Наръчник по електронни схеми. Част 2. Токоизправители и стабилизатори - Стефанов Н.Й.

Автор: Стефанов Н.Й.

Теги: радиотехника електротехника инженерство електроника радиоелектроника

Год: 1981

Похожие

Наръчник по токозахранващи устройства

Електронни схеми за автомобила

Електронни устройства с линейни интегрални схеми

55 практически схеми на електронни филтри

Текст

•ееееееееее
Н. СТЕФАНОВ
ко-
ИЗПРАВИТЕЛИ И
СТАБИАИЗАТОРИ
•••••ее
еееееее
ееееее
еееее

•••••
•••••••

•ееееееееее
••е еее
•ееееееееее
ТЕХНИКА
еееее
еееееее
еееееее

•••••••••••
ееееее
ееееее
•••••••••••
•*«•***«&•
•••••••••••
••••••еееее ншшш
еееееее
еееееее
еееееее

НАРЪЧНИК
ПО ЕЛЕКТРОННИ
СХЕМИ, част п
УКД 621.38
В наръчника се разглеждат основыите видове токоиз-
правителни схемы, енергийните зависимости в тях, както
и опростени методи за тяхното изчисляване. Разгледани
са неуправляемите и управляемые токоизправители при
работа с активен и реактивен характер на товара, из-
глаждащите филтри, а така също стабилизаторите на
напрежение и ток. Дадени са методи за изчисляване на
маломощны мрежови трансформаторы и изглаждащи дро-
сели като съставни елементи на токоизправителите. Ме-
тодите са илюстрирани с примеры.
Наръчникът е предназначен за читатели, запознати с
основните принципи на работа на токозахранващите.
устройства, и може да им бъде полезен при конструиране.
то на не особено сложни токоизправители и стабилизатори.
Той може да се ползува от инженери, студенти, техници
и напреднали радиолюбители.
Николай Йорданов Стефанов, 1981
с/о Jusautor, Sofia
621.3
К.Т.н. инж. НИКОЛАЙ Й. СТЕФАНОВ
токо-
ИЗПРАВИТЕАИ И
СТАБИЛИЗАТОРИ
ДЪРЖАВНО ИЗДАТЕЛСТВО
,ТЕХНИКА“
СОФИЯ, 1981
ПРЕДГОВОР
През последните десетилетия електронните устройства на-
влязоха широко в живота на съвременното общество. Те станаха
необходими навсякъде — в науката, техниката, бита, културния
отдих, спорта. За да функционират, те трябва да бъдат захран-
вани с електроенергия с определени параметри. Поради голямото*
разнообразие на радиоелектронни апаратури, използувани в радио-
техниката, полупроводниковата и промишлената електроника,
съобщителната и изчислителната техника, обхватът на консумира-
ните мощности е голям — от миливатове до десетки мегавата.
Същото може да се каже и за използуваните напрежения — от
части от волта до няколко стотици киловолта. Това разнообразие
от мощности и напрежения налага необходимостта устройствата,
осигуряващи електрозахранването, наричани още токозахранващи
устройства, да отговарят на много изисквания;
Токозахранващите устройства са преобразуватели на даден
вид енергия в електрическа с точно определени параметри. Осно-
вен и най-достъпен вид енергия е електрическата енергия на про-
менливия ток. Променливотоковите енергийни системи са се на-
ложили поради предимствата си при производството и пренасяне-
то на електрическата енергия. Всички електронни устройства
обаче и голяма част от промишлените консуматори изискват за
захранване постояннотокова електроенергия. Ето защо в случая
се налага да се извърши преобразуване на електрическата енер-
гия на променливия ток в електрическа енергия на постоянен
ток. Това се осъществява чрез токоизправителите.
В някои случаи е необходимо и обратного преобразуване —
постояннотоковата електрическа енергия да се преобразува в про-
менливотокова. Това се извършва чрез инверторите.
Електронните устройства, наречени стабилизатори, поддържаг
стойността на напрежението или тока на зададено ниво с опре-
делена точност — така те осигуряват нормалната работа на за-
хранваната апаратура.
С настоящата книга се цели да се даде на читателя кратко,,
но задоволително за практиката обяснение на процесите, из-
5
вършващи се в токоизправителните и стабилизаторните схеми,
както и да се посочат най-важните основни формул и и енергийни
зависимости, необходими за проектирането им. За да не се налага
читателят да търси и ползува други литературни източници при
проектирането на маломощни токоизправители, в книгата са да-
дени опростени методи за изчисляване на най-употребяваните
електромагнитни елементи — трансформаторите и дроселите.
ВЪВЕДЕНИЕ
Електронните преобразуватели превръщат променливотокова-
та електрическа енергия в постояннотокова или обратно — по-
стояннотоковата електрическа енергия в променливотокова. Те
биват два вида:
1. Преобразуватели на променливо напрежение в постоянно—
токоизправители.
Фиг- ВЛ. Блокови схеми на електронни преобразуватели на напрежение:
а) схема на токоизправител; б) схема на инвертор
2. Преобразуватели на постоянно напрежение в променливо —
инвертори.
На фиг. В.1 са показани блоковите схеми на токоизправител
(фиг. ВЛ а) и на инвертор (фиг. В.1 б). Общите елементиза два-
та вида преобразуватели са разгледани по-нататък.
7
Трансформапгорът служи за съгласуване на напреженията!
на захранващата мрежа и постояннотоковата верига. Той раздели
електрически двете вериги, което в много случаи е задължител-
но изискване на техниката на безопасността.В някои схеми транс-
форматоры променя броя на фазите на захранващата мрежа.
Вентилната група служи за преобразуване на променливия
ток в постоянен или на постоянния в променлив. Тя е съставена
от електрически вентили, конто представляват електронни еле-
менти с еднопосочна проводимост. Посоката, в конто вентилът
пропуска ток, се нарича права, а посоката, в която не пропуска
ток — обратна. В зависимост от вида на материала, от който са
изработени, и от средата, в която се осъществява вентилното им
действие, вентилите биват :
а) вакуумни — кенотрони, електронни лампи с решетки;
б) йонни (газонапълнени) — газотрони, тиратрони, екситро-
ни, игнитрони;
в) полупроводникови (твърдотелни) — диоди, тиристори, тран-
зистори и др.
Вентилите от изброените групи могат да бъдат неуправляеми
и управляеми. При управляемите може да се изменя съпротивле-
нието им в права посока или моменты на включване в права
посока.
Всички електрически вентили имат следните основни пара-
метри в права посока:
1. Допустима средна стойност на тока в права посока /аср-
Тя се ограничава от допустимата мощност на загубите, която вен-
тилът може да издържи, без да се прегрее и повреди.
2. Допустима амплитуда на тока /лтах, която се ограничава
от вида и конструкцията на вентила.
3. Вътрешно съпротивление гв или пад на напрежението във
вентила в права посока Ua •
В обратна посока вентилите имат следните основни параметри г
1. Максимално допустима амплитуда на периодично повтаря-
щото се обратно напрежение Ur. Това е напрежението в обрат-
на посока, което вентилът може да издържа непрекъснато през
целия срок на употреба.
2. Максимално допустима амплитуда на неповтарящото се
обратно напрежение При превишаване на това напреже-
ние във вентила настъпва електрически пробив, който най-често
го поврежда.
3. Обратен ток на вентила /#.
При управляемите вентили се посочват и параметрите на
управляващата верига.
8
Филтърът е третият съставен елемент на електронния пре-
образувател. Той служи за отделяне и пропускане към товара
на напрежение с определена форма. Обикновено след вентилната
трупа напрежението има твърде богат хармоничен състав и не е
подходящо за директно захранване на товара. Филтърът пропус-
ка необходимите съставки и задържа ненужните. При токоизпра-
вителите филтърът пропуска само постоянната съставка и се на-
рича изглаждащ. Той е съгласуващо звено между преобразувате-
ля и товара, отстранява смущаващото влияние на товара върху
преобразуватели.
Схемите за управление, блокировка и сигнализация изпълня-
ват допълнителни функции, конто в никои случаи са абсолютна
необходими за работа на преобразуватели.
За да се проектира един преобразувател, необходимо е да
се изчислят токовете и напреженията в отделяйте клонове на
електрическата верига и в зависимост от тях да се ©размерят всич-
ки елементи на схевдата. За това е необходимо да се познават
основните зависимости между токовете и напреженията, конто се
получават при анализа на схемите. Поради наличието на електри-
чески вентили, конто са нелинейни съпротивления, анализите се
извършват по методите на нелинейната електротехника.
ГЛАВА ПЪРВА
ТРАНСФОРМАТОРИ
Трансформаторът е статичен електромагнитен апарат, преоб-
разуващ електрическата енергия на една променливотокова систе
ма с едни параметр и в електрическа енергия на друга променли-
вотокова система с други параметры — напрежение, ток, брой
на фазите, форма на напрежението.
Трансформаторите за ниски честоти се изработват с магнито-
провод, набран от листова електротехническа стомана с дебелина
0,14-0,35 mm. Върху магнитопровода са поставени намотките на
трансформатора и w*. В зависимост от техния брой той мо-
же да бъдё двунамотъчен (фиг. 1.1 а) и многонамотъчен (фиг. 1.1 б).
Намотката, която е включена към генератора на електроенергия
U19 е първична, а тази, която е включена към товара ZT — вто-
рична. На двунамотъчните трансформатори е присъщо свойст-
вото обратимост, т. е. която и да е от двете намотки може
да бъде първична или вторична. При многонамотъчните трансфор-
Фиг.
1.1. Еднофазен трансформатор: а) двунамотъчен; б) многонамотъчен
матори само първичната намотка е оразмерена за цялата мощност
на трансформатора и е равна на сумата от мощностите на всич-
ки останали вторични намотки. Ако една от вторичните намотки
се използува за първична, трансформираната мощност се ограни-
10
чава от мощността на тази намотка и обратимостта на трансфор-
матора е непълна.
Ако първичната намотка е за по-високо напрежение, а вто-
ричната за по-ниско,трансформаторът е понижаващ. Ако първич-
ната намотка е за по-ниско напрежение, а вторичната за по-висо-
ко, трансформаторът е повшиаващ. Къгато двете намотки са за
едно и също напрежение, трансформаторът е разделителен.
Според вида на енергийната система трансформаторите биват
еднофазни и многофазни. От многофазните най-разпространени
са трифазните.
1.1. Режими на работа и основни величини
на трансформаторите
Работа на празен ход. При този режим първичната намотка
на трансформатора е включена към източника на електрическа
енергия, а вторичната е отворена, т. е. вторичният ток /2=0.
Работен режим на трансформатора. При този режим вто-
ричната намотка е затворена през товарен импеданс и през нея
протича ток /2, жато 0</2</2НОм.
Режим на късо съединение. Когато първичната намотка е
включена към захранващ токоизточник, а вторичната намотка е
съединена накъсо, трансформаторът работи в режим на късо
съединение. За силовите трансформатори това е авариен режим.
За експериментални цели в лаборатории условия режимът на къ-
со съединение се възпроизвежда безопасно, като на първичната
намотка се подава напрежение, при което в намотките протичат
номинални токове. Това напрежение се нарича напрежение на
късо съединение.
Основни величини на трансформаторите
Електродвижещото напрежение на дадена намотка с
(1.1) £=4,44 ^Фтах,
където w е броят навивки на намотката;
/— честотата на тока, Hz;
Фтах — амплитудата на магнитния поток, Wb.
Ако магнитният поток се изрази чрез магнитната индукция,
електродвижещото напрежение е
(1.2) £=4,44 ^/5стВтах,
11
където SCT е сечението на магнитопровода, измерено в т2, а
Втах — амплитудата на магнитната индукция в Т.
Коефициентът ^ia трансформация е
__ Е1 4,44 wj SCT Bmax
1 ' П 4t44w2fSCTBmax
където Ег е е. д. н. на първичната намотка;
Е2 — е. д. н. на вторичната намотка.
Напрежението на късо съединение (в процента) е
(1.4) «к, o/o=_£12L юо, %,
ном
където (71 к е напрежението, подадено на първичната намотка, при
което токът на съединената накъсо вторична на-
мотка има номинална стойност;
t/iHOM — номиналната стойност на първичното напрежение.
Напрежението на късо съединение има активна съставка
(1.5) waK, %=-7!7к-Г— 100, %
ном
и реактивна съставка
(1.6) Ырк, %=Акюо, %,
иом
където /1К е токът през първичната намотка при съединена на-
късо вторична намотка и захранващо напрежение (7iK; гк—ак-
тивното съпротивление на трансформатора при късо съединение;
хк — реактивного съпротивление на трансформатора при късо
съединение.
Импедансът на трансформатора при празен ход е
(1.7) Z10=-^-.
у10
Активного съпротивление при празен ход е
(1.8)
Ло
Индуктивного съпротивление на трансформатора при празен
ход е
(1.9) х1О=^о-г1о •
12
За последните три формули важат следните означения:
/10 — ток през първичната намотка при празен ход;
Р10 — активна мощност, консумирана от трансформатора при
празен ход.
Импедансът на трансформатора при късо съединение е
к
(1.10) Л
11 к
Активною съпротивление на трансформатора при късо съе-
динение е
(1.11)
Реактивного съпротивление на трансформатора при късо
съединение е
(1.12)
Ря е активната мощност, консумирана от трансформатора
при режим на късо съединение.
1.2. Външна характеристика на трансформатора
Напрежението на вторичната намотка е
Тук Е2 е е. д. н. на вторичната намотка, а
Д«,%'=Р («ак, % COS ф2-|-Ирк, % sin <ра),
където ₽=-т^— е относителното токово натоварване на вторич-
*2 ном
ната намотка;
Ф2 — фазовата разлика между тока и напрежението
на товара, включен във вторичната намотка.
1.3. Лриведени величини на трансформатора
Вторичиите величини се привеждат към първичните чрез
следните зависимости:
13
F* — nE
(1.14) £2-«£2
г*2-=п2г2
\ %2=/z2 x2.
С /2, £2, r2 и x2 са означени съответните величини на вторичната
намотка, ас/*, Е*, г* и х* — техните приведени стойкости. Ана-
логично, но с реципрочен коефициент на трансформация (п) вели-
чините на първичната намотка могат да се приведат към вторич-
ната.
1.4. Трифазни трансформатори
Енергията на трифазна електрическа мрежа може да се транс
формира както с три еднофазни трансформатора — по един за
всяка фаза, така и с един трифазен трансформатор. Трифазният
трансформатор е по-лек и по-евтин при равни мощности от три
еднофазни трансформатора.
Трифазните трансформатори не се различават принципно от
еднофазните. Те имат три магнитопровода — по един за всяка
фаза, конто са разположени в една равнина. На всеки магнитопро-
вод се навиват първичната и една или повече вторични намотки.
Краищата на намотките за високо напрежение върху корпуса на
трансформатора и схемите се означават с латинските букви А, В,
С — за начало, и с X, Y, Z — за край. Съответно краищата на
намотките за ниско напрежение се означават с a, b, с — за нача-
ло, и с х, у, z — за край. Термините „начало" и „край" са ус-
ловии и характеризират само посоката на навиване на проводни-
ка в намотките. Често за означаване на началото на намотката на
трансформатор върху схемите се използува точка (фиг. L2). Два-
та начина за означаване на началото на намотките не са равно-
стойни. С точка се отбелязва началото на всяка намотка при прие-
та само една посока на навиване. Това гарантира синфазността
на първичните и вторичните напрежения. При означаването с бук-
ви посоката на навиване на първичните и вторичните намотки
може да бъде различна, а при трифазните трансформатори озна-
чаването на намотките може да бъде изместено циклично, като се
спазва редът на фазите. В този случай синфазността на първич-
ните и вторичните напрежения се нарушава.
14
Намотайте на трифазните трансформатори могат да се свърз-
ват в звезда, триъгълник и зигзаг (фиг. 1.2). При свързване в
звезда (фиг. 1.2 а) системата може да бъде трипроводна или че-
тирипроводна в зависимост от това/ дали е изведена или не е из-
Фиг. 1-2. Схеми на свързване на намотките на трифазните
трансформатори: а) звезда; б) триъгълник; в) зигзаг
ведена нулевата точка. При изведена нулева точка и четирипро-
водна трифазна система има две напрежения — фазово (7Ф и ли-
нейно ил=\^3 Фазовият и линейният ток са еднакви— [/ф=
При свързване в триъгълник (фиг. 1.2 б) системата е трипро-
водна, фазовото и линейното напрежение са еднакви £/ф = [/л, а
линейният ток е по-голям от фазовия /л=^/3 /ф.
При свързване в зигзаг намотката на всяка фаза се състои
от две половини, конто се свързват по начина, показан на
фиг. 1.2 в. Фазовото напрежение е геометрична сума от напреже-
нията на двете полунамотки .
<115) ^ф=2 (4~ i/cos30°)=0,866£7,
където U е напрежението, което се получава при свързване на
намотките в звезда.
Групи на трифазните трансформатори. Групата на трифаз-
ния трансформатор се определя от фазовата разлика между ли-
нейните напрежения на две едноименни фази от намотките за.ви-
соко и ниско напрежение. За определяне на групата се използува
циферблатът на часовника, като векторът на високото напреже-
15
ние се ориентир, п0 посока на цифрата 12 като минутна стрелка,
а векторът на Цското напрежение — като часова стрелка. Часо-
вата стрелка п^азва цифра, която определи групата на транс-
форматора. паи ест0 използуваните в практиката групи на свърз-
ване са 11 и 1 z а п0_рЯДК0 — 5 и 6.
Паралелна ^абота
на трансформаторите. Два или повече
трансформатори ,5аботят паралелно, когато намотките за високо
напрежение са <Ързани към общи шини „високо напрежение а
намотките за нт.ко напрежение са свързани към общи шини
„ниско напреже1,(еи да параЛелна работа на трансформаторите е
необходимо да спазват следните условия:
а) номиналн,ге еЛектродвижещи напрежения на първичните и
вторичните им 1.мотки да бъдат еднакви;
б) трансфораторите да бъдат от една и съща трупа;
в) напрежеш,та им на късо съединение да бъдат еднакви,
както и техните ктивни и реактивни съставки.
Тези три И:-Сквания се обобщават в едно общо условие:
във всеки мом<т и ПрИ всякакъв товар геометричната сума на
вторичните напр1,{ения на параЛелно работещите трансформатори
тряова да е равь на НуЛа п0 отношение на мощностите на от-
деляйте трансфо11атОрИ не се Поставя никакво изискване и не е
необходимо те д са равни>
1,5. Автотрансфрматор
и Автотрансфо11аторът е разновидност на трансформатор, при
конто първичнат и ВТОричната намотка са обединени в една
(фиг. 1.3). При а1отрансформатора важат всички зависимости на
величините както рИ обикновения трансформатор.
Ако се пРен<5егне намагнитващият ток /10, от баланса на
магнитодвижещит напрежения следва, че
<1Л6> 71=-)2.
Токът в общия к.,н 2—з на автотрансформатора е равен на раз
ликата от първич^ и Вторичния ток:
a-17) /23=/2-/1=/2(i-v)‘
Това дава възмож.ст общата намотка да се оразмери за по-ма -
лък ток и да сЧзразходва по-малко количество медей про-
водник.
16
Мощността на автотрансформатора при активен товар е
(1.18) £>2==^2Л + ^2^23 — ^ел+^магн»
^ъдето Рел=и211 е мощността, предадена от мрежата към то-
вара директно по електрически път;
рмагн = U2I23 — мощността, предадена от мрежата към това-
ра по електромагнитен път.
Фиг. 1.3. Схема на пони-
жаващ автотрансформа-
тор
Фиг. 1-4. Схема на автотрансформатор със
стъпално регулиране на напрежението под
товар
Автотрансформаторът сеизчислява за електромагнитната мощ-
ност, затова при коефициент на трансформация, близък до еди-
ница, размерите му са много малки.
Недостатък на автотрансформатора е директната връзка меж-
ду първичната и вторичната намотка, която в много случаи е
недопустима.
За регулиране на променливото напрежение се използуват
автотрансформатори с изменящ се коефициент на трансформация.
Автотрансформатор със стъпално регулиране на напрежение-
то под товар е показан на фиг. 1.4. Изводите на стъпалата за
превключване са пет. По тях се плъзга контактна трупа, съста-
вена от главния контакт а и спомагателния контакт б. Между
тях е свързан резисторът /?, който има съпротивление, приблизи-
телно равно на—, където A U е напрежението между два
*2 ном
съседни извода на автотрансформатора.
2 Токоизправители и стабилизатори
17
В статично положение контактът а лежи върху даден извод,
например 2, а контактът б е между изводите. Акотрябва да се
намали напрежението, спомагателният контакт се премества надо-
лу и допира до извод 3. Токът започва да тече одновременно
през а и б, като резисторът R не позволява между изводите 2 и
3 да възникне късо съединение. В следващия момент контактът а
се прехвърля на извод 3, а контактът б се изключва. По този на-
чин превключването се извършва без прекъсване на захранването
и без късо съединение между съседните изводи.
За плавно регулиране на напрежението се използуват вариа-
торы. Вариаторът (наричан още и лабораторен автотрансформа-
тор) представлява автотрансформатор с еднослойна намотка, из-
вита върху тороидален или П-образен магнитопровод. От външ-
ната страна на намотката е премахната една ивица от изэлацията
на проводника. Върху нея се плъзга подвижен контакт, направен
във вид на графитна ролка. Така коефициентът на трансформа-
ция се изменя на стъпала в размер на една навивка.
Диаметърът на контактната ролка е избран така, че тя да
контактува едновременно само с две навивки. Поради голямото
специфично съпротивление на графита и малкото междунавивково
напрежение токът между тези две навивки е малък и безопасен
за трансформатора.
1.6. Трансформатори за преобразуване броя на фазите
Най-често срещаните случаи са следните [21]:
Преобразуване на еднофазна система в двуфазна с ъгъл
на дефазиране 180°. Постига се чрез трансформатор, на конто са
навити две еднакви вторични намотки, свързани последователно
(фиг. 1.5). От векторната диаграма се вижда, че между нулевата
Фиг. L5- Трансформатор за прсоб-
разуване на еднофазна в двуфазна
система
точка и краищата на вторични-
те намотки се получават две
еднакви фазови напрежения, де-
фазирани на 180°.
Преобразуване на трифаз-
на система в несиметрична
двуфазна система (схема на
Скот). На фиг. 1.6 е показано
свързването на два трансфор-
матора за получаването на две
еднофазни напрежения, дефази-
рани на 90°. При свързване на
точките х и z в обща нулева
18
точка се получава двуфазна електрическа система. Първичната
намотка на Tv2 се оразмерява за напрежението
(1.19) Uar=UAB cos 30°=0,866 UAB.
Фиг. 1.6. Схема на Скот с два трансформатора за преобра-
зуване на трифазна система в несиметрична двуфазна
система
Фиг. 1-7. Схема за преобразуване на трифазна система
в четирифазйа симетрична система
Преобразуване на трифазна система в чоирифазна симе-
трична система. Осъществява се с два трансформатора, чиито
първични намотки са свързани пэ схемата на Скот, а вторичните
намотки са двуфазни, дефазирани на 180° (фиг. 1.7). От вектор-
ната диаграма се вижда как се получава четирифазна система от
напрежения, дефазирани на 90°.
19
Преобразуване на трифазна система в шестфазна симе-
трична система. На фиг. 1.8 е показан най-простият начин за
това преобразуване. Извършва се аналогично на преобразуването
на еднофазна в двуфазна система. Всяка първична фаза на транс-
Фиг. 1-8- Схема на трансформатор за преобразу-
ване на трифазна система в шестфазна симетрич-
на система
форматора има по две вторични намотки, чрез което се пости га
удвояване на фазите на системата. От векторната диаграма се
вижда, че вторичните напрежения образуват симетрична шест-
фазна система.
Чрез комбинирано свързване на повече вторични намотки е
възможно трифазна система да се преобразува в 12-фазна и в
24-фазна.
1.7. Преходни процеси в трансформаторите
Преходен процес при включване на празен ход. Ако в мо-
мента на включването напрежението на мрежата преминава през
максимума си, намагнитващият ток /10 е нула, което е неговата
установена стойност за момента и трансформаторът заработва
веднага в установен режим. Ако трансформаторът се включи,
когато напрежението на мрежата преминава през нулата, развива
се преходен процес, съпроводен с апериодично затихващ токов
20
удар. Началният намагнитващ ток може да достигне стойност
20—30 пъти по-голяма от номиналния намагнитващ ток. Това
нарастване нё е вредно за трансформатора, понеже затихва бър-
зо, но се отразява неблагоприятно на токовата защита на транс-
форматора, която може да изключи. Токовият удар е неблаго-
приятен и за захранващата мрежа. През време на този тежък пре-
ходен процес се получава двукратно повишаване на амплитудата
на вторичното напрежение £2max- Това трябва да се има пред
вид при оразмеряването на електрическите вентили в токоизпра-
вителите [211.
Преходен процес при внезапно късо съединение. При вне-
запно късо съединение на вторичната намотка се развива пре-
ходен процес, през време на който протича ток, многократно по-
голям от трайния ток на късо съединение /к =-^- . Този ток има
Zk
апериодично затихващ характер до достигане на установената
му стойност [21].
1.8. Конструктивно изчисляване на трансформаторите
Съществуват много методи за изчисляване на трансформато-
рите [7, 8, 24, 25, 26]. При всички се използуват едни и същи из-
ходни данни, а именно:
1. Първично напрежение на захранващата мрежа Ur.
2. Напрежения на вторичните намотки [72, £/3, ...» Un.
3. Токове на вторичните намотки /2, /3, . . . , 1п.
4. Пълна изчислителна мощност на трансформатора Ри.
5. Честота на захранващата мрежа f.
6. Максимална температура на околната среда £°.
7. Допустима температура на нагряване на трансформато-
ра t\.
Трансформатори с мощност до 2 kVA. Добра точност се
постига чрез показания по-долу метод [7, 26].
Определяне сечениепго на магнитопровода.
С1-20) 8ст=1г\]РИ, ст2-
Тук k е коефициент със следните стойности:
А=0,98—1,25 за еднофазен трансформатор с Ш-образен маг-
нитопровод броневи тип;
/г = 0,7 за П-образен магнитопровод на еднофазен трансформа-
тор колонен тип, бобинирано само едното бедро ;
k= 0,5 за еднофазен трансформатор с П-образен магнитопро-
вод, бобинирани двете бедра ;
21
£=0,4 за трифазен трансформатор.
С Ри е означена изчислителната мощност на трансформатора
във волтампери. При многонамотъчните трансформатори това е
сумата от мощностите на всички вторични намотки. При трифаз-
ните трансформатори Ри е сумата от мощностите натрите фази.
Коефициентът k има посочените стойкости при магнитна ин-
дукция 2?тах=1>2 Т. Ако трансформаторът трябва да работа при
друга магнитна индукция Bi maX, коефициентът се преизчислява
по формулата
Определяне широчината b на магнитопровода. Желателно е
той да има квадратна форма. Тогава
(122) bmax = \J Sct, cm,
Ако не е възможно да се постигне квадратна форма със
стандартните размери на ламелите, предпочита се правоъгълна
форма с по-голяма дебелина на набора, но не превишаваща
1,5 пъти широчината му. В такъв случай минималната широчина
на магнитопровода е
С1-23) =0,82^ cm.
Избира се стандартна широчина Ь, която е &min<6<&max-
При изчисляване на размера на магнитопровода трябва да се
има пред вид дебелината на изолацията между ламелите и пора-
ди това сечението на магнитопровода, т. е. дебелината на набо-
ра, трябва да се увеличи с 54-10 %.
Изчисляване на броя на навивките. Основната формула е
(1.24) Е=4,44/.да£стВгаах, V.
При /=50 Hz
С1 25) да=45 Е----------
^ст ^тах
За компенсиране на пада на напрежението в намотките
юбикновено навивките на вторичната намотка се увеличават с
5-10%.
Изчисляване на тока в намотките. Токът през f-тата на-
мотка е
(1-26)
I
22
Поради наличие на загуби в трансформатора токът през
първичната намотка се увеличава с 54-10%.
Изчисляване на диаметъра на проводницшпе без изолация-
та. Диаметърът d на проводника зависи от ефективната стой-
ност на тока I и от неговата плътност а:
(1.27) d=l,13^--’
където / е ефективната стойност на тока, А;
а — плътността на тока, A/mm2;
d — диаметърът на проводника, mm.
Плътността на тока се избира в широки граници—от 1 A/mm2
до 6 A/mm2. Тя зависи от мощността на трансформатора, него-
вите размери, начин на охлаждане, допустимото му прегряване и
пр. За малки трансформатори (104-100 W), изработени от стан-
дартни пакета ламели, за средна плътност на тока се препоръчва
2,5 A/mm2. След като се изчисли диаметърът на проводника, из-
бира се най-близката стандартна стойност от табл. 4. След това
се преизчислява действителната плътност на тока за /-тата на-
мотка по формулата
d2
(1.28) а/=а <
избрано
Изчисляване на коефициента на запълване на прозореца на
магнитопровода. Коефициентът на запълване е
1 s
(1.29) k3=-^,
°проз
където SnPo3 е сечението на прозореца, mm2;
5М— сечението на проводнициге на намотките, mm2.
То се изчислява по формулата
(1.30) 5M=-J- (Wj (P1+w2dl+ . . •
където w2, . . . , ‘Wn са броят на навивките на съответните
намотки;
dv d2, ... , dn — диаметрите на проводниците на съ-
ответните намотки, mm.
За намотка от кръгъл проводник с емайлова изолация коефи-
циентът на запълване има оптимална стойност й3=0,34-0,35.
.23
Изчисляване на масата на употребената мед и загубите
в нея [26]. За z-тата намотка масата на медта е
(1.31) G„z=10-sYM/cpWt^,'kg (z=l, 2, ...» п),
където ум = 8,9 g/cm3 е плътността на медта;
/ср — средната дължина на една навивка, ст;
Wi — броят на навивките на Z-тата намотка;
qi — сеченизто на проводника, mm2.
Загубите в медта при средна работна температура 75°С се
изчисляват по формулата
(1.32) Рм=2,4 J ^.Омг, W.
i=l
Изчисляване на загубите в магнитопровода, Извършва се
по формулата
(1.33) Щ'3
където /?Ст са специфичните загуби на феромагнитния материал
при честота f=50 Hz и магнитна индукция Втах=
= 1 Т (за най-често употребяваните електротехни-
чески стоваин р^ е в границите 14-5 W/kg);
Вшах — максамалната магнитна индукция, Т ;
f — работната честота на трансформатора, Hz;
Ост — масата на магнитопровода, kg.
Масата на магнитопровода се изчислява по формулата
(1.34) Ост=Ю-3 уст^ст, kg,
където уст=7,8 g/cm3 е плътността на стоманата ;
Уст — обемът на стоманения магнитопровод, ст3.
Обемът на магнйтопровода се изчислява от геометричните
му размери.
Коефициентът на полезно действие на трансформатора е
(1-35) Ч = ~р _|_р .
гитгм Т'ст
Температурата, до която се нагрява повърхността на транс-
форматора, е
(1-36) М+-^--т-, °C,
а/ + 5охл
24
където /°0 е температурата на околната среда;
а/=1,3. 10—3 W/cm2 deg — коефициент на топлоотда-
ване ;
50хл — охлаждащата повърхност на целия трансформатор
(изчислява се от геометричните му размери).
Температурата в най-нагрятата точка на трансформатора пре-
вишава температурата на повърхиостта му с 104-15°С и това
трябва да се има пред вид.
Пример 1.1. Да се изчисли еднофазен двунамотъчен транс-
форматор със следните данни : напрежение на захранващата мре-
жа (7г=220 V, вторично напрежение £72= 18V, вторичен ток
/2= ЗА, активен характер на товара, честота на захранващата
мрежа /=50 Hz, температура на околната среда 45°С, допустима
температура на прегряване на трансформатора Д/О=55°С.
1. Изчислителната мощност на трансформатора е
РИ = (У2/2=18.3=54 W.
2. Избира се Ш-образен магнитопровод (броневи тип).
3. Избира се максимална магнитна индукция Втах=1,2Т.
4. Определи се сечението на магнитопровода (1.20)
5ст= \/Ри=\/54 = 7,35 ст2.
5. Определи се максималната и минималната широчина на ла-
мелата на магнитопровода (1.22)
&max=V5cT = \[7,35 =2,71 cm,
г . _ < I ____9Qi
t^min — V/ pg yi । 2,21 cm.
6. От табл. 1 се избира подходящ стандартен пакет ламели.
В случая това еШ24х36 с широчина на ламелата ^=24 mm (сред-
ни между fcmax и femin) и сечение на пакета SCT=7,61cm2. Изчисле-
нията се провеждат за това сечение.
7. Изчислява се броят на навивките (1.25):
а) за първичната намотка
wx=45-—~—=4э 7 19 =1084 навивки ;
ст Птах '>01 .
б) за вторичната намотка
w'=45 —У2—=45 -д,18.-0—= 89 навивки.
SCT5max 7,61.1,2
25
За компенсиране на пада на напрежението в трансформатора
навивките на вторичната намотка се увеличават с 10 %, т. е.
w2 = l,l ^2 = 1,1 .89=98 навивки.
8. Изчислява се токът през първичната намотка (1.26)
Pi 1,1. Р 1,1.54
'=—Т' = ЙО—°’27А-
Тук мощността на първичната намотка Pt е увеличена с 10%
спрямо нзчислителната мощност поради наличието на загуби в
трансформатора.
9. Токът през вторичната намотка е зададен /2=ЗА и не се
изчислява.
10. Изчислява се диаметърът на проводниците без изолация-
та при избрана плътност н) тока а'=02 = 2,5 A/mm2:
а) на първичната намотка
</, = 1,13 J-4- = 1,13 J-J|^ = 0,37mm.
От табл. 4 се избира най-близкият стандартен диаметър
di =0,38 mm.
Действителната плътност на тока през първичната намотка
е (1.28)
J2 л Q7 2
ах=0; 12изчислеяо = 2,5 ^-=2,36 A/mm2;
^1 избрано '
б) на вторичната намотка
<4=1,13 </-?- = 1,13 1,24 mm.
1 О2 1
От табл. 4 се избира проводник с диаметър rf2 = h25 mm.
Действителната плътност на тока през вторичната намотка е
а2=о' = 2,5-^=2,45A/mm2.
2 ^2 избрано ‘>252
И. Изчислява се общото сечение на проводниците в намот-
ките (1.30)
5М=~ (w1d2+w2d.2) = -^~ (1084.0,382 + 98.1,252)^243 тп2.
26
12. Изчислява се коефициентът на запълване на пр>зореца
на магнитопровода
S 243
*3= ^-=ЗбГ12-=0.56.
° проз
Тази стойност е недопустимо голяма и означава, че практи-
чески е невъзможно проводниците да се съберат в прозореца на
избрания магнитопровод.Затова от табл. 1 се избира следващият
по’голям размер пакет с приблизително сыцото сечение. В слу-
чая това е ШЗОхЗО с SCT=7,92 cm2.
Изчисленията по т. 7, т. И и т. 12 се повтарят с новите
данни.
220.45
7 . -792~Т2 = навивки;
18. 45 о-
w2= V92-1-2’ = ^ навивки»
w2= 1,1.85=94 навивки.
И'. 5М= -^—(1042.0,38 + 94.1,25) = 234mm2.
12'.А3=
234
проз 45715
5м
=0,35.
S
Тази стойност на коефициента на запълване е допустима.
13. Изчислява се масата на медта в трансформатора (1.31)
Gm1=10-6Tm/cP1w19’1= 10“6.8,9. 15.1042.0,1134=0,158 kg.
Gm2 = 10‘ 6rJcp2w2?2=10“6.8,9.21 .94 . 1,227=0,216 kg.
14. Изчисляват се загубите в медта (1.32):
Рм=2,4 (a2 GM1 + o2 Gm2)=2,4 (2,372.0,158+2,462.0,216)=5,26 W.
15. Изчислява се масата на магнитопровода (1.34)
GCT= 10~3 Ист= 10 "3.7,8.162= 1,26 kg.
16. Изчисляват се загубите в магнитопровода (1.33)
Лт=Ат52тах (э^)1’3 G„=2.1,22.11-3.1,26=3,63 W.
27
17. Изчислява се коефициентът на полезно действие (1.35>
71 Рн +Рм+/’сТ- 54+5^26 +3,63 0,86‘
18. Изчислява се температурата на повърхността на транс-
форматора (1.36)
/°=Г
о
Р*+Р'Т
а1 *%хп
= 45 +
5,26+3,36
1,3 . 10-J .360
= 71,3°С.
Прегряването на повърхността на трансформатора е 26,3°.
Най-нагрятата точка ще има прегряване А Г = 26,3+ 15 = 41,3°С—
по-малко от 55°С, която е зададената допустима стойност.
1.9. Опростепото изчисляване на маломощен трансформатор [24J
Единични трансформатори с мощност до 50 VA. Изчисле“
нията могат да се проведат по опростен метод. При приета мак"
сима л на стойност на магнитната индукция 1 Т се определят:
— сечението на магнитопровода
(1.37) ScT= cm2;
— броят на навивките на намотките
(1.38) W1 = 48^-;
•Зет
(1.39) w2=52~-;
— диаметрите на проводниците
(1.40) d=0,7>/ 7, mm.
Коефициентът на запълване на прозореца на магнитопровода
и прегряването на трансформатора не се изчисляват.
Изчисляване на трансформатор по номограми. За предва-
рително изчисляване на маломощни трансформатори или за еди-
нични, неотговорни случаи могат да се използуват номограми.
Те са построени на базата на опростените методи за изчисляване
и дават приблизителни резултати със задоволителна точност.
На фиг. 1.9 е дадена номограма [24], която важи за следни-
те изходни данни:/=50 Hz, сечение на магнитопровода SCT =
= 1,25 7Рн, ст2, навивки на волт w0=-—6-p— и диаметър на
проводниците <Z==1,13 , mm.
28
Пример 1.2. Да се изчисли трансформатор с вторично напре-
жение U2=b V и ток /2=ЗА.
Редът на изчисливане е показан с прекъсвана линия на фиг.
1.9. Избира се плътността на тока върху скала 8 (2,0 A/mm2).
Фиг.
1*9. Номограма за изчисляване на трансформатори
Тази точка се съединява посредством права линия с точката,
съответствуваща на стойността на тока /2 върху скала 6. Вър-
ху скала 7 се отчита диаметърът на проводника, в случая 1,5 mm.
Съединява се точката, съответствуваща на стойността на тока
/2 (скала 6), с точката, определяща стойността на напрежението
U2 (скала 4). Пресечната точка на тази линия със скала 5 опре-
дели мощността на трансформатора и сечението на магнитопрово-
да, в случая PH=15VA и SCT=5cm2. Като се прекара права ли-
ния между пресечната точка от скала 5 и избраната стойност на
мигнитната индукция върху скала /, от пресечната й точка със
скала 3 се определи броит навивки на един волт напрежение, в
случаи w0=10. Прекарването на права линии през точките Haw0
29
Ts Ё
1,k-
1>3~
ii—
%
навибки
на болт
0,6 q
07-
0.8-
d.S-z
1,0-
cm2 VA
50-4
kQ--_1OOO
I
А
6-
5-
k-
3
7,0-
2
1,5
30
0,9-
0,8—
0,7-
0,6-
4 -
5 -
6 ~
7 -
8 -
3 -
10-
15
20-
600
500
kOO
300
250
200
150
1,5
//•
0,5-
20
30
0,k-
kQ -
50. -
60 -
70 -
80 -
SO J
100
03—]
d
mm
7,5
I d
A mm
S-A
7-
6~_
5~
k-
3
2
1,5
A
10-
6 41
5~__
k~~
з -Z
10
9
8
U°o
^0
Г 50
-kO
7--30
0,5-
Q,k-
0,3-
0,9
0,8
0.7
0,5
0,5
0,k
6
5
k
3
2
7,5
to-
10
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
20
10
— 5
--k
2-~3
-2
-1,0
1,0-
-0,5
2
7/4
1,0-
0,2
0,15
0,1
0,05
0,0k--
0,03--
0,02 —
0015-
o,3
0,2
015
—0,1
0,k
о,з-
0,2
0,15
0,1
0,05 —
0,0k —
0.03 —
0,k
о,з
0,2
0,02-Г~
d
mm
2
1,5
я/
0,0
0,7
0,6
0,5
0,5
0,k-
0.3
0,2
0,15-
0,1
0,k
0,3
0,2
0,05--W
0,0k--
0,03-'

0,024
2Aimm2' 2,5Almm2 3Almmz
Плътност на тока 6
Фиг. 1-10. Опростела номограма за изчисляване на трансформатори
30
(скала 3) и на U2 (скала 4) показва върху скала 2 броя на навив-
ките за даденото напрежение, в случая w2=50.
Ако трансформаторът е многонамотъчен, изчисленията се про-
веждат за всяка вторична намотка поотделно, като при определя-
Фиг. Ы1. Стандартен 111-
образен ламелен магнито-
провод за маломощни ед-
нофазни трансформатори
Фиг. 1-12- Стандартен Ш-образен лентов
магнитопровод за маломощни еднофазни
трансформатори
нето на Ри и SCT се взема сумарната мощност от всички вторич-
ни намотки.
За напрежения до 10V се използуват стойностите от десни-
те страни на скали 2 и 4. а за напрежения над 100 V — стойнос-
тите от левите страни на същите скали. Тъй като зависимостите
са право пропорционални, десните страни на двете скали могат
да се умножават с общ мащабен коефициент 10", където п е
цяло число. В случая левите скали са получени при умножаване
с коефициент, равен на 103.
При скали 6 и 7 има същото съответствие—лявата страна на
скала 6 отговаря на лявата страна на скала 7, а дясната страна
на скала 6 отговаря на дясната страна на скала 7.
Номаграмата от фиг. 1.10 е за още по-опростено изчислява-
не на трансформатори. При нея аналитично се определи изчисли-
телната мощност на трансформатора, равна на сумата от мощно-
стите на всичкивторични намотки—Ри = U'2/'z+U?...
От получената стойност върху скала 3 направо се отчита сече-
нието на магнитопровода SCT. Като се съедини с права линия
точката на мощността(в случая 100 VA) с точката на стойността
на избраната магнитна индукция от скала 1 (1.2 Т), от пресечна-
31
та точка на тази линия със скала 2 се получава брояг на на-
вивките за един волт напрежение (w0=>=3).
Броят на навивките за всяка намотка се изчислява по фор-
еднофазни транс-
маломощни
форматоры
водници с кръгло сечение.
(1.34) wn=wQUn.
Диаметърът на проводника за
дадени намотка се отчита направо
от скали 4, 5 или 6 в зависимост
от избраната плътност на тока.
Не се прави проверка на коефи-
циента на запълване на прозореца
на магнитопровода.
След изчисляването на транс-
форматора независимо по кой ме-
тод е извършено то се прави кон-
структивно ора^меряване. За цел-
та се избира стандартен магнито-
провод— Ш-образен ламелен (фиг.
(фиг. 1.12) или П-образен лентов
1.11), Ш-образен лентов
(фиг. 1.13). Данните за най-употребяваните магнитопроводи сада-
дени в табл. 1, 2 и 3.
В табл. 4 са дадени данни за най-употребяванитемедни про-
Таблица 1
Пакети за трансформатори с нормални размери
Тип на пакета Размери на магнитопровода, mm SCT, cm2 ^ст, cm
У1 У2 Уз h b
1 2 3 4 5 1 6 1 7 8
Ш 10X10 Ш 10X15 Ш 10X20 10 10 15 20 5 15 5 0,80 1,32 1,76 5,57
I ш 12X12 Ш 12X18 Ш 12X24 12 12 18 24 6 18 6 1,27 1,90 2,54 6,68
Ш 14X14 i Ш 14X21 ! Ш 14X28 1 14 14 21 28 7 21 7 1,73 2,59 3,45 7,80
32
Продължеиие на табл. 1
1 2 3 4 1 5 в । 7 8
Ш 16X16 Ш 16X24 Ш 16X32 16 16 24 32 8 24 8 i 2,25 3,38 4,50 8,90
Ш 18X18 Ш 18X27 Ш 18X36 18 18 27 36 9 27 9 2,85 4,28 5,71 10,0
Ш 20X20 Ш 20X30 Ш 20X40 20 20 30 40 f 10 30 10 3,52 5,28 7,04 11,1
Ш 24X24 Ш 24X36 Ш 24X48 24 24 36 48 12 36 12 5,07 7,61 10,10 13,4
Ш 28X28 28 28 14 42 14 6,9 15,6
Ш 30X30 Ш 30X45 Ш 30X60 30 30 45 60 15 45 15 7,92 11,9 15,8 16,7
Ш 32X32 Ш 36X36 32 36 32 36 16 18 48 54 16 18 8,IS 11,< • 17,8 20,05
Ш 40X40 Ш 40X60 Ш 40X80 40 40 60 80 20 60 20 14,1 21,1 28,2 22,3
Ш 44X44 Ш 50X50 Ш 56X56 Ш 64X64 44 50 56 64 44 50 56 64 22 25 28 32 66 75 84 96 22 25 28 32 17,1 22 24,5 27,85
3 Токоизправители и стабилизатор»
33
Таблица 2
Лентови магнигопроводи с Ш-образна форма
Тип на пакета Размери на магнитопровода •5 ст, ст2 ^ст, ст
. ~У1 h b h | Уг
1 2 L 3.__. 4 5 С© 7 ' 8
ШЛ 10X10 ШЛ 10X12,5 ШЛ 10X16 ШЛ 10X20 10 25 10 5 10 ‘ 12,5 16 20 0,87 1,09 1,39 1,74 8,5
ШЛ 12X12,5 ШЛ 12X16 ШЛ 12X20 ШЛ 12X25 12 30 12 6 12,5 16 20 25 1,31 1,68 2,1 2,63 10,2
ШЛ 16X16 ШЛ 16X20 ШЛ 16X25 ШЛ 16X32 16 40 16 8 16 20 25 32 2,24 2,8 3,5 4,5 13,6
ШЛ 20X20 ШЛ 20X25 ШЛ 20X32 ШЛ 20X40 20 50 20 10 20 25 32 40 3,5 4,4 5,6 7,1 17,1
ШЛ 25X25 ШЛ 25X32 ШЛ 25X40 ШЛ 25X50 25 62,5 25 12,5 25 32 40 50 5,5 7,1 8,8 11 21,3
ШЛ 32X32 ШЛ 32X40 ШЛ 32X50 ШЛ 32X64 32 80 32 16 32 40 50 64 9,1 11,3 14,2 18,1 27,3
34
Таблица 3
Лентсви магнитолроводи с П-образна форма
Размери на магнитопровода,
Тип на пакета Е и е м Е Е со g
е I Е 2.
1 <0° —°
I 2 3 4 1 5 6 7 1 8
ПЛ10 12,5—20 20 9,6 10,56
ПЛ10 12,5—25 10 12,5 12,5 25 1,1 10,6 11,65
ПЛ10 12,5—32 32 11,6 12,76
ПЛ10 12,5—40 40 13,6 14,95
ПЛ 16 32—40 40 18 81,7
I ПЛ 16 32—50 1 ПЛ16 32—65 16 32 25 50 65 4,54 20 23 90 8 104,4
ПЛ 16 32—80 80 26 118
' ПЛ20 40 -50 50 22,7 161,2
; ПЛ20 40—60 ПЛ20 40—80 20 40 32 60 80 7,1 24,7 28,7 175,4 204
; ПЛ20 40—100 100 32,7 232
ПЛ25 50—65 65 28,8 320
ПЛ25 50—80 ПЛ25 50—100 25 50 40 80 100 11,1 31,8 35,8 353 397
ПЛ25 50—120 120 39,8 442
ПЛ32 64—80 80 36 655
ПЛ32 64—100 ПЛ32 64—130 32 64 50 100 130 18,2 40 46 728 837 I
ПЛ32 64 — 160 160 52 946
ПЛ40 80—100 100 45,3 1296
ПЛ40 80—120 ПЛ40 80—160 40 80 64 120 160 28,6 49 57,3 1400 1670
ПЛ40 80—200 200 1 05,3 1870
35
Та блица
Стандартни диаметри, сечения, маса и съпротивление
на медни проводници
Диаметър, mm Сечение, mni2 । аса за 1 к гл, 1 КЦ । Съпротивление, । 42/кт при 15°С 1
1 2 3 1 4 ;
0,05 0,00196 0,01746 9100 |
0,06 0.00283 0,0252 6300 1
0,07 0,00385 0,0342 4630 i
0,08 0,00503 0,0447 3550 !
0,09 0,00636 0,0566 2810 !
о,ю 0,00785 0,0698 9270 i
0,11 0,00950 0,0845 1813 1
0,12 0,01131 0,1005 1524 '
0,13 0,01727 0,1180 1296 |
0,14 0,01539 0,1368 1118 I
0,15 0,01767 0,1571 974
0,16 0,02010 0,1788 856
0,17 0,0227 0,202 758
0,18 0,0255 0,226 674
0,19 0,0284 0,252 606
0,20 0,0341 0,279 518
0,21 0,0346 0,308 497 :
0,23 0,0415 0,369 415
0,25 0,0491 0,436 351
0,27 0,0573 0,509 300
0,29 0,0661 0,587 260
0,31 0,0755 0,671 228
0,33 <>,0855 0,760 201
0,35 0,0962 0,855 179
0 38 0,1134 1,008 152
0,41 0,1320 1,173 130
0 44 0,1521 1,352 113 •
0^47 0,1735 1,542 99
0,49 0,1886 1,676 91
0,51 0,204 1,816 84
0,53 0,221 1,961 78
0,55 0,238 2,Н 72
0,57 0,255 2,27 68
0,59 0,273 2,43 i бз
0,62 0,302 2,Ь8 I 57
0,64 0,322 2,86 r 53
0,67 0,353 3,13 1 49
0,69 0,374 3,32 1 46
0,72 0,407 3,62 42
0,74 °,43о 3,82 40
0,77 0.466 4,14 1 37
0,80 0,503 4,47 • 34
36
Продължение эт табл «4
1 1 2 1 3 1 4

0,83 0,541 4,81 32 ।
0,86 0,581 5,16 30
0,90 0,636 5,66 27
0,93 0,679 6,04 25
0,96 0,724 6,43 24
1,00 0,785 6,98 22
1,04 0,849 7,65 20
1,08 0,916 8,14 18,8
1,12 0,985 8,75 17,5
1,16 1,057 9,40 16,3
1,20 1,131 10,05 15,22
1,25 1,227 10,91 14,02
1,30 1,327 11,80 12,96
1,35 1,431 12,73 12,01
1,40 1,539 13,69 И,18
1,45 1,651 14,68 Ю.41
1,50 1,767 15,71 9,74
1,56 1,9И 16,99 9.00
1,62 2,06 18,32 8,36
1,68 2,22 19,71 7.75
1.74 2,38 21,1 7,23
1,81 2,57 22,9 6,70
1,88 2,78 24,7 6,19
1,95 2,99 26,5 5,76
2,02 3,20 28,5 5,38
2,10 3,46 30,8 4,97
2,26 4,01 35,7 4,29
2,44 4,68 41,6 3,68
2,63 5.43 48,3 3,17
2,88 ' 6,29 55,9 2,73
3,05 7,31 65,0 2,35
3,28 8,45 75,1 2,04
3,53 9,79 87,0 1,758
3,80 11,34 100,8 1,518
4,10 13,20 117,4 1,303
4,50 15.90 141,4 1,082
4,80 18,10 160,9 0,951 ,
5,20 21,2 188,8 0,812
ГЛАВА ВТОРА
НЕУПРАВЛЯЕМ!! ТОКОИЗПРАВИТЕЛИ ПРИ АКТИВЕН ХА-
РАКТЕР НА ТОВАРА
2.1. Классификация на токоизправителните схеми
Токоизправителните схеми могат да бъдат класифицирани по
различии признаци.
а. Според вида на вентилите:
— неуправляема токоизправители — с неуправляема вентили
(кенотрони, полупроводникови диоди, газотрони, екситрони и др.);
— управляеми токоизправители — с управляеми вентили (ти-
ристори, тиратрони, игнитрони, екситрони с решетки и др).
б. Според броя на фазите на променливотоковата система,
захранваща вентилната трупа — еднофазни и многофазни.
в. Според вида на тока във вторичната намотка на трансфор-
матора токоизправителите са:
— еднополупериодни — когато през всяка фаза на вторичната
намотка на трансформатора протича ток само през единия полу-
период на напрежението на фазата. В този случай токът има пос-
тоянна съставка;
— двуполупериодни — когато през всяка фаза на вторичната
намотка и през двата полупериода на фазовото напрежение про-
тича ток. В този случай токът през вторичната намотка няма пос-
тоянна съставка.
Режимът на работа на токоизправителните схеми зависи от
характера на товара. Съществуват четири основни режима:
а. Работа на токоизправителя при активен характер на това-
ра.
б. Работа на токоизправителя при индуктивен характер на то-
вара.
в. Работа на токоизправителя при капацитивен характер на
товара.
г. Работа на токоизправителя при противо-е.д.н.
38
Поради наличи то на електрически вентили във веригите на
токоизправителя процесите в него се описват от законите на не-
линейната електротехника. При работата на токоизправителя е на-
лице един квазистационарен процес, състоящ се от непрекъснато
повтарящи се преходни процеси с честота, кратна на мрежовата
честота. При определяне на основните зависимости между отдел-
яйте величини в схемата с цел да се опростят уравненията, къ-
дето е възможно, се допуска, че трансформаторът и вентилите са
идеални, т. е. техните вътрешни съпротивления са равни на нула.
Когато опростяването е невъзможно, се взема пред вид влиянието
на вътрешните съпротивления.
За прегледност и универсалност на формулите честотата на
захранващата мрежа а)мр се елиминира от уравненията чрез въвеж-
дане на безразмерна независима променлива — фазата на промен-
ливите напрежение и ток, т.е. <dmp /=9. Тогава променливото си-
нусоидално напрежение има вида
*(2.1) e=Bmaxsin9.
Процесите във всички токоизправителни схеми са аналогични
и това дава възможност за обобщеното им записване. В зависи-
мост от вида на схемата — еднополупериодна или двуполупериод-
на, и от броя на фазите т се получават само количествени раз-
лики в уравненията. Характерът на товара — активен или реакти-
вен— оказва по-съществено, качествено влияние върху работата
на токоизправителната схема.
2.2. Еднофазен еднополупериоден токоизправител (/п=1)
При еднофазния еднополупериоден токоизправител с активен
характер на товара (фиг. 2.1а) изправеното напрежение Ео и из-
правеният ток Zo са прекъснати (фиг. 2.1 в). Това поражда раз ли-
ка в з.авйсимостите между основните електрически величини при
тази схема спрямо същите зависимости при многофазните схеми
/п2>2. Ето защо еднофазната схема е разгледана отделно.
Диаграмите на токовете и напреженията са показани на фиг.
2.16, в, г ид. Захрамващото напрежение е
(2.2) 62 “
Средната стойност на изправеното напрежение е
/9 о\ р __£атах__^тах
z ~ 3,14 ’
Амплитудата на напрежението на вторичната намотка е
(2.4) Е2тах ==тсД) = 3,14/Г0.
39
Ефективната стойност на напрежението на вторичната намот-
ка е
(2.5) Ег = ^=^Е0=2,22Е0.
Фиг. 2-1. Еднофазен еднополупери°Ден
токоизправител с активен характеР на
товара: а) принципна схема; 6) д и аг ра-
ма на напрежението на вторичната на"
мотка на трансформатора; в) диагРа‘
ми на изправеното напрежение и из-
правения ток; а) диаграма на първич-
ния ток на трансформатора; д) напре-
жение върху вентила
Максималното обрати о
напрежение върху вентила е
(2,6) t/06p =3,14 Eq.
Първичното напрежение е
променливо синусоидално с
ефективна стойност
(2.7) Е^пЕ^пЪёЪЕъ,
където п е коефициен-
тът на трансформация на
трансформатора.
Средният ток през то-
вара е
(2 ЯЪ Т ___^2тах_^2тах
4 * 1 3,14 •
Амплитудата на тока
през вторичната намотка на
трансформатора и през вен-
тила е
2.9) /2тах =Ч = ,314/0‘
а ефективната му
стойност—
(2.10) 4=^=г/,=1,57
Вторичният ток е не-
синосуидален и с постоянна
съставка (фиг. 2.1в).
Първичният ток има съ-
щата форма както вторич-
да се транс-
ният, но без постоянната съставка, конто, не може
формира (фиг. 2.1г). Ефективната му стойност е
(2.11) =-1-1,21/,.
40
Изчислителната мощност на вторичната намотка на трансфор-
матора е
<2.12) Р2И=£2/2=3,49Ро.
Тук P0 = EqIq е мощността напостоялната съставка на изправения
ток. Тази мощност е по-малка от пълната активна мощност, по-
неже в нея не влизат мощностите на висшите хармоници на из-
правения ток.
Изчислителната мощност на първичната намотка на трансфор-
матора е
(2.13) р1и =^=2,66^0.
Разликата между изчислителните мощности на първичната и
вторичната намотка се дължи на разликата между формите на
първичния и вторичния ток.
За изчислителна (типова) мощност на трансформатора се
приема средната аритметична стойност от двете мощности
<2.14) ри = .Р1иУ2и-==3,О9Ро
Изчисляването на трансформатора се извършва за тази мощност
Предимството на тази схема е нейната простота-и малък брой
елементи.
Недостатъците са непълното използуване на типовата мощност.
на трансформатора, големи пусации на изправеното напрежение,
голямо максимално обратно напрежение върху вентила и малък
общ к.п.д.
2.3. /я-фазен еднополупериоден токоизправител при активен
характер на товара (ш2^2)
Схемата на m-фазен еднополупериоден токоизправител при
активен характер на товара е показана на фиг. 2.2а, а нейната
эквивалентна схема—на фиг. 2.26.
Поради чисто активния характер па товара токът iQ повтаря
юбвивната крива на е. д. н. е2 на всички фази от вторичната на-
мотка (фиг. 2.2 в, г). Токът през коя и да е фаза има формата на
лмпулс с косинусоидална форма с амплитуда Лтах (фиг. 2.26).
Моментните стойкости на i2 и /0 са равни, равни са и техни-
те амплитуди. Ъгълът на отсечката на токовия импулс за /п2>2
€
<2.15j 2г=-^_.
41
Средната стойност на тока през товарам
(2.16) /q = /7^2^2сР>
или
(2.17)
70 — Атах —Sin
Фиг. 2-2. Схема на /n-фазен еднополупериоден токо-
изправител с активен характер на товара: а) принцип-
на схема; б) еквивалентна схема; в) диаграма на изпра-
веното напрежение; г) диаграма на изправения ток; д)
токът през една от фазите
където /2ср е средната стойност на тока през една фаза на вто
ричната намотка;
Атах — амплитудата на същия ток.
Ефективната стойност на тока през една фаза от вторичната
намотка е
(2.18)
TZ
42
При m2>3 може да се използува опростената приблизите лн а:
формула за ефективната стойност на тока
(2.19) I 2
Отношението на средната стойност на тока през фазната на-
мотка към неговата амплитуда се нарича коефициент на пос то ян-
наша съставка на токовая ампуле М:
(2.20) М=-/г-с-р- • /гтах
Отношението на ефективната стойност на тока през фазова-
та намотка към неговата средна стойност се нарича коефициент
на формата на фазовия ток и е равен на
(2.21) Г\ 1 2 ^2 ^2 ср 7гср / с
Като се заместят стойностите на /2СР, /2тах, 4 и 4’ за М и
D се получава
(2.22) . л sin М = тс
и 1 / 2к\
(2.23) £»=--—< / 1 ц S14|. sin-^VM m2 1 \ m2 /
Средната стойност на изправеното напрежение е
(2.24) Г7 Г7 ПТп • Л ^0~^2max“Z Sln~ • Z7*2
Амплитудата на напрежението на вторичната намотка е
(2.25) р Eq ^2 max w , тс т2
а ефективната му стойност—
(2.26) р ^0 . л т2
4£
Отношение™ на ефективната стойност на фазовото е. д. н.
към средната стойност на изправеното напрежение се нарича ко-
ефициент на фазовото е. д. н. В:
г,
<2.27) В==—ЕГ ’
За идеален токоизправител
Ефективната стопност на първичното напрежение е
(2.29) .
Обратното напрежение (70бр) приложено върху вентилите, е
равно на максималната стойност на линейното напрежение на вто-
ричната намотка на трансформатора Е2лтах.
Отношението на максималното обратно напрежение на венти-
ла към постоянната съставка на изправеното напрежение се на-
рича коефициент на обратното напрежение:
(2.30)
__ Uобр _^2 4
U~ ~В0— £0
Изразен чрез коефициента на фазовото е. д. н., коефициен-
тът на обратното напрежение е
(2.31) •
Пулсации на изправеното напрежение. Тяхната стойност се
яолучава чрез хармоничен анализ на кривата на, изправеното на-
прежение, изразено чрез реда на Фурие. Амплитудата на </-тия
хармоник е
2 г
(2.32) J^tnaxCOStoZ . cos qni^t . do>i
или след решаването ва интеграла
(2.33) •
Тази зависимост не важи за еднофазен еднополупериоден то-
коизправител (/п2 = 1), понеже се получава неопределеност.
44
За амплитудата на първия хармоник се получава:
а) ПрИ /Л2>1 U(l)max ’
б)при /и2=1 и(1)п,ах=-;-£о=1.57£о
Токът в първичната намотка. За схемите, при конто т^ —
т. е. няма промяна на броя на фазите в трансформатора, ефек-
тивната стойност на първичния ток е
(2-3-1)
Ако в трансформатора се удвоява броят на фазите, тогава
(2-35)
Изчислителната мощност на първичната намотка на трансфор*
матора е
(2.36)
а на вторичната му намотка —
(2.37) Р2и=т2£272.
Типовата мощност на трансформатора е
(2.38) Я = -
В табл. 5 са дадени основните параметри и зависимости меж-
ду електрическите величини на най-употребяваните еднополупе-
риодни токоизправителни схеми при активен характер на товара.
2.4. Паралелна шестфазна токоизправителна схема с между-
фазен дросел
Това е токоизправителна схема, състояща се от два трифаз-
ни еднополупериодни токоизправителя, фазово изместени на ъгъл
л/6, работещи паралелно (фиг. 2.3а). Известна е още като схема,
на Кюблер.
Дроселът Ду включен симетрично във веригата на изправе-
ния ток между нулевите изводи на двете звезди, осигурява рав-
номерно разпределение на тока между паралелно работещите два.
трифазни еднополупериодни токоизправители*
45-
ABC
Фиг. 2-3. Схема на Кюблер: а) принцип-
на схема; б) диаграма на напреженията;
в) токове на двата паралелни клона; г) из-
правен ток; (?) ток през първичната на-
мотка
Положителните полу-
вълни на фазовиге напре-
жения на дветё звезди на
вторичната намотка са по-
казами на фиг. 2.3 б — ед-
ните с плътна линия, а
другите — с прекъсвана
линия.
Наличието на между-
фазен дросел дава въз-
можност за едновременна
работа на двата вентила от
двете отделяй звезди.
Средната стойност на
изправеното напрежение е
(2.39) £о=О,827^2тах.
Амплитудата на напре-
жението на вторичната на-
мотка е
(2.40) /^тах— 1,21 Eq,
ефективната стойност на
вторичните фазови напре-
жения —
(2.41)
Е2 = ^=0,855 Ео,
максималното обратно не-
прежение върху вентили-
те —
(2.42) 1/обР=2>4 ^о.
ефективната стойност на
първичното напрежение —
(2.43)
Ег = пЕ2=п0,85 5 Ео.
46
Амплитудата на фазовия ток или на тока през един вентил е
(2.44) /2max=O,6O5Zo,
ефективната стойност на вторичния ток —
(2.45) Z2=O,48Z2max=O,29Zo,
средната стойност на тока през един вентил —
(2.46) Лср=--0-.
Амплитудата на първичния ток е
(2.47) Zimax — —- Z2max== O,6O5Zo,
JT
а ефективната му стойност —
(2,48) /1=0,687/1П,ах=—-О,415/о.
Изчислителната мощност на вторичната намотка на трансфор-
матора е
(2.49) P2h=6E2Z2=1,5P0,
а на първичната намотка
(2.50) P1H=3£,1Z1=l,05Po.
Средната (типова) изчислителна мощност на трансформатора
е
(2.51) ри=Р1и+Раи =1>28р0.
Посочените по-горе зависимости важат само при паралелна
работа на двете звезди. Този режим зависи отчиндуктивността
на дросела и от големината на тока през него. При празен ход
падът на напрежение в дросела е равен на нула итокоизправите-
лят работа като обцкновен шестфазен еднополупериоден токоиз-
правител. В този случай изправеното напрежение е
(2.52) Ео=0,955 Z:2max.
За да работят двете звезди паралелно, падът на напрежение
в дросела трябва да е
(2.53) URP >0,128£а™х.
Това напрежение се получава при изправен ток, по-голям от
една критична стойност ZOkP. Тогава
(2.54) U№=12fL№I0KP.
47
Основы и параметри на еднополупериодни токоизправителнк
48
Таблица 5
схеми работещи при активен характер на товара
форматора Данни за вентилите Пулсаиии на изпоа-
га f- V н веното напрежение
х У GK а га
X ® га X X
ч о о и а о
X В о о и? U о £ X
ктивен Т рвичната ова мощ! 5 И га в й Ч га га cl Svo £ S О s симална тока ’X О <J га ® га фрциент лсации гота на с I хармон
о А с о х га <!<! в га о 0) О 5
с В 2 х£ га я CLH 2 я ® В
<и ь \о S S о В*
А рв N ^обр A max Ар 5 со
5 6 7 8 1 1 9 10 1 11 1 12
L21_ п 3,09Ро 1 3,14Е0 3,1470 /о 1,57 “мр
1,11 п 1,48Р0 2 3,14^о 1,57ZO О,5/о 0,67 2“мр
0,48 ! । 1 1
п 1,37Р0 3 2,1Е0 1,21/0 О,33/о 0,25 3(ВМР
4 Токоизправителя и стабилизатори
49
• 1 2 3 1 4
Трифазна едно- полупериодна схема триъгъл- ник—звезда Шестфазна едно- полупериодна схе- ма звезда—звезда Шестфазна еднополупериодна схема триъгълник— звезда г! O,855Z?o О,742^о 0,7423) О,527/о О,41/о 0,41/0

3 1 37 3 *т[ 7

5 7 2 1 5 1 TL
3 7 3 SZ 3 У
i р!

1 3 1 3
г з 1 3 1 3 7
50
Продължение от табл. 5
5 1 6 7 8 9 10 11 1 12
0,47 п /о 1,37Р0 3 2,12?о 1.21/0 O,33/o 0,25 ЗсОмр
0,47 п /о 1.49Р0 6 I 2,1 Eq l,O5Zo O,167/o 0,057 6(1)мр
0,58 п Io 1,55Р0 6 2tlEQ 1.05/o О,167/о 0,057 6(Омр
51
Обикновено се приема /окр<“4’ • Тогава индуктивността на
дроседа при честота на мрежата /=50 Hz е
<2-55) '-.=-ёг'н
където /?т е съпротивлението на товара, Q.
Паралелната шестфазна токоизправителна схема с междуфа-
зен дросел се използува при мощни токоизправители за големи
токове.
2.5. Последователна шестфазна токоизправителна схема
При тази схема, известна още като схема на Вологдин (фиг
2.4а), се използува трифазен трансформатор, който има две вто-
рични намотки, свързани в звезда. При това напреженията им са
дефазирани на 180° и по същество се получава шестфазна сис-
тема.
Всяка звезда заедно с вентилите си представлява трифазен
еднополупериоден токоизправител. Двата токоизправителя работят
независимо един от друг, като изходните им напрежения се су-
мират. Основните зависимости на величините в схемата са:
средната стойност на изправеното напрежение
(2.56) 7Fo=O,477£’2max>
амплитудата на фазэвите напрежения на едната звезда е
(2.57) £’2тах=О>6О5£’о,
ефективната стойност на фазовото напрежение е
(2.58) £2=-Д^=О,428Ео>
максималното обратно напрежение върху вентила е
(2.59) t/o6p= ^2max= 1
ефективната стойност на първичното напрежение е
(2.60) Е^пЕ^пЪ,428^0,
амплитудата на фазовия ток е
(2.61) 12тах ~ 1 >05 Iq,
а ефективната му стойност —
(2.62) /2 = 0,55/2тах>
52
или
(2.63) 72=O,58/o.
Първичниятток е про-
менлив, симетричен, нэ не
е синусоидален. Ефектив-
ната му стойност е
(2.64) 4=0,781 4тах >
а амплитудата—
(2-65) Лтах= л Агтах “
= -—1,05 70,
п 0
откъдето се получава, че
(2.66) 71== Ц-О,82/о.
Изчислителната мощ-
ност на вторичната намот-
ка е
(2.67) Р2И=6£2/2=1,5Р0>
а на първичната намотка —
(2.68) Р1и=3£171=1,О5Ро.
Средната изчислител-
на мощност на трансфор-
матора е
(2.69)
Ри=-1ИЛР?И=1,28Р0.
Фиг. 2-4. Схема на Вологдин:
а) принципна схема', б) изпра-
вено напрежение; в) токове
през вторичните намотки; г)
изправен ток; д) ток през пър-
вичната намотка
53
Тази схема е приложима за мощни токоизправители за висо-
ко напрежение.
Еднополупериодните схеми се отличават с непълно използу-
ване на мощността на трансформатора и сравнително високи обрат-
ни напрежения върху вентилите. Съвременните конструкции на
полупроводниковите вентили дават възможност при всички слу-
чаи да се използуват двуполупериодни (мостови) схеми, конто ня
маттези недостатъци. Най-използуваните двуполупериодни токоиз
правителни схеми са еднофазните и трифазните мостови схеми.
2.6. Еднофазен мостов токоизправител
Схемата на*еднофазния мостов токоизправител и диаграмите
на токовете и напреженията му са показани на фиг. 2.5. Вентили-
те 1 и 2 са т. нар. катодна трупа, а вентилите 3 и 4 — анодна
трупа.
Средната стойност на изправеното напрежение е
(2.70) Eq—-- ZT2niax»
Амплитудата на напрежението на вторичната намотка е
(2.71) £’2тах= -^-^о = 1>57£о,
а ефективната му стойност —
(2.72) £'2=^-=1,11£'о.
Максималното обратно напрежение върху вентилите е равно
на амплитудата на вторичното напрежение
(2.73) [7обр=£2тах= -^-Ео^ 1,57 Eq.
Ефективната стойност на първичното напрежение е
(2.74) £'1=/г£’2=/г1,11Е0.
Средната стойност на изправения ток е
(2.75) Л)= “ ^2max = 0,637/2max •
Амплитудата на тока през вторичната намотка на трансфор-
матора е
(2*76) ^2тах=^ 2 Ь57/о,
54
а ефективната му стойност—
(2.77)
_bmax_ ,
Z2- -ЬИ/о’
Токът през вторичната
на съставка (фиг. 2.55).
Средната стойност на
тока през един вентил е
(2.78) /ср=-2Р--
Формата напървичния
ток съвпада с формата на
вторичния ток и затова
ефективната стойност на
първичния ток е
(2.79) Д=-
Изчислителната мощ-
ност на вторичната намот-
ка на трансформатора е
(2.80) Р2и=£’/2=1,23 Ро>
а изчислителната мощност
на първичната ^намотка—
(2.81) Р1И=£1/1=1,23РО-
Средната изчислител-
на мощност на трансфор-
матора е
(2.82)
РИ=~^ = 1,23РО.
При тази схема се пос-
тига най-добро използува-
не на трансформатора в
сравнение с другите едно-
фазни схеми. Обратного
напрежение върху венти-
намотка е синусоидален, без постоян-
Фиг. 2-5. Еднофазен мостов токоизправи-
тел.' а) принципна схема: б) напрежение и
ток на вторичната намотка; в) токове през
вентилите; г) изправено напрежение и из-
правен ток
55
лите е най-малко, трансформаторът е с проста конструкция на
вторичната намотка, няма постояннотоково подмагнитване на маг-
нитопровода. Поради тези предимства еднофазната мостова схе-
ма се предпочита в повечето случаи.
Ако от средата на вторичната
Фиг. 2-6- Еднофазен мостов
токоизправител за две напре-
жения
намотка на трансформатора се напра-
ви взвод, то с този токоизправител
могат да се получат две еднакви раз-
вополярни напрежения (фиг. 2.6). То-
на е много удобно за захранване на
определени групи консуматори, на-
пример операционни усилватели. От
фиг. 2.6 се вижда, че мосювият то-
коизправител може да се разглежда
като два двуфазни еднополупериодни
токоизправители, свързани последо-
вателно.
2.7. Трифазен мостов
токоизправител
Схемите и диаграмите на работа на трифазния мостов токо-
изправител са показани на фиг. 2.7. Свързването на първичната
и вторичната намотка на трансформатора може да бъде по една
от трите схеми —звезда, триъгълник или зигзаг. На фиг. 2.7 а е
показано свързване на. намотките в звезда—звезда.
Шестте вентила на токоизправителя са разделени на две гру-
пи— катодна (вентилите 7, 3 и 5) и анодна (вентилите 2, 4 и 6).
Полярността на изправеното напрежение е показана на фигурата.
Трифазната мостова схема може да се разглежда като две
трифазни еднополупериодни токоизправителни схеми, свързани па-
ралелно към трансформатора и последователно към товара. Из-
правените напрежения на анодната трупа вентили се сумират вър-
ху товара и се получава изправяне на линейното напрежение на
вторичната намотка.
Действието на токоизправителя е илюстрирано с диаграмите
на фиг. 2.7. Едновременно пропускат ток два вентила — един от
анодната и един от катодната трупа. От катодната трупа прове-
жда вентилът с най-положителен анод, а от анодната трупа —
вентилът с най-отрицателен катод. Продължителността на
провеждане на ток на. всеки вентил е ’/3 от периода на напре-
жението. Изправеното напрежение (фиг. 2.7в) има формата и стой-
ността на сумата от обвивните криви на положителните и отрица-
56
телните полувълни на вторичното напрежение на трансформатора
(фиг. 2.76) и формата му е същата, както при шестфазния едно-
полупериоден токоизправител.
Средната стойност на изправеното напрежение е
Фиг. 2.7. Трифазен мостов токоизправител,свързан по схема звезда — звезда:
а) принципна сх^ма; б) — ж) диаграми на напреженията и токовете
или изразено чрез фазовото напрежение:
(2.84)
= — О ЧЧ F
^0 ZSgmax — v,u<J x^2max*
57
Амплитудата на напрежението на вторичните намотки е
(2.85) Е<2л max =1,05 Eq,
или
(2.86) £,2max=®>61 Eqi
а ефективните му стойности съответно са
(2.87) Е2л =0,74 £0
и
(2.88) =0,43 £0‘
Максималното обратно напрежение върху винтилите е равна
на амплитудата на линейното напрежение, т. е.
<2;89) ^обр=£2л тах=1,05 Ео.
Ефективните стойности на първичните линейно и фазово на-
прежения са
(2.90) Е\л=п Е2л=п 0,74 Е^
и
(2.91) Е^п Е2=п 0,43 EQ.
Средната стойнаст на изправения ток е
(2.92) 7д = /2л max g — 0,955 /2л max*
Амплитудата на вторичния ток е
(2.93) /2л max =1,05 /р,
а е фективната му стойност —
(2.94) /2л=0,781 /2л max =0,817 /0.
Средната стойност на тока през един вентил е
(2.95) /ср= А .
Тъй като вторичният фазов ток няма постоянна съставка, то
първичният ток има същата форма и неговата стойност е
(2.96) /1л=^-72л=1- 0,781 /2лп>ах=4°’817/о-
Изчислителната мощност на вторичната намотка на трансфор-
матора е
(2.97) Р2и=]/3 £2л /2л=1,05 Ро,
58
а на първичната намотка —
(2.98) Р1И=УЗ£1л/1л=1,05 Ро.
Изчислителните мощности на двете намотки са еднакви, сле-
дователно средната изчислителна мощност на трансформатора е
(2.99) Ри=Р1и=Р2и=1,О5Ро.
Трифазната мостова токоизправителна схема дава най-добро
използуване на трансформатора от всички други известии схеми
(преоразмеряването му е само с 5 %). Изправеното напрежение е
с малка амплитуда на пулсациите, а честотата на първия хармо-
ник е шест пъти по-висока от тази на мрежата. Обратното на-
прежение върху вентилите е приблизително равно на изправеното
напрежение, трансформаторът няма постояннотоково подмагнит-
ване.
Ако от звездния център на вторичната намотка се направи
извод, между него и двата полюса на токоизправителя се полу-
чават две еднакви, разнополярны напрежения. Тези напрежения
фактически се получават от два трифазни еднополупериодни то-
коизправители и всички основни зависимости между електрически-
те величины (напрежения, токове, пулсации) са както при еднопо-
лупериоден токоизправител: Ако към веригате на двете напре-
жения се включат несиметрични товари, трансформаторът ще по-
лучи постояннотоково подмагнитване от този трифазен еднополу-
периоден токоизправител, чийто ток е по-голям. По тази причина
•при такова свързване се препоръчва несиметрията на товарите
да бъде минимална.
Предимствата на трифазния мостов токоизправител са го на-
правили най-употребяваната схема при средни и големи мощности.
Свързване на намотките на трансформатора в звезда —
триъгълник (фиг. 2.8 а). Понеже токоизправителят остава симе-
тричен и двуполупериоден, по-голямата част от зависимостите
между величините му не се изменя. Настъпва изменение във фор-
мата на тока през фазите на вторичната намотка (фиг; 2.8 в) и на
първичната намотка (фиг; 2.8 г). Ефективната стойност на вто-
ричния фазов ток е
(2.100) /2 = 0,47 /о,
а ефективната стойност на вторичното фазово напрежение —
(2.101) £*2=0,74 Ео.
Изчислителните мощности на трансформатора оставит същите:
(2.102) ри=р1и=р2и=1,05 Ро.
59
Свързване на намотките на трансформатора в триъгъл-
ник — звезда (фиг. 2.9 а). При това свързване всички основни
съотношения са както при схемата звезда — звезда, променя са
само формата на линейния ток на първичните намотки (фиг. 2.9 г).
Фиг. 2-8. Трифазен мостов токоизправител свързан по схема звезда —три-
ъгълник: а) принципна схема; б — д) диаграми на токовете и напреженията
Изчислителната мощност на трансформатора остава непроменена
Когато някоя от намотките на трансформатора е свързана в
триъгълник, в линейния ток на първичната намотка, който се
консумира от мрежата, липсват хармониците, кратки на три. По
този начин се намалява нежелателното въвеждане на висши хар-
моници в захранващата мрежа.
В следващите примери е илюстрирано изчисляването на три
различии токоизправителни схеми, като за първите две едновре-
мено са използувани аналитичните формули и коефициентите от
табл. 5. Предимството на табличния метод проличава ясно. Мал-
ките разлики, конто се получават в резултатите при изчисляване-
то на ня кои величини по двата метода, се дължат на грешки от
60
характер на товара — активен;
закръгляването на последний знак. Те са незначителни и нямат
практическо значение.
Пример 2.1. Да се изчисли двуфазен еднополупериоден то-
коизправител със следните данни:
напрежение на товара £0= 12 V;
ток на товара 7о=О,5 А; честота
на захранващата мрежа /=50 Hz,
£,-220 V.
За да се използуват основни-
те зависимости на напреженията
и токовете, дадени в тази глава,
приема се, че токоизправителят
е идеален, т. е. без загуби в транс-
форматора и вентилите.
1. Определя се амплитудата
на фазовото напрежение на вто-
ричната намотка (2.25)
£о
£2
/П2
-----sin

18,8 V.
12
“2 . 3,14
3,14 Sin 2
2. Определи се ефективната
стойност на вторичного фазово
напрежение (2.26)
£о
£2 =
2 / т2 к
V * 2 3—~sin ——
* тс т2
= = 13’3 V*
V 2 3j4sin 2
От табл. 5 £2= 1,11 Ео=13,3V.
3. Определя се коефициентът
на трансформация на трансформа-
тора (2.29)
Фиг. 2-9. Трифазен мостов токо-
изправител,свързан по схема три-
ъгълник —звезда: а) принципна
схема; б — г) диаграми на токо-
вете и напреженията
„ Ei 220
п=-^=Т31з = 16’5-
61
4'. Изчислява се обратного напрежение върху вентилите
(2.30, 2.31)
^обр=^2л max = 2£2шах = 2.18,8 = 37,6 V.
От табл. 5 L/O6p=3,14 £О=37,7 V.
5. Изчислява се амплитудата на тока през едната фаза (2.17)
2тах т2 тс 2 3,14 ’
S1I1 о 1 л Sin л
к т2 3,14 2
От табл. 5 /2тах=1,57 /о=О,785 А.
6. " Изчислява се ефективната стойност на тока през една фа-
за (2.18):
От табл. 5 /2=0,785 Zo=O,39 А.
7. Изчислява се средната стойност на тока през един вентил
(2.16)
'•4’F'1’-5 А.
От табл. 5 /сР = 0,5 Zo=O,25 А.
8. Определи се ефективната стойност на тока в първичната
намотка (2.35)
Z1=—1/2 Z2=tU 1/2. 0,39=0,033 А.
tl 10, о
От табл. 5 Zx=-^ Zo=O,O34 А.
9. Определи се изчислителната мощност на първичната на-
мотка (2.36)
Pi^tny Ej, 1.220.0,033=7,26 VA;
62
10. Определи се изчислителната мощност на вторичната на-
мотка (2.37)
Р2и=та Е2 /а= 2.13,3.0,39= 10,4 VA.
11. Определи се типовата мощност на трансформатора (2.38)
р. va.
От табл. 5 Ри = 1,48 Р0=8,88 VA.
12. Определи се амплитудата на първин хармоник на пулса-
циите на изправеното напрежение (2.33)
г 7 __ 2£о ____ 2.12
т2_, —2СГГ=8 V-
От табл. 5 t/(i) max—0>67 До=8 V.
Стойностите, получени от изчисленията в т. 2, 3, 6, 8 и 11,
служат като изходни данни за изчисляване на трансформатора
(вж. гл. 1); Стойностите, получени от изчисленията в т. 4, 5 и 7,
служат като изходни данни при избора на вентилите. Резултатът
от т. 12 е изходен при изчисляване на изглаждащия филтър
(вж. гл; 6);
Пример 2.2. Да се изчисли трифазен еднополупериоден то-
коизправител със следните данни: характер на товара — активен;
напрежение на товара £о=6О V; ток на товара /о=2О А; захран-
ващо напрежение Д1Л=380 V, f=50 Hz.
Избира се схема на свързване на трансформатора звезда —
звезда.
1. Определи се амплитудата на фазовото напрежение на вто-
рична намотка (2.25)
—. Eq 60
£2 max—— ~ -3 3(14=
— sin TTJ sin —5—
к т2 3,14 3
2. Определи се ефективната стойност на
(2.26)
Е*
жение
3.
матора

72,5V;
вторичното напре-
60______
/— ^2 . тс /— . 3,14
V 2— Sin — V 2 3J4- Sin -у
Определн се коефициентът на трансформация на трансфор-
(2.29)

51,4 V.
,£i____220_4 о
П~ Ел 51,4~4’'3*
63
В дадения случай се работи с фазовите напрежения.
4. Изчислява се обратното напрежение върху вентилите (2.30),
(2.31)
i/o6p=£'24max=V3 £2mai=V3 72,5 = 125,6 V.
От табл. 5 t/06p=2,l 2r0=126 V.
5. Определя се амплитудата патока преаедна фазова намот-
ка (2.17)
г __________£о____________________— 94 9 А
/2тах— /п2 я — 3 3,14 А<
Л sin т, 3,14 sln 3'
Or табл. 5 /2тах=1,21 /0=;24,2 А.
6. Изчислява се ефективната стойност на тока през една фа-
за (2.18)
От табл. 5 /2=0,587 /о=11,7 А.
7. Изчислява се средната стойност на тока през един вен-
тил (2.16)
От табл. 5 /СР=0,33 /0=6,66 А.
8. Определя се ефектизната стойност на тока в първичната
намотка (2.34)
А = -* =ТЗ V WZW=2,24 А.
От табл. 5 7, = -^ /0=2,23 А.
L п
9.Определя се изчислителната мощност на първичната на-
мотка (2.36)
Piu=mx Е1 Л=3.220.2,24=1478 VA.
64
10. Определи се изчислителната мощност на вторичната на-
мотка (2.37)
11.
От
12.
Р2и=/п2£2 4=3.51,4.11,7=1804 VA.
Определи се типовата мощност на трансформатора (2.38)
Р,_ W.= 1CT+'8W=1641VA.
табл. 5 Ри =1,37 Р0=1644 VA.
Определи се амплитудата на пулсациите на първия хар-
моник на изправеното напрежение (2.33)
Ji ______ %Е0 _ 2.60 __< - у
U (1) max — 2 « — э2_1 —’
т2— ] ° 1
От табл. 5 {7(1) max=0,25 £0=15 V.
Пример 2.3. Да се изчисли еднофазен мостов токоизправи-
тел със следните данни: характер на товара — активен; напре-
жение на товара £0= + 15 V; ток на товара /0 = 2 А; захранващо
напрежение на мрежата Е}=220 V, /=50 Hz.
За този токоизправител най-подходяща се оказва схемата от
фиг. 2.12. Тогава Е'о—2 E0—3Q V-
1.
2.
жение
3.
матора
Определи се амплитудата на вторичното напрежение (2.71)
£,2тах=1,57 Ео= 1,57.30=47,1 V.
Определи се ефективната стойност на вторичното напре-
(2.72)
£2= 1,11 .£^=1,11.30=33,3 V.
Определи се коефициентът на трансформация на трансфор-
El 220 с с
4. Изчислява се обратного напрежение върху вентилите (2.73)
t/обр — £2 max —47,1 V.
5. Определи се амплитудата на тока през вторичната намот-
ка (2.76)
/2тах=1,57 /0=3,14 А.
6. Изчислява се ефективната стойност на тока през вторич1
ната намотка (2.27)
/2=1,11 /0=1,11.2=2,22 А.
5 Токоизправители и стабилизатори
65
7. Изчислява се средната стойност на тока през един вен-
тил (2.78)
j_____[о_2__। .,
Jcp— 2 — 2 —1 Л'
8. Определи се ефективната стойност на тока в първичната
намотка на трансформатора (2.79)
/х=— 1,11 Zo=-U- 1,11.2=0,336 А.
1 п и 6,6
9. Опре деля се типовата мощност на трансформатора (2.82)
Ри =1,23 Ро= 1,23.30:2=73,8 VA.
10. Определи се амплитудата на първия хармоник на пулса-
циите на изправеното напрежение
тт 2.30 yr
ГЛАВА ТРЕТА
НЕУПРАВЛЯЕМ!! ТОКОИЗПРАВИТЕЛИ ПРИ РЕАКТИВЕН I
ХАРАКТЕР НА ТОВАРА
В реални условия токоизправителите почти винаги работят на
товар, състоящ се от активно и реактивнэ съпротивление. Най-
често реактивният характер на товара се внася от изглаждащия
филтър и може да бъде индуктивен, капацитивен или смесен.
Филтър с индуктивен вход се използува при мощните многбфаз-
ни токоизправители, а при маломощните едно- и двуфазни токо-
изправители се предпочитат филтри с капацитивен вход. И в два-
та случая реактивният характер на товара оказва съществено
влияние върху процесите, протичащи в схемата, и върху съотно-
шенията между наппеженията и токовете на отделяйте вериги.
31. Работа на m-фазен еднополупериоден токоизправител със
загуби при индуктивен характер на товара
При мощните многофазни токоизправители не е възможно да
се пренебрегне влиянието на вътрешните съпротивления както
на трансформатора, така и на вентилите. Заедно с индуктивност-
та на дросела, включен последователно с товара, те оказват съ-
ществено влияние върху работата на токоизправителя.
На фиг. 3.1 а е показана еквивалентната схема на /тг-фазен
еднополупериоден токоизправител, като за /г-тата фаза са въве-
дени следните означения:
(3*1) п—г^п-\-гп — активного съпротивление на намотките на
трансформатора, приведено към вторичната
намотка;
(3.2) Lsn =L<2sn +t\sn — индуктивността на разсейване на транс-
форматора, приведена към вторичната на-
мотка ;
67
RBn — вътрешното съпротивление на един вен-
тил;
Гф — активното
При мощните
съпротивление на дросела Ьф.
по-съществено влияние върху
работата на токоизправителя
оказва индуктивността на раз-
сейване на трансформатора
Lsn. Активното му съпроти-
вление влияе сравнително
слабо. Приема се още, че
филтровата индуктивност е
Ь? много голяма, а изправеният
I т ток е постоянен, т. е. напъл-
но изгладен (фиг. 3.1 в). Pa-
ly ботата на вентилната трупа
I # е показана на фиг. 3,1 б и
г. В момента, когато
0=0, комутацията (пре-
AL хвърлянето) на тока от вен-
тил 1 към вентил 2 става
постепенно поради наличието
на индуктивностите Lsi nLs2
(фиг. 3.1 г). През времето
0 4-^1 двете фази на вторична-
та намотка на трансформато-
ра работят едновременно и
паралелно. Тъй като токът
през товара епостоянен (фиг.
3.1 в), с колкото се намаля-
ва токът /21,с толкова се уве-
личава токът /22. Ъгълът на
комутацията е
(3.3) cosy=l-
LsnI$
Е<2 maxsin
Фиг. 3.1. Схема на /и-фазен еднопо-
лупериоден токоизправител: а) еквивалент-
на схема; б) диаграма на комутацията
между фазите; в) диаграма на изправе-
ния ток; г) диаграми на фазните то-
кове
Индуктивността на раз-
сейване на трансформатора
оказва влияние и върху стой-
ността на изправеното на-
прежение:
68
(3.4) и0=Е2тах = sin -1+^7- •
7i /«2
Като се замести cos у от (3.3) и като се има пред вид, че
гг /По . 7Г
£2max—- sin ~—=Eq е напрежението на празен ход, за напреже-
к ш2
нието под товар се получава
(3.5) С/0==Е0----------------------~^/0,
или
(3.6) ил—Е0—xsn 10, където
(3.7) х#п =----------2^--е приведеното към токоизправителя
индуктивно съпротивление на трансформатора, което оказва влия-
ние на изходното напрежение.
В уравненията (3.5) и (3.6) е отразено влиянието само на индук-
тивността на разсейване Lsn, За да се построй външната характе-
ристика на токоизправителя, трябва да се определи падът на на-
прежение и от другите съпротивления във веригата. Те са:
Д£ог=/огтрл — активен пад на напрежението в трансформа-
тора ;
Д/Гоф—А/ф — активен пад на напрежението във филтровия
дросел;
Ua — пад на напрежението върху един вентил.
Уравнението на външната характеристика (фиг. 3.2) е
(3.8) Uq=Eq 1ц(х$п-\-гтрл) Д£оф—t7a,
или
(3.9) С/0 = £’0-ДЕ0,
където
(3.10) Д £’0=/0(х>УЛ "|”^трл)Н“Д^оф4"^а
е сумата от всички вътрешни падове на напрежението в токоиз-
правителя
Пример 3.L Да се изчисли външната характеристика на
трифазния токоизправител от пример 2 2, като се знае, че транс-
форматорът му има следните данни : Г! = 5,8 Q, r2=0,3 S; Lsi=
=0,051 Н; Ду2=1,2.10-3 Н. Последователно във веригата на това-
ра е включен дросел с индуктивност £ф=25 10-3Н и активно съ-
69
противление /*ф = 0,05Й. Използуваните вентили имат пад на на-
прежение в права посока t7a=0,9 V.
1. Активного съпротивление на първичната намотка на транс-
форматора се привежда към
Фиг. 3-2. Външна характеристи-
ка на токоизправител със загу-
би при индуктивен характер па
товара
вторичната намотка и се суми-
рат (1.14, 3.1):
ГтР=Гг+ ^-П^О.З+
+ 5,8=0,614 Й.
2. Индуктивността на първич-
ната намотка на трансформатора
се привежда към вторичната на-
мотка и се сумират (1.14, 3.2)
Ц ^1 = 1,2.10-з+
+-L. 0,051=3,96.10-3 Н.
3. Изчислява се приведеното индуктивно съпротивление на
трансформатора (3.7)
m24>Ls 3.3,14
----= 2?ЗД4
3,96.10-3=0,594 2.
4. Изчислява се падът на напреженията в токоизправителя
и филтъра (3.10)
Д£>/0(^ +гтР+Гф)+67а=/о(О,594+О,614+О,Оь)-|-
+0,9=0,94-1,258 /0, V.
5. Изчислява се външната характеристика на токоизправи-
теля (3.9)
U<>=Ea-А£’п=60—0.9—1,258/O=59,1 —1,258/0, V.
За четирите стойкости на товарния ток, аименно:/01=0,25 /0;
/о2 = О,57о; Iq3=Q,15 /о и 1м = 1й за напрежението на токоизправи-
теля се получават стойностите:
{/01=59,1-1,258.0,25.20=62,8 V;
{/02=59,1-1,258.0,50.20=46,5 V;
{/03=59,1-1,258.0,75.20=40,2 V и
{/04=59,1-1,258.20=33,9 V.
6. От получените стойкости в т. 5 се построява графиката
на U9.
70
3 2. Работа на m-фазен токоизправител със загуби при капа-
цитивен характер на товара
При маломощните едко- и двуфазни токоизправители предпо-
читаните филтри са с кондензатор, свързан паралелно на изхода
на токоизправителя. В този случай токоизправителят ра-
бота с капацитивно-активен
товар. При малки мощности
на трансформатора (под 100
W) неговото активно съпро-
тивление не може да сепре-
небрегне. Не може да се пре-
небрег нат също и съпроти-
вленията на вентилите.
Ыа фиг. 3.3 а е показа-
на схема на m-фазен едно-
полупериоден токоизправител
с капацитивно-активен товар,
на фиг. 3.3 б — диаграмите
на напреженията и токовете
във вторичните намотки. На-
правени са следните допус-
кания:
1. Вътрешното съпроти-
вление на вентилите е пос-
тоянна величина изатова във
всяка фаза активното съпро-
тивление е също постоянно:
Гп — ^*тр п ~\~Rbu*
2. Съпротивлениятаи на-
преженията на всички фази
са еднакви, т. е. г1==г2= . . .
= Г Г И ^21~^22= ••• —
3. Капацитетът на кон-
дензатора С е много голям,
Фиг. 3-3. Схема на m-фазен еднополу-
периоден токоизправител със |загуби
при капацитивен характер на товара’а)
еквивалентна схема; б) диаграми на"то-
ковете и напреженията; в) еквивалент-
на схема на една от фазите
а напрежението върху него е
постоянно.
4. Индуктивността на
разсейване на трансформато-
ра е много малка и може да
се пренебрегне.
71
Еквивалентната схема на една от фазите на токоизправителя
съгласно с направените допускания е показана на фиг. 3.3 в. От
нея и диаграмата на фиг. 3.3 б се вижда, че ток през вентила и
през фазата ще протича само когато моментната стойност на
вторичното напрежение е2 превишава напрежението на конденза-
тора 1/0. Токът ще има форма на косинусоидални отрязъци със
стойност
(3.10) /2= — £2т” (COS0-COS ф).
Средната стойност на тока през една от фазите е
(3.11) /2ср =-^- (sin ф-ф cos ф),
а общият изправен ток /0 е т пъти по-голям:
(3.12) 10 = (sin ф-ф cos ф).
Фиг. 3.4* Зависимост на ъгъла на отсечка ф от
коефициента А
Като се замести £,2тах = ~ё^°ф' и се направят съответните
преобразувания, се получава
<злз>
Параметърът А е основен за изчисляването на токоизправи-
теля. Той е функция на ъгъла на отсечката ф. На фиг. 3.4 е ш>
72
казана зависимосттаф = /(Л). Понеже , чрез посочената
крива лесно се намира ъгълът на отсечката ф при известии /ог
г, т и Uo.
Ефективната стойност на вторичното напрежение е
(3-14)
^2= h — ^0.
<2 cos ф
Фиг. 3-5- Зависимост на коефициента В от
коефициента А
п 1
където В= .
<2со$ф
На фиг 3.5 е показана зависимостта В=ДА).
Максималното обратно напрежение върху вентилите е
(3.15) t/o6p=2E’2ma*=2'|/2 5t/0-
Ефективната стойност на първичното напрежение е
(3.16) =
Амплитудата на тока през вентила и през вторичната намот-
ка на трансформатора е
(3.17) Z2max = /7-^-,
— тс(1 — cos Ф) .
където F =—, ; е функция на ъгъла на отсечката, т. е.
л sm ф—ф cos ф
73
на Л. На фиг. 3.6 е показана зависимостта 77=ДЛ).
Ефективната стойност на тока през една фаза от вторичната
намотка е
(3.18)
Фиг- 3-6- Зависимост на коефициента F от
коефициента А
където
D ___ у/ 7с[Ф( 1 + 0,5 cos 2ф)—0,75 siп 2ф]
sin ф-^ф cos ф
е функция на ф, т. е. на А. Функцията D=f(A) е дадена на фиг.
37.
За мостови схеми поради двуполупериодния характер на то-
коизправянето ефективната стойност на /2 се изчислява по фор-
мулата
(3.19) I2-= -^-V2D.
Ефективната стойност на първичния ток на трансформатора
при еднополупериодните схеми се определя с формулата
(3.20)
74
За мостовите и двуполупериодните схеми важи формулата
(3.21) Л = 4“
Изброените формули са изведени при допускането, че филтро-
вият кондензатор има безкрайно голям капацитет, ,т. е. С—оо. В
Фиг. 3.7. Зависимост на коефициента D от
коефициента
действителност неговият капацитет има крайна стойност, която не
винаги е достатъчно голяма, за да се получи идеално изгладено
напрежение след вентилите. Посоченият метод за изчисляване е
валиден само в случайте, когато амплитудата на първия хармо-
ник на пулсациите на изправеното напрежение не надвишава 20 %
от постоянната му съставка. В такъв случай трябва да се опре-
дели стойността на капацитета на кондензатора, при който е из-
пълнено това условие.
Връзката между капацитета на филтровия кондензатор и ам-
плитудата на първия хармоник на изправеното напрежение е
(3.22) С=-^Н, pF.
£
Тук с ь = — е означен коефициентът на пулсации на
оо
напрежението при наличието на кондензатор на изхода на токо-
изправителя. Той се задава със стойност, по-малка от 0,2, а вели-
чината
j_r _ 10e.2(sin т Ф cos ф—m cos sin ф)
~ /«a)7t(w2—1) созф
75
е функция на ф, т. е. на А. На фиг. 3 8 е показана зависимост-
та за брой на фазите от 1 до 3 и честота на захранваща-
та мрежа 50 Hz.
Фиг. 3.8. Зависимост на коефициента Н от
коефициента А за различен брой на фазите т
капацитивен характер на товара може да се построй, като се из-
ползува зависимостта
(3.23) 10 = -Е2гтл* Го-
si п ф—Ф cos ф , . _
където г0= -----------е функция на ф. Оттук може да
се определи у0:
Ако се построй зависимостта y0=/:(cos ф), може да се построй
и външната характеристика на токоизправителя, тъй като
(3.25) созф=—,
^2 max
следователно
(3.26) UQ = Е2 max COS ф = ]/2 U2 COS ф.
На фиг. 3.9 е показана зависимостта cos ф=/(у0).
76
Пример 3.2. Да се изчисли еднофазен мостов токоизправи-
тел с капацитивен характер на товара със следните данни: на-
прежение върху товара t/0=24V; ток на товара /0=1 А; коефи-
циент на пулсации на изхода s<0,2; захраиващо напрежение
U, = 220 V» /=50 Hz.
Фиг. 3.9. Зависимост на cos ф от ъгъла на т0
1. Избира се вътрешното съпротивление на токоизправите-
ля с такава стойност, че да се получи очакван к. п. д. т)=804-
90 %:
г = =-?— 1~°’У =4,24 2.
/о 1
2. Изчислява се коефициентът А (3.13):
я Ургсг 1.3,14.4,24 _ р пт7
mU0 2.24
Тук = защото схемата е двуполупериодна (мостова).
3. От фиг. 3.4 се отчита ф=47°.
4. От фиг. 3.5 се отчита В=1,09.
5. Изчислява се ефективната стойност на напрежението на
вторичната намотка на трансформатора (3.14)
E2=BU^= 1,09.24=26,2 V.
6. Изчислява се максималното обратно напрежение върху
вентилите (за мостова схема)
t7o6P=£2max=]/2 Д, =]/2.26,2=37 V.
77
7. Изчислява се коефициентът на трансформация на транс-
форматора (3.16)
8. От фиг. 3.6 се отчита F=6.
9. Изчислява се амплитудата на тока през вентила и през
вторичната намотка на трансформатора (3.17)
Лтах = 64“ = ЗА-
10. От фиг. 3.7 се отчита D=2,l.
11. Изчислява се ефективната стойност на тока през вторич-
ната намотка на трансформатора (3.19)
Z2=]/2D-^- = ]/2.2,1 -^—=1,48 А.
12. Ефективната стойност на тока през първичната намотка
на трансформатора е (3.21)
Л= — 72= 4л- 1,48=0,176 А.
1 п 1 8,4 ’
13. От фиг. 3.8 се отчита за т=2, 77=300.
14. Изчислява се капацитетът на кондензатора (3.22)
с- v"--d.4S4300=354i*F-
Избира се стандартна стойност С=470,0 jxF.
15. Изчисляват се стойностите на у0 (3.24) за четири стой-
кости на товарния ток и от фиг. 3.9 се отчитат съответните
стойности на cos ф
/О1 = 0,25 А; го1=О,2б4й- = 0,014; cos ф^О.98.
702=0,50 А; То2=0,50-^-=0,028; cos ф2=0,97.
70з=0,75 А ; Тоз=О,75-|^ = °>043: cos Фз=0,96.
/О4=1,00 А;То4=1,ОО-^-=О,О57; cos ф4= 0,95.
78
16. Изчислява се външната характеристика на токоизправи-
теля (3.26):
i/0i=^2max cos ф1=37.0,98=36,3 V.
^02=^2таж cos ф2=37.0,97 = 35,9 V.
t/03=£2m.x cos ф3=37.0,96=35,5 V.
tZM=£2max COS ф4=37.0,95 = 35,2 V.
От тези данни се построява функцията Ь,о = /(/о)> която е
външната характеристика на токоизправителя.
3.3. Работа на токоизправител при товар със смесей характер
При използуване на изглаждащи филтри, съставени от дросе-
ли и кондензатори, когато входът на филтъра е индуктивен, а
Фиг» 3-10- Зависимост на коефициента а от чес-
тотата при различей брой фази
изходът му е капацитивен (Г-образен филтър), възможно е да се
получи режим на работа на токоизправителя върху товар със
смесен характер. Ако товарного съпротивление се измени в ши-
роки граници, токоизправителят работи с капацитивен характер
79
на товара, когато не е изпълнено условието mtoL$^>RT. Когато
това условие е изпълнено, токоизправителят работи с индукти-
вен характер на товара. Следователно смяната на характера на
товара става при определено товарно съпротивление, т. е. при
един определен критичен ток /окР. Когато товарният ток има по-
малка стойност от критичната, товарът е с капацитивен характер,
а когато товарният ток има по-голяма стойност от критичната,
товарът е с индуктивен характер. Товарного съпротивление, при
което протича критичният товарен ток, се нарича критично то-
варно съпротивление и има стойност
{3.27) 7?ткР=я£ф,
където a=F(m, f) е функция на броя на фазите и на честотата
на захранващото напрежение. На фиг. 3.10 е дадена зависимост-
та на а от честотата при различен брой фази.
След определянето на /?ткР, съответно на /окР, изчисляването
на външната характеристика на токоизправителя се прави на два
участъка. За токове, по-малки от критичния,се използува методът
за капацитивен характер на товара, а за токове, по-големи от кри-
тичния — методът за индуктивен характер на товара.
Възможна е и обратната задача — да се определи критич-
ната, т. е. минималната стойност на филтровата индуктивност,
която да осигурява индуктивен характер на товара при опреде-
лено товарно съпротивление RT.
80
ГЛАВА ЧЕТВЪРТА
СПЕЦИАЛНИ ТОКОИЗПРАВИТЕЛИ
4Л. Токоизправители с умножаване на напрежението
При тези токоизправители освен изправяне се получава и
умножаване на напрежението. Това се постига чрез подходящо
свързване на трупа вентили и кондензатори към захранващото
напрежение. В зависимост от това, дали изходното напрежение
се получава върху един кондензатор или върху няколко после-
дователно свързани кондензатора, схемите на токоизправители с
умножаване на напрежението биват от I или от II род. Според
мястото на свързване на променливото напрежение към схемата
тя е симетрична или несиметрична [5, 23].
Несиметрични схеми с умножаване на изправеното напре-
жение. На фиг. 4.1а е показана несиметрична схема за умножа-
ване на напрежението от I род, а на фиг. 4.15 — схема от II
род. И двете схеми дават умножаване на напрежението р пъти.
Схемата от I род работи по следния начин: през първия
полупериод на захранващото напрежение кондензаторът Q се
зарежда през вентила 1 до напрежение £/С1=£2таХ; през вторая
полупериод на захранващото напрежение кондензаторът С2 се
зарежда през С\ и през вентила 2 до напрежение Z7c2=£'2max-h
+t/ci = 2E2max; през третия полупериод на захранващото напре-
жение кондензаторът С\ се дозарежда, а С3 се зарежда през С2
и вентила 3 до напрежение 17сз=£,2тах + Uc2 = 3Ezmax. Следова-
телно кондензаторът Ср ще се заредидо напрежение Ucp—pEimw
Към този кондензатор се включва товарното съпротивление.
Поради голямото вътрешно съпротивление на схемата изпра-
веното напрежение спада много принатоварване и е U0</?£’2тах.
Това се дължи на капацитивния характер на товара. За да се
получат достатъчно твърди характеристики, необходимо е да се
поставят кондензатори с достатъчно голям капацитет или да се
работи с повишена частота на захранващото напрежение. За с хе
6 Токоизправители и стабилизатори
81
мата от I род трябва да е изпълнено условиетоСХ>С2> ... >СР .
Най-добър резултат се получава при спазване на реда за стой-
ностите на капацитетите Сп п2 = const, където п е поредният hoj
мер на кондензатора в схемата на фиг. 4.1 а. В този случай
Фиг. 4-1. Несиметрични токоизправителни схеми с умножаване на
напрежението: а) схема от I род; б) схема от II род
кондензаторите се зареждат с еднаква енергия. Добри ре-
зултати се получават и при ред на капацитетите C\/z = const..
Всички диоди в схемата работят при максимално обратно
напрежение t/O6P=2E,2max. Пулсациите на изправеното напрежение
са с честота на първия хармоник, равна на честотата на захран-
ващата мрежа, и се ограничават главно от капацитета на конден-
затора Ср .
Схемата от II род (фиг. 4.16) работи по следния начин:
през първия полупериод на захранващото напрежение конденза-
торът С] се зарежда през вентила 1 до напрежение иС\ = Еъ^
през втория полупериод С2 се зарежда през Сх и вентила 2 до
напрежение Uc2~^2max + Uci = 2Z?2max; през третия полупериод С3
82
се зарежда през С2,вентила 3и Q до напрежение £/сз=£’2тах + Uc2~
— Uci=2E2max и т. н. Всички кондензатори в схемата, с изключе-
ние на С\, се зареждат до напрежение 2£2тах. Товарного съпро-
тивление се включва към последователно свързаните кондензато-
ри с нечетен или четен номер. В първия случай умножаването на
напрежението е нечетен брой пъти, а във втория случай — четен
брой пъти. При работа на празен ход и този токоизправител дава
изходно напрежение
При схемата от II род стойностите на капацитетите на кон-
дензаторите е желателно да се избират по закона Сп = -? (Р~~
— п+1). По-често обаче от технологична-съображения се препо-
ръчва капацитетите на всички кондензатори да са еднакви и
равни на
(4.1) С-^^ + 2) . 10» ИН.
При тази стойност се получават пулсации на изправеното напре-
жение с амплитуда, по-малка от 5 %.
Работните напрежения на всички кондензатори, с изключение
на са равни на 2£2тах • Това прави схемата от II род пред-
почитана при голяма стойност на умножаване на напрежението.
Максималното обратно напрежение на вентилите е £/ОбР=2Е’2тах .
В несиметричните схеми от двата рода трансформаторът и
товарът имат обща точка, която може да бъде заземена. Това е
важно предимство от гледна точка на техниката на безопасността
и в много случаи е решаващо за избора на схемата.
Токоизправителите с умножаване на напрежението се ораз-
меряват по метода, използуван при токоизправители със загу-
би при капацитивен характер на товара. За несиметричната схема
от II род са валидни следните зависимости
Параметърът А —
(4.2) Л = —
Напрежението на вторичната намотка на трансформатора е
(4.3)
Ефективната стойност на тока през вторичната намотка на
трансформатора е
(4.1) '’-°—
83
а неговата амплитуда —
(4.5) Лтах =FpIО»
Обратною напрежение върху вентилите е
(4.6) ^обр = 2£2шах=^—•
Коефициентът на пулсации по четни хармоници е
50 w
<4-7) 5чет~ ^/мрСф Н'
а по нечетни хармоници —
50 и
(<8) 5неч 2^г/мрСф Н'
където k е поредният номер на хармоника;
г — вътрешното съпротивление на трансформатора и вен-
тилите ;
Сф — еквивалентен капацитет на кондензаторите, включен-
ии паралелно на товара.
Във всички гореизброени зависимости величините А, В, С,
D, F и Н са еквивалентни на тези от раздел 3.2 и се отчитат
от графиките на фиг. 3.4, 3.5, 3.6, 3.7 и 3.8.
Външната характеристика на несиметричния токоизправител
от II род се изчислява по формулата
(4.9)
2 (/р
ТС гр2
1 ^0
— I — arc cos —с —
^2тах
о ~
Симетрични схеми с умножаване на напрежението. На
фиг. 4.2 а е показана симетрична схема от I род, а на фиг. 4.2 б—
симетрична схема от II род. И в двата случая това са две неси-
метрични схеми, включени паралелно към захранващия трансфор-
матор, изходите на конто са свързани последователно към товара.
Принципът на действие се запазва същият и оразмеряването се
прави за двата несиметрични клона поотделно.
Симетричните схеми за умножаване на напрежението имат
по-малко вътрешно съпротивление от несиметричните при едно
и също изправено напрежение. Като недостатък трябва да се
посочи липсата на обща точка между трансформатора и товара,
което не позволява едновременното им заземяване.
Всички токоизправители с умножаване на напрежението се
характеризират с голямо вътрешно съпротивление и затова се из-
84
ползуват за захранване на консуматори за високо напрежение и
малък ток, на конто товарното съпротивление е постоянно или
се изменя в малки граници.
Пример. 4.1. Да се изчисли несиметричен токоизправител с
шесткратно умножаване на напрежението от II род (фиг. 4.16)
Фиг. 4-2. Симетрични токоизправителни схеми с умножаване на напреже-
нието: а) схема от I род; б) схема от II род
със следните изходни данни: изходно напрежение J7o=3O kV
ток на товара /0=1шА;. вътрешно съпротивление на трансфор-
матора r=100kQ; коефициент на пулсации на изпрравеното на-
прежение 5<0,1; честота на захранващата мрежа д,р==50 Hz.
85
L Изчислява се параметърът А (4.2):
Л=-^— 344-'°' =0,188.
2. От фиг. 3.5 се отчита В=1.
3. Изчислява се ефективната стойност на напрежението на
вторичната намотка на трансформатора
Ел=В-^=1 А°_- 1°L=5 . юзу.
а р 6
4. От фиг. 3.6 се отчита /^=6,6.
5. Изчислява се амплитудата на вторичния ток на трансфор-
матора (4.5)
/2max==/?FZ0 = 6.6,6.10-3=0,04 А=40 mA.
6. От фиг. 3.7 се отчита 0=2,23.
7. Изчислява се ефективната стойност на тока през вторич-
ната намотка на трансформатора
Z2= -~—D= 6'1°~3 2,23=9,5 . 10-3А = 9,5шА.
2 s/2 >/2
8. Изчислява се максималното обратно напрежение върху вен-
тилите
(4.6) ^Р=-—£0В = 2'^р 30 . 103. l = 14,1.103V.
9. Избират се кондензатори с еднакъв капацитет и се изчис-
лява по формула 4.1
С1=с2= . . . = Ce=-^—2(p-f-2) . 106 =
=^ягго-2(6+2)10- °'011
10. От фиг. 3.8 се отчита 77=300 (за т=2).
11. Проверява се стойността на капацитета на кондензато-
рите по условията за допустим коефициент на пулсации:
а) по четни хармоници (4.7)
z'* 50 тт 50.300 гд [-
Ср = k7JMO2 . 100 . 10s . 50.0,1 =
86
б) по нечетни хармоници (4.8)
_ 50 rj____ 50 . 300 _р. 11- р
~~2krfMps{i} 2ТТ00Т ГозГ5оТо7оТ”“и,ию
Избира се по-голямата стойност на капацитета — Ср —
=0,015 pF.
4.2. Токоизправители за повишени честоти
За намаляване на масата и размерите на токцзахранващите
устройства се правят токоизправители с междинно преобразуване
на честотата. За целта енергията на захранващата мрежа или на
химически източник на ток се преобразува в електроенергия с
повишена честота (до 20 kHz), трансформира се, изправя се и се
филтрира. При мощности около сто вата генераторът, трансфор-
маторът и филтърът при едно- и двуфазните схеми се получават
с малки размери и маса. .
На фиг. 4.3 е показана блоковата схема на токоизправител с
междинно преобразуване на честотата. Напрежението на захранва-
щата мрежа (220 V) се изправя директно без трансформатор и се
филтрира с прост и евтин капацитивен филтър. Полученото по-
стоянно напрежение(около 300 V) се преобразува от генератора в
променливо с честота около 20 kHz, която се счита за оптимал-
на. С помощта на малогабаритен трансформатор напрежението на
генератора се трансформира до необходимата стойност, изправя
се от втора вентилна трупа и се филтрира, след което се подава
към товара.
Фиг. 4-3. Блокова схема на токоизправител с междинно преобразуване на
честотата
Ако първичният източник на енергия не е електроразпреде-
лителната мрежа, а химически токоизточник, както е показано с
прекъсвана линия на фиг. 4.3, мрежовият токоизправител и фил-
87
тър се явяват излишни. При това размерите и масата на токо-
захранващото устройство се намаляват още повече.
Генераторите, конто се използуват в този вид токоизправи-
тели, са полупроводникови, транзисторни, със самовъзбуждане
Фиг. 4-4. Диаграмм на токовете и напреженията на токоизправител с пра*
воъгълна форма на захранващото напрежение: а) при двуфазен еднополу*
периоден токоизправител; б) при еднофазна мостова схема с активен характер
на товара
или с независимо възбуждане. Характерно за тях е, че генерират
еднофазно напрежение с правоъгълна форма, което поставя по-
особени изисквания към токоизправителя. На фиг. 4.4 а са пока-
зани диаграмите на напреженията и токовете при двуфазна едно-
полупериодна схема с активен характер на товара. Тук амплиту-
дите на напрежението и тока на вторичната намотка на транс-
форматора и средните стойкости на изправеното напрежение и
ток са равни:
(4.10) £2тах=£0,
(4.11) /2тах=/о.
88
Ефективната стойност на тока през една от фазите на вто-
ричната намотка е
(4.12) = 0,707 Z0(
V 2 V 2
а на първичната намотка —
(4.13) Л= Лтах^ Jq*
Ефективната стойност на напрежението на вторичната намот-
ка на една от фазите на трансформатора е
(4.14) Е2=Е0,
а на първичната намотка —
(4.15) Е^пЕ^пЕц.
Максималното обратно напрежение върху вентилите е
(4. 16) t/o6p=2E2max = 2£0.
Изчислителната мощност на вторичната намотка е
(4.17) Р2н = 2Е272=рЕ0/0,
а на първичната намотка —
(4.18) Р\^—Ех12^= EqIq.
За средната изчислителна мощност на трансформатора се
получава
(4.19) Ри - Р1н^2н = 1,205 Ро.
На фиг. 4.4 б са показани диаграмите на токовете и напре-
женията при еднофазна мостова схема с активен характер на то-
вара. Понеже схемата е двуполупериодна, получава се пълно ра-
венство между величините на трансформатора и товара:
(Еч/пах—Еу— Eq ;
12max “ = A) ’
E\m ax=Ex=tlE2 = tiEq ;
/1тпах = Л= =
Максималното обратно напрежение върху вентилите е
(4.21) t/o6p=£’2max=£'o-
89
Очевидно е, че мощностите също са равни:
(4.22) pln = p2n = ptt=pQ.
Използуването на трансформатора по мощност е 100%.
При симетрична правоъгълна форма на захранващото напре-
жение изправеното напрежение се получава без пулсации, т. е.
няма нужда от изглаждащ филтър. В действителност поради пре-
ходни процеси винаги захранващото напрежение е с известна
трапецовидност на импулсите. Това налага поставянето на малък
капацитивен филтър на изхода.
Захранването на двуфазния еднополупериоден и еднофазния
мостов токоизправител с напрежение с правоъгълна форма дава
по-добро използуване на трансформатора и вентилите. Същите
отношения са валидни и при индуктивен характер на товара, за-
това при тези схеми се предпочитат филтри с индуктивен вход.
Токоизправителите с междинно преобразуване на честотата
имат повишено вътрешно съпротивление и това е техен недо-
статък. Дължи се на ограничената мощност на генератора, която
е равна на мощността на токоизправителя и на товара. При мре-
жово захранване на токоизправител мощността на мрежата е
толкова по-голяма от тази на токоизправителя, че условно се
приема равна на безкрайност. Затова токоизправителите с меж-
динно преобразуване се използуват или при постоянен товар, или
се вземат специални мерки за стабилизация на напрежението им.
4.3. Импулсни токоизправители
Импулсните токоизправители се захранват от къси и мощни
еднополярни импулси. Пай често се използуват импулсите, съз-
давани от задния фронт на колебанията на релаксационни генера-
тори. Почти във всички случаи импулсните токоизправители се
прилагат, когато е необходимо да се оползотвори енергията, на-
трупана в магнитната верига на релаксационен генератор, пред-
назначен за други цели. Затова те се явяват като допълнително
устройство към съществуващ в апаратурата импулсен блок. На-
пример в телевизионните приемници за захранване на кинескопа
с високо напрежение се използува импулсен токоизправител, ра-
ботещ заедно с генератора за хоризонтално отклонение на елек-
тронния лъч.
Поради еднополярността на импулсите най-често се изпол-
зува еднофазната еднополупериодна схема. Вентилът трябва да
издържа относително голяма амплитуда на тока. Филтърът тряб-
ва да бъде с капацитивен вход. Обратного напрежение върху
вентила е равно на изправеното (импулсите са еднополярни).
90
ГЛАВА ПЕТА
РЕГУЛИРАНЕ НА ИЗПРАВЕНОТО НАПРЕЖЕНИЕ
Често се налага напрежението на токоизправителя да се ре-
гулира по стойност—например при настройване на захранваната
апаратура или през време на нейната редовна експлоатация,. В
зависимост от това се избира начин за регулиране на напреже-
нието в зададени граници.
5.1. Електромеханични начини за регулиране на изправеното
напрежение
Регулиране чрез потенциометър или реостат. Осъщаствява
се от страната на изправеното напрежение. На фиг. 5.1 а е по-
казана схемата за регулиране с потенциометър. Напрежението
върху товара се изменя по формулата
(5.1)
където Хпх
U е
^ВХ
и т — и вл , О ’
+^о-ч,)
лпх
коефициентът на делене
на потенциоме-
търа при празен ход ;
R— пълното съпротивление на потенциометъра.
На фиг. 5.1 б са показани семейство криви на регулиране
р
X=F(Xnx) при параметър ——. Тук с X е означен коефициентът
на делене на потенциометъра при товарно съпретивление /?т .От
р
фиг. 5.1 б се вижда, че при отношение -5—>2 регулировъчната
к?
крива става силно нелинейна. Намаляването на отношението
* р
D— под стойност 0,2 също е безпредметно, понеже нелинейност-
А; т
та на X става малка, а к. п. д. се намалява много. Практиче-
ски това означава, че е достатъчно токът през потенциоме-
91
търа да се избере 2—3 пъти по-голям от тока през товара, за
да се постигне добра регулировъчна крива при задоволителен
к. п. д.
а
Фиг. 5-Ь Регулиране ;на изправе-
ното напрежение чрез потенциоме-
тър: а) принципна схема; б) кривн
на регулиране
Фиг. 5-2. Регулиране на изправсно-
то напрежение чрез реостат: а) прин-
ципна схема; б) криви на регули-
ране
На фиг. 5.2 а е показана схема, в която за регулиране на
изправеното напрежение е използуван реостат. Напрежението
върху товара е
(5.2) U. =UBX '
На фиг. 5.2 б са дадени семейство криви на регулиране Х==
г>
= F(Anx) при параметър В този случай промяната на —
92
оказва много по-голямо влияние върху изходното напрежение в
целия обхват на ХПх, отколкото при регулирането с потенциоме-
тър, В замяна на това при регулиране с реостат к. п. д. е по-го-
лям.
Изборът на една от двете схеми на регулиране зависи от
конкретния случай. Като общо правило регулирането с потен-
циометър се предпочита при маломощни консуматори с проме-
нящ се товар, където к. п. д. е без значение. Регулирането с
реостат има по-ограничено приложение.
Потенциометърът или реостатът могат да се включат и от
страната на променливото напрежение-в първичната намотка на
трансформатора. Ефектът на регулиране е същият, но се изменя
режимът на работа на целия трансформатор, което не винаги е
допустимо.
Регулиране чрез автотрансформатор.Използуват се автотранс-
форматори с изменящ коефициент на трансформация. Регулира-
нето може да бъде стъпално с превключване под товар или
плавно —с вариатор. Вентилната група на токоизправителя може
да се включи директно към автотрансформатора или чрездопъл-
нителен трансформатор. При този начин на регулиране к. п. д. е
Фиг. 5-3. Регулиране на напрежението чрез индукционен фа-
зорегулатор: а) принципна схема; б) векторна диаграма на на-
преженията
голям в целия обхват на напрежения и затова е приложим за
всякаква мощност.
Регулиране на изправеното напрежение чрез индукционен
фазорегулатор. По конструкция ной е подобен на асинхронен
93
двигател с навит ротор, който е застопорен механично. На фиг.
5.3 а е показана схемата на свързване на трифазен фазорегула-
тор към токоизправител, а на фиг. 5.3. б—векторната диаграма
на напреженията на една статорна и една роторна намотка. Ако-
индуктираното вроторната намотка напрежение е равно на мре-
жовото, изходното напрежение се измени в границите отнуладо
двукратното мрежово.
При трифазните фазорегулатори се измени и фазата на изход-
нэто напрежение спрямо мрежовото, а при еднофазните се изме-
ни само неговата амплитуда.
Регулирането на напрежението по този начин е плавно и в
широки граници, но е скъпо и съпроводено с намаляване на фак-
тора на мощността на устройството. Използува се рядко.
5.2. Регулиране на изправеното напрежение чрез дросел
с насищане
Най-простият дросел с насищане представлява феромагнит-
на сърцевина, върху която са навити две намотки — работна и
управливаща. Работната намотка се включва във веригата на про-
менливия ток, а управляващата намотка се захранва от посто-
яннотоков източник. В зависимост от силата на тока в управ/я-
ващата намотка динамичната магнитна проницаемост на магни-
топровода се измени, а заедно с това се йзменя и индуктивност-
та на работната намотка. На фиг. 5. 4 а е показано свързването
на подобен дросел, а на фиг. 5. 4 б — семейство волт-амперни
характеристики на работната намотка в функция на постоянно-
токовото подмагнитване. Вижда се, че с увеличаване на тока
през управляващата намотка индуктивного съпротивление на ра-
ботната намотка се намалява. Такава проста конструкция на дро-
сел с насищане не се използува в практиката, защото в управля-
ващата намотка се индуктира променливо напрежение от маг-
нитния поток на работната намотка. Понеже управляващата на-
мотка има много повече навивки от работната, трансформираното
променливо напрежение би достигнало много голяма стойност.
За да се избегне това нежелателно и опасно явление, дроселите
с насищане се изработват с подходяща конфигурация на магни-
топровода и с подходящо свързване на намотките. На фиг. 5.5 а
е показана схема на еднофазен дросел с две отделни сърцевини,
на фиг. 5.5. б—еднофазен дросел с две обединени сърцевини и
на фиг. 5.5 в —еднофазен дросел с една Ш-образна сърцевина.
При оразмеряването на дросел с насищане се използува
следният метод [12]:
94
1. Определяне на най-големия импеданс на дросела при но
минален товар
<7 А max
(5-3) = ’
Фиг- 5-4. Регулиране на напрежението чрез дросел с насищане:
а) принципна схема; б) волт-амперни характеристики па дро-
села
95
където /~н е номиналният ток през променливата намотка;
—максималният желан пад на напрежение върху про-
менливотоковата намотка при номинален ток.
2. Определяне на активната и индуктивната съставка на най-
големия импеданс
Фиг. 5.5. Конструктивны схеми на еднофазни дросели с насищане: а) с два
отделни магнитопровода; б) с два обединени магнитопровода; в) с един 111-
образен маг нито пр овод
(5.4) Гц—ZH cos ерн ;
(5.о) Хц —sin срн —2ГН 1 cos2 срн
С cos<pH е означен» зададеният фактор на мощността на дросела
при номинален товар. Обикновено се избира в границите от 0,6
до 0,8
3. Определяне на тока на празен ход
(5.6)
/пх —
min
min
където t/T min е минималното зададено напрежение върху товара 5
ZT min —минималният работен импеданс на товара.
4. Определяне индуктивното съпротивление на прэменляво-
токовата намотка на празен ход
(5.7)
Хпх —
( ^мр \2_(1,2гн)2— х
' 7 пх /
където имр е ефективното напрежение на захранващата мрежа.
96
5. Максималният реактивен пад на напрежение върху дро-
села е
(5.8) £/пх тах= 7пх-^пх*
6. Мощността на дросела при номинален товар е
(5.9) Рн — A тах7^н«
7. Определяне на сечението на магнитопровода
(5.10)
S —с V ₽н
° ст —N ,
където с±—0,4ч-1,2е коефициент, отразяващ съотношението меж*
ду масата на медта и масата на стоманата
в дросела;
W— брой на самостоятелните магнитопроводи.
8. Определяне на широчината на ламелата на магнитопрово-
да. При квадратна форма на сечението
(5.11) b =
При избор на стандартен размер, койго се разллчава от тази стой
ноет, трябва да се използува мето диката за оразмеряване на ма
ломощни трансформатори (вж. гл. 1, (1.22)(1.23)).
9. Броят на навивките на променливотоковата намотка е
_____________________ ^пх max
W~-^4/MpSCTBmax *
10. Броят на навивките на постояннотоковата намотка е
(5.12)
(5.13)
w==------
I = max
където 7= max 6 избранлят максимален постоянен ток на подмаг-
нитване.
Диаметърът на проводниците и коефициентът на запълване
иа прозореца на магнитопровода се изчисляват съгласно методи-
те за изчисляване на маломощни трансформатори.
Дроселите с насищанз осигуряват плавно регулиране на на-
прежението, имат голям коефициент на усилване по мощност, го-
лям к. п. д. и дъльг срок наупотреба. Недостатъците им са: го-
ляма маса, лош фактор на мощността и бавно действие. Изпол-
зуват се за малки и средни мощности.
Пример 5.1. Да се изчисли еднофазен дросел с насищане за
регулиране на токоизправител с мощност Рти= 100 W; захранва-
7 Токоизправители и стабилизаторы
97
щото напрежение е J7Mp = 220 ’ честотата на мрежата е
/мР=50 Hz; обхват на регулиране на напрежението от дросела
8=50%.
1. Изчислява се минималното напрежение на мрежата
7/Mpmin = 22o(l------------150-) = 187V.
2. Изчислява се максималното напрежение на мрежата
U„p max=22o(l + -^-)=242 V.
3. Изчислява се номиналното работно напрежение на първична-
та намотка на т рансформатора на токоизправителя
i7TH = 0,8[/Mpmin=0,8 . 187 = 150 V .
4. Изчислява се номиналният ток на първичната намотка на
трансформатора на токоизправителя
_ рти _ 100
7~в— 7/ти 150 - 0,67 А’
5. Изчислява се най-голямото напрежение върху дросела
A ^max = .t7Mp max-t/TH( 1 ) =242 — 15С>( 1-^ ) = 167 V .
6. Изчислява се най-големият импеданс на дросела при номи-
нален товар (5.3)
ДС7 167
ZH = .^ax==249Q,
7. Изчисляват се активната и индуктивната съставка на най-
големия импеданс при cos срн = 0,2 (5.4)(5.5):
гн =Z„cos<pH =249. 0,8 = 199 Q;
х„ =ZH]/1 -cos«<pT=249.0,6=14'9 Q .
8. Изчислява се токът на дросела на празен ход (5.6)
75’ 0,67 А .
min
9. Изчислява се индуктивного съпротивление на променливо-
токовата намотка на празен ход (5.7)
ХПх
2—Хн =
98
=^(^7)2-(1,2 . 199)2—149= 122 Q .
10. Изчислява се максималната стойност на реактивная пад
на напрежението върху дросела (5.8) :
(7пхтах=/пхХпх=0,67 . 122 = 82 V.
11. Изчислява се мощността на дросела при нормален товар
Рн=А^шах^н=167.0,67= 112 V.
12. Изчислява се сечението на магнитопровода (5.10)
1~РГ~ . /ТТ2“
£ст=С1у-уу— 1 =10,6 ст2 .
13. От табл. 1 се избира стандартен пакет ламели ШЗбхЗб
с SCT=11,4 cm2.
14. Определи се броят на навивките на променливотоковата
намотка (5.12)
Г 7 ОО
__ ^пх max _____ ° о qj
M4/MpSCTBmax’_ 4,44.50 . 11,4 . 1(Г<1
15. Определя се броят на навивките на постояннотоковата
намотка (5.13)
16. Изчисляват се диаметрите на неизолираните проводници
при плътност на тока 2,5 A/mm2:
Г7 Го,б7~
d~ = 1,13у—у-=1,13^“2?5“=0,58 mm,
1 / 0,1
d>= = 1,13у-^=- = 1,13у -2-5- =0,23 mm.
От табл. 4 се избират стандартните диаметри на проводни-
ците d~=0,59 mm и rf==0,23 mm.
17. Изчислява се сечението на проводниците в намотките
(1.30)
SM=^(w_d2 +w dL)=-~-(324. 0,592Н-2171.0,232) = 179 mm2.
99
18. Изчислява се коефициентът на запълване на прозореца
на магнитопровода
SM 179
Тази стойност е допустима.
Допълнител^о може да се изчислят: масата на намотките,
масата на магнитопровода, загубите в медта, загубите в желязо-
то, к. п. д. на дросела и неговото прегряване спрямо, околната
среда. Изчисленията се извър нват по метода за изчисляване
на малоиощни трансформатори (вж. гл.1).
5.3. Управляеми токоизправители
Плавно регулиране на напрежението на токоизправителя мо-
же да се осъществи и чрез използуване на управляеми вентили—
например тиристори. Такъв токоизправител се нарича управляем.
Употребата на управляема вентили внася редица съществени
особености в режима на работа на схемите—изменят се форма-
те на кривите на токовете и напреженията в отделяйте вериги.
Двуфазна еднополупериодна токоизправителна схема при
активен и активно-индуктивен характер на товара. Схемата е
показана на фиг. 5.6 а. Когато ключът К е затворен, товарът е
чисто активен. Трансформаторът и вентилите се приемат за иде-
ални. Диаграмите на токовете и напреженията са показани на
фиг. 5.6 б и фиг. 5.6 в,
Моментът на включване на тиристорите в схемата може да
се забавя с т. нар. ъгъл на регулиране а. При това се изменят
средните стойности на изправените напрежение и ток.
Средната стойност на изправеното напрежение е
EQmov 14-cos а
(5.14) ^0(а)=—(1 +cos а)=Е0--------— ,
щах
където Eq=—е средната стойност на изправеното напреже-
ние при неулравляам токоизправител, т. е. при
Максималното обратно напрежение върху вентилите е равно
на удвоената амплитуда на фазовото напрежение:
(5.15) ^обр = 2£’2тах.
Правото напрежение,прилагано върху вентилите, зависи от
ъгъла на регулиране <х и е
(5.16) Uпр(а) ~-^2 max $in ОС,
100
а неговата максимална стои-
ност при а^90° е
(5.17) ^7пр = ^*2 max.
Средната стойност на из-
правения ток е
(5.18)
Г _^0(а) __ Eq 1+cosa
^(а)- //?т - Ят 2
а средната стойност на тока
през един вентил
(5.19) /вср=~2~ •
Ефективната стойност
на тока през една фаза се
определя по формулата
(5.20) 12— 2
С увеличаване на ъгъла
на регулиране се увеличава
и отношението на ефектив-
ната към средната стойност
на тока. Това трябва да се
има пред вид при оразмеря-
ването на елементите на то-
Фиг- 5-6. Управляем двуфазек
еднополупериоден токоизправи-
тел: а) принципна схема; б, в)
диаграми на токовете и напре-
женията при активен характер
на товара; г, д) диаграми на токо-
вете и напреженията при индук-
тивен характер на товара
коизправителя, ако той ще работи с максималния си ток в це-
лия обхват на регулиране.
Ефективната стойност на тока през първичната намотка е
(5.21)
Приотворен ключ К (фиг. 5.6а) токоизправителят работи с
индуктивно-активен товар. Приема се, че Аф=оо. В този случай
изправеният ток ще бъде непрекъснат и идеално изгладен в це-
лия обхват на регулиране на ъгъл а Диаграмите на токовете
и напреженията са показани на фиг. 5.6 г, д. Токовете през вен-
тилите са с правоъгълна форма, всеки вентил пропуска ток през
интервала от 0 = а до 0=тс4-а. През интервала 0—а изправеното
напрежение е с отрицателна стойност и токът през веригата се
поддържа от енергията, натрупана в магнитното поле на дросе-
ла А ф.
Средната стойност на изправеното напрежение е
(5.22) Uo(a) = Eo cos а.
В този случай регулировъчната характеристика е различна от ха-
рактеристиката при чисто активен товар. Максималният ъгъл на
регулиране (при който Uo (а)=0) е а = 90°.
Максималното обратно напрежение върху вентилите е
(5,23) Uq^=<2E'2 max >
а правото им напрежение е функция на а :
(5.24) ^пр — max sin ос.
Средният изправен ток през товара е
(5-25) Л (а) =--п°- COS а.
Ат
Средната стойност на тока през един вентил и ефективната
стойност на тока през една фаза на трансформатора са
(5.26) т __^Z0(a) .
7в ср— —2--- ,
(5.27) j _ Jo (а)
2“ \/2
Първичният ток се състои от правоъгълни импулси с про-
дължителност 180°, изместени фазово спрямо захранващото на-
102
прежение на ъгъл cpi=a. Поради това cos ср на този токоизпра-
вител се намалява при увеличаване на ъгъла на регулиране а.
Двуфазна еднополупериодна токоизправителна схема с
обратен вентил при активно-индуктивен товар. Схемата е пока-
зана на фиг. 5.7 а и се различава от тази на фит. 5.6 а с това,
Фиг* 5-7. Управляем двуфазен еднополупериоден
токоизправител с обратен вентил: а) принцип-
на схема; б 4- е) диаграми на токовете и нап-
реженията при индуктивен характер на товара
103
че паралелно на товара и филтровия дросел е включен неуправ-
ляем вентил ВО с обратна полярност спрямо изправеното напре-
жение. Този обратен вентил не позволява да се смени поляр-
ността на изправеното напрежение, защото в интервала 0-?а той
се включва и товарният ток, поддържан от енергията, натрупана
в индуктивността на филтровия дросел, преминава през него.
Токоизправителните вентили в този случай работят в интервала
от ъгъл а до ъгъл л също както при чисто активен характер на
товара. Затова изправеното напрежение има същата зависимост
от ъгъла на регулиране както при активен товар:
(5.28) .
Максималното обратно напрежение върху вентилите е
(5.29) Uo6p — 2^2 max •
Средният ток през вентилите е
(5.30) 4 ср ,
а ефективната стойност на тока през една фаза на трансформа-
тора —
(5.31) *2=4?-
V 2 у
Ефективната стойност на първичния ток е
(5.32) А = —
х 7 1 п У к
Средната и ефективната стойност на тока през обратния
вентил са
(5.ЭЗ)
(5.34) Лв —Л) (а) у — *
При схемата с обратен вентил средните и ефективните стой-
кости на токовете през вентилите и трансформатора са по-мал-
ки, а факторът на мощността cos ср на токоизправителя е по-го-
лям спрямо схемата без обратен вентил.
Еднофазна мостова пълноуправляема токоизправителна
схема при активно-индуктивен характер на товара (фиг. 5.8 а).
104
При направено допускане, че Ьф = оо9 изправеният ток е постоя-
нен и токът през вентилите има правоъгълна форма, като про-
тича през интервала а-тл-га. От 0 до а напрежението на токо-
изправителя има отрицателна стойност, т. е. кривата му отгова-
ря на кривата на двуфазния еднополупериоден токоизправител.
Фиг. 5-8. Еднофазен мостов пълноуправляем токоизправител: а) принципна
схема; б 4- г) диаграми на токовете и напреженията при активно-индуктивен
характер на товара
Средната стойност на изправеното напрежение и регулиро-
въчната характеристика са
(5.35) t/o(a) = Eq cos a.
Максималното обратно напрежение върху вентилите е
(5.36) ^обр — Е<2 тах= 1,57 £*0,
а правото напрежение е функция на a —
(5.37) t/пр (a)=£’2max Sin a.
Ефективната стойност на тока през вторичната намотка на.
трансфэрматора е
(5.38) 1^
а ефективната стойност на тока през първичната намотка —
(5-39) / -_L /0.
1 п и
10S
Еднофазна мостова схема с непълен брой управляеми вен-
тили при активно-индуктивен товар. Ако само два от вентили-
те на мостовата схема са управляеми, се получава несиметрична
управляема или полууправляема схема. Названието отразява са-
мо вида на употребените вентили, но обхватът на регулиране на
изправеното напрежение остава същият — от 0 до 100%. На
Фиг. 5-9. Еднофазен мостов токоизправител с непълен брой управляеми
вентили: а) с управляема катодпа трупа вентили; б) с управляеми два после-
дователно свързани вептила; в) диаграма на изправеното напрежение за
.двете схеми; г ч- з) диаграма на токовете за схема а\ и -?• н) диаграми на то-
ковете за схема б
106
фиг. 5.9 са показани двата варианта на реализиране на схемата
и диаграмите на токовете и напреженията. Във фиг. 5.9 а управ-
ляеми са двата вентила от катодната трупа. Това дава възмож-
ност схемите за управление на двата тиристора да имат обща
точка — катодите на вентилите. Във фиг. 5.9# управляеми са
двата последователно свързани вентила, При тази схема двата
последователно свързани неуправляеми вентили изпълняват функ-
цията и на обратен диод.
На фиг. 5.9 г-? з са показани токовете през вентилите и през
намотките на трансформатора. Всички вентили провеждат ток през
едно и също време — х/2 Т, но токовете през управляемите и
през неуправляемите вентили са фазово изместени на ъгъл а.
Вторичният и първичният ток на трансформатора са прекъснати
и кривите им са същите по форма както при двуфазната едно-
полупериодна схема с обратен вентил. Изправеното напрежение
(фиг. 5.9 в) има форма както при чисто активен товар.
При схемата от фиг. 5.9# процесите се различават от пред-
ния случай по отношение на ъглите на пропускане на венти-
лите. От диаграмите се вижда, че неуправляемите вентили про-
Пускат ток през по-голямата част от периода, т. е. през времето
на ъгъл к+а, докато управляемите вентили пропускат ток през
ъгъл к—а.
Енергийните съотношения на двете схеми са еднакви. Сред-
ната стойност на изправеното напрежение е
(5.40) (/»,«>=£,
Средният ток през управляемите вентили е:
а) за първата схема (фиг. 5.9 а)
б) за втората схема (фиг. 5.9#)
г Л) (а) к-а
(5.42) /вер— —2 - _
Средната стойност на тока през неуправляемите вентили е:
а) за първата схема
(5-43) , _
' ’ /вер 2 ’
б) за втората схема
(5.44)
, _ Z0(a) Я+«
/вср~ 2~ к
Ефективната стойност на тока през вторичната намотка и
за двете схеми е
(5.45) ;2=Л>(«) 1—
Фиг. 5.10. Управляем трифазен еднополупериоден токоизправител: а)прин-
ципна схема; б-Н д) диаргами на напреженията и токовете при активен ха-
рактер на товара; е 4- ж) диаграми на токовете и напреженията при активно-
индуктивен характер на товара
108
а на тока през първичната намотка —
(5.46) Л=47М •
От диаграмите на фиг. 5.9 з, н се вижда, че първият хар-
моник на първичния ток е изместен спрямо захранващото напре-
жение на ъгъл cpj =-|-. В този случай факторът на мощността
cos <р е по-голям от този при пълноуправляемата схема.
Трифазен еднополупериоден токоизправител при активен и
при активно-индуктивен характер на товара (фиг. 5.10а). Ко-
гато ключът К е затворен, товарът е чисто активен, а при отво-
рен ключ —активно индуктивен. При активен товар обхватът на
регулиране на напрежението 100% се получаваза ъгъл к> 0>
т. е. при 150°, понеже а=0 е за 9=-^-. Тогава токоиз-
6 6
правителят работи като неуправляем и изходното му напрежение
е Eq = 1,17 Ег. Съществуват два режима на работа — режим на
непрекъснат ток (фиг. 5.10 5) и режим на прекъснат ток
(фиг. 5.10в). Изправеното напрежение във функция на ъгъла а:
а) за първия режим — а<^—
(5.47) t/o(a) = £'o C0S a’>
б) за втория режим — а>~§—
(5.48) t7o(a) = ~7-уГ [ l + cos (“д’+ а)1 ‘
у о L \ /J
Максималното обратно напрежение върху вентилите
(фиг. 5.10 г) е
(5.49) ^/обр = ^2л max •
Максималното право напрежение върху един вентил във
функция от ъгъла (фиг. 5.10д) е:
а) за първия режим — а<-у —
(5.50) £/пр (а) ~ Е<2л max Sin а ,
б) за втория режим — а>-^- —
(5.51) Uпр (а) = Е(2л max sin (а 4 g-j •
109
При индуктивен характерна товара и £ф = оо токът е идеал-
но изгладен и непрекъснат. В интервала на регулиране 0 < а<
кривата на изправеното напрежение не се отличава от тази
при активен товар за същия интервал. При а>-^- (фиг. 5.10 е) в-
известки интервали изправеното напрежение добива отрицателни
стойности. Средното изправено напрежение в този случай е
(5.52) U0(a) = Eq cos a.
Максималният ъгъл на регулиране, при който t/o(a) = O, е
&тах— 90°.
Фиг. 5.11. Трифазен мостов пълноуправляем токоизправител: а) прин-
ципна схема; б, в) диаграми на напреженията при активен характер на то-
вара; г диаграми на напреженията при активно-индуктивен характер
на товара
Максималното обратно напрежение на вентилите е
(5.53) иъвр=Е<2Л тах = 2,45 Е2,
110
а максималното право напрежение—
(5.54) £/пр (а)~-^2л max sin ос=2,45 Е2 sin ос.
Трифазен мостов пълноуправляем токоизправител при ак-
тивен и при активно-индуктивен хакактер на товара (фиг. 5.11 а).
При затворен ключ К товарът е чисто активен и изправеното
напрежение има формата, показана на фиг. 5.11#, в за три стой-
ности на ъгъла на регулиране — а = 30, 60 и 90°. При а<60°
токът е непрекъснат и изправеното напрежение е
(5.55) Uo = Ео cos а.
При а>60° токът на токоизправителя е прекъснат и изпра-
веното напрежение е
(5.56) и0 м = Ео [ 1 + cos (-^+ а)]
Максималният ъгъл на регулиране, при който t/o(a)=O, е
атах =120 .
При отворен ключ К (индуктивен характер на товара) и
£ф=оо изправеният ток е непрекъснат в целия обхват на регу-
лиране на токоизправителя. При голям ъгъл а вентилите пропус-
кат ток и когато напрежението на трансформатора е отрицателно
(фиг. 5.11г). Изправеното напрежение непосредствено след вен-
тилната трупа за част от периода сменя полярността си (фиг. 5.11 #)..
Неговата средна стойност в целия обхват на регулиране е
(5.57) Uo (а)=£'о cos а.
Максималният ъгъл на регулиране, при който изправеното на-
прежение f/o (сс) =0, е атах=90°.
На фиг. 5.11 е е показана кривата на напрежението върху
вентила Вх. Максималното обратно напрежение е
(5.58) Uq^ = Е<2л max = х/З” Z?2 max— Е?2,
а максималното право напрежение —
(5.59) £/пр=^2л max sin ос \J^E2 sin ОС.
Трифазен мостов непълноуправляем токоизправител при
активен и активно-индуктивен характер на товара (фиг. 5.12а).
Ако само анодната или само катодната трупа вентили в трифаз-
ната мостова схема са управляеми, получава се полууправляема
или несиметрична схема. На фиг. 5.12# е показана работата на
такъв токоизправител при активен характер на товара за три
ъгъла на регулиране а =30, 60 и 90°. Изправеното напрежение
111
е защриховано- При а<60° токът е непрекъснат, а при а>60°
токът през товара е прекъснат.
Изходното напрежение и за двата режима на работа се из-
разява с една и съща регулировъчна характеристика
(5.60) Uo (a)=F0 1+c2°s “ •
Максималният ъгъл на регулиране, при който изправеното
напрежение t/o(a) = 0, е атах=180°.
При активно-индуктивен характер на товара и £ф = оо то-
кът в товара е непрекъснат. При изправеното напреже-
ние се запазва същата зависимост от ъгъла на регулиране (5.60),
112
Следователно регулировъчната характеристика на тази схема не
зависи от вида на товара.
Сравнителна оценка на управляемите токоизправителни
схеми. Управляемите токоизправителни схеми се използуват при
средни и големи мощности, понеже осигуряват плавна и без за-
губи регулиране на изправеното напрежение. Те не могат да ра-
ботят устойчиво при капацитивен характер на товара (получава
се прескачане в работата на вентилите), затова този режим не се
използува. Най-често срещаният режим на работа е с активно-индук-
тивен характер на товара. От еднофазните схеми с най-добри
енергийни показатели е мостовата схема в двата варианта — с
пълно и с непълно управление. От трифазните схеми се предпо-
чита мостовата пълноуправляема схема. Тя има по малки пулса-
ции на изправеното напрежение, конто са с честота на първия
хармоник f^ = QfMp и се филтрират по-лесно. Трифазната мосто-
ва непълно управляема схема има по-добър фактор на мощност-
та cos ср, но пулсаииите на изхода й са пэ-големи и с честота на
първия хармоник /(1)=3/мр.
5.4. Регулиране на изправено пулсиращо напрежение
чрез тиристор
При малки мощности не е целесъобразно използуването на
управляеми токоизправители поради високата им цена и относи-
телно голямата им сложност. Същият ефект на беззагубяо регу-
лиране на изправеното напрежение може да се получи, като пул-
сиращото напрежение на един неуправляем токоизправител (едно-
фазен или двуфазен) се прэпусне през един тиристор с фазово
управление. На фиг. 5.13а е показана принципната схема на та-
къв регулатор. Изправеното напрежение от еднофазния мостов
токоизправител през тиристора Th се подава на изглаждащия
филтър С19 А, С2. Филтърът задължително трябва да е с капа-
цитивен вход, за да може тиристорът да се запушва периодично.
Импулсите за фазово управление на тиристора се израСютват от
схемата за управление СУ. На фиг. бЛЗб' е илюстрирана работа-
та на регулатора при фазов ъгъл на управление а0, който е мини-
малният възможен за дадения случай, т. е. при който се получава
най-голямо изходно напрежение. Напрежението на първия фил-
тров кондензатор С\ пулсира между стойностите Uci max и UC\ min.
Тиристорът се отпушва в момента tv когато t/crmin се изравни с
изправеното напрежение, т. е. когато върху него се появи
напрежение в права посока. Запушването на тиристора ста-
ва по естествен път, когато изправеното напрежение ста-
8 Токоизправители и стабилизатори
113
лът^с^увелич^^^^Тф^^-^®)^^”^™8^7®8”3 ^^на’
пя Th става в момента t3 с известно закъснение, след като н
прежението на токоизправителя е станало по-голямо от това
Фиг- 5-13- Регулятор на пулсиращо
а) принципна схема; б, в) диаграми на
лични ъгъла на регулиране
изправено напрежение с тиристор:
изходното напрежение при два раз-
114
кондензатора Cv Изключването на тиристора става в момента /4
по същия начин, както и в предишния случай. Понеже конденза-
торът С1 се разрежда до по-ниска стойност на напрежението
Uci min , то той се зарежда до по-ниска стойност на напрежение-
Фиг. 5.14. Регулатор на пулсиращо изправено напрежение за зареждане
на акумулатор
то Uc\ max, защото параметрите на зарядната верига са същите.
В резултат на това средната стойност на изходното напрежение
Eq се намалява.
Чрез този метод се постига плавно регулиране на напреже-
нието Ео в обхвата от Ео = О до £о = ^отах» получавано от не-
управляемия токоизправител с капацитивен характер на товара.
Ако подобна схема се използува за зареждане на акумула-
тори, необходимостта от изглаждащ филтър отпада, а акумула-
торът изпълнява функциите на кондензатора С\. Изключването
на тиристора през всеки период на пулсиращото напрежение се
осъществява от противо-е. д. н. на акумулатора. На фиг. 5.14 е
показана такава схема. Тиристорът Th е свързан последователно
във веригата токоизправител—акумулаторна батерия. Схемата за
управление се състои от транзисторите 1\ и Г2, свързани по схе-
ма с положителна обратна връзка. Делителят на напрежение
Т?2 осигурява на базата на междинен потенциал между плю-
115
совия и минусовия извод на токоизправителя. Кондензаторът С и
потенциометърът А?3 са фазорегулиращата верига. Кондензато*
рът С се зарежда през /?3 по експоненциален закон и когато на-
прежението му достигне стойност, по-голяма от тази на тран-
зисторът 7\ се отпушва. Двата транзистора 7\ и Т2 се насищат
лавинообразно поради силната положителна обратна връзка меж-
ду тях и кондензаторът С се изпразва през управляващия елек-
трод на тиристора. Тиристорът се включва. През следващия по-
ложителен период на изправеното напрежение процесът се повта-
ря. При изменение на съпротивлението на /?3 се променя време-
константата /?3С и оттам — фазовият ъгъл а на включване на
тиристора.
ГЛАВА ШЕСТА
ИЗГЛАЖДАЩИ ФИЛТРИ
Напрежението на изхода на коя да е токоизправителна схе-
ма е пулсиращо и освен постоянната съставка съдържа и извес-
тен брой хармонични променливи съставки с различии честоти.
Използуването на изправеното напрежение за захранване на елек-
тронни апаратури е невъзможно, ако променливите му съставки
предварително не бъдат намалени до една определена малка
стойност. Това се осъществява чрез изглаждащите филтри. Ос-
вен това изглаждащият филтър е свързващо звено между токо-
изправителя и товара, като премахва нежеланите взаимни влияния
между тях и съгласува характеристиките им в статичен режим.
При хармоничния анализ на изправеното напрежение се оказ-
ва, че почти във всички случаи най-голяма амплитуда има пър-
вият хармоник от променливите съставки. При изчисляване на из-
глаждащите филтри анализът се прави по отношение на първия
хармоник. Ако филтърът не е резонансен, ефективността му по
отношение на висшите хармоници е още по-голяма.
Изправеното напрежение от токоизправителя преди филтъра
се характеризира с коефициент на пулсации S(ZW) за m-тия хармо-
ник:
ГА с — тах,
(О-U $(/н)----р--
където £(m)max е амплитудата на /n-тия хармоник на изправеното
напрежение;
Ео—постоянна съставка на изправеното напрежение.
В частей случай за първия хармоник
р
(6.2) S{l) = ~V™.
г0
При захранване на съоръжения за телефония от токоизпра-
вител трябва да се отчитат психофизичните особености на човепг
кото ухо и акустичните характеристики на микротелефона, за да
117
се постигне добро подтискане на брума. За целта вместо с кое-
фициента на пулсации се работи с псофометричното напрежение
на пулсации (7ПСф, чиято ефективна стойност се определи по фор-
мулата [15]:
(6.3) ^псф --- V 0,5[(£(1) шахах)8 +(£(2) max аг)2 "+"••• +
max ат)2]>
където а2, . . . , ат са псофометр ичните коефициента за
съответната честота на хармониците, даващи тяхната относителна
тежест в създаването на брума. Тези коефициенти се отчитат от
графика (фиг. 6.1).
При неуправляемите токоизправители коефициентът на пулса-
ции се определи по формулата [18, 21]:
(М)
където т е броят на фазите, който при мостови токоизправители
се удвоява.
Това равенство не важи за еднофазен еднополупериоден то-
коизправител, където 5(1)= 1,57 [18].
За управляемите токоиз-
правители важи формулата
[18]:
(6-5) ___________
s (i)(a) = 1 +m2tg2 «•
Тук а е фазовият ъгъл на
регулиране на вентилите.
Всеки изглаждащ филтър
се характеризира с коефи-
циент наизглаждане q\
(6.6)
s £ е
Фиг- 6-1. Графика на псофометричния q =-^ =—----------------------
коефициент във функция на честотата s(1) £(i)max
където е коефициентът на пулсации преди филтъра;
5''п — коефициентът на пулсации след филтъра.
Отношението на амплитудата на променливата съставка пре-
118
ди филтъра към нейната амплитуда след филтъра се нарича
коефициент на филтрация [5]:
<6.7) ^ф=£(„1)тах
£(1)тах
Коефициентът на филтрация е по-голям от коефициента на
изглаждане и тази разлика е толкова по-голяхма, колкото к. п. д-
на филтъра е по-малък. Когато Е'0=Е'^ коефициентът на изглаж-
дане и коефициентът на филтрация са равни:
<6.8) ? =
^(1)тах
Това равенство важи само за идеален филтър с к. п. д. tj = 1.
Според елементите, от който са изработени, филтрите биват :
пасивни—изработени с дросели, кондензатори и резистори, и ак-
тивна—с радиолампи или транзистори.
6.1. Пасивни изглаждащи филтри
Капацитивен филтър (фиг. 6.2 а). Състои се от един конден-
затор, включен паралелно на изхода на токоизправителя. Негово-
то действие е разгледано в раздел 3.2. Коефициентът на изглаж-
дане е
(6-9)
4
т2—1 2чс
гС
Тук капацитетът на С се измервав jxF.
Индуктивен филтър (фиг. 6.2 б). Състои се от дросел, вклю-
чен последователно във веригата на товара. Ако се пренебрегнат
вътрешните съпротивления на токоизправителя и дросела, коефи-
циентът на изглаждане е
<б.ю)
/?т
При /И(1)Аф>3/?т формулата може да се опрости
(6.11)
ото>£ф
119
От сравняването на двата най-прости филтъра се вижда, че с
увеличаване на броя на фазите т ефективността на капацитивния
филтър се намалява. Обратно, при голямо товарно съпротивление
R? кап'ацитивният филтър е по-ефективен. Индуктивният филтър
'Ф
Фиг. 6-3. Г-образен LC-фил-
тър
фазите и при по-малки
Фиг. 6-2- Пасивни филтри: а) капа-
цитивен; б) индуктивен
работи по-добре при по-голям брой на
товарни съпротивления.
Г-образен AC-филтър (фиг. 6.3). Това е най-често използу"
ваният филтър за средни мощности. За добрата му работа е необ~
ходимо да бъдат спазени следните условия:
(6Л2)
т 1
JCl tn (x) ф — -^с •
/и со Сф
Ако се пренебрегнат загубите в дросела и кондензатора, за
коефициента на изглаждане се получава
(6.14) ^=т2ы2£фСф —1.
При изчисляването на£С-филтъра се определи величината
(6-15)
която има две неизвестни— Ьф и Сф. Обикновено капацитетът Сф
се избира с някаква стандартна стойност и след това се изчис-
лява ^ф •
За да се получи постабилна външна характеристика на то-
коизправителя, необходимо е филтърът да има индуктивна реак-
ция на входа. Това се достига чрез спазване на условието
27?т
(6.16) ьф >г 2 - iw;/
120
Ако товарът на изхода на филтъра е с импулсен характер
(фиг. 6.4), капацитетът на филтровия кондензатор се определяло
формулата
(6.17) Сф> --------------------
----------
max min
/о
За да се изключи възможността от възникване на автоколе-
бания във филтъра (самовъзбуждане), трябва да е изпълнено усло-
вието
(6.18) -—г----<0,5 то).
V £ФСФ
П-образен СЛС-филтър (фиг. 6.5). Състои се от капацити-
вен филтър СФ1 и Г-образен LC филтър —Аф Сф2. Коефициентът
на изглаждане е
2гС
(6.19) ^=(^=^(^2/-фСф2 10-6-1),
където г евътрстннотостпротивлението на токоизправителя;
/^-коефициент, функция на у (вж. фиг. 3.8).
Във формула 6.19 дименсията на капацитета на СФ1 и Сф2 е
в |iF.
Фиг- 6-4- Диаграма на тока след филтъра при то-
вар с импулсен характер
Ако при изчисляването на токоизправителя с капацитивен ха-
рактер на товара стойността на Сф1 е вече определена, £фСф2 се
определя от формулата
(6.20)
/*ф Сф2:
(m2-—1)(д + 1)Н
2гСф1т2со2 10“6
121
Най-голям коефициент на изглаждане се получава
=Сф2. В този случай индуктивността на дросела е
при СФ1=
(6.21)
г____Н
Ф 2rC. СА mW10~6 ’
Ф£ Ч>2

Фиг. 6.5. П-образен CLC-филтър
RC-филтри. Изпэлзуват гсе при
малки мощности и постоянен то-
вар, понеже к. п. д. е мал ък, а
падът на напрежението — голям.
Предимствата им са в ниската це-
на и малките размери.
Г-образен RC-филтър (фиг.
6.6 а). Коефициентът му на из-
глаждане е
(6.22)
₽Т
За получаване на приемлив к. п. д. съпротивлението на фил-
търа се избира в границите /?ф =(0,25-ь 0,35) RT.
П-образен CRC-филтър (фиг. 6.6 б). Изчисляването му се
извършва както при двузвенен филтър —изчислява се токоизпра-
вител със загуби и капацитивен характер на товара (СФ1), а не-
говите пулсации са изходни данни за оразмеряване на Г-образния
RC-филтър, съставен от /?ф и Сф2.
Филтър с акумулаторна батерия. Когато паралелно на това-
Фиг. 6-6- /?С-филтри: а) Г-образен; б) П-образен
ра е включена акумулаторна батерия, която работи в буферен ре-
жим, тя има филтриращ ефект. От схемата на фиг. 6.7 се вижда,
че вътрешното съпротивление на батерията г, е включено пара-
лелно на товара и тъй като , то шунтира променливата
122
съставка, преминала през дросела. Ако ri <^т со Аф, коефициентът
на изглаждане е
(6.23)
(тш£ф)2+^ .
Г[
Когато вътрешното съпротивление
на акумулатора е известно предвари-
телно, индуктивността на дросела се
определи по формулата
<6 24)
Многозвенни филтри. За полу-
чаване на голям коефициент на изглаж-
дане се употребяват многозвенни филт-
ри. Това са два или повече филтри от
един и същи или от различен вид, свър-
зани последователно. Коефициентът на
изграждане на многозвенния филтър е
равен на произведение™ от коефици-
Фиг. 6-7. Г-образен фил-
тър с акумулаторна бате-
рия
ентите на изглаждане на отделните звена:
(6.25)
Q Qi • (7 2 • • • Яп •
От условието за най-ниска цена на филтъра препоръчва се
двузвенен филтър да се употребява при #>50, а тризвенен— при
#>1500.
Пример 6.1. Да се изчисли филтър за двуфазен еднополупе-
риоден токоизправител, който да има на изхода си напрежение
12 V, ток 1 А и амплитуда на първия хармоник на изходното
напрежение 0,06 V.
1. Коефициентът на пулсации на изходното напрежение е (6.1)
s"=----------- =0,005 =0,5 о/о.
^0
2. Коефициентът на пулсации на напрежението на токоизпра-
вителя е (6.4)
= -->-=>1=0,66=66 %.
(1) т2—1 22—1
3. Избира се ориентировъчно к. п. д. на филтъра т)=0,8.
123
4. Изчислява се необходимого н апрежение на гхода на.
филтъра
Д’/ _ _ 12 _ки
£о 7] 0,8 5V‘
5. Изчислява се коефициентът на изглаждане на филтъра (6.6)
s(l) 0,66 1
я адГ131
s(l)
При </>50 се препоръчва използуването на двуфазен филтър.
Тъй като напрежението е ниско, а токът сравнително голям, за
получаване на избрания голям к. п. д. се избира схема на CLC-
филтър (фиг. 6.5). В този случай токоизправителят работа с капа-
цитивен характер на товара.
6. Изчислява се коефициентът А (3.13). Вътрешното съпро-
тивление на токоизправителя се приема r=2Q. Тогава
Л=2ЦГ= 1 =0,21.
тЕ0 2 . 15
7. От фиг. 3.8 се отчита величината ЛЛ=420.
8. Изчислява се минималната стойност на капацитета на пър-
вия филтров конденсатор (3.22)
С=—--------Н = -»+-»—420=1050 {1F.
«О, /• °’2 • 2
Избира се стандартна стойност Сф,= 1000 pt F.
9. За да се получи най голям коефициент на изглаждане с
минимални средства, капацитстът на втория филтров ^кондензатор
се избира равен на капацигета на първия филтров кондензатор:
Сф2=Сф1^ 1000 pF.
10. Изчислява се минималната индуктивност на филтровия дро-
сел (6.21)
L ____(2^-1X133+1) 420 -0 11Н
Ф 2гСф1 Сф2т2<о2 Ю~ь 2.2. 1000.1000.22.3,142.Ю-6 ’
Конструктивного изчисляване на дросела е разгледано в при-
мер 6.4.
И. Проверка на стабилността на ЛСф2-филтъра (6.18):
0,5 т w=314,
=-= 1 =95<314.
У£ФСФ, V0,11.10-d
124
Филтърът няма да се самовъзбуди.
Пример 6.2. Да се изчисли разделителен филтър за захран-
ване на усилвателна схема със следните данни: входно напреже-
ние Z7BX=12V, изходно напрежение [/H3X = 9V, ток/0=6 mA, кое-
фициент на пулсации на входа $'(1) =0,5% при т=2, пулсации на
изхода нафилтъра s'j)=0,02%.
1. Изчислява се коефициентът на изглаждане на филтъра (6.6)
S(D 211 _ 95
Q---~= 0,02 -20-
s(i)
Избира се еднозвенен филтър за <?<50. За толкова слаб ток
е подходящ /?С-филтър (фи\ 6.6 а) като по-прост и по-евтин
от LC-филтъра.
2. Изчислява се стойността на /?ф. Съпротивлението на /?ф
трябва да осигури паз; на напрежението, необходим за получа-
ването на изходното напрежение:
П _ ^вх Цлзх ___Рт9_
Кф------J------ 0,006
3. Изчислява се съпротивлението на товара
Ят =^=0606-^1500 Q.
4. Изчислява се стойността на филтровия кондензатор (6.22)
_ <7(/?т+Яф) _ 25(1500+500) _1ПЙ щ-бр
Сф /по>/?т7?ф 2.314.1500.500 г*
Кондензатортт трябва да е с капацитет, по-голям от 108 piF.
Избира се Сф=200(1Р.
Пример 6.3. Да се изчисли изглаждащ филтър със следните
данни: напрежение на консуматора t70=2V, ток иа консуматора
/о=5ОА, схема на токоизправителя—трифазна мостова, коефици-
ент на пулсации на изходното напрежение 5'^=1%.
1. Определи се коефициентът на пулсации на входного на-
прежение (6.4)
sm=-^=-&—r =0,057 = 5,7%.
U) т2—1 63—1
2. изчислява се коефициентът на изглаждане (6.6)
7= ^+=-^-=5,7.
S(D 1
125
3. При този малък коефициент на изглаждане, ниско напре-
жение, силен ток и повишена честота на пулсациите най-изгоден
се оказва еднозвенният индуктивен филтър (фиг. 6.2 б).
4. Изчислява се стойността на товарного съпротивление
=-T7=i-°'Oia-
5. Изчислява се индуктивността на дросела (6.10)
10-3Н.
Ф т ю о . 314
Ако изчислението се проведе по приблизителната формула
(6.11), за индуктивността на дросела се получава
Аф 5>7-^1 =0,12 . IO-3 Н.
* т (о 6.314
Резултатът е същият.
6. Конструктивного оразмеряване на дросела е показано в
пример 6.5.
6.2. Изчисляване на изглаждащи дросели
За изчисляването на изглаждащ дросел се задават следните
данни: индуктивност на дросела L; постоянен ток на подмагнит-
ване /0; максимално допустимо активно съпротивление R или до-
пустима температура на прегряване Д/^ах.
Ред за изчисляване.
1. Изчислява се величината L/02 и от графиката на фиг. 6.8
се определи обемът на стоманата в магнитопровода VCT.
2. От табл. 1, табл. 2 или табл. 3 се избира стандартен маг-
нитопровод.
3. Изчислява се спомагателната величина М
Ы2
(6.26) М=-^-
v ст
4. От фиг 6.9. чрез изчислената стойност на М графично се
определи оптималната магнитна *проницаемост цд опт и оптимална-
та въздушна междина в % за дадения вид материал на магни-
топровода*
5. Изчислява се дебелината на немагнитната подложка от
пресшпан в магнитопровода за образуване на въздушната меж-
дина
<6-27) Sb = 0,5 1b^q/0- Ik, cm .
126
6. Изчислява се броят на навивките по формулата
(6.28) = 8920 </—7— - " —•
V опт *\т
Тук ZCT е измерено в ст, а 5СТ—в ст2.
Фиг. 6-8. Графика на величината L Iq във функция от обема на магнито"
провода
7. Сечението на проводника се определя по формулата
(6-29) q — > ,
където а=(1,7 4-4) A/mm2 е плътността на тока. От табл. 4 се
избира стандартен проводник с най-близкото сечение и се оп-
ределя неговият диаметър d.
8. Изчислява се действителната плътност на тока
(6.30) ах= -
9. Проверява се запълването на прозореца на магнитопрово-
да. Коефициентът на запълване е
(6.31) /?3 = < (0,354-0,40) ,
дпроз
127
където Snpoa е сечението на прозореца;
тт /72
SM= — w—чистотосечение на медта на проводниците.
Пример 6.4. Да се оразмери конструктивно дроселътот при-
мер 6.1 със следните данни: индуктивност £=0,11 Н, постоянен
Фиг. 6.9. Зависимост на оптималната динамична магнитна про-
ницаемост и на отпосителната въздушна междина за никои
феромагнитни материали във функция от величината М
ток на подмагнитване /0= 1 А, максимал ю допустимо съпротив-
ление 7?=3S.
1. Изчислява се величината
L /2=0,11.12=0,11.
2. От фиг. 6.8 се отчита необходимият обем на магнитопро-
вода на дросела Уст=35 ст3.
3. От табл. 1 се избира стандартен магнитопровод III 16x32.
Обемът е
Ист = SCT 1„=4,50.8,90=40 ст3.
128
4. Изчислява се спомагатслната величина М (6.26)
М= -—-°;'- = 0,00275 = 2,75 . 10~3 .
V.T 40
5. От фиг. 6.9 се определи за стомана Э 310 : р^опт — 200 и
/воптЛ=0,5о/0.
6. Дебелината на немагнитната подложка от пресшпан в маг-
нитопровода за образуването на въздушната междина е (6.27):
SB =0,5 -Bf"y — /ст = 0,5 ' q500- 8,90 = 0,022 cm.
7. Изчислява се броят на навивките (6.28)
^=8920* ; — -/ст-е -=8920 =294 нав.
У ^<3опт Ser \ 200 • 4>50
8. Изчислява се сечението на проводника (6.29) при плътност
на тока а=4 A/mm2
q = —° = =0,25 mm2.
v а 4 ’
7u d2 w 3,14 . 0,552 . 294
0,36.
От табл. 4 се избира проводник ПЕЛ 0,55 с ^=0,238 mm2.
9. Изчислява се действителната плътнсст на тока (6.30):
°*" ,/1‘—0.U- = 4’2
10. Изчислява се коефициентът на запълване на прозореца
на магнитопровода (6.31)
А = _________________________
3 5проз 4 h ь 4 . 24 . 8
Тази стойност е нормална за дросел.
И. Дължина на проводника на намотката (Zcp се изчислява
геометрично от фиг. 1.11)
ZM=ZcP.w=12,8.294=3763 cm^38 m.
12. Изчислява се съпротивлението на проводника (табл. 4):
/? = 38 . 10-3 . 72=2,74 Q<3 Q.
Пример 6.5. Да се оразмери конструктивно дроселът от
пример 6.3 със следните данни: индуктивност L = 0,12 . 10~3 Н,
постоянен ток на подмагнитване /о = 5О А, максимално допусти-
мо съпротивление на намотката /? = 4 . 10~3 Q.
9 Токоизправители и стабилизатор i
129
1. Изчислява се
L /2= 0,12 . 10-3 . 502 = 0,3 .
От графиката на фиг. 6.8 се определя обемът на магнитопрово-
да на дросела Ист=70 ст3.
2. От табл. 3 се избира стандартен лентов магнитопровод с
П-образна форма ПЛ 16 32—40 с обем Ист=81,7 ст3.
3. Изчислява се величината М
м- _»!?. =3,67. 10-3.
*ст 01,7
4. От фиг. 6.9 за стомана Э 310 се отчита рдопт= 160, /вОпт>% —
= 0,65%.
5. Изчислява се дебелината на немагнитната подложка от прес-
шпан в магнитопровода за образуване на въздушната междина:
§в==0,5 —0/0 /ст = о,5 18=0,058 ст=0,6 тт .
6. Изчислява се броят на навивките на дросела
опои I L<cr ~I 0,12.10-3.18 . с
да=8920</-----=8920 V—ГсА—г-.-—=15 нав.
Ид опт^ст 160.4,54
7. Изчислява се сечението на проводника при плътност на
тока а=4 A/mm2:
# = —=^=12,5 mm2.
7 а 4 ’
От табл. 4 се избира проводник с диаметър d=4,10 mm. Такъв
проводник е неудобен за изработването на толкова малък дро
сел. По-технологично е намотката да се изпълни от пет паралел-'
но свързани проводника с d=l,81 mm с </=2,57 mm2. Тогава
^=5.2,57=12,85 mm2.
8. Действителната плътност на тока е
°‘“ё=Т55Г=3,89
9. Изчислява се коефициентът на запълване на прозореца на
магнитопровода:
2^ 3,14.1,81*. is
3 $проэ Ш 4-4’0-25 ’
Намотките ще се поместят свободно в прозореца.
130
10. Изчислява се дължината на проводника на намотката (по
геометричните размери от фиг. 1.13)
=Zcp w =73 . 15= 109,5 cm=lm.
И. Изчислява се съпротивлението на проводника за пет пара-
лелно свързани проводника с d=l,81 mm (табл. 4):
./?=1,34 . ю-з Q<4.10-3 Q.
э
6 3. Транзисторни филтри
При транзисторните филтри един от реактивните елементи
на Г-образния или П-образния филтър е заменен с транзистор.Спо-
ред схемата на свързване на транзистора съществуват филтри с
колекторен товар, филтри с емитерен товар и филтри с паралел-
но включен транзистор. Според начина на подаване на предна-
прежението на транзистора те биват с автоматично преднапреже-
ние и с фиксирано преднапрежение.
Тъй като транзисторът в тези схеми е псевдореактивен еле-
мент, в него не може да се натрупва енергия, която после да се
връща във веригата и той работи в режим на ограничител на на-
прежение. Затова филтровият кондензатор Сф1 е абсолютно не-
обходим при еднофазни и двуфазни токоизправители, за да на
мали началния коефициент на пулсации до прйемлива стойност
и да създаде условие за непрекъснат ток през транзистора.
Филтри с колекторен товар. На фиг. 6.10 а е показан фил-
тър с фиксирано преднапрежение, а на фиг. 6.10 б — филтър с
автоматично преднапрежение. И в двете схеми кондензаторите
Сф1 и Сф2 са самостоятелни елементи на П-образния филтър.
Транзисторър Т и елементите Re, Св и Rb са свързани така,
че динамичното съпротивление на транзистора нараства много.
Това се постига, от една страна, поради нелинейността на колек-
торните му характеристики и от друга страна, чрез отрицателната
обратна връзка по променливо напрежеиие, осъществена чрез Re
и Св •
Методика за изчисляване на транзисторен филтър с ко-
лекторен товар и фиксирано преднапрежение (фиг. 6.10 а) [5].
Изходни данни: напрежение на товара [/0; ток на товара /0;
коефициент на пулсациите на входа на филтъра s'(1); коефициент
на пулсациите на изхода на филтъра , честота на пулсациите
п. д. 7 вътрешен импеданс на филтъра Z за определена
честота fT; вътрешно съпротивление на токоизправите/я г; но-
минално вхэдно напрежение Ео; относително увеличение на вход-
ното напрежение а; относително намаление на входното напре-
жение Ь.
Фиг. 6-10- Транзисторны филтри с колекторен то-
вар: а) филтър с фиксирано преднапрежение; б).
филтър с автоматично преднапрежение
1. Изчислява се необходимият коефициент на изглаждане

s(l)
2. Избира се транзистор по изходните данни.
3. Изчислява се входното напрежение, без да се взема пред
вид емитерното съпротивление:
132
(6.32)
Е' =
^0 min
(6.33)
^о+^сп
1 -,5(1)
Гадн</Сн
(6.34)
Е'—-------;-------<>
° (1 —S(1)) (1 — z>)
_(l/o+l/CH)(i+o) .
O'nax- (!(!_/,) ‘
Тук Ucii е напрежението на насищане на транзистора.
4. Изчислява се номиналното напрежение колектор — емитер
на транзистора:
(6.35)
5.
(6.36)
UCE=E'Q-lh.
Изчислява се стойността на базовото съпротивление
Ев — т
•* о
т
Со
а
I со e обратният колекторен ток на транзистора;
а — статичният коефициент на предаване на тока на
транзистора при схема с обща база;
р — статичният коефициент на усилване на транзистора
при схема с общ емитер.
6. Изчислява се стойността на емитерното съпротивление
(6.37) Re =0,25 (1-а) RB .
7. Коригира се номиналното входно напрежение
/0 Re
където
(6.38)
8. Изчислява се стойността на
базовата верига на транзистора
а
капацитета на кондензатора в
(6.39)
( аг(
3 I 1 + р
\ кв
г* _______________________________
в /п а) (1 — <х) R в
където Гс е колекторното съпротивление на транзистора при
Т-образна заместваща схема.
9. Изчислява се времеконстантата
(6.40) т=/? Св.
133
10. Изчислява се спомагателният множител ЛА:
(6.41)
11. Изчислява се капацитетът на изходния филтров конденза
тор Сф2 по две условия:
а) за осигуряване на коефициента на изглаждане
(6.42) 41«t+(|-»)«,]'O-- f
V ф2 Akrctn^ Ят ’ И
Тук R^-
6) за осигуряване на искания изходен импеданс
(6.43) сф2=-^^-г , р F.
Избира се по-голямата от двете стойности.
12. Изчислява се к. п. д.:
(6.44)
{/о
“Б" а
^0
13. Изчислява се максималната разсейвана мощност на колек-
тора на транзистора:
(6.45) Pc=UcEn^ /о=(1-М Усе /о.
Метод за изчисляване на транзисторен филтър с колекто-
рен товар и автоматично преднапрежение (фиг. 6.10 б).
Изходните данни са същите както при филтъра. с фиксирано
преднапрежение.
1. Изчислява се коефициентът на изглаждане
q=-^'
5(1)
2. Избира се подходящ транзистор от изходните данни.
3. Изчислява се входного напрежение, без да се взема пред
вид емитерното съпротивление (6.32) (6.33) (6.34).
4. Изчислява се номиналното напрежение колектор— емитерна
транзистора (6.35)
134
5. Изчислява се съпротивлението на базовия резистор
Г. ^СЕ
(6-46) 7?в= 7 /1- \ ’
v 7 h (1—«)— 1СО
където 1е е емитерният ток на транзистора.
6. Изчислява се съпротивлението на емитерния резистор
(6.47) 7?в=О,25[7?в (1-а) + 7?т].
7. Коригира се стойността на номиналното входно напрежение
(6.48) Е.=Е. + Ц Re.
8. Изчислява се капацитетът на кондензатора в базовата ве-
рига
о
(6'49) Св '
9. Изчислява се времеконстантата т (6.40).
10. Изчислява се спомагателната константа V:
11. Изчислява се капацитетът на изходния филтров конден-
атор по две условия:
а) за осигуряване на зададения коефициент на изглаждане
к а—/?в1 ю-6
(6.51) Сф2=— --------------------—ь—
mwrcRB RTV
б) за осигуряване на зададения изходен импеданс (6.43).
Избира се по-голямата от двете стойкости.
12. Изчислява се к. п. д. на филтъра:
£
V2
(6-52) 4=-------5— •
13. Изчислява се максималната разсейвана мощност на колек-
тора Йа транзистора •
(6.53) Рс=х UcEmn = (1 + а) UcE /о«
Филтър с емитерен товар (фиг. 6.11). В него липсват кон-
дензаторът Сф2 и емитерният резистор Re- Понеже изходният
импеданс на този филтър е много малък, за да има ефект включ-
135
Фиг. 6-11. Транзисторен филтър с
емитерен товар
ването на филтров кочдензатор на изхода, неговият капацитет
трябва да е
6’54> ’
Това еедна много голяма стой"
ноет, затова няма практически
стойност. Въпреки това поня-
кога включването на Сф2 е на-
ложително, понеже повишава
устойчивостта на филтъра към
самовъзбуждане.
Метод за изчисляване на
филтър с емитерен товар
[5] (фиг. 6.11).
Изходни данни: напрежение
на товара t/0; ток на товара/0;
коефициент на пулсации на изхода на филтъра s''1)5 коефициент
на пулсации на входа на филгъра честота на първия хармо-
ник на пулсациите; изходен импеданс на филтъра Z за работната
честота /т; к. п. д. т], относително увеличение на входното на-
прежение а \ относително намаление на входното напрежение Ь.
1. Коефициентът на изглаждане е (6.6)
d(i)
2. Избира се подходящ транзистор по изходните данни.
3. Изчислява се входното напрежение (6.32), (6.33), (6.34).
4. Изчислява се токът през резистора
(6.55) /в=ПГ-ф.
5. Изчислява се съпротивлението от резистора Rb :
(6.56) Rb =
I В~~! Со
където Uев е напрежението емитер — база на транзистора*
1со — обратният ток на транзистора.
6. Изчислява се коефициентът на филтрация
(6.57) =<7~°- .
136
7. Изчислява се
тровия кондензатор
(6.58)
Ако Св
по формулата
(6.59)
необхоДимият реактивно капацитет на фил-
Св :
r №в+гс^
mu>RBrc
може да се изчисли с достатъчна точност
в т ш R в
8. Изчислява се коефициентьт на полезно действие
1
(6.60)
7] =
1 +
СЕ
и0
9. Изчислява се изходният импеданс на филтъра без изходен
кондензатор (той има комплексен характер):
(6.61) Z-[r£+(l -«) М-J
Филтри с паралелно включване на транзистора (фиг. 6.12).
Използуват се при малки стойкости на напреженията и голем и
токове. На фиг. 6.12 а е показан филтър с управление от входа,
а на фиг. 6.12 6 — филтър с управление от изхода. Този тип фил-
три имат малък коефициент на филтрация, трудна настройка и
Фиг. 6-12. Филтри с паралелно включване на транзистора: а) филтър с управ
ление от входа; б) филтър с управление от изхода
голямо изходно съпротивление. Тези недостатъци са особено сил-
но изразени при филтъра с управление от входа. К. п. д. на фил-
трите с паралелно включване на транзистора е много малък
т;=0,1-т-0,5.
137
ГЛАВА СЕДМА
СТАБИЛИЗАТОРЫ НА НАПРЕЖЕНИЕ
7.1. Общи сведения
Стабилизаторите на напрежение са предназначени да поддър*
жат неизменна стойността на напрежението при изменение на
следните външни фактори:
а) напрежението на захранващата мрежа;
б) товарното съпротивление;
в) честотата на захранващата мрежа;
г) параметрите на околната среда — температура, влажност
атмосферно налягане и др.
Тези фактори често пъти се изменят едновременно и влияят
комбинирано върху стабилизаторите на напрежение. Основните
причини за нестабилност на изходното напрежение са промените
на входното напрежение и на товарното съпротивление. Те могат
да се променят не само бавно (в продължение на часове), но и
бързо (за части от секундата), затова стабилизаторите трябва да
действуват бързо и непрекъснато.
За качеството на стабилизатора се съди по коефициента на
стабилизация. Той е равен на отношението между относителното
изменение на променливата величина към относителното измене-
ние на стабилизираната величина:
(7.1) h- у
^У/У Ьу X
В тази формула с х е означена променливата величина, а с
у — стабилизираната величина.
Понеже дестабилизиращите фактори са различии, за един и
същи стабилизатор съществуват различии, т. нар. частно, коефи-
циенти на стабилизация. За стабилизатора на напрежение част-
ните коефициента на стабилизация са:
138
1. Коефициент на стабилизация по входно напрежение
(7.2)
. Д ^вх ^изх
1 О А г1 Э А
^и~Т~й ~и
’-'изх и вх
където At/вх и At/изх са измененията на входното и изходното
напрежение на стабилизатора при един и същи ток на консума-
тора, а [7ВХ и 1/изх са номиналните стойности на същите напре-
жения.
2. Коефициент на стабилизация при изменение на товара
г А 7ИЗХ 4/ИЗх
kui~Yu I *
С А /Изх и /изх саозначени изменението натоварния ток
та номинална стойност.
Вместо този коефициент на стабилизация същата
ристика за качеството на стабилизатора може да даде
вътрешно съпротивление
(7.3)
и не ва-
характе-
неговото
(7.4)
П Д ^изх
3. Коефициент на стабилизация по мрежова честота
(7.5)
, _ Д /мр
kuf~T~u~
и ‘-'изх
^изх
/мр
4. Температурен коефициент на нестабилност на стабилиза-
тора
(7-6)
Д /°
където A t° е изменението на температурата на околната среда
Всички тези частни коефициента на стабилизация оценяват
качеството на стабилизатора само по отношение на един смуща
ващ фактор при постоянство на останалите. За по-пълно харак
теризиране на стабилизатора се използува т. нар. пълен коефи
циент на стабилизация. Той отразява едновременно влиянието на
всички смущаващи фактори и е равен на
(7'7) -Т— т+-г+- -+4-
^5 «1 kn
Тук с k{, k2, . . . , kn са означени съответните частни коефициен-
ти на стабилизация.
139>
Освен от коефициентите на стабилизация за качествата на
даден стабилизатор се съди и от обхвата на стабилизация, от
коефициента на полезно действие и от инертността му.
Обхват на стабилизация се наричат границите, в конто из-
менението на променящата се величина не създава изменение на
стабилизираното напрежение, по-голямо от допустимого, т. е. кое-
фициентът на стабилизация остава в зададените норми.
Инертността на стабилизатора се определя от времето,
след изтичането на което завършва преходният процес в стаби-
лизатора при подаване на единичен смущаващ импулс.
Стабилизаторите на променливо напрежение се характеризи-
рат още и с фактор на мощността cos ср и с коефициент на из-
. кривяване на формата на напрежението. Стабилизаторите на
постоянно напрежение реагират на пулсациите на изправеното на-
прежение и се характеризират с коефициент на филтрация
(7.8) k* = •
изх~
Класификация на стабилизаторите може да се направи по
различии признаци. В зависимост от вида на напрежението, което
стабилизират, те биват:
а) стабилизатори на постоянно напрежение;
б) стабилизатори на променливо напрежение.
Според принципа на действие те се подразделят на:
а) параметрични;
б) компенсационни.
В параметричните стабилизатори се използуват нелинейни еле-
менти и стабилизацията на напрежението се получава за сметкз
на нелинейната волт-амперна характеристика на използувания
елемент. Такива са газовите и силициевите стабилитрони и др.
Компенсационните стабилизатори представляват затворена си-
стема за автоматично регулиране с отрицателна обратна връзка.
Стабилизацията се постига за сметка на изменение™ на парамет-
рите на един регулиращ елемент при въздействието върху него
гна сигнал от отрицателна обратна връзка-
Според типа на регулиращия елемент компенсациончите ста-
билизатори на напрежение биват:
а) лампови;
б) транзисторни ;
в) тиристорни;
г) с наситен дросел.
Има стабилизатори с няколко регулиращи елемента, напри-
мер тиристорно-транзисторни, дроселно-транзисторни и др. Те
спадат към многостъпалните стабилизатори.
140
Регулиращият елемент може да работи в непрекъснат акти-
вен режим или в ключов режим. Затова и стабилизаторите биват г
а) с непрекъснато регулиране;
б) с импулсно регулиране;
в) с импулсно-непрекъснато регулиране — двустъпални, ком
бинирани.
Според свързването на регулиращия елемент стабилизаторите
на напрежение се подразделят на :
а) паралелни;
6) последователни;
в) последователно-паралелни.
Не е възможно да се направи единна класификация на ста-
билизаторите поради голямото разнообразие на признаците, по
конто се извършва класифицирането. За точното определяне на
даден вид стабилизатор се използуват две, три или пэвече класи-
фикации.
7.2. Параметрични стабилизатори на постоянно напрежение
За стабилизиране на постоянно напрежение се използуват не-
линейни елементи, наречени стабилитрона. Те са два вида:
а) газови стабилитрони ;
б) силициеви стабилитрони.
Газовият стабилитрон е йонен
прибор с тлеещ разряд и ограни-
чено приложение.
Силициевият стабилитрон е
полупроводников диод, изработен
по специална технология, което му
дава възможност да работи в ре-
жим на обратен лавинен пробив.
Волт-амперната характеристи-
ка на силициевия стабилитрон е
показана на фиг. 7.1. Работният
участък се намира между точки-
те А и Б, Точка А определи най-
ниското работно напрежение вър-
ху стабилитрона при най-слабия
ток през него, а точка Б — най-
Фиг. 7-1. Волт-амперна характе-
ристика на силициев стабилитрон^
високото напрежение при най-силния допустим ток през него..
При по-слаб ток от ZmIn стабилизиращият ефект изчезва, а при
пэ-силен ток от /тах стабилитронът се поврежда.
141
На фиг. 7.2 а е показана схема на стабилизатор на напреже-
ние със силициев стабилитрон, а на фиг. 7.2 б — нейната екви.
валентна схема.
Коефициентът на стабилизация е
Д{7ВХ ^изх __ ^изх Л ^б . \
ku=w~„~ Г
където гд е динамичното съпротивление на стабилитрона.
Фиг- 7-2. Параметричен стабилизатор на напрежение: а) принцип-
на схема; б) еквивалентна схема
Понеже динамичното съпротивление на стабилитрона е много
гмалко в сравнение с товарното съпротивление и баластното съ-
противление А?б, изразът в приближен вид се опростява
(7.10)
ku
^изх
t/BX
гП
Коефициентът на стабилизация е право пропорционален на отноше*
нието Яб/гд.
От (7.10) за входното напрежение се получава
(7.11)
U вх
^изх
kU
*6
гд ’
Токът през баластния резистор /?б е
(7.12) +
а входното напрежение —
(7.13) Ubx = t/изх + Re Ц-
От (7.11) и (7.13) се получава
.142
Формула (7.14) се допълва, като се отчита намалението на
входното напрежение от смущаващи фактори:
(7.15) R6^--bk-u^pf (1 + &4-S),
v иизх “и гд*о
където b е относителното намаление на захранващото напреже-
ние;
s — коефициентът на пулсации на входа на стабилиза-
тора.
Изменението на товарния ток също влияе на изходното на-
прежение. Ако входното напрежение е неизменно, изменението на
товариия ток предизвиква почти същото изменение на тока през
стабилитрона, но с обратен знак:
(7.16) Д7т^-Д/а.
Изменението на тока през стабилитрона предизвиква съот-
етното изменение на изходното напрежение:
р(7.17) Д ^7изх=Д f"d.
Вътрешното съпротивление на стабилизатора е
(7.18) г~-^р^Гд.
7 т
Когато вътрешното съпротивление на стабилизатора
е приблизително равно на динамичного съпротивление на ста били
трона.
Коефициентът на полезно действие на стабилизатора е
(7-19)
Р и I
_ ИЗХ _______ ИЗХ Т
71 '
Стабилизаторите на напрежение, изпълнени по схемата н
фиг. 7.2 а, имат сравнително малък коефициент на стабилизация —
около 10-?40.Ако е необходимо да се получи по-голяма стабилност
на напрежението, проектират се двустъпални или мостови схеми.
На фиг. 7.3 е показана двустъпална схема на параметричен
стабилизатор на напрежение. Коефициентът на стабилизация на
тази схема е
/7 ОЛ\ к U к ^изх ^61 ^2 #62 __ ^изх #61^62
(/ .2U) k(J ku\R,U2 IJ г J J rd U Глл
U2 гд\ ^вх Г2 ^вх 'dl Г^2
И в този случай изходното съпротивление на стабилизатора
е приблизително равно на динамичното съпротивление на стабили-
143
трона Д. Следователи© с многостъпални схеми може да се по-
виши коефиЕиентът на стабилизация по входно напрежение, но
вътр eiBHo съпротивление на стабилизатора остава сравнително*
голя мо.
Фиг. 7-3. Двустъпален параметричен стабилиза-
тор на напрежение
Голям коефициент на стабилизация може да се постигне със
схемата от фиг. 7.2 а, ако баластният резистор 7?б има съпротив-
ление много по-голямо от съпротивлението на товара от динамич-
ното съпротивление на стабилитрона. За да не се увеличи прека-
лено много входното напрежение Z7BX, вместо обикновен резис-
тор за 7?б се употребява нелинеен елемент с голямо динамична
Фиг. 7.4. Параметричен стабилизатор
на напрежение с динамично баластно
съпротивление
Фиг- 7-5. Параметричен стаби-
лизатор на напрежение с пос-
ледователно свързани стабили-
трони
съпротивление. На фиг. 7.4 е показана принципната схема на ста-
билизатор от този вид. В този случай коефициентът на стабили-
по напрежение е
(7-21)
1 ^изх гд\
*и = "77-------
ив* гд2
144
Посочената схема се прилага като източник на опорно напре-
жение при стабилизаторите на напрежение в интеграл но изпъл-
нение.
Параметричните стабилизатори на напрежение със силициеви
стабилитрони се втияят от температурата. При изменение на тем-
пературата на стабилитрона се изменя и изходното напрежение.
Това изменение се определи от температурния коефициент на на-
прежение на стабилизатора у, който зависи от температурния кие-
фициент на напрежение на стабилитрона ТКН. За съврзменните си-
лициеви стабилитрони ТК-Iварира между — 0,06%/°C и +0,12%/эС.
За напрежения под 6 V той е отрицателен, а за напрежения над 7 V—
положителен. За стабилитроните с напрежение между 6 и 7 волта
ТКН и динамичното съпротивление гд са минимални.
За намаляване на у се прилага температурна компенсация,
като последователно със стабилитрона се включват диоди с ед-
накъв по стойност и обратен по знак ТКН. При някои типове
стабилитрони такава компенсация е направена вътрешно още при
производството им.
Когато е необходимо да се получи по-високо напрежение на
стабилизация, стабилитроните се свързват последователно. В та-
къв случай изходчото напрежение е равно на сумата от напреже-
нията на отделните стабилитрони. На фиг. 7.5 е показана схема
на стабилизатор с три последователно свързани стабилитрона.
Тук е възможно получаването на напрежения с междинни стой-
кости — , С^изх2. Общото динамично съпротивление е рав-
но на сумата от динамичните съпротивления на отделните стаби-
литрони
(7.22) = •
Същата зависимост е в сила и за допустимата разсейвана
мощност от стабилитроните
(7.23) Ръ = Р1 + Рг + Рз-
Ако р1==р2 = р^ то Р£=ЗЛ.
Това е един метод за разширяване на обхвата на стабилиза-
ция. Обикновено за дадена гама стабилитрони допустимата раз-
сейвана мощност е еднаква Стабилитроните с по-ниско напреже-
ние издържат потолям ток. При свързване на два такива стаби-
литрона последователно се получава стабилизатор на напрежение
с удвоена мощное? на разсейване.
Паралелната работа на стабилитроните е невъзможна. Това
се дължи на малкия наклон на работната облает на характери-
10 Токоизправители и стабилизатори
145
стиките им и на невъзможността да се подберат два стабилитро-
на с практически еднакви характеристики. Затова при паралелно
свързване винаги ще работи само един стабилитрон—този, който
има най-малко работно напрежение.
Параметричните стабилизатори
на напрежение реагират и на пул-
сациите на входното напрежение. В
известна степей те играят роля на из-
глаждащ филтър. Пулсациите на из-
хода са почти ky пъти по-малки от
пулсациите на входа на стабилиза-
тора.
В табл. 6 са дадени параметри-
те на никои типове съветски стаби-
Фиг. 7.6. Параметричен ста- ЛИТР°НИ’ ШИР°*° “ЗПОЛЗувани у нас.
билизатор на напрежение с Ако е необходимо да се стаби-
разширен обхват по ток лизира голям товарен ток, консума-
торът може да се включи към ста-
билитрона чрез постояннотоков усилвател с емитерен товар (фиг.
7.6). За тази схема важи равенството
(7*24) t/BX=t/cB + t/cT.
Ако сс приеме t/CT=const, получава се, че A Uw—bUcB. По-
неже Ucb^Uce, може да се смята, че Д (7ВХ^Д UCe> т. е. цялата
стойност на промяната на входното напрежение се поема от пре-
хода колектор—емитер на транзистора. Изходното напрежение
остава неизменно:
(7.25)
Uизх— U ст UЕВ^ Uст-
С тази схема може да се получи коефициент на стабилиза-
ция ^су=10-т-40, т. е. колкото е с едностъпален параметричен ста-
билизатор. Коефициентът на стабилизация се определи по фор-
мулата [24]
(7.26)
1 ГС #6^изх
U~~ VB(rc+R^rcR6]U^
а вътрешното съпротивление — по формулата
(7.27) r^rz?+(l~a) (гв+гд).
Тук гЕ, гв и гс са емитерното, базовото и колекторното ^про-
тивления на транзистора при Т-образна еквивалентна схема.
146
Таблица
Параметри на някои типове силициеви стабилитрони
«с Е Динамично съпротивление
Тип ^изх» V.- е ткн, %/°с с
с и
е св Е QJ са S <
Е1
1 2 3 4 5 6 7 8 ,9
КС133А 2,974-3,63 81 —0,14-0 180 65
КС139А 3,514-4,29 70 -0,14-0 180 60
КС147А 4,234-5,17 3 58 —0,09 4 0,01 160 3 56 10
КС 156 А 5,044-6,16 55 ±0,05 ' 160 46
КС 168 А 6,144-7,48 45 ±0,06 120 28
Д808 Д814А 74-8,5 33 40 ±0,07 12 6
Д809 Д814Б 84-9,5 29 36 ±0,08 18 10
Д810 Д814В 94-10,5 2 26 32 ±0,09 25 1 12 5
Д8П Д814Г 104-12 23 29 ±0,095 30 15
Д813 Д814Д 11,54-14 20 24 ±0,095 35 18
Д8ДА 7,654-10,35 ±0,02
Д818Б 7,654-9 —0,02
Д818В 8,14-9,9 ±0,01
Д818Г 8,554-9,45 3 33 ±0,005 70 3 18 10
Д818Д 8,554-9,45 ±0,002
Д818Е 8,554-9,45 ±0,001
Д815А 5,044-6,16 50 1400 ±0,045 20 50 0,6 1000
Д815Б 6,124-7,48 50 1150 ±0,05 15 50 0,8 1000
Д815В 7,384-9,02 59 950 +0,07 8 50 1,0 1000
Д815Г 94-11 25 800 +0,08 15 25 1,8 500
Д815Д 10,84-13,2 25 650 +0,09 20 25 2 500
Д815Е 13,54-16,5 25 550 +0,1 25 25 2,5 500
Д815Ж 16,24-19,8 25 450 +0,11 30 25 3 500
Д816А 19,84-24,2 230 120 7
Д816Б 24,34-29,7 180 150 8
Д816В 29,74-36,3 10 150 ±0,12 150 10 10 150
Д816Г 35,14-42,9 130 150 12 1
Д816Д 42,34-51,7 ПО 150 15 1
147
Продължение от табл. 6
- 1 1 2 1 3 1 4 1 5 1 6 1 7 1 8 1 9
Д817А Д817Б Д817В Д817Г СП СП соГ-ГР О ОС Ю ф. >— СО О — *- ° to Ьо о 5 90 75 60 50 +0.14 200 200 ЗОЭ 300 5 35 40 45 50 50
Пример 7.1. Да се изчисли едностъпален параметричен стаби-
лизатор на напрежение (фиг. 7.2 а) със следните данни: изходно
напрежение t/H3x=12 V; товарен ток /т= 10 mA; коефициент на
стабилизация ku> Ю ; изменение на входното напрежение Д [/вх=
= ±10%, коефициент на пулсации на входното напрежение 5('0=
=0,1.
1. Относителното увеличение на входното напрежение е
а=0,1, а относителното намаление — 6=0,1.
2. От табл. 6 се избира стабилитрон с подходящи парамет-
ри. Такъв е Д814Д със следните данни: t/H3X^l 1,5-? 14 V;
гд=18 Q; при /аmin—5 mA; максимален ток /атаХдоп=В4 mA.
3. Изчислява се минималният ток през бапастния резистор
(7.12)
7о min=7Т±/а min~ Ю ±5= 1э mA.
4. Изчислява се съпротивлението на баластния резистор
(7.15)
р ^изХ гд и । г» । о' \ 12 . 10 . 18 /1 । гь 1 ।
*6 ия3х-киГл10т1п (1 + 6 + sU? 12—167 18. Г5. 10-3 (1+ Л +
+0,1)=279 Q.
Избира се стандартна стойност /?б=290 S.
5. Изчислява се входното напрежение (7.13)
t/Bxmin = [/H3X±/?6/omin=12+29O . 15 . 10-3=1б,4 V.
(7.1 = _^=т^_ = 18,2 V.
£7в*п>ах=£/вх(1+а)=18,2 (1 + 0,1)=20,02 V.
6. Изчислява се коефициентът на стабилизация (7.9)
, <Л.зх Л «б , R6 \ 12 Л 290 290 )
ku ив* \ + ЛТ Гд / 18.2 ^1 + 1200 18 ' 11,4
148
7. Проверява се максималната стойност на тока през стаби-
литрона (7.12) (7.13)
U —П 90 02—19
/а max— ВХтаХ_ -И-Х —Л=—^90--10=17’6 ША<24 тА‘
8. Изчислява се вътрешното съпротивление на стабилизатора
г/==гд=18 й.
9. Изчислява се коефициентът на полезно действие на ста-
билизатора (7.19)
/т 12.10.10“
18,2.21 . Ю—з
Пример 7.2. Да се изчисли двустъпален параметричен стаби-
лизатор на напрежение (фиг. 7.3) със следните данни: изходно
напрежение £7Изх=8 V; ток на товара /т=5 mA; коефициент на
стабилизация ku > 100; изменение на входното напрежение Д (7ВХ=
= ±15% ; коефициент на пулсации на входното напрежение s'1( =
= 0,1.
1. Изчисляват се относителното увеличение на входното на-
прежение <7=0,15 и относителното намаление — Ь=0,15.
2. Избира се коефициентът на стабилизация на изходния ста-
билизатор ^1=15.
3. Изчислява се коефициентът на стабилизация на входния
стабилизатор (7.20)
4=j^-=6,66.
2 15 ’
Приема се закръглена стойност k2=7.
4. Изчислява се приблизителната стойност на относителната
промяна на изходното напрежение на входния стабилизатор
Д£/2=А^=±^-=0,02.
Тази малка стойност позволява изходният стабилизатор да
се изчислява за неизменно напрежение 1/вх.
5. От табл. 6 за изходния стабилизатор се избира стабили-
трон Д814А с динамично съпротивление гД1=6 Q при 7ai min=
=5 mA и максимално допустим ток /ai max=40 mA.
6. Токът през баластния резистор е
/дб1=7т-+ 7а1 min=5±5 = 10 mA.
149
7. Изчислява се съпротивлението на баластния резистор /?б
к - - 15'6'8 -101 а
S-15.6.I0.10-- -10IS1
Избира се стандартна стойност /?б1 = Ю0 Q.
8. Изчислява се напрежението между двата стабилизатора
t/2 = t/H3x + /?6i /да=8+100.10.10-3=9 V.
9. От табл. 6 се избира типът на вторил стабилитрон —
Д814В с динамично съпротивление гД2=12 Q при ток /a2min=
=5 mA и максимално допустим ток /а2тах=40 mA.
10. Изчислява се минималният ток през баластния резис-
стор /?б2
7о min —+ 7а2 min= 10 +5=15 mA.
11. Изчислява се съпротивлението на баластния резистор/?б2
г. k2rn<> , t , 9.12.7
7?б2= t/a—^2 гд2 7Дmln +6 + s(i))= 9-7 . 12. 15. 10 -3 <l +
+ 0,15+0,1)= 122 Q. Избира се стандартна стойност /?б2=130 Q.
12. Изчислява се входното напрежение (7.13)
£/вхпип = £/2+Яб2 /отт = 9+13О.15. 10-3=10,95 V
т т ._ ^вх rnin__ 10,95 _
1- + 1-0,15 12>88 V-
t/вх max = t/вх (1 +6Z)= 12,88 (1 +0,15)= 14,82 V.
13. Проверява се коефициентът на стабилизация (7.20)
1 __ ^изх ^61^62 __ 8 100.130 _11O
Г2^“б7ТГ—11г-
14. Проверява се максималната стойност на тока през вторил
стабилитрон Д2:
Г ^вхтах~~^2 т ___ 15,2 — 9 1П— Л
*а2 max— ~ *62 13‘Э 15.10 0,03 А.
7д2 max = 30 И1А<^/а2 max доп = 40 ГЛ А.
15. Изчислява се вътрешното съпротивление на стабилизато-
ра (7.18)
г( ^гД1=6 Q.
150
16. Изчислява се коефициентът на полезно действие на ста-
билизатора (7.19):
^изх 'т _ 8.5.10 3 __091
71 12,9.15 .То-"з ,z •
7.3. Параметрични стабилизаторы на променливо напрежение
За параметрични стабилизатори на променливо напрежение се
използуват ферорезонансните стабилизатори. При тях ролята на
нелинеен елемент се изпълнява от дросел с наситена феромагнит-
на сърцевина. Зависимостта на напрежението на наситения дросел
от тока е подобна на кривата на първоначалното намагнитване на
стоманата (фиг. 7.7). Ако паралелно на такъв дросел се включи
консуматор, напрежението между неговите изводи ще остава поч-
ти без изменение при изменение на тока през дросела.
На фиг. 7.8 е показана схемата на най-простия стабилизатор
от този тип. Дроселът Ьл работи в линейната облает на волт-ам-
перната си характеристика, изпълнява ролята на баластно съпро-
тивление и се нарича линеен дросел. Дроселът LH работи в не-
линейната част на волт-амперната си характеристика и поради мал-
котб си динамично съпротивление действува стабилизиращо на из-
ходното напрежение. Нарича се наситен дросел. Паралелно на на-
еитения дросел е включен кондензато-
рът С, чийто капацитивен ток компен-
сира големия индуктивен ток на наси-
тения дросел и подобрява общия фак-
тор на мощността на стабилизатора.
Кондензаторът С и дроселът £н образу-
ват паралелен резонансен кръг, настроен
на честотата на захранващата мрежа.
Понеже индуктивността на LH зависи
от напрежението, налице е явлението
ферорезонанс, при което резонанс на-
стъпва не само при о'пределената чес-
Фиг 7.7. Волт-амперна ха-
рактеристика на дросел със
стоманена сърцевина
тота, но и при строго определено на-
прежение на кръга.
Напрежението на кондензатора е
пропорционално на протичащия през не-
го ток (фиг. 7.9 я, крива /), а зависимостта на напрежението
на наситения дросел от тока се определи от намагнлтващата
крива (фиг. 7.9а, крива 2). Тези две напрежения са с про-
тивоположни фази и за да се получи характерыгтиката на ф?рэ-
151
резонансния кръг, трябва да се съберат токовете на двата клона
на веригата (фиг. 7.9я, крива 3). От крива 3 се вижда, че при
малки напрежения общият ток има капацитивен характер. В точ-
ка N токовете на двата клона са равни и през неразклонената

Фиг. 7.8- Лринципна схема на ферорезонансен стабили-
затор на напрежение
част на веригата токът е равен на нула. Това е точката на феро-
резонанса. След тази точка общият ток придобива индуктивен
характер, а кривата 3 става още по-полегата. Точките а и 6 опре-
Фиг. 7.9. Волт-амперни характеристики: а) на елементите на идеален феро“
резонансен стабилизатор; б) изходно напрежение на реален ферорезонан-
сен стабилизатор
делят работния участък на характеристиката на нелинейното реак-
тивно звено.
Ако не се вземе под внимание дефазирането между токове-
те през капацитивния и индуктивния клон и при положение, че
152
кръгът е без загуби, получава се кривата, начертана с прекъсвана ли-
ния на фиг. 7.9 б”. В действителност в елементите накръга винаги
съществуват определени загуби, затова реалната крива, пока-
зана на същата фиг. 7.9 6 с плътна линия, е изместена надясно.
Фиг. 7.10- Схема на ферорезонансен стабилиза- Фиг- 7.11- Волт-ампер-
тор на напрежение ни характеристики на
ферорезонансния стаби-
лизатор от фиг. 7.10
Ферорезонансният стабилизатор, показан на фиг. 7.8, почти не
се използува в практиката, тъй като не може да осигури доста-
тъчна стабилност на изходното напрежение. Освен това при
тази схема изходното напрежение винаги е по-ниско от за-
хранващото напрежение. Тези недостатъци са отстранени
при стабилизатора, показан на фиг. 7.10. Основните еле-
менти на стабилизатора — линейният и наситеният дросел —
са налице и тук. Изходното напрежение (7Изх е повишено спрямо
действителната си стойност за сметка на автотрансформа-
торного свързване на наситения дросел. Върху магнитопровода на
линейния дросел е навита компенсираща намотка £к, която е
свързана последователно и с противофазно напрежение в изход-
ната верига. Действието на този стабилизатор е илюстрирано с
диаграмите на фиг. 7.11. Влияниего на Ак за намаляване на на-
клона на кривата на изходното напрежение (/'и'зх се вижда ясно.
По този начин се подсбрява стабилизацията на напрежението.
За да се използува по-добре реактивната мощност на кон-
дензатора, той се включва към наситения дросел автотрансфор-
153
маторно на повишено напрежение. Тогава необходимата реактив-
на мощност се получава при по-малка стойност на капацитета
(7.28) С=“7А’
О) Uz
т. е. капацитетът на кондензатора е обратно пропорционален на
работното му напрежение на втора степей.
Ферорезонансните стабилизатори с паралелен резонансен кръг
имат просто устройство, дълъг срок на работа, голяма сигурност
и сравнително малка инерционност. Техният обхват на стабили-
зация по входно напрежение е около ±25%, но при понижено
натоварване може да достигне до ±50%. Точността на стабили-
зация достига до ±1%.
Изходното напрежение на ферорезонансния стабилизатор за-
виси много от честотата на захранващата мрежа. Изменението на
честотата с 1% може да предизвика изменение на изходното на-
прежение с 24-3%.
Поради наличието на дросел с наситена ферэмагнитна сърце-
вина изходното напрежение на стабилизатора е с изкривена фор-
ма. Това се дължи на висшите хармоници, конто се въвеждат от
нелинейната магнитна верига на дросела. Изкривяването на фор-
мата на изходното напрежение изисква измерването на ефектив-
ната му стойност да се извършва с волтметри от електромагнит-
ната или от електродинамичната система. Измерването му с волт-
метър от детекторната система ще даде погрешна стойност.
Ако е необходимо да се получи синусоидално напрежение,
на изхода на стабилизатора се включват резонансни филтри от
последователен тип, настроени на трети, пети и седми хармоник.
По този начин коефициентът на нелинейни изкривявания се
намалява до 24-3%.
Коефициентът на полезно действие на ферорезонансните ста-
билизатори е около 504-60 % при мощности до 100 VA и е око-
ло 804-85% при мощности 5004-1000 VA.
Факторът ва мощността е нисък — cos ср=0,54-0,8, което
се дължи не само на фазовата разлика между напрежението и
тока, но и на нелинейните изкривявания.
При използуването на ферорезонансни стабилизатори трябва
да се има пред вид, че те са източници на силни разсеяни про-
менливи електромагнитни полета. Това изисква стабилизаторът да
се монтира далеч от феромагнитни предмети и чувствителни елек-
трически вериги.
154
7.4. Компенсационни стабилизатори на постоянно напрежение
с непрекъснато действие
Компенсационните стабилизатори на постоянно напрежение с не-
прекъснато действие представляват система за автоматично регу-
*ФиГ' 7.12. Блокови схеми на компенсационни стабилизатори: а) от последо’
вателен тип; б) от паралелен тип
лиране, която поддържа на изхода постоянно напрежение със за-
дадена точност. Те са от последователен и от паралелен тип.
На фиг. 7.12 а е показана блоковата схема на стабилизатор
от последователен тип, а нафиг. 7.126' — блоковата схема на
стабилизатор от паралелен тип При последователните схеми ре-
гулиращият. елемент е включен последователно с товара и стаби-
лизацията на изходното напрежение се постига чрез изменение
на пада на напрежение върху регулиращия елемент. При пара-
лелните схеми регулиращият елемент е включен паралелно на
товара и стабилизацията на изходното напрежение става за сметка
на изменящия се пад на напрежение върху баластен резистор,
свързан последователно с товара.
Компенсационните стабилизатори на напрежение с непрекъс-
нато действие имат голям коефициент на стабилизация, малко вът-
решно съпротивление и голямо бързодействие. Коефициентът на
полезно действие на тези стабилизатори е малък, косто се дължи
на голямата загуба на мощност върху регулиращия елемент.
В зависимост от използуваните елементи стабилизаторите би-
ват лампови, полупроводникови и хибридни. Полупроводниковите
стабилизатори могат да бъдат в дискретно или в интегрално из-
пълнение.
155
На фиг. 7.13 е показана схема на стабилизатор на напреже-
ние от паралелен тип. Действието му е следното: всяко увелича-
ване на изходното напрежение увеличава тока през силициевия
стабилитрон Д. Същият ток е и базов ток на транзистора Т. Ко-
лекторният ток на транзистора Т се увеличава, а това увеличава
Фиг. 7-13. Компенсационен стабилизатор на на-
прежение от паралелен тип
пада на напрежение върху баластния резистор R6, В резултат на
това изходното напрежение се намалява, т. е.то се стабилизира.
Изходното напрежение е
(7.29) t/„3x=t/On+ UBE=Un-R6(Ic+ Q=const.
Коефициентът на стабилизация е
(7.30) (1+W + I 1
^ВХ ХТ д~'вх
където р е статичният коефициент на усилване по ток на
транзистора при схема с общ емитер;
гд — динамичного съпротивление на стабилитрона;
^вх = ^(1—а) — входното съпротивление на транзистора при
Т-образна заместваща схема.
Понеже </?т, формулата за коефициента на стабилизация
може да се опрости по следния начин:
7/ Л
(7.31) (1+Ю.
иВХ Гд"вх
Вътрешното съпротивление на стабилизатора е
<7-32) Г'==Т (Гд+Гвх).
156
Стабилизаторите на напрежение от паралелен тип имат малък
коефициент на стабилизация, малък коефициент на полезно дейст-
вие и голямо вътрешно съпротивление. Те се използуват рядко
при товари с постоянно съпротивление и в случайте, когато е
възможна смяна на посоката на тока в товара.
Фиг. 7-14- Компенсационен стабилизатор на напрежение
от последователен тип
Положително качество на стабилизаторите от този тип е из-
дръжливостта им на къси съединения.
На фиг. 7.14 е показана схемата на най-прост компенсацио-
нен стабилизатор на постоянно напрежение от последователен
тип. Транзисторът Т\ е регулиращ елемент, а транзисторът Т2—
сравняващ елемент и усилвател на разсъгласуването. Опорното
напрежение се получава от параметричния стабилизатор на нап-
режение, изпълнен с баластния резистор R2 и стабилитрона Д.
Управляващото напрежение (обратната връзка) се взема от делителя
R31 ^4*
Изходното стабилизирано напрежение е равно на
(7.33) Uh3x = UBx U СЕ1*
Управляващото напрежение £7У, падащо върху резистора Т?4, е
(7.34) иу= t/изх - А-=оt/изх,
' АЗ-ГА4
D
където а= е коефициентът на предаване на напреже-
нието от входния делител.
157
Напрежението база-емитер Ube2 на транзистора Т2 е
(7.35) UBE2—Uy f7on=G^H3x ^оп«
Това напрежение определи базовия и колекторния ток
(7.36) 1В2=^1.-
(7.37) 1с2—^г^В2-
От (7.34), (7.35) и (7.36) се получава
(7.38) 1с2 = -/2— (а иизх- Uon).
гвх2
Базовият ток на регулиращия транзистор се определи от то-
вара
(7.39)
През резистора Rr протича ток
(7.40) IRt = -А- (а £/изх-£/оп)+ -f- *
гвх2 г2
Този ток определи напрежението колектор-база- или с известно
приближение напрежението колектор-емитер на транзистора Ти
т. е.
(7.41) Uce\^Ucbi=RjJ
Ако изходното напрежение се увеличи от някакъв смущаващ
фактор, ще се увеличи токът през R19 а оттам и падът на нап-
режение върху транзистора Т19 което компенсира увеличението
на изходното напрежение. Аналогичен е процесът при намаляване
на изходното напрежение, но протича с обратен знак.
Стабилизаторът от този тип реагира както на бавните изме-
нения на входното напрежение, така и на пулсациите му, като ги
намалява. При високо изходно напрежение на стабилизатора за
подобряване на филтриращото действие се поставя кондензаторът
С19 който шунтира резистора R3 по променливо напрежение.
Колкото коефициентът на предаване на делителя R3, R^ е
по-близък до единица, толкова коефициентът на стабилизация е
по-голям. Не е възможно обаче съпротивлението на резистора
R3 да стане равно на нула, защото напрежението колектор-база
на транзистора Т2 е равно на
(7.42) Ucb2 = U I& + Ube\-
Това напрежение определя работната точка на транзистора Т2 и
158
трябва да бъде от порядъка на няколко волта. Явно е, че Uj&
не може да бъде равно на нула и оттам и 7?3ф0.
Коефициентът на стабилизация на тази схема е [5]
(7.43) kv~ оИдУ,
мвх
където
о .
(7.44) р-ду«^2 —— е динамичният коефициент на усилване на
гвх2
транзистора Т\.
Вътрешното съпротивление на стабилизатора е [5]:
7 7 г
(1.^ r'=-v~-S-
където гВх1 + (1 — «Ув! е входното съпротивление на регули-
ращия транзистор 7\.
Кондензаторът Сф, включен паралелно на изхода, изпълнява
двойна функция. От една страна, той намалява динамичното из-
ходно съпротивление на стабилизатора за променливите токове,
генерирани от консуматора. От друга страна, с неговото включ-
ване се увеличава инертността на стабилизатора и се премахва
опасността от самовъзбуждането му.
Със схемата от фиг. 7.14 трудно може да се постигне кое-
фициент на стабилизация, по-гилям от 100, понеже върху нея
действуват няколко смущаващи фактора. На първо място това е
изменението на захранващото напрежение 1/вх, което влияе върху
постояннотоковия усилвател, изпълнен с транзистора Т2. Тъй като
резисторът който е колекторен товар на Т2, е свързан
към входното напрежение, с промяната на входното напрежение
се променя работната точка на транзистора и това се отразява
върху стабилността на изходното напрежение. На второ място,
изменението на емитерния ток на транзистора Т2 изменя работна-
та точка на стабилитрона Д. При това опорното напрежение се
изменя и оттам се изменя изходното напрежение.
На фиг. 7.15 е показана схема на стабилизатор, при която
тези недостатъци са избягнати. Използува се диференциален усил-
вател на постоянно напрежение с транзисторите Т2 и Т3 и е въ-
веден допълнителен източник на стабилизирано напрежение t/CT2r
Чрез тези мерки работната точка на транзистора Т2 става неза-
висима от входното напрежение, защото захранващото напреже-
ние на Т2 става t7H3x + 6rCT2=const (двете напрежения са стабили-
зирани). Напрежението на стабилитрона е подадено на другия
вход на диференциалния усилвател. Транзисторът Т3 работи като
159
усилвател с емитерен товар и върху резистора /?б се получава
опорного напрежение
(7.46) U оп=U д 1—U вез .
Токът през резистора е
(7.47) 1^=1е2 + 1ез,
Фиг. 7-15. Компенсационен стабилизатор на напрежение от последователен
тип с диференциален усилвател и допълнително стабилизиране на напре-
жението па усилвателя
а опорного напрежение —
(7.48) t/on-^5/?5=const.
Изменението на тока през транзистора Т3 при промяна на
тока през Т2 е
(7.49) МЕЗ=-МЕ2.
Това изменение се отразява върху базовия му ток:
(МО)
РЗ Рз
Изменението е много малко и оказва незначително влияние върху
работната точка на стабилитрона Дх.
Този вид стабилизатор има много по-добри параметри —
коефициент на стабилизация от 500-ь 1000 и малко вътрешно
съпротивление.
160
В стабилизаторите от фиг. 7.14 и фиг. 7.15 изходното напре-
жение може да се регулира по стойност по два начина. При
първия, по-често срещан начин, се измени коефициентът на пре-
давать на напрежението от входния делител /?3, R4. С това се
Фиг- 7-16. Стабилизатор на напрежение с подобрени характеристики и защита
от претоварване по ток и пренапрежение
изменя отношението на управляващото напрежение Uy спрямо
изходното напрежение иизх.
Вгорият начин за регулиране на изходното напрежение е
чрез изменение на опорното напрежение £70п. Този метод е свър-
зан с известии технически трудности, понеже трябва да се прев-
ключват няколко силициеви стабилитрони с различии напрежения
или да се създаде стабилен източник на регулируемо опорно нап-
режение. Този метод се прилага по-често при стабилизаторите в
интегрално изпълнение.
На фиг. 7.16 е показана схема на стабилизатор на напреже-
ние, в която са въведени редица подобрения. Регулиращият тран-
зистор е Тг Той се управлява от диференциален усилвател, из-
пълнен с транзисторите Тъ и Т§. Новото тук е, че за колекторен
товар на транзистора TQ се използува стабилизатор на ток (Т2,
/?1, Д1 и Д2), който има голямо динамично съпротивление. По то-
зи начин се увеличава усилването на Те и се намалява влиянието
ца нестабилността на входното напрежение върху работната точ-
ка на Т6.
11 Токоизправители и стабилизатори
161
За да функционира правилно стабилизаторът на ток (7\)У
необходимо е върху диодите Дг и Д2 да се поддържа стабилно
напрежение. Това се постига, като се използува нелинейността на
характеристиката на диодите в права посока и през тях се про-
пуска стабилизиран ток от втори токов стабилизатор —
7?3 и Дз*
За да заработи стабилизаторът в началния момент, е необхо-
димо да се появи опорно напрежение, т. е. транзисторът 1\ да
пропуске ток. Понеже Т2 е запушен отначало, необходимият пус-
ков ток на 7\ се подава през резистора д?2, който е с достатъч-
но голяма стойност и не оказва шунтиращ ) влияние върху дина-
мичното съпротивление на стабилизатора на ток Т2.
С резистора се осъществява положителна обратна връзка
по товарен ток, ,с което вътрешнэто съпротивление на стабили-
затора се намалява много. Падът на напрежение върху зави-
ся от товарлия ток, сумира се с напрежението на стабилитрона
Д3 и дава опорното напрежение
(7.51) ^оп=^дз-^.т+/Лц.
Потенциалът на точка А е приет за нула.
При увеличаване на тока опорното напрежение расте, на-
раства и изходното напрежение. Ако резисторът 7?п е по-голям
от една критична стойност, товарната характеристика на стаби-
лизатора получава отрицателен наклон, т. е. става възходяща.
Вътрешното съпротивление става отрицателно. Така може да се
компенсира падът на напрежението в проводниците, свързващи
стабилизатора с товара.
В схемата от фиг. 7.16 са въведени две защити — по ток и
от свръхнапрежение на изхода. Защитата от претоварване по ток
се осъществява от транзистора Т4. На входа му са подадени
две напрежения. Първото, наречено прагово ([/2), се снема между
точка А (отрицателния полюс) и плъзгачл на потенциометъра
То действува запушващо на транзистора Т4. Второто напреже-
ние (t/3) се взема от резистора 7?1х и е пропорционално на товар-
ния ток. То действува отпушващо на транзистора Т4. На неговия
преход база емитер действува напрежението
(7.52) Ube4= 1Д-и2 = 1Д. х - U2.
Когато и транзисторът Т4 е запушен. Ако
токът/т нарасне толкова, че Z73>7/2 тогава 77^£-4>0, транзисторът
Т4 се отпушва и потенциалът на базата на 7\ се намалява. Това
предизвиква намаляване на изходното напрежение, а заедно с
това и на праговото напрежение [/2. Следва, че Ubei ще се уве-
162
личи още и при късо съединение на изхода процесът се
развива лавинообразно до насищане на транзистора 74. Накрая
транзисторът Тг почти се запушва и токът на късо съединение
се ограничава до определена стойност /кс. Външната характери-
стика на стабилизатора има вида,
показан на фиг. 7.17. Участъкът
1—2 е работен, участъкът 2—3 е
с претоварване по ток и е с по-
вишено вътрешно съпротивление
на стабилизатора. Точката 3 е кри-
тична и при достигане на тока /кР
вътрешното съпротивление нараст-
ва със скок — участък-3—4. То-
кът на късо съединение е по ма-
лък ог номиналния. Това явление
е благоприятно, тъй като при къ-
со съединение топлинната мощ-
ност върху колектора на тран-
зистора Тк е
(7.53) РС1 кс~ ^вх 7КС
Фиг. 7-17. Външпа характеристи-
ка на стабилизатора от фиг- 7.16
и трябва да бъде по-малка или равна на номиналната мощност
(7.54) pclH0M=((/BX-t/T)7T,
т. е.
(7.55)
След отстраняване на късотр съединение токовото ограниче-
ние се премахва и защитата от претоварване по ток се самовъз-
становява в изходното си състояние.
Ако пр^з време на работата на стабилизатора се пробие пре-
ходът колектор-емитер на транзистора Тг или транзисторът се
насити поради повреда в друг елемент на схемата, на изхода на
стабилизатора ще се получи напрежение, равно на входното. Това
е авариен случай и при захранването на прецизни консуматори,
например TTL-интегрални схеми, те ще се повредят. За да се
предпазят консуматорите от пренапрежения, се използува схемата
за защита с тиристора Th, транзистора 7\ и стабилитрона Д4.
Действието на схемата е следното: при номипална стойност
на изходното н'прежение напрежението t/4 от делителя /?12, /?13
и Т?14 е по-ниско от напрежението, при което настъпва лавиннилт
163
пробив на стабилитрона Д4. Транзисторът 7\ е запушен, тиристо-
рът Th няма управляващ ток и не е включен. Ако изходното на-
прежение се увеличи толкова, че t/4 стане по-голямо от праговото
напрежение на Д4, през базовата верига на Т1 протича ток. Него-
Фиг. 7-18. Стабилизатор на напрежение с операционен усилвател
вият колекторен ток включва тиристора Th, който съединява на-
късо изходните клеми на стабилизатора и напрежението му спада
до пула. Ако стабилизаторът е изправен, ще задействува защи-
тата по ток и ще ограничи тока до стойността му на късо съе-
динение. Ако пренапрежението се е получило от. това, че тран-
зисторът 7\ е пробит, при включване на тиристора 77г ще изгори
разтопяемият предпазител Пр. Във всички случаи захранваната
апаратура сигурно ще бъде защитена от пренапрежение.
На фиг. 7.18 е показана схема на стабилизатор на напреже-
ние с операционен усилвател (ОУ) в интегрално изпълнение. Схе-
мата има и защита от токово претоварване. Действието на схе-
мата е следното: изходното напрежение през делителя /?6, и
Т?8 се подава на инвертиращия вход на ОУ, а опорното напреже-
ние на стабилитрона Д± — на неинвертиращия вход на ОУ. Разли-
ката от двете напрежения се усилва и се подава директно на
базата на регулиращия транзистор Tv Изходното напрежение по
стойност е равно на сумата от изходното напрежение на ОУ и
напрежението база-емитер на транзистора Тг. Затова за захранва-
не на ОУ се използува входното напрежение на стабилизатора,
което е по-голямо от изходното. Нестабилността на входното
напрежение не се отразява на работата на стабилизатора поради
голямото затихване на това влияние в ОУ (>55 dB).
164
Защигата от токово претоварване се изпълнява от транзисто-
ра Т2. Неговото напрежение база-емитер е
(7.56) Ube2= Ur3-~Uri^JtR3'~Uh3* ‘
Когато токът /т е по-малък от зададения, падът ITR3 е по-малък
от праговото напрежение t/H3x и базовото напрежение
Ube2 е отрицателно. Транзисторът Т% е запушен и не влияе на
работата на схемата.
Когато токът /т нарасне над зададената стойност, напреже-
нието ITR3 става по-голямо от праговото напрежение и транзи-
сторът Т2 се отпушва. Напрежението на базата на 7\ се намаля-
ва, а това предизвиква намаляване на изходното напрежение t/изх.
D
Праговото напрежение [/изх # се намалява, базовият ток*
на транзистора Т2 се увеличава, той се насища лавинообразно-
а транзисторът 7\ ограничава тока до стойността на късо съе
Фиг. 7-19. Стабилизатор на напрежение с операционен усилвател и защита
на товара от пренапрежения
динение. Външната характеристика на стабилизатора има вида,
показан на фиг. 7.17.
На фиг. 7.19 е показан стабилизатор на напрежение, който ос-
вен токова защита има и защита от пренапрежение на изхода.
165
Регулиращият транзистор е съставен от 7\ и 7б, транзисторът
7\ и резисторът /?5 осъществяват токова защита на стабилизато-
ра по вече описания начин. Опорното напрежение за неинвертира-
щия вход на ОУ се получава от параметричен стабилизатор на
напрежение. Стабилитронът Д2 за захранга от стабилизатор
на ток (7\, /?3), чрез което се постига голям коефициент на
стабилизация. Транзисторите Т2 и Т3 нормално са наситени и па-
дът на напрежение върху тях е минимален. Ако поради пробив
на транзистора 7\ или Т6, или по-друга причина изходното нап-
режение се увеличи до стойност, по-голяма от пробивното напре-
жение на Дн транзисторът Тх се отпушва и транзисторите Т2 и
Т3 влизат в активен режим. Понеже в базовата верига на тран-
зистора Т\ няма ограничаващ резистор, транзисторът се насища
и потенциалът на базата на Т3 става
(7.57) ивз=ид3+иСЕ^ид3.
В краен резултат изходното напрежение се ограничава до стой-
ност, малко по-голяма от номиналната, и с коефициент на стаби-
лизация, по-малък с два порядъка от номиналния.
Тази защита от пренапрежение има предимството, че при
авариен режим токозахранването на консуматора не се прекъсва.
Интегралните схеми на стабилизатори на напрежение от сери-
ите [л А 723, МС 1560, LM 100, рА 7800 и др. са по-нататъшно
развитие на миниатюризацията и унификацията на стабилизатори-
те. В тях се съдържат източник на опорно напрежение, дифе-
ренциален усилвател, регулиращо стъпало и защита от токово
претоварване.
На фиг. 7.20 е показана схемата на стабилизатор с цА 723.
Транзисторите Т14 и Г15 са регулиращото стъпало по схема на
съставен транзистор. Усилвателят е диференциален, изпълнен с
транзисторите 7И, 712 и 7\3. Базата на Тп е неинвертиращият
вход, а базата на 712 е инвертиращият вход.
Транзисторът Т8 е стабилизатор на ток, използуван като
колекторен товар на Т12 с голямо динамично съпротивление.
Транзисторите 7\, Т3> Тъ Т8 и 7\3 са стабилизатори на ток.
За създаване на опорно напрежение на Т3, Т7 и Т8 служи стаби-
литронът Дг с напрежение на стабилизация 6,2 V, захранван от
стабилизатора на ток 1\. 7\ е полеви транзистор с п канал и
много голямо динамично съпротивление, което прави напреже-
нието на Дк практически независимо от входното напрежение.
Токовият стабилизатор на диференциалния усилвател (7\3) полу-
чава опорно напрежение от компенсационен стабилизатор—7\ и
166
Опорного напрежение на стабилизатора се получава от ста-
билитрона Д2 с напрежение 6,2 V, ток на стабилизация 100 р А и
ТКН= +2,lmV/°C. Стабилитронът се захранва през транзистори-
те Г и Т5, конто заедно с Т6 образуват стабилизатор на ток с
Фиг. 7-20. Схема на стабилизатора на напрежение с ;.lA 723
термокомпенсация на стабилитрона. Термокомпенсацията се полу-
чава от отрицателния ТКН на прехода емитер-база на Тб.
Транзисторът Г16 служи за токова защита на схемата. Той
се свързва така, че при повишаване на тока над допустимата
стойност се насища и свързва базата на Т14 с емитера на с
което ги запушва.
На фиг. 7.21 са показани два варианта за използуване на ин-
тегралната схема pt А 723 за стабилизиране на различии напреже-
ния и токове. На фиг. 7.21 а е дадена схема на стабилизатор за
слаб ток (до 100 mA). Понеже цялото опорно напрежение се
подава на входа на дифсренциалния усилвател (изводите 3 и 4
са свързани чрез А\), изходното напрежение е в обхвата от 8 до
37 V в зависимост от коефициента на предаване на делителя Т?2>
167
7?3. Резисторът 7?orp служи за обратна връзка на токовата защита,
която е с отсечка по ток. Кондензаторът Ci З^дава динамична
отрицателна обратна връзка против самовъзбуждане на схемата.
Когато е необходимо да се направи ст%илизатор за същия
напрежителен обхват, но за по-
голям ток
налага се използува-
Фиг. 7-21. Примерки схеми на ста-
билизатори на напрежение с рА 723
нето на дОпълнителни мощни
транзистора на Фиг- 7.21 б е
показана такава сх^ма. Транзис-
торът 71 заедно с изходния
транзиСТОр на интегРалната схе-
ма обра3уВат съставен транзис-
тор и з резултат на*1*053 изход-
ният ток на стабилизатора мо-
же да достигне стойност, Pj
пъти по-голяма от максималния
ток на интегралната схема, т. е.
До около 24-ЗА.
Кондензаторът С2 подобря-
ва стабилността на схемата
към самовъзбуждане, като по-
вишава нейната инертност.
И в двете схеми номерация-
та на изводите отговаря на но-
мерацията на фиг.7.2О и на номе-
рацията на кръгъл корпус ТО
100 на интегралната схема.
На фиг. 7.22 е показана
схема на стабилизатор с рА
723 и два допълнителни тран-
зистори. В този случай е въз-
можно да се получат токове да
10 А. Поради това, че опорно-
го напрежение се подава на не-
инвертиращия вход на диферен-
циалния усилвател чрез потен-
циометъра Пх и регулирането на
изходното напрежение се извършва чрез него,възможно е получаване
то на изходни напрежения, по-малки от 6 V.B този случай обаче темпе
ратурната стабилност на схемата е по-лоша от тази на предните две
схеми.
Защитата от токово претоварване на този стабилизатор е с
подобрена характеристика. Това се постига чрез свързването на
168
базата на токоограничаващия транзистор (извод 10) през потен-
циометъра П2 към едно прагово напрежение Външната ха-
рактеристика; на стабилизатора добива вида, показан нафиг. 7.17.
Като се мести плъзгачът на потенциометъра /72, може да се из-
меня прагът на задействуване на защитата и тя да се настройва
точно на желаната стойност на тока.
Интегралните стабилизатори на напрежение тип pi А 7800 и
pi А 7900 са мощни монолитни схеми с три извода, монтирани в
корпус ТО-3 или ТО-220. Произвеждат се в два .варианта —
за положително изходно напрежение (pi А 7800) и за отрицателно
изходно напрежение (pi А 7900). Стабилизаторите от тази серия
се свързват между източника на постоянно напрежение и консу-
матора като четириполюсник с Т-образна схема. Произвеждат се
за фиксирани напрежения със следните стойности: 5, 6, 8, 12г
15, 18, 24 V и максимален ток 1,5 А. Номиналното изходно напре-
жение се отбелязва в последните две цифри на означението на
схемата — например pi А 7805 е за 5V изходно напрежение,
pi А 7824 — за 24 V и т. н. Максималната разсейвана мощност за
стабилизатора, монтиран в корпус ТО-3, е 3 W, а за корпус
ТО-220—2 W.
Пълната принципна схема на стабилизатора с pi А 7800 е по-
казана на фиг. 7.23. Източникът на опорно напрежение (5V) се
169
състои от транзисторите Т}~Т6 и резисторите Ri+-R3. Транзи-
сторите 1\ п Т2 и резисторите и /?2 осъществяват темпера-
турната компенсация на опорното напрежение. Регулиращите
транзистори са Т16 и 1\ъ свързани по схема Дарлингтон. Усил-
Фиг. 7-23. Схема на интегралния стабилизатор
на напрежение с р,А 7800
вателят е изпълнен с Т3, Т4 и Тп. Кондензаторът е за че-
стотна корекция, т. е. против самовъзбуждане. За увеличаване
на усилването и оттам на коефициента на стабилизация, за то-
вар на транзистора 7"п е включен токов стабилизатор, състоящ
се от транзисторите Т8 и Т3 и резисторите Z?8 и Използува-
нето на токов стабилизатор за динамичен товар на усилвателния
транзистор налага употребата на специална пускова верига за
първоначално включване на схемата.
Пусковата верига е съставена от стабилитрона Д, транзи-
сторите 7\2, Т13 и резисторите/?7. При включване на схемата
токовият стабилизатор Т8 и Т9 е запушен, транзисторите Г16 и
Т17 са запушени и източникът на опорно напрежение ня-
ма захранване. Тогава през стабилизатора на напрежение, съ-
ставен от Дх и Т\& транзисторът Т13 се отпушва и пропуска ток
към източника на опорно напрежение, който се задействува. Ко-
гато опорното и изходното напрежение достигнат номиналните си
170
стойкости, транзисторът Г13 се запушва и пусковата верига се
изключва.
Чрез транзистора Ти е реализирана топлинната защита на
стабилизатора. Делителят А?5, 7?6 и /?7 осигурява напрежение ба-
а
<352
6
Фиг. 7-24. Приложения на стабилизатора с рА
7800: а) за номинален ток; б) за по-голям ток
за-емитер на Т\4 около 0,4 V, което не е достатъчно за неговото
отпушване. С повишаване на температурата на целия кристал на
стабилизатора напрежението на отпушване на транзистора Т14
се намалява. При температура 175°С транзисторът се насища и
свързва базовата верига на съставния транзистор Г1б, Г17 към
маса.
Транзисторът Г15 и резисторът /?п осъществяват бързодейст-
вуваща защита по ток. Прагът на задействуване на защитата се
регулира автоматично чрез веригата 7?13, Д2, Т?12. Когато напре-
жението кблектор-емитер на Т17 превиши 8 V, стабилитронът
Д2 започва да пропуска ток и допълнително създаденият пад на
напрежение върху резистора R12 намалява прага на задействуване
на защитата по ток. Така транзисторът Т17 и цялата схема се
предпазват от прегряване.
Използуването на стабилизаторите на напрежение от типа
р, А 7800 улеснява много конструирачето на токозахранващи уст-
ройства. На фиг. 7.24 а е показана най-простата схема на стаби-
171
лизатор, чрез която се получава фиксираното напрежение на ин-
тегралната схема и ток до 2 А в зависимост от охлаждащия ра-
диатор, Когато е необходимо да се получи по толям изходен ток,
се използува схемата от фиг. 7.25 д'. Ако консумираният ток е
малък, той протича глав-
+
а
но през интегралния ста-
билизатор, а само една
малка част от него — през
делителя Т?2, 7?я, Т?4. Па-
дът на напрежение върху
резистора не е доста-
тъчен, за да отпуши тран-
зистора 7\. При по-голям
товарен ток падът на на-
прежение върху надви-
шава праговото напреже-
ние (Лв^на транзистора 7\
и той заработва в активен
режим. Протичащият през
1\ ток шунтира интеграл-
ната схема. Този ток може
да е по-голям по стой-
ност от тока на основния
стабилизатор.
Чрез резисторите /?2,
7?3, R4 и транзистора 72се
постига защита на тран-
зистора Т\ от прегряване.
Резисторът Т?2 подава на
Фиг* 7.25* Приложение на стабилизатора с
нА 7800: а) за по-голямо нзходно напреже-
ние; б) с регулируемо нзходно напреже-
ние
базата на Т2 отпушващо напрежение, пропорционално на тока
през 7\. Резисторът R3 подава на базата на Т2 отпушващо наш
режение, пропорционално на 'напрежението колектор-емитер на
7\. Повишаването на тока или напрежението на 7\ над опреде-
лени граници отпушва транзистора Т2 и той шунтира прехода
база-емитер на транзистора 7\> като с това се ограничава токът
през него. При това се* ограничава общият ток през товара, тъй
като интегралната схема също има вътрешно токово ограничение.
Чрез подходяще свързване на интегралните стабилизатори
от типа |л А 7800 изходното им напрежение може да се регулира
в известии граници. На фиг. 7.25 я е показано най-простото реше-
ние на задачата. Върху резистора Т?2 се създава пад на напре-
жениё на интегралната схема с7нс. Резултантното изходно напре-
жение се изчислява по формулата
172
(7.58) U^=U„C
където с IR е означен токът за собствена консумация на интег-
ралната схема, който теме от отрицателния й извод към маса.
Схемата от фиг. 7.25 6 позволява плавно регулиране на из-
ходното напрежение. Това се постига, като потенциалът на изво-
да за маса на стабилизатора се свързва към изхода на операцио-
нен усилвател. Операционният усилвател е с коефициент на усил-
ване единица и служи само за отстраняване на влиянието на тока
за собствена консумация на стабилизатора 1$. Изходното напре-
жение се регулира плавно чрез потенциометъра R.
7.5. Проектиране на компенсационни стабилизатори
на напрежение с непрекъснато действие
При проектирането се спазва следният примерен ред на изчис-
ляване :
1. Избор на схемата. Това е най отговорният момент от
проектирането. Схемата се избира в зависимост от изискванията
на консуматора, възможкостите на захранващия токоизточни^
условията на околната среда, технико-икономически съображения
и др. Препоръчва се, където е възможно и икономически изгодно,
да се използуват интегралните схеми на стабилизатори. Ако се
налага проектиране на стабилизатор на напрежение, изпълнен с
дискретки елементи, винаги се предпочитат схемите от последо-
вателен тип. Паралелните стабилизатори се прилагат само когато
товарният ток в някои моменти може да си смени посоката, т. е.
консуматорът да става токоизточник.
2. Оразмеряване на регуларащая елемент. Състои се в избор
на транзистор или схема на съставен транзистор, който да из-
държа на всички екстремни режими — работни и аварийни. При
това необходимият базов ток за управление на транзистора е
желателно да не надвишава 0,5-hlmA.
3. Оразмеряване на елементите в схемите за сталонно
напрежение, на обратната връзка и на усилвателя на разсъгла-
суването. При тези изчисления се определи коефициентът на ста-
билизация, вътрешното съпротивление, коефициентът на филтра-
ция и др. на стабилизатора. Трябва да се има пред вид, че тези
изчисления имат доста приблизителен характер поради нееднознач-
ното фиксиране на някои параметри на транзисторите. Затова се
предпочитат опростени методи, даващи необходимата инженерна
точност при минимален брой данни и изчислителни операции.
173
4. Изчисляване на захранващия токоизправител и и^
глаждащия филтър към него. Извършва се по методите, описа-
ны в гл. 3 на настоящия наръчник.
Пример 7.3. Да се изчисли стабилизатор на напрежение от
последователен тип (фиг. 7.14) със следните данни: изходно на-
прежение (7изх=12У; ток на товара /т=0,15А; коефициент на
стабилизация йст>50; изменение на входното напрежение Д£7вх=
= ±10%; коефициент на пулсации на входа 5(1) = 0,1.
1. Относителното увеличение на захранващото напрежение е
6Z=0,l, а относителното му намаление— 6=0,2.
2. Избира се транзистор за регулиращ елемент тип КТ 891 Б
със-следните данни: ^=204-109, /cimax=5A, напрежение на на-
сищане t/CH1 = 2,0V, максимално напрежение колектор-емитер
(7c£i = 60V, максимално допустима разсейвана мощност Рс1=5 W.
3. Изчислява се базовият ток на регулиращия транзистор
Zbi = = -;о5-=°>0075 А = 7.5 mA.
^imin
Базов ток 7,5 mA е твърде голям. Налага се въвеждането на
съставен транзистор. Избира се втори транзистор тип КТ 203 Б
със следните данни: р2=30ч-100, /с2тах=10шА, напрежение на
насищане 7/ch2=1V, максимално напрежение колектор-емитер
l/^2=30 V, входно съпротивление rBX=300S, допустима разсей-
вана мощност Рс2 = 0,15 W.
4. За съставния транзистор 7\, Т2 (фиг. 7.26) базовият токе
/в2 = -о--1-,-= on- 15оп=0,00025 А = 250 р А.
Pimin P2min
5. Средната стойност на минималното входно напрежение е
г j — ^ИЗХ 2f/cHi _ 12+2 . 2 п v
иовх min — : ' — “а — 10,0 V.
1-5(1) 1-0,1
6. Средната стойност на номиналното входно напрежение е
JJ _____ ^овх min _ 15,8 _17 £ V
иовх ном— “ ’ — 1—0Д “ 1/)0 V*
7. Средната стойност на максималното входно напрежение е
Uo вх тах = 7/0 вх ном (1 + а) = 17,6 . (1 ± 0,1) = 19,4 V.
8. Изчислява се максималното входно напре :<ение
^вхтах^овх max(l +5'1})= 19,4(1 +0,1) = 21,3'V.
174
9. Максималната разсейвана мощност от регулиращите тран-
зистора е
РС1=1,1(С/овх тах-£7Изх)А = 1,1(19,4-12)0,15=1,22 W.
Рс 1,22
Яс2=-^= =0,061 W.
rimin
Фиг- 7.26- Схема на стабилизатора на напрежение от при-
мер 7-3
10. Изчислява се съпротивлението на (фиг. 7.26)
г, ^овх min ^изх
1= —(ЗТЖГ-
15,8-12
5.250.10-6
= 3040 Q.
Избира се стандартна стойност Л\=3 kQ
Изчислява се минималният колекторен ток на транзистора
Тз
~ ~"jf------------/„ _2Д|=‘2—2,5.10-»- 1,02.10- »А.
12. Изчислява се максималният колекторен ток на транзис-
тора Т3
/с3тах~ ^овхта^изх ~/в2 = -0,25.10^=2,22.10-3А.
13. Избира се напрежението колектор-емитер на транзисто-
ра Т^-Усез =4V. Тогава разсейваната мощност върху 73е
РсЗ = ^С£зЛзтах = 4.2,22.10"3 = 8,9.10~ 3W.
1/5
От технологични съображения за унификация на детайлите тран-
зисторы Т3 се избира същият тип, както Т2—КТ 203 Б-
14. Избира се опорно напрежение и стабилитрон
£/on~f/„3x = t/c£3 = 12-4=8 V.
Избира се стабилитрон Д 814 А (табл.6) с работно напрежение
i/on= 78,5 V, динамично съпротивление г$ =6 й при /Ст = 5 mA.
15. Изчислява се съпротивлението на резистора /?2 (фиг.
7.26)
гт tj in_о
"ЭХ- оп 10з=1005 Q
/ст —'c3min 0
Избира се стандартна стойност /?2 = 1 кЙ.
16. Изчислява се съпротивлението на входния делиТел на
напрежение при избран ток през него/дел = 6 mA.
U 12
7?3 + ^ + /?5=7-^= “б.10^ = 2000 Q'
ИЗХ
/дел
р — ^0П —
1 дел
8
-----^ = 1333 Й.
6.10-3
Избират се следните ссандартни стойности: 7?4=910 й, 7?5=470
й и 7?з=620 й.
17. Изчислява се коефициентът на предаване на входния де-
лител (7.34)
__________^А = 9Ю_—0455
amin -яз+д4+я5_________________620+910+470
18. Входното съпротивление на транзистора Т3 е
7?вхз=^вхз + РзЛэ ==300 + 30.6=480 Q.
19. Изчислява се коефициентът на усилване на стъпалото
(7.44)
03*1 30.3000
= -480----187’5-
коефициентът на стабилизация (7.43)
t7H3X 12.0,455.187,5 ?
------а^у =-----гттд-----—ОАО.
20. Изчисл1ва се
ku^y, vyoy— .аг
Тази стойност удовлетворява заданието, понеже е получена при
комбинацията на най-неблагоприятните фактори—всички тран-
176
зистори са с най-ниския възможен статичен коефициент на усил-
ване и стабилитронът ес най ниското възм ожно напрежение.
21. Стойността на кондензатора С И31£ се избира ориентиро-
въчно:
Сизх= 1600^ = 1609 -^=20 pF.
иизх 1Z
7.6. Импулсни и многостъпални компенсационни стабилизато-
ри на постоянно напрежение
В импулсния стабилизатор на постоянно напрежение регули’
ращият транзистор работи в режим на комутация с определена
честота и определен коефициент на запълване. Това действие
осигурява голям коефициент на полезно действие на схемата.
Съществуват стабилизатори с широчияно-импулена модула-
ция (ШИМ) и стабилизатори с променяща се честота. Според на-
чина на свързване на комутиращия транзистор те са с пэ^ледо-
вателно (фиг. 7.27 а) и с паралелно (фиг. 7.27 б) свързване на
транзистора. При последозателното свързване на комутиращия
транзистор изходното напрежение е по-малко от входното, а при
паралелно свързване на транзистора изходното напрежение се по-
лучава по-голямо от входното.
Принципът на действие на имлулсен стабилизатор с ШИМ е
показан на фиг. 7.28. Входното напрежение сенакъсва на импул-
си с период на повторение Т и продължителност ti. Средната
стойност на изходното напрежение е
(7.59) 6/изх = J 67вх^= 6/вх.
О
Ако съотношението на и Т се изменя, изходното напре-
жение също се изменя.
На фиг. 7.29 е показана принципната схема на един импул-
сен стабилизатор на напрежение. Транзисторът 7\ е комугатор,
като заедно с Т2 и Т3 образува съставен транзистор. Дроселът
Др е акумулиращ елемент, в който се натрупва енергия, която
поддържа тока през времето, когато транзисторът 7\ е запушен.
Диодът Дг е т. нар. обратен диод и през паузите на поврежда-
не на 7\ товарният ток тече през него. При високи работни чес-
тоти на стабилизатора транзисторът 7\ и диодът Ду трябва да
са бързодействуващи и с малки комутационни загуби. К.п.д.
на устройството зависи главно от тях.
12 Токоизправители и стабилизатори
177
Кондензаторът Ci е филтриращ и намалява пулсациите на
изходното напрежение до желаната стойност.
Управлението на стабилизатора се осъществява от мултиви-
братора 7\, Тъ. Той е с променяща се честота и променящ се
а
Фиг- 7.27. Импулсни стабилизатори на напре-
жение: а) с последователно свързан транзис-
тор; 6) с паралелно свързан транзистор
коефициент на запълване. Това се постига с диференциалния
усилвател Тв и Т7, транзисторите на който служат като съпро-
тивления в базите на Т4 и Т5. Опорното напрежение се задава
от параметричния стабилизатор на напрежение и Д, а напре-
жението за сравнение — от делителя Т?5, Re, R7.
При включване на входното напрежение транзисторите 7\,
1\ и Тэ се насищат, тъй като базата на е свързана през R9
към отрицателния полюс на захранващото напрежение. Конден-
заторът Ci се зарежда през Др и когато напрежението му дос-
тигав известна стойност, мултивибраторът започва да генерира.
Когато транзисторът Т4 е наситен, Т3 се запушва и заедно с не-
178
Фиг- 7-28.
импулсния
Диаграма на напреженията’в
стабилизатор
го се запушват Т2 и 7\. Токът през дросела се комутира към
диода
При установяване на зададената стойност на изходното на-
прежение (7ИЗХ мултивибраторът генерира с определена честота и
определен коефициент на
запълване. Ако изходното
напрежение се увеличи,
увеличава се и базовият
ток на 7\. Това предиз-
виква преразпределение на
колекторните токове на
Т6 и Т7 — токът на тран-
зистора Т6 се намалява, а
на транзистора 7\се уве-
личава. Мултивибраторът
изменя режима си на рабо-
та. Транзисторът Т4 оста-
ва наситен по-дълго вре-
ме, а транзисторът Тъ -
по-късо време т. е. изменят
се честотата и коефициентът на запъл-
ване на импулсите. Поради по-голямата продължителност на вре-
мето, през което транзисторът Т 4 е наситен, увеличава се и вре-
2765 51 2Т6551
Фиг. 7-29- Импулсен стабилизатор на напрежение с генератор
мето, през което 7\ е запушен. Средната стойност на напреже-
нието на изхода на стабилизатора се намалява.
Когато не е необходим, голям коефициент на стабилизация,
импулсният стабилизатор може да се изпълни по схема с дву-
179
позиционно регулиране. Товз са един клас релейни схеми за ав-
томатично регулиране, за конто основен работен режим е авто-
колебателният. При двупозиционните импулсни стабилизатори на
напрежение регулиращият транзистор (комутаторът) се управля-
Фиг. 7-30. Двупозиционен релеен импулсен стабилизатор на
напрежение
ва директно о г схема за отрицателна обратна връзка с голямо
усилване и прагово действие и се превключва всеки път, когато
моментната стойност на изходното напрежение излезе извън об-
хвата на минималната и максималната допустима стойност. На
фиг. 7.30 е показана схема на стабилизатор от този вид. Тран-
зисторът Т3 е комутиращ, дроселът Др и кондензаторът С са
филтър на изходното напрежение и инерционная елемент на схе-
мата, който определи честотата на автоколебанията. Диодът Д е
обратен. Обратната връзка се осъществява от постояннотоковия
усилвател, изпълнен с транзисторите Тг и Т2. Стабилитронът СТ
е праговият елемент на отрицателната обратна връзка. Дейст-
вието на схемата е следного: ако изходното напрежение е по-
малко от една определена стойност, тогава падът на напрежение
180
върху R2 е по-малък от напрежението на пробив на стабили-
трона:
(7.60) и^=икз^^-<и„.
Стабилитронът СТ не провежда ток, транзисторът 7\ е запу-
шен, а транзисторът Т2 е наситен. Падът на напрежение върху
резистора е достатъчно голям, за да се насити ключовият
транзистор 1\. В резултат на това напрежението на изхода за-
почва да расте. Когато то достигне една стойност, при която па-
дът на напрежение върху Z?2 надвиши пробивното напрежение
на стабилитрона, т. е.
(7.61) UR2 = UH3^^->U„,
стабилитронът СТ започва да провежда ток. Транзисторът Тг
се насища, транзисторът Т2 се запушва и падът на напрежение
върху резистора Т?9 става равен на нула. Тогава транзисторът
Т3 се запушва и изходното напрежение започва да намалява.
Процесът добива устойчив колебателен характер с честота, за-
висеща от параметрите на филтъра и от големината на товара.
Изходното напрежение започва да се колебае между една мини-
мална и една максимална стойност:
(7.62) Д^изх= t/изх max ^изхпип^фО,
като At/изх зависи силно от товара и от коефициента на усил-
ване на усилвателя за обратната връзка. Поради двупозицион-
ния принцип на работа на схемата At/H3X никога не може да
стане равно на нула. Това е най-големият недостатък на този
клас схеми.
Импулсните стабилизатори на напрежение имат средно го-
лям коефициент на стабилизация — 1504-300. Техният к.п.д. е
голям — достига до 90 4-95%. Поради голямата честота на ко-
мутация (104-20 kHz) филтриращите елементи — дроселът Др и
кондензаторът Сг — са с малки стойкости и размери. Това пра-
ви този тип стабилизатори удобни за миниатюрни захранващи
устройства.
Недостатък на импулсните стабилизатори са смущенията,
конто възникват при комутацията на силовата верига. Тези сму-
щения са с широк спектър и при лош монтаж и лота екраниров-
ка на стабилизатора могат да проникнат във входната верига, в
изходната верига или да се излъчат в околното пространство.
181
Другнедостатък на импулсните стабилизатори е, че техният
коефициент на стабилизация не може да достигне големите стой-
ности, конто имат стабилизаторите с непрекъснато действие.
При необходимост от много голям коефициент на стабили-
зация при средни и големи мощности се използуват схеми на
Фиг- 7-31. Блокови схеми на двустъпални стабилизатори на напрежение’
а) импулсно-аналогов; б) с управляем токоизправител—аналогов/в) с регу-
латор на променливо напрежение—аналогов
двустъпални стабилизатори. Нафиг. 7.31 са показани три вариан-
та на блокови схеми на такъв стабилизатор Схемата на фиг. 7.31а
се състои от неуправляем токоизправител с филтър, който
захранва последователно свързани импулсен стабилизатор и ста-
билизатор с непрекъснато действие. Стабилизаторът с непрекъс-
нато действие стабилизира прецизно стойността на изходното
напрежение С/ИЗх. За да не се натоварва много по мощност него-
вият регулиращ елемент, входното му напрежение UBX се поддър-
жа от импулсния стабилизатор с такава стойност, при която па-
дът на напрежение върху стабилизатора с непрекъснато дейст-
вие е минимално необходимият за правилното му функционира-
не. Така стабилизацията се извършва двустъпално — импулсният
стабилизатор стабилизира предварително и грубо с голям к. п. д.,
а стабилизаторът с непрекъснато действие стабилизира до-
пълнително, прецизно, с минималните възможни загуби на енер-
гия.
182
Схемата от фиг. 7.31 б има същото действие, но вместо то-
коизправител и импулсен стабилизатор се използува управляем
токоизправител за предварително стабилизиране. Тази схема се
предпочита при големи мощности и средни напрежения.
На фиг. 7 31 в е показана блокова схема, в к ято предвари-
телната стабилизация се осъществява от променливотоков регу-
лятор, включен в първичната намотка на трансформатора на
неуправляем токоизправител. Ефектът, който се постига, е съ-
щият като при предишните две схеми. Тази схема се предпочита
при високи изходни напрежения, когато не е удобно предвари-
телната стабилизация да се прави във вторичната верига на транс-
форматора.
183
ГЛАВА ОСМА
СТАБИЛИЗАТОРИ НА ТОК
Стабилизаторите на ток се използуват за захранване на
консуматори, изискващи стабилизация на тока при смущаващи
фактори входно напрежение, товарно съпротивление, температура
на околната среда и др.
При стабилизаторите на ток частните коефициенти на стаби-
лизация са:
1. Коефициент на стабилизация по входно напрежение
(8.1)
L*1 изх^вх
2. Коефициент на стабилизация при изменение на съпротив-
лението на товара
(8.2)
^**ИЗХ VT
3. Температурен коефициент на стабилизатора
(8.3) •
8.1. Параметрични стабилизатори на постоянен ток
Стабилизирането на постоянен ток може да се осъществи
чрез баретор. Бареторът е стъклен балон, пълен с водород, в
който е поставена стоманена или волфрамова жичка. Нейното
съпротивление зависи силно от температурата й. Волт-амперна-
та характеристика на баретора е показана на фиг. 8.1, крива 7.
Нелинейността на характеристиката се дължина специално под-
брания температурен режим на жичката, при който съпротивле-
нието нараства пропорционално на напрежението.Токът през ба-
184
ретора се запазва почти неизменен. Областта, в която токът е неизме-
нен, се нарича облает на баретиране. Понеже бареторът е при-
бор с голяма топлинна инертност, той е подходящ за стабилизи-
ране на ток само при бавни изменения на захранващото напре-
Фиг. 8.1. Волт-амперни ха-
рактеристики на баретор: 1 —
при бавно изменение на на-
прежението; 2 — при бързо из-
менение на напрежението
Фиг. 8-2. Стабилизатор на ток с баре-
тор
жение или товарното съпротивление. При бързи изменения него-
вата стабилизираща способност- се нарушава и волт-амперната
му характеристика добива вида, показан на фиг, 8.1, крива 2.
Този недостатък обаче дава възможност бареторът да се изпол-
зува за стабилизиране и на променлив ток. В този случай за
периодичните изменения на тока с честотата на мрежата барето-
рът се държи като линейно съпротивление и не изкривява фор-
мата на тока,а реагира само на бавните изменения на ефективна-
та стойност на тока.
Всеки баретор се характеризира с номиналния си ток, който
може да стабилизира (7б), и с областта на баретиране от L^min
до 67бтах, В която този ток се запазва почти постоянен. Барето-
рите със стоманена жичка имат по-широка облает на баретиране
от тези с волфрамова жичка, но са по-чувствителни към прето-
варване. Бареторите с волфрамова жичка издържат 24-3-крат-
но претоварване по напрежение.
Принципната схема на стабилизатор на ток с баретор е пока-
зана на фиг. 8.2. Товарното съпротивление RT и бареторът Б
трябва да са включени последователно. Входното напрежение се
185
изменя в известии граници. Напрежението Ve, което определи
работната точка на баретора, се изчислява по формулата
/О jj ^6max^"l~ ^бт!па
(8.4) U6---------—ь-----,
където а е повишението на входното напрежение,%;
b —понижението на входното напрежение, %;
С/вх— номиналната стойност на входното напрежение;
Uв — падът на напрежение в баретора при номинална
стойност на входното напрежение.
Номиналната стойност на входното напрежение е
<8.5) UBX=U6 +[/изх.
получи £/Вх>£/б +^изх, поставя се допълнително съп-
последователно във веригата с такава стойност, че
1б R& = {/вх—(^б + ^изх)*
токът на баретора Iqq по-голям от товарния ток,
шунтиращо съпротивление, показано на фиг. 8.2 с
Ако се
ротивление
<8.6)
Когато
използува се
прекъсвана линия. Стойността на това съпротивление се опреде-
ли по формулата
(8.7)
Г) _ ^ИЗХ
товарно съпротивление при наличност на
е
Еквивалентното
шунтиращ резистор
(8.8)
(8.9)
П' _ ^изх
Т /б
Коефициентът на стабилизация в този случай е
1 __ ^вх 7б .
kiU~ Мб им
д£/__
Отношението —=где динамичното съпротивление на ба-
ретора. То може да се измери или да се отчете от каталог. Сле-
дователно коефициентът на стабилизация при бареторните стаби-
лизатори на ток е
(8.10)
77— •
UBX
В процеса на работа напрежението между краищата на ба-
ретора се изменя от i/gmin до • За нормалното действие на
баретора е необходимо тези величини да не превишават съ етвет-
486
ио £7бт1п и Цзтах- Зада е изпълнено това условие, трябва
(8.И) Uб тах= ^вх/ 1 +уоо") t/изх Uб max’,
/ ь \
(8.12) t/6min= t/Bx^l "fooy Uизх^.и6mln •
Вижда се, че абсолютната разлика на напреженията, която
бареторът [може да стабилизира, не зависи от стойността на
товарното съпротивление» а само от неговите възможности по
данни от 'каталог:
(8.13) Д£/вх^£/бтах £/бт1п •
Относителният обхват на стабилизация е
/о 1 Л\ f ^вх max ^бтах4“/т^т
(8.14) d = Tj----= ri----—j—R~ •
u вх mln u6 min“F-<T
Обхватът на стабилизация e по-широк при по-голяма крат-
но.ст на изменение на напрежението на баретора - бтах и при
^omin
по-малко напрежение на консуматора в сравнение с това на ба-
ретора. Последното условие е свързано и с к. п. д. на стабили-
затора
<8Л5) ’"OTT
Ако 7?т 4=const, неговите промени оказват влияние върху ре-
жима на работа на стабилизатора:
(8.16) At/BX<({/6 max t/б mln) /т (t?Tmax Rt mln)
И
✓q « i____^bx max ^6 max “F/т mln
(o. 1 77 Y] p
ubx min u6min тч Чтах
На фиг. 8.3 e показана схемата на стабилизатор за промен-
лнв ток, в който бареторът е включен във веригата на първич-
ната намотка на трансформатор, а товарът — във вторичната на-
мотка. Тази схема се използува, когато е необходимо да се ста-
билизира променлив ток, който се различава по стойност много
187
от номиналния ток на баретора, Коефициентът на трансформа*
ция се определи по данните на товара и баретора
(8.18) .
/т
Фиг. 8.3. Стабилизатор на променлив
ток с токов трансформатор
Изчисляването на еле-
ментите от схемата се из-
вършва по същия нач ин, как-
то за схемата от фиг 8 2, ка-
то вместо t/изх се използува
напрежението U^nl? Rt.
Стабилиз-ирането на ток.
по-голям от тока на баретора,
може да се извърши и чрез
паралелно свързване на ня-
колко баретора (фиг. 8.4).
Броят на паралелно включе-
ните баретори се определи
по формулата
(8.19)
Фиг. 8-4- Паралелно свързване на баретори
При използуването на баретори трябва да се имат пред вид
някои техни експлоатационни особености. Например номиналният
ток на баретора зависи от температурата на околната среда. Ко-
гато е необходимо параметрите на баретора да се запазят пос-
188
тоянни, налага се да се вземат специални мерки за поддържане
на постоянна температура. Стационарният работен режим на ба-
ретора се установява в продължение на 5 4- 6 min след включ-
ването му.
8.2. Компенсационни стабилизатори на постоянен ток
Принципът на построяване на транзисторен компенсационен
стабилизатор на ток е същият както при компенсационните ста-
билизатори на напрежение. Токът, подлежащ на стабилизация,
протича през един еталонен резистор. Напрежителният пад вър-
ху резистора се сравнява с едно опорно напрежение, разликата
им се усилва и подава за управление на регулиращия елемент.
Стабилизаторът на ток може да се разглежда като стабилизатор
на напрежение, натоварен с еталонно съпротивление. Товарното
съпротивление може да се включи последователно във веригата
на различии места, означени на фиг. 8.5 с цифрите /, 2 и 3.
Включването на товара в точка 1 осигурява по-голяма стабил-
ност на тока, понеже схемата стабилизира емитерния ток на тран-
зистора Т (токът през входната верига на схемата за управление
може да се пренебрегне). При това включване изменението на
товарното съпротивление води до изменение на режима на схе-
мата за управление.
Фиг- 8-5- Блокова схема на стабилизатор
на ток от последователен тип. СУ — схема
за управление
Включването на товара в точки 2 и 3 е равностойно, раз-
ликата се състои само в полярността на извода на захранващия
токоизточник, който е свързан към товара. В този случай промя-
ната на товарното съпротивление не оказва влияние на режима
189
на работа на схемата за управление. Недостатък на това включ-
ване е, че токът през товара се отличава от тока през еталон-
ния резистор със стойността на базовия ток на транзистора 7»
Стабилизаторите на ток от този вид се конструират и ораз-
Фиг- 8-6. Прости стабилизатори
на ток: а) схема, изпълнена като
двуполюсник; б) схема, изпълне-
на като четириполюсник; в) схема
с намалено влияние на входното
напрежение
меряват по методите за оразмеря-
ване на стабилизатори на напре-
жение. Те могат да се реализират
и с интегрални схеми.
Когато не е необходим голям
коефициент на стабилизация и при
малки тркове, могат да се изпол-
зуват опростени схеми на стабили-
затори на ток, показани на фиг.
8.6. На фиг. 8.6 а е показана схе-
мата на най-простия стабилизатор
на ток, изпълнен като двуполюс-
ник.Опорното напрежение се съз-
дава от параметричния стабили-
затор я сигналът за стой-
ността на тока е падът на напре-
жение върху резистора 7?j. То-
варът може да се включи на про-
изводно място последователно във
веригата — към положителния или
към отрицателния полюс на токо-
източника.
Транзисторът 7\ служи като
сравняващ и като регулиращ еле-
мент. Всяко изменение на тока на
емитера на транзистора се отразя-
ва върху напрежението Uy =1 eR±
и чрез него — като отрицателна об-
ратна връзка върху транзистора.
Увеличаването натока предизвиква
увеличаване на управляващото на-
прежение, което предизвиква на-
маляване на базовия ток, а чрез
него и на товарния ток.
много проста и лесноизпълнима,
Схемата от фиг. 8.6 а е
но коефициентът на стабилизация не е голям, защото токът на
параметричния стабилизатор за опорно напрежение тече през то-
вара и не се управлява от стабилизатора на ток.
За да се отстрани този недостатък, стабилизаторът на ток
190
се изпълнява като четириполюсник (фиг. 8.6 б). В този случай
токът на параметричния стабилизатор на опорното напрежение
не минава през товара.
За повишаване на коефициента на стабилизация при смуща-
ващ фактор входното* напрежение се въвежда допълнителна об-
ратна връзка по входно напрежение чрез резистора Т?2 (фиг. 8.6
в). Опорното напрежение се създава от параметричния стабили-
затор Д, jRb. При изменение на входното напрежение работната
точка на стабилитрона се изменя. Едновременно с това се изме-
ня и токът през което оказва влияние върху управляващото
напрежение и компенсира влиянието на измененото опорно
напрежение.
191
ЛИТЕРАТУРА
1. Александров, Ф. И., А. Р. Сиваков. Импульсные
попупровэдниковые преобразователи и стабилизаторы. Л., Энергия,
1970.
2- Б е л о п о л ь с к и й, И- И., В. И. Тихонов. Транзисторные
стабилизаторы на повышенные и высокие напряжения. М-, Энергия,
1971-
3- Б е л ч е в, Д. М. Електронни токозахранващи устройства. С., Тех-
ника, 1980.
4. Б и р з н и е к с, Л. В. Импульсные преобразователи постоянного
тока- М., Энергия, 1974.
5- В е к с л е р, Г. С- Электропитание спецаппаратуры. Киев, Вища шко-
ла, 1975.
6- В е к с л е р, Г. С., В. К- М а ч и н с к и й, В. Т. Штильман.
Транзисторные сглаживающие фильтры. Киев, Техника, 1964-
7. В о л к о в, И. В., В. М- Вакуленко. Источники электропи-
тания лазеров. Киев, Техника, 1976.
8- Д а м я н о в, К- Практически метод за изчисляване на електрически
машини и трансформатори при ремонт. С-, Техника, 1958-
9. Д о д и к, С. Д. Полупроводниковые стабилизаторы постоянного на-
пряжения и тока. М-, Советское радио, 1962.
10- Журавлев, А. А., К- Б- М а з е л ь. Преобразователи постоянного
напряжения на транзисторах. М-, Л-, Энергия, 1964.
.11 . 3 о р о х о в и ч, А. Е., В. П- Бельский, Ф. И- Эйгель.
Устройства для заряда и разряда аккумуляторных батарей-М-, Энер-
гия, 1975.
12. И в а х н е н к о, А. Г. Новые методы расчета параметров систем ав-
томатического регулирования скорости электродвигателей, содержа-
щих магнитные усилители- — Труды совещания по автоматизирован-
ному электроприводу переменного тока- М., Академия, наук СССР
1958-
13. Источники электропитания на полупроводниковых приборах. Под ред.
С. Д- Додика и Е. И. Гальперина. М-, Советское радио, 1969-
14- К и т а е в, В. Е., А- А. Бокуняев- Расчет источников элек-
тропитания устройств связи. М., Связь, 1979.
15. К и т а е в, В. Е., А- А- Б о к у н я е в, М. Ф. К о л к а н о в.
Электропитание устройств связи. М., Связь, 1975-
16. Л о в у ш к и и, В. Н- Транзисторные преобразователи постоянного
напряжения. М., Энергия, 1967-
17. Мои н, В. С., Н- Н. Лаптев. Стабилизированные транзистор-
ные преобразователи. М., Энергия, 1972.
18. Н а ч е в, Н. А- Токозахранващи устройства- С., Техника, 1964.
19. Н а ч е в, Н. А., Г. Г. Кръстев, М. Л. Б о б ч е в а, С. Е.
192
Табаков, Н. П. Градинаров, И. В. С т а м б о л и е в.
Промишлена електроника- С-, Техника, 1979.
20. Н а ч е в, Н. А., Г- Ю- М а л е е в. Силова електроника. С., Тех-
ника. 1979.
21. Н а ч е в, Н- А , Н. Й. Стефано в. Токозахранващи устройства-
c., Техника, 1979.
22- Полупроводниковые выпрямители. Под. ред. Ф. И- Ковалева и Г. П.
Мостковой. М-, Энергия, 1978-
23- Р о г и н с к и й, В. Ю. Электропитание радиоустройств. Л., Энер-
гия, 1969.
24. Рогинский, В- Ю. Расчет устройств электропитания апаратуры
электросвязи. М-, Связь, 1972.
25. С а в о в, Г. Г- Маломощны дросели и трансформатори- С-, Техника,
1978.
26. С а в о в, Г- Г., С- А- В ъ л к о в, П. С. С т о я н о в- Ръководства
по конструИране и технология на радиоелектронните апаратури. С.,
Техника, 1973.
27. Стефа н о в, Н. Й. Стабилизатор на ток с подобрени параметри.
— Доклады на националната научна сесия «Приборостроене, 75», том 11,
1975.
28- Сторм, Г- Ф. Магнитные усилители- М-, «ИЛ», 1957.
29- Т е р е н т ь е в, Б- П-, В. Е- Китаев. Электропитание пред-
приятий радиосвязи. М., Связь. 1966.
30. Ф е д о с е е в, П. Г- Выпрямители и стабилизатори- М-, Искусство,
I960-
31- Шишков, А- И- Един клас двуполюсни стабилизатори на ток на
полеви транзисторы- — Доклады на научната сесия по случай Деня на
радиото 7 май- С-, 1973-
32- Ш т и л ь м а н, В. И. Микроэлектронные стабилизаторы напряжения.
Киев, Техника, 1976-
193
СЪДЪРЖЛНИЕ
Предговор 5
Въведение 7
Глава п ъ р в а
Трансформатори
Ы. Режим на работа и основни велнчини на трансформаторите 11
12. Външна характеристика на трансформатора 13
ЬЗ. Приведени величини на трансформатора 13
1-4. Трифазни трансформатори . , 14
1.5. Автотрансформатор..................................... 16
1.6. Трансформатори за преобразуване броя на фазите 18
1.7. Преходни пронеси в трансформаторите .... 20
18. Конструктивно изчисляване на трансформаторите 21
1-9- Опростено изчисляване на маломощен трансформатор 28
Глава втора
Неуправляеми токоизправители при активен характер на товара
2-1. Класификация на токоизправителните схеми . . 38
2-2. Еднофазен еднополупериоден токоизправител (/п-_ 1) .... 39
2-3. rn-фазен еднополупериоден токоизправител при активен харак-
тер на товара (т2>2)...............................»......41
2.4. Паралелна шестфазна токоизправителна схема с междуфазен
дросел .................................................. 45
2-5- Последователи а шестфазна токоизправителна схема 52
2.6. Еднофазен мостов токоизправител 54
2-7. Трифазен мостов токоизправител 55
Глава трет а
Неуправляеми токоизправители при реактивен характер на товара Ь7
3.L Работа на m-фазен еднополупериоден токоизправител със загу-
би при индуктивен характер на товара..................... 67
3.2. Работа на m-фазен токоизправител със загуби при капанитинен
характер на товара ...................................... 71
3 3. Работа на токоизправител при товар със смесей характер ... 79
Глава четвър
Специалнн токоизправители .......................................
4 9 ть*^0ИЗПРавители с умножаване на напрежението ............81
J q иК0ИЗПРавители за повишени честоти .......................87
*•«. • Ричпулспи токоизправители .............................90
Глава пета
Регулиране на изправеното напрежение ............................ Г1
5 L Електромеханичии начини за регулиране на ивпрааеното напре-
жение .........................................91
5 2- Регулиране на изправеното напрежение чрез дросел с насища-
не .......................................................94
5-3- Управляеми токоизправители ...........................100
5 4. Регулиране на изправеяо пулсиращо напрежение чрез тиристор 113
Глава шеста
Из г ла ж дг щи филтри ........................................117
61- Пасизни изглаждаши филтрм .............................1(9
6-2. Изчисляване па изглаждащи дросели .......... 126
6-3. Транзисторни филтри ..................................131
Глава с ед м а
Стабилизатори на напрежение ...................................138
7.1. Общи положения .......................................138
7-2. Параметрични стабилизатори на постоянно напрежение . . .141
7 3. Параметрични стабилизатори на променливо напрежение . .151
7-4. Компенсационни стабилизатори па постоянно напрежение с не-
прекъснато действие ...................................... 155
7-5- Проектиране на компенсационни стабилизатори на напрежение
с пепрекъснато действие ............................... 173
7.6. Импулсни и мноюстъпални компенсационни стабилизатори на
напрежение ...............................171
Глава о с м а
Стабилизатори на ток .................................I81
8-1. Параметрични стабилизатори на постоянен ток ..........184
8 2. Компенсационни стабилизатори на постоянен ток ........189
Литература ....................................................192
195
НАРЪЧНИК ПО ЕЛЕКТРОННИ СХЕМИ
Част 11
ТОКОИЗПРАВИТЕЛИ И СТАБИЛИЗАТОРИ
Автор к.т.н. инж. Николай ^Йорданов Стефано <
Рецензенты : проф. инж. Йордан Боянов Димитров
к-т-н- инж. Кирп л Иванов Конов
Първо издание
v 9533122311
К°д°3 3192-63— 81
Изд- № 12283
Научен редактор инж- Маргарита Спосова Нatuap
Художник Буян Филчев
Художник-редактор Антон Радевски
Технически редактор Павел Гюрач
Коректор Пенка Лобова
Дадена за набор на 30. IV. 1981 г.
Подписана за нечат на 20. VII. 1981 г.
Излязла от лечат на 30. VIII. 1981 г.
Формат 60X84/16
Печатни коли 12,25
Издателски коли 11,43
Тираж 10000 + 85
Цена 1,59 л в. УИК 13,91
Държавно издателство „Техника" — бул. Руски 6, София
Държавна печатница „Васил Александров* — Враца
Цена 1,59 л в.