РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ
СЕРИИ «УЧЕБНИКИ НГТУ»
д-р техн, наук, проф. (председатель) А.С. Востриков
д-р техн, наук, проф. (зам. председателя) Н.В. Пустовой
канд. техн, наук, проф. Ю.А. Афанасьев
д-р. техн, наук, проф. А.Г. Вострецов
д-р. техн, наук, проф. В.В. Губарев
д-р. техн, наук, проф. В.А. Гридчин
д-р. техн, наук, проф. В.И. Денисов
д-р. экон, наук, проф. К. Т. Джурабаев
д-р. филос. наук, проф. В.И. Игнатьев
д-р. техн, наук, проф. КП. Кадомская
д-р. филос. наук, проф. В.В. Крюков
д-р. физ.-мат. наук, проф. ГЕ. Невская
д-р. физ.-мат. наук, ст. науч. сотр. В.В. Покасов
д-р. техн, наук, проф. X. М. Рахимянов
д-р. техн, наук, проф. Ю.Г. Соловейчик
д-р. техн, наук, проф. А.А. Спектор
д-р. техн, наук, проф. А.И. Шалин
д-р. техн, наук, проф. А.Ф. Шевченко
д-р. техн, наук, проф. ГМ. Шумский
Г. А. ДЕГТЯРЬ
УСТРОЙСТВА
ГЕНЕРИРОВАНИЯ
И ФОРМИРОВАНИЯ
СИГНАЛОВ
Учебник
Часть 2
НОВОСИБИРСК
2 0 0 5
УДК 621.373.14(075.8)
Д261
Рецензенты: доц. А.М. Михеенко (СибГТУ),
проф. В.А. Аржанов, доц. А.К. Ельцов (ОмГТУ)
Дегтярь Г.А.
Д 261 Устройства генерирования и формирования сигналов:
Учебник. - Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2005. - Часть 2. -
548 с. - (Серия «Учебники НГТУ»).
ISBN 5-7782-0508-9
Настоящий учебник написан в виде лекций по основным вопросам,
связанным с генерированием и формированием электрических сигналов,
входящим в программу курса «Устройства генерирования и формирования
сигналов» и подобным курсам, составляющим основу подготовки специа-
листов радиотехнического профиля. Изложенный в лекциях материал даёт
основы по соответствующей дисциплине и позволит студенту, усвоившему
материал лекций, успешно расширять свои знания в области указанной
дисциплины и других родственных дисциплин. Учебник состоит из двух
частей.
В первой части рассмотрены вопросы, относящиеся к генераторам с
внешним возбуждением (ГВВ): усилителям напряжения и мощности на
электронных лампах и биполярных транзисторах, умножителям частоты, в
том числе на транзисторах, варикапах и варакторах, ДНЗ. Вторая часть по-
священа автогенераторам (АГ), стабилизации частоты АГ, построению
диапазонных возбудителей радиопередатчиков с использованием кварца и
квантовых стандартов частоты, а также вопросам амплитудной, однополос-
ной, частотной и фазовой модуляции генераторов, амплитудного, частотно-
го и фазового телеграфирования (АТ, ЧТ, ДЧТ, ФТ), импульсной модуля-
ции. Сюда же в качестве приложений вошли широкополосные генераторы
- усилители мощности, учёт инерционных явлений в ламповых и транзи-
сторных ГВВ, ламповые и транзитсорные АГ СВЧ.
Учебник предназначен студентам, обучающимся по специальности
200700 Радиотехника направления подготовки дипломированного специа-
листа 654200 Радиотехника и подходит под требования государственного
образовательного стандарта к минимуму содержания дисциплины по дру-
гим специальностям указанного направления, предусматривающим изуче-
ние дисциплины с таким же или близким названием.
УДК 621.373.14(075.8)
ISBN 5-7782-0508-9	© Г. А. Дегтярь, 2005
© Новосибирский государственный
технический университет, 2005
ВВЕДЕНИЕ
q [ астоящая книга является второй частью учебника, по-
J L священного устройствам генерирования и формирования
сигналов (УГФС).
В первой части рассмотрены вопросы, относящиеся к генерато-
рам с внешним возбуждением (ГВВ): усилителям напряжения и
мощности на электронных лампах и биполярных транзисторах,
умножителям частоты, в том числе на транзисторах, варикапах и
варакторах, диодах с накоплением заряда (ДНЗ).
Во вторую часть книги включены вопросы, относящиеся к ав-
тогенераторам (АГ) и модулируемым генераторам, теории АГ, в
том числе одноконтурных и многоконтурных АГ, стабилизации
частоты АГ и построению диапазонных возбудителей радиопере-
датчиков с использованием кварца и квантовых стандартов часто-
ты. Рассмотрены основные способы осуществления амплитудной
модуляции (AM) в ламповых и транзисторных ГВВ, включая од-
нополосную модуляцию (ОМ), особенности усиления AM колеба-
ний; способы осуществления частотной и фазовой модуляции (ЧМ
и ФМ), амплитудного, частотного и фазового телеграфирования
(АТ, ЧТ, ДЧТ, ФТ), импульсной модуляции (работа генератора ко-
роткими импульсами).
Во вторую часть в виде приложений включён также материал, от-
носящийся к вопросам построения широкополосных генераторов -
усилителей мощности, учёта инерционных явлений в ламповых и
транзисторных ГВВ. Материал является продолжением первой
части учебника. В отдельное приложение вынесен материал по
ламповым и транзисторным АГ сверхвысоких частот (АГ СВЧ),
относящийся к разделу генераторов с самовозбуждением - автоге-
нераторам.
Раздел 2
ГЕНЕРАТОРЫ
С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ -
АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ЛЕКЦИЯ 19
Генератор с самовозбуждением - автогенератор (АГ). ~
Сходство и различие ГВВ и АГ. ~ Назначение АГ и
предъявляемые к ним требования в радиоаппаратуре. ~
Единая эквивалентная схема АГ на электронной лампе
и биполярном транзисторе. ~ Уравнение установившегося
режима АГ. ~ Баланс фаз, баланс амплитуд в АГ. ~
Условие самовозбуждения АГ. ~ Одноконтурные ламповые
и транзисторные АГ: особенности, схемы, область
применения. ~ Выбор АЭ для АГ и режима его работы. ~
Основы расчёта режима и схемы АГ. ~ Обобщённая
трёхточечная схема АГ. ~ Ёмкостная и индуктивная
трёхточки АГ, сравнение их
/Т2 настоящей лекции мы будем вести речь об автогенерато-
х/ рах гармонических электрических колебаний, выполняе-
мых на электронных лампах и биполярных транзисторах (БТ), от-
рицательное сопротивление1 в схемах которых появляется за счёт
1 В ч. 1, лекции 3 отмечалось, что динамическая характеристика (ДХ) анодного
тока лампы или коллекторного тока транзистора в системе выходных координат
имеет участок с отрицательной крутизной, наличие которого и делает возмож-
ным производить усиление и ряд других преобразований сигнала в ГВВ на лам-
пе и БТ. При этом лампа или БТ может рассматриваться как отрицательное со-
противление. Именно эта особенность позволяет построить АГ на лампе или БТ,
что ниже и будет рассмотрено. Существуют полупроводниковые диоды, в част-
ности туннельные диоды (ТД), имеющие падающий участок, т.е. участок с от-
рицательной крутизной, на вольт-амперной характеристике. ТД и подобные им
приборы используются исключительно на СВЧ. Существуют также специаль-
ные электронные приборы СВЧ, используемые в качестве независимых источ-
ников колебаний: магнетроны, отражательные клистроны, ЛОВ.
ЛЕКЦИЯ 19
7
положительной обратной связи. Использование электронных ламп
и транзисторов позволяет построить автогенератор (АГ) практиче-
ски на любую частоту и мощность, что и обусловливает их самое
широкое распространение в радиоаппаратуре. АГ является первич-
ным источником гармонического сигнала в любой радиотехниче-
ской системе, в первую очередь, в радиопередатчике. Нас будут
интересовать АГ высокочастотных, т.е. радиочастотных, колеба-
ний. Как всякая радиочастотная цепь, интересующие нас АГ стро-
ятся с использованием индуктивных L и ёмкостных С элементов.
Поэтому такие АГ называют L, С-автогенераторами, отличая этим
их от относительно низкочастотных R, С-автогенераторов.
Отличие любого АГ на лампе или транзисторе от ГВВ на такой
же лампе или таком же транзисторе состоит в том, что в АГ сигнал
возбуждения на управляющий (входной) электрод АЭ подаётся не
от стороннего (внешнего) источника, а от собственной нагрузки в
выходной (анодной или коллекторной) цепи АЭ через цепь обрат-
ной связи. Поэтому в АГ частота получаемых колебаний определя-
ется не внешним источником, как в ГВВ, а его собственными па-
раметрами: электрической цепью, присоединённой к лампе или
транзистору, и режимом лампы или транзистора. В силу этой от-
меченной особенности автогенераторы называют также генерато-
рами с самовозбуждением, в отличие от генераторов с внешним
или независимым возбуждением (ГВВ).
На рис. 19.1,о представлена уже хорошо известная нам схема
ГВВ на триоде с общим катодом. На рис. 19.1,6 показано преобра-
зование этой схемы ГВВ в АГ. Аналогично можно представить
схемы на транзисторе.
Рис. 19.1
Выше мы отмечали, что в АГ сигнал возбуждения, в отличие от
ГВВ, подаётся не от внешнего источника, а от собственной нагруз-
8
Раздел 2 ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ки в выходной цепи АЭ через цепь обратной связи. В схеме
рис. 19.1,6 такая цепь формируется с использованием катушек ин-
дуктивности L] и L2-
Для того чтобы схема рис. 19.1,6 работала как генератор с само-
возбуждением, т.е. как АГ, необходимо выполнение ряда условий.
Первое и основное условие известно как условие самовозбуж-
дения АГ. Оно раскрывает нам, в каком случае схема рис. 19.1,6
становится источником периодических колебаний, т.е. автогенера-
тором. На аналитическом определении условия самовозбуждения
АГ мы остановимся ниже, а сейчас затронем только физическую
картину процесса самовозбуждения в схеме рис. 19.1,6.
При включении всех питающих напряжений в схеме рис. 19.1,6
в начальный момент появляется нестационарный анодный ток ia
(в случае транзистора коллекторный ток гк), который протекает че-
рез ёмкостную Ск и индуктивную LK ветви контура в выходной це-
пи АЭ - генераторного прибора: лампы или транзистора. Проте-
кающий через индуктивную ветвь контура ток создаёт переменную
ЭДС в цепи катушки L2, которая через катушку Ц и катушку во
входной цепи АЭ (Lc в ламповом генераторе рис. 19.1,6) приклады-
вается ко входу АЭ, обусловливая сигнал возбуждения ис(Г) (в слу-
чае транзистора uq (z)). При правильном выполнении цепи обратной
связи, обеспечивающем определённую величину связи между па-
рами связанных катушек и соответствующую полярность соедине-
ния катушек Lb L2, наводимый сигнал возбуждения будет увеличи-
вать нестационарный ток в цепи контура, что, в свою очередь, при-
ведёт к дальнейшему росту переменной ЭДС и сигнала
возбуждения и т.д. Если же цепь обратной связи будет выполнена
неправильно, то появившаяся переменная ЭДС и соответствующий
сигнал возбуждения будут уменьшать нестационарный ток в цепи
контура, что, в свою очередь, будет уменьшать переменную ЭДС и
сигнал возбуждения, в результате чего нестационарный процесс в
схеме затухнет2.
Благодаря тому, что в схеме имеется избирательная цепь (кон-
тур Ск, LK), из нестационарного тока избирается периодический
компонент с частотой, практически совпадающей с резонансной
частотой избирательной цепи, т.е. в схеме появляются практически
гармонические колебания с частотой, равной резонансной частоте
контура.
2 Очевидно, при правильном выполнении цепи обратной связи в схеме рис. 19 1,6
должны устанавливаться гармонические напряжения во входной и выходной
цепях лампы как в схеме ГВВ рис. 19.1 .а, т.е. напряжение между сеткой и като-
дом будет в противофазе с напряжением между анодом и катодом.
ЛЕКЦИЯ 19
9
Рассмотренный выше процесс нарастания переменного компо-
нента выходного тока АЭ, соответственно и переменных напряже-
ний в схеме, не будет протекать беспредельно. Генераторный при-
бор (лампа или транзистор) представляет устройство, не дающее
возможности току возрастать до бесконечности. Известно, что ток
лампы или транзистора ограничивается током насыщения. Практи-
чески, благодаря нелинейности статических ВАХ лампы или тран-
зистора, процесс самовозбуждения устанавливается при значениях
токов, не достигающих тока насыщения.
После достижения током генераторного прибора определённой
величины в схеме устанавливаются стационарные колебания, т.е.
колебания, амплитуда и частота которых остаются постоянными.
При этом роль генераторного прибора сводится к поддержанию
постоянства этих колебаний. Условия, при которых в схеме под-
держиваются постоянные колебания, определяются основным
уравнением АГ в установившемся режиме и известны как условия
баланса фаз и баланса амплитуд.
В дальнейшем мы рассмотрим различные практические схемы
АГ, которые будут заметно отличаться от схемы рис. 19.1,б3. Од-
нако все рассматриваемые схемы АГ могут быть представлены в
виде единой эквивалентной схемы рис. 19.2, которая состоит из
двух параллельно включенных четырёхполюсников: активного,
описывающего работу генераторного прибора (лампы или транзи-
стора), и пассивного, образованного электрической цепью, присое-
динённой к генераторному прибору. Эта цепь определяет в основ-
ном частоту автоколебаний и выполняет функцию обратной связи.
3 Схема рис. 19.1,6 удобна для пояснения физики процесса самовозбуждения АГ,
но не может рассматриваться в качестве практической схемы. Практический ва-
риант такой схемы, известной как схема АГ с трансформаторной обратной свя-
зью, будет рассмотрен ниже. Для облегчения самовозбуждения схемы, как будет
показано, следует применить сеточное автосмещение.
10
P a з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ОБЩИЕ СООТНОШЕНИЯ
ДЛЯ УСТАНОВИВШЕГОСЯ РЕЖИМА АГ.
УСЛОВИЕ САМОВОЗБУЖДЕНИЯ АГ
Примем, что в схеме рис. 19.2 прошёл процесс самовозбужде-
ния и в ней установились стационарные гармонические колебания
с соответствующими комплексными амплитудами токов и напря-
жений. Каждый четырёхполюсник можно характеризовать своим, в
общем случае комплексным коэффициентом передачи. Если при-
нять, что в установившемся режиме со стороны одного плеча каж-
дого четырёхполюсника в схеме рис. 19.2 действует напряжение
*
комплексной амплитуды U\, а со стороны другого плеча действует
*
напряжение комплексной амплитуды Ui, то комплексный коэф-
фициент передачи по напряжению активного четырёхполюсника4
*
K = ^- = Kej(?*,	(19.1)
Ux
а комплексный коэффициент передачи по напряжению пассивного
четырёхполюсника
*
Р = -^- = рЛ₽.	(19.2)
и2
Очевидно, в установившемся режиме должно выполняться со-
отношение
*	I	*	*
К = — или КР = 1.	(19.3)
Р
Соотношение (19.3) часто называют основным уравнением АГ.
С учётом (19.1), (19.2) соотношение (19.3) распадается на два:
КР = 1,	(19.4)
фк +срр =0; 2л;....	(19.5)
4 В приводимой записи плечо 1 соответствует входу активного четырёхполюсни-
ка, а плечо 2 - его выходу.
ЛЕКЦИЯ 19
11
Первое выражение (19.4) определяет так называемое условие
баланса амплитуд и означает, что в стационарном состоянии вели-
чина коэффициента передачи по замкнутому контуру в схеме
рис. 19.2 равна единице. В случае АГ это также указывает, что
мощность, доставляемая генераторным прибором от источников
питания в цепь схемы, равна мощности потерь в элементах цепи.
Второе выражение (19.5) определяет условие баланса фаз и оз-
начает, что при обходе рассматриваемой цепи (рис. 19.2) мы полу-
чаем колебание в той же фазе. Применительно к АГ это означает,
что фазовый сдвиг входного и выходного напряжений, вносимый
АЭ, должен быть скомпенсирован электрической цепью, включае-
мой между выходом и входом АЭ. Эта цепь позволяет обеспечить
нужный режим работы АЭ, и через неё осуществляется обратная
связь.
Активный четырёхполюсник в схеме рис. 19.2, соответствую-
щий АЭ, в общем случае является нелинейным четырёхполюсни-
ком. Собственно, только благодаря нелинейности ВАХ лампы или
транзистора в схеме АГ устанавливаются колебания определённой
амплитуды. В нелинейной электрической цепи, содержащей АЭ,
коэффициент передачи по напряжению зависит от величины (ам-
плитуды) входного воздействия, причём, в общем случае величина
этого коэффициента уменьшается с ростом входного напряжения5.
Именно такую зависимость мы имеем в ГВВ на лампах и транзи-
сторах. Следовательно, в схеме рис. 19.2 величина коэффициента
передачи активного четырёхполюсника
будет тем меньше, чем больше Ui- Так как в установившемся ре-
жиме АГ амплитуда колебаний всегда больше, чем на начальной
стадии самовозбуждения, то величина коэффициента передачи по
напряжению активного четырёхполюсника в установившемся ре-
жиме всегда меньше, чем в начальный момент. Обозначим величи-
5 При относительно малых уровнях сигнала на каком-то интервале значений
входного напряжения возможен рост коэффициента передачи по напряжению
АЭ. Но начиная с некоторого уровня он начнёт падать, что обусловливается,
кроме всего, физическими ограничениями: выходной ток соответственно и вы-
ходное напряжение не могут превышать возможности генераторного прибора.
Ток не может превышать максимально возможного значения, напряжение не
может неограниченно нарастать.
12
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ну коэффициента передачи активного четырёхполюсника при ма-
лом значении U\ через Ко, тогда
К0>К.	(19.6)
Коэффициент передачи пассивного четырёхполюсника не зави-
сит от действующих напряжений, следовательно, в схеме рис. 19.2
Р = const.
Очевидно, если в (19.4) вместо К мы подставим Ко, удовлетво-
ряющее (19.6), то вместо равенства получим неравенство
КоР>1,	(19.7)
которое можно также записать в виде
Р > 1/К0 = Ркрит,	(19.8)
где ркрит - критическое (минимально допустимое) значение коэф-
фициента передачи пассивного четырёхполюсника.
Соотношение (19.7) является условием самовозбуждения АГ.
Соотношение (19.8) является другой формой записи условия само-
возбуждения АГ.
Величина G = К0Р в теории АГ называется фактором генерации
и в схемах ламповых и транзисторных АГ обычно принимается
G = 2...3.	(19.9)
Такая величина фактора генерации создаёт необходимый запас
в условии самовозбуждения АГ при изменении питающих напря-
жений и параметров генераторного прибора.
Так как фазы коэффициентов передачи фк и фр связаны с час-
тотой сигнала АГ, то условие баланса фаз (19.5) может использо-
ваться для определения частоты
автоколебаний в схеме АГ.
Амплитуда колебаний АГ в ус-
тановившемся режиме может быть
найдена из условия баланса ампли-
туд. Для этого необходимо постро-
ить зависимость величины коэф-
фициента передачи по напряжению
генераторного прибора от величи-
ны входного напряжения, т.е. зави-
симость K(Ui) (рис. 19.3). В установившемся режиме должно вы-
полняться соотношение K(U\) = 1/р, вытекающее из баланса ам-
ЛЕКЦИЯ 19
13
плитуд (19.4). Поэтому в установившемся режиме амплитуда C7i уст
определяется как точка пересечения кривой K(U\) и горизонталь-
ной прямой 1/р (рис. 19.3). Амплитуда выходного напряжения АГ в
установившемся режиме
^2 уст — U\ уст /Р*
ОДНОКОНТУРНЫЕ АГ
Электрическая цепь, присоединяемая к АЭ АГ: лампе или тран-
зистору, носит название колебательной системы АГ. Колебатель-
ная система одноконтурного АГ представляет одиночный парал-
лельный колебательный контур, составленный из элементов
с сосредоточенными параметрами. Характерной особенностью од-
ноконтурных АГ является то, что при заданных параметрах эле-
ментов схемы они имеют одну частоту генерации, практически
совпадающую с резонансной частотой контура, что существенно
упрощает АГ.
Рассматриваемые ниже схемы одноконтурных АГ отличаются
друг от друга построением цепи обратной связи, по которой коле-
бания из выходной цепи АЭ подаются в его входную цепь.
ОДНОКОНТУРНЫЕ ЛАМПОВЫЕ АГ
Для облегчения самовозбуждения лампового АГ, как правило,
используется' сеточное автосмещение, так что в начальный момент
возникновения колебаний рабочая точка лампы находится на уча-
стке статических характеристик анодного тока с практически мак-
симальной крутизной. Иногда применяется комбинированное авто-
смещение: часть напряжения смещения создаётся за счёт сопро-
тивления в цепи катода (катодное автосмещение), а часть - за счёт
сопротивления в цепи сетки (сеточное автосмещение). Применение
комбинированного автосмещения позволяет облегчить режим ра-
боты лампы по анодной цепи, что особенно важно в мощных АГ,
так как за счёт анодного тока всегда имеется отрицательное сме-
щение, уменьшающее мощность, рассеиваемую на аноде в началь-
ный период, когда потребляемая от источника анодного питания
мощность велика, а создаваемая колебательная мощность мала, так
как процесс нарастания и установления амплитуды колебаний не
завершился. На рис. 19.4 показано перемещение рабочей точки
лампы АГ с момента включения (г0) при сеточном и катодном ав-
14
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
тосмещении. Применение сеточного автосмещения способствует
стабилизации режима работы лампы по напряжённости, как в ГВВ:
увеличение напряжённости ре-
жима работы повышает сеточ-
ный ток, что, в свою очередь,
увеличивает отрицательное на-
пряжение смещения, а это при-
водит к уменьшению напряжён-
ности режима.
Рассмотрим основное урав-
нение АГ, баланс амплитуд, ба-
ланс фаз и условие самовозбуж-
дения применительно к лампо-
вому АГ.
Очевидно, оптимальным по
напряжённости режимом работы
лампы в АГ, как и в ГВВ, можно
считать критический режим, так как напряжённость режима лампы
зависит от напряжений на её электродах и неважно, подаются эти
напряжения извне или создаются в схеме самого генератора. Пола-
гая в общем случае амплитуды гармонических напряжений, дейст-
вующих на электродах лампы в АГ, комплексными, статическую
крутизну анодного тока и сопротивление нагрузки лампы также
комплексными, при кусочно-линейной аппроксимации статических
ВАХ анодного тока для недонапряжённого вплоть до критического
режима лампы можно записать аналогичное ГВВ выражение:
* * * * * *
U 2 = U ма = S {U мс — DU ма )СЦ (1— COS 0) Zoe =
*	4=	*
= Sep(Uмс~ DUма)Zoe,
(19.10)
из которого, учитывая, что
*	4=
Ui=UMc, находим:
обозначениях схемы рис. 19.2
в
* *
U ма U 2
*
5 ср Zoe
*
_	~ К —
* * * *
Uмс U1	1 + D Sep Zoe
(19.11)
ЛЕКЦИЯ 19
15
* * *
где 5ср =5^(1-cos0) = SYj(O) - средняя крутизна (по первой
*
гармонике) анодного тока; Zoe - сопротивление колебательной
системы (контура) АГ относительно электродов (точек) анод - ка-
тод лампы.
Выражение (19.11) определяет комплексный коэффициент уси-
ления по напряжению лампового генератора.
* / *
Отношение комплексных амплитуд напряжений (7мс/ПМа в
ламповом АГ носит название коэффициента обратной связи, кото-
*
рый обозначим к . Учитывая соответствие гармонических напря-
жений на электродах лампы АГ и плечах единой эквивалентной
* *
схемы АГ (рис. 19.2), заключаем, что & = (3, т.е. коэффициент об-
ратной связи лампового АГ равен коэффициенту передачи по на-
пряжению пассивного четырёхполюсника в схеме (рис. 19.2). Со-
ответственно основное уравнение АГ (19.3) применительно к лам-
повому АГ можно записать в виде:
* *
К$ = Кк= dcp, °V к = \
1 + DSep Zoe
ИЛИ
& * * »
ScPZoe(A:-D) = l.	(19.12)
Обратим внимание, что последнее выражение (19.12) можно сразу
написать на основании (19.10), поделив левую и правую части
* * / *
(19.10) на t7Ma и учтя, что Uмс/(7Ма = к. Мы это не сделали сразу
специально, чтобы показать единство получаемых результатов при
несколько разных подходах к вопросу. Попутно мы получили вы-
ражение для коэффициента усиления по напряжению лампового
генератора в общем случае комплексной нагрузки и комплексной
крутизны анодного тока, которое несомненно полезно для внима-
тельного и вдумчивого читателя6.
6 В конце лекции 9 (см. ч. 1) мы рассматривали выражение для коэффициента
усиления по напряжению лампового ГВВ при активной нагрузке и действитель-
ных параметрах лампы. Читателю предлагается привести (19.11) к представлен-
ному в лекции 9 виду.
16
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Выражение (19.12) является основным уравнением лампового
АГ.
Учитывая, что
*
Zoe =^- = гже^ ,
/а1
* *
С - Ia' -	S <№
СР *	*	*	*^ср^	’
t/мупр Uмс~ DUма
а
* * * *
к-D = ^мс - D = UMC~DUua - ^мупр _(к - D)ej4>k~D ,
U ма	(7ма	U ма
уравнение лампового АГ можно записать в виде
=1,
из которого вытекает условие баланса амплитуд
ScpZoe^-D)^	(19.13)
и условие баланса фаз
Ф^+Фое +Ф*_р=0;2я;-.	(19.14)
Так как 5ср = 5yi(6) < S, a Z^. < Roe, то подставляя в (19.13) 5
вместо 5ср и Roe вместо Z^, получаем неравенство
SRoe(k-D)>l,	(19.15)
которое является условием самовозбуждения лампового АГ.
Так как частота автоколебаний практически будет совпадать с
резонансной частотой контура, то, принимая в условии баланса
амплитуд (19.13) Z^ = Roe, можно записать его в виде
Sy^Roeik-D)^.	(19.16)
Поскольку в данном случае фактор генерации (19.9)
G = SRoe(k-D) = 2...3,
ЛЕКЦИЯ 19
17
из выражения (19.16) следует, что в установившемся режиме АГ
имеет место
У1(0) = 1/6 = 0,33... 0,5,
что соответствует значениям нижнего угла отсечки анодного тока в
установившемся режиме 60° < 0 < 90°.
Таким образом, в практических схемах ламповых АГ при вы-
боре фактора генерации в пределах (19.9) в установившемся режи-
ме нижний угол отсечки анодного тока обычно не превышает 90°,
как и в ГВВ. Поэтому при расчёте режима АГ нижний угол отсечки
анодного тока обычно и выбирается в указанных пределах.
Рассмотрим классические схемы ламповых АГ, наиболее часто
применяемые в радиотехнических устройствах.
А) АВТОГЕНЕРАТОР С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ
ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Принципиальная схема такого АГ приведена на рис. 19.5. Коле-
бательная система АГ представляет одиночный параллельный ко-
лебательный контур, включенный по вы-
сокочастотному сигналу между анодом и
катодом лампы, катушка индуктивности
которого LK индуктивно связана с катуш-
кой Lc в Сеточной цепи лампы, образуя с
последней высокочастотный трансфор-
матор. Данная схема родственна схеме
ГВВ с обшим катодом с трансформатор-
ной связью с источником возбуждения (с
последовательным питанием сетки) и
является практической реализацией схе-
мы рис. 19.1,6.
Коэффициент обратной связи в схеме (рис. 19.5), если не учи-
тывать сеточный ток, равен
бмс _	r М
U я	+ Г1.
(19.17)
где rz - сопротивление активных потерь катушки контура LK (на
схеме не показано и обычно rL « cdLJ; /, - то.
18
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
+Еа
контура, практически равный контурному току при совпадении
частоты автоколебаний с резонансной частотой контура.
Для плавного изменения коэффициента обратной связи катуш-
ка Lc (катушка обратной связи) обычно выполняется в виде под-
вижной катушки вариометра. Такая
схема отличается наибольшей гибко-
стью в отношении подбора коэффици-
ента обратной связи. Частота автоко-
лебаний изменяется с помощью ёмко-
сти конденсатора Ск.
Часто применяют схему АГ с
трансформаторной обратной связью, в
которой величина обратной связи ре-
гулируется изменением коэффициента
включения контура (рис. 19.6). Коэф-
такой схеме при пренебрежении сеточ-
Рис. 19.6
фициент обратной связи
ным током и потерями в катушке контура
В
• С/мо JaMIL, М
OA+VA. А
(19.18)
*
Подчеркнём, что U ма ~ комплексная амплитуда напряжения меж-
ду анодом и катодом лампы. На контуре, т.е. на ёмкости Ск и ин-
дуктивности LK контура, амплитуда колебательного напряжения
больше (обратим внимание, что индуктивность LK - индуктивность
всей катушки, подключенной параллельно Ск).
При изменении коэффициента обратной связи в схеме изменя-
ется коэффициент включения контура
La М
р =	---
LK kLK
и соответственно эквивалентное сопротивление контура относи-
тельно точек анод - катод лампы:
р ___ п2р
ot Р Лоеприр=Г
Оба этих параметра влияют на самовозбуждение АГ (19.15).
При записи соотношений (19.17), (19.18) учтено, что по анало-
гии с ГВВ переменные напряжения сетка-катод и анод-катод нахо-
дятся в противофазе, что отражено на схемах рис. 19.5 и 19.6 соот-
ветствующим направлением комплексных амплитуд напряжений.
ЛЕКЦИЯ 19
19
Именно это обстоятельство обусловливает положительную вели-
чину коэффициента обратной связи, определяемой (19.17), (19.18).
Это также означает, что в зависимости от схемы и конструкции
взаимное положение катушек LK, Lc и присоединение их концов к
электродам лампы должно быть таким, чтобы обозначенные на-
пряжения находились в противофазе. В противном случае схема не
самовозбудится, так как не будет выполнен баланс фаз.
В схемах рис. 19.5 и 19.6 используется последовательное пита-
ние анода. Возможно построение рассматриваемой схемы АГ с па-
раллельным питанием анода, например, как показано на рис. 19.7.
Рис. 19.7
В отличие от схем рис. 19.5 и 19.6 в схеме рис. 19.7 проще ре-
гулировать обратную связь, так как катушка контура не находится
под постоянным напряжением источника анодного питания £а.
Проще настраивать контур, так как ротор конденсатора Ск может
быть заземлён. Однако при параллельном питании анода блокиро-
вочный дроссель L6jl оказывает влияние на частоту автоколебаний,
так как он входит в состав электрической цепи, подключаемой к
лампе и, являясь реактивным элементом, непосредственно влияет на
резонансную частоту колебательной системы АГ: блокировочный
дроссель подключается параллельно индуктивности La. Аналогично
разделительный конденсатор Ср также входит в состав колебатель-
ной системы АГ, равно как и С6л- Но если собственными реактив-
ными сопротивлениями этих конденсаторов при определении ре-
зонансной частоты колебательной системы АГ можно пренебречь,
то монтажная ёмкость конденсатора Ср подключается параллельно
индуктивности La и может оказать существенное влияние на
частоту автоколебаний. Поэтому в схемах АГ предпочтение
20
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
отдаётся схемам с последовательным питание анода, в которых
требуется меньше дополнительных реактивных элементов, оказы-
вающих влияние на резонансную частоту колебательной системы
соответственно и на рабочую частоту АГ.
Очевидно, возможна реализация схемы с включением парал-
лельного колебательного контура в цепь сетки и включением ка-
тушки связи в анодную цепь. В своё время подобные схемы ис-
пользовались в гетеродинах радиоприёмных устройств с целью
ослабления влияния последующего каскада (нагрузки) на частоту
автоколебаний, т.е., по существу, на резонансную частоту контура.
Б) СХЕМА С АВТОТРАНСФОРМАТОРНОЙ
ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
менно находиться между т
сетки. Благодаря этому в
Рис. 19.8
Схема АГ с автотрансформаторной обратной связью при вклю-
чении лампы с общим катодом представлена на рис. 19.8. Электро-
ды лампы присоединяются к индуктивной ветви контура. При этом
точка К присоединения провода, идущего к катоду, должна непре-
ми А и С присоединения анода и
ме устанавливается необходимый
сдвиг фаз между напряжениями
*
сетка-катод UMc и анод-катод
*
UMa, равный 180°, так как потен-
циалы на противоположных кон-
цах катушки всегда имеют проти-
воположные знаки.
По сравнению со схемой с
трансформаторной обратной свя-
зью схема с автотрансформатор-
ной обратной связью более про-
ста: индуктивности Lc и La пред-
ставляют части одной катушки.
Если не учитывать сеточный ток, потери в катушке и взаимную
индуктивность между частями катушки Lc и La, то коэффициент об-
ратной связи в схеме АГ с автотрансформаторной обратной связью
_ ^мс __	^КОНТ _
ja>La/K0HT La
(19.19)
где /конт - контурный ток (ток через катушку контура).
ЛЕКЦИЯ 19
21
Как и в схеме с трансформаторной обратной связью, коэффи-
циент обратной связи в схеме АГ с автотрансформаторной
обратной связью (19.19) является положительной величиной. Не-
обходимая прЬтивофазность напряжений на электродах лампы
обеспечивается соответствующим расположением присоединений
электродов к катушке контура. Величину коэффициента обратной
связи в схеме можно изменять перемещением контактов в точках А
и С. При изменении положения точки А изменяется не только ко-
эффициент обратной связи, но и сопротивление нагрузки лампы,
так как при этом изменяется коэффициент включения контура, ко-
торый в данной схеме
£а 4	1
р = — =----2-----=---------:—,
4 L.+A+AL 1 + Л + АЬ/Гя
К	а С	а
где AL = АА + AL„.
а	V
При положении точек А и С на противоположных концах ка-
тушки контура коэффициент включения контура
т.е. в схеме АГ с автотрансформаторной обратной связью всегда
имеет место неполное включение контура.
Если сопротивление сеточного автосмещения Rc достаточно
велико (Rc» coLc) и не обладает большой паразитной ёмкостью, то
оно может быть подключено непосредственно к сетке, т.е. из схемы
исключаются дроссель Ь6л и конденсатор Сс в цепи автосмещения.
Схема с автотрансформаторной обратной связью находит ши-
рокое применение. При настройке схемы необходимо помнить, что
при перемещении контактов А и С по катушке будет несколько из-
меняться частота автоколебаний, так как межэлектродные ёмкости
лампы подключаются к разным частям катушки контура.
Возможна реализация схемы АГ с автотрансформаторной об-
ратной связью с параллельным питанием анода. Однако при этом
будет сказываться влияние блокировочного дросселя в цепи анода
и разделительного конденсатора, как и в схеме с трансформатор-
ной обратной связью.
Регулировку частоты автоколебаний в АГ с автотрансфор-
маторной обратной связью осуществляют с помощью конденсатора
переменной ёмкости Ск.
22
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Недостатком схемы с автотрансформаторной обратной связью
является склонность её к паразитному самовозбуждению на высо-
Рис. 19.9
ких частотах, так как с учётом межэлек-
тродных ёмкостей лампы колебательная
система АГ представляет два связанных
параллельных колебательных контура с
внешней ёмкостной связью (рис. 19.9).
Частота автоколебаний, как будет пока-
зано в лекции 21, может существенно
отличаться от резонансной частоты
одиночного контура. Эквивалентная
схема (рис. 19.9) соответствует присое-
динению анода и сетки к концам катуш-
ки контура. В общем случае последовательно с ёмкостью контура
Ск включаются части катушки ALa и ALC.
В) СХЕМА С ЁМКОСТНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Схема АГ с ёмкостной обратной связью при включении лампы с
общим катодом представлена на рис. 19.10. Электроды лампы при-
соединяются к ёмкостной ветви контура. При этом точка присоеди-
нения катода к ёмкостной ветви контура должна находиться между
точками присоединения анода и сетки для обеспечения необходимо-
го сдвига фаз между напряжениями сетка-катод и анод-катод.
Рис. 19.10
В отличие от схем АГ с трансформаторной и автотрансформа-
торной обратной связью схема с ёмкостной обратной связью может
ЛЕКЦИЯ 19
23
быть реализована только с параллельным питанием анода. При по-
следовательном питании анода в рассматриваемой схеме АГ надо
завести напряжение питания +£а через точку с нулевым высоко-
частотным потенциалом у катушки контура LK. Но эту точку труд-
но отыскать и присоединиться к ней. Если напряжение питания
анода завести через произвольную точку на катушке, то весь кон-
тур окажется разбит на две части. И даже если в схеме при этом
возникнут автоколебания, то они не будут совпадать с резонансной
частотой контура. При подаче напряжения питания анода через
катушку LK потребуется подводить его через разделительный дрос-
сель, который мало чем будет отличаться от блокировочного дрос-
селя в параллельной схеме питания анода. В силу указанных об-
стоятельств схема одноконтурного АГ с ёмкостной обратной свя-
зью реализуется только с параллельным питанием анода7.
Коэффициент обратной связи в схеме АГ с ёмкостной обратной
связью без учёта потерь в конденсаторах контура и при отсутствии
сеточного тока
* и I II С
_ и мс _ J кош / Конт _ ак __ &	цд 2Q)
г , J'^^ck /	^ск
U ма
В отношении регулировки коэффициента обратной связи, а
также эквивалентного сопротивления нагрузки лампы схема АГ с
ёмкостной обратной связью менее удобна, чем схемы с трансфор-
маторной и автотрансформаторной связью, так как применять для
регулировки к и переменные конденсаторы нельзя, потому что
при этом будет изменяться и частота автоколебаний. Для регули-
ровки коэффициента обратной связи и эквивалентного сопротив-
ления контура применяют набор последовательно соединённых
конденсаторов (рис. 19.11). Изменяя положение точек присоедине-
ния анода А и сетки С среди конденсаторов контура, можно произ-
водить скачкообразно требуемое регулирование. Частота автоко-
лебаний при этом практически мало будет изменяться за счёт под-
ключения межэлектродных ёмкостей к разным частям ветви
контура. Изменение частоты в схеме АГ с ёмкостной обратной свя-
зью обычно достигается регулировкой индуктивности LK.
В схеме АГ с ёмкостной обратной связью, как и в схеме с авто-
трансформаторной обратной связью, автоматически получается
7 Можно реализовать схему с последовательным питанием анода при заземлении
сетки. При этом потребуется дроссель £6л в цепи катода.
24
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
неполное включение контура. В общем случае, если обратиться к
схеме рис. 19.11, коэффициент включения контура будет
1
р = ——------------,
Сак l + fc + С/ДС
где Ск - ёмкость контура, образованная последовательным соеди-
нением ёмкостей Сак, Сск, ДСа, ДСс; ДС - ёмкость последователь-
ного соединения ДСа, ДСс.
Рис. 19.11
Очевидно, при положении точки А на конце ёмкостной ветви
ДСа = оо, а при положении точки С на конце ёмкостной ветви ДСс = оо.
Если обе точки располагаются на концах ветви контура, то получа-
ем схему рис. 19.10, у которой ДС = оо, а коэффициент включения
контура соответственно
Из-за указанных выше недостатков схема АГ с ёмкостной об-
ратной связью имеет меньшее распространение на практике, чем
схемы с трансформаторной и автотрансформаторной обратной свя-
зью. Схема АГ с ёмкостной обратной связью оказывается удобной
на высоких частотах, когда межэлектродные ёмкости лампы со-
ставляют заметную часть общей ёмкости контура. Причём в слу-
чае, когда желательно уменьшить общую ёмкость контура Ск, что-
бы увеличить его индуктивность LK и таким образом получить бо-
ЛЕКЦИЯ 19
25
лее удобные в конструктивном отношении параметры контура,
применяют неполное включение контура, подключая индуктив-
ность LK через конденсатор ёмкостью С (рис. 19.12)8. Очевидно,
ёмкость С эквивалентна ёмкости АС в схеме рис. 19.11.
На рис. 19.13 представлена схема АГ с ёмкостной обратной
связью, у которого колебательная система образована индуктивно-
стью L, ёмкостью С и межэлектродными ёмкостями Сак, Сск, Сас.
В отличие от схемы АГ с автотрансформаторной обратной связью
учёт межэлектродных ёмкостей в АГ с ёмкостной обратной связью не
изменяет структуру колебательной системы, которая остаётся эквива-
лентной одиночному параллельному колебательному контуру.
Rc
X
Рис. 19.13
Если сопротивление сеточного автосмещения Rc существенно
больше эквивалентного сопротивления колебательного контура
относительно точек сетка-катод с учётом активного входного со-
противления этого участка схемы АГ, то блокировочная индуктив-
ность Гбл и ёмкость Сс из схемы могут быть исключены, что и от-
ражено в схемах рис. 19.12 и 19.13.
Во всех рассмотренных выше схемах одноконтурных ламповых
АГ при пренебрежении потерями в элементах контура, что практи-
чески всегда допустимо, и пренебрежении сеточным током, что
также в подавляющем большинстве случаев допустимо в силу, как
правило, малой мощности АГ и поэтому работе лампы с малыми
сеточными токами, коэффициент обратной связи (19.17) - (19.20)
оказывается практически вещественной величиной, так что можно
с большой точностью считать фазовый угол
Wk-D ~ 0-
8 Подобная схема широко известна в литературе как схема Клаппа.
26
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Так как, если не учитывать пролётные явления, также можно счи-
тать фазовый угол <р5~ 0, то баланс фаз (19.14) выполняется при
(р^ ~ 0, т.е. частота автоколебаний незначительно будет отличаться
от резонансной частоты контура.
Рассмотренные выше схемы ламповых АГ имеют заземлённый
катод (здесь, в первую очередь, мы имеем в виду заземление по
высокой частоте, хотя в представленных схемах катод заземлён и
по постоянному току). На практике находят применение также
схемы АГ с заземлённым по высокой частоте анодом и с заземлён-
ной по высокой частоте сеткой. При этом по постоянному току эти
электроды (анод или сетка соответственно) не обязательно должны
быть заземлены.
Очевидно, принцип работы АГ и основные соотношения, опи-
сывающие процессы в нём, не меняются оттого, какой электрод
лампы заземлён. От этого зависит только, ёмкости каких электро-
дов на землю (экран, корпус) оказываются подключенными парал-
лельно тем или иным участкам контура. Например, при заземлённом
катоде параллельно участку контура анод-катод подключается ём-
кость анода на землю (экран, корпус). В случае заземлённого анода
параллельно тому же участку контура подключается ёмкость цепи
катода на землю (экран, корпус). Целесообразно применять ту схе-
му, у которой паразитные ёмкости электродов на землю (экран, кор-
пус) меньше, что облегчает конструирование АГ с требуемыми па-
раметрами и увеличивает стабильность частоты его автоколебаний.
Помимо сказанного выше, при определении электрода для за-
земления следует ещё стремиться к тому, чтобы можно было со-
единить с землёю (экраном, корпусом) ротор конденсатора пере-
менной ёмкости и один из концов катушки индуктивности контура.
При заземлении элементов контура облегчается их монтаж, а также
получаются меньше паразитные ёмкости монтажа. Кроме того, при
выборе электрода для заземления необходимо учитывать удобство
охлаждения АЭ - генераторного прибора, что особенно важно в
случае мощных ламповых АГ.
На рис. 19.14 представлены возможные схемы АГ с заземлён-
ным анодом соответственно с автотрансформаторной (рис. 19.14,а)
и с ёмкостной (рис. 19.14,6) обратной связью. По постоянному то-
ку у схем катод заземлён9. * В
9
Строго говоря, по постоянному току катод заземлён только в схеме рис. 19.14,0.
В схеме рис. 19.14,6 катод изолирован от земли цепью катодного автосмещения
и имеет относительно земли соответствующий потенциал. Если цепь Л’к, Ск уб-
рать, то катод по постоянному току будет заземлён.
ЛЕКЦИЯ 19
27
Рис. 19.14
В схемах рис. 19.14 заземлён один конец катушки индуктивно-
сти контура, а в схеме рис. 19.14,а также заземлён ротор конденса-
тора переменной ёмкости. В схеме рис. 19.14,6 применено комби-
нированное автосмещение: за счёт
катодного тока (цепь RK, Ск) и се-
точного тока (цепь Rc, Сс). i
Любая из рассмотренных вы-
ше схем ламповых АГ (рис. 19.5-
19.8), (рис. 19.10-19.14) может
быть реализована на многосеточ-
ной лампе: тетроде или пентоде.
Схему необходимо только допол-
нить цепью питания второй сетки,
как это делается в ГВВ.
Рис. 19.15
Помимо однотактных схем АГ могут быть построены двух-
тактные схемы, которые удобны при работе на симметричную на-
грузку, например двухпроводный фидер. На рис. 19.15 представлена
схема двухтактного АГ с автотрансформаторной обратной связью.
ОДНОКОНТУРНЫЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ
АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Транзисторные АГ обладают рядом особенностей, обусловлен-
ных физической природой процессов в транзисторе. Главная из
этих особенностей - инерционные процессы, причина которых -
конечное время прохождения неосновных носителей через базу
транзистора. Если в подавляющем большинстве случаев процессы
28
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
в ламповых АГ можно анализировать с помощью статических
ВАХ, то применительно к транзисторным АГ дело обстоит иначе.
Здесь диапазон частот, где справедлив анализ с помощью статиче-
ских ВАХ, составляет всего несколько процентов от диапазона ра-
бочих частот транзистора. Эти частоты условно называют низки-
ми. На более высоких частотах проявляются инерционные свойст-
ва транзистора и анализировать процессы в нём приходится с
помощью эквивалентных схем, учитывающих эти свойства. Глав-
ное следствие инерционных свойств состоит в том, что модуль
крутизны коллекторного тока, входное и выходное сопротивления
уменьшаются с ростом частоты по сравнению со значениями, рас-
считанными по статическим ВАХ, а фаза крутизны коллекторного
тока растёт, достигая -90° и более (до -120°...-140°). Например,
если не учитывать влияние проходной ёмкости (ёмкости перехода
коллектор-база), то при включении транзистора по схеме с общим
эмиттером крутизна коллекторного тока будет определяться соот-
ношением
У=	О
5=------—,	(19.21)
1 +JO)/O)5
где 50 - статическая крутизна коллекторного тока (определяется по
статическим ВАХ)10; cos - круговая частота, при которой модуль
статической крутизны коллекторного тока 5 уменьшается в л/z раз
по сравнению с 50. С определённой точностью можно считать
со5 ~ (»р, где сор - частота, на которой модуль коэффициента переда-
чи по току транзистора при включении с общим эмиттером р умень-
шается в л/2 раз по сравнению со статическим коэффициентом Ро11.
При со » со5
S = -;S„^ = S^90".
0 со
Согласно (19.21) при со = О,О17со5 фаза крутизны коллекторно-
го тока ср5 ~-1°.
10 Ранее обозначалась символом S. Согласно приведенному соотношению при (О —> 0
*
5 -» 5 -> 50.
11 К этому параметру мы обращались в лекции 14. В общем случае fs несколько
превышает/р.
ЛЕКЦИЯ 19
29
Рис. 19.16
Таким образом, если в ламповом АГ можно практически не
считаться с фазой средней крутизны анодного тока, то в транзи-
сторном АГ с повышением частоты необходимо учитывать фазу
средней крутизны коллекторного тока.
Следует отметить и такую важную особенность транзисторных
АГ: для возникновения автоколебаний рабочая точка транзистора
должна находиться в начальный момент в актив-
ной области семейства статических ВАХ, а имен-
но в начале прямолинейного участка статической
характеристики iK =/(eg), для чего на базу транзи-
стора необходимо подать постоянное напряжение
смещения Е^, открывающее эмиттерный переход
(рис. 19.16). По мере установления колебаний ра-
бочая точка (РТ) перемещается в область устано-
вившегося режима работы АГ.
Напомним, что в случае ламповых АГ началь-
ное автосмещение равно нулю при использовании
сеточного автосмещения или небольшому отрицательному напря-
жению при использовании комбинированного автосмещения за
счёт сеточного и катодного токов, которое несколько закрывает
лампу, обеспечивая её безопасность на начальном этапе самовоз-
буждения АГ (см. рис. 19.4).
На низких частотах, когда для анализа транзисторного АГ
можно использовать статические ВАХ, соотношения для самовоз-
буждения и установившегося режима транзисторного АГ не будут
отличаться от соответствующих соотношений лампового АГ.
С повышением рабочей частоты потребуется учитывать комплекс-
ный хараткер крутизны коллекторного тока, а также внутренние
связи в транзисторе и индуктивности вводов. Коэффициент обрат-
ной связи в транзисторном АГ определяется как отношение ком-
плексных амплитуд напряжений, действующих между базой и
* *
эмиттером (7 мб и коллектором и эмиттером U Мк :
I имб
к=~—•
(7 МК
На высоких частотах, когда необходимо учитывать инерцион-
ные свойства транзистора, его внутренние связи и индуктивности
вводов электродов, принимая подходящую схему замещения тран-
зистора, для каждой конкретной схемы АГ можно получить соот-
ношения для установившегося режима и условие самовозбужде-
30
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ния, исходя из общих выражений (19.1) - (19.5), (19.7), получен-
ных на основании единой эквивалентной схемы АГ.
Транзисторные АГ могут быть построены по тем же схемам,
что и ламповые, т.е. с трансформаторной, автотрансформаторной и
ёмкостной обратной связью. При этом коэффициент обратной свя-
зи транзисторного АГ определяется аналогичными соотношения-
ми, как в ламповых АГ, и остаются в силе все те особенности схем,
что были отмечены выше при обсуждении ламповых АГ. В любой
схеме транзисторного АГ коэффициент включения контура р < 1.
Как и ламповые АГ, транзисторные АГ могут быть построены с
заземлением по высокой частоте любого электрода транзистора.
Выбор электрода для заземления определяется теми же соображе-
ниями, что и в ламповых схемах.
Возможные варианты схем транзисторных АГ показаны на
рис. 19.17 при включении транзистора с общим эмиттером. Соответ-
ственно схема рис. 19.17,а - схема с трансформаторной обратной
связью, схема рис. 19.17,6 - схема с автотрансформаторной обрат-
ной связью, схема рис. 19.17,в - схема с ёмкостной обратной связью.
в
Рис. 19.17
ЛЕКЦИЯ 19
31
Во всех схемах по высокой частоте заземлён эмиттер. Напря-
жение смещения, задающее начальную рабочую точку (момент t0),
подаётся от источника коллекторного напряжения через делитель
из сопротивлений 7?ь R2. Автоматическое смещение в процессе ра-
боты АГ создаётся за счёт цепи эмиттерного смещения R3, Сэ и базо-
вого смещения за счёт протекания постоянной составляющей базо-
вого тока 1^ через параллельное соединение сопротивлений R2.
В представленных схемах рис'. 19.17 показано использование
транзисторов п-р-п типа. Аналогично выполняются схемы на тран-
зисторах р-п-р типа. Отличие только в полярности источника кол-
лекторного питания относительно электродов транзистора. Как и в
ГВВ, в транзисторных АГ наиболее широко применяются транзи-
сторы п-р-п типа.
На рис. 19.18 показаны схемы одноконтурных транзисторных
АГ с автотрансформаторной и ёмкостной обратной связью с зазем-
лённой базой. В схемах рис. 19.18,а,б база заземлена как по высо-
кой частоте, так и по постоянному току. Начальное смещение по-
даётся от отдельного источника -Е§.
Рис. 19.18
32
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
В схеме рис. 19.18,в база по высокой частоте заземлена, а по
постоянному току изолирована от земли за счёт присоединения к
резистору R2. Начальное смещение в схеме создаётся за счёт ис-
точника коллекторного питания с помощью делителя из сопротив-
лений R2. В схемах рис. 19.18,а,б применено параллельное пи-
тание коллектора, а в схеме рис. 19.18,в - последовательное пита-
ние коллектора. Очевидно, в схемах АГ с автотрансформаторной
обратной связью (рис. 19.18,а) и с ёмкостной обратной связью
(рис. 19.18,6) может быть также реализовано последовательное пи-
тание коллектора, как в схеме рис. 19.18,в. Как и в ламповом вари-
анте, для повышения стабильности частоты автоколебаний пред-
почтительна схема последовательного питания коллектора. Она
требует также меньшего числа элементов. При осуществлении по-
следовательного питания коллектора в схемах рис. 19.18,а,6, как и
в схеме рис. 19.18,6, параллельно части контура будет подключать-
ся блокировочный дроссель Ь6л в цепи эмиттера, тогда как при па-
раллельном питании в этих схемах параллельно к контуру и его
части подключаются оба блокировочных дросселя.
Очевидно, любая из рассмотренных схем транзисторных АГ
может быть реализована в двухтактном исполнении.
На рис. 19.19 представлена схема транзисторного АГ, часто на-
зываемая схемой с контуром между коллектором и базой, которая
нашла широкое применение на высоких частотах, когда необходи-
мо учитывать фазу средней крутизны кол-
лекторного тока. В этой схеме, как будет
показано в следующей лекции, может
быть обеспечена автоматическая компен-
сации фазы средней крутизны коллектор-
ного тока. Контур образован ёмкостями
Сь С2 и индуктивностью LK. Вместо ёмко-
сти контура С2 может быть разделитель-
ная ёмкость. Между коллектором и эмит-
тером включена ёмкость обратной связи
Скэ. Иногда между базой и эмиттером так-
же включается ёмкость Сбэ для лучшей
компенсации фазы средней крутизны кол-
лекторного тока. В представленной схеме заземлён коллектор как
по постоянному току, так и по высокой частоте. Очевидно, может
быть другое исполнение схемы. Начальное смещение задаётся от
источника коллекторного питания с помощью делителя из сопро-
ЛЕКЦИЯ 19
33
тивлений Ri, R2. В установившемся режиме АГ смещение обеспе-
чивается за счёт эмиттерного, базового токов и источника коллек-
торного питания, у которого в представленной схеме с землёю
(корпусом) соединён положительный полюс.
Во всех схемах транзисторных АГ сопротивление R3 служит не
только для создания эмиттерного автосмещения. Оно обеспечивает
также практически постоянство режима АГ в широком диапазоне
температур (эмиттерная термостабилизация режима).
ВЫБОР АЭ И ОСНОВЫ РАСЧЁТА РЕЖИМА
И СХЕМЫ АГ
В АГ, в отличие от ГВВ, колебательная (полезная) мощность и
мощность, затрачиваемая во входной цепи (мощность возбужде-
ния), создаются самим АЭ. Следовательно, при условии обеспече-
ния одинаковой колебательной мощности АЭ для АГ должен вы-
бираться на большую мощность, чем для ГВВ - усилителя мощно-
сти. Колебательная мощность, которую должен обеспечивать АЭ
АГ, должна определяться с учётом КПД контура (цепи согласова-
ния), как и в случае ГВВ. С целью повышения стабильности часто-
ты автоколебаний КПД контура АГ обычно выбирается сущест-
венно ниже, чем в случае ГВВ. Таким путём ослабляется влияние
полезной нагрузки на контур, соответственно и на частоту автоко-
лебаний. Если от АГ не требуется большая мощность, то КПД кон-
тура т]к обычно не превышает 10...20 %. Таким образом, номи-
нальная колебательная (выходная) мощность АЭ для АГ должна
выбираться из условия
Пк	Лк
Выбрав АЭ по мощности и частоте, производят расчёт его ре-
жима как ГВВ на соответствующую колебательную мощность в
полезной нагрузке Р~„ (см. лекцию 7). В результате расчёта находят
амплитуду выходного колебательного напряжения {/ма, мк и ампли-
туду напряжения возбуждения t/MC, мб, знание которых позволяет
определить необходимую величину коэффициента обратной связи
к. Зная к, для выбранной схемы АГ, используя соответствующее
выражение, например, из приведенных выше (19.17) - (19.20), на-
ходят параметры элементов цепи обратной связи.
34
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ОБОБЩЁННАЯ ТРЁХТОЧЕЧНАЯ СХЕМА АГ.
ЁМКОСТНАЯ И ИНДУКТИВНАЯ ТРЁХТОЧКИ АГ
При использовании электронной лампы или транзистора в ка-
честве генераторного прибора - АЭ АГ его входная и выходная
цепи имеют один общий полюс, поэтому в единой эквивалентной
схеме АГ (см. рис. 19.2) по одному из полюсов плеч 1 и 2 должны
быть непосредственно соединены между собою, как показано на
рис. 19.20.
Рис. 19.20
При таком условии любая электрическая цепь, присоединяемая
к генераторному прибору и отображаемая пассивным четырёхпо-
люсником на схемах рис. 19.2 и 19.20, может быть представлена в
виде Т- или П-образного соединения трёх комплексных сопротив-
лений (рис. 19.21). Соединения известны также как соединение
звездой и треугольником соответственно. Оба соединения являют-
ся равноправными и легко преобразуются друг в друга.
о-----------1------------о
а
Рис. 19.21
Три сопротивления (рис. 19.21) подключаются к трём электро-
дам лампы или транзистора. Следовательно, любая схема АГ мо-
жет быть представлена в виде эквивалентных схем рис. 19.22.
Наиболее широко используется эквивалентная схема рис. 19.22,6,
которая носит название обобщённой трёхточечной схемы АГ.
ЛЕКЦИЯ 19
35
Рис. 19.22
В общем случае комплексные сопротивления, например в тер-
минах П-образной схемы, можно представить в виде:
Zin = ij + iw
*
Z2n = Г2 + jx2,
(*)
z3n = 5 + A3-
Если не учитывать входной ток АЭ, т.е. ток сетки и базы12, то в
схемах рис. 19.22,6 комплексные амплитуды напряжений можно
будет определить как
* * * * *
Ui—Umc=Um6 = 1 Zin i
(19.22)
* * * * *
V 2 — U ыа = f/мк = ~/(Zin + Z3n),
*
где I - комплексная амплитуда тока через сопротивления левой
ветви цепи, образованной последовательным соединением сопро-
* *
тивлений Zin и Z3n -
12 Такое допущение мы делали при рассмотрении всех практических схем АГ,
поэтому приводимое ниже сравнение полученных результатов правомочно.
36
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
(19.23)
Отношение этих напряжений определяет коэффициент обрат-
ной связи в АГ. Следовательно,
*	*	*	*
, Сме V мб U1	Zin
Д’ =---—-----—-----— —....—
*	*	* * * *
U ма U мк U 2	Zln + Z3n
Так как противофазность напряжений на входном и выходном
электродах АЭ в схеме рис. 19.22,6 учтена в записи выражений
(19.22), то, очевидно, применительно ко всем рассмотренным схе-
мам одноконтурных ламповых и транзисторных АГ выражение
(19.23) должно приводить к вещественному положительному зна-
*
чению коэффициента обратной связи: к = к > 0. Это может иметь
место только при явно выраженном реактивном характере сопро-
тивлений (*), когда можно считать:
*	*	*
Zin ~ JXj,	Z2n ~ J^2 ’	Z311 JX3,
причём реактивные составляющие сопротивлений х, и х3 должны
быть разного знака (разного характера) и при этом должно быть
|х3| > |Х1|.
Таким образом, при принятых допущениях согласно обобщён-
ной трёхточечной схеме АГ (рис. 19.22,6)
*	х
к~к~--------!—.	(19.24)
х1 +х3
Для получения гармонических колебаний в АГ сопротивления
* * *
Zin, Z2n, z3n должны формировать избирательную электриче-
скую цепь, и если не учитывать инерционные процессы в лампе
или транзисторе, то частота автоколебаний АГ практически совпа-
дает с резонансной частотой этой цепи. Следовательно, на частоте
автоколебаний выполняется соотношение, определяющее условие
* * *
резонанса электрической цепи из сопротивлений Zin, Z2n, Z311:
xi+x2 + x3 = O,	(19.25)
из которого следует
Xj +х3 = -х2.
ЛЕКЦИЯ 19
37
Соответственно согласно (19.24) получаем
х2
Так как должно быть £ > 0, то из последнего соотношения следует,
что реактивные сопротивления X] и х2 должны быть одного знака
(одного характера).
Таким образом, в обобщённой трёхточечной схеме АГ на час-
тоте автоколебаний сопротивления хь х2, х3 должны удовлетворять
условию
X! >0;х2>0;х3<0	(19.26)
или условию
Xi <0; х2 < 0; х3 >0.	(19.27)
Причём на частоте автоколебаний всегда должно также выпол-
няться условие (19.25).
Условие (19.26) называется условием индуктивной трёхточки,
и ему соответствует обобщённая трёхточечная схема АГ
рис. 19.23,а. Условие (19.27) называется условием ёмкостной трёх-
точки, и ему соответствует схема рис. 19.23,6.
Рис. 19.23
Следует отметить, что АГ по схеме ёмкостной трёхточки прин-
ципиально позволяют получить большую стабильность частоты
автоколебаний благодаря лучшей фильтрации гармонических со-
38
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ставляющих тока АЭ (параллельно АЭ присоединяется ёмкостный
элемент, обеспечивающий сопротивление х?), а также возможности
реализации колебательной системы АГ с большей стабильностью
параметров элементов. Лучшая фильтрация гармонических состав-
ляющих выходного тока генераторного прибора (напряжения на
электродах более приближаются к чисто гармоническим) умень-
шает их влияние на фазу средней крутизны и, следовательно, на
частоту автоколебаний. В схеме два конденсатора и одна индук-
тивность, а конденсаторы по своим параметрам более стабильны и
более добротны, чем индуктивности. В схеме индуктивной трёх-
точки две индуктивности и один конденсатор. Индуктивности по
своим параметрам менее стабильны и менее добротны, чем кон-
денсаторы. В схеме хуже фильтрация гармоник, так как обе ветви
на высших гармониках имеют индуктивное сопротивление, возрас-
тающее с повышением номера гармоники.
Сопоставляя рассмотренные в лекции схемы одноконтурных
АГ, нетрудно заметить, что индуктивной трёхточке соответствуют
схемы АГ с автотрансформаторной обратной связью, а ёмкостной
трёхточке - схемы АГ с ёмкостной обратной связью. Схемы с
трансформаторной обратной связью соответствуют индуктивной
трёхточке, в чём нетрудно убедиться, заменив трансформатор со-
ответствующей схемой замещения и выполнив соответствующие
преобразования сопротивлений.
* * *
Сопротивления Zin, Z2n, 2зп (рис. 19.22,6) образуют колеба-
тельную систему - контур АГ, эквивалентное сопротивление кото-
рого является нагрузкой АЭ. Определяется это сопротивление со-
отношением
*
Zoe
* * *
(Zin + Z3n)Z2n (Д +/x3)jx2
Zln+Z2n+Z3n ^Х + ^Г
Так как на частоте автоколебаний = 0, a j(xx + х3) = -jx2, то13
= Р
2 Р2
ТУ
13 Сравните получаемое ниже выражение с приведенными в ч. 1, лекции 10 выра-
жениями (10.6), (10.7), (10.11).
ЛЕКЦИЯ 19
39
-^2	^2	i <
где р = ——— = —-----коэффициент включения контура автогенера-
X] + %2	| Х3 |
тора; р - характеристическое сопротивление контура: р = |%i + х2| = |х3|.
В трёхточечной схеме АГ (рис. 19.23) всегда имеет место не-
полное включение контура, что отмечалось при рассмотрении схем
с автотрансформаторной и с ёмкостной обратной связью.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 19
1.	Поясните назначение АГ в радиоаппаратуре. Какие требования
предъявляются к АГ и почему? Поясните.
2.	Почему схема рис. 19.1,6 не может рассматриваться в качестве
практической схемы АГ? Поясните. Какая из приведенных в лекции схем
родственна ей?
3.	Выпишите все выражения, определяющие баланс амплитуд в АГ,
которые приводятся в лекции. Сравните их. Дайте определения фазовых
углов в (19.14).
4.	Что будет характерным для установившегося режима АГ, если
принять фактор генерации G > 3 и G < 2? Поясните.
5.	Сравните схемы рис. 19.1,а и 19.5. Опишите их сходство и разли-
чие. Поясните.
6.	В схеме АГ с трансформаторной обратной связью (рис. 19.5) одна
катушка намотана поверх другой в таком же направлении. Как следует
присоединять концы катушек к электродам АЭ? На что это влияет? А ес-
ли катушки намотать в разных направлениях? Что от этого изменится?
Какие способы реализации высокочастотных трансформаторов известны
вам? Опишите их.
7.	Представьте схему АГ с автотрансформаторной обратной связью с
параллельным питанием анода. Поясните назначение элементов в схеме.
8.	Запишите выражение для определения смешения в установившемся
режиме, например, для схемы АГ рис. 19.19. Поясните его.
9.	В чём, по вашему мнению, сходство транзисторных АГ с ламповы-
ми АГ и в чём различие?
10.	Почему считается, что в схеме ёмкостной трёхточки может быть
обеспечена большая стабильность частоты автоколебаний, чем в схеме
индуктивной трёхточки?
11.	Считаете ли вы приведенное в конце лекции выражение для экви- .
*	х2
-у	л2
валентного сопротивления нагрузки трехточечнои схемы Zoe =	- =
zz
2 Р2
= р —— всегда справедливым? Поясните. Как могут быть реализованы
Lr
сопротивления хь х2, х3?
40
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
12. Представьте возможные варианты схемы одноконтурного АГ с
ёмкостной обратной связью при заземлении по высокой частоте сетки.
Возможна ли при этом реализация последовательного питания анода?
Если возможна, то опишите особенности схемы.
13. Какую форму записи условия самовозбуждения АГ, кроме (19.7),
(19.8), можно еще предложить? Поясните ее.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 19
{.Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
2.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгиль-
дян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. -
3-е изд., перераб. и доп. - М.; Радио и связь, 1996. - 560 с.
3.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Б.П. Терентьев,
Н.П. Калашников, Л.Е. Клягин, Б.Б. Штейн; Под ред. Б.П. Терентьева. -
М.: Связь, 1972. - 456 с.
4.	Челноков О.А. Транзисторные генераторы синусоидальных колеба-
ний. - М.: Сов. радио, 1975. - 272 с.
ЛЕКЦИЯ 20
Необходимость компенсации фазы средней крутизны
коллекторного тока в транзисторных АГ. ~ Транзисторные
АГ с компенсацией фазы средней крутизны коллекторного
тока. ~ Транзисторный АГ с параллельным колебательным
контуром между коллектором и базой
/Т? транзисторных АГ, как отмечалось в предыдущей лек-
дни, на высоких частотах нельзя не считаться с фазой
средней крутизны коллекторного тока. Причины этому следую-
щие. В установившемся режиме любого АГ выполняется условие
баланса фаз, которое в общем имеет одинаковый вид для лампово-
го и транзисторного АГ (19.14) и которое, если пренебречь прони-
цаемостью в транзисторе (параметр D = 0), применительно к тран-
зисторному АГ можно записать в виде
<PS + Фое +	= °’	(201)
где ф5 - фаза средней крутизны коллекторного тока; фС)е - фаза на-
грузки в коллекторной цепи транзистора (фаза эквивалентного со-
противления электрической цепи, подключаемой между коллекто-
ром и эмиттером транзистора); фл. - фаза коэффициента обратной
связи АГ.
При реализации транзисторного АГ по любой из рассмотрен-
ных схем коэффициент обратной связи АГ оказывается практиче-
ски вещественной величиной. Следовательно, фаза его ф* = 0. Ус-
ловие баланса фаз (20.1) в этом случае принимает вид
(Р5+(Рое=0-	<20-2)
42
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Так как на частоте, даже значительно ниже предельной рабочей
частоты транзистора1, фаза средней крутизны коллекторного тока
становится уже заметной, то согласно условию (20.2), на частоте
автоколебаний будет иметь место
<Рое=-<Р$’
т.е. контур оказывается расстроенным относительно частоты авто-
колебаний.
Работать на расстроенный контур энергетически невыгодно2.
Колебательная мощность, отдаваемая транзистором, резко умень-
шается:
Р = ~L С^СОБф...
~	2 *'-[ МК • Ov
Так как ф5 приближается с повышением частоты до -90° и может
даже превысить эту величину, то по мере приближения ф^ к +90°
колебательная мощность падает до нуля, а если ф5 превысит -90°,
то баланс фаз (20.2) в принципе не может быть выполнен, посколь-
ку предельное значение ф^ для одиночного параллельного коле-
бательного контура равно +90°. Очевидно, амплитуда автоколеба-
ний при больших значениях ф5 не может быть стабильной. Кроме
резкого ухудшения энергетических показателей АГ с возрастанием
ф5 сильно ухудшается стабильность частоты автоколебаний, так
как она становится существенно зависящей и от контура, и от кру-
тизны коллекторного тока, которая не является стабильным пара-
метром и существенно зависит от режима. Всё это резко снижает
диапазон рабочих частот транзистора в схемах АГ.
Чтобы избавиться от указанного недостатка, в транзисторных
АГ применяют компенсацию фазы средней крутизны коллекторно-
го тока фазой коэффициента обратной связи, т.е. добиваются, что-
бы выполнялось условие
Ф5 +фЛ = 0.	(20.3)
Тогда для выполнения условия баланса фаз (20.1) потребуется
«Рое = °’
1 Считается, что фазу средней крутизны коллекторного тока следует учитывать на
частоте со > 0,3 cos.
2 См. ч. 1, лекцию 8.
ЛЕКЦИЯ 20
43
Компенсацию фазы средней крутизны коллекторного тока
можно осуществить в АГ на основе ёмкостной или индуктивной
трёхточки. Ёмкостная трёхточка для такой цели представляется
более удобной.
Чтобы выполнить условие (20.3), в трёхточечной схеме АГ базу
транзистора присоединяют к контуру через фазокомпенсирующую
реактивность Хф. Пока < -л/2, т.е. <р5 < -90°, в качестве такой
реактивности должна быть ёмкость.
Обобщённая схема транзисторного АГ с фазокомпенсирующей
реактивностью показана на рис. 20.1.
Для анализа схемы АГ (рис. 20.1) воспользуемся электрической
цепью рис. 20.2, состоящей из линейных элементов хь хг, Хз, Хф и
*
входного сопротивления транзистора ZBx - Если обозначить для
первой гармоники коллекторного тока /К[ сопротивление всей цепи
*
(рис. 20.2) как Z, то комплексная амплитуда выходного напряже-
ния будет
Рис. 20.1
Рис. 20.2
Для входного напряжения получаем
* *
*	1 Zx,Zbx
t/мб =-----г--------!----♦-------------•
X] (Zbx + >Хф) + X3[ZBX + У(Х] + Хф)]
Соответственно коэффициент обратной связи
. U мб	Zbx
“------— —   —	  ! ——
* * *
и мк	X|(Zbx+ >Хф) + x3[Zbx + У(Х] + Хф)]
44
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Если принять хф = 0, a ZBx = °°, то (20.4) переходит в известное нам
из предыдущей лекции выражение (19.24)
к~к =-----.	(20.5)
Xj + Х3
Представляя входное сопротивление транзистора как парал-
лельное соединение активного сопротивления /?вх и ёмкостного
сопротивления входной ёмкости Свх, получаем соответственно:
7	_ Лвх
,
1 + ja>CBXRBX
*	х R
к =--------------------L-S*---------------;	(20.6)
ЯВх(*1 +^)-ыСвх7?вх(х1Лф +лзЛ|> + ^) +
+УЦхф+х3Хф+х1х3)
Хф(Х1 +J^)+X1X3
tg<₽* ^вхЦ + Х3 +О)Свх[Хф(Х! +Х3) + Х1Х3]}
Если принять Хф=-1/<оСф, то
Xi +х3 -<оСфХ]Х3
tgtp, 
^вх [юСф (Л1 + х3 + ^Ох^-^З ) - W^BX (-*1 + -*з )]
(20.7)
(20.8)
Очевидно, чем больше сопротивление фазокомпенсирующей
реактивности, тем меньше величина коэффициента обратной связи
и тем сильнее влияние этой реактивности на фазу коэффициента
обратной связи. Для обеспечения необходимого уровня сигнала на
входе транзистора потребуется увеличивать коэффициент включе-
ния контура из сопротивлений хь х2, х3 со стороны базы.
Зная параметры трёхточечной схемы АГ, используя приведен-
ные выше соотношения, можно определить требуемую величину
фазокомпенсирующей реактивности хф.
Для большей наглядности идею компенсации фазы средней
крутизны коллекторного тока в транзисторном АГ далее мы рас-
смотрим с помощью векторных диаграмм.
45
ЛЕКЦИЯ 20
На рис. 20.3 представлены соответственно схема транзисторно-
го АГ на основе ёмкостной трёхточки с добавлением фазокомпен-
сирующей ёмкости Сф и векторная диаграмма для неё, поясняющая
идею компенсации фазы средней крутизны коллекторного тока в
рассматриваемой схеме.
Рис. 20.3
При построении векторной диаграммы за опорный принят век-
*
тор выходного напряжения U мк  Через ёмкость полагая её без
*
потерь, протекает ток /С2, опережающий по фазе напряжение U мк
на 90°. Левая ветвь цепи носит индуктивный характер, соответст-
*
венно ток через неё IL отстаёт по фазе от напряжения UMK  Ток ин-
дуктивной ветви IL создаёт падение напряжения на цепи, образо-
ванной соединением Сь Сф, Свх, /?вх, которое обозначено UC[. Это
напряжение в силу ёмкостного характера сопротивления цепи от-
стаёт по фазе от тока IL. Ток 7сф через фазокомпенсирующую ём-
кость Сф, соответственно и через входное сопротивление, опережа-
ет по фазе напряжение UC[- Создаваемое этим током напряжение
1/ы вх на входном сопротивлении отстаёт по фазе от тока и, очевид-
но, находится в противофазе с обозначенным на схеме напряжени-
*
ем Смб  Последнее напряжение обусловливает коллекторный ток,
амплитуда первой гармоники которого

46
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Согласно последнему выражению вектор первой гармоники
❖
коллекторного тока пропорционален вектору напряжения Um6 и
повёрнут относительно его на угол -ф5. В итоге ток первой гар-
моники коллекторного тока оказывается в фазе с выходным на-
*
пряжением Umk , а это означает, что эквивалентная нагрузка, под-
ключенная между коллектором и эмиттером транзистора, имеет
чисто активный характер.
Из векторной диаграммы наглядно видна связь положения век-
*
тора UM вх, соответственно и вектора (7мб = - 1)ы относительно
векторов IL, Ucv Ц ф- Если векторы IL, UCv 4 ф повернуть в сторону
*
вектора UMK , то фазовый угол ф^. возрастёт, что позволит компен-
сировать большее значение -ф5. Очевидно, значения -фЛ, ком-
пенсация которых возможна в схеме, будут находиться в пределах
-ф5 = 0..90°, не достигая крайнего значения - 90°. К такому же
выводу можно прийти, рассматривая выражение (20.8) примени-
тельно к ёмкостной трёхточке. В схеме ёмкостной трёхточки xt < 0;
х3 > 0 и | х3 | > | Xi |, поэтому числитель в (20.8) всегда будет иметь
положительное значение. Знаменатель (20.8) также имеет положи-
тельное значение, что особенно очевидно, если можно принять
Свх = 0. Следовательно, фазовый угол коэффициента обратной свя-
зи в рассматриваемой схеме транзисторного АГ на основе ёмкост-
ной трёхточки с применением фазокомпенсирующей ёмкости не
может выйти за пределы положительных углов от 0 до +90°, не
достигая крайнего значения +90°.
Если фаза средней крутизны коллекторного тока выходит за
пределы -90°, то в ёмкостной трёхточечной схеме приходится де-
лать отрицательный коэффициент обратной связи (сопротивления
X] и х3 берутся индуктивного характера) и между базой и контуром
включать фазокомпенсирующую индуктивность L$. АГ с отрица-
тельным коэффициентом обратной связи носит название обращён-
ного АГ.
На рис. 20.4 представлены схема обращённого АГ на основе
ёмкостной трёхточки с включением фазокомпенсирующей индук-
тивности £ф и векторная диаграмма, поясняющая компенсацию
фазы средней крутизны коллекторного тока в рассматриваемой
схеме.
ЛЕКЦИЯ 20
47
При построении векторной диаграммы за опорный принят век-
V	*
тор выходного напряжения U мк  Через ёмкостную ветвь контура
протекает ёмкостный ток 1с, который опережает по фазе напряже-
*
ние имк на 90° при пренебрежении потерями в ёмкости. Ток через
левую ветвь контура носит индуктивный характер и отстаёт по фа-
*
зе от напряжения UMK  Обозначен этот ток ILr Так как в индуктив-
ной ветви имеются потери (собственные потери в катушках и во
*
входной цепи RBX), то ток 1а отстаёт от напряжения Umk на угол
меньше 90°. На сопротивлении соединения Ц, Ьф, Свх, RBX ток lL1
создаёт падение напряжения UL{, которому соответствует ток
через фазокомпенсирующую индуктивность Ьф. Ток отстаёт по
фазе от напряжения Ulv На входном сопротивлении транзистора,
образованном параллельным соединением RBX, Свх, ток создаёт
напряжение UM вх, которое отстаёт по фазе от этого тока. Очевидно,
*
обозначенное на схеме напряжение С/Мб равно по величине UMBX,
но находится в противофазе по отношению к последнему, что и
отражено на векторной диаграмме. Как видно из векторной диа-
* *
граммы, напряжение С7Мб опережает напряжение Umk более чем
на 90°, что позволяет компенсировать фазу средней крутизны кол-
лекторного тока, превышающую - 90°. Так как

48
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
то вектор первой гармоники коллекторного тока пропорционален
*
по величине вектору напряжения UM6, но повёрнут относительно
*
последнего в сторону вектора выходного напряжения U мк • Оче-
видно, при соответствующем подборе параметров элементов кон-
тура трёхточки и фазокомпенсирующей индуктивности можно
обеспечить совпадение по фазе тока первой гармоники коллектор-
ного тока и выходного напряжения на транзисторе, что соответст-
вует нагрузке последнего на чисто активное сопротивление.
Если принять Хф = соЬф, то согласно (20.7)
g)La (х, + Хо ) + х.х,
tgtp =-------------2—!--------—----------.
^вх^*^1 х3 ЫСвх[“£ф (^i	*з) +
Из последнего выражения для обращённого АГ по схеме (рис. 20.4)
следует, что
<р*>+90°,
так как числитель и знаменатель выражения всегда положительны,
соответственно tgcpj. < 0. Сказанное соответствует векторной диа-
грамме рис. 20.4.
На рис. 20.5 представлены соответственно схема транзисторно-
го АГ на основе индуктивной трёхточки с добавлением фазоком-
пенсирующей ёмкости Сф и векторная диаграмма для неё, пояс-
няющая идею компенсации фазы средней крутизны коллекторного
тока в схеме.
При построении векторной диаграммы за опорный принят век-
*
тор выходного напряжения U Мк  Через индуктивность L2 протека-
ЛЕКЦИЯ 20
49
ет ток IL2, который отстаёт по фазе от выходного напряжения U мк.
Из-за наличия потерь в ветви по причине неидеальности индуктив-
ности, а также возможной связи её с полезной нагрузкой АГ отста-
вание по фазе тока через индуктивность от напряжения на ней ме-
нее 90°. Ток через левую ветвь 1С, носящую ёмкостный характер
Ж
сопротивления, опережает по фазе напряжение 77 мк  Из-за потерь
в ветви, обусловленных собственными потерями в индуктивности
Ц и потерями во входной цепи транзистора 7?вх, ток 1С опережает
*
по фазе напряжение Uмк на угол менее 90°. Этот ток обусловлива-
ет напряжение Yia ветви, образованной соединением Ц, Сф, Свх, RBK,
которое обозначено ULy При индуктивном характере результи-
рующего сопротивления указанного соединения элементов Lb Сф,
Свх, 7?вх напряжение опережает по фазе ток 1С- Ток /<-ф через фа-
зокомпенсирующую ёмкость Сф опережает по фазе напряжение
ULl. Этот ток протекает через входное сопротивление и соответст-
венно обусловливает на входе транзистора напряжение 77м вх, кото-
рое отстаёт по фазе относительно тока. Входному напряжению
*
7/мвх равно по величине напряжение Смб, находящееся с ним в
противофазе. Соответственно комплексная амплитуда первой гар-
моники коллекторного тока
* * *
/К1 =Смб5сР=С7мб5сре"^
и отображается на диаграмме вектором 7К[, повёрнутым в сторону
*
вектора выходного напряжения £/Мк на угол средней крутизны
-<р5. При полной компенсации фазы средней крутизны первая
гармоника коллекторного тока оказывается в фазе с выходным на-
пряжением. Соответственно между коллектором и эмиттером
ощущается чисто активное сопротивление.
Из векторной диаграммы (рис. 20.5) наглядно видна связь по-
*
ложения вектора UM вх, соответственно и вектора напряжения U мб,
относительно векторов lc, ULv Ic^- Из диаграммы просматривается,
что в АГ на основе индуктивной трёхточки возможна компенсация
фазы средней крутизны коллекторного тока в меньших пределах,
50
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
чем при использовании ёмкостной трёхточки (сравните векторные
диаграммы рис. 20.3 и 20.5).
На рис. 20.6 представлена схема обращённого АГ на основе ин-
дуктивной трёхточки с включением фазокомпенсирующей индук-
тивности Ьф и векторная диаграмма, поясняющая компенсацию
фазы средней крутизны коллекторного тока в схеме.
Рис. 20.6
При построении векторной диаграммы за опорный принят век-
*
тор выходного напряжения U мк. Через индуктивную ветвь конту-
ра протекает ток lL, отстающий по фазе от выходного напряжения.
Через ёмкостную ветвь протекает ток 1(, опережающий по фазе
выходное напряжение. Из-за потерь в каждой ветви сдвиг по фазе
между выходным напряжением и током по величине меньше 90°.
Ток в ёмкостной ветви 1С обусловливает напряжение на соедине-
нии элементов Сь Ьф, Свх, /?вх, которое при ёмкостном характере
результирующего сопротивления соединения указанных элементов
отстаёт по фазе относительно тока 1С. Обозначено это напряжение
Ucv Этому напряжению соответствует ток //ф через фазокомпенси-
рующую индуктивность, который отстаёт по фазе от напряжения.
Ток 4^ создаёт падение напряжения на входном сопротивлении
*
UM вх, которое отстаёт по фазе от тока. Напряжение U мб равно по
величине С/мвх, но находится в противофазе к последнему. Как
*
видно из векторной диаграммы, напряжение 67 мб опережает по
*
фазе выходное напряжение UMK более чем на 90°, что позволяет
компенсировать фазу средней крутизны коллекторного тока, пре-
вышадэщую - 90°.
ЛЕКЦИЯ 20
51
Применение фазокомпенсирующих элементов в АГ затрудняет
конструктивную реализацию схем, поэтому подобные схемы редко
применяют на частотах выше 100... 150 МГЦ. Чтобы облегчить
конструктивную реализацию индуктивных элементов с повышени-
ем частоты, индуктивный элемент цепи, в том числе и фазоком-
пенсирующую индуктивность в обращённых схемах, выполняют в
виде последовательного соединения индуктивного и ёмкостного
элементов, что повышает требуемое значение индуктивности и
этим делает возможной её реализацию. Таким путём удаётся по-
строить АГ до 300 МГц. Настройка такого АГ, естественно, услож-
няется.
На высоких частотах, пока фаза средней крутизны коллектор-
ного тока <ps < -90°, как отмечалось в предыдущей лекции, широ-
кое распространение получила схема транзисторного АГ с конту-
ром между коллектором и базой (см. рис. 19.19), эквивалентная
ёмкостной трёхточке. На рис. 20.7,а эта схема повторена. Соответ-
ственно на рис. 20.7,б приведены эквивалентное представление по
высокой частоте указанной схемы и векторная диаграмма для неё.
Рис. 20.7
За опорный на векторной диаграмме (рис. 20.7,6) принят вектор
*
выходного напряжения UMK - Ток через ёмкость Скэ, полагая её без
потерь, опережает по фазе выходное напряжение на 90°. Ток / че-
рез правую ветвь цепи, образованную входным сопротивлением
/?вх, ёмкостью Сбэ, в состав которой входит ёмкость транзистора
Свх, параллельным колебательным контуром из элементов С, L, эк-
вивалентным колебательному контуру из G, С2, LK на схеме
*
рис. 20.7,6!, отстаёт по фазе от выходного напряжения U мк. Из-за
52
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
потерь в ветви это отставание по фазе меньше 90°. Ток / обуслов-
ливает на входе транзистора напряжение £/вх, которое по величине
*
равно U мб, но находится в противофазе к последнему. Соответст-
венно комплексная амплитуда первой гармоники коллекторного
тока, определяемая соотношением
* * *
/К) =UM6Scp=UM6Scpe~j^ ,
отображается вектором, повёрнутым относительно вектора (/Мб в
*
сторону вектора выходного напряжения U Мк • Регулируя связь с
полезной нагрузкой, подключаемой к контуру между коллектором
и базой транзистора, изменяют потери в правой ветви цепи и таким
образом влияют на величину фазы коэффициента обратной связи
<рА . Очевидно, регулировкой связи контура с полезной нагрузкой
можно добиться полной компенсации фазы средней крутизны кол-
лекторного тока. В итоге выходной ток (первая гармоника коллек-
торного тока) и выходное колебательное напряжение между кол-
лектором и эмиттером транзистора оказываются в фазе и транзи-
стор работает на чисто активное сопротивление.
Исходя из эквивалентной схемы рассматриваемого АГ, можно
получить выражение для его коэффициента обратной связи. При-
мерное выражение, не учитывающее потери в контуре, включен-
ном между коллектором и базой, можно получить на основании
(20.4), приняв Хф = 0:
; U Мб	Х[ ZBX
* * * ’
U МК X, ZBX + Х3 ZBX + jxfy
*
где следует считать X] = - 1/(оС6э, ZBX = RBX 
После подстановки последних соотношений получаем:
*__________RBX_______
(шСбэХз-П^х-ухз’
х,
tg<p <. ~-----------•
(соСбэХз - 1)/?вх
Л Е К Ц И Я 20
53
Обратим внимание, что в приведенных соотношениях х3 соот-
ветствует эквивалентному сопротивлению параллельного колеба-
тельного контура между коллектором и базой и должно иметь ин-
дуктивный характер на частоте автоколебаний.
Чем больше ёмкость С&,, тем легче обеспечивается положи-
тельная фаза коэффициента обратной связи и соответственно ком-
пенсация фазы средней крутизны коллекторного тока. Поэтому в
рассматриваемой схеме АГ для лучшей компенсации фазы средней
крутизны коллекторного тока часто параллельно входу транзисто-
ра, т.е. параллельно входной ёмкости транзистора Ст, подключается
дополнительная ёмкость Сф, что отмечалось в предыдущей лекции.
Таковы основные положения осуществления компенсации фа-
зы средней крутизны коллекторного тока в транзисторных АГ на
высоких частотах. Очевидно, при большой величине коэффициен-
та обратной связи возможно возбуждение автоколебаний в. любой
из рассмотренных схем АГ и при неполной компенсации фазы
средней крутизны коллекторного тока. Следует также обратить
внимание, что значение фазы средней крутизны коллекторного то-
ка принципиально не может быть точно равно -90°. Оно может
приближаться к этой величине с любой стороны, но никогда не
будет равно этому значению. АГ легче реализовать, когда значение
<ps- заметно отличается от -90° в любую сторону, чем в случае
ф5 «-90°.
Как уже отмечалось, из-за сложностей реализации АГ с исполь-
зованием фазокомпенсирующего элемента такие АГ редко приме-
няют на-частотах выше 100... 150 МГц. Применяя реализацию ин-
дуктивных элементов (одного или нескольких) в виде последова-
тельного соединения катушки индуктивности и конденсатора,
можно добиться частот до 300 МГц. Чем выше частота, тем труд-
нее реализовать индуктивность с использованием сосредоточенных
элементов.
В АГ с контуром между коллектором и базой индуктивность
контура может быть реализована из отрезка микрополосковой ли-
нии. При этом достижимы частоты до 1...2 ГГц. Для удобства ре-
гулировки ёмкости Сф и С6э реализуются с применением подстро-
з
ечных конденсаторов .
3 Конструктивные удобства такого АГ очевидны: в качестве индуктивности ис-
пользуется отрезок микрополосковой линии, коллектор заземлён, а между кол-
лектором и эмиттером включается подстроечный конденсатор.
54
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 20
1.	Представьте график зависимости фазового угла эквивалентного со-
противления параллельного колебательного контура от частоты. Поясни-
те его. Как он связан с добротностью контура?
2.	Чем обусловливается необходимость компенсации фазы средней
крутизны коллекторного тока в транзисторном АГ? Поясните. В чём за-
ключается идея компенсации фазы средней крутизны коллекторного тока
в транзисторном АГ и какие способы её реализации вам известны?
3.	Уясните векторные диаграммы рис. 20.3 - 20.6 и рис. 20.7,6. Какие
изменения в диаграммах будут иметь место при изменении параметров
элементов электрической цепи АГ? Поясните.
4.	В чём, по вашему мнению, сходство и в чём отличие в подходах к
определению коэффициента обратной связи АГ в предыдущей лекции и в
настоящей? Поясните.
5.	При RBX = со и Хф = 0 получите на основании (20.6) выражение для
*
к. Является ли полученное выражение подобным (20.5)? Если является,
то покажите связь. Если не является, то поясните, почему нет.
6.	Существует ли связь между токами 1С , I, /К[ в схеме рис. 20.7,6?
Поясните. Если связь есть, то как она должна отражаться на векторной
диаграмме?
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 20
Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А. Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
ЛЕКЦИЯ 21
Многоконтурные автогенераторы (АГ).	~ Схемы,
классификация и основнь1е параметры двухконтурных
АГ. ~ Регулировка частоты и амплитуды колебаний
в двухконтурных АГ
ДВУХКОНТУРНЫЕ АГ.
КЛАССИФИКАЦИЯ ДВУХКОНТУРНЫХ АГ
/L? общем случае сопротивления хь х2, хз обобщённой трёх-
точечной схемы АГ (см. рис. 19.23) могут быть образова-
ны разными способами, в том числе и параллельными колебатель-
ными контурами, как это показано на рис. 21.1, где соь со2, ®з - кру-
говые резонансные частоты соответствующих контуров. Такая
схема представляет трёхконтурный АГ1.
Рис. 21.1
Очевидно, в представленной схеме трёхконтурного АГ частота
автоколебаний не будет совпадать ни с одной из резонансных час-
1 К подобной схеме мы приходим, например, на СВЧ. Если у лампы все электроды
соединить между собою накоротко по высокой частоте и учесть межэлектрод-
ные ёмкости и индуктивности вводов электродов, получим схему трёхконтурно-
го АГ (рис. 21.1), преобразуя Т-соединение индуктивностей вводов в П-соеди-
нение.
56
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
тот контуров, так как только на частотах, существенно отличаю-
щихся от резонансной частоты, колебательный контур имеет реак-
тивную составляющую его сопротивления, заметно превышающую
активную составляющую.
Возможны схемы АГ с числом контуров больше трёх. На
рис. 21.2 показана схема четырёхконтурного АГ, у которого чет-
вёртым контуром является контур внешней нагрузки (например,
антенно-фидерной системы в случае мощного АГ СВЧ) с
м собственной частотой настройки сонаг.
Контур внешней нагрузки связан с кон-
туром, включенным между анодом и
сеткой лампы. Эта схема также может
быть приведена к обобщённой трёхто-
чечной схеме (рис. 19.23), но при этом
следует иметь в виду, что сопротивление
между анодом и сеткой лампы представ-
ляет эквивалентное сопротивление двух
Рис. 21.2
связанных контуров с собственными частотами со3 и сонаг. Связь
между контурами может быть любая (на схеме показана магнитная
связь). Аналогично можно поступить, если внешняя нагрузка свя-
зана не с анодно-сеточным, а с другим контуром, например анод-
но-катодным. В общем случае при определении сопротивления се-
точно-катодного контура, имеющего собственную частоту (Bi, сле-
дует учитывать потери в цепи сетки из-за наличия сеточного тока.
Очевидно, чем больше контуров в АГ, тем сложнее и труднее
его настраивать. Поэтому на практике находят применение трёх-
контурные и двухконтурные схемы АГ, причём наиболее широко
применяются двухконтурные АГ, особенно в диапазоне СВЧ и в
схемах с кварцевой стабилизацией частоты.
Если в схеме трёхконтурного АГ (рис. 21.1) вместо одного из
контуров будет включена ёмкость, то мы получим три разновидно-
сти схем двухконтурных АГ соответственно на лампе и транзисто-
ре. Эти схемы показаны на рис. 21.3.
В. зависимости от того, какой электрод является общим для
обоих контуров, принята следующая классификация схем двухкон-
турных АГ: схемы рис. 21.3/7 называются схемами двухконтурного
АГ соответственно с общим катодом и с общим эмиттером; схемы
рис. 21.3,6 - соответственно схемы двухконтурных АГ с общей
сеткой и с общей базой; схемы рис. 21.3,в - схемы двухконтурных
АГ с общим анодом и с общим коллектором соответственно. Оди-
ночные ёмкости С3, С2, С] в соответствующих схемах двухконтур-
ЛЕКЦИЯ 21
57
ных АГ рис. 21.3,а,б,в называются ёмкостями связи. Часто общий
для контуров электрод АЭ (лампы или транзистора) заземляется.
Однако последнее необязательно.
Рис. 21.3
Как видим, колебательная система любого двухконтурного АГ
по схеме рис. 21.3 представляет систему двух параллельных коле-
бательных контуров с внешней ёмкостной связью. В таких систе-
мах, как известно, при превышении связи между контурами неко-
торого уровня существуют две частоты собственных колебаний, в
окрестности которых система проявляет свойства, характерные для
параллельного колебательного контура2. Эти частоты носят назва-
ние частот связи, из которых большая называется верхней, а мень-
шая - нижней. Как ниже увидим, в представленных на рис. 21.3
схемах двухконтурных АГ автоколебания возможны только на од-
ной частоте связи, на которой коэффициент обратной связи оказы-
вается положительным. Для второй частоты связи коэффициент
обратной связи получается отрицательным и устойчивые автоко-
лебания на ней невозможны.
Существует ещё одна разновидность двухконтурного АГ, по-
лучаемого из одноконтурного, у которого полезная нагрузка фор-
мирует второй контур, связанный с контуром АГ. В итоге колеба-
тельная система АГ представляет два связанных контура и при
превышении определённого уровня связи у такой системы, как уже
2 Существует ещё одна частота, находящаяся между упомянутыми частотами, в
окрестности которой свойства системы ближе к свойствам последовательного
колебательного контура.
58
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
отмечалось, существуют две резонансные частоты - верхняя и
нижняя, на которых двухконтурная система проявляет свойства
параллельного колебательного контура. У такого двухконтурного
АГ коэффициент обратной связи оказывается положительным на
обеих частотах связи и в зависимости от величины обратной связи
и других параметров схемы автоколебания могут установиться на
любой частоте связи. Может быть и так, что при одних и тех же
параметрах схемы в зависимости
от начальных условий (в теории
таких АГ говорят: в зависимости
от «истории системы») образуют-
ся автоколебания то с одной, то с
другой частотой. Это явление на-
зывается затягиванием частоты.
На рис. 21.4 представлена схема
рассматриваемого двухконтурно-
го АГ на основе одноконтурного с
трансформаторной обратной свя-
зью. Принципиально может быть одноконтурный АГ с автотранс-
форматорной или с ёмкостной обратной связью. АГ может быть
выполнен как на лампе, так и на транзисторе.
КОЭФФИЦИЕНТ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
ДВУХКОНТУРНОГО АГ
В двухконтурном АГ на основе одноконтурного, когда второй
контур образован внешней нагрузкой (пример схемы на рис. 21.4),
коэффициент обратной связи определяется как в соответствующем
одноконтурном АГ (см. лекцию 19).
Ниже мы рассмотрим определение коэффициента обратной
связи в двухконтурных АГ по схемам рис. 21.3.
Считая, что на частоте автоколебаний эквивалентные сопро-
тивления контуров в схемах рис.21.3 имеют выраженный реактив-
ный характер, для определения коэффициента обратной связи в
таких АГ можно воспользоваться общим выражением, полученным
при рассмотрении обобщённой трёхточечной схемы АГ
к~к~-----*!—=Л.
X, + Х3 Х2
Эквивалентные сопротивления контуров колебательных систем
рассматриваемых двухконтурных АГ с тем большим основанием
ЛЕКЦИЯ 21
59
можно считать имеющими выраженный реактивный характер, чем
сильнее частота автоколебаний отличается от резонансной частоты
контура и чем выше добротность контура с учётом реакции внеш-
ней нагрузки и входного сопротивления АЭ.
Реактивные сопротивления хь х2, х3 в общем случае представ-
ляют эквивалентные сопротивления параллельного соединения
соответствующих ёмкостей и индуктивностей, т.е.
X, Хс	X, Хс	хь,хс
Е, С, .	_	/2 с2 . „ _ Ч сз
1 X, +ХГ 2 X, +ХС 3 X. +хс
Е) <|	'2	(2	Ч с3
В этом случае
х X, Хс (X, +ХГ )
_ Л1 _ Ч Cl '2	С2/
х2 Xi^XC2 ^XLi+XC^
ИЛИ
к ХС| (НХ^/Х^)
Хс2.(1+ХС1/Х^)'
Так как XCl = -1/соСь Хс2 = -1/соС2; XLl = а>Ц\ XL2 = 0L2, то
z_C2(1-1/(02^C2)
Если контуры образованы элементами с сосредоточенными пара-
метрами, то
i/^q = се>1 ; 1/ qc2 = со2,
при этом
/r = e2(to2-co2)
q (со2-со2)
(21.1)
Выражение (21.1) позволяет установить связь между частотой
автоколебаний со и собственными частотами контуров СО] и со2. На-
пример, для схемы двухконтурного АГ с общей сеткой (ОС) или с
общей базой (ОБ) (рис. 21.3,6) L2 = со; со2 = 0, при этом коэффици-
ент обратной связи будет положительным при условии coi < со. Для
схемы двухконтурного АГ с общим анодом (ОА) или с общим кол-
60
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
лектором (ОК) (рис. 21.3,в) Ц - со; ад = 0 и коэффициент обратной
связи будет положительным при со2 < со. Для схемы двухконтурно-
го АГ с общим катодом (ОК) или с общим эмиттером (ОЭ)
(рис. 21.3,а) выражение (21.1) не даёт однозначного ответа, при
каком соотношении между со, од и со2 коэффициент обратной связи
будет положительным:
или при со < 
С01
; или при со > 
со2

|ш2
Однако ответить на этот вопрос можно, используя условия для ин-
дуктивной и ёмкостной трёхточек (19.26), (19.27).
Так как в схеме двухконтурного АГ с ОК (или с ОЭ) реактивное
сопротивление между анодом-сеткой (коллектором-базой) х3 < 0, то,
очевидно, в схеме должно выполняться условие индуктивной трёх-
точки (19.26), т.е. должно быть Х| > 0; х2 > 0, а это возможно для
рассматриваемой схемы, если частота автоколебаний удовлетворя-
ет условию
со<(

1Ы2
так как только на частоте ниже собственной частоты параллельный
колебательный контур обладает индуктивным сопротивлением.
К полученному выводу можно прийти также, если определить
коэффициент обратной связи в схеме двухконтурного АГ с ОК
(или ОЭ) на основании выражения
X, + Xj
Так как
_	_ — 1/cdC) _	1
\ + *с, 'l + ^c.Az, ’ИйА;
ТО
ЛЕКЦИЯ 21
61
Из последнего выражения следует, что коэффициент обратной
связи в рассматриваемом АГ будет положительным, если
т.е. если
(о < .	1	< со,.
Vl + Сз/С,
После этого следует, что также должно выполняться со < со2.
Таким образом, в двухконтурном АГ с ОК (или с ОЭ) частота
автоколебаний меньше собственных (резонансных) частот обоих
контуров колебательной системы АГ.
ЧАСТОТА АВТОКОЛЕБАНИЙ
В ДВУХКОНТУРНОМ АГ
В любом двухконтурном АГ колебательная система представ-
ляет два связанных контура. На частоте автоколебаний система
двух связанных контуров должна проявлять относительно выход-
ных электродов АЭ-генераторного прибора: лампы или транзисто-
ра свойства параллельного колебательного контура, т.е. между
анодом-катодом лампы, коллектором-эмиттером транзистора дол-
жно быть отличное от нулевого сопротивление, являющееся на-
грузкой АЭ. Если система проявляет свойства последовательного
колебательного контура, то эквивалентное сопротивление нагрузки
АЭ близко к нулевому, что неприемлемо для лампы или транзи-
стора, требующих вполне определённого сопротивления нагрузки,
например, для обеспечения критического режима работы АЭ, счи-
таемого как оптимальный режим.
В двухконтурных АГ (рис. 21.3) связь между контурами внеш-
неёмкостная. В схеме двухконтурного АГ (рис. 21.4) связь между
контурами трансформаторная (магнитная). Принципиально в по-
добном АГ, отвлекаясь от удобства её реализации, связь между
контурами может быть любая: автотрансформаторная (внутри- и
внешнеиндуктивная), ёмкостная (внутри- и внешнеёмкостная).
Следует отметить, что, несмотря на некоторые общие черты, обу-
словленные наличием связи между контурами независимо от спо-
соба её осуществления, есть и некоторые отличия, обусловливае-
мые именно типом и видом связи, которые имеют принципиальное
значение для правильного понимания работы двухконтурных АГ.
62
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Отметим общие свойства системы двух связанных контуров.
Связь между контурами характеризуется коэффициентом связи
контуров Лсв, который определяется соответствующим выражением
в зависимости от вида и типа связи. Напомним соотношения для
определения коэффициента связи контуров для интересующих нас
случаев двухконтурных АГ.
Пусть имеются два параллельных колебательных контура, со-
ставленных соответственно из элементов Ц, Ci и L2, С2. При
трансформаторной связи между катушками контуров обеспечива-
ется магнитная индукция связи Л/Св. Соответственно коэффициент
связи контуров
*св
Мсв
При внешнеёмкостной связи, осуществляемой через ёмкость Сз,
коэффициент связи контуров
св ^(C1+C3)(C2+C3)'
В общем случае каждый из контуров имеет свою добротность
(без учёта связи, т.е. влияния одного контура на другой) 0Oi и <2ог
соответственно. В теории связанных контуров используется поня-
тие критического коэффициента связи контуров3
, Id,2 + d2
^СВ ~\ о ’
где di - MQoi, d2 = 1/<2о2 - затухание соответствующего контура.
В АГ добротности контуров стараются реализовать как можно
выше, чтобы иметь более высокую стабильность частоты автоко-
лебаний. Причём довольно часто затуханием одного контура по
сравнению с затуханием другого контура можно пренебречь.
При слабой связи между контурами, когда имеющий место ко-
эффициент связи контуров
3 В отдельных работах определяемый ниже коэффициент связр контуров носит
название переходного, тогда как в других работах под переходным понимают
коэффициент связи контуров, величина которого ксг = y[d[d^.
ЛЕКЦИЯ 21
63
св
dy + с?2
2
двухконтурная колебательная система проявляет свойства одиноч-
ного контура, резонансная частота которого незначительно отлича-
ется от собственной частоты контура, со стороны которого рас-
сматривается система связанных контуров.
При сильной связи между контурами, когда
св
df+d%
2
колебательная система проявляет свойства, существенно отли-
чающие её от одиночного контура (если рассматривать АЧХ любо-
го контура, то она имеет вид характерной двугорбой кривой).
Именно при сильной связи у системы появляются две резонансные
частоты: верхняя и нижняя, с которыми, как уже упоминалось, свя-
зывается частота автоколебаний в двухконтурном АГ.
Рассмотрим систему двух связанных контуров с трансформа-
торной связью (рис. 21.5). Потерями в контурах пренебрегаем, что
автоматически приводит к тому, что любой	д/св
коэффициент связи между контурами пре-
вышает критическое значение и частоты свя-
зи существуют. Это также означает, что ре-
зультирующее эквивалентное сопротивление
со стороны любого контура имеет реактив-
ный характер (нет потерь), а величина его Рис- 215
может находиться в пределах от нуля до бесконечности. Результи-
рующее сопротивление со стороны, например, первого контура Li,
Ci в последовательном представлении определяется выражением
Т 1 ЫХ2н
wL,--------------52—
(ОС, cdL2-1/шС2
Последнее слагаемое обусловлено связью между контурами и оп-
ределяет так называемое вносимое сопротивление (в данном вы-
ражении из второго контура в первый). Очевидно, на собственной
частоте второго контура (о2 =	из второго контура в пер-
вый вносится бесконечной величины сопротивление и первый кон-
тур как бы разрывается. Последовательному контуру на резонанс-
ной частоте свойственно нулевое сопротивление (при исключении
G=S= Ц
Li
(*)
64
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
потерь). Поэтому, приравнивая (*) нулю и обозначая	=(0р
= £св, получаем для частот связи4
С0н в
(О* +(О22 +7((Oj2 +(0г)2 -4ц2со2(1-*с2в)	(21 2)
2(1-Л2в)
где сон и со,, - соответственно нижняя и верхняя частота связи.
Графически зависимости <вн и сов для двух значений ксъ пред-
ставлены на рис. 21.6 (&СВ2 > ЛСВ[). Как следует из приведенных гра-
фиков, нижняя частота связи <дн всегда меньше собственных частот
контуров Ю1 и ®2, а верхняя частота связи сов всегда больше этих
частот, причём чем сильнее связь, тем заметнее частоты связи от-
личаются от собственных частот контуров.
Рис. 21.6
—►
(02
В случае, когда собственные частоты контуров очень сильно
отличаются друг от друга, нижняя частота связи <он почти совпада-
ет с меньшей из собственных частот контуров, а верхняя частота
связи приближается к большей из собственных частот контуров.
Но ни одна из частот связи не совпадает с какой-либо из собствен-
ных частот контуров.
Зависимости (рис. 21.6) позволяют наглядно проследить пове-
дение двухконтурного АГ, у которого второй контур образован
4 Можно рассматривать результирующее параллельное сопротивление со сторо-
ны, например, первого контура. Результат будет аналогичным при условии ра-
венства нулю результирующей проводимости.
ЛЕКЦИЯ 21
65
внешней нагрузкой (рис. 21.4), и пояснить явление затягивания
частоты в нём.
Пусть АЭ подключается со стороны первого контура (сок = Ц ).
Тогда второй контур соответствует контуру внешней нагрузки
(шнаг=Д)2). Отметим, что влияние контура нагрузки сказывается
не только на частоте автоколебаний, но и на самовозбуждении АГ.
Очевидно, чем сильнее реакция контура нагрузки, тем большее
сопротивление вносится в первый контур и в итоге уменьшается
эквивалентное сопротивление системы, являющееся нагрузкой АЭ
(лампы в схеме рис. 21.4). В частности, при пренебрежении поте-
рями на собственной частоте второго контура (контура нагрузки) в
первый контур вносится, как отмечалось, бесконечное сопротивле-
ние и индуктивная ветвь первого контура отрывается от ёмкостной
ветви. В итоге в параллельном эквиваленте со стороны первого
контура будет иметь место чисто ёмкостное сопротивление нагруз-
ки, определяемое ёмкостью С\ на частоте со2. ^Естественно, ни о ка-
ком самовозбуждении АГ на этой частоте не может идти речь.
В общем случае при учёте потерь, в частности полезной нагрузки,
уменьшение эквивалентного сопротивления нагрузки АЭ (лампы в
схеме рис. 21.4) может привести к тому, что при установленном в
схеме коэффициенте обратной связи (см. лекцию 19)
где М- коэффициент взаимной индукции между катушкой контура
в анодной цепи L\ и катушкой Lc в сеточной цепи лампы, не будет
выполняться условие самовозбуждения рассматриваемого АГ
(19.15):
SRoe(k - D)>1.	(21.3)
Теперь проследим поведение рассматриваемого АГ при изме-
нении собственной частоты второго контура (контура нагрузки) от
малого значения в сторону возрастания.
При <в2 « нижняя частота связи со,, практически совпадает с
собственной частотой контура нагрузки со2 и, следовательно, из
этого контура в анодный контур вносится большое сопротивление
и АГ не может самовозбудиться на этой частоте, так как не выпол-
няется условие самовозбуждения (21.3). Напротив, на верхней час-
тоте связи реакция контура нагрузки на анодный контур намного
слабее, так как частоты со2 и сов существенно различаются и уело-
66
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
вие самовозбуждения (21.3) выполняется. По мере увеличения час-
тоты настройки контура нагрузки увеличивается нижняя частота
связи <он, верхняя частота связи также изменяется, причём вначале
медленно, а затем более заметно. При некоторой настройке конту-
ра нагрузки может оказаться, что реакция его на анодный контур
на обеих частотах связи такова, что условие самовозбуждения АГ
(21.3) выполняется на обеих этих частотах. Однако в АГ будут
продолжать существовать автоколебания верхней частоты связи,
так как они существовали с самого начала, хотя частота их не-
сколько изменялась при перестройке контура нагрузки. По мере
дальнейшего повышения собственной частоты контура нагрузки,
когда она превысит собственную частоту анодного контура <вь
верхняя частота связи начнёт в основном определяться собствен-
ной частотой контура нагрузки со2, а нижняя частота связи сон прак-
тически будет близка к собственной частоте анодного контура со,.
В этом случае реакция контура нагрузки на верхней частоте связи
заметно возрастает, эквивалентное сопротивление колебательной
системы существенно падает, условие самовозбуждения АГ (21.3)
перестаёт выполняться и автоколебания на верхней частоте связи
срываются (перестают существовать). Но при этой настройке кон-
тура нагрузки уменьшилась реакция его на анодный контур на
нижней частоте связи, которая, как отмечалось, приближается к
собственной частоте анодного контура <оь и на ней выполняется
условие самовозбуждения (21.3). Соответственно автоколебания,
сорвавшись на верхней частоте связи, автоматически устанавлива-
ются на нижней частоте связи ®н и продолжают существовать на
ней при дальнейшей перестройке контура нагрузки в том же на-
правлении, т.е. в сторону повышения его собственной частоты. Ес-
ли начать изменять собственную частоту контура внешней нагруз-
ки со2 в обратную сторону, т.е. в сторону понижения, то в схеме
будут существовать устойчивые автоколебания на нижней частоте
связи сон, которые не срываются при достижении той же частоты
настройки контура нагрузки со2, при которой они возникли после
срыва автоколебаний на верхней частоте связи. При дальнейшем
понижении частоты контура нагрузки, когда значение нижней час-
тоты связи начинает приближаться к частоте настройки этого кон-
тура, реакция контура нагрузки на анодный контур существенно
возрастает и автоколебания на нижней частоте связи <вн срываются.
Но так как на этом этапе уже выполняется условие самовозбужде-
ния (21.3) на верхней частоте связи, то автоколебания автоматиче-
ски скачком устанавливаются на этой частоте и продолжают суще-
ствовать на ней при дальнейшем понижении частоты контура
ЛЕКЦИЯ 21
67
внешней нагрузки со2. Рассмотренный характер изменения частоты
автоколебаний при перестройке контура нагрузки представлен на
рис. 21.7,а. Зависимость изменения частоты автоколебаний образу-
ет своего рода петлю, носящую название петли затягивания часто-
ты5 * * В. Для сравнения на рис. 21.7,6 показана зависимость изменения
частоты автоколебаний рассматриваемого АГ, когда установленно-
го в схеме коэффициента обратной связи к оказывается недоста-
точно для выполнения условия самовозбуждения АГ (21.3) на не-
котором интервале частоты настройки контура нагрузки <в2 вблизи
частоты анодного контура (о,, когда реакция контура нагрузки на
анодный контур оказывается сильной и на верхней, и на нижней
частоте связи, так что условие самовозбуждения не выполняется
ни на одной из частот связи (частоты связи, соответствующие ин-
тервалу со2 = со 2-..co/z2 на рис. 21.7,6).
5 Очевидно, если рабочие колебания АГ будут установлены вблизи точки пере-
скока частоты, то такой режим может оказаться недопустимо неустойчивым по
частоте, так как верхняя и нижняя частоты связи существенно отличаются друг
от друга. При «случайном» изменении частоты со2 в определённую сторону про-
изойдёт перескок частоты автоколебаний с верхней частоты связи на нижнюю
или наоборот. Для устранения явления затягивания частоты в схеме двухкон-
турного АГ, когда второй контур образован внешней нагрузкой, надо умень-
шать коэффициент связи контуров до величины меньше критического значения.
В рассматриваемой схеме АГ с трансформаторной обратной связью явление за-
тягивания частоты можно устранить, включив контур нагрузки между катушкой
анодного контура и катушкой обратной связи в сеточной цепи Lc. В этом случае
используется то обстоятельство, что на одной из частот связи токи в контурах
находятся в фазе, а на другой - в противофазе. Следовательно, коэффициент об-
ратной связи при определённом подключении сеточной катушки будет положи-
тельным только на одной частоте: либо на верхней, либо на нижней.
68
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
В завершение рассмотрим поведение данного АГ при слабой
связи между контурами, когда при учёте потерь в элементах кон-
туров и сопротивления полезной нагрузки имеющийся коэффици-
ент связи контуров ксв меньше критического, так что реакция кон-
тура внешней нагрузки на анодный контур АГ слаба. В этом случае
частота автоколебаний будет определяться резонансной частотой
анодного контура с учётом влияния контура внешней нагрузки и в
целом будет незначительно отличаться от собственной частоты
анодного контура. При частоте контура внешней нагрузки а>2, мно-
го меньшей собственной частоты анодного контура (оь на частоте
автоколебаний, близкой к од, последовательное сопротивление
контура нагрузки носит индуктивный характер, соответственно в
анодный контур последовательно с индуктивностью контура Ц
вносится из контура нагрузки ёмкостное сопротивление. Результи-
рующее ёмкостное сопротивление анодного контура возрастает,
что указывает на уменьшение его результирующей ёмкости. Соот-
ветственно при неизменной индуктивности анодного контура L\
его резонансная частота с учётом реакции контура внешней на-
грузки возрастает и определяет частоту автоколебаний. По мере
приближения частоты настройки контура внешней нагрузки со2 к
собственной частоте анодного контура (щ вносимое реактивное
сопротивление в индуктивную ветвь возрастает, но сохраняет ём-
костный характер. Соответственно резонансная частота анодного
контура с учётом реакции контура внешней нагрузки продолжает
возрастать относительно собственной частоты анодного контура
(щ. Также возрастает частота автоколебаний со. Когда частота
настройки контура внешней нагрузки совпадёт с собственной час-
тотой анодного контура ац, то из контура внешней нагрузки в
анодный контур реактивное сопротивление не вносится. Следова-
тельно, реактивные сопротивления ветвей анодного контура опре-
деляются только его элементами L\ и Сь Резонансная частота сис-
темы, соответственно и частота автоколебаний, совпадают с собст-
венной частотой анодного контура6. Как только частота настройки
контура внешней нагрузки ®2 превысит собственную частоту
анодного контура (Оь характер вносимого сопротивления из конту- 6
6 Не совсем строго. В общем случае надо учитывать влияние на резонансную час-
тоту параллельного колебательного контура вносимого активного сопротивле-
ния, которое также изменяется при перестройке. Если в ГВВ влияние активных
сопротивлений в ветвях контура на резонансную частоту обычно не учитывает-
ся (см. лекцию 10), то в АГ, особенно в высокостабильных, это следует учиты-
вать. Однако для рассматриваемого вопроса это неактуально и с влиянием по-
терь на частоту автоколебаний можно не считаться.
ЛЕКЦИЯ 21
69
ра нагрузки в индуктивную ветвь анодного контура изменится:
вместо ёмкостного станет индуктивным. Соответственно возраста-
ние сопротивления индуктивной ветви анодного контура тождест-
венно возрастанию индуктивности по сравнению с L\. При имею-
щейся ёмкости анодного контура Ci возрастание индуктивности
ветви этого контура приводит к понижению резонансной частоты
относительно собственной частоты анодного контура Юр При
дальнейшем повышении частоты настройки контура внешней на-
грузки вносимое из него реактивное сопротивление сохраняет
(ОД
индуктивный характер, но умень-
шается по величине. Соответст-
венно эквивалентное сопротивле-
ние индуктивной ветви контура
приближается к сопротивлению
собственной индуктивности анод-
ного контура L\, а резонансная
частота анодного контура с учётом
реакции контура нагрузки, соот-
ветственно и частота автоколеба-
ние. 21.8
ний, приближается к собственной частоте анодного контура. Опи-
санное поведение изменения частоты автоколебаний рассматри-
ваемого АГ представлено на рис. 21.8. Чем слабее связь между
контурами, тем слабее реакция контура внешней нагрузки и тем
меньше пределы отклонения частоты автоколебаний от собствен-
ной частоты контура в анодной цепи.
Рассмотрим изменение частоты автоколебаний в двухконтур-
ных АГ.по схемам рис. 21.3.
Колебательная система таких АГ представляет два параллель-
ных колебательных контура с внешнеёмкостной связью. Относи-
тельно выходных электродов АЭ (анод-катод у лампы, коллектор-
эмиттер у транзистора) такая система должна в отношении эквива-
лентного сопротивления нагрузки проявлять свойства параллель-
ного колебательного контура. Следовательно, если не учитывать
потери, то эквивалентное сопротивление двухконтурной системы
относительно выходных электродов должно быть бесконечным на
резонансной частоте, а эквивалентная проводимость должна быть
равна нулю.
Рассмотрим систему двух параллельных колебательных конту-
ров с внешнеёмкостной связью, представленную на рис. 21.9.
В двухконтурных АГ с ОК (ОЭ) (см. рис. 21.3,а), с ОА (ОК)
(рис. 21.3,в) между анодом-катодом лампы (коллектором-эмит-
тером транзистора) непосредственно присоединяется один из кон-
70
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
туров системы. В двухконтурном АГ с ОС (ОБ) (см. рис. 21.3,6)
между этими электродами присоединяется ёмкость связи.
Следовательно, для определения резонансных
частот двухконтурных систем в схемах с ОК
(ОЭ), с ОА (ОК) следует записать выражение
для эквивалентной проводимости относительно
точек одного из параллельных контуров систе-
мы (рис. 21.9). Для определения резонансных
частот системы в схеме АГ с ОС (ОБ) следует записать выражение
для эквивалентной проводимости относительно точек ёмкости свя-
зи С3 (рис. 21.9).
Для эквивалентной проводимости относительно точек контура
из Li,Ci справедливо выражение:
у . 1	. 1/coCj+1/соС3+(L2/C2)/(coL2-]/(оС2)
7соД 7 (l/wq )[1/(оС3 + (L2/C2)/(wL2 - 1/юС2)] ‘
(21.4)
Приравнивая (21.4) нулю и вводя в рассмотрение парциальные
частоты
^(q+q)’ Wn Jl2(C2+c3)’	(2L5)
соответствующие резонансным частотам параллельных контуров,
выделяемых из системы при поочерёдном закорачивании одной из
индуктивностей, а также учитывая выражение для коэффициента
связи контуров
7(С,+С3)(С2+С3)’
(21.6)
получаем для резонансных частот - частот связи аналогичное
(21.2) выражение, имеющее вид
WH, в
“1 +ши +||,п'7-‘чЧ<1-4)	7.
2(1-4)		’
Для эквивалентной проводимости двухконтурной системы
рис. 21.9 относительно точек ёмкости С3 можно записать следую-
щее выражение:
ЛЕКЦИЯ 21
71
У = ;ЮС3 +
(wlj-I/coCjXcoZ^-1/соС2)
+ 7----------------------------------------.	vZ 1. о)
(^ / Cj )((oL2 -1 / wC2) + (/ С2 )((о£] -1/ (оС,)
Вводя в рассмотрение парциальные частоты (21.5) и учитывая ко-
эффициент связи контуров в системе (21.6), из равенства (21.8) нулю
получаем для резонансных частот - частот связи выражение (21 .Ту.
Таким образом, в рассматриваемых схемах двухконтурных АГ
(рис. 21.3) резонансные частоты колебательной системы независи-
мо от схемы АГ, т.е. от схемы подключения контуров к электродам
АЭ (лампы или транзистора), определяются одинаковым выраже-
нием (21.7), которое идентично рассмотренному ранее выражению
(21.2) для частот связи системы двух колебательных контуров с
трансформаторной связью. Следовательно, если вместо частот
ц, со2 ввести частоты сор (в(1, то для рассмотрения вопроса о час-
тоте автоколебаний в схемах АГ рис. 21.3 можно воспользоваться
графическими зависимостями рис. 21.6. Следует отметить, что в
АГ по схемам рис. 21.3 ёмкость связи контуров влияет также на
величину коэффициента обратной связи АГ, что явно видно в схе-
мах АГ: с ОС (ОБ) - ёмкость связи С2 (рис. 21.3,6), с О А (ОК) -
ёмкость связи Ct (рис. 21.3,в), эквивалентных ёмкостной трёхточке.
В схеме АГ с ОК (ОЭ), эквивалентной индуктивной трёхточке,
влияние ёмкости связи С3 (рис. 21.3,я) на коэффициент обратной
связи так явно не просматривается, как в других схемах, эквива-
лентных ёмкостной трёхточке, в которых ёмкость связи контуров
является одновременно и ёмкостью обратной связи. Тем не менее в
любом двухконтурном АГ по схеме рис. 21.3 при обеспечении не-
обходимого коэффициента обратной связи к коэффициент связи
контуров ксв оказывается по величине больше критического в силу
относительно малых значений затуханий контуров системы даже с
учётом полезной нагрузки и входного сопротивления. Поэтому
всегда уместно вести речь о частотах связи в колебательных сис-
темах рассматриваемых АГ (рис. 21.3).
7 Можно ввести в рассмотрение парциальные частоты контуров со{, <0ц, выделяе-
мых из системы при поочерёдном отрыве одной из индуктивностей. Из равенств
нулю (21.4), (21.8) получаем при этом выражение, отличающееся от (21.7)
отсутствием в знаменателе сомножителя (1-&7в) . Вместо частот <ор <оп в вы-
ражении будут частоты о[, 0)^. Имеет место связь: 0), =<di/3/1-£c2b;
юп = ип
72
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ЧАСТОТА АВТОКОЛЕБАНИЙ
В ДВУХКОНТУРНОМ АГ С ОБЩИМ КАТОДОМ (ОК)
И С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ (ОЭ) (рис. 21.3,а)
Выше отмечалось, что в схемах двухконтурных АГ с ОК и ОЭ
частота автоколебаний меньше резонансных частот контуров С0| и
со2 и в схемах выполняются соотношения для индуктивной трёх-
точки.
Так как частота автоколебаний определяется резонансной час-
тотой колебательной системы, на которой она проявляет свойства,
характерные для параллельного колебательного контура в отноше-
нии эквивалентного сопротивления, и таких частот две: нижняя сон
и верхняя сов частоты связи, то необходимо ответить на вопрос: на
какой из частот связи возможны автоколебания в схеме рассматри-
ваемого АГ?
Как мы уже знаем, нижняя частота связи сои меньше наимень-
шей из частот ©1 и ©п, входящих в выражение (21.7), в котором, в
силу совпадения обозначений в двухконтурных колебательных
системах рассматриваемых АГ (см. рис. 21.3,а) и двухконтурной
системы (рис. 21.9), парциальные частоты и коэффициент связи
контуров определяются соответственно (21.5) и (21.6).
Согласно (21.5)
_ 1 ______________1 _
~ ^(q+Сз) “ д/адц+Сз/С])" 71+C3/Q < 0)1 ’
Нетрудно видеть, что нижняя частота связи ©„ удовлетворяет
соотношению
сон<
(Dj < (Oj
соп <ш2
и оказывается меньше обеих собственных частот контуров систе-
мы. Следовательно, автоколебания в рассматриваемой схеме АГ
возможны на нижней частоте связи. На верхней частоте связи юв
автоколебания не могут установиться в рассматриваемой схеме
АГ. Верхняя частота связи, как мы знаем, больше наибольшей из
ЛЕКЦИЯ 21
73
парциальных частот coj и с»п, входящих в (21.7). Она оказывается
больше, по крайней мере, одной из собственных частот контуров од
и со2 и, следовательно, не удовлетворяет условию индуктивной трёх-
точки, которое должно выполняться в рассматриваемой схеме АГ.
Так как нижняя частота связи ближе к наименьшей из собст-
венных частот контуров, то контур с меньшей собственной часто-
той будет оказывать большее влияние на частоту автоколебаний и
её стабильность. Соответственно если полезная нагрузка АГ свя-
зывается с анодным (или коллекторным) контуром L2, С2, имею-
щим собственную частоту со2, то с целью повышения стабильности
частоты автоколебаний следует выбирать собственную частоту
сеточно-катодного контура (или контура между базой и эмитте-
ром) ниже частоты анодного (коллекторного) контура, т.е. следует
обеспечить од < со2. На коэффициент обратной связи АГ с ОК (ОЭ)
влияют параметры обоих контуров.
ЧАСТОТА АВТОКОЛЕБАНИЙ
ДВУХКОНТУРНОГО АГ С ОБЩЕЙ СЕТКОЙ (ОС)
И С ОБЩЕЙ БАЗОЙ (ОБ) (рис. 21.3,6)
В двухконтурном АГ с ОС (ОБ), как было установлено при рас-
смотрении вопроса о коэффициенте обратной связи, частота авто-
колебаний должна удовлетворять условию со > СО]. При этом сеточ-
но-катодный контур (контур между базой и эмиттером) на частоте
автоколебаний проявляет ёмкостное сопротивление. Очевидно, АГ
возбудится, если для схемы выполняется условие ёмкостной трёх-
точки, т.е'. если на частоте автоколебаний анодно-сеточный контур
(контур между коллектором и базой) проявляет индуктивное со-
противление. А это возможно, если частота автоколебаний со будет
ниже собственной частоты контура со3. Таким образом, в АГ с ОС
(ОБ) должно иметь место соотношение между частотой автоколе-
баний со и собственными частотами контуров со, и со3:
(Oj<CO<CO3.	(**)
Обратим внимание, что условие (**) требует, чтобы собствен-
ная частота со3 анодно-сеточного контура (контура между коллек-
тором и базой) была выше частоты СО| сеточно-катодного контура
(контура между базой и эмиттером). В противном случае ни о ка-
ких устойчивых автоколебаниях в рассматриваемой схеме не мо-
жет идти речь.
74
Раздел2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Как и в двухконтурном АГ с ОК (ОЭ), частота автоколебаний в
рассматриваемом АГ будет определяться одной из частот связи,
найти которые можно по формуле (21.7), в которой под с£>г следует
понимать парциальную частоту
1 ____________1_________
1 “ 7^(0,+с2) ~ ^qa+q/c,) ~
(21.9а)
а под соц понимать парциальную частоту
<з>
(21.96)
соответствующие резонансным частотам параллельных колеба-
тельных контуров, выделяемых из системы двух связанных конту-
ров при поочерёдном закорачивании одной из индуктивностей.
Ёмкостью связи контуров в рассматриваемом АГ (см. рис. 21.3,6)
является ёмкость С2. Соответственно коэффициент связи контуров
ксв=~г----- Сг	(21.10)
7(С1+С2)(С3+С2)
Так как нижняя частота связи сон меньше наименьшей из частот
ос»! и соп, соответственно она согласно (21.9) меньше собственных
частот контуров од и со3, то эта частота никак не может удовлетво-
рять условию (**). Следовательно, автоколебания на нижней час-
тоте связи в рассматриваемой схеме двухконтурного АГ с ОС (ОБ)
невозможны.
Автоколебания в рассматриваемом АГ имеют место на верхней
частоте связи сов в пределах, учитывая (**) и (21.7),
(Oj <
мп
<ад-сов
<со3,
где Юц определяется (21.96), а ксв - (21.10).
ЛЕКЦИЯ 21
75
Г рафик изменения частоты автоколебаний в двухконтурном АГ
с ОС (ОБ) представлен на рис. 21.10.
Рис. 21.10
Из этого рисунка нетрудно видеть, что частота автоколебаний в
рассматриваемой схеме АГ в основном определяется частотой на-
стройки анодно-сеточного контура (контура между коллектором и
базой) и слабо зависит от частоты настройки сеточнб'-катодного
контура (контура между базой и эмиттером).
Коэффициент обратной связи в АГ определяется выражением
(21.1) при ®2 = 0, согласно которому
_ С2 со2 _ С2 1
Q (со2 - со2) Q (1 - со2 /со2) ’
и зависит от частоты настройки СО] сеточно-катодного контура
(контура'между базой и эмиттером). Частота настройки второго
контура соз также влияет на величину коэффициента обратной свя-
зи, так как она определяет частоту автоколебаний со. При сильной
расстройке контуров со3 » СО]
Обратим внимание, что последнее выражение совпадает с вы-
ражением для коэффициента обратной связи одноконтурного АГ с
ёмкостной обратной связью (19.20) (см. лекцию 19).
Рассмотренные выше особенности зависимости частоты авто-
колебаний и коэффициента обратной связи от собственных частот
контуров позволяют в двухконтурном АГ с ОС (ОБ) производить
практически раздельную регулировку частоты и коэффициента об-
76
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ратной связи, что не может быть сделано в двухконтурном АГ с
ОК (ОЭ). На практике поступают следующим образом. Вначале
настройкой анодно-сеточного контура (контура между коллекто-
ром и базой) устанавливается необходимая частота автоколебаний,
а затем регулировкой сеточно-катодного контура (контура между
базой и эмиттером) подбирается коэффициент обратной связи,
обеспечивающий требуемый режим работы лампы или транзисто-
ра. После установки коэффициента обратной связи установка час-
тоты уточняется подстройкой первого контура.
С целью облегчения передачи мощности полезную нагрузку
рассматриваемого АГ целесообразно связывать с анодно-сеточным
контуром (контуром между коллектором и базой), так как на нём
больше напряжение и больше ток через индуктивность контура.
Последнее важно при осуществлении трансформаторной связи с
контуром8.
Ламповые АГ с ОС широко применяются в диапазоне СВЧ,
особенно на дециметровых и сантиметровых волнах. Колебатель-
ные системы таких АГ изготавливаются из отрезков коаксиальных
линий как в ГВВ (см. лекцию 17).
ЧАСТОТА АВТОКОЛЕБАНИЙ
ДВУХКОНТУРНОГО АГ С ОБЩИМ АНОДОМ (ОА)
И С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ (ОК) (рис. 21.3,в)
В двухконтурном АГ с ОА (ОК) частота автоколебаний со, как
отмечалось при рассмотрении вопроса о коэффициенте обратной
связи, должна удовлетворять условию со > со2. При этом катодный
(анодно-катодный) контур или эмиттерный контур (контур между
коллектором и эмиттером) (рис. 21.3,в) на частоте автоколебаний
обладает ёмкостным сопротивлением. Очевидно, схема рассматри-
ваемого АГ на частоте автоколебаний должна быть эквивалентна
ёмкостной трёхточке, что возможно, если собственная частота со3
сеточного (анодно-сеточного) или базового (между коллектором и
базой) контура удовлетворяет условию со3 > со и контур на частоте
автоколебаний со проявляет индуктивное сопротивление. Таким
образом, в двухконтурном АГ с ОА (ОК) должно иметь место со-
отношение
со3 > со > со2.	(***)
8 Ток через катушку контура больше, так как частота автоколебаний близка к соб-
ственной частоте контура.
ЛЕКЦИЯ 21
77
Обратим внимание, что условие (***) требует, чтобы собствен-
ная частота со3 анодно-сеточного контура (контура между коллек-
тором и базой) была выше частоты со2 анодно-катодного контура
(контура между коллектором и эмиттером). Если условие не вы-
полняется, то ни о каких устойчивых автоколебаниях в рассматри-
ваемой схеме АГ не может идти речь.
Частота автоколебаний со будет совпадать с одной из резонанс-
ных частот колебательной системы АГ: с нижней или верхней час-
тотой связи, которые могут быть определены по формуле (21.7), в
которой под coi следует понимать парциальную частоту
1 1
=  - = , - == =
^(q+q) ^qqa+q/q)
<со3,
(21.11а)
а под со„ понимать парциальную частоту
1 _____________1________
“ ^qiq + q) " ^qqa+q/q)"
(21.116)
соответствующие резонансным частотам параллельных колеба-
тельных контуров, выделяемых из системы двух связанных конту-
ров при поочерёдном закорачивании одной из индуктивностей.
Ёмкостью связи контуров в рассматриваемом АГ (см. рис. 21.3,в)
является ёмкость Cj. Соответственно коэффициент связи контуров
св ^/(q+qxq+q)’
Так как нижняя частота связи гон меньше наименьшей из частот
coi и (лп, соответственно она согласно (21.11) меньше собственных
частот контуров со2 и со3, то эта частота не удовлетворяет условию
(***). Следовательно, автоколебания на нижней частоте связи в рас-
сматриваемой схеме двухконтурного АГ с ОА (ОК) невозможны.
Автоколебания в рассматриваемом АГ имеют место на верхней,
частоте связи сов в пределах, учитывая (***) и (21.7),
78
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
(О.
где СО] определяется (21.11а), а ксв определяется (21.12).
Г рафик изменения частоты автоколебаний в двухконтурном АГ
с ОА (ОК) представлен на рис. 21.11, из которого нетрудно видеть,
что частота автоколебаний в рассматриваемой схеме АГ в основ-
ном определяется частотой настройки анодно-сеточного контура
(контура между коллектором и базой) и слабо зависит от частоты
настройки сеточно-катодного контура (контура между базой и
эмиттером).
Коэффициент обратной связи в АГ определяется выражением
(21.1) при о»] = 0, согласно которому
к = ^
со2
и зависит от частоты настройки со2 анодно-катодного контура (кон-
тура между коллектором и эмиттером). Частота настройки второго
контура со3 также влияет на величину коэффициента обратной свя-
зи, так как она определяет частоту автоколебаний со. При сильной
расстройке контуров со3 »со2
ЛЕКЦИЯ 21
79
Последнее выражение совпадает с выражением для коэффициента
обратной связи одноконтурного АГ с ёмкостной обратной связью
(19.20) (см. лекцию 19).
Как и в двухконтурном АГ с ОС (ОБ), в двухконтурном АГ с
ОА (ОК) может быть осуществлена практически раздельная регу-
лировка частоты автоколебаний и коэффициента обратной связи.
При небольшом коэффициенте обратной связи напряжения на
контурах колебательной системы АГ оказываются практически
одинаковыми. Поэтому при использовании ёмкостной связи с по-
лезной нагрузкой последняя может подсоединяться к любому кон-
туру. Однако в зависимости от того, с каким контуром связывается
нагрузка, её влияние будет сказываться либо на частоте автоколеба-
ний, либо на коэффициенте обратной связи. Трансформаторную
связь с полезной нагрузкой проще осуществить с анодно-сеточным
контуром (контуром между коллектором и базой), так как в .индук-
тивности этого контура ток больше в силу близости частоты авто-
колебаний со к собственной частоте контура со3. Но при этом воз-
растёт влияние нагрузки на частоту автоколебаний.
Ламповые АГ с ОА применяются в метровом диапазоне волн в
качестве мощных источников колебаний, в частности, в некоторых
типах РЛС.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 21
1.	Представьте схему электрической цепи, формируемой относи-
тельно внутренних точек электродов лампы при соединении внешних
точек электродов лампы накоротко по высокой частоте. Учтите межэлек-
тродные ёмкости и индуктивности вводов электродов. Поясните сходство
и различие полученной схемы по сравнению со схемой рис. 21.1. Являют-
ся ли схемы идентичными?
2.	Получите, используя (21.2) и (21.7), выражения для нижней и
верхней частот связи при одинаковых значениях частот контуров, входя-
щих в (21.2) и (21.7).
3.	Дайте классификацию схем двухконтурных АГ. Запишите для ка-
ждой схемы соотношение между частотой автоколебаний и собственны-
ми частотами контуров системы. Поясните.
4.	Поясните суть явления затягивания частоты в двухконтурном АГ.
В каких АГ возможно явление затягивания частоты? Как можно предот-
вратить затягивание частоты автоколебаний?
5.	Получите аналогичное (21.7) выражение для частот связи, введя в
рассмотрение парциальные частоты, соответствующие выделяемым па-
раллельным контурам при отрыве одной из индуктивностей. Сравните
полученное выражение с (21.7).
80 Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
6.	Как можно регулировать коэффициент обратной связи и частоту
автоколебаний в двухконтурном АГ с ОК? Поясните.
7.	Поясните возможности регулировки коэффициента обратной связи
и частоты автоколебаний в АГ с ОС.
8.	Поясните возможности регулировки коэффициента, обратной связи
и частоты автоколебаний в АГ с ОА.
9.	Поясните влияние на параметры АГ полезной нагрузки при связи
её с одним из контуров в каждой из схем рис. 21.3.
10.	Получите выражение для частот связи в двухконтурной системе с
внешеиндуктивной связью. Сравните с приведенным в лекции выражени-
ем (21.7). Сделайте выводы.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 21
i
Линде Д.П. Радиопередающие устройства. - М.: Энергия, 1969. - 680 с.
ЛЕКЦИЯ 22
Дестабилизирующие факторы и их влияние на частоту
автоколебаний автогенератора (АГ). ~ Влияние изменений
параметров элементов колебательной системы АГ на час-
тоту автоколебаний. ~ Фиксирующая способность АГ. ~
Условия обеспечения высокой стабильности частоты
автоколебаний АГ. ~ Устойчивость амплитуды автоколебаний
АГ. ~ Эквивалентная схема кварцевого резонатора. ~
Принципы построения схем АГ с кварцем. ~ Осцилляторные
схемы кварцевых АГ, их характеристики. — Фичътровые
схемы кварцевых АГ, их характеристики. ~ Мостовые схемы
кварцевых АГ. ~ Двухкаскадная фильтровая схема Батлера
кварцевого АГ
Д1У опросам стабильности частоты электрических колебаний,
х/ вырабатываемых АГ в радиотехнических устройствах и
системах, уделяется большое внимание. В частности, чем стабиль-
нее частота излучаемых радиопередатчиком колебаний, тем на-
дёжнее и качественнее связь. Кроме того, увеличение стабильности
частоты радиопередатчика эквивалентно увеличению его мощно-
сти, так как у приёмника можно взять уже полосу пропускания
входной цепи и этим сделать его более чувствительным.
Относительная нестабильность частоты колебаний АГ А// /,
где txf - абсолютная нестабильность частоты (величина отклоне-
ния частоты от нужного значения f), колебательная система кото-
рого выполнена на радиокомпонентах: конденсаторах и катушках
индуктивности, обычно используемых в ГВВ, без принятия специ-
альных мер на снижение нестабильности частоты автоколебаний
составляет, примерно, ±10-3...10-4, чего в подавляющем больший-
82
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
стве случаев недостаточно. Требуемое значение относительной
нестабильности частоты обычно на 2...3 порядка выше. Например,
для однополосной радиосвязи и телеграфной работы по методу
частотной манипуляции допускается относительная нестабиль-
ность частоты не более ±1 • 10-6. Резко возрастают требования к
стабильности частоты рабочих колебаний в системах космической
связи и управления летательными аппаратами, перемещающимися
с большими скоростями.
ДЕСТАБИЛИЗИРУЮЩИЕ ФАКТОРЫ
И ИХ ВЛИЯНИЕ НА ЧАСТОТУ АВТОКОЛЕБАНИЙ АГ
Факторы, влияющие на стабильность частоты АГ, носят назва-
ние дестабилизирующих факторов. Дестабилизирующие факторы
подразделяются на внутренние и внешние. Внутренние дестабили-
зирующие факторы определяются самим АГ, в том числе генера-
торным прибором и радиокомпонентами схемы. Внешние - опре-
деляются внешним окружением АГ: изменением температуры
окружающей среды и её влажности, давления, влиянием после-
дующих каскадов и механическими воздействиями. Изменение пи-
тающих напряжений и реакцию нагрузки в зависимости от места
установки АГ и условий его эксплуатации относят либо к внешним
дестабилизирующим факторам, либо к внутренним.
Воздействия дестабилизирующих факторов бывают кратковре-
менными (мгновенными) или длительными. Соответственно раз-
личают кратковременную и долговременную нестабильность час-
тоты АГ. Кратковременная нестабильность частоты обусловлива-
ется быстрыми воздействиями, проявляющимися за время
наблюдения, не превышающее одну секунду. Долговременная не-
стабильность частоты определяется для таких интервалов времени,
как час, сутки, месяц и год.
Основным внутренним дестабилизирующим фактором является
выбег частоты. После включения АГ вследствие постепенного
разогрева блока частота генерируемых колебаний плавно понижа-
ется. Длительность этого процесса зависит от многих факторов, в
том числе от мощности АГ, степени связи АЭ с колебательной сис-
темой, и может занимать интервал от нескольких минут до не-
скольких часов. Чем меньше мощность АГ и чем слабее связь АЭ с
контуром АГ, тем меньше выбег частоты. Если проявление выбега
частоты нежелательно, то производят предварительное включение
АГ за 10...20 минут до включения остальных блоков. В радиове-
Л Е К Ц И Я 22
83
щательных передатчиках включают возбудитель за несколько ча-
сов до выхода передатчика в эфир.
Важным внутренним дестабилизирующим фактором являются
шумы. Наибольший уровень шумов создаётся генераторным при-
бором - АЭ. Меньший уровень шумов создаётся резисторами, кон-
денсаторами, катушками индуктивности. Шумы, особенно шумы
АЭ, причастны к возникновению кратковременной нестабильности
частоты. Механизм воздействия шумов на частоту автоколебаний
разнообразен: через изменения крутизны токов электродов генера-
торного прибора, через изменения баланса амплитуд. Очевидно,
чем менее шумящий генераторный прибор, тем лучше для получе-
ния более стабильных автоколебаний АГ.
Другим внутренним дестабилизирующим фактором является
старение радиокомпонентов. Явление это сложное и многообраз-
ное, определяемое как внешними воздействиями неблагоприятных
факторов, так и внутренними естественными физико-химическими
процессами, необратимо изменяющими параметры радиокомпо-
нентов. Это единственный фактор, который влияет только на дол-
говременную нестабильность частоты АГ. При построении высо-
костабильных АГ после изготовления их подвергают экстремаль-
ным тепловым, электрическим и механическим воздействиям с
целью ускорения преодоления конструкцией первоначального эта-
па старения.
Внутренним дестабилизирующим фактором является неточ-
ность установки частоты АГ. Если АГ работает на одной или
нескольких фиксированных частотах, то точность их установки
может быть получена достаточно высокой. Если АГ диапазонный,
то при ручной его перестройке точность установки частоты опре-
деляется в основном градуировочной шкалой, а при автоматиче-
ской перестройке - выбранной системой автоматического регули-
рования.
Внутренним дестабилизирующим фактором является также
смена АЭ. АЭ одного и того же типа имеют разброс параметров, в
том числе и по величине межэлектродных ёмкостей, причём не
только их так называемых активных составляющих, находящихся в
зоне перемещения носителей тока - зарядов, но и их пассивных
составляющих, обусловленных в основном конструкцией баллона
лампы или корпуса транзистора, креплением выводов электродов и
т.п. Соответственно при смене АЭ, например из-за выхода его из
строя, частота автоколебаний будет несколько отличаться от преж-
ней. Поэтому в контур АГ вводится подстроечный конденсатор, с
помощью которого производится подстройка частоты.
84
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Основным внешним дестабилизирующим фактором является
изменение температуры окружающей среды. От её абсолютного
значения зависит и уровень собственных шумов АГ. Кроме того,
изменение температуры обусловливает изменение геометрических
размеров катушек индуктивности, конденсаторов, внутренних
электродов АЭ, соединительных проводов. Соответственно изме-
няются реактивные параметры радиокомпонентов и их активные
сопротивления (проводимости), межэлектродные ёмкости. Изме-
нения температуры окружающей среды воздействуют как на крат-
ковременную (за счёт шумов), так и на долговременную состав-
ляющие нестабильности частоты автоколебаний АГ.
Для количественной оценки влияния изменения температуры
окружающей среды на долговременную нестабильность частоты
АГ вводится температурный коэффициент частоты (ТКЧ), ха-
рактеризующий относительное изменение частоты на каждый гра-
дус изменения температуры.
Если принять, что частота автоколебаний АГ со определяется
собственной частотой контура сок, что допустимо для одноконтур-
ного АГ (см. лекцию 19), то для относительного изменения часто-
ты АГ, используя частные производные, можно записать:
Дсо
со
А"к Э(,)к Л т ,
—= —^ДТк/сок
со Э£ к к
+^-АС /со
“к
К
(22.1)
где ALK, ДСК - соответственно изменения индуктивности LK и ём-
кости Ск контура.
Относительные изменения индуктивности и ёмкости контура с
изменением температуры среды принято характеризовать соответ-
ственно температурным коэффициентом индуктивности (ТКИ) и
температурным коэффициентом ёмкости (ТКЕ):
ТКИ = -^£.
£КД''
ТКЕ =
ДСК
скдг ’
где Дс° - изменение температуры среды.
Соответственно на основании (22.1) с учётом соотношений для
ТКИ и ТКЕ можно записать:
Л Е К Ц И Я 22
85
ТКЧ = -^- = -^? = --(ТКИ+ТКЕ). (22.2)
<оД/° <окДг° 2
Знак «минус» в (22.1) и (22.2) обусловлен понижением частоты
с увеличением индуктивности LK и ёмкости Ск контура.
АГ всегда стремятся строить на реактивных элементах с низ-
кими значениями ТКИ и ТКЕ. Катушки индуктивности, при конст-
руировании которых не принимается специальных мер, направлен-
ных на улучшение их эталонных свойств, обладают сравнительно
высоким ТКИ (+10'3...5-10'4). Если катушку индуктивности изгото-
вить методом вжигания серебряной спирали в каркас с последую-
щим наращиванием слоя металлизации электролитическими спо-
собами, то можно получить катушки с ТКИ на один-полтора по-
рядка более низким (+5 10'5). Значение ТКИ в этом случае в
основном определяется температурным коэффициентом линейного
расширения каркаса катушки. Наилучшими материалами для изго-
товления каркасов катушек индуктивности признаны радиофар-
фор, плавленый кварц, стеатит, пирофиллит. Экранирование ка-
тушки увеличивает её ТКИ. Нежелательно также использовать ка-
кие-либо сердечники.
Использование в АГ конденсаторов с твёрдым диэлектриком
нежелательно, поскольку последний обладает относительно боль-
шим температурным коэффициентом диэлектрической проницае-
мости ТКЕ (слюда, керамика и т.п.). Наиболее пригодными следует
считать конденсаторы с воздушным диэлектриком, ТКЕ которых
приблизительно равен +5' 10 б, что в десять раз меньше ТКЕ кера-
мических конденсаторов и значений ТКИ лучших катушек. Особое
место среди конденсаторов с твёрдым диэлектриком занимают ти-
кондовые конденсаторы, обладающие отрицательным ТКЕ. Вклю-
чение их в состав контура АГ позволяет скомпенсировать положи-
тельные значения ТКИ и ТКЕ других реактивных элементов. Од-
нако полная компенсация температурных коэффициентов
возможна только при определённой температуре и на одной часто-
те. Оптимальным считается такой подбор ТКИ и ТКЕ, при котором
ТКЧ на краях интересующего диапазона частот равны по величине,
но противоположны по знаку.
Радиотехническая аппаратура часто предназначается для рабо-
ты в широком интервале изменения внешней температуры: от -60
до +60 °C. Для устранения влияния изменения температуры окру-
жающей среды на частоту АГ последний помещают в камеру тер-
мостата, в которой поддерживается практически постоянная тем-
86
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
пература с точностью до ±0,5... 1 °C. Среднее значение температу-
ры в камере термостата (обычно +60...70 °C) должно превышать
самую высокую возможную температуру окружающей среды.
Внутри камеры термостата помимо АГ находятся термодатчик и
нагреватель, связанные с внешней частью схемы автоматического
регулирования. В отдельных случаях используются термостаты, в
камерах которых поддерживается температура ниже температуры
окружающей среды. Использование термостатирования АГ, оче-
видно, усложняет, удорожает и делает более громоздкой радиоап-
паратуру.
Другими внешними дестабилизирующими факторами являются
изменение атмосферного давления и изменение влажности окру-
жающей среды. Уменьшение атмосферного давления ухудшает
условия охлаждения деталей контура АГ, что приводит к их до-
полнительному нагреву, а следовательно, к увеличению неста-
бильности частоты. Кроме того, при изменении давления меняется
диэлектрическая постоянная воздуха, что влияет на величину ём-
кости переменного конденсатора с воздушным диэлектриком и,
следовательно, на частоту автоколебаний, если такой конденсатор
имеется в схеме АГ. Изменение влажности окружающей среды
также влияет на величину диэлектрической проницаемости возду-
ха и сопротивления изоляции деталей контура.
Влияние влажности окружающей среды и атмосферного давле-
ния на стабильность частоты АГ обычно определяется эксперимен-
тально. Наиболее действенным средством уменьшения влияния
этих дестабилизирующих факторов на стабильность частоты явля-
ется герметизация контура или всего АГ. Для этой цели могут ис-
пользоваться заливка монтажной платы различными влагонепро-
ницаемыми самотвердеющими составами и специальные замкну-
тые объёмы, включая и термостат.
Внешними дестабилизирующими факторами являются также
механические удары и вибрации. Они, прежде всего, непосредст-
венно влияют на кратковременную нестабильность частоты. Воз-
действие механических ударов и вибраций приводит к изменению
взаимного расположения деталей АГ, соответственно к нестабиль-
ности частоты автоколебаний. Причиной возникновения вибраций
в стационарных устройствах могут служить передвижения обслу-
живающего персонала, работа двигателей системы охлаждения.
В аппаратуре подвижных средств источниками вибрации являются
работа двигателей, тряска и т.п. Механические удары бывают упру-
гие и неупругие. Упругие удары обусловливают кратковременную
ЛЕКЦИЯ 22
87
нестабильность частоты, неупругие - долговременную. Устранить
последнюю можно в результате ремонта.
Наиболее общими приёмами по ослаблению влияния механи-
ческих воздействий на частоту автоколебаний являются размеще-
ние АГ в жёстких литых каркасах, в которых прочно и жёстко за-
крепляют все детали, чтобы не было их взаимного смещения. Кар-
касы укрепляют на амортизирующих подкладках или подвесках.
При конструировании АГ применяют печатную технологию мон-
тажа. Иногда удаётся воздействовать и на сам источник вибраций
(двигатель, крыльчатку вентилятора) или проводник вибраций (воз-
духопровод, кронштейны) путём подбора правильных режимов ра-
боты, использования мягких прокладок, гофрированных муфт и др.
На частоту автоколебаний влияет изменение питающих на-
пряжений, приводящее к некоторому изменению рабочих ёмкостей
АЭ, входящих в состав колебательной системы АГ, к изменению
фазы средней крутизны и амплитудных соотношений в АГ. Обыч-
но питающие напряжения для АГ стабилизируются с точностью
2...3 %, что практически полностью исключает влияние изменения
напряжения на стабильность частоты.
Изменение величины нагрузки АГ, особенно её реактивной со-
ставляющей, обусловливает реакцию нагрузки на частоту автоко-
лебаний АГ. Чтобы ослабить реакцию нагрузки на АГ, применяют
слабую связь нагрузки с контуром АГ, что соответственно приво-
дит к снижению КПД контура АГ. Как правило, нагрузкой АГ яв-
ляется следующий каскад, в частности его вход. Чтобы ослабить
влияние последующего каскада на АГ, между ними включают спе-
циальный промежуточный каскад, называемый буферным каска-
дом. Основное требование к буферному каскаду - большое вход-
ное сопротивление. На АГ оказывает влияние не только следую-
щий за ним каскад, но и последующие, которые могут
воздействовать на электрические параметры АГ через электромаг-
нитную связь и общий источник питания. При небольшом количе-
стве каскадов радиочастотного тракта в АГ может быть ощутимо
влияние даже антенны.
Дестабилизирующие факторы могут раздельно или одновре-
менно влиять на частоту АГ. В связи с этим существует несколько
методов определения общей (суммарной) нестабильности частоты
Д/общ- Один из них состоит в определении Д/Общ как средней стати-
стической величины. Другой, наиболее простой, заключается в
следующем. Определяют в отдельности влияние каждого дестаби-
лизирующего фактора на частоту АГ. Затем суммируют все уходы
частоты со знаком «+» и со знаком «-», получая два значения сум-
88
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
п
мы &fn . Большая из сумм с учётом коэффициента одновремен-
на
ности воздействия различных дестабилизирующих факторов (АоДН)
определяет общую абсолютную нестабильность частоты:
^общ
= *одн
п
5Ж-
П=1
Обычно величину А^дн принимают равной в пределах 0,8... 1.
Обобщая изложенное выше, можно отметить, что на стабиль-
ность частоты автоколебаний любого АГ наибольшее влияние ока-
зывает изменение температуры окружающей среды. Если АГ тер-
мостатируется, то влияние изменения температуры окружающей
среды на частоту АГ резко снижается.
На частоту диапазонного АГ, помимо изменения температуры
окружающей среды, наибольшее дестабилизирующее действие
оказывают выбег частоты и неточность установки частоты. На
частоту АГ, работающего на одной или нескольких фиксирован-
ных частотах, наибольшее влияние, помимо изменения температу-
ры окружающей среды, имеет выбег частоты.
УСТОЙЧИВОСТЬ ЧАСТОТЫ
И АМПЛИТУДЫ АВТОКОЛЕБАНИЙ АГ.
ФИКСИРУЮЩАЯ СПОСОБНОСТЬ АГ.
ОБЩИЕ МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ
СТАБИЛЬНОСТИ ЧАСТОТЫ АГ
Долговременная нестабильность частоты АГ, связанная с воз-
действием на параметры АГ медленных дестабилизирующих фак-
торов, определяет, по существу, устойчивость частоты автоколеба-
ний АГ. Для нахождения медленных уходов частоты АГ можно
использовать условие баланса фаз (19.14) (см. лекцию 19).
Каждый фазовый угол, входящий в условие баланса фаз, в об-
щем случае зависит от частоты со и дестабилизирующего фактора
а. Следовательно, условие баланса фаз (19.14) можно записать в
виде
. ср5(со, а) + срое(со, a) + cpJt_D(co, а) = 0;2тс; ....	(22.3)
Согласно приведенной записи изменение дестабилизирующего
фактора на величину Да и обусловленное им изменение частоты
автоколебаний АГ Дсо могут быть связаны следующим уравнени-
Л Е К Ц И Я 22
89
ем с использованием частных производных фазовых углов по час-
тоте и дестабилизирующему фактору1 *:
э<р5 | э<рое ! Y t Г а<р5 [ а<рое
дю Эсо d(o J I За За
За
Да = 0,
откуда
Дсо
со
Э<Р.$ , Э<Рое . dWk-D
------|-------1--------
За За За
/3<р5 3<рое 3<рЛ оА
k Зсо 3(0	3(0 ?
Да.
(22.4)
Из (22.4) видно, что изменение частоты прямо пропорциональ-
но изменению дестабилизирующего фактора Да и это изменение
тем меньше, чем больше величина
+5<Рое , d(Pk-D
I 3(0	3(0	3(0
(22.5)
и чем меньше величина
d __ Зф5 ! Зфое ! Зф^о
За За За
Величина d характеризует, насколько стабильны фазы средней
крутизны, эквивалентного сопротивления нагрузки и коэффициен-
та обратной связи (с учётом проницаемости D) под воздействием
дестабилизирующего фактора.
Величина с (22.5) называется фиксирующей способностью АГ.
Фиксирующая способность АГ определяется суммой фиксирую-
щих способностей: АЭ (через среднюю крутизну выходного тока),
контура (электрической цепи между выходными электродами АЭ),
цепи обратной связи.
Фиксирующая способность АГ оказывается положительной ве-
личиной. Действительно, согласно (22.3), учитывая, что изменение
суммарного фазового угла под воздействием дестабилизирующего
1 Физический смысл приводимой ниже записи в том, что изменение суммарного
фазового угла под воздействием дестабилизирующего фактора должно быть
скомпенсировано соответствующим изменением частоты, т.е. баланс фаз, нару-
шившись на существовавшей частоте, устанавливается на новой частоте.
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
90
фактора должно быть скомпенсировано за счёт изменения частоты,
можно записать:

, Э<Рое , ЭФ*-Р
. Эси Э<в Эсо
Д(0 =
= Д У Ф, +	д(0 - о
откуда
эЕф,-^ Д£ф,-
Эю До)
В пределе левая и правая части последнего соотношения должны
давать одинаковый результат, для чего должно быть
д£ф,-
0(0
(22.6)
т.е. производная по частоте от суммарного фазового угла в балансе
фаз АГ должна быть отрицательной. Соответственно фиксирую-
щая способность АГ (22.5)
I Э<Рое I д(Рк~°
I 0(0	0(0	0(0
Очевидно, если принять, что фаза средней крутизны выходного
тока АЭ и фаза коэффициента обратной связи не зависят от часто-
ты (см. лекцию 19), то фиксирующая способность АГ определяется
фиксирующей способностью электрической цепи, формирующей
нагрузку АЭ на частоте автоколебаний. Если эта цепь представляет
параллельный колебательный контур, то можно считать
tg<₽„=-2eM.
“к
где (о - частота автоколебаний; <вк - собственная (резонансная) час-
тота контура; Q - добротность контура.
2 Подобное выражение приводилось в ч. 1, лекции 9. За справкой читатель может
обратиться к любому изданию по (основам) теории цепей.
ЛЕКЦИЯ 22
91
На основании последнего соотношения получаем
Э%е = dtg<Poe Mg<Poe s
Эго Эсо / Эф_	со..
Соответственно фиксирующая способность параллельного ко-
лебательного контура
Эф..	<в	2
-СО—^«22----COS^p^.
Эсо	сок
Чем выше добротность контура и чем ближе частота автоколе-
баний к собственной частоте контура, тем выше фиксирующая спо-
собность контура, соответственно выше и фиксирующая способ-
ность АГ. Физически это соответствует тому, что чем выше доброт-
ность контура и чем ближе частота автоколебаний к резойансной
частоте контура, тем круче фазочастотная характеристика контура
ф^ (со) в зоне частоты автоколебаний. Соответственно для компен-
сации ухода фазы под воздействием дестабилизирующего фактора
потребуется меньшее изменение частоты автоколебаний. Сказанное
поясняется рис. 22.1, на котором для примера показано положитель-
ное отклонение фазового угла
Д ф^ и соответствующие ему
уходы частоты Дю, и Дсо2 при двух
значениях добротности контура
21 и Qi. Чем выше добротность
контура,-тем меньше уход частоты
для компенсации такого же ухода
фазы. Таким образом, для повы-
шения стабильности частоты АГ
необходимо, чтобы электрическая
цепь, формируемая между выход-
ными электродами АЭ, на частоте
автоколебаний была эквивалентна высокодобротному параллельно-
му контуру. Частота автоколебаний при этом будет близка к собст-
венной частоте контура, стабильность которой полностью зависит
от стабильности индуктивных и ёмкостных элементов контура.
Уход собственной частоты контура при изменении его индуктивно-
сти и ёмкости определяется выражением (22.1). Обратим внимание,
что к такому выводу мы пришли, приняв, что фиксирующая способ-
ность АГ определяется в основном контуром АГ.
92
Раздел 2 ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
В то же время фазовые углы, входящие в условие баланса фаз
(22.3), равноправны и, очевидно, если в цепь обратной связи вклю-
чить избирательную систему с большой крутизной фазочастотной
характеристики, существенно превышающей суммарную крутизну
остальных двух фазовых углов, то в этом случае мы получим АГ,
фиксирующая способность которого (22.5) будет определяться це-
пью обратной связи. Как мы увидим в дальнейшем, это использу-
ется в некоторых схемах АГ с кварцевой стабилизацией частоты.
Обобщая изложенное выше, методы повышения стабильности
частоты АГ можно свести к выполнению двух основных условий.
1. Частота автоколебаний должна определяться в основном па-
раметрами одного какого-либо элемента схемы АГ - контура или
цепи обратной связи. Для этого необходимо, чтобы крутизна фазо-
частотной характеристики, а следовательно, и добротность этого
элемента были по возможности большими.
2. Параметры элемента с высокой добротностью должны мало
изменяться под влиянием дестабилизирующих факторов, т.е. он
должен обладать высокими эталонными свойствами.
Соотношение (22.6) известно в теории АГ как условие устой-
чивости частоты автоколебаний. Если фиксирующая способность
АГ определяется электрической цепью, подключенной к выходным
электродам АЭ, то условие устойчивости частоты автоколебаний
принимает вид
3(р„а
-^<0.	(22.7)
ош
Так как на частоте автоколебаний электрическая цепь между вы-
ходными электродами АЭ АГ должна проявлять свойства парал-
лельного колебательного контура (см. лекцию 21), то, выражая фа-
зовый угол (рое через реактивные jq, х2 и активные гь г2 сопротив-
ления ветвей, используя условие (22.7), можно прийти к другой
форме условия устойчивости частоты автоколебаний АГ:
d(*i+*2)
доз
(22.8)
Согласно условию (22.8) на частоте автоколебаний производ-
ная по частоте от результирующего реактивного сопротивления
при последовательном обходе цепи (лз+^г) должна быть положи-
тельной.
ЛЕКЦИЯ 22
93
На рис. 22.2 показаны зависимости изменения результирующе-
го реактивного сопротивления со стороны анодного (коллекторно-
го) контура при его последовательном обходе, входящем в систему
двух связанных контуров, из которых второй контур образован
внешней нагрузкой. Подобная система контуров имеет место в
схеме АГ рис. 21.4 (см. лекцию 21). Для результирующего реак-
тивного сопротивления со стороны анодного контура в схеме
рис. 21.4 справедливо следующее выражение:
х = х, + х, = х + х -
1 Z К Bil
1___o2Mc2B(toLH -l/toCH)
(0Ск г2+ (oLH-1/соСн)2
Рис. 22.2
Пока коэффициент связи контуров ксв -MCB/^LKLH < 1 /<2Н» где
(2н - добротность контура нагрузки
зависимость
результирующего сопротивления (22.9) имеет вид монотонной
кривой без точек перегиба. Частота, на которой результирующее
реактивное сопротивление равно нулю (резонансная частота), ока-
зывается вблизи собственной частоты анодного контура
(рис. 22.2,а). При сильной связи между контурами ксв >1/<2н зави-
симость результирующего реактивного сопротивления (22.9) три-
жды проходит через нулевое значение, имея две точки перегиба
(рис. 22.2,6). Левая и правая частоты, соответствующие нулевому
значению результирующего реактивного сопротивления, являются
частотами связи контуров: нижней сон и верхней сов соответственно.
94
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Как видно из рис. 22.2,6, нижняя и верхняя частоты связи удовле-
творяют условию устойчивости частоты автоколебаний (22.8), а
третья резонансная частота системы, находящаяся между собст-
венными резонансными частотами контуров <лк и сонаг, не удовле-
творяет условию частоты автоколебаний АГ (22.8). Следовательно,
возникновение устойчивых автоколебаний на этой частоте невоз-
можно. Устойчивые автоколебания в АГ с двухконтурной колеба-
тельной системой при сильной связи между контурами возможны
на нижней и на верхней частотах связи. При этом в схеме АГ
рис. 21.4 они могут быть либо на одной частоте, либо на другой
(см. явление затягивания частоты, лекция 21), если не принимают-
ся специальные меры. В схемах двухконтурных АГ (см. рис. 21.3) с
ОК (ОЭ), с ОС (ОБ), с ОА (ОК) автоколебания возможны только на
одной частоте связи, на которой коэффициент обратной связи ока-
зывается положительным (см. лекцию 21). Очевидно, условие ус-
тойчивости частоты (22.6) - (22.8) для существования в схеме АГ
устойчивых автоколебаний необходимо, но недостаточно. Как мы
знаем, для существования в АГ автоколебаний должен быть обес-
печен положительный коэффициент обратной связи, причём вели-
чина его должна быть больше некоторого минимального (критиче-
ского) значения.
К АГ предъявляется также требование стабильности амплиту-
ды автоколебаний. При каком условии это возможно, устанавлива-
ется следующим образом. В установившемся режиме АГ амплиту-
да выходных колебаний
г/ = с т] 7
муст срмупрое'	\ '
Обратим внимание, что из (*), если учесть С/м vnfA = [Г DV - DLL, ,
1	z	м упр M вх м уст7
а вх/^м уст = ’ вытекает условие баланса амплитуд АГ (см.
лекцию 19).
В процессе работы АГ могут изменяться средняя крутизна Scp и
амплитуда управляющего напряжения UM упр. Эквивалентное со-
противление нагрузки Zoe от уровня автоколебаний не зависит.
Изменение амплитуды установившихся автоколебаний можно
определить следующим выражением:
Э17.. VPT	^17., VPT
dUMy„=^dS^+^dUynp.
о,3ср	° и м упр
Очевидно, при устойчивой амплитуде последнее выражение долж-
но быть равно нулю.
ЛЕКЦИЯ 22
95
Согласно (*)
уст _ . , у	уст _ „ у
до _<7мупрлое’ Д,, -дсрлое-
013 ср	м упр
Соответственно
уст = &м упр^ое^ср + ^ср^ое^м упр ~
откуда
^ср __^ср
упр	упр
Так как Scp > О, UM упр > 0, то из последнего соотношения следу-
ет, что в точке устойчивого режима должно быть
dScp
----52-<0.
м упр
Последнее условие известно как условие устойчивости ампли-
туды автоколебаний АГ и означает, что с увеличением амплитуды
управляющего напряжения средняя крутизна выходного тока АЭ
АГ должна уменьшаться и, наоборот, с уменьшением амплитуды
управляющего напряжения средняя крутизна выходного тока
должна возрастать.
КВАРЦЕВАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ
Итак, чем выше добротность и чем стабильнее параметры ко-
лебательной системы АГ, тем стабильнее будет частота получае-
мых автоколебаний. Более стабильными параметрами и значитель-
но более высокой добротностью по сравнению с обычными коле-
бательными контурами обладают кварцевые резонаторы. Причём,
если в отношении стабильности параметров обычные колебатель-
ные контуры не сильно уступают кварцевым резонаторам, то их
добротность (порядка нескольких сотен, в лучшем случае) значи-
тельно ниже добротности кварцевых резонаторов, достигающей
величины до (1...Ю)105 и даже несколько выше. У специальных
кварцевых резонаторов величина добротности достигает (3...6)106.
АГ с кварцевыми резонаторами в качестве элементов колебатель-
ной системы носят название кварцевых автогенераторов (КАГ).
96
Раздел 2 ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Применение кварцевых резонаторов в АГ позволяет достаточно
легко обеспечить относительную нестабильность частоты автоко-
лебаний порядка ±Г10’5, а при использовании некоторых дополни-
тельных мер, например термостатирования, нестабильность часто-
ты может быть доведена до величины ±Г10'7 и даже до ±Г10‘8 и
выше.
В современных радиопередающих устройствах КАГ находят
очень широкое применение, особенно в тех случаях, когда к ста-
бильности частоты генерируемых колебаний предъявляются весь-
ма жёсткие требования.
КАГ могут быть построены как на электронных лампах, так и
на транзисторах. При этом ламповые АГ можно считать более ста-
бильными, чем транзисторные, так как транзисторы имеют более
низкую температурную и режимную стабильность, а также значи-
тельный разброс параметров. Однако практически часто транзи-
сторные АГ по стабильности частоты не уступают ламповым, а по
другим показателям значительно превосходят их. К таким показа-
телям относятся, например, габариты, надёжность и долговечность,
устойчивость к ускорениям и ударно-вибрационным нагрузкам3.
Основное дестабилизирующее влияние на частоту КАГ оказы-
вает изменение температуры окружающей среды. Поэтому все дос-
таточно высокостабильные КАГ термостатируются.
В зависимости от величины нестабильности частоты КАГ мож-
но разделить на три вида.
1.	КАГ общего применения с нестабильностью частоты
±104...10’5. Такие КАГ не термостатируются, и нестабильность их
частоты во многом зависит от изменения внешней температуры.
Точность установки рабочей частоты у таких КАГ обычно не пре-
вышает ±5-10'6.
2.	Опорные КАГ с нестабильностью частоты ±10'6...10‘7. При
этом обязательно применяется термостатирование, причём точ-
ность поддержания температуры в термостате не хуже ±0,5 °C.
В таких КАГ используются специальные, тщательно проверенные
схемы в весьма облегчённом режиме работы. Точность установки
частоты должна быть весьма высока, поэтому используются квар-
цевые пластины достаточно больших размеров. Частота опорных
КАГ обычно не превышает 5 МГц.
КАГ первого и второго видов широко применяются в радиопе-
редающих устройствах.
3 Сказанное выше относится как к кварцевым, так и к бсскварцевым АГ.
ЛЕКЦИЯ 22
97
3.	Эталонные КАГ с нестабильностью частоты ±108...10’9. Та-
кие КАГ используются только в специальных радиопередающих
устройствах и измерительной аппаратуре в качестве первичного
эталона частоты.
Основным требованием к КАГ является стабильность частоты
автоколебаний. Поэтому колебательная мощность КАГ обычно
невелика и не превышает 20...30 мВт. При малой мощности КАГ
не только уменьшается разогрев элементов колебательной систе-
мы, но и упрощается и облегчается его термостатирование. Если
требования к стабильности частоты автоколебаний не очень высо-
кие, то колебательная мощность КАГ может быть доведена до
300...500 мВт. При больших уровнях мощности кварцевая пласти-
на не выдерживает механических деформаций и разрушается.
ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА
И ПАРАМЕТРЫ КВАРЦЕВОГО РЕЗОНАТОРА
Кварц (двуокись кремния SiO2) встречается в природном со-
стоянии в виде кристаллов горного хрусталя, но в связи с обедне-
нием естественных месторождений в настоящее время в радиотех-
нике используются изделия из искусственно выращенных кристал-
лов. Природные или искусственные кристаллы кварца имеют
форму шестигранной призмы, ограниченной сверху и снизу шести-
гранными пирамидами (рис. 22.3). Прямая, соединяющая вершины
пирамид, называется оптической осью (ZZ 7). Поворот кристалла
кварца вокруг этой оси на любой угол не оказывает никакого влия-
ния на распространение света вдоль неё. На поперечном сечении
шестигранной призмы кристалла выделяют три пары взаимно пер-
пендикулярных осей: электрических (ХХ7) и механических (ЕЕ7). Из
кристалла кварца вырезают пластины в виде параллелепипедов,
линз или продолговатых брусков, ориентированных определённым
образом относительно его осей. Противоположные грани пластины
металлизируют, нанося тонкий слой (до 10‘4 мм) алюминия, сереб-
ра или золота. К металлизации присоединяют электрические кон-
такты из специальных пружин-кварцедержателей. Иногда с целью
уменьшения потерь оставляют небольшой зазор между держателя-
ми и гранями пластины. Для предохранения всей конструкции от
внешних воздействий её помещают в пластмассовый, стеклянный
или металлический баллон. Внутри баллона нередко создаётся ва-
куум, что позволяет резко снизить потери, обусловленные трением
о воздух. Можно заполнять баллон водородом, что облегчает отвод
98
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
тепла от пластины. Конструктивная совокупно,сть из кварцевой
пластины, кварцедержателей и баллона получила название кварце-
вого резонатора (КвР).
Рис. 22.3
Кварц относится к числу кристаллов, обладающих свойствами
прямого и обратного пьезоэлектрического эффекта. Если пластину
кварца подвергнуть любой механической деформации (сжатию,
растяжению, скручиванию) вдоль механической или электриче-
ской оси, то на перпендикулярной к электрической оси паре граней
пластины возникнут заряды противоположного знака (прямой пье-
зоэффект). Если же к параллельной паре граней пластины, пер-
пендикулярных электрической оси, приложить электрическое
напряжение, то вдоль перпендикулярных осей возникнет механи-
ческая деформация пластины (обратный пъезоэффект). Поме-
щённая в электрическое поле высокой частоты кварцевая пластина
испытывает периодические механические деформации благодаря
явлению обратного пьезоэффекта, что, в свою очередь, вызывает
появление электрических зарядов на её гранях из-за прямого пье-
зоэффекта. Таким образом, пластина кварца претерпевает перио-
дические механические деформации, обусловливающие периоди-
ческие изменения зарядов на её гранях и, как следствие, протека-
ние через пластину тока, называемого пьезоэлектрическим током.
Как всякий упругий механический элемент, кварцевая пластина
имеет одну или несколько резонансных частот, интенсивность ко-
лебаний на которых наибольшая. Резонансная длина волны (часто-
та) определяется тем линейным размером, вдоль которого уклады-
вается одна полуволна механического колебания. Помимо основ-
ной собственной частоты (одной полуволны) в упругом теле
пластины возможно возникновение колебаний высших типов
ЛЕКЦИЯ 22
99
(обертонов), частоты которых кратны основной, т.е, вдоль линей-
ного размера укладывается несколько стоячих полуволн. Исполь-
зование одной из таких гармоник нередко является единственной
возможностью получения высокостабильных электрических коле-
баний на частотах в сотни мегагерц. При конструировании КвР,
предназначенного для работы на высшей гармонике (так называе-
мого гармоникового кварца), принимаются все меры, позволяющие
повысить уровень именно этого колебания. Гармониковые кварцы
позволяют стабилизировать частоты АГ вплоть до 200 МГц. По-
скольку кварцевая пластина представляет собой трёхмерное тело,
принципиально возможно возникновение множества других де-
формаций, которые не являются основными. Соответствующие им
частоты называются паразитными. Поэтому при изготовлении КвР
стремятся так подобрать форму пластины, способ её крепления и
вид деформации, чтобы максимально ослабить паразитные колеба-
ния. КвР, у которых основная и паразитная частоты колебаний
близки, носят название многоволнистых. Свойством пьезоэффекта
обладают кристаллы более 100 веществ, но наиболее стабильны
параметры у кварца, обладающего к тому же большой механиче-
ской прочностью, что и обусловило его широкое применение в ра-
диоэлектронной аппаратуре.
Наименьшие размеры кварцевой пластины, которые могут быть
получены в производственных условиях, соответствуют основной
частоте 15...20 МГц. Толщина пластины при этом не превышает
0,1 мм.
Если собрать электрическую цепь, представленную на рис. 22.4,
включающую в себя источник высокочастотного сигнала Е (со),
частота которого может изменяться, КвР, амперметр А и вольтметр
U для измерения тока через КвР и напряжения на нём, и пронаб-
людать изменение тока и напряжения от частоты и фазовый сдвиг
между током и напряжением, то окажется, что КвР в соответствие
может быть поставлена эквивалентная электрическая схема рис. 22.5.
Рис. 22.4
Рис. 22.5
100
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Параметры эквивалентной электрической схемы КвР (рис. 22.5):
LK - динамическая индуктивность кварцевой пластины (обычно
говорят: динамическая индуктивность кварца, характеризующая
инерционные свойства пластины); Ск - динамическая ёмкость
кварцевой пластины (динамическая ёмкость кварца, характери-
зующая упругие свойства пластины); гк - динамическое сопротив-
ление кварцевой пластины (сопротивление потерь кварца, характе-
ризующее потери энергии на внутреннее трение в пластине и обра-
зование ультразвуковых волн в окружающем пространстве); Со -
статическая ёмкость КвР, т.е. ёмкость конденсатора с диэлектри-
ком кварцем. Определяется только углом среза, формой и разме-
рами кварцевой пластины. При подключении КвР к схеме в состав
Со также будут входить межэлектродная и монтажная ёмкости. Со-
противление R обусловлено активной проводимостью кварца и
кварцедержателя, включая проводимость крепления в баллоне.
В схеме добавляется проводимость, обусловливаемая утечкой тока
между электродами прибора, к которым подключается КвР. При
хорошей конструкции кварцедержателя сопротивление R велико и
его обычно не учитывают.
Динамические параметры КвР (кварца) обусловлены явлением
пьезоэффекта, поэтому ветвь из LK, Ск, гк носит название пьезо-
электрической ветви. Значения LK обычно в пределах от десятых
долей до единиц генри (Гн), а значения Ск в пределах от сотых до
десятых долей пикофарад (пФ). Сопротивление потерь гк составля-
ет десятки - сотни Ом. Статическая ёмкость КвР Со обычно лежит
в пределах 2.. .8 пФ. Часто считают CJC0 = 10‘4... 10 2.
Эквивалентная схема КвР (рис. 22.5) соответствует параллель-
ному колебательному контуру 3-го вида (контур с неполным
подключением со стороны ёмкостной ветви, см. лекцию 10). Для
такого контура, соответственно и для КвР, существуют две резо-
нансные частоты. Первая из них соответствует частоте последова-
тельного резонанса пьезоэлектрической ветви
(22.10)
а вторая (более высокая) - параллельному резонансу
Ы2 = wnap = -1	„ „ = = W1 лД + Q /Q •
L _ЬЧ>_
\ кск+с0
(22.11)
ЛЕКЦИЯ 22
101
Поскольку Ск /Со « 1, можно считать
cd2=w,(1 + Ck/2C0).	(22.12)
На основании (22.12) относительный разнос частот
ю2~<°1 .. Ск
СО] ,2С0
и при Ск /Со = 10 4... 10‘2 составляет 0,005.. .0,5 %.
Частота последовательного резонанса СО] определяется только
параметрами кварцевой пластины и поэтому может считаться
весьма стабильной. Стабильность частоты параллельного резонан-
са о>2 ниже, потому что она зависит от ёмкости Со, в состав которой
входят такие нестабильные составляющие, как межэлектродная и
монтажная ёмкости.
Кроме частот последовательного и параллельного резонансов
для характеристики свойств КвР используются ещё две величины:
1) добротность пьезоэлектрической ветви (добротность КвР)4
q _	_ (|)Л _ 1 .
гк	Гк	“1СкГк ’
2) фактор качества
7	7
К	2	, х г * -
Ч WlC0rK
Как отмечалось, кварцевая пластина может возбуждаться на
гармониках основной частоты. Соответственно КвР может быть
представлен в окрестности частоты каждой гармоники эквивалент-
ной схемой рис. 22.5, в которой следует учитывать параметры
кварцевой пластины (кварца) на частоте гармоники. В первом при-
ближении можно считать, что связь между параметрами пластины
на основной частоте и и-й гармонике определяется следующими
соотношениями:
с ~	~ Q /и2; г ~ пг 
Kfl К	К/t К	1мт 1\
Статическая ёмкость КвР от номера гармоники не зависит, т.е.
Со = const.
4 Носит также название качества кварца.
102
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Следует обратить внимание, что в электрических схемах,
включая АГ, КвР возбуждается только на нечётных гармониках
механических колебаний. Дело в том, что в схеме через кварцевую
пластину протекает ток и на электродах КвР существует электри-
ческое напряжение (разность потенциалов), что возможно только
при существовании на обкладках пластины зарядов противопо-
ложных знаков, а это, в свою очередь, возможно, если вдоль соот-
ветствующего размера пластины укладывается нечётное число по-
луволн механических колебаний.
На каждой гармонике КвР соответствуют частоты последова-
тельного и параллельного резонансов соответственно
1 1
<°1л = "П г ~ и<°1; Ы2п = |	~ пЫ2 ’
г ^кл^О
41 КП
V Скл + С0
добротность кварца
х} _ \1^кп /Ст ~
^-кл ~	~ ^-к
г
кп
и фактор качества
_	1	к*
г* 2 ’
“1лС0Гкл П
Измерения показывают, что добротность кварца в действитель-
ности не остаётся постоянной и имеет максимум в районе
3...7 гармоники.
Фактор качества К*, соответственно и К*, можно рассматри-
вать, в первую очередь, как показатель способности кварцевой
пластины возбуждаться на гармониках механических колебаний в
схемах КАГ, где КвР должен иметь индуктивную реакцию.
Уменьшение фактора качества эквивалентно увеличению шунти-
рующего действия статической ёмкости Со. Очевидно, чем больше
номер гармоники, тем сильнее шунтирующее действие ёмкости Со.
При значении фактора качества >4... 10 в большинстве случаев
можно не принимать мер по уменьшению шунтирующего влияния
статической ёмкости Со. Обычно при значении фактора качества
< 4... 10 необходима компенсация статической ёмкости Со внешней
индуктивностью или её нейтрализация мостовой схемой. При фак-
ЛЕКЦИЯ 22
103
торе качества < 2 КвР практически обладает ёмкостной реакцией
во всём интервале интересующих частот и применение его теряет
смысл.
При рассмотрении схем КАГ параллельный колебательный
контур (рис. 22.5), эквивалентный КвР, в ряде случаев удобно
заменить эквивалентным последовательным соединением реак-
тивного Хое и активного Гое сопротивлений, как это показано на
рис. 22.6,<7. На рис. 22.6,6 показан характер изменения этих сопро-
тивлений от частоты. Резонансные частоты, при которых хж = 0, с
большой степенью точности совпадают с частотами со( и со2, най-
денными без учёта потерь (22.10), (22.11).
Рис. 22.6
В интервалах частот 0... к>| и со2.  «э реактивное сопротивление
КвР носит ёмкостный характер, а в интервале частот coi... <в2 - ин-
дуктивный, причём в некотором интервале частот coi... соо < оц ин-
дуктивное сопротивление по величине больше активного. Вблизи
частоты (в, КвР ведёт себя как последовательный колебательный
контур с высокой добротностью, а вблизи частоты со2 - как высо-
кодобротный параллельный колебательный контур. Благодаря вы-
сокой добротности фазочастотная характеристика КвР вблизи час-
тот последовательного coi и параллельного со2 резонансов имеет
большую крутизну, что, как указывалось, очень важно для по-
строения высокостабильных АГ. В ряде широко применяемых
схем КАГ КвР используется в качестве индуктивного элемента ко-
лебательной системы АГ. Такие схемы носят название осцилля-
торных. В других схемах КвР используется в качестве узкополос-
ного фильтра, обычно включенного в кольцо цепи возбуждения и
проявляющего при этом свойства последовательного колебатель-
ного контура. Такие схемы КАГ носят название фильтровых.
104
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ОСЦИЛЛЯТОРНЫЕ СХЕМЫ КАГ
Осцилляторные схемы КАГ реализуются на основе трёхточеч-
ных схем. При этом КвР выполняет роль индуктивного элемента в
ёмкостной трёхточке и одного из индуктивных элементов в индук-
тивной трёхточке.
Возможно осуществить следующие три осцилляторные схемы
КАГ соответственно на электронной лампе и биполярном транзи-
сторе:
1)	с КвР между сеткой и катодом или между базой и эмиттером;
2)	с КвР между анодом и сеткой или между коллектором и базой;
3)	с КвР между анодом и катодом или между коллектором и
эмиттером.
Последняя схема практического применения не находит, так
как в ней для создания замкнутой цепи для постоянной состав-
ляющей анодного тока лампы или коллекторного тока транзистора
придётся параллельно КвР включать резистор или высокочастот-
ный дроссель. Резистор будет шунтировать КвР, снижая его доб-
ротность, а блокировочный дроссель обладает недостаточной эта-
лонностью своих параметров. По этой причине в любых осцилля-
торных схемах обычно применяют последовательное питание
анодной или коллекторной цепи. Кроме того, эта схема КАГ, как и
схема с КвР между сеткой и катодом или базой и эмиттером, экви-
валентна индуктивной трёхточке и, следовательно, по частоте ав-
токолебаний схемы мало чем будут отличаться.
Осцилляторные схемы КАГ двух первых типов практически
используются в вариантах, представленных на рис. 22.7.
В схемах нет перестраиваемых элементов, что обеспечивает
высокую стабильность частоты автоколебаний. Частота автоколе-
баний заключена между частотами од и й0. Вблизи частоты парал-
лельного резонанса со2 КвР обладает большой величиной активной
составляющей гж эквивалентного сопротивления (рис. 22.6,6), что
делает невозможным самовозбуждение схемы. Сопротивление R в
схемах (рис. 22.7,6) служит для замыкания цепи анодного и кол-
лекторного токов. На частоте автоколебаний оно должно удовле-
творять условию R » 1/соС2.
Из схем рис. 22.7 несколько большую стабильность частоты ав-
токолебаний следует ожидать в схемах с КвР между анодом и сет-
кой (коллектором и базой), эквивалентных ёмкостной трёхточке.
Это объясняется тем, что конструктивно ёмкости Сь С2 могут быть
выполнены более стабильными, чем индуктивности L в схемах с
КвР между сеткой и катодом (базой и эмиттером), эквивалентных
ЛЕКЦИЯ 22
105
индуктивной трёхточке. Кроме того, в ёмкостной трёхточечной
схеме, как отмечалось5, уменьшается влияние на частоту автоколе-
баний высших гармонических составляющих анодного или кол-
лекторного тока вследствие лучшей фильтрации колебательной
системы АГ. В то же время, сравнивая между собой схемы
рис. 22.7, можно заметить, что в схемах с КвР между сеткой и ка-
тодом (базой и эмиттером) резонатор шунтируется сопротивлени-
ем Rc (или /?2)6, что ведёт к понижению добротности резонатора и
уменьшению стабильности частоты автоколебаний. В схемах с КвР
между анодом и сеткой (коллектором и базой) к резонатору при-
кладывается большее колебательное напряжение, через него про-
текает больший ток, нагревающий кварцевую пластину, что также
ведёт к снижению стабильности частоты автоколебаний. Поэтому
практическая проверка показывает, что по стабильности частоты
обе схемы являются приблизительно равноценными.
5 См. лекцию 19.
6 Если строго, то в транзисторном АГ шунтирование КвР осуществляется парал-
лельным соединением R2, R[. Но R2 « R[.
106
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Недостатком рассмотренных схем является то, что рри исполь-
зовании многоволнистых КвР (напомним, что у пластин таких ре-
зонаторов частоты основного и паразитного колебаний близки, на-
пример, резонансные частоты колебаний по длине и толщине пла-
стины не очень сильно различаются) может иметь место произ-
вольный перескок частоты автоколебаний с одного значения на
другое. Причиной перескока обычно является изменение темпера-
туры кварцевой пластины и режима работы АГ.
В анодную или коллекторную цепь схем (рис. 22.7) может быть
включен параллельный колебательный контур. Это позволяет по-
лучить большую мощность, однако стабильность частоты автоко-
лебаний снижается, так как увеличивается число нестабильных
элементов. Наличие контура даёт возможность получить автоколе-
бания на той из собственных частот КвР, которая желательна, что
особенно важно при работе на механических гармониках кварце-
вой пластины. Осцилляторные схемы КАГ с параллельным конту-
ром в анодной (коллекторной) цепи показаны на рис. 22.87.
Рис. 22.8
7
В схемах на лампах постоянная ёмкость Ск - ёмкость в цепях катодного авто-
смещения, переменная емкость Ск - ёмкость контура во всех схемах.
ЛЕКЦИЯ 22
107
Если учесть, что КвР эквивалентен параллельному колебатель-
ному контуру (рис. 22.5), то схемы (рис. 22.8) по существу пред-
ставляют схемы двухконтурных АГ. Следовательно, для этих схем
будут справедливы все положения теории двухконтурных АГ со-
ответственно с общим катодом (ОК) (с общим эмиттером - ОЭ) и с
общим анодом (ОА) (с общим коллектором - ОК). Некоторое от-
личие состоит только в том, что контур, эквивалентный КвР, не
полностью подключается к лампе или транзистору и поэтому об-
ладает индуктивным сопротивлением в ограниченной области час-
тот, в которой и возможны автоколебания.
Так в схемах (рис. 22.8,а), эквивалентных двухконтурным АГ с
ОК (ОЭ), автоколебания, очевидно, будут возможны, если круговая
резонансная частота контура соконт > со2, где а>2 - частота параллель-
ного резонанса КвР. Автоколебания будут происходить на нижней
частоте связи сон, заключённой между частотами КвР дц и соо, как
показано на рис. 22.9,а. На рис. 22.9,6 показана зависимость тока в
контуре /конт, а на рис. 22.9,в - зависимость постоянной составляю-
щей 10 анодного или коллекторного тока от собственной (резонанс-
ной) частоты контура (0КОНТ (или ёмкости контура Ск). Максимальная
мощность в контуре, следовательно, и ток в контуре /конт, получают-
ся, когда соконт —» со2, при этом частота автоколебаний со —> соь не-
сколько не достигая частоты последовательного резонанса КвР, так
как вблизи этой частоты реактивное сопротивление КвР Хое при-
ближается к нулю (рис. 22.6,6) и баланс фаз не будет выполняться.
Точно так же частота автоколебаний не достигает соо, так как на этой
частоте ещё велико активное сопротивление гж КвР (рис. 22.6,6), что
затрудняет выполнение условия самовозбуждения АГ.
Характер изменения /о(а>КОнт) объясняется тем, что при юконт —»со2
увеличивается эквивалентное сопротивление колебательной сис-
темы АГ
2
D Аоеконт
Г'ое —	’
Г 4- Г
ое оеконт
так как реактивное сопротивление контура Хоеконт, учитываемое в
квадрате, возрастает заметнее, чем активная составляющая сопро-
тивления контура Гое конт- Кроме того, активная составляющая экви-
валентного сопротивления КвР гж при этом уменьшается, стремясь
к гк, так как частота автоколебаний стремится к частоте последова-
тельного резонанса КвР од. Указанные выше зависимости сопро-
тивлений от частоты представлены на рис. 22.10.
108
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Рост приводит к уменьшению амплитуды импульсов анод-
ного или коллекторного тока, увеличению напряжённости режима,
Рис. 22.11
а следовательно, и к уменьшению постоян-
ной составляющей /0 анодного или коллек-
торного тока.
В схемах (рис. 22.8,6), эквивалентных
двухконтурному АГ с общим анодом (ОА)
(общим коллектором - ОК), автоколебания
возможны, если резонансная частота конту-
ра соконт меньше частоты последовательного
резонанса со1 КвР. Автоколебания происхо-
дят на верхней частоте связи сов колебатель-
ной системы АГ, заключенной между час-
тотами СО]... too, не совпадая ни с одной из
них: вблизи частоты а»! мало реактивное
сопротивление КвР (рис. 22.6,6) и не выпол-
няется баланс фаз, а вблизи частоты со0 вели-
ко активное сопротивление КвР и не выпол-
няется условие самовозбуждения АГ.
На рис. 22.11 показаны зависимости
частоты автоколебаний со, тока в контуре
/КОнт и постоянной составляющей /0 анодно-
го или коллекторного тока при изменении частоты настройки кон-
тура соКО1П или ёмкости контура Ск.
ЛЕКЦИЯ 22
109
При увеличении ёмкости контура Ск, т.е. при понижении резо-
нансной частоты контура соконт, резонансная частота контура от-
клоняется от частоты автоколебаний и ток в контуре /конт уменьша-
ется. Эквивалентное сопротивление колебательной системы АГ
хоеконт
гое гое конт
при увеличении ёмкости контура Ск падает, так как реактивное со-
противление контура %ое конт резко уменьшается при отклонении от
резонансной частоты контура. Сказанное поясняется зависимостя-
ми рис. 22.12.
Уменьшение приводит к увеличению импульсов анодного
или коллекторного тока, снижает напряжённость режима работы
лампы или транзистора и, следовательно, увеличивает постоянную
составляющую /о анодного или коллекторного тока.
В рассмотренных схемах КАГ (рис. 22.8) контур настраивают в
рабочем режиме примерно на среднюю частоту участка автоколе-
баний. Настраивать контур на частоту <лконт вблизи максимального
значения тока в контуре не рекомендуется, так как незначительное
изменение ёмкости контура Ск может привести к срыву автокоде-
по
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
баний. Кроме того, в этой области велико значение Эа)/0Ск, т.е.
мала стабильность частоты автоколебаний.
При использовании схем (рис. 22.8) в качестве гармониковых
КАГ предпочтение следует отдать схемам рис. 22.8,6, в которых
контур на частоте автоколебаний должен иметь ёмкостную реак-
цию. Будучи настроенным на частоту вблизи нужной гармоники,
контур имеет индуктивную реакцию на всех низших гармониках,
включая и основную частоту КвР, что делает невозможным само-
возбуждение схемы на низших гармониках и основной частоте. В
схемах рис. 22.8,а контур на частоте автоколебаний должен иметь
индуктивную реакцию. Будучи настроен на частоту вблизи желае-
мой гармоники, контур имеет индуктивное сопротивление и на
всех низших гармониках, на которых схема легче возбуждается.
Для устранения этого недостатка используют контур с неполным
включением третьего вида (подключение со стороны ёмкостной
ветви). Возможный вариант схемы гармоникового КАГ с таким
контуром показан на рис. 22.13.
Рис. 22.13
Контур третьего вида имеет индуктивную реакцию лишь в ин-
тервале между частотами его последовательного и параллельного
резонансов. Ветвь контура LK, СК2 (рис. 22.13) должна иметь резо-
нансную частоту выше всех нежелательных гармоник, тогда кон-
тур на этих гармониках будет иметь ёмкостное сопротивление и
баланс фаз не будет выполняться.
Достоинством осцилляторных схем КАГ является их простота.
Схемы принципиально не могут возбуждаться, если кварцевая пла-
стина не проявляет пьезоэффекта. Поэтому, если КвР изъять из
схемы или заменить его ёмкостью, например, равной по величине
статической ёмкости резонатора Со, или закоротить резонатор, то в
правильно выполненной схеме автоколебания не возникнут. Если в
схеме существуют автоколебания, то кварц принимает участие в
работе схемы и этим гарантируется стабильность частоты имею-
Л Е К Ц И Я 22
ш
щихся автоколебаний. Однако возможность осцилляторных схем
генерировать в некотором интервале частот между резонансными
частотами КвР при изменении параметров элементов схемы явля-
ется их недостатком. Поэтому осцилляторные схемы целесообраз-
но применять в тех случаях, когда к стабильности частоты автоко-
лебаний не предъявляется повышенных требований, а главное -
простота и экономичность АГ.
В осцилляторных схемах используются сравнительно низкие
гармоники: третья, пятая, но не выше седьмой. Возможность воз-
буждения на более высоких механических гармониках ограничива-
ется вредным влиянием статической ёмкости Со, а также межэлек-
тродных и монтажных ёмкостей, шунтирующих КвР. Практически
осцилляторные схемы с возбуждением на гармониках применяют
на частотах до 50 МГц. На частотах выше 50 МГц без компенсации
статической ёмкости практически не удаётся получить индуктив-
ную реакцию КвР.
Пример осцилляторной схемы гармоникового КАГ с компенса-
цией статической ёмкости КвР показан на рис. 22.14. Схема не мо-
жет возбудиться, если кварцевая пластина не проявляет пьезоэф-
фекта, т.е. КвР ведёт себя, как ёмкость Со, так как, во-первых, без
подключения компенсирующей индуктивности Екомп не выполняет-
ся условие индуктивной трёхточки; во-вторых, участок база -
эмиттер шунтируется цепью Екомп, Со, настроенной на частоту ин-
тересующей гармоники. Если же пьезоэффект проявляется на час-
тоте интересующей гармоники, то результирующее сопротивление
ветви Ькомп, КвР носит индуктивный характер и процесс автоколе-
баний в схеме происходит с участием кварца. Влияние LK0Mn на час-
тоту автоколебаний во много раз меньше, чем влияние динамиче-
ской индуктивности кварцевой пластины, величина которой, как
отмечалось, не зависит от номера гармоники и лежит в пределах от
десятых долей до единиц генри.
Рис. 22.14
112
Раздел 2 ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ФИЛЬТРОВЫЕ СХЕМЫ КАГ
Однокаскадные трёхточечные схемы КАГ могут быть не только
осцилляторными, но и фильтровыми. В таких схемах КвР (вместе с
подстроечным элементом) ведёт себя на рабочей частоте как ак-
тивное сопротивление. Автоколебания в фильтровых схемах воз-
можны и без проявления кварцевой пластиной резонатора пьезо-
эффекта, в частности, при коротком замыкании КвР, а часто и при
замене КвР в схеме конденсатором с ёмкостью Со. При изъятии
КвР из схемы и разрыве таким образом цепи автоколебания в схе-
ме не возникают.
Фильтровые трёхточечные схемы могут быть построены на ос-
нове как ёмкостной трёхточки, так и индуктивной трёхточки. Од-
нако применение индуктивной трёхточки в ряде случаев затрудне-
но из-за большого влияния высших гармонических составляющих
тока генераторного прибора и склонности к паразитному самовоз-
буждению8.
На рис. 22.15 представлены возможные варианты фильтровых
схем КАГ на основе ёмкостной трёхточки при использовании тран-
зисторов. Аналогично могут быть выполнены схемы на основе ин-
дуктивной трёхточки9, а также при использовании ламп. Для по-
нимания сути схем на рис. 22.15 показаны их эквивалентные ана-
логи по высокой частоте. Некоторые основные принципиальные
схемы будут рассмотрены ниже.
Фильтровые схемы (рис. 22.15) классифицируются по месту
включения КвР и соответственно носят названия:
а)	с кварцем между эмиттером и контуром (между катодом и
контуром). Схема известна также как схема Батлера;
б)	с кварцем между базой и контуром (между сеткой и конту-
ром). Схему часто называют схемой с кварцем в цепи обратной
связи;
в)	с кварцем между коллектором и контуром (между анодом и
контуром);
г)	с кварцем в контуре.
8 Последнее обусловливается тем, что части катушки индуктивности контура и
межэлектродные и монтажные ёмкости образуют дополнительные контуры и
даже систему двух связанных контуров, что может вызвать паразитные автоко-
лебания. На это указывалось в лекции 19 (см. рис. 19.9) при рассмотрении одно-
контурного АГ с автотрансформаторной обратной связью, соответствующего
индуктивной трёхточке.
9 Сказанное, очевидно, уместно отнести к схемам рис. 22.15,о, б, в.
ЛЕКЦИЯ 22
ИЗ
Рис. 22.15
Любая из представленных схем генерирует на частоте, близкой
к частоте последовательного резонанса используемой гармоники
кварцевой пластины КвР, поскольку при этом в колебательную
систему АГ вносится минимальное затухание со стороны КвР и
наилучшим образом выполняется условие самовозбуждения (ко-
эффициент обратной связи в схеме оказывается наибольшим).
Контур L, Ci, Ci настраивают так, чтобы АГ с закороченным резо-
натором возбуждался приблизительно на частоте последовательно-
го резонанса нужной гармоники кварцевой пластины, чем исклю-
чается опасность самовозбуждения АГ на основной частоте и низ-
ших гармониках.
В схемах рис. 22.15 заземлён (в первую очередь по высокой
частоте) коллектор. Как и в бескварцевых схемах АГ, в КАГ может
быть заземлён любой электрод АЭ и выбор электрода для заземле-
ния определяется аналогичными соображениями (см. лекцию 19).
В то же время при надлежащем выборе электрода для заземления
может облегчиться реализация КАГ с требуемыми параметрами и
на нужную частоту. Частично эти вопросы мы обсудим при рас-
смотрении конкретных схем.
В схеме рис. 22.15,г возможно возникновение паразитных авто-
колебаний на частоте
114	Pa з дел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Для предотвращения этого параллельно КвР подключают резистор
7?ш, сопротивление которого должно удовлетворять условию
К Ш
Шпараз'-'О
На частоте, близкой к частоте последовательного резонанса КвР,
/?ш практически не оказывает влияния на работу АГ.
В схеме рис. 22.15,6 необходимо, чтобы входное сопротивле-
ние АЭ было заметно меньше сопротивления КвР гк, так как только
в этом случае стабильность частоты автоколебаний будет опреде-
ляться в основном КвР.
Действительно, напряжение VС(, снимаемое с ёмкости С\ в
*
схеме рис. 22.15,6, распределяется между сопротивлением КвР ZKB
*
и входным сопротивлением транзистора ZBX . Соответственно ам-
плитуда напряжения возбуждения
‘ ^C1ZBX
^мб *	*
Z + 7
(22.13)
Последнее выражение можно представить в следующем виде:
*	^С, Zbx ^mkPbxZbx
/ f   I	_ МК • BA BA
^мб ~	—	*	*
Zkb + Zbx p(ZKB+Z )
(22.14)
где UMK - амплитуда напряжения между коллектором и эмиттером
(напряжение на ёмкости С2); р - коэффициент включения контура
со стороны ёмкости С2; рвх - коэффициент включения контура со
стороны ёмкости Сг
Очевидно,
(22.15)
На основании (22.14) коэффициент обратной связи в схеме
рис. 22.15,6
ЛЕКЦИЯ 22
115
к =	= Рвх ,Z™	.	(22.16)
Л7	г> *	*
и МК	" (7 +Z )
'г'кв ^вх >
Если пренебречь входным сопротивлением в знаменателе (22.16),
то можно считать
*
/, ~ Рвх ZBX _ Рвх ZEX ^у(фвх-фкв)	(22.17)
Р 7 Р ZKB
^кв
Соответственно условие баланса фаз (19.14) применительно к рас-
сматриваемому АГ принимает вид
<Ps + «Рое + Фл-D = ф$ + «Рое + «Рвх “ «Ркв = °’
Условие устойчивости частоты автоколебаний (22.6) для рас-
сматриваемой схемы
ЭУ<р, Э(р„ Э<р Э<ркп
_ _j_o_ । тое । т вх__ кв < Q
Эо) Эсо Эю Эсо	Эю
Как указывалось, стабильность частоты автоколебаний любого
АГ определяется элементом схемы, имеющим наибольшую кру-
тизну фазочастотной характеристики. В схеме КАГ таким элемен-
том является КвР. Следовательно, применительно к рассматривае-
мой схеме (рис. 22.15,6) условие устойчивости частоты автоколе-
баний принимает вид
-^-<0.	(22.18)
Эсо
На рис. 22.16 представлена фазочастотная характеристика КвР.
Как видно из рис. 22.16, условие (22.18)	<р
выполняется на частоте последовательного резонанса кварцевой пластины резонатора Ю]. Частота последовательного резонанса пластины является наиболее стабильной, а крутизна фазочастотной характеристики КвР вблизи этой частоты существенно превосхо- дит крутизны фазовых характеристик ос- тальных элементов колебательной системы АГ.			+71/2 ц/	_ w,	► !	со —71/2 Рис. 22.16
116
Раздел! ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕ11ИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Очевидно, если условие ZKB » ZBX не выполняется, то стабиль-
ность частоты автоколебаний в рассматриваемой схеме АГ не бу-
дет определяться в основном КвР и, следовательно, будет ниже.
Для выполнения указанного соотношения между сопротивлением
КвР и входным сопротивлением, поскольку на частоте последова-
тельного резонанса ZKB практически равно гк, параллельно входу
АЭ по высокой частоте подключается резистор, сопротивление ко-
торого г « гк.
Величина коэффициента обратной связи в схеме рис. 22.15,6
согласно (22.16) зависит от коэффициентов включения рвх, р и на
частоте автоколебаний, совпадающей с частотой последовательно-
го резонанса КвР Го], при выполнении необходимого соотношения
между сопротивлениями, равна
Р гк
При большом значении рвх схема может самовозбудиться через
статическую ёмкость Со, т.е. без проявления кварцевой пластиной
явления пьезоэффекта, особенно при возбуждении пластины на
высшей гармонике. Для предотвращения такого самовозбуждения
применяют компенсацию статической ёмкости с помощью парал-
лельно подключаемой к КвР компенсирующей индуктивности
ГКомп- Можно также нейтрализовать действие ёмкости Со, если с
выходного электрода АЭ (анода лампы, коллектора транзистора)
подать на входной электрод (сетку, базу) высокочастотное напря-
жение через конденсатор нейтрализации ёмкостью Снейтр, которое
будет напряжением отрицательной обратной связи.
На рис. 22.17 представлены два варианта рассмотренной схемы
АГ с кварцем в цепи обратной связи. При этом на рис. 22.17,6
представлен для примера ламповый вариант схемы на основе ин-
дуктивной трёхточки (на основе одноконтурного АГ с автотранс-
форматорной обратной связью), с заземлённым (по высокой часто-
те) катодом. У схемы рис. 22.17,а заземлён (по высокой частоте)
эмиттер.
Если в схеме рис. 22.15,6, соответственно и в схемах рис. 22.17,
через КвР протекает только ток входного электрода (базы или сет-
ки, причём последний может быть весьма мал и поэтому обяза-
тельно потребуется включение в схему дополнительного резистора
с сопротивлением г), то в схеме рис. 22.15,а через КвР протекает
суммарный ток: эмиттерный или катодный, что увеличивает паде-
ние напряжения на КвР. Увеличение падения напряжения на резо-
Л Е К Ц И Я 22
117
наторе эквивалентно увеличению сопротивления КвР по сравне-
нию с входным сопротивлением или же уменьшению входного со-
противления схемы по сравнению с сопротивлением КвР10.
а
Рис. 22.17
В этом случае по аналогии с (22.13) напряжение возбуждения
можно определить подобным соотношением
*	* *
*	Uc ZEX	Uc ZJA
j .	с । вх	с । вх
имб -	*	* ~	’
Л Z + Z Z + Z / А
КВ вх кв вх
где с достаточным основанием можно принять А = (1+ /а1//С1) в
ламповом варианте и А = (1+/К1//61) = (1+ Р) в АГ на транзисторе;
Р - коэффициент передачи по току транзистора при включении с
общим эмиттером; L/Cl = рю Ul, Ul - напряжение на контуре (на
индуктивности контура, оно же на ёмкостной ветви контура, обра-
зованной последовательным соединением ёмкостей С\ и Сг).
Выходное напряжение в схеме (напряжение между коллекто-
ром и эмиттером в транзисторном варианте АГ, между анодом и
катодом в ламповом варианте АГ)
*	* *
4к=4в + 4
мк	кв	с. 2 кв *
КВ	_ .	КВ	— .
~*---— + PUL = -7—4---+ P^L-
^ZKB + ZBX	Zkb + Zbx^
10 В схеме имеет место отрицательная обратная связь по току со всеми вытекаю-
щими из этого особенностями.
118
Раздел?. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
На основании последних соотношений получаем (во всех соотно-
шениях коэффициенты включения р и рвх определяются (22.15)):
* *
> _ ^мб _ Рвх^вх^
к — * — *	*
С Z + Z / А
Мп	кв	Вл
Так как А » 1, то можно считать
Сбл
Рис. 22.18
Ь ~ РеХ ZEX _ Рвх ZBX „7(<Рвх~Фкв)
л —	.	—	е
. 7	А ZKB
AZKB кв
Последнее выражение подобно (22.17) и для рассматриваемой
схемы применимы все рассуждения относительно устойчивости
частоты автоколебаний, сделанные для схемы (рис. 22.15,6)''.
На рис. 22.18 представлена возможная принципиальная схема
КАГ с кварцем между эмиттером и контуром. Для предотвращения
самовозбуждения АГ через стати-
ческую ёмкость КвР Со в схеме мо-
жет быть применена компенсация
ёмкости Со с помощью индуктивно-
сти Скоып. Следует обратить внима-
ние, что сопротивление в цепи
эмиттера R-, подключается по высо-
кой частоте параллельно входу
транзистора, уменьшая входное со-
противление АЭ и этим самым спо-
собствуя усилению влияния КвР на стабильность частоты автоко-
лебаний.
В схемах (рис. 22.15,а, б) монтажная ёмкость КвР, а также мон-
тажная ёмкость компенсирующей индуктивности при её использо-
вании, оказывают влияние на настройку контура L, Сц С2, что ус-
ложняет настройку АГ в целом. Схема (рис. 22.15,в) лишена по-
добного недостатка: монтажная ёмкость КвР и монтажная ёмкость
Скомп не оказывают влияния на элементы контура и его настройку.
Фильтровые схемы КАГ обеспечивают в 10... 100 раз лучшую
стабильность частоты автоколебаний при изменении питающих
напряжений, чем осцилляторные схемы. Одна из причин этого в
том, что межэлектродные ёмкости, как правило зависящие от ре-
11 Применительно к транзисторному АГ сказанное справедливо, если коэффици-
ент Р считать вещественной величиной, что допустимо на относительно низких
частотах, когда с инерционными явлениями в транзисторе можно не считаться.
ЛЕКЦИЯ 22
119
жима АЭ, в фильтровых схемах подключаются к контуру через
КвР, а не непосредственно, как в осцилляторных схемах.
Благодаря применению компенсации статической ёмкости КвР
удаётся строить фильтровые схемы КАГ вплоть до частоты 300 МГц
при возбуждении кварцевой пластины на 11 или 13 механической
гармонике. Более часто фильтровые схемы КАГ используют на
частотах до 50... 100 МГц.
МОСТОВЫЕ СХЕМЫ КАГ
Мостовые схемы КАГ относятся к фильтровым трёхточечным
схемам с нейтрализацией статической ёмкости КвР Со- Отличие
мостовых схем от всех ранее рассмотренных состоит в том, что в
мостовых схемах цепь обратной связи образуется двумя ветвями,
одна из которых включает нейтродинную ёмкость С11ейтр, а другая -
кварцевый резонатор (КвР). Мостовые схемы КАГ могут быть по-
строены на основе ёмкостной или индуктивной трёхточки. Схемы
на основе индуктивной трёхточки более склонны к паразитному
самовозбуждению, чем схемы на основе ёмкостной трёхточки.
Возможные варианты мостовых схем на транзисторах пред-
ставлены на рис. 22.19. Аналогичный вид имеют схемы на элек-
тронных лампах.
Рис. 22.19
120
Раздел 2 ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
В схемах на основе ёмкостной трёхточки (рис. 22.19,в, г) пита-
ние цепи коллектора осуществляется через небольшое антипара-
зитное сопротивление г, которое подключается к точке контура,
имеющей приблизительно нулевой высокочастотный потенциал.
Если сравнивать попарно приведенные схемы рис. 22.19,о, 6 и
22.19,в, г, то видно, что они отличаются местами подключения КвР
и нейтродинной ёмкости Снейтр к ветви контура12. Это приводит к
тому, что автоколебания будут ближе либо к частоте последова-
тельного резонанса кварцевой пластины юь либо к частоте её па-
раллельного резонанса со2 на интересующей гармонике.
Контур во всех схемах настраивается на частоту желаемой гар-
моники КвР. Мост Li, L2, СНейтр, КвР в схемах рис. 22.19,а, б или Сь
С2, Снейтр, КвР в схемах рис. 22.19,в, г должен быть уравновешен,
что достигается при Ц = L2, С\ - С2, Снейтр = Со.
В схемах рис. 22.19,о, в коэффициент обратной связи будет по-
ложительным на частоте последовательного резонанса од кварце-
вой пластины, при этом цепь обратной связи замыкается через КвР.
Таким образом, частота автоколебаний в этих схемах будет вблизи
од на соответствующей гармонике.
В схемах рис. 22.19,6, г коэффициент обратной связи будет по-
ложителен на частотах параллельного резонанса со2 кварцевой пла-
стины, при этом цепь обратной связи замыкается через нейтродин-
ную ёмкость С,1ейтр, а ветвь КвР практически разрывается. Частота
автоколебаний будет вблизи оо2 на соответствующей гармонике.
В схемах рис. 22.19 чаще всего L3 = L4, С3 = С4, т.е. схемы яв-
ляются симметричными относительно цепи обратной связи. При
этом упрощается настройка схем. Однако выходная ёмкость АЭ
СВЬ|Х нарушает эту симметрию. Поэтому для симметрирования схем
к контуру присоединяется дополнительный конденсатор ёмкостью
Сдоп, примерно равной Свых лампы или транзистора с учётом ёмко-
сти монтажа. Недостаток симметричных схем - низкий коэффици-
ент включения контура в коллекторную (анодную) цепь (р = 0,5),
что затрудняет самовозбуждение АГ с ростом частоты. Поэтому на
более высоких частотах применяют несимметричный вариант мос-
товой схемы, например показанный на рис. 22.20. В этом случае
увеличивается коэффициент включения контура в коллекторную
цепь, что при прочих равных параметрах способствует самовозбу-
ждению схемы.
12
Нетрудно видеть родство мостовых схем рис. 22.19,а, в с фильтровой схемой с
кварцем в цепи обратной связи, когда для компенсации статической емкости Со
используется нейтрализация (см. рис. 22.17).
ЛЕКЦИЯ 22
121
Рис. 22.20
В общем случае из-за наличия выходной ёмкости АЭ СВЬ|Х для
уравновешивания связей по ветвям моста ёмкости С] и Сг в несим-
метричной схеме не будут равными. Следует брать
с	Свых)
С3+Свых
Очевидно, эффекта уравновешения связей по ветвям моста можно
достигнуть, принимая Снейтр > Со при Сг = Ср В любом случае на-
стройка несимметричной мостовой схемы оказывается сложнее,
чем симметричной.
Недостаток всех мостовых схем - это требование равновесия
моста, при отсутствии которого схемы могут возбудиться на часто-
тах, отличных от резонансных частот КвР. Например, в схемах
рис. 22.19,47,6, а также в схеме рис. 22.20 это произойдёт, если
Снейтр < Со. В этом случае отрицательная обратная связь через ём-
кость Снейтр не будет компенсировать положительную обратную
связь через ёмкость Со- Аналогичная ситуация будет иметь место в
схемах рис. 22.19,6, г, когда Снейгр > Со. В этом случае отрицатель-
ная обратная связь через Со не будет компенсировать положитель-
ную Обратную СВЯЗЬ Через Снейтр-
В целом мостовые схемы КАГ применяют до частоты порядка
100 МГц (несимметричный вариант). На частотах до 50...60 МГц
схемы на основе индуктивной и ёмкостной трёхточек дают при-
мерно одинаковый результат. На более высоких частотах целесо-
образно использовать схемы на основе ёмкостной трёхточки.
122
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ДВУХКАСКАДНАЯ ФИЛЬТРОВАЯ СХЕМА БАТЛЕРА
Выше мы рассматривали фильтровую схему однокаскадного
КАГ с кварцем между эмиттером (катодом) и контуром
(рис. 22.15,а и 22.17), известную как схема Батлера.
Специалистам известна также двухкаскадная схема Батлера
КАГ, в которой КвР включается между контуром и эмиттером (ка-
тодом) через эмиттерный (катодный) повторитель. В итоге схема
представляет два каскада, один из которых формирует однокон-
турный АГ, у которого по высокой частоте заземлена база (сетка)13,
а КвР в цепи обратной связи между контуром и эмиттером (като-
дом) одноконтурного АГ подключается через другой каскад -
эмиттерный (катодный) повторитель.
Двухкаскадная схема Батлера КАГ на транзисторах на основе
ёмкостной трёхточки представлена на рис. 22.21. Аналогично вы-
полняется схема на основе индуктивной трёхточки, а также при
использовании ламп14.
Рис. 22.27
Часто рассматриваемую схему называют схемой с эмиттерной
(катодной) связью, так как эмиттеры транзисторов (катоды ламп)
соединяются через кварцевый резонатор (КвР). Назначение эле-
ментов в схеме аналогично обсуждавшемуся при рассмотрении
схем одноконтурных АГ. В данном случае, благодаря заземлению
базы у транзистора одноконтурного АГ VT1, использовано после-
довательное питание коллектора. Конденсатор Ср, включенный
последовательно с КвР, служит для развязки цепей смещения тран-
зисторов VT1 и V72. Конденсатор Ср между ёмкостной ветвью кон-
тура и базой транзистора VT2 при достаточной электрической
13 Соответственно каскад оказывается эквивалентным ГВВ с общей базой (общей
сеткой).
Следует отметить, что первоначально схема была реализована на лампах, а с
появлением высокочастотных транзисторов переведена на транзисторы.
ЛЕКЦИЯ 22
123
прочности конденсаторов контура может быть исключён из схе-
мы15. При необходимости может быть использована компенсация
статической ёмкости КвР с помощью LK0Mn-
Стабильность частоты автоколебаний в рассматриваемой схеме
КАГ практически определяется КвР, сопротивление которого в ос-
новном определяет сопротивление ветви связи эмиттера VT1 с кон-
туром: последовательно с КвР включаются выходное сопротивле-
ние эмиттерного (катодного) повторителя и входное сопротивле-
ние каскада с общей базой (сеткой). Как известно, оба этих
сопротивления малы (каждое примерно равно 1/5ср» т.е. обратно
пропорционально средней крутизне коллекторного тока соответст-
вующего транзистора по первой гармонике).
Двухкаскадная схема Батлера КАГ может быть реализована с
нейтрализацией статической ёмкости КвР. В этом случае вместо
повторителя используется каскад с разделённой нагрузкой. Приме-
ры транзисторного и лампового вариантов такой схемы даны на
рис. 22.22.
15 При реализации АГ на основе индуктивной трёхточки (схема с автотрансфор-
маторной обратной связью) конденсатор Ср необходим в этой ветви для развяз-
ки цепей питания коллектора VT1 и базы V72.
124
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Следует отметить, что в транзисторном варианте схемы полу-
чается хуже стабильность частоты при изменении режима работы
каскада с разделённой нагрузкой при изменении питающих напря-
жений, так как входная и выходная ёмкости транзистора изменя-
ются неодинаково с изменением коллекторного напряжения и рав-
новесие моста нарушается16. Поэтому при использовании транзи-
сторов предпочтение следует отдать схеме рис. 22.21, а при
использовании электронных ламп - схеме рис. 22.22,6, так как в
схеме с компенсацией параметры КвР ухудшаются с подключени-
ем компенсирующей индуктивности LK0Mn, а в схеме с нейтрализа-
цией - нет.
Двухкаскадная схема Батлера считается одной из лучших схем
КАГ, и при реализации её в ламповом варианте она превосходит по
стабильности частоты большинство известных схем. Из-за ухудше-
ния свойств эмиттерного повторителя с ростом частоты транзистор-
ный вариант схемы Батлера применяется до частот 70... 100 МГц.
Ламповый вариант схемы реализуется до частот раза в два выше.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 22
1.	Для чего, по вашему мнению, необходимо обеспечивать стабиль-
ность частоты и амплитуды автоколебаний в АГ? Поясните.
2.	Перечислите дестабилизирующие факторы и поясните их воздейст-
вие на частоту АГ. Какие меры предпринимаются для ослабления воздей-
ствия дестабилизирующих факторов на частоту АГ? Поясните.
3.	Как определяется общая нестабильность частоты автоколебаний
АГ?
4.	Поясните условия устойчивости частоты и амплитуды автоколеба-
ний АГ. Что понимается под фиксирующей способностью АГ? Определи-
те её и поясните.
5.	Приведите известные вам классификации КАГ и их схем.
6.	Опишите свойства кварца. Что представляет собой кварцевый ре-
зонатор (КвР)? Приведите эквивалентную электрическую схему КвР, по-
ясните её элементы. Как зависит сопротивление КвР от частоты?
7.	Изобразите схемы осцилляторных КАГ. Поясните назначение эле-
ментов в схемах. Назовите достоинства и недостатки осцилляторных
схем.
8.	Представьте фильтровые схемы КАГ. Опишите их особенности.
16 Плечи моста образуются Снейтр, КвР, R, R32 с подключением параллельно рези-
сторам выходной и входной ёмкостей соответственно через /?3, /?4.
ЛЕКЦИЯ 22 125
9.	Поясните суть компенсации и нейтрализации статической ёмкости
КвР. В каких схемах КАГ возможна компенсация или нейтрализация ста-
тической ёмкости Со? Поясните.
10.	Поясните особенности двухкаскадного КАГ по схеме Батлера.
Сравните транзисторный и ламповый варианты.
11.	Опишите мостовые схемы КАГ и их родство с другими известны-
ми схемами.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 22
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 1
(см. ч. 1), исключая [5, 6].
ЛЕКЦИЯ 23
Принципы стабилизации множества частот. ~ Синтезаторы
частот. ~ Диапазонные возбудители радиопередатчиков
Cl) составе любого радиопередатчика выделяется устройст-
□Lz во, называемое возбудителем. Возбудитель является пер-
вичным источником рабочих колебаний радиопередатчика. Оче-
видно, в простейшем случае возбудитель радиопередатчика пред-
ставляет АГ. Так как стабильность частоты рабочих колебаний
должна быть относительно высокой, то АГ непременно стабилизи-
руется кварцем. Рассмотренные в лекции 22 одиночные КАГ могут
использоваться в качестве возбудителей радиопередатчиков, рабо-
тающих на одной фиксированной частоте. Такие радиопередатчики
применяются, например, для радиовещания в диапазонах длинных
и средних волн. Если радиопередатчик должен работать на не-
скольких сменяемых частотах1, то для каждой частоты может быть
использован свой АГ с кварцевой стабилизацией частоты. Возбу-
дители такого типа носят название кварц-волна. Может быть ис-
пользован один КАГ, но со сменными КвР. В последнем случае
стабильность частоты получаемых колебаний будет ниже вследст-
вие необходимости смены КвР, что требует дополнительных эле-
ментов подстройки и затрудняет термостатирование АГ. Возбуди-
тели кварц-волна применяются в стационарных вещательных и
связных радиопередатчиках, если требуемое число частот N < 10.
Возбудители со сменными, в том числе с переключаемыми, КвР
применяются, в частности, в подвижных и носимых радиостанциях.
При большом числе частот делать на каждую из них свой КАГ-
возбудитель или иметь большое число сменяемых КвР громоздко и
экономически невыгодно. Для уменьшения количества КвР в со-
1 Например, связные коротковолновые радиопередатчики имеют как минимум три
рабочие частоты: дневную, ночную и запасную.
ЛЕКЦИЯ 23
127
временных радиопередатчиках используют сложные схемы возбу-
дителей, носящих название диапазонных возбудителей, обеспечи-
вающих стабилизацию большого числа частот при небольшом ко-
личестве КвР. В некоторых случаях все рабочие частоты стабили-
зируются с помощью только одного КвР.
Возбудители современных радиопередатчиков являются слож-
ными устройствами, основой которых являются так называемые
синтезаторы частот. Синтезаторы частот позволяют перекры-
вать весь рабочий диапазон дискретно или плавно с привлечением
ограниченного числа КвР. В состав возбудителей входят также
формирователи рода (вида) работ. В формирователе рода (вида)
работ осуществляется формирование модулированного сигнала,
производимое обычно на пониженной частоте, с последующим пе-
реносом спектра в диапазон рабочих частот. Поэтому ещё одним
элементом возбудителя является тракт переноса сформированно-
го сигнала в рабочий диапазон частот. Структурная схема возбуди-
теля современного радиопередатчика представлена на рис. 23.1.
Весь комплекс возбудителя снабжается собственными источника-
ми питания и конструктивно выполняется в виде отдельного авто-
номного блока или стойки. Очевидно, при отсутствии формирова-
теля вида (рода) работ и тракта переноса возбудитель - он же син-
тезатор частот.
Рис. 23.1
Для современного возбудителя наиболее важными являются
следующие технические характеристики:
•	диапазон рабочих частот /мин... /макс;
•	характер перекрытия диапазона (плавный или дискретный);
•	интервал («шаг») между соседними частотами (обычно 10 или
100 Гц) или общее количество фиксированных частот (до 20.. .30 тыс.
и более) (при плавном перекрытии диапазона эти характеристики
отсутствуют);
•	нестабильность частоты (порядка 10 6.. .10‘7, в цифровых схе-
мах до 10’8);
128
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
•	уровень побочных спектральных составляющих (не более
-80 дБ или -60 дБ в зависимости от класса возбудителя);
•	длительность и характер перестройки (ручная, дистанционная);
•	род работы (классы излучений);
•	выходное напряжение и требуемое сопротивление нагрузки
(в современных возбудителях эффективное значение выходного
напряжения 0,5... 1 В на нагрузке 50.. .75 Ом).
Синтезаторы частот диапазонных возбудителей могут быть
построены по методу частотного синтеза, когда рабочая частота
«собирается» из отдельных составляющих, и по методу частотного
анализа, когда рабочая частота анализируется с использованием
заданных опорных частот. Поэтому часто возбудители, построен-
ные по методу частотного синтеза, называют синтезаторами (ино-
гда «прямыми синтезаторами»), а возбудители, построенные по
методу частотного анализа - «непрямыми синтезаторами».
Ниже мы рассмотрим наиболее характерные схемы синтеза-
торов частот (прямых и непрямых), применяемых в диапазонных
возбудителях радиопередающих устройствах.2
ИНТЕРПОЛЯЦИОННАЯ СХЕМА
ДИАПАЗОННОГО ВОЗБУДИТЕЛЯ
(СИНТЕЗАТОР ЧАСТОТ
ПО ИНТЕРПОЛЯЦИОННОЙ СХЕМЕ)
Простейший способ уменьшения количества КвР для стабили-
зации множества рабочих частот радиопередатчика заключается в
построении возбудителя по интерполяционной схеме3, изображён-
ной на рис. 23.2.
Рис. 23.2
2 Выше мы отмечали, что при отсутствии формирователя вида (рода) работ и
тракта переноса частот диапазонный возбудитель - он же синтезатор частот.
Поэтому ниже эти понятия будут использоваться как тождественные.
3 От английского слова interpolation (вставка). В данной схеме между максималь-
ной и минимальной частотами диапазона «вставляется» некоторое число (сетка)
рабочих частот.
ЛЕКЦИЯ 23
129
Такой возбудитель имеет в своём составе два кварцевых АГ со
сменными кварцами: первый КАГ 1 имеет щ КвР с частотами/КВ|,
гкв2,...,/кв , отличающимися друг от друга на величину А/о = /квк -
- f , где К = 2, 3,..., п\\ второй КАГ 2 имеет п2 КвР с более низ-
квК-1
кими частотами FKBp FKB2,..FKB(J2, отличающимися друг от друга на
величину AF0 = kfjn2 = F - F где К = 2, 3,..., п2. В данном
случае AF0 носит название интервала (шага) сетки частот, который
равен разнице между двумя соседними рабочими частотами. С по-
мощью смесителя и перестраиваемого фильтра на выходе возбуди-
теля выделяется колебание суммарной или разностной частоты
f= f ± F, где К = 1, 2,..., иц i = 1, 2,..., п2. Подбирая соответст-
** J KBjf кв,	*
вующим образом частоты КвР, можно обеспечить необходимый
набор (сетку) частот возбудителя. На рис. 23.3 показан пример об-
разования сетки частот при использовании двух высокочастотных
(«1 = 2) и двух низкочастотных (п2 = 2) КвР.
(/кв,-FKB|)	(/кв2 FKB[) (/кв^Гквз) (/kBj+Fkbj)
Рис. 23.3
Общее число рабочих частот возбудителя оказывается равным
N = 2щп2, так как с каждым КвР первого КАГ каждый КвР второго
КАГ даёт две частоты: суммарную и разностную.
В интерполяционной схеме возбудителя стабильность частоты
выходных колебаний в основном определяется стабильностью час-
тоты высокочастотного КАГ. Действительно, для рабочей частоты
f = /квк ± FKB. в силу независимости частот автогенераторов абсо-
лютная нестабильность частоты
А/= Д/КВк + AF^,
относительная нестабильность
130
Р аз д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Д/ Д/ + ДГ Д/ / f ДЕ /F
f ~ f + f ~ i+f / f f If +
J J КВк KB,	КВ,- / J KBK J КВк I КВ,- -
Если имеет место f » F„., то
KBtf	KB.
Д/\,ДАвк | AFKB,/FKB,
f AbK Abk /^kb,
т.е. общая нестабильность частоты складывается из нестабильно-
сти частоты высокочастотного АГ и уменьшенной в fKB^ / FKB раз
нестабильности частоты низкочастотного АГ. Это обстоятельство
даёт возможность в качестве низкочастотного АГ использовать
бескварцевый АГ плавного диапазона (АГПД). В этом случае мы
получим плавное (сплошное) перекрытие требуемого диапазона
частот от /мин до /макс. Интерполяционная схема диапазонного воз-
будителя с АГПД представлена на рис. 23.4.
Рис. 23.4
Основным недостатком интерполяционной схемы является на-
личие комбинационных частот (±nf‘^ +mF„„ ) на выходе смеси-
' J Ki>j£	KBj '
4
теля , где п, т - номер высшей гармоники соответствующей часто-
ты, некоторые из которых (и/ ~т^къ ) и (-пАв +/иАсв-) могут
быть близкими к рабочим частотам (/L ± Г ). Такие частоты
1	KHpr	KBj '
почти не ослабляются фильтром на выходе смесителя и в после-
дующих каскадах радиопередатчика, создавая в итоге побочное
излучение, мешающее другим радиолиниям. Комбинационные час-
4 Физический смысл имеют только положительные частоты.
ЛЕКЦИЯ 23
131
тоты вида («/КВк + шГкв) представляют меньшую опасность, так
как они заметно отличаются от рабочей частоты.
Для ослабления уровня комбинационных частот в интерполя-
ционной схеме применяют балансные и кольцевые схемы смесите-
лей5, а также выбирают частоты автогенераторов таким образом,
чтобы в полосу пропускания фильтра могли попадать только весь-
ма малые по амплитуде комбинационные частоты высоких поряд-
ков. Этот вопрос мы обсудим при рассмотрении компенсационной
схемы диапазонного возбудителя.
Интерполяционный метод получения стабильных частот лежит
в основе метода многократного гетеродинирования. Суть этого ме-
тода состоит в том, что в схеме рис. 23.2 вместо КАГ 1 и КАГ 2
используют такие же интерполяционные схемы. Структурная схе-
ма, поясняющая метод, представлена на рис. 23.5, где СМ - смеси-
тель, Ф - фильтр, КАГ - кварцевый АГ.
Рис. 23.5
Пользуясь этим методом, можно создать возбудитель (синтеза-
тор частот) с большим числом дискретных фиксированных частот в
заданном диапазоне при сравнительно небольшом количестве КвР.
Действительно, пусть всего мы имеем 2и| высокочастотных и 2п2
низкочастотных КвР6. В простой интерполяционной схеме рис. 23.2
с таким числом КвР можно получить N = 2 (2n1)(2n2) = Вщиг Дис-
кретных частот. По методу многократного гетеродинирования,
применяя в каждом высокочастотном КАГ (КАГ 1 и КАГ 3) по щ
КвР, а в каждом низкочастотном КАГ (КАГ 2 и КАГ 4) по п2 КвР,
получим N = 2 (2n1n2)(2nln2) = 8nt2n22 дискретных частот, т.е. в щп2
5 Частично будут обсуждены в лекции 28 при рассмотрении однополосной моду-
ляции (ОМ).
6 Очевидно, в общем случае число высокочастотных и число низкочастотных КвР
не обязано быть чётным.
132
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
раз больше. Схема рис. 23.5 носит название параллельной схемы
многократного гетеродинирования. Возможна реализация последо-
вательной схемы, представленная на рис. 23.6.
Рис. 23.6
При использовании метода многократного гетеродинирования
обычно выделяется либо суммарная, либо разностная частота.
Возбудители по интерполяционной схеме относятся к прямым
синтезаторам и широко применяются в переносных и подвижных
радиопередающих устройствах, а также в стационарных радиопе-
редатчиках. Они оказываются удобными для передатчиков с час-
тотной модуляцией (ЧМ), когда в качестве низкочастотного АГ
используется АГПД, в котором легко осуществляется ЧМ с нуж-
ными параметрами. Стабильность результирующей рабочей часто-
ты, как было показано, при этом практически определяется высо-
кочастотным АГ, который обязательно имеет кварцевую стабили-
зацию частоты7.
КОМПЕНСАЦИОННАЯ СХЕМА ДИАПАЗОННОГО
ВОЗБУДИТЕЛЯ (СХЕМА С ВЫЧИТАНИЕМ ОШИБКИ)
Компенсационная схема, известная также как схема с вычита-
нием ошибки, обеспечивает более эффективное, по сравнению с
интерполяционной схемой, подавление комбинационных частот.
Сущность схемы заключается в создании достаточно узкополосно-
го перестраиваемого фильтра в диапазоне рабочих частот возбуди-
теля, который и обеспечивает подавление комбинационных частот.
Упрощенная структурная схема возбудителя по компенсационной
схеме представлена на рис. 23.7.
Колебания от КАГ поступают на делитель частоты с коэффи-
циентом деления К, на выходе которого получаются колебания с
частотой АГ0, равной интервалу между рабочими частотами возбу-
7 Если осуществление ЧМ не требуется, то при достаточно малом шаге сетки час-
тот различие между дискретным и плавным (непрерывным) перекрытием диапа-
зона оказывается несущественным.
ЛЕКЦИЯ 23
133
дителя (шаг сетки частот). Из этих колебаний в умножителе выра-
батываются короткие импульсы, следующие с частотой AF0. Час-
тотный спектр этих импульсов, состоящий из гармоник частоты их
следования
/, = ДГ0; /2 = 2AF0;..../к_, = (К - 1)AFO;
/k=KAF0 = /kb;/k;i=(K + 1)AF0;...,
образует сетку рабочих частот возбудителя. Непосредственно из
этой сетки частот выделить колебание нужной частоты, например,
/к технически оказывается невозможным, так как интервал AF0
между частотами очень мал (обычно единицы - десятки кГц), а
относительная полоса расфильтровки AF(/f не превышает 0,1 %,
т.е. практически невозможно разделить два рядом стоящих колеба-
ния.
Рис. 2.3.7
Для выделения колебания нужной частоты осуществляется
смещение всей сетки частот в область более низких частот (поряд-
ка десятков - сотен кГц) с помощью первого смесителя (СМ 1) и
вспомогательного АГ плавного диапазона (АГПД). Если частота
/агпд выбрана выше рабочей частоты, то на выходе первого смеси-
теля получается сетка частот
..(/агпд ~ /к+1(/агпд ~ /к ) = (/агпд _ Ав )’
(/агпд А-1);....(Агпд 2AFo); (/дгпд АЛД
134
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
показанная на рис. 23.8,а. На выходе смесителя ставится узкопо-
лосный неперестраиваемый фильтр с центральной (промежуточ-
ной) частотой /0 и полосой пропускания AF меньше шага сетки
частот AF0. Подобрав частоту /АГПд таким образом, чтобы колеба-
ние разностной частоты, например (/дгпд - /к), попало в полосу
пропускания фильтра (рис. 23.8,6), на выходе фильтра получим
колебание только одной этой частоты (/агпд - /к) /о- Колебания
других частот будут практически подавлены фильтром. После вто-
рого смесителя (СМ 2) с помощью перестраиваемого фильтра Ф
выделяется колебание разностной частоты
/агпд - (/дгпд -/к) =/к =/•
Рис. 23.8
Следовательно, частота колебаний f на выходе возбудителя
точно равна желаемой частоте из сетки частот опорного генератора
(выделен в левой части рис. 23.7). К перестраиваемому фильтру Ф
жёстких требований не предъявляется. Полоса пропускания его
может быть порядка/о, т.е. составлять несколько десятков - сотен
килогерц (кГц), при этом относительная полоса пропускания
фильтра Ф/// оказывается порядка единиц процентов.
Таким образом, перестраивая АГПД можно получить на выходе
возбудителя колебания любой частоты, вырабатываемой опорным
генератором. При этом устройство, выделенное в правой части
рис. 23.7, по существу является перестраиваемым узкополосным
фильтром.
Стабильность частоты автоколебаний на выходе рассматривае-
мого возбудителя полностью определяется стабильностью частоты
опорного генератора и совершенно не зависит от стабильности
частоты вспомогательного автогенератора АГПД, так как введен-
ная в промежуточную (разностную) частоту /0 в первом смесителе
нестабильность частоты этого АГ компенсируется (устраняется) во
втором смесителе. Отсюда и название схемы - компенсационная.
Однако АГПД должен обладать сравнительно высокой стабильно-
ЛЕКЦИЯ 23
135
стью частоты, для того чтобы в процессе работы колебания разно-
стной частоты, например (/агпд ~/к), не вышли из полосы пропус-
кания узкополосного фильтра на частоту/о- Очевидно, нестабиль-
ность частоты АГПД должна удовлетворять условию
А/дгпд < 2	< 2 Д/?о-
(*)
Колебания побочных комбинационных частот на выходе ком-
пенсационной схемы возникают прежде всего во втором смесите-
ле. Уменьшение уровня этих колебаний осуществляется рацио-
нальным выбором частот /агпд и /о. Действительно, комбинацион-
ные частоты низких порядков имеют вид (/агпд ± nfo), причём наи-
более интенсивными будут колебания частоты (/агпд + /о), отстоя-
щей от рабочей частоты (/агпд - /о) на 2f0, а также частот /агпд и
(/агпд - 2/0), отстоящих от рабочей частоты (/агпд - /о) на /0. При
относительно большой величине /0 (порядка сотен килогерц) эти
колебания могут быть эффективно подавлены колебательными
контурами последующих каскадов радиопередатчика, а колебание
частоты /агпд, кроме того, может быть подавлено применением ба-
лансного смесителя (в качестве СМ 2).
Комбинационные частоты вида (ш/агпд - «/о) окажутся на неко-
торых частотах близкими к рабочей частоте. Ослабление этих ком-
бинационных частот осуществляется только за счёт такого выбора
частот /агпд и /о, при котором близкими к рабочей частоте оказы-
ваются комбинационные частоты высоких порядков. Эти частоты
удовлетворяют условию
mfагпд ~nfo~ /агпд ~ /в’
т.е.
(щ - 1)/дгпд ~ (п “
откуда
f
(т + п)~(п—1)—^— +1 + п =
/агпд
(п-1)
/агпд ,
с
+ 2 = (те -1)
/агпд
/о
+ 1 +2.
136
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Наименьшая величина (т + п) получается при т = 2 и составля-
ет Г+ 3 5 при этом п = 1 + ’^АГТ1Д . Если /агпд » /о» ТО близ-
к /о /	fo
кими к рабочей частоте будут только комбинационные частоты весь-
-ма высокого порядка, имеющие, как правило, малую амплитуду8.
Аналогично комбинационные частоты вида (- ш/агпд + n/о) мо-
гут быть близкими к рабочей частоте, т.е.
- т/м пд + nfo =/агпд -/о,
или
(т + 1)/агпд s (п + 1)/о,
откуда
f
т + п~(п+ I)------1 + п =
/агпд
= (и +1) 1+
ч /агпд
- 2 ~ (т +1) 1 +
ет
Наименьшая величина (т + п) получается при т = 2 и составля-
, , о /агпд	_ /агпд , г Г	г
1 + 3---- , при этом п = 5-----—-1. Если /агпд » /о, ТО
< /о J	/о
близкими к рабочей частоте будут комбинационные частоты вида
(-/и/хгпд + и/о) более высокого порядка, чем комбинационные час-
тоты вида (лт/агпд - «/о)-
При достаточно широком диапазоне частот опорного генерато-
ра побочное колебание может образоваться из-за «зеркального» ка-
нала в первом смесителе (СМ 1). Действительно, среди колебаний
опорного генератора может быть колебание частоты /зерк == /агпд + /о,
которое после преобразования даёт частоту (^ерк - /агпд) s fo, т.е.
близкую к рабочей промежуточной частоте (/агпд -/к) ~fo- Для ос-
лабления колебания частоты
(/зерк /аГПд)
8 Аналогичная ситуация будет иметь место в интерполяционной схеме возбудите-
ля при/,» F„.
ЛЕКЦИЯ 23
137
перед первым смесителем (СМ 1) ставится перестраиваемый
фильтр, пропускающий только колебания, близкие по частоте к
выделяемой (например, /к)- Кроме того, ослабление колебания,
проходящего по «зеркальному» каналу, осуществляется выбором
промежуточной частоты^ и полосы пропускания AF узкополосно-
го не перестраиваемого фильтра Ф (на частоте /0) таким образом,
чтобы ненужное колебание не попадало в полосу пропускания. Это
обеспечивается, если отношение fo/AF0 не равно целому числу, а
полоса пропускания фильтра AF < (1/2) AF0. Очевидно, нестабиль-
ность частоты АГПД при этом должна быть согласно (*)
д/агпд < д Д^о-
При рациональном выборе параметров компенсационной схе-
мы возбудителя можно более эффективно ослабить нежелательные
комбинационные частоты на выходе и иметь большую стабиль-
ность частоты рабочих колебаний по сравнению с возбудителем по
интерполяционной схеме.
Возбудители по компенсационной схеме относятся к прямым
синтезаторам.
ВОЗБУДИТЕЛИ С АВТОПОДСТРОЙКОЙ ЧАСТОТЫ
В радиопередатчиках с частотной модуляцией и манипуляцией
чаще всего применяют возбудители, построенные по принципу ав-
томатической подстройки частоты (АПЧ), так как возбудители по
интерполяционной и особенно по компенсационной схеме не очень
удобны для осуществления частотной модуляции (ЧМ), потому что
частота колебаний в таких схемах в основном определяется КАГ.
Возбудители с АПЧ широко применяются в диапазоне корот-
ких волн, а также на СВЧ. Применение возбудителей с АПЧ в ука-
занных диапазонах частот позволяет упростить построение радио-
передатчика, так как возбудитель может быть сделан более мощ-
ным, соответственно число усилительно-умножительных каскадов
радиопередатчика сокращается.
Недостаток схем возбудителей с АПЧ - меньшая стабильность
и большее время установления частоты. Кроме того, возникают
трудности в создании устройства, подстраивающего частоту АГ,
если мощность последнего превышает 5... 10 Вт.
Возбудитель с АПЧ состоит из опорного генератора, АГ плав-
ного диапазона (АГПД) и системы АПЧ, называемой также коль-
138
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
цом автоподстройки, которая включает сравнивающее устройство,
фильтр нижних частот (ФНЧ) и управляющий элемент (УЭ).
Структурная схема возбудителя с АПЧ представлена на рис. 23.9.
Рис. 23.9
Опорный генератор обеспечивает создание колебаний необхо-
димого диапазона частот/ог с высокой стабильностью. Он может
быть построен, например, по интерполяционной схеме. Колебания
от опорного генератора используются для стабилизации частоты
автоколебаний/АГПД, имеющих невысокую стабильность. В сис-
теме АПЧ колебания от обоих генераторов (опорного и АГПД) по-
ступают на сравнивающее устройство, вырабатывающее на выходе
напряжение, которое через ФНЧ и УЭ автоматически приводит
частоту АГПД к частоте опорного генератора.
Схемы с АПЧ обеспечивают эффективное ослабление комби-
национных частот, возникающих в опорном генераторе. Основную
роль в подавлении комбинационных частот играет сравнительно
узкополосный ФНЧ, стоящий на выходе сравнивающего устройст-
ва. Частота среза ФНЧ выбирается низкой, меньше нижней часто-
ты модуляции (манипуляции) АГПД.
В зависимости от типа сравнивающего устройства различают
две системы АПЧ: систему частотной автоподстройки (ЧАП) и
систему фазовой автоподстройки (ФАП). При использовании ЧАП
роль сравнивающего устройства (СУ) выполняет частотный детек-
тор (ЧД), дающий на выходе напряжение, зависящее от разности
частот АГПД и опорного генератора (ОГ). Система ЧАП чаще все-
го реализуется по схеме, представленной на рис. 23.10. Сигналы
генераторов поступают на смеситель (СМ), с выхода которого сиг-
нал разностной частоты идет на частотный детектор (ЧД).
В системе ФАП, представленной на рис. 23.11, в качестве срав-
нивающего устройства (СУ) используется фазовый детектор (ФД),
напряжение на выходе которого определяется разностью фаз срав-
ниваемых колебаний.
ЛЕКЦИЯ 23
139
Рис. 23. J 0	Рис. 23.11
В системе ЧАП действие дестабилизирующего фактора на час-
тоту АГПД устраняется не полностью, а компенсируется лишь час-
тично. Это связано с использованием в качестве сравнивающего
устройства (СУ) частотного детектора (ЧД), напряжение на выходе
которого отлично от нуля только при наличии остаточной рас-
стройки, т.е. когда
/-/ог ~/чд,

где/чд - средняя частота частотного детектора (ЧД).
Если будет выполняться точное равенство
/=/ог +/чд>
то напряжение на выходе ЧД будет равно нулю и управляющего
сигнала на выходе ФНЧ не будет. В то же время для компенсации
дестабилизирующего фактора этот сигнал должен быть, а он воз-
можен только при выполнении примерного соотношения (**).
Частичная компенсация дестабилизирующего фактора, а также
увеличение нестабильности частоты/АГПД за счёт нестабильно-
сти средней частоты ЧД/чд являются важнейшими недостатками
систем ЧАП9.
В системе ФАП обеспечивается более высокая стабильность
частоты выходных колебаний, чем в системе ЧАП, за счёт исклю-
чения влияния остаточной расстройки фазового детектора (ФД) и
нестабильности его средней частоты. В системе ФАП частота под-
страиваемого АГПД оказывается точно равной частоте опорного
генератора, т.е./=/ог- При этом сигнал на выходе ФД не равен ну-
лю. Однако система ФАП по сравнению с ЧАП обладает более уз-
кой полосой схватывания, определяемой максимально допустимой
9 Очевидно, если изменится/щ, то произойдёт изменение f а это ненужно. Сущест-
вуют схемы ЧД (например, ЧД нулевых биений), которые свободны от указанных
выше недостатков. Однако они сложны, что ограничивает их применение.
140
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
величиной начальной расстройки АГПД, при которой после вклю-
чения система АПЧ нормально функционирует. Кроме того, в сис-
темах ФАП несколько хуже подавление ненужных комбинацион-
ных частот.
ЧАП и ФАП в возбудителях иногда применяются совместно, и
такие системы сокращённо называют ЧФЛП' В этих системах реа-
лизуются достоинства ЧАП и ФАП. Находят также применение
системы с двумя кольцами ЧАП, сокращённо называемые систе-
мами ЧАП - ЧАП.
Возбудители с АПЧ относятся к непрямым синтезаторам. Час-
то они строятся по более сложным схемам, имеющим несколько
опорных генераторов, как показано, например, на рис. 23.12. Такая
схема целесообразна на СВЧ, когда достижимая частота опорного
генератора заметно ниже рабочей частоты.
Рис. 23.12
ДЕКАДНЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТ
Декадные схемы синтезаторов используют десятичную систему
образования дискретных частот. Как правило, в подобных схемах
используют один КАГ на частоту /к с высокой стабильностью, а
дискретные частоты образуются путём многократного умножения,
деления и преобразования частоты/к-
ЛЕКЦИЯ 23
141
Установка частоты в таких синтезаторах производится декад-
ными переключателями10, поэтому отпадает необходимость в гро-
моздких градуировочных таблицах (требуемых в интерполяцион-
ных схемах при большом числе частот и соответственно сменных
КвР) и градуировочных графиках (требуемых в компенсационных
схемах и устанавливающих связь между частотой АГПД и требуе-
мой рабочей частотой). Поэтому декадные синтезаторы получили
широкое распространение.
Одна из возможных структурных схем декадного синтезатора
представлена на рис. 23.13.
Рис. 23.13
Из частоты стабильного КАГ на частоте /к формируются с по-
мощью делителей частоты в 10 раз частоты, имеющие десятичную
градацию: ОДД и 0,01Д. Эти частоты и частотаД поступают на
генераторы гармоник ГГ 1, ГГ 2, ГГ 3 соответственно, на выходах
которых образуются колебания, содержащие большое количество
гармонических составляющих, кратных указанным частотам. С
помощью фильтров Ф 1, Ф 2, Ф 3 выделяется любая из интере-
сующих гармоник/],Д,Д. Получение рабочей частоты/=/1 +Д +Д
осуществляется в нелинейном преобразователе - сумматоре. Воз-
никающие при нелинейном преобразовании ненужные комбинаци-
онные частоты должны быть подавлены. Наиболее просто эта за-
дача решается в схеме с использованием диапазонного автогенера-
тора АГПД, частота которого стабилизируется с помощью кольца
ФАП. На схеме рис. 23.13 в это кольцо входят смесители СМ 1,
СМ 2, фазовый детектор ФД и управляющий элемент УЭ. Фильтры
(фильтрующие устройства) Ф 1, Ф 2, Ф 3 и делители частоты также
выполняются в виде АГ, стабилизированных кольцами автопод-
10 Переключатели на 10 положений.
142
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
стройки. Основным элементом кольца автоподстройки в этом слу-
чае является импульсно-фазовый детектор, на один вход которого
подаётся непрерывный сигнал, а на другой - кратковременные им-
пульсы. Система ФАП в рассматриваемой схеме обеспечивает ра-
венство частот/3 =/-/i -fi, из чего следует, что рабочая частота
f = /1 + fi + Уз- Соответственно правая часть схемы, выделенная на
рис. 23.13, рассматривается как сумматор частот.
В схеме рис. 23.13 интервал (шаг) сетки частот AF0 = 0,0 iyK.
Добавляя каскады деления частоты, можно уменьшить этот интер-
вал. Если в схему ввести каскады умножения частоты fK в 10 раз
(аналогично каскадам деления частоты), то можно поднять вверх
диапазон рабочих частот.
Нетрудно усмотреть сходство в схемах рис. 23.12 и 23.13. Раз-
личие только в том, что в схеме рис. 23.12 частоты опорных гене-
раторов в общем случае не кратны 10, но они могут быть в отдель-
ных случаях гармониками одного КАГ.
Рассмотренный декадный синтезатор, как видно из представ-
ленной структурной схемы рис. 23.13, построен на принципе час-
тотного анализа и, следовательно, относится к непрямым синтеза-
торам частоты.
Наличие перестраиваемых АГ различных диапазонов с кольца-
ми фазовой и импульсно-фазовой автоподстройки существенно
усложняет декадный синтезатор. Подобные возбудители обычно
находят применение в стационарных радиопередатчиках.
Лет 25 - 30 назад начали широко использоваться декадные син-
тезаторы, работающие на принципе синтеза выходной частоты.
Известны они как декадные синтезаторы с идентичными декада-
ми. Структурная схема такого декадного синтезатора частот пред-
ставлена на рис. 23.14.
Рис. 23.14
ЛЕКЦИЯ 23
143
Возбудитель содержит опорный генератор (ОГ) из частоты ко-
торого в датчике опорных частот (ДОЧ) формируются 10 опорных
частот:/ОПо,/ОП1,/ОП2,...,./?ОП9, связанных соотношением
fem =fcm +
где п - номер опорной частоты (л = 0...9); А/- интервал сетки час-
тот ДОЧ.
На выходе ДОЧ также имеется опорная частота которая
связана с частотой/ОПо соотношением
f^f оп-
В возбудителе имеется К идентичных декадных преобразовате-
лей частот. Первый декадный преобразователь соответствует са-
мому мелкому разряду. Подключение преобразователей к ДОЧ
осуществляется переключателями П], П2,..., Пк. На вход первого
смесителя СМ1 поступают частоты /zon и /ОПП] =/0110 + где п\
- положение переключателя П1 от 0 до 9. На выходе СМ 1 имеется
частота/^ =./ОПП1 + /zon, соответственно на выходе первого декад-
ного преобразователя имеется частота
/, = 0,1 /Л = 0,1(/ОПП1 +/оп) = 0,1(ГОПо+Л1А/+/ОП) =
= 0,1(9/оп +/оп + щАД =/оп + 0,1 л. А/.
На вход смесителя второго преобразователя СМ2 поступают
частота Д с выхода первого преобразователя и частота с ДОЧ
/опп2 =Л>По + где п2 ~ положение переключателя П2 от 0 до 9.
На выходе СМ2 имеется суммарна^ частота f'2 = fx + /опп2 =
=/оп + 0,1 л.А/+/оп + и2Д/=f' + 0,1 л. Д/+ 9/z + нА/
После второго декадного преобразователя имеем частоту
Л = o,l/z2 =/оп + 0,1л2Д/+ О,О1Л!Д/.
Если после первого преобразователя можно иметь 10 частот, то
после второго - сто частот.
Очевидно, после К-го преобразователя имеем частоту:
.	(nv nv . л. А
f - f +ДС —+-^-+ +——	С***)
4 /on+zV^1()+1()2 +-- + 1()KJ-	(	)
Определяемая (***) частота является выходной частотой воз-
будителя: /к =/вых.
144
Р а з д е л 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Когда все переключатели находятся в положении 0 (щ = п2 =
=...= лк = 0), то /к =//оп. а в общем случае на выходе синтезатора
получается диапазон частот от/7оп до
(/оП+0,999... А/)
К-разрядов
А/
с шагом
10К
Есть схемы, в которых последний декадный преобразователь не
содержит делителя частоты. В этом случае выходная частота сни-
мается с выхода фильтра последнего смесителя СМК и в 10 раз
будет выше частоты, определяемой (***), т.е.
/вь,х=10/оП+А/ «к +
яК-1 ,	, п1
10	" 10кч
Шаг получаемой сетки частот —.
10к-1
Отсутствие перестраиваемых элементов и, как следствие, про-
стота управления частотой возбудителя позволяют автоматизиро-
вать процесс перестройки частоты передатчика, что обусловливает
широкое применение рассмотренной схемы возбудителя на
практике.
Недостаток схемы: повышенный уровень шума из-за возникно-
вения побочных составляющих в каждом смесителе.
ЦИФРОВЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТ
Широкое применение в различных областях радиотехники на-
ходят цифровые способы обработки сигналов. Соответственно лет
20...25 тому назад стали применяться так называемые цифровые
синтезаторы частот. Существуют разные принципы формирова-
ния частот с использованием цифровых методов. Цифровые синте-
заторы могут быть построены по методу прямого синтеза или по
методу анализа частот. Более широкое применение получили син-
тезаторы, работающие по методу анализа частот (непрямые синте-
заторы), позволяющие максимально использовать элементы циф-
ровой схемотехники. Обычно их и называют цифровыми синтеза-
торами частот. По сравнению с другими типами синтезаторов
цифровые синтезаторы частот имеют значительные преимуще-
ства по габаритным размерам, технологичности и надёжности.
ЛЕКЦИЯ 23
145
По своей идее формирования стабильных частот цифровые
синтезаторы подобны нецифровым. В цифровых синтезаторах
частот используются импульсно-фазовые детекторы и делители
частоты на специальных импульсных микросхемах, позволяющие
реализовать делители частоты с большим как постоянным, так и
переменным коэффициентом деления. Рассмотренные ранее де-
кадные синтезаторы частот, в которых также используются им-
пульсно-фазовые детекторы, можно считать прообразом цифровых
синтезаторов частот.
Одна из возможных структурных схем цифрового синтезатора
частот, работающего по методу анализа, показана на рис. 23.15.
Рис. 23.15
Сигнал стабильной частоты /Ог с опорного генератора (ОГ) по-
ступает на делитель частоты с постоянным коэффициентом деле-
ния Ki- Сигнал АГ выходной частоты Дг поступает на управляе-
мый внешним сигналом делитель с переменным коэффициентом
деления частоты (ДПКД) Кд. В импульсно-фазовом детекторе
(ИФД) происходит сравнение частот с выходов делителей частоты
и с помощью ФАП обеспечивается их равенство (при расхождении
частот появляется сигнал ошибки, который поступает через фильтр
нижних частот (ФНЧ) и управляющий элемент (УЭ) на АГ и при-
водит его частоту к нужному значению). Следовательно, в схеме
обеспечивается равенство частот
for _ /аг
*1 Кд ’
Соответственно рабочая частота на выходе синтезатора
146
Раздел 2. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Так как коэффициенты деления частоты К! и Кд являются
целыми числами, при этом Кд ДПКД может изменяться дискретно
на 1, то получаемый шаг сетки частот в схеме равен
/ог
К, '
При высокой частоте /АГ, на которую нет соответствующей
микросхемы, позволяющей реализовать ДПКД, синтезатор может
быть построен по схеме рис. 23.16.
Рис. 23.16
В схеме рис. 23.16 частота/АГ предварительно понижается с
помощью делителя частоты с постоянным коэффициентом деления К
до значения рабочей частоты ДПКД. Далее всё, как в схеме рис. 23.15.
Соответственно частота выходных колебаний оказывается равной
= /аг = КдК
/ог
к
Шаг получаемой сетки частот--/ог.
К1
СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТ
НА ОСНОВЕ КВАНТОВЫХ СТАНДАРТОВ ЧАСТОТЫ
Во многих специальных системах, например, системах син-
хронного вещания, ряде систем космической связи требуется ста-
бильность частоты рабочих колебаний выше, чем может быть по-
лучена в рассмотренных схемах синтезаторов частот с использова-
нием кварцевой стабилизации частоты. Очевидно, в рассмотрен-
ных выше схемах синтезаторов стабильность частоты выходных
ЛЕКЦИЯ 23
147
колебаний не может быть получена выше стабильности частоты
КАГ опорного генератора.
Более высокая стабильность частоты обеспечивается в синтеза-
торах с использованием в качестве опорного генератора квантово-
го стандарта частоты. Современные квантовые стандарты частоты
(КС) обладают предельно малой нестабильностью частоты - по-
рядка IO'10. ..10'11 12, поэтому их применение в синтезаторах частоты
чрезвычайно перспективно. Строятся такие синтезаторы с исполь-
зованием некоторых рассмотренных ранее принципов.
Выходная мощность КС обычно не превышает 1010 Вт, а часто-
та колебаний около 10 и выше гигагерц (ГГц)". Для использования
колебаний КС в диапазоне единиц - сотен мегагерц (МГц) нужны
устройства, преобразующие частоту КС в более низкую без потери
стабильности, но с увеличением мощности колебаний. Поэтому
синтезаторы частоты с использованием КС называют схемами пе-
реноса стабильности частоты КС.
На рис. 23.17 представлена схема с вычитанием ошибки, а на
рис. 23.18 - схема с ФАП.
Рис. 23.17
В схеме переноса с вычитанием ошибки (рис. 23.17) частота
КАГ /кв умножается в п раз и смешивается с эталонной частотой
/кс в смесителе СМ1. На выходе СМ1 выделяется слабый сигнал
промежуточной частоты (/кс - и/кв), который усиливается много-
каскадным усилителем и поступает на вход делителя частоты в
п раз. С выхода делителя частоты сигнал достаточной мощности с
частотой (/кс !п -/кв) поступает на второй смеситель СМ2, на кото-
рый также поступает сигнал от КАГ с частотой/кв- На выходе СМ2
с помощью фильтра выделяется сигнал суммарной частоты, равной
11 Например, цезиевый стандарт работает на частоте 9,192632 ГГц (X = 3,26 см), а
молекулярный генератор на пучке молекул аммиака генерирует колебания с
частотой 23,870130 ГГц (X = 1,25 см). Речь идёт о стандартах частоты - лазерах
с очень узкой шириной спектральной линии. Технологические лазеры имеют
большую мощность и большую ширину спектральной линии, соответственно
низкую стабильность частоты.
148 Раздел 2 ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ - АВТОГЕНЕРАТОРЫ
(/кс !п - /кв) +/кв =/кс In. В выходном сигнале нестабильность час-
тоты КАГ исключается. Соответственно стабильность частоты вы-
ходных колебаний определяется стабильностью частоты КС.
Рис. 23.18
В схеме переноса с ФАП (рис. 23.18), как и в схеме с вычитани-
ем ошибки, частота КАГ /кв умножается в п раз и смешивается с
эталонной частотой/кс в смесителе (СМ). Как и в схеме с вычита-
нием ошибки, слабый сигнал промежуточной частоты Оке - n/кв) с
выхода СМ усиливается многокаскадным усилителем и поступает
на фазовый детектор ФД, на который также поступает сигнал от
КАГ. Выходное напряжение ФД через фильтр нижних частот ФНЧ
и управляющий элемент УЭ изменяет частоту КАГ так, что она
становится равной fKC /(и+1). Система ФАП устраняет собственные
уходы частоты КАГ, поддерживая всё время/кв =/кс /(п+1).
Обе рассмотренные схемы получения колебаний с высокой
стабильностью частоты, определяемой квантовым стандартом
(КС), считаются примерно равноценными.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 23
1.	Назовите основные технические характеристики диапазонных воз-
будителей. Поясните их.
2.	Поясните интерполяционный метод формирования сетки частот.
Чему равна нестабильность частоты рабочих колебаний?
3.	Поясните метод многократного гетеродинирования образования
множества частот. Приведите структурные схемы, поясняющие метод.
4.	Поясните принцип компенсационной схемы диапазонного возбуди-
теля. Какие Вы видите у неё достоинства и недостатки?
5.	Поясните принцип возбудителя с АПЧ. Приведите структурные
схемы возбудителей с ЧАП и ФАП. Дайте сравнение схем, укажите дос-
тоинства и недостатки. Поясните особенности применения на СВЧ.
ЛЕКЦИЯ 23
149
6.	Поясните работу декадного синтезатора частот, работающего по
методу частотного анализа. Что представляет сумматор в обсуждаемой
схеме?
7.	Поясните структурную схему и формирование сетки частот в де-
кадном синтезаторе частот с использованием идентичных декад. Какие у
схемы достоинства и недостатки?
8.	Поясните структурную схему цифрового синтезатора частот. Чем
определяется шаг сетки частот в схеме?,
9.	Поясните возможные структурные схемы формирования сигнала
стабильной частоты с использованием КС. Какие особенности у КС и
синтезаторов с их использованием?
10.	В каких схемах синтезаторов возможно осуществление ЧМ? По-
ясните.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 23
1.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А. Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
2.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгиль-
дян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. -
3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1996. - 560 с.
3.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Б.П. Терентьев,
Н.И. Калашников, Л.Е. Клягин, Б.Б. Штейн; Под ред. Б.П. Терентьева. -
М.: Связь, 1972.-456 с.
4.	Левин В.А. Стабилизация дискретного множества частот. - М.:
Энергия, 1975. - 328 с.
5.	Светлов П.В., Нилов В.И. Методы кварцевой стабилизации в диапа-
зоне частот. - Киев: Гостехиздат УССР, 1961. - 226 с.
6.	Галин А.С. Диапазонно-кварцевая стабилизация СВЧ. - М.: Связь,
1976.-256 с.
МОДУЛИРУЕМЫЕ
ГЕНЕРАТОРЫ
ЛЕКЦИЯ 24
Общие положения амплитудной модуляции {AM). ~
AM смещением: принцип, схема, статические и динамические
модуляционные характеристики. ~ Энергетические
и качественные показатели. ~ Основы инженерного расчёта
генераторов с AM смещением. ~ Схемы модуляторов
ZL? лекциях предыдущих разделов мы рассмотрели вопросы
получения высокочастотных электрических колебаний,
имеющих неизменную амплитуду и частоту. Такие колебания не
содержат информации о передаваемом сообщении. Если информа-
ционным сигналом оказать воздействие на один или несколько па-
раметров высокочастотного сигнала, то информационный сигнал
окажется закодированным в получаемом высокочастотном сигна-
ле, параметры которого, например амплитуда и/или частота, не бу-
дут постоянными, а будут претерпевать соответствующие измене-
ния по закону информационного сигнала. Процесс управления од-
ним или несколькими параметрами высокочастотного сигнала
информационным сигналом называется модуляцией. Информаци-
онный сигнал при этом носит название модулирующего (он же
управляющий сигнал, см. ч. 1, рис. В.1). Модулирующий сигнал,
как правило, является сложным сигналом: уровень (величина) его
может изменяться, в том числе на относительно коротком проме-
жутке времени, спектр сигнала может содержать большое число
гармонических составляющих разного уровня. Примерами моду-
лирующих (информационных) сигналов являются речевой сигнал,
музыкальный сигнал, сигнал изображения в телевидении и др. Все
ЛЕКЦИЯ 24
151
информационные сигналы, как и вообще все практически исполь-
зуемые сигналы в радиотехнике и электросвязи, имеют ограничен-
ный энергетический спектр, что позволяет рассматривать любой
сложный сигнал как совокупность ограниченного, хотя в отдель-
ных случаях и довольно большого числа гармонических сигналов
со своей амплитудой и частотой. Поэтому принято рассматривать
вопросы модуляции применительно к однотональному информа-
ционному сигналу, т.е. гармоническому сигналу, имеющему неиз-
менную частоту Q и постоянную амплитуду. Получаемые при этом
результаты носят общий характер и легко обобщаются на случай
сложного сигнала. При любых способах модуляции для передачи
информационного сигнала с минимальными искажениями требует-
ся, чтобы самая высокая частота в спектре модулирующего (ин-
формационного) сигнала £1макс была много меньше частоты управ-
ляемого (модулируемого) высокочастотного сигнала со, т.е. должно
быть QMaKC « И.
ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ АМПЛИТУДНОЙ
МОДУЛЯЦИИ (AM)
При амплитудной модуляции (AM) модулирующий сигнал, яв-
ляющийся гармоническим колебанием относительно низкой часто-
ты О, воздействует на амплитуду колебания высокой частоты со1. В
общих чертах процесс AM, например, амплитуды выходного тока
АЭ ГВВ заключается в следующем. Информационный сигнал, пре-
образованный в электрическую форму (например, речевой сигнал с
выхода микрофона), доводится до определённого уровня в так на-
зываемом модуляционном устройстве, в общем случае представ-
ляющем многокаскадный усилитель низких частот. С выходного
каскада модуляционного устройства, называемого модулятором,
сигнал, обычно в форме напряжения, подаётся в цепь питания со-
ответствующего электрода АЭ ГВВ. Изменение напряжения пита-
ния электрода АЭ ГВВ обусловливает изменение амплитуды вы-
ходного тока АЭ, т.е. имеет место модуляция выходного тока АЭ,
например, анодного тока лампы, коллекторного тока транзистора.
Изменение выходного тока АЭ ГВВ обусловливает, в свою оче-
редь, изменение (модуляцию) выходного колебательного напряже-
1 В данном случае понятие «частота» является синонимом понятия «круговая час-
тота». В общем случае частота F, которой соответствует круговая частота
О = 2л/’; частота/ соответствующая ей круговая частота со = 2л/
152
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
ния. ГВВ, в котором осуществляется модуляция, называется моду-
лируемым генератором2.
В настоящей и последующих лекциях мы рассмотрим, как осу-
ществляется AM в высокочастотных ГВВ, каков должен быть ре-
жим АЭ (лампы или транзистора) в той или иной системе AM, ка-
ковы соображения по выбору АЭ для ГВВ с AM и некоторые дру-
гие вопросы.
При отсутствии модуляции, т.е. модулирующего сигнала в це-
пях модулируемого ГВВ, режим генератора называется режимом
несущей частоты, или режимом молчания, или телефонным ре-
жимом3.
Итак, ниже мы будем полагать модулирующий сигнал в форме
напряжения и имеющим вид
uci (О = cos(Qr + cp0Q),
где I7Qm - амплитуда модулирующего сигнала; фоп - начальная
фаза модулирующего сигнала; t - текущее время.
Высокочастотный сигнал примем, например, в форме первой
гармоники анодного тока
Ц =/а1со5(щг + ф0) = /а1Нсо8(щг + ф0),	(*)
где 7 = 7а н - амплитуда первой гармоники анодного тока, она же
в режиме несущей частоты (в режиме молчания, в телефонном ре-
жиме); ф0 - начальная фаза высокочастотного сигнала.
Под воздействием модулирующего сигнала происходит изме-
нение амплитуды высокочастотного сигнала по закону
2 Используемые названия модулятор и модулируемый генератор сложились исто-
рически и, по мнению автора, корректны в отражении сути процесса модуляции.
В то же время на современном этапе введен термин модулятор применительно к
высокочастотному генератору, в котором осуществляется модуляция, что пред-
ставляется автору не совсем корректным. Суть рассматриваемых процессов и их
описание от названий, очевидно, не зависят.
3 Термины «телефонный» (режим) и «молчания» сложились исторически на ран-
них этапах развития радиопередающих устройств. При этом термин «телефон-
ный» появился в связи с необходимостью разграничения двух основных исполь-
зовавшихся в то время видов работы: «телефонного» и «телеграфного». Теле-
фонный вид работы соответствовал передаче речи, соответственно
модулирующий сигнал отсутствовал при «молчании» у микрофона. Термин
«режим несущей частоты» появился позже, и смысл его будет пояснён ниже. По
мнению автора, этот термин носит более общий характер и введение его вполне
обосновано и оправдано.
ЛЕКЦИЯ 24
153
Za, = zai и + kU£lM COS<Q/ + <Р(Ю ) =
kl]
—— cos(Q/ + <p0£2)
Z8| H
= /aj H[i + mcos(&t + (p0Q)],
где к - коэффициент пропорциональности, имеющий размерность
kU
проводимости (СМ или 1/Ом); т = —— - коэффициент модуля-
ми
ции, характеризующий относительное изменение амплитуды высо-
кочастотного сигнала или глубину модуляции (для неискажённой
модуляции 0 < т < 1).
Подставляя (24.1) в (*), получаем для амплитудно-модулиро-
ванной первой гармоники анодного тока (аналогично для первой
гармоники коллекторного тока)
ia = М Н[1 + wicos(Qr + cp0Q)]cos(wr + ср0).	(24.2)
Колебание, описываемое (24.2), не является гармоническим,
так как в отличие, например, от (*) амплитуда его не остаётся по-
стоянной, а изменяется по закону (24.1).
Если (о » О, то в течение нескольких периодов высокочастот-
ного колебания Т = \lf= 2л/со амплитуду его можно считать прак-
тически неизменной (такое колебание называется квазигармониче-
ским). В соответствии с этим на основании (24.2) можно записать
выражения для максимальной и минимальной амплитуд тока вы-
сокой частоты:	’
откуда
М МЭКС А1| н + т^'
Ммин^МнО-^)’
М макс Za. мин
т = —!!------.
Ммакс М мин
(24.3)
(24.4)
154
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Графическое изображение AM колебания (24.2) представлено
на рис. 24.1,а. При этом огибающая модулированного колебания
воспроизводит форму напряжения низкой (модулирующей) часто-
ты (рис. 24.1,б)4 и расположена симметрично относительно тока в
режиме несущей частоты /а,н.
Рис. 24.1
При осуществлении AM в генераторе должны быть приняты
все меры к тому, чтобы модуляция была симметричной и линей-
ной, т.е. чтобы как можно точнее реализовывалось выражение
(24.2). В противном случае при декодировании (демодуляции) бу-
дет получен информационный сигнал с искажениями, т.е. отлич-
ный от первичного (модулирующего) сигнала. Например, при
больших искажениях при приёме речевого сигнала голос окажется
неузнаваемым и даже неразборчивым.
AM колебание (24.2) является сложным по своему спектраль-
ному составу и может быть представлено в виде трёх гармониче-
ских колебаний, описываемых каждое подобным (*) выражением.
Действительно, раскрывая в (24.2) прямоугольные скобки и ис-
пользуя преобразование произведения косинусов двух углов, по-
лучаем
4 Согласно представленному рисунку модулирующий сигнал появился с момента
времени г0. До этого момента существовал только высокочастотный сигнал (*).
ЛЕКЦИЯ 24
155
la, = н + ф0) + mlai H cos(Qf + фоп) cos(toZ + <p0) =
т1а н
= Zaj H cos(coz+<p0) +	cos[(w + Q)Z + Фо + Фой 1 +
+—y^cos[(w- Й)> + cp0 - Фор].	(24.5)
В дальнейшем для сокращения записи, что никак не отразится
на получаемых ниже результатах и выводах, примем начальные
фазы обоих сигналов (высокочастотного и низкочастотного) рав-
ными нулю. Выражение (24.5) потребуется нам в дальнейшем при
рассмотрении однополосной модуляции (ОМ), в частности при
формировании однополосного сигнала с использованием метода
многофазной модуляции.
Согласно символическому методу анализа цепей переменного
тока любое гармоническое напряжение или ток можно представить
в виде вектора. Следовательно, AM колебание, описываемое (24.5),
можно представить в виде совокупности трёх векторов, как пока-
зано, например, на рис. 24.2,о5. Первое слагаемое в (24.5) соответ-
ствует немодулированному высокочастотному сигналу (*). Два
других слагаемых обязаны модуляции (если коэффициент модуля-
ции т = 0, т.е. модулирующий сигнал отсутствует, то этих слагае-
мых не будет). Как видно, амплитуды этих колебаний одинаковы и
равны - - —, а частоты разные: у одного частота больше частоты
высокочастотного сигнала на величину частоты модулирующего
сигнала и равна (оз + Й), а у другого - меньше и равна (оз - й).
На рис. 24.2,6 представлена спектральная диаграмма AM коле-
бания (24.5), из которой наглядно видно, что полоса частот, зани-
маемая AM колебанием при однотональной модуляции, равна уд-
военному значению частоты модулирующего сигнала. Колебание
5 При построении векторной диаграммы за исходный следует принять вектор,
соответствующий первому слагаемому выражения (24.5). Очевидно, располо-
жен вектор на плоскости может быть произвольно, что соответствует произ-
вольному времени и произвольной текущей фазе отображаемого вектором коле-
бания. Положение векторов, отображающих два других колебания, жёстко свя-
зывается с положением первого вектора, и эти векторы располагаются в каждый
момент времени симметрично относительно его.
156
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
с амплитудой /а1Н и частотой со называется несущим колебанием6.
Соответственно частота высокочастотного сигнала со называется
несущей частотой, а амплитуда этого колебания /И||, носит название
амплитуды несущего колебания (или амплитуды колебания несу-
т/а,н
щей частоты). Колебания с амплитудами —и частотами
(со ± И) называются боковыми колебаниями (или колебаниями бо-
ковых частот). Соответственно верхним боковым колебанием с
частотой (со + О) и нижним боковым колебанием с частотой
(со - Q) с соответствующей амплитудой.
Лцн
'"/а,!! /2	m/a,„ /2
(co-Q) w (to + Й)
б
Рис. 24.2
Если модулирующий сигнал сложный, причём спектр его за-
ключён в пределах от FMHH до FMaKC, то каждая составляющая спек-
тра осуществляет AM со своим коэффициентом модуляции т и
обусловливает появление колебаний соответствующих боковых
частот, которые образуют боковые полосы: верхнюю (ВВП) и ниж-
нюю (НБП), как показано на рис. 24.2,в7. Очевидно, полоса частот,
занимаемая AM колебанием при модуляции сложным сигналом,
равна 2 Fмакс (или 2£1макс).
При отсутствии модуляции, т.е. при молчании у микрофона,
колебательная мощность генератора неизменна и равна
6 Из графического представления AM колебания (рис. 24.1,а) видно, что при по-
явлении модулирующего сигнала с момента времени z0 он как бы садится на вы-
сокочастотный сигнал, который «несёт» его далее на себе. Отсюда и идёт про-
исхождение понятий: несущая частота,режим несущей частоты и т.п.
7 На этом рисунке спектры полос изображены в соответствии с рекомендациями
Международного консультативного комитета по радио (МККР): максимальной
частоте модуляции соответствует наибольшая амплитуда и наоборот, что удоб-
но при представлении спектров однополосных колебаний (см. лекцию 28).
Л Е К Ц И Я 24
157
/’~н=-/ан/?ое’	(24.6)
~н 2	** ос
где Roe - эквивалентное сопротивление анодной (коллекторной)
нагрузки.
Определяемая (24.6) мощность носит название колебательной
мощности в режиме несущей частоты, она же мощность в режиме
молчания, а также мощность телефонного режима.
В моменты времени, когда cos Clt ~ 1, соответственно амплиту-
да тока имеет максимальное значение, мощность колебания высо-
кой (несущей) частоты достигает максимального значения и с уче-
том (24.3)
Р макс = -42 макс Дое =~/а н(1+	Roe = Р~Л1 +	’ (24-7)
Определяемая (24.7) мощность носит название мощности мак-
симального режима или максимальной мощности. Выражение
(24.7) имеет большое значение для характеристики энергетических
соотношений при AM. Из него следует, что при 100 % модуляции
(т = 1) мощность максимального режима, т.е. максимальная мощ-
ность, развиваемая АЭ генератора, равна учетверённой мощности в
режиме несущей частоты:
р = р =4Р .
-макс ~максмакс ~н
В моменты времени, когда cosQz ~ -1, соответственно ампли-
туда тока имеет минимальное значение, мощность высокочастот-
ного колебания достигает минимального значения и с учетом (24.3)
<24.8)
Определяемая (24.8) мощность -носит название минимальной
мощности или мощности минимального режима. При 100 % моду-
ляции (т = 1) Р_мии = 0.
Как видим, в процессе модуляции мощность высокочастотного
колебания изменяется в пределах от Р_МИ11 до Р-макс- Соответственно
в произвольный момент времени t мощность высокочастотного
колебания (колебательная мощность)
Р =—Io „(1 + mcosQ/)2/? = Р (1 + mcosQz)2.
— 2 “1 *4	ОС	~ г! '	'
158
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Среднее значение колебательной мощности за период модули-
рующего сигнала 7Ь
1 та	q тп
Р г =— f Р h(1 + wicosQz)2<7z =— [ Р H(l + mcosQr)2dZ =
о	о
1 2л
= — f Р.н(1 +wcosQ/)2dQr =
7тт J н
ха 0
2	С 2\
= ^Н+^Н=Ц1 + ^]-	(24-9)
Выражение (24.9) показывает распределение мощности между
составляющими спектра AM колебания и может быть также полу-
чено на основании (24.5), если просуммировать мощности, выде-
ляемые каждой спектральной составляющей на сопротивлении Рж.
Действительно, полагая, что для каждой составляющей спектра
AM колебания сопротивление нагрузки - контура в выходной цепи
АЭ одинаково и равно RCK, получаем для мощности несущего коле-
бания (первое слагаемое в правой части (24.5))
Р — —-/2 R
~н 2 «Цное’
для мощности колебания одной боковой частоты (любое из двух
последних слагаемых в правой части (24.5))
^~1бч
= -^-wj2Ph.
4 ~н
Так как боковых колебаний два - верхнее и нижнее, то мощность
двух боковых колебаний
2
Р -2Р	-111 Р
Г~бч - Z/~164	2	~н‘
Суммарная мощность Р~н + Р^
(24.9).
, что соответствует
Л Е К Ц И Я 24
159
Таким образом, слагаемое —Р_н в (24.9) определяет мощ-
ность колебаний боковых частот AM колебания. При модуляции
сложным сигналом подобным соотношением определяется мощ-
ность боковых полос.
Мощность колебаний боковых частот зависит от коэффициента
модуляции т и при т = 1 составляет 50 % от Р_„ и 12,5 % от Р_макс.
В радиовещательных передатчиках среднестатистическое значение
т находится в пределах 0,3...0,5. Это означает, что доля мощности
колебаний боковых полос в общей мощности модулированного
колебания очень незначительна. Между тем с точки зрения приёма
именно значение мощности колебаний боковых полос представля-
ет наибольший интерес. Малая величина мощности колебаний бо-
ковых полос по сравнению с мощностью в режиме несущей и осо-
бенно по сравнению с максимальной мощностью является харак-
терной особенностью систем с-AM.
Осуществление AM в реальных устройствах всегда сопровож-
дается различного рода искажениями, из которых главными при
передаче, например, звуковых программ и телефонных сообщений
принято считать частотные и нелинейные искажения8. Оценка ка-
чества AM возможна на основе модуляционных характеристик,
которые подразделяются на статические и динамические, причём
среди последних выделяют амплитудные и частотные. Статиче-
ские модуляционные характеристики рассчитываются или снима-
ются экспериментально при отсутствии модулирующего сигнала, а
динамические - при подаче такого сигнала. Отсюда и названия ха-
рактеристик9.
Выше было показано, что AM колебание занимает полосу час-
тот 2FMaKC. А это означает, что высокочастотные цепи AM генера-
тора, через которые проходит модулированный сигнал, должны
быть рассчитаны на симметричное прохождение колебания в этой
полосе частот с минимальными частотными искажениями10. Час-
8 Подобные искажения важны при передаче любых сигналов. К ним могут добав-
ляться и другие, важные именно для конкретных сигналов и передатчиков. На-
пример, в телевизионных передатчиках сигналов изображения важны также фа-
зовые искажения, искажения плоской части синхронизирующих и гасящих
строчных и кадровых импульсов и др.
9 Статические и динамические модуляционные характеристики генератора не
следует путать со статическими ВАХ и динамическими характеристиками
анодного (коллекторного) тока АЭ ГВВ.
10 В случае радиопередатчика, очевидно, весь высокочастотный тракт, через кото-
рый проходит модулированное колебание, должен быть рассчитан на симмет-
ричное прохождение колебания с минимальными частотными искажениями
160
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
тотные искажения информационного (модулирующего) сигнала
возникают также в модуляционном устройстве. Поэтому под дина-
мической частотной (амплитудно-частотной) модуляционной
характеристикой (АЧХ) AM генератора понимается зависимость
коэффициента модуляций т от частоты модулирующего сигнала F
при неизменной его амплитуде, т.е. при Uqm = const. Примерный
вид АЧХ AM генератора показан на рис. 24.3,а. Соответствующи-
ми документами, в том числе государственными стандартами, ус-
танавливаются допустимые частотные искажения для каждого
класса передатчиков в зависимости от его назначения. Для радио-
вещательных передатчиков требования к частотным искажениям
более жёсткие, чем для связных. Допустимые частотные искаже-
ния обычно! устанавливаются относительно значения т на частоте
Го (400 или ЮОб Гц). '
Рис. 24.3
Выше отмечалось, что огибающая высокочастотного AM коле-
бания совпадает с формой модулирующего сигнала (см. рис. 24.1).
Однако в реальных условиях огибающая AM колебания никогда
точно не повторяет.форму модулирующего сигнала. Соответствен-
но выделенный после демодуляции сигнал будет отличаться по
форме от первичного модулирующего сигнала. Отличие форм сиг-
налов оценивается с помощью коэффициента нелинейных искаже-
ний (он же коэффициент гармоник). Источником нелинейных ис-
кажений в первую очередь является АЭ, причём не только АЭ са-
мого модулируемого генератора, но в общем случае АЭ
модулятора, да и АЭ всего модуляционного устройства. Если в
схеме в цепях прохождения модулирующего сигнала используются
трансформаторы с сердечниками, то возникают дополнительные
нелинейные искажения за счёт нелинейности кривой намагничива-
ния сердечника. Если рассматривать радиопередатчик в целом, то
JI Е К Ц И Я 24
161
нелинейные искажения модулирующего сигнала возникают также
в каскадах усиления AM колебаний, если такие каскады имеются в
структуре передатчика. Для оценки нелинейных искажений в гене-
раторе с AM, да и в передатчике в целом используют динамические
амплитудные модуляционные характеристики , под которыми
понимают зависимость коэффициента модуляции т от амплитуды
модулирующего сигнала С/Пм. Амплитудная модуляционная харак-
теристика обычно снимается на частоте модулирующего сигнала
400, 800 или 1000 Гц. При этом она снимается раздельно для поло-
жительного (т+) и отрицательного (т~) полупериодов модулирую-
щего сигнала. Определение т+ и т~ может быть понято из обозна-
чений рис. 24.1,0, согласно которым
,+ I -I /
+ I aiMaKC а.н а.макс .
т =-----_ —1-------।----------j-
Лцн	^api
/ ^а<н ^а<мин , ^а.мин
Л7 = — = —ii = 1-----------1--.
^ajH	^ajH	^Э|Н
11 При AM амплитуда высокочастотного сигнала пропорциональна модулирую-
щему сигналу (24.1) и измерить её непосредственно амперметром или вольт-
метром не представляется возможным, так как модулирующий сигнал непре-
рывно изменяется. Также невозможно измерить амперметром или вольтметром
максимальное (минимальное) значение сигнала, поскольку это значение имеет
место лишь мгновение. Кроме того, высокочастотные амперметры - это, как
правило, приборы теплового типа, следовательно, они обладают большой инер-
цией в регистрации показаний. При модуляции показания такого амперметра,
которые можно фиксировать, будут пропорциональны средней мощности за пе-
риод модулирующего сигнала (24.9). т.е. /afep =/a||(Vl + »»2/2, и, как следует
из последнего соотношения, даже при линейной модуляции будут иметь нели-
нейную зависимость. Следовательно, пользоваться такой зависимостью не-
удобно. Поэтому в динамическом режиме, т.е. при подаче модулируюшего сиг-
нала, вместо зависимостей /а|(ППм) или тока в контуре 1К0нт(ГПм), которые
невозможно снять, или зависимости /а[Ср(щ). вместо которой часто удобнее
снять зависимость /контср(ш) =	’ где Р< Q ~ коэффициент включения
и добротность контура, представляющих амплитудные характеристики, сни-
мают зависимость m(UaM) при О = const, которую по аналогии с указанными
выше называют амплитудной модуляционной характеристикой.
162
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Примерный вид динамической амплитудной модуляционной
характеристики показан на рис. 24.3,6. Совпадение ветвей т+ и т~
свидетельствует о симметричности модуляции. Расхождение вет-
вей тл и т~ указывает на несимметричность модуляции «вверх» (в
направлении максимальной точки) и «вниз» (в направлении мини-
мальной точки). Отклонение амплитудной характеристики от пря-
мой линии указывает на наличие нелинейных искажений в оги-
бающей AM колебания относительно первичного модулирующего
сигнала. Степень криволинейности амплитудной модуляционной
характеристики позволяет судить о величине нелинейных искаже-
ний огибающей.
Помимо динамических модуляционных характеристик (ДМХ),
рассмотренных выше: частотной (амплитудно-частотной) m(F) и
амплитудной т (Uqm), для AM генераторов представляет интерес
статическая модуляционная характеристика (СМХ), характери-
зующая зависимость амплитуды первой гармоники выходного
(анодного или коллекторного) тока АЭ генератора от постоянного
напряжения на модулирующем электроде, т.е. на электроде, в цепь
питания которого при осуществлении AM заводится модулирую-
щий сигнал: Л(ЕМ0Д)12. Экспериментально вместо зависимости
/1(Я,од) удобнее снять зависимость контурного тока /конт (#МоД), свя-
занную с интересующей зависимостью /1(ЕМОД) соотношением:
/конт (£мод) = pQI 1(Еыоа), где р - коэффициент включения контура;
Q - добротность контура. Ещё проще снять СМХ 10(ЕиОд\ характе-
ризующую зависимость постоянной составляющей анодного или
коллекторного тока от напряжения на модулирующем электроде.
Примерный вид СМХ при изменении напряжения питания на
управляющем электроде (сетке или базе) или при изменении на-
пряжения питания на выходном электроде (аноде или коллекторе)
показан на рис. 24.4,а, б соответственно в обозначениях лампового
генератора. СМХ нужны для выбора рабочей точки (РТ) в режиме
молчания, т.е. при отсутствии модулирующего сигнала (режим не-
сущей частоты, телефонный режим). Рабочая точка выбирается
примерно на середине нарастающего участка характеристики. Со-
ответствующее ей напряжение принимается за постоянное напря-
жение питания электрода. Под воздействием модулирующего
12 В более широком смысле под СМХ понимается зависимость любого параметра,
характеризующего режим АЭ или генератора в целом от напряжения питания
на модулирующем электроде. В отдельных случаях AM осуществляется изме-
нением напряжений в цепях двух или более электродов АЭ, соответственно и
СМХ таких генераторов представляет зависимость параметра от одновременно-
го изменения напряжений на этих электродах.
ЛЕКЦИЯ 24
163
Рис. 24.4
напряжения результирующее напряжение на электроде изменяется
симметрично в обе стороны относительно постоянного напряже-
ния. При настройке и отработке AM генератора напряжение питания
в рабочей точке может быть уточнено. Линейность СМХ даёт также
представление о линейности модуляции. Чем линейнее СМХ, тем
меньше нелинейные искажения в динамическом режиме. На практи-
ке количественно нелинейные искажения оцениваются с помощью
специального прибора, позволяющего снять зависимость коэффици-
ента гармоник кг (коэффициента нелинейных искажений) от глуби-
ны модуляции, т.е. от величины коэффициента модуляции т.
Во многих случаях указанная зависимость снимается на несколь-
ких модулирующих частотах. Допустимые нелинейные искажения
в радиовещательных передатчиках не превышают единиц про-
центов. -
АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ СМЕЩЕНИЕМ
(СЕТОЧНАЯ И БАЗОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ)
При AM смещением амплитуда первой гармоники выходного
тока АЭ (анодного тока лампы, коллекторного тока транзистора)
должна линейно изменяться с изменением напряжения смещения
на управляющей сетке лампы или базе транзистора. При этом ам-
плитуда напряжения возбуждения UMC или £7„б остаётся неизмен-
ной. Напряжение смещения, напротив, изменяется в соответствии с
модулирующим сигналом.
На рис. 24.5 представлены возможные схемы осуществления
AM смещением в ламповом и транзисторном генераторах. В режи-
ме несущей частоты (режим молчания, телефонный режим) напря-
164
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
жение смещения постоянно и равно Есн или Еб н13 При подаче мо-
дулирующего сигнала напряжение смещения изменяется соответ-
ственно по закону:
£с=£сн+^мСО^^
£6=£6h+£QmCOsQz-
где Uqm - амплитуда модулирующего сигнала, подаваемого со вто-
ричной обмотки трансформатора (на схемах рис. 24.5 амплитуда
и&ы не обозначена).
Рис. 24.5
Изменение напряжения смещения в процессе модуляции вызы-
вает соответствующие изменения угла нижней отсечки 0 и ампли-
туды импульсов анодного /ма или коллекторного 7МК тока, как пока-
зано на рис. 24.614, и, как следствие, изменения амплитуды первой
гармоники тока.
Зависимости /а1(Ес), /1Щ(ЕС), 7K1(E6), представляющие СМХ
при модуляции смещением, рассматривались нами в лекции 8 при
обсуждении зависимости режима ГВВ от напряжения смещения и
показаны на рис. 8.12 и 8.13 для лампового и транзисторного гене-
раторов соответственно. Эти зависимости приведены на рис. 24.7.
Как отмечалось, зависимости имеют выгиб вниз в своей нижней
части и могут иметь выгиб вверх в верхней части. В области недо-
13 Напряжение смещения в режиме несущей частоты Есн , Е6н соответствует на-
пряжению смещения в рабочей точке на рис. 24.4.
14 Представленный рис. 24.6 соответствует значению коэффициента D = 0, что для
рассматриваемого момента непринципиально, но более наглядно.
Л Е К Ц И Я 24
165
напряжённого режима СМХ имеют тенденцию к росту с ростом
смещения, что как раз необходимо для осуществления модуляции
смещением. В этой области при значениях нижнего угла отсечки в
пределах 60° < 0 < 120° СМХ оказываются линейными. Рабочая
точка, соответствующая режиму несущей частоты (он же режим
молчания, или телефонный режим), выбирается из соображений
получения линейной модуляции на середине линейного участка
СМХ, как отмечено на рис. 24.7 (напряжения -Ес„ и Е6„). Нетрудно
заключить, рассматривая СМХ, что при осуществлении 100 % мо-
дуляции (т = 1) обязательно появятся нелинейные искажения за
счёт нелинейности СМХ в своей нижней части, так как ток должен
в процессе модуляции в минимальном режиме принимать нулевое
значение. Очевидно также, если рабочую точку на СМХ сместить
влево от указанного положения, то нелинейные искажения появят-
ся при меньшем значении коэффициента модуляции. Если рабочую
точку выбрать на нелинейном нижнем участке СМХ, то модуляция
всегда будет сопровождаться нелинейными искажениями.
Рис. 24.6
166
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Итак, модуляция смещением возможна в недонапряжённом ре-
жиме ГВВ, и только для режима максимальной мощности (макси-
мального режима) при 100 % модуляции может быть допущен кри-
тический режим. При заходе в перенапряжённый режим СМХ за-
гибаются вниз и модуляция будет сопровождаться большими
нелинейными искажениями.
Аналитическое выражение СМХ при модуляции смещением
при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ анодного
тока лампы или коллекторного тока тран-
зистора может быть получено следующим
образом.
Согласно эквивалентной схеме анод-
ной цепи лампы или коллекторной цепи
транзистора для области недонапряжённо-
го вплоть до критического режима, рас-
ис'	смотренной в лекции 9 (см. рис. 9.1у5 и
показанной на рис. 24.8, для амплитуды первой гармоники выход-
ного тока можно записать (приводимые ниже выражения записаны
в обозначениях лампового генератора, для транзисторного генера-
тора выражения подобны):
о/ , р	R
Ki+Koc	i+_^LYi(e)
(24.10)
15 Очевидно, можно воспользоваться эквивалентной схемой рис. 9.4, заменив в
ней комплексную нагрузку эквивалентным сопротивлением настроенного кон-
тура
ЛЕКЦИЯ 24
167
Выражение (24.10) не раскрывает непосредственную связь ме-
жду /а| и смещением £с. От напряжения смещения зависит коэф-
фициент /|(0) = «!(©)(! - cosO), так как нижний угол отсечки анод-
ного тока 6 зависит от Ес. В частности, для лампового ГВВ16
о £-£' Е - Ef
cos 0 =-£----— =-----£------
(7МГ-£>ПМЯ ' Еис -DE R
Ml	Ма	МС	d| Ос
Учитывая в последнем выражении (24.10), после преобразова-
ний получаем:
Е - Е R
cosG^-S—^-[1 + ^(0)].
МС	*7
(24.11)
Решая совместно (24.10), (24.11), можно построить СМХ при
любом значении (/мс. Например, задавшись значением £с, при из-
вестных значениях отношения RoefR, и UMC из (24.11) можно оты-
скать значение yi(G) (уравнение (24.11) трансцендентное и решает-
ся графически либо другим способом). После этого из (24.10) на-
ходится ток /а|. На практике для упрощения расчёта СМХ задаются
значениями 0. Соответственно из (24.10) непосредственно находят
ток, а из (24.11) - соответствующее смещение. Нетрудно увидеть,
что расчёт СМХ существенно упрощается, если можно принять
значение параметра D равным нулю, что допустимо для генератор-
ных тетродов и пентодов и для триодов с малой проницаемостью, а
также для транзисторов. Если D = 0, то отпадает необходимость в
решении трансцендентного уравнения (24.11), поскольку оно пере-
стаёт быть таковым.
Вопросы теории AM смещением ламповых и транзисторных
генераторов давно и хорошо разработаны. При этом для общего
анализа используются обобщённые СМХ, уравнения которых за-
писываются на основании (24.10) и (24.11).
Согласно (24.10) обобщённый параметр
\ _	Т,(6)
5t/MC 1 + ^еу1(6)
(24.1 o')
16 См. ч. 1, лекцию 4, ф-лу (4.15а).
168
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Согласно (24.11) обобщённый параметр
(24.11х)
1 + — Yi(6) Umc
Ri
Нетрудно видеть, что значения параметра у заключены в пределах
0...1. Нулевое значение имеет место при 6 = 0 и не зависит от от-
ношения Roe/Ri- Максимальное значение у = 1 имеет место при
0 = 180°, причём только при Roe/Ri = 0. При значениях RaJR,,
отличных от нуля, максимальное значение у при 0 = 180° оказыва-
ется меньше единицы. Значения параметра х заключены в пределах
-1...+1. При этом значение -1 соответствует 0 = 0 и не зависит от
отношения Roe/Ri- Значение +1 имеет место при 0 = 180°, причём
только при Roe/Rl = 0. При значениях R^ZR,, отличных от нуля, мак-
симальное значение х при 0 = 180° оказывается меньше +1.
Как следует из (24.10), если (7МС = const и S = const, то амплиту-
да первой гармоники анодного тока (аналогично коллекторного
тока) при модуляции смещением линейно зависит от сомножителя
Y,(6)
1 + ^(6)
Rt
Так как, как правило, R^JR, < 1, а при использовании в модулируе-
мом генераторе тетрода или пентода, или биполярного транзистора
можно считать Roe/R, ~ 0, то линейность рассматриваемой СМХ
практически оказывается обусловленной тем, насколько коэффи-
циент Y] (0) линейно зависит от смещения £с (или £6 в транзистор-
ном генераторе). Как отмечалось (см. лекцию 5), коэффициент
Yi (0) имеет линейный участок в пределах значений нижнего утла
отсечки 60° < 0 < 120°. При этом в пределах указанных значений
нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока практически
линейно зависит от смещения17. Соответственно рассматриваемая
СМХ на этом участке оказывается практически линейной.
Выражения (24.10х) и (24.11х) позволяют установить зависи-
мость у (х) при 0 = const. Действительно, согласно (24.1 Iх)
17 К такому выводу можно прийти, если разложить зависимость у((0) в ряд по
степеням cos 6 и использовать любое из выражений (4.15) для cos 6.
ЛЕКЦИЯ 24
169
1	_ х
, , ^ое /лх -COS 6
1 + _^Yi(0)
Ri
Соответственно согласно (24.1 (У)
У1(6) • т	пл юч
у = —1---х = кх,	(24.12)
-COS0
где к - постоянный коэффициент при 0 = const.
Как видим, зависимости у (х) при 0 = const представляют пря-
мые линии, выходящие из начала координат под углом, тангенс
которого равен к. При 0 = 180° к = 1, при 0 = 90° к = со (в этом слу-
чае прямая линия совпадает с осью у), при 0 = 0 к = 0 и прямая сов-
падает с осью х, но направлена в противоположную оси сторону.
Рассмотренные СМХ представлены на рис. 24.9. При проекти-
ровании генератора с модуляцией смещением заходить в область
значений 0 > 120° нецелесообразно, так как появляются нелиней-
ные искажения и уменьшается КПД анодной (коллекторной) цепи.
Для получения 100 % модуляции значение 0 должно доходить до
нуля. При этом неизбежны нелинейные искажения. При инженер-
ных расчётах этими искажениями пренебрегают и считают СМХ
линейной во всей её нижней части.
Рис. 24.9
Во многих случаях оказывается возможным снять СМХ вида
I-^Ec) в случае лампового генератора и /^(Eg) в случае транзистор-
ного генератора. Эти СМХ также легко могут быть описаны анали-
тически, если учесть, что постоянная составляющая выходного то-
ка АЭ и амплитуда его первой гармоники при кусочно-линейной
170
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
аппроксимации статических ВАХ лампы или транзистора связаны
соотношением
/ао- ко
ai> Ki
а,(0) 0	₽,(»)
(24.13)
где /а1 (точно также и /К1) определяется выражением (24.10). В рас-
смотрение можно ввести обобщённую СМХ
=-------2Л0)-------=	То(8)	241У)
МС’М6 ₽1(O)[l + ^Yi(e)] 1 + -^Y1(6)
Ki	Ri
СМХ (24.13) и (24.13х) являются более нелинейными в области
рабочих значений угла 0, чем СМХ по первой гармонике (24.10) и
(24.10х). В то же время при инженерных расчётах они также пола-
гаются линейными, что практически не отражается на результатах
энергетических расчётов различных режимов модуляции.
В большинстве случаев исходным параметром для расчёта ге-
нератора с модуляцией смещением является мощность в режиме
несущей частоты Р_и. Заданным также является коэффициент мо-
дуляции т. Если значение т не оговаривается, то принимают мак-
симальное допустимое значение т = 1. АЭ выбирают из условия
обеспечения мощности в максимальном режиме (24.7), т.е. номи-
нальная колебательная мощность лампы или транзистора должна
удовлетворять условию
Р~ном^Р~макс = Р~н(1 + т)2-

Если по условию задания указана мощность в полезной нагруз-
ке, то при определении номинальной мощности АЭ необходимо
учесть КПД контура (цепи согласования). В этом случае лампа или
транзистор должны отдавать больше мощности, так как часть её
будет теряться в контуре (цепи согласования).
Если выбрать АЭ на меньшую мощность, чем указано выше
(**), например, на Р^, то возникнут нелинейные искажения в
верхних точках модуляции.
Иногда бывает задан АЭ для модулируемой ступени. В этом
случае, очевидно, номинальная колебательная мощность заданной
лампы или транзистора может рассматриваться как мощность, дос-
тижимая в максимальном режиме. Может встретиться и другой
способ задания: заданы АЭ и мощность возбуждения последующе-
ЛЕКЦИЯ 24
171
макс Ькр 2^2 \Г
го каскада. Очевидно, в этом случае максимальная мощность воз-
буждения последующего каскада должна рассматриваться как
мощность максимального режима модулируемого генератора. При
этом во всех случаях необходимо учитывать потери мощности в
цепи согласования при передаче её от одного каскада к другому.
Так как линейная часть модуляционной характеристики нахо-
дится в области недонапряжённого режима, то за расчётный режим
для максимальной мощности принймается критический режим.
Расчёт режима максимальной мощности ведётся по методике рас-
чёта ГВВ в критическом режиме на мощность P.^.aKL (см. ч. 1, лек-
цию 7). При этом (здесь и далее приведём соотношения в терминах
лампового генератора) коэффициент использования напряжения
анодного питания
ор
° -макс
ос V Е2
Напряжение питания анода (коллектора) принимается равным но-
минальному либо ниже, если номинальная мощность лампы суще-
ственно больше требуемой (**). Для транзисторов последнее, оче-
видно, не является актуальным.
Нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока в режиме
максимальной мощности 6макс выбирается в пределах 6макс < 120°,
т.е. вблизи верхней гранйцы линейного участка СМХ. Чтобы ис-
пользовать весь линейный участок модуляционной характеристи-
ки, следует принимать 0макс = 120°. Однако чем'болыпе угол отсеч-
ки, тем хуже КПД анодной (коллекторной) цепи генератора. Кроме
того, в ламповых генераторах при 0макс = 120° смещение в верхней
точке модуляционной характеристики может оказаться положи-
тельным, что осложняет работу некоторых схем модуляторов18.
Поэтому на практике часто принимают 6макс = 90... 100°. Прини-
мать меньшие значения 0макс нецелесообразно, так как при этом
сокращается рабочий участок линейной части СМХ.
Если работать только на линейном участке СМХ в пределах
60° < 6 < 120°, то, очевидно, получить 100 % модуляцию невоз-
можно. Для получения 100 % модуляции (т = 1) необходимо ис-
18 При заходе смещения в положительную область резко возрастает сеточный ток,
нагружающий модулятор. При модуляции вниз сеточный ток прекращается и
нагрузка модулятора оказывается другой. Таким образом, модулятор оказыва-
йся работающим на сугубо нелинейную нагрузку. В генераторах на биполяр-
ных транзисторах ток базы существует в течение всего периода модуляции, со-
ответственно нагрузка модулятора получается более постоянной.
172
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
пользовать весь нижний участок модуляционной характеристики
при 0 < 60°. При этом возникают, хотя и небольшие, нелинейные
искажения, уменьшить которые можно применением отрицатель-
ной обратной связи.
После определения £,кр дальнейший расчёт режима максималь-
ной мощности ведётся в обычном порядке (см. ч. 1, лекцию 7)19:
определяют f/MaMaKC, /а,макс, Гамаке и т.д. При использовании лампы с
ограниченным током эмиссии необходимо проверить условие
Ачамакс — ^эмиссии ’
в случае использования лампы с оксидным катодом, для которой
ограничивающей является величина /;щ доп, необходимо, чтобы вы-
полнялось условие
О’61^ао макс при т=1 < ^а0 доп •
Последнее условие соответствует случаю 100 % модуляции
(т = 1) и учитывает эффективное значение «постоянной» состав-
ляющей анодного тока при модуляции (рис. 24.10):
19
^макс
^аоэф ^а0 н + £ н ) ’
Для улучшения линейности модуляции для расчётов может быть принято
ЛЕКЦИЯ 24
173
При т = 1
4 эф =	71 + 0’5 «1,22/ =
ал лр	ап п »	ал н
= 122-а°М-С =0 61/
2 ,v аомакс‘
У транзистора необходимо, чтобы выполнялось условие
I <1
мкмакс — мкдоп
Напряжение возбуждения при модуляции смещением остаётся
неизменным и определяется при расчёте режима максимальной
мощности:
_	7а, макс
17 мс Q zp \	ма макс ’
д И1°макс'
Напряжение смещения £с махс, необходимое для построения
СМХ 1ах(Ес) и расчёта режима сеточной цепи, определяется выра-
жением
Ес мякс = Ее + (^мс -	макс )COS 0Макс ’
С MdKC и 4 МС	Md MdKCz	МаКС
После расчёта режима максимальной мощности рассчитывается
режим несущей частоты.
Режим несущей частоты обычно рассчитывается, исходя из ли-
нейной 'зависимости /а1 и /а() от смещения £с, т.е. исходя из идеали-
зированных СМХ, согласно которым:
j „ ^а1макс . »	__ ^а0макс	г j	~ 1^ма макс /пл i л\
"’"’Л77Г'	(	’
При этом получается
р _ j р ^Омакс _ г __ 1^ма н „ ^макс
О”" а0н а 1 + т ’	£	1 + т-
а
КПД анодной цепи в режиме несущей частоты
„	_ a Е~макс / ^Омакс _ Ла макс
ан ^Он (1 + «г)2/ (1 + пг) 1 + т
174	Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
При т = 1
„ Ла макс
ан 2
Обычно максимальный КПД анодной цепи, соответствующий
критическому режиму, примерно равен 0,7. Следовательно, в ре-
жиме несущей частоты Т|ан ~О,35. Как видим, в энергетическом
отношении режим несущей частоты чрезвычайно неэффективен.
Мощность, рассеиваемая на аноде лампы (коллекторе транзи-
стора) в режиме несущей частоты,
2
^ан = ^0н ~?~н	Лан) 13^Он-
ИЛИ
Ран=Рн(-~Пан)”2РН-
Лан
Следует отметить, что с точки зрения теплового режима анода
(коллектора) режим несущей частоты является наиболее тяжёлым
и поэтому должно быть выполнено условие
Т’а н < Р'л доп-
Действительно, в режиме максимальной мощности при 100 %
модуляции рассеиваемая на аноде (аналогично на коллекторе)
мощность
^амакс — ^Омакс ^-макс ~	т) —
= Рн(1 + т) —---(1 + т) =
.Лан
Рн(1 + /п)Г1	..
-Л------и-ЛанО + 'И
Лан
При 100 % модуляции получаем
Р
а макс
2Рн-0,3
0,35
<2Р .
~н
Как видим, рассеиваемая на аноде (коллекторе) мощность в мак-
симальном режиме не превышает рассеиваемую мощность в режи-
ме несущей частоты. Если учесть, что максимальный режим крат-
ковременный, а режим несущей частоты, он же режим молчания,
ЛЕКЦИЯ 24
175
более длительный (например, при передаче речи имеются длитель-
ные паузы между словами, предложениями, фразами), то он и ока-
зывается более тяжёлым с точки зрения теплового режима лампы
или транзистора. Поэтому при выборе лампы или транзистора, по-
мимо условия (**), необходимо также, чтобы выполнялось условие
Ра доп, к доп — 2Р~Н.
Если принять модуляцию симметричной и линейной, при этом
«постоянная» составляющая анодного (коллекторного) тока20 из-
меняется по закону (см. рис. 24.10)
7_	H(1 + «ICOSQZ),
а0	а0н
то средняя потребляемая от источника анодного (коллекторного)
питания за период модуляции мощность
< 2л
РОср =	f £aZa0 н0 + mcos^dClt = Еа/аон = РОн.
Соответственно средняя рассеиваемая за период модуляции мощ-
ность, учитывая (24.9),
Р
а ср
= р - р
'Оср -ср
'	2 А	2
т.е. средняя мощность, рассеиваемая на аноде (коллекторе) за пе-
риод модуляции, уменьшается по сравнению с-режимом несущей
частоты (режим молчания) на величину мощности боковых частот
(полос).
Средний за период модуляции КПД анодной (коллекторной) цепи
Г) =-------=i------------- = Т) 1н------.
la ср р	р	Чан ' ' 9
'Оср	'Он	\ х /
Так как среднестатистическое значение т = 0,3...0,5, то средний
КПД анодной (коллекторной) цепи, характеризующий энергетиче-
скую эффективность модулируемой ступени, невелик:
Т)аср — (1,05...1,1)Т)ан
20 Среднее значение тока за период несущей (высокой) частоты (см. ч. 1, лекцию 5).
176
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Последнее соотношение показывает, что энергетическая эф-
фективность модулируемой ступени практически определяется
эффективностью режима несущей частоты. Среднее значение КПД
получается примерно таким, как и в режиме несущей частоты
(молчания).
Необходимое напряжение смещения в режиме несущей часто-
ты (в режиме молчания) может быть найдено следующим образом.
Из (24.14) известны значения /а] н и t/Ma н. С другой стороны,
'а1Н = s(t/MC -Dt7MaH)(i-coseH)a](eH)=
= s((/MC-o(/Mail)Yl(eH),
откуда
н
aj макс

По значению Y1(0H) определяется (по таблицам) значение нижнего
угла отсечки анодного (коллекторного) тока 6И в режиме несущей
частоты (молчания) и значение cos 6Н- Тогда
£сн =Ес +(^мс -^ман)СО5ен-
Напряжение смещения £с в определяет рабочую точку модули-
руемого генератора в режиме молчания у микрофона (режим несу-
щей частоты) и должно подаваться от внешнего источника, так как
при автоматическом смещении рабочая точка будет перемещаться за
счёт изменения постоянных составляющих токов сетки (базы) и
анода (коллектора), что приведёт к нелинейным искажениям.
Зная напряжения смещения в максимальном режиме Есыакс и в
режиме несущей частоты Ес н, можно определить необходимую ам-
плитуду модулирующего сигнала U&M, которая равна интервалу
(размаху) между этими напряжениями. Определение амплитуды
модулирующего сигнала поясняется рис. 24.11.
При расчёте транзисторного генератора необходимо проверить
условие
|^б н Емб ~Urm | —I еб доп I ’
в котором напряжение смещения в режиме несущей частоты долж-
но учитываться со своим знаком.
ЛЕКЦИЯ 24
177
t/цм - Ъ макс + ^сн	— £с н — макс	1/йм — макс + £б и
(—к\	I——\	/—\
—I—_)—]--------►	_|------1_—н->	—I-----1—I-----►
-£сн 0 £смакс Ес -£сн	с макс О Ес -Абн О /'-6 макс Eft
Рис. 24.11
В заключение скажем несколько слов о настройке генератора с
модуляцией смещением.
Вначале производится настройка генератора в режиме макси-
мальной мощности без подачи модулирующего сигнала. Устанав-
ливаются найденные при расчёте напряжения: смещения Ес макс,
возбуждения UMC, анодного питания Еа. Настройкой контура (цепи
согласования) и регулировкой связи с полезной нагрузкой выстав-
ляются ток (постоянный анодный или переменный контурный) и
выходное колебательное напряжение близкими к расчётным зна-
чениям максимального режима. Затем снимается СМХ21. Обычно
это /конт (Ес) или 1аа(Ес). Удовлетворительное совпадение снятой
СМХ с ожидаемой (расчётной) свидетельствует о правильности
настройки генератора на режим максимальной мощности. По сня-
той СМХ устанавливается режим несущей частоты (молчания),
соответствующий точке СМХ
j	^конт макс
ZKOHTH	2
ИЛИ
,	^а0 макс
7а0 я ~	'
Более полное представление о качестве модуляции может быть
получено путём снятия ряда динамических модуляционных харак-
теристик. Простейшим средством контроля качества модуляции
является визуальное наблюдение с помощью осциллографа формы
модулированного колебания при модуляции гармоническим коле-
банием низкой частоты.
Что касается объективной оценки качества модуляции, то она
производится с помощью соответствующих измерительных прибо-
ров, определяющих, в частности, коэффициент модуляции и коэф-
21 Для снятия СМХ нужен регулируемый источник смещения. Обычно нет про-
блем наличия или изготовления подходящего источника. Настройка лампового
и транзисторного генератора осуществляется одинаково.
178
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
фициент нелинейных искажений (гармоник) огибающей получен-
ного AM колебания.
В силу низкой энергетической эффективности модуляция сме-
щением в настоящее время имеет весьма ограниченное применение
в радиопередатчиках. Такой способ модуляции используется в не-
которых телевизионных передатчиках сигналов изображения,
имеющих широкую полосу частот (до 6 МГц). Поскольку требуе-
мая мощность модулятора при модуляции смещением оказывается
небольшой (мощность модулятора определяется током сетки или
базы и размахом смещения), широкополосный модулятор (своего
рода УНЧ) легче выполнить маломощным и этим обеспечить необ-
ходимые качественные показатели модуляции. Очевидно, если ис-
пользовать лампы, то предпочтительнее тетроды и пентоды (у них
меньше токи управляющих сеток). В мощных телевизионных пе-
редатчиках приходится использовать и триоды, мирясь с низким
КПД генератора с модуляцией смещением.
Мы уделили внимание модуляции смещением в основном по
той причине, что полученные при этом знания необходимы и весь-
ма полезны для понимания вопросов усиления AM колебаний. Ре-
жимы усиления AM колебания, как увидим, имеют тесное родство
с модуляцией смещением и широко применяются, например, в
мощных каскадах телевизионных передатчиков сигналов изобра-
жения и в связных коротковолновых передатчиках для усиления
однополосных колебаний. Кроме того, сегодня широко применя-
ются комбинированные способы AM, одним из элементов которых
является, в том числе, и модуляция смещением. Поэтому без опре-
делённого чёткого представления о сути модуляции смещением
сложнее понять другие виды модуляции и их особенности.
Несколько слов об особенностях модуляторов для генераторов
с AM смещением.
Так как частотные и нелинейные искажения при осуществле-
нии AM, как уже отмечалось, возникают не только в тракте высо-
кой (несущей) частоты, но и в тракте низкой (модулирующей) час-
тоты, то качество модуляции в сильной мере зависит и от схемы
модулятора.
Модулятор, как уже отмечалось, представляет усилитель низ-
ких частот (УНЧ), нагруженный на входную цепь АЭ модулируемо-
го генератора (на цепь сетки или базы соответственно, см. рис. 24.5).
Назначение модулятора состоит в том, чтобы создать на входных
электродах лампы или транзистора необходимую величину модули-
рующего напряжения (см. рис. 24.11) при малых нелинейных иска-
жениях. В ламповых генераторах при работе с сеточными токами
входная цепь представляет для модулятора сугубо нелинейную на-
ЛЕКЦИЯ 24
179
грузку, так как сеточный ток лампы, в отличие от анодного, изменя-
ется при модуляции несимметрично относительно рабочей точки,
соответствующей режиму несущей частоты (режиму молчания).
Дело в том, что статические ВАХ анодного и сеточного токов
смещены относительно друг друга на величину напряжения запи-
рания Е?е, соответственно сеточный ток появляется только при за-
ходе мгновенного напряжения на сетке
в положительную область и СМХ анод-
ного и сеточного токов также оказыва-
ются сдвинутыми относительно друг
друга на величину напряжения как
показано на рис. 24.12 . При модуля-
ции вверх изменение сеточного тока /С(),
нагружающее модулятор, практически
равно его значению в максимальном ре-
жиме, а при модуляции вниз изменение
тока IQQ, нагружающее модулятор, равно
значению тока в режиме несущей часто-
ты /С()Н и практически близко к нулю.
Очевидно, что модулятор по-разному нагружается во время положи-
тельной и отрицательной полуволн модулирующего напряжения.
В транзисторном генераторе входной (базовый) и выходной
(коллекторный) токи начинаются и заканчиваются при одинаковых
напряжениях на базе Еб и изменения тока /б0, определяющие на-
грузку модулятора, оказываются более равномерными при моду-
ляции вверх и при модуляции вниз. Соответственно нагрузка мо-
дулятора оказывается почти постоянной, что облегчает построение
качественного модулятора.
Модуляторы для AM смещением строят по схеме УНЧ с
трансформаторным выходом (выходные трансформаторы таких
схем представлены на рис. 24.5). При этом в ламповом варианте
вторичная обмотка трансформатора обязательно шунтируется ре-
зистором, что позволяет выровнять нагрузку модулятора и этим
улучшить его качественные показатели. Очевидно, подключение
шунтирующего резистора /?ш приводит к необходимости увеличе-
ния мощности модулятора на величину
Р
'мод доп о г,
22 См. также ч. 1, лекцию 8, рис. 8.12.
180
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Трансформаторная схема модулятора обычно применяется в пере-
датчиках служебной связи с полосой звуковых частот порядка
200...3000 Гц. При необходимости передачи более широкой поло-
сы частот применяется реостатно-дроссельная схема, обладающая
лучшей частотной характеристикой. Пример такой схемы в транзи-
сторном варианте показан на рис. 24.13.
Рис. 24.13
Следует отметить, что в профессиональных радиопередатчиках
базовая модуляция, в отличие от сеточной, в чистом виде никогда
не применялась, так как, помимо общих недостатков модуляции
смещением, ей присущи и свои, обусловленные спецификой тран-
зисторов. В частности, с повышением рабочей частоты в транзи-
сторных генераторах за счёт внутренней обратной связи возрастает
реакция выходной цепи на входную, что в принципе делает невоз-
можным получение 100 % модуляции. Нелинейные искажения при
базовой модуляции получаются больше, чем при сеточной. Приме-
няется базовая модуляция в сравнительно маломощных передатчи-
ках служебной связи при большом допустимом коэффициенте не-
линейных искажений (до 15...20 %).
Л Е К Ц И Я 24
181
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 24
1.	Как будет выглядеть векторная диаграмма, подобная показанной на
рис. 24.2,о в момент пика модуляции? А как в момент минимального ре-
жима? Поясните.
2.	Почему, по вашему мнению, колебания частот (со ± Q) носят назва-
ние боковых? Поясните.
3.	Что можете сказать о модуляции смещением при заходе в перена-
пряжённый режим генератора?
4.	Как будет выглядеть СМХ (24.1 (У), если за обобщённый параметр х
принять
cos0 Ес -Е'с
1 + UMC
что представляется как бы более логичным при рассмотрении (24.11)?
Почему, по вашему мнению, выбрано именно такое определение пара-
метрах (24.11')?
5.	На основании (24.12/), используя (24.11'), запишите уравнение вида
Уо(х) при 0 = const. Чему оно соответствует? В чём отличие его от у(х)
(24.12)?
6.	Запишите все приведенные по тексту лекции формулы и выражения
в терминах транзисторного генератора. Какие и где возможны отличия?
7.	Запишите полное выражение для максимального обратного напря-
жения на переходе база-эмиттер при напряжениях смещения согласно
рис. 24.11.
8.	Дайте сравнение СМХ рис. 24.9 и 24.12. Как связаны СМХ 1Л1(ЕС) и
1^ЕС)?
9.	Дополните схемы рис. 24.5 модуляторами с показом всех цепей пи-
тания и подачи модулирующего сигнала.
10.	Покажите пути протекания всех составляющих токов во входной
цепи модулируемого генератора и в выходной цепи модулятора. Поясни-
те назначения элементов в схеме.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 24
1.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А. Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
2.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгиль-
дян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. - 3-е
изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1996. - 560 с.
182
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
3.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Б.П. Терентьев,
Н.И. Калашников, Л.Е. Клягин, Б.Б. Штейн; Под ред. Б.П. Терентьева. -
М.: Связь, 1972. -456 с.
4.	Лцнде Д.П. Радиопередающие устройства. - М.: Энергия, 1969. -
680 с.
5.	Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики. - М.; Энергия,
1976.-448 с.’
6.	Судаков Ю.И. Амплитудная модуляция и автомодуляция транзи-
сторных генераторов. - М.; Энергия, 1969. — 392 с.
ЛЕКЦИЯ 25
Генераторы - усилители AM колебаний: возможные режимы
усиления AM колебаний, их сравнение. ~ Основы инженерного
расчёта усилителя AM колебаний
(J / ’ри усилении амплитудно-модулированных (AM) колеба-
J ' ний на управляющий электрод АЭ ГВВ поступает напря-
жение возбуждения с переменной амплитудой
вх = вхн С1 + Wbx ’	(25.1)
где mBX - коэффициент модуляции входного (подлежащего усиле-
нию) AM колебания. Напряжение смещения при усилении AM ко-
лебания остаётся неизменным.
Очевидно, результирующее мгновенное напряжение на входе
АЭ усилителя AM колебания имеет вид:
= IL„. (1 + mr cos £lt) cos cor - Er;
еб=£7мб (1 + лгбcosQr)eoscor-E&.
Как и при модуляции смещением, результирующее входное на-
пряжение усилителя AM колебания изменяется в соответствии с
модулирующим сигналом. Но если при модуляции смещением это
изменение происходит за счёт изменения смещения, то в усилителе
изменение входного напряжения происходит за счёт изменения
амплитуды высокочастотного сигнала возбуждения. В силу отме-
ченного сходства в изменении результирующего входного напря-
жения усилители AM колебаний относятся к системам с модуляци-
ей в цепи входного электрода (сетки, базы) и имеют много общих
черт с амплшудно-модулируемыми генераторами смещением.
В процессе усиления AM колебания огибающая амплитуды
первой гармоники анодного (коллекторного) тока должна в точно-
184
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
сти совпадать с огибающей напряжения возбуждения, т.е. АЭ ГВВ
должен работать в таком режиме, чтобы существовала линейная
зависимость
/я к = А + kU,, вх ,
d|, К|	м вх
где А, к- постоянные величины.
Используя последнее выражение, нетрудно показать, что при
А > 0 коэффициент модуляции тока т будет меньше коэффициента
модуляции входного напряжения твх, а при А < 0, напротив, т бу-
дет больше твх. При А = 0 коэффициент модуляции выходного тока
оказывается равным коэффициенту модуляции входного напряже-
ния, т.е. т = твх.
Зависимости /а1(Пмс) рассматривались в ч. 1, лекции 8 (см. рис.
8.6) для трёх случаев1: 1 - когда напряжение смещения более отри-
цательное, чем напряжение отсечки, соответственно нижний угол
отсечки анодного (коллекторного) тока 6 < 90°; 2 - когда напряже-
ние смещения равно напряжению отсечки и в этом случае нижний
угол отсечки анодного (коллекторного) тока 6 = 90°; 3 - когда на-
пряжение смещения менее отрицательное, чем напряжение отсеч-
ки. В последнем случае нижний угол отсечки 90° < 6 < 180°. Эти
зависимости показаны на рис. 25.1. Так как рассматриваемые зави-
симости снимаются или рассчитываются при пошаговом измене-
нии амплитуды напряжения возбуждения, то они называются ста-
тическими модуляционными характеристиками (СМХ) режима
усиления AM колебаний2. Из представленных зависимостей видно,
что усиление AM колебания принципиально возможно только в
области недонапряжённого режима, когда анодный (коллектор-
ный) ток растёт с повышением напряжения возбуждения.
Очевидно, при изучении вопросов усиления AM колебаний не-
обходимо рассмотреть условия линейности СМХ при различных
значениях нижнего угла отсечки анодного (коллекторного) тока и
связь между коэффициентами модуляции выходного тока т и ко-
эффициентом модуляции напряжения возбуждения твх.
Поскольку усиление AM колебаний, как и модуляция смещени-
ем, возможно в недонапряжённом режиме, аналитическое выраже-
ние СМХ при усилении AM колебаний совпадает с выражением
1 Напомним, что у транзисторного ГВВ зависимости /К1(См6) подобны зависимо-
стям /а1(Гмс).
2 Зависимости постоянной составляющей выходного тока от амплитуды напряже-
ния возбуждения, как и любого другого параметра генератора, также являются
СМХ режима усиления AM колебаний.
Л Е К Ц И Я 25
185
(24.10)	СМХ модуляции смещением. Причём если при модуляции
смещением выражение (24.10) в неявном виде описывает СМХ
(исключая случай D = 0), то при усилении AM колебаний оно опи-
сывает СМХ режима усиления в явном виде в наиболее важных
для практики случаях 6 = 180° = const и 0 = 90°= const.
Таким образом, при кусочно-линейной аппроксимации стати-
ческих ВАХ анодного (коллекторного) тока уравнение СМХ для
первой гармоники при усилении AM колебаний имеет вид
'.„к, =	„(е>	 -	<25-2*
Ki
Вид СМХ зависит от выбранного угла отсечки анодного (кол-
лекторного) тока в режиме максимальной мощности 6макс.
Рассмотрим следующие случаи.
1.	Нижний угол отсечки анодного (коллекторного) тока в ре-
жиме максимальной мощности 6макс = 180°.
Положение рабочей точки на статической ВАХ, соответствующей
такому режиму усиления AM колебания, показано на рис. 25.23.
3 Вообще при работе генератора ток изменяется по закону динамической ВАХ
(динамической характеристики - ДХ). ДХ проходит через рабочую точку на
статической ВАХ при отсутствии входного колебания (сигнала). Если D = 0, то
в области недонапряжённого режима ДХ совпадает со статической ВАХ. По-
этому для упрощения рис. 25.2 и большей наглядности принято D = 0. В общем
случае крутизна ДХ при кусочно-линей ной аппроксимации статических ВАХ
определяется (5.2) (см. ч. 1, лекцию 5).
186
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
В этом случае нижний угол отсечки тока не меняется при изме-
нении амплитуды входного колебания, соответственно
Yi(0) = Y|(18O°) = l = const. Уравнение СМХ (25.2) принимает вид
(в обозначениях лампового генератора)
Рис. 25.2
\=^мс—^- = 5мх^мс	(25-3)
1 + -JM
и, как видим, соответствует прямой линии,
выходящей из начала координат. Крутизна
модуляционной характеристики (тангенс
угла наклона прямой линии)
На рис. 25.3 представлено семейство
СМХ для рассматриваемого режима.
Очевидно, глубина модуляции анодного
тока т равна глубине, модуляции колебания
во входной (сеточной) цепи тс, в чём легко убедиться, используя
(25.3) и учитывая, что
^мс макс ^мс мин
т = тс
С U +U
мс макс w мс мнн
Ль макс 4, мин
т = —1-------1.
макс "* мин
Аналогично для транзисторного усилителя: коэффициент мо-
дуляции коллекторного тока т равен коэффициенту модуляции
входного (базового) напряжения: т = твх = т&. Так как у транзистора
с большим основанием можно считать D = 0, и значит, R, = со, то
вместо семейства СМХ получаем одну характеристику, соответст-
вующую представленной на рис. 25.3 для Roe/Rl = 0.
Линейность модуляционных характеристик и их большая кру-
тизна SMX являются достоинствами режима усиления AM колебаний
при 6макс = 180°. Однако эти достоинства не могут быть использо-
ваны в мощных каскадах вследствие низкого значения КПД анод-
Л Е К Ц И Я 25
187
ной (коллекторной) цепи в таком режиме. Этот режим успешно
применяется в маломощных усилителях, в которых предъявляются
особенно жёсткие требования к
нелинейным искажениям, напри-
мер, в маломощных ступенях мно-
гоканальных однополосных пере-
датчиков.
2.	Нижний угол отсечки анод-
ного (коллекторного) тока в режиме
максимальной мощности 0макс = 90°.
Положение рабочей точки на
статической ВАХ, соответствую-
щей такому режиму усиления AM колебания, показано на рис. 25.4.
Как и в предыдущем режиме, в этом случае нижний угол отсечки
(анодного) коллекторного тока остаётся неизменным при измене-
нии амплитуды входного колебания, соответственно
Yi (6) = Yi (90°) = 0,5 = const.
Уравнение СМХ (25.2) принимает вид:
Рис. 25.4
L = SUMc-----=	(25.5)
ML	Е>	МЛ Ml	'
1 + 0,5-^
Как видим, СМХ по-прежнему представ-
ляют прямые линии, выходящие из начала
координат (рис. 25.5). Однако крутизна моду-
ляционных характеристик при этом меньше,
чем в предыдущем случае. Так как СМХ вы-
ходят из начала координат, то коэффициент
модуляции анодного (коллекторного) тока
будет такой же, как у напряжения возбужде-
ния, т.е.
zn = m„v
Ьл
тб-
Линейное усиление AM колебания и хороший при этом КПД
анодной (коллекторной) цепи генератора являются большими дос-
тоинствами режима усиления при 0макс = 90°.
188
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Следует отметить, что нижний изгиб статических ВАХ ia(ec)
или iK(e6) почти не изменяет вид СМХ при малых значениях на-
пряжения возбуждения. Дело в том, что при малых амплитудах
Рис. 25.5
возбуждения угол нижней отсеч-
ки растёт и крутизна СМХ, опре-
деляемая в общем случае соглас-
но (25.2) выражением
, _	т,<е>
° MX ГТ	° D	’
мс	1 + -“Yi(6)
Ri
остаётся практически неизменной, так как уменьшение статической
крутизны 5 компенсируется ростом второго сомножителя с увели-
чением 0. Следовательно, уравнение (25.5) можно считать справед-
ливым при любых значениях амплитуды напряжения возбуждения.
3.	Нижний угол отсечки анодного (коллекторнЬго) тока в ре-
жиме максимальной мощности 0макс < 90°. В этом режиме, в отли-
чие от двух предыдущих, нижний угол отсечки не будет оставаться
неизменным, а будет уменьшаться с уменьшением амплитуды на-
пряжения возбуждения. Положение рабочей точки, соответствую-
щей такому режиму, показано на рис. 25.6.
Рис. 25.6
Л Е К Ц И Я 25
189
Сразу обращает на себя внимание следующая особенность
рассматриваемого режима. Как видно из рис. 25.6, если на вход
подать колебание со 100 % модуляцией (тт = 1), то как только ам-
плитуда колебания станет равной интервалу между напряжением
смещения - Ес и напряжением отсечки -Е^, анодный ток примет
нулевое значение и останется равным нулю при всех значениях
амплитуды напряжения возбуждения, меньшей величины этого
интервала. Следовательно, режим будет сопровождаться большими
нелинейными искажениями, обусловливаемыми в первую очередь
тем, что на входе сигнал есть, а на выходе некоторое время сигнала
нет. Очевидно, чтобы выходной сигнал не исчезал, амплитуда на-
пряжения возбуждения не должна становиться меньше величины
Из этой особенности следует, что для получения 100 % модуляции
анодного (коллекторного) тока входное напряжение должно иметь
коэффициент модуляции меньше 100 %, равный
тс
твх
тб
^мс, мб макс ^мс, мб мин
^мс, мб макс ^мс, мб мин
<1,
(25.7)
где t/мс мин в случае лампового генератора определяется (25.6). В
случае использования транзистора и-р-п-типа, если смещение в
рабочей точке £б > 0, то
(•)
если смещение отрицательное, то
Таким образом, в рассматриваемом режиме имеет место углуб-
ление модуляции, при котором коэффициент модуляции выходно-
го тока т получается больше коэффициента модуляции входного
сигнала, т.е. т > твх.
Если учесть, что у входного AM колебания, например, в обо-
значениях лампового генератора,
^мс макс = имС н0 + тс ); ^мсмнн=^мсн(1-^с) <25’8)
190
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
и при D = 0
Е -Е1	Е -Е1
COS ®макс ~    ’	cos 6МИ11 =    ’
макс г г	мин г т	’
V мс макс	U мс мин
то получаем
COS бмяке =   — COS 6МН« •	(25.9)
1 + тс
Так как для получения на выходе 100 % модуляции должно
быть 6МИН = 0, соответственно cos 6МИН = 1, то получаем соотно-
шение
с<«0макс=—-Ч	(25.10)
1 + тс
позволяющее определить необходимую величину нижнего угла
отсечки выходного (анодного, коллекторного) тока в максималь-
ном режиме для получения на выходе m = 1 при заданном коэффи-
циенте модуляции на входе mRX = mc = m&.
В данном режиме угол отсечки выходного тока при изменении
амплитуды сигнала возбуждения будет изменяться в пределах
0 < 6 < 6макс, следовательно, КПД анодной (коллекторной) цепи бу-
дет выше, чем в ранее рассмотренных случаях с 6макс = 180° и
бмакс = 90°. Это достоинство режима усиления при выборе 6макс < 90°.
Недостатком рассматриваемого режима являются большие не-
линейные искажения. В данном режиме СМХ описывается общим
уравнением (25.2), в котором сомножитель
Yi(6)
п
1+-^у1(е)
Ki
изменяется нелинейно, несмотря на линейное изменение амплиту-
ды сигнала возбуждения.
Как отмечалось, в частности при рассмотрении модуляции
смещением, при 6 < 60° зависимость (6) нелинейна. Следователь-
но, СМХ рассматриваемого режима, особенно в своей нижней час-
ти, т.е. в области малых углов 6, будет иметь существенно нели-
нейный характер. СМХ данного режима для двух значений 6макс
представлены на рис. 25.7.
ЛЕКЦИЯ 25
191
При D = 0 (/?, = оо) на основании (25.2) для коэффициента моду-
ляции выходного тока получаем выражение, которое с учётом
(25.8) и (25.9) приводится к виду:
^а1, К] макс ^В|, К] мнн _ Сме МаксУ1 (®макс) ^Амс mhhY] (®мнн)
, К[ макс "^apKjMHH ^Аис макс^А^макс) ^мс минУЛ®мин)
Y^aJ-Y.^J;^
vOS
Y1 С® макс ) + Yi(6MHH)
С05емакс
COS0MHH
Если зависимость у i(0) разложить в ряд по степеням cos 0 и ог-
раничиться двумя членами:
7
у, (0) = (), 5-cosO,	(25.11)
л
то на основании последнего выражения, учитывая (25.9), получим
л(т-тг fi)
С08емакс«----(25.12)
Соотношение (25.12) позволяет определить необходимую ве-
личину нижнего угла отсечки анодного (коллекторного) тока в ре-
жиме максимальной мощности при условии обеспечения необхо-
димого соотношения между выходным т и входным ткх = тс = т5
коэффициентами модуляции. В силу приближённости разложения
(25.11) соотношение (25.12) является менее точным, чем (25.10)
192
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
при 100 % модуляции на выходе4. Напомним, что оба соотношения
(25.10) и (25.12) получены при принятии D = 0. Исследования по-
казывают, что при Roe/R, = 1 для получения т = 1 при выборе 0макс
одинаковыми потребуется тт примерно на 10 % больше по срав-
нению со случаем /?„.//?, = 0(D = 0).
Об углублении модуляции при выборе нижнего угла отсечки
анодного (коллекторного) тока менее 90° необходимо помнить и
при разработке ГВВ — усилителя смодули-
рованных колебаний. Если сигнал возбуж-
дения такого усилителя имеет паразитную
AM, например, фон за счёт несовершенст-
ва цепей и источников питания, в том чис-
ле выпрямителей, то в каскаде произойдёт
углубление паразитной AM, что крайне
нежелательно, если не недопустимо.
4. Нижний угол отсечки анодного (кол-
лекторного) тока в режиме максимальной
мощности 180° > 0Макс > 90°. Реализация
такого режима на статической ВАХ показа-
на на рис. 25.8.
Как видно из рис. 25.8, при значениях
амплитуды напряжения возбуждения, не
превышающей интервала между напряже-
ниями отсечки -Е^с и смещения -Ес, лампа
(аналогично транзистор) работает в режиме
колебаний первого рода, т.е. с углом отсечки 0 = 180°. При этом
начальный участок СМХ имеет максимальную крутизну, опреде-
ляемую (25.4), и представляет прямую линию, выходящую из на-
чала координат, как в режиме с 0„акс = 180°. При превышении ам-
плитудой входного сигнала указанного интервала между напряже-
ниями отсечки и смещения лампа (транзистор) переходит в режим
колебаний второго рода. При этом СМХ определяется общим вы-
ражением (25.2) и оказывается на этом участке нелинейной. Так
как изменение угла отсечки происходит в сторону уменьшения от
О = 180°, то СМХ имеет выгиб вверх в силу подобного характера у
зависимости yi(0). В результате СМХ приобретает вид ломаной
линии, как показано на рис. 25.9.
4 При т = 1 согласно (25.12) cos0MaKC =---, что отличается от (25.10).
ЛЕКЦИЯ 25
193
Рис. 25.9
В пределах 0 < 1/ыс < 1/ыс мин нижний угол отсечки анодного тока
6 = 180°; в пределах
^АмС МИН < ^МС ~ UMC макс
нижний угол отсечки 180° > 0 > 0„яи..
Если D = 0, то 1/ыс мин =	- £с. В общем случае D Ф0 выраже-
ние для иж мин можно получить исходя из выражения (24.10), со-
гласно которому, учитывая, что при 0 = 180° cos 0 = -1, yi(6) = 1,
получаем
^мс мин
= (^-£с) 1 + -^ .
К;
(25.13)
В случае транзисторного усилителя С/мб мин = £б - Не-
легко убедиться, что на участке t/„r„uu C.,r.	, т.е. в
7	J	ми мин	ml мс- макс
режиме колебаний второго рода, имеет место уменьшение глубины
модуляции выходного (анодного, коллекторного) тока т по срав-
нению с глубиной модуляции входного напряжения.
Действительно, если, например, на участке аб (рис. 25.9) при-
нять крутизну СМХ постоянной SMX, то
ai макс ai мин
т =------------------
макс Ai| мин
(АцО + ^мх^мс макс ) ^ajO + "Амх^Амс мин )
(АцО + "^мх^мс макс^ (АцО *$мх^мс мин )
*^мх 1^мс макс ^мсмин-* < ^мсмакс ^мсмин
0 "* "^мх (^мс макс мс мин ) мс макс ^мс мин
= тс - твх.
194
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Итак, мы рассмотрели возможные режимы усиления AM коле-
баний. Какому же из них отдать предпочтение?
Очевидно, этот вопрос должен решаться с учётом конкретных
обстоятельств. Необходимо лишь помнить, что при 0макс = 180° и
Омаке = 90° модуляционные характеристики 7а1,к1(^мс,мб) практически
линейны на всём протяжении от /а1,К1 = 0 до 7а1,К] макс. Следователь-
но, нелинейные искажения, вызываемые нелинейностью модуля-
ционных характеристик, будут при этих режимах минимальны.
Режим с 6макс = 90° энергетически более выгоден, чем с 6макс = 180°,
поэтому он более целесообразен для мощных каскадов. Режим с
0макс < 90° позволяет углубить модуляцию и, следовательно, даёт
возможность работать в предварительных каскадах с относительно
малой глубиной модуляции, что иногда оказывается важным, на-
пример, при невозможности усиления модулирующего сигнала до
необходимого уровня для обеспечения 100 % модуляции. При ре-
жиме с 6макс < 90° возрастает КПД генератора, так как нижний угол
отсечки выходного тока в режиме несущей частоты (режим молча-
ния) получается значительно меньше 90°. Однако в модуляцион-
ной характеристике появляется небольшой криволинейный уча-
сток, который при 100 % модуляции приводит к увеличению нели-
нейных искажений. Кроме того, при 0макс < 90° может возникнуть
углубление паразитной AM, например, фона. Что касается режима,
при котором 180° > 0„акс > 90°, то он является энергетически невы-
годным и приводит к уменьшению глубины модуляции выходного
сигнала относительно глубины модуляции сигнала возбуждения.
Однако иногда целесообразно выбирать такой режим для спрямле-
ния общей модуляционной характеристики. Например, при осуще-
ствлении глубокой модуляции смещением в предварительном кас-
каде в нижней части модуляционной характеристики появляется
ыгиб вниз (см. лекцию 24), который может быть скомпенсирован
выбором в последующем каскаде режима усиления AM колебания
с 180° > 0макс > 90°, при котором у модуляционной характеристики
обеспечивается выгиб вверх. Можно в предварительном каскаде
реализовать режим с 180° > 6макс > 90°, имея у модуляционной ха-
рактеристики выгиб вверх и низкий КПД усилителя, а в после-
дующем каскаде, более мощном, реализовать режим с углублением
модуляции при выборе 6макс < 90°, имея у модуляционной характе-
ристики каскада выгиб вниз и большой КПД усилителя. В итоге
можно получить достаточно линейную общую (суммарную) моду-
ляционную характеристику и высокий суммарный КПД. Естест-
венно, настройка многокаскадного устройства сложнее.
Л Е К Ц И Я 25
195
Так как устройства для усиления AM колебаний относятся к
системам с модуляцией в цепи управляющего электрода (сетки,
базы), то в энергетическом отношении режимы усиления AM ко-
лебаний и модуляции смещением эквивалентны. Оба этих режима
осуществляются в недонапряжённом режиме работы генератора и
только для режима максимальной мощности допускается критиче-
ский режим. В обоих случаях средний за период модуляции КПД
анодной (коллекторной) цепи генератора определятся главным об-
разом режимом несущей частоты:
^а, кол ср ^1а,кол н
т
2
где т - среднестатистическое значение коэффициента модуляции
выходного тока.
АЭ (лампа, транзистор) для усилителя AM колебаний выбира-
ется, исходя из мощности максимального режима
Рном>Р_н(1 + т)2,
где т - максимальный коэффициент модуляции выходного тока
(т = 1).
При определении номинальной мощности АЭ необходимо учи-
тывать КПД контура (цепи согласования).
Выбрав соответствующий режим усиления по 6макс, производят
расчёт максимального режима, принимая £<£кр. Выбор ^<2,кр
способствует линейности режима усиления в верхних точках мо-
дуляционной характеристики.
Найденное при расчёте максимального режима смещение опре-
деляет рабочую точку и обязательно подаётся от источника. При
автоматическом смещении будут искажения модуляции, что недо-
пустимо. Напряжение возбуждения максимального режима позво-
ляет определить амплитуду
несущей частоты (молчания)
напряжения возбуждения в режиме
U мс.мб макс
^Амс.мб н . ,
1 + тс,б
где тс<6 = тт-т при выборе 6№КС = 180° и 0макс = 90° и тсА = твх<т
при выборе режима с углублением модуляции 6макс < 90°. Энерге-
тические параметры режима несущей частоты рассчитываются, как
196
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
и при модуляции смещением, в предположении линейности усиле-
ния. Напомним, что напряжение смещения в режиме несущей часто-
ты в данном случае не рассчитывается, так как оно найдено при рас-
чете максимального режима и остаётся неизменным. При модуляции
смещением неизменным оставалось напряжение возбуждения.
Методика настройки усилителя AM колебаний такая же, как и
генератора с модуляцией смещением. При этом важным является
снятие СМХ вида /конт (/7мс,Мб), непосредственно связанной с СМХ
41,к1(С'мс.мб)- Если нет возможности снять такую СМХ, то можно
использовать СМХ вида 1Л0гК0(иысм6).
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 25
1.	Запишите выражения для результирующего мгновенного входного
напряжения генератора с модуляцией смещением и усилителя AM коле-
баний. Сопоставьте эти выражения. Что в них общего? В чём различие?
2.	Поясните, почему при 0макс = 90° можно считать, что нижние заги-
бы («хвосты») статических ВАХ выходного тока АЭ (лампы, транзистора)
практически не обусловливают изменение крутизны СМХ усилителя. По-
яснение сопроводите соответствующим рисунком.
3.	Как можно подтвердить, что при усилении AM колебания в режиме
с 6макс < 90° с уменьшением амплитуды напряжения возбуждения нижний
угол отсечки анодного (коллекторного) тока уменьшается?
4.	Покажите справедливость соотношений (*), (**).
5.	Как изменится СМХ рис. 25.7 при увеличении Яое?
6.	Поясните, используя ДХ анодного тока, что с увеличением
возрастает (25.13).
7.	Дайте характеристику возможных режимов усиления AM колеба-
ний. Какому режиму вы отдаёте предпочтение и почему?
8.	Покажите графически возможность спрямления суммарной
СМХ при каскадном включении усилителей AM колебаний с 0макс > 90° и
©макс < 90°.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 25
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 24.
ЛЕКЦИЯ 26
Анодная и коллекторная амплитудная модуляция: принцип,
схемы, статические модуляционные характеристики. ~
Энергетические и качественные показатели. ~ Основы
инженерного расчёта. ~ Схемы модуляторов. ~ Модулятор
с последовательным включением транзисторов. ~
Комбинированные {двойная и тройная) анодная
и коллекторная модуляции
(11'ри анодной модуляции напряжение модулирующего сиг-
J L нала заводится в цепь питания анода и управляет ампли-
тудой импульсов соответственно и амплитудой первой гармоники
анодного тока. Другие напряжения питания лампы, такие как сме-
щение Ес и возбуждение t/MC, остаются неизменными. Аналогично
в транзисторном генераторе при осуществлении коллекторной мо-
дуляции напряжение модулирующего сигнала заводится в цепь
питания коллектора и управляет амплитудой импульсов и ампли-
тудой первой гармоники коллекторного тока. Смещение Е5 и воз-
буждение имъ остаются неизменными.
Как ниже увидим, системы с анодной и коллекторной модуля-
цией обладают более высокой энергетической эффективностью,
чем системы с модуляцией смещением (т.е. с сеточной и базовой
модуляцией). В связи с этим схемы анодной модуляции находят
очень широкое применение в мощных радиовещательных и теле-
фонных радиопередатчиках. Коллекторная модуляция является
основным видом амплитудной модуляции (AM), применяемой в
транзисторных генераторах.
Возможные схемы генераторов с анодной и коллекторной AM
показаны на рис. 26.1,а,б соответственно. В представленных схе-
мах использовано последовательное питание анода (коллектора),
что более наглядно, но непринципиально для рассмотрения сути и
основных положений данного вида AM.
198
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Рис. 26.1
При анодной модуляции напряжение питания анода изменяется
по закону
Еа = Еан +t/aflcosQr = EaH(l + wcosQz), (26.1)
где Еа„ - постоянное напряжение анодного питания в режиме не-
сущей частоты (режим молчания); Uan - амплитуда модулирующе-
го напряжения; т = t/aQ /Еан - коэффициент модуляции анодного
напряжения.
Аналогично при коллекторной модуляции
Ек =^кн +^kqCosQz = EKH(l + mcosQz),	(26.2)
где Екн - постоянное напряжение питания коллектора в режиме не-
сущей частоты (режим молчания); UKn — амплитуда модулирующе-
го напряжения; т = UKn /Ек„ - коэффициент модуляции коллектор-
ного напряжения.
Зависимости 1ах(ЕИ), 1Л0(Еа) в ламповом генераторе и /К1(ЕК),
40(Ек) в транзисторном генераторе представляют статические мо-
дуляционные характеристики (СМХ) соответственно при анодной
и коллекторной модуляции. Эти зависимости рассматривались на-
ми в ч. 1, лекции 8 при изучении зависимости режима ГВВ от на-
пряжения питания выходной цепи АЭ (рис. 8.15-8.17). СМХ ге-
нераторов с анодной и коллекторной AM показаны на рис. 26.2,а, б
соответственно1.
1 Напомним, что в общем случае зависимость любого параметра режима ГВВ от
напряжения питания соответствующего электрода представляет своего рода
СМХ.
ЛЕКЦИЯ 26
199
Рис. 26.2
Об особенностях СМХ (рис. 26.2,а, б) мы поговорим ниже, а
сейчас отметим, что, как видно из модуляционных характеристик,
возрастание амплитуды первой гармоники анодного (коллекторно-
го) тока с увеличением напряжения на аноде (коллекторе) имеет
место в области недонапряжённого режима (активная область у
транзистора) и в перенапряжённом режиме (область насыщения у
транзистора). Следовательно, анодная и коллекторная AM могут
быть осуществлены в недонапряжённом и перенапряжённом ре-
жимах ГВВ. Однако недонапряжённый режим, как правило, не ис-
пользуется, за исключением редких случаев ламповых генераторов
на СВЧ. Во-первых, недонапряжённый режим, как мы знаем, энер-
гетически невыгоден; во-вторых, в области недонапряжённого ре-
жима крутизна СМХ мала (если D = 0, то SMX = 0 в области недо-
напряжённого режима) и не может быть получена 100 % модуля-
ция, так как ток не уменьшается до нуля в области недонапряжён-
ного режима. Поэтому наиболее широко, если не сказать, что ис-
ключительно, анодная и коллекторная AM осуществляются в пере-
напряжённом режиме работы генератора. Именно на рассмотрении
такой модуляции мы и остановимся в настоящей лекции.
Если принять СМХ при анодной (коллекторной) модуляции в
перенапряжённом режиме линейными и выходящими из начала
координат, то изменение напряжения на аноде по закону (26.1) или
напряжения на коллекторе по закону (26.2) вызывает соответст-
вующее изменение амплитуды первой гармоники анодного тока
/я = 4 „(1 + mcosQ.t)
dj dj Н v	'
200
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
или коллекторного тока
ZK =/K1H(l + wcosQf),
где в обоих случаях т — коэффициент модуляции анодного (кол-
лекторного) тока, равный коэффициенту модуляции соответст-
вующего напряжения; /К1Н - амплитуда первой гармоники
анодного (коллекторного) тока в режиме несущей частоты (режим
молчания).
В режиме максимальной мощности анодное (коллекторное) на-
пряжение
.макс, к .макс — ^ан, кн	’
анодный (коллекторный) ток
^aj макс, К] макс ^н, К]Н	'
Колебательная мощность, которую должна обеспечить лампа
или транзистор в максимальном режиме,
р =—/	Е Е	=
~макс 2 а1 макс,К] макс^>макс а.макс,к.макс
= ^.макс/а1н,к]н£ан, кН(1 +W)2 ’	<26'3)
где 4макс - коэффициент использования анодного (коллекторного)
напряжения в максимальном режиме. Очевидно, для режима мак-
симальной мощности может быть допущен критический по напря-
жённости режим, являющийся оптимальным режимом для ГВВ без
модуляции.
В ламповых генераторах параметры модуляции обычно выби-
раются такими, что в режиме несущей частоты постоянное напря-
жение на аноде лампы равно своему номинальному (паспортному)
значению, т.е. Еан = Еа ном. При этом согласно (26.1) результирую-
щее напряжение питания на аноде лампы в отдельные моменты
времени будет превышать номинальное напряжение. Однако по-
добный режим кратковременный и, как правило, не является опас-
ным для лампы.
Ток /а1макс в режиме максимальной мощности равен максималь-
ному (номинальному) значению тока для данной лампы, т.е.
^а|макс ^ajHOM-
ЛЕКЦИЯ 26
201
В режиме несущей частоты при линейной модуляции
/ajH = ^ajMaK</( 1+m) — ZajH0M/( 1+m).	(26.4)
При анодной модуляции в перенапряжённом режиме в силу
линейной зависимости lai(Ea) (рис. 26.2,а) уравнение СМХ описы-
вается уравнением прямой линии, проходящей через начало коор-
динат, т.е. справедливо считать
Zai = hEa,	(*)
где к\ - коэффициент, совпадающий с тангенсом угла наклона
прямой линии относительно оси Еа.
При этом оказывается, что коэффициент использования анод-
ного напряжения остаётся при модуляции неизменным, т.е. одина-
ковым во всех режимах. Действительно,
5=^=^ = А|Щ»=лл=сопМ=!5маке.	(26.5)
Учитывая (26.4), (26.5), для мощности максимального режима
(26.3) можно записать
Р~.макс =	ном 0 + "0 = Р„ном (1 + т) ,	(26.6)
где Р-ном - номинальная мощность лампы (колебательная мощ-
ность, отдаваемая лампой в номинальном режиме).
С другой стороны, согласно общим положениям AM (см. лек-
цию 24) мощность максимального режима
^макс=^-н(1 + ™)2-	(26.7)
Из равенства последних соотношений следует, что при анодной
модуляции лампа должна выбираться на мощность
р-«гягт=р-"(1+т)-	(268)
(1 + т)
При 100 % модуляции (т = 1) согласно (26.6), (26.7)
Р =4Р = 2Р
-макс ~н -ном '
202
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Соответственно
= Р /2 = 2Р
•ном — 1 -макс'-^ —	~н-
(26.9)
Таким образом, при анодной модуляции лампа в отдельные
моменты времени отдаёт мощность больше номинальной (пас-
портной). При этом в максимальном режиме при 100 % модуляции
отдаваемая лампой мощность превышает её номинальную мощ-
ность в 2 раза. Такой результат объясняется тем, что при анодной
модуляции лампа полностью используется по току в максимальном
режиме при напряжении на аноде в 2 раза больше номинального.
На рис. 26.3 показаны ДХ анодного тока лампы при использовании
её в ГВВ без модуляции в оптимальном режиме и ДХ для макси-
мального режима при использовании этой лампы в генераторе с
анодной модуляцией. Как видно из ДХ, при анодной модуляции
лампа «переиспользуется» по напряжению в 2 раза.
Рис. 26.3
Опыт показывает, что отечественные генераторные лампы до-
пускают 100 % анодную модуляцию при анодных напряжениях в
режиме несущей частоты (молчания), равных номинальным значе-
ниям, но не свыше 11... 12 кВ. В противном случае в режиме несу-
щей частоты, если необходимо получить 100 % модуляцию, на-
пряжение Еан должно выбираться меньше Еа ном. Некоторое умень-
шение £ан по сравнению с Еа ном желательно также в генераторах
коротковолнового диапазона (декаметровые волны), так как это
позволяет уменьшить требуемое значение £(К и повысить КПД
анодного контура. При £ан < £а ном и т = 1 номинальная мощность
лампы, в отличие от (26.9), должна удовлетворять условию
Г-ном > 2£_н-
ЛЕКЦИЯ 26
203
В предельном случае, когда Еа макс = Еа ном, лампа должна вы-
бираться на такую же номинальную колебательную мощность, как
и при сеточной модуляции, т.е.
^ном = ^макс=^а + ^)2-
При этом никакого отличия в выборе лампы по величине необхо-
димой колебательной мощности для генератора с анодной модуля-
цией по сравнению с сеточной модуляцией нет.
Обратим внимание, что в мощных генераторах с анодной AM
мгновенное напряжение на аноде лампы в режиме максимальной
мощности достигает очень больших значений. Например, при
•^ан = Еа ном — Ю кВ; £ = 4кр = 0,9; т =1
е =F +IJ =
а максмакс а макс	ма макс
= Еа макс (1Н) = £ан (1 + т)(1+£) = 38 кВ.
Конструкция лампы должна выдерживать столь большое напряже-
ние. В противном случае необходимо выбирать Еан < Еа ном.
Для мощных генераторных ламп для увеличения срока их
службы часто принимают
Еан = (0,7.. .0,8) Еа ном-
Номинальная мощность транзистора в отличие от лампы опре-
деляется при полном использовании по току и по напряжению.
Следовательно, транзистор не имеет запаса по напряжению и при
осуществлении 100 % коллекторной модуляции предельное значе-
ние Ек макс = Ек ном- Соответственно
Екн = Ек ном/2.
Номинальная мощность транзистора для генератора с коллек-
торной модуляцией должна удовлетворять условию
^ном^макс=^н(1 + ™)2	(26,10)
и оказывается такой же, как для генератора с базовой AM.
При условии линейности коллекторной модуляции для неё
справедливы соотношения (26.3) - (26.5).
Если принять, что при анодной (коллекторной) AM постоянная
составляющая анодного (коллекторного) тока линейно зависит от
напряжения на аноде (коллекторе), т.е.
204
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
/ =к F
2а0.ко к0£'а,к’
где к0 - коэффициент, совпадающий с тангенсом угла наклона
прямой линии относительно оси £а, то, учитывая линейную зави-
симость амплитуды первой гармоники анодного (коллекторного)
тока от этих напряжений [см. (*)]
I я К — £Я К
<11, Kj	1 а, К
и постоянство коэффициента использования напряжения питания
анода (коллектора) (26.5) при модуляции, получаем для КПД анод-
ной (коллекторной) цепи
1
Л_2
а.к арк, 1 к}Еа к ! £
—с------=—с— = const.
2 ЧА.К 2А0
а, кол р	р г
М)	^а, к'к(),к0
Так как генераторная лампа или транзистор при анодной (кол-
лекторной) модуляции находится в перенапряжённом режиме, для
которого характерен высокий КПД по аноду (коллектору), то из
последнего соотношения следует, что КПД анодной (коллектор-
ной) цепи остаётся таким же высоким и в режиме несущей часто-
ты. Очевидно, средний за период модулирующего сигнала КПД
анодной (коллекторной) цепи будет таким же. В последнем можно
также убедиться, рассматривая следующие соотношения.
Средняя потребляемая по анодной (коллекторной) цепи мощ-
ность генератора с анодной (коллекторной) модуляцией
j 2л
Р0ср	f /a0» K0H(1 + mcosQ/)£aH,K.i(1 + "JcosQ^Qr =
271 0
Так как
। 2л
-—R., Г (l + mcosQr)2dfir = Рп
2л 0,1	0,1
Р~ср
то
Г)	= —— = —— = Г)	= Г)
‘а,колср р	р	Ча, коли ча,кол макс
М)ср	"Он
ЛЕКЦИЯ 26
205
Таким образом, при анодной (коллекторной) модуляции сред-
ний КПД анодной (коллекторной) цепи, характеризующий энерге-
тическую эффективность модулируемого генератора, выше раза
в два, чем у генератора с модуляцией смещением (сеточной, ба-
зовой).
В радиопередатчиках анодную (коллекторную) модуляцию
осуществляют в выходном каскаде, который потребляет 60...70 %
всей подводимой к передатчику мощности и этим предопределяет
его промышленный КПД. Если анодную (коллекторную) модуля-
цию осуществить в промежуточном каскаде радиопередатчика, то
выходной каскад его будет работать в режиме усиления AM коле-
баний и в этом случае энергетические преимущества анодной
(коллекторной) модуляции в передатчике в целом не реализуются.
Все приведенные выше результаты получены и соответственно
справедливы в предположении линейности СМХ. Однако при не-
изменном смещении в модуляционной характеристике 4/^а) вбли-
зи значений £а ~ 0 появляется криволинейный участок (рис. 26.2,а),
обусловленный более резким перераспределением катодного тока
между анодом и сеткой лампы на начальном участке СМХ. При
£а = 0 анодный ток также равен нулю, а ток управляющей сетки
имеет максимальное значение и равен катодному току. На началь-
ном участке СМХ коэффициент использования напряжения анод-
ного питания получается несколько больше, чем в точках макси-
мального режима и режима несущей частоты. Наличие криволи-
нейного участка СМХ приводит к увеличению нелинейных иска-
жений при глубокой модуляции (при т —> 1). Чтобы избежать это-
го, искусственно ослабляют напряжённость режима за счёт авто-
матического смещения в цепи управляющей сетки. При этом имеет
место дополнительная модуляция в цепи управляющей сетки за
счёт изменения напряжения смещения. Можно подобрать такую
величину сопротивления автосмещения £с в цепи сетки, при кото-
ром СМХ 1а](Еа) будет настолько близка к прямой линии, что для
её построения достаточно воспользоваться двумя точками:
4] = Дцмакс и 4] = 0. СМХ постоянной составляющей анодного тока
4()(£а) также спрямляется. Кроме того, автоматическое смещение
уменьшает сеточный ток (рис. 26.4).
В транзисторном генераторе с коллекторной AM СМХ 1К1(ЕК)
выходит не из начала координат, а несколько правее, из точки, в
которой £к == £мб (рис. 26.2,6). При £к < £ме переход коллектор -
база открывается и появляется коллекторный ток обратного на-
правления, что обусловливает большие нелинейные искажения с
206
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
увеличением глубины модуляции и ухудшает энергетические пока-
затели генератора (это обстоятельство отмечалось нами в ч. 1, лек-
циях 3 и 4). Для исключения этого недостатка вместе с уменьше-
нием напряжения Ек снижается напряжение 67ме, что достигается их
одновременной модуляцией, о чём мы поговорим несколько позже.
С этой же целью иногда применяют базовое автосмещение.
Рис. 26.4
Применение сеточного автосмещения в ламповом генераторе с
анодной модуляцией' и модуляция напряжения возбуждения в
транзисторном генераторе с коллекторной модуляцией позволяют
обеспечить практически неискажённую 100-% модуляцию на вы-
ходе генератора.
Остановимся на расчёте энергетических показателей генерато-
ров с анодной и коллекторной модуляцией, отмечая в соответст-
вующих местах особенности этих генераторов.
Расчёт генератора с анодной (коллекторной) модуляцией про-
водится в следующем порядке.
Вначале рассчитывается режим максимальной мощности. При
этом лампа выбирается на мощность (26.8)
FH0M>^^- = FH(l + m),
ном (1 + т) "
а транзистор на мощность (26.10)
р >р =р (1 + щ)2
1 -ном — -макс -н^1	*
Если Р_н - мощность в режиме несущей частоты в полезной на-
грузке, то лампа (транзистор) выбирается по мощности с учётом
КПД контура (цепи согласования).
Л Е К Ц И Я 26 207
Режим максимальной мощности выбирается критическим или
слабоперенапряжённым, когда
^ = 1,02...1,04^кр.
Выбор слабоперенапряжённого режима способствует линеариза-
ции СМХ /а](£а) и 1К}(ЕК) в их верхней части.
Коэффициент использования напряжения анодного (коллек-
торного) питания в критическом режиме работы АЭ
t 11,
^кр~2 + 2\Г
QD
о/ -макс
^кр^а, к макс
Нижний угол отсечки анодного тока в максимальном режиме вы-
бирается около 90°. Аналогично выбирается нижний угол отсечки
коллекторного тока (если смещение равно нулю, то угол отсечки
коллекторного тока несколько меньше 90°).
Приняв в максимальном режиме £, = £кр или > £,кр в пределах
1,02... 1,04^ , находим амплитуду выходного колебательного на-
пряжения в максимальном режиме
^ма, мк макс —	к макс
и амплитуду первой гармоники анодного (коллекторного) тока
2Р
г	_ -макс
^арК] макс jj
.ма.мкмакс
Дальнейший расчёт ведётся по формулам в зависимости от вы-
бора критического или перенапряжённого режима.
В ламповом генераторе при расчёте режима максимальной
мощности может оказаться, что рассеиваемая на аноде мощность
Ра макс = Вомакс ~ Р~макс > Ра доп-
Однако это обстоятельство не имеет существенного значения, так
как режим максимальной мощности является кратковременным по
сравнению с периодами молчания. Более того, как ниже увидим,
режим молчания при анодной (коллекторной) модуляции с точки
зрения рассеиваемой на аноде (коллекторе) мощности, в отличие
от модуляции смещением, не является самым тяжёлым.
208
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Режим несущей частоты (режим молчания) рассчитывается, ис-
ходя из линейности модуляционной характеристики, т.е.
.	_ ^арК] макс	_^а0,к0макс
а‘н-к'н	1 + т ; ао"-кон" 1 + т ’
Мощности потребления и рассеяния на аноде (коллекторе) со-
ответственно равны:
р - f /
Он ан,кн адН.КуН’
Р
а,к н
^Он н	^Он (1 ^1а,кол н) ^~н
1-T)
1а,КОЛН
k а. коли
Так как при анодной (коллекторной) модуляции
Наколи = Ла коп макс =0,7-0,75
а, кил н	'а, кил макс
то
Ракн = 0,25-О,ЗР0н = 0,33-0,43Р~Н.
Согласно последнему соотношению при одной и той же мощ-
ности в режиме несущей частоты (режим молчания) при анодной
(коллекторной) модуляции мощность рассеяния на аноде лампы
(коллекторе транзистора) в 5...6 раз меньше, чем при модуляции
смещением (сеточной и базовой модуляциях)2. Однако режим не-
сущей частоты с точки зрения теплового режима анода или пере-
ходов транзистора не является самым опасным. Более тяжёлым
является средний за период модулирующего сигнала режим, когда
Р = Р
а, к ср Оср
Г 2
= (Р1}Н~РН) 1 + — = РЯКН 1 + —
\ ин ~н /	<2	а,кн
Для лампы должно выполняться условие
р < р
1 а ср — 1 а доп-
2 Напомним, что при модуляции смещением рассеиваемая на аноде (коллекторе)
мощность в режиме несущей частоты около 2Р_Н.
ЛЕКЦИЯ 26
209
Учитывая приведенные выше соотношения, можно считать, что
должно быть
При т = 1
Радоп>0,5...0,65Р„.
Последнее соотношение необходимо также учитывать при вы-
боре лампы для генератора с анодной модуляцией, т.е. лампа
должна подходить по номинальной колебательной мощности и
иметь допустимую мощность рассеяния на аноде не меньше воз-
можной при заданной мощности генератора.
В транзисторном генераторе необходимо проверить температу-
ру перехода, исходя из мощности PKCf и мощности, рассеиваемой
на базе в режиме несущей частоты Pg н-
В ламповом генераторе при расчёте режима несущей частоты
(молчания) необходимо проверить тепловой режим управляющей
сетки. Это особенно важно для современных генераторных ламп,
которые работают со значительными сеточными токами и для ко-
торых мощность рассеяния на управляющей сетке ограничена. Для
расчёта мощности Рсн, рассеиваемой на сетке в режиме несущей
частоты, необходимо знать составляющие токов в режиме несущей
частоты (молчания) /CQH и /С]Н. При использовании сеточного авто-
смещения СМХ I^Ea) (рис. 26.4), а также СМХ 1С1(Еа) получаются
линейными. Телефонная (рабочая) точка выбирается на середине
СМХ, а именно, при
Величина тока /сон может быть определена на основании
рис. 26.4, согласно которому
= / +
с0 н с0 макс реж
с0 мин реж с0 макс реж
(26.11)
210
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Амплитуда первой гармоники сеточного тока в режиме несу-
щей частоты
С|Н
7CqH
ас0<есн)
«с,(0сн)>
где 0_„, со (0,„), ос (0_„) - соответственно угол отсечки сеточного
VH С| ' СН' CQ 1п '	*
тока и коэффициенты разложения косинусоидального импульса
сеточного тока по первой гармонике и постоянной составляющей в
режиме несущей частоты (молчания).
После того как найдены токи в сеточной цепи, расчёт мощно-
сти рассеяния на управляющей сетке проводится согласно извест-
ному соотношению (см. ч. 1, лекции 2 и 7):
v И
Р — Р =—!] I — \F I/
^возбн гсон 2°мс С1Н ' Ч) ' 1 с0н
= -f/MC/c	И-	(26.12)
МС С| Н	С Cq г!	'	'
Необходимо, чтобы выполнялось условие Рсн < Рсаоп.
Как следует из (26.11), (26.12), расчёт сеточной цепи в режиме
несущей частоты связан с расчётом режима минимальной мощно-
сти, в котором сеточный ток достигает максимального значения
(рис. 26.4). Напряжение возбуждения 1/мс и сопротивление сеточ-
ного автосмещения Rc находятся при расчёте максимального ре-
жима. При этом
Е
R — с макс
с I
Cq максреж
где Ес макс = Е'с при Ея макс + (17мс - DUMa ыякс) cos 0МЯКГ.
V MdKC С 1 d MdKC v МС	Md MdKC'	MdKC
В режиме минимальной мощности напряжение смещения
•^смин — ПРИ ^амин — ^^мамин)со8®мин •	®
Так как Еа мнн = 0, то иыа мнн = 0, a £vc при Еа = 0 в (I) равно -Есо
(см. лекцию 4). Соответственно получаем
Е МИН = -£Са + COS 6МИН •	<П)
Последнее соотношение соответствует рис. 26.5.
ЛЕКЦИЯ 26
211
С другой стороны,
F - R 1	=
с мин с с0 мин реж
— мин реж®с0 (0мин )’
Так как согласно рис. 26.5 и с учетом (II)
^мс мин реж —	мс (' ~ COS 0мин ) ’
ТО
£смин -^^мЛ-С^мин^Со^мин) = Лс^мсУо(0мин) • (П1>
Из равенств (II) и (III) следует
1 _	^мСУо(вмин )	_	Yo<eмин)
с ^мс ^мин ^с0 COS мин ^с0/^мс
Полагая Е^иж = 0, получаем
1 ~Ур(0мин)
SRc COS0mhh ’
Так как параметры в левой части последнего соотношения из-
вестны (S - крутизна статических ВАХ сеточного тока в перена-
пряжённом режиме, равная с достаточной точностью крутизне ста-
тических' ВАХ анодного тока в основной области), то в соответст-
вии с правой частью соотношения, используя, например, таблицы
коэффициентов Yq(0) и cos0 , находим угол 0МИН. Далее находим
мин реж ^^mcYo (0мин )’
А^минреж
'с(минреж zO , и,1'°мин-'
а0''°мнн-'
ИТ.Д.
В режиме минимальной мощности ток сетки (аналогично ток
базы) достигает наибольшей величины и максимально нагружает
источник возбуждения. В то же время очевидно, что в минимальном
режиме большая мощность возбуждения не нужна, а при 100 % мо-
212
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
дуляции вообще в минимальном режиме можно обойтись без ка-
кой-либо мощности возбуждения. Действительно, при 100 % моду-
ляции в минимальном режиме выходной ток равен нулю, т.е.
/а] = 0 (или /К1 = 0), но такое значение выходного тока получается
также и при снятии возбуждения, т.е. наличие возбуждения в ми-
нимальном режиме при 100 % модуляции не является необходи-
мым. Поэтому при расчёте генераторов с анодной (коллекторной)
модуляцией источник возбуждения (в радиопередатчике это кас-
кад, стоящий перед модулируемым генератором) рассчитывается
на мощность возбуждения, найденную при расчёте максимального
режима, т.е. на минимальную величину мощности возбуждения
ГВозб = ?возб макс реж- Это приводит к тому, что в режиме несущей
частоты, а особенно в режиме минимальной мощности при Еа к —0,
амплитуда напряжения возбуждения модулируемой ступени 1/МС1 м6
несколько уменьшается за счёт большей загрузки источника сигна-
ла возбуждения - предыдущего каскада, что способствует спрям-
лению нижнего участка СМХ. При этом в случае транзисторного
генератора с коллекторной модуляцией начало СМХ подтягивается
к началу координат (рис. 26.2,6). Напомним, что изменение ампли-
туды напряжения возбуждения характерно для режима усиления
AM колебаний.
Таким образом, учитывая при практической реализации изме-
нение амплитуды напряжения возбуждения в генераторах с анод-
ной и коллекторной модуляцией, а также применение сеточного
автосмещения в генераторах с анодной модуляцией для спрямле-
ния СМХ, можно отметить, что в чистом виде анодная и коллек-
торная модуляции практически не применяются. Однако в любом
случае им принадлежит главенствующая роль.
В мощных ламповых генераторах с анодной модуляцией при-
меняют, как правило, комбинированное смещение, когда часть на-
пряжения смещения подаётся от независимого источника, а часть
за счёт сеточного тока (см. ч. 1, лекцию 13). В этом случае величи-
на сопротивления автосмещения ориентировочно определяется из
соотношения
F — F
R — С макс нет см
с I
с0 макс реж
где Ек„ см - напряжение смещения от независимого источника, ко-
торое необходимо для предотвращения выхода из строя лампы мо-
дулируемого генератора при исчезновении возбуждения. Величина
ЛЕКЦИЯ 26
213
его должна быть такой, чтобы при исчезнове-
нии возбуждения ток лампы удовлетворял
условию
Р
, _ а доп	,
а0	/7	а0 доп *
^ан
Величина сопротивления Rc уточняется при
настройке генератора. Сопротивление Rr_,
обеспечивая линейную зависимость /С0(Еа),
способствует уменьшению средней за период
модуляции мощности, рассеиваемой на сетке,
по сравнению с режимом без такого сопро-
тивления.
—£ист см
Рис. 26.6
Схема сеточной цепи генератора с анодной модуляцией и
с использованием комбинированного смещения представлена на
рис. 26.6.
Величина ёмкости Сс, шунтирующей сопротивление /?с по вы-
сокой частоте, должна удовлетворять условию
2^вСс

Только при таком условии, когда сопротивление цепи авто-
смещения для токов самой высокой модулирующей частоты FB бу-
дет практически такое же, как и для постоянной составляющей,
напряжение смещения при модуляции будет изменяться в фазе с
изменением /С()3. Конденсатор ёмкостью Сбл q должен иметь очень
малое сопротивление для токов самой низкой модулирующей час-
тоты Fw защищая источник независимого смещения от перемен-
ных токов. Условие (**), очевидно, остаётся в силе и при отсутст-
вии источника независимого смещения -£11СТ см, т.е. при использо-
вании только сеточного автосмещения.
Несколько слов о настройке генераторов с анодной и коллек-
торной модуляцией. Если есть возможность снять СМХ, то на-
стройка генераторов производится точно так же, как и генераторов
3 При модуляции «постоянная» составляющая сеточного тока (среднее
значение тока за период несущей частоты) при сеточном автосмещении
изменяется практически по линейному закону (рис. 26.4). Соответст-
венно /. = /. „ - L о cosQz = I „(1 - zncosflz) .
со сон со12	сон
214
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
с модуляцией смещением (см. лекцию 24). Снятие СМХ возможно
в транзисторных генераторах и в отдельных случаях маломощных
ламповых генераторов при наличии регулируемого источника
анодного питания. При анодной модуляции в мощном выходном
каскаде радиопередатчика нет возможности снять СМХ анодного
или контурного тока, так как собственный источник напряжения
питания анода Еан выполняется так, что его выходное напряжение
нельзя изменять, особенно в сторону увеличения (для снятия СМХ
генератора с анодной модуляцией нужен регулируемый источник
напряжения от 0 до 2Еан с большим рабочим током)4. В таких слу-
чаях настройка генератора начинается с режима несущей частоты
при постоянном анодном напряжении Еа - Еан. После подачи на
анод напряжения питания Еа = Е^ устанавливается напряжение
возбуждения, найденное при расчёте максимального режима. Да-
лее настраивается контур и регулируется связь с нагрузкой так,
чтобы режим работы лампы соответствовал расчетным данным
режима несущей частоты. Режим работы контролируется с помо-
щью приборов, измеряющих токи 1^, ICQ, /конт. Затем включается
модуляционное устройство, с выхода которого (от модулятора)
подаётся необходимое напряжение низкой частоты, и с помощью
контрольно-измерительных приборов, включая измерители коэф-
фициента модуляции и коэффициента нелинейных искажений,
уточняют настройку режима несущей частоты.
Примечание. Выше было показано, что при «переиспользовании» по
анодному напряжению в два раза лампа для генератора с анодной моду-
ляцией может выбираться на мощность
Р-ном = 2Р~н>	(А)
обеспечивая в максимальном режиме мощность 4Р~Н.
Если используется лампа с активированным катодом, то её номиналь-
ная колебательная мощность может быть ещё меньше. Действительно, в
лекции 24 было показано, что при 100 % амплитудной модуляции для
таких ламп должно выполняться условие
0,61 макс < /а^ доп.	(Б)
4 В мощном генераторе, например, при £ан = Ю кВ напряжение источника должно
регулироваться до 20 кВ при токе в несколько десятков ампер. Такой источник
будет достаточно сложным, дорогим и громоздким и, главное, не нужным для
эксплуатации генератора.
ЛЕКЦИЯ 26
215
Соответственно для максимального режима при 100 % анодной моду-
ляции5 * можно записать
Р = —Е Е I =
1 -макс 2 ’макс а макс'а] макс
_ 1 е л г Ч ДОПа1 макс ) _ . р
= ТГ^макс zzsa ном м ——— —	.
2	О,61ао(Омакс)
Полагая, что в максимальном режиме нижний угол отсечки анодного тока
Омаке равен нижнему углу отсечки анодного тока 0 в ГВВ без модуляции
на такой же лампе в оптимальном (критическом) режиме, последнее вы-
ражение можно записать в виде
р = р _________= 4Р
'-макс ~номЛА| ^'-н»
откуда следует, что номинальная мощность лампы может быть выбрана
из условия
’	>1 22Р
-ном — ’ ‘“-н ’
т.е. лампу, в отличие от (А), можно выбрать на мощность, примерно на
25 % больше номинальной. При этом в максимальном режиме лампа бу-
дет отдавать мощность 4Р_Н, т.е. примерно в 3,3 раза больше номиналь-
ной. Такой результат обусловливается «переиспользованием» лампы по
анодному напряжению в два раза и более полным использованием её
эмиссионных возможностей.
Используя (Б), для генератора со 100 % сеточной модуляцией можно
записать
U F ^доп^^макс)
'-макс о Ьмакс^аном л	ч ^'-н*
2	О,61ао(Омакс)
У генератора на такой же лампе без модуляции
F 7а0 допа1
'-НОМ 2 ^*КР Н0М Н0М q (Q)
(В)
(Г)
5 По напряжённости режим принимается критическим, соответственно состав-
ляющие тока определяются через коэффициенты разложения косинусоидально-
го импульса.
216
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Выражение (В) с учётом (Г) можно записать в виде
-макс
э 1 ^макс С*1(®макс) ^р(^) _
0,61 ^Кр ном ао(®макс) а1(6)
1 ^макс Р1(^макс) _ др
0-61^крном Р!(6)
откуда следует
р
1 -ном
> 2 /)^КРНОМ Р1№) р
^макс Р1(®макс)
Из анализа последнего выражения (принимая £,макс а ^кр ном и учиты-
вая, что для ламп с активированным катодом в ГВВ без модуляции 0 = 60°
(см. лекцию 6), а в генераторе с модуляцией смещением 0макс = ПО... 120°
(см. лекцию 24)) следует
Р > 3 ЗР
-ном —	,
что несколько меньше максимальной мощности 4Р~И, т.е. по номинальной
мощности лампа с активированным катодом для генератора с модуляцией
смещением может быть взята примерно на 20 % меньше мощности мак-
симального режима.
СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ ДЛЯ ГЕНЕРАТОРОВ
С АНОДНОЙ и коллекторной модуляцией
Выше было показано, что средняя мощность, потребляемая по
анодной (коллекторной) цепи генератора с анодной (коллекторной)
модуляцией,
^0ср ^0н + 2	’
Первое слагаемое определяет мощность, потребляемую от ис-
точника постоянного напряжения Еан, кн: РОи - £ан, кн 1^ кон- Мощ-
т2
ность ТР°Н’
определяемая вторым слагаемым, зависит от глуби-
ны модуляции т, т.е. от напряжения модулирующего сигнала
t7an, ко (cm. (26.1), (26,2)), и подводится от модулятора. Величина
этой мощности является одним из исходных параметров для расчё-
та модулятора и модуляционного устройства в целом.
Л Е К Ц И Я 26
217
т2
В том, что — РОн
определяет мощность, потребляемую от мо-
дулятора, легко убедиться следующим образом.
Обращаясь к схемам анодной (коллекторной) модуляции
(рис. 26.1), при условии линейности модуляции потребляемую от
модулятора мощность можно определить как
кП^аО, кГ2 — ^т^ан кнт^аон, к()н — ^Он '
Отношение
^аГ2, кГ2	кн ^ан, кн п
I mf	f	г
аГ2. кГ2 аон. кон аон, кон
определяет эквивалентное сопротивление модулируемого генера-
тора для модулятора.
Как видим, при анодной и коллекторной модуляции модулятор
нагружается (работает) на постоянную нагрузку, чего нельзя было
сказать относительно лампового генератора с сеточной модуляци-
ей. В случае генератора с базовой модуляцией нагрузка модулято-
ра, как отмечалось в лекции 24, является более постоянной.
Очевидно, мощность модулятора для анодной или коллектор-
ной модуляции требуется существенно больше, чем в случае моду-
ляции смещением (сеточной и базовой). Однако построение таких
устройств не представляет больших трудностей, так как модулятор
работает на постоянную нагрузку Кроме того, к настоящему
времени техника усилителей низких частот достигла такого совер-
шенства, что делает возможным построение достаточно мощных
модуляторов, работающих на нелинейную нагрузку и имеющих
при этом высокие качественные показатели по нелинейным иска-
жениям. Последнее обстоятельство позволяет осуществить сеточ-
ную модуляцию в выходном каскаде, например, телевизионного
передатчика сигналов изображения, что, в свою очередь, позволяет
обеспечить несколько более высокий КПД передатчика по сравне-
нию со случаем модуляции в промежуточном каскаде.
Если при модуляции смещением выбор схемы модулятора в ос-
новном определяется требуемыми качественными показателями, то
при анодной и коллекторной модуляции модулятор при хороших
качественных показателях должен иметь и хорошие энергетические
характеристики, в частности высокий КПД. При низком КПД моду-
лятора, являющемся довольно мощным устройством, общий КПД
высокочастотного генератора и модулятора также окажется низким,
218
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
что сведёт на нет энергетические достоинства анодной и коллек-
торной модуляции.
Чтобы сохранить энергетические преимущества анодной и кол-
лекторной модуляции, в качестве модуляторов применяют двух-
тактные УНЧ с трансформаторным выходом. Для получения высо-
кого КПД модуляторы работают в классе В, т.е. с углом отсечки
анодного (коллекторного) тока 90°. КПД модулятора при этом ока-
зывается почти в два раза выше, чем при использовании однотакт-
ного УНЧ с трансформаторным выходом в режиме класса А. Двух-
тактная схема при хорошей симметрии плеч и работе с углом от-
сечки анодного (коллекторного) тока 90° имеет низкий уровень
гармоник6.
Возможные варианты схем двухтактных модуляторов для
анодной модуляции показаны на рис. 26.7. Модуляторы для кол-
лекторной модуляции могут быть выполнены по подобным схемам
на транзисторах. В то же время, в силу низких рабочих напряже-
ний транзисторов и отмеченного выше постоянства сопротивления
нагрузки модулятора Rr, для коллекторной модуляции широко
применяется так называемая схема последовательного включения
транзисторов: высокочастотного транзистора модулируемого гене-
ратора и низкочастотного транзистора модулятора, которую мы
рассмотрим ниже.
Схема рис. 26.7,а применяется в передатчиках небольшой мощ-
ности, так как она обладает существенным недостатком: через вто-
ричную обмотку трансформатора протекает постоянная составляю-
щая анодного тока ламп модулируемого генератора (на рисунке
приведена схема двухтактного генератора, что для рассматриваемо-
го вопроса непринципиально, однако в этом случае через вторичную
обмотку трансформатора протекает суммарная постоянная состав-
ляющая тока 2/^,,). При этом возникает постоянное подмагничива-
ние магнитопровода трансформатора, что приводит к необходимо-
сти увеличения его габаритов, а следовательно, и удорожанию. По-
этому в мощных передатчиках наибольшее распространение полу-
чила схема рис. 26.7,6, в которой постоянная составляющая анодно-
го тока модулируемого генератора протекает через модуляцион-
ный дроссель Z-дрн. При этом упрощается конструкция трансформа-
тора, так как уменьшаются его размеры за счёт сокращения требуе-
мого объёма трансформаторного железа и медного провода
6 Как и в высокочастотном ГВВ (см. ч. 1, лекцию 15), при 0 = 90° в составе тока
нет нечётных гармоник кроме первой, а применение трансформатора с магнито-
проводом устраняет появление на выходе чётных гармоник.
ЛЕКЦИЯ 26
219
для обмоток. В то же время модуляционный дроссель потребует
определённых расходов трансформаторного железа и медного про-
вода. Однако в целом по железу и медному проводу получается
существенный выигрыш. Ёмкость разделительного конденсатора
Cq (рис. 26.7,6) должна быть выбрана достаточно большой, чтобы
пропустить низшие модулирующие частоты без заметных искаже-
ний. Конденсаторы С в схемах модуляторов (рис. 26.7) способст-
вуют лучшей фильтрации гармонических составляющих и вырав-
ниванию АЧХ модулятора. Элементы Сбл, £бл относятся к высоко-
частотному генератору при использовании параллельного питания
анода или выполнении генератора по двухтактной схеме. При ис-
пользовании однотактного генератора с последовательным пита-
нием анода (рис. 26.1,а) блокировочная индуктивность £бл может
быть исключена.
Рис. 26.7
220
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Расчёт модулятора сводится в основном к расчёту мощного
усилителя низкой частоты. При этом режим модулятора должен
быть рассчитан так, чтобы нелинейные искажения оказались ми-
нимальными, а это возможно в том случае, когда лампы работают в
недонапряжённом режиме с коэффициентом использования анод-
ного напряжения £,ы < 0,7. Поскольку лампы модулятора работают
в заметно недонапряжённом режиме, мощность рассеяния на ано-
дах велика и работать с большими значениями импульсов анодного
тока не удаётся.
Модулятор необходимо проектировать из условия обеспечения
100 % модуляции. При этом необходимая мощность модулятора
р	Р~н
“ 2Лтр 2ПаП1р’
где т]а, Т]тр, Р_н - соответственно КПД анодной цепи модулируемого
генератора, КПД выходного трансформатора модулятора, колеба-
тельная мощность модулируемого генератора в режиме несущей
частоты.
Если принять Т].гр = 1, а т]а ~ 0,7.. .0,75, то в первом приближении
можно считать
Рм^0,75Р_н.
Следовательно, модуляторы мощных передатчиков представляют
весьма мощные УНЧ. Для таких УНЧ разрабатывают специальные
лампы. Однако ассортимент таких ламп весьма ограничен в силу
малой потребности в них. Поэтому в модуляторах обычно исполь-
зуют генераторные лампы того же типа, что и в модулируемом ге-
нераторе. При таком подходе сокращается номенклатура ламп для
радиопередатчика. Низкое использование высокочастотной генера-
торной лампы по напряжению и току в УНЧ-модуляторе обуслов-
ливает пониженное значение отдаваемой ею мощности, которая
оказывается порядка 0,6RHOM. Если учесть, что
Рм ~ 0,75Р_„ 0,6Р_НОМ,
то для модулятора потребуется генераторная лампа с номинальной
мощностью
Р	== —Рн“1.25Рн.
~НОМ Q ~и	~н
ЛЕКЦИЯ 26
221
Если учесть потери мощности в трансформаторе модулятора, то
требуемая мощность генераторной лампы для модулятора возрас-
тёт (для мощных трансформаторов относительно легко достижимы
значения КПД 0,7...0,9). Так как модулятор реализуется по двух-
тактной схеме УНЧ (рис. 26.7), то обычно берут две лампы, каждая
с номинальной колебательной мощностью
Т-ном ]л — Р-н-
Суммарная колебательная мощность таких ламп 2Р-Н. Но на такую
же мощность выбирается лампа для генератора с анодной модуля-
цией. Поэтому часто модулятор и модулируемый генератор строят
на одинаковых лампах, при этом модулируемый генератор обычно
реализуют по двухтактной схеме. Возможно параллельное включе-
ние ламп.
Обычно модулятор и модулируемая ступень питаются от обще-
го источника анодного напряжения, а это означает, что при расчёте
режима модулятора следует исходить из напряжения Еа мод = ЕШ].
Амплитуда напряжения низкой частоты на первичной обмотке
трансформатора, т.е. между анодами ламп модулятора,
мод “ 2^м£ан.
где - коэффициент использования напряжения анодного пита-
ния ламп модулятора.
Необходимый коэффициент трансформации трансформатора
п- _ т 
^амод ^м^ан
В двухтактной схеме модулятора потребляемая лампами мощ-
ность зависит от коэффициента модуляции т. Действительно, так
как угол отсечки анодного тока модуляторных ламп установлен
90°, то он остаётся неизменным при любом уровне входного, соот-
ветственно и выходного, т.е. модулирующего, сигнала. При отсут-
ствии модулирующего сигнала (т = 0) анодные токи у модулятор-
ных ламп отсутствуют и по анодным цепям ламп нет потребления7.
В этом режиме результирующий КПД анодных цепей генератора и
модулятора практически будет определяться КПД анодной цепи
7 На самом деле за счёт нижних «хвостов» у статических ВАХ анодного тока ламп
имеет место некоторый ток при отсутствии модулирующего сигнала (обычно
считают этот ток порядка 0,1... 0,15	ыод где Д мод кикс - максимальное зна-
чение постоянной составляющей анодного тока ламп модулятора при т = I).
222
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
модулируемого генератора, который, напомним, является относи-
тельно высоким. При наличии модулирующего сигнала появляют-
ся анодные токи у модуляторных ламп, соответственно идёт по-
требление мощности от источника анодного питания лампами мо-
дулятора. Чем больше уровень выходного сигнала, соответственно
больше т, тем больше анодные токи у ламп модулятора и больше
потребление ими мощности по анодным цепям. Соответственно
результирующий КПД анодных цепей генератора и модулятора
уменьшается (напомним, что КПД анодной цепи генератора с
анодной модуляцией не зависит от глубины модуляции, т.е. от иг).
В целом среднее значение КПД генератора и модулятора при
анодной модуляции оказывается раза в два выше, чем средний
КПД генератора с сеточной модуляцией. Такое же сравнение полу-
чается и между генератором - модулятором при коллекторной мо-
дуляции и генератором с базовой модуляцией.
Именно энергетическая эффективность, примерно в два раза,
систем с анодной и коллекторной модуляцией по сравнению
с системами с модуляцией смещением (сеточной и базовой) обу-
словливает их широкое применение. Кроме того, при анодной и
коллекторной модуляции легче обеспечиваются лучшие качест-
венные показатели AM колебания.
Выше мы отмечали, что в транзисторных генераторах с коллек-
торной модуляцией модуляторы могут быть построены по анало-
гичным схемам рис. 26.7 на транзисторах. При этом модулируемый
генератор может быть построен и по однотактной, и по двухтакт-
ной схеме как с последовательным, так и с параллельным питани-
ем. Выбор схемы определяется мощностью генератора, типом вы-
ходной цепи согласования с нагрузкой и др. (см. лекции 13 и 15).
В таких схемах транзистор (транзисторы) модулятора и транзистор
(транзисторы) генератора соединяются через модуляционный
трансформатор. В силу низких рабочих напряжений транзисторов
возможно построение амплитудно-модулируемого генератора с
коллекторной модуляцией путём непосредственного последова-
тельного включения транзисторов модулятора и генератора, т.е.
без какого-либо модуляционного трансформатора. Исключение из
схемы модуляционного трансформатора способствует улучшению
качественных показателей получаемого AM колебания, поскольку
отсутствуют составляющие частотных, фазовых и нелинейных ис-
кажений, возникающих в трансформаторе. Именно это обстоятель-
ство обусловливает широкое применение в транзисторных генера-
торах бестрансформаторной схемы включения транзисторов высо-
кочастотного генератора и модулятора. Примеры таких схем пока-
ЛЕКЦИЯ 26
223
заны на рис. 26.8 для случаев однотактного и двухтактного высо-
кочастотных генераторов. Из рассмотрения схем можно видеть,
что модулятор, по существу, представляет эмиттерный повтори-
тель, нагрузка которого практически определяется сопротивлением
модулируемого генератора /?г. Известная широкополосность эмит-
терных повторителей позволяет использовать их и в качестве мо-
дуляторов телевизионных передатчиков сигналов изображения,
причём независимо от выбранного способа модуляции. При ис-
пользовании схемы последовательного включения транзисторов
генератора и модулятора напряжение источника коллекторного
питания должно быть в два раза выше, чем в схемах с трансформа-
торной связью между генератором и модулятором. Цепи смещения
модулируемых генераторов в схемах рис. 26.8 обеспечивают также
базовое автосмещение, способствующее улучшению линейности
СМХ.
В схеме рис. 26.8,а блокировочная индуктивность L6n представ-
ляет большое сопротивление для токов высокой частоты и малое
сопротивление для токов модулирующей (низкой) частоты. Ем-
кость Сбл, напротив, представляет малое сопротивление для токов
высокой частоты и большое сопротивление для токов модулирую-
щей частоты. Конденсатор ёмкостью Сбл о защищает источник пи-
тания напряжением 2ЕКН от токов как высокой, так и низкой частот.
224
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
КОМБИНИРОВАННЫЕ (ДВОЙНАЯ И ТРОЙНАЯ)
АНОДНАЯ И КОЛЛЕКТОРНАЯ МОДУЛЯЦИИ
При рассмотрении анодной и коллекторной модуляций отмеча-
лось, что в чистом виде они практически не применяются при тре-
бовании высоких качественных показателей. С целью спрямления
СМХ приходится вводить дополнительную модуляцию за счёт се-
точного автосмещения в ламповом генераторе. Применение базо-
вого автосмещения в транзисторном генераторе позволяет также
спрямить СМХ и приблизить её начало к точке начала координат
(базовое автосмещение при неизменном возбуждении уменьшает
результирующее открывающее напряжение на переходе база -
эмиттер, соответственно результирующее напряжение на переходе
коллектор - база сохраняется закрывающим при понижении на-
пряжения на коллекторе Ек). Анодная модуляция с применением
сеточного автосмещения и коллекторная модуляция с применени-
ем базового автосмещения носят название двойной соответственно
анодной и коллекторной модуляции. При анодной и коллекторной
модуляции, как отмечалось, за счёт большей загрузки источника
возбуждения при переходе от максимального режима к минималь-
ному уменьшается амплитуда сигнала возбуждения, что облегчает
тепловой режим входного электрода (входного перехода у транзи-
стора и транзистора в целом) и также способствует линейности
модуляции, особенно в случае транзисторного генератора. Измене-
ние амплитуды сигнала возбуждения в соответствии с модули-
рующим сигналом добавляет ещё один элемент модуляции. Соот-
ветственно результирующая модуляция носит название тройной
анодной (коллекторной) модуляции.
В современных радиопередатчиках тройная модуляция осуще-
ствляется путём одновременной анодной или коллекторной моду-
ляции выходного и предвыходного каскадов передатчика. При
этом сам предвыходной каскад, как правило, находится в режиме
двойной модуляции. В отдельных случаях с целью большего
спрямления результирующей модуляционной характеристики пе-
редатчика и облегчения теплового режима входного электрода (пе-
рехода) предвыходного каскада в нём также применяется тройная
модуляция. С этой целью осуществляется анодная (коллекторная)
модуляция каскада, стоящего перед предвыходным. Структурная
схема осуществления тройной модуляции в современном радиопе-
редатчике представлена на рис. 26.9.
ЛЕКЦИЯ 26
225
Во всех случаях комбинированной модуляции главенствующая
роль принадлежит анодной или коллекторной модуляции. Осталь-
ные виды модуляции носят вспомогательный характер и способст-
вуют линейности модуляции, облегчению теплового режима АЭ
модулируемого генератора, выравниванию нагрузки на источник
возбуждения, что также повышает качество модуляции.
Несмотря на более сложную схемотехнику по сравнению с дру-
гими способами осуществления AM тройная модуляция признана
единственным приемлемым вариантом для современных радиопе-
редатчиков звукового вещания в диапазонах длинных, средних и
коротких волн, благодаря тому, что она обеспечивает высокие ка-
чественные показатели и неизменный КПД независимо от уровня
модуляции. Наблюдается интенсивное внедрение комбинирован-
ной коллекторной модуляции в телевизионные передатчики сигна-
лов изображения.
Возможная схема модулятора для одновременной модуляции
на анод выходного и предвыходного каскадов передатчика пред-
ставлена на рис. 26.10.
° +Еан	о +Еа„
выходного предвыходного
каскада	каскада
Рис. 26.10
226
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Обычно коэффициент модуляции анодного тока в предвыход-
ном каскаде делают порядка т = 0,6...0,8. Действительно, при
тройной модуляции в выходном каскаде в режиме минимальной
мощности сеточный ток /С0МИн реж -0, соответственно Ес мин реж —♦ О
и для обеспечения анодного тока ia = 0 при Ея = 0 при 100 % моду-
ляции нет необходимости иметь UMC ми„ = 0. Достаточно иметь
t/мс мин ~ Есо (см. рис.26.5). В этом случае необходимый коэффици-
ент модуляции напряжения возбуждения
тс
^мс макс <4с мин _ мс макс с0
^мс макс + ^мс мин ^мс макс + ^Ср
Расчёты для реальных ламп приводят к значениям тс ~ 0,6...0,8.
Очевидно, коэффициент амплитудной модуляции предвыходного
каскада должен быть такой же величины.
При осуществлении тройной коллекторной модуляции или при
одновременной коллекторной модуляции выходного и предвыход-
«к д	ного каскадов при нулевом смещении в вы-
/к /	ходном каскаде требуемый коэффициент
/	модуляции напряжения возбуждения выход-
ку eg ного каскада ~ 0,6.. .0,8, т.е. такой же, как
0	в случае лампового генератора. Действи-
тельно, если Efi = 0, то нулевое значение
Рис. 26. //	коллекторного тока получается при <7мб ~ Е'ъ
(см. рис. 26.11). Соответственно для обеспечения 100 % коллек-
торной модуляции нет необходимости иметь £/мб мин = 0, а доста-
точно обеспечить [/мб мин « Е 7б. Необходимый коэффициент моду-
ляции напряжения возбуждения
_ ^мб макс ^мбмин _ ,^ti6 макс ^б
^мб макс + мб мин ^мб макс + Eg
Расчёты для реальных устройств приводят к значениям
т6 ~ 0,6...0,8. Такой же величины должен быть коэффициент ам-
плитудной модуляции предвыходного каскада.
Модулятор для комбинированной коллекторной модуляции
может быть построен, как и для комбинированной анодной моду-
ляции с трансформаторным выходом. Однако, как уже отмечалось,
в транзисторных генераторах с коллекторной модуляцией наиболее
широко применяется схема последовательного включения транзи-
сторов модулирующего и модулируемого генераторов, т.е. модуля-
Л Е К Ц И Я 26
227
тора и высокочастотного генератора. Поэтому при одновременной
коллекторной модуляции выходного и предвыходного каскадов
передатчика в модуляционном устройстве предусматривается два
выходных каскада, один из которых, более мощный, работает на
выходной каскад передатчика, а второй работает на предвыходной
каскад передатчика. В обоих случаях модулирующий и модули-
руемый генераторы включаются по схеме рис. 26.8.
Модулятор для комбинированной модуляции при одновремен-
ной анодной или коллекторной модуляции выходного и предвы-
ходного каскадов передатчика рассчитывается на мощность
Рм=7“
*1тр
г,	2
Р0н . Пгс.б р
2^2 предвыхкаскада
где г)тр - КПД модуляционного трансформатора (в схеме модулято-
ра с последовательным включением транзисторов т)^ = 1); Рон -
мощность, потребляемая по анодной (коллекторной) цепи выход-
ного каскада.
Как видно, чем меньше коэффициент модуляции предвыходно-
го каскада те^, тем меньше требуемая мощность модулятора. По-
этому и по этой причине нецелесообразно осуществлять в предвы-
ходном каскаде 100 % амплитудную модуляцию. В случае лампо-
вых генераторов лампа для предоконечного каскада при комбини-
рованной модуляции может быть выбрана на меньшую номиналь-
ную колебательную мощность, чем при отсутствии модуляции
предоконечного каскада: лампа предоконечного каскада выбирает-
ся, как для генератора с анодной модуляцией на мощность
р
_	„	,,	. возб макс реж
F~hom ПК = Р~н ПК(1 + тс) =	*..’
(1 + ™с)
где Рвозб макс реж - мощность возбуждения выходного каскада в мак-
симальном режиме; тс - коэффициент модуляции напряжения воз-
буждения выходного каскада, равный коэффициенту модуляции
предвыходного каскада.
Если учесть, что тс ~ 0,6...0,8, то выигрыш в выборе лампы
по мощности оказывается весьма существенным (примерно
в 1,6... 1,8 раза), что может оказаться важным для практической
реализации передатчика. Обратим внимание, что в транзисторных
генераторах такой возможности нет.
228
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
При одновременной анодной или коллекторной модуляции вы-
ходного и предвыходного каскадов входной ток (ток сетки, ток ба-
зы) выходного каскада изменяется синхронно и синфазно с напря-
жением возбуждения и модулирующего сигнала, тогда как при
«простой» (одинарной) или двойной модуляции с использованием
сеточного (базового) автосмещения входной ток выходного каска-
да и модулирующий сигнал изменяются противофазно (см.
рис. 26.4). Синфазное изменение входного тока с напряжением
возбуждения выравнивает нагрузку предвыходного каскада, яв-
ляющегося возбудителем выходного каскада, что способствует
уменьшению нелинейных искажений, повышая этим качество мо-
дуляции. При одновременной модуляции выходного и предвыход-
ного каскадов более постоянным по напряжённости оказывается
режим выходного каскада (если учесть, что максимальный режим
близок к критическому, то в любой точке модуляции режим полу-
чается близким к критическому или критическим).
Если выходной каскад передатчика выполняется по схеме с
общей сеткой (ОС), то одновременная модуляция предвыходного
каскада становится ещё более необходимой, чем в случае схемы с
общим катодом (ОК). Дело в следующем. В схеме с ОС часть
мощности в нагрузке создаётся за счёт проходной мощности от
источника возбуждения (см. ч. 1, лекцию 14). В силу этого при
Еа мин = 0 в выходном каскаде с ОС при анодной модуляции анод-
ный ток не прекращается и в нагрузке существует мощность за счёт
источника возбуждения - предвыходного каскада. СМХ при анод-
ной модуляции генератора с ОС показана на рис. 26.12, на котором
для сравнения показана СМХ генератора с ОК (см. рис. 26.2,а).
Рис. 26.12
ЛЕКЦИЯ 26
229
Как видно из рис. 26.12, если в режиме несущей частоты в ге-
нераторе с ОС выставить режим, как в генераторе с ОК, т.е. взять
Еа„ = Еа макс /2, то при уменьшении Еа до нуля в генераторе с ОС, в
отличие от генератора с ОК, не получится 100 % модуляция (анод-
ный ток не уменьшается до нуля). Для получения 100 % модуляции
в генераторе с ОС надо рабочую точку по оси Еа сместить левее,
т.е. взять напряжение постоянного источника питания анода, обес-
печивающего Еан < Еа макс /2, при этом амплитуда модулирующего
сигнала (/ао потребуется больше. Однако наиболее целесообразной
является одновременная модуляция выходного и предвыходного
каскадов. При этом сокращается и нелинейный участок СМХ в её
нижней части.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 26
1.	Покажите на схемах рис. 26.1 места приложения напряжений
cosQr и UKn cosQr.
2.	Запишите выражения для мгновенных напряжений во входной и
выходной цепях лампового и транзисторного генераторов соответственно
с анодной и коллекторной модуляцией. В чём отличие от ГВВ без моду-
ляции? Поясните.
3.	Покажите пути протекания составляющих сеточного тока в схеме
рис. 26.6. Как изменится входная цепь рис. 26.6, если £ист см не требуется?
Поясните.
4.	Обращаясь к лекции 4, определите напряжение запирания (отсечки)
анодного тока лампы при Ея = 0. Почему в выражении (I) (с. 210) следует
считать Е/с при Ея = 0 равным - £Со, а не £со? Поясните.
5.	Дайте сравнение СМХ при анодной и коллекторной модуляции с
СМХ при сеточной и базовой модуляции соответственно. Что вы можете
сказать в отношении возможных нелинейных искажений при этих видах
амплитудной модуляции? При какой AM можно обеспечить меньшие не-
линейные искажения?
6.	Покажите пути протекания составляющих токов в схемах модуля-
торов рис. 26.7.
7.	Поясните назначение всех элементов в схемах рис. 26.8. Покажите
пути протекания составляющих токов транзисторов.
8.	Напишите выражения для мгновенных напряжений на входе и вы-
ходе, а также на переходе коллектор-база транзисторного генератора с
коллекторной модуляцией и базовым автосмещением. Чему равно резуль-
тирующее напряжение на переходе коллектор-база при Ек = 0?
9.	Поясните назначение элементов в схеме модулятора рис. 26.10. По-
кажите пути протекания всех возможных токов в схеме.
10.	Назовите, какие вы видите преимущества в возможности выбора
ламп по номинальной колебательной мощности для генераторов с анод-
230
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
ной модуляцией, в том числе и при комбинированной анодной модуляции
выходного и предвыходного каскадов передатчика.
11.	Поясните суть одинарной, двойной й тройной анодной и коллек-
торной модуляций. Каким модуляциям отдаётся предпочтение на практи-
ке и почему?
12.	Запишите (см. ч. 1, лекцию 7, пример 2) выражение для £криом
при использовании лампы по току 1.^ = /.1()Д0П и 6 = 60° и для £макс при
4(| =Ai0aon/0’61 ПРИ 6 = П0°. Значения cto(600) и Оо(110°) возьмите из
таблиц или рассчитайте по формуле (см. ч. 1, лекцию 5). Проанализируй-
те ожидаемые результаты.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 26
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 24.
ЛЕКЦИЯ 27
Амплитудная модуляция в генераторах на многоэлектродных
лампах: анодно-экранная и пентодная модуляции. ~ Принцип,
схемы, модуляционные характеристики, энергетические
и качественные показатели, основы инженерного расчёта. ~
Схемы модуляторов. ~ Амплитудное телеграфирование
CJyf'спользование многоэлектродных генераторных ламп:
тетродов и пентодов1 позволяет строить генераторы с
большим коэффициентом усиления по мощности Кр, чем при ис-
пользовании триодов (у генераторов на мощных современных тет-
родах достижимы значения Кр до 40. ..50 и выше, тогда как у гене-
раторов на мощных триодах до 10... 15). Кроме того, применение
тетродов и пентодов обеспечивает устойчивую работу генератора по
схеме с общим катодом до более высоких частот (см. ч. 1, лек-
цию 14).-Больший коэффициент усиления по мощности и большая
устойчивость генераторов - усилителей мощности на тетродах и
пентодах упрощают построение радиопередатчика и сокращают
число его каскадов. Тетроды и пентоды удобны для осуществления
сеточной модуляции. При этом ток управляющей сетки может от-
сутствовать, соответственно модулятор оказывается простым и
представляет собою усилитель напряжения, т.е. от модулятора не
требуется мощность. Но сеточная модуляция обладает низкой
энергетической эффективностью.
Использование анодной модуляции позволяет построить гене-
ратор амплитудно-модулированных колебаний с высокой энерге-
1 Эти лампы носят также название экранированных ламп. У тетродов и пентодов
имеется экранная, или экранирующая (она же вторая), сетка, у пентодов допол-
нительно имеется антидинатронная (третья, она же пентодная, или защитная),
сетка.
232
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
тической эффективностью. Однако если анодную модуляцию осу-
ществлять в генераторе на тетроде или пентоде, то оказывается
очень тяжёлым режим второй (экранной) сетки из-за значительно-
го увеличения её тока, который она не выдерживает. В дополнение
к этому, с уменьшением напряжения на аноде при анодной моду-
ляции и неизменном напряжении на второй сетке у большинства
тетродов проявляется динатронный эффект, когда ток второй сетки
дополнительно возрастает за счёт электронов, вылетевших с разо-
гретого анода, что делает режим работы второй сетки ещё более
тяжёлым.
Поэтому, чтобы использовать преимущества тетродов и пенто-
дов в получении больших значений Кр и большей устойчивости и
преимущества анодной модуляции в более высокой энергетиче-
ской эффективности (больше КПД анодной цепи т]а) и при этом не
иметь недопустимо тяжёлого режима по второй сетке, в генерато-
рах на тетродах и пентодах применяют комбинированную анодно-
экранную амплитудную модуляцию.
АНОДНО-ЭКРАННАЯ МОДУЛЯЦИЯ
При анодно-экранной модуляции модулирующий сигнал в
форме напряжения заводится одновременно в цепи питания анода
и второй (экранной) сетки. Соответственно, напряжения питания
анода и второй сетки изменяются по законам:
Еъ = £ан + V^ cosQf = £aH(l + wcosQf);
(27.1)
£с2 = £с2 н + £с2й cos	= £с2н 0 + тс2 COS
где £ан, £С2„ - напряжения питания анода и второй сетки в режиме
молчания; £an, UC2q - амплитуды модулирующих напряжений на
аноде и второй сетке соответственно; т, тС2 - коэффициенты мо-
дуляции напряжения анода и второй сетки.
Обычно выбирают
£ан = 0,8...0,9£аном;
£С2н = 0,7...0,8£С2Ном.
Синфазное изменение напряжений питания анода £а и второй
сетки £с2 при анодно-экранной модуляции способствует выравни-
ванию напряжённости режима второй сетки и спрямлению моду-
ляционной характеристики.
Л Е К Ц И Я 27
233
СМХ при анодно-экранной модуляции является функцией
анодного и экранного напряжений, т.е. /Я| =f(Ea, ЕС2). Аналогично
/ау = f (Еа, ЕС2). Снимается СМХ при одновременном изменении
обоих напряжений по одному и тому же закону в соответствующей
пропорции.
Для лучшего понимания сути анодно-экранной модуляции об-
ратимся к семейству статических ВАХ анодного тока, представ-
ленных на рис. 27.1,« и снятых при разных значениях напряжений
на второй сетке и одинаковых напряжениях на первой сетке2.
Рис. 27.1
Как видно из представленных статических ВАХ, в основной
области увеличение напряжения на второй сетке приводит к уве-
личению анодного тока. Следовательно, в этой области возможно
осуществление амплитудной модуляции изменением напряжения
на второй сетке: изменения выходного (анодного) тока следуют за
изменениями напряжения на второй (экранной) сетке. Такая моду-
ляция носит название экранной модуляции. Однако экранная моду-
ляция, если отвлечься от её качественных показателей, энергетиче-
ски будет невыгодной, так как имеет место в недонапряжённом
режиме. Только для максимального режима можно допустить кри-
тический режим (см. ДХ, представленные сплошными линиями на
рис. 27.1,о). Соответственно по энергетическим показателям эк-
ранная модуляция подобна модуляции смещением, но в отличие от
последней для экранной модуляции потребуется более мощный
модулятор, так как ток второй сетки существенно больше тока
управляющей сетки, да и напряжение для модуляции на вторую
2 См. ч. 1, лекцию 4.
234
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
сетку необходимо существенно больше. Следовательно, экранная
модуляция в недонапряжённом режиме не представляет практиче-
ского интереса. В этом режиме модуляция смещением в генерато-
рах на тетродах и пентодах имеет неоспоримые преимущества пе-
ред экранной модуляцией3. Если лампа будет находиться в перена-
пряжённом режиме, то изменение экранного напряжения будет
препятствовать изменению анодного тока в соответствии с изме-
нением этого напряжения и не позволит получить линейную моду-
ляцию. К такому заключению нетрудно подойти, если, например,
принять, что при ЕС2з реализуется критический режим при нижнем
угле отсечки анодного тока 6 = 90° (см. ДХ, представленные
штриховыми линиями на рис. 27.1,а). При увеличении напряжения
на второй сетке нижний угол отсечки анодного тока возрастает,
что должно приводить к увеличению первой гармоники анодного
тока. Однако при этом напряжении режим становится
перенапряжённым и в импульсах анодного тока появляется провал,
что обусловливает уменьшение амплитуды первой гармоники
анодного тока. Таким образом, оба изменяющихся фактора:
нижний угол отсечки и напряжённость режима - влияют на первую
гармонику анодного тока в противоположных направлениях, что
никак не способствует получению глубокой линейной ампли-
тудной модуляции за счёт экранного напряжения в пе-
ренапряжённом режиме. Из рассмотрения рис. 27.1,а нетрудно
заключить, что если одновременно с изменением экранного
напряжения в перенапряжённом режиме изменить в том же
направлении анодное напряжение, то напряжённость режима
уменьшится (штриховые ДХ рис. 27.1,а «потянули» за нижние
концы вправо). А это приведёт к росту первой гармоники анодного
тока, так как теперь увеличение нижнего угла отсечки анодного
тока и уменьшение напряжённости режима, обусловливают
эффективное изменение первой гармоники анодного тока, что, в
свою очередь, позволяет осуществить эффективную AM путём
одновременного изменения напряжений на аноде и второй сетке
согласно (27.1). При этом режим лампы может оставаться прак-
тически неизменным: либо критическим, либо слегка перенапря-
жённым. Изменение анодного тока в этом случае происходит за
счёт экранного напряжения, приводящего к изменению амплитуды
импульсов анодного тока и угла нижней отсечки: например, с уве-
личением экранного напряжения возрастают амплитуда импульсов
3 В то же время при экранной модуляции линейность СМХ в её нижней части при
100 % модуляции может быть обеспечена лучше. При осуществлении модуляции
смещением сопротивление блокировочного конденсатора в цепи второй сетки
должно быть малым (близким к нулю) на частотах модулирующего сигнала.
Л Е К Ц И Я 27
235
анодного тока и угол нижней отсечки, что приводит к увеличению
первой гармоники анодного тока. Изменение анодного напряжения
играет вспомогательную роль, сводящуюся к поддержанию прак-
тически постоянной напряжённости режима лампы и генератора4.
ДХ анодного тока при этом принимают вид, например, как показа-
но на рис. 27.1,6. В максимальном режиме обычно принимают зна-
чение нижнего угла отсечки анодного тока 6.,яи„ ~ 80...90°. В теле-
фонном режиме (режим молчания) нижний угол отсечки анодного
тока оказывается равным 50...60°. Обратим внимание, что пред-
ставленной на рис. 27.1,6 ДХ анодного тока при £а| и £С2| соответ-
ствует 0 = 90°.
Для получения 100 % модуляции, очевидно, напряжение на
аноде должно уменьшаться до нуля. Соответственно коэффициент
модуляции анодного напряжения т должен быть равен единице в
(27.1). Экранное напряжение при этом вовсе не обязательно долж-
но уменьшаться до нулевого значения. Для получения 100 % AM
обычно оказывается достаточным иметь тС2 = 0,9... 1,0.
СМХ генератора с анодно-экранной модуляцией представлены
на рис. 27.2.
Рис. 27.2
4 Некоторые авторы считают, что в перенапряжённом режиме анодно-экранная
AM осуществляется в основном за счёт анодного напряжения, а изменения эк-
ранного напряжения играют вспомогательную роль, защищая вторую сетку от
перегрузок и поддерживая заданную напряжённость режима. Однако такое ут-
верждение, по мнению автора, не представляется корректным. Изменение эк-
ранного напряжения действительно защищает вторую сетку от перегрузок и
поддерживает заданную напряжённость режима. Но именно изменение этого
напряжения приводит к соответствующим изменениям амплитуды импульсов и
нижнего угла отсечки анодного тока, обусловливая его эффективную AM.
236
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
В режиме несущей частоты (режим молчания)
Еан — Еамакс /2, ЕС2н — (.Ермаке 4"
Амплитуда модулирующего сигнала
— щЕан, ^С2О ^c^cjh*
При линейности модуляции, очевидно, справедливо считать
/„ = /„ н(1 + racosQr),
djH v	'
где коэффициент модуляции анодного тока т равен коэффициенту
модуляции анодного напряжения (коэффициент модуляции экран-
ного напряжения тС2 может быть немного меньше, что отражено на
рис. 27.2, где т = 1, тС2 < 1).
Если можно пренебречь проницаемостью лампы (D = 0) и при-
нять, что при модуляции сохраняется критический режим, то ам-
плитуда первой гармоники анодного тока
^=^MC«1(i-cose)=5t/McY1(e).
Если D = 0, то для нижнего угла отсечки анодного тока спра-
ведливо выражение [см. ч. I, лекцию 4, ф-лу (4.15а)]
F -F1
cos6 = ^---
^мс
где е'с = DC^{EC^ -ЕС2о); ^с2о“ напряжение приведения по второй
сетке;5 £)С2 - проницаемость лампы по второй сетке (£)С2 = Дес /ДеС2
при z‘a = const).
Очевидно, ИьЕ'с = Dcl&Ecr Напомним, что в системе координат
ia, ес при увеличении напряжения второй сетки статические ВАХ
анодного тока смещаются влево, т.е. в область более отрицатель-
ных значений напряжения отсечки Ezc (см. ч. 1, лекцию 4). Следо-
вательно, увеличение экранного напряжения приводит к пропор-
циональному росту напряжения отсечки. Зная зависимость Е'с= f
(ЕС2), можно рассчитать изменение нижнего угла отсечки анодного
тока О =/(ЕС2) и соответственно изменение амплитуды первой гар-
моники анодного тока.
5 Введено может быть аналогично анодному напряжению приведения Е^, если рас-
сматривать статические ВАХ анодного тока в основной области (см. ч. 1, лекцию 4).
ЛЕКЦИЯ 27
237
Если обратиться к СМХ генератора с анодно-экранной модуля-
цией, то на ней можно выделить два участка (рис. 27.2). Верхний
участок 1 соответствует недонапряжённому режиму лампы по пер-
вой (управляющей) сетке, нижний участок 2 соответствует перена-
пряжённому (в любом случае более напряжённому) режиму по
первой сетке (при малых значениях ЕС2 ток управляющей сетки
возрастает). Для облегчения режима управляющей сетки и спрям-
ления СМХ в нижней части в генераторах с анодно-экранной мо-
дуляцией применяют сеточное автосмещение либо комбинирован-
ное смещение: часть за счёт сеточного автосмещения, часть от не-
зависимого источника смещения. С подобной реализацией
смещения мы встречались в генераторах с анодной модуляцией на
триодах, в которых применение сеточного автосмещения обуслов-
ливало двойную модуляцию. Аналогично обстоит дело и в генера-
торах с анодно-экранной модуляцией.
Возможные варианты схем осуществления анодно-экранной
модуляции показаны на рис. 27.3.
Рис. 27.3
На схемах показано последовательное питание анода и сеточ-
ное автосмещение. В отдельных случаях возможно применение
комбинированного смещения. Сеточное автосмещение и комбини-
рованное смещение реализуются как и в генераторе с анодной мо-
дуляцией [рис. 26.6 и соотношение (**)]. Величина сопротивления
сеточного автосмещения /?с при настройке генератора может уточ-
няться по сравнению с расчётной. Схемы могут быть выполнены с
параллельным питанием анода. Конденсаторы ёмкостью С(|) обла-
238
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
дают малым сопротивлением на несущей частоте, а конденсатор
Со обладает малым сопротивлением на частоте модулирующих
колебаний. Индуктивности представляют большое сопротивле-
ние для токов несущей частоты.
В схеме рис. 27.3,а питание второй сетки осуществляется от
источника анодного питания через гасящий резистор Rcr В такой
схеме коэффициент модуляции анодного и экранного напряжений
одинаковы, т.е. т = тС2.
Действительно, если считать изменения анодного и экранного
токов линейными, то для напряжения на второй сетке можно запи-
сать следующее выражение:
Е = Е-I 0R =Е (1 + mcosQt)-L Он(1 + /и. cosQz)/?. =
^2 а	v2 «н	инv С2	4*2
~ (-^ан — ^с2 Он ^с2 ) + (т^ан ~ тс2 ^с2 Он ^с2 ) cos ~
= £с2н + тс2 £с2н cos	= £с2н С1 + тс2 со&
согласно которому	= £ан -1^ КС2 
Соответственно
тЕяк -тс I l}R
С1П	VQ VQ UH Сп
тс =----------i— -----,
2 F - / R
'"ан 'с20н''с2
из которого следует тС2 = т.
Следовательно, указание в отдельных работах, что в данной
схеме анодно-экранной модуляции коэффициент модуляции эк-
ранного напряжения меньше коэффициента модуляции анодного
напряжения, не является корректным.
Из-за значительных потерь мощности на гасящем сопротивле-
нии в цепи второй сетки /?С2 рассматриваемая схема осуществления
анодно-экранной модуляции в мощных генераторах нежелательна,
так как значительно снижается общий КПД генератора и передат-
чика в целом. Величина гасящего сопротивления £С2 уточняется
при настройке генератора.
Схема анодно-экранной модуляции рис. 27.3,6 более эконо-
мична, поскольку для питания второй сетки используются допол-
нительная обмотка модуляционного трансформатора и отдельный
источник питания второй сетки £С2„. В этой схеме может быть реа-
лизовано любое соотношение между т и тС2. Очевидно, для реали-
ЛЕКЦИЯ 27
239
зации данной схемы может быть использован модулятор по схеме
рис. 26.10, у которого выходное напряжение «к выходному каска-
ду» подаётся на анод, а выходное напряжение «к предвыходному
каскаду» подаётся на вторую сетку. При использовании такой схе-
мы исключается подмагничивание сердечника модуляционного
трансформатора, что способствует уменьшению нелинейных иска-
жений в модуляторе. При этом уменьшаются требуемые размеры
трансформатора, объём трансформаторного железа и расход мед-
ного провода для обмоток. Необходимость применения модуляци-
онных дросселей несколько уменьшает выигрыш по расходам
трансформаторного железа и медного провода, но общий выигрыш
всё-таки оказывается заметным6.
Так как при анодно-экранной модуляции напряжение на аноде
и анодный ток лампы изменяются, как и при анодной модуляции,
то для анодной цепи генератора с анодно-экранной модуляцией
справедливы все энергетические соотношения, полученные для
анодной модуляции. Напряжение на экранной сетке изменяется
при модуляции, как и на аноде. Точно так же изменяется ток вто-
рой сетки (рис. 27.2). Отличие второй сетки от анода только в том,
что в её цепи не производится колебательная мощность. Следова-
тельно, потребляемая цепью второй сетки мощность рассеивается
на этой сетке.
Средняя потребляемая цепью второй сетки мощность
1 2л
Pc20Cp J £С2н (1 + '”с2 COS^)/C2oH X
о
cos £2/
г/Qz - /£2он
где РС2он = ЕС2н 7С2он - потребляемая цепью второй сетки мощность в
режиме несущей частоты (молчания) от источника питания посто-
янного напряжения (Еян в схеме рис. 27.3,а и ЕС2„ в схеме рис. 27.3,6).
2
"Ч г
2 с20н
Слагаемое
определяет величину дополнительной
мощности, потребляемой цепью второй сетки от модулятора. Об-
6 Как в случае анодной модуляции с использованием схем модуляторов рис. 26.7,6
и 27.10.
240
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
ратим внимание, если тС2 = т, то СМХ 7С2о (рис. 27.2) будет выхо-
дить из начала координат при Еа = Ея мин = 0, ЕС2 = мин = 0.
Очевидно, в генераторе должно выполняться условие
р < р
с20ср — с2доп •
Лампа для генератора с анодно-экранной модуляцией должна
выбираться на колебательную мощность, как и для генератора с
анодной модуляцией, т.е.
Если приняты напряжения Еан < Еа ном; ЕС2„ < ЕС2НОМ, то при вы-
боре лампы по последнему соотношению надо исходить из знака
неравенства.
Требуемая мощность от модулятора
т2 тс
^=-у^0н+^-^с20н-	(27-2)
Лампы для модулятора выбираются с учётом потерь в модуля-
ционном трансформаторе. Как и при анодной модуляции, модуля-
торы для анодно-экранной модуляции строятся по двухтактным
схемам.
Чтобы сохранить энергетическую эффективность анодно-
экранной модуляции при построении радиопередатчика в целом,
её, как и анодную модуляцию, осуществляют в выходном каскаде
передатчика.
Несмотря на высокие энергетические характеристики, анодно-
экранная модуляция длительное время не имела самостоятельного
значения в технике радиопередающих устройств звукового веща-
ния, поскольку уступала в отношении нелинейных искажений
тройной анодной модуляции. Наиболее конкурентоспособной счи-
талась схема анодно-экранной модуляции с гасящим резистором
(рис. 27.3,а), приближающаяся по нелинейным искажениям к
двойной анодной модуляции. Однако схема неприменима в выход-
ных каскадах мощных радиопередатчиков из-за больших потерь
мощности в гасящем резисторе. Поэтому в радиовещательных пе-
редатчиках анодно-экранной модуляции отводилась второстепен-
ная роль. Она часто использовалась в предвыходных каскадах при
тройной анодной модуляции.
Увеличение мощности выпускаемых генераторных тетродов,
применение которых в выходных каскадах мощных радиопередат-
ЛЕКЦИЯ 27
241
чиков позволяет увеличить реализуемое усиление и промышлен-
ный КПД, что упрощает передатчик и уменьшает его габариты,
заставляло специалистов продолжать исследования анодно-
экранной модуляции и искать способы снижения возникающих
при модуляции нелинейных искажений.
В итоге с начала 80-х годов прошлого столетия все вновь вы-
пускаемые ведущими зарубежными фирмами вещательные пере-
датчики длинных, средних и коротких волн мощностью от 100 кВт
и выше были оснащены тетродами в оконечных и предоконечных
каскадах и транзисторами в остальных.
Отечественной промышленностью в 60-х годах прошлого сто-
летия выпущены два мощных тетрода, один из которых использо-
вался в оконечном каскаде связного передатчика, а другой - в
предварительных каскадах ряда вещательных передатчиков. В по-
следние два десятилетия отечественной промышленностью выпу-
щено несколько тетродов с номинальной мощностью 120, 250 и
1000 кВт, которые с успехом можно использовать в каскадах с
анодно-экранной модуляцией.
Эквивалентное сопротивление генератора с анодно-экранной
модуляцией, являющееся нагрузкой модулятора, может быть най-
дено следующим образом.
Соотношение (27.2) можно записать в виде
Р =tLp +^р
М 2 Он 2 с20н 2 /?г 2Т?Г ’
где RT - эквивалентное сопротивление модулируемого генератора,
отнесённое к анодной обмотке модуляционного трансформатора
(обмотка, с которой снимается модулирующее напряжение на анод
17ая = пЕан).
Из последнего выражения получаем
F П	Г II
ан аон _ ан аон
тс2 ^с2н^с20н 1 +	mc2 7с20н
т2 F 1	UnV т 4 н
т сан'аон	312	а0н
Е2
till________
2
т..
Э J_____р
Он ‘	? 'с20н
т -

Если у тетрода явно выражен динатронный эффект, то анодно-
экранная модуляция в генераторе на таком тетроде должна осуще-
ствляться в критическом режиме без захода в перенапряжённый
режим в любой точке модуляции. Определение коэффициента ис-
пользования анодного напряжения в критическом режиме должно
242
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
проводиться с учётом этой особенности по формуле (7.1)7. Обра-
тим внимание, что при изменении напряжения второй сетки за счёт
подачи на неё модулирующего сигнала пропорционально изменя-
ется напряжение анодного сдвига £za, поэтому для осуществления
100 % модуляции анодное напряжение надо изменять в пределах
от нуля до Ея на|Ж, а не от Е'я до Еъ макс, как указывается в отдельных
работах. Главное, чтобы минимальное результирующее напряже-
ние на аноде (т.е. с учётом колебательного напряжения) в каждый
момент времени не оказывалось меньше соответствующего значе-
ния Е7я.
В заключение приведём более простую схему (рис. 27.4), рас-
сматриваемую как схема анодно-экранной модуляции. При работе
лампы в перенапряжённом режиме
уменьшение напряжения на аноде
за счёт модулирующего сигнала
увеличивает напряжённость режи-
ма по второй сетке. Соответственно
уже небольшое увеличение тока
второй сетки приводит к значи-
тельному увеличению падения на-
пряжения на большом сопротивле-
нии гасящего резистора Rcv что, в
свою очередь, обусловливает зна-
чительное понижение напряжения
на второй сетке, а это приводит к
уменьшению напряжённости ре-
жима. В данной схеме изменение
тока второй сетки получается в противофазе с изменением напря-
жения на ней, что облегчает температурный режим второй сетки.
Как и в схемах анодно-экранной модуляции (рис. 27.3), в рассмат-
риваемой схеме имеет место дополнительная модуляция смещени-
ем. Очевидно, схему рис. 27.4 правильнее рассматривать как схему
комбинированной анодной модуляции генератора на тетроде.
ПЕНТОДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
(МОДУЛЯЦИЯ НА ЗАЩИТНУЮ СЕТКУ)
В генераторах на пентодах возможно осуществление AM путём
подачи напряжения модулирующего сигнала на защитную (пен-
тодную, она же антидинатронная, она же третья) сетку. Одна из
7 См. ч. 1, лекцию 7, а также лекцию 4, рис. 4.4 и пояснение к нему.
ЛЕКЦИЯ 27
243
Рис. 27.5 .
возможных схем осуществления пентодной модуляции показана на
рис. 27.5. Конденсатор СбЛ представляет малое сопротивление по
высокой (несущей) частоте и боль-
шое сопротивление по частоте мо-
дулирующего сигнала. Таким обра-
зом, по высокой частоте третья сет-
ка практически имеет потенциал
катода.
На рис. 27.6 представлены ста-
тические ВАХ анодного тока ia (еа)
при разных напряжениях на защит-
ной (третьей) сетке Есу Приведен-
ные ВАХ показывают, что при из-
менении напряжения £сз в области
положительных значений анодный
ток не претерпевает заметных изменений8. При этом происходит
лишь некоторое изменение крутизны линии критических режимов.
При увеличении напряжения ЕСз крутизна линии критических ре-
жимом 5кр несколько возрастает.
Это означает, что модуляционные
свойства при изменении напряже-
ния ЕСз в положительной области
весьма ограничены и не могут быть
эффективно использованы. В то же
время отрицательные значения на-
пряжения Есз вызывают смещение
линии критических режимов вдоль
оси еа, что позволяет осуществить
эффективную модуляцию при зна-
чениях Есз < 0. Однако при Есз < 0
сильно увеличиваются значения
токов управляющей (первой) и особенно экранной (второй) сеток.
Следовательно, при модуляции на пентодную сетку режим лампы
8 Обратим внимание, что подача положительного напряжения на третью сетку для
обеспечения работы лампы как пентода не требуется. В подавляющем большинст-
ве ламп для этого достаточно иметь нулевой потенциал третьей сетки относитель-
но катода. Поэтому у отдельных пентодов внутри (в баллоне лампы) уже выпол-
нено гальваническое соединение катода и третьей сегки. Очевидно, осуществить
пентодную модуляцию на таких лампах принципиально невозможно. Следует
также отмстить, что номенклатура генераторных пентодов на текущий момент
весьма ограничена, что ограничивает применение пентодной модуляции.
244
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
получается перенапряжённым, особенно по второй сетке. Степень
перенапряжённости режима возрастает по мере уменьшения на-
пряжения Есу При определённом отрицательном значении напря-
жения Есз лампа запирается по анодной цепи и анодный ток лампы
/а = 0. Величина этого напряжения может быть определена из соот-
ношения, позволяющего «пересчитать» анод на место третьей сет-
ки (эквивалентный анод), напряжение на котором
р
р =Е +_Za.
^экв а ЕСз ।	’
Р-3
где ц3 =
Aga
Де
сз
при i'a = const - коэффициент усиления по пентодной
(третьей) сетке.
Анодный ток становится равным нулю при Еэкв а = 0. Соответ-
ственно напряжение на третьей сетке, при котором лампа запира-
ется по анодному току,
Рз
При положительных напряжениях на третьей сетке ц3 близко к
нулю и возрастает при отрицательных напряжениях, достигая
практически постоянного значения на довольно коротком интерва-
ле напряжений от нуля в отрицательную сторону.
Процесс модуляции анодного тока при модуляции на пентод-
ную сетку поясняется рис. 27.7. Уменьшение напряжения ЕСз обу-
словливает смещение линии критических режимов вправо, что вы-
зывает деформацию импульсов анодного тока. Снижение напряже-
ния на пентодной сетке приводит также к уменьшению нижнего
утла отсечки анодного тока и углублению провала на вершине им-
пульса. При этом изменение формы импульсов анодного тока при-
мерно такое же, как при анодной модуляции в перенапряжённом
режиме.
СМХ при пентодной модуляции Iai(EC3) представлена на
рис. 27.89. На практике обычно принимают £сзмакс = 0. Это означа-
ет, что результирующее напряжение на третьей сетке в процессе
9 Пунктиром показана СМХ 42о(£с3)-
ЛЕКЦИЯ 27
245
модуляции не заходит в область положительных значений; Соот-
ветственно лампа работает без тока третьей сетки, и по цепи треть-
ей сетки мощность не потребляется. Напряжение на третьей сетке в
режиме молчания (несущей частоты) принимается
_ /<;с3мин _ Ей
С3Н 2	2ц3
и подаётся от отдельного источника. Для получения 100 % моду-
ляции амплитуда модулирующего напряжения t/C3 q = В об-
щем случае t/C3 п = лг|£сзн|, где т ~ необходимый коэффициент моду-
ляции анодного тока, соответствен-	/
но и напряжения третьей сетки.
Пентодная модуляция в чистом	/ I
виде, когда напряжение возбужде-	/
ния UMC = const, напряжение смеще- /с2° т'
ния Ес = const, напряжение на вто-	/
рой сетке £С2 = const практически не
применяется, так как вблизи напря-
жения Ес,мии очень велики сеточные г '	7*
J	^С3мин ЬСзН	V	Г^С3
токи, особенно у второй сетки (р.ис.
27.8). Чтобы уменьшить напряжён-	Рис- 278
ность режима по первой и второй сеткам, в их цепи включают со-
противления Rc и /?с2 соответственно (см. рис. 27.5), выбор величин
которых некритичен. Сопротивления ёмкостей Сс и СС2 в цепи
управляющей и второй сеток должны быть малы по высокой час-
246
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
тоте и больше соответствующих сопротивлений 7?с и /?С2 на часто-
тах модуляции.
Опыт показывает, что при правильном режиме работы во
многих случаях оказывается возможным получить глубокую
(до 80...90 %) модуляцию на пентодную сетку без значительных
нелинейных искажений. Использование сеточного автосмещения
(или комбинированного смещения, когда часть напряжения пода-
ётся от отдельного источника) и включение гасящего резистора с
достаточно большим сопротивлением в цепь второй сетки ЯС2,
строго говоря, обусловливают не просто пентодную, а комбиниро-
ванную пентодную модуляцию.
Так как лампа работает без тока третьей сетки, то для пентод-
ной модуляции требуется очень маломощный модулятор. Мощ-
ность модулятора для пентодной модуляции меньше, чем для мо-
дуляции смещением. В этом преимущество пентодной модуляции
перед сеточной. Для пентодной модуляции применяют те же схемы
модуляторов, что и для сеточной модуляции.
В заключение отметим, что, несмотря на то обстоятельство, что
пентодная модуляция, как и анодная, осуществляется в перенапря-
жённом режиме, в энергетическом отношении она эквивалентна
сеточной модуляции. При этом в режиме несущей частоты КПД
анодной цепи
у. в ^1а макс
'«ан . .	’
1 + т
где Цамакс - КПД анодной цепи в максимальном режиме.
Низкое значение цан объясняется низким значением коэффици-
г ^а. ^ое
ента использования напряжения анодного питания с,=—1------ в
режиме несущей частоты. Однако, несмотря на сходство, КПД
анодной цепи в режиме несущей частоты, соответственно и сред-
ний КПД за период модулирующей частоты, при пентодной моду-
ляции получается немного больше. При сеточной модуляции ниж-
ний угол отсечки анодного тока в максимальном режиме выбира-
ется не менее 6макс ~ (90... 100)° (предельное значение 120°), тогда
как при пентодной модуляции можно выбрать 0макс < 90°. Соответ-
ственно при пентодной модуляции можно получить несколько
большее значение т|а макс.
ЛЕКЦИЯ 27
247
Лампа для генератора с пентодной модуляцией выбирается, как
и для генератора с сеточной модуляцией на колебательную мощ-
ность
Лном^н(1 + "02.
Источник возбуждения генератора с пентодной модуляцией
рассчитывается на требуемую мощность возбуждения в макси-
мальном режиме (очевидно, для максимального режима может
быть принят критический или слегка перенапряжённый режим
лампы)*0. Соответственно при перемещении от максимального ре-
жима к минимальному амплитуда возбуждения будет понижаться
за счёт большей нагрузки на источник возбуждения. Уменьшение
амплитуды возбуждения, соответственно и мощности возбужде-
ния, облегчает режим управляющей сетки. В этом отношении пен-
тодная и анодная модуляции сходны. В частности, в обоих случаях
при 100 % модуляции мощность возбуждения в минимальном ре-
жиме принципиально не нужна. Однако по факту в минимальном
режиме имеет место потребление мощности от источника возбуж-
дения, значительная часть которой рассеивается на сетке.
АМПЛИТУДНОЕ ТЕЛЕГРАФИРОВАНИЕ
Амплитудное телеграфирование (АТ), или амплитудная' мани-
пуляция, является частным случаем амплитудной модуляции и
осуществляется путём дискретного управления амплитудой высо-
кочастотного колебания, а именно, чередованием посылок на пи-
ковом уровне мощности и пауз между ними. АТ, являясь старей-
шим способом передачи осмысленных сообщений по радио10 11, за
последние годы значительно уступило свои позиции в системах
профессиональной связи более помехозащищённым системам с
частотным (ЧТ) и фазовым (ФТ) телеграфированием. Тем не менее
и сегодня АТ нередко используется при ручном радиообмене в та-
ких системах связи, как аварийные (при передаче сигналов бедст-
вия), радиолюбительские и радионавигационные.
10 Выбор слегка перенапряжённого режима при максимальной мощности обу-
словливает большее значение КПД анодной цепи в максимальном режиме, со-
ответственно и большие значения КПД анодной цепи в режиме несущей часто-
ты и среднего КПД за период модулирующего сигнала.
11 Первая публичная передача осмысленного текста, по сути дела, с использовани-
ем АТ была проведена 24 марта 1896 года Александром Степановичем Попо-
вым, одним из изобретателей радио, нашим соотечественником.
248
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
При АТ формируется один из двух видов (телеграфных) посы-
лок: незатухающие (рис. 27.9,а) и тоналъно манипулированные
(рис. 27.9,6).
б
/
Рис. 27.10
Рис. 27.9
Обычно для АТ используется та же телеграфная аппаратура,
что и в проводной связи. Скорость передачи телеграфных сигналов
принято характеризовать числом Бод В, т.е. числом элементарных
посылок в секунду12. Если обратить-
ся к телеграфному сигналу, пред-
ставляющему непрерывную после-
довательность чередующихся посы-
лок и пауз одинаковой длительности
т секунд (рис. 27.10), то частота следования комбинаций посылка -
пауза, период повторения которых Т = 2т,
F=UT= 1/2т[Гц],
а число Бод
В = 1/т.
12 Один Бод - одна элементарная посылка в секунду, при этом наличие сигнала -
посылка, отсутствие сигнала — также посылка. Бод = бит/с. Понятие вошло в
технику в связи с внедрением цифровых устройств на основе двоичной системы
счисления.
ЛЕКЦИЯ 27
249
Соответственно частота следования импульсов и скорость пе-
редачи в бодах оказываются связанными соотношением
F=0,5 В.
Чем короче длительность импульса, тем больше частота их
следования, соответственно шире спектр.
Диапазон скоростей передачи сигналов при АТ широк:
от 20 Бод при ручной работе с помощью телеграфного ключа
(ключа Морзе) до 300 Бод при использовании автоматической ско-
ростной аппаратуры. Используются и более высокие скорости пе-
редачи, например, фотоизображений: до 1000 Бод и выше.
Незатухающие посылки высокочастотных колебаний (рис. 27.9,а)
можно рассматривать как частный случай 100 % амплитудной мо-
дуляции с прямоугольной огибающей. Работа такими импульсами
позволяет хорошо использовать генераторный прибор по мощно-
сти, обеспечивая во время передачи посылки максимум колеба-
тельной мощности, в общем случае равный номинальной колеба-
тельной мощности прибора. Очевидно, нелинейность ВАХ генера-
торного прибора не сказывается при такой работе.
В спектре импульсной последовательности рис. 27.10, помимо
постоянной составляющей, оказываются только нечётные состав-
ляющие, кратные частоте следования комбинаций посылка - пауза,
а именно частоты F, 3 F, 5 F, 7 F,.... Коэффициенты разложения в
гармонический ряд (ряд Фурье) импульсной последовательности
рис. 27.10 а0 =0,5; ап = sin(O,5n7t)/n7t, где п = 1, 3, 5, 7, ... . Спек-
тральные составляющие по амплитуде убывают медленно. Так при
п = 31 ос31 =0,01. В спектре радиочастотного колебания, промоду-
лированного импульсной последовательностью рис. 27.10, будут
несущее колебание с частотой f и боковые колебания с частотами
(/ ± nF), где и = 1, 3, 5, 7, ... со своим коэффициентом модуляции,
прямо пропорциональном ап. Если ограничиться п = 31, то зани-
маемая полоса частот радиочастотным колебанием при скорости
передачи 20 В составит
2 А/ = 62 F = 31 В = 620 Гц.
При скорости передачи 200 В полоса частот составит 6,2 кГц.
Как видим, полоса частот, занимаемая сигналом при АТ, довольно
узкая. Соответственно входные цепи приёмного устройства могут
быть сделаны узкополосными и, следовательно, довольно чувстви-
тельными к слабым сигналам, что позволяет увеличить дальность и
надёжность связи. Именно это обусловливает применение АТ для
250
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
некоторых видов специальной связи, в том числе и для передачи
сигналов бедствия на морских и океанских судах. Практически
спектр излучаемого радиоколебания получается уже, чем опреде-
лено выше, из-за нестрогой прямоугольности импульсных посылок
(рис. 27.10). Иногда ставят специальные цепи, искажающие форму
импульсов относительно прямоугольной, что позволяет сократить
ширину занимаемого спектра частот и этим повысить чувствитель-
ность радиоприёмного устройства.
Если представленную на рис. 27.10 последовательность им-
пульсов рассматривать как состоящую из элементарных посылок,
то комбинации таких импульсов, соответствующие определённым
символам, например буквам, будут шире, и значит, спектр их будет
уже, чем определено выше, и такие символы будут приняты более
надёжно.
Очевидно, чтобы создать телеграфные посылки вида рис. 27.9,а,
достаточно управлять открыванием и закрыванием генераторного
прибора в одном из каскадов высокочастотного тракта передатчи-
ка. Наиболее рационально осуществлять такую манипуляцию на
низком уровне мощности. Существует множество модификаций
схем амплитудной манипуляции, основанных на подаче запираю-
щего напряжения на управляющий электрод генераторного прибо-
ра. В генераторах на экранированных лампах используют манипу-
ляцию (управление) по двум сеткам. Очевидно, при АТ важно,
чтобы при запирании генераторного прибора не было просачива-
ния (прохождения) сигнала со входа на выход. В противном случае
не будет чёткого разграничения между посылками и паузами, что
нарушит режим работы линии радиосвязи. Просачивание сигнала
возможно как из-за неполного запирания генераторного прибора в
моменты пауз, так и из-за наличия достаточно сильной паразитной
связи между входом и выходом манипулируемого генератора.
С целью устранения просачивания сигналов за счёт паразитной
связи, например, через межэлектродную ёмкость анод-сетка или
ёмкость между коллектором-базой применяют схемы нейтрализа-
ции, аналогичные используемым для повышения устойчивости
ГВВ - усилителей. С этой же целью амплитудную манипуляцию
целесообразно осуществлять в каскаде - умножителе частоты, на-
пример в удвоителе частоты. В этом случае частоты сигналов на
входе и выходе существенно различаются и прошедший со входа
сигнал надёжно отфильтровывается избирательными цепями по-
следующих каскадов. Применяют также одновременную манипу-
ляцию двух последовательных каскадов, что позволяет обеспечить
более надёжное запирание, практически исключающее прохожде-
ние сигнала в периоды пауз на выход передатчика. Для приёма не-
ЛЕКЦИЯ 27
251
затухающих колебаний при АТ используются специальные приём-
ники. При этом для приёма на слух радиоприёмное устройство
должно содержать дополнительный (второй) гетеродин. Промежу-
точная частота после первого гетеродина и частота второго гетеро-
дина определяют частоту биений принимаемых колебаний, хорошо
воспринимаемую на слух. Приём на слух является самым чувстви-
тельным методом приёма телеграфных сигналов13.
Тонально манипулированные посылки (рис. 27.9,6) получаются
путём дополнительной амплитудной модуляции высокочастотного
колебания с коэффициентом модуляции не более 20...30 % одно-
тональным сигналом с частотой Г, = 400... 1000 Гц, что делает воз-
можным приём таких колебаний на слух на любой приёмник AM
колебаний. Однако это приводит к расширению спектра высоко-
частотного сигнала и к снижению энергетических характеристик
передатчика.
На рис. 27.11 приведены некоторые из многих возможных схем
осуществления амплитудной манипуляции в радиопередатчиках.
В схеме рис. 27.11,а в качестве ключа используется электро-
магнитное реле. При подаче импульса положительной полярности
на вход лампы V2 (лампа манипулятора) реле Р срабатывает, в це-
пи смещения лампы VI высокочастотного генератора включается
делитель напряжения и на сетку лампы поступает напряжение
смещения необходимой величины. В итоге на выходе генератора,
соответственно и передатчика, появляется сигнал. При отсутствии
положительного импульса контакты реле разомкнуты, на сетку
лампы VI напряжение от источника смещения -Ес подаётся полно-
стью, лампа оказывается запертой и, следовательно, сигнала на
выходе нет (передатчик заперт). Использование такой схемы воз-
можно только при небольшой скорости передачи.
В схеме рис. 27.11,6 используется электронный ключ, выпол-
ненный на транзисторе VT р-п-р проводимости. Транзистор закрыт
положительным напряжением от источника Е& При подаче отри-
цательного импульса на базу транзистора транзистор переходит в
режим насыщения, на сетке лампы V высокочастотного генератора
оказывается рабочее смещение и на выходе появляется высокочас-
тотный сигнал. Данная схема позволяет осуществлять быстродей-
ствующий режим работы.
13 Очевидно, принять на слух можно сигналы, передаваемые с относительно низ-
кой скоростью, характерной для ручной работы (до 20 слов в минуту, примерно
15...20В). При скоростной передаче на слух можно только судить, что идёт
процесс передачи, а регистрация сигналов осуществляется специальной
аппаратурой.
252
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Рис. 27.11
В схеме рис. 27.11,в на транзисторе VT1 выполнен высокочас-
тотный генератор, в котором должна осуществляться амплитудная
манипуляция. На транзисторе VT2 выполнен электронный ключ,
управляющий смещением транзистора высокочастотного генера-
тора. При подаче на вход транзистора VT2 импульса отрицатель-
ной полярности транзистор из закрытого состояния переходит в
Л Е К Ц И Я 27
253
режим насыщения и шунтирует резистор R2. В результате у тран-
зистора VT1 высокочастотного генератора смещение приближается
к нулю и он переходит в нормальный режим работы с нижним уг-
лом отсечки коллекторного тока 6 < 90°. При отсутствии на входе
транзистора манипулятора VT2 импульса отрицательной полярно-
сти транзистор надёжно закрыт напряжением источника +£б, а
транзистор высокочастотного генератора закрыт напряжением,
снимаемым с резистора R2 делителя напряжения источника -£и. На
выходе генератора не будет высокочастотного сигнала. Для ней-
трализации прямого прохождения высокочастотного сигнала со
входа на выход и, наоборот, между коллектором и базой транзи-
стора VT1 может быть включена индуктивность нейтрализации £,.
Схема рис. 27.11,г отличается от схемы рис. 27.11,в только тем,
что при отсутствии отрицательного импульса на входе транзистора
V72 транзистор имеет нулевое смещение, которого, в общем-то,
достаточно, чтобы он был закрыт. При поступлении отрицательно-
го импульса транзистор переходит в режим насыщения, смещение
у транзистора VT1 высокочастотного генератора в результате шун-
тирования резистора R2 сопротивлением насыщения гнас открытого
транзистора VT2 уменьшается почти до нуля и у генератора уста-
навливается нормальный режим работы.
В заключение обратим внимание, что источники питания и все
цепи с реактивными элементами каскадов, работающих с импуль-
сами рис. 27.9 и 27.10, должны иметь малые постоянные времени
фильтров и других цепей, чтобы переходные процессы в цепях за-
канчивались как можно быстрее. В противном случае могут быть
значительные искажения формы импульсов, «наползание» импуль-
сов друг на друга, что делает связь с использованием амплитудно-
го телеграфирования (АТ) непригодной. Следовательно, парамет-
ры цепей, фильтров источников питания должны учитывать нали-
чие в передатчике режима амплитудного телеграфирования
(амплитудной манипуляции).
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 27
1.	Поясните целесообразность использования генераторов с анодно-
экранной модуляцией в радиопередающих устройствах.
2.	Каким значениям нижнего угла отсечки анодного тока соответству-
ют ДХ, представленные на рис. 27.1,а при разных значениях £С2? Поясните.
3.	Покажите пути протекания составляющих токов всех электродов в
схемах рис. 27.3. Дайте пояснения.
254
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
4.	Представьте схему генератора с анодно-экранной модуляцией при
использовании модулятора по схеме рис. 26.10. Поясните назначение эле-
ментов в схеме и покажите пути протекания токов.
5.	Поясните, почему использование модулятора по схеме рис. 26.7,а
для анодной модуляции и по схеме рис. 26.10 для комбинированной
анодной модуляции и для анодно-экранной модуляции позволяет умень-
шить нелинейные искажения в модуляторе за счёт устранения подмагни-
чивания магнитопровода (сердечника) модуляционного трансформатора.
6.	Используя обозначения СМХ рис. 27.2, запишите выражения
для коэффициента модуляции напряжения второй сетки тС2 для случая
^С2мин "7 0 При Еа мин = 0.
7.	Запишите выражения для определения потребляемой цепью вто-
рой сетки мощности в режиме несущей частоты РС20и для каждой из схем
рис. 27.3. Поясните.
8.	Считая СМХ линейной, получите выражение для средней мощно-
сти, потребляемой цепью второй сетки в схеме рис. 27.4.
9.	Используя статические ВАХ анодного тока рис. 27.6, оцените ха-
рактер изменения коэффициента усиления по пентодной сетке р3? Дайте
пояснения.
10.	Насколько, по вашему мнению, расширится спектр высокочас-
тотного сигнала при использовании тонально манипулированных посы-
лок рис. 27.9,6 по сравнению с посылками незатухающих колебаний
рис. 27.9,в?
11.	Как изменится форма прямоугольных импульсов на сетке, базе
при увеличении (уменьшении) ёмкости разделительных конденсаторов,
через которые импульсы поступают от управляющего устройства в схе-
мах рис. 27.11? Поясните.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 27
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 24.
ЛЕКЦИЯ 28
Особенности однополосной модуляции (ОМ). ~ Преимущества
ОМ над AM и её энергетическая эффективность. ~ Методы
формирования однополосного сигнала, их сравнение, ~
Применение ОМ для многоканальной работы. ~ Особенности
многоканальной работы
Спектр колебания, модулированного по амплитуде одним
тоном с частотой П, состоит из трёх гармонических со-
ставляющих: несущего колебания с частотой со и колебаний боко-
вых частот - верхней (со + Q) и нижней (со - Q). Выражение, на-
пример, амплитудно-модулированного анодного тока имеет вид1:
т7а н
1 = Л u coscor н----!—cos(co + Q)t +
ml
—cos(<o-Q)r,
(28.1)
где 7aiH - амплитуда первой гармоники анодного тока в режиме не-
сущей частоты (молчания); т - коэффициент модуляции, прямо
пропорциональный амплитуде модулирующего сигнала.
При модуляции сложным сигналом боковые частоты образуют
боковые полосы. В дальнейшем мы будем говорить об одной боковой
полосе, подразумевая под Q = 2mF полосу модулирующих частот.
Если посмотреть на выражения для колебаний каждой из боко-
вых частот (полос) в (28.1), то можно видеть, что информация об
амплитуде модулирующего (информационного) сигнала заключена
1 См. лекцию 24.
256
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
в амплитуде каждого колебания боковой частоты, куда Она входит
через коэффициент модуляции т, а информация о частоте модули-
рующего сигнала Q заключена в частоте каждого бокового колеба-
ния: каждая боковая частота отличается от несущей частоты со на
величину частоты модуляции Q. Из рассмотрения колебания боко-
вой частоты (полосы) следует, что у него по закону модулирующе-
го сигнала изменяются амплитуда и фаза. Именно поэтому одно-
полосную модуляцию иногда называют амплитудно-фазовой мо-
дуляцией'.
При однополосной модуляции (ОМ) осуществляется подавле-
ние в передатчике колебаний несущей частоты и одной боковой
полосы2 3. Соответственно, излучается оставшаяся боковая полоса.
Занимаемая при этом передатчиком полоса частот сокращается в
два раза.
Если при «обычной» амплитудной модуляции (AM) огибающая
промодулированного колебания (28.1) воспроизводит форму моду-
лирующего сигнала, то огибающая однополосного сигнала совсем
не похожа на модулирующий сигнал. Это легко уяснить из рас-
смотрения модуляции одним тоном. При AM (в спектре имеется
несущая и две боковые частоты) огибающая высокочастотного
сигнала с частотой о, как уже отмечалось, воспроизводит форму
модулирующего сигнала: гармонический сигнал с частотой Q (см.
рис. 24.1, лекция 24). Огибающая колебания одной боковой часто-
ты (оз + Q) или (со - Q) представляет при этом горизонтальную
прямую.
Очевидно, если передатчик излучает колебание одной боковой
полосы (ОБП), то для выделения полезного (информационного)
сигнала потребуется восстановление на приёмном конце колебания
несущей частоты. Разница между несущей частотой со и частотой
принятого сигнала даст знание о частоте информационного сигна-
ла Q. Знание об амплитуде информационного сигнала следует из
амплитуды принятого сигнала. Таким образом, приём сигналов
ОБП возможен на специальные приёмники.
2 Операцию однополосной модуляции также называют транспонированием (пере-
носом по частоте) модулирующего сигнала в область более высоких частот с
инверсией или без инверсии спектра.
3 Передатчики одной боковой полосы (ОБП) обозначаются в зарубежной и часто в
отечественной радиолюбительской литературе как SSB передатчики (от англий-
ских слов Single Side Band - одна боковая полоса; используется также написа-
ние: Single Sideband).
ЛЕКЦИЯ 28
257
ЭФФЕКТИВНОСТЬ ПЕРЕДАЧИ
НА ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОСЕ (ОБП)
Вопрос об эффективности однополосной передачи удобно рас-
смотреть путём оценки эквивалентного выигрыша в мощности при
передаче, получающегося в результате перехода на передачу и
приём с двух боковых полос на одну.
Для большей наглядности рассуждений предположим, что AM
осуществляется с коэффициентом модуляции т = 1. Максимальное
изменение амплитуды первой гармоники анодного (коллекторного)
тока, определяющее эффект на приёмном конце, при этом равно
/_ = т!а1н, к1Н = 4jh, К1н- Если принять, что лампа или транзистор пол-
ностью используются по мощности, то справедливо считать
,	,	^а, макс, к, макс А ном
I = 1	=—1-----1----—-----,	(*)
-	ajH, К]Н	2	2	V '
где 1\ ном - амплитуда номинального тока первой гармоники АЭ.
Если на этом же АЭ (лампе или транзисторе) реализовать гене-
ратор ОБП, то вся мощность АЭ будет отдана колебанию ОБП, оп-
ределяющему эффект на приёмном конце. Соответственно в этом
случае можно считать
1—1 = 1,
<1ном*	\	/
Как видно из (*), (**), переход на однополосную работу даёт
выигрыш по току (аналогично по напряжению) ria приёмном конце
в два раза, что равносильно увеличению мощности генератора (пе-
редатчика) в четыре раза.
Таким образом, для достижения одинакового эффекта на при-
ёмном конце для выходного каскада передатчика с ОМ потребует-
ся лампа или транзистор с номинальной мощностью в четыре раза
меньше, чем для передатчика с AM, т.е.
Р ЛР
-ном ОМ д -ном AM ’
Очевидно, если принять при 100% AM Р_||ОмАМ = Р_н(1 + ш)2 =
= 4Р_Н, где Р~н - мощность в режиме несущей частоты при AM, то
для передатчика с ОМ потребуется АЭ с номинальной мощностью
Р ном ом = ^~н • Так как мощность однополосного передатчика с
тем же эффектом на приёмном конце в четыре раза меньше макси-
258
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
мальной мощности передатчика с AM, то у однополосного пере-
датчика упрощаются передающая антенна, фидерная система, де-
тали мощных каскадов передатчика, которые должны быть рассчи-
таны на токи и напряжения высокой частоты в два раза меньше по
сравнению с аналогичным двухполосным передатчиком. Габариты
и вес передатчика при этом существенно уменьшаются. Результи-
рующий выигрыш в мощности передатчика при переходе на ОМ
оказывается ещё больше, что дополнительно упрощает конструк-
цию передатчика, уменьшает его габариты и вес.
Переход на однополосную работу позволяет уменьшить полосу
частот излучаемых передатчиком колебаний практически в два
раза. В связи с этим может быть получен дополнительный выиг-
рыш в отношении сигнал/помеха (сигнал/шум) за счёт сужения
полосы пропускания приёмника в два раза. При равномерном рас-
пределении шумов в полосе это приводит к эквивалентному выиг-
рышу по мощности в два раза.
В итоге результирующий эквивалентный выигрыш по мощно-
сти за счёт лучшего использования мощности АЭ выходного кас-
када и сужения полосы частот излучаемых передатчиком колеба-
ний при однополосной работе получается порядка 8.
В коротковолновом диапазоне, где работа с ОБП нашла широ-
кое распространение для связи, выигрыш по мощности передатчи-
ка может оказаться ещё (примерно в два раза) больше. Дело в том,
что при двухполосной работе в силу возможного большого разли-
чия частот составляющих спектра AM колебания при верхних час-
тотах модуляции в точке приёма между составляющими спектра
из-за прохождения ими путей разной протяжённости (в силу спе-
цифики распространения коротких волн) нарушается фазовое со-
отношение, что может обусловить пропадание (замирание) сигна-
ла. При однополосной работе излучается одно колебание и неваж-
но, по какому пути оно пришло в пункт приёма.
Таким образом, переход на однополосную работу равносилен
общему выигрышу по мощности порядка 8... 16 раз (9... 12 дБ)4.
Выигрыш по мощности в 8... 16 раз получается при условии,
что полностью подавляются колебания несущей частоты и второй
боковой полосы. Для получения такого выигрыша практически
необходимо обеспечить подавление ненужных колебаний не менее
4 При выигрыше по мощности в 16 раз действующие в выходном каскаде ОМ
передатчика токи и напряжения оказываются в четыре раза меньше по сравне-
нию с AM передатчиком, обеспечивающим такой же эффект на приёмном кон-
це, что существенно упрощает конструкцию, уменьшает габариты и вес пере-
датчика.
Л Е К Ц И Я 28
259
чем на 40 дБ по сравнению с излучаемым, т.е. излучаемое и подав-
ляемое колебания должны различаться по амплитуде не менее чем
в 100 раз.
В то же время, как отмечалось, для выделения информационно-
го сигнала на приёмном конце должна быть восстановлена несу-
щая частота. Очевидно, что несущая частота, восстанавливаемая в
приёмном устройстве, должна быть строго синхронизована с час-
тотой подавленной несущей в передатчике. Во избежание искаже-
ний тембра расхождение между значениями указанных частот не
должно превышать ±10 Гц при телефонной передаче и ±(1...2) Гц
при радиовещании. Такое достаточно жёсткое требование удовлетво-
ряется в современных однополосных передатчиках двумя путями.
1. Колебания несущей частоты подавляются в передатчике не
полностью, т.е. передача производится «с остатком несущей». Ос-
таток колебания несущей частоты составляет примерно 10...20%
от номинального значения первой гармоники анодного (коллек-
торного) тока лампы (транзистора). Излучаемый остаток колебания
несущей частоты, называемый пилот-сигналом, образует на при-
ёмной стороне опорный сигнал, с помощью которого производится
автоматическая подстройка местной несущей частоты. Излучение
остатка несущей частоты несколько уменьшает эквивалентный вы-
игрыш по мощности по сравнению с режимом полного подавления
колебаний несущей и другой боковой частоты5. Эквивалентный
выигрыш по мощности при остатке несущей 10 % получается по-
рядка 6,5...13 раз (8,13...11,14 дБ). Значительное уменьшение эф-
фективности однополосной передачи при рассматриваемом спосо-
бе восстановления несущей в приёмнике вынуждает выбирать уро-
вень остатка колебания несущей частоты небольшим. Однако
чрезмерное уменьшение остатка несущей недопустимо, так как он
может оказаться соизмеримым с шумами, что будет затруднять
работу системы автоматической подстройки частоты гетеродина в
приёмнике.
2. Применение высокостабильных автогенераторов в радио-
передатчике и приёмнике. При допустимых отклонениях несущей
частоты в передатчике и приёмнике (±10 Гц при телефонии;
±1...2 Гц при радиовещании), например, при центральной частоте
20 МГц нестабильность частот автогенераторов должна быть не
хуже ±10'7...0,5-10’7 при радиовещании и не хуже ±0,5-1 О’6 при те-
5 При остатке несущей 10...20 % выражение (♦♦) принимает вид Z_ = Zai.K| =
= 0,8...0,9Z1HOM . Соответственно выигрыш по мощности будет (0,82...0,92)/0,52 =
= 2,56.. .3,24 раза вместо четырех раз.
260
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
лефонии. Необходимо иметь в виду, что уходы частот автогенера-
торов в передатчике и приёмнике могут оказаться противополож-
ными по знаку, что делает требования к стабильности частот ещё
более жёсткими. Современная техника получения точных частот
позволяет успешно решать эту задачу (см. лекции 22 и 23). Необ-
ходимо отметить, что этот способ синхронизации подавляемой и
восстанавливаемой несущих частот наиболее перспективен, так как
излучаемые передатчиком колебания состоят только из одной бо-
ковой полосы и отпадает надобность в специальной системе АПЧ
на приёмной стороне.
В современных однополосных передатчиках применяются оба
способа синхронизации несущих частот.
Говоря об эффективности передатчиков с ОБП, следует отме-
тить их высокую экономичность. Эквивалентное-уменьшение по-
требляемой мощности передатчиком с ОБП по сравнению с
«обычным» передатчиком с двумя боковыми полосами получается
в среднем порядка 10. Это обусловливается тем, что мощность од-
нополосного передатчика существенно меньше мощности «обыч-
ного» передатчика, поэтому потребляемая им мощность меньше,
которая, в добавок ко всему, зависит от того, есть или нет модули-
рующий сигнал. Действительно, если колебание несущей частоты
подавляется в передатчике полностью, то в режиме молчания (нет
модулирующего сигнала) однополосный передатчик ничего не из-
лучает, но в этом режиме он практически «ничего» и не потребляет.
Большой эквивалентный выигрыш по мощности при однопо-
лосной передаче позволяет широко использовать системы с ОБП
для многоканальной связи, например, для осуществления между-
городних телефонных разговоров. Существенным преимуществом
подобных систем связи является уменьшение полосы излучаемого
спектра в два раза, имеющее большое значение при существующей
«тесноте в эфире». Профессиональные системы связи с ОБП в ос-
новном применяются в коротковолновом диапазоне.
Передатчики с ОБП применяются в телевидении для передачи
сигналов изображения, так как позволяют существенно уменьшить
занимаемую полосу частот радиосигналом изображения и осуще-
ствлять его эффективное усиление в каскадах радиопередатчика и
приёмника.
Передатчики с ОБП применяют также для передачи программ
централизованного радиовещания, когда на центральном передат-
чике несущая и одна боковая полоса подавляются полностью.
В крупном административном или промышленном центре осуще-
ствляется приём сигнала ОБП, и уже с территории этого центра
ЛЕКЦИЯ 28
261
радиопередача осуществляется по «обычной» системе AM с двумя
боковыми полосами и несущей.
Передатчики с ОБП широко применяются в радиолюбитель-
ской связи, позволяя осуществлять связь на дальние расстояния
при малой мощности передатчика.
СПОСОБЫ ФОРМИРОВАНИЯ
ОДНОПОЛОСНОГО СИГНАЛА
Однополосный сигнал формируется из двухполосного AM ко-
лебания. При этом колебания нерабочей боковой полосы и несу-
щей частоты подавляются. Колебание несущей частоты может
быть легко подавлено с помощью балансного модулятора (БМ).
Балансный модулятор6 включает в себя как минимум два оди-
наковых амплитудно-модулируемых генератора по любой из рас-
смотренных нами схем осуществления AM, работающих на общую
нагрузку. Существует несколько разновидностей схем БМ. На
рис. 28.1,0 представлена так называемая двухтактная схема БМ,
а на рис. 28.1,6 - двухтактно-параллельная схема БМ.
Рис. 28.1
В схеме рис. 28.1,о модулирующий сигнал подаётся на генера-
торы в противофазе, как в двухтактной схеме, а высокочастотный
(модулируемый) сигнал в фазе. Выходы генераторов подключены к
нагрузке последовательно, как в двухтактной схеме. В схеме
рис. 28.1,6 модулирующий и модулируемый сигналы подаются на
генераторы в противофазе, как в двухтактной схеме, а выходы ге-
6 Представляется, что корректнее было бы использовать для рассматриваемых
ниже устройств, например, название модулируемый генератор по балансной
схеме (см. сноску 2 в лекции 24). Тем не менее в технике радиопередающих уст-
ройств принято краткое название «балансный модулятор», отражающее суть ба-
лансной схемы и однозначно понимаемое специалистами.
262
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
нераторов подключаются к нагрузке параллельно7. На выходе каж-
дого из генераторов получаем амплитудно-модулированный ток.
Пусть в схеме рис. 28.1,а у генератора АМГ1 выходной ток
г, = /H(l + mcosfir)coscor;	(28.1х)
соответственно у генератора АМГ2 при полной идентичности схем
с учётом противофазное™ модулирующего сигнала выходной ток
i2 - 7H(l-wcosfir)cos(or.	(28.2)
Результирующий ток через общий контур
г' - it ~ h -	cos fir cos ЮГ =
lx.	ti
= mZH[cos(co + fi)r + cos(w-fi)r]	(28.3)
определяется только боковыми частотами. Уровень их на выходе
удвоился.
Пусть в схеме рис. 28.1,6 у генератора АМГ1 выходной ток оп-
ределяется (28.1х). Тогда у генератора АМГ2 с учётом противофаз-
ное™ модулирующего и модулируемого сигналов по отношению к
АМГ1 выходной ток
i2 = -ZH(l-wicosfir)cos(or.
Результирующий ток через общий контур
L = it + Ь = 2m/u cos fir cos юг =
jJvj lx.	ri
= mIH [cos(w + fi)r + cos(cd - fi)r],
что совпадает с (28.3).
Очевидно, если токи генераторов будут отличаться от опреде-
лённых выше, то полного подавления несущего колебания не бу-
дет. Соответственно и результирующий уровень боковых частот
будет отличаться от удвоенного.
При полной симметрии схемы БМ на выходе его в режиме
молчания сигнал отсутствует, соответственно отсутствует колеба-
7 Схема рис. 28.1,6 встречается в книгах: Линде Д.П. Радиопередающие устройст-
ва. - М.: Энергия, 1969 и Грэй Л., Грэхэм Р. Радиопередатчики. - М.: Связь,
1965. Однако в последней книге неправильно указана полярность подачи моду-
лирующего сигнала.
ЛЕКЦИЯ 28
263
тельная мощность. А это означает, что вся потребляемая по выход-
ным цепям АМГ мощность рассеивается на выходных электродах.
Очевидно, рассеиваемая в этом режиме мощность не должна пре-
вышать допустимую.
Выше отмечалось, что АМГ балансного модулятора может
быть выполнен по любой известной схеме осуществления ампли-
тудной модуляции, т.е. можно использовать модуляцию смещени-
ем (сеточную или базовую), анодную или коллекторную, анодно-
экранную, пентодную. Генераторы при этом включаются по схе-
мам рис. 28.1. Вместе с тем в технике радиопередающих устройств
широкое применение получили БМ на диодах (диодные БМ).
На рис. 28.2 представлена простей-	д
шая схема амплитудной модуляции с ис-
пользованием диода, т.е. схема диодного
амплитудно-модулируемого генератора.
К диоду Д прикладываются напряже-
ние модулирующего сигнала с частотой
Q и напряжение модулируемого сигнала
с частотой <о. Модулирующий сигнал
выполняет роль изменяющегося напря-
Рис. 28.2
жения смещения на диоде. При отсутствии модулирующего сигна-
ла через диод протекает ток в виде импульсов косинусоидальной
<Ы 1 г
Рис. 28.3
формы с частотой высокочастотного сиг-
нала со. Колебательная система на выходе
выделяет из этих импульсов ток первой
гармоники неизменной'амплитуды, соот-
ветствующей режиму молчания. При по-
явлении модулирующего сигнала с часто-
той Q изменяются амплитуда и нижний
угол отсечки тока диода. Амплитуда им-
пульсов тока диода изменяется в пределах
in макс. 1д мин, как показано на рис. 28.3.
В соответствии с изменением амплитуды
и угла отсечки импульсов тока диода из-
меняется амплитуда первой гармоники,
напряжение которой выделяется на вы-
ходном контуре. Ёмкость С] на схеме
(рис. 28.2) создаёт путь токам высокой
частоты, минуя модуляционный транс-
форматор. Ёмкость Сг вместе с подклю-
ченной параллельно ей индуктивностью
264
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
формирует избирательный контур, настроенный на частоту первой
гармоники.
Очевидным недостатком диодного АМГ является низкий ко-
эффициент передачи по мощности, который всегда меньше едини-
цы, так как используемый для модуляции диод не является усили-
тельным элементом в отличие от ламп и транзисторов. По этой
причине диодные АМГ не могут использоваться в качестве мощ-
ных каскадов, например радиопередающих устройств, но могут
использоваться на низком уровне мощности. В диодном АМГ не
может быть получена 100 % модуляция с хорошими качественны-
ми показателями, поскольку, статическая ВАХ диода имеет, как
правило, заметно выраженную нелинейность в своей нижней час-
ти. Очевидно также, что для получения 100 % модуляции уровни
высокочастотного и низкочастотного сигналов должны быть соиз-
меримы, а это значительно увеличивает обратное напряжение на
диоде, которое может превысить допустимое8. Более того, в диод-
ном АМГ выходное напряжение также прикладывается к диоду
(между анодом и катодом диода), как и входные напряжения, что
дополнительно заставляет снижать величины рабочих напряжений
на диоде и получать меньше мощность выходных колебаний. Тот
факт, что в диодном АМГ выходное напряжение прикладывается к
тем же электродам, где действуют остальные напряжения, обу-
словливает их взаимодействие, что приводит к появлению различ-
ного вида комбинационных частот + таз± «Q, некоторые из кото-
рых оказываются вблизи рабочей частоты и соответственно иска-
жают форму выходного сигнала9. В ламповых и транзисторных
8	г-
Если принять начальное смещение на диоде равным нулю и считать
ВАХ диода выходящей из начала координат (рис. 28.3), то для получе-
ния линейной зависимости амплитуды тока первой гармоники при из-
менении смещения угол отсечки тока не должен оказываться меньше
60°, для чего необходимо иметь U& < t/Mcos60° = 0,5 иш. В общем случае
из-за нелинейности ВАХ диода на нижнем участке, чтобы нелинейные
искажения и уровень нерабочих составляющих спектра тока диода не
превышали допустимых значений, амплитуда напряжения модулирую-
щего сигнала требуется ещё меньше и должна быть порядка
0,05...0,1[/ш. Получаемый при этом коэффициент модуляции тока
т < 5...7 %.
9	Наибольшую опасность представляют комбинационные частоты о ± nQ,
так как они могут попасть в полосу, занимаемую полезным сигналом.
Например, спектр модулирующих частот • .^макс и при п = 3 оказы-
вается со ± 3QMHH = со ±Омакс. При п = 2 ещё больше частот может ока-
заться в полосе.
Л Е К Ц И Я 28
265
АМГ входные и выходной сигнал действуют на разных электродах.
По крайней мере все три сигнала никогда не оказываются вместе.
Это способствует уменьшению числа и уровней комбинационных
частот в ламповых и транзисторных АМГ.
На рис. 28.4 представлены принципиальные схемы диодных
БМ, соответствующие схемам рис. 28.1. Работа диодных БМ и со-
отношения для токов в них аналогичны рассмотренным выше.
В схеме рис. 28.4,6 индуктивности L и ёмкости С) разделяют токи
высокой и низкой частот. Недостатком представленных схем ди-
одных БМ (рис. 28.4) является большое число комбинационных
частот.
б
Рис. 28.4
Гораздо меньше комбинационных частот получается в схеме
кольцевого БМ. Кольцевой БМ может быть реализован как на ак-
тивных элементах (лампах и транзисторах), так и на диодах. Так
как использование кольцевых БМ в первую очередь обусловлива-
ется необходимостью сокращения на выходе комбинационных час-
тот, число которых при использовании ламп и транзисторов, как
отмечалось, не столь и велико, то кольцевые БМ на транзисторах
266
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
(биполярных или полевых) применяются редко, а на лампах вооб-
ще не применяются. В основном применяют кольцевые БМ на
диодах. В общем случае кольцевой БМ представляет два БМ, рабо-
тающих на общую нагрузку.
На рис. 28.5 показаны обобщённые схемы кольцевых БМ, реа-
лизуемых на основе БМ по схемам рис. 28.1. Идея кольцевого БМ
понятна из рисунка.
Рис. 28.5
Нетрудно видеть, что схема рис. 28.5,6 в чистом виде представ-
ляет параллельное соединение двух БМ. Следовательно, в отноше-
нии числа комбинационных частот она не даёт никаких преиму-
ществ по сравнению с одним БМ по двухтактно-параллельной схе-
ме. По сравнению с одиночным БМ в схеме удваивается уровень
боковых и нежелательных комбинационных частот. Схема
рис. 28.5,а представляет два БМ по двухтактно-параллельной схе-
ме, подключенных последовательно к нагрузке, как в двухтактной
схеме. Следовательно, схема объединяет в себе свойства двухтакт-
но-параллельной схемы БМ и двухтактной схемы БМ. Именно по-
следнее обусловливает уменьшение числа комбинационных частот,
токи которых протекают через нагрузку навстречу друг другу и
взаимно компенсируются. Уровни боковых и остальных
комбинационных частот удваиваются в схеме. Таким образом,
практический интерес представляет кольцевой БМ по схеме рис.
28.5,а. Именно эта схема, реализуемая на диодах, рассматривается
во всех учебниках и других работах, где обсуждаются вопросы
формирования однополосного сигнала.
ЛЕКЦИЯ 28
267
Схема диодного кольцевого
БМ показан на рис. 28.6. На дио-
дах Дь Дг выполнены АМГ1 и
АМГ2 соответственно. На диоде
Дд выполнен АМП7, а на диоде Дз
- АМГ27. Противофазность высо-
кочастотного напряжения на дио-
дах Дз, Дд обеспечивается за счёт
обратной полярности их подклю-
чения по сравнению с диодами Дь
Дг. Д ля выравнивания параметров
диодов последовательно с ними	рыс 2g в
включены резисторы, сопротивле-
ния которых много больше сопротивлений диодов в открытом со-
стоянии, что улучшает линейность СМХ. За счёт этих резисторов
обеспечивается также смещение рабочих точек диодов.
На рис. 28.7 представлена схема кольцевого БМ на транзисто-
рах. Противофазность сигналов, подаваемых на транзисторы в со-
ответствии со схемой рис. 28.5,а, обеспечивается трансформатора-
ми со средними точками, что упрощает реализацию схемы. В схеме
достигается больший уровень полезного сигнала благодаря усили-
тельным свойствам транзисторов и уменьшение на выходе числа
мешающих комбинационных частот.
Рис. 28.7
Очевидно, в схеме любого БМ для полного подавления на вы-
ходе колебания несущей частоты должна быть полная идентич-
ность параметров используемых нелинейных элементов: диодов,
транзисторов, ламп. Труднее всего подобрать идентичные транзи-
268
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
сторы. Для изготовления БМ применяют диодные и транзисторные
сборки °, а также специальные микросхемы. Применение диодных
сборок или согласованных пар биполярных или полевых транзи-
сторов позволяет обеспечить подавление несущего колебания на
35...45 дБ.
Помимо рассмотренных выше двухтактной и двухтактно-
параллельной схем БМ на двух диодах (рис. 28.4) и кольцевых ди-
одных БМ на четырёх диодах (рис. 28.6) известны мостовые (па-
раллельная и последовательная) схемы БМ с применением двух и
четырёх диодов. В отношении уровня полезного сигнала и числа
нежелательных комбинационных частот мостовые схемы уступают
рассмотренным выше, поэтому применение их ограничено и в лек-
ции они не обсуждаются.
Основной трудностью при формировании однополосного сиг-
нала является подавление одной боковой полосы.
Например, пусть полоса модулирующих частот 100...7000 Гц.
Спектральная картина AM колебания с несущей частотой /о для
этого случая показана на рис. 28.8.
/о-7 103	/0-100 /о /с+100 /о+7-Ю3
Рис. 28.8
Несущая частота на выходе может быть подавлена с помощью
БМ. Предположим теперь, что выделение нужной боковой полосы,
например верхней, производится с помощью фильтра. Очевидно,
что в точке а на границе нижней боковой полосы затухание фильт-
ра должно удовлетворять требуемым нормам, т.е. должно быть не
менее 40 дБ. Из рис. 28.8 следует, что при затухании 40 дБ в точке
а крутизна ската АЧХ фильтра должна быть равной
„	40 дБ
5(Ь -------= 0,2 дБ/Гц.
ф 200 Гц
10	Согласованные пары диодов, биполярных и полевых транзисторов (подобно
«балансным» транзисторам для двухтактных генераторов, см. ч. 1, лекцию 15).
ЛЕКЦИЯ 28
269
Создать фильтр с использованием L, С элементов с подобной кру-
тизной ската АЧХ в коротковолновом диапазоне частот З...ЗО МГц,
где ОМ наиболее широко применяется, практически не представ-
ляется возможным. Легко также убедиться, что отфильтровать од-
ну боковую полосу с помощью высокочастотных контуров в этом
диапазоне частот также невозможно. Действительно, пусть несу-
щая частота /0 = З Ю6 Гц, а добротность контура Q = 300. Полоса
пропускания такого контура по уровню 0,707 (- 3 дБ)
2Д/ = /0IQ = 10-103 = 10 кГц.
Как видно, в данном примере при отклонении частоты на 5 кГц от
центральной обеспечивается затухание всего 3 дБ (5ф = 0,6-10'3 дБ/Tц).
С увеличением несущей частоты полоса пропускания контура уве-
личивается. Следовательно, обеспечить затухание 40 дБ на интер-
вале в 200 Гц с помощью контуров нереально.
Таким образом, непосредственное выделение рабочей боковой
полосы на необходимой несущей частоте с помощью фильтров фи-
зически не представляется возможным. Выделение спектра боко-
вой полосы с помощью фильтров может быть произведено лишь
при искусственном разнесении боковых полос модуляции. Этот
способ получения однополосного колебания лежит в основе метода
повторной балансной модуляции.
Рассмотрим этот и другой методы формирования однополосно-
го сигнала.
ВЫДЕЛЕНИЕ ОБП С ПОМОЩЬЮ ФИЛЬТРОВ
И ПОВТОРНОЙ БАЛАНСНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Основой метода повторной балансной модуляции является ис-
кусственное смещение боковых частот с помощью дополнительной
модуляции на поднесущей частоте. Поднесущая частота Fo выби-
рается так, что отношение
F/Fo
составляет единицы - десятки процентов, тогда как отношение
F//o
в лучшем случае составляет тысячные доли процента, где F - час-
тота модуляции; /0 - несущая частота.
При повторной балансной модуляции формирование ОБП на-
чинается на частоте заметно ниже рабочей.
270
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Структурная схема, иллюстрирующая рассматриваемый метод,
показана на рис. 28.9.
В первом балансном модуляторе БМ1 напряжение низкой час-
тоты F модулирует колебание первой поднесущей частоты F0l. Так
как отношение F/FOi составляет единицы - десятки процентов, то
фильтрация нерабочей боковой полосы может быть достигнута с
помощью полосового фильтра Ф1, представляющего в простейшем
случае многозвенную полосовую структуру на L,C элементах11.
Колебание несущей частоты подавляется балансным модулятором
БМ1. Допустим (это отражено на рис. 28.9), что фильтр Ф1 выде-
ляет колебания верхней боковой полосы (Fm + F). Колебания с
частотой (Fqi + F) поступают как модулирующие на второй ба-
лансный модулятор БМ2, на который подаются также колебания
второй поднесущей частоты F02 » F01. Получающиеся на выходе
БМ2 боковые полосы (F02 + F0l +F) и (F02 - FOi - F) оказываются
значительно разнесёнными по частоте и отношение (FOi +F)/F02
11 При использовании таких фильтров первая поднесущая частота может быть
выбрана не выше 25 кГц.
ЛЕКЦИЯ 28
271
остаётся достаточно большим, что позволяет осуществить эффек-
тивную фильтрацию интересующей боковой полосы с помощью
многозвенного полосового фильтра Ф2. Колебания выделенной
боковой полосы с выхода фильтра Ф2 (на рис. 28.9 отражено выде-
ление верхней боковой полосы) поступают как модулирующие ко-
лебания на балансный модулятор БМ, на который поступают также
модулируемые колебания частоты /, которая в общем случае мо-
жет перестраиваться в нужном интервале частот. С помощью
фильтра Ф, в общем случае также перестраиваемого, выделяются
колебания интересующей боковой полосы (на рис. 28.9 отражено
выделение верхней боковой полосы). Разнос между боковыми по-
лосами на выходе балансного модулятора БМ
2(Fo2 + F01 + F)
получается достаточно большой. Соответственно отношение
(F02 + F01 + F)//r оказывается велико и одна полоса может быть от-
делена от другой с помощью одиночного или нескольких пере-
страиваемых контуров. Генератор частоты /г и фильтр Ф пере-
страиваются по частоте синхронно. На выходе фильтра Ф получа-
ем выходное рабочее колебание с результирующей частотой
/г + F02 + F0I + F.
Очевидно, для выделения информационного сигнала на приём-
ной стороне должна быть восстановлена несущая частота, которая
при рассматриваемом способе формирования однополосного сиг-
нала оказывается равной/ь =/r + F02 + F01.
Все три частоты /г, F0l, Fm должны иметь высокую стабиль-
ность,, для чего применяется кварцевая стабилизация каждой из
этих частот.
Рассмотренный способ формирования однополосного сигнала
требует значительного количества балансных модуляторов и
фильтров. Кроме того, первые два балансных модулятора с их
фильтрами требуют весьма тщательной регулировки.
В современных передатчиках в качестве фильтров на выходе
БМ1 применяют кварцевые и электромеханические (магнито-
стрикционные) фильтры, обладающие довольно большой крутиз-
ной ската АЧХ, что способствует высокому подавлению нерабочей
боковой полосы. Кварцевые и электромеханические фильтры по-
зволяют достичь подавления ненужной боковой полосы порядка
50...60 дБ. При этом первая поднесущая частота FOj может быть
выбрана до 200...500 кГц при использовании электромеханических
272
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
фильтров и в интервале 100...500 кГц при использовании кварце-
вых фильтров. Чем выше значение Гф, тем меньше потребуется
промежуточных преобразований частотного спектра. Известны
разработки кварцевых фильтров для частот 5... 10 МГц и опытные
разработки до 10... 15 МГц. Однако до сих пор широко распро-
странены кварцевые фильтры для частот 100... 150 кГц, так как
именно для этих частот возможно изготовление дешёвых кварце-
вых резонаторов с малым ТКЧ. Вторая поднесущая частота в со-
временных передатчиках обычно выбирается в пределах 1...3 МГц.
Соответственно фильтр Ф2 получается проще фильтра Ф1, а вы-
ходной фильтр Ф оказывается ещё проще. Фильтры различаются
по рабочей частоте и уровню мощности проходящего сигнала.
В тракте формирования однополосного сигнала предусматривают-
ся усилители. Выходной балансный модулятор БМ является самым
мощным и может быть выполнен на лампах. Первый балансный
модулятор БМ1 является самым маломощным и выполняется по
кольцевой схеме БМ на диодах. Следует отметить, что электроме-
ханические и кварцевые фильтры - это также маломощные устрой-
ства. У электромеханических фильтров достижима добротность до
5000... 10000, у кварцевых фильтров добротность выше и меньше
неравномерность АЧХ.
Рассмотренный метод выделения ОБП является основным ме-
тодом, используемым в профессиональной аппаратуре связи, так
как он позволяет выделить ОБП с очень большим подавлением
второй боковой полосы, освобождая этим канал связи от побочных
помех. Кроме того, этот метод удобен для формирования группо-
вого сигнала при многоканальной работе. Метод также обладает
хорошей эксплуатационной устойчивостью.
Кроме рассмотренного метода выделения ОБП известны, в ча-
стности, фазоразностный, фазофильтровый, синтетический и др. В
профессиональной аппаратуре связи эти методы практически не
применяются в основном из-за сложности схемотехнических ре-
шений, нестабильности во времени их основных характеристик и
т.п. Тем не менее отдельные из них в силу простоты и других дос-
тоинств находят применение в специальной аппаратуре или в ап-
паратуре радиолюбительской связи. Исследование этих методов и
поиск технических решений их реализации продолжаются. Поэто-
му радиоспециалистам целесообразно знать другие методы форми-
рования ОБП.
ЛЕКЦИЯ 28
273
ВЫДЕЛЕНИЕ ОБП С ПОМОЩЬЮ
МНОГОФАЗНОЙ МОДУЛЯЦИИ
(ФАЗОР АЗНОСТНЫИ СПОСОБ
ФОРМИРОВАНИЯ ОБП)
В системах многофазной модуляции и-фазная система напря-
жений высокой частоты модулируется //-фазной системой напря-
жений низкой частоты. Каждая фаза представляет собой самостоя-
тельную систему амплитудной модуляции (AM), в которой обра-
зуются колебания несущей частоты и двух боковых полос. В об-
щем случае число п должно быть больше двух. Напряжения как
высокой так и низкой частоты в соседних фазах должны быть
сдвинуты на
360Т
/г )
Идея выделения ОБП при многофазной модуляции заключается
в том, что при суммировании составляющих всех фаз в общей на-
грузке должны оказаться подавленными несущая частота и одна из
боковых полос. Результатом суммирования является выделенный
однополосный сигнал, например,
ш71и
= П---— COS(CO + Q)z
2
или
г1Е = П—~COS(to_	
Уяснить идею метода легче, рассмотрев несколько частных
случаев.
1. Трёхфазная модуляция. Структурная схема метода представ-
лена на рис. 28.10,а. В этом случае п = 3 и напряжения в фазах
сдвинуты соответственно на 120° и 240°. В системе требуется три
AM генератора, работающих на общую нагрузку. AM генераторы
отличаются друг от друга только тем, что сигналы на них (модули-
руемый и модулирующий) подаются со сдвигами в 120° и 240°. На
рис. 28.10,<т указаны положительные фазовые сдвиги, но они могут
быть и отрицательные. По одному сигналу сдвиг может быть по-
ложительный, а по другому - отрицательный. От этого зависит,
274
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
сигнал какой боковой полосы (нижней или верхней) будет выде-
лен. Принцип подавления колебания несущей частоты и одной бо-
ковой полосы поясняется векторной диаграммой рис. 28.10,6. Что-
бы понять векторную диаграмму, напомним общее выражение AM
колебания (24.5), когда модулируемый и модулирующий сигналы
имеют начальные фазы ф0 и (роп, отличные от нуля:
h = Ahcos(wz + <Po) + ——cos[(w + Q)r+ ф0 +<р0£2] +
2
-^•cos[(co- Q)t + Фо - ф0£2].
(28.4)
Рис. 28.10
Если на выходе каждого AM генератора существуют несущие
колебания одинаковой амплитуды, то результирующее несущее
колебание оказывается равным нулю, так как векторы несущих
колебаний в этом случае образуют замкнутый треугольник12. Точ-
но так же при равенстве амплитуд создаваемых в каждом генера-
торе боковых колебаний при принятых положительных фазовых
сдвигах сигналов векторы колебаний верхних боковых частот (по-
лос) ВВП образуют замкнутый треугольник, а векторы колебаний
12
Можно убедиться в равенстве нулю результирующего колебания, алгебраически
просуммировав три слагаемых: /1Hcos<nr, /1н cos(wz +120°); /]н cos(eof + 240°).
Л Е К Ц И Я 28
275
вел!
ВБП2
НБП2
НБП!
НБП4
ВБП4
ВБПЗ
*• НБПЗ
Рис. 28.11
нижних боковых частот (полос) НБП оказываются в фазе и скла-
дываются алгебраически.
2. Четырёхфазная модуляция. В этом случае п = 4 и фазовые
сдвиги между напряжениями в фазах AM равны 90°, 180° и 270°.
Векторная диаграмма выходного сигнала
при четырёхфазной модуляции показана
на рис. 28.11.
Векторная диаграмма построена на
основании (28.4) при положительных
сдвигах напряжений в фазах модуляции.
Поэтому, как и при трёхфазной модуля-
ции, подавленными на выходе оказыва-
ются колебания несущей и верхней боко-
вой частоты (полосы) ВБП. На нагрузке
выделяется колебание нижней боковой частоты (полосы) НБП. Для
полного подавления несущего колебания и одной боковой полосы
требуется полная амплитудная симметрия AM генераторов и обес-
печение требуемого сдвига фаз на несущей частоте и во всей поло-
се модулирующих частот.
3. Двухфазная (квадратурная) модуляция. Выше отмечалось,
что многофазная модуляция формирования однополосного сигнала
возможна при числе фаз больше двух. Если выбрать число фаз п = 2,
т.е. осуществить два амплитудно-модулируемых генератора с на-
пряжениями, сдвинутыми на 180°, то, в чём нетрудно убедиться,
используя (28.4) или соответствующую векторную диаграмму, ко-
лебание .несущей частоты будет подавлено, а колебания боковых
частот (полос) просуммируются. Обратим внимание, что если реа-
лизовать описанную систему при п = 2, то мы получим рассмот-
ренную ранее схему двухтактно-параллельного БМ (рис. 28.1,6 и
28.4,6).
Если обратиться к векторной диаграмме для выходного сигнала
при четырёхфазной модуляции (рис. 28.11), то можно видеть, что
если взять две соседние системы, напряжения в которых имеют
фазовый сдвиг 90°, то в суммарном сигнале одна боковая частота
(полоса) будет отсутствовать (в примере рис. 28.11 отсутствует
ВБП), а на выходе будут колебания несущей и другой боковой час-
тоты (в примере рис. 28.11 колебания НБП). При этом амплитуда
результирующего колебания несущей частоты определяется как
корень квадратный из суммы квадратов несущих колебаний с вы-
276
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
хода каждой фазы13. Избавиться от несущего колебания на выходе
системы можно, используя в каждой фазе вместо AM генератора,
обеспечивающего на выходе несущее колебание и две боковые
частоты (полосы), балансный модулятор (БМ), на выходе которого
будут только колебания боковых частот (полос). Схема такой сис-
темы показана на рис. 28.12 и носит
название квадратурной схемы фор-
мирования однополосного сигнала
(формирования ОБП).
Недостатком всех систем много-
фазной модуляции является требова-
ние амплитудной симметрии всех фаз,
что необходимо, но ещё недостаточно
для подавления несущего колебания и
колебания одной боковой частоты
ис'	(полосы). Другим недостатком явля-
ется необходимость создания нескольких напряжений (определяет-
ся числом фаз), сдвинутых на определённый угол. Если не будет
обеспечен требуемый фазовый сдвиг напряжений, то даже при
полной амплитудной симметрии фаз не будет полного подавления
несущего колебания и одной боковой частоты (полосы). Равно как
не будет полного сложения выделяемой ОБП. Основная трудность
состоит в создании низкочастотных напряжений, так как в этом
случае требуется фиксированный фазовый сдвиг в некоторой по-
лосе частот. Тем не менее эта задача успешно решается и сущест-
вуют широкополосные фазовращатели, обеспечивающие в требуе-
мой полосе частот необходимый фазовый сдвиг с точностью ±1°.
Обеспечить необходимый фазовый сдвиг на фиксированной несу-
щей частоте проще.
Достоинство многофазной модуляции - возможность формиро-
вания ОБП непосредственно на рабочей частоте.
ФАЗОФИЛЬТРОВЫЙ СПОСОБ
ФОРМИРОВАНИЯ ОДНОПОЛОСНОГО СИГНАЛА
Структурная схема фазофильтрового способа формирования
сигнала ОБП представлена на рис. 28,13.
13 Вектор результирующего колебания несущей частоты совпадает с гипотенузой
прямоугольного треугольника, с катетами которого совпадают векторы несу-
щих колебаний фаз. О таких складываемых сигналах говорят, что они находятся
в «квадратуре».
ЛЕКЦИЯ 28
277
Рис. 28.13
Процесс формирования однополосного сигнала в фазофильтро-
вой схеме основывается на принципе квадратурной (многофазной)
модуляции. В схему также входят два фильтра нижних частот, по-
зволяющих исключить из схемы сложные широкополосные фазо-
сдвигающие устройства (фазовращатели).
На балансные модуляторы БМ 1 и БМ2 поступают сигналы мо-
дулирующей частоты F и два напряжения поднесущей частоты Fo:
L/qCosQo^ и L/qCos (Qot + 90°), сдвинутые по фазе на 90°. На выходах
указанных модуляторов, которые считаем абсолютно идентичны-
ми, соответственно получаем напряжения14
Ц = mf/0{cos[(Q() + Q)/+ 90 ]+ cos[(Q0 -Q)Z+ 90°]};
(28.5)
U 2 = m(70[cos(Q0 + Q)f + cos(Q0 - £2)/],
где m - в данном случае коэффициент пропорциональности, связан-
ный с коэффициентом амплитудной модуляции; Qo = 27tF0; Q = 2nF.
Эти напряжения поступают на фильтры нижних боковых полос
ФНБП1 и ФНБП2 соответственно, на выходах которых создаются
напряжения •
и[ = A1wf/0cos[(Q() -Q)f+ 90° + <Pj ];
(28.6)
и'2 = &2wt/0 cos((Q0 -Q)f + <p2],
14 Очевидно, можно говорить о токах, создающих эти напряжения. В данном слу-
чае удобнее говорить о напряжениях, что никак не отражается на описании сути
рассматриваемого метода. Просто описание получается нагляднее.
278
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
где к\, к2 - коэффициенты передачи по напряжению соответст-
вующих фильтров; фр <р2 ~ фазовые сдвиги, создаваемые соответ-
ствующими фильтрами на разностной частоте (на частотах НБП).
Если фазовые сдвиги, создаваемые фильтрами на одной и той
же частоте, одинаковы, то напряжения на выходах фильтров ока-
зываются сдвинутыми ровно на 90°. Далее работа оконечной части
схемы, включающей балансные модуляторы БМ17 и БМ2Х и фазов-
ращатель на 90° на частоте f аналогична квадратурной схеме фор-
мирования однополосного сигнала (рис. 28.12). При положительном
фазовом сдвиге +90° на частоте/на выходе схемы (рис. 28.13) будет
выделен суммарный сигнал НБП. При этом на приёмной стороне
потребуется восстановить частоту / - Fo. Если на частоте / обеспе-
чить фазовый сдвиг -90°, то выделится сигнал ВБП. Соответственно
на приёмной стороне потребуется восстановить частоту /+ Fq.
Таким образом, при фазофильтровом способе формирования
однополосного сигнала два низкочастотных напряжения с неиз-
менным фазовым сдвигом в 90° получаются с помощью фазовра-
щателя на фиксированной частоте Qo, что не связано с особыми
трудностями. Однако при данном способе формирования однопо-
лосного сигнала предъявляются жёсткие требования к амплитуд-
ным и особенно к фазовым характеристикам фильтров боковых
полос. Создание двух ФНЧ с абсолютно идентичными фазовыми
характеристиками в интересующей полосе частот может оказаться
невыполнимой задачей.
При фазофильтровом способе формирования однополосного
сигнала поднесущая частота Fo может быть выбрана из условия15
Г I г
1г _ гмин гмакс
f»------5—•
где FMI1H и FMaKC - соответственно минимальная и максимальная час-
тоты в спектре модулирующего сигнала.
В этом случае поднесущая частота соот-
ветствует середине спектра сигнала низкой
(модулирующей) частоты (рис. 28.14). При
таком выборе поднесущей частоты верхние
боковые полосы (ВБП) на выходах баланс-
ных модуляторов БМ1 и БМ2 имеют обыч-
ный вид, занимая полосу частот от (Fo + FMHH) до (Fo + FMaKC), и от-
личаются только тем, что колебания в них сдвинуты на 90°. Ниж-
15 Соответствует так называемой схеме Уивера.
ЛЕКЦИЯ 28
279
ние боковые полосы (НБП) образуются двумя группами спектра,
расположенными слева и справа от Fo- При этом обе группы спектра
НБП начинаются с нуля, т.е. при F = 0. Соответственно границы
первой группы заключаются в интервале частот от F = 0 до
F -F
г _ г _ е' _ гмакс 1 мин
Г1 г0 гмин	2
Границы второй группы спектра заключаются в интервале час-
тот от F = 0 до16
F - F
F F _ /7 — макс гмин _ г
г2 гмакс г0	2	'
Как видим, обе группы спектра НБП занимают один и тот же ин-
тервал частот. Следовательно, фильтры нижних боковых. частот
ФНБП1 и ФНБП2 должны иметь полосу частот от F = 0 до
р = _макс гмин
2
что в два раза уже ширины спектра модулирующего сигнала17. На
выходах БМ1 и БМ2 сигналы НБП отличаются только сдвигом ко-
лебаний по фазе на 90°.
Описанная спектральная картина колебаний на выходах БМ 1 и
БМ2 показана на рис. 28.15.
Обратим 'внимание, что вторую группу спектра НБП можно на-
звать «перевёрнутой», так как верхним частотам модуляции F, на-
ходящимся в интервале частот
16 Обратим внимание, что физический смысл имеют только положительные частоты.
17 При AM с несущей и двумя боковыми полосами занимаемая колебанием полоса
частот равна 2FM,KC, а при ОМ с полностью подавленной несущей занимаемая
полоса частот (FMaKC - FM„H). При рассматриваемом способе формирования ОБП
полоса результирующего колебания НБП в два раза уже: (FMaKC - FM„H)/2.
280
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Fмакс — F > Fo,
соответствуют более высокие частоты, чем при выборе поднесу-
щей частоты Fo > FMaKC, как это делается при других способах фор-
мирования сигнала ОБП, рассмотренных выше.
Выражения (28.5) применительно к схеме Уивера справедливы
для модулирующих частот в интервале Fo > F > FMI1H. Для модули-
рующих частот в интервале FMaKC > F > Fo следует считать, учиты-
вая, что физический смысл имеют положительные частоты,
Ux = wt70{cos[(fi0 +Q)Z + 90°] + cos[(Q-Q0)f-90°]};
(28.5х)
U 2 = mU q[cos(Q.q + Q)t + cos(Q - £20)r].
Соответственно выражения (28.6) справедливы также для мо-
дулирующих частот в интервале Fo > F > FM„„, а для модулирую-
щих частот в интервале FMaKC > F> Fo следует считать
Ux = кхти0 cos [(S2 - £l0)t - 90° + <Pj ];
U2 = k2mU0 cos[(S2 - £20) + <p2 ].
(28.6х)
Считая балансные модуляторы БМ1Х и БМ2Х абсолютно иден-
тичными, получаем напряжения на их выходах при Fo > F > FMHH:
Ux = KU[ = KkjtnU 0{cos[((O+Qo - Q)f +
+90° + 90° + <Pj ]+cos[(co- Qo + Q)c + <Pj J};
(28.7)
U2 =KU2 - Кк2ти0{со8[((й+-fi)f + (p2] +
+cos[(co -	+ Q)z + <p2 ]},
где К - коэффициент преобразования БМ; со = 2nf.
Учитывая (28.6х), при модулирующих частотах в интервале
FMaKC > F> Fo соответственно получаем
ЛЕКЦИЯ 28
281
Uy = Klj{ = К£]7лС/д{со5[((0+Q — Qq)1 + (р] ] +
+cos[(oj—Q + S2q)? + 90 +90 + <P|]};
(28.8)
t/2 = KU'2 = KE>m(/0{cos[(w+Q-Q0y + (p2] +
+cos[(o)-Q + Q0)f + <p2]}.
Если фильтры боковых полос ФНБП1 и ФНБП2 абсолютно
идентичны, то результирующий сигнал (4 на выходе схемы в ин-
тервале модулирующих частот Fo > F > FMum как следует из (28.7),
определяется вторыми слагаемыми, соответствующими нижним бо-
ковым полосам на выходах БМ, и БМ2 . В интервале модулирующих
частот FMaKC > F > Fo результирующий сигнал (4 на выходе схемы, как
следует из (28.8), определяется первыми слагаемыми, соответствую-
щими верхним боковым полосам на выходах БМ] и БМ2 .
Для выделения полезного сигнала на приёмной стороне, как
уже отмечалось, потребуется восстановление частоты f - Fo (или
со - Qo).
Как видно из (28.5), (28.6), (28.5х), (28.6х) при Q = £10, что имеет
место при частоте модулирующего сигнала F = Fo, гармонические
сигналы НБП на выходах БМ1 и БМ2, соответственно и на выходах
фильтров ФНБП1 и ФНБП2 отсутствуют. Эффект модуляции про-
порционален уровню выходного постоянного напряжения (тока) .
Очевидно, выходные цепи БМ в этом случае не могут быть выпол-
нены с использованием трансформаторов. В качестве нагрузки
следует использовать резисторы. При этом предпочтительной мо-
жет оказаться двухтактно-параллельная схема БМ (см. рис. 28.1,6;
28.4,6; 28.5,6).
МНОГОКАНАЛЬНАЯ ПЕРЕДАЧА
С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ СИГНАЛА ОБП
Выше мы отмечали, что ОМ широко применяется в многока-
нальной радиосвязи. Это объясняется следующими соображениями.
Допустим, что с помощью передатчика надо передать N сооб-
щений. Пусть максимальная величина колебательного напряжения
18 Обратим внимание, что при постоянном напряжении (токе), т.е. при частоте
F = 0, фазовые сдвиги обоих ФНЧ равны нулю.
282
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
(аналогично можно рассуждать относительно максимальной вели-
чины полезной гармоники выходного тока), которая может быть
допущена на выходе передатчика, равна UM макс. Так как это напря-
жение создаётся сигналами всех сообщений, то при равномерном
распределении его между сообщениями на одно сообщение (один
канал) приходится напряжение
г j	_ макс
17 м1канала ~	’
соответственно колебательная мощность, приходящаяся на один
канал,
1 U2,	1 и2 р
р __ 1 м!канала _ 1 ^ммакс _ -макс
Дканала 2	2 ^2	’
где Р-Макс - максимальная колебательная мощность, возможная на
выходе передатчика.
Последнее выражение показывает, что при многоканальной пе-
редаче резко уменьшается колебательная мощность, приходящаяся
на один канал (одно сообщение). При одновременной передаче
всех сообщений суммарная мощность в нагрузке передатчика
Р
р — ктр - -макс
" -1 канала
Как видим, суммарная мощность оказывается в N раз меньше мак-
симальной возможной мощности передатчика.
Статистический анализ многоканальных сигналов (сообщений)
показывает, что при большом числе каналов маловероятно одно-
временное совпадение максимальных уровней сигналов по всем
каналам, что позволяет увеличить выходной уровень сигнала на
один канал по сравнению с равномерным распределением. Это об-
стоятельство позволяет несколько увеличить мощность на один
канал, однако в целом не спасает положения. Дальность и надёж-
ность связи напрямую связаны с уровнем мощности выходного
сигнала сообщения.
Плохое использование мощности передатчика при многока-
нальной работе требует серьёзного увеличения его мощное: и для
обеспечения уверенного приёма. Иные условия создаются при ра-
диосвязи на ОБП. Большой эквивалентный выигрыш в мощности
при ОМ в значительной мере компенсирует проигрыш в использо-
вании мощности передатчика при многоканальной работе.
ЛЕКЦИЯ 28
283
На рис. 28.16 представлена структурная схема формирования
однополосного сигнала, соответствующего многоканальному со-
общению. Cxei\ia иллюстрирует формирование сигнала для переда-
чи четырёх сообщений: Fu F2, F2, F^. Объединением двух таких
схем можно сформировать сигнал для передачи восьми сообщений
и т.д. Из приведенной схемы видно, что свободная боковая полоса
одного канала используется для другого.
Рис. 28.16
284
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Необходимо отметить, что передача нескольких сообщений по
одному передатчику более целесообразна, чем использование для
каждого канала своего передатчика, даже однополосного. В по-
следнем случае потребовалось бы занять более широкую полосу
частот в эфире с учётом взаимной нестабильности рабочих частот
передатчиков.
При многоканальной работе значительно повышается требова-
ние линейности усиления. Нелинейность усиления приводит к пе-
рекрёстным искажениям. Для обеспечения линейного усиления в
маломощных каскадах однополосных передатчиков используют
режим класса А, а в мощных - класса В. Кроме того, при необхо-
димости весь усилительный тракт передатчика охватывают специ-
альными видами отрицательной обратной связи.
При настройке однополосные передатчики испытывают на пе-
рекрёстные искажения путём одновременной модуляции двумя
сигналами разных звуковых частот с равными амплитудами. При
этом амплитуды колебаний комбинационных частот модуляции в
выходном сигнале не должны превышать 1...3 % от амплитуд ко-
лебаний полезных частот.
Примечание. Настоящей лекцией мы завершили рассмотрение во-
просов осуществления AM в генераторах радиопередающих устройств.
Следует обратить внимание, что АМГ в передатчике и смеситель или
преобразователь частоты в радиоприёмнике являются родственными уст-
ройствами. Отличие только в том, что на выходе АМГ получают колеба-
ния суммарной и разностных частот, а на выходе смесителя или преобра-
зователя частот надо иметь одно из этих колебаний, что достигается соот-
ветствующей реализацией фильтрующих систем (при выделении ОБП
решается подобная задача). Сказанное относится и к балансным модуля-
торам (существуют балансные смесители).
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 28
1.	Изобразите AM колебание при модуляции одним тоном с коэффи-
циентом модуляции т = 1 и соответствующее ему колебание верхней
(нижней) боковой частоты. Опишите колебания. Как изменится вид коле-
баний при т = 0,5?
2.	Имеются передатчики с AM и ОМ, обеспечивающие на приёмном
конце одинаковые эффекты при полном использовании номинальных
возможностей АЭ выходных каскадов. Какие будут параметры AM пере-
датчика, выходной каскад которого выполнен на таком же АЭ, как у
имеющегося передатчика с ОМ? Сравните получаемые параметры с па-
раметрами имеющегося AM передатчика.
ЛЕКЦИЯ 28
285
3.	Представьте схему БМ, соответствующую рис. 28.1, при использо-
вании, например, генераторов:
•	с пентодной модуляцией;
•	с коллекторной модуляцией.
Поясните схемы.
4.	Опишите достоинства и недостатки диодного АМГ. Покажите пути
протекания составляющих тока диода в схемах рис. 28.2. Дайте пояснения.
5.	Покажите пути протекания токов .в схеме диодного БМ рис. 28.4.
6.	Укажите на схеме кольцевого БМ рис. 28.7 транзисторы, соответст-
вующие АМГ двухтактно-параллельного БМ (рис. 28.4,6) и АМГ двух-
тактного БМ (рис. 28.4,а). Поясните их соответствие схеме рис. 28.5.
7.	Определите фазовые сдвиги колебаний ВБП и НБП в схемах мно-
гофазной модуляции при п = 3 (рис. 28.10,а) и при п = 4, используя (28.4),
при соответствующих положительных сдвигах фаз. Какие следует ввести
фазовые сдвиги, чтобы выделить другую боковую полосу.
8.	Получите соотношения (28.7) и (28.8). Как они изменятся, если
один из фазовых сдвигов сделать - 90°? А если оба фазовых сдвига сде-
лать по - 90°? Какая частота при этом должна быть восстановлена на при-
ёмной стороне?
9.	Поясните формирование группового однополосного сигнала, соот-
ветствующего многоканальному сообщению по схеме рис. 28.16.
10.	Чему будет равна выходная мощность передатчика, если все N со-
общений окажутся абсолютно одинаковыми?
11.	Почему при передаче N сообщений суммарная мощность каналов
передатчика оказывается равной Р_макс / N , а при передаче одного сооб-
щения по всем каналам она достигает значения Р~макс?
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 28
См. список литературы д ля дополнительного чтения по теме лекции 24,
исключая [5] и [6].
ЛЕКЦИЯ 29
Основные параметры сигналов с частотной и фазовой
модуляцией (ЧМ и ФМ). ~ Сходство и различия сигналов
с ЧМ и ФМ. ~ Спектр и занимаемая полоса частот. ~
Сравнительные характеристики устройств и систем с ЧМ
и ФМ. ~ Основной метод осуществления ФМ. ~ Фазовый
модулятор. ~ Прямой и косвенный методы ЧМ, схемы
осуществления и их сравнительные характеристики. ~
Частотный модулятор. ~ Двухтактный частотный
модулятор. ~ Частотное и фазовое телеграфирование
(ЧТиФТ)
ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ СИГНАЛОВ
С ЧАСТОТНОЙ И ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
(ЧМ И ФМ)
(Т / ри амплитудной модуляции (AM) модулирующий сигнал
J *- воздействует на амплитуду колебания высокой частоты.
Остальные параметры высокочастотного колебания, как-то: часто-
та и начальная фаза - остаются без изменений.
При частотной модуляции (ЧМ) в соответствии с законом пе-
редаваемого сигнала s (?) изменяется частота1, значение которой
определяется из соотношения
С0(0 =	+ ks(t),
(29.1)
где (й^- частота колебания при отсутствии модулирующего сигна-
ла; к - коэффициент пропорциональности.
1 В приводимых ниже соотношениях используется круговая частота со = 2nf, где f
и есть собственно частота колебания, выраженная в герцах (Гц).
Л Е К Ц И Я 29
287
При фазовой модуляции (ФМ) в соответствии с законом пере-
даваемого сигнала s (t) изменяется начальная фаза колебания
ф0 (О = Фо + Ь(Г),	(29.2)
где <р0- начальная фаза колебания при отсутствии модулирующего
сигнала, которая может быть принята равной нулю. В этом случае
соответственно
<р0(О = Ь(г).
При рассмотрении общих положений ЧМ и ФМ удобно вос-
пользоваться выражением для гармонического колебания, запи-
санным в следующем виде, например, для тока
i(f) = /cosy(l),	(29.3)
где ф(г) - фаза колебания, изменяющаяся в общем случае по неко-
торому закону.
При отсутствий ЧМ или ФМ фаза колебания
\|/(О = «и + Ф0 =oV + <Po’	(29.4)
где ю = сй0 - круговая частота колебания, являющаяся постоянной;
ф0- начальная фаза колебания.
При ЧМ согласно (29.1) изменяется мгновенная частота коле-
бания в соответствии с модулирующим сигналом. Однако это во-
все не означает, что для записи выражения ЧМ колебания на осно-
вании (29.3) следует в (29.4) на место частоты поставить выраже-
ние (29.1). При такой подстановке получится выражение, не
имеющее физического смысла.
По определению круговая частота колебания есть скорость из-
менения фазы колебания
dy(t)
.	dt
В общем случае при произвольном изменении фазы колебания
ф(г) последнее выражение определяет мгновенную частоту со(г),
т.е.
(0(0 = ^^.	(29.5)
dt
288
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
В свою очередь
V(z) =	+ <р0 ,
(29.6)
где ф0- в данном случае постоянная интегрирования, соответст-
вующая начальной фазе колебания.
Учитывая соотношения (29.1), (29.2), (29.5), (29.6), в соответст-
вии с (29.3) можно записать следующие выражения:
•	для ЧМ колебания
i(t) = I cos[(00z + к ^s(t)dt + ф0 ];
•	для ФМ колебания
i(f) = I cos[co0Z + ks(t) + ф0 ].
Амплитуда колебания при ЧМ и ФМ остаётся неизменной.
Если передаваемый (модулирующий) сигнал гармонический, т.е.
s(t) = S cosfiz,
где S - амплитуда сигнала; Q- круговая частота модулирующего
сигнала (для сокращения записи начальная фаза модулирующего
сигнала принята равной нулю), то:
•	приЧМ
o/Z) = <оо + kS cos Qz;	(29.7)
kS V(Z) = Jco(z)Jz + Фо = woz +—sin Sit + ф0;	(29.8)
(	kS	A z’(z) = 7cos co0Z +—5Щ^ + ф0 ; \	J	(29.9)
• при ФМ
Ф0(О = Ф0 + kScosSlf,	(29.10)
у (z) = со0г + kS cos Qz + ф0;	(29.11)
iff) = I cos(to0z + kS cos Qz + ф0).	(29.12)
Согласно (29.7) величина kS при ЧМ определяет максимальное
отклонение частоты от среднего значения <в0, называемое девиа-
ЛЕКЦИЯ 29
289
цией частоты Д(од. При ФМ величина kS, как следует из (29.10),
определяет максимальное отклонение (девиацию) начальной фазы
л	kS
Д<р0. Отношение — при ЧМ называется индексом частотной мо-
дуляции, измеряемым в радианах. Обычно обозначается символом
Р. Таким образом, при ЧМ2
в^ = А(Од
Сравнивая выражения (29.9) и (29.12) для ЧМ и ФМ колебаний
соответственно, нетрудно видеть их большое сходство. Кроме то-
го, если при ФМ девиацию начальной фазы Д<р0 также обозначить
символом Р, т.е. Д<р0 =kS = Р, и учесть, что функции синуса, и ко-
синуса отличаются только сдвигом по фазе на 90°, то для ЧМ и
ФМ колебаний можно пользоваться одной формой записи, напри-
мер, как для ЧМ колебания (29.9):
i(r) = I cos(co0r + Psin Q.t + <p0),	(29.13)
которой мы в дальнейшем и будем придерживаться.
2 Обратим внимание, что правая часть приводимого ниже соотношения лишь чис-
ленно определяет индекс ЧМ, поскольку отношение Д(од .и £2 , имеющих оди-
наковую размерность, даёт безразмерную величину, тогда как Р имеет размер-
ность угловых единиц - радиан (или градусов). Чтобы определяемая соотноше-
нием величина имела нужную размерность, должны быть разные размерности у
коэффициентов пропорциональности к при соответствующих преобразованиях
сигнала. Так, йри ЧМ, если размерность модулируемого сигнала s(t) принять в
вольтах [В], то в (29.7) коэффициент к должен иметь размерность
рад _ рад-Гц
c-bJ [ В
. Получаемая размерность произведения
kS
рад
с
= [рад-Гц]
соответствует размерности круговой частоты. В (29.8) величина — должна
иметь размерность [рад]. При размерности амплитуды S модулирующего сигна-
ла [В] и размерности круговой частоты Q.
= [рад - Гц] коэффициент про-
порциональности к в (29.8) должен иметь размерность
21	2 1-
рад _ рад -Гц
с-В "	В
Таким образом, коэффициенты к в соответствующих выражениях разные, хотя и
имеют одинаковые величины.
290
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Большое сходство ЧМ и ФМ колебаний обусловлено тем, что в
обоих случаях изменяется фаза колебания \|/(Z) и при модуляции
гармоническим сигналом не представляется возможным опреде-
лить вид модуляции: частотная или фазовая. Поэтому обе эти мо-
дуляции объединяют под общим названием угловой модуляции. В
то же время этим видам модуляции присущи и некоторые различия
изменения фазы колебания v|/(z), обусловленные разными соотно-
шениями между изменениями начальной фазы и частоты при оди-
наковом модулирующем сигнале.
При ЧМ девиация частоты прямо пропорциональна амплитуде
модулирующего сигнала
Д(0д = kS
и не зависит от частоты модуляции Q. В то же время индекс ЧМ
В-*$ = Аюд
Р Q Q ’
определяющий, как видно из (29.8), максимальное отклонение (де-
виацию) фазы Д<р0 при ЧМ, обратно пропорционален частоте мо-
дулирующего сигнала.
При ФМ максимальное отклонение начальной фазы Д<р0 = 0
прямо пропорционально амплитуде модулирующего сигнала и не
зависит от его частоты, т.е.
Дфо=0 = *$.
По аналогии с ЧМ параметр Д<р0 = 0 = kS называют индексом ФМ.
Частота колебания при ФМ, определяемая на основании соот-
ношений (29.5), (29.11),
<п(г) =	- - <о0 - fcSfisin Sit = (00 - Дсод sin Sit.
dt
Согласно последнему выражению девиация частоты Д(0д при
ФМ оказывается прямо пропорциональной амплитуде модули-
рующего сигнала 5, как и при ЧМ, и прямо пропорциональной час-
тоте модулирующего сигнала Q, в отличие от ЧМ, и равна
Д(0д = kSSl = Д(р0£2 = 0Q.
ЛЕКЦИЯ 29
291
На рис. 29.1 показаны зависимости девиации частоты Д(0д и
девиации фазы Д<р0 при ЧМ и ФМ в зависимости от частоты моду-
ляции Q.
Рис. 29.1
Различное изменение девиации частоты Дсоди девиации фазы
Д<р0 при ЧМ и ФМ при изменении амплитуды и частоты модули-
рующего сигнала даёт возможность определить вид модуляции:
частотная (ЧМ) или фазовая (ФМ). Для этого необходимо осуще-
ствить модуляцию поочерёдно двумя гармоническими сигналами
равной амплитуды, но разных частот. Если отклонение (девиация)
начальной фазы неизменно, то модуляция - фазовая (ФМ), если
отклонение (девиация) начальной фазы обратно пропорционально
частоте модулирующего сигнала, то модуляция - частотная (ЧМ).
Аналогично, если девиация частоты неизменна, то модуляция -
частотная (ЧМ), если девиация частоты прямо пропорциональна
частоте модулирующего сигнала, то модуляция - фазовая (ФМ).
Если ЧМ или ФМ осуществляется сложным сигналом
п
= cosQ(/,
i=i
то аналитическая запись ЧМ и ФМ колебания (29.13) принимает вид
I	п
i(t)= I cos соо/ + £ р, sin Цг + <р0
\	|=1
тс.
где Р( =—при ЧМ и Р; =kSj при ФМ.
292
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
При различных применениях в радиовещании ЧМ и ФМ обыч-
но удовлетворяются условия:
Дсо «(00; £2макс «со0.
Д	V	MaKU	U
Одними из основных параметров радиопередающих устройств
с ЧМ являются: максимальное отклонение (девиация) частоты Д/д
и индекс частотной модуляции Р, под которым подразумевается
отношение
= А/д	w
макс
где FMaKC - максимальная рабочая частота модуляции.
Так как при ЧМ Д/д не зависит от частоты модуляции, то, как
видим, под индексом частотной модуляции в радиопередающем
устройстве понимается минимальное значение отношения девиа-
ции частоты к частоте модулирующего сигнала. В общем случае
при ЧМ индекс модуляции изменяется в пределах
р =-^- р	=-^~,
”мин р	”макс р’ ’
гмакс	гмин
где FMHH - минимальная рабочая частота модуляции.
Задание индекса модуляции в передатчиках и системах с ЧМ
соотношением (*) является удобным (малое число), а главное - ис-
черпывающим, в чём мы убедимся при рассмотрении вопроса о
занимаемой полосе частот ЧМ или ФМ колебанием.
В радиопередающих устройствах, особенно для целей радио-
вещания, предпочтение отдаётся ЧМ, а не ФМ. Это обусловлено
следующими обстоятельствами.
1. Чтобы ЧМ и ФМ имели преимущества перед AM в отноше-
нии помехоустойчивости, необходимо иметь индекс частотной или
фазовой модуляции Р>(2...3). Осуществить ФМ с большим ин-
дексом модуляции, как ниже будет показано, технически трудно,
тогда как получить большой индекс ЧМ не столь сложно.
2. Частотный детектор проще фазового, следовательно, при ис-
пользовании ЧМ для радиовещания упрощается приёмник, что
важно с точки зрения его эксплуатации и стоимости.
ЛЕКЦИЯ 29
293
ЧАСТОТНЫЙ СПЕКТР И ЗАНИМАЕМАЯ ПОЛОСА
ЧАСТОТ ЧМ И ФМ КОЛЕБАНИЯМИ
Обратимся к выражению (29.13), описывающему ЧМ или ФМ
колебание при модуляции гармоническим сигналом:
i(?) = 1 cos(co0r + |3sin Qt + ф0).
Воспользовавшись разложением косинуса двух углов в круг-
лых скобках последнего выражения, можно представить его в сле-
дующей записи:
i(r) = I cos(Psin £2r)cos(co0r + ф0) -
-1 sin(Psin Qr)sin(wor + ф0).	(29.14)
Как видим, ЧМ или ФМ колебание можно разложить на два ко-
лебания с частотой соо, сдвинутых между собою по фазе на 90°
(одно колебание изменяется по закону косинуса, а второе по зако-
ну синуса одного и того же аргумента, изменяющегося со време-
нем пропорционально частоте соо). Амплитуды этих колебаний
являются периодическими функциями времени следующего вида:
/cos(PsinQz)	(**)
и
/sin(PsinQr).	(***)
Каждую из этих функций можно разложить в ряд Фурье.
Прежде чем это сделать, рассмотрим случай, когда индекс мо-
дуляции Р мал и можно считать
cos(Psin£2r)==l,
а
sin(Psin Qr) ~ Psin Qt.
В этом случае выражение (29.14) может быть представлено в
следующем виде:
294
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
i(z) «= 1 cos(co0z + ф0) - р/ sin Qi sin(coor + ф0) =
= / cos(<n0r + ф0) + ~~cos[(C0q + Q)r + Фо ] -
- ^-cos[(co0 - Q)t + Фо].	(29.15)
Согласно (29.15) ЧМ и ФМ колебания при малом индексе мо-
дуляции могут быть представлены, как и AM колебание (24.5), в
виде трёх гармонических составляющих. Первое слагаемое в
(29.15) соответствует высокочастотному колебанию при отсутст-
вии модуляции, т.е. оно определяет колебание несущей частоты.
Два других слагаемых обязаны модуляции и определяют колеба-
ния боковых частот: верхней (соо + Q) и нижней (соо - Q). По
сравнению с AM колебанием (24.5) колебание нижней боковой
частоты при ЧМ и ФМ оказывается сдвинутым по фазе на 180° от-
носительно колебания нижней боковой частоты при AM3. На
рис. 29.2,а показана векторная диаграмма, соответствующая выра-
жению (29.15) для ЧМ и ФМ колебаний. Для сравнения на
рис. 29.2,6 представлена векторная диаграмма AM колебания.
3 Сказанное следует из сопоставления соответствующих слагаемых выражения
(24.5) для AM колебания и выражения (29.15) для ЧМ и ФМ колебаний. Напом-
ним, что при записи гармонического сигнала модуляции при ЧМ и ФМ началь-
ная фаза его <p0£J была принята равной нулю. Можно ввести её в (29.15) или ис-
ключить из (24.5) для более наглядного сравнения указанных выражений. Точно
так же можно исключить <р0 из обоих выражений.
ЛЕКЦИЯ 29
295
При AM вектор результирующего колебания изменяется по ам-
плитуде. При ЧМ и ФМ вектор результирующего колебания со-
вершает угловые колебания относительно положения вектора не-
сущего колебания в пределах угла ±0. Амплитуда результирую-
щего колебания остаётся неизменной (согласно рис. 29.2,а величи-
на вектора результирующего колебания при модуляции несколько
превышает величину (амплитуду) несущего колебания, что обу-
словлено приближённостью представления ЧМ или ФМ колебания
в виде трёх колебаний (29.15)).
В общем случае ЧМ и ФМ колебания могут быть представлены
в виде суммы бесконечного числа гармонических колебаний с час-
тотами (соо ±пО.), где п = 0, 1, 2, 3.амплитуды которых связа-
ны с амплитудой немодулированного колебания функциями Бессе-
ля первого рода n-го порядка с индексом 0 в качестве аргумента.
К такому выводу можно прийти, раскладывая в ряд Фурье функции
(**)и(***)
Функция (**), будучи чётной функцией времени, при разложе-
нии в ряд Фурье содержит лишь косинусоидальные гармоники,
причём лишь гармоники чётного порядка. Функция (***), как не-
чётная функция времени, при разложении в ряд Фурье содержит
лишь синусоидальные гармоники, причём лишь нечётного поряд-
ка. В соответствии со сказанным можно записать:
/cos(0sinQf) = /[Jo(P) + 2J2(0)cos2£2r+
+2 J4 (0) cos 4£lt + 2 J6 (0) cos 6Qr +.];
/ sin(0sin Qr) = I[2JX (0)sin Qt + 2 J3(0)sin 3Qr +
+2 J5 (0) sin 5Q.t + 2 J-j (0) sin 7 Q.t + ].
Коэффициенты Jo(0), 7,(0), J2(0), J3(0),... являются функ-
циями Бесселя первого рода соответствующего порядка от аргу-
мента 0.
Подставляя приведенные разложения функций (**), (***) в вы-
ражение (29.14), получаем (для сокращения записи начальную фа-
зу высокочастотного колебания примем равной нулю ф0 =0):
i(r) = /[ 7О(0) + 2 J2(0)cos2Qr + 2J4(0)cos4Qr +.]cosco0z -
~I[2Jt (0) sin Qt + 2 J3 (0) sin 3Q1 + 2 J5 (0) sin 5£lt + ]sin co0z.
296
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Воспользовавшись формулами
cos a cos Р = [cos(a + Р) +cos(a - Р)];
sin cz sin Р = -^[cos(a - Р) - cos(a + Р)],
получим:
i(r) = /J0(P)cosco0z - /J1(P)[cos(w0 - Q)z - cos(o)0 + Q)r] +
+ IJ 2 (P)[cos(w0 + 2Q)z + cos(w0 - 2Q)z] -
-IJ3(P)[cos(co0 - 3Q)z - cos(co0 + 3Q)z] +
+^4(Р)[СО8(Ц) +4Q)r + cos(w0 -4Q)r]
= /J0(P)cosco0r + 7J1(P)cos(a0 + Q)z -
-IJl (P)cos(co0 - Q)z + /J2(p)cos(co0 + 2Q)z +
+7J2(P)cos(w0 -2Q)z + A/3(P)cos(co0 + 3£2)z -
-IJ3 (P) cos(co0 - 3Q)z +.+
+/Jn(P)cos(co0 + nQ)z + (-1)" ZJn (P)cos(co0 -n£2)z. (25.16)
Значения функций Бесселя разных порядков представлены в
соответствующих книгах в виде таблиц и графиков в зависимости
от аргумента. С помощью функций Бесселя можно вычислить ам-
плитуды составляющих ЧМ или ФМ колебания.
Из разложения (25.16) следует, что ЧМ или ФМ колебание с
несущей частотой соо, модулированное гармоническим сигналом с
частотой £2, состоит из несущего колебания и бесконечного мно-
жества боковых компонентов с частотами
(Oq ± £2; (00 ± 2£2; (й0 ± 3£2; . (00 ±	
При ЧМ и ФМ амплитуда несущего колебания и амплитуды
боковых компонентов являются функциями от индекса модуляции
Р. Их значения изменяются при передаче одновременно с Р, т.е. с
амплитудой модулирующего сигнала при ЧМ и ФМ и дополни-
ЛЕКЦИЯ 29
297
тельно с частотой модуляции при ЧМ. Функции Бесселя имеют
колебательный характер в зависимости от р. Соответственно ам-
плитуда несущего колебания и амплитуды боковых компонентов
имеют то же колебательное изменение, что и функции Бесселя, ко-
торым они пропорциональны, и проходят при этом через ряд нуле-
вых значений. Например, амплитуда колебания с несущей частотой
проходит через нуль при значениях
Р = 2,40; 5,52; 8,65; ....
Отсюда следует, что составляющая спектра с частотой соов моду-
лированном колебании может отсутствовать. По этой причине час-
тоту (00 принято называть средней или центральной частотой ЧМ
или ФМ сигнала, а не несущей, как её называют в спектре AM ко-
лебания.
При небольших значениях индекса модуляции боковые компо-
ненты порядка, большего единицы, имеют весьма малые значения
по сравнению с боковыми компонентами первого порядка, а ам-
плитуда колебания с несущей частотой изменяется очень незначи-
тельно относительно её немодулированного значения. Так при ин-
дексе модуляции Р<0,4 амплитуда компонента второго порядка
не превышает 2 % от амплитуды несущего колебания и 10 % от
амплитуды колебания первого бокового компонента.
Если при малых индексах модуляции Р<0,4 пренебречь ком-
понентами выше первого, то выражение ЧМ и ФМ колебания
(29.16) упростится и примет вид
i(r) = IJ0 (р) cos wot +
+2^(3)008(0)0 +Q)2-7J](P)cos(co0 -й)2,	(29.17)
соответствующий (29.15).
Из сравнения (29.15) и (29.17) можно заключить, что при ин-
дексе модуляции Р<0,4 значение функции Бесселя нулевого по-
рядка 70(Р) = 1, а значение функции Бесселя первого порядка
Л(Р)«Р/2.
Если обратиться к графикам функций Бесселя, то можно на-
глядно увидеть, что максимальное значение имеет функция, поря-
док которой примерно на единицу меньше аргумента. Это означа-
ет, что в спектре ЧМ или ФМ колебания наибольшую амплитуду
имеет компонент, номер которого примерно на единицу меньше
298
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
индекса модуляции Р. Соответственно на долю этого компонента
приходится и большая часть мощности модулированного колеба-
ния. Вообще при Р > 1 основная часть мощности ЧМ или ФМ ко-
лебания приходится на долю боковых частот, которые обязаны мо-
дуляции и, следовательно, несут информацию. Этим и объясняют-
ся более высокая помехоустойчивость и хорошие энергетические
показатели при ЧМ и ФМ.
Чем больше индекс модуляции, тем дальше от средней частоты
колебания располагаются на оси частот боковые колебания с мак-
симальной амплитудой. Амплитуды компонентов ЧМ и ФМ коле-
бания, номер которых больше индекса модуляции, оказываются
незначительными, и уровень их резко убывает с возрастанием но-
мера компонента. Это обстоятельство позволяет ограничить рабо-
чую полосу частот, занимаемую ЧМ или ФМ колебанием.
Если ограничить спектр ЧМ или ФМ колебания на уровне ком-
понента с амплитудою 1 % от амплитуды немодулированного ко-
лебания, то с достаточной точностью полосу частот ЧМ или ФМ
колебания можно определить по формуле
n = 2(l + p + 7p)F.	(29.18)
При ФМ индекс модуляции Р не зависит от частоты модуля-
ции, а при ЧМ - зависит и определяется соотношением
Соответственно для ЧМ колебания формулу (29.18) можно запи-
сать в виде
П = 2(Г+ДГд+5/^Г).	(2919)
Из (29.18), (29.19) следует, что при модуляции сложным сигна-
лом рабочую полосу частот ЧМ и ФМ колебаний следует опреде-
лять, исходя из максимальной частоты модуляции FMaKC. Опреде-
лённая при этом полоса частот заведомо окажется шире устанавли-
ваемой формулами (29.18) и (29.19) для меньших частот модуля-
ции. СледоВазельно, если высокочастотный тракт передатчика или
системы с ЧМ или ФМ будет рассчитан на полосу частот при мак-
симальной частоте модуляцйи, то при работе с меньшими частота-
ми модуляции полоса частот высокочастотного тракта будет более
Л Е К Ц И Я 29
299
чем достаточной. В этом также причина указания индекса модуля-
ции при ЧМ соотношением (*)
F
макс
Следует отметить, что определение полосы частот ЧМ и ФМ
колебания по формулам (29.18), (29.19) дано на энергетической
основе: в этой полосе сосредоточивается практически вся энергия
колебания. За пределами этой полосы оказываются компоненты,
амплитуда каждого из которых не превышает 1 % от амплитуды
немодулированного колебания. В реальности систему передачи не-
обходимо рассчитывать на основании условия, чтобы внесённые
искажения не превышали определённые, заранее заданные пределы.
Если принять, чтобы за пределами полосы оказывались компо-
ненты, амплитуды которых не превышают 5 % от немодулирован-
ного колебания, то рабочая полоса частот ЧМ или ФМ колебания
определится соотношением
П = 2(Р+1)/;„.	(29-20)
При ЧМ можно также считать
П = 2(ДД+FMaKC).
Искажения сигнала за счёт ограничения пропускаемого спектра
ЧМ или ФМ колебания при выборе полосы' высокочастотного
тракта согласно (29.20) не превышают единиц процентов.
Согласно (29.20) полоса частот, занимаемая ЧМ или ФМ коле-
банием, оказывается в (Р +1) раз шире полосы частот AM колеба-
ния. При Р<1 полосы частот ЧМ, ФМ и AM колебаний практиче-
ски одинаковы. При Р»1 полоса частот ЧМ колебания
П^2Д/д.
Ограничение спектра ЧМ или ФМ колебания высокочастотным
трактом обусловливает появление у сигнала на выходе тракта ам-
плитудной модуляции. Очевидно, чем с более высоким уровнем
будут ограничены компоненты, тем больше будет глубина возни-
кающей AM4. Для уменьшения глубины возникающей AM сле-
4 Появление AM при ограничении спектра ЧМ и ФМ колебания наглядно было
проиллюстрировано при рассмотрении векторной диаграммы рис. 29.2,а.
300
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
дующий каскад ставится в перенапряжённый режим или сигнал
подвергается амплитудному ограничению5.
Ранее мы отмечали, чтобы передача с использованием ЧМ или
ФМ имела преимущества перед AM в отношении помехоустойчи-
вости, необходимо иметь Р > 2...3. А это приводит к существенно-
му расширению рабочего спектра ЧМ или ФМ колебания и зани-
маемой им полосы частот (29.18), (29.20). Поэтому ЧМ применяет-
ся в передатчиках с рабочей частотой более 30...40 МГц, т.е. начи-
ная с метрового диапазона волн.
Так как линия радиосвязи с ЧМ более помехоустойчива, чем с
AM, то на таких линиях можно работать с менее мощными пере-
датчиками. Сами передатчики с ЧМ имеют ряд преимуществ перед
передатчиками с AM.
1.	Во-первых, более полно используется мощность генератор-
ного прибора выходного каскада передатчика. При этом мощность
передатчика одинакова как при отсутствии, так и при наличии мо-
дулирующего сигнала, так как амплитуда сигнала с ЧМ неизменна.
2.	Во-вторых, промышленный КПД передатчика с ЧМ в
1,3... 1,5 раза выше, чем передатчика с AM, так как выходной кас-
кад работает в наиболее выгодном режиме: обычно критическом
или слабоперенапряжённом. Также мощность, потребляемая час-
тотным модулятором, значительно ниже мощности, потребляемой
амплитудным модулятором.
3.	В-третьих, при ЧМ легче получить линейность модуляции.
К основным характеристикам, определяющим работу ЧМ пере-
датчика, относятся следующие.
1.	Статическая модуляционная характеристика, представляю-
щая зависимость изменения частоты передатчика А/ = f - f0 от
постоянного напряжения на входе частотного модулятора:
¥=/(£мод)-
2.	Динамическая модуляционная характеристика - зависимость
девиации частоты Д/д или индекса модуляции Р от амплитуды
модулирующего сигнала при неизменной частоте модуляции:
5 Очевидно, любая из этих мер представляет дополнительную AM к имеющейся
ЧМ или ФМ и появившейся AM за счёт ограничения спектра, обусловливая
свои искажения сигнала. Ни одна реальная система не может работать с беско-
нечным спектром. Следовательно, получаемый после амплитудного ограниче-
ния сигнал, имеющий как факт ограниченный спектр, не может рассматриваться
как просто сигнал с ЧМ или ФМ, имеющий бесконечный спектр, хотя ЧМ или
ФМ является преобладающей в получаемом сигнале.
Л Е К Ц И Я 29
301
Д/д = Жмод) или ₽ = /(17мод) при F = const.
3.	Амплитудно-частотная характеристика
Д/д =/(F) при £7МОД= const,
где F - частота модулирующего сигнала.
ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИИ (ФМ)
Основным методом осуществления ФМ является подключение
к резонансному контуру в выходной цепи АЭ усилительного кас-
када управляемой реактивности, величина которой изменяется
пропорционально амплитуде модулирующего сигнала.
В качестве управляемой реактивности в настоящее время наи-
более часто используется барьерная ёмкость р-и-перехода полу-
проводникового диода. Для этой цели существуют специальные
диоды, называемые варикапами (см. лекцию 18). На рис. 29.3 пока-
зана схема, поясняющая принцип осуществления ФМ с использо-
ванием варикапа.
Контур образован индуктивностью L и ёмкостью варикапа Св.
С помощью делителя напряжения коллекторного питания на диод
с резистора /?2 подаётся обратное напряжение на варикап, обуслов-
ливающее рабочую точку при отсутствии модулирующего сигнала.
При этом контур настроен на частоту входного сигнала со0. Под
воздействием модулирующего сигнала изменяется ёмкость вари-
капа, соответственно изменяется резонансная частота контура сок
относительно средней частоты ю0.
Рис. 29.3
302
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Пусть на входе транзистора действует сигнал (/мб cosco0Z. Обу-
словленная этим сигналом амплитуда первой гармоники коллек-
торного тока 7К = 5ср(7мб . Комплексная амплитуда колебательного
напряжения на контуре
C/MK=/KiZoe=7KZoee7<₽°e,	(29.21)
*
где Zoe = Zoee7<₽oe - комплексное сопротивление контура на цен-
тральной частоте, определяемое расстройкой относительно сред-
ней частоты (»о-
ФЧХ контура (рис. 29.4)
Фое = arctg[(CDK / со0 - со0 /0)к )Q],	(29.22)
где Q - добротность контура.
Рис. 29.4
В пределах значений ±0,5 ра-
диана (примерно ±30°) ФЧХ кон-
тура оказывается практически
линейной. Соответственно мак-
симальное изменение фазы, опре-
деляющее девиацию начальной
фазы при ФМ, которое может
быть получено в рассматриваемой
схеме при обеспечении линейной
модуляции, не превышает 0,5 ра-
диана. Напомним, что при ФМ
девиация начальной фазы колебания и индекс модуляции являются
одним и тем же параметром.
При небольших расстройках контура выражение (29.22) может
быть записано в виде
2<ч^е=2^че.
°C
к	к
Если учесть, что относительное изменение резонансной частоты
контура связано с изменением ёмкости и индуктивности контура
соотношением (см. лекцию 22)
Да)к 1 (ДСК Д£/
шк 2^ Ск LK ,
ЛЕКЦИЯ 29
303
то при изменении ёмкости контура фазовый угол его сопротивле-
ния на средней частоте можно считать равным6
Согласно последнему выражению положительное приращение
ёмкости контура, приводящее к понижению резонансной частоты
контура относительно средней частоты, обусловливает изменение
фазового угла в области отрицательных значений, а отрицательное
приращение ёмкости контура, приводящее к повышению резо-
нансной частоты контура, обусловливает изменение фазового угла
в области положительных значений.
Для мгновенного напряжения на выходе усилителя (рис. 29.3),
учитывая (29.21), можно записать
“к (0 = 7к, Zoe COS(C00r + Фое ) = UMK COS(Utf + Фое ),
где начальная фаза колебания Фое изменяется под воздействием
модулирующего сигнала.
Так как при расстройке контура изменяется модуль его сопро-
тивления ZM, то, очевидно, фазовая модуляция в рассматриваемой
схеме сопровождается паразитной амплитудной модуляцией.
Чем больше пределы изменения фазового угла, тем больше пара-
зитная AM.
Большая девиация начальной фазы колебания и меньшая пара-
зитная AM могут быть получены при использовании в выходной
цепи АЭ усилительного каскада многоконтурных цепей, в частно-
сти, трёхконтурной колебательной системы, каждый из контуров
которой перестраивается с помощью варикапа. Схема усилителя с
колебательной системой из трёх одинаковых контуров, перестраи-
ваемых варикапами, представлена на рис. 29.5.
В схеме рис. 29.5 может быть обеспечена девиация фазы
до ±40° на каждый контур при нелинейных искажениях, не превы-
шающих 2 %, и практически отсутствующей AM. Если допустить
несколько большие нелинейные искажения, то в последней схеме
может быть достигнута результирующая девиация фазы до ±180°.
6 Аналогично при изменении индуктивности контура.
304
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Рис. 29.5
Усилители по схемам рис. 29.3 и 29.5, а также им подобные
устройства, используемые для осуществления ФМ, принято назы-
вать фазовыми модуляторами.
В последнее время в связной аппаратуре часто применяют фа-
зовые модуляторы в виде простых /?£С-фазовращателей, в которых
в качестве управляемого сопротивления
используется полевой транзистор. Схема тако-
го фазового модулятора представлена на
рис. 29.6.
Если выбрать ёмкость цепи (рис. 29.6) из
условия7
с=Ц-’
2ci)qL
то коэффициент передачи этой цепи по
входного высокочастотного сигнала соо
напряжению на частоте
*
U вых _ R + jV)0L R+ju0L
* R + jw0L- jl/cooC R - j(ti0L '
U bxojq
(29.23)
Как видно из (29.23), при любом значении R модуль коэффици-
ента передачи по напряжению рассматриваемой цепи на частоте
высокочастотного сигнала К - 1. Соответственно паразитной AM
7 Сопротивление ёмкости С на частоте <оо в два раза больше сопротивления ин-
дуктивности L цепи.
ЛЕКЦИЯ 29
305
нет. Сдвиг по фазе между входным и выходным высокочастотны-
ми сигналами, как следует из (29.23),
ф0 = 2arctg(cooL/ 7?).
(29.24)
Согласно (29.24), если сопротивление R изменять от со до 0, то
фаза будет изменяться от 0 до 180°. Очевидно, в реальной цепи не
может быть обеспечено как нулевое, так и бесконечное значение
сопротивления R. Кроме того, если даже допустить такое измене-
ние сопротивления, то характер изменения фазы (29.24) будет
весьма нелинейным, что неприемлемо для целей ФМ. При измене-
нии сопротивления R в пределах 7?мин.../?макс фаза выходного сигна-
ла (29.24) изменяется в пределах ФОмакс—Фомин • При этом Девиация
фазы при осуществлении ФМ будет равна половине интервала из-
менения фазы, т.е.
Дф0 =0,5(ф0макс- фОмин).
(29.25)
При модуляции гармоническим сигналом сопротивление R из-
меняется по закону
R = Rcp±M = Rcp(l±mR),
где mR = Д/?//?ср - коэффициент модуляции сопротивления рези-
стора; /?ср - значение сопротивления резистора 'в режиме несущей
частоты,т.е. при отсутствии модулирующего сигнала.
Если установить при отсутствии модулирующего сигнала
ф0 =45° =0,785 рад, то согласно (29.24) для этого необходимо
обеспечить
^o£ = tg^o =tg22,5° =0,414.
*cp 2
Максимальное значение фазы согласно (29.24)
Фомакс =2arctg
0,414
= 2arctg[0,414(l + wft)] = 2[0,414(1 +	)],
306
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
минимальное значение фазы
Фомин =2arctg
0,414
l + mR,
* 2arctg[0,414(1 - mR)] = 2[0,414(1 - mR)].
Девиация фазы (29.25) Дф0 = О,83т/?8. Например, при mR = 0,6
получаем А<рСмакс =0,50 рад, т.е. примерно 28,5°. Исследования
показывают, что при рассмотренном выборе параметров фазовра-
щателя (рис. 29.6) имеют место заметные нелинейные искажения
ФМ.
На рис. 29.7 приведена схема активного мостового фазового
модулятора, применяемого в радиостанциях подвижной связи.
Элементы R\, R2, R, Св, L по структуре формируют цепь, подоб-
ную классической мостовой схеме (см. рис. 16.3, лекция 16), но эта
цепь не является сбалансированным мостом. На нагрузках /?ь R2 в
коллекторной и эмиттерной цепях транзистора формируются два
одинаковых по амплитуде, но противофазных напряжения, кото-
рые прикладываются к ветвям моста R, Св, L. В схеме обеспечива-
ется девиация начальной фазы колебания до 50...60° при хорошей
линейности и малой паразитной AM.
8 В работе Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В.Шахгильдян.
В.Б.Козырев, А.А.Ляховкин и др; Под ред. В.В.Шахгильдяна. - М.: Радио и
связь, 1996 г. приводится подобное выражение у виде Д<ртах = 0,87тя . Такой
результат получается, если принять <р0 = 46°.
ЛЕКЦИЯ 29
307
В заключение отметим, что в качестве фазового модулятора
может быть использован практически любой электрически управ-
ляемый фазовращатель соответствующего диапазона частот9.
ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ (ЧМ)
Частотная модуляция (ЧМ) связана с изменением частоты вы-
сокочастотного колебания под воздействием управляющего сигна-
ла. Так как частота колебаний определяется автогенератором, то,
очевидно, ЧМ возможна в автогенераторе. С другой стороны, час-
тотная и фазовая модуляции (ЧМ и ФМ) тесно связаны между со-
бою, что дало основание объединить их в один вид угловой моду-
ляции. Тесное родство ЧМ и ФМ позволяет осуществлять один вид
модуляции, а результат на выходе иметь соответствующим друго-
му виду модуляции. Например, можно осуществлять ФМ с исполь-
зованием любой из рассмотренных выше схем, а выходное колеба-
ние получать при этом со свойствами ЧМ колебания. Очевидно,
можно и наоборот: осуществлять ЧМ, а результирующее колебание
получать со свойствами ФМ колебания, т.е. возможно преобразо-
вание колебания одного вида (модуляции) в колебание другого ви-
да (модуляции)10. Для преобразования ФМ в ЧМ и наоборот моду-
ляция должна осуществляться сигналом, отличным от оригиналь-
ного (исходного). В частности, если осуществить ФМ сигналом,
полученным путём интегрирования исходного модулирующего
сигнала, то характеристики полученного колебания относительно
исходного модулирующего сигнала будут, как у ЧМ колебания.
Действительно, пусть исходный модулирующий сигнал; как и
прежде,
s(r) = S cosQr.
После интегрирования он принимает вид
5инт W	cos dt = 5 S17/~ + Q ’
где Co - постоянная интегрирования.
9 Возможно получение ФМ колебания путём преобразования AM колебания. До-
пускаемый при этом индекс модуляции не более 0,4 рад. На практике этот ме-
тод сегодня не используется.
10 Преобразование ЧМ в ФМ на практике не используется. Как уже отмечалось, в
радиопередающих устройствах, особенно для целей радиовещания, предпочте-
ние отдаётся ЧМ, а не ФМ.
308
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
При осуществлении ФМ проинтегрированным сигналом полу-
чаем
kS
Фо (0 = Фо + Чшт (О = Фо +—sin Qr.
(29.10х)
Постоянная интегрирования Со вошла в значение ф0. Соответст-
венно получаем
\у(Г) = ш0/ + —sm Q.t + <р0.
( kS	А
i(Z) = I cos coof +—sin Q/ + ф0 .
\	J
(29.11х)
(29.12х)
Частота результирующего колебания при ФМ проинтегрирован-
ным сигналом
w(z) = —
dt
= w0+kS cos Q.t = co0 + Дсод cos Qr.
Как видим, девиация частоты результирующего колебания не
зависит от частоты модуляции, а прямо пропорциональна ампли-
туде модулирующего сигнала, что характерно для ЧМ колебания.
Таким образом, результатом фазовой модуляции проинтегриро-
ванным сигналом стало колебание с частотной модуляцией11.
Из сказанного выше следует, что возможны два основных ме-
тода осуществления ЧМ.
•	Первый - путём непосредственного изменения частоты авто-
генератора, называемый прямым методом ЧМ. Структурная схема
прямого метода ЧМ показана на рис. 29.8.
Рис. 29.8
•	Второй - с помощью фазовых модуляторов или метод полу-
чения частотной модуляции из фазовой, называемый также косвен-
11 Выражения (29.11х), (29.12х) идентичны соответственно (29.8), (29.9) для ЧМ
колебания.
ЛЕКЦИЯ 29
309
ным методом ЧМ. Одна из возможных структурных схем этого ме-
тода показана на рис. 29.9.
Рис. 29.9
При чисто фазовой модуляции в схеме рис. 29.9 отсутствует
интегрирующая цепь.
Остановимся подробнее на рассмотрении этих двух методов
осуществления ЧМ.
При первом методе параллельно контуру или последовательно
в контур автогенератора (АГ) подключается управляемая реактив-
ность (частотный модулятор), с помощью которой осуществляется
изменение частоты автоколебаний. Напомним, что в случае, на-
пример, одноконтурного АГ изменение частоты автоколебаний,
практически определяемой резонансной частотой контура АГ, свя-
зано с изменением реактивностей контура LK, Ск соотношением
[см. (22.1), лекция 22]
Aw if ALK ДСК Л
ыо 2^ Дк Ск }
Под воздействием модулирующего сигнала изменяется один
или оба реактивных параметра контура АГ относительного средне-
го значения при отсутствии модуляции. Согласно последнему со-
отношению получаемая девиация частоты АГ
•	при изменении только индуктивности контура
Д^дАГ
Ю0 1^Ак|.
2 К ’
•	при изменении только ёмкости контура
ДИдАГ
% И^к|.
2 С ’
''к
310
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
л “о
• при изменении индуктивности и ёмкости контура
1-4,1, |лс,Г
Если в последующих каскадах осуществляется умножение час-
тоты в п раз, то соответственно увеличивается и девиация частоты
на выходе (средняя частота автоколебаний также возрастает в п
раз), т.е.
Дсод=иДсодАГ.
Очевидно, ЧМ легче осуществить в АГ с параметрической ста-
билизацией частоты, имеющем относительно невысокую стабиль-
ность её (см. лекцию 22). При этом нестабильность частоты воз-
растает за счёт подключения к контуру АГ одной или двух управ-
ляемых реактивностей частотного модулятора12. Отсюда следует,
что один из наиболее сложных вопросов, возникающих при первом
методе ЧМ, заключается в стабилизации средней частоты колеба-
ний АГ и передатчика в целом.
Для стабилизации средней частоты рабочих колебаний при
прямом методе осуществления ЧМ могут быть использованы сис-
темы АПЧ: частотная или фазовая (см. лекцию 23). Одна из воз-
можных структурных схем с использованием системы частотной
автоподстройки (ЧАП) средней частоты ЧМ автогенератора пока-
зана на рис. 29.10.
Обозначения на схеме: УПЧ - усилитель промежуточной час-
тоты; ЧД - частотный детектор; ФНЧ - фильтр нижних частот.
12 Обратим внимание, что ФМ также часто осуществляется с использованием
управляемой реактивности (см. схемы рис. 29.3, 29.5, 29.7). При этом вся схема,
как отмечалось, называется фазовым модулятором. Автогенератор с подклю-
ченной к нему управляемой реактивностью, такой же, как в фазовом модулято-
ре, называют частотным модулятором. Однако такое название представляется
не всегда удобным. Поэтому мы, в первую очередь, под частотным модулято-
ром будем понимать устройство, изменяющее частоту резонансного контура в
соответствии с законом модулирующего сигнала. Основной частью любого час-
тотного модулятора является реактивный элемент (ёмкость и/или индуктив-
ность), величина которого зависит от величины прикладываемого модулирую-
щего сигнала.
ЛЕКЦИЯ 29
311
Выход ЧМ
Рис. 29.10
При таком способе стабилизации средней частоты автогенера-
тор работает обычно или непосредственно на рабочей частоте пе-
редатчика/о =/перед, или на частоте/), в два - три раза меньшей час-
тоты передатчика /перед, что значительно упрощает схему и конст-
рукцию передатчика. Необходимо так выбрать параметры системы
АПЧ, чтобы она реагировала на относительно медленные измене-
ния частоты стабилизируемого генератора, вызванные действием
дестабилизирующих факторов, и не реаги-
ровала на более быстрые отклонения часто-
ты, вызванные действием модулирующего
сигнала. Для этого необходимо, чтобы час-
тота среза ФНЧ Fcp была ниже низшей час-
тоты модуляции FMHH (рис. 29.11, где £Фнч -
коэффициент передачи ФНЧ).
Рис. 29.11
Стабилизация средней частоты может быть' произведена с по-
мощью интерполяционной схемы (рис. 29.12).
Рис. 29.12
В этом случае Частота выходного колебания / = /0 образуется в
результате сложения частоты колебаний опорного (кварцевого) АГ
/кв и частоты АГ с параметрической стабилизацией частоты /дг, в
котором осуществляется частотная модуляция с девиацией частоты
Д/дАГ. Если выполняется соотношение /кв » /Аг, то нестабиль-
312
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
ность частоты выходных колебаний соответственно и нестабиль-
ность средней частоты получаемого ЧМ колебания, практически
определяется нестабильностью частоты опорного генератора с
кварцевой стабилизацией частоты.
При рассмотрении кварцевых АГ было отмечено (см. лекцию 22),
что в осцилляторных схемах частота автоколебаний может изме-
няться в некотором интервале между частотами последовательного
и параллельного резонансов кварцевого резонатора. Это обстоя-
тельство позволяет осуществлять в небольших пределах ЧМ в
кварцевом АГ путём подключения параллельно кварцевому резо-
натору или последовательно с ним управляемой ёмкости, напри-
мер, варикапа. Изменение частоты КАГ может быть получено в
пределах 0,01...0,08 % собственной частоты кварцевого резонато-
ра. Практически в осцилляторных схемах КАГ при частоте порядка
10 МГц получают девиацию частоты до 1 кГц. При ЧМ КАГ ника-
ких специальных мер для стабилизации средней частоты колеба-
ний не требуется. ЧМ в КАГ находит применение в основном в
радиопередающих устройствах низовой связи, так как при этом
методе имеют место довольно значительные нелинейные искаже-
ния передаваемого сигнала в дополнение к несколько пониженной
стабильности средней частоты рабочих колебаний и невозможно-
сти получения большой девиации частоты.
Для большинства линий радиосвязи с ЧМ величина нестабиль-
ности средней частоты передатчика выбирается из соотношения
<0,2Д/д. При широкополосной ЧМ, соответственно при боль-
шой девиации частоты, это условие можно выполнить без приме-
нения специальных мер по стабилизации средней частоты.
При втором - косвенном методе ЧМ, когда ЧМ колебание по-
лучается путём осуществления ФМ проинтегрированным сигналом
модуляции, получаемая девиация начальной фазы, как следует из
(29.10'),
* kS
Дф»=й
оказывается зависящей от частоты модуляции, а не только от ам-
плитуды модулирующего сигнала. При одинаковой амплитуде мо-
дулирующего сигнала, как видим, максимальное значение девиа-
ции начальной фазы колебания получается на нижней частоте мо-
дуляции. Так как в каждой схеме осуществления ФМ девиация на-
чальной фазы колебания не может быть получена больше некото-
рого значения А<Ромакс, например, больше 0,5 радиана в схеме
ЛЕКЦИЯ 29
313
рис. 29.3, то это значение при косвенном методе ЧМ может быть
допущено только на нижней частоте модуляции. Соответственно
получаемая при этом методе девиация частоты
¥д=дфо«„гм„„.	(2’ад
Если принять, например, ДфОмакс =0,5 рад, а нижнюю частоту
модуляции Гмин = 100 Гц, то получаемая девиация частоты соста-
вит всего 50 Гц. В системах ЧМ вещания и звукового сопровожде-
ния телевидения необходимая девиация частоты устанавливается
±50 кГц или ±75 кГц. Для получения столь большой девиации час-
тоты необходимо осуществить умножение получаемой девиации
частоты в 1000 или в 1500 раз, что потребует применения большо-
го числа умножителей частоты. Напомним, что с умножением де-
виации частоты умножается и средняя частота колебания. Необхо-
димость многократного умножения девиации частоты и связанное
с этим умножение средней частоты колебания существенно услож-
няют построение передатчика. Но при этом методе ЧМ не требует-
ся применять какие-либо меры по стабилизации средней частоты,
так как в качестве источника исходного модулируемого колебания
используется автогенератор с кварцевой стабилизацией частоты.
Если обозначить необходимую девиацию частоты выходного
колебания (в случае передатчика это девиация частоты передатчи-
ка) Д/двых = Д/д перед’ то’ учитывая (29.26), для получения такой
девиации частоты необходимо осуществить умножение частоты
исходного модулируемого колебания в п раз13:
А (Ро максим ин
Зная необходимую частоту выходного колебания (рабочую частоту
передатчика) /вых = /перед, можно определить частоту исходного
модулируемого колебания
/аГ=/вь.х/«-	<29-28)
Частота исходного модулируемого колебания /АГ должна быть
достаточно высокой (минимум в 5... 10 выше максимальной частоты
модуляции Гмакс), чтобы не возникали большие нелинейные искаже-
13 При практической реализации, очевидно, получаемое значение п округляется до
целого числа.
314
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
ния при модуляции. Таким образом, если даваемое (29.28) значение
частоты превышает (5... 10) FMaKC, то частота исходного кварцевого
АГ выбирается согласно (29.28) и в последующих каскадах осуще-
ствляется умножение частоты в п раз. Структурная схема реализа-
ции метода в этом случае совпадает со схемой рис. 29.9. Если давае-
мое (29.28) значение частоты оказывается ниже допустимого, то вы-
бирается частота исходного колебания, превышающая максималь-
ную частоту модуляции Гмакс в необходимое число раз. Очевидно,
если осуществить в последующих каскадах умножение частоты в
п раз, то у выходного колебания девиация частоты будет равна за-
данной, а средняя частота выходного колебания окажется выше не-
обходимой (например, рабочей частоты передатчика). В этом случае
потребуется произвести понижение (гетеродинирование) частоты
полученного колебания до нужного значения. Девиация частоты при
этом сохранится без изменения. Если требуется понижать частоту
полученного колебания, то обычно это делается на промежуточном
этапе. В этом случае выбирается частота исходного колебания /дг и
осуществляется модуляция с девиацией частоты, определяемой
(29.26). Полученное колебание подвергается умножению частоты в
«1 раз. После умножения получаем колебание со средней частотой
м/аг и девиацией частоты и^Фомакс^мин • Используя гетеродин (вы-
сокостабильный АГ) с частотой f, с помощью смесителя (как в ин-
терполяционной схеме) выделяем колебание разностной частоты,
например,
f- nfa,
имеющее девиацию частоты и^ФомакЛин •
Полученное колебание подвергается умножению частоты в
п2 раз. Средняя частота получаемого колебания должна быть равна
требуемой частоте выходного колебания (рабочей частоте передат-
чика), т.е. должно иметь место
(/-п1/аг)«2=Аых-
Девиация частоты выходного колебания должна быть равна тре-
буемой, т.е. должно быть
П2И1Дфомакс^мии = А/двых •
Из сравнения последнего соотношения с (29.27) следует, что
должно быть П1П2 = п. Необходимая частота гетеродина
П2
ЛЕКЦИЯ 29
315
Структурная схема реализации косвенного метода ЧМ в этом
случае представлена на рис. 29.13.
В качестве интегрирующей цепи обычно используется цепочка
ФНЧ RC - типа, представленная на рис. 29.14.
Напряжение на выходе такой цепочки
*
U вых
uK(W
R + l/ j£lC
При 7?»1/QMHHC, где ймии- низшая модулирующая частота, ам-
плитуда выходного напряжения
U =
вых RQ.C
оказывается обратно пропорциональной частоте и прямо пропор-
циональной амплитуде модулирующего сигнала14. Если таким сиг-
налом осуществить ФМ, то результатом будет
колебание со свойствами ЧМ.
При указанных параметрах элементов цепи
(рис. 29.14) изменение частоты сигнала в два
раза приводит к изменению амплитуды выход-
ного напряжения также в два раза. Соответст-
венно крутизна АЧХ рассматриваемого фильтра составляет - 6 дБ
на октаву.
Следует отметить, что в силу определённой громоздкости кос-
венный метод ЧМ в современных разработках радиовещательных и
14 Как мы видели, именно с такими характеристиками получается сигнал после
интегрирования гармонического сигнала. Различие в постоянных коэффициен-
тах не является принципиальным.
316
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЕ#
телевизионных передатчиков почти не используется. В то же время
он практикуется в радиопередатчиках низовой связи с использова-
нием фазовых модуляторов по схемам (рис. 29.3 и 29.5-29.7).
ЧАСТОТНЫЙ МОДУЛЯТОР
Частотным модулятором называется устройство15, которое из-
меняет частоту резонансного контура в соответствии с законом
модулирующего сигнала. Основной частью частотного модулятор^
является реактивный элемент (ёмкость и/или индуктивность), ве-
личина которого зависит от напряжения на входе модулятора. Для
радиотехнических устройств наибольший интерес представляют
реактивные элементы, величину которых можно изменять электри-
ческим способом, что позволяет осуществить практически безы-
нерционное управление частотой при любом законе изменения
управляющего сигнала. Наиболее широко используются в качестве
управляемых реактивностей следующие элементы и устройства:
1) ёмкость р-п-перехода полупроводникового диода - варикапа;
2) реактивный транзистор; 3) ферритовый элемент. Более часто
используются варикапы, реже - реактивные транзисторы и ещё
реже - ферритовые элементы. В настоящей лекции мы рассмотрим
применение варикапов и реактивных транзисторов.
Вначале отметим некоторые общие положения для частотных
модуляторов, независимо от типа управляемой реактивности.
Управляемая ёмкость изменяется в пределах
С = С + ДС
Р Ро Р
а управляемая индуктивность изменяется в пределах
где CpQ, LpQ - начальные значения управляемой ёмкости и индук-
тивности соответственно; ДСр,Д£.р - изменения значений соответ-
ствующих реактивных элементов.
Как выше было показано, девиация частоты связана с измене-
ниями ёмкости или индуктивности контура следующими соотно-
шениями:
АЛд _ . 1 |АСК|.
/о 2 Ск ’
(29.29а)
15 См. сноску 12, с. 310.
Л Е К Ц И Я 29
317
Д/д _ 11ALK |
/о ~2 К
(29.296)
Обычно ДСр « Сро; ДЬр « и при подключении управляе-
мых реактивностей, как показано на схемах рис. 29.15, можно счи-
тать:
•	при использовании управляемой ёмкости (рис. 29.15,а)
- Q +
С С
с» Ро
С +С
ССТ +еРо
ЛСк “(с С"с )2<tAC|’)=₽2(±ЛСР)-
где р=-----28— - коэффициент включения управляемой ём-
Сст+Ср0
кости;16
•	при использовании управляемой индуктивности (рис. 29.15,6)

Ы* ~ )2(±а^) = р2(±Д^) ,
где р=——— - коэффициент включения управляемой индук-
Lo + Lpo
тивности. Если Lq = 00, тор = 1.
а	б
Рис. 29.15
16 Соотношения для ДСК и р носят общий характер и справедливы в частных
случаях Со = 0 и/или Сс, = <ю.
318 Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
.)
С учётом последних соотношений, используя (29.29), можно
определить девиацию частоты в каждой схеме17.
Очевидно, приведенные выше соотношения можно использо-
вать и при определении расстройки контура в схеме фазового мо-
дулятора на основе усилителя с расстраиваемым контуром (см.,
например, схему рис. 29.3).
В реальных устройствах частотный модулятор кроме реактив-
ности вносит в контур ещё и активные потери. Если величина по-
следних велика, то это может привести к срыву колебаний автоге-
нератора (перестанет выполняться условие самовозбуждения АГ).
Для уменьшения величины вносимых потерь необходимо слабее
связывать частотный модулятор с контуром, что, естественно, при-
водит к уменьшению девиации частоты. При больших значениях
девиации частоты величина активных потерь, вносимых в контур
АГ, может существенно изменяться с изменением модулирующего
сигнала, что приведёт к изменению эквивалентного сопротивления
контура Roe автогенератора и, следовательно, к паразитной AM.
Изменение контура происходит не только за счёт изменения
вносимых потерь в контур со стороны управляемой реактивности,
но и за счёт изменения реактивных параметров контура, что также
сказывается на паразитной AM как в автогенераторе при осущест-
влении ЧМ, так и в усилителе при осуществлении ФМ.
Если АГ является диапазонным, то для уменьшения изменения
величины девиации частоты по диапазону необходимо, чтобы при
ёмкостной перестройке контура частотный модулятор был с
управляемой индуктивностью, а при индуктивной перестройке
контура частотный модулятор должен быть с управляемой ёмко-
стью. Для поддержания постоянства величины девиации частоты
по диапазону вводят регулируемую связь управляемой реактивно-
сти с контуром или применяют сложные виды связи.
ЧАСТОТНЫЙ МОДУЛЯТОР С ВАРИКАПОМ
При изменении обратного напряжения, приложенного к р-п-пе-
реходу полупроводникового прибора, будь то диод или транзистор,
изменяется величина барьерной ёмкости этого перехода. Следова-
тельно, в этом случае полупроводниковый прибор может рассмат-
17 В отдельных работах для ДСК и М* приводятся подобные соотношения, но
без показателя второй степени у коэффициента включения р, что не может счи-
таться корректным и может привести к большим погрешностям (см. подробнее
примечание в конце лекции).
ЛЕКЦИЯ 29
319
риваться как элемент с управляемой ёмкостью, которую можно
использовать в частотных и фазовых модуляторах.
Разработаны специальные типы полупроводниковых диодов,
предназначенных для использования в качестве управляемой на-
пряжением ёмкости. Такие диоды носят название варикапов
(см. ч. 1, лекцию 18). Величина ёмкости варикапа может изменять-
ся в 3...5 раз, а у отдельных типов до 10 раз, при изменении обрат-
ного напряжения от - (1.. .3) В до - (20.. .30) В.
Эквивалентная схема барьерной ёмкости варикапа представле-
на на рис. 29.16,а, где Св - ёмкость варикапа; г - сопротивление
потерь в материале полупроводника; R - сопротивление утечки. На
рис. 29.16,6 показана преобразованная эквивалентная схема барь-
ерной ёмкости варикапа при выполнении условия
7?»1/соСв»г.
Рис. 29.16
При выполнении указанного условия ёмкость варикапа практи-
чески не- изменяется при преобразовании схемы. Сопротивление
потерь г пересчитывается параллельно сопротивлению утечки R.
Результирующее сопротивление
1 + 7?г(соСв)
Добротность варикапа
<2В == /?zcoCB = [соСвг +1/соСв/?Г’.
Добротность варикапа возрастает с увеличением обратного напря-
жения (в основном за счёт уменьшения ёмкости варикапа Св, так
как сопротивления г и R практически не зависят от обратного на-
пряжения) и обычно уменьшается с увеличением частоты и повы-
шением температуры.
320
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
При работе варикапа в схеме модулятора на нём рассеивается
мощность
Р‘-2
К R1
где иыод, UB4 - соответственно амплитуда модулирующего и высо-
кочастотного напряжения на варикапе.
Рассеиваемая на варикапе мощность не должна превышать до-
пустимую, которая обычно не выше 50... 100 мВт.
На рис. 29.17 представлена возможная принципиальная схема
LC-автогенератора с варикапом для осуществления ЧМ. На
рис. 29.18 показаны зависимость ёмкости варикапа и действующие
на нём напряжения в схеме автогенератора.
Рис. 29.17
Колебательная система АГ образована ёмкостями Сь С2, ин-
дуктивностью L и варикапом с ёмкостью Св. С резистора /?2 снима-
ется запирающее напряжение Е^, определяющее положение рабо-
чей точки варикапа при отсутствии модулирующего сигнала. Мо-
дулирующий сигнал амплитудой Смод подаётся с модулятора -
УНЧ, обеспечивающего необходимый уровень сигнала. Нагрузкой
УНЧ является параллельное соединение резисторов /?ь /?2 и ёмко-
сти варикапа Св. Остальная часть схемы из-за большого сопротив-
ления ёмкости разделительного конденсатора Ср у базы транзисто-
ра не оказывает на модулятор влияния. Если модулирующий сиг-
нал широкополосный, то могут потребоваться какие-то меры для-
коррекции АЧХ УНЧ. Чтобы устранить влияние УНЧ и вообще
части схемы левее варикапа на АГ, включают блокировочный
дроссель L6jl, препятствующий прохождению высокочастотного
ЛЕКЦИЯ 29
321
сигнала в сторону УНЧ. На варикапе существует высокочастотное
напряжение амплитудой t/B4. Под воздействием модулирующего
сигнала изменяется ёмкость варика-
па на величину +ДСВ и -ДСВ
(рис. 29.18). В общем случае харак-
тер изменения ёмкости варикапа
нелинейный18. Из рис. 29.18 видно,
что ёмкость варикапа претерпевает
определённые изменения также под
воздействием напряжения высоко-
частотного сигнала 6/вч. В силу это-
го из-за нелинейного характера ём-
кости варикапа даже при отсутствии
модулирующего сигнала средняя
частота автогенератора будет не-
сколько отличаться от её значения,
которое имеет место, если варикап
заменить конденсатором с ёмкостью
Сво. Следовательно, подключение
варикапа потребует некоторой под-
стройки АГ. Для уменьшения влия-
ния нелинейности ёмкости варикапа
на среднюю частоту АГ часто применяют встречное включение
двух варикапов. Высокочастотные напряжения на варикапах отно-
сительно одноимённых электродов оказываются в противофазе,
соответственно ёмкости варикапов под их воздействием изменяют-
ся в разные стороны, что обусловливает компенсацию этих изме-
нений в результирующей ёмкости. Модулирующие напряжения,
соответственно и ёмкости варикапов изменяются в одну сторону.
Очевидно, чем меньше амплитуда высокочастотного сигнала на
варикапе, тем меньше нелинейная поправка на частоту. Но чем
меньше амплитуда высокочастотного сигнала на варикапе, тем
слабее связь его с колебательной системой АГ, что соответственно
ослабляет влияние варикапа на частоту АГ и потребует изменения
ёмкости варикапа в больших пределах19. Результирующее напря-
жение на варикапе не должно превышать допустимого обратного
18 Аналитическая зависимость ёмкости варикапа от напряжения на нём рассмат-
ривалась в ч. 1, лекции 18.
19 В колебательной системе АГ обращается определённая реактивная мощность.
Чем большая часть этой мощности будет сосредотачиваться в ёмкости варика-
па, тем эффективнее будет влияние варикапа на частоту автоколебаний.
322
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
напряжения (рис. 29.18) и не должно заходить в область положи-
тельных значений. При положительном напряжении на варикапе
он открывается, что приводит к резкому увеличению сопротивле-
ния потерь в варикапе (добавляется к сопротивлению г на схеме
рис. 29.16,а). Возрастает также ёмкость варикапа: вместо барьер-
ной ёмкости перехода проявляется его диффузионная ёмкость.
Возрастание потерь в варикапе при его открывании приводит к
срыву автоколебаний. Поэтому в практических схемах результи-
рующее напряжение на варикапе не доходит до нулевого значения
на 1...2 В.
Исходные данные для расчёта АГ, управляемого по частоте ва-
рикапом20, следующие: средняя (рабочая) частота/0; требуемая де-
виация частоты Д/д; ёмкость контура автогенератора Ск; перемен-
ное напряжение на контуре автогенератора t/MK.
Расчёт начинается с выбора варикапа. По характеристике Св =
= Лев) (рис. 29.18) выбирается рабочая точка и пределы изменения
ёмкости варикапа ±ДСВ, определяющие амплитуду модулирующе-
го сигнала на варикапе. Найденное значение (/мод используется при
расчете УНЧ. Коэффициент включения варикапа в контур часто
выбирается в пределах р < 0,5. Исходя из ёмкости контура АГ Ск,
принятых пределов изменения ёмкости варикапа ±ДСВ, коэффици-
ента включения варикапа р, определяют по формуле (29.29а) полу-
чаемую девиацию частоты и сравнивают с требуемой. По резуль-
татам сравнения принимают соответствующее решение.
РЕАКТИВНЫЙ ТРАНЗИСТОР21
Использование реактивных транзисторов позволяет получить
значительно большую девиацию частоты и меньшие искажения,
чем при использовании варикапов.
В отличие от варикапа, который может быть как подключен
параллельно ветви контура, так и включен последовательно в ветвь
контура АГ, реактивный транзистор подключается только парал-
лельно контуру АГ.
Основная схема реактивного транзистора представлена на
рис. 29.19. Реактивный транзистор может быть выполнен как экви-
валентная управляемая индуктивность, так и эквивалентная управ-
20 Напомним, что АГ вместе с варикапом также называется частотным модуля-
тором (см. сноску 12, с. 310).
21 Реактивный транзистор - это аналог реактивной лампы, являющейся одним из
первых устройств, широко использовавшихся как управляемая реактивность.
Л Е К Ц И Я 29
323
ляемая ёмкость. Характер эквивалентной реактивности определя-
ется строением фазосдвигающей цепи Zi, Z2.
Рис. 29.19
Реактивный транзистор, включающий собственно транзистор и
фазосдвигающую цепь Zb Z2, подключается параллельно контуру
АГ. Соответственно на транзисторе и фазосдвигающей цепи Zb Z2
действует колебательное напряжение U, создаваемое АГ относи-
тельно точек подключения реактивного транзистора. Часть этого
напряжения, выделяемая на сопротивлении Z2 фазосдвигающей
цепи, образует напряжение возбуждения транзистора
U б =  и.Z2 =--------
мб Zj+Z2 2 l + ZJZ2
Амплитуда первой гармоники коллекторного тока транзистора
= ScpUM6 = SY1(6)
U
1 + Zj / Z2
Итак, на транзисторе действует напряжение U, а выходной ток
транзистора 1К. Соответственно отношение напряжения на транзи-
сторе к его току первой гармоники будет определять выходное со-
противление транзистора, т.е.
z
вых ,
1
SYi(6)
Z
1+А
Z2,
(29.30)
Согласно (29.30), если отношение сопротивлений Zb Z2 будет
много больше единицы и будет носить явно выраженный реактив-
ный характер, то выходное сопротивление транзистора будет также
иметь явно выраженный реактивный характер. ОчевиДно, чтобы
выполнялись эти условия, необходимо, чтобы сопротивление Z\ по
I ’здел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
324
величине во много раз превосходило сопротивление Zz и чтобы
одно из этих сопротивлений было реактивным, а другое чисто ак-
тивным22. В соответствии со сказанным фазосдвигающая цепь мо-
жет быть выполнена в виде соединения R и L или R и С элементов,
как показано на рис. 29.19.
Итак, выходное сопротивление транзистора с фазосдвигающей
цепью (рис. 29.19) при выполнении указанного соотношения меж-
ду величинами сопротивлений Zb Z2
7
ВЫХ
1 Z,
SYi(6)Z2’
(29.31)
Если принять Z] = jcoL, a Z2 = R, то получаем
^вых
ju)L
SR^ey
(29.32а)

где L.)KB = L/S/?Y|(6) - эквивалентная индуктивность, соответст-
вующая транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигаю-
щей цепью, как показано на рис. 29.19.
Если принять Zj =R, a Z2 = jtoL, то на основании (29.31) по-
лучим
R	1
j^LSy^e) усоСэкв ’
(29.326)
где Сзкв = L5Yi (®)	~ эквивалентная ёмкость, соответствующая
транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигающей цепью.
В случае Z\ = l/jwC hZ2 = R
z ~______1___=___!__
Bb,x juCRS^e) j^c3KK
(29.32b)
где Сэкв = CRSy} (0) - эквивалентная ёмкость, соответствующая
транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигающей цепью.
Если Zi = R, a Z> = 1//<вС, то
ZBblx = juC—— = ja>L ,	(29.32г)
вых SYi(6)
22 Обратим внимание, что требование |Z||»|^| совпадает с тем, что напряжение
|UM§|«|t7|. В противном случае идея не могла бы быть реализована.
ЛЕКЦИЯ 29
325
где L3KB = RC/Sy^Q) - эквивалентная индуктивность, соответст-
вующая транзистору вместе с подключенной к нему фазосдвигаю-
щей цепью.
Из соотношений (29.32а) - (29.32г) следует, что характер экви-
валентной реактивности совпадает с характером реактивности фа-
зосдвигающей цепи, включенной между коллектором и базой
(рис. 29.19), и обратен характеру реактивности фазосдвигающей
цепи, включенной между базой и эмиттером (рис. 29.19). При не-
изменных параметрах элементов фазосдвигающей цепи эквива-
лентная реактивность зависит от крутизны коллекторного тока
транзистора S и коэффициента у, (0), зависящего, в свою очередь,
от угла нижней отсечки коллекторного тока. Из сказанного следу-
ет, что работа реактивного транзистора возможна в режиме класса
А. Однако в этом случае необходимо, чтобы крутизна 5 изменялась
с изменением смещения транзистора, что, как правило, возможно в
весьма ограниченной области изменения смещения. Гораздо боль-
шие возможности открываются при изменении угла отсечки кол-
лекторного тока. Крутизна S при этом может быть постоянной. По-
этому режим с отсечкой коллекторного тока реактивного транзи-
стора является более распространённым.
Из выражений для Сэкв и L3KB следует, что эквивалентная ём-
кость реактивного транзистора прямо пропорциональна S и Yi (0).
произведение которых определяет среднюю крутизну коллектор-
ного тока по первой гармонике Scp, тогда как эквивалентная индук-
тивность реактивного транзистора -оказывается обратно пропор-
циональной этим параметрам. Соответственно модуляционную
характеристику можно сделать более линейной при использовании
реактивного транзистора - ёмкости. Для случая реактивного тран-
зистора - индуктивности линейную модуляционную характеристи-
ку можно получить в пределах более ограниченного участка изме-
нения Sep-
Фазосдвигающая цепочка подключается параллельно контуру
АГ и соответственно вносит в него дополнительное затухание,
уменьшая Rx контура. Чтобы уменьшить влияние фазосдвигающей
цепочки на контур автогенератора, следует увеличивать величины
сопротивлений Z] и Z223. Однако эти сопротивления ограничивают-
ся межэлектродными ёмкостями. Поэтому сопротивления фазо-
23 Активное сопротивление реактивного транзистора, пересчитанное параллельно
контуру АГ, должно быть в 5... 10 раз больше эквивалентного сопротивления
контура АГ.
326
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
сдвигающей цепи должны быть раза в 2...3 меньше сопротивлений
соответствующих межэлектродных ёмкостей. Для компенсации
межэлектродной ёмкости может быть подключена параллельная
индуктивность, образующая с нею колебательный контур, настро-
енный на среднюю частоту АГ.
Чтобы ослабить влияние пульсаций питающих напряжений на
частоту АГ, а также увеличить девиацию частоты, используют па-
раллельное включение двух реактивных транзисторов, один из ко-
торых эквивалентен ёмкости, а другой индуктивности. Модули-
рующий сигнал в этом случае подаётся на транзисторы в противо-
фазе, что обусловливает изменение обеих эквивалентных реактив-
ностей в одну сторону. Девиация частоты при этом определяется
их суммарным воздействием. Пульсации питающих напряжений
изменяют Scp у обоих реактивных транзисторов одинаково в одну
сторону. Соответственно эквивалентная реактивность одного тран-
зистора увеличивается, а другого - уменьшается, в итоге средняя
частота АГ подвергается меньшему изменению при изменении по-
стоянных напряжений питания.
ЧАСТОТНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ДВУХ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
(ДВУХТАКТНЫЕ ЧАСТОТНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ)
Частотные модуляторы на основе одноконтурного АГ с управ-
ляемой реактивностью применяются, как правило, при относи-
тельно небольших девиациях частоты Д/д / f0 < 0,01.
Для получения большей девиации частоты при малых нелиней-
ных искажениях применяют двухтактные частотные модулято-
ры24, состоящие из двух отдельных ЧМ АГ и преобразователя час-
тоты (ПрЧ). Автогенераторы работают на частотах Д иД> и модули-
руются в противофазе, так что когда у одного АГ уастота изменя-
ется в сторону увеличения, у другого АГ частота изменяется в сто-
рону понижения, что достигается, например, противофазным
включением варикапов (рис. 29.20). Соответственно на выходах
АГ имеем частоты: Д + ДД и f2 - ДД На выходе преобразователя вы-
деляется сигнал разностной частоты, например,
/пч = /1 + Д/ -(/2 - АЛ = /1 - /2 + 2Д/ = /о + 2Д/ .
24 Не путать с ЧМ АГ с двумя реактивными транзисторами, один из которых эк-
вивалентен ёмкости, а другой индуктивности, модулирующие напряжения на
которые подаются в противофазе, как в двухтактной схеме.
ЛЕКЦИЯ 29
327
Как видим, девиация частоты результирующего колебания уд-
ваивается (в общем случае девиации частот АГ складываются). За
счёт противофазной модуляции АГ продукты нелинейных искаже-
ний чётных порядков частично компенсируются.
Рис. 29.20
Достоинства двухтактной схемы частотного модулятора: 1) ес-
ли выбрать частоты f и /2 высокими, то уменьшается относитель-
ная девиация частоты в каждом АГ и вследствие этого происходит
уменьшение искажений всех порядков; 2) вдвое снижается макси-
мальная требуемая девиация частоты в каждом АГ, что также
уменьшает искажения всех порядков; 3) благодаря применению
двухтактной схемы значительно компенсируются искажения вто-
рого порядка.
В схеме рис. 29.20 АП и АГ2 работают на разных частотах, от-
личающихся на частоту/пч, и имеют различные параметры элемен-
тов контуров. Поэтому под действием одинаковых факторов (из-
менения температуры' питающих напряжений и др.) абсолютные
уходы частот автогенераторов будут различны, и это прямо сказы-
вается на отклонении средней частоты выходного ЧМ колебания.
Для устранения этого недостатка применяется схема двухтактного
частотного модулятора с двойным преобразованием частоты и
кварцевой стабилизацией средней частоты. Схема такого модуля-
тора представлена на рис. 29.21.
Рис. 29.21
328
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Оба ЧМ АГ работают на одинаковой средней частоте/,. Соот-
ветственно все детали и параметры АГ совершенно идентичны,
поэтому различия в отклонениях их частот будут значительно
меньше, чем в предыдущем варианте (в идеале никакого различия
в частотах и их изменениях под воздействием дестабилизирующих
факторов не будет). Модулируются АГ в противофазе (двухтакт-
ный частотный модулятор). Принцип работы рассматриваемого
частотного модулятора понятен из рис. 29.21. Нестабильность час-
тоты /, от первого АГ, введенная в первом смесителе, выводится
нестабильностью частоты /, от второго АГ во втором смесителе.
Средняя частота получаемых выходных колебаний в этом случае
практически определяется частотой кварцевого АГ /0. Девиация вы-
ходной частоты равна удвоенной девиации частоты одного ЧМ АГ.
ЧАСТОТНОЕ И ФАЗОВОЕ ТЕЛЕГРАФИРОВАНИЕ25
Частотное телеграфирование (ЧТ) широко распространено в
профессиональной радиосвязи. При ЧТ в моменты наличия в кана-
ле связи телеграфного сигнала («нажатие ключа» или передача
символа 1) излучается колебание с частотой /,, а при отсутствии
телеграфного сигнала (пауза или передача символа 0) излучается
колебание с частотой /2. Возможна и многоканальная работа. Наи-
более распространена двухканальная частотная телеграфия (ДЧТ),
когда излучаются четыре частоты в зависимости от сочетания сим-
волов (сигналов) в каналах: при сочетании 0,0 (отсутствие сигна-
лов в обоих каналах) излучается частота/,; при сочетании симво-
лов 1,0 (сигнал в первом канале и отсутствие сигнала во втором
канале) излучается частота/2; при сочетании символов 0,1 (отсут-
ствие сигнала в первом канале и наличие сигнала во втором кана-
ле) излучается частота/,; при сочетании символов 1,1 (наличие сиг-
налов в обоих каналах) излучается частота/4. Возможное изменение
частоты излучаемых колебаний при ДЧТ показано на рис. 29.22.
Разности частот
(/2-/1) = (Гз-/2) = (/4-/з) = Д/
называют сдвигом (или разносом) частот. В диапазоне 0,5.. .30 МГц,
где осуществляется большая часть радиотелеграфных связей, сдви-
ги частот составляют 125. ..500 Гц.
25 Эквивалентные названия частотная и фазовая манипуляция.
ЛЕКЦИЯ 29
329
1 й канал
1
Рис. 29.22
При ЧТ с резкими скачками частоты от/, до/2 и обратно спектр
получаемого сигнала имеет большое число составляющих, которые
не попадают в полосу приёмного устройства, но создают значи-
тельные помехи работе других линий радиосвязи. Поэтому при ЧТ
необходимо обязательно принимать меры к ограничению внепо-
лосных спектров. Это можно обеспечить, если при формировании
сигнала ЧТ изменять частоту не скачком, а плавно, в течение неко-.
торого времени Тфр =(0,1...0,15)тэ, где тэ - длительность элемен-
тарной посылки.
Сформировать сигнал ЧТ можно переключением частот двух
независимых КАГ, как показано, например, на схеме рис. 29.23,а.
Однако при этом могут иметь место скачки фазы до 180° в момен-
ты коммутации (переключения генераторов), что приведёт к рас-
ширению спектра получаемого сигнала и соответственно к возрас-
танию внеполосных составляющих. Этот недостаток можно устра-
нить, применив деление частоты получаемого сигнала ЧТ в N раз
(рис. 29.23,6). При достаточно большом значении N ~ 100...150
скачки фазы соответственно уменьшаются до ~ 1,2... 1,8°, но одно-
временно понижается и основная частота выходного колебания.
Внеполосные составляющие спектра получаемого сигнала допол-
нительно ослабляются избирательными цепями последующих уси-
лительных каскадов. Аналогично можно осуществить коммутацию
четырёх КАГ при ДЧТ. В качестве переключателей используют
электронные ключи, управляемые сигналами от манипулятора или
подобного устройства, формирующего первичные телеграфные
сигналы в виде посылок и пауз, единиц (1) и нулей (0) (рис. 29.22).
330
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
б
Рис. 29.23
Скачки фазы при формировании сигнала ЧТ можно устранить,
применив схему рис. 29.24, в которой частоты нажатия /, и пауз /2
образуются как боковые составляющие спектра AM сигнала при
модуляции колебания несущей частоты /0 сигналом с частотой
FM = Д// 2, причём моменты переключения частот синхронизиру-
ются с частотой FM, так что коммутация происходит в моменты
прохождения модулирующего сигнала через нулевое значение (ну-
левой уровень). Сигнал несущей частоты подавляется в балансном
модуляторе, на выходе которого существуют колебания верхней
боковой полосы (ВБП) (f0 + FM) и нижней боковой полосы (НБП)
(fo - Fm), которые разделяются фильтрами и через коммутатор,
управляемый манипулятором, поступают на выход, обеспечивая
частоты/, = (f0 + FM) и/2 = (f0- Ff) со сдвигом Д/= 2FM.
Рис. 29.24
ЧТ можно осуществить путём изменения частоты КАГ, под-
ключая параллельно кварцевому резонатору ёмкость и отключая
её. Можно подключить параллельно кварцевому резонатору или
ЛЕКЦИЯ 29
331
включить последовательно с ним варикап и изменять на нём на-
пряжение скачком в соответствии с манипулирующим сигналом.
В этих случаях также не будет скачков фазы колебаний, но трудно
получить большой сдвиг частот.
В настоящее время в системах передачи дискретной информа-
ции (многоканальные и космические системы связи, телеметриче-
ские системы) широко используют фазовую манипуляцию, назы-
ваемую по аналогии с АТ и ЧТ фазовой телеграфией (ФТ).
При ФТ передатчик излучает колебание одной частоты, на-
чальная фаза которого может принимать два или более дискретных
значения в зависимости от передаваемого сообщения. Работа на
одной частоте обеспечивает лучшую помехоустойчивость и даёт
энергетический выигрыш.
При передаче одноканального сигнала, так называемой одно-
кратной телеграфии, при ФТ символам 0 и 1 соответствуют фазы
излучаемого колебания 0 и 180°. Такой режим носит название
л-манипуляции. При двукратной фазовой телеграфии (ДФТ), когда
передаются два сообщения (два сигнала), фаза колебания принима-
ет значения 0, 90, 180 и 270°. Для уменьшения спектра внеполос-
ных излучений следует производить переключение фаз без резких
скачков при переходе от одного значения к другому. Наибольшую
экономию спектра и лучшую помехоустойчивость обеспечивает
относительная фазовая телеграфия (ОФТ), называемая также фа-
зоразностной манипуляцией (ФРМ), когда изменение дискретных
значений фазы происходит лишь при переходе, например, от сим-
вола 1 к символу 0, а при обратном переходе фаза колебания не
изменяется. При этом количество манипуляций фазы в два раза
меньше, соответственно спектр сигнала ОФТ уже.
На рис. 29.25 представлена одна из возможных схем осуществ-
ления ФТ с изменением фазы на 180°. Противофазные сигналы
снимаются с выхода усилителя на транзисторе VT и поступают на
входы транзисторов VT1 и VT2, которые подключаются к общему
контуру. Подключение выходов транзисторов VT1 и VT2 к нагруз-
ке осуществляется с помощью электронных ключей на транзисто-
рах V73 и VT4, управляемых от манипулятора, обеспечивающего
последовательность импульсов противоположной полярности. При
положительном импульсе с манипулятора на выход проходит вы-
сокочастотный сигнал через транзистор V71, а при отрицательном
сигнале с манипулятора на выход проходит высокочастотный сиг-
нал с транзистора V72.
332
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Рис. 29.25
В заключение отметим, что простейщий фазовый манипулятор
может быть выполнен по принципу коммутации фазовращателей,
обеспечивающих необходимые сдвиги фазы высокочастотного ко-
лебания.
Примечание. Для схемы (рис. 29.15,а) средняя частота определяется
индуктивностью контура £* и ёмкостью
(!)
при отсутствии изменения управляемой ёмкости. При изменении управ-
ляемой ёмкости ёмкость контура определяется выражением
С' -С Ссв(Ср0 ±ДСр)
С + С + АС
Ссв ^р0 —
(П)
Соответственно изменение ёмкости контура
±ДС=<Д-Ск
к к к
_ Сс2в(±АСр)
(Сев + Ср0 )(Ссв + Срр ± ДСр)
с +с
Дев ^1р0 ;
(±ДСр) = р2(±ДСр).
(III)
ЛЕКЦИЯ 29
333
Если выражение (II) представить в виде
С'к = Со +----------------------------(± ДСр)
Ссв+Сро±ДСр Ссв+Сро±ДСр р
СсвС_ с
= Со + св Ро- + -	(± ДСр),
V Л* 4-/^ С + С	Р
^СВ *“ ^р0 VCB ^р0
то получаем
±дск =с'к-ск -св^~ (±ДСр)=р(±ДСр), (IV)
Сев +Сро
что отличается от (III).
Как видим, упрощение выражения (II) на начальном этапе определе-
ния изменения ёмкости контура приводит к (IV), тогда как подобные уп-
рощения на более позднем этапе приводят к (Ш). Очевидно, чем сильнее
будет неравенство Ссв » Сро , тем ближе будут значения, даваемые (III)
и (IV). В этом случае коэффициент включения управляемой ёмкости при-
ближается к единице.
Выражение (III) является более правильным, и оно соответствует
также энергетической основе управления частотой контура.
Изменение любой реактивности контура связано с изменением реак-
тивной энергии контура. В рассматриваемой схеме (рис. 29.15,а) напря-
жение на управляемой ёмкости
У __________С	_____ССсв______ Ссв
Р 1 + (Ср0 ± ДСр)/Ссв Ссв+Ср0±ДСр Ссв+Ср0
где U - напряжение на контуре (на индуктивности LK, на ёмкости Со, на
последовательном соединении Ссв и управляемой ёмкости).
Электрическая энергия, запасаемая в изменяющейся части управляе-
мой ёмкости,
±ДСОЦ? ±ДС„ ( г Y ,
+Д1УС =----=-------2- —— и2.
2	2 Ссв+С„п
\ св РО 7
Так как должно быть
±^WC^U2,
с 2
то из равенства последних выражений следует:
334
Р а з д е л 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
±ДСК
(±ДСр) = р2(±ДСр),
что совпадает с (III).
Аналогичный результат получается из соотношения
ДСК=^ДС_,
к ЭСр р
где согласно (I), принимая Ср = См,
дСк _
дСр~
= Р2,
что приводит к аналогичному (III) выражению.
Аналогично при подключении управляемой индуктивности по схеме
рис. 29.15,6. Индуктивность контура, определяющая среднюю частоту,
Z0 + LPo
(V)
При изменении управляемой индуктивности контура получаем
14	(Vi)
^ + /То±Д1Р
Соответственно изменение индуктивности контура
±Д^4^ =___________________________-
(/о + ЕрД^ + Ер^Д!,,)
= (--Ч )2 (±ALp) = Р2 (±Д1р) -	(VII)
LO + LPo
Если представить (VI) в виде:
-----——+-------—-----(±Д£р )
Io+Z^+ДЦ, Zo+^iALp
= _^ + _к__(±Дл),
Л Е К Ц И Я 29
335
то получаем
4 - Д. =	(±А^) = р&Ы,,).
H)+Zfo
Как видим, последнее выражение отличается от (VII) показателем
степени у соответствующего коэффициента в два раза. Выражение (VII)
более правильное, и оно также соответствует энергетическому подходу к
управлению частотою контура.
Действительно, ток, протекающий через управляемую индуктивность
(£ро ± ААр) в схеме рис. 29.15,6,
i =i____h____Jj)—..,
₽ Л)+ Чо ± Lq + 4>o
где i - контурный ток (ток через результирующую индуктивность конту-
ра, он же через ёмкость контура).
Энергия магнитного поля, запасаемая в изменяющейся части управ-
ляемой индуктивности,
±AW£ =
+ALP ,2 ±ALp
2 'р 2
Так как должно иметь место соотношение
±bWL=^^i2
L 2
то из равенства последних выражений следует:
±AZ* =
(±AIT) = p2(±AiJ)),
что согласуется с (VII).
Аналогичный результат получается из соотношения
Д^=|Ч’
ОЬр
где согласно (V), принимая Lp = L^,
f Л2
, Ч |	2
что приводит к аналогичному (VII) результату.
336
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Очевидно, чем сильнее будет неравенство Lq » Lpo , тем ближе бу-
^0
L0 + LP0,
дут значения
. При этом коэффициент включения
и
Z0 + ZTo
управляемой индуктивности приближается к единице.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 29
1.	Представьте графические изображения ЧМ и ФМ колебаний при
модуляции одним тоном. Каждое колебание представьте в сравнении с
немодулированным колебанием в пределах одного периода модулирую-
щего колебания.
2.	Дайте определения основных параметров ЧМ и ФМ колебаний. За-
пишите соотношения, их определяющие. Поясните сходство и различия в
параметрах ЧМ и ФМ колебаний.
3.	Установите размерности коэффициентов к в выражениях для де-
виации фазы и девиации частоты при ФМ, если модулирующий сигнал
выражается в вольтах. Как изменятся размерности коэффициентов, если
модулирующий сигнал задать в единицах тока амперах [А]?
4.	Как будут различаться выходные мощности передатчиков с ЧМ и
AM в режиме молчания при полном использовании в выходных каскадах
одинаковых АЭ с номинальной колебательной мощностью Р-ном? Рас-
смотрите разные случаи AM: смещением, анодную, коллекторную.
5.	Если обратиться к рис. 29.2,а, то пределы угловых колебаний ре-
зультирующего вектора относительно вектора несущего колебания отли-
чаются от значения угла Р. Определите эти пределы. В чём причина от-
личия? Должно ли это отличие иметь место?
5.	Попробуйте провести анализ спектра ЧМ и ФМ колебания, ис-
пользуя запись
i(t) = /cos((D0r + PcosQt+<p0) .
Как сходятся результаты с представленными в лекции?
6.	Представьте схему моста в схеме мостового фазового модулятора
рис. 29.7. Учитывая, что на резисторах Ri и R2 действуют одинаковые по
величине, но противофазные напряжения, получите выражение для вы-
ходного ФМ колебания.
7.	ЧМ колебание получено путём преобразования ФМ в ЧМ. Какими
при этом будут сигналы на выходах приёмных устройств соответственно
с частотным и фазовым детектором? Что надо сделать, чтобы в обоих
случаях получить исходный модулирующий сигнал?
8.	Что, по вашему мнению, в схеме рис. 29.10 представляют* управ-
ляющая реактивность для осуществления ЧМ и управляющий элемент в
ЛЕКЦИЯ 29
337
кольце ЧАП? Можно ли объединить их функции? Если можно, то какие
достоинства и недостатки при этом будут иметь место?
9.	Запишите выражения для ёмкости контура Ск и индуктивности
контура LK, а также для ДСК и ДЕК, если используется одновременное из-
менение ёмкости и индуктивности контура при их подключении как на
схеме рис. 29.15.Чему будет равна при этом девиация частоты? Рассмот-
рите также случаи Со = О и/или Ссв = со. Сделайте выводы.
10.	Какое решение будет принято вами, если в результате расчёта час-
тотного модулятора с варикапом полученное значение девиации частоты:
а)	совпадает с требуемым;
б)	больше требуемого;
в)	меньше требуемого?
Поясните возможные меры, которые можно предпринять в ситуациях
б) и в).
11.	Изобразите вид ФТ колебания при передаче последовательности
импульсов из 1 и 0 с использованием:
а) л-телеграфии и б) ОФТ.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 29
См. список литературы для дополнительного чтения по теме лекции 24,
исключая [6].
ЛЕКЦИЯ 30
Особенности работы АЭ в режиме коротких радиоимпульсов.
~ Параметры видео- и радиоимпульсов. ~ Использование
принципа накопления энергии в импульсных модуляторах. ~
Схемы, принцип работы и основы расчёта импульсных
модуляторов с ёмкостным накопителем энергии (полный
и частичный разряды ёмкостного накопителя энергии) и
с эквивалентами длинных линий. ~ Коммутаторные
устройства. ~ Магнитные импульсные модуляторы. ~
Принципиальные схемы импульсных модуляторов.
С импульсным режимом работы АЭ мы встречались при
изучении амплитудной телеграфии (АТ)1. При АТ дли-
тельности посылок импульсов и длительности пауз соизмеримы,
поэтому режим АТ рассматривается как непрерывный режим рабо-
ты АЭ. В то же время существуют передатчики, в которых АЭ вы-
ходного каскада вырабатывает равномерно следующие друг за
другом короткие импульсы высокочастотных колебаний, разде-
лённые сравнительно большими (в сотни, тысячи раз большими)
интервалами времени. Передатчики, работающие такими импуль-
сами, носят название импульсных передатчиков, а режим работы
АЭ в таких передатчиках носит название режима работы коротки-
ми импульсами. Импульсные передатчики широко применяются в
радиолокации и радионавигации. Наиболее часто применяются
длительности импульсов от нескольких десятых долей микросе-
кунды до нескольких микросекунд (мкс). Интервал между импуль-
сами в несколько сотен или даже тысяч раз превышает длитель-
ность импульсов.
1 См. лекцию 27.
Л Е К Ц И Я 30
339
Обобщённая структурная схема импульсного радиопередатчика
радиолокационной станции (РЛС) в его простейшем на сегодня
виде представлена на рис. 30.1.
Рис. 30.1
Основными элементами импульсного радиопередатчика явля-
ются высокочастотный генератор, модулятор и подмодулятор.
Импульсные передатчики используются главным образом для
работы в дециметровом и сантиметровом диапазонах, а также от-
части в метровом диапазоне, т.е. это обычно передатчики СВЧ.
Мощность передатчиков в импульсе составляет сотни - тысячи
киловатт и даже единицы мегаватт, что в подавляющем большин-
стве случаев превосходит мощности передатчиков для передачи
непрерывных сигналов, к которым относят как радиовещательные
и телевизионные передатчики, так и связные передатчики, а также
передатчики радиорелейных, космических и телеметрических сис-
тем, использующих различные виды цифрового (импульсного) ко-
дирования сигналов. В передатчиках любой дискретной, в том чис-
ле и цифровой информации, длительности посыпок и пауз соизме-
римы. Поэтому в таких передатчиках, как при АТ, режим работы
АЭ является практически непрерывным. При ЧТ и ФТ режим рабо-
ты АЭ по сути непрерывный, так как высокочастотный сигнал су-
ществует всё время.
В простейших схемах импульсных передатчиков высокочас-
тотный генератор, как правило, представляет автогенератор,,-моду-
лируемый прямоугольными импульсами, поступающими с модуля-
тора. Сам модулятор запускается импульсами с подмодулятора, на
вход которого поступают импульсы от синхронизатора, обеспечи-
вающего синхронизацию работы всех узлов РЛС. В ряде случаев, в
зависимости от назначения РЛС и схемы модулятора, модулятор
исполняет роль синхронизатора станции. Синхронизирующие им-
340
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
пульсы от него поступают для синхронизации остальных узлов
станции, например, на индикаторное устройство.
В сантиметровом диапазоне волн и отчасти в нижней части де-
циметрового диапазона высокочастотный генератор чаще всего
выполняют на магнетроне, а в метровом и дециметровом диапазо-
нах - на электронных лампах. Как в генераторах на магнетронах,
так и в генераторах на электронных лампах в основном применяет-
ся анодная модуляция. Сеточная модуляция в генераторах на элек-
тронных лампах не применяется, так как в этом случае на аноде
лампы всё время должно быть высокое напряжение, что утяжеляет
режим работы лампы. Действительно, как показывает опыт, гене-
раторные лампы позволяют без возникновения в них ионных раз-
рядов осуществлять работу со значительно более высоким анод-
ным напряжением, если последнее подаётся в виде очень коротких
импульсов, а не непрерывно. Кроме того, при импульсной подаче
анодного напряжения устраняется дополнительный разогрев анода
за счёт прохождения сравнительно небольших в течение длитель-
ных интервалов между импульсами токов, связанных с термоэмис-
сией сетки и с возможным неполным запиранием тока катода.
На анод лампы или магнетрона обычно поступает последова-
тельность импульсов, близких по форме к прямоугольным
(рис. 30.2,а). Эти импульсы часто называют, видеоимпульсами. Ос-
новными параметрами последовательности видеоимпульсов явля-
ются: длительность импульсов ти; частота следования F (или пери-
од повторения Т = 1/F); амплитуда Е. Высокочастотный генератор
излучает радиоимпульсы, показанные на рис. 30.2,6. Частота
заполнения этих импульсов /, амплитуда высокочастотных коле-
баний им.
Рис. 30.2
Л Е К Ц И Я 30
341
Мощность высокочастотного генератора в импульсе
Р
~и 21^'
где 7?ое - эквивалентное сопротивление выходной колебательной
системы генератора.
Средняя мощность, излучаемая передатчиком за время повто-
рения импульсов,
Р т
Р _ .гН-и. = р т F.
ср р -ИИ
Величина Т1хк =1/=S носит название скважности2, а обрат-
ная величина q=\!S- коэффициента заполнения времени или про-
сто коэффициента заполнения.
При скважности порядка сотен или тысяч единиц средняя
мощность в сотни или тысячи раз меньше мощности в импульсе и
в большинстве случаев составляет единицы - сотни ватт.
Большая импульсная мощность и маленькая средняя мощность
накладывают резкий отпечаток на конструкцию и условия работы
импульсных передатчиков большой скважности.
С одной стороны, малая средняя мощность позволяет приме-
нять сравнительно маломощные и малогабаритные источники пи-
тания, а также позволяет рассчитывать передатчик на малые мощ-
ности прогрева деталей и, в частности, малые средние мощности,
рассеиваемые на анодах ламп.
С другой стороны, большие мощности, развиваемые в течение
коротких длительностей импульсов, требуют применения очень
высоких напряжений и больших токов во время импульса. Это су-
щественно повышает требования к электрической прочности изо-
ляции деталей и ламп и к эмиссионной способности катодов гене-
раторных и модуляторных ламп.
В мощных импульсных передатчиках, как правило, применяют
специальные импульсные генераторные и модуляторные лампы,
рассчитанные на большую эмиссионную способность катода и на
работу при больших анодных напряжениях и в то же время на
сравнительно малую мощность рассеяния на аноде. В таких лампах
чаще всего применяются оксидные катоды, способные в течение
2 В отдельных работах под скважностью понимают (Г- ти)/ти = 77ти - 1= 77ти при
Г»ти.
342
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
коротких импульсов порядка 5...8 мкс и менее создавать плотность
тока эмиссии, превышающую в десятки раз безопасную для катода
плотность тока эмиссии в непрерывном режиме работы. При рас-
чёте режима работы импульсных генераторных и модуляторных
триодов и тетродов необходимо пользоваться специальными им-
пульсными статическими ВАХ, снятыми при подаче на электроды
импульсов питающих напряжений приблизительно той же дли-
тельности, на которую производится расчёт.
Следует отметить, что реальная форма видеоимпульса несколь-
ко отличается от прямоугольной. В любой электрической цепи все-
гда имеются ёмкостные и индуктивные элементы, в том числе ме-
жэлектродные и монтажные ёмкости, индуктивности вводов элек-
тродов и соединительных проводов. Напряжение на ёмкости не
может измениться скачком, а через индуктивность не может скач-
ком измениться протекающий через неё ток. Соответственно в це-
пи не может появиться импульс с бесконечно крутыми фронтами,
как у идеального прямоугольного импульса (рис. 30.2,а)3. Обмен
реактивной энергией между ёмкостными и индуктивными элемен-
тами обусловливает характер колебательных процессов в электри-
ческих цепях. Реальная форма видеоимпульса показана на
рис. 30.2,в. При этом основными параметрами импульса, помимо
длительности ти, частоты следования F и амплитуды Е, являются
также длительность фронта Тф, длительность спада (длительность
заднего фронта) тсп, нестабильность на вершине (спад вершины)
Д£. Часто под длительностью импульса понимается время т, оп-
ределяемое относительно уровня, соответствующего половине ам-
плитуды.
Большие значения длительностей фронта и спада модулирую-
щего импульса и нестабильность напряжения на его вершине от-
ражаются на частоте автоколебаний (если модулируется автогене-
ратор) и мощности во время генерирования радиоимпульса. По-
этому при проектировании модулятора для импульсного генерато-
ра стремятся обеспечить достаточно крутые фронты импульсов
модулирующего напряжения при относительно стабильной верши-
не импульса. Обычно допускается длительность фронта
0,1.. .0,2 ти, длительность спада TntI =0,2...0,Зти, относитель-
Ц/	И	V11	и
ная нестабильность импульса на вершине
3 Энергия любой реальной системы не может измениться скачком. Поэтому все
физические процессы протекают за конечное, пусть и очень короткое время.
Л Е К Ц И Я 30
343
-^<±(0,05.-0,07)
при модуляции ламповых АГ и
AF
— <±(0,01-0,015)
при модуляции магнетронных генераторов.
Необходимо отметить, что длительность радиоимпульса
(рис. 30.3) три, а также длительности его фронта трф и спада трсп
заметно отличаются от соответствующих параметров видеоим-
пульса. Радиоимпульс всегда получается короче. Последнее обу-
словлено тем, что колебания в ламповом АГ4, и особенно в магне-
тронном генераторе начинаются только по достижении определён-
ного напряжения на аноде. Длительность фронта и длительность
спада радиоимпульса определяются скоростью нарастания и зату-
хания высокочастотных колебаний в
колебательной системе (автогене-
ратора.
Обычно на практике длитель-
ность видеоимпульса выбирают в
пределах
ти «(1,05-1,1)три.
Для магнетронных генераторов часто
оговаривается также скорость нарас-
тания модулирующего напряжения.
Работа передатчика короткими
импульсами заметно расширяет занимаемую им полосу частот, ко-
торая колеблется от сотен кГц до единиц МГц. Широкая полоса
частот, занимаемая импульсным передатчиком, и делает возмож-
ной импульсную работу в диапазоне СВЧ и выше по частоте, а
также позволяет строить высокочастотные генераторы по однокас-
кадной схеме, так как из-за широкой полосы заметно снижается
требование к стабильности частоты автоколебаний. Низкое требо-
вание к стабильности частоты импульсных передатчиков обуслов-
Рис. 30.3
4 В ламповом усилителе также требуется определённое время для установления
колебаний в контуре. Считается, что колебания в контуре устанавливаются
примерно за время ZyCT » QT = Q! f , где Q - нагруженная добротность контура,
/- частота колебаний.
344
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
ливается также тем, что для приёма импульсных сигналов исполь-
зуются широкополосные приёмники. Кроме того, приёмник и пе-
редатчик в большинстве случаев находятся рядом и поэтому перед
началом работы всегда возможна подстройка частоты либо пере-
датчика, либо приёмника. В приёмнике также обычно предусмат-
ривается возможность АПЧ в процессе работы.
Наименьшая и наибольшая длительности импульсов в однокас-
кадных генераторах ограничиваются рядом условий.
1. При увеличении длительности импульсов пропорционально
сокращается полоса спектра частот, в пределах которой заключена
основная мощность. Следовательно, для устранения избыточного
уровня шумов должна снижаться соответственно и полоса пропус-
кания приёмного устройства. Это повышает требования к стабиль-
ности частоты передатчика и к форме видеоимпульсов.
2. При сильно коротких импульсах конечное время, необходи-
мое для нарастания амплитуды автоколебаний, и время, затрачи-
ваемое на спадание высокочастотных колебаний после окончания
импульса, становятся сравнимыми с длительностью импульса. Это
приводит как к сильному искажению формы импульса, так и к
уменьшению средней мощности, развиваемой генератором.
Наиболее выгодные длительности импульсов укорачиваются с
уменьшением рабочей длины волны.
Для грубой ориентировки можно указать, что на волнах поряд-
ка 1 м в однокаскадных генераторах наиболее употребительны дли-
тельности импульсов порядка 5 мкс, а на волнах порядка 10 см -
длительности импульсов порядка0,5... 1 мкс.
В радиолокации наиболее широкое использование имеют мик-
росекундные длительности импульсов 0,1... 10 мкс. При таких дли-
тельностях импульсов используются однокаскадные высокочас-
тотные генераторы, что существенно упрощает схему передатчика.
Наряду с этим для целей радиолокации с очень большой дально-
стью действия (тысячи или многие сотни километров) получили
применение радиопередатчики, работающие с относительно длин-
ными, миллисекундными, импульсами. Такие передатчики рабо-
тают при сравнительно малых скважностях (порядка 15...40 еди-
ниц) и представляют мощные многокаскадные устройства. В вы-
ходном каскаде обычно используются мощные пролётные клис-
троны или лампы бегущей волны, обеспечивающие весьма боль-
шие коэффициенты усиления. Им предшествуют маломощные, но
сложные возбудители с высокостабильным задающим генератором
и последующим умножением частоты в нескольких каскадах.
ЛЕКЦИЯ 30
345
Для целей радиолокации малой дальности действия, но очень
высокой разрешающей способности как по дальности, так и по уг-
лам применяются радиопередатчики, работающие наносекундны-
ми импульсами. Как правило, в таких передатчиках генераторы
однокаскадные, работающие в миллиметровом или в самой нижней
(по длине волны) части сантиметрового диапазона. Возможны и
многокаскадные передатчики такого типа, использующие ЛБВ или
пролётные клистроны.
В настоящей лекции мы обсудим в основном вопросы построе-
ния импульсных передатчиков РЛС, выполненных на электронных
лампах или магнетронах.
Импульсные передатчики в метровом диапазоне волн строят на
лампах в основном по двухтактным схемам с общим анодом с ко-
лебательными системами из отрезков двухпроводных линий. В де-
циметровом и сантиметровом диапазонах волн ламповые генерато-
ры импульсных передатчиков строятся однотактными с общей сет-
кой с колебательными системами из отрезков коаксиальных линий.
ОСНОВНЫЕ МЕТОДЫ ИМПУЛЬСНОЙ РАБОТЫ
Как уже отмечалось, для обеспечения импульснойГ работы вы-
сокочастотных генераторов импульсных передатчиков на анод
лампы или магнетрона должны подаваться короткие импульсы вы-
сокого напряжения.
Простейшая схема импульсной работы высокочастотного гене-
ратора показана на рис. 30.4, где Е - источник постоянного напря-
жения соответствующей величины; К - быстро-
действующий коммутатор, замыкающий цепь на
короткие интервалы времени, соответствующие
длительности импульсов; 7?ген = Еа 11^ - сопро-
тивление анодной цепи генератора (лампы или
магнетрона) по отношению к источнику анодно-
го напряжения (Еа - анодное напряжение, в об-
щем случае отличное от Е за счёт падения части напряжения, на-
пример, на коммутаторе; - постоянная составляющая анодного
тока генератора в установившемся режиме).
Метод импульсной работы, соответствующий схеме рис. 30.4,
при больших скважностях практически неудобен, так как требует,
чтобы источник питания мог развивать в течение импульса очень
большую мощность, равную мощности, потребляемой анодной це-
пью генератора во время импульса. Соответственно источник пи-
тания должен быть такой большой мощности, которая длительное
Рис. 30.4
346
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
время (во время пауз) не используется. Поэтому на практике в им-
пульсных передатчиках, работающих с большой скважностью, та-
кой метод не применяется, а применяются другие методы, осно-
ванные на принципе накопления энергии. Принцип накопления
энергии заключается в том, что в течение длительного промежутка
времени между импульсами энергия медленно накапливается от
источника питания либо в форме электростатической энергии
электрического поля в конденсаторе, либо в форме магнитной
энергии тока, проходящего через катушку индуктивности. Процесс
накопления энергии носит название процесса заряда. После сраба-
тывания коммутатора накопленная энергия в течение очень корот-
кого промежутка времени, соответствующего длительности им-
пульса, расходуется на питание генератора. При этом процессе,
который принято называть процессом разряда, кратковременно
развивается очень большая мощность.
Так как процесс заряда при работе с большой скважностью мо-
жет продолжаться в сотни раз дольше, чем процесс разряда, то ис-
точник питания может быть рассчитан на мощность, в сотни раз
меньшую, чем мощность, необходимая для питания генератора во
время импульса.
Простейший вариант схемы, соответствующий работе им-
пульсного устройства по принципу накопления энергии в ёмкости,
показан на рис. 30.5, где приняты следующие обозначения: С - на-
копительная ёмкость, т.е. конденсатор, в котором происходит на-
копление электростатической энергии; 7?3 - сопротивление, через
которое происходит заряд накопительной ёмкости. Это сопротив-
ление называется зарядным или разделительным сопротивлением.
Оно ограничивает величину зарядного тока i3. Остальные элементы
как в схеме рис. 30.4.
В промежутке времени (Т - тн) между импульсами коммутатор
разомкнут и в цепи Е - 7?3 - С происходит процесс заряда. Путём
выбора достаточно большой величины зарядного сопротивления
ЛЕКЦИЯ 30
347
R3, а следовательно, и постоянной времени R3 С цепи заряда можно
обеспечить сравнительно медленный процесс заряда и сравнитель-
но малую величину тока заряда.
Если обозначить напряжение на конденсаторе в конце процесса
заряда как Uc макс, то энергия, накопленная в конденсаторе, будет
CU2
уу _ C макс
С 2
При замыкании коммутатора К в цепи С - К - RreH происходит
быстрый процесс разряда, определяемый постоянной времени
С7?ген этой цепи. Для обеспечения быстрого разряда в течение дли-
тельности импульса должно выполняться условие
/?з » RreH-
Ток разряда ip » i3, поэтому при рассмотрении процесса разряда
практически можно пренебречь весьма малым током в зарядном
сопротивлении по сравнению с током
в цепи разряда, т.е. считать зарядную
цепь отключенной.
На рис. 30.6 показана простейшая
схема импульсного устройства с нако-
плением энергии в индуктивности.
В противоположность предыду-
щему случаю здесь процесс заряда
происходит при замкнутом коммутаторе, а процесс разряда - при
разомкнутом.
Магнитная энергия в индуктивности L накапливается за счёт
нарастания тока заряда ц в цепи
E-K-L.
При достаточно малом активном сопротивлении заряда 7?3 этой
цепи, складывающемся из сопротивлений потерь коммутатора К,
катушки индуктивности L и внутреннего сопротивления источника
питания Е, может быть получен большой ток i3 макс в конце процес-
са заряда. Накопленная магнитная энергия
При размыкании коммутатора весь ток должен пройти через
сопротивление /?ген, причём в первый момент времени ток разряда
ip должен быть равен току i3 макс. Далее он будет уменьшаться по
348
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
мере расходования на питание генератора накопленной в индук-
тивности L магнитной энергии.
Крупным недостатком импульсного устройства с накоплением
энергии в индуктивности является низкий КПД зарядного процес-
са, снижающий общий КПД устройства.
Действительно, по мере увеличения тока заряда повышается
мощность, выделяемая на зарядном сопротивлении R3. Причём с
увеличением времени заряда растет теряемая на сопротивлении 7?3
энергия, что увеличивает затраты энергии источника Е и ухудшает
КПД.
Из-за низкого КПД зарядного процесса импульсные устройства
с накоплением энергии в индуктивности не находят применения
при значительных мощностях, поэтому не будем более на них ос-
танавливаться.
Рассмотренные выше простейшие схемы импульсной работы
высокочастотных генераторов (рис. 30.5 и 30.6) по существу пред-
ставляют упрощенные схемы импульсных модуляторов. Как
нетрудно видеть, основными элементами схемы импульсного мо-
дулятора являются источник питания, накопитель энергии, комму-
татор.
Остановимся кратко на рассмотрении двух последних элемен-
тов схемы импульсного модулятора с ёмкостным накопителем
энергии.
ФИЗИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ
В ИМПУЛЬСНЫХ МОДУЛЯТОРАХ
С ЁМКОСТНЫМ НАКОПИТЕЛЕМ ЭНЕРГИИ.
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ИСКУССТВЕННЫХ ЛИНИЙ
В КАЧЕСТВЕ НАКОПИТЕЛЕЙ ЭНЕРГИИ
Цепь заряда ёмкостного накопителя энер-
гии показана на рис. 30.7. Согласно второму
закону Кирхгофа для этой цепи
Е = LR. + — [Ldt + Ur ,
зз j з Сд
где иСо - начальное напряжение на ёмкости.
Дифференцируя последнее уравнение, получаем:
-^- +----1=0
dt CR3 3
ЛЕКЦИЯ 30
349
Решение этого уравнения
. -t/CIL
l3=zoe 
где io - начальный ток, равный
E-Uc
V
Таким образом,
E-Uc г
3
(30.1)
Для напряжения на ёмкости получается выражение
Uc = Е - i3R3 = Е - (Е - t/Co )е t,CR'.	(30.2)
Зависимости (30.1), (30.2) графически представлены на рис. 30.8.
Максимальное значение напряжения на ёмкости и соответст-
венно минимальное значение зарядного тока имеют место в конце
процесса заряда, когда t = (Т - т„).
При этом согласно (30.1), (30.2)
F — IJ
i =_________£o.-(T-W™3.
3 МИН	г> с	’
Кз
ис = E-(E-UC )e'lT~Xl>yCR1.
Не останавливаясь на подроб-
ностях, отметим, что КПД заряд-
ного процесса будет тем выше,
чем меньше разница между на-
пряжениями Uc0 и ЕСмакс- Физиче-
ски это объясняется тем, что в
этом случае оказывается малым
зарядный ток и соответственно
уменьшаются потери энергии на сопротивлении 7?3. Кроме того,
чем меньше отличаются Uc0 и Есмакс, тем меньше изменяется запа-
саемая в конденсаторе энергия и соответственно меньшая энергия
будет требоваться от источника на подзарядку конденсатора.
350
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
После заряда конденсатора в момент времени t = (Т - ти) сраба-
тывает коммутатор и начинается процесс разряда накопителя.
Пренебрегая малым током, проходящим че-
U" рез зарядное сопротивление, для анализа
процесса разряда можно воспользоваться
схемой рис. 30.9.
Через обозначено полное сопротивле-
ние цепи разряда, равное сумме сопротивле-
ний генератора Rre„ и коммутатора в замкнутом состоянии. Сопро-
тивление R„ предполагается не изменяющимся в процессе разряда.
Аналогично процессу заряда на основании второго закона
Кирхгофа получаем
’р R
II
^макс c~tlCR, ,
f/C=f/H=Hn=f/C
с н Р 11 смакс
-z/C7?H
е н
В последних соотношениях время отсчитывается от момента
начала процесса разряда, т.е. от момента замыкания коммутатора.
Так как этот момент соответствует моменту окончания процесса
заряда, то начальное напряжение на ёмкости в момент начала раз-
ряда равно С7Смакс.
Возможны два случая осуществления разрядного процесса:
1) частичный разряд ёмкости; 2) полный разряд ёмкости.
Частичный разряд ёмкости имеет место, если коммутатор раз-
мыкается и прекращает разряд в момент времени, когда напряже-
ние на накопительной ёмкости успело только немного уменьшиться
против его максимального значения. В этом случае форма импульса
напряжения на нагрузке U„ имеет вид, показанный на рис. 30.10,а, и
может быть весьма близкой к прямоугольной. Характер изменения
напряжения на накопительной ёмкости Uc при последовательных
зарядах и разрядах её представлен на рис. 30.10,6.
Рис. 30.10
ЛЕКЦИЯ 30
351
Напряжение на ёмкости в момент окончания разряда
£/	= [/ e~^iCRn =и
смин смакс
Импульсные модуляторы с частичным разрядом накопительной
ёмкости широко применяются на практике. Их основным достоин-
ством является возможность получения формы импульсов, близкой
к прямоугольной и притом устойчивой по отношению к не очень
резким изменениям нагрузочного сопротивления, т.е. по отноше-
нию к изменениям режима работы генератора. Кроме того, в слу-
чае частичного разряда при малом значении At7c может быть полу-
чен очень высокий КПД процесса заряда.
Существенным недостатком модуляторов с частичным разря-
дом ёмкости является необходимость осуществления коммутато-
ром не только замыкания, но и размыкания разрядной цепи. При
таких условиях в качестве коммутирующих устройств могут при-
меняться только электронные лампы, которые во время импульсов
должны пропускать через свою анодную цепь весьма большие то-
ки. Вследствие сравнительно большого внутреннего сопротивле-
ния электронных ламп снижается КПД процесса разряда накопи-
тельной ёмкости. Кроме того, для управления электронными ком-
мутаторными лампами на их управляющие сетки должны пода-
ваться импульсы сравнительно большой величины и хорошей пря-
моугольной формы. Это существенно усложняет конструкцию
подмодулятора, подающего управляющие импульсы на сетки ком-
мутаторных ламп импульсного модулятора.
При полном разряде накопительной ёмкости коммутатор не
размыкает цепь разряда до практически полного прекращения тока
в ней. Соответственно форма импульса напряжения на нагрузке
получается экспоненциальной (рис. 30.11,а), т.е. весьма отли-
чающейся от прямоугольной. Характер изменения напряжения на
накопительной ёмкости при последовательных процессах заряда и
разряда для этого случая показан на рис. 30.11 ,б.
Рис. 30.11
352
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
При полном разряде накопительной ёмкости величина её может
быть много меньше, чем в случае частичного разряда. Кроме того,
коммутатор должен только замыкать цепь разряда в начале каждо-
го импульса, так как размыкание её при соответствующих услови-
ях может происходить после полного разряда накопительной ёмко-
сти без участия коммутаторного устройства. При таких условиях в.
качестве коммутаторного устройства могут применяться не элек-
тронные лампы, а газоразрядные приборы, чаще всего тиратроны.
Это является существенным преимуществом вследствие: а) малого
падения напряжения в таких коммутаторных устройствах после
возникновения в них газового разряда; б) возможности пропуска-
ния через них очень больших токов разряда; в) более простых тре-
бований, предъявляемых в этом случае к управляющим импульсам.
Несмотря на указанные достоинства, импульсные устройства с
полным разрядом ёмкостного накопителя применяются редко из-за
неудовлетворительной формы получающегося импульса. Этот не-
достаток, однако, может быть устранён путём применения более
сложных ёмкостных накопителей, а именно, накопительных искус-
ственных линий. При этом сохраняются все преимущества исполь-
зования полного разряда. Импульсные модуляторы с искусствен-
ными линиями широко применяются на практике. Наиболее упот-
ребительная схема искусственной линии показана на рис. 30.12,а.
Рис. 30.12
Применение искусственных линий для формирования импуль-
сов, близких по форме к прямоугольным, обусловлено возможно-
стью получения прямоугольных импульсов при разряде разомкну-
того отрезка линии длиной заряженного до напряжения Uo, на
активное сопротивление /?н, равное волновому сопротивлению ли-
нии Zq (рис. 30.12,6).
Величина напряжения на нагрузке равна (/</25, а линия разря-
жается в течение времени
2^
т = —
о
(30.3)
5 В начале Процесса разряда отрезка линии напряжение Uo делится пополам меж-
ду волновым сопротивлением линии Zq и согласованной нагрузкой RH = Zq.
Л Е К Ц И Я 30
353
где V - скорость распространения электромагнитных волн в ли-
нии. Очевидно, время разряда т будет определять длительность
полученного импульса на нагрузке.
Из соотношения (30.3) видно, что чем длительнее требуется
импульс, тем длиннее должен быть отрезок линии.
Например, в случае линии с воздушным заполнением про-
странства между проводами скорость распространения электро-
магнитной волны о == ЗЮ8 м/с и для формирования импульса дли-
тельностью ти = 1 мкс потребуется отрезок линии длиной
,^.з^Э22=15Ом.
2	2
Очевидно, такая длина неудобна даже при свёртывании линии в
моток.
Искусственная линия по своим свойствам приближается к ли-
нии с распределёнными параметрами и тем сильнее, чем больше
ячеек L, С. Обычно при использовании искусственной линии в ка-
честве накопителя энергии оказывается достаточным иметь от 4 до
6 ячеек.
Сопротивление генератора по отношению к источнику анодно-
го напряжения обычно порядка сотен - тысячи Ом. При таких ус-
ловиях осуществление непосредственного разряда линии на АЭ
генератора (на генератор) оказывается затруднительным, так как
для согласования пришлось бы применять линии со слишком
большими волновыми сопротивлениями q = Jl/C и соответст-
венно малыми ёмкостями ячеек, сравнимыми с паразитными мон-
тажными ёмкостями. Поэтому, как правило, применяется разряд
линии на генератор через повышающий импульсный трансформа-
тор, при этом линия и источник её питания работают с более низ-
кими напряжениями. Обычно искусственные линии проектируются
на волновые сопротивления от 25 до 80 Ом. При больших мощно-
стях выгодно выбирать более низкое волновое сопротивление для
снижения напряжения на линии.
Форма импульсов, создаваемых искусственной линией на со-
гласованном активном нагрузочном сопротивлении, заметно отли-
чается от прямоугольной (рис. 30.13).
Нарастание и спадание импульса происходят с конечной скоро-
стью, а верхняя часть получается не плоской, а волнистой. Число
выбросов равно числу ячеек. При увеличении числа ячеек пропор-
354
Раздел 3 МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
ционально возрастает скорость нарастания импульса, однако вели-
С/нА
Рис. 30.13
чина выбросов и впадин в верхней части
импульса практически не уменьшается.
Для улучшения формы импульсов
применяют линии с различными парамет-
рами ячеек, например, ёмкости одинако-
вые, а индуктивности разные, причём ме-
жду индуктивностями имеется определён-
ная взаимная индукция, либо линию изго-
тавливают с применением последовательного включения индук-
тивности, ёмкости и нескольких параллельных контуров. Оконча-
тельный подбор параметров искусственной линии в ответственных
случаях производится при испытаниях её работы в действительных
условиях.
Коммутаторы импульсных модуляторов пропускают большие
мощности и поэтому должны иметь малые потери и быть безынер-
ционными. Для коммутации применяют электронные лампы, водо-
родные тиратроны, тригатроны, тиристоры, транзисторы, нелиней-
ные индуктивности.
Рассмотрим основные из них.
КОММУТАТОРНЫЕ ЭЛЕКТРОННЫЕ ЛАМПЫ
В качестве коммутаторных электронных ламп применяются
триоды или тетроды, специально разработанные для этой цели
(обозначаются ГМИ - генераторные модуляторные импульсные) и
соответственно приспособленные: а) для пропускания больших
анодных токов в режиме коротких интервалов времени при воз-
можно малых анодных напряжениях; б) к практически полному за-
пиранию анодной цепи на время сравнительно длительных пауз ме-
жду импульсами при наличии очень высоких анодных напряжений.
Лампы относятся к так называемым «жёстким» коммутаторам.
Они позволяют управлять как началом процесса разряда ёмкостно-
го накопителя энергии, так и его окончанием. Поэтому они допус-
кают работу с импульсами переменной длительности ти и периода
следования Т. К «жёстким» коммутаторам относятся также транзи-
сторы. По уровню коммутируемой мощности транзисторы значи-
тельно уступают лампам. Во всём остальном коммутаторы на лам-
пах и транзисторах подобны.
Коммутаторные лампы должны обладать большой импульсной
эмиссией катода, высокой электрической прочностью по аноду,
ЛЕКЦИЯ 30
355
большой крутизной линии критических режимов на семействе им-
пульсных статических ВАХ и очень малым анодным током при
достаточно больших отрицательных напряжениях на управляющей
сетке. Помимо полной управляемости преимуществом электрон-
ных ламп по сравнению с другими коммутаторами является прак-
тически полная безынерционность их действия. Электронные лам-
пы пригодны для использования в импульсных модуляторах с час-
тичным разрядом накопительной ёмкости и в импульсных устрой-
ствах с накопительной индуктивностью.
Имеются модуляторные лампы на напряжения до 60 кВ и токи
в сотни ампер, что позволяет коммутировать мощности свыше
10 МВт. Для увеличения коммутируемой мощности возможно ис-
пользование параллельного включения нескольких ламп, количе-
ство которых может доходить до 6...8 и более. Недостатки им-
пульсных модуляторных ламп: примерно 10... 15 % коммутируе-
мой мощности теряется на аноде лампы; предъявляются жёсткие
требования к форме входного импульса при сравнительно большой
его мощности. Разработана специальная лампа «инжектрон», до-
пускающая работу с напряжением до 300 кВ и током до 300 А. При
этом потери мощности на аноде не превышают 10 %, а входной ток
составляет 1...2% анодного тока, что значительно снижает тре-
буемую мощность входного импульса.
Рабочую точку коммутаторной лампы во время открывающего
импульса выбирают вблизи линии критических режимов, т.е. в об-
ласти перегиба импульсных статических
ВАХ анодного тока (точка А, рис. 30.14).
Ток в рабочей точке I равен току гене-
ратора, он же практически равен току раз-
ряда накопителя. Точка В соответствует
меньшему значению напряжения на сетке
модуляторной лампы. Следовательно, для
достижения её требуется меньшая ампли-
туда входного импульса. Однако при этом
увеличивается остаточное напряжение на
аноде коммутаторной лампы, что соответствует большому значе-
нию сопротивления лампы по постоянному току и приводит к низ-
кому значению КПД процесса разряда. Точка С соответствует
большему напряжению на сетке модуляторной лампы и лежит в
области перенапряжённого режима. Выбор этой точки выгоден с
точки зрения минимума потери напряжения на аноде коммутатор-
ной лампы. Однако при этом существенно возрастают требуемая
амплитуда входного импульса и его мощность за счёт большего
356
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
значения сеточного тока. Увеличение мощности входных импуль-
сов приводит к повышению мощности, рассеиваемой на сетке мо-
дуляторной лампы и соответственно к увеличению её разогрева.
Последнее приводит к возникновению термоэмиссионного тока
сетки.
Необходимая амплитуда управляющих импульсов
^упр ~ ес макс +1 I ’
где Е'с - напряжение, необходимое для запирания модуляторной
лампы в промежутках между импульсами.
Остаточное напряжение на аноде модуляторной лампы в от-
крытом состоянии еа ОСт составляет сотни вольт и может доходить
до 1.. .2 тысячи вольт.
КОММУТАТОРНЫЕ УСТРОЙСТВА,
ИСПОЛЬЗУЮЩИЕ ГАЗОВЫЙ РАЗРЯД
В импульсных модуляторах с искусственными линиями, заря-
женными до определённого напряжения, коммутаторное устройст-
во выполняет задачу только замыкания разрядной цепи. Окончание
разрядного процесса осуществляется без участия коммутаторного
устройства за счёт полного разряда искусственной линии.
При таких условиях более целесообразно применять в качестве
коммутаторных устройств не электронные лампы, а приборы с
управляемым началом газового разряда, основными из которых
являются тиратроны. Наиболее приспособленными для работы в
качестве коммутаторов в импульсных устройствах являются спе-
циально разработанные для этой цели водородные тиратроны, ко-
торые, по сравнению с тиратронами с наполнением ртутными па-
рами, обладают следующими преимуществами:
1)	малое время деионизации после прекращения разряда при-
мерно в 10 раз меньше, чем у ртутных тиратронов, и составляет
около 10 мкс. Это позволяет применять водородные тиратроны при
сравнительно большой частоте повторения импульсов;
2)	слабое влияние окружающей температуры на пусковую ха-
рактеристику тиратрона;
3)	возможность работы с нулевым напряжением смещения на
сетке;
4)	повышенная стойкость оксидного слоя катода по отношению
к бомбардировке катода ионами при больших мощностях разряд-
ного процесса.
ЛЕКЦИЯ 30
357
При отсутствии На сетке водородного тиратрона положитель-
ного напряжения разряд через тиратрон не возникает даже при
очень большом напряжении на аноде. При подаче на сетку сравни-
тельно небольшого положительного напряжения (порядка
150...200 В) в анодной цепи тиратрона возникает разряд, после че-
го напряжение на аноде тиратрона падает до величины 100.. .200 В,
так что внутреннее сопротивление его оказывается очень малым.
При этом сетка теряет способность дальнейшего управления раз-
рядным процессом и разряд прекращается только после падения
тока в разрядной цепи практически до нуля на время, достаточное
для деионизации газа внутри баллона тиратрона.
В качестве основных преимуществ тиратронов по сравнению с
электронными коммутаторными лампами могут быть отмечены:
1) возможность пропускать через их анодную цепь очень боль-
шие разрядные токи при весьма малом падении напряжения. Су-
ществуют водородные тиратроны, позволяющие управлять током
до 5 000 А и выдерживать напряжение до 80 кВ, т.е. пропускать
мощность до сотен мегаватт;
2) возможность применять управляющие (поджигающие) им-
пульсы малого напряжения и отсутствие необходимости использо-
вать значительные отрицательные напряжения запирания на
управляющих сетках тиратронов. Требования к форме поджигаю-
щего импульса некритичны, а важна крутизна фронта (указывается
в паспортных данных).
Недостатками тиратронов по сравнению с электронными лам-
пами являются:
1)	наличие некоторой инерционности, обусловленной процес-
сом оформления разряда;
2)	разброс во времени оформления разряда (это время состав-
ляет несколько десятых долей микросекунд), обусловленный про-
цессом ионизации. Величина разброса зависит от скорости нарас-
тания напряжения на фронте управляющих импульсов и их ам-
плитуды;
3)	относительно большое время деионизации - порядка 10 мкс.
Тиратроны относятся к так называемым «мягким» коммутато-
рам. В таких коммутаторах управление осуществляется только на-
чалом процесса разряда накопителя. Другими примерами «мягких»
коммутаторов являются тригатроны (в настоящее время находят
ограниченное применение) и тиристоры. Тиристоры уступают во-
дородным тиратронам по мощности и более инерционны. Рабочие
напряжения у тиристоров не выше 2 кВ, токи меньше 1 500 А.
358
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА ИМПУЛЬСНОГО
МОДУЛЯТОРА С ЧАСТИЧНЫМ РАЗРЯДОМ
ЁМКОСТНОГО НАКОПИТЕЛЯ ЭНЕРГИИ
Модулятор с частичным разрядом ёмкостного накопителя энер-
гии может быть выполнен по схеме рис. 30.5. Однако эта схема
обладает серьёзным недостатком, как отсутствие общей заземлён-
ной точки у генератора и коммутатора. Поэтому на практике при
реализации схемы коммутатор и ёмкостный накопитель энергии
меняют местами. При этом для замыкания цепи заряда в схему
приходится вводить ещё одно зарядное сопротивление вклю-
чаемое параллельно генератору, отображаемому сопротивлением
R„H. Схема такого модулятора представлена на рис. 30.15,а, где для
сравнения на рис. 30.15,6 повторена схема рис. 30.5. Процессы за-
ряда и разряда ёмкости С понятны из схемы.
Рис. 30.15
Чтобы избежать заметного шунтирования генератора сопро-
тивлением при разряде накопителя, последнее выбирают из
условия
^>(10...20)7?reH.
При работе на магнетрон вместо сопротивления включают
зарядную индуктивность Ц, что позволяет уменьшить длитель-
ность спада импульса. При этом в схему вводится дополнительно
так называемый демпфирующий диод Д.
Полная принципиальная схема импульсного модулятора с час-
тичным разрядом ёмкостного накопителя при работе на магнетрон
показана на рис. 30.16.
При разомкнутом коммутаторе (лампа Л закрыта) происходит
заряд ёмкости С через индуктивность Ц, при этом на аноде магне-
трона М существует некоторое отрицательное напряжение. После
ЛЕКЦИЯ 30
359
замыкания коммутатора (лампа Л открыта) начинается разряд на-
копителя С. При этом напряжение на магнетроне не может возрас-
ти скачком из-за паразитных ёмкостей С' и С", где С7- межэлек-
тродная ёмкость коммутаторной лампы и монтажная ёмкость эле-
ментов R3 и С; С" - ёмкость катода магнетрона на землю, ёмкость
зарядного дросселя Ц, межэлектродная ёмкость диода Д с учётом
монтажной ёмкости соединительных проводов. После заряда нако-
пительной ёмкости С напряжение на ёмкости С7 равно (7смакс, а на
ёмкости С77 равно нулю. После открывания коммутаторной лампы
ёмкость С7 разряжается до величины остаточного напряжения на
аноде лампы, а ёмкость С" заряжается до максимального напряже-
ния. Очевидно, время разряда ёмкости С7 и заряда ёмкости Отбу-
дет, по существу, определять длительность фронта модулирующе-
го импульса. Чем меньше будут эти ёмкости, тем короче будет
длительность фронта. Однако при самом тщательном монтаже не
удаётся сделать
(С7 + С77) < (50... 100) пФ.
Рис. 30.16
После достижения напряжения на ёмкости С" величины, необ-
ходимой для нормальной работы магнетрона, в магнетроне начи-
наются автоколебания. Длительность фронта возникающего ра-
диоимпульса, как отмечалось, практически определяется временем
установления колебаний в резонаторе магнетрона.
Во время импульса за счёт разряда накопителя, а также из-за
протекания части разрядного тока через индуктивность L3, напря-
жение на аноде магнетрона несколько уменьшается к концу им-
пульса. Разница между максимальным и минимальным напряже-
ниями определяет величину спада импульса. Очевидно, для
уменьшения спада необходимо увеличивать ёмкость С и индук-
360
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
тивность £3. Существует также другой метод уменьшения спада,
основанный на включении последовательно с генератором коррек-
тирующей цепочки из параллельно соединённых сопротивления /?к
и индуктивности LK. При этом может быть получено даже увеличе-
ние напряжения на генераторе к концу импульса, т.е. наклон верх-,
ней части импульса может стать отрицательным.
После окончания импульса и запирания коммутаторной лампы
начинается заряд накопительной ёмкости С.
Однако к концу импульса ёмкость С" оказывается заряженной
практически до полного напряжения (/Смакс. При использовании
лампового генератора высокочастотных колебаний эта ёмкость
сравнительно быстро разряжается через сопротивление Ягеи. При
использовании магнетронного генератора, начиная с некоторого
напряжения, разряд ёмкости С " через магнетрон прекращается и
происходит в основном через сопротивление R\ (рис. 30.15,а). Од-
нако сопротивление R\ очень велико, в итоге спад импульса будет
продолжительным. Получаемая при этом форма видеоимпульса
показана на рис. 30.17,а. Чтобы уменьшить длительность спада, в
случае магнетронного генератора включают вместо сопротивления
R \ индуктивность £3. При этом происходит резонансный разряд
ёмкости С", что не только обусловливает хорошую крутизну зад-
него фронта импульса, но приводит к повторным открываниям
магнетрона. Форма видеоимпульса при разряде ёмкости С" через
индуктивность Ц показана на рис. 30.17,6. Чтобы не было повтор-
ных открываний магнетрона, включают демпфирующий диод Д,
который срабатывает при достижении некоторого отрицательного
напряжения на нагрузке - магнетроне и гасит колебания разрядно-
го процесса ёмкости С ". Получаемая при этом форма видеоим-
пульса показана на рис. 30.17,в.
Рис. 30.17
ЛЕКЦИЯ 30
361
Модулятор с частичным разрядом ёмкостного накопителя чаще
всего выполняется без импульсного трансформатора. Иногда им-
пульсный трансформатор применяется, например, для некоторого
повышения выходного напряжения. Использование импульсного
трансформатора позволяет обойтись часто без демпфирующего
диода, так как из-за потерь в трансформаторе резонансный разряд
паразитной ёмкости С" быстро затухает. Заряд накопителя осуще-
ствляется через обмотку трансформатора. В случае лампового ге-
нератора импульсный трансформатор обычно служит для измене-
ния полярности напряжения. Зарядное сопротивление R \ при этом
не нужно.
ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА ИМПУЛЬСНОГО
МОДУЛЯТОРА С ИСКУССТВЕННОЙ ЛИНИЕЙ
В КАЧЕСТВЕ НАКОПИТЕЛЯ ЭНЕРГИИ
Принципиальная схема импульсного модулятора с искусствен-
ной линией (ИЛ) приведена на рис. 30.18. В качестве коммутатора
используется тиратрон Т.
Рис. 30.18
При полном разряде накопителя (ёмкости или ИЛ) применяется
его резонансный заряд через индуктивность L3. Использование ре-
зонансного заряда позволяет применять источник питания Е с
меньшим (примерно в 2 раза) напряжением, чем необходимое на-
пряжение заряда линии Uo (обычно Е ~ 0,53...0,56 Uo). При отсут-
ствии диода Д1 частота следования импульсов должна быть в два
раза больше, чем собственная частота зарядной цепи
362
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
F -	1
собст 2п^ЦкС'
где к - число ячеек ИЛ. Соответственно кС определяет накопи-
тельную ёмкость зарядной цепи.
Введение в схему диода Д1 позволяет осуществить  импульс-
ную работу с любой частотой следования импульсов F < Fco6cT.
Рассмотрим кратко физику процессов при заряде накопителя.
Напряжение на накопителе начинает плавно нарастать от нуля.
При этом ток в цепи заряда Е - Ц - Д1 - ИЛ - ИТ также плавно
нарастает. Зарядный ток достигает максимального значения в мо-
мент, когда напряжение на ИЛ становится равным Е. Запасённая в
зарядной индуктивности энергия после достижения зарядным то-
ком максимального значения продолжает заряд конденсатора, а
сам зарядный ток уменьшается, поддерживаясь за счёт ЭДС само-
индукции. При этом напряжение на ИЛ достигает к концу разряда
индуктивности L, значения порядка 2Е (примерно 1,8... 1,9Е).
На рис. 30.19 показаны временные диаграммы изменения напря-
жения на ИЛ и тока заряда во время зарядного процесса.
Рис. 30.19
Когда зарядный ток становится равным нулю, напряжение на
линии достигает максимального значения. Если в цепи заряда бу-
ЛЕКЦИЯ 30
363
дет отсутствовать диод Д1, то через некоторое время напряжение
на линии установится равным Е (процесс установления напряже-
ния показан пунктирной линией). В итоге напряжение на входе
импульсного трансформатора ИТ при разряде ИЛ будет Е/2. В то
же время, если подать запускающий (управляющий) импульс в
момент времени
1	= ^собст / 2 ,
когда напряжение на линии достигает максимального значения, то
на входе ИТ в начале разрядного процесса может быть получено
напряжение порядка Е, т.е. в два раза выше, чем в предыдущем
случае. В этом достоинство резонансного метода заряда ёмкостно-
го накопителя энергии. Однако недостаток в том, что частота сле-
дования импульсов однозначно связана с собственной частотой
зарядной цепи. Если в схему поставить зарядный диод Д1, то после
достижения на линии максимального напряжения ~ 2Е оно может
поддерживаться сколь угодно долго, так как диод Д1 оказывается
закрытым, имея более высокое напряжение на катоде по отноше-
нию к аноду. Характер изменения напряжения на линии во время
заряда вплоть до момента разряда показан на рис. 30.19 сплошной
линией. Очевидно, в этом случае частота следования импульсов
может быть любой в пределах F < Fco5ct .
Корректирующая или согласующая цепочка Ск RK включается
для обеспечения нормального процесса разряда ИЛ при работе на
магнетрон. Дело в том, что после начала процесса разряда пока в
магнетроне не установились колебания и внутреннее сопротивле-
ние его велико, ИЛ разряжается на несогласованную нагрузку, что
приводит как к искажению формы модулирующего импульса, так и
к недопустимым перенапряжениям в схеме. Для обеспечения по-
стоянства нагрузки модулятора при формировании импульса и
включается цепочка Ск RK. Сопротивление RK принимается равным
волновому сопротивлению ИЛ, и в начальный момент разряда ли-
ния разряжается на него. Ёмкость Ск выбирается из условия, чтобы
напряжение на ней установилось за время фронта импульса. Диод
Д2 служит для предотвращения перенапряжения в ИЛ, которое
может иметь место, если линия будет разряжаться на сопротивле-
ние нагрузки меньше волнового, что может иметь место при ис-
крении (кратковременных коротких замыканиях) в магнетроне.
Перенапряжения возникают из-за перезаряда ИЛ. Диод Д2 шунти-
рует напряжение обратной полярности на ИЛ.
Для присоединения ИЛ к ИТ может потребоваться отрезок ко-
аксиальной линии КЛ.
364
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Если к модулятору с ИЛ в качестве накопителя энергии предъ-
являются требования возможности работы при двух или трёх раз-
ных длительностях импульсов, то либо применяются сменные ИЛ
с соответствующими переключателями, либо переключается число
ячеек, пропорционально которому изменяется и длительность им-
пульса.
Соотношения для определения параметров элементов ИЛ могут
быть получены на основании следующих рассуждений. Так как
линия, имеющая волновое сопротивление р, должна разряжаться
на согласованную нагрузку 7?н, т.е. должно иметь место соотноше-
ние p=4l/c = rh , то индуктивность ячейки ИЛ (рис. 30.12,а)
£ = Ян2С.
Необходимая ёмкость ячейки ИЛ может быть определена из усло-
вия равенства запасённой в линии энергии, той энергии, которая
расходуется в сопротивлении нагрузки за один импульс, что ото-
бражается соотношением:
1	772	г,2
-kCU2 = tP = т	= т -9-.	(*)
2	0 и и и RH и 47?н
Согласно последнему соотношению необходимая ёмкость
ячейки ИЛ
С ~
Соответственно необходимая индуктивность ячейки ИЛ
Учитывая, что в общем случае 7?н = 7?ген / и2, где п - коэффици-
ент трансформации по напряжению ИТ, то соотношения для пара-
метров элементов ИЛ можно представить в виде
С = —
2Л/?ген ’ 2кп2 '
Мощность, отдаваемая ИЛ во время импульса в согласованную
нагрузку, как следует из (*), равна
Л„Е К Ц И Я 30
365
и2 и2
р - и° -°
“ 4ЯН 4р
Соответственно необходимое напряжение заряда линии
Как уже отмечалось, обычно ИЛ проектируются на волновые
сопротивления от 25 до 80 Ом.
МАГНИТНЫЙ ИМПУЛЬСНЫЙ МОДУЛЯТОР
В качестве коммутирующего прибора в таком модуляторе ис-
пользуется нелинейная индуктивность.
Магнитные коммутирующие устройства по сравнению с дру-
гими коммутирующими устройствами, в частности с электронны-
ми лампами и водородными тиратронами, обладают рядом пре-
имуществ, основными из которых являются:
1)	высокая эксплуатационная надёжность. Срок службы маг-
нитного коммутирующего устройства практически неограничен;
2)	постоянная готовность к работе, так как элементы модулято-
ра не требуют предварительного разогрева, тогда как для тиратро-
нов необходим предварительный разогрев в течение нескольких
минут;
3)	отсутствие предельных токов в схеме подобно току эмиссии
в электровакуумных приборах;
4)	при рациональном конструировании габариты и вес магнит-
ного модулятора могут быть меньше, чем лампового импульсного
модулятора;
5)	высокая механическая прочность и др.
Магнитные импульсные модуляторы могут коммутировать
мощности в единицы мегаватт и генерировать короткие импульсы
длительностью до десятых долей мкс.
По типу применяемого источника питания магнитные им-
пульсные модуляторы разделяются на модуляторы с питанием от
источника переменного тока и с питанием от источника постоян-
ного тока.
В магнитном импульсном модуляторе с питанием от источника
переменного тока могут полностью отсутствовать электровакуум-
ные приборы или другие немагнитные коммутирующие элементы.
В этом случае синхронизация работы, например РЛС, должна про-
изводиться от импульсного модулятора.
366
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Магнитный импульсный модулятор с питанием от источника
постоянного тока не может быть построен с применением одних
лишь магнитных коммутирующих элементов. Схема должна также
содержать немагнитное коммутирующее устройство.
Магнитный импульсный модулятор является импульсным мо-
дулятором с полным разрядом ёмкостного накопителя, в качестве
которого используется ёмкость или искусственная линия. В каче-
стве коммутирующего прибора, как уже отмечалось, используется
нелинейная индуктивность, а именно, нелинейный дроссель, нели-
нейный автотрансформатор, нелинейный трансформатор. На прак-
тике чаще применяют смешанные схемы, содержащие нелинейные
Б	дроссели и нелинейные автотрансформаторы
'' ___ или трансформаторы.
if	Нелинейная индуктивность в схеме магнит-
II	ного импульсного модулятора представляет со-
бой катушку с сердечником из специального
--------1---► ферромагнитного материала, обладающего
Н весьма узкой и почти прямоугольной петлёй
I	гистерезиса (рис. 30.20).
I	Такими свойствами обладают некоторые
—сплавы, например, молибденовый пермаллой,
Рис 3020 суперпермаллой и др. Участок левее нижнего
загиба кривой намагничивания соответствует
отрицательному магнитному насыщению, а участок правее верхне-
го загиба - положительному насыщению. Участок’с большой кру-
тизной соответствует ненасыщенному состоянию сердечника.
Поскольку магнитная проницаемость
dB
Ц = —
ан
магнитная проницаемость сердечника в насыщенном состоянии
цн во много раз меньше его магнитной проницаемости в ненасы-
щенном состоянии цнн. Так как цн «цни, то индуктивность ка-
тушки при насыщении сердечника во много раз меньше её индук-
тивности при ненасыщенном сердечнике. Указанное обстоятельст-
во и позволяет использовать нелинейную индуктивность в качестве
коммутирующего устройства.
Рассмотрим кратко принцип работы магнитного импульсного
модулятора с питанием от источника переменного тока. Простей-
шая схема такого модулятора с использованием в качестве комму-
татора нелинейного дросселя представлена на рис. 30.21.
ЛЕКЦИЯ 30
367
Модулятор питается от источника переменного тока, частота
которого равна частоте следования импульсов. Конденсатор С яв-
ляется накопительной ёмкостью, Lq - зарядная индуктивность, L -
коммутирующий дроссель (нелинейная индуктивность), ИТ - им-
пульсный трансформатор.
Собственная частота цепи заряда выбирается равной частоте
источника питания со0, т.е.
Для упрощения примем, что кривая намагничивания имеет вид,
показанный на рис. 30.22, т.е. положим, что в ненасыщенном со-
стоянии дроссель имеет бесконечно большую индуктивность, а в
насыщенном состоянии индуктивность дроссе-
ля практически постоянна. Условно примем,
что если -к дросселю приложено, напряжение
положительного знака (при обходе контура с
нелинейной индуктивностью L по часовой
стрелке), то оно вызывает нарастание индук-
ции в сердечнике. При этом рабочая точка сер-
дечника коммутирующего дросселя выбирает-
ся у нижнего загиба кривой намагничивания
(точка 1), т.е. сердечник отрицательно насы-
щен. Это достигается с помощью системы
подмагничивания выбором тока /п. Положим, что в стационарном
режиме работы модулятора в начале каждого периода напряжение
на конденсаторе С равно нулю.
Сразу же после начала заряда конденсатора С от источника
e = £Msin(O0r
368
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
сердечник коммутирующего дросселя L выходит из состояния от-
рицательного насыщения. Это происходит потому, что напряжение
на конденсаторе С становится положительным, а оно через пер-
вичную обмотку ИТ прикладывается к дросселю L. При этом не-
трудно показать, что в процессе заряда через дроссель L протекает
ток lL неизменной величины. Последнее обусловлено тем, что при
идеализированной кривой намагничивания сердечника при нарас-
тании напряжения на ёмкости напряжённость магнитного поля в
сердечнике остаётся постоянной Н-0.
Если считать ток через коммутирующий дроссель в процессе
заряда ёмкости постоянным, то для схемы рис. 30.21 справедливы
следующие уравнения:
Lq — + Uc = Ем sin wor;	(30.4)
at
dUr
i = C—-+lt.	(30.5)
dt L
Подставляя (30.5) в (30.4), получаем:
d2Ur >	,
---+ (Oo^c ~ woEm sin	•	(30.6)
dr
При начальных условиях Uc = 0; ic = 0 решение дифференци-
ального уравнения (30.6) имеет вид:
£
Uс = -у-(sin СООГ - (00Г COSCiJq?) .
(30.7)
В момент времени t = 772 = л/(о0 напряжение на конденсаторе
С равно 0,5лЕм, а к концу периода Т оно достигает величины
Uc =-пЕм.
Зависимости изменения напряжения источника питания и на-
пряжения на накопительной ёмкости показаны на рис. 30.23.
При положительном напряжении на ёмкости рабочая точка
сердечника коммутирующего дросселя перемещается по кривой
намагничивания вверх, несколько не доходя до области положи-
тельного насыщения (точка 2, рис. 30.22). При отрицательном на-
пряжении на ёмкости рабочая точка сердечника коммутирующего
дросселя перемещается вниз. Причём так как отрицательный вы-
брос напряжения на ёмкости в два раза больше положительного, то
ЛЕКЦИЯ ЗР
369
рабочая точка проходит точку 1 (рис. 30.22), соответствующую
границе отрицательного насыщения сердечника, и перемещается
влево до точки 3. В этот момент индуктивность коммутирующего
дросселя резко уменьшается и конденсатор быстро разряжается,
формируя на входе импульсного трансформатора (ИТ), соответст-
венно и на нагрузке импульс напряжения, как показан на рис. 30.24.
Так как индуктивность коммутирующего дросселя при насы-
щении сердечника входит в цепь разряда накопителя, то относи-
тельно большая величина этой индуктивности совместно с присут-
ствующей индуктивностью рассеяния препятствует
быстрому разряду накопителя и тем самым 'ограни-
чивает возможность получения коротких импульсов.
Это один из недостатков магнитного импульсного
модулятора. Преодолеть этот недостаток можно,
увеличивая объём сердечника6, что позволяет замет- —*—	»
но уменьшить индуктивность рассеяния, либо при-
меняя некоторые усложнения схемы.	?ис- ЗО-^4
Напомним, что при питании магнитного импульсного модуля-
тора от источника переменного тока частота следования импульсов
совпадает с частотой питающего тока.
6 Такой подход не всегда приемлем, так как требуемый объём сердечника может
возрасти настолько, что использование его окажется невозможным.
370
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
При питании магнитного импульсного модулятора от источни-
ка постоянного тока может быть обеспечена любая требуемая час-
тота следования импульсов. Однако в этом случае, как уже отмеча-
лось, невозможно построить схему модулятора с применением од-
них лишь магнитных коммутирующих элементов. Помимо магнит-
ных коммутирующих элементов схема должна содержать преобра-
зовательный элемент, позволяющий преобразовать энергию источ-
ника постоянного тока в энергию источника переменного им-
пульсного тока. В качестве преобразовательного элемента могут
быть использованы электронная лампа, тиратрон или тиристор.
При этом применение схем магнитных импульсных модуляторов с
питанием от источника постоянного тока будет, очевидно, оправ-
данным, если они будут обладать более высокой эксплуатационной
надёжностью по сравнению с другими типами импульсных моду-
ляторов, в частности на лампе или тиратроне. В большинстве слу-
чаев этого удаётся достигнуть.
На рис. 30.25 представлена простейшая схема магнитного им-
пульсного модулятора с питанием от источника постоянного тока.
Рис. 30.26
При поджигании тиратрона начинается резонансный заряд на-
копительной ёмкости. Тиратрон гаснет, когда напряжение на ёмко-
сти С достигает максимального значения. В этот
момент зарядный ток, а следовательно, и ток через
тиратрон, проходит через нулевое значение. Мак-
симальное напряжение на накопительной ёмкости
благодаря использованию резонансного заряда
почти в два раза превышает напряжение источни-
ка Е. Когда напряжение на ёмкости достигает мак-
симального значения, происходит разряд её через
нелинейную индуктивность и на нагрузке форми-
руется импульс напряжения. Перемещение рабо-
чей точки сердечника нелинейной индуктивности в процессе заря-
да и разряда накопителя показано на рис. 30.26.
ЛЕКЦИЯ 30
371
Недостатком всех схем магнитных импульсных модуляторов
является трудность регулировки длительности импульсов, что, на-
пример, легко делается при использовании коммутатора с элек-
тронной лампой. Форма импульсов на нагрузке в магнитных им-
пульсных модуляторах также может заметно отличаться от прямо-
угольной.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 30
1.	Назовите особенности работы генераторов короткими импульса-
ми. Поясните их. Назовите основные параметры видео- и радиоимпуль-
сов. Охарактеризуйте их. Как физически связаны между собою параметры
видео- и радиоимпульсов?
2.	Как вы представляете схему многокаскадного импульсного пере-
датчика? Приведите её. Какие особенности её в сравнении с однокаскад-
ной схемой вы можете назвать?
3.	Охарактеризуйте импульсные коммутаторы на электронных лам-
пах и тиратронах. Дайте их сравнение и области применения.
4.	Опишите, какие вы видите различия в схемах рис. 30.15,о, б.
Можно ли обойтись без сопротивления '? Поясните. Поясните процес-
сы заряда и разряда ёмкости С в схеме рис. 30.15,в.
5.	Рассмотрите процессы заряда и разряда в импульсном модуляторе
с частичным разрядом ёмкостного накопителя энергии по схеме
рис. 30.16.
6.	Рассмотрите процессы заряда и разряда накопителя энергии в им-
пульсном модуляторе с ИЛ по схеме рис. 30.18. Если вместо ИЛ исполь-
зовать конденсатор ёмкостью С, то какой величины может быть получено
напряжение на входе ИТ при использовании резонансного заряда накопи-
теля при наличии и отсутствии в схеме зарядного диода Д1? Поясните.
7.	Поясните принцип работы магнитного импульсного модулятора
по схеме рис. 30.21.
8.	Поясните принцип работы магнитного импульсного модулятора
по схеме рис. 30.25.
9.	Назовите известные вам схемы импульсных модуляторов. Дайте
сравнение схем.
10.	Представьте графически зависимость зарядного тока и напряже-
ния на накопительной ёмкости С в магнитном импульсном модуляторе по
схеме рис. 30.25. Где вы встречались с подобными зависимостями?
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ 30
1.	Нейман М.С. Курс радиопередающих устройств. - М.: Сов. радио,
1965.-594 с.
ЗП2
Раздел 3. МОДУЛИРУЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
2.	Радиопередающие устройства: Учеб, для вузов / Л.А. Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенского,
Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
3.	Линде Д.П. Радиопередающие устройства. - М.: Энергия, 1969. -
680 с.
4.	Бернштейн Э.А., Рудяченко Н.К. Импульсные радиопередающие
устройства (проектирование и расчёт). - Киев: Гостехиздат УССР, 1963. -
248 с.
5.	Гарбер И.С. Магнитные импульсные модуляторы. - М.: Сов. радио,
1964. - 159 с.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
( PC представленных лекциях рассмотрены основные вопросы
lZx создания высокочастотных электрических колебаний с не-
обходимыми параметрами, предназначенных для использования в
радиотехнических устройствах и системах различного назначения, в
первую очередь для радиосвязи, радиовещания и радиолокации.
Вдумчивый читатель, внимательно прочитавший лекции и ус-
пешно проработавший вопросы в конце каждой лекции1, подготов-
лен для изучения других радиотехнических дисциплин как непо-
средственно связанных с изученной, так и родственных ей.
В настоящие лекции не вошли вопросы, касающиеся:
•	учёта инерционных явлений в электронных лампах и транзи-
сторах (в первую очередь этот вопрос актуален для биполярных
транзисторов);
•	широкополосных генераторов - усилителей мощности;
•	генераторов СВЧ на специальных приборах (клистронах,
ЛБВ, туннельных диодах и др.).
Определённый интерес для радиоспециалиста может представ-
лять построение мощных автогенераторов СВЧ на лампах, которые
также не рассмотрены в настоящих лекциях. Не рассмотрены и
транзисторные автогенераторы СВЧ.
Тем не менее представленные лекции позволят изучившему их
практически самостоятельно разобраться в материале, так как име-
ется много общих моментов в рассмотренных лекциях и не на-
шедших в них непосредственного отражения. Что касается генера-
торов СВЧ на специальных приборах, то они практически в полной
мере рассматриваются, как правило, в специальном курсе.
1 Успешная проработка вопросов обязательно предполагает сверку ответов с пре-
подавателем или, в крайнем случае, заинтересованное обсуждение ответов с
другими читателями или специалистами.
374
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Так как лекции представляют учебник по дисциплине, то в них
не отражены вопросы непосредственного конструирования генера-
торов и их элементов.
Устройства генерирования и формирования сигналов в основ-
ном используются в радиопередатчиках. Специфика построения
радиопередатчиков различного назначения выходит за рамки дис-
циплины, основное содержание которой изложено в лекциях. Тем
не менее при рассмотрении отдельных вопросов в лекциях мы вы-
нуждены были касаться построения радиопередатчиков различного
назначения.
Автор благодарит читателя, проявившего интерес к представ-
ленным лекциям, и желает ему успехов в расширении своих зна-
ний в области радиотехники и становлении его как специалиста.
* * *
В период подготовки к изданию представленных выше лекций
автором были написаны ещё три лекции, освещающие темы:
•	широкополосные генераторы;
•	учёт инерционных явлений в ламповых и транзисторных
ГВВ;
•	ламповые и транзисторные автогенераторы СВЧ.
Было решено включить эти лекции в настоящее издание в каче-
стве приложения, не нарушая первоначальную структуру рукопи-
си. Материал дополнительных лекций сделает представленный
учебник более полным и соответственно даст больше информации
заинтересованному читателю.
ПРИЛОЖЕНИЕ
ЛЕКЦИЯ
«ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ»
Понятие о широкополосном генераторе (ШПГ). ~ Принципы,
ограничивающие ишрокополосностъ генераторов. ~
Особенности широкополосных генераторов и работы ак-
тивных элементов в них. ~ ШПГ с четырёхполюсными
согласующими цепями. ~ ШПГ с многополюсными цепями
(1ТГирокополосные генераторы (ШПГ), например широко-
'11 полосные усилители мощности, используются в диапа-
зонных радиопередатчиках, что позволяет отказаться от пере-
стройки колебательных систем при изменении частоты сигнала.
Это существенно упрощает устройство и эксплуатацию радиопере-
датчика и повышает его надёжность. ШПГ требуются также для
систем радиосвязи, использующих сигналы с широким спектром
частот, например, для многоканальной работы. Подобные системы
связи всё шире внедряются в практику, так как позволяют исполь-
зовать один радиопередатчик для передачи нескольких сообщений
одновременно, что способствует рациональному использованию
диапазона радиочастот и упрощает систему связи.
Отличительной чертой ШПГ является работа в полосе частот,
составляющей несколько десятков процентов от средней частоты.
Широко применяются ШПГ, работающие в полосе частот порядка
октавы (отношение максимальной рабочей частоты к минимальной
приближается к двум). ШПГ на основе двухтактной схемы позво-
ляют обеспечить работу в полосе частот, превышающей октаву
(отношение максимальной и минимальной рабочих частот превы-
шает два). Наиболее широко используются ШПГ - усилители
мощности. Применяются также широкополосные умножители час-
376
ПРИЛОЖЕНИЕ
тоты. Для обеспечения работы в широкой полосе частот использу-
ются специальные широкополосные согласующие цепи1. При этом
в большинстве практических случаев амплитудно-частотная харак-
теристика (АЧХ) ШПГ - усилителя задаётся близкой по форме к
прямоугольной. Как к любому генератору, к ШПГ предъявляется
требование обеспечения необходимой мощности в заданной полосе
частот. Обычно под мощностью ШПГ понимается мощность гар-
монического сигнала на любой частоте рабочей полосы частот.
ШПГ реализуют как на лампах, так и на транзисторах, в основном
на биполярных, как более мощных. Принципиально транзисторы
более удобны для построения ШПГ, так как транзисторы требуют
меньших эквивалентных сопротивлений нагрузки в коллекторной
цепи, нежели необходимое сопротивление эквивалентной нагрузки
в анодной цепи лампы. Следовательно, транзисторные ШПГ могут
быть сделаны более широкополосными, чем ламповые. В то же
время транзисторы - более инерционные приборы и в схему тран-
зисторного ШПГ обязательно приходится вводить электрические
цепи для коррекции коэффициента передачи транзистора по току.
ПРЕДЕЛЬНЫЕ СООТНОШЕНИЯ,
ОГРАНИЧИВАЮЩИЕ МОЩНОСТЬ
И ШИРОКОПОЛОСНОСТЬ ГЕНЕРАТОРА
Мощность и рабочая полоса частот ШПГ ограничиваются не-
которыми предельными соотношениями, определяющими также
схемную реализацию ШПГ. Рассмотрим эти соотношения.
Любой активный элемент (АЭ), будь то лампа или транзистор,
имеет физические ограничения по величине,-в частности, выходно-
го колебательного напряжения и выходного тока интересующей
(полезной) гармоники. Обозначим СМ|1Ь|Х - максимально до-
пустимая (предельная) амплитуда колебательного напряжения,
достижимая на выходе АЭ; /мвых1 - максимально допустимая
(предельная) амплитуда первой гармоники выходного тока: анод-
ного тока лампы, коллекторного тока транзистора.
Соответственно максимально возможная (предельная) колеба-
тельная мощность, которая может быть обеспечена АЭ,
^-пред АЭ — м выхпред 'м вых! ’	(П- )
1 Использование систем связанных контуров позволяет обеспечить работу в поло-
се частот порядка 15...20 %. Практически такие полосы частот используются в
ШПГ - умножителях частоты.
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ»
377
Для получения такой мощности в выходной цепи АЭ необходимо
иметь эквивалентное сопротивление
BbIXnnejl
р	__________ПР6Д
Аэ пред, реж ~ г
‘ М ВЫХ1
(П.2)
Соотношение (П.2) определяет эквивалентное сопротивление, со-
ответствующее предельным выходным параметрам АЭ.
Если нет проблем с реализацией эквивалентного сопротивле-
ния (П.2), то АЭ будет отдавать максимальную мощность
Е_предАэ  При этом, если используются N одинаковых АЭ, рабо-
тающих на общую нагрузку, то максимально возможная результи-
рующая мощность в нагрузке
Е	— ^(^ппед АЭ ’
~маКСмакс ПРед AJ
(П.З)
Если реализуется эквивалентное сопротивление Еэмакс мень-
шей величины, чем требуется (П.2), то возможная максимальная
величина колебательной мощности, создаваемой при этом АЭ,
р
р - р	1 Э макс	/гг д\
-макс -предАЭ р	’	к ь 7
лэ пред, реж
где Р.пре;АЭ определяется (П.1).
При совместной работе на общую нагрузку N одинаковых АЭ
максимальная возможная мощность в нагрузке в этом случае
р =NP =р	^эмакс—	m 5)
-максрез -макс ~максмакс п	‘	v 7
Аз пред, реж
Принципиальные ограничения широкополосного усиления
обусловливаются наличием межэлектродных ёмкостей у АЭ, в ча-
стности выходной ёмкостью Свых.
Применительно к однокаскадному
генератору электрическая цепь в выход-
ной цепи АЭ может быть представлена
в виде пассивного двухполюсника
(рис. П.1), шунтированного со стороны
подключения АЭ ёмкостью С = Свых +
+ См, где Сы - ёмкость монтажа.
Zbx= r(o))+jx(w)
Рис. П.1
378
ПРИЛОЖЕНИЕ
Активная составляющая г(со) комплексного входного сопро-
*
тивления ZBx пассивного двухполюсника, шунтированного ёмко-
стью С, удовлетворяет известному предельному соотношению Боде:
(П.6)
о
Если принять г(щ) = const в некоторой полосе частот Дсо, а за
пределами этой полосы г(со) = 0, то согласно (П.6) возможное мак-
симальное значение активной составляющей входного сопротив-
ления в этой полосе частот
г(^)макс
ТС
2ДсоС
(П.7)
Соотношение (П.7) соответствует идеализированной «прямо-
угольной» характеристике г(ш) в интервале частот Дш.
Согласно (П.7) с расширением рабочей полосы частот Дш
уменьшается максимально достижимое значение активной состав-
ляющей входного сопротивления цепи рис. П.1, что приводит к
снижению отдаваемой АЭ мощности (П.4), к понижению коэффи-
циента полезного действия (КПД) и коэффициента усиления по
мощности генератора.
От предельного соотношения (П.6) для двухполюсной цепи
легко перейти к предельному соотношению для важного типа че-
тырёхполюсной цепи, широко используемой при построении гене-
раторов, показанной в общем виде на рис. П.2, где R - активная
составляющая сопротивления полезной нагрузки.
кАЭ О
кАЭ О-
ZBX = г((0) +jx(d3)
Рис. П.2
Полагая цепь из L,C элементов без потерь, для колебательной
мощности (мощности на сопротивлении R) можно записать:
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ»
379
1 |Uвых |
2 R
(П.8)
С другой стороны, следуя закону сохранения энергии,
р Ц|/вх|2г(со).	(П.9)
Приравнивая (П.8), (П.9), получаем
*	2
U вых *	= /?г(го)
1 вх	
(П.10)
* /*
Отношение t/вых//вх определяет связь напряжения на выходе
четырёхполюсника с током на его входе и является одной из воз-
можных амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) четырёхпо-
люсника, используемой для его описания. Эта АЧХ определяет так
называемое сопротивление передачи четырёхполюсника, обозна-
*
чаемое Z21. Таким образом,
*	/ *	*
Uвых/ /вх = Z21 •
Соответственно с учётом (П. 10)
*
IZ21 |2=Яг(со).
Интегрируя последнее соотношение в пределах частот 0<(0<°о и
учитывая (П.6), получаем
оо *	со
f|Z2i |2</со=7?/г(ш)г/со<7?—.	(П.11)
о	о	2С
*
При прямоугольной АЧХ | Z211 последнее соотношение может
быть записано в виде
|Z21 |2ЛС0-Л^’
380
ПРИЛОЖЕНИЕ
согласно которому максимально достижимое значение величины
сопротивления передачи четырёхполюсника (рис. П.2)
I ^21 |макс
TiR
2ДсрС
(П.12)
Соотношения (П.6) и (П.11) накладывают принципиальные ог-
раничения на широкополосность генератора.
Если задана полоса усиливаемых частот Дш - сов - <ои , где
шв, (Пн _ соответственно верхняя и нижняя частота рабочей поло-
сы, то при наличии шунтирующей ёмкости С эквивалентное со-
противление нагрузки АЭ не может быть получено больше, чем
определяемое (П.7) г(ш)макс • Следовательно, не могут быть полу-
чены больше некоторых значений и все остальные параметры ге-
нератора, в частности, колебательная мощность и КПД.
Аналогично, если известны активное сопротивление полезной
нагрузки R, шунтирующая ёмкость С и ток АЭ, питающий согла-
сующую цепь (рис. П.2), то напряжение на нагрузке R не может
быть получено больше некоторого предельного значения, опреде-
ляемого на основании (П. 12):
1^ВЬ|Х 1макс “1 ^вх I
HR
2ДсоС
(ПЛЗ)
Следовательно, не могут быть получены больше некоторых пре-
дельных значений и остальные параметры генератора в интере-
сующей полосе частот Дш.
ОСОБЕННОСТИ ШИРОКОПОЛОСНЫХ
ГЕНЕРАТОРОВ И РАБОТЫ АЭ В НИХ
Особенностью широкополосных генераторов (ШПГ) является
работа используемого АЭ на относительно' низкое эквивалентное
сопротивление нагрузки, максимальное значение которого в задан-
ной полосе частот не превышает даваемого выражением (П.7). Ес-
ли в качестве АЭ используются лампы, то режим работы их в ШПГ
обычно характеризуется малым значением коэффициента исполь-
зования анодного напряжения £ и соответственно низким значе-
нием КПД анодной цепи т|а. В ламповых ШПГ эквивалентное со-
противление нагрузки /?ое, реализуемое в анодной цепи, часто ока-
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ:
381
зывается заметно ниже приведенного к первой гармонике анодного
тока выходного сопротивления лампы R-, что позволяет рассмат-
ривать лампу как генератор тока.
Что касается транзисторов, то, как уже отмечалось, применение
их в ШПГ предпочтительнее, так как для нормальной работы тран-
зистора требуется заметно ниже эквивалентное сопротивление на-
грузки Roe в коллекторной цепи транзистора, чем требуемое со-
противление нагрузки в анодной цепи лампы. Соответственно в
транзисторном ШПГ реализуется большее значение КПД коллек-
торной цепи т|кол по сравнению с КПД анодной цепи ца лампово-
го ШПГ.
Решающим фактором в выборе принципа построения ШПГ яв-
ляется абсолютная ширина рабочей полосы частот. При относи-
тельно узкой полосе частот, когда достигается оптимальная вели-
чина сопротивления эквивалентной нагрузки для выходной цепи
АЭ, генератор целесообразно строить по каскадному принципу,
используя четырёхполюсные согласующие цепи, одним из приме-
ров которых являются системы связанных контуров. Общее усиле-
ние генератора определяется в этом случае произведением коэф-
фициентов усиления каждого каскада. Результирующая АЧХ гене-
ратора оказывается узкополоснее, чем у одного каскада.
Недостатком каскадных генераторов с четырёхполюсными со-
гласующими цепями на входе, выходе и между каскадами является
ограниченная широкополосность, определяемая предельными со-
отношениями для используемых цепей. Подобные генераторы ха-
рактеризуются пониженным КПД при работе в широкой полосе
частот.
Практика показала, что ШПГ - усилители с четырёхполюсными
согласующими цепями, построенные по каскадному принципу, име-
ет смысл применять, если абсолютная ширина рабочей полосы час-
тот в ламповых генераторах не превышает 15 МГц и 50... 100 МГц в
транзисторных генераторах. С увеличением ширины полосы всё
больше проявляются достоинства усилителей с многополюсными
согласующими цепями и при полосах свыше 50 МГц в ламповых
усилителях и свыше 100... 150 МГц в транзисторных усилителях
единственно эффективными оказываются генераторы с многопо-
люсными согласующими цепями, так как у генераторов с четырёх-
полюсными согласующими цепями по мере расширения полосы
частот коэффициенты усиления каскадов по напряжению умень-
382
ПРИЛОЖЕНИЕ
шаются и могут стать меньше единицы. В генераторах с многопо-
люсными согласующими цепями коэффициенты усиления по на-
пряжению отдельных каскадов (или АЭ) суммируются без сужения
результирующей ширины рабочей полосы частот. Характерная
черта генераторов с многополюсными согласующими цепями со-
стоит в том, что ценой увеличения числа АЭ достигается принци-
пиально неограниченная широкополосность и возможность полу-
чения максимального КПД, теоретически не зависящего от шири-
ны полосы. Известными примерами генераторов с многополюсны-
ми согласующими цепями являются усилители с распределённым
усилением (УРУ) и многоканальные усилители, или усилители с
разделением полос. УРУ и усилители с разделением полос будут
рассмотрены нами ниже.
Что касается двухполюсных согласующих цепей, представ-
ляющих одиночные колебательные контуры, то в ШПГ они прак-
тически не применяются, исключая отдельные сравнительно узко-
полосные случаи. Дело в том, что в большинстве практических
случаев АЧХ ШПГ, как уже отмечалось, задаётся по форме близ-
кой к прямоугольной. В случае одиночных колебательных конту-
ров в качестве нагрузки в выходной цепи АЭ такая АЧХ может
быть сформирована только при использовании каскадного включе-
ния генераторов с расстроенными контурами. Однако при этом по-
лучается более низкий КПД генератора из-за худшего использова-
ния АЭ на частотах полосы вследствие существенного изменения
сопротивления эквивалентной нагрузки в выходной цепи АЭ. Уве-
личивается влияние на АЧХ генератора изменений параметров со-
гласующих цепей, обусловленных, например, сменой АЭ и други-
ми причинами.
При использовании четырёхполюсных и многополюсных согла-
сующих цепей все каскады генератора имеют приблизительно оди-
наковые АЧХ, мало отличающиеся по форме от прямоугольной.
Учитывая сказанное и приведенные выше предельные соотно-
шения (П.6), (П.7), можно заключить, что, если, например, при
предельном режиме АЭ в интересующей полосе частот Асо опре-
деляемое (П.7) сопротивление удовлетворяет соотношению
л
r(to)MaKC =-------» ft, ппел пеж ’	(П.I4)
' макс О Л / ч/"*	* *'Р'**** Р'''*'"
то ШПГ целесообразно строить по каскадному принципу с исполь-
зованием четырёхполюсной согласующей цепи в каждом каскаде.
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
383
При этом необходимое эквивалентное сопротивление нагрузки
/?э Пред реж реализуется в более широкой полосе частот:
* л
Дсо =-----------.
пред реж
Если же оказывается
Г(СО)МЯ1сг =--ппеп пеж ’	Ш-15)
макс 2ДсоС7 * пред. реж
то ШПГ может быть реализован только на основе многополюсных
согласующих цепей на входах и выходах используемых АЭ.
В общем случае соотношения (П.14), (П.15) используются при
определении возможности реализации ШПГ на основе четырёхпо-
люсных или многополюсных согласующих цепей не только при
предельных параметрах АЭ, но и при заданных, отличных от пре-
дельных и считаемых оптимальными параметрах режима АЭ.
При реализации ШПГ на основе четырёхполюсных согласую-
щих цепей предельная мощность генератора определяется (П.1)
применительно к выходному каскаду. В общем случае возможная
максимальная мощность такого ШПГ определяется (П.4) также
применительно к выходному каскаду. Если в выходном каскаде
используется параллельное или двухтактное включение N АЭ, то
значение достижимой предельной или возможной максимальной
мощности ШПГ при этом возрастает в N раз, что аналогично (П.З)
и (П.5) соответственно.
У ШПГ на основе многополюсной согласующей цепи общий
предел мощности всегда определяется (П.З) или (П.5) соответст-
венно, где в данном случае N число полюсов многополюсной со-
гласующей цепи, к которым подключаются АЭ.
Наращивание мощности ШПГ, как и узкополосных генерато-
ров, может быть осуществлено с использованием соответствующих
мостовых схем. ШПГ, построенный по любому принципу, при
подключении к мосту сложения мощностей рассматривается как
одиночный генератор, обязательно имеющий коэффициент усиле-
ния по мощности больше единицы2.
2 Речь идёт о генераторах - усилителях. ШПГ - умножители частоты обычно
имеют коэффициент передачи по мощности меньше единицы. Применение мос-
товых схем позволяет в этом случае иметь нужную мощность на более высоких
частотах, превышающих в соответствующее целое число раз значения входных
частот.
384
ПРИЛОЖЕНИЕ
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
С ЧЕТЫРЁХПОЛЮСНЫМИ СОГЛАСУЮЩИМИ
ЦЕПЯМИ
В качестве четырёхполюсных согласующих цепей в ШПГ исполь-
зуют звенья фильтров нижних частот (ФНЧ) типа показанных на
рис. П.З, называемых П-контурами или П-фильтрами нижних частот.
В ламповых генераторах обычно ограничи-
ваются одним - двумя подобными звеньями.
Широкополосные ламповые генераторы, как
правило, строят по схеме с общей сеткой в силу
Рис. П.З её большей устойчивости. Для лучшей фильтра-
ции побочных гармоник и увеличения широкополосности приме-
няют двухтактные генераторы. Если использовать однотактный
генератор, то частота среза ФНЧ при работе с нижним углом от-
сечки анодного тока 0< 180° должна быть ниже удвоенного значе-
ния минимальной рабочей частоты. В случае двухтактного генера-
тора при работе, например, с отсечкой анодного тока 0 = 90°, час-
тота среза ФНЧ может быть взята заметно выше, так как все чёт-
ные гармоники анодного тока подавляются схемой при условии её
полной симметрии, независимо от угла нижней отсечки тока, а все
нечётные гармоники, кроме полезной первой, при 0 = 90° обраща-
ются в ноль при линейности статических ВАХ анодного тока ис-
пользуемых ламп3.
Для согласования ФНЧ с полезной нагрузкой включают широ-
кополосные трансформаторы. В промежуточных каскадах мощных
генераторов часто включают не один, а два трансформатора, что
позволяет обеспечить нужный коэффициент трансформации без
усложнения конструкции трансформатора, обладающего требуе-
мой электрической прочностью4.
На рис. П.4 показана схема широкополосного лампового гене-
ратора, используемая в диапазоне от 1...2 МГц до 20...30 МГц. В
представленной схеме трансформаторы Tpi и Тр2 являются авто-
трансформаторам и.
3 Очевидно, обеспечить полную симметрию двухтактной схемы невозможно.
Точно так же невозможно добиться точного значения угла отсечки анодного то-
ка 0 = 90° и линейности статических ВАХ. Однако большое приближение к
этому может быть достигнуто, соответственно уровни наиболее сильных второй
и третьей гармоник анодных токов ламп могут быть сведены к минимальным.
4 Применение нескольких трансформаторов позволяет иметь у каждого меньшее
значение коэффициента трансформации напряжения, что облегчает обеспечение
необходимой электрической прочности у отдельного трансформатора в силу
меньшего перепада напряжения между обмотками.
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ I El IEPATOPBL
385
Рис. П.4
В широкополосных ламповых генераторах с полосой 10... 15 МГц
на частотах свыше 50 МГц могут быть использованы согласующие
цепи, представляющие системы двух-трёх связанных контуров.
Схемы согласующих цепей выходных каскадов широкополос-
ных транзисторных генераторов показаны на рис. П.5.
в
Рис. П.5
Схемы применяются, если полоса рабочих частот не превышает
нескольких десятков процентов от средней рабочей частоты.
Схема рис. П.5,а используется, когда /?ос = 7?н, где 7?ое - тре-
буемое сопротивление коллекторной нагрузки; RH - полезная на-
грузка генератора. Схема рис. П.5,б используется при /?ое > RH, а
схема рис. П.5,в при 7?ос < 7?н .
При очень широких полосах (порядка октавы и более) в широ-
кополосных транзисторных генераторах используют многозвенные
386
ПРИЛОЖЕНИЕ
фильтры (рис. П.6): полосовые (рис. П.6,«) или нижних частот
(рис. П.6,б).
а
б
Рис. П.6
Вторым после П-фильтра типом электрической цепи, исполь-
зуемой в широкополосных транзисторных генераторах, является
высокочастотный трансформатор, чаще всего выполняемый на
ферритовом сердечнике. Специальные типы подобных трансфор-
маторов позволяют построить в коротковолновом диапазоне уси-
лители мощности с полосой от 1...2 МГц до 20...30 МГц. Одна из
возможных схем такого усилителя по-
казана на рис. П.7. Мощный усилитель
выполняется по двухтактной схеме
(см. ч. 1, лекцию 15, рис. 15.9).
Трансформаторы на ферритовых
сердечниках обеспечивают коэффици-
енты перекрытия по частоте до
1О2...1О3 в диапазоне частот до
100...300 МГц, но только при сравни-
тельно больших сопротивлениях нагрузки R„ (приблизительно от
50 Ом до 2 кОм). Чем мощнее трансформатор, тем меньше получа-
ется у него коэффициент перекрытия по частоте, так как с увели-
чением мощности трансформатора повышается разогрев сердечни-
ка, а это приводит к увеличению потерь в нём с ростом частоты.
Поэтому рабочий диапазон мощных широкополосных трансформа-
торов с ферритовым сердечником ограничен перекрытием, не пре-
вышающим 20...50, и снижается с увеличением мощности. Рабо-
чие уровни мощности трансформаторов с ферритовыми сердечни-
ками вблизи верхней границы частотного диапазона их использо-
вания обычно не превышают десятков ватт. Есть сведения о реали-
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ:
387
зации подобного трансформатора специальной конструкции с
жидкостным охлаждением в диапазоне частот до 30 МГц на уро-
вень мощности до 30 кВт при сопротивлении нагрузки /?„ не менее
50... 100 Ом.
Широкополосные транзисторные усилители мощности часто
выполняют с использованием трансформаторов на линиях (ТЛ).
При высокоомных нагрузках R,, = 50... 100 Ом верхняя рабочая
частота ТЛ достигает 1...2 ГГц. При трансформации относительно
малых активных сопротивлений (порядка долей - единиц Ом) ТЛ
используются в диапазоне частот от 0,1... 1 МГц до 100...300 МГц.
Схема двухтактного транзисторного усилителя с использованием ТЛ
во входной и выходной цепях представлена в лекции 15, рис. 15.11
(см. ч. 1). Подобные усилители реализуют на частоты до 30...80 МГц
при использовании одиночных транзисторов. На частотах от 100
МГц до 1 ГГц двухтактные усилители выполняют на «балансных»
транзисторах с использованием на входе и выходе ТЛ. Рабочая по-
лоса частот двухтактного усилителя на балансном транзисторе мо-
жет составлять 100...200 МГц и более.
В широкополосных транзисторных генераторах важным явля-
ется согласование источника возбуждения с входной цепью тран-
зистора, при котором обеспечивается необ-
ходимое напряжение возбуждения в интере-
сующей полосе частот.
Наиболее часто используется схема
входной цепи, показанная на рис. П.8.
В схеме обеспечивается возбуждение тран-
зистора током. Переход эмиттер-база вклю-
чается последовательно с индуктивностью контура L, и через него
протекает контурный ток. Для токов высших гармоник сопротив-
ление индуктивности контура возрастает, соответственно уровни
высших гармоник базового тока оказываются существенно меньше
уровня первой гармоники.
Междукаскадные цепи широкополосных транзисторных гене-
раторов строятся по схемам рис. П.9.
В каждой цепи имеется звено ФНЧ в виде П-контура. В схеме
рис. П.9,в имеется согласующая цепь типа показанной на рис. П.8.
В схемах рис. П.9,а,б обеспечивается возбуждение напряжением
правых транзисторов: параллельно входам подключены конденса-
торы ёмкостью С4, которые представляют малое сопротивление
для токов высших гармоник базового тока. Соответственно паде-
ние напряжения от них на конденсаторах мало. Схема рис. П.9,а
Рис. П. 8
388
ПРИЛОЖЕНИЕ
применяется, когда входное сопротивление правого транзистора
меньше требуемого сопротивления нагрузки в коллекторной цепи
левого транзистора. Схема рис. П.9,б применяется, когда входное
сопротивление правого транзистора больше требуемого сопротив-
ления нагрузки в коллекторной цепи левого транзистора.
Рис. П. 9
Если усилитель строится с применением трансформаторов на
ферритовых сердечниках, то входная цепь строится, как показано
на рис. П.7.
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
С МНОГОПОЛЮСНЫМИ
СОГЛАСУЮЩИМИ ЦЕПЯМИ
Применение многополюсных согласующих цепей существенно
расширяет возможности широкополосных генераторов, позволяя
не только создавать устройства с требуемой рабочей полосой, но и
давая возможность во многих случаях получить результирующую
мощность заметно больше, чем при «обычной» совместной работе
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕ11ЕРАТОРЫ:
389
АЭ при построении генератора с использованием четырёхполюс-
ных согласующих цепей5.
При параллельном соединении N одинаковых АЭ результи-
рующая ёмкость С, шунтирующая двухполюсную цепь, подклю-
чаемую к АЭ, увеличивается в N раз по сравнению с выходной ём-
костью С\ одного АЭ. Согласно предельным соотношениям (П.6),
(П.7) возможное максимальное значение активной составляющей
входного сопротивления двухполюсной цепи, шунтированной ём-
костью С = NCi, в интересующей полосе частот Дсо в этом случае
г(С0)макс 2&oNC} '
(П.16)
Результирующий ток через входное сопротивление результи-
рующей цепи увеличивается в N раз по сравнению с током Ц одно-
го АЭ. Следовательно, максимально возможное значение резуль-
тирующей колебательной мощности в нагрузке
Р
~макс
= -(А/.)2г((о)макс
4	*	макс
= -/2—-—А
2 1 2AWCJ
(П.17)
оказывается в N раз больше мощности, развиваемой одним АЭ.
Действительно, при параллельном включении N АЭ каждый
ощущает сопротивление в N раз больше, даваемого (П.16). Соот-
ветственно колебательная мощность, развиваемая одним АЭ,
1 7
^~1АЭ = 2^ ^^макс
1,2 Л,
2 ' 2AWC] ’
(*)
что в N раз меньше (П. 17).
При «обычном» двухтактном включении N АЭ (в этом случае N
обязательно чётное число) возможное максимальное значение ак-
тивной составляющей входного сопротивления цепи, включенной
последовательно с плечами двухтактной схемы из (А/2) АЭ в каж-
дом плече, согласно (П.7) будет
г(^макс
Я	2л
2ДС0 —С. /2	1
I 2 1 J
5 Сказанное относится как к параллельному, так и к двухтактному включению АЭ.
Двухтактное построение схем генераторов может быть использовано как в слу-
чае четырёхполюсных, так и в случае многополюсных согласующих цепей.
390
ПРИЛОЖЕНИЕ
Входной ток цепи в двухтактной схеме равен току одного плеча
N
—Соответственно максимальная возможная результирующая
колебательная мощность
-макс
2 2^J макс
Z	X?
Л"/,
2\2	2 1 2AwC,
что совпадает с (П. 17)6.
Нетрудно убедиться, что мощность, отдаваемая одним АЭ в
двухтактном генераторе, также определяется (*).
Действительно, величина результирующего напряжения между
плечами двухтактного генератора
,, N , , . N , 2п t л
2 1 макс 2 1 AaWCj 'АыС,
Величина напряжения на плече, соответственно на одном АЭ,
равна половине этого напряжения, т.е.
иАЭ=~ = /1—— •
AJ 2	12AwC,
Соответственно колебательная мощность, развиваемая одним АЭ,
Р —-IU — /2 71
Г~1аэ-2^аэ-2А 2ДоС, .
что совпадает с (*).
В генераторе с многополюсной согласующей цепью АЭ под-
ключаются к N плечам многополюсной цепи, а к (W + 1) плечу
подключается полезная нагрузка R„. Структурная схема генератора
с многополюсной согласующей цепью показана на рис. П. 10.
6 Формального совпадения последнего соотношения с (П.17) для подтверждения
сказанного вполне достаточно. В то же время ещё раз обратим внимание, что
при параллельном включении АЭ их число N может быть как чётным, так и не-
чётным, тогда как при двухтактном включении АЭ их число всегда чётное.
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ»
391
Если все АЭ одинаковы, то С\ = С2 = • ••= CN. Соответственно
если режимы работы всех АЭ одинаковы, то их выходные токи
* * *
71 =72 =... = 7/v.
Структура многополюсной цепи такая, что для каждого плеча
от 1 до W выполняется предельное соотношение (П.7), согласно
которому в этом случае
г(^макс
Л
2ДшС1 ’
(П.18)
т.е. возможное максимальное значение активной составляющей
входного сопротивления цепи, достижимое в интересующей поло-
се частот Дщ и обусловливающее нагрузку АЭ, определяется вы-
ходной ёмкостью только одного АЭ7.
Напряжения на входах всех плеч от 1 до А будут одинаковыми
и равными
U I] г((о)макс
h-------.
2АсоС]
Следовательно, все эквипотенциальные полюсы этих плеч можно
объединить. При этом оказывается, что через сопротивление на-
7 В общем случае, очевидно, должна учитываться и монтажная ёмкость. Мы о ней
специально не говорим, чтобы не затенять суть изложения.
392
ПРИЛОЖЕНИЕ
грузки (П.18) протекает суммарный ток N 1\. Соответственно вы-
деляемая результирующая колебательная мощность
Р- =^(^1)2^“)макс
= -/2-------А2.
2 1 2Д(оС]
(П.19)
Из сравнения (П. 17), (П. 19) следует, что мощность генератора с
многополюсной согласующей цепью, к N полюсам которой под-
ключаются АЭ, оказывается в N раз больше мощности, которая
может быть получена при параллельном или двухтактном включе-
нии N таких же АЭ при работе в одной и той же полосе частот.
При совместной работе N одинаковых АЭ в случае многопо-
люсной согласующей цепи ощущаемое сопротивление нагрузки со
стороны каждого АЭ возрастает в N раз по сравнению с (П. 18). Со-
ответственно отдаваемая одним АЭ мощность в этом случае
„	1 ,2 Я
Р 1АЭ = “/1--------
~1АЭ 2 1 2AcoC!
N.
Результирующая мощность N АЭ равна сумме мощностей, от-
даваемых каждым АЭ, т.е.
Рх = NP 1АЭ = -/,2—- N2,
X -1АЭ 2 I 2Д(оС,
что совпадает с (П. 19).
Очевидно, при использовании в генераторах многополюсных
согласующих цепей задача сводится к тому, чтобы реализовать
многополюсную цепь, когда каждый подключенный к цепи АЭ
ощущает сопротивление нагрузки в N раз больше, чем при парал-
лельном включении N таких же АЭ.
Высказанная идея может быть проиллюстрирована на принци-
пе построения широкополосного усилителя, содержащего два АЭ,
входную трёхполюсную цепь М\ и выходную трёхполюсную цепь
М2 (рис. П.11)8.
8 На самом деле цепи и Мг являются шестиполюсными цепями, у которых по
три полюса относятся к земле и могут рассматриваться как один полюс (земля,
корпус), по одному полюсу подсоединяется к каждому АЭ. У цепи Mi остав-
шийся полюс присоединяется к источнику возбуждения Е, а у цепи М2 - к на-
грузке RK . Таким образом, по факту у каждой цепи используются по четыре по-
люса, один из которых связан с землёю или корпусом. Цепи по тексту лекции
названы трёхполюсными (полюс земли или корпуса исключён), что представля-
ется в данном случае уместным, позволяя отличить цепи Mt и М2 от рассматри-
вавшихся ранее четырёхполюсных согласующих цепей.
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
393
Рис. П. 11
Пусть необходимая полоса частот Дсп. Примем, что в половине
этой полосы частот входная цепь обеспечивает равные по ам-
* *
плитуде и синфазные напряжения возбуждения АЭ (U i = U 2), а во
второй половине полосы частот цепь М{ обеспечивает равные по
амплитуде, но противофазные напряжения возбуждения АЭ
* * * *
(t/i=-f/2). Соответственно выходные токи АЭ /1 и /2 будут
равными по величине и синфазными в первой половине полосы
частот и равными по величине, но противофазными во второй по-
ловине полосы частот.
Допустим теперь, что выходная цепь М2 такова, что в первой
* *
половине полосы частот, где ток h-h, напряжения на выходах
АЭ относительно «земли» или корпуса равны друг другу. В этом
случае выходы АЭ эквипотенциальны. Соединив выходы АЭ, что
соответствует их параллельному соединению, получим из М2 че-
тырёхполюсник, нагруженный на R„. Возможное максимальное
значение, активной составляющей входного сопротивления полу-
ченного четырёхполюсника в этом случае согласно (П.7) будет
2(Д(о/2)2С ’
В последнем соотношении (Дсо/2) - половина полосы частот;
2С - удвоенное значение шунтирующей ёмкости за счёт парал-
лельного соединения выходов АЭ.
За счёт параллельного соединения АЭ ощущаемое каждым из
них сопротивление удваивается и будет в два раза больше даваемо-
го последним соотношением, т.е.
ДсоС
394
ПРИЛОЖЕНИЕ
Соответственно колебательная мощность, отдаваемая одним АЭ,
будет
,	-Z 1/2	71
~1АЭ 2 1 ДсоС
Результирующая колебательная мощность (мощность в нагрузке
/?н) в этом случае
Р — ЭР — I2 71
Д(дС
(П.20)
Допустим далее, что во второй половине полосы частот, когда
* *
ток 7] =-/2, напряжения на выходах АЭ относительно «земли»
или корпуса оказываются в противофазе и цепь Л/2 оказывается
эквивалентной четырёхполюснику при двухтактном включении
АЭ. В этом случае возможное максимальное значение активной
составляющей входного сопротивления полученного четырёхпо-
люсника согласно (П.7)
л
2л
'(0))макс " 2(Дсо/2)С/2 “ ДсоС
(П.21)
В соотношении (П.21) (Дсо/2) - половина полосы частот; С/2 -
значение шунтирующей ёмкости, обусловленное последователь-
ным соединением выходных ёмкостей С АЭ.
Через сопротивление (П.21) протекает входной ток величиной
7, (тоже /2). Соответственно результирующая колебательная мощ-
ность (она же мощность в нагрузке /?„)
1 2
Г(Ы)макс
— I2	К
2 1 ДсоС 1 ДсоС
(П.22)
что совпадает с (П.20).
Обратим внимание, что выражения (П.20), (П.22) могут быть
также получены с использованием соотношения (ПЛЗ).
Действительно, для первой половины полосы частот (Дсо/2),
учитывая, что при параллельном соединении АЭ 7ВХ = 21\ и шунти-
рующая четырёхполюсник ёмкость удваивается, согласно (ПЛЗ)
получаем:
f/ =UR = 27.4----------ы---= 2/, J----— .
вых кн 1^2(Дсо/2)2С \2ДсоС
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ;
395
Мощность в нагрузке RH
„	1 t/2	,2 Я
Р =--------5й*- = 7.2---,
~R"	2 Rlt	1 ДсоС
что совпадает с результирующей (суммарной) колебательной мощ-
ностью (П.20).
Для второй половины полосы частот (Дсо/2), учитывая, что
при последовательном (двухтактном) включении АЭ /вх = Д и шун-
тирующая четырёхполюсник ёмкость в два раза меньше, согласно
(ПЛЗ) получаем:
UBbK =UR
ВЫЛ
- I	-/ /2эт/?н
1 \ 2(Дсо/2)С/2	1 \ ДсоС
(***)
Соответственно мощность в нагрузке RH
р — 1 ^вых _ у2 К
~R« 2 RH 1 ДсоС ’
что совпадает с результирующей (суммарной) мощностью (П.22)10.
Посмотрим, какая мощность может быть получена при реали-
зации усилителя с «обычной» четырёхполюсной цепью для работы
в полосе частот Дсо при параллельном включении двух АЭ. В этом
случае максимальное возможное значение активной составляющей
входного сопротивления цепи, нагружающей АЭ, согласно (П.7)
будет
71
71
пы>макс - 2ДЮ2С 4ДсоС
Учитывая, что через входное сопротивление протекает ток уд-
военной величины, для результирующей колебательной мощности
(она же мощность в нагрузке /?„) получаем:
1	7
1 ;2 П
2 1 ДсоС ’
что в два раза меньше, чем при рассмотренной реализации усили-
теля с использованием многополюсных цепей (рис. П.11). Анало-
гично при реализации усилителя с «обычной» четырёхполюсной
цепью по принципу двухтактной схемы на двух АЭ.
10 Обратите внимание на идентичность (**) и (***).
396
ПРИЛОЖЕНИЕ
Действительно, при использовании двухтактной схемы воз-
можное максимальное значение активной составляющей входного
сопротивления цепи, подключаемой последовательно с АЭ, со-
гласно (П.7) будет
( 1 71 _ 71
П“)макс - 2^с 12) ~ ДсоС ’
Учитывая, что величина входного тока в этом случае равна 7Ь для
результирующей колебательной мощности (она же мощность в на-
грузке /?н) получаем:
„	1 ,2 Я
х 2 1 AwC
что также в два раза меньше, чем при реализации усилителя с ис-
пользованием многополюсных согласующих цепей.
В рассмотренном примере построения ШПГ - усилителя
(ШПУ) (рис. П.11) в одной половине необходимой полосы частот
И1ПУ работает как обычный однотактный усилитель, а во второй
половине - он работает как обычный двухтактный усилитель. При
этом дважды реализуется предельное соотношение для получаемой
четырёхполюсной цепи.
Следует обратить внимание, что в рассмотренном примере
(рис. П.11) построения ШПУ с использованием многополюсных
согласующих цепей предельное соотношение реализуется дважды,
но каждый раз в полосе частот, в два раза меньше необходимой.
Это обусловливает соответственно увеличение получаемого сопро-
тивления г((о)макс в два раза по сравнению с «обычными» одно-
тактной и двухтактной схемами реализации ШПУ. Увеличение со-
противления в два раза приводит к повышению колебательной
мощности соответственно в два раза, в чём мы смогли убедиться.
При этом необходимо помнить, что во всех случаях величина вы-
ходного тока каждого АЭ предполагалась одинаковой, т.е. во всех
схемах АЭ выступают в роли генераторов тока одинаковой вели-
чины, что допустимо в подавляющем большинстве случаев ШПГ -
ШПУ. В противном случае надо сделать поправку на изменение
выходного тока АЭ с изменением сопротивления нагрузки в его
выходной цепи. Работа АЭ на большее сопротивление обеспечива-
ет также выигрыш в КПД выходной цепи (анода, коллектора)
вследствие лучшего использования напряжения питания анода или
коллектора (больше получаемое значение £ - коэффициента ис-
пользования напряжения питания).
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ»
397
Если не нужно увеличивать мощность генератора, то можно
вдвое расширить рабочую полосу частот при той же мощности и
КПД.
В общем случае ШПГ - ШПУ с многополюсной согласующей
цепью по схеме рис. П.10, содержащего А АЭ, усилитель может
работать как однотактный в одном из интервалов рабочей полосы
частот и как (А - 1) различных вариантов двухтактных усилителей
в остальных (N - 1) интервалах. В этом случае по отношению к
«обычной» однотактной или двухтактной схемам мощность усили-
теля может быть получена в N раз больше, либо при одинаковых
энергетических показателях (мощность и КПД) рабочая полоса
частот может быть расширена в N раз.
Достижение указанного эффекта требует использования слож-
ных многополюсных цепей согласования.
Очевидно, при любом способе построения ШПУ максимально
возможная результирующая мощность в нагрузке R„ не может быть
получена больше предельного значения, даваемого (П.3)9. Но если
при использовании четырёхполюсных согласующих цепей это зна-
чение принципиально не может быть достигнуто, то при реализа-
ции ШПУ на основе многополюсных согласующих цепей можно
приблизиться к реализации этого предельного соотношения.
Сказанное относится также и к возможности реализации соотно-
шения (П.5).
Хорошо известными примерами ШПГ - ШПУ с многополюс-
ными согласующими цепями, нашедшими широкое распростране-
ние, являются усилители с распределённым усилением (УРУ), из-
вестные также как усилители бегущей волны (УБВ), и усилители с
разделением полос, или многоканальные усилители.
На рис. П.12 приведена принципиальная схема однотактного
УРУ на лампах. Аналогично реализуется схема на транзисторах.
Схема на лампах проще для понимания принципа работы УРУ, так
как можно пренебречь сеточными токами ламп. При использова-
нии тетродов или пентодов токи управляющих сеток с большим
основанием можно считать отсутствующими. У биполярных тран-
зисторов базовый и коллекторный токи существуют одновременно.
Соответственно имеет место заметное затухание сигнала возбуж-
9 При использовании схемы с общей сеткой, если нет проблем с реализацией экви-
валентного сопротивления нагрузки АЭ больше даваемого (П.2), возможная ре-
зультирующая мощность в нагрузке теоретически может быть получена больше
определяемой (П.З) на величину проходной мощности. Но это не меняет сути ска-
занного относительно предельной мощности, которую могут развить А АЭ.
398
ПРИЛОЖЕНИЕ
дения при его распространении во входной многополюсной цепи
за счёт потребления мощности источника возбуждения входными
цепями транзисторов.	i
В схеме УРУ (рис. П.12) усиливаемый сигнал подаётся на вход
сеточной линии задержки, составленной из элементов Сс, Lc и на-
груженной на противоположном от источника возбуждения конце
на согласованное с линией активное сопротивление Rc. Следова-
тельно, вдоль линии распространяются бегущие волны напряжения
и тока, которые достигают сеток ламп с задержкой. Лампы усили-
вают входной сигнал, распространяющийся по линии (в общем
случае коэффициент усиления по напряжению, по крайней мере
одной лампы, первой от входа, может быть меньше единицы, тогда
как её коэффициент усиления по мощности будет большой: равен
бесконечности при отсутствии сеточного тока). Усиленные коле-
бания складываются в анодной линии задержки, составленной из
элементов Са, La. В обеих линиях фазовые скорости распростране-
ния сигналов одинаковы10, поэтому волны токов и напряжений,
порождённые каждой лампой, на сопротивлении полезной нагруз-
ки RH оказываются синфазными и складываются арифметически.
По анодной линии сигнал от каждой лампы распространяется в обе
стороны, и если в полезной нагрузке /?„ волны напряжений и токов
складываются арифметически, то в балластном сопротивлении 7?б,
включенном на противоположном конце от направления передачи
энергии, волны напряжений и токов от разных ламп складываются
с разными фазами, зависящими от частоты сигнала, т.е. имеет ме-
сто векторное сложение волн. Сопротивления RH и /?б должны быть
10 Для этого необходимо обеспечить LcCc = ЬЛСЛ = const.
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ»399
равны характеристическому (волновому) сопротивлению анодной
линии ра =	, т.е. должно быть обеспечено согласование
Этих сопротивлений с анодной линией.
Если рассматривать каждую лампу в схеме УРУ как генератор
тока величиной Ц, то в сторону полезной нагрузки R„ и в сторону
балластного сопротивления от каждой лампы распространяются
волны тока амплитудой (1/2)7,.
В УРУ входные и выходные ёмкости ламп, входящие в Сс и Са
соответственно, не ограничивают полосу рабочих частот усилите-
ля, так как являются элементами линий задержки, выступающими
в качестве многополюсных цепей.
Так как волны токов, порождаемых лампами, в полезной на-
грузке R„ складываются арифметически, то амплитуда результи-
рующего тока 7Н через сопротивление R„ оказывается равной
т.е. представляет половину арифметической суммы токов ламп
УРУ. В балластном сопротивлении результирующий ток равен
половине геометрической суммы токов ламп:
* if** ♦ 4
/б = — h+12+—+1n ,
A J _
где 1{=;I2=... = IN.
Результирующая колебательная мощность в полезной нагрузке
(П-23)
Z	о
Амплитуда колебательного напряжения на аноде последней лампы
(П.24)
Колебательная мощность, развиваемая последней лампой,
. -л.	2		4
400
ПРИЛОЖЕНИЕ
С учётом последнего соотношения можно считать, что результи-
рующая колебательная мощность в полезной нагрузке (П.23) ока-
зывается в N12 раз больше мощности, развиваемой последней
лампой УРУ, т.е.
2 N
что в два раза меньше мощности N ламп УРУ при условии, что ка-
ждая развивает мощность P~N, и, не менее чем в 2N раз, меньше
предельной мощности ШПУ с многополюсными согласующими
цепями (П.19).
Следовательно, УРУ далеко не используют предельных воз-
можностей, даваемых применением многополюсных согласующих
цепей.
Действительно, наибольшая амплитуда колебательного напря-
жения имеет место на аноде последней лампы УРУ (П.24). Ощу-
щаемое этой лампой сопротивление нагрузки
оеЛ' ~	2
(П.25)
Если в соотношении (П.19) принять r(co)„„^ = /С.л/ из (П.25),
*	Мал С	Ov J V
то при использовании многополюсных согласующих цепей резуль-
тирующая колебательная мощность усилителя
р =^(М1)2Я„„ =i№z,4-
что в 2N раз больше результирующей колебательной мощности в
нагрузке УРУ (П.23). Так как в ШПУ с многополюсными согла-
сующими цепями г((0)макс, определяемое (П.18), больше RccN,
определяемого (П.25), то мощности будут различаться больше чем
в 2У раз.
Выше было отмечено, что результирующая колебательная
мощность УРУ в два раза меньше мощности, которую смогли бы
отдать N ламп при параллельном включении при условии работы
каждой на сопротивление, равное Я^д, (П.25). Очевидно, чтобы
каждая лампа ощущала сопротивление, равное Я^д, (П.25), они
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ»
401
должны быть нагружены на сопротивление Ян/2 (меньше RmN в
N раз). Результирующая колебательная мощность N параллельно
включенных ламп
1	, R 1 э э
р =-(NI \2_H-=-N2i2R
~ 2	1	2	4	1 н
что в два раза больше мощности УРУ (П.23).
Последнее обстоятельство может породить у читателя вопрос:
какой смысл применять УРУ, если параллельное включение такого
же числа АЭ (в рассматриваемом примере ламп) обеспечивает в
два раза большую мощность? Если нет проблем с реализацией че-
тырёхполюсной согласующей цепи, обеспечивающей в требуемой
полосе частот эквивалентное сопротивление нагрузки, равное
RH / 2, то нет смысла применять УРУ, а целесообразно использо-
вать параллельное включение АЭ для получения большей мощности
либо для получения нужной мощности в большей полосе частот. Но
если четырёхполюсная цепь, обеспечивающая сопротивление на-
грузки RH / 2 в интересующей полосе частот не может быть реали-
зована, то ШПУ может быть реализован только с применением мно-
гополюсных согласующих цепей, в частности по схеме УРУ.
УРУ обладают довольно низким КПД анодной (коллекторной)
цепи. Действительно, потребляемая от источника анодного питания
мощность УРУ по схеме (рис. П.12)
где Za0 - постоянная составляющая анодного тока одной лампы;
/qi = Р02 ~ — = Pqn ~ мощность, потребляемая по анодной цепи од-
ной лампы.
КПД анодной цепи УРУ:
Р~ 1 P~N 1
na=F=
Ч) Z Ч)А z
т.е. оказывается в два раза ниже КПД анодной цепи последней
лампы Т)^, для которой допускается критический режим работы.
При этом предшествующие лампы будут находиться в недонапря-
жённом режиме.
402
ПРИЛОЖЕНИЕ
Чтобы увеличить результирующий КПД УРУ, можно на каж-
дую лампу или группу ламп подавать соответствующее напряже-
ние анодного питания: на лампы слева от входа пониже, на лампы
справа повыше. Однако это малоэффективно. Более эффективным
является применение неоднородных линий задержки: с большим
характеристическим (волновым) сопротивлением анодной линии
на участках слева и с меньшим на участках справа. При этом вы-
равниваются сопротивления нагрузки в анодной цепи каждой лам-
пы и у каждой лампы реализуется режим работы критический или
близкий к нему, что повышает КПД анодной цепи каждой лампы и
соответственно УРУ в целом. При реализации неоднородной ли-
нии задержки необходимо обеспечить ЬЛСЛ - const, чтобы сохра-
нить неизменной фазовую скорость на всех участках линии. Одна-
ко и при использовании неоднородной линии задержки в анодной
цепи отмеченные выше недостатки УРУ в известной степени оста-
ются, поскольку они обусловлены самим принципом построения
таких усилителей.
Однотактные УРУ чаще всего работают в режиме класса А, т.е.
с нижним углом отсечки анодного (коллекторного) тока 0 = 180°.
Как правило, это маломощные генераторы, используемые как уси-
лители напряжения. Коэффициент усиления по напряжению такого
усилителя
U	—NI.R	,
= маЛ^ = 2---sLNSR ,
<4с ^мс	2	н
где принято 7, = S(Uмс~ DU ма)~ SUмс при 0 = 180° и D = 0. На-
помним, что 5 - крутизна статистической ВАХ выходного тока АЭ.
Вообще любой УРУ может рассматриваться как усилитель
мощности. Даже если по входным цепям ламп мощность возбуж-
дения не затрачивается (сеточные токи у ламп отсутствуют), то от
источника возбуждения мощность все равно потребляется и она
выделяется на сопротивлении Rc, нагружающем сеточную линию.
Затрачиваемая источником возбуждения мощность в этом случае
1 U2
р — мс
вюб 2 Rc ’
Соответственно коэффициент усиления УРУ по мощности
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ:
403
X =	= i№,2R„ /	=-№.s2/(,/ec.
Р 'U 8	1 "/ 2 Яс 4
Мощные УРУ строят по двухтактной схеме.
В качестве линий задержки в цепях УРУ используют фильтры
нижних частот (ФНЧ), составленные из звеньев типа к или т, и
полосовые фильтры.
Как уже отмечалось, УРУ могут быть как ламповыми, так и
транзисторными. В транзисторных УРУ может потребоваться при-
менение специальных мер, чтобы напряжение возбуждения всех
транзисторов оставалось постоянным, так как часть мощности ис-
точника возбуждения потребляется во входных цепях транзисто-
ров, внося затухание во входную линию задержки. В противном
случае возбуждение транзисторов будет неравномерным и разница
тем сильнее, чем больше транзисторов. Аналогичная проблема
имеет место и в ламповых УРУ при работе ламп с сеточными то-
ками (токами управляющих сеток) и особенно при включении ламп
с общей сеткой, когда присутствует так называемая проходная
мощность (см. ч. 1, лекцию 14).
Структурная схема ШПУ с разделением полос (многоканаль-
ный усилитель) представлена на рис. П.13.
Входная	Выходная
Рис. ПЛЗ
Вся полоса усиливаемых частот Дсо разбивается на N каналов
шириной (Аш/ А) с помощью входной многополюсной цепи. Уси-
ление по каждому каналу осуществляется каскадными ШПУ на
основе четырёхполюсных согласующих цепей. В этом случае мак-
404
ПРИЛОЖЕНИЕ
симальное возможное сопротивление нагрузки АЭ оконечного кас-
када каждого усилителя согласно предельным соотношениям (П.6),
(П.7) равно
----------=-------А,
2(Дщ/А)С, 2АшС]
где Ci - выходная ёмкость АЭ (в общем случае с учётом монтаж-
ной ёмкости).
Мощность на выходе каждого усилителя
Pi=~li——N,
-1 2 1 2AwC,
где /] - выходной ток (его первая гармоника) АЭ оконечного кас-
када усилителя.
Результирующая мощность в нагрузке RH, обеспечиваемая
суммированием мощностей усилителей с помощью выходной мно-
гополюсной цепи,
р =NP = 1/2—— А2,
2 1 2АЩС,
что совпадаете (П.19).
Таким образом, в усилителе с разделением полос реализуется
предельное соотношение (П.19) для генераторов с многополюсны-
ми согласующими цепями.
Принцип разделения полос, по существу, был проиллюстриро-
ван на примере схемы рис. П.11. Следовательно, разделение полос
следует признать единственным способом, позволяющим исполь-
зовать существующие предельные ограничения на широкополос-
ное усиление.
ШПГ - ШПУ с многополюсными согласующими цепями в на-
стоящее время всё ещё находятся в стадии дальнейших теоретиче-
ских и'экспериментальных исследований. Как уже отмечалось, ос-
новная проблема при построении таких генераторов сводится к
реализации соответствующих многополюсных цепей.
ЛЕКЦИЯ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕ11ЕРАТОРЫ»405
В заключение обратим внимание, что на частотах от 1 ГГц и
выше транзисторы в схемах любых генераторов включают по схе-
ме с общей базой (ОБ). При включении транзистора с ОБ обеспе-
чивается более равномерная АЧХ генератора во всей области ра-
бочих частот, что важно для ШПГ. При этом при включении тран-
зистора с ОБ на частотах выше граничной f = р0/р обеспечива-
ется больше коэффициент усиления генератора по мощности по
сравнению со схемой с общим эми ттером (ОЭ)11.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ ШПГ
1.	Поясните смысл соотношений (П.1) - (П.5). Обоснуйте соотноше-
ние (П.4).
2.	Поясните смысл предельных соотношений (П.6), (П.7). Дайте гра-
фическую интерпретацию их.
3.	Поясните смысл соотношений (П.12) и (ПЛЗ).
4.	Назовите особенности ШПГ по сравнению с узкополосными гене-
раторами. Поясните их. Поясните соотношения (П.14) и (П.15).
5.	Когда возможно построение ШПГ по каскадному принципу с ис-
пользованием четырёхполюсных согласующих цепей? Поясните.
6.	Опишите ШПГ по схеме рис. П.4. Поясните назначение элементов
схемы.
7.	Поясните схемы рис. П.5 и их отличия друг от друга. Можно ли в
схеме рис. П.5,в обойтись без разделительного конденсатора ёмкостью
Ср? Поясните.
8.	Поясните межкаскадные цепи широкополосных транзисторных ге-
нераторов, представленные на рис. П.9. Можно ли в схеме рис. П.9,б
обойтись без разделительного конденсатора Ср? Поясните.
9.	Поясните идею ШПУ на основе многополюсных согласующих це-
пей. Подтвердите её соответствующими соотношениями.
Ю.Поясните принцип и схему УРУ. Какие достоинства и недостатки
имеют УРУ?
11.Поясните идею многоканального усилителя. Какие достоинства у
такого усилителя?
п
Схема с ОЭ используется в диапазоне частот от 0,2... 0, ЭД, до а схема с ОБ
может использоваться на частотах от 0,2...0,3/гр до 2...3/гр (см. ч. 1, лекцию. 14).
406
ПРИЛОЖЕНИЕ
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ «ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ»
1.	Лондон С.Е. Широкополосные радиопередающие устройства. - Л.:
Энергия, 1970. - 152 с.
2.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенского,
Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
3.	Алексеев О.В. Усилители мощности с распределённым усилением. -
Л.: Энергия, 1968. - 224 с.
ЛЕКЦИЯ «УЧЁТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
В ЛАМПОВЫХ И ТРАНЗИСТОРНЫХ ГВВ»
Учёт инерционных явлений в ламповом ГВВ. ~ Зарядовая
модель биполярного транзистора и параметры эквивалентной
схемы её замещения. ~ Анализ транзисторного ГВВ при
возбуждении от источника напряжения. ~ Анализ
транзисторного ГВВ при возбуждении от источника тока. ~
Частотная коррекция коэффициента передачи транзистора
по току в усилителе мощности
(Т/ри рассмотрении генераторов с внешним возбуждением
С/ L (ГВВ) в представленных лекциях мы не касались инер-
ционных явлений в активных элементах (АЭ): электрон-
ных лампах и биполярных транзисторах1.
Инерционные явления в АЭ ГВВ - лампах й транзисторах обу-
словлены конечной скоростью движения носителей тока в про-
странстве между электродами АЭ.
В электронных лампах и биполярных транзисторах п-р-п типа
носителями тока являются электроны. По сравнению с другим ти-
пом носителей тока в полупроводниковых структурах - дырками
электроны обладают большей скоростью перемещения, что позво-
ляет повысить рабочую частоту транзистора и увеличить толщину
базы, улучшая этим электрическую прочность переходов.
Конечная скорость движения электронов приводит к тому, что
за время прохождения ими межэлектродных расстояний напряже-
ния на электродах АЭ генератора успевают существенно изменить-
ся и возможна такая ситуация, когда часть электронов (или даже
все), двигавшихся в направлении анода лампы (коллектора транзи-
стора), не достигают этих электродов. Они либо возвращаются к
1 Исключая отдельные упоминания о них, в частности, при рассмотрении ГВВ с
ОБ (см. ч. 1, лекция 14), особенностей АГ на транзисторах (ч. 1, лекции 19 и 20).
408
ПРИЛОЖЕНИЕ
своему источнику - к катоду в лампе, либо рекомбинируют в базе
транзистора.
При низких частотах напряжения на электродах АЭ генератора
практически не изменяются за время прохождения электронами
межэлектродных расстояний, поэтому токи электродов с высокой
точностью могут быть определены по статическим вольт-ампер-
ным характеристикам (ВАХ), снятым при постоянных напряжени-
ях на электродах АЭ. При высоких частотах напряжения на элек-
тродах АЭ генератора за время прохождения электронами межэ-
лектродных расстояний существенно изменяются и определять то-
ки электродов по статическим ВАХ уже нельзя, так как погреш-
ность в их определении при этом может быть очень большой. Со-
ответственно и методы расчёта режима генератора, основанные на
использовании статических ВАХ АЭ и рассмотренные в ч. 1, лек-
ции 7, оказываются непригодными.
Скорость перемещения электронов в теле полупроводника намно-
го меньше, чем в вакууме, поэтому инерционные явления в транзи-
сторах проявляются более заметно, чем в электронных лампах.
На практике в ламповых ГВВ с инерционными явлениями при-
ходится считаться на весьма высоких частотах, приближающихся к
максимальной рабочей частоте лампы, ограниченной в основном
возможностью создания колебательной системы генератора. Как
правило, это имеет место в генераторах дециметровых и сантимет-
ровых волн. В отдельных случаях мощных генераторов, в которых
используются лампы с большими межэлектродными расстояниями,
инерционные явления приходится учитывать на более низких час-
тотах, соответствующих диапазону метровых волн.
У транзистора необходимость учёта инерционных явлений
проявляется в гораздо более широкой области частот по сравнению
с его максимальной рабочей частотой, которая в 10...30 и более раз
превышает частоту, начиная с которой необходимо учитывать
инерционные явления при проектировании транзисторного ГВВ.
Как правило, учитывать инерционные явления в транзисторных
генераторах приходится, начиная с частот 10...20 МГц, а порой и
единиц мегагерц.
Инерционные явления в лампах и транзисторах имеют свои ха-
рактерные особенности, о части из которых уже упоминалось, по-
этому удобнее рассматривать их порознь для ламп и транзисторов.
Следует отметить, что в силу сложности явлений инерции носите-
лей тока в АЭ не существует методов, учитывающих все тонкости
этих явлений и пригодных для широкого использования. Однако
есть приближённые методы, точность которых при правильном
использовании вполне достаточна для практических целей.
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
409
УЧЁТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
В ЛАМПОВОМ ГВВ
Подавляющее большинство генераторных ламп, используемых
в диапазонах частот, где необходимо учитывать инерционные яв-
ления, имеют триодную конструкцию, и лишь небольшое число
ламп являются тетродами. Известны эти лампы в основном как ме-
таллокерамические триоды и тетроды СВЧ (см. ч. 1, лекцию 17).
В силу того, что генераторные лампы СВЧ в основном триоды,
излагаемые ниже положения в большей степени относятся к три-
одным генераторам, но они применимы и к генераторам на тетро-
дах, так как наибольшее значение оказывают инерционные процес-
сы на участке катод-управляющая сетка, а эти участки конструк-
тивно подобны у генераторных ламп триодной и тетродной конст-
рукций. В тетродах на участке управляющая сетка-анод электроны
приобретают дополнительное ускорение за счёт постоянного на-
пряжения на второй сетке.
В электронных лампах различают время пролёта электронов от
катода до управляющей сетки глркс и от управляющей сетки до ано-
да Ср са-
/	= ^кс • f — ^са
‘пр КС ’ fnpca	’
икс	'са
где dKC, dca - расстояния между соответствующими электродами:
катод-управляющая сетка, управляющая сетка-анод; вкс,1>са -
скорости электронов в соответствующих межэлектродных про-
странствах, определяемые действующими на электродах напряже-
ниями.
Величины сос„ _, оэг „ , где ш - круговая частота возбуж-
дающего сигнала, носят названия углов пролёта соответственно
участка катод-управляющая сетка, управляющая сетка-анод. Как
видно, углы пролёта определяют изменение фазы высокочастотно-
го сигнала за время пролёта электронами соответствующего меж-
электродного пространства. Действительно, если принять, что пе-
ременная составляющая напряжения между электродами изменя-
ется, например, по закону t/Mcoswr, то электроны, ушедшие от
электрода в момент времени /, достигнут другого электрода через
время гпр, когда переменная составляющая напряжения между
электродами будет
г
410 ПРИЛОЖЕНИЕ
UM cos ОХ/ + /пр) = UM cos(tor + епр),
где 0пр = С0/пр - угол пролёта.
При сравнительно низких частотах изменение фазы перемен-
ной составляющей напряжения за время пролёта электронами меж-
электродного расстояния незначительно и с ним можно не считать-
ся, т.е. можно предполагать, что электроны достигают всех элек-
тродов при одном значении фазы переменного напряжения. Чем
выше частота, тем это допущение менее справедливо.
На скорость электронов в лампе оказывают влияние как посто-
янные, так и переменные напряжения, действующие между элек-
тродами, следовательно, у электронов, вылетающих в разные мо-
менты времени, будут своя скорость и своё время пролёта. Поэто-
му для характеристики степени влияния инерции электронов на
работу генератора оказывается удобным пользоваться так назы-
ваемым фиктивным временем пролёта электронов в межэлектрод-
ном пространстве, под которым понимают минимальное время
пролёта электронами межэлектродного расстояния при неограни-
ченном уменьшении частоты переменного напряжения, действую-
щего на электродах. Другими словами, фиктивное время пролёта
соответствует времени пролёта межэлектродного пространства
электронами, когда на электроды подано постоянное напряжение,
равное по величине максимальному значению результирующего
напряжения на этих электродах.
Результирующее напряжение между сеткой и катодом лампы,
называемое управляющим напряжением (см. ч. 1, лекцию 4), опре-
деляется соотношением*
еупР = «Айс - Ot/Ma)cos(0Z + Е'с - Ес.
На частотах, где приходится учитывать инерционные явления,
ламповые генераторы обычно реализуются по схеме с общей сет-
кой (ОС), для которой рекомендуется принимать значение нижнего
угла отсечки анодного тока (см. ч. 1, лекцию 14) 0 = 90°, что дос-
тигается при смещении, равном напряжению запирания, т.е. при
-Ес = -Е'с . Пренебрегая реакцией анода, т.е. полагая D = 0, можно
1 Приведенное ниже выражение справедливо как для генератора с общим катодом,
так и с общей сеткой. В обоих случаях 6/мс - амплитуда напряжения возбужде-
ния между сеткой и катодом; 1/ма - амплитуда колебательного напряжения ме-
жду анодом и катодом лампы.
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
411
считать в этом случае максимальную величину управляющего на-
пряжения между сеткой и катодом
е =U .
упр макс мс
(П.26)
Очевидно, такое же напряжение будет и в генераторе с общим ка-
тодом (ОК) при нижнем угле отсечки анодного тока 0 = 90°.
Если в генераторе с ОС управляющая сетка заземлена по по-
стоянному току (см. ч, 1, лекцию 14, рис. 14.4,в, г), то результи-
рующее напряжение между анодом и сеткой, которое также назо-
вём управляющим.
«Vnn	~ U ъ. ЯР cos tor
yiip aL d М dU
максимальная величина которого
р	= F +U = F (11
упр ас макс а м ас av ^ос'’
(П.27)
где Ей - напряжение анодного питания; UM ас = UM& + UMC ~	-
амплитуда колебательного напряжения между анодом и сеткой,
практически равная амплитуде колебательного напряжения 7/ма
между анодом и катодом; S,ot = t/Mac/Ea ==t/Ma/Ea - коэффици-
ент использования напряжения анодного питания в генераторе с
ОС, практически равный коэффициенту использования напряже-
ния анодного питания в генераторе с ОК.
Если в генераторе с ОС управляющая сетка гго постоянному то-
ку не заземлена, а используется сеточное автосмещение или смеще-
ние от независимого источника (см. ч. 1, лекцию 14, рис. 14.4,а, б),
то
evnn яс = £я + Er - яс coscoz,
упр dC d С М du
где Ес - величина отрицательного смещения.
Всегда Ел» Ес, поэтому в этом случае можно считать
р	~F 11+Е )
упр ас макс av Ьос7’
что подобно (П.27).
Таким образом, если t/Ma » UMC, Ea » Ес, то соотношения
(П.26), (П.27) можно использовать как для генератора с ОС, так и
для генератора с ОК. При этом предполагается, что в обоих генера-
412
ПРИЛОЖЕНИЕ
и
Плоскость
торах реализуется режим работы с нижним углом отсечки анодно-
го тока б = 90°.
Генераторные лампы сантиметровых, дециметровых и верхней
части диапазона метровых волн имеют, как правило, практически
плоскую конструкцию электродов, поэто-
• му фиктивное время пролёта электронами
межэлектродного пространства в таких
d лампах можно определить на основании
г уравнения движения электрона между
двумя плоскостями, напряжение между
которыми равно U, а расстояние d
(рис. П.14).
Величина электрической силы, действующей на электрон, на-
ходящийся в электрическом поле,
Электрон
Плоскость
Рис. П.14
F3=eEx,
(П.28)
где е - величина заряда электрона; Ех - величина составляющей
напряжённости электрического поля в пространстве между плос-
костями в направлении движения электрона, равная в данном слу-
чае U/d.
Рассматривая Электрон как материальное тело, действующую
на него силу можно определить на основании второго закона Нью-
тона (второй закон механики)
F = та,
(П.29)
где т - масса электрона; а - ускорение движения электрона в на-
правлении X, величина которого определяется второй производной
расстояния по времени
а =
d2X
dt2 '
Приравнивая (П.28), (П.29), с учётом введенных определений
Ех и а, получаем уравнение движения электрона между плоскостями:
d2X eU
т—— =------,
dt2 d
или
d2X _ eV
dt2 md
(П.30)
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ ...
413
Принимая, что скорость перемещения электрона между плос-
костями существенно меньше скорости распространения света в
вакууме с ~ 3-1O8 м/с, что всегда имеет место в межэлектродных
пространствах генераторных ламп, массу электрона можно считать
равной массе покоя. В этом случае, если напряжение U не зависит
от времени, электрон перемещается с постоянным ускорением, ве-
личина которого определяется правой частью (П.30).
Выполняя однократное интегрирование (П.30), получаем вы-
ражение для скорости электрона
, ч dX	reV	eU	.
v(r) =--= -----dt + C,  --t + C,,
dt J md	md
где Ci - постоянная интегрирования, которая может быть найдена
из начальных условий: при r = 0 dX/dt-G (последнее условие
означает, что начальная скорость электрона равна нулю), согласно
которым С\ = 0.
Соответственно
eV
v(t) = —t.	(П.31)
md
Интегрируя (П.31), находим
reU	eU -)
X(t) = \——tdt+c2=———t2+c2,
imd 2 2md 2
где C2 - постоянная интегрирования.
Так как при t = 0 расстояние X = 0, то С2 = 0. Следовательно,
расстояние, проходимое электроном между двумя плоскостями за
время t,
X = -^-t2.
2md
Время, когда Х = d, является временем пролёта электроном рас-
стояния между плоскостями. Таким образом,
Подставляя (П.32) в (П.31), можно определить скорость элек-
трона в конце времени пролёта, которая оказывается равной
414
ПРИЛОЖЕНИЕ
VnPnz=fnp
2.eU
(П.33)
Такое же выражение для скорости электрона получается из усло-
вия равенства изменений кинетической и потенциальной энергий
электрона, перемещающегося в электрическом поле между двумя
плоскостями. Покажем это.
Величина потенциальной энергии электрона определяется про-
изведением его заряда на значение потенциала в той точке, где он
находится. Так как разность потенциалов двух точек определяет
величину напряжения U между ними, то изменение потенциальной
энергии электрона при перемещении от одной плоскости до другой
равно произведению eU. Изменение кинетической энергии элек-
трона при перемещении в электрическом поле между двумя плос-
костями связано с изменением его скорости соотношением
т(у>2 -г)р)/2,
где о0 - скорость электрона в начальный момент времени, т.е. в
исходной плоскости; о - скорость электрона в конечный момент
времени, т.е. в момент достижения электроном второй плоскости.
Принимая начальную скорость электрона и0 = 0, получаем
откуда следует
v> =
2eU
что совпадает с (П.ЗЗ).
Средняя скорость прохождения электроном расстояния между
двумя плоскостями
Vср	^/Гпр •
С учётом (П.32)
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
415
Как видим, средняя скорость оказывается в два раза меньше мак-
симальной скорости, приобретаемой электроном в конце движения
(П.33),
Выражение (П.32) можно использовать для определения вре-
мени пролёта электронами межэлектродных расстояний катод-
управляющая сетка и управляющая сетка-анод в генераторных
лампах триодной конструкции.
Если в (П.32) под U понимать еу||р макс между соответствующи-
ми электродами лампы в генераторе, то можно определить фик-
тивное время пролёта и соответственно фиктивный угол пролёта.
Следовательно, с учетом соотношений (П.26), (П.27) и (П.32) фик-
тивные углы пролёта межэлектродных расстояний в лампе генера-
тора будут:
•	для промежутка катод-управляющая сетка
®ф кс WZnp ф кс
W^KC
2^кс .
•	для промежутка управляющая сетка - анод
®ф са *^пр ф са	I
2т
где гпрф - фиктивное время пролёта соответствующего промежут-
ка; f - частота электрических колебаний генератора, связанная с
длиной волны А этих колебаний и скоростью их распространения
в вакууме с ~ 3-108 м/с соотношением
/ =с/А~ 3-1O8 [м/с]/А[м].
Учитывая последнее соотношение, а также значения
е==1,6-10-19 Кл и ш = 9,11-10-31 кг, выражения для фиктивных
углов пролёта межэлектродных расстояний в лампе генератора
можно записать в следующем виде:
®ф КС
6350б/кс
[рад],
(П.34)
416
ПРИЛОЖЕНИЕ
®ф са
6350Jca
WEa<1+Q
I рад],
(П.35)
где иыс, Ел выражаются в вольтах; dKC, d^, Л - в одинаковых еди-
ницах длины.
Основное влияние на режим генератора оказывает величина
угла 0ф кс, так как этот угол, несмотря на то, что всегда dca > dKC,
больше угла 0фса в силу большой разницы управляющих напря-
жений на соответствующих электродах. Кроме того, если на участ-
ке катод-управляющая сетка начальную скорость электронов мож-
но принять равной нулю, то на участке управляющая сетка-анод
электроны уже будут иметь начальную скорость, равную скорости
прохождения ими плоскости управляющей сетки при движении от
катода, что также сокращает время пролёта электронами участка
управляющая сетка-анод. Следовательно, можно считать, что при
прочих равных условиях (П.35) определяет максимальное значение
фиктивного угла пролёта для промежутка управляющая сетка-анод.
Специальный анализ показывает, а практические исследования
подтверждают, что если фиктивный угол пролёта 0фкс достигает
примерно 1,5 рад, то колебательная мощность генератора умень-
шается не более чем на 7...8 %, а КПД анодной цепи почти не
снижается по сравнению с соответствующими параметрами режи-
ма генератора без учёта пролётных явлений в лампе. Следователь-
но, при углах пролёта 0фКС<1,5рад ламповый генератор можно
рассчитывать без учёта инерции электронов, не снижая заметно
точности. Из этого условия можно определить минимальную дли-
ну волны Лмин, до которой можно вести расчёт генератора по ме-
тодике без учёта инерции электронов (см. ч. 1, лекцию 7).
Согласно (П.34)
^мин
6350JKC 4230^
При 0фКС=2,88рад колебательная мощность генератора и
КПД анодной цепи обращаются в нуль. Практически считается,
что использование лампового генератора теряет смысл уже при
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
417
0ф кс ~ 2 рад, когда колебательная мощность и КПД по аноду
уменьшаются в два раза по сравнению с режимом без инерции
электронов. Если принять, что при Оф кс > 2 рад ламповый генера-
тор не представляет интереса, то граничная длина волны Агр, до
которой ещё можно использовать лампу с учётом инерционных
явлений, определяется соотношением
,	635O<7	3000JKr
гр ~	~ хКГ
Следовательно, методику расчёта лампового генератора с учётом
инерции электронов следует применять, если рабочая длина волны
генератора X удовлетворяет условию
Чин >^>\р-
Оценим величины Хмин и Хгр для генераторных ламп, полагая
расстояние между катодом и управляющей сеткой порядка 0,01 см,
а амплитуду напряжения возбуждения UMC в пределах 10... 100 В.
При этих условиях Хмин =5...10см, Хгр ~ 3...10см.
Сравним фиктивные утлы пролёта 0фКС и 6фса, полагая
dca = 4г7кс, иыс = 50 В, Еа = 1500 В, £ос = 0,8:
кс _ dKC |Еа(1 + £>ос)
®фса Ча У ^мс
На частотах, когда необходимо учитывать инерционные явле-
ния, расчёт лампового генератора, как правило, проводится из ус-
ловия получения максимальной колебательной мощности, что за-
ставляет практически полностью использовать эмиссионные воз-
можности катода лампы. Рассмотрение методики расчёта лампово-
го генератора с учётом инерции электронов выходит за рамки на-
стоящей лекции. Заинтересованный читатель может обратиться,
например, к работе автора [2].
418
ПРИЛОЖЕНИЕ
ЗАРЯДОВАЯ МОДЕЛЬ
БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА
И ПАРАМЕТРЫ ЭКВИВАЛЕНТНОЙ СХЕМЫ
ЕЁ ЗАМЕЩЕНИЯ
Биполярные транзисторы, как отмечалось, являются более
инерционными приборами, чем электронные лампы.
Частотные свойства биполярных транзисторов оценивают гра-
ничными частотами, из которых наиболее широко используются
следующие:	- частота, на которой при включении транзистора
по схеме с общим эмиттером (ОЭ) модуль коэффициента усиления
тока р в динамическом режиме, т.е. при наличии как постоянных,
так и переменных напряжений на электродах транзистора, умень-
шается в л/2 раз по сравнению со статическим коэффициентом р0,
определяемым при наличии только постоянных напряжений на
электродах транзистора; / - граничная (предельная) частота ра-
боты транзистора, на которой р = 1; fa - частота, на которой при
включении транзистора по схеме с общей базой модуль коэффици-
ента передачи тока а в динамическом режиме уменьшается в
>/2 раз по сравнению со статическим коэффициентом а0.
Так как
₽0
где f - частота, на которой используется транзистор, то при

откуда следует, что р = 1 на частоте /==Р0/р- Следовательно,
/гр ”₽»/₽• Изюс™0- что fa “ /,р + /ц  С учётом связи Д, и
Как показывают эксперименты, для большинства транзисторов,
используемых в ГВВ, значение Ро = 15...50.
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ .»
419
На относительно низких частотах (/ <0,5/р) биполярный
транзистор можно рассматривать как безынерционный АЭ, т.е.
считать, что реакция его на входное воздействие практически
мгновенная, и для расчёта режима ГВВ достаточно воспользовать-
ся статическими ВАХ транзистора.
На частотах f > 0,5/р проявляется инерционность транзистора,
связанная с конечным временем прохождения носителей тока (за-
ряда) в теле транзистора, в первую очередь через базу.
При расчёте токов инерционного транзистора нельзя пользо-
ваться его статическими ВАХ. Связь между токами электродов
транзистора и напряжениями на них в этом случае определяется
системой нелинейных дифференциальных уравнений.
Система нелинейных дифференциальных уравнений, описы-
вающая связь токов коллектора iK и базы /б с напряжениями на элек-
тродах транзистора, может быть написана на основе эквивалентной
схемы биполярного транзистора, соответствующей его физической
модели [1].
При работе биполярного транзистора носители тока (заряда)
инжектируются, т.е. вводятся, из эмиттера в базу, где часть из них
поглощается (рекомбинирует), а оставшиеся поступают через базу
в область коллектора. Переходы эмиттер-база (эмитгерный пере-
ход) и база-коллектор (коллекторный переход) могут при этом рас-
сматриваться как полупроводниковые диоды, смещённые из-за
приложенных к ним напряжений в разные стороны: эмиттерный
переход открыт, коллекторный - закрыт.
При рассмотрении работы транзистора учитывается связь токов
коллектора iK и базы /б с избыточным диффузионным зарядом q
неравновесных неосновных носителей в базе и зарядами, накоп-
ленными в нелинейных барьерных ёмкостях эмиттера С3 и кол-
лектора с'к.
Из теории р-и-перехода известно, что
^^^обр^Р^пер/фт)"1]’	(П-36)
где добр - заряд равновесных неосновных носителей в базе, при-
чём 90бр =/бобРтр; 7бобР - обратный тепловой ток базы; тр - по-
стоянная времени, значение которой близко к среднему времени
жизни неосновных носителей в базе (время рекомбинации); I/ -
420
ПРИЛОЖЕНИЕ
напряжение на эмиттерном переходе; фг - температурный потен-
циал: фу = кТ/е; к - постоянная Больцмана; Т - абсолютная тем-
пература эмиттерного перехода; е - заряд электрона.
При Т = 290 К (комнатная температура) фг ~ (1/40) В.
Диффузионный ток эмиттерного перехода содержит рекомби-
национную (ток рекомбинации) и ёмкостную (ток смещения) со-
ставляющие:
Активные свойства транзистора отображаются эквивалентным
генератором тока, величина которого приближённо определяется
выражением
iT=^~,	(П.38)
Ъ
где т, - среднее время пролёта носителей тока (заряда) через базу.
Постоянные времени Тр и т( характеризуют частотные свойст-
ва транзистора и определяют его предельные частоты /р и /гр :
2лТр ’ ^гр 2лт, ’
Так как /гр=₽0/р,то
-^гр _
0 /₽ <
Через барьерную ёмкость эмиттерного перехода С' протекает
ток смещения, определяемый выражением
г/ ^пер
3 dt
Барьерную ёмкость коллекторного перехода С'К принято разде-
лять на две составляющие: ёмкость активной части коллекторного
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
421
перехода, т.е. части, расположенной под эмиттером, и ёмкость
пассивной части коллекторного перехода С«п.
При рассмотрении работы транзистора в ГВВ необходимо учи-
тывать межэлектродные (корпусные) ёмкости: ёмкость база-
эмиттер Сбэ, ёмкость коллектор-эмиттер Скэ, ёмкость коллектор-
база СКб, индуктивности вводов электродов: базы L6, эмиттера
коллектора LK, а также сопротивления потерь в теле (объёме) полу-
проводникового материала базы и коллектора, причём наибольшее
влияние оказывают потери в теле базы, в первую очередь в силу её
большей протяжённости, что учитывается сопротивлением .
У ряда мощных транзисторов СВЧ, имеющих многоэмиттерную
конструкцию, элементом последней в цепи эмиттера является ста-
билизирующее сопротивление . Необходимо также учитывать
сопротивления утечки материала корпуса транзистора между соот-
ветствующими электродами. Обычно эти сопротивления велики, и
мы их исключим из рассмотрения.
Точно так же исключим из рассмотрения межэлектродные
(корпусные) ёмкости и индуктивности вводов электродов транзи-
стора, которые могут быть включены в состав соответствующих
согласующих цепей на входе и выходе транзистора, либо являются
пренебрежимо малыми, и будем считать отсутствующим сопро-
тивление г!}.
С учётом представленных выше физических соотношений и
принятых исключений биполярный транзистор при работе в актив-
ной области при включении по схеме с общим эмиттером может
быть представлен в виде эквивалентной электрической схег^ы
рис. П.15, которая известна как зарядовая модель биполярного
транзистора.
Рис. П.15
422
ПРИЛОЖЕНИЕ
На основании схемы рис. П.15 при принятых направлениях то-
ков и напряжений можно записать следующие уравнения для базо-
вого i6 и коллекторного /к токов:
; _ 9 , dcl + Г1 dU пеР
1с: — Т “Г
Тр dt dt
,	г'
ка dt	кп dt
(П.39)
 =R- + C'	i	^бэ)
T,	dt	dt
(П.40)
Как видно из уравнений (П.39), (П.40), ёмкость активной части
коллекторного перехода Саа определяет ток смещения, протекаю-
щий между коллектором и эмиттерным переходом, напряжение на
котором С/пер, а ёмкость пассивной части С'кп определяет ток сме-
щения, протекающий между коллектором и выводом базы.
Напряжения на эмиттерном переходе икр и между базой и
эмиттером ибз связаны уравнением
^пер ^бэ гб
• _г/ ^бэ-^кэ)
б '“'кп
dt
(П.41)
Из (П.39) - (П.41) следуют уравнения статических ВАХ бипо-
лярного транзистора. Покажем это. Как известно, статические ВАХ
соответствуют низким рабочим частотам транзистора, а более точ-
но - воздействию постоянных напряжений. При низких частотах, а
при постоянных напряжениях тем более, токами смещения (ёмко-
стные токи) через барьерные ёмкости можно пренебречь. Соответ-
ственно получаем из (П.39) - (П.41):
% = Т" = —{ехр^пер / <Рт) -1] =
т₽ тр
= /6o6plexP(t/nep/(PT)-1b
(П.42)
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»
423
‘к“< _Ро1б,
^бэ ^пер + /б*б’
(11.43)
(П.44)
Используя уравнение (П.42), можно найти и построить зависи-
МОСТЬ ^пер('б):
^пер = <Рт Н1 + гб//бобр],
примерный вид которой показан на рис. П.16. Указанная зависи-
мость представляет первое слагаемое правой части (П.44). Второе
слагаемое правой части (П.44) представляет уравнение прямой ли-
нии, выходящей из точки /б = 0, которое графически также пред-
ставлено на рис. П. 16. Суммируя графики рис. П.16, получаем за-
висимость ибэ (гб), соответствую-
щую уравнению (П.44), которая
представлена на рис. П. 17,о, где
пунктиром показана зависимость
^пер('б)’РИС-П16’
При изображении входной ста-
тической ВАХ транзистора, пред-
ставляющей зависимость тока базы
/б от напряжения между базой и эмиттером, по оси ординат откла-
дывается значение базового тока i6, а по оси абсцисс напряжение
база-эмиттер, которое обычно обозначается ее. Очевидно, в приня-
той выше записи Сбэ = еб (равно как и = ек), поэтому, если за-
висимость рис. П. 17,<7 повернуть на угол 90° в плоскости чертежа
по часовой стрелке и взять зеркальное отображение, чтобы ось i6
была направлена вверх, мы получим статическую ВАХ тока базы
/б(еб) в её обычном представлении (рис. П.17,б). Статическая ВАХ
коллекторного тока в системе координат iK(e6) имеет подобный
рис. П.17,б вид и отличается только крутизной в (30 раз большей,
что следует из уравнения (П.43).
На низких частотах, когда ёмкостными токами можно пренеб-
речь, ток базы, как следует из (П.37), (П.42), совпадает с током ре-
комбинации, который равен
424
ПРИЛОЖЕНИЕ
При этом, согласно схеме рис. П.15 на эмиттерном переходе име-
ется напряжение Ппер. Отношение этого напряжения к току реком-
бинации определяет величину сопротивления рекомбинации, кото-
рое обозначается Гр . Таким образом,
/ _ ^перТр
В ”
9
и в общем случае это сопротивление является нелинейным.
Рис. П.17
Вторые слагаемые в правых частях (П.37), (П.39) определяют
ток смещения через диффузионную ёмкость эмиттерного перехода,
которую обозначим СДИф-
Учитывая, что для любой ёмкости С справедливо соотношение

где qc - заряд на ёмкости; Uc - напряжение на ёмкости, можно за-
писать для эквивалентной схемы биполярного транзистора
~ ^"'диф^пер ’
откуда следует
г
идиф
^пер
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»
425
Диффузионная ёмкость эмиттерного перехода также является не-
линейной. Нетрудно видеть, что
г₽^лиф =тр-
Для инженерных расчётов транзисторных усилителей мощно-
сти и умножителей частоты малой кратности нелинейную зависи-
мость диффузионного заряда в базе (П.36) в области рабочих
значений накопленного заряда заменяют кусочно-линейной зави-
симостью [1]
‘7 = Сд(С/„ер-Е')|	(П.45)
17 пер
где Сд - средняя для рабочей части активной области транзистора
диффузионная ёмкость эмиттерного перехода СДИф; Е1 - напряже-
ние отсечки, принимаемое в этой аппроксимации за граничное ме-
жду активной областью и областью отсечки.
Дифференциальная диффузионная ёмкость эмиттерного пере-
хода
С. =dq/dU„r ,
.вычисленная на основании (П.36), определяется соотношением
Сд =90брехр(6/пер/<рг)/(рг =(9 + 9обр)/(рг
и при (/-пер »(рт, когда q » г;о6р, может считаться прямо пропор-
циональной накопленному в базе заряду
Сд ~ qlty-j- -
При использовании кусочно-линейной зависимости (П.45) сле-
дует принимать
С«=с^.«/2“«».«с/2Фг-	(П.46)
Очевидно, для определения Са необходимо оценить максимальный
накопленный в базе заряд qMS>KC.
На низких частотах, когда токами смещения через барьерные
ёмкости можно пренебречь, ток коллектора, как следует из (П.40),
равен току эквивалентного генератора тока /г, отображающего ак-
тивные свойства транзистора, величина которого определяется
426
ПРИЛОЖЕНИЕ
(П.38). Следовательно, максимальное значение коллекторного тока
транзистора
*к макс — ^макс '	(П.47)
При использовании транзистора в ГВВ значение тока, определяе-
мое последним соотношением, очевидно, должно совпадать со
значением амплитуды импульсов коллекторного тока /мк, т.е.
iK макс = /мк. В этом случае из соотношений (П.46), (П.47) следует
2Сдфг ~ /мкт,,
откуда
I т
(J мк *
Д 2<рг ’
Так как
11
Т' МР чР’
то
д 29^0)^ ’
Усреднённое сопротивление рекомбинации
_ тр 2<рг(ОгрТр
С	I
Ч	'мк
Так как
то
_ 2<Рт Ыгр ~ о
₽	I Р<)'
мк	^мк
мк р мк
Аппроксимации (П.45) соответствует следующее представле-
ние рекомбинационной составляющей тока базы, определяемой на
основании (П.37), (П.42):
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИИ...»
427
где отношение 1/гр Может быть названо крутизной тока базы по
(эмиттерному) переходу. При этом, согласно (П.43), зависимость
коллекторного тока iK от напряжения на эмиттерном переходе Unep
аппроксимируется выражением
'k=^(^p-^)Iw£, = S„p(^-£')Iv£,. <П.49)
где 5пер = Ро/Гр _ крутизна тока коллектора по (эмиттерному) пе-
реходу, которая с учётом последнего выражения для Гр может
быть определена также по формуле
о _ ^МК
пер 2фг ’
При усреднении параметра Snep обычно принимают /мк =2/кЬ где
/к1 - амплитуда первой гармоники коллекторного тока. Тогда
<	= —к| =
"ер Фг кТ ’
Учитывая, что е~ 1,6- 1О',9Кл; *=1,38-10“23Дж/К; Т=(273+ГП°С) К,
где zncC - температура эмиттерного перехода в градусах Цельсия,
выражение для 5пер приводится к виду
5	...	42’5/к.
гер 1 + 3,66 10~\°С ’
обычно используемому при практическом определении значения
Snep (если ток в амперах, то Snep имеет размерность A/В Или См).
Согласно (П.44)
^пер — ^бэ *б*б'
Подставляя последнее соотношение в (П.48) и разрешая его отно-
сительно Zg, находим
428
ПРИЛОЖЕНИЕ
%=-4—«^-«Ч >£<•
Об'+Гр)
Обратим внимание, что условие Unep >Е'ъ (П.48) заменяется ус-
ловием (7бэ > Е1, так как при постоянных напряжениях и на низких
Рис. П.18
частотах всегда z6 > 0.
Выше отмечалось, что согласно
обычно принимаемым обозначениям
t/бэ = еб, тогда
Как видно, последнее выражение опи-
сывает зависимость тока базы i6 бипо-
лярного транзистора в активной области
при кусочно-линейной аппроксимации статической ВАХ базового
тока (рис. П.18). При этом —-----= 5б - статическая крутизна базо-
вого тока; Е7 = Ez6 - напряжение отсечки (запирания) транзистора.
Таким образом,
/б=5б(еб-Е')^.	(П.50)
Для коллекторного тока выражение (ПЛЗ) с учётом (П.49),
(П.50) приводится к виду
гк ~ Ро^б (еб ) 1еб>£/ ~
=	-Е')|	= 5(еб -Е')|	(П.51)
(Гб+Гр)	e62t6	е6^£б
и представляет уравнение коллекторного тока в активной области
при кусочно-линейной аппроксимации статических ВАХ биполяр-
ного транзистора, где S - статическая крутизна коллекторного то-
ка, определяемая соотношением
S - Ро^б _
гР*~*пер
гб+гР
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
429
Таким образом, уравнения (П.39) - (П.41), записанные на осно-
вании эквивалентной электрической схемы, соответствующей за-
рядовой модели биполярного транзистора (см. рис. П.15), приво-
дятся при соответствующих допущениях к уравнениям статиче-
ских ВАХ транзистора, что является подтверждением их пригод-
ности для анализа режима работы ГВВ с учётом инерционных
свойств биполярного транзистора. В свою очередь, приведенные
выше соотношения показывают, как с помощью экспериментально
снятых статических ВАХ и имеющихся справочных данных опре-
делить ряд параметров эквивалентной схемы биполярного транзи-
стора, необходимых для расчёта высокочастотных режимов тран-
зисторного ГВВ.
При кусочно-линейной аппроксимации зависимости диффузи-
онного заряда в базе (П.45) ток эквивалентного генератора тока ir,
отображающего активные свойства транзистора, определяется со-
отношением
г т, т/ пер
L >£/-£/=-T((/nep-^)lf7 >Е<
ипер-ь ГрТ, н	Gnep2t6
=	>ErS^(U^~E'^ >Ef <П'52’
ф		°пер-сб	''пер б
которое совпадает с (П.49). Это совпадение является следствием
того, что при действии на транзистор только постоянных напряже-
ний ток коллектора равен току эквивалентного генератора, т.е.
Точно также, как следует из (П.40), если ёмкость коллекторно-
го перехода пренебрежимо мала (CZK = 0), ток коллектора равен
току эквивалентного генератора тока. При наличии переменных
напряжений на электродах транзистора, что всегда имеет место в
ГВВ, и при CZK # 0 ток коллектора iK и ток эквивалентного генера-
тора /г связаны уравнением (П.40) и уже не равны друг другу. Раз-
личие этих токов тем больше, чем выше рабочая частота ГВВ и
чем больше ёмкость коллекторного перехода.
Кусочно-линейная аппроксимация зависимости диффузионного
заряда в базе транзистора от напряжения на эмиттерном переходе
позволяет в активной области транзистора сугубо нелинейные па-
раметры его зарядовой модели и основанной на ней эквивалентной
430
ПРИЛОЖЕНИЕ
схемы считать постоянными и равными их усреднённым значени-
ям, определяемым на основании приведенных выше соотношений.
Для упрощения анализа транзисторного ГВВ обычно пренебре-
гают зависимостями нелинейных барьерных ёмкостей С к, С \ от
приложенных к ним напряжений и полагают их постоянными, рав-
ными средним для рабочих интервалов напряжений значениям со-
ответственно Ск = Ска + Скп и Сэ. Каждая из этих ёмкостей обычно
мала по сравнению с диффузионной ёмкостью Са. По значению ём-
кости Ск, обычно приводимому в паспортных данных на транзистор,
можно найти Ска и Скп, пользуясь приближённой зависимостью
С =0,25...0,5С .
Ка	К
Учитывая изложенное выше, зарядовую модель биполярного
транзистора, основанную на кусочно-линейной аппроксимации
зависимости диффузионного заряда в базе транзистора, можно
представить в виде эквивалентной схемы рис. П.19.
Рис. П.19
Ключ Кл на схеме рис. П.19 замкнут при (7	что соот-
ветствует нахождению транзистора в активной области, и разомк-
нут при (7пер < £5, что соответствует области отсечки транзистора.
АНАЛИЗ ТРАНЗИСТОРНОГО ГВВ
С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ЭКВИВАЛЕНТНОЙ
СХЕМЫ ТРАНЗИСТОРА ПРИ ВОЗБУЖДЕНИИ:
А) ОТ ИСТОЧНИКА НАПРЯЖЕНИЯ;
Б) ОТ ИСТОЧНИКА ТОКА
Активная составляющая входного сопротивления транзистора
существенно зависит от его мощности. В маломощных высокочас-
тотных транзисторах, представляющих, как правило, параллельное
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ .
431
соединение небольшого числа (десятки-сотни) транзисторных яче-
ек, активная составляющая входного сопротивления гвх в последо-
вательной схеме представления велика (десятки и сотни Ом).
У мощных высокочастотных транзисторов, имеющих многоэмит-
терную структуру, где число ячеек достигает нескольких тысяч,
активная составляющая входного сопротивления гвх оказывается
существенно меньше (единицы и доли Ом).
Активная составляющая входного сопротивления транзистора,
по существу, определяет возможности создания на входе транзи-
стора либо гармонического напряжения, либо гармонического
тока. При большом значении активной составляющей входного
сопротивления транзистора с помощью согласующей цепи удаётся
обеспечить на входе транзистора возбуждающий сигнал в виде на-
пряжения гармонической формы. В этом случае источник возбуж-
дения вместе с цепью согласования оказывается эквивалентным
генератору напряжения. При малом значении активной состав-
ляющей входного сопротивления транзистора не удаётся обеспе-
чить на входе транзистора возбуждающий сигнал в виде напряже-
ния гармонической формы, но можно обеспечить возбуждающий
сигнал в виде тока гармонической формы. При этом источник воз-
буждения с цепью согласования эквивалентен генератору тока по
отношению ко входу транзистора.
Возбуждение транзистора напряжением или током гармониче-
ской формы отражается на методике расчёта ГВВ.
Следует иметь в виду, что реально возбуждающий сигнал может
быть ближе к напряжению либо к току гармонической формы.
В первую очередь это важно для открытого состояния транзистора,
так как именно оно определяет основные характеристики генератора.
А) ОПРЕДЕЛЕНИЕ ТОКОВ iK(<oZ),i6((iX)
И ИХ ГАРМОНИЧЕСКИХ СОСТАВЛЯЮЩИХ
ПРИ ВОЗБУЖДЕНИИ ТРАНЗИСТОРА
ОТ ИСТОЧНИКА НАПРЯЖЕНИЯ ГАРМОНИЧЕСКОЙ ФОРМЫ
Рассмотрим расчёт гармонических составляющих токов элек-
тродов биполярного транзистора при возбуждении его напряжени-
ем гармонической формы, как это обычно принимается при рас-
смотрении ГВВ (см. ч. 1, лекцию 1),
мб =t7M6coswr,
432
ПРИЛОЖЕНИЕ
где иб - переменное напряжение, прикладываемое ко входу транзи-
стора (напряжение возбуждения); {7мб - амплитуда напряжения
возбуждения; со - частота (круговая) напряжения возбуждения.
С учётом напряжения смещения Еъ, которое полагаем прило-
женным минусом к базе, результирующее напряжение между ба-
зой и эмиттером транзистора
еб = ^бэ =	cos ~ Еб •	<П-53)
Для определения зависимостей токов коллектора iK(wt) и базы
i6(co7) на основании эквивалентной схемы рис. П.19 необходимо
найти зависимость напряжения на эмиттерном переходе (7пер (сот).
Для упрощения анализа в настоящей лекции примем Ска = Скп = О,
т.е. считаем, что никакой реакции выхода на вход транзистора нет
и нет прямой передачи сигнала со входа на выход транзистора, что
соответствует эквивалентной схеме рис. П.202.
Рис. П.20
При открытом транзисторе (ключ Кл замкнут на схеме рис. П.20),
что имеет место при ((/пер - Е'6) > 0, ток базы i6 представляет су-
перпозицию трёх компонентов в области эмиттерного перехода:
составляющую диффузионного тока через сопротивление реком-
бинации Гр (ток рекомбинации), составляющую тока через диффу-
зионную ёмкость Сд (ёмкостная составляющая диффузионного то-
ка) и ток через барьерную ёмкость эмиттерного перехода Сэ.
Таким образом,
2 Подробный анализ токов электродов транзгк юра можно найти, например, в [2].
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ .
433
(^пер-^б) . „ ^пер-^б) . ^пер-^б)
'	I 1_г „ ' ——————-f-
д	.ь	э	г.
0^-^)	^пер-^б)_
. . - - --Г Су
Гр	dt
(^пер-^б)	„ ^(^пер-^б)
Гр	dwt
(П.54)
где Сх - Сл +СЭ - результирующая ёмкость параллельного соеди-
нения Сд и Сэ.
Согласно второму закону Кирхгофа для схемы рис. П.20 спра-
ведливо уравнение
^пер бэ ^б'Ъ ’
на основании которого можно записать:
^пер-^=^бэ-^-^б
Подставляя (П.54) в последнее уравнение и приводя подобные
члены, получаем
(f'nep
+ <ОО/б
^пер-^)_.,	£,
Учитывая (П.53), имеем
(^пер
-*£)
^пер-^б)
Jcor
= t/M6cos^-£,6~£'6
(П.55)

Правая часть (П.55) может быть представлена в виде
Uмб cos (ОГ - Еб - Е'б = Um6 (cos юг - cos 0),
434
ПРИЛОЖЕНИЕ
где
cos 6 =
Ем6
представляет хорошо известное выражение (см. ч. 1, лекцию 4) для
нижнего угла отсечки 6 коллекторного тока при отсутствии про-
ницаемости.
При рассмотрении инерционных явлений в транзисторе угол
отсечки коллекторного тока, определяемый приведенным выраже-
нием, носит название низкочастотного и соответственно обозна-
чается 0Н. Целесообразность такого обозначения будет понятна из
дальнейшего рассмотрения.
С учётом сделанных представлений уравнение (П.55) можно
записать в следующем виде:
(оСе
^пер-^б)
d cot
+<';га.
-4>=
t/M6(coscoZ-cos0H)
(П.56)
Введём обозначения:
- постоянная времени
входной цепи открытого транзистора; —— = к	- коэффициент
'б+'р
передачи входной цепи открытого транзистора по постоянному
напряжению, т.е. при со —» 0.
С учётом введенных обозначений уравнение (П.56) можно за-
писать
' dm	е
^knepUMdCOSK>t-COsQJ-
(П.57)
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ. .»435
Для закрытого транзистора (ключ Кл на схеме рис. П.20 ра-
зомкнут), чему соответствует (i/nep -Е'б)<0, получается подобное
по форме (П.57) уравнение. Так как в закрытом состоянии
Гр =о°, Сд =0, то -С.}, a CjTg =тэ - постоянная времени вход-
ной цепи закрытого транзистора. В этом случае кпер = 1.
Таким образом, для закрытого транзистора справедливо урав-
нение
d(U-E'6)	.
шт’ —+(cos ™ - с“е" > 	(П'58)
Разрешая уравнения (П.57), (П.58) относительно напряжения
на эмиттерном переходе ?7пер(ом) и согласовывая решения в мо-
менты перехода транзистора из одного состояния в другое, с по-
мощью уравнений (П.39), (П.40), учитывая (П.45), можно найти
зависимости токов /б(ом), /к(сог), а также эмиттерного тока
»э(ом) = 1к(ам) + <б(<оО-
Для упрощения рассуждений и большей наглядности результа-
тов примем барьерную ёмкость Сэ = 0 соответственно и тэ = 0. Та-
кое допущение в общем справедливо, так как Сэ« Сд. В этом слу-
чае напряжение на эмиттерном переходе закрытого транзистора
определяется непосредственно входным напряжением (П.53) и со-
гласно (П.58)
(^ep-^) = ^M6(^^-coseH)|	, .	(П.59)
17 пер-^б
Сделанное допущение относительно С, и т, позволяет при этом
утверждать, что переход транзистора из закрытого состояния в от-
крытое (Спср - Е^) имеет место в моменты времени, соответст-
вующие ом = ±и2л-0н, где п = 0, 1,2, ....
На рис. П.21 показан характер изменения напряжения на эмит-
терном переходе транзистора в закрытом состоянии, где сплошны-
ми линиями выделены участки, примыкающие к точкам перехода
транзистора из закрытого состояния в открытое.
436
ПРИЛОЖЕНИЕ
Моменты времени, соответствующие переходу транзистора из
открытого состояния в закрытое, могут быть определены из приво-
димого ниже решения уравнения (П.57)3:
(^пер £б)1[/пср>£/
= ^nept/M6cos(Ps<	.	х COS0H COS(wr + <PS )	— cos<p5 -tg(p5 sin(6H -<ps)exp	'(Df + eJ	(П.60)
		№ J.	
где приняты обозначения:
1
cos<Ps=-r=7V’> tg<Ps =-ол5.
^1 + 0)
Физический смысл введенного фазового угла <р5 на данном
этапе можно пояснить следующим образом. Если бы после откры-
вания транзистор оставался в этом состоянии бесконечно долгое
3 Решение уравнения (П.57) рассмотрено, например, в [2].
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ. »437
время (г —> <=о), то напряжение на эмиттерном переходе определя-
лось бы первым слагаемым в фигурных скобках (П.60), которое
связано со входным напряжением (П.53), отличаясь от него только
тем, что переменная составляющая напряжения на переходе мень-
ше по амплитуде и получила фазовый сдвиг <р5 (второе слагаемое
в фигурных скобках (П.60), содержащее экспоненциальный со-
множитель, обращается в ноль при t —>°°). Так как напряжение на
эмиттерном переходе определяет ток эквивалентного генератора i,
(П.52), отображающего активные свойства транзистора, то угол
<р5, очевидно, связан с фазовым сдвигом гармонических состав-
ляющих, в первую очередь первой гармоники, коллекторного тока
относительно напряжения возбуждения.
Обратим внимание, если частота входного сигнала со—>0, то
экспоненциальный сомножитель в (П.60) быстро затухает и напря-
жение на эмиттерном переходе открытого транзистора также опре-
деляется практически только первым слагаемым в фигурных скоб-
ках (П.60). Однако в этом случае <pv —> 0 и переменное напряже-
ние на эмиттерном переходе практически оказывается в фазе с на-
пряжением возбуждения, будучи несколько меньше по величине, а
инерционные явления в транзисторе, по существу, не наблюдаются.
При переходе транзистора из открытого состояния в закрытое и
наоборот имеют место переходные процессы, что как раз и учиты-
вается дифференциальными уравнениями. Очевидно, наличие пе-
реходных процессов является характерным для работы транзистора
с отсечкой коллекторного тока4.
В теории переходных процессов в решении дифференциально-
го уравнения для какого-либо состояния электрической цепи (уст-
ройства, системы) выделяют вынужденную и свободную состав-
ляющие рассматриваемого параметра. Под вынужденной состав-
ляющей понимается та часть решения, которая определяется при-
кладываемым сигналом и практически является решением уравне-
ния, соответствующим большому промежутку времени (теоретиче-
ски бесконечному). Эта составляющая определяет параметр в так
называемом установившемся режиме. Под свободной составляю-
щей понимается часть решения, которая содержит в качестве со-
множителя экспоненту. Таким образом, в решении (П.60) первое
4 Переходные процессы имеют место при использовании любого АЭ, работающе-
го с отсечкой выходного тока. Точно так же они имеют место при любых изме-
нениях состояния, связанных с коммутацией электрической цепи или другого
физического объекта.
438
ПРИЛОЖЕНИЕ
слагаемое в фигурных скобках определяет вынужденную состав-
ляющую переходного процесса, а второе - свободную составляю-
щую. Чем ниже частота прикладываемого сигнала, тем быстрее
затухает свободная составляющая и процессы в транзисторе прак-
тически определяются вынужденной составляющей. В этом случае
для анализа режима работы и расчёта ГВВ оказывается возможным
использовать статические ВАХ. Чем выше частота рабочих коле-
баний, тем существеннее влияние свободной составляющей на
процессы в транзисторе и режим генератора. В этом случае сво-
бодная составляющая по продолжительности времени воздействия
оказывается соизмеримой со временем воздействия вынужденной
составляющей в пределах периода сигнала возбуждения. Исполь-
зование при этом для анализа и расчёта режима ГВВ только стати-
ческих ВАХ даёт большую погрешность и вообще приводит к
ошибочным результатам.
На рис. П,22 показан характер изменения напряжения на эмит-
терном переходе открытого транзистора, соответствующий реше-
нию (П.60). Пунктиром показана зависимость входного напряже-
ния, определяемая (П.53).
В моменты времени, соответствующие значениям (01 = ±п2п + 03,
где п = 0, 1, 2, ..., напряжение на эмиттерном переходе открытого
транзистора становится равным и транзистор закрывается. Па-
раметр сог = 03 характеризует момент перехода транзистора из от-
крытого состояния в закрытое. В этот момент напряжение на эмит-
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ .
439
терном переходе изменяется скачком (последнее обусловлено тем,
что барьерная ёмкость эмиттерного перехода Сэ при рассмотрении
процессов в транзисторе принята нами равной нулю) и величина
этого напряжения определяется (П.59).
На рис. П.23 показан характер изменения напряжения на эмит-
терном переходе в процессе нахождения транзистора в закрытом и
открытом состояниях при принятых допущениях: Ска = Скп = 0;
Как видно из рис. П.22 и П.23, форма напряжения на эмиттер-
ном переходе в открытом состоянии транзистора существенно от-
личается .от формы возбуждающего сигнала. А так как напряжение
на эмиттерном переходе определяет в основном токи электродов
транзистора, то зависимость этих токов во времени также будет
существенно отличаться от гармонической.
Учитывая (П.45), с помощью уравнений (П.39), (П.40) при
Ска =СКП =0; Сэ =0 можно найти токи базы i6(ow) и коллектора
iK (ом), а также эмиттера /Э(оэг) как сумму первых двух токов.
Согласно (П.39)
^пер-^б)
dt
1б(щг) = ^(Спер-£') + Сд
т₽
^пер-^б)
d(£>t
= Т-^пер-^) + ^д
Тр • .8.
440
ПРИЛОЖЕНИЕ
Так как	, то
<е (<»<) =---Е-------+шС--------f--------
гр	А dwt
(П.61)
пРи Ump>Е'ъ.
Согласно (П.40)
iK(cor) = -^(t/nep -Е') = ^((/пер -Е') =
xt	тр
г₽
(П.62)
ПРИ ^пер^£б-
Выражение (П.62) совпадает с (П.49), (П.52), что обусловлено
исключением из рассмотрения барьерной ёмкости коллекторного
перехода Ск - Ска + Скп- При этом форма импульсов коллекторного
тока совпадает с формой напряжения на открытом эмиттерном пе-
реходе.
Что касается форм базового и эмиттерного токов, то они отли-
чаются от формы напряжения на открытом эмиттерном переходе.
В токе базы гб (сот) с ростом частоты возрастает влияние ёмкост-
ной составляющей диффузионного тока
ос
д dcoz
и возможно превышение базового тока над коллекторным.
Отмеченный характер изменения токов iK(GW), гб (gw) можно
предсказать по эквивалентной схеме рис. П.20.
В (П.61), (П.62) напряжение на эмиттерном переходе
(^Пер“£б) определяется (П.60).
На рис. П.24 представлены временные зависимости токов элек-
тродов транзистора, соответствующие выражениям (П.61), (П.62).
Штрихпунктирными линиями обозначены косинусоидальные им-
пульсы, имеющие место при отсутствии инерционных явлений в
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ .»
441
транзисторе. У базового тока пунктиром показаны составляющие
диффузионного тока:
•	рекомбинационная
д _ ^пер~^б).
ТР ГР
•	ёмкостная
dt д do)t
Рис. П.24
442
ПРИЛОЖЕНИЕ
Временные зависимости рис. П.24 показывают, что максимум
импульса коллекторного тока при наличии инерционности в тран-
зисторе запаздывает по сравнению с максимумом косинусоидаль-
ного импульса. Кроме того, импульс коллекторного тока несколько
расширяется и имеет меньшую высоту по сравнению с косинусои-
дальным импульсом. Импульс базового тока также существенно
отличается от косинусоидального, и у него появляется отрицатель-
ный выброс, обусловленный составляющей диффузионного тока за
счёт процессов накопления и рассасывания заряда в базе. Отрица-
тельный выброс за счёт ёмкостной составляющей диффузионного
тока базы появляется у импульса эмиттерного тока. Максимум им-
пульса эмиттерного тока в меньшей степени, чем у коллекторного
тока, запаздывает по сравнению с косинусоидальным импульсом,
имеющим место при отсутствии инерционных явлений в транзи-
сторе.
Используя выражения (П.61), (П.62), учитывая при этом (П.60),
можно выполнить гармонический анализ коллекторного и базового
токов. Предварительно необходимо только определить параметр
03, удовлетворяющий условию (С7пер - Eg) = О при переходе тран-
зистора из открытого состояния в закрытое. Тогда в пределах пе-
риода возбуждающего напряжения -л < со/ < л при -л < сд/ < -0Н и
л > (£>t > 03 токи равны нулю, а при -0Н < со/ < 03 определяются
выражениями (П.61), (П.62).
Согласно (П.60) при (Enpn -EL) = 0
*	I icp о
COS0
COS(0 + фс)--------
COS
-tg<p5 sin(0H -ф5)ехр
ез+ен
№ ,
= 0.
(П.63)
Трансцендентное уравнение (П.63) связывает 03с 0Н, сот5 (на-
помним, что сот5 определяет ф5). При сот5 = 0 03 = 0Н.
Очевидно (см. рис. П.22, П.23), при 03 + 0Н = 2л предыдущий
импульс напряжения на открытом эмиттерном переходе транзи-
стора смыкается с последующим и транзистор остаётся открытым
в течение всего периода возбуждающего сигнала. Анализ показы-
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
443
вает, что такой режим возможен только при 0Н > 90°, т.е. при на-
личии отпирающего напряжения смещения Еб. Для каждого значе-
ния сот5 существует граничное значение 0Н , начиная с которого
транзистор будет оставаться открытым в течение всего периода
высокочастотного колебания. Определить значение 0Н можно из
условия (П.63), учитывая, что (03 + 0Н ) = 2л. В результате ока-
зывается
0Н гр ~ 180° + <р5 = 180° - arctg((0T5).	(П.64)
Напряжение на входе транзистора содержит переменную и по-
стоянную составляющие и при подаче отпирающего напряжения
смещения определяется выражением
еб=£бэ=£мбСО8МГ+£б
(П.65)
отличающимся от (П.53) только знаком перед напряжением Е6.
Напряжение на эмиттерном переходе также содержит переменную
и постоянную составляющие. Постоянную составляющую напря-
жения на эмиттерном переходе (обозначим её Епер) можно опреде-
лить из следующего соотношения для постоянного тока базы от-
крытого транзистора:
откуда
(П.66)
Так как Еб > Е'б, то оказывается Е^ < Еб.
Переменная составляющая напряжения на эмиттерном перехо-
де TLriep открытого транзистора может быть найдена при принятом
444
ПРИЛОЖЕНИЕ
Ci = Сд + Сэ
Рис. П. 25
допущении Ска = С™ = 0 из рассмотре-
ния левой части схемы рис. П.20 при
замкнутом ключе Кл, показанной на
рис. П.25.
При гармоническом входном на-
пряжении
t/M6coscor = Re[(7M6e-'“']
комплексная амплитуда напряжения на эмиттерном переходе, как
следует из анализа цепи рис. П.25, определяется выражением
*
U м пер =
(r6/+r3)(1 + ycOTs)
= ^мб>
1	Лпер
где К = ——к--------------=-------"-----комплексный коэффици-
(rj + гр) (1 + 7<>ns.) (1 + j(ot5 )
ент передачи по напряжению входной цепи транзистора на частоте
СО.
* *
Если представить К в показательной форме: К = Ке™к , то

а переменная составляющая напряжения на эмиттерном переходе
tA-nep = ^Мб cos(co? + ср*) = Re [ KUM6eJ^ > ],
где модуль коэффициента передачи по напряжению входной цепи
транзистора на частоте со
ф	1	_ %ер
(гб + rp) yjl + ((13Ts)2	^l + (C0Ts)2
и его фаза (рк = arctg(-coxs) = -arctg(cors) = срх.
Итак, у открытого транзистора амплитуда переменного напря-
жения на эмиттерном переходе
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»
445
^мпер
^мбгр	1
(/6+/p)7i+<toTs)2
^пер
^/l + CcOTj)2
^мб
= W7m6cOs<PS-
(П.67)
Обратим внимание, что правая часть (П.67) входит в состав
решения (П.60), чего и следовало ожидать, так как именно это на-
пряжение определяет вынужденную составляющую переходного
процесса в транзисторе.
Результирующее напряжение на открытом эмиттерном переходе
еп ^~пер + ^пер пер cos(0)f +	) + ^пер
= *пер^мб COS Ф$ COS(WZ + % ) + £пер ’
На рис. П.26 показаны зависимости тока коллектора от напря-
жения между эмиттером и базой е6 и от напряжения на эмиттерном
переходе е„ при кусочно-линейной аппроксимации, соответствую-
щие выражениям (П.49) и (П.51).
Рис. П.26
446
ПРИЛОЖЕНИЕ
Зависимости выходят из точки Е'6 (при напряжении меньше
Eg транзистор закрыт), при этом крутизна зависимости iK(en) равна
5Пер. а крутизна зависимости iK (eg) равна статической крутизне
коллекторного тока
с г
S = S к = пер Р <
15 перепер j	лпер-
<гб + Г0'
Обратим внимание, что в выражении (П.49) напряжение t/n€p
соответствует напряжению еп в обозначениях рис. П.26.
Из рис. П.26 видно, что угол отсечки коллекторного тока оста-
ётся равным 180° пока С/мпер < (Епер -Е§). Исходя из условия
IJ - F - F1
1 м пер пер ’
можно определить значение 0Н .
Действительно, учитывая (П.66), (П.67) и принимая
^мпер = £пер -£б’
получаем
*пер^мб COS<P5 = -(£б '£б)ГР .	(П.68)
Так как
к	=—L
Пер г'+г ’
гб + гР
а с учетом того, что в рассматриваемом случае Е6 > 0, поэтому
= _дб~£б = _cos е
^мб ^мб
из соотношения (П.68) вытекает cos0Hrp =-cos(p5, чему соответ-
ствует 0нгр =180° ±<ps . Однако поскольку реальное значение
0Н =0...180°,(ps =-(0...90)°, справедливым будет соотношение
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»
447
0Н = 1В0° + <р5 = 180° - arctg(WTs),
что совпадает с (П-64).
При (0Ts =0 уголотсечки 0нгр =180°; при <от5 —>оо,0нгр —>90°.
Если угол отсечки 0Н < 0Н гр при соответствующем значении
сот5, то транзистор будет закрываться на некоторую долю перио-
да, а при 0Н > 0Н гр будет оставаться в открытом состоянии в тече-
ние всего периода высокочастотного колебания. В последнем слу-
чае, очевидно, имеет место режим, когда по входному сигналу
транзистор работает с углом отсечки 90° < 0Н < 180°, а по переходу
с углом отсечки 180°, т.е.
6
90° < arccos
£4б
/
С учетом (П.66), (П.67) arccos
<180°,
^пер
^мпер
, определяющий угол
отсечки сигнала по эмиттерному переходу, оказывается равным
(cos0„ '
arccos ----—
^cos(p5
, что указывает (так как в этом случае cosOH <0, а
coscps <-1) что угол отсечки высокочастотного сигнала по перехо-
ду больше угла отсечки 0Н по входу транзистора.
Чем больше значение шт5, тем заметнее инерционные явления
в транзисторе и тем сйльнее отличие формы импульсов токов элек-
тродов от косинусоидальной.
В силу существенного отличия формы импульсов токов элек-
тродов транзистора от косинусоидальной и их асимметрии
(рис. П.24) точный гармонический анализ iK(tor), i6(cof) оказыва-
ется громоздким и сложным. В то же время для практического ис-
пользования, обеспечивая достаточную для инженерных расчётов
точность, импульсы коллекторного тока возможно аппроксимиро-
вать эквивалентными импульсами косинусоидальной формы с уг-
лом отсечки 0, как показано пунктиром на рис. П.27. При этом
необходимо, чтобы совпадали высота и положение максимумов
448
ПРИЛОЖЕНИЕ
аппроксимируемого и аппроксимирующего импульсов, а амплиту-
да образующей косинусоиды аппроксимирующего импульса тока
была равна амплитуде, обусловленной вынужденной составляю-
щей напряжения в (П.60). В соответст-
вии с (П.62), учитывая (П.67), следует
считать
/	— V IJ =
мк образ пер м пер
С I и
° пер пер мб r , г.
]	..Г 7 = 5перЛпер^мб COS '
Сформулированным условиям при принятых на рис. П.27 обо-
значениях удовлетворяет следующее выражение для тока коллек-
тора:
г'к(*УГ)|прИ ,к>о /мкобраз[cos(^ бм) COS0], (П.69)
где 0М - значение юг, соответствующее максимальному току кол-
лектора. Очевидно, всегда 0М > 0 и только при сот5 = О 0М = 0.
Обратим внимание, что по форме (П.69) совпадает с известным
выражением для коллекторного тока при кусочно-линейной ап-
проксимации статических ВАХ [(см. ч. 1, лекцию 4, ф-лу (4.14)]:
, (coswr-cosO) ,	,
‘к = /мк--7-----д--= /мк образ <COS - C0S е) •
1-COS0	н
Основное отличие (П.69) от известного выражения сводится к
смещению импульса относительно начала сог = 0 на величину 0М .
Значение 0М может быть найдено из условия
rftt/пер-ф
d(£>t
= 0,
при шг=6н
согласно которому из (П.60) получаем:
sin(0M + <р5) + sin(0u - (ps )ехр
е.+о/
“Ч ,
(П.70)
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»449
Выражение (П.70) является трансцендентным и связывает 0М с
0Н, (угол <ps тоже определяется ).
Так как экспоненциальный множитель в (П.70) всегда положи-
телен, то, учитывая, что <р5 =-(0...90)°, а 0Н может принимать зна-
чение в интервале 0...1800, причём 0Н <0нгр, соотношение (П.70)
может выполняться при условии: •
sin(0M + (ps-)<0, sin(0H -<ps)>0,
что возможно в общем случае при 0м <| <р5 |.
Имеются рассчитанные по (П.70) зависимости 0М от 0Н при
разных значениях сот5 5.
Согласно аппроксимации (П.69) максимальное значение кол-
лекторного тока, имеющее место при tot = 0М ,
=5nepW7M6COS(Ps(I-COS°)-	<П-71)
С другой стороны, так как при wt = 0М d(Uпер - Е'6)/d(M = 0,
то согласно уравнению (П.57),
-coSe„).
Напомним, что форма коллекторного тока совпадает с формой
напряжения на переходе [см. (П.62)], следовательно, максимум на-
пряжения на эмиттерном переходе также имеет место при (nt = 0М ,
а величина его определяется последним выражением. Этому на-
пряжению соответствует максимальное значение коллекторного
тока, равное току эквивалентного генератора ir в этот момент вре-
мени, т.е.
7мк =5пер(^пер “£б)макс = ^пер^.ер^мб^050» ~COS0H). (П.72)
Приравнивая (П.71), (П.72), получаем выражение для опреде-
ления угла 0 в зависимости от 0Н, 0М, <ps:
COS0 — COS0..
cos 0 = 1 +-я-----.	(П.73)
cos<p5
5 См., например, [1, 2].
450
ПРИЛОЖЕНИЕ
Имеются рассчитанные по (П,73) зависимости 0 от 0Н при раз-
ных значениях (0Т5б. Значение 0 = 180° достигается при 0||гр.
Угол 0 носит название высокочастотного угла отсечки кол-
лекторного тока транзистора. При сот5 Ф 0 высокочастотный угол
отсечки коллекторного тока 0 отличается от так называемого низ-
кочастотного угла 0Н, который имеет место при отсутствии инер-
ционных явлений в транзисторе. В общем случае 0 > 0Н.
Введение высокочастотного угла отсечки коллекторного тока
0 позволяет сделать замену реального импульса коллекторного
тока эквивалентным косинусоидальным, ширина которого 20, и
использовать для определения гармонических составляющих тока
коллектора хорошо известные соотношения для косинусоидально-
го импульса, а именно, считать амплитуду (величину) соответст-
вующей составляющей тока
Ч=/мА(0)-
где /Кп - максимальное значение соответствующей гармонической
составляющей коллекторного тока; ая (0) - коэффициент разложе-
ния косинусоидального импульса по n-й гармонике (и = 0, 1,2,...).
Учитывая (П.71), получаем
/к„ * Зпер^пер^мбСО^П-СО80)^) =
S' к
.перепер
7i+(wts)2
(7M6(I-cos0)a„(0)
(П-74)
Если ввести параметр
“ ^пер^пер COS(P$
С Л
перепер
^1 + (COTS)2
(П.75)
который можно рассматривать как модуль крутизны коллекторно-
го тока на частоте со, то выражение (П.74) можно записать в виде
6 См., например, [1,2].
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»451
'к,	(П.7б)
где Y„(6) = (l-cos0)afl(6) - коэффициент разложений по n-й гармо-
нике косинусоидального импульса с амплитудой /мк о6раз = 5шС/мб.
Напомним, что крутизна коллекторного тока на низкой частоте
(io—>0) (см. (П.51))
С _ *^пеРГР _ С /.
J . _ °nepKnep 
Гб +Гр
Так как максимум импульса коллекторного тока iK(co/) запаздыва-
ет на величину 6М относительно максимума напряжения возбуж-
дения, то гармоническая составляющая коллекторного тока полу-
чает фазовый сдвиг относительно напряжения возбуждения на
величину
Фл=-ием-
Следовательно, для комплексной амплитуды n-й гармоники кол-
лекторного тока справедлива запись
I =1	=/	(П.77)
где /кп определяется (П.76).
Если выражению (П.75) в виде его правой части поставить в
соответствие параметр
* С1 ь	с
с __ перепер _ О _ v jips
О Ц) —	~	’
1 + J(£)TS 1 + J(£)TS
где
С L
5и= ^рпер...	(П78)
д/1 + (сот5)2
<ps- = -arctg(coT5),	(П.79)
*
и рассматривать 5<о как комплексную крутизну коллекторного то-
ка при кусочно-линейной аппроксимации параметров зарядовой
452
ПРИЛОЖЕНИЕ
модели транзистора при работе с 6 = 180° (при этом угол <ps явля-
ется фазой крутизны коллекторного тока, что и обусловило появ-
ление символа крутизны в его обозначении), то коэффициент
уп(0) необходимо также представить в форме комплексного пара-
метра
Y,!(6) = Y/i(0)^<₽Y'1 ’
чтобы оставалось справедливым соотношение (П.77) с учётом
(П.76) при комплексном характере крутизны коллекторного
*
тока
* *
Используя комплексные параметры 5ы, Y(l(6), для комплекс-
ной амплитуды и-й гармоники коллекторного тока на основании
(П.76) можно записать:
(п.80)
Приравнивая (П.77), (П.80), получаем
<PYn =	" <Ps = -<"ем + <Ps ) •	(П.81)
Таким образом, для первой гармоники коллекторного тока
vi=-0M; <pY1 =-(0м+<м>
а для постоянной составляющей коллекторного тока
Фо=°; vYo=-<Ps-
В случае постоянной составляющей коллекторного тока фаза
параметра Yq(6) компенсирует фазу крутизны <ps. В итоге
4=/ko=5“Yo(0)(/m6-
Выражение (П.80) можно представить в виде
4=4 s«p,».('„6=sq,„>i/„6zs»',
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ .»	453
*
где 5Срю„ - средняя крутизна коллекторного тока, которая может
рассматриваться как коэффициент пропорциональности между ам-
плитудой напряжения возбуждения (/мб и комплексной амплитудой
соответствующей составляющей коллекторного тока, т.е.
Смб
Соответственно
«ср», = V»(6) = , 5 ,к(0);
V1 + (WT5)2
Ф$СрЫл=Ф$+<\1=<Рл=-Пем-
Как видно, модуль и фаза средней крутизны коллекторного то-
ка зависят от номера гармоники. При этом для постоянной состав-
ляющей коллекторного тока
,-)'ср(1>0 ~ I ' "	? YoC®)» Ф5сры0—О’
ф + (wxs)
а для первой гармонической составляющей коллекторного тока
^ср<1>| ~ I	tYj(®)» Ф5сра>| —	•
Jl+(«TS)2
Фаза средней крутизны Ф5сры для соответствующей гармони-
ки коллекторного тока определяет отставание этой составляющей
тока от напряжения возбуждения.
Рассмотрим определение гармонических составляющих базово-
го тока.
Согласно (П.62)
(^nep-£6)=V^ ПРИ »к(®0>0.
*^пер
ПРИЛОЖЕНИЕ
454
Подставляя последнее соотношение в (П.61), получаем
. г (саг) <оС diJfitt)
i6 (wz) = —-------+ —--——-
‘<’пер,р *^пер
Учитывая, что
‘-'пер^р ~ Ро ’	~гр ’
можно записать
%(о») = ^-
Ро
iK(COZ) + COTp
dtiit
(П.82)
Если представить коллекторный ток гк(сог) в комплексной
форме гармонического ряда Фурье

то
di (cat)	i ею *	1 <х> *
= j"I*n
atilt	2	2
и для комплексной амплитуды отдельной гармонической состав-
ляющей базового тока на основании (П.82) можно записать
*	1	* /к
Ч=—(1 + ;псотр)/кп=т^.	(П.83)
где Р =------------коэффициент передачи по току п-й гармоники
1 +jnCOTp
(и = 0, 1,2,...).
Выражение (П.83) позволяет представить комплексные ампли-
туды гармоник тока базы в подобном (П.80) виде.
Действительно, согласно (П.83) с учётом (П.80)
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ.
455
* > 1 * *
/б„ =—(1 +jnG)Tp)SWY„(6WM6 =
Ро
Ро (1 + J<OTS)
-		(П.84)
*	S(0„	. ч s (1 + J««Tp) „ (1 + J«“Tp)
где 5бюп = — (1 + jn(OTB) = -—---------;------ = 5б—------;----- =
Ро	р Ро 0 + 7<OTS) (1 + JTCDTS)
л>&
= 5б е п - комплексная крутизна тока базы для п-и гармониче-
ской составляющей при работе с 0 = 180°, модуль и фаза которой
соответственно
5б<йп
5 |1 + (псоТр)2
Po'V 1 + (cots)2
1 + (псотр)2
1 + (<от5)2
(П.85)
<р5б =arctg(nCDTp)-arctg(coT5) = arctg(ncoTp) + <p5. (П.86)
Согласно (П.84) с учётом (П.81), (П.85), (П.86) постоянная со-
ставляющая тока базы (и = 0)
;б0 ~^б0 ~	-~
7i + «OTs)2
1	5
Ро ^1 + (сот5)2
Уо^б =
амплитуда первой гармоники базового тока
.< _______________________
J1 + (С0То)2
-  Р—у,(ех/мб;
1 + (cots )
456
ПРИЛОЖЕНИЕ
фаза крутизны тока базы по первой гармонике
<р5 =arctg(coTp) + <ps.
Если для базового тока ввести понятие средней крутизны
*
^бср«Ь
=S6».Y„<e)=^^"
ТО
s6
1 + (Ct)Ts)
~S6
ф5бсРп =% +(Pr„ =arctg(n(OTp)-n6M.
При этом для постоянной составляющей базового тока

к0
ХбЧ»»''"г' p0
получаем
8б
Dcp<«o
—-Yo(e);
(рс =0;
5бср0
для первой гармонической составляющей тока базы:
Ч =5бсрм,г/мб;

1 + (шТр)2
1+(cots )2
(П.87)
(П.88)
ф5бсР1 =arCtg(G)Tp)-eM.
Итак, в результате приближённого гармонического анализа по-
лучены выражения для комплексных амплитуд тока коллектора
(П.80) и тока базы (П.84). Используя эти выражения и соотноше-
ния, определяющие входящие в них параметры, а также графики,
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»
457
определяющие зависимости 0М(0Н), 0(0Н), можно анализировать
зависимости амплитуд и фазовых сдвигов гармонических состав-
ляющих токов от частоту! входного сигнала и его уровня, что, в
свою очередь, делает возможным проведение расчёта режима ГВВ.
Согласно (П.80), (П.84) влияние рабочей частоты на амплитуды
и фазы составляющих токов коллектора и базы проявляется через
зависимости Sw, ср5, S6l0 ,Y„(0) от св. Если 0Н >90°, то с ростом
частоты, так как при этом 0—>180' , значение уп(0)—>1 при п = 0
и п = 1 и значение у (0) —> 0 при п > 2.
Модуль крутизны коллекторного тока, как следует из (П.78),
убывает с частотой, причём при co»cos — 1/т^ °н уменьшается
примерно обратно пропорционально частоте
(П.89)
w со
а cps —>-90°.
Соотношение (П.89) начинает выполняться с частоты со> 2со5 .
Крутизна по постоянному току базы 5бШо, как следует из
(П.85), убывает с частотой аналогично Sc):
v	Лб С |	1
а крутизна по первой гармонике тока базы
(l + (co/coR)2
с - <? __________р
° б! .. .	2
1 у1 + (С0/С05)
возрастает с частотой, стремясь при со »
СОр
к величине
cos
к	__*_________М 1
Обш, °б °б_	./ ч	, /	// / х /
ч-^Сд+СэкбГр/^+гр) Гб
458
ПРИЛОЖЕНИЕ
Последний результат объясняется тем, что при со—на схеме
рис. П.20 сопротивление диффузионной ёмкости 1/соСд шунтиру-
ет сопротивление Гр и амплитуда первой гармоники базового тока
1б1 оказывается равной . Соответственно

э/б, = 1
^мб “	’
Так как cos >С0р, то согласно (П.86) фаза крутизны по первой
гармонике базового тока
cp5g = arctg(co/ (Op) - arctg (со/ со5)
с увеличением частоты со вначале возрастает, начинаясь с нуля, а
затем вновь уменьшается, стремясь к нулю при со—><». Макси-
мальное отклонение <pv имеет место при
б1
Как следует из (П.78), (П.79), модуль и фаза крутизны коллек-
торного тока не зависят от номера гармонической составляющей, а
модуль и фаза крутизны базового тока, как следует из (П.85),
(П.86), зависят от номера гармоники. Что касается средних кру-
тизн, то как у базового, так и у коллекторного тока их модули и
фазы зависят от номера рассматриваемой гармоники, хотя и в раз-
ной степени.
Входное сопротивление транзистора
Zbx
^мб _	1	_	1	ср]
*	* S
5бсрШ1 бср-!
При 0Н>9О° и со—»о° Yi(0)—->1,
(П.87), (П.88),
0„ —> л/ 2 и, как вытекает из
м
5бсрШ| S6W)	11 Гб ’ <Ps6cpi ->0 ’
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»459
следовательно,
*
Zbx —>	-
Полученный результат соответствует схеме рис. П.20, согласно
которой, как уже отмечалось, при (О —> сопротивление /р зако-
рачивается сопротивлением диффузионной ёмкости 1/соСд и
входное сопротивление схемы оказывается равным . Мощность
возбуждения при этом
В проведенном выше анализе токов коллектора и базы транзи-
стора не учитывалась барьерная ёмкость коллекторного перехода
Ск = Ска + Скп. В то же время влияние её при большом усилении
генератора по напряжению, соответственно при наличии на выходе
транзистора большого переменного напряжения, а также при вы-
сокой частоте со может быть существенным. Не останавливаясь на
подробностях, отметим, что учёт барьерной ёмкости коллекторно-
го перехода в целом приводит к подобным по форме выражениям,
отражаясь, однако, на амплитудных и фазовых соотношениях7.
При хорошей фильтрации цепи на выходе транзистора, когда мож-
но считать, что на выходе, как и на входе, действует гармоническое
напряжение, за счёт барьерной ёмкости коллекторного перехода
появляются дополнительные токи первой гармоники со входа на
выход и с выхода на вход транзистора. Что касается постоянных
составляющих токов коллектора и базы и токов высших гармоник
(второй и выше), то они определяются процессами «внутри» тран-
зистора и связываются с управляющим напряжением, определяе-
мым переменными напряжениями на входе и выходе транзистора и
постоянной времени, учитывающей барьерную ёмкость коллек-
торного перехода.
7 Подробно с анализом токов электродов транзистора с учётом барьерной ёмкости
коллекторного перехода можно познакомиться, например, по работе [2].
460
ПРИЛОЖЕНИЕ
Б) ОПРЕДЕЛЕНИЕ ТОКА 1к(ой), НАПРЯЖЕНИЯ
НА ЭМИТТЕРНОМ ПЕРЕХОДЕ t/nep(aX) И ИХ ГАРМОНИЧЕСКИХ
СОСТАВЛЯЮЩИХ ПРИ ВОЗБУЖДЕНИИ ТРАНЗИСТОРА
ОТ ИСТОЧНИКА ТОКА ГАРМОНИЧЕСКОЙ ФОРМЫ
Рассмотрим гармонический анализ коллекторного тока и на-
пряжения на эмиттерном (входном) переходе биполярного транзи-
стора с учётом инерционности процессов в нём при возбуждении
транзистора от источника тока, содержащего переменную состав-
ляющую, изменяющуюся по гармоническому закону. Такой режим
практически имеет место в генераторах мощностью единицы и бо-
лее ватт при достаточно высоких частотах, когда индуктивное со-
противление входной цепи транзистора, обусловленное, в частно-
сти, индуктивностями вводов базы и эмиттера, существенно пре-
вышает усреднённое по первой гармонике входное сопротивление
транзистора без учёта этих индуктивностей. Форма входного тока
транзистора ещё больше приближается к гармонической, если цепь
связи с источником возбуждения, обладающая избирательными
свойствами на частоте сигнала возбуждения, содержит индуктив-
ность, включенную последовательно со входом транзистора, так
как сопротивление индуктивности повышается с ростом частоты и
токи высших гармоник во входной цепи транзистора становятся
пренебрежимо малыми.
Таким образом, при возбуждении от источника тока гармони-
ческой формы можно считать, что во входной цепи транзистора,
т.е. в цепи базы при включении транзистора по схеме с общим
эмиттером, существует ток
i6 (сог) = /бо + /б) cos wt,	(П.90)
где /бо - постоянная составляющая, а - амплитуда первой гар-
моники тока базы.
Характер изменения тока во входной цепи транзистора показан
на рис. П.28.
В течение периода высокочастотного колебания (-71 ...71) ток
базы положителен в пределах
-О, < <07 < О,.
Значения «/ = ±0, соответствуют току <6(<oz) = 0, и согласно
(П.90) определяются соотношением
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»461
0080/=-/^//^.	(П.91)
Так как постоянная составляющая тока базы не может быть
отрицательной величиной (/6q >0), то 0,, как следует из (П.91),
не может быть меньше 90° и имеет значения в пределах
90° <0, <180°.
С учётом (П.91) выражение для входного тока (П.90) можно
представить в виде
i6 (cot) = Iб[ (cos a# - cos 0,).	(П.92)
При cot = 0 входной ток достигает максимального значения
что позволяет записать для тока базы
*б<м') = /бМ
cos cot — cos 0,
1-cosO,
Последнее выражение совпадает с выражением для косинусо-
идального импульса тока при кусочно-линейной аппроксимации
статических ВАХ транзистора [см. ч. 1, лекцию 4, ф-лу (4.14)], об-
разующая которого
Аи образ ~ Ajm ~ COS —	’
а угол отсечки Qt.
462
ПРИЛОЖЕНИЕ
В силу отмеченного формального сходства выражений, учиты-
вая также, что i6 (со/) > 0 в пределах
-б/^со^е,,	(П.93)
параметр 0, принято называть низкочастотным углом отсечки
тока возбуждения транзистора, который, как далее увидим, эквива-
лентен низкочастотному углу 0Н при возбуждении транзистора от
источника напряжения гармонической формы. Следует отметить,
что понятие низкочастотного угла отсечки тока возбуждения тран-
зистора 0, более условно, чем понятие низкочастотного угла от-
сечки 0Н при возбуждении транзистора от источника напряжения
гармонической формы. Низкочастотный угол отсечки 0Н совпада-
ет с углом отсечки токов коллектора, базы, эмиттера, когда с инер-
ционными явлениями в транзисторе можно не считаться, т.е. на
низких частотах, тогда как реализация режима возбуждения тран-
зистора от источника тока гармонической формы на низких часто-
тах с 0, <180°, как увидим, весьма проблематична, а часто даже
невозможна. Обратим внимание, что выполнение соотношения
(П.93) отнюдь не означает, что транзистор находится в открытом
состоянии в указанных пределах. Транзистор находится в откры-
том состоянии, если напряжение на эмиттерном переходе превы-
шает напряжение отсечки, т.е. когда (7	> Eg.
При возбуждении транзистора от источника гармонического
тока нужно уметь рассчитывать гармонические составляющие тока
коллектора и напряжения на базе.
Рассмотрим процессы в транзисторе, пренебрегая барьерной
ёмкостью коллекторного перехода, т.е. полагая Ска = Скп = 0.
В этом случае переменная составляющая выходного напряжения
транзистора не сказывается на режиме входной цепи, а ток базы
открытого транзистора, когда (7	> Eg , согласно эквивалентной
схеме рис. П.20 состоит из двух компонентов:
• тока рекомбинации
^пер-^б.
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ. ..
463
• тока через ёмкость (Сд + Сэ), который равен
dtf)t
Следовательно, для открытого транзистора справедливо урав-
нение
(*СД +сУ(ииер Е'б). + -и^	=	(П.94)
д	dlM	Гр
У закрытого транзистора, когда ^тер ^Е^, ток базы i6(wr) ра-
вен току через барьерную ёмкость эмиттерного перехода Сэ.
В этом случае справедливо уравнение
мС -Еб) =	(П 95)
dwt
Обратим внимание, что если при возбуждении транзистора от
источника напряжения гармонической формы можно было пренеб-
речь барьерной ёмкостью эмиттерного перехода Сэ, т.е. принять её
равной нулю, то при возбуждении транзистора от источника тока
гармонической формы этого делать нельзя, так как уравнение
(П.95) при этом не может быть выполнено. Физически это соответ-
ствует тому, что нет пути для тока базы, соответственно нельзя и
говорить о возможности режима возбуждения транзистора от ис-
точника гармонического тока.
Учитывая (П.92), уравнение (П.94) можно записать в виде
ыт/_£_^р-----—+ ({/	-Е'б) = 16 rp(cos(oz-cose/), (П.96)
а уравнение (П.95) в виде
d(U-E'6)
соС,----------= /fi (coswr-cosQ,).	(П.97)
э dut 61	1
Постоянная времени
ТР=(СД+Сэ),Р=ТР+СэГР-
464
ПРИЛОЖЕНИЕ
Переход транзистора из открытого состояния в закрытое и на-
оборот происходит в моменты, когда (l/nep - Eg) = 0. Будем счи-
тать, что в пределах периода гармонической составляющей вход-
ного тока на участке, ближайшем к со/ = 0, моменту перехода
транзистора из закрытого состояния в открытое соответствует
со/ = 0О, а моменту перехода транзистора из открытого состояния в
закрытое соответствует со/ = 03. Тогда уравнение (П.96) справед-
ливо в интервале
0о<со/<03,	(П.98)
а уравнение (П.97) справедливо в интервалах
03 < со/ < (0О + 2л);
(П.99)
(03-2л)<со/<0о,
сдвинутых на 2л относительно друг друга. Интервалы (П.98),
(П.99) в установившемся режиме работы транзистора повторяются
через ±и2л, где п = 0, 1, 2,... .
Выполняя интегрирование (П.97), получаем
((/ -Е')|	, = —^-(sinco/-co/cos0/+С), (П.100)
^пер-^б СОЦ
где С - постоянная интегрирования.
В закрытом состоянии транзистора напряжение на эмиттерном
переходе формируется под действием тока базы сб (со/) на ёмкость
Сэ в течение части периода высокочастотного колебания, ограни-
ченной (П.99).
Постоянная интегрирования в (П.100) может быть найдена из
условия (С/лер - Eg) = 0 в момент перехода транзистора из закры-
того состояния в открытое, что имеет место согласно, например,
второму из соотношений (П.99) при со/ = 0О. В этом случае
С = -sin0О + 0ОcosOj.
Таким образом, напряжение на эмиттерном переходе закрытого
транзистора определяется уравнением
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ. .»
465
(^пер - E'&>\rr <FI = -Sr[sin ~ Sin 60 “	" ^COSO/ 1 =
н Gnep-h6 СОСЭ
---— COS (ОТ----cos 60	-(co/-0o)cos0
соСэ \	2 )	\	2)
(П.101)
которое позволяет рассчитать величину и определить форму на-
пряжения на эмиттерном переходе закрытого транзистора при из-
менении mt в интервале
(03 - 2л) < (ОТ < 0О.
Напомним, что в установившемся режиме работы транзистора этот
интервал повторяется через ±и2л, где п = 0, 1,2, ... .
Согласно (П.101), если Сэ —>0, напряжение на эмиттерном пе-
реходе возрастает до бесконечности при пребывании транзистора в
закрытом состоянии в течение части периода входного сигнала.
Такой результат можно объяснить тем, что при Сэ = 0 в закрытом
состоянии транзистора, когда сопротивление эмиттерного перехо-
да становится бесконечным, чтобы в цепи базы существовал ко-
нечный ток, определяемый (П.90), на переходе должно поддержи-
ваться напряжение бесконечной величины. Подобная ситуация,
очевидно, имеет место и при (о—>0. Последнее обстоятельство как
раз и подводит к заключению, что на низких частотах реализация
режима возбуждения транзистора от источника тока гармониче-
ской формы затруднена и даже невозможна, исключая режим с уг-
лом отсечки коллекторного тока 180°, когда транзистор открыт в
течение всего периода входного сигнала.
В силу отмеченных обстоятельств на низких частотах, а также
если Сэ —> 0, при переходе транзистора из открытого состояния в
закрытое на эмиттерном переходе возможен скачок напряжения.
При переходе транзистора из закрытого состояния в открытое по-
добный скачок напряжения невозможен из-за конечного, в общем
весьма малого, сопротивления открытого перехода. Возможность
скачкообразного изменения напряжения на эмиттерном переходе
обусловлена кусочно-линейной аппроксимацией заряда в базе
транзистора (П.45), связанной со скачкообразным изменением ём-
кости эмиттерного перехода при изменении его состояния.
Таким образом, режим возбуждения транзистора от источника
тока гармонической формы возможен на относительно высоких
частотах, когда сопротивление барьерной ёмкости эмиттерного
466
ПРИЛОЖЕНИЕ
перехода 1/соСэ оказывается конечным и в общем соизмеримым
с сопротивлением открытого перехода. На низких частотах режим
возбуждения транзистора от источника тока гармонической формы
возможен только при работе с углом отсечки коллекторного
тока 180°.
Уравнение (П.96) для открытого транзистора по форме подобно
уравнению (П.57), что очевидно, если поставить в соответствие
параметры:
сотр в (П.96) сот5 в (П.57);
/б1 • гр в <п-96) *пеР^мб в <п-57);
б, в (П.96) 6Н в (П.57).
Следовательно, решение уравнения (П.96) по форме будет
идентично решению уравнения (П.57) и может быть представлено
в следующем виде:
(^пер-^б)^ >£/=/6ir₽COS4)₽'
‘•'пер— о
/ COS0,
COS(GW + (рр)------
COS<Pp
л / COS0,
cos(0o+(pp)-------
COS фр
exp -
<or-0o
(П.102)
где обозначено
cos(pp = I ......; 2
,jl + (GYCp)2
Напомним, что решение (П. 102) справедливо в интервале (at,
определяемом (П.98),
0О<(ОГ<03,
который в установившемся режиме транзистора повторяется через
±д2л, где п = 0, 1, 2, ... .
Физический смысл угла фр подобен углу ф5 при возбуждении
транзистора от источника напряжения гармонической формы. Как
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»
467
видно из (П.102), угол фр определяет сдвиг по фазе переменной
составляющей напряжения на эмиттерном переходе, изменяющей-
ся с частотой входного тока, по отношению к переменной состав-
ляющей этого тока. А так как напряжение на эмиттерном переходе
транзистора определяет коллекторный ток, то угол фр характери-
зует также фазовый сдвиг между переменной составляющей вход-
ного (базового) тока и гармониками коллекторного тока транзи-
стора. Обратим внимание, что слагаемое в (П.102) с экспоненци-
альным сомножителем определяет так называемую свободную со-
ставляющую переходного процесса при открывании транзистора,
которая тем быстрее затухает, чем ниже частота периодического
процесса.
При Ск = 0 коллекторный ток iK(cor) совпадает с током эквива-
лентного генератора
‘г = 5пер (^пер - Еб ) ПРИ ипер Еб ’
следовательно, в общем случае импульсы тока коллектора повто-
ряют по форме зависимость напряжения на эмиттерном переходе
(t/nep -Е'б), определяемую (П.102).
При кусочно-линейной аппроксимации заряда в базе
^пер = Ро ’
тогда
'к(С0/)1ри Ппер>4 = 5пеР (L/ncP "	) =
= Р0/б] COS(pp
, COS0,
 COS(CO/ + <Pp)-------у-
COS<Pp
„	, COS0,
- COS(0o+<Pp)-------
ехр -
coscp'pj
сог-0о
“Ч z
(П.103)
Используя (П.1ОЗ), можно выполнить гармонический анализ
коллекторного тока транзистора.
468
ПРИЛОЖЕНИЕ
Гармонический анализ напряжения на эмиттерном переходе
можно выполнить на основании (П. 101) и (П. 102).
Для проведения гармонического анализа коллекторного тока и
напряжения на эмиттерном переходе необходимо предварительно
определить параметры со/ = 0О и со/ = 03, удовлетворяющие усло-
вию (t/nep-£’g) = 0 при переходе транзистора из закрытого со-
стояния в открытое и наоборот, установив их связь с параметрами
бр corp, соСэ.
Уравнение (П.102) справедливо в интервале (П.98), причём в
момент со/ = 0_ должно быть (1/топ - EL) = 0. Исходя из этого ус-
ловия получаем
COS<PpCOS(03 Ч-фрЭ-СОБО, -
(
-[cos фр cos(0o + фр) - cos 0, ] exp
ез"е0
сот' J
= 0.
(П.104)
Уравнение (П.101) справедливо в интервале, определяемом
вторым из соотношений (П.99), и-при со/ = (03-2тг) должно быть
(t/nep _	= 0 • С учётом этого условия получаем
sin 03 - sin 0О - (03 - 0О - 2л) cos 0, = 0.	(П. 105)
Из решения уравнений (П.104), (SJ.105) можно найти значения
0О и 03 в зависимости от 0, и (ОТр.
Очевидно, в моменты, когда входной ток гб(со/)<О, эмиттер-
ный переход и сам транзистор находятся в закрытом состоянии;
при заходе входного тока в область положительных значений, что
имеет место с момента со/ = -0, (см. рис. П.28), начинается пере-
заряд барьерной ёмкости эмиттерного перехода Сэ и, когда напря-
жение на ней превышает Е'6, открывается эмиттерный переход и
часть входного тока протекает через него (диффузионный ток
эмиттерного перехода), а часть через ёмкость Сэ. Из сказанного
следует, что значение со/ = 0О, соответствующее моменту откры-
’вания перехода, может быть либо равно -0,, т.е. 0О = -0/, либо
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»469
его значение на оси со/ (рис. П.28) будет находиться правее -6,.
В частности, очевидно, 0О = -6,, если Сэ = 0. В этом случае8 на-
пряжение на закрытом эмиттерном переходе изменяется синфазно
с переменной составляющей входного тока и появление положи-
тельного тока гб(ои)>Ов момент ол = -6/ означает, что переход,
соответственно и транзистор, в этот момент открылся.
Обратим внимание, что минимальное значение 6/мин=90° и
ему соответствуют согласно (П.91) значения /^ = 0 или= °°.
Но значение /б( = оо невозможно ни при каких обстоятельствах.
Значение I6q =0 возможно в том случае, если эмиттерный переход
находится в закрытом состоянии в течение всего периода гармони-
ческой составляющей входного тока, что не представляет практи-
ческого интереса. Следовательно, на практике при реализации ре-
жима возбуждения транзистора от источника тока гармонической
формы значения низкочастотного угла отсечки входного тока 0,
возможны в пределах
90° <0, <180°.
Граничное значение угла отсечки входного тока 0/гр, при котором
(03-0о) = 36О°, определяется аналогичным (П.64) соотношением,
имеющим в данном случае вид:
0/гр =180°-arctg(o)Tp).
Зависимости 0О, 03 от0, и (ОТр, получаемые при решении уравне-
ний (П.104), (П.109), представлены в литературе9.
На рис. П.29 показаны формы напряжения на эмиттерном пере-
ходе открытого транзистора, соответствующие (П.98), для случаев
С3 = 0 и С, # 0.
8 Напомним, что случай С3 = 0 нереален для режима возбуждения транзистора от
источника гармонического тока. Однако этот случай может рассматриваться как
предельный при Сэ —» 0, соответственно он должен подходить под граничные
условия.
9 См., например, [1,2].
470
ПРИЛОЖЕНИЕ
/Г,(О)/)А	'e««Of
Рис. П.29
Напряжение на эмиттерном переходе открытого транзистора,
соответственно и коллекторный ток iK (со/)достигают максимальных
значений при од = 0м, которое может быть найдено из условия
di^tOt) _d(U пер~ Eq)
dot dwt
= 0 при CDZ = ем,
согласно которому из (П.102) или (П.103)
sin<PpSin(eM +Фр) +
г
+[cos фр cos(00 + фр) - cos 0, ] ехр
ем-е0
ч ,
= 0,
(П.106)
где следует считать
	=с°5ф';
|1+(0Кр)2
ч
Jl + (0Ytp)2
= sin фр.
Обратим внимание, что согласно последним соотношениям
!ёф^ = -ол'р.
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ. .»
471
Зависимости 0м от 0, при разных значениях wtp, рассчитан-
ные на основании (П.106), представлены в литературе10. Мини-
мальное значение 0М имеет место при 0, = 0/гри оказывается рав-
ным | фр |= arctg(o)Tp). При corp —> О 0М -> 0.
При 0, —> 90° независимо от значения О)Тр значение 0М —> 90°.
Дело в том, что при 0, —> 90°, чему соответствует /бо —> 0, эмит-
терный переход и транзистор, оказываются большую часть перио-
да гармонической составляющей входного тока в закрытом со-
стоянии. В силу этого в эквивалентном сопротивлении эмиттерно-
го перехода преобладает ёмкостная составляющая и переменное
напряжение на открытом переходе отстаёт от переменной состав-
ляющей входного тока на угол, приближающийся к 90°. При
(ОТр —> оо также преобладает ёмкостная составляющая в эквива-
лентном сопротивлении эмиттерного перехода и переменное напря-
жение на эмиттерном переходе отстаёт от гармонической состав-
ляющей входного тока на 90° независимо от значения 0Z. При
(О—>0 имеем (ОТр —>0 и 0М —>0, так как в эквивалентном сопро-
тивлении эмиттерного перехода преобладает активная составляю-
щая, определяемая сопротивлением рекомбинации Гр, вследствие
чего переменное напряжение на переходе и гармоническая состав-
ляющая входного тока находятся в фазе. Напомним, что при со —> 0
рассматриваемый режим возбуждения транзистора от источника
гармонического тока возможен только при 0, =180°, когда транзи-
стор находится всё время в открытом состоянии.
Для облегчения гармонического анализа коллекторного тока
транзистора импульсы тока iK(coz), определяемые в общем случае
(П.103) и совпадающие по форме с напряжением на эмиттерном
переходе открытого транзистора (рис. П.29), могут быть аппрок-
симированы, как и при возбуждении транзистора от источника на-
пряжения гармонической формы, косинусоидальными импульсами
с высокочастотным углом отсечки, как показано на рис. П.27. При
этом согласно накладываемым требованиям на аппроксимирую-
щий импульс амплитуда косинусоидальной образующей импульса
10 См., например, [1.2].
472
ПРИЛОЖЕНИЕ
совпадает с амплитудой вынужденной составляющей в (П.103),
определяемой выражением
^мк образ — I .	— Р()^б. COS фр ,	( )
71 +(corp2
а для коллекторного тока применимо аналогичное правой части
(П.69) выражение, согласно которому с учётом приведенного выше
обозначения
l'K(WO|np„ |’к>0— ^кобраз^О^ -0м) "COSO] —
= Р0/б1 СО5фр[сО8(С0/ - ем) - COS0] ,	(П.107)
где 6 - высокочастотный угол отсечки коллекторного тока.
Согласно (П.107) максимальное значение коллекторного тока
имеет место при ох = 0м :
/mK=3o/61COS<P₽(1-COS0)-	(П'108)
С другой стороны, так как
iK«oz) = 5nep(t/nep-£'),
di*((01) _ $	d(Unep ~ £б)
d(Ot пер d(Ot
и при cor = 0М
_ ^пер ~£б) _ 0
d(Ot пер d(Ot
то в этот момент согласно (П.96)
<£пер - £б ) = 7б, rp (cos % - COS 6/ ) >
а коллекторный ток имеет максимальное значение:
~ $пер W пер ~ £б ^при o>z=6M — *^пер ^б( r(3 (C°S 0М — COS 0у ) —
= Ро/б/СО50м -COS0,).
(П.109)
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»
473
Приравнивая (П.108), (П.109), получаем выражение для опре-
деления высокочастотного угла отсечки коллекторного тока 0:
л , COS0, -COS0M
cos 0 = 1 +--L—-—*
COS фр
(П.110)
которое по форме аналогично (П.73). Для определения 0 на осно-
вании (П.110) следует воспользоваться зависимостями 0м от О,
при разных значениях corp.
Итак, заменив импульсы коллекторного тока эквивалентными
косинусоидальными с амплитудой /мк и углом нижней отсечки 0,
можно определить составляющие тока коллектора на основании
соотношения
/к =/мЛ<0)’
1VIJR. Г*.
которое с учётом (П. 108) принимает вид
/кл = /б| Ро cos Фр (1 - cos 0)а„ (0) = Z6[ Ро cos (р^п (0).
Так как
1 + (С0Тр)2
то
РоcosФр = Г" Ро Г- = Р’
^1 + (СЭТр )2
соответственно
Ч=Ш(6)’
(П.111)
где Р - в данном случае высокочастотный коэффициент передачи
транзистора по току в схеме с общим эмиттером.
Представляя составляющие коллекторного тока транзистора в
комплексной форме, в частности, вводя комплексные амплитуды
гармонических составляющих тока, на основании (П.111) можно
записать:
/к„ = /б1 Py„(6) = /б1Ру„(0)Л" ,	(П.112)
474
ПРИЛОЖЕНИЕ
*
где 1кп - комплексная амплитуда n-й гармонической составляю-
*
щей коллекторного тока транзистора (п = 0, 1, 2, ...); Р - ком-
плексный коэффициент передачи транзистора по току при включе-
нии по схеме с общим эмиттером, определяемый соотношением
X Ро	Рр	„ 7Фр
1 + jWTp ф + (ыт'р)2
*
где фр =-arctg(WTp); у„(0) - коэффициент разложения косину-
соидальных импульсов, определяемый в данном случае соотноше-
нием
*
У„ (0) = Y„ (6)eJ(l>Yn = ctn (0)(1 - cos 0)e^ .
Так как максимум импульса коллекторного тока имеет отстава-
ние по фазе на величину ОД = 0М относительно гармонической со-
ставляющей входного тока, то, очевидно, у гармонических состав-
ляющих коллекторного тока будет фазовый сдвиг относительно
гармонической составляющей входного тока
ф„=-М0,.
“л м
и для комплексной амплитуды гармонической составляющей кол-
лекторного тока справедливо соотношение
1К =1 е™п =1 ке“'"е“.	(П.113)
П *71
Приравнивая (П.112), (П.113), с учётом введенных параметров
получаем
фп=Ч+<ч=~'гем’
откуда следует
Фуп -<₽₽-•
Соответственно для первой гармоники коллекторного тока
ФУ] = -ем~Фр’
(П.114)
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»475
а для постоянной составляющей коллекторного тока
(PYo=-(pP-
В последнем случае фаза параметра у0 компенсирует фазу коэф-
фициента Р. В итоге
Ч=/«,₽Г.(е>=/«,₽Г.(е)=^.
При 0 = 180° оказывается Yo=Yi=L a YnnpHn>2=®- ® этом
случае из (П. 111) с учётом (П. 114) следует:
* *
*	/к,	_7К, -Уфу, _ 4, ЛФ1-фу,) О УФВ Ро
7^,(0) ч ч	1+Х
что соответствует ранее введенному обозначению комплексного
коэффициента передачи транзистора по току при включении по
схеме с общим эмиттером.
Итак, мы получили практически все необходимые соотноше-
ния, с помощью которых совместно с представленными в литера-
туре11 зависимостями 0М и Got8, можно выполнить гармониче-
ский анализ коллекторного тока транзистора при возбуждении от
источника тока гармонической формы, пренебрегая барьерной ём-
костью коллекторного перехода Ск, т.е. не учитывая реакцию пе-
ременного напряжения на выходе транзистора на режим входной
цепи и прямую передачу сигнала из входной цепи транзистора на
выход.
Если при анализе коллекторного тока рассматривается только
открытое состояние транзистора (в закрытом состоянии ток кол-
лектора равен нулю), то при гармоническом анализе напряжения
на эмиттерном переходе необходимо рассматривать оба состояния
транзистора: открытое и закрытое. А так как в установившемся
режиме эти состояния повторяются с периодом гармонической со-
ставляющей входного тока, то результирующее напряжение на
эмиттерном переходе можно рассматривать как суперпозицию (на-
ложение) напряжений обоих состояний. Гармонический анализ
напряжения на эмиттерном переходе во многом проводится анало-
11 См., например, [1,2].
476
ПРИЛОЖЕНИЕ
гично представленному выше анализу коллекторного тока транзи-
стора, и мы не будем на нём останавливаться1 . Отметим только,
что важным при проведении гармонического анализа напряжения
на эмиттерном переходе является нахождение постоянного напря-
жения на переходе, определяющего режим транзистора, и пере-
менной составляющей входного напряжения, изменяющейся с час-
тотой гармонической составляющей входного тока (первой гармо-
ники), знание которой необходимо для расчета мощности возбуж-
дения транзистора.
Аналогично проводится анализ гармонических составляющих
коллекторного тока транзистора и напряжения на эмиттерном пе-
реходе с учётом ёмкости коллекторного перехода Ск при возбуж-
дении от источника тока гармонической формы. Если пренебречь
прямым прохождением сигнала и учесть только реакцию выходно-
го переменного напряжения на вход транзистора, то изменения бу-
дут касаться в основном только первых гармоник коллекторного
тока и напряжения на эмиттерном переходе. Постоянные состав-
ляющие и высшие гармоники определяются практически, как и без
учёта ёмкости Ск = Ска + Скп. При анализе транзисторного ГВВ с
учётом ёмкости Ск получаются подобные приведенным выше
уравнения и соотношения, если ввести в рассмотрение так назы-
ваемый управляющий ток в цепи эмиттерного перехода, связанный
со входным током i6(GM) соотношением
г (cot) = i6((or) + «CK^2-,
awt
где икэ = ек=Ек - UMK cos(cor + <р); Ек - напряжение коллекторного
питания; UMK - амплитуда переменного (колебательного) напря-
жения на выходе транзистора; ф - фазовый сдвиг переменного на-
пряжения на выходе транзистора относительно гармонической со-
ставляющей входного тока базы. При этом оказывается необходи-
мым в соответствующих выражениях вместо /б[ использовать
Z - амплитуду переменной составляющей управляющего тока;
вместо С, использовать (С, + Ска); вместо Тр = Гр(Сд + Сэ) исполь-
зовать Тр = Гр(Сд + Сэ + Ска); вместо фр = -arctg(coTp) использовать
Фр = -arctg((DTp) и т.д.
12 Заинтересованный читатель может обратиться, например, к работе |2].
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ ..»	477
В заключение рассмотрения анализа режимов возбуждения
транзистора от источника напряжения гармонической формы и от
источника тока гармонической формы скажем несколько слов о
расчёте транзисторных ГВВ по схеме с общим эмиттером с учётом
инерционных явлений при указанных режимах возбуждения тран-
зистора.
Исходными данными для расчёта обычно являются выходная
колебательная мощность ГВВ Р~ и рабочая частота/.
После выбора транзистора, исходя из необходимой колебатель-
ной мощности и рабочей частоты, производится расчёт режима
коллекторной цепи по формулам для критического режима без
учёта инерционных явлений (см. ч. 1, лекцию 7). Критический ре-
жим транзистора по-прежнему остаётся оптимальным. При этом
коэффициент использования напряжения источника коллекторного
питания рассчитывается исходя из значения высокочастотного
угла отсечки коллекторного тока 0, выбираемого в пределах
90... 110° при возбуждении транзистора от источника напряжения
гармонической формы13 и 6ОС<0<18О° при возбуждении от ис-
точника тока гармонической формы:
Р _ 1 1 Г кр
' 2 2^1 a,(e)Skp£2
где Ек — напряжение питания коллектора, выбираемое, как и в слу-
чае без-учёта инерционных явлений в транзисторе; 5кр - крутизна
линии критических режимов, или линии насыщения, определяемая
по статическим ВАХ коллекторного тока или принимаемая равной
1/г1|ас; ^ас - сопротивление насыщения, обычно указываемое в
справочных данных на транзистор; а/0) - коэффициент разложе-
ния остроконечных импульсов косинусоидальной формы по пер-
вой гармонике, зависящий от высокочастотного угла отсечки 0
коллекторного тока.
Для расчёта принимается значение Е, < £,кр.
13 При возбуждении от источника напряжения гармонической формы обычно
применяют режим с нулевым смещением (£б = 0), что позволяет упростить
схему и конструкцию усилителя. Низкочастотный угол отсечки при этом
0н<90°.
478
ПРИЛОЖЕНИЕ
После расчёта режима коллекторной цепи определяются пара-
метры эквивалентной схемы замещения транзистора, необходимые
для расчёта режима входной цепи.
При возбуждении транзистора от источника напряжения гар-
монической формы после расчёта режима входной цепи необходи-
мо проверить соответствие получаемого значения низкочастотного
угла отсечки 0Н принятому значению высокочастотного угла от-
сечки коллекторного тока 014. В случае существенного расхожде-
ния следует принять значение 0Н ближе к определяемому и по
имеющимся в литературе графикам найти соответствующее ему
значение высокочастотного угла отсечки коллекторного тока 0,
после чего необходимо все расчёты параметров режима провести
заново. При возбуждении транзистора от источника тока гармони-
ческой формы после расчета параметров эквивалентной схемы за-
мещения транзистора определяется значение угла отсечки входно-
го тока 0,, соответствующее принятому значению высокочастот-
ного угла отсечки коллекторного тока 0. Далее производится рас-
чёт параметров режима входной цепи.
ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ КОЭФФИЦИЕНТА
ПЕРЕДАЧИ ТРАНЗИСТОРА ПО ТОКУ
В УСИЛИТЕЛЕ МОЩНОСТИ
При наличии инерционных явлений амплитуда первой гармо-
ники коллекторного тока транзистора снижается с ростом частоты
рабочих колебаний, что весьма нежелательно в случае диапазон-
ных и особенно полосовых усилителей. Поэтому при построении
транзисторных усилителей мощности часто приходится применять
во входных цепях специальные схемы, обеспечивающие частотную
коррекцию коэффициента передачи транзистора по току.
Рассмотрим основные принципы, которые используются при
построении схем коррекции коэффициента передачи по току тран-
зистора при включении последнего по схеме с общим эмиттером.
При возбуждении транзистора от источника напряжения гар-
монической формы согласно (П.76) амплитуда первой гармоники
коллекторного тока
,	--—Г, «)<<„,
ф + (шт5)2
14 Соответствие проверяется по приводимым в литературе графикам (см., напри-
мер, [2]).
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕ11ИЙ...»479
а амплитуда первой гармоники базового тока согласно (П.85)
с jl + ((DTR)2
1	1	PoV1 + (WTs)
Следовательно, коэффициент передачи транзистора по току первой
гармоники
Pj=b.= Ро	(П.115)
Ч	^1 + (ШТр)2
где Тр=Сдгр.
При возбуждении транзистора от источника тока гармониче-
ской формы коэффициент его передачи по току первой гармоники
согласно (П.112)
₽, =	= ₽Y, (6) = . Р° Y. (6).	(П-116)
Ч	^1 + (С0Т/р)2
где т/р = (Сд+Сэ)гр=Хр.
Как следует из (П.115), (П.116), коэффициент передачи транзи-
стора по току первой гармоники при учёте инерционных явлений
зависит от частоты рабочих колебаний и уменьшается с её ростом.
Если 0Ир > 3, то согласно (П. 115)
а согласно (П.116)
₽,=-г-₽о-А.<е).
7б,	“
где Шр =1/Тр.
Из последних соотношений вытекает, что при одном и том же
значении первой гармоники базового тока /б) первая гармоника
коллекторного тока 7К( уменьшается с ростом частоты как при
возбуждении от источника напряжения гармонической формы, так
480
ПРИЛОЖЕНИЕ
и при возбуждении от источника тока гармонической формы прак-
тически по одинаковому закону: обратно пропорционально частоте
рабочих колебаний. Следовательно, для поддержания неизменной
амплитуды первой гармоники коллекторного тока необходимо
увеличивать амплитуду первой гармоники базового тока при по-
вышении рабочей частоты электрических колебаний транзисторно-
го генератора. С этой целью и применяют схемы частотной кор-
рекции коэффициента передачи транзистора по току во входной
цепи транзистора.
Если входное сопротивление транзистора можно считать чисто
активным, равным гвх, то в качестве простейшей цепи, корректи-
рующей частотную зависимость коэффициента передачи транзи-
стора по току первой гармоники, можно использовать последова-
тельный или параллельный одиночный колебательный контур, как
показано на рис. П.30, где Е - напряжение источника сигнала воз-
буждения с выходным (внутренним) сопротивлением /?„; C,L- ём-
кость и индуктивность колебательного контура.
Рис. П.30
На высоких частотах обычно приходится учитывать индуктив-
ности вводов электродов, в частности базы и эмиттера L, во
входной цепи транзистора. Через индуктивность эмиттерного вво-
да L, протекают токи первых гармоник базы и коллектора. Следо-
вательно, комплексная амплитуда напряжения первой гармоники
на индуктивности L,
= jcoL,Z6j + jU)L3IK[ = jcoZ*, /б, (1 + ₽f),
*
где /б, - комплексная амплитуда первой гармоники тока базы, ко-
торую можно принять равной ; /К) - комплексная амплитуда
первой гармоники коллекторного тока, связанная с комплексной
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ. .»
481
амплитудой первой гармоники базового тока через комплексный
*
коэффициент передачи по току Р]:
Iki “Pi
где
₽!=—«-jPo—	(П. 117)
1 + ] (ОТр	со
при возбуждении от источника напряжения гармонической формы и
Р, =-	/-Y.(e)^-jP0^Yl(e)	(п.118)
1 + jCOTp	<0
при возбуждении от источника тока гармонической формы.
Отметим, что выражения (П.117), (П.118) имеют то же проис-
хождение, что и (П.115), (П.116) соответственно.
С повышением частоты при любом режиме возбуждения тран-
зистора: от источника напряжения гармонической формы или от
источника тока гармонической формы высокочастотный угол от-
сечки коллекторного тока 0—>180°,	—>0, соответственно
*
Y] (0) —> 1, поэтому независимо от источника возбуждения будем
считать
Pi^-jPo—•	(П.Н9)
ш
С учётом последнего соотношения
~	+ P0<x>pZ^/6i,
откуда составляющая входного сопротивления транзистора за счёт
индуктивности Ьэ
~ +Роы(3^г
Так как при отсутствии индуктивности ввода эмиттера (L, = 0)
активная составляющая входного сопротивления транзистора при-
мерно может быть принята равной сопротивлению потерь в теле
482
ПРИЛОЖЕНИЕ
базы , то, как видно из последнего соотношения, наличие индук-
тивности ввода эмиттера L3 добавляет активную составляющую ко
входному сопротивлению транзистора. Следовательно,
'-.х-'б+МА-	(П.120)
Не вдаваясь в подробности, обратим внимание, что активная
составляющая входного сопротивления транзистора, обусловлен-
ная наличием индуктивности Ц, определяет величину мощности
возбуждения, передаваемую в выходную цепь транзистора. Отме-
тим, что подобная ситуация имеет место в ламповом ГВВ по схеме
с общим катодом при учёте индуктивности ввода катода (см. ч. 1,
лекцию 15).
Очевидно, результирующая индуктивность входной цепи тран-
зистора
ЬВК = Ь5 + Ц.	(П.121)
Таким образом, можно считать, что в схемах рис. П.30 пара-
метры гвх и L определяются выражениями (П.120), (П.121). В ча-
стном случае к гвх может быть добавлено встроенное сопротивле-
ние эмиттерной стабилизации г[, а на входе транзистора может
быть включена дополнительная (внешняя) индуктивность со сто-
роны базы последовательно с L6. Может быть включена ёмкость
последовательно с L6. При этом в случае схемы рис. П.30,с/ эта ём-
кость учитывается в С и структура цепи не изменяется, тогда как в
случае схемы рис. П.30,6 структура цепи изменяется, превращаясь
в параллельный колебательный контур с неполным включением со
стороны ёмкостной ветви, что может привести к существенным
изменениям частотной характеристики схемы в интересующем
диапазоне или полосе частот.
*
Комплексная амплитуда первой гармоники базового тока /б, в
схеме рис. П.ЗО,с?
rBX + RH + j(wL-l/(£>C)
макс
(гвх+/ги) 1 +
jcOpL Г и со/
('bx+'UK

со/сор
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
483
где сор = \!>jLC - круговая резонансная частота последовательно-
го L
го контура; Q =-------- - добротность контура с учётом ВЫХОД-
^ВХ +
ного сопротивления источника сигнала возбуждения;
/б1Макс = WBX + /?и) ~ максимальное значение амплитуды первой
гармоники базового тока, имеющее место на резонансной частоте
(со = сор).
Относительное изменение амплитуды первой гармоники базо-
вого тока с частотой
^б|Макс / У
(П.122)
Выражение (П.122) определяет АЧХ последовательного коле-
бательного контура с учётом внутреннего сопротивления источни-
ка гармонического сигнала. Очевидно, коррекция коэффициента
передачи транзистора по току с использованием последовательно-
го колебательного контура во входной цепи транзистора может
быть осуществлена в области частот со < сор, т.е. на участке АЧХ с
положительной крутизной.
Принимая, что согласно (П. 119) независимо от источника воз-
буждения
/к WR
₽'=-Г*₽«77-
с учётом (П.122) для амплитуды первой гармоники коллекторного
тока получаем
I =6
'к,	”0 *б|макс
1	(О 1 j
со2/со*
= Ро^макс/7“2 + С2“р(“2/«р -1)2 
Относительное изменение амплитуды первой гармоники кол-
лекторного тока с частотой
484
ПРИЛОЖЕНИЕ
----*-----= 1/Jco2+С2со2(со2/со2-I)2 .	(П.123)
PoVMaKC 7 N
На частоте (О = сор
/к 1
----------= —.	(П.124)
Ро^р^б]макс
Приравнивая (П.123), (П.124), получаем соотношение
co2+Q2<o2(w2/co2-1)2=<o2,
которое преобразуется к виду
(со2 /со2 -1)[1 + G2(w2 /со2 -1] = 0.
Соотношение выполняется при со = сор и при
со = сор71-1/С2,	(П.125)
т.е. в двух точках частотного интервала со < сор.
Если транзисторный усилитель мощности должен работать в диа-
пазоне (полосе) частот со„...сов, где со„, со - соответственно нижняя
и верхняя частоты диапазона (полосы), то следует принимать
to^aJl-1/Q2 
В этом случае из (П.122) получаем
Q = 1/71-«он/сов)2 .	(П. 126)
Выражение (П.126) устанавливает связь диапазона (полосы)
рабочих частот усилителя с добротностью входной цепи транзи-
стора с учётом внутреннего сопротивления источника возбужде-
ния. Если, например, сон/сов =0,5, т.е. усилитель должен работать
в полосе (диапазоне) частот в одну октаву, то Q = 1,15.
При проектировании транзисторных усилителей мощности,
особенно на частотах, где между усилителем и источником возбу-
ждения приходится включать отрезок длинной линии (обычно это
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ .»485
частоты в сотни мегагерц и выше), зачастую необходимо обеспе-
чить согласование входной цепи усилителя с источником возбуж-
дения. Входное сопротивление цепи в виде последовательного ко-
лебательного контура (рис. П.30,а) оказывается чисто активным на
резонансной частоте сор и равно гвх, т.е. цепь не обладает транс-
формирующими свойствами. В этом случае согласование входной
цепи с источником возбуждения будет иметь место на частоте
со = щр, если /?и = гвх. У маломощных транзисторов часто
гвх = 50 Ом, поэтому, если источник возбуждения связывается с
усилителем отрезком радиочастотного кабеля с волновым сопро-
тивлением 50 Ом, то рассмотренная цепь может быть применена
без дополнительного трансформатора. В противном случае потре-
буется кроме цепи коррекции включение трансформирующей цепи
на входе усилителя. Если каким-либо способом во входной цепи
генератора обеспечено /?и = гт, то добротность собственно вход-
ной цепи транзистора
гвх
где Q определяется (126). При шн /сов =0,5 получаем QBX ~ 2,3.
На рис. П.31 представлены нормированная АЧХ входной цепи
(П.122) и нормированная зависимость относительной амплитуды
первой гармоники коллекторного тока, определяемая как отноше-
ние (П.123), (П.124), для случая сон/юв =0,5 при Q = 1,15. Нерав-
номерность амплитуды первой гармоники коллекторного тока ока-
зывается порядка 11 %.
В схеме рис. П.30,б комплексная амплитуда первой гармоники
тока базы определяется выражением
*
*	EZ
/б, =-----7,
(^„+Z)(j<oL + rBX)
* jwL + г
где Z =---------------------сопротивление параллельного кон-
jtoCrBX -(со2/со;-1)
тура относительно точек подключения источника возбуждения с
внутренним сопротивлением 7?и; сор = \I^LC - резонансная часто-
та контура.
486
ПРИЛОЖЕНИЕ
*
После подстановки выражения для Z и преобразований полу-
чаем
*	Е
~	со2
гвх + R„ -	+ “CVbx )
%
_______________£/(гвх+/?И)_________________
1 R" I 7 е0 Р fl + R" '
С^вх + £и)	(гвх £и) L Roe0 >
где р = C0pL = vZ/C - характеристическое сопротивление парал-
лельного колебательного контура; = р2 / гвх - эквивалентное
сопротивление параллельного колебательного контура на резо-
нансной частоте.
В цепях с параллельным колебательным контуром обычно вы-
полняется условие
£и » гвх ’
поэтому можно считать
/б! =
£'£и
, со2 . со 1
1----т + J------
со2 со Q
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
487
где
^оеО^и
Р(«оеО + /?и)
(П.127)
- добротность параллельного колебательного контура с учётом
шунтирования его внутренним сопротивлением источника сигнала
возбуждения.
При со = сор
I =!
б[ б[Макс r
*	и
Относительное изменение амплитуды первой гармоники базо-
вого тока	'
(П.128)
Выражение (П.128) определяет АЧХ тока в контуре по схеме
рис. П.30,б.
Как и в случае последовательного колебательного контура,
коррекция коэффициента передачи транзистора по току с исполь-
зованием параллельного колебательного контура во входной цепи
транзистора возможна на участке АЧХ с положительной крутиз-
ной, т.е. при со< сор.
'* Амплитуда первой гармоники коллекторного тока
I - R I ~ R ________________/б1макс________
'к. И'б. "О 1 i i	:
ы ^С2(1-со2/со2)2 +(co/Wp)
Нормированная величина амплитуды первой гармоники коллек-
торного тока
1К 4	4 “п
______Ki _ Ki _ Ki Р
^к1приы=(1)р ^к1о>р Ро^зА^макс
(П.129)
488
ПРИЛОЖЕНИЕ
Частоты, на которых значение нормированной амплитуды первой
гармоники коллекторного тока равно единице, находятся из
условия
= 1,
(П.130)
которое выполняется при to = юр и при
(П.131)
Выражение (П.131) определяет две частоты, значения которых
ниже Юр. Следовательно, при использовании параллельного колеба-
тельного контура практически полная коррекция коэффициента пе-
редачи транзистора по току может быть обеспечена на трёх часто-
тах, одна из которых ю = юр, а две ниже юр. По сравнению с цепью
рис. П.30,а цепь рис. П.30,б обеспечивает меньшую неравномер-
ность АЧХ первой гармоники коллекторного тока в диапазоне (по-
лосе) рабочих частот усилителя toH...toB при выборе юв =юр и ниж-
ней частоте диапазона (полосы), удовлетворяющей соотношению
1
1
Ш = Шр
11-
2
1.1-4
4	<
1
е2
(П.132)
которое следует из (П. 131).
Из (П.130) можно получить выражение для определения доб-
ротности контура с учётом шунтирования его внутренним сопро-
тивлением источника возбуждения (П.127):
<2=—
l + (to/top)2
ы^1-(о/Шр)2
где со соответствует частотам из (П.131).
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ .
489
При работе усилителя в диапазоне (полосе) частот сон...сов, ко-
гда сов =ор, а (0н удовлетворяет (П. 132), оказывается
Q=—
Ын
1 + (Ц,/СРв)2
(П.133)
Если, например, ын /юв =0,5, то Q ~ 2,58.
Сопротивление параллельного колебательного контура на ре-
зонансной частоте чисто активное и определяется соотношением
р2 <%£)2
%е0 “	"
вх вх
1
(%С)2гвх
= СоР-
где Со = /?С)с0 /р = wpL/rBX = 1/сорСгвх = р/гвх = QBX - добротность
параллельного колебательного контура во входной цепи транзи-
стора (в общем случае гвх определяется (П.120) с учётом собст-
венных потерь в добавляемой внешней индуктивности, присоеди-
няемой к базе).
Для обеспечения согласования источника возбуждения с вхо-
дом транзистора на частоте ш = (Др должно быть R^ - /?и. Соот-
ветственно в этом случае согласно (П.127) добротность контура с
учётом шунтирования его внутренним сопротивлением источника
возбуждения
q = ^осО _ О)
2р 2 ’
откуда следует необходимость обеспечения Qo = 2Q . Так как при
щн/шв =0,5 Q ~ 2,58, то добротность контура во входной цепи
транзистора £?0=(?вх =5,16. Обратим внимание, что такое значе-
ние добротности контура во входной цепи транзистора необходимо
иметь как при отсутствии в схеме (рис. П.30,б) последовательно
включаемой с индуктивностью L ёмкости, так и при её наличии.
На рис. П.32 представлены нормированные АЧХ первых гар-
моник токов базы и коллектора транзистора, рассчитанные на ос-
новании (П.128) и (П.129) для случая coH/toB =0,5 при Q = 2,58.
490
ПРИЛОЖЕНИЕ
Неравномерность амплитуды первой гармоники коллекторного
тока оказывается порядка 8 %.
Рис. П.32
Цепь коррекции в виде параллельного колебательного контура
рис. П.30,б не только позволяет получить меньшую неравномер-
ность АЧХ усилителя мощности по сравнению с цепью рис. П.30,а
в виде последовательного колебательного контура, но и обеспечи-
вает трансформацию активной составляющей входного сопротив-
ления транзистора г8Х на резонансной частоте (0р до величины
^оеО = боР >
чему соответствует коэффициент трансформации сопротивления
—=е0—=е».
Г	г
вх	вх
Цепь оказывается удобной для широкополосных усилителей на
мощных транзисторах, имеющих гвх порядка единиц Ом. При
сон/<ов=0,5 2^ = 26,6 и для согласования с 50-омным трактом
должно быть гвх ~ 2 Ом .
Рассмотренные схемы частотной коррекции коэффициента пе-
редачи транзистора по току первой гармоники, позволяющие по-
лучить более равномерную АЧХ транзисторного усилителя мощ-
ности в диапазоне (полосе) частот, требуют, чтобы сопротивление
источника возбуждения R„ оставалось постоянным при изменении
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ.
491
частоты, что трудно выполнить, особенно если источник возбуж-
дения также является транзисторным усилителем. В рассмотрен-
ных схемах согласование входа транзистора с источником возбуж-
дения обеспечивается только на одной частоте (0 = сор. На частотах
co<(Dp источник возбуждения рассогласован с входом транзисто-
ра. Так как сопротивление входной, цепи на частотах, отличных от
резонансной, является комплексным и изменяющимся по диапазо-
ну, то это может оказать существенное влияние на источник воз-
буждения вплоть до его самовозбуждения.
Возможно построение цепи коррекции коэффициента передачи
транзистора по току таким образом, что входное сопротивление её
остаётся постоянным в диапазоне (полосе) частот. Пример такой
цепи представлен на рис. П.33,о.
х2
а	б
Рис. П.ЗЗ
Схема цепи рис. П.ЗЗ,а отличается от схемы рис. П.30,а добав-
лением цепи п,Х1.
Входное сопротивление цепи рис. П.ЗЗ,а
*	_ Ц + Д)(г+ jx2) _ ГХГ-ХХХ2 + j(rxx + /jX2)
Z вх —--------------—---------------------
fj+г +у'Ц+Х2) г, +г+ У(х, +х2)
при определённых параметрах остаётся постоянным на всех часто-
тах от 0 до оо .
Действительно, если г, = г = гвх = г, то
г2 ~х}х2 + jr(Xy + х2)
2г + У(%, +х2)
(П.134)
492
ПРИЛОЖЕНИЕ
Отношение мнимых частей числителя и знаменателя выраже-
ния (П.134) равно г. Если потребовать, чтобы отношение вещест-
венных частей числителя и знаменателя в (П.134) также равня-
лось г, т.е.
r2-xtx2 f
2г
что возможно при
-х1х2 = г2,
(П.135)
то входное сопротивление цепи согласно (П.134)
Zbx — г
и не зависит от частоты.
Так как структура цепи, соответствующая сопротивлению
(г + jx2), известна и представляет последовательное соединение С,
L, г, то
х2 = соТ-1/(оС = (со2ТС-1)/соС.
Тогда, учитывая (П.135), будем иметь
г2 = г2(оС
х2 w2LC-1
(П.136)
Сопротивление определяемое (П.136), соответствует парал-
лельному колебательному контуру, образованному Сь для ко-
торого при отсутствии потерь

1 co^Cj-l
(П.137)
Выражения (П.136), (П.137) будут давать одинаковый резуль-
тат, если
£1С1=ТС = 1/(02;
г2С = 1л,
(П.138)
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»493
где Ор - круговая резонансная частота последовательного и па-
раллельного колебательных контуров L, С и
Таким образом, цепь рис. П.33,а реализуется электрической
схемой рис. П.33,б, параметры элементов которой определяются
(П.138).
При использовании цепи рис. П.33,б с параметрами (П.138) в
усилителе мощности, работающем в диапазоне (полосе) частот
toH...toB, следует принимать
toB=l/TAq =l/VZc=top,
что позволяет избежать снижения коэффициента усиления каскада
по сравнению со случаем использования в усилителе цепи
рис. П.30,а за счёт практически полного исключения потерь мощ-
ности источника возбуждения в сопротивлении ri на верхней час-
тоте рабочего диапазона (полосы) частот, так как на частоте
toB = top ветвь гь Xj практически разрывается за счёт большого со-
противления параллельного контура Сь Ц. При снижении частоты
to<toB =top мощность источника возбуждения перераспределяется
между сопротивлениями и и г - гвх.
Для однозначного определения параметров элементов схемы
рис. П.33,б выражения (П.138) следует дополнить выражением
(П.126) для оптимальной в отношении неравномерности АЧХ доб-
ротности цепи. В этом случае с учётом (П.126) должно выполнять-
ся соотношение:
e=i/7i-(toH/toB)2=-^-.
(П.139)
Если на частоте со, = со„ обеспечивается согласование источ-
в р
ника возбуждения с входом транзистора (г = 7?и), то согласно пра-
вой части (П. 139)
2г Чх
Так как оптимальное значение Q известно при заданном диапазоне
(полосе) частот и известно значение гвх, то из последнего соотно-
494
ПРИЛОЖЕНИЕ
шения можно найти требуемое значение L. Очевидно, цепь реали-
зуется, если найденное значение
где Lax определяется (П. 121).
В случае L > LBK в цепь включается внешняя индуктивность
&L = L-LBX.
Напомним, что при согласовании входа транзистора с источни-
ком возбуждения на частоте ioB=wp и Q ~ 1,15 незначительная
неравномерность АЧХ усилителя имеет место в октавной полосе
частот.
Рассмотренные цепи коррекции коэффициента передачи тран-
зистора по току широко применяются в практических схемах тран-
зисторных усилителей мощности. При этом на СВЧ реактивные
элементы цепей реализуются с применением отрезков микропо-
лосковых линий.
Если индуктивности вводов базы L6 и эмиттера L, пренебрежи-
мо малы и добавление внешней индуктивности во входную цепь
нецелесообразно, то коррекцию частотной зависимости коллектор-
ного тока транзистора можно осуществить, реализовав на входе
транзистора цепь, выделенную пунктиром на рис. П.34.
Не останавливаясь на подробном анализе представленной це-
пи15, рассмотрим физическую сторону возможности коррекции ко-
эффициента передачи транзистора по току в схеме рис. П.34 и при-
ведём некоторые основные соотношения.
15 Заинтересованный читатель может обратиться к работам (2, 5].
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ ..»
495
При возбуждении транзистора от источника напряжения гар-
монической формы с повышением частоты сигнала увеличивается
напряжение на входе транзистора между базой (Б) и эмиттером (Э),
так как уменьшается сопротивление цепи коррекции Ск, RK и соот-
ветственно происходит перераспределение входного напряжения
f7g3 между этой цепью и собственно входом транзистора. Увели-
чение напряжения на входе собственно транзистора обусловливает
рост переменного напряжения на переходе эмиттер-база, что, в
свою очередь, повышает амплитуду образущего импульса коллек-
торного тока, компенсируя уменьшение крутизны коллекторного
тока S(0 (П.78) с повышением частоты сигнала. Сопротивление R3
позволяет выравнять нагрузку источника возбуждения в открытом
и закрытом состояниях транзистора, что наглядно видно, если ис-
ключить из схемы барьерную ёмкость эмиттерного перехода (Сэ =
О)16. Включение сопротивления R3 позволяет также уменьшить
длительности переходных процессов при открывании и закрыва-
нии транзистора.
Если в схеме (рис. П.34) осуществить
С«''к=С,(гб'+Я,) = Сл=тр,	(П.140)
то оказываются одинаковыми постоянные времени входа транзи-
стора (точки Б и Э) в закрытом и открытом состояниях.
Анализ процессов в схеме (рис. П.34) показывает, что следует
иметь
7?3»ЛК; 7?к»(гр + ^).'	(П.141)
Соотношения (П.141) дополняют (П.140), внося некоторую оп-
ределённость в требования к параметрам элементов цепи Ск, RK, Rs.
Из анализа схемы (рис. П.34) также следует необходимость вы-
полнения соотношения
/?к » г' 71 + (соТр)2 = г' y/l + (f/fp)2 -
16 В закрытом состоянии при Сэ = 0 входное сопротивление схемы (рис. П.34)
при отсутствии сопротивления /?3 равно бесконечности и имеет конечное зна-
чение в открытом состоянии транзистора. Включение сопротивления R3 обу-
словливает конечное значение входного сопротивления схемы в закрытом со-
стоянии транзистора при Сэ = 0 (символ «з» в обозначении сопротивления свя-
зывается с закрытым состоянием транзистора).
496
ПРИЛОЖЕНИЕ
Так как согласно (П.141) должно быть RK«R3, рекомендуется
принимать
RK = (З...5)гб'^1 + (///р)2 -	(П. 142)
Определив на основании (П.142) величину сопротивления кор-
ректирующей цепи RK, используя (П.140), можно найти значения
ёмкости корректирующей цепи Ск и сопротивления R3.
Очевидно, включение в цепь сопротивлений RK, R3 приводит к
дополнительным затратам мощности источника возбуждения и со-
ответственно к снижению коэффициента усиления каскада по
мощности. При рассматриваемом режиме возбуждения транзисто-
ра от источника напряжения гармонической формы сопротивление
R3 может быть исключено из схемы. Исключение сопротивления R3
приведёт к увеличению коэффициента усиления каскада по мощ-
ности. Свойства схемы и характер переходных процессов при этом
мало изменятся. Если сопротивление корректирующей цепи RK вы-
брать таким же, как при наличии сопротивления R3, то ёмкость
корректирующей цепи в этом случае потребуется взять больше в
(1 + Сэ/Сд) раз.
Элементы корректирующей цепи Ск, RK могут быть включены
не стороны базы, как показано на схеме рис. П.34, а со стороны
эмиттера, как показано на рис. П.35,а. На рис. П.35,б представлена
эквивалентная схема транзистора с подключенными дополнитель-
ными элементами со стороны эмиттера.
В схеме (рис. П.35) через цепь Ск, RK протекает эмиттерный ток
транзистора. Ток через эмиттерный переход inep и ток через сопро-
тивление R3 определяются, как и в схеме рис. П.34. Очевидно, в за-
крытом состоянии схемы рис. П.34 и П.35 полностью эквивалентны.
Следовательно, если в закрытом состоянии транзистора распределе-
ние тока базы i& по ветвям корректирующей цепи Ск, RK принять, как
в схеме рис. П.35, то справедливым окажется соотношение
с,(^+^)=склк.
Из анализа схемы рис. П.35 при открытом состоянии транзи-
стора следует, что должно быть
С р _СДГ₽+РоСэГб _ Т₽ ₽оТэ
к к 1+р0	1+р0 1+р0
где, напомним, 0О - коэффициент передачи транзистора по току при
включении по схеме с общим эмиттером при частоте сигнала f -» 0.
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»
497
Рис. П.З5
Из сравнения последних соотношений с (П. 140) для схемы
рис. П.34 заключаем, что постоянная времени цепи Ск, Rk b схеме
рис. П.35 при прочих равных условиях будет существенно меньше,
так как Ро »1. Обратим внимание, что
1 + Ро
где постоянная времени та = 1/соа = 1/2л/а = 1/(1 + Р0)Шр =
= 1/(1 + Р0)2л/р; fa - граничная частота, на которой модуль коэф-
фициента передачи по току ос при включении транзистора по схе-
ме с общей базой уменьшается в -72 раз по сравнению со значени-
ем на частоте f —> 0.
В схеме рис. П.35 должны иметь место соотношения
/?3»7?к; Як(1 + р0)»(гр+^),
первое из которых аналогично подобному соотношению из (П. 141)
для схемы (рис. П.34).
Очевидно, если в схемах (рис. П.34 и П.35) принять ёмкости Ск
одинаковыми, то необходимые сопротивления RK будут различать-
ся примерно в (1 + Ро) раз. Точно так же будут различаться необ-
ходимые сопротивления R3 в рассматриваемых схемах.
С учётом сказанного для определения величины сопротивления
7?к в схеме рис. П.35, учитывая (П.142), можно использовать соот-
ношение:
498
ПРИЛОЖЕНИЕ
к«=<3-5)^1+(///’’2'
Частотные свойства схемы рис. П.35 в общем случае могут
быть несколько лучше, чем у схемы рис. П.34. Включение сопро-
тивлений RK, R3 в схеме рис. П.35, как и в схеме рис. П.34, приво-
дит к дополнительным затратам мощности возбуждения и, соот-
ветственно, к снижению коэффициента усиления каскада по мощ-
ности.
В схеме рис. П.34 сопротивление R3 оказывает влияние на ре-
жим транзистора по постоянному току. Если резистор с сопротив-
лением /?3 подключить через конденсатор большой ёмкости, то
влияние его на режим транзистора по постоянному току устраняет-
ся, а по переменному - сохраняется. Влияние сопротивления R3 на
режим транзистора по постоянному току в схеме рис. П.34 можно
также устранить, если параллельно резистору с сопротивлением R3
подключить индуктивность большой величины, через которую бу-
дет протекать постоянная составляющая тока базы. Для перемен-
ных составляющих тока базы сопротивление этой индуктивности
велико и на режим транзистора по переменному току она практи-
чески не будет оказывать влияния. Очевидно, реализация обсуж-
даемой схемы с подключением параллельно R3 большой индуктив-
ности возможна только при осуществлении режима с нулевым
смещением (Е5 = 0). В случае £б Ф 0 устранить влияние R3 на ре-
жим транзистора по постоянному току (напряжению) можно толь-
ко подключением соответствующего резистора через конденсатор
большой ёмкости.
Схему рис. П.34 можно использовать при возбуждении транзи-
стора от источника напряжения гармонической формы. При воз-
буждении транзистора от источника тока гармонической формы
включение цепи Ск, /?к теряет смысл, так как на входе и выходе её
будет один и тот же ток. Аналогичная ситуация будет иметь место
и в схеме рис. П.35, так как входной ток транзистора - ток базы -
задаётся источником возбуждения. В то же время включение па-
раллельно входу транзистора резистора, сопротивление которого
обозначено R3, позволяет осуществить частотную коррекцию кол-
лекторного тока при возбуждении транзистора от источника тока
гармонической формы.
Как показано в п. «Б» при рассмотрении режима возбуждения
транзистора от источника тока гармонической формы, амплитуда
образующей косинусоиды импульсов коллекторного тока [см. (*)]
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»
499
мк образ ~ Ро^б[ COS фр ~ j	»
^1 + (со4)2
где, напомним, Z6j - амплитуда гармонической составляющей тока
источника возбуждения, протекающая через эмиттерный переход
транзистора [см. (П.90)].
Очевидно, если реализовать режим работы транзистора, при
котором Z6) изменяется с частотой прямо пропорционально знаме-
нателю приведенного выше выражения, то значение 7МК Образ будет
оставаться неизменным.
Подключение сопротивления R3 параллельно входу транзистора
осуществляет перераспределение гармонической составляющей
тока источника возбуждения между этим сопротивлением и эмит-
терным переходом. С повышением частоты сопротивление перехо-
да уменьшается, следовательно, будет увеличиваться доля пере-
менной составляющей тока источника возбуждения, ответвляю-
щаяся в сторону перехода, так как величина сопротивления R3 от
частоты не зависит. Увеличение с ростом частоты доли переменно-
го тока источника возбуждения через эмиттерный переход препят-
ствует уменьшению переменного напряжения на переходе
(С/ -Eg), чт0 способствует сохранению амплитуды коллектор-
ного тока.
Схема входной цепи транзистора при возбуждении от источни-
ка тока гармонической формы с подключением сопротивления R3
показана на рис. П.36.
Рис. П.36
ПРИЛОЖЕНИЕ
500
Обратим внимание, что реализация такой схемы возможна
только при условии полного отсутствия или практически малого
значения индуктивностей вводов базы L6 и эмиттера L,. В этом
случае режим возбуждения транзистора от источника тока гармо-
нической формы обеспечивается благодаря подключению внешней
индуктивности во входную цепь транзистора, например, к базе Б.
Если индуктивности L5, L, велики и полностью формируют необ-
ходимую индуктивность во входной цепи транзистора, то включе-
ние сопротивления 7?3 создаст только дополнительную нагрузку для
источника возбуждения, не оказывая практически никакого влияния
на ток возбуждения через эмиттерный переход, и коррекции частот-
ной зависимости коллекторного тока транзистора не будет.
При добавлении сопротивления 7?3 в случае возбуждения тран-
зистора от источника тока гармонической формы переходные про-
цессы в области эмиттерного перехода в открытом и закрытом со-
стояниях описываются подобными уравнениями, которые, в свою
очередь, подобны уравнению (П.96) для открытого состояния тран-
зистора при отсутствии сопротивления /?3. Уравнение (П.97) для
закрытого состояния транзистора при отсутствии сопротивления /?3
существенно отличается от указанных выше уравнений.
Если величину сопротивления R3 определить из (П.140), т.е.
взять равной
R -2₽_'
и принять одинаковыми постоянные времени входа транзистора в
закрытом и открытом состояниях:
Твх закр —	+ ^з ) — ”^вх откр ~
, 'р('б+Кз)	, 'рС'б+К,)
х /	— '•Ьл+С_) ——-
(^+r&+Rj	(гр + Гб+/?3)

то постоянные времени в дифференциальных уравнениях, описы-
вающих процессы на эмиттерном переходе в закрытом и открытом
состояних транзистора при подключении параллельно его входу
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ .»
501
сопротивления R3, оказываются равными параметру Тр, значение
которого меньше параметра Тр, входящему в дифференциальное
уравнение (П.96), описывающее процессы на эмиттерном переходе
открытого транзистора при отсутствии сопротивления 7?3. Чем
меньше значение указанного параметра в дифференциальном урав-
нении, тем меньше длительность описываемого уравнением
переходного процесса. Следовательно, подключение сопротивле-
ния 7?3 соответствующей величины улучшает частотные свойства
каскада17.
На рис. П.37 представлены эквивалентные схемы входных це-
пей транзистора в закрытом и открытом состояниях, постоянные
времени которых определяются (**).
гб
Твх закр = Сэ(Гб + R3)
Твхоткр — (Сд +Сэ)7?
Рис. П.37
Таковы основные положения коррекции коэффициента переда-
чи транзистора по току в усилителе мощности. Во всех случаях
расчёт режима транзистора на заданную мощность усилителя про-
изводится по соответствующей методике в зависимости от возбуж-
дения от источника гармонического напряжения или от источника
гармонического тока на верхней рабочей частоте. После этого по
формулам, некоторые из которых приведены в настоящей лекции,
рассчитываются параметры элементов соответствующей цепи кор-
рекции18.
17 Параметры Тр и Тр, напомним, связаны соотношением: ‘1р-(Сд+Сэ)ф
= Тр+Сэгр.
18 Заинтересованный читатель может обратиться, например, к работе [2].
502
ПРИЛОЖЕНИЕ
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ
1.	Поясните необходимость учёта инерционных явлений в электрон-
ной лампе и биполярном транзисторе при использовании их в ГВВ. В чём
сходство и в чём отличие инерционных процессов в лампах и транзисторах?
2.	Поясните понятия: фиктивное время и фиктивный угол пролёта
электронами межэлекродного пространства в лампе. От чего зависят зна-
чения этих параметров?
3.	Уясните физические основания элементов в схеме рис. П.15. Дайте
пояснения.
4.	Изобразите эквивалентную схему биполярного транзистора с учё-
том межэлектродных (корпусных) ёмкостей, индуктивностей вводов
электродов, стабилизирующего сопротивления в цепи эмиттера г, и со-
противления потерь в теле коллектора г/. Поясните её.
5.	Рассмотрите сходство и отличие первого слагаемого в (П.60) с вы-
ражением для входного напряжения (П.53). Дайте пояснения.
6.	Представьте аналогично рис. П.28 характер изменения входного
тока транзистора при значениях:
а)е,=90°; . 6)90° <6, <180°;	в)0,=180°.
7.	Используя решение (П.102), рассмотрите соответствие левой части
уравнения (П.94) его правой части. Сделайте выводы.
8.	В чём сходство и в чём отличие выражений (П.115), (П.117) и
(П.116), (П.118) соответственно? Поясните. Найдите соответствующие
выражения, встречающиеся ранее по тексту лекции.
9.	Запишите выражения для входного сопротивления схемы
рис. П.34 в закрытом (ключ Кл разомкнут) и открытом (ключ Кл замкнут)
состояниях транзистора для случаев Сэ = 0 и Сэ + 0. Поясните.
10.	Запишите выражение для определения сопротивления R в выра-
жении для ТВхоткр на Рис- П.37. Убедитесь в его соответствии (**).
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ «УЧЁТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ
В ЛАМПОВЫХ И ТРАНЗИСТОРНЫХ ГВВ»
1.	Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Л.А Белов,
М.В. Благовещенский, В.М. Богачёв и др.; Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.
2.	Дегтярь Г.А. Устройства генерирования и формирования радио-
сигналов: Учеб, пособие / Новосиб. гос. техн. ун-т. - Новосибирск, 1995.
- 4.2. - 237 с.
ЛЕКЦИЯ «УЧЕТ ИНЕРЦИОННЫХ ЯВЛЕНИЙ...»	503
3.	Челноков О.А. Транзисторные генераторы синусоидальных колеба-
ний. - М.: Сов. радио, 1979. - 320 с.
4.	Терентьев С.Н., Картавых В.Ф. Триодные передатчики дециметро-
вых волн. - 2-е изд., испр. и доп. - Киев: Техника, 1967.-410 с.
5.	Петров Б.Е., Романюк В.А. Радиопередающие устройства на полу-
проводниковых приборах: Учеб, пособие для радиотехн. спец, вузов.
- М.: Высш. шк. - 1989. - 232 с.
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
Особенности автогенераторов сверхвысоких частот
(АГ СВЧ), обусловленные наличием межэлектродных
ёмкостей и индуктивностей вводов электродов ламп,
транзисторов. ~ Двухконтурные АГ на электронных
лампах с контурами из отрезков длинных линий. ~ Разделение
видов колебаний в двухконтурных ламповых АГ с контурами
из отрезков длинных линий. ~ Транзисторные АГ СВЧ
fl) ассмотренные нами ранее схемы АГ и соотношения для
них (см. лекцию 19) справедливы для любого диапазона
радиочастот. Однако, если на высоких частотах (/<30 МГц) коле-
бательные системы АГ, как правило, реализуются на сосредоточен-
ных элементах, т.е. с использованием конденсаторов и катушек ин-
дуктивности, то в диапазоне сверхвысоких частот (СВЧ) (/>30 МГц)
колебательные системы чаще всего строятся с применением отрез-
ков длинных линий и приходится учитывать межэлектродные ём-
кости и индуктивности вводов электродов лампы или транзистора1.
В настоящей лекции мы в основном рассмотрим особенности
АГ СВЧ, обусловленные необходимостью учёта межэлектродных
ёмкостей и индуктивностей вводов электродов генераторного при-
бора, а также применением колебательных систем из отрезков
длинных линий.
1 Очевидно, как и в случае генераторов с внешним возбуждением (ГВВ), если
мощность АГ не превышает единиц ватт, то практически вплоть до 300 МГц
удаётся использовать колебательные системы на сосредоточенных элементах,
что имеет, например, место в кварцевых АГ. И наоборот, если АГ мощный, то и
при/< 30 МГц может оказаться, что колебательную систему АГ целесообразно
строить на отрезках длинных линий (см. ч. 1, лекцию 12).
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
505
ОСОБЕННОСТИ АВТОГЕНЕРАТОРОВ СВЧ.
ВЛИЯНИЕ ИНДУКТИВНОСТЕЙ
ВВОДОВ ЭЛЕКТРОДОВ И МЕЖЭЛЕКТРОДНЫХ
ЁМКОСТЕЙ ЛАМП И ТРАНЗИСТОРОВ
При рассмотрении генераторов с внешним возбуждением
(ГВВ) отмечалось (см. ч. 1, лекцию 17), что в диапазоне СВЧ при-
ходится учитывать межэлектродные ёмкости, которые составляют
заметную часть ёмкости контура или целиком формируют послед-
нюю, и, в силу того, что геометрические размеры элементов схемы
оказываются соизмеримыми с длиной рабочей волны, учитывать
индуктивности вводов электродов генераторного прибора. Необ-
ходимость учёта межэлектродных ёмкостей и индуктивностей вво-
дов электродов ламп и транзисторов накладывает ряд особенно-
стей на схемы АГ СВЧ.
В самом общем случае АГ СВЧ на электронных лампах и тран-
зисторах могут быть сведены к эквивалентной схеме рис. П.38.
В простейшем случае такая схема получается, если выводы элек-
тродов соединить вместе по высокой частоте. Соответственно в
простейшем случае 1^, L^,	- индуктивности вводов электродов
лампы: катода, сетки, анода или транзистора: эмиттера, базы, кол-
лектора. В общем случае в них включаются индуктивности внеш-
них цепей, связанных с лампой или транзистором. R\, R^, R% -
активные сопротивления, характеризующие потери в индуктивно-
стях 1^, Ci, С2, Сз - межэлектродные ёмкости лампы или
транзистора.
Рис. П.38
506
ПРИЛОЖЕНИЕ
Для анализа удобно схему рис. П.38 преобразовать в схему
трёхконтурного АГ рис. П.39, где ц, (02, (03 - круговые резонанс-
ные частоты контуров; хр х2, х3 — реактивные сопротивления
контуров. Связь между значениями индуктивностей L2, L3 и
I*, 1^, 1^, а также между сопротивлениями 7?ь R2, Ry и R^, R^, /?3
определяется формулами пересчёта при переходе от соединения
звездой к соединению треугольником:
	,	r^L*L*. *2	»	» ^3	’ “2	Ч (П.143)
R'- 4 	о	0
Х-’ ж* ж* г* ж* ж* ж* ж* ж* X-1 жч* жч* жч* жч* жч* жч* жч* жч*
vrq^LL =LAI^ + LiL3 + L2L3-, ^R R = R}R2 + R}R3+ T?2T?3 .
Хз
Xi
Xi
Рис. П.39
Если считать, что резонансные частоты контуров существенно
различаются между собой, а это вполне допустимо хотя бы потому,
что межэлектродные ёмкости и индуктивности вводов разных
электродов различны, то на частоте автоколебаний сопротивления
активных потерь R2, R3 можно не учитывать.
Очевидно, автоколебания в схеме рис. П.39 могут установиться
в одном из следующих случаев:
1) если схема эквивалентна ёмкостной трёхточке, т.е.
%! < 0; х2 < 0; х3 > 0,
что возможно при частоте автоколебаний со, удовлетворяющей
условию
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
507
СО,
(03 >(О>-
со2
для чего необходимо иметь
(П.144)
2) если схема эквивалентна индуктивной трёхточке, т.е.
jtj > 0; х2 > 0; х3 < 0,
что возможно при частоте автоколебаний со, удовлетворяющей
условию
> > (0 > со3,
со2
для чего необходимо иметь

Ш3<1
(П.145)
Частота автоколебаний со совпадает с резонансной частотой
колебательной системы, которая находится из условия резонанса
£х = Xj + х2 + х3 = 0
и удовлетворяет условию устойчивости частоты автоколебаний2
2р>0.
о(£)
Известно, что у ламп наибольшей межэлектродной ёмкостью
является ёмкость между сеткой и катодом. В случае транзисторов в
рабочем режиме наибольшая ёмкость у перехода база-эмиттер, а
наименьшая - ёмкость между коллектором и эмиттером: У лампы -
2 См. ч. 1, лекцию 22.
508
ПРИЛОЖЕНИЕ
триода, а подавляющее большинство ламп СВЧ имеют триодную
конструкцию, наименьшая межэлектродная ёмкость между анодом
и катодом. Таким образом, в схемах рис. П.38 и П.39 имеет место
соотношение3
С1>С3>С2.	(*)
Согласно соотношениям (П.143)
i=I*+J* ।
Ч. 41	+	’
(П.146)
. * 44	* . 44
Z>2 - 4, + Zg +	; £3 - L2 + Ly+ .
У ламп, как правило, индуктивность ввода катода превышает
индуктивности вводов анода и сетки (вывод катода обычно имеет
наименьший диаметр проводника и относительно большую длину).
Следовательно, в ламповой схеме рис. П.38 можно считать
при этом в соответствующей схеме рис. П.39 оказывается согласно
(П.146)

У транзисторов СВЧ индуктивности вводов коллектора 4 и
базы 4 примерно одинаковы, если транзистор предназначен для
использования по схеме с общим эмиттером. Чтобы уменьшить
индуктивность ввода эмиттера 4 ♦ которая сильно влияет на вели-
3 У биполярных транзисторов ёмкость С) определяется как пересчитанная через
тело базы транзистора ёмкость эмиттерного перехода, равная в открытом состоя-
нии транзистора диффузионной ёмкости Сд с добавлением барьерной ёмкости Сэ
транзистора. В общем оказывается, что пересчитанная ёмкость (Сд + Сэ), обозна-
ченная как Q на схемах рис. П.38 и П.39, также удовлетворяет условию (*).
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫСВЧ»
509
чину мощности возбуждения, вывод эмиттера в этом случае вы-
полняется в виде двух металлических полосок или пластин-фланцев
либо соединяется с корпусом транзистора. При использовании таких
транзисторов в схеме рис. П.38 имеет место соотношение
а в схеме рис. П.39 оказывается согласно (П.146)
£3 >1^ -L^.
У транзисторов СВЧ, предназначенных для включения по схе-
ме с общей базой, вывод базы выполняется в виде двух полосок
или пластин-фланцев. Соответственно в этом случае в схеме
рис. П.38 оказывается
а в схеме рис. П.39 согласно (П.146)
А
^3
Есть транзисторы, у которых индуктивность ввода коллектора
существенно меньше индуктивностей вводов базы и эмиттера
(у таких транзисторов, как правило, коллектор соединяется с кор-
пусом, что облегчает теплоотвод от транзистора). В этом случае в
схеме рис. П.38 *
4 См. ч. 1, лекцию 17.
510
ПРИЛОЖЕНИЕ
а в схеме рис. П.39 соответственно оказывается согласно (П.146)
(*****)
Так как
со2
1
1
то, учитывая соотношения (*) - (*****), можно прийти к выводу,
что условие (П.144) может быть выполнено в схемах рис. П.38, а
выполнение условия (П.145) в этих схемах практически затруднено
и даже невозможно. Причины последнего в случае ламп - большая
межэлектродная ёмкость сетка-катод и большая величина индук-
тивности ввода катода; в случае транзисторов причиной трудности
или невозможности выполнения условия (П. 145) является в основ-
ном большая величина ёмкости смещённого в прямом направлении
перехода эмиттер-база (диффузионная ёмкость эмиттерного пере-
хода). Следовательно, реализация АГ по схеме индуктивной трёх-
точки практически исключается в диапазоне СВЧ. Поэтому АГ
СВЧ, как правило, эквивалентны ёмкостной трёхточке.
Если выполняется условие 1^-0 или Z^ ~ 0, т.е. индуктив-
ность ввода сетки (базы) или анода (коллектора) пренебрежимо
мала, а внешняя индуктивность к одному из этих электродов не
подключается, то, согласно (П.146), либо Z^—либо Z^-»00.
При этом эквивалентные схемы рис. П.38 и П.39 соответствуют
либо схеме двухконтурного АГ с общей сеткой (общей базой), ли-
бо схеме двухконтурного АГ с общим анодом (общим коллекто-
ром)5. Обе схемы эквивалентны ёмкостной трёхточке.
Частота автоколебаний в схемах двухконтурных АГ с общей
сеткой (общей базой) и общим анодом (общим коллектором) опре-
деляется в основном частотой настройки контура, включенного
между анодом и сеткой (коллектором и базой)6. Следовательно, в
рассматриваемом нами случае, когда в схемах рис. П.38 1^-0 или
4 ~ 0, частота автоколебаний получающегося двухконтурного АГ
5 Классификация схем двухконтурных АГ и их свойства рассмотрены в лекции 21.
6 См. лекцию 21.
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ.
511
будет слабо зависеть от индуктивности ввода катода (эмиттера) 1^ .
В то же время от величины этой индуктивности существенно будет
зависеть величина коэффициента обратной связи. В двухконтур-
ных АГ с общей сеткой (общей базой) и с общим анодом (общим
коллектором) возможна практически раздельная регулировка ко-
эффициента обратной связи и частоты автоколебаний.
В АГ применяют те же лампы’ и транзисторы, что и в ГВВ.
А, как известно, лампы дециметрового и сантиметрового диапазо-
нов волн конструктивно предназначены для использования в ГВВ
по схеме с общей (заземлённой) сеткой, что практически исключа-
ет возможность построения АГ с общим анодом в этих диапазонах
волн. Следовательно, ламповые АГ дециметровых и сантиметро-
вых волн всегда выполняются по схеме с общей сеткой. Заземлён
при этом, как далее увидим, может быть любой электрод7. В мет-
ровом диапазоне волн применяются ламповые АГ как по схеме с
общей сеткой, так и с общим анодом. Причём последние находят
наиболее широкое применение в случае мощных АГ, когда требу-
ется эффективное охлаждение анода. Что касается транзисторных
АГ СВЧ, то здесь часто выбор схемы с общей базой или общим
коллектором определяется конкретно выбранным транзистором,
подходящим по мощности и частоте. У отдельных транзисторов,
как отмечалось выше, с целью удобства охлаждения коллектор со-
единяется с корпусом. Очевидно, в этом случае целесообразно бу-
дет применение схемы АГ с общим коллектором, хотя возможна
также реализация и схемы с общей базой, но заземлён при этом
будет коллектор. У многих транзисторов все электроды, включая и
коллектор, изолированы от корпуса, а теплоотвод от коллектора к
радиатору осуществляется через изолирующий теплоотводящий
материал, в качестве которого чаще всего используется окись бе-
риллия. В этом случае возможно применение схемы АГ как с об-
щим коллектором, так и с общей базой. В отдельных конструкциях
СВЧ транзисторов с корпусом соединён эмиттер. Хотя такая кон-
струкция транзистора предназначена для использования в схемах
ГВВ с заземлённым эмиттером, однако и в этом случае может быть
реализован АГ с общей базой или общим коллектором при исполь-
зовании несимметричных полосковых линий. Заземлён при этом
будет эмиттер.
7 Обратим внимание, что речь идёт, в первую очередь, о заземлении электрода по
высокой частоте.
512
ПРИЛОЖЕНИЕ
Как и в ГВВ, колебательные системы АГ СВЧ обычно образу-
ются межэлектродными ёмкостями лампы или транзистора8 и от-
резками длинных линий, короткозамкнутых или разомкнутых на
противоположном от лампы или транзистора конце. Чаще всего,
особенно в ламповых АГ, применяют короткозамкнутые отрезки
линий. В ламповых АГ метрового диапазона применяют отрезки
двухпроводных (реже однопроводных) и коаксиальных линий, а в
дециметровом и сантиметровом диапазонах применяют только от-
резки коаксиальных линий и иногда симметричных полосковых
линий. Так как двухпроводные линии являются симметричными
относительно земли устройствами, то в случае использования от-
резков этих линий в качестве элементов колебательных систем в
метровом диапазоне АГ строят по двухтактной схеме. В транзи-
сторных АГ наиболее часто применяют отрезки несимметричных
полосковых или микрополосковых линий и реже коаксиальных и
симметричных полосковых линий. Выбор типа линии определяется
конструкцией транзистора.
Уменьшая в конструкции лампы или транзистора величину ин-
дуктивности и увеличивая, например, с помощью внешних це-
пей, индуктивности в цепях анода (коллектора) и сетки (базы)
, можно построить АГ СВЧ, эквивалентный индуктивной трёх-
точке и приближающийся по своим свойствам к схеме двухкон-
турного АГ с общим катодом (общим эмиттером). Однако рабочая
частота такого АГ будет относительно низкой. Рабочая частота
двухконтурного АГ с общим катодом (общим эмиттером), как из-
вестно9, совпадает с нижней частотой связи колебательной систе-
мы и оказывается соответственно меньше наименьшей из собст-
венных резонансных частот контуров колебательной системы.
Следовательно, двухконтурные АГ с общим катодом (общим эмит-
тером) при прочих равных условиях являются более низкочастот-
ными, чем двухконтурные АГ с общей сеткой (общей базой) и об-
щим анодом (общим коллектором). Это также одна из причин, по-
чему двухконтурные АГ с общим катодом (общим эмиттером)
практически не применяются в диапазоне СВЧ. Кроме того, в та-
ких АГ, эквивалентных индуктивной трёхточке, хуже фильтрация
высших гармонических составляющих анодного (коллекторного)
8 Напомним, что в случае транзистора межэлектродные ёмкости - они же ёмкости
переходов.
9 См. лекцию 21.
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»513
тока, соответственно больше их влияние на частоту автоколебаний
(в том числе на стабильность частоты АГ). В двухконтурных АГ с
общим катодом (общим эмиттером) отсутствует возможность раз-
дельной регулировки коэффициента обратной связи и частоты ав-
токолебаний, что также является существенным недостатком, осо-
бенно на СВЧ.
КОЭФФИЦИЕНТ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ В АГ СВЧ.
ТРЕБОВАНИЕ К МЕЖЭЛЕКТРОДНОЙ
ЁМКОСТИ СВЯЗИ КОНТУРОВ
Если индуктивности контуров колебательной системы двух-
контурного АГ СВЧ образованы сосредоточенными элементами -
катушками индуктивности, то для расчёта коэффициента обратной
связи пригодны соотношения, полученные при рассмотрении схем
двухконтурных АГ с общей сеткой (общей базой) и с общим ано-
дом (общим коллектором)10. В то же время в АГ СВЧ индуктивно-
сти контуров в большинстве случаев образованы отрезками длин-
ных линий, чаще всего, особенно в ламповых АГ, короткозамкну-
тых на одном конце. Поэтому представляют интерес соотношения,
связывающие величину коэффициента обратной связи с парамет-
рами линий.
На рис. П.40 представлены упрощенные схемы двухконтурных
АГ СВЧ, соответственно с общей сеткой и с общим анодом, при
использовании в качестве элементов колебательной системы АГ
отрезков длинных линий, короткозамкнутых на одном конце. Ана-
логичный вид имеют схемы АГ на транзисторах, соответственно с
общей базой и с общим коллектором. На схемах рис. П.40:
fp £2, £3 - геометрические длины соответствующих отрезков ли-
ний; Z0I, Z02, Z03 - волновые сопротивления линий.
Пренебрегая активными сопротивлениями контуров по сравне-
нию с реактивными, а это тем более допустимо, чем заметнее час-
тоты контуров со(, со2 отличаются от (03, коэффициент обратной
связи в схемах рис. П.40 можно считать действительной величи-
ной, равной
к=^-.
х2
10 См. лекцию 21.
514
ПРИЛОЖЕНИЕ
В АГ по схеме с общей сеткой (общей базой) (рис. П.40,а)
1
х2 =------, а реактивное сопротивление Х| представляет сопротив-
>шС2
ление параллельно соединённых ёмкости С\ и отрезка линии с
входным сопротивлением
ZBXI ~	’
О 2л W
где р = —=-----волновое число (о - скорость распространения
Л о
электромагнитной волны в среде, заполняющей линию; X - длина
волны колебаний в линии, соответствующая частоте со).
Следовательно, коэффициент обратной связи в схеме рис. П.40,а
-------jZM tgPX.
MCi+cy 01	1
i
1
01	' Mq+CjJyco^
__________i_________
co(Cj + Cn)Z0ltgP/'l
(П.147)
где Сп - паразитная ёмкость, образующаяся в месте сочленения
(соединения) линии с генераторным прибором (лампой или
транзистором), подключаемая параллельно межэлектродной ём-
кости Ср
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
515
Зависимость fc(0€j) представлена на рис. П.41, где
0. = arctg------------.
1 6co(C1+Cn)ZOl
Из выражения (П.147) может быть определена длина отрезка
линии, при которой обеспечивается требуемое значение коэффи-
циента обратной связи,
ctgP^j — ioCjZqj
(П.148)
Минимальное значение межэлектродной ёмкости С2, при кото-
ром возможно самовозбуждение АГ, может быть найдено следую-
щим образом.
Согласно условию резонанса
колебательной системы АГ на час-
тоте автоколебаний
На рис. П.42 показано измене-
ние сопротивления с частотой.
Его максимальное значение огра-
516
ПРИЛОЖЕНИЕ
ничено величиной R^/2, где - эквивалентное сопротивле-
ние контура между анодом и сеткой (коллектором и базой).
Очевидно, условие резонанса выполнится, если
IХ1 + х2 И *3 1макс - ^оеЗ •	(П. 149)
Так как
| Xj + х2 |=| х2 1(1 + *),
то с учетом | х2 |= 1/ а>С2 из (П. 149) следует условие
г	2(1 + *)
Ю^оеЗ
(П.150)
При к « 1
В АГ по схеме с общим анодом (общим коллектором)
(рис. П.40,б) х, -------
jcoCj
, а реактивное сопротивление х2 представ-
ляет сопротивление параллельно соединённых ёмкости Сг и отрез-
ка линии с входным сопротивлением
^вх2 “ jZ02tgP€2 •
Следовательно, коэффициент обратной связи в схеме рис. П.40,б
JZ02tS^2 + ,
](й\С2 + Сп)
JZ02lS^2 -,r г ч
;со(С2+Сп)
С, оХС2+Cn)Z02tgp^2
(П.151)
где Сп - паразитная ёмкость, образующаяся в месте соединения
линии с генераторным прибором, включаемая параллельно ёмко-
сти Сг-
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
517
Зависимость Л(^2) представлена на рис. П.43, где
0, = arctg--------------.
eoXC2 + Cn)ZO2
Выражение (П.151) используется для определения длины отрез-
ка €2, обеспечивающей требуемый коэффициент обратной связи:
ctgPf2=coC1Z02fC2 + Cn - к .	(П.152)
I С1 >
Для схемы рис. П.40,б может быть найдено минимальное зна-
чение ёмкости Ci, при котором возможно самовозбуждение АГ.
Очевидно, как и в схеме (рис. П.40,а), условие резонанса колеба-
тельной системы АГ выполнится, если
к1+х21<1*з1макс=/гоеЗ/2’
откуда следует
Так как | |= 1/соС,, то должно выполняться условие
2(1 + *)
'	“**оез’
(П.153)
518
ПРИЛОЖЕНИЕ
При к «1
Сх>—^—.
СО*/?оеЗ
Следует отметить, что условия (П.150), (П.153), накладываю-
щие требования на минимальную величину межэлектродной ёмко-
сти связи контуров колебательной системы АГ, являются необхо-
димыми для самовозбуждения АГ, но недостаточными. Они каса-
ются только возможности выполнения условия резонанса в колеба-
тельной системе рассматриваемого АГ. Сказанное поясняется
рис. П.44. Если ёмкость С2 или С| не удовлетворяет соответствую-
щему условию, то сопротивление её оказывается большим (пунк-
тирная кривая на рис. П.44) и условие резонанса колебательной
системы АГ не выполнится ни на одной из частот в интервале ме-
жду резонансными частотами контуров со3 и ю2 или CD, соответ-
ственно. При выполнении соответствующего условия (П.150) или
(П.153) выполняется условие резонанса колебательной системы АГ
Рис. П.44
Для возникновения автоколебаний, помимо условий (П.150)
или (П.153), обусловливающих резонанс в колебательной системе
АГ, должно также выполняться условие к > &крит =	+ D , соот-
ветствующее самовозбуждению АГ, где - эквивалентное со-
противление двухконтурной колебательной системы АГ на частоте
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
519
автоколебаний, ощущаемое между анодом-катодом лампы (кол-
лектором-эмиттером транзистора).
В заключение обратим внимание, что условия (П.150), (П.153)
и связанные с ними выводы справедливы для любого двухконтур-
ного АГ, выполненного по соответствующей схеме, а не только для
АГ СВЧ.
ЧАСТОТА АВТОКОЛЕБАНИЙ АГ СВЧ.
ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ АГ СВЧ
НА ВЫСШИХ ТОНАХ КОЛЕБАТЕЛЬНОЙ СИСТЕМЫ
При рассмотрении двухконтурных АГ с общей сеткой (общей
базой) и общим анодом (общим коллектором)11 показано, что час-
тота автоколебаний в таких схемах АГ близ-
ка к собственной частоте со3 контура, вклю-
чаемого между анодом и сеткой лампы (кол-
лектором и базой транзистора). Это позволя- С
ет при расчёте частоты автоколебаний счи-
тать отсутствующим второй контур колеба-
тельной системы АГ.
Как известно12, условие резонанса простейшей колебательной
системы из сосредоточенной ёмкости С и короткозамкнутого на
одном конце отрезка длинной линии с волновым сопротивлением
Zq и длиной £ (рис. П.45) имеет вид
-^=z„tg₽f-
сое
Если контур, определяющий частоту автоколебаний со в рас-
сматриваемых схемах АГ СВЧ, имеет подобный вид, как на
рис. П.45, то условие резонанса для него
„г Lr	<П154>
со(С3 +сп)
где Сп - паразитная ёмкость, а также в общем случае дополнительная
ёмкость, подключаемая параллельно межэлектродной ёмкости С3.
Так как tgP^3 представляет периодическую функцию, то усло-
вие резонанса (П.154) выполняется для бесконечного числа частот.
11 См. лекцию 21.
12 См. ч. 1, лекцию 12.
520
ПРИЛОЖЕНИЕ
А это означает, что автоколебания могут иметь место не только на
основном тоне (самой низкой резонансной частоте), но и на неко-
торых ближайших высших тонах колебательной системы. Поэтому
в АГ СВЧ существует проблема обеспечения работы АГ на тре-
буемой частоте.
Обычно стараются сконструировать АГ СВЧ таким образом,
чтобы он работал на основном тоне колебательной системы, так
как в этом случае ненагруженная колебательная система обладает
наибольшим значением эквивалентного сопротивления, следова-
тельно, и наибольшим коэффициентом полезного действия. Одна-
ко в дециметровом и особенно в сантиметровом диапазоне волн в
ламповых АГ часто приходится работать не на основном тоне, а на
первом или более высоком тоне колебательной системы.
При работе на основном тоне опасность перескока частоты ав-
токолебаний на первый или более высокий тон практически неве-
лика, так как для более высоких частот резко уменьшается величи-
на эквивалентного сопротивления ненагруженной колебательной
системы, соответственно уменьшается и величина нагруженного
эквивалентного сопротивления, что требует для устойчивого само-
возбуждения больших значений коэффициента обратной связи.
Малое значение эквивалентного сопротивления колебательной
системы на высших тонах обусловлено возрастанием потерь на
распределённом активном сопротивлении отрезка линии. На более
высоких частотах заметнее сказывается инерционность процессов
в лампе (и транзисторе), что также затрудняет самовозбуждение
АГ на высшем тоне его колебательной системы.
Работа на основном тоне колебательной системы АГ может
оказаться невозможной из-за конструктивных затруднений, так как
требуемая длина отрезка линии €3 оказывается слишком малой,
например, меньше размеров выводов электродов лампы. По этой
причине удлиняют отрезок линии на полволны или на большее
число полуволн и обеспечивают работу АГ на первом или более
высоком тоне колебательной системы. Однако при этом в процессе
работы АГ возникает опасность перескока АГ на основной тон
(более длинную волну). В этом случае приходится принимать спе-
циальные меры для предотвращения такого перескока. Эти меры
заключаются в таком конструировании колебательной системы АГ,
при котором коэффициент обратной связи имеет требуемую вели-
чину для рабочей частоты (в данном случае для первого или более
высокого тона) и меньше критического значения для паразитной
частоты (в данном случае для основного и других низших тонов).
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
521
Для определения резонансных частот, соответственно резо-
нансных длин волн, контура, определяющего частоту автоколеба-
ний, воспользуемся соотношением (П.154), переписав его в виде
(П.155)
(П.156)
tgP€3=-------------
OXC,+C„)ZM
Если задана частота автоколебаний со, известна величина ём-
кости (С3 + Сп) и выбрано значение волнового сопротивления ли-
нии Zq3, то из (П.155) легко определить требуемую длину отрезка
линии £3. При работе на основном тоне
. 1 1
г, =—arctg------------,
р	о>(с3+с„)гю
а при работе на высшем тоне
„	1	1 X
arctg-----------+ii— ,
3 Р 6co(C3 + Cn)Z03 2
где л = 1,2,3,...; А - рабочая длина волны.
Определив из (П.156) или (П.157) величину €3, можно, исполь-
зуя (П.155), найти все резонансные частоты контура.
Умножая левую и правую части (П.155) на Р^3 = —( = — (
X V)
получаем
1
(П.157)

P^3tgP£3 =
d(C3 + Cn )Z03
(П.158)
Зависимость P^3tgP£3 = ф(Р/?3) представлена на рис. П.46.
Для нахождения резонансных длин волн контура необходимо
провести на рис. П.46 прямую линию, параллельную оси абсцисс,
на высоте, определяемой значением правой части (П.158). Точки
пересечения этой прямой с кривыми дадут на оси абсцисс значения
Р^3: Ро-£3, Р^з,Р2^з -Мз’ соответствУЮЩие резонансным вол-
нам Ао, Ар А2, —, Ад,; где Ао - длина волны основного тона;
Ар А2, ..., Ад, - длины волн соответствующих высших тонов.
Для определённости рассмотрим, например, АГ с общей сеткой
(общей базой), у которого рабочей волной является А(, т.е. АГ
должен работать на первом высшем тоне. Основной тон при этом
является нежелательным и рассматривается как паразитный.
522
ПРИЛОЖЕНИЕ
Рис. П. 46
Исходя из требуемого значения коэффициента обратной связи
на рабочей частоте (Ц , соответствующей длине волны X,, из вы-
ражения (П.148) находится длина отрезка линии £,. Зная по
формуле (П.147) определяется коэффициент обратной связи на
частоте 0)0 основного тона, соответствующей длине волны Хо.
Очевидно, чтобы не было самовозбуждения АГ на основном тоне,
коэффициент обратной связи на нём должен быть меньше критиче-
ского, а ещё лучше, если он будет отрицательной величиной, что,
как следует из (П. 147), возможно, если
------------------->1
Ц)(С[ +Cn)Z0ItgP0€1
при tgP0€] >0 (см. рис. П.41).
Подбирая волновое сопротивление Z0I, можно найти такое
значение , при котором на рабочей частоте коэффициент обрат-
ной связи будет положительным, а на паразитной частоте - отри-
цательным.
Если рабочим является второй или более высокий тон, то, оче-
видно, параметры отрезка линии в цепи обратной связи должны
выбираться таким образом, чтобы на всех низших тонах коэффици-
ент обратной связи был меньше критического или отрицательным.
Аналогично правильным выбором Z02 и €2 можно не допус-
тить самовозбуждения на основном тоне и всех низших тонах по
сравнению с рабочим АГ с общим анодом (общим коллектором).
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
523
Следует отметить, что если межэлектродных ёмкостей недоста-
точно для выполнения условий (П.150), (П.153), то в конструкцию
АГ вводятся дополнительные элементы обратной связи. Правиль-
ным расположением этих элементов, как покажем ниже, можно
предотвратить самовозбуждение АГ на паразитных (нежелатель-
ных) тонах колебательной системы.
Так как поперечные размеры .отрезков линий колебательной
системы лампового АГ СВЧ оказываются соизмеримыми с рабочей
длиной волны, то возникает опасность возбуждения в колебатель-
ной системе АГ волн высших типов, которые могут существовать в
длинных линиях13. Для предотвращения такого возбуждения соот-
ветствующим образом выбирают поперечные размеры линий, на
основе которых строится колебательная система. Например, в коак-
сиальных линиях не возникают волны высших типов, свойственные
объёмным резонаторам, если выполняется соотношение (рис: П.47)
л(О + d)	.
9	< ''"мин ’
где О - внутренний диаметр внешнего цилиндра коаксиальной ли-
нии; d - внешний диаметр внутреннего цилиндра коаксиальной
линии; Оср - средний диаметр коаксиальной линии; Хмнн - наи-
меньшая длина волны рабочих колебаний АГ.
Рис. П.47
13 Основным типом волны в линиях является поперечная электромагнитная волна
(ТЕМ волна). Волнами высших типов в линиях являются: поперечные электри-
ческие волны (ТЕ волны), называемые также магнитными волнами (Н волны), и
поперечные магнитные волны (ТМ волны), называемые также электрическими
волнами (Е волны). Волны высших типов различаются по структуре электриче-
ского и магнитного полей.
524
ПРИЛОЖЕНИЕ
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ЛАМПОВЫХ АГ СВЧ
Ламповые АГ СВЧ отличаются большим разнообразием схем и
конструкций. Основным классом ламп, используемых в диапазоне
СВЧ, являются триоды и тетроды. Причём наиболее широко при-
меняются триоды. Поэтому ниже главное внимание уделено схе-
мам ламповых АГ на триодах.
Как отмечалось, в диапазоне СВЧ в основном применяют АГ с
общей сеткой и общим анодом. В таких АГ имеется возможность
практически раздельной (независимой) регулировки частоты авто-
колебаний и коэффициента обратной связи, что упрощает настрой-
ку и регулировку АГ.
Так как в диапазоне СВЧ приходится учитывать межэлектрод-
ные ёмкости и индуктивности вводов электродов лампы, то в АГ
должно быть обеспечено электрическое согласование этих ёмко-
стей и индуктивностей с внешними реактивностями, присоединяе-
мыми к лампе, при котором обеспечиваются требуемый режим ра-
боты лампы и заданная частота автоколебаний. В АГ дециметро-
вых и сантиметровых волн кроме электрического требуется и кон-
структивное согласование, состоящее в том, что внешние элементы
контуров, выполненные из отрезков длинных линий (чаще всего
коаксиальных), являются как бы естественным продолжением со-
ответствующих электродов лампы.
АГ метровых волн могут иметь колебательную систему либо на
сосредоточенных элементах, либо с использованием отрезков
длинных линий. На волнах длиннее 6... 10 м удобнее конструиро-
вать колебательную систему на сосредоточенных элементах. При
этом внешняя индуктивность представляет катушку из одного или
нескольких витков. На более коротких волнах метрового диапазона
индуктивность контура выполняется обычно в виде закороченного
на одном конце отрезка длинной линии: однопроводной, двухпро-
водной или коаксиальной. Однако конструктивные соображения
заставляют иногда и на волнах короче 6 м проектировать колеба-
тельную систему на сосредоточенных элементах.
В диапазоне метровых волн широко применяются однотактные
и двухтактные схемы АГ. Причём очень широко применяются
двухтактные схемы, что объясняется их известными достоинства-
ми, а также использованием в этом диапазоне колебательных сис-
тем из отрезков двухпроводных линий. Следует отметить, что если
требуемая колебательная мощность АГ может быть получена толь-
ко от двух ламп, то лучшим вариантом схемного решения является
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ:
525
включение ламп по двухтактной схеме. Параллельное включение
ламп в диапазоне метровых волн обычно не применяется, так как
при этом возрастает величина паразитных ёмкостей схемы, что за-
трудняет реализацию индуктивных элементов.
Часто используемая однотактная схема АГ метровых волн
представлена на рис. П.48,а.
Рис. П.48
Колебательная система АГ образована внешней катушкой ин-
дуктивности La вн, состоящей из небольшого числа витков, меж-
электродными и паразитными ёмкостями, индуктивностями вводов
электродов и катодными дросселями Ёмкость Ср разделяет це-
пи сетки и анода по постоянному току. Ёмкость С\ обеспечивает
выравнивание потенциалов по высокой частоте вводов катода и
накала. Питание накала производится через катодные дроссели Гкд,
соединённые по высокой частоте параллельно через блокировоч-
ную ёмкость Сг- Очевидно, если индуктивности катодных дроссе-
лей одинаковы, то результирующая величина внешней индуктив-
ности, включенной в цепь катода, LK вн = Ц^2. Ёмкость Сс и сопро-
тивление Rc образуют цепь сеточного автосмещения. Сетка зазем-
лена по высокой частоте. СбЛ, Г6;| - блокировочные ёмкость и ин-
дуктивность в цепи питания анода, способствующие защите источ-
ника анодного питания от высокочастотного сигнала. Формально
эти элементы могут отсутствовать в рассматриваемой схеме АГ.
Частотой автоколебаний можно управлять изменением контур-
ной индуктивности LaBH. При помощи индуктивностей Ька можно
регулировать величину коэффициента обратной связи, закорачивая
часть витков у одной из индуктивностей. Часто для регулировки
коэффициента обратной связи параллельно дросселям LKa подклю-
чают конденсатор переменной ёмкости С, как показано пунктиром
на рис. П.48,о. Вместо двух дросселей в цепи катода и накала
526
ПРИЛОЖЕНИЕ
обычно применяется один, выполненный в виде трубки достаточно
большого диаметра, внутри которой проходит провод для подачи
напряжения накала (рис. П.48,б). Для регулировки коэффициента
обратной связи закорачивается часть индуктивности, образованной
трубкой.
Эквивалентная схема рассматриваемого АГ по высокой частоте,
учитывающая индуктивности вводов электродов L& Lc, LK и меж-
электродные ёмкости Сак, Сск, Сас, приведена на рис. П.48,в. Реаль-
ными (внешними) вводами электродов являются точки А, С, К,
к которым присоединяются внешние элементы схемы, так как
точки А1, СК' находятся внутри лампы и недоступны. Обычно
Lc « La + La вн, Lc « LK + LK вн, поэтому рассматриваемый АГ по
своим свойствам близок к двухконтурному АГ с общей сеткой, ко-
торый получается при Lc = 0.
Широко применяется в метровом диапазоне волн схема одно-
тактного АГ, в которой по высокой частоте заземлён анод лампы
(рис. П.49,а). Назначение внешних элементов в этой схеме такое
же, как и в схеме рис. П.48,а. Если La « Lc + Lc вн, La « LK + LK BH,
то схема по своим свойствам, как следует из эквивалентной схемы
рис. П.49,б, приближается к двухконтурному АГ с общим анодом.
Рис. П.49
На основе рассмотренных выше однотактных схем АГ метро-
вых волн могут быть построены двухтактные схемы, показанные
на рис. П.50.
Схема рис. П.50,а по своим свойствам приближается к двух-
контурному АГ с общей сеткой, а схема рис. П.50,б - к двухкон-
турному АГ с общим анодом. Так как регулировать коэффициент
обратной связи с помощью четырёх дросселей Lra в катодных це-
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
527
пях ламп неудобно, то часто для регулировки коэффициента об-
ратной связи используют конденсаторы переменной ёмкости С.
Частота автоколебаний изменяется с помощью перестраиваемых
индуктивностей La вн и Lc вн. В некоторых случаях внешние индук-
тивности берутся неперестраиваемыми, а для изменения частоты
используется небольшой конденсатор переменной ёмкости, под-
ключаемый параллельно внешней индуктивности. Однако это
уменьшает характеристическое сопротивление анодно-сеточного
контура, что приводит к некоторому уменьшению мощности и
КПД АГ.
Рис. П.50
Для симметрирования схемы используются индуктивности Ьбл а
и L6jl с. Требования к симметрии плеч двухтактного АГ более жёст-
кие, чем-двухтактного ГВВ.
Однотактные схемы АГ метровых волн с колебательными сис-
темами из отрезков длинных линий (при этом, как правило, наибо-
лее удобны коаксиальные линии, хотя в отдельных случаях могут
использоваться однопроводные линии) представлены на рис. П.51.
Схема рис. П.51,а близка к двухконтурному АГ с общей сеткой,
а схема рис. П.51,6 - к двухконтурному АГ с общим анодом.
В обеих схемах подвижный короткозамыкатель отрезка линии со-
держит конденсатор большой ёмкости СК1. Пунктирной кривой по-
казано распределение напряжения вдоль проводов отрезка линии.
При этом отражено, что схема рис. П.51,а работает на основном
тоне колебательной системы, а схема рис. П.51,6 - на первом выс-
шем тоне. Связь АГ с нагрузкой показана ёмкостная через ёмкость
связи Ссв, выходящую на разъём и далее на коаксиальный фидер.
528
ПРИЛОЖЕНИЕ
Рис. П. 51
Схемы двухтактных АГ метровых волн с колебательными систе-
мами из отрезков длинных линий, выполненные соответственно по
схеме с общей сеткой и с общим анодом, представлены на рис. П.52.
Регулировка длины отрезков линий производится с помощью ко-
роткозамыкателей КЗ. Изменяя рабочую длину отрезков линий Л1,
изменяем частоту автоколебаний. Изменением длины отрезков ли-
ний Л2 изменяется коэффициент обратной связи, соответственно и
режим ламп. Как и в ГВВ, отрезки двухпроводных линий экрани-
руют друг от друга, и экранируется вся конструкция АГ.
В схеме рис. П.52,а провода обеих линий Л1, Л2, а в схеме
рис. П.52,б только провода линии Л2 выполнены из труб, внутри
которых проложены провода соответственно для питания анодной
и накальных цепей ламп. Ток питания накала проходит также по
трубам линий. Конденсаторы Сра в схеме рис. П.52,а разделяют по
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ.
529
постоянному току аноды ламп от колебательной системы. Конден-
саторы постоянной ёмкости Сн в цепях катода выравнивают по вы-
сокой частоте потенциалы проводов накала. Связь с нагрузкой по-
казана кондуктивная, соответственно в цепи связи с нагрузкой мо-
гут быть добавлены разделительные конденсаторы. Принципиаль-
но может быть использован любой подходящий вид связи с на-
грузкой АГ. Однако в метровом диапазоне волн чаще всего приме-
няется кондуктивная связь нагрузки с контуром.
Рис. П.52
Недостаток двухтактного АГ с общей сеткой (рис. П.52,а) за-
ключается в наличии большого высокочастотного напряжения ме-
жду анодами ламп, равного 2((/м як + UM ск) ~ 2ЕЯ, где UM ак, UM ск -
соответственно амплитуда колебательного напряжения между ано-
530
ПРИЛОЖЕНИЕ
дом - катодом и сеткой - катодом лампы. В случае мощных гене-
раторных ламп, имеющих массивные аноды и работающих с высо-
кими анодными напряжениями £а, во избежание электрического
пробоя между анодами приходится их разносить на достаточно
большие расстояния, что приводит к серьёзным конструктивным
затруднениям. Поэтому в мощных двухтактных АГ используется
схема с общим анодом (рис. П.52,б), в которой напряжение между
анодами ламп практически отсутствует. Нагрузку в схеме АГ с
общим анодом можно связать с любым контуром, так как макси-
мальные высокочастотные напряжения на контурах (отрезках ли-
ний) практически одинаковые. Если у источника анодного питания
отрицательный полюс соединён с корпусом, как в схеме рис. П.52,б,
то целесообразно связать нагрузку с катодным (анодно-катодным)
контуром, потому что на нём отсутствует высокое постоянное на-
пряжение. В этом случае можно применить непосредственную
связь нагрузки с контуром без разделительных конденсаторов.
В схеме рис. П.52,а на анодно-сеточном контуре (линия Л1) также
отсутствует постоянное напряжение и можно обойтись без разде-
лительных конденсаторов в цепи связи с нагрузкой. Однако в слу-
чае пробоя хотя бы одного из разделительных конденсаторов Сра
нагрузка окажется под высоким постоянным напряжением, для ис-
ключения чего целесообразно ввести в цепь связи с нагрузкой раз-
делительные конденсаторы.
АГ дециметровых и сантиметровых волн строятся на лампах с
плоскими или цилиндрическими выводами электродов. Сегодня
это в основном лампы металло- и титано-керамической серий (со-
кращённое обозначение, соответственно: МКЛ и ТКЛ). Такие лам-
пы очень хорошо конструктивно сочленяются с колебательными
системами из отрезков коаксиальных линий (возможно также
удобное использование симметричных полосковых линий с цен-
тральным проводником круглого сечения). Наиболее широкое рас-
пространение получили лампы, в конструкции которых вывод сет-
ки расположен между выводами анода и катода, что предопределя-
ет использование схемы двухконтурного АГ с общей сеткой14.
АГ дециметровых и сантиметровых волн, как и ГВВ соответст-
вующих диапазонов, могут иметь двустороннюю или односторон-
нюю конструкцию.
14 Лампы серий МКЛ и ТКЛ - в основном триоды. Есть несколько типов тетродов,
большинство из которых конструктивно также предназначено для включения по
схеме с общей сеткой, и всего единицы допускают включение по схеме с общим
катодом. Имеются единичные типы триодов для включения с общим анодом.
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
531
На рис. П.53,а представлена двусторонняя конструкция АГ де-
циметрового (сантиметрового) диапазона волн. Обратная связь в
АГ осуществляется через межэлектродную ёмкость Сак. Если связи
через эту ёмкость недостаточно, то её увеличивают с помощью
внешней цепи обратной связи, как показано на рис. П.53,а, образо-
ванной отрезком коаксиального кабеля и ёмкостными элементами
связи с контурами Ссв1 и Ссв2. В качестве элементов связи с конту-
рами могут использоваться и индуктивные элементы - петли связи.
Однако наиболее часто применяются ёмкостные элементы. Ёмко-
стные элементы используются и для связи с нагрузкой, что отра-
жено на рис. П.53,а. В мощных АГ предпочтительной может ока-
заться связь с нагрузкой с помощью петли связи. Возможна также
кондуктивная связь. Выбор типа связи определяется теми же сооб-
ражениями, что и в случае ГВВ.
Рис. П. 53
В схеме АГ (рис. П.53,а) использовано катодное автосмещение.
Если отрицательный полюс источника анодного питания оторвать
от земли (корпуса) и присоединить к центральной трубе сеточно-
катодного контура, то цепь Ск, RK будет выполнять роль цепи се-
точного автосмещения.
Короткозамыкающие поршни имеют конструктивно встроен-
ные блокировочные конденсаторы Скз.
В рассматриваемой схеме АГ (рис. П.53,а) вместо показанной
внешней цепи обратной связи могут быть использованы щели (от-
верстия) в общей между контурами стенке, присоединённой к сет-
ке лампы, как показано на рис. П.53,б.
Недостатки двусторонней конструкции: большие продольные
размеры, неудобство смены лампы и трудности её охлаждения.
532
ПРИЛОЖЕНИЕ
Односторонняя конструкция двухконтурного АГ с общей сет-
кой дециметрового (сантиметрового) диапазона волн представлена
на рис. П.54. Возможен вариант, когда анодно-сеточный контур
расположен внутри сеточно-катодного контура (рис. П.54,о), или,
наоборот, когда сеточно-катодный контур расположен внутри
анодно-сеточного контура (рис. П.54,б). Очевидно, у первого вари-
анта целесообразно заземлить (имеется в виду в первую очередь
заземление по высокой частоте) катод, а у второго - анод.
Рис. П.54
Односторонние конструкции более компактны, чем двусторон-
ние, и в них проще осуществляется смена лампы, однако затруднён
доступ к внутреннему контуру. Односторонняя конструкция полу-
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ
533
чается несколько сложнее в изготовлении из-за необходимости
расположения вдоль одной оси трех цилиндров (труб).
Преимуществом варианта рис. П.54,б перед вариантом
рис. П.54,а является возможность удобного охлаждения анода, что
особенно важно для мощных АГ.
В случае варианта рис. П.54,а наиболее удобно осуществлять
связь с нагрузкой с помощью петли связи £св, а в случае варианта
рис. П.54.6 может быть использован любой вид связи. Однако
предпочтение следует отдать ёмкостной связи, так как кондуктив-
ная неудобна для регулировки, а связь с помощью петли усложняет
конструкцию короткозамыкателя.
Обратная связь в АГ односторонней конструкции (рис. П.54)
осуществляется через ёмкость Сак. При недостаточной величине
связи через эту ёмкость она может быть усилена с помощью до-
полнительных элементов, образующих внешнюю цепь обратной
связи. Наиболее удобно применение кондуктивно-ёмкостной связи,
как показано на рис. П.54. Возможно также применение витков
связи, проходящих через сеточный цилиндр, и щелей (отверстий)
связи, расположенных на этом цилиндре. Однако регулировка свя-
зи в этих случаях затруднена.
Во всех АГ дециметровых и сантиметровых волн (рис. П.53 и
П.54) для подачи постоянных напряжений на электроды лампы не-
обходимо вводить в конструкцию колебательной системы раздели-
тельные конденсаторы. Самым простым решением является поме-
щение разделительных конденсаторов Скз в зам.ыкающих поршнях.
Однако это приводит к усложнению конструкции поршней, так как
ёмкость должна быть достаточно большой и выдерживать большие
напряжения. Например, в АГ рис. П.53 к ёмкости Сю анодно-
сеточного контура прикладывается всё напряжение источника
анодного питания Еа, а в АГ рис. П.54,а к такой же ёмкости при-
кладывается напряжение Ея, к которому добавляется напряжение
сеточного автосмещения. За счёт конечного сопротивления этих
ёмкостей на них оказывается также некоторое высокочастотное
напряжение. Поэтому встроенные в замыкающие поршни конден-
саторы должны выдерживать рабочие напряжения до 1,5 Ей. Из-за
трудностей создания в поршне конденсатора достаточно большой
ёмкости и выдерживающего большое напряжение в мощных АГ
вместо разделительного конденсатора CKt в анодно-сеточном кон-
туре используется разделительный конденсатор Ср, который поме-
щается, как правило, у анода лампы (рис. П.54,б). Рабочее напря-
жение этого конденсатора также должно быть не ниже 1,5 £а.
534
ПРИЛОЖЕНИЕ
Разделительный конденсатор Скз в сеточно-катодном контуре
также может быть перенесён к лампе. Конструктивно его оказыва-
ется более удобным поместить вблизи катода (рис. П.55,а). Поста-
новка разделительного конденсатора вблизи сетки лампы вызывает
конструктивные неудобства с отводом постоянного тока сетки и
подачей напряжения смещения. Для этого нужно либо делать се-
точную трубу состоящей из нескольких цилиндров с высокочастот-
ным диэлектриком между ними (рис. П.55,б), либо пропускать про-
вод от сетки в специальной трубке, служащей экраном (рис. П.55,в).
В последнем случае усложняется конструкция короткозамыкающего
поршня из-за проходящей сквозь него трубки с проводом.
Рис. П. 55
Обратим внимание, что дополнительные внешние блокировоч-
ные индуктивности (дроссели) Ьбл, £бла, Ьблс, £елк в схемах
рис. П.53 и П.54 могут отсутствовать. При использовании отрезков
самоэкранирующихся коаксиальных линий эти элементы в анод-
ных цепях служат исключительно для дополнительной защиты ис-
точника анодного питания от высокочастотного напряжения.
АГ дециметровых и особенно сантиметровых волн, как отмеча-
лось, очень часто должны работать не на основном тоне колеба-
тельной системы, а на высшем тоне. Если межэлектродной ёмкости
связи недостаточно для самовозбуждения АГ, то приходится вво-
дить внешнюю цепь обратной связи. В этом случае, чтобы облег-
чить самовозбуждение АГ на нужном высшем тоне и предотвра-
тить самовозбуждение на основном тоне и всех нежелательных
низших тонах, необходимо правильно расположить элементы
внешней цепи обратной связи. Если в качестве дополнительных
элементов связи используются ёмкости, то при работе на основном
тоне их следует располагать ближе к электродам лампы, а при ра-
боте на высшем тоне - в пучности электрического поля желаемого
тона, как показано на рис. П.56,а,б, где пунктирными линиями
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
535
изображено распределение напряжения вдоль отрезка линии анод-
но-сеточного контура для основного (ОТ) и первого высшего тона
(1Т)15. Если в качестве элементов внешней цепи обратной связи
используются индуктивные витки, то их следует располагать бли-
же к пучности магнитного поля, как показано на рис. П.56,в, где
пунктирными линиями изображено распределение тока вдоль от-
резка линии анодно-сеточного контура. При использовании индук-
тивных витков регулировка режима АГ затруднена из-за отсутст-
вия доступа к виткам связи, находящимся внутри контуров.
Аналогично правильным размещением щелей связи, обеспечи-
вающих электрическую или магнитную связь между контурами,
можно предотвратить самовозбуждение АГ на основном тоне и
облегчить его самовозбуждение на желаемом высшем тоне.
15 Основной тон соответствует значению Ро (рис. П.46), поэтому он обозначен ОТ,
первый тон, соответствующий Рь обозначен 1Т и т.д.
536
ПРИЛОЖЕНИЕ
Как и в случае ГВВ, при односторонней конструкции мощного
АГ, выполненного по схеме рис. П.54,б, анодно-сеточный контур,
особенно при работе на высшем тоне, оказывается более сложным,
чем при двусторонней конструкции. Он фактически состоит из
двух отрезков длинных линий, соединённых последовательно с
межэлектродной ёмкостью лампы Сас, являющейся ёмкостью кон-
тура (рис. П.57,а). Длина отрезка линии с волновым сопротив-
лением Zq& практически определяется длиной вывода анода лампы.
Длина отрезка € с волновым сопротивлением Z> находится из ус-
ловия резонанса колебательной системы рис. П.57,б:
-^ = ZMlg₽f,+Z„lgP<’,
wCac
откуда
л *
f =—arctg
2л
1 Zr
WQc Z0
-^4gPfa| + ^,
где n = 0, 1,2, ... - номер используемого тона.
Ламповые АГ СВЧ могут быть реализованы на частоты до
6 ГГц при уровнях мощности единицы ватт и десятки-сотни ватт в
импульсном режиме.
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ.
537
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ АГ СВЧ
В силу того, что уровни мощности транзисторов СВЧ заметно
ниже, а размеры их заметно меньше, чем ламп СВЧ, транзисторные
АГ СВЧ могут быть реализованы с применением колебательных
систем на сосредоточенных элементах вплоть до частот порядка
500 МГц. На более высоких частотах транзисторные АГ строятся с
применением отрезков полосковых и микрополосковых линий,
реализуемых на диэлектрической подложке с помощью методов
вакуумного напыления и гальванопластики. Транзистор и ряд дру-
гих элементов просто подпаиваются к отрезкам линий. Блокиро-
вочные индуктивности в таких АГ чаще всего выполняются в виде
отрезков линий длиной А/4, закороченных на одном конце.
В силу малой мощности транзисторных АГ для их перестройки
наиболее удобно использовать ёмкость р-м-перехода полупровод-
никового прибора, в качестве которого обычно используется вари-
кап, что позволяет обойтись без короткозамыкающих поршней,
заметно усложняющих конструкцию устройства. Если колебатель-
ная система АГ реализуется с использованием короткозамкнутых
отрезков линий, то применимы все полученные ранее соотношения
для двухконтурных АГ соответственно с общей базой и с общим
коллектором. В то же время транзи-
сторные АГ СВЧ удобно могут быть
реализованы с использованием ра-
зомкнутых отрезков линий, так как
напряжения в схеме обычно невели-
ки, требуемое сопротивление на-
грузки в коллекторной цепи мало.
Использование варикапов также
удобно при разомкнутых отрезках
линий. При этом варикап выступает
в роли «укорачивающей» ёмкости,
позволяющей вместо колебательной
системы, показанной на рис. П.58,о,
где Со, например, межэлектродная
ёмкость транзистора, использовать
колебательную систему, показанную на рис. П.58,б, где Су - «уко-
рачивающая» ёмкость, например ёмкость варикапа. Пунктирной
линией на рис. П.58 показано распределение напряжения между
проводами отрезка линии.
538
ПРИЛОЖЕНИЕ
Геометрическая длина разомкнутого отрезка линии находится
из условия резонанса колебательной системы рис. П.5 8,а:
+ZoctgP€o=0,
соСо
из которого следует
€0=—arcctg -
А
=—arcctg -
2л
1
1
«Ц/о /
1
При работе на высшем тоне колебательной системы длина €0 уд-
линяется на соответствующее число полуволн.
Укорачивающая ёмкость Су может быть заменена разомкнутым
отрезком линии на основании условия
—— = Zoctg(W,
соСу
соответствующего равенству сопротивлений ёмкости Су и разомк-
нутого отрезка линии с волновым сопротивлением Zq, имеющим
длину Д€.
Из последнего условия следует:
АЛ 1	1	А 1
Д / = — arcctg----= — arcctg-------
Р	wCyZ0 2л	wCyZ0
(П.159)
Необходимая длина отрезка линии (рис. П.58,б):
t = е0-м.
При использовании разомкнутых отрезков линий коэффициент
обратной связи, как и в случае короткозамкнутых на одном конце
отрезков, может быть выражен через параметры отрезков, если
учесть, что входное сопротивление разомкнутого отрезка линии с
волновым сопротивлением Zq и длиной ( равно
-jZoctgPf.
Параллельно этому сопротивлению подключается сопротивле-
ние сосредоточенной ёмкости (в частности, межэлектродной).
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»539
На рис. П.59 представлена эквивалентная по высокой частоте
схема двухконтурного транзисторного АГ с общей базой с конту-
рами из разомкнутых отрезков линий.
Zo, С, =i=
С, Zq,
Рис. П.59
Коэффициент обратной связи в схеме
V _ л1 _ С2_______________
л2 (С,+Сп)
(П.160)
где Л] - определяется как параллельное соединение разомкнутого
отрезка линии с волновым сопротивлением Ты и сосредоточенной
ёмкости С| с учётом паразитной ёмкости монтажа Сп.
Выражение (П.160) может быть использовано для определения
длины отрезка €1.

'I с,«с/
^2 j
(П.161)
При использовании укорачивающей ёмкости Су со стороны ра-
зомкнутого конца отрезка линии длина t j, определяемая из
(П.161), должна быть уменьшена на величину Д€, определяемую
(П.159), где Zo =Z01.
Зависимость	,), определяемая (П. 160), показана на рис. П.60,
где
540
ПРИЛОЖЕНИЕ
Аналогично может быть получено выражение для коэффициен-
та обратной связи двухконтурного АГ с общим коллектором при
использовании контуров из разомкнутых отрезков линий.
Если в схеме любого транзисторного АГ недостаточно соответ-
ствующей межэлектродной ёмкости для обеспечения необходимо-
го коэффициента обратной связи, то добавляется внешняя ёмкость.
На рис. П.61 представлены некоторые возможные схемы тран-
зисторных АГ СВЧ. При этом на рис. П.61,а показана схема двух-
контурного АГ с общей базой с контурами из разомкнутых отрез-
ков линий, перестраиваемых с помощью укорачивающих ёмкостей
Су. Ёмкость слева в основном влияет на величину коэффициента
обратной связи, а ёмкость справа - на частоту автоколебаний.
На рис. П.61,6 представлена также схема двухконтурного АГ с об-
щей базой, но с контурами из короткозамкнутых отрезков линий.
Короткое замыкание отрезков обеспечивается на концах через бло-
кировочные конденсаторы ёмкостью Сбл. Регулировка величины
коэффициента обратной связи и частоты автоколебаний осуществ-
ляется с помощью настроечных конденсаторов ёмкостью С„.
На рис. П.61,в показана схема двухконтурного АГ с общим коллек-
тором с контурами из разомкнутых отрезков линий, перестраивае-
мых с помощью укорачивающих ёмкостей Су. Ёмкость слева в ос-
новном влияет на частоту автоколебаний, а ёмкость справа - на
величину коэффициента обратной связи. Блокировочные индук-
тивности во всех схемах выполнены в виде отрезков линий длиной
А/4, короткозамкнутых на одном конце через блокировочные
конденсаторы ёмкостью СбЛ- Ёмкости С соответствуют конденса-
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
541
торам дополнительной обратной связи. Во всех схемах отрезки ли-
ний и резисторы могут быть выполнены с использованием методов
фотолитографии, гальванопластики и вакуумного напыления.
в
Рис. П. 61
542
ПРИЛОЖЕНИЕ
В диапазоне СВЧ широко применяется схема транзисторного
АГ с контуром между коллектором и базой. Индуктивность конту-
ра выполняется в виде отрезка полосковой линии. Часто приме-
няемое исполнение такой схемы представлено на рис. П.62.
В варианте (рис. П.62,б) блокировочные индуктивности выпол-
нены в виде короткозамкнутых на одном конце отрезков линий
длиной Л/4. Короткое замыкание отрезков осуществляется через
блокировочные конденсаторы ёмкостью Сбл.
Транзисторные АГ реализуются до частот 1...2 ГГц при уров-
нях мощности единицы - десятки милливатт.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОКОНТРОЛЯ ЗНАНИЙ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ АГ СВЧ
1.	К чему приводит наличие межэлектродных ёмкостей и индуктив-
ностей вводов электродов ламп и транзисторов при конструировании
АГ СВЧ? Поясните.
2.	Поясните назначения элементов в схемах АГ рис. П.49 - П.51.
Опишите схемы.
3.	Поясните назначения элементов в схемах АГ рис. П.52. Опишите
схемы.
4.	Поясните назначения элементов в схемах АГ рис. П. 53 и П.54.
Опишите схемы.
5.	Поясните назначения элементов в схемах АГ рис. П.56. Опишите
схемы.
6.	Поясните принцип укорочения длины разомкнутого отрезка линии
с помощью подключения ёмкости со стороны разомкнутого конца.
Поясните соотношение (П.159).
ЛЕКЦИЯ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ:
543
7.	Сравните выражение (П.160) с (П.147). Что между ними общего и
в чём различие? Поясните.
8.	Получите выражение для коэффициента обратной связи АГ с об-
щим коллектором при использовании контуров из разомкнутых отрезков
линий. Сравните его с (П.160). Определите длину отрезка линии
включенного между коллектором и эмиттером. Представьте графически
зависимость ЦР£2).
9.	Чем, по вашему мнению, обусловлено широкое применение в диа-
пазоне СВЧ транзисторных АГ с контуром между коллектором и базой?
Поясните назначения элементов в схемах АГ рис. П.62.
10.	Поясните назначения элементов в схемах рис. П.61. Опишите схемы.
ЛИТЕРАТУРА ДЛЯ ДОПОЛНИТЕЛЬНОГО ЧТЕНИЯ
ПО ТЕМЕ ЛЕКЦИИ «АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ»
1.	Нейман М.С. Курс радиопередающих устройств. - М.: Сов. радио,
1965. - 594 с.
2.	Линде Д.П. Радиопередающие устройства. - М.: Энергия, 1969. -
680 с.
3.	Терентьев С.Н., Картавых В.Ф. Триодные передатчики дециметро-
вых волн. - 2-е изд., испр. и доп. - Киев: Техника, 1967. - 410 с.
4.	Ионов Ю.А. Ламповые генераторы сверхвысокой частоты / Изд-во
ЛГУ.-Л., 1973.-118 с.
5.	Челноков О.В. Транзисторные генераторы синусоидальных колеба-
ний. - М.: Сов. радио, 1975. - 272 с.
6.	Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики. - М.: Энергия,
1976.-448 с.

ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение..................................................5
Раздел 2. Генераторы с самовозбуждением - автогенераторы...6
ЛЕКЦИЯ 19. Генератор с самовозбуждением - автогенератор
(АГ). Сходство и различие ГВВ и АГ. Назначение АГ и предъ-
являемые к ним требования в радиоаппаратуре. Единая эквива-
лентная схема АГ на электронной лампе и биполярном транзи-
сторе. Уравнение установившегося режима АГ. Баланс фаз, ба-
ланс амплитуд в АГ. Условие самовозбуждения АГ. Однокон-
турные АГ: особенности, схемы, область применения. Выбор
АЭ для АГ и режима его работы. Основы расчёта режима и
схемы АГ. Обобщённая трёхточечная схема АГ. Ёмкостная и
индуктивная трёхточки АГ, сравнение их.....................6
ЛЕКЦИЯ 20. Необходимость компенсации фазы средней кру-
тизны коллекторного тока в транзисторных АГ. Транзистор-
ные АГ с компенсацией фазы средней крутизны коллекторно-
го тока. Транзисторный АГ с параллельным колебательным
контуром между коллектором и базой........................41
ЛЕКЦИЯ 21. Многоконтурные автогенераторы (АГ). Схемы,
классификация и основные параметры двухконтурных АГ.
Регулировка частоты и амплитуды колебаний в двухконтур-
ных АГ....................................................55
ЛЕКЦИЯ 22. Дестабилизирующие факторы и их влияние на
частоту автоколебаний автогенератора (АГ). Влияние измене-
ний параметров элементов колебательной системы АГ на час-
тоту автоколебаний. Фиксирующая способность АГ. Условия
обеспечения высокой стабильности частоты автоколебаний
АГ. Устойчивость амплитуды автоколебаний АГ. Эквивалент-
ная схема кварцевого резонатора. Принципы построения схем
АГ с кварцем. Осцилляторные схемы кварцевых АГ, их харак-
теристики. Фильтровые схемы кварцевых АГ, их характери-
стики. Мостовые схемы кварцевых АГ. Двухкаскадная фильт-
ровая схема Батлера кварцевого АГ.........................81
ОГЛАВЛЕНИЕ
545
ЛЕКЦИЯ 23. Принципы стабилизации множества частот. Син-
тезаторы частот. Диапазонные возбудители радиопередатчиков 126
Раздел 3. Модулируемые генераторы.......................150
ЛЕКЦИЯ 24. Общие положения амплитудной модуляции
(AM). AM смещением: принцип, схема, статические и дина-
мические модуляционные характеристики. Энергетические и
качественные показатели. Основы инженерного расчёта гене-
раторов с AM смещением. Схемы модуляторов....................150
ЛЕКЦИЯ 25. Генераторы - усилители AM колебаний: воз-
можные режимы усиления AM колебаний, их сравнение. Ос-
новы инженерного расчёта усилителя AM колебаний............. 183
ЛЕКЦИЯ 26. Анодная и коллекторная амплитудная модуля-
ция: принцип, схемы, статические модуляционные характери-
стики. Энергетические и качественные показатели. Основы
инженерного расчёта. Схемы модуляторов. Модулятор с по-
следовательным включением транзисторов. Комбинированные
(двойная и тройная) анодная и коллекторная модуляции.........197
ЛЕКЦИЯ 27. Амплитудная модуляция в генераторах на мно-
гоэлектродных лампах: анодно-экранная и пентодная модуля-
ции. Принцип, схемы, модуляционные характеристики, энер-
гетические и качественные показатели, основы инженерного
расчёта. Схемы модуляторов. Амплитудное телеграфирование......231
ЛЕКЦИЯ 28. Особенности однополосной модуляции (ОМ).
Преимущества ОМ над AM и её энергетическая эффектив-
ность. Методы формирования однополосного- сигнала, их
сравнение. Применение ОМ для многоканальной работы. Осо-
бенности многоканальной работы...............................255
ЛЕКЦИЯ 29. Основные параметры сигналов с частотной и
фазовой модуляцией (ЧМ и ФМ). Сходство и различия сигна-
лов с ЧМ и ФМ. Спектр и занимаемая полоса частот. Сравни-
тельные характеристики устройств и систем с ЧМ и ФМ. Ос-
новной метод осуществления ФМ. Фазовый модулятор. Пря-
мой и косвенный методы ЧМ, схемы осуществления и их
сравнительные характеристики. Частотный модулятор. Двух-
тактный частотный модулятор. Частотное и фазовое телегра-
фирование (ЧТ и ФТ)........................................  286
ЛЕКЦИЯ 30. Особенности работы АЭ в режиме коротких ра-
диоимпульсов. Параметры видео- и радиоимпульсов. Использо-
вание принципа накопления энергии в импульсных модулято-
рах. Схемы, принцип работы и основы расчёта импульсных мо-
дуляторов с ёмкостным накопителем энергии (полный и час-
тичный разряды ёмкостного накопителя энергии) и с эквивален-
546	ОГЛАВЛЕНИЕ
тами длинных линий. Коммутаторные устройства. Магнитные
импульсные модуляторы. Принципиальные схемы импульсных
модуляторов......................................338
ЗАКЛЮЧЕНИЕ.........................................373
ПРИЛОЖЕНИЕ.......................................  375
ЛЕКЦИЯ «Широкополосные генераторы».................375
ЛЕКЦИЯ «Учёт инерционных явлений в ламповых и транзи-
сторных ГВВ»......................................407
ЛЕКЦИЯ «Автогенераторы СВЧ»........................504
УЧЕБНОЕ ИЗДАНИЕ
Геннадий Алексеевич Дегтярь
УСТРОЙСТВА ГЕНЕРИРОВАНИЯ
И ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ
ЧАСТЬ2
Учебник
Редактор ИЛ. Кескевич
Корректор Л.Н. Ветчакова
Художник-дизайнер Е.Ю. Мишель
Компьютерная верстка Н.В. Белова
Лицензия ИД № 04303 от 20.03.01
Подписано в печать 16.02.05
Формат 60x90 1/16. Бумага офсетная
Уч.-изд. л. 34,25. Печ. л. 34,25
Тираж 500 экз. Заказ № 202
Издательство Новосибирского государственного
технического университета
630092, г. Новосибирск, пр. К. Маркса, 20
Тел. (383-2)46-31-87
E-mail: office@publish.nstu.ru
Отпечатано в типографии
Новосибирского государственного технического университета
630092, г. Новосибирск, пр. К. Маркса, 20