паспортных данных на при-
бор) колебательная мощность АЭ.
Если заданная мощность Р не может быть обеспечена одним
АЭ, то решают вопрос о количестве АЭ, подходящих по частоте и
доступных по мощности. Заданная мощность обеспечивается сумми-
рованием мощностей нескольких АЭ с помощью специальных схем
и устройств, основные из которых мы рассмотрим в лекциях 15, 16.
Часто оказывается, что несколько АЭ удовлетворяют условию
(*). В этом случае при выборе АЭ учитывают дополнительные
данные, как-то: стоимость прибора, доступность, размеры, надёж-
ность и др.
В паспортных данных АЭ, которые могут быть взяты из спра-
вочников, приводятся все необходимые для расчёта параметры,
соответствующие номинальному (рекомендованному) режиму ра-
боты АЭ. Для ламп обычно указываются значения: номинальной
колебательной мощности Рном , номинального напряжения питания
1 Обратим внимание, что мы ведём речь о ГВВ на одном АЭ - лампе или транзисто-
ре. Как будет показано в лекциях 15 и 16, подобные генераторы могут объеди-
няться для создания более мощных устройств, также называемых генераторами.
126
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
анода £а, допустимой мощности рассеяния на аноде Радоп, допус-
тимой мощности рассеяния на сетке £сдоп и ДР- Д’151 транзисторов:
номинальная колебательная мощность Рном или выходная мощ-
ность Рвых, напряжение питания коллектора Ек или допустимое
напряжение коллектор-эмиттер екдоп, допустимое обратное на-
пряжение на переходе база-эмиттер ебдоп и др. В полных справоч-
никах обязательно приводятся статические ВАХ выходного тока
АЭ, которые необходимы для определения эквивалентных пара-
метров аппроксимированных характеристик:2 £, £кр, D, Е'с, Eq и
других, если эти параметры специально не оговариваются. Иногда
указываются эквивалентные параметры для номинального режима.
Если выбранный режим отличается от номинального, то эквива-
лентные параметры аппроксимированных ВАХ следует уточнить.
В ламповых ГВВ иногда приходится сознательно отклоняться
от номинального режима работы лампы, если её номинальная
мощность заметно больше заданной Л • При этом целесообразно
снижать величину питающего анодного напряжения Еа и улуч-
шать использование лампы по току. Чем с большим током /ма и
меньшим напряжением Еа работает лампа, тем меньше величина
требуемого сопротивления нагрузки в анодной цепи лампы
„	£ма	^£а
п .  Мд.   j a
7Я ос, £.я
а]	1 Ма
Последнее особенно важно с повышением рабочей частоты ге-
нератора, где появляются определённые трудности в реализации
высоких значений . На практике это имеет место в ГВВ метро-
вых, дециметровых, сантиметровых волн.
Мощность, обеспечиваемая лампой в нагрузке при пониженном
значении анодного напряжения, примерно может быть оценена по
формуле
Р~ =
согласно которой при » 0,8...0,9 и 0 » 90°
Л ~ 0,8...0,77аЕа.
’	’ ао а
2 См. лекцию 4.
ЛЕКЦИЯ 7
127
А. РАСЧЁТ РЕЖИМА ВЫХОДНОЙ ЦЕПИ
1.	Выбирается нижний угол отсечки анодного тока лампы в
пределах 0 = 60...90° и по таблицам или графикам (в последнем
случае точность будет ниже) находятся коэффициенты разложения
косинусоидального (остроконечного) импульса: а0, cq, Рн уР Эти
коэффициенты могут быть также определены по соответствующим
формулам лекции 5.
В транзисторном ГВВ часто принимают нижний угол отсечки
коллекторного тока равным 90° или немного меньше.
2.	Определяется коэффициент использования анодного (кол-
лекторного) напряжения, соответствующий критическому режиму
по формуле (6.15)
, _1 1 f 8/>-
р 2 2)| а,5кр£а2
где £а - принятое напряжение питания анода. Когда лампа полно-
стью используется по мощности, то Еа = Еатм.
Для тетродов с выраженным динатронным эффектом
Последнее соотношение выводится аналогично (6.15), если
учесть, что для критического режима при аппроксимации статиче-
ских ВАХ анодного тока, как показано на рис. 4.4,6, в случае тет-
рода с динатронным эффектом
Ana — ^кр^а мин кр ~ ^кр (	— ^ма кр — ^а ) ~
( Е1 Л
’-^кр-тЛ
(7-2)
откуда
£кр =
е'\ I
| а ма
^а , ^кр^а
и далее по аналогии с выводом (6.15). Соотношение (7.2) поясняет-
ся рис. 7.1.
128
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Выражение (7.1) можно получить также путём следующих рас-
суждений. Если у лампы с динатронным эффектом на семействе
аппроксимированных статических ВАХ (рис. 4.4,6) сместить нача-
ло координат в точку еа-Еа, то можно применить выражение
(6.15), в котором вместо напряжения £а должно быть напряжение
I Еа - £а 1. Выражение (6.15) в этом случае определяет коэффициент
^7'ма кр
F -Б1
1 + 1 ] 8Г~
2	а^Е.-Е')2
Учитывая, что
_ ^ма кр
’КР“ Еа
из последнего выражения находим
что совпадает с (7.1).
ЛЕКЦИЯ 7
129
3.	Определяется амплитуда колебательного напряжения:
•	на аноде лампы
^ма — ^кр^а — ^ма кр’
•	на коллекторе транзистора
^А<к = ^экр^к — ^Аик кр-
В случае транзисторного ГВВ следует проверить, что при при-
нятом напряжении питания коллектора Ек и найденном колеба-
тельном напряжении на коллекторе с амплитудой t/MKKp макси-
мальное мгновенное напряжение на коллекторе <?кмакс не превы-
шает допустимое, т.е.
ек макс — ^мк кр “ ^к Q + ^кр ) — ек доп •
Если это условие не выполняется, то следует уменьшить Ек и по-
вторить расчёты.
Иногда в транзисторном ГВВ амплитуду колебательного
напряжения на коллекторе определяют исходя из условия
екмакс =екдоп- В этом случае для критического режима на основа-
нии рис. 7.2 можно записать
~ 2^^МК кра1^мк — "^^мккрОт^кр^кмин —
=1„
2 мк кр'
ДОП 2О’МК кр j
откуда следует
^мккр
/ --------------------\
gK ДОП 1 + 1 L________
2	2 2^ а^кр^кдоп,
Напряжение коллекторного питания в этом случае
F =е -U
ск доп мк кр •
130
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Часто в транзисторных ГВВ выбирают
£ - КД°П
к 2 ’
обеспечивая при этом некоторый запас по напряжению на коллек-
торном переходе, так как
vk макс
= (1 + 4кр)^к =(1+4кр)
доп
2
< е
К ДОП •
4.	Определяется амплитуда первой гармонической составляющей:
•	анодного тока лампы
4. =2Р717макр;
•	коллекторного тока транзистора
4]	= 2Д./^4К кр.
5.	Определяется амплитуда импульсов анодного (коллекторно-
го) тока
4а, мк — 4], К] •
Для ламп с ограниченным током эмиссии катода необходимо
проверить условие
ЛЕКЦИЯ 7
131
Айа — 0,87э миссия
(до 20 % эмиссионного тока катода оставляется на токи сеток:
управляющей и экранной). Если условие не выполняется, то следу-
ет увеличить значение 0 и все расчёты повторить.
6.	Определяется постоянная составляющая анодного (коллек-
торного) тока
7_ к„ -/Мамк«о-
oq, Kq Ма, МК U
Для ламп с активированным катодом следует проверить условие
Ai0 — ^а0 доп’
где /ао доп - допустимое значение постоянной составляющей тока
анода лампы. Если задано в паспортных данных допустимое зна-
чение действующего тока катода /кето доп, то можно принять
/я „„о ~ 0,8/„я,„ ппп (до 20 % действующего тока катода отводится
для токов сеток).
Если условие не выполняется, то необходимо выбрать меньшее
значение 0 и все расчёты повторить.
7.	Определяется мощность, потребляемая от источника питания
анода (коллектора):
~ Еь, кЛ0, к0 •
8.	Определяется мощность, рассеиваемая на аноде (коллекторе):
Л. к -Pq-P~ •
В ламповом ГВВ необходимо сделать проверку Ра ^Рапоп- Ес-
ли условие не выполняется, то следует уменьшить 0 и все расчёты
повторить.
В транзисторном ГВВ рассеиваемая на коллекторе мощность
Рк учитывается после расчёта режима входной цепи.
9.	Определяется КПД анодной или коллекторной цепи соответ-
ственно:
‘ -А-Ь R
Па, кол р о ^крР1 •
/q Z
132
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
10.	Определяется требуемое сопротивление нагрузки в выход-
ной цепи АЭ (эквивалентное сопротивление параллельного коле-
бательного контура)
D	*4.а кр, мк кр
Аэе -----------
7abKi
Найденное значение сопротивления используется при вы-
боре элементов и разработке схемы контура.
На этом расчёт режима выходной цепи АЭ заканчивается.
Б. РАСЧЁТ РЕЖИМА ВХОДНОЙ ЦЕПИ
1.	Определяется амплитуда напряжения возбуждения по фор-
муле (6.17), которая может быть представлена в следующем виде:
у _-----4а-----+DU
мс 5(l-cos6) макр
=------------Г +^^мако= — +^^макп-
5^(1-cos 6) макр	макр
Аналогично определяется амплитуда напряжения возбуждения
транзисторного ГВВ.
2.	Определяется напряжение смещения:
•	лампового ГВВ
Ес = Е' + (t7MC - £>{7MaKn)cos0;
•	транзисторного ГВВ
Е& = ~£б + (*4.б ~ DU^ кр )cos6.
Приведенные соотношения следуют из выражений (4.15а),
(4.156) соответственно.
Следует обратить внимание, что приведенные соотношения оп-
ределяют значение напряжения смещения с учётом того, что зна-
ком «-» (минус) оно приложено к управляющему электроду: сетке
или базе. Поэтому если при расчёте вычисленное значение напря-
жения получается отрицательным, то это означает, что необходимо
ЛЕКЦИЯ 7 ’
133
на управляющий электрод АЭ подать напряжение смещения зна-
ком «+»(плюс)3.
Если в транзисторном ГВВ принято Еб = 0, то можно уточнить
выбранное значение нижнего угла отсечки коллекторного тока по
формуле
Г*/
cos 0 =------------
l/мб ~ DUmkkp
и при большом расхождении все расчёты провести заново.
В транзисторном ГВВ необходимо проверить условие4
|еб мин | ~ |~^мб —	| — |еб доп | •
Если это условие не выполняется, следует изменить режим и все
расчёты повторить.
3..Определив напряжения, действующие во входной цепи ГВВ,
и имея статические ВАХ входного тока АЭ, находят амплитуду
импульсов сеточного или базового тока для лампового или транзи-
сторного генератора соответственно.
Амплитуда импульсов сеточного тока /мс определяется по ста-
тическим ВАХ сеточного тока для мгновенных напряжений:
е -е -и -F
Сс Ссмакс мс ^С’
е -е = F -U
са самин а макр>
как показано на рис. 7.3, где выделена также динамическая харак-
теристика (ДХ) сеточного тока, позволяющая построить форму ре-
альных импульсов тока управляющей сетки.
Амплитуда импульсов базового тока 7мб определяется по ста-
тическим ВАХ коллекторного тока zK (ек) при найденном значении
/М1С и ек мин = Ек- иык кр . Можно её также найти по формуле
4б - *$6 (^мб “ ^6 ~ ^б ) = 5б (еб макс “ ^б )’	П-З)
справедливость которой очевидна из рис. 7.4, на котором пред-
ставлены аппроксимированные статические ВАХ базового и кол-
лекторного токов при D Ф 0.
3 Сравните, например, получаемые соотношения для напряжений смещения Ес и
Е6 при 6 = 90°.
4 См. лекцию 6, окончание.
134
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 7.3
Рис. 7.4
ЛЕКЦИЯ 7
135
Напряжение отсечки Е- в последнем выражении соответствует
ек мин и, как следует из рассмотрения аппроксимированных ВАХ
рис. 4.7,6,
£б ПРИ ек мин = £б пРи Ек + D(EK- ек мин ) =
= Е'& приЕк + Г>£/мккр.
Крутизна характеристики базового тока S6=Ei6/^e6 также
соответствует статической ВАХ при екмин.
В большинстве случаев для транзисторов можно принять D = О
и считать также S6 = S/ Я21э, гле ^2Ъ ~ коэффициент передачи
транзистора по току в схеме с общим эмиттером, значение которого
в общем случае следует брать соответствующим ек мин. В справоч-
никах этот коэффициент может быть обозначен как Ро или Л21э 
Учитывая сказанное, соотношение (7.3) можно записать:
Г $ (г	г/) 7мк
•'мб	1ебмакс zi6 / тг
^21э	/У21э
.4. Определяется нижний угол отсечки сеточного тока по фор-
муле
о Ес
cos9r -——,
с у
'-'мс
суть которой понятна из рис. 7.3.
Напомним, что угол отсечки базового тока равен углу отсечки
коллекторного тока.
По найденному значению 0С из таблиц или графиков либо по
соответствующим формулам, как это делалось при расчёте режима
анодной цепи после выбора 0, определяются значения коэффици-
ентов разложения косинусоидальных импульсов а^, а1с.
5.	Определяются составляющие токов:
4,	=	40 = 4са0с “ Для лампового ГВВ;
4; = 4ба1 = 4] ^^21э’ 40-7мбао-40/я21э — Для транзи-
сторного ГВВ.
136
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В случае ламп с веерообразными статическими ВАХ сеточного
тока, как показано на рис. 7.3, какие присущи большинству совре-
г. » —/ а. '
С1 ~ 4 mc^Ic»
менных генераторных ламп,
реальные импульсы сеточного
тока отличаются по форме
от усечённых косинусоид, яв-
ляясь более остроконечными
(рис. 7.5).
При такой форме импуль-
сов рекомендуется составля-
ющие сеточного тока опреде-
лять в соответствии с соотно-
шениями:
со ~ 2 мс'Л'Ос •
6.	Определяется мощность возбуждения:
• лампового ГВВ
Р =—TJ 1 
1 возб 2 мс С1 ’
• транзисторного ГВВ
^возб — ^^мбА>| 
7.	Определяется мощность потерь в цепи смещения:
•	лампового ГВВ
Л = ЕС1С'
с0 с с0
•	транзисторного ГВВ
= ЕЖ0 
8.	Определяется мощность, выделяемая:
•	на сетке лампы
ЛЕКЦИЯ 7
137
•	на базе транзистора5
— ^возб — ^б0 •
При нулевом смешении в транзисторном ГВВ (Еб = 0)
р _ р
1 б ‘ возб •
В ламповом ГВВ необходимо проверить условие Рс < Рс доп .
Если условие не выполняется, то следует изменить режим и все
расчёты сделать заново.
В транзисторном ГВВ необходимо проверить условие
(^к +^б)^пс - Gn доп ~'с)°С
где Апс - тепловое сопротивление переход-среда транзистора
(°С/Вт); ?пдоп - допустимая температура переходов транзистора;
/с - температура окружающей среды.
При наличии теплоотвода тепловое сопротивление 7?nc мень-
ше, нежели при его отсутствии. Если последнее условие не может
быть выполнено, то режим работы транзистора следует изменить и
заново сделать все расчёты.
9. Коэффициент усиления ГВВ по мощности
KP = P.J PB036 •
В. РАСЧЁТ РЕЖИМА ВТОРОЙ (ЭКРАННОЙ) СЕТКИ
В ГВВ на тетродах и пентодах необходимо провести расчёт ре-
жима второй (экранной)сетки6.
Амплитуда импульсов тока второй сетки /МС2 определяется по
реальным статическим ВАХ, как показано на рис. 7.6.
Угол отсечки импульсов тока второй сетки обычно принимает-
ся равным нижнему углу отсечки анодного тока 0С2 = 0.7
5 Напомним, что в случае положительного смещения в приводимом соотношении
знак « - » заменяется на знак « + » (см. лекцию 2).
6 Построение цепи питания второй (экранной) сетки в ГВВ на тетроде, пентоде
рассматривается в лекции 13.
5 Есть также указание, что при нормальных (близких к номинальным) напряжени-
ях ЕС2 ток второй сетки появляется обычно несколько позже анодного тока и
вначале очень мал. Поэтому в первом приближении можно принять угол отсеч-
ки еС2 «(0,5...0,7)6.
138
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 7.6
Постоянная составляющая тока второй сетки /С2о = /Мс2ао •
В случае веерообразных статических ВАХ тока второй сетки
7с20 «0>6/МС2а0. -
Потребляемая мощность от источника питания второй сетки
Т^2о - ECi /С20, где ЕС2 - принятое напряжение питания второй
сетки, при котором сняты используемые статические ВАХ анодно-
го и сеточного токов (управляющей и экранной сеток).
Необходимо проверить условие РС20 < РС2Д0П, где РС2Д0П - до-
пустимая мощность рассеивания на второй сетке.
В ГВВ на тетродах и пентодах с веерообразными статическими
ВАХ при расчёте составляющих тока первой сетки рекомендуется
принимать оба поправочных коэффициента равными 0,55 вместо
3/4 и 2/3.
2.	РАСЧЁТ ОПТИМАЛЬНОГО РЕЖИМА ГВВ
НА ЗАДАННОЕ ИСПОЛЬЗОВАНИЕ АЭ ПО ТОКУ
Необходимость подобного расчёта чаще встречается в лампо-
вых ГВВ, применительно к которым мы его и рассмотрим. Что ка-
сается транзисторных ГВВ, то расчёт его может быть проведен
аналогично.
Заданным считается максимальное значение амплитуды им-
пульсов анодного тока 7ма или, что чаще всего встречается, значе-
ние постоянной составляющей анодного тока L . .
*0
Оптимальным считается критический режим работы генерато-
ра, поэтому, выбрав значение 0 с учётом изложенных ранее сооб-
ражений (см. лекцию 6), определяется в соответствии с (6.12) зна-
чение
ЛЕКЦИЯ 7 ’
13«Г
? =1—2ма_ = 1----
Va \р<Х(А
где обычно Еа = ЕаНом-
Если при заданном использовании лампы по току необходимо
иметь определённую величину колебательной мощности Л, то
напряжение источника питания анода должно быть
г	г г 4а 2^~	7а0	2/>-
а еакр^смакр	п г гу V RZ ’
‘^кр аИма О-О'-'кр ИНар
Смысл приведенного соотношения поясняется рис. 7.7.
Необходимо, чтобы выполнялось условие Еа < Еа пред, где
Еапред “ предельно допустимое для данной лампы постоянное
напряжение на аноде.
Если при расчёте получается, что требуемое Еа > Еа пред, то
данный режим не может быть реализован, т.е. не могут быть одно-
временно выполнены два условия: использование лампы по току и
обеспечение необходимой колебательной мощности. Следует пе-
ресмотреть условия.
После определения расчёт генератора производится по
формулам примера 1.
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
140
3.	РАСЧЁТ ОПТИМАЛЬНОГО РЕЖИМА ГВВ
НА ЗАДАННОЕ ИСПОЛЬЗОВАНИЕ АЭ
ПО МОЩНОСТИ РАССЕЯНИЯ
НА ВЫХОДНОМ ЭЛЕКТРОДЕ
Мощность рассеяния на аноде лампы, коллекторе транзистора
определяет в основном рабочую температуру прибора, поэтому
необходимость подобного расчёта появляется в тех случаях, когда
есть ограничения на температуру окружающей среды.
Порядок расчёта аналогичен для лампового и транзисторного
ГВВ.
Выбирается нижний угол отсечки выходного тока АЭ, исходя
из изложенных ранее особенностей (см. лекцию 6). По таблицам,
графикам или формулам находятся коэффициенты аи а0, Р], Ур
Так как (рассмотрим в терминах лампового ГВВ)
р +р 2^крР1’
то в критическом режиме
р о £крР1
1-Ла

С другой стороны, в критическом режиме
Р~ ^макр^ =|^а^а(1-^кр)а1-	(***)
Приравнивая (**), (***) и разрешая относительно £кр, получа-
ем с учётом, что < 1,
£кр ~
' 1 и 1Г1 г?
----1--— I------1--I
2)	2)
Pl «1\р^а
1 О М 1? 2Ра
Pl 2J	alVa
ЛЕКЦИЯ 7
141
После определения дальнейший расчёт проводится по
формулам примера 1.
Обратим внимание, что из (***) вытекают (6.14), (6.15).
4.	РАСЧЁТ ОПТИМАЛЬНОГО РЕЖИМА ГВВ
НА ЗАДАННУЮ МОЩНОСТЬ ПОТРЕБЛЕНИЯ
ОТ ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ ВЫХОДНОЙ ЦЕПИ
(АНОДА, КОЛЛЕКТОРА)
Необходимость подобного расчёта имеет место при ограничен-
ной мощности источников питания, например, в случае радиоаппа-
ратуры на борту самолёта или другого летательного аппарата, а
также носимой радиоаппаратуры.
Если задана величина потребляемой мощности Ро по цепи
анодного или коллекторного питания, то, выбрав АЭ и нижний
угол отсечки выходного тока, на основании (6.12) определяем для
критического режима
£ =1-----------= 1--г-^---,
45	^'па0‘^кр^'п аб\р^п
где Еп - напряжение питания анода Еа или коллектора Ек.
Дальнейший расчёт практически не отличается от рассмотрен-
ного в примере 1. Колебательная мощность при этом
Л=Е0^крР1-
5.	РАСЧЁТ ОПТИМАЛЬНОГО РЕЖИМА ГВВ
НА ЗАДАННОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ НАГРУЗКИ
В ВЫХОДНОЙ ЦЕПИ АЭ
Необходимость подобного расчёта часто имеет место в лампо-
вых ГВВ метровых, дециметровых и сантиметровых волн, где
встречаются трудности в получении больших значений эквива-
лентного сопротивления контура /^е в анодной цепи.
Для определения £,кр воспользуемся формулой (6.12), учиты-
вая, что при заданном эквивалентном сопротивлении контура Яж
Аа ^Аа кр I Ate^l ^кр ^а ! Ate^l ’
142
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
тогда
£кр =
^1‘^кр^ое
1 + Ctj'S'xp^oe
Выбрав лампу и нижний угол отсечки анодного тока, определя-
ем значение £кр при заданном . После этого дальнейший рас-
чёт генератора проводится в последовательности примера 1.
Если при заданном задана также величина колебательной
мощности Л, то после.определения £,кр необходимо определить
напряжение источника питания анода
Если окажется Еа > Еа пред, то необходимая мощность не может
быть обеспечена выбранной лампой при заданном . Надо либо
сменить лампу, либо рассчитывать на ту мощность, которую лампа
сможет обеспечить в заданной нагрузке при Еа1ЮМ или £апред.
Примечание. В процессе расчёта режимов генератора целесообразно
проверять соответствие получаемых результатов возможностям АЭ, для
чего следует обращаться к статическим ВАХ выходного тока АЭ, исполь-
зованным для определения эквивалентных параметров аппроксимирован-
ных статических ВАХ, и сравнивать получаемые по характеристикам зна-
чения параметров режима с рассчитанными. Например, проверить, полу-
чается ли по характеристикам рассчитанное значение амплитуды импуль-
сов анодного тока Л. при найденных значениях е_	и
еамин = Еа_^ма. Если расхождение существенное, то где-то допущена
грубая ошибка в процессе вычислений или неправильно определены эк-
вивалентные параметры аппроксимированных статических ВАХ.
Аналогичная проверка делается и при расчете транзисторного ГВВ с
использованием статических ВАХ: получается ли по характеристикам
рассчитанное значение амплитуды импульсов коллекторного тока /мк
при найденных значениях /ыб и екмин = Ек -UMK.
ЛЕКЦИЯ 7
143
6.	ОСОБЕННОСТИ РАСЧЁТА РЕЖИМОВ ГВВ
В НЕДОНАПРЯЖЁННОМ И ПЕРЕНАПРЯЖЁННОМ
РЕЖИМАХ
Выше рассмотрен порядок расчёта ГВВ в критическом режиме
при разных условиях задания.
Иногда требуется рассчитать ГВВ в недонапряжённом режиме.
Необходимость подобного расчёта появляется в генераторах с ам-
плитудной модуляцией смещением и в усилителях амплитудно-
модулированных колебаний, а также в усилителях однополосных
сигналов. Методика расчёта генератора в недонапряжённом режиме
аналогична рассмотренной для критического режима. Прежде всего,
необходимо по формуле для соответствующего случая исходного
задания определить значение £кр, а для расчёта принять £ < £кр и
провести все вычисления. Часто принимают § = (0,96...0,99)£,кр.
После того как выполнены необходимые вычисления, следует про-
верить, что требуемая амплитуда импульсов выходного тока нахо-
дится в основной области статических ВАХ, а не в области критиче-
ской линии или перенапряжённого режима и существенно не отли-
чается от величины тока, определяемой по статическим ВАХ при
рассчитанных напряжениях.
Точно так же иногда требуется рассчитать ГВВ в перенапря-
жённом режиме. Необходимость подобного расчёта появляется в
генераторах с анодной (коллекторной) модуляцией, а также в уси-
лителях частотно-модулированных колебаний. Методика расчёта
генератора в критическом режиме с небольшими дополнениями
может быть использована и для расчёта ГВВ в перенапряжённом
режиме.
Как и ранее, в зависимости от задания по соответствующей
формуле определяется значение 2,^,, а для расчёта принимается
^кр- Часто принимают^ = (1,02...1,04)^кр.
Анализ показывает, что с хорошей точностью значение верхне-
го угла отсечки выходного тока АЭ в перенапряжённом режиме
работы 0| можно определить по формуле
cos б. « —-— »1 - А^,
1 1 + А£
гдеД^Чкр-
144
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В перенапряжённом режиме при £ < 1, как было показано в
лекции 5, импульс выходного тока АЭ можно представить в виде
суперпозиции двух импульсов (см. рис. 5.6).
Анализ показывает, что с хорошей точностью амплитуда ре-
зультирующего импульса провала может быть определена выра-
жением
Ли пр рез ~
где Еп - напряжение источника питания анода Еа или коллектора
£к-
Соответственно постоянная и первая гармоническая состав-
ляющие результирующего импульса провала:
, ко пр рез — Ли пр реза0 (®1) ’
/а,, К] пр рез ~ Ли пр реза1 (®1) •
Амплитуда колебательного напряжения на нагрузке АЭ ГВВ,
соответствующая выбранному значению
•	для лампового ГВВ
^Лча —	’
•	для транзисторного ГВВ
^МК —' ^‘К •
Если задана колебательная мощность в нагрузке, то необходи-
мая величина амплитуды первой гармоники выходного тока АЭ
, 2Г	т 2Р
L, =----- ИЛИ 4, =-----------.
а> и	к> и
Очевидно, амплитуда первой гармонической составляющей об-
разующего импульса анодного тока в силу принципа суперпози-
ции8
Лц обр —	+ пр рез •
Для коллекторного тока аналогично.
8 См. выражение (5.56).
ЛЕКЦИЯ 7
145
Найденное значение амплитуды первой гармонической состав-
ляющей образующего импульса выходного тока АЭ ГВВ исполь-
зуется для определения амплитуды напряжения возбуждения по
формуле
П =-------------V +	= Z МОбР ч + П77ма ’	(****
oqS^l-cosG)	S’(l-cosG)
которая соответствует (6.17).
Постоянная составляющая выходного тока, например анодного ,
. Л] обраО .	_ Ац обр .
1 ар ~	~	7а0 пр рез “	~ /а0 пр рез •
Все остальные вычисления проводятся по формулам примера 1.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 7
1.	Какой смысл вкладывается в понятие: инженерный метод расчёта
ГВВ? Какой ещё метод расчёта ГВВ вам известен? Дайте сравнение из-
вестного вам метода расчёта с инженерным методом.
2.	Покажите, что в случае веерообразных статических ВАХ сеточного
тока, показанных на рис. 7.3, реальный импульс сеточного тока будет бо-
лее остроконечным по сравнению с косинусоидальным импульсом, как
это отображено на рис. 7.5.
3.	Почему в транзисторном ГВВ температурный режим переходов
транзистора следует проверять, исходя из суммы мощностей Рк и Р6,
рассеиваемых соответственно на коллекторе и базе транзистора? Сравни-
те с ламповым ГВВ.
4.	Согласны ли вы, что мощность, потребляемая от источника пита-
ния второй сетки ЕСг, полностью рассеивается на этой сетке? Поясните.
5.	Почему на СВЧ имеют место трудности в обеспечении большого
значения эквивалентного сопротивления контура 7^,е ? Поясните.
6.	Подтвердите справедливость выражения (****).
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 7
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции I.
9 См. выражение (5.5а).
ЛЕКЦИЯ 8
Зависимость режима работы ГВВ от сопротивления нагрузки
в выходной цепи и питающих напряжений на электродах АЭ.
~ Обобщённые нагрузочные характеристики генератора. ~
Особенности работы ГВВ на комплексную нагрузку АЭ. ~
Настроечные (регулировочные) характеристику ГВВ
1. НАГРУЗОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ГЕНЕРАТОРА
(Т / од нагрузочной характеристикой генератора понимается
L зависимость какого-либо параметра его режима от сопро-
тивления нагрузки в выходной цепи АЭ.
К наиболее важным параметрам режима генератора относят:
амплитуду первой гармонической составляющей выходного тока
7Я1 К1, постоянную составляющую выходного тока /ао К(), колеба-
тельную мощность Р_, потребляемую от источника питания вы-
ходной цепи мощность Ро, КПД анодной (или коллекторной) цепи.
При детальном исследовании режима генератора от сопротивления
нагрузки учитывают также токи и энергетические показатели
во входной цепи генератора. В ГВВ на тетродах и пентодах учиты-
вают дополнительно параметры режима цепи экранной сетки: по-
стоянную составляющую тока сетки /С20 и мощность РС20 , рассеи-
ваемую на сетке.
В силу сходства статических ВАХ генераторных ламп и бипо-
лярных транзисторов нагрузочные характеристики генераторов на
этих АЭ также сходны. Мы остановимся на качественном рассмот-
рении нагрузочных характеристик генератора. Что касается кон-
ЛЕКЦИЯ 8 *
147
кретных АЭ, то нагрузочные характеристики генераторов с их ис-
пользованием будут несколько различаться, сохраняя, однако,
большую общность.
Семейство нагрузочных характеристик генератора представле-
но на рис. 8.1.
Г)а или
Рис. 8.1
Подобные характеристики можно рассчитать для любой лампы
при любых значениях питающих напряжений Еа, иыс, Ес, а также
для любого транзистора при любых напряжениях Ек, {7мб, Еъ в
пределах допустимых значений, но характер их везде будет одина-
ков: Нагрузочные характеристики могут быть рассчитаны графо-
аналитическим методом либо с использованием соотношений лек-
ции 7. На рис. 8.1 и ниже по тексту принято обозначение It для
амплитуд первых гармоник анодного (коллекторного) тока /а К(, а
обозначение /0 для постоянных составляющих анодного (коллек-
торного) тока /ао Ко .
Для объяснения нагрузочных характеристик (рис. 8.1) обратим-
ся к семейству динамических характеристик выходного тока АЭ,
например, анодного тока лампы, показанному на рис. 8.2.
В области недонапряжённого режима вплоть до критического
^-^екр) с ростом сопротивления нагрузки амплитуда им-
пульсов выходного тока АЭ несколько падает или почти не изме-
няется (всё зависит от величины угла наклона а статических ВАХ
в основной области). Нижний угол отсечки выходного тока АЭ,
148
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
следовательно, и коэффициенты «1(0), ао(0) также почти не из-
меняются с. изменением Л^'.
Рис. 8.2
Уменьшение амплитуды импульсов выходного тока АЭ и воз-
можное, пусть и незначительное, уменьшение его нижнего угла
отсечки с ростом приводят к некоторому понижению ампли-
туды первой гармонической составляющей 1Х и постоянной со-
ставляющей IQ выходного тока, причём изменение составляющих
тока происходит почти линейно (если D = 0, то Ix = const,
IQ= const). При переходе в перенапряжённый режим (напомним,
для транзисторов этот режим называют также режимом насыще-
ния), когда Лж > Л^кр, постоянная составляющая выходного тока
/0 изменяется медленнее, чем амплитуда первой гармоники 1Х.
Как отмечалось (лекция 6), это обусловлено тем, что при заходе в
перенапряжённый режим площадь импульса тока уменьшается
медленнее (а именно, она определяет величину /0), чем централь-
1 Зависимость нижнего угла отсечки анодного тока от напряжённости режима
работы генератора в основной области семейства статических ВАХ, соответст-
вующей недонапряжённому режиму вплоть до критического, обсуждалась в
лекции 6 с использованием выражения (4.15а). При рассмотрении зависимости
угла отсечки от необходимо учитывать в (4.15 а), что 1/м> =£,£, =	
Очевидно, в общем случае с ростом 8Ж нижний угол отсечки будет несколько
уменьшаться, если D # 0 .
ЛЕКЦИЯ 8 •
149
ная часть импульса, определяющая в большей степени амплитуду
первой гармоники В силу указанных причин коэффициент
формы импульсов выходного тока, определяемый отношением
1Х/10, в области недонапряжённого режима почти постоянен, а в
перенапряжённом режиме падает.
Амплитуда колебательного напряжения на нагрузке £7ма или
UMK и коэффициент использования напряжения питания £, растут
одинаково с ростом Рж:
^ма	^ах ^ое ’
^мк Aq ^ое ’
Нагрузочные характеристики Ix, Io, /[//q, £,, UMa или UMK
представлены на рис. 8.1 ,а.
Колебательная мощность Р_ растёт с ростом 7^ практически
вплоть до критического режима, причём этот рост можно считать
почти линейным, так как

а 1Х почти не изменяется при R^ < 7^,екр .
При заходе в перенапряжённый режим рост колебательной
мощности практически прекращается и происходит её уменьше-
ние, так как амплитуда колебательного напряжения UMa или UMK
растёт медленнее, чем падает при R^ > 7^,екр (рис. 8.1,а), а
2 ^ма, мкЛ •
Мощность Ро, потребляемая от источника анодного или кол-
лекторного питания, уменьшается с ростом Рж (характер измене-
ния Ро аналогичен изменению 70, так как Р$ = 10 Еп, где £Г] соот-
ветствует напряжению питания Еа к), причём в перенапряжённом
режиме она падает медленнее, чем колебательная мощность Я .
150
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Максимальное значение потребляемой мощности имеет место при
Рассеиваемая на выходном электроде мощность Ра или Рк, оп-
ределяемая как (Ро ~ Р. ), достигает максимального значения при
/^ = 04 может при малых R^ превышать допустимое значение.
КПД анодной (коллекторной) цепи
^а. кол
2 /0
растёт практически линейно вплоть до критического режима, а за-
тем начинает падать, хотя, в начальный момент и не очень резко,
так как уменьшение отношения 1Х//0 с ростом R^ при R^ > Ржкр
в некоторой мере компенсируется возрастанием
Нагрузочные характеристики Р_, PQ, (Ро - Р~), т]а или т]кол
представлены на рис. 8.1 ,6.
В ламповом ГВВ с ростом R^ начинают увеличиваться сеточ-
ные токи, т.е. токи управляющей и экранной сеток, а также растут
соответствующие им мощности. На рис. 8.3 показаны нагрузочные
характеристики по цепи управляющей сетки для триодного ГВВ.
Из рассмотрения нагрузочных характеристик РВ03б, РСо-> РС’
имеющих тенденцию к росту с повышением R^, т.е. с увеличени-
ем напряжённости режима, следует, что в перенапряжённом режи-
ме может оказаться Рс > Ргпс.п.
V	V ДМ11
Рис. 8.3
ЛЕКЦИЯ 8
151
Анализ нагрузочных характеристик рис. 8.1 и 8.3 подтверждает
сделанный ранее вывод о целесообразности работы ГВВ в крити-
ческом или слегка отличном от него режиме, так как в сильнонедо-
напряжённом режиме полезная мощность Р_ мала, а рассеиваемая
на выходном электроде мощность может оказаться больше допус-
тимой. В перенапряжённом режиме полезная мощность падает и
возрастает мощность, рассеиваемая на входном электроде АЭ. В
отдельных случаях, особенно в ламповых ГВВ, рассёиваемая на
входном электроде - сетке мощность может превысить допусти-
мую. В ГВВ на тетроде или пентоде мощность рассеяния на второй
(экранной) сетке в перенапряжённом режиме может превысить до-
пустимую.
В ламповых ГВВ широко применяется автоматическое смеще-
ние за счёт сеточного тока. Наличие сеточного автосмещения при-
водит к некоторому выравниванию режимов при изменении 7^)е.
При этом область значений , где и т]а максимальны, стано-
вится шире, а также более благоприятным оказывается режим се-
точной цепи, так как рост ICq с повышением R^. приводит к уве-
личению отрицательного напряжения смещения, что уменьшает
напряжённость режима.
Нагрузочные характеристики имеют существенное значение
при расчёте диапазонных ГВВ, где важно знать изменение энерге-
тических показателей генератора за счёт изменения R^ по диапа-
зону. При этом пользуются обобщёнными нагрузочными характе-
ристиками, представленными либо графически соответствующими
кривыми линиями, либо аппроксимирующими их уравнениями. На
рис. 8.4 в качестве примера приведены обобщённые нагрузочные
характеристики, предложенные для ламповых генераторов. Обоб-
щённые нагрузочные характеристики получены на основе анализа
результатов многочисленных графоаналитических расчётов и экс-
периментов. Подобные характеристики имеются и для транзистор-
ных генераторов.
В основу расчёта генератора по нагрузочным характеристикам
положены известные из расчёта критического режима значения
колебательной мощности Р~кр, потребляемой мощности от источ-
ника питания выходной цепи PQkv и сопротивления нагрузки
Rockp . Зная изменение R^ по диапазону, можно быстро установить
соответствующие изменения основных параметров генератора:
152
Раздел I. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
~	^0 ~ ^Окр’
Р в
^а,к~ ^0—Па, кол —	— “ГПа, кол кр’
г0 А
где В, А - коэффициент соответствующей обобщённой нагрузоч-
ной характеристики.
2.	ЗАВИСИМОСТЬ РЕЖИМА ГЕНЕРАТОРА
ОТ НАПРЯЖЕНИЯ ВОЗБУЖДЕНИЯ
Рассмотрение данной зависимости удобно начать с лампового
генератора, выделяя три случая:
1)|А|>|^|; 2)Е«=Ео; 3)К1<р4
Для упрощения рассмотрения, что, однако, не снижает общно-
сти результатов, полагаем проницаемость лампы D = 0. При этом
динамические характеристики анодного тока в основной области
статических ВАХ в анодно-сеточной системе координат za, ес сов-
падают со статическими.
При |£c|>|Eg| нижний угол отсечки анодного тока 6 <90°. По-
ка амплитуда напряжения возбуждения (рис. 8.5) UMC < £с -Е^ I =
ЛЕКЦИЯ 8
153
= t7„P , тока нет. При Uur > UMC, появляется анодный ток, причём
с ростом UMC повышается амплитуда импульсов тока и нижний
угол отсечки 6, что приводит к росту значений /aj и I.
Рост амплитуды первой гармоники анодного тока /а1 и его по-
стоянной составляющей I наблюдается до значения С7мс кр1. При
дальнейшем увеличении амплитуды напряжения возбуждения, ко-
гда UMC > UMC кр| , режим генератора становится перенапряжённым
и токи падают. Величина напряжения UMC кр| зависит от выбранно-
го значения Ес и сопротивления нагрузки .
В основной области семейства статических ВАХ анодного тока,
когда L7MC] <£7мс<£7мскр], зависимости Zaj и IaQ от UMC описы-
ваются уравнениями2:
2 Обратим внимание, что приводимые ниже уравнения и им подобные соответст-
вуют кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ АЭ, однако получае-
мые при этом качественные выводы носят общий характер.
154
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
4, = 4a«i (е)=$иыс (1 - cose) а, (е)=^мсУ1 (е);
40 = 4а«о (0) = SUMC О -cose) a(6)0 = £(7мсУо (е).
При е<60° зависимости У1, Уо нелинейные, причём имеют выгиб
вниз,3 что делает нелинейными в нижней части зависимости
/а , 4ц от ^мс- При 6 >60° зависимости У1, Уо становятся прак-
тически линейными. Очевидно, если критическому режиму будет
соответствовать значение 6 < 60°, то зависимости /я и Е от С/,.г
полностью нелинейные; если же в критическом режиме окажется
6 > 60°, то верхний участок зависимостей 1Я, и до значения
£7МСКР1 будет линейным.
Зависимости 7aj и I от UMC для рассмотренного случая
|£c|>|£g|, чему соответствует 6 <90°, показаны на рис. 8.6
(кривые 7).
Если Ес-Е'с, то 6 = 90° и токи 7aj, /ао начинаются с нуля при
изменении амплитуды напряжения возбуждения 77мс от нуля в
сторону увеличения (кривые 2 на рис. 8.6). Рост токов наблюдается
до £7МС = £7мскр2 (см. рис. 8.7; £7мскр2 < £7мскр]), причём токи рас-
3 См. лекцию 5, рис. 5.5,6.
ЛЕКЦИЯ 8 *
155
тут линейно, так как 6 = 90° независимо от величины L'MC. При
этом
/а, = ££мса, (90°) = 0,5SU;
ai	MU Ik /	’ ML ’
40 =Sl7MCao(9O‘>) = O,3195l7MC.
При |£c|<|£z| йижний угол отсечки анодного тока удовлетво-
ряет условию 90° <6 <180°, причём если £мс <£МСз =|£с-£CZ|
(см. рис. 8.8), то 6 = 180°, а при UMC > UMCi 6 < 180°.
При небольших значениях напряжения возбуждения, когда
^МС — ^МСз ’
40 = c°nst-
С увеличением UMC, когда UMC > ?7МСз,
/а1=^Мс71(е); 4о=^мсУо(е),
156
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
при этом с ростом UMC нижний угол отсечки анодного тока
уменьшается
F -F
сс дс
С7мс
COS0 =
При 0 > 120° зависимости yj, у0 нелинейные, причём имеют
выгиб вверх (см. рис. 5.5,6), что обусловливает нелинейный харак-
тер зависимостей 7Э] и от UMC при UMC > UMCi. Очевидно, ес-
ли критическому режиму будет соответствовать 0 < 120° , то в
верхней части зависимостей	от при	кр3
окажется линейный участок. Это обусловлено тем, что зависимо-
сти у15 у0 имеют практически линейный характер в пределах
60° <0 <120° (см. рис. 5.5,6). Вне этих пределов зависимости
уь у0 носят нелинейный характер, соответственно с выгибом вниз
при 0 < 60° и с выгибом вверх при 0 >120°.
ЛЕКЦИЯ 8 *157
Зависимости /Э], от UMC для рассмотренного случая
|£с|<|Ес| представлены на рис. 8.6 (кривые 3). При UMC >£7мскрз
наступает перенапряжённый режим и токи падают. На участке
Цис, ^Цискрз крутизна зависимости /Э] от UMC примерное
два раза меньше, чем на участке UMC < £7МСз, так как с возрастани-
ем UMC зна’чение нижнего угла отсечки анодного тока смещается
от больших значений в сторону 90°, а при 0 = 90° yt =0,5, соот-
ветственно крутизна зависимости /а1 от UMC стремится к 0,55, то-
гда как при UMC < UMC3, когда 0 = 180°, крутизна этой зависимости
равна S. Что касается зависимости /ао от UMC, то при UMC < {7МС?
значение постоянной составляющей тока не изменяется и остаётся
равным току покоя (току в начальной рабочей точке) /0 . При
UMCi < UMC < UMC крз значение у0 изменяется от 0,5 в меньшую
сторону (при 0 = 90° у0 = 0,319), поэтому зависимость /ао от UMC
имеет на этом участке выгиб вверх (крутизна зависимости от
UMC уменьшается на этом участке с ростом UMC).
Имея зависимости /а[ (£7МС) и /ао (t7MC), легко построить зави-
симости Р_, Pq, Ра, т|а, £, от величины напряжения возбуждения:
л=|/а2Ле; ^о = 4о^а;	=
(8.1)
Г'а р ’	£
г0	С'а
Характер рассмотренных зависимостей Za] (С7мс) и	(UMC)
сохраняется и при D / 0. Рассчитать эти зависимости можно
графоаналитическим методом, либо с использованием формул
лекции 7 для соответствующего режима генератора: недонапря-
жённого, критического, перенапряжённого4.
4 Зависимости /,, (Цас),/а(| (С/мс) при £>#0 в области недонапряжённого режи-
ма вплоть до критического рассматриваются в ч. 2, лекции 27 при изучении ре-
жима усиления АМ-колебаний.
158
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Для транзисторных ГВВ зависимости 7Kj (С7мб), ^к0(^мб) ана'
логичны рассмотренным выше соответственно 7а| (Гмс) и
7afl (77мс). Необходимо только иметь в виду, что при нижнем угле
отсечки коллекторного тока 6 < 90°, прежде чем будет достигнут
критический режим, может наступить пробой перехода эмиттер-
база.
Рассмотренные зависимости (рис. 8.6) широко используются
при анализе режимов усиления амплитудно-модулированных ко-
лебаний, а также автогенераторов. В первом случае эти зависимо-
сти носят название модуляционных характеристик, а во втором -
колебательных.
Если рассматривать зависимости режима входной цепи, в пер-
вую очередь 7Cj, 7С от UMC для лампового ГВВ и 7б], 7бо от 7/мб
для транзисторного ГВВ, то, очевидно, в случае лампового генера-
тора эти зависимости будут начинаться при UMC =|£с|, т.е. при от-
рицательном смещении и любых соотношениях Ес и Е'с зависи-
мости выходят не из начала координат, а правее и имеют тенден-
цию к росту с увеличением 77мс (рис. 8.9).
В случае транзисторного генератора зависимости 7б , 7бо от
77мб в области недонапряжённого режима вплоть до критического
подобны зависимостям коллекторного тока /к , 7К() от 7/мб, но
имеют меньшую крутизну и возрастают при заходе транзистора в
режим насыщения (перенапряжённый режим работы генератора).
Эти зависимости представлены на рис. 8.10.
ЛЕКЦИЯ 8 *
159
3.	ЗАВИСИМОСТЬ РЕЖИМА ГЕНЕРАТОРА
ОТ НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ
Считаем все напряжения питания неизменными за исключени-
ем напряжений смещения Ес в ламповом генераторе и Еъ в тран-
зисторном генераторе.
Рассмотрим эту зависимость применительно к ламповому ГВВ.
Для транзисторного генератора она будет аналогичной. Отличие
может быть только при относительно большом значении амплиту-
ды'напряжения возбуждения С/мб, при котором невозможно подать
на базу напряжение смещения до полного запирания транзистора
во избежание пробоя перехода эмиттер-база.
Для упрощения рассуждений, что не снижает общности резуль-
татов, как и в предыдущем рассмотрении, полагаем D = 0. При
этом динамические характеристики анодного тока совпадают со
статическими в основной области семейства ВАХ в анодно-
сеточной системе координат.
Как видно из рис. 8.11, при больших отрицательных значениях
напряжения смещения Ес, пока |ес -Ez|>LZmc, анодного тока нет.
Как только амплитуда напряжения возбуждения UMC окажется
больше величины |EC-EZ|, появится анодный ток, причём с
уменьшением отрицательного напряжения смещения растёт ам-
плитуда импульсов тока и увеличивается нижний угол отсечки
анодного тока. При этом в основной области семейства статиче-
ских ВАХ анодного тока:
160
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
4.	=/Macti (е)=^с7МсУ1 (в);
/ао=/мааО(е) = ^мСУо(0)-
Так как UMC= const, то зависимость режима ГВВ от напряжения
смещения Ес в основной области вплоть до критического режима
отображается зависимостями yj (6) и у0 (б). Как уже отмечалось,
в пределах 60°<б<120° эти зависимости почти линейны. При
б < 60° они имеют выгиб вниз, а при б >120° - выгиб вверх.
Зависимости /я, и от Ег показаны на рис. 8.12. Они выхо-
дят из точки, соответствующей напряжению смещения
-Ес = -Ес запирания , при котором происходит прекращение анодно-
го тока при наличии сигнала возбуждения амплитудой UMC. Как
следует из рис. 8.11,
-F	=-Fl-IJ
с запирания	мс •
При напряжении -Ес = -Ес кр с имеющейся амплитудой воз-
буждающего сигнала UMC достигается критический режим работы
ЛЕКЦИЯ 8
161
генератора. При дальнейшем уменьшении отрицательного напря-
жения смещения, т.е. при движении в сторону положительных зна-
чений смещения, режим генератора становится перенапряжённым
и токи /а], 7а уменьшаются из-за появления и углубления прова-
ла на вершине импульсов анодного тока.
область
недонапряже иного
режима
область
перенапряженного
режима
с запирания
При изменении величины С/мг зависимости , L от Ес бу-
дут смещаться влево (при увеличении 17мс) или вправо (при
уменьшении UMC ) и несколько будет изменяться их характер. Если
критический режим наступает при 0 -> 180°, то в верхней части
восходящих участков кривых, отображающих рассматриваемые за-
висимости, будет наблюдаться выгиб вверх; если критический ре-
жим наступает при 0 ~ (110... 120)°, то восходящая часть рассматри-
ваемых кривых будет линейной вплоть до критического режима
(пунктирная вертикальная линия на рис. 8.12). Эта характерная осо-
бенность кривых, в частности зависимости / (£c)’ используется в
генераторах при осуществлении амплитудной модуляции на управ-
ляющую сетку изменением напряжения смещения (модуляция
смещением или сеточная модуляция). Зависимости Za[(£c),
I (Ес) в генераторах с модуляцией смещением называются ста-
тическими модуляционными характеристиками. Аналогичный вид
и такое же название носят зависимости /К| (£б), /Ко (£б) в транзи-
сторных ГВВ с модуляцией смещением (базовой модуляцией).
162
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Имея зависимости Za](£c), 1ао(Ес), легко построить зависи-
мости, определяемые соотношениями (8.1).
Характер рассмотренных зависимостей сохраняется и при D /О,
что будет подробно проанализировано при изучении модуляции
смещением в ламповых и транзисторных ГВВ5. Рассчитать эти за-
висимости можно графоаналитическим методом либо с использо-
ванием соответствующих выражений лекции 7.
На рис. 8.12 показаны также зависимости L, L от Ег, кото-
рые имеют тенденцию к росту с уменьшением величины отрица-
тельного смещения и увеличением положительного смещения. На-
чало зависимостей , /„ от £_ смещено относительно начала
Ч Ч)	L
зависимостей Za), / от £с на величину Efc, т.е. точно на столь-
ко, на сколько смещены статические ВАХ анодного и сеточного
токов относительно друг друга по напряжению ес. Что касается
зависимостей Z6], Z6o от £б транзисторного генератора, то они,
имея такой же характер, как ZC1, I от Ес в ламповом ГВВ, в от-
личие от последних начинаются из той же точки на оси
-^б запирания ’ что и зависимости коллекторного тока ZK , ZK() от £б .
Указанные зависимости для транзисторного генератора представ-
лены на рис. 8.13.
5 См. ч. 2 лекцию 24.
ЛЕКЦИЯ 8
163
4. ЗАВИСИМОСТЬ РЕЖИМА ГЕНЕРАТОРА
ОТ НАПРЯЖЕНИЯ ПИТАНИЯ ВЫХОДНОЙ ЦЕПИ АЭ
Влияние напряжения анодного питания Еа на режим лампово-
го ГВВ и напряжения коллекторного питания Ек на режим транзи-
сторного ГВВ удобно рассматривать, используя семейство стати-
ческих ВАХ выходного (анодного, коллекторного) тока АЭ в зави-
симости от Напряжения питания выходной цепи еа или’ ек.
В силу сходства статических ВАХ анодного тока лампы в сис-
теме координат га, еа и коллекторного тока транзистора в системе
координат ек рассматриваемая зависимость режима генератора
в ламповом и транзисторном ГВВ будет также во многом анало-
гичной. В ламповом генераторе напряжение анодного питания Е.й
можно изменять в более широких пределах, чем напряжение кол-
лекторного питания Ек в транзисторном генераторе, пределы из-
менения которого ограничены в сторону увеличения из-за опасно-
сти пробоя коллекторного перехода. Следовательно, для лампового
генератора интересующая зависимость носит более общий харак-
тер, поэтому применительно к нему мы и рассмотрим её.
На рис. 8.14 показаны статические характеристики анодного
тока лампы и ряд динамических при изменении Ел и постоянных
(7МС, Ес. Характеристики представлены для общего случая D # 0.
Рис. 8.14
164
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Если проницаемость лампы D 0 и нет ограничений на вели-
чину напряжения еа между анодом и катодом лампы, то найдётся
такое напряжение питания анода Еа, начиная с которого в сторону
его увеличения, нижний угол отсечки анодного тока будет сохра-
няться равным 180° при имеющихся значениях UMC, Ес (на
рис. 8.14 это напряжение обозначено Еа o=i8o°). При этом амплиту-
да первой гармоники анодного тока остаётся неизменной, а посто-
янная составляющая анодного тока возрастает с повышением Еа,
причём значение её равно току в рабочей точке, находящейся на
статической характеристике при ес = -Ес, еа-Еа. Когда
Еа = Е& 6=180°’ 4] =^ао- ПРИ Еа< 410=180° нижний угол отсечки
анодного тока становится меньше 180° и уменьшается с понижени-
ем Еа. Уменьшение 0, а также амплитуды импульсов анодного то-
ка, приводит к снижению /й] и IaQ . Однако, пока режим генерато-
ра сохраняется недонапр^жённым, токи 7Й] и 7ЙО уменьшаются
незначительно (если D = 0, то в недонапряжённом режиме
7Й] = const; /а() = const). Такой характер сохраняется вплоть до кри-
тического режима, которь(и достигается при некотором напряже-
нии Еакр. При переходе в область перенапряжённого режима, ко-
гда Еа < Еакр, в импульсах анодного тока появляется провал и со-
ставляющие тока 7а>, 7ао резко падают с уменьшением Еа, дости-
гая нулевого уровня при Еа = 0. Анализ и эксперимент показыва-
ют, что область перенапряжённого режима характеризуется почти
линейной зависимостью 7Я] и 7ао от Еа. Эта характерная особен-
ность зависимости 7Й] (Еа ) используется при анодной модуляции.
Рассмотренные зависимости 7Я], 7ЙО от Еа представлены на
рис. 8.15.
Если D = 0, то нижний угол отсечки анодного тока не зависит
от Еа, а амплитуда импульсов анодного тока в недонапряжённом
режиме остаётся неизменной, что обусловливает постоянство 7Й] и
7ЙО . В перенапряжённом режиме 7Я] и по-прежнему резко
уменьшаются с понижением Еа. Характер зависимостей 7Й], 7ЙО
от Еа при D = 0 представлен на рис. 8.16.
ЛЕКЦИЯ 8
165
Аналогичные зависимости /К], IKq от Ек характерны для тран-
зисторного ГВВ. Некоторое отличие наблюдается только в области
малых значений Ек, когда при имеющихся напряжениях Um6 и Еб
происходит открывание коллекторного перехода (переход коллек-
тор-база) и появляется коллекторный ток обратного направления.
Как отмечалось (см. лекцию 4), это имеет место при ек < еб, т.е.
при (^K-t/MK) = EK(l-^)<(t/M6-E6). Если принять Е&= 0, то
обратный ток коллектора будет существовать при условии
^к(1-^)<С7мб,
166
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
которое начинает выполняться при малых значениях Ек. Поэтому
зависимости /К], при уменьшении Ек пересекают ось Ек не в
начале координат, а правее, при значении Ек » [7мб, и имеют вид,
показанный на рис. 8.17.
Рис. 8.17
а। ( а ) ’ а0 (£а) и 4,(£к)> 7ко(£к) называются
статическими модуляционными характеристиками генераторов со-
ответственно с анодной и коллекторной амплитудной модуляцией.
Имея зависимости 1Я}(ЕЯ), 40(Еа) или /к, (Ек), 7К(|(£К),
легко установить другие зависимости, в частности определяемые
(8.1). '
Что касается зависимостей режима входной цепи ГВВ от на-
пряжения питания выходной цепи, то все они имеют нарастающий
характер с уменьшением £а или Ек, так как при этом возрастает
напряжённость режима. Зависимости /q(Ea), /Со(Еа) и связан-
ные с ними начинаются с Еа ~ Еа кр, тогда как зависимости
/6] (Ек), 1бо (Ек) имеют место на всём участке изменения напря-
жения Ек.
Зависимости режима ГВВ от напряжения питания выходной
цепи АЭ могут быть рассчитаны графоаналитическим методом ли-
бо с использованием соответствующих формул лекции 7.
ЛЕКЦИЯ 8 *167
5. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ ГВВ
НА КОМПЛЕКСНУЮ НАГРУЗКУ АЗ.
НАСТРОЕЧНЫЕ (РЕГУЛИРОВОЧНЫЕ)
ХАРАКТЕРИСТИКИ ГЕНЕРАТОРА
Уравнение выходного тока АЭ ГВВ для основной области ста-
тических ВАХ, записанное, например, в терминах лампового гене-
ратора в виде (4.4)
(8.2)
и уравнение для области перенапряжённого режима в виде (4.16)
za ~ $крея
справедливы, как отмечалось в лекции 4, при любых амплитудных
и фазовых соотношениях напряжений на электродах АЭ.
В случае настроенной нагрузки в выходной цепи АЭ генерато-
ра, когда сопротивление нагрузки для выделяемой гармоники вы-
ходного тока АЭ чисто активное, результирующие напряжения во
входной и выходной цепях ГВВ определяются соотношениями
(1.1), (1.2), согласно которым, например для лампового генератора,
вг =UKtrCOS(£)t - Е-
„	и ми	v7
ея = Ея -Uua cos®/.
Если нагрузка в выходной цепи АЭ генератора является нена-
строенной, т.е. сопротивление её носит комплексный характер для
выделяемой составляющей выходного тока АЭ, то переменные на-
пряжения в цепях ГВВ получают фазовый Сдвиг относительно друг
друга по сравнению со случаем настроенной нагрузки, а мгновен-
ные напряжения в цепях, например лампового ГВВ, определяются
соотношениями:
ес = t/MC cos®г - Ес;
(8.3)
^=£а-^Мас°8(^ + (ри),
где [/ма =	- амплитуда переменного напряжения на нагрузке
соответственно и на аноде лампы, определяемая как произведение
168
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
амплитуды первой гармоники анодного тока лампы /Э] на модуль
*
комплексного сопротивления нагрузки Zoe; фг, - фазовый сдвиг
переменного напряжения на нагрузке (на аноде)
ик =иа =^Mac0S(®z + (Piz) относительно напряжения возбуждения
ис =t/MCcoscor.
Отметим, что соотношение (8.3) для мгновенного напряжения
на аноде еа справедливо при условии выделения на нагрузке толь-
ко напряжения первой гармоники анодного тока, что допустимо, не
считая случая линейных статических ВАХ и работы при этом с
нижним углом отсечки анодного тока 6 = 180°, если сопротивле-
ние нагрузки для первой гармоники анодного тока существенно
больше, чем для любой другой гармонической составляющей вы-
ходного тока при- 6 <180° . В противном случае необходимо учи-
тывать падение напряжения на нагрузке токов высших гармониче-
ских составляющих, а результирующее напряжение на аноде будет
более сложной формы, чем даваемое (8.3).
Подставляя (8.3) в (8.2), получаем для основной области
'а = 5[^мс costoZ - DUnz COS((DZ + ф„ ) - Ec + E'c ] ,	(8.4)
где E'c ~^DE.d - E^J - напряжение запирания анодного тока при
принятом напряжении питания анода Еа (см. лекцию 4).
Используя соотношения (8.3) и семейство статических ВАХ
выходного тока АЭ, например анодного тока лампы, можно, как и
при настроенной нагрузке, построить динамическую характери-
стику (ДХ) анодного тока. Однако если при настроенной нагрузке
ДХ представляется отрезками прямых линий при кусочно-
линейной аппроксимации статических ВАХ, то теперь ДХ пред-
ставляет замкнутую в силу периодичности процесса кривую, сов-
падающую по форме с эллипсом, в общем случае усечённым.
Значения юг, при которых происходит отсечка выходного тока
АЭ, можно определить на основании (8.4), имея в виду, что отсечке
соответствует значение тока га = 0.
Раскрывая в (8.4) соя(юг + фи) и приводя подобные члены, а
также обозначая, как и раньше (лекция 4), значение cat, при кото-
ром происходит отсечка тока, через 0 находим
ЛЕКЦИЯ 8
169
( Ес - Ес ) (Цис - Df4a cos )
COS0 = —2---Т—Г------------------±
Цис + Е Циа ~ 2DUMCUMa COS<p„
±£>t/Masinq>u
Ju* + D2U* - 2DU CU a coscp -(ec-E']2
+ DU* - 2DU JU _ coso.,
ML	Md	ML Md	т ll
(8.5)
Если cpn =0, то (8.5) приводится к известному выражению для
нижнего угла отсечки анодного тока (4.15а):
cos 6 -
Ес-Е'с
Цис^ма’
Если D = 0, то, как следует из (8.5),
А Ц-Ц
cos 9 = —--
Цис
и в этом случае отсечка выходного тока АЭ не зависит от характера
нагрузки, а импульсы выходного тока симметричны относительно
периода сигнала возбуждения, т.е. относительно со/ = 0; 2л и т.д.
Если ср!( * 0 и D 0, то импульсы выходного тока оказывают-
ся асимметричными относительно со/ = 0; 2л и т.д. Моменты отсеч-
ки тока слева и справа со/ = 0; 2л, ... определяются на основании
(8.5). Анализ показывает, что при малых значениях D моменты от-
сечки отличаются от -6 и от +6 на одинаковую величину, мень-
шую, чем величина cpi;. В итоге результирующая ширина импульса
тока остаётся по-прежнему равной 26. Центральная часть импуль-
са, соответствующая максимальному току, несколько смещается
относительно со/ = 0; 2л, ..., а сам импульс оказывается несколько
асимметричным относительно положения центральной части.
На рис. 8.18 представлены аппроксимированные ДХ анодного
тока лампы при работе в схеме ГВВ на комплексную нагрузку. По-
строения ДХ выполнены в предположении недонапряжённого ре-
жима для % « 0,5; Ес = Е'с . На рис. 8.18 показаны также примерные
170
Раздел 1 ГЕНЕРАIОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 8.18
ЛЕКЦИЯ 8
171
формы импульсов анодного тока, соответствующие представлен-
ным ДХ. Если D * 0, то форма импульсов несколько отличается
от косинусоидальной и импульсы асимметричны, причём, при
фп > 0 шире правая часть импульса, а при (ри < 0 шире левая
часть. Если D = 0, то импульсы симметричны и имеют косинусо-
идальную форму.
Очевидно, в общем случае в первом приближении с достаточ-
ной точностью можно определить постоянную и первую гармони-
ческую составляющие импульсов выходного тока АЭ при работе
на комплексную нагрузку как составляющие косинусоидальных по
форме импульсов с соответстующей амплитудой, используя коэф-
фициенты а0, ci] для угла, равного половине ширины получающе-
гося импульса, который можно также считать практически равным
значению нижнего угла отсечки выходного тока при работе на на-
строенную нагрузку.
В силу асимметрии импульсов выходного тока АЭ ГВВ при
£)*0, как следует из рассмотрения рис. 8.18, первая гармониче-
ская составляющая импульсов, очевидно, будет иметь фазовый
сдвиг относительно (ot = 0 в сторону, противоположную (ри. По-
этому, если представить, используя комплексные амплитуды,
К =/а/ф';
7 7	— 7	7	— 7	7 zjWoe _ 7 7	„№1 +<Рое)
мз * 3] ое < 3|	@	’
то ф„ - ф, + Фое, где ф, - фазовый сдвиг первой гармоники выход-
ного тока АЭ относительно св/ = 0, т.е. относительно сигнала воз-
буждения ис =J7MCcoswz; фм - фазовый угол комплексной на-
грузки в выходной цепи генератора.
Так как при D = 0 оказывается ф, = 0, то ф1( = фте. При D * О
по величине ф„ < ф^ .
Если в качестве нагрузки в выходной цепи генератора исполь-
зуется параллельный колебательный контур, то модуль его сопро-
тивления и фазовый угол ф^ изменяются с частотой, как по-
казано на рис. 8.19.
172
Раздел 1 ГЕЙЕРА ЮРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
При настроенном контуре ш = шр сопротивление его макси-
мальное и чисто активное, т.е. Zoe = ; фое = 0. При расстройке
контура относительно частоты выделяемой гармоники выходного
тока АЭ модуль его сопротивления уменьшается и возрастает фа-
зовый угол. ДХ выходного тока в процессе настройки генератора
(настройки контура на частоту выделяемой гармоники) будут из-
меняться, как показано на рис. 8.20.
По мере настройки контура возрастает его сопротивление и как
следствие этого увеличивается напряжённость режима, уменьша-
ются амплитуда импульсов выходного тока и их общая площадь
(импульсы по форме более приближаются к косинусоидальным),
что в целом приводит к уменьшению постоянной составляющей
выходного тока АЭ. Увеличение напряжённости режима по мере
настройки контура обусловливает возрастание входного тока АЭ.
Уменьшение постоянной составляющей выходного тока, на-
пример анодного, и увеличение постоянной составляющей входно-
ЛЕКЦИЯ 8 •
173
го тока, например сеточного, при настройке контура на выделяе-
мую гармонику используется для настройки ГВВ по показаниям
приборов, измеряющих постоянные токи во входной и выходной
цепях генератора. Характер изменения показаний приборов, изме-
ряющих постоянные составляющие токов анода (коллектора) и
сетки (базы) показан на рис. 8.21.
Если проницаемость АЭ мала (1J~O) и если при настроенном
контуре, т.е. при максимальном сопротивлении нагрузки, режим
генератора оказывается недонапряжённым или критическим, то
анодный (коллекторный) ток в процессе настройки практически не
будет изменяться, а в случае тетрода и пентода ток управляющей
сетки может отсутствовать, поэтому в этих случаях не удаётся для
настройки генератора использовать зависимости, подобные пока-
занным на рис. 8.21. В этом случае при настройке транзисторного
генератора приходится ориентироваться только на показания при-
бора, измеряющего ток базы 7б(), а в тетродном и пентодном гене-
раторах - на показания прибора, измеряющего постоянную состав-
ляющую тока второй сетки /С20, которая возрастает с напряжённо-
стью режима и соответственно достигает максимального значения
при настроенном контуре.
Зависимости рис. 8.21 и им подобные носят название настроеч-
ных (регулировочных) характеристик ГВВ.
При работе генератора на ненастроенный контур его энергети-
ческие показатели ухудшаются:
• уменьшается колебательная мощность:
Р = — Л, V,	MX COS <Рпе ,
j	Mil, МК	 Uv 7
174
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
где Uuz мк и coscpoe могут быть существенно меньше, а 7а К] не-
много больше, чем при настроенной нагрузке (при настроенной
нагрузке сой(рое имеет максимальное значение, равное единице);
•	возрастает потребляемая мощность от источника питания вы-
ходной цепи Ея v:
а, к
Р0 = Ло, Ko^a,K’
где /ао, ко увеличивается как из-за возрастания амплитуды им-
пульсов (при D = 0 амплитуда импульсов не изменяется), так и
расширения их (постоянная составляющая определяется площадью
импульса);
•	возрастает мощность, рассеиваемая на выходном электроде:
аноде (коллекторе)
= Р0 ~Р~’
• уменьшается КПД анодной (коллекторной) цепи
_Р~_
Па, кол ~ D •
Ч)
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 8
1.	Изобразите, например, схему ГВВ рис. 1.1,а с использованием
сеточного автосмещения.
2.	Представьте зависимости /Э|, /ао от UMC .для случая |£с|>|£^|,
когда в критическом режиме достигается: 1)6® 50°; 2)0® 100°;
3) 0 = 180°. Сравните их.
3.	Представьте зависимости 7а|, /ао от 17мс для случая |£с|< £' ,
когда в критическом режиме достигается: 1)0® 120°; 2)6 = 180°. Срав-
ните их.
4.	Почему в транзисторном ГВВ при снятии зависимости /К], /Ко от
иыб при 6 < 90° может наступить пробой перехода эмиттер-база прежде,
чем будет достигнут критический режим?
5.	Поясните, почему зависимости /б), /бо от Uu6 в области недонап-
ряжённого режима имеют подобный вид зависимостям /К|, /Ко от Uu6.
Во сколько раз отличаются крутизны этих зависимостей?
ЛЕКЦИЯ 8
175
6.	Постройте зависимости, определяемые соотношениями (8.1), для
каждого из рассмотренных в лекции примеров. Сравните их.
7.	Постройте зависимости Z , 1Ло от Ес, когда при имеющемся
UMC нижний угол отсечки анодного тока 6 = 180° достигается «задолго»
до критического режима. Проанализируйте их.
8.	Обратитесь к рис. 8.14 и ответьте на вопросы: может ли быть по-
лучен критический режим генератора при 6 = 90° ? А при 6 = 180°? Если
возможно, то.что для этого потребуется? Поясните.
9.	Запишите выражения и изобразите графически три гармонических
сигнала, изменяющихся по закону косинуса, один с нулевой начальной
фазой, а два других соответственно с опережением и с отставанием по
фазе от первого. Как будут выглядеть аналогичные сигналы, но изме-
няющиеся по закону синуса? Поясните.
10.	Используя соотношения (8.2) и аппроксимированные статические
ВАХ (предложите их сами, но с соблюдением существующих закономер-
ностей и масштаба), постройте ДХ анодного тока лампы для недонапря-
жённого режима при Ес = Е^. и <ри = ±20°. Постройте формы импульсов
токов. Проанализируйте их. Попробуйте сделать то же самое для перена-
пряжённого режима генератора.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 8
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 1.
ЛЕКЦИЯ 9
Эквивалентная схема выходной цепи ГВВ при разных
режимах работы по напряжённости. — Амплитудно-
и фазочастотная характеристики (А ЧХ и Ф11Х) ГВВ
ГТУ области недонапряжённого вплоть до критического ре-
jLx жима работы ГВВ при кусочно-линейной аппроксимации
статических ВАХ амплитуда первой гармонической составляющей
выходного тока АЭ, например анодного тока лампы (аналогично
коллекторного тока транзистора), определяется соотношением
(6.10)
I4=S(UM-DUu&)yx,	(9.1)
которое, учитывая, что 1/ма = /й] Roe, можно представить в виде
(9-2)
Из (9.2) следует:
, SyxUMC U..JD цГ'r
ai " 1 + SDyxRot " Roe + 1/<ЮУ1 "	+ R' ’
где учтено p-\/D = SRt - статический коэффициент усиления
лампы; R' = Rjyx = Rlal - приведенное (по первой гармонике в
данном случае) внутреннее сопротивление лампы; 1/У] = а, - ко-
эффициент приведения.
Выражение (9.3) соответствует электрической схеме рис. 9.1,
которая может рассматриваться как эквивалентная схема выходной
цепи ГВВ в области недонапряжённого вплоть до критического
режима работы генератора. Соответственно ц1/мс - напряжение
эквивалентного генератора, a R, - его внутреннее (выходное) со-
противление.
ЛЕКЦИЯ 9
177
В лекции 8 отмечалось, что при работе генератора на ком-
плексную нагрузку, каковой является, например, ненастроенный
параллельный колебательный контур в выходной цепи АЭ ГВВ,
амплитуда первой гармоники выходного тока АЭ и в этом случае
может быть определена как амплитуда первой гармонической со-
ставляющей косинусоидального импульса соответствующей ам-
плитуды и такой же ширины, как и при активной нагрузке. Это по-
зволяет считать схему, подобную рис. 9.1, справедливой и при
*
комплексной нагрузке Zoe, как показано на рис. 9.2, где
*
Zoe — Zq^C °* Z^ COStpoe + jZ^ sin+ jx^,
roc> xoe ~ соответственно активная и реактивная составляющие
сопротивления нагрузки в последовательной схеме замещения.
Согласно схеме рис. 9.2 комплексная амплитуда первой гармо-
ники анодного (аналогично коллекторного) тока
I	= i eJ^-
1 а1 *	1Э]С ’
Zoe +
комплексная амплитуда колебательного напряжения на аноде
(коллекторе)
г j — 7	7	—	— 77	л-/<₽и
ма — 7 at Z ос — ~
Zoc+A,7
Последние выражения позволяют определить амплитудные
и фазовые характеристики ГВВ соответственно по току и напря-
жению.
178
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 9.2
Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) по току
Э1
М^мс
J(r' + Z™ COSO™ ) + Z2 sin2 фпе
If 1	»	vv	* W I	W	। vv
(*)
фазочастотная характеристика (ФЧХ) по току
/
Ф, =arctg
Z^ sin фте
/?( + Zoe cos Фое у
(9-4)
АЧХ по напряжению
и -I z =
^ма ai ое
p(7MCZ,ie
Г Ml ОС
/	2 • 2
^ое СО^фое J + Zjjg sin Фое
(**)
ФЧХ по напряжению
Ф« =Ф,+Фое-
Если R' =оо, т.е. D = 0, то ф( = 0, а ф|( = ф^, что отмечалось в
лекции 8. При Rt -> 0 ф( -> -ф^ , а ф„ -» 0.
Если в качестве нагрузки используется параллельный колеба-
тельный контур с полным включением, то в окрестности резонанс-
ной частоты его сопротивление описывается выражением
. 2А<о °®
I----Q
“р
согласно которому АЧХ и ФЧХ такого контура
ЛЕКЦИЯ 9 *
179
2Дсо
Фое =arctg------Q ,
WP
где Д(о=Цсо-сор) - расстройка относительно резонансной частоты
контура С0р; со - частота входного сигнала; - эквивалентное
сопротивление контура на резонансной частоте; Q - добротность
контура.
На рис. 9.3 показаны относительные АЧХ ГВВ по напряжению
t/ма/^маюр для крайних случаев: Rl =0 и Rt =оо при использова-
нии в качестве нагрузки в выходной цепи ГВВ параллельного ко-
лебательного контура.
При Rt-co АЧХ- генератора по напряжению определяется
АЧХ параллельного колебательного контура Zoe, а при Rl =0
АЧХ генератора по напряжению представляет прямую линию, па-
раллельную оси частот. В этом случае выходное напряжение гене-
ратора не зависит от нагрузки, соответственно и от частоты на-
стройки контура, и определяется напряжением эквивалентного ге-
нератора pt/MC. Таким образом, чем меньше Rt, тем сильнее АЧХ
180
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
генератора по напряжению отличается от АЧХ параллельного ко-
лебательного контура, используемого в качестве нагрузки АЭ ГВВ.
В общем случае АЧХ ГВВ шире, чем АЧХ параллельного колеба-
тельного контура по такому же уровню1. Это необходимо учиты-
вать при определении частотных искажений в ГВВ - усилителях
широкополосных сигналов, в том числе, например, модулирован-
ных сигналов.
Если Я, -> оо, то значение ц может быть не определено и при-
веденными выше выражениями для АЧХ и ФЧХ, соответствую-
щими эквивалентной схеме рис. 9.2, пользоваться неудобно. В
этом случае для определения АЧХ и ФЧХ ГВВ лучше использо-
вать выражения, соответствующие эквивалентной схеме выходной
цепи ГВВ, представленной на рис. 9.4.
Рис. 9.4
Схема рис. 9.4 получается из схемы рис. 9.2 путём преобразо-
вания генератора напряжения ц{/мс с внутренним сопротивлением
7^ в генератор тока величиной с внутренним сопротивле-
нием R[, где S'j.p =5у] - средняя (по первой гармонике) крутизна
*
выходного тока АЭ2. При настроенном контуре в схеме вместо Zoe
будет Лое.
Эквивалентная схема рис. 9.4 для случая настроенного контура
*
Zoe = R(iC следует также непосредственно из выражения (9.2), со-
гласно которому
=,^У1^мс — ,^Vl-^oeA1 =
Л,/С	I]
' J J — dl -VH — ца
'СР ыс nl ^CPUMC / »
К1
1 АЧХ ГВВ представляет АЧХ системы: АЭ - параллельный колебательный контур.
2 Согласно, например, выражению (6.10) Scp =	= Zai/(CMC - DUut) =	.
ЛЕКЦИЯ 9
181
откуда
Ki
Последнее соотношение соответствует электрической схеме
*
рис. 9.4 для случая настроенного контура Zoe =	 Очевидно, для
случая настроенного контура эквивалентная схема выходной цепи
ГВВ рис. 9.4 может быть получена из схемы рис. 9.1 при преобра-
зовании генератора напряжения величиной ц(7мс с внутренним
сопротивлением R, в эквивалентный генератор тока величиной
\р^мс с внутренним сопротивлением R^.
Согласно схеме рис. 9.4 в общем случае комплексной нагрузки
в выходной цепи АЭ ГВВ
*
t/ма = ScpUuc	= UuaeJCS>«;	(9.5)
Zoe+ R[
*
/ — ^ма = с JJ	= I eJ(?'
'а1 ~ * *\рс'мс ♦	’
Zoe	Zoe+^
откуда АЧХ генератора по напряжению
U ~S U
ма ° ср мс /	Z
I/ !	2 • 2
JI R. + Z™ COSCPoe + Z-, Sin Фое
If I I	W	1 LTV f	W	1 w
АЧХ генератора по току
^ма _	ср мс z
06	+^oecos<Poe) +Zwsin2tPoe
Обратим внимание, что выражения (***), (****) соответствуют
выражениям (*) и (**), в которых ц(/мс соответствует 8сриысК, .
182
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Из (9.5) видно, что АЧХ ГВВ по напряжению может рассмат-
риваться как АЧХ подключенного к АЭ параллельного колеба-
тельного контура, зашунтированного приведенным внутренним
сопротивлением АЭ. Эквивалентное сопротивление такого контура
на резонансной частоте
Так как реактивные параметры контура: ёмкость Ск и индук-
тивность £к не изменились, то уменьшение эквивалентного сопро-
тивления контура на резонансной частоте свидетельствует об
уменьшении добротности контура и соответственно о расширении
его полосы пропускания. Таким образом, АЧХ системы: АЭ - кон-
тур может рассматриваться как АЧХ эквивалентного контура с та-
кими же реактивностями, но с меньшим эквивалентным сопротив-
лением на резонансной частоте. Если D = 0, то /?,=<», соответст-
венно и R' = оо. Шунтирования контура в этом случае нет, и АЧХ
ГВВ по напряжению совпадает с АЧХ контура , что отмечалось
выше.
На рис. 9.5 показан график зависимости а1 (6).
Если 0 < 180°, то К* - R'Ct' (0) > Rt. В общем случае при D 0,
т.е. R, * оо, как следует из (9.4), ф( имеет противоположный ф^
знак, что обусловливает меньшую
величину фы по сравнению с вели-
чиной фте, что отмечалось в лек-
ции 8. Напомним, что ф( и фг/ оп-
ределяют фазовые сдвиги первой
гармоники выходного тока и коле-
бательного напряжения на выходе
АЭ относительно сигнала возбужде-
ния. Что касается сдвига по фазе
между первой гармоникой выходно-
го тока и колебательным напряже-
нием, то он равен фте.
При работе генератора в перенапряжённом режиме, когда
1 > > ^кр ’ ® ^а, к '>> -^а, к 0 - ^>кр ) = еост кр ’	еост кр ~ остаточное
ЛЕКЦИЯ 9
183
напряжение на аноде (на коллекторе) в критическом режиме, мож-
но считать, что амплитуда колебательного напряжения остаётся
практически неизменной и равной ^а,к- Очевидно, чем больше
крутизна линии критических режимов (она же линия насыщения в
транзисторном ГВВ), тем с большим основанием можно считать
справедливым последнее утверждение. В этом случае для выход-
ной цепи ГВВ применима эквивалентная схема рис. 9.6 .
Рис. 9.6
На рис. 9.7 показаны ДХ анодного тока при работе лампового
ГВВ в перенапряжённом режиме на комплексную нагрузку в анод-
ной цепи, которые могут быть построены с использованием соот-
ношений (8.3) и семейства статических ВАХ анодного тока. В за-
висимости от степени расстройки контура наклон ДХ и расшире-
ние эллипса в зоне основной области характеристик несколько из-
меняется, но амплитуда колебательного напряжения изменяется
мало, пока режим остается перенапряжённым.
* Обратим внимание, что схема рис. 9.6 подобна схеме рис. 9.2 при = О
184
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Таким образом, при работе ГВВ в перенапряжённом режиме
АЧХ генератора по напряжению практически не зависит от вели-
чины сопротивления нагрузки в выходной цепи и характера этого
сопротивления. АЧХ генератора по току, напротив, зависит от ве-
личины и характера сопротивления нагрузки в выходной цепи и
определяется из выражения
ja -	r~J<Pne - I р~№<*
7а1	~	~ Jate
ое
АЧХ по току имеет обратную Zoe зависимость
7 = &
а1 7
^ое
Минимальное значение мгновенного тока в области перена-
пряжённого режима (точка 1 на рис. 9.7) по-прежнему соответст-
вует минимальному мгновенному напряжению на аноде
е -F -IJ
самин а ^ма ’
которое, согласно (8.3), имеет место при со/ = -<ри.
На рис. 9.8 показаны формы импульсов анодного тока, соответ-
ствующие ДХ рис. 9.7.
Рис. 9.8
ЛЕКЦИЯ 9
185
Очевидно, за счёт асимметричного расположения провала в
импульсах выходного тока АЭ относительно периода сигнала воз-
буждения со/ = 0; 2л, ... при работе на комплексную нагрузку в пе-
ренапряжённом режиме первая гармоническая составляющая вы-
ходного тока получает свой фазовый сдвиг даже при D - 0. В не-
донапряжённом режиме этого нет.
Рассмотренные эквивалентные схемы выходной цепи ГВВ при-
годны для расчёта частотных (амплитудных и фазовых) характери-
стик генератора, но не пригодны для анализа оптимальных условий
его работы, так как ГВВ по природе своей является сугубо нели-
нейным устройством: независимо от режима параметры генератора
зависят в той или иной степени от сопротивления нагрузки. По-
этому если исходить из эквивалентной схемы рис. 9.6, то, как ка-
жется, чем меньше , тем больше колебательная мощность
р ш2
2/?ое
Однако коэффициент использования напряжения источника пита-
ния анода (коллектора) £ существенно зависит от и при малых
значениях эквивалентного сопротивления не может быть обеспе-
чено большое значение
-Точно так же, если обратиться к эквивалентной схеме рис. 9.1,
то, казалось бы, как известно из курса теории линейных электриче-
ских цепей3, оптимальное сопротивление нагрузки, при которой
обеспечивается максимальная мощность, будет
Roe=R' = ^,/«1 (1-COS0).
В то же время, как показано в лекции 6, оптимальное значение со-
противления нагрузки
Аоеопт — R, /СС-1 .
Только при 6 = 90° имеет место совпадение значений 7?реоп1 и
R'. При 6 > 90° R' < ^,е01гг; при 6 < 90° R' > Roeom.
Рассмотрение этой и других эквивалентных схем выходной цепи ГВВ с позиции
теории линейных электрических цепей и сравнение получаемых результатов с
полученными при других подходах представляет несомненный интерес и позво-
ляет лучше и глубже понять все связи в ГВВ.
186
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Кроме того, в схеме |>ис. 9.1 параметры эквивалентного генера-
тора: его напряжение ц?7мс и внутреннее (выходное) сопротивле-
ние R' - изменяются с изменением R^, так как от R^ зависит 0:
COS0 =
Ес-Е'с
и для сохранения 0 с изменением R^ потребуется изменить Ей и
Не-
действительно, если рассмотреть даже случай 0 = 180°, то из
выражения для cos 0, учитывая, что cos 180° = -1, будет следовать
Ес = Е'с - Гмс + £>7а,	= Ес' - Нс + DUMa.
Так как Uuc -Ес =есмакс и значение этого напряжения должно
поддерживаться неизменным, то 77мс = есмакс + ЕС, следовательно,
на основании последнего выражения получаем
f' + DIJ -е
т ма Сс макс
2
F1 + DIJ +е
tj _ с т	Сс макс
мс	2
т.е. Ес и Uuc являются функциями Uua , значит, и R^.
Только при D -> 0 зависимость 0 от R^ практически исчезает,
но jD->0 соответствует Е,->со, и если считать /^^->00, то
при этом пропадает справедливость самой схемы, так как при
Л(Х. -> оо режим генератора будет перенапряжённым, а для него
схема рис. 9.1 уже недействительна.
Зависимость параметров рассмотренных эквивалентных схем
выходной цепи ГВВ от сопротивления нагрузки указывает на тот
факт, что возможно видоизменение схем.
В частности, для области недонапряжённого вплоть до крити-
ческого режима может быть предложена эквивалентная схема вы-
ходной цепи ГВВ, отличающаяся от схемы рис. 9.1.
ЛЕКЦИЯ 9 •
187
Если обратиться к выражению (9.1) и принять во внимание, что
1-COS0 = 1-
ЕС~Е'С
Um~DUM
то получим
h^Sa^-DU^-E.+E'),
откуда найдем, учитывая, что t7Ma = Zaj R^,
Г /(^мс-^с + ^с)
Лое+^/а,
Последнему выражению соответствует электрическая схема
рис. 9.9.
Рис. 9.9
Как видно, схема рис. 9.9 отличается от схемы рис. 9.1. В схеме
рис. 9.9 внутреннее (выходное) сопротивление эквивалентного ге-
нератора R* = Rj /оц совпадает с оптимальным сопротивлением
нагрузки Z^eom- = /щ , но и в этой схеме необходимо иметь в ви-
ду, что Rj зависит от R^, так как а( зависит от R^ из-за зависи-
мости 0 от R^.
Очевидно, вместо схемы рис. 9.9 с эквивалентным генератором
напряжения ц((7мс -Ес +е'с j может быть предложена схема
рис. 9.10 с эквивалентным генератором тока S'a1 (uuc-Ec + Е^] .
188
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Если в схемах рис. 9.9 и 9.10 заменить на Zoe, то схемы
можно использовать для определения частотных характеристик
генератора. В частности, на основании схемы рис. 9.9 для АЧХ и
ФЧХ генератора по току получаем4:
а1	/.	2
+ Zoe COSfPoe J + Zoe sill фое
Zoesin(Poe
Ф, =arctg - т
ч + Zoe СО^Фое >
при этом комплексная амплитуда первой гармоники анодного тока
7а. = /а е^<
1 а.
Соответственно АЧХ и ФЧХ по напряжению
U =1 Z 
'-/ма ЛЭ| ое’
Ф« =Ф*+Фое-
Очевидно, несмотря на то, что выражения для АЧХ по току,
соответственно и выражения для АЧХ по напряжению, получае-
мые на основании схем рис. 9.9 и 9.10, отличаются несколько по
виду от полученных на основании схем рис, 9.2 и 9.4, сами АЧХ по
форме не должны различаться. Что касается ФЧХ, то они будут
отличаться, так как отличаются опорные напряжения в выражени-
ях, относительно которых определяются фазы выходного тока и
колебательного напряжения. В схемах рис. 9.2 и 9.4 таким напря-
4 Читателю предлагается записать выражения для АЧХ и ФЧХ ГВВ на основании
схемы рис. 9.10.
ЛЕКЦИЯ 9
189
жением является напряжение возбуждения, а в схемах рис. 9.9 и
9.10 эквивалентное напряжение (Смс -Ес + Е'с^ . При этом также
отличаются внутренние (выходные) сопротивления эквивалентных
генераторов 7^ =Rl/a] (1 -cos0) = Rlal и R^ = Rl/ai. Что касается
сдвига по фазе между первой гармоникой выходного тока и вы-
ходным (колебательным) напряжением, то при использовании лю-
бой эквивалентной схемы выходной цепи ГВВ этот сдвиг по фазе
равен фое. Так как практический интерес представляет сдвиг по
фазе между входным и выходным сигналами, то для расчёта ФЧХ
следует использовать выражения, вытекающие из рассмотрения
схем рис. 9.2 и 9.4.
Схема рис. 9.9 позволяет легко проследить изменение всех ха-
рактеристик генератора по выходной цепи от сопротивления на-
грузки, нижнего угла отсечки, напряжений питания и возбуждения.
Действительно, напряжение эквивалентного генератора в схеме
рис. 9.9 можно представить как
ц( [/м_ - Ег + Б') = ще. МЯк.г + Е') = цег „яиг,
* 1 МС С С /	*1 С МаКС С I «с маки7
и если обозначить Roe =aRt,
ности, то
j _ Mgc макса1 .
а’ Rt (1 + aci])’
где 47 - коэффициент пропорциональ-
г -Ла°
а° а.
Hgc макс^О .
А,(1 + 77а,)’
_ 0gc макс^1^.
1 + flOli
/ * \2
1 (Mgc макс®1! / а
2 (1 + 47Q1 )2
1 ^смакс«1Р1«
2 (1 + 47^)^ ‘
Приведенные соотношения позволяют сравнить, как изменяют-
ся основные характеристики генератора при изменении нагрузки
R^ и угла нижней отсечки выходного тока G.
Например, при 0 = 0,, R^ = ROC} = alRl и при 0 = О2, Лк-~
= ^>е2
<190
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Р~х
Р~2
ах di(ei) 2 Ч + «2аг(е2)12
°2 LOtl(G2)J |_1 + а1а1(61).
Па, а{ а,(е,) р! (et) 1 + 02^1(62)
Па2 «2 al(e2)Pl(e2)L1 + fl!lal(ei)
Согласно последним соотношениям при 6, =90° (оц =0,5;
Р, =1,57) и ах =2, что соответствует /?oeonT = R, /а( = 2R,, и при
02=18О° (а! =0,5; Pi=l) и а2=2, что также соответствует
^оеопт = Pi = 2/?,,
^~90°,Доеопт
Р~ 180°, Аоеопт
ПаЖ.Д^
Па|80о. Доеопт
т.е. при оптимальном сопротивлении нагрузки при 0 = 90° и
0 = 180° колебательная мощность одинакова, но КПД анодной
(коллекторной) цепи при 0 = 90° существенно выше, чем при
0 = 180°.
Если принять 0j = 180° и /?ое| = R(K опт = 2Л(, т.е. а{ = 2, и
02 = 180°, но R^2 = Rt, т.е. а2 = 1, то
~~' 80°~ ^ое опт _ । j 25-	180°. Дое опт — | J
Р-1800, Дое=Д,	Па 180°, Roe-/?,
Аналогично получаем
~ 90°, Дое опт __ j 125*	90°' ^ое опт = 2 35
Р-180°,Д[)е=Д, г , Ла 180°, /?ое=Д
>’При работе генератора с 0=s 180° и ^оеопт колебательная мощ-
нбс441Ъбзрйётаёт примёрйо; Hfet ‘1^2'%, а КПД анодной (коллектор-
ной) цепи увеличивавшей	по сравнению с режимом
^е’^/^Жопт = Л-'Режим с 0 = 90° и R^^ более
выгоден по всем рассмотренным параметрам.
ЛЕКЦИЯ 9
191
Если принять 02=6О° (oq =0,391; Р( =1,8) и а2~2,56, что
соответствует 0П1 - Rl/a] (60°), то
-90°, Аре опт _ । 2g-	90 - ^ое опт q
опт	0а 60°, Коеспт
В этом случае по сравнению с 0 = 90° и ROi. опт колебательная мощ-
ность генератора уменьшается, а КПД анодной (коллекторной) цепи
возрастает, но в меньшей степени, чем уменьшается мощность.
При 02 = 120° (cq =0,536; Р( =1,32) и а2 «1,86, что соответст-
вует ^оеопт^Я/счО200)’
^~90°. Коеопт ~ Q 932’ Пэ 90 , Коеопт
^~120°, Креопт	Па 120°. Коерп1
В этом случае по сравнению с 0 = 90° и /^,еопт колебательная
мощность незначительно возрастает (на 7...8 %), а КПД анодной
(коллекторной) цепи падает более заметно. (Напомним, что при
0 = 120° коэффициент cq достигает практически максимального
значения.)
В отличие от схемы рис. 9.9 эквивалентная схема рис. 9.1 по-
зволяет легко установить коэффициент усиления генератора по
напряжению и его изменение с нагрузкой и углом отсечки выход-
ного тока. Принимая Roe = aRt, согласно схеме рис. 9.1 имеем:

(7ма
= /аЛе =
^ма _
(7МС a + oq
Чем больше нижний угол отсечки выходного тока, тем больше
Ки, так как а, уменьшается с ростом 0 (см. рис. 9.5); чем больше
нагрузка, т.е. чем больше значение Roe, тем больше Ки при одном
и том же значении 0.
Последнее выражение позволяет проследить изменение Ки с
изменением нагрузки Roe и 0.
fli) «1 а2 + а. (ег)
^«(02, «г) «2 L °i + а< (ei)
192
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
При 6( = 90°, ах = 2 и 62 - 180°, а2 = 2
90°, Roe оп г _ ।
Х«180°, 7?оеопт
При е, =180°, ах = 1 и е2 = 180°, а2 = 2
^180°, Roe^Rl	3
KU180°, /?оеот	4
При 0! = 90°, ах = 2 и 02 = 60°, а2 а 2,56
^ц90°, Roeom | 5
^«60°, /?oe опт
При 0( = 90°, а, = 2 и 02 =120°, а2 ~ 1,86
Х«120°, Доеои,
Очевидно, используя соответствующую эквивалентную схему
выходной цепи ГВВ, можно удобным образом исследовать почти
все зависимости режима генератора, которые рассматривались в
лекции 8. В частности, в случае лампового ГВВ влияние напряже-
ний питания анода Еа, второй сетки Ес, третьей сетки Ес^ со-
крыто в величине Е'с . При анализе режима генератора с использо-
ванием эквивалентных схем необходимо помнить, что с изменени-
ем режима, в общем, изменяются оба параметра эквивалентного
генератора: напряжение и выходное сопротивление. Поэтому не-
учёт одного из них в отдельных случаях может привести к оши-
бочным выводам.
Примечание. Согласно приведенным выше соотношениям для коэф-
фициента усиления ГВВ в области недонапряжённого вплоть до критиче-
ского режима при работе на настроенный контур получаем
к z ^ма	SR,Roe	Sy^R' ScpRoeR;
“ ^мс Лое + Л,' Лое + R.' RM + R',	Roe + R' '
С учётом последнего соотношения выражения (5.2) для крутизны ДХ в
соответствующей системе координат преобразуются к виду:
ЛЕКЦИЯ 9
193
~ _ SR' .	=____1	1	а,
дс R^ + R'/ да	a,(l-COse)/^ Roe
При 0 = 180° крутизна ДХ в анодной системе координат 5да = -1/ Roe.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 9
1.	Рассмотрите, как выглядят АЧХ ГВВ по току при использовании в
качестве нагрузки АЭ параллельного колебательного контура при R, = оо
и /?, = 0. Как эти АЧХ связаны с АЧХ контура?
2.	Почему при R, —>оо неудобно пользоваться выражениями для
АЧХ и ФЧХ, соответствующими эквивалентной схеме рис. 9.2? Поясните.
3.	Почему, чем больше крутизна линии критических режимов 5кр,
тем с большим основанием можно считать, что в перенапряжённом ре-
жиме ГВВ амплитуда колебательного напряжения остаётся неизменной?
Поясните.
4.	Запишите известные вам соотношения, связывающие полосу про-
пускания параллельного колебательного контура с его добротностью.
Покажите, что шунтирование параллельного колебательного контура ре-
зистором приводит к уменьшению добротности контура и расширению
его полосы пропускания.
5.	Используя соотношения настоящей лекции, получите выражение
для коэффициента усиления ГВВ по напряжению при работе на ком-
плексную нагрузку в области недонапряжённого вплоть до критического
режима. Сделайте анализ соотношения и сравните полученное соотноше-
ние с известным из лекции для случая настроенного контура.
6.	Поясните, в чём сходство и в чём различие схем рис. 9.2 и 9.6. Оп-
ределите значения фазовых углов <р, и (р„ для схемы рис. 9.6. Сравните их
со значениями соответствующих углов для схемы рис. 9.2. Что имеет ме-
сто при R' = 0
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 9
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 1.
ЛЕКЦИЯ 10
Требования к цепям согласования АЭ с полезной нагрузкой
ГВВ. ~ Использование параллельного колебательного
контура в качестве цепи согласования {ЦС) АЭ с полезной
нагрузкой генератора. ~ Согласование АЭ с полезной на-
грузкой генератора на одной частоте. ~ КПД ЦС. ~
Понятие о согласовании АЭ с нагрузкой в диапазоне
частот и в заданной полосе частот. ~ Простые
и сложные ЦС. ~ Разбивка диапазона частот на поддиапа-
зоны. ~ Принципы расчёта номиналов элементов
ЦС и оценка потерь в них
ОБЩИЕ ТРЕБОВАНИЯ
К ЦЕПЯМ СОГЛАСОВАНИЯ АЭ
С ПОЛЕЗНОЙ НАГРУЗКОЙ ГВВ
(7 ВВ должен обеспечивать требуемое значение мощности,
J- либо напряжения, либо тока в некотором элементе, под-
ключаемом к генератору и называемом полезной нагрузкой генера-
тора. Например, полезной нагрузкой ГВВ - выходного каскада ра-
диопередатчика является антенна, к которой необходимо подвести
требуемую мощность. Полезной нагрузкой ГВВ - промежуточного
каскада радиопередатчика является входное сопротивление АЭ
последующего каскада. При этом на входе АЭ необходимо обеспе-
чить требуемую мощность возбуждения при определённом напря-
жении или токе либо требуемое напряжение возбуждения. Послед-
нее имеет место при входном сопротивлении АЭ, стремящемся к
бесконечности, что характерно для лампового генератора по схеме
с общим катодом при работе без сеточных токов и для генератора
на полевом транзисторе по схеме с общим истоком. Если входное
сопротивление АЭ стремится к нулю, то от предшествующего ге-
ЛЕКЦИЯ 10
195
нератора требуется обеспечить определённый ток через входное
сопротивление этого АЭ. Полезной нагрузкой высокочастотного
генератора, используемого для обработки пищевого продукта, являет-
ся обрабатываемый продукт, помещаемый в специальную камеру, а
полезной нагрузкой высокочастотного генератора, используемого в
медицине, например, для прогревания какого-либо органа или части
тела человека, будет прогреваемый орган или часть тела.
В общем случае, независимо от характера, полезная нагрузка
ГВВ представляется двухполюсной электрической цепью рис. 10.1 .
Сопротивление цепи является комплексным
ZH = rH+jxH,
причём активная гн и реактивная хн составляющие этого сопро-
тивления, как правило, изменяются с частотой. Например, любая
антенна замещается её входным сопротивлением, активная состав-
ляющая которого практически обусловлена сопротивлением излу-
чения антенны; входное сопротивление АЭ имеет активную и ре-
активную составляющие, при этом последняя определяется, в ча-
стности, входной ёмкостью АЭ и индуктивностями вводов вход-
ных электродов (см. лекцию 2).
Мощность генератора в полезной нагрузке Р_н выделяется на
сопротивлении гн. Величина этой мощности
р-н =	(Ю.1)
где С7МН, /мн - амплитуда соответственно напряжения wH на со-
* *
противлении Zh (на нагрузке) и тока /н через сопротивление ZH
На рис. 10.1 полезная нагрузка представлена последовательным соединением актив-
ного и реактивного сопротивлений. Возможно представление в виде параллельного
соединения соответствующих активного и реактивного сопротивлений
196
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
(через нагрузку); <р - фазовый сдвиг между гармоническим напря-
жением кн и гармоническим током гн в цепи полезной нагрузки. В
общем случае
MH=t/MHcos(cor + (PoJ;
?h=4hcos(wZ + <Poi);
Ф - ФОи ~ Фо» ’
где (pQy, ф0/ - начальные фазы соответственно напряжения и тока
(одна из начальных фаз может быть принята равной нулю).
Как известно, для цепи рис. 10.1
1ЕФ = —-
Гц
Справедливо также
соБф= ,
^Мн
что соответствует (10.1).
Из теории электрических цепей известно, что наилучшим ре-
жимом работы электрического генератора является работа на чисто
активную нагрузку, когда хн = 0. В этом случае ф = 0, соотвеет-
ственно созф = 1 и нужная мощность в нагрузке обеспечивается
при меньших значениях напряжения и тока.
АЭ ГВВ для работы в нужном режиме требует в его выходной
цепи чисто активного сопротивления определённой величины
где, напомним, - коэффициент использования напряжения анод-
ного Еа или коллекторного Ек питания, при котором обеспечива-
ется нужный режим работы АЭ ГВВ; /Я|, ZK1 - амплитуда первой
гармоники соответственно анодного или коллекторного тока.
Так как сопротивление полезной нагрузки генератора в общем
случае комплексное, а в выходной цепи АЭ ГВВ требуется иметь
ЛЕКЦИЯ 10
197
чисто активное сопротивление определённой величины для полу-
чения нужной мощности, то, очевидно, полезную нагрузку генера-
тора следует присоединять к АЭ через электрическую цепь, кото-
рая осуществляет преобразование комплексного сопротивления
*
ZH = гн + jxH в активное сопротивление . Как правило, R^ * гн.
Поэтому необходимо, чтобы электрическая цепь, через которую
полезная нагрузка генератора подключается к АЭ, компенсировала
реактивную составляющую хн сопротивления полезной нагрузки
генератора и трансформировала активную составляющую гн этого
сопротивления до величины R^, соответствующей нужному ре-
жиму работы АЭ.
Используемая для подключения полезной нагрузки генератора
к АЭ электрическая цепь, обеспечивающая компенсацию реактив-
ной составляющей сопротивления полезной нагрузки и трансфор-
мацию активной составляющей этого сопротивления до требуемой
величины, называется цепью согласования (ЦС) или согласующей
цепью.
Так как АЭ со стороны выходных электродов и полезная на-
грузка генератора представляются двухполюсными электрически-
ми цепями, то, очевидно, ЦС в общем случае должна представлять
четырёхполюсную электрическую цепь: с одной стороны подклю-
чается АЭ генератора, с другой стороны - полезная нагрузка гене-
ратора. В идеале ЦС должна состоять из чисто реактивных элемен-
тов, обеспечивающих, в частности, компенсацию реактивной со-
ставляющей сопротивления полезной нагрузки хн. В самом про-
стейшем случае ЦС может состоять из одного реактивного элемен-
та: ёмкости или индуктивности, в зависимости от характера сопро-
тивления %н. При разработке структуры ЦС необходимо учитывать
внутренние реактивности АЭ: соответствующие межэлектродные
ёмкости и индуктивности вводов электродов.
Итак, главное назначение ЦС ГВВ - преобразование комплекс-
ного сопротивления полезной нагрузки генератора в активное со-
противление нужной величины, при котором обеспечивается тре-
буемый режим работы АЭ.
Как показано в лекции 6, эффективность преобразования энер-
гии источника анодного (коллекторного) питания в энергию высо-
кочастотных электрических колебаний в ГВВ, оцениваемая КПД
анодной (коллекторной) цепи, получается выше при работе АЭ с
нижним углом отсечки выходного (анодного, коллекторного) тока
198
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
О < 180°. Причём чем меньше значение 0, тем выше эффектив-
ность преобразования энергии источника питания выходной цепи
АЭ ГВВ, т.е. выше КПД анодной (коллекторной) цепи. Однако чем
меньше нижний угол отсечки выходного тока АЭ, тем больше уро-
вень высших гармонических составляющих выходного (анодного,
коллекторного) тока относительно первой гармоники1, мощность
которой должна быть выделена в полезной нагрузке. Высшие гар-
моники выходного тока АЭ, попадая в полезную нагрузку генера-
тора, создают на ней соответствующие напряжения и выделяют
соответствующую мощность. Если, например, ГВВ - выходной
каскад радиопередатчика, то высшие гармоники соответствующей
мощности излучаются антенной, что создаёт помехи работе других
линий радиосвязи, рабочие частоты которых совпадают с данными
гармониками выходного тока АЭ ГВВ или близки к ним. Создание
помех линиям радиосвязи недопустимо2, и существуют междуна-
родные нормы на внеполосные излучения радиопередающих уст-
ройств. Если ГВВ - промежуточный каскад радиопередатчика, то
высшие гармонические составляющие выходного тока АЭ каскада
искажают форму и влияют на величину сигнала возбуждения по-
следующего каскада. При правильном проектировании ЦС эти ис-
кажения невелики и с ними, как правило, не считаются.
Из сказанного вытекает ещё одно требование к ЦС ГВВ - обес-
печение необходимой фильтрации высших гармоник выходного
тока АЭ, при которой мощность высших гармонических состав-
ляющих в полезной нагрузке не превышает допустимого уровня
или при которой напряжение на полезной нагрузке либо ток через
полезную нагрузку близки к гармоническим.
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ПАРАЛЛЕЛЬНОГО
КОЛЕБАТЕЛЬНОГО КОНТУРА В КАЧЕСТВЕ ЦС
Одной из наиболее широко применяемых ЦС при построении
ламповых и транзисторных ГВВ является параллельный колеба-
тельный контур. При соответствующем выборе параметров он
удовлетворяет общим требованиям к ЦС, сформулированным вы-
ше: позволяет компенсировать реактивную составляющую хн со-
1 Подразумевается ГВВ - усилитель. Однако сказанное справедливо относительно
любой гармоники: чем меньше угол нижней отсечки, тем более соизмеримыми
оказываются гармоники.
2 Речь не идёт о целенаправленном создании помех определённым линиям или
системам радиосвязи, радиолокации и др.
ЛЕКЦИЯ 10
199
противления полезной нагрузки генератора, трансформировать ак-
тивную составляющую гн сопротивления полезной нагрузки до
нужной величины, обеспечить фильтрацию гармонических состав-
ляющих выходного тока АЭ. Последнее обусловливается избира-
тельными свойствами параллельного колебательного контура.
При соответствующих параметрах избирательными свойствами
обладает также последовательный колебательный контур, который
позволяет скомпенсировать реактивную составляющую хн сопро-
тивления полезной нагрузки. Но он не даёт возможности транс-
формировать активную составляющую гн сопротивления полезной
нагрузки и, следовательно, может быть применён только в том
случае, если требуемое значение R^ равно ги. Однако если даже
требуемое значение RlK равно гн, то наличие межэлектродных ём-
костей и индуктивностей вводов электродов АЭ, влияние которых
возрастает с повышением рабочей частоты генератора, делает не-
возможной реализацию ЦС в виде последовательного колебатель-
ного контура. Наличие межэлектродных ёмкостей и индуктивно-
стей вводов у электродов АЭ также обусловливает отмеченный
выше факт, что ЦС в общем случае - это четырёхполюсная элек-
трическая цепь.
На рис. 10.2 показаны наиболее широко применяемые схемы
параллельных колебательных контуров, носящие названия: контур
первого вида (а), контур второго вида (б), контур третьего вида (в).
При этом контур первого вида называется также контуром с пол-
ным включением, а контуры второго и третьего видов - контурами
с неполным включением соответственно со стороны индуктивно-
сти или ёмкости контура.
* о
б
 Рис. 10.2
200
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В индуктивной и ёмкостной ветвях контура rL, гс - сопротив-
ления активных потерь. В представленных схемах контуров на ра-
бочей частоте результирующее реактивное сопротивление левой
ветви носит индуктивный характер, а правой - ёмкостный.
Условием резонанса параллельного колебательного контура
принято считать равенство величин реактивных составляющих то-
ков в ветвях контура, что, например, для контура первого вида
имеет место на частоте
где р
- носит название характеристического сопротивления
контура.
В колебательном контуре, т.е. в контуре, проявляющем избира-
тельные или резонансные свойства, выполняется условие
(Ю.2)
с учётом которого можно считать юр ~	— , что обычно и при-
нимается на практике, т.е. принято считать, что резонансная часто-
та параллельного колебательного контура <ор определяется только
величинами его индуктивности и ёмкости, как у последовательного
колебательного контура. При этом для контура второго вида
L- Zj + L^,
а для контура третьего вида
с QC2
с1+с2-
ЛЕКЦИЯ 10
201
На частоте сор = — реактивные сопротивления ветвей контура
хВр считаются одинаковыми по величине. При этом для контура
первого вида
В практических схемах контуров второго и третьего видов
(контуры с неполным включением) обычно выполняется условие
|хВр|»гв,	(10.3)
где для контура второго вида
I I г 1
I ВР|	р^ (0рС
а для контура третьего вида
11г1	1
хи =<onZ,---=----;
I р I	“pQ “pQ
rB - активное сопротивление ветви контура, равное соответственно
rL> fC-
При выполнении условий (10.2), (10.3) эквивалентное сопро-
тивление параллельного колебательного контура на резонансной
частоте определяется соотношением
2	2
^е=—^- = —,	(Ю-4)
rL+rC г
где г = (rL + гс) - сопротивление активных потерь контура.
С учётом приведенных выше соотношений получаем:
• для контура первого вида, т.е. для контура с полным включе-
нием,
2 г
*oe=—(Ю.5)
г Сг
202
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
•	для контура второго вида (контур с неполным включением со
стороны индуктивности)
где р - — - коэффициент включения контура;
L
•	для контура третьего вида (контур с неполным включением
со стороны ёмкости)
Кос=----Ц-
(^С,)2г
\2	1
Fl 7—j~=pl~ =
С\ J (ырСу г	г
(Ю.7)
где р = — =---------коэффициент включения контура.
С| С, + (?2
Коэффициент включения контура называется также коэффици-
ентом трансформации, коэффициентом связи АЭ с контуром. Зна-
чение коэффициента включения контура р возможно в пределах от
0 до 1. Значение р = I соответствует контуру первого вида (контур
с полным включением).
Так как выполняется условие (10.3) и величины токов в ветвях
контура практически одинаковы, то коэффициент р определяет от-
ношение напряжения на индуктивности L\ к напряжению на всей
индуктивности контура L у контура второго вида либо отношение
напряжения на ёмкости С) к напряжению на всей ёмкости контура
С у контура третьего вида. Отсюда и название - коэффициент
трансформации. Очевидно, напряжение на индуктивности L\ у
контура второго вида и напряжение на ёмкости Q у контура
третьего вида при подключении такого контура к АЭ практически
будет равно напряжению на выходе АЭ ГВВ, амплитуда которого
£,£а к. На резонансной частоте в силу практического равенства ве-
личин сопротивлений индуктивности L и ёмкости С контура и
практически одинаковых величин токов в ветвях параллельного
контура амплитуда напряжения на индуктивности L равна ампли-
туде напряжения на ёмкости С.
ЛЕКЦИЯ 10
203
В выражениях (10.5) - (10.7) добротность контура3
£Р %Ь 1
г г и\Сг
(10.8)
Сравнивая (10.6), (10.7) с (10.4), замечаем, что хВр
= РР-
Из выражений (10.5) - (10.7) следует, что эквивалентное сопро-
тивление параллельного колебательного контура можно изме-
нять, если менять значения L, С, а следовательно, характеристиче-
ское сопротивление контура p-^L/C, но сохраняя при этом его
резонансную частоту сор =\/Jlc .
В контурах второго и третьего видов (контуры с неполным
включением), как видно из (10.6), (10.7), появляется дополнитель-
ная возможность регулировки путём изменения коэффициента
включения контура р без изменения его параметров L, С. Дейст-
вительно, сравнивая (10.5) - (10.7), можно записать:
^ое р<1 Р ^ое р=1 •
На практике коэффициент включения контура изменяется либо
перемещением подвижного контакта по виткам катушки индук-
тивности, либо переключением одного из контактов вдоль индук-
тивности или ёмкости контура. В этом случае катушка индуктив-
ности выполняется с отводами, а ёмкость контура реализуется из
нескольких последовательно включенных конденсаторов С1. Ука-
занные способы изменения р показаны на рис. 10.3.
Способ изменения эквивалентного сопротивления контура R^,
соответственно и сопротивления нагрузки АЭ ГВВ, с помощью
коэффициента включения контура р не может считаться совершен-
ным по следующим причинам.
1. Колебательное напряжение на индуктивности L и на ёмко-
сти С контура может оказаться очень высоким, что может вызвать
пробой отдельных элементов контура. Вероятность такого пробоя
’ Добротность контура является его физической характеристикой и в общем случае
определяется как отношение реактивной мощности в контуре к мощности потерь
в нём на резонансной частоте. Такое определение добротности контура использу-
ется в лекции 12 при рассмотрении контуров из отрезков длинных линий
204
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
возрастает в мощных ламповых ГВВ, где амплитуда колебательно-
го напряжения на элементах контура: индуктивности L, ёмкости С
п — и — ^ма —
Р Р
2. С изменением р настройка контура не сохраняется, так как
выходная ёмкость АЭ Свых АЭ по-разному будет пересчитываться в
контур (сравните случай р = 1 и р -> 0). На сравнительно низких
частотах (до единиц мегагерц) с этим можно не считаться, так как
выходная ёмкость АЭ много меньше требуемой ёмкости контура и
соответственно Свых АЭ слабо влияет на настройку контура. На бо-
лее высоких частотах ёмкость контура С и ёмкость Свых АЭ стано-
вятся соизмеримыми. При этом влияние последней ёмкости на на-
стройку контура сильно возрастает, что требует его подстройки с
изменением р.
Хотя регулировка эквивалентного сопротивления нагрузки АЭ
ГВВ путём изменения коэффициента включения р имеет перечис-
ленные выше недостатки, в ряде случаев приходится с этим ми-
риться, так как, изменяя R^, можно всё время поддерживать оп-
тимальный режим работы генератора. В противном случае режим
работы генератора и отдаваемая им мощность могут заметно изме-
няться, например, при перестройке контура из-за изменения рабо-
чей частоты ГВВ.
В транзисторных ГВВ вынужденно приходится применять не-
полное включение контура. Низкое рабочее напряжение Ек и от-
носительно большой ток коллектора приводят к тому, что требуе-
мое сопротивление нагрузки для транзистора = ^ЕК/1К} во
много раз меньше, чем для лампы:	1а . Обычно для
транзисторов требуемое сопротивление нагрузки составляет еди-
ЛЕКЦИЯ 10
205
ницы - десятки Ом, тогда как для ламп оно составляет сотни Ом -
единицы килоом. Чтобы, в силу относительно малого значения
требуемого сопротивления нагрузки транзистора, не получать кон-
структивно неприемлемые значения элементов контура L, С
(слишком малую индуктивность L и слишком большую ёмкость С),
используют неполное включение контура. Использование непол-
ного включения контура при сравнительно высокой его добротно-
сти, соответственно хорошей избирательности, обеспечивающей
достаточную фильтрацию высших гармоник коллекторного тока,
позволяет реализовать требуемое значение сопротивления нагрузки
при практически оптимальных электрических и массогабаритных
характеристиках контура.
Выше отмечалось, что в общем случае ЦС представляет четы-
рёхполюсную электрическую цепь из реактивных элементов, к
двум полюсам которой подключается полезная нагрузка генерато-
ра, а к двум - АЭ ГВВ.
При ЦС в виде параллельного колебательного контура полезная
*
нагрузка генератора ZH может либо целиком формировать одну из
ветвей контура (рис. 10.4,а), либо входить в состав одной из его
ветвей (рис. 10.4,б,в,г). В последнем случае полезная нагрузка ге-
нератора может включаться последовательно с некоторым реак-
тивным элементом в ветвь контура (рис. 10.4,6) или параллельно
части реактивного элемента ветви контура (рис. 10.4,в). Возможна
также трансформаторная (индуктивная) связь нагрузки с ветвью
контура (рис. 10.4,г). Сразу отметим, что практическое использо-
вание трансформаторной связи ограничивается возможностью реа-
лизации высокочастотного трансформатора с повышением рабочей
частоты из-за возрастания ёмкостной связи между катушками
трансформатора £|,£2- Очевидно, в первом случае (рис. 10.4,а)
четырёхполюсная ЦС вырождается в двухполюсную.
Включение ZH по схемам (рис. 10.4,а,б) используется в том
случае, когда активная составляющая гн сопротивления полезной
нагрузки генератора сравнительно невелика (доли или единицы
♦
Ом); параллельное включение ZH используется в том случае, когда
активная составляющая гн-сопротивления полезной нагрузки срав-
нительно велика (десятки - сотни Ом). Это позволяет реализовать
206
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
контур с высокой добротностью, с нужным значением /?ск. и хоро-
шей избирательностью. Использование трансформаторной связи
также целесообразно при относительно большом значении сопро-
тивления гн.
Рис. 10.4
В схемах (рис. 10.4) xt, х2, хсв - реактивные сопротивления
элементов, формирующих ветви контура, при этом хсв рассматри-
вается как сопротивление связи полезной нагрузки генератора с
ЛЕКЦИЯ 10
207
контуром; Г], г2, гсв - сопротивления активных потерь в соответст-
вующих ветвях контура из-за неидеальности реактивных элемен-
тов (все конденсаторы, тем более катушки индуктивности, при ра-
боте в электрических цепях поглощают некоторую мощность из-за
наличия в них сопротивлений активных потерь). При трансформа-
торной связи индуктивность Z] должна учитываться при опреде-
лении реактивного сопротивления ветви контура.
* *
Параллельное соединение ZH и ZCB - rCB + jxCB » jxCB в схеме
(рис. 10.4,в) и трансформаторная связь нагрузки с контуром
(рис. 10.4,?) могут быть заменены соответствующей эквивалентной
последовательной цепью, а указанные схемы по структуре стано-
вятся подобными схеме (рис. 10.4,6). Отличие будет только в том,
что в правой ветви контура рис. 10.4,6 вместо сопротивления ZH
следует учитывать пересчитанное сопротивление полезной нагруз-
ки генератора, называемое в общем случае вносимым сопротивле-
нием
*
^вн — ^ВН + /*ВН 
*
Следовательно, при любом включении ZH в контур последний
можно представить в обобщённом виде (рис. 10.5), где гп , rIl2 -
сопротивления активных потерь всех реактивных элементов, фор-
мирующих ветви контура с реактивными сопротивлениями х^,х2
соответственно.
На резонансной частоте у контура (рис. 10.5) реактивные со-
противления ветвей одинаковы по величине, но разного знака, что
соответствует условиям:
%] + х2 + хвн = 0;	(10.9)
Ь| = |х2+хвн| = |хвр|.	(10.10)
Контур при этом представляет чисто активное сопротивление,
величина которого в общем случае определяется выражением
(10.4), в котором следует принять
77.+'гС='п| + 'п2 +7ВН-
208
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Следовательно, для контура (рис. 10.5)
*12	(^2+^н)2 Ч
*h] + ^П2 + ^вн ^П1 + ^П2 + ^вн Гп1 + ^п2 + ^вн
Выделяемая на контуре мощность - колебательная мощность ГВВ
где - амплитуда первой гармоники
выходного тока АЭ ГВВ; UMK = 717^х. -
амплитуда колебательного напряжения
на контуре, равная амплитуде колеба-
тельного напряжения на выходе АЭ
ГВВ .
j о, к
Очевидно, колебательная мощность
генератора выделяется на результи-
рующем сопротивлении активных по-
терь в контуре
+'-п2 +гвн
и может быть определена как
2 1 г 2 В2' П2 вн /
(10.12)
где /В], /В2 - амплитуды токов в соответствующих ветвях контура.
В каждой ветви контура ток имеет реактивную и активную со-
ставляющие, причём реактивные составляющие в ветвях контура
одинаковы по величине на резонансной частоте4.
Последовательные соединения сопротивлений в ветвях контура
(рис. 10.5) могут быть преобразованы в параллельные соединения
сопротивлений. Соответственно контур может быть представлен в
виде схемы рис. 10.6. Сопротивления ветвей контуров рис.10.5 и
10.6 связаны соотношениями:
4 Напомним, что именно равенство реактивных токов в ветвях контура рассматри-
вается как условие резонанса параллельного колебательного контура.
ЛЕКЦИЯ 10 •
209
^1=^,
Aq =Х] +—-*Х];
*1
Х-> +
X вн
(10.13)
Соотношения (10.13) позволяют определить составляющие то-
ков в ветвях рассматриваемого параллельного колебательного кон-
тура.
Активные составляющие токов, с учётом выражения (10.11),
U	/<гП1
уг _ ^мк й 1 П1 = __________1 П1____.
^1	ГП| + гп2 + ГВН
J _ Цлк й ^^(Гп2 +Гвн) _ А(гп2 +гвн)
В2а ^2 ~ (х2+хвн)2	'•п1+Гп2+'-вн
Нетрудно убедиться, что
^В]а + ^в2а — А»
210
Раздел I. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
т.е. активные составляющие токов ветвей определяют распределе-
ние тока генератора 1Х по ветвям контура и удовлетворяют перво-
му закону Кирхгофа в узлах контура. Если активных потерь мощ-
ности в ветви нет, то ток генератора в эту ветвь не протекает, а
полностью проходит через ветвь, в которой имеют место потери
мощности, в частности, обусловленные полезной нагрузкой гене-
ратора.
Реактивная составляющая тока в первой (левой) ветви контура
j _ ^мк А Аре  А*1
ГП] + гп^ + гвн
Реактивная составляющая тока во второй (правой) ветви контура
7	— ^мк ~ А^ое _ А (х2 + *вн)
'вЧр — v ~	~
Х2 х2+хеа г^+гП2+гт
Согласно условию резонанса (10.9) xt = -(х2 + хвн). Соответ-
ственно реактивные составляющие токов в ветвях одинаковы по
величине, но противоположно направлены, что отражено на схеме
(рис. 10.6). Реактивные составляющие токов в ветвях контура так-
же удовлетворяют первому закону Кирхгофа в узлах контура. Ре-
активные составляющие токов на резонансной частоте определяют
контурный ток, величина которого, учитывая соотношение (10.10),
Асонт
А рвр|
ГП| + гп2 + гвн
Так как в общем случае контура с неполным включением
|хвр| = рр, то получаем
^конт |4Р| Ар	ApQi
ГП] + гп2 + гвн
где Q - добротность контура с учётом полезной нагрузки.
Так как активная и реактивная составляющие тока в ветви кон-
тура сдвинуты по фазе на 90°, то величина тока в ветви
I - II2 + /2
в у1ва вр 
ЛЕКЦИЯ 10
211
С учётом приведенных выше соотношений получаем для вели-
чин токов в ветвях параллельного колебательного контура:
Учитывая, что для параллельного контура справедливо соот-
ношение (10.2), первыми слагаемыми в подкоренных выражениях
последних соотношений можно пренебречь. В результате можно
считать
А| в ~ A PQ ^КОНТ"
Тогда выражение (10.12) для колебательной мощности генера-
тора, соответственно для мощности, выделяемой в контуре, можно
записать в следующем виде:
(10.14)
Так как гвн обусловливается исключительно активной состав-
ляющей гн сопротивления полезной нагрузки генератора, то, оче-
видно, первое слагаемое в правой части (10.14) определяет мощ-
ность потерь в контуре
р
л - пот
—I1 г
2 конг'п’
(10.15)
где гп =	+ гп2) “ сопротивление собственных потерь контура, а
второе слагаемое определяет мощность, поступающую в полезную
нагрузку генератора,
= Ъ2 г
Н 2 конт'вн
(10.16)
212
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Если реактивные элементы контура идеальные, т.е. не имеют
сопротивлений потерь, то ЛТОт = 0; если нагрузка генератора не
потребляет мощность (гн = 0), то Лн = 0.
Таким образом,
+	(10.17)
Полученный результат соответствует закону сохранения энер-
гии применительно к рассматриваемой электрической цепи - па-
раллельному колебательному контуру, используемому в качестве
ЦС АЭ с полезной нагрузкой генератора: вырабатываемая генера-
тором мощность расходуется на сопротивлениях активных потерь
в реактивных элементах контура из-за их неидеальности и на ак-
тивнсГм сопротивлении полезной нагрузки генератора.
КОЭФФИЦИЕНТ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ ЦС.
ОПРЕДЕЛЕНИЕ КПД КОНТУРА
В ВЫХОДНОЙ ЦЕПИ ГЕНЕРАТОРА
Очевидно, представление колебательной мощности генератора
Л в виде двух составляющих: мощности потерь ЛпоТ и мощно-
сти в полезной нагрузке генератора Р_н справедливо при исполь-
зовании любой ЦС, так как в основе этого представления лежит
фундаментальный закон природы - закон сохранения энергии. За-
дача сводится только к тому, как для конкретной ЦС определить
р
1 ~ ПОТ 
Любую ЦС можно характеризовать таким параметром, как от-
ношение мощности в полезной нагрузке генератора, нагружающей
ЦС, ко всей мощности, подводимой к ЦС, равной колебательной
мощности генератора. Это отношение называют коэффициентом
полезного действия цепи согласования (КПД ЦС), который обо-
значим т)цс. Таким образом,
Р~н
Пцс“-	(10-18)
Так как представление Л в записи (10.17) справедливо для любой
ЦС, то
ЛЕКЦИЯ 10 *
213
4uC=^^L = l-^L-	<">"»
Очевидно, значение т|цс возможно в пределах 0... 1.
Применительно к ЦС - параллельному колебательному конту-
ру КПД ЦС принято называть КПД контура и обозначать символом
г)к. Используя (10.14), (10.15), на основании (10.18),. (10.19) для
ЦС - параллельного колебательного контура получаем
Пк=Пцс=-^ = 1--.	(’0.20)
г г
где г = (гп +гвн) - полное сопротивление потерь контура с учётом
полезной нагрузки генератора при последовательном представле-
нии включения его элементов (рис. 10.5).
Чем меньше собственные потери реактивных элементов конту-
ра, тем выше его КПД. При отсутствии собственных потерь в реак-
тивных элементах контура вся колебательная мощность генератора
поступает в его полезную нагрузку. В этом случае гп = 0; г = гвн.
При использовании параллельного колебательного контура в
качестве ЦС АЭ ГВВ с полезной нагрузкой генератора различают
нагруженную и ненагруженную добротности контура.
Ненагруженная добротность контура Qo определяется пара-
метрами контура L, С, гп. Согласно (10.8)
Нагруженная добротность контура QH определяется с учётом
активного сопротивления, вносимого полезной нагрузкой:
У контуров с сосредоточенными параметрами ёмкость С обра-
зуется конденсатором (в общем случае несколькими), а индуктив-
ность L - катушкой индуктивности. Каждый из этих элементов
характеризуется своей добротностью:
214
Раздел 1.1 ЬНЕРЛТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
•	добротность катушки индуктивности
rL
где rL - сопротивление активных потерь катушки индуктивности;
•	добротность конденсатора
Qc= ——,
с соСгс
где гс - сопротивление активных потерь конденсатора.
На резонансной частоте контура из L, С:
г _^р£=_р_. г 1 р .
L~ Ql Ql' с <^cqc qc'
r _r  _ Cz. +
rn — Г/ + rr = p---,
QlQc
при этом
Добротность конденсаторов Qc обычно на порядок и больше
выше, чем добротность катушек индуктивности QL. Следователь-
но, практически
Qo ~Ql-
Для контуров с сосредоточенными параметрами достижимое
значение Qo »75...200. Более высокое значение ненагруженной
добротности получить трудно.
Ненагруженной и нагруженной добротностям контура соответ-
ствуют ненагруженное и нагруженное RoeH эквивалентные
сопротивления контура:
2	2
^оеО=й)Р=----’ ^оен=С?нР= •
гп	Г
Выражая КПД контура через нагруженные и ненагруженные пара-
метры, получаем из (10.20)
ЛЕКЦИЯ 10
215
Лк=1-^1 = 1-й.
^оеО Qo
(10.21)
Чем сильнее различаются нагруженная и ненагруженная добротно-
сти контура, тем выше его КПД .
Нагруженная добротность контура зависит от связи полезной
нагрузки генератора с контуром. Чем сильнее эта связь, тем боль-
ше вносимое в контур нагрузкой активное сопротивление гвн. Сле-
дует отметить, что с целью получения большего значения КПД
контура целесообразно регулировать эквивалентное сопротивление
контура 7^ изменением связи полезной нагрузки с контуром, а не
изменением коэффициента включения контура р.
Действительно, если, например, обеспечивается критический
режим работы генератора, то должно быть (см. (10.6), (10.7))
2	2
^оекр ~ Р QhP ~~ Р ^оеп'
откуда
тогда согласно (10.21)
Как видно, чем меньше коэффициент включения контура, тем
меньше его КПД, тем, следовательно, хуже эффективность передачи
энергии согласующей цепью. В ряде случаев, в частности в транзи-
сторных ГВВ, как уже отмечалось, приходится специально приме-
нять неполное включение контура, хотя это и снижает его КПД.
ВЫБОР КПД КОНТУРА В ГВВ
Если АЭ ГВВ развивает колебательную мощность , то вели-
чина мощности в полезной нагрузке генератора Р_н зависит от
КПД ЦС:
^-н = ^-Пцс 
Обратим внимание, 'что зависимости qh(/?oe) и п(С?н) соответствуют отрезкам
прямых линий с отрицательным наклоном
216
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В случае ЦС - параллельного колебательного контура, учиты-
вая (10.21), получаем
н
~н '~чк •
k rtoe0 j
где колебательная мощность, развиваемая АЭ генератора,
р~ =-Л2^>еН=-—;
2	2/^н
/] - амплитуда первой гармоники выходного тока АЭ ГВВ;
Смк = Л^оен _ амплитуда колебательного напряжения, создаваемо-
го на выходе АЭ, равная амплитуде напряжения на входе контура с
нагрузкой.
Таким образом,
^оеО ?
(10.22)
Как показано в лекции 8, в недонапряжённом режиме работы
генератора вплоть до критического развиваемая АЭ мощность рас-
тёт практически линейно с увеличением эквивалентного сопротив-
ления контура, так как при этом 1Х a const.
В перенапряжённом режиме работы генератора колебательная
мощность, развиваемая АЭ, падает с ростом эквивалентного со-
противления контура, так как амплитуда первой гармоники выход-
ного тока АЭ /] при этом существенно уменьшается*.
Следовательно, можно считать, что (10.22) в недонапряжённом
вплоть до критического режиме работы генератора определяет в
явном виде зависимость мощности в полезной нагрузке генератора
от нагруженного эквивалентного сопротивления контура. В пере-
напряжённом режиме работы генератора зависимость Лн(^оен)’
даваемая (10.22), неявная, так как /( в этом режиме существенно
зависит от эквивалентного сопротивления контура.
В перенапряженном режиме Сык « const, соответственно с ростом /?оен
1 U2
колебательная мощность Р =---—
' 2Л
ЛЕКЦИЯ 10
217
Используя (10.22), можно найти оптимальное значение нагру-
женного эквивалентного сопротивления контура R^, при кото-
ром в нагрузке будет максимальная мощность при работе генера-
тора в недонапряжённом вплоть до критического режиме работы
генератора. Оптимальному значению Ах., юнг соответствует опти-
мальный КПД контура Т]к опг.
Наличие у зависимости (10.22) экстремума типа максимума в
недонапряжённом вплоть до критического режиме работы генера-
тора объясняется тем, что в этом режиме с увеличением R^^ рас-
тёт колебательная мощность Л, но падает КПД контура т]к> а
мощность в полезной нагрузке генератора Дн определяется про-
изведением Д.Лк • При работе генератора в перенапряжённом ре-
жиме с ростом R0CH падает мощность генератора Р~ и падает КПД
контура т)к, следовательно, падает и мощность в нагрузке
Ан = Алк > и ляя этого режима оптимального значения равно
как и оптимального КПД контура, не существует.
Для определения Roeii опт в недонапряжённом вплоть до крити-
ческого режиме работы генератора воспользуемся условием
Используя (10.22), получаем
дР~н _ 1у2 _ J2 ^оен
^Ажн 2 АжО
Приравнивая нулю правую часть последнего выражения, находим
R -X-R
/Хоенопт 2^0’
чему соответствует
Ок опт ~
Учитывая, что критический режим работы генератора, когда
АЭ развивает максимальную мощность, является оптимальным5,
условие оптимального КПД контура следует трактовать следую-
5 См. лекцию 6.
Раз д е л Г. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
щим образом. Если ненагруженное эквивалентное сопротивление
контура 7^,е0 удовлетворяет условию
^оеО — 2^?оекр ’	(10.23)
где Яоекр - значение сопротивления нагрузки АЭ ГВВ, при кото-
ром обеспечивается критический режим работы генератора, равное
^кр^а, к
Zaj, к]
то оптимальным значением КПД контура будет
Пк опт ~ 0,5.
Если же ненагруженное сопротивление контура
*ое0>2Яоекр,	(10.24)
то оптимальный КПД контура, при котором в нагрузке генератора
обеспечивается максимум мощности, соответствует /?f)eH = 7^,екр:
Лкопт=1-^>0,5.	(10.25)
На рис. 10.7 показаны зависимости КПД контура и мощности в
полезной нагрузке генератора при разных значениях ненагружен-
ного эквивалентного сопротивления контура относительно
. Для общности и большей наглядности зависимости мощно-
сти в нагрузке пронормированы относительно мощности Р~ кр,
развиваемой АЭ ГВВ в критическом режиме. При построении за-
висимостей мощности в полезной нагрузке генератора использова-
на обобщённая нагрузочная характеристика ГВВ Z? = /t/P~Kp,
представленная на рис. 8.46.
Приведенные зависимости наглядно показывают, что пока вы-
полняется условие (10.23): /^ < 2/^.™, максимальная мощность
в полезной нагрузке генератора обеспечивается при работе его в
недонапряжённом режиме при КПД контура, равном 0,5.
Если принять большее значение КПД контура, то режим работы
6 Зависимости рис. 10.7,6 при	> Rol, кр (кривые 3, 4, 5, 6) в своей правой части
после максимума носят условный характер, но отражают факт, что при Яое н =
= Я^оимеют место значения = 0 и Р.н = 0.
ЛЕКЦИЯ 10 .
219
Рис. 10.7
генератора будет более недонапряжённым и колебательная мощ-
ность, развиваемая АЭ, будет меньше, что приводит к меньшему
значению мощности в полезной нагрузке, несмотря на большее
значение КПД контура. Если принять режим работы генератора
более напряжённым, чем при г]к=0,5, то колебательная мощ-
ность, развиваемая АЭ, будет больше, однако мощность в полезной
нагрузке будет меньше из-за меньшего значения КПД контура. Ес-
ли выполняется условие (10.24): /^е0>27^екр, то максимальная
мощность в полезной нагрузке генератора обеспечивается при зна-
чении КПД контура, определяемом (10.25). При этом генератор
будет находиться в критическом режиме работы, когда АЭ разви-
вает максимальную мощность в контуре. Если значение КПД кон-
тура больше, чем даваемое (10.25), то генератор переходит в недо-
напряжённый режим работы и развиваемая АЭ колебательная
220
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
мощность уменьшается, что приводит к уменьшению мощности в
полезной нагрузке, несмотря на рост КПД контура. Если перевести
генератор в перенапряжённый режим работы, то уменьшатся коле-
бательная Мощность, развиваемая АЭ, и КПД контура, что приве-
дет к резкому уменьшению мощности в полезной нагрузке гене-
ратора.
На рис. 10.7,6 стрелками показано перемещение максимума
мощности в полезной нагрузке генератора с возрастанием нена-
груженного сопротивления контура R^o'- при R^q <27^^, мак-
симум мощности Лн приходится на недонапряжённый режим ра-
боты генератора и смещается к критическому режиму работы гене-
ратора. При 7^0=27^ максимум Р_и приходится на критиче-
ский режим работы генератора. Вплоть до этого момента опти-
мальный КПД контура равен 0,5. При Рж{) >2RoeKp максимум Р~н
остаётся в критическом режиме, а мощность увеличивается с рос-
том R^q . При этом КПД контура не остаётся постоянным, величи-
на его больше 0,5. В пределе при R^q со КПД контура т|к -> 1 и
практически вся колебательная мощность, развиваемая АЭ, посту-
пает в полезную нагрузку генератора. При этом абсолютный мак-
симум её достигается в критическом режиме работы генератора
(в этом случае зависимость Лн/Лкр повторяет зависимость
Л/Лкр).
Приведенные сведения об оптимальном КПД контура позволя-
ют уточнить понятие оптимального режима работы ГВВ7. Если
рассматривать оптимальный режим работы генератора с позиции
максимума мощности в полезной нагрузке, а именно это является в
подавляющем большинстве случаев определяющим, то оптималь-
ным будет недонапряжённый режим работы генератора с КПД
контура 0,5, если не удаётся реализовать контур с R^ > 2RoeKp.
Если же проблем с реализацией контура с ненагруженным сопро-
тивлением, существенно превышающим значение 7?^^, нет, то
оптимальным режимом работы генератора будет критический ре-
жим. При этом высоким будет и КПД анодной (коллекторной) це-
пи генератора, который, напомним8, определяется отношением
7 См. лекцию 6.
8 См. лекцию 2.
ЛЕКЦИЯ 10 е
221
D ~ ^а, кол ’
г0
где Ро - потребляемая мощность от источника анодного (коллек-
торного) питания.
КПД анодной (коллекторной) цепи г)а коя характеризует эф-
фективность преобразования энергии источника питания анода
(коллектора) у генератора и зависит от напряжённости режима ра-
боты генератора и нижнего угла отсечки выходного тока АЭ.
Если рассмотреть отношение P~h/Pq , то оказывается
Р~н Лг)к
р ~ р ~ ^а.колЛк ~ Лрез’
г0 г0
где - результирующий КПД генератора, определяющий как
эффективность выбранного режима работы генератора, так и эф-
фективность принятой ЦС (контура).
СОГЛАСОВАНИЕ АЭ С НАГРУЗКОЙ
В ДИАПАЗОНЕ ЧАСТОТ. ПЕРЕСТРОЙКА
КОЛЕБАТЕЛЬНОГО КОНТУРА ГЕНЕРАТОРА
Довольно часто ГВВ должен работать в некотором диапазоне
частот / = /мин—/макс> где /мин’ /макс “ соответственно мини-
мальная (нижняя) и максимальная (верхняя) частоты рабочего диа-
пазона.
Отношение
/макс _ г
f Д
носит название коэффициента перекрытия диапазона генератора.
Чтобы обеспечить активную нагрузку для АЭ ГВВ во всём
диапазоне рабочих частот, необходимо осуществлять перестройку
контура с изменением рабочей частоты. Изменяя при этом коэф-
фициент включения контура с изменением рабочей частоты, мож-
но обеспечить постоянство нагрузки АЭ, т.е. согласование АЭ с
полезной нагрузкой генератора, во всём диапазоне рабочих частот.
Ill
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Возможны следующие способы перестройки контуров:
•	ёмкостная перестройка (контур с переменной ёмкостью);
•	индуктивная перестройка (контур с переменной индуктивно-
стью);
•	одновременная ёмкостная и индуктивная перестройка (контур
с одновременным изменением ёмкости и индуктивности).
Изменение ёмкости и индуктивности контура возможно меха-
ническим или электрическим способом.
К механическим способам относятся перестройка контура кон-
денсатором переменной ёмкости, перестройка контура катушкой
индуктивности с переменным числом рабочих витков (обычно ка-
тушка со скользящим контактом), перестройка катушкой индук-
тивности из двух последовательно включенных частей с изменени-
ем величины взаимоиндукции путём взаимного перемещения час-
тей катушки (вариометр), перестройка катушкой с перемещаю-
щимся сердечником (латунным или магнитным).
В ГВВ наиболее часто используются перестройки конденсато-
ром переменной ёмкости, катушкой со скользящим контактом и
вариометром.
К электрическим способам перестройки относятся: перестройка
контура изменением индуктивности катушки с ферритовым сердеч-
ником, на который наматывается дополнительная катушка подмаг-
ничивания сердечника; перестройка с использованием варикапа -
полупроводникового диода с изменяющейся от приложенного об-
ратного напряжения ёмкостью перехода.
Электрические способы перестройки используются в относи-
тельно маломощных ГВВ: до 1 кВт при использовании катушек с
ферритовым сердечником и до единиц -десятков ватт при исполь-
зовании варикапов.
Преимущества электрического способа перестройки контура по
сравнению с механическим состоят в следующем: более высокая
надёжность из-за отсутствия вращающихся механических элемен-
тов; значительно меньшее время перестройки; удобство использо-
вания в системах автоматического регулирования.
Рассмотрим некоторые принципиальные положения основных
способов перестройки контуров ГВВ.
1.	ЁМКОСТНАЯ ПЕРЕСТРОЙКА КОНТУРА
Схема контура с ёмкостной перестройкой представлена на
рис. 10.8. При ёмкостной перестройке контура величина его индук-
тивности остаётся неизменной: L - const. Сопротивление актив-
ЛЕКЦИЯ 10
223
ных потерь контура гп определяется в основном потерями в ка-
тушке индуктивности rL, что практически справедливо при ис-
пользовании вакуумных и воздушных (с воздухом в качестве ди-
электрика) конденсаторов переменной ёмкости, под- у
строенных конденсаторов с твёрдым диэлектриком и	L
при использовании варикапов с высокой добротно- L-)
стыо. Сопротивление активных потерь в катушке ин- 7~с	-<
дуктивностц изменяется с частотой по закону v	г
rL=a<Jf >	Рис. 10.8
где а — коэффициент, зависящий от размеров сечения, длины и ма-
териала провода катушки.
Эквивалентное сопротивление ненагруженного контура
ДэеО -
р2_(2лД)2
rL ajf
-bcf3'\
(10.26)
где bc -------; f = fD - резонансная частота контура (частота
а	р
настройки контура).
Как видно, ненагруженное эквивалентное сопротивление кон-
тура при ёмкостной перестройке растёт с частотой.
- Если принять, что при перестройке контура регулируется также
связь с полезной нагрузкой генератора и/или коэффициент вклю-
чения контура, так что при этом сохраняется оптимальный (крити-
ческий) режим работы, т.е. всё время поддерживается
р2/^еН = ^>екр’т0 КПД контура при перестройке согласно (10.21) с
учётом (10.26) изменяется по закону
-	wnp
Т'К _ - п2А <3/2 '
Р bcf
Так как при сохранении критического режима работы генера-
тора Л = Лкр = const, то мощность в полезной нагрузке генератора
Дн Д-крЛк Д-Кр
Доекр
2,	/-3/2
Р bcJ
(10.27)
224
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Если при перестройке контура сохранять р2./3,2 - const, то
КПД контура и мощность в полезной нагрузке генератора будут
неизменными в диапазоне рабочих частот. Если р = const, то с
возрастанием частоты при сохранении p2R^v - за счёт толь-
ко регулировки связи контура с полезной нагрузкой генератора
КПД контура и мощность в полезной нагрузке будут увеличивать-
ся с увеличением частоты.
Одной из важных характеристик параллельного колебательного
контура является пропускаемая им полоса частот 2/\f. Реальные
сигналы, используемые в радиотехнике, занимают некоторую по-
лосу частот, соответственно и ГВВ должен быть рассчитан на ра-
боту с таким сигналом. Пропускаемая контуром полоса частот с
ослаблением относительно сигнала на резонансной частоте по
уровню - 3 дБ (уровень 0,707) связана с резонансной частотой кон-
тура /р = f и его нагруженной добротностью соотношением
2д/=//ен.
Учитывая, что RoeH = QHp = <2Ha>pL - QH (2nfL) и при пере-
стройке сохраняется Roetl = I p2, получаем
w=—/гД	=~-p2f\	(10.28)
^оекр/Р (2л/^,) Лхкр
откуда следует, что при р = const с ростом частоты полоса про-
пускания контура увеличивается. Если сохраняется pf = const, то
полоса пропускания контура также сохраняется, однако при этом с
увеличением частоты будут понижаться КПД контура и мощность
в полезной нагрузке.
Осуществлять одновременную регулировку связи контура с на-
грузкой и коэффициента включения контура при перестройке по
диапазону довольно сложно. Как правило, применяют только регу-
лировку связи контура с полезной нагрузкой, сохраняя р = const, в
частности, р = 1. В этом случае при ёмкостной перестройке конту-
ра с понижением рабочей частоты уменьшается мощность в полез-
ной нагрузке (10.27) и сужается полоса пропускания контура
(10.28).
ЛЕКЦИЯ 10
225
Уменьшение мощности в полезной нагрузке генератора и су-
жение полосы пропускания контура на нижних частотах диапазона
являются недостатками контура с ёмкостной перестройкой.
Сужение полосы пропускания контура с понижением рабочей
частоты даже в случае генератора гармонического сигнала требует
на нижних частотах диапазона более точной настройки контура.
При использовании многокаскадных генераторов возрастают тре-
бования к сопряжённой перестройке их контуров, а также к темпе-
ратурной стабильности параметров элементов контура: индуктив-
ности L, ёмкости С.
Ёмкостная перестройка контура, однако, имеет и существенные
достоинства: обеспечение любого нужного закона изменения час-
тоты, что достигается конструированием конденсатора переменной’
ёмкости с нужным законом изменения, например, приданием пла-
стинам конденсатора специальной формы; возможность одновре-
менной перестройки контуров нескольких генераторов от одного
органа, например, путём размещения конденсаторов переменной
ёмкости на одной оси; относительно малые габариты контура; про-
стота механизма управления настройкой.
Ёмкостная настройка контуров в основном применяется в ма-
ломощных ГВВ, а также в генераторах с мощностью в несколько
десятков киловатт до частот порядка 30 МГц.
Если ёмкость конденсатора контура изменяется в пределах
Смин...Смакс, т-е- обеспечивается коэффициент перекрытия по ём-
кости конденсатора
мин
то, очевидно, коэффициент перекрытия контура по частоте
л. __ /макс _ 1ь
/мин
Следует отметить, что при включении конденсатора в схему
генератора параллельно ему добавляются выходная ёмкость АЭ
ГВВ и монтажная ёмкость, вследствие чего коэффициент перекры-
тия по ёмкости контура в схеме генератора оказывается меньше,
чем у конденсатора.
У воздушных переменных конденсаторов коэффициент пере-
крытия по ёмкости кс < 10; у вакуумных переменных конденсато-
ров достижимы значения кс ® 10... 100.
226
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
2.	ИНДУКТИВНАЯ ПЕРЕСТРОЙКА КОНТУРА
Выше мы отмечали, что в ГВВ наиболее часто используются
перестройка .контура катушкой со скользящим контактом и варио-
метром. Рассмотрим эти способы.
2.1.	ПЕРЕСТРОЙКА КАТУШКОЙ СО СКОЛЬЗЯЩИМ КОНТАКТОМ
Схема контура показана на рис. 10.9. В таком контуре при пе-
рестройке С - const. Сопротивление потерь в катушке индуктив-
ности с переменным числом рабочих витков изменяется с частотой
f по закону
——U	rL=a/y[f,
С	АЛ
—где а - коэффициент, зависящий от сечения и мате-
J риала провода катушки.
—j---*—	С ростом частоты сопротивление потерь rL
Рис 10 9 уменьшается, так как уменьшается длина намотки
ис' рабочей части катушки.
Ненагруженное эквивалентное сопротивление контура в этом
случае
2
*ое0= — = -----4----r = bLr3/2,	(10.29)
rL (2nfCja/<jf
где b, - —; С - постоянная ёмкость контура.
4п2аС2
В отличие от перестройки контура переменной ёмкостью в
этом случае ненагруженное эквивалентное сопротивление контура
уменьшается с ростом частоты, так как, несмотря на уменьшение
сопротивления потерь rL, резко падает характеристическое сопро-
тивление контура
р = у] L/C = 2nfL = \/2nfC,
что явно видно из правой части последнего соотношения, где
С = const. Напомним, что f = fP - резонансная частота контура,
или частота его настройки. Зависимость R^q от р квадратичная,
что усиливает изменение R^q с частотой.
ЛЕКЦИЯ 10
227
Если принять, что при перестройке контура регулируется связь
с полезной нагрузкой генератора9 и таким образом всё время со-
храняется = -^оекр ’то КПД контура в этом случае
. Доекр , ^оекр ^3/2
и мощность в полезной нагрузке
р =р п =Р fj-^oeKp f312
2 —Н *~кр 1к 2~Кр 1	, J
\ °L J
уменьшаются с ростом частоты. Напомним, что при ёмкостной пе-
рестройке при р = const, в том числе при р = 1, эти зависимости
имеют противоположный характер.
Полоса пропускания контура при перестройке катушкой со
скользящим контактом
1
--------= const.
Доекр^лС
Постоянство полосы пропускания контура при перестройке ка-
тушкой со скользящим контактом рассматривается как достоинст-
во-этого способа перестройки по сравнению с перестройкой ёмко-
стью. Напомним, что при ёмкостной перестройке подобного мож-
но добиться при сохранении pf - const, что требует изменения р с
частотой. Постоянство полосы пропускания облегчает сопряжён-
ную перестройку контуров и снижает требования к температурной
стабильности параметров элементов контура. Уменьшение мощно-
сти в полезной нагрузке с ростом рабочей частоты, например, у
ГВВ - выходного каскада передатчика компенсируется в некото-
рой степени усилением направленных свойств антенны с повыше-
нием частоты, что повышает напряжённость электромагнитного
поля в месте приёма.
9 Очевидно, при перестройке контура катушкой со скользящим контактом изме-
нять коэффициент включения контура гораздо сложнее, чем при ёмкостной пе-
рестройке. Поэтому ниже полагается полное включение контура/? = 1. Читателю
предлагается подумать над возможными способами регулировки коэффициента
включения контура в данном- случае и рассмотреть соотношения, аналогичные
приводимым ниже.
228
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Катушки со скользящим контактом имеют спиральную намот-
ку. Для обеспечения скользящего контакта катушки наматываются
лентой или трубкой прямоугольного профиля. Число работающих
витков изменяется вращением скользящего контакта или катушки.
Намотка катушек однослойная, с необходимым зазором между
витками для перемещения контакта и обеспечения электрической
прочности. Каркасы катушек не сплошные (для лучшего охлажде-
ния и упрощения механизма перестройки), витки закрепляют на
рейках или стержнях из высокочастотного изоляционного мате-
риала. При больших уровнях мощности генератора, соответствен-
но больших контурных токах, возникает необходимость принуди-
тельного воздушного или водяного охлаждения катушки индук-
тивности. При водяном охлаждении вода циркулирует внутри тру-
бы, из которой намотана катушка. Во избежание резонанса в нера-
бочей части катушки, а также ослабления её влияния на контур
витки нерабочей части катушки обычно замыкаются дополнитель-
ными скользящими контактами.
Наличие подвижного трущегося контакта, необходимость
обеспечения большой жёсткости усложняют конструкцию катушки
со скользящим контактом и увеличивают её габариты. Поэтому в
маломощных ГВВ такой способ перестройки контура не применя-
ется. В основном он используется в мощных генераторах в диапа-
зоне частот 10...60 МГц.
Практически реализуемый коэффициент перекрытия по индук-
тивности у катушек со скользящим контактом
fa __ ДиЯКС
L L
мин
доходит до 25, что обеспечивает коэффициент перекрытия по час-
тоте контура, соответственно и генератора, kj = у[к[ - 5.
2.2. ПЕРЕСТРОЙКА ВАРИОМЕТРОМ
Схема контура показана на рис. 10.10, где Л/- коэффициент
взаимной индукции (взаимная индуктивность) катушек.
Индуктивность катушки контура при пере-
стройке изменяется в пределах
Г Zj + i Ломакс ’
где Л/макс - максимальная взаимная индуктив-
Рис. 10.10 ность катушек вариометра.
ЛЕКЦИЯ 10
229
Как и при перестройке катушкой со скользящим контактом,
при перестройке вариометром ёмкость контура не изменяется:
С - const.
Сопротивление потерь в катушке индуктивности контура изме-
няется с частотой по тому же закону, как и при ёмкостной пере-
стройке, так как длина намотки провода катушек вариометра не
меняется при перестройке, т.е.
rL = <*Jf 
Следовательно, ненагруженное эквивалентное сопротивление
контура
-ь /-5/2.
(2тг/С)\
КПД контура при сохранении ROCH = Дхкр по диапазону пере-
стройки контура
*ое0 bL
мощность в полезной нагрузке генератора
Р_н = ^-крПк = Р~КР (1 -	;
кр *к ~кр	1 J	7
\ °L J
полоса пропускания контура
f f 1
2А/ = — = —-------------------= const.
£?н	Дэекр^Р	^оекр^яС
Как и при перестройке контура катушкой со скользящим кон-
тактом, полоса пропускания контура при перестройке вариометром
остаётся неизменной по диапазону; ненагруженное эквивалентное
сопротивление контура, КПД контура и мощность в полезной на-
грузке генератора изменяются по диапазону, как и при перестройке
контура катушкой со скользящим контактом, но с более резкой за-
висимостью от частоты (при перестройке катушкой со скользящим
контактом зависимости связаны с частотой в степени 3/2, а при пе-
рестройке вариометром - в степени 5/2).
230
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Вариометры обычно изготавливают в виде двух катушек с
вращающейся или перемещающейся одной катушкой - ротором
внутри другой катушки - статора. Взаимная индуктивность кату-
шек вариометра изменяется путём вращения ротора или переме-
щения спирали, укреплённой на подвижной раме. Вариометры с
вращающимся ротором имеют цилиндрическую или сферическую
форму намотки, а с перемещающейся спиралью - плоскую. Коэф-
фициент перекрытия по индуктивности
£ _ ^Тиакс
^МИН
у вариометров невелик: порядка 3 на частотах до 1 МГц и 8... 10 на
более высоких частотах, но не выше 10 МГц. При дальнейшем по-
вышении частоты между катушками вариометра заметной стано-
вится ёмкостная-связь, ослабляющая результат магнитной связи,
что уменьшает диапазон изменения индуктивности вариометра.
Достижимый коэффициент перекрытия по частоте контура при
перестройке вариометром порядка 1,7 на низких частотах и поряд-
ка 3 в диапазоне частот 3... 10 МГц.
3. ОДНОВРЕМЕННАЯ ЁМКОСТНАЯ
И ИНДУКТИВНАЯ ПЕРЕСТРОЙКА КОНТУРА
Схема контура представлена на рис. 10.11. Одновременная пе-
рестройка контура ёмкостью и индуктивностью позволяет сущест-
Рис. 10.11
венно увеличить коэффициент перекрытия контура
по частоте, равный в данном случае
kf =yJkckL >
где кс, kL - соответственно коэффициент перекры-
тия по ёмкости и индуктивности.
Если при перестройке сопротивление потерь контура не изме-
няется: гп = const, а ёмкость С и индуктивность L изменяются так,
что характеристическое сопротивление контура остаётся посто-
янным:
^L/C = р = const,
то неизменным оказывается ненагруженное эквивалентное
сопротивление контура:
ЛЕКЦИЯ 10
231
^oeO = — = Const.
Гп
Если при этом при перестройке по диапазону путём регулировки
связи с полезной нагрузкой сохраняется постоянным нагруженное
эквивалентное сопротивление контура, например ЛО€Н=^оекр’ то
мощность в полезной нагрузке будет постоянной.
Одновременная перестройка контура ёмкостью и индуктивно-
стью, учитывая необходимость регулировки связи полезной на-
грузки с контуром, усложняет настройку контура.
Перестройка контура одновременным изменением ёмкости и
индуктивности находит, в частности, применение в ГВВ - выходных
каскадах радиопередатчиков с выходной мощностью 20...30 кВт
в диапазоне частот 5...30 МГц.
РАЗБИВКА РАБОЧЕГО ДИАПАЗОНА ГЕНЕРАТОРА
НА ПОДДИАПАЗОНЫ
При перестройке параллельного контура изменением ёмкости С
или индуктивности L изменяется его характеристическое сопро-
тивление р = у/L/C , что приводит в итоге к изменению КПД кон-
тура и мощности в полезной нагрузке генератора. При большом
коэффициенте перекрытия диапазона ка =/макс//МИн изменение
мощности в нагрузке может оказаться недопустимым. Неприемле-
мыми могут оказаться и другие характеристики генератора, напри-
мер низкое значение КПД анодной или коллекторной цепи. Кроме
того, в радиопередатчиках требуемый коэффициент перекрытия
диапазона ка часто существенно превышает достижимый коэффи-
циент перекрытия контура по частоте kj при выбранном способе
перестройки.
Если требуемый коэффициент перекрытия диапазона генерато-
ра ка> 1,7, на практике для поддержания относительного постоян-
ства характеристического сопротивления контура р и соответст-
венно нагрузки АЭ генератора широкий рабочий диапазон ге-
нератора разбивают на несколько (в генераторах радиопередатчи-
ков обычно на три-шесть) частичных поддиапазонов и при перехо-
де с одного поддиапазона на другой производится скачкообразное
изменение ёмкости С или индуктивности L контура. Внутри каж-
дого поддиапазона настройка контура осуществляется одним из
232
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
рассмотренных выше способов: переменной ёмкостью или пере-
менной индуктивностью. Использование перестройки контура од-
новременным изменением ёмкости и индуктивности, когда это
возможно, Позволяет сократить число поддиапазонов, а порой и
избежать разбивки рабочего диапазона генератора на поддиапазоны.
Коэффициент перекрытия по частоте в поддиапазоне обычно
лежит в пределах «1,3...2,5. Меньшие значения принимаются в
мощных генераторах (до сотен киловатт) и на низких частотах
(примерно до 5 МГц), большие значения - в маломощных генера-
торах (до нескольких десятков киловатт) и на высоких частотах (до
30 МГц).
Если коэффициенты перекрытия £пд одинаковы во всех час-
тичных поддиапазонах, то
к -кп
*д Лпд ’
где п - число поддиапазонов.
Следовательно,
п -
1ё*д
пд
Величину п, определяемую из последнего соотношения, округ-
ляют до большего целого числа и находят действительный коэф-
фициент перекрытия поддиапазона
L-	— nl Lr
Лпд действ \ Лд 
На практике обеспечивают примерно 5 %-е (не более) перекры-
тие границ поддиапазонов. Такой же запас делается на границах
перекрываемого диапазона генератора.
Разбивка рабочего диапазона частот на поддиапазоны с одина-
ковым коэффициентом перекрытия кт считается менее удачным
вариантом. В ГВВ радиопередатчиков предпочтение отдаётся ва-
рианту с разными значениями кт, выбираемыми в указанных вы-
ше пределах. При этом значение Апд повышается с переходом на
более высокочастотные поддиапазоны. Необходимый коэффици-
ент перекрытия ёмкости кс или индуктивности kL контура равен
верх, где £пд верХ - значение коэффициента перекрытия самого
высокочастотного поддиапазона.
ЛЕКЦИЯ 10
233
На рис. 10.12 показаны возможные варианты контуров с пере-
ключением поддиапазонов.
Рис. 10.12
В схеме рис. 10.12,а переход от поддиапазона к поддиапазону
сопровождается переключением ёмкости контура, при этом на са-
мом верхнем (высокочастотном) поддиапазоне конденсатор конту-
ра может отсутствовать. Ёмкость контура в этом случае образуется
выходной ёмкостью АЭ с добавлением монтажной ёмкости за счёт
проводов, переключателя, межвитковой ёмкости катушки индук-
тивности (её рабочей части). На поддиапазонах I, II к этой ёмкости
добавляется ёмкость соответствующего конденсатора С{ или Сц.
В схемах (рис. 10.12,б,в) переход от поддиапазона к поддиапазону
осуществляется переключением индуктивности контура. На всех
схемах показан включенным второй поддиапазон (1Г).
СОГЛАСОВАНИЕ АЭ С НАГРУЗКОЙ
В ПОЛОСЕ ЧАСТОТ
Часто требуется обеспечить согласование АЭ с полезной на-
грузкой генератора не на одной частоте, пусть и изменяющейся в
некотором диапазоне, а в полосе частот. ЦС в виде одиночного па-
раллельного либо последовательного колебательного контура по-
зволяют обеспечить полное согласование полезной нагрузки гене-
ратора с АЭ на одной частоте, совпадающей с резонансной часто-
той контура, и согласование с определённой погрешностью в поло-
се частот, практически не превышающей единиц процентов резо-
нансной частоты контура. При больших полосах, соответствующих
большим расстройкам относительно резонансной частоты контура,
эквивалентное сопротивление контура резко уменьшается и при-
обретает явно выраженный реактивный характер.
234
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Для согласования АЭ с нагрузкой в некоторой полосе частот
применяются более сложные цепи. Одним из видов таких цепей яв-
ляются системы связанных колебательных контуров. На рис. 10.13
показана ЦС из двух связанных контуров. Подобные цепи позво-
ляют обеспечить приемлемую степень согласования АЭ генератора
с полезной нагрузкой в полосе частот до 15...30 %. В таких ЦС
практически полное согласование может быть обеспечено не на
одной, а на двух частотах. При этом эквивалентное сопротивление
системы получается чисто активным на трёх частотах10.
По сравнению с одиночным колебательным контуром система
двух связанных колебательных контуров, помимо лучшего согла-
сования, обеспечивает также более высокую степень фильтрации
гармонических составляющих тока АЭ ГВВ. В силу этого ЦС в
виде связанных контуров чаще используются в ГВВ - выходных
каскадах радиопередатчиков.
Контур, в который включается полезная нагрузка генератора
*
ZH, называется нагрузочным контуром или контуром нагрузки. На
рис. 10.13 его параметры обозначены индексами 2. Контур, под-
ключаемый к АЭ, носит название выходного контура. На рис. 10.13
его параметры обозначены индексами 1. В ламповых ГВВ выход-
ной контур называется также анодным контуром, а в транзистор-
ных ГВВ - коллекторным контуром. Контуры, которые включают-
10 Приемлемую степень согласования в полосе частот до 10... 15 % позволяют
обеспечить так называемые родственные колебательным контурам ЦС, которые
по своей структуре подобны либо одиночному колебательному контуру с не-
полным включением, либо двум связанным контурам со 100 % связью или
близкой к ней. Расчёт параметров таких ЦС несколько иной, чем колебательных
контуров. Подобные ЦС широко применяются в широкополосных транзистор-
ных ГВВ - усилителях мощности и будут подробно рассмотрены в специальном
курсе по широкополосным устройствам СВЧ.
ЛЕКЦИЯ 10
235
ся между выходным и нагрузочным контурами, называются про-
межуточными.
Если оба контура (рис. 10.13) настроены на одну частоту , то
эквивалентное сопротивление системы связанных контуров для АЭ
на резонансной частоте
Я„ = р2^ = р2-^,	(10.30)
Г С1 +^н)
где р - коэффициент включения выходного контура; р] = L^/C^ -
характеристическое сопротивление выходного контура; гП) - со-
х2
противление потерь выходного контура; гвн = —25----вносимое
+ гн
сопротивление из нагрузочного контура в выходной; гП2 - сопро-
тивление потерь нагрузочного контура; гн - активная составляю-
щая сопротивления полезной нагрузки генератора; хсв - сопротив-
ление связи контуров, которое для представленного на рис. 10.13
случая индуктивной (магнитной) связи равно <оЛ/св, где Л/св -
коэффициент взаимной индукции катушек контуров.
Выражение (10.30) может быть также представлено в следую-
щем виде:
= А?Н1Р1>
где <2Н1 =V\lr ~ нагруженная добротность выходного контура.
Как уже отмечалось, в ЦС из двух связанных контуров чисто
активное сопротивление для АЭ может быть обеспечено на трёх
частотах. Одна из частот совпадает с резонансной частотой конту-
ров. Две другие носят название частот связи, соответственно ниж-
ней и верхней. На резонансной частоте эквивалентное сопротивле-
ние ЦС определяется (10.30), а на частотах связи иначе. Изменяя
величину сопротивления связи контуров хсв, можно изменять ве-
личину вносимого в выходной контур активного сопротивления, а
значит, и величину эквивалентного сопротивления нагрузки АЭ.
Как и в случае одиночного колебательного контура, эквивалентное 11
11 Очевидно, в схеме рис. 10.13 для этого должно быть: <oL} = l/wCp (oL2 + х„ = 0.
236
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
сопротивление связанных контуров можно изменять также изме-
нением коэффициента включения р и характеристического сопро-
тивления р] выходного контура. Таким образом, применение сис-
тем связанных контуров открывает большие возможности в отно-
шении регулировки эквивалентного сопротивления нагрузки АЭ, а
также позволяет осуществить согласование АЭ с нагрузкой одно-
временно на нескольких частотах.
Следует отметить, что обеспечить полное согласование сопро-
тивлений, соответственно и нужное сопротивление нагрузки АЭ, в
некоторой полосе частот, даже весьма узкой, практически невоз-
можно. При полном согласовании зависимость эквивалентного со-
противления нагруженной ЦС от частоты должна быть горизон-
тальной прямой в полосе частот. Но в силу того, что сопротивле-
ния реактивных элементов L и С изменяются по-разному с часто-
той: одно - прямо пропорционально частоте (xL - со£), а другое -
обратно пропорционально частоте (хс = -1/с°С), получить такую
зависимость и обеспечить полное согласование в интересующей
полосе частот, какой бы малой она ни была, невозможно. Но воз-
можно согласование в нужной полосе частот с определённой точ-
ностью, причём весьма высокой.
Существуют теоретические ограничения на полосу согласова-
ния и качество его в ней, обеспечиваемые электрической цепью.
Эти вопросы выходят за рамки настоящих лекций. Здесь мы только
отметим, что, чем шире нужная полоса согласования и выше тре-
буемое качество согласования, тем больше в составе ЦС должно
быть реактивных элементов L и С (в пределе бесконечное число), а
цепь по структуре оказывается системой большого числа связан-
ных колебательных контуров. Однако чем больше контуров, тем
цепь сложнее в настройке, сложнее учесть взаимные связи между
контурами, в силу неидеальности реактивных элементов уменьша-
ется КПД ЦС из-за возрастания числа элементов. Поэтому на прак-
тике обычно ограничиваются системами двух - трёх связанных
контуров. В отдельных случаях применяют цепи типа фильтров
нижних частот (ФНЧ) или полосовых.
При использовании системы связанных контуров каждый кон-
тур характеризуется своим КПД.
КПД нагрузочного контура, определяемый как отношение ко-
лебательной мощности в полезной нагрузке Д_н ко всей колеба-
тельной мощности Р_нк, поставляемой в этот контур:
ЛЕКЦИЯ 10
237
^~н	гн
~~	_ н ___	н	_ п
•НК у»	л	i Ту	>	’
Р	Р	4- Р	Г + Г
1 ~нк 1 -пот НК 1 -н 'пнк 'н
где Лпотнк - мощность потерь в нагрузочном контуре, выделяемая
на сопротивлении активных потерь контура гпнк.
КПД промежуточного контура, определяемый как отношение
колебательной мощности Р~н пк, выделяемой на вносимом в кон-
тур активном сопротивлении гвнпк, ко всей колебательной мощно-
сти Лпк, поставляемой в этот контур:
р	р	у
П = ~Н ПК  _______ -н ПК_____ 'ВН ПК
'IiK р	р	I р	r i г ’
1 -ПК	2 -пот ПК	~Н ПК 'п пк ' КН ПК
где Лпотпк _ мощность потерь в промежуточном контуре, выде-
ляемая на сопротивлении активных потерь контура гп пк .
Очевидно, если за промежуточным контуром непосредственно
следует нагрузочный контур, то последний является полезной на-
грузкой первого и соответственно Рн пк = Р нк.
КПД выходного контура, определяемый как отношение колеба-
тельной мощности Р_н вк, передаваемой в общем случае в проме-
жуточный контур, т.е. Р~н вк - Р.Пк, и выделяемой на вносимом в
контур активном сопротивлении гвнвк, ко всей колебательной
мощности Р. , развиваемой генератором:
р р	р	г
„	— ~Н ВК „ 1 -ПК ____л -н вк___= вн вк
ВКР P Р +Р Г + Г ’
~	~	1 -пот вк 1 -и вк 'пвк 'внвк
где PLn0TBK - мощность потерь в выходном контуре, выделяемая на
сопротивлении активных потерь контура гп як.
При проектировании генератора задаётся мощность в полезной
нагрузке Р~и. АЭ ГВВ должен выбираться, а режим его рассчиты-
ваться на колебательную мощность Р~ с учётом всех потерь мощ-
ности, т.е.
Т1вКТ1пК]Т1пК2 "-ЛпКпЛнК
где и - число промежуточных контуров.
238
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
КПД каждого контура может быть определён с использованием
как правых частей приведенных выше соотношений, так и выра-
жения (10.21) для каждого контура. Чем выше КПД контура, тем
добротнее должны быть его элементы, что, естественно, удорожает
контур и генератор в целом. Поэтому высокое значение КПД кон-
тура стремятся реализовать там, где это необходимо. Как правило,
высокие значения КПД контуров реализуют в мощных генерато-
рах, где достигают значений цк = (0,85...0,95).
В случае многоконтурной ЦС результирующий КПД генерато-
ра, определяемый как отношение колебательной мощности в по-
лезной нагрузке генератора Р_н к потребляемой от источника пи-
тания выходной (анодной или коллекторной) цепи мощности Ро:
р~н р~н
Чрез р р /	Па,колЛвкт1пК|Т1пК2"‘Г1пк„т1нк •
Ч)	'-/Ла, кол
Результирующий КПД генератора, как отмечалось, характери-
зует эффективность выбранного режима работы генератора и его
согласующей цепи.
Следует отметить, что при использовании сложных согласую-
щих цепей в виде системы связанных контуров целесообразно ре-
гулировать эквивалентное сопротивление нагрузки АЭ (10.30) из-
менением связи контуров12, что обусловливает изменение гвн, а не
изменением коэффициента включения выходного контура р. При
регулировке путём изменения р, как отмечалось ранее, полу-
чается проигрыш в КПД контура. В то же время в ряде случаев,
особенно в транзисторных ГВВ, приходится специально применять
неполное включение контура, хотя это и снижает КПД ЦС.
ОПРЕДЕЛЕНИЕ НОМИНАЛОВ ЭЛЕМЕНТОВ ЦС -
КОЛЕБАТЕЛЬНОГО КОНТУРА. ТРЕБОВАНИЯ
К ЭЛЕМЕНТАМ КОЛЕБАТЕЛЬНОГО КОНТУРА
При разработке генератора обычно задана частота/ на которой
он должен работать, или диапазон рабочих частот. В этих условиях
значение одного из элементов контура: ёмкости С или индуктивно-
сти L может быть выбрано произвольно, а значение другого долж-
но быть определено из условия резонанса:
2 Связь между контурами может быть любая: трансформаторная, автотрансфор-
маторная, ёмкостная (внутренняя и внешняя).
ЛЕКЦИЯ 10
239
где го = 2irf - круговая рабочая частота генератора, на которую
настраивается контур (резонансная частота контура).
Для получения большего КПД контура желательно меньшее
значение ёмкости контура, что приводит к большим значениям ха-
рактеристического сопротивления контура р и его ненагруженного
эквивалентного сопротивления 0. С другой стороны, слишком
малая величина ёмкости контура нежелательна, так как возрастает
влияние выходной ёмкости АЭ и монтажной ёмкости, которые, как
отмечалось, входят в состав ёмкости контура. Выходная ёмкость
АЭ зависит от режима его работы и не обладает стабильностью.
Монтажная ёмкость, точное значение которой определить практи-
чески невозможно, также не обладает стабильностью по причинам
возможного изменения взаимного расположения деталей генерато-
ра, климатических условий и др. Настроить контур, у которого ём-
кость целиком определяется выходной ёмкостью АЭ и монтажной
ёмкостью, сложнее, причём возможно использование только ин-
дуктивной настройки контура. Сложнее также осуществить связь
контура с полезной нагрузкой генератора. Поэтому использование
таких контуров по возможности желательно исключать.
Из сложившегося опыта, накопленного в процессе разработки
различных ГВВ радиопередающих устройств, известно, что у кон-
тура возможно получение высокой добротности и близких к опти-
мальным размеров и стоимости, если ёмкость контура выбирается
из соотношения
С|ПФ]=(1-4)Х[М),	(10.31)
, ЗЮ8
где А =-------рабочая длина волны генератора, м.
/[Гц)
Найденное значение ёмкости используется для выбора по спра-
вочнику или каталогу типовых конденсаторов соответственно по-
стоянной или переменной ёмкости. При выборе конденсатора учи-
тываются действующее на нём напряжение и ряд других парамет-
ров, о которых будет сказано ниже.
Соотношение (10.31) можно использовать, пока определяемое
на основании его значение ёмкости контура существенно (в не-
сколько раз) превышает выходную ёмкость АЭ.
240
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Обратим внимание, что (10.31) определяет результирующую ём-
кость, соответствующую контуру первого вида (рис. 10.2,а), т.е.
полному включению контура. Если используется контур с неполным
включением со стороны ёмкостной ветви, то каждая из составляю-
щих ёмкостей С15С2, включенных последовательно (рис. 10.2,в), по
величине больше результирующей ёмкости контура (10.31). Соот-
ветственно влияние выходной ёмкости АЭ на ёмкость контура бу-
дет меньше, так как выходная ёмкость АЭ подключается парал-
лельно ёмкости большей величины (ёмкость С] на рис. 10.2,в), чем
результирующая ёмкость контура С. Чем меньше коэффициент
включения контура р, тем больше различие емкостей С, Q, тем
слабее будет влияние выходной ёмкости АЭ на настройку контура.
Когда определяемое (10.31) значение ёмкости контура оказыва-
ется сравнимым с выходной ёмкостью АЭ и даже меньше её, ис-
пользование соотношения (10.31) становится неприемлемым. В
этом случае величина ёмкости контура С принимается равной
выходной ёмкости АЭ с добавлением монтажной ёмкости,
величину которой в контурах с сосредоточенными параметрами на
основании опыта часто принимают в пределах
^МОНТ = (0,5...1)Свых дз-
С повышением рабочей частоты генератора уменьшается вели-
чина требуемой индуктивности контура L и может оказаться, что
при С «СвыхАЭ индуктивность контура получается конструктивно
невыполнимой. В этом случае реализуют контур третьего вида,
одна из ветвей которого (ёмкость QHa схеме рис. 10.2,в) формиру-
ется выходной ёмкостью АЭ, а во вторую ветвь включается ём-
кость С2 такой величины, при которой требуемая индуктивность L
контура оказывается конструктивно выполнимой. Результирующая
ёмкость контура в этом случае
С =	_ G>bix АЭ^2 .
G +	свых АЭ+с2
коэффициент включения контура
С С2
р—----=------±.
Q СВЫХ АЭ + ^2
Принимать значение ёмкости контура С » Свых АЭ обычно при-
ходится на частотах от 30 МГц и выше. На этих частотах, в зави-
симости от мощности генератора, контур часто реализуют не на
ЛЕКЦИЯ 10
241
сосредоточенных параметрах, а на других принципах, которые бу-
дут рассмотрены в лекции 12.
На частотах ниже 1 МГц выходную ёмкость АЭ и монтажную
ёмкость (естественно, при правильном конструировании генерато-
ра) практически можно не учитывать.
Когда ёмкость контура выбрана, определяют характеристиче-
ское сопротивление и индуктивность контура по формулам:
1
р[Ом = —--------« 530-^-;
27Г/[Гц]Цф] С[пф]
Существующие методы расчёта добротности контуров дают ре-
зультаты, плохо согласующиеся с действительностью. Поэтому
рекомендуется выбирать добротность контуров с учётом имею-
щихся опытных данных. В контурах с сосредоточенными парамет-
рами, обычно Qo = 75...200. При выборе добротности в этих пре-
делах руководствуются следующими соображениями: активные
потери в применяемых конденсаторах малы, поэтому добротность
контура главным образом определяется добротностью катушки.
Добротность катушки зависит от материала, сечения и длины про-
вода намотки, количества и качества крепёжных деталей, размеров
и качества экранирующего кожуха или шкафа. Получение катушки
с большой добротностью связано с увеличением её размеров и за-
тратой более дорогих материалов. Поэтому большие значения доб-
ротности катушки индуктивности контура следует принимать
только для мощных генераторов. В маломощных генераторах, если
нет каких-либо специальных соображений, добротность контура
принимают меньше, естественно, проигрывая при этом в КПД кон-
тура. Однако если устройство многокаскадное, то проигрыш в
КПД в маломощном каскаде практически не сказывается на КПД
всего устройства, определяемом мощным каскадом, который раз-
вивает наибольшую мощность, естественно, при наибольшем по-
треблении энергии. Поэтому даже незначительный выигрыш в
КПД мощного генератора оказывается весьма заметным в абсо-
лютном исчислении.
Выбрав ёмкость С и определив индуктивность L контура, сле-
дует рассчитать токи и напряжения, действующие на этих элемен-
тах. Если контур первого вида, то высокочастотное напряжение на
элементах контура
242
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
^МС	ВЫХ АЭ	КОНТ’
где UM вых АЭ - колебательное напряжение на выходе АЭ, равное
^£а = UMa 6 ламповом ГВВ и = [/мк в транзисторном ГВВ;
<7М конт - амплитуда высокочастотного напряжения на контуре.
Если используется контур с неполным включением (контур
второго или третьего вида), то
UM(. — UMf ~ *4 вых АЭ IР ~ Uu конт’
где р - коэффициент включения контура.
Ток через ёмкость и индуктивность контура (контурный ток)
4онт =	2nfC -UM, /ZnfL = UM конт / р.
Найденные значения напряжения и тока используются для вы-
бора по каталогу или справочнику типовых конденсаторов и для
конструктивного расчёта катушки индуктивности. Конденсаторы
должны выбираться из соответствующей группы, подходящей по
диапазону рабочих частот, иметь требуемую величину ёмкости,
выдерживать действующее на них напряжение и пропускать най-
денный ток.
Действующее на конденсаторе контура напряжение зависит от
реализации схемы генератора.
На рис. 10.14,а показана анодная цепь лампового ГВВ с вклю-
чением контура по схеме рис. 1.1,а, с которой мы начинали рас-
смотрение ГВВ. Очевидно, ничего не изменится в работе генерато-
ра, если элементы в анодной цепи генератора включить, как пока-
зано на рис. 10.14,6. Однако если в схеме рис. 10.14,а на конденса-
торе ёмкостью С действует только высокочастотное (колебатель-
ное) напряжение генератора, то в схеме рис. 10.14,6 на конденсато-
ре С действует высокочастотное (колебательное) напряжение гене-
ратора и постоянное напряжение источника анодного питания.
Следовательно, при выборе конденсатора для схемы рис. 10.14,а
следует исходить из условия
Uс раб — UM конт,
а для схемы рис. 10.14,6 из условия
t/CDa6 >£а + (/МКонт -	(1 + £)’
и раи а	м Kuril	а \	j j 7
где С/сраб - допустимое рабочее напряжение конденсатора, ука-
занное в справочных данных.
ЛЕКЦИЯ 10 .
243
Рис. 10.14
Для некоторых типов конденсаторов вместо допустимого тока в
справочных данных указывается допустимая реактивная мощность
1	1 ,	1 U1 2c
Рс„еает = ~U~CI~C =~1~СХС =-------
С рСаКТ <2	’
где U~c, 1_с - соответственно амплитуда переменного напряже-
ния на конденсаторе и амплитуда тока через конденсатор; Хс -
величина сопротивления конденсатора (Хс - 1/2тс/С).
При отсутствии одного конденсатора нужной ёмкости С, удов-
летворяющего всем требованиям, необходимая ёмкость может
быть сформирована путём последовательного, параллельного или
комбинированного соединения нескольких конденсаторов, подхо-
дящих по рабочей частоте (диапазону частот). Конденсаторы вы-
бираются с учётом действующих на них напряжений.
Катушки индуктивности не выпускаются типовыми, и найден-
ные из расчёта контура ток и напряжение используются при разра-
ботке конструкции катушки: определение сечения провода и шага
намотки, способа крепления витков и др.
При использовании ЦС в виде связанных контуров дополни-
тельно требуется произвести расчёт связи, например исходя из
обеспечения нужного сопротивления нагрузки Rx (10.30).
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 10
1. Представьте в виде электрических цепей полные входные сопро-
тивления лампового и транзисторного ГВВ. Приведите соображения по
определению составляющих этих сопротивлений.
2. Приведите пример используемого в быту генераторного устройст-
ва, полезной нагрузкой которого является пищевой продукт. Приведите
пример известного вам генератора, используемого в медицинских целях.
244
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
3.	Обоснуйте возможность представления полезной нагрузки генера-
тора высокочастотных электрических колебаний в виде двухполюсной
электрической цепи.
*
4.	Чему, по вашему мнению, равно ZtH в схеме (рис. 10.4,я)? Попро-
буйте определить гвн, хвн д ля схемы (рис. 10.4,е)идлясхемы(рис. 10.4,г).
5.	Поясните соотношение (10.12).
6.	Коэффициент включения контура р = 0,5; нагруженная доброт-
ность контура QH = 10; амплитуда первой гармоники тока, возбуждающе-
го контур, /j = 1 А. Определите контурный ток. Как изменится контурный
ток, еслир= 1?
7.	Представьте на одном графике зависимости (10.26) и (10.27) при
условии /макс/Лин =2 и равенстве значений R^ на средней частоте
fcp = (/макс + /мин )/2 = 1,5/мин. Зависимости рассчитайте относительно
значения Гж0 на средней частоте. Рассчитайте подобные зависимости и
изобразите их на другом графике при выборе /ср = 7/макс/мин = ^/мин 
Сравните зависимости и сделайте выводы.
8.	Представьте на рисунке разбивку диапазона частот на три под-
диапазона при Апд = const.
9.	Изобразите возможные АЧХ двухконтурной колебательной сис-
темы. От чего зависит форма АЧХ? Дайте пояснения. Сравните с АЧХ
одиночного параллельного колебательного контура.
10.	Поясните возможность обеспечения полного согласования АЭ с
нагрузкой на двух частотах при использовании системы двух связанных
контуров. Какие результаты могут быть получены при использовании
системы трёх связанных контуров?
11.	Попробуйте аналитически определить оптимальное значение со-
противления 7^ н для обеспечения Р_н макс при работе ГВВ в перенапря-
женном режиме. Сделайте выводы из полученного результата.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 10
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции
1, исключая [6] и добавляя:
7. Дегтярь ГА. Устройства генерирования и формирования радио-
сигналов: Учеб, пособие / Новосиб. гос. техн. ун-т. - Новосибирск,
1996. - Ч. 3. - Кн. 1. - 192 с. [1 - 192].
ЛЕКЦИЯ 11
Фильтрация побочных компонентов выходного тока АЭ
ГВВ колебательной системой генератора. ~ Обеспечение
требуемой фильтрации
/Г) выходном токе АЭ ГВВ, помимо полезной гармониче-
lLz ской составляющей, которую надо выделить на нагрузке
генератора, обязательно присутствуют побочные (нежелательные)
гармоники. В ГВВ - усилителе нежелательными являются все гар-
монические составляющие выходного тока, начиная со второй
(высшие гармоники). В ГВВ - умножителе частоты, например на
три, нежелательными будут первая и вторая гармонические со-
ставляющие (субгармоники) и все гармонические составляющие
выще третьей (высшие гармоники). Наличие большого числа гар-
монических составляющих в выходном токе АЭ при возбуждении
его чисто гармоническим сигналом обусловлено как нелинейно-
стью параметров самого АЭ, в частности его ВАХ, так и нелиней-
ным характером режима работы АЭ из-за отсечки выходного тока
с целью повышения КПД генератора.
Побочные гармоники выходного тока АЭ, протекая через ЦС,
создают на ней напряжение, так как сопротивление ЦС для токов
этих гармоник, хотя и мало, но не равно нулю. Наличие напряже-
ния от нежелательных гармоник выходного тока АЭ на ЦС ГВВ
может привести к существенному изменению режима работы АЭ и
характеристик самого генератора. Например, если на ЦС транзи-
сторного усилителя мощности присутствуют переменные напря-
жения от первой и второй гармонических составляющих коллек-
торного тока, то результирующее мгновенное напряжение между
коллектором и эмиттером транзистора
= £к -	- ^мк2 COs(2toZ + Фо2 ) ,
246
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
где (7М|<2 - амплитуда переменного напряжения между коллекто-
ром и эмиттером от второй гармоники коллекторного тока (круго-
вая частота 2со); <р02 - начальная фаза напряжения второй гармо-
ники.
Очевидно, чем заметнее t/MK2, тем сильнее напряжение на
транзисторе будет отличаться от того, что должно быть в режиме
усиления:
ек = Ек - UUK cos со t,
со всеми вытекающими из этого последствиями.
Протекая через ЦС, нежелательные гармонические составляю-
щие выходного тока АЭ попадают в полезную нагрузку генерато-
ра, искажая форму сигнала на ней, что может оказаться не только
нежелательным, но просто недопустимым. Наличие побочных гар-
моник выходного тока АЭ в полезной нагрузке особенно нежела-
тельно в генераторах - выходных каскадах радиопередатчиков, так
как высшие гармонические составляющие тока, попадая в полез-
ную нагрузку - антенну, излучаются ею и создают помехи работе
других линий связи, системам радиолокации, радионавигации и
подобным или вообще делают невозможным выполнение возло-
женных на них задач. Существуют ограничения на допустимые
уровни мощности побочных излучений радиопередающих уст-
ройств, устанавливаемые международными соглашениями и разра-
батываемыми на их основе национальными (государственными)
стандартами. Так, например, международными нормами преду-
смотрено, чтобы мощность излучения радиопередатчика на любой
побочной гармонике не превышала 50 мВт, если рабочая частота
его f< 30 МГц. Отечественным стандартом для таких передатчиков
установлено более жёсткое ограничение: мощность побочных из-
лучений не должна превышать 25 мВт.
Так как ЦС обеспечивает компенсацию реактивной состав-
ляющей сопротивления полезной нагрузки генератора, то это озна-
чает, что в составе цепи обязательно имеются реактивные элемен-
ты противоположного характера: ёмкостные и индуктивные, нали-
чие которых обусловливает колебательный характер процессов,
заключающийся в периодическом обмене реактивной энергией,
сосредоточенной в цепи, между её ёмкостью и индуктивностью.
По этой причине ЦС генераторных устройств часто называют ко-
лебательными системами. Название «колебательная система гене-
ЛЕКЦИЯ 11
247
ратора» исторически появилось раньше, чем цепь согласования, но
и сегодня широко применяется в технике генераторных устройств.
Поэтому для нас понятия «колебательная система» (КС) и «цепь
согласования» (ЦС) являются равноправными при рассмотрении
генераторных устройств.
По этой причине ниже мы в основном рассмотрим вопросы
фильтрации побочных компонентов выходного тока АЭ ЦС с явно
выраженными избирательными свойствами, присущими КС на ос-
нове колебательных контуров.
В качестве полезной нагрузки генератора будем считать антен-
ну, полезной гармоникой - первую, а нежелательными - вторую,
третью и так далее, т.е. все высшие гармоники.
Обозначим мощность излучения антенны на побочной гармо-
нике Р„а, где п - номер побочной гармоники (п > 2), а на основной
частоте (первой гармонике) мощность излучения Ла  Тогда ам-
плитуды токов ?ia на основной частоте и J на гармонике в ан-
тенне будут:
j = j = S
'а И ’	’
где R^,R^ - сопротивления излучения антенны на основной час-
тоте и гармонике соответственно.
Коэффициент, определяемый отношением амплитуд токов
высшей гармоники и основной частоты в антенне,
*а =
(11.1)
В выходной цепи АЭ связь между амплитудами токов первой
/] и высшей гармоники 7„ определяется коэффициентом
K = Inlh,
который при работе АЭ в оптимальном по мощности и КПД вы-
ходной (анодной, коллекторной) цепи режиме, каковым является
критический режим, при кусочно-линейной аппроксимации стати-
ческих ВАХ зависит только от нижнего угла отсечки выходного
тока АЭ и определяется отношением коэффициентов разложения
остроконечных косинусоидальных импульсов
248
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
а1
(11.2)
Очевидно, должно быть Ка < К.
Отношение коэффициентов
К/К.
определяет ослабление побочной гармоники и носит название
фильтрации (Ф„).
Если воспользоваться соотношениями (11.1), (11.2), то
•^а у ^а
(11.3)
Принимая Pn^ = Д,адоп> где Д,адоп - допустимая мощность из-
лучения антенны на побочной гармонике, из (11.3) найдём необхо-
димое ослабление побочной гармоники, определяющее в данном
случае необходимую фильтрацию:
(П.4)
КС в выходной цепи генератора должна обеспечивать фильтра-
цию Ф > Ф„ , , чтобы было Р„ <Р„
п "необх	"а	"а доп
Для определения фактической фильт-
рации, которую обеспечивает КС генера-
тора, рассмотрим схему электрической
цепи рис. 11.1, где Ra, r!^ - активное со-
противление, внесённое в общем случае в
выходной (анодный, коллекторный) кон-
тур из антенного контура (контура нагруз-
ки) на основной частоте и высшей гармо-
нике соответственно; х2 - реактивные
сопротивления ветвей выходного контура,
подключаемого непосредственно к АЭ.
Для большей наглядности и удобства получаемых результатов
будем считать, что цепь рис. 11.1 обладает свойствами параллель-
ЛЕКЦИЯ 11
249
ного колебательного контура с полным включением (р = 1), на-
строенным на основную (первую) гармонику выходного тока АЭ .
На частоте в п раз больше резонансной сопротивление парал-
лельного колебательного контура носит ёмкостный характер и оп-
ределяется выражением
п—	и|1- —
п	\ П1)
Амплитуды напряжений на контуре, создаваемые токами ос-
новной (первой) 7] и и-й гармоники 7„ выходного тока АЭ соот-
ветственно будут:

иР	Э ’
"	”	и(1-1/и2)
где, напомним, р - характеристическое сопротивление контура;
Q - нагруженная добротность контура2.
Токи 7К), 7Ки , протекающие через сопротивления R^, R^, со-
ответственно:
г -	-J ^Р;
К1	+х2	Х2
(11.5)
;"=M)"+jcCX2"=/”X2»”(1’,/"2)’
(11.6)
где х2, х2 - величины реактивных сопротивлений ветви контура,
в которую вносится сопротивление антенны, на основной (первой)
и и-й гармониках выходного тока АЭ.
1 Анализ показывает, что при р < 1 результаты аналогичны.
2 В лекции 10 нагруженная добротность контура обозначена Q . Ниже для со-
кращения записи принято обозначение нагруженной добротности Q.
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
250
В последних выражениях принято |х2| »	, что, как отмеча-
лось в лекции 10, всегда имеет место в колебательных контурах;
также принято, что на высшей гармонике реактивное сопротивле-
ние ветви x2fi существенно больше активного сопротивления .
Очевидно, в рассматриваемом случае полного включения контура
х2 = р, но такую замену в (11.5) мы не делаем, чтобы сделать бо-
лее наглядными последующие преобразования соотношений.
Применительно к рассматриваемой цепи (рис. 11.1), очевидно,
на основании закона сохранения энергии следует считать
/Ки = 1Па, 7К[ -, тогда коэффициент

и определяется на основании (11.5), (11.6) выражением:
К У" х2 1 х2 1
а А х2„ Qn(\-\ln2) ^Qnil-l/n2)'
Фильтрация, которую обеспечивает цепь (в данном случае па-
раллельный колебательный контур с полным включением),
К Л2	7
Фп=- = -^0п(\-1/п2).
*2
(11.7)
Сопротивление X] той ветви контура, в которую не вносится
сопротивление антенны, принято называть сопротивлением связи
АЭ с контуром.
Если Х| имеет индуктивный характер, то х2 должно иметь ём-
костный характер, тогда
Х2„ = 1	/ 1 = 1
х2 пыС / соС п
Если Xj носит ёмкостный характер, то х2 соответственно име-
ет индуктивный характер, тогда
х2„ na>L
——  -----= п .
х2 d>L
ЛЕКЦИЯ 11
251
Следовательно, выражение (11.7) можно записать:
•	при индуктивной связи АЭ с контуром
фи = С(1-1/и2);	(11-8)
•	при ёмкостной связи АЭ с контуром
Ф„=0«2(1-1/«2)-	•	(11.9)
Если КС генератора образована системой связанных контуров,
то фильтрация каждого контура будет определяться одним из вы-
ражений (11.8) или (11.9). При этом величина фильтрации проме-
жуточного контура, т.е. контура, включенного между контуром,
подключаемым к АЭ, и контуром нагрузки - антенны, зависит от
характера связи между контурами так же, как от характера связи
выходного контура с АЭ.
Последним контуром КС генератора является контур нагрузки -
антенны. Так как сопротивление антенны имеет, как правило,
весьма сложную зависимость от частоты, то использование выра-
жений (11.8), (11.9) для определения фильтрации этого контура
может оказаться некорректным и даст ошибочный результат. По-
этому фильтрацию антенного контура следует определять согласно
выражениям:
’• при индуктивной связи антенного контура с предыдущим
/
ф =	(11.10)
•	при ёмкостной связи антенного контура с предыдущим
7
ф	(11-11)
где ZaKn - модуль сопротивления антенного контура на гармонике
при его последовательном обходе; - сопротивление антенного
контура на рабочей частоте (основной гармонике), равное сопро-
тивлению излучения антенны, если пренебречь собственными по-
терями в элементах контура (в общем случае следует учитывать в
все активные сопротивления в цепи антенного контура в после-
довательной схеме его замещения).
252
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Для примера. Соотношение (11.10) нетрудно получить из рас-
смотрения цепи рис. 11.2. Действительно, пренебрегая собствен-
ными потерями в реактивных элементах антенного контура L, С и
считая его настроенным на частоту со, можем записать для токов
основной (первой) и высшей гармоник:
ыМЦ па>М1п
1а /с * zaK
Очевидно, при этом предполагается, что коэффициент взаимной
индукции М от частоты не зависит.
Рис. 11.2
Согласно последним выражениям
\ А ^ак„ ^ак„
откуда следует (10.10):
К zaK
ф = —=	а.
п Ka nR./
Соотношение (10.11) можно получить из рассмотрения цепи
рис. 11.3, что предлагается сделать изучающему настоящую лекцию.
Рис. 11.3
ЛЕКЦИЯ 11
253
Если сопротивление антенного контура изменяется с частотой,
как у контура с независимыми от частоты параметрами С, L, г, то
выражения (10.10), (10.11) приводятся соответственно к (10.8), (10.9).
Реальная фильтрация КС генератора, реализуемой в виде по-
следовательно связанных колебательных контуров, равна произве-
дению фильтраций отдельных контуров и может быть определена
по формуле3:
ф„	«(2₽"1)Со1еО2-Со(^1)Со.(1-Пк1)х
\ nJ
ха-пкр-а-пк^ю-пк,)^, (п-12)
где п - номер гармоники; в - число промежуточных контуров,
включая контур, подключаемый к АЭ; р - число ёмкостных связей;
бой 6о2’ — Со(в-1р Сов - ненагруженные добротности контуров;
Лкр Лкг’—Лк(,	- КПД соответствующих контуров.
При подсчёте ёмкостных связей нужно учесть ёмкостные связи
между контурами и связь АЭ с первым (выходным - анодным или
коллекторным) контуром, если она ёмкостная.
Напомним, что для колебательного контура справедливо соот-
ношение (10.21), согласно которому
е0(1-пк)=Сн.
где QH - нагруженная добротность контура. В настоящей лекции
индекс «н» в обозначении нагруженной добротности контура для
сокращения записи исключён.
5 Действительно, можно представить для системы связанных контуров
л к к к,
ф = — =.-----L
"	*.	*1*2
К. 2	*.-! *. л	л л	л	л
—EL.2----------в	_ ф	ф	,.. ф	Ф	Ф
g К К "1 "2	"(.-1) ". "лк
где К,, К2>—*(»-2>> *»-i’ *• ~ коэффициенты, определяемые отношением ам-
плитуд и-й и первой гармоник в соответствующем контуре; К, Kt - коэффици-
енты, определяемые отношением амплитуд токов и-й и первой гармоник на вы-
К	К
ходе АЭ и в антенном контуре соответственно; Ф„, =—; Ф,,2 =—-;
*1	2	*2
л *.
А.
к к
——; Ф„ =—- - фильтрации соответствующих контуров.
К. ак К.
254
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Соответственно (11.12) можно записать в виде:
(	1 \»	7
к	п )
(11.13)
где Qi, Q2, — б(В-1), QK ~ нагруженные добротности соответст-
вующих контуров.
На рис. 11.4 представлены примеры двухконтурных КС выход-
ных каскадов радиопередатчиков.
Рис. 11.4
В схеме рис. 11 А,а связь первого контура с АЭ ёмкостная, а
связь между контурами индуктивная. Фильтрация первого контура
согласно (11.9)
ф =ЙИ2Г1—С|,
к п )
фильтрация второго контура согласно (11.10)
7
ф
"2 и*а
Фактическая фильтрация КС по схеме (рис.11.4,а)
( 1
=	1--Нг-
к п ) Л,
Аналогичный результат вытекает из (11.13).
ЛЕКЦИЯ 11 *
255
В схеме рис. 11.4,6 связь первого контура с АЭ и связь между
контурами ёмкостные, соответственно фильтрация первого конту-
ра определяется, как и в схеме рис. 11.4,а, а фильтрация вто-
рого контура Ф„2 определяется (11.11):
Фактическая фильтрация КС по схеме (рис. 11.4,6)
\ П J А1
Такое же выражение следует из (11.13).
Схема рис. 11.4,6 в отношении фильтрации лучше схемы
рис. 11.4,а, поэтому она широко используется в выходных каска-
дах радиопередатчиков. В несколько изменённом виде схема
рис. 11.4,6 представлена на рис. 11.5. Подобная схема широко ис-
пользуется в транзисторных ГВВ, где она известна как П-контур.
Нетрудно также видеть, что схема родственна параллельному ко-
лебательному контуру третьего вида (рис. 10.2,в), т.е. контуру с
неполным включением со стороны ёмкостной ветви. Результи-
рующая ёмкость контура, равная последовательному соединению
ёмкостей С и С№, оказывается меньше наименьшей из указанных
двух ёмкостей. Соответственно выходная ёмкость транзистора
СВЫхАЭ оказывается обычно подключенной параллельно большой
ёмкости С, что ослабляет влияние СвыхАЭ на настройку контура.
Рис. 11.5
256
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Как отмечалось в начале лекции, фактическая фильтрация Ф„,
обеспечиваемая КС, должна удовлетворять требованию
ф >ф„
п "необх
где Ф«нео6х определяется (11.4).
Если последнее условие не выполняется, то следует увеличить
число промежуточных контуров, причём предпочтительнее с ёмко-
стными связями.
Физически лучшая фильтрация с использованием ёмкостных
связей объясняется тем, что сопротивление ёмкости уменьшается с
ростом номера гармоники, соответственно улучшается шунтирова-
ние полезной нагрузки по гармоникам. При индуктивных связях
токи высших гармоник устремляются в ветвь с полезной нагруз-
кой, так как сопротивление индуктивной ветви возрастает с номе-
ром гармоники, а сопротивление ветви нагрузки, как правило,
уменьшается, поскольку в ней оказывается ёмкостный элемент,
сопротивление которого уменьшается с ростом номера гармоники.
Несмотря на то, что увеличение числа промежуточных конту-
ров улучшает фильтрацию, на практике редко применяют более
двух промежуточных контуров, поскольку в каждом промежуточ-
ном контуре теряется некоторая часть колебательной мощности
генератора. Увеличение числа промежуточных контуров понижает
общий КПД генератора, усложняет его настройку и повышает
стоимость устройства. Кроме того, при большом числе контуров
возможны не предусматриваемые (паразитные) связи между ними,
которые значительно понижают эффект фильтрации. Во избежание
этого приходится экранировать промежуточные контуры.
На практике часто выясняется, что какая-то одна или две гар-
моники недостаточно ослаблены. На рис. 11.6 показан способ их
фильтрации посредством шунтирующих цепей, составленных из
соединённых последовательно катушек и конденсаторов и настро-
енных в резонанс на частоты гармоник и потому создающих для
них практически короткое замыкание. Например, цепь С2, L2 на-
строена на вторую гармонику, цепь С3, Zg - на третью. Для основ-
ной частоты (первой гармоники) подобные цепи представляют ём-
костное сопротивление, которое должно быть учтено при расчёте
сопротивления связи контуров и ёмкости С12. В схеме рис. 11.6
ЛЕКЦИЯ 11
257
Ссв =С]2 +Cj +С3, где С2, С’з - эквивалентные ёмкости соответ-
ственно цепей С2,12 и Q» Ly на основной частоте4.
Иногда с целью подавления нежелательной гармоники вклю-
чают последовательно с антенной (нагрузкой) дополнительный
параллельный колебательный контур L, С (рис. 11.6), настроенный
на нежелательную гармонику и представляющий для неё весьма
большое сопротивление. Для обеспечения хорошего эффекта по-
добные цепи должны обладать высокой избирательностью, т.е.
иметь большую добротность.
Если известна фактическая фильтрация Фи КС генератора, то
на основании (11.3) можно определить мощность интересующей
гармоники в антенне (полезной нагрузке генератора):
р — 1	р
”* ф2пЩ Ъ
Величина этой мощности не должна превышать допускаемой
нормами Р„
г	“а доп
4 В общем случае на частоте первой гармоники для цепи из L„, С„
1 1 „ ,1
---г =-----(о£„ . Так как на частоте и-й гармоники ио>£„ =---, то
<йС„ <оС„	ииС„
го£„ = 1 . Соответственно —Ц- = —— (1 _ -L1 откуда С* = С„ /(1 -1 / п2).
п (оСп	юС„ <оС„ V п )
Очевидно, С* > С„.
258
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В широкодиапазонных многокаскадных генераторных устрой-
ствах применение КС в виде многозвенных резонансных цепей
требует согласованной перестройки их элементов, что оказывается
сложным и нецелесообразным. Так как отфильтровывают обычно
высшие гармоники, то в широкодиапазонных генераторах на выхо-
де включается несколько переключаемых фильтров нижних частот
(ФНЧ). Наилучшие характеристики по массогабаритным показате-
лям обеспечивают так называемые ФНЧ Кауэра, у которых про-
дольные или поперечные ветви образуются соответственно парал-
лельными или последовательными колебательными контурами
(рис. 11.7).
Рис. 11.7
Оптимальный коэффициент перекрытия по частоте таких
фильтров ~ (1,8... 1,9), т.е. достаточно близок к предельно до-
пустимому5.
На рис. 11.8 показаны условные АЧХ в единицах вносимого за-
тухания (дБ) ФНЧ Кауэра, используемых в генераторе, рабочий
диапазон которого (/„—Л) разбит на два поддиапазона:
Ослабление побочных компонентов выходного тока АЭ КС ге-
нератора можно охарактеризовать и несколько другим способом,
чем рассмотрено выше. В частности, фильтрацию побочных ком-
понентов выходного тока АЭ можно оценить коэффициентом
фильтрации по току
Ф, =-^
” I
"а
5 Максимальная пропускаемая частота ФНЧ. используемого для фильтрации выс-
ших гармоник на выходе генератора, не может превышать удвоенного значения
нижней рабочей частоты в полосе фильтра, следовательно, предельно допусти-
мый коэффициент перекрытия фильтра Kf = 2.
ЛЕКЦИЯ 11
259
где /„ - амплитуда тока л-й гармоники на выходе АЭ;
= ^27^ I R^n - амплитуда тока л-й гармоники в полезной на-
грузке - антенне.
Рис. 11.8
Необходимое значение коэффициента фильтрации по току
tT>	- п
1п необх j
7ладоп
1п
Очевидно, фактический коэффициент фильтрации по току КС
должен быть не меньше необходимого, т.е. должно быть
Ф/„ - необх-
Для нахождения фактического коэффициента фильтрации по
току КС генератора можно воспользоваться приведенными ранее
выражениями, полученными при определении фактической фильт-
рации Ф„.
Действительно, так как
— -ItL	1п - ф
А/ Аа А 4а А
(11.14)
260
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
где /] - амплитуда первой гармоники выходного тока АЭ, извест-
ная из расчёта режима генератора; 71а = ^2P^a/Ra - амплитуда
первой гармоники тока в полезной нагрузке - антенне (находится
из исходных данных к генератору).
На основании (11.14) с использованием (11.8) и (11.9) легко по-
лучить выражения для определения коэффициентов фильтрации по
току при индуктивной и ёмкостной связи АЭ с контуром. С ис-
пользованием (11.10), (11.11) могут быть получены соотношения
применительно к антенному контуру при индуктивной и ёмкост-
ной связи его с предыдущим контуром.
В заключение отметим, что аналогично может быть рассмотрен
вопрос о фильтрации побочных компонентов выходного тока АЭ и
в генераторе - умножителе частоты. Отличие только в том, что в
умножителе частоты наиболее интенсивными являются гармоники
выходного тока АЭ ниже выделяемой, т.е. субгармоники. Так, в
умножителе частоты на три наиболее интенсивными будут первая
и вторая гармоники (субгармоники по отношению к выделяемой), а
высшие гармоники (четвёртая, пятая и т.д.) оказываются сущест-
венно слабее, поскольку определяющие их коэффициенты разло-
жения остроконечных косинусоидальных импульсов ос„ заметно
меньше. Для лучшей фильтрации субгармоник следует применять
индуктивную связь АЭ с контуром и индуктивные связи между
контурами, а полезную нагрузку связывать с ёмкостной ветвью.
Это обусловлено тем, что сопротивление индуктивности для суб-
гармоник меньше, чем сопротивление ёмкости (для высших гармо-
ник всё наоборот).
Так как выходные каскады радиопередатчиков, да и многих
других генераторных устройств являются обычно усилителями
мощности, то на практике чаще приходится решать вопрос обеспе-
чения необходимой фильтрации в ГВВ - усилителях и реже в ум-
ножителях частоты. Умножители частоты в качестве выходных
каскадов радиопередатчиков и родственных им устройств иногда
встречаются в диапазоне СВЧ на сантиметровых волнах.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 11
1.	Поясните необходимость фильтрации побочных компонентов вы-
ходного тока АЭ в ГВВ.
2.	Что такое «необходимая фильтрация колебательной системы гене-
ратора»? Как она определяется?
ЛЕКЦИЯ 11
261
3.	Получите выражения для определения сопротивления параллель-
ного колебательного контура на частоте в п раз больше резонансной час-
тоты контура и в я раз меньше её. Сравните результаты. Что вы можете
сказать относительно значений п, если контур используется в качестве
нагрузки АЭ в ГВВ - усилителе и в ГВВ - умножителе частоты?
4.	Получите выражение (11.11) для фильтрации антенного контура
при ёмкостной связи его с предыдущим контуром (см. рис. 11.3).
5.	Примите параметры элементов антенного контура независимыми
от частоты и убедитесь, что соотношения (10.10), (10.11) приводятся к
(10.8), (10.9) соответственно.
6.	Поясните физическую суть зависимости фильтрации контура от
вида связи его с АЭ в ГВВ - усилителе и в ГВВ - умножителе частоты.
7.	Каково сопротивление на частоте первой гармоники параллельно-
го контура из L, С на схеме (рис. 11.6)? Подтвердите своё суждение. При
ответе на какой вопрос по теме лекции вы уже касались подобного?
8.	Почему при использовании ФНЧ для фильтрации высших гармо-
ник выходного тока АЭ принимается, что максимальная пропускаемая
частота ФНЧ (например, частота среза фильтра) не может превышать уд-
военного, а, например, не утроенного значения нижней рабочей частоты
генератора?
9.	Используя (11.5), (11.8) и (11.9), получите на основании (11.14)
выражения для коэффициентов фильтрации по току для цепи рис. 11.1
при различной связи АЭ с контуром при полном включении контура
(р = 1). Учтите, что в этом случае можно сразу принять в (11.5) х2 = р.
Аеслир* 1?
10.	Какому выражению (выражениям) из лекции 10 родственно выра-
жение (11.5)? Покажите родство.
11.	Используя (11.10), (11.11), на основании (11.14) получите выраже-
ние для коэффициента фильтрации по току антенного контура при ин-
дуктивной и ёмкостной связи его с предыдущим контуром.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 11
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 1,
исключая [6] и добавляя:
7. Дегтярь ГА. Устройства генерирования и формирования радио-
сигналов: Учеб, пособие / Новосиб. гос. техн.ун-т. - Новосибирск,
1996. - Ч. 3. - Кн. 2.-164 с. [193 - 356].
ЛЕКЦИЯ 12
Колебательные системы ГВВ на основе отрезков длинных
линий. ~ Определение геометрической длины отрезка,
добротности и эквивалентного сопротивления колебательной
системы {контура). ~ Эквивалентные и действующие
параметры колебательных контуров из отрезков длинных
линий. ~ Настройка контуров из отрезков длинных линий. ~
Связь с полезной нагрузкой контуров из отрезков длинных
линий. ~ Расчёт элементов связи
олебательные системы (КС) с сосредоточенными пара-
'* V» метрами, образованные конденсаторами и катушками ин-
дуктивности, применяются в диапазонах длинных, средних и ко-
ротких волн (частоты до 30 МГц) практически при любых уровнях
мощности генератора. При уровне мощности генератора до 10... 15 Вт
КС на сосредоточенных элементах используются до частоты
150 МГц. Если выходная мощность генератора не превышает одно-
го ватта (Вт), то КС с сосредоточенными параметрами удаётся реа-
лизовать до частот 250...300 МГц, а в отдельных случаях и не-
сколько выше (при мощности генератора в сотни - десятки милли-
ватт). Добротность и эквивалентное сопротивление таких КС (кон-
туров) с повышением частоты оказываются довольно низкими,
вследствие чего не удаётся обеспечить требуемое сопротивление
нагрузки АЭ и соответственно высокий КПД контура, и нужную
мощность в нагрузке. Поэтому в диапазоне сверхвысоких частот
(СВЧ)1 КС с сосредоточенными параметрами находят ограничен-
1 В большинстве работ отечественных авторов диапазон радиочастот принято
разбивать на два участка: ниже 30 МГц - высокие частоты, выше 30 МГц -
сверхвысокие частоты, что оказывается удобным при рассмотрении большинст-
ва вопросов, связанных с УГФС. При характеристике практических устройств
классификация участков диапазона радиочастот по частотному признаку совсем
другая, часто неоднозначная.
ЛЕКЦИЯ 12
263
ное применение либо вообще не могут быть использованы. КС с
сосредоточенными параметрами не применяются в диапазоне СВЧ
не только из-за низких значений добротности и эквивалентного
сопротивления. В диапазоне СВЧ оказывается невозможным реа-
лизовать катушку требуемой индуктивности L в силу её малой ве-
личины:
Z = l/co2C,
где со - 2nf круговая рабочая частота генератора; С - ёмкость
контура, ограниченная снизу межэлектродной ёмкостью АЭ.
В диапазоне СВЧ (метровые, дециметровые и сантиметровые
волны) в основном применяют КС из отрезков длинных линий, ко-
торые также называют КС (контурами) с распределёнными пара-
метрами. Подобные КС обычно образуются сосредоточенной ём-
костью и отрезком длинной линии, являющейся структурой с рас-
пределёнными параметрами. Колебательные контуры на основе
отрезков длинных линий позволяют сравнительно легко реализо-
вать в диапазоне СВЧ КС генератора с требуемым эквивалентным
сопротивлением.
В ламповых ГВВ мощностью до (1...3) кВт, работающих на
частотах (30... 150) МГц, обычно применяют двухпроводные линии
(как правило, экранированные) или коаксиальные линии (у по-
следних в этом диапазоне частот внутренний провод делают ино-
гда со спиральной или с винтовой канавкой2). Для генераторов по-
добной мощности, но работающих на частотах 150... 1000 МГц,
обычно применяют коаксиальные линии с гладким центральным
проводником. В мощных ламповых генераторах во всём диапазоне
30... 1000 МГц используют коаксиальные линии.
На частотах выше 1000... 1500 МГц в ламповых ГВВ исполь-
зуют объёмные резонаторы. Однако объёмные резонаторы приме-
няются сравнительно редко, так как для большинства отечествен-
ных генераторных ламп предельной рабочей частотой является
частота 1000... 1500 МГц. Объёмные резонаторы используют в ка-
честве КС специальных электронных приборов СВЧ, в частности
2 Коаксиальные линии со спиральным проводником или другой сложной формы
находят ограниченное применение в генераторных устройствах и поэтому нами
не будут рассматриваться в рамках лекции. Иногда они используются для
уменьшения продольного размера КС и генератора в целом. Однако практиче-
ски всегда можно получить приемлемые размеры конструкции генератора и при
использовании коаксиальных линий с гладким центральным проводником.
264
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
клистронов, а специфичные объёмные резонаторы - в приборах
магнетронного типа.
В транзисторных ГВВ СВЧ наиболее часто используют несим-
метричные' полосковые и микрополосковые линии, реже коакси-
альные и другие типы линий.
Специальные приборы СВЧ, такие как магнетроны, клистроны,
изготавливаются вместе с колебательной системой, поэтому при
использовании их в качестве источников электрических колебаний
(генераторов) нет надобности в расчёте резонаторов. Что касается
ламп, транзисторов и других полупроводниковых приборов, ис-
пользуемых при построении генераторов, то всегда приходится
рассчитывать КС на основе выбранного типа длинной линии.
В результате расчёта КС генератора на основе отрезка длинной
линии и сосредоточенной ёмкости должны быть найдены в первую
очередь геометрическая длина отрезка линии I, эквивалентное
ненагруженное сопротивление R^q, ненагруженная добротность
Qo. Затем рассчитывается связь КС с полезной нагрузкой генера-
тора, обеспечивающая требуемый режим работы АЭ и передачу
необходимой мощности в нагрузку.
При расчёте контуров из отрезков длинных линий используют-
ся уравнения длинной линии, описывающие распределение тока и
напряжения вдоль проводов линии. Так как применяемые для изго-
товления КС линии имеют незначи-
I-* ---------------*) тельные сопротивления потерь, то
“————	распределения тока и напряжения
. Л . вдоль проводов линии принимаются,
2и L t 1к как в линии без потерь.
I ’ (А, Если имеется отрезок линии дли-
ной I (рис. 12.1), нагруженный на
--- *
Рис. 12 1	одном конце на сопротивление ZH,
то распределения тока и напряжения
вдоль проводов линии без учёта потерь в них и в пространстве во-
круг проводов описываются следующими уравнениями:
U
lx =/HcosPx + j—-sinPx,	(12.1)
zo
Ux -UH cosPx + j/HZosinpjc,
(12.2)
ЛЕКЦИЯ 12
265
где 1Х, U* - комплексная амплитуда соответственно тока и на-
пряжения в сечении, отстоящем на расстоянии х от нагрузки ZH;
* *
/н, Uн - комплексные амплитуды тока и напряжения на нагрузке
<» * * \
U» = /нZh ; Р = 2л/Х = со/и - волновое число (и - скорость рас-
< /
пространения электромагнитных волн в среде, заполняющей про-
странство между проводами линии); Zo - волновое сопротивление
линии; X - длина волны рабочих колебаний в линии.
Обратим внимание, что уравнения (12.1), (12.2) описывают
распределения тока и напряжения вдоль проводов линии при воз-
буждении в ней колебаний, соответствующих поперечной элек-
тромагнитной волне. Именно такой тип волны желателен для ис-
пользования, так как при этом получаются наименьшими геомет-
рические размеры контура для заданной длины волны, больше эк-
вивалентное резонансное сопротивление контура, проще реализу-
ется связь с полезной нагрузкой и перестройка контура может быть
осуществлена достаточно просто. Поперечные электромагнитные
колебания являются основным типом, возбуждаемым в длинных
линиях.
Для построения КС генераторов в основном используют корот-
/ * \ (* '
козамкнутые на одном конце ZH =0 и разомкнутые ZH =°о
kJ	kJ
отрезки длинных линий.
В ламповых генераторах наиболее широко используются ко-
роткозамкнутые отрезки линий, так как они позволяют получить
большее значение эквивалентного сопротивления контура Д*. и
упрощают подведение питающих напряжений к лампе, что осо-
бенно важно в мощных генераторах, когда напряжение питания
анода £а составляет десятки киловольт (кВ).
В транзисторных генераторах, где не требуется большое сопро-
тивление нагрузки контура /?()е, широко применяются КС на осно-
ве разомкнутых отрезков длинных линий. При этом со стороны
разомкнутого конца отрезка линии, как правило, присутствует со-
*
противление нагрузки ZH • конечной величины с реактивной со-
ставляющей ёмкостного характера.
266
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Следует отметить, что реализация режима работы отрезка
*
длинной линии с ZH= со практически невозможна, так как со сто-
роны разомкнутого конца отрезка всегда проявляется торцевая ём-
кость, влияние которой возрастает с частотой. С повышением ра-
*
бочей частоты могут возникнуть трудности в реализации ZH = 0,
т.е. в обеспечении режима короткого замыкания на конце отрезка.
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ГЕОМЕТРИЧЕСКОЙ
ДЛИНЫ ОТРЕЗКА ЛИНИИ
КОЛЕБАТЕЛЬНОЙ СИСТЕМЫ ГЕНЕРАТОРА.
ТИПЫ ИСПОЛЬЗУЕМЫХ ЛИНИЙ
На рис. 12.2 представлены две основные схемы КС - одиноч-
ных колебательных контуров на основе короткозамкнутого
(рис. 12.2,а) и разомкнутого (рис. 12.2,6) отрезков длинных линий.
Каждый контур может рассматриваться как параллельное соедине-
ние сосредоточенной ёмкости Со (обычно образуется межэлек-
тродной ёмкостью АЭ) и отрезка линии длиной £ с волновым со-
противлением Zq .
Короткоза- |	Разрыв
мыкатель	Zo
*
(ZH = 0)	 = 00)
а
б
Рис. 12.2
Чтобы в схемах (рис. 12.2) имел место резонанс, отрезок длин-
ной линии должен представлять индуктивное сопротивление, ком-
пенсирующее на интересующей частоте сопротивление ёмкости
Со, т.е. должно выполняться условие резонанса колебательного
контура3, которое применительно к рассматриваемым схемам
можно записать в следующем виде:
^с+^л=0,	(*)
’ См. лекцию 10.
ЛЕКЦИЯ 12
267
где Хс =-1/гоС0 - сопротивление ёмкости Со на частоте со; Хп -
реактивная составляющая входного сопротивления отрезка линии
относительно точек подключения ёмкости Со.
В общем случае при пренебрежении потерями в длинной линии
входное сопротивление отрезка линии длиной (. с волновым со-
*
противлением Zo, нагруженного на сопротивление ZH, определя-
ется согласно уравнениям (12.1), (12.2) при х = (. соотношением:
* Ut (7HcosP^ + j7HZ0sinP^ ZH + yZotgP^
Z вх -	;	- Zo ;	.
It j an • UH 	Z0 + JZh tgP^
ZnCOSp^ + J---Sinp^
20
*
У короткозамкнутого отрезка (ZH =0) входное сопротивление
оказывается чисто реактивным:
*
ZBx-jZotgPf = j^;	(12.4)
*
у разомкнутого отрезка (ZH=co) входное сопротивление также
оказывается чисто реактивным:
*
ZBX=-jZoctg^ = jXn.	(12.5)
Используя (12.4), (12.5), условие резонанса (*) для контуров
рис. 12.2 можно записать в следующем виде:
• для контура на основе короткозамкнутого отрезка (рис. 12.2,а)
-^- + Zotgp€ = O;	(12.6)
соС0
• для контура на основе разомкнутого отрезка (рис. 12.2,6)
—+ Zoctgp£ = 0 .	(12.7)
соС0
Величину p/’ = 2nf/k принято называть электрической длиной
контура (выражается в градусах или радианах).
268
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Условия резонанса (12.6), (12.7) позволяют определить геомет-
рическую длину отрезка линии контура.
Длина короткозамкнутого отрезка согласно (12.6)
, !	1	X
£ =—arete--------+ п—;
Р	(i>C0Z0	2
длина разомкнутого отрезка согласно (12.7)
1
£ =—arcctg —
(12.8)
(12.9)
1
X
+ п—.
2
Слагаемые иХ/2, где п = 0, 1, 2, ..., обусловлены периодично-
стью функций tgp£ и ctgP£.
На рис. 12.3 показаны графические решения соответствующих
уравнений - условий резонанса (12.6), (12.7).
Рис. 12.3
ЛЕКЦИЯ 12 *
269
^0» ^1» ^2’— ~ геометрические длины отрезков линии соответ-
ственно при п = 0, 1,2, ... Когда £ = £0, то длина отрезка получает-
ся наименьшей и принято говорить, что КС работает на основном
тоне. При п > 1 КС работает на высшем тоне (обертоне): первом -
при «=1, втором - при п = 2 и т.д.
Как видно из рис. 12.3, при одинаковом номере тона длина ко-
роткозамкнутого отрезка оказывается заметно меньше длины ра-
зомкнутого’ отрезка линии (при одних и тех же значениях
со, Со, Zo разница в длинах равна А/4). Самая короткая длина
получается у короткозамкнутого отрезка при работе на основном
тоне (и = 0). В этом случае /’0<А/4. У разомкнутого отрезка
А/4<€0<А/2.
В верхней части СВЧ диапазона получающаяся длина отрезка
линии /’о может оказаться слишком малой и, как результат, конст-
руктивно неприемлемой (например, меньше размеров выводов
электродов АЭ). В этом случае приходится удлинять отрезок на
А/2 и более.
На рис. 12.4 показаны распределения токов (12.1) и напряже-
ний (12.2) вдоль проводов отрезков линий КС при работе на ос-
новном тоне и первом обертоне. UM, 1М - соответственно макси-
мальное напряжение и максимальный ток в линии, связанные со-
отношением: UM = IMZ0.
Чем больше величина сосредоточенной ёмкости Со и больше
волновое сопротивление линии Zo, тем меньше требуемая длина
отрезка линии. Это обстоятельство необходимо учитывать при
проектировании контуров на основе отрезков длинных линий, так
как в ряде случаев длина отрезка получается неконструктивной:
либо слишком короткой, либо слишком длинной. Подбором попе-
речных размеров линии можно в некоторых пределах изменять Zo
и тем самым влиять в желаемую сторону на длину отрезка ( .
КС на основе отрезков длинных линий теоретически обладают
бесконечным числом резонансных частот. Если известна длина
отрезка ( и ёмкость Со, то условия (12.6), (12.7) могут быть ис-
пользованы для определения резонансных частот КС. Основному
тону соответствует самая низкая резонансная частота, т.е. самая
большая длина резонансной волны. Подобную задачу приходится
решать в автогенераторах-СВЧ при использовании контуров из от-
резков длинных линий.
270
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 12.4
Волновое сопротивление длинной линии Zo связано со скоро-
стью распространения и электромагнитных колебаний в среде,
заполняющей пространство между проводами, и погонными реак-
тивными параметрами линии: индуктивностью Lmr, ёмкостью
Спог при пренебрежении потерями в проводах и среде соотноше-
нием
Zo - v>Znor
=—1—= ЕЕ = Е--------------£оо__—[Ом],
иО1ОГ V ^'пог ver ЗСП0гв[пФ/см]
где Спог в - погонная ёмкость линии при заполнении пространства
между проводами воздухом; ег - относительные магнитная и
диэлектрическая проницаемости среды (диэлектрика) между про-
водами линии.
Напомним, что скорость распространения о электромагнитных
колебаний в среде связана со скоростью их распространения с в
вакууме (воздухе) соотношением:
л/ЙЕ
ЛЕКЦИЯ 12 *
271
Соответственно Спог ^гб?погв, 1^ог Рт^гюгв’ где ^погв " погон-
ная индуктивность линии, при заполнении среды между проводами
воздухом (свободное пространство). В воздухе с » 3  1О10 см/с.
Погонные параметры линий определяются поперечными раз-
мерами проводов, их взаимным расположением и расположением
относительно проводящих поверхностей, в частности корпуса,
экрана.
Для изготовления КС ламповых генераторов широко применя-
ют коаксиальные (а), двухпроводные (б), однопроводные (в) и
симметричные полосковые линии (г), условные поперечные сече-
ния которых представлены на рис. 12.5.
Рис. 12.5
Без учёта потерь в проводах и в среде между ними волновое
сопротивление коаксиальной линии
2.
= 60	= 138Elg>],
\ Er d \ Er d
где D - внутренний диаметр наружного проводника; d - внешний
диаметр внутреннего проводника линии.
У двухпроводных линий, под которыми понимается система
из двух проводов одинакового сечения, расположенных на одина-
ковом расстоянии от проводящей поверхности4, и из которых один
провод для тока является прямым, а другой - обратным, волновое
сопротивление без учёта потерь и влияния проводящей поверх-
ности
Zo = 120 — 1п^ = 276 К ig2£[Ом] .
V е, d V е, d
4 В том числе от поверхности Земли в случае открытой линии.
272
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
При размещении проводов двухпроводной линии в экране вол-
новое сопротивление линии зависит от размеров экрана и его фор-
мы (круглая или прямоугольная). Волновое сопротивление двух-
проводной линии в экране меньше, чем без экрана.
Волновое сопротивление однопроводной (несимметричной)
линии без учёта потерь в проводе и теоретически бесконечных
размерах проводящей поверхности без потерь
Zo =60	ln~138 Ечё^[Ом].
\ er а усг а
Двухпроводная линия может рассматриваться как последова-
тельное соединение двух однопроводных линий, провода которых
расположены симметрично относительно проводящей поверхности
нулевой толщины, проходящей посередине между проводами
двухпроводной линии. Соотношение размеров линий в этом слу-
чае: а - 2h, а волновые сопротивления различаются ровно в два
раза.
Волновое сопротивление симметричной полосковой линии при
d < Ы2 с погрешностью не более 1 % определяется по формуле
20=60 Е1п^ = 138 &ё^[Ом].
\ ег nd \ ег nd
Нетрудно заметить родство симметричной полосковой линии с
проводником круглого сечения с коаксиальной линией. Данная по-
лосковая линия может рассматриваться как коаксиальная линия, у
которой наружный проводник разрезали по образующей в диамет-
рально противоположных местах на две половины, которые разо-
гнуты и продолжены в обе стороны относительно центрального
проводника. Родство этих линий проявляется также в сходстве вы-
ражений для определения волнового сопротивления Zo. Как видно
из формул, симметричной полосковой линии (рис. 12.5,г) соответ-
ствует коаксиальная линия (рис. 12.5,а), у которой £> = 4£>/л«
~ 1,273 b. Нетрудно проследить переход от однопроводной линии
(рис. 12.5,в) к коаксиальной линии и наоборот. Учитывая отмечен-
ное ранее сходство двухпроводной и однопроводной линий, можно
установить связь во взаимных переходах между двухпроводной и
коаксиальной линиями.
Для изготовления КС транзисторных генераторов СВЧ наибо-
лее часто используют несимметричные полосковые и микрополоско-
ЛЕКЦИЯ 12
273
вые (ег >9) линии с проводниками конечной толщины (рис. 12.6).
Формулы для определения волнового сопротивления таких линий
можно найти в литературе.
Рис. 12.6
Двухпроводные линии, обладающие большим волновым сопро-
тивлением при относительно одинаковых поперечных размерах,
используют, как правило, в нижней части диапазона СВЧ (метро-
вые волны). Коаксиальные и полосковые линии в основном ис-
пользуют в верхней части диапазона СВЧ (дециметровые и санти-
метровые волны). Несимметричные полосковые и микрополоско-
вые линии рекомендуется применять на частотах выше 100 МГц.
Рабочий диапазон частот таких линий (100.. .30 000) МГц.
Длинные линии в технике генераторных устройств применяют
не только для изготовления КС, но и для передачи энергии высо-
кочастотных колебаний в полезную нагрузку. Используемую для
этих целей линию конечной длины обычно называют фидером5.
"Наиболее широко в качестве фидера используются коаксиаль-
ная и двухпроводная линии (рис. 12.5,а,б). При использовании
двухпроводной линии часто оба провода помещают в экран
(рис. 12.7), чтобы уменьшить потери на излучение.
5 От английского слова feed - питать; соответственно feeder - питающее устройст-
во. Иногда понятия «фидер» и «длинная линия» используют как синонимы. Не-
смотря на отмеченную общность, не всегда уместно вместо слов «длинная ли-
ния» использовать слово «фидер» и наоборот.
274
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В этом случае оба внутренних провода могут возбуждаться ли-
бо синфазно (полностью одинаковое напряжение на проводах и
одинаковые токи в проводах), либо противофазно (напряжения на
проводах и токи в них равны по величине, но противофазны). При
противофазном возбуждении проводов один из них служит «пря-
мым» проводом, второй «обратным» для тока источника возбуж-
дения. При синфазном возбуждении проводов «обратным» прово-
дом для тока источника возбуждения служит экран. Как отмеча-
лось, волновое сопротивление линии в экране меньше, чем без эк-
рана, и зависит не только от размеров и формы экрана, но и от воз-
буждения линии (синфазное, противофазное). При синфазном воз-
буждении волновое сопротивление линии в экране заметно меньше.
В мощных генераторах в качестве фидеров используют много-
проводные линии. Такие линии позволяют уменьшить потери на
излучение электромагнитных коле-
Y у	/ баний и конструктивно более удоб-
но присоединиться к генератору. На
\ рис. 12.8 показаны два варианта че-
О О CJ О тырёхпроводной линии.
а	g	Провода попарно соединяются
через определённые расстояния,
Рис. 12.8	причём так, чтобы получающаяся
система проводов была симметричной относительно общей прово-
дящей поверхности, включая стенки шкафов. Например, если по-
парно соединить верхние и нижние провода, считая при этом, что
проводящая поверхность находится ниже (выше) проводов, то сис-
тема окажется несимметричной со всеми вытекающими из этого
последствиями.
Волновое сопротивление многопроводной линии зависит от
числа проводов и схемы их соединения. В частности, при соедине-
нии проводов четырёхпроводной линии по схеме рис. 12.8,а вол-
новое сопротивление линии больше, чем при соединении проводов
по схеме рис. 12.8,6. Волновое сопротивление многопроводной ли-
нии меньше, чем двухпроводной, составленной из двух проводов
такого же сечения, с таким же расстоянием между центрами про-
водов.
Так как передаваемая по линии электромагнитная энергия в ос-
новном сосредоточивается в пространстве между проводами, то в
многопроводной линии меньшая её доля выходит во внешнее про-
странство по сравнению с двухпроводной линией, что уменьшает
потери мощности на излучение линией. При больших уровнях пе-
редаваемой мощности сечение проводов должно быть большим,
ЛЕКЦИЯ 12 *
275
что весьма неудобно, в частности при реализации присоединения
двухпроводного фидера к генератору и нагрузке. Многопроводная
линия позволяет конструктивно более удобно выполнить присое-
динение нагрузки к генератору.
Действительно, на СВЧ сопротивление потерь провода опреде-
ляется периметром его сечения в силу конечной глубины проник-
новения тока в металл по причине поверхностного эффекта. Кон-
структивно более целесообразно и удобно реализовать требуемый
периметр путём параллельного соединения нескольких проводов
небольшого диаметра, чем брать один провод большого диаметра.
Любая многопроводная линия в отношении потерь в проводах
приводится к эквивалентной двухпроводной линии с периметром
сечения каждого из проводов, равным
N J
—па
2
где N— число проводов линии; d- диаметр проводов линии.
На рис. 12.9 показаны сечения проводов эквивалентных двух-
проводных линий, соответствующих четырёх- и восьмипроводной
линиям.
Очевидно, конструктивно проще присоединить к генератору и
нагрузке несколько проводов меньшего диаметра, чем один провод
гораздо большего диаметра.
, Для фидеров часто применяют
провода не круглого, а прямоуголь-
ного сечения.
Для обеспечения жёсткости фи-
дера провода крепятся с помощью
диэлектрических (в отдельных слу-
чаях - металлических) изоляторов, удерживающих провода отно-
сительно друг друга и экрана (при его наличии). На низких уров-
нях мощности используют гибкие фидеры - кабели, у которых
пространство между проводами полностью заполнено диэлектри-
ком. Примером подобного фидера является радиочастотный ка-
бель, используемый для подключения входа телевизионного при-
ёмника к антенне.
Промышленностью выпускаются коаксиальные радиочастот-
ные кабели (РК) на разные уровни мощности со стандартными
волновыми сопротивлениями 50 Ом (РК-50) и 75 Ом (РК-75). Мак-
симальная мощность, передаваемая по таким кабелям, не превы-
шает сотен ватт. Для передачи больших уровней мощности (десят-
ки киловатт) используют жёсткие коаксиальные фидеры с воздуш-
276
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ным заполнением6, в которых центральный проводник крепится с
помощью специальных шайб, устанавливаемых на определённом
расстоянии друг от друга. Жёсткий коаксиальный фидер с воздуш-
ным заполнением и волновым сопротивлением 50 Ом имеет попе-
речные размеры, соответствующие максимальной электрической
прочности фидера, а с волновым сопротивлением 75 Ом соответст-
вует коаксиальной линии с максимальной добротностью, т.е. с ми-
нимальными собственными потерями в линии. Двухпроводные ли-
нии в воздушной среде, поперечные размеры которых обеспечива-
ют максимальную электрическую прочность, имеют волновое со-
противление 120 Ом; двухпроводные линии с максимальной доб-
ротностью имеют волновое сопротивление 200...400 Ом.
НЕН АГРУ ЖЕННАЯ ДОБРОТНОСТЬ
И ЭКВИВАЛЕНТНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ
КОЛЕБАТЕЛЬНОЙ СИСТЕМЫ
НА ОСНОВЕ ОТРЕЗКА ДЛИННОЙ ЛИНИИ
Добротность любой электрической цепи, включая КС, опреде-
ляется соотношением
(12.10)
'а
где соответственно Рр - максимальная реактивная мощность, а Ра
- максимальная мощность потерь в цепи.
В случае КС обе мощности, входящие в (12.10), максимальны
на резонансной частоте системы.
Если учитывать только собственные потери в КС, то (12.10)
будет определять ненагруженную добротность КС - контура Qo.
Если учтены затраты мощности в полезной нагрузке, подключае-
мой к КС, то находится значение нагруженной добротности конту-
ра бн-
Реактивная мощность КС Рр может быть определена через
электрическую или магнитную энергию в системе. Электрическая
энергия (энергия электрического поля) сосредоточивается в ёмко-
сти Со и в погонных ёмкостях отрезка линии Спог; магнитная
6 КС ламповых генераторов, по существу, реализуются из отрезков подобных
линий.
ЛЕКЦИЯ 12
277
энергия (энергия магнитного поля) сосредоточена в погонных ин-
дуктивностях отрезка линии Ln0T. На резонансной частоте элек-
трическая и магнитная энергии КС равны и имеют максимальные
значения. Соответственно максимальная реактивная мощность КС
может быть определена из выражения
2	2	£	2
•Рр = (»Соис +	dx = р^по Л	(12.11)
2 о	о
где U( - амплитуда напряжения на отрезке линии в сечении х = €,
она же на ёмкости Со; Ux, 1Х - соответственно амплитуды напря-
жения и тока в сечении х отрезка линии.
Для простейших КС, показанных на рис. 12.2, для определения
Рр целесообразно воспользоваться правой частью (12.11) в силу
краткости выражения7.
Длинные линии, используемые для изготовления контуров ге-
нераторов СВЧ, имеют высокую собственную добротность Qn (в
пределах нескольких сотен). Поэтому потери в таких линиях прак-
тически не сказываются на распределениях тока и напряжения
вдоль проводов отрезка линии КС, и уравнения (12.1), (12.2) счи-
таются для них справедливыми на протяжении всей длины Z', не-
зависимо от работы КС на основном тоне или обертоне.
Соответственно согласно (12.1) и (12.2) в случае короткозамк-
нутого отрезка = О
* *
/г = cosBx = /м cosBx - / 
л н •	м •	л 7
* *
Ux = jZ0 sinР* = JUm sin Рх = JUx’
(12.12)
а в случае разомкнутого отрезка
согласно (12.2) и (12.1)
7 Левая часть (12.11) включает два слагаемых, одно из которых представляет ин-
теграл, подобный правой части выражения, а второе слагаемое определяет реак-
тивную мощность в конденсаторе, ёмкость которого Со .
278
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
* *
Ux =UHcosPx-UMcos^x = Ux-,
(12.13)
* и и
Ix= j—-sin рх = j—^-sin Рх = jIM sin px = jlx.
zo	zo
Реактивная мощность КС на основе короткозамкнутого отрезка
линии с учётом распределения тока вдоль проводов линии (12.12)
согласно правой части (12.11)
_ ^coZ.nnr/2cos2px , <в£ппг72	ч ,
Рр = j--пог_м---------------пог_м + cos2px)jx =
О 2	4 о
•	(2pi + sin2pl).	(12.14)
8Р
Учитывая, что —-~9Г =и£пог = Z0, получаем
7 /2
Рр =-^(2p7 + sin2p7).	(12.15)
8
Реактивная мощность КС на основе разомкнутого отрезка ли-
нии определяется аналогично с учётом распределения тока вдоль
проводов линии (12.13) и равна
J	2
о	z
Т
---H°r м f(l - cos2Px)Jx =
4 о
ю Атагам
8Р
(2p€-sin2p^).
(12.16)
Так как Ю^пог = Zo, то
Р °’
Z /2
Рр =-^(2р£-зт2р£).	(12.17)
8
Мощность потерь в КС с короткозамкнутым отрезком линии
складывается:
ЛЕКЦИЯ 12
279
•	из мощности потерь на распределённом (погонном) сопро-
тивлении потерь в проводах линии гпог:
„	, $гпог^м C°S2 Рх ,
Рпаспп =	-----~dx =
распр Jo	J	9
О z	0	z
= -^^-(2p£ + sin2p£).	'	(I2-18)
Обратим внимание на сходство (I2-18) и (I2-14);
•	из мощности потерь в короткозамыкателе (на сопротивлении
короткозамытеля гю при х = 0):
ом’)
•	из мощности потерь в месте присоединения ёмкости Со (на
сопротивлении соединения гсоед при х = £):
^=|WmCos2P^-	(12.20)
В КС с разомкнутым отрезком линии мощность потерь склады-
вается:
•	из мощности потерь на распределённом сопротивлении гпог:
р
1 распр
_ |ГПОгЛ: _ |гпог^м s*n Р-*
о 2	0	2
г I2
= -2^-(2p£-sin2p£).	(12-21)
Выражение (12.21) подобно (12.16);
•из мощности потерь на сопротивлении гсоед в месте присое-
динения ёмкости Со:
^соедЦ'сое^мЗЬ2рЛ	(I2-22)
280
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Обратим внимание, что у открытых линий существуют потери
на излучение, которые сложно учитывать. Для уменьшения потерь
на излучение двухпроводные, однопроводные и другие открытые
линии экранируют.
При использовании несимметричных полосковых и микропо-
лосковых линий дополнительно необходимо учитывать потери
мощности в диэлектрике, которые можно определить, используя
выражение
t f г т2
р _ Г^пог^х d
1 диэл J ~ ил ’
0	2
где Gnor - погонная проводимость потерь в линии, обусловленная
диэлектриком (средой).
Однако преобладающими являются потери в проводах линии
(сопротивление гпог), в короткозамыкателе (сопротивление гю), в
месте соединения АЭ с отрезком линии (сопротивление гсоед).
Поэтому на основании (12.10) с учётом (12.15), (12.18)- (12.20)
для КС с короткозамкнутым отрезком линии получаем:
Р	Р
Qo=^ =------------------=
Р	Р +Р + Р
1 а 1 распр т 7 кз т 7 соед
=__________Z0p(2pl + sin2pl)_________ (1223)
'Ног (2Р^ + sin 2Р^) + 4Р(ГКЗ + гсоед C°S2 Pf)
Если учесть потери только в проводах линии гпог, то
гл _ ^оР _ ю Аюг _ х)
V0 --------------------- (/л ’
Т*	9*
'пог	'пог
где Qn - добротность линии.
Для КС с разомкнутым отрезком линии, используя (12.10),
(12.17), (12.21), (12.22), получаем
ЛЕКЦИЯ 12
281
Р Р
Р _ Р
Z0p(2pi-sin2pl)
Ъог (W - sin 2Р^) + 4₽гсоед sin2 Р^
(12.24)
Если гсоед=0,то 0о=Й,-
После определения ненагруженной добротности Qo согласно
(12.23) или (12.24) может быть сделана поправка на потери на из-
лучение и потери в диэлектрике.
На практике при первоначальных расчётах принимают значе-
ние ненагруженной добротности контура Qo в пределах 150...200
для контуров из отрезков открытых двухпроводных и однопровод-
ных линий, 400...800 для контуров из отрезков коаксиальных и
симметричных полосковых линий с воздушным заполнением,
(100... 150) для контуров из отрезков несимметричных полосковых
и микрополосковых линий.
Эквивалентное сопротивление контура на основе отрезка длин-
ной линии может быть найдено из условия
, --U1
а
2^ое0
(12.25)
соответствующего закону сохранения энергии применительно к
рассматриваемым КС, где Ut - амплитуда напряжения в месте
присоединения АЭ к контуру (в точках включения ёмкости Со);
- ненагруженное эквивалентное сопротивление контура на
резонансной частоте. Если в Ра учесть затраты мощности в полез-
ной нагрузке, то на основании приведенного соотношения можно
определить эквивалентное нагруженное сопротивление контура
^оен •
В случае короткозамкнутого отрезка линии согласно (12.12)
Ue = См sin pf = 7MZ0 sin р^,	(**)
в случае разомкнутого отрезка линии согласно (12.13)
U( = UM cospf = IMZ0 cospC	(***)
282
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Ненагруженное эквивалентное сопротивление контура из корот-
козамкнутого отрезка линии согласно (12.25), с учетом (12.18) -
(12.20), (12.23), (**), будет
=	=______________4pZ2sin2pl______________=
2Ра гПог (2Р^ + sin 2Р0 + 4р(г1О + гсоед cos2 p/j
= Со 4 °Sln Р = СоРдейств>	(12.26)
°2p£ + sin2p£ ^0Ндеиств
где рдейств - действующее характеристическое сопротивление кон-
тура с распределёнными параметрами; Qo - ненагруженная доб-
ротность контура, определяемая (12.23).
Обратим внимание, что правая часть (12.26) соответствует хо-
рошо известной формуле для эквивалентного сопротивления па-
раллельного колебательного контура при полном включении8.
Ненагруженное эквивалентное сопротивление контура на осно-
ве разомкнутого отрезка линии из (12.25) с учетом (12.21), (12.22),
(12.24), (***), будет
n	4pZ02cos2p£
2Ра rnor(2p£-sin2p£) + 4prcoeasin2p£
= Со 4Z()COS = СоРдейств»	(12.27)
2p£-sin2pf ^0Нд£ИСТВ’
где Со определяется (12.24).
При одинаковых значениях Со, Zo действующее характеристи-
ческое сопротивление контура на основе короткозамкнутого отрез-
ка линии оказывается существенно больше, чем при использовании
разомкнутого отрезка линии. Соответственно при одинаковых зна-
чениях Со ’ например при Со = Qn» эквивалентное сопротивление
контура на основе короткозамкнутого отрезка линии будет также
существенно больше, чем у контура на основе разомкнутого отрез-
ка линии.
8 См. лекцию 10, формулу (10.5).
ЛЕКЦИЯ 12 •
283
Действующему характеристическому сопротивлению контура в
соответствие могут быть поставлены действующая ёмкость Сдейств
и действующая индуктивность 1Дейсгв контура, удовлетворяющие
соотношению:
1
Рдейств	® ^действ ’
действ
где со - резонансная частота контура, совпадающая с рабочей час-
тотой генератора.
Интересно сравнить, как Сдейств соотносится с Со. Согласно
последнему соотношению
1
действ
w Рдейств
С учётом рдейств из (12.26) для контура на основе короткозамк-
нутого отрезка линии получаем
_2pi + sin2pi
'-'действ ~ ~ ~ . 2 пи ’
4<д Zo sin pi
Учитывая, что согласно условию резонанса рассматриваемого кон-
тура (12.6)
„	1 cospi
СО 2л —	—  	ъ
Со tgP€ Со sin pi
находим
, _ 2pl + sin2pl fl, pl 5
действ ° 4 sin pi cos pi \2 sin2plj
(12.28)
Для контура на основе разомкнутого отрезка линии с учётом
Рдейств из (12.27) и условия резонанса (12.7) получаем
2pi-sin2pl fl pl '
действ о _4sinp^cosp^ of2 Sin2pl/
(12.29)
На рис. 12.10 для сравнения показаны зависимости Сдейств/С0,
соответствующие (12.28) и (12.29) при работе КС на основном тоне.
284
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 12.10
При работе на высшем тоне (п = 1, 2, 3, ...) существует опти-
мальное значение электрической длины р£ короткозамкнутого и
разомкнутого отрезка, при которой получается минимальное зна-
чение Сдейств/С0. Зависимости Сдейств/С0 при п>\ подобны по-
казанной на рис. 12.10,6, только смещаются вверх.
Для получения минимального значения ёмкости Сдейств и соот-
ветственно максимального значения рдейств следует выбирать вол-
новое сопротивление в пределах
„	1,05-1,25
Хл _---------е
®С0
Чем больше п, тем меньше должно приниматься значение коэффи-
циента в числителе при выборе Zo, независимо от типа отрезка.
Согласно приведенному соотношению волновое сопротивление
линии для изготовления контура следует принимать близким к со-
противлению сосредоточенной ёмкости Со на входе отрезка.
Зная действующую ёмкость контура, можно определить его
действующую индуктивность, исходя из условия резонанса конту-
ра, согласно которому
L _ 1
действ 2/^
® ^действ
Таким образом, КС с распределёнными параметрами на основе
отрезка длинной линии в окрестности резонансной частоты может
быть заменена контуром на сосредоточенных элементах с дейст-
ЛЕКЦИЯ 12 *
285
вующими параметрами Сдейств и £действ. Эквивалентные сопро-
тивления и добротности контуров при этом одинаковы.
Так как отрезок линии играет роль индуктивного элемента кон-
тура, то, очевидно, можно ввести в рассмотрение понятие эквива-
лентной индуктивности, величина которой может быть найдена из
выражения для входного сопротивления соответствующего отрезка
на резонансной (рабочей) частоте. Так, для короткозамкнутого от-
резка линии исходя из (12.4) можно записать:
Zotg(5f
экв (О
Соответственно для разомкнутого отрезка исходя из (12.5)
Zoctgpi
экв	СО
Можно установить соотношение между эквивалентной и дей-
ствующей индуктивностью контура. Действующая индуктивность
контура будет всегда меньше эквивалентной. Как следует из усло-
вий резонанса (12.6), (12.7), значение эквивалентной индуктивно-
сти используется для определения геометрической длины отрезка
линии9.
НАСТРОЙКА КОНТУРОВ
ИЗ ОТРЕЗКОВ ДЛИННЫХ ЛИНИЙ
Исходя из условий резонанса КС на основе отрезков длинных
линий (12.6) и (12.7), можно наметить три принципиальных спосо-
ба их настройки:
1)	изменением ёмкости, подключенной к отрезку линии (ёмко-
стная настройка);
2)	изменением геометрической длины отрезка линии € ;
3)	изменением волнового сопротивления линии Zo.
Чтобы осуществить перестройку контура изменением волново-
го сопротивления линии Zo, необходимо изменять поперечные
размеры линии или диэлектрические и магнитные свойства среды
9 В технике СВЧ широко используется реализация как индуктивных, так и ёмко-
стных элементов цепи на основе короткозамкнутых и разомкнутых отрезков ли-
ний. Частично этот вопрос затронут в лекции 17 при рассмотрении транзистор-
ных ГВВ СВЧ.
286
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
между проводами. Изменять поперечные размеры линии, сохраняя
её при этом однородной по длине и учитывая, что одним концом
она присоединяется к АЭ, технически не представляется возмож-
ным. Оптимальным решением является применение отрезка коак-
сиальной линии, пространство между проводами которой заполне-
но ферритом. Если отрезок такой линии поместить в поле электро-
магнита (рис. 12.11), напряжённость которого изменяется под воз-
действием управляющего сигнала, то волновое сопротивление ли-
нии будет изменяться за счёт изменения магнитной проницаемости
феррита ц = цгр0, где ц0 - магнитная проницаемость вакуума. Та-
кой способ нашёл применение в генераторах ускорителей заряжен-
ных частиц. Это решение можно считать наиболее удачным.
Отрезки коаксиальных линий с частичным заполнением ферри-
том применяются в ламповых генераторах дециметровых волн.
При использовании перестройки контура за счёт изменения маг-
нитной проницаемости феррита возникают трудности конструиро-
вания системы подмагничивания, связанные с уменьшением не-
магнитных зазоров для повышения эффективности управления и
снижения мощности управляющего устройства. При изменении
магнитной проницаемости феррита изменяются также потери в
нём, что сказывается на уровне колебательной мощности генерато-
ра. Диапазон перестройки контура рассмотренным способом не-
большой - единицы процентов.
Настройка контура изменением волнового сопротивления ли-
нии не может считаться пригодной для широкого применения из-за
сложности и ограниченности способов её технической реализации.
Настройка контура изменением геометрической длины отрезка
линии £ возможна только при использовании короткозамкнутых
отрезков. В случае разомкнутого отрезка технически не представ-
ляется возможным изменять его длину, учитывая, что на противо-
положном конце находится АЭ.
ЛЕКЦИЯ 12 *
287
Геометрическую длину отрезка линии изменяют перемещением
короткозамыкателя. В коаксиальных линиях короткозамыкатели
выполняют в виде контактных поршней. В случае двухпроводных
линий применяют контактные мостики. Применение подвижного
короткозамыкающего устройства для изменения геометрической
длины отрезка линии возможно только в случае воздушного запол-
нения пространства между проводами линии. Перестройка КС с
помощью короткозамыкателя наиболее эффективна при работе
контура на основном тоне. При работе на высшем тоне эффектив-
ность перестройки КС, т.е. изменение частоты настройки с измене-
нием длины, заметно снижается. Эквивалентное сопротивление
контура уменьшается с уменьшением длины I, т.е. с повышением
частоты настройки.
Основной трудностью при использовании короткозамыкателей
со скользящимими контактами является получение достаточно ма-
лого переходного сопротивления в месте контакта. Величина этого
сопротивления зависит от давления между контактирующими по-
верхностями, от степени их загрязнения и чистоты обработки.
Большим недостатком, снижающим эксплуатационную надёж-
ность устройства, является непостоянство переходного сопротив-
ления скользящих контактов. В процессе эксплуатации сопротив-
ление контактов изменяется в больших пределах по случайному
закону, что изменяет электрические характеристики контура и ге-
нератора.
При ёмкостной настройке резонансная частота контура на ос-
нове отрезка длинной линии изменяется с помощью конденсатора
переменной ёмкости, включенного вблизи соединения АЭ с конту-
ром. В случае разомкнутого отрезка линии конденсатор перемен-
ной ёмкости может быть также включён со стороны разомкнутого
конца, который, естественно, нельзя при этом рассматривать как
разомкнутый.
Основные достоинства ёмкостной настройки контура из отрез-
ка линии - относительная простота конструктивного выполнения и
лёгкость осуществления сопряжённой настройки нескольких кон-
туров, например, в случае многокаскадного устройства. Изменяя
форму пластин конденсатора настройки, можно получить любой
вид настроечной кривой. При ёмкостной настройке контура обес-
печивается выше точность установки частоты, чем при настройке
изменением длины отрезка € .
Однако ёмкостная настройка имеет ряд недостатков, которые
ограничивают в некоторых случаях её применение. Существенным
недостатком ёмкостной настройки является снижение эквивалент-
288
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ного сопротивления контура за счёт увеличения его начальной ём-
кости и понижения вследствие этого действующего характеристи-
ческого сопротивления контура. Другим недостатком ёмкостной
настройки, особенно существенным для мощных генераторов, яв-
ляется снижение электрической прочности контура при введении в
него конденсатора настройки с малыми расстояниями между пла-
стинами. Увеличение расстояния, которое необходимо для умень-
шения опасности электрического пробоя, приводит к неизбежному
увеличению площади пластин для сохранения прежней ёмкости.
При этом размеры конденсатора настройки могут оказаться чрез-
мерно большими, и его невозможно будет разместить в простран-
стве между проводами линии.
Необходимо также иметь в виду, что конденсатор настройки
нарушает однородность электрического и магнитного полей в ли-
нии, а это может стать причиной возникновения колебаний выс-
ших типов волн, увеличения потерь мощности и снижения элек-
трической прочности контура.
Несмотря на указанные недостатки, ёмкостная настройка явля-
ется одним из наиболее распространённых способов настройки
контуров из отрезков длинных линий.
При ёмкостной настройке контура его эквивалентное сопро-
тивление возрастает с повышением частоты настройки.
На рис. 12.12 показаны схемы ёмкостной настройки контура на
основе короткозамкнутого отрезка линии (рис. 12.12,а) и на основе
разомкнутого отрезка линии при подключении конденсатора на-
стройки с противоположного Со конца (рис. 12.12,6).
а	б
Рис. 12.12
Для эффективного управления конденсатор настройки Сн дол-
жен размещаться в сечении отрезка линии с максимальным напря-
жением. В случае короткозамкнутого отрезка при работе контура
на основном тоне максимальное напряжение имеет место в точках
подключения АЭ, т.е. в месте ёмкости Со. Однако конструктивно
ЛЕКЦИЯ 12
289
конденсатор Си не может быть размещён в месте подключения
АЭ. Поэтому он располагается на некотором расстоянии £н от
места включения АЭ, соответствующего месту включения сосре-
доточенной ёмкости Со (рис. 12.12,а). Расстояние выбирается
из соображений удобства и возможности реализации конструкции
контура. При работе контура на высшем тоне максимальное на-
пряжение находится в пучности стоячей волны напряжения в от-
резке линии (см. рис. 12.4,а). При использовании разомкнутого от-
резка линии максимальное напряжение имеет место на разомкну-
том конце, т.е. на противоположном Со конце контура. Обычно с
этого конца и включается конденсатор настройки Си (рис. 12.12,6).
Чем больше напряжение на ёмкости конденсатора настройки
Сн, тем больше в нём сосредоточивается реактивной энергии элек-
трического поля, соответственно влияние такой ёмкости на контур
будет велико, и будут требоваться меньшие пределы изменения
ёмкости конденсатора настройки для изменения частоты в нужных
пределах. Очевидно, если конденсатор настройки Си разместить
вблизи короткозамыкателя, то в каких бы пределах ни изменялась
ёмкость конденсатора, эффект от неё будет ничтожен. И, напротив,
влияние ёмкости Си резко возрастает при подключении её парал-
лельно Со.
₽ заключение отметим, что условия резонанса контуров по
схемам рис. 12.12 будут отличаться от (12.6) и (12.7). Конкретно
для каждого из представленных контуров условие резонанса мож-
но получить из (*) с использованием выражения (12.3). Так, для
контура на основе разомкнутого отрезка линии (рис. 12.12,6) в
♦
(12.3) следует подставить ZH=-j\/^CH . Полученный результат
подставить в условие резонанса (*), из которого можно получить
выражение для определения геометрической длины отрезка I. Ес-
ли длину отрезка I считать заданной, то можно получить выраже-
ние для определения Сн. Для контура на основе короткозамкнуто-
*
го отрезка линии по схеме рис. 12.12,ст следует определить ZH как
параллельное соединение сопротивлений ёмкости Сн и коротко-
замкнутого отрезка линии длиной I. Найденное сопротивление
♦
ZH следует подставить в (12.3), в котором теперь вместо (. надо
учитывать €и. Далее, из (*) может быть получено выражение для
290
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
определения необходимой длины отрезка £ или ёмкости Сн, если
длина отрезка известна. Очевидно, при £н -> 0 полученное выра-
жение будет приближаться к (12.6), где вместо Со надо учитывать
суммарную ёмкость (Со + Сн).
СВЯЗЬ КОНТУРОВ ИЗ ОТРЕЗКОВ длинных линий
С ПОЛЕЗНОЙ НАГРУЗКОЙ ГЕНЕРАТОРА
При расчёте связи контура с полезной нагрузкой генератора
необходимо обеспечить требуемое эквивалентное сопротивление
контура и КПД контура т]к не ниже принятого значения.
В диапазоне СВЧ полезная нагрузка, как правило, находится на
некотором расстоянии от генератора, сравнимом с длиной волны
рабочих колебаний, поэтому её приходится присоединять к генера-
тору с помощью фидера.
При рассмотрении способов связи с контурами из отрезков
длинных линий мы будем полагать фидер согласованным с полез-
ной нагрузкой генератора, что желательно, хотя не всегда может
быть обеспечено, особенно в диапазонных и широкополосных ге-
нераторах.
Следует отметить, что точность расчёта элемента связи нагруз-
ки с контуром на СВЧ оказывается сравнительно невысокой, по-
скольку элемент связи всегда нарушает структуру электромагнит-
ного поля в пространстве между проводами отрезка линии контура.
Учесть эти изменения при расчёте практически не представляется
возможным. Кроме того, реально никогда не удаётся получить
только один вид связи: всегда одновременно с помощью того же
элемента осуществляется и другой вид связи, который часто не
поддаётся расчёту.
Поэтому при расчёте связи на СВЧ должны быть определены
порядки величин и ориентировочные конструктивные размеры эле-
мента связи. Окончательное определение параметров элемента связи
производится при лабораторной или заводской доводке генератора.
Большой разброс параметров АЭ и колебательных контуров из
отрезков длинных линий в условиях крупносерийного производства
заставляет проектировщика предусматривать возможность измене-
ния связи в процессе настройки и регулировки генератора. Поэтому
расчёт связи с нагрузкой производится с 20...30 %-м запасом.
На СВЧ, как и на высоких частотах, используются три основ-
ных вида связи колебательного контура с нагрузкой:
ЛЕКЦИЯ 12
291
1)	индуктивная, или трансформаторная, связь;
2)	кондуктивная, или автотрансформаторная, связь;
3)	ёмкостная связь.
Иногда используется комбинированный вид связи.
ИНДУКТИВНАЯ СВЯЗЬ С ПОМОЩЬЮ КОРОТКИХ
ВИТКОВ И ПЕТЕЛЬ СВЯЗИ
Индуктивная связь реализуется с помощью так называемых ко-
ротких витков в случае двухпроводных линий (рис. 12.13,а) и пе-
тель связи при использовании контуров из отрезков коаксиальных
линий (рис. 12.13,6).
Рис. 12.13
Виток связи обычно выполняется в виде короткозамкнутого
отрезка двухпроводной линии с такими же параметрами, как у ли-
нии контура: сечение проводов, расстояние между проводами.
Длина отрезка, образующего виток, £в, берётся значительно
меньше длины отрезка контура € (отсюда и название - короткий
виток). На практике стремятся иметь £в <Х/8, чтобы избежать
большой индуктивности витка Д.
Для передачи в нагрузку (фидер) требуемой мощности
Р~н - Л.ф необходимо обеспечить в нём бегущую волну тока ам-
плитудой
Ар	’
(12.30)
где Дф - колебательная мощность, поставляемая в фидер; Z(k|, -
волновое сопротивление фидера, согласованного с полезной на-
грузкой генератора.
292
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
На рис. 12.14,а представлена эквивалентная схема витка связи,
согласно которой
^02ф+(<о£в)2
(12.31)
где е - величина ЭДС, создаваемой в витке связи (равна величине
наводимого в витке напряжения).
Вопрос о величине необходимой связи и размерах витка разре-
шается из условия равенства (12.30) и (12.31).
Регулировать связь можно изменением расстояния h между ли-
нией контура и витком связи, а также перемещением витка вдоль
отрезка линии контура. Чем меньше расстояние между витком и
линией контура, а также чем ближе виток располагается к коротко-
замыкателю (где находится пучность тока, соответственно и мак-
симум магнитного поля), тем сильнее связь. Увеличение длины
витка tв также приводит к увеличению наводимой в нём ЭДС, но
это увеличение ЭДС, начиная с >(1/10...1/8)Х, незначительно,
тогда как индуктивность витка £в, соответственно и сопротивле-
ЛЕКЦИЯ 12
293
ние его <о£в при этом существенно возрастают и создаваемый в
фидере ток (12.31) уменьшается, что снижает передаваемую в фи-
дер мощность.
Чтобы облегчить передачу в нагрузку требуемой мощности и
уменьшить размеры витка связи, применяют последовательную
(рис. 12.14,6) или параллельную (рис. 12.14,в) настройку витка с
помощью конденсатора настройки Сн.
Последовательная настройка витка применяется прй 70ф < o)ZB,
а параллельная - при 70ф > со£в . Виток связи и ёмкость Сн при
настройке проявляют себя как колебательный контур, соответст-
венно последовательный или параллельный, добротность которого
больше единицы, что облегчает реализацию необходимой связи.
Величина ёмкости конденсатора настройки витка связи находится
из условия резонанса10:
!— (****)
<оСн
где со - круговая частота рабочих колебаний.
Амплитуда тока в фидере при настроенном витке связи
Для сохранения симметрии схемы генератора ёмкость Сн при
последовательной настройке витка реализуется в виде двух после-
довательно включенных конденсаторов ёмкостью 2 Сн каждый.
Применение настройки витка усложняет элемент связи, но с
этим приходится мириться, когда важны энергетические показате-
ли генератора.
При использовании петли связи с контуром из отрезка коакси-
альной линии (рис. 12.13,6) величину связи можно регулировать
поворотом петли вокруг оси, проходящей через её плоскость, из-
меняя этим эффективную площадь петли 5^, определяемую соот-
ношением
5эф =5cosa,
10 Приведенное условие резонанса точно при последовательной настройке витка
связи и приближённо при параллельной настройке. См. лекцию 10.
294
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
где S - площадь петли связи; а - угол между плоскостью петли
связи и плоскостью, проходящей через ось поворота петли и ось
отрезка коаксиальной линии контура.
Чем больше , тем сильнее связь (максимальная связь ока-
зывается при совпадении плоскости петли с плоскостью, проходя-
щей через оси коаксиальной линии контура и поворота петли; при
развороте петли на 90° относительно названного положения связь
становится минимальной).
Чем ближе петля связи размещается к пучности тока, т.е. ближе
к короткозамыкателю контура, тем сильнее связь.
Длину петли связи , как и длину коротких витков £в, обыч-
но принимают:
€п<Х/8.
Увеличение длины петли связи сверх этой величины почти не ме-
няет количества магнитных силовых линий, пронизывающих её
плоскость, так как основной поток магнитных силовых линий со-
средоточен в области пучности тока в отрезке контурной линии на
участке (1/10... 1/8) X. Увеличение длины петли связи приводит к
росту её индуктивности Ln, что затрудняет передачу в нагрузку
требуемой мощности. Для компенсации индуктивного сопротивле-
ния петли связи используют настройку её при помощи ёмкости Сн,
реализуемой в виде конструктивно выполняемого конденсатора
(рис. 12.15,а) или ёмкостного шлейфа (рис. 12.15,6, в).
Рис. 12.15
В схемах (рис. 12.15,а,б) используется последовательная на-
стройка петли связи, а в схеме (рис. 12.15,в) - параллельная на-
стройка. Необходимая величина ёмкости конденсатора настройки
Сн рассчитывается, как и в случае короткого витка, из условия ре-
ЛЕКЦИЯ 12
295
зонанса (****), в котором вместо индуктивности витка LB следует
учитывать индуктивность петли Ln.
Геометрическая длина короткозамкнутого шлейфа £ш может
быть найдена по формуле11

= -arctg

I
I	]
= -arcctg(-coCHZOlII) =—arcctg -
Р	Р	\
^Ош
“4.
где ZOlB - волновое сопротивление линии шлейфа.
Связь с помощью витков и петель связи используется в мощ-
ных генераторах, так как эти элементы связи практически не
ухудшают электрическую прочность контура, будучи расположен-
ными вблизи короткозамыкателя, т.е. в точках с относительно ма-
лыми действующими напряжениями.
КОНДУКТИВНАЯ СВЯЗЬ
При кондуктивной связи с контуром полезная нагрузка под-
ключается непосредственно к проводам отрезка линии контура в
сечении х =1св.
Реализация кондуктивной связи в случае контуров из коротко-
замкнутых отрезков двухпроводной и коаксиальной линий показа-
на на рис. 12.16. Аналогично осуществляется кондуктивная связь с
контурами на основе разомкнутых отрезков линий.
Кондуктивная связь нагрузки с контуром применяется при
фиксированной частоте генератора или при ёмкостной перестройке
(настройке) контура. При перестройке контура изменением гео-
метрической длины отрезка линии И кондуктивная связь оказыва-
ется неудобной, особенно в случае контуров из отрезков коакси-
альных линий из-за создаваемых ею ограничений на перемещение
поршня (короткозамыкателя) и невозможности регулировки связи.
11 Следует из условия: входное сопротивление шлейфа из короткозамкнутого от-
резка линии jZOultgPf ш равно сопротивлению ёмкости конденсатора настройки
(~jl/<oCH =-у<о£п).
296
Раздел I. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 12.16
При кондуктивной связи фидер (нагрузка) подключается к кон-
туру в сечении отрезка линии, где напряжение имеет необходимую
величину для передачи в нагрузку (фидер) требуемой мощности.
При согласовании фидера с нагрузкой в нём должна быть обес-
печена бегущая волна напряжения с амплитудой
^мф — ^/^^-ф^оф ’
(12.32)
где Р_ф - требуемая мощность в полезной нагрузке (Лф = Лн);
- волновое сопротивление фидера, согласованного с полезной
нагрузкой.
Если принять, что подключение нагрузки (фидера) к контуру не
изменяет закона распределения напряжения вдоль проводов отрез-
ка линии контура, то подключать фидер к контуру следует в сече-
нии х = £св, в котором напряжение t/CB равно требуемому на входе
фидера UM ф (12.32).
В случае короткозамкнутого отрезка линии контура согласно
(12.12) при х = £св
t7CB=t7MsinpfCB.	(12.33)
Напряжение на входе отрезка, соответствующее напряжению на
выходе АЭ и равное напряжению на ёмкости Со, определяется
(12.12) при х -I, т.е.
= t/M, МК - ^а. к =	s*n Р^-
VQ	Ма, МК j а, к	м ~
ЛЕКЦИЯ 12 *
297
Соответственно напряжение в сечении х = £ев (12.33)
ЕЕ
=----— sin р€ =—— sinp£CB
св sinpf “ sinp€ св
^ма, мк • о я
-------SmP€c„ .
Strips
(12.34)
Приравнивая (12.32) и (12.34), определяем положение точки
подключения нагрузки (фидера) к контуру:
„ 1 . f V2/Vo<D . '
£г, =—arcsin —------—smp£
В	U
Н	^ма,мк	у
(12.35)
При работе контура на высшем тоне €св (12.35) можно изме-
нить на целое число полуволн, принимая
С,, = —arcsin
св Р
~ф °ф |sinpl| + М./2.
^ма, мк •
(12.36)
Кроме того, так как одно и то же значение |sin р€| случается дваж-
ды в интервале полуволны рабочих колебаний, то можно также
принимать
1	^2/^ф2оф । .
€св -NX/2-—arcsin —-----— sin
В	U	'
Р	^м^мк
(12.37)
В (12.36), (12.37) N <п, где п — номер высшего рабочего тона КС.
Для реализации выбирается удобное значение <?св из (12.35) -
(12.37). Обратим внимание, что физически должно быть
0<€св <£.
Подобные выражения для определения €св могут быть получе-
ны для контуров из разомкнутых отрезков. Для таких контуров со-
гласно (12.13)
„ тт М - Uc° nt	М
(7СВ -I7Mcosp£CB - cosp€c<>sP€CB - cosf^ cosP4B.
Приравнивая последнее соотношение и (12.32), получим выра-
жение для определения £св. При работе КС на высшем тоне значе-
298
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ние £св может быть изменено на целое число полуволн аналогично
(12.36), (12.37).
С влиянием фидера (нагрузки) на распределение напряжения и
тока вдоль проводов отрезка линии контура можно не считаться,
если выполняется соотношение
гоф >3z0|tgp€CB|	(I)
при использовании короткозамкнутого отрезка или соотношение
z0(t >3Z0|ctgp€CB|	di)
в случае разомкнутого отрезка линии, где Zo - волновое сопро-
тивление линии контура; Z0|tgP£CB|, Z0|ctgp£CB| - величина со-
противления отрезка линии контура длиной fCB, соответственно
короткозамкнутого и разомкнутого.
На рис. 12.17 представлены эквивалентная схема кондуктивной
связи нагрузки с контуром на основе короткозамкнутого отрезка
линии (рис. 12.17,а) и распределение тока вдоль проводов контура
при работе на основном тоне (рис. 12.17,6).
Рис. 12.17
Ток на входе отрезка линии контура длиной £св
l" -	=	=_ ^//e-jTt/2
7’Z0tgpfCB 7Zotgp7CB
Ток на выходе отрезка линии длиной (f - £св)
//=7ф+7//.
ЛЕКЦИЯ 12 *
299
Величина этого тока на основании записанных соотношений
Если 70ф =3Z0|tgP€CB|, то l' -l"-у/10/9 ~l,05Z/z, т.е. скачок
тока в линии контура в месте включения нагрузки (фидера) около
5 %12. Чем больше сопротивление нагрузки по сравнению с сопро-
тивлением короткозамкнутого отрезка линии контура длиной fCB
(I), тем меньше величина скачка тока в проводах линии в сечении
х = £св, и с ним практически можно не считаться. Аналогично по-
лучается и в случае контура на основе разомкнутого отрезка линии
при выполнении соотношения (II).
Если сопротивление нагрузки будет меньше, чем требуется (I),
(И), то ток в проводах линии претерпевает большой скачок в месте
подключения нагрузки х - €св и характер его распределения вдоль
проводов линии уже нельзя считать монотонным. В частности, ес-
ли 70ф -> 0, то нагрузка будет проявлять себя как короткозамыка-
тель. Соответственно в случае контура на основе короткозамкнуто-
го отрезка линии короткозамкнутый участок длиной €св перестаёт
влиять на процессы в контуре, т.е. контур превращается в другой
контур с длиной отрезка (€-fCB). В случае контура на основе ра-
зомкнутого отрезка линии при 70ф -> 0 участок со стороны ра-
зомкнутого конца перестаёт оказывать влияние на процессы в кон-
туре, а сам контур превращается в контур на основе короткозамк-
нутого отрезка линии длиной (Z - €св ).
Сопротивление нагрузки 70ф можно пересчитать к месту
включения АЭ (к ёмкости Со) исходя из закона сохранения энер-
гии, согласно которому
(72 Uc
р = св — с°
~Ф 270ф 2^’
где /?()еф - пересчитанное к месту включения АЭ сопротивление
нагрузки Z^.
12 Величина тока слева отличается от величины тока справа в сечении линии в
месте включения нагрузки (фидера) на 5 %.
300
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Из последнего соотношения
^0ф -
Если с влиянием нагрузки на распределения напряжения и тока
вдоль проводов линии контура можно не считаться, то в случае,
например, короткозамкнутого отрезка
l/CB - U» sin Р^св 5	t/r = Uu sin	.
M • UB 7	Vq	M •
Соответственно
J sin pl
IsinpiJ
г0ф •
(12.38)
Аналогичное выражение можно получить и для контура на основе
разомкнутого отрезка линии. Отличие будет только в замене функ-
ции распределения напряжения - синус на косинус.
Эквивалентное нагруженное сопротивление контура (сопро-
тивление нагрузки АЭ)
^оеО^оеф _
^оеО + ^оеф
КПД контура
пк = 1-
^оен _ ^оеО
^оеО ^оеО + ^оеф
(12.39)
(12.40)
где - ненагруженное эквивалентное сопротивление контура,
определяемое соответственно согласно (12.26) или (12.27).
Определяемое (12.39) значение 7?^н должно быть не меньше
требуемого для обеспечения рассчитанного режима работы АЭ ге-
нератора. Если RoeH оказывается существенно больше необходи-
мого Лоеннеобх (если меньше, то нужная мощность в нагрузке не
может быть обеспечена), то из (12.39) следует определить
^оеО-^оеннеобх
ЛЕКЦИЯ 12
301
и исходя из найденного значения Т^ф найти место подключения
нагрузки (фидера). В случае, например, контура из короткозамкну-
того отрезка согласно (12.38)
1	(
=—arcsin I—— sin р€ .
св р	ЦКф	J
Аналогично при использовании контура из разомкнутого отрезка
линии. Отличие в замене функций синуса на функции косинуса.
КПД контура (12.40) в этом случае будет выше, а мощность в
нагрузке больше:
Лн=Лф=Лпк-
Найденное значение €св может быть соотнесено с N7J2, как
это отражено в (12.36) и (12.37).
В отдельных схемах генераторов на контуре присутствует по-
стоянное напряжение, которое при кондуктивной связи попадает
на фидер и через него на полезную нагрузку, что недопустимо. Для
исключения попадания при кондуктивной связи с нагрузкой посто-
янного напряжения питания генератора на фидер последний под-
ключается к контуру через разделительный конденсатор, сопро-
тивление которого должно быть существенно меньше сопротивле-
ния" фидера (в случае двухпроводного фидера должно быть два
разделительных конденсатора, по одному в месте присоединения
каждого провода, для сохранения симметрии схемы). Обычно раз-
делительные конденсаторы выполняются конструктивно в токо-
съёмниках при использовании двухпроводного фидера или в месте
присоединения центрального провода коаксиального фидера.
ЁМКОСТНАЯ СВЯЗЬ
Ёмкостная связь является наиболее распространённым спосо-
бом связи контура с полезной нагрузкой в маломощных генерато-
рах, а также в генераторах дециметровых и сантиметровых волн,
где размеры элемента ёмкостной связи получаются довольно ма-
лыми и он практически не ухудшает электрическую прочность
контура. С понижением рабочей частоты величина ёмкости связи
возрастает, что заставляет уменьшать зазор между пластинами
конденсатора связи, снижая этим электрическую прочность конту-
ра, которая может оказаться недостаточной в мощных генераторах,
где в контуре большое напряжение. В мощных ламповых импульс-
302
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ных генераторах дециметровых и сантиметровых волн, где напря-
жение в контуре достигает нескольких десятков киловольт, элек-
трическая прочность контура из-за ввода в него ёмкостного эле-
мента связи также может оказаться недостаточной и в этом случае
применяется связь с нагрузкой с помощью петли.
Достоинством ёмкостной связи является удобство её регули-
ровки. Недостаток - влияние на настройку контура, в силу чего
после регулировки связи, как правило, приходится подстраивать
контур, а затем и саму связь.
Емкостная связь может быть осуществлена с контурами на от-
резках любых линий: с воздушным заполнением (двухпроводные,
коаксиальные линии) и с твёрдым диэлектриком (микрополоско-
вые линии) как короткозамкнутыми, так и разомкнутыми.
Возможная реализация ёмкостной связи при использовании
контуров на основе короткозамкнутых отрезков двухпроводной и
коаксиальной линий показана на рис. 12.18. Аналогично реализу-
ется связь с разомкнутыми отрезками линий контуров.
Фидер к нагрузке
При ёмкостной связи с нагрузкой фидер (нагрузка) присоеди-
няется к проводам отрезка линии контура не непосредственно, как
в случае кондуктивной связи, а через конденсатор связи ёмкостью
Ссв (напомним, что при кондуктивной связи в месте присоедине-
ния фидера может быть разделительный конденсатор, ёмкость ко-
торого Ср »Ссв). В случае двухпроводных линий ёмкость Ссв
реализуется в виде двух одинаковых конденсаторов ёмкостью 2 Ссв
каждый, чтобы не нарушать симметрию устройства.
Регулировать ёмкостную связь можно изменением места под-
ключения нагрузки (фидера) св, что, однако, при использовании
ЛЕКЦИЯ 12
303
контуров из отрезков коаксиальных линий невозможно, либо из-
менением величины ёмкости связи Ссв, что всегда осуществимо.
Для передачи в нагрузку необходимой мощности на входе фи-
дера должно быть обеспечено напряжение (12.32)
^мф =72^~Ф^°Ф ’
Очевидно, фидер должен подключаться через Ссв в сечение
отрезка линии контура, в котором напряжение не ниже, а больше
требуемого Им ф, так как часть напряжения упадёт на сопротивле-
нии конденсатора связи Ссв. Чем
ближе подключение элемента связи к
максимуму (или к пучности) напря-
жения в линии контура, тем легче
осуществить ёмкостную связь и
меньше требуемая ёмкость Ссв.
Эквивалентная схема электриче-
ской цепи для расчёта ёмкостной свя-
зи представлена на рис. 12.19, где
UCB - напряжение в сечении отрезка линии контура в месте под-
ключения нагрузки, связанное с напряжением на ёмкости Со соот-
ношением
U
св
ис
sinp^
sinP<B
в случае короткозамкнутого отрезка линии контура; у контура на
основе разомкнутого отрезка линии
t/CB =
Uc
cosP£
cosP4B;
/ф =.^2Р~ф/70ф - амплитуда тока в нагрузке (фидере), соответст-
вующая передаваемой в нагрузку мощности; UM ф = /ф/Оф _ ам"
плитуда напряжения на фидере (нагрузке).
304
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Для электрической цепи (рис. 12.19) справедливо соотношение:

тг	ф	„
где ис = ——  -------------амплитуда напряжения на емкости Ссв.
°" ®Ссв
ив	Vip vB
Используя приведенные соотношения, получаем для ёмкости
Ссв:
1
ГЕ/2
У ф
(12.41)
Как следует из (12.41), реализация ёмкостной связи возможна
только при UCB > UM ф, т.е. напряжение в сечении отрезка линии
контура, куда присоединяется нагрузка (фидер), должно быть
больше необходимого на входе фидера. Чем сильнее различаются
напряжения, тем меньше величина требуемой ёмкости Ссв и тем
проще будет её реализация. Подбирая место присоединения на-
грузки £св, можно получить удобное для реализации конденсатора
связи значение его ёмкости.
Используя соответствующие выражения для напряжений в
(12.41), можно получить выражение для определения сопротивле-
ния нагрузки (фидера), отнесённого к точкам подключения АЭ (ёмко-
сти Со),	. Точно так же можно получить выражение для опреде-
ления мощности в нагрузке, если известна ёмкость связи Ссв.
Для увеличения передачи мощности в нагрузку может оказать-
ся необходимым компенсировать ёмкость связи включением ком-
пенсирующей индуктивности или отрезка длинной линии в качест-
ве индуктивного шлейфа. Необходимость подобной настройки ём-
кости связи появляется в контурах из отрезков коаксиальных ли-
ний, где нет возможности изменять место присоединения связи
£'св. Реализация настройки ёмкости связи при использовании кон-
тура из короткозамкнутого отрезка коаксиальной линии и эквива-
лентные схемы получающихся цепей показаны на рис. 12.20. Ана-
логично может быть реализована настройка ёмкостной связи в
случае контуров из разомкнутых отрезков линий.
ЛЕКЦИЯ 12
305
Рис. 12.20
В схеме рис. 12.20,а компенсирующая индуктивность Ькомп
представляет один-два витка провода, соединяющего пластину
конденсатора связи с внутренним проводом коаксиального фидера,
идущего к нагрузке. Схема соответствует последовательной на-
стройке связи, и элементы её удовлетворяют условию резонанса
1
— (О-ЦадМП »
«Ссв
которое позволяет найти значение £комп.
Схема рис. 12.20,6 соответствует параллельной настройке свя-
зи13. Схема более удобна для применения в диапазонных генерато-
рах, так как настройка связи осуществляется перемещением корот-
козамыкателя индуктивного шлейфа.
Разновидностью ёмкостной связи является связь с помощью
зонда. Зонд представляет собой короткий отрезок провода, являю-
13 Очевидно, в общем случае при любом способе возможна неполная настройка
связи. При полной настройке-в схеме (рис. 12.20,а) ёмкостная связь получает
черты кондуктивной связи. Неполная настройка возможна и при использовании
связи с помощью коротких витков и петель связи.
306
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
щегося продолжением внутреннего проводника коаксиального ка-
беля, вводимого во внутреннее пространство отрезка коаксиальной
линии контура в направлении вектора напряжённости электриче-
ского поля.
СВЯЗЬ С НАГРУЗКОЙ ПРИ ИСПОЛЬЗОВАНИИ
СВЯЗАННЫХ линий
Если провода одной длинной линии разместить вблизи прово-
дов другой, то между этими линиями проявляется электромагнит-
ная связь, т.е. связь за счёт электрического и магнитного полей.
Такие линии называются связанными.
Примеры связанных линий показаны на рис. 12.21: двухпро-
водные линии (а), симметричные полосковые линии (б), несиммет-
ричные микрополосковые линии (в), коаксиальные линии (г).
Рис. 12.21
На рис. 12.22 представлено условное изображение связи с на-
грузкой с использованием короткозамкнутых отрезков связанных
линий. Это могут быть два связанных контура на отрезках линий
одинаковой длины. К одному контуру подключается АЭ генерато-
ра, а к другому - полезная нагрузка.
В варианте рис. 12.22,а АЭ, отображаемый на схеме ёмкостью
*
Со, и нагрузка ZH располагаются с одной стороны, а в варианте
рис. 12.22,6 - с противоположных сторон. Помимо конструктивных
особенностей, при прочих одинаковых параметрах во втором вари-
анте связь оказывается сильнее. Соответственно система получает-
ся широкополоснее. Физически это объясняется тем, что в первом
ЛЕКЦИЯ 12 ’
307
варианте электрическая и магнитная связи действуют в противофа-
зе и соответственно ослабляют друг друга. Во втором варианте они
дополняют друг друга. Если на рабочей частоте длина отрезков
окажется равной X/4, то в первом варианте передачи мощности в
нагрузку не будет. Во втором варианте мощность в нагрузку будет
передаваться.
Рис. 12.22
Нетрудно видеть, что связь с нагрузкой с использованием свя-
занных линий родственна связи с помощью коротких витков.
СИММЕТРИРОВАНИЕ СВЯЗИ
С НАГРУЗКОЙ КОНТУРОВ
ИЗ ОТРЕЗКОВ ДВУХПРОВОДНЫХ линий
Если контур выполнен из отрезка двухпроводной линии, а на-
грузка присоединяется с помощью коаксиального кабеля, то может
произойти серьёзное нарушение симметрии схемы генератора,
особенно очевидное при осуществлении кондуктивной и ёмкост-
ной связи контура с нагрузкой (рис. 12.23,о,б). Нарушение симмет-
рии схемы в первую очередь связано с тем, что внешний провод
(оболочка) коаксиального фидера соединяется с землёй (корпу-
сом). Соответственно один из проводов двухпроводной линии за-
мыкается на землю (корпус). В случае связи с помощью короткого
витка (рис. 12.23,в) симметрия схемы нарушается из-за наличия
паразитной ёмкостной связи Ссв п между витком и проводами кон-
тура вследствие того, что один конец витка присоединяется непо-
средственно к земле (корпусу) через внешнюю оболочку кабеля, а
второй - к центральному проводнику кабеля. При этом чем выше
частота, тем более асимметричным будет режим работы каждого
из проводов контура, что легко видеть из эквивалентной схемы
(рис. 12.23,г).
Нарушение симметрии схемы приводит к нарушению нормаль-
ного режима работы генератора и увеличению потерь на излучение.
308
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 12.23
Поэтому в конструкциях генераторов с контурами из отрезков
двухпроводных линий при связи с нагрузкой коаксиальным фиде-
ром необходимо предусматривать использование симметрирую-
щих устройств.
В качестве симметрирующего устройства может быть исполь-
зован четвертьволновый короткозамкнутый на одном конце отре-
зок коаксиальной линии, расположенный поверх внешней оболоч-
ки коаксиального фидера у места связи с контуром. Входное со-
противление такого отрезка стремится к бесконечности, преграж-
дая путь токам высокой частоты на внешнюю оболочку фидера и
соответственно на корпус (землю). Указанное симметрирующее
устройство известно в радиотехнике как четвертьволновый стакан.
На рис. 12.24,а показана схема связи с помощью короткого
витка с использованием в качестве симметрирующего устройства
четвертьволнового стакана. На рис. 12.24,6 показана эквивалентная
схема, поясняющая принцип симметрирования. На центральной
частоте оба провода контура из отрезка двухпроводной линии ока-
зываются практически изолированными от корпуса (земли) благо-
даря наличию четвертьволнового короткозамкнутого отрезка ли-
нии. Сказанное очевидно из сравнения схем рис. 12.23,г и 12.24,6.
Аналогично осуществляется симметрирование с использованием
четвертьволнового стакана при кондуктивной и ёмкостной связях с
нагрузкой.
ЛЕКЦИЯ 12
309
б
Рис. 12.24
Главный недостаток рассмотренного симметрирующего уст-
ройства - четвертьволнового стакана - узкополосность. Как только
геометрическая длина четвертьволнового стакана начинает откло-
няться от Х/4, изолирующие свойства устройства ухудшаются.
Существуют и другие симметрирующие устройства, в том числе
и широкополосные с использованием ферритов и связанных линий.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 12
1.	Назовите и поясните причины, затрудняющие применение конту-
ров из элементов с сосредоточенными параметрами с повышением рабо-
чей частоты и мощности генератора.
2.	Чему равно входное сопротивление короткозамкнутого отрезка ли-
нии длиной Z./2 > t > X/4? Каков характер этого сопротивления? Как из-
менится входное сопротивление отрезка, если сделать его разомкнутым?
3.	Сосредоточенная ёмкость Со = 0. Можно ли реализовать в этом
случае колебательный контур из отрезка линии? Если можно, то какой
длины потребуется отрезок линии: а) короткозамкнутый, б) разомкнутый?
4.	Представьте распределения токов и напряжений вдоль проводов
колебательной системы при работе на втором обертоне.
5.	Поясните суть эквивалентных и действующих параметров конту-
ров из отрезков длинных линий. Получите соотношение, устанавливаю-
щее связь между эквивалентной ЕЭ1Я и действующей Адейств индуктивно-
стями контура.
310
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
6.	Определите действующее характеристическое сопротивление
контура на основе короткозамкнутого и разомкнутого отрезков линии при
отсутствии сосредоточенной ёмкости на входе отрезка (Со = 0). Получи-
те выражение для определения действующей ёмкости таких контуров.
7.	Получите условия резонанса контуров по схеме рис. 12.12.
8.	Используя соответствующие выражения, преобразуйте (12.41) к
виду, показывающему явную зависимость Ссв от f св, а также от Р^ .
Получите выражение для определения сопротивления фидера (нагрузки),
отнесённого к точкам подключения АЭ (ёмкости Со).
9.	Поясните необходимость симметрирования при осуществлении
связи между цепями на основе двухпроводной и коаксиальной линий.
10.	Представьте эквивалентные схемы, соответствующие использова-
нию четвертьволнового стакана в качестве симметрирующего устройства
при кондуктивной и ёмкостной связи с нагрузкой.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 12
1.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А. Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
2.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгиль-
дян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. -
3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1996. - 560 с.
3.	Евтянов С.И. Ламповые генераторы. - М.: Связь, 1967. - 384 с.
4.	Линде Д.П. Основы расчёта ламповых генераторов СВЧ. - М.; Л.:
Госэнергоиздат, 1959.-432 с.
5.	Дегтярь ЕА. Устройства генерирования и формирования радио-
сигналов: Учеб, пособие / Новосиб. гос. техн. ун-т. - Новосибирск,
1996. - Ч.З. Кн.1. - 192 с. [1 - 192]. Кн.2. - 164 с. [193-356].
ЛЕКЦИЯ 13
Общие принципы составления схем ГВВ. ~ Схемы
последовательного и параллельного питания входных
и выходных электродов АЭ ГВВ. ~ Применение
разделительных и блокировочных конденсаторов,
блокировочных дросселей для разделения постоянных
и переменных составляющих токов входных и выходных
электродов АЭ. ~ Схемы подачи смещения в ГВВ. ~ Схемы
питания накала ламп. ~ Определение номиналов
разделительных и блокировочных элементов в цепях
питания ГВВ. ~ Включение измерительных приборов для
контроля режима и настройки ГВВ. ~ Схемы питания
Ъторой (экранной) сетки тетродов и пентодов в ГВВ. ~
Межкаскадные цепи связи ГВВ
Основные принципы, которыми следует руководствовать-
ся при составлении схем генераторов, сводятся к сле-
дующему.
1.	Необходимо, чтобы полезная гармоника выходного тока АЭ:
лампы или транзистора создавала падение напряжения только на
цепи согласования (ЦС), т.е. на цепи, предназначенной для выде-
ления полезной гармоники выходного тока АЭ. Всякие побочные
пути для полезной гармоники нежелательны, так как могут привес-
ти к ненужным потерям колебательной мощности. В частности,
нежелательно прохождение полезной гармоники через источник
питания анода Ея, коллектора Ек.
2.	Сопротивление внешней цепи, образованной всеми элемен-
тами, присоединенными к выходным электродам АЭ, для побоч-
ных гармоник выходного .тока должно быть близко к короткому
замыканию. Это важно прежде всего потому, что появление в со-
312
Раздел I. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ставе выходного напряжения ненужных гармоник, наряду с напря-
жением полезной гармоники, может привести к нежелательному
изменению, режима АЭ и к уменьшению полезной мощности. Ис-
ключение составляет случай, когда высшие гармоники использу-
ются для повышения КПД усилителя.
Чтобы выполнить эти два требования, все источники питания и
измерительные приборы постоянного тока и напряжения, вклю-
ченные в схему генератора, шунтируют (блокируют) конденсато-
рами, представляющими весьма малые сопротивления для токов
высокой частоты.
3.	Постоянная составляющая выходного тока АЭ должна созда-
вать падение напряжения только на АЭ. Внешняя цепь, по которой
проходит постоянная составляющая выходного тока от источника
питания анода Еа или коллектора Ек к АЭ, должна быть для неё
коротким замыканием. Исключение составляет случай, когда на-
пряжение источника анодного, коллекторного питания больше
требуемого для работы генератора и приходится включать после-
довательно с генераторным прибором и источником питания гася-
щий резистор. Исключением является также использование катод-
ного в случае ламп и эмитгерного в случае транзисторов автосме-
щения, схемная реализация которых рассматривается ниже.
4.	Схемы цепей питания генераторов должны быть выполнены
таким образом, чтобы источники питания и измерительные прибо-
ры не влияли на настройку выходной ЦС.
Последнее требование удовлетворяется заземлением одного из
полюсов источника питания и одного из электродов АЭ (в обоих
случаях имеется в виду, в первую очередь, заземление по высокой
частоте) и включением измерительных приборов постоянного тока
и напряжения в точки схемы с нулевым потенциалом по высокой
частоте.
Перечисленными выше принципами следует руководствоваться
при составлении схем не только выходных цепей АЭ, но и входных.
СХЕМЫ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО
И ПАРАЛЛЕЛЬНОГО ПИТАНИЯ ВХОДНЫХ
И ВЫХОДНЫХ ЦЕПЕЙ АЭ
Различают две основные схемы питания входных и выходных
цепей АЭ: последовательную и параллельную.
Рассмотрим особенности этих схем на примере лампового ге-
нератора. В транзисторном генераторе коллекторная цепь питания
выполняется аналогично анодной цепи лампового генератора, а
ЛЕКЦИЯ 13
313
цепь питания базы часто оказывается проще сеточной цепи пита-
ния из-за отсутствия смещения на базе.
На рис. 13.1 показаны схемы триодных генераторов с общим
катодом при последовательном (рис. 13.1,а) и параллельном
(рис. 13.1,6) питании анодной и сеточной цепей.
При составлении схем учтены основные принципы, перечис-
ленные выше.
В последовательной схеме питания (рис. 13.1,а) в анодной цепи
источник питания анода Еа, согласующая цепь - колебательный
контур Ск, LK и лампа соединены последовательно. В сеточной
цепи источник смещения Ес, источник возбуждения, представляе-
мый трансформатором Тр, и вход лампы соединены последова-
тельно. Следует отметить, что последовательная схема питания
сеточной цепи возможна только при трансформаторной связи с
источником возбуждения.
В параллельной схеме питания (рис. 13.1,6) в анодной цепи
контур Ск, LK, лампа и источник питания анода Еа вместе с бло-
кировочным дросселем Ебла включены параллельно. В сеточной
цепи вход лампы, источник возбуждения и источник смещения Ес
вместе с блокировочным дросселем Е6л с также соединены парал-
лельно. Блокировочные дроссели £бл а и Е6л с замыкают цепи пи-
тания по постоянному току и преграждают пути токам высоких
частот. Конденсаторы Сра, Срс разделяют пути постоянных токов
и токов высоких частот в цепи анода и сетки соответственно.
Пути протекания составляющих анодного и сеточного токов
лампы обозначены на схемах (рис. 13.1).
У всех источников питания, как правило, заземляют тот полюс,
который присоединяется к общему электроду входной и выходной
цепей АЭ, т.е. общий электрод АЭ обычно заземляется. Но это не-
обязательно. Заземлён может быть другой электрод, удобный для
заземления по конструктивным соображениям. При выборе элек-
трода для заземления исходят часто из соображения: ёмкость како-
го электрода на корпус оказывается максимальной. Этот электрод
и заземляют. При выборе электрода для заземления учитывают
также удобство охлаждения АЭ.
Монтажные ёмкости источников питания анода CF , смещения
СЕс и монтажные ёмкости приборов Сп не влияют на настройку це-
пей, так как все источники и приборы по высокой частоте заземлены
314
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
б
Рис. 13.1
ЛЕКЦИЯ 13 ’
315
соответственно через блокировочные Сбл. и шунтирующие Сш
конденсаторы. Монтажная ёмкость, которую необходимо учиты-
вать в составе ёмкости контура Ск, образуется в основном ёмкостью
анода на корпус, куда входит и межэлектродная ёмкость анод -
катод.
Недостатком последовательной схемы питания выходной цепи
АЭ является то обстоятельство, что контур относительно земли
(корпуса) находится под высоким постоянным напряжением пита-
ния анода Еа. Это представляет неудобство на практике, так как
требуется хорошая изоляция контура от земли (корпуса). Отмечен-
ный недостаток особенно существенно сказывается в мощных
ламповых генераторах километровых, гектометровых и декаметро-
вых волн (длинные, средние и короткие волны), когда контуры
громоздки, а питающие напряжения велики (Еа до 10 кВ и выше).
Схема параллельного питания лишена указанного недостатка.
В ней "не требуется изоляция контура от земли (корпуса) по посто-
янному току. Однако в схеме параллельного питания требуется
больше элементов: в анодной цепи разделительный конденсатор
Ср а и блокировочный дроссель Ебл а. Подобные элементы требу-
ются и во входной цепи: Ср с, Ьбл с . На разделительном конденса-
торе происходит некоторое падение напряжения токов высокой
частоты, а блокировочный дроссель шунтирует контур, влияя на
его настройку, так как по высокой частоте дроссель оказывается
включенным параллельно контуру.
Кроме влияния на настройку контура, наличие блокировочного
дросселя £бла приводит к дополнительным потерям полезной
мощности. Вследствие прохождения некоторого тока высокой час-
тоты через блокировочный дроссель £бла необходимо шунтиро-
вать источник питания Еа конденсатором Сш. Шунтирование ис-
точников постоянного напряжения необходимо делать в любой
схеме не только с точки зрения уменьшения потерь на внутреннем
сопротивлении источника, но и с точки зрения уменьшения неже-
лательных (паразитных) связей между каскадами через общий ис-
точник питания. Кроме того, выделяемая на внутреннем сопротив-
лении источника питания мощность токов высокой частоты будет
дополнительно разогревать изоляцию кабелей, трансформаторов,
на что они не рассчитывались.
Применение схемы параллельного питания в диапазоне дека-
метровых волн встречает трудность, так как здесь длина провода
316
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
дросселя Лбла становится сравнимой с длиной рабочей волны ге-
нератора, и дроссель может оказаться короткозамкнутой на одном
конце (через конденсатор Сбла) полуволновой линией, шунти-
рующей контур.
Схема параллельного питания анода является основной в мощ-
ных ламповых генераторах километровых и гектометровых волн. В
маломощных генераторах этих диапазонов применяется схема по-
следовательного питания анода, так как она требует меньшего чис-
ла элементов. Последовательная схема питания анода, несмотря на
отмеченный недостаток её, из-за трудностей создания блокировоч-
ного дросселя L6n а в параллельной схеме является также основной
в ламповых генераторах декаметровых и более коротких волн, не-
зависимо от их мощности.
В транзисторных генераторах параллельная схема питания кол-
лектора широко применяется во всех диапазонах частот, независи-
мо от мощности, что обусловливается чисто конструктивными со-
ображениями из-за использования в качестве согласующей цепи
П-контура (контур 3-го вида с неполным подключением со сторо-
ны ёмкостной ветви, что улучшает фильтрацию высших гармоник
коллекторного тока и ослабляет влияние выходной ёмкости тран-
зистора, которая может существенно изменяться с режимом рабо-
ты, на настройку согласующей цепи)1.
Необходимо отметить, что у генератора схемы питания вход-
ной и выходной цепей могут быть разными: одна параллельная,
другая - последовательная. Во входной цепи наиболее часто встре-
чается параллельная схема питания, так как последовательная схе-
ма питания, как уже отмечалось, может быть реализована только
при трансформаторной связи с источником возбуждения, что не
всегда целесообразно и возможно.
СХЕМЫ СМЕЩЕНИЯ
Схемы возможной подачи смещения на сетку лампы показаны
на рис. 13.2.
Напряжение смещения может подаваться от отдельного источ-
ника: химического элемента (батареи, аккумулятора) или выпря-
мителя, а также за счёт собственных токов электродов лампы (ав-
томатическое смещение). При всех способах подачи напряжения
смещения важно, чтобы величина его поддерживалась в нужных
пределах.
1 См. лекцию 11.
ЛЕКЦИЯ 13
317
Рис. 13.2
При использовании отдельного источника смещения необхо-
димо, чтобы его внутреннее сопротивление по постоянному току
было малым. С этой целью параллельно выходу источника вклю-
чают резистор R (рис. 13.2,а). Полная величина напряжения сме-
щения в такой схеме определяется падением напряжения на части
/?с резистора/?:
а	( А) + Л)0 ) ’
где /0 = £ист //? - ток источника напряжения смещения Екст через
резистор R.
Точная формула для напряжения смещения в рассматриваемой
схеме:
R1.(R-Rc+rK„)
К + ^ист
— А)^с А:о
(13.1)
где гист - внутреннее сопротивление источника смещения по по-
стоянному току.
Чтобы напряжение смещения практически не зависело от ре-
жима сетки, необходимо выполнить условие /0 » 1С . На практи-
ке обычно выбирают /0 «(3...5)/Со . Чем больше ток /0, тем мень-
ше величина R и больше требуемая мощность источника смеще-
ния. Данная схема подачи напряжения смещения применяется:
318
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
•	когда важно, чтобы напряжение смещения не зависело от ре-
жима;
•	в мощных генераторах, так как при такой схеме смещения
при отсутствии напряжения возбуждения (t7MC = 0) лампа оказы-
вается закрытой (или почти закрытой) и на электродах лампы
практически не рассеивается мощность;
•	в генераторах на тетродах и пентодах, у которых I »0
(в этом случае при выборе /0 приходится учитывать величину
термотока сетки).
При катодном автосмещении (рис. 13.2,6) величина напряже-
ния смещения
Л Лсато^к’
где постоянная составляющая тока катода
4аг0 = (40 + !с0 ) - Для триода,
А«по = (7а0 + 7с0 + 420 ) - ДЛЯ тетрода, пентода;
/С20 - постоянная составляющая тока второй (экранной) сетки;
- сопротивление катодного автосмещения.
Такой способ смещения широко применяется в маломощных
генераторах на триодах и в генераторах на тетродах и пентодах,
где ток управляющей сетки практически отсутствует. В мощных
генераторах катодное автосмещение находит ограниченное приме-
нение, так как на сопротивлении RK выделяется значительная
мощность, что ухудшает температурный режим работы генератора.
Кроме того, при реализации такой схемы часто требуется изоляция
источника питания накала от земли (корпуса), поскольку этот ис-
точник находится под потенциалом Ес по отношению к земле
(корпусу). При этом требуется более высоковольтный источник
анодного напряжения Еа, так как часть напряжения этого источ-
ника теряется на сопротивлении . Но катодное автосмещение
хорошо тем, что ограничивает величину мощности, рассеиваемой
на аноде в аварийном режиме, когда не подаётся возбуждение
(Ц<с=0).
ЛЕКЦИЯ 13
319
Схема подачи смещения за счёт тока управляющей сетки ICq
(сеточное автосмещение) показана на рис. 13.2,в. Величина напря-
жения смещения
~^с = ~^С0	•
В мощных генераторах нельзя применять сеточное автосмеще-
ние, так как при исчезновении возбуждения (обрыв цепи и др.)
смещение становится равным нулю. При этом в анодной цепи про-
текает большой ток и вся потребляемая от источника анодного пи-
тания мощность рассеивается на аноде. В то же время сеточное
автосмещение способствует стабилизации режима АЭ и генерато-
ра, так как увеличение сеточного тока приводит к росту отрица-
тельного напряжения смещения, которое, в свою очередь, умень-
шает сеточный ток. Поэтому в мощных генераторах часто приме-
няют комбинированное смещение, когда часть напряжения смеще-
ния подаётся от отдельного источника, как в схеме (рис. 13.2,о),
или за счёт катодного автосмещения (рис. 13.2,6), а остальная
часть за счёт сеточного автосмещения.
В схемах рис. 13.2 под индуктивностью L следует понимать
индуктивность катушки высокочастотного трансформатора Тр в
случае последовательного питания сетки и индуктивность блоки-
ровочного дросселя £бл с при параллельном питании сетки.
В генераторах на биполярных транзисторах схемы подачи на-
пряжения смещения реализуются аналогично ламповым, показан-
ным на рис. 13.2. При этом отдельный источник для подачи запи-
рающего напряжения смещения практически не применяется. Ана-
логом катодного автосмещения в транзисторном генераторе явля-
ется эмиттерное автосмещение, а аналогом сеточного - базовое
автосмещение. При эмитгерном и базовом автосмещении напряже-
ние смещения является запирающим, что обеспечивает режимы
работы транзистора с нижним углом отсечки коллекторного тока
0 < 90°. Подобные режимы работы не характерны для транзистор-
ных генераторов.
У биполярных транзисторов есть ряд особенностей, которые
существенно упрощают схемы смещения и схемы транзисторных
генераторов в целом.
Так как статические вольт-амперные характеристики биполяр-
ных транзисторов, в отличие от электронных ламп, «правые», то
напряжение смещения может подаваться с помощью делителя на-
пряжения за счёт источника коллекторного питания Ек, как пока-
зано на рис. 13.3.
320
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Напряжение смещения в такой схеме
^6 ^дел^1
^1(-^2 + ^ист )
7?1 + /?2 + гн<л
ЗД j ^1(^2 + ^ист)
/?! + /?2 б° R} + R2 + Тист
(13.2)
где IX11 = £к /(/?!+ /?2) - ток делителя напряжения источника кол-
лекторного питания Ек; гист - внутреннее сопротивление источ-
ника Ек по постоянному току.
Схема применяется в маломощных генераторах, как правило,
для обеспечения недонапряжённого режима с углом отсечки кол-
лекторного тока 6 = 180° (класс
А). В мощных генераторах /бо
велико, поэтому потребуется
большое значение тока делителя
и соответственно увеличение
мощности источника коллектор-
ного питания. Поэтому в мощных
генераторах, когда мощность, по-
требляемая по цепи коллекторного питания Ро = EkIKq , и мощ-
ность, потребляемая резисторным делителем напряжения
Рдсл ~ £>/дел ’ оказываются соизмеримы, применяют для подачи
смещения отдельный источник напряжения. Обратим внимание,
что в рассмотренной схеме (рис. 13.3) обеспечивается отпирающее
напряжение смещения.
В маломощных транзисторных генераторах важным является
вопрос температурной стабилизации рабочей точки. Для этих це-
лей часто используется схема рис. 13.4. Температурная стабилиза-
ция осуществляется за счёт сопротивления в эмиттере гэ. Сущест-
вуют транзисторы, у которых сопротивление температурной ста-
билизации изготовлено вместе с полупроводниковой структурой в
одной упаковке-корпусе. Это сопротивление учитывается в экви-
валентной схеме транзистора.
ЛЕКЦИЯ 13
321
Рис. 13.4
Напряжение смещения в схеме (рис. 13.4) определяется выра-
жением (13.2), к которому надо добавить слагаемое
~^огэ ’
В мощных транзисторных генераторах чаще всего применяют
нулевое смещение ( Еъ - 0 )2, т.е. вообще обходятся без какого-либо
источника для подачи смещения, что существенно упрощает схему
генератора. При этом нижний угол отсечки коллекторного тока
оказывается несколько меньше 90°3.
В генераторах на полевых транзисторах напряжение смещения
подаётся от отдельного источника либо за счёт постоянной состав-
ляющей тока истока (аналог катодного автосмещения, рис. 13.2,6).
СХЕМЫ ПИТАНИЯ НАКАЛА ЛАМП
Питание накала ламп обычно осуществляется переменным то-
ком промышленной частоты 50 Гц.
Генераторные лампы существуют двух типов: прямонакальные
и с подогревным катодом. Лампы с подогревным катодом — это
обычно относительно маломощные и импульсные лампы. В таких
лампах катод либо соединён с одним концом нити накала, либо
полностью изолирован от него.
Возможная схема цепи питания накала лампы с подогревным
катодом переменным током показана на рис. 13.5,а. Напряжение
накала t/H подаётся с обмотки накального трансформатора Тр.
В прямонакальных лампах подобная схема (рис. 13.5,6) не может
2 См. лекцию 6.
3 См. лекцию 7.
322
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
быть использована, так как потенциал сетки оказывается разным
относительно разных частей катода (нити накала), причём он будет
изменяться с частотой переменного тока, питающего накал.
Рис. 13.5
Действительно, результирующее напряжение между сеткой и
левым выводом накала (катода)
есл ис ^С’
а между сеткой и правым выводом накала (катода)
есп WC	’
где wc - UMC cosco/ - напряжение возбуждения; ин - напряжение
накала, изменяющееся с частотой 50 Гц.
Наличие между сеткой и катодом (накалом) переменного на-
пряжения с частотой 50 Гц вызывает нежелательную (паразитную)
амплитудную модуляцию анодного тока, называемую фоном4.
Чтобы избавиться от этого, в прямонакальных лампах используют
схемы питания накала, показанные на рис. 13.6.
В схеме рис. 13.6,а заземлена средняя точка у вторичной об-
мотки трансформатора накала, а в схеме рис. 13.6,6 создана «ис-
кусственная» средняя точка с помощью потенциометра R. В этих
схемах потенциал сетки по отношению к левой и правой полови-
4 Имеет место модуляция смещением, или сеточная модуляция. Рассматривается в
лекции 24.
ЛЕКЦИЯ 13
323
нам нити накала (катода) изменяется на одну и ту же величину, но
с разным знаком:
^СЛ ~UC~	/^»
есп — ис ~	~ wh/^-
В итоге результирующий электронный поток остаётся постоянным,
что приводит к практически полному отсутствию фона.
Рис. 13.6
Достоинством схемы рис. 13.6,а является меньшее число эле-
ментов, но требуется отвод от средней точки вторичной обмотки
трансформатора накала Тр, что технологически может оказаться
неудобным. В схеме рис. 13.6,6 не нужна средняя точка у обмотки
трансформатора, но требуется потенциометр R, на котором выде-
ляется мощность
_имн , кет0
2R 4
(13-3)
где t/MH - амплитуда напряжения накала; 7каГ() - постоянный ток
катода.
324
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Минимальное значение выделяемой на потенциометре R мощ-
ности имеет место при условии
др _ ^мн + ^като _ о
dR 2R2	4
откуда оптимальная величина сопротивления потенциометра
кат0
За счёт потенциометра R создаётся автоматическое катодное авто-
смещение
г- р ^като
— 
с 2 2
При ^итг
_ р _ ^мн _	действ
с	гЛ	2
где UH действ - действующее значение напряжения накала.
Появление катодного автосмещения за счёт потенциометра R в
цепи питания накала следует учитывать при проектировании цепи
подачи смещения генератора.
Блокировочные конденсаторы Сн в цепи накала служат для за-
мыкания пути токов высокой частоты, минуя трансформатор
(и потенциометр в схеме рис. 13.6,6). Конденсаторы должны мон-
тироваться непосредственно у выводов накала лампы, чтобы
уменьшить индуктивность ввода катода в схеме генератора.
Следует отметить, что при монтаже любого генератора все
присоединения к АЭ должны выполняться как можно более корот-
кими проводами, чтобы исключить нежелательные монтажные ин-
дуктивности и ёмкости.
В мощных ламповых генераторах, помимо фона с частотой
50 Гц, возникает ещё фон с частотой 100 Гц. Причиной его являет-
ся магнетронный эффект, обусловленный тем, что переменное
магнитное поле около катода (нити накала) дважды за период час-
тоты 50 Гц достигает большой величины, и в итоге электроны пе-
ремещаются от катода к аноду в перпендикулярных электрическом
и магнитном полях, как в магнетроне, что вызывает искривление
ЛЕКЦИЯ 13
325
траекторий их движения, а это обусловливает пульсации анодного
тока с частотой, в 2 раза большей частоты тока накала. Для устра-
нения фона с частотой 100 Гц используют две лампы, включенные
параллельно или по двухтактной схеме, напряжения накала на ко-
торые подаются со сдвигом по фазе на 90°. Это достигается приме-
нением специальных схем и трансформаторов. Существуют мощ-
ные генераторные лампы с питанием накала от трёхфазной сети,
что также позволяет уменьшить уровень фона за счёт магнетрон-
ного эффекта.
РАСЧЁТ БЛОКИРОВОЧНЫХ И РАЗДЕЛИТЕЛЬНЫХ
ЭЛЕМЕНТОВ В ЦЕПЯХ ПИТАНИЯ ГЕНЕРАТОРОВ
В реальных схемах генераторов требуемые пути прохождения
токов электродов АЭ создаются с помощью блокировочных и раз-
делительных элементов: конденсаторов, дросселей. В идеальном
случае блокировочный и разделительный конденсаторы должны
иметь бесконечно малое сопротивление для всех высокочастотных
гармоник тока. Для постоянной составляющей тока сопротивление
их бесконечно. Блокировочный дроссель должен иметь сопротив-
ление, равное нулю для постоянной составляющей тока, и беско-
нечно большое сопротивление для гармоник. В действительности
блокировочные и разделительные элементы обладают конечными
сопротивлениями, поэтому выбирать их большими или малыми
следует в сравнении с сопротивлениями соответствующих участ-
ков схемы.
В схеме последовательного питания анода (рис. 13.1,а) ёмкость
блокировочного конденсатора С€л а должна удовлетворять условию
1
®Сбл а п
где со - круговая рабочая частота; - требуемое сопротивление
ЦС (контура) в анодной цепи лампы; п - может принимать значе-
ние в пределах 50.. .200.
Можно также выбирать ёмкость блокировочного конденсатора
из условия:
О>л а — п^к ’
где Ск - ёмкость контура.
Аналогично определяется ёмкость блокировочного конденсатора
в цепи коллектора транзистора при последовательном питании.
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
326
В схеме параллельного питания анода (рис. 13.1,6) ёмкость раз-
делительного конденсатора Ср а выбирается из условия
1
®Сра
'1
<5**10,
Чем больше величина ёмкости Ср а, тем лучше. Однако при этом
будут больше размеры конденсатора и соответственно будет боль-
ше его монтажная ёмкость на корпус (землю) Сс₽а , что нежела-
тельно, так как она включается параллельно контуру (рис. 13.1,6).
Рабочее напряжение разделительного конденсатора обычно не
должно быть меньше 1,5 Еа (или 1,5 Ек в случае транзисторного
генератора)5.
Индуктивность блокировочного дросселя в параллельной схеме
питания анода £бла (рис. 13.1,б)6 выбирается из условия, чтобы
величина тока первой гармоники через дроссель не превышала 0,1
тока в контуре 7КОНТ, что возможно, если

^ма
0»1ДсОНТ
где 7/ма - амплитуда переменного напряжения между анодом-
катодом лампы (коллектором-эмиттером транзистора).
Часто индуктивность блокировочного дросселя определяют,
ограничивая эффективное значение тока через дроссель:
где 70 - постоянный ток через дроссель (7ао или /Ко соответст-
венно); 7~ = ^ма---амплитуда тока полезной (первой) гармоники
а
через дроссель.
5 К конденсатору прикладывается полностью напряжение источника питания ано-
да £а (коллектора Ек ) и на нём выделяется переменное напряжение от токов
гармоник, включая первую.
6 Аналогично в схеме параллельного питания коллектора индуктивность £6л к.
ЛЕКЦИЯ 13
327
Если положить 7_=О,57о, то оказывается 7дрЭф «1,О67о, т.е.
эффективный ток увеличивается, примерно, на 6 % по сравнению с
постоянной составляющей выходного тока АЭ: анодного тока лам-
пы 7а , коллекторного тока транзистора 7Kfl . Следовательно, про-
вод для дросселя можно выбирать практически только по току 70.
Необходимое сопротивление дросселя, например, в цепи анода
Уа0
Ёмкость блокировочного конденсатора Сбла в параллельной
схеме питания анода (рис. 13.1,6) должна удовлетворять условию:
1	а
“Сбла" п
где п = 10...50.
В случае транзисторного генератора аналогичному условию
удовлетворяет ёмкость Сбл к.
Во входных цепях блокировочные и разделительные элементы
рассчитываются из условий:
- • схема последовательного питания сетки (рис. 13.1,а)
—-—
®Сблс
• схема параллельного питания сетки (рис. 13.1,6)
r, — ^'ъх1п'>	40 А>л с —	— ^ВХ’
ю<-р с	ю^бл с
где Zgx - модуль входного сопротивления генератора (см. лекцию 2);
п = 50...100.
Аналогично для транзисторного генератора.
Величины сопротивлений резисторов в схемах смещения
(рис. 13.2) находятся из записанных для каждой из схем выраже-
ний для напряжения смещения. Сопротивления конденсаторов,
включаемых параллельно резисторам, должны быть в 50...200 раз
меньше сопротивлений соответствующих резисторов.
328
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В транзисторных генераторах часто трудно выполнить блоки-
ровочный конденсатор в цепи эмиттерного смещения (конденсатор
Сэ в схеме рис. 13.4). Поэтому его может не быть в схеме, что обу-
словливает ряд особенностей за счет появляющейся отрицательной
обратной связи по току.
Ёмкости конденсаторов, шунтирующих измерительные прибо-
ры, выбираются примерно такими же, как у блокировочных кон-
денсаторов в соответствующих цепях питания.
В мощных ламповых генераторах вместо прибора для измере-
ния постоянной составляющей анодного тока 7Я включают при-
бор для измерения постоянной составляющей катодного тока 7каТ().
Прибор для измерения тока L в любой схеме питания оказывает-
ся под напряжением анодного источника £а по отношению к зем-
ле (корпусу) и должен быть хорошо изолирован от земли (корпу-
са). Прибор для измерения 7каТ() присоединяется одной клеммой к
земле (корпусу), и на нём практически отсутствует постоянное на-
пряжение.
Величина ёмкости блокировочных конденсаторов Сн в цепях
питания накала (рис. 13.6) должна быть такой же, как ёмкость бло-
кировочных конденсаторов в последовательной схеме - питания
анода Сбла (рис. 13.1,а). Очевидно, для тока частоты 50 Гц сопро-
тивление этих конденсаторов должно быть большим.
СХЕМЫ ПИТАНИЯ ВТОРОЙ (ЭКРАННОЙ) СЕТКИ
Возможные схемы питания второй (экранной) сетки показаны
на рис. 13.7.
Достоинством схемы рис. 13.7,а является простота: питание
второй сетки осуществляется от источника анодного напряжения
Еа через гасящий резистор . Недостаток схемы - зависимость
напряжения питания второй сетки ЕС2 от режима работы лампы:
Ес2 =Еа~ 420 ^с2 ’
где 7С2О - постоянная составляющая тока второй сетки.
ЛЕКЦИЯ 13
329
Рис. 13.7
Элементы цепи питания данной схемы должны удовлетворять
условиям:
Еа - Ес_,
а ио
_	5
бл С2 П
^бл С2 ~ п^ас2 ~ и^вых ’
где Свых - выходная ёмкость тетрода (пентода), примерно равная
межэлектродной ёмкости анод-вторая сетка ; и = 50... 100.
В схеме (рис. 13.1,6) напряжение на второй сетке ЕС2 мало за-
висит от режима, если выполняется соотношение: /дел » /С20, где
/дел - ток от источника Еа через делитель напряжения R2.
Элементы схемы выбираются из следующих соотношений:
Е
330
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
_^1^дел.
Еа ^дел + ^(^дел + fc20 ) Rl + R1
---!---< ——;	С с, > лС * пСв, ;
“Сблс2 (/?1+Л2)«	2	2
п = (50... 100).
Отметим, что резисторы Rx, R2 по высокой частоте включены
параллельно.
Недостатком схемы (рис. 13.7,6) является большая мощность,
рассеиваемая на резисторах R2.
Схемы (рис. 13.7,а, б) в мощных генераторах находят ограни-
ченное применение. При построении многокаскадных устройств в
качестве источника напряжения Еа используется источник анод-
ного питания предыдущего, менее мощного, каскада.
В мощных генераторах используется схема (рис. 13.7,в), где
питание второй сетки осуществляется от отдельного источника
ЕС2. Резистор гогр служит для ограничения величины тока второй
сетки в моменты минимального напряжения на аноде. Величина
сопротивления гогр составляет единицы-десятки Ом. Ёмкость бло-
кировочного конденсатора в схеме Сбл С2 > иСаС2 »пСвых , где
и = 50... 100.
В заключение обратим внимание, что на схемах (рис. 13.7,а, б)
изображено последовательное питание анода. Для рассмотрения
вопросов питания второй (экранной) сетки это непринципиально.
Аналогично реализуется питание второй сетки при параллельном
питании анода.
МЕЖКАСКАДНЫЕ СВЯЗИ ГВВ
В подавляющем большинстве устройства генерирования и
формирования сигналов (УГФС) являются многокаскадными уст-
ройствами. Выходной каскад УГФС нагружается на полезную на-
грузку. Полезной нагрузкой в случае радиопередатчика (радиопе-
редающего устройства) является антенна. Выходному каскаду
предшествуют несколько промежуточных каскадов, устанавливае-
мых между ним и генератором - источником первичных колеба-
ний, обычно называемым в случае радиопередатчика возбудите-
ЛЕКЦИЯ 13
331
лем. Промежуточные каскады могут работать в режиме усиления
или умножения частоты. Строятся промежуточные каскады по тем
же схемам, что и выходные. Однако требования, предъявляемые к
промежуточным каскадам, проще, чем к выходным.
Основное назначение промежуточных каскадов - обеспечить
нужный режим работы выходного каскада. К промежуточному
каскаду обычно не предъявляется требование высокой фильтрации
побочных компонентов выходного тока АЭ. Поэтому выходные
ЦС промежуточных каскадов много проще и, как правило, пред-
ставляют одиночные колебательные контуры. При низком уровне
мощности промежуточные каскады в качестве нагрузки в анодной
цепи лампы (в коллекторной цепи транзистора) могут иметь рези-
стор, что существенно упрощает схему каскада и его настройку.
Цепь между двумя каскадами, по которой сигнал передаётся от
одного каскада к другому, носит название цепи межкаскадной связи.
На рис. 13.8 представлены наиболее часто применяемые схемы
межкаскадных цепей связи ламповых ГВВ. С помощью межкас-
кадной цепи должен быть обеспечен необходимый сигнал возбуж-
дения последующего каскада.
В схеме индуктивной связи (рис. 13.8,а) регулировка напряже-
ния возбуждения на сетке лампы последующего каскада осуществ-
ляется изменением взаимной индуктивности М между катушками
вариометра7 межкаскадной связи. Из-за сложности вариометра свя-
зи, представляющего две катушки с изменяющимся взаимным по-
ложением, схема не находит широкого применения в диапазоне
длинных и средних волн. На более высоких частотах схема вообще
не применяется из-за наличия сильной ёмкостной связи между ка-
тушками вариометра.
В схеме автотрансформаторной связи (рис. 13.8,6) регулировка
напряжения возбуждения производится изменением индуктивно-
сти £св путём перемещения подвижного контакта по виткам ка-
тушки контура предшествующего каскада. Такую регулировку
трудно, а порой и невозможно производить при включенном уст-
ройстве. Однако во многих случаях это не является крупным не-
достатком, так как регулировку связи часто производить не прихо-
дится. Достоинством схемы является её простота. Схема может
применяться на всех частотах. При этом на низких частотах £св из-
меняется дискретно.
7 Высокочастотный трансформатор с регулируемой связью между обмотками.
См. лекцию 10.
332
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 13.8
Ёмкостная связь по схеме рис. 13.8,в широко применяется в
диапазонах длинных и средних волн. Недостатком схемы является
трудность регулировки связи. Однако эта регулировка обычно тре-
буется один раз - при настройке устройства. Схема обеспечивает
хорошую устойчивость работы последующего каскада против воз-
никновения паразитных колебаний.
В коротковолновом диапазоне применяется ёмкостная связь по
схеме рис. 13.8,г. Максимальная величина ёмкости переменного
конденсатора связи Ссв должна быть порядка входной ёмкости
лампы Свх, с которой конденсатор связи образует ёмкостный де-
литель напряжения. Схема позволяет производить плавную регу-
лировку величины связи при включенном устройстве. Недостаток
схемы - влияние ёмкости связи на настройку контура.
ЛЕКЦИЯ 13
333
В маломощных промежуточных каскадах многокаскадных уст-
ройств, как отмечалось, контур в выходной цепи АЭ часто заменя-
ется резистором. При этом энергетические показатели каскада
снижаются, что практически не отражается на КПД всего устрой-
ства, например радиопередатчика, а обслуживание последнего зна-
чительно упрощается. Резистор может быть выполнен в виде регу-
лируемого потенциометра или последовательного соединения двух
(или более)" резисторов соответствующего номинала.'Возможные
схемы связи с последующим каскадом показаны на рис. 13.9.
Рис. 13.9
По аналогичным схемам (рис. 13.8 и 13.9) реализуются меж-
каскадные цепи связи в транзисторных генераторах. Причём наи-
более часто используется ёмкостная связь.
В транзисторных генераторах для выравнивания сопротивления
нагрузки предыдущего каскада на входе последующего каскада,
как правило, включается .дополнительное сопротивление. Дело в
том, что при работе с отсечкой коллекторного тока как на низких,
334
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
так и на высоких частотах входное сопротивление транзистора из-
меняется в очень широких пределах при переходе из открытого в
закрытое состояние (сопротивление может изменяться в L ООО и
более раз). При этом напряжение на входе каскада в открытом и
закрытом состояниях транзистора может различаться в несколько
раз. Если в ламповых генераторах подобный режим практически не
обусловливает никаких последствий, то в транзисторном генерато-
ре может произойти пробой за счёт превышения допустимого об-
ратного напряжения на входном переходе транзистора. Чтобы ис-
ключить такую опасность, на входе транзистора включают допол-
нительный резистор /?доп.
Некоторые возможные схемы межкаскадных цепей связи тран-
зисторных генераторов представлены на рис. 13.10. На всех схемах
отражено нулевое смещение у последующего каскада. Отличное от
нулевого смещение может быть добавлено любым из рассмотрен-
ных ранее способов. При этом функции дополнительного резисто-
ра Лдоп и резистора в цепи смещения могут быть полностью или
частично совмещены.
б
Рис. 13.10
Первые каскады многокаскадных УГФС, например радиопере-
датчиков, в большинстве случаев однотактные. Однако выходной
каскад, а иногда и несколько предшествующих ему могут выпол-
няться по двухтактной схеме, которая требует для возбуждения
двух одинаковых по величине, но противофазных напряжений.
ЛЕКЦИЯ 13 *
335
В этом случае в одном из промежуточных каскадов осуществляет-
ся переход от однотактной схемы на двухтактную8.
Наиболее простой схемой перехода от однотактного генератора
к двухтактному представляется схема с трансформаторным выхо-
дом (рис. 13.11)9, когда у вторичной обмотки высокочастотного
трансформатора заземляется средняя точка, а с противоположных
концов снимаются противофазные по отношению к земле (корпу-
су) напряжения.
Рис. 13 11
Однако, несмотря на кажущуюся простоту схемы (рис. 13.11),
получить симметричные сигналы в ней оказывается достаточно
сложно, особенно на частотах выше 1 МГц. Во-первых, с ростом
частоты появляются трудности в построении высокочастотного
трансформатора, образуемого катушкой контура LK и связанной с
нею выходной катушкой L, так как уменьшается требуемая индук-
тивность контура LK, соответственно уменьшается число витков у
катушки L и трудно установить и заземлить у этой катушки сред-
нюю точку. В отдельных случаях при небольшом уровне мощности
и относительно невысоких рабочих частотах катушки ZK, L могут
быть размещены на ферритовом сердечнике кольцевой или цилин-
дрической формы. Во-вторых, концы катушки L асимметрично
располагаются по отношению к земле (общей шине генератора),
что нарушает симметричное возбуждение плеч двухтактного гене-
8 Двухтактные схемы ГВВ рассматриваются в лекции 15. В то же время читатель,
возможно, уже знаком на настоящий момент с двухтактным усилителем мощно-
сти звуковых (низких) частот.
9 Подобная схема широко применяется в усилителях низких частот, когда транс-
форматор изготавливается с сердечником из электротехнической стали или фер-
рита.
336
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ратора. В частности, нижний (на схеме) конец катушки L из-за на-
личия паразитной ёмкостной связи между катушками £к, L приоб-
ретает утечку на землю (общую шину) через узел подключения
блокировочного конденсатора СбЛ а или Сбл к- С повышением часто-
ты связь нижнего конца катушки L с землёю усиливается, что
ухудшает симметрию возбуждающих двухтактный генератор сиг-
налов.
Для перехода от однотактного генератора к двухтактному часто
применяют схему (рис. 13.12), у которой по высокой частоте за-
земляется средняя точка ёмкостной ветви контура, образуемой по-
следовательным соединением двух конденсаторов ёмкостью С ка-
ждый.
б
Рис. 13.12
Заземление средней точки у ёмкостной ветви контура позволя-
ет обеспечить симметрию сигналов для возбуждения двухтактного
генератора, а также создать путь для переменных составляющих
ЛЕКЦИЯ 13
337
анодного (коллекторного) тока. Напряжение питания анода Еа
(коллектора Ек) подаётся через блокировочный дроссель L&,, чтобы
предотвратить замыкание средней точки у катушки контура £к на
землю (общую шину) по высокой частоте через ёмкость С&,. Обра-
тим внимание, что отыскать у катушки контура среднюю точку и
присоединиться к ней практически невозможно. Очевидно, для по-
дачи напряжения питания анода, равно как и напряжения питания
коллектора, может быть использована схема параллельного пита-
ния (рис. 13.1,6). Однако при этом блокировочная индуктивность в
цепи питания анода будет подключаться по высокой частоте па-
раллельно одному из конденсаторов ёмкостью С и этим нарушать
симметрию выходных напряжений. Наличие у АЭ выходной ёмко-
сти Свых также нарушает симметрию схемы. Для обеспечения сим-
метрии выходных напряжений в схему вводится симметрирующий
конденсатор, ёмкость которого Ссим « Свых (в схеме к СвыХ добавля-
ется ещё ёмкость монтажа). Именно наличие у АЭ выходной ёмко-
сти и соответственно введение в схему симметрирующего конден-
сатора заставляют избегать одновременного заземления средней
точки у катушки контура в силу отмеченной выше трудности в её
отыскании.
Если выходная ёмкость АЭ Свых (с учётом ёмкости монтажа)
составляет заметную часть от требуемой ёмкости контура
Ск = 1/со2 LK, то заземление средней точки у ёмкостной ветви кон-
тура, образуемой ёмкостями С, равно как и сами эти ёмкости, мо-
жет отсутствовать. Подобные схемы представлены на рис. 13.13.
В них заземлённой оказывается средняя точка у ветви, образуемой
последовательным соединением ёмкостей Свых, Ссим.
В схемах рис. 13.12 и 13.13 коэффициент включения контура
р = 0,5. В ламповом генераторе при таком коэффициенте включе-
ния контура может оказаться невозможной реализация требуемого
режима работы, особенно на высоких частотах, из-за низкого со-
противления нагрузки в анодной цепи лампы:	= />20нр =

где Q„ - нагруженная добротность контура (с учё-
том нагрузки со стороны двухтактного генератора).
Коэффициент включения контура р > 0,5 и соответственно
большее значение сопротивления нагрузки в анодной цепи обеспе-
338
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
чивается в схемах рис. 13.14. На рис. 13.14,6 представлена класси-
ческая схема параллельного питания анода. Индуктивность £бл в
схеме рис. 13.14,6 требуется больше, чем в схеме рис. 13.14,а, и
усиливается её влияние на получение симметричных сигналов для
возбуждения двухтактного генератора.
Противофазные напряжения в схемах рис. 13.14 снимаются с
конденсаторов С|, С2. При наличии выходной ёмкости лампы Свых
через ёмкость G протекает часть контурного тока 7КОКГ, тогда как
через ёмкость С2 протекает весь контурный ток. Для получения
одинаковых по величине напряжений на Сь С2 необходимо иметь
ёмкость С\ меньше ёмкости С2. Соответственно сопротивление ём-
кости С] будет больше сопротивления ёмкости С2. Очевидно, если
на рис. 13.14 принять С3 = то, то схемы переходят в схему
рис. 13.12,а, когда напряжения возбуждения плеч двухтактного
генератора снимаются с концов катушки контура £к.
ЛЕКЦИЯ 13
339
При построении двухтактных генераторов на транзисторах
вместо колебательных контуров широко используются трансфор-
маторы на линиях (ТЛ). При использовании ТЛ переход от одно-
тактного генератора к двухтактному осуществляется с помощью
симметрирующего ТЛ. Как правило, ТЛ используются при по-
строении широкополосных генераторов. Подробное рассмотрение
ТЛ выходит за рамки настоящих лекций.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 13
1.	Представьте схемы генераторов: а) с последовательным питанием
входной цепи и параллельным питанием выходной цепи; б) с параллель-
ным питанием входной цепи и последовательным питанием выходной
цепи.
2.	Получите соотношение (13.1). Поясните его.
3.	Представьте схему лампового генератора с комбинированным
смещением: а) часть смещения от независимого источника, часть за счёт
340
Раздел I. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
сеточного тока лампы; б) часть смещения за счёт катодного тока лампы, а
часть за счёт сеточного тока.
4.	Почему не применяется подача отрицательного смещения в гене-
раторе на биполярном транзисторе от отдельного источника? Поясните.
5.	Приведите соотношение для определения мощности, потребляе-
мой делителем Rt, R2 в схеме рис. 13.3, отличное от соотношения, пред-
ставленного в лекции.
6.	Уясните пути протекания токов на схемах рис. 13.6.
7.	Изобразите графически зависимость мощности (13.3) на .потен-
циометре R в схеме (рис. 13.6,6). Чему равно значение каждой состав-
ляющей мощности в точке минимума результирующей мощности?
8.	Почему применение ламп с трёхфазным катодом-накалом позво-
ляет уменьшить уровень фона за счёт магнетронного эффекта?
9.	Представьте схемы питания второй сетки (рис. 13.7,а, 6) при па-
раллельном питании анода.
10.	Установите соответствие элементов контуров в схемах рис. 13.12,а
и 13.14 при С3 = оо.
11.	Покажите на схемах рис. 13.6 включение приборов для измерения
постоянной составляющей катодного тока 7^. Поясните.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 13
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 1,
исключая [6] и дополняя:
7. Устройства генерирования и формирования радиосигналов: Прак-
тикум для студентов / Сост. Г.А. Дегтярь; Новосиб. электротехн. ин-т. -
Новосибирск, 1992. - 92 с.
ЛЕКЦИЯ 14
ГВВ с общей сеткой и с общей базой. ~ Частотные свойства
ГВВ с общим катодом (ОК) и с общей сеткой (ОС). ~
Принцип работы, энергетические соотношения и основные
показатели ГВВ с ОС. ~ Сравнение ГВВ с ОС и ОК. ~
Расчёт ГВВ с ОС. ~ Практические схемы ГВВ с ОС. ~
Особенности ГВВ с общей базой (ОБ) и его применение
(1J предыдущих лекциях мы рассматривали ГВВ на элек-
jLx тронных лампах и биполярных транзисторах, в которых
источник носителей тока - катод в лампе, эмиттер в транзисторе -
является общим электродом для входной и выходной цепей гене-
ратора. Схемы таких генераторов носят название соответственно с
общим катодом (ОК) и общим эмиттером (ОЭ).
Ламповый ГВВ по схеме с ОК широко применяется при ис-
пользовании тетродов и пентодов вплоть до метровых волн (часто-
ты до 100 МГц, в отдельных случаях и выше), а при использовании
триодов до частот обычно не выше 10 МГц. При применении три-
одного генератора по схеме с ОК в диапазоне декаметровых волн
(частоты З...ЗО МГц) проявляется такой его недостаток, как нали-
чие сильной связи между цепями возбуждения и нагрузки, т.е. ме-
жду входом и выходом генератора, через межэлектродную ёмкость
лампы анод-управляющая сетка (ёмкость Сас). В метровом диапа-
зоне волн (частоты 30...300 МГц) к этой связи добавляется ещё
связь через индуктивность ввода катода LK„. На рис. 14.1 представ-
лена схема генератора с ОК, на которой отражены отмеченные
выше связи между входной и выходной цепями генератора.
Буквами обозначены внешние выводы соответствующих электро-
дов лампы: катода (К), сетки (С), анода (А). Наличие указанных
связей между входной и выходной цепями генератора, которые
342
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
являются нежелательными и которые при рассмотрении ГВВ с об-
щим катодом полагались
отсутствующими, может существенно
изменить режим работы генератора и
привести его к самовозбуждению. При
самовозбуждении на выходе генера-
тора появляются высокочастотные
электрические колебания при отсутст-
вии внешнего сигнала возбуждения.
Основной причиной самовозбуждения
триодного генератора по схеме с ОК с
повышением рабочей частоты являет-
ся усиление связи между выходной
цепью генератора (контур Ск, LK) и
входом через межэлектродную ём-
кость Сас, сопротивление которой
уменьшается с ростом частоты, в итоге большего уровня сигнал
поступает с выхода генератора на его вход. Через ёмкость Сас осу-
ществляется также прямая передача высокочастотного сигнала со
входа на выход генератора, что в подавляющем большинстве слу-
чаев нежелательно. При прямой передаче в нагрузке генератора
появляется высокочастотный сигнал при обесточенной лампе. У
тетродов и пентодов межэлектродная ёмкость Сас за счёт экрани-
рующего действия второй (экранной) сетки (у пентодов добавляет-
ся ещё экранирующее действие третьей сетки) существенно мень-
ше (на 1...2 порядка). Поэтому тетродные и пентодные генераторы
по схеме с ОК работают устойчиво до более высоких частот, чем
триодные. В то же время триоды являются основным классом ге-
нераторных ламп, особенно мощных и диапазона сверхвысоких
частот (СВЧ).
Индуктивность ввода катода £га, влияет также на самовозбуж-
дение генератора. Однако более существенно её влияние сказыва-
ется на необходимости увеличения напряжения и особенно мощно-
сти возбуждения, что снижает коэффициент усиления генератора по
мощности и может сделать применение его нецелесообразным. При
£кат ~ 0 напряжение возбуждения wax = ис. При наличии £кат напряже-
ние возбуждения возрастает за счёт падения напряжения от тока
первой гармоники анодного тока на этой индуктивности1.
1 В общем случае напряжение возбуждения возрастает также за счёт тока первой
сетки и тока через входную ёмкость лампы. На индуктивности ввода катода об-
разуется и напряжение высших гармоник. Подробно эти вопросы в лекции не
рассматриваются. Частично затрагиваются в лекции 17.
ЛЕКЦИЯ 14
343
Для уменьшения индуктивности ввода катода генераторные
лампы изготавливают с плоским стеклянным дном и толстыми
прямыми выводами. Соединять катод с землёю (корпусом) следует
как можно более коротким путём.
В генераторных лампах дециметрового и сантиметрового диа-
пазонов применяют дисковые и цилиндрические выводы электро-
дов, что существенно снижает величину индуктивности вывода, и с
нею практически можно не считаться.
Чтобы ослабить нежелательную связь через ёмкость Сас между
цепями возбуждения и нагрузки и повысить этим устойчивость
режима работы лампового ГВВ на триоде, последний в диапазонах
декаметровых, метровых, дециметровых и сантиметровых волн
включают по схеме с общей сеткой (ОС). В такой схеме сетка яв-
ляется общим электродом для входной и выходной цепей генера-
тора. В большинстве случаев общий электрод в генераторах зазем-
ляют (имеется в виду в первую очередь заземление по высокой
частоте), поэтому генератор с ОС иногда называют генератором с
заземлённой сеткой. При заземлении сетки связь между входной и
выходной цепями генератора осуществляется через межэлектрод-
ную ёмкость анод-катод Сак, которая обычно на порядок меньше
ёмкости Сас, следовательно, считаться с нею приходится на более
высоких частотах. Индуктивность вывода сетки также, как прави-
ло, существенно меньше индуктивности вывода катода лампы.
Для повышения устойчивости режима работы ГВВ - усилителя
мощности, выполненного как по схеме с ОК, так и с ОС, разрабо-
таны специальные схемы нейтрализации влияния проходной ёмко-
сти, принцип действия которых сводится к компенсации нежела-
тельной (паразитной) связи между входом и выходом генератора.
Например, между сеткой и анодом в ламповом генераторе с ОК
включается индуктивность, образующая с ёмкостью Сас параллель-
ный колебательный контур, настроенный на рабочую частоту ге-
нератора. Из-за большого эквивалентного сопротивления образо-
ванного контура разрывается связь между входом и выходом гене-
ратора через ёмкость Сас. Физически это соответствует тому, что
связь через ёмкость Сас компенсируется связью через подключае-
мую индуктивность. Современные генераторные лампы, как пра-
вило, в нейтрализации не нуждаются.
Отмеченные выше особенности ламповых ГВВ по схеме с ОК в
определённой степени характерны и для транзисторных ГВВ по
схеме с общим эмиттером (ОЭ). Возможно также включение бипо-
лярного транзистора по схеме с общей базой (ОБ). Однако сообра-
344
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
жения, которыми определяется выбор схемы включения транзи-
стора с ОЭ или с ОБ, всё-таки иные, чем при выборе схемы вклю-
чения лампы. Транзисторные ГВВ по схеме с ОБ обычно приме-
няют на частотах выше 1 ГГц, а до этой частоты применяют, как
правило, схему с ОЭ.
На низких частотах в транзисторном генераторе с ОЭ обеспе-
чивается существенно больший коэффициент усиления по мощно-
сти, чем при включении по схеме с ОБ. Однако на частотах, близ-
ких к граничной2, коэффициент усиления по мощности Кр транзи-
сторного ГВВ по схеме с ОЭ резко снижается, тогда как при вклю-
чении транзистора по схеме с ОБ коэффициент усиления по мощ-
ности уменьшается медленнее с частотой и на частотах, выше гра-
ничной, оказывается больше, чем в ГВВ по схеме с ОЭ.
ПРИНЦИП РАБОТЫ, ОСНОВНЫЕ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ
СООТНОШЕНИЯ И ОСОБЕННОСТИ РАСЧЁТА
ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА С ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
Возможная схема ГВВ с ОС на триоде, позволяющая уяснить
принцип его работы и основные энергетические соотношения,
представлена на рис. 14.2.
2 Имеется в виду частота, на которой модуль коэффициента передачи по току би-
полярного транзистора при включении по схеме с общим эмиттером в режиме
малого сигнала стремится к единице.
ЛЕКЦИЯ 14
345
Управляющая сетка через блокировочный конденсатор Сбл с,
шунтирующий по высокой частоте источник напряжения смеще-
ния - Ес, подключена к земле (корпусу). Все питающие напряже-
ния подаются в обычном порядке, как и в ГВВ с ОК.
В генераторе с ОС, как отмечалось выше, паразитная связь ме-
жду цепями возбуждения и нагрузки осуществляется через меж-
электродную ёмкость анод-катод и индуктивность ввода сетки
(на схеме рис. 14.2 индуктивность ввода сетки не показана). Ём-
кость Сак значительно меньше ёмкости С^. Индуктивность ввода
сетки Lc также удаётся сделать существенно меньше индуктивно-
сти ввода катода £кат. Следовательно, нежелательные элементы
связи между цепями возбуждения и нагрузки в генераторе с ОС
получаются менее значительными, чем в генераторе с ОК.
Принимаем, что между сеткой и катодом в генераторе с ОС, как
и в генераторе с ОК, действует гармонический сигнал возбуждения
в форме напряжения
wc = CMCcoscoZ.
Очевидно, как и в генераторе с ОК, в момент положительной полу-
волны напряжения возбуждения, когда потенциал сетки по отно-
шению к катоду повышается, анодный ток лампы /а возрастает. Пе-
со
ременные составляющие анодного тока X > протекая через кон-
тур нагрузки Ск, LK, включенный через блокировочную ёмкость
Сбл а между анодом и землёю (корпусом генератора), создают на
нём напряжение мк. Если контур настроен на первую гармонику
анодного тока, то, очевидно,
= R<v..ArL coscoz = Сык cos coz,
К	VC <lv di	МЛ	'
где /ai - амплитуда первой гармоники анодного тока; RiX ас - экви-
валентное сопротивление контура нагрузки Ск, Ц-, включенного по
высокой частоте через Сбл с, Сбл а между анодом и сеткой лампы;
Смк - амплитуда напряжения на контуре.
Возрастание анодного тока za с повышением напряжения на
сетке относительно катода приводит к росту напряжения на конту-
ре. Следовательно, напряжение возбуждения мс и выходное напря-
жение в генераторе с ОС мк при настроенном контуре нагрузки на-
ходятся в фазе, тогда как в генераторе с ОК они в противофазе3.
3 См. лекцию 1.
346
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
На рис. 14.2 показаны пути протекания составляющих сеточно-
го /с и анодного 4 токов в генераторе с ОС. Отличительной особен-
ностью генератора с ОС является то, что через входную цепь (ис-
точник возбуждения) вместе с сеточным протекает анодный ток,
причём первая гармоника анодного тока находится в противофазе с
напряжением возбуждения (протекает против направления напря-
жения возбуждения ис).
Мгновенные напряжения, действующие в генераторе с ОС ме-
жду электродами лампы, при принятых на рис. 14.2 направлениях
их, удовлетворяют следующим соотношениям, записанным на ос-
новании второго закона Кирхгофа:
ес = и. - Ес - Uuc cos со? - Е-
V V и М V	V у
бас = Ес + £а - мк = Ес +	- ^„к cos со/;
еа ~ еас "* ес ~	~ (мк ~~ис) =
= ЕЯ ~(UUK -Uuc)cosa>t = Ея cosco? = Ея -ия,
а \ мк мс /	а Ма	а Д’
где щ - переменное напряжение, действующее между анодом и
катодом лампы, амплитуда которого иия = иык - UMC.
Как видно, мгновенное напряжение между сеткой и катодом ес
в генераторе с ОС определяется точно так же, как в генераторе с
ОК4. Для мгновенного напряжения между анодом и катодом еа
также получается соотношение, подобное соотношению для гене-
ратора с ОК. При этом переменное напряжение wa, действующее
между анодом и катодом, равно разности переменных напряжений
на контуре ик и возбуждения wc, т.е.
«а = «к “«с = (^мк -<7MC)cOS(OZ = t/MaCOSCOZ.
Согласно последнему выражению в генераторе с ОС амплитуду
колебательного напряжения на нагрузке-контуре можно предста-
вить как алгебраическую сумму амплитуд переменного напряжения
между анодом и катодом лампы и напряжения возбуждения, т.е.
t/HK=t/Ma+(/MC.	(14.1)
4 См. лекцию 1.
ЛЕКЦИЯ 14 *347
Следует отметить, что соотношение (14.1) справедливо для любой
схемы ГВВ, работающего в режиме усиления, т.е. при совпадении
частот выходного сигнала и возбуждения. При этом под иык во
всех случаях следует понимать амплитуду переменного напряже-
ния между анодом и сеткой лампы йы ас.
Принцип работы электронной лампы в схеме генератора и на-
пряжённость режима её работы не зависят от того, какой электрод
у лампы заземлён5: электроны с катода перемещаются в сторону
сетки и анода, плотность электронного потока зависит от дейст-
вующих между электродами напряжений, в первую очередь от
управляющего напряжения между сеткой и катодом. Действующие
между электродами напряжения определяют величины токов элек-
тродов, которые можно найти по статическим ВАХ лампы. Поэто-
му можно утверждать, что если в двух генераторах на одинаковых
лампах действующие между электродами постоянные и перемен-
ные напряжения одинаковы, то режимы работы ламп в этих гене-
раторах также одинаковы.
Следовательно, соотношение (14.1) указывает на тот факт, что
если в генераторе с ОС установить на электродах такие же напря-
жения, как в генераторе с ОК, т.е. реализовать одинаковый режим
работы ламп в обоих генераторах, то амплитуда напряжения на
нагрузке С7МК в генераторе с ОС будет больше на величину UMC, чем
в генераторе с ОК. В генераторе с ОС амплитуда переменного на-
пряжения на контуре UUK равна амплитуде переменного напряже-
ния иы действующего между анодом и сеткой, т.е.
иык= иыас= иы&+иыс.	(14.2)
Как правило, С7ма» UMC, поэтому напряжение на контуре, сле-
довательно, и переменное напряжение между анодом и сеткой
лампы Uu ас в генераторе с ОС в основном определяются перемен-
ным напряжением между анодом и катодом Uua. Напомним, что в
генераторе с ОК одинаковыми являются переменные напряжения
на контуре и между анодом и катодом лампы.
Рассмотрим энергетические соотношения в генераторе с ОС.
Через источник анодного питания с напряжением Еа протекает
постоянная составляющая анодного тока (см. рис. 14.2). Следова-
тельно, мощность, потребляемая от источника анодного питания Еа,
Ро~ Еа 1^.
5 Принципиально вообще возможно отсутствие заземления какого-либо электрода.
348
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Колебательная мощность в анодно-сеточном контуре
Р =—U I =—U I
2 мк ai 2 мас ai ’
Учитывая (14.2), получаем:
р~ =-umL +-uucl .
2 Md dj 2 MV dj
(14.3)
В выражении (14.3) первое слагаемое определяет колебатель-
ную мощность, которую можно получить в нагрузке генератора с
ОК при работе лампы в таком же по напряжённости режиме, как в
генераторе с ОС. Второе слагаемое определяет величину дополни-
тельной колебательной мощности, которая может быть получена в
генераторе с ОС, если лампа в нём работает в таком же режиме,
как в генераторе с ОК.
Как уже отмечалось, в генераторе с ОС через входную цепь
протекает, кроме сеточного тока, анодный ток. Поэтому мощность
возбуждения определяется суммарным током сетки и анода:
1	2л	।
^возб — "7 J мс Ос 4 ) dmt	— Jf/MC COS COZ X
2л n	2л
X + У IС COS TU£>t + I. + У 7. COS noit dat =
c0 *-> cn	a0 1 2 “И
\	M=1	n=l	7
=~umc (4. +4.)=+ -^мЛ. •
2	Mv у vj dj у 2 ми vj 2 MV dj
(14.4)
Первое слагаемое в правой части выражения (14.4) определяет
ту часть мощности, которая расходуется непосредственно в сеточ-
ной цепи генератора на управление током. По форме это слагаемое
совпадает с выражением для мощности возбуждения в генераторе с
ОК (см. лекцию 2). Следовательно, оно определяет величину мощ-
ности возбуждения в генераторе с ОК при работе в нём лампы в
таком же по напряжённости режиме, как в генераторе с ОС. Второе
слагаемое
-77мс7_
2 MU dj
1 1
Очевидно, также Р =—Г R
2 а' 4>еас 2^еас
ЛЕКЦИЯ 14 •
349
определяет величину дополнительной мощности возбуждения,
требуемой в генераторе с ОС при работе лампы в таком же режиме,
как в генераторе с ОК. Как видно, величина этой мощности равна
величине дополнительной колебательной мощности, которая мо-
жет быть получена в генераторе с ОС по сравнению с генератором
с ОК при работе ламп в обоих генераторах в одинаковом по на-
пряжённости режиме.
Эту мощность называют проходной и обозначают
Р --U I
'прох 2 мс а1’
Проходная мощность представляет часть мощности, затрачиваемой
источником возбуждения, которая непосредственно переходит в
колебательную мощность в нагрузке генератора, т.е. проходит из
входной цепи в выходную. Остальная часть колебательной мощно-
сти в генераторе с общей сеткой
(р -Р )
обеспечивается за счёт преобразования энергии источника анодно-
го питания. Согласно (14.3) эта мощность равна
—U 1
2 Ma*aj •
Такая мощность получается в генераторе с ОК. Обозначим её
ЛОк • Тогда выражение (14.3) можно записать в виде
Л = Л ок + Рпрох •
Обозначая мощность
-С7мс/с, .
2 MV Vj
затрачиваемую источником возбуждения непосредственно в сеточной
цепи генератора с ОС, которая равна мощности возбуждения в гене-
раторе с ОК, как Рвозб ок > выражение (14.4) можно записать в виде
^возб = ^возб ОК "* ^прох 
Необходимое эквивалентное сопротивление анодно-сеточного
контура, являющегося нагрузкой генератора с ОС,
350
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
^оеас
ас
4]
С/ма+С7мс ^маГ, Цис
МД Му ___ Md 1 । МУ
Ц Ц \ Циа
и }
= *оеОК 1+y^L
< ^ма)
где /^оеок =^ма/4] “ эквивалентное сопротивление контура на-
грузки в генераторе с ОК при режиме работы лампы как в генера-
торе с ОС. Такое же сопротивление нагрузки ощущает лампа отно-
сительно точек анод-катод в генераторе с ОС.
Как следует из последнего выражения, требуемое эквивалент-
ное сопротивление контура нагрузки в генераторе с ОС при одина-
ковом режиме работы лампы больше, чем в генераторе с ОК. Толь-
ко при таком сопротивлении контура в генераторе с ОС, по срав-
нению с генератором с ОК, может быть получена в нагрузке до-
полнительная колебательная мощность за счёт источника возбуж-
дения. Если в генераторах с ОС и с ОК использованы контуры с
одинаковыми эквивалентными сопротивлениями Кж и имеют место
одинаковые значения амплитуд первых гармоник анодных токов
ламп в обоих генераторах, то колебательные мощности в нагрузках
1 2
генераторов будут одинаковы: P^=—I^R^. Однако если в генера-
торе с ОК вся мощность при этом создаётся за счёт преобразования
энергии источника питания анода, то в генераторе с ОС часть ко-
лебательной мощности создаётся за счёт источника возбуждения.
Режим работы лампы в генераторе с ОС в этом случае будет менее
напряжённым, чем в генераторе с ОК.
Очевидно, если нет проблем с реализацией необходимого экви-
валентного сопротивления анодно-сеточного контура Кж ас, то в
генераторе с ОС может быть получена колебательная мощность
больше номинальной для лампы на величину проходной мощности.
Согласно (14.2)
Ц<а Ци ас Цис ^aj^oeac ^мс
Можно так подобрать КЖЙС, что иыа = 0. Это возможно, если
ас
иис
а1
В этом случае колебательная мощность в нагрузке генератора соз-
даётся только за счёт источника возбуждения и равна РП|ЮХ.
При Я.ж ас = 0, т.е. например, при коротком замыкании анодно-
сеточного контура,
Сма Цис-
ЛЕКЦИЯ 14 *
351
В этом случае между анодом и катодом лампы действует перемен-
ное напряжение, равное напряжению возбуждения (знак «-» обу-
словлен тем, что напряжения wa и wc на схеме рис. 14.2 противопо-
ложно направлены относительно катода). Если R(X ас = 0, то, оче-
видно, колебательная мощность в нагрузке генератора = 0, а
проходная мощность при этом
Лпох =
прох 2 Mv
и рассеивается на аноде вместе с мощностью Ро, подводимой от
источника анодного питания. То, что при коротком замыкании
контура нагрузки в генераторе с ОС потребляемая от источника
возбуждения мощность Рпрт рассеивается на аноде, объясняется
тем, что между сеткой-катодом и анодом-катодом действует одно и
то же переменное напряжение от источника возбуждения, уско-
ряющее электроны в межэлектродных пространствах катод-сетка,
катод-анод. При этом вся кинетическая энергия, приобретённая
прошедшими через сетку электронами, выделяется ими на аноде.
В общем случае мощность, рассеиваемая на аноде лампы в ге-
нераторе с ОС, определяется соотношением
Р-d ~ Ро + Рпрох — Р—
Очевидно, если = имс/1Л1 , то Ря = Ро. Если R^ <имс/1щ ,
то бея мощность Ро и часть проходной мощности Рпрох рассеивают-
ся на аноде лампы. Оставшаяся часть Рпрох выделяется на контуре.
Коэффициент полезного действия анодной цепи генератора с
ОС, характеризующий эффективность преобразования энергии ис-
точника анодного питания в энергию высокочастотных электриче-
ских колебаний, можно определить следующим соотношением:
Р -Р
_ ~ прох
Лэ —	’
гО
физический смысл и возможная трактовка которого очевидны из
приведенных выше рассуждений. Согласно последнему соотноше-
нию в «нормальном» режиме работы генератора с ОС, когда
Р~~Рпрох _ ^-ок _ 2 ^ма^а>
Ро Ро ^а^а0
352
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Если учесть, что UuljE& = £ок - коэффициент использования на-
пряжения источника анодного питания в генераторе с ОК, то КПД
анодной цепи генератора с ОС определится точно так же, как и у
генератора с ОК:
_ 1 с ^>1
Па “ Т^ОК ~— •
2 /ао
Этого и следовало ожидать при одинаковых режимах работы ламп
в обеих схемах генераторов.
При работе лампы в недонапряжённом режиме вплоть до кри-
тического отношение токов
7l=-^l=Pi>
40 «о
следовательно,
Па=^окР]-	(14.5)
Мощность, рассеиваемая на сетке лампы в генераторе с ОС,
определяется, как и в генераторе с ОК:
— ^возб OK ~	— T^mcA:i —
Коэффициент усиления по мощности КР генератора с ОС за
счёт дополнительной загрузки источника возбуждения анодным
током заметно меньше, чем генератора с ОК. Определить его мож-
но по формуле
1U j
К Р~ 2 мас а» Ки
Рво36	1 + /ci//a>
где Ku=UMac/UMaK - коэффициент усиления по напряжению в
генераторе с ОС.
Если в генераторе с ОК при отсутствии сеточного тока (/С| = 0)
коэффициент усиления по мощности равен бесконечности, так как
^возб ОК 2
= 0, то в генераторе с ОС в этом случае КР
= Ки.
ЛЕКЦИЯ 14 »353
Очевидно, чтобы в генераторе с ОС получить КР >1, необходимо
иметь эквивалентное сопротивление анодно-сеточного контура
Как уже отмечалось выше, принцип работы и режим лампы в
схеме генератора не зависят от того, какой электрод заземлён. Сле-
довательно, для генератора с ОС справедливы все уравнения, опи-
сывающие выходной (анодный) ток лампы, а также основное урав-
нение ГВВ (4.8)6. Необходимо только учитывать особенности ге-
нератора с ОС, связанные с тем, что контур нагрузки генератора
включен между анодом и сеткой лампы, а не между анодом и като-
дом, как в генераторе с ОК. В частности, амплитуду первой гармо-
ники анодного тока в генераторе с ОС при работе в недонапряжён-
ном режиме вплоть до критического можно определить по формуле
4, =S(t7MC-£</Ma)Yl =<^0-^30 -£4с)]У1 =
= 5[<7мс(1 + Г>)-£»С/мас]У1.	(14.6)
Если D = 0, то /а[ = SUMCy}. При этом
_	^4 ас — 4]4>еас — *“*^4<сУ14>еас’
Ки ~ ас/^мс ~ |^'У14>еас-
Так как У1 растёт с увеличением нижнего угла отсечки анодно-
го тока 0, то Ки и Кр также будут расти. Однако чем больше 0, тем
хуже КПД анодной цепи, так как уменьшается значение
Pj =сС]/а0 , определяющее КПД анодной цепи (14.5). Поэтому для
генератора с ОС, независимо от типа катода лампы (активирован-
ный или неактивированный), рекомендуется выбирать значение
нижнего угла отсечки анодного тока 0 = 90°.
При полном использовании лампы по мощности Кр в генерато-
ре с ОС в 1,5...2 раза ниже, чем в генераторе с ОК на такой же
лампе.
Активная составляющая входного сопротивления генератора с
ОС определяется результирующим входным током
6 См. лекцию 4.
354
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Ц.с
•и оказывается намного меньше, чем у генератора с ОК.
Если L » L ,&D = 0, то
иис _ иис 1
SUUC7 1	‘-'ср
где £ср =5yi =5(1-cos0)a] - средняя крутизна по первой гармо-
нике анодного тока.
Низкое активное входное сопротивление генератора с ОС от-
ражает тот факт, что его входная цепь сильнее нагружает источник
возбуждения, чем в случае генератора с ОК.
Учитывая, что UM ас -I^R^^, из (14.6) находим
ai
0 + ЮЦ.с,
^оеас +
(14-7)
где R[ =/?I/a1(l-cos0) - приведенное внутреннее сопротивление
лампы; р. = SR^ -1/D - статический коэффициент усиления лампы
по напряжению7.
Выражению (14.7) соответствует эквивалентная схема выход-
ной цепи генератора с ОС в недонапряжённом режиме работы,
вплоть до критического режима, представленная на рис. 14.3,а, ко-
торая может быть преобразована в схему с эквивалентным генера-
тором тока (рис. 14.3,6).
Рис. 14.3
7 См. лекцию 9.
ЛЕКЦИЯ 14 *355
Схемы рис. 14.3 отличаются от аналогичных схем для генера-
тора с ОК (см. лекцию 9, рис. 9.1 и 9.4) только напряжением и то-
ком эквивалентных генераторов, которые оказываются в (1+£>) раз
больше, что не является существенным, так как D « 1.
Из (14.7) для активной составляющей входного сопротивления
генератора с ОС получаем
J ~	_ ^oeac +	_	1 ^оеас 1
,+^ ”o+z))l м Ч;
Последнее выражение определяет активную составляющую вход-
ного сопротивления генератора с ОС с учётом реакции анода, но
также при пренебрежении сеточным током лампы.
Следует отметить, что низкое входное сопротивление и нали-
чие проходной мощности в генераторе с ОС могут рассматриваться
как результат действия отрицательной обратной связи по току,
имеющей место в данном генераторе.
Полное входное сопротивление генератора с ОС, как и генера-
тора с ОК, является комплексным из-за входной ёмкости лампы,
подключаемой параллельно Rex. Входная ёмкость лампы обычно
учитывается в составе реактивных элементов входной согласую-
щей цепи генератора.
Если сопоставить формулы, характеризующие энергетические
показатели ГВВ с ОС и ОК, то можно найти между ними много
общего и прийти к выводу, что рассчитать режим генератора с ОС
можно по формулам для генератора с ОК. Необходимо только
учесть особенности генератора с ОС, связанные с наличием про-
ходной мощности.
В генераторе с ОС не вся колебательная мощность создаётся
лампой за счёт источника анодного питания. Часть колебательной
мощности в нагрузке генератора создаётся источником возбужде-
ния. Поэтому, если в нагрузке задана мощность то лампа для
генератора с ОС должна выбираться на мощность
Р~ л Р~ - Л.рох = Р~ (1 - Р^/Р~ ) =
= р fl	1 Р~
А Ц.а+4 0 + Ц.с/^ма)'
356
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В большинстве случаев (1 +t/MC/f7Ma)«(l,07...1,l), следова-
тельно,
Лл£0,9...0,93Л.
Исходя из мощности 0,9...0,93Р_ = Лок> по формулам для ге-
нератора с ОК (см. лекцию 7) можно провести расчёт режима. Найдя
значения Zaj и Смс, следует определить величину проходной мощно-
сти Рпрох, которая будет иметь место в генераторе с ОС при таком же
режиме работы лампы, как в рассчитанном генераторе с ОК:
Р --U I
'прох 2 МС а1 '
Если в результате расчёта значение (Лок + ^ipox) с приемле-
мой для разработчика точностью близко к необходимой мощности
генератора Р~, то, следовательно, все параметры режима найдены.
Если же имеется заметное расхождение, то следует изменить в со-
ответствующую сторону расчётное значение Р~ок и заново провес-
ти необходимые вычисления.
Точно так же, если задано сопротивление анодно-сеточного
контура ас, то генератор с ОК следует рассчитывать по соответ-
ствующей методике (лекция 7) на сопротивление
После этого необходимо проверить соответствие сопротивлений:
принятого для расчёта и получаемого при найденных значениях
иыс и иыа. При большом расхождении сопротивлений следует рас-
чёт генератора с ОК провести на новое значение сопротивления
нагрузки между анодом и катодом лампы.
Для генератора с ОС несложно получить на основании приве-
денных в лекции выражений основные расчётные соотношения,
автоматически учитывающие наличие проходной мощности в ге-
нераторе, использование которых позволяет исключить корректи-
ровку расчётов, о которой упоминалось выше.
Напряжение источника анодного питания Ея в генераторе с ОС
выбирается так же, как и в генераторе с ОК. Как и в генераторе с
ОК, чем выше рабочая частота генератора и если есть у лампы за-
пас по мощности и току эмиссии катода, напряжение анодного пи-
ЛЕКЦИЯ 14 *
357
тания следует понижать по сравнению с номинальным, чтобы по-
требовалось меньшей величины сопротивление контура нагрузки в
анодно-сеточной цепи:
ас _ ^ма + ^мс
^маа1 А<а®1
Нижний угол отсечки анодного тока в генераторе с ОС, как отме-
чалось, обычно принимается равным 90°.
После определения напряжений возбуждения Смс и смещения
Ес расчёт режима сеточной цепи проводится, как в генераторе с
ОК, за исключением мощности возбуждения
Люзб ~	( А:| ^aj )
и активной составляющей входного сопротивления
Определив проходную мощность
’	= —U I
прох 2 мс а1
можно найти:
• рассеиваемую на аноде мощность
Ра. Р0 + Рпрох — Р->
• КПД анодной цепи
Р -Р
_ * ~	1 прох
Ла р
г0
Благодаря повышенной устойчивости ламповые генераторы с
ОС первоначально нашли широкое применение в диапазоне деци-
метровых волн, так как реализовать схему удалось только с изо-
бретением ламп плоскопараллельной конструкции электродов.
Позднее схема получила широкое распространение в диапазоне
декаметровых волн. С появлением тетродов на мощности в не-
сколько десятков киловатт применение генераторов с ОС в метро-
вом и декаметровом диапазонах несколько ограничилось. В то же
время в дециметровом и сантиметровом диапазонах волн исключи-
тельно применяется эта схема генератора. Следует отметить, что в
ряде случаев, например в мощных каскадах радиопередатчиков
сигналов телевизионного изображения, тетроды также включают
358
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
по схеме с ОС в метровом диапазоне волн, что объясняется не
только конструктивными особенностями ламп, но и низким вход-
ным сопротивлением генератора с ОС, облегчающим построение
широкополосной входной цепи такого генератора.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ
С ОБЩЕЙ СЕТКОЙ (ОС)
Сетка лампы в генераторе с ОС может быть заземлена не толь-
ко по высокой частоте, но и по постоянному току. Последнее
обычно имеет место при использовании катодного автосмещения.
Если используется независимое (от отдельного источника) или се-
точное автосмещение, то сетка по постоянному току не заземляется.
На рис. 14.4 представлены несколько возможных схемных реа-
лизаций однотактного генератора с ОС. Возможна реализация
двухтактного генератора с ОС на тех же принципах, что и в случае
схемы с ОК8.
Ёмкость блокировочного конденсатора в цепи сетки (рис. 14.4,о, б)
выбирается из условия
Сблск 200 Сас.
Через этот конденсатор осуществляется отрицательная обрат-
ная связь по напряжению между входной и выходной цепями гене-
ратора. Чем больше ёмкость блокировочного конденсатора, тем
меньше обратная связь. Однако иметь блокировочный конденсатор
большой ёмкости в цепи сетки часто не представляется возмож-
ным, так как этот конденсатор выполняется обычно конструктив-
но. Если невозможно реализовать конденсатор С6л с необходимой
ёмкости, то следует сетку соединять непосредственно с землёю
(корпусом) генератора и использовать катодное автосмещение, как
в схемах (рис. 14.4,в,г).
Конденсаторы С„ выравнивают потенциал катода (накала) по
высокой частоте. Чем больше ёмкость этих конденсаторов, тем
лучше. Однако с увеличением ёмкости конденсаторов С„ возрас-
тают их габариты, и становится существенной монтажная ёмкость
этих конденсаторов относительно земли (корпуса). Через эту ём-
кость происходит утечка на землю (корпус) сигнала возбуждения.
Ёмкость конденсаторов С„ рекомендуется выбирать из условия
8 Двухтактные генераторы рассматриваются в лекции 15.
ЛЕКЦИЯ 14
359
Рис. 14.4
360
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
<оСн 10 вх
где со - рабочая частота генератора; Zax - модуль входного сопро-
тивления генератора.
Индуктивности L„ в цепи накала (катода) должны обеспечивать
надёжную изоляцию по высокой частоте катода лампы от земли
(корпуса), т.е. от сетки. Следовательно, их сопротивление должно
быть существенно больше входного сопротивления генератора, что
достигается при
<oZH >20...30ZBX.
Ёмкость блокировочных конденсаторов в цепи накала выбира-
ется из условия
1	ю£н
соСбл 50...200
При выборе ёмкостей конденсаторов С„ и Сбл в цепи накала
следует учитывать, что для токов с частотой питания накала
(обычно 50 Гц) сопротивление их должно быть существенно боль-
ше сопротивления нити накала.
Через индуктивности L„ протекает ток накала, который в мощ-
ных лампах составляет десятки-сотни ампер, что может вызвать
заметное падение напряжения от источника накала на этих индук-
тивностях. Чем больше индуктивности LH, тем больше на них па-
дение напряжения от источника накала и это необходимо учиты-
вать, так как возможен недонакал (недонагрев) катода и не будет
получен нужный ток анода, а соответственно и нереализован рас-
считанный режим генератора. Если индуктивности L„ выполняют-
ся в виде катушек, то с укорочением рабочей длины волны генера-
тора 2 необходимо следить, чтобы полная длина провода намотки
индуктивности LH не оказалась близкой к Х/2. В противном случае
катушка индуктивности L„ проявляет себя как полуволновой отре-
зок длинной линии, короткозамкнутый на одном конце через ём-
кость Сбл, и соответственно обеспечивает короткое замыкание сиг-
нала возбуждения, что недопустимо.
В генераторах с ОС может быть применена как последователь-
ная, так и параллельная схема питания анода. Выбор схемы пита-
ния и номиналы блокировочных и разделительных элементов оп-
ределяется теми же соображениями, что и в генераторе с ОК. Од-
нако при использовании контуров из сосредоточенных элементов
ЛЕКЦИЯ 14 *
361
(конденсатор Ск, катушка индуктивности £к) с повышением рабо-
чей частоты генератора затрудняется реализация блокировочного
дросселя в параллельной схеме питания анода L^„ а (по тем же со-
ображениям, что и индуктивностей LH с укорочением рабочей дли-
ны волны) и может оказаться возможным осуществление только
последовательной схемы питания анода.
В схеме (рис. 14.4,г) конденсаторы Сбл и Св выравнивают по-
тенциал нити накала с катодом по высокой (рабочей) частоте. На
схеме показана лампа, у которой вывод катода объединён с одним
из выводов накала.
Приведенные на рис. 14.4 примеры, хотя и не исчерпывают
всего многообразия схем генераторов с ОС, но дают полное пред-
ставление с учётом сделанных выше замечаний о принципах по-
строения таких генераторов.
ОСОБЕННОСТИ ТРАНЗИСТОРНОГО ГЕНЕРАТОРА
С ОБЩЕЙ БАЗОЙ (ОБ) И ЕГО ПРИМЕНЕНИЕ
Возможная схема транзисторного ГВВ с ОБ показана на рис. 14.5.
База является общим электродом для входной и выходной цепей
генератора.
Рис. 14.5
На относительно низких частотах, когда с инерционностью
процессов в транзисторе можно не считаться, генератор с ОБ в
сравнении с генератором с общим эмиттером (ОЭ) полностью ана-
логичен по принципу работы и энергетическим показателям лам-
повому генератору с ОС в сравнении с генератором с ОК.
Так как входным током в генераторе с ОБ является ток эмитте-
ра 4 = 4 + 4» который значительно больше тока базы 4, являюще-
гося входным током в генераторе с ОЭ, то входное сопротивление
362
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
и коэффициент усиления по мощности генератора с ОБ сущест-
венно меньше, чем генератора с ОЭ. В то же время в генераторе с
ОБ за счёт проходной мощности возможно получение большей
мощности в нагрузке.
Однако биполярные транзисторы являются существенно инер-
ционными приборами и коэффициент усиления по мощности тран-
зисторного генератора изменяется с частотой, причём на более вы-
соких частотах у генератора с ОБ коэффициент усиления по мощ-
ности оказывается выше, чем у генератора с ОЭ.
В настоящей лекции мы ограничимся лишь соотношениями,
которые демонстрируют зависимость коэффициента усиления по
мощности транзисторного генератора от частоты9.
Коэффициент усиления по мощности ГВВ
где применительно к транзисторному генератору Р. - колебатель-
ная мощность в нагрузке (контуре) коллекторной цепи транзисто-
ра, равная — С7МК7К] ; иык - амплитуда переменного (колебательно-
го) напряжения на нагрузке (контуре); /К1 - амплитуда первой гар-
моники коллекторного тока; РВ03б - мощность возбуждения, равная
I •
2’-Умб^ВХ] ’
/ВХ| - амплитуда первой гармоники входного тока:
/ВХ1 = 4] - в генераторе с ОЭ и /ВХ1 = (/б1 + /К1) - в генераторе с ОБ;
/б] - амплитуда первой гармоники базового тока.
Учитывая приведенные выше соотношения, можно записать10
Г' _ ^К1 ^МК _ Г' хл
Г ж жт	I U
ВХ| ^мб
где К, - коэффициент усиления по току; Ки - коэффициент усиле-
ния по напряжению транзисторного генератора.
В генераторе с ОБ, как и в генераторе с ОС, возможно получе-
ние несколько большего значения Ки, чем в генераторе с ОЭ, но это
9 Подробное рассмотрение транзисторных ГВВ с учётом инерционных процессов
изложено, например, в работе автора: Дегтярь ГА. Устройства генерирования и
формирования радиосигналов: Учебное пособие/ Новосиб. гос. техн. ун-т. - Но-
восибирск, 1995. - Ч. 2. - 238 с.
10 См. лекцию 2.
ЛЕКЦИЯ 14 *
363
различие невелико и можно считать Ки одинаковым в обеих схемах
генераторов. Действительно, при работе транзисторов в одинако-
вом режиме в обеих схемах генераторов
v- _ кэ .	ь' _ UM кб	_	UM кэ + £7мб	_ „
л«оэ - “77 ’	л«об ~ “77	-	77	~ л«оэ +1 •
имб	(7мб	имб
Если Ки оэ >> 1, то можно считать Ки об ~ К» Оэ = Ки.
В генераторе с ОЭ
к,=
К1
Р,
где Р» ----- модуль коэффициента передачи по току
д/1 + (Ж)2
транзистора при включении с ОЭ на частоте /; р0 - значение ко-
эффициента передачи по току транзистора при/—> О (статический
коэффициент передачи по току транзистора в схеме с общим эмит-
тером); /р - частота, на которой модуль коэффициента передачи
по току транзистора при включении с ОЭ Р уменьшается в V2 раз
по сравнению со статическим коэффициентом Ро .
В генераторе с общей базой
Таким образом, можно считать:
• в генераторе с ОЭ

71+(//л)2’
• в генераторе с ОБ
кР«ки.
Коэффициент усиления по напряжению Ки в транзисторном ге-
нераторе уменьшается с ростом частоты.
364
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Действительно, амплитуда переменного напряжения на нагруз-
ке (контуре)
(7МК=^К.
С ростом частоты следует ожидать уменьшения коэффициента
использования напряжения питания коллектора а значит, и
уменьшения UMK. Требуемая амплитуда напряжения возбуждения
UM6, напротив, будет расти с повышением частоты.
Поэтому в генераторе с ОБ коэффициент усиления по мощно-
сти также будет уменьшаться с ростом частоты, но в меньшей сте-
пени, чем в генераторе с ОЭ.
На рис. 14.6 представлены зависимости КР для генераторов с
ОЭ и ОБ при Ро = 30 и Ки = 20.
Вблизи граничной частоты = Ро/р коэффициент усиления
по мощности КР генератора с ОЭ существенно снижается и при
f>frp становится меньше, чем у
генератора с ОБ. Поэтому на
высоких частотах вблизи /гр и
выше схема генератора с ОЭ
становится неэффективной и
лучшие результаты получаются
в генераторе с ОБ.
Генератор с ОЭ использует-
ся на частотах, начиная с
0,2... 0,3 /гр, где он обес-
печивает существенно большее
значение КР до fv. Генератор
с ОБ используется до частот 2...3^р, где он обеспечивает большее
значение КР, нежели генератор с ОЭ.
В силу большего постоянства коэффициента усиления по мощ-
ности схема генератора с ОБ находит применение в широкополос-
ных транзисторных генераторах - усилителях мощности, где тре-
буется равномерная амплитудно-частотная характеристика.
Практически схема с ОБ, как отмечалось в начале лекции, при-
меняется в генераторах, начиная с частоты 1 ГГц. До этой частоты
предпочтение отдаётся схеме с ОЭ.
ЛЕКЦИЯ 14
365
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 14
1.	Представьте схему и поясните нейтрализацию связи между вход-
ной и выходной цепями ГВВ по схеме с ОК с помощью индуктивности,
подключаемой параллельно ёмкости анод - сетка лампы.
2.	Почему межэлектродная ёмкость Сак меньше межэлектродной ём-
кости Сас?
3.	Поясните особенности схем ГВВ с ОС, представленный на рис. 14.4.
Из каких требований следует исходить при выборе блокировочных и раз-
делительных элементов?
4.	Есть две идентичные лампы, два идентичных контура и необходи-
мые источники питания и возбуждения. Соответственно выполнены два
ГВВ: один по схеме с ОК, другой по схеме с ОС. В обоих генераторах
обеспечивается амплитуда первой гармоники анодного тока 1 А. Охарак-
теризуйте энергетические параметры генераторов. Что у них одинаково и
в чём различие?
5.	В чём сходство и в чём различие генераторов с ОС и ОБ?
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 14
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 1,
исключая [6] и дополняя:
7. Дегтярь ГА. Устройства генерирования и формирования радио-
сигналов: Учеб, пособие / Новосиб. гос. техн. ун-т. - Новосибирск,
1995.-Ч. 2.-238 с.
ЛЕКЦИЯ 15
Необходимость сложения мощностей ЛЭ. ~ Параллельное
и двухтактное включения АЭ. ~ Свойства ГВВ с параллельным
и двухтактным включением АЭ, энергетические соотногиения
в них. ~ Особенности схем с параллельным и двухтактным
включением транзисторов
овольно часто требуемая мощность ГВВ не может быть
-Z-Х получена от одного генераторного прибора - активного
элемента (АЭ): лампы или транзистора. Надо либо разрабатывать
новый АЭ с нужной мощностью, либо йскать другие способы ре-
шения задачи. Разработка нового прибора и производство его за-
нимают много времени и дорого обходятся. Кроме того, потреб-
ность в мощных приборах может быть весьма ограниченной. По-
следнее особенно относится к генераторным лампам. Да и не все-
гда удаётся разработать прибор на нужную мощность, что отно-
сится как к лампам, так и к транзисторам. Поэтому специалистам
приходится искать схемные решения получения больших мощно-
стей. Чтобы получить нужную мощность, используют совместную
работу нескольких АЭ на общую нагрузку. Наиболее простыми
способами реализации совместной работы АЭ являются их парал-
лельное и двухтактное включения. При выполнении определённых
условий результирующая мощность в нагрузке равна сумме мощ-
ностей, создаваемых в выходной цепи каждым АЭ.
ПАРАЛЛЕЛЬНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ
АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
На рис. 15.1 представлена схема ГВВ с параллельным включе-
нием двух ламп V\ и Г2 с общим катодом.
При параллельном включении ламп одноимённые электроды
соединяют вместе по высокой частоте; по постоянным напряжени-
ЛЕКЦИЯ 15
367
ям питания одноимённые электроды, кроме анодов, как правило,
разделяют. Это делают для того, чтобы можно было производить
индивидуальную регулировку режима каждой лампы, так как па-
раметры ламп практически не бывают одинаковыми.
Рис. 15.1
В представленной схеме использовано параллельное питание
анода, но может быть последовательное питание. Для рассмотре-
ния особенностей параллельного включения АЭ способ питания
анодов ламп не является принципиальным. Выбор питания анода
определяется теми же соображениями, что и при построении ГВВ
на одной лампе1.
Назначение разделительных Ср и блокировочных С„, Сбл, Абл
элементов в цепях точно такое же, как в ГВВ на одной лампе. На-
грузкой ламп в анодной цепи служит контур Ск, £к. В представлен-
ной схеме использованы триоды. В схемах на тетродах и пентодах
будут добавлены цепи питания вторых (экранных) сеток, которые
реализуются, как и в генераторе на одной лампе2. Однако напом-
ним, что большинство мощных генераторных ламп, в том числе и
1 См. лекцию 13.
2 Третья (защитная) сетка у пентода обычно имеет потенциал катода, и вывод её
соединяется с выводом катода внутри лампы.
368
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
самые мощные лампы, а также лампы СВЧ - это триоды. На схеме
показаны лампы с прямоиакальным однофазным катодом. Питание
накалов ламп осуществляется от трёхфазной сети, что позволяет
ослабить пульсацию результирующего выходного тока (паразит-
ную амплитудную модуляцию) за счёт магнетронного эффекта (см.
лекцию 13). Для устранения на выходе пульсаций анодного тока за
счёт магнетронного эффекта для питания накалов ламп использу-
ются два трансформатора Трь Тр2, первичные обмотки которых
включены звездой. Напряжение накала лампы И U„ и пропорцио-
нально линейному напряжению между фазами А, В, а напряжение
накала лампы Р2 UK пропорционально напряжению фазы С. При
таком способе питания напряжения накалов оказываются сдвину-
тыми по фазе относительно друг друга на 90°. На рис. 15.2 пред-
ставлены векторные диаграммы напряжений в цепях питания нака-
лов ламп.
СА=Мз = Сс;
(7ав=з/з17с
Uhv\- п ;
Сн V2 = «Тр2Сс
Рис. 15.2
Коэффициент трансформации по напряжению трансформатора
Тр2 »тр2 должен быть в а/з раз больше, чем у трансформатора Тр,.
Питание накалов ламп со сдвигом по фазе 90° обусловливает
изменение магнитных полей в лампах со сдвигом на 1/4 периода
частоты питания накалов. В итоге пульсации анодных токов за
счёт магнетронного эффекта оказываются сдвинутыми на 1/2 пе-
риода частоты питания накалов, что составляет 180°, т.е. пульса-
ции находятся в противофазе. Если величины этих пульсаций оди-
наковы, то на выходе, складываясь, они компенсируют друг друга.
При возбуждении ламп гармоническим сигналом ис = UMC cos со/
анодный ток каждой лампы может быть представлен в виде сово-
купности гармонических составляющих, как в ГВВ на одной
лампе:
ЛЕКЦИЯ 15
369
4 И - 40 И + 4j И COSCttf + 42 п cos2co/ +...;
(15.1)
4 V2 = 40 V2 + 4j V2 cos®^ + 42 V2 COS2C0Z +...,
где и, Ло п " постоянные составляющие анодных токов ламп И
и F2 соответственно; /а] и, 4 п, 42 и, Д2 гь ~ амплитуды первой,
второй и так далее гармонических составляющих анодных токов
ламп И и Р2 соответственно.
Пути протекания анодных токов каждой лампы такие же, как в
ГВВ на одной лампе.
Постоянные составляющие анодных токов ламп 4 и, 4 г? про-
текают через источник анодного питания Ел, блокировочный дрос-
сель £6л а, участок анод-катод соответствующей лампы. Первые и
высшие гармонические составляющие анодных токов ламп проте-
кают через нагрузку - контур Ск, £к и участок анод-катод соответ-
ствующей лампы.
Контур нагрузки Ск, LK считаем настроенным на выделяемую
гармоническую составляющую анодных токов ламп, в частности
первую, для которой он представляет чисто активное сопротивле-
ние, равное эквивалентному сопротивлению контура на резонанс-
ной частоте Rx.
Для общности результатов и более полного рассмотрения во-
проса примем, что анодные токи ламп различаются как по величи-
не,'так и имеют некоторый фазовый сдвиг. Причиной последнего,
если не учитывать инерционные явления в лампах, является не-
синфазность подаваемых сигналов возбуждения на сетки ламп из-
за различия внешних и внутренних реактивностей в цепях возбуж-
дения, в том числе и длин соединительных проводов.
При наличии фазового сдвига <р в сигналах возбуждения ламп
выражения (15.1) могут быть записаны в виде:
4 и = 40 и + 4i и cosco^ +1&2 Г1 cos2co/ +...;
4 V2 = V2 + zai К2 COS(tOZ + ф) + 42 Г2 COS2(COZ + ф) + ....
Если ввести в рассмотрение комплексные амплитуды, то для
комплексных амплитуд токов первых гармоник можно записать:
Za,V2 = 4,Г2е74> -*^airieJ4> = К1Я\П=К/И|и,
370
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
где к - коэффициент пропорциональности амплитуд первых гар-
*
моник анодных токов ламп; К = ке]Ч> - коэффициент пропорцио-
нальности комплексных амплитуд первых гармоник анодных токов
ламп3.
Комплексная амплитуда колебательного напряжения на конту-
ре, она же амплитуда переменного напряжения между анодом и
катодом каждой лампы,
♦ ♦ ( ♦ \ / ♦
£/мк = С/ма - ^ое| А11Г1 +^а1Г2 =^оеЛ1И 1 + ^
(15.2)
Сопротивление нагрузки, ощущаемое каждой лампой относи-
тельно точек анод-катод (кажущееся сопротивление нагрузки):
♦
Uма
/а,Г2
^ощГ2
^ощГ]
*
К
(15.3)
Как видим, ощущаемые сопротивления (15.3) зависят не только
от эквивалентного сопротивления контура нагрузки но и от
амплитудных и фазовых соотношений токов в анодных цепях
ламп.
Если одна из ламп не работает (к = 0 или к = а>), то ощущаемое
сопротивление нагрузки другой лампы оказывается чисто актив-
ным и равным эквивалентному сопротивлению контура Rx. Если
работают обе лампы, то ощущаемое каждой лампой сопротивление
отличается от Rx и может быть как активным, так и комплексным.
Работа лампы на комплексную нагрузку для генератора является
энергетически невыгодной4. Обратим внимание, что при парал-
3 В принятой записи комплексная амплитуда первой гармоники анодного тока
*
лампы И /а,|/| совпадает с амплитудой /а| первой гармонической состав-
ляющей анодного тока лампы при разложении его на гармонические состав-
ляющие (15.1).
4 См. лекцию 8.
ЛЕКЦИЯ 15
371
лельном включении ламп даже при настроенном контуре ощущае-
мые лампами сопротивления могут оказаться комплексными.
Если фазовый сдвиг сигналов возбуждения ср = 0, то каждая
лампа ощущает чисто активное сопротивление нагрузки:
zwn=M1+*);	Zonir2=/^ (1+1/4	(15-4)
При полной идентичности анодных токов ламп (ф = 0, к = 1)
ощущаемые лампами сопротивления оказываются активными и
равными по величине:
•	^ощИ1 ^ощИ2 2/^.
В этом случае лампы отдают одинаковую мощность, а резуль-
тирующая мощность в нагрузке - контуре возрастает в два раза
(в общем случае в 7V раз, где N - число параллельно включаемых
ламп).
Действительно, мощность в нагрузке можно определить как
р~ =-^ма//^е>
2 Md AJC ?
где Um = UMK - амплитуда колебательного напряжения на анодах
ламп, равная амплитуде колебательного напряжения на контуре.
При полной идентичности анодных токов ламп = 1^ согласно
(15.2) UM3 = 27?ое7а]и- Соответственно Д. = 2/а[И/^е. Колебательная
мощность, отдаваемая одной лампой,
P~V1 - 2^ма4]Г1 “ ^И^ое’
что составляет половину мощности в нагрузке.
Если <р = 0, но к ± 1, то ощущаемые лампами сопротивления
оказываются активными, но разной величины (15.4), вследствие
чего лампы будут отдавать в нагрузку - контур разные мощности.
Очевидно, при параллельной работе ламп наилучшим является
*
режим полной идентичности выходных токов: К = 1, т.е. ф - 0, к = 1.
В этом случае лампы находятся в одинаковом по напряжённости
режиме (например, критическом) и отдают одинаковую мощность.
Из приведенного рассмотрения очевиден главный недостаток
параллельного включения ламп: необходимость строгой синфазно-
372
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ста и равенства амплитуд анодных токов параллельно включенных
ламп. Для этого, помимо идентичности ламп, нужна строгая сим-
метрия схемы, когда для всех ламп обеспечивается одинаковая
длина проводников, подводящих напряжения возбуждения к сет-
кам ламп и соединяющих аноды ламп с контуром нагрузки, когда
одинаковы параметры ламп и блокировочных элементов. При от-
сутствии симметрии схемы появляется различие в амплитудах и
фазах анодных токов ламп, что приводит к уменьшению колеба-
тельной мощности ГВВ и снижению его КПД по сравнению с ре-
жимом полной симметрии.
Из других недостатков параллельного включения ламп обычно
отмечаются следующие.
1.	Увеличивается вероятность возникновения в генераторе па-
разитных (нежелательных) колебаний. Поэтому необходимо делать
монтаж короткими, с большим поперечным сечением проводника-
ми, индуктивное сопротивление которых мало.
2.	Наличие больших входной, проходной и выходной ёмкостей
(межэлектродные ёмкости параллельно включенных ламп склады-
ваются) затрудняет реализацию индуктивности контура нагрузки
£к с повышением рабочей частоты генератора:
А<=“Т—.
“ Ск
где Ск - ёмкость контура с учётом соответствующих ёмкостей
ламп; со - круговая частота рабочих колебаний генератора. Чем
больше ёмкость контура, тем меньше требуемая индуктивность, ко-
торую сложнее реализовать с обеспечением высокой добротности.
3.	Увеличивается вероятность возникновения неисправностей,
поскольку число ламп и других элементов возрастает.
Следует отметить, что на определённых этапах развития техни-
ки радиопередающих устройств параллельное включение ламп
рассматривалось как способ повышения надёжности работы уст-
ройства в целом. Дело в том, что самым ненадёжным элементом
является АЭ - лампа, причем чем мощнее лампа, тем меньше у неё
надёжность, меньше срок службы. Включение параллельно не-
скольких менее мощных, но соответственно более надёжных и
долговечных ламп позволяет увеличить срок работы генератора по
сравнению с генератором на одной, но мощной лампе.
Перечисленные недостатки заставляют избегать параллельного
включения большого числа ламп. Обычно ограничиваются двумя-
тремя лампами. При включении параллельно трёх ламп с однофаз-
ЛЕКЦИЯ 15
373
ным прямонакальным катодом для уменьшения результирующей
паразитной амплитудной модуляции за счёт магнетронного эффек-
та питание накалов ламп осуществляется пофазно от трёхфазной
сети.
Расчёт режима ГВВ с параллельным включением ламп начи-
нают с одной лампы на мощность P^-P^/N, где Р~ - требуемая
мощность в нагрузке - контуре ГВВ; N - число параллельно вклю-
чаемых ламп.
Расчёт проводится по обычной методике (см., например, лек-
цию 7) для выбранного режима: критического, недонапряжённого,
перенапряжённого. В результате расчёта находятся напряжения,
токи, а также требуемое сопротивление нагрузки для одной лампы
/?«.!. Затем, предполагая полную симметрию схемы, определяют
результирующие токи и мощности в соответствующих цепях, ко-
торые будут в У раз больше найденных из расчёта для одной лам-
пы. Напряжения на электродах такие же, как для одной лампы. Что
касается эквивалентного сопротивления контура нагрузки RM, то,
поскольку при параллельном включении Аллами ощущаемое одной
лампой сопротивление нагрузки возрастает в N раз, эквивалентное
сопротивление контура должно быть: Roe - R^IN. Очевидно, что
при выходе из строя хотя бы одной из У ламп оставшиеся перейдут
в менее напряжённый режим работы, так как ощущаемое сопро-
тивление нагрузки для каждой из оставшихся ламп уменьшится.
Уменьшение напряжённости режима снижает КПД анодной цепи
генератора.
Следует отметить, что необходимость изготовления контура с
низким эквивалентным сопротивлением не рассматривается как
преимущество параллельного включения ламп, поскольку выход-
ные ёмкости, входящие в состав ёмкости контура Ск, складываются
и этим резко уменьшают характеристическое сопротивление кон-
тура. В предельном случае, когда ёмкость контура образуется
только за счёт межэлектродных ёмкостей Свых, характеристическое
сопротивление контура
1 1
Р* соСк
уменьшается ровно в N раз по сравнению с контуром на одной
лампе и упомянутое выше преимущество полностью исчезает.
Рассмотрим ГВВ с параллельным включением транзисторов.
По сравнению с лампами транзисторы, в первую очередь биполяр-
374
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ные, обладают значительно большим разбросом параметров5. По-
этому при параллельном включении либо подбирают транзисторы
по параметрам, либо применяют схемные решения, которые обес-
печивают лучшую симметрию их работы.
Принципиально транзисторный ГВВ с параллельным включе-
нием двух транзисторов может быть выполнен по схеме рис. 15.1 с
заменой ламп на транзисторы и учётом особенностей цепей пита-
ния и нагрузки. Однако часто, чтобы облегчить симметрирование
схемы, ГВВ с параллельным включением биполярных транзисто-
ров строят с разделением АС-элементов во входных и выходных
цепях. Подобная схема с параллельным включением двух бипо-
лярных транзисторов ГЛ, VT2 с общим эмиттером показана на
рис. 15.3.
Рис. 15.3
Разделение ZC-элементов во входных L\, L\ и выходных Сг,
Ci , Li, Li цепях позволяет: во-первых, легче добиться симметрии
монтажа схемы; во-вторых, подстраивать коллекторную цепь каж-
дого из транзисторов (скомпенсировать разброс коллекторных ём-
костей) и выровнять режимы их работы, отдельно контролируя по-
стоянные составляющие токов коллекторов IKQ /ко т, в-третьих,
раздельные элементы легче реализовать: ёмкости меньше, индук-
тивности больше по номиналу.
5 Современный мощный генераторный транзистор представляет параллельное
включение внутри корпуса до 100... 1000 и более элементарных транзисторов.
ЛЕКЦИЯ 15
375
В представленной схеме (рис. 15.3) возбуждение транзисторов
осуществляется током: входы транзисторов включены последова-
тельно с индуктивностями L\, L\сопротивления которых возрас-
тают с номером гармоники. Резисторы Ra служат для выравнива-
ния постоянных времени эмиттерных переходов транзисторов в
открытом и закрытом состояниях6.
Для коллекторных цепей ГВВ с параллельным включением
двух транзисторов справедливы все соотношения (15.1} - (15.4).
Расчёт режима ГВВ с параллельным включением транзисторов
также проводят для одного транзистора на мощность Р^- P~/N,
где Р~ - требуемая мощность ГВВ; N - число параллельно вклю-
чаемых транзисторов.
Предполагая полную симметрию схемы, определяют токи в уз-
лах соединения цепей и результирующие мощности в цепях соот-
ветствующих электродов, которые будут в N раз больше найден-
ных из расчёта режима для одного транзистора. Напряжения на
электродах и элементах цепей остаются, как для одного транзистора.
При расчёте цепи согласования (ЦС) с полезной нагрузкой ге-
нератора R„ в схеме рис. 15.3 следует исходить из схемы ЦС для
каждого транзистора, представленной на рис. 15.4, где - тре-
буемое сопротивление нагрузки в коллекторной цепи одного тран-
зистора (находится при расчёте режима). Сопротивления ёмкостей
Сз, Ссв и нагрузки R„ в схеме рис. 15.4 удваиваются за счёт совме-
стной работы двух транзисторов (в общем случае сопротивления
этих элементов увеличиваются в N раз).
Рис. 15.4
ГВВ с параллельным включением биполярных транзисторов,
помимо специфических недостатков, обусловленных большим раз-
бросом параметров транзисторов и положительным температур-
ным коэффициентом для токов (с ростом температуры токи воз-
растают), присущи и все те недостатки, которые отмечены при рас-
6 См. лекцию 13, рис. 13.10, где подобные резисторы обозначены Ядоп.
376
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
смотрении параллельного включения ламп. По этим причинам па-
раллельное включение биполярных транзисторов используется
сравнительно редко и включается не более двух-трёх транзисторов.
Значительно лучше обстоит дело с полевыми транзисторами: бла-
годаря отрицательному температурному коэффициенту для токов
становятся менее опасны разброс параметров этих транзисторов и
несимметрия в схеме.
В заключение отметим, что параллельное включение АЭ воз-
можно при реализации ГВВ по разным схемам: с общим катодом, с
общей сеткой, с общим анодом, с общим эмиттером, с общей ба-
зой, с общим коллектором, с общим истоком, с общим затвором, с
общим стоком. При этом проявляются свойства соответствующей
схемы и параллельного включения АЭ.
Параллельно включенные АЭ можно рассматривать как один
эквивалентный АЭ, у которого при строгой синфазности режимов
работы параллельно включенных АЭ результирующий выходной
ток и его крутизна равны алгебраической сумме соответствующих
параметров отдельных АЭ. При отсутствии синфазности режимов
параллельно включенных АЭ эквивалентный АЭ можно характери-
зовать комплексными параметрами, что не представляется удобным.
ДВУХТАКТНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ
АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ (АЭ).
СХЕМЫ, ПРИНЦИП РАБОТЫ,
ОСОБЕННОСТИ ГЕНЕРАТОРОВ
С ДВУХТАКТНЫМ ВКЛЮЧЕНИЕМ АЭ
Двухтактное включение АЭ (ламп, транзисторов), как и парал-
лельное включение их, используют для увеличения мощности
ГВВ: результирующая мощность в нагрузке генератора равна сум-
ме мощностей, отдаваемых каждым АЭ. Однако переход к двух-
тактному включению АЭ обычно связан не столько с повышением
уровня мощности генератора, сколько с улучшением ряда других
характеристик. Во-первых, при двухтактном включении при тех же
режимах работы АЭ удаётся существенно снизить уровень высших
гармоник в нагрузке генератора. Во-вторых, в ряде схем двухтакт-
ного включения АЭ удаётся ослабить требования к блокировочным
элементам. В-третьих, за счёт поочередности работы АЭ при двух-
тактном включении удаётся выровнять (линеаризовать) входное
сопротивление генератора, являющееся нагрузкой для источника
сигнала возбуждения (например, для предыдущего каскада).
ЛЕКЦИЯ 15 •
377
В-четвёртых, генератор с двухтактным включением АЭ удобен при
симметричной нагрузке, например, при использовании двухпро-
водного фидера, так как позволяет обойтись без симметрирующего
устройства7, обеспечивающего переход от симметричной нагрузки
к несимметричной схеме ГВВ, реализуемой на одном АЭ либо пу-
тём параллельного включения нескольких АЭ. Отсутствие симмет-
рирующего устройства существенно упрощает схему связи генера-
тора с нагрузкой.
На рис. 15.5 показана схема ГВВ с двухтактным включением
двух ламп И, Г2 с общим катодом. Нагрузкой ламп является па-
раллельный колебательный контур, образованный двумя ёмкостя-
ми Ск и индуктивностью LK. Очевидно, результирующая ёмкость
контура равна Ск/2.
Рис. 15.5
Для удобства подбора режима работы ламп с целью симметри-
рования схемы напряжения смещения Ес могут подаваться раз-
дельно. Цепь смещения строится, как в любом ГВВ. Питание ано-
дов осуществляется от одного источника Еа. При использовании
тетродов или пентодов схема (рис. 15.5) должна быть дополнена
7 См. лекцию 12.
378
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
цепями питания соответствующих сеток. Питание накалов осуще-
ствляется по обычным схемам.
Назначение элементов в схеме (рис. 15.5) понятно из их обо-
значений и такое же, как в схеме любого ГВВ. Особенности выбо-
ра отдельных элементов мы обсудим ниже, а сейчас отметим толь-
ко принципиальные отличия схемы с двухтактным включением
ламп от ранее рассмотренных схем на одной лампе или с парал-
лельным включением нескольких ламп. Обратим сразу внимание,
что отмечаемые ниже особенности двухтактного включения ламп
имеют место при любой схеме их включения: с общим катодом, с
общей сеткой, с общим анодом с сохранением всех присущих этим
схемам особенностей.
При двухтактном включении ламп напряжения возбуждения
относительно катодов подаются на сетки в противофазе. Таким
образом, используются оба такта-полупериода сигнала возбужде-
ния. Отсюда и обычно используемые названия схемы с двухтакт-
ным включением АЭ: генератор по двухтактной схеме, двухтакт-
ный генератор8. Схемное обеспечение возбуждения двухтактных
генераторов было рассмотрено в лекции 13.
Обозначим сигнал возбуждения, подаваемый на лампу И, как
было принято во всех ранее рассмотренных схемах ГВВ,
исИ = Цисп coscof .	(15.5а)
Тогда сигнал возбуждения, подаваемый на лампу Г2, следует счи-
тать равным
мсК2 = ЦисГЗ cos(cor ± л) = -С7мсГ2 coscof.	(15.56)
Для нормальной работы схемы, как увидим, должно быть
Uw И — Р2 — С7мс.
Противофазное возбуждение ламп приводит к тому, что анод-
ные токи ламп при разложении на составляющие описываются вы-
ражениями:
8 Отличные от них генераторы обычно (часто) называют однотактными.
ЛЕКЦИЯ 15 '
379
= 40 и + 4,n cosco/ +	и cos2co/ +
+7аз И cos	+ /а4 и c°s 4(0/ +... ;
*аИ2 = 40К2 - 4^2 COSM? + 42Г2 COS 2(0/ -
(15.6)
-7а v2 cos3co/ + /й4 у2 cos 4(0/ -,
согласно которым при противофазном возбуждении ламп нечётные
гармонические составляющие анодных токов находятся в проти-
вофазе, а чётные - в фазе.
На рис. 15.6 для наглядности представлены временные диа-
граммы напряжений возбуждения (15.5), импульсов анодных токов
г'аи, iav2 (15.6) и их первых и вторых гармоник.
Обратим внимание, что изображённые на рис. 15.6 импульсы
анодных токов имеют нижний угол отсечки 0 < 90°. Принципиаль-
но нижний угол отсечки анодных токов ламп может быть любым в
пределах 0 < 0 < 180° и выбирается из тех же соображений, что и в
380
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ГВВ на одной лампе9. Режим работы ламп может быть любой: кри-
тический, перенапряжённый, недонапряжённый.
Ток каЖдой лампы, протекающий в пространстве анод-катод,
на выходе лампы у катода разделяется на постоянную составляю-
щую /аои, /аог2 соответственно, протекающую через источник пита-
ния £а, блокировочный дроссель L6n а и индуктивность контура на-
00	00
грузки LK, и переменные составляющие £/а г1,£/а ^2 ’ проте-
Л=1	/1=1
кающие через контур нагрузки Ск, Ск, Lkb противоположных на-
правлениях.
При полной симметрии схемы амплитуды высокочастотных со-
ставляющих токов (15.6) равны, причём токи нечётных гармоник
складываются в контуре нагрузки Ск, Ск, LK, так как они, будучи
в противофазе, протекают в противоположных направлениях, а то-
ки чётных гармоник вычитаются в контуре, поскольку, находясь в
фазе, также протекают в противоположных направлениях.
На схеме рис. 15.5 выделен общий провод, соединяющий като-
ды ламп со средней точкой ёмкостной ветви Ск, Ск контура на-
грузки и соответственно заземляющий среднюю точку контура.
Через общий провод протекают в одном направлении гармониче-
ские составляющие анодных токов обеих ламп, следовательно, об-
щий провод необходим для обеспечения нормальной работы двух-
тактного генератора. В общем проводе чётные гармоники анодных
токов складываются, так как они находятся в фазе и протекают в
одном направлении. Токи нечётных гармоник, напротив, вычита-
ются, поскольку они находятся в противофазе. Если токи ламп не
равны, то в общем проводе будут обнаруживаться токи всех гар-
моник.
Очевидно, общий провод должен выполняться таким образом,
чтобы сопротивление его для тока любой гармоники было близко к
нулю. В противном случае на общем проводе появится высокочас-
тотное напряжение (при полной симметрии схемы только от чёт-
ных гармоник токов), которое будет нарушать нормальный режим
работы ламп, так как между анодом и катодом лампы будет дейст-
вовать напряжение не только выделяемой гармоники, но и других.
Целесообразно заземлять середину ёмкостной ветви контура, что
улучшает фильтрацию высших гармоник анодного тока (ёмкостная
9 Часто в двухтактном ГВВ выбирают 0 = 90°, что способствует повышению
фильтрации высших гармоник. Этот вопрос обсуждается ниже.
ЛЕКЦИЯ 15 •
381
связь АЭ с контуром)10. Можно заземлять по высокой частоте
среднюю точку индуктивности контура £к, что конструктивно вы-
полнить сложнее из-за невозможности присоединиться точно к се-
редине индуктивности £к. Средняя точка у ёмкостной ветви конту-
ра, напротив, легко реализуется путём последовательного включе-
ния двух идентичных конденсаторов ёмкостью Ск. Одновременное
заземление середин ёмкостной и индуктивной ветвей контура на-
грузки Ск, Ск, ^недопустимо в схеме двухтактного генератора,
так как средние точки для ёмкостной и индуктивной ветвей могут
оказаться не точно средними, соответственно не эквипотенциаль-
ными. Соединение таких точек общим проводом обусловит асим-
метрию в работе ламп. Для того чтобы при заземлении средней
точки у ёмкостной ветви контура избежать заземления точки у ин-
дуктивной ветви контура через источник питания £а, напряжение
анодного питания подводят через блокировочный дроссель £бл а-
Присоединить блокировочный дроссель £6л а стараются как можно
ближе к середине индуктивности £к, т.е. ближе к средней точке у
индуктивной ветви контура. Как уже отмечалось, присоединиться
абсолютно точно к середине индуктивности £к невозможно, поэто-
му практически между точкой присоединения £6л а и землёю ока-
зывается высокочастотное напряжение, составляющее по величине
5... 10 % от £а. Очевидно, такой же величины будет переменное
напряжение на дросселе Абл а- Так как напряжение на блокировоч-
ном дросселе £ела оказывается в 10...20 раз меньше, чем напряже-
ние на блокировочном дросселе в анодной цепи при параллельном
питании анода в однотактном генераторе на такой же лампе, то ин-
дуктивность блокировочного дросселя £бл а в двухтактном генера-
торе может быть снижена в 10...20 раз по сравнению с требуемой
для однотактного ГВВ. Ёмкость блокировочного конденсатора С6ла
в двухтактном генераторе принимается обычно такой же, как в од-
нотактном ГВВ с параллельным питанием анода. Как видим, тре-
бования к блокировочным элементам в двухтактном ГВВ несколь-
ко слабее при соответствующем выполнении его, чем в однотакт-
ном генераторе.
Завершая обсуждение, отметим, что общим проводом может
служить корпус или общая шина генератора. Чем короче общий
провод, тем лучше (меньше его индуктивность и соответственно
меньше сопротивление для гармоник). В пределе провода как тако-
вого может не быть, а всё соединение сходится в узел. Если вы-
ходная ёмкость лампы составляет заметную часть от требуемой
10 См. лекцию 11.
382
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ёмкости Ск, то выполнять соединение средней точки у внешней
части ёмкостной ветви контура нагрузки совсем необязательно.
Средняя точка в этом случае образуется в точке заземления соеди-
нения катодов, где соединяются выходные ёмкости. Так как вы-
ходные ёмкости у ламп всегда имеются, то при двухтактном вклю-
чении ламп указанная средняя точка у части ёмкостной ветви кон-
тура заземляется автоматически и, следовательно, всегда присутст-
вует, что также является одной из причин недопущения одновре-
менного заземления средних точек у ёмкостной и индуктивной
ветвей контура и поэтому предпочтение отдаётся заземлению
средней точки у ёмкостной ветви контура (помимо лучшей фильт-
рации гармоник). Если выходные ёмкости ламп малы по сравне-
нию с требуемой ёмкостью контура, то сопротивление их для выс-
ших гармоник анодных токов может оказаться весьма большим и
при отсутствии общего провода высшие гармоники будут проте-
кать через блокировочный дроссель L6n а, создавая на нём падение
напряжения и изменяя этим режим работы ламп по сравнению с
требуемым. Очевидно, при полной симметрии схемы на блокиро-
вочном дросселе будет только напряжение от чётных гармоник,
нечётные гармоники компенсируются. На рис. 15.7 представлены
схемы выходных цепей двухтактного ГВВ для случаев, когда вы-
ходные ёмкости ламп Свыхи, Свых п составляют заметную часть
требуемой ёмкости контура (рис. 15.7,а) либо в основном форми-
руют его необходимую ёмкость (рис. 15.7,6).
Рис. 15.7
ЛЕКЦИЯ 15
383
На схемах рис. 15.7 показаны симметрирующие конденсаторы
с ёмкостью Ссим для выравнивания выходных ёмкостей ламп и ём-
костей монтажа. При подборе ламп симметрирующие конденсато-
ры могут отсутствовать. Результирующая ёмкость контура при на-
личии симметричных конденсаторов
(^выхГ'1 + ^ симЕ1 )(^выхГ2 ^сим1'2 )	/
^к.онт ~ Тс Тг Тс + -
’-выхИ + ссимИ + 1^вых1/2 + ьсим1/2
В общем случае к этой ёмкости надо добавить ёмкость, вноси-
мую за счёт связи с нагрузкой конденсаторами Ссв н, либо скомпен-
сировать ее с помощью имеющихся в схеме конденсаторов пере-
менной ёмкости.
Рассмотрим требования к симметрии схемы и режимам работы
ламп в двухтактном генераторе на примере схемы рис. 15.5. При-
мем, что контур нагрузки Ск, Ск, LK, включенный между анодами
ламп, настроен на частоту первой гармоники анодного тока и абсо-
лютно симметричен относительно каждой лампы. В этом случае по
отношению к каждой лампе контур имеет коэффициент включения
р = 1/2.
Для общности результатов введём в рассмотрение комплексные
амплитуды первых гармоник анодных токов ламп, связь между ко-
торыми определим в виде
* * * *
/а] V2 — ~ К.	И1 — — К I,
где К = keJ4> - комплексный коэффициент, учитывающий различие
амплитуд первых гармоник анодных токов ламп /а| и, 4] п (15.6) по
величине и отклонение возбуждения ламп от противофазного
(15.5) на угол ср, что обусловливает соответствующий сдвиг токов
по фазе.
Знак « - » в соотношении комплексных амплитуд соответствует
противофазному возбуждению ламп (15.5), когда ср = 0.
Комплексная амплитуда контурного тока11, создаваемого лам-
пой И,
11 Напомним, что в случае неполного включения параллельного контура амплиту-
да контурного тока /конт связана с амплитудой тока возбуждения Ц соотношени-
ем (см. лекцию 10): Д0„т = pQI\, где р - коэффициент включения контура;
Q - добротность контура с учётом собственных потерь и нагрузки.
384
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ЛсонтИ	V\
=а«)(йЛ,и).
где QH - нагруженная добротность контура Ск, Ск, LK.
Комплексная амплитуда контурного тока, создаваемого лам-
пой Г2,
* * / ♦
/контГ2 = pQw lai V2 = “(1/2) Q„ К и
Так как составляющие контурного тока, создаваемые лампами
VI, VI, растекаются в контуре в противоположных направлениях,
т.е. вычитаются, то комплексная амплитуда результирующего кон-
турного тока
*
/конт
/конт Г1
*
—/контГ2 —(1/2)
(2ц/а| Г1
С * 1
\ + К
<	7
Контурный ток, протекая через ёмкости Ск, создаёт на них на-
пряжения. Так как ёмкости Ск подключены параллельно участкам
анод-катод соответствующей лампы, то переменные напряжения,
действующие на анодах ламп относительно катодов, равны паде-
ниям напряжений на ёмкостях Ск, создаваемым контурным током.
Комплексные амплитуды переменных напряжений на анодах
ламп относительно катодов12
*	♦	*	♦	I
U маГ1 — —U маК2 = /7ма — /конт —~~ -
соСк
(15.7)
Так как------—рк, где рк = I  = (oLK =-------характери-
соСк 2	уСк/2 а>Ск
этическое сопротивление контура, настроенного на частоту первой
гармоники анодного тока со, то
17ма бнРк4]И
1 + К j - д ^ое И И + К j >
(15.8)
где R^. = QHpK - эквивалентное сопротивление параллельного ко-
лебательного контура, включенного между анодами ламп двух-
тактного ГВВ.	«
12 Напряжения полезных (первых) гармоник на анодах ламп находятся в противо-
фазе.
ЛЕКЦИЯ 15
385
Ощущаемые лампами сопротивления нагрузки (кажущиеся со-
противления нагрузки):
Соотношения (15.9) подобны соотношениям (15.3) для парал-
лельного включения двух ламп и отличаются только коэффициен-
том 1/4. Следовательно, требования к симметричности режимов
ламп при двухтактном включении будут такими же, как и при па-
раллельном включении.
Таким образом, как и при параллельном включении, при двух-
тактном включении ламп ощущаемое лампой сопротивление зави-
сит как от эквивалентного сопротивления контура Аое, так и от ам-
плитудных и фазовых соотношений между выделяемыми гармони-
ками анодных токов ламп. Оптимальным будет режим, когда токи
одинаковы по величине (к = 1) и лампы возбуждаются строго в
*
противофазе (ф = 0). В этом случае К-\, а 20щИ =/ощГ2 =
= (1/2)7^.
Если одна из ламп не работает (к = 0 или к - со), то другая лам-
па ощущает чисто активное сопротивление, равное (1/4) /?ое, что
соответствует эквивалентному сопротивлению контура относи-
тельно точек подключения с коэффициентом р = 1/2.
/ * \
При полной симметрии схемы К = 1 амплитуда колебатель-
I )
ного напряжения на каждой лампе согласно (15.8)
^ма 2 ^а1 >zl^oe »
а колебательная мощность, отдаваемая одной лампой,
Ли =Лг2	~^а|1'Лк' 
386
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Результирующая мощность в контуре
-P~V\ +^~V2 ~^axV\hx-
(15.10)
С другой стороны, комплексная амплитуда колебательного на-
*
пряжения на контуре Uмк, равная комплексной амплитуде напря-
жения между анодами ламп, может быть определена как падение
напряжения, создаваемое контурным током на характеристическом
сопротивлении контура, т.е.
U МК
- IКОНТ рк - —СнРкЛц И
-Т^ое4, И
*
= 2{/ма
Как видим, комплексная амплитуда напряжения на контуре равна
удвоенной комплексной амплитуде напряжения между анодом и
катодом одной лампы.
При полной симметрии схемы амплитуда напряжения на кон-
туре UMK = Roehx и ’ соответственно колебательная мощность, вы-
деляемая в контуре (на контуре),
что совпадает с (15.10).
На основании приведенных выше соотношений можно заклю-
чить, что по энергетическим показателям и требованиям к симмет-
рии схемы двухтактное включение ламп подобно параллельному
включению. При полной симметрии схемы двухтактного генерато-
ра и идентичности режимов ламп колебательная мощность в на-
грузке удваивается.
Рассматриваемый ГВВ с двухтактным включением ламп, в от-
личие от однотактного генератора на одной или нескольких парал-
лельно включенных лампах, является не только схемно, но и элек-
трически симметричным устройством, так как на выходе генерато-
ра между анодами ламп действуют переменные напряжения оди-
ЛЕКЦИЯ 15
387
наковой величины, но находящиеся в противофазе относительно
друг друга: контурный ток 1Кот протекает в противоположных
направлениях относительно средней точки ёмкостной ветви конту-
ра, создавая противофазные напряжения на ёмкостях Ск (рис. 15.8),
что отражено в записи (15.7). Поэтому двухтактный генератор по
схеме (рис. 15.5) удобен для подключения симметричной нагрузки.
В частности, к контуру двухтактного генератора непосредственно
может быть подключена сим-	к аноду и
метричная двухпроводная линия
(двухпроводный фидер).
При полной симметрии схе-
мы рис. 15.5 на контуре Ск, Ск,
£к между анодами ламп не будет
напряжения от чётных гармоник
анодных токов: второй, четвёр-
той и ,т.д. В то же время между
анодом и катодом каждой лам-
пы напряжения чётных гармо-
ник в рассматриваемой схеме,
даже в случае её полной симметрии, будут. Эти напряжения обра-
зуются токами чётных гармоник, протекающими через ёмкости Ск.
Так как токи чётных гармоник находятся в фазе, то создаваемые
ими падения напряжений на ёмкостях Ск также оказываются в фа-
зе. Токи высших нечётных гармоник: третьей, пятой и так далее
также создают падения напряжений на ёмкостях Ск. Но поскольку
эти гармоники, как и первые, находятся в противофазе, создавае-
мые ими напряжения на анодах ламп также будут в противофазе и
будут иметь место независимо от симметрии схемы. Соответствен-
но напряжение нечётных гармоник всегда будет на контуре, т.е.
между анодами ламп. Следовательно, двухтактное включение ламп
не обеспечивает каких-либо преимуществ в отношении фильтра-
ции высших нечётных гармоник по сравнению с однотактной схе-
мой13. Что касается чётных гармоник, то при полной симметрии
схемы двухтактного включения ламп результирующее напряжение
на нагрузке от чётных гармоник анодных токов равно нулю. Одна-
ко на концах нагрузки по отношению к земле (корпусу) при этом
существуют синфазные напряжения, и если к контуру подключен
13 Обратим внимание, что если у лампы как в однотактной, так и в двухтактной
схеме реализовать режим с углом отсечки анодного тока 0 = 90°, то высшие не-
чётные гармоники в составе анодных токов будут отсутствовать (теоретически)
и соответственно их не будет в нагрузке.
388
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
открытый симметричный двухпроводный фидер, то в нём, как в
системе двух связанных линий, возбуждаются синфазные (чётные)
волны напряжения с частотами чётных гармоник, которые, распро-
страняясь по проводам фидера, излучаются частично в окружаю-
щее пространство, создавая помехи работе других радиоустройств.
Возможна реализация схемы двухтактного включения ламп, в ко-
торой исключается синфазное возбуждение проводов симметрич-
ного фидера. О такой схеме мы поговорим ниже.
Очевидно, если двухтактному ГВВ будет присуща некоторая
асимметрия, то на нагрузке будут напряжения как нечётных, так и
чётных гармоник анодных токов ламп.
Завершая рассмотрение схемы (рис. 15.5) двухтактного вклю-
чения ламп, отметим, что по сравнению со схемой однотактного
ГВВ, включая параллельное включение ламп, в ней несколько ос-
лаблены требования к блокировочному дросселю £6л а в анодной
цепи, а также она оказывается существенно проще при работе на
симметричную нагрузку. Хотя и имеются особенности, о которых
сказано выше, но в двухтактном генераторе на нагрузке уменьшено
напряжение чётных гармоник (при полной симметрии схемы оно
равно нулю) по сравнению с однотактным генератором, реализуе-
мым на такой же лампе в таком же режиме её работы.
В схеме двухтактного включения ламп, что наглядно видно из
схем рис. 15.7, имеет место двухкратное уменьшение ёмкости, вно-
симой в контур нагрузки лампами, так как межэлектродные ёмко-
сти ламп Свых i'}, Свых F2 включаются последовательно. Уменьшение
ёмкости требует увеличения индуктивности контура, облегчая ее
конструктивную реализацию. В пределе необходимая индуктив-
ность контура: £к = 2/со2СвыхГ, где Свых у - выходная межэлек-
тродная ёмкость лампы.
Наряду с отмеченными достоинствами двухтактный генератор
обладает и существенными недостатками. Как и при параллельном
включении ламп, увеличивается вероятность возникновения пара-
зитных колебаний. Двухтактная схема требует подбора одинако-
вых элементов, симметричного монтажа; в ней почти удвоенное
количество деталей, что приводит к уменьшению надёжности14.
Схемы рис. 15.5 и 15.7 оказываются более сложными, чем одно-
тактные, так как нужна согласованная перестройка £С-элементов.
14 В отдельных случаях двухтактное включение двух менее мощных, но более
долговечных ламп позволяет реализовать генератор с большим сроком службы,
чем у генератора с такой же мощностью на одной мощной лампе.
ЛЕКЦИЯ 15 •
389
В своё время для двухтактных генераторов на лампах разрабатыва-
лись специальные конструкции конденсаторов и контуров.
При двухтактном включении вместо одиночных ламп И, Г2
(см. рис. 15.5) могут быть включены по нескольку ламп (по две-
три) параллельно, что позволяет увеличить мощность в нагрузке в
соответствующее число раз. В этом случае генератор будет прояв-
лять в явном виде свойства как двухтактного, так и параллельного
включения АЭ. Параллельно включенные лампы в двухтактном
генераторе образуют так называемые плечи. Очевидно, лампы пле-
ча, включенные параллельно, можно рассматривать как одну экви-
валентную лампу с большими в соответствующее число раз анод-
ным током, крутизной анодного тока и т.д. Для эквивалентных
ламп будут применимы все приведенные выше соотношения. При
включении в плечо двух ламп с однофазным прямонакальным ка-
тодом для устранения паразитных пульсаций результирующего
тока в контуре нагрузки, обусловленных магнитронным эффектом,
следует использовать питание накалов ламп в каждом плече, как в
схеме (см. рис. 15.1) с параллельным включением двух ламп. При
трёх лампах в плече питание накалов следует осуществлять пофазно
от трёхфазной сети. При включении четырёх ламп в плечо питание
накалов можно осуществить попарно по схеме (см. рис. 15.1).
Расчёт режима ГВВ по двухтактной схеме проводится по
обычной методике для одной лампы на колебательную мощность
P.i = Р. /N, где Р. - нужная колебательная мощность в нагрузке-
контуре; N-общее число ламп, всегда чётное.
В результате расчёта находятся напряжения, токи, а также не-
обходимое сопротивление нагрузки для одной лампы Рое1. Если в
плече генератора включены N/2 ламп, то требуемое сопротивление
нагрузки в плече (очевидно, это сопротивление равно сопротивле-
нию нагрузки для эквивалентной лампы плеча) Рое пл = IRwy/N- При
параллельной работе N/2 ламп каждая лампа будет ощущать тре-
буемое сопротивление Poei.
Так как при полной симметрии двухтактной схемы ощущаемые
лампами сопротивления одинаковы и при двух лампах равны каж-
дое (1/2) Roe, где Roe - сопротивление контура нагрузки, то, очевид-
но, рассматривая лампы плеча как одну эквивалентную лампу, по-
лучаем ROe = 2 Roe пл = AR^N.
Если N = 2, то требуемое сопротивление контура нагрузки
Аое= 2/?ое1, т.е. в два раза превышает требуемое сопротивление на-
грузки для одной лампы.
После расчёта режима одной лампы результирующие токи и
напряжения в цепях ГВВ находятся путём умножения на N/2 и уд-
390
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
воения соответствующих величин, исходя из представленных в
лекции соотношений для параллельного и двухтактного включе-
ний АЭ15. .
Мощные лампы всегда работают с сеточными токами. В одно-
тактном ламповом ГВВ с общим катодом импульс сеточного тока
появляется один раз за период Т сигнала возбуждения на время
= 20l=0£
с со л
где 0С - угол отсечки сеточного тока, вследствие чего активная
составляющая входного сопротивления, нагружающая источник
возбуждения, изменяется в бесконечное число раз в течение пе-
риода возбуждения. Источник сигнала возбуждения работает при
этом на сугубо нелинейную нагрузку, что заставляет делать его
существенно мощнее, чем требуется из энергетического расчёта
входной цепи, чтобы уменьшить нелинейные искажения.
В двухтактном генераторе, в отличие от однотактного, импуль-
сы сеточного тока появляются дважды за период Т сигнала возбу-
ждения (по импульсу от каждой лампы), что способствует вырав-
ниванию (линеаризации) нагрузки источника возбуждения, улуч-
шая этим его характеристики. Время существования импульсов
сеточного тока в двухтактном генераторе с общим катодом16
20-_
tc=—т.
л
Необходимая мощность возбуждения двухтактного ГВВ при
включении ламп с общим катодом: Рвозб = 2Рвозб1 = (7МС/С, где
Рвозб1 = (1 / 2)(7МС7С] — мощность возбуждения одной лампы; /с, -
амплитуда первой гармоники сеточного тока одной лампы. При
использовании ТУламп Рвозб = М°в03б1-
15 Соотношения для параллельного включения используются, если в плече двух-
тактного генератора включено 2 и более ламп.
16 В генераторе с общей сеткой нагружающий источник возбуждения ток (см.
лекцию 14) является суммой анодного и сеточного токов (катодный ток). Этот
ток также носит импульсный характер и появляется в однотактном генераторе
на время t = (0/ л)Т, где 0 - нижний угол отсечки анодного тока лампы (0 = 90°
в генераторе с общей сеткой). В двухтактном генераторе с включением ламп с
общей сеткой время существования импульсов входного тока в два раза больше
(по импульсу от каждой лампы), и если 0 = 90°, т.е. л/2, то импульсы тока через
источник возбуждения будут проходить в течение всего периода, обусловливая
постоянство нагрузки.
ЛЕКЦИЯ 15
391
Обратим внимание, что при выходе из строя одной из ламп в
двухтактном генераторе остальные переходят в менее напряжён-
ный режим, так как уменьшается ощущаемое каждой из оставших-
ся ламп сопротивление нагрузки. Уменьшение напряжённости
режима снижает КПД по аноду.
Уменьшение вносимой в контур нагрузки лампами ёмкости в
два раза не рассматривается как преимущество двухтактного
включения по реализации контура нагрузки с большим ненагру-
женным сопротивлением /?оео и соответственно с возможностью
получения большего КПД контура: т]к = 1 - ^ое/Доео •
Дело в том, что в двухтактном генераторе требуется контур с
7?ое = 2/?oei, т.е. требуемое сопротивление контура оказывается в два
раза больше, чем в однотактном генераторе на одной такой же
лампе и в таком же режиме. Если принять при реализации одно-
тактного генератора на одной лампе
Рк =-------> то =£?нРк =—~—
^выхГ	шСвыхГ
В двухтактном генераторе на двух таких же лампах
2	„	2а
Рк — п ’ а ^ое ~ СнРк ’	„	’
шСвыхГ	шСвьгхГ
где ~Qn - нагруженная добротность контура, определяемая необхо-
димой полосой пропускания.
Как видим, необходимое соотношение между требуемыми со-
противлениями контуров в однотактном и двухтактном генерато-
рах выполняется автоматически, и получить какие-либо преиму-
щества в двухтактной схеме по обеспечению большего Rx и КПД
контура не удаётся.
В тех случаях, когда выходная ёмкость лампы пренебрежимо
мала либо составляет небольшую часть от необходимой ёмкости
контура Ск, что возможно только в относительно низкочастотных
генераторах, проблем с реализацией параллельного колебательного
контура с любым требуемым эквивалентным сопротивлением не
существует. Следовательно, затронутый вопрос в этом случае не-
актуален.
В последние 25-30 лет в технике радиопередающих устройств
наметился отказ в ряде случаев от двухтактной схемы лампового
генератора в пользу однотактной. Объясняется это тем, что посте-
пенно изменяются требования к радиопередатчикам. Одними из
392
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
основных требований становятся требования максимальной на-
дёжности и упрощения настройки и эксплуатации. В этих условиях
отмеченные достоинства двухтактных генераторов становятся ма-
лосущественными при использовании мощных ламп, а недостатки
выдвигаются на первый план. Заслуживают внимания также и сле-
дующие соображения. Двухтактная схема ГВВ ослабляет только
чётные гармоники, поэтому при её применении на выходе радио-
передатчика всё равно приходится ставить фильтр, препятствую-
щий прохождению высших гармоник в фидер и антенну. Фильтр
для двухтактной схемы в конструктивном отношении получается
более сложным, чем для однотактной. На крупных автоматизиро-
ванных радиоцентрах целесообразно применять несимметричные
коаксиальные фидеры, которые легче защитить от несанкциониро-
ванного доступа и которые обладают меньшими потерями, особен-
но на излучение.. При использовании коаксиального фидера одно-
тактная схема мощного ГВВ удобнее двухтактной.
В транзисторной технике, наоборот, двухтактное построение
ГВВ в настоящее время широко используется на частотах от десят-
ков килогерц до 1 ГГц, позволяя строить относительно мощные и
довольно широкополосные (с шириной полосы несколько октав)
устройства. Разрабатываются транзисторные сборки, специально
предназначенные для использования в двухтактных генераторах.
Всё изложенное в настоящей лекции и касающееся принципа
работы, особенностей, достоинств и недостатков ГВВ с двухтакт-
ным включением ламп, в том числе приведенные соотношения для
них, распространяется и на ГВВ с двухтактным включением тран-
зисторов. Как и в однотактных схемах, в двухтактных ГВВ широко
используется включение биполярных транзисторов с общим эмит-
тером.
На частотах до I...10 МГц при уровнях колебательной мощно-
сти в единицы-десятки ватт двухтактные генераторы на транзисто-
рах выполняют с использованием трансформаторов обмоточного
типа. Принципиальная схема такого генератора на биполярных
транзисторах при включении с общим эмиттером представлена на
рис. 15.9.
Противофазное возбуждение транзисторов FT1, VT2 обеспечи-
вается с помощью трансформатора Tpf со стороны вторичной об-
мотки, концы которой присоединены к базам транзисторов. Если
среднюю точку вторичной обмотки Тр] соединить напрямую либо
через блокировочный конденсатор ёмкостью Сбл ] с землёю (корпу-
сом), то на входы транзисторов будут подаваться противофазные
напряжения:
ЛЕКЦИЯ 15
393
ыбГТ1 - Ц,б costo4 W61T2 - -^мб cosw/
и можно считать, что транзисторы возбуждаются от источника на-
пряжения. Если такого соединения нет, то ток, через вторичную
обмотку Трь является током, проходящим через входы (переходы
база-эмиттер) транзисторов и следует считать, что транзисторы
возбуждаются от источника тока. При возбуждении от любого ис-
точника коллекторные токи транзисторов 4 гтъ 4 vn описываются
подобными (15.6) выражениями.
Рис. 15.9
В отличие от двухтактного ГВВ на лампах с нагрузкой в виде
параллельного колебательного контура Ск, Ск, LK (см. рис. 15.5)
применение в выходной цепи транзисторного двухтактного ГВВ
трансформатора Тр2 при полной симметрии схемы обеспечивает
полное отсутствие (подавление) токов и напряжений чётных гар-
моник коллекторных токов на полезной нагрузке RK. Дело в том,
что чётные гармоники коллекторных токов транзисторов, находясь
в фазе в общем проводе, протекают по половинам первичной об-
мотки Тр2 в противоположных направлениях, создавая в общем
магнитопроводе трансформатора взаимно компенсирующиеся маг-
нитные потоки. При равенстве токов чётных гармоник результи-
рующий магнитный поток от них равен нулю и никакой трансфор-
мации (передачи) их во вторичную обмотку Тр2 в сторону нагрузки
RH не происходит. Индуктивность намагничивания Тр2 по токам
чётных гармоник оказывается равной нулю, и, следовательно,
394
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
трансформатор Тр2 для токов чётных гармоник представляет ко-
роткое замыкание. Полезная первая и высшие нечётные гармоники
коллекторных токов транзисторов, как и чётные гармоники, проте-
кают по половинам первичной обмотки Тр2 в противоположных
направлениях, но входят они в обмотку, будучи в противофазе.
В итоге магнитные потоки, создаваемые первой и высшими нечёт-
ными гармониками коллекторных токов транзисторов, складыва-
ются в общем магнитопроводе и происходит их передача (транс-
формация) во вторичную обмотку Тр2 в сторону полезной нагрузки
R„. Для нечётных гармоник индуктивность намагничивания транс-
форматора Тр2 не равна нулю. Если реализовать режим работы
транзисторов FT1, VT2 с косинусоидальными импульсами коллек-
торных токов, имеющими нижний угол отсечки 0 = 90°, то в соста-
ве коллекторных токов не будет высших нечётных гармоник (при
0 = 90° коэффициенты разложения косинусоидальных импульсов
а3 = as = ... = 0). Таким образом, использование трансформатора в
качестве нагрузки и реализация режима работы транзисторов с уг-
лом отсечки коллекторного тока 0 = 90° позволяют при обеспече-
нии симметрии схемы полностью исключить присутствие в на-
грузке каких-либо высших гармоник17. Если имеется асимметрия,
то высшие гармоники будут присутствовать в нагрузке с учётом
отмеченных выше особенностей.
Цепи смещения из резисторов /?ь R2 позволяют обеспечить не-
обходимый режим работы транзисторов.
Очевидно, если на выходе двухтактного лампового генератора
включить высокочастотный трансформатор (часто его называют
фидерным трансформатором), то на концах нагрузки при полной
симметрии схемы не будут обнаруживаться напряжения чётных
гармоник относительно земли (корпуса) и в фидере не будут воз-
буждаться синфазные (чётные) волны. Схема реализации выходной
цепи двухтактного лампового генератора с применением высоко-
частотного трансформатора Тр показана на рис. 15.10. При полной
симметрии схемы в индуктивности Z,K, как отмечалось, нет токов
чётных гармоник, поэтому они не будут обнаруживаться со сторо-
ны нагрузки во вторичной обмотке высокочастотного трансформа-
тора Тр. Заземление средней точки у выходной катушки Тр может
отсутствовать.
17 Сказанное справедливо при косинусоидальной форме импульсов токов транзи-
сторов. За счёт переходных процессов в трансформаторе при работе с 6 < 180°
форма импульсов токов искажается и высшие гармоники определённого уровня
появляются.
ЛЕКЦИЯ 15 •
395
Рис. 15.10
Если между обмотками выходного трансформатора в любой
схеме двухтактного ГВВ будет существовать помимо магнитной
ёмкостная связь, то отмеченного подавления чётных гармоник в
нагрузке не будет. Чётные гармоники будут «просачиваться» через
ёмкостные связи между обмотками трансформатора. Следователь-
но, должны приниматься конструктивные меры при выполнении
трансформаторов для двухтактных генераторов, уменьшающие
ёмкостные связи между обмотками. Уменьшение ёмкостных связей
становится более актуальным с повышением рабочей частоты ге-
нератора, когда эта связь усиливается. Усиление ёмкостной связи
между обмотками трансформатора с повышением частоты сказы-
вается не только на фильтрации гармоник, но и на обеспечении
симметрии схемы. Так, в схеме рис. 15.9 за счёт ёмкостной связи
между обмотками входного трансформатора Tpi конец вторичной
обмотки, присоединяемый к базе транзистора VT2, имеет утечку на
землю (корпус) в месте заземлённого конца у первичной обмотки
Трь Конец вторичной обмотки Трь присоединяемый к базе транзи-
стора FT1, подобной утечки на землю (корпус) не имеет. У него
проявляется связь с верхним концом первичной обмотки Tpt в мес-
те присоединения источника возбуждения. Из-за указанных связей
не удаётся обеспечить симметричное противофазное возбуждение
транзисторов. Наличие ёмкостных связей между обмотками вы-
ходного трансформатора Тр2 в схеме (рис. 15.9) нарушает симмет-
рию выходной цепи генератора. Конец обмотки трансформатора
Тр2, присоединяемый к коллектору VT2, имеет утечку на землю
396
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
(корпус) через заземлённый конец выходной обмотки в месте при-
соединения сопротивления полезной нагрузки 7?н. Конец обмотки
Тр2, присоединяемый к коллектору транзистора ИЛ, такой утечки
на землю (корпус) не имеет, но у него проявляется связь с верхним
концом выходной обмотки в месте присоединения R„. В итоге
транзисторы VT\, VT2 нагружаются несимметрично со всеми выте-
кающими из этого последствиями.
На частотах выше 10 МГц и при больших уровнях мощности
двухтактные транзисторные генераторы строят на трансформаторах
из отрезков длинных линий (трансформаторы на линиях - ТЛ)18, ко-
торые вносят меньшие паразитные индуктивности и ёмкости.
Возможная схема двухтактного ГВВ на биполярных транзисто-
рах, включенных с общим эмиттером, с использованием ТЛ во
входной и выходной цепях показана на рис. 15.11.
Во входной цепи используется трансформатор Трь выполнен-
ный по схеме симметрирующего ТЛ. Нагрузкой трансформатора
является входное сопротивление последовательно включенных
транзисторов УЛ, И72, равное 2(7м6 //6], где (7м6 - амплитуда на-
пряжения возбуждения на входе одного транзистора; - ампли-
туда первой гармоники тока базы транзистора.
В генераторе по схеме рис. 15.11 имеет место режим возбужде-
ния от источника тока. Возбуждение транзисторов осуществляется
противофазной составляющей токов в проводах 1,2 отрезка линии,
образующей Трь и равной 7б). Линия (провод) 3 необходима для
обеспечения полной симметрии ТЛ. Трансформатор Tpi целесооб-
разно изготовить из двух отрезков коаксиальной линии с волновым
сопротивлением ZQ = 21/мб /7бг Один отрезок линии соответствует
проводам /, 2, а у другого отрезка используется только оплётка в
качестве провода 3. Оба отрезка наматываются на кольцевой фер-
ритовый магнитопровод. Точками на схеме (рис. 15.11) помечены
концы согласного включения обмоток. Режимы работы транзисто-
ров устанавливаются с помощью делителей напряжения из рези-
сторов R\, R2.
В выходной цепи генератора для связи с полезной нагрузкой /?„
используется трансформатор Тр3, выполненный по аналогичной
Tpi схеме. Волновое сопротивление коаксиальной линии, из отрез-
ков которой изготавливается трансформатор Тр3, должно быть
равно сопротивлению нагрузки Rn, т.е. Zo = Rn.
18 См. лекцию 13, в конце.
ЛЕКЦИЯ 15*
397
Рис. 15.11
Трансформатор Тр2 обеспечивает короткое замыкание токов
чётных гармоник. Он должен изготавливаться из отрезка симмет-
ричной двухпроводной линии, чтобы не нарушать симметрии плеч
генератора. Для придания требуемой жёсткости конструкции отре-
зок линии наматывается на кольцевой ферритовый сердечник или
диэлектрический каркас. Использование кольцевого ферритового
сердечника является предпочтительным, так как при этом облегча-
ется обеспечение короткого замыкания токов чётных гармоник.
Трансформаторы Тр2 и Тр3 могут быть размещены на общем коль-
цевом магнитопроводе с соблюдением согласного включения об-
моток. Длина отрезков линий обоих трансформаторов при разме-
щении на общем магнитопроводе должна быть одинаковой и вы-
бирается в пределах 0,05...0,1 К, где Лв - длина волны, соответст-
вующая верхней рабочей частоте генератора (минимальная рабо-
чая длина волны генератора). Чем меньше волновое сопротивление
линии для изготовления Тр2, тем лучше. Часто выбирают его в
пределах 0,5... 1,0 /?н.
Двухтактные транзисторные генераторы с использованием ТЛ
и обычных транзисторов реализуют на частоты до 30... 80 МГц, что
обусловлено трудностями обеспечения низкого сопротивления
(короткого замыкания) по чётным гармоникам в коллекторной це-
пи транзистора.
На частотах от 100 МГц до 1 ГГц двухтактные генераторы вы-
полняют на так называемых «балансных» транзисторах, представ-
ляющих собой сборку из двух транзисторов одного типа проводи-
398
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
мости, размещённых в одном корпусе. Как правило, внутри корпу-
са балансного транзистора во входной и коллекторной цепях раз-
мещаются дополнительные L- и С-элементы, которые вместе с
внешними ZC-элементами образуют входные и выходные согла-
сующие цепи и цепи коррекции АЧХ, спроектированные на задан-
ный рабочий диапазон балансного транзистора. На входе и выходе
двухтактного генератора на балансном транзисторе обычно вклю-
чают ТЛ, во-первых, для повышения (понижения) нагрузочных
сопротивлений и, во-вторых, для перехода от несимметричных к
симметричным нагрузкам. Как правило, эти функции разделяют
между двумя отдельными ТЛ в каждой цепи. Рабочая полоса час-
тот двухтактного ГВВ на балансном транзисторе может составлять
100...200 МГц и более.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 15
1.	Перечислите достоинства и недостатки параллельного и двухтакт-
ного включений АЭ. Что общего между параллельным и двухтактным
включениями и в чем их различие?
2.	Покажите пути протекания постоянной и переменной составляю-
щих анодных токов каждой лампы в схеме параллельного включения
ламп рис. 15.1.
3.	Поясните своё понимание ощущаемого сопротивления при парал-
лельном и двухтактном включениях АЭ. Почему при настроенном конту-
ре нагрузки ощущаемое сопротивление оказывается комплексным? Мо-
жет ли ощущаемое сопротивление оказаться чисто реактивным?
4.	Поясните появление коэффициентов 1/2 и 2 у элементов в схеме
рис. 15.4.
5.	Покажите пути протекания переменных составляющих анодных
токов каждой из ламп в схеме рис. 15.5 через контур Ск, Ск, £к. Протекают
ли переменные составляющие анодных токов каждой из ламп через обе
ёмкости Ск?
6.	Покажите пути протекания переменных составляющих анодных
токов каждой из ламп в схемах рис. 15.7.
7.	Поясните, почему контурный ток в схеме двухтактного генератора
определяется как разность составляющих, обусловленных первыми гар-
мониками токов каждой лампы.
8.	Рассмотрите фильтрацию чётных и нечётных гармоник в схеме
двухтактного генератора. Какие имеются особенности по сравнению с
однотактной схемой?
9.	Для обеспечения критического режима работы одной лампы требу-
ется эквивалентное сопротивление контура 1000 Ом. Каково должно быть
эквивалентное сопротивление контура для обеспечения критического ре-
жима при включении параллельно двух и трех таких ламп? Каково долж-
ЛЕКЦИЯ 1?
399
но быть эквивалентное сопротивление контура при включении двух ламп
по двухтактной схеме? Каково должно быть эквивалентное сопротивле-
ние контура при включении четырех, шести и восьми подобных ламп по
двухтактной схеме?
10.	Поясните назначение элементов в схеме двухтактного ГВВ с ис-
пользованием ТЛ (рис. 15.11).
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 15
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 1,
исключая [6], и дополняя:
7. Дегтярь Г.А. Трансформаторы в целях согласования и сложения
мощностей радиочастотных генераторов: Учеб, пособие. - Новосибирск:
Изд-во НГТУ, 2003. - 504 с. - (Серия «Учебники НГТУ»).
ЛЕКЦИЯ 16
Блочный принцип сложения мощностей ГВВ. ~ Сложение
мощностей ГВВ в пространстве. ~ Мостовой принцип
сложения мощностей ГВВ, его особенности. ~ Режимы
мостовых схем в аварийных случаях. ~ Примеры
мостовых схем, их сравнение
(7/остроение генераторов с использованием параллельного
J L и двухтактного включений АЭ позволяет увеличить мош-
мощность генератора за счёт сложения мощностей АЭ. Однако при
параллельном и двухтактном включениях АЭ имеет место сильное
взаимное влияние АЭ, что проявляется через ощущаемые АЭ со-
противления1. При этом выход из строя одного АЭ, например за
счёт короткого замыкания или обрыва в цепях, может привести не
только к снижению мощности генератора на величину мощности
отключившегося АЭ, но и к выходу из строя части или всех ос-
тальных АЭ. Как отмечалось, за счёт сильного взаимного влияния
больше двух-трёх АЭ параллельно не включают, в том числе и в
каждом плече двухтактного ГВВ. В то же время в некоторых слу-
чаях требуются генераторы таких больших мощностей, которые не
могут быть получены от одного или нескольких АЭ существую-
щих типов, включаемых параллельно и по двухтактной схеме.
Для таких генераторов разрабатывают новые специальные АЭ
повышенной мощности. Но этот путь не всегда является лучшим,
так как разработка и организация производства новых ламп и тран-
зисторов обходятся дорого, отнимают много времени, а потреб-
ность в таких АЭ, в первую очередь это относится к мощным лам-
пам, сравнительно невелика. Мощные генераторные приборы,
1 См. лекцию 15.
ЛЕКЦИЯ 16
401
как правило, имеют и невысокую надёжность. Кроме того, сущест-
вуют физические и технологические ограничения по созданию бо-
лее мощных приборов, обусловленные как электрической прочно-
стью используемых материалов, так и их химической чистотой. В
настоящее время разработаны генераторные лампы на мощности
0,5...3,0 МВт, а генераторные транзисторы - 250... 1000 Вт на час-
тотах до 150... 1000 МГц. Дальнейшее увеличение мощностей в
несколько раз, а тем более на порядок представляет трудную, прак-
тически невыполнимую сегодня задачу.
Поэтому специалисты искали и ищут другие схемные методы
построения генераторов большой мощности. Практическое приме-
нение получили следующие методы:
•	сложение мощностей нескольких блоков в общем контуре;
•	сложение высокочастотных полей в пространстве;
•	сложение мощностей с помощью мостовых схем.
Возможная реализация метода сложения мощностей блоков в
общем контуре показана на рис. 16.1. Выходной каскад передатчи-
ка выполняется в виде нескольких идентичных блоков, связанных
с общим контуром нагрузки. Блоки включены параллельно, допус-
тимо и последовательное включение блоков. Результирующая
мощность в нагрузке равна сумме мощностей складываемых бло-
ков. Независимо от способа включения блоков работа их оказыва-
ется взаимозависимой, так как все они связываются между собою
через общий контур нагрузки. Выход из строя одного блока сказы-
вается на работе оставшихся, что требует соответствующей регу-
лировки связи блоков с контуром нагрузки. Вышедший из строя
блок отключается и восстанавливается. Подобный принцип ис-
пользовался при построении мощных и сверхмощных отечествен-
ных радиовещательных станций.
Схема сложения высокочастотных полей в пространстве на
примере двух радиопередатчиков показана на рис. 16.2. Передат-
чиков может быть больше. Если мощности складываемых передат-
чиков одинаковы, то сложение электромагнитных полей в про-
странстве эквивалентно увеличению мощности в N2 раз, где N -
число передатчиков, так как напряжённость результирующего
электромагнитного поля в зоне приёма увеличивается в N раз.
Если сложение высокочастотных полей в пространстве не тре-
буется, то передатчики могут работать независимо друг от друга на
разных частотах, с разными корреспондентами и передавать раз-
ные программы (переключатели П, и П2 в положении III). При пе-
реходе в режим сложения оба передатчика настраиваются на одну
частоту и возбуждаются от одного возбудителя (переключатели в
положении I или II соответственно).
402
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Антенна
Рис. 16.1
III
Рис. 16.2
Каждый передатчик работает на свою антенну, являющуюся
частью общей антенной системы. Для получения хорошей формы
результирующей диаграммы направленности и ослабления взаим-
ного влияния передатчиков друг на друга через антенны расстоя-
ние между центрами антенн должно быть (3/4)Х. Антенны при этом
должны питаться синфазными токами. Если питающие токи разли-
чаются по фазе, то диаграмма излучения антенн (диаграмма на-
правленности) поворачивается. Для корректировки диаграммы на-
правленности и её поворота между возбудителем и одним передат-
чиком устанавливается фазовращатель, например расстраиваемый
ЛЕКЦИЯ 16
403
контур. Сложение высокочастотных полей в пространстве перво-
начально нашло применение в КВ-диапазоне.
Метод сложения высокочастотных электромагнитных полей в
пространстве в последние 20...30 лет получил развитие и широкое
распространение в так называемых фазированных антенных решёт-
ках (ФАР) в диапазоне СВЧ. В некоторых ФАР обеспечивается сло-
жение нескольких тысяч относительно маломощных генераторов.
В современных радиопередатчиках всех
рокое применение получил метод сложения
ров с помощью мостовых схем. В этом слу-
чае при суммировании мощностей двух и
более генераторов обеспечивается их вза-
имная электрическая развязка: каждый из
генераторов работает независимо от других
на оптимальную для него нагрузку, в то
время как у остальных генераторов режим
может меняться вплоть до короткого замы-
кания или холостого хода.
Простейшая мостовая схема для сло-
жения мощностей двух генераторов гармо-
нических сигналов Г] и Г2 показана на
рис. 16.3.
Мост образован двумя реактивными со-
противлениями одинакового характера (ём-
костного или индуктивного) Xi, Х2 и двумя
диапазонов волн ши-
мощностей генерато-
Л
Рис. 16.3
активными сопротивлениями: RH - сопротивление полезной на-
грузки, R6 - балластное сопротивление. Без сопротивления Яб нель-
зя сбалансировать мост и этим развязать генераторы. Поэтому со-
противление 7?б в схеме моста называют также развязывающим со-
противлением.
При выполнении условия баланса моста:
XiR6 = X2R„
(16-1)
ток (напряжение) одного генератора не попадает в ветвь включе-
ния другого генератора, в силу чего режим работы одного генера-
тора никак не сказывается на режиме работы другого генератора.
Пути протекания составляющих комплексных токов генерато-
ров при условии баланса моста (16.1) показаны стрелками на
рис. 16.3. При этом комплексный ток генератора Г1 Л = 1\ + 1\", а
комплексный ток генератора Г2 /2 = 12 +12.
 Схема рис. 16.3 является одним из вариантов классической мос-
товой схемы: конфигурация её напоминает квадрат (или ромб), по
404
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
сторонам которого включены сопротивления, а в диагонали вклю-
чены генераторы.
При принятых на рис. 16.3 обозначениях и направлениях токов
комплексная амплитуда результирующего тока через нагрузку
7/?н = 1\ + 1г, соответственно выделяемая в нагрузке мощность
комплексная амплитуда результирующего тока через балластное
сопротивление 1Кб = 7/ -12", а выделяемая в нём мощность
^=||a'-'z|4-
Если обеспечивается // = 12", то 7дб = 0, Р1% = 0 и вся мощность
от генераторов Гь Г2 выделяется на сопротивлении нагрузки RH,
т.е. происходит сложение мощностей генераторов на сопротивле-
нии нагрузки.
Входные сопротивления моста, нагружающие каждый из гене-
раторов в схеме рис. 16.3, не являются одинаковыми и определя-
ются параллельным соединением сопротивлений ветвей, подклю-
чаемых к соответствующей диагонали.
При принятых на схеме рис. 16.3 обозначениях входное сопро-
тивление моста для генератора Гi:
g _	+ ^2)(^н + ^б) .
вхГ1 " R* + 7^ + j(Xl + Х2У
для генератора Г2:
z _(Rn+jXl\R6+jx2)
вхГ2 R, +7^ +j(Xl + Х2)
(16.2а)
(16.26)
Как видим, входные сопротивления моста со стороны каждого
из генераторов являются комплексными и отличающимися от со-
противления полезной нагрузки RH.
Неравенство входных сопротивлений моста (16.2) для каждого
из генераторов приводит к тому, что при идентичности генерато-
ров и синфазном возбуждении их токи в ветвях моста не будут
одинаковыми: равными по амплитуде и совпадающими по фазе.
Однако в мостовых схемах можно и не требовать точного равенст-
ва и синфазности токов генераторов в ветвях моста. Это также, по-
ЛЕКЦИЯ 16*
405
мимо электрической развязки генераторов при балансе моста, яв-
ляется одним из достоинств сложения мощностей генераторов с
помощью мостовых схем.
Так как при разработке генератора известно сопротивление по-
лезной нагрузки RH, то, очевидно, целесообразно для удобства реа-
лизации моста принять Х\= Х2 = X, тогда R^ = /?„ В этом случае в
схеме рис. 16.3 обеспечивается равенство токов: 12 = 12.
В схеме рис. 16.3 ток 7/ определяет потребляемую от генерато-
ра Г1 мощность, а ток 1\ - реактивную мощность этого генератора.
Токи 12 и 12 определяют потребляемую от генератора Г2 мощность
и реактивную мощность этого генератора.
Очевидно, если в схеме рис. 16.3 1\ = 12 , то при Xi = Х2 = X и
•^б = ^н:
7«н = 71'+72/ = 71/ + 72// = 271/;7«6 = 0.
Соответственно РцБ = 0, Р^ = ^2|7ф /?н=2|/1/| R^, где -
амплитуда тока 7/.
При работе только генератора Г] потребляемая от него мощ-
ность выделяется на сопротивлениях R& R„ и при R6 = RH, Х]=Х2=Х
будет:
11 /I2/ х I /I2
Т’п =-|71/| (Лн+^) = |71/| R".
При работе только генератора Г2 потребляемая от него мощность
также выделяется на сопротивлениях R&, R„ и при R6 = R„, Х\~ Х2= X
будет:
^Г2 =^2|Ч,
где	- амплитуды соответствующих токов 12 = 12 .
Очевидно, при 7/ = 12 = 12\ 7’п = 7’п= 7’п
Как видим, при выполнении баланса моста и равенстве токов,
протекающих от обоих генераторов через ветви с активными со-
противлениями R6, RH:
Prh = 7’п + 7’п = 27’г,
т.е. имеет место сложение мощностей генераторов на сопротивле-
нии нагрузки RH. Равенство токов через R&, R„ от генераторов Гь Г2
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
406
соответствует равенству мощностей, потребляемых от этих генера-
торов: Рп = РГ2.
Итак, при Ад = Лг = X, R& = R„ в рассматриваемой схеме моста
(рис. 16.3) ток 12 генератора Гг поровну распределяется между
ветвями с сопротивлениями (Ry + jX) и (R6 + jX): I2 = I2.
Активная составляющая // тока Л генератора Г], протекающая
через ветвь из сопротивлений RH, Rf>, в общем случае связана с то-
ком 12 (или 12) соотношением
?2 - A l[- Al[eJfSl = Al( (cos<p + jsintp),
где A = AeJ4> - коэффициент, учитывающий различие токов гене-
раторов по амплитуде и фазе, протекающих через ветви с сопро-
тивлениями R„, R6.
Результирующий ток через сопротивление нагрузки RH:
= 4 l + A

Амплитуда тока через нагрузку
|/Лн | = ^ij ^0 + A cos ср)2 + (Jsintp)2 - |/i |71+ 2?lcos<p + Л2.
Результирующий ток через балластное сопротивление R&
А .
Амплитуда тока через балластное сопротивление 7?б:
1| = |	(1 - A cos cp)2 + ( A sin cp)2 = | /, | y]\-2Acos<p + A2.
Мощность, выделяющаяся на сопротивлении нагрузки RH,
Prh = ||Л?Н |2 Ъ	(1 + 2 A coscp + А2 ).
Мощность, выделяющаяся на балластном сопротивлении Лб,
Г = ||4|2 (1 - 2Л coscp + А2).
ЛЕКЦИЯ 16'
407
Отношение мощности РКи, выделяющейся в полезной нагрузке,
ко всей мощности (РКи + Pr6), выделяющейся на обоих сопротивле-
ниях R„, R6, называется коэффициентом полезного действия (КПД)
моста. Обозначая КПД моста т]м, на основании последних соотно-
шений при R6 - RH получаем:
PRH 1 + 2ЛсО8(р + Л2
=-----------7—п'	(16-3)
Prk+Prs	2(1 + А2)
Из (16.3) следует, что при равенстве токов //, ![ по амплитуде
(А = 1) и синфазности их (<р= 0) КПД моста т]м = 1 (100 %). Если
токи синфазные (ср =0), но разнятся по амплитуде в два раза (А = 2
или А = 1/2), то т]м = 0,9 (90%). Если токи одинаковы по амплитуде
(А - 1), но отличаются по фазе на ±40°, то КПД моста также оказы-
вается порядка 0,9 (90%), т.е. только десять процентов суммарной
мощности генераторов теряется в балластном сопротивлении. При
А = 1 и ср = ±180° т)м = 0 и вся мощность от обоих генераторов вы-
деляется на балластном сопротивлении, т.е. /?н и /?6 «меняются ро-
лями».
При выключении (выходе из строя) одного из генераторов (А = 0
или А = оо) КПД моста цм = 0,5 (50 %), т.е. половина мощности ра-
ботающего генератора теряется на балластном сопротивлении, что
крайне невыгодно2. Мощность в полезной нагрузке R„ при этом
оказывается в 4 раза меньше по сравнению с режимом работы двух
генераторов при условии А = 1, ф= 0. Поэтому при выключении
одного из генераторов целесообразно работающий генератор пере-
ключить с моста сложения непосредственно на полезную нагрузку,
чтобы избежать потери мощности в балластном сопротивлении.
Обычно это делается автоматически с помощью системы обхода
моста, подключающей работающий генератор к полезной нагрузке.
Подключая работающий генератор к полезной нагрузке, минуя
мост, получаем выделяемую на полезной нагрузке мощность толь-
ко в два раза меньше по сравнению с режимом работы двух гене-
раторов при условии А = 1, ф =0. Уменьшение мощности в полез-
ной нагрузке в 2 раза по сравнению с номинальным режимом,
имеющим место при работе двух генераторов, в большинстве слу-
чаев позволяет решать, пусть и в не полном объёме, задачи, возла-
2 Согласно (16.3) при ф = ±90° также т)м = 0,5 (50 %), а при | ф | > 90° оказывается
г]м < 0,5, т.е. меньше 50 %.
408
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
гаемые на радиотехническую систему. Например, мостовые схемы
сложения мощностей генераторов широко используются при по-
строении выходных каскадов телевизионных радиопередатчиков.
Уменьшение мощности телевизионного радиопередатчика в 2 раза
лишь сокращает зону уверенного приёма телевидения (уменьше-
ние мощности в 4 раза приводит к более существенному сокраще-
нию зоны уверенного приёма телевизионного сигнала).
Выход из строя одного из генераторов является наихудшим
случаем для режима балластного сопротивления 7?6. Большая рас-
фазировка генераторов (величина |<р| > 90°, включая ср =±180°)
может быть только результатом грубой технической ошибки. Если
исключить последнюю из рассмотрения, то КПД моста никогда не
будет ниже 50 %. Следовательно, балластный резистор fa может
выбираться на мощность рассеяния не более 0,25/*^ = 0,5Рг. Вве-
дение системы обхода моста позволяет устанавливать в схему бал-
ластный резистор fa с допустимой мощностью рассеяния, сущест-
венно меньшей указанной выше. В общем случае допустимая
мощность рассеяния балластного резистора устанавливается с учё-
том возможных значений А и <р при работе обоих генераторов.
Переключение работающего генератора на полезную нагрузку,
минуя мост, просто осуществить, если входное сопротивление
моста, нагружающее генератор, равно fa. Рассматриваемая схема
моста (рис. 16.3) не обладает таким свойством3. Ей присущи и дру-
гие недостатки. В частности, ни одна из точек моста не имеет со-
единения с землёю (корпусом). Если одну точку моста соединить с
землёю (корпусом), то один из генераторов всё равно не будет
иметь такого соединения. Следовательно, схема рассматриваемого
моста неудобна при использовании как симметричных (двухтакт-
ных) генераторов, так и несимметричных (однотактных) генерато-
ров. Очевидно, используя трансформаторы с коэффициентом
трансформации 1:1, можно осуществить переход от симметричного
(несимметричного) элемента мостовой схемы к несимметричному
(симметричному) элементу. По этой причине, несмотря на отме-
ченные недостатки и малую практическую пригодность мостовой
схемы (рис. 16.3), записанные при рассмотрении её соотношения
для Prh, т]м имеют общий характер и справедливы для любой
3 Если реализовать X, = Хг = X, |Л| = fa = fa, то, подключая последовательно с
генератором Г! и параллельно генератору Г2 реактивные сопротивления проти-
воположного X характера, но равные по величине X, можно обеспечить резуль-
тирующие входные сопротивления для генераторов при использовании моста по
схеме (рис. 16.3), равные fa.
ЛЕКЦИЯ 16 .
409
мостовой схемы сложения мощностей двух генераторов одинако-
вой мощности.
Возможна реализация моста (рис. 16.3) для сложения неравных
мощностей при определённом их соотношении без потерь в балла-
стном сопротивлении R&, т.е. с КПД моста цм = 1(100 %). Для этого
необходимо, чтобы токи генераторов в ветви с балластным рези-
стором R6 были одинаковы4.
Если в схеме моста (рис. 16.3) вместо генераторов Гь Г2 вклю-
чить сопротивления, комплексно-сопряжённые с ZBXn, ZBX r2 (16.2),
а вместо /?н, Re включить генераторы Г], Г2, то генераторы также
будут работать независимо друг от друга и при соответствующих
амплитудных и фазовых соотношениях между напряжениями (то-
ками) генераторов суммарная мощность будет выделяться на ак-
тивной составляющей одного из комплексно-сопряжённых сопро-
тивлений, т.е. преобразованная схема будет также проявлять свой-
ства электрического моста. Преобразованная схема моста показана
на рис. 16.4, где Z*BX п, Z*BX г2 - соответствующие комплексно-
сопряжённые с ZBX п, ZBX г2 сопротивления, характер реактивных
составляющих которых противоположен характеру X, Х2, что как
раз и позволяет осуществить развязку генераторов.
В отличие от схемы рис. 16.3 в схеме рис. 16.4 оба генератора и
одно из сопротивлений могут иметь соединение с землёю (корпу-
сом), что является важным преимуще-
ством схемы рис. 16.4.
Если в схеме классического моста
(рис. 16.3) RH = R6, Xi = Х2 = X, то пре-
образованная схема (рис. 16.4) оказы-
вается симметричной по отношению к
каждому из генераторов и обеспечи-
вает суммирование равных мощностей
идентичных генераторов. Более того,
если в схеме классического моста
(рис. 16.3) реализовать |Л| = /?б ~ Rh,
составляющие входного сопротивления ZBX г2 в параллельной схеме
замещения оказываются равными по величине RK5 При этом ха-
4 Протекая в противоположных направлениях через R6 (см. рис. 16.3), токи гене-
раторов компенсируются.
5 Согласно (16.26) при указанных соотношениях сопротивлений в схеме классиче-
ского моста (рис. 16.3) получаем: Z,xr2 = (Ян + jX)U, что соответствует последо-
вательному соединению активного /?н /2 и реактивного jX/2 сопротивлений. По-
следовательное соединение указанных сопротивлений соответствует параллель-
ному соединению сопротивлений RK иjX при условии |Х| = R„.
410
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
рактер реактивной составляющей входного сопротивления ZBX Г2 в
параллельной схеме замещения совпадает с характером X. Очевид-
но, у компдексно-сопряжённого сопротивления Z*BX г2 в параллель-
ной схеме замещения активная и реактивная составляющие по ве-
личине также будут равны 7?н, но характер реактивной составляю-
щей этого сопротивления будет противоположен характеру X. У
комплексно-сопряжённого сопротивления Z*BX п на основании
(16.2а) получаем для активной и реактивной составляющих в па-
раллельной схеме представления соответственно 2RH и -j-2X (обра-
тим внимание, что по величине реактивные составляющие сопро-
тивлений ZBX п и Z вх п равны 2/?„, но имеют противоположный ха-
рактер). Соответственно входное сопротивление моста по схеме
рис. 16.4 оказывается чисто активным для каждого из генераторов
и равным RK. Это позволяет при выходе из строя одного генератора
другой подключить непосредственно к нагрузке RK, используя сис-
тему обхода моста. Очевидно, при конструировании рассматри-
ваемого моста полезная нагрузка RK должна входить в качестве ак-
тивного сопротивления в ветвь Z*BX Г2. Результирующее сопротив-
ление ветви может рассматриваться как комплексное сопротивле-
*
ние нагрузки ZH. Активное сопротивление 2/?н в ветви Z вх11 явля-
ется балластным сопротивлением (балластным резистором). Па-
раллельно этому резистору подключается реактивное сопротивле-
ние ±/2-/?н (напомним, характер этого сопротивления, т.е. знак «+»
или «-», противоположен характеру реактивных сопротивлений в
схеме классического моста - рис. 16.3). Следовательно, Z*BxI I выпол-
♦
няет роль балластного сопротивления комплексного характера Ze.
Если Xi = Xi = X и мост сбалансирован, то входное сопротивле-
ние моста (рис. 16.4) для каждого из генераторов не зависит от их
режимов:
*
ZBX=jX + 2ZH.	(16.4)
Приведенное выражение для входного сопротивления ZBX может
быть записано непосредственно из рассмотрения номинального
режима работы мостовой схемы рис. 16.4. Действительно, когда
оба генератора одинаковы, то тока через балластное сопротивление
при их совместной работе не будет, а через комплексное сопротив-
ление нагрузки будет протекать удвоенный ток. Соответственно
каждый генератор в номинальном режиме работы моста ощущает
сопротивление в виде последовательного соединения сопротивле-
ЛЕКЦИЯ 16
411
ния ветви jX и удвоенного комплексного сопротивления нагрузки
*
Zh.
На рис. 16.5 представлены варианты схемы моста (рис. 16.4)
при индуктивном и ёмкостном характерах сопротивлений Xi, Х2 в
схеме классического моста (рис. 16.3) при условии Xt =Х2 = Х,]Х] =
= R6 = R„. Входные сопротивления мостов (рис. 16.5) оказываются
равными 7?н со стороны каждого генератора как в номинальном
рабочем режиме, так и при отклонении от него, в том 'Числе и при
выходе из строя одного из генераторов (обрыв, короткое замыка-
ние), в чём предлагается убедиться читателю, проверив заодно и
справедливость выражения (16.4).
Рис. 16.5
Мосты по схеме рис. 16.4, соответственно и по схемам
рис. 16.5, известны как Т-образные мосты, или Т-мосты. Первона-
чально такие мосты нашли широкое применение при построении
радиопередатчиков километровых, гектометровых и декаметровых
волн (длинные, средние и короткие волны).
Если в схеме классического моста условие баланса моста (16.1)
при выборе Xi = Х2, соответственно /?б = ^н, будучи выполненным
на одной частоте, выполняется в неограниченной полосе частот, то
в Т-мостах условие баланса моста выполняется только на одной
частоте. При отклонении от этой частоты условие баланса моста6
нарушается и развязка генераторов ухудшается. В схемах рис. 16.5
реактивные сопротивления продольных ветвей, включая реактив-
6 Аналитическая запись условия баланса Т-моста существенно отличается от
(16.1). Выражение для условия баланса любого моста может быть получено, на-
пример, на основании концепции: мост сбалансирован, т.е. генераторы развяза-
ны, если ток одного генератора в ветви другого отсутствует (равен нулю).
412
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ную составляющую балластного сопротивления, образуют парал-
лельный колебательный контур, резонансная частота которого
совпадает с рабочей частотой генераторов. Условие резонанса кон-
тура из ДС-элементов выполняется только на одной частоте. Сле-
довательно, полосовые свойств# Т-мостов ограничены. При пере-
стройке генераторов по частоте условие баланса Т-моста и его
свойства могут быть восстановлены соответствующей перестрой-
кой реактивных элементов схемы.
Известны и другие реализации Т-мостов, в том числе и для
сложения генераторов неравных мощностей без потерь в балласт-
ном сопротивлении. В последнем случае реактивные сопротивле-
ния плеч моста Ху / Х^.
Для сложения мощностей симметричных (двухтактных) гене-
раторов можно использовать два Т-моста, включенных по схеме
рис. 16.6. Недостаток схемы - узкополосность развязки генерато-
ров. Вследствие'этого при перестройке генераторов необходимо
производить настройку мостов, что представляет определённые
неудобства. Если складываемые мощности одинаковы и генерато-
ры идентичны, то целесообразно использование моста по схеме
рис. 16.7. На схеме показаны пути протекания токов генераторов
через нагрузку R„ и балластный резистор 7?б = RH. Преимуществами
моста по схеме рис. 16.7 являются его простота и полная симмет-
ричность. Баланс моста выполняется в неограниченной полосе
(диапазоне) частот.
Рис. 16.6
Рис. 16.7
Недостатком моста по схеме рис. 16.7 является комплексный
характер входного сопротивления и неравенство его активной со-
ставляющей сопротивлению нагрузки 7?н. Рассматриваемый мост
может быть выполнен на индуктивностях - катушках. Однако реа-
ЛЕКЦИЯ 16 '
413
лизация моста на ёмкостях - конденсаторах предпочтительнее, во-
первых, из-за простоты в обеспечении симметрии устройства и, во-
вторых, из-за уменьшения потерь мощности в реактивных элемен-
тах моста: собственные потери в конденсаторах существенно мень-
ше, чем в катушках индуктивности.
Наличие потерь в реактивных элементах моста, выполненного
по любой схеме, отражается как на балансе моста, так и на потерях
складываемых мощностей, соответственно и на КПД моста. По
этой причине при реализации Т-мостов предпочтение отдаётся
схемам с Xi, Хг ёмкостного характера. Сопротивление потерь в ка-
тушке индуктивности, образующей реактивное сопротивление Хб,
может быть отнесено в состав балластного резистора /?б-
Выше мы отмечали, что с помощью трансформаторов можно
осуществить переход от несимметричного элемента схемы моста к
симметричному и наоборот. Подключение генераторов, активных и
реактивных сопротивлений ветвей моста с помощью трансформа-
торов позволяет во многих случаях сделать схемы мостов более
пригодными и удобными для практического применения. Обычно
применяются трансформаторы с коэффициентом трансформации
напряжения 1:1 без инвертирования фазы или с инвертированием,
т.е. поворотом фазы на 180°. Трансформатор может включаться
вместо реактивных сопротивлений в ветвях моста, образуя так на-
зываемое трансформаторное мостовое устройство. На рис. 16.8 по-
казаны варианты трансформаторных мостовых устройств, реали-
зуемых на основе Т-образного моста с использованием трансфор-
маторов обмоточного типа. Устройства предназначены для сложе-
ния одинаковых мощностей синфазно включаемых генераторов.
Рис. 16.8
414
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Подобные мостовые устройства реализуются также на основе
трансформаторов - линий. В настоящей лекции такие устройства
не рассматриваются.
В диапазоне СВЧ применение элементов с сосредоточенными
параметрами затруднено, так как требуемые величины индуктив-
ностей и ёмкостей становятся малыми и существенное значение
приобретают паразитные параметры: индуктивности соединитель-
ных проводов, ёмкости элементов между собою и корпусом, нару-
шающие работу схемы. По этой причине, начиная с метрового
диапазона волн, широкое применение нашли мостовые схемы сло-
жения мощностей, построенные на отрезках длинных линий7.
В диапазонах метровых и особенно дециметровых волн обычно
используются коаксиальные и связанные полосковые линии; на
более коротких волнах применяют микрополосковые линии и
волноводы. В метровом диапазоне волн используются также мосты
на основе двухпроводных линий.
Одним из первых мостов на основе отрезков линий следует
считать У-мост или 67-мост. У такого моста два плеча образуются
отрезками коаксиальной линии. Длина отрезков / принимается
равной Х/4 на средней рабочей частоте, определяемой, например,
как Лр = (/мин +/макс)/2, где /макс - минимальная и максимальная
частоты соответственно. Конструкция моста при сложении мощно-
стей двух генераторов напоминает символ У или U, как показано на
рис. 16.9 (на рис. 16.9 наружные провода - оплётки отрезков коакси-
альной линии - не показаны).
Рис. 16.9
На микрополосковых линиях (МПЛ) конструкция рассматривае-
мого моста реализуется в форме кольца, образуемого полоской ли-
7 Упомянутые выше трансформаторы-линии (ТЛ) также реализуются на отрезках
линий. Однако рассматриваемые ниже мостовые схемы на отрезках линий нача-
ли применяться задолго до появления ТЛ, как самостоятельных элементов цепей
согласования генераторов.
ЛЕКЦИЯ 16
415
Рис. 16.10
нии (рис. 16.10, общая проводящая поверхность МПЛ не показана),
что послужило основанием для названия такого моста: укороченное
кольцо.
Выполнение моста в форме части кольца позволяет обеспечить
присоединение балластного резистора Rq без дополнительных про-
водов, создающих индуктивное сопротивление и соответственно
нарушающих работу моста. Балластный резистор может быть изго-
товлен вместе с МПЛ путём напы-
ления высокбомного материала.
В мостах по схемам рис. 16.9 и
16.10 генераторы должны быть
синфазными и полностью иден-
тичными. Если напряжения гене-
раторов окажутся в противофазе,
то мощность будет выделяться в
балластном резисторе R6, а в на-
грузке R„ ток будет отсутствовать.
Отсутствие соединения балла-
стного резистора R^ с землёю (кор-
пусом) устройства является недос-
татком рассматриваемых мостов, так как в таких конструкциях за-
труднён отвод тепла от балластных резисторов в аварийном режиме.
В рассматриваемых мостах (рис. 16.9 и 16.10) принято волно-
вое сопротивлении линии выбирать из условия Zo =	, а длину
отрезков, как уже отмечалось, принимать равной Х/4 на средней
рабочей частоте. Сопротивление балластного резистора R6 = 2RH.
При этих условиях на средней рабочей частоте при любых режи-
мах генераторов входное сопротивление моста для каждого из ге-
нераторов
ВХ
/2
z0
2ЯН
Последнее соотношение может быть непосредственно получено из
рассмотрения нормальной работы моста и проверено при режиме
короткого замыкания одного из генераторов.
Действительно, если оба генератора одинаковы, то можно счи-
тать, что каждый из них соединяется через отрезок линии длиной
Х/4 с сопротивлением 2/?н. Сопротивление нагрузки RH удваивается,
так как результирующий ток через это сопротивление в два раза
больше тока через него одного генератора. Следовательно, ощу-
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
416
щаемое сопротивление одним генератором возрастает в два раза.
На рис. 16.11,а представлена эквивалентная схема рассматривае-
мого моста для каждого из генераторов в номинальном режиме
моста, т.е. при совместной работе двух идентичных генераторов.
Входное сопротивление четвертьволнового отрезка линий с волно-
вым сопротивлением Zo, нагруженного на сопротивление 2/?н, как
известно, равно:
Если Zo -	, то оказывается ZBX = RH. На рис. 16.11,6 представ-
лена эквивалентная схема рассматриваемого моста для работающе-
го генератора при коротком замыкании другого. Нетрудно убе-
диться, что при указанных параметрах входное сопротивление
моста для работающего генератора и в этом случае оказывается
равным RH, что предлагается сделать читателю. Напомним, что
обеспечение ZBX = /?„ удобно при использовании системы обхода
моста в аварийном режиме, когда работающий генератор может
быть непосредственно подключен к нагрузке R„ без какой-либо
регулировки режима генератора.

Рис. 16.11
б
Так как ( = А/4 обеспечивается только на одной частоте, то рас-
сматриваемые мосты (рис. 16.9 и 16.10) в обычно принимаемом
исполнении: Zo = JlR^ оказываются относительно узкополосны-
ми и используются в полосах частот до 5 % от средней частоты.
Узкополосность рассматриваемых мостов также является их не-
достатком.
Известна схема моста (рис. 16.12) на отрезках коаксиальной
линии, обеспечивающая сложение мощностей двух генераторов в
нагрузке RK и позволяющая соединить балластный резистор 7?6 с
землёю (корпусом) устройства, что упрощает отвод тепла от балла-
стного резистора в аварийном режиме. В данной схеме синфазные
генераторы соединяются с нагрузкой RH отрезками линии длиной
ЛЕКЦИЯ 16*
417
f₽ 1/4, соответствующей средней частоте, а с балластным резисто-
ром Яб один из генераторов соединяется через отрезок длиной
t = 1/4, а другой - через отрезок длиной / = (3/4)1. При этом токи
генераторов в нагрузке оказываются в фазе, так как проходят рав-
ные пути, и суммируются, а в балластном резисторе токи генерато-
ров оказываются в противофазе, так как ток одного генератора
проходит путь на полволны больше, и соответственно вычитаются.
Баланс моста обеспечивается на частоте, длина волны колебаний
которой соответствует указанным длинам отрезков.
Подобный мост реализуется также на отрезках МПЛ (рис. 16.13)
и известен под названием: «гибридное кольцо».
Рис. 16.13
Очевидно, отрезок линии длиной t = (3/4)1 может присоеди-
няться со стороны любого генератора.
Волновое сопротивление линий для мостов рис. 16.12 и 16.13
принимается равным: Zo = ^2RU. В этом случае на средней часто-
те в номинальном режиме каждый генератор ощущает активное
сопротивление, равное по величине /?„• Если R6 = RK, то входное
сопротивление моста на средней частоте сохраняется равным R„ и
в аварийном режиме, в том числе при выходе из строя одного из
генераторов. При отклонении рабочей частоты от средней баланс
моста нарушается, ощущаемые генераторами сопротивления ока-
зываются комплексными и разными в силу различия геометриче-
ских длин отрезков, соединяющих генераторы с балластным рези-
стором. Если у гибридного кольца (рис. 16.13) на расстоянии 1/4
правее Г] включить второй балластный резистор, то схема моста
будет симметричной относительно каждого генератора. При этом,
чтобы входное сопротивление моста на средней частоте было рав-
418
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
но R„, необходимо использовать балластные резисторы с сопро-
тивлением Rs = 2АН.
Для суммирования мощностей двух симметричных (двухтакт-
ных) генераторов можно применить мост на отрезках двухпровод-
ной линии, показанный на рис. 16.14. Все отрезки имеют одинако-
вую длину f - 1/4 на средней частоте. Благодаря перекрещиванию
проводов у одного из отрезков, соединяющих балластный резистор с
одним из генераторов, обеспечивается развязка генераторов и токи,
создаваемые ими в flg, взаимно компенсируются. Отрезок длиной 1/4
с перекрещенными проводами заменяет отрезок длиной 31/4.
Так как длина всех отрезков одинакова, то мост по схеме
рис. 16.14 сохраняет симметрию на любой частоте. Более того, при
идентичных генераторах, в отличие
от мостов рис. 16.12 и 16.13, ток в
балластном резисторе рассматри-
ваемого моста отсутствует на любой
частоте благодаря перевороту фазы
сигнала одного из генераторов за
счёт перекрещивания проводов у
одного из отрезков. Следовательно,
мост по схеме рис. 16.14 является
более широкополосным, чем все ра-
нее рассмотренные мосты на отрез-
ках линий. Волновое сопротивление
двухпроводной линии выбирается из
условия Zo = 5/2/^, а балластный
резистор R6 = R„. Ощущаемое гене-
ратором сопротивление на средней
частоте оказывается активным и равным RH. Рассматриваемый
мост, в частности, используется для сложения мощностей коротко-
волновых передатчиков, причём в качестве Rs и R„ включаются две
антенны. Меняя фазу выходных высокочастотных колебаний одно-
го передатчика на 180°, осуществляют перевод работы передатчи-
ков с одной антенны на другую.
В качестве широкополосных мостов в диапазонах метровых,
дециметровых и сантиметровых волн (УКВ и СВЧ диапазоны)
применяют так называемые квадратурные мосты, выполненные из
четвертьволновых отрезков двух связанных линий. При уровнях
мощности выше 0,1... 1 кВт используют линии с воздушным за-
полнением, провода которых располагают на определённом рас-
стоянии друг от друга и помещают в общий экран круглой или
ЛЕКЦИЯ 16 *
419
прямоугольной формы. При меньших уровнях мощности подобные
мосты реализуют на полосковых и микрополосковых линиях.
Схема квадратурного моста на четвертьволновых отрезках двух
связанных линий показана на рис. 16.15. Линии образуются иден-
тичными проводами, и для обеспечения полной симметрии схемы
принимается Re = R„.
Особенностью рассматриваемого моста является то обстоя-
тельство, что напряжения генераторов должны быть сдвинуты по
фазе на л/2 относительно друг друга, т.е., как принято говорить,
быть в квадратуре, что и отражено в названии моста. При указан-
ных на рис. 16.15 расположениях генераторов Гь Г2, сопротивле-
ния полезной нагрузки RH и балластного резистора Re напряжение
генератора Гi должно отставать по фазе от напряжения генератора
Г2 на 7г/2. Если будет наоборот, то мощности генераторов будут
складываться в балластном резисторе.
В квадратурных мостах на четвертьволновых отрезках связан-
ных линий в зависимости от конструкции используемой линии
достижима рабочая полоса частот до 50 % и более от средней
рабочей частоты. Существует много разновидностей подобных
мостов.
Любой мост для сложения мощностей двух генераторов в об-
щей нагрузке может быть использован для решения обратной зада-
чи: распределения (деления) мощности одного генератора между
двумя нагрузками. Для этого в схеме любого моста на место на-
грузки надо включить генератор, а на место генераторов включить
нагрузки. Такие устройства известны как делители мощности, а
также как направленные ответвители мощности. Таким образом,
мосты для сложения мощностей двух (и более) генераторов и де-
лители (распределители) мощности одного генератора на две
(и более) нагрузки являются подобными устройствами. Если мощ-
ность генератора распределяется между двумя нагрузками поров-
420
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ну, то такие делители мощности часто называют трехдецибельны-
ми (3 дБ) ответвителями8. Соответственно и мосты для сложения
мощностей двух идентичных генераторов часто называют трехде-
цибельными мостами. Особенно часто такое название используется
применительно к квадратурным мостам на связанных линиях.
Один из возможных вариантов такого моста рассмотрен нами вы-
ше (рис. 16.15).
Как уже отмечалось, при сложении мощностей двух генерато-
ров с помощью квадратурного моста выходные напряжения гене-
раторов должны иметь относительно друг друга фазовый сдвиг л/2,
или 90°. Так как генераторы обычно идентичные, то на входе одно-
го из них необходимо включить фазовращатель на 90°. Однако, как
правило, поступают по-другому: на входе обоих генераторов
включают квадратурный мост для деления мощности, который
обеспечивает возбуждение генераторов сигналами от общего ис-
точника, но со сдвигом по фазе на 90°9. Выходы генераторов объе-
диняются с помощью аналогичного квадратурного моста. Схема
подобного устройства показана на рис. 16.16. Габариты мостов на
входе и выходе генераторов с внешним возбуждением (ГВВ) могут
быть разными в зависимости от проходящей через них мощности.
По схеме рис. 16.16 строятся мощные транзисторные усилители
и выходные каскады телевизионных радиопередатчиков и передат-
чиков вещания в диапазоне УКВ с использованием частотной мо-
дуляции (УКВ ЧМ вещание).
8 Мощность генератора и мощность в одной нагрузке отличаются в два раза. Со-
ответственно, 101g2 = 3 дБ.
9 У квадратурного моста при сложении или делении мощности сигналы сдвинуты
по фазе на 90°.
ЛЕКЦИЯ 16*
421
Используя системы мостов для сложения мощностей двух ге-
нераторов, можно обеспечить сложение мощностей произвольного
числа генераторов и таким образом получить практически любую
мощность в нагрузке.
Для сложения мощностей большого числа генераторов широко
применяется метод так называемого попарного суммирования,
структурная схема которого показана на рис. 16.17. Используются
мосты М для сложения мощностей двух идентичных генераторов.
ВЫХОД
Рис. 16.17
Согласно представленной структурной схеме (рис. 16.17) мощ-
ности Рт генераторов суммируются с помощью мостов Mi, М2, М3,
М4, на выходах которых получают мощность 2РГ. Мощности 2РГ
суммируются с помощью мостов М5, Мб, на выходах которых по-
лучается мощность 4РГ. Мощности 4/\ суммируются с помощью
моста М7, на выходе которого получается мощность 8Р,.
Метод попарного суммирования позволяет складывать без по-
терь в балластных резисторах R6 мощности N = 2к генераторов, где
к = 1, 2, 3 ... - число рядов мостов в системе (в системе рис. 16.17
к = 3).
На рис. 16.18 показана структурная схема так называемого це-
почечного метода суммирования мощностей генераторов.
422
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ВЫХОД
Рг	Рг	Рг	Рг	Рг
Рис. 16.18
С помощью моста Mi суммируются равные мощности Рг. На
выходе моста обеспечивается мощность 2РТ. Мосты М2, М3, Мд
предназначены для суммирования без потерь в балластных рези-
сторах 7?б неравных мощностей. Чем ближе к выходу, тем сильнее
неравенство суммируемых мощностей: мост М2 суммирует мощ-
ности Рг и 2РГ, мост М3 суммирует мощности Рг и ЗРТ, мост Мд -
мощности Рг и 4РГ. Этим методом, в принципе, можно суммиро-
вать мощности любого числа генераторов, причём не обязательно
одинаковой мощности. Однако если суммируемые с помощью
моста мощности сильно различаются, то появляются трудности в
реализации такого моста, обусловленные, в частности, большим
различием необходимых сопротивлений, включаемых в ветвях
(плечах) моста. Очевидно, в схеме рис. 16.18 наибольшие трудно-
сти возникнут при реализации моста Мд он самый мощный и с са-
мым большим различием складываемых мощностей.
Для суммирования мощностей любого числа генераторов как с
равными, так и с неравными мощностями более удобным оказыва-
ется метод смешанного суммирования, структурная схема которого
показана на рис. 16.19.
В случае идентичных генераторов мосты Мь М2, М3 суммиру-
ют одинаковые мощности Рг, обеспечивая на выходах мощности
2РГ. Мост М5 суммирует одинаковые мощности 2РГ, обеспечивая
на выходе мощность 4РГ. Мост Мд суммирует неравные мощности:
2РГ и Рг, обеспечивая на выходе мощность ЗРГ. Мост М6 также
суммирует неравные мощности: 4/’, и ЗРГ, обеспечивая на выходе
мощность 7РГ.
Нетрудно видеть, что при всех рассмотренных выше методах
суммирования мощностей N генераторов требуется (N - 1) мостов
и (N - 1) балластных резисторов R5. Полезная нагрузка подключа-
ется к выходу системы мостов.
ЛЕКЦИЯ 16
423
Рис. 16.19
Сложение мощностей одинаковых генераторов при числе N > 2
можно также осуществить путём построения единого мостового
устройства (МУ) на основе мостов с поворотной (радиальной)
симметрией, прототипами которых служат мосты для N = 2 с сим-
метричными относительно нагрузки входами. Примерами таких
мостов являются Т-мосты на сосредоточенных элементах
(рис. 16.5) и У- или [7-мосты на четвертьволновых отрезках оди-
ночных линий (рис. 16.9).
На рис. 16.20 представлено МУ на основе Т-моста по схеме
рис. 16.5,а для сложения мощностей трёх генераторов (У = 3). Бал-
ластные резисторы R& и конденсаторы Сб могут быть соединены по
схеме У-угольника, как показано на рис. 16.20, или по схеме
У-лучевой звезды. Возможно также соединение этих элементов по
схеме полного многоугольника. Выбор схемы соединения балласт-
ных сопротивлений определяется удобством реализации конструк-
ции и возможностью сокращения длин соединений. Параметры
элементов R& Сб зависят от схемы их соединения. Рассмотрение
этих вопросов выходит за рамки настоящей лекции.
Читателю предлагается изобразить конструкции МУ на основе
К- или [7-мостов из четвертьволновых отрезков линий (рис. 16.9) для
сложения мощностей трёх (У =3) и четырёх (У = 4) генераторов.
424
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 16.20
Нетрудно видеть, что МУ на мостах с поворотной (радиальной)
симметрией как минимум требует включения N балластных рези-
сторов по схеме У-угольника или TV-лучевой звезды10, тогда как
устройства по схемам рис. 16.17 - 16.19 требуют включения (У - 1)
балластных резисторов.
Таковы основные общие положения и принципы построения
мостов и мостовых устройств разных диапазонов частот для сло-
жения мощностей двух и произвольного числа генераторов. Пред-
ставленные сведения позволят читателю принципиально разо-
браться с работой не только рассмотренных выше мостов и мосто-
вых устройств, но и различных их вариантов и модификаций, ко-
торые встречаются в учебниках, учебных пособиях и специальных
работах.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 16
1.	Почему сложение электромагнитных полей в пространстве, созда-
ваемых N идентичными передатчиками, эквивалентно увеличению мощ-
ности в N2 раз? Попробуйте пояснить это.
2.	Любым известным вам методом убедитесь, что при выполнении
условия (16.1) ток одного генератора отсутствует в ветви включения
другого.
10 Требуемое число балластных резисторов (в общем случае балластных сопро-
тивлений) при включении их по схеме полного ^-угольника определяется соот-
ношением (N- l)A/2, где А - число генераторов.
ЛЕКЦИЯ 16.
425
3.	Определите входные сопротивления моста (рис. 16.3) при обрыве
и коротком замыкании одного из генераторов. Сравните результаты с
(16.2) для каждого генератора.
4.	Используя (16.3), оцените КПД моста при разных значениях А и
<р, например, указанных в лекции.
5.	Приняв в схеме моста (рис. 16.3) Xt = Х2 = X и |А] = R6 = RH, опре-
делите входные сопротивления моста для каждого из генераторов. Пред-
ставьте каждое из входных сопротивлений в виде последовательного и
параллельного соединений активных и реактивных составляющих. Сде-
лайте выводы.
6.	Определите входные сопротивления мостов рис. 16.5 в номиналь-
ном режиме, при коротком замыкании и обрыве одного из генераторов.
Сделайте выводы.
7.	Обозначив Z*,xri = Ze и Z’,xr2 = ZH , получите выражение для ба-
ланса моста рис. 16.4.
8.	Определите входное сопротивление относительно генератора в
схеме рис. 16.11,6. Сделайте вывод.
9.	Представьте эквивалентные схемы мостов рис. 16.12 и 16.13 на
средней частоте в номинальном режиме и при коротком замыкании одно-
го из генераторов. Определите входные сопротивления моста для каждого
режима.
10.	Определите параметры сигнала (г, + E2et,n/2j при Et = Е2 и # £2-
Сделайте выводы.
11.	Изобразите конструкцию мостового устройства с использованием
К-или (/-мостов из четвертьволновых отрезков линии (рис. 16.9) для сло-
жения мощностей трех и четырех генераторов.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 16
1.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А. Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
2.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгиль-
дян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. -
3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1996. - 560 с.
3.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Б.П. Терентьев,
Н.И. Калашников, Л.Е. Клягин, Б.Б. Штейн; Под ред. Б.П. Терентьева. -
М.: Связь, 1972.-456 с.
4.	Дегтярь Г.А. Трансформаторы в цепях согласования и сложение
мощностей радиочастотных генераторов: Учеб, пособие. - Новосибирск:
Изд-во НГТУ, 2003. - 504 с. - (Серия «Учебники НГТУ»).
ЛЕКЦИЯ 17
ГВВ СВЧ на металлокерамических лампах. ~ Двусторонний
и односторонний варианты конструкций ламповых
ГВВ СВЧ, их особенности. ~ Расчёт режима лампового
ГВВ СВЧ. ~ Транзисторные ГВВ СВЧ
ВЛИЯНИЕ МЕЖЭЛЕКТРОДНЫХ ЁМКОСТЕЙ
И ИНДУКТИВНОСТЕЙ ВВОДОВ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМП
И ТРАНЗИСТОРОВ НА СВЧ
С повышением рабочей частоты генератора уменьшаются
требуемые величины ёмкости и индуктивности контура,
вследствие чего сильно возрастает влияние межэлектродных ёмко-
стей и индуктивностей вводов электродов АЭ: электронных ламп и
транзисторов1. По этой причине в диапазоне СВЧ лампу или тран-
зистор приходится рассматривать не только как источник колеба-
ний высокой частоты, но и как часть колебательной системы гене-
ратора. В этом случае ёмкость контура в выходной цепи генерато-
ра полностью или частично образуется выходной межэлектродной
ёмкостью АЭ, а ёмкость входной цепи включает входную меж-
электродную ёмкость АЭ.
Так как межэлектродные ёмкости АЭ входят в состав колеба-
тельной системы генератора, то через них ответвляются значи-
тельные доли контурных токов. Если же ёмкость контура целиком
образуется межэлектродной ёмкостью АЭ, то через неё протекает
полный контурный ток. Большие токи через межэлектродные ём-
1 Применительно к транзисторам вместо понятия «межэлектродная ёмкость»
обычно используют понятие «ёмкость перехода». Поэтому, говоря ниже о ме-
жэлектродной ёмкости транзистора, мы будем подразумевать под нею ёмкость
соответствующего перехода
ЛЕКЦИЯ 17*
427
кости приводят к тому, что на вводах электродов выделяются зна-
чительные мощности, что требует порой принудительного охлаж-
дения всех электродов АЭ.
С повышением рабочей частоты генератора начинают сказы-
ваться индуктивности вводов электродов. В частности, индуктив-
ности вводов входных электродов АЭ приводят к увеличению тре-
буемой мощности и амплитуды напряжения сигнала возбуждения.
На увеличении мощности возбуждения особенно сказывается ин-
дуктивность ввода общего электрода АЭ: катода у лампы, эмиттера
у транзистора. Падение напряжения токов высших гармоник на
индуктивностях вводов входных электродов может существенно от-
разиться на режиме работы АЭ2. В широкополосных транзисторных
ГВВ индуктивности вводов электродов и
ёмкости переходов (межэлектродные ёмко-
сти) сказываются на полосовых свойствах
генератора. Влияние индуктивностей вводов
входных электродов на величину мощности
возбуждения можно проследить следующим
образом. На рис. 17.1 представлена эквива-
лентная схема по высокой частоте входной
цепи лампы, где Lc, LK - индуктивность вво-
Рис. 17.1
да сетки (С) и катода (К) соответственно; Сск - межэлектродная ём-
кость сетка-катод лампы.
. Считаем, что на входной ёмкости Сск действует только гармо-
ническое напряжение амплитудой Uuc, т.е. пренебрегаем падением
напряжения от высших гармоник тока сетки, если он существует,
что вполне допустимо. Соответственно ток через ёмкость Сск:
=>Сск(7мс.
Пренебрегая реакцией анода (D = 0), будем считать, что, как и
на «низких» частотах, амплитуда первой гармоники анодного тока
4] ~ ScpUm, а амплитуда первой гармоники сеточного тока при его
налйчии: IC} = ScpcUMQ. Соответственно амплитуда первой гармони-
ки катодного тока = (Scp + 5ср с) UUQ. Напомним, Scp, 5ср с - сред-
няя крутизна соответственно анодного и сеточного тока.
2 В основном из-за падения напряжения токов высших гармоник на индуктивно-
сти ввода катода у лампы и ввода эмиттера у транзистора. При этом результи-
рующее мгновенное напряжейие между анодом и катодом лампы и между кол-
лектором и эмиттером транзистора изменяется по более сложному закону, чем
определено в лекции 1.
428
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Комплексная амплитуда тока, протекающего через источник
сигнала возбуждения:
* ♦
1м вх —	+ /Сск -
Соответственно с учётом записанных выше выражений для состав-
ляющих тока амплитуда тока через источник сигнала возбуждения
согласно векторной диаграмме рис. 17.2,а
Гм вх =	+ ZL = ^мс7(“Сск)2+5срс 
На диаграмме рис. 17.2,а ср, - сдвиг по фазе между током возбуж-
дения 1Ы вх и напряжением (7МС.
Амплитуда напряжения от источника сигнала возбуждения:
Г^М вх
= t/MC^[l-®2CCK(Zc + ZK)]2 +(02[ScpZK +Scpc(Zc + ZK)]2 >U,
Выражение для амплитуды напряжения источника сигнала возбу-
ждения соответствует векторной диаграмме, представленной на
рис. 17.2,6, где за опорное принято напряжение Uuc. На диаграмме
рис. 17.2,6 фи - сдвиг по фазе между напряжением возбуждения
(7мвхИ напряжением (7МС.
Рис. 17.2
Мощность возбуждения: Рв03б = (1/2) U* BXcos ( Фи - Ф, ) Воз-
растания амплитуды напряжения сигнала возбуждения вх и ам-
плитуды тока источника сигнала возбуждения 1и вх приводят к уве-
ЛЕКЦИЯ 17
429
личению мощности возбуждения. Более того, если принять, что
сеточный ток, обусловленный перемещением электронов, в лампе
отсутствует, чему соответствует 5ср с = О, ZC| = 0, то мощность воз-
буждения, которая на «низких» частотах определяется как3
Рывб - (l/2)t/MCZcl и оказывается равной нулю, теперь имеет вполне
конкретное значение.
Действительно, согласно приведенным соотношениям при от-
сутствии сеточного тока, обусловленного перемещением электро-
нов от катода в направлении сетки и анода, получаем:
4 вх — Ц,с ^уСск 4 ск, Ф, л/2,
Цивх =	- ®2сск (Lc + LK )]2 + ®25ср^к;
cos (Фи -ф,) = cos (фи - я/2) = 81Пфи;
814 фи — (Смс CDZ/K *S*cp)/(7M вх,
Рвозб — (1 /2) С^мс (В СскЬ&р.
Если представить
Рвозб = (1/2) t/MC /гвх = (1/2) f/HC gBX,
где rBX = l/gBX - активное входное сопротивление, отнесённое к уча-
стку сетка-катод лампы, соответственно gBX - активная входная
проводимость, то из последнего выражения будет следовать:
g>x ~ to CcxL^Scp.
Таким образом, несмотря на отсутствие сеточного тока, обу-
словленного перемещением электронов в лампе, появляется актив-
ная проводимость во входной цепи генератора из-за наличия ин-
дуктивности ввода катода ZK. В общем случае при наличии сеточ-
ного тока, обусловленного перемещением электронов, величина
которого на «низких» частотах может быть определена по статиче-
ским ВАХ и который обусловливает активную составляющую
входного сопротивления генератора 2?вх = 1/GBX = Uuc /1Ч = 1/5ср с,
проводимость gBX добавляется к проводимости GBX = 1/Авх = 5ср с.
Следовательно, требуемая мощность возбуждения генератора воз-
растает и оказывается равной:
Лоэб = (1/2) t/Hc(GBX + gBX).
3 См. лекцию 2.
4J0
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Таким образом, наличие индуктивности ввода катода LK обу-
словливает увеличение мощности возбуждения с повышением час-
тоты и соответственно уменьшение коэффициента усиления по
мощности ГВВ.
Отметим, что дополнительная мощность возбуждения, по срав-
нению с «низкой» частотой, поступает в выходную (анодную) цепь
лампы.
Аналогично влияние индуктивности ввода эмиттера у транзи-
стора.
В генераторных лампах и транзисторах СВЧ принимают все
меры, чтобы уменьшить индуктивности вводов электродов и меж-
электродные ёмкости. Для снижения индуктивности ввода катода
генераторные лампы изготавливают с плоским стеклянным дном и
толстыми прямыми выводами. Соединять катод с землёю (корпу-
сом) следует как можно более коротким путём. В генераторах на
лампах прямого накала для уменьшения эквивалентной индуктив-
ности катода следует выводы накала соединять блокировочными
конденсаторами большой ёмкости. Указанные меры весьма суще-
ственно снижают индуктивность ввода катода. В генераторных
лампах дециметрового и сантиметрового диапазонов применяют
дисковые и цилиндрические выводы электродов, что существенно
снижает величину индуктивности вывода и с нею практически
можно не считаться. У транзисторов СВЧ выводы электродов вы-
полняют в виде лент-полосок или пластин, при этом вывод эмитте-
ра или базы обычно выполняется в виде двух полосок или пластин-
фланцев4, что позволяет сделать
индуктивность ввода этого элек-
трода заметно меньше индуктивно-
стей вводов остальных электродов,
которые обычно учитываются в
структуре входной и выходной со-
гласующих цепей генератора. Ти-
пичный вид транзистора СВЧ пока-
зан на рис. 17.3.
В конструкциях ламп и транзи-
сторов СВЧ стремятся все нерабо-
чие площади электродов свести к
минимуму, чтобы уменьшить ме-
жэлектродные ёмкости. Вакуумные оболочки современных генера-
торных ламп выполняют из специальных сортов стекла и керамики
Корпус транзистора
Вывод коллектора
Вывод эмиттера
(или базы)
Вывод базы
(или эмиттера)
Рис. 17.3
4 В зависимости от конструкции транзистора для схемы с общим эмиттером или
общей базой.
ЛЕКЦИЯ 17.
431
с малыми диэлектрическими потерями. При этом мощные генера-
торные лампы изготавливаются исключительно с использованием
керамики СВЧ и носят название металлокерамических ламп СВЧ.
Существуют металлокерамические триоды и тетроды для работы в
генераторах непрерывных колебаний или в импульсном режиме,
что отражается на конструкции и размерах лампы. Отдельные ти-
пы ламп работают на частотах до 4000 МГц, обеспечивая мощ-
ность до 1. кВт. Разновидностью металлокерамических генератор-
ных ламп являются титано-керамические триоды, имеющие мощ-
ность в непрерывном режиме порядка десятка ватт, но работающие
на частотах до 7000 МГц. По габаритным размерам и массе титано-
керамические триоды соперничают с транзисторами и не нужда-
ются в принудительном охлаждении.
Ламповые генераторы на триодах в дециметровом и сантимет-
ровом диапазонах в основном строят по схеме с общей сеткой5.
В метровом диапазоне возможно применение схемы с общим като-
дом. Однако при этом в случае использования триода в схему часто
требуется вводить нейтрализацию. Следует отметить, что предпоч-
тение схеме с общей сеткой при использовании триодов в диапазо-
не СВЧ отдаётся не только в силу большей устойчивости данной
схемы.
Лампы СВЧ обычно имеют оксидный катод, что позволяет ра-
ботать с весьма существенными токами при относительно низких
рабочих напряжениях. Исследования показали, что сопротивление
потерь в оксидном катоде зависит от частоты и достигает макси-
мума при длине рабочей волны 9... 10 см, равного 1... 10 Ом. В от-
дельных типах ламп применяют более эффективные катоды с по-
лупроводниковыми активирующими покрытиями.
В триодном генераторе по схеме с общим катодом сопротивле-
ние потерь оксидного катода входит во входной и выходной кон-
туры (рис. 17.4,а), тогда как в триодном генераторе по схеме с об-
щей сеткой оно входит только во входной контур (рис. 17.4,6). Так
как в схеме с общим катодом через сопротивление оксидного като-
да гокс протекает практически полный контурный ток, то выделяе-
мая на нём мощность будет заметно больше, чем в схеме с общей
сеткой. Катод будет дополнительно разогреваться, что может при-
вести к его разрушению. Поэтому даже при идеальной нейтрализа-
ции применение схемы генератора с общим катодом на СВЧ при
использовании триодов сомнительно.
5 См. лекцию 14.
432
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
При использовании тетродов сопротивление потерь оксидного
катода гокс входит только во входной контур. Выходной контур
формируется межэлектродной ёмкостью анод-экранная (вторая)
сетка СвС7 и внешней индуктивностью (рис. 17.5).
Схема ОК
Рис. 17.5
'Рис. 17.4
Транзисторные генераторы СВЧ строят по схеме с общим
эмиттером и по схеме с общей базой, для которых разрабатывают-
ся специальные транзисторы (рис. 17.3). Широко применяют двух-
тактные схемы с использованием «балансных» транзисторов6.
СХЕМЫ И КОНСТРУКЦИИ ЛАМПОВЫХ
ГЕНЕРАТОРОВ СВЧ
В метровом диапазоне волн применяют генераторы по схемам с
общим катодом (ОК) и общей сеткой (ОС). При этом в длинновол-
новой части диапазона широко применяются двухтактные схемы с
колебательными системами из отрезков двухпроводных линий.
Отрезки линий обычно отделяются друг от друга экраном. Экрани-
руется и вся конструкция генератора.
На рис. 17.6 показаны схемы упрощенных конструктивных
реализаций двухтактных генераторов по схеме с ОК (рис. 17.6,о) и
с ОС (рис. 17.6,6). Провода линий анодных контуров выполнены в
виде труб, внутри которых осуществляется подводка анодного пи-
тания. Разделительные конденсаторы Сра, выполняемые конструк-
тивно, разделяют цепи по постоянному и переменному току. В ге-
нераторе с ОС провода катодного контура также выполнены в виде
труб, внутри которых проходит один из проводов накала.
6 См. лекцию 15.
ЛЕКЦИЯ 17 *
433
Рис. 17.6
Для обеспечения устойчивой работы генератора с ОК часто ис-
пользуется нейтрализация действия проходной ёмкости Сас. С этой
целью в двухтактном генераторе вводятся в схему конденсаторы
нейтрализации СН1р, ёмкость которых примерно равна межэлек-
тродной ёмкости Сас. Через эти конденсаторы в сеточную цепь од-
ной лампы подаётся напряжение с анода другой лампы, находя-
щееся в противофазе с переменным напряжением, поступающим
на сетку через проходную ёмкость Сас. Из-за относительно боль-
шой паразитной связи между контурами из отрезков двухпровод-
ных линий часто приходится использовать нейтрализацию и в
двухтактном генераторе с ОС. При этом конденсаторы нейтрализа-
ции присоединяются между анодами и катодами разных ламп. Ём-
кости конденсаторов нейтрализации в этом случае Снтр ~ Сак.
На схемах рис. 17.6 показана кондуктивная связь с нагрузкой и
возбудителем. Принципиально может быть использован другой
вид связи: с помощью коротких витков, ёмкостная связь .
7 См. лекцию 12.
434
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
На рис. 17.7 показаны эквивалентные принципиальные схемы
двухтактных генераторов рис. 17.6. Роль блокировочных индук-
тивностей £бл в цепях анодов играют провода анодного питания,
конструктивно проходящие внутри труб линии анодного контура.
Рис. 17.7
Внешняя дополнительная блокировочная индуктивность при
этом может отсутствовать. Аналогично в генераторе с ОС роль
блокировочных индуктивностей в цепях катодов играют провода,
подводящие накал к лампам и также конструктивно проходящие
внутри труб линии входного контура. Блокировочная индуктив-
ность в цепи сетки генератора с ОС может отсутствовать.
В верхней части метрового диапазона, а также в дециметровом
и сантиметровом диапазонах волн в основном применяются одно-
тактные генераторы по схеме с ОС. Колебательные системы, как
правило, выполняют из отрезков коаксиальных линий с проводами
в виде труб-цилиндров. При этом различают два варианта конст-
ЛЕКЦИЯ 17
435
рукции: двусторонний и односторонний. В случае двустороннего
варианта отрезки линий входного и выходного контуров развёрну-
ты в разные стороны от лампы.
Упрощенный вариант двусторонней конструкции генератора с
ОС показан на рис. 17.8.
Рис. 17.8
Недостатки двустороннего варианта конструкции: большие га-
бариты по длине и трудность смены лампы. Достоинство: простота
выполнения колебательных контуров. Двусторонний вариант ис-
пользуется в сравнительно маломощных генераторах из-за трудно-
стей отвода тепла от лампы.
На рис. 17.8 представлено катодное автосмещение, обеспечи-
ваемое цепью CKRK- Возможно независимое смещение. Связь с на-
грузкой генератора и возбудителем ёмкостная. Возможно осуществ-
ление кондуктивной связи или с помощью петли. В короткозамыка-
тели контуров входного (катодно-сеточного) и выходного (анодно-
сеточного) встроены разделительные конденсаторы ёмкостью Сю.
В одностороннем варианте конструкции генератора входной и
выходной контуры развёрнуты в одну сторону относительно лам-
пы. Чаще используется вариант, когда контуры развёрнуты в сто-
рону катода. Упрощенная конструкция такого варианта показана
на рис. 17.9.
Разделительный конденсатор Ср в цепи анода, а также конден-
саторы Скз в короткозамыкателе входного (катодно-сеточного)
контура выполняются конструктивно. С нагрузкой использована
ёмкостная связь, а с возбудителем - с помощью петли связи.
Принципиально возможен любой тип связи. Конкретный выбор
связи определяется удобством реализации конструкции генератора
в целом. Блокировочная индуктивность в цепи питания анода
может отсутствовать, так’как контуры из отрезков коаксиальных
линий являются самоэкранирующимися. Электромагнитная энер-
436
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
гия в таких контурах из короткозамкнутых отрезков сосредоточена
в пространстве между цилиндрами линии. В рассматриваемой кон-
струкции генератора (рис. 17.9) некоторое просачивание электро-
магнитной энергии наружу будет иметь место у разделительного
конденсатора Ср и у прижимных контактов внешнего цилиндра
анодно-сеточного контура.
К нагрузке
Рис. 17.9
Односторонний вариант конструкции применяется в мощных
генераторах, когда требуется принудительное охлаждение элек-
тродов лампы и в первую очередь анода. У мощных ламп СВЧ
анод, как правило, завершается металлическим радиатором. В од-
ностороннем варианте конструкции легче осуществляется смена
лампы, однако колебательная система оказывается сложнее для
изготовления, так как требуется соосно разместить три цилиндра,
образующих линии контуров. Поперечные размеры колебательной
системы и генератора в целом у одностороннего варианта больше,
хотя продольные размеры могут оказаться меньше, чем у двусто-
роннего варианта. В одностороннем варианте порой имеются труд-
ности в осуществлении связи с одним из контуров, чаще всего со
входным (катодно-сеточным). Проблемой является и создание пути
для постоянного тока сетки /со, так как часто не удаётся выполнить
конструктивно конденсатор требуемой ёмкости в короткозамыкате-
ле катодно-сеточного контура. Иногда размещают разделительный
конденсатор у катода, например, аналогично Ср у анода (рис. 17.9).
Применяется также выполнение сеточной трубы в виде трёх цилин-
дров, разделённых диэлектрической прокладкой (рис. 17.10).
ЛЕКЦИЯ 17 •
437
При использовании одностороннего варианта конструкции
(рис. 17.9) анодно-сеточный контур образуется двумя последова-
тельно соединёнными отрезками линий, как показано на рис. 17.11.
Условие резонанса такого контура:
_J— = Z0tgP^ + Z0atgPfa,
откуда
1/1	7
(--arctg —— --^tgP4
Р ^C0CacZ0 Zo
Найденное значение геометрической длины контура I может быть
увеличено на целое число полуволн иХ/2.
Диэлектрик КЗ
Анодно-сеточный
контур
КЗ
К катоду 
Катодно -сеточный
Рис. 17.10
Сас
Рис. 17.11
-Размер {я определяется лампой. Если = 0, то последнее выра-
жение переходит в (12.8)8. Что касается диаметров труб-цилиндров
(проводов) линий, то в обоих вариантах конструкций генераторов
они определяются диаметрами выводов соответствующих электро-
дов лампы с учётом требуемых электрической и механической
прочностей контуров. Диаметры цилиндров определяют волновые
сопротивления соответствующих линий, от которых зависят длина
отрезка и действующие параметры контура (см. лекцию 12). Гео-
метрическая длина катодно-сеточного контура генератора по схеме
рис. 17.9 определяется по формуле (12.8).
Расчёт лампового генератора СВЧ чаще всего начинают с рас-
чёта анодно-сеточного контура, определяя величину его ненагру-
женного эквивалентного сопротивления /?тео. При этом для двусто-
роннего варианта конструкции применимы соотношения лекции 12.
Что касается расчёта Qq и контура рис. 17.11 для односторон-
него варианта конструкции, то подход к расчёту этих параметров
8 См. лекцию 12.
438
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
аналогичен рассмотренному в лекции 12: определяются реактивная
мощность и мощность потерь в контуре за период высокой часто-
ты. Контур, в этом случае образуется двумя короткозамкнутыми
отрезками линий, соединёнными последовательно. К каждому от-
резку применимы исходные выражения лекции 12.
После расчёта КЖ(1 и выбора КПД контура т]к определяют ожи-
даемую величину нагруженного сопротивления контура Roen =
= /?ое0(1 -т]к)- Для выходных генераторов обычно принимают
т]к = 0,6...0,8, для промежуточных - т]к = 0,3...0,6. Расчёт режима
генератора проводится исходя из найденного нагруженного экви-
валентного сопротивления анодно-сеточного контура /?oeH по мето-
дике лекции 7 (пример 5) с учётом особенностей генератора с ОС
(см. лекцию 14).
Очень часто металлокерамические триоды СВЧ работают прак-
тически без сеточных токов, когда заход в область положительных
напряжений на сетке не допускается, и в этом случае параметр ап-
проксимированных ВАХ анодного тока SKp не может быть исполь-
зован для расчёта. Поэтому расчёт режима генератора, когда рабо-
та с сеточными токами не допускается, проводят исходя из исполь-
зования лампы по току, выбирая < 7аодоп- Приняв рекомендуемое
значение нижнего угла отсечки анодного тока для генератора с ОС,
определяют значения /а] = lajh', UM ас = ZaiPoe н- Так как работать
еа
Рис. 17.12
предполагается без сеточных токов, то
должно быть есмакс= UMC - £с < 0. Если
принято ес макс = 0, то Uuc = Ес. Причём ес-
ли принят нижний угол отсечки анодного
тока 6 = 90°, то Ес = Е с. В общем случае
исходя из принятых значений ес макс и 0
определяют значения Ес и 17мс. Определив
(7НС, можно найти значение амплитуды ко-
лебательного напряжения между анодом и
катодом лампы: UMa - иы ас - UHC. Необхо-
димое напряжение источника анодного
питания Еа = ев нин + (7на, где еа нин определяется по статическим ха-
рактеристикам анодного тока при ес = ес наи- и za = /ма, как показано
на рис. 17.12.
Колебательная мощность генератора Р. ^---ЦиасАц-
Если требуется при имеющемся £ск н получить определённую
мощность, то необходимое значение анодного тока
ЛЕКЦИЯ 17
439
г ~ а1
в° Р1
1 /2Л
Pl V ^оен
Необходимо, чтобы выполнялось условие < До ДОп-
Амплитуду напряжения возбуждения можно также определить,
используя выражение
UMC=^~ + DUua
мс 5У1 ма
-Ь- + DUMac
5У1 мас
г(1 + Г>),
а напряжение смещения определить из выражения
Ec=E'+(Uuc-DUMa)cose =
= £'+[C7MC(l + D)-Z»t/Mac]cose.
Необходимо, чтобы выполнялось соотношение ес мякс = (7МС - Ес < 0.
'	V LV1CUW	LVIV	V
ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СВЧ
На частотах до 300 МГц транзисторные генераторы СВЧ реали-
зуются, как правило, с использованием согласующих цепей (коле-
бательных контуров) на сосредоточенных элементах. Поэтому схе-
мы таких генераторов практически не отличаются от схем генерато-
ров более низких частот. Транзистор включается по схеме с ОЭ.
На более высоких частотах транзисторные генераторы СВЧ
чаще всего строят с использованием колебательных систем (конту-
ров или цепей согласования) из отрезков несимметричных полос-
ковых линий. Отрезки таких линий применяют для изготовления
индуктивных элементов согласующих цепей на частотах выше
300 МГц и для реализации ёмкостных элементов - на частотах вы-
ше 1000 МГц. Генераторы строят как по схеме с ОЭ, так и по схеме
с ОБ. При этом схема с ОБ рассматривается как более высокочас-
тотная и более широкополосная (см. лекцию 14). Выбор схемы ОЭ
или ОБ часто определяется конструктивным оформлением транзи-
стора. Транзисторные генераторы СВЧ обычно имеют двусторон-
ний вариант конструкции.
На рис. 17.13 показаны принципиальные схемы - упрощенные
конструкции однотактных транзисторных генераторов СВЧ с изго-
товлением элементов согласующих цепей из отрезков линий.
440
Раздел I. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 17.13
Генераторы (рис. 17.13,а, б) выполнены по схеме с ОЭ с ис-
пользованием полосковых линий. В качестве блокировочных дрос-
селей используются короткозамкнутые на одном конце четверть-
волновые отрезки линий. Разомкнутые отрезки линий длиной
f < Х/4 могут использоваться в качестве параллельно подключае-
мых емкостных элементов, как в схеме рис. 17.13,6. Поэтому для
транзисторных генераторов СВЧ часто применяется гибридное ис-
полнение: берётся пластина высокочастотного диэлектрика (фто-
ропласт, ситал, поликор, кварцевая пластина) толщиной 0,5...2 мм,
так называемая диэлектрическая подложка, одна сторона которой
полностью металлизируется, а на другой стороне с помощью мето-
дов фотолитографии, вакуумного напыления и гальванопластики
формируются полосковые линии, составляющие электрическую
схему генератора. Затем впаиваются транзистор и другие дискрет-
ные элементы: блокировочные и разделительные конденсаторы,
имеющие специальную конструкцию. Выводы у таких конденсато-
ров выполняются в виде металлизированных площадок на корпусе,
что уменьшает до минимума их индуктивности и позволяет легко
соединять конденсаторы с другими элементами схемы.
На рис. 17.14,а представлена схема однотактного транзистор-
ного генератора СВЧ с ОБ, элементы согласующих цепей которой
ЛЕКЦИЯ 17 •
441
полностью выполняются из отрезков полосковых линий. На
рис. 17.14,6 показаны эскизы конструкции (топологии) элементов
входной и выходной согласующей цепей из отрезков полосковых
(микрополосковых) линий. Индуктивные элементы согласующих
цепей выполняются из отрезков линий с узкими полосками, соот-
ветственно с большим волновым сопротивлением (до 80... 100 Ом).
Ёмкостные элементы согласующих цепей выполняются из отрез-
ков линий с широкими полосками, соответственно с малым волно-
вым сопротивлением (10...20 Ом). Небольшую регулировку (в
процессе настройки генератора) индуктивностей в большую сто-
рону и ёмкостей в меньшую сторону осуществляют уменьшением
ширины линий. Для регулировки ёмкостей часто предусматривают
небольшие ёмкостные площадки вблизи формируемой ёмкости,
которые соединяют при необходимости добавляемыми перемыч-
ками с основной ёмкостью или отсоединяют соответственно. Для
регулировки индуктивности отрезок соответствующей линии изго-
тавливают с несколькими изгибами-петлями, закорачивая которые
перемычками, можно уменьшать индуктивность.
б
Рис. 17.14
Возможность реализации продольных индуктивных и парал-
лельных ёмкостных элементов из отрезков линий вытекает из ис-
442
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
следования формулы (12.3)9 для входного сопротивления отрезка
*
линии длинрй I, натруженного на сопротивление ZH:
ZH+jZotgPl
♦
Z0+jZHtgp^
Если выполняется соотношение Zo »|ZHtgpf |, то можно счи-
тать
Zbx ~ Zh + jZptgP-f = Zh + j(f>L3Kt.
Входное сопротивление представляет последовательное соедине-
* .
ние нагрузки ZH и эквивалентной индуктивности, величина кото-
рой L3ta определяется волновым сопротивлением линии Zo и дли-
ной отрезка €:
_ZotgPf _ vZnortgPf
ьэкв
СО
со
Если € < V8, соответственно < 45°, то можно считать tgj3Z =
- В этом случае
^экв ^пог % const,
т.е. при относительно низком сопротивлении, нагружающем отре-
зок линии (формируется соответствующей частью цепи), большом
волновом сопротивлении и короткой длине отрезок длинной линии
эквивалентен практически сосредоточенной индуктивности £экв в
широком интервале частот. Эквивалентная индуктивность включа-
ется в цепь последовательно.
Если выполняется соотношение | Zotgp/1«| ZH |, то можно счи-
тать
Z0ZH _ (-jZoctgPf)ZH
ZBx~-------;------- —-----------
Zo + j Z н tgPf	Z н - JZoctgPf
9 См. лекцию 12.
ЛЕКЦИЯ 17
443
В этом случае входное сопротивление соответствует параллельно-
*
му соединению нагрузки ZH и эквивалентной ёмкости, величина
которой Сэк, определяется волновым сопротивлением линии Zo и
длиной отрезка €:
Г = tgP^ uCnortgPl
экв coZo со
Если f < Х/8, соответственно < 45°, то
г ^^пог const,
т.е. при относительно‘высоком сопротивлении, нагружающем от-
резок линии (формируется соответствующей частью цепи), низком
волновом сопротивлении и короткой длине отрезок длинной линии
эквивалентен практически сосредоточенной ёмкости Сэкв в широ-
ком интервале частот. При этом эквивалентная ёмкость оказывает-
ся включенной в цепь параллельно.
Возможны также реализации последовательно включаемых ин-
дуктивных и- ёмкостных элементов путём последовательного
включения в цепь соответственно короткозамкнутых и разомкну-
тых отрезков длинных линий. При малой электрической длине от-
резка [3/ < 45° величина эквивалентной индуктивности L3KB и вели-
чина эквивалентной ёмкости Сэи могут считаться практически по-
стоянными в интересующем интервале частот и определяются
приведенными выше выражениями. Параллельно подключаемая
индуктивность реализуется подобно блокировочному дросселю во
всех представленных выше схемах генераторов. Геометрическая
длина короткозамкнутого отрезка линии в этом случае 7 < Х/4 и
зависит от волнового сопротивления линии и требуемой эквива-
лентной индуктивности. Параллельно подключаемая ёмкость мо-
жет быть также реализована в виде параллельно подключаемого
разомкнутого отрезка линии длиной / < А/4, как показано на
рис. 17.13,6.
Следует отметить, что колебательные системы (согласующие
цепи) транзисторных генераторов СВЧ по своей структуре анало-
гичны соответствующим цепям на сосредоточенных элементах,
применяемым в транзисторных генераторах на более низких ра-
диочастотах, где, как отмечалось10, наиболее часто используется
П-контур. Отличие на СВЧ в том, что индуктивные и ёмкостные
10 См. лекцию И.
444
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
элементы соответствующей цепи реализуются на основе отрезков
длинных линий.
Согласующие цепи широкополосных транзисторных генерато-
ров обычно представляют многозвенные полосовые или квазипо-
лосовые цепи.
Двухтактные транзисторные генераторы СВЧ строятся по ана-
логичным схемам с реализацией элементов согласующих цепей из
отрезков линий. В нижней части диапазона СВЧ широко применя-
ются двухтактные генераторы на трансформаторах линиях (ТЛ)11.
МЕЖКАСКАДНЫЕ СВЯЗИ
И ПРОМЕЖУТОЧНЫЕ КАСКАДЫ НА СВЧ
Назначение межкаскадных связей в диапазоне СВЧ как и на
высоких частотах: обеспечение необходимой мощности возбужде-
ния каскада при требуемом напряжении или токе. Однако построе-
ние межкаскадных связей в диапазоне СВЧ часто существенно от-
личается от диапазона высоких частот. Это обусловлено тем, что
каскады обычно находятся на некотором удалении друг от друга,
которое на СВЧ сравнимо с длиной рабочей волны. Последнее об-
стоятельство заставляет вводить в цепь межкаскадной связи линию -
фидер. Если электрическая длина фидера р/ф < л/4, что имеет место
при геометрической длине /ф < Аф/8, где Хф - длина волны в фидере,
то можно не добиваться согласования фидера с входной цепью
возбуждаемого каскада, так как при малом значении р/ф напряже-
ние и ток вдоль фидера практически остаются без изменений. Если
р/ф > л/4, т.е. /ф > Хф/8, то необходимо обеспечивать согласование
фидера с входной цепью возбуждаемого каскада, чтобы облегчить
передачу требуемой мощности возбуждения.
Межкаскадные цепи СВЧ могут быть разделены на три вида.
1.	Имеется контур в выходной цепи предыдущего каскада и во
входной цепи последующего каскада.
2.	Выходная цепь предыдущего каскада и входная цепь после-
дующего каскада образуют один контур.
3.	Имеется контур в выходной цепи предыдущего каскада, а во
входной цепи последующего каскада контур отсутствует.
При наличии контуров во входной и выходной цепях генерато-
ров и при условии близкого расположения каскадов цепь межкас-
кадной связи может быть построена с использованием связанных
линий. В ламповых генераторах такая связь реализуется при ис-
11 См. лекцию 15.
ЛЕКЦИЯ 17
445
пользовании двухпроводных линий и симметричных полосковых
линий с проводами круглого сечения между проводящими пласти-
нами (поверхностями)12. Двухпроводные линии применяются в
двухтактных генераторах, а симметричные полосковые линии в
однотактных генераторах. В случае транзисторных генераторов
подобная связь может быть реализована при использовании не-
симметричных полосковых или микрополосковых линий. Однако
практическая реализация такой связи в транзисторных генераторах
неизвестна.
На рис. 17.15 показана упрощенная реализация рассматриваемого
вида связи в ламповых генераторах с контурами из отрезков двухпро-
водных линий (рис. 17.15,а) и полосковых линий (рис. 17.15,6). В слу-
чае полосковых линий длины контуров обычно делают одинаковыми.
Для этого подбирают волновые сопротивления линий, соответственно
и диаметры проводов, чтобы выполнялось условие:
Coi^oi = C02Z02,
где Си, С02 - сосредоточенные ёмкости входного и выходного кон-
туров; Z01, Z02 - волновые сопротивления линий.
Если каскады располагаются на некотором удалении, то контуры
соединяют с помощью фидера, например, как показано на рис. 17.16.
12 См. лекцию 12.
446 Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Фидер должен быть согласован со входным (катодно-сеточ-
ным) контуром, для чего необходимо, чтобы эквивалентное сопро-
тивление входного контура, пересчитанное к концу фидера, было
равно волновому сопротивлению фидера 70ф. Необходимая вели-
чина сопротивления связи реализуемая с помощью петли связи
Лсв в примере рис. 17.16, может быть найдена следующим образом.
Вносимое сопротивление из входного контура в фидер:
у 2
где Гкз - эквивалентное сопротивление входного контура, пересчи-
танное к короткозамыкателю. Величина его находится из соотно-
шения:
—г /2 = — ^мс
2 ю м 2 /С
где 1Ы - ток в короткозамыкателе; С7мс - амплитуда напряжения
возбуждения, равная напряжению на входе контура со стороны
подключения участка сетка-катод лампы:
^мс=^мвх =/MZosinpf;
Zq - волновое сопротивление линии входного контура;
=------------эквивалентное сопротивление входного контура
АэеО + -^вх
с учётом входного сопротивления генератора (лампы).
Очевидно, согласно приведенным соотношениям,
/2
гю=-^-ып2РЛ
тогда
у 2 п
п _ л свЛх
Z02sin2pZ
ЛЕКЦИЯ 17
447
откуда, учитывая, что должно быть Rttl = Z^,
fz
X№=ZOi	sin PA
VD	U	1
Чем меньше волновое сопротивление фидера Zx;>, тем проще
осуществить элемент связи.
Связь с выходным (анодно-сеточным) контуром- (в примере
рис. 17.16 - ёмкостная) рассчитывается из условия обеспечения на
входе фидера со стороны контура требуемого напряжения возбуж-
дения:
~ л/27эвозб20ф ,
где Рвозб - требуемая мощность возбуждения.
Элементы связи фидера с контурами могут быть любыми: как
разными, что отражено на рис. 17.16, так и одинаковыми - либо
ёмкостными, либо индуктивными (с помощью петель связи). Мо-
жет быть применена кондуктивная связь как с одним из контуров,
так и с обоими. Выбор элемента связи определяется удобством его
реализации при заданных требованиях к генератору13.
Связь с помощью фидера между контурами в ламповых генера-
торах применяется в тех случаях, когда ёмкостная составляющая
входного сопротивления возбуждаемого каскада меньше активной
составляющей. Построение контура во входной цепи позволяет
компенсировать ёмкостную составляющую входного сопротивле-
ния каскада и этим повысить его величину, что облегчает согласо-
вание фидера и передачу необходимой мощности. В транзистор-
ных генераторах СВЧ подобная связь используется при модульном
принципе построения, когда каждый каскад представляет отдель-
ный модуль, на входе и выходе которого использованы линии или
стандартные разъёмы 75 или 50 Ом (см. рис. 17.14). Соединение
каскадов-модулей осуществляется отрезками линий, изготавливае-
мых вместе с модулями, или отрезками кабелей при использовании
внешних разъёмов.
Межкаскадная связь, когда входная и выходная цепи образуют
один контур, широко используется в транзисторных генераторах.
Структура связи такая же, как на сосредоточенных элементах.
Пример реализации этого вида связи на СВЧ показан на рис. 17.17.
13 См. лекцию 12.
448
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рис. 17.17
На рис. 17.18 показана реализация данного вида связи в лампо-
вых генераторах. Схема применяется на фиксированной частоте
или при ёмкостной перестройке, для чего вблизи анода устанавли-
вается конденсатор переменной ёмкости. Однако схема более
удобна для применения на одной частоте. Данный вид связи упро-
щает подведение, питающих напряжений, уменьшает размеры и
повышает жёсткость конструкции.
Рассмотренные виды межкаскадных связей неудобны в диапа-
зонных ламповых генераторах, так как требуют регулировки при
перестройке генераторов, особенно при связи выходного и входно-
го контуров с помощью фидера. Транзисторные генераторы обыч-
но широкополосные, и регулировка связи не требуется.
В диапазонных ламповых генераторах часто применяют схему
межкаскадной связи, когда входной контур отсутствует. Входная
цепь лампы возбуждаемого каскада соединяется непосредственно с
фидером через специальный конический переход, обеспечиваю-
щий соединение лампы с фидером. Схема такой связи показана на
рис. 17.19. По длине конического перехода сохраняется постоянное
волновое сопротивление, равное волновому сопротивлению фиде-
ра связи 7оф.
ЛЕКЦИЯ 17
449
Схема применяется, когда ёмкостная составляющая входного
сопротивления возбуждаемого каскада превышает активную со-
ставляющую этого сопротивления в параллельном эквиваленте.
При такой связи питающий фидер часто оказывается не согласо-
ванным с входной цепью, что следует учитывать при расчёте.
Связь с анодно-сеточным контуром может быть любая, удобная
для реализации. В конструкции конического перехода предусмат-
ривается ввод для проводов питания накала, подачи смещения.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 17
1.	Уясните векторные диаграммы рис. 17.2. Убедитесь в справедливо-
сти приведенных выражений для /„ вх, Uu вх, sin <ри и Рвоэб.
2.	Найдите и уясните соответствие элементов схем рис. 17.6 и 17.7.
Покажите пути протекания токов анодов и сеток ламп.
3.	Представьте эквивалентные принципиальные схемы ламповых ге-
нераторов СВЧ рис. 17.8 и 17.9. Покажите пути протекания анодного и
сеточного токов в конструкциях рис. 17.8 и 17.9 и на представленных эк-
вивалентных схемах.
4.	Перечислите достоинства и недостатки двустороннего и односто-
роннего вариантов конструкций ламповых генераторов СВЧ. Осмыслите
их. Изобразите односторонний вариант конструкции лампового генерато-
ра СВЧ, у которого оба контура повёрнуты в сторону анода.
5.	Представьте эквивалентные принципиальные схемы транзисторных
генераторов СВЧ рис. 17.13. Покажите пути протекания токов коллектора
и базы. Поясните назначение элементов.
6.	Представьте эквивалентную принципиальную схему транзисторно-
го генератора рис. 17.14,а. Покажите пути протекания токов коллектора и
базы.
7.	Изобразите известные вам способы реализации с помощью отрез-
ков длинных линий последовательно и параллельно подключаемых ин-
дуктивных и ёмкостных элементов электрических цепей на СВЧ. Сравни-
те эти способы, приведите соотношения для определения эквивалентной
индуктивности и ёмкости для каждого случая.
8.	Почему, по вашему мнению, при короткой длине фидера связи
можно не добиваться согласования его с нагрузкой?
450
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
9.	Представьте эквивалентную принципиальную схему межкаскад-
ной цепи связи транзисторных генераторов СВЧ рис. 17.17. Поясните на-
значение элементов. Покажите пути Протекания токов коллектора и базы.
10.	Представьте эквивалентную принципиальную схему межкаскад-
ной цепи связи рис. 17.18. Покажите пути протекания токов. Поясните
назначение элементов.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 17
1.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А. Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982.-408 с.
2.	Линде Д.П. Радиопередающие устройства. - М.: Энергия, 1969. -
680 с.
3.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Б.П. Терентьев,
Н.И. Калашников, Л.Е. Клягин, Б.Б. Штейн; Под ред. Б.П. Терентьева. -
М.: Связь, 1972.-456 с.
4.	Нейман М.С. Курс радиопередающих устройств. - М.: Сов радио,
1965.-594 с.
5.	Ионов Ю.А. Ламповые генераторы сверхвысокой частоты / Изд-во
ЛГУ.-Л., 1973.- 118 с.
6.	Терентьев С.Н., Картавых В. Ф. Триодные передатчики дециметро-
вых волн. - 2-е изд., испр. и доп. - Киев: Техника, 1967. - 410 с.
7.	Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики. - М.: Энергия,
1976.-448 с.
ЛЕКЦИЯ 18
Области применения умножителей частоты. ~ Умножитель
частоты как разновидность ГВВ. ~ Умножитель частоты
с безынерционным управлением АЭ, особенности режимов
и расчёта. ~ Параметрические транзисторные умножи-
тели частоты. ~ Диодные умножители частоты (на
варикапах, варакторах и диодах с накоплением заряда)
ПРИМЕНЕНИЕ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
(Т/рименение умножителей частоты (УЧ) широко распро-
J L странено в радиопередающих устройствах, так как позво-
ляет понизить частоту задающего генератора, что бывает выгодно
с точки зрения получения высокой стабильности частоты рабочих
колебаний1. Применение УЧ в радиопередатчиках также даёт воз-
можность при сравнительно узком диапазоне возбудителя иметь
большее перекрытие частоты передатчиком. Например, если име-
ется возбудитель на диапазон частот 3...6 МГц, то, применяя один
каскад удвоения частоты, можно с помощью такого возбудителя
перекрыть диапазон частот от 3 до 12 МГц. В передающих устрой-
ствах с частотной или фазовой модуляцией УЧ используются для
углубления модуляции - увеличения девиации частоты.
Коэффициент полезного действия и колебательная мощность,
которую можно получить с помощью АЭ в режиме умножения
частоты, ниже, чем в режиме усиления, поэтому умножение часто-
1 На частотах, не превышающих несколько десятков мегагерц, легче получить
колебания с высокой стабильностью частоты. В то же время используемый диа-
пазон радиочастот доходит до десятков - сотен гигагерц. Вопросы создания
первичных источников стабильных электрических колебаний рассматриваются
в лекциях раздела 2 «Генераторы с самовозбуждением - автогенераторы».
452
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ты преимущественно производят в маломощных каскадах, энерге-
тика которых в малой степени влияет на общие энергетические по-
казатели радиопередатчика. В многокаскадных передатчиках кас-
кад умножения частоты часто включают так, чтобы он делил тракт
передатчика на две части. Поскольку в этом случае каскады до ум-
ножителя частоты и каскады после него будут работать на разных
частотах, существенно повышается устойчивость работы всего пе-
редатчика. Если требуется несколько УЧ, то в многокаскадных пе-
редатчиках для повышения их устойчивости УЧ обычно чередуют
с усилителями. На СВЧ УЧ широко применяются в качестве вы-
ходных каскадов передатчиков, позволяя получить колебания с
необходимой мощностью на частотах, усиление мощности на ко-
торых затруднено или невозможно с использованием имеющихся
АЭ. Использование УЧ в этом случае является единственной воз-
можностью создания требуемого устройства.
УЧ строят на лампах, транзисторах и специальных диодах - ва-
рикапах, варакторах, а также диодах с накоплением заряда. Умно-
жение частоты возможно также в специальных приборах СВЧ -
пролётных клистронах. В настоящей лекции мы рассмотрим УЧ на
электронных лампах, биполярных транзисторах, варикапах, варак-
торах и диодах с накоплением заряда (ДНЗ). Что касается умноже-
ния частоты в пролётном клистроне, то такой режим обеспечивает-
ся соответствующей настройкой выходного резонатора прибора и
питающими напряжениями электродов.
УЧ на лампе или транзисторе, как указывалось в лекции 1, яв-
ляется разновидностью ГВВ и представляет устройство, преобра-
зующее энергию источников питания в энергию тока высокой час-
тоты, превышающей в целое число раз частоту внешнего высоко-
частотного сигнала, прикладываемого к АЭ. Непременным услови-
ем обеспечения умножения частоты в таких ГВВ является работа с
отсечкой анодного или коллекторного тока. Соответственно любая
из рассмотренных нами схем ламповых и транзисторных генерато-
ров может быть поставлена в режим умножения частоты. Для этого
в однотактных генераторах при работе с нижним углом отсечки
анодного или коллекторного тока 0 < 180° требуется настроить вы-
ходной контур на интересующую гармонику выходного тока АЭ. В
двухтактном генераторе, помимо настройки выходного контура на
интересующую гармонику тока, в зависимости от кратности умно-
жения частоты, т.е. номера выделяемой гармоники, может потре-
боваться некоторое изменение схемы со стороны подключения вы-
ходного контура.
ЛЕКЦИЯ 18
453
В транзисторных генераторах, помимо умножения частоты за
счёт отсечки коллекторного тока, возможно умножение частоты за
счёт зависимости ёмкости коллекторного перехода транзистора от
его режима, что используется в так называемых параметрических
транзисторных умножителях частоты2.
Основными характеристиками УЧ являются: кратность умно-
жения частоты л; рабочая частота или диапазон рабочих частот;
выходная мощность Рп', коэффициент передачи или коэффициент
усиления по мощности Кр, коэффициент полезного действия
(КПД), он же коэффициент преобразования в диодных УЧ; степень
подавления в полезной нагрузке УЧ входного сигнала и ненужных
гармоник (в децибелах).
ЛАМПОВЫЕ И ТРАНЗИСТОРНЫЕ УЧ
ЗА СЧЁТ ОТСЕЧКИ АНОДНОГО
ИЛИ КОЛЛЕКТОРНОГО ТОКА
(УЧ С БЕЗЫНЕРЦИОННЫМ УПРАВЛЕНИЕМ АЭ)
Как уже отмечалось, ламповый ГВВ по любой схеме: с общим
катодом или общей сеткой, равно как и транзисторный генератор
по схеме с общим эмиттером или общей базой, может быть постав-
лен в режим умножения частоты. При этом мгновенные напряже-
ния на входных электродах лампы или транзистора определяются
соотношениями (1.1 )3:
ег = и. - Ес - Uuc coscoZ - Е ;
еб =M6-£,6=t/M6cos(0/-£,6’
а мгновенные напряжения на выходных электродах определяются
соответственно соотношениями (1.2), записанными в виде:
е. = Ея - ия - Е - (7 cos nut;
ек - Ек - uv = Е,. - UUK cos лее/,
14	14	14	14	1414
где п - номер выделяемой гармоники анодного или коллекторного
тока.
2 Возможность параметрического режима в транзисторных ГВВ отмечалась в лек-
ции 4.
3 См. лекцию 1.
454
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Последние соотношения справедливы при условии, что на конту-
ре в выходной цепи ГВВ присутствует только напряжение выделяе-
мой гармоники выходного тока, что практически всегда допустимо.
При работе лампы или транзистора в области недонапряжённо-
го вплоть до критического режима основное уравнение ГВВ в тер-
минах, например, лампового генератора, принимает ввд4:
za = S(UMCcosvit- DUMacosmat + Е’с -Ес).	(18.1)
Обращение к представленной записи уравнения ГВВ в режиме
умножения частоты при работе лампы в основной области семей-
ства её статических ВАХ позволяет глубже понять особенности
умножения частоты в ГВВ. У транзистора, как неоднократно
отмечалось ранее, с большим основанием можно считать параметр
D = 0. При этом приведенное уравнение упрощается.
Динамические характеристики (ДХ) анодного тока в УЧ весьма
существенно отличаются от ДХ анодного тока усилителя, что при-
водит к отличию формы импульсов анодного тока в УЧ при одина-
ковых значениях напряжений на электродах лампы в режимах уси-
ления мощности (напряжения) и умножения частоты.
На рис. 18.1 представлены для сравнения ДХ и формы импуль-
сов анодного тока для удвоителя частоты (п = 2) и усилителя мощ-
ности (напряжения) при одинаковых амплитудах переменных на-
пряжений на электродах лампы и одинаковых напряжениях пита-
ния Еа, Ес. Причём ДХ построены для случая Ес = Е с, когда 0 = 90°
в ГВВ - усилителе. Выделенный участок на оси абсцисс еа отно-
сится к ДХ удвоителя частоты и приходится на моменты отсутст-
вия анодного тока (к ГВВ-усилителю относится часть этого участ-
ка правее Еа).
Как видно, форма импульсов анодного тока в УЧ существенно
отличается от формы импульсов тока в ГВВ - усилителе. Искаже-
ния формы импульсов анодного тока в УЧ по сравнению с косину-
соидальной тем больше и заметнее, чем больше проницаемость D.
Поэтому в ламповых УЧ предпочтение отдаётся лампам с малой
проницаемостью: лучевым тетродам и пентодам. В общем случае с
реакцией анода в УЧ можно не считаться, если D < (0,01 ...0,025).
Сказанное относится и к транзисторным УЧ.
Напряжённость режима АЭ при умножении частоты, как и при
усилении, определяется соотношением напряжений
макс — 1-41С Ес,
4 Следует из уравнения (4.6) по аналогии с (4.7). См. лекцию 4.
ЛЕКЦИЯ 18
455
в ламповом УЧ и
в транзисторном УЧ.
мин Еа ^ма
^б макс ^мб — Е^,
МИН Ек — t/цк
С точки зрения напряжённости оптимальным для умножения
частоты, как и для усиления, является критический режим. Им-
пульсы анодного и коллекторного токов при этом имеют практиче-
ски косинусоидальную форму (при малых значениях D провал в
форме импульсов тока при работе в недонапряжённом и критиче-
ском режимах мал и с ним можно не считаться), следовательно,
456
Pai .ел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
амплитуда выделяемой гармоники выходного тока связана с ам-
плитудой косинусоидального импульса известным соотношением5:
где Za„, к„ - амплитуда и-й выделяемой гармоники анодного или
коллекторного тока; ZMa мк - амплитуда косинусоидальных импуль-
сов анодного или коллекторного тока; а„ (0) - коэффициент про-
порциональности между амплитудой косинусоидальных импуль-
сов выходного тока и амплитудой л-й гармоники.
Колебательная мощность, которая может быть получена в ре-
жиме умножения частоты,
2
р =—U I -= 1 ^ма,мк __ 1 ,2	„
г~п 2 ”а> мкуа„, к„ 2	2	кил°е’
где /?ое - эквивалентное сопротивление контура в анодной или кол-
лекторной цепи соответственно лампы или транзистора, настроен-
ного на частоту выделяемой гармоники выходного тока.
Как отмечалось в лекции 5, наибольшее значение коэффициент
а„ (0) имеет при нижнем угле отсечки выходного тока АЭ
п
При этом если для первой гармоники максимальное значение ко-
эффициента а]макс = 0,536 при 0 = 120°, то для второй гармоники
«2 макс ~ 0,275 при 0 = 60°, а для третьей гармоники азмакс = 0,185
при 0 = 40°, т.е. максимальные значения коэффициентов ап макс для
высших гармоник приблизительно обратно пропорциональны но-
меру гармоники относительно оц макс:
«и макс СЦ макС/Н.
Следовательно, при прочих равных условиях колебательная мощ-
ность, которую можно получить в УЧ, будет в п раз меньше, чем
в режиме усиления при использовании той же лампы или транзи-
стора.
Так как в паспортных данных на лампу или транзистор указы-
вается колебательная или выходная мощность, которую прибор
может отдать в режиме усиления, то, очевидно, при заданной коле-
5 См. лекцию 5.
ЛЕКЦИЯ 18
457
бательной мощности УЧ Р~п лампу или транзистор необходимо
выбирать исходя из мощности 7СНОМ = P-i = пР~„.
Если лампа имеет запас по току эмиссии, то при использовании
её в УЧ прибегают к форсированию по току. На форсированное
использование лампы по току можно пойти, если, кроме запаса по
току эмиссии, лампа имеет запас и по мощности рассеяния на
управляющей сетке. Для большинства используемых тетродов и
пентодов такая возможность есть, поэтому для удвоителя частоты
можно выбирать лампу на мощность
Р-ном ~ 1,5 Р.'_2,
а для утроителя частоты на мощность

Последние соотношения вытекают из следующих рассуждений.
Как отмечалось (см. лекцию 6), у ламп, не имеющих ограничения
по току эмиссии, нижний угол отсечки анодного тока 0 выбирается
около 60°, и у таких ламп ограничивающим является использование
по постоянной составляющей анодного тока доп (см. лекцию 7).
Следовательно, колебательная мощность, отдаваемая лампой в ре-
жиме усиления, при этом будет
Р =Р = -Е F /аодопа1(6° ) = 1 g г г ВСбО0)
Р~ э^кр1 а « ГАП0 А	2^кр1 а/аодоп^^6°
При таком же использовании по току в удвоителе частоты при оп-
тимальном угле отсечки анодного тока 0 = 60° отдаваемая лампой
мощность будет
Р F /аодопа2^6° * = 1 £ р j • в Г6Оо,1
~2 2^кР2^а а (60°)	2^кр2^а/аодоп^2^60
Очевидно, при прочих одинаковых параметрах, включая равенство
коэффициентов использования напряжения анодного питания
^кр, =^КР2, получаем

ио
2	21,27	2
458
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Для утроителя частоты при оптимальном угле отсечки анодного
тока 6 = 40°
Л3 - 2
«о(4О°)
= ^кП£.^доо₽3<«1'’)-
Соответственно
„ „ ^.W60"» 'Ч 1,80 ...
Так как меньшему углу отсечки анодного тока соответствует
меньшее значение коэффициента использования напряжения анод-
ного питания при таком же использовании по постоянному току
(см. рис. 6.6, лекция 6), то £кр) > £, соответственно результи-
рующий коэффициент при Р_3 в последнем соотношении возрастёт,
приближаясь к 2. Кроме того, в ламповых УЧ рекомендуется при-
нимать значения нижнего угла отсечки анодного тока несколько
больше оптимальных: при удвоении частоты 0 = (65°...70°), а при
утроении частоты 6 » (45°...50°). Отношение коэффициентов р]/р„
при этом существенно возрастает. Так, если принять для утроителя
частоты 0 = 50°, то Р1(60°)/рз(50°) = 1,80/0,934 « 1,93. Выбор угла
отсечки анодного тока несколько больше оптимального позволяет
понизить требуемую амплитуду напряжения возбуждения С/мс и
уменьшить величину требуемого напряжения смещения.
Следует отметить, что реализация оптимальных углов отсечки
в транзисторных УЧ более проблематична, чем в ламповых, так как
подача запирающего напряжения на базу обусловливает снижение
амплитуды сигнала возбуждения 1/мб из-за опасности пробоя пере-
хода эмиттер-база и соответственно не позволяет работать с боль-
шим импульсом коллекторного тока (см. рис. 6.9, лекция 6), что
резко уменьшает выходную мощность транзистора. На практике
часто применяются транзисторные удвоители частоты с «нулевым»
смещением. Схема такого УЧ представлена на рис. 18.2.
Транзисторы возбуждаются противофазными сигналами, как в
двухтактном ГВВ (см. лекцию 15). Соответственно в составе кол-
лекторных токов чётные гармоники находятся в фазе, а нечётные -
в противофазе. Коллекторы транзисторов включены параллельно,
соответственно через выходную согласующую цепь коллекторные
токи протекают в одном направлении, как в общем проводе
ЛЕКЦИЯ 18
459
Рис. 18.2
двухтактного ГВВ. В этом случае чётные гармоники коллекторных
токов транзисторов складываются в нагрузке, а нечётные, включая
самую сильную первую, вычитаются. Выходной контур С], L, С2
настраивается на вторую гармонику. Остальные чётные гармоники
(четвёртая, шестая и т.д.) эффективно подавляются контуром. Если
нижний угол отсечки коллекторного тока установить 90°, то при
косинусоидальных импульсах в составе тока не будет нечётных
гармоник, кроме первой. Но, как уже отмечалось, нечётные гармо-
ники в выходной цепи вычитаются, поэтому нет необходимости в
выборе 0 = 90° и можно использовать «нулевое» смещение, что
существенно упрощает схему УЧ. Рассмотренная схема удвоителя
частоты может обеспечить эффективную работу без перестройки
примерно в октавной полосе частот. Иногда для упрощения схемы
и расширения рабочей полосы частот из неё исключают цепь Сь L,
С2, справедливо полагая, что, во-первых, уровень высших чётных
гармоник весьма низок, а, во-вторых, ожидается их ослабление в
последующих каскадах радиочастотного тракта, имеющих резо-
нансные колебательные системы.
Расчёт УЧ на заданную мощность Р~„ производится, как и уси-
лителя мощности. Исходя из заданной мощности и рабочей часто-
ты (диапазона рабочих частот) выбирается АЭ: лампа или транзи-
стор. При выборе мощности АЭ учитывают рриведенные выше
соотношения, связывающие мощность АЭ в режимах усиления
мощности и умножения частоты. Рабочая частота УЧ - его выход-
ная частота. Выбрав АЭ и нижний угол отсечки анодного или кол-
лекторного тока 0 с учётом рекомендаций, определяем

=1+1||-.
2	*„<.<^1,
Амплитуда колебательного напряжения UMa^ мк = £кр£ак-
460
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Амплитуда тока выделяемой (рабочей) гармоники
2Р
~п
ал ’ кп	TJ
ма, мк
и т.д. по методике расчёта ГВВ - усилителя на заданную мощность
(см. лекцию 7).
Необходимое сопротивление нагрузки в выходной цепи АЭ
IJ	Е F
ма, мк _ ^>кр а, к
/. к аи(0)/„я
Из рассмотрения правой части последнего соотношения, учитывая,
что ап /и,-следует, что для обеспечения критического режи-
ма, как в усилителе, в УЧ требуется обеспечить эквивалентное со-
противление нагрузки в анодной или коллекторной цепи примерно
в п раз больше. Необходимость работы с большим R(X является од-
ним из существенных недостатков ламповых УЧ, так как при этом
приходится ограничиваться меньшим КПД контура. Обратим вни-
мание, что выбор АЭ и расчёт режима УЧ, как и усилителя, произ-
водится исходя из мощности в полезной нагрузке УЧ, т.е. с учётом
КПД контура (цепи согласования). В транзисторных УЧ особых
проблем с обеспечением необходимого значения Roe обычно нет.
Если в УЧ используется параллельное или двухтактное вклю-
чение АЭ, то расчёт вначале производят на мощность одного эле-
мента, а затем параметры режима увеличивают в соответствующее
число раз.
КПД анодной, коллекторной цепи УЧ

_ q ^кр^а, кап(®)Ага, мк ]
^а, кол “ р = р /пч г	= тЛкрРД®) •
*0	^а, K^ov'/Ana, мк
Так как при одном и том же угле отсечки тока в коэффициент
Р„(0) меньше Pj(0), то КПД УЧ будет меньше, чем у усилителя
при таком же режиме. Если принять для усилителя 0 = 90°, а для
УЧ соответствующий оптимальный угол, то pi(90°) = 1,57; р2(60°) =
•= 1,27; рз(40°) = 1,26. При этом оказывается р2(60°)/ pi(90°) «
» рз(40°)/ pi(90°) = 0,80, т.е. КПД анодной (коллекторной) цепи УЧ
на 2 и 3 как минимум на 20 % будет меньше, чем у усилителя.
ЛЕКЦИЯ 18
461
Меньшее значение КПД анодной (коллекторной) цепи УЧ обу-
словливает увеличение рассеиваемой на аноде (коллекторе) мощ-
ности, что ухудшает температурный режим работы прибора. Это
также одна из причин, почему в ламповых и транзисторных УЧ
обычно ограничиваются умножением частоты в 2 или 3 раза (до 4 в
транзисторных УЧ)6.
Низкое значение КПД анодной (коллекторной) цепи и низкое
значение КПД выходной цепи согласования, особенно.в ламповом
УЧ, обусловливают низкое значение его результирующего КПД.
Учитывая это, а также плохое использование АЭ по мощности, це-
лесообразно вводить УЧ в состав той части радиочастотного трак-
та, где низкие энергетические показатели УЧ не окажут сущест-
венного влияния на энергетические показатели, например, радио-
передатчика в целом.
Так как во входной и выходной цепях УЧ в основном действу-
ют сигналы существенно разных частот, то опасность самовозбуж-
дения лампового УЧ за счёт связи через межэлектродную ёмкость
Сас практически исчезает. Исходя из этого можно рекомендовать
использовать в ламповых УЧ схему с общим катодом (ОК). Из-
вестны реализации УЧ на лампах по схеме с ОК на частоты свыше
1000 МГц. В то же время многие лампы СВЧ конструктивно пред-
назначены для использования по схеме с общей сеткой (ОС). По-
этому и УЧ на таких лампах приходится строить по схеме с ОС. В
ламповом УЧ по схеме с ОС колебательная мощность выделяемой
гармоники Р„ практически такая же, как в схеме ОК. А мощность
возбуждения больше на величину «проходной» мощности7
Р =-U I ,
прох 2 мс а1
которая в УЧ полностью рассеивается на аноде лампы. Соответст-
венно рассеиваемая на аноде лампы мощность* в УЧ по схеме с ОС
Ра = Р0 + ^прох _ р~п 
Величина «проходной» мощности в УЧ может оказаться весьма
значительной, так как УЧ работают с малыми углами отсечки
анодного тока и соответственно с большими амплитудами сигнала
6 Очевидно, принципиально возможна реализация УЧ с большим коэффициентом
умножения частоты.
7 См. лекцию 14.
462 Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
возбуждения 17мс. Необходимо, чтобы выполнялось условие
Р <Р
а ~ адоп
ОтметиМ ещё одну особенность УЧ за счёт отсечки анодного
(коллекторного) тока. Если для УЧ задана амплитуда напряжения
возбуждения С7нс или С/ыб (или амплитуда тока возбуждения 1ы5 при
возбуждении транзисторного УЧ током), то составляющие выход-
ного тока: анодного или коллекторного определяются с помощью
коэффициентов у„(0), в частности8:
Ч,кп =^мсмб-^^мамк)Гй(е)-	G8-2)
Коэффициенты уп(0) по величине, т.е. | у„ (0) |, оказываются
симметричными относительно угла 6 = 90° и имеют (и - 1) макси-
мумов9. Главные максимумы |ул(0)| при и чётном имеют место при
0 = 90°, при нечётном п главных максимумов два: один слева, дру-
гой справа от 0 = 90°. Однако на практике часто исходят из условия
получения наибольшего КПД анодной (коллекторной) цепи УЧ и
принимают за оптимальный угол отсечки, соответствующий край-
нему левому максимуму | у„(0) |, который несколько меньше глав-
ного максимума. При таком подходе оптимальный угол отсечки
может быть выбран из условия
6опт= 180°/и.
Зная амплитуду напряжения (тока) возбуждения и выбрав угол
отсечки 0, можно определить амплитуду тока интересующей гар-
моники (18.2). Реакцией анода в ламповом УЧ на начальном этапе
расчёта можно пренебречь. У транзисторного УЧ с большим осно-
ванием можно пренебречь членом DUm. В любом случае после оп-
ределения амплитуды выходного колебательного напряжения УЧ
можно уточнить, если необходимо, величину тока гармоники.
Если при заданной амплитуде напряжения возбуждения t7MCi мб
задана колебательная мощность УЧ Р~„, то амплитуда тока нужной
гармоники может быть определена на основании соотношения, вы-
текающего из (18.2):
8 См. лекцию 5.
9 На рис. 5.5,6 показаны зависимости у2 и у} с учётом знака. Коэффициент у2 по-
ложителен во всём интервале значений 0 и симметричен относительно угла
0 = 90°, при котором он имеет максимальную величину. Коэффициент у3 при
0 < 90° имеет положительные значения, а при 0 > 90° - отрицательные. При 0 = 90°
Уз = 0. Зависимость модуля коэффициента симметрична относительно 0 = 90°
и имеет два равновеликих максимума, соответствующих 0 = 60° и 0 = 120°.
ЛЕКЦИЯ 18
463
= 25{7мс,мбГй(в) 1 +
’1 WP~n
^м2с,мбУй(6)
(18.3)
Очевидно, если под знаком корня получится отрицательное число,
то это будет означать, что при заданной амплитуде сигнала возбу-
ждения необходимая колебательная мощность не может быть по-
лучена.
Определив амплитуду тока выделяемой гармоники, можно най-
ти постоянную составляющую тока, потребляемую мощность от
источника питания анода или коллектора, требуемое сопротивле-
ние нагрузки и другие параметры режима. Необходимо в процессе
расчёта или после его завершения проверить, что при найденных
параметрах режим работы АЭ будет недонапряжённым или крити-
ческим; если же он оказывается перенапряжённым, то следует
скорректировать соответствующие параметры.
В схеме двухтактного удвоителя частоты (рис. 18.2) особенно
полезно использование полевых транзисторов (ПТ), у которых
нижняя часть проходной ВАХ ic = f (е3), где /с - ток стока (выход-
ной ток ПТ); е3 - напряжение на затворе (напряжение между затво-
ром и истоком), имеет довольно протяжённый квадратичный уча-
сток, на котором
ic^K(e3-E^)e3,
где К - коэффициент пропорциональности; Е3 - напряжение от-
сечки.
Учитывая, что на входе одного ПТ действует напряжение
<Wi =E3-UM3cos<^t,
а на входе другого напряжение
e3VT2=E3+UM3COS(^t,
где Е3 - напряжение в рабочей точке, для суммарного тока через
выходную цепь при Е3 = Е3 получаем
L CVM = KU* + KU* cos 2соГ.
U Vj M	Mj	Mj
Как видим, результирующий выходной ток содержит только
постоянную составляющую и вторую гармонику. Соответственно
напряжение на нагрузке оказывается чисто гармоническим с часто-
464
Раздел 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
той 2(0. Отсутствие в составе результирующего тока других гармо-
ник позволяет упростить выходную цепь УЧ, исключив из её со-
става избирательную цепь С], L, С2. Обратим внимание, что при
использовании ПТ в схему УЧ (рис. 18.2) для повышения эффек-
тивности преобразования частоты сигнала может потребоваться
ввести цепь смещения.
ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ
УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Выше мы рассмотрели УЧ, в том числе и на транзисторах, в ко-
торых умножение частоты осуществляется за счёт отсечки коллек-
торного тока. Транзистор в таких УЧ обычно работает в режиме
«большого сигнала». В то же время в транзисторных ГВВ возмож-
но умножение частоты за счёт нелинейного характера ёмкости пе-
рехода коллектор-база. Транзисторные УЧ, в которых используется
эффект нелинейности ёмкости коллекторного перехода, носят на-
звание параметрических.
Принцип параметрического умножения частоты в транзистор-
ных генераторах целесообразно использовать при частоте выход-
ного сигнала, превышающей в 2...3 раза значение граничной час-
тоты транзистора /,р = Ро/р, где 0о - статический коэффициент пере-
дачи по току транзистора в схеме с общим эмиттером; Ур - частота,
на которой модуль коэффициента передачи по току транзистора
при включении с общим эмиттером уменьшается в 72 раз по срав-
нению со статическим коэффициентом 0о- Только в этом случае
умножение частоты в основном будет происходить за счёт пара-
метрического эффекта и в меньшей степени за счёт нелинейности
статических ВАХ и отсечки коллекторного тока.
Параметрическое умножение частоты в транзисторном генера-
торе осуществляется с большим КПД, поэтому параметрические
транзисторные УЧ обеспечивают заметно большее значение вы-
ходной мощности, чем УЧ с отсечкой коллекторного тока. Часто
мощность и-й гармоники оказывается почти такой же, как мощ-
ность основной гармоники при работе транзистора в режиме уси-
ления. Использование параметрического эффекта в транзисторах
для умножения частоты позволяет заметно расширить диапазон
рабочих частот этого класса приборов при включении транзистора
по схеме с общим эмиттером.
На рис. 18.3 представлена общая структурная схема параметри-
ческого умножителя частоты на транзисторе.
ЛЕКЦИЯ 18*
465
В схеме имеется четыре фильтра последовательного типа: Фь
Ф2, Фз, Ф4- Фильтр Фь включенный в коллекторную цепь, настраи-
вается на частоту основной - первой гармоники со. Фильтр Ф3,
включенный последовательно с нагрузкой R„, настраивается на
частоту интересующей гармоники по. Фильтр Ф2 настраивается на
промежуточную гармонику ко для усиления эффекта умножения
частоты. В частности, при п = 3 и 4 к - 2. Фильтр Ф4 служит для
обеспечения малого сопротивления цепи эмиттер-база на рабочей
частоте по. Пунктиром на схеме (рис. 18.3) показана ёмкость пере-
хода коллектор-база Скб, за счёт которой осуществляется парамет-
рическое умножение частоты, и сопротивление потерь в этой ём-
кости Rs.
-На рис. 18.4 показана принципиальная схема транзисторного
параметрического утроителя частоты.
Рис. 18.4
Напряжение смещения создаётся за счёт базового тока 1^. Кон-
денсатор ёмкостью С6 может отсутствовать, так как обычно сопро-
тивление R& мало по сравнению с со£бл- Возможно применение
эмитгерного смещения.
466
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Коэффициент полезного действия коллекторной цепи парамет-
рических транзисторных УЧ
Чкол П
Ч)
обычно лежит в пределах 10...30 %. В связи с этим подобные
УЧ применяются в качестве маломощных каскадов радиопере-
датчиков.
На рис. 18.5 для сравнения приведена принципиальная схема
транзисторного утроителя частоты, в котором умножение частоты
сигнала осуществляется за счёт отсечки коллекторного тока.
Рис. 18.5
В выходной цепи транзистора включен П-контур (с учётом вы-
ходной ёмкости транзистора), настроенный на третью гармонику
коллекторного тока. Для подавления побочных составляющих то-
ка: первой и второй гармоник, как наиболее сильных, в коллектор-
ную цепь включаются последовательные фильтры, настроенные
соответственно на основную частоту ю и вторую гармонику 2ю.
Для третьей гармоники Зю эти фильтры представляют индуктивное
сопротивление, которое учитывается при расчёте фильтра (П-кон-
тура) третьей гармоники. При умножении на 4 в схему необходимо
будет добавить ещё один последовательный фильтр.
Во входной цепи УЧ (рис. 18.5) имеется только фильтр (согла-
сующая цепь), настроенный на частоту основного (входного) сиг-
нала.
Нижний угол отсечки коллекторного тока устанавливается це-
пью эмиттерного смещения /?э, Сэ.
Из приведенного описания входных и выходных согласующих
цепей транзисторных параметрического (рис. 18.4) и непараметри-
ческого УЧ (рис. 18.5) нетрудно видеть их особенности.
ЛЕКЦИЯ 18*
467
Выходная цепь любого транзисторного УЧ (с отсечкой коллек-
торного тока и параметрического) может быть также реализована в
виде полосового фильтра, например, из двух параллельных конту-
ров с внешней ёмкостной связью.
ДИОДНЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
В качестве УЧ в современных радиопередающих устройствах
широко используют УЧ на специально созданных для этих целей
диодах: диодах с нелинейной ёмкостью (ДНЕ) и диодах с накопле-
нием заряда (ДНЗ)10. Интерес к подобным УЧ огромен, так как эф-
фективность преобразования входного сигнала в таких УЧ доволь-
но высока. Кроме того, не требуются источники питания и рабочий
диапазон таких УЧ намного выше, чем при использовании многих
других типов генераторных приборов.
ДНЕ обладают нелинейной ёмкостью двух типов: барьерной и
диффузионной. Первая из них обусловливается накоплением заря-
дов противоположного знака по обе стороны р - «-перехода. Уве-
личение запирающего напряжения на переходе расширяет обед-
нённый слой, что приводит к уменьшению величины барьерной
ёмкости Сб. Диоды с явно выраженной нелинейностью барьерной
ёмкости носят название варикапов11. В общем случае зависимость
барьерной ёмкости р - «-перехода от величины обратного напря-
жения на переходе описывается выражением
С6=С,= С°	('8.4)
1+^-П
I Фо )
где С, - ёмкость варикапа, равная барьерной ёмкости перехода;
Со - начальная ёмкость перехода при напряжении на переходе еП = 0;
Фо - величина контактной разности потенциалов, т.е. напряжение
на переходе при отсутствии внешнего напряжения ( ф0= 0,4.. .0,6 В -
10 ДНЕ и ДНЗ носят название параметрических диодов, а УЧ с их использованием -
диодных параметрических умножителей частоты. Очевидно, возможна реализа-
ция УЧ на диоде за счёт отсечки тока проводимости, как в лампе или транзи-
сторе. Однако эффективность таких УЧ будет очень низка.
11 От английских слов Variable Capacitance - переменная ёмкость. Первоначально
такие диоды использовались для электронной перестройки контуров путём из-
менения запирающего напряжения на полупроводниковом переходе диода.
468
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
для кремниевых диодов и ф0= 0,2...0,3 В - для германиевых дио-
дов); у - коэффициентр - «-перехода, зависящий от распределения
примесей в переходе, имеющий величину 1/3 при «плавном пере-
ходе» (диффузионный тип перехода) и 1/2 при «резком переходе»
(сплавной тип перехода). Возможны и другие значения 1/3 < у < 1/2,
а также значения у = 1.. .2 для «сверхрезких переходов». На рис. 18.6
показаны зависимости нормированной ёмкости р - «-перехода
(18.4) при разных у: 1/3; 1/2; 1.
Второй тип нелинейной ёмкости - диффузионная ёмкость Сд
выявляется при открытом состоянии диода и обусловливается из-
быточной концентрацией неосновных носителей, инжектирован-
ных по одну сторону р - «-перехода. При еп < 0 диффузионная ём-
кость Сд = 0 и резко увеличивается по мере приближения е„ к Е -
напряжению, при котором открывается диод (по величине напряже-
ние Е равно ф0, "но имеет противоположную полярность). Характер
зависимости диффузионной ёмкости диода показан на рис. 18.7.
Диффузионная ёмкость Слр - «-перехода диода на несколько по-
рядков превышает его барьерную ёмкость С6. При отпирании дио-
да диффузионная ёмкость перехода Сд добавляется к его барьерной
ёмкости Сб. Резкое увеличение ёмкости р - «-перехода при его от-
крывании увеличивает накапливаемый на ней заряд и ток через
неё, что способствует увеличению преобразуемой диодом мощно-
сти. ДНЕ, работающие с открыванием перехода, носят название
варакторов и специально предназначены для умножения частоты.
На рис. 18.8 показано изменение результирующей ёмкости
ДНЕ с открыванием перехода - варактора (С6 + Сд).
ЛЕКЦИЯ 1Г
469
При использовании ДНЕ в УЧ к нему прикладывается обратное
напряжение постоянной величины, определяющее рабочую точку
Соответственно вместо (18.4) для ёмкости варикапа (барьерной
ёмкости) можно записать:
Св сб - Св рт
(фр+1 £врт l)Y
(Фо+1еп1)т
(18.5)
Результирующее напряжение на переходе варикапа еп = Еврт + м(0,
где u(t) - переменное напряжение, не заходит в область положи-
тельных значений, тогда как у варактора оно заходит в положи-
тельную область. Соответственно ёмкость перехода у варактора
изменяется в больших пределах и более резко, что увеличивает как
ур.овень входного сигнала, прикладываемого к диоду, так и содер-
жание гармонических составляющих переходного процесса при пе-
реходе диода из одного состояния, например закрытого, в другое -
открытое и наоборот.
Помимо ДНЕ: варикапов и варакторов - разработаны специ-
альные диоды с ещё более резким изменением заряда на переходе,
соответственно и ёмкости при переходе из открытого состояния в
закрытое и наоборот. Такие диоды получили название диодов с
накоплением заряда (ДНЗ). В закрытом состоянии, у ДНЗ обычно
коэффициент перехода у = 1/5, т.е. ёмкость перехода в закрытом
состоянии почти не изменяется. В открытом состоянии в области
перехода накапливается большой заряд, который рассасывается за
определённое время при смене полярности напряжения на перехо-
де. Продукт переходного процесса обогащён гармоническими со-
ставляющими.
Итак, в любом диодном параметрическом УЧ используется не-
линейное изменение ёмкости перехода при изменении его режима.
Соответственно умножительный (параметрический) диод в эквива-
лентной схеме УЧ представляется нелинейной ёмкостью. Переход-
470
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ные процессы в области перехода сопровождаются потерями мощ-
ности, что учитывается введением в схему сопротивления потерь.
Соответственно ёмкость перехода можно характеризовать её доб-
ротностью. С повышением рабочей частоты необходимо учитывать
индуктивности вводов диода и монтажную ёмкость, что, естест-
венно, усложняет эквивалентную схему УЧ.
Основными элементами диодного УЧ являются: источник
входного сигнала, диод, полезная нагрузка. Очевидно, эти три эле-
мента могут быть соединены либо параллельно, либо последова-
тельно. Помимо указанных элементов в схему диодного УЧ непре-
менно входят как минимум два фильтра: один на частоту входного
сигнала со, другой - на интересующую гармонику исо.
На рис. 18.9 показаны так называемые параллельная (а) и по-
следовательная (б) схемы параметрических диодных УЧ. В УЧ па-
раллельного типа фильтры представляют последовательные коле-
бательные контуры, а в УЧ последовательного типа в качестве
фильтров используются параллельные колебательные контуры. В
общем случае выходные фильтры в любой из схем могут представ-
лять как последовательные, так и параллельные одиночные конту-
ры или системы связанных контуров.
Если полагать фильтры идеальными, т.е. имеющими в УЧ па-
раллельного типа (рис. 18.9,а) бесконечно большое сопротивление
на всех частотах, кроме резонансных, а в УЧ последовательного
типа (рис. 18,9,6) бесконечно малое сопротивление на всех часто-
тах, кроме резонансных, то можно считать, что в УЧ параллельно-
ЛЕКЦИЯ 18’
471
го типа переменный ток, протекающий через диод, содержит толь-
ко первую и и-ю гармоники:
i(f) = cos(<of + ф]) + In cos(kg)/ + ф„ ),	(18.6)
а в УЧ последовательного типа переменное напряжение на диоде
u(t) = Ux cos(cof + ф)) + Un cos(mo/ + ф„ ),	(18.7)
где ф1, фп — начальные фазы соответствующих параметров.
Во всех схемах диодных УЧ на диод подаётся постоянное на-
пряжение £,рт, задающее рабочую точку на характеристике (см.
рис. 18.8). Напряжение может подаваться как от отдельного источ-
ника, так и автоматически за счёт среднего (постоянного) тока
диода. Постоянная составляющая тока диода возможна только при
открывании перехода, что всегда имеет место в варакторных УЧ и
УЧ на ДНЗ. При использовании варикапа переход находится в за-
крытом состоянии и постоянного тока через диод нет, поэтому по-
требуется независимое смещение. Однако часто и в схеме с вари-
капом используют автосмещение, заходя частично в область от-
крытого состояния диода. Использование автосмещения во всех
схемах параметрических диодных умножителей частоты позволяет
стабилизировать режим работы диода и способствует увеличению
выходной мощности и коэффициента преобразования.
При анализе диодных параметрических УЧ параллельного типа
используют соотношение, связывающее заряд на переходе с проте-
кающим через него током
t
q =	.
о
При этом напряжение на переходе
р(/)бй
е (О ~ ~— =  -------’
П Св(еп) W
где переменная составляющая тока определяется (18.6), а ёмкость,
например, закрытого перехода определяется (18.5).
Форма напряжения на переходе оказывается отличной от гар-
монической, что указывает на наличие в нём многих гармониче-
ских составляющих.
При анализе диодных параметрических УЧ последовательного
типа используют соотношение, связывающее заряд на переходе с
напряжением на нём
472
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
4 = fC.(en)^n-
О
При этом ток через переход
-W=f=c.(e„A.
at	at
Форма тока оказывается отличной от гармонической, что ука-
зывает на наличие в нем многих гармонических составляющих.
Например, если принять |£»рт| » ф0, то с учётом (18.5), (18.7)
в последнем случае можно считать
*')«с,рт
! 1 «(О Y du(t)
1^врт1_ dt
~С
^врт
их COS((Of + <Pj) + Uп cos(n(i)t + Ф„ )
I рт I
х(-<оЦ sin(<a/ + Ф0-na>Un smtmctt + фи)).	(18.8)
Разлагая сомножитель в степени (-у) в ряд и ограничивая число
членов, можно определить гармонические составляющие ёмкост-
ного тока через переход.
Параллельная схема диодного УЧ обычно используется в мощ-
ных каскадах, так как, благодаря возможности соединения диода с
корпусом устройства, облегчается его охлаждение. В то же время в
параллельной схеме, если используется варикап или варактор с ко-
эффициентом р - «-перехода у = 1/2, возможна генерация только
второй гармоники. Однако, если ввести в схему дополнительный
фильтр - последовательный колебательный контур, то через диод
будет протекать переменный ток не двух (18.6), а трёх гармоник, и
в этом случае происходит генерирование колебаний с частотами
Зм, 4<в и т.д. Следует отметить, что дополнительный фильтр часто
включают в параллельной схеме УЧ и при использовании варикапа
или варактора с у - 1/3, что позволяет повысить эффективность
преобразования входного сигнала.
Структурная схема диодного параметрического УЧ параллель-
ного типа с дополнительным фильтром, обычно называемым холо-
стым контуром, показана на рис. 18.10. Дополнительный фильтр -
холостой контур - настраивается на частоту ка> < па>.
ЛЕКЦИЯ 18
473
Рис. 18.10
УЧ по параллельной схеме имеют сравнительно низкие значе-
ния входного и выходного сопротивлений, что часто затрудняет
согласование их с нагрузкой и источником входного сигнала.
При использовании варакторов параллельная схема УЧ приме-
няется в мощных каскадах при и = 2 и 3. С увеличением номера
гармоники заметно падает выходная мощность.
Параллельная схема широко используется в УЧ на ДНЗ, которые
обычно превосходят по мощности варакторные УЧ и используются
при больших значениях п (и = 8... 10 и более раз). В силу большей
мощности, соответственно и больших токов, входное и выходное со-
противления УЧ на ДНЗ существенно меньше, чем у варакторных УЧ.
В последовательной схеме диодного УЧ возможна генерация
любой гармоники при любом значении коэффициента р - «-пере-
хода у. УЧ по такой схеме имеют высокие значения входного и вы-
ходного сопротивлений, что является их важным преимуществом.
Выходная мощность УЧ последовательного типа с ростом номера
вйделяемой гармоники падает в меньшей степени, чем в УЧ па-
раллельного типа. Поэтому последовательная схема диодного УЧ
находит широкое применение на СВЧ при больших значениях п.
В схеме удобно применение СВЧ цепей на основе несимметрич-
ных полосковых линий. Недостаток схемы - худшие условия для
охлаждения диода и наличие паразитной ёмкости диода на корпус
устройства, что порой затрудняет реализацию фильтров.
Эффективность преобразования входного сигнала .в диодных
УЧ определяется коэффициентом преобразования
П = Р„/Л!,
где Р„ - мощность выделяемой (полезной) гармоники; Р\ - вход-
ная мощность, т.е. мощность первой гармоники, поступающая от
источника входного сигнала (источника возбуждения).
Коэффициент преобразования диодного параметрического УЧ
также называют его коэффициентом полезного действия (КПД).
В УЧ на варикапах теоретически возможно преобразование
сигнала на любую гармонику с эффективностью 100 %. Для этого
474
Раздел 1 ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ёмкость перехода не должна иметь потерь и фильтрующие цепи
должны быть без потерь и построены так, чтобы в УЧ существова-
ли только основная и выделяемая гармоники. Реально достижимы
значения коэффициента преобразования в таких УЧ до 75 % в уд-
воителях частоты и до 40 % в утрОителях частоты.
В варакторных УЧ коэффициент преобразования при п = 2 и 3
достигает 60...70 %. С повышением номера гармоники он падает и
при п > 4 или 5 УЧ на ДНЗ обеспечивают существенно большее
значение коэффициента преобразования, чем варакторные УЧ. При
п = 2 и 3 коэффициент преобразования УЧ на ДНЗ примерно, как у
варакторного УЧ.
На рис. 18.11 представлены возможные принципиальные схемы
диодных УЧ.
Схемы (рис. 18.11,а, б) — утроители частоты по параллельной
схеме с дополнительным контуром, настроеннным на вторую гар-
монику 2со. В выходном фильтре схемы (рис. 18.11,6) применены
отрезки несимметричных полосковых линий, причём выходной
фильтр представляет систему двух связанных контуров.
Схема (рис. 18.11,в) - удвоитель частоты с двумя диодами. Це-
пи Li, СД1 и L2, СД2 настраиваются на частоту входного сигнала со, а
цепи Zi, СД1, £з, Ci, С2 и L2, СД2, L2, Сь С2 - на частоту второй гар-
моники 2со. СДр СД2 - ёмкости переходов соответствующих диодов.
Входные сигналы на диоды подаются в противофазе, как в двух-
тактных схемах генераторов. Соответственно ёмкости переходов
изменяются в противоположные стороны и по первой гармонике
диоды оказываются включенными последовательно. По второй
гармонике диоды подключаются параллельно к нагрузке, как в об-
щем проводе двухтактного генератора.
Во всех схемах показано автоматическое смещение. В боль-
шинстве случаев сопротивление автосмещения 7?сы = 50...300 кОм.
Согласование с источником входного сигнала (источником
возбуждения) во всех представленных схемах (рис. 18.11) обеспе-
чивается с помощью ёмкостных делителей. Согласование с полез-
ной нагрузкой в схемах (рис. 18.11,а, в) также обеспечивается с
помощью ёмкостных делителей (ёмкостная связь), а в схеме
(рис. 18.11,6) применена кондуктивная связь с нагрузкой. Блокиро-
вочная индуктивность £6л в схеме (рис. 18.11,6) может отсутство-
вать в силу большой величины 7?сы (см. схему рис. 18.1 \,а).
В заключение отметим, что при любом подходе к разработке
параметрического диодного УЧ важным является этап его макети-
рования.
ЛЕКЦИЯ 18
475
б
в
Рис. 18.11
В транзисторных радиопередатчиках СВЧ, на рабочей частоте
которых невозможно усиление сигнала, первоначально на частоте,
существенно ниже рабочей, доводят сигнал до мощности, во много
раз превышающей выходную мощность передатчика. Эту мощ-
ность подводят к диодному УЧ, с помощью которого повышают
частоту сигнала до рабочего значения, обеспечивая при этом с учё-
том коэффициента преобразования (КПД) УЧ требуемый уровень
выходного сигнала радиопередатчика. Естественно, при таком
подходе на диоде рассеивается весьма значительная мощность, с
чем приходится мириться, считая это своеобразной платой за пере-
нос спектра полезного сигнала в область тех частот, достижение
которых невозможно иными способами при существующем уровне
развития транзисторной техники.
476
Раздел I ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 18
1.	Получйте на основании (18.1) выражение для cos0 при удвоении
частоты и выборе Ес = Ес. Сделайте выводы.
2.	Представьте временные диаграммы анодного тока и его второй
гармоники, мгновенного напряжения на входе и выходе удвоителя часто-
ты при выборе Ес = Ес. Какие будут отличия, если выбрать Ес более отри-
цательным, чем Ес?
3.	Опишите отличия ДХ анодного тока в режиме удвоения частоты
от ДХ анодного тока усилителя. Поясните их. Изобразите отдельно ДХ
анодного тока усилителя и удвоителя частоты при одинаковых напряже-
ниях на электродах ламп.
4.	Представьте временные диаграммы анодного тока и мгновенных
напряжений на электродах ламп для утроителя частоты при выборе Ес,
соответствующего 0 = 120° и 0 = 40°. Какие отличия и почему?
5.	Опишите назначение элементов в схеме параметрического транзи-
сторного УЧ рис. 18.4.
6.	Опишите особенности схем транзисторных УЧ рис. 18.4 и 18.5.
7.	На каких принципах возможно умножение частоты с использова-
нием диодов? Используя приведенные в лекции выражения, получите
выражение (18.8).
8.	Воспользуйтесь разложением в ряд сомножителя в степени (-у) в
(18.8) и, взяв, например, три члена разложения, определите составляющие
тока через переход варикапа. Сделайте выводы.
9.	Покажите пути протекания составляющих тока диода в схемах
рис. 18.11.
10.	Опишите сходство и различие схем о) и б) рис. 18.11.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 18
1.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А. Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
2.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгиль-
дян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. - 3-е
изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1996. - 560 с.
3.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Б.П. Терентьев,
Н.И. Калашников, Л.Е. Клягин, Б.Б. Штейн; Под ред. Б.П. Терентьева. -
М.: Связь, 1972.-456 с.
4.	Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики. - М.: Энергия,
1976.-448 с.
5.	Петров Б.Е., Романюк В.А. Радиопередающие устройства на полу-
проводниковых приборах: Учеб, пособие для радиотехн. спец, вузов. -
М.: Высш, шк., 1989.-232 с.
6.	Бруевич А.Н. Умножители частоты. - М.: Сов. радио, 1970. - 248 с.
7.	Жаботинский М.Е., Свердлов Ю.Л. Основы теории и техники ум-
ножения частоты. - М.: Сов. радио, 1964. - 327 с.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение..................................................5
Раздел 1. Генераторы с внешним возбуждением...............9
ЛЕКЦИЯ 1. Назначение генератора с внешним возбуждением
(ГВВ). Классификация ГВВ по режимам: усиление напряже-
ния, усиление мощности, умножение частоты, преобразование
частоты. Принципиальная схема, основные элементы, принцип
работы ГВВ на электронной лампе и биполярном транзисторе.
Амплитудные и фазовые соотношения между сигналами во
входной и выходной цепях лампового и транзисторного ГВВ.......9
ЛЕКЦИЯ 2. Энергетические соотношения в выходной и вход-
ной цепях ГВВ. Возможности повышения энергетических по-
казателей ГВВ на электронных лампах и транзисторах...........27
ЛЕКЦИЯ 3. Динамические характеристики и формы импуль-
сов выходного тока генераторной лампы и транзистора. Клас-
сификация режимов работы ГВВ по напряжённости и нижне-
му углу отсечки выходного тока АЭ............................40
ЛЕКЦИЯ 4. Аппроксимация статических ВАХ генераторных
ламп и транзисторов. Уравнения выходного тока АЭ ГВВ для
разных режимов работы по напряжённости при кусочно-
линейной аппроксимации статических ВАХ. Определение эк-
вивалентных параметров аппроксимированных статических
ВАХ.....................................................51
ЛЕКЦИЯ 5. Аппроксимированные динамические характеристики
выходного тока ламп и транзисторов при работе ГВВ в режиме
усиления. Гармонический анализ импульсов выходного тока
ламп и транзисторов при кусочно-линейной аппроксимации
статических ВАХ. Основные коэффициенты разложения им-
пульсов токов косинусоидальной формы......................85
ЛЕКЦИЯ 6. Выбор оптимального режима работы лампы и
транзистора в ГВВ. Критерии оптимальности режима по ос-
новным параметрам........................................103
478
ОГЛАВЛЕНИЕ
ЛЕКЦИЯ 7. Выбор АЭ по заданным требованиям к усилите-
лю мощности. Инженерный метод расчёта ламповых и транзи-
сторных ГВВ - усилителей мощности, оптимальных по раз-
ным критериям................................................124
ЛЕКЦИЯ 8. Зависимость режима работы ГВВ от сопротивле-
ния нагрузки в выходной цепи и питающих напряжений на
электродах АЭ. Обобщённые нагрузочные характеристики ге-
нератора. Особенности работы ГВВ на комплексную нагрузку
АЭ. Настроечные (регулировочные) характеристики ГВВ..........146
ЛЕКЦИЯ 9. Эквивалентная схема выходной цепи ГВВ при
разных режимах работы по напряжённости. Амплитудно- и
фазочастотная характеристики (АЧХ и ФЧХ) ГВВ.................176
ЛЕКЦИЯ 10. Требования к цепям согласования АЭ с полезной
нагрузкой ГВВ. Использование параллельного колебательного
контура в качестве цепи согласования (ЦС) АЭ с полезной на-
грузкой генератора. Согласование АЭ с полезной нагрузкой
генератора на одной частоте. КПД ЦС. Понятие о согласова-
нии АЭ с нагрузкой в диапазоне частот и в заданной полосе
частот. Простые и сложные ЦС. Разбивка диапазона частот на
поддиапазоны. Принципы расчёта номиналов элементов ЦС и
оценка потерь в них..........................................194
ЛЕКЦИЯ 11. Фильтрация побочных компонентов выходного
тока АЭ ГВВ колебательной системой генератора. Обеспече-
ние требуемой фильтрации.....................................245
ЛЕКЦИЯ 12. Колебательные системы ГВВ на основе отрезков
длинных линий. Определение геометрической длины отрезка,
добротности и эквивалентного сопротивления колебательной
системы (контура). Эквивалентные и действующие параметры
колебательных контуров из отрезков длинных линий. На-
стройка контуров из отрезков длинных линий. Связь с полез-
ной нагрузкой контуров из отрезков длинных линий. Расчет
элементов связи............................................  262
ЛЕКЦИЯ 13. Общие принципы составления схем ГВВ. Схемы
последовательного и параллельного питания входных и вы-
ходных электродов АЭ ГВВ. Применение разделительных и
блокировочных конденсаторов, блокировочных дросселей для
разделения постоянных и переменных составляющих токов
входных и выходных электродов АЭ. Схемы подачи смещения
в ГВВ. Схемы питания накала ламп. Определение номиналов
разделительных и блокировочных элементов в цепях питания
ГВВ. Включение измерительных приборов для контроля ре-
жима настройки ГВВ. Схемы питания второй (экранной) сетки
тетродов и пентодов в ГВВ. Межкаскадные цепи связи ГВВ........311
ОГЛАВЛЕНИЕ
479
ЛЕКЦИЯ 14. ГВВ с общей сеткой и с общей базой. Частотные
свойства ГВВ с общим катодом (ОК) и с общей сеткой (ОС).
Принцип работы, энергетические соотношения и основные
показатели ГВВ с ОС. Сравнение ГВВ с ОС и ОК. Расчёт ГВВ
с ОС. Практические схемы ГВВ с ОС. Особенности ГВВ с об-
щей базой (ОБ) и его применение................................341
ЛЕКЦИЯ 15. Необходимость сложения мощностей АЭ. Па-
раллельное и двухтактное включения АЭ. Свойства ГВВ с па-
раллельным и двухтактным включением АЭ, энергетические
соотношения в них. Особенности схем с параллельным и
двухтактным включением транзисторов............................366
ЛЕКЦИЯ 16. Блочный принцип сложения мощностей ГВВ.
Сложение мощностей ГВВ в пространстве. Мостовой принцип
сложения мощностей ГВВ, его особенности. Режимы мосто-
вых схем в аварийных случаях. Примеры мостовых схем, их
сравнение................................................400
ЛЕКЦИЯ 17. ГВВ СВЧ на металлокерамических лампах. Дву-
сторонний и односторонний варианты конструкций ламповых
ГВВ СВЧ, их особенности. Расчёт режима лампового ГВВ
СВЧ. Транзисторные ГВВ СВЧ...............................426
ЛЕКЦИЯ 18. Области применения умножителей частоты. Ум-
ножитель частоты как разновидность ГВВ. Умножитель часто-
ты с безынерционным управлением АЭ, особенности режимов
и расчёта. Параметрические транзисторные умножители час-
- тоты. Диодные умножители частоты (на варикапах, варакторах
и диодах с накоплением заряда).............................451
УЧЕБНОЕ ИЗДАНИЕ
Геннадий Алексеевич Дегтярь
УСТРОЙСТВА ГЕНЕРИРОВАНИЯ
И ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ
ЧАСТЫ
Учебник
Редактор И.Л. Кескевич
Корректор Л.Н. Ветчакова
Художник-дизайнерЕ.Ю. Мишель
Компьютерная верстка Н В Белова
Лицензия ИД № 04303 от 20.03.01
Подписано в печать 07.02.05
Формат 60x90 1/16. Бумага офсетная
Уч.-изд. л. 30,0. Печ. л 30,0
Тираж 500 экз. Заказ Ks 158
Издательство Новосибирского государственного
технического университета
630092, г. Новосибирск, пр. К. Маркса, 20
Тел. (383-2)46-31-87
E-mail- office@publisli.nstu ru
Отпечатано в типографии
Новосибирского государственного технического университета
6300^2, г. Новосибирск, пр. К. Маркса, 20