ББК 31.264.5
УДК 621.314
К88
Кубов В. И.
Исследование схем импульсных источников питания в SWCAD/LTspice. —
К.: «МК-Пресс», СПб.: «КОРОНА-ВЕК», 2015. — 208 с, ил.
ISBN 978-5-7931-0560-6 («КОРОНА-ВЕК»)
ISBN 978-966-8806-66-7 («МК-Пресс»)
В книге рассматривается моделирование импульсных преобразователей
с индуктивными элементами и трансформаторами в пакете SwCADIII/LTspice
от известного изготовителя микросхем Linear Technology. В ходе изложения
материала параллельно изучаются приемы работы с пакетом и
исследуются особенности конкретных схем. Большое внимание уделяется вопросам
теоретического анализа процессов коммутации в индуктивных элементах и
трансформаторах. Даются практические рекомендации по построению
импульсных источников питания.
Книга предназначена дпя широкого круга читателей: учащихся, впервые
знакомящихся с приемами Spice-моделирования; специалистов, имеющих
определенный опыт работы с другими пакетами моделирования электронных
схем; начинающих разработчиков устройств с импульсными источниками
питания и элементами широтно-импульсной модуляции; радиолюбителей.
ISBN 978-5-7931-0560-6 («КОРОНА-ВЕК») © Кубов В. И., гекст. иллюстрации, 2014
ISBN 978-966-8806-66-7 («МК-Пресс >) © «МК-Пресс», оформление, 2014
Владимир Ильич Кубов
Исследование схем импульсных
источников питания в SwCAD/LTspice
Главный редактор. Ю. А Шпак
Формат 70x100/16, Объем 16,8 п. л.
Бумага типог рафская. Печать офсетная
Доп. тираж 100 экз.

Содержание
Введение 6
Глава 1. Знакомство с пакетом 8
1.1. Загрузка готовой схемы 8
1.2. Моделирование переходного процесса 9
1.3. Получение графиков изменения напряжения, тока и мощности 10
1.4. Приемы работы с графиками И
1.4.1. Измерения интервалов, периодов и частот 14
1.4.2. Измерение средних значений 15
1.4.3. Спектральная обработка 16
Глава 2. Исследование схемы импульсного повышающего
преобразователя LT1109 19
2.1. Устройство микросхемы импульсного преобразователя LT1109 19
2.2. Создание копии схемы 21
2.3. Изменение параметров элементов схемы 22
2.3.1. Исследование влияния резисторов делителя обратной связи 22
2.4. Использование директив симулятора 23
2.4.1. Параметрическое исследование влияния делителя обратной связи 24
2 4.2. Параметры симулирования переходного процесса 25
Глава 3. Создание собственной упрощенной схемы повышающего
преобразователя 27
3.1. Редактирование схемы 27
3.1.1. Удаление элементов 27
3.1.2. Размещение элементов на схеме 27
3.1.3. Соединение элементов схемы 29
3 1.4. Перемещение элементов схемы 29
3.1.5. Создание помеченных узлов 30
3.2. Исследование работы схемы импульсного повышающего
преобразователя 30
3.2.1. Исследование влияния сопротивления нагрузки 31
3.2.2. Исследование влияния коэффициента заполнения импульсов опорного
генератора 35
Глава 4. Исследование схемы импульсного понижающего
преобразователя LTC1779 38
4.1. Устройство микросхемы импульсного преобразователя LTC1779 39
4.2. Исследование работы схемы импульсного понижающего
преобразователя 41
4.2.1. Влияние резистора контроля тока 42
4.2.2. Влияние корректирующей RC-цепочки частотной зависимости обратной связи....43
4.3. Упрощенная схема импульсного понижающего преобразователя 45
4.3.2. Исследование влияния коэффициента заполнения импульсов опорного
генератора 49
Глава 5. Более сложные элементы LTspice 51
5.1. Моделирование произвольных функций 51

Содержание
5.2. Создание собственного элемента 53
5.2.1. Построение внутренней схемы и функциональных связей элемента 54
5.2.2. Построение графического символа элемента 56
5.2.3. Согласование выводов схемы и символа элемента 58
5.2.4. Тестирование элемента и изменение его параметров 60
5.3. Внутренний мир SPICE 62
5.3.1. Формат описания схемы в LTspice 62
5.3.2. Spice-формат описания схемы 64
5.3.3. Формат описания графических символов схемы 66
5.3.4. Формат подсхем: макромоделей и библиотечных элементов 68
5.3.5. Преобразование Spice-модели в библиотечный файл 69
5.3.6. Редактирование атрибутов элементов в редакторе символов 70
5.3.7. Настройка атрибутов символа 72
5.3.8. Тестирование элемента и влияние атрибутов на его свойства 73
5.3.9. Использование директивы Model 75
Глава 6. Исследование широтно-импульсной модуляции 77
6.1. Упрощенная схема широтно-импульсного модулятора 77
6.2. Схема синхронного преобразователя 81
Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice 84
7.1. Трансформатор с идеальным сердечником 84
7.1.1. Влияние сопротивления нагрузки 88
7.1.2. Влияние сопротивления обмотки на переходной процесс 89
7.2. Трансформатор с нелинейным сердечником 92
7.2.1. Параметры нелинейного сердечника с гистерезисом 92
7.2.2. Сопоставление токов линейной и нелинейной индуктивности 93
7.2.3. Схема для наблюдения петли гистерезиса 98
7.2.4. Модель трансформатора с нелинейным сердечником 101
7.3. Учет индуктивности рассеяния 106
7.3.1. Схема замещения трансформатора с рассеянием 109
7.4. Упрощенная схема замещения трансформатора 110
Глава 8. Исследование схемы обратноходового преобразователя
с трансформатором 112
8.1. Схема обратноходового преобразователя с трансформатором 112
8.2. Исследование влияния коэффициента заполнения импульсов
коммутации 115
8.3. Увеличение напряжения на ключевых элементах преобразователя 119
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных
преобразователей 122
9.1. Импульсный повышающий преобразователь 122
9.1.1. Источники высокочастотных осцилляции 125
9.2. Импульсный понижающий преобразователь 130
9.2.1. Источники высокочастотных осцилляции 132
9.3. Обратноходовый преобразователь с трансформатором 135
9.3.1. Источники высокочастотных осцилляции 139
9.4. Влияние индуктивности рассеяния на выбросы напряжения на
ключевых элементах 144
9.4.1. Методы борьбы с выбросами напряжения. Демпфирование 147
9.4.2. Оценка оптимальных параметров схемы демпфирования 151
Приложение А. Особенности пакета SwCAD/LTspice 154
АЛ. Настройка цветовой схемы LTspice для печати 154
А.2. Оптимизация файловой системы 154

А.З. Полезные команды и комбинации клавиш 155
А.3.1. Схема 155
А.3.2. Пробники 156
А.3.3. Графики 156
А.4. Сводка обозначений элементов и директив LTspice 157
А.4.1. Суффиксы — множители единиц 159
А.4.2. Директивы симулятора 160
А.4.3. Функциональные элементы выражений 161
А.4.4. Директивы моделирования 163
Приложение Б. Основные соотношения для импульсных
преобразователей 169
Б. 1. Особенности протекания тока в индуктивности импульсного
повышающего преобразователя 169
Б. 1.1. Прямой ход 169
Б. 1.2. Обратный ход 171
Б. 1.3. Соотношения для токов и напряжений прямого и обратного хода 172
Б.1.4. Режим неразрывного тока 173
Б. 1.5. Режим разрывного тока 175
Б. 1.6. Граничный режим 176
Б.2. Особенности протекания тока в индуктивности импульсного
понижающего преобразователя 178
Б.2.1. Прямой ход 178
Б.2.2. Обратный ход 180
Б.2.3. Соотношения для токов и напряжений прямого и обратного хода 181
Б.2.4. Режим неразрывного тока 182
Б.2.5. Режим разрывного тока 183
Б.2.6. Граничный режим 185
Б.З. Особенности протекания тока в трансформаторе обратноходового
преобразователя 185
Б.З. 1. Прямой ход 186
Б.3.2. Обратный ход 188
Б.3.3. Соотношения для токов и напряжений прямого и обратного хода 188
Б.3.4. Режим неразрывного магнитного поля 190
Б.3.5. Режим разрывного магнитного поля 191
Б.3.6. Граничный режим 193
Б.4. Особенности изменения напряжений на ключевых элементах 194
Б.4.1. Повышающий преобразователь 196
Б.4.2. Понижающий преобразователь 196
БАЗ. Обратноходовый преобразователь с трансформатором 197
Б.5. Обобщенная сводка формул для импульсных преобразователей 199
Список литературы и Internet-ресурсов 201
Содержимое прилагаемого к книге компакт-диска 202

Введение
Для моделирования характеристик электронных схем широко используется
пакет Electronics Workbench и его дальнейшее развитие: пакет MultiSim. Эти пакеты
очень удобны (особенно для начинающих), но и не лишены ряда недостатков:
• распространяются на коммерческой основе, т.е. не бесплатны;
• используют закрытый формат описания моделей, т.е. нельзя добавлять свои
модели и модели сторонних разработчиков;
• практически неработоспособны для импульсных схем, содержащих
индуктивности и трансформаторы, т.е. непригодны для моделирования современных
импульсных источников питания, импульсных стабилизаторов, высоковольтных
импульсных преобразователей.
В поисках простого и удобного средства моделирования современных
импульсных источников питания автор наткнулся на описание компактного и удобного
пакета LTspice в книге, посвященной мощным импульсным источникам питания [1].
Пакет LTspice/SwCAD III разработан компанией Linear Technology [2]
специально для моделирования импульсных источников питания. К его достоинствам
можно отнести следующее:
• распространяется на некоммерческой основе, т.е. бесплатно;
• установочная программа пакета очень компактна: всего лишь 7,5 Мбайт;
• использует открытый Spice-формат, являющийся стандартом де-факто в
профессиональном моделировании электрических и электронных схем;
• предоставляет большое число Spice-моделей для элементов и микросхем
компании Linear Technology;
• доступны многочисленные дополнения Spice-моделей для LTspice от сторонних
разработчиков с наиболее популярными современными элементами [3], в том
числе — отечественных производителей;
• позволяет создавать собственные элементы с помощью встроенного редактора
элементов;
• в отличие от пакета Electronics Workbench, количество одновременно
выводимых графиков ничем не ограничено (в Electronics Workbench одновременно
можно вывести только два графика);
• кроме графиков напряжения, можно выводить графики токов и мгновенной
мощности (в Electronics Workbench для этого приходилось прибегать к всякого
рода хитростям);
• и самое главное: пакет работает с индуктивными элементами в импульсных
цепях.
Естественно, у LTspice есть и свои недостатки.
• приемы работы с LTspice в чем-то очень похожи на приемы работы с Electronics
Workbench, однако между ними есть и значительные различия, с которыми

можно столкнуться в совершенно неожиданных местах. Поначалу это сбивает
с толку, но потом — быстро привыкаешь.
• Более-менее сложное задание на моделирование и параметры моделей
приходится задавать в виде текстовых директив, синтаксис которых далеко не
очевиден. К счастью он унаследован от Spice-предшественников LTspice: Pspice,
Hspice и ряда других. См., например, публикации [4-6].
• В пакете отсутствует стандартная модель для трансформатора, но ее можно
собрать из стандартных заготовок для линейной и нелинейной индуктивностей по
своему вкусу. Кстати, возможно, именно это объясняет, почему в Electronics
Workbench модели с универсальными трансформаторами чаще всего не
работают. Вероятнее всего, универсальная модель избыточно сложна для
моделирования.
• Некоторые из необходимых и часто используемых команд оболочки
недоступны в функциональном меню программы, а их описание глубоко запрятано в
справке. Зачастую для доступа к этим командам служит неочевидная
комбинация из щелчков мышью и нажатий клавиш клавиатуры.
• Структура справочной системы LTspice не очень удачна. Для того чтобы
разобраться в ней, требуется предварительное представление о возможностях пакета
или опыт работы с каким-либо из аналогичных Spice- или CAD-систем.
Отсутствует руководство для начинающих. Складывается впечатление, что пакет
создавался разработчиком "под себя", поэтому в справочник вынесено только то,
что тяжело удержать в голове, а "очевидные" положения не описаны.
• В пакете присутствуют мелкие огрехи интерфейса, которые, надо надеяться,
будут устранены в следующих версиях программы. На момент написания этого
документа была доступна версия SwCadlH version 2.23h.
В целом, преимущества LTspice значительно перевешивают недостатки. Этот
пакет будет очень полезен разработчикам импульсных источников питания, и всем,
кто хочет разобраться с внутренним устройством Spice-моделей.
Автор считает необходимым предупредить об особенностях используемой
терминологии для описания импульсных сигналов. Для описания длительности
включенного топ и выключенного ^состояния на периоде повторения Г в отечественной
технической литературе чаще всего используется термин "коэффициент
скважности" или просто "скважность":
Я = Т1тм
В англоязычной литературе для этого используется термин "Duty Factor" —
"коэффициент заполнения":
К сожалению, определение коэффициента скважности и коэффициента
заполнения не совпадают:
q = \IQ
В связи с этим часто возникает терминологическая неоднозначность и
путаница. Для исключения такой неоднозначности автор старался не использовать
двусмысленный термин "скважность", используя менее распространенный, но более
однозначный "коэффициент заполнения импульса" или просто "заполнение".

ГЛАВА
1
Знакомство с пакетом
Знакомство с пакетом начнем на примере готовой модели импульсного
повышающего Step-Up преобразователя на микросхеме LT1109. Модель типового
включения этой микросхемы с внешними навесными элементами (как и модели
включения для большинства других микросхем компании Linear Technology) находится
в библиотеке пакета.
1.1. Загрузка готовой схемы
Запустите программу SwCAD III, которая по умолчанию устанавливается
в папку \Program Files\LTC\SwCADIII\scad3.exe. В результате
откроется окно оболочки. Вдоль его верхнего края расположена строка меню, а под ней —
панель инструментов (рис. 1.1).
I
•- и г ' ' - ч--' • '~~*.% { -Pi a ->\t •'•'." v ~- ". т о • •• ¦ ,.-. \ », - 1
Рис. 1.1. Строка меню и панель инструментов
Недоступные в данный момент инструменты имеют приглушенную, серую
окраску.
Теперь можно загрузить модель LT1109 одним из двух способов:
• выбрать команду меню File > Open и указать путь к файлу 1109.asc в папке
примеров \examples\jigs\ (для стандартного размещения пакета на
локальном компьютере полный путь выглядит следующим образом: \ Program
Files\LTC\SwCADIII\examples\jigs\110 9.asc);
• выбрать команду меню File > New Schematic. В результате откроется окно
пустой схемы. Далее необходимо выполнить следующую последовательность
действий.
1. Нажмите на панели инструментов кнопку Component О\ В результате
откроется окно выбора компонентов Select Component Symbol, содержащее список
элементов и библиотек. Имена библиотек указаны в квадратных скобках.
2. Дважды щелкните мышью на библиотеке Power Products (элементы схем
питания), чтобы открыть ее. В результате появится список элементов.
3. Выберите элемент LT1109, но не торопитесь делать на нем двойной щелчок
мышью. Щелкните на нем только один раз, чтобы выделить. Если сделать
двойной щелчок, то к курсору привяжется контур выбранного элемента. Для
того чтобы убрать его, нажмите клавишу <Esc>.

1 2. Моделирование переходного процесса
ПРИМЕЧАНИЕ
:Open this rnacromodePs test fixture (Откр
Зкуа ^якромолели для выбранного элемент?
ГОЗУЮ
4. Нажмите кнопку выбора тестовой макромодели Open this macromoders test
fixture. В результате откроется окно со схемой импульсного повышающего
преобразователя напряжения на микросхеме LT1109 (рис. 1.2).
L1 D1 out
.tran 1.5m startup
Рис. 1.2. Схема импульсного повышающего преобразователя напряжения на LT1109
Схема содержит минимальное количество элементов:
• источник питания VI = 3 В;
• микросхема Ul = LT1109;
• индуктивность дросселя преобразователя Ы = 33 мкГн;
• диод Dl = MBRS140 (диод Шотки);
• конденсатор выходного фильтра С1 = 22 мкФ;
• делитель напряжения обратной связи на резисторах R1 = 83 кОм nR2 = 250 кОм;
• сопротивление Rload = 50 Ом, имитирующее нагрузку преобразователя.
Под схемой расположена текстовая надпись, начинающаяся с точки .tran 1.5m
startup. Это директива для программы моделирования, указывающая на условия
моделирования.
В данном случае, директива . tran 1. 5m startup обозначает следующее:
• tran 1.5m — рассчитать переходной {transient) процесс длительностью 1,5 мс;
• startup — считать, что напряжение питания изменяется от нуля в момент
начала моделирования.
1.2. Моделирование переходного процесса
Теперь можно запустить процесс моделирования. Для этого следует выбрать
команду меню Simulate > Run, или просто нажать кнопку Run (Пуск) ^г панели
инструментов.

10 Глава! Знакомство с пакетом
ПРИМЕЧАНИЕ
¦ Еспи бы директива ,trail не была бы задана, то программа моделирования попроси-?
на бы задать параметры моделирования, \
С началом моделирования окно схемы уменьшится, и появится окно графиков.
В нашем случае у окна схемы будет заголовок 11O9.asc, а у окно графиков —
11O9.raw. В окне графиков появится горизонтальная шкала времени.
ПРИМЕЧАНИЕ
EoiH-i для загрузи гг.-стоеого примеоа использовалась команду меню File > Ыещ
Schematic, то .чя экр^-е бул^г также пустое окно схемы '.' : ¦: v .,.-••, Для узет/н-Ы
В левом нижнем углу окна программы отображается ход процесса
моделирования, в частности — текущее время модели Simulation Time. По достижении
заданной длительности времени переходного процесса, определенной в директиве .tran,
моделирование остановится.
ПРИМЕЧАНИЕ
1.3. Получение графиков изменения напряжения,
тока и мощности
По завершении или даже в процессе моделирования можно выбрать графики
изменений напряжения, тока, мгновенной мощности и др. в определенных точках
схемы. Для этого следует активизировать окно схемы: щелкнуть мышью на имени
окна и подвести указатель к интересующей точке схемы, или к элементу.
Указатель приобретает форму щупа осциллографа ж при наведении на узел
или проводник или токовых клещей 9^ при наведении на элемент или его вывод.
Изображение щупа соответствует измерению потенциала V относительно "земли",
а изображение клещей — току через элемент или вывод элемента.
Наведите щуп Jr на проводник вывода OUT и щелкните мышью на схеме.
Появится график изменения напряжения V(out) на выходе схемы во времени.
Наведите указатель на линию графика схемы. В левом нижнем углу окна
программы можно прочитать значения координат курсора: х=время, у-напряжение.
Измерьте установившееся напряжение V(out) на выходе схемы и оцените размах
пульсаций напряжения AV(out).
Наведите токовые клещи Ч^ на индуктивность Ы и щелкните мышью на схеме.
Появится график изменения тока индуктивности 1(Ы) во времени.
Измерьте максимальные значения тока индуктивности I(Ll)maxStart при запуске
и I(Ll)maxGo на интервале времени соответствующем установившемуся режиму
схемы.

1.4. Приемы работы с графиками 11
Оцените мощность, выделяемую на нагрузке Rload. Для этого наведите
указатель на резистор нагрузки и нажмите клавишу <Alt>. Указатель примет вид
термометра ш. Щелкните мышью на схеме при нажатой клавише <Alt>. На графике
появится кривая с заголовком V(out)*l(Rload) — значение мгновенной мощности.
Использование изображения термометра • для обозначения мощности обусловлено
тем, что мощность, выделяемая на элементе, определяет его температуру.
1.4. Приемы работы с графиками
Для удобства анализа разверните окно графика на весь экран. Для этого
щелкните мышью на кнопку Развернуть в правом верхнем углу окна. Пример
развернутого графика показан на рис. 1.3.
Рис. 1.3. Изменение напряжения, тока и мощности в схеме
Для детального анализа отдельного участка графика можно воспользоваться
инструментом Zoom (Лупа) ^v Нажмите соответствующую кнопку панели
инструментов, выберите щелчком первый угол увеличиваемой области (например, левый
верхний), и, удерживая нажатой левую кнопку мыши, выберите второй угол области
(например, правый нижний). Когда кнопка мыши будет отпущена, выбранный
участок отмасштабируется по размерам окна графика.
ПРИМЕЧАНИЕ

12 Глава 1. Знакомство с пакетом
Для отображения "потерянных" элементов, не поместившихся по высоте,
задайте автоматический выбор диапазона по вертикальной шкале. Для этого щелкните
правой кнопкой мыши на поле графика, и в появившемся меню выберите пункт
Autorange Y-axis. График растянется на диапазон от минимального до
максимального значений. Пример такого графика на участке установившихся значений
выходного напряжения (примерно от 1 до 1,2 секунды) показан на рис. 1.4.
I
1 ,!!
I [I
Hi;
Рис. 1.4. Фрагмент графика изменений напряжения, тока и мощности в схеме
Информативность такого графика значительно выше. Можно оценить среднее
значение выходного напряжения (около 5,1 В); размах пульсаций выходного
напряжения E,05 В - 4,97 В ~ 0,08 В); максимальный ток индуктивности @,45 А);
среднее значение мощности нагрузки @,50 Вт). К сожалению, следует отметить, что для
документирования в черно-белых цветах принтера этот график не пригоден.
ПРИМЕЧАНИЕ
на пршпере о-исс*ны в приложении А, [
Для разделения отдельных зависимостей графиков с целью увеличения
наглядности можно поступить следующим образом. Щелкните правой кнопкой мыши на
поле графика и в появившемся контекстном меню выберите команду Add Plot Pane.
В результате появится дополнительное пустое поле графика. Таким образом можно
добавить необходимое количество полей. После этого любой график можно
разместить в пустом поле, перетащив его заголовок мышью в область заголовков нового

1 4 Приемы работы с графиками 13
поля (например, перетащить заголовок V(out) в верхнее поле). На рис. 1.5 показан
пример графика с раздвинутыми полями отдельных кривых.
Рис 1.5. Фрагмент раздвинутых графиков изменений напряжения, тока и мощности в схеме
Для дальнейшего улучшения вида графиков можно включить координатную
сетку и вручную задать диапазоны и шаг по вертикальным осям. Для этого следует
щелкнуть правой кнопкой мыши в поле данного графика и выбрать в контекстном
меню пункт Grid (Сетка), а затем — команду Manual Limits (Диапазон вручную).
В окне Vertical Axis (Вертикальная ось) следует задать:
• Тор — верхняя граница;
• Tic — шаг шкалы;
• Bottom — нижняя граница.
При необходимости можно задать логарифмическую шкалу.
Для экспорта графика или схемы в другой документ можно воспользоваться
командой меню Tools > Copy bitmap to Clipboard. В отличие от универсального
средства PrtScr, эта команда сохраняет только поле графика без обрамления окна
программы.
Пример графика с сеткой координат, значениями границ и шага диапазонов
установленными вручную показан на рис. 1.6. Этот график получен с помощью
инструмента Copy bitmap.
Для удаления кривых на графиках используют один из следующих способов:
• щелкнуть правой кнопкой мыши на заголовке исследуемой кривой и в
появившемся окне нажать кнопку Delete this Trace (Удалить эту кривую);

14
Глава 1. Знакомство с пакетом
нажать клавишу <Delete>, навести появившиеся ножницы <Х> на заголовок
исследуемой кривой и щелкнуть мышью. По завершении необходимых операций
необходимо щелкнуть правой кнопкой мыши или нажать клавишу <Esc>.
5 06V-
5 04V-
5 02V-
5 00V-
4 98V-
У(оиП
4 96V-
¦ Л
Д/
..лг \
¦ V V -N- ¦
'%'
N
Рис. 1.6. Графики изменений напряжения, тока и мощности в схеме
Для удаления дополнительных полей графиков используют один из следующих
способов:
• активизировать окно графика и выбрать команду меню Plot Settings > Delete
Active Pane;
• щелкнуть правой кнопкой мыши внутри графика и выбрать в контекстном
меню команду Delete this Pane.
Для сохранения настроек графического окна (перечня точек измерения и
размещения графиков в графическом окне) целесообразно создать специальный файл
с расширением .pit. Для этого служит команда меню File > Save Plot Settings
или Save > Plot Settings as. Следует учитывать, что имя файла настроек должно
совпадать с именем ASC-файла схемы. Кроме того, он должен располагаться в
одной папке со схемой, иначе схема не найдет его.
Графические средства пакета LTspice позволяют оценивать перепады амплитуд,
период и частоту повторения периодического сигнала; средние на периоде
значения, что бывает полезно при расчетах средней мощности.
1.4.1. Измерения интервалов, периодов и частот
Для измерения интервалов амплитуд и времени на графике следует выполнить
следующие действия.
1. Щелкнуть правой кнопкой мыши на заголовке исследуемой кривой.
2. Задать два курсора: Attached Cursor - 1s &2nd

1 4 Приемы работы с графиками
15
3. Перетащить вертикальные маркеры в требуемые точки кривой. Значения —
в области маркеров: Cursor"!, Cursor2; интервалы — в области Diff(Cursor2-
CursoM).
Пример окна интервалов показан на рис. 1.7. Здесь указаны координаты двух
смежных максимумов тока. Максимальный ток индуктивности 455 мА. Расстояние
между максимумами во времени Horz = 8,7 мкс, что соответствует частоте
повторения Freq =115 кГц.
;i(Li):
400mA-
300mA-
200mA-
100mA-
0mA-
1ППтД
""A
7\ л Л
/\ л АЛ/
l/ \ 7\/\/V
V /
У"':Д
v\ \
:\ / \
: V /
Рис. 1.7. Окно параметров в точках двух курсоров и их разностей
1.4.2. Измерение средних значений
Для измерения средних значений следует щелкнуть мышью на
заголовке-исследуемой кривой при нажатой клавише <Ctrl>. В появившемся окне усреднения
показаны значения:
• Interval Start — начало интервала усреднения;
• Interval End — конец интервала усреднения;
• Average — среднее значение;
• Integral — интеграл, работа для мощности или
• RMS — среднеквадратичное значение для напряжения и тока.
Усреднение выполняется в пределах видимого окна, поэтому следует выбирать
размеры окна кратными периоду сигнала или выбирать его ширину намного больше
периода повторения сигнала, чтобы пренебречь влиянием концов интервала.
Пример измерения среднего и среднеквадратичного значения напряжения
V(out) в схеме показан на рис. 1.8.
Рис. 1.8. Пример расчета средних значений напряжения на выходе схемы

16
Глава 1. Знакомство с пакетом
В данном случае среднее и среднеквадратичное значения практически
совпадают. Среднее выходное напряжение составляет примерно 5,01 В, а отклонение от
среднего значения — менее 0,04 В.
На рис. 1.9 показаны изменения значений мощности нагрузки V(out)*I(Rload)
и мощности, забираемой из источника питания -V(in)*I(Vl).
1 4W-
V(OUT)*l(Pload)
.[I ,jj .л\ ,ll . ,ll.
ill ill ill ill ill ill
0 2ms
0 5ms
0 6ms
0 7ms
0 8ms
0 9ms
1 0ms
1 1ms
1 5ms
Рис. 1.9. Пример расчета средних значений мощности
Знак "минус" перед мощностью источника пришлось поставить в связи с тем,
что источник питания не потребляет, а отдает энергию в схему.
Мощность в нагрузке изменяется незначительно, поскольку схема
стабилизирует напряжение, а сопротивление нагрузки не изменяется. Мощность, забираемая из
источника, пульсирует в соответствии с импульсным характером работы
преобразователя. Для уменьшения нагрузки на источник питания в реальной схеме следовало
бы поставить на входе схемы конденсатор.
По этим результатам можно оценить КПД данной схемы: г| = Pout/Pin, где Pout
и Pin — средние значения мощности на выходе и входе схемы соответственно.
В данном случае г| = 502/559 ~ 90%, т.е. КПД схемы очень высокий.
Сводка приемов работы с графиками и оптимизации цветовой схемы приведены
в приложении А.
1.4.3. Спектральная обработка
Средства обработки графиков позволяют выполнять спектральный анализ
зависимостей параметров от времени, в частности, расчеты преобразования Фурье. Эти
расчеты выполняются с помощью алгоритма FFT (Fast Fourier Transform — быстрое
преобразование Фурье). Расчеты спектра могут оказаться очень полезны при
оценках нелинейных искажений гармонических (синусоидальных) сигналов в
усилительных схемах, а также при оценке спектра шумов импульсных устройств.
В качестве примера рассмотрим расчет спектра сигнала V(out) на выходе
рассмотренного выше преобразователя.
1. С помощью инструмента Zoom ®\ выделите на графике требуемый интервал
времени.
ПРИМЕЧАНИЕ

1.4. Приемы работы с графиками
17
2. Щелкните правой кнопкой мыши внутри графика и выберите в контекстном
меню команду FFT. Или же при активном окне графика выберите команду
меню View > FFT.
3. В появившемся списке выберите требуемую зависимость напряжения или тока.
В данном случае — выходное напряжение V(out).
4. Задайте параметры временного интервала анализа Time Range to include,
установив флажок Use current zoom Extent (Использовать текущее окно), или же
укажите конкретный интервал времени в поле Specify a time range. Напомним,
что следует стараться задавать интервал анализа во времени кратным периоду
изменения сигнала. Можно также задать временное окно Windowing Function,
уменьшающее разрывы сигнала на границах интервала анализа.
5. Нажмите кнопку Ок.
На рис. 1.10 и рис. 1.11 показаны примеры временной реализации выходного
сигнала V(out) и его спектра.
V(out)
0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms 0 8ms 0 9ms 10ms 11ms 12ms 13ms 14ms 15ms
а) Интервал анализа во времени не кратен периоду изменения сигнала
V(out)
б) Интервал анализа во времени кратен периоду изменения сигнала
Рис. 1.10. Примеры расчетов изменений сигнала У (out) во времени и спектров V(out) сигнала по частоте.
Верхний график — спектр, нижний график—реализация во времени
Из графиков спектра видно, как выбор интервала анализа во времени влияет на
ширину спектральных полос первых гармоник (кратных 18 кГц) и уровень фона
спектра вблизи 1 кГц. При согласованном интервале анализа во времени (рис. 1.106)
ширина спектральной составляющей 18 кГц становится значительно уже, и уровень

18
Глава 1. Знакомство с пакетом
фона вблизи частоты 1 кГц уменьшается примерно на 20 дБ (относительно
рис. 1.10а).
-110dB
1KHz
V(out)
10KHz
100KHz
1MHz
Puc. 1.11. Фрагмент спектра сигнала V(out) в интервале частот 1 кГц-1 МГц.
Интервал анализа согласован с периодом повторения сигнала
На графиках спектра можно при необходимости показать и фазу. Для этого
следует щелкнуть мышью на свободном правом поле графика спектра и нажать в
появившемся окне правой шкалы кнопку Ок.

ГЛАВА
2
Исследование схемы импульсного
повышающего преобразователя LT1109
Будем исследовать влияние навесных (внешних) элементов схемы импульсного
преобразователя (см. рис. 1.2) на изменения токов и напряжений в процессе запуска
и в установившемся режиме. Такое исследование необходимо как для лучшего
понимания особенностей работы схемы, так и для обоснования выбора конкретных
значений ее параметров. Мы исследуем влияние сопротивления нагрузки Rload, ре-
зистивного делителя /?/, R2 в цепи обратной связи, индуктивности дросселя
преобразователя Ы, конденсатора фильтра С1. Для этих исследований нам потребуется
схема внутреннего устройства микросхемы LT1109.
2.1. Устройство микросхемы импульсного
преобразователя LT1109
В документации на микросхему LT1109 приводится следующая упрощенная
функциональная схема ее внутреннего устройства (рис. 2.1).
GND SHUTDOWN
Рис. 2.1. Упрощенная функциональная схема микросхемы LT1109
На функциональной схеме обозначены следующие выводы:
Vin — входное напряжение питания; используется для питания элементов
схемы;
GND —"земля";

20 Глава 2. Исследование схемы импульсного повышающего преобразователя LT1109
• FB (Feed Back) — вход обратной связи по напряжению; используется для
контроля выходного напряжения преобразователя;
• SHUTDOWN (SDN) — инверсный вход запрета работы схемы;
• SW (Switch) — выход ключевого транзистора Q1. При открытом ключе выход
SW замыкается на "землю".
В схеме присутствуют следующие элементы: стабилизатор опорного
напряжения 1,25 В (REFERENCE); компаратор напряжений (COMPARATOR); схема
разрешения на логическом элементе "И"; генератор опорной частоты преобразователя
120 кГц (OSCILLATOR); усилитель сигнала генератора (DRIVER); силовой ключ на
транзисторе QL
Выход схемы SW подключен к индуктивности дросселя Ы (см. рис. 1.2). Вход
FB подключен к средней точке делителя на резисторах Rl, R2. Вход запрета SDN
оставлен неподключенным.
В соответствии с документацией схема работает следующим образом.
Генератор формирует прямоугольный сигнал (меандр) с частотой около 120 кГц. Этот
сигнал открывает и закрывает выходной ключевой транзистор. Ключ открыт 50% и
закрыт 50% времени периода повторения опорного генератора. Компаратор разрешает
или запрещает работу генератора, в зависимости от соотношения уровней опорного
напряжения Vref^ 1,25 В и напряжения на входе обратной связи VFB. Если
напряжение на входе управления FB меньше опорного (VFB < VREf)-> to работа генератора
разрешена. Если напряжение на входе управления FB больше опорного (VFB > VREf),
то работа генератора запрещена, и ключ Q1 закрыт. Поскольку вход запрета SDN
оставлен неподключенным, то на нем постоянно присутствует паразитный уровень
логической ", и логическая микросхема ретранслирует сигнал компаратора, т.е.
работа схемы постоянно разрешена.
Когда ключ Q1 замкнут, ток источника течет через индуктивность L1, и эта
индуктивность накапливает энергию. Когда ключ размыкается, накопленная в
индуктивности энергия отдается в нагрузку через диод DL Этот диод препятствует
разряду емкости сглаживающего фильтра С1 через открытый ключ Q1 на "землю".
Выходное напряжение преобразователя VOut поступает на резистивный
делитель Rl, R2, на котором формируется напряжение обратной связи:
v -v m
Выбирая соотношение резисторов, можно регулировать соотношение
напряжений. Равновесное состояние схемы устанавливается при равенстве внутреннего
опорного напряжения и напряжения обратной связи VFB = Vref- При этом
v -v
Y OUT ~ Y REF
Для исходных значений сопротивлений R1 = 83 кОм, R2 = 250 кОм и Vref= 1,25 В
получим
Таким образом, делитель настроен на выходное напряжение схемы 5 В. Теперь
перейдем к исследованию работы схемы.

2 2 Создание копии схемы
21
Прежде всего, чтобы не испортить тестовый пример в библиотеке пакета,
следует создать рабочую копию схемы в своей папке. С этой копией мы и будем
проводить эксперименты.
2.2. Создание копии схемы
Для создания копии схемы тестовой макромодели LT1109 выполните
следующие действия.
1. Загрузите тестовую макромодель LT1109 одним из способов, указанных в
разделе 1.1.
2. Создайте рабочую папку для экспериментов (например, D: \Spice . Test).
3. Выберите команду меню File > Save as. По умолчанию откроется папка
библиотеки макромоделей пакета.
4. Укажите путь к рабочей папке.
5. Сохраните схему в выбранной папке. Имя схемы 1109. as с можно не
изменять.
Для того чтобы каждый раз заново не настраивать параметры графиков,
настройте их внешний вид в соответствии с рис. 2.2 и сохраните файл настроек в
рабочей папке вместе с моделью.
УМ)
KL1)
¦rf lil iUjji li Ш il, if ШЩШМ
шщ^тжшщм
0 2ms 0 4ms 0 6ms 0 8ms 1 0ms 1 2ms 1 4ms
Рис. 2.2. Напряжения и токи в схеме при исходных значениях параметров:
Rload = 50 Ом; L1 = 33 мкГн; С1=22 мкФ; R1=83 кОм и R2=250 кОм
Для этого выполните следующие действия, детальное пояснение которых дано
в предыдущей главе.
1. Запустите процесс моделирования (команда Run ^г).
2. Пробниками напряжения, тока и мощности получите графики:
о напряжения V(out) на нагрузке;

22 Глава 2. Исследование схемы импульсного повышающего преобразователя LT1109
о тока индуктивности 1(Ы)\
о тока вывода ключа SW микросхемы LT1109: Ix(Ul:SW). Обратите внимание,
каким образом кодируется этот ток. Здесь U1 — метка микросхемы, a SW —
имя вывода.
3. Растяните графики на три графических окна, как показано на рис. 2.2. Включите
координатную сетку и подгоните масштабы по вертикальной шкале.
4. Сохраните файл настроек графика 1109. pit в рабочей папке (в нашем
примере— D: \Spice. Test).
Обратите внимание, что при исходных параметрах схемы (Rload = 50 Ом; Ы =
= 33 мкГн; С1 = 22 мкФ; R1 = 83 кОм и R2 = 250 кОм):
• максимальные значения токов индуктивности и ключевого выхода микросхемы
SW при запуске схемы I(L1) ~ Ix(ULSW) ~ 2,1 А;
• значения токов в установившемся режиме 1(Ы) ~ Ix(ULSW) ~ 0,45 А;
• максимальный выброс напряжения на нагрузке при запуске схемы V(out) ~ 5,4 В;
• установившееся значение напряжения на выходе схеме V(out) = 5,0 В;
• в установившемся режиме микросхема формирует пять импульсов
преобразования на интервале примерно в шесть тактов.
Теперь мы готовы к проведению экспериментов.
2.3. Изменение параметров элементов схемы
Для работы схемы решающее значение имеет динамика изменения напряжений
и токов в процессе запуска схемы, а также — значения токов и напряжений
в установившемся режиме. Следует следить за тем, чтобы максимальные значения
токов и напряжений не превысили максимально допустимых значений.
Для изменения параметров любого элемента схемы следует навести указатель
на элемент, щелкнуть правой кнопкой мыши и в появившемся окне свойств
элемента изменить параметр модели элемента на требуемое значение.
В симуляторе можно использовать как экспоненциальную форму записи чисел,
так и запись с суффиксами множителями, используемыми в электротехнике и
электронике. Например, число 1 300 можно записать в форме 1,ЗеЗ, или 1,ЗК. При этом
следует учитывать некоторые особенности. Для записи префикса ц используется
символ и. Символ М соответствует суффиксу m или множителю le-З, а не 1еЗ. Для
обозначения множителя 1еЗ используется суффикс Meg. Использование суффикса
М вместо Meg — один из самых распространенных источников ошибок.
Детальное описание суффиксов множителей Spice приведено в приложении А.
2.3.1. Исследование влияния резисторов делителя обратной
связи
Загрузите копию модели 110 9. as с из рабочей паки. Проверьте, как меняется
выходное напряжение преобразователя при изменении сопротивления резистора
в большую и меньшую сторону. Для этого выполните следующие действия.
1. Щелкните правой кнопкой мыши на резисторе R1. В появившемся окне свойств
элемента Resistor Properties поменяйте значение параметра Resistance (Co-

2 4. Использование директив симулятора 23
противление) на значение, которое на 10% больше исходного (R1 = 83 К + 83 К
2. Запустите симуляцию с помощью команды Run ^r.
3. Для удобства работы разверните окно графиков на весь экран.
4. Измерьте по графику напряжение V(out) на участке, где напряжение
стабилизировалось. Должно получится примерно 4,7 В. Обратите внимание, что
микросхема формирует три импульса преобразования на интервале примерно в
четыре такта.
5. Переключитесь в окно схемы 1109. as с, щелкнув мышью на ее вкладке в
левом верхнем углу окна графика.
6. Укажите для сопротивления R1 значение, которое на 10% меньшее исходного
(/?/ = 83К-83К-0,1~75К).
7. Измерьте по графику напряжение V(out) на участке, где напряжение
стабилизировалось. Должно получится примерно 5,3 В. Обратите внимание, что теперь
микросхема формирует импульсы преобразования непрерывно.
Таким образом, изменяя сопротивление R1 на ±10%, мы можем менять
выходное напряжение преобразователя примерно на ±0,3 В. Причем, при увеличении
сопротивления R1 напряжение V(out) падает, а при уменьшении — растет.
Проверим, в каком диапазоне мы можем менять выходное напряжение. Для
этого повторите расчеты для минимально и максимально возможных значений R1:
• Выполните расчет для R1 = 0,1. Заметим, что симулятор запрещает установку
нулевого сопротивления. Получится V(out) ~ 5,3 В. Эта ситуация соответствует
тому, что на вход обратной связи подается нулевое напряжение, генератор
преобразователя работает постоянно, и на выходе устанавливается максимально
возможное напряжение. Позже мы выясним, чем определяется максимальное
напряжение.
• Выполните расчет для R1 = 1 G A 000 МОм). Получится V(out) ~ 2,7 В. Эта
ситуация соответствует тому, что на вход обратной связи подается выходное
напряжение полностью. Заметим, что даже при неработающей микросхеме на
выходе схемы присутствует напряжение питания V(in)9 уменьшенное на величину
падения напряжения на диоде D1 (примерно 0,4 В дня диода Шотки).
В общей сложности мы выполнили пять расчетов и получили пять графиков для
разных значений R1. Было бы естественно объединить все эти графики в одном.
Здесь нам помогут средства организации процесса симуляции, а именно: директивы
симулятора.
2.4. Использование директив симулятора
Директивы симулятора позволяют автоматизировать процесс исследования
схемы. Они записываются в виде текстовых строк, в которых указываются
отдельные команды, параметры, опции и многое другое. Каждая строка директив
начинается с точки ".". Слишком длинные директивы могут разбиваться на насколько
строк. Строки продолжения должны начинаться с символа "+".
Краткий справочник по директивам симулятора представлен в приложении А.
За более полной и детальной информацией обращайтесь к встроенной в SwCAD
справочной системе (файл LTspiceHelp. chm).

24
Глава 2. Исследование схемы импульсного повышающего преобразователя LT1109
Для того чтобы вставить директивы симулятора в схему, следует выполнить
следующие действия.
1. Активизируйте окно схемы.
2. Выберите команду меню Edit > Spice Directive или нажмите кнопку Spice
Directive DP панели инструментов.
3. В отрывшемся окне Edit Text on the Schematic (Редактирование текста на
схеме) введите требуемую директиву. Не забудьте поставить точку в начале
строки. Для перехода на следующую строку нажмите комбинацию клавиш
<Ctrl+M>.
4. Нажмите кнопку Ok в окне ввода текста и обязательно поместите указатель
с рамкой заготовки текста на схему. Если этого не сделать, то все, что было
введено, исчезнет.
Теперь вернемся к нашей задаче автоматизации исследования влияния
сопротивления R1 на работу схемы.
2.4.1. Параметрическое исследование влияния делителя
обратной связи
Мы хотим выполнить расчеты для нескольких значений резистора R1. Для этого
нам необходим доступ к значению сопротивления R1. Удобную возможность
доступа к числовым значениям элементов и их моделей предоставляет механизм
параметров: директива .Param.
Для того чтобы заменить числовое значение на параметр, необходимо:
1. Заменить конкретное числовое значение комбинацией с фигурными скобками
вида {имя параметра}. В нашем случае заменим исходное значение
сопротивления Rl (83K) на {R}. Имя можно задать любое, но лучше — осмысленное.
2. Добавить директиву с определением значения этого параметра. В нашем случае:
.Param R=83K.
Будет естественным разместить эту директиву недалеко от резистора R1.
Пример схемы с параметрическим заданием сопротивления R1 показан на
рис. 2.3.
IN
D1
OUT
Rload
.param R=83K
.tran 1.5m startup
Рис. 2.3. Схема с параметрическим заданием значения R1

2.4. Использование директив симулятора
25
Запустите симуляцию этой модели, и убедитесь, что она работает так же, как
и исходная. Для того чтобы выполнить расчеты для нескольких значений параметра,
следует изменить директиву .Param, добавив директивы .Step (шаг) и List (список).
Щелкните правой кнопкой мыши на директиве .Param и измените текст на
следующий:
.Step Param R List 0.1 75K 83K 91K 1G
Здесь в списке List перечислено пять значений для параметра R.
Пример расчетов изменений выходного напряжения V(out) для нескольких
значений R1 показан на рис.2.4.
6 0V-
V(out)
0 0V-
0 0ms
0 2ms
0 4ms
0 6ms
0 8ms
1 0ms
1 2ms
1 4ms
гом:
Рис. 2.4. Влияние резистора делителя обратной связи R1 на выходное напряжение V(out)
Вместо списка List можно было бы использовать диапазон с равномерным ша-
.Param R 0.1 300К 50К
Эта директива задает изменение параметра R в диапазоне от 0,1 до 300К с
шагом 50К, т.е. расчет будет выполнен для значений: 0,1, 50К, 100К, 150К, 200К,
250К, 300К. В конкретном случае расчеты с директивой List более информативны.
Из графиков видно, что переходной процесс установления выходного
напряжения заканчивается примерно через 0,7 мс. Если мы хотим изменить временной
интервал отображения графиков, то следует изменить параметры симулирования
переходного процесса.
2.4.2. Параметры симулирования переходного процесса
Директива для программы моделирования, указывающая на условия симуляции
переходного процесса, в нашем случае имеет вид:
.tran 1.5m startup
В данном случае, директива обозначает следующее:
• .tran 1.5m — рассчитать переходной (transient) процесс длительностью 1,5 мс;
• startup — считать, что напряжение питания изменяется от нуля в момент
начала моделирования.

26
Глава 2. Исследование схемы импульсного повышающего преобразователя LT1109
Параметры симуляции можно изменить, щелкнув правой кнопкой мыши на
директиве .tran, или через команду меню Simulate > Edit Simulation CMD.
В появившемся окне следует выбрать вкладку Transient (Переходной процесс)
и при необходимости задать следующие параметры:
• Stop Time — общая длительность моделирования переходного процесса во
времени;
• Time to Start Saving Data — начало интервала сохранения данных (вывода
графиков); по умолчанию — с самого начала переходного процесса;
• Maximum Timestep — максимальный шаг моделирования во времени (обычно
симулятор сам правильно определяет необходимый шаг, и только в очень
редких случаях этот параметр необходимо задавать явно);
• Start External DC supply voltage at 0V — начать моделирование с нулевого
напряжения питания. Включение этого параметра соответствует директиве
startup.
Кроме перечисленных параметров, существуют и другие, назначение которых
можно узнать с помощью встроенной справочной системы.
Для выделения участка установившегося значения выходного напряжения в
исследуемой схеме можно задать начало интервала сохранения 1 мс. После
редактирования в окне Transient директива приобретет следующий вид:
.tran 0 1.5m lm startup
Для параметрического исследования влияния сопротивления R1 делителя цепи
обратной связи зададим директиву:
.step param R list 75K 83K 91K
Напомним, что значение сопротивления R1 определяется параметром {R}.
Пример расчета с указанными выше директивами показан на рис. 2.5.
5 3V-
5 2V-
5 1V-
5 0V-
4 9V-
4 8V-
4 7V-
4 6V-
^¦\^
I
V(out)
1
R1=75K
/VYVVV
R1=83K
VYW ЛГ
R1=95K
1
WWW"
1
I '
Ops
100|js 150ms 200ps 250ps 300ps
1
400ps
Рис. 2.5. Влияние резистора делителя обратной связи R1 на выходное напряжение V(out) в установившемся режиме
Точка 0 мкс на временной шкале соответствует 1 мс от начала моделирования.

ГЛАВА
3
Создание собственной упрощенной схемы
повышающего преобразователя
Для создания собственной схемы можно воспользоваться двумя методами.
• Создать схему "с нуля". Для этого следует выбрать команду меню File > New
Schematic. Откроется окно с чистым листом схемы, в который можно вставлять
элементы и соединять их.
• Изменить существующую схему. Для этого следует загрузить прототип и
внести в него необходимые изменения.
Для экономии времени мы воспользуемся вторым вариантом. Внесем
изменения в тестовую схему НОЭ.аэсиз библиотеки пакета. Для этого создайте копию
схемы 110 9 . as с, следуя рекомендациям из раздела 2.2, и сохраните ее под именем
StepUp. asc в своей папке.
3.1. Редактирование схемы
Начнем редактирование с удаления ненужных элементов.
3.1.1. Удаление элементов
Нажмите клавишу <Delete>. В результате указатель примет форму ножниц &,
что соответствует инструменту удаления. Теперь щелкните мышью на ненужном
элементе, и он исчезнет.
Удалите следующие элементы: микросхему Vl\ резисторы Rl, R2; обрезки
неподключенных проводников и элемент ^ ("земля"), к которому подключался R1.
Для отключения инструмента удаления нажмите клавишу <Esc> или щелкните
правой кнопкой мыши.
Теперь добавим новые элементы: ключевой транзистор Q1; генератор
импульсов управления CLK и резистор, ограничивающий максимальный ток базы R1. В
результате должна получиться схема, показанная на рис. 3.1.
3.1.2. Размещение элементов на схеме
Далее добавим требуемые элементы. Для начала добавьте биполярный п-р-п-
транзистор Q1. Для этого выполните следующие действия.
1. Нажмите кнопку Component О- панели инструментов, чтобы получить доступ
к библиотеке элементов, в которой, среди прочих, присутствует и
интересующий нас транзистор.

28 Глава 3. Создание собственной упрощенной схемы повышающего преобразователя
IN
MBRS140
OUT
С1
Rload
22и <^6О
^^ Y^w к mpw
) 1
.tran 1.5m startup
PULSEfO 3 0 0.1u 0.1u 4u 8u)
Рис. З.1. Упрощенная схема преобразователя
2. Найдите в раскрывшемся списке элемент прп и щелкните на нем мышью. В
результате появится графическое обозначение п-р-п-транзистора. Если на
элементе прп сразу дважды щелкнуть мышью, то выбранный символ будет привязан
к указателю.
3. Нажмите кнопку Ok или дважды щелкните мышью на элементе. К указателю
будет привязан символ элемента.
4. Щелкните один раз в той точке схемы, в которой необходимо разместить
элемент. При двойном щелчке появится два элемента.
5. Символ будет добавлен в схему, а изображение элемента останется
привязанным к указателю. При необходимости копию элемента можно разместить и в
другой точке схемы.
6. Отвяжите символ от указателя, нажав клавишу <Esc> или щелкнув правой
кнопкой мыши.
Теперь добавьте резистор R1 для ограничения тока базы транзистора. Для этого
выполните следующие действия.
1. Перетащите в схему символ Resistor (Резистор) <* с панели инструментов.
Пока не щелкайте на нем — нам надо его еще повернуть.
2. Пока символ остается выделенным, нажмите комбинацию клавиш <Ctrl+R>.
В результате символ повернется на 90°. Теперь можно щелкнуть мышью, чтобы
закрепить символ на месте.
3. Задайте значение сопротивления R1 = 100 Ом. Для этого щелкните на элементе
правой кнопкой мыши и в открывшемся окне свойств укажите для параметра
Resistance значение 100.
Наконец, добавьте генератор импульсного напряжения CLK для управления
транзистором Q1. Генераторы напряжения (постоянного и переменного) различной
формы находятся в библиотеке элементов под общим именем Voltage.Выполните
следующие действия.
1. Разместите в схеме элемент Voltage из библиотеки Component ХУ.
2. Щелкните на элементе Voltage правой кнопкой мыши и выберите в
контекстном меню команду Advanced. Откроется окно свойств Independent Voltage
Source (Независимый источник напряжения).
3. Выберите пункт PULSE, чтобы отобразить параметры импульса.
4. Задайте следующие параметры импульсного сигнала:
• Vinital = 0 — начальное значение;
• Von = 3 — напряжение включенного состояния 3 В (как напряжение питания);

3.1 Редактирование схемы 29
• Tdelay = 0 — задержка включения;
• Tris = 0,1 — длительность переднего фронта импульса 0,1 мкс (слишком
короткая длительность фронта может замедлить процесс моделирования);
• Tfall = 0,1 — длительность заднего фронта импульса ОД мкс;
• Топ = 4 — длительность включенного состояния 4 мкс E0% периода
повторения);
• Tperiod = 8 — период повторения 8 мкс (частота повторения 125 кГц).
5. Нажмите кнопку Ок. Возле генератора появится строка описания:
PULSE@ 3 0 O.lu O.lu 4u 8u)
6. Измените заголовок элемента с V2 на CLK. Для этого щелкните на заголовке
правой кнопкой мыши и в открывшемся окне редактирования текстовых
элементов измените текст "V2" на "CLK".
7. Добавьте символ "земли" ^ для генератора CLK.
Мы разместили и определили все новые элементы схемы. Теперь осталось
соединить их между собой.
3.1.3. Соединение элементов схемы
В этой части приемы работы в LTspice существенно отличаются от Electronics
Workbench. Для соединения элементов схемы в LTspice используется инструмент
Wire (Провод) ?-. В активном состоянии он отображается в виде маркера с
шириной и высотой перекрестия на весь документ. Процедура использования этого
инструмента выглядит следующим образом.
1. Наведите маркер на конец элемента и щелкните на нем мышью. В результате
конец провода закрепится на элементе.
2. Оттяните маркер в требуемом направлении и еще раз щелкните в некоторой
точке. Проводники в Spice прокладываются между заданными узловыми
точками по трассе проводника. Чаще всего проводник соединяет элементы схемы по
ломанной прямой с несколькими точками излома (узлами трассы). Щелкая
мышью в требуемых позициях, мы задаем узловые точки излома трассы
проводника.
3. Задавая щелчками точки трассы, дотяните другой конец проводника до второй
точки схемы.
4. Соедините следующую пару точек и все последующие пары точек.
5. Отключите инструмент, нажав клавишу <Esc> или щелкнув правой кнопкой
мыши.
Теперь осталось выровнять элементы на схеме и переместить служебные метки
в удобные места. Это улучшит внешний вид и читабельность схемы.
3.1.4. Перемещение элементов схемы
Для перемещения элементов схемы и текстовых элементов удобнее всего
использовать инструмент Drag (Перетаскивание) ©, который при правильном
использовании не разрывает соединение. В отличие от него, инструмент Move
(Переместить) \У разрывает соединения.

30
Глава 3. Создание собственной упрощенной схемы повышающего преобразователя
Для того чтобы переместить элемент, перетащите его мышью при активном
инструменте Drag ©. Для закрепления элемента в новой позиции щелкните мышью.
Для перемещения группы элементов нарисуйте вокруг нее на схеме
инструментом Drag © прямоугольный контур, полностью охватывающий все выделяемые
элементы и их выступающие части. Перетащив группу элементов в другую
позицию, еще раз щелкните мышью, чтобы закрепить ее.
Для устранения ошибочных действий нажмите кнопку Undo (Отменить) О
панели инструментов.
3.1.5. Создание помеченных узлов
Для получения на графике осмысленных названий узлов вместо
маловразумительных типа п002 следует добавить метки. Помеченные узлы создаются с
помощью инструмента Label Net ЦР. Нажатие этой кнопки открывает окно Net Name
(Имя цепи). Здесь в поле ABC задается символьное имя метки, а в поле Port Type —
тип порта. При необходимости можно указать вид метки для внешних
подключений. Для нашей метки больше всего подходит тип None.
Выполните следующие действия.
1. Создайте метку "CLK" и поместите ее на верхний изгиб проводника от
генератора CLK. Передвиньте метку таким образом, чтобы точка соединения
(небольшая окружность в нижней части прямоугольной рамки) соединилась с
требуемой точкой схемы.
2. Создайте метку "SW" и разместите ее на общей точке пересечения проводников
от L1,D1, QL
Полученная схема должна соответствовать рис. 3.1. Сохраните ее под именем
StepUp. asc в своей папке.
3.2. Исследование работы схемы импульсного
повышающего преобразователя
Запустите процесс симуляции и получите графики выходного напряжения
V(out) и тока ключа (тока коллектора ключевого транзистора — Ic(Ql)). Должны
получиться результаты, подобные графикам на рис. 3.2.
о nv / in*
7 2V-
6 4V-
5 6V-
4 8V-
4 0V-
3 2V-
2 4V-
1 6V-
0 8V-
0 0V-
•0 8V-
1 РЛ/
00
JlDlUii
It II'
| lc(Q1)
kahili
V(out)
iiiiiviiiii
_.т.г.„т,^г......»м-ы-л«-т-гт
- --
- -
i
liilllillillllllllllilllllil
-2 0A
- 1 8A
- 1 6A
- 1 4A
- 1 2A
- 1 0A
- П ЯА
-0 6A
-0 4A
-0 2A
-0 0A
n пл
I I I I I | -U Z.^
ms 0 2ms 0 4ms 0 6ms 0 8ms 10ms 12ms 14ms
Рис. 3.2. Зависимость выходного напряжения V(out) и тока ключа lc(Q1) упрощенной схемы (Rload = 50 Ом)

3.2 Исследование работы схемы импульсного повышающего преобразователя
31
Резистор в цепи базы ограничил максимальный ток ключа в момент запуска.
Выбором значения Л7 = 100 Ом мы приблизили максимальный ток упрощенной
модели к максимальному току модели с микросхемой LT1109.
Выходное напряжение упрощенной схемы выше, чем 5,0 В. Это вполне
естественно, поскольку у нас нет обратной связи, и генератор CLK работает постоянно.
Исследуем, как влияет сопротивление нагрузки на величину выходного
напряжения и ток ключа.
3.2.1. Исследование влияния сопротивления нагрузки
На рис. 3.3-3.6 показаны расчеты напряжения V(out) на выходе схемы
преобразователя, тока ключа Ic(Ql) и тока диода I(D1) в зависимости от сопротивления
нагрузки Rload. Вверху показано — напряжение V(out) и ток ключа Ic(Ql) на
интервале переходного процесса от 0 до 1,5 мс, а внизу — ток ключа Ic(Ql) и ток диода
I(D1) на интервале длительностью 20 мкс после 1,0 мс.
Puc. 3.3. Зависимость выходного напряжения V(out), тока ключа lc(Q1) и тока диода I(D1) для сопротивления
нагрузки Rload = 10 Ом
Для выполнения этих расчетов менялось значение Rload на схеме. Для
верхнего графика директива Тгап была оставлена в исходном виде. Начало интервала
вывода было изменено на 1,0 мс, а конец интервала — на 1,02 мс. Для нижнего
графика была удалена кривая V(out) и добавлена I(D1).

32
Глава 3. Создание собственной упрощенной схемы повышающего преобразователя
7„, v(o«') MOD
7 0V-
6 3V-
5 6V-
4 9V-
4 2V-
3 5V-
2 8V-
2 1V-
1 4V-
0 7V-
0 0V-
П 7\/
00
111
¦
111ft
ill 1
НибиИШниПь
_ - -
11II lliiiiiiiiiiiiiiiiii
lifflliiiliiBiiiiiiiJiiiBiiiiiiiiiiii
lliB
-2 0A
- 18A
- 1 6A
- 1 4A
- 1 2A
- 1 0A
-0 8A
- П RA
-0 4A
-0 2A
-0 0A
П 1Л
I 1 1 1 • 1 1 | -U А/Л
ms 0 2ms 0 4ms 0 6ms 0 8ms 10ms 12ms 14ms
ПППтА-,
1200mA-
1100 mA-
1000 mA-
900 mA-
800mA-
700mA-
600mA-
500mA-
ЛППтА-
300mA-
200mA-
100 mA-
0mA-
/
c(Q1)
is. . .
/
\ \ 7
/\L/..
/
I(D1)
' . ..
-
..M/:..
j—,——,
/
Ops
8|js
16ps
Рис. З.4. Зависимость выходного напряжения V(out), тока ключа lc(Q1) и тока диода I(D1) для сопротивления
нагрузки Rload = 50 Ом
Обратите внимание на следующие особенности графиков.
» При сопротивлении нагрузки 10 Ом и 50 Ом напряжение на нагрузке после
непродолжительного выплеска устанавливается на уровне 5,4..5,6 В.
» Для сопротивления нагрузки 500 Ом и более напряжение возрастает, — и чем
больше сопротивление, тем быстрее. На интервале в 1,5 мс выходное
напряжение не достигает установившегося значения.
1 SW
В установившемся режиме скорость возрастания тока ключа
от сопротивления нагрузки.
dl,
dt
не зависит
В установившемся режиме скорость убывания тока диода dt одинакова для
сопротивлений нагрузки 10 Ом и 50 Ом, и увеличивается для сопротивлений
500 Ом и более.
Минимальные значения тока ключа и диода одинаковы min(Isw) - min(ID).
Кроме того, одинаковы и максимальные значения max(Isw) ~ max(ID).

3 2 Исследование работы схемы импульсного повышающего преобразователя
33
• В установившемся режиме при сопротивлении нагрузки 10 Ом и 50 Ом ток
ключа и диода не опускается до нуля, а при большом сопротивлении часть
периода ток отсутствует.
Все отмеченные особенности могут быть объяснены характером протекания
тока через индуктивность дросселя L1 импульсного преобразователя. Теория
процессов в индуктивности повышающего преобразователя рассмотрена в разделе Б.1
приложения Б.
Результаты моделирования согласуются с результатами теоретического анализа.
Воспользовавшись результатами теоретического анализа, рассчитаем
сопротивление пограничного режима для нашей схемы при L = 33 мкГн;/= 125 кГц:
R<
S-L-lTT-f
= 16-ЗЗе-6-125еЗ =
п
Таким образом, если сопротивление нагрузки меньше 66 Ом, то схема работает
в режиме неразрывного тока индуктивности, а если больше — в режиме разрывного
тока индуктивности. В нашем случае R = 50 Ом, что меньше требуемого порога,
а значит должен быть режим неразрывного тока. Это заключение полностью
согласуется с результатами моделирования.
lc,Q1) |(DI)
1200mA-
1100mA-
1000mA-
900 mA-
800 mA-
700mA-
600mA-
500mA-
400mA-
300mA-
200mA-
100mA-
ПтД-
A
/¦¦¦
j
\
\
A
/
\
s 4ps 8ps 12ps 16ps 20
Рис. З.5. Зависимость выходного напряжения V(out), тока ключа lc(Q1) и тока диода 1@1) для сопротивления
нагрузки Rload = 500 Ом

34
Глава 3. Создание собственной упрощенной схемы повышающего преобразователя
1r, V(out) lc(Q1)
10V-
9V-
8V-
7V-
6V-
5V-
4V-
3V-
2V-
1V-
ov-
1 \/
ll
___—___-
¦шин
1ипШ11И|Н1Ц1Ш111
11II1IU
ilillii
iiiiiiiiiiiiiiiiiiiiiiii
ир1Ц1Ши1П1Ш1I|Ц11Ш11|1ии111ЦШШи^111иШ1ииШ111Ш11111
IMlllll
¦ViliW
11111
-2 0A
-18A
-16A
- 1 4A
- 1 2A
- 1QA
-0 8A
- П КА
-0 4A
-0 2A
-0 0A
П 1А
-IV | | | | | | | -U ^.ЛЛ
0 0ms 0 2ms 0 4ms 0 6ms 0 8ms 10ms 12ms 14ms
ПППтД-,
1200mA-
1100 mA-
1000mA-
900mA-
800mA-
700mA-
600mA-
500mA-
400mA-
300mA-
200mA-
100 mA-
0mA-
•-•-•/*-
c(U1)
\
1—1
•
/
1 1
\
\
\
\
I(U1)
Ops
4ps
8}js
20ps
Рис. З.6. Зависимость выходного напряжения V(out), тока ключа lc(Q1) и тока диода 1@1) для сопротивления
нагрузки Rload = 1000 Ом
Обобщая результаты теоретических исследований работы повышающего
импульсного Step-Up преобразователя, представленные в разделе Б.1 приложения Б,
можно отметить следующее:
• в общем случае, имея возможность регулировать заполнение, для повышения
напряжения можно использовать режим как неразрывного, так и разрывного
тока преобразователя; при этом управлять повышением выходного напряжения
можно, регулируя заполнение сигнала задающего генератора;
• при фиксированном заполнении сигнала задающего генератора 0,5 для
повышения напряжения в два раза и более необходимо использовать режим
разрывного тока. Именно такая ситуация имеет место в преобразователях с
микросхемой LT1109.
Остается невыясненным вопрос: какой из режимов работы преобразователя
лучше? Максимальный ток элементов схемы в разрывном режиме больше, поэтому
для уменьшения максимального тока ключевой схемы, диода и индуктивности
лучше использовать режим неразрывного тока, а значение индуктивности дросселя
выбирать как можно больше.
С другой стороны, режим неразрывного тока означает, что индуктивность
дросселя работает в режиме подмагничивания значительным постоянным током. При

3.2. Исследование работы схемы импульсного повышающего преобразователя 35
этом существует опасность того, что рабочая точка сердечника дросселя попадет
в область насыщения по магнитному потоку. Для исключения такой опасности надо
увеличивать размеры сердечника и количество витков дросселя. Все это приводит
к увеличению габаритов и стоимости преобразователя за счет дросселя.
Кроме того, в режиме неразрывного тока диод и ключевой транзистор
переключаются в моменты времени, когда ток не равен нулю. Это приводит к
возникновению значительных выбросов сквозного тока через не успевший закрыться элемент.
Эти выбросы видны в виде очень узких пиков на рис. 3.3-3.6.
Мы вернемся к этому вопросу позже, когда рассмотрим параметры реальных
элементов.
3.2.2. Исследование влияния коэффициента заполнения
импульсов опорного генератора
Рассмотрим изменения выходного напряжения и тока индуктивности в
упрощенной схеме рис. 3.1. Загрузите упрощенную модель StepUp.asc, процесс
создания которой был описан в разделе 3.1.
Изменим параметры модели так, чтобы получить зависимости для разных
значений заполнения, в частности — для трех значений Q = 0,2; 0,5; 0,8. Для этого
внесите в исходную модель следующие изменения.
1. Включите параметрическую зависимость для длительности прямого хода
преобразователя. Щелкните правой кнопкой мыши на источнике импульсного
напряжения CLK и в качестве значения Топ (включенное состояние генератора),
укажите выражение {Q*8u}. Здесь Q — параметр, определяющий заполнение,
а 8и — период, равный 8 мкс.
2. Добавьте директиву изменения заполнения по списку
.Step Param Q List 0.2 0.5 0.8
3. Запустите симуляцию и задайте вывод графиков выходного напряжения V(out)
и тока индуктивности 1(Ы).
4. Для увеличения наглядности графиков создайте дополнительное окно графика
(команда Add Plot Pane), и перетащите мышью график напряжения V(out)
в верхнее окно.
Должен получиться результат, соответствующий рис. 3.7. Здесь самой верхней
кривой соответствует Q = 0,9; средней — Q = 0,5; нижней — Q = 0,2. На рис. 3.7
внизу показаны графики интервала времени 40 мкс, у конца интервала
моделирования, полученные с помощью инструмента Zoom ®\.
В каждом из трех случаев имеет место режим неразрывного тока. Проверим это.
В разделе Б.1 приложения Б показано, что режим неразрывного тока реализуется
при любом заполнении, если он реализуется при заполнении Q = 1/3. В то же время,
для заполнения Q = 1/3 режим неразрывного тока реализуется при
61
В нашем случае L = L1 = 33 мкГн;/= 125 кГц; R = Rload = 50 Ом.
Соответственно,

36
Глава 3. Создание собственной упрощенной схемы повышающего преобразователя
X,
-п = ¦
50
2к -ЪЪе-6Л25еЪ
¦•лг«6Л
Другими словами, действительно, имеет место режим неразрывного тока, что
и подтверждается результатами моделирования.
Гтттттщ?ю^^
Рис. З.7. Влияние заполнения импульсов опорного генератора на выходное напряжение V(out)
и ток индуктивности I(L 1).
Установившееся выходное напряжение для режима неразрывного тока, как
было показано выше, определяется приближенной зависимостью
V «F
out in
1
Для значения напряжения питания Vin = 3 В получим:
V , =ЗВ = 3,75 В
1-0,2
для Q = 0,2; Voul= 6 В для Q = 0,5; и Voul= 15 В для Q = 0,8.
С учетом поправки на падение напряжения на открытом диоде (Д Vd ~ 0,4 В)
получим следующие значения выходного напряжения: 3,3 В, 5,6 В и 15,6 В для трех

3.2. Исследование работы схемы импульсного повышающего преобразователя 37
значений заполнения. Эти значения достаточно точно совпадают с результатами
моделирования.
Обратите внимание на ограничение максимального тока на уровне около 2 А на
начальном участке переходного процесса. Оно связано с ограничением
максимального тока транзисторного ключа.
Начальный выброс тока обусловлен током заряда конденсатора. В этом легко
убедится, уменьшив емкость конденсатора до 0,22 мкФ.
Таким образом, результаты теоретических оценок установившегося режима
импульсного повышающего преобразователя совпадают с результатами
моделирования.

ГЛАВА
4
Исследование схемы импульсного
понижающего преобразователя LTC1779
Рассмотрим работу импульсного понижающего (Step-Down) преобразователя на
микросхеме LTC1779. Такой преобразователь чаще всего используют для
стабилизации выходного напряжения источников питания. Импульсная схема, в отличие от
схемы с линейным понижающим стабилизатором, имеет очень высокий КПД и
потому используется в сильноточных цепях аппаратуры.
Принципы работы импульсных понижающих преобразователей широко
используются в схемах широтно-импульсной модуляции (ШИМ) или, согласно
зарубежной терминологии, PWM (Pulse Width Modulation), в частности, — в схемах питания
силового электропривода, управления осветительными приборами
(полупроводниковыми лазерами и светодиодами), цифровой аудиоаппаратуре и множестве других
устройств. По этой причине такой преобразователь заслуживает особого
рассмотрения.
Модель типового включения микросхемы LTC1779 с внешними навесными
элементами присутствует в библиотеке пакета SwCAD/LTspice.
Загрузите тестовый пример включения схемы LTC1779 одним из указанных
способов:
• выбрать команду меню File > Open и выбрать файл 17 7 9 . asc в папке
примеров \examples\jigs\ (при стандартном размещении пакета на ПК —
С:\Program Files\LTC\SwCADIII\examples\jigs\1779.asc);
• выбрать команду меню File > New Schematic, а затем с помощью инструмента
Component О- загрузить из библиотеки Power Products элемент LTC1779
(использовать кнопку выбора тестовой макромодели Open this macromodel's test
fixture).
Детали загрузки тестовой макромодели рассмотрены в разделе 1.1.
Тестовая схема на микросхеме LTC1779 показана на рис.4.1. Она содержит
немного больше элементов, чем рассмотренная ранее схема на LT1109.
Дополнительные элементы добавлены для улучшения эксплуатационных характеристик
преобразователя и в ряде случаев могут быть исключены.
Схема преобразователя содержит следующие элементы:
• источник питания VI = 5 В;
• микросхема Ul = LTC1779;
• индуктивность дросселя преобразователя Ы = 22 мкГн;
• диод Dl = 1N5818 (диод Шотки);

4 1 Устройство микросхемы импульсного преобразователя LTC1779
39
конденсатор выходного фильтра С1 = 47 мкФ;
делитель напряжения обратной связи на резисторах R2 = 169 кОм и R3 = 78,7 кОм;
сопротивление Rload= 10 Ом, имитирующее нагрузку преобразователя.
Необязательные элементы:
резистор контроля тока преобразователя R1 = 2 Ом (вместо резистора можно
установить перемычку);
корректирующая RC-цепочка, определяющая переходную характеристику
преобразователя с учетом цепи обратной связи: R5 = 10 кОм, С2 = 500 пФ.
Если нет особой необходимости, эти элементы можно не устанавливать.
г
V1
OUT
Рис. 4.1. Схема импульсного понижающего преобразователя напряжения на LTC1779
Для защиты тестовой схемы в библиотеке от нежелательных изменений
сохраните копию схемы в своей папке.
4.1. Устройство микросхемы импульсного
преобразователя LTC1779
Микросхема может работать в диапазоне входных напряжений 2,5..9,8 В.
Благодаря низкому значению опорного напряжения, схему можно использовать для
стабилизации низких напряжений от 0,8 В и выше. Максимальный ток нагрузки —
250 мА. Схема внутреннего устройства микросхемы LTC1779 показана на рис. 3.2.
Схема содержит:
задающий генератор OSC опорной частоты 550 кГц;
сборку из 25 параллельно включенных полевых транзисторов (один транзистор
из сборки включен через резистор 2 Ом для возможности контроля тока);
усилитель контроля тока ICMP;
источник опорного напряжения Vref- 0,8 В (Voltage Reference);
компаратор сигнала ошибки обратной связи по напряжению ЕАМР\
элементы защиты от перегрева и др.

40
Глава 4 Исследование схемы импульсного понижающего преобразователя LTC1779
Рис. 4.2. Внутреннее устройство микросхемы LTC1779
При обнаружении короткого замыкания в нагрузке, частота генератора
уменьшается до 100 кГц, что уменьшает нагрузку на элементы преобразователя.
На функциональной схеме обозначены следующие выводы:
— вход компенсации частотной характеристики цепи обратной связи,
или запрета работы схемы (при нулевом напряжении); оптимальные значения
параметров RC-цепочки компенсации определяются значением индуктивности
дросселя, емкостью фильтра, сопротивлением нагрузки;
• GND — "земля".
• VFB (Feed Back) — вход обратной связи по напряжению; используется для
контроля выходного напряжения преобразователя;
• SENSE — управление чувствительностью по току; подключение внешнего
резистора или перемычки на вход определяет чувствительность схемы по
выходному току; при отключении вывода контроль по току отключается;
• Vin — входное напряжение питания; используется для питания элементов
схемы;
• SW (Switch) — выход ключевых транзисторов; при открытом ключе выход SW
замыкается на источник питания.
Выходное напряжение преобразователя можно регулировать с помощью рези-
стивного делителя в цепи обратной связи, как показано на рис. 4.1.

4.2 Исследование работы схемы импульсного понижающего преобразователя
41
Выходное напряжение Vout •> поступая на резистивный делитель 7?2, R3,
формирует напряжение обратной связи
V -V
v FB ~~ v OUT
R2
R2 + R3
Равновесное состояние схемы устанавливается при равенстве внутреннего
опорного напряжения и напряжения обратной связи, VpB = Vref- При этом
V -V
v от ~ у ref
R2 + R3
R3
Для значений сопротивлений R2 = 169 кОм и R3 = 78,7 кОм и VREf= 0,8 В полу-
чим
Таким образом, для схемы на рис.4.1 делитель настроен на выходное
напряжение схемы 2,5 В.
4.2. Исследование работы схемы импульсного
понижающего преобразователя
Запустите процесс моделирования с помощью кнопки Run *** панели
инструментов. Применив пробники напряжения Jr и тока Ч^, получите графики
напряжения V(out) на нагрузке и тока индуктивности 1(Ы). Детальное описание этих
процессов дано в разделах 1.2 и 1.3.
В результате должны получиться графики, показанные на рис. 4.3. Здесь дана
зависимость изменений во времени выходного напряжения V(out) и тока
индуктивности 1(Ы).
3 0V-
V(out)
0 5V-
0 0V-
•1000mA
- 800mA
- 600mA
- 400mA
200mA
0mA
0 0ms 0 1ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0.6ms 0 7ms 0 8ms 0.9ms 1.0ms
Рис. 4.З. Зависимость выходного напряжения У (out) и тока индуктивности 1A1)

42
Глава 4. Исследование схемы импульсного понижающего преобразователя LTC1779
На рис. 4.4 показан фрагмент изменений во времени токов диода I(D1) и ключа
SW микросхемы Ix(Ul:SW). На графике знак тока ключа изменен на
противоположный, поскольку ток течет не в микросхему, а из нее.
2 5610V-
V(out)
-lx(U1 SW) I(D1)
2 5604V-
2 5602V-
2 5600V-
400 mA
0mA
-100mA
0.995ms
0.997ms
0.999ms
Рис. 4.4. Изменение во времени токов диода I(D1) и выхода ключа микросхемы lx(U1:SW)
Обратите внимание, что, как и в случае повышающего преобразователя,
максимальные и минимальные значения токов диода и ключа одинаковы. Огибающая
этих токов соответствует току индуктивности.
Также, обратите внимание на очень узкие всплески тока в моменты
переключения диода и ключа. Они соответствуют сквозным токам через коммутирующие
элементы, которые еще не успели закрыться. В токе индуктивности эти выбросы
отсутствуют.
Уровень выходного напряжения преобразователя в установившемся режиме
составляет около 2,56 В. В выходном напряжении присутствуют высокочастотные
пульсации рабочей частоты с размахом около 0,3 мВ и низкочастотные колебания
затухающего переходного процесса с периодом около 0,13 мс.
Максимальное значение тока индуктивности при запуске ограничивается на
уровне около 0,9 А.
Рассмотрим влияние вспомогательных элементов на работу схемы.
4.2.1. Влияние резистора контроля тока
На максимальное значение выходного тока микросхемы LTC1779 влияет
сопротивление цепи измерения тока, состоящей из последовательно соединенного
внутреннего резистора Rint = 2 Ом и внешнего резистора RL При закороченных выводах
VIN и SENSE сопротивление цепи составляет 2 Ом.
Рассмотрим, как влияет сопротивление цепи контроля тока на максимальный
ток индуктивности. Для этого будем менять внешнее сопротивление RL
Для исследования влияния резистора контроля тока R1, используем механизм
вариаций параметра, аналогично тому, как это было сделано в разделе 4.2.1.
1. В качестве значения внешнего сопротивления R1 задайте параметр {Ri }.
2. Для вариаций параметра Ri добавьте директиву
.Step Param Ri List 0.2 2 6

4.2 Исследование работы схемы импульсного понижающего преобразователя
43
Это означает, что сопротивление будет последовательно принимать значения
R1 = 0,2 Ом; 2 Ом; 6 Ом (напомним, что LTspice не допускает нулевых значений
сопротивлений). При этом сопротивление цепи контроля тока будет изменятся
следующим образом: Rint+ R1 = 2,2 Ом; 4 Ом; 8 Ом.
После запуска симуляции должен получиться результат, соответствующий
показанному на рис. 4.5.
Puc. 4.5. Влияние сопротивления контроля тока R1 на выходное напряжение V(out) и ток индуктивности 1A1)
На верхнем графике показана динамика изменений во времени выходного
напряжения V(out), а на нижнем — тока индуктивности 1(Ы).
Из графиков тока видно, что увеличение сопротивления цепи контроля тока
приводит к уменьшению максимального тока. При этом максимальное значение
тока примерно обратно пропорционально сопротивлению цепи контроля Rint+ R1. При
минимальном сопротивлении цепи (около 2 Ом) максимальный ток составляет
около 1,5 А; при сопротивлении 4 Ом — 0,9 А; при сопротивлении 8 Ом — 0,5 А.
Одновременно с уменьшением максимального тока индуктивности
увеличивается время установления выходного напряжения. При минимальном сопротивлении
цепи (около 2 Ом) время установления составляет примерно 2,5 мс; при
сопротивлении 4 Ом — 5 мс; при сопротивлении 8 Ом — 1 мс.
Таким образом, изменяя значение внешнего сопротивления контроля тока,
можно эффективно управлять значением максимального тока микросхемы, тем
самым влияя на максимальную нагрузку на элементы схемы и на максимальный ток
нагрузки.
4.2.2. Влияние корректирующей RC-цепочки частотной
зависимости обратной связи
Микросхема LTC1779 работает на достаточно высоких частотах: около 500 кГц.
При этом становятся существенными задержки распространения сигнала (фазовые

44
Глава 4. Исследование схемы импульсного понижающего преобразователя LTC1779
искажения, по цепям обратной связи). При определенных фазовых соотношениях
в выходном сигнале появляются колебания. Для уменьшения этих колебаний
используется внешняя корректирующая RC-цепочка. Ее оптимальные параметры
зависят от индуктивности дросселя, емкости конденсатора фильтра и сопротивления
нагрузки.
В техническом описании микросхемы LTC1779 не указана методика выбора
параметров корректирующей цепочки. Вероятно, предполагается, что ее параметры
определяют экспериментально. С помощью модели мы можем уменьшить объем
работы по настройке схемы, предварительно подобрав наиболее оптимальные
значения цепи коррекции. Для примера, посмотрим, как меняется переходной процесс
и пульсации напряжения в установившемся режиме при изменении сопротивления
R5 корректирующей RC-цепочки.
На рис. 4.6-4.9 даны расчеты влияния резистора R5 корректирующей RC-
цепочки на переходной процесс, а именно: на динамику изменений выходного
напряжения V(out) и тока индуктивности 1(Ы) во времени (верхние графики). Снизу
в укрупненном виде показаны пульсации выходного напряжения V(out) на
интервале длительностью 0,1 мс от 0,9 мс до 1 мс. Расчеты выполнены для R5 = 5 кОм;
ЮкОм; 50кОми 1 ГОм.
30w Vtout) I(L1) m_.
2 7V-
2 4V-
2 1V-
1 8V-
1 5V-
1 2V-
0 9V-
0 6V-
0 3V-
0 0V-
n я\/
00
il ljill 1 a 1 1 l(| 11 nil '^^^^^^Ч^^^^^И
/
/
L.
S
V
_ i
\
1
t
li
A
A
:r\
/A
¦^- "
i
/
/
I
::::
^—-^—.
L
\
\ I
I I
W
A
r \
1 \
1 \
1
r
i i i i i i i i i
ms 0 1ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms 0 8ms 0 9ms 10
-810mA
-720mA
-630mA
-540mA
-450 mA
-360mA
-270mA
-180mA
- 90mA
- QflmA
ms
2 574V-
2 571V-
2 568V-
2 565V-
2 562V-
2 559V-
2 556V-
2 553V-
2 550V-
2 547V-
V(out)
2 544V-
Ops 20ps 40ps 60ps 80jjs
Puc. 4.6. Влияние резистора R5 корректирующей RC-цепочки на переходной процесс: вверху—выходное
напряжение У (out) и ток индуктивности I(L1); внизу—пульсации выходного напряжения У (out) через 1 мс.
R5 5OAV(t) 30B

4 3 Упрощенная схема импульсного понижающего преобразователя
45
,ff, V(out) I(L1) _„
2 7V-
2 4V-
2 1V-
1 8V-
1 5V-
1 2V-
0 9V-
0 6V-
0 3V-
0 0V-
n я\/
00
\
l
Ш
1
/
/
IIP**
111
/
^4
... y?
/
/
у—---
1
Д
1
\
I
1 1
ms 0 1ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms 0 8ms 0 9ms 10
-810mA
-720mA
-630mA
-540mA
-360mA
-270mA
-180mA
- 90mA
- 0mA
ms
-T34" V(°Ut)
2 5627V-
2 5620V-
2 5613V-
2 5606V-
2 5599V-
2 5592V-
2 5585V-
2 5578V-
2 5571V-
~) CCCA\/
/
/
/
/
7
7
*4
\
Tp
к
\
\
s 20ps 40ps BO\is 80|JS
Рис. 4.7. Влияние резистора R5 корректирующей RC-цепочки на переходной процесс, вверху—выходное
напряжение V(out) и ток индуктивности 1A1); внизу—пульсации выходного напряжения V(out) через 1 мс.
R5=10KOM;AV(out) = 7MB
Как видно из графиков переходного процесса, значение R5 = 10 кОм — не
самое оптимальное с точки зрения переходного процесса и размаха пульсаций AV(out)
= 7 мВ. Значительно лучший результат можно получить при большем значении R5 -
50 кОм. При этом в переходном процессе практически отсутствуют переколебания,
начальный выброс напряжения невелик, амплитуда низкочастотных пульсаций
меньше высокочастотных пульсаций напряжения tSV(out) = 3 мВ.
При более низких и более высоких значениях сопротивления относительно
оптимального значения вид переходного процесса ухудшается, и амплитуда
пульсаций увеличивается. Значение R5 =1 ГОм соответствует отсутствию
корректирующей цепочки. При этом низкочастотные колебания выходного напряжения имеют
самую высокую частоту: около 30 кГц.
Следует отметить, что в диапазоне значений R5 от 50 кОм до 200 кОм
амплитуда пульсаций изменяется очень мало.
4.3. Упрощенная схема импульсного понижающего
преобразователя
Для выделения наиболее существенных факторов, определяющих работу
импульсного понижающего преобразователя, максимально упростим схему, заменив

46
Глава 4. Исследование схемы импульсного понижающего преобразователя LTC1779
микросхему на транзисторный ключ Q1 и управляющий генератор CLK.
Упрощенная схема показана на рис. 4.10. Она получена путем исключения из схемы
177 9 . asc "лишних" и добавления новых элементов:
• в качестве ключевого элемента в схему вставлен биполярный р-п-р-транзистор
Q1 (элемент рпр из основной библиотеки Component ©-);
• для управления транзистором вставлен импульсный источник CLK. Ему
соответствует элемент Voltage, пункт настройки Advanced со значением PULSE
(Импульсный сигнал) с параметрами импульса:
Vinital = 0 — начальное значение;
Von = 5 — напряжение включенного состояния 5 В (как напряжение
питания);
Tdelay = 0 — задержка включения;
Tris = O.Olu — длительность переднего фронта импульса 0,01 мкс;
Tfall = O.Olu — длительность заднего фронта импульса 0,01 мкс;
Ton = l.lu — длительность включенного состояния 1,1 мкс E5% периода
повторения);
Tperiod = 2u — период повторения 2 мкс (частота повторения 500 кГц);
2 7V-
2 4V-
2 1V-
1 8V-
1 5V-
12V-
0 9V-
0 6V-
0 3V-
0 0V-
п я\/-
0 0г
\щщ
^i
l л
Hi
- - -
Hi
Hi
hi
-
Hi
i i i i i i i i i
ns 0 1ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms 0 8ms 0 9ms 10
-810mA
-720 mA
-630mA
-540mA
-450mA
-360 mA
-270 mA
1РПгиА
- 90mA
- 0mA
- QflmA
ms
V(out)
Ops 20ps 40ps 60ps 80ps
Puc. 4.8. Влияние резистора R5 корректирующей НС-цепочки на переходной процесс: веерху—выходное
напряжение У (out) и ток индуктивности 1A1); внизу—пульсации выходного напряжения У (out) через 1 мс.

4.3. Упрощенная схема импульсного понижающего преобразователя
47
3 0V-
V(out)
0 3V-
OOV-f1'
-0 3V-
2 56080V-
2 56TJ77V-
2 56074V-
2 56071V-
2 56068V-
2 56065V-
2 56062V-
2 56059V-
2 56056V-
2 56053V
2 56050V-
2 56047V
2 56044V-
2 56041V-
V(out)
-ll lii-iill
40ps 60ps 8Q\is
900 mA
-810mA
-720mA
-630 mA
90mA
0mA
-90mA
0 0ms 0.1ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms 0 8ms 0 9ms 10ms
Puc. 4.9. Влияние резистора R5 корректирующей RC-цепочки на переходной процесс: вверху—выходное
напряжение V(out) и ток индуктивности I(L1); внизу—пульсации выходного напряжения V(out) через 1 мс.
IN
OUT
PULSE@ 5 0 0.01 и 0.01 и 1.1 u 2u) tran 1m startup
Рис. 4.10. Упрощенная схема импульсного понижающего преобразователя
ПРИМЕЧАНИЕ
• для ограничения максимального тока транзистора до значений в схеме с
микросхемой добавлен резистор R1 = 450 Ом.
Обратите внимание на полярность ключевого транзистора Q1. Если бы мы
поставили n-p-n-транзистор, как в схеме повышающего преобразователя, то нагрузка

48
Глава 4. Исследование схемы импульсного понижающего преобразователя LTC1779
ключа оказалась бы включенной в эмиттер транзистора. Поскольку напряжение на
эмиттере примерно на 0,7 В меньше напряжения на базе, для управления
транзистором нам бы понадобился источник сигнала CLK с максимальным напряжением,
превышающим напряжение источника питания. По этой причине в схему и был
вставлен именно р-п-р-транзистор.
Сохраните измененную схему в своей папке в файле с именем StepDown . asc.
Запустите процесс симуляции и выведите графики выходного напряжения V(out)
и тока индуктивности ЦЫ). Результат должен соответствовать рис. 4.11.
0 5ms
Рис. 4.11. Изменения выходного напряжения У (out) и тока индуктивности I(L1) в упрощенной схеме
импульсного понижающего преобразователя
Заполнение импульса генератора CLK упрощенной модели было задано как
55% специально, чтобы добиться соответствия выходных напряжений в схеме
с микросхемой и в ее упрощенной версии: V(out) ~ 2,5 В.
Значение резистора R1 в базе транзистора было подобрано так, чтобы значения
максимальных токов в схеме с микросхемой и в ее упрощенной версии были близки
max(I(Ll)) ~ 0,9 А.
Сравнивая графики на рис. 4.3 и рис. 4.11, можно отметить внешнюю схожесть
изменений выходного напряжения и тока индуктивности в схеме с микросхемой и в
ее упрощенной версии.
Упрощенная схема позволяет пояснить основные особенности работы схем
импульсных понижающих стабилизаторов и схем широтно-импульсных модуляторов.
Как и в схеме импульсного повышающего преобразователя, в этой схеме все
основные особенности объясняются характером протекания тока через индуктивность
дросселя Ы. (Теория процессов в индуктивности понижающего преобразователя
рассмотрена в разделе Б.2 приложения Б.)
Результаты моделирования согласуются с результатами теоретического анализа.
Воспользовавшись результатами теоретического анализа, рассчитаем
сопротивление пограничного режима для нашей схемы: L-22 мкГн;/= 500 кГц:
„ I-2/r-/
R < — = 22е - 6-2-500еЗ = 22 Ом.
к
Таким образом, в нашей схеме при сопротивлении нагрузки 10 Ом реализуется
режим неразрывных токов для любых значений заполнения.
Для значений заполнения около 0,5 граничное значение сопротивления
увеличивается в четыре раза и составляет около 90 Ом. Для сопротивлений нагрузки,
меньших этого значения, будет реализовываться режим неразрывного тока.

4.3 Упрощенная схема импульсного понижающего преобразователя
49
4.3.2. Исследование влияния коэффициента заполнения
импульсов опорного генератора
Для исследования влияния заполнения импульсов опорного генератора на
выходное напряжение преобразователя удобно использовать механизм сканирования
параметров.
Измените параметры упрощенной модели Step Down. asc так, чтобы получить
зависимости для разных значений заполнения, в частности, — в диапазоне
изменений g от 0 до 1 с шагом 0,2. Для этого внесите в исходную модель следующие
изменения.
1. Включите параметрическую зависимость для длительности прямого хода
преобразователя Топ (включенного состояния генератора).
2. Укажите выражение {Q*2u}, где Q — параметр, определяющий заполнение,
а 2и — период 2 мкс.
3. Добавьте директиву изменения заполнения в диапазоне от 0 до 1 с шагом 0,2:
.Step Param Q 0 1 0.2
Запустите симуляцию и задайте вывод графиков выходного напряжения V(out)
и тока индуктивности 1(Ы). Подробности настройки модели для параметрических
исследований смотрите в разделе 3.2.1.
Для увеличения наглядности графиков создайте дополнительное окно графика
(команда Add Plot Pane) и перетащите мышью график напряжения V(out) в верхнее
окно. Результат должен соответствовать рис. 4.12.
Puc. 4.12. Изменения выходного напряжения V(out) и тока индуктивности I(L1) для разных значений заполнения Q
На рис. 4.13 показан фрагмент графика изменений тока индуктивности для
разных значений заполнения на интервале 50 мкс у конца интервала моделирования,
полученный с помощью инструмента Zoom ^ч.

50 Глава 4. Исследование схемы импульсного понижающего преобразователя LTC1779
V
Рис. 4.13. Изменения тока индуктивности I(L1) для разных значений заполнения Q
Сравнивая результаты моделирования с результатами теоретических оценок,
можно отметить следующие особенности. Прежде всего, как и ожидалось, выходное
напряжение преобразователя в установившемся режиме пропорционально
заполнению сигнала генератора. Это используется в схемах ШИМ.
Время установления выходного напряжения xv пропорционально значению
выходного напряжения Vouh и определяется максимальным током ключа и емкостью
конденсатора фильтра. Легко показать, что это время определяется зависимостью
Кш ' С
max
В нашем случае С1 = 47 мкФ, Imax= 0,9 A, КО|/,= 5 В. Получаем
7V = ~ 0,26 мс
0,9
что по порядку величины близко к результатам моделирования @,4 мс).
В установившемся режиме для всех значений заполнения имеет место режим
неразрывного тока индуктивности. Это согласуется с оценкой граничного значения
сопротивления нагрузки (см. раздел Б.2 приложения Б).
Для нашей схемы: L = 22 мкГн;/= 500 кГц, R = 10 Ом, т.е. выполняется условие
о L-2K-/
R < = 22е - 6-2-500еЗ = 22 Ом.
к
В установившемся режиме скорость возрастания тока индуктивности на прямом
ходе уменьшается с увеличением заполнения и выходного напряжения, а скорость
убывания тока увеличивается с увеличением заполнения и выходного напряжения.
Это объясняется тем, что на прямом ходе "' ^ , а на обратном хо-
де dt L и
В установившемся режиме пульсации тока индуктивности, как и ожидалось,
максимальны при заполнении Q = 0,5. Таким образом, результаты моделирования
подтверждают результаты теоретических оценок.

ГЛАВА
5
Более сложные элементы LTspice
Пакет LTspice/SwCAD обладает мощными возможностями, выходящими за
рамки построения схем и моделирования их работы. Мы рассмотрим возможности,
полезные для решения некоторых частных задач.
5.1. Моделирование произвольных функций
Исследуем поведение функции Q(l-QJ, определяющей условия перехода от
режима неразрывного тока к режиму разрывного тока индуктивности. Это можно
сделать с помощью средств LTspice. Для исследования произвольной функции
достаточно создать схему из двух элементов: источника независимого напряжения VI
и источника зависимого напряжения В1. Пример — на рис. 5.1.
V=V(n001 )*A -V(n001 ))**2
7
.dcV1 01 10m
Рис. 5.1. Схема для исследования функции Q -A - QJ
1. Создайте новую пустую схему (команда меню File > New Schematic).
2. В библиотеке элементов (кнопка Component Ф" панели инструментов)
выберите элемент Voltage. Напряжение этого источника V(n001) будем использовать
в качестве аргумента исследуемой функции.
3. В той же библиотеке выберите элемент bv - arbitrary Behavioral Voltage source
(Источник напряжения с произвольным законом изменения). Напряжение этого
источника V(nOO2) будет отображать нашу функцию. Зависимые источники
напряжения ВУи тока BI являются базовым при построении любых
функциональных элементов: линейных и нелинейных, с одним или с несколькими входами.
В частности, эти элементы используются при разработке моделей транзисторов,
усилителей, трансформаторов, и многих других элементов.
4. Добавьте точки заземления V для источников напряжения.
5. Инструментом Wire ?- соедините нижние выводы источников VI и В1 с
"землей".
6. Добавьте небольшие отрезки проводников к верхним выводам источников VI
и В1. Если проводники не добавить, то симулятор выдаст ошибку.

52
Глава 5. Более сложные элементы LTspice
7.
Настройте параметры элементов:
для источника VI — DCvalue = 1;
для источника В1 — для value вместо V=F(...) укажите требуемую функцию
V=V(n001)*(l-V(n001))**2. Около источника появится надпись V=V(n001)*A-
V(n001))**2. Этим мы определяем связь выходного напряжения V с
напряжением в узле п001, соответствующим напряжению на элементе VI. Здесь в качестве
аргумента Q используется напряжение V(n001) - Q=V(nOQl). Операция **2
соответствует возведению в степень 2. В качестве функции в выражении F(...)
можно использовать любые фуйкции от напряжений, токов и параметров
схемы. Перечень допустимых функций приведен в приложении А.
8.
9.
Запустите процесс симуляции с помощью кнопки Run ^T. Программа попросит
задать режим и параметры симуляции, открыв окно Edit Simulation Command.
Выберите вкладку DC sweep - Direct Current sweep (Вариации в источнике
питания). Этим мы определяем, что будем моделировать не переходной процесс,
а вариации параметров схемы под действием изменений напряжения источника
питания.
10. Выберите вкладку 1st Source (Первый источник) и задайте параметры
вариаций напряжения: Start Value = 0 (начальное напряжение); Stop Value = 1
(конечное напряжение); Increment = 10m (приращение). Этим мы зададим
диапазон изменения от 0 до 1 с шагом 0,01. На схеме появится директива .dc V1 0 1
10m. Она обозначает изменение напряжения питания - dc, источника VI, с
указанным диапазоном 0 -1 и шагом Ют.
11. Щелкните пробником Jr на верхнем выводе элемента В1. Должен появится
график, соответствующий рис. 5.2.
1C0m" V(n0°2)
140mV-
120mV-
100mV-
80mV-
60mV-
40mV-
20mV-
ОС
/
/ *
/I
^—-v.
к
\
\
\
N.
\
-
)V 0 1V 0 2V 0 3V 0 4V 0 5V 0 6V 0 7V 0 8V 0 9V 1С
)V
Рис. 5.2. График функции Q {1 - QJ
Как и ожидалось, эта функция имеет максимум в точке Q = 1/3.
Сохраните схему в своей папке под именем Fund .asc, а настройки
графика — в файле с именем Fund .pit.
Рассмотренной выше схеме можно придать более наглядный вид, используя
директиву .Func (пользовательская функция).
Измените схему Fund . asc следующим образом:

5 2 Создание собственного элемента 53
1. Добавьте директиву с описанием собственной функции F (Q).
.func F(Q) {Q*A-Q)**2}
Здесь F — имя функции; Q — имя аргумента (аргументы указываются в
круглых скобках); в фигурных скобках {...} — тело функции. В выражении для тела
функции можно использовать любую комбинацию функций, распознаваемых
симулятором (см. приложение А).
2. Замените параметр value для источника В1 значением V=F(V(n001)). Это значит,
что мы вызываем нашу функцию F и в качестве параметра передаем ей
напряжение V(n001) — напряжение источника питания VI. Схема должна приобрести
вид, соответствующий рис. 5.3.
V=F(V(n001))
¦dc V1 0 1 10m .func F(Q) {Q*A-Q)**2}
Рис. 5.3. Модифицированная схема для исследования функции Q-A - Q)
Согласитесь, что в таком виде схема более наглядна. Запустив симуляцию,
убедитесь, что получается тот же график, что и на рис. 5.2.
Следует отметить, что существует еще более простой способ построения
графика произвольной функции. Мы его умышленно не рассмотрели, чтобы
познакомить читателя с управляемыми источниками BVn BI и директивой функции .Func.
Выполните следующие действия.
1. Удалите из схемы зависимый источник В1 и директиву .Func. Должен остаться
только независимый источник VI и директива .dc V1 0 1 10m.
2. Запустите симуляцию.
3. Щелкните мышью на верхнем выводе элемента VI. Появится график линейной
функции V(n001).
4. Щелкните правой кнопкой мыши на заголовке графика.
5. В открывшемся окне замените текстовую строку V(n001) строкой V(n001)*(l-
V(n001))**2. В результате должен появится тот же график, что и на рис. 5.2.
Симулятор не знает, какой размерности соответствует функция, поэтому
добавляет знак "?" к обозначениям единиц по вертикальной шкале.
В выражении для отображаемой на графике функции можно использовать
любую комбинацию функций, распознаваемых симулятором (см. приложение А).
5.2. Создание собственного элемента
Пакет LTspice позволяет достаточно легко создавать собственные элементы
с необходимой функциональностью. Рассмотрим технологию создания
собственного элемента на примере создания генератора прямоугольных импульсов с линейно
изменяемым заполнением. Такой генератор был бы очень полезен при анализе
особенностей работы схем широтно-импульсной модуляции.
Работа по созданию нового элемента состоит из трех основных этапов:

54 Глава 5. Более сложные элементы LTspice
1. Построение внутренней схемы и функциональных зависимостей элемента.
Создание файла * . as с.
2. Построение графического символа для элемента и обозначение его выводов.
Создание файла * . as у.
3. Коррекция исходной схемы элемента и согласование названий выводов схемы
и графического символа.
После этого, созданный элемент можно включать наряду с другими элементами
в любую схему. Рассмотрим каждый из этих этапов.
5.2.1. Построение внутренней схемы и функциональных
связей элемента
Мы хотим создать генератор прямоугольных импульсов с линейно
изменяющимся во времени заполнением: отношением интервала включенного времени к
периоду
Q=T.
В библиотеке LTspice нет готового генератора импульсов с возможностью
управления заполнением, однако присутствуют генераторы импульсов
произвольной формы с неизменными во времени параметрами.
Построим наш генератор из двух генераторов пилообразного напряжения. При
этом период повторения одного генератора будет намного меньше периода другого.
Если мы рассмотрим изменение суммы двух пилообразных сигналов по некоторому
порогу, то получим именно то, что хотели. Для определения момента перехода
через порог можно было бы использовать компаратор, но проще применить
зависимый генератор напряжения.
Соберите схему согласно рис. 5.4.
ф^1 .tranOI 0 0.01m
Л .param T1=20m
PULSE@ 0.5 0 {T1*0.5} {Т1*0.5} 0 {Т1})
V2
.param T2=1
, PULSE@ 0.5 0 {Т2*0.5} {Т2*0.5> 0 {Т2}) ^V=Round(V(S1))*A
Рис. 5.4. Схема формирования прямоугольного сигнала с изменяющимся заполнением
Для того, что бы собрать эту схему, выполните следующие действия.
1. Создайте новую схему (команда меню File > New Schematic).
2. В библиотеке элементов (кнопка Component О-) выберите элемент Voltage.
Первый элемент VI разместите сверху, а второй (V2) — под первым.
3. В той же библиотеке выберите элемент bv - arbitrary Behavioral Voltage source
(Источник напряжения с произвольным законом изменения).
4. Добавьте точки заземления ^ для источников напряжения.

5 2 Создание собственного элемента 55
5. Инструментом Wire tL соедините выводы источников VI и V2, а также —
выводы V2 и В1 с "землей".
6. С помощью инструмента Label Net Щ* добавьте метки к верхним выводам
источников VI и BL Метку S1 — к выводу VI, и метку S3 — к выводу В1.
7. Настройте значения элементов:
• для источника VI задайте значение через пункт настройки Advanced с
параметрами настройки: PULSE — импульсный сигнал, с параметрами импульса:
о Vinital = 0 — начальное значение;
о Von = 0.5 — напряжение включенного состояния;
о Tdelay = 0 — задержка включения;
о Tris = {Т1*0.5} — длительность переднего фронта импульса;
о Tfall = {Т1*0.5} — длительность заднего фронта импульса;
о Топ = 0 — длительность включенного состояния;
о Tperiod = {Т1} — период повторения.
ПРИМЕЧАНИЕ
Лзрамптрь; импульса определяем через параметр е . . Фигурные скобки . ...; озна-
¦-'¦яют, ч">о значение в скобках — naoaeieip, :
• для источника V2 задайте значение таким же образом, как и для VI, но с другим
периодом Т2: PULSE: Vinital = 0; Von = 0.5; Tdelay = 0; Tris = {T2*0.5};
Tfall = {T2*0.5}; Ton = 0; Tperiod = {T2}.
• для источника Bl задайте значение value: вместо V=F(...) — функцию
V=Round(V(Sl)*A).
ПРИМЕЧАНИЕ
8. Задайте значения параметров Tl, T2, А. Добавьте возле соответствующих
элементов директивы с помощью кнопки Spice Directive DP панели инструментов:
.Param Tl=20m
.Param T2=l
.Param A=l
Этим значениям соответствуют периоды 77 = 20 мс; Т2 = 1 с.
9. Запустите симуляцию (кнопка Run ^Г). В ответ на запрос параметров
симуляции выберите вкладку Transient и задайте параметры:
• Stop Time = 1 — длительность симуляции — одна секунда;
• Maximum Timestep = 0.01m — максимальный шаг моделирования — не более
0,01 мс.
Должна появится директива .tran 010 0.01m

56
Глава 5. Более сложные элементы LTspice
10. Инструментом ж добавьте на график напряжение в точке S1 — V(S1) и
напряжение в точке S3 — V(S3).
Должен получиться график, подобный показанному на рис. 5.5. Для
наглядности графики растянуты по отдельным подокнам.
Рис. 5.5. Временная диаграмма формирования сигнала с изменяющимся заполнением
Как видно из графиков, мы получили импульсный прямоугольный сигнал с
периодом Т1 = 20 мс, заполнение которого изменяется по линейному закону: вначале
увеличивается, а затем убывает. Период изменения заполнения — одна секунда.
У нас есть работоспособная схема. Сохраните ее в своей папке с именем
PWM0 . as с. Имя PWM. as с мы зарезервировали для нашего элемента, схема
которого в некоторых деталях отличается от исходной схемы.
Теперь можно создать графический символ для нашего элемента.
5.2.2. Построение графического символа элемента
Создадим для нашего генератора простой символ в виде
прямоугольника с двумя выводами и надписью "PWM" в
центре (рис. 5.6).
Создать графическое изображение символа можно
средствами встроенного в LTspice редактора символов, который
позволяет рисовать графические примитивы: линию (Line);
прямоугольник (Rect); эллипс или окружность (Circle); дугу
(Arc). Она также позволяет задавать стиль и толщину линий
(Line Style), и формировать текст (Text).
Положение графических элементов в этом редакторе определяется
координатами узловых точек:
• линия — координаты концов отрезка;
• прямоугольник — координаты противоположных вершин;
• круг (эллипс) — координаты прямоугольника, в который вписан этот круг
(эллипс);
• дуга — координаты описывающего прямоугольника, а также начальной и
конечной точек на окружности (эллипсе);
• текст — координаты точки привязки и способ выравнивания текста
относительно точки привязки.
Окно редактора символов с примерами графических элементов показано на
рис. 5.7.
Рис. 5.6. Пример символа

5.2 Создание собственного элемента
57
i Aa Text
,.©
о-' ^'
о-"
Text
Рис. 5.7. Окно графического редактора символов с примерами графических примитивов
Для создания символа следует выполнить следующие действия.
1. Выберите команду меню File > New Symbol. Откроется окно графического
редактора с разметкой координатной сетки и меткой центра окна.
2. Создадим в центре текстовую надпись "PWM" (советуем начать именно с этого,
поскольку размеры текста определят размеры прямоугольника и положение
других элементов). Для этого выберите команду меню Draw > Text. В
результате появится окно для ввода текста.
3. Выберите выравнивание (Justification) по центру Center.
4. Введите в нижнем поле окна необходимый текст ("PWM") и нажмите кнопку
Ок.
5. Разместите текст в требуемой точке экрана.
6. Теперь создадим прямоугольник вокруг надписи. Для этого выберите команду
меню Draw > Rect.
7. Щелкните мышью в позиции левого верхнего угла прямоугольника.
8. Переместите указатель в позицию правого нижнего угла прямоугольника. На
экране отобразится контур фигуры.
9. Щелкните мышью, чтобы завершить создание прямоугольника.
10. Можете нарисовать еще один прямоугольник.
П. Для отключения инструмента рисования щелкните правой кнопкой мыши или
нажмите клавишу <Esc>.
12. Далее создадим точки для внешнего подключения элемента. Именно через них
осуществляется связь внутренней схемы элемента с внешней схемой. Выберите
команду меню Edit > Add Pin/Port (Правка > Добавить вывод/порт). Откроется
окно Pin/Port Properties (Свойства вывода).

58 Глава 5. Более сложные элементы LTspice
13. Задайте имя вывода. Оно должно совпадать с именем соответствующего вывода
на внутренней схеме элемента. В Spice для элемента с двумя выводами принято
использовать следующие обозначения: Р — для положительной (верхней)
точки, и N — для отрицательной (нижней) точки. Советуем придерживаться этого
соглашения.
14. При желании можете задать выравнивание метки вывода относительно точки
вывода и отобразить метку на схеме. Впрочем, в нашем случае этого лучше
делать, поскольку метки загромождают схему и не несут полезной информации.
Для элемента же со многими выводами отображение меток на схеме может
быть крайне желательно.
15. Разместите вывод с меткой Р над, а вывод с меткой N — под прямоугольником.
Обратите внимание, что координаты вывода привязаны к сетке. Это сделано
специально, чтобы линии элемента соединялись с линиями схемы без разрывов
и изломов. На схеме должны появится небольшие квадратики,
соответствующие окончаниям выводов (терминалам элемента).
16. Наконец, создадим отрезки линий, соединяющие верхний и нижний вывод
с прямоугольником. Для этого выберите команду меню Draw > Line.
17. Щелкните мышью в начальной точке линии: внутри квадратика одного из
терминалов выводов.
18. Переместите указатель к другому концу линии (к прямоугольнику). За
указателем потянется контур.
19. Щелкните мышью в другой точке линии (на границе прямоугольника).
20. Для прерывания линии и перехода к следующему отрезку щелкните правой
кнопкой мыши.
21. Создайте следующий отрезок линии.
22. Для отключения инструмента рисования линий щелкните правой кнопкой
мыши или нажмите клавишу <Esc>. На схеме должны появиться линии,
соединяющие терминалы выводов с прямоугольником.
23. При необходимости выровняйте графические элементы изображения. Это
можно сделать с помощью инструмента Drag © одним из двух способов:
• щелкните на элементе, чтобы выделить его, а затем переместите его в новую
позицию и еще раз щелкните мышью, чтобы закрепить элемент;
• выделите отдельную опорную точку, обведя ее контуром* при нажатой левой
кнопке мыши. Для закрепления точки в новой позиции щелкните еще раз.
Таким образом можно менять размеры элементов, наклон линий и др.
В результате должна получиться графическая схема элемента, показанная на
рис. 5.8. Сохраните этот символ в файле с именем PWM. as у в той же папке, где
будет находиться схема элемента PWM. as с.
Теперь необходимо преобразовать ранее созданную схему PWM0 . asc к виду,
пригодному для автономного элемента.
5.2.3. Согласование выводов схемы и символа элемента
Созданный нами элемент PWM (генератор прямоугольных импульсов с
изменяющимся заполнением) должен позволять включать себя в любое место схемы,
относительно любых потенциалов на нижнем выводе. Созданная ранее схема жестко

5 2 Создание собственного элемента
59
привязана к потенциалу земли и не позволяет задавать произвольный потенциал
на нижнем выводе.
Рис. 5.8. Графический символ элемента в окне редактора символов
Для того чтобы устранить это несоответствие, необходимо переделать
исходную схему, преобразовав ее к виду, соответствующему рис. 5.9.
V1
.paramT1=20m
PULSE@ 0.5 0 {Г1*0.5} 04*0.5} 0
V2
.param T2=1
PULSE@ 0.5 0
{Г2*0.5} 0 {Г2})
.tran 0 1т 0 0.01и
.рагат А=1
V=Round(V(S1))*A
Рис. 5.9. Внутренняя схема элемента PWM
В эту схеме относительно исходной внесены следующие изменения:
• удалена точка заземления GND элемента В1;
• нижний вывод элемента В1 подключен к созданной метке N;
• метка верхнего вывода элемента В1 изменена на Р.
Этими изменениями мы привязали выводы схемы P,Nk одноименным выводам
(терминалам) графического элемента PWM. asy.
Сохраните измененную схему под именем PWM.asc в той же папке, где был
сохранен файл символа PWM.asy. Это необходимо для того, чтобы симулятор
нашел схему при обращении к символу PWM.
Если попытаться запустить симуляцию этой схемы, то симулятор выдаст
ошибку, поскольку в схеме присутствуют элементы (В1) с "висящими" (не привязанными
к потенциалу "земли") узлами.

J50 Глава 5. Более сложные элементы LTspice
5.2.4. Тестирование элемента и изменение его параметров
Для тестирования созданного элемента
PWM соберите простую схему, показанную на
рис. 5.10. В ней присутствует два элемента:
созданный нами PWM, и стандартный
источник напряжения V1, добавленный для
проверки возможности сдвига потенциала нашего
элемента.
Для сборки этой схемы выполните
следующие действия:
/ „ ^ JL1 .tran 0100.01т
1. Создайте новую схему, выбрав команду
меню File > New Schematic. Fvc.5.m Схема для проверки элемента PWM
2. Добавьте на схему свой элемент PWM.
Для этого нажмите кнопку Component О- панели инструментов. Откроется
окно Select Component Symbol.
3. В верхней части этого окна находится поле Top Directory, в котором указан
путь к библиотеке стандартных элементов LTspice. Укажите здесь путь к папке
с элементом PWM. asy.
4. Выберите в списке элемент PWM.
5. Нажмите кнопку Ok, и поместите элемент на схему.
6. Выберите в библиотеке стандартных элементов (кнопка Component O-)
элемент Voltage (элемент VI). При этом понадобится восстановить путь к
стандартной библиотеке элементов.
7. Задайте значение напряжения элемента VI: DCvalue = 1. Этот элемент нам
необходим для проверки возможности смещения потенциала элемента PWM.
8. Добавьте точку заземления ^ для источника напряжения.
9. Инструментом Wire *L- соедините элементы между собой.
10. Добавьте небольшой отрезок проводника к верхнему выводу источника PWM.
11. Запустите процесс симуляции (кнопка Run ^r). В ответ на запрос параметров
симуляции выберите вкладку Transient, и задайте параметры:
• Stop Time = 1 — длительность симуляции — одна секунда;
• Maximum Timestep = 0.01m — максимальный шаг моделирования — не более
0,01 мс.
Должна появится директива .tran 010 0.01m
12. Щелкните пробником ж на верхнем выводе элемента PWM. Появится график,
подобный показанному на рис. 5.11.
В результате моделирования должен получится импульсный сигнал
переменного заполнения с максимумом заполнения около 0,5 с. Размах сигнала — 1В.
Постоянный сдвиг уровня сигнала — 1В.
Заметим, что если бы мы не отвязали нижний вывод внутренней схемы
элемента PWM от "земли", то результирующий сигнал менялся бы не от 1 В до 2 В, а от 0
до 1В.
Сохраните тестовую схему в своей папке в файле с именем PWMtest. as с. Она
нам понадобится при исследовании Spice-формата библиотечных элементов.

5.2. Создание собственного элемента
61
0 1s 0 2s 0 3s 0 4s 0 5s 0 6s 0 7s 0 8s 0 9s 10s
Рис. 5.11. Результаты проверки схемы с элементом PWM
Наш генератор импульсных сигналов по умолчанию имеет параметры,
заданные в полях Param внутренней схемы элемента:
• Т1 = 20т — период частоты повторения импульсов 20 мс;
• Т2 = 1 — период изменения заполнения 1 с;
• А = 1 — амплитуда сигнала 1 В.
Благодаря тому, что мы задали характеристики импульсов параметрами, а не
константами, у нас появилась возможность изменять их произвольным образом, без
необходимости вмешательства в схему элемента. Другими словами, мы можем
менять параметры сигнала, изменяя параметры нашего элемента.
Для изменения параметров элемента щелкните на нем правой кнопкой мыши.
В результате откроется окно редактирования и навигации Navigate/Edit Schematic
Block. С его помощью можно:
PWM
T1=500uT2=10mA=3
• открыть окно графического редактора символа (Open Symbol);
• открыть схему символа (Open Schematic);
• показать имя элемента на схеме (Instance Name), что бывает полезно, если на
схеме присутствует несколько одинаковых элементов;
• задать параметры элемента (РARAMS). Здесь можно указать значения
изменяемых параметров.
В качестве примера измените параметры
периодов повторения и амплитуды сигнала на
значения: Т1 = 500и; Т2 = Ют; А = 3. Это
соответствует периоду повторения сигнала 500 мкс или
частоте 2 кГц; периоду изменения заполнения 10 мс
или частоте 100 Гц; амплитуде 3 В.
Схема с измененными значениями параметров
генератора импульсов показана на рис. 5.12.
Значения измененных параметров указаны справа от
элемента PWM. Заметим, что неуказанные в
строке PARAMS параметры схемы сохранят значения
по умолчанию (значения, указанные в схеме
элемента).
Запустите симуляцию измененной схемы и убедитесь, что параметры
импульсного сигнала действительно изменились.
.tran 0 20m 0 0.01m
Рис. 5.12. Схема для проверки элемента
PWM с измененными параметрами

62
Глава 5. Более сложные элементы LTspice
5.3. Внутренний мир SPICE
Для включения в разрабатываемые схемы моделей третьих разработчиков и для
экспорта своих моделей в Spice-совместимые пакеты моделирования необходимо
иметь хотя бы поверхностное представление о внутреннем формате Spice-моделей.
Программа SPICE и соответствующий формат описания электронных цепей
была разработана в начале 1970 года в Калифорнийском университете.
Аббревиатура SPICE означает Simulator Program with Integrated Circuit Emphasis (Программа
симулятора с мощью интегрированных цепей). Соответствующий стандарт является
стандартом де-факто описания и моделирования электронных цепей. Этот формат
поддерживается множеством пакетов моделирования: Micro-Cap, Dr. Spice, OrCAD,
P-CAD, Pspice, ACCEL EDA, Viewlogic, COMPASS и др. Естественно, он
используется и в рассматриваемом пакете SwCAD/LTspice. Популярность Spice-формата
обусловлена его открытым текстовым содержимым.
Пакет SwCAD/LTspice использует Spice-формат в качестве промежуточного
описания схемы для симулятора (программы расчета параметров схемы). С точки
зрения симулятора, многие детали обычного описания схемы несущественны и
могут быть опущены. Для симулятора принципиальное значение имеют узлы схемы
и элементы, подключенные к эти узлам (Net List - описание схемы).
Познакомимся со Spice-форматом на конкретных примерах.
5.3.1. Формат описания схемы в LTspice
Рассмотрим описание тестовой макромодели 110 9. asc (рис. 5.13).
IN
D1
MBRS140
250K
OUT
.tran 1.5m startup
Рис. 5.13. Схема тестовой макромодели на микросхеме LT1109
Откройте файл 1109.asc с помощью любого текстового редактора. Его
содержимое представлено в листинге 5.1.
Листинг 5,1, Содержимое файла 1109.asc
Version 4
SHEET 1 2376 1416
WIRE 1520 944 1328 944
WIRE 1552 944 1520 944
WIRE 1664 944 1632 944
WIRE 1712 944 1664 944
WIRE 1824 944 1776 944

5 3. Внутренний мир SPICE
63
WIRE 1936 944 1824 944
WIRE 2048 944 1936 944
WIRE 1328 960 1328 944
WIRE 1936 960 1936 944
WIRE 2048 960 2048 944
WIRE 1824 992 1824 944
WIRE 1520 1008 1520 944
WIRE 1328 1056 1328 1040
WIRE 1936 1056 1936 1024
WIRE 2048 1056 2048 1040
WIRE 1664 1072 1664 944
WIRE 1664 1072 1648 1072
WIRE 1392 1104 1360 1104
WIRE 1824 1136 1824 1072
WIRE 1824 1136 1648 1136
WIRE 1824 1152 1824 1136
WIRE 1520 1248 1520 1200
WIRE 1824 1248 1824 1232
FLAG 2048 944 OUT
FLAG 1824 1248 0
FLAG 1936 1056 0
FLAG 2048 1056 0
FLAG 1328 1056 0
FLAG 1520 1248 0
FLAG 132 8 94 4 IN
SYMBOL RES 1808 1136 R0
SYMATTR InstName Rl
SYMATTR Value 83K
SYMBOL RES 1808 976 R0
SYMATTR InstName R2
SYMATTR Value 250K
SYMBOL VOLTAGE 1328 94 4 R0
SYMATTR InstName VI
SYMATTR Value 3
SYMATTR SpiceLine Rser=0.1
SYMBOL POLCAP 1920 960 R0
SYMATTR InstName Cl
SYMATTR Value 22ц
SYMATTR SpiceLine Rser=0.02
SYMBOL schottky 1712 960 R270
WINDOW 0 32 32 VTop 0
WINDOW 3 0 32 VBottom 0
SYMATTR InstName Dl
SYMATTR Value MBRS140
SYMBOL IND 1536 960 R270
WINDOW 0 32 56 VTop 0
WINDOW 3 5 56 VBottom 0
SYMATTR InstName LI
SYMATTR Value 33p
SYMATTR SpiceLine Rser=0.02 Rpar=5000
SYMBOL POWERPRODUCTSWLT1109 1520 1088 R0
SYMATTR InstName Ul
SYMBOL res 2032 944 R0
SYMATTR InstName Rload
SYMATTR Value 50
TEXT 1584 1296 Left 0 !.tran 1.5m startup

64 Глава 5. Более сложные элементы LTspice
В этом тексте содержатся следующие описания:
• Version — версия;
• SHEET — лист, размеры листа схемы;
• WIRE — проводники, координаты узловых точек проводников;
• FLAG — особые узлы, координаты и метки (значение 0 соответствует общей
"земле");
• SYMBOL — символ с обозначением модели элемента, координатами и
ориентацией;
• SYMATTR — атрибуты символа, обозначение, значение, дополнительные
значения;
• WINDOW — окно для дополнительных значений атрибутов элемента;
• TEXT — текст комментариев и директив, координаты и выравнивание.
В качестве моделей элементов здесь используются:
• RES—резистор;
• VOLTAGE — источник питания;
• POLCAP — полярный конденсатор;
• IN D — индуктивность.
А также, модели нестандартных элементов:
• shottky - диод Шотки;
• LT110 9 — модель микросхемы LT1109 из библиотеки Power Products.
В качестве атрибутов элементов используются параметры:
• InstName — имя экземпляра, метка элемента на схеме;
• Value — значение, численное значение параметра элемента или имя модели.
Обратите внимание, что перед директивой симулятора .tran 1.5m startup указан
символ "!".
Рассмотрим, как в пакете LTspice эта схема готовится для симуляции.
5.3.2. Spice-формат описания схемы
Загрузите схему 1109.ascB LTspice одним из ранее рассмотренных способов.
Выберите команду меню View > SPICE NetList. Откроется соответствующее окно,
в котором выведено содержимое временного файла 1109. net (листинг 5.2).
Листинг 5.2, Содержимое файла 1109 .net
* D:\Spice.Test\1109.asc
R1 N003 0 83К
R2 OUT N003 250К
VI IN 0 3 Rser=0.1
Cl OUT 0 22y Rser=0.02
Dl N001 OUT MBRS140
LI IN N001 33y Rser=0.02 Rpar=5000
XU1 IN MP_01 N001 0 MP_02 MP_03 N002 N003 LT1109 top=lk bot=lT
Rload OUT 0 50
.model D D
.lib C:\Program Files\LTC\SwCADIII\lib\cmp\standard.dio

5 3 Внутренний мир SPICE 65
Листинг 5,2, Окончание
. tran 1.5m startup
.lib LT1109.sub
.backanno
.end
Именно этот файл передается симулятору для выполнения моделирования.
Сравните, насколько он компактнее по сравнению с файлом 110 9. as с
(листинг 5.1). Вместе с тем, в этом файле присутствует вся необходимая информация,
описывающая топологию схемы: к каким узлам подключены элементы, числовые
значения параметров элементов, модели используемых элементов, директивы симу-
лятора и другие вспомогательные сведения. Содержимое тестового файла
1109.net — это и есть Spice-модель тестовой схемы 110 9 . as с.
Рассмотрим элементы описания этой модели.
• Первая строка — комментарии, ссылка на исходный файл схемы. Признаком
комментариев является символ "*" в первой позиции. По соглашениям для
Spice-описаний первая строка всегда закомментирована.
• Строки с описаниями элементов. Тип элемента определяется префиксом в
первой позиции, в частности (полный перечень префиксов стандартных элементов
дан в приложении А):
о R — резистор;
о С — конденсатор;
о L — индуктивность;
о V — источник напряжения;
о D — диод;
о X — подсхема, элемент описываемый моделью из совокупности других
элементов.
• Директивы симулятора. Строки директив начинаются с символа "." в первой
позиции. В частности здесь используются директивы (перечень часто
используемых директив дан в приложении А):
о . model — модель элемента, стандартная модель диода;
о .lib — библиотеки используемых элементов, диода и микросхемы;
о . tran — задание на моделирование переходного процесса;
о . backanno — обратная аннотация, для расчета токов в выводах;
• Описание модели всегда заканчивается директивой . end.
Строка описания элемента после его имени содержит перечень узлов схемы,
к которым подключается элемент. Например, резистор R1 включен между узлами
N003 и 0 (общая "земля"). Перечень узлов должен идти в том же порядке, в каком
они указаны в модели элемента, что особенно важно для многовыводных элементов.
После перечня узлов следует числовое значение параметра модели для простых
элементов или имя модели для сложных. Так, значение для элемента R1 — 83К. Это
значит, что R1 = 83 кОм. Для микросхемы (элемента XU1) имя модели — LT110 9.
После указания значения элемента может следовать список дополнительных,
необязательных параметров. Так, для некоторых элементов указан параметр Rser
(последовательное паразитное сопротивление).

66 Глава 5. Более сложные элементы LTspice
Перечень дополнительных параметров зависит от типа или модели элемента.
Для некоторых элементов (например, транзисторов) описание такого перечня
занимает несколько страниц текста. Неполный перечень некоторых параметров
элементов приведен в приложении А.
5.3.3. Формат описания графических символов схемы
Рассмотрим формат описания созданного нами символа PWM.asy. Открыв
файл PWM.asy с помощью любого текстового редактора, мы увидим достаточно
простую структуру (листинг 5.3).
Version 4
SymbolType BLOCK
LINE Normal 0 25 0 48
LINE Normal 0 -48 0 -25
RECTANGLE Normal 42 24 -39 -25
TEXT 1 1 Center 0 PWM
PIN 0-4 8 NONE 8
PINATTR PinName P
PINATTR SpiceOrder 1
PIN 0 48 NONE 8
PINATTR PinName N
PINATTR SpiceOrder 2
В этом файле указаны следующие элементы:
• Version — версия;
• SymbolType — тип символа (для подсхемы BLOCK — блок);
• LINE — линия: тип линии и координаты концов отрезка;
• RECTANGLE — прямоугольник: тип линии и координаты противоположных
углов;
• TEXT — текст: координаты точки привязки, выравнивание и сам текст;
• описание выводов:
о PIN — вывод и его координаты;
о PINATTR — атрибуты вывода: PinName — имя; SpiceOrder —
порядковый номер.
Сравним описание нашего символа с описанием какого-нибудь библиотечного
элемента, например, LT1109.asy (папка по умолчанию \Program Files\LTC\
SwCADIII\lib\sym\PowerProducts\LT1109. asy) (листинг 5.4).
Version 4
SymbolType CELL
RECTANGLE Normal -128 -80 128 112
TEXT 0 8 Center 0 LT

5 3 Внутренний мир SPICE 67
Листинг 5,4.. Окончание I
WINDOW 0 16 -96 Left О
WINDOW 3 16 128 Left О
SYMATTR Value LT1109
SYMATTR Prefix X
SYMATTR SpiceModel LT1109.sub
SYMATTR Value2 LT1109 top=lk bot=lT
SYMATTR Description yPower Low Cost DC/DC Converter, Adjustable Output
Voltage
PIN 0 -80 TOP 8
PINATTR PinName Vin
PINATTR SpiceOrder 1
PIN 128 -16 RIGHT 8
PINATTR PinName SW
PINATTR SpiceOrder 3
PIN 0 112 BOTTOM 8
PINATTR PinName GND
PINATTR SpiceOrder 4
PIN -128 16 LEFT 8
PINATTR PinName __SDN
PINATTR SpiceOrder 7
PIN 128 48 RIGHT 8
PINATTR PinName FB
PINATTR SpiceOrder 8
У этого элемента тип символа SymbolType изменился на CELL (элемент).
Коме того, появились дополнительные параметры, наиболее существенный из
которых — SYMATTR (атрибуты символа). Именно он определяет разницу в поведении
подсхемы и библиотечного элемента при отображении его свойств по щелчку на
нем правой кнопкой мыши.
В параметре символа SYMATTR указаны следующие атрибуты:
• Value — значение;
• Prefix — префикс элемента;
• SpiceModel — модель;
• Value2 — второе значение;
• Description — описание. Необязательное, но полезное поле комментариев,
которое выводится в окне выбора элемента.
Более подробно атрибуты символа описаны в разделе 5.3.6.
Рассмотренные примеры подсказывают, каким образом можно настроить файл
символа на использование библиотечного элемента. Для этого необходимо добавить
соответствующие поля атрибутов. Это можно сделать в любом текстовом редакторе,
однако значительно удобнее воспользоваться специальным редактором символов
пакета LTspice (см. раздел 5.3.6).
Прежде чем редактировать поля атрибутов символа, необходимо ознакомиться
с правилами оформления Spice-моделей.

68
Глава 5. Более сложные элементы LTspice
5.3.4. Формат подсхем: макромоделей и библиотечных
элементов
Рассмотрим внутренний Spice-формат оформления подсхемы на примере
разработанного ранее элемента PWM и его тестовой схемы PWMtest. as с.
Выполните следующие действия.
1. Загрузите тестовую схему PWMtest. as с. На рис. 5.14 показана тестовая схема
и внутреннее устройство элемента PWM (подсхема PWM.asc).
PWM
1 .tran 01 00.01m
V1
.paramT1=20m
PULSE@ 0.5 0 {14*0.5} {T1*0.5} 0 {T1})
V2
_ ) .param T2=1
PULSE@ 0.5 0 {T2*0.5} {T2*0.5} 0 {T2})
.tran 0 1m 0 0.01 u
0.
.param A=1
V=Round(V(S1))*A
Рис. 5.14. Тестовая схема (вверху) и устройство (внизу) элемента PWM
2. Выберите команду меню View > SPICE NetList, чтобы открыть
соответствующее окно. В этом окне отображено содержимое временного файла PWMtest.
net (листинг 5.5).
* D:\Spice.Test\PWMtest.asc
XXI N001 N002 pwm
VI N002 0 V
* block symbol definitions
.subckt pwm P N
Bl P N V=Round(V(Sl))*A
VI SI N001 PULSE@ 0.5 0 {Tl*0.5} {Tl*0.5} 0 {Tl})
V2 N001 0 PULSE@ 0.5 0 {T2*0.5} {T2*0.5} 0 {T2})
.param Tl=20m
.param T2=l
.param A=l
.ends pwm
.tran 0 10 0.01m
.backanno
.end

5.3. Внутренний мир SPICE 69
3. Щелкните правой кнопкой мыши на элементе PWM, чтобы открыть окно его
свойств.
4. Нажмите кнопку Open Schematic (Открыть схему). В результате откроется
окно внутренней схемы элемента PWM.
5. Выберите команду меню View > SPICE NetList В открывшемся окне будет
отображено содержимое временного файла PWM. net (листинг 5.6).
* D:\Spice.Test\PWM.asc
.subckt pwm P N
Bl P N V=Round(V(Sl))*A
VI S1 N001 PULSE@ 0.5 0 {Т1*0.5} {Т1*0.5} 0 {Т1})
V2 N001 0 PULSE@ 0.5 0 {Т2*0.5} {Т2*0.5} 0 {Т2})
.param Tl=20m
.param T2=l
.param A=l
.ends pwm
В этих Spice-описаниях появилась ранее не встречавшаяся директива . SubCkt
(Sub Circuit — подсхема). В ней указано имя элемента и внутренние имена внешних
узлов подсхемы. Для подсхем часто используется название "макромодель".
Тело подсхемы закрывается директивой . Ends (End of Sub Circuit — конец
подсхемы). Внутри тела подсхемы находятся строки описания Spice-модели.
Заметьте, что тело подсхемы PWM целиком вошло в тестовую схему PWMtest.
К этой подсхеме, как к модели, обращается элемент XXI (наш генератор). При этом
он обращается к подсхеме по имени PWM.
Симулятору для расчетов не требуется схема подсхемы PWM. Ему нужна только
ее Spice-модель. Если мы сообщим симулятору, где взять описание этой модели, то
саму подсхему PWM. asc можно исключить.
Для того чтобы указать симулятору файл описаний моделей используется
директива .Lib (Library — библиотека). Таким образом, необходимо превратить файл
Spice-описания PWM.net в библиотечный файл, а в атрибутах символа указать имя
библиотечного файла и имя подсхемы. Имя подсхемы — это имя, указанное в
соответствующей директиве . SubCkt.
ПРИМЕЧАНИЕ ___________
кет LTspco сформировал бы совсем другую Зрюе^едел-. ос-ъ офо;;мления гло/лли;
/: колсяллу. По ртои причине паи пришлось вызывать подсхему' л'л другой с>"емь. '
5.3.5. Преобразование Spice-модели в библиотечный файл
Для того чтобы преобразовать файл Spice-модели в библиотеку, достаточно
сохранить соответствующий * . net файл и переименовать его. В соответствии с
принятыми соглашениями для библиотек нескольких элементов используется
расширение * . lib, а для отдельных моделей — * . sub. Советуем придерживаться этого
соглашения.

70 Глава 5. Более сложные элементы LTspice
По умолчанию LTspice удаляет временные файлы с расширением * . net. Для
того чтобы не потерять файл Spice-модели, выполните следующие действия.
1. Загрузите или создайте схему, в которой используется ваш элемент.
2. Щелкните правой кнопкой мыши на этом элементе, чтобы открыть окно его
свойств.
3. В окне свойств элемента нажмите кнопку Open Schematic, чтобы открыть окно
внутренней схемы элемента.
4. Выберите команду меню View > SPICE NetList. В этот момент в папке, где
хранятся файлы символа, будет создан временный файл с расширением * . net.
5. Закройте окно SPICE NetList, но не закрывайте схему, чтобы не удалился
временный файл.
6. Выберите команду меню File > Open и укажите в окне открытия файла тип
Netlist (*.net).
7. Загрузите файл Spice-модели вашей подсхемы с расширением * . net.
Откроется окно текстового редактора.
8. В окне текстового редактора внесите необходимые изменения в модель.
Например, вместо комментария со ссылкой на исходный файл модели (который мы
в дальнейшем планируем удалить), укажите более полезную информацию,
назначение модели и автора.
ПРИМЕЧАНИЕ
9. Сохраните измененный файл с другим расширением: * . sub (для отдельных
моделей) или * . lib (для библиотек нескольких элементов). Для этого
выберите команду меню File > Save As и укажите в окне сохранения файла тип файла
All Files(V).
10. Измените расширение файла и сохраните файл.
Таким образом можно создать файл с библиотечным описанием элемента в
формате Spice. Создайте по описанной выше схеме библиотечный файл для нашего
элемента PWM и сохраните его в своей папке под именем PWM .sub.
5.3.6. Редактирование атрибутов элементов в редакторе
символов
Покажем, как можно получить доступ к атрибутам символа.
1. Выберите команду меню File > Open и укажите в окне открытия файла тип
файла Symbols(*.asy).
2. Загрузите ранее созданный символ PWM. asy.
3. Выберите команду меню Edit >Attributes > Edit Attributes. Откроется окно
Symbol Attribute Editor (Редактор атрибутов символа). В этом окне можно
задать, или изменить любые атрибуты символа:
• Symbol Туре — тип символа: BLOCK — блок, для подсхемы; CELL — элемент,
для элемента;

5 3 Внутренний мир SPICE 1\
• Prefix — префикс элемента (по префиксу определяется, к какому типу
относится элемент; перечень префиксов дан в приложении А);
• SpiceModel — модель (ссылка на стандартную модель или модель в
файле-источнике);
• Value — значение (числовое значение элемента или имя модели; здесь же могут
указываться дополнительные параметры);
• Value2 — дополнительное значение (не отображается на схеме, но передается в
модель элемента);
• SpiceLine — строка Spice-описаний;
• SpiceLine2 — дополнительная строка Spice-описаний;
• Description — описание (необязательное, но полезное поле комментариев,
отображаемых в окне выбора элемента);
• ModelFile — файл модели. Это поле, как правило, надо заполнять для
добавляемых элементов с нестандартным расположением файла относительно
системных папок LTspice.
Указанные атрибуты обычных элементов передаются модели в виде строки:
<name> nodel node2 [...] <SpiceModel> <Value> <Value2> <SpiceLine>
<SpiceLine2>
Здесь первый символ имени — префикс, определяющий тип элемента (не X).
Для элементов с префиксом X атрибуты элемента передаются особенным образом.
Это позволяет автоматически генерировать директиву . Lib для включения
библиотеки элементов. Конкретный вид генерируемых строк зависит от того, какие поля
атрибутов заполнены:
• ни одно поле атрибутов не задано — строки не генерируются, а для построения
Spice-модели ищется одноименная схема;
• задано поле ModelFile — передаются две строки:
.Lib <ModelFile>
<name> nodel node2 [...] <SpiceModel> <Value> <Value2> <SpiceLine>
<SpiceLine2>
ПРИМЕЧАНИЕ
• поля ModelFile и Value2 не заданы — передается одна строка (директива с
именем библиотечного файла не генерируется):
<name> nodel node2 [...]<SpiceModel> <Value> <SpiceLine> <SpiceLine2>
• поле ModelFile не задано, а поле Value2 задано — передаются две строки:
.Lib <SpiceModel>
<name> nodel node2 [...] <Value2>
Здесь в качестве имени модели передается Value2, а для имени файла
используется поле SpiceModel. В этом случае редактор схем запрещает изменение парамет-

72 Глава 5. Более сложные элементы LTspice
ров элемента при попытке доступа к свойствам элемента схемы. Если задано поле
Description, то редактор выдает соответствующее предупреждение с текстом этого
поля.
Напомним, что для доступа к свойствам элемента обычно щелкают правой
кнопки мыши на элементе в схеме. С точки зрения практического применения,
наибольший интерес представляют второй и четвертый из рассмотренных выше
вариантов. Поле ModelFile чаще используют для себя, а поле Value2 — во внешних
библиотеках (в частности этот вариант используется в элементе LT1109 — см.
листинг 5.4).
Заметьте, что в созданном нами элементе PWM.asc не заполнено ни одно поле
атрибутов, поэтому при вызове такого элемента симулятор будет искать
одноименный файл схемы элемента PWM .asc.
Для библиотечных элементов файлы схем внутреннего устройства элемента,
как правило, не даются. Предоставляется Spice-модель в библиотечном файле, а в
атрибутах символа указывается, как обратиться к необходимому библиотечному
элементу.
Теперь мы готовы заполнить поля атрибутов нашего символа.
5.3.7. Настройка атрибутов символа
Будем исходить из того, что у нас есть описание собственного графического
элемента PWM. as у (см. раздел 5.2.2) и Spice-описание собственной модели в файле
PWM. sub (см. раздел 5.3.5).
В сохраненной ранее Spice-модели PWM.sub в директиве .SubCkt указано
имя подсхемы PWM. Нам необходимо сообщить об имени файла модели и имени
подсхемы в полях атрибутов нашего символа. Для этого выполните следующие
действия.
1. Выберите команду меню File > Open и укажите в окне открытия файла тип
файла Symbols(*.asy).
2. Загрузите созданный ранее символ PWM. asy.
3. Выберите команду меню Edit > Attributes > Edit Attributes.
4. В открывшемся окне Symbol Attribute Editor задайте следующие параметры:
• Symbol Type (Тип символа) — задайте CELL (элемент);.
• Prefix (Префикс элемента) — задайте X;
• SpiceModel (Модель) — задайте имя, указанное в директиве . SubCkt файла
Spice-модели (в нашем случае — PWM);
• ModelFile (Файл модели) — задайте имя файла Spice-модели (в нашем
случае— PWM. sub);
5. дополнительно можете заполнить следующие необязательные поля:
• Description — описание, отображаемое при выборе элемента (например,
введите в этом поле "Pulse Width Modulated Generator Sub");
• Value (Значение) — в этом поле полезно указать параметры нашего генератора,
чтобы потом не вспоминать, как они называются. Например, задайте
Tl=lmT2=100mA=l

5 3. Внутренний мир SPICE 73^
Это значит, что по умолчанию наш генератор будет работать с этими
параметрами, и они отобразятся в окне свойств нашего элемента.
6. Если необходимо, чтобы определенные поля атрибутов символов отображались
на схеме вместе с элементом, настройте видимость полей. Для этого выберите
команду меню Edit > Attributes > Attribute Window. Откроется окно Attribute
Window to Add (Добавляемое окно атрибута).
7. В этом окне выберите требуемый атрибут (например, Value) и нажмите кнопку
Ок. Возле символа появится значение поля или имя поля в угловых скобках,
если значение поле не определено.
8. Если текст поля неудачно размещен относительно символа, щелкните правой
кнопкой мыши на тексте поля и задайте выравнивание Justification. Здесь же
можно изменить и текстовое содержимое поля атрибута. Для сокрытия поля
атрибута присвойте параметру Justification значение Not Visible.
9. Для того чтобы отличать новый символ от старого, измените надпись PWM
в центре символа на PWMs.
10. Сохраните отредактированный элемент. Для того чтобы не путать старый
элемент PWM. asc с вызовом схемы с новым элементом, вызывающим библиотеку
PWM.sub, присвойте отредактированному символу другое имя (например,
PWMs . asc) и сохраните его с помощью команды меню File > Save As.
Теперь у нас есть символ PWMs .asc, использующий модель элемента в Spise-
формате.
5.3.8. Тестирование элемента и влияние атрибутов на его
свойства
Соберите тестовую схему с символом
PWMs. as с, подобную показанной на
рис. 5.15. Для сборки этой схемы проделайте
следующие действия.
PWMs
T1=1mT2=100mA=1
1. Создайте новую схему с помощью ко- V7 -trail 0 1 0 0.01т
манды меню File > New Schematic. Рис. 5> 15t схема для проверки элемента PWMs
2. Добавьте на схему свой элемент PWMs.
Для этого нажмите кнопку Component О" панели инструментов, чтобы открыть
окно Select Component Symbol.
3. Укажите в поле Top Directory путь к папке с элементом PWMs . as у.
4. Выберите в списке элемент PWMs.
5. Нажмите кнопку Ok, и поместите элемент на схему.
6. Добавьте точку заземления ^ для источника напряжения.
7. Инструментом Wire ?- соедините элементы между собой.
8. Добавьте небольшой отрезок проводника к верхнему выводу источника PWM.
Если все было сделано в соответствии с рекомендациями из предыдущих
разделов, то должна получится схема, показанная на рис. 5.15.
9. Запустите процесс симуляции (кнопка Run ^T панели инструментов). В ответ на
запрос параметров симуляции выберите вкладку Transient и задайте параметры:
Stop Time = 1; Maximum Timestep = 0.01m. В результате должна появится
директива .tran 0 10 0.01m.

74
Глава 5. Более сложные элементы LTspice
10. Щелкните пробником г на верхнем выводе элемента PWMs. Должен появится
график, подобный показанному на рис. 5.11.
ПРИМЕЧАНИЕ
Проверьте, как осуществляется доступ к свойствам элемента. Для этого
щелкните правой кнопкой мыши на символе PWMs. Должно появится диалоговое окно,
показанное на рис. 5.16.
PWMs
.tran 0 1
Т1=
0 0.
SpioeModte! pwm
Value T1 «1 rn Т2И 00m ЛИ
Vafus2
SpictUnte
Spicetine2
Cancel I
X
OK
//4
Рис. 5.16. Окно свойств элемента PWMs. Библиотечный элемент. Заполнены поля атрибутов символа:
SpiceModel, ModelFile, Value и Description
В этом окне можно задать параметры нашего генератора. Поскольку LTspice
последовательно переписывает в Spice-модель все непустые поля (см. раздел 5.3.6),
то в данном случае все равно, в каких полях будут заданы параметры.
Для сравнения, на рис. 5.17 показан пример диалогового окна для элемента
РWM. a s у с подсхемой РWM. a s с.
PWM
tran 0 1 0 0.01т
Рис. 5.17. Окно свойств элемента PWM. Подсхема

5.3. Внутренний мир SPICE
75
Для демонстрации технологии построения библиотечных элементов микросхем
в LTspice на рис. 5.18 дан пример диалогового окна для специально созданного
элемента, использующего библиотеку PWM.sub. В отличие от элемента PWMs.asy,
у этого элемента не заполнено поле атрибутов ModelFile, а имя модели передается
через поле Value2. Особенности влияния заполнения полей атрибутов детально
рассмотрены в разделе 5.3.6.
PWMn
.tran 0 1 0 0.01т
Рис. 5.18. Окно свойств элемента PWMn. Библиотечный элемент с запретом редактирования
Все поля атрибутов символа элемента PWM. as у отставлены пустыми.
Вызывается подсхема PWM.asc. Можно задавать параметры и получить доступ к символу
и к схеме внутреннего устройства элемента.
Заполнены поля атрибутов символа: SpiceModel = PWM.sub; Value2 = PWM;
Description = Pulse Width Modulated Generator not Edited. Если поле Description
оставить пустым, то при щелчке на элементе правой кнопкой мыши вообще ничего
не происходит.
5.3.9. Использование директивы Model
В библиотеках элементов, кроме Spice-моделей, оформленных в виде
"процедур" SubCkt (подсхем), часто используются варианты стандартных элементов или
элементов прототипов. Эти варианты обозначаются директивой .Model (модель).
Для того чтобы было понятнее, для чего используется эта директива, лучше
всего привести фрагмент библиотеки транзисторов Standard.bjt (при
стандартной установке находится в папке \Program Files\LTC\SwCADIII\lib\cmp)
(листинг 5.7).
Листинг 5.7, Со
* Copyright © 2000,2001,2002,2003,2004, 005,2006 Linear Technology
^Corporation. All rights reserved. *
.model 2N2222 NPN(IS=1E-14 VAF=100 BF=200 IKF=0.3 XTB=1.5 BR=3 CJC=8E-12
+ TR=100E-9 TF=400E-12 ITF=1 VTF=2 XTF=3 RB=10 RC=3 RE=1 Vceo=30
<^Icrating=800m mfg=Philips)
.model 2N2907 PNP(IS=1E-14 VAF=120 BF=250 IKF=0.3 XTB=1.5 BR=3 CJC=8E-12
<^CJE=30E-12
+ TR=100E-9 TF=400E-12 ITF=1 VTF=2 XTF=3 RB=10 RC=3 RE=1 Vceo=40
^Icrating=600m mfg=Philips)
.model 2N3904 NPN(IS=1E-14 VAF=100 Bf=300 IKF=0.4 XTB=l.5 BR=4 CJC=4E-12
<?CJE=8E-12 RB=20
+ RC=0.1 RE=0.1 TR=250E-9 TF=350E-12 ITF=1 VTF=2 XTF=3 Vceo=40
^Icrating=200m mfg=Philips)

76 Глава 5. Более сложные элементы LTspice
.model 2N3906 PNP(IS=1E-14 VAF=100 BF=200 IKF=0.4 XTB=1.5 BR=4 CJC=4.5E-12
<^CJE=10E-12 RB=20
+ RC=0.1 RE=0.1 TR=250E-9 TF=350E-12 ITF=1 VTF=2 XTF=3 Vceo=40
<^Icrating=200m mfg=Philips)
.model FZT849 NPN(IS=5.8591E-13 NF=0.9919 BF=230 IKF=18 VAF=90
<^ISE=2.0067E-13 NE=1.4
+ NR=0.9908 BR=180 IKR=6.8 VAR=20 ISC=5.3E-13 NO1.46 RB=0.023 RE=0.0223
<PRC=0.015
+ CJC=200E-12 MJC=0.3006 VJC=0.3532 CJE=1.21E-9 TF=1.07E-9 TR=9.3E-9
<PVceo=30 Icrating=7
+ mfg=Zetex) / Zetex PLC, Fields New Road, Chadderton, Oldham OL9 8NP
.model ZTX849 ako:FZT849 NPN(Vceo=30 Icrating=7 mfg=Zetex)
ПРИМЕЧАНИЕ
В этом фрагменте даны описания нескольких транзисторов. Каждое описание
начинается с директивы .Model, за которой следует имя модели (например,
2N222,), имя стандартной встроенной модели (в частности, NPN) и в скобках —
список параметров этой модели. Параметров много, отчасти информацию о
параметрах можно найти в справочнике пакета LTspiceHelp . chm, отчасти — в
описаниях [4-7]. Например, BF — это коэффициент усиления по току, a Vceo —
напряжение "коллектор-эмиттер".
Обратите внимание на модель ZTX84 9 (последнюю в листинге 5.7). После ее
имени указан модификатор АКО:, а за ним — ссылка на модель прототипа. Такая
запись позволяет не указывать одинаковые параметры, а заимствовать их из
прототипа.
Таким образом, использование моделей существенно упрощает описание схемы
и освобождает нас от необходимости разбираться с необъятным количеством
параметров стандартных моделей.
Кроме того, директива .Model часто используется в описаниях схем для
сокращенного описания одинаковых элементов. Это позволяет один раз указать
модель элемента, а затем использовать в схеме ее имя. Например, можно
задействовать в схеме имя DS для всех диодов Шотки, а в директиве вида .Model DS
<название и модель> указать конкретное название и модель этого диода.

ГЛАВА
6
Исследование широтно-импульсной
модуляции
Широтно-импульсная модуляция (ШИМ или PWM — Pulse Width Modulation)
широко используется в схемах питания силового электропривода, управления
осветительными приборами (полупроводниковыми лазерами и светодиодами),
современной цифровой аудиоаппаратуре и множестве других устройств.
В основе ШИМ лежит принцип преобразования изменений ширины импульсов
постоянной амплитуды, формируемых некоторым цифровым устройством, в
плавные изменения напряжения или тока.
6.1. Упрощенная схема широтно-импульсного
модулятора
Рассмотрим особенности работы схемы ШИМ на примере имеющихся у нас
устройств: модели импульсного понижающего преобразователя (схема StepDown.
as с — см. раздел 4.3) и генератора прямоугольных импульсов с линейно
изменяющимся заполнением, элемент PWM.asy с внутренней схемой PWM.asc (см.
раздел 5.2).
Для этого изменим схему StepDown .asc, включив в нее вместо генератора
CLK наш генератор PWM (рис. 6.1).
IN
A=5T1=2uT2=1m
OUT
.tran 0 1m О О.О1 u startup
Рис. 6.1. Упрощенная схема широтно-импульсного модулятора
Генератор PWM вместе с ключевым транзистором Q1 и диодом D1 будет
эмулировать выход цифровой схемы с ШИМ. Индуктивность дросселя Ы, конденсатор
фильтра С1 и нагрузка Rload будут соответствовать внешним элементам схемы
ШИМ.
Для сборки схемы выполните следующие действия.
1. Загрузите ранее сохраненную схему StepDown. asc.
2. Удалите источник импульсов CLK.

78
Глава 6. Исследование широтно-импульсной модуляции
3. Вставьте на освободившееся место элемент PWM (генератор прямоугольных
импульсов с линейно-изменяющимся заполнением).
4. Настройте параметры генератора импульсов PWM. В свойствах элемента в поле
Params введите строку А=5 Tl=2u T2=lm. Это соответствует амплитуде
импульсного сигнала 5 В, периоду повторения сигнала 2 мкс (частота 500 кГц),
периоду изменения заполнения 1 мс (частота 1 кГц).
5. Сохраните схему в своей папке под именем PWMdemod. as с.
6. Запустите симуляцию.
7. С помощью пробника г и токовых клещей *г добавьте на график напряжение
на выходе схемы V(out) и ток индуктивности 1(Ы).
8. Для большей наглядности добавьте на график дополнительное поле Рапе и
перетяните график V(out) в верхнее поле графика. В результате должны получится
зависимости, подобные показанным на рис. 6.2.
Заполнение Q сигнала нашего ШИМ генератора изменяется по пилообразному
закону. Напомним, что заполнение Q определяется отношение длительности ОТКрЫ-
iQ _ TSW/
\^ — /ПГ
того состояния к периоду повторений изменений состояния ключа ' 1 .
Импульсный сигнал имеет минимальное заполнение Q=0 в точках кратных lms, т.е. в
точках 0 и lms графика. Максимальное заполнение сигнала Q=l реализуется через
0.5ms.
с n\/
4 0V-
3 0V-
2 0V-
1 0V-
и UV-1
1ППП(пД
800mA-
600mA-
400mA-
200mA-
0 mA-
-200mA-
7
^- -
^^ММ—ИИМЦццщ
V(out)
WHff'J '
D
X !
у
!
-
OOrns 0 1ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms
0 8ms 0 9ms
1 0ms
Puc .6.2. Зависимость изменений выходного напряжения У (out) и тока индуктивности I(L1) от времени для
ШИМ-сигнала с изменяемым заполнением
Выходное напряжение V(out) с небольшим запаздыванием воспроизводит
изменение заполнения Q ШИМ-сигнала: минимум — около 0 и 1 мс, максимум — около
0,5 мс.
На рис. 6.3 показаны фрагменты изменений напряжения импульсного ШИМ-
сигнала на выходе ключа V(SW), выходного напряжения V(out) для интервалов
времени с различным значением заполнения Q.
Как видно из этих зависимостей, выходное напряжение V(out) примерно
пропорционально заполнению Q импульсного ШИМ-сигнала. Однако эта зависимость
несколько искажена отставанием изменений выходного напряжения от изменений
заполнения.

6 1 Упрощенная схема широтно-импульсного модулятора
79
5V-l
4V-
3V-
2V--
1V—
OV-
...
' V(out) "
V(sw)
245ps
6V
5V-
4V-
3V-
2V-
1V-
0V
V(out)
V(sw)
V(out)
УМ _
* '
400ps
405ms
Рис. 6.3. Зависимость напряжения ключа V(SW) и выходного напряжения У (out) для разных значений
заполнения Q: вверху—Q = 0,2; по центру— Q = 0,5; внизу— Q = 0,8
Для характеристики степени отклонения выходного сигнала от изменений
заполнения добавим на график выходного напряжения график изменений заполнения.
Для описания пилообразного закона изменения заполнения при заданном
периоде повторения импульсного сигнала Т1 = 1 мс удобно использовать следующую
Spice-функцию:
if(time<0.5, time, lm-time)
Здесь if (<условие>, <значение1>, <значение2>) —условный
оператор, принимающий значение!, если условие истинно, в противном случае —
значение2. Переменная time зарезервирована для времени.
Должна получится зависимость, показанная на рис. 6.4. Здесь значительно
лучше видна степень отклонения выходного сигнала от пилообразного значения. Эти
отклонения обусловлены слишком большой емкостью конденсатора фильтра С1.
Для иллюстрации влияния емкости фильтра на искажения выходного
напряжения на рис. 6.5 показаны зависимости для разных значений емкости С1.

80
Глава 6. Исследование широтно-импульсной модуляции
5 0V-
V(out)
if(time<Q 5m,time,1rn-tirne)
500ps
0 0ms 0 1ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms 0 8ms 0 9ms 10ms
Puc. 6.4. Зависимость изменений выходного напряжения V(out), опорной функции заполнения
Q = if (time<0.5, time, 1 m-ti me) итока индуктивности I](L1) от времени для С1 = 47 мкФ
5 0V-
V(out)
if(ti(Tse<0 5m,time,1 m-time)
0mA-
0 0ms 0 1ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms 0 8ms 0 9ms 10ms
5 0V
Л m-ttme)
500 ps
ims 01 ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms 0 8ms 0 9ms 1 0ms
5 0V-
V(out)
if(time<0 Gni.t'me.lm-time)
400mA-
300mA-
200mA-
100mA-
0mA-
-100mA-
0 0ms 0 1ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms 0 8ms 0 9ms 10ms
Puc. 6.5. ЗависимостидляС1 = 4,7мкФ (вверху), С1 = 470нФ (поцентру) иС1 = 47нФ (внизу)

6 2 Схема синхронного преобразователя 81
Из показанных зависимостей видно, что при емкости конденсатора фильтра С1
= 470 нФ выходное напряжение ближе всего к опорной пилообразной функции. При
емкости фильтра больше оптимальной слишком велики отставания и переколебания
сигнала, а при емкости меньше оптимальной слишком велики пульсации выходного
сигнала.
Оптимальное значение емкости фильтра определяется соотношением между
активным сопротивлением нагрузки Rload и реактивного сопротивления Хс емкости С
фильтра на частоте преобразователя/
с
В нашем случае реактивное сопротивление равно сопротивлению нагрузки при
значении емкости
С = = «32 нФ
f 2-3.14.500^3-10
Таким образом, значение емкости фильтра близко к оптимальному значению,
когда значения активного сопротивления нагрузки и реактивного сопротивления
конденсатора фильтра близки. Это необходимо учитывать при выборе емкости
фильтра для схемы ШИМ.
Заметим, что для схем импульсных стабилизаторов напряжения критерии
выбора емкости фильтра несколько иные. В этой схеме основными критерием является
размах пульсаций выходного напряжения. Чем меньше пульсации, тем лучше. По
этой причине значение емкость фильтра стараются выбрать максимально большим.
При этом ограничивающим фактором являются габариты конденсатора.
6.2. Схема синхронного преобразователя
Преобразователи с диодом в цепи обратного хода имеют существенный
недостаток: низкая эффективность при малых выходных напряжениях, обусловленная
заметным падением напряжения на открытом диоде. Для устранения этого недостатка
вместо диода включают полевой транзистор. В отличие от диода, открытый полевой
транзистор ведет себя как сопротивление, и падение напряжения на нем при малых
токах стремится к нулю.
Включаемый вместо диода транзистор должен переключаться синхронно в про-
тивофазе с основным ключевым транзистором, поэтому такие схемы называют
синхронными. Схема синхронного понижающего преобразователя, используемого для
демодуляции ШИМ-сигнала, показана на рис. 6.6.
В этой схеме выходной ключ построен на комплиментарной паре полевых
транзисторов Ml и М2 взаимно дополнительной полярности. Управляющие затворы
этих транзисторов подключены к общему источнику управляющего сигнала. Выход
схемы работает таким образом, что когда ключ Ml открыт, ключ М2 закрыт. И
наоборот: когда ключ Ml закрыт, ключ М2 открыт. Именно такому построению
выходного каскада соответствует схема стандартного КМОП-выхода современной
цифровой микросхемы.

82
Глава 6. Исследование широтно-импульсной модуляции
A=5T1=2uT2=1m
OUT
.tran 0 1m 0 0.01u startup \7
Puc. 6.6. Схема синхронного выходного каскада преобразователя
Теоретический анализ протекания токов в индуктивности в схеме синхронного
преобразователя ничем не отличается от анализа для преобразователей с диодом
(см. разделы 3.2.2 и 4.3.1). Естественно, существует поправка на то, что на обратном
ходе преобразователя ток течет не через диод, а через синхронный ключ.
Открытому состоянию ключа Ml соответствует прямой, а открытому состоянию М2 —
обратный ход преобразователя.
На рис. 6.7 показаны результаты моделирования изменений выходного сигнала
под влиянием управляющего прямоугольного импульсного сигнала с измененяемым
по пилообразному закону заполнением.
с п\/—
4 0V-
3 0V-
2 0V-
1 0V-
п п\/
СППтД-
400тА-
ЗООгпА-
200тА-
ЮОгпА-
Пгп А
00
V(out) if(t i m e <0 5 m ,t i m e, 1 m-t i m e)
¦^*^-
?^~
1)
^щ
L_
mite.
^w
Г 1 1 i i i i i i i
ms 0 1ms 0 2ms 0 3ms 0 4ms 0 5ms 0 6ms 0 7ms 0 8ms 0 9ms 10
,_cnniic
-400ps
-300fJS
-200ps
-100ps
— (™li ic
ms
Puc. 6.7. Зависимость изменений выходного напряжения V(out), опорной функции заполнения
Q= if(time<0.5, time, lm-time) и тока индуктивности l(L1) от времени
Значение емкости фильтра С1 для этой схемы выбрано по результатам поиска
оптимального значения для схемы преобразователя, показанной на рис. 6.1.
Обратите внимание, что на этом графике линия выходного напряжения V(out)
совпадает с линией опорной функции, отображающей закон изменения заполнения,
а на нижнем графике, показанном на рис. 6.5, с идентичными параметрами
выходных элементов линия выходного напряжения V(out) смещена вниз на величину
падения напряжения на диоде. Это приводит к заметной нелинейности
преобразователя с диодом в области малых выходных напряжений.

6.2. Схема синхронного преобразователя 83
Таким образом, построение демодулятора ШИМ-сигнала по схеме синхронного
понижающего преобразователя существенно улучшает линейность преобразователя
и одновременно увеличивает КПД схемы за счет уменьшения потерь на
коммутирующих элементах.
Заметим, что иногда параллельно выходу синхронного ключа обратного хода
подключают диод. Это делают для исключения нежелательных выбросов
напряжения, когда не удается добиться полной синхронности переключения ключей
прямого и обратного хода. В случае, если ключ прямого хода уже закрылся, а ключ
обратного хода еще не открылся, ток течет через диод.

ГЛАВА
7
Моделирование трансформаторов
в LTspice
В наборе Spice-элементов традиционно отсутствует трансформатор. Возможно,
это оправдывается многообразием используемых в реальных схемах конфигураций
трансформаторов: двухобмоточных и многообмоточных; с отводами от обмоток
и без; с идеальным сердечником и нелинейным сердечником; с учетом гистерезиса
материала сердечника и без; с учетом межвитковой емкости обмоток и без... Этот
список можно было бы продолжать.
Нелинейность импульсного трансформатора можно было бы и не учитывать,
если бы она не являлась одним из основных факторов, определяющих габариты
и режимы роботы импульсных устройств. Ряд современных импульсных блоков
питания используют автогенераторы с трансформаторами на нелинейных,
насыщаемых сердечниках. В частности, нелинейность трансформатора является одним из
факторов, задающих длительность прямого хода классического блокинг-генератора,
поэтому необходимо моделировать и линейные, и нелинейные модели.
Задача моделирования идеального трансформатора достаточно легко решается
с помощью стандартных элементов индуктивности и коэффициента индуктивной
связи.
7.1. Трансформатор с идеальным сердечником
Для моделирования идеального трансформатора соберем схему, показанную на
рис. 7.1.
К L1 L2 1
SINE@ 310 50 0 0 90)
.tranO1.1 1 0.1m
.icl(L1)=0
Рис. 7.1. Схема с идеальным трансформатором
На этой схеме индуктивности Ы и L2 образуют обмотки трансформатора.
Директива-инструкция К L1 L2 1 определяет связь индуктивностей Ы и L2 с
коэффициентом взаимной связи, равным 1.

7.1. Трансформатор с идеальным сердечником 85
Напомним, что коэффициент взаимной связи двух индуктивностеи
определяется уравнением
Здесь М\2 — взаимная индуктивность двух индуктивностеи Lj и L.2.
Коэффициент связи может изменяться от 0 до 1, и у реальных трансформаторов принимает
значения от 0,9 до 0,999. Неполная связь обмоток трансформатора проявляется как
индуктивность рассеяния.
В Spice-моделях можно связать любое количество индуктивностеи общим
коэффициентом связи. Можно создать несколько связей различных пар
индуктивностеи со своими значениями коэффициента связи.
В Spice-моделях трансформатора коэффициент трансформации задается как
функция индуктивностеи обмоток. Это несколько непривычно, но к этому можно
быстро приспособиться, поскольку для любого трансформатора при расчете тока
холостого хода все равно необходимо знать индуктивность первичной обмотки
Коэффициент трансформации N\2 идеального трансформатора определяется
через отношение количества витков
1У\2
п2
Поскольку индуктивность обмотки пропорциональна квадрату количества
витков
коэффициент трансформации пропорционален корню из отношения индуктивностеи
Для практического применения удобнее, задавшись коэффициентом
трансформации N[2 и индуктивностью первичной обмотки L\, вычислить индуктивность
вторичной обмотки Ь2.
т — *
2~ N2
Кроме трансформатора, в схеме присутствует источник синусоидального
напряжения VI и два резистора R1 и R2. Резистор R1 ограничивает максимальный ток
схемы и соответствует сопротивлению первичной обмотки трансформатора, а
резистор R2 является нагрузкой вторичной обмотки.
Необходимость ограничительного резистора R1 обусловлена тем, что симуля-
тор запрещает параллельное соединение источников напряжения (напомним, что

86 Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
индуктивность является источником ЭДС самоиндукции). Вместо резистора R1
можно было бы указать последовательное сопротивление Rser индуктивности Ы.
Следует отметить особенность задания значений для синусоидальных
источников. В параметрах задаются значения амплитуд, а не привычные эффективные
значения. Напомним, что эффективные значения синусоидального напряжения V&
связаны с амплитудными значениями Vamp соотношением
V
у _ amp _ Л 7-F
Для определения амплитуды источника синусоидального напряжения по
привычному, эффективному значению следует использовать следующую формулу:
Соответственно, для переменного напряжения 220 В следует задавать
амплитуду синусоидального источника около 310 В.
Для сборки и настройки схемы, показанной на рис. 7.1, выполните следующие
действия.
1. Создайте новую схему, выбрав команду меню File > New Schematic.
2. Вытяните индуктивность Ы и L2 — элементы 5. Выделите инструментом ©
элемент L2 и с помощью комбинации клавиш <Ctrl+R> разверните его на 180°.
3. Задайте значение Ы индуктивности: Inductance = 100 (Гн).
4. Включите отображение точки начала обмотки Phase Dot.
5. Задайте значение L2 индуктивности: Inductance = 250m B50 мГн).
Коэффициент трансформации:
12 V250e-3
6. Включите отображение точки начала обмотки.
7. Вытяните резисторы R1 и R2 — элементы <\ Разверните R2 на 90°.
8. Задайте значение сопротивления R1 = 400 D00 Ом).
9. Задайте/?2 = 11A1 Ом).
10. Выберите в библиотеке элементов О- элемент Voltage для VI и настройте его
значения через меню элемента Advanced.
11. В окне свойств Independent Voltage Source выберите синусоидальный
источник SINE.
12. Задайте параметры синусоидального источника:
• Amplitude = 310 — амплитуда 310 В, что соответствует сетевому напряжению
220 В;
• Freq = 50 — частота 50 Гц;
• Phi = 90 — начальная фаза 90° (такая фаза избавляет от лишних для начального
этапа исследований вопросов).
13. Добавьте точки заземления ^ для источника напряжения, обмоток и нагрузки.
14. Инструментом Wire z— соедините выводы элементов между собой и с "землей"
(подробности см. в разделе 3.1).

7 1 Трансформатор с идеальным сердечником
87
15. Добавьте директиву-инструкцию для коэффициента связи К между обмотками
Ы и L2. Для этого активизируйте инструмент Spice Directive °P и в его окне
введите К LI L2 1. Этим мы связываем индуктивности L1 и L2 и задаем
коэффициент связи 1. Заметим, что директива-инструкция задается без символа "." в
начале строки. Не забудьте перетащить инструкцию мышью в поле схемы.
16. Добавьте директиву .1С (Initial Conditions — начальные условия) для начального
тока индуктивности Ы\ лс l(L1)=0. Этим мы указываем симулятору, что в
начальный момент времени ток индуктивности равен нулю. Здесь символ "•"
в начале строки необходим. Позже для проверки можно убрать эту директиву
в комментарии, поставив передней символ ";", и посмотреть, что получится.
17. Запустите симуляцию с помощью команды Run ^Г. В ответ на запрос
параметров симуляции выберите вкладку Transient и задайте параметры:
• Stop Time = 1.1 — длительность симуляции — 1,1с;
• Time to Start Saving Data = 1 — начало сохранения данных для вывода на
график через 1 с от начала моделирования (этим мы пока "закрываем глаза" на
начальные переходные процессы);
• Maximum Timestep = 0.1m — максимальный шаг моделирования — не более
ОД мс.
18. Должна появится директива .tran 0 1.1 1 0.1m. Инструментом г добавьте на
график напряжение на обмотке трансформатора Ы (V(n002)) и напряжение на
обмотке L2 (V(n003)).
19. Инструментом *г добавьте ток обмотки Ы (I(L1)) и ток обмотки L2 (I(L2)).
20. Для большей наглядности растяните значения токов и напряжений первой
и второй обмоток на разные графики (подробности см. в разделах 1.3 и 1.4).
В результате должны получится зависимости, подобные графикам на рис. 7.2.
200V-
V(n002)
400 mA
---200mA
- 0mA
-200mA
-400mA
10A
- -5A
-10A
0ms
10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
Puc. 7.2. Напряжения и токи первичной V(n002), I(L1) и вторичной обмоток V(n003), I(L2) трансформатора
дпяН2- 1,1 Ом
Обратите внимание на соотношение фаз токов и напряжений в первичной
обмотке и во вторичной. Во вторичной обмотке фазы тока I(L2) и напряжения V(n003)
совпадают, а в первичной фаза тока 1(Ы) несколько отстает от фазы напряжения
V(n002).

88
Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
Сравните амплитуду напряжения вторичной обмотки с расчетным значением
N
12
20
Сравните амплитуду тока первичной обмотки с расчетным значением
1.4
/, «-^- = —= 0,07А = 70мА.
1 JVI2 20
Измерьте среднеквадратичные значения напряжений и токов первичной и
вторичной обмоток. Для этого щелкните мышью на заголовке исследуемой кривой при
нажатой клавише <Ctrl> (подробности см. в разделе 1.4.2). Сравните
среднеквадратичные и амплитудные значения.
Сохраните схему в своей папке под именем Transl. asc.
7.1.1. Влияние сопротивления нагрузки
Для демонстрации влияния нагрузки на напряжения и токи в первичной и
вторичной обмотках трансформатора на рис. 7.3 даны результаты моделирования для
разных значений сопротивления нагрузки R2.
300V-
V(n002)
90mA
-15V-
-1 5А
Oms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
360V-
V(n002)
12mA
Oms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
-0 6mA
—1 2mA
-1 8mA
Puc. 7.3. Напряжения и токи первичной V(n002), I(L1) и вторичной обмоток ЩпООЗ), I(L2) трансформатора для
сопротивления нагрузки R2=11 Ом (вверху) uR2= 11 кОм (внизу).

7.1 Трансформатор с идеальным сердечником 89
Обратите внимание, что при малых сопротивлениях нагрузки фазы напряжения
и тока первичной обмотки совпадают. Для источника питания первичная цепь
трансформатора соответствует активной нагрузке. Ток первичной цепи
пропорционален току вторичной цепи, и эти токи связаны коэффициентом трансформации
Для больших сопротивлений нагрузки фаза тока первичной обмотки отстает от
напряжения на 90°, ток первичной цепи мало зависит от тока нагрузки и
определяется током 1ХХ холостого хода трансформатора. Ток холостого хода определяется
реактивным сопротивлением первичной обмотки трансформатора
В нашем случае
V V 310
XLX 2ЛГ-/-1, 2-3.14-50-100
0,01А=10мА.
При очень малых сопротивлениях нагрузки становится значимым падение
напряжения на сопротивлении первичной обмотки трансформатора, что заметно
уменьшает выходное напряжение. Так, при сопротивлении нагрузки R2 = 1,1 Ом ток
первичной обмотки I(L1) ~ 370 мА, и падение напряжения в первичной цепи AF/ =
= I(L1)-R1 ~ 0.37-400 ~ 150 В. Соответственно, первичное напряжение убывает до
160 В, и напряжение на вторичной обмотке падает до 8 В.
7.1.2. Влияние сопротивления обмотки на переходной
процесс
Для того чтобы исключить ряд досадных недоразумений при исследовании
схем с трансформаторами, полезно детально рассмотреть переходные процессы
в его первичной обмотке.
Внесите следующие изменения в первоначальную схему Trans I. as с:
• уберите из начальных условий Time to Start Saving Data (Сдвиг времени
вывода результатов моделирования на график): .tran 0 1.1 0 0.1m.
• задайте сопротивление нагрузки R2 = 11 кОм;
• уберите начальный сдвиг фаз 90° в генераторе синусоидального сигнала VI.
Этими изменениями мы подчеркнем влияние переходного процесса. Постройте
график изменений тока 1(Ы) в первичной обмотке трансформатора. Должна
получиться зависимость, подобная показанной на рис. 7.4.
Обратите внимание, что на начальном интервале времени среднее значение тока
смещено примерно на величину амплитуды изменений тока. Среднее значение тока
постепенно спадает к нулю, и после одной секунды смещение пренебрежимо мало.
Начальный участок переходного процесса показан на рис. 7.5. Обратите
внимание, что в начальный момент времени и ток, и напряжение первичной обмотки
начинаются с нулевых значений. Именно это обстоятельство и лежит в основе
странностей в поведении трансформатора.

90
Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
1Q*exp(-time/A00/400))
0mA-
-5mA-
•10mA-
0 0s
01s 02s 03s 04s 05s 0 6s 0 7s 0 8s 09s 10s 11s
Puc. 7.4. Изменение тока I(L1) в первичной обмотке трансформатора для сопротивления первичной обмотки
R1 = 400 Ом, и изменения опорной функции во времени
400V-
300V-
-400V-
У(п002)
- 15mA
20mA
-20mA
0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100ms
Puc. 7.5. Изменение напряжения V(n002) и тока I(L1) первичной обмотки трансформатора для сопротивления
R1 = 400 Ом.
Как известно, в установившемся режиме трансформатора между током и
напряжением первичной обмотки должен быть определенный сдвиг фаз. В данном
случае не противоречащие привычному представлению решения с нулевым
средним значением тока можно было бы получить только при тщательном подборе
начальных значений токов и напряжений на элементах схемы. Именно для таких
случаев и предназначена директива .ic (Initial Conditions). Если же моделирование
начинается с произвольных значений токов и напряжений, то привычное
стационарное решение со средними значениями, равными нулю, может быть получено только
спустя определенное время.
Время достижения стационарного состояния определяется постоянной времени
переходного процесса. Для последовательно соединенных сопротивления и
индуктивности постоянная времени определяется формулой
L
г», = —
RL R
В нашем случае для Ы = 100 Гн и R1 - 400 Ом постоянная времени

7.1. Трансформатор с идеальным сердечником
91
юо _
TDf =—=0,25 с.
' RL
400
Изменения среднего тока описываются зависимостью
Эта зависимость добавлена на график (рис. 7.4) в виде 10*exp(-time/(L/R)).
Видно, что она действительно отображает изменения среднего значения тока.
Заметьте, что время перехода к стационарному состоянию обратно
пропорционально сопротивлению. При уменьшении сопротивления первичной обмотки до
4 Ом постоянная времени возрастает
100
TRL =¦
= 25 с.
Другими словами, чтобы получить привычное стационарное решение, нам
пришлось бы задать длительность моделирования переходного процесса порядка 100
секунд. Естественно, это значительно увеличит затраты времени на моделирование.
Пример расчета переходного процесса для сопротивления обмотки R1 = 4 Ом
показан на рис. 7.6.
Рис. 7.6. Изменение тока I(L1) в первичной обмотке трансформатора для сопротивления первичной обмотки
Н1-4Оми изменения опорной функции во времени
Из графика видно, что на интервале около одной секунды среднее значение
тока систематически смещено на величину амплитуды тока. Небольшой регулярный
тренд (постепенное смещение среднего уровня к нулю) практически незаметен.
Если бы мы задали минимально возможное значение сопротивления, то практически
никогда не получили бы стационарного решения со средним значением тока,
равным нулю.
Если не учитывать, что мы имеем дело с переходным процессом, то из
представленной зависимости можно сделать противоречащий здравому смыслу вывод,
что трансформатор работает как выпрямитель. Подобные парадоксальные ситуации
часто обсуждаются на конференциях, посвященных моделированию схем с
трансформаторами. Следует проявлять определенную осторожность при интерпретации
"странных" результатов, и всегда оценивать длительность переходного процесса.

92 Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
7.2. Трансформатор с нелинейным сердечником
Нелинейный сердечник трансформатора вносит свои коррективы в зависимости
тока и напряжения трансформатора. Моделирование нелинейного сердечника —
задача достаточно сложная, которая в разных Spice-пакетах реализуется по-разному.
В пакетах PSpice параметры нелинейного сердечника задают в параметрах
коэффициента связи индуктивности. В пакете LTspice они вынесены в параметры
индуктивности. Это несколько усложняет модель трансформатора, но упрощает
процесс моделирования. Возможно, это обусловлено тем, что в LTspice необходимо
учитывать нелинейность только одного элемента, и не надо согласовывать
параметры нескольких взаимосвязанных.
Рассмотрим вначале модель индуктивности с нелинейным сердечником и ее
параметры, а затем обсудим возможность ее применения для моделирования
трансформатора.
7.2.1. Параметры нелинейного сердечника с гистерезисом
В пакете LTspice параметры нелинейного сердечника задаются как
альтернативные параметры в поле Inductance свойств индуктивности. Если данное поле
содержит число, то это — значение индуктивности в генри, а если имена параметров
с численными значениями, то это — нелинейная модель.
В LTspice используется две модели нелинейной индуктивности.
• Задается уравнение нелинейной связи между потоком индукции и током. Здесь
имена переменных Flux и х зарезервированы для потока индукции и тока
катушки. Например, в поле Inductance может быть указано выражение:
Flux=lm*tanhE*x)
Здесь выражение Flux=F (x) задает уравнение нелинейной связи.
• Задаются параметры петли гистерезиса материала сердечника, геометрические
параметры сердечника и количество витков. Для обозначения параметров
используются следующие обозначения:
о Не — коэрцитивная сила {А/т};
о В г — остаточная индукция {Т};
о Bs — индукция насыщения {Т};
о Lm — длина сердечника {m};
о Lg — длина зазора сердечника {m};
о А — площадь сечения сердечника {т2};
о N — количество витков.
Это достаточно новая модель. Впервые она была предложена Джоном Ченом
(John Chan) в 1991 году. Пример записи в поле Inductance:
Нс=1б Bs=0.44 Br=0.10 A=25.1e-6 Lm=19.8e-3 Lg=0.68e-3 N=1000
Вторая модель значительно проще в применении, поскольку позволяет
использовать комбинацию данных, доступных из справочной литературы, и данных,
определяемых конструкцией сердечника. Здесь значение индуктивности не присутствует

7 2 Трансформатор с нелинейным сердечником
93
в явном виде, но может быть определено для малых изменений тока в зависимости
от текущего положения точки в координатной плоскости 5, Н.
На рис. 7.7 показана петля гистерезиса с обозначением характерных точек
и пример траектории точки намагниченности сердечника в координатах В, Н.
Не
Ассиме трич ная
частная петля
Главная петля
Начальная
траектория
намагничивания
Рис. 7.7. Параметры петли гистерезиса (слева) и траектория точки намагниченности сердечника (справа)
в модели Джона Чена для нелинейного сердечника
Эти зависимости заимствованы из справочника LTspiceHelp. chm пакета
SwCAD/LTspice. Там же приводится краткое описание алгоритма расчета текущей
траектории точки на кривой намагниченности.
7.2.2. Сопоставление токов линейной и нелинейной
индуктивности
Для исследования нелинейной индуктивности соберем схему, показанную на
рис. 7.8.
Нс=95 Вп=1.2 Bs=1.75 Lg=O Lm=6e-2 A=3e-4 N=2200
R2
SINE@ 310 50 0 0)
.tranO1.1 1 0.1m
Рис. 7.8. Схема сравнения линейной L1 и нелинейной L2 индуктивностей
Здесь две индуктивности Ы и L2 с одинаковым сопротивлением обмоток R1
и R2 подключены к общему источнику синусоидального напряжения VI. Параметры
индуктивности Ы с линейным сердечником и сопротивление обмотки R1 заданы
такими же, как у первичной обмотки трансформатора в разделе 7.1: Ы = 100 Гн,
R1 = 400 Ом. Параметры индуктивности L2 с нелинейным сердечником подобраны
таким образом, чтобы индуктивность для малой амплитуды сигнала (на линейном
участке) совпадала с индуктивностью эталона LL
В качестве модели для материала сердечника использовались параметры
холоднокатаной электротехнической стали 3411-3413 (ЭЗЮ-ЭЗЗО) [1]: Не = 95 А/т;
Вг= 1,2 Т; Bs=l,75T.

94 Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
Геометрические параметры (длина средней лийии Lm, площадь поперечного
сечения сердечника А, и количество витков N) были подобраны так, чтобы
соответствовать параметрам маломощного сетевого трансформатора. При этом полагалось,
что зазор Lg отсутствует: Lg = 0; Lm = 6 см; А = 3 см ; N = 2200.
Для сборки и настройки схемы, показанной на рис. 7.8, выполните следующие
действия.
1. Создайте новую схему, выбрав команду меню File > New Schematic.
2. Разместите в схеме индуктивности Ы и L2.
3. Задайте значение L1 индуктивности: Inductance = 100 A00 Гн).
4. Введите в поле Inductance значения L2 строку:
Нс=95 Br=1.2 Bs=1.75 Lg=0 Lm=6e-2 A=3e-4 N=2200
5. Разместите в схеме резисторы Rl ylR2 и сразу разверните их на 90°.
6. Задайте значение сопротивления R1,R2 = 400 Ом.
7. Выберите в библиотеке элементов ©¦ элемент Voltage для VI. Настройте его
значения через меню элемента Advanced. В окне свойств Independent Voltage
Source выберите синусоидальный источник SINE.
8. Задайте параметры синусоидального источника:
• Amplitude = 310 — амплитуда 310 В, что соответствует сетевому напряжению
220 В;
• Freq = 50 — частота 50 Гц.
9. Добавьте точки заземления \Z для источника напряжения, обмоток и нагрузки.
10. Инструментом Wire ё— соедините выводы элементов между собой и с "землей"
(подробности см. в разделе 3.1).
11. Запустите симуляцию (кнопка Run ^т). В ответ на запрос параметров
симуляции выберите вкладку Transient, и задайте параметры:
• Stop Time = 1.1 — длительность симуляции 1,1 с;
• Time to Start Saving Data = 1 — начало сохранения данных для вывода на
график через одну секунду от начала моделирования;
• Maximum Timestep = 0.1m — максимальный шаг моделирования — не более
0,1 мс.
12. Должна появится директива .tran 0 1.1 1 0.1m. Инструментом Ч^ добавьте на
график токи обмоток Ы (I(L1)) и L2 (I(L2)).
В результате должны получится зависимости, подобные представленным на
рис. 7.9. Сохраните схему в своей папке под именем NL_induct. asc.
Сравним токи линейной и нелинейной индуктивности при разных напряжениях
питания. На рис. 7.10 показаны зависимости изменений формы тока для
индуктивности и линейным и нелинейным сердечником для разных напряжений питания
в диапазоне от 3,1 В до 350 В. Напряжение 310 В, показанное на рис. 7.9,
соответствует сетевому напряжению: примерно 220 В. При малых напряжениях питания VI
форма тока нелинейной индуктивности близка к синусоиде, а значения тока близки
к значениям линейной индуктивности. Это свидетельствует о близости значений
реактивного сопротивления^ = V/I = 2/r-fL, линейной и нелинейной индуктивности,
а следовательно, — и о близости значений индуктивности.

7 2 Трансформатор с нелинейным сердечником
95
19mA—
ЮтА-
8тА-
6тА-
4тА-
2тА-
ОтА-
-2тА-
-4тА-
-6тА-
-8тА-
ЮтА-
ш
/
/¦/¦"¦
ч::::.
7
"V"
... .К,-
KL1)
/
г/
1
/
Y
о
\\
Ш
VV
/
/
/
:::::ж::;::
Y i
10-2)
\
\\
V
: д
;""/й\:"":
Л
и.::::\.
1 - \\
A....Л
/ ^
Oms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
Puc. 7.9. Форма тока линейной I(L1) и нелинейной индуктиеностей I(L2) для напряжения питания V1 = 370 В,
что соответствует сетевому напряжению 220 В
19ПиА—i
80рА-
бОрА-
40рА-
ОрА-
-20рА-
-40рА-
-бОрА-
-80рА-
1ООрА-
120рА-
... &
/
/
1A1)
К А
X ' '
\ ' /
V
J(L2)...J ,
Л ; /
I(L2)
tl А.
л : Г
V
S
\
\
. \
Oms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
1 9mA
1 0mA-
0 8mA-
0 6mA-
0 4mA-
0 2mA-
0 0mA-
-0 2mA-
-0 4mA-
-0 6mA-
-0 8mA-
-1 0mA-
/
/
1
1A-1)
x::::::.../
\ • 1
Д.::.:::!
A .
\
\
\
\
/
//
//
I
W,,
:\
¦ \
] \
'¦ 1
1 n
/
/
i
I
I(L2)
\
\
\
\
\
ff
/
I
I
1
/—¦
\
\
1 i i 1 i i i i i
0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
оптд_
24mA-
18mA-
12mA-
6mA-
0mA-
-6mA-
19mA-
24mA-
30mA-
.//.iU -
I(L1)
1
/
1
k.
\
/j I(L2)
rf \\
1
1
/
I/
I(L2)I " ; If
I(L2)
I
/
II
\
\
\
Oms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
Puc. 7.10. Форма тока линейной I(L1) и нелинейной индуктиеностей I(L2) для напряжений питания
V1 = 3,1B (вверху); VU31B (в центре); V1 = 350 В (внизу)

96
Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
При больших значениях напряжения питания форма тока в нелинейной
индуктивности заметно искажается, в сигнале появляются узкие выбросы,
соответствующие переходу намагниченности сердечника в область насыщения. В случае, когда
форма сигнала тока сильно отличается от синусоиды, говорить об индуктивности
катушки можно только с большой условностью. При дальнейшем увеличении
напряжения питания выбросы тока резко увеличиваются, и резко возрастает
выделение мощности в сопротивлении обмотки.
На рис. 7.11 показаны результаты моделирования для амплитуды напряжения
390 В (эффективное значение сетевого напряжения около 280 В).
80W-
72W-
64W-
56W-
48W-
40W-
32W-
24W-
16W-
8W-
0W-
-RW-
27W-
-270mA-
-360mA-
-450mA-
yYN002,N0ni)*l(R])
V(N003,N001)*l(R2)
i R2
!
:
t
L
i
i
i
I
I m . • ! i
V(N002)*l(L1)
V(N003ri(L2)
0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
Puc. 7.11. Форма тока и мгновенной мощности на сопротивлении обмотки и индуктивности для линейной L1
и нелинейной индуктивности 12. Напряжение питания V1 = 390 В

7.2 Трансформатор с нелинейным сердечником 97
На нижнем графике рис. 7.11 показана форма тока линейной Ы и нелинейной
L2 индуктивности. Выбросы тока в нелинейной индуктивности достигают 0,45 А.
В линейной индуктивности Ы ток сохраняет синусоидальную форму с амплитудой
порядка миллиампер. Резкое увеличение тока приводит к заметному увеличению
мощности, поглощаемой индуктивностью.
7.2.2.1. Поглощаемая мощность и температура
На рис. 7.11 даны результаты моделирования тока и отдельных составляющих
поглощаемой мощности: мощности, поглощаемой в сердечнике индуктивности,
и мощности, поглощаемой сопротивлением обмотки.
На среднем графике показаны изменения мгновенной мощности V(t)-I(t) на
линейной L1 и нелинейной L2 индуктивности. Напомним, что для получения графика
мгновенной мощности следует навести указатель на элемент и нажать клавишу
<Alt>. После того, как указатель примет форму термометра •, необходимо
щелкнуть мышью на схеме.
На графике значение мощности отображается как произведение падения
напряжения и тока элемента: V(...)*l(...). Для оценки средней мощности следует щелкнуть
мышью на заголовке исследуемой кривой при нажатой клавише <Ctrl>
(подробности см. в разделах 1.3 и 1.4).
В данном случае среднее значение мощности для линейной индуктивности Ы
составляет менее 1 мВт. Идеальная индуктивность не поглощает мощность,
половину периода принимает ее от источника, а половину — отдает. Точное значение
поглощаемой мощности должно быть 0. Отличие от нуля обусловлено погрешностями
моделирования.
Для нелинейной индуктивности средняя мощность составляет около 0,7 Вт,
а выбросы достигают 25 Вт.
На верхнем графике на рис. 7.11 показаны изменения мгновенной мощности на
сопротивлениях R1 и R2, соответствующих сопротивлению обмоток линейной и
нелинейной индуктивности.
Средняя мощность для сопротивления обмотки линейной индуктивности
составляет около 30 мВт, Средняя мощность для сопротивления обмотки нелинейной
индуктивности — около 6,5 Вт, а выбросы достигают 80 Вт. Таким образом, с
учетом сопротивления обмотки, суммарная мощность, поглощаемая линейной
индуктивностью, составляет 30 мВт, а мощность, поглощаемая нелинейной
индуктивностью, — 7,2 Вт. При этом мощносгь, поглощаемая сопротивлением обмотки,
значительно превышает мощность, поглощаемую в сердечнике за счет гистерезиса.
Для небольших размеров трансформатора 7 Вт — достаточно большая
мощность, которая может привести к заметному нагреву. Оценку повышения
температуры можно выполнить, рассматривая баланс мощности, выделяемой в
конструкции, и мощности, отбираемой внешней средой. Для конвективного теплообмена
этот баланс записывается в виде уравнения
P = (T-T0)-k-S
Здесь Р — средняя мощность, выделяющаяся в объеме конструкции; Т—
температура конструкции; То — температура окружающей среды; S — площадь
поверхности конструкции, рассеивающей тепло; к — коэффициент теплообмена.

98 Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
Для оценки увеличения температуры AT относительно температуры
окружающей среды можно пользоваться следующим приближенным соотношением
S-k
Коэффициент теплообмена зависит от множества факторов: ориентации
поверхности и ее формы, наличия ребер, степени шероховатости и цвета поверхности,
наличия или отсутствия принудительной циркуляции воздуха и ряда других
факторов.
В большинстве случаев для грубых оценок можно принять следующее значение
коэффициента теплообмена (для воздуха):
. ~ W
т2-°С
Наш трансформатор со средней длиной сердечника 6 см можно условно
представить в виде куба с размерами грани около 3 см. Площадь поверхности такого
куба S = (З-З)-б = 54 см2. При выделяемой мощности 7 Вт увеличение температуры
составит
7 =185°С.
54- КГ4- 7
Этого более чем достаточно, чтобы в нашем трансформаторе начала
разрушаться изоляция, и он вскоре сгорел.
7.2.3. Схема для наблюдения петли гистерезиса
Для наблюдения петли гистерезиса воспользуемся способом, предложенным
в работе [1]. Соответствующая схема показана на рис. 7.12.
Нс=95 Br=1.2 Bs=1.75 Lg=O Lm=6e-2 А=3е4 N=2200
R2
С1
<^ AU =4
о / |—"^-b^S
SINE@{V}50 0 0)
.tran 0 1.11 0.1 m .step param V list 3.1 31 310 350
Рис. 7.12. Схема наблюдения петли гистерезиса
Идея этого способа заключается в восстановлении индукции магнитного поля В
в сердечнике по напряжению на индуктивности VL.
Известно, что ЭДС самоиндукции Е определяется скоростью изменения потока
магнитной индукции Ф = BS.
dt dt
Эта ЭДС противодействует изменению внешнего напряжения, поэтому падение
напряжения на индуктивности Vi = -Е. Соответственно, падение напряжения VL
связано с изменением индукции В

7.2. Трансформатор с нелинейным сердечником 99
Если включить в схему генератор тока G1, управляемый напряжением
индуктивности, то выходной ток генератора будет пропорционален напряжению Iq- VfG.
Здесь G — коэффициент преобразования напряжения в ток.
Вспомним, что заряд конденсатора Q = С- Vc, а ток конденсатора
с л .
Таким образом, напряжение на конденсаторе связано с током конденсатора
соотношением
с
Л
Собирая соотношения для индукции и напряжения конденсатора в одно
уравнение, получим
dt L G dt G
Таким образом,
dB _ dVc С
dt dt GS
или
В начальный момент времени индукция равна нулю (Во = 0). Напряжение на
конденсаторе также равно нулю (Vo = 0). Соответственно, получим следующую
связь между напряжением конденсатора и индукцией:
Сто
Из этого уравнения следует, что индукция в сердечнике индуктивности с
точностью до масштабного множителя соответствует напряжению на конденсаторе.
Таким образом, обосновывается применение конденсатора для наблюдения петли
гистерезиса в сердечнике индуктивности.
Для сборки этой схемы можно использовать заготовку NL_induct.asс (см.
раздел 7.2.2) с необходимыми изменениями в схеме. Ниже дана последовательность
действий по сборке схемы с чистого листа. Пункты 1-4 идентичны
соответствующим пунктам сборки схемы из раздела 7.2.2. Остальные пункты отличаются.
1. Создайте новую схему, выбрав команду меню File > New Schematic.
2. Разместите в схеме индуктивность L2. В поле Inductance для индуктивности
L2 введите строку Нс=95 Br=1.2 Bs=1.75 Lg=0 Lm=6e-2 A=3e-4 N=2200.
3. Разместите в схеме резистор R2 и сразу же разверните его на 90°. Задайте
значение R2 = 400 D00 Ом).

100 Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
4. Выберите в библиотеке компонентов t^ элемент Voltage для VI. Настройте его
значения через меню элемента Advanced. В окне свойств Independent Voltage
Source выберите синусоидальный источник SINE.
5. Задайте параметры синусоидального источника:
• Amplitude = 310 — амплитуда 310 В, что соответствует сетевому напряжению
220 В;
• Freq = 50 — частота 50 Гц;
6. Выберите в библиотеке компонентов ^ элемент g - Voltage dependent Current
Source (Источник тока, управляемый напряжением) для G1.
7. Задайте в свойствах источника значение Value, равным lu. Это соответствует
коэффициенту 1 мкА/В.
8. Разместите в схеме конденсатор т. Задайте в поле Capacitance значение lu,
что соответствует емкости 1 мкФ.
9. Добавьте точки заземления \? для источника напряжения, обмотки, генератора
тока и конденсатора.
10. Инструментом Wire с-- соедините выводы элементов между собой и с "землей"
(подробности см. в разделе 3.1).
11. Запустите симуляцию (кнопка Run
12. В ответ на запрос параметров симуляции выберите вкладку Transient и задайте
параметры:
• Stop Time = 1,1 — длительность симуляции — 1,1с;
• Time to Start Saving Data = 1 — начало сохранения данных для вывода на
график — через одну секунду от начала моделирования;
• Maximum Timestep = 0.1m — максимальный шаг моделирования — не более
0,1 мс.
13. Должна появится директива .tran 0 1.1 1 0.1m. Инструментом г добавьте на
график напряжение на выводе конденсатора V(n003).
14. Измените вид графика с зависимости от времени (time) на зависимость от тока
индуктивности (I(L2)). Для этого щелкните мышью на надписях оси времени.
15. В отрывшемся окне свойств координат измените в поле Quantity Plotted
значение time на I(L2).
16. Уберите лишнюю зависимость I(L2) в верхней части графика, если она осталась
от предыдущих расчетов.
В результате должен получиться график, подобный показанному на рис. 7.13
для VI = 310 В. Сохраните схему в своей папке под именем NL_Loop. as с.
Для увеличения наглядности графиков добавьте параметрические зависимости
для нескольких значений напряжения питания. Для этого выполните следующие
действия.
1. Измените фиксированное значение амплитуды источника синусоидального
напряжения на параметр {V}.
2. Добавьте директиву
.step param V list 3.1 31 310 350
Это соответствует ряду значений напряжения 3,1 В; 31 В; 310 В; 350 В.

7.2 Трансформатор с нелинейным сердечником
101
В результате должно получится семейство графиков петли гистерезиса для
разных значений напряжения питания, показанное на рис. 7.13.
1 OV-
0 8V-
0 6V-
0 4V-
0 2V-
0 0V-
0 2V-
0 4V-
0 6V-
0 8V-
1 OV-
12V-
•
z:l::l.
t; /
/ /
/ /
l2J
' V1=31G
=31V
V
V1 =
350V
i I i I i I I I i
-30mA -24mA -18rnA -12mA -6mA 0mA 6mA 12mA 18mA 24mA 30mA
I(L2)
120mV-
V(n003)
60mV-
OmV-
-60mV-
-120mV
VI -31V >
V1=3 1V
-1 2mA 0 OmA 1 2mA
I(L2)
Рис. 7.13. Петли гистерезиса нелинейного сердечника для разных напряжений питания V1
На графике слева показаны петли гистерезиса в общем плане. Если бы мы
добавили на график зависимость для напряжения питания VI = 390 В, то за счет тонких
выбросов тока до 450 мА петля гистерезиса сжалась бы до тонкой вертикальной
линии с длинными хвостами вверху и внизу.
На графике справа показана область вблизи начала координат в укрупненном
виде. Обратите внимание, что петли гистерезиса не вполне симметричны. Это
обусловлено недостаточностью одной секунды для устранения последствий
переходного процесса.
Результаты моделирования подтверждают правомерность используемого
подхода для построения петли гистерезиса сердечника индуктивности или
трансформатора. Этот же метод можно использовать в реальном эксперименте с настоящей
индуктивностью или трансформатором на осциллографе с входом управления
отклонения по Х-оси. В качестве простейшего генератора тока можно использовать
сопротивление достаточно большой величины, чтобы постоянная времени заряда RC-
цепочки trc = R-C была намного меньше периода изменения напряжения источника
питания.
7.2.4. Модель трансформатора с нелинейным сердечником
Пакет LTspice позволяет собрать модель многообмоточного трансформатора
с линейным сердечником из линейных индуктивностей и создать модель
индуктивности с реалистичной моделью нелинейного сердечника. К сожалению, в этом
пакете нельзя связать индуктивной связью индуктивности с нелинейностью. Возможно,
это обусловлено вычислительной эффективностью симулятора LTspice. Тем не
менее, в ряде случаев необходимо учитывать нелинейность трансформатора
(например, для моделирования блокинг-генератора или автогенератора с насыщаемым
трансформатором).
Достаточно простой вариант модели нелинейного трансформатора предлагается
в работе [1]. В его основе лежит объединение модели нелинейной индуктивности
с моделью идеального трансформатора путем параллельного подключения
нелинейной индуктивности к первичной обмотке идеального трансформатора.
Проще всего рассмотреть такую модель на конкретном примере (рис. 7.14).

102 Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
Нс=95 Вг=1.2 Bs=1.75 Lg=O Lm=6e-2 A=3e-4 №2200
R1 К LI L2 1
w
V1 400 ьз Ц L1 Ц. Д L2
2.5
SINE@ 310 50 0 0)
Х7 .tranO1.1 1 0.1m ол
Рис. 7.14. Модель нелинейного трансформатора
Эта модель построена на основе рассмотренной ранее схемы трансформатора
с линейным сердечником Transl.asc (см. рис. 7.1).
Нелинейный трансформатор образован элементами LI, L2, Rl9 R3 и
коэффициентом связи обмоток идеального трансформатора L7, L2. Сопротивление R1
соответствует сопротивлению первичной обмотки комбинированной модели
трансформатора.
Источник синусоидального напряжения VI соответствует источнику
первичного питания, а резистор R2 — сопротивлению нагрузки вторичной цепи.
Комбинированная схема на рис. 7.14 получена следующим образом.
• К линейной модели (см. раздел 7.1) добавлена нелинейная индуктивность (см.
раздел 7.2.2). Эта индуктивность на схеме, показанной на рис. 7.14, обозначена
как L3 и подключена параллельно первичной обмотке Ы линейного
трансформатора через ограничительный резистор R3. Напомним, что симулятор
запрещает параллельное включение индуктивностей, как источников ЭДС
самоиндукции, без сопротивления, ограничивающего максимальное значение
уравнивающего тока.
• Параметры нелинейного сердечника модели L3 заданы такими же, как у модели
из раздела 7.2.2, а значения индуктивностей обмоток Ы, L2 идеального
трансформатора изменены (увеличены в 10 раз).
• Изменены параметры источника синусоидального напряжения VI: начальная
фаза задана нулевой, и за ненадобностью исключены директивы начальных
условий для токов. Эти изменения обусловлены необходимостью получения
устойчивых результатов в широком диапазоне напряжений питания.
При изменении значений индуктивностей LI, L2 мы исходили из следующего.
Если бы мы сохранили прежние значения индуктивностей Ы, L2 идеального
трансформатора из раздела 7.1, то параллельные токи индуктивностей Ы и L3 увеличили
бы ток холостого хода нашего трансформатора примерно вдвое. Увеличив
индуктивность каждой из обмоток идеального трансформатора в 10 раз, мы тем самым
уменьшили дополнительный ток холостого хода в 10 раз. При этом мы сохранили
коэффициент трансформации
На рис. 7.15 показаны результаты расчетов для комбинированной модели
трансформатора: токов и напряжений первичной и во вторичной обмотке модели

7 2. Трансформатор с нелинейным сердечником
103
нелинейного трансформатора (верхние графики) и мгновенные значения мощности
потерь и мощности в нагрузке (нижний график). Мощность потерь вычислялась как
разность между мощностью источника питания V(n001)*I(Vl) и мощностью в
нагрузке V(n003)*I(R2).
400V-
V(n002)
100mA
-5W
0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
Рис. 7.15. Токи, напряжения и мощности трансформатора. V1 = 310 В; R2=11 Ом; Рт=1,3 Вт; Риг =9,1 Вт
На верхнем графике показано напряжение V(n002) на индуктивности первичной
обмотки и ток комбинированной первичной обмотки -I(R1), на среднем графике —
напряжение V(n003) на вторичной обмотке и ток нагрузки I(R2), а на нижнем —
мгновенная мощность потерь в первичной обмотке и сердечнике -V(n001)*I(Vl)~
V(n003)*I(R2) и мощность в нагрузке V(n003)*I(R2). Мощность потерь вычислялась
как разность между мощностью источника питания -V(n001)*I(Vl) и мощностью
нагрузки. Соответствующие значения средних потерь РТ и средней мощности
нагрузки PR2 указаны в подрисуночной подписи. Здесь даны значения амплитуды
напряжения питания VI и сопротивления нагрузки R2. Напомним, что амплитуде
источника VI = 310 В соответствует эффективное значение сетевого напряжения (около
220 В).
На рис. 7.16 показаны значения токов, напряжений и мощностей для условий,
близких к условиям холостого хода трансформатора для номинального напряжения
трансформатора.
На рис. 7.17 показаны значения токов, напряжений и мощностей для условий
холостого хода трансформатора для очень маленького значения напряжения
питания, где нелинейностью трансформатора можно пренебречь.
На рис. 7.18 показаны значения токов, напряжений и мощностей для условий
холостого хода трансформатора для напряжения питания, превышающего
максимальное рабочее напряжение трансформатора.

104
Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
400V-
V(n002)
200V-
12mA
- 9mA
- 6mA
- 3mA
-2mA
-0 5W-
Г
0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
Puc. 7. 16.Toku, напряжения и мощности трансформатора. V1 = 310 В; R2= 11 кОм; Рт= 0,45 Вт; Pr2=11 мВт
40V-
V(n002)
20V-
0V-
- 0 8mA
6mA
-10mW-
-20mW-
0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
Puc. 7.17. Токи, напряжения и мощности трансформатора. V1 = 31 B;R2=11 кОм; Рт=3 мВт; Pr2= 0,1 мВт

7.2. Трансформатор с нелинейным сердечником
105
400V-
200V-
V(n002)
/ \
- 250mA
500mA
-20V-
80W-
60W-
40W-
20W-
0W-
-20W-
0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms
Five. 7.18. Токи, напряжения и мощности трансформатора. V1 = 390 В; R2= 11 кОм; Рт=7,2 Вт; Pr2=17мВт
Сопоставляя результаты моделирования для комбинированной модели
трансформатора с результатами моделирования для идеального трансформатора, а
также — с результатами моделирования для нелинейной индуктивности, можно
отметить, что полученный результат вполне соответствует ожидаемому результату.
• При рабочей нагрузке R2 = 11 Ом и номинальном напряжении VI = 310 В (см.
рис. 7.15 и рис. 7.3) ток первичной обмотки комбинированной модели
трансформатора имеет преимущественно активную составляющую. Форма тока
в первичной обмотке близка к синусоидальной. Дополнительные потери за счет
нелинейности сердечника пренебрежимо малы. Параметры токов и напряжений
идеальной и комбинированной моделей близки.
• В условиях, близких к условиям холостого хода (R2 =11 кОм при номинальном
напряжении VI = 310 В — (рис. 7.16 и рис. 7.3), форма тока первичной обмотки
заметно отличается от синусоидальной формы. Амплитуда тока холостого хода
комбинированной модели близка к амплитуде тока идеальной модели.
• При низком напряжении питания VI = 31 В (слабонагруженный R2 = 11 кОм)
первичная цепь комбинированной модели (см. рис. 7.17) ведет себя как
идеальная индуктивность. Ток холостого хода имеет синусоидальную форму, и его
амплитуда соответствует амплитуде реактивного тока индуктивности
первичной обмотки идеального трансформатора с Ы = 400 Гн. Именно этого мы и
хотели добиться, увеличивая индуктивности обмоток L7, L2 комбинированной
модели.
• При повышенном напряжении питания VI = 390 В (это соответствует
эффективному значению сетевого напряжения около 280 В) в первичной обмотке
комбинированной модели резко увеличивается ток (см. рис. 7.18). При этом даже
при практическом отсутствии нагрузки (R2 = 11 кОм) резко увеличивается мощ-

106 Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
ность потерь в первичной обмотке. Выделяемая в трансформаторе мощность
приводит к значительному разогреву трансформатора, что может повредить его.
• Обратите внимание, что при повышенном напряжении на нелинейном
трансформаторе (см. рис. 7.18) максимальные выбросы тока первичной обмотки
происходят, кода напряжение проходит через ноль.
Таким образом, использование комбинированной модели, несмотря на
спорность используемого подхода, дает очень правдоподобный результат. Это позволяет
рекомендовать такую модель для учета нелинейных явлений в сердечнике
трансформатора.
Вместе с тем, нельзя не отметить, что модель с нелинейным трансформатором
предъявляет повышенные требования к процессу симуляции. Это связано как со
значительным объемом дополнительных вычислений, так и с повышенными
требованиями к заданию начальных условий в схеме. В частности, повышенная
чувствительность к начальным условиям проявилась в процессе исследования данной
комбинированной схемы с параметрами источника питания и начальными условиями
по току из схемы, показанной в разделе 7.1. Так, при малых значениях напряжения
в симуляторе возникали проблемы, и процесс вычислений аварийно прерывался. По
этой причине использовать комбинированную модель трансформатора следует с
осторожностью и только там, где это крайне необходимо.
В большинстве практических случаев вместо нелинейной модели лучше
использовать идеальную, линейную модель трансформатора, контролируя, чтобы
максимальный ток в обмотке не превысил некоторое максимальное значение. Именно
так и заданы Spice-модели индуктивностей из Stock-складского ассортимента.
В этих моделях указаны стандартные Spice-параметры и пиковое значение тока Ipk.
Значение пикового тока приводится только для справки, чтобы было с чем сравнить
значение тока в схеме и определить, выходит ли он за пределы линейных значений.
7.3. Учет индуктивности рассеяния
В предыдущих разделах мы рассматривали полностью связанные
индуктивности, К= 1. Напомним, что коэффициент взаимной связи двух индуктивностей
определяется уравнением
Здесь М12 — взаимная индуктивность двух индуктивностей Li и L2.
Коэффициент связи может меняться от 0 до 1 и у реальных трансформаторов принимает
значения от 0,9 до 0,999.
Неполная связь обмоток трансформатора проявляется как индуктивность
рассеяния, от которой полностью избавиться практически невозможно. Она
проявляется очень неприятным образом в больших выбросах напряжения на коммутирующих
элементах импульсных преобразователях с трансформаторами. При этом
относительно небольшая часть энергии магнитного поля не поглощается во вторичной
цепи и остается не связанной. Эта энергия наводит в первичной обмотке
трансформатора на разомкнутом ключе ЭДС самоиндукции, пропорциональную
сопротивлению разомкнутого ключа. При бесконечном сопротивлении ключа эта ЭДС
стремится к бесконечности. По этой причине следует научиться выполнять оценку

7.3. Учет индуктивности рассеяния
107
и расчеты при неполной связи индуктивностей. Будем использовать несколько
измененную схему Transl. asc из раздела 7.1 (рис. 7.19).
R1 К L1 L2 0.9
1.
2.
4.
5.
6.
0.1m
SINE@ 310 50 0 0)
.tranO 1.11 0.1m
Рис. 7.19. Схема трансформатора с неполной связью обмоток
Для проведения исследований с этой схемой выполните следующие действия.
Загрузите схему Transl. asc.
Измените директиву-инструкцию для коэффициента связи обмоток L1 и L2.
Задайте К L1 L2 0.9. Этим мы уменьшим коэффициент связи до 0,9.
3. Измените значение сопротивление нагрузки R2 = 0,1 мОм. Этим мы создаем
режим короткого замыкания во вторичной обмотке.
Измените начальные условия в схеме:
измените параметры источника синусоидального напряжения VI, убрав сдвиг
фаз Phi = 0 (строка описания должна измениться на SIN@ 310 50 0 0));
уберите директиву начальных условий . ic (этим мы уменьшим время
переходного процесса в схеме).
Запустите симуляцию (кнопка Run ^у).
Измените внешний вид и расположение графиков:
инструментом ж добавьте на верхний график напряжение источника питания
V(n001) и уберите все лишние графики;
инструментом г добавьте на нижний график напряжение на первичной
обмотке Ы (V(n002)), а инструментом ^г добавьте ток обмотки Ы (I(L1)) и
уберите все лишние графики.
Должен получится результат, показанный на рис. 7.20.
360V-
240V-
120V-
-120V-
-240V-
-360V-
V(n002)
60mA
-40mA
-20mA
- 0mA
-20mA
-40mA
-60mA
0ms
20ms
40ms
60ms
80ms
Puc. 7.20. Изменения напряжения источника питания V(n001), напряжения V(n002) и тока I(L1) первичной
обмотки при короткозамкнутой вторичной обмотке для коэффициента связи К = 0,9
Сохраните схему под именем Trans2 . asc в своей папке. Изменяя
коэффициент связи обмоток трансформатора К, наблюдайте, как меняется напряжение, ток
и его фаза на первичной обмотке. Результаты расчетов напряжения и тока в первич-

108
Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
ной обмотке при короткозамкнутой вторичной обмотке для разных значений
коэффициента связи показаны на рис. 7.21.
360V-
240V-
120V-
V(n001)
-36mV-
1200mA
- 800mA
- 400mA
0mA
- -400mA
- -800mA
-1200mA
0ms
20ms
40ms
60ms
80ms
360V-
240V-
120V-
V(n002)
-360V-
14mA
- 10mA
- 6mA
-10mA
0ms
20ms
40ms
60ms
80ms
Рис. 7.21. Изменения напряжения источника питания V(n001), напряжения V(n002) и тока I(L1) первичной
обмотки при короткозамкнутой вторичной обмотке для коэффициента связи К = 1 (вверху) иК = 0 (внизу)
На этих зависимостях опорное напряжение источника напряжения V(in)
показано только на верхнем графике. Здесь видйо, что индуктивность рассеяния ведет себя
как дополнительная индуктивность, включенная последовательно с первичной
обмоткой трансформатора. Соответственно, сдвиг фаз между током и напряжением
равен 90°.
В табл. 7.1 даны результаты моделирования тока и напряжения первичной
обмотки в широком диапазоне изменений коэффициента связи обмоток при коротком
замыкании во вторичной обмотке.
Таблица 7.1. Напряжение и ток первичной обмотки при коротком замыкании вторичной
Коэффициент связи обмоток, К
Напряжение первичной
обмотки, Vb {В}
Ток первичной обмотки, /?, {мА}
Сдвиг фаз ток -напряжение,
{градусы}
Эквивалентное сопротивление,
Хв, {Ом}
Эквивалентная индуктивность,
*.в,{Гн}
1,0
0,031
770
0
0,04
0
0,999
38
764
90
50
0,1
0,99
262
417
90
528
1
0,9
309
52
90
5 900
19
0,5 .
310
13
90
24 000
76
0
310
9,9
90
31 300
100

7 3. Учет индуктивности рассеяния 109
Измеряя напряжение и ток в первичной обмотке, можно рассчитать
эквивалентное реактивное сопротивление
и соответствующую индуктивность
трансформатора с короткозамкнутой вторичной обмоткой. Соответствующие
оценки приведены в табл. 7.1.
При небольших отличиях коэффициента связи от 1 эквивалентная
индуктивность пропорциональна Le~L\ • A - К). Эта особенность представляет
практический интерес для грубых оценок влияния индуктивности рассеяния. При малых
значения связи эта пропорциональность нарушается. При отсутствии связи К = О, как
и можно было ожидать, эквивалентная индуктивность равна индуктивности
первичной обмотки
Отмеченные особенности находят объяснение в модели замещения
трансформатора с неполной связью моделью с рассеянием.
7.3.1. Схема замещения трансформатора с рассеянием
Модель замещения состоит из идеального трансформатора с полной связью (без
рассеяния) и индуктивностей рассеяния первичной и вторичной обмотки.
Соответствующая схема замещения показана на рис. 7.22.
К L1 L2 1 LL2
.funcl_01(){L1*K}
о in? {LL2°} I .funcLL1O{L1*A-K)}
шш n <> func L-2( ){L1/N12~2}
{L02()} >01m funcL02(){L2*K}
1310 50 0 0) f N "I JuncLL2;jl{LrAK)}
.tran01.1 10.1m \7 \7 \7
.param N12=20 L1=100 L2={L_2() } K=0.9999999
Puc. 7.22. Схема замещения трансформатора с индуктивностью рассеяния
Идеальный трансформатор образован индуктивностями L01, L02 с полной
связью К = 1. Индуктивности рассеяния образованы индуктивностями LL1 и LL2 для
первичной и вторичной обмоток соответственно.
Индуктивности модели определяются через индуктивность первичной обмотки
I/, коэффициент трансформации NI2 и коэффициент связи обмоток К.
Индуктивность вторичной обмотки:
г
Nf2
связанная индуктивность первичной обмотки:
Аи = А •к
Индуктивность рассеяния первичной обмотки L\ = LOi + 1ч\\

110 Глава 7. Моделирование трансформаторов в LTspice
Связанная индуктивность вторичной обмотки:
L02 = L2-K
Индуктивность рассеяния первичной обмотки Ьг — L^i + Ьц'-
LL1=L2\\-K)
Эти связи задаются в строке параметров и в определениях функций:
.param N12=20 Ll=100 L2={L_2( )} К=0.9999999
.func L01 ( ) { L1*K }
.func LL1 ( ) { LI*A-K) }
.func L02 ( ) { L2*K }
.func LL2 ( ) { L2*A-K) }
Для определения значений параметров индуктивностей используются вызовы
соответствующих одноименных функций.
Заметим, что симулятор не допускает использования индуктивностей с
нулевыми значениями, поэтому в этой модели нельзя задавать значения коэффициента
связи, в точности равными единице и нулю.
Результаты расчетов по модели схемы замещения трансформатора с рассеянием
идентичны расчетам по модели с неполной связью индуктивностей обмоток.
Используя модель замещения, можно объяснить особенности изменения
эквивалентной индуктивности при коротком замыкании вторичной обмотки.
При небольших отличиях коэффициента связи от 1 влияние индуктивности
рассеяния вторичной обмотки мало, и индуктивность определяется индуктивностью
рассеяния первичной обмотки LQ~L\ • A -К). При средних значения коэффициента
связи существенно увеличивается влияние индуктивности рассеяния вторичной
обмотки. При очень маленьких значениях коэффициента связи уменьшается доля
энергии, попадающая во вторичную обмотку, соответственно, вторичная обмотка
перестает влиять на процессы в первичной цепи Le~L\.
Таким образом, трансформатор с неполной связью обмоток может быть заменен
идеальным трансформатором с полной связью обмоток и дополнительными индук-
тивностями рассеяния в первичной и вторичной цепях трансформатора.
7.4. Упрощенная схема замещения трансформатора
При выполнении численных оценок часто возникает необходимость упрощения
схемы с трансформатором. Для этого широко используется схема замещения
трансформатора набором индуктивностей. При этом вместо реальных параметров цепей
используются приведенные к определенной обмотке значения.
Такая упрощенная схема замещения трансформатора показана на рис. 7.23.
Здесь используются следующие обозначения:
• L'o — индуктивность трансформатора, приведенная к первичной обмотке;
• Lu — индуктивность рассеяния первичной обмотки;
• г/ — сопротивление первичной обмотки;
• V\ — напряжение на первичной обмотке;
• L'u — индуктивность рассеяния вторичной обмотки, приведенная к первичной;

7.4 Упрощенная схема замещения трансформатора
111
г'2 — сопротивление вторичной обмотки, приведенное к первичной;
V*2 — напряжение на вторичной обмотке, приведенное к первичной.
Рис. 7.23. Схема замещения трансформатора
При определении параметров элементов схемы замещения следует
руководствоваться известными из общего курса электротехники соотношениями:
у2 — v2 iv12.
Z'2=Z2-N?2
L'2=L2-N?2,
N,
12
42
r12
N
12
'12
Здесь N12 = «i/«2 — коэффициент трансформации. Переменные с нижним
индексом 1 относятся к первичной цепи, а с индексом 2 — к вторичной. Переменные
с верхним индексом I соответствуют приведению к первичной цепи из вторичной,
а с индексом II — приведению к вторичной цепи из первичной.

ГЛАВА
8
Исследование схемы обратноходового
преобразователя с трансформатором
Схема обратноходового трансформаторного преобразователя лежит в основе
большого числа схем простых маломощных преобразователей сетевого напряжения
с гальванической развязкой выхода от сети. Как правило, это — преобразователи
с мощностью менее 100 Вт (например, зарядные устройства мобильных телефонов;
блоки питания факсов, мониторов, телевизоров и ряда других устройств).
8.1. Схема обратноходового преобразователя
с трансформатором
На рис. 8.1 показан пример схемы обратноходового преобразователя с
трансформатором.
IN
К L1 L21
D1
L2 MBRS140
ЗЗООи ;
OUT
Rio ad
.tran 1.5m startup
PULSE@ 3 0 0.1u0.1u4u8u)
Рис. 8.1. Схема обратноходового преобразователя с трансформатором
Эта схема получена из схемы повышающего преобразователя StepUp.asc
(см. раздел 3, рис. 3.1). Основное их отличие заключается в замене индуктивности
на трансформатор.
Процедура сборки упрощенной схемы повышающего преобразователя детально
описана в разделе 3.1, поэтому мы рассмотрим только последовательность действий
для изменения этой схемы.
1. Загрузите схему StepUp. asc.
2. Удалите проводник, соединяющий индуктивность Ы с диодом D1.
3. Разверните индуктивность Ы на 90°.

8 1 Схема обратноходового преобразователя с трансформатором
113
4.
5.
Разместите в схеме с помощью панели инструментов индуктивность L2 и
задайте для нее значение 3 300 мкГн. Этим мы зададим коэффициент трансформации
Не торопитесь подключать эту индуктивность к диоду. Добавьте
директиву-инструкцию для коэффициента связи индуктивностей Ы и L2. Для этого
активизируйте инструмент Spice Directive °Р, и в его окне введите строку К LI L2 1.
Возле индуктивностей автоматически появятся метки начала обмоток. Теперь
можно правильно сфазировать обмотки Ы и L2.
Разверните индуктивность L2 таким образом, чтобы метка начала обмотки
оказалась вверху. Этрт вывод будет подключен к диоду. Вывод начала обмотки Ы
должен быть подключен к ключевому транзистора QL Если это не так, то фази-
ровку обмоток следует изменить.
Добавьте дополнительное заземление V для вторичной обмотки.
Соедините вторичную обмотку L2 с диодом D1 и "землей".
Измените значения следующих элементов:
конденсатор С1 = 1 мкФ;
сопротивление нагрузки Rload= 500 Ом.
6.
7.
8.
9.
10. Запустите симуляцию (команда Run )
11. Инструментом г добавьте на график напряжение на выходе преобразователя
V(out), а инструментом Чг — ток первичной обмотки трансформатора Ы
A(Ы)). Должны получится зависимости, показанные на рис. 8.2.
12. Сохраните схему в своей папке под именем FlyBack. asc.
30V-
25V
20V-
15V-
10V-
5V-
•
0V,
0 0ms
V(out)
! ! .у
KM) I A
I 1
0 2ms 0 4ms
i V(out) i
0 6ms 0 8ms
10-1)
¦ • l(L1) i :
-3 0A
-2 5A
-2 0A
-1 5A
-1 0A
-0 5A
-0 0A
1 0ms 1 2ms 1 4ms
Puc. 8.2. Зависимость напряжения У (out) на выходе преобразователя и тока I(L1)
в первичной обмотке трансформатора
Обратите внимание, что выходное напряжение V(out) почти в 10 раз превышает
напряжение источника питания VI.
Для лучшего понимания работы этого преобразователя следует более детально
рассмотреть изменения напряжений и токов в обмотках трансформатора. На рис. 8.3

114
Глава 8. Исследование схемы обратиоходового преобразователя с трансформатором
показаны зависимости напряжений и токов первичной и вторичной обмотки для
интервала времени 50 мкс вблизи 1,5 мс.
Рис. 8.3. Зависимости изменений напряжений и токов первичной V(sw), I(L1)
и вторичной V(n001), I(L2) обмоток трансформатора
Для большей наглядности напряжение и ток вторичной обмотки отмасштабиро-
ваны на коэффициент трансформации. Напряжение на вторичной обмотке
уменьшено в 10 раз, а ток увеличен в 10 раз.
Как и следовало ожидать, амплитуды изменений напряжений на первичной
и вторичной обмотке подчиняются соотношению
а изменения токов — обратному соотношению
AIL2=AILl/N2K
Обратите внимание, что максимальные значения тока первичной обмотки 1(Ы)
совпадают с максимальными значениями масштабированного тока вторичной
обмотки I(L2)/N2h а минимальные значения — с минимальными масштабированными
значениями.
В данном случае, как и во всех предыдущих случаях преобразователей с индук-
тивностями, сохраняется магнитный поток в трансформаторе. Однако в
трансформаторе одному и тому же значению магнитного потока соответствуют разные
значения токов первичной и вторичной обмотки, поскольку у них различается
количество витков.
Энергия накапливается в сердечнике трансформатора на прямом ходе, когда
замкнут ключ Q1, и передается в нагрузку на обратном ходе при разомкнутом
ключе. Именно поэтому такая схема и называется обратноходовой.
Одно из основных преимуществ обратноходовой схемы заключается в том, что
она не боится короткого замыкания в нагрузке. Это обусловлено тем, что
максимальная мощность определяется прямым ходом, на котором нагрузка отключена
диодом от трансформатора.
Теоретическое описание работы импульсного обратноходового преобразователя
с трансформатором очень близко к описанию работы импульсного повышающего
преобразователя (см. раздел Б.1 приложения Б). Основное отличие заключается

8 2. Исследование влияния коэффициента заполнения импульсов коммутации
115
в том, что в повышающем преобразователе напряжение индуктивности на обратном
ходе складывается с напряжением источника питания, а в обратноходовом
трансформаторном преобразователе прикладывается к нагрузке.
Из результатов теоретического анализа (см. раздел Б.З приложения Б) вытекает,
что зависимости токов и напряжений в обратноходовом импульсном
преобразователе в чем-то похожи на зависимости для повышающего и понижающего
преобразователей одновременно.
Для лучшего понимания работы обратноходового преобразователя следует
токи и напряжения вторичной обмотки привести к первичной обмотке.
При надлежащем выборе коэффициента трансформации, обратноходовый
преобразователь может работать и как повышающий, и как понижающий, в
зависимости от заполнения импульсов коммутации ключа.
8.2. Исследование влияния коэффициента
заполнения импульсов коммутации
На рис. 8.4-8.7 показаны зависимость выходного напряжения, напряжения на
выходе ключа и тока трансформатора, приведенного к первичной обмотке, для
различных значений коэффициента заполнения импульсов ключа.
V(out)
l(L1)+l(L2)*10
•800mA
-700mA
-600mA
-500mA
-400 mA
0 2ms
0 4ms
0 6ms
0 8ms
1 0ms
1 2ms
1 4ms
V(out)
V(sw)
l(L1)+l(L2)*10
800mA
0mA
1 47ms
1 48ms
1 49ms
1 50ms
Puc. 8.4. Зависимость выходного напряжения У (out), напряжения на выходе ключа V(sw) и приведенного тока
в первичной обмотке трансформатора l(L1)+l(L2)*10 для различных заполнения Q = 0,1

116
Глава 8. Исследование схемы обратиоходового преобразователя с трансформатором
V(out)
V(sw)
l(L1)-H(L2)*10
18А
-16А
0 Oms 0 2ms 0 4ms 0 6ms 0 8ms 1 0ms 1 2ms 1 4ms
18V-
16V-
14V-
12V-
10V-
8V-
6V-
4V-
2V-
V(out)
I(L1)+I(L2)*1O
V(out)
l(L1)+l(L2)*10
18A
-1 6A
-1 4A
-1 2A
-10A
-0 8A
-0 6A
4A
-0 2A
Puc. 8.5. Зависимость выходного напряжения У (out), напряжения на выходе ключа V(sw) и приведенного тока
в первичной обмотке трансформатора l(L1)+l(L2)*10 для различных заполнения Q-0,25
30V-
V(out)
V(sw)
l(L1)+l(L2riO
2 4A
0V-
0 Oms 0 2ms 0 4ms 0 6ms 0 8ms 1 0ms 1 2ms ' 1 4ms
30V-,
25V-
20V-
15V-
10V-
5V-
ov-
1 47
V(out) V(sw)
V(out)"
s /
I
ms
\
-w_. . .
V(sw)
1 48ms 1
l(L1)+l(L2)*10
-*-- —~ - * - —
I(L1)+I(L2)*1O
49ms 1 5C
-2 4A
-2 0A
-1 6A
-1 2A
-0 8A
-0 4A
-0 0A
ms
Puc. 8.6. Зависимость выходного напряжения V(out), напряжения на выходе ключа V(sw) и приведенного тока
в первичной обмотке трансформатора l(L1)+l(L2)*10 для различных заполнения Q = 0,5

8.2. Исследование влияния коэффициента заполнения импульсов коммутации
117
30V-
25V-
V(out)
V(svv)
l(L1)+l(L2)*10
2 4A
-2 0A
0V-
0 0ms 0 2ms 0 4ms 0 6ms 0 8ms 10ms 12ms 14ms
•0 0A
30V-
V(out)
V(sw)
25V-
20V-
15V-
10 V-
5V-
1(L1)+I(LJ2)*1O
. V(out) _
V(sw)
I(L1)+I(L2)*1O
-2 4A
-2 0A
-1 6A
-12A
-0 8A
-0 4A
-0 0A
1 47ms
1 48ms
1 49ms
1 50ms
Рис. 8.7. Зависимость выходного напряжения V(out), напряжения на выходе ключа V(sw) и приведенного тока
в первичной обмотке трансформатора l(L1)+l(L2)*10 для различных заполнения Q = 0,75
Для расчета тока трансформатора, приведенного к первичной обмотке,
использовалось соотношение
42
Напомним, что в данной схеме используется повышающий трансформатор:
10
Соответственно,
Обратите внимание, что в приведенном токе трансформатора отсутствуют
выбросы, а в токах первичной и вторичной обмоток (рис. 8.2 и рис. 8.3) такие выбросы
есть. При суммировании они взаимно уничтожаются.
Сравним выходные напряжения V(out) модели в LTspice для различных
значений заполнения с теоретическими значениями из раздела Б.3.4 приложения Б,
режима неразрывного поля (табл. 8.1).

118
Глава 8. Исследование схемы обратноходового преобразователя с трансформатором
Таблица 8.1. Зависимость выходного напряжения от заполнения
Заполнение, Q
Выходное напряжение,
Vout, {В}
Модель
Теория
0.10
3.7
3,3
0,25
10.2
10
0.50
28
30
0,75
23
90
Теоретическое значение выходного напряжения рассчитывалось по формуле
v =
1-0
с исходными данными Vin= 3 В; Nn~ 1/10.
Как видно из данных табл. 8.1, результаты моделирования согласуются с
теоретическими оценками для заполнения 0,5 и меньше. Это подтверждает достоверность
результатов моделирования.
Для больших значений заполнения (Q = 0,75) выходное напряжение по модели
приблизительно в четыре раза меньше теоретической оценки. Источником этого
расхождения является ограничение максимального тока ключа в модели на уровне
2 А. Теоретическая оценка для среднего тока первичной обмотки
- v. ( о V
для R = 500 Ом; Vin =3 В; NI2 = 1/10; Q = 0,75 дает значение тока 5,4 А, что почти
в три раза превышает максимальный ток ключа. По этой причине выходное
напряжение оказывается меньше расчетного.
Обратите внимание, что выходное напряжение при больших значениях
заполнения не растет, а уменьшается. Это уменьшение обусловлено конечным
сопротивлением ключа. Такое же явление наблюдается в реальных импульсных блоках
питания и является серьезной проблемой, для разработчиков схем. Суть проблемы
состоит в особенностях работы схемы стабилизации выходного напряжения.
Схемы автоматического регулирования выходного напряжения строятся таким
образом, что уменьшение выходного напряжения увеличивает заполнение, а
увеличение напряжения уменьшает заполнение. Такой алгоритм стабилизации работает
при малых значениях заполнения, пока не влияет ограничение максимального тока
ключа.
Если по каким-то причинам нагрузка преобразователя увеличивается, и он
начинает работать в области ограничения тока, алгоритм регулирования дает сбой.
Заполнение увеличивается, но выходное напряжение уменьшается. Это влечет за
собой еще большее увеличение заполнения и еще большее уменьшение напряжения.
В результате схема управления переходит в режим работы с максимальным
заполнением. Если нет никаких схемных ограничений на максимальное заполнение,
то ключевой транзистор может выйти из строя.
При слишком больших значениях заполнения транзистор не успевает
закрываться, и вся коммутируемая мощность рассеивается на этом транзисторе.
Транзистор разогревается и перегорает, причем это происходит быстрее, чем успевают
перегореть защитные предохранители. По этой причине в современных схемах IIТИМ-

8.3. Увеличение напряжения на ключевых элементах преобразователя
119
контроллеров импульсных блоков питания, как правило, предусматривается
ограничение на максимальное заполнение импульсов коммутации.
В результатах моделирования на рис. 8.4-8.7 показаны зависимости напряжения
V(sw) на выходе ключа. Обратите внимание, что напряжение на ключе V(sw)
превышает напряжение питания V(in) преобразователя. Это явление, в виду его особой
важности, заслуживает детального рассмотрения.
8.3. Увеличение напряжения на ключевых элементах
преобразователя
На рис. 8.8-8.11 показаны зависимости напряжения V(sw) на выходе ключа
относительно напряжения питания V(in), Эти зависимости даны для интервала
длительностью 50 мкс вблизи 1,5 мс. Здесь же для лучшего понимания процессов
показаны напряжения первичной V(IN,SW) и вторичной V(n001) обмотки
трансформатора. На графике напряжение вторичной обмотки пересчитано к первичной обмотке:
V(n001)'N12= V(n001)/10.
2V-
1V-
4V
2V-
ov
-2V-
-4V-
V(sw)
V(IN
~
u
'¦1
t < - Г™- -
; -
SW)
—
J
_
J
V(in)
• * -
V(nOO1)
—
J
Л
/
no
—
J
•
i
f
ь
Ops
5Ms
15ps 20ps 25ps 30ps
Puc. 8.8. Зависимости напряжений на ключе V(sw), питания V(in); на первичной V(IN,SW) и вторичной V(nOO1)/1O
обмотках трансформатора для коэффициента заполнения 0=0,1
5V-i
4\/
2V-
1V-
ov-l
ЛЧ/-1
2V-
OV-
4V-
V(sw)
V(IN,3W)
/
A
1
,
.—
V(nnni)y
__„_.____
- -
I
V(in)
in
4
—
Ops
5Ms
10ps 15ps
30ps
40ps 45ps
Puc. 8.9. Зависимости напряжений на ключе V(sw), питания V(in); на первичной V(IN,SW) и вторичной V(nOO1)/1O
обмотках трансформатора для коэффициента заполнения Q = 0,25

120
Глава 8 Исследование схемы обратноходового преобразователя с трансформатором
6V-
4V-
2V-
A\/
2V-
OV-
2V-
4V-
V(sw)
V(IN,SW)
! |
/
- -
V(in)
vrnomym
S ~S ,
\
-
Ops
10ps
15jjs
25ps 30ps
40ps
Piyc. 8.10. Зависимости напряжений на ключе V(sw), питания V(in); на первичной V(IN,SW) и вторичной
V(nOO1)/1O обмотках трансформатора для коэффициента заполнения Q = 0,5
Рис. 8.11. Зависимости напряжений на ключе V(sw), питания У (in): на первичной V(IN,SW) и вторичной
V(nOO1)/1O обмотках трансформатора для коэффициента заполнения Q = 0,75
Обратите внимание, что напряжение на ключе V(sw) превышает напряжение
питания V(in) преобразователя. Это явление аналогично явлению в импульсном
повышающем преобразователе (см. раздел 3.2). В импульсном повышающем
преобразователе увеличение напряжения на ключе вполне ожидаемо. На нем и построена
работа повышающего преобразователя. А вот увеличенное напряжение на ключе
в обратноходовом преобразователе с трансформатором может оказаться
неприятным сюрпризом для неопытного разработчика.
Неблагоприятные последствия увеличения напряжения на ключе усугубляются
спецификой применения обратноходовых преобразователей с трансформатором.
Эти преобразователи чаще всего используют в сетевых источниках питания с
напряжением питания первичной цепи около 310 В. В этом случае напряжение на
ключе может в два и более раз превышать напряжение питания. Это влечет за собой
необходимость использования высоковольтных транзисторов (на напряжение около
1 кВ) и специальных схемотехнических приемов *по ограничению максимального
напряжения на ключе.

8 3 Увеличение напряжения на ключевых элементах преобразователя 121
В разделе Б.4 приложения Б показано, что напряжение на ключевом элементе
определяется соотношением
у __ у , дг ,у
V SW - V in +iV12 V out
из которого следует оценка
V.
Vsw~\-Q
Из этой оценки следует, что чем больше значение коэффициента заполнения,
тем выше напряжение на коммутирующем элементе. Отклонение от оценки
напряжения на ключе по коэффициенту заполнения на рис. 8.11, как уже ранее
отмечалось, обусловлено ограничением тока ключа. Заметим, что более общая зависимость
у —V+N .V
У SW ~ Yin + iV12 V out
продолжает работать.
Графики на рис. 8.8-8.11 непосредственно иллюстрируют правило площадей
напряжений прямого и обратного хода преобразователя (см. раздел Б.4
приложения Б).
Чем шире прямоугольник напряжения прямого хода, тем уже и выше
прямоугольник напряжения обратного хода. И наоборот, чем >эке прямоугольник
напряжения прямого хода, тем шире и ниже прямоугольник напряжения обратного хода.
Площадь напряжения на ключе V(sw) над линией напряжения питания V(in)
равна площади под линией напряжения питания. Аналогичным образом себя ведут
и площади напряжений на обмотках трансформатора.
Правило площадей можно расширить и на случай ограничения по току
(рис. 8.11), если учитывать знаки напряжений и соответствующие знаки площадей.
Более того, правило равенства площадей работает во всех случаях. Напомним, что
напряжение на обмотке трансформатора или индуктивности пропорционально
производной тока
а площадь напряжения — это интеграл во времени
Соответственно, равенство площадей напряжения отвечает равенству
приращений токов, т.е. правило равенства площадей напряжений соответствует равенству
значений приведенных токов (магнитного поля) в моменты коммутации.
Увеличения напряжений на элементах коммутации следует обязательно
учитывать при выборе ключевого транзистора и диода для импульсного преобразователя.
Учитывая большую практическую значимость вопроса о напряжениях на ключевых
элементах, мы детальней рассмотрим процессы и явления в этих элементах при
коммутации.

ГЛАВА
9
Исследование процессов в ключевых
элементах импульсных преобразователей
Ранее мы старались не обращать внимания на колебательные явления,
возникающие в импульсных преобразователях с индуктивностями и трансформаторами.
Чаще всего они возникают в разрывном режиме преобразователя, в паузе обратного
хода, когда ток (магнитное поле) должны отсутствовать. В реальных
преобразователях в этом интервале времени ток (магнитное поле) достаточно близко
приближаются к нулевым значениям, однако несколько отличаются от нуля. Здесь ток,
небольшой по величине, может слегка осциллировать около нуля.
Осцилляции тока и напряжения возникают в контуре, образованном
индуктивностью обмотки дросселя (трансформатора) и паразитных емкостей элементов
схемы. Поскольку напряжение на индуктивности определяется не величиной, а
скоростью изменения тока, изменения небольшого тока могут приводить к значительным
осцилляциям напряжения. Величина этого напряжения ограничивается элементами
схемы и зависит от конструкции и параметров конкретных элементов.
Рассмотрим осцилляции токов и напряжений в конкретных схемах
преобразователей и попытаемся выяснить, чем они определяются.
9.1. Импульсный повышающий преобразователь
Измените схему повышающего преобразователя StepUp. as с так, чтобы
перевести ее работу в режим разрывного тока индуктивности (рис. 9.1).
OUT
С1
22и
Х7
.tran 0 1.51m 1.5m startup
PULSE@ 3 0 0.1u0.1u4u8u)
Рис. 9.1. Схема повышающего преобразователя для режима разрывного тока
Выполните следующие действия.
1. Загрузите схему повышающего преобразователя StepUp. asc (см. главу 3).
2. Задайте значение Rload = 100 Ом. Этим мы изменим режим работы
преобразователя.

9 1. Импульсный повышающий преобразователь
123
3. Измените директиву симуляции так, чтобы детально рассмотреть переходной
процесс импульса преобразователя в установившемся режиме. Для этого
измените параметры директивы . tran:
• Stop Time = 1.51ms — длительность моделирования переходного процесса;
• Time to Start Saving Data = 1.5ms — начало сохранения результатов графика.
Директива симуляции должна приобрести вид:
.tran 0 1.51m 1.5m startup
Этим мы задаем интервал построения графика 10 мкс после 1,5 мс.
Запустите симуляцию и выведите на график:
• напряжение на выходе преобразователя V(out) и напряжение на ключе V(sw) —
верхнее поле;
• ток индуктивности 1(Ы) — нижнее поле.
Должны получится зависимости, показанные на рис. 9.2.
V(out) V(sw)
6V-
4V-
2V-
ov-
J
ЛППтД
300mA-
200mA-
100mA-
0mA-
ШПтД
0(j
\
>-.
i\
jv |V(sw)
1)
, .
I I 1 1 I 1 1 1 I
s 1 ps 2ps 3ps 4ps 5ps 6ps 7ps 8ps 9jjs
Puc. 9.2. Изменение напряжений на выходе преобразователя V(out), на ключе V(sw); тока индуктивности 1A1)
в разрывном режиме повышающего преобразователя
На показанных зависимостях хорошо видны осцилляции напряжения на ключе
V(sw). Осцилляции тока 1(Ы), в таком масштабе, почти не заметны.
Прямому ходу преобразователя соответствует участок с нулевым напряжением
на ключе (ключ замыкает индуктивность на "землю"). При этом ток индуктивности
линейно возрастает.
Обратному ходу соответствует участок с высоким значением напряжения на
ключе (напряжение на ключе выше выходного напряжения на величину падения
напряжения на открытом диоде). При этом ток индуктивности линейно падает.
Осцилляции начинаются на обратном ходе, когда напряжение на ключе
становится меньше падения напряжения на открытом диоде. Для выявления факторов,
ответственных за осцилляции, удалим "лишние" элементы, тем самым упростив
схему (рис. 9.3).
На обратном ходе преобразователя транзистор закрыт и не оказывает заметного
влияния на схему, поэтому мы его исключили.

124 Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
OUT
.icl(L1)=370mV(out)=7.0
.param T=10u
;.param T* 3m
Рис. 9.3. Упрощенная схема преобразователя для обратного хода
Для моделирования обратного хода преобразователя в упрощенной схеме очень
важно правильно задать начальные условия на индуктивности и конденсаторе. Мы
возьмем эти условия из значений для неупрощенной схемы:
• начальный ток индуктивности 1(Ы) = 370 мА;
• начальное напряжение конденсатора V(out) = 7,0 В.
Директиву . tran симулятора необходимо заменить, изменив длительность
симуляции и исключив условие для начального напряжения источника питания. Для
удобства исследования длительность моделирования задана параметром {Т}.
В строках параметров . param указано две длительности: 7=10 мкс иГ=3 мс.
Неиспользуемое значение убрано в комментарии символом ";" в начале строки.
Таким образом, список директив имеет вид:
.tran {T}
.ic I(Ll)=370m V(out)=7.0
.param T=10u
;.param T=3m
Здесь директива . ic отвечает за начальные условия.
ПРИМЕЧАНИЕ
В результате моделирования должна получится зависимость, подобная
показанной на рис. 9.4. Сопоставляя графики на рис. 9.2 и рис. 9.4, можно отметить их
подобие: линейный спад тока индуктивности на начальном участке и осцилляции
напряжения после уменьшения напряжения. Частота осцилляции составляет
примерно 3,5 МГц.
На упрощенной модели мы видим, что осцилляции напряжения понемногу
затухают, и напряжение на ключе выходит на уровень напряжения источника питания
V(in) = 3 В.
На большем интервале времени (рис. 9.5) видно, что напряжение на выходе
постепенно убывает до напряжения источника питания. Характерное время этого
процесса определяется постоянной времени trc~R'C разряда 7?С-цепочки,
образованной конденсатором С1 и сопротивлением нагрузки Rload.
В нашем случае С1 = 22 мкФ; Rload= 100 Ом. Соответственно, получим:
TRC = 100 • 22 • 10 = 2,2 • 1(Г3 = 2,2 мс.

9.1. Импульсный повышающий преобразователь
125
8V
6V-
4V-
2V-
OV-
V(out)
ЛППтЛ
300 mA-
200mA-
100mA-
0 mA-
100mA-
i ТОЙ
! W
i tM" " -
¦ 1
Кг
i i
\/Ws
I(L
,— V('
,-x^——1
1)
--
V(sw)
w) ...
. ..
Ops
5ps 6ps 7ps 8ps 9ps 1O|js
Puc. 9.4. Изменение напряжений на выходе V(out), на ключе V(sw); тока индуктивности 1A.1) упрощенной схемы
повышающего преобразователя на интервале обратного хода 10 мкс
8V-.
6V-
4V-
2V-
ov-
9V
V(out)
ЛППтД
300mA-
200 mA-
100mA-
n*v» л
umA-
100mA-
I(L1)
V(sw)
1
0 0ms
0 6ms
1 2ms
1.8ms
2.4ms
3.0ms
Puc. 9.5. Изменение напряжений на выходе У (out), на ключе V(sw); тока индуктивности I(L1) упрощенной схемы
повышающего преобразователя на интервале обратного хода 3 мс
После того как конденсатор перезарядится, постоянный ток индуктивности
определяется током нагрузки
• V:-AVn
Rload
Здесь, учитывая низкое напряжение питания, следует учесть падение
напряжения на диоде (около 0,4 В). Соответственно, для напряжения питания 3 В и
сопротивления нагрузки 100 Ом получим ток около 26 мА.
Сохраните схему под именем StepUpRevers . as с в своей папке. Теперь надо
выяснить, какие именно элементы схемы приводят к осцилляциям.
9.1.1. Источники высокочастотных осцилляции
Если в схеме StepUpReverse .asc удалить диод ?>/, то характер колебаний
в схеме существенно изменится (рис. 9.6).

126
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
6V-
4V-
2V-
OV-
ЯД-.
2A-
1A-
OA-
1A-
2A-
3A-
„ д
A /
у-
д
\
\/
—r
h -V- **"-
:
y(out):
«
\ \ \ i 1
0 0ms 0 3ms 0 6ms 0 9ms 1.2ms 15ms 18ms 2 1ms 2 4ms 2 7ms 3 0ms
Рис. 9.6. Колебательный процесс в схеме без диода
В схеме без диода период колебаний близок к 172 мкс, а соответствующая
частота близка к 5,8 кГц. Напомним, что детали методов измерений интервалов
рассмотрены в разделе 1.4.1.
В данной схеме колебания возникают в контуре, образованном индуктивностью
Ы и конденсатором фильтра С1. Соответствующая резонансная частота fLc
определяется формулой
В нашем случае L = 33 мкГн, С = 22 мкФ. Получаем
1
,3-
-2210

* 5,9 • 1(Г = 5,9 кГц.
Эта частота с точностью до погрешности оценки по графику совпадает с
частотой колебаний в модели без диода. Но это — достаточно низкая частота.
Низкочастотные колебания, соответствующие резонансным процессам в
контуре индуктивности и конденсатора, действительно могут иметь место в реальных
схемах. С ними часто приходится бороться, увеличивая затухание в схеме, т.е.
уменьшая сопротивление нагрузки.
В схеме с диодом возникают высокочастотные колебания с частотой около
3,5 МГц. Соответствующая емкость колебательного контура должна быть
значительно меньше емкости фильтра. Используя формулу
С =
1
получим
с =
Bл-• 3.5-106J-33-КГ*
¦и63-102 =
В реальных схемах дополнительная емкость может образовываться межвитко-
вой емкостью обмоток индуктивности, емкостью транзистора, емкостью закрытого

9.1. Импульсный повышающий преобразователь
127
перехода диода и паразитной емкостью монтажа. В нашем случае на частоту
колебаний определяющее влияние оказывает емкость перехода в диоде. Напомним, что
емкость обратносмещенного перехода диода резко возрастает при уменьшении
запорного напряжения. На этом принципе работает варикап, емкость которого
управляется напряжением.
Для моделирования влияния емкости перехода в диоде изменим нашу схему
StepUpRevers . asc, заменив диод D1 на цепочку из параллельно включенного
конденсатора Cd и резистора Rd (рис. 9.7).
Cd
IN
OUT
.icl(L1HIL}V(out)=7.0
;.param Rd=0.1 IL=370m T=3m tran fO
;.param Rd=0.1 IL=370m T=10u
.param Rd=10K IL=7m T=10u
Рис. 9.7. Схема замещения диода на обратном ходе повышающего преобразователя
В этой схеме конденсатор Cd и резистор Rd эмулируют диод. Для учета
нелинейного характера изменения тока диода от напряжения фиктивное сопротивление
перехода диода изменяется параметром {Rd}. Для открытого и частично закрытого
состояния диода это сопротивление принимает разные значения.
Кроме того, для возможности моделирования тока открытого и частично
закрытого состояния диода добавлен параметр начального тока диода {IL}. Для
моделирования различных интервалов переходного процесса добавлено три строки
директив описания взаимно согласованных параметров.
Таким образом, список директив имеет следующий вид:
.tran {T}
.ic I(L1)={IL} V(out)=7.0
.param Rd=0.1 IL=370m T=3m
;.param Rd=0.1 IL=370m T=10u
; .param Rd=10K IL=2m T=10u
Неиспользуемые директивы параметров убраны в комментарии символом ";"
в начале строки.
В этой схеме приняты следующие значения схемы замещения диода:
• емкость перехода Cd = 63 пФ (общее значение для открытого и закрытого
состояния);
• сопротивление перехода Rd = 0,1 Ом для открытого состояния и Rd= 10 кОм
для частично закрытого состояния.
Величина сопротивления в частично закрытом состоянии влияет на скорость
затухания высокочастотных колебаний. Это значение было подобрано для
достижения наилучшего соответствия по скорости затухания колебаний.

128
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
ПРИМЕЧАНИЕ
Сохранив измененную схему под другим именем (например, StepUpRe-
versl. as с), можно сравнить графики для двух схем, наблюдая их в окне
симулятора одновременно. Это очень удобно — особенно при согласовании параметров
схем. В частности, таким образом были подобраны значения сопротивлений и
начальных токов для разных фаз переходного процесса. Пример размещения двух
схем и их диаграмм в окне симулятора показан на рис. 9.8.
IN
SW
ЗЗр
бЗр ;
R1 t
'з т
iRd=0.1 IL=370mT=3m iratl
;.param Rcl=OJ IL=370m T=10o
.param Rd=10K fL-2m T=10y
IN
L1
D1
¦ V1
3
33p IVIBRS140
vparam T=10u
.tran {T}
Puc. 9.8. Пример сопоставления работы двух схем в общем окне симулятора
В верхней части окна симулятора показана схема замещения диода и
переходные процессы в ней при частично закрытом диоде, а в нижней части — опорная
схема с диодом.
На рис. 9.9 показаны переходные процессы в схеме замещения диода для фаз
открытого и частично закрытого диода. Обратный ход может быть составлен из
фрагментов двух фаз.
• Фаза открытого диода. Ток индуктивности линейно убывает практически с
постоянной скоростью до нуля. Сохранению линейности изменения тока вблизи
нуля способствует колебательный процесс в емкости фильтра. Ток по
"инерции" на большой скорости стремится проскочить точку нуля. Без емкости
фильтра ток и напряжение экспоненциально стремились бы к постоянным
значениям.

9.1. Импульсный повышающий преобразователь
129
• Фаза частично закрытого диода. За счет нелинейности резко возрастает
сопротивление перехода диода. Реактивное сопротивление емкости перехода
диода оказывается значительно меньше сопротивления перехода. Образуется
колебательный контур из последовательно соединенных элементов: индуктивности
17, емкости перехода Cd и емкости фильтра С/. Поскольку емкость фильтра на
много порядков больше емкости перехода, частота колебаний определяется
только емкостью перехода. За счет рассеяния энергии колебания постепенно
затухают.
Таким образом, учет паразитной емкости перехода диода и нелинейного
характера изменения тока диода (изменяющееся сопротивление) позволяет объяснить
колебательные процессы в схеме при приближении тока индуктивности к нулю.
7 0V-
6 9V-
6 8V-
ЛППтД—,
200mA-
0mA-
200mA-
400 mA-
I— -i
V(out)
1)
V(sw)
"^¦¦-^.^
viout)
V(oW)
1 1 1 i 1 1 1 I 1
Ops
2ps 3\is 4ps
7ps
9V-
6V-
3V-
ov-
5mA-fjV----
Л
ЮтА-f
V(out)
V(s
>w)
I 1
V(C
I(L
ut)"""
1)
I 1
V(sw)
I 1
Ops 1 ps 2ps
4|js 5ps
7\i$ 8\is
10ps
Puc. 9.9. Переходные процессы в схеме замещения диода в разных фазах обратного хода: вверху—открытый
диод; 1Ц0) = 370 мА; Rd = 0,1 Ом; внизу — частично закрытый диод; 1Ц0) = 2 мА; Rd = 10 кОм; Ср - 63 пФ
Напомним, что в реальных схемах дополнительная емкость может
образовываться межвитковой емкостью обмоток индуктивности, емкостью транзистора,
емкостью закрытого перехода диода, емкостью других элементов схемы и паразитной
емкостью монтажа. Все эти емкости могут оказывать влияние на частоту
высокочастотных колебаний в схеме.

130
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
9.2. Импульсный понижающий преобразователь
Измените схему понижающего преобразователя StepDown. asc так, чтобы
перевести ее работу в режим разрывного тока индуктивности (рис. 9.10).
IN
OUT
. . . V7
450
PULSE@ 5 0 0.01 u 0.01 u 1.1 u 2u) tran 01.003m 1 m startup
Рис. 9.10. Схема понижающего преобразователя для режима разрывного тока
Выполните следующие действия.
1. Загрузите схему понижающего преобразователя StepDown. asc (см. главу 4).
2. Задайте значение Rload = 1 кОм. Этим мы изменим режим работы
преобразователя.
3. Измените директиву симуляции так, чтобы детально рассмотреть переходной
процесс импульса преобразователя в установившемся режиме. Измените
параметры директивы . tran:
Stop Time = 1,003ms — длительность моделирования переходного процесса;
Time to Start Saving Data = lms — начало сохранения результатов графика.
Директива симуляции должна приобрести вид .tran 0 1.003m 1m startup. Этим
мы задаем интервал построения графика 3 мкс после 1 мс. Запустите
симуляцию и выведите на график:
напряжение на выходе преобразователя V(out) и напряжение на ключе V(sw) —
верхнее поле;
ток индуктивности 1(Ы) — нижнее поле.
Должны получится зависимости, показанные на рис. 9.11.
V(out)
V(sw)
0 Ops 0 3ps 0 6ps 0 9ps 1 2ps 1 5jjs 1
2 4ps 2 7\is 3 Ops
Puc. 9.11. Изменение напряжений на выходе преобразователя V(out), на ключе V(sw); тока индуктивности 1A1)
в разрывном режиме понижающего преобразователя

9.2. Импульсный понижающий преобразователь
131
На показанных зависимостях хорошо видны осцилляции напряжения на ключе
V(sw) и тока 1(Ы).
Прямому ходу преобразователя соответствует участок с напряжением на ключе,
близким к напряжению питания (ключ замыкает индуктивность на источник
питания). При этом ток индуктивности линейно возрастает.
Обратному ходу соответствует участок с нулевыми значением напряжения на
ключе и участок осцилляции (ключ разомкнут). При этом ток индуктивности
вначале линейно падает, а затем осциллирует. Осцилляции начинаются, когда
отрицательное напряжение на ключе становится меньше падения напряжения на открытом
диоде.
Удалив "лишние" элементы, получим
упрощенную схему (рис. 9.12).
На обратном ходе преобразователя
транзистор закрыт и вместе с источником питания
не оказывает заметного влияния на схему,
поэтому мы их исключили.
Для моделирования обратного хода
преобразователя в качестве начальных условий
задано: начальный ток индуктивности 1(Ы) -
= 70 мА; начальное напряжение конденсатора
V(out) = 3,5 В.
OUT
Rload
.ic I(L1 )=70m V(out)=3.5 .tran {T}
;.param T=3u
.param T=100m
Рис. 9.12. Упрощенная схема преобразователя
для обратного хода
Директива . tran симулятора откорректирована: изменена длительность
симуляции, и исключено условие для начального напряжения источника питания.
Для удобства исследования длительность моделирования задана параметром
{Т}. В строках директив параметров . param указано две длительности: Т = 3 мкс
и Т = 100 мс. Неиспользуемое значение убрано в комментарии символом ";" в
начале строки.
Таким образом, список директив имеет следующий вид:
.tran {T}
.ic I(Ll)=70m V(out)=3.5
.param T=3u
; .param T=100m
Здесь директива . ic отвечает за начальные условия.
ПРИМЕЧАНИЕ
В результате моделирования должна получится зависимость, подобная
показанной на рис. 9.13. Сопоставляя графики на рис. 9.11 и рис. 9.13, можно отметить
их подобие: линейный спад тока индуктивности на начальном участке и осцилляции
напряжения после уменьшения напряжения. Частота осцилляции составляет
примерно 3,5 МГц.
На упрощенной модели мы видим, что осцилляции напряжения понемногу
затухают, и напряжение на ключе выходит на уровень выходного напряжения
преобразователя V(out) = 3,5 В.

132
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
V(out)
V(sw)
OmA-
-20mA-
OOps 0 3ps 0 6ps 0 9ps 1 2\is 1 5ps 1 8jjs 2 1 ps
2 7ps 3 0ps
Puc. 9.13. Изменение напряжений на выходе V(out), на ключе V(sw); тока индуктивности I(L1) упрощенной схемы
понижающего преобразователя на интервале обратного хода 3 мкс
На большем интервале времени (рис. 9.14) видно, что напряжение на выходе
постепенно убывает до нуля. Характерное время этого процесса определяется
постоянной времени trc - R * С разряда ЛС-цепочки, образованной конденсатором С1
и сопротивлением нагрузки Rload.
6V-
4V-
2V-
ov-
" —-v-.
RDmA
60mA-
40mA-
20mA-
ПтА
20 mA-
v(out)
1 1
I(L1)
V(sw)
*~*~ i
0ms
20ms
40ms
60ms
80ms
100ms
Рис. 9.14. Изменение напряжений на выходе У (out), на ключе V(sw); тока индуктивности I(L1) упрощенной схемы
понижающего преобразователя на интервале обратного хода 100 мс
В нашем случае С1 = 47 мкФ; Rload = 1 Юм. Соответственно, получаем
TRC = 1000 • 47 • 10 = 47 • 10~3 = 47 мс.
Сохраните схему под именем StepDownRevers . asc в своей папке.
Естественно предположить, что, как и в случае с повышающим
преобразователем, источником высокочастотных осцилляции является диод D1.
9.2.1. Источники высокочастотных осцилляции
Предполагая определяющее влияние диода D1 на высокочастотные осцилляции,
проведем исследование соответствующей схемы замещения (рис. 9.15). Детали
обоснования схемы замещения см. в разделе 9.2.1.

9.2. Импульсный понижающий преобразователь
133
OUT
47м
.ic I(L1)={IL} V(out)=3.5 .tran {T}
.param IL=70m Rd=0.1 T=2m
;.param IL=70m Rd=0.1 T=3u
;.param IL=0.5m Rd=10K T=3u
Рис. 9.15. Схема замещения диода на обратном ходе понижающего преобразователя
В этой схеме конденсатор Cd и резистор Rd эмулируют диод. Для учета
нелинейного характера изменения тока диода от напряжения фиктивное сопротивление
перехода диода изменяется параметром {Rd}. Для открытого и частично закрытого
состояния диода это сопротивление принимает разные значения.
Кроме того, для возможности моделирования тока открытого и частично
закрытого состояния диода добавлен параметр начального тока диода {IL}. Для
моделирования различных интервалов переходного процесса добавлено три строки
директив описания взаимно согласованных параметров.
Таким образом, список директив имеет следующий вид:
.tran {T}
.ic I(L1)={IL} V(out)=3.5
.param IL=70m Rd=0.1 T=2m
; .param IL=70m Rd=0.1T=3u
;.param IL=0.5m Rd=10K T=3u
Неиспользуемые директивы параметров убраны в комментарии символом ";"
в начале строки.
В этой схеме приняты следующие значения схемы замещения диода:
• емкость перехода Cd = 94 пФ (общее значение для открытого и закрытого
состояния);
• сопротивление перехода Rd = 0,1 Ом для открытого состояния и Rd = 10 кОм
для частично закрытого состояния.
Для оценки емкости конденсатора Cd в схеме замещения использовалась
частота высокочастотных колебаний в схеме. Соответствующая емкость колебательного
контура вычислялась по формуле
1
Для значения частоты/= 3,5 МГц и индуктивности L = 22 мкГн получим
1
С =
Bл- -3.5-106J- 22-10"
~941(Г12 =
Величина сопротивления замещения Rd в частично закрытом состоянии диода
влияет на скорость затухания высокочастотных колебаний. Соответственно, было
подобрано значение Rd = 10 кОм для частично закрытого состояния диода.

134
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
Результаты расчетов схемы замещения диода для различных фаз переходного
процесса показаны на рис. 9.16.
А\/
2V-
0V-
-2V-
ЗА-
0А-
-ЗА-
-6А-
Vfout)
\ V(out)
д.
Л
V '"
' VJsw) "
ЧУ
«О-
1)
V(sw)
0 0ms 0 2ms 0 4ms 0 6ms 0 8ms 10ms 12ms 14ms 16ms 18ms 2 0ms
o\/_
6V-
4V-
2V-
n\/
mrimA
0 mA-
100mA-
200mA-
V(out)
\
V(out)
V(sw)
I(L
1)
V(sw)
I
OOps 0 3|js 0 6ps
5\is 1 Q\is 2.1 ps 2 4ps 2 7jjs 3 Ops
RV-i
6V-
4V-
2V-
ov-
9\/_
5mA-
0mA-
-5mA-
10mA-
...Av<
/ ^
\Г
V
V(out)
sw)
A-i-A-
I 1 1
A-
f \ V/
V(out)
A
J\
1
J \
1)
I 1
or-v
У ^>
I 1
V(sw)
I 1
OOps 0 3ps 0 6ps 0 9ps 1 2|js 1 5ps 1 8ps 2.1ps 2 4ps 2 7ps 3 Ops
Puc. 9.16. Переходные процессы в схеме замещения диода в разных фазах обратного хода:
вверху—открытый ход; интервал 2 мс; 1Ц0) = 70 мА; Rd-0,1 Ом;
по центру — открытый ход; интервал 3 мкс; 1Ц0) = 70 мА; Rd-0,1 Ом;
внизу — частично закрытый ход; 1Ц0) = 0,5 мА; Rd = 10 кОм; Ср = 94 пФ

9.3 Обратноходовый преобразователь с трансформатором 135
Обратный ход может быть составлен из фрагментов двух фаз: открытого диода
и частично закрытого диода.
• Фаза открытого диода. Ток индуктивности линейно убывает практически с
постоянной скоростью до нуля (см. интервал 3 мкс). Сохранению линейности
изменения тока вблизи нуля способствует колебательный процесс в емкости
фильтра (см. интервал 2 мс). Ток по "инерции" на большой скорости стремится
проскочить точку нуля. Без емкости фильтра ток и напряжение
экспоненциально стремились бы к постоянным значениям.
• Фаза частично закрытого диода. За счет нелинейности резко возрастает
сопротивление перехода диода. Реактивное сопротивление емкости перехода
диода оказывается значительно меньше сопротивления перехода. Образуется
колебательный контур из последовательно соединенных элементов: индуктивности
L/, емкости перехода Cd и емкости фильтра CL Поскольку емкость фильтра на
много порядков больше емкости перехода, частота колебаний определяется
только емкостью перехода. За счет рассеяния энергии колебания постепенно
затухают.
Таким образом, учет паразитной емкости перехода диода и нелинейного
характера изменения тока диода (изменяющееся сопротивление) позволяет объяснить
колебательные процессы в схеме при приближении тока индуктивности к нулю.
Как видно из результатов моделирования, кроме высокочастотных, в схеме
могут возникать низкочастотные колебания. Их частота определяется колебаниями
в контуре, образованном индуктивностью L1 и конденсатором фильтра CL
Соответствующая резонансная частота fLc определяется формулой
Для L = 22 мкГн, С = 47 мкФ получим
fLC = 1 = » 5,0 • 103 = 5,0 кГц.
2;r-V22-10~-47-10~6
Низкочастотные колебания, соответствующие резонансным процессам в
контуре индуктивности и конденсатора, могут иметь место и в реальной схеме.
Соответствующие колебания могут проявиться в переходных процессах преобразователя.
9.3. Обратноходовый преобразователь
с трансформатором
Измените схему обратноходового преобразователя с трансформатором Fly-
Back. a sc так, чтобы перевести ее работу в режим разрывного тока индуктивности
(рис. 9.17).
Выполните следующие действия.
1. Загрузите схему обратноходового преобразователя с трансформатором Fly-
Back . asc (см. главу 8).
2. Измените параметры схемы:

136
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
увеличьте сопротивление нагрузки Rload= 10 кОм;
уменьшите коэффициент заполнения импульса генератора CLK. Задайте
длительность прямого хода Топ = 2 мкс: PULSE@ 3 0 0.1 и 0.1 и 2и 8и). Этим мы
изменим режим работы преобразователя.
D1
К L1 L2 1
MBRS140
3300|1 ^;
OUT
С1
1ц
RJoad
.tran 01.515m 1.503m startup
PULSE@ 3 0 0.1 и 0.1 u 2u 8u)
Рис. 9.17. Схема обратноходового преобразователя для режима разрывного тока
3. Измените директиву симуляции так, чтобы детально рассмотреть переходной
процесс импульса преобразователя в установившемся режиме. Измените
параметры директивы .tran:
• Stop Time = 1.515ms — длительность моделирования переходного процесса;
• Time to Start Saving Data = 1.503ms — начало сохранения результатов графика.
Директива симуляции должна приобрести вид
.tran 0 1.515m 1.503m startup
Этим мы задаем интервал построения графика 12 мкс около 1,5 мс.
4. Запустите симуляцию и выведите на график:
• напряжение на входе преобразователя V(in) и напряжение на ключе V(sw) —
верхнее поле;
• напряжение на выходе преобразователя V(out) и напряжение на вторичной
обмотке V(n001) — среднее поле;
• суммарный приведенный ток индуктивности I(L1)+I(L2) *10 — нижнее поле.
Должны получится зависимости, показанные на рис. 9.18. Здесь хорошо видны
осцилляции напряжения на ключе V(sw) и суммарного приведенного тока
Прямому ходу преобразователя соответствует участок с напряжением на ключе,
близким к напряжению питания (ключ замыкает индуктивность на источник
питания). При этом ток индуктивности линейно возрастает.
Обратному ходу соответствует участок с нулевыми значением напряжения на
ключе и участок осцилляции (ключ разомкнут). При этом ток индуктивности
вначале линейно падает, а затем осциллирует. Осцилляции начинаются, когда
отрицательное напряжение на ключе становится меньше падения напряжения на открытом
диоде.
Удалив "лишние" элементы, получим упрощенную схему (рис. 9.19).

9.3. Обратноходовый преобразователь с трансформатором
137
4V-
2V-
OV-
20V-
OV-
-20V-
АГ\\/-
150mA-
100 mA-
50mA-
0mA-
СПтА-
V(sw) V(in)
V(s
;
Г~\ Vfc
• --
¦ V(n
i. /
\y
n)
w) :
V(o
3Ut) ;
301) i
/'
/ i
ut)
\
I
\
(L1)+l(
4
\
..Д..
\
"
L2)*10
j
j
Г
' 7
j
V
V(nC
\
f VmUU i) \j
01)
/
r
/ i
i l i i i i iii ii.
s 1 ps 2ps 3jjs 4ps S\is 6|js 7ps 8ps 9ps 10ps 11 ps
Рис. 9.18. Изменение напряжений и приведенного суммарного тока трансформатора в разрывном режиме
обратноходового преобразователя
К L1 L2 1
D1
L2 MBRS140
ЗЗООи "
OUT
С1
"Rload
.ic l(L2)=17m V(out)=20
.param T=12u
;.param T=20m
.tran {T}
Рис. 9.19. Упрощенная схема преобразователя для обратного хода
На обратном ходе преобразователя транзистор закрыт и не оказывает заметного
влияния на схему, поэтому мы его исключили. Для моделирования обратного хода
преобразователя в качестве начальных условий задано: начальный ток
индуктивности вторичной обмотки I(L2) = 17 мА; начальное напряжение конденсатора V(out) =
= 20 В.
Директива . tran симулятора откорректирована: изменена длительность
симуляции и исключено условие для начального напряжения источника питания. Для
удобства исследования длительность моделирования задана параметром {Т}.
В строках директив-параметров . param указано две длительности: Г= 12 мкс иГ =
= 20 мс. Неиспользуемое значение убрано в комментарии символом ";" в начале
строки. Таким образом, список директив имеет следующий вид:
.tran {T}
.ic I(Ll)=17m V(out)=20
.param T=12u
; .param T=20m

138
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
Здесь директива . ic отвечает за начальные условия.
ПРИМЕЧАНИЕ
В результате моделирования должна получится зависимость, подобная
показанной на рис. 9.20.
6V-
V(sw)
200mA-
150mA-
100 mA-
-50mA
Ops 1 jjs
Рис. 9.20. Изменение напряжений и приведенного суммарного тока трансформатора в упрощенной схеме для
обратного хода трансформаторного преобразователя
Сопоставляя графики на рис. 9.18 и рис. 9.20, можно отметить их подобие:
линейный спад суммарного приведенного тока трансформатора I(L1)+I(L2)*1O на
начальном участке и осцилляции напряжения в первичной и вторичной цепи после
уменьшения тока. Частота осцилляции составляет примерно 510 кГц.
На упрощенной модели мы видим, что осцилляции напряжения понемногу
затухают. Напряжение на ключе в первичной цепи трансформатора постепенно
выходит на уровень входного напряжения преобразователя V(in) = 3 В. Осцилляции на
вторичной обмотке трансформатора V(n001) происходят около нулевого уровня,
а выходное напряжение относительно медленно уменьшается.
Характерное время уменьшения этого процесса определяется постоянной
времени TRC = R ' С разряда ЛС-цепочки, образованной конденсатором С1 и
сопротивлением нагрузки Rload.
В нашем случае С1 = 1 мкФ; Rload = 10 кОм. Соответственно, получаем:
trc = Ю • 103 • 1 • 10 = 10 • 10~3 = 10 мс.
Сохраните схему под именем FlyBackRevers . asc в своей папке.
Естественно предположить, что, как и в случае с безтрансформаторными преобразователями,
источником высокочастотных осцилляции является диод DL

9.3. Обратноходовый преобразователь с трансформатором
139
9.3.1. Источники высокочастотных осцилляции
Предполагая определяющее влияние диода D1 на высокочастотные осцилляции,
проведем исследование соответствующей схемы замещения (рис. 9.21). Детали
обоснования схемы замещения см. в разделе 9.2.1.
Cd
К L1 L2 1
OUT
L1
.ic I(L2)={IL} V(out)=20
;.param IL=17m Rd=0.1 T=2m
;.param IL=17m Rd=0.1 T=12u
.param IL=0.3m Rd=1Meg T=12u
Рис. 9.21. Схема замещения диода на обратном ходе трансформаторного преобразователя
В этой схеме конденсатор Cd и резистор Rd эмулируют диод. Для учета
нелинейного характера изменения тока диода от напряжения фиктивное сопротивление
перехода диода изменяется параметром {Rd}. Для открытого и частично закрытого
состояния диода это сопротивление принимает разные значения.
Кроме того, для возможности моделирования тока открытого и частично
закрытого состояния диода добавлен параметр начального тока диода {IL}. Для
моделирования различных интервалов переходного процесса добавлено три строки
директив описания взаимно согласованных параметров.
Таким образом, список директив имеет следующий вид:
.tran {T}
.ic I(L2)={IL} V(out)=20
.param IL=17m Rd=0.1 T=2m
;.param IL=17m Rd=0.1T=12u
;.param IL=0.3m Rd=lMeg T=12u
Неиспользуемые директивы параметров убраны в комментарии символом ";"
в начале строки.
В этой схеме приняты следующие значения схемы замещения диода:
• емкость перехода Cd = 30 пФ (общее значение для открытого и закрытого
состояния);
• сопротивление перехода Rd = 0,1 Ом для открытого состояния и Rd = 1 МОм
для частично закрытого состояния.
Для оценки емкости конденсатора Cd в схеме замещения использовалась
частота высокочастотных колебаний в схеме. Соответствующая емкость колебательного
контура вычислялась по формуле
с- 1
Для значения частоты f = 510 кГц и индуктивности L = 3300 мкГн получим

140
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
с =
Bяг.51(Ы03J.3300-10"
«30- 102=30пФ.
Величина сопротивления замещения Rd в частично закрытом состоянии диода
влияет на скорость затухания высокочастотных колебаний. Соответственно, было
подобрано значение Rd= 10 кОм для частично закрытого состояния диода.
Величина сопротивления замещения Rd в частично закрытом состоянии диода
влияет на скорость затухания высокочастотных колебаний. Соответственно, было
подобрано значение Rd = 1 МОм для частично закрытого состояния диода.
ПРИМЕЧАНИЕ
Скорость затухания колебаний определяется суммарными потерями в
первичной и вторичной цепи. При исключении первичной обмотки трансформатора
следует позаботиться о сохранении величины суммарных потерь.
На рис. 9.22-24 показаны результаты расчетов схемы замещения диода для
различных фаз переходного процесса.
V(sw)
0 0ms 0 2ms 0 4ms 0 6ms 0 8ms 10ms 12ms 14ms 16ms 18ms 2 0ms
Рис. 9.22. Переходные процессы в схеме замещения диода в разных фазах обратного хода.
Интервал 2 мс; открытый диод; 1Ц0) = 17 мА; Rd=0,1 Ом
Обратный ход может быть составлен из фрагментов двух фаз: открытого диода
и частично закрытого диода.
• Фаза открытого диода. Магнитное поле трансформатора и суммарный
приведенный ток линейно убывают практически с постоянной скоростью до нуля (см.
интервал 12 мкс). Сохранению линейности изменения тока вблизи нуля
способствует колебательный процесс в емкости фильтра (см. интервал 2 мс). Ток по

9.3. Обратноходовый преобразователь с трансформатором
141
"инерции" на большой скорости стремится проскочить точку нуля. Без емкости
фильтра ток и напряжение экспоненциально стремились бы к постоянным
значениям без колебательного процесса.
V(sw) VTm)
4V-
2V-
0V-
э\/
-
m\/
m\/-
10 V-
ov-
-10V-
?ППтД
100mA-
0mA-
-100mA-
<*
N
V(o
-
Ut)
^^^^
V(<
I
>w) .
Vf
(L1)+l(
n)
L2)*1G
V(nC
301)
!
i i i i i i i i i i i
is 1ps 2ps 3ps 4jjs 5ps S\is 7\i$ 8ps 9ps 10ps 11 ps 12
JS
Рис. 9.23. Переходные процессы в схеме замещения диода в разных фазах обратного хода.
Интервал 12 мке; открытый диод; 1Ц0) -17 мА; R6-0,1 Ом
V(sw)
V(in)
I Г
11 ps 12ps
Puc. 9.24. Переходные процессы в схеме замещения диода в разных фазах обратного хода.
Частично закрытый диод; 1Ц0) - 0,3 мА; Rd = 1 МОм; Ср = 30 пФ

142 Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
• Фаза частично закрытого диода. За счет нелинейности резко возрастает
сопротивление перехода диода. Реактивное сопротивление емкости перехода
диода оказывается значительно меньше сопротивления перехода. Образуется
колебательный контур из последовательно соединенных элементов: индуктивности
L2, емкости перехода Cd и емкости фильтра CL Поскольку емкость фильтра на
много порядков больше емкости перехода, частота колебаний определяется
только емкостью перехода. За счет рассеяния энергии колебания постепенно
затухают.
Амплитуды изменения напряжений в первичной и вторичной цепи связаны
коэффициентом трансформации.
Таким образом, учет паразитной емкости перехода диода и нелинейного
характера изменения тока диода (изменяющееся сопротивление) позволяет объяснить
колебательные процессы в схеме при приближении магнитного поля трансформатора
и тока обмоток к нулю.
Обратите внимание, что в модели замещения осцилляции имеют
гармоническую (синусоидальную) форму, а в схеме с диодом эти осцилляции заметно
искажены нелинейностью диода.
При моделировании обратного хода мы рассматривали процессы, как в
первичной, так и во вторичной обмотке трансформатора. Это было сделано умышленно,
чтобы показать, что любые колебательные процессы проецируются из одной
обмотки в другую.
В реальных ситуациях для оценки осцилляции напряжения в первичной
обмотке достаточно оценить осцилляции во вторичной обмотке и с учетом коэффициента
трансформации аккуратно привязать эти осцилляции к постоянным уровням
первичной обмотки.
Для оценки осцилляции во вторичной цепи можно исключить первичную цепь
и анализировать схему с эквивалентной индуктивностью вторичной обмотки
трансформатора (рис. 9.25).
Rpar=500K
.ic l(L2)=17m V(out)=20 tran Г0
.param T-12u
;.param T=20m
Рис. 9.25. Упрощенная схема вторичной цепи преобразователя для обратного хода
Эта схема практически совпадает со схемой для обратного хода понижающего
преобразователя, рассмотренной в разделе 9.2 (см. рис. 9.12). Отличия касаются
значений элементов и взаимного положения индуктивности и диода.
Результаты моделирования для схемы, показанной на рис. 9.25, мы
рассматривать не будем, поскольку они идентичны результатам для вторичной цепи (см.
рис. 9.19).

9.3. Обратноходовый преобразователь с трансформатором 143
При замене трансформатора индуктивностью следует руководствоваться
известными из общего курса электротехники соотношениями для схемы замещения
(см. раздел 7.4):
Z'2=Z2-N?2
L'2=L2-N?2.
v-
*4
iV12 -> iV12
Здесь Л/^12 = П\1п2 — коэффициент трансформации. Переменные с нижним
индексом 1 относятся к первичной, а с индексом 2 — к вторичной цепи. Переменные
с верхним индексом I соответствуют приведению к первичной цепи из вторичной,
а с индексом II — приведению к вторичной цепи из первичной.
Таким образом, потери в индуктивности первичной обмотки L7, заданные в
исходной модели эквивалентным параллельным сопротивлением 5 кОм, следует
пересчитать к новому значению 5 кОм *102= 500 кОм.
Подводя общий итог исследований колебательных процессов на обратном ходе
импульсных преобразователей, работающих в разрывном режиме тока или
магнитного поля, можно сделать следующее заключение.
В разрывном режиме возможно возникновение значительных осцилляции
напряжений, вызванных незначительными колебаниями токов индуктивности и
трансформатора. Эти колебания обусловлены паразитными емкостями и нелинейностями
элементов, в частности, — емкостью перехода и нелинейностью диода.

144
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
9.4. Влияние индуктивности рассеяния на выбросы
напряжения на ключевых элементах
Выше, в разделах 9.1-9.3 мы рассмотрели колебательные явления,
возникающие на обратном ходе в импульсных преобразователей, работающих в разрывном
режиме тока или магнитного поля. Соответствующие колебания имеют достаточно
причудливый вид, но, как правило, не представляют опасности для ключевых
элементов, поскольку изменения напряжений обычно не выходят за диапазон
регулярных изменений напряжений на прямом и обратном ходе.
Для ключевых элементов большую опасность представляют выбросы
напряжений и токов в моменты коммутации. Рассмотрим механизм возникновения выбросов
на примере схемы импульсного обратноходового трансформаторного
преобразователя FlyBack. asc (см. главу 8) (рис. 9.26).
К L1 L2 0.9
MBRS140
OUT
С1
"Rload
^00
.tran 0 1.52m 1.5m startup
2.
3.
PULSE@ 3 0 0.1u0.1u4u8u)
Рис. 9.26. Схема импульсного обратноходового преобразователя на трансформаторе с индукцией рассеяния
В эту схему внесены, казалось бы, незначительные коррективы: изменен
коэффициент связи К индуктивностей Ы и L2. Для проведения исследований выполните
следующие действия.
1. Загрузите схему FlyBack. asc.
Измените исходную директиву-инструкцию К L1 L2 1 на новую: К L1 L2 0.9.
Этим мы уменьшим коэффициент взаимной связи индуктивностей.
Измените директиву симуляции .tran так, чтобы в деталях рассмотреть
процессы в момент коммутации:
Stop Time = 1.52ms — длительность моделирования переходного процесса;
Time to Start Saving Data = 1.5ms — начало сохранения результатов графика.
Директива симуляции должна приобрести вид
.tran 0 1.52m 1.5m startup
Этим мы задаем интервал построения графика 20 мкс после 1,5 мс.
Запустите симуляцию (команда Run ^г).
5. Оставьте одно поле графика, в которое инструментом Jr выведите графики
напряжения питания V(in) и напряжения на ключе преобразователя V(sw).
4.

9.4. Влияние индуктивности рассеяния на выбросы напряжения на ключевых элементах
145
Должны получится зависимости, показанные на рис. 9.27. Сохраните схему
в своей папке под именем FlyBackSurge . asc.
1 Rfl\/-r
160V-
140V-
120V-
80V-
60V-
40V-
20V-
0V-
-20V-
V(sw)
I (
¦ V(SWJ
V(s
t
w) Vf
\ ,
V(in)
r
'
Ops 2ps 4|js
8ps
16(js
Рис. 9.27. Результаты моделирования напряжения на ключе V(sw) относительно напряжения питания V(in) для
коэффициента связи индуктивностей К =0,9
На рис. 9.28 приведены Результаты моделирования выбросов напряжения на
ключевом транзисторе для различных значений коэффициента связи К
индуктивностей трансформатора показаны на рис. 9.28.
Из результатов моделирования следует:
• при полной связи обмоток трансформатора К = 1, выбросы на ключе
отсутствуют; регулярное увеличение напряжения на ключе определяется
соотношениями из разделов Б.З и Б.4 приложения Б:
*sw ~~
vin
для Q = 0,5, т.е. напряжение на ключе вдвое превышает напряжение питания;
• при неполной связи обмоток трансформатора К < 1 появляются узкие выбросы
на ключе, которые тем больше, чем сильнее коэффициент связи отличается от
единицы. При связи К = 0,9 выбросы достигают 180 В. Регулярные увеличения
напряжения на ключе практически не изменяются (регулярное напряжение на
ключе вдвое больше напряжения питания).
При напряжении питания V(in) = 3 В выбросы на ключе достигают 180 В, а при
напряжении питания около 300 В (напряжение на выходе выпрямителя сетевого
блока питания) они могут быть в 100 раз больше и достигать 18 кВ. Естественно, ни
один из существующих транзисторов не смог бы выдержать такие высокие
напряжения.
Из результатов моделирования следует, что источником выбросов является
неполная связь обмоток трансформатора. Относительно небольшая часть энергии
магнитного поля не поглощается во вторичной цепи и остается несвязанной. Эта
энергия наводит в первичной обмотке трансформатора на разомкнутом ключе ЭДС
самоиндукции, пропорциональную сопротивлению разомкнутого ключа. При
бесконечном сопротивлении ключа эта ЭДС стремится к бесконечности.

146
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
6V-
V(sw)
V(in)
5V-
4V-
3V-
2V-
1V-
0V-
1 ¦ 1
1
1 1
V(sw) :
V(in)
i i
vein) i
V(sw) ;
i i
i
Ops 2ps 4ps 6ps 8ps 1Ops 12ps 14ps 16ps 18ps
о n\/_r
7 2V-
6 4V-
5 6V-
4 8V-
4 0V-
3 2V-
2 4V-
1 6V-
0 8V-
n n\ /
и uv-
V(sw)
1
"V(sw)
~V(
n). - -
- V(
V(m)
n) -
V(sw)
. ..
!
Ops 2ps 4ps 6ps 8ps 10ps 12ps 14ps 16ps 18ps
24V-
21V-
18V-
15V-
12V-
9V-
6V-
ov-
V(sw)
».. „ _. i
V(sw) i
I I
•v[SW)
V(s
w)
V(.n)
V(in) ;
I I
Ops 2ps 4ps 6ps 8ps 10ps 12ps 14ps 16ps 18ps
Puc. 9.28. Результаты моделирования напряжения на ключе V(sw) относительно напряжения питания У (in) для
различных значений коэффициента К: вверху—К=1; по центру—К = 0,999; внизу—К =0,99
Для описания несвязанной энергии обмоток трансформатора используется
понятие индуктивности рассеяния (см. раздел 7.3). Индуктивность рассеяния LLh при-

9.4. Влияние индуктивности рассеяния на выбросы напряжения на ключевых элементах 147
веденная к первичной обмотке, связана с индуктивностью первичной обмотки Lj
модели соотношением LL\ = L\ (I - К). При коэффициенте связи обмоток К = 0,999
индуктивность рассеяния в схеме, показанной на рис. 9.26, составляет ничтожную
величину: Lu = 33 нГн. Тем не менее, этой индуктивности оказывается достаточно
для формирования заметных выбросов напряжения. Полностью избавиться от
индуктивности рассеяния практически невозможно.
В реальных условиях максимальные значения выбросов напряжения чаще всего
ограничиваются паразитными емкостями элементов схемы, в том числе, —
паразитной межвитковой емкостью обмоток трансформатора и паразитной емкостью
ключа.
Для оценки амплитуды выбросов необходимо учитывать множество факторов,
поэтому расчет амплитуды выбросов является чрезвычайно сложной задачей (не
в плане процедуры вычислений, а в плане исходных данных для вычислений).
Чаще всего для поглощения, в общем-то, небольшой энергии выбросов в схему
вводят поглощающие демпфирующие элементы. Параметры этих элементов при
правильном выборе заведомо "хуже" параметров паразитных элементов схемы.
Например, емкость демпфера значительно больше паразитной емкости, а пробивное
напряжение полупроводникового супрессора (высоковольтного стабилитрона)
меньше пробивного напряжения ключа. Именно демпферные элементы и
принимают удар энергии индукции рассеяния на себя.
В отличие от паразитных элементов схемы, параметры демпфирующих
элементов поддаются учету. Соответственно, расчет выбросов напряжения с учетом
демпфирующих элементов становится относительно простой задачей.
9.4.1. Методы борьбы с выбросами напряжения.
Демпфирование
Для поглощения энергии выбросов напряжения широко используются два
способа:
• полупроводниковый супрессор (высоковольтный стабилитрон), рассеивающий
избыточную энергию при напряжении, превышающем определенную величину;
• классическая демпфирующая цепочка в составе: емкость, диод, резистор.
Способ ограничения напряжения супрессором в импульсных преобразователях
пока распространен относительно мало. Это связано как с отсутствием доступных
высоковольтных, быстродействующих элементов, так и с их дороговизной. В
результате, более распространенная схема демпфирования — с недорогими,
общедоступными элементами: диодом, конденсатором и резистором.
Для поглощения энергии выбросов ведем в схему FlyBackSurge .asc
демпфирующую цепочку, образованную диодом D2, конденсатором С2 и резистором R2
(рис. 9.29). Назначение каждого из элементов:
• диод D2 отключает демпфирующую цепочку на прямом ходе (чем быстрее
открывается диод, тем лучше);
• конденсатор С2 накапливает энергию выброса (чем больше емкость этого
конденсатора, тем меньше амплитуда выброса напряжения);
• резистор R2 рассеивает энергию выброса, накопленную конденсатором (чем
меньше это сопротивление, тем быстрее рассеивается энергия выброса).

148
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
OUT
.tran 0 1.52m 1.5m startup
PULSE@ 3 0 0.1 u 0.1 U 4u 8u)
Рис. 9.29. Схема трансформаторного преобразователя с демпфирующей цепочкой
Выбор оптимальных значений элементов демпфирующей цепочки достигается
путем компромисса между максимальным допустимым напряжением выброса на
ключе и минимальным влиянием демпфирующей цепочки на регулярном прямом
и обратном ходе преобразователя.
Для уменьшения выброса напряжения надо увеличивать емкость и уменьшать
сопротивление. В предельном случае необходимо просто закоротить диод на линию
питания. Однако при этом значительная часть энергии, накопленной в
трансформаторе на прямом ходе, будет теряться в первичной цепи. Напомним, что на обратном
ходе регулярное напряжение на ключе всегда больше напряжения питания.
Для уменьшения влияния демпфирующей цепочки на регулярный обратный ход
надо уменьшать емкость и увеличивать сопротивление. Однако при этом
увеличиваются выбросы напряжения на ключе.
Исследуем влияние элементов цепочки на конкретном примере. Для проведения
исследований выполните следующие действия.
1. Загрузите схему FlyBackSurge . asc.
2. Задайте директиву-инструкцию коэффициента связи обмоток трансформатора
К L1 L2 0.99. Этим мы зададим индуктивность рассеяния первичной обмотки
33 мкГн • 0,01 = 0,33 мкГн.
3. Добавьте в схему элементы демпфирующей цепочки:
• конденсатор С2 = 100 нФ;
• резистор R2 = 100 Ом;
• диод D2 — стандартная модель.
4. Соедините элементы цепочки между собой и со схемой.
5. Запустите симуляцию.
6. Создайте два поля графика для результатов моделирования:
• в верхнем поле выведите графики напряжения питания V(in)> напряжения на
ключе V(sw) и напряжения на конденсаторе V(n002) (в общей точке диода
конденсатора и резистора);
• в нижнем поле выведите графики суммарного приведенного тока
трансформатора I(L10+I(L2) *10 и тока демпфирующего диода I(D2).
Должны получится зависимости, показанные на рис. 9.30.
Сохраните схему в своей папке под именем FlyBackDemp .asc.

9.4. Влияние индуктивности рассеяния на выбросы напряжения на ключевых элементах
149
Vfm)
V(sw)
V(n002)
.._•_..V(sw)
-0 5A-
O(js
Puc. 9.30. Напряжения питанияУ(т), ключаУ($^) и конденсатора С2 V(n002); приведенный суммарный ток
трансформатора l(L1)+l(L2)*10, ток демпфирующего диода I(D2) в преобразователе для следующих
параметров демпфирующей цепочки: 02 = 100 нФ; R2 = 100 Ом
На рис. 9.31 показаны результаты моделирования выбросов напряжения и токов
для различных значений параметров демпфирующей цепочки.
15Vn
V(in)
V(sw)
V(n002)
10VH
OOA-
-0 5А-
Ops
18ps
V(in)
V(sw)
V(n002)
-0 5A-
14ps 16ps 18|js
Puc. 9.31. Напряжения питанияЩп), ключаУ^м) и конденсатора 02 V(n002); приведенный суммарный ток
трансформатора l(L1)+l(L2)*10, ток демпфирующего диода 1@2) в преобразователе для различных
параметров демпфирующей цепочки: 02 = 10 нФ; R2-1 кОм (вверху); 02 = 1 мкФ; R2 = 10 Ом (внизу)

150
Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
Сравнивая максимальные напряжения на ключе с демпфирующей цепочкой
и без нее при одинаковых значениях рассеяния К = 0,99, можно отметить заметное
уменьшение выбросов напряжения в схеме с демпфированием.
Как и ожидалось, чем больше демпфирующая емкость, тем меньше амплитуда
выброса напряжения. Амплитуда напряжения на ключе уменьшилась с 27 В без
демпфера до 8 В с демпфером при С2 = 100 нФ; R2 = 100 Ом и до 6,5 В при С2 =
= 1 мкФ; R2 = 10 Ом. Однако, чем больше емкость, тем больше поглощаемая
мощность.
Для слишком больших значений емкости поглощаемая демпфером мощность
составляет заметную долю всей мощности. Без демпфера схема преобразователя
вместе с нагрузкой потребляет 1,56 Вт. Нагрузка при этом потребляет 1,41 Вт.
Таким образом, КПД схемы без демпфера составляет около 90%. При максимальном
демпфировании (С2 = 1 мкФ, R2 = 10 Ом) дополнительная мощность, рассеиваемая
в демпфере, составляет 0,42 Вт. Это уменьшает КПД примерно до 70%. Это
отрицательно сказывается на эффективности преобразователя и увеличивает его нагрев.
Напомним, что для измерения мощности следует использовать инструмент I
("градусник"), а при оценке среднего значения по графику мгновенной мощности
следует выбрать интервал анализа, кратным периоду повторения (подробности см.
в разделе 1.4.2).
При изменении емкости демпфирующего конденсатора С2 необходимо
согласованным образом менять сопротивление демпфирующего резистора R2.
Сопротивление резистора надо выбирать таким, чтобы конденсатор успевал разрядиться до
прихода следующего выброса напряжения.
Если резистор выбрать больше, чем необходимо, напряжение на ключе будет
понемногу увеличиваться, пока не установится баланс прихода и расхода энергии.
Пример такой ситуации показан на рис. 9.31 (вверху), где слишком большое
значение резистора (R2 = 1 кОм) не дает возможности разрядиться конденсатору.
При слишком малом сопротивлении резистора конденсатор может разрядиться
слишком рано: на обратном ходе преобразователя, — и демпфирующая цепочка
будет отбирать полезную энергию от нагрузки.
Для данной схемы близкое к оптимальному значение демпфирования
получается при параметрах цепочки С2= 100 нФ; R2= 100 Ом. Сравнительная оценка
эффективности демпфирования для различных параметров схемы демпфирования
может быть выполнена по данным табл. 9.1. Здесь представлены данные по
максимальному напряжению на ключе и данные по мощности, рассеиваемой на резисторе
R2 демпфирующей цепочки.
Таблица 9.1. Зависимость параметров преобразователя от демпфирующей цепочки
Емкость демпфера, С2
Резистор демпфера, R2
Максимальное напряжение на
ключе
Мощность, поглощаемая
демпфером
Нет
Нет
27 В
Нет
10 нФ
1 кОм
14 В
68 мВт
100 нФ
100 Ом
8В
128 мВт
1 мкФ
10 Ом
6,5 В
420 мВт
Мощность, потребляемая преобразователем с нагрузкой без демпфирующей
цепочки, — 1,56 Вт. Полезная мощность, выделяемая на нагрузке, — 1,41 Вт.

9.4. Влияние индуктивности рассеяния на выбросы напряжения на ключевых элементах 151
Для определения оптимальных параметров демпфирующей цепочки следует
учесть энергию импульса, возникающего на индуктивности рассеяния
трансформатора, и временные параметры работы преобразователя.
9.4.2. Оценка оптимальных параметров схемы
демпфирования
Энергию, связанную с индуктивностью рассеяния, можно определить через
максимальный ток первичной обмотки трансформатора:
EL=^-
Amax
2
Эта энергия превращается в энергию заряда демпфирующей емкости
с C'AVc
2
где ЬУс — выброс напряжения на ключе относительно регулярного напряжения
обратного хода Vsw-
Приравнивая энергию индуктивности и конденсатора, получим
2 2
Это соотношение можно представить в следующем удобном виде:
1
Здесь pic — волновое сопротивление резонансного контура.
Зная максимальный ток и индуктивность рассеяния первичной обмотки,
максимальное допустимое значение выброса напряжения, можно оценить емкость
демпфирующего конденсатора:
г - Т \ l
Например, для параметров демпфирования, показанных на рис. 9.30, выброс
напряжения AVC = 2 В, максимальный ток /imax = 1,3 А, индуктивность рассеяния
LL\ = L\(\-K) = 33 мкГн • 0,01 = 0,33 мкГн. В результате получаем:
C = L (Zim^j =0.33.10-6|—) «0,14-10"*= 140 нФ.
Расчетная величина емкости демпфирования близка к значению,
использованному в модели.
Заметим, что в сетевых блоках питания допустимы выбросы напряжения
порядка 100 В, а максимальные токи достигают единиц ампер. Для этой схемы с теми же
током и индуктивностью, но в сетевом исполнении, емкость демпферного диода
можно уменьшить до 50 пФ для выброса напряжения в 100 В. Напряжение выброса

152 Глава 9. Исследование процессов в ключевых элементах импульсных преобразователей
складывается с регулярным напряжением обратного хода на ключе. Последнее
утверждение требует некоторых пояснений.
Напомним, что регулярное напряжение определяется проекцией напряжения
вторичной обмотки в первичную обмотку Vsw - Vin + N\2 • Vout. Это напряжение
можно определить через коэффициент заполнения импульса Q для неразрывного
режима преобразователя:
V -V •——
у**-у* XQ
Если не учитывать задержку включения диода вторичной цепи, то регулярное
напряжение V$w присутствует в первичной обмотке с самого начала обратного хода.
При учете задержки включения необходимо учитывать не только энергию
индуктивности рассеяния, но и энергию основной индуктивности, рассеиваемую в
трансформаторе за время включения диода. Мы этого делать не будем.
Сопротивление резистора демпфирующей цепочки надо выбирать таким, чтобы
конденсатор успевал разрядиться до прихода следующего выброса напряжения,
иначе напряжение на ключе будет с каждым тактом увеличиваться до тех пор, пока
не установится баланс прихода и расхода энергии с большим, чем начальное
значение максимального напряжения на конденсаторе. Это сопротивление не должно
быть слишком маленьким. При малом сопротивлении конденсатор может
разрядиться слишком рано, и демпфирующая цепочка будет отбирать полезную энергию
от нагрузки при обратном ходе преобразователя.
Время разряда конденсатора определяется постоянной времени RC-цепочки
TRC = R ' С резистора и конденсатора демпфирующей цепочки. Постоянная времени
должна соответствовать порядку периода повторения импульсов преобразователя Т.
Отсюда получим оценку Т ~ R • С. Соответственно, по заданной емкости и периоду
повторения можно оценить значение сопротивления демпфирующей цепочки:
Т
С.
Для нашего преобразователя при С = 100 нФ и Т = 8 мкс получим
С 100 10"9
Эта оценка согласуется со значением сопротивления резистора демпфирующей
цепочки, использованным в модели.
Таким образом, для оценки параметров демпфирующей цепочки достаточно
выполнить следующие расчеты.
1. Рассчитать значение емкости конденсатора С по значениям максимально
допустимого выброса напряжения AFC, максимального тока первичной обмотки
трансформатора /imax и индуктивности рассеяния первичной обмотки Lu
г — т . lmax

9.4. Влияние индуктивности рассеяния на выбросы напряжения на ключевых элементах 153
2. Рассчитать значение сопротивления резистора R по значению емкости С и
периоду повторения импульсов преобразователя Т
R~-
~С.
К сожалению, практическая ценность этих расчетов не очень велика, поскольку
они опираются на индуктивность рассеяния трансформатора, величина которой
плохо поддается теоретической оценке.
Величина индуктивности рассеяния зависит от параметров обмотки, способа
намотки, параметров сердечника, взаимного расположения обмоток и ряда других
факторов, поэтому изготовители микросхем для импульсных трансформаторных
преобразователей рекомендуют использовать готовые трансформаторы известных
изготовителей, для которых разработчиком конкретного решения уже подобраны
параметры демпфирования.
Кроме того, индуктивность рассеяния является не единственным фактором,
влияющим на величину выбросов напряжения. Эти выбросы зависят и от скорости
переключения ключевых элементов (транзисторов и диодов), и от паразитных
емкостей и индуктивностей элементов.
Таким образом, конструирование импульсного трансформаторного
преобразователя с непаспортизованным, нестандартным трансформатором является
достаточно сложной задачей, а экспериментальный подбор оптимальных значений
элементов оказывается слишком дорогостоящим, поскольку ошибки и просчеты влекут за
собой выгорание силовых элементов схемы.

ПРИЛОЖЕНИЕ
А
Особенности пакета SwCAD/LTspice
А.1. Настройка цветовой схемы LTspice для печати
Цветовая схема, используемая в LTspice по умолчанию, не очень удобна для
документирования на принтере, поскольку она слишком темная и малоконтрастная.
В первую очередь, это относится к графикам на черном фоне и слишком пестрым
элементам схем. Следует заменить встроенную цветовую схему на более светлую
и контрастную. Для этого выполните следующие настройки.
1. Выбрать команду меню Tools > Color Preferences.
2. Настроить параметры в разделе Wave Forms (Графики):
• Background (Фон) — белый: RGB = B55,255, 255);
• Grid (Сетка) — светло-голубая: RGB = A65, 165, 255);
• Axis (Ось) и Inactive Axis (Неактивная ось) — черный: RGB = @, 0, 0);
• Trace VA) (Кривая 1) — заменить светло-зеленый на темно-зеленый: RGB = @,
188,0).
3. Настроить параметры в разделе Schematics (Схемы):
• Background (Фон) — белый: RGB = B55, 255, 255);
• Wires (Провода) — черный: RGB = @, 0, 0);
• Junctions (Узлы соединений) — черный: RGB = @, 0, 0);
• Component Body (Тело элементов) — черный: RGB = @, 0, 0);
• Component Text (Подписи элементов) — черный: RGB = @, 0, 0);
• Component Fill-in (Заливка элементов) — светло-желтый: RGB = B55, 255,
220);
• Graphic Flag (Служебные метки) — черный: RGB = @, 0, 0);
• Flag Text (Подписи служебных меток) — черный: RGB = @, 0, 0);
• Unconnected Pin (Висящие выводы) — красный: RGB = B55, 0, 0);
• Comment Text (Комментарии) — черный: RGB = @, 0, 0);
• SPICE Directive Text (Директивы) — синий: RGB = @, 0, 255);
• Grid (Сетка) — синий: RGB = @, 0,255);
• Highlight Color (Выделение) — красный: RGB = B55, 0, 0).
A.2. Оптимизация файловой системы
Для экономии места на диске целесообразно просмотреть параметры файлов,
создаваемых программой на диске, и отключить сохранение ненужных файлов. Для

А.З. Полезные команды и комбинации клавиш 155
этого необходимо выбрать команду меню Tools > Control Panel и перейти на
вкладку Operation.
Прежде всего, следует включить автоматическое удаление результатов
графического моделирования, выбрав для параметра Automatically Delete .raw files
значение Yes или, если сомневаетесь, — Ask. Файлы . raw могут занимать очень
много места (до 50 Мбайт) и, кроме того, их различает только LTspice. Ни в одном
графическом редакторе их открыть не удастся.
Если все же возникнет необходимость сохранить график, воспользуйтесь
командой меню Tools > Copy bitmap to Clipboard или универсальным средством:
клавишей <PrtScr>. Сохраните изображение в любом графическом редакторе или
сразу же вставьте его в документ.
Имеет смысл разрешить и автоматическое удаление файлов протокола
моделирования (параметр Automatically Delete .log file). Эти файлы небольшие, но
засоряют папки. Особенно неприятно, когда они наполняют системные папки LTspice
с примерами Examples. Сохранять протокол имеет смысл только при
возникновении ошибок моделирования.
А.З. Полезные команды и комбинации клавиш
Некоторые из необходимых и часто используемых команд оболочки LTspice
недоступны из функционального меню программы, а их описание глубоко
запрятано в справочной системе. Для доступа к ним служат неявные комбинации клавиш
и щелчков мышью. Ниже приведен перечень ряда наиболее полезных и
востребованных команд для окна схем и графиков.
А.3.1. Схема
Рассмотрим команды для окна схемы.
• Выделение. Щелчок на элементе инструментом Drag ©. По завершении
необходимых операций следует щелкнуть правой кнопкой мыши или нажать
клавишу <Esc>.
• Перемещение фрагмента. Выделить инструментом Drag © необходимый
фрагмент схемы (все интересующие элементы должны быть охвачены контуром
выделения полностью). Перетащить фрагмент мышью в новую позицию.
• Поворот. Выделить элемент и нажать комбинацию клавиш <Ctrl+R>.
• Зеркальное отображение. Выделить элемент и нажать комбинацию клавиш
<Ctrl+E>.
• Изменение параметров элемента. Щелкнуть на элементе правой кнопкой
мыши и внести необходимые изменения в окне элемента.
• Удаление. Нажать клавишу <Delete>. Появившиеся ножницы dt> навести на
элемент или провод и щелкнуть мышью. По завершении необходимых операций
щелкнуть правой кнопкой мыши или нажать клавишу <Esc>.
• Деактивация инструмента. Щелкнуть правой кнопкой мыши или нажать
клавишу <Esc>.

156 Приложение А. Особенности пакета SwCAD/LTspice
А.3.2. Пробники
Для активации измерительных инструментов необходимо предварительно
выполнить симуляцию работы схемы, а затем активировать окно схемы, щелкнув на
нем мышью. Рассмотрим процедуры создания графиков с помощью пробника.
• Потенциал — V(n). Навести указатель на проводник или вывод элемента и
щелкнуть появившимся инструментом Jr . В результате появится график с
заголовком V(Nxxx). Здесь Nxxx — номер узла схемы, который можно проверить,
наведя на соответствующую точку схемы "щуп" (номер отображается в левом
нижнем углу окна схемы).
• Падение напряжения — V(nl,n2). Навести указатель на проводник или вывод
элемента и щелкнуть появившимся инструментом Jr в первой точке. Не
отпуская кнопку мыши, переместить инструмент во вторую точку. Отпустить
кнопку мыши. На графике появится график с заголовком V(Nxxx,Nyyy). Здесь
Nxxx, Nyyy — номера узлов.
• Ток — 1(т). Навести указатель на элемент, через который надо контролировать
протекание тока, и щелкнуть появившимся инструментом *г. На графике
появится график с заголовком l(m). Здесь т — обозначение элемента на схеме.
• Мощность — V(nl,n2)*I(m). Навести указатель на элемент, на котором
необходимо контролировать мощность и щелкнуть появившимся инструментом ш при
нажатой клавише <Alt>. В результате появится график с заголовком
V(n1,n2)*l(m).3TOT инструмент измеряет мгновенную мощность. Для оценки
реальной (средней) мощности необходимо определить среднее на периоде
повторения сигнала с помощью соответствующей команды окна графика.
А.3.3. Графики
Рассмотрим правила работы с графиками.
• Редактирование кривой, цвет, масштаб, смещение. Щелкнуть правой
кнопкой мыши на заголовке исследуемой кривой. Изменить цвет (Color), уравнение
кривой (Expression). Например, можно добавить масштабный множитель
и смещение: V(n001)*0.1-10.
• Значения на графике. Навести указатель на интересующую точку в поле
графика. Значение отобразится в левом нижнем углу окна программы.
• Значения на кривой. Щелкнуть мышью на заголовке исследуемой кривой.
Перетащить в требуемую позицию на кривой вертикальный маркер. Значение
отобразится в окне маркера.
• Интервалы на кривых, размах амплитуд, задержки, период, частота.
Щелкнуть правой кнопкой мыши на заголовке исследуемой кривой. Задать два
курсора: Attached Cursor - 1s & 2nd. Перетащить мышью вертикальные маркеры
в требуемые позиции на кривой. Значения — в окне маркеров: Cursori,
Cursor2; интервалы в поле Diff(Cursor2-Cursor1).
• Среднее и среднеквадратичное значения. Щелкнуть мышью на заголовке
исследуемой кривой при нажатой клавише <Ctrl>. Значение — в окне усреднения:
среднее — Average, среднеквадратичное — RMS. Усреднение выполняется

А.4. Сводка обозначений элементов и директив LTspice 157
в пределах видимого окна, поэтому следует выбирать размеры окна кратными
периоду сигнала.
• Взаимные зависимости. Щелкнуть мышью на горизонтальной шкале графика.
В окне Horizontal Axis изменить значение Quantity Plotted (по умолчанию —
время Time) на имя параметра (например, на V(n001)).
• Диапазон и масштаб шкалы по вертикали. Щелкнуть мышью на поле
графика. В окне Vertical Axis изменить: верхнее — Тор; нижнее — Bottom; шаг —
Tick. Для того чтобы запретить изменения шкалы при последующих пересчетах,
следует запретить автоматический выбор диапазона. Для этого необходимо
щелкнуть правой кнопкой мыши на вертикальной шкале графика и снять
разрешение в поле Autoranging (в версии 2.23h запрет не работает).
• Добавление кривых на график. Активировать окно схемы. С помощью
необходимого измерительного инструмента щелкнуть в интересующей точке схемы.
• Удаление кривой. Щелкнуть правой кнопкой мыши на заголовке исследуемой
кривой. Удалить кривую с помощью команды Delete this Trace или нажатия
клавиши <Delete>. Щелкнуть появившимися ножницами <& на заголовке
исследуемой кривой. По завершении необходимых операций щелкнуть правой
кнопкой мыши или нажать клавишу <Esc>.
• Создание окна дополнительного графика. Активировать окно графика.
Выбрать команду меню Plot Settings > Add Plot Pane или щелкнуть правой
кнопкой мыши внутри графика и выбрать команду Add Plot Pane. Добавить кривую
или перетащить ее заголовок с другого графика.
• Удаление окна дополнительного графика. Активировать окно графика.
Выбрать команду меню Plot Settings > Delete Active Pane или щелкнуть правой
кнопкой мыши внутри графика и выбрать команду Delete this Pane.
• Спектральный анализ. Преобразование Фурье. Инструментом Zoom *\
выделить на графике требуемый интервал времени. Щелкнуть правой кнопкой
мыши внутри графика и выбрать команду FFT (Fast Fourier Transform —
быстрое преобразование Фурье). В раскрывшемся списке выбрать требуемую
зависимость. Задать параметры временного интервала анализа (Time Range to
include), выбрав Use current zoom Extent (Использовать текущее окно).
Нажать кнопку Ok.
ПРИМЕЧАНИЕ
Для отображения фазы следует щелкнуть мышью на свободном правом поле
графика спектра.
А.4. Сводка обозначений элементов и директив
LTspice
В представленных ниже таблицах сохранен английский вариант комментариев,
поскольку это в ряде случаев позволяет прояснить происхождение сокращенного
обозначения. Директивы и параметры задаются в виде текстовых строк. Первый

158
Приложение А. Особенности пакета SwCAD/LTspice
символ каждой строки (префикс) имеет функциональное значение. Первая строка —
всегда строка комментариев. Комментарии могут быть вставлены в конце строки
после символа
Таблица А. 1. Служебные префиксы
Синтаксис записи
+
Пример
* My Schematic
.trah
Cl nOOl n002 luF
+ Rser=0.01
Функциональное назначение элемента
Английский
Comment
A simulation directive
A continuation of the previous
line
Русский
Строка комментариев
Директива симулятора
Строка, продолжение предыдущей
строки
Таблица А.2. Префиксы стандартных элементов
Синтаксис записи
Ахх <nl> <n2> + [<n3>...<nN>]
<model> [instance parameters]
Bxx n+ n- <V=... or I=...>
Cxx n+ n- <capacitance>
[ic=<val.>] [Rser=<val.>]
[Lser=<val.>] [Rpar=<val.>]
[Cpar=<val.>] [m=<val.>]
Dxx А К <model> [area]
Exx n+ n- nc+ nc- <gain>
Fxx n+ n- <Vnam> <gain>
Gxx n+ n- nc+ nc- <transcond.>
Hxx n+ n- <Vnam> <transres.>
Ixx n+ n- <current>
Jxx D G S <model> [area] [off]
[IC=<Vds,Vgs>] [temp=<T>]
Kxx LI L2 L3... <coeff.>
Lxx n+ n- <inductance>
[ic=<val.>] [Rser=<val.>]
[Rpar=<val.>]
[Cpar=<val.>] [m=<val.>]
Mxx D G S В <model> [L=<len>]
[W=<width>] [AD=<area>]
[AS=<area>] [PD=<perim>]
[PS=<perim>] [NRD=<value>]
[NRS=<value>] [off]
[IC=<Vds, Vgs, Vbs>
[temp=<T>]
Функциональное назначение элемента
Английский
Special function device
Arbitrary behavioral
source
Capacitor
Diode
Voltage dependent voltage
Current dependent current
Voltage dependent current
Current dependent voltage
Independent current
source
JFET transistor
Mutual inductance
Inductance
MOSFET transistor
Русский
Устройство, реализующее
специальную функцию
Источник напряжения или тока
с заданным законом
Конденсатор
Диод
Источник напряжения,
управляемый напряжением
Источник тока, управляемый
током
Источник тока, управляемый
напряжением
Источник напряжения,
управляемый током
Независимый источник тока
Палевой транзистор с
управляющим р-п-переходом
Коэффициент взаимной
индуктивности
Индуктивность
Полевой транзистор с
изолированным затвором

А.4. Сводка обозначений элементов и директив LTspice
159
Таблица А.2. Окончание
Синтаксис записи
Охх L+ L- R+ R- <model>
Qxx С В Е [S] <model> [area]
[off] [IC=Vbe,Vce][temp=<T>]
Rxx nl n2 <value>
Sxx nl n2 nc+ nc- <model>
[on,off]
Txx L+ L- R+ R- ZO=<value>
TD=<value>
Uxx nl n2 ncommon <model>
L=<len> [N=<lumps>]
Vxx n+ n- <voltage>
Wxx nl n2 <Vnam> <model>
[on,off]
Xxx nl n2 n3... <subckt name>
Zxx D G S model [area] [off]
[IC=<Vds,Vgs>]
Функциональное назначение элемента
Английский
Lossy transmission line
Bipolar transistor
Resistor
Voltage controlled switch
Lossless transmission line
Uniform RC-line
Independent voltage
source
Current controlled switch
Subcircuit
MESFET transistor
Русский
Линия передач с потерями
Биполярный транзистор
Резистор
Ключ, управляемый
напряжением
Линия передач без потерь
Однородная RC-линия
Независимый источник
напряжения
Ключ, управляемый током
Подсхема, содержащая в себе
другую схему
Арсенид-галиевый полевой
транзистор
В таблице используются следующие обозначения:
хх — любая последовательность символов;
nl, п2, ..., nN — узлы подключения элемента;
п+, п- — узлы втекающего и вытекающего тока (там где это имеет значение);
<...> — обязательный параметр;
[... ] — необязательный параметр;
• val - значение: число или выражение. Выражение (например, параметр)
должно заключаться в фигурные скобки {...}.
Общий (нулевой) узел схемы имеет синонимы: "ОМВ"("земля") и "О". Заметим,
что узел 0" не тождественен узлу ".
А.4.1. Суффиксы — множители единиц
Суффиксы (табл. А.З) используются для сокращенной записи масштабных
множителей. Spice не различает запись в верхнем и нижнем регистре, поэтому
запись 1М идентична записи lm и соответствует 1е-3=0.001. Это — один из самых
распространенных источников ошибок. Допускается вставлять суффикс в качестве
разделителя в позиции десятичной точки, например: 1КЗ=1.3К=1.3*1еЗ=1300.
Таблица А.З. Суффиксы
Суффикс
т
G
Мед
К
m
Множитель
1е12
1е9
1е6
1еЗ
1е-3
Значение
тера-
гига-
мега-
кило-
Милли-

160
Приложение А. Особенности пакета SwCAD/LTspice
Таблица А.З. Окончание
Суффикс
U ИЛИ р
п
р
f
Множитель
1е-6
1е-9
1е-12
1е-15
Значение
микро-
нано-
пико-
фемто-
А.4.2. Директивы симулятора
Симулятор LTspice подцерживает множество служебных директив. Полный их
перечень представлен в справочнике LTspiceHelp. chm. В табл. А.4 перечислена
только часть директив, наиболее востребованных в описанных расчетах.
Таблица А.4. Директивы симулятора
Синтаксис записи
.TRAN <Tstep> <Tstop> [Tstart
[dTmax]] [modifiers]
ИЛИ
.TRAN <Tstop> [modifiers]
.ic [V(<nl>)=<voltage>]
+ [I(<inductor>)=<current>]
.STEP [oct, dec] <parName>
<parStart> <parStop> <parlncr>
[List xl x2 .. xN]
.model <modName> <type>
[ (<parameter list>)]
.PARAM <pl= > [<p2= > .. <pN= >]
.OPTIONS <options list>
.AC <oct, dec, lin> <Nsteps>
<StartFreq> <EndFreq>
.DC <srcname> <Vstart> <Vstop>
<Vincr> [<srcname2> <Vstart2>
<Vstop2> <Vincr2>]
.FOUR <frequency> [Nharmonics]
[Nperiods] <data tracel>
[<data trace2> ...]
.INCLUDE <filename>
.LIB <filename>
.SUBCKT <subcktName> <nl> <n2>
[n3 nN]
.ENDS
.FUNC <name>([args])
{<expression>}
Функциональное назначение элемента
Английский
Perform a Nonlinear
Transient Analysis
Initial Conditions
Parameter Sweeps
Define a SPICE Model
User-Defined Parameters
Set Simulator Options
Small Signal AC Analysis
DC Source Sweep Analysis
Compute a Fourier
Component after a TRAN Analysis
Include Another File
Include a Library
Define a Subcircuit
End of Subcircuit Definition
User Defined Function
Русский
Расчет нелинейного
переходного процесса
Начальные условия для
переходного процесса
Вариации параметра в
диапазоне или по списку
Модель элемента с
параметрами
Параметры, определяемые
пользователем
Задать опции симулятора
Частотный малосигнальный
анализ
Вариации источника
постоянного напряжения или тока
Преобразование Фурье,
после расчета переходного
процесса
Включить в текст содержимое
файла
Подключить файл библиотек
Определить список связей
подсхемы-макромодели
Конец списка связей
подсхемы-макромодели
Функция, определенная
пользователем

А.4. Сводка обозначений элементов и директив LTspice
161
Таблица А А. Окончание
Синтаксис записи
.SAVEBIAS <filename> [internal]
[temp=<value>] [time=<value>
[repeat]] [step=<value>]
[DCl=<value>] [DC2=<value>]
.LOADBIAS <filename>
.END
Функциональное назначение элемента
Английский
Save Bias Points to Disk
Load Bias Points from Disk
End of Netlist
Русский
Сохранить результаты
расчетов потенциалов узлов в
файл
Загрузить потенциалы узлов
из файла
Конец списка связей схемы
Значение некоторых часто используемых модификаторов режима расчета
переходного процесса . TRAN даны в табл. А.5.
Таблица А.5. Значения часто используемых модификаторов режима расчета переходного процесса
Обозначение
UCI
Startup
Функциональное назначение модификатора
Английский
Use user-specified initial
conditions
Voltage and current
sources turned off at
Startup
Русский
Использовать определенные пользователем
начальные значения. Например, для напряжений на емкостях
V(n1,n2) или токов индуктивностей l(Ln)
Источники питания в исходном состоянии выключены.
Затем напряжение линейно возрастает до заданного
значения за 20 мкс
Значение некоторых часто используемых опций директивы . OPTION
представлено в табл. А.6.
Таблица А.6. Значения часто используемых опций директивы . option
Обозначение
Method
Temp
Значение по
умолчанию
trap
27°С
Функциональное назначение опции
Английский
Numerical integration
method
Default temperature for
circuit element
Русский
Метод интегрирования переходного
процесса — trapezoidal или Gear
Значение температуры элементов
схемы по умолчанию
А.4.3. Функциональные элементы выражений
Арифметические и логические операции, распознаваемые симулятором LTspice,
перечислены в табл. А.7.
Таблица А.7. Арифметические и логические операции
Операнд
Описание
Арифметические операции
+
-
*
/
Сложение с плавающей точкой
Вычитание с плавающей точкой
Умножение с плавающей точкой
Деление с плавающей точкой
Возведение в целочисленную степень. Дробная часть степени отбрасывается
Логические операции
&
I
Логическая функция "И"
Логическая функция "ИЛИ"

162
Операнд
>
<
>=
<=
Приложение А.
Описание
Логическая функция "Исключающее ИЛИ"
Истина, если значение слева больше
Истина, если значение слева меньше
Истина, если значение слева больше или равно
Истина, если значение слева меньше или равно
Особенности пакета SwCAD/LTspice
Таблица А.7. Окончание
Рассмотрим перечень функций, распознаваемых симулятором LTspice:
• abs (х) — абсолютное значение х;
• a cos (x) — функция, обратная косинусу (только действительная часть);
• arccos (х) —синоним acos ();
• acosh(x) — функция, обратная к гиперболическому косинусу;
• as in (х) — функция, обратная к синусу (только действительная часть);
• arcsin(x) —синоним as in ();
• asinh (х) — функция, обратная к гиперболическому синусу;
• a t an (x) — функция, обратная к тангенсу;
• arctan(x) —синоним at an ();
• atan2 (у, х) — функция, обратная к тангенсу, с учетом квадранта х, у;
• at anh (x) — функция, обратная к гиперболическому тангенсу;
• buf (х) — ступенчатая функция: 1 для х > .5, иначе 0;
• cbrt (x) —кубический корень;
• сеi 1 (х) — целое, равное или большее х;
• cos(x) —косинус;
• с о s h (х) — гиперболический косинус;
ехр (х) — экспонента в степени х, т.е. ех;
• fabs (х) —то же, что abs (x);
• f lat (x) — случайное число в диапазоне между -х и +х с плоским
(равномерным) распределением;
• floor(x) — целое, равное или меньшее х;
• gauss (х) — случайное число с Гауссовым распределением, с дисперсией х;
• hypot (х, у) — гипотенуза (квадратный корень из х2 + у2);
• if (x,y,z) —если х >.5, то у, иначе z;
• int(x) —целое число;
• inv (х) — 0 для х > .5, иначе 1;
• 1 imi t (х, у, z) — промежуточное значение для х, у, z;
• ln(x) —натуральный логарифм;
• log (х) — синоним In ();
• loglO (x) —логарифм по основанию 10;
• max (х, у) — максимум из х и у;
• тс (х, у) — случайное число между х*A+у) и х*A-у) с равномерным
распределением;
• min (х, у) — минимум из х и у;

А.4. Сводка обозначений элементов и директив LTspice 163
• pow(x,у) — степень ху (только действительная часть);
• pwr (х, у) — степень модуля abs (x) у;
• pwrs(x,y) —степень модуля abs (х) у со знаком sgn (x) -abs(x)y;
• rand (х) — случайное число между 0 и 1; зависит от значения х;
• random (х) — подобно rand (), но с более плавными переходами между
значениями;
• round(x) — ближайшее целое;
• sgn(x) —знак числах;
• sin (x) — синус;
• sinh(x) —гиперболический синус;
• sqrt (х) — квадратный корень (только действительная часть);
• table(x,a,b,c,d, ...) — интерполированное значение по таблице пар
точек;
• tan(x) —тангенс;
• tanh (x) —гиперболический тангенс;
• и (х) — 1 если х > 0, иначе 0;
• uramp (х) — ограниченная снизу линейная функция: х, если х > 0, иначе 0.
А.4.4. Директивы моделирования
LTspice предоставляет удобный доступ к директивам моделирования через
команду меню Simulate > Edit Simulation CMD, позволяющую выбрать один из
режимов моделирования:
• Transient — переходной процесс;
• AC Analysis — частотный анализ;
• DC sweep — режим вариации параметров источников напряжения или тока;
• Noise — шумы;
• DC Transfer — коэффициент передачи по постоянному току;
• DC op pnt — расчет режима схемы по постоянному току.
Ниже дается краткое описание параметров директив моделирования.
Transient
Моделирование развития переходного процесса во времени с учетом всех нели-
нейностей. Результаты такого моделирования наиболее полно отображают
поведение реальной схемы. Именно этот режим следует использовать при исследовании
большинства схем и, в частности, — импульсных источников питания.
Данный режим порождает директиву .Тгап и позволяет задать ее наиболее
важные параметры (рис. АЛ):
• Stop Time — общая длительность моделирования переходного процесса во
времени;
• Time to Start Saving Data — начало интервала сохранения данных; момент
активизации вывода графиков (по умолчанию — с самого начала переходного
процесса);

164 Приложение А. Особенности пакета SwCAD/LTspice
• Maximum Timestep — максимальный шаг моделирования во времени (чаще
всего симулятор сам правильно определяет необходимый шаг, и только в очень
редких случаях необходимо явно задавать этот параметр);
• Start External DC supply voltage at OV — начать моделирование с нулевого
напряжения питания; затем напряжение линейно возрастает до заданного
значения за 20 мкс (установка этого флажка соответствует директиве startup);
• Skip initial operation point solution — опустить начальный расчет рабочей
точки по постоянному току. Данный параметр одновременно подавляет директиву
. ic (начальные условия). Без острой необходимости устанавливать этот
флажок не рекомендуется.
Рис. А.1. Параметры режима моделирования Transient
AC Analysis
Упрощенное моделирование частотных характеристик схемы в
малосигнальном приближении, без учета нелинейности. Этот режим порождает
директиву . АС и имеет параметры (рис. А.2):
• Type of Sweep — тип сканирования по частоте;
• Number of points — количество точек;
• Start Frequency — начальная частота;
• Stop Frequency — начальная частота.
Результаты моделирования частотных характеристик без учета нелинейностей
в схеме могут существенно отличаться от реальных характеристик, поэтому
предпочтительнее использовать режим Transient с последующим FFT-анализом.

А.4. Сводка обозначений элементов и директив LTspice 165
Рис. А.2. Параметры режима моделирования AC Analysis
DC sweep
Упрощенное моделирование схемы по постоянному току без учета емкостей
и индуктивностей. Емкости заменяются разрывами (бесконечно большим
сопротивлением), а индуктивности — перемычками (нулевым сопротивлением).
Этот режим порождает директиву . DC и имеет параметры для нескольких
источников (рис. А.З):
• Name of Source to Sweep — имя источника для вариаций;
• Type of Sweep — тип вариаций;
• Start Value — начальное значение;
• Stop Value — конечное значение;
• Increment — шаг.
Этот режим удобен при исследовании вольтамперных характеристик схемы или
ее элементов. Изменения первого источника фиксируются на горизонтальной оси
графика, а остальных (если заданы) — в виде семейства графиков, поэтому для
второго и следующего источника не следует задавать слишком много значений.
Noise
Упрощенное моделирование спектральных характеристик шумов, порождаемых
отдельными элементами схемы. Учитываются тепловые шумы Джонсона, дробовой
и фликкер-шум.
Параметры этого режима (рис. А.4):
• Output — выход (точка, в которой суммируются шумы элементов схемы);

166 Приложение А. Особенности пакета SwCAD/LTspice
• Input — вход (опорная точка, в которой присутствует только полезный сигнал);
• Type of Sweep — тип сканирования по частоте;
• Number of points — количество точек;
• Start Frequency — начальная частота;
• Stop Frequency — конечная частота.
Рис. A3. Параметры режима моделирования DC sweep
Рис. А 4. Параметры режима моделирования Noise

А.4. Сводка обозначений элементов и директив LTspice 167
DC Transfer
Упрощенное моделирование влияния изменений напряжения (тока) в одной
точке схемы на небольшие изменение напряжения (тока) в другой точке схемы.
Формирует отчет, содержащий коэффициент передачи, входное и выходное
сопротивление относительно указанных точек. Емкости и индуктивности, как и в режиме
DC sweep, не учитываются.
Параметры режима DC Transfer (рис. А.5)
• Output — выход;
• Source — вход.
Рис. А. 5. Параметры режима моделирования DC Transfer
DC op pnt
Упрощенное моделирование схемы по постоянному току без учета емкостей
и индуктивностей (рис. А.6). Емкости заменяются разрывами (бесконечно большим
сопротивлением), а индуктивности — перемычками (нулевым сопротивлением).
Формируется отчет с указанием напряжений в узлах схемы и токов через элементы.
Этот режим может быть полезен при оценке асимптотического поведения
схемы с затухающими колебаниями.
ПРИМЕЧАНИЕ
tv) |Х.;>ул::-тагы Ocio-evra g режимах Transfer и ОС operation pomt аюжт суилесЧ

168
Приложение А. Особенности пакета SwCAD/LTspice
Рис. А6. Параметры режима моделирования DC op pnt

ПРИЛОЖЕНИЕ
Б
Основные соотношения для импульсных
преобразователей
Б.1. Особенности протекания тока в индуктивности
импульсного повышающего преобразователя
Рассмотрим упрощенную схему импульсного преобразователя (рис. Б.1).
оит
Рис. Б. 1. Упрощенная схема импульсного повышающего преобразователя
Это — так называемая схема повышающего (Step-Up) преобразователя. Его
временная диаграмма работы состоит из двух фаз:
• ключ SW замкнут — прямой ход;
• ключ SW разомкнут — обратный ход.
Временнь/е диаграммы изменений тока и напряжений в фазах прямого и
обратного хода показаны на рис. Б.2. Рассмотрим эти фазы детально.
Б.1.1. Прямой ход
В эту часть периода ток источника течет через индуктивность L и далее через
ключ на землю (Il~Isw)- При этом ток индуктивности возрастает от начального
минимального значения Imin до конечного максимального значения Imax, а на
индуктивности наводится ЭДС самоиндукции
B L
dt
Эта ЭДС противодействует напряжению питания Vin. Пренебрегая падением
напряжения на сопротивлении ключа, получим

170
Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
^4—*—*¦
J»
Puc. Б.2. Изменения тока I и напряжения V индуктивности на прямом и обратном ходе повышающего
преобразователя: слева — неразрывный режим; справа—разрывный режим
Таким образом, скорость возрастания тока зависит только от напряжения
питания и индуктивности:
dt L 9
Это объясняет, почему скорость возрастания тока ключа не зависит от
сопротивления нагрузки.
Ток индуктивности изменяется по линейному закону
h(oimin+^timin+ft
at L
В конце прямого хода, через время xsw, ток достигает максимального значения
V.
1 — 1 | in . Т
1 max — l min ^ j c SW
Это же выражение можно записать в таком виде:
где выброс тока
v SW
Это выражение удобнее записать через коэффициент заполнения импульсного
сигнала
где Т— период повторения импульсов:

Б.1. Особенности протекания тока в индуктивности импульсного повышающего преобразователя 171
L
Подставляя вместо периода Т частоту повторения
f-Ут,
получим полезную с практической точки зрения формулу:
М-Г7в.
Другими словами, чем выше частота, тем меньше значение максимального тока.
Именно поэтому рабочую частоту импульсных преобразователей стараются задать
максимально большой.
Обратите внимание, что выражение в знаменателе формулы с точностью до
множителя совпадает с выражением для реактивного сопротивления индуктивности
А/ =-?-.2яг Q
Б.1.2. Обратный ход
В эту часть периода ток источника течет через индуктивность L и далее через
диод на конденсатор и в нагрузку (Д=/д). При этом ток индуктивности убывает от
начального максимального значения Imax до конечного минимального значения Imin,
а на индуктивности наводится ЭДС самоиндукции. Однако теперь эта ЭДС
складывается с напряжением питания.
Напряжение на разомкнутом ключе определяется выражением
VW=V, --
V
SW У in 1.
at
Таким образом, напряжение на разомкнутом ключе превышает напряжение
питания (производная тока при обратном ходе имеет отрицательный знак).
Это же напряжение с поправкой на падение напряжения на открытом диоде
(AFb~ 0,4 В для диода Шотки) прикладывается к нагрузке. Таким образом,
V -V L L ДГ
Уout ~ Vin у. Ъ ^УD
at
мость
Пренебрегая падением напряжения на диоде, получим приближенную
зависиr out r in
Соответственно, получим
V
out r in j,
at
dt

172 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
С достаточной степенью точности можно считать, что ток обратного хода также
меняется по линейному закону. Этому способствует выходной конденсатор
фильтра, поддерживающий напряжение на нагрузке примерно на постоянном уровне.
Тогда для тока индуктивности при обратном ходе можно записать такое
выражение:
dl V -V
1L\l) imax + ,. * imax T l
at L
Через время то от начала обратного хода ток достигает минимального значения
V -V.
т г out_ in_ t _
min ~~ max j D
Заметим, что время достижения минимального значения тока при обратном
ходе может быть меньше длительности обратного хода
Б.1.3. Соотношения для токов и напряжений прямого
и обратного хода
По законам коммутации ток в индуктивности не может изменяться скачком,
поэтому максимальные и минимальные значения токов для ключа и диода одинаковы:
Imax = max(Isw) = max(ID); Imin = min(ISw) = min(ID).
Приравнивая значения для максимального тока ключа и диода, получим
V V -V.
I -I +1-т -I | out m т
1 max """ 1 min ^ j L SW ~ 1 min ^ j L D
Таким образом, получаем соотношение между входным и выходным
напряжением:
или
^ sw
'Tsw ~
out
" V out
ts
in
-Vin
L
-Уш
w+l
)•
r
Соответственно,
Отсюда получим окончательное выражение для выходного напряжения:
V =V- -11 + —1
у out r in x
Для оценки значений тока воспользуемся тем, что напряжение на нагрузке
практически не изменяется. Как уже отмечалось, этому способствует выходной
конденсатор фильтра, поддерживающий напряжение на нагрузке примерно на
постоянном уровне.

Б.1. Особенности протекания тока в индуктивности импульсного повышающего преобразователя 173
По закону Ома средний ток нагрузки IR определяется выходным напряжением
и сопротивлением нагрузки
/ = out/
С другой стороны, этот ток равен среднему току диода:
ID= min2 max~
Таким образом, выходное напряжение и ток связаны следующим
соотношением:
V I +1 т
r out _ min max # D
R 2 T .
Это выражение удобнее представить в следующем виде:
'out _Y~ TD
R L' T
где средний ток индуктивности
/ i /
j _ min max
L~ 2
Отсюда получаем значение среднего тока индуктивности через выходное
напряжение:
т- PL T
Средний ток индуктивности можно представить и в таком виде:
TL=Imin+0.5-AI
Из предыдущих формул следует, что выброс тока
Таким образом, мы получили выражения для выходного напряжения, среднего
значения и выброса тока индуктивности.
Далее наш анализ распадается на два случая: режим неразрывного и режим
разрывного тока индуктивности.
Б. 1.4. Режим неразрывного тока
В режиме неразрывного тока ток индуктивности никогда не уменьшается до
нуля Imin>0. Ток индуктивности принимает минимальное значение в конце текущего,
начале следующего периода повторения. Соответственно,
* = Tsw + td t
Тогда соотношение между входным и выходным напряжением приобретает вид

174 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
Разделив числитель и знаменатель дроби на период повторения Г, получим
окончательное выражение:
V =V •——
При небольшом заполнении выходное напряжение близко к входному
напряжению.
В случае, когда длительности прямого и обратного хода одинаковы (Q = 0,5),
выходное напряжение в два раза больше входного. Именно эта ситуация
реализуется в импульсном преобразователе на микросхеме LT1109. При напряжении питания
3 В выходное напряжение в режиме неразрывного тока должно было бы быть 6 В,
но следует учесть падение напряжения на диоде (примерно 0,4 В). В результате
вместо 6 В получаем 5,6 В. Таким образом, микросхема LT1109 не может дать более
чем двукратного увеличения напряжения в режиме неразрывного тока.
В более сложных импульсных преобразователях используется изменяемое
заполнение. При заполнении Q, стремящемся к 1, выходное напряжение теоретически
стремится к бесконечности. В действительности, значения Q > 0,9, как правило, не
используются. Это связано с конечным временем переключения транзисторов. При
слишком большом заполнении транзистор не успевает закрываться, и желаемый
результат не достигается.
Средний ток индуктивности определяется соотношением
г
"out
R
T
out
R
T
out
R
1
1
-Q
Отсюда получим соотношение между средними значениями тока
индуктивности и тока нагрузки:
Т-Т-^-
L R l-Q.
При небольшом заполнении средний ток индуктивности близок к току
нагрузки. В случае, когда длительности прямого и обратного хода одинаковы (Q = 0,5),
средний ток индуктивности в два раза больше тока нагрузки.
При заполнении Q9 стремящемся к 1, средний ток индуктивности стремится
к бесконечности. В реальности максимальный ток ограничивается конечным
сопротивлением ключа.
Подставив в выражение для среднего тока индуктивности
выражение для Voul, получим следующее выражение:
г» Т VSn
td R

Б.1. Особенности протекания тока в индуктивности импульсного повышающего преобразователя 175
Таким образом, средний ток индуктивности в режиме неразрывного тока можно
представить в виде
Г
1 R A-02
Б.1.5. Режим разрывного тока
В режиме разрывного тока ток индуктивности часть периода равен нулю Imin = 0.
В этом режиме время до прекращения тока индуктивности zD на обратном ходе
определяется условиями в нагрузке, поэтому мы не можем определить то сразу, через
период повторения и длительность обратного хода, как мы это сделали для режима
неразрывного тока.
Как мы видели из результатов моделирования, показанных на рис. 3.3,
напряжение на выходе преобразователя в режиме разрывного тока постепенно возрастает
и будет возрастать до тех пор, пока не установится баланс между энергией,
подкачиваемой в нагрузку на прямом ходе, и энергией, расходуемой нагрузкой.
Энергия, накопленная индуктивностью:
Е_ L '-'max
/ —
2
Энергия, израсходованная нагрузкой:
V2
Р OUt t rp
R~ R
Приравнивая эти выражения между собой, получим
V2 Г-Г2
r out rr, ±J ¦* max
R
Максимальный ток
/ - T i in г
1 max "" J min T ^ ^ SW
в режиме разрывного тока (т.е. при нулевом значении минимального тока)
определяется следующим выражением:
L sw
Подставив в уравнение баланса выражение для максимального тока, получим
V2 L (V V
Y out f — _ \ '"
R' 2\L'm)
Решая это уравнение относительно Vouh получим
2-L-T

176 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
Это выражение удобнее представить через заполнение сигнала Q и реактивное
сопротивление индуктивности
Таким образом, в разрывном режиме увеличение выходного напряжения
пропорционально заполнению и корню отношения сопротивления нагрузки к
реактивному сопротивлению индуктивности на рабочей частоте преобразователя.
Чем больше сопротивление нагрузки, тем выше выходное напряжение. При
бесконечно большом сопротивлении (при отключенной нагрузке) выходное
напряжение стремится к бесконечности. Такой режим чрезвычайно опасен для элементов
схемы (они могут пробиться повышенным напряжением), поэтому включать
повышающие преобразователи без нагрузки запрещается.
Максимальный ток индуктивности режима разрывного тока можно записать
в следующем наглядном виде в терминах заполнения и реактивного сопротивления:
1
Другими словами, чем меньше реактивное сопротивление индуктивности, тем
больше максимальный ток. И чем больше заполнение, тем больше ток.
Поскольку максимальное заполнение не может превышать 1, максимальный ток
разрывного режима не может превышать определенного значения
V.
I <Л2
* max — v ^"
1
Это условие является определяющим при выборе минимального значения
индуктивности дросселя импульсного преобразователя.
Б.1.6. Граничный режим
Граничный режим является переходным между режимами неразрывного и
разрывного тока индуктивности. В этом режиме 1тт- 0 и Tsw + ть = 71. В пограничном
режиме еще выполняется уравнение для среднего тока неразрывного режима:
С другой стороны, среднее значение тока равно половине максимального
значения:
— _ /тах _ 1 Vin _ Vin
L~~2~~2"x7' n^~Y[n
Приравнивая значения среднего тока, получим

Б.1. Особенности протекания тока в индуктивности импульсного повышающего преобразователя 177
V V 1
XL * R A-02
После преобразований, получим
R 1
•к = ¦
xL Q{\-Q)\
Таким образом, условие неразрывного режима тока индуктивности имеет вид:
R 1
¦л
Q-tt-Q?
Выражение
1
возрастает при значениях Q, стремящихся к 0 и к 1 и имеет минимум внутри
интервала 0..1.
Этот максимум соответствует минимуму выражения Q-{\ - QJ. Значение Q, при
котором последнее выражение имеет минимум, можно определить по нулевому
значению производной:
-^0A-02=1A-02-20A-0 = A-00-6-20 = 0
Соответственно, Q = 1/3 и
1 ' =^«6.7
0(l-02 1/3-0-1/3J 4
Таким образом, если неразрывный режим реализуется при заполнении Q = 1/3,
то он будет реализовываться и при любом другом значении заполнения.
Индуктивность L и сопротивление нагрузки R связаны следующими
соотношениями для режима неразрывного тока:
или
Y
R<
K-Q-{\-Q)\
В случае, когда длительности прямого и обратного хода одинаковы, Q = 0,5,
условие граничного режима приобретает вид:
п

178
Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
Б.2. Особенности протекания тока в индуктивности
импульсного понижающего преобразователя
Рассмотрим упрощенную схему импульсного преобразователя (рис. Б.З).
L
IN
OUT
Рис. Б.З. Упрощенная схема импульсного понижающего преобразователя
Это — так называемая схема понижающего (Step-Down) преобразователя. Его
временная диаграмма работы состоит из двух фаз:
• ключ SW замкнут — прямой ход;
• ключ SW разомкнут — обратный ход.
Временные диаграммы изменений тока и напряжений в фазах прямого и
обратного хода показаны на рис. Б.4. Рассмотрим эти фазы детально.
\
1
Kut
и
к
т
/
t
In
T
V
t
с
к
Vout
г I
Рис. Б А. Изменения тока I и напряжения V индуктивности на прямом и обратном ходе понижающего
преобразователя: слева — неразрывный режим; справа—разрывный режим
Б.2.1. Прямой ход
В эту часть периода ток источника течет через ключ SW, индуктивность L и
далее на конденсатор С и нагрузку R. Ток индуктивности определяется током ключа -
h ~ hw- При этом он возрастает от начального минимального значения Imin до ко-

Б.2. Особенности протекания тока в индуктивности импульсного понижающего преобразователя 179
немного максимального значения 1тах, а на индуктивности наводится ЭДС
самоиндукции
Эта ЭДС противодействует изменениям напряжения питания Vin и напряжения
в нагрузке Vout. Пренебрегая падением напряжения на сопротивлении ключа,
получим
V -V ~^-L
v in v out ~~ ,^ U
at
Скорость возрастания тока зависит только от разности напряжений на входе
и выходе преобразователя и индуктивности:
dt L
Для оценки значений тока воспользуемся тем, что напряжение на нагрузке
практически не изменяется. Этому способствует выходной конденсатор фильтра С,
поддерживающий напряжение на нагрузке примерно на постоянном уровне. В этом
случае скорость изменения тока неизменна.
Ток индуктивности изменяется по линейному закону:
dlr V-V
Т <4\ — Т . L _ 4 — 1 х 1П OUt f
L^ min dt min L
В конце прямого хода, через время xSw, ток достигает максимального значения
V. -V
Т — Т -4- ш out , т
L s
Это же выражение можно записать в таком виде:
где выброс тока
max min
_ Vin - Vou,
Это выражение удобнее записать через заполнение импульсного сигнала
е_ Tsw/
где Т— период повторения импульсов:
V. -V
Д/ = -? °»L.Q.T
L
Подставляя вместо периода Т частоту повторения
f-Ут,
получим полезную с практической точки зрения формулу:

180 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
V. -V
AI Q
Другими словами, чем выше частота, тем меньше значение максимального тока.
Последнее выражение удобно записать через реактивное сопротивление
индуктивности XL = 2тг-/' L:
V -V
A/ =-i* °-^-2tt-Q
Б.2.2. Обратный ход
В эту часть периода ток индуктивности L продолжает течь через диод D и далее
на конденсатор и в нагрузку (//, = /д). При этом он убывает от начального
максимального значения Imax до конечного минимального значения Imim а на
индуктивности наводится ЭДС самоиндукции. Но теперь эта ЭДС прикладывается к нагрузке.
Заметим, что если бы мы убрали диод Д то тем самым разорвали бы цепь
протекания тока индуктивности. Поскольку ток индуктивности не может меняться
скачком, то бесконечно большое сопротивление разомкнутой цепи привело к
бесконечно большому напряжению на индуктивности. Это создало бы недопустимо
большое напряжение на ключе SW, что, вероятнее всего, вывело бы его из строя. По
этой причине при коммутации индуктивной нагрузки всегда ставят защитные
диоды.
ЭДС самоиндукции прикладывается к нагрузке и открытому диоду. Таким
образом,
Здесь AVD~ 0,4 В — падение напряжения на открытом диоде (диод Шотки).
Пренебрегая падением напряжения на диоде, получим приближенную
зависимость:
Соответственно, получим:
dt L
С достаточной степенью точности можно считать, что ток обратного хода также
меняется по линейному закону. Этому способствует выходной конденсатор
фильтра, поддерживающий напряжение на нагрузке примерно на постоянном уровне.
Тогда для тока индуктивности при обратном ходе можно записать такое выражение:
dl V
т (Л - т л. L. / - / _ оШ . /
1 L \1) ~ l max + ,. * ~ i max т 1
at L
Через время то от начала обратного хода ток достигает минимального значения

Б.2. Особенности протекания тока в индуктивности импульсного понижающего преобразователя 181
V
Т — 1 out т
min max j D
Заметим, что время достижения минимального значения тока при обратном
ходе может быть меньше длительности обратного хода:
td<{T-tsw)
Б.2.3. Соотношения для токов и напряжений прямого
и обратного хода
По законам коммутации ток в индуктивности не может изменяться скачком,
поэтому максимальные и минимальные значения токов для ключа и диода одинаковы:
Imax = max(Isw) = max(ID); Imin = min(ISw) = min(ID).
Приравнивая значения для максимального тока ключа и диода, получим:
V -V. V
Т —Т i out in _ т . out r
1 max ~ л min "•" L SW ~~ J min ^
max ~ L min ^ j ' SW ~~ A min ^ j L D
Таким образом, получим соотношение между входным и выходным
напряжением:
V -V. V
out т _ out _
L sw~ L D
9
ИЛИ
(V -FVr =V -г
Сравнивая эту зависимость с зависимостью для повышающего преобразователя,
мы видим, что прямой и обратный ход поменялись местами в понижающем
преобразователе. Соответственно,
^ SW
V =V. •
ow/ w
Эту зависимость удобнее записать в виде
Tsw T
V =V
Y out v in
1 L sw "Г I D
Отсюда получим окончательное выражение для выходного напряжения:
Т
Vout=Vin-Q
TSW + TD
Для оценки значений тока воспользуемся тем, что напряжение на нагрузке
практически не изменяется. Как уже отмечалось, этому способствует выходной
конденсатор фильтра, поддерживающий напряжение на нагрузке примерно на
постоянном уровне.
По закону Ома средний ток нагрузки IR определяется выходным напряжением
и сопротивлением нагрузки:

182 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
С другой стороны, этот ток равен среднему току индуктивности:
т ¦ г
г _ min max
1 L ~ '
2
Таким образом, выходное напряжение и ток связаны следующим
соотношением:
out _ min max
R 2
Это выражение удобнее представить в следующем виде:
out _ ~т~
~Т~ L
где средний ток индуктивности
г _ min max
1 L ~~ "
2
Отсюда получаем значение среднего тока индуктивности через выходное
напряжение:
г _ out
Средний ток индуктивности можно представить и в таком виде:
TL=Imin+0.5.M
Из предыдущих формул следует, что выброс тока
V -V
L sw.
Таким образом, мы получили выражения для выходного напряжения, среднего
значения и выброса тока индуктивности. Далее наш анализ распадается на два
случая: режим неразрывного и режим разрывного тока индуктивности.
Б.2.4. Режим неразрывного тока
В режиме неразрывного тока ток индуктивности никогда не уменьшается до
нуля Imin > 0. Ток индуктивности принимает минимальное значение в конце
текущего, начале следующего периода повторения. Соответственно,
Тогда соотношение между входным и выходным напряжением приобретает
вид:
у =V. О = V. О
out in *Z in ¦*?
^ SW "*" TD
Таким образом, в режиме неразрывного тока

Б.2. Особенности протекания тока в индуктивности импульсного понижающего преобразователя 183
Vout=Vtn-Q
Это соотношение является определяющим для работы схем широтно-импульс-
ных модуляторов (ШИМ-схем): выходное напряжение пропорционально
заполнению.
Изменяя заполнение импульсов от 0 до 1, мы будем изменять выходное
напряжение от нуля до входного напряжения. Заметьте, что в этой формуле отсутствует
сопротивление нагрузки, т.е. выходное напряжение ШИМ-преобразователя не
зависит от сопротивления нагрузки.
Подставив в выражение для среднего тока индуктивности
Т~ _ " out
L~ R
выражение для Vouh получим следующее выражение:
Подставляя в выражение для выброса тока значение выходного напряжения,
получим:
J-j Li 1 Lj
Эту зависимость удобнее представить через реактивное сопротивление
индуктивности
Т .
Выброс тока имеет максимум при Q = 0,5. Это легко показать, найдя максимум
функции Q(l-Q) по нулю производной:
dQ
Соответственно,
ы
шах
Б.2.5. Режим разрывного тока
В режиме разрывного тока ток индуктивности часть периода равен нулю Imin= 0.
В этом режиме время до прекращения тока индуктивности xd на обратном ходе
определяется условиями в нагрузке. Напряжение на выходе преобразователя в режиме
разрывного тока постепенно возрастает и будет возрастать до тех пор, пока не
установится баланс между энергией, подкачиваемой в нагрузку на прямом ходе, и
энергией, расходуемой нагрузкой.
Энергия, накопленная индуктивностью:

184 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
2
Энергия, израсходованная нагрузкой:
Приравнивая эти выражения между собой, получим
V2 LI2
r out iji _ ±и х max
R 2
Максимальный ток
V -V
Т — Т 4- m out • Т
1 max — l min "^ ^ " * 5fT
в режиме разрывного тока (т.е. при нулевом значении минимального тока)
определяется следующим выражением:
V -V
Т = in о* т
L sw.
Подставив в уравнение баланса выражение для максимального тока, получим:
V2 L (V -V V
r out rp -*-' r in out
Л 2 V L )
Решая это уравнение относительно Vouh получим:
V =V. •
Это выражение удобнее представить через заполнение сигнала Q и реактивное
сопротивление индуктивности
"out = Vin
• L
Таким образом, в разрывном режиме выходное напряжение всегда меньше
входного напряжения и зависит от заполнения импульсов и отношения реактивного
сопротивления индуктивности и активного сопротивления нагрузки.
При заполнении, стремящемся к нулю, выходное напряжение также стремится
к нулю. При сопротивлении нагрузки, стремящемся к бесконечности (отсутствие
нагрузки), выходное напряжение стремится к входному напряжению.

Б.З. Особенности протекания тока в трансформаторе обратноходового преобразователя 185
Б.2.6. Граничный режим
Граничный режим является переходным между режимами неразрывного и
разрывного тока индуктивности. В этом режиме Imin = О и tsw + ?d = Т. В пограничном
режиме выполняются формулы соотношений между входным и выходным
напряжением как для неразрывного режима, так и для разрывного режима:
V out V in У
После преобразований, получим:
R 1
• к = ¦
xL (i-02
Таким образом, условие неразрывного режима тока индуктивности имеет вид:
R 1
n <•
XL A-02
Выражение
1
О-02
возрастает при значениях Q, стремящихся к 1, и имеет минимум при Q = 0.
Таким образом, если
R
<1
или
R<^
n
то для любых значений заполнения будет иметь место режим неразрывного тока.
Б.З. Особенности протекания тока в
трансформаторе обратноходового преобразователя
Рассмотрим упрощенную схему импульсного преобразователя (рис. Б.5). Это —
так называемая схема обратноходового (Fly-Back) преобразователя. Его временная
диаграмма работы состоит из двух фаз:
• ключ SW замкнут — прямой ход;
• ключ SW разомкнут — обратный ход.
Временные диаграммы изменений тока и напряжений в фазах прямого и
обратного хода показаны на рис. Б.6. Рассмотрим эти фазы детально.

186
Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
OUT
S7
Рис. Б. 5. Упрощенная схема импульсного обратноходоеого преобразователя
'
U
\vLi
'max
Xsw 1 T
-Щ __ 1 _
'1
\
T
\
D
l2
Vouft
H
i I
•
t
Рис. Б.6. Изменения магнитного поля и тока в обмотках трансформатора на прямом и обратном ходе
преобразователя: слева — неразрывный режим; справа—разрывный режим
Б.3.1. Прямой ход
В эту часть периода ток источника // течет через индуктивность первичной
обмотки L1 и далее через ключ на "землю". Во вторичной обмотке ток не течет,
поскольку этому препятствует диод D. Первичная обмотка трансформатора
эквивалентна индуктивности.
При этом ток индуктивности возрастает от начального минимального значения
hmin до конечного максимального значения 1]тах- Соответственно, на индуктивности
наводится ЭДС самоиндукции
dt \
Эта ЭДС противодействует напряжению питания Vin. Пренебрегая падением
напряжения на сопротивлении ключа, получим

Б.З. Особенности протекания тока в трансформаторе обратноходового преобразователя 187
Vin~ л \
Таким образом, скорость возрастания тока зависит только от напряжения
питания и индуктивности первичной обмотки трансформатора:
dt Lx
Ток индуктивности изменяется по линейному закону:
1 Шп+~ж'*~ lmin + z7'/
В конце прямого хода, через время Tsw, ток достигает максимального значения
-Чтах ~~ ^lmin ^ j L SW
1
Это же выражение можно записать в таком виде:
1 max ~~ I min 1
9
где выброс тока в первичной обмотке
_Vin
1
Это выражение удобнее записать через коэффициент заполнения импульсного
сигнала
У= /т
где Т— период повторения импульсов.
Д/ =Yj?l.q.t
Подставляя вместо периода Т частоту повторения
f-V
получим полезную с практической точки зрения формулу
А/, =
Q
V/ .
Эту формулу моно записать через реактивное сопротивление индуктивности
первичной обмотки трансформатора^ = 2л"/* L:
А/, =
Y

188 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
Б.3.2. Обратный ход
В эту часть периода энергия, накопленная в магнитном поле трансформатора,
передается в нагрузку. Ток вторичной обмотки U течет через диод на конденсатор
и в нагрузку. При этом ток индуктивности убывает от начального максимального
значения 12тах до конечного минимального значения hmim а на индуктивности
наводится ЭДС самоиндукции. Эта ЭДС с поправкой на падение напряжения на
открытом диоде (AVD~ 0,4 В для диода Шотки) прикладывается к нагрузке. Таким
образом,
Соответственно, получим:
dt L2
С достаточной степенью точности можно считать, что ток обратного хода также
меняется по линейному закону. Этому способствует выходной конденсатор
фильтра, поддерживающий напряжение на нагрузке примерно на постоянном уровне.
Тогда для тока индуктивности при обратном ходе можно записать такое
выражение:
dl V
Т /Л — Т _i_ 2 / _ г out и
at L2
Через время xD от начала обратного хода, ток достигает минимального значения
V
Т — Т оШ - г
i2min ~ i2max j L D
Время достижения минимального значения тока при обратном ходе может быть
меньше длительности обратного хода:
Б.3.3. Соотношения для токов и напряжений прямого
и обратного хода
При переключении ключа SW, как и во всех предыдущих случаях
преобразователей с индуктивностями, энергия магнитного поля
в обмотках сохраняется:
2 2
Однако в трансформаторе одному и тому же значению магнитного поля
соответствуют разные значения токов первичной и вторичной обмотки, поскольку у них
различается количество витков п и значение индуктивностей L:

Б.З. Особенности протекания тока в трансформаторе обратноходового преобразователя 189
L2 n2 . /,
5
Соответственно,
max(/2) = Nl2 • max^j). min(/2) = Nl2
Пересчитав выражения для минимального и максимального значений токов к
первичной обмотке, получим:
/ v. 1 ( v Л
т _"*2min j _ т iLOL.T — J I out r
Mmin ""~TT ^lmax "^lmin T T c SW ~~ Ar J2min ^ T L D \
Nl2 . Lx Nn ^ Li )
Таким образом, получим соотношение между входным и выходным
напряжением:
V. 1 V
оггл ~~ * * ^ Г)
Z,, 7V12 I2
ИЛИ
r out r in 2 y 12 j-
Учитывая связь индуктивностей, получим окончательное выражение для
выходного напряжения:
Г =¦
^ SW
Для оценки значений тока воспользуемся тем, что напряжение на нагрузке
практически не изменяется. Как уже отмечалось, этому способствует выходной
конденсатор фильтра, поддерживающий напряжение на нагрузке примерно на
постоянном уровне.
По закону Ома средний ток нагрузки IR определяется выходным напряжением
и сопротивлением нагрузки:
7~ _ Vout/
1r~ /Rm
С другой стороны, этот ток равен среднему току вторичной обмотки:
7~ — 2min "*" ^2max TD
2 2 ' Т .
Средний ток первичной обмотки:
7" = Mmin +Amax TSW
1 2
Учитывая связь между токами первичной и вторичной обмотки, получим
* out _ ^2min +^2max TD __ ^lmin +^lmax дг ^ 7"
2 Г 2 Г '
Таким образом,

190 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
V — т
out _ т # дг ./?>
Отсюда получаем значение среднего тока первичной обмотки через выходное
напряжение:
7" __ * out * * SW
1 ''
td
Средний ток первичной обмотки можно представить и в таком виде:
7; = 7lmin+0.5-A/1
Из предыдущих формул следует, что приращение тока в первичной обмотке
Таким образом, мы получили выражения для выходного напряжения, среднего
значения и приращения тока в обмотках трансформатора. Далее наш анализ
расходится в двух направлениях: режим неразрывного и режим разрывного магнитного
поля.
Б.3.4. Режим неразрывного магнитного поля
В режиме неразрывного магнитного поля магнитное поле в трансформаторе
никогда не уменьшается до нуля. В момент переключения с обратного хода на прямой
ток в обмотках начинается не с нулевого значения. Ток через диод течет в течении
всей длительности обратного хода. Соответственно,
Тогда соотношение между входным и выходным напряжением приобретает
вид:
V т V
У — in . SW _ v in
N t N T-t
iV12 L D iy12 2 L SW
Разделив числитель и знаменатель дроби на период повторения Г, получим
окончательное выражение:
Nn \-Q
При уменьшении заполнения выходное напряжение стремится к нулю, а при
увеличении — возрастает. В случае, когда длительности прямого и обратного хода
одинаковы (Q = 0,5), выходное напряжение отличается от входного на коэффициент
трансформации.
При заполнении Q, стремящемся к 1, выходное напряжение теоретически
стремится к бесконечности. В действительности, значения Q > 0.9, как правило, не
используются. Это связано с конечным временем переключения транзисторов. При
слишком большом заполнении транзистор не успевает закрываться, и желаемый
результат не достигается.
Средний ток индуктивности определяется соотношением

Б.З. Особенности протекания тока в трансформаторе обратноходового преобразователя 191
Т" _ Ущ 1 rsw _ Урш 1 Tsw _ У 1 Q
I _ _ _.
R Nl2 rD R Nl2 T-tsw R Nn \-Q
Отсюда получим соотношение между средними значениями тока первичной
обмотки и тока нагрузки:
J TR Q
1 nu 1-е
В случае, когда длительности прямого и обратного хода одинаковы (Q = 0,5),
средний ток первичной обмотки отличается от тока нагрузки на коэффициент
трансформации.
При заполнении Q, стремящемся к 1, средний ток первичной обмотки стремится
к бесконечности. В реальности максимальный ток ограничивается конечным
сопротивлением ключа.
Подставив в выражение для среднего тока первичной обмотки
j-Ут I Q
1 R N{2 \-Q
выражение для Vouh получим следующее выражение:
Ni2 1-е R Nl2 \-Q R-N2n \\-Q)
Таким образом, средний ток первичной обмотки в режиме неразрывного поля
можно представить в виде:
т{=_^_(_я_
Обратите внимание, что формулы для токов и напряжений первичной и
вторичной цепи совпадают с привычными формулами для трансформатора с
синусоидальными токами и напряжениями:
v — 1 / —_И_
только для случая, когда длительности прямого и обратного хода преобразователя
одинаковы, т.е при Q = 0,5.
Б.3.5. Режим разрывного магнитного поля
В режиме разрывного магнитного поля магнитное поле в трансформаторе часть
периода равно нулю. В момент переключения с обратного хода на прямой ток в
обмотках начинается с нулевого значения. Ток через диод часть длительности
обратного хода не течет.
В этом режиме время до исчезновения магнитного поля и тока диода то
определяется условиями в нагрузке, а именно: балансом между энергией, подкачиваемой
в нагрузку на прямом ходе, и энергией, расходуемой нагрузкой.
Энергия, накопленная трансформатором на прямом ходе:

192 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
Е
1 =
L -Г2
2
Энергия, израсходованная нагрузкой:
V
Е „=-*&--Т
V2
Приравнивая эти выражения между собой, получим
'V2 L -I2
r out rp *^\ ¦*
l max
D О
Максимальный ток в режиме поля, определяется следующим выражением:
Mmax ~~ j L SW
1
Подставив в уравнение баланса выражение для максимального тока, получим:
V2 L (V V
V out Т - Х in т
R 2'U SW)
Решая это уравнение относительно Vouh получим:
V - \Ц^.
У out ~ Л\
Это выражение удобнее представить через заполнение сигнала Q и реактивное
сопротивление первичной обмотки
у -2n-f-L -1П'1
out in
Таким образом, в разрывном режиме увеличение выходного напряжения
пропорционально заполнению и корню отношения сопротивления нагрузки к
реактивному сопротивлению индуктивности на рабочей частоте преобразователя.
Чем больше сопротивление нагрузки, тем выше выходное напряжение. При
бесконечно большом сопротивлении (при отключенной нагрузке) выходное
напряжение стремится к бесконечности. Такой режим чрезвычайно опасен для элементов
схемы: они могут пробиться повышенным напряжением, поэтому включать обрат-
ноходовый трансформаторный преобразователь без нагрузки запрещается.
Максимальный ток первичной обмотки режима разрывного поля можно записать в
следующем наглядном виде в терминах заполнения и реактивного сопротивления:
^lmax ~~ v ^Я И

Б.З. Особенности протекания тока в трансформаторе обратноходового преобразователя 193
Другими словами, чем меньше реактивное сопротивление индуктивности, тем
больше максимальный ток, и чем больше заполнение, тем больше ток.
Поскольку максимальное заполнение не может превышать 1, максимальный ток
разрывного режима не может превышать определенного значения
Это условие является определяющим при выборе минимального значения
индуктивности первичной обмотки трансформатора обратноходового
преобразователя.
Б.3.6. Граничный режим
Граничный режим является переходным между неразрывным и разрывным
режимами магнитного поля. В этом режиме
В пограничном режиме в момент переключения магнитное поле и ток в
первичной обмотке трансформатора равны нулю {I\min = 0). Кроме того, еще выполняется
уравнение для среднего тока неразрывного режима:
С другой стороны, среднее значение тока первичной обмотки равно
определяется выражением
1 =
Q 27rQQ
2 Т 2 ^ 2 ZLI ** XLl
Приравнивая значения среднего тока, получим:
*и
После преобразований, получим:
R
X N2 -П —О}2
Таким образом, условие неразрывного режима магнитного поля имеет вид:
xLi о-вJ
Выражение
1
имеет минимум при Q= 0.
Таким образом, если неразрывный режим реализуется при заполнении Q = 0, то
он будет реализовываться и при любом другом значении заполнения.

194 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
Индуктивность L и сопротивление нагрузки R связаны следующими
соотношениями для режима неразрывного тока:
или
X
R<
11
Из результатов теоретического анализа вытекает, что зависимости токов и
напряжений в обратноходовом импульсном преобразователе в чем-то похожи на
зависимости для повышающего и понижающего преобразователей одновременно.
Для лучшего понимания работы обратноходового преобразователя следует токи
и напряжения вторичной обмотки привести к первичной обмотке. При надлежащем
выборе коэффициента трансформации обратноходовый преобразователь может
работать и как повышающий, и как понижающий, в зависимости от заполнения
импульсов коммутации ключа.
Б.4. Особенности изменения напряжений на
ключевых элементах
Рассмотрим особенности изменения напряжений и токов на коммутирующих
элементах в импульсных преобразователях с индуктивностями и
трансформаторами. Эти особенности удобнее всего рассматривать, используя упрощенные
графические диаграммы, показанные на рис. Б.2, рис. Б.4 и рис. Б.6. Для наглядности эти
диаграммы сведены вместе на рис. Б.7. В левом столбце показаны диаграммы для
режима неразрывного тока (магнитного поля) индуктивности (обмоток
трансформатора). В правом — для разрывного режима.
На диаграммах показаны упрощенные зависимости изменения токов
индуктивности IL (обмоток трансформатора //, 12) и изменений напряжений. Показаны
изменения напряжений на индуктивности VL (обмотках трансформатора Vu, VL2), и
привязка этих напряжений к входным Vin и выходным Vout напряжениям
преобразователя.
По этим диаграммам можно оценить значения напряжений на ключевых
элементах преобразователя (ключевом транзисторе и диоде); напряжения при прямом
и обратном ходе, в режимах неразрывного и разрывного тока (магнитного поля).
Для разрывного режима будем выделять отдельно интервал, соответствующий
паузе в обратном ходе, когда ток (магнитное поле) должен отсутствовать. В
реальных преобразователях в этом интервале времени ток (магнитное поле) достаточно
близко приближается к нулевым значениям, но несколько отличаются от нуля.
Здесь ток, маленький по величине, может слегка осциллировать около нуля.
Осцилляции тока и напряжения могут возникать в контуре, образованном
индуктивностью обмотки дросселя (трансформатора) и паразитных емкостей
элементов схемы. Поскольку напряжение на индуктивности определяется не величиной,
а скоростью изменения тока, то изменения небольшого тока могут приводить к
значительным осцилляциям напряжения. Величина этого напряжения ограничивается
элементами схемы и зависит от конструкции и параметров конкретных элементов.

Б.4. Особенности изменения напряжений на ключевых элементах
195
i Л
tax
\\
T
t
\v Кы
t
t
а) Повышающий преобразователь
i
T
\v
4>ut
fv
¦J
A*
I
t
i
*л
MX
T
С
6j Понижающий преобразователь
1шт
4
T
1
A
\-
Ф.ь
x L
/
max
tax
u
T
/
d
- i
\
j
Vout-Nn
ej Обратноходовый преобразователь с трансформатором
Рис. Б. 7. Изменения тока I (магнитного поля Ф) в индуктивности (обмотках трансформатора) и напряжений V
на прямом и обратном ходе в преобразователях

196 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
Рассмотрим особенности изменений напряжений для конкретных схем
преобразователей.
Б.4.1. Повышающий преобразователь
Прямой ход
Один конец индуктивности подключен к источнику питания, а второй через
ключ — к "земле" (см. рис. Б.1). Напряжение на индуктивности соответствует
напряжению питания и обеспечивается линейным изменением тока индуктивности.
Напряжение на диоде (обратное напряжение закрытого диода) соответствует
напряжению питаний.
Обратный ход
Ток (магнитное поле) индуктивности не достигает нуля. Один конец
индуктивности подключен к источнику питания, а второй через диод — к выходу.
Напряжение на индуктивности соответствует разности выходного и входного напряжения
и обеспечивается линейным изменением тока индуктивности. Напряжение на
закрытом ключе равно выходному напряжению. Превышение напряжения на ключе
равно напряжению на индуктивности: разности напряжений выхода и входа.
Пауза в обратном ходе. Разрывный режим
Ключевой транзистор и диод закрыты. Напряжение на ключе не может
превышать выходное напряжение, иначе откроется диод. Для противоположной
полярности напряжение ограничивается только транзистором.
Б.4.2. Понижающий преобразователь
Прямой ход
Один конец индуктивности через ключ подключен к источнику питания, а
второй — к нагрузке (см. рис. Б.З). Напряжение на индуктивности соответствует
разности входного и выходного напряжения и обеспечивается линейным изменением
тока индуктивности. Напряжение на диоде (обратное напряжение закрытого диода)
соответствует напряжению питания.
Обратный ход
Ток (магнитное поле) индуктивности не достигают нуля. Один конец
индуктивности через диод подключен к общей "земле", а второй — к нагрузке. Напряжение
на индуктивности соответствует выходному напряжению и обеспечивается
линейным изменением тока индуктивности. Напряжение на закрытом ключе равно
напряжению питания. Превышения напряжения на ключе отсутствуют.
Пауза в обратном ходе. Разрывный режим
Ключевой транзистор и диод закрыты. Напряжение на ключе определяется
разностью потенциалов между источником питания и потенциалом анода диода.
Потенциал анода не может быть отрицательным, иначе диод откроется, однако может
быть положительным. Напряжение на закрытом транзисторе ограничивается только
самим транзистором.

Б.4. Особенности изменения напряжений на ключевых элементах 197
БАЗ. Обратноходовый преобразователь
с трансформатором
Ток и его изменения во вторичной обмотке следует пересчитать к первичной
обмотке, и наоборот: ток и его изменения в первичной пересчитать к вторичной
обмотке:
dlx I dl2
Л - - ¦¦ ~
Nl2 . dt Nl2 dt
Соответственно, следует пересчитывать и напряжения на первичной и
вторичной обмотке трансформатора:
V = N V
Прямой ход
Один конец первичной обмотки подключен к источнику питания, а второй
через ключ — к "земле" (рис. Б.5). Напряжение на первичной обмотке Vj
соответствует напряжению питания и обеспечивается линейным изменением тока в
индуктивности первичной обмотки. Напряжение на диоде во вторичной цепи (обратное
напряжение закрытого диода) соответствует пересчитанному напряжению питания:
V
V2 = й-
Nl2u
Обратный ход
Ток (магнитное поле) обмоток не достигает нуля. Вывод вторичной обмотки
подключен к нагрузке. На вторичной обмотке напряжение выхода Vout. На
первичной обмотке пересчитанное выходное напряжение
Это напряжение складывается с напряжением питания Vin и прикладывается
к закрытому ключу. Таким образом, напряжение на закрытом ключе Vsw
определяется соотношением
у -у ¦ at .у
v SW Y in TiV12 v out ^
Напомним (см. раздел Б.З), что выходное напряжение в неразрывном режиме
v -
ош
зависит от коэффициента заполнения. Соответственно,
* Q
у _ у г\Т
SW ~" v in T iV12
Таким образом, получим окончательное выражение для неразрывного режима:

198 Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
V -
SW~
Это выражение совпадает с выражением для напряжения на ключе
повышающего преобразователя.
Для типичного значения коэффициента заполнения Q = 0,5 напряжение на
закрытом ключе вдвое превышает напряжение питания. При больших значениях
заполнения напряжение может быть значительно больше. Это обязательно следует
учитывать при выборе транзистора для обратноходового преобразователя с
трансформатором.
В разрывном режиме связь выходного напряжения со скважностью значительно
сложнее, поэтому точное выражение для напряжения на ключе имеет достаточно
громоздкий вид (см. раздел Б. 1.5). Для практических оценок достаточно
использовать следующую оценку:
V > т
SW~\-Q
Эта оценка справедлива как для неразрывного, так и для разрывного режима.
Для уменьшения неконтролируемого увеличения напряжения на ключе следует
принимать меры по ограничению максимального значения коэффициента
заполнения и максимального сопротивления нагрузки. По этой причине напомним еще раз:
включать обратноходовый трансформаторный преобразователь без нагрузки
запрещается.
Пауза в обратном ходе. Разрывный режим
Ключевой транзистор и диод закрыты. Напряжение на вторичной обмотке не
может превышать выходное напряжение, иначе откроется диод. Из этого следует,
что напряжение на закрытом ключе на этом интервале не может превышать
значения для тока (магнитного поля), отличного от нуля
V < V + N V
У SW - У in +iV12 V out m
Другими словами, на этом интервале можно не опасаться неожиданных
увеличений напряжения на ключе. Минимальное напряжение на закрытом ключевом
транзисторе определяется свойствами этого транзистора.
Для оценки выходного напряжения и напряжения на ключе часто используется
правило равных площадей: "Площади прямоугольников напряжения прямого и
обратного хода равны". В частности, одинаковы площади заполненных областей на
диаграммах напряжений на рис. Б.7 на прямом и обратном ходе.
Это правило непосредственно следует из связи выходного напряжения с
коэффициентом заполнения. Чем шире прямоугольник напряжения прямого хода, тем
уже и выше прямоугольник напряжения обратного хода. И наоборот, чем уже
прямоугольник напряжения прямого хода, тем шире и ниже прямоугольник
напряжения обратного хода.
Правило площадей остается справедливым и для случая, когда напряжения
меняются не по прямоугольному закону. Напомним, что напряжение пропорционально
производной тока

Б.5. Обобщенная сводка формул для импульсных преобразователей 199
dt,
а площадь напряжения — это интеграл во времени
]dt
Соответственно, равенство площадей напряжения отвечает равенству
приращений токов, т.е. правило равенства площадей напряжений соответствует равенству
значений приведенных токов (магнитного поля) в моменты коммутации.
Для детального анализа процессов в импульсных преобразователях в режиме
разрывного тока (магнитного поля) с учетом многообразия влияющих факторов
целесообразно использовать Spice-модели.
Б.5. Обобщенная сводка формул для импульсных
преобразователей
Обобщенная сводка формул для импульсных преобразователей дана в табл. Б.1.
Обозначения в таблице:
1 — коэффициент заполнение импульса, где sw— длительность
прямого хода преобразователя; Т— период повторения.
1 — реактивное сопротивление индуктивности, где / —
частота преобразователя.
Т — реактивное сопротивление первичной обмотки.
Vin — входное напряжение преобразователя.
VOut — выходное напряжение преобразователя.
/ =/ • + Д/
max mm ток ИНДУКТИВНОСТИ.
1 — средний ток индуктивности.
/,_ = /,„,,+А/
— ток первичной обмотки трансформатора.
1 — средний ток первичной обмотки трансформатора.
— средний ток нагрузки.
Т"~ __ out
R —
2 — коэффициент трансформации.
VSw — максимальное напряжение на ключевом элементе.

200
Приложение Б. Основные соотношения для импульсных преобразователей
Таблица Б. 1. Обобщенная сводка формул для импульсных преобразователей

Преобразователь
Повышающий
Step-Up
Понижающий
Step-Down
Обратноходовый

трансформаторный
Fly-Back
Режим
Общий

Неразрывный
Разрывный
Условие

неразрывности
Общий

Неразрывный
Разрывный
Условие

неразрывности
Общий

Неразрывный
Разрывный
Условие

неразрывности
Ток
т т 1
L R 1-е.
— Vln 1
L" r A-еJ
Напряжение
V -V
y SW ~~ V out
v -v x
R i _ l
• 71 *?. 0 —.
V -V
\J -r in out _
L sw.
AT — m out , О^ , f)
h=TRQ.
X L
V —V
Y SW ~ Y in
Vml=Vin-Q
V V .
out - ' in ГТГ-
1+ \*R
R 1
1 ;
J h Q
' ^,2 1-6.
У —у . AT .у
Y SW ~ Y in "•" iV12 V out •
T/ ^ "in
V - v* . fi
OUt дг 1 /1 '

Список литературы и Internet-ресурсов
1. Володин В.Я. Современные сварочные аппараты своими руками. СПб: Наука и
техника, 2008. -304с.
2. LTspice/SwCAD III. Design Simulation and Device Models, www.linear.com/
designtools/software/index.j sp.
3. Additional elements for SwCAD. www. forest2 .homeip.net/Electronics.
4. Петраков О. Pspice-модели для программ моделирования. Журнал Радио, 2000,
№5 - №8.
5. Петраков О. Создание аналоговых Pspice-моделей радиоэлементов. Журнал
Схемотехника, 2001, №2 - 2002, №2.
6. Разевиг В.Д. Система сквозного проектирования электронных устройств Des-
ignLab 8.0. Москва: Солон, 1999. -698с.
7. Кеоун Дж. OrCAD Pspice. Анализ электрических цепей. Москва: ДМК Пресс;
СПб: Питер, 2008. -640с.
8. Семенов Б.Ю. Силовая электроника для любителей и профессионалов. Москва:
СОЛОН-Р, 2001.-327с.
9. Фоллкенберри Л. Импульсные источники питания. В кн.: Фоллкенберри Л.М.
Справочное пособие по ремонту электрических и электронных систем. Москва:
Энергоатомтдат, 1989.
10. Браун М.Источники питания. Расчет и конструирование. Киев: МК-Пресс, 2005.
-288с.

Содержимое прилагаемого к книге
компакт-диска
Прилагаемый к книге компакт-диск содержит папку Models с
рассматриваемыми в книге моделями.