Основы преобразовательной техники - Сенько В.И., Руденко В.С., Чиженко И.М.

Автор: Сенько В.И. Руденко В.С. Чиженко И.М.

Теги: электротехника электрические машины и аппараты электронно-и аппаратостроение электроника

Год: 1980

Похожие

Силовая электроника. Учебное пособие для бакалавров

Основы преобразовательной техники

Общий курс электропривода

Текст

В. С. РУДЕНКО, В. И. СЕНЬКО, И. М. ЧИЖЕНКО
ОСНОВЫ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ
ТЕХНИКИ
ИЗДАНИЕ ВТОРОЕ,
ПЕРЕРАБОТАННОЕ
И ДОПОЛНЕННОЕ
Допущено
Министерством высшего и среднего
специального образования СССР
в качестве учебника
для студентов вузов,
обучающихся по специальности
«Промышленная электроника»
МОСКВА «ВЫСШАЯ ШКОЛА» 1980
я : 4 о
ББК 31.264.5
Р83
УДК 621.314
Рецензенты:
Кафедра промышленной электроники Московского энергетического-
института (зав. кафедрой д-р техн, наук, проф. В. А. Лабунцов);
Кафедра промышленной электроники Новосибирского электротехни-
ческого института (зав. кафедрой д-р техн, наук, проф. Г. В. Грабо-
вецкий)
Руденко В. С., Сенько В. И., Чиженко И. М.
Р83 Основы преобразовательной техники: Учебник
для вузов.— 2-е изд., перераб. и доп.— М.: Высш,
школа, 1980.— 424 с., ил.
В пер.: 1 р. 20 к.
В книге даны анализ, расчет и описание различных преобразова-
тельных устройств. Изложена теория электромагнитных процессов в вы-
прямителях, импульсных преобразователях, автономных и ведомых
сетью инверторах, преобразователях частоты, электрических фильтрах.
Рассмотрены системы управления преобразовательными устройствами.
Предназначается для студентов специальности «Промышленная
электроника».
_ 30407—488 6П2 1
Р----, , „99-80 2403000000 KKIf
001(01)—80 ББК 31.264.5
(g) Издательство «Высшая школа», 1974 ,
<g) Издательство «Высшая школа», 1980, с изменениями
ПРЕДИСЛОВИЕ
В основных направлениях развития народного хо-
зяйства СССР на 1976—1980 годы, принятых XXV съез-
дом КПСС, предусмотрено развитие быстрыми темпами
производства силовых полупроводниковых преобразова-
телей, используемых в различных областях народного хо-
зяйства.
Разработка новых высокоэффективных полупровод-
никовых преобразователей, систем управления ими, ми-
ниатюризация устройств на основе интегральной тех-
нологии требуют подготовки специалистов, способных
решать поставленные задачи. Одним из основных при
подготовке таких специалистов является курс «Преоб-
разовательная техника».
Предлагаемый учебник составлен в соответствии с
программой курса «Преобразовательная техника», ут-
вержденной Учебно-методическим управлением МВ и
ССО СССР, для специальности «Промышленная элект-
роника».
Кроме того, материал книги может быть использован
студентами электроэнергетических, радиотехнических,
приборостроительных и других специальностей, а также
инженерами и техниками, работающими в области про-
ектирования и эксплуатации преобразовательных ус-
тройств.
Во втором издании книги (первое вышло в 1974 г.)
учтены тенденции развития силовой преобразователь-
ной техники. С этой точки зрения авторами переработа-
ны главы, посвященные выпрямителям и инверторам,
ведомым сетью, а также устройствам электропитания
радиоэлектронной аппаратуры. Глава об электрических
фильтрах дополнена фильтрами, применяемыми для
улучшения качества выходного напряжения автоном-
ных инверторов и преобразователей частоты. Заново
написаны главы по импульсным преобразователям по-
стоянного и переменного напряжений, автономным ин-
верторам, преобразователям частоты, системам управ-
ления преобразовательными устройствами с учетом тен-
денции применения интегральных схем.
Для лучшего восприятия материала в конце каждой
главы приведены вопросы и задачи для самопроверки.
3
Авторы выражают искреннюю благодарность своим
коллегам — сотрудникам кафедры «Промышленная
электроника» Киевского политехнического института — за
помощь при подготовке рукописи к печати.
Авторы выражают также глубокую благодарность
официальным рецензентам книги — коллективу кафед-
ры промышленной электроники Московского энергети-
ческого института (зав. кафедрой д-р техн, наук, проф.
В. А. Лабунцов) и коллективу кафедры промышленной
электроники Новосибирского электротехнического ин-
ститута (зав. кафедрой д-р техн, наук, проф. Г. В. Гра-
бовецкий) за ценные замечания, сделанные ими при
просмотре рукописи и способствовавшие улучшению ее
содержания.
Замечания и пожелания по улучшению содержания
книги просим направлять по адресу: Москва, К-51, Не-
глинная ул., 29/14, издательство «Высшая школа».
Авторы.
ВВЕДЕНИЕ
Преобразовательные устройства служат для преобразования
переменного напряжения (тока) в постоянное, постоянного напря-
жения (тока) в переменное, переменного напряжения (тока) одной
частоты в переменное напряжение (ток) другой частоты, низкого
постоянного напряжения в высокое постоянное напряжение и т. д.
В преобразовательных устройствах используются средства, осу-
j-ществляющие фильтрацию и стабилизацию тока и напряжения.
Основными характеристиками преобразовательных устройств яв-
ляются коэффициент полезного действия, коэффициент мощности
и другие энергетические характеристики.
Главным содержанием курса «Преобразовательная техника»
’^ЙВЛяется разработка методов расчета электрических схем преоб-
разователей, необходимых для проектирования преобразователь-
лЯЫ£ устройств.
Методика расчета преобразователей малой мощности несколько
.отлична от методики расчета преобразователей большой мощно-
йти, что объясняется специфическими особенностями этих уст-
яройств, но электромагнитные процессы в них имеют один и тот
,дке характер. В основу анализа электромагнитных процессов в
Преобразователях положены методы расчета линейных и нелиней-
ных электрических цепей.
$ Преимущества полупроводниковых преобразовательных уст-
ройств по сравнению с другими преобразователями неоспоримы:
они обладают высокими регулировочными характеристиками и
Энергетическими показателями, имеют малые габариты и массу,
’Просты и надежны в эксплуатации. Кроме преобразования и регу-
лирования тока и напряжения такие установки обеспечивают бес-
контактную коммутацию токов в силовых цепях.
Благодаря указанным преимуществам полупроводниковые пре-
образовательные устройства получают широкое применение в раз-
личных отраслях народного хозяйства.
В настоящее время силовые полупроводниковые преобразова-
тельные устройства широко используют в цветной металлургии
, И химической промышленности, на железнодорожном и городском
электротранспорте, для питания контактных сетей горнорудного
И других видов промышленного транспорта; в черной металлургии,
Энергетике, станкостроении; в различных отраслях промышлен-
ности для электроприводов кранов и экскаваторов, возбуждения
Электрических машин, зарядки аккумуляторов, питания гальвани-
ческих ванн; в сварочных аппаратах, агрегатах бесперебойного пи-
тания, устройствах электротермии; для высоковольтных линий
электропередачи постоянного тока, питания светотехнических при-
боров; в качестве бесконтактной коммутирующей и регулирующей
аппаратуры и т. п.
Преобразовательная техника является одним из наиболее эф-
фективных направлений электротехники. Широкое внедрение сило-
вых полупроводниковых устройств в различные отрасли промыш-
ленности способствует дальнейшему техническому прогрессу.
Основными видами преобразователей электрической энергии
являются:
а) выпрямители, преобразующие мощность переменного тока
в мощность постоянного тока;
б) инверторы, преобразующие мощность постоянного тока в
мощность переменного тока;
в) преобразователи частоты, преобразующие мощность пере-
менного тока одной частоты в мощность переменного тока другой
частоты;
г) импульсные преобразователи постоянного или переменного
тока, преобразующие постоянный или переменный ток одного на-
пряжения в постоянный или переменный ток другого напряжения;
д) преобразователи числа фаз, преобразующие мощность пере-
менного тока с одним числом фаз в мощность переменного тока
с другим числом фаз;
е) преобразователи формы кривой, преобразующие, например,
постоянный или переменный ток в короткие импульсы.
Следует отметить, что некоторые виды преобразователей при-
меняют в сочетании с другими, например преобразователи частоты
и числа фаз; при этом изменяется еще и величина напряжения
переменного тока.
В последнее время для анализа процессов в преобразователь-
ных устройствах все шире обращаются к ЭВМ, что позволяет
производить точный расчет и оптимизацию схем.
Совершенствование силовых полупроводниковых приборов и
оптимальное сочетание их параметров с режимами преобразова-
теля при его проектировании, использование эффективных мето-
дов исследования преобразователей способствуют разработке пре-
образовательных устройств с высокими технико-экономическими
показателями.
ГЛАВА 1
ВЫПРЯМИТЕЛИ
§ 1.1. Общие сведения
Выпрямитель — это устройство, предназначенное для преобра-
зования переменного напряжения в постоянное.
Основными элементами выпрямителя являются трансформатор
вентили, с помощью которых обеспечивается протекание тока
Й цепи нагрузки, в результате чего переменное напряжение преоб-
разуется в пульсирующее.
|! С помощью трансформаторов в выпрямительных устройствах
производится преобразование величины входного напряжения,
электрическое разделение цепей преобразователя, преобразование
мисла фаз системы напряжений, питающих выпрямитель.
у Особенности работы выпрямителей зависят от параметров транс-
форматора ха и га, где xa=toLa=co(Lis+L2s)—индуктивное сопро-
тивление обмоток, расположенных на одном стержне; ra—r'[-j-r2 —
активное сопротивление обмоток, расположенных на одном стерж-
не; rj==n2rx, г2—соответственно приведенное сопротивление первич-
жой обмотки и сопротивление вторичной обмотки; Lis=n2Lls — при-
веденная индуктивность, обусловленная потоками рассеяния пер-
аичной обмотки; Las—индуктивность, обусловленная потоками рас-
жяния вторичной обмотки; n = w2/w1—e2/e1 — коэффициент транс-
формации.
1 | Для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения к вы-
годным зажимам выпрямителя подключают электрический
фильтр. Для регулирования или стабилизации выпрямленного на-
пряжения и тока потребителя к входным зажимам его иногда под-
ключают регулятор или стабилизатор (стабилизатор может быть
включен и на стороне переменного тока выпрямителя).
Режим работы и параметры отдельных элементов выпрямите-
ля, фильтра, регулятора и стабилизатора согласуются с задан-
ными условиями работы потребителя постоянного тока. Поэтому
Основная задача теории выпрямительных устройств сводится к
определению расчетных соотношений, позволяющих по заданному
режиму работы потребителя определить электрические параметры
элементов стабилизатора, регулятора, фильтра, а также вентилей
и трансформатора выпрямителя и затем произвести выбор этих
элементов по каталогу или, в случае необходимости, рассчитать их.
В режиме выпрямителя, характеризующемся отдачей мощности
7
в цепь нагрузки, напряжение вторичной обмотки трансформатора
и анодный ток вентилей имеют одинаковое направление (это соот-
ветствует работе сети переменного тока в качестве генератора
электрической энергии), а напряжение и ток в цепи нагрузки
противоположны по направлению (что соответствует работе сети
постоянного тока в качестве потребителя энергии).
В зависимости от числа фаз напряжения питания различают
однофазные и трехфазные выпрямители. Независимо от мощности
все выпрямители подразделяют на однотактные и двухтактные.
К однотактным относят выпрямители, в которых по вторичным
обмоткам трансформатора ток проходит в одном направлении за
полный период (полупериод или его часть). Отношение частоты
пульсаций выпрямленного напряжения к частоте сети (в дальней-
шем обозначается шп) в однотактных выпрямителях равно числу
фаз вторичной обмотки трансфоматора. В таких схемах кроме
простейшего однофазного однополупериодного выпрямителя
(рис. 1.1, а) обязательно имеется вывод средней точки трансфор-
матора. Таким образом, однотактные выпрямители — это выпря-
мители со средней точкой (рис. 1.1, б, г).
К двухтактным относят выпрямители, в которых в каждой фазе
вторичной обмотки трансформатора ток проходит дважды за пе-
риод в противоположных направлениях. Кратность пульсаций
выпрямленного напряжения в подобных схемах в два раза больше
числа фаз вторичной обмотки трансформатора. Двухтактные вы-
прямители называют также мостовыми (рис. 1.1, в, д), в которых
ток во втбричной цепи всегда проходит последовательно по двум
тиристорам.
Выпрямители подразделяют на простые и составные. Просты-
ми являются схемы выпрямителей, изображенные на рис. 1.1, а — д.
К простым относят также выпрямители с умножением напряжения.
В них в качестве умножителей используют заряженные конден-
саторы.
В составных выпрямителях несколько простых выпрямителей
соединяют последовательно или параллельно (рис. 1.1, е).
Выпрямители могут быть построены на управляемых вентилях
(тиристорах) и неуправляемых (диодах). Выходные параметры
выпрямителя, диапазон регулирования, условия работы тиристо-
ров (диодов) и трансформатора по току и напряжению сущест-
венно зависят от характера реакции нагрузки, определяемого типом
нагрузки или первым элементом фильтра. Различают следующие
режимы работы выпрямителя: а) на активную нагрузку; б) на ак-
тивно-индуктивную нагрузку; в) на противо-э.д.с.; г) на ак-
тивно-емкостную нагрузку.
Основными характеристиками, определяющими эксплуатацион-
ные свойства выпрямителей, являются:
1) средние значения выпрямленных напряжения и тока Ud, Id,
2) коэффициент полезного действия тц
3) коэффициент мощности %;
4) внешняя характеристика — зависимость напряжения на выхо-
де от тока нагрузки: Ud=f(Id);
8
5) регулировочная характеристика—зависимость выпрямленного
напряжения от угла управления: Uda=f(a)',
6) коэффициент пульсаций — отношение амплитуды данной гар-
монической составляющей выпрямленного напряжения (тока) к сред-
нему значению выпрямленного напряжения (тока): Кп (9> =Vm/Ud.
д) е)
Рис. 1.1. Основные схемы выпрямителей:
а — однофазного однополупериодного; б — однофазного со средней
точкой; в—однофазного мостового; г — трехфазного со средней
точкой; д — трехфазного мостового; е — двойного трехфазного
с уравнительным реактором
В дальнейшем рассматривается работа управляемых выпрямите-
лей на тиристорах, а работа выпрямителей на диодах представлена
как частный случай при а=0.
§ 1.2. Работа выпрямителей на активную нагрузку
Однополупериодный выпрямитель. Рассмотрим работу однополу-
периодного выпрямителя (рис. 1.1, а), нагруженного активным со-
противлением, с учетом потерь в трансформаторе. Индуктивностью
9
рассеяния трансформатора пренебрегаем (выпрямители малой мощ-
ности).
На рис. 1.2, а показана эквивалентная схема выпрямителя
для рассматриваемого случая (и' =пи1=е2).
Под действием э. д. с. вторичной обмотки e2=£2m sin ф,
где ф=со/, ток в цепи нагрузки может проходить только в течение
тех полупериодов, когда анод тиристора имеет положительный по-
Рис. 1.2. Однополупериодный выпрямитель при активной нагрузке
(гf ^-а~0):
a — эквивалентная схема; б—временные диаграммы напряжений н токов &ля
неуправляемого режима (а=0); в — кривая выпрямленного напряжения при
а=0; г — временные диаграммы напряжений и токов для управляемого режима
(а?= 0)
тенциал относительно катода. На рис. 1.2,6 представлены времен-
ные диаграммы напряжений и токов, поясняющие работу неуправ-
ляемого выпрямителя. Тиристор В пропускает ток в первый полу-
период; во второй полупериод, когда потенциал анода становится
отрицательным, ток в цепи равен нулю. Учитывая это, мгновенное
10
значение выпрямленного тока можно представить на интервалах
следующим образом:
^=G = -^-sin €• (0<й'<л),
rd+ra
id=i2—0 (л<Ф<2л).
Величина = /аот означает амплитудное значение выпрямлен-
rd+ra
ного тока.
Выпрямленное напряжение в любой момент времени меньше
э. Д. с. вторичной обмотки, так как часть напряжения теряется
на сопротивление га:
«d=rA=^7^sinfl'='na£'2m sinO=(7dm sin fl-, (1.1)
'd+'a
ГДС ---условный К. П. Д. анодной цепи; &<1т='ПаЕ2т—
rd+ra "
амплитудное значение выпрямленного напряжения.
Среднее значение выпрямленного напряжения
. 2л л
(7d=— f udd$=~ СUdm sinfldfl=^ = ^E2m. (1.2)
tj 2л J 2л J Л л
При rd=<x> или га=0 напряжение холостого хода выпрямителя
T'^d0==^2m/^'
Среднее значение выпрямленного тока (а также тока тиристора)
/ _/ —___________________________J_ j
1 d 1 a — 1 am-
rd л
Действующее значение тока тиристора
' / =-|/ С /a2msin2O) = ^-^—...
д |/ 2Л J |/ 2л J 2 2(rd4-ra)
(1.3)
Максимальное обратное напряжение на тиристоре, как видно
Яз рис. 1.2,6, достигает амплитудного значения э. д. с. вторичной
обмотки:
Е0Qpm = Е-2т'= Ud- (1-4)
Ла
По найденным величинам /а, 1ат, 1а.л и U06Vm выбирают тири-
стор. Согласно полученным данным тиристор должен допускать
амплитудное значение тока и максимальное значение обратного
напряжения, по крайней мере в л раз превышающее среднее зна-
чение тока и напряжения на нагрузке.
Изменяя угол сдвига а управляющего импульса тиристора отно-
сительно э. д. с. анодной цепи е2, можно регулировать величину
среднего значения выпрямленного напряжения. Временные диаграм-
11
мы напряжений и токов, поясняющие работу управляемого выпря-
мителя, показаны на рис. 1.2, г.
Для управляемого режима среднее значение выпрямленного
напряжения
t/da=— f udd^=l-~ (l+cosa)= ^2- (Ift-cosa), (1.5)
2л J 2л 2
a
где Ud0 — значение Ud при a=0.
Таким образом, неуправляемый режим можно рассматривать
как частный случай управляемого режима, когда а=0.
В управляемом режиме напряжение на тиристоре ив на интер-
вале 0 — а положительно и при а>л/2 его максимальное значение
равно амплитудному значению э. д. с. е2.
Переменная составляющая выпрямленного напряжения и тока
рассматриваемого выпрямителя, как следует из временных диаграмм
для ud и id, велика, причем основная гармоника пульсаций имеет
частоту, равную частоте питающей сети.
Для удобства вычисления амплитуды основной гармоники пуль-
саций при а=0 выберем начало координат в точке, где выпрямлен-
ное напряжение имеет максимальное значение (рис. 1.2, в). Тогда
мгновенное значение ud можно представить как косинусоидальную
функцию в пределах угла—n/2<ft<n/2:
Ud=Udm COS ft.
Так как ud—четная функция, то при разложении в ряд Фурье
останутся только косинусоидальные члены. Амплитуда первой (ос-
новной) гармоники напряжения
1 "/2 9 51/2 //
f udcosftdft=— С Udm cos2 ftdft = -^=—- Ud. (1.6)
Л м Л м 2 2
—я/2 О
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения по первой.
гармонике
Кп (1) =П(1 )т /Ud= 1,57. (1.7)
Рассмотрим режим работы трансформатора при а=0. Действую-
щее значение тока вторичной обмотки
/а=/а.Д = ^ = ^-^ (1.8)
Отношение действующего значения фазного тока /2 к его сред-
нему значению /2ср называют коэффициентом формы тока-.
D=I2ll.icv. (1.9)
В однотактных схемах постоянная составляющая фазного тока
определяется выражением
где ггц— число фаз вторичной обмотки трансформатора.
12
Для данной схемы
£)=£^=A=2L (1.Ю)
ld ld 2
Действующее значение э. д. с. вторичной обмотки
£2=-^£2m=------^-Ud=2-^Ud. (1.11)
V 2 Ла К 2
Отношение действующего значения э. д. с. Е2 к среднему значе-
нию выпрямленного напряжения Ud называют коэффициентом
фазной э. д. с.:
B=Ez/Ud=2,22/r\a. (1.12)
Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора
S2=E2I2 = BUdDId—BDPd=3,i9—, (1.13)
где Pd—UdId— мощность постоянных составляющих выпрямленных
напряжения и тока.
Действующее значение тока первичной обмотки можно опреде-
лить из уравнения магнитного равновесия трансформатора, если
пренебречь током намагничивания и учесть, что постоянная состав-
ляющая тока в первичную обмотку не трансформируется. Уравнение
магнитного равновесия трансформатора по переменному току имеет
вид
4^1=—w2(i2— Id). (1.14)
Мгновенное значение тока первичной обмотки
«1=—— («2 —/d)=—«idco- (115)
U>1
Из последнего выражения следует, что диаграмма первичного
тока трансформатора подобна диаграмме вторичного тока, если
исключить из него постоянную составляющую Id.
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
при а=0
= nV ll—I2d=nIdV О2 —1 =l,21n/d. (1.16)
Расчетная мощность первичной обмотки
nld / D2 - 1 = BUdld /о2 - 1 =
= PdB j/Z)2 — 1=2,69—. (1.17)
Ла
Расчетная (типовая) мощность трансформатора
8т=Л±^=3,09^-. (1.18)
о 2 На
оо
13
Коэффициент использования трансформатора по мощности
/<р=Т'=гЬТ)а==0’324т1а- (119>
Of O,Uc7
Коэффициент мощности выпрямителя в общем виде
Х=ЛЛ (1.20)
t/=n
где Лц= 2 J C0S<P?—активная мощность первичной обмот-
<7=1 »
ки, представляющая собой среднее за период значение мощности
переменного тока и определяемая как сумма активных мощностей
отдельных гармонических составляющих тока; 8г
U2(V) 1+- • -+^(«) 1 + - • • /fi) 1+•••+/(«) 1+-.. — полная мощ-
ность первичной обмотки трансформатора.
Если полагать, что напряжение питающей сети есть синусои-
дальная функция, то
Ла=£Л/(1) 1 cos <pv (1.21)
Следовательно, коэффициент мощности
V" /fi) i+..-+/f?) i +...
где v= — /(1) 1 -........ —коэффициент искажения; го,—угол
сдвига фаз между напряжением сети и первой гармонической
составляющей тока первичной обмотки.
В рассматриваемом случае фх=0, но коэффициент мощности
меньше единицы, так как v<l. Это является одной из причин,
вызывающих увеличение размеров трансформатора. Для управля-
емого режима ф!=/=0 и с увеличением угла а коэффициент мощно-
сти уменьшается.
Активную мощность выпрямленного тока при а—0 вычисляют
как среднее за период значение мощности пульсирующего тока
2л 2
(L23)
о
т. е. мощность Pad больше мощности постоянных составляющих
выпрямленного тока и напряжения примерно в 2,5 раза, что также
является причиной увеличения размеров трансформатора.
В сердечнике трансформатора за счет постоянной составляю-
щей тока вторичной обмотки создается добавочный постоянный
магнитный поток, насыщающий сердечник. Это явление принято
называть вынужденным намагничиванием сердечника трансфор-
матора. В результате насыщения намагничивающий ток трансфор-
матора возрастает в несколько раз по сравнению с током в нор-
мальном режиме намагничивания сердечника. Возрастание на-
14
• магничивающего тока обусловливает увеличение сечения провода
В первичной обмотки и размеров трансформатора в целом.
К Вследствие больших пульсаций выпрямленного напряжения и
ft вынужденного намагничивания сердечника трансформатора одно-
,>ж полупериодный выпрямитель применяют редко (в источниках пита-
®ния маломощной аппаратуры).
Однофазный выпрямитель со средней точкой. Эквивалентная схема выпря-
Зц-дмителя при ra¥=0, La=0, а также временные диаграммы напряжений и токов
‘.^показаны на рис. 1.3.
Выпрямитель со средней точкой является по существу двухфазным, так как
А вторичная обмотка трансформатора со средней точкой создает две э. д. с., рав-
| ные по величине, но противоположные по направлению.
В Тиристоры Bt и В2 пропускают ток поочередно (рис. 1.3, а, б); в течение
первого полупериода положительный потенциал имеет анод тиристора Blt поэтому
М ток проходит через этот тиристор, нагрузку и полуобмотку трансформатора
'Я с э. д. с. ег; в течение второго полупериода положительный потенциал имеет
: ;’i анод тиристора В2, ток проходит через полуобмотку трансформатора с э. д. с.
е2, тиристор В2 и нагрузку в том же направлении, что и в первый полупериод.
Рис. 1.3. Однофазный выпрямитель со средней точкой при активной на-
грузке:
а— эквивалентная схема ?= О» L =0); временные диаграммы напряжений и токов;
б — при а=0; в — при а^-0
15
Таблица 1.1
Основные электрические параметры выпрямителей при активной нагрузке
Трансформатор Тиристоры Нагрузка
Таким образом, в отличие от простей-
шего однополупериодного выпрямителя в
выпрямителе со средней точкой выпрям-
ленный ток проходит через нагрузку в те-
чение обоих полупериодов переменного тока,
но каждая из половин вторичной обмотки
трансформатора оказывается нагруженной
током только в течение полупериода. В ре-
зультате встречного направления м. д. с.
постоянных составляющих токов вторичных
полуобмоток в сердечнике трансформатора
нет вынужденного намагничивания.
Основные электрические параметры вы-
прямителей без потерь, которые выводят
так же, как и для однополупериодного
выпрямителя, приведены в табл. 1.1.
Расчетная мощность вторичной обмотки
трансформатора
S2=2£2/2=l,73Pd. (1.24)
Расчетная мощность первичной обмотки
трансформатора
S^l^SPrf. (1.25)
Во вторичной обмотке из-за наличия
тиристоров ток несинусоидален, что обу-
словливает появление мощности искажения.
В первичной обмотке ток синусоидален и
мощности искажения нет. Поэтому S2>Si.
Расчетная (типовая) мощность трансфор-
матора
Sd-S,
ST=-^ = l,48Pd (1.26)
меньше, чем в предыдущей схеме.
На рис. 1.3, в представлены вре-
менные диаграммы напряжений и токов
идеальной (го=0, гПр=0> La=Q) схемы для
произвольного значения угла управления
а, определяемого положением отпирающих
импульсов тиристоров «у1 и «у2 по отноше-
нию к э. д. с. полуобмоток трансформатора
в! и е2. Среднее значение выпрямленного
напряжения в этом случае
1 л р
Uda =— f £2m sin — (I+cos a). (1.27)
Я ц Л
Для неуправляемого режима (a=0)
2Е
Uda=—поэтому при a^O
JI
14- cos a
= ----• (1-28)
Полученное выражение представляет
собой регулировочную характеристику
!

16
выпрямителя: Uda =/(а). Для данного режима среднее значение выпрямленного
напряжения равно нулю при а=л.
В отличие от неуправляемого режима в рассматриваемой схеме напряжение
на тиристоре на интервале а перед отпиранием имеет положительные значения,
равные йх либо е2. Прямое напряжение на тиристоре будет максимальным,
равным £2т при и^-л/2.
Обратное напряжение на тиристоре после перехода тока через нуль на ин-
тервале а определяется отрицательным значением анодной э.д.с. того же
тиристора. С момента вступления в работу очередного тиристора обратное напря-
жение определяется результирующей э.д.с. (ег— е2) вторичной обмотки транс-
форматора. Обратное напряжение на тиристоре будет максимальным и равным
2£2т при а<л/2.
Среднее значение выпрямленного тока
rd 2
Среднее значение тока тиристора
/a=/da/2. (1.30}
Действующее значение тока тиристора (или вторичной обмотки трансфор-
матора)
(1.31).
где £>=/а.д//а— коэффициент формы кривой тока
(1.32)
С увеличением угла управления коэффициент формы кривой тока возрастает,
что необходимо учитывать при проектировании стабилизированных выпрямителей.
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
Zia=Z2n/2. (1.33)
Трехфазный выпрямитель со средней точкой. Трехфазные вы-
прямители применяют в основном для питания потребителей сред-
ней и большой мощности. Первичная обмотка трансформаторов
таких выпрямителей состоит из трех фаз и соединяется либо в
звезду, либо в треугольник. Вторичные обмотки трансформатора
(их может быть несколько) также трехфазные.
Трехфазные выпрямители используют для питания статических
активных и активно-индуктивных нагрузок, статических нагрузок
с противо-э.д.с. (электролиз и др.), а также динамических нагру-
зок в виде электродвигателей постоянного тока.
Простейшим трехфазным выпрямителем является выпрямитель
со средней точкой, схема которого предложена Миткевичем
(см. рис. 1.1, г).
В эквивалентной схеме такого выпрямителя (рис. 1.4, а) не учи-
тывают индуктивностей рассеяния обмоток трансформатора, а также
предполагают, что тиристоры и трансформатор идеальны. В идеа-
лизидллйиа^^г схеме при а = 0 коммутация токов в тиристорах
2/ЗаИйМ80ВСКАЯ \ 17
1 ЛЬ^ЕН_А’ ] Й п / л/.
осуществляется мгновенно, т. е. в любой момент времени ток про-
пускает только один тиристор, анод которого имеет наиболее высо-
кий потенциал. Угол проводимости каждого тиристора Х=2л/3.
Рис. 1.4. Трехфазный выпрямитель со средней точкой при активной на-
грузке:
а — эквивалентная схема; временные диаграммы напряжений и токов: б — при а«0;
в, г — при а^О
Выпрямленное напряжение и ток имеют одинаковую форму
и содержат трехкратные пульсации за период.
Электрические параметры определим в общем виде для много-
фазного выпрямителя с числом пульсаций выпрямленного напряже-
ния за период тп=/д2. Рассмотрим вначале электрические парамет-
ры цепи нагрузки.
18
ч Среднее значение выпрямленного напряжения (за начало отсчета
берем точку Oi на рис. 1.4,6)
я/та я/т8
f udd#=^ £2m cos Мй =—£2m sin —. (1.34)
“ 2л J 2л J л m2
—л/т, —n/m,
Для рассматриваемой схемы zn2=3 и f/d=0,83 £2m = l,17£2.
При активной нагрузке формы кривых выпрямленных напряже-
ния и тока одинаковы, поэтому среднее значение выпрямленного-
тока определяется аналогично (1.34);
г /По Т •
Id=— Sln—I
л m2
(1-35)
где lam—E2m/rd — амплитудное значение тока тиристора.
При m2=3 /d=0,83/am.
;, Определим пульсации выпрямленного напряжения. Амплитуда
g-й гармоники пульсаций при учете, что период переменной состав-
ляющей выпрямленного напряжения равен 2зт/т2,
’<! l/(,)m=— С «dCOS
'Uf. л J
Ж.' —л/т9
qm.fi
Л
л
sin —
т2
J E^m cosftcos<7m2iMft=
а
— Ezm
Л
т2
(1.36).
2
— 1
фе 9=1, 3. 5, 7 ....
)? Коэффициент пульсаций для <?-й
(1.36) и (1.34)
гармоники с учетом выражений
Кп
2
<72т| — 1
(1.37)
? Частота пульсаций для q-й гармоники
(1.38)
ГДе /с—частота напряжения питающей сети.
Определим электрические параметры тиристоров. В многофаз-
ной схеме со средней точкой число вторичных обмоток трансфор-
матора равно числу пульсаций выпрямленного напряжения за пе-
риод, поэтому каждый тиристор пропускает ток в течение части
периода, равной 2л/т2. Среднее значение тока в т2 раз меньше
ТОка нагрузки:
, ld 1 , .л
/а — -------/am Sin ----.
т2 л т2
(1.39)
При т2 = 3 /а = 0,277/ат, ИЛИ /ат//а = 3,63.
2*
19
Максимальное значение обратного напряжения на тиристоре
^обРт=/з Е2т=/3 — (1.40)
1712
sin —
т2
При /п2=3 l/o6pm »2,lt/d.
Определим электрические параметры трансформатора. Действую-
щее значение э.д.с. вторичной обмотки
^2=-~г=—=----------(1.41)
)/ 2 2 m2 sjn Д_
т2
При т2=3 Е2=0,855 Ud.
Если учитывать активные сопротивления обмоток трансформа-
тора га и тиристоров в прямом направлении гпр, то
Е2=0,855^-, (1.42)
Ла
•'Де ла=----~------условный к. п. д. анодной цепи.
'd+'’a+'’пр
Ток по вторичной обмотке (так же, как и ток тиристора) проте-
кает в течение времени, определяемого углом 2л/хп2 за каждый
период, поэтому действующее значение этого тока
При /п2 = 3/2=0,484/am=0,583/d.
Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора трех-
фазного выпрямителя со средней точкой
S2=m2E2/2=3-0,855t/d-0,583/d=l,48Pd. (1.44)
Определим токи в первичных обмотка-х трансформатора, соеди-
ненных звездой, пренебрегая током намагничивания.
Составим уравнения, характеризующие магнитное состояние
сердечника трансформатора. Если в схеме ток пропускает один тири-
стор, например Въ то уравнения равновесия магнитодвижущих сил
по замкнутым контурам магнитопровода (рис. 1.5, а) и уравнение,
составленное по первому закону Кирхгофа, запишутся в виде
системы
WiiA—
wxIb — ^i(c=0,
1л+1в+£с=0-
(1-45)
20
Рис. 1.5. Магнитное состояние сердечника трансформатора трехфазного вы-
прямителя со средней точкой:
а — распределение магнитодвижущих сил; б—временные диаграммы изменения маг-
нитной индукции и тока намагничивания о учетом вынужденного намагничивания сер-
дечника: в — соединение вторичных обмоток зигзагом
Из системы уравнений (1.45) определяют закономерности изме-
нения токов в первичных обмотках в течение интервалов времени,
когда ток пропускает тиристор Bf.
2. • . 2
lA~ ~ —— 1 —— о- о
3 3
'в=-у- йУ2 • _ 4 а 1 . 3 а (1.46)
1 1
с 3 wt 3 а
где
Аналогично определяют токи tA, iB, 1С в последующие интерва-
лы, когда ток пропускает тиристор Вг, а затем тиристор В3.
На основании этих закономерностей построена кривая тока 1А
на рис. 1.4,6.
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
в общем виде
Л=1/ Л t (1А7>
I/ 2л J
Ток iA изменяется за период на трех интервалах по различным
законам, поэтому интеграл за период следует рассматривать как
сумму трех интегралов. Функцию iA для каждого интервала удоб-
нее выражать относительно начала координат, соответствующего
максимальному значению данной функции на интервале (точки Oi,
Оц, Ош на рис. 1.4,6).
При таком отсчете переменного угла нижние и верхние пределы
каждого интеграла одинаковы, причем интегралы для второго
и третьего интервалов равны друг другу. Поэтому действующее
значение тока первичной обмотки
ГДе /ат—Вт ! f д.
Расчетная мощность первичной обмотки трансформатора
(1.49)
w2
Типовая мощность трансформатора
Si=__Si±S*=1>35Pd. (1.50)
22
Вынужденное намагничивание сердечника транс-
форматора. В трехфазном выпрямителе со средней точкой имеет
место явление вынужденного намагничивания сердечника транс-
форматора. Чтобы объяснить это явление, следует рассмотреть рас-
пределение магнитодвижущих сил в стержнях сердечника трансфор-
/~матора в период прохождения тока через каждый тиристор.
В период, когда ток пропускает тиристор Въ суммарные зна-
чения м. д. с. в каждом стержне сердечника трансформатора
(рис. 1.5, а) будут отличны от нуля:
Сердечник А: г£.\1А — ш21а =---w2ia.
3
Сердечник В: ----- w2ia. (1-51)
3
Сердечник С: Wiic=—X-w2ia-
Эти нескомпенсированные м. д. с. создают в сердечнике транс- .
фофматора дополнительные магнитные потоки одинакового направле-
'ния во всех стержнях. Аналогичные потоки возникают и в после-
дующие периоды, когда ток пропускают тиристоры В2 и В3.
— [Магнитные потоки в сердечнике трансформатора, обусловленные
нескомпенсированными м. д. с. в стержнях, называют потоками
'"' вынужденного намагничивания.^ак как нескомпенсированные м. д. с.
содержат постоянную и переменную составляющие, то и поток вы-
нужденного намагничивания Фв содержит постоянную Фво и пере-
менную Фв„ составляющие при соединении первичной и вторичной
обмоток трансформатора звездой.
[Потоки вынужденного намагничивания замыкаются частично
по сердечнику, частично по воздуху и стальной арматуре, окружа-
ющей сердечник трансформатора. В результате сердечник трансфор-
матора насыщается, а в стальной арматуре возникают тепловые
v потери за счет вихревых токов, индуктируемых переменной состав-
Хляющей потока вынужденного намагничивания..
На рис. 1.5,6 приведена кривая тока холостого хода трансфор-
матора, выраженная суммарной магнитодвижущей силой y^wi
с учетом вынужденного намагничивания, обусловленного постоянной
( составляющей нескомпенсированной в стержнях сердечника магнито-
движущей силы, равной — w2ia.
' 3
(‘Вследствие насыщения сердечника трансформатора амплитуда
тока намагничивания значительно возрастает, причем форма его
становится несинусоидальной. Увеличивается также площадь петли
" перемагничивания^ S2.
В результате действующее значение тока холостого хода
/0= /а+ /ц , где /а — составляющая, обусловленная потерями
в стали, а —составляющая, обусловленная величиной магнитного
потока в сердечнике^ возрастает.
Таким образом, [явление вынужденного намагничивания сердеч-
ника трансформатора в трехфазном выпрямителе со средней точкой
23
приводит к нежелательным последствиям, уменьшить которые можно
или увеличивая сечение сердечника трансформатора, а следователь-
но, и типовую мощность трансформатора, или снижая амплитуду
магнитной индукции в сердечнике пр сравнению с расчетной
величиноЙД
(Для устранения дополнительных потерь, вызванных переменной
составляющей потока вынужденного намагничивания, первичные
обмотки трансформатора необходимо соединять треугольником.
При этом в потоке вынужденного намагничивания остается только
постоянная составляющая] переменная же составляющая с явно
выраженной третьей гармоникой компенсируется потоками, которые
образуют токи высших гармонических с частотой, кратной трем,
содержащиеся в токах первичных обмоток трансформатора и замы-
кающиеся по контуру, образованному этими обмотками.
Расчетная мощность трансформатора при соединении обмоток
треугольником не изменяется.
1для устранения в сердечнике трансформатора постоянной со-
ставляющей потока вынужденного намагничивания применяют рас-
щепление каждой вторичной обмотки на две части с последующим
соединением шести обмоток зигзагом](рис. 1.5, в).
При активной нагрузке с изменением угла управления а можно
выделить два характерных режима работы выпрямителя: а) режим
непрерывных токов 0<а^л/6 (см. рис. 1.4, в); угол управления a
в трехфазных выпрямителях принято отсчитывать от точки естест-
венного отпирания тиристоров; б) режим прерывистых токов
6 6 r
Среднее значение выпрямленного напряжения для этих режимов
определяется выражениями (за начало отсчета принимаем точку О'
на рис. 1.4, в, г)
л .
—1-<х
3 3
= ~ Г
2п J
— —4-а
cos — cosa=(7d0cosa (0<a<n/6),
it 3
(1.52)
^а =
(* EzmSinOd'® =^2-[l-}-cos(n/6-ba)]=
л ,
---|-а
6
U*.
л
6
5л
6
(1.53)
Кз
При а=5л/6 выпрямленное напряжение равно нулю.
Для всех 'режимов кривые выпрямленных напряжения
Для всех 'режимов кривые выпрямленных напряжения и тока
имеют одинаковую форму и содержат трехкратные пульсации
за период.
Однофазный мостовой выпрямитель. Однофазный мостовой вы-
прямитель (см. рис. 1.1, в) состоит из двухобмоточного трансформа-
24
тора и комплекта тиристоров Blt В2, В3, В4. Переменное напряже-
ние подводится к одной диагонали моста, а нагрузка подключается
к другой его диагонали — между точкой соединения катодов двух
тиристоров, образующих катодную группу (Въ В3), и точкой соеди-
нения анодов двух тиристоров, образующих анодную группу (В2, В4).
Рис. 1.6, Временные диаграммы токов и напряжений в од-
нофазном мостовом управляемом выпрямителе при активной
нагрузке:
а — при а ф 0; б — при а=0.
Тиристоры пропускают ток попарно: Blt В4 и В2, В3, они соедине-
ны между собой и нагрузкой последовательно. В схеме может
пропускать ток та пара тиристоров, у которой анод тиристора ка-
тодной группы (В4 или В3) имеет наиболее высокий потенциал,
а катод тиристора анодной группы (В2 или В4) — наиболее низкий
потенциал. Так, например, при положительной полуволне э.д.с. е2
анод тиристора В4 будет иметь наиболее высокий потенциал, а катод
тиристора В4—наиболее низкий потенциал, т. е. в этом случае при
подаче от системы управления отпирающих импульсов тиристоры В4
и В4 пропускают электрический ток (рис. 1.6, а). В течение отри-
цательной полуволны э. д. с. е2 катод тиристора В2 имеет наиболее
низкий потенциал, а анод тиристора В3 — наиболее высокий потен-
циал, поэтому ток при наличии отпирающих импульсов пропускают
тиристоры В2 и В3.
Временные диаграммы напряжений и токов идеального (га=0,
rnp—0; La=0) мостового выпрямителя для произвольного значения
угла управления а представлены на рис. 1.6, а, б. Из временных
диаграмм видно, что ток в нагрузке протекает в течение обоих
полупериодов переменного напряжения, а во вторичной обмотке
25
трансформатора—дважды за период и при а=0 имеет форму сину-
соиды. Ток в первичной обмотке также синусоидален.
Среднее значение выпрямленного напряжения
1 л F
{7dO=—f E2m sin'fM'ft =-^ (14-cosa). (1-54)
л J л
a
Для неуправляемого режима (a=0) U dn=2E2ml^, поэтому
при а=£0
п ,, 1 + cosa ,, сс.
^a = Ed0 . (1.55)
Приведенное выражение представляет собой регулировочную
характеристику выпрямителя: [7da=/(a). Среднее значение выпрям-
ленного напряжения будет равно нулю при а=л. Обратное напря-
жение на тиристоре при а=0 повторяет форму кривой э.д.с. е2
и его максимальное значение равно амплитудному значению э. д. с.
вторичной обмотки трансформатора:
Добрт = ]Л2 Е2= Я ^2-.
В отличие от неуправляемого режима (а#=0) напряжение на ти-
ристоре иВ1 на интервале а перед отпиранием имеет положительные
, значения (рис. 1.6, а). Напряжение на тиристорах, когда все они за-
\ перты (интервал 0—а), равно половине э.д.с. вторичной обмотки транс-
1 форматора и по отношению к аноду, например тиристора В1( поло-
жительно; на интервале a — л через тиристор Вг протекает ток
и напряжение на нем равно нулю; на интервале л — (л-|-а) все ти-
1, ристоры заперты и напряжение на тиристоре Вг равно полови-
не э. д. с. е2; на интервале '&>л-]-а отпираются тиристоры В2 и Вя
: и к тиристору В^ прикладывается э. д. с. ^торичной обмотки
трансформатора. Аналогично по форме и напряжение на тиристоре В4.
\/ При а=^=0 обратное напряжение на тиристоре будет максималь-
ным, равным Е2т при а<л/2.
Максимальное прямое напряжение на тиристоре
г, ____Eo^sina _nUda sin а
Unpm——- - -
Среднее значение выпрямленного тока
/d --^<3» 1 + cos a
da rd 2
Среднее значение тока тиристора
/а = 7дГа/2.
(1.56>
26
Действующее значение тока тиристора
ildft —Dl&
(1-57)
2
где D=/a.s//a— коэффициент формы тока тиристора;
а 1
—+ — sin2a
2 4 ,
(1.58)
V 2
14-cos a
С увеличением угла управления коэффициент формы кривой
тока D возрастает, что необходимо учитывать при расчете элементов
выпрямителя (тиристоров, трансформатора).
Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора
, /- DI.„
/2 = 1/ 2 £/а=—(1.59)
/2
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
nDljn
(1.60)
У 2
Расчетные мощности обмоток трансформатора и типовая мощ-
ность трансформатора равны между собой:
5Т—lS1^— == Wifi/i = т2Е212=^^- (l-j-cosa), (1-61)
2 8
где Pd=Udld— мощность постоянных составляющих выпрямленных
напряжения и тока.
Из выражения (1.61) с учетом формулы (1.58) можно сделать
вывод, что при заданной мощности нагрузки Pd с увеличением угла
Управления должна быть выше мощность трансформатора. Если
трансформатор выбран без учета возможного регулирования, то
, с увеличением а необходимо уменьшать активную мощность, отда-
ваемую в нагрузку.
Поскольку во вторичной обмотке трансформатора постоянная
составляющая тока отсутствует, нет вынужденного намагничивания
сердечника трансформатора.
В связи с тем что при изменении угла управления а происхо-
дит сдвиг во времени первой гармоники потребляемого из сети тока
(тока первичной обмотки трансформатора) t(I)i относительно напря-
жения питания (э.д.с.), управляемый выпрямитель потребляет
из сети реактивную мощность даже при чисто активной нагрузке.
27
Коэффициент сдвига первой гармоники тока питающей сети ;(I)f
относительно напряжения питания (э.д.с.)
1
р л—а+~- sin 2а
CQSTi— ... — --- , /1 до)
]/л2 , п2 / / 1 \2 ' '
V Л(1)т । (1)т 1/ sin4 а+/ л — а-|-— sin 2а 1
где
Л
в =:2!12. С sinflsinMO = (п- а+ (1.63)
тс v тс \ 2 /
а
— амплитуда синусной составляющей первой гармоники разложения
в ряд Фурье тока
Д(1) т=-2—" С sin fl’cos —— sin2a (1-64)
ТС тс
a
— амплитуда косинусной составляющей первой гармоники разложе-
ния в ряд Фурье тока tx.
Действующее значение первой гармоники тока первичной обмот-
ки трансформатора
Л1)1 = ——V^(21) m+B(2i)m=—1/ sin4a+(n — sin2aV .
V 2 л/2 ' V 2 ;
(1.65)
Коэффициент искажения тока
/ . , ( 1 \2
, , __ / sin4 a+ я — °+т sin 2a
*=-^-=~1/ ---------------L (1.66)
1 г л l' п — a+~ sin 2а
' i 2
Коэффициент мощности выпрямителя
|/ л — “+~ sin 2а
X=^=vcosrP(1) = ^---------И------(1.67)
51 Ул
f?=n
Здесь Рщ— S ^(g)i^(q)icos ф( ,— активная мощность первичной
Q=I
обмотки, представляющая собой среднее за период значение мощно-
сти переменного тока и определяемая как сумма активных мощно-
стей отдельных гармонических составляющих тока;
_____________________________________________-
=}/Л[/(2)) [+ ••• +i/(Q) 1 + • • • V /(2in+ ••• +/(2в) i+
— полная мощность первичной обмотки трансформатора.
28
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения управляе-
мого выпрямителя _________________
( 68>
2 ?
где —I f2msin Osin (//ИпМ'®—амплитуда синусной состав-
а
ляюшей q-й гармоники разложения в ряд Фурье выпрямленного
напряжения; t/'q)т =— j Е2т sin & cos qmn'&d'& — амплитуда косинус-
а
ной составляющей q-й гармоники разложения в ряд Фурье выпрям-
ленного напряжения; sq — коэффициент, зависящий от угла управ-
ления:
/д2т? sin2 a-|-(gmn-(-1) cos (qmn — 1) а —
[,___—(дотп— l)cos(gOTn+l)a —2cosa .j gg.
(1 +cos а)2
Коэффициент пульсаций первой (основной) гармоники выпрям-
ленного напряжения
Кп(1>=4/ 1+4(1-cos а). (1.70)
О
Трехфазный мостовой выпрямитель (схема Ларионова). В трех-
фазном мостовом выпрямителе (рис. 1.7, а) последовательно соеди-
нены две трехфазные тиристорные группы: анодная Blt В6, В2 и
катодная Въ В3, Bit каждая из которых повторяет работу трехфаз-
ного выпрямителя со средней точкой. Следовательно, при таком же
значении э. д. с. вторичной обмотки трансформатора Е2 и а=0, как
и в трехфазном выпрямителе со средней точкой, среднее выпрям-
ленное напряжение Ud0 данного выпрямителя будет в два раза
больше или наоборот, при том же значении Udl) э. д. с. Е2 будет
в два раза меньше (E2 = 0,43(7d).
В мостовом выпрямителе (при ra=0, La=0, Ld=O) одновременно
пропускают ток два тиристора: один — с наиболее высоким потен-
циалом анода относительно нулевой точки трансформатора из ка-
тодной группы тиристоров, другой — с наиболее низким потенциалом
катода из анодной группы тиристоров. Так, например, при а=0 на
интервале йд— Й2 (рис. 1.7, б) ток пропускают тиристоры В1, Вв,
на интервале —тиристоры В1г В2, на интервале +— —
тиристоры В3, В2 и т. д.
На интервале &! — й2 выпрямленное напряжение определяется
разностью фазных э. д. с. еа и еь, на интервале &2—й’з ud—ea— ес
и т. д. Таким образом, выпрямленное напряжение имеет шестикрат-
ные пульсации, хотя угол проводимости каждого тиристора такой
же, как в трехфазной схеме со средней точкой, т. е. Х=2л/3.
В трехфазном мостовом выпрямителе нет вынужденного намагни-
чивания сердечника трансформатора, так как ток во вторичной
29
Рис. 1.7. Трехфазный мостовой симметричный управляемый выпрямитель
при активной нагрузке:
а — схема; временные диаграммы напряжений и токов: б — при а=0; в — при а=/=0
обмотке протекает дважды за период, причем в противоположных
направлениях.
Электрические параметры трехфазного мостового выпрямителя
рассчитывают по формулам, приведенным ранее в общем виде для
многофазного выпрямителя. Следует только считать, что т2=6,
а также вместо фазной э. д. с. Ё2т учитывать линейную э. д. с.
j/"3 Е2т. При определении действующего значения тока вторичной
обмотки, учитывая, что ток в этой обмотке близок к прямоугольной
форме, можно считать lam~ld- С учетом этих особенностей вычис-
ленные параметры трехфазной мостовой схемы приведены в табл. 1.1.
Трехфазные мостовые выпрямители находят наиболее широкое
применение вследствие хороших технико-экономических показателей.
Для улучшения формы кривой тока во вторичных обмотках
трансформатора эти обмотки следует соединять треугольником.
Из временных диаграмм рис. 1.7,6 видно, что каждый тиристор
пропускает ток в течение 60° в паре с одним тиристором, а 60° —
в паре с другим тиристором. Например, тиристор Вг пропускает
ток в течение 60° в паре с тиристором Bs и 60° в паре с венти-
лем В2. Аналогично работают и другие тиристоры.
При пуске выпрямителя или при переходе его в режим преры-
вистых токов (рис. 1.7, в, а>л/3) и использования одиночных управ-
ляющих импульсов шириной, меньшей 60°, не может быть обеспе-
чена работоспособность схемы, так как не могут открываться одно-
временно два тиристора в анодной и катодной группах. В связи
с этим система управления должна вырабатывать одиночные управ-
ляющие импульсы с шириной, большей 60°, или сдвоенные корот-
кие импульсы, следующие друг за другом через 60°.
Из временных диаграмм рис. 1.7, в видно, что кривая выпрям-
. ленного напряжения при чисто активной нагрузке непрерывна при
0<а<л/3. При а>л/3 выпрямленные напряжение и ток прерыви-
стые.
Для режима 0<а<л/3 среднее значение выпрямленного напря-
5 Жени я
' ' л ,
-----|-а
о 6--г-
Uda=— | 1/3 £'2mcos'ftdft=(/(i0cosa. (1.71>
Л
л ,
-----|-а
6
Для режима а>л/3 среднее значение выпрямленного напряже-
ния
л/2
Uda =— J ]/з Е2т cos ft dQ = Ud0[ 1 — sin
л тг L
f)} <L72>
a —
Из последнего выражения следует, что при а=120° среднее зна*
чение выпрямленного напряжения равно нулю.
31
§ 1.3. Работа выпрямителей на активно-индуктивную
нагрузку
Однополупериодный выпрямитель. Эквивалентная схема простейшего неуп-
равляемого однополупериодного выпрямителя (при ra=0, гпр=0, Еа=^0), питае-
мого от источника синусоидального напряжения, представлена на рис. 1.8, а.
Пренебрегая потерями, тиристор в этой схеме заменили ключом, замыкающимся
в момент появления положительного напряжения между анодом и катодом и
размыкающимся в момент запирания тиристора (прохождения тока через нуль).
Рис. 1. 8. Однополупериодный выпрямитель при активно-индуктив-
ной нагрузке:
а — эквивалентная схема; б — временные диаграммы токов и напряжений; з—
временные диаграммы токов в относительных единицах
В)
Периодические замывания и размыкания цепи приводят к возникновению
квазиустановившихся переходных процессов, которые можно просто рассчитать
классическим методом.
Для эквивалентной схемы справедливо соотношение
di
e=L——+ri, (1-73)
dt
где e=£2msinfl, L=La+Ld, r=ra+rd.
Решение уравнения (1.73) дает значение тока цепи
Г
i = lm sin (fl — <p)4-/m sin <pe , (1.74)
, Егт , 4>L
где lm= .........— , <p = arctg—.
V r
Кривая тока, построенная в соответствии с выражением (1.74), изображена
на рис. 1.8, б. Ток в цепи оказался пульсирующим. Продолжительность
импульса Х = <о/р больше продолжительности положительной полуволны э. д. с.
источника: <о/р > л. '
32
Величина угла <о£р зависит от соотношения между величинами <оЕ и г.
Чем больше (<оЕ)/г, тем больше со£р. При (aL)/r -+оо и/р -> 2л, и наоборот,
при utL/f -+• 0 -* я-
На рис. 1.8, в представлено семейство кривых тока в относительных едини-
цах при Z.=#0, га=0, rd^0 для разных значений (<о/.)/г. Предполагается, что
активное сопротивление нагрузки rd изменяется в диапазоне от rd=0 (короткое
замыкание) до rd=oo (холостой ход). Максимальное значение тока в нагрузке
будет при коротком замыкании (й=л). Если выпрямленный ток ld отнести к
максимальному значению тока короткого замыкания трансформатора 1кт=—
jo в относительных единицах закономерность изменения тока короткого замы-
кания определится выражением
id I „ л \
-/-=sin в-— +1. (1.75)
‘кт \ *• )
При О = л ^//кт=2, т. е. наибольшее значение тока короткого замыкания
вршрямителя в два раза больше амплитуды установившегося тока короткого
замыкания трансформатора.
Однофазный выпрямитель со средней точкой. Одной из основных
характеристик выпрямителей с числом фаз вторичной обмотки транс-
форматора т2=2 и более является угол коммутации (угол перекры-
тия фаз), оказывающий большое влияние на вид внешней характе-
ристики выпрямителя.
Наличие потоков рассеяния в обмотках трансформатора приводит
к тому, что угол проводимости тиристора X может оказаться больше
продолжительности положительных значений напряжений между
анодом и катодом тиристора. Это было видно на примере рассмот-
ренного однополупериодного выпрямителя с индуктивной нагрузкой.
Для выпрямителей при учете индуктивностей в анодных ветвях
тиристоров характерны интервалы работы, когда одновременно про-
пускают ток два смежных по фазе тиристора: в одном ток убывает,
во втором — нарастает. Такие интервалы одновременной работы
называют периодами коммутации, которые принято обозначать у
(рис. 1.9,6).
Рассмотрим явление коммутации в однофазном выпрямителе со
средней точкой, эквивалентная схема которого изображена на
рис. 1.9, а. Эта схема соответствует выпрямителю большой мощности,
активными сопротивлениями обмоток трансформатора которого можно
пренебречь. В схеме учтены индуктивности рассеяния обмоток
трансформатора введением индуктивностей La, а также индуктив-
ность сглаживающего дросселя Ld и сопротивление нагрузки rd.
Для данной схемы можно выделить три характерных интервала
за период: интервал /, когда ток протекает только через тири-
стор В2; интервал //, когда ток пропускают одновременно тиристо-
ры Вг и В2; интервал ///, когда ток протекает только через тири-
стор Вг. Для каждого из этих интервалов можно составить эквива-
лентную схему. Рассмотрим электромагнитные процессы по интер-
валам. Эквивалентная схема для интервала / изображена на
рис. 1.9, а.
Как и в простейшем выпрямителе, ток ia2 вначале увеличивается,
. а затем, достигнув максимума, уменьшается. Чтобы определить
3 Заказ 180 33
момент времени, когда тиристор Вг начнет пропускать ток, нужно
знать, как изменяется потенциал его анода. Как только потенциал
станет положительным, тиристор Вг вступит в работу, и будут про-
пускать ток одновременно два тиристора.
Потенциал анода тиристора Вг относительно потенциала катода
иВ1—ег— ик0, (1.76)
где ик0 можно определить из режима работы тиристора В2:
uK0=e2-La^=e2-xJ%-. (1.77)
at dv
Здесь xa=(oLa.
До максимума тока ia2 э. д. с. ха
противодействует нараста-
нию тока (действует против э. д. с. е2). После максимума тока э. д. с.
Рис. 1.9. Однофазный выпрямитель со средней точкой при активно-ин-
дуктивной нагрузке (га=0, £а=#0):
1 _ г
a — эквивалентная схема; о—-временные диаграммы токов и напряжении при ком-
мутации, если 0<L^<oe; в — эквивалентная схема при действии э. д. с. и et;
г — эквивалентная схема при действии э. д. с. самоиндукции дросселя д — вре-
менные диаграммы тока для свободного режима; е — временные диаграммы токов
и напряжений при коммутации, если L^=co
ха совпадает по направлению с током, т. е. усиливает действие
э. д. с. е2. В точке М (рис. 1.9,6), соответствующей максимуму тока
ta„ э.д.с. ха—“=0, поэтому ик0=е2. В точке А и&а=ех и иВ]=0.
04
С этого момента потенциал анода тиристора Вг становится поло-
жительным. Следовательно, точка А является началом интервала
одновременной работы двух тиристоров.
Эквивалентная схема для интервала // представлена на рис. 1.9, в.
К моменту начала прохождения тока через тиристор Вг энергией,
запасенной в индуктивности La ветви с тиристором В2 по сравнению
с энергией в сглаживающем дросселе с индуктивностью Ld, прене-
брегаем, так как обычно Ld>La. Таким образом, в схеме к началу
коммутации имеются две равные внешние э. д. с. ег и е2, находя-
щиеся в противофазе, и свободная энергия, запасенная в индуктив-
ности Ld, которая обусловливает свободный режим. В период ком-
мутации цепь линейна, если считать rnp=const. Поэтому можно
применить метод наложения действий внешних источников э. д. с.
е, и е2 и э. д. с. самоиндукции дросселя Ld, обусловленной запасен-
ной в ней энергией магнитного поля.
При действии э.д.с. ех и е2 (рис. 1.9,в) ветвь нагрузки с эле-
ментами rd, Ld можно не учитывать в номинальном режиме, так
как она обладает значительно большим сопротивлением для всех
гармоник пульсирующего тока .по сравнению с ветвями, содержа-
щими элементы La. При таком допущении ток iK в контуре опреде-
ляют из уравнения
(1.78)
ахт
Но так как e1=«2=£2msin (&-}-ф) (отсчет времени ведется с мо-
мента начала коммутации), то
xa-^=E2msin(tl+< (1-79)
Решение уравнения (1.79) в общем виде дает
, С З1п(б4-ф)^=— -^-СОЗ^+^+Д. (1.80)
J
При этом напряжение на нагрузке цкП=0.
При действии э. д. с. самоиндукции дросселя Ld (рис. 1.9, г) ток
в цепи нагрузки ld св находят из уравнения
co(Ld+-^)^WdcB=°. (1-81)
Токи в анодных ветвях /а1св=га2св=гйсв/2- Если ток в индук-
тивности Ld к началу коммутации имел значение id0, то
--------о
*dCB=W V (1-82)
Напряжение на нагрузке при этом ик0=^-- .
8*
35
Таким образом, форма кривой тока tdCB зависит от величины
постоянной времени цепи Чем больше Ld по сравнению
rd
с rd, тем более пологая кривая idCB в период коммутации. На
рис. 1.9,д представлены кривые idCB для Ld—co и 0<Ed<oo. Если
длительность периода коммутации у меньше величины т, что спра-
ведливо при больших значениях Ld, то ток idCB на интервале можно
считать изменяющимся по прямолинейному закону; тогда напряже-
ние «к0 будет неизменно по величине (линия АВ на рис. 1.9, б).
Произведя наложение действий источников э.д.с., получим зако-
номерность изменения токов в тиристорах и выпрямленного напря-
жения на нагрузке в период коммутации в общем виде:
о
41=41 св+4=— — cos (#4-ф)+А 4- е шт,
*а 2
42=42 св—4=—е 4-^-cos (&4-Ф) — Л, (
2 ха
В момент начала коммутации f>=0 ;а1=0, поэтому
Л==-^-созф—(1.84)
х» 2
Окончательные выражения для токов в тиристорах и напряже-
ния на нагрузке в период коммутации имеют вид:
/ 0
zal=-^L [cos ф— cos (04-ф)] — ^-(1 — е
ха 2
( о \
42—[cos(04-ф) — совф]4-—\14-e
*а 2
___о
и к0= ?а4».е а>т .
к0 2шт
(1.85)
Период коммутации заканчивается в момент, когда га2=0. Затем
наступает интервал ///, когда пропускает ток только тиристор Вг.
Этот интервал по существу не отличается по своему характеру от
интервала /.
В выпрямителях со сглаживающим дросселем обычно Ld^>Lat
поэтому э. д. с. xadia2ldQ мала по сравнению с э. д. с. полуобмоток
трансформатора и ею можно пренебречь. Тогда кривая напряжения
совпадет с кривыми э. д. с. ех и ег для интервалов /' и /// и с осью
абсцисс для интервала //, где икО=0 (рис. 1.9, е). Этот режим соот-
ветствует значению индуктивности Ld—<x>. Дроссель с бесконечно
большой индуктивностью Ld в течение интервалов 1 и III идеально
сглаживает пульсации токов в тиристорах Вг и В2 таким образом,
36
что эти токи оказываются неизменными по величине и равными
току нагрузки Id. В течение интервала коммутации цепь нагрузки
следует рассматривать как идеальный источник тока бесконечно
большой мощности, обеспечивающий неизменный ток в нагрузке Id.
Токи тиристоров в период коммутации при Ld=co определяют
из ранее приведенных выражений с учетом, что при
id св=*до=const=Id‘
(1 — cos ft),
•ra
(a2 = ^L(cOSft-l) + /d.
*a
т=оо ф=0,
(1.86)
Так как в случае ft=y iai=7d, угол коммутации при Ld—со
определяют из выражения
1 —cosy=-^-. (1.87)
Таким образом, чем меньше индуктивность рассеяния трансфор-
матора, тем меньше угол коммутации. Для маломощных выпрями-
телей ха — величина малая, поэтому при расчете можно допустить,
что у=0.
Рассмотрим основные параметры неуправляемого выпрямителя
со средней точкой при ra=0, La¥=0, Ld=co. Эквивалентная схема
выпрямителя для указанного режима показана на рис. 1.9, а.
Прежде чем перейти к выводу основных расчетных величин,
определим внешнюю характеристику выпрямителя.
Среднее значение выпрямленного напряжения определим, исполь-
зуя временные диаграммы напряжений (рис. 1.10, а):
Ud—Ud0—AUx,
где UM—среднее значение выпрямленного напряжения при холо-
стом ходе; Д[/ж— среднее значение потерь выпрямленного напряже-
ния, обусловленных коммутацией.
На рис. 1.10, а Д(7Я представляет собой среднее значение
заштрихованных площадей АВС и А'В'С, ограниченных кривыми
ех и е2 за период коммутации.
Если э. д. с. ег и е2 изменяются по синусоидальному закону, то
среднее значение выпрямленного напряжения при холостом ходе
[/d0=-L f£2msinftJft--=-^-=0,9Ea. (1.88)
тс «J тс
о
Здесь Е.2— действующее значение э.д.с. вторичной обмотки транс-
форматора.
Среднее значение потерь выпрямленного напряжения, обуслов-
ленных коммутацией,
Д{7 E2m sin ftdft (1 •—cos у). (1.89)
тс • тс
37
Подставляя значение (1 — cosy) из уравнения (1.87) в выраже-
ние (1.89), получаем
Д(/ =2^. (1.90)
Л
Среднее значение выпрямленного напряжения
Ud~Ud0-bUx = ^--^-. ' (1.91)
Л Л
Рис. 1.10. Временные диаграммы однофазного
выпрямителя со средней точкой при L^O,
Ld=oo:
а-— напряжений; б — токов в обмотках трансформатора
Данное уравнение
представляет собой
внешнюю характеристи-
ку однофазного выпря-
мителя, которая на гра-
фике выразится прямой
линией.
В соответствии с
уравнением (1.91) вы-
прямитель по отноше-
нию к нагрузке можно
представить в виде эк-
вивалентного генератора
постоянного тока, э. д. с.
которого равна Ud0.
Внутреннее сопротивле-
ние эквивалентного ге-
нератора
*. х xaJ d хъ
экв ld Я1Л Л '
(1.92)
Таким образом, по-
токи рассеяния в об-
мотках трансформатора
оказывают существенное
влияние на величину
выпрямленного напря-
жения: чем больше ха,
тем меньше Ud.
Определил! среднее,
действующее и макси-
мальное значения тока
в вентиле, необходимые
Для правильного выбо-
ра тиристора, а также
действующие значения токов в обмотках трансформатора, необходи-
мые для правильного выбора типовой мощности трансформатора.
Временные диаграммы этих токов приведены на рис. 1.10,6.
38
Среднее значение тока в тиристоре /а=/d/2, а его амплитудное
значение lAm=Id.
Действующее значение тока через тиристор (во вторичной обмотке
трансформатора) определим приближенно, заменяя действительный
ток эквивалентным током, мгновенные значения которого изменя-
iюте я по закону прямоугольника абвг (рис. 1.10,6):
J п------
/а.д=/г=|/ j /a2^=0,707/d. (1.93)
При активной нагрузке /2=0,785/d. Следовательно, требуемое
' сечение провода вторичной обмотки трансформатора при индуктив-
ной нагрузке несколько уменьшается.
Действующее значение тока в первичной обмотке трансформа-
< тора определим, используя кривую этого тока в мгновенных значе-
ниях, изображенную на рис. 1.10,6. Кривая построена на основании
уравнения равновесия м. д. с. трансформатора без учета тока намаг-
ничивания:
®111+(^а2— Wal)~°> йУг11 = Ш2«а1 — »Ма2-
Из уравнения равновесия м. д. с. вытекает выражение для мгно-
венного значения тока первичной обмотки трансформатора:
11 = П (t'ai — ta2). (1-94)
Для упрощения вычислений, заменив действительную кривую
4 первичного тока кривой tx = nl'd в виде прямоугольника а'б'в'г'
(рис. 1.10,6), определим действующее значение тока первичной
обмотки:
/.2л Г . 2Я
— Г tI260'=n-|/ —С lldft=nld. (1.95)
2л J |/ 2л J
Максимальное значение обратного напряжения на тиристоре при
индуктивной нагрузке такое же, как и при активной нагрузке:
^o6pm=jr^d-
Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора
S2=2£2/2=2^-(7d -J—/d=-=-[7d/d=l,57Pd. (1.96)
2/2 /2 2
При активной нагрузке S2=l,73Pd. Следовательно, при индук-
тивной нагрузке трансформатор используется лучше. Отметим, что
мощность постоянной составляющей выпрямленного тока Pd в слу-
чае Ld—oo равна полезной мощности, потребляемой нагрузкой.
Расчетная мощность первичной обмотки трансформатора
(1.97)
п 2/2
39
Типовая мощность трансформатора
Sf==Si±12=z1.11+1.j7 p^13ip^ 0 98)
Коэффициент мощности выпрямителя у можно определить с до-
статочной степенью точности по фазовому углу <р сдвига первой
гармоники первичного тока (цц (рис. 1.10, б) по отношению к пер-
вичной э. д. с. (61).
Ток t(1)1 в выпрямителе с учетом реальных магнитных полей
рассеяния отстает по фазе от приложенного внешнего напряжения.
Таким образом, обычные выпрямители для внешних источников
питания представляют активно-индуктивную нагрузку, способствую-
щую ухудшению коэффициента мощности предприятия, на котором
установлен данный выпрямитель, так как он является потребителем
реактивной мощности.
Внешние характеристики выпрямителей часто выражают в отно-
сительных единицах. В этом случае наиболее удобно обе части
уравнения внешней характеристики отнести к величине среднего
значения выпрямленного напряжения при холостом ходе t/d0. Тогда
где
Ud _ _ Udo-MJх j . | xqId
Udo Udo U do 2/2 e2
Udn = Л 2V2 „ e2. Л
(1.99)
Учитывая, что коэффициент трансформации трансформатора
n=w2/w1 связан с номинальными электрическими параметрами Ult
Е2, IdH и 71н зависимостями \ln-=U1IE,1 и \ln=ldnllw (получено
из формулы l^—nld для номинального режима), можно записать:
U d _ |_1 д. Лн Id _|_1 Ли Id
Ud<> 2/2 Uxn " /dH 2 И2 и2 3 U1 ldH
= 1—(1.100)
100 lda’ V ’
где xa—x2s+n2xls, если индуктивности
схемы замещения трансфор-
матора приведены ко вторичной обмотке; xa=xls4-x2s—, если пара-
п2
метры вторичной обмотки трансформатора приведены к первичной
обмотке; А — коэффициент, характеризующий наклон внешней ха-
рактеристики к оси абсцисс ^для рассматриваемого выпрямителя
X I
% =— • —12- • 100 — относительное напряжение
П2 l/j
короткого замыкания трансформатора.
Выражение внешней характеристики в относительных единицах
пригодно и для других выпрямителей, что будет использовано
в дальнейшем.
Л=—^=0,35); UK
2 I/ 2 /
40
Основные электрические
параметры выпрямителя со
средней точкой приведены в
табл. 1.2.
Однофазный мостовой вы-
прямитель. Работу однофаз-
ного мостового выпрямителя
(рис. 1.11, а) рассмотрим вна-
чале при условии, что Ld=co,
т- е- ток в нагрузке
не имеет пульсаций и пере-
ход тока с одной пары тири-
сторов на другую происходит
мгновенно. Амплитуда тока
через тиристор равна средне-
му значению выпрямленного
тока, т. е. /ат
На рис. 1.12 показаны
временные диаграммы токов
и напряжений для двух слу-
чаев: а^О и а=0 (неуправ-
ляемый режим).
В отличие от режима при
активной нагрузке здесь кри-
вая выпрямленного напряже-
ния на интервале а имеет
Отрицательные значения (рис.
1.12, а). Это объясняется тем,
что энергия магнитного поля
индуктивности нагрузки под-
держивает ток в тиристоре
и после перехода анодной
э. д. с. через нуль (на интер-
вале а). Поэтому среднее зна-
чение выпрямленного напря-
жения
. л+а
Uda=— f £'„msin O'rfO' =
Л V
а
2£,m ,,
= —— cos а= cos а.
Среднее значение тока
тиристора одинаково для
обоих случаев (а=^0 и а=0):
1 л+а /
za=— (
a 2л J а 2
а
41
Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
I^ni2=nld.
Типовая мощность трансформатора
ST=S1=S2=m2^2^2==------d-
cos а
Рис. 1.11. Схемы однофазного мостового управляемого вы-
прямителя:
а — симметричного; б, в, ? — несимметричных
Максимальное значение обратного напряжения равно амплитуд-
ному значению э.д.с. вторичной обмотки трансформатора:
tj _____ р ___ do
иобр т J~"2m 2
Максимальное значение прямого напряжения
гт sin 01
^npm = £2ff(Sina =----.
42
В момент перехода тока с одной пары тиристоров на другую
' (рис. 1.12,а) в кривой обратного напряжения на тиристоре наблю-
< дается скачок напряжения, который может вызвать коммутационные
перенапряжения:
11 __11 «in а_____do s’n а
1 '-'во 2
Гармонический состав кривой тока первичной обмотки трансфор-
матора (рис. 1.12, а, б) можно представить в виде
— fs'n '&+—sin 3&-J-— sin 5&+ ••• 4~— sin «yoY
4 Л \ 3 5 q /
a) 5)
Рис. 1.12. Временные диаграммы токов и напряжений однофаз-
ного мостового управляемого выпрямителя при активно-индук-
тивной нагрузке (га=0, /-а=0>
а — при а 0; б — при а=0
Из приведенного выражения видно, что кривая тока первичной
обмотки содержит только нечетные гармоники, а амплитуда любой
гармоники равна I(q)rn—inld/(qn).
43
1 Коэффициент мощности выпрямителя тем ниже, чем больше угол
управления а. Это объясняется тем, что сдвиг фазы основной гар-
моники тока первичной обмотки трансформатора по отношению
к напряжению сети с увеличением угла а также увеличивается.
Коэффициент сдвига первой гармоники тока питающей сети i(1)1
относительно напряжения питания щ
cos cp(1)=cosa.
Действующее значение первой гармоники тока в первичной об-
мотке трансформатора
, гК?.
/(Di =----Л-
Коэффициент искажения тока
v Л1)1 2/^
/, л
Коэффициент мощности выпрямителя
2 Кг
Х=—— cos a.
л
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения
г, 1/^ (^( () т) +(^(<7) 2 д / j ’ „ ГТ
^(<,>=-7—=--------------------=-----—-V MX tg2 a ,
Uda и da Ятп—1
(1.101)
где
2тт
= — f cos --------+ sin qm^dfr,
0
2л
ii" __p mn
Wm n
П!п
J COS —
о
—+a) cos д/иДЮ.
mn /
Учет индуктивности Ла, обусловленной потоками рассеяния пер-
вичной и вторичной обмоток, приводит к появлению угла коммута-
ции у. На рис. 1.13, а, б приведены временные диаграммы токов
и напряжений для двух случаев: а=^0 и а=0 при га=0, £а=^0 и
=^-
Если индуктивность сглаживающего дросселя Ld оо, то в пе-
риод работы двух пар тиристоров Blt В4 и В.,, В3 в индуктивности
La (см. рис. 1.11, а) не возникает э. д. с. самоиндукции, так как
1в{ o=/d=const, diBi Jdt=Q и кривая выпрямленного напря-
жения совпадает с кривой э.д. с. е2. Когда заканчивают работу
тиристоры Blt В4 и вступают в работу тиристоры В2, В3, в -ндук-
44
Рис. 1.13. Временные диаграммы токов и напряжений однофазного мосто-
вого управляемого выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке (га=0,
Ла=7^0, оо),
а — при ц-^0; б — при а=0; в — эквивалентная схема выпрямителя
тивности La возникает э. д. с. самоиндукции, препятствующая спа-
данию тока в тиристорах Въ Bt и нарастанию в тиристорах В2, Ва,
т. е. наблюдается одновременная работа всех тиристоров (период
коммутации у). В период коммутации у вторичная обмотка транс-,
форматора оказывается замкнутой накоротко четырьмя открытыми
тиристорами. При этом мгновенное значение выпрямленного напря-
жения равно нулю, а во вторичной обмотке трансформатора проте-
кает ток короткого замыкания iK. Таким образом, среднее значение
напряжения на нагрузке снижается не только за счет угла управ-
ления а, но и за счет угла коммутации. Среднее значение потерь
выпрямленного напряжения, обусловленного коммутацией,
1 у F
&UX=— f Е2т sin (&+«) dtt = [cos a — cos (a+y)]. (1.102)
л J я
К моменту начала прохождения тока через тиристоры В2 и В3
(начала коммутации) в выпрямителе имеется внешняя э.д.с. и сво-
бодная энергия, накопленная в дросселе Ld (энергией, накопленной
в индуктивности La по сравнению с энергией в сглаживающем
дросселе Ld, пренебрегаем, так как Ld La). Расчет выпрямителя
выполним с помощью метода наложения действия внешнего источ-
ника э. д. с. е2 и э. д. с. самоиндукции индуктивности Ld.
При действии э. д. с. е2 ветвь нагрузки с элементами rd, Ld можно
не учитывать при номинальном режиме, поскольку она обладает
значительно большим сопротивлением для всех гармоник пульси-
рующего тока по сравнению с ветвью, содержащей элемент La. При
таком допущении ток гк определяют из уравнения
Так как е2=Е2т sin ('&+«), то решение уравнения в общем виде
дает
Г sin C&+a) d®=— cos (О+а)-|-Д.
ха J
Если тиристоры обладают одинаковым прямым сопротивлением,
то ток короткого замыкания вторичной обмотки трансформатора tK
будет делиться пополам, как показано на эквивалентной схеме
выпрямителя для интервала коммутации (рис. 1.13, в; момент отпи-
рания тиристоров В2, В3), т. е.
1к==1к1 + 1к2. гк1 ==1к2==Ч/2.
При действии э. д. с. самоиндукции индуктивности Ld ток в цепи
нагрузки tdCB=Id(Ld—ccl). Токи в тиристорах
‘В1, 4СВ = 1В2, зсв = 1<* св/2= ^d/2-
Из рис. 1.13, в видно, что токи гк1 и /к2 в одних тиристорах
(ВГ) В4) направлены встречно току iB 4, что ведет к уменьшению
тока этих тиристоров, а в других тиристорах (В2, Bs), вступающих
46
в работу, согласно току iB„ 3, что ведет к нарастанию тока. Произ-
1ведя наложение действий источников э.д.с., найдем функцию изме-
нения токов в тиристорах в период коммутации:
1 —i-в +г'к1= —---^Lcos(0'4-a)+/4,
< 2,3 а, зев g 2ха
V 1В =1в —iK1=—cos (04-a)—А.
,Л В момент начала коммутации &=0, is2 =0, поэтому
, j р /.
А =—— cos a---
2ха 2
J | Окончательные выражения для токов в тиристорах в период
Коммутации имеют вид:
? Ч 3=-—[c°sa—cos(a+a)],
=7d —-|22-[cosa —cos^+a)].
При О=у 1вг 4=0 и
cos a—cos (y-j-a) = -*a/—. (1.103)
£2m
Среднее значение выпрямленного напряжения (уравнение внеш-
ней характеристики выпрямителя)
! Uday=Uda-AUx=^^cosa— ^l<L=ud0cosa— (1.104)
I
Мгновенное значение тока во вторичной обмотке трансформатора
в период коммутации можно получить, записав уравнения для узлов
А и В схемы рис. 1.13, в:
f2=4 з” Ч 4=-^-[cosa — cos(0+a)J— ld.
Так как при 0=0 (2=—Id, а при О=у i2 = + 7d, то на интер-
вале коммутации ток во вторичной обмотке трансформатора изме-
няется от —Id до Id. Во внекоммутационный период ток во вторич-
ной обмотке трансформатора i-i—1а.
Кривую тока в первичной обмотке трансформатора i\ получают
из условия компенсации магнитодвижущих сил первичной и вто-
ричной обмоток, т. е. ix=—ni2. Если принять, что в период комму-
тации токи в тиристорах изменяются по линейному закону, то угол
сдвига фаз первой гармоники тока i(1)1 относительно напряжения
можно принять равным q>(i)~a+у/2 (рис. 1.13, а). Коэффициент
мощности выпрямителя в этом случае
cos (1.105)
47
Максимальное значение прямого напряжения на вентилях
£npm=£2msina=^^. (1.1061
Максимальное значение обратного напряжения
^o6Pm = ^m=^. (1.107)
Скачок обратного напряжения в момент окончания коммутации
£B0 = E2mSin(a+Y)=^^+^. (1.103)
Для упрощения системы управления и удешевления выпрямителя моя) но
применить несимметричные схемы, в которых два тиристора заменены диодами
(см. рис. 1.11, б, в).
При активно-индуктивной нагрузке (£d=oo, La=0) в схеме рис. 1.11, б
в отличие от схемы рис. 1.11, а от момента прохождения через нуль э. д. с.
вторичной обмотки (0, я, .. .) до момента отпирания очередного тиристора
(а, л+а, . . .) за счет э. д. с. самоиндукции дросселя Ld ток проводят два
последовательно включенных вентиля (например, на интервале 0—а проводят
ток тиристор В2 и диод Д2), а на интервале л—л-)-а— тиристор Вг и диод Дх.
Выпрямленное напряжение при этом равно нулю (рис. 1.14, а), так как на-
грузка оказывается закороченной.
Среднее значение выпрямленного напряжения
Uda==~ f £2m sin &<(& = — (1+cos a) = Hrf0 - + ”S ”. (1.109)
Jl V JT £
a
Как видно из временных диаграмм (рис. 1.14, а), ток через тиристоры и
диоды протекает на интервале Х=л, поэтому среднее значение тока вентиля
Л = 'д/2.
Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора
Z2=]/ -“4 = (1.110)
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
, , т / л — и
I/ ——. (1.111)
Как видно из выражений (1.110) и (1.111), при увеличении угла управ-
ления а и одном и том же выпрямленном токе Id токи в обмотках трансфор-
матора уменьшаются, а следовательно, снижается мощность трансформатора.
Раскладывая в гармонический ряд кривую тока ц (рис. 1.14, а), полу-
чаем:
4п/дГ л /, a \ 1 Зя/ а \ „ 1
Lsin т (1 - —)cos *+тsin ~ ( тJcos 3 ' • • •]'
Из приведенного выражения видно, чго амплитуды гармонических состав-
ляющих /(9)т = [4я/д/(?л)] sin~* Н — — j зависят от угла управления а.
48
Первая гармоника первичного тока сдвинута по фазе относительно*
питающего напряжения на угол ф(])=а/2, т. е.
cos(p(])=cosa/2. (1.112)
Рис. 1.14. Временные диаграммы токов и напряжений в схеме рис. 1.11,6
при активно-индуктивной нагрузке (га=0, £^=оо):
а —при £-а=0; б — при Ьа + 0
Действующее значение тока первой гармоники в первичной обмотке транса-
форматора
2|/^2 nla а
'<>>1 =—7~C0ST'
Коэффициент искажения тока
olZ~ cosa/2
.. (1.113)
V я (л — а)
4
Заказ 180
49"
Коэффициент мощности выпрямителя
Х=2 К2 cos2 .
2 у Л (я — а)
(1.Н4)
Из выражения (1.114) следует, что в несимметричном выпрямителе коэффи-
циент мощности выше, чем в симметричном. Коэффициент пульсаций выпрямлен-
ного напряжения определяется выражением (1.68).
При £.а=^0 в выпрямителе наблюдаются периоды коммутации (рис. 1.14, б).
Из временных диаграмм видно, что коммутация гока в тиристорах начинается
/Я Зя \
в момент их отпирания ~+а. •••)> a в Ди°Дах—в момент спада
/ я Зя \
э. д. с. вторичной обмотки до нуля I Длительность коммутации
тока в тиристорах (yj и диодах (у2) различна. Угол коммутации тиристоров
определяется выражением (1.103), а угол коммутации диодов — также выра-
жением (1.103) при а=0, т. е.
cos у2=1 —

(1.115)
Аналогично симметричному выпрямителю потери выпрямленного напряжения
возникают в период коммутации тиристоров и диодов. Среднее значение этих
потерь за полупериод можно определить нз выражений (1.102) и (1.103) (которые
одинаковы для диодов и тиристоров):
я
(1.116)
Среднее значение выпрямленного напряжения
и -и -ли -и 1+cosa
uday~uda —&ux~udo 2 ~~
(1.П7)
Максимальные значения прямого и обратного напряжений на тиристорах, а
также скачок обратного напряжения на тиристоре в момент окончания комму-
тации определяют так же, как и для симметричного выпрямителя выражениями
(1.106), (1.107), (1.108).
С учетом углов коммутации угол сдвига фаз первой гармоники тока 1(|)|
относительно напряжения Uj можно принять равным
<Р1
« Y1+Y2
2 + 4 ’
Коэффи-
циент мощности выпрямителя в этом случае будет определяться выражением
(1.118)
Повышение коэффициента мощности в несимметричном выпрямителе по срав-
нению с симметричным при одинаковом угле а объясняется тем, что в несиммет-
ричном выпрямителе накопленная в дросселе энергия, преобразуясь в электри-
ческую, на интервале а отдается только в нагрузку и не затрачивается на ком-
пенсацию отрицательного напряжения в сети переменного тока.
В несимметричном выпрямителе (см. рис. 1.11, в) при Ld=co и La=0 тири-
сторы проводят ток с момента их отпирания (а, л+а, ...) до момента спада
50
э. д. с. вторичной обмотки до нуля, т. е. меньше л (рис. 1.15,а). Продолжи-
тельность работы диодов больше л (от момента спада э. д. с. вторичной обмотки*
до нуля н до момента отпирания очередного тиристора). Через диоды Д} н Дг.
протекает ток, обусловленный э. д. с. самоиндукции дросселя L^.
Из временных диаграмм рис. 1.15, а видно, что форма выпрямленного
напряжения в данной схеме такая же, как и в схеме рис. 1.11, б. Поэтому
среднее значение выпрямленного напряжения определяется выражением (1.109)-
L40
Рис. 1.15. Временные диаграм-
мы токов и напряжений для схе-
мы рис. 1.11, в при активио-ин-
дуктивной нагрузке (га=0,
Ld=°o):
а —при Ьа=0; б — при La^=0
Среднее и действующее значения токов тиристоров
/ я~~а
а 2 " л
(1.119)
(1.120)
4*
м
Для диодов имеем соответственно
/ я+а
2 л (1.121)
. __<d . Г л+а
*а.д'“ — I/ •
И2 V я
При Lay=0 в выпрямителе также наблюдаются периоды коммутации
(рис. 1.15, б). Из временных диаграмм видно, что угол коммутации у, при
вступлении в работу тиристора определяется выражением (1.103), а после окон-
чания его работы (угол у2) — выражением (1.115).
Действующее значение тока в первичной и вторичной обмотках трансформа-
тора, коэффициент мощности выпрямителя, максимальное значение прямого и
обратного напряжений на тиристорах, а также скачок обратного напряжения в
момент окончания коммутации определяют гак же, как и для схемы рис. 1.11, б.
Для уменьшения потребляемой из сети реактивной мощности,
а следовательно, для улучшения коэффициента мощности выпрями-
Рис. 1.16. Временные диаграммы
токов и напряжений для схемы
рис. 1.11,а с нулевым диодом
при активно-индуктивной нагрузке
оо)
Среднее и действующее
теля при работе на нагрузку с боль-
шой индуктивностью в схемы
рис. 1.11, а, г добавляют нулевой
диод До, шунтирующий нагрузку.
На рис. 1.16 представлены вре-
менные диаграммы, поясняющие
принцип работы выпрямителя с ну-
левым диодом До без учета парамет-
ра La. Нулевой диод До включается
в моменты времени, когда э. д. с.
вторичной обмотки изменяет знак.
На интервале а ток протекает через
нагрузку и нулевой диод. Посколь-
ку нулевой диод шунтирует нагруз-
ку, выпрямленное напряжение в эти
отрезки времени равно нулю. В ре-
зультате первая гармоника тока
первичной обмотки трансформатора
при Ld=oo оказывается сдвинутой
по фазе относительно напряжения
сети на угол а/2 (в отсутствие ну-
левого диода этот угол равен а).
значения тока в тиристорах схемы
рис. 1.11, а, в обмотках трансформатора, коэффициент искажения
тока и коэффициент мощности выпрямителя определяют соответст-
венно выражениями (1.119), (1.120), (1.110), (1.111), (1.113) и (1.114).
Среднее значение тока в нулевом диоде
а
_/ Д.
— ‘d „
Л
Действующее значение тока в нулевом диоде
. 52
Обратное напряжение на тиристорах и нулевом диоде определя-
ется напряжением вторичной обмотки трансформатора, а коэффи-
циент пульсаций — выражением (1.68).
Трехфазный выпрямитель со средней точкой. При активно-индук-
тивной нагрузке (га=0; La=0; Ld=^0) выпрямитель также может
работать в двух режимах. Пре-
рывистость тока в цепи нагрузки
зависит не только от диапазона
изменения угла управления а, но
и от соотношения параметров на-
грузки rd и Ld. Так же, как и
в однофазных выпрямителях, кри-
вая выпрямленного напряжения
на интервале может иметь отрица-
тельные значения, что объясняется
возможностью тиристора пропу-
скать ток при отрицательном на-
пряжении на обмотке данной фазы
за счет энергии, накопленной в маг-
нитном поле дросселя Ld. При
а<л/6 непрерывный режим тока
имеет место при любых соотноше-
ниях rd и Ld и ничем не отлича-
ется от случая активной нагрузки
при а<д/6. При дальнейшем
увеличении угла управления непре-
рывный режим тока сохраняется
только при значительном преоб-
ладании индуктивности Ld —
. , ' rd
>3—5). Для ^-^>10 без боль-
/ га
шой погрешности ток нагрузки
можно считать идеально сглажен-
ным (рис. 1.17, а). Среднее значе-
ние напряжения для режима не-
прерывного тока
Рис. 1.17. Временные диаграммы
токов и напряжений трехфазного
управляемого выпрямителя со сред-
ней точкой при активио-индуктив-
ной нагрузке (ra=0, La=0, Ld=oo):
а — в отсутствие • нулевого диода;
6 — при наличии нулевого диода
л .
—И
3 з
Uda=— f £'2mcosMi')=17(70cosa.
2л J ч
я ,
-----f-a
3----4—
Для исключения отрицательных участков в кривой выпрямлен- '
ного напряжения и улучшения коэффициента мощности выпрями-
теля в схему вводят нулевой диод До, шунтирующий нагрузку. Ток
через нулевой диод До при активно-индуктивной нагрузке поддер-
живается за счет э. д. с. самоиндукции нагрузки и протекает на
интервале a—л/6 (рис. 1.17,6). При этом напряжение на нагрузке
на интервале a—л/6 равно нулю, а тиристоры Blt В2, В3 заперты.^

53
Основные расчетные параметры для трехфазного выпрямителя
со средней точкой приведены в табл. 1.1 и 1.2.
При учете индуктивностей рассеяния обмоток трансформатора
так же, как и в однофазном
Рис. 1.18. Временные диаграммы то-
ков и напряжений трехфазного управ-
ляемого выпрямителя со средней точ-
кой при активно-индуктивной нагрузке
(ra=0, tay=0, Ld=oo)
выпрямителе, имеются интервалы,
соответствующие работе одного и
двух тиристоров.
Рассмотрим режимы, соответ-
ствующие двум интервалам перио-
да — интервалу одиночной работы
тиристора, когда ток в тиристоре
равен току нагрузки /d(Z.d=oo), и
интервалу коммутации. На ин-
тервале коммутации ток в одном
тиристоре уменьшается от Id до
нуля, а в другом— увеличивается
от нуля до Id.
В период коммутации тока в
тиристорах и В2 (см рис. 1.1, г)
при действии только э. д. с. еа и еь
ветвь нагрузки для переменного
тока представляет бесконечно боль-
шое сопротивление, поэтому ток
коммутации iK определится из
уравнения, составленного для ко-
роткозамкнутого контура:
eb — ea=2xa
d'K
Если отсчет времени вести от
точки О' (рис. 1.18), то предыдущее уравнение можно записать в
виде
2ха-^=/з £2m sin (<?+«).
dv
(1.122)
С решением _
iK =— ----^2ДД- со5(ф_|_а)_[_/1.
2 ха
Если действует только источник тока /d, то в период коммутации
токи в тиристорах Вг и В2 равны /d/2.
При одновременном действии источников еа, еь и Id токи в ти-
ристорах Вг и В2 определяются соотношениями:
ia=-^- — iK=Id— ^-[cosa— cos^+a)],
Z 2. Д’а
—• [cosa —cos(0-4-a)J,
54
где постоянная интегрирования А определена из начальных усло-
вий: при 0=0, й=0, Д =^——am-cos а — ——; прн 0=у ib = Id и
2 *а 2
cos (a+y) = cosa----^a'd -. (1.123)
3 E2m
Мгновенное значение падения напряжения на индуктивности
рассеяния в период коммутации в соответствии с уравнением (1.122)
имеет вид _
«х=*а sin <^+a)-
av 2
Среднее значение потерь выпрямленного напряжения, обуслов-
ленных коммутацией,
у. Al)—— f ц 3 Et~ [cos a — cos (a 4- у)].
J; 2л J 4л
>'. 0
Используя выражение (1.123), получаем:
'• мт 3 ,
Л17 =—xJd-
' х 2л
Среднее значение выпрямленного напряжения
Uday=uaa-Al/x=l/d0cosa-
Полученное уравнение представляет собой внешнюю хаоактери-
у стику трехфазного выпрямителя.
Максимальное значение обратного напряжения 1/обрт на тири-
сторе определяется амплитудой линейного напряжения вторичной
обмотки трансформатора.
Первоначальный скачок обратного напряжения на тиристоре
в момент окончания коммутации
UB0=У 3 E2msin (a+y) Uda sin (<*+у).
Максимальное значение прямого напряжения на тиристорах
^npm=V/'3-^2msina=-"- Lesina.
О 1
Компенсационные выпрямители. На рис. 1.19, а показана схема простей-
шего трехфазного выпрямителя с улучшенным коэффициентом мощности, являю- !
щегося составным элементом сложных компенсационных выпрямителей, предло- i
женных в Киевском политехническом институте. По сравнению с обычным трех- '
фазным выпрямителем он содержит трехфазный уравнительный реактор и трех- !
фазную группу конденсаторов, что вызывает изменение характера процесса ком- !
мутации тока с одного тиристора на другой. Коммутация здесь может осушест- /
вляться до момента начала коммутации в обычных трехфазных выпрямителях
(до точки Книд на Рнс- 1*19, б, в которой еа—еь). Эго объясняется тем, что
в рассматриваемом выпрямителе в процессе коммутации кроме фазных э. д. с. ।
участвует еще и заряженный конденсатор, входящий в контур коммутации.
55
Если предположить, что катодная индуктивность La и индуктивность трех-
фазного уравнительного реактора £.ур бесконечно велики, а индуктивность рас-
сеяния трансформатора равна нулю, то анодные токи ia, ib, ic будут иметь
прямоугольную форму. При этом ток нагрузки Ja делится трехфазным уравни-
тельным реактором на три равные части (/d/3). Если в данный момент пропу-
скает ток тиристор В), ток в нем равен току нагрузки. Этот ток поступает от
трех фаз уравнительного реактора через конденсаторы Са(, и Сса (в конденса-
Рис. 1.19. Трехфазный выпрямитель с улучшенным коэффициентом
мощности:
а — схема с коммутирующим устройством; б — временные диаграммы
торе С(,с токи компенсируются). В процессе работы тиристора Вг конденсатор Сп&
заряжается и его э. д, с. еСаЬ совпадает по направлению с э. д. с. ej. Усло-
вием коммутации тока с тиристора Вг на тиристор В2 в случае идеальных тири-
сторов будет равенство
еа=еь+есаЬ. (1.124>
Момент, соответствующий равенству (1.124) (точка Лемк на рис. 1.19, б),
наступает раньше момента, при котором еа=еь, т. е. данная схема может обла-
дать емкостной реакцией, так как основная гармоника тока в фазе а может опе-
режать ее э. д', с. на угол cpi (рис. 1.19, б). Подбирая соответствующую вели-
чину емкости конденсаторов, можно изменять напряжение на них, а следова-
тельно, и положение точки коммутации 7<емк 13 ту или иную сторону. В резуль-
тате среднее выпрямленное напряжение изменяется. Таким образом, с помощью
переключения конденсаторов в схеме можно регулировать величину выпрямлен-
ного напряжения в определенном диапазоне.
С помощью системы управления возможно осуществить регулирование
выпрямленного напряжения в широком диапазоне. При этом выпрямитель может
генерировать реактивную мощность в сеть (емкостная нагрузка), потреблять
56
реактивную мощность из сети (индуктивная нагрузка), а также работать с коэф-
фициентом мощности, равным единице (активная нагрузка).
Отметим, что реактивная мощность, генерируемая трехфазным выпрямителем,
конденсаторов, отношение этих мощ-
не намного больше реактивной мощности
ностей Лэфф=1,37. Поэтому данный вы-
прямитель с точки зрения генерирова-
ния реактивной мощности не является
эффективным. Использование трехфаз-
ного уравнительного реактора и ком-
мутирующих конденсаторов (коммутиру-
ющего устройства) в более сложных вы-
прямителях с т2=6 и выше эффективнее.
Промышленное применение нашел .
двойной трехфазный выпрямитель
(рис. 1.20, а), генерирующий реактив-
ную мощность в сеть. Он представляет
собой параллельное соединение двух
трехфазных компенсационных выпрями-
телей, которые по отношению к общим
для них конденсаторам являются источ-
никами токов прямоугольной формы /С1
и /с11 (рис. 1,20, б), сдвинутых по фазе
«а 180°. Применив метод наложения
действий источников токов, можно най-
ти токи в конденсаторах двойного трех-
фазного выпрямителя /'с, а затем, про-
интегрировав токи — напряжения на
конденсаторах. По форме токи, напря-
жения и э. д. с. конденсаторов такие
же, как и в одиночном трехфазном
компенсационном выпрямителе, но час-
тота их вдвое больше. Амплитуда токов
конденсаторов, как и в простом трехфаз-
ном выпрямителе, равна трети выпрям-
ленного тока одиночного трехфазного
выпрямителя /д.
Таким образом, если в одиночном
и двойном трехфазных компенсационных
выпрямителях требуется один и тот же
опережающий угол сдвига фаз фх, что
соответствует одинаковому максимально-
му напряжению на конденсаторах, то в
связи с удвоенной частотой во второй
схеме величина емкбстей должна быть
уменьшена вдвое. Генерируемая реак-
тивная мощность в двойном выпрямителе
увеличивается вдвое вследствие удвое-
ния тока. Поэтому коэффициент использо-
вания конденсаторов в двойном трех-
фазном компенсационном выпрямителе в
четыре раза больше, чем в простом.
В более сложных компенсационных
выпрямителях конденсаторы использу-
ются еще эффективнее.
Рис. 1.20. Двойной трехфазный
выпрямитель с коммутирующим
устройством:
а — схема. б — временные диаграммы
Трехфазный мостовой выпрямитель (см. рис. 1.7, а). При активно-
индуктивной нагрузке (ra=0, Z.a = 0, Ld—ca) ток в цепи нагрузки
получается идеально сглаженным, неизменным по величине и непре-
рывным во всем диапазоне регулирования (рис. 1.21, а). При а>60°
57
в кривой выпрямленного напряжения, построенной как разность
выпрямленных напряжений катодной и анодной групп тиристоров,
появляются отрицательные участки. Среднее значение выпрямлен-
ного напряжения для всего диапазона регулирования
Uda=Ud0cosa. (1.125)
Рис. 1.21. Временные диаграммы токов и напряжений трехфазного мосто-
вого симметричного управляемого выпрямителя при активно-индуктивной
нагрузке (га = 0, Ла = 0. L^ = oo):
а — в отсутствие нулевого днода; б —- при наличии нулевого диода
Из этого выражения следует, что предельный угол управления
при Ld=co равен 90°. Коэффициент мощности выпрямителя при
La=0 и Ld—ca
з
Х = — cos а.
я
Коэффициент пульсаций определяется выражением (1.101).
Для улучшения коэффициента мощности в схему вводят нулевой
диод Д'о, который вступает в работу при a>6pJ, т. е. когда кривая
мгновенных значений выпрямленного напряжения изменяет знак
(рис. 1.21,6). Через нулевой диод замыкается? ток нагрузки. Напря-
жение на нагрузке в период работы нулевого диода равно нулю,
58
а трансформатор обесточивается, поэтому ток во вторичной и пер-
вичной обмотках трансформатора имеет прерывистый характер
(рис. 1.21,6). Нулевой диод предотвращает возможность возврата
в питающую сеть энергии, накопленной в магнитном поле дроссе-
ля Ld, и тем самым улучшает коэффициент мощности выпрямителя,
определяемый выражением
Коэффициент пульсаций определяется формулой (1.68).
Для управляемых выпрямителей внешняя характеристика зависит
от величины угла управления а. Поэтому для них обычно строят
семейство внешних характеристик Ud—f (Zd)a=const при фиксирован-
ных значениях угла а. При выводе этих зависимостей для трехфаз-
ного мостового выпрямителя с активно-индуктивной нагрузкой будем
пренебрегать потерями в тиристорах и обмотках трансформатора,
учитывать лишь индуктивности рассеяния обмоток трансформатора
1а, а также полагать, что в цепи нагрузки Ld—oo.
При таких упрощающих условиях ток в цепи нагрузки идеально
сглаженный и неизменный по величине, равный Id, а ток коммута-
ции зависит лишь от индуктивного сопротивления xa=coLa и зако-
номерности изменения э. д. с. обмоток трансформатора в контурах
коммутации.
Внешняя характеристика выпрямителя зависит от угла проводи-
2л.
мости каждого тиристора Х=——FY (рис. 1.22,6), который в свою
очередь определяется числом тиристоров, одновременно пропускаю-
щих ток. Угол коммутации у, а следовательно, и угол X изменяются
при изменении величины тока нагрузки. При токах нагрузки ld,
близких к номинальному значению, у<л/3 и Х<л. Поэтому в этом
режиме в выпрямителе попеременно одновременно пропускают ток либо
два, либо три тиристора. С ростом нагрузки угол у увеличивается,
интервал одновременной работы трех тиристоров расширяется и затем
наступает второй характерный режим работы выпрямителя, для ко-
торого угол коммутации у=л/3. При этом Х=л; и в выпрямителе
всегда одновременно пропускают ток три тиристора.
Дальнейшее увеличение тока нагрузки приводит к возникновению
третьего режима: у>л/3 и Х>л, когда в выпрямителе одновременно
пропускают ток либо три, либо четыре тиристора. С ростом тока Id ин-
тервал одновременной работы четырех тиристоров расширяется, а при
•коротком замыкании в выпрямителе в любой момент одновременно
2л , 4л rz
пропускают ток четыре тиристора, у=— и л=—• Каждый из на-
званных трех режимов работы выпрямителя характеризуется опре-
деленной закономерностью изменения внешней характеристики, по-
этому следует рассмотреть эти режимы в отдельности, определив для
59
Рис. 1.22. Трехфазный мостовой симметричный управляемый выпрямитель при
активно-индуктивной нагрузке (га = 0, 2-а#=0, Ld=oo)-.
а — эквивалентная схема для режима у<л/3; временные диаграммы токов н напряжений^
б — при у<л/3; в—при у=л/3; а —при у>л/3; д — внешние характеристики
каждого зависимость Ud=f (/d)a=const, а затем произвести сопряже-
ние полученных участков внешней характеристики.
Режим у<л/3. На рис. 1.22,6 показаны временные диаграммы
токов и напряжений для первого режима. В интервале одновремен-
ной работы двух тиристоров (например, Вг и В2) мгновенное значе-
ние выпрямленного напряжения определяется разностью еа — ес,
а мгновенные значения токов в тиристорах— постоянным значением
выпрямленного тока Id.
Для определения закономерностей изменения токов в тиристорах
и выпрямленного напряжения в период одновременной работы трех
тиристоров (например, Въ В2, В3) следует рассмотреть эквивалент-
ную схему для этого режима, показанную на рис. 1.22, а. Мгновен-
ные значения э. д. с. в эквивалентной схеме определяют согласно
временной диаграмме рис. 1.22,6:
ea=£2m sin (ft+^-
eb=E2m sin Й+^).
ес=—E^cosft.
Полагая, что заданное значение угла управления а меньше л/6,
начало коммутации для тиристора В3 будем отсчитывать от точки ftT
(рис. 1.22,6). В период коммутации обмотки трансформатора с э. д. с.
еа и еь оказываются короткозамкнутыми через тиристоры Вг и В3,
поэтому в течение этого интервала ток в тиристоре В3 равен току
во вторичной обмотке ib, а ток в тиристоре Вг — току во вторичной
обмотке ia. Ток в тиристоре В2 катодной группы равен току на-
грузки Id. Таким образом, согласно эквивалентной схеме
Да _
ДФ dft)’ (1.126)
га + г* = Лг-
Так как dib/<!&=—dia/d$, из уравнения (1.126) следует, что
ea— eb=xB
Учитывая, что еа — еь=—]/^3E2m sin ft, получаем
— ]/<3£2msinft = 2xa^. (1.127)
GV
Интегрируя уравнение (1.127) с учетом начальных значений 0=0,
^a—^d’ определим закономерности изменения токов ia и ib в период
коммутации:
ia=Id— ^УЕзт (cos a — cos ft),
2ха
1/ 3F
iA=----— (cos a — cos ft).
2xa
61
При 0=а4-у (конец коммутации) ib—Id, поэтому
1/* ЧР
Zd=-----— [cos a — cos (a+Y)].
2ха
или
[cosa—cos (а-|-у)]=^^-. (1.128)
/3E2m '
Из выражения (1.128) следует, что с ростом тока нагрузки ld
при неизменном угле управления а угол коммутации у также уве-
личивается.
Используя ту же эквивалентную схему (рис. 1.22, а), определим
• среднее значение выпрямленного напряжения.
Ввиду симметрии кривой выпрямленного напряжения относитель-
но оси абсцисс, а также повторяемости ее закономерности через
каждую треть периода среднее значение выпрямленного напряжения
в общем виде
2л. ,
— Н-а
3
Ud=~ f и’М,
2— “
3
• где и'а — мгновенное значение напряжения между нулевой точкой
вторичных обмоток трансформатора и положительным полюсом на*
грузки.
При определении величины и' за треть периода следует разли-
чать два характерных интервала. Для интервала коммутации со-
гласно эквивалентной
схеме
— х, —
d ° а М
Но
Поэтому в период
dig&а еь
dft 2ха
коммутации тока в тиристорах и В3
ц,= а--= — Е.,,и cos Р.
d 2 2 2
После завершения
ние выпрямленного напряжения
коммутации в тиристор^ В3 мгновенное значе-
Таким образом, среднее значение выпрямленного напряжения
. . 2л .
/ сН— \
I Gt-hY 3 \
t/d=-l \ e-a+^-d®+ f ebd® . (1.129)
л \ J 2 J /
' a a+v '
<62
Подставляя в формулу (1.129) мгновенные значения э. д. с., по-
лучаем _
. (1.130)
Л 2
Заменяя в выражении (1.130) cos(a-)-y) его значением из (1.128),
получаем уравнение внешней характеристики для режима у<л/3:
/Cosa----(1-131)
Внешние характеристики Ud—f(Id) при фиксированных значениях
угла а представляют собой согласно соотношению (1.131) семейство
прямых, параллельных друг другу.
Режим у=л/3. Второй режим наступает, как только интервал,
в течение которого одновременно пропускают ток два тиристора,
становится равным нулю и в выпрямителе в любой момент времени
пропускают одновременно ток три тиристора. При дальнейшем уве-
личении тока нагрузки в случае, если а<л/6, угол коммутации про-
должает оставаться неизменным, равным л/З. Это объясняется тем,
что при дальнейшем увеличении тока нагрузки в выпрямителе по-
прежнему одновременно пропускают ток только три тиристора, так
как для четвертого тиристора не будет условий, при которых он
сможет начать работу. Так, например, если пропускают ток тири-
сторы Вг, В2, В3> то очередной не сможет вступить в работу,
поскольку потенциал его анода будет ниже потенциала катода, рав-
ea+eh
ного полусумме э. д. с. - .
Такой режим будет длиться до тех пор, пока суммарный угол,
а-}-у не станет равным л/2 (точка А на рис. 1.22, в).
В течение второго режима угол а с ростом тока нагрузки авто-
матически увеличивается, а угол у останется неизменным, равным
я/3. В результате среднее значение выпрямленного напряжения
с ростом нагрузки уменьшается.
Закономерность изменения внешней характеристики для второго'
режима можно определить из уравнений (1.128) и (1.130), если учесть,
что у=л/3:
1 ---2—=cosa—cos a4-— ,
/з£2т ' 3' -
—-п^а- =cos a-)-cos/а-)-—У
31Ле21П ' 3'
Преобразуя разность и сумму косинусов углов, получаем
-^- = sin (а+А (1.132)
/3E2m 6'
9^=C°S (ЫЗЗ)
63-
После возведения в квадрат и сложения выражений (1.132)'
и (1.133) получаем уравнение внешней характеристики для второго
режима:
1,2 1^ 4л2(/2
_1= 1
3£2m 81£2т
(1.134)
Оно представляет собой уравнение эллипса, оси которого совпа-
дают с осями координат Ud и Id.
Режим у>л/3. Третий режим может начаться с момента, соот-
ветствующего точке А на рис. 1.22, а, для которой а+у=л/2. С этого
момента в выпрямителе могут одновременно пропускать ток четыре
тиристора, так как потенциал анода очередного четвертого тиристора
становится положительным по отношению к потенциалу катода. На-
пример, в момент, соответствующий точке 03 (рис. 1.22, г), до кото-
рого одновременно пропускают ток три тиристора (В1г В2, В3), при
подаче отпирающего потенциала на тиристор В4 последний вступает
в работу и в выпрямителе одновременно в течение времени, соот-
ветствующего углу ух, будут пропускать ток четыре тиристора: Blt
В2, В3, В4. При этом выпрямленное напряжение равно нулю, по-
скольку цепь нагрузки закорочена тиристорами В4 и Bt. Интервал
у4 заканчивается, как только ток тиристора Вх становится равным
нулю (точка $4 на рис. 1.22, а).
С этого момента в схеме, в течение времени, соответствующего
углу у2, пропускают одновременно ток три тиристора (В2, В3 и В4)
до тех пор, пока не возникнут условия для начала работы тири-
стора В5 и не наступит интервал одновременной работы тиристоров
В2, В3, В4 и В5, длительность которого также соответствует углу ух.
Таким образом, для третьего режима характерны два интервала:
ух—интервал одновременной работы четырех тиристоров и у2 —ин-
тервал одновременной работы трех тиристоров.
Опуская промежуточные выкладки, приведем конечное выраже-
ние для третьего режима при а=л/6:
(1.135)
Л \ /
Выражение (1.135) является уравнением прямой. На рис. 1.22, д
представлено семейство внешних характеристик для различных зна-
чений угла a(t/d=t/d/(2,34E2); Гй=хлЩ(уГ2Е^). При а<л/6 внеш-
ние характеристики состоят из трех сопрягающихся участков LM,
MN и NK, уравнения которых были рассмотрены ранее для режимов
у<л/3, у=л/3 и у>л/3. При л/3>а>л/6 во внешних характери-
стиках исчезает эллиптический участок MN и остаются лишь пер-
вый и третий прямолинейные участки.
При а>л/3 внешняя характеристика описывается только одним
уравнением, соответствующим первому прямолинейному участку.
Коэффициент мощности выпрямителя с учетом угла коммутации
_________________3 /, , у уа\ cosa+cos (a-py)
Х~ л ( ’ 4я — 24/ 2
-54
Трехфазный мостовой управляемый выпрямитель может быть
и несимметричным (три тиристора В1; В3, В5 и три диода Д4, Дв,
Д2, (рис. 1.23, а). Несимметричные выпрямители находят широкое
применение в устройствах небольшой мощности. При работе на ак-
тивно-индуктивную нагрузку и изменении угла направления 0<а<
<л/3 кривая выпрямленного напряжения имеет вид, показанный
на рис. 1.23, в. При увеличении угла а в кривой выпрямленного
Рис. 1.23. Трехфазиый мостовой несимметричный управляемый выпрямитель:
а — схема: временные диаграммы токов и напряжений: б — при активной нагрузке; в —
при активно-индуктивной нагрузке (ra=0« La==0, без нулевого диода; а-—сну-
левым диодом
напряжения ud в отличие от симметричного мостового выпрямителя
отрицательные участки не появляются. При переходе положительной
полуволны напряжения работающего тиристора через нуль (напри-
мер, Вг) он продолжает проводить ток с вступающим в работу дио-
дом Д4 той же фазы. Цепь нагрузки оказывается зашунтированной
5
Заказ 180
65
одновременно проводящими ток тиристором Вг и диодом Д4 и на-
пряжение на нагрузке равно нулю. Этот интервал длится до вступ-
ления в работу очередного тиристора В.. (рис. 1.23, в). В кривой
выпрямленного напряжения появляются паузы от момента перехода
положительной полуволны напряжения питания через нуль до вступ-
ления в работу очередного тиристора. При а==л тиристоры полно-
стью заперты и напряжение на нагрузке равно нулю. Среднее зна-
чение выпрямленного напряжения для всего диапазона изменения
угла управления а определяется выражением
(1-136)
Особенностью работы выпрямителя при активно-индуктивной
нагрузке в диапазоне регулирования л/3<а<л является то, что
при снятии сигнала управления не удается запереть все тиристоры.
При снятии сигнала управления происходит запирание двух тири-
сторов, а третий остается открытым за счет э. д. с. самоиндукции
нагрузки и через него протекает ток нагрузки. Это приводит к сни-
жению диапазона регулирования напряжения и ухудшению исполь-
зования вентилей по току.
Для повышения эффективности работы выпрямителя в него вво-
дят нулевой диод До, шунтирующий нагрузку. При наличии нуле-
вого диода До индуктивность нагрузки разряжается через него и не
препятствует запиранию тиристоров. Это позволяет реализовать пол-
ный диапазон регулирования выпрямленного напряжения, опреде-
ляемого выражением (1.136). При угле управления а<л/3 нулевой
диод До все время заперт и надобность в нем отпадает. На
рис. 1.23, а приведены временные диаграммы токов и напряжений
для выпрямителя с нулевым диодом.
Основная (первая) гармоника пульсаций выпрямленного напря-
жения имеет частоту /1=3/0, что является существенным недостатком
несимметричного выпрямителя по сравнению с симметричным. Коэф-
фициенты пульсаций выпрямленного напряжения по первой гармо-
нике для выпрямителя без нулевого диода и с нулевым диодом оп-
ределяются соответственно выражениями:
in2 а-р2 (3 sin а sin За+cosa cos 3a4-cos а)
(1+cosa)2 ’
9 sin2 a-j-2 cos 4a — 4 cos 2a — 2 cos a
(1-l-cosa)2
При увеличении угла управления а возрастает коэффициент
пульсаций. Поэтому несимметричные мостовые выпрямители приме-
няют при небольшом диапазоне регулирования (атах<л/3).
При активно-индуктивной нагрузке в диапазоне регулирования
0<а<л/3 коэффициенты сдвига, искажения и мощности для несим-
метричного выпрямителя определяются выражениями:
cos<p(i)=cos-^, v= — cos—, х= —cos2—. (1.137)
2 л 2 л 2
6b
На интервале л/3<а<л для выпрямителя с активно-индуктивной
нагрузкой и нулевым диодом коэффициенты сдвига, искажения
и мощности равны:
cosq>(I)=cosa/2, v=—-------—; (1.138)
6 cos2a/2
x=............—•
л т Г 6a
V
Сравнение выражений (1.137) и (1.138) с аналогичными выраже-
ниями для трехфазного симметричного выпрямителя показывает, что
коэффициент мощности несимметричных мостовых выпрямителей
выше, чем симметричных. Это объясняется тем, что энергия, накоп-
ленная в индуктивности нагрузки, рассеивается в сопротивлении
нагрузки через вентили одной фазы, минуя входные цепи выпря-
мителя.
Двойной трехфазный выпрямитель с уравнительным реактором. В схему
рис. 1.24, а входят два трехфазных выпрямителя, питаемых от различных трех-
фазных вторичных обмоток трансформатора, каждая из которых соединена
звездой. Системы напряжений вторичных обмоток сдвинуты по фазе относитель-
но друг друга на угол л/3. Первичная обмотка трансформатора соединяется
либо звездой, либо треугольником. Наличие уравнительного реактора с большой
индуктивностью обеспечивает независимую работу каждого трехфазного выпря-
мителя. В результате продолжительность работы тиристоров такая же, как и в
трехфазном выпрямителе со средней точкой, но частота пульсаций выпрямленно-
го напряжения получается шестикратной по сравнению с частотой напряжения
сети.
Коэффициент полезного действия данного выпрямителя выше по сравнению
с мостовым выпрямителем, так как здесь работающие тиристоры включены по
отношению к нагрузке параллельно. Но амплитудные значения обратных напря-
жений больше, чем в мостовом выпрямителе. Выпрямители с уравнительным
реактором широко применяют для питания выпрямленным напряжением различ-
ных установок большой мощности, но с относительно низким напряжением, для
которых повышение к.п.д. является одним из важных требований.
Принцип действия выпрямителя можно объяснить с помощью временных
диаграмм, представленных на рис. 1.24,6 для идеального режима (га = 0;
Ла = 0; Ld = °o't £ур = оо). Коммутация тока осуществляется только между тири-
сторами одного трехфазного выпрямителя. При идеальных условиях коммутация
происходит мгновенно, поэтому в каждом трехфазном выпрямителе в любой
момент времени ток пропускает только один тиристор, а следовательно, во всем
выпрямителе — два тиристора. Например, в интервале No — Mi (рис. 1.24, б)
одновременно пропускают ток тиристоры Bi и Вб, в интервале Ni— Mi— ти-
ристоры Bi и В2, в интервале Ni—М2— тиристоры В3 и В2 и т. д. При этом
разность фазных э.д.с., анодных ветвей, одновременно пропускающих ток, урав-
новешивается противо-э.д.с. уравнительного реактора. На рис. 1.24, б эта раз-
ность показана заштрихованными площадками.
Так, например, если одновременно работают тиристоры Вх и В2 в интервале
Л\— М1г то напряжение, приложенное к уравнительному реактору, будет равно
“к = е2 — е1- (1.139)
На рис. 1.24,6 это напряжение, изобразится в виде линии kp. Для следую-
щего интервала Л\ — М2 напряжение ик=е2 — е3 (соответствует линии рг) и т. д.
Напряжение, приложенное к уравнительному реактору, имеет приблизительно
треугольную форму и изменяется с тройной частотой по отношению к частоте
сети fc. Ток намагничивания уравнительного реактора zK протекает в контуре,
состоящем из работающих тиристоров и уравнительного реактора; если не учи-
тывать потерь в контуре, то ток iK отстает по фазе от напряжения ик на пол-
периода своей частоты fyp=3/c. Ток iK, налагаясь на токи работающих тиристо-
а
Рис. 1.24. Двойной трехфазный выпрямитель с уравнитель-
ным реактором:
а — схема; б — временные диаграммы токов и напряжений; в — внеш-
няя характеристика
ров, изменяет их форму и в анодных токах появляются пульсации тройной
частоты.
Выпрямленное напряжение в цепи нагрузки можно определить для двух
контуров:
“до — г1+“кь
“ДО —^2 “к2.
(1.140)
где дк1 и ик2— напряжения на левой и правой полуобмотках уравнительного
реактора.
Полагая, что обе половины уравнительного реактора идентичны, т. е.
“ki = “k2> из (1-140) получаем
gl+f2
«ДО- 2
(1-141)
68
Уравнение (1.141) выражает закономерность изменения мгновенного зна-
чения выпрямленного напряжения при идеальных условиях. Временная диаграм-
ма для иао изображена на рис. 1.24, б.
Следует обратить внимание, что при слишком малых токах нагрузки, если
амплитудное значение тока намагничивания реактора 1Кт становится равным
максимальному значению тока тиристора одной фазы выпрямителя (соответст-
вующий этому режиму ток нагрузки называют критическим и обозначают /акр),
реактор перестает выполнять функции разделяющего. Выпрямитель становится
обычным шестифазным выпрямителем с выводом нулевой точки, коммутация
происходит в точках d\, d2, d3 и т. д. (рис. 1.24, б), причем длительность интер-
вала коммутации у определяется индуктивностью реактора. Продолжительность
работы тиристоров уменьшается до значения, определяемого углом л /3, выпрям-
ленное напряжение несколько увеличивается и при холостом ходе, когда у = 0,
кривая иао совпадает с верхушками синусоид <?2, е3 и т д. При этом среднее
значение выпрямленного напряжения холостого хода увеличивается от 1,17 Е2
до 1,35 Е2.
При учете анодных индуктивностей выпрямленное напряжение оказывается
зависящим от тока нагрузки, так как ток нагрузки определяет угол коммута-
ции, а следовательно, и потери напряжения в выпрямителе. Внешняя харак-
теристика выпрямителя с уравнительным реактором для реального режима имеет
два участка (рис. 1.24, в). Участок от 0 до /акр соответствует шестифазному
режиму работы выпрямителя, участок от /акр и выше — трехфазному режиму,
причем наклоны участков разные. Наклон внешней характеристики шестифаз-
ного выпрямителя характеризуется коэффициентом 4=1,23, в то время как для
выпрямителя с уравнительным реактором, работающего в режиме трехфазного
выпрямления, Л =0,5. Электрические параметры двойного трехфазного выпрями-
теля приведены в табл. 1.2.
Шестифазный режим в выпрямителе с уравнительным реактором является
аномальным. Во избежание его необходимо либо включать на выходе выпря-
мителя балластный резистор, либо шунтировать уравнительный реактор спе-
циальным генератором — устроителем частоты.
Двойной трехфазный выпрямитель с уравнительным реактором в трехфазном
режиме является потребителем реактивной мощности. Улучшение коэффициента
мощности таких выпрямителей является актуальной задачей, так как их мощ-
ности, как правило, очень большие (например, мощность выпрямителей на преоб-
разовательных подстанциях алюминиевых заводов определяется'десятками мега-
ватт).
12-пульсационные выпрямители. Выпрямленное напряжение с 12-кратными
пульсациями может быть получено при составлении сложных схем выпрямителей.
Различают составные последовательные и параллельные выпрямители. После-
довательный выпрямитель представляет собой последовательное соединение двух
трехфазных мостовых выпрямителей (рис. 1.25).
В этом выпрямителе используется трансформатор с тремя обмотками. Вто-
ричных обмоток две: одна соединяется звездой, а вторая— треугольником, по-
этому системы вторичных напряжений оказываются сдвинутыми по фазе отно-
сительно друг друга на угол 30°. Каждая из вторичных обмоток подключается
к мосту, а поскольку мосты соединяются последовательно, выпрямленное на-
пряжение за период представляет собой огибающую 12 верхушек синусоид, сдви-
нутых по фазе относительно друг друга на угол 30°. В результате выпрямлен-
ное напряжение содержит 12-кратные пульсации, при этом коэффициент пуль-
саций по основной гармонике
2
^п(1) = 7—И-----“ — 0,0135. (1.142)
* ' (qm2r — 1
Максимальное обратное напряжение на тиристоре
//обрт—0,525(7^, (1.143)
где Ua — среднее значение выпрямленного напряжения иа нагрузке.
Остальные расчетные данные определяют так же, как и для трсхфазиого
остового выпрямителя.
69
12-пульсационное выпрямленное напряжение можно также получить, соеди-
няя параллельно либо два трехфазных мостовых выпрямителя, либо два вы-
прямителя с уравнительным реактором. При этом для ограничения уравнитель-
ного тока между отдельными выпрямителями их включают не просто парал-
лельно, а через уравнительный реактор с выводом средней точки.
Осуществляя более сложные соединения выпрямителей, можно получить
выпрямленное напряжение с числом пульсаций 18, 24 и т. д.
Рис. 1.25. Схема 12-пульсационного
выпрямителя
Коэффициент полезного дей-
ствия выпрямителей. Коэффициен-
том полезного действия (к, п. д.)
выпрямителей называют в общем
случае отношение активной мощ-
ности Ра.н, выделяющейся в на-
грузке, к суммарной активной мощ-
ности /’а.вх, поступающей в вы-
прямительное устройство из пита-
ющей сети:
П = />а.н//>а.вх- (1.144)
Активная мощность, поступаю-
щая из питающей сети в выпрями-
тельное устройство, не полностью
используется в нагрузке. Она
частично теряется в трансформато-
ре (АРтр), вентилях (АРВ), сглажи-
вающем фильтре (ДРф), а также
во всех вспомогательных устрой-
ствах выпрямителя (АРВ0П)— устройствах пуска, защиты, управления,
сигнализации и др. Таким образом,
Ра.вх = /’а.н + А/’тр + А/’в + АРф + ЛРзсп. (1.145)
Активная мощность, выделяющаяся в нагрузке, с учетом пуль-
саций выпрямленного напряжения
Pa.« — UdId^-rdI^ (()+ ... -h^/д -F .... (1.146)
где /дс^) — действующее значение <у-й гармонической составляющей
выпрямленного тока.
При идеальной фильтрации пульсации тока в нагрузке отсут-
ствуют и к. п. д. выпрямителя (выпрямители большой мощности)
Pd+Z &Р’
(1-147)
Здесь Pd=UdId—полезная мощность нагрузки, равная мощности по-
стоянных составляющих выпрямленных токаи напряжения; SAP —
суммарная мощность потерь в выпрямительном устройстве.
§ 1.4. Выпрямители с активно-емкостной нагрузкой
Режим активно-емкостной нагрузки, который имеет место в вы-
прямителях малой мощности, рассмотрим на примере неуправляемого
выпрямителя.
70
Схема однофазного мостового выпрямителя и временные диаграм-
мы токов и напряжений при емкостной нагрузке приведены на
рис. 1.26, а, б. Построение временных диаграмм произведено для слу-
чая, когда га=Д0, La=0, С=со.
Работа выпрямителя в установившемся режиме характеризуется
двумя интервалами—зарядом конденсатора, когда э. д. с. вторичной
Рис. 1.26. Однофазный мостовой выпрямитель при активно-
емкостной нагрузке (га/0; Ла=0; С = оо):
а—-схема; б — временные диаграммы токов и напряжений; в — вспомо-
гательные диаграммы для определения угла отсечкн
обмотки трансформатора превышает напряжение на конденсаторе С
и диоды Дг, ДДД2, Дз) пропускают ток, и разрядом конденсатора,
когда э. д. с. вторичной обмотки трансформатора меньше напряже-
ния на конденсаторе С и диоды не пропускают ток.
В реальных выпрямителях (С оо) напряжение на конденсаторе
в период подзаряда повышается, а в период разряда понижается,
т. е. выпрямленное напряжение будет изображаться не прямой ли-
нией, как показано на рис. 1.26,6, а ломаной.
Половину времени, в течение которого протекает ток в диоде
принято называть углом отсечки 0.
71
В мостовой схеме полный цикл заряда конденсатора происходит
за полупериод напряжения питания. В результате кривая выпрям-
ленного напряжения получается сглаженной.
Для вывода основных расчетных соотношений можно применить
упрощенную методику анализа, пригодную для инженерных расче-
тов, полагая, что емкость фильтра бесконечно велика. При таком
допущении пульсации выпрямленного напряжения отсутствуют, на-
пряжение на конденсаторе остается неизменным, равным U d. Подоб-
ный режим ничем не отличается от режима работы выпрямителя на
противо-э. д. с. (например, при зарядке аккумулятора).
Расчет основных параметров выпрямителя произведем, учитывая
сопротивление га и сопротивление диодов в прямом направлении гпр,
полагая Ла=0.
Пульсирующий ток i'd при принятых допущениях распределится
по параллельным ветвям следующим образом: переменная составля-
ющая пройдет через конденсатор, представляющий бесконечно малое
сопротивление для всех гармоник тока, а постоянная составляющая —
через нагрузку rd. Таким образом, ток нагрузки будет постоянным
по величине, равным среднему значению пульсирующего тока i'd
В период заряда конденсатора (—0 <0< +0) ток в диоде
., ~е2 — ис
г ’
где е.2=Е2т cos и uc=Ud=£2mcos0 определяются согласно рис. 1.26, в,
а г=га+2г„р.
Ток нагрузки
е е
ld=— Г i’.dQ —— f (cos ft — cos 0) (sin 9 — 0 cos 0).
2л J л .1 г яг
-0 о
Подставляя в выражение для /d значение E27I=t/d/cos0, полу-
чаем:
(Ш9-0)=—Л (0). (1.148)
яг яг .
Величина А (0) в выражении (1.148) является функцией угла
отсечки:
4(0) = tg0—0. (1.149)
Числовое значение функции А (0) можно определить из выра-
жения
A (0)=-^.2a=IL.L.
2 Ud 2 rd
Здесь величина rd обычно известна, а г выбирают ориентировочно,
в зависимости от мощности трансформатора и типа диодов выпрями-
теля.
Таким образом, ориентировочно подсчитав значение функции
А (Э), по выражению (1.149) определяют угол отсечки 0 (рис. 1.27, а).
72
Все основные электрические параметры выпрямителя могут быть
выражены как функции угла отсечки либо величины А (0).
Максимальное значение тока диода
/ат=^(0),
где F(0) = —2-^—c-os в--коэффициент максимального тока.
sin 0 — 0 cos 0
Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора
/2=^/dD(0),
п ,о, V л[0 1+0,5 cos 20 - 0,75 sin 20 ,, ,
где D(v)=----- -----------------------1--коэффициент формы
sin 0 — 0 cos 0
тока.
Действующее значение э. д. с. вторичной обмотки трансформа-
тора
£2=t/dB(0),
1/7
где В(0) =-------коэффициент фазной э. д. с.
2 cos 0
Функции F (0), £)(0) и В(0) представлены графически на
рис. 1.27,6, я.
Полная мощность вторичной обмотки трансформатора
j/7 1/7
S2 = m2E2/2=-K- UdIdB (0) D (0)=^ В (0) D (0) Pd.
Мощность S2 максимальна при 0 = 37°, поэтому режим работы
выпрямителя следует выбирать при значении угла 0=35— 45°, что
соответствует А (0) = О,1— 0,2.
Полная мощность вторичной обмотки и типовая мощность транс-
форматора равны друг другу.
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения по первой
гармонике при конечном, но достаточно большом значении емкости
конденсатора
К Н(в)
" ' г (Ом) С (мкФ) ’
(1.150)
। где
н (0)=
тп<£>л
cos 6 sin mn 0 — mp cos тп 0 sin0
(mJ; — 1) cos 0
Функция H (0) представлена графически на рис. 1.27, г при раз-
личной кратности пульсаций тп (для однофазного мостового выпря-
мителя тп—2). ,
Выражение (1.150) позволяет также по заданному коэффициенту
пульсаций Кп (и определить необходимую величину емкости кон-
денсатора.
73
Внешняя характеристика выпрямителя определяется уравнениями:
^ = £2mCOS0>
/ —2^2. (sjn 9— 9 cos 9),
лг
или в относительных единицах
cos 9=/(sin 9— 9 cos 9).
(1.151)
Выражение (1.151) представляет обобщенную внешнюю характе-
ристику выпрямителя, представленную графически на рис. 1.27,5.
Внешняя характерис-
Рис. 1.27. Графические зависимости к инже-
нерному расчету однофазного мостового выпря-
мителя при активно-емкостной нагрузке
тика крутопадающая, по-
этому не рекомендуется ис-
пользовать такой выпрями-
тель для питания потреби-
телей с переменной нагруз-
кой, так как напряжение
на выходе выпрямителя
будет изменяться по вели-
чине.
Рассмотренная методи-
ка анализа выпрямителей
пригодна, если —г—=3—4.
СоГа
Для более мощных выпря-
мителей / —— < 3) необхо-
\соГа /
димо учитывать влияние
индуктивности рассеяния
La. Индуктивность La нуж-
но учитывать и для вы-
прямителей малой мощ-
ности при повышенных
частотах питающего напря-
жения.
Индуктивность La спо-
собствует увеличению дли-
тельности зарядного тока
конденсатора, что вызыва-
ет изменение формы кри-
вой выпрямленного напря-
жения, а следовательно,
и среднего значения вы-
прямленного напряжения. В результате функция B(&) = E2/Ud
изменяется. На рис. 1.27, е приведено семейство функций 5(9), по-
U . I _ (О /-я
строенных для различных значении угла ф, равного arctg-----.
Изменение других функций с учетом величины La относительно малы
и при расчете их можно не учитывать.
74
Рис. 1. 28. Симметричный удвоитель
напряжения:
а — схема; б — временные диаграммы токов
и напряжений
Выпрямители с емкостным фильтром позволяют реализовать схемы с__у_м.но-
жением напряжения^ что дает возможность получить удвоенное, утроенное и т. д.
нап'ряжёние~“'по~ сравнению с напряжением однополупериодного выпрямителя.
Такие выпрямители применяют для питания маломощных высоковольтных
устройств, потребляющих незначительный (несколько миллиампер) ток: рентге-
новские трубки, аноды высоковольтных электроннолучевых трубок и др.
—-j, Принцип работы схем^с умножением напряжения основан на использовании
нескольких конденсаторов^ каждый из которых заряжается от одной и той же
обмотки трансформатора через соответствующий диод. По отношению к нагруз-
ке конденсаторы оказываются включенными последовательно, и их напряжения
суммируются.
Схемы умножения можно использовать и с бестрансформаторным включе-
нием в сеть переменного тока.
Различают симметричные и несимметричные умножители напряжения.
Симметричный удвоитель напряжения
(рис. 1.28, а) состоит из" двух однополу-
периодных выпрямителей. Конденсатор С,
заряжается через диод Дг во время пер-
вой полуволны э. д. с. е2, а конденса-
тор С2 — через диод Д2 во время второй
полуволны э. д. с. е2. При равенстве
емкостей конденсаторов С, и С2 напря-
жение на нагрузке при холостом ходе
равно удвоенному значению напряжения
на конденсаторе. В реальных условиях
(при нагрузке) в связи с тем, что заряд
одного конденсатора сопровождается
одновременным разрядом другого через
сопротивление нагрузки, это напряжение
несколько меньше. С целью получения
меньшей разницы в выпрямленном на-
пряжении при холостом ходе и нагрузке
стремятся удовлетворить неравенствам
гцС, > Т и г2С2>Т, где Г —период на-
пряжения питания.
Пульсации выпрямленного напряже-
ния (рис. 1.28,6) имеют удвоенную
частоту по отношению к частоте напря-
жения питания. При холостом ходе сред-
нее значение выпрямленного напряжения
C/d0=2£2m = 2,82£2.
Расчет такого выпрямителя можно
произвести по упрощенной методике,
рассмотренной ранее; в этом случае
расчетное напряжение необходимо брать
вдвое меньше напряжения на нагрузке,
величины функций В (0), D (0) и £ (0)
определять при тп=1, а величину функ-
ции И (0) — при тп = 2.
Максимальное значение обратного напряжения на диоде в симметричном
удвоителе напряжения равно среднему значению выпрямленного напряжения.
___ В несимметричном удвоителе напряжения (рис. 1.29, а) два однополупери-
одных выпрямителя питаются от разных по величине напряжений.
В первый полупериод заряжается конденсатор Ci через диод Д1 под дейст-
вием э. д. с. е2, во второй полупериод — конденсатор С2 через диод Д2 под дейст-
вием суммы э. д. с. е2 и ие1, совпадающих по направлению. В результате напря-
жение на конденсаторе С2 при холостом ходе оказывается в два раза выше,
чем на конденсаторе Сь Обратные напряжения на диодах при холостом ходе
достигают значения удвоенной амплитуды э. д. с. трансформатора. Частота пуль-
саций выпрямленного напряжения равна частоте напряжения сети.
75
Поскольку один из выводов обмотки трансформатора соединен с отрица-
тельным полюсом нагрузки, возможно его заземление, что является преимущест-
вом схемы.
Дальнейшим развитием несимметричного удвоителя напряжения является
умножитель напряжения (рис. 1.29, б) с добавлением цепочки из диодов и
конденсаторов Д3 — С3, Д4 — С4 и т. д.
Рис. 1.29. Схемы несимметричных умножителей напряжения:
а—удвоителя напряжения; б — умножителя напряжения второго рода; в — умножи-
теля напряжения первого рода
Здесь на конденсаторе С] при холостом ходе напряжение равно Е2т, а на
всех последующих конденсаторах — 2Е2т. Данный умножитель умножает на-
пряжение источника в несколько раз. Это несимметричный умножитель напря-
жения второго рода.
Отличительной особенностью умножителя напряжения первого рода
(рис. 1.29, в) является то, что умноженное в р раз напряжение снимается с од-
ного конденсатора Ср. Умножитель можно использовать также в качестве дели-
теля напряжения, так как он дает набор выпрямленных напряжений при холостом
ходе от Е2т до рЕ2т.
§ 1.5. Работа выпрямителей на противо-э. д. с.
Однополупериодный выпрямитель, питающий нагрузку с противо-
э. д. с. При практическом использовании выпрямителей нагрузка
зачастую содержит противо-э. д. с. (электролизные устройства, акку-
муляторы, двигатели постоянного тока и др.) и пассивные элементы,
ограничивающие пульсирующий ток (дроссель или резистор).
76
Если в качестве ограничивающего элемента применяется резистор,
то при постоянной противо-э. д. с. в цепи нагрузки выпрямитель
следует рассматривать как работающий на активно-емкостную на-
грузку с учетом, что емкость конденсатора равна бесконечно боль-
шой величине. Подобный режим работы выпрямителя был описан
ранее.
Рассмотрим режим, когда для сглаживания тока в цепи нагруз-
ки с противо-э. д. с. используется дроссель Ld. Расчет выпрямителя
с такой нагрузкой, если считать, что индуктивность сглаживающего
дросселя Ld бесконечно большая, не отличается от расчета выпря-
мителя с активно-индуктивной нагрузкой при идеальном сглажива-
нии тока в цепи нагрузки. Это связано с тем, что в цепи с постоян-
ным током активное сопротивление, на котором будет постоянное
падение напряжения, согласно теореме о компенсации можно заме-
нить постоянной противо-э. д. с. и наоборот.
Если индуктивность сглаживающего дросселя учитывается как
реальная величина, то расчет выпрямителя необходимо производить
с учетом пульсаций тока в цепи нагрузки. Рассмотрим работу про-
стейшего выпрямителя.
Эквивалентная схема однофазного однополупериодного выпрями-
теля с идеальным диодом (ra—0, Ьа^=0, гпр=0)> питающего нагруз-
ку с постоянной противо-э. д. с., последовательно с которой вклю-
чен сглаживающий реактор Lp, представлена на рис. 1.30, а. Обо-
значения на схеме: Ed — постоянная противо-э. д. с.; L — индуктив-
ность, определяемая как сумма индуктивностей La и Ld.
Расчет тока в выпрямителе наиболее просто можно произвести,
используя метод наложения действий источников переменной э. д. с.
е2 и постоянной э. д. с. Ed на интервале, когда диод пропускает
ток в прямом направлении, так как в течение этого интервала
электрическая цепь линейна.
Момент, с которого диод начинает пропускать ток, определяется
точкой, в которой потенциал анода становится положительным по
отношению к потенциалу катода. На рис. 1.30, б этому моменту со-
ответствует точка А, для которой фазовый угол ф можно определить
из выражения
Ed=E2msinty. (1.152)
Действие источника переменной э. д. с. e2 = £2«sinO в выпрями-
теле при закороченном источнике постоянной э. д. с. Ed (полагаем,
что его внутреннее сопротивление равно нулю) характеризуется
уравнением
E2m sin O=<oL —(1.153)
dv
где L = La+Ld.
Решение уравнения (1.153) имеет вид
£. Й £ о
i^~—— ) sin О d& = -^ (cos ф — cos &). (1.154)
со/. jj. со£
77
Действие источника постоянной э. д. с. Ed в выпрямителе при
закороченном источнике переменной э. д. с. е2 (внутренним сопро-
тивлением сети пренебрегаем) характеризуется уравнением
— Ed=a>L
dip
dft
(1.155)
с решением вида
(oL (oL
(1.156)
Рис. 1.30. Однополупериодный выпрямитель, имеющий нагрузку
в виде постоянной противо-э. д. с. и сглаживающего дросселя:
а — эквивалентная схема; б, в — временные диаграммы токов и напряжений
Ток в выпрямителе при одновременном действии источников
э. д. с. е2 и Ed равен
i = iceH-io=—— (cosip— cos ft)— ^-(0 — ip). (1.157)
<i>L (£>L
Чтобы определить длительность X прохождения тока через диод,
необходимо решить уравнение
J (E2msinf> — Ed)d&=0, (1.158)
которое является результатом решения уравнения (Е2т5тФ — Еа)=
с учетом, что при Ф=Х i=0. Выражение (1.158) опреде-
ляет площадь, ограниченную синусоидой е2, относительно линии Ed
(рис. 1.30, б). Эта площадь имеет как положительные значения
(выше линии Ed), так и отрицательные значения (ниже линии Ed),
поэтому равенство (1.158) удовлетворяется, если положительная
площадь будет равна отрицательной. Это уравнение удовлетворяет
также условию равенства нулю среднего значения напряжения на
индуктивности L.
78
На рис. 1.30, в построены кривые токов i^, i0 и i соответствен-
но по уравнениям (1.154), (1.156), (1.157). Для удобства графиче-
ских построений кривые токов и i0 на рисунке размещены в
одном квадранте. Точка пересечения этих кривых (точка В) опреде-
ляет момент, когда ток диода проходит через нуль. Из рисунка
видно, что длительность
прохождения тока через
диод зависит от располо-
жения синусоиды, пред-
ставляющей функцию
и прямой линии, представ-
ляющей функцию !0, отно-
сительно друг друга.
Если выпрямитель пи-
тает двигатель постоянно-
го тока, противо-э. д. с.
Ed которого изменяется по
величине (что связано с
изменением его скорости),
то основные расчетные ве-
личины удобнее предста-
вить в виде графических
зависимостей, являющихся
функциями Ed.
На рис. 1.31, а пока-
заны зависимости измене-
ния: длительности X про-
хождения тока через диод
(кривая 7); относительного
среднего значения выпрям-
ld
ленного тока —, где
^2
Рис. 1.31. Зависимости изменения относи-
тельных токов (а) и мощностей (б) для од-
нополупериодного выпрямителя, нагружен-
ного двигателем постоянного тока
'2
Е^п— (кривая 2); относительного максимального значения тока
У 2<£>L
в диоде -^- как функции относительного значения противо-э. д. с.
Л/
Ed (кривая 3).
На рис. 1.31, б приведены зависимости изменения: относитель-
„ Pd2a>L
нои мощности двигателя постоянного тока —-------, где
F2
с2т
2т
----- - услов-
2coL
ная мощность при Ed=0 (кривая 7); коэффициента использования
трансформатора Kp=PdIS2, где S2 = E3/2 — типовая мощность вторич-
ной обмотки трансформатора (кривая 2); относительной мощности
1/” £
сглаживающего реактора SJPd как функции величины ----------------—
Егт
(кривая <?).
79
Приведенные графические зависимости дают возможность рассчи-
тать однофазный выпрямитель, питающий двигатель постоянного
тока, последовательно с которым включается сглаживающий реактор.
Многофазные выпрямители, работающие на противо-э. д. с.
В многофазных выпрямителях, питающих нагрузку с противо-э. д. с.,
а)
Рис. 1.32. Трехфазный выпрями-
тель со средней точкой, работаю-
щий на противо-э. д. с.:
а — эквивалентная схема; б — времен-
ные диаграммы токов и напряжений
следует различать два режима
работы цепи нагрузки: 1) режим
с прерывистым током; 2) режим с
непрерывным током.
В режиме с прерывистым током
каждая фаза с вентилем работа-
ет независимо от других как одно-
фазный однополупериодный вы-
прямитель. Токи в фазах проте-
кают в течение времени, опреде-
ляемого углом, меньшим 2л/щ2.
В цепи нагрузки токи всех фаз
суммируются. Для этого режима
применима методика анализа одно-
пол упер иодного выпрямителя.
В режиме с непрерывным током
также применима рассмотренная
здесь методика, если в цепи нагруз-
ки действует лишь противо-э. д. с.
Еа, а индуктивность Ьа=0. Про-
должительность прохождения тока
через каждый вентиль в течение пе-
риода при этом больше, чем 2л/т2.
Ток в цепи нагрузки (результат на-
ложения фазных токов) содержит
постоянную и переменную состав-
ляющие. Эквивалентная схема и
временные диаграммы трехфазного
выпрямителя большой мощности
со средней точкой, работающего
на противо-э. д. с., представлены
на рис. 1.32, а, б.
Если ток пропускает тиристор
Въ то закономерность изменения
этого тока определится из урав-
нения
Xa-^~ea— Ed- (1.159)
Момент времени, определяющий начало работы тиристора В.,
(точка В на рис. 1.32, б), можно вычислить из условия возникно-
80
вения между анодом и катодом тиристора положительного напря-
жения:
uB,=eb — Ed>0, (1.160)
которое является независимым от тока ia.
Таким образом, при данном режиме ток в тиристоре не оказы-
вает влияния на режим работы тиристора в2, т. е. тиристоры
в многофазном выпрямителе пропускают ток независимо друг от
друга, так же, как и в однофазном однополупериодном выпрямителе.
Граничные режим непрерывно-
го тока в цепи нагрузки выпрями-
теля. Прерывистый режим тока в
цепи нагрузки с индуктивностью в
большинстве случаев является не-
желательным ввиду увеличения
коэффициента пульсаций и других
причин. Поэтому ток в цепи на-
грузки необходимо поддерживать
непрерывным при глубоком регу-
лировании выпрямленного напря-
жения. С этой целью в цепь на-
грузки вводят фильтрующий дрос-
сель, минимальную индуктивность
которого можно выбрать, рассмот-
рев условие существования гра-
ничного режима непрерывного то-
ка в цепи нагрузки выпрямителя.
Для однофазного выпрямителя
со средней точкой без учета по-
терь временные диаграммы вы-
прямленных напряжения и тока в
цепи нагрузки на границе непре-
рывности имеют вид, показанный
на рис. 1.33, а.
Рис. 1.33. Граничный режим непрерыв-
ного тока в цепи нагрузки управляемого
однофазного двухполупериодного выпря-
мителя:
а — временные диаграммы выпрямленных тока
и напряжения; б — зависимость (&Lfr=f (а)
Оригинал квазиустановившегося тока в цепи нагрузки на интервале
определим как разность переходного тока, выраженного с помощью аналитиче-
ской функции напряжения на этом интервале ua Hd(/) и свободного тока, выра-
женного через периодическую функцию напряжения uTd.
^(0 = 'пер(0-<св(П=^- f dP-
2л/ J Zd (p)
c — /oo
C-/-/00
2«/ J ?d(P) P'p~ r/L’
(1.161)
(Р)
где ---------
ZdU>]
(P)
и --------— соответственно изображения переходного и свободного
Zd (р)
Токов в первом полупериоде.
Изображение напряжения, выраженного аналитической зависимостью иа.н (()=
sin в первом полупериоде, если считать L/m=l, согласно прямому
преобразованию Лапласа
psin a+«> cos a
p2+a>2
6
Заказ 180
81
Используя теорему Коши о вычетах для определения первого члена выра-
жения (1.161) и учитывая, что Zd (p)=r-ypL, получим оригинал переходного тока
sin (<р — а) , 1
inep (t)=— ----------с +-•'____________— sin(ft+a — <р),
V г24-<о2£2 у' r2+w2L2
(о L
где <p = arctg-.
Изображение напряжения на нагрузке, являющегося периодической несину-
соидальной функцией, согласно прямому преобразованию Лапласа
, л/® . , . / л \
1 /• —р* „ (о cos а+р sin а —р —
U-rd(P)=---------— J е sin(«+a)dt=-----------------------------\е “4-1J.
—р — о I — р ~ I
1 —е “ U-e “/((о2+р2)
(1.162)
Оригинал свободного тока определим аналогично:
г л
sin(<p — a) l+eL ‘° 1
i^(t) = —==--------------г-я” е L .
V - -
1— eL “
Подставляя значения гпер (0 и iCB(0 в общее выражение (1.161), найдем
квазиустановившееся значение тока в первом полупериоде в относительных
единицах:
г л
id(t) 2eL “ ~7l
— ---= sin (0+a — <р) —sin (ф — а)-------——— е . (1.163)
‘ т — . —
1- eL “
Чтобы определить условие, прн котором ток id(t) гранично непрерывен,
необходимо выражение (1.163) приравнять нулю. Из этого равенства вытекает, что
, wL
a<arctg----. (1.164)
Выражение (1.164) позволяет определить минимальную индуктивность цепи
нагрузки, при которой ток гранично непрерывен в зависимости от угла управ-
ления. Соответствующая граничная кривая представлена на рис. 1.33, б.
Выпрямители, питающие двигатели постоянного тока. Одной из
основных областей техники, где широко применяются тиристорные
преобразователи, является вентильный электропривод постоянного
и переменного токов.
Для питания цепи двигателя постоянного тока в зависимости
от режима его работы, потребляемой мощности, допустимой пульса-
ции тока, напряжения на нагрузке, степени использования по
мощности и других факторов служат тиристорные управляемые
выпрямители, схемы которых изображены на рис. 1.34, а — ж.
Выпрямители могут работать в двух режимах: 1) непрерывного
тока в цепи нагрузки; 2) прерывистого тока.
1. Режим непрерывного тока в цепи нагрузки.
В общем случае установившийся режим работы любого выпрямителя
62
при значениях тока нагрузки, близких к номинальному, можно
описать дифференциальными уравнениями, которые записываются
для двух характерных интервалов работы каждого тиристора:
Рис. 1.34. Схемы выпрямителей, работающих на противо-э. д. с.
а) интервал
и еп:
коммутации тока между тиристорами в ветвях
э. д. с.
+r^+(aLd^+raid=eK— ея,
(,yL^+r^+(i)Ld^+rdid=en — ея, iK+in-=id

или
(О
э.
(1.165)
Д. С. еп:
(1.166)
с

—ек + ел р
d- 2
б) интервал одиночной работы тиристора в ветви
®(bd+La) ^+(rd+ra)id=en — e„,
av
где ея—мгновенное значение противо-э. д. с. якоря двигателя.
При этом ток в цепи нагрузки непрерывен. Решение уравнений
(1.165) и (1.166) в общем виде при 0<га<оо; 0<Ла<оо не дает
возможности определить непосредственную зависимость среднего зна-
чения выпрямленного напряжения Ud от среднего значения выпрям-
г. Ленного тока Id при заданном угле управления а. Однако при
Га=О, Ld=co ток нагрузки id можно считать постоянным и рав-
I;
ним ld. Тогда будет справедливо выражение внешней характеристи-
ки, записываемое в общем виде для управляемого режима:
t/d=t/d0coSa-^-®La/d( (1.167)
а также выражение регулировочной характеристики:
C^=^[cosa+cos(a+Y)]. (1.168)
Если учитывать сопротивление обмоток трансформатора га и по-
тери напряжения в тиристорах Д(/а, то можно пользоваться упро-
щенным выражением внешней характеристики
Ud cos а — \Ua — (g- mLa+ra) Id. (1.169)
Рассмотрим приближенный метод анализа управляемых выпрями-
телей, питающих двигатели постоянного тока, позволяющий опреде-
лить зависимость коэффициента пульсаций от величины индуктивно-
сти в цепи Hai рузки.
В общем виде без учета интервала коммутации управляемый вы-
прямитель можно представить расчетной схемой, показанной на
рис. 1.34, з. Выходное напряжение выпрямителя ud является функ-
цией угла управления а и длительности X протекания тока через
рабочий тиристор. Это напряжение можно представить как сумму
среднего значения Ud и переменной составляющей ud~ выпрямлен-
ного напряжения. В свою очередь переменную составляющую ud~
со
можно представить суммой высших гармонических 2wd<<?>- Таким
<7=1
образом,
со
Ud = Ud-\-'^l Ud(q). , (1.170)
<7=1
Аналогично разложим на составляющие ток нагрузки (ток якоря
двигателя):
4" 2 г</(<?)• (1-171)
<7=1
Запишем уравнение равновесия напряжений для расчетной схемы
в общем виде:
ud—Ea+rdid+Ld —(1.172)
at
где Ея — э. д. с. якоря двигателя (среднее значение); rd, Ld—экви-
валентное сопротивление и индуктивность в цепи нагрузки.
Подставляя в уравнение (1.172) выражения (1.170) и (1.171),
получаем:
оо
со / со \ hl (q)
Ц/ + Ud (<?)—I (q) ) —~~ (1- 173)
<7=1 \ / at
84
При малых пульсациях тока в цепи нагрузки составляющей
можно пренебречь по сравнению с величиной rdId. В ре-
зультате выражение (1.173) упростится:
СО
“ ^2 ^d(q)
^d+ 2 ud(q)= d-{-Ld-^-~--------
<7=1 dt
(1-174)
Из уравнения (1.174) следует, что переменная составляющая вы-
прямленного напряжения уравновешивается э. д. с. самоиндукции
эквивалентной индуктивности в цепи нагрузки:
оо со
2 Ud (q) — Ld-— 2 i-d(q), (1.175)
<7=1 dt <7=1
где
co
2 Ud (qY=Ud — Ud.
«=1
Таким образом,
co
7-d^ (1.176)
Ток в цепи нагрузки изменяется от минимального значения
<dtnm> которое будет в момент отпирания очередного тиристора (на
рис. 1.35, а этот момент определяется углом а), до максимального
значения idmax- Току zdmax соответствует момент времени, определя-
емый из условия
(тип
‘ С учетом выражения (1.177) из уравнения (1.174) получаем:
ud— Ея —rd/d=0, (1.178)
(Откуда Ea-\-rdld=Ud, что соответствует режиму, определяемому на
|'рис 1 .35, а углом (3.
/ Проинтегрируем выражение (1.176) в пределах изменения времен-
ного угла Ф от а до (3, которым соответствуют значения tdmin и tdmax:
‘dmax оо #=3
f ^d~ S id<q)d&= f (ud--Ud)d&. (1.179)
J dft <7=1
ld in in
После подстановки пределов, полагая ток в цепи нагрузки не-
(рерывным, получаем
₽
(id max — <-d mm) = J — Ud (? — a). (1.180)
a
Преобразуем уравнение (1.180) следующим образом. Левую и пра-
ую части разделим на Id и введем выражения относительных мгно-
венного и среднего значений выпрямленного напряжения ud=udIUd0,
'd—UdIUd0, где {7d0 —среднее значение выпрямленного напряжения
ри а=0.
85
Введем в уравнение также коэффициент загрузки выпрямителя
К3 B=IdjId ном и относительное значение сопротивления в цепи на-
Рис. 1.35. Временные диаграммы для режима непре-
рывного тока в цепи нагрузки выпрямителя, рабо-
тающего иа противо-э. д. с. (а); зависимости, позво-
ляющие определить Ld по заданному коэффициенту
пульсаций Кп при определенных значениях Ud (б)
грузки r*d— rdfdw>M_' где /йном — среднее значение выпрямленного тока
U<t о
при номинальном режиме. В результате преобразований получим
выражение коэффициента пульсаций выпрямленного тока:
j ——а)
max ld min « Ц J81)
Zd tg<pd/(3. Brd
Здесь tg <pd=ioLd/rd—коэффициент, учитывающий параметры цепи
нагрузки.
Выражение ujM — Ud (Р — а) определяет площадь S (рис. 1.35, а).
а
86
Уравнение (1.181) позволяет определить уровень пульсаций при
заданных параметрах цепи нагрузки, или наоборот, при заданном
коэффициенте пульсаций оп-
ределить необходимую вели-
чину индуктивности в цепи
нагрузки.
На рис. 1.35, б пред-
ставлены зависимости
tg (fd=f (Uа), вычисленные
по формуле (1.181) для схем
выпрямителей рис. 1.34 в
случае, если ток нагрузки
поддерживается номиналь-
ным, т. е. Кз. в=1, а
Г^НОМ ~ о 1 чт0 имеет мес.
Udv
то в практических случаях.
2. Режим прерывис-
того тока цепи нагруз-
к и. Режим прерывистого то-
ка в цепи нагрузки возника-
ет в случае, когда длитель-
ность X протекания токов в
тиристорах становится мень-
ше интервала 2л/щ2.
На рис. 1.36, а показаны
кривые тока нагрузки выпря-
мителя для граничного режи-
ма, когда Х=2л/т2.
Определим внешнюю ха-
рактеристику граничного ре-
жима, учитывая, что период
коммутации у=0, а падение
напряжения, обусловленное
активным сопротивлением га,
а также потери напряжения
в тиристоре Д(7а— малые ве-
в)
Рис. 1.36. Временные диаграммы напря
жений и токов выпрямителя с противО'
э. д. с. в цепи нагрузки:
а — режим непрерывного тока при и
б — граничный режим при и а=ат^п:
в — режим прерывистого тока нагрузки
личины, которыми можно
пренебречь. При таких усло-
виях, согласно выражению
(1.169), среднее значение
выпрямленного напряжения
о cos а. Это напряже-
ние уравновешивается посто-
янными составляющими на-
пряжения в цепи нагрузки. Пренебрегая потерями в двигателе и
сглаживающем дросселе, получим:
о cos a=eH=£,a=const.
(1.182)
87
Выражение (1.182) представляет собой регулировочную характе-
ристику выпрямителя.
Уравнение равновесия напряжений в мгновенных значениях с
учетом принятых допущений, при отсчете переменного угла с мо-
мента id=0 имеет вид
®(b<rl-ba)^=E2mSin Ея. (1.183)
dv \ 2т2 )
В результате решения уравнения (1.183) находим мгновенное
значение тока в цепи нагрузки:
/ —-------- [cOS / —-га ) — COS (—-----|-аУ|------------&
u>(L3 + Ld) L \2m2 ) \ 2m2 oj(La + Ld)
(1.184)
Определим среднее значение тока нагрузки:
2л
(М85)
'0
Решение уравнения (1.185) с учетом выражений (1.182) и (1.184)
дает
Л
cos----
л 2m2
m2 л
sin —
m2
[ _ do
1° (^-d+^-a)
л / Зл ,
— cos а— cos---------f-а
m2 \2ma
где
г j ffl*) r~' • «те
t/d0 = — Е2m Sin-------------.
л m2
Уравнения (1.182) и (1.186) определяют внешнюю характеристику
выпрямителя для граничного режима.
Выражение (1.186) справедливо при определенных значениях
угла а. Если при a=amin Ея=е (рис. 1.36, б), то при меньших
углах а имеет место лишь прерывистый режим тока. Минимальные
значения углов amin для различных выпрямителей различны. Так,
при m2=3 amin=20°41z, при m2=6 amjn= 10°05'.
В случае прерывистого тока нагрузки (рис. 1.36, в) среднее зна-
чение выпрямленного напряжения, которое было бы при данном
значении угла управления а в режиме непрерывного тока, меньше
противо-э. д. с. в цепи нагрузки:
U d0cosa<EH. (1.187)
Выражение (1.187) определяет режим прерывистого тока. Урав-
нение равновесия напряжений для этого режима такое же, как и
для граничного режима [см. уравнение (1.183)]. Расчет режима пре-
рывистого тока нагрузки необходимо производить для каждого кон-
кретного значения длительности А. протекания тока в тиристоре,
которое изменяется с изменением нагрузки, что усложняет расчет.
88
Отметим, что интервалы прерывистых токов в управляемых вы-
прямителях средней и большой мощностей при двигательной нагруз-
ке характеризуются малыми величинами среднего значения выпрям-
ленного тока.
§ 1.6. Управляемые выпрямители со ступенчатым
регулированием выходного напряжения
Часто управляемые выпрямители используют для стабилизации
выходного напряжения. Так как диапазон изменения напряжения
на нагрузке обычно не превышает t/dmax/[/dm|n= 1,5 — 2,0, для
уменьшения пульсаций и улучшения энергетических показателей
выпрямителя (коэффициента сдвига и мощности) применяют управ-
ляемые выпрямители со ступенчатым регулированием выходного на-
пряжения (управляемые выпрямители с вольтодобавкой). Недостатком
управляемых выпрямителей с вольтодобавкой является необходи-
мость трансформатора и увеличение числа диодов.
На рис. 1.37, а и б приведены схемы однофазных управляемых
выпрямителей со ступенчатым регулированием выходного напряже-
ния, обеспечивающие на нагрузке одинаковую форму напряжения
(рис. 1.37, в).
Принцип работы однофазных управляемых выпрямителей рассмот-
рим на примере выпрямителя со средней точкой (рис. 1.37, а). Ми-
нимальное напряжение на нагрузке обеспечивается неуправляемым
выпрямителем на диодах Дх и Д2- Повышение напряжения дости-
гается включением тиристоров Вг и В2. При включении тиристоров
выпрямленное напряжение ud увеличивается скачком, становясь
больше напряжения, подводимого к аноду открытого до этого диода,
и последний запирается.
Минимальное выпрямленное напряжение выпрямителя (при а=л)
Ы _2Ет
и d mln —--
Л
где s=K'2/ffi’2.
Максимальное выпрямленное напряжение выпрямителя при (а=0)
Г Г ___%Efn
и d max
Л
Среднее значение выпрямленного напряжения на нагрузке
(а л \
( Ems sin $ dtt 4- ( Ет sin ft dft ] =
О а /
—— [£™s(— cosa-f- l)-|-Em(14-cosa)] = — (14-s4-(l — s) cos al.
Л Л
Если управляемый выпрямитель служит для стабилизации на-
пряжения на нагрузке при изменении напряжения питающей сети
ОТ Ещ max ДО Ет min, ТО
2 1+s
cos a=------------—,
е (1 — s) 1 — s
где e=£m/£mmjn—величина относительного изменения напряжения.
Если угол а изменяется в пределах от 0 до 180°, то s=l/8max. Из
временных диаграмм токов и напряжений (рис. 1.37, в), соответст-
вующих активно-индуктивной нагрузке (Ld=oo), видно, что на
В,
6)
Рис. 1.37. Схемы однофазных управляемых выпрямителей со ступен-
чатым регулированием выходного напряжения (а, б) и временные
диаграммы токов и напряжений при активно-индуктивной нагрузке
для схемы а (в)
интервале 0<$<а ток (г2) протекает по обмотке w2, а на интерва-
ле а<^<л—по обмотке w2( 12). Поэтому ток ix в первичной об-
мотке трансформатора имеет ступенчатую форму.
На рис. 1.37, б приведена мостовая схема выпрямителя, имею-
щего один вывод вторичной обмотки трансформатора. При а>0 про-
водят ток диоды Дъ Д3 или Д2, Д4. При отпирании тиристоров
или В2 запираются диоды Дх или Д2. В вольтодобавочных витках
90
вторичной обмотки трансформатора ток протекает дважды за период
в разных направлениях.
Основные расчетные параметры однофазных управляемых выпря-
мителей приведены в табл. 1.3.
Таблица 1.3
Основные параметры однофазных управляемых выпрямителей
со ступенчатым регулированием
Па раметр Схема рис. 1.37, а Схема рис. 1.37, б
S-J Л —— 2/2
S2/Pd Л ^2fimax 2]/ 2 Л — ^1стах 2у 2
S-г/Pd " (1-|-р/2 emax) 2/2 л /51 ( 1 +етах) 4у 2
^пр т В ud л (emax— 1) 2/ 8max
^обр т В Ud emax Л 2 1 етах
^обр т Д Ud я (Kmax + 1 ) fynax л/2
1 cJl d Примечание: D(, О2 — к форматора: при активной н ке В* — 1 , О2 = у'Г 2. оэ|»фициенты формы тока первичт гч Л _ Л агрузке , О2=—» пр 2К2 2 / в = ’5 ой и вторичной обмоток транс- т активно-индуктивной иагруз-
Коэффициенты мощности однофазных выпрямителей со ступенча-
тым регулированием выходного напряжения при активной и актив-
но-индуктивной нагрузках соответственно равны:
! sin 2а \
л —(1 —s2)ia ——-—
л , / /sin 2а
_ . / 2 1 +s+( 1 — s) cos а
' 31 Ф^л — (1 — s2) а
91
Рис. 1.38. Схемы трехфазных управляемых выпрямителей со ступенчатым
регулированием выходного напряжения (а, б) и временные диаграммы токов
и напряжений при акгивно-индуктивной нагрузке для схемы а (в)
! Для уменьшения пульсации выпрямленного напряжения, улучше-
ния использования трансформатора и уменьшения индуктивности
сглаживающего дросселя, обеспечивающего режим непрерывного
тока, применяют трехфазные управляемые выпрямители со ступен-
чатым регулированием выходного напряжения (рис. 1.38). Принцип
работы многофазных выпрямителей рассмотрим на примере схемы
рис. 1.38, а, временные диаграммы токов и напряжений для кото-
рой приведены на рис. 1.38, в. Принцип работы трехфазных выпря-
мителей аналогичен принципу работы однофазных выпрямителей. На
интервале 0<#<л/6 наибольшее положительное напряжение имеется
на фазе с и, поскольку тиристор В3 был открыт, выпрямленное на-
пряжение равно ес. С момента времени л/6 и до момента времени
л/6+Р э. д. с. все еще больше sea, поэтому тиристор В3 про-
должает работать. При О=л/6-)-Р э. д. с. sea сравнивается с ес
и диод 2?! отпирается, а тиристор В3 запирается, так как к
нему прикладывается обратное напряжение. Выпрямленное на-
пряжение при этом становится равным sea. В момент време-
ни ф=а отпирается тиристор By и происходит скачкообразное
увеличение напряжения на нагрузке. При этом диод Ду запирается,
так как его катод находится под более высоким положительным по-
тенциалом, чем анод. Тиристор By запирается при -&=—Д-Р- При
6
активно-индуктивной нагрузке (Ld=oo) форма тока во вторичной
обмотке такая же, как у неуправляемого трехфазного выпрямителя
со средней точкой, а ток в первичной обмотке находят так же, как
и для неуправляемого выпрямителя, с учетом того, что в моменты
О=а, — -f-а, — 4-а и т. д. (отсчет от точки О') коэффициент транс-
3 3
формации скачком изменяется в s раз (включаются тиристоры).
При а<р ни один из диодов Ду, Д2, Д3 не открывается и рабо-
тают только тиристоры By, В2, В3. В схеме рис. 1.38, а, так же
(как и в неуправляемом выпрямителе, наблюдается вынужденное на-
магничивание сердечника трансформатора, для устранения которого
рторичные обмотки трансформатора можно соединить способом зигзаг.
Улучшить энергетические показатели и уменьшить пульсации вы-
прямленного напряжения позволяют трехфазные мостовые выпрями-
тели (рис. 1.38, б). Принцип их работы аналогичен принципу рабо-
ты рассмотренных выпрямителей. В данном выпрямителе, так же
Как и в выпрямителе со средней точкой, может иметь место вынуж-
денное намагничивание сердечника трансформатора. Устранить его
Можно, соединив вторичные обмотки трансформатора способом зигзаг.
§ 1.7. Управляемые выпрямители с тиристорами, включенными
в первичную обмотку трансформатора
С помощью тиристоров можно производить регулирование пере-
менных напряжения и тока. Для этого в каждую фазу включают
блок, состоящий из встречно-параллельно соединенных обычных ти-
ристоров, или один симметричный тиристор.
93
Рассмотрим работу трехфазного мостового выпрямителя, который
управляется на стороне первичной обмотки трансформатора
(рис. 1.39, а). Тиристоры на входе устройства могут быть включены
различными способами. Однако во всех случаях имеются две особен-
ности:
а) регулированию подвергается не только ток нагрузки, но и на-
магничивающий ток трансформатора;
Рис. 1.39. Трехфазный мостовой выпрямитель с тиристорами, включенными в пер-
вичную обмотку трансформатора:
а — схема; б — временные диаграммы токов и напряжений
б) в мостовых выпрямителях выпрямление возможно при некото-
рых условиях замыкания тока нагрузки в контуре «неуправляемые
вентили—нагрузка», без прохождения через трансформатор.
Допустим, что все активные потери в элементах выпрямителя,
реактивные сопротивления, намагничивающий ток трансформатора,
падение напряжения на вентилях, прямые и обратные токи утечки
равны нулю. Кроме того, примем Ldlrd"^T, где Т — период напря-
жения питания. Из последнего допущения следует, что id = Id=const.
Временные диаграммы токов и напряжений для трехфазного мо-
стового выпрямителя приведены на рис. 1.39, б. Ток диодов Дг — Д6
имеет вид прямоугольных импульсов с амплитудой Id и длитель-
ностью Х=2л/3. Графики напряжения ud, тока тиристоров такие
же, как и в обычных управляемых выпрямителях. Напряжение на
тиристоре ив можно определить исходя из смещения нейтрали трех-
фазной системы (когда работают только две фазы, нейтраль смеща-
94
ется и ее потенциал равен полусумме фазных э. д. с.)- Если намаг-
ничивающий ток равен нулю, то сразу после передачи нагрузки ти-
ристору В3 ток в тиристоре Вг прерывается, и к этому тиристору
оказывается приложенным небольшой пик прямого напряжения.
С момента времени б=л напряжение к тиристору прикладыва-
ется в обратном направлении.
В действительности если в момент коммутации нагрузочного тока
с тиристора В, на тиристор В3 ток намагничивания iu фазы А су-
ществует и больше тока удержания тиристора /уд, то тиристор Въ
передав нагрузку тиристору В3, не выключится, а будет пропускать
ток намагничивания до тех пор, пока /Уд. В этом случае пик /
*; отсутствует, а пик 2 получает начальный скачок обратного напря-
.. жения, как показано пунктиром.
Уравнение потенциала нейтрали имеет вид
I ‘ Фо =4pImsin Й+-
sin -ft
|(за начало отсчета принята точка б=л).
Напряжение на тиристоре В4
1 3
? «в, = Фл — Фо=— (71™ sin б--(7Imsin6=----— и lm sin б1.
г Рост обратного напряжения прекращается, так как в этот люмен,
открывается тиристор В4. Максимальные обратное и прямое запира-
t емое напряжения равны друг другу и зависят от угла управления:
L t/o6pm=4t/Imsinf4+al
При а=л/3 U06pm= 1,5(7]т. Таким образом, обратное и прямое
в запираемое напряжения на тиристорах Вг — Ве изменяются от
I 0,75(71 т до l,5(/i т при изменении угла а от 0 до л/3.
J При углах а>л/3 диодный блок Д4— Да продолжает работать
Е в режиме непрерывного тока, так как э. д. с. самоиндукции дрос-
|.селя Ld поддерживает ток в цепи «нагрузка — диодный блок Д4 — Дв»
| без обхода трансформатора. Это явление можно назвать двойным
^коротким замыканием — через открытые диоды Д4—Д6 замыкаются
Накоротко как нагрузка, так и трансформатор. Энергия магнитного
|поля не возвращается в сеть, как в обычных управляемых выпря-
Кмителях, а расходуется в сопротивлении rd, что приводит к повы-
кшению коэффициента мощности рассматриваемого выпрямителя.
R В момент времени, когда выпрямленное напряжение становится
R равным нулю, тиристорный блок В4 — Вв запирается и работает при
| углах а<л/3 в режиме прерывистого тока.
Ц В паузах потенциал нейтрали идеального выпрямителя равен
г нулю. Обратное напряжение достигает максимума в точке пересече-
й ния кривых фазных э. д. с. и равно -|~(7im. В режиме прерывисто-
| ГО тока максимальное обратное и прямое запираемое напряжения
| не зависят от угла а и равны
95.
В реальном выпрямителе за счет разброса сопротивлений за-
пертых тиристоров во время пауз Uu6p т < ]/" 3 т. Среднее значе-
ние выпрямленного напряжения (при 0<а<л/3)
л/2+а
Uaa—~ J n]/<2t/1^sinft— sin^ft— ^~^jdft =
л/6-|а
пЗl/б ,. .,
=-------(71cosa=t/d0cosa.
Л
Здесь —коэффициент трансформации трансформатора; С7г —
действующее значение фазного напряжения питающей сети; t/d0=
Зп V 6 ,, „
=-------од— среднее значение выпрямленного напряжения при а=0.
Л
На интервале 2л/3 > a > л/3
Л
з _
Uda—— У п 1^2 ^cos ft — cos^ft— dft=
Л '
a----
3
3n 6 r, Г. . / Я r r Fl - I Л
=— -----t/j 1 — sin a----=c/d 1 —sinfa---------.
л L \ 6 /] [ \ 6/J
Среднее значение выпрямленного тока во всем диапазоне регу-
лирования
/d = Hd«/rd.
При 0<а<л/3 ток через тиристоры имеет вид прямоугольных
импульсов длительностью Х=2л/3 с амплитудой Jlm=nld.
Среднее 'значение тока через тиристор
7а=—•
а 3
Ток первичной обмотки трансформатора состоит из двух импуль-
сов за период, поэтому
При л/3<а<2л/3 импульс тока через тиристор раздваивается,
сохраняя амплитуду I[m=nld\ при этом длительность каждой поло-
вины раздвоенного импульса = —а- Отсюда
K=nld^-=n(~- (1.188)
2л \ 3 л /
/1=1/ =\/г <1J89)
I/ 2л 2 к \3 л/
96
Из выражений (1.188) и (1.189) видно, что с увеличением угла
управления уменьшается среднее значение тока через тиристор и
действующее значение тока первичной обмотки трансформатора в от-
личие от обычных управляемых выпрямителей.
Активная мощность равна мощности выпрямленного тока!
Р 1~P d —
Полная мощность
Коэффициент мощности
___________________________Pl _daJd
X ~ Sj “ зи1/1'
В режиме непрерывного тока
Зп (71 cos аЛ 3
----------~ — cos а.
/" О Л
Х =
лЗиг1а
п
Здесь коэффициент мощности такой
ристорами в блоке выпрямления,
В режиме прерывистого тока
Зп 6 Г1 — sin fa---Id
X=-----------„ . . —
же,
при
как
тех
и в выпрямителе с ти-
же углах управления.
]/ 2 л2— Зла
/ л
sin а-----------
I 6 ,
nAU-J d
Коэффициент мощности в этом режиме выше, чем в обычных вы-
прямителях с тиристорами в блоке выпрямления. Это связано с
явлением двойного короткого замыкания иа стороне вторичной об-
мотки трансформатора.
Выпрямители с тиристорами, включенными в первичную обмотку
трансформатора, целесообразно применять:
1 а) для получения высоких выпрямленных напряжений, так как
; при этом тиристоры выбирают на напряжение сети, а диоды—на
\ выпрямленное напряжение;
с б) для получения больших токов нагрузки при низком выпрям-
ленном напряжении, так как вместо параллельного включения тири-
сторов можно использовать меньшее число диодов на большие токи;
в) для бесконтактного отключения трансформатора от сети.
п
3
ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Изобразите временные диаграммы токов и напряжений при активной
нагрузке в двухполупериодном выпрямителе со средней точкой.
2. Изобразите временные диаграммы токов обмоток трансформатора в одно-
фазном мостовом выпрямителе.
3. В чем заключаются преимущества мостового выпрямителя по сравнению
е двухполупериодным выпрямителем со средней точкой?
4. Что такое типовая мощность трансформатора? Почему ее величина пре-
вышает мощность нагрузки?
5. Определите среднее значение выпрямленного тока в однофазном вы-
прямителе со средней точкой, если Еа=220 В; rd =120 Ом.
7 Заказ 180 97
6. Определите ток вторичной обмотки трансформатора, питающего одно-
фазный мостовой выпрямитель, если Ег=150 В, Га = 10 Ом, Ld = 5 Гн.
7. Определите максимальное значение обратного напряжения иа вентиле
в однополупериодиом, двухполупериодном со средней точкой и мостовом выпря-
мителях, если напряжение на вторичной обмотке трансформатора равно 100 В.
8. Определите среднее значение выпрямленного напряжения в трехфазном
мостовом выпрямителе, если среднее значение напряжения в трехфазном выпря-
мителе со средней точкой при использовании того же трансформатора и одинако-
вых напряжениях фаз составляет 400 В.
9. Определите действующее значение тока через вентиль в мостовом вы-
прямителе при его работе иа последовательно выключенные дроссель индуктив-
ностью 1 Гн и резистор сопротивлением 100 Ом. Напряжение на вторичной об-
мотке трансформатора 150 В, частота сети 50 Гц.
10. Пренебрегая индуктивностями и активным сопротивлением трансформа-
тора, определите типовую мощность вторичных обмоток трансформатора, питаю-
щего трехфазный мостовой выпрямитель. Схема соединения обмоток звезда —
звезда, напряжение на нагрузке 5 В при токе 100 А. Падение напряжения па
вентиле 0,7 В.
И. Поясните причины возникновения потока вынужденного намагничивания
в трехфазиом выпрямителе со средней точкой.
12. Что такое внешняя характеристика выпрямителя?
13. Изобразите и поясните временные диаграммы токов и напряжений одно-
фазного мостового выпрямителя при его работе иа: а) активио-емкостиую на-
грузку; б) активно-индуктивную нагрузку.
14. Что такое угол отсечки тока? Как изменяется отношение /а//аиа!
при включении емкостного фильтра иа выходе выпрямителя?
15. Почему внешняя характеристика выпрямителя с фильтром более крутая,
чем при отсутствии фильтра?
16. Определите среднее значение тока через диод в однофазном мостовом
выпрямителе при его работе на параллельно включенные конденсатор емкостью
50 мкФ и резистор сопротивлением 200 Ом. Напряжение на вторичной обмотке
трансформатора 50 В, частота сети 400 Гц.
17. Поясните работу выпрямителей с умножением напряжения. Какой внеш-
ней характеристикой обладают такие выпрямители?
18. Изобразите временные диаграммы токов и напряжений трехфазного со
средней точкой и трехфазного мостового выпрямителей при учете угла комму-
тации и Ld-^-oo.
19. Изобразите схему трехфазного выпрямителя с уравнительным реактором,
обмотки трансформатора которого включены по схеме звезда — две обратных
звезды, и поясните принцип его работы.
20. Определите длительность открытого состояния вентиля в трехфазиом вы-
прямителе со средней точкой при его работе на активную нагрузку и противо-
э.д.с. Действующее значение напряжения иа вторичной обмотке трансформатора
21 В, противо-э.д.с. 15 В.
21. Поясните принцип работы выпрямителей со ступенчатым регулированием
выходного напряжения.
22. Изобразите и поясните временные диаграммы тока и напряжения на на-
грузке выпрямителя при а=90° и £d-»-oo.
23. Поясните принцип работы выпрямителя с тиристорами, включенными в
первичную обмотку трансформатора;
ГЛАВА 2
ИНВЕРТОРЫ, ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ
§ 2.1. Общие сведения
Инвертор — это устройство, предназначенное для преобразования
постоянного тока в переменный. В преобразовательных устройствах
режим инвертирования очень часто чередуется с режимом выпря-
мителя, т. е. одна и та же преобразовательная установка может быть
и выпрямителем и инвертором (например, в электроприводах посто-
янного тока). В двигательном режиме электропривода преобразова-
тельная установка выполняет функции выпрямителя, передавая
мощность двигателю постоянного тока. При переходе машины в ре-
жим генератора (движение под уклон, спуск груза, торможение
и т. д.) преобразователь работает в режиме инвертирования, отда-
вая мощность, генерируемую машиной постоянного тока, в сеть пере-
менного тока. Таким образом, при инвертировании источник посто-
янного напряжения работает как генератор электрической энергии,
у которого направления э. д. с. и тока совпадают, а нагрузка
(сеть переменного тока) — как потребитель, у которого направления
э. д. с. и тока встречны, т. е. напряжение на вторичной обмотке
трансформатора и анодный ток тиристоров имеют разное направление.
Различают два типа инверторов: инверторы, ведомые сетью
(зависимые), отдающие энергию в сеть переменного тока, и автоном-
ные (независимые инверторы), у которых потребителем является
нагрузка переменного тока, не имеющая других источников пере-
менного напряжения.
В инверторах, ведомых сетью, ток с одного тиристора на другой
коммутируется напряжением сети переменного тока, а частота ин-
вертированного тока на выходе равна частоте сети.
В автономных инверторах ток тиристоров коммутируется спе-
циальным коммутирующим устройством, а частота инвертированного
тока определяется частотой управляющих импульсов. Автономные
инверторы подробно рассмотрены в главе 4.
§ 2.2. Простейший однофазный инвертор
Схема простейшего однофазного инвертора (рис. 2.1) аналогична
рассмотренной' в гл. 1 схеме однополупериодного выпрямителя,
работающего на нагрузку в виде двигателя постоянного тока. Ин-
вертор содержит генератор постоянного напряжения с э. д. с. Ed,
тиристор В, дроссель Ld и выходной трансформатор Тр. Первичная
7*
99
Рис. 2.1. Простейший однофазный инвер-
тор, ведомый сетью:
а —схема; б, в — временные диаграммы токов
и напряжений
обмотка трансформатора подключена к сети переменного тока
с генератором переменного тока ес. Во вторичной обмотке w2 созда-
ется переменное напряжение, которое можно представить без учета
потерь в инверторе в виде источника переменной э. д. с. е2 (на
рис. 2.1, а показан пункти-
ром.). Таким образом, в ин-
верторе действуют две иде-
альные э. д. с.: постоянная
э. д. с. Ed, по отношению к
которой тиристор включен в
проводящем направлении, и
переменная э. д. с. е2.
В течение первого полу-
периода (рис. 2.1,6) э. д. с.
е2 и Ed совпадают по на-
правлению, поэтому, учиты-
вая наличие тиристора в це-
пи, оба источника э. д. с.
могут работать только как ге-
нераторы электрической энер-
гии; при этом потребителем
энергии будет дроссель Ld.
На этом интервале режим
инвертирования осуществить
невозможно. В течение вто-
рого полупериода (л — 2л)
э. д. с. е2 и Ed действуют
встречно и в инверторе воз-
можен режим инвертирова-
ния, когда энергия источника
постоянного напряжения бу-
дет передаваться источнику
переменной э. д. с. е2 (сети
переменного тока). При этом
э. д. с. Ed будет совпадать
по направлению с током I в
цепи, а направление э. д. с.
е2 — встречным току.
Для осуществления режима инвертирования необходимо, чтобы
тиристор в течение большей части первого полупериода, когда
э. д. с. е2 и Ed совпадают по направлению, был надежно заперт
и отпирался только в любой момент интервала времени — йг
(рис. 2.1,6). При этом величина э. д. с. Ed должна быть меньше ам-
плитуды э. д. с. Е2т- Граничная точка здесь определяется тем,
что только до точки О± между анодом и катодом тиристора напря-
жение положительно и он может быть открыт с помощью сигнала
управления. Вторая граничная точка &,. определяется необходимостью
создания определенного интервала времени, требуемого для восста-
100
новления вентильных свойств тиристора после прохождения его
тока через нулевое значение до момента появления положительного
напряжения между анодом и катодом (до точки О'). При выполне-
нии этих условий (при выборе угла управления а в диапазоне
ао — аг) ток в режиме инвертирования определяют как результат
решения дифференциального уравнения
Ed+e2=xd£ (2.1)
где xd=aLd— реактивное сопротивление контура инвертирования.
Это будет выражение, аналогичное (1.184):
—a)+^^-(cosa — cost}). (2.2)
(i>Ld (i>Ld
На рис. 2.1,6 представлено семейство кривых тока, построенных
при различных значениях угла управления а. Скорость изменения
тока прямо пропорциональна алгебраической сумме э. д. с. Ed
и е2. При £d-|-e2>0 di/d$Z>Q и ток возрастает, при £d+e2=0
(момент времени й(|) ток достигает максимума. При £d~H2<0
ток уменьшается и протекает в цепи за счет энергии, накопленной
в магнитном поле дросселя.
Если включение тиристора произведено до момента времени л
(рис. 2.1,6), например при угле управления a=a2, то на интервале
•&2 — л э. д. с. Ed и е2 еще совпадают по направлению и оба источ-
ника э. д. с. работают как генераторы, электрическая энергия
которых преобразуется в энергию магнитного поля дросселя. На
интервале л — й., источник э. д. с. (сеть переменного тока) работает
как потребитель электрической энергии, а в дросселе по-прежнему
происходит накопление энергии. С момента времени Фо дроссель
начинает отдавать энергию в сеть переменного тока. Режим инвер-
тирования наблюдается в течение интервала л — &' пока ток i2
в цепи инвертора не достигнет нулевого значения. С момента вре-
мени 0'2 напряжение на тиристоре становится отрицательным, со-
храняя отрицательное значение в течение интервала (3 (рис. 2.1, в).
С момента времени #'о и до очередного момента подачи отпирающего
импульса на тиристор напряжение между анодом и катодом тири-
стора положительно (рис. 2.1, в).
Правая часть выражения (2.1) определяет мгновенное значение
напряжения на дросселе. В дросселе без потерь среднее значение
напряжения равно нулю:
J (Ed+e2)d&=0. (2.3)
a
Здесь X—длительность протекания тока через тиристор, которую
можно найти из решения уравнения (2.3).
Выражение (2.3) определяет площадь, ограниченную синусоидой
е2, относительно линии Ed (рис. 2.1,6) на интервале X для каж-
101
дого конкретного значения тока в цепи. Суммарная площадь будет
равна нулю (заштрихованные области для токов i± и г2 и незаштри-
хованная—для тока ir), если Sl=S'1 (S3=S£, или Sr=Sr). Пропор-
циональны площадям будут также энергия, накопленная в магнит-
ном поле дросселя (Sx, S.,, Sr), и рассеянная энергия (S', S’2, S'T).
Прерывание тока в цепи инвертора определяется моментом,
когда при заданном угле управления обе площади (Sx и S,, S2
и S2, 5ги5'.) становятся равными между собой. При изменении
угла управления в сторону уменьшения площадь Sx, а следователь-
но, и площадь Sj будут все время возрастать. Однако увеличение
этой площади при указанных значениях э. д. с. Е2т и Ed ограни-
чено участком синусоиды Ог — О'. Как только будет израсходован
весь резерв этой площади, тиристор при а=аА раз включившись,
не может выключиться и с точки О' его ток начнет снова возрас-
тать под действием положительного напряжения, равного- Ed-]-e2.
При этом инвертор переходит в режим короткого замыкания. Точку
О', определяющую границу устойчивости работы инвертора, назы-
вают граничной, а угол управления аг, при котором достигается
этот предельный режим, — граничным.
Потеря устойчивости (опрокидывание) в реальных инверторах
наступает раньше точки О', так как для восстановления запираю-
щих свойств тиристора после его выключения необходим некоторый
промежуток времени б (рис. 2.16) для рассасывания электрических
зарядов в р-п-переходах. Следовательно, в реальном инверторе
тиристор должен выключаться раньше на угол 6, чем будет достиг-
нута точка О', причем это опережение должно всегда соответствовать
наиболее тяжелому режиму работы тиристора, при котором
б = б шах.
Аналогичную картину можно получить, если a=const, a Ed=var.
Рассмотренный инвертор содержит те же элементы, что и управ-
ляемый выпрямитель, работающий на противо-э. д. с. Однако роль
противо-э. д. с. в режиме инвертирования выполняет не Ed, а на-
пряжение сети переменного тока. Чтобы перейти от режима выпрям-
ления к режиму инвертирования, необходимо изменить направление
Ed и увеличить угол управления за пределы граничного.
§ 2.3. Однофазный инвертор со средней точкой
Рассмотрим работу управляемого однофазного преобразователя
со средней точкой (рис. 2.2, а), в цепи постоянного тока которого
включена электрическая машина, работающая либо как двигатель
с противо-э. д. с. £Дв (режим выпрямления), либо как генератор
с э. д. с. Ег (режим инвертирования). Анализ процессов в таком
преобразователе был дан в гл. 1 для управляемого выпрямительно-
го режима. При небольших углах управления э. д. с. и токи
в полуобмотках с числом витков w2 в течение большей части полу-
периода совпадают по направлению, а направления тока ld и э. д. с.
102
Едв в цепи постоянного тока противоположны (рис. 2.2,6), т. е.
энергия передается от трансформатора к электрической машине.
В режиме выпрямления средние значения выпрямленных тока
и напряжения определяются выражениями:
lda = — [cosa — cos(a+y)], (2.4)
ха
uda cos a - (a> n/2). (2.5)
Из выражения (2.5) видно, что с
среднее значение выпрямленного
увеличением угла управления
напряжения снижается. При
Рис. 2.2. Однофазный инвертор, ведомый сетью, со средней точкой:
а — схема, б, в—временные диаграммы токов и напряжений в режиме выпрямления
и инвертирования соответственно; г — внешние, входные и ограничительные характе-
ристики
а=л/2 первое слагаемое в правой части (Ud0) равно нулю, а значе-
ние Uda отрицательно. При а>л/2 обе величины (Ud0 и Uda) отри-
цательны. Если при этом перевести электрическую машину в режим
генератора (поменять полярность ее э. д. с. и приложить к валу
машины внешний механический вращающий момент), то преобразова-
103
тель будет работать в режиме инвертирования. Соответствующие
временные диаграммы для этого режима изображены на рис. 2.2, в.
Э. д. с. и токи в полуобмотках трансформатора в течение большей
части полупериода не совпадают по направлению, а направление
тока Id и э. д. с. Ег совпадают, т. е. энергия передается от элек-
трической машины (генератора) в полуобмотки трансформатора
(потребителям), а следовательно, и в сеть переменного тока.
В режиме выпрямления в преобразователе противо-э. д. с. опре-
делялась э. д. с. двигателя постоянного -тока. В режиме инвертиро-
вания роль противо-э. д. с. выполняет напряжение сети переменного
тока. При этом среднее значение напряжения на полуобмотках
имеет отрицательную полярность по сравнению с режимом выпрям-
ления.
Инверторы обычно характеризуются не углами управления а,
а углами опережения р=л— а (рис. 2.2, в).
Основные характеристики можно выразить также уравнениями
(2.4) и (2.5), но вид их несколько изменится, если подставить
а=л — Р:
/</₽==—[cos (₽—у) —cos ₽], (2.6)
ха
(7dp=-^cosP —(2.7)
Л л
Характеристику, выраженную уравнением (2.7), называют вход-
ной характеристикой инвертора. При a=const и увеличении тока
/dp увеличивается угол коммутации у, в результате уменьшаются
положительные участки в кривой коммутируемого напряжения
и среднее значение являющееся противо-э. д. с. инвертора,
возрастает. Поэтому входные характеристики инвертора имеют вид,
представленный на рис. 2.2, г в нижнем квадранте.
Устойчивость работы инвертора определяется величиной угла б,
в течение которого после перехода тока тиристора через нулевое
значение между анодом и катодом сохраняется отрицательное на-
пряжение и восстанавливаются запирающие свойства тиристора.
Необходимо, чтобы ВЫПОЛНЯЛОСЬ условие бт)п>йУвосст, где ^восст—
время восстановления запирающих свойств тиристора.
При 6<со/восст наступает аварийный режим — опрокидывание
инвертора. Угол б связан с углами Р и у зависимостью б=р~ у.
С увеличением тока при p=const угол у возрастает, а угол
б уменьшается и может достигнуть при определенном значении тока
минимально допустимого значения. Этим и определяется допустимый
ток инвертора в цепи постоянного тока, превышение которого
приводит к опрокидыванию инвертора.
С другой стороны, с уменьшением угла р инвертора (с повыше-
нием напряжения L/dp) угол б также уменьшается (увеличение
Ud^ при E2m=const может происходить за счет сокращения участ-
ков с положительными значениями э. д. с. или е2, а следователь-
но, за счет уменьшения угла Р).
104
Так как с повышением напряжения Udp при уменьшении угла 0
угол 6 уменьшается, допустимый ток инвертора будет также
уменьшаться. Зависимость между величинами Ud$, 1<$ и 6 можно
получить из выражений (2.6) и (2.7). Определив из выражения (2.6)
значение cos р и представив его в формулу (2.7), получим:
(7dp = —^cos 6+^. (2.8)
Л л
Характеристику t^p=/(/dp), выраженную уравнением (2.8),
называют ограничительной характеристикой инвертора. Она явля-
ется зеркальным изображением внешней характеристики того же
преобразователя, работающего в режиме выпрямителя, если углы
б (режим инвертирования) и а (режим выпрямления) равны по ве-
личине. На рис. 2.2, г приведены ограничительные характеристики
при 6=0 и 6=10° (пунктирные линии), а также входные характе-
ристики инвертора при различных значениях угла опережения (3.
Из этих характеристик можно определить при заданных значениях
0 И 6 предельные значения Афтах И (7</ртах (точки 1 и 2 при
6=10° и 0 = 45°, 0=30°).
§ 2.4. Трехфазный инвертор со средней точкой
Временные диаграммы, иллюстрирующие работу трехфазного
инвертора (рис. 2.3, а), приведены на рис. 2.3, б.
В отличие от однофазного инвертора каждый тиристор проводит
ток более трети периода. Выпрямленное напряжение преобразова-
Рис. 2.3. Трехфазный инвертор, ведомый сетью, со средней точкой:
а —схема; б—временные диаграммы токов и напряжений
Теля ud=uK0 совпадает в межкоммутационное время с э. д. с. рабо-
тающей фазы вентильной обмотки, а во время коммутации оно
равно среднему арифметическому значению э. д. с. коммутирующих
105
фаз. Как и в однофазном инверторе, выпрямленное напряжение
отрицательно.
Напряжение на неработающем тиристоре можно определить по
второму закону Кирхгофа; оно равно разности э. д. с. фазы, в ко-
торой находится этот тиристор, и э. д. с. работающей фазы (в ком-
мутационное время, когда ток проходит по двум фазам, вычитается
их среднеарифметическое значение).
Среднее значение противо-э. д. с. инвертора при холостом ходе
(Id=Q и у=0) согласно рис. 2.3, б
2л
3
иао=-^~ f £2r« Sin М+-₽)<№=
_2ло’ k J ' (2.9)
= — 1Л3 £2mCOSP=— 1Л6 £2cos ₽,
2л 2л
где Е2т и Е2—амплитудное и действующее значения фазной э. д. с.
вентильной обмотки трансформатора.
При и у=#0 противо-э. д. с. повышается за счет комму-
тации.
Для определения противо-э. д. с. инвертора с учетом коммутации
необходимо рассчитать процесс коммутации. Пусть, например,
происходит коммутация тока с фазы А на фазу В. По второму
закону Кирхгофа составим уравнение для контура коммутации:
е— xaf—— —1. (2.Ю)
Если отсчет времени вести с начала коммутации, то
ea=£2msin ---------ей=£2т sin --------—₽),
ea=— V3 Е2т sin («—₽).
Учитывая также, что ia+t6=/d, получаем:
— 3 £2msin(# — |3)=2ха^. (2.11)
UV
Решение этого уравнения имеет вид
1СЗ Ё2'П cos(^-P)+C. (2.12)
Постоянную интегрирования С находим из начальных условий
ib=0 при Ф=0:
С=— cos ₽.
2*а
106
Таким образом,
. Vjgw [Cos (#-₽)-cos ₽]. (2.13)
2ха
При •&=у коммутация заканчивается и ib=Id.
J j/з£2m fcosф_ _ cosр| (2.14)
2ха
Из последнего уравнения может быть определен угол у. Мгно-
венное значение напряжения на индуктивности рассеяния в период
коммутации
sin ₽)- (2Л5)
За счет этого напряжения мгновенное значение противо-э.д.с.
инвертора в период коммутации повышается.
Увеличение среднего значения противо-э. д. с. инвертора за
счет коммутационного процесса с учетом равенства (2.14) оценивают
выражением
о _
j ^y-^2msin(#-₽)^--=
О
Е2т [cos (₽ — у) — cos ₽]=A xaId. (2.16)
4л 2Л
Запишем окончательное выражение для среднего значения про-
тиво-э. д. с. инвертора:
Ud~Udo+ &Ud=-^~ ]Лз Егт cos 0+A xaId. (2.17)
2Л 2Л
Сравнивая уравнения (2.7) и (2.17), приходим к заключению,
что противо-э. д. с. трехфазного инвертора при идеальном холостом
ходе превышает противо-э. д. с. однофазного инвертора
3 У/" 3
э. д. с. вентильной обмотки трансформатора в-------»
при
1,3
той же
раза, а
наклон внешней характеристики трехфазного инвертора при той же
индуктивности рассеяния больше в—л—1,5 раза. Увеличение
наклона характеристики объясняется тем, что в течение периода в
трехфазном инверторе происходит три коммутации, а в однофаз-
ном— только две.
Переменная составляющая противо-э. д. с. инвертора, как видно
из рис. 2.3, б, имеет тройную частоту по отношению к частоте
питающей сети.
Форма кривой напряжения на неработающем тиристоре имеет
существенное значение, она определяет условия работы тиристоров
в преобразователе. Особенно важны начальный скачок напряжения
107
на тиристоре после выхода его из работы и максимальное значение
напряжения на тиристоре.
Начальный скачок напряжения, определяющий вероятность воз-
никновения аварийных режимов в выпрямителях, определяется
выражением
^ьй = У3 A 2m sin S=j/3 Е2т sin (Р — у). (2.18)
Уменьшение угла Р приводит к увеличению вероятности опро-
кидывания инвертора.
Максимальное напряжение на тиристоре равно амплитуде между-
фазной э. д. с. вентильной обмотки трансформатора ]/~3 Е2т.
В трехфазных преобразователях со средней точкой, как было
отмечено в гл. 1, имеет место вынужденное намагничивание сер-
дечника трансформатора. Поэтому в мощных установках их не
используют ни в режиме выпрямления, ни в режиме инвертиро-
вания. Тем не менее описанные процессы в таком преобразователе
представляют значительный интерес, поскольку на основе рассмот-
ренного преобразователя создаются более сложные трехфазные
преобразователи, нашедшие широкое промышленное применение.
§ 2.5. Трехфазный мостовой инвертор
Работа трехфазного зависимого мостового инвертора иллюстри-
руется временными диаграммами, приведенными на рис. 2.4, а, где
и ud2—соответственно напряжения, коммутируемые нечетной
(икю) и четной (ик20) группами. Противо-э. д. с. мостового преобра-
зователя в целом равна ud=udl+ud2.. Напряжение ud в каждый
момент времени должно равняться линейному напряжению—раз-
ности напряжений двух одновременно работающих фаз вентильной
обмотки трансформатора. Суммируются, очевидно, также средние
значения противо-э. д. с.:
Ed—EdX-}-Ed2.
Поскольку Edl=Ed2, а напряжения udl и ud2 отличаются лишь
сдвигом во времени, среднее значение противо-э. д. с. мостового
инвертора вдвое больше среднего значения противо-э. д. с. простей-
шего трехфазного инвертора.
Из соотношения (2.17) получаем выражение
Ed—Ud=— /3E2mcos₽+—(2.19)
л , я
которое представляет собой входную характеристику инвертора в
режиме у < л/3- Аналогично режиму выпрямления при инвертиро-
вании также имеют место три ’ режима: режим I (0 < у < л/3),
режим II (у=л/3), режим III (л/3 < у < 2л/3).
Входные характеристики инвертора для этих режимов представ-
лены в нижнем квадранте рис. 2.4, б.
108
Пульсации противо-э. д. с. инвертора, как видно из рис. 2.4, а,
имеют шестикратную частоту по отношению к э. д. с. сети перемен-
ного тока.
Напряжение на неработающем тиристоре подобно напряжению
на тиристоре в простейшем трехфазном инверторе (см. рис. 2.3, б).
а)
Рис. 2.4. Трехфазный мостовой инвертор, ведомый сетью:
а — временные диаграммы; б — внешние, входные и ограничительные характеристики
Единственное отличие заключается в наличии двух дополнительных
коммутационных пиков напряжения, обусловливаемых коммутациями
в соседней группе тиристоров. Эти коммутационные напряжения,
возникая в вентильной обмотке трансформатора за счет его индук-
тивности рассеяния, прикладываются и к группе тиристоров, не
коммутирующих в данный момент, питаемых от того же трансфор-
матора.
Опрокидыванию инвертора могут способствовать высокочастотные
колебания, возбуждаемые при скачкообразном изменении напря-
жения в контуре, образуемом индуктивностью рассеяния трансфор-
матора и паразитными емкостями. За счет этих колебаний напря-
жение на тиристоре может существенно повышаться. Для борьбы с
высокочастотными колебаниями параллельно тиристорам включают
демпфирующие /?С-цепочки.
109 ,
Форма тока одного из тиристоров инвертора i‘bi показана на
рис. 2.4, а. Форма токов остальных тиристоров, а также обмоток
трансформатора аналогична. Вынужденного намагничивания сердеч-
ника трансформатора в мостовом инверторе, как отмечалось, не
может быть.
§ 2.6. Коэффициент мощности инвертора
Как известно, коэффициент мощности преобразователя с сину-
соидальными напряжениями и несинусоидальными токами опреде-
ляется выражением
X=-L^!=v|cos<p(1)|, (2.20)
где Р—активная мощность, отдаваемая инвертором в сеть пере-
менного тока; 3 — полная мощность инвертора; v=/(1)//— коэффи-
циент искажения, равный отношению действующего значения пер-
вой гармоники тока к действующему значению тока; <р(1)—угол
сдвига фаз между напряжением и первой гармоникой тока.
Если положительные направления токов и напряжений (э. д. с.)
на выходе преобразователя (в трансформаторе) считать одинако-
выми в режимах выпрямления и инвертирования, то активная
мощность, будучи положительной при выпрямлении, оказывается
отрицательной при инвертировании. Это способствует передаче энер-
гии от источника постоянного тока в сеть переменного тока. Тогда
значение cos<p(i) получается также отрицательным. Коэффициент же
мощности X принято считать положительным. Именно поэтому в
выражении (2.20) берут абсолютные величины активной мощности
и cos
Для определения <р(1) аппроксимируем ток в вентилях и обмот-
ках трансформатора трапецией. На рис. 2.5 показаны временные
диаграммы тока фазы и э. д. с. трансформатора трехфазного мосто-
вого инвертора.
Током намагничивания трансформатора пренебрегаем. Такими
же будут токи и э. д. с. сетевой обмотки трансформатора в инвер-
торе с уравнительным реактором, так что коэффициент мощности в
обоих случаях одинаков.
Очевидно, ось симметрии трапецеидального тока совпадает во
времени с максимумом первой гармоники этого тока ia(1). Угол сдвига
фаз находим между моментами времени, соответствующими макси-
мумам э. д. с. и тока фазы а. Как видно из рис. 2.5, этот угол
равен
Ф(1 >=«+—+—--------—=а+^-.
(1) 3 2 з 2
Учитывая, что а=л—₽ и что в режиме инвертирования р<л/2,
получаем:
|cos<p(1)|=|cos(a+Y/2)|=|cos(p —у/2)|. (2.21)
J10
Таким образом,
X=vcos (р— у/2).
(2.22)
Коэффициент искажения формы тока при мгновенной комму-
тации (когда форма тока прямоугольная) равен 3/ля»0,955; с уве-
личением угла коммутации
достигая величины 0,968
при у=40 °.
Из выражения (2.22)
видно, ’ что для повыше-
йия коэффициента мощнос-
ти инвертора следует стре-
миться, чтобы инвертор ра-
ботал с меньшими углами
опережения р. Однако, как
было выяснено, уменьше-
ние угла Р приводит к
уменьшению угла 6=Р— у
и соответственно к увели-
чению вероятности опроки-
дывания инвертора.
Изыскание возможнос-
тей уменьшения угла опе-
коэффициент искажения повышается,
Рис. 2.5. Временные диаграммы тока фазы н
э. д. с. трансформатора трехфазного мостового
инвертора, ведомого сетью
режения для повышения
коэффициента мощности инверторов, ведомых сетью, является важ-
ной технико-экономической задачей.
§ 2.7. Аварийные режимы работы инверторов
Характерной особенностью работы однофазного инвертора является то, что
в течение временя, большего половины непроводящей части периода, напряжение
на тиристоре положительно (см. рис. 2,2, в) и он удерживается в запертом со-
стоянии лишь управляющим импульсом. Эта особенность присуща всем инвер-
торам, поскольку отрицательная постоянная составляющая напряжения Ud
может уравновешиваться лишь положительной постоянной составляющей напря-
жения на тиристоре.
Тиристор должен успеть восстановить свои запирающие свойства за проме-
жуток времени, в течение которого напряжение на тиристоре, вышедшем из
работы, остается отрицательным. Этому временя соответствует угол б
(см. рис. 2.2, в). В противном случае тиристор вступает в работу, т. е. начи-
нает проводить ток. Э.д.с. вентильной полуобмотки при этом не препятствует,
как должно быть при инвертировании, а содействует протеканию тока. Поэтому
ток под действием двух согласно направленных э.д.с.— э.д.с. вентильной полу-
обмотки трансформатора И" э.д.с. внешнего источника цепи постоянного тока —
резко возрастает.
Этот режим является аварийным и называется, как указывалось, опрокиды-
ванием инвертора. Таким образом, для устойчивой работы инвертора необхо-
димо, чтобы угол б превышал угол восстановления запирающих свойств тири-
стора.
Внешние характеристики преобразователя, построенные при постоянном угле
управления (или угле опережения при инвентироваиии) (см. рис. 2.2, г), назы-
вают естественными. Иногда преобразователь, особенно инвертор, оснащают
компаундирующим устройством, которое, воздействуя на управляющие электроды
тиристоров, обеспечивает изменение угла опережения 0 с изменением величины
тока. Вместе с тем изменяется и противо-э.д.с. инвертора — ее зависимость от
Ш
тока определяется искусственной внешней характеристикой. Чаще всего систем*
компаундирования настраивают таким образом, чтобы она с ростом тока h
увеличивала угол опережения инвертора, препятствуя тем самым уменьшение
угла 6. В частности, за счет системы компаундирования можно добиться поста»
яиотва угла б с изменением тока. Тогда искусственная внешняя характеристика
Рис. 2.6. Внешние характеристики однофазного инвертора со
средней точкой и генератора, внутреннее сопротивление кото-
рого меньше (а) и больше (б), чем у инвертора
будет параллельна ограничительной характеристике, а при 6=6min — совпа-
дать с ней.
Следует иметь в виду, что работа инвертора с искусственной характеристи-
кой может оказаться неустойчивой. Пусть, например, источник постоянного на-
Рис. 2.7. Временные диаграммы токов и на-
пряжений при аварийных режимах однофаз-
ного инвертора со средней точкой
пряжения, питающий инвертор,
идеальный, т. е. его внешняя харак-
теристика представляет
собой горизонтальную прямую ли-
нию (рис. 2.6, а). Напряжение ге-
нератора должно равняться. про-
тиво-э. д. с. инвертора, так что ве-
личина тока Id системы генера-
тор — инвертор определяется точ-
кой М пересечения их внешних ха»
рактеристик. Если по каким-либо
случайным причинам ток увеличит-
ся на небольшую величину Л/а,
это приведет к увеличению угла 3
и соответственно уменьшению про-
тиво-э. д. с. инвертора, что вы-
зовет дальнейшее увеличение тока,
уменьшение противо-э. д. с. и т. д.
Ток возрастает, пока инвертор не
отключится защитными устройст-
вами. Так же развивается процесс
и тогда, когда характеристика
генератора является падающей, ио
ее наклон меньше, чем у внешней
характеристики инвертора.
Для обеспечения устойчивой
работы необходимо, чтобы наклон
внешней характеристики генерато-
ра превышал наклон внешней ха-
рактеристики инвертора (рие. 2.6, б). Для этого генератор должен обладать, на-
пример, достаточно большим внутренним сопротивлением. Тогда при случайном
увеличении тока напряжение генератора уменьшается в большей степени, нежели
противо-э. д. с. инвертора, что приводит к уменьшению тока до величины, соответ-
ствующей точке М.
112
Ранее было описано опрокидывание инвертора, происшедшее вследствие того,
что управляющий электрод не выполнял своей функции по запиранию тиристора.
Возможна и другая причина опрокидывания инвертора, также связанная с не-
поладкой в управлении тиристором — пропуск отпирания очередного тиристора.
Если не произошла коммутация на тиристор В2, в работе остается вентиль Вц
выпрямленное напряжение, равное elt становится положительным (см. рис. 2.2, в)
и, действуя, согласно с с.д.с. генератора Ег, приводит к нарастанию тока, т. е. ава-
рийный процесс имеет такой же характер, как и при повторном вступлении ти-
ристора в работу. Развитие этого процесса зависит от величины индуктивности
сглаживающего реактора La; в случае одиночного пропуска отпирания или оди-
ночного повторного вступления тиристора в работу инвертор может восстановить
нормальный режим без отключения, что иллюстрируется рис. 2.7, а, соответствую-
щим пропуску отпирания тиристора В г. Из-за достаточно большой индуктивности
сглаживающего реактора аварийный ток нарастает медленно, и через период
после пропуска может произойти коммутация тока на тиристор В2, после чего
инвертор втягивается в нормальную работу (правда, угол запаса б тиристо-
ра Bi оказывается очень малым, поскольку произошла коммутация большого
тока). При небольшой индуктивности сглаживающего реактора аварийный ток
нарастает быстро (рис. 2.7, б) и через период после пропуска коммутации на
тиристор В2 не может завершиться — ток слишком велик. После этого ток про-
должает нарастать до отключения инвертора. Опрокидывание инвертора может
произойти и вследствие уменьшения напряжения сети.
Учитывая отмеченные особенности, индуктивность сглаживающего реактора
при инвертировании тока следует выбирать гораздо больше, чем при выпрям-
лении.
§ 2.8. Реверсивные преобразователи
Регулирование скорости двигателей постоянного тока может быть
осуществлено тремя способами: 1) изменением напряжения на якоре;
2) изменением тока обмотки возбуждения и соответственно магнитно-
го потока главных полюсов машины; 3) комбинированным измене-
нием напряжения на якоре и тока обмотки возбуждения.
В вентильном электроприводе постоянного тока широкое распро-
странение получили реверсивные преобразователи четырех основных
видов (рис. 2.8).
В приведенных структурных схемах реверсивных преобразо-
вателей постоянного тока реверс напряжения питания якоря двига-
теля Д или тока обмотки возбуждения ОВ осуществляется с помощью
либо контактных переключателей (рис. 2.8, б, г), либо управляемых
: двухкомплектных статистических преобразователей СП и УП
(рис. 2.8, а, в). Каждый комплект тиристорного преобразователя
: (СП или УП) обеспечивает питание цепи якоря или обмотки возбуж-
дения током определенной полярности.
1^-Более надежными в эксплуатации являются преобразователи с
бесконтактным реверсом напряжения, т. е. с двумя комплектами
тиристоров (рис. 2.8, а, в). Такие преобразователи подразделяют на
две группы: перекрестные (восьмерочные) (рис. 2.9, а) и встречно-
параллельные (рис. 2.9, б, в).
В перекрестных преобразователях силовой трансформатор имеет
. Две изолированные группы вторичных обмоток, каждая из которых
? питает свою группу тиристоров. При этом один преобразователь
; работает в режиме выпрямления с углами управления а, а другой —
в режиме инвертирования с углами опережения р. При изменении
8 Заказ 180 113
полярности напряжения у первого преобразователя углы изменя-
ются с а на р, а у второго — с Р на а.
Встречно-параллельные преобразователи имеют одну группу
вторичных обмоток
силового трансформатора, питающих два вы-
прямителя 1 и 2, включен-
Рис. 2.8. Структурные схемы реверсивных
преобразователей для питания элентропри-
ных встречно.
При работе реверсивных
преобразователей, собранных
по схемам рис. 2.9, а, б,
появляется дополнительный
контур тока, в который вхо-
дят обмотки трансформатора
и выпрямители 1 и 2. Под
действием разности мгновен-
ных значений э. д. с. на вы-
ходе двух групп тиристоров
в нем может протекать урав-
нительный ток, вызывающий
дополнительные потери в ти-
ристорах и обмотках тран-
сформатора.
Как отмечалось, для по-
лучения напряжения на на-
грузке определенной величи-
ны и полярности необходимо,
чтобы одна из групп тирис-
торов работала в режиме вы-
прямления, а вторая—в ре-
вода постоянного тока:
и, в — бесконтактные; б, г — с контактными пере-
ключателями
сы в контуре уравнительного тока, имеет вид
жиме инвертирования.
Дифференциальное урав-
нение, описывающее процес-
nyp=L^+Riyp=u1+u2, (2.23)
где пур — мгновенное значение уравнительного напряжения; L —
полная индуктивность контура; iyp — мгновенное значение уравни-
тельного тока; R—полное активное сопротивление контура; ult «2 —
мгновенные значения напряжений первой и второй групп тиристоров
преобразователя.
В связи с тем что активное сопротивление контура мало по
сравнению с индуктивным сопротивлением (в перекрестных преоб-
разователях уравнительный ток протекает по двум вторичным
обмоткам и имеет шестикратную частоту относительно частоты сети;
во встречно-параллельных преобразователях уравнительный ток
протекает через одну вторичную обмотку и имеет трехкратную
частоту), решение уравнения (2.23) может быть представлено в виде
114
I Для ограничения уравнительного тока в преобразователь вводят
ограничивающий (уравнительный) реактор УР (рис. 2.9, а, б).
Ограничить величину пульсирующего уравнительного тока можно
; только в случае прерывистого или гранично-непрерывного харак-
тера тока, что возможно
отсутствии в кривой пуР
стоянной составляющей
пряжения (рис. 2.10), т. е.
t/yP.cp=^1+^2=0, (2.24)
где Udl, Ud2 — средние зна-
Ьчения напряжений групп ти-
( ристоров; 4/ур.ср—среднее
'значение уравнительного на-
| пряжения,
Lформуле
при
по-
на-
0 0
УР
S)
Рис. 2.9. Схемы реверсивных преобразовате-
лей с двумя комплектами тиристоров:
— перекрестная; б — встречно-параллельная*
уравнительным реактором; в — встречно-парал*
лельная без уравнительного реактора
определяемое по
^ур.ср
Т
1 с
— I uyl[ldt,
b
[Здесь Тур—период измене-
ния уравнительных напряже-
L .. 2л
Йния и тока, равный------.
Г/
I Поскольку группы тирис-
Еторов в контуре уравнитель-
ного тока включены встреч-
но-параллельно нагрузке, из
|уравнения (2.24) следует, что
|внаки выпрямленных напря-
ЕЖений должны быть противо-
Для этого нужно, чтобы значение угла at
а значение угла a2 (aj — больше 90°.
а
с
шоложными (Udl= — Ud2).
7а2) было меньше 90°,
рог да будем иметь
Udl0 cos^+UaioCOSOi—Q,
i
2 cos cos^^^=0.
2 2
Равенство (2.25) выполнимо, если
ar a2 == 180 °.
(2.25)
(2.26)
к Уравнение (2.26) является условием согласования управления
Лвумя группами тиристоров реверсивного преобразователя.
| При cty —ct2 180 (Udi>Ud2) в контуре уравнительного тока
«Появляется нескомпенсированная постоянная составляющая напря-
жения, от действия которой уравнительный ток уже не будет огра-
ничиваться уравнительным реактором.
115-
жается коэффициент мощности
Рис. 2.10. Временные диаграммы
работы реверсивного преобразова-
теля:
а — напряжение тиристоров 1—6\ б, в —
уравнительное напряжение иур и урав-
нительный ток typ в реверсивном кон-
туре
При ulva2>180: (U^yUai) непрерывный уравнительный ток
не может появиться, так как нескомпенсированная постоянная
составляющая напряжения дополнительно «подпирает» тиристоры.
Однако при этом ухудшается использование трансформатора, пони-
преобразователя и т. д. Недостатки
несогласованного управления груп-
пами тиристоров в некоторой мере
можно уменьшить за счет внеш-
них обратных связей (системы ав-
торегулирования).
Исключить уравнительные токи
можно раздельным управлением
группами тиристоров. При этом
уравнительный реактор отсутству-
ет. Раздельное управление заклю-
чается в том, что управляющие
импульсы подаются только на ту
группу тиристоров, которая в
данный момент должна работать.
На неработающей группе управ-
ляющие импульсы сняты. Снятие
управляющих импульсов произ-
водится в момент равенства нулю
тока преобразователя, а подача
управляющих импульсов на тири-
сторы другой группы— после неко-
торой паузы (5—10 мс). Запазды-
вание во времени необходимо для
снижения тока до нуля после сра-
батывания датчика, 'осуществляю-
щего контроль нуля тока нагруз-
ки и имеющего, как правило,
некоторую нечувствительность.
Согласованное управление позволяет получить наилучшие дина-
мические показатели, поэтому его применяют для высокоточных
приводов. Однако при таком управлении за счет уравнительных
реакторов увеличиваются масса и габариты тиристорного преобра-
зователя.
Несогласованное управление при ai+a2>180° можно исполь-
зовать в электроприводах, где не предъявляются жесткие требо-
вания к динамическим показателям.
Раздельное управление целесообразно в электроприводах, где
допустимо «мертвое» время.
§ 2.9. Несимметричные преобразователи
Несимметричные преобразователи, работающие в режимах выпрямления и
инвертирования, создают различными способами: использованием специальных
несимметричных преобразователей, применением несимметричной системы напря-
жений на стороне переменного тока, а также установлением несимметричного
116
регулирования в симметричных преобразователях. Последний способ распрост-
ранен наиболее широко.
Трехфазиый одномостовой несимметричный преобразователь. Трехфазный
мостовой несимметричный преобразователь (см. рис. 1.23, а) представляет собой
последовательное соединение двух трехфазных управляемых преобразователей
со средней точкой анодного и катодного типов.
Наличие в мостовом преобразователе двух трехфазных преобразователей
в общем случае допускает неодинаковые углы управления в различных его
частях при сохранении симметрии токов в питающей сети.
Если ai и а2 — соответственно углы управления анодной и катодной групп
тиристоров, то взаимный сдвиг работы тиристоров различных групп будет равен
«а — аг=а.
Напряжение на стороне постоянного тока Ud равно сумме выпрямленных
напряжений Udl и Ud2, создаваемых каждым из трехфазных преобразователей
со средней точкой в отдельности.
Принимая для простоты идеальные условия, когда xd—oa и jra=O, получаем:
3 /—
3 Егт (cos a,+cos a2).
2л
Трехфазные преобразователи включены последовательно, поэтому они создают
одинаковые составляющие тока в фазах первичной обмотки трансформатора:
, V з
7(1) lm=7(I) lm=n я ld-
Следовательно,
1 (1) 1т =«1^ [7(1)т]2 +[/(l)m]2+2/(l)m/(DmCOSa -
2 / 3 a 21^3 a2 — a,
=n—— /dcos—=n—-—ld cos — ------------.
Л 2 JI 2
Принимая во внимание синусоидальность напряжения, установим, что коси-
нус угла сдвига фаз между напряжением и первой гармоникой переменного
тока во всем диапазоне угла управления равен
ai + а2 а, а2
cos<p=cos------, или <р=— 4-—,
' 2 2 2
поэтому активная, реактивная и полная мощности иа входе преобразователя
выражаются следующими соотношениями:
3 3 /—
р1 = ~^и1т '(1) lmcos<₽=^’ V 3 E2m^(cosai+cosa2),
3 3 !
Ql=TUlm 7(1) lmsinf₽ = 7Г У 3 Earned (sin «i+sin a2),
Z ' ZJt
о 3 II I 3 с l «2 — 01
Si-~ 2 (i) lm= 2 EmldCOS 2
Действующее значение входного переменного тока несимметричного преобра-
аователя неодинаково при различных значениях угла а:
при 0<а<л/3
, , , f 2 7(1) 1 3 а
I^nldy - v=—=-Cos-,
при л/3<а<л
а
---- ----cos —
, а л 2
1 — v=---------. •
".
Ilf
Обратим внимание,
несимметричного режима,
что симметричный режим является частным случаем
когда а1=а2=а0. Поэтому можно написать:
3
Ud=— Vi £2mcosa0,
Л
/
2 у 3
(1) \т^~------- Zd> cos <₽ = cos ao-
P1== 3 EfyrJd cosa0l
л
3 Z—
(?!=- v 3 £2m/dsin a0,
Л
5i=“ 3 EyjrJd*
vv-
Рассмотренный ранее режнм работы несимметричного преобразователя, в ко-
тором одна часть выполнена на диодах, а вторая — на тиристорах, г. е. когда
ai=0, a2=/=0, представляет собой частный случай несимметричного режима работы
мостового преобразователя.
Учитывая, что a=a2— а^а^, получаем:
V 3 Ет (l-|-cosa)=— V 3£amcos2-,
zlt Л 2
2 1/ 3 а
Z(1) Im zdCosa, cos<p=cosj,
3 £am/dcos2^-,
Л z
Qi— 3 EfyrJd sin a»
Л
3 /* * * ot
Si= у 3 Esm Id cos —,
Л 2
3 a
v=— cos — (0<a<n/3),
Л 2
a
cos —
2
(n/3<ac л).
Приведенные выражения показывают, что для изменения напряжения на
стороне постоянного тока в пределах от наибольшего значения до нуля необходи-
мо изменить угол управления а от 0 до л. При этом первая неуправляемая
часть преобразователя ие изменяет своего напряжения, а вторая часть по мере
увеличения угла а уменьшает напряжение, затем, переходя в режим инвертиро-
вания, изменяет направление этого напряжения и при угле а=л оказывается
в чисто инверторном режиме; суммарное напряжение преобразователя равно нулю.
Формы кривых выпрямленных напряжения и тока фаз цепи переменного
тока приведены на рис. 2.11, а и 2.12, а.
118
Рис. 2.11. Временные диаграммы напряжений несимметричного пре-
образователя при различных углах управления:
а — одномостового; б — двухмостового

U2^4
О
к =180°
°)
5)
Рие. 2.12. Временные диаграммы токов несимметричного преобразо-
вателя при различных углах управления:
о — одномостового; б — двухмостового
На рис. 2.13 приведены зави-
симости выпрямленного напряже-
ния и мощностей, выраженных в
относительных единицах, от угла
управления а для симметричного
(рис. 2.13, а) и несимметричных
(рис. 2.13, б, в) преобразователей.
Преимуществом несимметрич-
ного преобразователя перед сим-
метричным является меньшая пот-
ребляемая реактивная мощность.
Однако при этом обнаруживается
существенный недостаток несим-
метричного преобразователя —
ухудшение коэффициента иска-
жения за счет возникновения в
переменном токе дополнительно к
нечетным еще и четных гармоник.
Последнее ограничивает примене-
ние этих преобразователей.
Двухмостовой несимметрич-
ный преобразователь. Схема двух-
мостового параллельного несим-
метричного преобразователя изо-
бражена на рис. 2.14. Его можно
рассматривать как последователь-
ное соединение двух шестифазных
преобразователей с уравнительны-
ми реакторами, один из которых
анодного типа на диодах, а вто-
рой — катодного типа на тиристо-
рах.
Формы кривых напряжения и
тока для преобразователя при
одностороннем управлении приве-
дены на рис. 2.11, б н 2.12, б.
В отличие от одномостового
несимметричного преобразователя
в двухмостовом преобразователе
в токе питающей сети отсутст-
вуют четные гармоники, т. е. в нем
устранен основной недостаток не-
симметричного управления. Такой
же результат получается и при по-
следовательном соединении двух
мостов.
Двухмостовой параллельный
несимметричный преобразователь
характеризуется следующими вы-
ражениями:
3 /— а
v 3 cos2 —
Л 2 ,
Z(l) \т =п.....я а,
а
COS Ф = cos —
Y 2
в;
Рис. 2.13. Характеристики преобразовате-
лей:
а — симметричного; б — двухмостового несим-
метричного; в — четырехмостово» о несиммет-
ричного
121
л 6 /— , а
Р1= у 3
Л 2
Qi — Т 3 sin и,
л
6 /-— , а
V 3 Ezrnld C0S ~Z г
Л 2
л
0<а< —
и
' п 2л \
у<а<—J.
3 За
4 2л
'2л
—<а<л
к
где la — ток одного преобразователя.
Действующие значения токов получены обычным способом из кривых
рис. 2.12, б. Эти зависимости проиллюстрированы рис. 2.13, б.
Рис. 2.14. Схема двухмостового
несимметричного преобразователя
стояниый ток поддерживается неизменным,
Сравнивая показатели симметрич-
ного (см. рис. 2.13, о) и несимметрич-
ного (см. рис. 2.13, б) преобразовате-
лей, отметим, что при симметричном
управлении с увеличением глубины
регулирования выпрямленного напря-
жения реактивная мощность все вре-
мя возрастает, достигая наибольшего
значения активной мощности преоб-
разователя.
При а=л/2 среднее значение на-
пряжения иа стороне постоянного тока
равно нулю. Мгновенные значения
этого напряжения отличны от нуля.
Напряжение, запираемое вентилями
при а=л/2, наиболее неблагоприятно
по форме и по величине.
Если в процессе управления по-
то трансформатор все время оказы-
вается полностью загруженным, так как полная мощность его остается неизмен-
ной.
При несимметричном или одностороннем управлении, когда углы управления
изменяются только у половины тиристоров, с увеличением глубины регулирова-
ния реактивная мощность также увеличивается, но медленнее, чем в первом
случае, достигает максимума, а затем уменьшается до нуля. Максимальная реак-
тивная мощность не превышает половины наибольшего значения активной мощно-
сти. Когда среднее значение выпрямленного напряжения равно нулю (а=л),
равны нулю и его мгновенные значения, а также реактивная н полная мощности
трансформатора. Это состояние является как бы холостым ходом для трансфор-
матора. Постоянный ток проходит в преобразователе, минуя трансформатор.
Коэффициент искажения первичного тока при несимметричном управлении
в двухмостовом преобразователе в начале интервала лучше, чем при симметрич-
ном управлении. При а=л/6 в кривой тока первичной обмотки исчезают 5-я и
122
7-я (наиболее значительные по величине) гармоники и она приближается к сину-
соиде. Только при глубоком регулировании, когда а>2л/3, коэффициент иска»
жения заметно снижается, но здесь потребляемая мощность становится малой.
Изложенное убеждает, что одностороннее управление является эффективным
средством улучшения коэффициента мощности регулируемых преобразовательных
установок.
Увеличением числа мостов можно добиться дальнейшего улучшения коэф-
фициента мощности. На рис. 2.13, в приведены характеристики четырехмосто-
вого несимметричного поеобразователя, схема которого изображена на рис. 2.15.
Л В С
Рис. 2.15. Схема четырехмостового несимметричного преобразо-
вателя
При рассмотрении работы несимметричных преобразователей предполага-
лось, что ха = 0. При Ха#10 результаты количественно изменяются за счет
появления угла восстановления запираемых свойств тиристора б и угла комму-
тации у, но качественная картина остается прежней.
Шестифазиый сдвоенный несимметричный преобразователь. Аналогией не-
симметричного мостового преобразователя (последовательного преобразователя)
АВС
Рис. 2.16. Схема шестифазиого сдвоенного несимметрич-
ного преобразователя
являются параллельные преобразователи е перемежающимися углами управ-
ления.
Схемы таких преобразователей ничем ие отличаются от обычных (рис. 2.16).
Различие заключается в способе управления.
123
Отличительной особенностью рассматриваемого несимметричного управления
является установление для всех тиристоров двух углов управления ai и а?,
чередующихся через период (рис. 2.17, в).
Обозначив аг—ai=ao, заметим, что длительность работы тиристора в одном
периоде равна 2л/3— a2+ai, а в другом 2л/3 — a! + a2.
При таких перемежающихся углах управления среднее значение выпрямлен-
ного напряжения у всех элементов преобразователя одинаково, поэтому и воз-
можна их параллельная работа.
Форма кривой вторичного тока 'и и (рис. 2.17, биг) силового транс-
форматора при рассматриваемом способе управления несимметричная, первая
гармоника имеет частоту, в два раза меньшую частоты питающей сети. В дном
шестифазном преобразователе скомпенсировать эту гармонику не представляется
возможным (ток rj-H'}1 и i}n+/Jv на рис. 2.17, д, е).
Рис. 2.17. Временные диаграммы токов и напряжений шести-
фазного преобразователя:
а — выпрямленного напряжения первого элемента; б — тока тиристоров
первого элемента; в — выпрямленного напряжения второго элемента;
г — тока тиристоров второго элемента; д — первичного тока от первого
и второго элементов; е — первичного тока от третьего и четвертого эле-
ментов; ж — суммарного первичного тока
Наличие двух шестифазных преобразователей при сдвиге углов их управле-
ния на 2л позволяет устранить гармонику половинной частоты и получить сим-
метричную форму кривой первичного тока (fI=i} + i{I+z}I1+z}v на рис. 2.17, ле).
Расчетные формулы шестифазного сдвоенного несимметричного преобразова-
теля такие же, как и для двухмостового несимметричного преобразователя.
124
Для этого преобразователя также возможен частный режим, когда
а2=а#=0. В последнем случае половина вентилей преобразователя могут быть
неуправляемыми.
Ступенчатые несимметричные преобразователи. Ступенчатые преобразователи
разрабатывались с той же целью, что и другие несимметричные преобразовате-
ли—для уменьшения потребляемой реактивной мощности при глубоком регули-
ровании выпрямленного напряжения.
Рассмотрим один из преобразователей этого класса (рис. 2.18, а), который
можно назвать четырехэлементным, так как в нем имеется четыре отдельных
трехфазных преобразователя.
При совмещении питающих обмоток преобразователей попарно (рис. 2.18, 61-
схема ступенчатого преобразователя
Ступенчатые преобразователи
отличаются от мостовых тем, что
отдельные преобразователи пита-
ются напряжениями разных вели-
чин.
В ступенчатом преобразовате-
ле часть вентилей или все вентили
могут быть управляемыми. Если
все вентили управляемые, то во
всех элементах допустимо регули-
рование напряжения, и элементы
могут работать как в режиме вы-
прямления, так и в режиме инвер-
тирования.
Пусть максимальные напряже-
ния (при а=0) на стороне посто-
янного тока отдельных преобразо-
вателей находятся в отношении:
^:^:<:< = 6:3:2: 1
(отношение может быть любым
другим). Тогда
L’dm = Udm+U'din + U dm + =
__ 107/IV
упрощается.
На рис. 2.19 приведены регу-
лировочные характеристики четы-
рехэлементного ступенчатого пре-
образователя, соответствующие од-
ному из возможных вариантов
регулирования суммарного напря-
жения от Udm до 0. На характе-
ристиках отчетливо выделяются
5)
Рис. 2.18. Схемы четырехэлементного сту-
пенчатого несимметричного преобразова-
теля:
а — с разобщенными обмотками; б — с совмещен-
ными обмотками
четыре участка регулирования.
Первый участок соответствует регулированию только в четвертом преобразо-
вателе; его угол управления aIV возрастает от 0 до л. При а]у=л этот элемент
преобразователя работает в чисто инверторном режиме и напряжение на нем
отрицательно: U^v=— Ul^m. Общее напряжение снижено до — Udm' Реактив-
ная мощность потребляется только четвертым элементом: Qi=Qjy.
На втором участке регулированию подвергается второй преобразователь, его
угол управления an также увеличивается от 0 до л. В конце участка второй
элемент, находясь в чисто инверторном режиме, дополнительно снижает общее
4
напряжение до иат. Реактивная мощность на этом участке потребляется
только вторым элементом: Qi=Qi[»
125
На третьем участке регулируется только третий элемент. Напряжение его
снижается до величины, при которой суммарное напряжение на элементах III
и IV падает до нуля; принципиально эта половина преобразователя может быть
отключена. Его угол управления аш увеличивается от 0 до л/3. Реактивная
мощность на этом участке потребляется только третьим элементом: Qi=Qjij.
На четвертом участке регулируется первый элемент. Для снижения общего
напряжения до нуля его угол управления cij следует увеличивать от 0 до л/3'.
Реактивная мощность на этом участке потребляется первым и третьим элемента-
ми: Qi=Qi +<?ni •
На рис. 2.19 приведена кривая cosq>! преобразователя в целом, а также
кривая реактивной мощности Q,, соответствующая симметричному управлению
(при одинаковых с несимметричным глубинах регулирования напряжения).
Из рис. 2.19 видно, что т. е. реактивная мощность, потребляемая
ступенчатым преобразователем, значительно меньше мощности, потребляемой
одним эквивалентным преобразователем при симметричном управлении.
Отметим, что последовательность управления можно выбрать другой, при
этом характеристика изменит свой вид и участки элементов могут поменяться
местами.
Таким образом, ступенчатые преобразователи работают с улучшенным
коэффициентом сдвига. Однако км присущ тот же существенный недостаток, что
и одномостовым преобразователям
Рис. 2.19. Регулировочные характеристики
четырехэлементного ступенчатого преобразо-
вателя
при одностороннем управлении:
коэффициент искажения недоста-
точно высок; кроме того, появля-
ются четные высшие гармоники в
первичном токе.
Двухмостовой компенсацион-
ный несимметричный преобразова-
тель. Установленную мощность
можно увеличить путем парал-
лельного соединения двух или бо-
лее мостовых преобразователей.
В качестве примера рассмотрим
двухмостовой преобразователь
с одним коммутирующим звеном
(рис. 2.20) и двухмостовой преоб-
разователь с параллельно вклю-
ченными конденсаторами (рис.
2.21).
Преобразователь рис. 2.20
можно представить в виде- после-
довательно соединенных обычного
двойного трехфазного преобразо-
вателя с уравнительным реактором
и компенсационного преобразова-
теля.
Коммутирующие конденсаторы компенсационной (анодной) части преобра-
зователя обеспечивают опережающий угол управления. Величина угла управле-
ния в неуправляемом режиме зависит от емкости коммутирующих конденсаторов
и тока нагрузки. Угол управления обычной (катодной) части определяется в
этом режиме моментом начала естественной коммутации токов в тиристорах.
Наклон внешней характеристики преобразователя тем больше, чем меньше
«емкость коммутирующих конденсаторов, поэтому при одном и том же токе
нагрузки в преобразователе можно получить различные значения выпрямленного
напряжения. Таким образом, конденсаторы не только служат для компенсации
реактивной мощности, ио и выполняют функцию управляющего звена.
При необходимости регулирования выходного напряжения в широких пре-
делах преобразователь выполняют на тиристорах, причем для повышения коэф-
фициента мощности управление целесообразно осуществлять лишь на стороне
126
обычной части преобразователя. Компенсационная часть преобразователя пр»
этом работает в неуправляемом режиме. При таком управлении в первичном
токе отсутствуют четные гармоники, а питающий трансформатор разгружается,
поскольку в течение части периода ток нагрузки протекает по тиристорам,
минуя трансформатор.
При изменении угла управления обычной части преобразователя в преде-
лах напряжение на стороне постоянного тока плавно изменяется ог
максимального значения до нуля. В процессе управления режим обычной част»
преобразователя изменяется с выпрямительного на инверторный.
В преобразователе рис. 2.20 эффективно используются коммутирующие кон-
денсаторы, обеспечивающие генерирование реактивной мощности, величина ко-
торой в номинальном режиме в 3—4 раза превышает установленную мощность
конденсаторов. Однако при уменьшении тока нагрузки уменьшается и генерируе-
мая реактивная мощность, так что использование преобразователя эффективно
в тех случаях, когда нагрузка большую часть рабочего цикла близка к номи-
нальной.
Если нагрузка ниже номинальной, а сеть переменного тока нуждается в
реактивной мощности, более целесообразно применять двухмостовой преобразо-
ватель с параллельно включенными конденсаторами (рис. 2.21). В нем также
одна половина является неуправляемой, а угол управления другой половины
изменяется в пределах
В таком двухмостовом преобразователе кроме основных контуров коммута-
ции образуются контуры свободных колебаний, в которые входят коммутирующие
конденсаторы и индуктивности рассеяния силового трансформатора и питающей
сети. При достаточно малых токах нагрузки, когда коммутация тока в вентилях
происходит мгновенно, выпрямительные мосты могут быть представлены по отно-
шению к колебательным контурам как источники тока прямоугольной формы.
Расчет токов и напряжений в преобразователе выполняют по методу наложения
действий этих источников тока и источников э. д. с. силового трансформатора.
Двухмостовые компенсационные преобразователи могут работать как инвер-
торы, ведомые сетью, и как автономные инверторы с симметричным и несиммет-
ричным управлением.
Рис. 2.20. Схема двухмостового
компенсационного преобразова-
теля с одним коммутирующим зве-
ном
Рис. 2.21. Схема двухмостового
компенсационного преобразователя
с параллельно включенными кон-
денсаторами
127
ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
I. Объясните разницу между режимами выпрямления и инвертирования
тиристорного преобразователя.
2. Какие ограничения накладываются иа угол опережения для осуществле-
ния нормальной работы преобразователя в режиме инвертирования?
3. Какие причины приводят к опрокидыванию инвертора, ведомого сетью?
4. Во сколько раз среднее значение противо-э. д. с. мостового инвертора
отличается от противо-э. д. с. трехфазного инвертора со средней точкой?
5. Как необходимо изменить угол опережения, чтобы повысить коэффи-
циент мощности инвертора?
6. Определите среднее значение противо-э. д. с. холостого хода на выходе
трехфазного мостового инвертора, если угол опережения 30°, а фазное напря-
жение вторичной обмотки трансформатора 150 В.
7. Объясните разницу между согласованным и несогласованным управле-
нием группами тиристоров.
8. Какими преимуществами обладают несимметричные преобразователи по
сравнению с симметричными?
9. Как изменится реактивная мощность несимметричного преобразователя
при изменении угла управления?
10. Определите среднее значение напряжения на выходе двухмостового
параллельного несимметричного преобразователя, если фазовое напряжение
вторичной обмотки трансформатора 220 В, а угол управления 120°.
11. Определите активную, реактивную и полную мощности на входе трех-
фазного мостового несимметричного преобразователя, если фазное напряжение
вторичной обмотки 160 В, среднее значение тока 10 А, а угол управления 60°.
12. Объясните принцип работы компенсационных преобразователей с не-
симметричным управлением.
ГЛАВА 3
ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ПОСТОЯННОГО И ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИИ
§ 3.1. Классификация импульсных преобразователей
напряжения
Изменение величины напряжения потребителя посредством
широтно-импульсных преобразователей (ШИП) называют импульс-
ным регулированием.
С помощью ШИП источник постоянного или переменного на-
пряжения периодически подключается к нагрузке. В результате
на выходе ШИП формируются импульсы напряжения.
Регулирование напряжения на нагрузке можно осуществить пу-
тем изменения параметров выходных импульсов ta и Т, где ta —
длительность выходных импульсов; Т—-период следования выход-
ных импульсов. Наибольшее распространение получили широтно-
импульсный (ta—var, 7’=const), частотно-импульсный (/n=const,
T=var) и время-импульсный (7H=var, T=var) способы регулиро-
вания. При этом регулируется относительное время проводимости
управляемого вентиля, что приводит к плавному изменению сред-
него или действующего значения напряжения на нагрузке.
ШИП постоянного напряжения можно классифицировать по
ряду признаков.
В зависимости от типа применяемых в силовой части полупро-
водниковых приборов различают: а) ШИП на полностью управляе-
мых вентилях [транзисторах и запираемых (двухоперационных)
тиристорах]; б) ШИП на тиристорах. И те и другие подразделяют
на нереверсивные и реверсивные.
Нереверсивные ШИП преобразуют плавно изменяющееся вход-
ное напряжение в импульсное постоянной амплитуды и полярно-
сти, но различной длительности.
Реверсивные ШИП преобразуют плавно изменяющееся входное
напряжение или в переменное, разной по полупериодам длитель-
ности, или в импульсное постоянной амплитуды, разной длитель-
ности и полярности.
В качестве реверсивных обычно используют мостовые преобра-
зователи.
Нереверсивные ШИП могут осуществлять полную или частич-
ную модуляцию напряжения питающей сети.
Нереверсивные ШИП с полной модуляцией в зависимости от мес-
та включения управляемого вентиля и дросселя фильтра подраз-
9 Заказ 180 129
деляют на три типа. В ШИП первого типа (см. рис. 3.2,6) управ-
ляемый вентиль и дроссель фильтра включены последовательно с
нагрузкой (последовательный ШИП). Характерной особенностью
последовательных ШИП является невозможность получения на-
пряжения на выходе выше напряжения источника питания. Парал-
лельные ШИП — второго типа с последовательным включением
дросселя и параллельным включением управляемого вентиля по
отношению к нагрузке (см. рис. 3.4, а) и третьего типа с последо-
вательным включением управляемого вентиля и параллельным
включением дросселя по отношению к нагрузке (см. рис. 3.5, а) —
позволяют получить напряжение на выходе выше напряжения ис-
точника питания.
Импульсные преобразователи постоянного напряжения находят
широкое применение в качестве стабилизаторов и регуляторов на-
пряжения приборных комплексов, источников питания обмоток
возбуждения электрических машин и электромагнитных механиз-
мов, двигателей постоянного тока и т. д.
Импульсные преобразователи переменного напряжения могут
быть однофазными и трехфазными, трансформаторными и бес-
трансформаторными, с полным и частичным (с вольтодобавкой)
регулированием потока мощности, с естественной и искусственной
(принудительной) коммутацией.
Импульсные преобразователи переменного напряжения широ-
ко используют для регулирования мощности электрических печей
сопротивления, ламп накаливания и люминесцентных ламп, раз-
личных электротехнологических установок, асинхронных двигате-
лей и других устройств.
Выходные каскады ШИП наиболее просто выполнять на пол-
ностью управляемых вентилях — транзисторах и запираемых
(двухоперационных) тиристорах, отпирание и запирание которых
производится с помощью управляющих импульсов.
При выходной мощности более нескольких киловатт в качестве
ключей целесообразно применять тиристоры.
Импульсные преобразователи имеют следующие преимуще-
ства:
1) высокий к. п. д., так как потери мощности на регулирующем
элементе преобразователя незначительны по сравнению с потеря-
ми мощности при непрерывном регулировании;
2) малую чувствительность к изменениям температуры окру-
жающей среды, поскольку регулирующим фактором является вре-
мя проводимости управляемого вентиля, а не внутреннее сопро-
тивление регулирующего элемента, как при непрерывном регули-
ровании;
3) малые габариты и массу; постоянную готовность к работе.
Однако импульсным преобразователям присущи и недостатки:
1) импульсный режим работы регулирующего элемента приво-
дит к необходимости устанавливать выходные и часто входные
фильтры, что вызывает инерционность процесса регулирования в
замкнутых системах;
130
2) высокие скорости включения и выключения тока в силовой
цепи ШИП приводят к возникновению радиопомех.
§ 3.2. Способы коммутации тиристороз
Запереть тиристор можно: а) подачей на управляющий элек-
трод запирающего импульса (двухоперационный тиристор);
б) уменьшением анодного тока тиристора ниже тока удержания и
приложением к тиристору отрицательного (обратного) напряже-
ния в течение времени, не меньшего паспортного времени выклю-
чения ^выкл-
Различают естественную и искусственную (принудительную)
коммутацию. При естественной коммутации ток с одного рабочего
тиристора на другой переходит под действием напряжения сети
переменного тока (рис. 3.1,а, б), от которой или на которую дан-
ный вентильный преобразователь работает (выпрямители, ведо-
мые сетью инверторы, непосредственные преобразователи частоты,
реверсивные преобразователи постоянного тока).
При искусственной коммутации прерывание тока рабочего ти-
ристора осуществляется с помощью вспомогательного (не отно-
сящегося к сети) источника энергии постоянного (импульсного)
тока или предварительно заряженных конденсаторов, принадлежа-
щих вентильному преобразователю (рис. 3,1, в — з). Если комму-
тация происходит между двумя рабочими тиристорами, то ее на-
зывают прямой (одноступенчатой) (рис. 3.1, ж); коммутация же
между рабочим и вспомогательным тиристорами является не пря-
мой (двухступенчатой) (рис. 3.1, г, е, з).
Искусственную коммутацию применяют в преобразователях, не
связанных с сетью переменного тока и работающих на автоном-
ную нагрузку (автономные инверторы, регуляторы постоянного
напряжения), или в преобразователях, связанных с сетью пере-
менного тока, в которых необходимо обеспечить коммутацию при
несоответствующей полярности питающей сети (непосредствен-
ные преобразователи частоты, компенсационные выпрямители, регу-
ляторы переменного напряжения с искусственной коммутацией).
По способу подачи коммутирующего напряжения , различают
преобразователи с параллельной и последовательной комму-
тацией.
При параллельной коммутации предварительно заряженный
конденсатор подключается либо параллельно запираемому тирис-
тору (рис. 3.1,з,ж,з), либо параллельно нагрузке (рис. 3.1,г), при
последовательной коммутации — последовательно с нагрузкой
(рис. 3.1,<3, е).
В схеме рис. 3.1, в, когда тиристор В заперт, конденсатор С заряжается
с полярностью, указанной без скобок. При отпирании Тиристора В происходит
колебательный перезаряд конденсатора. Через полупериод собственных колебаний
LC-контура полярность конденсатора изменяется на обратную, и в следующий
полупериод собственных колебаний нарастающий ток перезаряда конденсатора,
протекая навстречу анодному току тиристора (нагрузки), запирает тиристор в
момент равенства нулю суммарного тока.
Рис. 3.1. Схемы коммутации тиристоров:
а, б — естественная коммутация; в — з — искусственная коммутация
Коммутация тока в схеме рис. 3.1, г происходит следующим образом. Ком-
мутирующий конденсатор С предварительно заряжается от источника (на схеме
не показан) до напряжения, превышающего Ud, с полярностью, указанной на
рисунке. Для запирания тиристора Bi отпирается вспомогательный тиристор В2.
При этом за счет тока разряда конденсатора, протекающего навстречу анодно-
му току тиристора по контуру С — В2— Bi — Ud — С, тиристор В] запирается
в момент равенства нулю суммарного тока. После запирания тиристора Bi
конденсатор С перезаряжается током нагрузки. Запирание тиристора В2 и отпи-
рание диода До происходит в момент, когда напряжение на конденсаторе С
становится равным нулю.
В схеме рис. 3.1, д при отпирании тиристора В происходит колебательный
заряд конденсатора С. При спадании тока LC-контура (анодного тока тиристо-
ра) до нуля происходит запирание тиристора. Резистор R служит для разряда
конденсатора к моменту очередного отпирания тиристора. ч
Коммутирующее напряжение можно вводить последовательно в цепь запи-
раемого тиристора В| (рис. 3.1, е). При отпирании тиристора В2 напряжение
предварительно заряженного конденсатора (uc>Ud) прикладывается к дрос-
селю L. На тиристор Bt подается обратное напряжение и он запирается. Контур
перезаряда конденсатора на интервале коммутации отделен от цепи нагрузки
запертым тиристором Bt, и ток этой цепи не участвует в перезаряде конден-
сатора.
Все преобразователи с естественной и искусственной комму-
тацией можно подразделить на преобразователи с самокоммута-
цией и взаимокоммутацией. При самокоммутации рабочий тири-
стор при отпирании создает условия для своего запирания
(рис. 3.1, в,д). При взаимокоммутации запирание тиристора про-
исходит при включении другого тиристора, т. е. в течение некото-
рого промежутка времени оба тиристора открыты (рис. 3.1, б, г,
е, ж,з).
В схеме рис. 3.1, ж при протекании тока через тиристор Bt конденсатор С
заряжается с указанной на рисунке полярностью. При отпирании тиристора В2
конденсатор С разряжается через тиристоры В2 и Вц запирая последний. После
этого конденсатор перезаряжается и подготавливаются условия к запиранию ти-
ристора В2. В схемах рис. 3.1, г, е, з процесс коммутации протекает в две сту-
пени: вначале запирается рабочий тиристор, а затем, после разряда или перезаря-
да конденсатора,— вспомогательный. Например, в схеме рис. 3.1, з конденсатор С
заряжается, когда вспомогательный тиристор В2 открыт (полярность без скобок).
При отпирании рабочего тиристора Bi происходит перезаряд конденсатора С
через цепочку, состоящую из диода Д и дросселя L (полярность в скобках).
Запирание тиристора Bi происходит при отпирании тиристора В2.
Преобразователи с непрямой (двухступенчатой) коммутацией
позволяют регулировать длительность открытого состояния рабо-
чего тиристора в широких пределах и могут приближаться по сво-
им свойствам к преобразователям на полностью управляемых
вентилях.
§ 3.3. Нерезерсизные ШИП постоянного напряжения
на полностью управляемых вентилях
При рассмотрении преобразователей на полностью управляе-
мых вентилях будем полагать, что они построены на запираемых
(двухоперационных) тиристорах. Преобразователи на транзисто-
рах аналогичны. Все физические процессы, а также выражения, по-
133
лученные при анализе, справедливы для преобразователей как на
запираемых тиристорах, так и на транзисторах.
На рис. 3.2 приведены схемы нереверсивных ШИП постоянного
напряжения с последовательным ключевым элементом (а, б), а
3)
Рис. 3.2. Нереверсивные ШИП постоянного напряжения с последовательным клю-
чевым элементом:
а, б — схемы; в — временные диаграммы токов и напряжений при активно-яндуктивной
нагрузке; г, д — временные диаграммы токов и напряжения прн работе на противо-э. д. с.
также алгоритм переключения запираемых тиристоров и времен-
ные диаграммы токов и напряжений при активно-индуктивной на-
грузке (в) и работе на противо-э. д. с. (г, д).
При анализе будем полагать, что: запираемые тиристоры яв-
ляются идеальными ключами; время переключения вентилей рав-
но нулю; внутреннее сопротивление,источника равно нулю.
134
При отпирании запираемого тиристора В в цепи нагрузки про-
текает ток (на рис. 3.2,а путь тока показан сплошной линией).
При запирании запираемого тиристора В ток нагрузки за счет
э. д. с. самоиндукции сохраняет свое прежнее направление, замы-
каясь через обратный диод До (путь тока показан пунктирной ли-
нией).
Для защиты тиристоров от перенапряжений, возникающих при
разрывах цепи питания, на входе ШИП устанавливают фильтр,
выходным звеном которого является конденсатор Свх (на рис. 3,2, а
показан пунктиром).
Среднее значение напряжения на нагрузке
^0
\uddt=U>=Udy,
1 о 1
где y=tn/T—коэффициент заполнения импульсов.
Изменяя величину коэффициента заполнения, можно получать на
выходе ШИП различные значения среднего напряжения на нагрузке,
которое всегда меньше напряжения источника питания.
Мгновенные значения тока нагрузки во время импульса и паузы
можно определить, например, методом отдельных составляющих,
использующим непрерывное преобразование Лапласа. Известно, что
если оригинал и (г) есть периодическая функция с периодом Т, то
соответствующим изображением будет
т
U =------1—Гт J е~РТи & dt=Jh^-T
1 — е~₽г 0 1 — е-₽г
Здесь С\(р)— изображение функции ur(t), которая совпадает с функ-
цией u(t) на протяжении первого периода и равна нулю при /<0.
В общем случае установившаяся реакция цепи может быть опре-
делена по двум составляющим: переходной и свободной:
(^)“^пер (О Св (^)-
Свободную составляющую тока определяют как сумму вычетов
подынтегральной функции относительно полюсов функции Ya(p) =
= l/ZB(p):
Ui (Р)
(1 _ е-РТ) zH (р)

где полюсы pq находят из условия ZH(p)=0. Это условие дает ко-
нечное число полюсов. Поэтому число слагаемых в выражении для
iCB(0 будет также конечным и выражение свободного тока получа-
ется в замкнутой форме.
Преобразуем выражение Ut(p)/(1 — е~рТ'):
-^^- = [/1(/7)(1+е-Рг+е-2рг+
1 — е~рТ
135
Если рассматривается решение только в течение первого перио-
да, т. е. 0</<Т, то изображением воздействующей э. д. с. бу-
дет Uг (р).
Эта особенность позволяет определить изображение переходного
тока на протяжении периода в виде
/н(Р)=^г (p)YB(p).
Согласно теореме Коши о вычетах переходный ток
i'nepi (0 = £ Res (р) У н (Р) ept]p=P9,
где полюсы pq находят как полюсы функции U1(p)Y„(p).
Число полюсов оказывается конечным, поэтому выражение для
переходного тока на протяжении первого периода гпер1 (/) получается
в замкнутой форме.
Используя выражения для гсв1 (t) и inepi (0, определяющие в замк-
нутой форме переходный и свободный токи в течение первого пе-
риода, можно определить в замкнутой форме и установившийся
(квазиустановившийся) ток на этом интервале:
ЧТ1 (0 = ^пер1 (Р) С.в (О-
Если кривая воздействующего напряжения и (/) симметрична от-
носительно оси абсцисс, то аналогично можно определить устано-
вившийся ток на протяжении полупериода. Если же эта кривая
в течение полупериода имеет несколько характерных участков, для
которых воздействующая функция может выражаться определенной
аналитической зависимостью, то указанную особенность можно рас-
пространить и на интервалы периода.
Изображение напряжения, действующего в схеме рис. 3.2, а,
Изображение тока нагрузки
/н(Р)=^=^- ------------------------1 ~ .
(Р) Р (1 — е рТ) (rH+pLH)
Свободный ток
«cbi(0= Res — H f r — t° !L t !~e P° 1-e " c Ln (1 — е_рГ) (ra+pLH) гн Jh_ t 1 — e
Переходный ток на интервале 0<7</0
/nepi(0=Res-----—----epZ-f- Res ----——ept—
Pi=o pl/H+pLH) Рг=-гп/ьн p(ra+pLa)
136
Искомый установившийся ток на интервале 0<Дсt0
1н1 (0 = tnepl (t) — lCBl (I) —
= Ud_ I j _ 1 — е е L" е LH 1 —а1Ь1 е lh | ц
гн I Т, г I гн у 1 — Qi /’
\ 1 — е L" /
_ г <0 уТ_
т т т
где 0^=6 н ; &г=е н =е в; Тн — Ьп/гн— постоянная времени цепи
нагрузки.
Для нахождения тока на интервале t0<it<iT начало координат
необходимо сдвинуть вправо на величину t0. Тогда изображение
напряжения на нагрузке запишется в виде
Ua(P)=^
в—(Т —р_ е—рт
1~е~рТ
Свободный, переходный и установившийся токи на интервале
t^t^T определяются соответственно выражениями:
'н
Jnep2 (0 ” О»
— ( г - ta) --Т гн .
L L ---------*
е н — е н
--------------------е н
Н у
1 —еЛн
Максимальное и минимальное значения тока нагрузки (тока че-
рез запираемый тиристор и обратный диод) можно найти из выра-
жений (3.1), (3.2) при подстановке t=t0 и t—T—toz
' / Ud / Ud
''max , » *min . •
rH 1 — 41 rH 1 — 01
Амплитуда пульсаций тока нагрузки
Д7=/
max
Ud (} ——°1&1)
(3.3)
Из выражения (3.3) следует, что амплитуда пульсаций тока на-
грузки максимальна при у=0,5, т. е.
А/ =^--
max
гн
1-^'5
1+а?’5 ’
137
Коэффициент пульсаций выходного напряжения
к _дин _ G — &i *) с1 ~
П Ud
(3-4)
Токи через запираемый тиристор и обратный диод протекают со-
ответственно на интервалах 0<7<70 и Интегрируя токи
на соответствующих интервалах, определим среднее значение токов
запираемого тиристора и обратного диода:
1 7/. Т (1 —ЬТ* )(1—al^i)
/B4p,I(t)a=^-£L.J—(3.5)
Тm]. (3.6)
т •> ги т L 1 — щ J
Среднее значение тока нагрузки
/н=/н+/Д=^-Т, (3.7)
ГН
т. е. он не зависит ни от частоты переключений запираемого тири-
стора, ни от постоянной времени цепи нагрузки, а полностью опре-
деляется средним значением напряжения и активным сопротивлением
нагрузки.
При работе нереверсивного ШИП на якорь двигателя постоян-
ного тока (рис. 3.2, а) возможны два режима: непрерывных токов
якоря (рис. 3.2, г) и прерывистых токов якоря (рис. 3.2, д).
Основным режимом является режим непрерывных токов (рис. 3.2, г),
для которого изображениями напряжении на”нагрузке в период им-
пульса и паузы будут:
,, / > (Ud — E) — Ude-pt'‘+Ee~PT
pd-e-»--)------------------
Мгновенные значения тока якоря двигателя
_______________________________
(0</</0), (3.8)
гн гн 1 — а1
___t_
F II1 — ЬТ"1 Т
1н2(/)=--+^------— е н (t0<t<T), (3.9)
гн гн 1 — а,
где гн — активное сопротивление якоря двигателя.
Максимальное и минимальное значения тока якоря двигателя:
' 1 Е “i&i —Щ
max ' , „ > 7min •
1 Qi 1 —ai
(3.10)
138
Амплитуда пульсаций тока якоря
Д/=^
га
(l-^'Xl-aA)
1 —Qj
(3.U)
Из последнего выражения следует, что амплитуда пульсаций тока
якоря при заданных параметрах цепи нагрузки зависит от времени
включенного состояния и частоты переключений запираемого тири-
стора, уменьшаясь с увеличением частоты переключений при задан-
ном времени включенного состояния запираемого тиристора.
Среднее значение тока якоря двигателя
4=^-^-. (3.12)
гн
Режим прерывистых токов якоря может возникнуть при малых
нагрузках, когда время переключения рабочего тиристора соизме-
римо с постоянной времени цепи нагрузки, или при больших зна-
чениях противо-э. д. с. (рис. 3.2, д).
Для режима прерывистых токов изображениями напряжений на
нагрузке в период импульсам паузы будут:
^<^4^ (0</<у.
р(1-е~Рг)
I] /М -E+Ee-P^-^+(Ud-E)e-^r-^-(Ud-E)
р(1 — е р‘)
Мгновенные значения тока якоря двигателя:
ini - -~d-( - а'-;} -£ aiC1) е Т* (0</</0), (3.13)
гн гн \1 а1)
... —Е Wd 1 Ea^bj 1 т„
^H2 If)— I ~ : e
гн
(3-14)
гн(! ~аг)
t,/Т
где cx—e 1 h.
Значение q можно определить, приравняв iH2 (/) нулю при t=
—tx t0:
Подставляя значение в (3.13) и (3.14), получаем окончатель-
ные выражения для токов якоря двигателя:
/ ______________________
гн1(0=^Д1-е Та) (P<t<t0), (3.16)
гн
t / _
jj _р tpI т I
^(0=^-^(1-^')е “--Ь-е и/ (W<G)- (3.17)
гн гн
139
Максимальное значение тока якоря двигателя
/тах=^к=^(1-ЙГ1).
Гц
Среднее значение тока якоря двигателя
/ _<Л/У Е h
‘ Н— • •
Гн гн Т
Из условия tH1 (Z=0)=0 можно найти параметры цепи нагрузки,
при которых наступает граничный режим:
Erp=Eda1~~-^:
1 — at
Лр=~ (y-)• (3-18)
Гн \ 1 — at/
В нереверсивном ШИП, выполненном по схеме рис. 3.2, а, ток
нагрузки не изменяет своего направления.
Схема нереверсивного ШИЦ,.С-..дццтцруюшим.-запираемым,. т_И.ри-
стором_/и (дне_ЗЛдхцобеспечивает двусторонний обмен энергией
между источником питания и нагрузкой. Данная схема обеспечивает
как режим потребления энергии от источника питания (режим дви-
гателя), так и режим рекуперации энергии в источник питания (ре-
жим торможения),. -----,---.....
” Из алгоритма переключения запираемых тиристоров и временных
диаграмм рис. 3.3,6 видно, что тиристоры Bt и В2 переключаются
в противофазе.
При работе рассматриваемого ШИП возможны несколько режимов.
При Udy>E энергия потребляется от источника питания (на
рис. 3.3, а, б направление тока нагрузки на интервалах 0—t0
и t0—Т показано сплошной линией).
При увеличении э. д. с. Е среднее значение тока нагрузки умень-
шается и наступает режим переменных токов (Е ~ Ed\). В кривой
тока нагрузки (рис. 3.3, б) имеются четыре интервала: / — 0 — t0 —
энергия отдается нагрузкой в источник питания через диод Д1;
II—to — t0—энергия потребляется от источника питания через ти-
ристор В^, III—t0—— энергия рассеивается в активных сопро-
тивлениях нагрузки и диода Д2; IV—— Т — энергия рассеивает-
ся в активных сопротивлениях нагрузки и тиристора В2.
Если при том же значении у скорость вращения якоря двигателя
изменится и э. д. с. Е станет больше Udy, то направление тока на-
грузки изменится (на рис. 3.3, а, б показано пунктирной линией).
При этом, когда тиристор В2 открыт, энергия в индуктивности якоря
накапливается под действием противо-э. д. с., а при запирании ти-
ристора В2 она отдается в источник питания через диод Ду
140
Мгновенное и среднее значения тока нагрузки определяются
так же, как и для схемы рис. 3.2,а, выражениями (3.8), (3.9), (3.12).
б)
Рис. 3.3. Нереверсивный ШИП с шунтирующим
____________Запираемым тиристором: ---------
а —схема; б — временные диаграммы токов и напряже-
ний
В режиме потребления энергии от источника питания границу
непрерывных токов оценивают выражением (3.18), а в режиме ре-
куперации— выражением (3.9) (при t=Q iB2(0=0):
1 — 67*1
Er^UdT-^,
141
Для сглаживания пульсаций выходного напряжения ШИП при-
меняют индуктивно-емкостные фильтры (см. рис. 3.2,6). Принцип ра-
боты ШИП с LC-фильтром (ШИП первого типа) аналогичен прин-
ципу работы ШИП на якорь двигателя постоянного тока. При от-
пертом тиристоре В источник питания Ud подключен через дрос-
сель L к параллельно соединенным конденсатору С и нагрузке гн
(на рис. 3.2,6 путь тока Д1 на этом интервале показан сплошной
линией).
При запирании тиристора В ток iL2, поддерживаемый э. д. с.
самоиндукции дросселя L, замыкается через диод До (на рис. 3.2,6
путь тока tL2 показан пунктирной линией).
Анализ процессов проведем при следующих допущениях: 1) вре-
мя переключения запираемого тиристора и диода равно нулю;
2) пульсациями напряжения на нагрузке пренебрегаем, т. е. С -> оо,
[7c=(JH=/HrH=const; 3) суммарное сопротивление контура тока
индуктивности на первом и втором интервалах одинаково: гэ=гвн-|-
+rs+rz.> rs^ru+rL’ гДе гвн—внутреннее сопротивление источника
питания; гв, гд—сопротивления открытого тиристора и диода; rL —
активное сопротивление дросселя фильтра; 4) индуктивность дрос-
селя L=const.
Используя метод отдельных составляющих, нетрудно показать,
что выражения для токов и аналогичны выражениям (3.8)
и (3.9);
iLl (/) _.иа~ин _ Ud_. 1 - е~6тэ
r3 гэ 1 — аг
lL,m—
Гэ ГЭ 1 — Я1
Здесь а1=е-г/тэ; Ь1=е/“/тэ; Тэ=Ь/гэ.
Максимальное, минимальное, среднее значения тока дросселя
(нагрузки) и амплитуда пульсаций тока дросселя определяются со-
ответственно выражениями (3.10), (3.12) и (3.11). При этом необхо-
димо учесть, что активному сопротивлению гн, индуктивности LH
и э. д. с. Е в этих выражениях соответствуют сопротивление гэ,
индуктивность L и напряжение Uc=Ua.
В режиме непрерывных токов внешние характеристики ШИП
определяют из выражения (3.12):
При увеличении гн и L У=оо в ШИП наступает режим преры-
вистых токов. При этом мгновенное значение тока дросселя, вели-
чины граничных, напряжения и тока находят из выражений (3.16),
(3.17), (3.18).
Внешние характеристики ШИП в режиме прерывистых токов
характеризуются уравнением
Л/э).
*1
142
При rH=var и y=var для обеспечения непрерывных токов дрос-
селя индуктивность дросселя и емкость конденсатора фильтра сле-
дует определять из соотношений:
т j _____ ^dYminU Ymln) 1пч
Ь Lmln — Z7 7 . (о. 1 У)
н max/
С = Л.<1 - Ymin)t (3.20)
16ь/Сп min
которые получены при допущении, что пульсациями тока нагрузки
пренебрегаем, а токи II и ic считаем изменяющимися по линейному
закону.
На рис. 3.4 приведены схема нереверсивного ШИП с параллель-
ным включением запираемого тиристора по отношению к нагрузке
(ШИП второго типа) (а) и временные диаграммы токов и напряже-
ний для режимов непрерывных (б) и прерывистых (в) токов дросселя.
Когда запираемый тиристор В заперт, напряжение источника
питания через диод Д приложено к нагрузке. При переключении
тиристора с определенным коэффициентом заполнения импульсов у
в момент, когда он открыт, все напряжение источника питания при-
ложено к дросселю L и в нем запасается энергия. Конденсатор С
при этом разряжается на нагрузку. Разряду конденсатора через
запираемый тиристор В препятствует диод Д (на рис. 3.4, а путь
тока дросселя iL1 показан сплошной линией).
При запирании тиристора В ток дросселя iL2 (на рис. 3.4, а по-
казан пунктирной линией), поддерживаемый э. д. с. самоиндукции
дросселя L, протекает через диод Д, нагрузку и конденсатор С,
за счет чего отдается энергия, запасенная в период открытого со-
стояния тиристора В.
Используя метод отдельных составляющих и те же допущения,
что и для схемы рис. 3.2,6 с последовательным ключевым элемен-
том, а также учитывая, что при открытом тиристоре (интервал
0<Д<Д0) к Дросселю L приложено напряжение^, а при запертом —
(U d — Ua) (интервал /0</<Т), определим мгновенные значения то-
ков дросселя:
__t
Тэ (3.21)
гэ r3 1 — аг
I____t
iL2 (/)==^~(7н..+^-.1^61 - е Тэ (3.22)
гэ гэ 1 — аг
где r9=rBH+ri+r8, гэ ~ гвн+г/.+гд—соответственно суммарное со-
противление контура тока дросселя на первом и втором интервалах.
Максимальное и минимальное значение тока дросселя L, запи-
раемого тиристора В и диода Д:
_Ud U„ &Г1 - Qi , 1-a^i
* L max— • » * L min— • 1 ’•
Гд Гд I “ Cl[ ГЭ Гд 1 —— tZj
143
Амплитуда пульсаций токов дросселя и источника питания
д [L (а1~ь7'У1-ь^
1 а-£
Среднее значение тока нагрузки
/н Т [ iL2 (t) dt—Ui,~Ud (1 - Y)+^~ 63.23)
T J r3 T r3 1 — a,
Из выражения (3.23) можно найти уравнения внешних характе-
ристик ШИП второго типа в режиме непрерывного тока. Их можно
Рис. 3.4. Нереверсивный ШИП с параллельным включением запираемого
тиристора по отношению к нагрузке:
а — схема; б, a — временные диагра:амы токов и напряжений
получить и по упрощенной методике, основанной на допущениях
о том, что пульсации входного Id и выходного 1И токов, а также
входного напряжения Ud отсутствуют. Эти допущения не вносят
существенной погрешности в практические расчеты, если пульсации
/d, /н, Ud не превышают 10—20%:
______rwd а
1—Y (1 —Y)2’
гвнЛт
1 —у’
(3.24)

144
I
где Ed и rBH — э. д. с. и внутреннее сопротивление источника пи-
тания.
Рассмотренный ШИП позволяет повысить напряжение по отно-
шению к напряжению источника питания. Однако это возможно
только в том случае, когда падение напряжения на внутреннем со-
противлении источника питания не превышает 25 % э. д. с. источ-
ника питания, так как
Е2
и =
н max . . •
Vh
Пульсации напряжения на конденсаторе
MJc=yT~. (3.25}
Выражение (3.25) справедливо лишь при условии 7z.min>/H. Для
выполнения этого неравенства величину индуктивности дросселя L
необходимо выбирать из условия
С-У)2 7.
/в Y
При увеличении сопротивления нагрузки ток it.2 уменьшается
и наступает режим прерывистых токов дросселя (рис. 3.4, в). Мгно-
венные значения токов дросселя определяют так же, как и для
аналогичного режима схемы рис. 3.2, о:
___t
iL1(/)=— 1~е М (3.2G)
гэ \ />
___t
№-ЬТ1 — —V Тз. (3.27)
Гэ \ г3 гэ )
На рис. 3.5 приведены схема нереверсивного ШИП с последова-
тельным включением запираемого тиристора и параллельным вклю-
чением дросселя по отношению к нагрузке (ШИП третьего типа) (а)
и временные диаграммы токов и напряжений для режимов непре-
рывных (б) и прерывистых (в) токов дросселя.
Когда запираемый тиристор В открыт, дроссель L подключен
к источнику питания и в нем накапливается энергия (на рис. 3.5, а
путь тока iLi показан сплошной линией), а нагрузка блокирована
диодом Д.
При запирании тиристора В ток дросселя iL2 (на рис. 3.5, а по-
казан пунктирной линией), поддерживаемый э. д. с. самоиндукции
дросселя L, протекает через диод Д, нагрузку и конденсатор С,
за счет чего отдается энергия, запасенная в период открытого со-
стояния тиристора В.
При тех же допущениях, что и для схемы рис. 3.2,6, и учиты-
вая, что при отпертом тиристоре (интервал 0<7<Q к дросселю L
приложено напряжение Ud, а при запертом — (интервал
Ю Заказ ISO
145
+ 0
В
Рис. 3.5. Нереверсивный ШИП с последовательным включением запи-
раемого тиристора и параллельным включением дросселя по отношению
к нагрузке:
а —схема; б, в —временные диаграммы токов и напряжений
<Т, а также используя метод отдельных составляющих, определим
мгновенные значения токов дросселя:
__t
iu -l e Тз (0<f<Q, (3.28)
гэ гэ 1 — at
__t
t'L2(0--d—e Тэ (t0<t<T), (3.29)
r3 1 — аг r3
где r3=rBH+rs+rt, r.3arB±rL—соответственно суммарное сопротив-
ление контура тока дросселя на первом и втором интервалах.
Максимальное и минимальное значения тока дросселя L, запи-
раемого тиристора В и диода Д:
J Ud ud+uH ьг'-ъ
i L max---- * ' у
гэ r3 1 — at
iL min _L_z£ibi. (3.30)
r3 r3 1 — ax
Амплитуда пульсаций токов дросселя и источника питания
д/ _Ud^Ua (l-atMl-6?1) .
L г3 1 — Oi
Среднее значение тока нагрузки
, 1 Ud+Ua Тэ (1 — *Г’)(1 — at*x)
/н = ? J lL2(t)dt=—--------------—
о
— — (1 —у). (3.31)
При увеличении сопротивления нагрузки ток Ilz уменьшается
и наступает режим прерывистых токов дросселя L (рис. 3.5, в).
Мгновенное значение тока дросселя определяют так же, как и для
аналогичного режима схемы рис. 3.2, а:
_____________________________________
1-е М (3.32)
г3 \ />
___t ___t
iL2(/)=^-(l-&Г’)е Гэ — — ( 1 — е М (3.33)
Внешние характеристики ШИП третьего типа рассчитывают по
выражению (3.31) или по упрощенной методике:
1>н = ГХ-[^-Г1-гвн/н- -т2—--rLIn], (3.34)
1 —"VL 1 — У 7(1—У) J
(3.35)
10*
147
Пульсации тока дросселя L и напряжения на конденсаторе С
находят соответственно из выражений:
Ml (3.36)

(3.37)
Как видно из соотношения (3.34), рассмотренный ШИП позво-
ляет получать выходное напряжение как выше, так и ниже напря-
жения источника питания.
В рассмотренных ШИП на запираемых тиристорах осуществля-
ется полная (100%-ная) модуляция напряжения питающей сети.
В случаях, когда колебания напряжения питающей сети относительно
невелики и требуется стабилизация напряжения на нагрузке, целе-
сообразно выполнять ШИП с частичной модуляцией. Такой ШИП
наиболее просто построить, если первичный источник имеет допол-
нительный вывод с промежуточным потенциалом (рис. 3.6, а).
Поскольку в большинстве случаев первичный источник питания не
имеет дополнительного вывода, ШИП с частичной модуляцией при-
меняют при питании от сети переменного тока через выпрямители
(рис. 3.6,6). На рис. 3.6, в приведены временные диаграммы токов
и напряжений для режима непрерывных токов нагрузки. В отличие
от ШИП с полной модуляцией (см. рис. 3.2,6) в ШИП с частичной
модуляцией напряжение на входе LC-фильтра в интервале t0—Т
равно не нулю, a U2, т. е. снижается на величину вольтодобавки
(Uх). Основная часть энергии, потребляемой от источника питания,
передается в цепь нагрузки без преобразования через диод Д,
когда запираемый тиристор В заперт. При отпирании запираемого
тиристора В напряжение на нагрузке увеличивается на U1
(рис. 3.6, а, в). В связи с тем что в ШИП осуществляется частичная
модуляция выходного напряжения, уменьшаются габариты фильтра
и наибольшее напряжение между анодом и катодом тиристора В
ограничивается на уровне иъ что позволяет применять схему
в высоковольтных стабилизаторах.
Используя те же допущения, что и для схемы рис. 3.2,6, можно,
записав изображение напряжения на входе фильтра, найти выра-
жения для токов Q.1 и iL2~.
(6d-6H)-(6rf-62)e-P^+(6H-62)e-Pr
р(1 — е~рт)
- (6Н - U2)+(Ud - U2) в-Р(Т- ^-{Ud - 6Н) е-Рг
(t) ~~ ____V"} d с
гэ гэ(1—аО
. ив -и2 , ~ ~ Ш ~u^bTl
:ь2 (0 -------------1---------------;-------е э

148
которые позволяют, так же как и для схемы рис. 3.2,6, определить
необходимые расчетные соотношения.
Уравнение внешней характеристики ШИП в режиме непрерыв-
ных токов дросселя L имеет вид
^L=l-feo+feoY-pA
ud '«
где kn=(Ud~ U2)/Ud\ p=rL/(rH+rL)', /„—среднее значение тока
нагрузки; /0=i/d7(rH+a).

6)
Рис. 3.6. Нереверсивный ШИП с частичной модуляцией выходного напря-
жения:
а, б — схемы; в — временные диаграммы токов и напряжений

Амплитуду пульсаций тока дросселя L и напряжения на кон-
денсаторе С определяют соответственно выражениями:
Д/ь=^-Ту(1-у),
Л£7с=Д£7н~^Гу(1-у).
oLG
Максимальное значение тока запираемого тиристора
/ В тах = /н шах4" А/д /2.
149
Максимальное значение среднего тока диода Д при у=0 (диод
при этом пропускает полный ток нагрузки)
Напряжение на запираемом тиристоре В и диоде Д
U в max = ид tnax = kJJd max •
§ 3.4. Реверсивные ШИП постоянного напряжения
на полностью управляемых вентилях
Рис. 3.7. Реверсивный ШИП постоянного на-
пряжения на запираемых тиристорах:
а — схема; б — алгоритм работы тиристоров, времен-
ные диаграммы токов и напряжений при симметрич-
ном управлении тиристорами
Реверсивные ШИП поз-
воляют осуществить бес-
контактное регулирование
и реверсирование тока на-
грузки.
Реверсивный ШИП
обычно выполняют по мос-
товой схеме (рис. 3.7, а).
В нем возможны три спо-
соба управления запира-
емыми тиристорами. При
симметричном управлении
тиристоры в схеме пере-
ключаются попарно: Вх и
В2 или В3 и В4. Когда
открыты тиристоры Вг и
В.г (интервал 0<7<£0), от
источника питания по-
требляется энергия (рис.
3.7,6). При запирании ти-
ристоров Въ В2 и отпира-
нии тиристоров В3, Bi
(момент t=t0) напряжение
на нагрузке реверсирует-
ся, а ток нагрузки за
счет э. д. с. самоиндукции
(нагрузка активно-индук-
тивная) сохраняет свое
прежнее направление, за-
мыкаясь через диоды Д3,
и источник питания.
Среднее значение на-
пряжения на нагрузке
1),
т. е. выходное напряже-
ние равно нулю при
у=0,5, положительно при
у>0,5 и отрицательно
при у<0,5.
150
При работе на активно-индуктивную нагрузку мгновенные зна-
чения токов нагрузки равны:
*н1(0=^
гн >
*н2Ю=- —
гн
1 _ 2(! — аА) е т„
1 — 01
1Н—i-?------'е н
1 — Oj
(0<(<(0)>
Максимальное и минимальное значения тока через запираемые
тиристоры Въ В3 (В3, BJ и обратные диоды Д3, Д4 (Дъ Д2):
/ 1 -Ud i+ai~2bT1
i В max — 1Д. max-- ;-------,
гн 1—0]
г ____г - __ U d 1-f-Oi — 2oi&i
1 В min — ‘Д min— -* ---*-------
гн 1 аг
Амплитуда пульсаций тока нагрузки
Л/_7 . _wd (1-&Г')(1-01&1)
А * н— * В max * В min —
1 — а1
Пульсации тока в нагрузке максимальны при у=0,5,
М i-«0-5
П'нтах г_ • ^0,5 ’
(3.38)
т.
е.
Гн
Коэффициент пульсаций
„ _Лин___2 0 — ^1 ') (' — °А)
Д П
Ud 1 -
Среднее значение тока нагрузки
Л=—(2у—1).
Гн
При работе реверсивного ШИП на противо-э.
режима прерывистых токов.
Мгновенные значения токов нагрузки:
(3.39)
Д- с.
в
нем нет
iHi(O
Ud-E
гн
ц2(0=-
гн
1 2(1-дА)с тн
1 — Я]
Ц I 2(6i-'-1)c~77
d / 1 — 01

(t0<t<T),
где TR—LR/r3, rH, LH—активное и индуктивное сопротивления
якоря двигателя.
Максимальное и минимальное значения тока якоря двигателя:
, Ud 1+01-267* Е , _ Ud l+Oi-20161 Е
'max ' , । 'min ’ ,
гн 1 а1 гн гн 1 — Oi rH
151
Амплитуда пульсаций и коэффициент пульсаций определяются
выражениями (3.38) и (3.39).
Среднее значение тока нагрузки
Недостатком ШИП с симметричным управлением является изме-
нение полярности напряжения на
Рис. 3.8. Алгоритм работы тиристоров,
временные диаграммы токов и напря-
жений при несимметричном управле-
нии тиристорами в схеме рис. 3.7, а
нагрузке и повышенный коэффи-
циент пульсаций, поэтому его
используют в маломощных сис-
темах.
При несимметричном управ-
лении запираемые тиристоры
одного плеча моста —- В1 и В4
(или В2 и В3 при реверсе вы-
ходного напряжения) управля-
ются в противофазе, а запирае-
мые тиристоры другого плеча —
один тиристор (В2) все время
открыт, а другой (В3) — заперт
(рис. 3.8). На нагрузке форми-
руется напряжение, имеющее
форму знакопостоянных импуль-
сов. Если нагрузка ШИП ак-
тивно-индуктивная, то на ин-
тервале 0<7<(о ток потребля-
ется от источника питания и
протекает через запираемые ти-
ристоры В, и В2. Когда тирис-
тор В4 запирается (момент вре-
мени /0), ток нагрузки iH проте-
кает через открытый тиристор
В2 и обратный диод Д4 (интер-
вал t0<t<T).
Если нагрузкой является
двигатель постоянного тока, то
при Udy>E энергия потребля-
ется от источника питания. При
этом ток нагрузки на интервале
0</</0 протекает через тирис-
торы В, и В2, а на интервале ta<_t<T— через тиристор В2 и об-
ратный диод Д4. Если при том же значении у скорость вращения
якоря двигателя изменится и э. д. с. Е станет больше (7dy, то
направление тока нагрузки изменится. При открытом тиристоре В4
энергия в индуктивности якоря накапливается под действием проти-
во-э. д. с., а при запирании тиристора В4 отдается в источник
питания через обратные диоды Д4 и Д2.
При E^Udy в ШИП возможен режим переменных токов нагруз-
ки: на интервале 0<(</х ток протекает через обратные диоды Дх, Д2,
152
на интервале ^<^<70— через тиристоры Въ В2, на интервале
t0<t<ti — через тиристор В2 и обратный диод Д4, на интервале
/2<7 <7— через тиристор В4 и обратный диод Д2.
Из временных диаграмм рис. 3.8 видно, что при нагрузке
с противо-э д. с. в режиме потребления наиболее загруженными
являются запираемые тиристоры, а в режиме рекуперации — обрат-
ные диоды.
Коэффициент пульсаций выходного напряжения определяется
’Выражением (3.4). Сравнивая выражения (3.4) и (3.39), видим, что
при несимметричном управлении тиристорами коэффициент пульса-
ций выходного напряжения в два раза меньше, чем при симметрич-
ном управлении.
При поочередном управлении частота переключений каждого из коммутирую-
щих запираемых тиристоров вдвое
При одной полярности вы-
ходного напряжения иа иагруз-
ке поочередно отпираются ти-
ристоры В[ и В2 (тиристоры В3
и В4 при этом все время запер-
ты). При обратной полярности
выходного напряжения комму-
тируются тиристоры В з и В4,
а тиристоры Bi и В2 постоянно
заперты. При таком законе уп-
равления выходное напряжение
имеет форму знакопостоянных
импульсов (рис. 3.9). При запи-
рании тиристора В[ (момент
времени ta) ток нагрузки под
действием э. д. с. самоиндукции
замыкается через тиристор В2
и обратный диод Д4. При этом
меньше частоты выходного напряжения.
“w,
нагрузка оказывается закоро-
ченной через тиристор В2 и
диод Д4 и выходное напряже-
ние равно нулю на интервале
t0-T.
Мгновенные значения токов
Рис. 3.9. Алгоритм работы тиристоров, времен-
ные диаграммы токов и напряжений при пооче-
редном управлении тиристорами в схеме
рис. 3.7, а
нагрузки определяются соответственно выраже-
ниями (3.1), (3.2) — при активно-иидуктивной нагрузке; (3.8), (3.9)—при на-
грузке с противо-э.д.с., а коэффициент пульсаций выходного напряжения — выра-
жением (3.4).
Из рассмотрения способов управления запираемыми тиристорами
реверсивного ШИП следует, что при симметричном и несимметрич-
ном управлении обеспечивается двусторонний обмен энергией между
источником питания и нагрузкой, а при поочередном управлении
такой режим отсутствует.
§ 3.5. Нереверсивные тиристорные ШИП постоянного
напряжения
Тиристорные ШИП с одноступенчатой коммутацией (рис. 3.10)
имеют минимальное число коммутирующих элементов. Для запира-
ния тиристоров в них используют постоянно включенные колеба-
тельные LC-контуры. Принцип работы таких ШИП одинаков: при
153
отпирании тиристора В в £С-контуре возникает колебательный
процесс, в результате которого через некоторый промежуток времени
суммарный ток в тиристоре В становится равным нулю, и тиристор
запирается. Во всех ШИП с одноступенчатой коммутацией для из-
Рис. 3.10. Нереверсивный тиристорный ШИП с одноступенчатой комму-
тацией:
а, б — схемы; в — временные диаграммы токов н напряжений
менения среднего значения напряжения на нагрузке применяют
частотно-импульсный способ регулирования выходного напряжения,
при котором требуется сравнительно простая схема управления, но
существенно ограничиваются регулировочные и энергетические по-
казатели преобразователя. Кроме того, если на входе ШИП уста-
новлен фильтр, то во избежание резонансных явлений частота
154
собственных колебаний входного фильтра должна быть в 2 — 3 раза
меньше частоты преобразователя.
ШИП с одноступенчатой коммутацией находят применение при
низкие напряжениях питания.
Принцип работы схемы рис. 3.10, а рассмотрим при следующих
допущениях: входное напряжение и ток нагрузки не имеют пуль-
саций, т. е. 7/d=const и /H=const.
При запертом тиристоре В (рис. 3.10, о) коммутирующий кон-
денсатор заряжен с полярностью, указанной на рисунке без скобок,
до напряжения Ud (рис. 3,10,в). При отпирании тиристора В
(момент времени А,) конденсатор начинает перезаряжаться током ic
через открытый тиристор В. Через тиристор В также начинает
протекать ток нагрузки /н, который до этого момента времени про-
текал через обратный диод До.
Через полупериод собственных колебаний контура конденсатор С
оказывается перезаряженным с полярностью, указанной на рис. 3.10, а
в скобках. В следующий полупериод собственных колебаний нара-
стающий ток перезаряда конденсатора, протекая навстречу анодному
току тиристора (току нагрузки), запирает тиристор В в момент
равенства нулю суммарного тока тиристора, т. е. ie=tc+/н=0
(точка t2 на рис. 3.10, в).
При запирании тиристора В к нему прикладывается обратное
напряжение, равное напряжению Uco, оставшемуся на конденсаторе С.
Время, в течение которого через тиристор протекает ток,
— ^1~^и=—=л]/~LC .
(00
После запирания тиристора В конденсатор С продолжает пере-
заряжаться постоянным током нагрузки 1„ от напряжения —Uco
до напряжения +Ud.
Время, предоставляемое тиристору В для восстановления своих
запирающих свойств, равно времени разряда конденсатора С от
напряжения —Uco до нуля:
, , _UcoC ~UdC
l-ВЬЗКЛ -1-3 1-2-
'н 'н
При перезаряде конденсатора до напряжения +Ud отпирается
обратный диод До. Поскольку дроссель L в цепи конденсатора С
препятствует мгновенному спаду тока ic до нуля, ток конденсатора
продолжает протекать за счет э. д. с. самоиндукции дросселя по
цепи С—Ud—До — L — С, что вызывает колебания напряжения
на конденсаторе. В процессе затухания этих колебаний рассеивается
энергия (L7h)/2, запасенная в дросселе L.
Если колебания напряжения на конденсаторе С к моменту сле-
дующего отпирания тиристора В не прекратятся, то начальные
условия для следующего периода будут другими.
Таким образом, форма токов конденсатора и обратного диода,
а также напряжений на конденсаторе и тиристоре В будет зависеть
как от частоты управляющих импульсов, так и от тока нагрузки.
155
Временные диаграммы токов и напряжений (рис. 3.10, в) при-
ведены для случая, когда колебания напряжения на конденсаторе
заканчиваются до момента очередного отпирания тиристора В.
Для исключения колебательного процесса частичного разряда
конденсатора С по цепи С—Ud — До — L—С в цепь вводят до-
полнительный диод Дь включаемый между тиристором В и нагруз-
кой (между точками а и б на рис. 3.10,а).
Рассмотренный ШИП обладает относительно мягкой внешней
характеристикой, так как основной процесс перезаряда конденса-
тора происходит через нагрузку и его длительность зависит от ве-
личины тока нагрузки /н.
Данный недостаток может быть устранен за счет применения
цепи обратного перезаряда конденсатора. Для этого тиристор В
шунтируют диодом Д, как показано пунктиром на рис. 3.10, а.
Процесс перезаряда конденсатора в этом случае будет происхо-
дить через диод Д.
В ШИП с одноступенчатой коммутацией могут быть использо-
ваны дроссели насыщения. Такие ШИП используют в основном
при небольших мощностях нагрузки.
Принцип действия ШИП, выполненного по схеме рис. 3.10,6,
аналогичен принципу действия рассмотренного ШИП (рис. 3.10, а).
Тиристорные ШИП с двухступенчатой коммутацией в настоя-
щее время находят широкое применение. В них возможно приме-
нение как широтно-импульсного, так и частотно-импульсного спо-
собов регулирования выходного напряжения. По своим свойствам
такие ШИП приближаются к ШИП на полностью управляемых
вентилях. Анализ процессов и расчет ШИП с двухступенчатой
коммутацией можно значительно упростить, если рабочие и ком-
мутационные процессы рассматривать раздельно.
К рабочим относят процессы, занимающие основную часть пе-
риода выходного напряжения ШИП. Рабочие процессы влияют на
внешнюю характеристику, величину токов тиристоров и ряд других
показателей. Их рассматривают в отрыве от электромагнитных
процессов, связанных с запиранием (коммутацией) тиристоров,
т. е. исследуют процессы в ШИП на полностью управляемых вен-
тилях (идеализированные ШИП).
Коммутационные процессы связаны с наличием в ШИП конден-
саторов и дросселей, необходимых для осуществления запирания
тиристоров. К коммутационным относят не только процессы, непо-
средственно связанные с переключением тиристоров, но также
процессы, связанные с изменением тока и напряжения на коммути-
рующих элементах. Так как коммутационные процессы занимают
небольшую долю периода выходного напряжения (30—300 мкс)/,
то разделение процессов на рабочие и коммутационные вполне
справедливо при невысоких частотах переключения тиристоров.
Коммутационные процессы определяют: предельную нагрузку
ШИП, при которой еще возможна его нормальная работа; диапа-
зон регулирования и стабилизации выходного напряжения; вели-
чину напряжений на всех элементах ШИП.
156
К. п. д. ШИП, его полная регулировочная характеристика и
переходные процессы зависят как от рабочих, так и от коммута-
ционных процессов.
ШИП с параллельной коммутацией подразделяют на ШИП,
в которых:
а) коммутирующий конденсатор С при коммутации подключа-
ют либо параллельно рабочему тиристору В{ (рис. 3.11, о — д),
либо параллельно нагрузке (рис. 3.11, е);
Рис. 3.11. Схемы нереверсивных тиристорных ШИП посто-
янного напряжения с двухступенчатой коммутацией и кон-
денсатором, подключаемым при коммутации или параллель-
но рабочему тиристору (а — д) или параллельно нагрузке (е)
б) последовательный резонансный LiC-контур при коммутации
подключают либо параллельно рабочему тиристору Bi (см.
рис. 3.13,а,б), либо параллельно нагрузке (см. рис. 3.13,в).
Коммутирующий конденсатор в схемах рис. 3.11, 3.13 во вре-
мя действия отрицательного напряжения на запираемом тиристоре
перезаряжается током нагрузки.
Принцип работы ШИП с параллельной коммутацией одинаков.
Для примера рассмотрим работу схемы рис. 3.11,а. Предположим,
что в результате предыдущей работы схемы конденсатор С заря-
дился с полярностью, указанной на рисунке без скобок. В момент
времени t = Q отпирается тиристор В\ (рис. 3.12) и через нагрузку
начинает протекать ток, возрастающий по экспоненте (нагрузка
157
активно-индуктивная). Одновременно происходит колебательный
перезаряд конденсатора по контуру С — В( — Li — Д\ — С. Через
полупериод собственных колебаний контура (момент времени
Рис. 3.12. Временные диаграммы токов я на-
пряжений для схемы рис. 3.11, а
конденсатор оказывается
перезаряженным до на-
пряжения — Ud (поляр-
ность конденсатора для
этого момента указана на
рисунке в скобках).
Дальнейший перезаряд
конденсатора невозмо-
жен, так как этому пре-
пятствует диод Д1 и за-
пертый тиристор В2. В мо-
мент времени t2 отпира-
ется тиристор В2 и за счет
разрядного тока кон-
денсатора С, протекаю-
щего навстречу анодному
току тиристора В\, пос-
ледний запирается в мо-
мент равенства нулю сум-
марного тока. Ток нагруз-
ки протекает через тири-
стор В2 и конденсатор С,
перезаряжая последний
постоянным током на-
грузки /но (изменением
тока нагрузки в период
коммутации пренебрегаем). Конденсатор С перезаряжается по
линейному закону, приобретая исходную полярность. В интер-
вал времени t2 —13 к тиристору Bt приложено обратное напряже-
ние и он восстанавливает свои запирающие свойства. Напряжение
на нагрузке в момент отпирания тиристора В2 скачком увеличива-
ется до 2 Ud, а затем по мере перезаряда конденсатора С линейно
спадает до нуля (момент времени ti). В момент времени /4 отпира-
ется обратный диод До, через который замыкается ток нагрузки, а
перезаряд конденсатора прекращается. При отпирании тиристо-
ра Bi все процессы повторяются.
Наличие в кривой выходного напряжения дополнительного им-
пульса напряжения, зависящего от тока нагрузки, приводит к
уменьшению жесткости внешней характеристики ШИП. Для нор-
мальной работы ШИП необходимо, чтобы от системы управления
вначале подавался импульс на отпирание тиристора В2, что обес-
печивает предварительный заряд конденсатора С с полярностью,
указанной на рис. 3.11, а без скобок. Существенным недостатком
схемы является уменьшение времени, предоставляемого тиристору
для восстановления запирающих свойств при увеличении тока на-
грузки.
158
В схемах рис. 3.11, б, в в силовую цепь введен дроссель Lt, который ограни-
чивает скорость иарастаиия тока в тиристорах и диодах при их переключениях и
замедляет процесс коммутации тока с тиристора В2 на обратный диод До- При
этом конденсатор С заряжается до большего напряжения. С ростом тока нагруз-
ки за счет увеличения энергии, накоплеииой в дросселе Lt, повышается напря-
жение иа конденсаторе, т. е. в ШИП наблюдается явление накопления энергии
в коммутирующем устройстве, что повышает их перегрузочную способность и
позволяет уменьшить емкость конденсатора. Недостатком является рост напряже-
ния на элементах ШИП при увеличении тока нагрузки.
В схемах рис. 3.11, б, г, так же как и в схеме 3.11, а, требуется предва-
рительный заряд конденсатора, т. е. вначале должен отпираться коммутирующий
тиристор. После заряда конденсатора его полярность (иа рисунке указана без ско-
бок) такова, что запирание рабочего тиристора ие может произойти без предвари-
тельного перезаряда конденсатора с полярностью, указанной в скобках. Такой
перезаряд происходит: в схеме рис. 3.11, б — при отпирании тиристора Bi по
контуру С—Bt— Д\ — Ьг— С; в схеме рис. 3.11, г—при отпирании тиристо-
ра В3 по контуру С — Li — В3.
Предварительный заряд конденсатора С ие требуется в схемах
рис. 3.11, в, д, е. В схемах рис. 3.11, д, е управляющие импульсы подаются одно-
временно на тиристоры В[ и В3. Конденсатор С подключен параллельно нагрузке:
) в схеме д — только на этапе заряда конденсатора по цепи С — В3— Li; в схе-
ме е — на этапе заряда конденсатора по цепи — С — В3 — Lt и при коммутации —
по цепи С — В2.
> В цепи коммутирующего конденсатора схем рис. 3.13 включен
f дроссель Lt, который подключается вместе с конденсатором при
' коммутации или параллельно рабочему тиристору, или параллельно
нагрузке. В приведенных схемах облегчен режим работы рабочего
; тиристора, так как при коммутации снижается скорость уменьшения
анодного • тока тиристора до нуля и амплитуда обратного тока
тиристора.
Заряд коммутирующего конденсатора в схеме рис. 3.13, а происходит через
1 нагрузку, а в схемах рис. 3.13, б, в — минуя ее.
Схема рис. 3.13, а в режиме холостого хода и малых нагрузок неработоспо-
собна, а схемы рис. 3.13, б, в сохраняют работоспособность в режиме холостого
хода и малых нагрузок, так как в цепи разряда конденсатора всегда включен
1 источник питания.
При анализе коммутационных процессов в схемах рис. 3.11
( и 3.13 примем следующие допущения: ток нагрузки в период ком-
: мутации постоянен и равен /и0 (7и0 — значение тока нагрузки
! в момент начала коммутации), нагрузка активно-индуктивная и ин-
дуктивность нагрузки достаточно велика; тиристоры и диоды
идеальные; активное сопротивление коммутирующего дросселя равно
I нулю; источник постоянного тока обладает нулевым внутренним
I сопротивлением. На этапе коммутации схемы, в которых перезаряд
f коммутирующего конденсатора осуществляется током нагрузки
(см. рис. 3.11 и 3.13), могут быть представлены единой расчетной
j? схемой (рис. 3.14, а), где Е—напряжение источника постоянного
тока, входящего в контур коммутации (в зависимости от структуры
вспомогательной цепи E = Ud — для схем рис. 3.11, а — д, 3.13, а, б;
E = Q — для схем рис. 3.11, е, рис. 3.13, в).
Начальное напряжение на конденсаторе ис(0) (напряжение на
конденсаторе в момент приложения к рабочему тиристору обратного
напряжения) для схем рис. 3.11 может быть принято равным зна-
159
чению напряжения на конденсаторе перед коммутацией Uca. Для
схем рис. 3.13 за счет наличия дросселя Llt затягивающего процесс
6)
Рис. 3.13. Схемы нереверсивных тиристорных ШИП постоянного напря-
жения с двухступенчатой коммутацией и LC-контуром, подключаемым
при коммутации или параллельно рабочему тиристору (а, б) или парал-
лельно нагрузке (а)
Рис. 3.14, Расчетная схема тиристорных ШИП, в которых ком-
мутирующий конденсатор перезаряжается током нагрузки (а);
диаграмма напряжения на коммутирующем конденсаторе (б)
спадания до нуля прямого тока рабочего тиристора, напряжение
ис (0) отличается от Дсо:
«c(O)=t/(O)=|/r [7?о-7но^. (3.40)
Закон изменения напряжения в схеме рис. 3.14, а описывается
уравнением
wc(0= (3.41)
160
Время выключения /выкл определяется временем разряда конден-
сатора С от начального напряжения ис (0) до некоторого уровня
Uy (рис. 3.14,6), зависящего от схемы коммутирующего контура
([7у=0—для схем рис. 3.11, а— д, 3.13, а, 6; £/у=— U d — для схем
рис. 3.11,е, 3.13,в), т. е. из (3.41) при uc(tBblKJI)=Uy находим:
чс(0)+6у
*выкл—
'но
Выражение (3.42) позволяет определить требуемую для обеспе-
чения нормальной коммутации емкость конденсатора
р________________________ До f
1выкл-
«с(0)+6у
(3.43)
Из формулы (3.43) следует, что при одинаковых значениях ис(0)
и 7н0 емкость коммутирующего конденсатора меньше в тех ШИП,
где в цепи конденсатора отсутствует дроссель Llt уменьшающий
значение пс(0), и для которых t7y=0, т. е. в схемах рис. 3.11, а — д.
Для нормальной работы ШИП время выключения должно быть не
меньше времени восстановления запирающих свойств тиристора,
т. е. 7выкл >Доест (обычно /выкл = ^з^восст» где 1,2 1,5—коэффи-
циент запаса).
Общим недостатком ШИП, выполненных по схемам рис. 3.11,
3.13, является отличие формы выходного напряжения от прямо-
угольной (см. рис.3.12), малые диапазон регулирования и жесткость
внешних характеристик, сравнительно низкая возможная частота
коммутации. В некоторой степени эти недостатки могут быть ослаб-
лены введением в схему цепи, ускоряющей перезаряд конденсатора
при запирании рабочего тиристора Дх. Эта цепь может быть обра-
зована:
а) шунтированием рабочего тиристора Вг диодом Д2 и дросселем
Ь2 (на рис. 3.11, а, г, д, е показаны пунктиром);
б) шунтированием рабочего тиристора Вх диодом Д2 (на
рис. 3.13, а, в показан пунктиром);
в) шунтированием рабочего тиристора Вг и дросселя L диодом
Д2 (на рис. 3.11,6, 3.13,6 показан пунктиром).
Для примера рассмотрим принцип работы схемы рис. 3.13, а,
в которой рабочий тиристор Вг зашунтирован диодом Д2. Так же,
как и в схеме рис. 3.11, а, здесь требуется предварительный заряд
конденсатора с полярностью, указанной на рис. 3.13, а без скобок.
Такой заряд осуществляется при отпирании коммутирующего тири-
стора Д2 по контуру Ud — L1 — С — В2 — ZK — Ud.
При отпирании тиристора Вг (момент времени /—0 на рис. 3.15)
к нагрузке прикладывается напряжение источника питания Ud
и одновременно происходит колебательный перезаряд коммутирую-
щего конденсатора С по контуру С — — Вх — Дг — С. Конденса-
тор перезаряжается до напряжения Uc с полярностью, указанной
в скобках, а ток диода Д± спадает до нуля (момент времени на
рис. 3.15). В момент времени t2 отпирается коммутирующий тири-
11 Заказ 180 161
стор В2 и конденсатор начинает перезаряжаться по контуру
С — В2 — Вг — Lx — C. При этом ток перезаряда конденсатора
уменьшает ток тиристора Вх. Для нормальной коммутации необхо-
димо, чтобы максимальный ток колебательного контура был больше
тока нагрузки в момент коммутации, т. е. iCmax>^Ho- В момент
времени t3 ток тиристора Вх
становится равным нулю,
отпирается диод Д2 и переза-
ряд конденсатора будет про-
должаться по контуру
С—В2— Д2 — Lx— С током
1с=1дг+1н0, т. е. через диод
Д2 протекает ток 1дг=1с —/„о-
При протекании тока че-
рез диод Д2 к тиристору Вх
приложено обратное напря-
жение и он восстанавливает
свои запирающие свойства
(^выкл=/4— t3). В момент вре-
мени ток перезаряда кон-
денсатора становится рав-
ным току нагрузки 7нв, диод
Д2 запирается, а конденса-
тор С перезаряжается током
1и0 до напряжения Ud (мо-
мент времени /5). В момент
времени t3 отпирается об-
ратный диод До, на который
Рис. 3.15. Временные диаграммы токов и иа-ПеРех°ДИТ ТОК нагрузки,
пряжений для схемы рис. 3.13, а Вследствие того что в дрос-
селе Lx до момента отпира-
ния диода До протекал ток 7н0,
конденсатор продолжает перезаряжаться до тех пор, пока ток
в дросселе Lx не спадет до нуля. Напряжение на конденсаторе С
при этом достигает максимального значения, превышающего напря-
жение источника питания Ud, что приводит к отпиранию диода Дх
и разряду конденсатора до напряжения Uc <Ud. Это уменьшает
коммутационную способность конденсатора. Для устранения указан-
ного недостатка диод Дх можно заменить тиристором.
Максимальное напряжение на нагрузке не превышает напряже-
ния источника питания.
В случае применения цепей, ускоряющих перезаряд конденсатора, как видно
из временных диаграмм токов и напряжений (рис. 3.16), время /с, в течение кото-
рого нагрузке отдается доля энергии, запасенной в конденсаторе, уменьшается.
Это приводит к увеличению жесткости внешних характеристик, диапазона регу-
лирования выходного напряжения и рабочей области токов нагрузки. При вто-
ром и третьем способах ускорения перезаряда конденсатора выходное напряже-
ние имеет почти прямоугольную форму. При шунтировании рабочего тиристо-
ра Bi диодом Дг и дросселем Д2 небольшой индуктивности отпирание коммути-
рующего тиристора В2 приводит к образованию двух контуров разряда конден-
162
сатора: а) через нагрузку; б) через цепь С—В2— L2— Д2—С. Ускоряющий
контур эффективно действует при малых токах нагрузки, уменьшая время tc.
Вместо диода Д2 в ускоряющих контурах, выполненных по второму и тре-
тьему способам, иногда устанавливают тиристор, управляющий импульс на ко-
торый подается с некоторой задержкой относительно управляющего импульса,
подаваемого на тиристор В2.
Рис. 3.16. Временные диаграммы токов и напряжений при
различных структурах коммутирующих контуров
В связи с тем что нерегулируемая составляющая выходного
напряжения и минимально допустимый ток нагрузки в ШИП с па-
раллельной коммутацией всегда больше нуля, они не обеспечивают
плавного регулирования выходного напряжения (тока нагрузки)
от нуля. Диапазон регулирования в ШИП с параллельной комму-
тацией ограничен как сверху, так и снизу и зависит от частоты
коммутации.
В ШИП с последовательной коммутацией импульс запирающего
напряжения вводят последовательно в цепь, содержащую рабочий
тиристор, нагрузку и источник питания. Это осуществляется введе-
нием дросселя в цепь рабочего тока (рис. 3.17, а) или обмотки
11*
163
трансформатора (рис. 3.17,6) и подачей на них импульса напряже-
ния при перезаряде коммутирующего конденсатора. Контур пере-
заряда конденсатора на интервале коммутации отделен от цепи
нагрузки запертым рабочим тиристором, и ток этой цепи не участ-
а) б)
Рис. 3.17. Схемы нереверсивных тиристорных ШИП постоянного напряже-
ния с двухступенчатой последовательной коммутацией
вует в перезаряде конденсатора. Форма кривой выходного напря-
жения такая же, как и в ШИП на полностью управляемых вентилях.
Внешняя характеристика ШИП
Рис. 3.18. Расчетная схема тиристорных
ШИП, в которых коммутирующий конден-
сатор на этапе сохранения отрицательного
с последовательной коммутацией
более жесткая, чем в ШИП
с параллельной коммутацией.
Нереверсивные ШИП с
параллельной коммутацией
применяют в тех случаях,
когда не требуется широкий
диапазон изменения выход-
ного напряжения или тока.
При широком диапазоне из-
менения выходного напряже-
ния или тока целесообразны
напряжения иа рабочем тиристоре пере- ШИП С последовательной
заряжается током колебательного контура коммутацией
На этапе коммутации ШИП, в которых перезаряд конденсатора
осуществляется током колебательного контура, могут быть пред-
ставлены единой расчетной схемой рис. 3.18 (активными сопротив-
лениями контура пренебрегаем), ’ где Е — напряжение источника
постоянного тока, входящего в контур коммутации (в зависимости
от структуры вспомогательной цепи Е=0, E=Ud, E=Ud/2). Данная
расчетная схема соответствует этапу сохранения отрицательного
напряжения на рабочем тиристоре во всех ШИП с контурами
ускоренного перезаряда и последовательной коммутации, а для
ШИП, выполненных по схемам рис. 3.13, а, в, она действительна
и для интервала спадания прямого тока рабочего тиристора до нуля.
Для ШИП с шунтированием рабочего тиристора обратным дио-
дом начальное значение тока Д (0)=0, а для ШИП без шунтирова-
ния рабочего тиристора обратным диодом Д(0)=/н0.
164
Процесс перезаряда конденсатора в схеме рис. 3.18 описывается
уравнением
Е^+^^С<И=Е, (3'44)
О
где L=LV
Напряжение Е может входить в уравнение (3.44) со знаком
«плюс», когда полярность источника совпадает с полярностью на-
чального напряжения на конденсаторе, и со знаком «минус», когда
полярности указанных напряжений противоположны.
С учетом начальных условий уравнение (3.44) в операторной
форме приобретает вид
L [pic (р) - ЛЛ-4- 1с (р)=— “с(0)-
рС р
Решением уравнения относительно тока 1с(р) будет
/С(Р)=

(3.45)
В связи с тем что в ШИП должен быть колебательный процесс,
оригинал тока (3.45) получим в виде
tc (t) = Е ~“с (0) sin a>ot — 7НО cos aot,
ИЛИ
1 sinf&V+arctg—Y (3.46)
у \ и / \ So J
где x— Zcl"n— безразмерный коэффициент, называемый коэффициен-
та __
£+«с(0) 7 ! Г L
том нагрузки; е0=——Zc= L/-----------волновое сопротивление
1 d *
контура; ю0=———собственная угловая частота контура.
V LC
Напряжение на конденсаторе
wc(0=—x24-eoCos((o0Z4-arctg — Wf. (3.47)
Угол запирания Р для ШИП, в которых рабочий тиристор шун-
тируется в обратном направлении диодом, можно получить из выра-
жения (3.46) при 1С(/ВЫКЛ) = 7НО:
Р ®о^выкл' 2arctg 1/ ( х )
(3.48)
где е=—
Ud
165
Угол запирания Р для ШИП, в которых рабочий тиристор не
шунтируется диодом, определяется временем разряда конденсатора С
от начального напряжения ис(0) до некоторого уровня Uy, завися-
щего от схемы коммутирующего узла (С/у=0, Uy=—Ud), т. е. из
выражения (3.47) при ис (?выкл)=(7у:
е01/ х24-8п — А2— Ах
₽=®<Аь.кл= arctg -1Г-—2— ----------, (3.49)
у. у x24-8q — А24-Ае0
где A—(E — Uy)/Ud.
Угол запирания ₽ для различных схем можно найти из выраже-
ния (3.49):
для схемы рис. 3.11, б (при Uy=Q, E—Q)
Р = arctg—; (3.50)
X
для схемы рис. 3.13, б (при (7у=0, £=0):
uc(O)=eo[7d=xl/
V х2 Z.i+£2
p = arctgl/ 4--^- ; (3.51)
Г И T.J-I-Z.2
для схемы рис. 3.17, а (при Uy =—Ud, Е=0):
₽ = arctg L^e2+x2 ~ 1ZLg (3.52)
x V e24-x2 — 14-е
Недостатком схем рис. 3.13, а, в является близкое к нулю об-
ратное напряжение на рабочем тиристоре на интервале запирания,
что приводит к увеличению реального времени восстановления за-
пирающих свойств тиристора в 2—5 раз. Для устранения этого
недостатка последовательно с обратным диодом можно включить
дроссель с индуктивностью, меньшей чем L\.
§ 3.6. Реверсивные тиристорные ШИП постоянного
напряжения
Реверсивные тиристорные ШИП выполняют, как правило, по
мостовой схеме с устройствами искусственной коммутации — па-
раллельными или последовательными. В тех случаях, когда необ-
ходимо получить широкий диапазон регулирования выходного на-
пряжения при несимметричном или поочередном управлении, при-
меняют ШИП с последовательной коммутацией. При симметрич-
ном управлении используют ШИП как с последовательной, так и
с параллельной коммутацией.
В качестве реверсивных ШИП могут служить однофазные мос-
товые инверторы напряжения на тиристорах, которые подробно
рассмотрены в гл. 4.
На рис. 3.19, а представлена схема реверсивного ШИП с не-
симметричным управлением (см. рис. 3.8) и трансформаторной
коммутацией. В нем имеются три трансформаторных коммутирую-
166
щих устройства. Запирание тиристоров анодной группы (В2, В4)
осуществляется с помощью коммутирующего устройства, состоя-
щего из конденсатора Сь тиристоров Вз, В6 и коммутирующих
трансформаторов Тр\, Тр2. Принцип работы такого устройства за-
Рис. 3.19. Схемы реверсивных тиристорных ШИП постоянного напряжения
ключается в следующем. При отпирании тиристора В$ происхо-
дит колебательный заряд конденсатора Ct от источника питания
Ui через тиристор Вз и первичную обмотку импульсного транс-
форматора Tpi, имеющую индуктивность Li. На вторичной обмот-
ке трансформатора Тр\ индуктируется импульс напряжения, кото-
рый запирает тиристор В2. Запирание тиристора В4 происходит
при отпирании тиристора В6 и разряде конденсатора на первич-
ную обмотку трансформатора Тр2.
Запирание тиристоров катодной группы (Вь В3) осуществля-
ется с помощью коммутирующего устройства, состоящего из кон-
денсатора С2, тиристора В? и трансформатора Тр3. Заряд конден-
сатора С2 происходит от источника питания U2 через дроссель Ц
и диод Дт, предотвращающий разряд этого конденсатора на ис-
точник питания.
Схема рис. 3.19, б позволяет осуществить поочередное управле-
ние тиристорами (см. рис. 3.9). Управляющие импульсы подаются
одновременно на два рабочих тиристора Вь В2 (или В3, В4) в мо-
менты времени t=0, Т, 2Т, ЗТ, п Т. Управляющие импульсы
для отпирания коммутирующего тиристора В5 подаются в моменты
167
времени ta, tn+2T, ..., /0-у2геТ, а управляющие импульсы для от-
пирания коммутирующего тиристора В6— в моменты времени t0+T,
—/04-(2п-|-1) Т. Для нормальной работы в режиме пре-
рывистых токов нагрузки и запуска ШИП управляющие импульсы
необходимо подавать одновременно на два рабочих тиристора. При
запирании одного из рабочих тиристоров ток нагрузки замыкается
через другой (отпертый) тиристор и один из обратных диодов.
Для ограничения накопления энергии в контуре коммутации в
схеме рис. 3.19, б параллельно первичным обмоткам трансформато-
ров Трг и Трг включены дополнительные цепи рассеяния энергии,
состоящие из резистора Т?7 и диода Д7.
§ 3.7. Тиристорные ШИП переменного напряжения
Тиристоры находят широкое применение для импульсного регу-
лирования переменного напряжения. Импульсные способы регулиро-
вания переменного напряжения можно подразделить на:
1) регулирование изменением угла отпирания или запирания ти-
ристоров с £=юм/ю=2, где (ом=#а>— угловая частота модуляции
(регулирование со сдвигом по основной гармонике, рис. 3.20, а, б, е, ж);
2) регулирование без нарушения симметрии кривой с k=2 (регу-
лирование без сдвига по основной гармонике, рис. 3.20, в, г, з, tip,
3) широтно-импульсное регулирование (ШИР) с £>2 (рис. 3.20, д, к);
4) комбинированное регулирование.
Напряжение на нагрузке (рис. 3.20, е— к) можно представить
суммой напряжений сети и модулированной вольтодобавки. Моду-
лированная вольтодобавка представляет собой напряжение сети,
умноженное на коммутационную функцию ф (t) — последовательность
однополярных прямоугольных импульсов (на рис. 3.20, д пауза со-
ответствует запертому состоянию тиристора, импульс—наоборот):
WH (0 = (0 i ЦВД. М (0 f
иВд.м(0=н“с (0Ф(0/
где u„(t)—модулированное напряжение на нагрузке; ис (t)—на-
пряжение питающей сети; иВД. м(0— напряжение модулированной
вольтодобавки; р = -t/max—У=0—1 — коэффициент глубины Мо-
стах
дуляции; знак «плюс» соответствует прибавлению вольтодобавки,
а знак «минус»—ее вычитанию.
Амплитуду и угол сдвига напряжения <?-й гармоники относитель-
но напряжения сети uc(t) можно определить из разложения модули-
рованного напряжения мн(/) в ряд Фурье:
U(д') мт—c+fy?) р —> (3.53)
_ 6(<?) р
м_ б(«)
COS ф((/)
(3.54)
где 6(4) с=А<7) — степень сдвига <?-й гармоники; ё(9) р=
= m/Uym — степень регулирования <?-й гармоники; ё(9) =
= ]/ ё(20 с+6(29) р —коэффициент регулирования <?-й гармоники;
168
A(r/) m, B(qym—амплитуда <?-й гармоники соответственно при коси-
нусных и синусных составляющих разложения в ряд Фурье.
В табл. 3.1 приведены зависимости 6c=/i(X) и 6р=/2(Х) для раз-
личных способов регулирования.
Рис. 3.20. Формы напряжений на нагрузке в тиристорных ШИП переменного на-
пряжения и коммутационные функции (а — к); векторная диаграмма напряжения
в схемах с вольтодобавкой (л)
Действующее значение модулированного напряжения на нагрузке
м=Н^с /6(1) р- При активной нагрузке коэффициенты искаже-
ния, мощности и гармоник определяются соответственно выраже-
ниями:
v н flUст6(1) ст 1/Л3(1)р_ S(1)
VM , , -- • -- -----------f
Uh- m И ]/2________________ Vd(1)p
XM=vMcos q>(1)M=V 6(D p,
(3.55)
(3.56)
(3.57)
169
Значения коэффициентов 6С и бр для различных форм кривых напряжения на нагрузке
170
(3.61)
(3.62)
С помощью полученных соотношений можно определить напряже-
ние и для кривых рис. 3.20, е — к. Из векторной диаграммы
(рис. 3.20, л) находим амплитуду напряжения на нагрузке и коэф-
фициент сдвига первой гармоники напряжения на нагрузке относи-
тельно напряжения сети:
COS ф( jj (1)вдп> ’
=У (3.58)
CQS(P<n=-----L±!^(i>p (3.59)
V I+^d + ^Ыр
Действующее значение выходного напряжения
Uc V 1+(И2±2И)й(1)р. (3.60)
Коэффициенты искажения, мощности и гармоник определяются
соответственно выражениями:
__[>(!) н _/ l+n2^2! )±2|1б(1) р
и» V 1+(р2±2р) б(1) р
1 ipAi) d
X=v cos ф(1)=-—- L__P —,
V 1 +(р2±2[Л) 6(j) р
к ^2д-^(1)вд V ^(l)p(l-S(l)p)-^i)c
(7(1)Н >с
Из анализа выражений (3.56) и (3.62) следует, что коэффициент
мощности при регулировании без сдвига по основной гармонике и
ШИР при любой глубине модуляции выше, чем со сдвигом при оди-
наковых напряжениях первой гармоники на выходе, а содержание
высших гармоник меньше.
Верхняя граница оптимального отношения частот ^ = ©м/<», при
котором в большей степени реализуются преимущества ШИР, ле-
жит в пределах 20—30. При дальнейшем увеличении частоты мо-
дуляции характеристики изменяются несущественно.
Два встречно-параллельно включенных тиристора (рис. 3.21, а)
позволяют коммутировать однофазную сеть переменного тока и
регулировать величины тока в цепи и напряжения на нагрузке.
Если нагрузкой ШИП является активное сопротивление, то ток
повторяет по форме напряжение (изменяется по синусоиде) и
прекращается при перемене полярности напряжения на аноде ти-
ристора (рис. 3.21,д).
При замене одного из тиристоров диодом (рис. 3.21,6) ШИП
позволяет осуществлять регулирование тока только в течение од-
ного полупериода приложенного напряжения.
171
Вместо двух встречно-параллельно включенных тиристоров
может быть применен один симметричный тиристор.
S)
ил
Рис. 3.21. Схемы однофазных тиристорных ШИП переменного напряже-
ния с естественной коммутацией (а — г); временные диаграммы токов
и напряжений при активной (б) и активно-иидуктивной (е) нагрузках
Коэффициент формы выходного напряжения
гг ^на 1 т / Л / sin 2°Ц /о лл\
Лф=-----=------- I/ — л — а+----- , (3.04)
ф (/„ср 1+cosa V 2 2 I’ v ’
_ г; (/ст/ । sin 2а u
где ипаI/ л — а-]------------действующее значение напряже-
/л ' 2 _
ния на нагрузке; t/„ ср—(l-|-cosa)—среднее значение напря-
Л
жения на нагрузке за полупериод напряжения питания.
Из выражения (3.64) видно, что рассматриваемый ШИП не обес-
печивает одновременной стабилизации действующего и среднего зна-
чений напряжения на нагрузке. При необходимости одновременной
172
стабилизации этих напряжений ее осуществляют по первой гармо-
нике напряжения, которую выделяют из выходного напряжения с
помощью фильтра.
Если нагрузка ШИП носит активно-индуктивный характер, то
форма тока в цепи не повторяет форму напряжения (рис. 3.21, е),
так как возникает э. д. с. самоиндукции, препятствующая нараста-
нию и спаданию тока. Поэтому ток через тиристор протекает в те-
чение некоторого времени после изменения полярности напряжения
питания. При этом регулирование напряжения и тока нагрузки
оказывается возможным при изменении угла отпирания тиристора
в пределах ср<а<л, где tp=arctg^2L.
Гн
В процессе регулирования к нагрузке приложено несинусоидаль-
ное напряжение и в цепи протекает прерывистый ток. Их гармони-
ческий состав зависит от величин а и ср.
Для регулирования напряжения иа нагрузке в оба полупериода напряжения
питания можно использовать комбинированные ШИП, состоящие из тиристоров
и диодов (рис. 3.21, а, г). В схеме рис. 3.21, а применен тиристор, включенный
в диагональ диодного моста. Ток в нагрузке протекает только тогда, когда
диагональ выпрямительного моста замкнута накоротко тиристором В. Посколь-
ку тиристор В находится все время под напряжением одной полярности, обрат-
ное напряжение иа нем равно нулю.
В схеме рис. 3.21, г для управления тиристорами Bi и В2 можно
использовать один источник управления. Обратное напряжение на тиристорах
равно падению напряжения иа диодах, шунтирующих тиристоры.
трехфазные ШИП
устройствах, для уп-
На практике часто находят применение
переменного напряжения (в нагревательных
Рис. 3,22. Схемы трехфазных тиристорных ШИП переменного напряжения с есте-
ственной коммутацией
равления асинхронными двигателями и др.). При коммутации трех-
фазных цепей форма напряжения и тока нагрузки зависит от ве-
личины угла управления а и схемы соединения тиристорных эле-
ментов. Если взять три однофазных ШИП с встречно-параллель-
ными тиристорами и включить их в каждую фазу трехфазной сети
с нейтральным проводом (на рис. 3.22, а нейтральный провод по-
казан пунктиром), то получим трехфазный тиристорный ШИП
переменного напряжения. При этом ток через тиристорный эле-
мент в каждой фазе не зависит от тока других фаз.
173
L
6) 6)
Рис. 3.23. Схемы однофазных тиристорных
ШИП переменного напряжения с вольто-
добавкой и естественной коммутацией (а, б);
алгоритм работы тиристоров и временная
диаграмма выходного напряжения (а)
в схеме б
При увеличении угла управления а уменьшается длительность
протекания тока через тиристор и при некотором значении а им-
пульс тока в одной фазе прекращается раньше, чем отопрется ти-
ристор в следующей фазе. Таким образом, возможны интервалы
времени, когда ток в нагрузке не протекает. Угол проводимости
X каждого из тиристоров при
этом уменьшается до вели-
чины, меньшей 60°.
В схеме рис. 3.22, а без
нейтрального провода про-
цессы значительно отличают-
ся от рассмотренных, так как
работа всех фаз взаимосвя-
зана и для протекания тока
нагрузки необходимо одно-
временное отпирание тири-
сторов в нескольких (двух
или трех) фазах.
На рис. 3.22, б представ-
лена схема трехфазного ти-
ристорного ШИП с тремя
диодами, которая отличает-
ся тем, что для управления
всеми тиристорами можно
использовать один источник управления.
В схеме рис. 3.22, в имеется только три тиристора, однако все
цепи находятся под линейным напряжением.
Если напряжение на нагрузке изменяется в незначительных
пределах, то целесообразно применение ШИП с регулируемой
вольтодобавкой (рис. 3.23, 3.24).
В схеме рис. 3.23, а дроссель L выполняет роль балластного
резистора, который периодически закорачивается тиристорами
Вг или В2. Форма напряжения на нагрузке соответствует
рис. 3.20, е.
На рис. 3.23, б, в. приведены схема с вольтодобавочным авто-
трансформатором, алгоритм работы тиристоров и временная диаграм-
ма выходного напряжения. Тиристоры В3 и В4 отпираются в начале
каждого полупериода напряжения питания (В3— при положительной
полуволне, В4—при отрицательной) и к нагрузке (нагрузка актив-
ная) прикладывается напряжение MH=Mc=[7cmsin #. При отпирании
тиристора Вх (или В2) (момент времени О=«) к тиристору В3
(или В4) прикладывается обратное напряжение и тиристор В3 (или В4)
запирается, а к нагрузке прикладывается напряжение ин = (1 + |л)х
xt/cmsinO, гДе ^=w1/w2.
В схеме рис. 3.23, б тиристоры В3 и Bi могут отсутствовать.
При этом, когда тиристоры Вх и В2 заперты, обмотка ьух автотранс-
форматора выполняет функцию реактора, включенного последова-
тельно в цепь нагрузки. При отпирании тиристоров автотрансфор-
матор работает как повышающий. Такой ШИП целесообразно при-
174
и
вольтодобавочную обмотку u»g. Тири-
Трс'
Рис. 3.24. Схема трехфазного тиристорного
ШИП переменного напряжения с вольтодобав-
кой и естественной коммутацией
менять при небольшом диапазоне регулирования напряжения на на-
грузке.
На рис. 3.24 приведена схема трехфазного тиристорного ШИП
с вольтодобавкой и естественной коммутацией. Трансформатор Тр
имеет основную обмотку w2 ~
сторы Вх—В3 отпираются
в начале соответствующе-
го полупериода фазного
напряжения. При отпира-
нии тиристоров Вг — В3
обеспечивается эквипотен-
циальность точек а, Ь, с
трансформатора Тр и UH=
=[/2=(/1—. Для запира-
шх
ния тиристоров Вг—В3
отпираются тиристоры
Bt — В3. При этом обеспечивается эквипотенциальность точек
а', Ъ', с' и к тиристорам Вх— В3 прикладываются обратные напря-
жения С/обр=(73=С71—. Фазное напряжение на нагрузке <7Н=
п ttQWo г-т
=С/1 — -—При активной нагрузке угол а может изменяться в
пределах от нуля до 210°.
Рассмотренные ШИП имеют низкий коэффициент мощности
при регулировании напряжения на нагрузке за счет увеличения
фазного сдвига первой гармоники тока и уменьшения коэффициен-
та искажения. Кроме того, форма напряжения на нагрузке с уве-
личением угла управления ухудшается, что приводит к появле-
нию в спектральном составе тока высокочастотных составляющих,
имеющих низкий порядок. Электрические фильтры при этом име-
ют большие габариты.
Применение искусственной коммутации позволяет улучшить
энергетические показатели тиристорных ШИП, переменного на-
пряжения и получить на нагрузке любую из форм напряжения,
приведенных на рис. 3.20, а — к. Повышение частоты переключения
тиристоров дает возможность устранить фазовый сдвиг основной
гармоники тока сети в процессе регулирования и уменьшить габа-
риты и массу фильтров.
При построении тиристорных ШИП с искусственной коммута-
цией необходимо обеспечивать постоянную во времени коммута-
ционную способность и независимость параметров коммутирующе-
го контура от параметров нагрузки.
Однофазный тиристорный ШИП (рис. 3.25, а) позволяет регу-
лировать выходное напряжение широтно-импульсным способом и
обеспечивает любую из форм выходных напряжений (см.
рис. 3.20, а — д). На рис. 3.25,6 приведен алгоритм работы тири-
сторов и временная диаграмма выходного напряжения однофазно-
го ШИП. Если тиристоры В3, Bt заперты, то ток в нагрузке не
175
протекает. Управляющие импульсы подаются одновременно на ра-
бочие тиристоры В3, Bi и зарядные тиристоры Вь В5. К нагрузке
при этом прикладывается напряжение через отпертые тиристоры
В3, Bi и диоды Де, Де- Коммутирующий конденсатор С заряжа-
ется от источника постоянного напряжения (выпрямительный
мост Д1 — и фильтр L2Ci) через тиристоры В\, В5, дроссель L
б)
Рис. 3.25. Схема однофазного тиристорного ШИП переменного
напряжения с искусственной коммутацией (а); алгоритм работы
тиристоров и временная диаграмма выходного напряжения (б)
и диодный мост Д7— Дю, приобретая полярность, указанную на
рисунке без скобок. Для запирания рабочих тиристоров В3, В4 от-
пираются тиристоры Вч и Be и конденсатор С перезаряжается по
цепи В2— Дч, Дi — Д5, Д6 — Д8, Д10 — В6 — L, приобретая поляр-
ность, указанную в скобках. Тиристоры В3, Bi запираются, а ток
нагрузки (если последняя активно-индуктивная) замыкается че-
рез диодный мост Д7 — Дю и тиристор В6, т. е. нагрузка оказы-
вается закороченной. При следующем отпирании тиристоров В3,
Bi и В\, В$ запирается тиристор В6, нагрузка подключается к пи-
тающей сети, а конденсатор С перезаряжается по цепи L—Д7—
176
Д10—В5—Cj—Bi. Дроссель Ц ограничивает ток короткого замыка-
ния, возникающий при перезаряде конденсатора С через диодный
мост Д7—Дю.
Трехфазный тиристорный ШИП (рис. 3.26, а) содержит два
диодных моста ВМ\ и ВМ2, нагруженных на тиристоры Вь В2
и конденсаторы С\, С2. Алгоритм работы тиристоров В\, В2 и вре-
менные диаграммы выходно-
го напряжения для этой схе-
мы приведены на рис. 3.26, б.
При подаче напряжения пи-
тания коммутирующие кон-
денсаторы С, и С2 заряжают-
ся от обмоток w2 трансфор-
матора Тр через диодные мо-
сты ВМ} и ВМ2 с полярно-
стью, указанной на рис.
3.26, а без скобок. При отпи-
рании тиристора В] обеспе-
чивается эквипотенциаль-
ность точек а, в, с трансфор-
матора Тр и к нагрузке при-
кладывается напряжение
M2=[72msin О. Конденсатор С]
перезаряжается через тири-
стор Bi и обмотку Wi дрос-
селя L, приобретая поляр-
ность, указанную на рисунке
в скобках. Для запирания
тиристора В] отпирается ти-
ристор В2 и конденсатор С2
перезаряжается через тири-
стор В2 и обмотку w2 дроссе-
ля L. На обмотке W\ дрос-
селя наводится э. д. с., под
действием которой тиристор
В] запирается. При отпира-
нии тиристора В2 обеспечи-
5)
Рис. 3.26. Схема трехфазного тиристор-
ного ШИП переменного напряжения
с искусственной коммутацией (а), алго-
ритм работы тиристоров и временные
диаграммы выходного напряжения (б)
вается эквипотенциальность
точек а', Ь', с', т. е. нагрузка
оказывается закороченной
через диодный мост ВМ2 и
тиристор В2 и обеспечивает-
ся непрерывность тока на-
грузки, если последняя явля-
ется активно-индуктивной.
Для запирания тиристора В2 отпирается тиристор В] и т. д.
Рассмотренный трехфазный тиристорный ШИП переменного
напряжения с искусственной коммутацией обеспечивает синхрон-
ное регулирование напряжения во всех трех фазах нагрузки.
12 Заказ 180
177
ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Дайте определение ШИП. Назовите основные способы регулирования на-
пряжения иа нагрузке.
2. Перечислите основные схемы ШИП постоянного и переменного напряже-
ний.
3. Поясните основные способы запирания тиристоров.
4. Изобразите и поясните временные диаграммы токов и напряжений в не-
реверсивных ШИП на полностью управляемых вентилях.
5. Определите максимальное и минимальное значения тока нагрузки, 'ампли-
туду тока нагрузки и коэффициент пусльсаций выходного напряжения в нере-
версивных ШИП иа полностью управляемых вентилях (Тн/Т=0,25 = Тэ/Т; /=
= 2000 Гц; у=0,6; (7d=45 В; E/t7d=0,5=(7„/(7d; /н=2 А).
6. Постройте регулировочные характеристики Un = f(y) ШИП первого типа
при активио-индуктивиой нагрузке и нагрузке с противо-э. д. с. (17d=60 В;
у=1,0; 0,8; 0,6; 0,4; 0,2; E/(/d=0,8; 0,75; 0,5; 0,25).
7. Постройте внешние характеристики ШИП второго и третьего типов
(Ed=60 В; rmlK/Ed=r I„/Ed=Q; 0,1; 0,2; 0,3; 0,4; 0,5; у=0; 0,2; 0,4; 0,6;
0,8).
8. Определите величины емкости конденсатора и индуктивности дросселя
ZC-фильтра нереверсивных ШИП на полностью управляемых вентилях (t7d=4O В;
/нтах=4 А; у=0,3—0,6; /=1000 Гц; A(7c/(7d=0,05 В; (7H/(7d=0,5; А/ //нтах =
=0,08; Ап=ДСс/2(7н).
9. Каковы способы управления реверсивных ШИП?
10. Изобразите и поясните временные диаграммы токов и напряжений в ре-
версивных ШИП иа полностью управляемых вентилях.
11. Определите максимальное и минимальное значения тока нагрузки, ампли-
туду тока нагрузки и коэффициент пульсаций выходного напряжения в реверсив-
ных ШИП на полностью управляемых вентиляу при различных способах управле-
ния (Гн/Г=0,25; /=1000 Гц; у=0,6;7Лг = 60 В; E/7/d=0,75; /н = 3 А).
12. Приведите схему нереверсивного тиристорного ШИП с одноступенчатой
коммутацией и поясните принцип ее работы.
13. Определите емкость коммутирующего конденсатора тиристорного ШИП
с одноступенчатой коммутацией (l/<i = 40 В; /н= Ю А; /ВОсст=С30 мкс).
14. Каковы основные недостатки нереверсивных тиристорных ШИП с одно-
ступенчатой коммутацией и способы их устранения?
15. Приведите одну из схем нереверсивного тиристорного ШИП с двухступен-
чатой параллельной коммутацией, в которой перезаряд коммутирующего конден-
сатора осуществляется током нагрузки, и поясните принцип ее работы.
16. Приведите одну из схем нереверсивного тиристорного ШИП с двухсту-
пенчатой параллельной коммутацией, в которой перезаряд коммутирующего кон-
денсатора осуществляется током колебательного контура, и поясните принцип
ее работы.
17. Какой основной недостаток тиристорных ШИП с двухступенчатой парал-
лельной коммутацией и способы его устранения?
18. Приведите одну из схем нереверсивного тиристорного ШИП с последова-
тельной коммутацией и поясните принцип ее работы.
19. Каковы преимущества ШИП с последовательной коммутацией?
20. Определите емкость коммутирующего конденсатора тиристорного ШИП
с двухступенчатой коммутацией, в котором коммутирующий конденсатор подклю-
чается на этапе коммутации параллельно рабочему тиристору (1/а = 200 В;
/н = 50 A, Uсо — U^восст = 30 мкс).
21. Определите параметры коммутирующего контура тиристорного ШИП
z двухступенчатой коммутацией, в котором контур на этапе коммутации под-
ключается параллельно рабочему тиристору (17=200 В; /Н0 = 50 А; /восст3
=30 мкс; Uco — Ud’ Icm!^но = Ь1 КЗ; х=— 77 7* Ok = 1/(co0Zc); AK = Zc/coo).
\Jcml' но)
22. Определите параметры коммутирующего контура тиристорного ШИП
178
с двухступенчатой последовательной коммутацией I t7d=200 В; /но=50 А; /восст =
=30 мкс; исй = ил‘, 1ст!^о — ^Л 1>3; к— |/ 1
г (‘Ст! 'но)
23. Приведите одну из схем реверсивного тиристорного ШИП и поясните
принцип ее работы.
24. Приведите схемы однофазных и трехфазных тиристорных ШИП перемен-
ного напряжения с естественной коммутацией и поясните принцип их работы.
25. Приведите одну из схем тиристорного ШИП переменного напряжения
с искусственной коммутацией и поясните принцип ее работы.
12*
ГЛАВА 4
АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
§ 4.1. Классификация автономных инверторов
Автономные инверторы — это вентильные преобразователи,
преобразующие постоянный ток в переменный и работающие на
автономную нагрузку.
По числу фаз выходного напряжения автономные инверторы
подразделяют на однофазные и трехфазные и выполняют по схе-
мам со средней точкой, мостовой и полумостовой.
В зависимости от характера протекания электромагнитных про-
цессов автономные инверторы подразделяют на три типа: инвер-
торы тока, резонансные инверторы, инверторы напряжения.
В инверторах тока во входной цепи включают дроссель боль-
шой индуктивности, вследствие чего происходит апериодический
заряд коммутирующего конденсатора и входной ток оказывается
непрерывным (при >-оо входной ток не имеет пульсаций), т. е.
источник питания работает в режиме генератора тока. По спосо-
бу подключения коммутирующего конденсатора к нагрузке инвер-
торы тока подразделяют на параллельные, последовательные и
последовательно-параллельные.
В резонансных инверторах нагрузка, имеющая значительную
индуктивность, образует с реактивными элементами инвертора ко-
лебательный контур, в котором наблюдается резонанс напряже-
ний. Запирание тиристоров происходит благодаря плавному спаду
до нуля анодного тока тиристора (тока колебательного контура)
на каждом полупериоде выходной частоты. Собственная частота
контура в резонансных инверторах должна быть выше или равна
рабочей частоте инвертора. Источники питания, питающие резо-
нансные инверторы, могут работать в режиме генератора напря-
жения или генератора тока. При этом инверторы, питаемые генера-
тором напряжения, называют инверторами с открытым входом,
а генератором тока — с закрытым входом. Подобно инверторам
тока, резонансные инверторы могут быть параллельными, последо-
вательными и последовательно-параллельными.
В инверторах напряжения источник питания работает в режи-
ме генератора напряжения, обладающего малым внутренним со-
противлением. При питании от источника с большим внутренним
сопротивлением на входе инвертора устанавливают конденсатор
большой емкости.
180
I Основными областями применения инверторов тока и напря-
жения являются: стабилизированные по выходным параметрам
преобразователи частоты; вторичные источники питания перемен-
ным током; установки частотно-регулируемого электропривода.
Резонансные инверторы целесообразно использовать при вы-
ходных частотах более 1—2 кГц (электротермические и ультра-
звуковые установки, источники питания высокоскоростных элект-
родвигателей). Это обусловлено малыми коммутационными поте-
рями в тиристорах вследствие плавного нарастания (в большинст-
ве инверторов) и плавного спада тока через тиристоры.
§ 4.2. Инверторы тока
Однофазный параллельный инвертор тока. На рис. 4.1, а при-
ведена принципиальная схема однофазного параллельного мосто-
вого инвертора тока. Тиристоры отпираются попарно (Bi и В2, В3
и В4) с относительным фазовым сдвигом, равным 180°. Во вход-
ной цепи включен дроссель Ld, индуктивность которого достаточно
велика (в пределе Ld = oo), благодаря чему входной ток id идеаль-
но сглажен, а ток через тиристоры имеет прямоугольную форму
(рис. 4.1,6). При отпирании тиристоров Вь В2 ток id, равный в те-
чение полупериода выходной частоты току 1ВЫх, разветвляется по
^вум ветвям: ток гн протекает через нагрузку, а ток ic — через кон-
денсатор С, заряжая его с полярностью, указанной на рисунке
без скобок. Через полупериод выходной частоты отпираются тири-
сторы В3, В^ и конденсатор С оказывается закороченным всеми
тиристорами. При этом ток разряда конденсатора, протекая на-
встречу рабочему току тиристоров В\, В2, уменьшает его до нуля
^практически мгновенно, так как сопротивление в контуре разряда
конденсатора через тиристоры мало, а индуктивности рассеяния
обмоток трансформатора (если последний имеется) находятся вне
этого контура. Быстрое нарастание тока в тиристорах, которые
отпираются, может вывести их из строя вследствие превышения
допустимой величины diajdt. Поэтому в анодные цепи тиристоров
на практике вводят дроссели, ограничивающие допустимую для
^Конкретного типа тиристоров величину dijdt.
После спадания анодного тока тиристоров В\, В2 до нуля к ним
Прикладывается обратное напряжение, определяемое напряжением
на коммутирующем конденсаторе С. При запирании тиристоров
‘J3i, В2 конденсатор С перезаряжается от источника питания через
' тиристоры В3, В4, приобретая противоположную полярность (на
рисунке указана в скобках). Отметим, что при отпирании очеред-
f . Вой пары тиристоров одновременно с разрядом конденсатора по
контуру открытых тиристоров происходит также его разряд на Ha-
zy грузку. При этом часть энергии конденсатора переходит в энер-
гию индуктивностей контура, а другая часть рассеивается в его
активных сопротивлениях. При отпирании тиристоров Bh В2 про-
, Цесс повторяется.
’* 181
Ж /
В любой момент времени суммарный ток на выходе инвертора
при принятом допущении (Ld->-oo) равен iBbtx=tH+ic = /d=const,
но его направление
Ln
Рис. 4.1. Однофазный мостовой
параллельный инвертор тока:'
а —схема; б — временные диаграм-
мы токов и напряжений
я через каждый полупериод на про-
тивоположное (рис. 4.1, б). В течение
времени /Выкл напряжение на конден-
саторе (uc=uH) совпадает по на-
правлению с прежним, ток нагрузки
iH сохраняет свое прежнее направле-
ние за счет разряда конденсатора на
нагрузку, а ток коммутирующего
конденсатора i0 с момента коммута-
ции изменяет направление на про-
тивоположное.
Таким образом, ток конденсатора
ic после коммутации имеет макси-
мальное значение и уменьшается по
мере его перезаряда, а ток нагрузки
iH постепенно спадает до нуля и, ре-
версируя, совпадает по направлению
с током ic.
Дроссель Ld выполняет функцию
фильтра высших гармонических со-
ставляющих напряжения, так как
к нему в любой момент времени при-
кладывается разность между неиз-
менным напряжением источника пи-
тания и пульсирующим напряжени-
ем на входе инвертора (называемым
противо-э. д. с. инвертора).
Выходное напряжение инвертора
повторяет по форме напряжение на
конденсаторе и представляет собой
в каждый полупериод сумму двух
составляющих: постоянной, равной
напряжению источника питания, и
переменной, возникающей за счет
реактивной мощности конденсатора.
Поскольку за полупериод выходной
частоты реактивная мощность равна
нулю, заштрихованные площадки St
и 5г (рис. 4.1, б), характеризующие
интегральные значения переменной
составляющей, равны между собой.
Среднее значение выходного напря-
жения за полупериод равно напря-
жению источника питания Ud-
Напряжение на тиристорах В{,
В2 («bj 2 на рис. 4.1, б) после ком-
мутации изменяется от отрицатель-
182
Ld
Рис. 4.2. Эквивалентная схема
инвертора тока
кого значения к положительному. В течение времени /Выкл на тири-
сторах Вх и В2 поддерживается отрицательное напряжение и они
восстанавливают запирающие свойства.
Если /выкл > ^восст, то с восстановлением положительного анод-
ного напряжения тиристоры Вх и В2 (рис. 4.1, б) останутся запер-
тыми вплоть до прихода следующего отпирающего импульса. Если
же этого времени окажется недостаточно, то указанные тиристоры
снова откроются и произойдет срыв инвертирования.
Коммутирующий конденсатор может быть включен параллель-
но первичной или вторичной обмотке трансформатора, если такой
имеется.
В зависимости от соотношения величин индуктивности входного
дросселя Ld, сопротивления нагрузки ZH, частоты выходного напря-
жения / и емкости коммутирующего
конденсатора С возможны три ре-
жима работы параллельного инверто-
ра: 1) входной ток id непрерывен и
идеально сглажен; 2) входной ток id
: непрерывен, но имеет пульсации; 3)
входной ток id прерывистый.
> При расчете инвертора восполь-
зуемся эквивалентной схемой, спра-
ведливой в течение полупериода вы-
ходной частоты и полученной в
•- предположении, что активное сопротивление дросселя и прямое па-
нагрузка чисто
велика, ток id,
систему урав-
дение напряжения на тиристорах равны нулю, а
активная (рис. 4.2).
Так как индуктивность дросселя Ld бесконечно
потребляемый от источника питания, постоянен.
Для схемы рис. 4.2 можно записать следующую
нений (если" пренебречь начальными условиями):
Й=^=1н+Д = сопз1>
. __rduc
с dt
iB — UB/fB.
Решая эту систему относительно напряжения ин
(4-1)
в операторной
форме, получаем:
Данная функция имеет два полюса: /Т=0 и р2—— ]/(Сгв). Ори-
гинал находим с помощью обратного преобразования Лапласа:
__t
= Л1+Д2е Cr« = uB(t). (4.2)
^2 (Pg)
<7=1
183
ии
Р2 (Р)
Для нахождения коэффициентов Аг и А2 воспользуемся следу-
ющими условиями:
1) напряжение на нагрузке изменяется по периодической кривой,
вследствие чего его значения при коммутациях равны по величине
и противоположны по знаку:
X «и |/=0 = ын lt=T/2',
2) среднее значение напряжения на дросселе Ld в установив-
шемся режиме равно нулю:
т
2
Af((/d-uH)d/=o.
1 о
С учетом этих условий определим значения коэффициентов.
Лх и Д2:
где 7’в=Сгн.
Подставляя значения коэффициентов Ах и As в формулу (4.2),
получаем выражение для мгновенного значения напряжения на на-
грузке
/______т _______t\
из которого видно, что напряжение на нагрузке изменяется по
экспоненциальному закону. С уменьшением нагрузки кривая тока
ic приближается к прямоугольной форме, а напряжение на конден-
саторе и нагрузке согласно уравнения (4.1)—к треугольной, так
как duc]dt = [d/C=const (рис. 4.3, а). Таким образом, при режимах,
близких к режиму холостого хода, конденсатор заряжается практи-
чески постоянным током. Напряжение на конденсаторе возрастает
примерно по линейному закону и его амплитуда может во много
раз превышать напряжение Ud, что приводит к выходу из строя
тиристоров инвертора.
При увеличении нагрузки напряжение на нагрузке и конденса-
торе падает (рис. 4.3, б), так как при этом уменьшается зарядный
184
ток конденсатора и увеличивается его разрядный ток через нагруз-
ку. В результате коммутационная способность конденсатора снижа-
ется вследствие уменьшения запасаемой в конденсаторе энергии.
Форма выходного напряжения приближается к прямоугольной
{рис. 4.3, в).
а) 5) 6)
Рис. 4.3. Формы напряжения на нагрузке однофазного инвертора тока
По известному напряжению на нагрузке можно определить зна-
чения токов нагрузки, конденсатора и источника питания:
Из рис. 4.1, б видно, что момент коммутации, т. е. момент
прохождения инвертируемого тока 1Вых==1н+^с через нуль, опере-
жает напряжение на нагрузке на время fBbIIOI, необходимое тири-
сторам для восстановления своих управляющих свойств. В течение
этого времени (времени запирания) к тиристорам, ранее проводив-
185
шим ток, прикладывается отрицательное напряжение. Время запи-
рания можно определить из выражения (4.3), приравнивая его нулю:
«и
выкл
(4-4)
Решая уравнение (4.4) относительно /выкл, получаем:
/выкл=7’н In-------—
ВЫКЛ Н
1 , 2ГН
1 е н
(4-5)
Из выражения (4.5) видно, что время запирания увеличивается
с увеличением сопротивления нагрузки и емкости коммутирующего
конденсатора.
Рассматривая параллельное соединение коммутирующего конден-
сатора С и резистора ZH как общую нагрузку, нетрудно видеть,
что инвертор тока может работать лишь на общую емкостную на-
грузку, когда выходной ток инвертора гвых опережает напряжение ия
на выходе инвертора. В этом случае к тиристорам, которые до
коммутации проводили ток, прикладывается обратное напряжение.
Время действия обратного напряжения на тиристорах должно быть
достаточным для восстановления их запирающих свойств, т. е.
Ашкл>Лосст или P>s, где ₽=<й/выкл, 6=mZB0CCT, <D — угловая вы-
ходная частота инвертора. Приведенное условие выполняется бла-
годаря наличию угла опережения (запирания) [1 тока zBUX, потреб-
ляемого нагрузкой и конденсатором, и напряжения ин. Угол р
создается за счет тока ic коммутирующего конденсатора.
Анализ работы инвертора на активно-индуктивную нагрузку
можно провести так же, как и для инвертора при чисто активной
нагрузке. Однако зависимости для тока и напряжения получаются
относительно сложными, а расчет—громоздким и трудным.
На практике, особенно при анализе многофазных инверторов,
очень часто ограничиваются лишь учетом основной гармоники токов
и напряжений. При этом характеристики, найденные методом основ-
ной гармоники, пригодны для инженерных расчетов, так как мало
отличаются от характеристик, полученных путем решения диффе-
ренциальных уравнений (расхождение менее 10—15%). Анализ
инвертора методом основной гармоники проведем при следующих
допущениях: напряжение на выходе инвертора синусоидально,
инвертируемый ток идеально сглажен (Ld=oo), активными потерями
в элементах инвертора пренебрегаем, коммутация тока с тиристора
на тиристор мгновенная.
186
Учитывая, что кривая инвертируемого тока имеет прямоугольную
форму (рис. 4.4, а), действующее значение его первой гармоники
определим из выражения
/-=—!=- f“<„, (4.6)
/2„J » J
Пренебрегая потерями в инверторе и учитывая, что при приня-
тых допущениях угол опережения Р=ф<1) равен углу сдвига фаз
между инвертированным на-
пряжением ин и первой гар-
моникой инвертированного
тока i(i) (рис. 4.4, а), по-
лучим, что активная мощ-
ность, потребляемая от ис-
точника питания, равна ак-
тивной инвертированной мощ-
ности: Pd=PH, т. е.
cosP = L/H/ cosp.
(4-7)
Из выражений (4.7) и
(4.6) находим, что
где Кв=1212=0,9 — коэф-
ii
фициент, зависящий от схе-
мы инвертора.
Если нагрузка подключает-
ся через инверторный транс-
форматор, выражение (4.8)
приобретает вид U„=———-,
F Ки cos р
где п—w^/Wy—коэффициент
трансформации инверторного
трансформатора.
Угол опережения Р зави-
сит от соотношения реак-
тивной и активной мощно-
стей инвертора. Учитывая
i-a
Рис. 4.4. Временные диаграммы токов и на-
пряжений однофазного параллельного ин-
вертора тока (а) и его векторная диа-
грамма (б)
только первую гармонику,
с помощью векторной диаграммы рис. 4.4, б найдем, что
. o QH^C—^C~^HsincP (4.9)
Рн Рв Iи cos <р
где Qc =ИН/С =(а>С/п2) (7„ — реактивная мощность конденсатора;
^и=£7и7нзт<р; Рн=6,н/нсозф—соответственно реактивная и актив-
187
ная мощности нагрузки; costp — коэффициент мощности нагрузки;
ср—угол сдвига фаз между первыми гармониками напряжения и
тока в нагрузке.
Для описания процессов в нагрузке вводят понятие коэффици-
ента нагрузки, которое определяется как отношение полной мощ-
ности нагрузки к реактивной мощности коммутирующих конденса-
торов:
В=2и=_£ = _1—, (4.10)
Q q ZB <oCZH
здесь п=соа/со1 — коэффициент трансформации инверторного транс-
форматора (для однофазного инвертора со средней точкой п=а2/2а1)',
Ba=Bcos<p; Bp=Bsin<p — коэффициенты активной и реактивной
нагрузок.
Из выражений (4.8) — (4.10) получаем уравнение внешней харак-
теристики параллельного инвертора тока:
= Г1.-5*11 -----tgtpV+l. (4.11)
nUd cos р у L В cos <p J у \п2Ун cos ф /
В инверторе без потерь входная и выходная мощности равны, т. е.
cos ц>. (4.12)
Из выражений (4.11) и (4.12) можно найти зависимости вход-
ного тока параллельного инвертора от параметров нагрузки, рабо-
чей частоты и емкости коммутирующего конденсатора (входную
характеристику):
-g^.-L^BcosepH 5^q2+il (4.13)
n2Ud соС |_\ В cos ф / J
На рис. 4.5, а и б приведены внешние (выходные) и входные
характеристики параллельного инвертора, построенные по выраже-
ниям (4.11) и (4.13). Отличительной особенностью внешних харак-
теристик является крутой спад в области малых значений Ва. Рост
напряжения Ua при уменьшении Ва объясняется тем, что при
холостом ходе и идеальных элементах инвертора в нем не расхо-
дуется энергия. При каждой коммутации тиристоров от источника
питания потребляется дополнительная энергия на перезаряд конден-
сатора, которая накапливается в магнитном поле дросселя Ld и
электрическом поле коммутирующего конденсатора С. Так как
между дросселем Ld и конденсатором С происходит непрерывный
обмен энергией, амплитуда напряжения на конденсаторе, а следо-
вательно, и на тиристорах все время возрастает, что приводит к
пробою тиристоров и срыву инвертирования.
При возрастании Ва, т. е. уменьшении ZH, уменьшается время
разряда конденсатора на нагрузку, снижается напряжение на на-
грузке и уменьшается угол опережения.
Таким образом, параллельный инвертор тока нормально работает
только в определенном диапазоне изменения коэффициента нагрузки:
при малых значениях Ва возникает опасность появления перенапря-
188
жений, при больших значениях 5а угол опережения становится
недостаточным и происходит срыв инвертирования.
При уменьшении коэффициента мощности нагрузки без одно-
временного увеличения емкости коммутирующего конденсатора мо-
жет произойти срыв инвертирования, так как индуктивность на-
Рис. 4.5. Внешние (а) и входные (б) характери-
стики параллельного инвертора тока
грузки компенсирует реактивный ток коммутирующего конденсатора
и тем самым уменьшает время запирания г“ВЬ1КЛ.
При работе инвертора на активно-индуктивную изменяющуюся
нагрузку в случае увеличения коэффициента мощности нагрузки
при неизменной емкости коммутирующего конденсатора резко возра-
стает выходное напряжение, что может привести к недопустимым
перенапряжениям, обусловленным избыточной реактивной мощностью
коммутирующих конденсаторов.
Входные характеристики параллельного инвертора тока имеют
две ветви: левую (нисходящую) и правую (восходящую). При Ва=1
имеем минимальные значения входного тока, а с приближением к
режимам холостого хода и короткого замыкания входной ток стре-
мится к бесконечности. С ростом нагрузки (Ва > 1) увеличивается
входной ток инвертора, так как при этом увеличивается ток, отда-
ваемый в нагрузку. Входной ток в этом случае почти пропорцио-
нален Ва, поскольку напряжение на нагрузке изменяется мало.
При Ва < 1 резко возрастает напряжение на выходе инвертора,
что приводит к увеличению входного тока. Поэтому в этой области
значений Ва увеличение сопротивления ZH оказывает меньшее
влияние, чем повышение напряжения t7d; в результате ток Id и
мощность, потребляемые от источника Ud, возрастают.
При работе инвертора на активно-индуктивную внешнюю на-
грузку последняя должна быть скомпенсирована емкостью конден-
сатора, включаемого параллельно нагрузке, или коммутирующего,
так, чтобы общая реакция цепи была емкостной. Коммутирующий
конденсатор при этом выбирают из условия компенсации реактив-
ной мощности нагрузки и обеспечения устойчивой коммутации
тока, т. е.
Qc =tVH(tgd cos <p-4-sin <р). (4.14)
189
Из выражения (4.14) видно, что при данной величине Qc и
низкой рабочей частоте
Рис. 4.6. Однофазный парал-
лельный инвертор тока со сред-
ней точкой и отсекающими дио-
дами:
а — схема; б —временные диаграм-
мы токов и напряжений
эра емкость коммутирующего конден-
сатора C=Qcn2/(aUl) получается
значительной. Для уменьшения этой
емкости в инвертор вводят отсека-
ющие диоды, включаемые между
нагрузкой и коммутирующим конден-
сатором.
На рис. 4.6, а представлена схе-
ма однофазного параллельного ин-
вертора тока со средней точкой,
содержащего отсекающие диоды Дх
и Д2.
При работе инвертора на активно-
индуктивную нагрузку, когда заряд-
ный ток конденсатора [ic =
= С (duc /dt) — i{\ в течение полу-
периода переходит через нуль
(рис. 4.6, б), что соответствует его
частичному разряду, отсекающие ди-
оды отделяют конденсатор от нагруз-
ки (момент времени /х). При этом
заряд конденсатора прекращается
раньше, чем заканчивается полупе-
риод, и напряжение на конденсаторе
остается постоянным (рис. 4.6, б), так
как диоды Д1 и Д2 препятствуют раз-
ряду конденсатора на нагрузку. При
низких частотах конденсатор отклю-
чается отсекающими диодами на
большую часть полупериода, что
позволяет уменьшить емкость комму-
тирующего конденсатора по сравне-
нию с инвертором без отсекающих
диодов. Наличие отсекающих диодов
приводит к повышению напряжения
на нагрузке по сравнению с обыч-
ным инвертором, а следовательно, и
к изменению кривой напряжения
на тиристорах («в2), что в свою оче-
редь вызывает увеличение време-
на ^выкл-
Трехфазный параллельный инвер-
тор тока. На рис. 4.7 приведены
схемы трехфазного мостового парал-
лельного инвертора тока без отсе-
кающих диодов (а) и с отсекающими
диодами (в).
190
зверторов аналогичен принципу
[. рис. 4.1, а, 4.6, о). Порядок
акой же, как и в трехфазном
'в>-^з В6, Вз Ва, Въ В%, Въ Biy
параллельный инвертор тока:
Принцип работы трехфазных i
| работы однофазных инверторов (с
работы тиристоров в инверторе
мостовом выпрямителе (By—BiyBr—
Ld
1 а, в —схемы; б —временные диаграммы токов н напряжений
' Bi—Biy ...). В связи с тем что каждый тиристор (например, В^
работает 1/6 часть периода в паре с одним тиристором (В4), а 1/&
часть периода в паре с другим тиристором (В6), на управляющий
, алектрод каждого тиристора подаются либо два узких импульса,
следующих через 60°, либо один широкий импульс длительностью
' более 60°. Этим обеспечивается одновременная работа двух тири-
сторов: одного в анодной и одного в катодной группе. Коммутация
«* В инверторе осуществляется с помощью коммутирующих конденса-
|.'toP°B Cl—С3, соединенных в треугольник (как показано на
Ж 191
рис. 4.7, а, в), или в звезду. Конденсаторы, как и в однофазном
инверторе, должны обеспечивать компенсацию реактивной мощности
нагрузки и создание необходимого угла опережения (5. В инвер-
торах осуществляется межвентильная коммутация, т. е. запирание
каждого тиристора происходит при отпирании следующего по по-
рядку работы тиристора другой фазы, но этой же группы. Напри-
мер, для запирания тиристора Вх отпирается тиристор В3 и за
счет разрядного тока конденсатора Сг, протекающего навстречу
анодному току тиристора Blt тиристор Вх запирается практически
мгновенно в момент равенства этих токов (конденсатор Сх приобрел
указанную на рисунке полярность на интервале одновременной
работы тиристоров Вх и В4). К тиристору Вх прикладывается об-
ратное напряжение, равное напряжению на конденсаторе С1г и он
восстанавливает свои запирающие свойства.
Если пренебречь индуктивностью рассеяния обмоток выходного
трансформатора и учесть, что инвертированный ток каждой фазы
имеет форму, показанную на рис. 4.7, б (Ld=оо), то действующее
значение первой гармоники тока будет равно:
/(D-—
При отсутствии потерь в инверторе получается равенство вход-
ной и инвертированной мощностей: Pd=Pa, т. е.
^d^d~^и.ф/(1) COSp,
где Uи,ф — фазное напряжение.
Подставляя в это выражение значение тока /(i>, находим:
и -
Н’Ф KhCosP’
□ 6
где Кн=—-—=2,34 — коэффициент, зависящий от схемы инвертора
Л
(для трехфазного инвертора со средней точкой /Сн=1,17).
Входные и внешние (выходные) характеристики инвертора опре-
деляются соответственно выражениями (4.13) и (4.11).
Кривая выходного напряжения в трехфазном мостовом инверторе
имеет форму, более близкую к синусоидальной, чем в однофазном
инверторе. В кривой выходного напряжения отсутствуют третья и
кратные ей гармоники. Содержание высших гармоник в кривой
выходного напряжения можно определить из выражения
q—6k + 1,
где q — номер гармоники; &=0, 1, 2, 3, ...— ряд целых чисел.
Для предотвращения разряда коммутирующих кондерсаторов на
нагрузку в инвертор вводят отсекающие диоды (рис. 4.7, в).
Трехфазный последовательный инвертор тока. В последовательном инвер-
торе тока коммутация тока тиристоров осуществляется с помощью LC-цепей.
В трехфазном последовательном инверторе тока (рис. 4.8, а) при Ld=co дли-
тельность открытого состояния тиристоров равна 180°. При этом всегда открыты
192
By—By—Въ, By—By—В t,
-0
Рис. 4.8. Трехфазный последо-
вательный инвертор тока:
а — схема; б — форма инвертирован*
кого тока
«5

три тиристора (индуктивностью рассеяния обмоток выходного трансформатора
пренебрегаем): один в анодной и два в катодной группе или два в анодной и
один в катодной группе. При этом сумма токов тиристоров анодной группы
в любой момент времени равна суммарному току катодной группы. Порядок
переключения тиристоров в инверторе следующий:
By—В3 В3, В2 В3 В6, В2 В3 В5,
В2—Ву—В6, Ву—Ву—В3 и т. д. При откры-
тых тиристорах By—Bt—В6 происходит заряд
коммутирующих конденсаторов Clt С3 через
обмотки аУ1 дросселей Дру, Др3 и разряд кон-
денсатора С2 через обмотку w2, дросселя Др2-
Инвертированный ток 1И имеет форму, показан-
ную на рис. 4.8, б. Коммутирующее устрой-
ство, состоящее, например для фазы А, из
дросселя Дру и конденсатора Су, служит для
попеременного запирания тиристоров By и В2,
относящихся к одной фазе инвертора (инвер-
. тор с пофазной коммутацией). Коммутирующие
дроссели имеют коэффициент связи между об-
мотками и щ2, равный единице (аУ! = ауг).
Для запирания тиристора By отпирается
тиристор В2. При этом конденсатор Су, заря-
женный с указанной на рис. 4.8, а поляр-
иостью, разряжается через обмотку и)2 дроссе-
ля Дру. В обмотке Wy дросселя Дрг наводится
э. д. с., обеспечивающая запирание тиристора
By (полярность наводимых э. д. с. указана ий
рисунке).
Так же, как и для параллельного инвер-
тора тока, с помощью метода основной гар-
моники можно определить характеристики
последовательного инвертора тока.
Действующее значение первой гармоники
инвертируемого тока 1И (рис. 4.8, б)
^4
' 3
/и = —
При отсутствии потерь
ем равенство входной и
мощностей: Рц=Ри, т- е.
в
инверторе нме-
инвертироваииой
j — 317и.ф/и cos р.
выражение значение тока /и, находим
Подставляя в полученное
^и.ф —• „ а »
Ки cos р
(4-15)
где Ки=»=---—— коэффициент, зависящий от схемы инвертора.
л Р^2
Тангенс угла сдвига фаз между инвертированным напряжением 17и.ф и током
нагрузки /и определяют как отношение реактивной мощности конденсаторов
и нагрузки к активной мощности нагрузки:
tgfi- Qc-Qh-Ф _В —sincp^ (4,16)
Ри.ф cos ср
где Qc = /2/(coC) — реактивная мощность конденсатора; <2н.ф=^и ф^н51ПФ— реак-
тивная мощность нагрузки (на фазу); Рн.ф = ^н ф^нсоэср — активная мощность
нагрузки (на фазу); B = l/(ZHo>C)— коэффициент нагрузки; /и^Лз^^нф^н-
13 Заказ 180
193
Из выражений (4.15) и (4.16) находим зависимость инвертированного на-
пряжения от коэффициента нагрузки В и угла опережения 0:
Ц-=1/+1. (4.17)
Ud COS Р у \ cos ф /
Отношение инвертированного напряжения и напряжения на нагрузке опре-
деляется равенством активной мощности до конденсаторов и за ними: РИ=РН,
т. е.
3(7„.ф/и cos p=3t7H ф/и cos <р, откуда
Уи.ф/^н.ф=со5 <p/cos 0. (4.18)
Из выражений (4.18) и (4.15) находим уравнение внешней характеристики
последовательного инвертора тока:
^Н'Ф-----— • (4.19)
иа COS ф
Видно, что внешняя характеристика последовательного инвертора жесткая,
так как выходное напряжение не зависит от значений ZH, С, <о, а зависит
только от коэффициента мощности нагрузки.
При больших значениях В и малых cos ф, как видно из выражения (4.17),
инвертор может стать неработоспособным за счет возрастания инвертированного
напряжения 1/н.ф, а следовательно, напряжения иа тиристорах и конденсаторах.
Последовательный инвертор тока по своим свойствам противоположен парал-
лельному: у параллельного инвертора коммутация нарушается при перегрузках,
а у последовательного — при малых нагрузках.
Трехфазный последовательно-параллельный инвертор тока. Ком-
мутирующие конденсаторы в трехфазном последовательно-парал-
лельном инверторе тока (рис. 4.9, а) включены как последовательно
с нагрузкой (Ci), так и параллельно ей (С2).
При анализе процессов в этом инверторе используем те же
допущения, что и для параллельного инвертора.
Инвертированное напряжение в последовательно-параллельном
инверторе тока так же, как в параллельном инверторе, связано с
напряжением источника питания соотношением (4.8):
^и.ф_ 1
Ud Ки cos р"
(4.20)
Тангенс угла сдвига фаз между инвертированным током /и и
напряжением на нагрузке (7и.ф определяется отношением реак-
тивных мощностей параллельных конденсаторов и нагрузки к
активной мощности нагрузки:
. @С.ф— Он.ф 3<оС, , 1 . „ „ п1.
tg^H=------------------------tg <р=----------tg <р, (4.21)
Рн,ф n*Yм cos ф В cos ф
где <2свф=ЗИн.фа>С2/л2—реактивная мощность параллельных конден-
саторов; <2н.Ф=Ии.фКнзт<р— реактивная мощность нагрузки (на фазу);
РИ.Ф=Uh фКнcos <р — активная мощность нагрузки (на фазу); п=
=Uн.ф/(7н.ф — коэффициент трансформации; В = ^-------коэффициент
нагрузки.
194
Аналогично можно найти тангенс угла сдвига фаз инвертиро-
ванного напряжения ин относительно основной гармоники инверти-
рованного тока гИ(1):
РН.ф «Cj
=1яфн+^Всо3(р(1+1^фн)=(Ц-^)—*—--------------------
Cl \ Cx / В cos cp Cx cos cp
/1 , 03C2V
— H+2-—2 tg<p, (4.22)
\ Cj /
где Qc,<j>=/H/(wC1)=L,H.ll,ya-^-2--^-;/и=п[/и фу -^12. (находят из
COS® % COCj cos %
условия неизменности активных мощностей до параллельных кон-
денсаторов С2 и на нагрузке).
Рис. 4.9. Трехфазный последовательно-параллельный инвертор
тока:
о — схема; б, в — зависимости угла опережения и инвертированного
напряжения от коэффициента нагрузки
Зависимость напряжения на нагрузке ин от напряжения на вы-
ходе инвертора иа можно определить из условия равенства актив-
ных мощностей до конденсаторов Сх и после них: ЗРн=ЗРн,ф, т. е.
cos ₽ ^ЗС'н.ф/и cos фи -С (4.23)
13*
195
Из выражения (4.23) находим, что
^н,Ф л cos Р (4 24)
Ун.ф cos Фи
Используя соотношения (4.24) и (4.20), получаем уравнение
внешней характеристики последовательно-параллельного инвертора
тока:
----------------------------tg<Pp-l- (4-25)
n.Ud cos фн у \п2Ун cos ф /
Сравнивая выражения (4.25) и (4.11), видим, что внешние харак-
теристики последовательно-параллельного и параллельного инвер-
торов тока одинаковы, т. е. последовательно включенные конден-
саторы Сх не оказывают влияния на действующее значение напря-
жения на нагрузке и угол фн. Последовательно включенные конден-
саторы Сх оказывают влияние на угол опережения |3 и инвертиро-
ванное напряжение.
На рис. 4.9, б, в приведены зависимости угла опережения р и
действующего значения инвертированного напряжения (/и.ф, постро-
енные по выражениям (4.22) и (4.20).
Значение коэффициента нагрузки В, при котором угол опере-
жения будет минимальным, можно определить из выражения (4.22):
Подставляя выражение (4.26) в (4.22), находим значения pmin в
зависимости от параметров инвертора:
Анализ выражения (4.27) показывает, что минимальный угол
опережения pmin будет тем меньше, чем меньше отношение С2/Сх и
больше угол ср. Из выражения (4.27) можно найти соотношение
между величинами емкостей конденсаторов С2 и Сх, при котором
обеспечивается абсолютная устойчивость инвертора при любых
скачкообразных изменениях нагрузки, т. е. всегда 0 > pmln:
Cg 1 ~- tg Pmin tg Фтах Г J j 1
C1 6 L| COS (фтах+Pmin) I J
(при 1 — tgpmin tg(pm,x > 0), (4.28)
Cj tg Pmin tg фщах 1 Г J|1
6 LI COS (фтах+Рт1п)1 I
(при 1 — tg pmin tg (pmax < 0). (4.29)
Преимуществом последовательно-параллельного инвертора тока
является малая зависимость выходного напряжения от параметров
нагрузки: при В=0,8—3,2 и созф=0,6—0,8 выходное напряжение
изменяется в пределах +(10—15) %.
196
Рис. 4.10. Однофазный компенсационный
вертор тока с внешним коммутирующим
пряжением:
а — схема; б — временные диаграммы токов и
пряжений
Компенсационные инверторы тока. Как отмечалось, в автономных инверто-
рах тока на тиристорах нормальная коммутация возможна лишь при емкостном
характере суммарной нагрузки. Только при таком условии в момент коммутации
напряжение фазы, вступающей в работу, меньше напряжения работающей фазы.
Под действием разности этих
напряжений в контуре коммута-
ции возникает коммутационный
ток, за счет чего рабочий ток
инвертора переходит с преды-
дущего тиристора на очередной.
Наличие значительных емко-
стей конденсаторов, включен-
ных на выходе для компенса-
ции реактивной мощности на-
грузки и преобразователя, яв-
ляется существенным недостат-
ком описанных параллельных,
последовательных и параллель-
но-последовательных инверто-
ров.
Стремление избавиться от
этого недостатка привело к со-
зданию так называемых ком-
пенсационных автономных ин-
верторов, способных работать
иа индуктивную нагрузку, т. е.
генерировать реактивную мощ-
ность При результирующем
индуктивном характере нагруз-
ки коммутация тока тиристоров
должна начинаться в момент,
когда напряжение фазы, всту-
пающей в работу, больше на-
пряжения фазы, заканчиваю-
щей работу Разность этих на-
пряжений препятствует комму-
тации. Для ее осуществления
необходимо тем или иным спо-
собом ввести в контур комму-
тации дополнительное напря-
жение противоположной по-
лярности, которое обеспечило
бы перевод тока на очередной
тиристор. Это напряжение мо-
жет быть получено от внешне-
го генератора, частота которого
кратна частоте питающей сети,
и введено в контур коммута-
ции через трансформатор
(рис. 4.10, а). Подбирая ампли-
туду и фазу напряжения гене-
, ратора, принципиально можно
осуществлять коммутацию тока
тиристоров во всем диапазоне
углов фазового управления от
0 до 360°, d не от 0 до 180°, как
при коммутации напряжения сети. Это означает, что автономный инвертор приоб-
ретает способность работать как при опережающем, так и при отстающем коэф-
фициенте мощности пассивной нагрузки (рис. 4.10, б).
В качестве источника дополнительного коммутирующего напряжения может
быть использован также конденсатор, периодически-заряжаемый током нагрузки
или его частью (рис. 4.11). Подобные инверторы получили наибольшее распростра-
ин-
на-
197
Рис. 4.11. Схема однофазного компенса-
ционного инвертора тока с коммутирую-
щим напряжением, создаваемым конден-
сатором
нение. Они различаются способом включения конденсатора в контур коммутации,
а также способом перезаряда конденсатора.
Во многих инверторах реализуется двухступенчатая коммутация. Ток закан-
чивающего работу тиристора переводится иа вспомогательный тиристор и предва-
рительно заряженный конденсатор. Под действием напряжения перезаряжающе-
гося конденсатора осуществляется коммутация тока на очередной рабочий тири-
стор. Схема трехфазного автономного
инвертора тока с двухступенчатой
коммутацией представлена на рис.
4.12. Инвертор имеет шесть рабочих
тиристоров В| — В6 и шесть коммути-
рующих тиристоров В7 — В1г, которые
вместе с конденсаторами Ci — С3 осу-
ществляют коммутацию тока в основ-
ных тиристорах и в фазах нагрузки.
Рассмотрим электромагнитные
процессы в инверторе в предположе-
нии, что в состав нагрузки инвертора
входят фильтры, обеспечивающие си-
нусоидальность выходного напряже-
ния, инвертируемый ток идеально
сглажен, коммутация тока тиристоров
мгиовениая. Принимая за начало от-
счета времени момент вступления в
работу тиристора В1г рассмотрим кри-
вые токов и напряжений на различ-
ных элементах инвертора (рис. 4.13).
При активно-индуктивной нагрузке первая гармоника ( фазного тока
отстает от фазного напряжения ид иа некоторый угол <рн (рис. 4.13, а, б).
В момент времени О2 линейное напряжение иАв имеет отрицательную поляр-
ность, поэтому под дей-
ствием этого напряжения
коммутация тока с рабочего
тиристора Вх на рабочий
тиристор В3 произойти не
может. Для осуществления
коммутации предварительно,
в момент времени их, отпи-
рается коммутирующий ти-
ристор В7. Электрическое
состояние инвертора, соот-
ветствующее моменту вре-
мени &г, характеризуется
эквивалентной схемой рис.
4.14, а. Конденсатор Сх,
включенный между рабочим
тиристором Вх и коммути-
рующим тиристором В7, в
результате предыдущей ра-
боты схемы заряжен до на-
пряжения Псо (с указан-
ной на рис. 4.14, а полярностью). При отпирании коммутирующего тиристора
В, ток рабочего тиристора мгновенно уменьшается до нуля и ток нагрузки пере-
водится в контур, содержащий коммутирующий тиристор В7, конденсатор Сх,
фазы Л и С нагрузки, тиристор В6, цепь постоянного тока инвертора (рис. 4.14, а).
Конденсатор Сх перезаряжается постоянным током нагрузки по линейному за-
кону от напряжения Ucn — ^Сп- Длительность интервала, в течение которого
происходит перезаряд конденсатора, связана с величинами Vco> и С соотно-

Сг
С3
шением
{в
Ив 7

ис
Рис. 4.12. Схема трехфазного инвертора тока
с двухступенчатой коммутацией
k Ln

-0-

В
С
ПСо= —/А.
Со 2<вС d
(4.30)
198
Эквивалентная схема для интервала перезаряда конденсатора соответствует
рис. 4.14, б.
Во время перезаряда конденсатора Сг к рабочему тиристору Ву приклады-
вается напряжение конденсатора. В течение первой половины этого интервала
Рис. 4.13. Временные диаграммы токов и напря-
жений для схемы рис. 4.12
напряжение на тиристоре Bt имеет отрицательную полярность, следовательно,
время, предоставляемое тиристору Вг для восстановления его запирающих свойств,
составляет Х/2 (рис. 4.13, г). В момент времени й,2 отпирается тиристор В3.
В инверторе образуется контур коммутации Cj—В7—В3 — фазы В и А нагруз-
(рис. 4.14, в). Если напряжение иа конденсаторе в момент времени О2
больше линейного напряжения нагрузки, т. е. Uc,.>U„ltl sin <рн, го под действием
199
разности этих напряжений осуществляется коммутация тока с коммутирующего
тиристора В, на тиристор В3.
После окончания коммутации эквивалентная схема инвертора приобретает
вид, показанный на рис. 4.14, г. В результате коммутации конденсатор
оказывается перезаряженным до напряжения такой же величины, которую он
имел до начала коммутации, но с обратной полярностью. Это напряжение исполь-
б) г)
Рис. 4.14. Эквивалентные схемы трехфазного инвертора
тока
зуется через половину периода для коммутации тока в тиристоре В2- Анало-
гично протекает процесс коммутации тока тиристоров в других фазах инвертора.
Если считать коммутацию мгновенной, то напряжение на закончившем ра-
боту коммутирующем тиристоре В, при условии отсчета времени с момента &>
равно (рис. 4.13, в, <?):
«В7=«ЛВ — = sin ($+<Рн) — В'со- (4.31)
Угол опережения для коммутирующего тиристора определяют из выражения
= sin (₽'+<рн). (4.32)
Для надежного восстановления запирающих свойств коммутирующего тири.
стора требуется соблюдение условия |j' >[5inin, где pmin — минимальный угол
опережения тиристора при данной частоте. Для выяснения зависимости угла
опережения тиристоров от параметров нагрузки выразим в уравнении (4.32) ве-
личины (>со и ^лт через эти параметры.
Без учета потерь активная мощность нагрузки равна мощности, потребляемой
от источника постоянного тока:
З^н.ф^н.ф
где Пн.ф— действующее значение фазного напряжения на нагрузке; /н.ф— дейст-
вующее значение первой гармоники фазного тока нагрузки; <рн — аргумент комп-
лексной проводимости нагрузки.
200
Как следует из рис. 4.13, а, длительность протекания гока через рабочие
тиристоры в рассматриваемом инверторе меньше, чем в мостовом преобразоваюле
без дополнительных коммутирующих устройств. Суммарная же длительность про-
текания тока через рабочие тиристоры и соответствующие им коммутирующие
тиристоры одинакова в обоих инверторах. Следовательно,
я" -ё- II а | со | го | гс (4.33)
С учетом очевидных соотношений
. 1 1 н (4.34)
И илт -/б 17н.ф (4.35)
из выражений (4.32)—(4.35) получим:
л Ud (4.36)
^Н.ф— г— . 3|/б C0S(fH
« лХ. Кн sin (фн + Р )=—— 12 со С (4.37)
где Ун—модуль комплексной проводимости нагрузки (полная проводимость на-
' грузки).
Выражение (4.36) показывает, что выходное напряжение инвертора опреде-
ляется коэффициентом мощности нагрузки и не зависит от величины ее прово-
, димости.
1 Из соотношения (4.37) следует, что угол опережения коммутирующих тири
сторов [V уменьшается по мере уменьшения нагрузки. Предельное наименьшее
значение полной проводимости нагрузки, при которой инвертор работает с минн-
мальным углом опережения, составляет:
12соС . . ч
i'Htnln - ,(Т- sin (фн+Pmin)- (4-38)
’•X
Угол опережения рабочих тиристоров равен, как было показано ранее, поло-
вине времени перезаряда конденсатора и не зависит от нагрузки.
, При возрастании нагрузки инвертора углы опережения коммутирующих тири-
у , сторов увеличиваются, однако одновременно повышаются напряжения на комму-
Тирующих конденсаторах и тиристорах, что является недостатком инвертора.
i;. Рассматриваемый инвертор с двухступенчатой коммутацией по своим свой-
ствам напоминает инвертор с последовательно включенными конденсаторами,
। однако в отлнчие от него здесь имеется возможность ограничения напряжения на
" конденсаторах с ростом нагрузки путем уменьшения длительности интервала пере-
заряда конденсаторов.
На рис. 4.15 приведены схемы автономных инверторов тока с двухступенча-
той коммутацией, осуществляемой с помощью двух вспомогательных тиристоров
В? и В8 и одного (а) или трех (б) коммутирующих конденсаторов С,.
Рассмотрим теперь автономные инверторы тока, в которых дополнительные
коммутирующие напряжения на конденсаторах, пропорциональные току нагрузки,
создаются в результате переключений основных тиристоров, а вспомогательные
тиристоры отсутствуют.
На рис. 4.16, а показана схема двухмостового инвертора тока с двумя груп-
пами коммутирующих конденсаторов, в котором может быть осуществлено также
регулирование процесса преобразования с помощью системы управления самого
инвертора. Инвертор состоит из двух тиристорных мостов, соединенных парал-
лельно посредством двухфазных уравнительных реакторов УР[, УР2 на стороне
Постоянного тока и последовательно, с совмещением обмоток инверторного транс-
201
форматора, на стороне переменного тока. Отпирающие импульсы подаются на
управляющие электроды одноименных тиристоров верхнего и нижнего мостов
с фазовым сдвигом, равным 180°.
Система управления должна допускать смещение во времени на электрический
угол а (0 < а < 180°) отпирающих импульсов четной группы тиристоров по отно-
Рис. 4.15. Схемы трехфазного инвертора тока с двухступен-
чатой коммутацией и двумя коммутирующими тиристорами
Рис. 4.16. Двухмостовой инвертор тока:
а — схема; б — эквивалентная схема одной фазы
шению к импульсам нечетной группы. При таком управлении соединенные после-
довательно тиристоры разных мостов в каждой фазе нагрузки (например, Bj и Вя,
Вг н В™, В- и В2, В9 н В4 н т. д.) отпираются не одновременно, а со сдвигом
на угол а, который называют углом управления.
202
Эквивалентная схема одной фазы двухмостового автономного инвертора тока
при условии, что соединение конденсаторов треугольником преобразовано в
звезду, представлена на рис 4.16, б.
При а#=0 токи 1ф н и гф н в отлнчие от условия а=0 становятся не одина-
ковыми по форме, так как отрицательная полуволна тока /ф н и положительная
полуволна тока /фн сдвигаются в сторону отставания на угол а, как показано
на рис. 4.17, б, в, где представлены временные диаграммы токов и напряжений
инвертора в предположении,
что входной ток инвертора иде-
ально сглажен и коммутация
мгновенная.
В каждом из токов <ф н и
/1 „ появляются четные гармо-
Ф н „
инки, которые, как будет пока-
зано, замыкаются только через
конденсаторы, создавая на них
s дополнительные напряжения,
' используемые для коммутации
. прн индуктивном характере на-
грузки.
Представим инвертор при
а=0 состоящим как бы из двух
'i совмещенных преобразователей,
посылающих в фазу нагрузки
токи такие же по форме, как и
у преобразователя в целом, но
уменьшенные вдвое (рис. 4.17,а).
.[ При регулировании ток одного
нз них (i") сдвигается по фазе
относительно тока другого (/')
' на угол а (рис. 4.17, г, д).
Складываясь, токи г' и i"
образуют суммарный ток i
(рис. 4.17, е), форма которого
, изменяется при изменении уг-
ла а. При а#=0 появляется так-
; же замыкающийся через кон-
денсаторы (рис. 4.17, ж) ток
г’сл = 'ф н '=г —,ф.н’
частота которого оказывается
удвоенной по сравнению с ча-
/ Стотой преобразования. Кон-
, Денсаторы перезаряжаются то-
ками «ел таким образом, что на
инх создаются напряжения
Удвоенной частоты, способст-
вующие коммутации (рис.
4.17, з). Поскольку коммути-
рующие напряжения на кон- Рис. 4.17. Временные диаграммы токов
Денсаторах пропорциональны и напряжений двухмостового инвертора тока
току нагрузки, инвертор обла-
дает повышенной коммутационной устойчивостью при перегрузках. Однако при
этом могут значительно возрастать напряжения не только на конденсаторах, но и
«а других элементах инвертора. Для ограничения этих напряжений необходимо
принимать специальные меры, в частности можно использовать обратные выпря-
мители, возвращающие энергию источнику постоянного тока, когда напряжения
превысят заданный уровень. Гармонический состав выходного напряжения ннвер-
203
тора определяется током i, который при а=0 содержит только нечетные, не крат-
ные трем, гармоники.
Действующее значение основной гармоники преобразованного тока
1^6 а
---/dcos—. (4.39)
Л 2
Пренебрегая высшими гармониками, запишем уравнение баланса мощно-
стей на стороне постоянного и переменного токов инвертора:
2f/d^d = 3CV с°5фэкв> (4.40)
La
Рис. 4.18. Схема трижды двухфазного
каскадно-мостового инвертора тока
где Ud— напряжение источника постоянного тока на входе инвертора; /d— вход-
ной ток одного моста; Ыф— действующее значение выходного напряжения инвер-
тора; cos <рэкв — коэффициент мощно-
сти эквивалентной нагрузки инвертора
(включая потребитель и коммутирую-
щие конденсаторы).
Из выражений (4.40) и (4.39)
получаем уравнение внешней харак-
теристики идеального преобразователя
,, 2л Ud
иФ= г—' 77*
3/6 cos <рэка cos а/2
Из этого выражения следует, что
изменением угла а можно регулиро-
вать в определенных пределах выход-
ное напряжение инвертора при задан-
ном и неизменном напряжении источ-
ника постоянного тока на его входе.
В трижды двухфазном каскадно-
мостовом инверторе (рис. 4.18) каж-
дый из тиристоров работает полперио-
да и через конденсаторы Ск замыка-
ются токи гармоник, кратные трем, не
имеющие выхода в трехфазную сеть
(соединение нагрузки звездой без нулевого провода). Напряжения тройной часто-
ты суммируются с напряжениями основной частоты, благодаря чему становится
возможной коммутация при результирующем индуктивном характере нагрузки.
Для данного инвертора, как и для предыдущего, характерны устойчивая работа
при перегрузках и хорошие динамические показатели. Однако к. п. д. у каскадных
инверторов ниже, чем у мостовых, а установленная мощность трансформатора
выше примерно на 30 %.
В схеме рис. 4.19 конденсатор С периодически перезаряжается с трехкратной
частотой по сравнению с частотой выходного напряжения. Амплитуда напряже-
ния на конденсаторе пропорциональна току нагрузки. Недостаток подобного ин-
вертора, как и аналогичного выпрямителя,— плохое использование тиристоров и
трансформатора, обусловленное тем, что каждый тиристор работает только
1/6 часть периода.
Отметим, что в режиме автономного инвертора тока с одноступенчатой ком-
мутацией успешно могут работать все компенсационные преобразователи, исполь-
зуемые в режимах выпрямителя и зависимого инвертора.
Регулирование и стабилизация выходного напряжения инвер-
торов тока. Регулирование выходного напряжения либо его стаби-
лизацию при изменении параметров нагрузки инвертора или
напряжения питания можно осуществить с помощью: а) управля-’
емого выпрямителя; б) импульсного преобразователя постоянного
204
напряжения; в) импульсного преобразователя переменного напря-
жения; г) регулирования изменением частоты инвертора; д) обрат-
ного выпрямителя; е) индуктивно-тиристорного регулятора; ж) сло-
жения напряжений двух или нескольких инверторов; з) широтно-
импульсного регулирования с помощью тиристоров инвертора.
Управляемый выпрямитель является наиболее простым и эффективным уст-
ройством для регулирования напряжения. Он позволяет получить большой диапа-
зон регулирования без использования дополнительных силовых элементов. Однако
при глубоком регулировании выход-
ного напряжения с помощью управ-
ляемого выпрямителя существенно
снижается коэффициент мощности со
стороны питающей сети и для сгла-
живания пульсаций требуется фильтр
с большим коэффициентом фильтра-
ции, ухудшающий массо-габаритные и
динамические показатели преобразо-
вателя.
Импульсный преобразователь по-
стоянного напряжения применяют,
когда первичный источник питания
является нерегулируемым (аккумуля-
торная батарея, неуправляемый вы-
прямитель). При этом число силовых
элементов получается большим, чем в
управляемом выпрямителе. Однако
следует учитывать, что: рабочая ча-
стота импульсного преобразователя
может быть выбрана выше частоты
первой гармоники выпрямленного на-
пряжения при питании выпрямителя
от сети (это может заметно снизить
габариты сглаживающего фильтра и
1 улучшить быстродействие системы);
импульсный преобразователь может
1 выполнять функции быстродействую-
щего выключателя при перегрузках и
срывах инвертирования; коэффициент
мощности преобразователя со стороны
питающей сети значительно улучша-
ется (при наличии неуправляемого
выпрямителя). Недостаток импульс-
ного преобразователя заключается
в том, что он должен быть рассчитан
на полную мощность нагрузки.
Недостатком способов регулиро-
вания напряжения по цепи постоян-
Рис. 4.19. Трехфазный инвертор тока
с уравнительным реактором:
а — схема; б — временные диаграммы токов
и напряжений
иого тока является то, что при изменении напряжения питания в широких преде-
лах затруднена работа схем искусственной коммутации тиристоров.
Импульсный преобразователь переменного напряжения, включенный на вы-
ходе инвертора тока, позволяет регулировать напряжение на нагрузке в широких
пределах. При этом регулирование переменного напряжения на нагрузке осущест-
вляется либо тиристорным преобразователем переменного напряжения с естест-
венной или искусственной коммутацией, либо изменением коэффициента транс-
формации выходного трансформатора с помощью тиристорных ключей перемен-
ного тока. Данному способу регулирования присущи все недостатки тиристорных
преобразователей переменного напряжения, рассмотренных в гл. 3.
Регулирование выходного напряжения инвертора тока можно осуществлять
изменением выходной частоты инвертора, что приводит к компенсации изменения
Эквивалентного сопротивления нагрузки. При этом не требуются дополнительные
205
силовые элементы. Из выражения (4.11) видно, что при неизменных величинах ZH
и С выходное напряжение инвертора является функцией выходной частоты. При
чисто активной нагрузке (<р=0) из выражения (4.11) получаем:
Данному способу присущи ограниченный диапазон регулирования; при изме-
нении входного напряжения затруднена возможность поддержания заданного
режима работы инвертора; изменение выходной частоты в широких пределах до-
пустимо лишь для некоторых потребителей.
Из выражения (4.11) видно, что выходное напряжение инвер-
тора тока зависит от активной и реактивной мощностей, потребляемых
от инвертора, т. е. от cosP. Эту зависимость можно использовать
для стабилизации выходного напряжения при [/d=var с помощью
обратного выпрямителя (диоды Дг—на рис. 4.20, а).
Обратный выпрямитель подсоединяют к отпайкам выходного
трансформатора (собирают по той же схеме, что и инвертор) и
Рис. 4.20. Однофазный инвертор тока с обратным выпря-
мителем:
а — схема; б — внешняя характеристика; е — векторная диаграмма
включают встречно напряжению источника питания. Дроссели LdB
в цепи обратного выпрямителя обеспечивают режим непрерывного
тока tdB. При UdB < Ud обратный выпрямитель заперт (UdB=KBUBn0—
выходное напряжение выпрямителя; UB=UB/n—напряжение на
нагрузке, приведенное к первичной обмотке трансформатора; п0=
= w2/®i—коэффициент отпайки; n0max=cos6min; 6т1п=^з<>^восст!
^з==l,2—1,5 — коэффициент запаса; « = ®н/®1—коэффициент транс-
формации). При разгрузке инвертора действующее значение напря-
жения Ua в соответствии с внешней характеристикой (рис. 4.20, б)
206
возрастает и обратный выпрямитель откроется, когда приведенное
неравенство превратится в равенство. Дальнейшее уменьшение коэф-
фициента нагрузки В почти не вызывает увеличения напряжения UH
вследствие роста входного тока выпрямителя, представляющего по
отношению к инвертору активную нагрузку. На рис. 4.20, в приве-
дена векторная диаграмма токов и напряжений для схемы рис. 4.20, а
при двух значениях тока нагрузки (/н1, /н2). При изменении пара-
метров нагрузки изменяются ток обратного выпрямителя /в, выход-
ной ток инвертора /цг), а ток коммутирующего конденсатора /с,
угол Р и напряжение U„ остаются постоянными до тех пор, пока
обратный выпрямитель открыт, т. е. пока UdB Ud.
Входной ток обратного выпрямителя можно определить из урав-
нений, составленных по векторной диаграмме:
/н2 COS ф+/в = /(2) cosP,
Ic — /H2sin<p=7(2) sin Р,
откуда
/B=/cctgP — /н2 (sin qjctgP-f-cosq)).
Если в качестве вентилей обратного выпрямителя применить
тиристоры, то выходное напряжение (7Н при (7d=const можно
плавно изменять, изменяя угол управления а управляемого выпря-
мителя. При изменении входного напряжения инвертора Ud путем
изменения угла управления а можно поддерживать постоянным
выходное напряжение UB.
При этом обратный выпрямитель будет представлять по отно-
шению к инвертору активно-индуктивную нагрузку, так как вход-
ной ток обратного выпрямителя iB будет отставать по фазе от на-
пряжения мн на угол а. В этом режиме обратный выпрямитель по-
требляет от инвертора реактивный ток, компенсирующий избыточный
ток конденсатора, и активный ток, создающий дополнительную
нагрузку инвертора. Для получения наиболее выгодных соотно-
шений между реактивной и активной составляющими тока выпря-
мителя угол управления а необходимо увеличивать. Данное усло-
вие выполняется, если обратный выпрямитель подключен на напря-
жение, большее (7Н, т. е. необходимо, чтобы п0 > 1. В этом случае
cosa=cos0/«o.
Недостатком данного способа регулирования (стабилизации) вы-
ходного напряжения инвертора является большая установленная
мощность основных элементов инвертора, так как при уменьшении
коэффициента нагрузки В (разгрузка инвертора) ток через вентили
обратного выпрямителя значительно увеличивается.
Регулирование (стабилизация) выходного напряжения с помощью
индуктивно-тиристорного регулятора (рис. 4.21, а), состоящего из
тиристоров В,—В12 и дросселей L, включенных параллельно на-
грузке, заключается в том, что при изменении величины эквива-
лентной индуктивности Лэкв, вводимой в преобразователь парал-
лельно нагрузке, изменяется угол сдвига фаз Р между инвертиру-
207
емым током iK и выходным напряжением инвертора ин. При при-
нятых допущениях тангенс угла $ определяется выражением
2а sjn 2а
<о2£С
гн
(4.41)
где QC=3U^ лсоС—реактивная мощность коммутирующих конден-
саторов; фн = 3£/н.л/®£н— реактивная мощность нагрузки; Ра=
= 3£/н.л/гн — активная мощность нагрузки; (/н.л—действующее зна-
чение линейного напряжения на нагрузке; QL =3Z7H ЛЛ<1) = —
Ч
/, 2а sin 2а\
Х| I-------------I—реактивная мощность индуктивно-тиристорного
. г UИ 1 2а sin 2а\
регулятора; 1ц\)=—— 1---------------— действующее значение пер-
\ Л ТС j
вой гармоники тока дросселей L; а—угол управления тиристо-
рами В7—В12, отсчитываемый от точки максимума линейного напря-
жения (а=0—л/2).
208
' Из выражения (4.41) видно, что дроссели L можно рассмат-
ривать как переменные индуктивные сопротивления с эквивалентной
индуктивностью, изменяющейся с изменением угла а:
2а sin 2а
Л JT
(4.42)
Используя выражения (4.11), (4.41) и (4.42), получаем зависи-
мости, связывающие режим работы инвертора с параметрами на-
грузки:
/I 2а sin 2а \2
Ц-фс-----------------------Л Я- ) ’ (4.43)
\ <oLH a>L /
2а sin 2а
tg'2 Р I_1__j______11 11 (4-44)
CL
Параметры элементов регулятора (дросселей L и тиристоров
В7—В12) определяются максимальной реактивной мощностью, кото-
рую он должен потреблять от инвертора. Максимальная реактивная
мощность потребляется при минимальном угле управления а тири-
сторами В7—В12, т. е. при неизменном коэффициенте мощности
нагрузки cos ср ток II дросселей L наибольший в режиме холостого
хода инвертора. Это необходимо для компенсации избыточного
тока 1с коммутирующих конденсаторов (рис. 4.21,6). При номи-
нальной нагрузке ток II близок к нулю. Данный способ регули-
рования (стабилизации) выходного напряжения эффективен, так как
избыточный ток 1с компенсируется током II в месте его возник-
новения и поэтому тиристоры инвертора не перегружаются током.
Выражения (4.11), (4.41) и (4.43) позволяют произвести расчет
параметров инвертора по заданным параметрам нагрузки и источ-
ника питания.
Минимальный угол восстановления 6гп1п соответствует Ud max, т. в. из выра-
жения (4.11) получаем:
t Сd max
COS Om»n — »
где 6min='^3cutBoccT — минимально допустимый угол восстановления тиристоров
инвертора; £воССТ—-время восстановления запирающих свойств тиристора; К3 =
•=1,2— 1,5— коэффициент запаса.
Емкость коммутирующих конденсаторов должна быть достаточной для того,
чтобы обеспечить режим работы инвертора, при котором инвертор и нагрузка
потребляют максимальную реактивную мощность. В этом режиме индуктивно-
тиристорный регулятор должен иметь минимальную реактивную мощность (QL =0
и £экв = оо), а нагрузка—потреблять максимальную мощность (rHmin> бн min)-
Такой режим будет иметь место при максимальном значении угла опережения р,
которое определяется из выражений (4.11) и (4.45) при 6d = L/dmin:
„ Cd min «
COS ртах —cos Omin-
U d max
(4.45)
(4.46)
14 Заказ 180
209
Учитывая, что при rHmin и i.Hmin Угол а=л/2 из выражений (4.46) н (4.41),
находим емкость коммутирующего конденсатора:
гн mln
ФТ-н min
с=
(4.47)
U d max \2
^dmln COS Amin /
min
•h min и Ud>Ud min в системе инвертор — нагрузка
образуется избыток реактивной мощности, который для поддержания неизменным
напряжения на нагрузке должен быть скомпенсирован (поглощен) иидуктивно-
тиристорным регулятором.
Поскольку при потреблении регулятором максимальной реактивной мощности
(а=0, L3KB=L3KBmin=/.) инвертор и нагрузка потребляют минимальную реак-
тивную мощность (гн=тНтах. ^н=^нтах> ^d=^dmax)> используя выражения (4.11),
(4.41), (4.45), находим индуктивность дросселя регулятора:
U d max
L =
Jtg 6 min_|_ <0 ___Ud max____\2 _ ।
. L-н mln Un max rn max rn min min eos ^min /
Среднее значение тока тиристоров инвертора
. _ 1d max_ Рп max
1 В ср max о ~ чп *
3 Wdmtn
Максимальное значение прямого напряжения на тиристорах инвертора
у -и_____________________________я-. Ud max
з cos 6mtn
Максимальное действующее значение фазного инвертируемого тока
/ Рнтах
'нтах~ —'dmax—________' . •
V з V з Ud mln
(4.48)
Исходя нз условия непрерывности входного тока инвертора id индуктивность
сглаживающего дросселя Ld можно определить из следующих выражений:
при б < л/6
, „ 1 — cos [6-4- —- | cos 6
L > J- ( Ud max \2 I \ 6 Л
72/ \ cos 6min / Pn min
при 6 > л/6
£ _ 1 d max V _sin_26_
144/ \ cos 6min / Рн т;п ’
Величину Ld находят по режиму, при котором 6=6тах>
Недостатком рассмотренного способа регулирования (стабили-
зации) выходного напряжения является наличие дополнительных
силовых элементов (дросселей L и тиристоров В7—В12), а также
увеличение емкости (мощности) коммутирующих конденсаторов.
В трехфазном преобразователе со сложением выходных напря-
жений двух инверторов (рис. 4.22) два параллельных инвертора
тока Иъ И2 (инверторные блоки) соединены по цепи постоянного
тока параллельно, а по цепи переменного тока — последовательно.
210
Для стабилизации выходного напряжения каждого из инверторов
последние снабжены обратными выпрямителями. Величину выход-
ного напряжения (7Н можно изменять путем изменения угла сдвига
фаз ф (рис. 4.23) между напряжениями и(72. Это достигается
Рис. 4.22. Схема трехфазного преобразователя со сложением выходных на-
пряжений двух инверторов
путем изменения угла сдвига ф между управляющими импульсами
обоих инверторов. Напряжения на вторичных обмотках выходных
трансформаторов равны, т. е. |t7i| = ] (72|.
На рис. 4.23 приведена векторная диаграмма рассматриваемого
трехфазного преобразователя с учетом принятых допущений.
, Нижняя часть диаграммы относится к инвертору Иъ верхняя —
к инвертору И2. Выходной ток обратных выпрямителей обеспечи-
вается непрерывным за счет дросселей Ldw При этом обратный
выпрямитель должен создавать на выходе напряжение, равное напря-
жению источника питания U d.
(4.49)
Пв(1 )1 =«0^(1 )l = ^Н,
где — расчетное напряжение выпрямителя (основная гармо-
ника).
При одинаковых схемах инвертора и обратного выпрямителя
расчетное напряжение выпрямителя равно расчетной э. д. с.
инвертора jE\i)i (действующее значение расчетной э.д.с. f<i)i пред-
ставляет собой активную составляющую основной гармоники выход-
14* 211
ного напряжения инвертора t/(i)i, т. е. =<7d/^=<7(1)i cosp.
Угол рх определяем из круговой диаграммы, сделав засечку ради-
усом £(i)1 =t/B(i)i на левой полуокружности [значение (7B(i)i на-
ходим по выражению (4.49)]. Вектор расчетного тока инвертора
Рис. 4.23. Векторная диаграмма
к схеме рис. 4.22
совпадает по направлению с вектором
£(1)1. Во вторичных обмотках транс-
форматоров протекает одинаковый ток
нагрузки /н. Расчетный ток инверто-
ра складывается из тока нагруз-
ки /н, тока коммутирующих конденса-
торов /с, и тока обратного выпрями-
теля /в1.
Ток первого инвертора
Л=/Н=^с1 +£»!•
Ток второго инвертора
^2 — +
Поскольку выходные напряжения
инверторных блоков равны: |(71| = |/72|,
токи /с, и 1С, также равны по абсо-
лютной величине.
Действующее значение напряжения
на нагрузке
U li—2U1 cos —.
и 1 2
(4.50)
Как видно из выражения (4.50), преобразователь со сложением
выходных напряжений двух инверторов позволяет плавно регули-
ровать выходное напряжение от двойного значения выходного
напряжения инвертора до нуля. К недостаткам относятся: необхо-
димость установки обратных выпрямителей на каждом инверторе;
значительная перегрузка по току тиристоров отдельных инверторов
и обратных выпрямителей в процессе регулирования напряжения;
наличие выходных трансформаторов.
Сущность широтно-импульсного регулирования выходного напря-
жения инвертора тока с помощью тиристоров инвертора заключа-
ется в следующем. На интервале 0—а на инвертор подается часть
напряжения источника питания или нулевое (рис. 4.24, а, б), а на
интервале а—л— все напряжение питания. Плавно изменяя продол-
жительность первого интервала от 0 до л, можно плавно регули-
ровать выходное напряжение и мощность инвертора.
На рис. 4.25, а приведена схема однофазного последовательно-
параллельного инвертора тока с двумя дополнительными тиристо-
рами Вь, В«, позволяющая производить широтно-импульсное регу-
лирование выходного напряжения. Фильтровые конденсаторы Сф1-^=
212
ж
=Сф2 делят входное напряжение Ud пополам. Сглаживающий дрос-
сель Ld, обеспечивающий непрерывный входной ток инвертора,
включен между фильтровыми конденсаторами.
В установившемся режиме инвертор работает таким образом.
На интервале 0—а (см. рис. 4.24, а, в) открыты тиристоры Вв и В2.
Ток протекает по цепи Сф2—Ld—Ва— нагрузка (точки а—б)—В2—
(—Сф2). При этом напряжение, подава-
емое на инвертор, равно (7dl=(/d/2.
Запирание тиристора Вв происходит
при отпирании тиристора Вг в момент
времени тЭ,=« под действием обратно-
го напряжения Ud/2 с конденсатора Сф1.
При отпирании тиристора Вг ток про-
текает по цепи Сф1—В±—а—б—В2—
Сф2 Bd Сф4.
Очевидно, на втором интервале
а—л преобразуется все напряжение ис-
точника питания Ud=Udl+Ud2.
В следующий полупериод отпира-

_J?
511
а.
о
Л л*а 2Л г?
<7?

5)
о
Я" л+а. 2л
8)
Рис. 4.24. Формы напряжения,
подаваемого иа инвертор тока
при широтно-импульсном регу-
лировании выходного напряже-
ния (а, б) и кривая входного
тока (в)

является то, что при широ-
Ж:
ф
itfl'
’}< В следующий полупериод отпира-
'/» ются тиристоры Bg и В6 (преобразует-
'$< ся напряжение t/d/2 конденсатора
'С Сф1),а затем—тиристоры В3 и В4 (ти-
ристор В-а запирается) и преобразуется
все напряжение источника питания Ud.
Для нормальной работы инвертора
необходимо, чтобы напряжение иаб в мо-
менты коммутации (0, л, 2л, ...) бы-
ло больше Ud/2:
Маб (0) —мобр > ^d/2-
Преимуществом данного инвертора
ких пределах регулирования выходного напряжения (теоретически
от номинального до половины номинального) обеспечивается надеж-
ная коммутация всех тиристоров. Недостатком инвертора является
необходимость в фильтровом дросселе Лф, который шунтирует вход-
ной дроссель на интервале а—л.
Если имеются два источника питания Udl и Ud2, то можно
применить схему рис. 4.25, б. Принцип работы этого инвертора
аналогичен рассмотренному. Соотношения между напряжениями Udl
й Ud2 могут быть произвольными.
При Udl = 0 схема рис. 4.25,6 превращается в схему рис. 4.25, в.
В установившемся режиме на интервале 0—а открыты тиристоры Вг
и В5. Ток протекает по цепи Ld—Вг—а—б—Въ—Ld за счет электро-
магнитной энергии, запасенной в дросселе Ld. На этом интервале
энергия от источника питания не потребляется и приложенное
напряжение равно нулю (см. рис. 4.24, б, в). В момент времени
&=а отпирается тиристор В2 (вспомогательный тиристор В5 запи-
рается обратным напряжением Ud) и инвертор работает как обык-
новенный мостовой инвертор. В следующий полупериод отпираются
213
Ж
тиристоры Вв и В3, а затем тиристор В4. При отпирании тири-
сторов Вя и Вв тиристор Вг запирается обратным напряжением
иобр=ыаб, приложенным к нему через тиристор В3, а тиристор В2—
напряжением иаЬ, приложенным через тиристор Вв и источник
питания Ud. Очевидно, нор-
мальная работа инвертора воз-
можна, если uab (0)=uo6p > Ud.
Это неравенство определяет гра-
ницы регулирования выходного
напряжения инвертора.
Рассмотренный инвертор
прост и имеет широкий диапа-
зон регулирования выходного
напряжения.
Рис. 4.25. Схемы однофазных последова-
тельно-параллельных инверторов тока,
осуществляющих широтно-импульсное
регулирование выходного напряжения
§ 4.3. Резонансные инверторы
Резонансные инверторы
без обратных диодов
Параллельный резонансный ин-
вертор. Схема параллельного резо-
нансного инвертора совпадает со схе-
мой инвертора тока рис. 4.1, а, од-
нако индуктивность дросселя Ld в
резонансном инверторе имеет значи-
тельно меньшую величину.
При отпирании тиристоров Вг и
В2 момент времени д-0 на рис.
4.26, а коммутирующий конденсатор
С заряжается от источника постоян-
ного напряжения Ud. Параметры эле-
ментов инвертора выбирают таким
образом, чтобы заряд конденсатора
происходил по колебательному за-
кону и ток тиристоров спадал к ну-
лю (момент времени д4) раньше мо-
мента отпирания следующей пары ти-
ристоров (момент времени д2). На
интервале dj—д2 ни один из тирис-
торов не проводит ток и входной ток
id равен нулю. Напряжение на ти-
ристорах Bj, В2 при этом равно по-
луразности напряжения источника
питания Ud и напряжения ком-
мутирующего конденсатора uq. Напряжение «с на интервале Оу—д2 должно пре-
вышать Ud, чтобы напряжение на тиристорах В4. В2 в течение этого интервала
оставалось отрицательным.
В момент времени д2 отпираются тиристоры В3, В4 и к тиристорам Blf В2
прикладывается напряжение «с- Конденсатор перезаряжается и напряжение на
тиристорах Bi, В2 изменяет полярность. Угол запирания тиристоров р состоит из
двух составляющих: угла непроводимости тиристоров инвертора и собственно
угла запирания р2. В момент времени д3 ток через тиристоры В3 и В4 прекра-
щается и напряжение па коммутирующем конденсаторе изменяется по такому же
закону, что и на интервале Оу—д2. При отпирании тиристоров В4 и В2 (момент
времени д4) цикл работы инвертора повторяется. В режиме прерывистого вход-
214
ного тока напряжение иа нагрузке, коммутирующем конденсаторе и тиристорах
зависит не только от параметров нагрузки, рабочей частоты, емкости коммути-
рующего конденсатора, но также от угла проводимости тиристоров.
Если параметры инвертора подобраны неудачно, то напряжение «с на интер-
вале й; — Фг может оказаться меньше Ud и полярность напряжения на выключив-
шихся тиристорах становится положительной (рис. 4.26, б). При этом угол запи-
рания существенно уменьшается, что может привести к опрокидыванию инвертора.
Анализ процессов в параллельном резонансном инверторе так же, как и в
инверторе тока, можно провести методом основной гармоники. Характер основных
зависимостей в обоих инверторах примерно одинаков. Однако в резонансном
Рис. 4.26. Временные диаграммы токов н напряжений одно-
фазного параллельного резонансного инвертора:
а — режим без перехода напряжения на тиристоре в область поло-
жительных значений на интервале непроводимости тиристоров;
б — режим с переходом напряжения на тиристоре в область поло-
жительных значений на интервале непроводимости тиристоров
инверторе скорость нарастания тока тиристоров сравнительно мала, так как фор-
ма импульса тока синусоидальна и поэтому не требуется специальных устройств
для ограничения ditjdt. Поэтому резонансный инвертор может быть использован
при более высокой выходной частоте. Кроме того, в резонансном инверторе можно
получить большие значения углов запирания.
Для резонансного инвертора предпочтительнее нагрузка, изменяющаяся в не-
значительных пределах, поскольку при изменении параметров нагрузки можно от
обычного режима перейти к режиму с уменьшенным углом запирания fj' (рис.
4.26, б).
Последовательный резонансный инвертор с открытым входом.
На рис. 4.27, а представлена схема последовательного одноячейкового
резонансного инвертора. Принцип ее работы заключается в следу-
ющем. При подаче управляющего импульса на тиристор Вг послед-
ний отпирается и конденсатор С начинает заряжаться от источника
постоянного напряжения таким образом, что его верхняя обкладка
получает положительный потенциал. В следующий полупериод отпи-
рается тиристор Вг и конденсатор С разряжается по цепи гн—Т2.
Таким образом, через нагрузку протекает переменный ток.
Параметры элементов инвертора обычно выбирают таким обра-
зом, чтобы ток тиристора в течение всего межкоммутационного про-
межутка изменялся по колебательному закону.
215
Различают три режима работы последовательного инвертора:
естественной коммутации, граничный и принудительной коммутации.
В режиме естественной коммутации тиристоров (рис. 4.28, а) ток от-
крытого тиристора спадает до нуля раньше, чем отпирается следу-
ющий по порядку ра-
боты тиристор (собст-
венная угловая частота
инвертора в этом ре-
жиме выше выходной
частоты о). В граничном
режиме ток открытого
тиристора (рис. 4.28,6)
спадает до нуля в мо-
Рис. 4.27. Схема последовательного одноячейко- мент отпирания следу-
вого резонансного инвертора с открытым входом ющего по порядку ра-
без обратных диодов (а); расчетная схема (б) боты тиристора (е>0=Сй).
В режиме принудительной коммутации тиристоров (рис. 4.28, в) ток
открытого тиристора в момент коммутации отличен от нуля («„<«).
При расчете инвертора пользуются его эквивалентной схемой
(см. рис. 4.27,6), справедливой в течение полупериода выходной
Рис. 4.28. Формы тока нагрузки и напряжения на тиристоре после-
довательного одноячейкового резонансного инвертора с открытым
входом без обратных диодов при различных соотношениях соб-
ственной угловой частоты инвертора н выходной частоты
частоты: схема получена в предположении, что активные сопротив-
ления дросселя, конденсатора и прямое падение напряжения на
тиристорах равны нулю.
Анализ инвертора проведем для случая активной нагрузки. Для
первого полупериода (0</<Т/2) уравнение равновесия записывается
в виде
I
(4.51)
dt Cj q
где L = L1=L2.
216
При нулевых начальных условиях уравнение (4.51) в оператор-
ной форме имеет вид
^=гн/1(Р)+рЬЛ (p) + -L W-
Р PC
Решая последнее уравнение относительно тока /Др), находим его
изображение:
Л(р)=——
ь[р2+тр+й)
При решении данного уравнения возможны три режима
симости от соотношения параметров цепи, так как корнями
ния являются
в зави-
уравне-
(4.52)
P1,„=_Zh+i/ 2X__L =-б+1Ла=—
2L ~ V Ш LC
1) a>0 — апериодический режим:
2) a=0— граничный режим;
3) a=0—колебательный режим.
Оригинал тока находим по теореме разложения:
4 е~Ь‘(e₽Z “ е~^ = № e~bt Sh
где sh fl —1/2 (ер — e~₽).
Для нормальной работы инвертора необходимо, чтобы
коммутации тиристоров напряжение на коммутирующем
было больше напряжения источника питания («/. >(/d), что возможно
только при колебательном режиме работы цепи, т. е. выражение
(4.52) нуждается в преобразовании. Учитывая, что в этом режиме
/=/<в0 (cd0=]/^1/(LC) — г„/(4Л2) — собственная угловая частота ин-
вертора) и sh / <л0=/sin й)0, уравнение (4.52) можно привести к виду
в момент
дросселе
(^)=_!±4. е—" *sin aot.
<u0L
При начальных условиях, отличных от нулевых, учитывая, что
ток нагрузки становится равным нулю до окончания полупериода,
е. (0)=0, выражение (4.53) можно записать таким образом;
(4.54)
г.
• /4\ f • j.
tx (/)=—2----е- 'sin mot.
<ooL
Напряжение на коммутирующем дросселе
«Л (0=Ь ~=[Ud— ^c(0)]e“fi4cosco0/------------ sin сооЯ.
aZ L coo J
Напряжение на конденсаторе определяем из выражения
UG (0 = ^<4 — Wd — UG (°)1 e~w cosco0/ + — sincoo(].
L «о J
(4.53)
(4.55)
(4.51):
(4.56)
217
Для второго полупериода, когда тиристор В2 открыт, а тиристор
заперт (772<7<Т), токи и напряжения можно найти из выра-
жений (4.54)—(4.56):
t2 (/)=— Uc{T/-^ е-3г/2> sin соо (' — Т/2), (4-57)
<ooL
uL (t)=Uc (Т/2) е-« [cosco0 (t — Т/2) — — sin соо (/— Т/2)], (4.58)
L wo
uc (/)=Uc (T/2) e-6 < ‘ - 7/2) [cos coo (t — T/2)+si n coo (t - 772)]. (4.59)
Для случая, когда собственная угловая частота инвертора равна
рабочей частоте инвертора (<в0=со=2л/7'), т. е. когда ток в конце
каждого полупериода равен нулю, начальными условиями будут
uc(t-T/2)=—uc(t—T).
Подставляя t=T/2 в выражение (4.56) и t—T в выражение
(4.59), а затем объединяя их, получаем:
t/e(0) = -^U+%2; =UdA, (4.60)
При подстановке выражений (4.60) и (4.61) в (4.54)—(4.59) по-
лучим значения токов и напряжений в установившемся режиме:
на интервале 0<7<Т/2
г1 (/) —^4^ e—w sin ©(/, (4.62)
юой
uL (cos aot--— sinm0A (4.63)
\ (Op /
ue(t)=Ud— UdBe~u (cosw0tsinwot}', (4.64)
\ ^0 /
218
I
на интервале Т/2<<<Т
t2 (0=— e-e <* - r'2> sin соо (/ — Т/2), (4.65)
<o„L
м£(/) =—UdBe~6 ('- г/2> [cos£o0 (t— — j-—sin co0 [t— —1, (4.66)
UC (t)—UdBe~& T,v [cosco0 (t — T/2)+^- sin coo (t — T/2)]. (4.67)
Если коэффициент связи между половинами катушки дросселя
равен единице, то напряжение между анодом и катодом тиристоров
«в (/)=Ud — 2uL (t)=Ud [ 1 — 2Be~6t fcos co0/-----— sin и0/)]. (4.68)
L \ wo /J
Время, необходимое тиристору для восстановления его запираю-
щих свойств, можно определить из выражения (4.68), приравняв
его нулю:
е-й;выкл /сОЗСОо/выкл-— 5ШС1)а/ВыКл') = -^-. (4.69)
\ ь>0 / 2В
Действующее значение выходного напряжения инвертора в гра-
ничном режиме (<в=ю0)
Действующее значение выходного напряжения инвертора в режиме
естественной коммутации (юо>со)
^H=^H.rp (4.71)
где т—а/а>0.
Из выражений (4.70) и (4.71) видно, что выходное напряжение
инвертора слабо зависит от величины сопротивления нагрузки.
Как видно из соотношений (4.70) и (4.71), для поддержания не-
изменным выходного напряжения при изменении сопротивления на-
грузки необходимо изменять частоту управляющих импульсов.
При расчете последовательного одноячейкового резонансного ин-
вертора с открытым входом, работающего на активно-индуктивную
нагрузку, можно использовать все приведенные ранее зависимости,
но вместо индуктивности L следует брать сумму Lg-f-Lp При этом
необходимо учитывать, что собственная угловая частота со0 опреде-
219
ляется суммарной индуктивностью L = ЬЯ+ЬЪ а напряжение на
дросселе распределяется между LH и Lr пропорционально этим ин-
дуктивностям. Напряжение между анодом и катодом тиристоров
находят с учетом напряжения только на индуктивности коммутиру-
ющего дросселя:
ив (f)=Ud-2ик (t)=Ud—2uL(t) (4.72)
Ьн+^1
Время, предоставляемое тиристорам для восстановления своих
запирающих свойств, определяют из выражения (4.69) с использо-
ванием соотношения (4.72):
е~6'выкл (cos о /выкл-sin (в0/ВЬ1К3=^±Ь. (4.73)
Поскольку ZH=ra/cos <р, уравнение внешней характеристики ин-
вертора при активно-индуктивной нагрузке может быть записано
в виде
<7Н (ф)=(7н.гр p^m/cos ф,
т. е. выходное напряжение возрастает с уменьшением соэф.
Из рассмотрения зависимостей, полученных для последователь-
ного одноячейкового резонансного инвертора, видно, что при умень-
шении активного сопротивления нагрузки возрастает входной ток
инвертора, напряжение на конденсаторе и тиристорах, а также вре-
мя запирания /Выкл, предоставляемое тиристору для восстановления
управляемости. При увеличении сопротивления нагрузки время за-
пирания /выкл резко уменьшается, т. е. последовательный инвертор
в режиме холостого хода неработоспособен.
Последовательный инвертор, так же как и параллельный инвер-
тор, может работать только в определенном диапазоне изменения
сопротивления нагрузки гн, однако влияние этого сопротивления
в обоих инверторах противоположное: уменьшение гн в последова-
тельном инверторе вызывает такое же воздействие на режим работы,
как увеличение га в параллельном инверторе, т. е. короткое замы-
кание последовательного инвертора не отличается от холостого хода
параллельного инвертора.
Последовательные инверторы с открытым входом без обратных диодов мо-
гут быть выполнены также по мостовой (рис. 4.29, а) и полумостовой — двух-
тактной (рис 4.29, б) схемам.
В мостовом и полумостовом инверторах ток от источника питания потреб-
ляется в течение обоих полупериодов, а в однотактном инверторе — в течение
одного полупериода. В мостовом и однотактном инверторах входной ток являет-
ся одновременно током на1рузки. В полумостовом инверторе ток нагрузки
представляет собой сумму токов двух конденсаторов одинаковой емкости,
включенных в плечи полумоста.
В рассмотренных последовательных инверторах нагрузка включена в цепь
инвертированного тока и выходная частота равна частоте управления.
Последовательные инверторы можно выполнять и по многофазным схемам
с транформаторным (рис. 4.30, а) и бестрансформаторным (рис. 4.30, б) выхо-
дами. Возможны два варианта инверторов: 1) с нейтральным проводом, соеди-
няющим нулевую точку нагрузки с отрицательным зажимом, либо средней точ-
220
период подаются два следующих
S)
Рис. 4.29. Схемы последователь-
ных одноячейковых инверторов
с открытым входом:
а — мостовая; б — полумостовая
кой источника; 2) без нейтрального провода; при этом нагрузка может быть
соединена в звезду или в треугольник. Так же, как в трехфазном мостовом
параллельном инверторе, в трехфазном последовательном инверторе на управляю-
щий электрод каждого тиристора один раз за
друг за другом через 60° управляющих импуль-
са. Это обеспечивает запуск и работу инвер-
тора, так как всегда одновременно открыты, по
крайней мере, по одному тиристору из нечет-
ной и четной групп.
В инверторе без нейтрального провода при
любом соотношении частот со и <и0 одновремен-
но открыты не менее двух тиристоров.
При <Во=<в продолжительность открытого
состояния тиристоров составляет 180° и одно-
временно открыты три тиристора: два нечетных
и один четный или два четных и один нечет-
ный (рис 4.31). При Ыо3= (2/3)о продолжитель-
ность открытого состояния тиристоров стано-
вится меньше 120°, поэтому одновременно от-
крыты два тиристора — четный и нечетный
(если пренебречь углом коммутации тока).
Последовательно-параллельный резонанс-
ный инвертор с открытым входом. На рис.
4.32 приведена схема однофазного мостового
последовательно-параллельного резонансного
инвертора с открытым входом. В нем в отли-
чие от инвертора тока индуктивность дросселя
Ld намного меньше и входной ток id прерыви-
стый. Поэтому ток через открытые тиристоры
(например, Bi, Вг на рис. 4.33, а) спадает до
нуля раньше, чем отпирается следующая пара
тиристоров (В3, В4).
При анализе инвертора примем следующие
допущения: элементы инвертора идеальные;
внутреннее сопротивление источника питания
равно нулю; напряжение на нагрузке иа синусоидальное; импульс инвертирован-
ного тока имеет синусоидальную форму:
л
i (Ф) = /тах sin — v, где /тах — максимальное значение импульса тока; А.-=л<в/юк—
Л,
длительность импульса тока; <вк = (о0|/ 1—( гаС2)/£п ==>-zzzl — резонанс-
q/£hC2 ________
ная частота реального параллельного контура гн£нС2 (гя^0); Q--=VL-ц/СJra —
добротность параллельного контура; & = <в0 = 1 ]/7.нС2— резонансная частота
идеального параллельного конгура (гн = 0).
Среднее значение тока источника питания
2 А 2Х
j* ^max* (4.74}
Л ft л2
Амплитуда первой гармоники инвертированного тока
‘max I cos п I
-------1л-----У
л Л
X л
(4.75)
221
Заменим параллельный колебательный контур raLaC3 последовательным со-
единением активного Г(!) и реактивного %(]) сопротивлений для первой гармоники:
(rH+/<oLH) т-^-
Лн+/ <» _
/(0С2
а)
Рис. 4.30. Трехфазные последовательные инверторы с открытым входом:
а — с трансформаторным выходом; б —с бестрансформаторным выходом
Рис. 4.31. Временные диаграммы
токов трехфазного последователь-
ного инвертора с открытым вхо-
дом
Рис. 4.32. Схема последовательно-парал-
лельного резонансного инвертора с от-
крытым входом
222
Активное и реактивное сопротивления нагрузки можно определить через со-
противление параллельного конденсатора С2, используя соотношение для рас-
стройки идеального резонансного контура (гн=0):
При работе на резонансной
частоте <в0 выполняется условие
Шо£н=^сГ-
С учетом выражения (4.77)
последнее условие можно предста-
вить в виде
• (4-78)
Активное и полное сопротив-
ления нагрузки определяют из
следующих соотношений:
ctg <р
rH-ctg q>----------, (4.79)
(гн)1 2+(й|7н)2 =
1
Ер(оС2 sin ф
Рис. 4.33. Временные диаграммы токов
и напряжений последовательно-параллмь-
ного резонансного инвертора с открытым
входом при емкостной (а) и индуктивной (б)
реакциях параллельного контура
где ф—угол сдвига фаз между первыми гармониками тока нагрузки 1Я и напря-
жения на нагрузке ин.
Используя выражения (4.78) и (4.79), преобразуем уравнение (4.76):
1__________Ер ctg ф ______ i Ер — 1 — ctg2 ф
(1) (!)+/ (1) шС5 ( g2_ q2+ ctg2(p + <вС2 ( g2_ Q2 + cta2q)
(4.80)
Здесь
1
соС2
1________Ер ctg ф i ' . х = 1 Ер — 1 — ctg2 ф
(1> coCi ( J)2_|_ctg2tp <bCs <’> ( <bCj ( Q2+ctg2(p
Eoctg<p
r(t -------------------— относительноеэкви-
1 ( Ер ~ 1)+ctg2 ф
валентное активное сопротивление параллельного контура; ,/[ 1/соС2)}-=
Ер—1 —ctg^
“^(i)CoCa =»—— ------------— относительное эквивалентное реактивное сопро-
(Ер —1)
тивление параллельного контура.
223
Угол сдвига фаз между первой гармоникой инвертированного тока (щ и на-
пряжением на нагрузке иа определяют из выражения
*(1) *(1) So *
r(i) r(l> So
В реальном параллельном контуре гя^=0, поэтому введем коэффициент истин-
ной расстройки резонансного контура:
g = <DK/<o. (4.81)
Используя выражение для резонансной частоты <вк реального контура и вы-
ражения (4.77) и (4.81), получаем связь между расстройкой реального £ и иде-
ального g0 контуров:
1=^- V - etg2 ф. (4-82)
go =Vga+ctg= ф. (4.83)
С помощью понятия истинной расстройки g можно считать, что резонанс в кон-
туре наступает при g = l, емкостная реакция — при g<l, а индуктивная — при
g>l. Понятие расстройки идеального контура g0 не дает истинного состояния
реального контура, так как определяет только элементы LH и С2 контура и не
учитывает активного сопротивления, т. е. cos ф нагрузки. В соответствии с вы-
ражением (4.82) при go=l реальный контур имеет емкостную реакцию.
На рис. 4.33 приведены временные диаграммы токов и напряжений последо-
вательно-параллельного резонансного инвертора при емкостной (а) и индуктивной
(б) реакциях параллельного контура. Напряжение, например на тиристоре В3,
на интервалах и д3—
1
uB,==7(L'd + uH + UC1)-
Так как при емкостной реакции контура в момент времени 03 напряжение
на нагрузке ия отрицательно, а при индуктивной реакции контура оно может быть
положительным, напряжение ив на интервале может принимать положи-
тельные значения и, следовательно, существенно уменьшается угол запирания |3.
При индуктивной реакции контура можно добиться, чтобы кривая ив на интер-
вале Os—fl'.i не переходила в область положительных напряжений за счет значи-
тельного увеличения напряжения ис . Поэтому на практике обычно используют
емкостную реакцию контура, т. е. емкостную расстройку. При этом, умножая
выражения для и tg ф на —1 (для получения положительного реактивного
сопротивления и положительного фазового угла) и учитывая выражения (4.82)
и (4.83), получаем:
1+с(е2ф—gg 1 — g2
(gg-I)2+ctg4 ~ (?о-О2+с^гФ ’
l-f-ctg^ — gg 1 —g2
tg ~------- tg Ф = ‘ 2~ tg ф.
So So
Из этих соотношений видно, что эквивалентное реактивное сопротивление
н фазовый угол при g=l равны нулю, что характерно для резонанса.
224
Поскольку в инверторе без потерь мощность, потребляемая от источника пи-
тания, равна активной мощности, выделяемой в нагрузке d=т г(1)/2) .
с учетом выражений (4.74), (4.75) получаем:
/ _Я2ОЛ~2 5-^--
2 max — 11 — АО • . 1
4Х r(1) r(1) X
r(D
Zd=0,5 —а2,
(4.84)
X л/Х— Х/л
где а= —•-----——.
л cos Х/2
Действующее значение напряжения на нагрузке
v __r(i)Z(i)CT _ Uga
1^2 cos i|? ]/^2 cos ip
Из уравнения (4.84) видно, что отношение Uu/Ug возрастает при увеличении
угла расстройки ip и уменьшается при уменьшении угла X. Так как при Х=
= 120—180° а=1,11—1,27, то для приближенного расчета можно принять угол а
примерно равным 1,2 н не зависящим от X. При этом выражение (4.84) при-
нимает вид
(7н=0,85
cos ip
(4.85)
Сравнивая соотношения (4.85) и (4.25), видим их качественное сходство, т. е.
минимальное значение напряжения на нагрузке в резонансном инверторе, так же
как и в инверторе тока, имеет место при резонансе (if>=0). При одинаковом на-
пряжении источника питания Ug в резонансном инверторе действующее значение
напряжения UH примерно на 24 % ниже, чем в инверторе тока.
Угол проводимости тиристоров
„ <о 2л F
Х=л —=—— ' .
“к J/4F_ D2
где
F=<i>Lg/x-^ ; ^=r(i)/xv> j-f-[l/(<oCi)].
Чтобы напряжение на тиристоре В3 на интервале Од—не переходило че-
рез нуль, необходимо выполнение неравенства
' max ('®,4) = ^d4'^H max cos (X/24-lp)>
Максимальное прямое напряжение на тиристорах
^пр m~Uct тах+Т^З Ua.
Угол запирания определяется выражением
„ , / 1 \ X /2F л
Р=Л - Х+/ 1 -------------\ - arctg — -
0,4—4-1 К
\ D
Однофазный резонансный инвертор с закрытым входом. В инвер-
торах с закрытым входом имеется две группы конденсаторов: раз-
делительные и коммутирующие (в простейших инверторах коммути-
15
Заказ 180
225
рующий конденсатор выполняет также роль разделительного, и через
нагрузку постоянный ток не протекает).
На рис. 4.34, а представлена схема однофазного инвертора с за-
крытым входом. Конденсатор Ср, включенный последовательно
с нагрузкой, является разделительным, а
конденсатор С—коммутирующим. Ем-
кость разделительного конденсатора обыч-
но значительно больше емкости коммути-
рующего конденсатора. Рассмотрим прин-
цип работы идеального инвертора, ког-
Ъ да потерь нет, индуктивность дросселя Ld
J н и емкость разделительного конденсатора Ср
бесконечно больше, т. е. ld=const, а на
конденсаторе Ср отсутствует переменная
составляющая напряжения.
Д? Инвертор работает следующим образом.
Рис. 4.34. Однофазный резо-
нансный инвертор с закры-
При запертых тиристорах от источника
питания через нагрузку протекает ток Id
(рис. 4.34,6). При отпирании тиристоров
Въ В2 образуется контур, состоящий из
конденсатора С, дросселя L и нагрузки
ZH, по которому протекает ток 1в Экви-
валентная схема контура, в котором возни-
кает ток тиристорной ячейки такая
же, как и для инвертора с открытым вхо-
дом (см. рис. 4.27,6). При этом напря-
жение питания контура представляет со-
бой сумму двух напряжений: напряжения
на разделительном конденсаторе Ср, рав-
ного Ud, и напряжения на нагрузке гн,
обусловленного протеканием по нему
входного тока: Ud—=Ud-\-raId.
Из временных диаграмм рис. 4.34,6
видно, что в инверторе ток нагрузки гн
несинусоидален и равен ia=ld—1в- Вы-
ходная частота инвертора вдвое выше
частоты одной тиристорной ячейки, так
как одному и тому же направлению тока
тым входом: в цепи нагрузки соответствует разное на-
а —схема; б — временные диа-
граммы токов и напряжений
При определении
импульс тока ячейки
правление тока в цепи коммутирующего
конденсатора.
основных соотношений будем полагать, что
имеет синусоидальную форму:
1в
ig — /в max SIH tt,
Л>
A W
где л=л —
<1>0
2rcF
\/4F — D2
1/ ——!-------------
V (L+LH)C 4(L+LlI)2
(£> — частота
22G
управления, которая для данного инвертора вдвое ниже выходной;
f'==(o2(L4-LH)C; D=aCra.
Постоянная составляющая входного тока тиристорной ячейки,
равная входному току инвертора Id, определяется выражением
/s=/d=- lBdb=^ IB max « 0,2MB max.
It Q TV
Действующее значение тока нагрузки
Максимальное значение тока тиристорной ячейки можно опреде-
’ лить, используя равенство активных мощностей—потребляемой от
источника и выделяемой в нагрузке (в инверторе без потерь UdId=
«=ги/н), а также выражения для токов Id и /н:
4 Ud
л(1— 0,257.) гя'
• . , Максимальное значение напряжения на коммутирующем конден-
‘'' еаторе
т j ___1 & max
Стах-Л <вС •
Действующее значение напряжения на нагрузке
где £7н.а, иа.р — соответственно активная и реактивная составляющие
напряжения на нагрузке; б=—-—=1 — — .
L-}-La F
Полученные входные и выходные характеристики резонансного
инвертора с закрытым входом качественно имеют такой же вид, как
15* 227
и характеристики последовательного резонансного инвертора с от-
крытым входом. Отметим, что при одинаковых параметрах элемен-
тов обоих инверторов напряжения и токи в инверторе с закрытым
входом больше, так как напряжение, прикладываемое к контуру,
Ud=—.
1 —0,25k
При уменьшении сопротивления нагрузки, так же как и в по-
следовательном инверторе с открытым входом, токи и напряжения
на реактивных элементах инвертора и тиристорах, а также собст-
венный угол запирания Р2 резко возрастают (Р2 -> 90°). При ZH -> оо
инвертор превращается в параллельный инвертор тока в режиме
холостого хода и в нем возникают значительные перенапряжения,
а Р2->90°.
Преимуществом инвертора является возможность поддержания
достаточно большого угла запирания при изменении параметров на-
грузки в широких пределах. Основным недостатком этого инвертора
по сравнению с инверторами с открытым входом является более вы-
сокое напряжение, прикладываемое к тиристорам и реактивным
элементам.
Резонансные инверторы с обратными диодами
Однофазный мостовой инвертор с открытым входом. Для снижения напря-
жения на элементах инвертора и получения «жесткой» внешней характеристики
в инверторах часто предусматривают возможность отвода излишней реактивной
мощности нагрузки или коммутирующего контура в цепь источника питания через
обратные диоды, включенные встречно-параллельно с тиристорами. Такие инвер-
торы могут быть подразделены на последовательные, параллельные и последо-
вательно-параллельные (рис. 4.35). Индуктивность, обеспечивающая колебатель-
ный характер тока через тиристоры, может быть включена в цепь пульсирующего
тока — входного тока инвертора (£) или анодного тока тиристоров (£в) или
в цепь переменного (инвертированного) тока (£к). Если в бездиодных инверторах
для создания обратного напряжения на тиристорах обязательно наличие индуктив-
ности £ или LB, то в инверторах с обратными диодами практически вся индук-
тивность £к коммутирующего контура включается в цепь переменного (инверти-
рованного) тока.
Поскольку в резонансных инверторах с обратными диодами интервалы пере-
дачи энергии из цепи постоянного тока в элементы колебательного контура, со-
держащего и нагрузку, чередуются с интервалами передачи энергии через диоды
в обратном направлении, источник питания должен обладать двусторонней про-
водимостью, либо входные зажимы инвертора должны быть зашунтированы кон-
денсатором Со достаточно большой емкости. Такие резонансные инверторы в
схемном решении очень напоминают инверторы напряжения, содержащие на вы-
ходе резонансный сглаживающий фильтр, однако принципиально они отличаются
способом запирания тиристоров и формой тока через них.
В зависимости от соотношения собственной частоты контура <0о и частоты
управления ш могут быть два режима работы инвертора, особенно четко выра-
женных в последовательном инверторе (рис. 4.35, б): режим прерывистого и не-
прерывного тока нагрузки.
На рис. 4.35, в, г приведены временные диаграммы токов и напряжений, пояс-
няющие работу последовательного инвертора в обоих режимах.
228
При отпирании тиристоров Вь В2 (момент времени &=0) коммутирующий
конденсатор Сн заряжается от источника питания через индуктивную катуш-
ку La и нагрузку zB. Параметры колебательного контура выбирают таким обра-
зом, чтобы (1>о>2(й.
В момент времени О, (рнс. 4.35, в) происходит переход тока с тиристоров
Вь Вг на обратные диоды Д2 и коммутирующий конденсатор начинает раз-
ряжаться на нагрузку и источник питания до тех пор, пока ток диодов не достиг-
нет нуля. При <Во>2<в полуволна тока через обратные диоды, следующая за
полуволной тока через тиристо-
ры, успеет снизиться до нуля
прежде, чем будет открыта сле-
дующая пара тиристоров. В ре-
жиме прерывистого тока время,
в течение которого проводят
ток тиристоры и обратные дио-
ды, одинаково. При включении
следующей пары тиристоров
(Вз, Вд) процесс повторяется.
В этом режиме может при-
меняться любой вариант вклю-
чения коммутирующей индук-
тивности (рис. 4.35, а): в цепи
пульсирующего тока — входно-
го тока инвертора L, или анод-
ного тока тиристоров Lb, или
в цепи переменного тока £к.
Кривая тока каждого тиристо-
ра, так же как и в резонансных
инверторах без обратных дио-
дов, близка к полуволне сину-
соиды с плавным нарастанием
н спадом, однако форма напря-
жения на нагрузке последова-
тельного инвертора сильно ис-
кажена, Поэтому в таком ре-
жиме целесообразно использо-
вать параллельные или после-
довательно-параллельные ин-
верторы.
Процессы, происходящие
в инверторе в режиме непре-
рывного тока, наступающего
при ы<<Во<2ш, подобны про-
цессам в режиме прерывистого
тока. В этом режиме следую-
щая пара тиристоров (тиристор
в схеме со средней точкой или
полумостовой схеме) отпирает-
в)
Рис. 4.35. Схемы однофазных мостовых резо-
нансных инверторов с открытым входом и об-
ратными диодами (а, б) и временные диаграм-
мы токов и напряжений (б, г) для схемы б
тиристоры в таком режиме нарастает скачком
и диодов не равны. Поскольку в указанном ре-
ся до момента окончания полу-
волны тока через обратные
Диоды (например, момент вре-
мени О? на рис. 4.35, г). Вход-
ной ток периодически изменяет
свое направление, и его нельзя
считать непрерывным. Ток через
и углы проводимости тиристоров
жиме существенно возрастает коэффициент использования элементов инвертора
(тиристоров), он имеет большее практическое применение.
В режиме непрерывного тока могут работать последовательные, параллель-
ные и последовательно-параллельные инверторы, вся индуктивность колебатель-
ного контура которых сосредоточена на стороне переменного тока (£=£в=0,
£к-#0, рис. 4.35, а).
229
Длительность импульса тока, соответствующая полупериоду собственной ча-
стоты последовательного контура Ск—LK—LH—ZH (рис. 4.35,6),
__ 2nF
К 4F — D2 '
где F=a>2 (LK+Ltt)CK; D = <i>CKrH
В режиме прерывистого тока (Х<л/2) углы проводимости тиристоров и об-
ратных диодов равны (A.g=X.D=A.), а начальная фаза анодного тока тиристоров
ф=0; в режиме непрерывного тока углы проводимости тиристоров и обратных
диодов не равны: Хд=А.— 0, где 0=2А.— л — ф, а угол ф опреде-
ляется выражением
л2
sin V
л К
-----------
e'2F л-f-cos
Л,
Среднее значение входного тока в режиме непрерывного тока определяют,
считая, что ток тиристоров изменяется по синусоидальному закону, а затухание
контура не влияет на этот ток и ток обратных диодов также является отрезком
синусоиды:
1 Г Г
I
Л V
л
lm sin
Л
а. — о
р л
/2msin — df>
б
02КН/1т> (4.86)
ф* 0' Л Л '
где 12т = 11те 2 ; H = cos2— Л cos2 —; ф'=ф—; 0'=0 —; /г = е
2 2 Л Л
Действующее значение тока нагрузки
^н —^iml/ „ В.
JZ 2л
„ ф' 1 /0'1
Здесь В= 1--Н— sin 2ф'+ /г21 1 — — -]--— sin 20'
л 2л \ л 2л
(4.87)
Так как в инверторе без потерь Hd/d=rH/2, то, используя соотношения
(4.86) и (4.87), получаем окончательные выражения для токов 11т, ld:
где Jn^Udti>C.
Действующее
/12.= 1 27 —
4 DB’
Id Ь В2
—^ = 0,25—-—,
/0 D В’
значение активной составляющей напряжения на нагрузке
При определении значений /н> Ilm, ld и 6'н.3 в режиме прерывистого тока
в приведенные выражения необходимо подставлять ф=0=О.
Основными преимуществами резонансных инверторов с открытым входом и
обратными диодами по сравнению с другими инверторами являются: меньшее
прямое напряжение на тиристорах, равное напряжению источника питания при
включении всей коммутирующей индуктивности на стороне переменного тока,
меньшая загрузка тиристоров по току (при данной мощности нагрузки) и обус-
ловленное обоими этими факторами лучшее использование тиристоров по мощ-
ности.
230
Однако по сравнению с бездиодными резонансными инверторами в таких ин-
верторах общее число полупроводниковых приборов больше; необходим конден-
сатор в цепи постоянного тока, шунтирующий источник питания по переменной
составляющей; скорость нарастания тока через тиристоры при отпирании в режи-
ме непрерывного тока довольно большая; обратное напряжение на тиристорах на
интервале управляемости близко к нулю, что увеличивает реальное время вос-
становления их управляемости (оба последних недостатка можно ослабить, если
в цепи обратных диодов включить небольшую индуктивность).
Регулирование (стабилизацию)
выходного напряжения резонанс-
ных инверторов без обратных ди-
одов осуществляют теми же спосо-
бами, что и в инверторах тока.
t В резонансных инверторах с
, . обратными диодами регулирование
*i напряжения можно осуществлять
посредством управляемого выпря-
'- Мигеля и импульсного преобразо-
вателя, а также изменением частоты
' инвертора и широтно-импульсным
f регулированием.
i Однофазный мостовой инвертор
с закрытым входом и обратными
диодами. Введение обратных ди-
< одов в резонансный инвертор с за-
' крытым входом изменяет режим
у его работы.
ч, , На рис. 4.36, а приведена схема
у однофазного мостового инвертора;
в одну диагональ моста через раз-
• делительный конденсатор Ср и за-
щитный дроссель С3 включена на-
грузка гн, а в другую — колеба-
тельный контур CKLK. При Ld->oo
. входной ток инвертора 7d=const
и напряжение на конденсаторе Ср
равно напряжению источника пи-
> тания Ud. При отпирании тиристо-
/ ров Вх, В2 происходит заряд ком-
мутирующего конденсатора Ск по
цепи Ср — Вх — Ск — LK — В2 —
— гп—L3—Ср (рис. 4.36, а).
Как только напряжение на кон-
денсаторе станет больше напря-
а)
5)
Рис. 4.36. Однофазный мостовой
резонансный инвертор с закрытым
входом и обратными диодами:
а — схема; б — временное диаграммы
токов н напряжений
жения источника питания и ток через тиристоры Вх, В2 спадет до
нуля (параметры элементов инвертора подобраны таким образом,
что процесс имеет колебательный характер), последние запираются.
При этом отпираются обратные диоды Дх, Д2 и коммутирующий
конденсатор Ск разряжается на нагрузку до тех пор, пока напря-
жение «ск не станет меньше напряжения Ud. В течение времени,
231
когда ток проводят диоды Дх, Д2, тиристоры Вх, В2 восстанавливают
свои запирающие свойства. В момент времени Ф=2л отпираются
тиристоры В3, и процесс повторяется. Из временных диаграмм
рис. 4.36,6 видно, что в течение одного цикла работы тиристоров
ток нагрузки имеет два полных периода, т. е. в инверторе проис-
ходит удвоение частоты. Благодаря разделительному конденсатору Ср,
не пропускающему постоянную составляющую тока, ток нагрузки iH
имеет форму, близкую к синусоидальной, хотя токи тиристоров
и обратных диодов не равны между собой (ток /срВ больше тока
/срД на величину входного тока инвертора /d). Разделительный кон-
денсатор Ср в процессе работы инвертора непрерывно заряжается
постоянным током Id и периодически разряжается током через ти-
ристоры.
Для схемы рис. 4.36, а можно составить следующие уравнения:
—2--------------/ск (Р) (pLK + )+/н (р) (rH+pL3),
Р к \ рСк)
1ск(р)=^ + 1а(р),
к Р
где Uс о—начальное напряжение на коммутирующем конденсаторе;
/с (р), 1а(р)—изображения тока через коммутирующий конденсатор
и тиристоры, а также тока нагрузки.
Решая приведенные уравнения относительно /сн(р), получаем:
г („ \ ^Cu+^d+^d
где L=L3+LK.
Для нормальной работы инвертора необходимо, чтобы ток тири-
сторов проходил через нулевое значение и напряжение на коммути-
рующем конденсаторе Ск было больше напряжения источника пита-
ния Ud, что возможно только при колебательном режиме работы
инвертора. Поэтому ток коммутирующего конденсатора определяют
выражением (4.53):
Ч(0=—е-Чш®,/,
к «о/-
где H=t7cKo+Cd+rH/d.
Напряжение на коммутирующем конденсаторе
t
ис f ic dt+A=—Ude~&t fcosoVH—— sinto0^+^. (4.88)
к ск о K \ Mo /
Постоянную интегрирования А находим из выражения (4.88)
с учетом того, что при t — 0 ис =Uc о-
A = Ud~^r ah-
232
Отсюда
ис (f)=Ud+rHId — и&~ы fcostD0/-|--sin&)0/Y (4.89)
к к «о )
Ток нагрузки
tH(0 =—Id+^г e-6/sin®ot
(00L
Уравнения для токов t'c и ia справедливы в течение полного
периода колебательного процесса, например когда открыты тиристо-
ры В1г В„, а затем обратные диоды Ди Д2.
Напряжение на полной индуктивности контура
и, (t) = L—=Ue~6t (cos a>ot-— sin(o0/Y (4.90)
dt \ (do )
Напряжение на дросселях L3 и LK распределяется пропорцио-
нально их индуктивностям:
uL (t)=—Uc—m (cosa0t----—slnco0/\
3 L \ co0 /
uL (/)=—t/e—6/fcos(»0/--— sinw0A
K L \ coo )
Напряжение между анодом и катодом неработающего тиристора
«в (0=«ск (0+«ьк (0=
=Ud+rnld~ ^e~w[(l — КД cos <о0/+— (l+KL)sin<o0/l,
L J
где KL -=LJL — коэффициент распределения индуктивностей в ин-
верторе.
Так как обратное напряжение на тиристоре имеется только при
работе шунтирующего его обратного диода и равно падению напря-
жения на диоде, угол запирания Р=л/®0, т. е. 180°.
При небольших индуктивностях коммутирующего дросселя LK
наблюдается режим повторного отпирания обратных диодов. Возни-
кает режим, при котором ток протекает через тиристоры и обратные
диоды в противоположных плечах инвертора (например, В13 В2
и Д3, Д4); это приводит к циркуляции тока на этом интервале между
реактивными элементами внутри тиристорной ячейки, минуя нагрузку,
что снижает мощность инвертора. Это объясняется тем, что в момент
отпирания тиристоров Вг, В2 к суммарной индуктивности L прикла-
дывается напряжение, равное согласно выражению (4.90) uL(t=O)~
=Ud+UcKo+raId и распределяемое между дросселями Ьк и L3 про-
порционально их индуктивностям.
Если при этом LxJL<JJc 0/U, то напряжение на дросселе LK,
направленное встречно напряжению на конденсаторе Ск, оказывается
меньше и в течение некоторого промежутка времени при отпирании
тиристоров Ви В2 конденсатор Ск разряжается через обратные ди-
оды Д3, Д4 на дроссель LK, минуя нагрузку. На повышенных ча-
233
Рис. 4.37. Зависимости начального напря-
жения на тиристорах (а) и критических зна-
чений Кь (6) от добротности контура Q
стотах амплитуда этого тока и его производная di/dt могут ока-
заться выше допустимых величин.
Во избежание циркуляционного тока коэффициент распределения
индуктивности KL должен быть не ниже критического значения Klkp
При отпирании очередной пары тиристоров происходит нарастание
с высокой скоростью пря-
мого напряжения на про-
тивофазных тиристорах,
что может привести к их
самопроизвольному отпи-
ранию. Амплитуду перво-
начального скачка прямо-
го напряжения можно сни-
зить, уменьшая KL (при
этом
L Кр/
На рис. 4.37 приведе-
ны зависимости начально-
бротности контура Q—1,25 KL >0,7.
Q—0,8—1,4, то C/Bma3E/[/d=l,62.
Входной ток инвертора
го напряжения на тирис-
торах (а) и критических
значений Kl (б) от доброт-
ности контура Q=coo/(2d).
При номинальной до-
Если добротность контура
/d—В (2g — 1) sin 2а,
Tca>0L
—л--
(01
где g=l/ll— е “° I — коэффициент раскачки; sin а=(00/(1)^
_1_; В=---------------------------------------.
l+(2g—I)2—~ (2g—1) sin 2а
Л
Действующее значение тока нагрузки
ZH=7dl/ ---------------(—
у (2g—1) sin 2а \sin2a
Скорость нарастания тока через тиристоры
f С eactg a.
\ df /g—о L sin a
Здесь
ctga=—==—^5-; e-act8asina.
COg 2Z.(0g ®qL
Входная мощность инвертора
п т,, 2U2d(2g— 1)В sina
*d = u d1 d=----------------•
234
При Ср^>Ск реактивная мощность конденсатора Ск в 4—5 раз
превышает мощность нагрузки. Поэтому на практике для заметного
снижения реактивной мощ-
ности выбирают Ср«
«г (3—5)СК. При этом
конденсатор Ср выполняет
роль не только раздели-
тельного, но и коммутиру-
ющего конденсатора и пол-
ная коммутирующая ем-
кость равна СкСр/(Ск+Ср).
В этом случае углы про-
водимости тиристоров ока-
зываются больше углов
проводимости обратных ди-
одов, т. е. %В>Л,Д. Это
связано с тем, что на ин-
тервалах проводимости об-
ратных диодов возрастает
напряжение на раздели-
тельном конденсаторе Ср
под действием тока Id.
Основными преиму-
ществами данного инвер-
Рис. 4.38. Схемы многоячейковых инверторов
с включением нагрузки в выходные цепи тири-
сторных ячеек: параллельное (а) и последова-
тельное (б) соединение входных тиристорных
ячеек
тора являются:сохранение
работоспособности при из-
менении сопротивления на-
грузки в широких преде-
лах—от холостого хода
до короткого замыкания; малая зависимость угла запирания и на-
пряжения на тиристорах от сопротивления нагрузки; удвоение вы-
ходной частоты.
Рис. 4.39. Схема многоячейкового инвертора
с включением нагрузки во входные цепи
тиристорных ячеек
Обратное напряжение на тиристорах на интервале вссстановле-
ния управляемости близко к нулю (равно падению напряжения на
235
открытом диоде), что является недостатком рассмотренного инвер
тора.
Многоячейковые инверторы. Многоячейковые резонансные ин-
верторы применяют тогда, когда необходимо получить выходную
частоту, превышающую предельную частоту одноячейкового инвер-
Рис. 4.40. Двухъячейковый инвертор
с соединением входных цепей мосто-
вых тиристорных ячеек по полумосто-
вой схеме и нагрузкой во входной
цепи ячеек:
а — схема; б — временные диаграммы то-
ков и напряжений
ристоров (например, Вг, Вг и L
соответствует один период тока
коммутирующего конденсатора ic
тора, или значительную выход-
ную мощность без последователь-
ного и параллельного соедине-
ния тиристоров. В первом слу-
чае ячейки отпираются пооче-
редно, во втором — одновремен-
но. ' Рассмотрим многоячейко-
вые инверторы с повышением
предельной частоты. Нагрузка
инвертора однофазная. Многоячей-
ковые инверторы могут быть с бес-
трансформаторным выходом, а на-
грузку включают либо в выходные
(рис. 4.38), либо во входные
(рис. 4.39) цепи тиристорных яче-
ек. В последнем случае выходные
цепи тиристорных ячеек закора-
чивают.
Многоячейковые инверторы с
открытым входом, выполненные по
различным схемам, имеют пример-
но одинаковый принцип работы
(рис. 4.40, а).
Рассмотрим принцип работы
двухъячейкового инверторас соеди-
нением входных цепей мостовых
ячеек по полумостовой схеме
(рис. 4.40, а), считая, что емкости
конденсаторов входного фильтра
Сф1 и Сф2 бесконечно большие и
делят входное напряжение попо-
лам. Тиристоры каждой ячейки
инвертора открываются попарно:
В&, Вв; Вя, В±, В-,, Bs.
Нагрузка инвертора включена во
входную цепь тиристорных ячеек.
Из временных диаграмм токов и
напряжений (рис. 4.40,6), пояс-
няющих работу инвертора, видно,
что интервалу времени между мо-
ментами отпирания обеих пар ти-
>3, Д4) одной и той же ячейки
нагрузки tH и полупериод тока
t, т. е. и=2ия.
236
На рис. 4.41,а приведена схема многоячейкового инвертора
с открытым входом без обратных диодов и нагрузкой в выходной
цепи тиристорных ячеек.
Порядок переключения
тиристоров ячеек и вре-
менная диаграмма тока в
нагрузке приведены на
рис. 4.41,6 для случая
<в=<в0.
4ZZH а)
Г
б)
Рис. 4.41. Многоячейковый инвертор с нагруз-
кой в выходной цепи тиристорных ячеек:
а —схема; б — временная диаграмма тока нагрузки
§ 4.4. Инверторы
напряжения
Инверторы напряжения
на полностью управляемых
вентилях
При рассмотрении ин-
верторов напряжения бу-
дем полагать, что: вентили
(двухоперационные тирис-
торы и транзисторы) являются идеальными ключами; время пе-
реключения вентилей равно нулю; внутреннее сопротивление ис-
точника питания, обладающего двусторонней проводимостью, равно
нулю; активное и индуктивное сопротивления подводящих проводов
равны нулю.
Однофазный мостовой инвертор напряжения. Рассмотрим схему
однофазного мостового инвертора (рис. 4.42, а) с активно-индуктив-
ной нагрузкой при угле проводимости тиристоров Х=л. Предполо-
жим, что в первый полупериод (0<Ф<Ф2) (рис. 4.42,6) тиристоры
Blf В2 открыты и нагрузка оказывается подключенной к источнику
питания Ud (путь тока показан сплошной линией). В момент вре-
мени ^'='О2 тиристоры ВА, В2, В3, В4 переключаются. Так как
нагрузка имеет активно-индуктивный характер, в первый момент
после переключения ($2<Ф<$3) за счет э.д.с. самоиндукции ток
в нагрузке сохраняет свое прежнее направление, а полярность тока
в цепи источника питания и напряжения на нагрузке изменяется.
Запасенная в нагрузке энергия возвращается в источник питания.
Из рис. 4.42,6 видно, что на интервале $2<Ф<Ф3 ток нагрузки
протекает через обратные диоды Д3, Д*. В момент времени Ф=Ф3
ток нагрузки спадает до нуля, диоды Д3, Дь обесточиваются и ток
iH протекает через открытые тиристоры В3, Bt. От источника пита-
ния снова начинает потребляться энергия. В момент времени Ф='О4
происходит очередное переключение тиристоров Blt В2, В3, В4 и
ток нагрузки на интервале О4 — протекает через обратные диоды
Дх, Д2, а затем через тиристоры Blt В2.
Вывод основных расчетных соотношений для однофазного мосто-
вого инвертора произведем, используя метод отдельных состав-
ляющих.
237
Известно, что если оригинал f(t) есть периодическая функция
с периодом Т, то соответствующим изображением будет
F (Р) =---Цг f е~₽7 (0 dt
1 — g I — е~рГ
Рнс. 4.42. Схема (а) и времен-
ные диаграммы токов и напря-
жений (6) однофазного мосто-
вого инвертора напряжения
Для однофазного мостового инвер-
тора изображение эквивалентной э. д. с.
(рис. 4.42,6)
' ТЦ2
(Р)
1
1 - е-рТ
е~рТ dt —
т
— J Ude-pTdt
Т/2
Изображение тока нагрузки
т
----------------------------р
7Н ------,
ZH(p) р / _zp\
v+e 2 /(гн+Р^н)
где ZH(p)=rH+pL„.
Свободный ТОК
*св(') =
т
-----------р
„ Ud 1—е 2 .
= Res —------------------------ept =
P»=-rH/LH р ( --р\
\1+е 2 / (Ph+P^h)
/
L 2-----------*
1-е н е гн .
fH Jh_. X
Переходный ток в течение первого полупериода
*пер (0= Res-----—------ePz-{- Res ---------=
р,=0 pRh+p^h) P!=-rH/Z.H P(rH+pbH)
238
Искомый установившийся ток
/ \
П, I LH \
»н(0 = »пеР(()-»св(0=— 1 ~ ’
ГН 1 ГН Г I
\ 1+е LH 2/
ИЛИ
/ 9 — М \ / 9 — k« \
i. (О)=7о--)=/о 1 “ 7—Г . (4.91)
\ 1+е-\ 14-а3 )
где I0 — Udlra — базисный ток; k—ra/(mLa)—параметр нагрузки;
kg
ф=(Щ—переменный временной угол; а=е 3 .
Основные характеристики цепей нагрузки и источника питания,
а также полупроводниковых приборов, входящих в инвертор, целе-
сообразно определять при различных параметрах цепи нагрузки k.
Действующее значение напряжения на нагрузке
Un=Ud. (4.92)
Действующее значение тока нагрузки
/2л ----------
-!-(• = у 1+А.Е1=1 (4.93)
2л J у kjt а3+1
о
Максимальное значение тока нагрузки можно определить из вы-
ражения (4.91), полагая ф=л:
7тах = 7о (4.94)
1+а3
Для определения средних и действующих значений токов венти-
лей необходимо найти момент прохождения тока нагрузки через
нуль (точка ^=0 на рис. 4.42,6). Из выражения (4.91), приравняв
нулю iH(^=°), находим;
1 1 2
о——In------
k 1 -|-а3
(4.95)
Среднее значение тока обратных диодов
/с„п=— Пн(Ф)<Ю=—И—----------4 (4-96)
ср'!7 2л J аЧ ’ 2л L fe(l+a3) J
Среднее значение тока управляемых вентилей
/свв=—f ---——]• (4.97)
свВ 2л J м ’ 2л L ' *(И-а3) J
СУ
Среднее значение тока источника питания
ld=~ f (0) ^=2 (/срв - /СР в)= /о [1 +^=~|- (4-98>
239
Активная мощность нагрузки определяется мощностью, потреб-
ляемой от источника питания:
Р.-1,А-ЗД[1+^=Л]. (4.99)
Полная мощность нагрузки
Sa=t/H7H=t/d70l/
у Ал(1+а3)
Коэффициент мощности нагрузки
х=—=1Л 1 .
Л SH |/ ^йл(1+а’)
(4.1С0)
(4.101)
В связи с тем что в качестве источника постоянного напряжения
инвертора обычно используют выпрямитель, обладающий односто-
ронней проводимостью, к входным зажимам инвертора подключают
конденсатор Со (на рис. 4.42, а показан пунктиром). Через конден-
сатор замыкается ток, обусловленный запасенной в нагрузке элек-
тромагнитной энергией, что позволяет избежать возможных пере-
напряжений на управляемых вентилях при переключениях.
Если учесть, что допустимое повышение напряжения на конден-
саторе (Д77с), включенном на входе инвертора, невелико (обычно
принимают AC7c<O,lt7d), и пренебречь изменением тока нагрузки
при повышении напряжения на конденсаторе, то окажется, что
мгновенный ток конденсатора равен мгновенному току нагрузки:
ic(/)=C0 = M 1-
dt rH I
(4.102)
где uc(t)—напряжение на конденсаторе.
Необходимую емкость конденсатора определяем из выражения
(4.102) с учетом времени заряда конденсатора (промежуток
0<'д<^1=о):
___т \
1__е 2Тн 2 1
2—!---------In--------- I (4.103)
___L_ ___________L. I
14-е 27и 14-е 2?н /
где — постоянная времени цепи нагрузки.
Из выражения (4.103) видно, что емкость конденсатора при за-
данных значениях Ud, гп, Тн и Л(7С зависит от пределов изменения
частоты переменного тока. С уменьшением частоты емкость конден-
сатора возрастает и при /->0 (Т->оо) становится равной максималь-
ному значению:
С0гаах=-^(1-1п2).
Гн Д<7С
240
Часто при анализе процессов в нагрузке удобно пользоваться
выражениями для токов и напряжений в виде гармонического ряда.
В этом случае следует определить оригинал изображения напряже-
ния UH(p), отыскивая вычеты лишь в полюсах p4=+2aqjlT, где
q—\, 2, 3, ... — номер гармоники. Так как полюсы сопряжен-
ные, то оригинал напряжения на нагрузке
ив (O)=2Re {S Res [t7H (р)е^, П — (—1)4- (4- Ю4)
4=1
Мгновенное значение тока нагрузки (в общем виде)
ОО
iB V u _ (_ i)?L
Я яУ rl+(quLa)2
где <p? = arctg-2^2..
Полное сопротивление цепи нагрузки на первой (основной) гар-
й , монике _____ ____________
2н = КГн+Хн==-у ИЛИ ^^h/COS ф(1р
поэтому
cos<p(1)=—-* (4.105)
> V й2+1
где ф(1)—угол сдвига фаз между первыми гармониками тока и на-
' пряжения на нагрузке.
Из выражений (4.105) и (4.101) находим связь между х и
cos ф(1)!
’ 1/" <*2+п
X=cos <р(1) —--i------------------=cos <p(1)v. (4.106)
k
2 а3—П
» одесь v=-----------------‘a '------------коэффициент искажения.
' fe
Из выражения (4.106) видно, что x<c°s ф(ц, т. е. коэффициент
мощности ухудшается по сравнению с коэффициентом мощности
в случае синусоидального напряжения за счет высших гармоник
в выходном напряжении.
При оценке несинусоидальности кривых выходного напряжения
। инверторов напряжения обычно используют следующие коэффици-
1 енты: коэффициент гармоник (нелинейных искажений) /<г =
/ °0 S
= у 2 [^(9)н12 / ^(1)н—отношение действующего значения
высших гармоник к действующему значению основной гармоники;
коэффициент относительного содержания гармоник >•
1® Заказ 130 241
О
Как видно из выражения (4.104), спектр выходного напряжения
однофазного мостового инвертора с однократной коммутацией тири-
сторов за полупериод (один импульс напряжения на полупериоде)
состоит из нечетного ряда гармоник с относительным содержанием
/<(.)= 1/<7-
Коэффициент гармоник для кривой выходного напряжения одно-
фазного мостового инвертора
^/S7*"0'48-
Улучшить гармонический состав этой кривой можно, если управ-
ление тиристорами производить с дополнительными коммутациями
Рис. 4.43. Алгоритм переключения
тиристоров, обеспечивающий дву-
полярную кривую выходного на-
пряжения однофазного мостового
инвертора напряжения при двух
(а) и четырех (б) дополнительных
коммутациях за полупериод
Рис. 4.44. Алгоритм переклю-
чения тиристоррв, обеспечиваю-
щий однополярную кривую вы-
ходного напряжения однофаз-
ного мостового инвертора на-
пряжения: при двух (а) н четы-
рех (6) дополнительных комму-
тациях за полупериод

(в моменты, отличные от 0, л, 2л, ...) в течение полупериода. Углы
дополнительных коммутаций выбирают из условия подавления гар-
монйк, наиболее близких к основной. Для симметрии кривой выход-
ного напряжения число дополнительных коммутаций на интервале
0 ... л должно быть четным.
Кривая выходного напряжения инвертора на каждом полупериоде
может состоять из импульсов чередующейся полярности (двуполяр-
ная) (рис. 4.43, а, б), а также из последовательности импульсов
одной полярности (однополярная) (рис. 4.44, а. б).
Двуполярная кривая выходного напряжения получается при
мгновенном и одновременном переключении диагонально располо-
женных пар тиристоров. При таком переключении тиристоров форма
кривой напряжения не зависит от параметров нагрузки.
При двух дополнительных коммутациях (рис. 4.43, а) амплитуда
q-й гармоники напряжения
^=^-(2 003^-1). (4.107)
Из выражения (4.107) можно найти значение угла аь при кото-
' ром из спектра кривой напряжения может быть исключена одна
из нежелательных гармоник. Для этого выражение (4.107) необхо-
димо приравнять нулю и решить его относительно угла аг. Напри-
мер, для исключения из спектра кривой напряжения третьей гар-
"7 моники следует положить а1=20°.
При четырех дополнительных коммутациях (рис. 4.43, б) имеется
возможность исключения из спектра кривой напряжения двух гар-
моник (например, 3-й и 5-й, 5-й и 7-й). При этом амплитуда q-й
гармоники напряжения
г, Wa VI 1 — 2 cos gai4-2 cos ga2 /л 1П0\
ZJ ~q ' (4W8>
.3.5...
Для исключения 3-й и 5-й гармоник требуется выполнение ус-
ловий а1=23,62°, а2=33,30°, для исключения 5-й и 7-й гармоник —
аг= 16,25°, а2=22,07°.
Дробные углы а4 и а2 создают неудобства при реализации
системы управления. Если взять целые углы а1=16° и а3=22°,
j то 5-я и 7-я гармоники будут отличны от нуля, однако их относи-
> тельное содержание незначительно (t/(5)/t/(I ,=0,0067, [/(7)/[/(1>=
: =0,0074); при а1=15° и a2=20° (7(5,/(/(1,=0,0285, <7(7)/t/(I,=0,0022.
Однополярная кривая выходного напряжения получается при
мгновенном, но неодновременном переключении стоек однофазного
мостового инвертора: тиристоров В1; В4 и В2, В3 (рис. 4.44). Нуле-
’ вые паузы в кривой выходного напряжения при активно-индук-
тивной нагрузке получаются, когда одновременно открыты два
тиристора анодной или катодной группы. При этом на этих интер-
валах нагрузка оказывается закороченной через управляемый вен-
тиль, обратный диод и шину «+» или «—» источника питания.
При двух дополнительных коммутациях (рис. 4.44, а) ампли-
туда q-й гармоники напряжения
ri 4Ud VI 1 — cos qai .. 1nn.
V ----------— (4.109)
Л q
<7=1.3.5 ...
Из выражения (4.109) следует, что для исключения 3-й и 9-й
гармоник необходимо, чтобы at = 30J. При этом амплитуда первой
гармоники напряжения U(i}m=\,lUd.
16*
243
При четырех дополнительных
туда q-й гармоники напряжения
коммутациях (рис. 4.44, б) ампли-
It
1 — cos (/c^+cos qa2
q—\ ,3,5...

Q
Для исключения 3-й и 5-й гармоник из спектра кривой напря-
жения (рис. 4.44,6) необходимо выполнение условий 0^=18°, а2=
=38°.
Улучшить гармонический состав
однофазного мостового инвертора
Рис. 4.45. Широтно-импульсиая модуляция
выходного напряжения однофазного мосто-
вого инвертора:
а— двуполярная; б — однополярная
кривой выходного напряжения
можно с помощью широтно-
импульсной модуляции
(ШИМ) выходного напряже-
ния. При ШИМ происходит
сравнение эталонного сигна-
ла е (t) — синусоидального
или близкого к нему (тра-
пецеидального, треугольного)
с пилообразным (треуголь-
ным) напряжением и (/).
В моменты равенства этих
напряжений вырабатываются
управляющие импульсы, по-
ступающие на соответствую-
щие тиристоры инвертора, и
на нагрузке формируется кри-
вая напряжения в виде им-
пульсов переменной за период
длительности (рис. 4.45).
По синусоидальному зако-
ну ШИМ подразделяют на
четыре вида. При этом дли-
тельность импульсов опреде-
ляется: при ШИМ-1 модули-
рующим сигналом е (t) в мо-
менты времени, совпадающие
с модулируемыми фронтами
импульсов; при ШИМ-2—зна-
чениями сигнала e(t) в такто-
вые моменты времени; при
ШИМ-3—значениями сигна-
ла е (0 в моменты времени,
отстоящие от модулированных фронтов на время, пропорциональ-
ное заданному коэффициенту; при ШИМ-4—значениями сигнала
e(t) в моменты времени, отстоящие от тактовых моментов на вре-
мя, пропорциональное заданному коэффициенту.
244
При модуляции одного из фронтов получаем одностороннюю ШИМ,
а обоих фронтов — двустороннюю. ШИМ может быть одно- и дву-
полярной, а в зависимости от полярности модулирующего напря-
жения—одно- и двухтактной.
Одностороннюю двухполярную ШИМ-1 осуществляют путем
сравнения образцовой синусоиды модуляционной частоты сом с пило-
образным напряжением частоты со (рис. 4.45, а). При двуполярной
ШИМ за период несущей частоты со к нагрузке приложены пооче-
редно импульсы противоположной полярности, т. е. происходит две
коммутации диагонально расположен-
ных тиристоров в силовой части ин-
вертора.
Для получения двусторонней дву-
полярной ШИМ-1 в качестве несущей
частоты используют сигнал треугольной
формы.
При односторонней однополярной
ШИМ-1 (рис. 4.45, б) на нагрузке в
течение периода несущей частоты со
формируется импульс напряжения од-
ной полярности, т. е. осуществляется
коммутация тиристоров одного из плеч
однофазного мостового инвертора. Дли-
тельность открытого состояния тирис-
торов плеча изменяется по синусо-
идальному закону.
Однополярная ШИМ имеет лучший
гармонический состав выходного напря-
жения по сравнению с двуполярной.
Преимуществами ШИМ являются:
простота силового каскада инвертора;
отсутствие требования увеличения уста-
новленной мощности тиристоров; воз-
Рис. 4.46. Кривые выходного
напряжения, полученные путем
суммирования напряжений трех
однофазных инверторов
можность получения низких частот,
включая нулевую; возможность регулирования амплитуды первой
гармоники выходного напряжения за счет изменения коэффициента
глубины модуляции, равного отношению наибольшей длительности
импульса к периоду частоты коммутации.
К недостаткам ШИМ следует отнести сложность цепей управ-
ления преобразователя и высокую частоту переключений вентилей,
в результате чего снижаются энергетические показатели преобра-
зователя.
Улучшить гармонический состав кривой выходного напряжения
однофазного инвертора можно за счет получения многоступенчатой
кривой выходного напряжения путем суммирования выходных на-
пряжений нескольких инверторов, выходы которых соединены после-
довательно (на рис. 4.46 -приведена кривая выходного напряжения иа
при суммировании напряжений трех инверторов; выходные напря-
жения инверторов имеют одну частоту, но разный фазовый сдвиг
245
и амплитуду). Гармонический состав кривых рис. 4.46 можно пред-
ставить в виде
оо
л
q~l ,3,5...
1
---COSqfl-|-
q
I 4(7 2 X. 4 1 /о л \ 4(7, 1 _ fa., л \
1---X —cos <7 (Ф----------------N------- —cos fl ------=
Л Z_J q \ 4 / л q \ 4 /
<7=- 1,3»5... q= 1 »3,5...
4_
л
у. — [t71-|-2L/2 cosq — 1 cosqfl,
q L 4 J
<?=1 ,3.5...
(4.110)
где иг и U2 — амплитуды прямоугольного импульса напряжения на ">
вторичных обмотках трансформаторов трех однофазных инверторов.
Если задать, чтобы коэффициенты гармонического ряда для 3-й
и 5-й гармоник равнялись нулю, то можно найти соотношение
между [//и U2:
Подставляя значение Ur в (4.110), получаем окончательное вы-
ражение для выходного напряжения:
“н (А)=—2^10 +1^2 cos q-^-Vos<7&=—2^i&G7)cos<7fl. (4.111)
л \ 4 / л
Здесь k(g) = l+]/~2 cosq-y.
Из выражения (4.111) следует, что если q=8A— 5 или д—
—3k — 3, где А=1, 2, 3, ..., то в кривой напряжения будут отсут-
ствовать 3, 5, 11, 13-я и т. д. гармоники. В кривой напряжения
будут присутствовать основная гармоника и гармоники q = 8&±l,
т. е. 7, 9, 15, 17-я и т. д. гармоники.
Ступенчатое модулированное выходное напряжение можно полу-
чить суммированием прямоугольных напряжений различных частот.
С этой целью инвертор напряжения основной частоты на стороне
переменного тока соединяют последовательно с инверторами, рабо-
тающими на частотах 3/, 5/, ... и имеющими соответствующую
фазу и амплитуду выходного напряжения так, чтобы результиру-
ющее напряжение было близко к синусоидальному.
246
При нулевом сдвиге фаз между напряжениями инверторов
выходное напряжение получают сложением всех кривых:
«в (ft) = Ux (ft) — u3 (ft) — u5 (ft) = t/ Sin ft+ —---1--------h
I 3 5
sin 7ft .sin 9ft . sin 11ft , sin 13ft . sin 15ft . sin 17ft .
H 7 9 П 13 15 17 *'
. sin 19ft . sin 21ft . sin 23ft . U Г • Оа । sin 9ft ,
19 21 23 j 3 L 3
sin 15ft sin 21ft 1 U Г j 5a . sin 15ft . j=
5 7 5 [ 3 T • • •]
,,Г . „ , sin 7ft . sin lift . sin 13ft sin 15ft . sin 23ft , 1
=U sinft4-------------------------------------------------------k ....
I 7 11 13 15 23 J
где H = (4t/d)/n.
Таким образом, при использовании трех инверторов в выходном
напряжении исчезают 3-я, 5-я гармоники и самой низкой является
7-я гармоника.
Если сложить напряжения четырех инверторов, работающих на
частотах /, 3/, 5/, 7/ и имеющих соответственно амплитуды прямо-
угольных напряжений Ud, Ud/3, Ud/5, Ud/7, то самой низкой будет
11-я гармоника.
Многоступенчатую кривую выходного напряжения однофазного
мостового инвертора можно получить переключением отпаек выход-
ного трансформатора с помощью ключей переменного тока, а также
использованием нескольких источников постоянного напряжения.
Регулирование выходного напряжения инвертора напряжения
может быть произведено: регулированием напряжения, подаваемого
на инвертор (управляемый выпрямитель, импульсный преобразова-
тель постоянного напряжения); регулированием на стороне перемен-
ного тока (импульсный преобразователь переменного напряжения,
включенный между инвертором и нагрузкой); суммированием на-
пряжений нескольких инверторных блоков; импульсным регулиро-
ванием с помощью вентилей (тиристоров или транзисторов) инвер-
тора.
Из импульсных методов регулирования выходного напряжения с
помощью вентилей инвертора наибольшее распространение получили
широтно-импульсное регулирование (ШИР) и широтно-импульсная
модуляция (ШИМ).
При ШИР кривая выходного напряжения инвертора формиру-
ется в виде импульсов одинаковой длительности, а регулирование
напряжения осуществляется изменением их длительности.
При ШИМ кривая выходного напряжения, как указывалось,
формируется в виде импульсов переменной за период длительности,
модулированных по синусоидальному, трапецеидальному или тре-
угольному закону, а регулирование напряжения осуществляется
изменением коэффициента модуляции.
Однофазный мостовой инвертор напряжения с широтно-импульс-
ным регулированием выходного напряжения. Обеспечить независи-
мость формы кривой выходного напряжения в однофазном мостовом
Рис. 4.47. Алгоритм переключе-
ния тиристоров в однофазном
мостовом инверторе и времен-
ные диаграммы токов и напря-
жений при активно-индуктив-
ной нагрузке
инверторе (см. рис. 4.42, а) при ши-
ротно-импульсном регулировании и
активно-индуктивной нагрузке мож-
но, если на интервалах регулирова-
ния создать электропроводность ти-
ристоров, относящихся к одной груп-
пе— анодной или катодной. Это до-
стигается путем сдвига моментов пе-
реключения тиристоров одной стойки-
(Въ В4) относительно другой (Р2,
В3) и мгновенного переключения ти-
ристоров в каждой стойке (рис. 4.47).
Как видно из временных диа-
грамм рис. 4.47, нагрузка, например
при запирании тиристора В2, ока-
зывается закороченной на интерва-
ле 0 тиристором В4 и обратным ди-
одом Д3 (в другой полупериод при
запирании тиристора В3—тиристо-
ром В4 и обратным диодом Д2).
Управляемые вентили и обратные
диоды в процессе работы инвертора
загружены неодинаково.
Изображения эквивалентной э. д. с.
и тока нагрузки имеют следующий
вид:
Ua(P)------(l-e-^31-01),
р(1+е-"₽)
7н (р) = !-------1_
p(l-f-e лр) (Гн+Р^н)
Оригинал тока нагрузки на ин-
тервале 0 <; 0 < /-
(О)=Ч,ерР)— «св
где «пер(0')=/о (1 — е **), «СЕ(Й) = — /п-————е **
1 + ел
Мгновенное значение тока нагрузки на интервале 0 < Ф < А.
б.(») = /0(1-
2±!-----e-1)/0 (1 — Ве~"в),
1+е-*л у
(4.112)
где В==
е^+е**
1 + еы
248
При нахождении оригинала тока, определяемого периодической
э. д. с. на интервале X < О' < л, отсчет времени необходимо сдви-
нуть вправо на величину А.
Значение тока нагрузки на втором интервале (А < д < л)
__ М)
io (®)=hme-k® = /0----е • (4.113)
1 + е*л
Здесь Цт— значение тока ^(0) при О,=А.
Основные характеристики пепей нагрузки ji источника постоян-
ного напряжения, а также приборов, входящих в инвертор, целе-
сообразно находить при различных значениях параметра цепи
нагрузки и .при. изменении угла А, определяющего длительность
прямоугольного импульса напряжения иа нагрузке, в пределах от
нуля до максимального значения, равного л.
Цепь нагрузки:
C7cp/{7d=AM, (4.114)
UjUd = y^/n, (4.115)
/ер//о=(^-2^)М.____________________ (4.116)
А.=1 /-L-f-------!-----( _ en+— — -е2*Я~ 1 Y (4.117)
Io V п /г л (1efeir) \ efeK ekn+l J
Цепь источника постоянного напряжения:
4 =—+ ---~e--e +1. (4.118)
Io л &л(1+е*л)
Тиристоры B1, B4:
Тиристоры В2, В3:
1ср 1
/0 2л
е*л — efeB '
£(1 + е*л).
(4.120)
Обратные диоды Д2, Д3:
/ср__ 1 Г efe"-e*9
Io 2л[й(1 + е6л)
Обратные диоды Дъ Д^.
/ср_ 1 Г еДА-1
/0 2л k (j + е*«)
Угол о (рис. 4.47) равен:
о = — In В.
k
(4.121)
(4.122)
(4.123)
249
Максимальное значение тока (в относительных единицах) во всех
тиристорах и обратных диодах Д2, Д3
Рис. 4.48. Алгоритмы переключения тиристоров
в однофазном мостовом инверторе при много-
кратной коммутации (а, б, в) и временные диа-
граммы тока и напряжения при активно-индук-
тивной нагрузке (г)
(4.124)
Максимальное значе-
ние тока (в относитель-
ных единицах) в обрат-
ных диодах Дь Д4
I __ 1
= ------1. (4.125)
/о е*я-}-1
Глубокое регулирова-
ние напряжения при
динамической активно-ин-
дуктивной нагрузке ука-
занным способом нера-
ционально, так как при
этом возрастает содер-
жание высших гармоник
в кривой выходного на-
пряжения. Это можно
показать, если кривую
напряжения разложить в
ряд Фурье:
я — 0
sin <7 ~у-
---------cos q$.
<7=1.3.5... 9
Улучшить гармонический состав выходного напряжения при
широтно-импульсном регулировании можно, применив многократную
коммутацию. При этом обес-
печивается регулирование с
числом импульсов в кривой
выходного напряжения за
период больше двух (А=4,
6, 8, 10, ...). Аналогично
предыдущему для независи-
мости формы кривой выход-
ного напряжения при изме-
нении параметров активно-
индуктивной нагрузки не-
обходимо, чтобы на интер-
вале 0 открывались тиристо-
ры общей группы (анодной
или катодной) (рис. 4.48,
Трехфазный мостовой инвертор напряжения. Кривую выходного
напряжения в трехфазном мостовом инверторе (рис. 4.49) можно
“в W = —
л
(4.126)
-0-
---0"Ь
Л5
Рис. 4.49. Схема трехфазного мостового
инвертора
а—г).

250
обеспечивает независимость
а)
(а и d И is и а а
+ 6) + В)
Рис. 4.50. Алгоритм переключе-
ния тиристоров в трехфазном
мостовом инверторе (а) и эк-
вивалентные схемы инвертора
при Х=180° и соединении на-
грузки треугольником (б); при
Л=180° и соединении нагрузки
звездой (в) (эквивалентные схе-
мы приведены для сочетания
тиристоров при 0^0'^60°)
формировать такими же способами, как и в однофазном мостовом
инверторе. Наибольшее распространение получили алгоритмы пере-
ключения управляемых вентилей (тиристоров) с углом проводимости
Х=180° и Ь=120°.
При А,= 180° (рис. 4.50, а) всегда одновременно открыты три
управляемых вентиля разных фаз, что
формы кривой выходного напряжения
на нагрузке при изменении ее пара-
метров. Как видно из алгоритма пе-
реключения тиристоров инвертора
(рис. 4.50, а), в трехфазном мостовом
инверторе при А,= 180° возможны
шесть независимых сочетаний откры-
тых и закрытых состояний управляе-
. мых вентилей. Каждому сочетанию
соответствует своя эквивалентная схе-
ма (рис. 4.50, б, в).
Из эквивалентных схем видно, что
при соединении нагрузки звездой каж-
дая фаза включена либо параллельно
другой фазе и последовательно с треть-
ей, либо последовательно с двумя дру-
гими фазами, соединенными параллель-
но. Поэтому к каждой фазе прикла-
дывается напряжение, равное Ud/3 или
2Ud/3 (при равных сопротивлениях
фаз), и фазное напряжение на нагрузке
имеет двухступенчатую форму (рис. 4.51).
При соединении нагрузки треуголь-
ником к каждой фазе нагрузки либо
прикладывается напряжение источника
питания, либо в течение ’/в части пе-
. риода фаза оказывается замкнутой сама
на себя, т. е. фазное напряжение имеет прямоугольную форму с
определенной скважностью (рис.4.52).
Зная форму напряжения на нагрузке и используя методику
расчета, приведенную для однофазного инвертора, можно определить
все расчетные соотношения для трехфазного инвертора.
Соединение нагрузки звездой. Действующее значение
фазного напряжения
(4.127)
Оригинал тока, например в фазе А, необходимо находить на
.трех интервалах полупериода: 0<Ф<л/3, л/3<Ф<2л/3, 2л/3<Ф<л.'
251
Мгновенные значения токов на этих интервалах (см. рис. 4.51)
[1 — 11-+а) (2—-q)- е-Н (при 0<$<л/3), (4.128)
Згн L 1+<2 J
1лР)=-^-[2 — (при л/3<Ф<2л/3), (4.129)
3rH L 1+а3 J
1А ($) = -^4. Г1 е—wI (ПрИ 2л/3 < О <л). (4.130)
Рис. 4.51. Временные диаграммы токов и напряжений трехфазною
мостового инвертора при Л=180° и соединении нагрузки звездой;
а—Х>0,528; б —х<о,528
По известным мгновенным значениям токов можно определить
действующее значение тока нагрузки, а также среднее значение
тока источника питания, активную и полную мощности нагрузки,
коэффициент мощности нагрузки.
Действующее значение тока нагрузки
/ф = /л=^/о1/ (4-131)
3 у 2/гл 1 — а+а2 3
где
2kn 1 — а-ра2
Так как в течение каждого интервала, равного л/3, соответст-
вующая фаза включена последовательно с источником питания,
252

мгновенное значение тока в цепи источника питания определяется
выражением (4.129).
Среднее значение тока источника питания
7d=A id(O)db=±I0A*. (4.132)
2Л J о
UAB UAB
Рис. 4.52. Временные диаграммы токов и напряжений трехфаз-
ного мостового инвертора при Л=180° и соединении нагрузки
треугольником:
а—X >0,528; б— Х<0,528
Активная мощность нагрузки (для инвертора без потерь)
Pd=Pa~UdId=^UdI0A\ (4.133)
Полная мощность нагрузки
5н = 3[/ф/ф=А(7бг/0/1. (4.134)
О
Коэффициент мощности нагрузки
X=/’n/SB = A. (4.135)
В первый момент после переключения (момент запирания тири-
стора В2 и отпирания тиристора Вг на рис. 4.50,а) ток, поддержи-
ваемый э. д. с. самоиндукции этой фазы, сохраняет свое прежнее
направление, замыкаясь через диод Дъ тиристор В5 и фазу С.
Таким образом, реактивный ток фазы А составляет часть тока
фазы С, и от источника потребляется ток, меньший на величину
253
этого реактивного тока. При этом, если реактивный ток переклю-
чаемой фазы А (ток iA) больше тока фазы С (ток ic), то в момент
коммутации ток источника питания изменяет направление. Если
инвертор питается от выпрямителя, то на его входе устанавливают
конденсатор Сп, потребляющий реактивную энергию нагрузки и
снимающий возможные перенапряжения.
Ток источника питания не изменяет направления, если выполня-
ется условие
1(б’—0)|<| 1с(б’=0) |. (4.136)
Подставляя в выражение (4.136) значение токов iA выражения
(4.128) и 1С выражения (4.130) в момент времени Ф=0, находим
параметры цепи нагрузки, при которых реактивный ток переклю-
чаемой фазы не возвращается в источник питания:
| _ (l-.a2)(l+a) I I Ud (1-а2)(2_а) I
j Згн 1+а3 | [ Згн 1+а3 |’
откуда а<1/2, т. е. О.ббС^^оо.
Подставляя значения k в выражение (4.135), имеем:
0,528<%<1. (4.138)
Таким образом, при значениях параметров цепи нагрузки, соот-
ветствующих условию (4.138), реактивный ток нагрузки полностью
обменивается между фазами. Учитывая, что для данной кривой
фазного напряжения коэффициент искажения v=0,955, граничное
значение коэффициента сдвига (мощности) по первой гармонике
равно cos ф(1)Гр==хГр/ч==0,528/0,955=0,552.
При 0<%<0,528 ток в цепи источника питания изменяет на-
правление, при этом лишь часть реактивного тока переключаемой
фазы ответвляется в другую фазу, а остальная часть проходит через
источник питания. При этом емкость конденсатора Со, включенного
на входе инвертора, можно определить так же, как и для однофаз-
ного инвертора [см. выражение (4.103)], подставляя вместо in(t)
значение iA (/) выражения (4.129):
Со max =-7^7- (- 1 + 2 In 2). (4.139)
огн Д17с
Максимальное значение тока через управляемые вентили при
О,528^%<1 определяется значением тока, например (д(О) из выра-
жения (4.129), при $=л/3 (см. рис. 4.51, а):
Ud (2-а)(1-а3)
Згн ' 1+а3
(4.140)
При 0<х<0,528 максимальное значение тока определяют из
выражения (4.130) при ф=л/3 (см. рис. 4.51,6):
/ -Ud <1+а)(1—да)
шах Згв ‘ 1+а3
(4.141)
254
При расчете инвертора большое значение имеет правильный
выбор управляемых вентилей и обратных диодов, который произво-
дят по среднему и действующему значениям тока вентиля. Линей-
ный ток изменяет направление в точке о (см. рис. 4.51, а, б), кото-
рую находят из выражений (4.129) при %>0,528 и (4.130) при
Х<0,528:
ст =4~ln 2+.а » (4.142)
g=4-ln’Wa- (4-143>
k 1+а3 ' ’
Для отыскания токов следует воспользоваться рис. 4.51, а, б,
из которых видно, что ток через обратные диоды протекает на ин-
тервале 0<$<о, а через управляемые вентили—-на интервале
о<0<л, т. е. распределение токов между управляемыми вентилями
и обратными диодами зависит от величины %.
Соединение нагрузки треугольником. Действующее
значение напряжения на нагрузке
Мгновенные значения фазных токов (рис. 4.52, а, б) находят
так же, как и при соединении нагрузки звездой:
*ав(&)=— (1 — -^-е-*’»') (при 0<^<2л/3), (4.145)
гн \ 1+а3 1
(при 2л/3<б’<л). (4.146)
Аналогично определяют фазные токи iCA (Ф) и iBC (&) с учетом
угла сдвига фаз Ф=2л/3.
Суммируя соответствующие фазные токи, получаем линейный
ток, протекающий через вентили на трех интервалах:
1л W = Дл (О) - ‘ав (0)=^- [ 1 - (1+а,)(2Г ?)- e“W]
гн L i : a3 j
(при 0<$<л/3), (4.147)
iA («)=/ив(О)- - -Ц±^е-Ч (при л/3<0<2л/3),
гн L l+a3 J
(4.148)
1л W=1SC W - 1’сл W = — [ 1 +--±fl1r2fl) е~Ч
Гн L 1+а3 J
(при 2л/3<О<л). (4.149)
255
Сравнивая выражения (4.147)—(4.149) и (4.128)—(4.130), видим,
что значения линейных токов при соединении нагрузки треуголь-
ником и звездой различаются только коэффициентом 1/3, т. е.
*яд W=7 4лл(^)-
В связи с тем что нагрузкой трехфазных инверторов, как пра-
вило, являются асинхронные двигатели, для выяснения степени
ухудшения рабочих характеристик двигателя при питании несину-
соидальным напряжением необходимо разложить исходную функцию
в гармонический ряд и, определив влияние каждой гармоники
в отдельности, найти результирующие характеристики.
При соединении нагрузки звездой выражения для мгновенных
значений фазных напряжений и токов принимают вид
и у Dsinqfl, (4.150)
ЗЯ Q=l, 3, 5, . . .
1 — (—1 )<?4-2 sin q sin q ~
т~\ ~ О
где D—-----------------------------;
q
iA (^)=^ S Е sin (q& — <р ),
ЗЯ д=1, 3, 5. . . .
где Е= D ..........•. Ty=arctg-^i-
V ( г*)+(^н)2
При соединении нагрузки треугольником
я
<Л sin (6fe-j-l) О . ЧСЛ sin (6k— 1) fl
4=1
4=0
6k— 1
(4.151)
где <7=6£-|-l; q=Qk—1 — номер гармоники.
Из выражений (4.150) и (4.151) видно, что в кривой выходного
напряжения трехфазного мостового инвертора отсутствуют гармо-
ники, кратные трем. Улучшить гармонический состав кривой выход-
ного напряжения можно, применив многократную коммутацию
тиристоров, как и в однофазном инверторе.
При угле проводимости тиристоров Я.= 120° в трехфазноги мосто-
вом инверторе одновременно отперты лишь два тиристора (рис. 4.53, а).
Однако, так же как и для случая Z,= 180°, здесь возможны шесть
независимых сочетаний открытых и закрытых состояний тиристоров.
Каждому сочетанию соответствует своя эквивалентная схема
(рис. 4.53,6—б).
Из эквивалентных схем инвертора видно, что при активной
нагрузке, соединенной звездой (рис. 4.53, б), одна фаза отключена,
а две другие соединены последовательно, т. е. фазное напряжение
256
имеет прямоугольную форму со скважностью, т. е. такую же, как
при нагрузке, соединенной треугольником, и Х=180°. Амплитуда
фазного напряжения равна t/d/2. При соединении активной нагрузки
треугольником (рис. 4.53, в) к каждой фазе прикладывается напря-
жение, равное Vd и £7d/2, так как к одной фазе подключаются две
другие, соединенные последовательно. Фазное напряжение имеет
двухступенчатую форму, как для
случая А,—180 и соединения
нагрузки звездой.
При активно-индуктивной на-
грузке форма фазного напряжения
изменяется при соединении на-
грузки как треугольником, так и
звездой. Рассмотрим это на при-
мере соединения нагрузки звездой.
За начало отсчета примем момент
запирания тиристора В5 и отпи-
рания тиристора (рис. 4.54).
При активно-индуктивной нагрузке
ток ic, поддерживаемый э. д. с. са-
моиндукции, продолжает протекать
в том же направлении, что и до
запирания тиристора Вй, замы-
каясь через обратный диод Д6, и
подключает фазу С параллельно
фазе В (см. рис. 4.53, г). Если
энергия, запасенная в индуктивно-
сти фазы нагрузки, рассеивается за
время, меньшее 7/6, то после спа-
да тока фазы С до нуля две дру-
гие фазы будут соединены последо-
Рис. 4.53. Алгоритм переключения
тиристоров в трехфазном мостовом ин-
верторе при Л=120° (а) и эквивалент-
ные схемы инвертора при соединении
нагрузки звездой (б, г, д); треуголь-
вательно (см. рис. 4.53, д\, при этом
изменение параметров нагрузки
приведет к изменению формы на-
пряжения. Рассмотрим случай,
когда энергия, запасенная в индук-
тивности фазы нагрузки, рассеи-
ником (в)
вается за время, меньшее Т/6 (рис. 4.54). Анализ электромагнитных
процессов проведем методом отдельных составляющих, так как ана-
лиз кусочно-припасовочным методом требует громоздких вычислений
с подстановкой начальных условий. Определим закон изменения
тока iA на интервале 0</<^ (рис. 4.54). Изображение периодиче-
ской функции напряжения имеет вид
«л-т1
6р
17
Заказ 180
257
Мгновенное значение тока фазы А находим как разность пере-
ходного и свободного токов:
1'Л (0 ^пер (0 Zcb (О
f 4 _ 4+a3eG/ Гн+а2_ Д2е^/ Гн+5а_2ае^/ гн e-z/ та
6гн\ 1-|-а3 ( ?
1 _*л
Рис. 4.54. Алгоритм переключения тиристо-
ров, временные диаграммы токов и напря-
жений трехфазного мостового инвертора
при Л=120° и соединении нагрузки звездой
Для определения времени необходимо найти значение тока
1Д (/) на интервале Т/3</<(Г/3)+/1 и приравнять его нулю (при
этом начало отсчета следует сдвинуть вправо на Г/З):
i (— 2 I 5-Ь-2а3е<1/Гн —4ai 2+a2e<1Z Та+а — ае1/Тв &-t/ Тн \
Л ? 6гн\ Ф l+a3 /
В
результате получим:
/1 = Гн1п
5 —4а
2 — а'
(4.153)
Подставляя соотношение (4.153) в (4.152), находим выражение
для тока iA (0 на интервале
гл(/)^[1 -е“//Гн). > (4.154)
Зга 4 7
258
Аналогично можно определить токи в других фазах на всех
интервалах:
W)=—(при 0</</х), (4.155)
4’~(1 t/Ta} (ПРИ 0<7<А)> (4.156)
О Гн \ ~ /
11 f 1 _I / т \
М0=-*в(0=^Р-о--------е н (при /1</<Т/6). (4.157)
х-Гн \ Л d J
Из выражения (4.153) можно оценить параметры цепи нагрузки,
для которых действительны уравнения (4.154)—(4.157), т. е. при
^<Г/6:
Гн1п
5 —4ч< Т
2 —а 6
(4.158)
Подставляя в (4.158) значение а из выражения (4.152), получаем
«СО,5. При изменении k от 0 до со величина а будет изменяться
от 1 до 0. При а=0,5, что соответствует tr—TI&, из выражения
(4.152) находим: k=(3 In 2)/л«0,66. Тогда при £<0,66, что соответ-
ствует %<0,528, форма фазного напряжения становится такой же,
как и при угле проводимости тиристоров £=180°. Токи в фазах
нагрузки при этом определяются выражениями (4.128)—(4.130).
Если при £=120° через т=ю/1 обозначить время протекания
тока через обратные диоды, то действующие значения фазного U А
и линейного UАв напряжений определятся из выражений:
(4.160)
Из этих выражений видно, что при £>0,66 изменение времени
протекания тока через обратные диоды приводит к изменению и
фазного, и линейного напряжений, тогда как при £=180° они не
изменяются.
17*
259
Раскладывая кривую линейного напряжения (рис. 4.54) в ряд
Фурье, получаем выражение для q-й гармоники линейного напря-
жения:
/ 3 г j , п । 2 У* 3 г, . т . / л । 2л т \ ।
иАВ (Ф)=—t/d sin ОН--------Ud Sin — Sin ОН-------) +
л л 2 \ 3 2 /
оо
+у
(6<7-1)л
«=1
3sin(6д — 1)О — 2 j/*3 sin —q 2 X
xsin(67 — 1) ОН-—
Уд
____(6<?+1) л
4=1
. (6о4-1)т . , 1ч/„ . 2л т\
sm-V-XT /- sin (6g+1) О+-------------
•4 \ □ £, J
3 sin (67+1)0+
Рис. 4.55. Алгоритм переключения тиристо-
ров и форма фазного напряжения трехфаз-
иого мостового инвертора в случае соедине-
ния нагрузки звездой при двух (а) и четы-
рех (б) дополнительных коммутациях за
полупериод
Улучшить гармонический состав кривой выходного напряжения
трехфазного мостового инвертора, так же как и однофазного инвер-
тора, можно путем много-
кратной коммутации тиристо-
ров за полупериод. На
рис. 4.55,а приведен алго-
ритм переключения тиристо-
ров и форма фазного напря-
жения трехфазного мостово-
го инвертора при соединении
нагрузки звездой и двух до-
полнительных коммутациях
за полупериод. При а=12°
в кривой напряжения отсут-
ствует 5-я гармоника, а отно-
сительное содержание 7-й гар-
моники К(7)=О,118. При
а=10,5° /<5=0,045, а /<(7) =
= 0,062. При четырех допол-
нительных коммутациях
(рис. 4.55,6), так же как и
в однофазном инверторе,
при аг= 16,25° и а2=22,07°
в кривой напряжения отсут-
ствуют 5-я и 7-я гармоники.
Улучшить гармонический
состав кривой выходного на-
пряжения можно за счет
применения многофазных схем, состоящих из N однотипных инвер-
торных блоков, которые работают с взаимным фазовым сдвигом
In/pN и выходные напряжения которых суммируются. При этом
для получения эквивалентного p/V-пульсного инвертора при сум-
мировании необходимо сдвигать напряжение каждого М-го блока
(А4 = 1, N) на угол 2л (М— l)/pN относительно первого блока.
9fiO
На рис. 4.56, а приведена схема эквивалентного 12-фазного
(pN = 12) инвертора с двумя инверторными блоками, представляю-
щими собой трехфазный мостовой
инвертор, а на рис. 4.56,6—вре-
менные диаграммы выходных на-
пряжений. Для того чтобы в выход-
ном напряжении отсутствовали 5-я
и 7-я гармоники, следует выби-
рать 1/J/3 . Выходное
напряжение
иАВ W = Uab W +
+ (1/Уз)[иа'Ь‘ (а)].
Аналогичную форму выходно-
го напряжения можно получить,
используя схему рис. 4.57. Форма
выходного напряжения инверто-
а]
ров и напряжения на нагрузке по-
казана на рис. 4.58. Гармонический
состав фазного напряжения можно
представить в виде
— (— l)?]+2sin(A [3bsing^+
2 [ □
4-asin <7— I sin q&.
6 11
Если b=a/]/~ 3 =0,578а, то
в выходном напряжении отсутст-
вуют гармоники, кратные трем, а
также 5-я и 7-я гармоники.
Трехфазный мостовой инвер-
тор напряжения с широтно-им-
пульсным регулированием выход-
ного напряжения. Процессы в
трехфазном мостовом инверторе
при изменении угла проводимо-
сти тиристоров и активно-индук-
5)
Рис. 4.56. Схема эквивалентного
12-фазного инвертора (о) и вре-
менные диаграммы выходных на-
пряжений (б)
тивной нагрузке, если частота коммутации тиристоров равна выход-
ной частоте (Д=/), очень сложны. Это объясняется тем, что время,
в течение которого проводят ток как тиристоры, так и обратные
диоды, зависит от характера нагрузки. Поэтому найти форму тока
и напряжения на нагрузке в общем виде невозможно. Основные
261
параметры инвертора целесообразно определять по интервалам.
С этой целью весь диапазон изменения нагрузки и угла 0 разби-
вают на отдельные интервалы, для которых и находят решения.
Методика нахождения решения заключается в следующем:
1) задаются интервалами, на которых тиристоры включены, а
также интервалами, в течение которых проводят ток обратные
диоды; 2) определяют форму выходного напряжения; 3) вычис-
ляют изображение полученной периодической кривой; 4) находят
Рис. 4.57. Схема инвертора, состоящая нз двух трехфазных мосто-
вых инверторов, у которых первичные обмотки трансформаторов
соединены звездой
мгновенные значения тока на интервалах в виде экспоненциальных
зависимостей или гармонического ряда; 5) интегрируя токи на
определенных интервалах, получают средние и действующие зна-
чения токов тиристоров и обратных диодов.
При чисто активной нагрузке длительность протекания тока
через обратные диоды равна нулю. Поэтому форму выходного
напряжения на нагрузке найти довольно просто (рис. 4.59, а — в);
нагрузка соединена звездой. Отметим, что при Х = л/3 напряжение
на выходе трехфазного мостового инвертора равно нулю. Зная
форму напряжения на нагрузке, можно определить средние и дей-
ствующие значения напряжения на выходе инвертора путем интег-
рирования функций напряжения на определенных интервалах:
£*=_L_i/ _L+1
Ud 3 \л ’’’ 3 /’ Ud у 2л 6
2 л . \
---
3 /
при
и ср__________1_.
Ud л 3 ’
Ud /7 Г 2л 2
при
3
262
При ак.тивно-индуктизной нагрузке в зависимости от значений
угла X и коэффициента мощности % трехфазный мостовой инвертор
может работать.в четырех режимах (рис. 4.60).
1) л/2<Х<л, Хд>^
Рис. 4.58. Временные диаграммы выходного
напряжения инверторов и напряжения
на нагрузке
‘"X— режим непрерыв-
него тока нагрузки. В этом
режиме форма кривой выход-
ного напряжения не зависит
от X. Закон изменения тока
определяется выражениями
(4.128) — (4.130). Кривые фаз-
ного и линейного напряже-
ний, а также токов сдвину-
ты влево на угол 0 относи-
тельно кривых при 0=0.
2) 2л/3<Х<л, Хд<л—
режим прерывисто-
го тока нагрузки.
3) л/3<Х<2л/3, 2л/3<
<Х4-Хд<л—режим преры-
вистого тока нагрузки.
_____4) л/3 <Х<2л/3. Хд>л/3,
,~2л/3<Х4-Хд<л —режим
прерывистого тока нагрузки.
Во втором, третьем и
четвертом режимах форма
кривой напряжения зависит
как от угла X, так и от
параметров нагрузки.
Практическое примене-
ние находит работа инвер-
тора, когда X изменяется в
пределах 2л/3—л, что со-
ответствует первому и вто-
рому режимам.
На рис. 4.61 приведен
алгоритм переключения ти-
ристоров трехфазного мосто-
вого инвертора, работающе-
го во втором режиме, и форма выходного напряжения. Мгновенное
значение тока нагрузки может быть получено по такой же мето-
дике, как и для инвертора при угле проводимости тиристоров
Х=2л/3, рассмотренного ранее.
Амплитуды гармонических составляющих выходного напряже-
ния при Х<Сл зависят не только от длительности открытого состоя-
ния управляемых вентилей, но и от параметров нагрузки.
Для того чтобы форма кривой выходного напряжения не зави-
села от параметров нагрузки на всех интервалах периода выход-
ной частоты, в открытом состоянии должны находиться три тири-
263
стора. Как и в однофазном мостовом инверторе, для получения
нулевой паузы в кривой выходного напряжения должны быть одно-
временно открыты тиристоры, относящиеся к анодной (Вь В3, В5)
или катодной (В2, В4, В6) группе.
При снижении рабочей частоты для уменьшения неравномер-
ности вращающего момента двигателяТДштаемого от инвертора^
Рис. 4.59. Алгоритмы переключения тири-
сторов в трехфазном мостовом инверторе
и форма выходного напряжения при раз-
личных углах управления (нагрузка ак-
тивная) и соединении нагрузки звездой
Рис. 4.60. Режимы работы трехфазно-
го мостового инвертора при активно-
индуктивной нагрузке
необходимо увеличивать число импульсов в кривой выходного на-
пряжения. Число импульсов в кривой линейного и фазного напря-
жений при этом может быть соответственно Лл.н=4, .8, 12, 16, 20,
24, ..., Кл.ф=3/2 Кл.н = 6, 12, 18, 24, 30, 36, ..тгтг'ег'ТЧТатным 4t и 6.
На рис. 4.62, а, б приведены алгоритмы переключения тйристо-
ров пои числе импульсов за период Кл.н=4, которые характери-
зуются «симметричным» переключением всех шести тиристоров и
позволяют получить одинаковую загрузку вентилей по'току. Дан-
ные алгоритмы обеспечивают не’зависймость ’формы кривой выход-
ного напряжения (рис. 4.62, в, г) инвертора при любой нагрузке
и_во. всем диапазоне регулирования угла а. При алгоритме пере-
ключения, соответствующем рис. 4.62, а, для создания паузы 0
в кривой выходного напряжения всегда запирается тиристор «по-
264
следовательно включенной фазы» (нагрузка соединена звездой),
а при алгоритме переключения, соответствующем рис. 4.62, б,—
два тиристора одной группы, через которые две фазы нагрузки
были включены параллельно друг другу.
На рис. 4.63, а и б показаны алгоритмы переключения тири-
сторов при Лл.н=8 и Лл.н=12, построенные по типу алгоритма
рис. 4.62, а.
Рис. 4.61. Алгоритм переключения тиристоров трех-
фазного мостового инвертора, работающего во втором
режиме, и форма выходного напряжения
Закон изменения тока на всех интервалах можно легко опреде-
лить, используя метод отдельных составляющих. Например, для
первого интервала 0<$<a кривой на рис. 4.62,г (за начало отсче-
та принимаем точку Ох) изображение фазного напряжения
Я I я , \ 2л /2л , >
— р — — р Fa — р — — р — +а
,, , ч Ud 1 — е~ра+2е 3 —2е v 3 '+е 3 —е v 3 '
Квазиустановившееся значение тока на данном интервале нахо-
дим как разность переходной и свободной реакции цепи:
inePW=^-(l-e-w),
Згн
/т = _ . а3 — а3Ь+2а2 — 2а2ь+а — ab
св ' ~ Згн ' 1+а3
iA (#)=iMP(«)- [1 - а6(1+^+(_‘-2а) е-
265
где >
__т _ kn ;
. а=е 6Гн=е 3 ;! 6=е-*“; TH=LH/rH; £=гн/(®Ьн).
Аналогично можно найти закон изменения тока на всех других
интервалах.
Гармонический состав кривой выходного напряжения можно
определить, если кривую выходного напряжения инвертора предста-
вить состоящей в общем случае из Лл.н одинаковых импульсов
длительностью а и высотой Ud (рис. 4.63,6).
Если за начало отсчета принять точку О1; то гармонический
состав единичного импульса (первого) будет иметь вид
/1(<?O)=~sin-^ coscyd, (4.161)
где <7=1, 3, 5, 7, ...
266
Гармонический состав последующих импульсов также определяют
выражением (4.161), но с учетом их сдвига 6 по отношению к пер-
вому импульсу:
/2 (^)=—- sin — cos q (О — 6)=^-sin — cos Г<? (& — 1 -4jt
itq 2 itq 2 [_ \ 3/(л.н
c z 477,/ . qa Г fa n 4л
/з (?*)=— sin cos 7 <1— 2 —— ,
2 L \ ЗКл.н / J
/к /2^)=^-sin-^cosLk — fet — 1)-^1),
2КЧ ’ Яд 2 rL \ 2 /зКл.нЛ
где 6=—_2L (1, 2, 3, 4, ..Кл.н/2)— угол фазового сдвига пос-
3 ТСл.Н
ледующего импульса, начиная со второго.
Гармонический состав выходного напряжения определяется сум-
мой спектров входящих импульсов:
(*л.,72)-
/(^)=^sin^-
Л</ 2
cos I qft — qx\----
\ ЗКЛ,Н
= Л(9) m COS [cos суд —
L \ * J & Ал.н .
Здесь
. 417 л . оа
Л(а)т = —— sin-^—X
itq 2
sin (itq/3)
X------------------амплитуда
sin [2nq/(3K„.„)]
гармонических составля-
ющих.
При использовании авто-
номного инвертора напряже-
ния с широтно-импульсным
регулированием для созда-
ния электропривода с широ-
ким диапазоном регулирова-
ния частоты и обеспечения
приемлемого гармоническо-
го состава выходного напря-
жения весь диапазон регули-
рования частоты обычно раз-
бивают на несколько под-
диапазонов. В области низ-
ших частот кривую выходно-
го напряжения формируют
с большим числом импуль-
сов (Лл.н=12, 16 или 20), а
на верхнем поддиапазоне —
с Кл.н=4 или 2.
3/
вг
илв
О
й
В)
Рнс. 4.63. Алгоритмы переключения тиристо-
ров и формы выходного напряжения в трех-
фазном мостовом инверторе:
а — при Дл.н=8; б —приКлн = 12
267
Инверторы напряжения на не полностью
управляемых вентилях (тиристорах)
Расчет инверторов напряжения на не полностью управляемых
вентилях (тиристорах) можно существенно упростить, если рабо-
чие и коммутационные процессы рассматривать раздельно. Это
возможно в том случае, если период коммутации очень мал по
сравнению с периодом выходной частоты. Поскольку время вос-
становления запирающих свойств современных тиристоров незна-
чительно, такое предположение справедливо даже для сравнитель-
но высоких частот (300—500 Гц). Поэтому рабочие процессы рас-
считывают так же, как и для инверторов на полностью управляе-
мых вентилях, для которых необходимые соотношения были полу-
чены ранее. Анализ коммутационных процессов сводится к нахож-
дению соотношений между параметрами нагрузки, напряжением
источника питания, индуктивностями коммутирующих дросселей
и емкостями коммутирующих конденсаторов, а также временем
восстановления запирающих свойств тиристоров. Коммутационные
процессы были рассмотрены на примерах коммутирующих конту-
ров в гл. 3, которые применяются в тиристорных инверторах
напряжения.
В зависимости от структуры коммутирующего контура авто-
номные инверторы напряжения можно подразделить на несколько
групп:
1) инверторы с индивидуальной (повентильной) коммутацией.
Коммутирующее устройство инвертора служит для запирания од-
ного тиристора (вентильного плеча) инвертора. Инвертор содер-
жит шесть коммутирующих конденсаторов;
2) инверторы с пофазной коммутацией. Коммутирующее уст-
ройство инвертора служит для попеременного запирания тиристо-
ров двух вентильных плеч, относящихся к одной фазе инвертора.
В инверторе имеется три коммутирующих конденсатора;
3) инверторы с групповой коммутацией. Для запирания всех
вентильных плеч одной группы (анодной или катодной) служит
отдельное коммутирующее устройство. В инверторе имеется два
коммутирующих конденсатора;
4) инверторы с общей коммутацией. Коммутирующее устрой-
ство является общим для всех вентильных плеч инвертора. В ком-
мутирующем устройстве инвертора содержится один коммутирую-
щий конденсатор;
5) инверторы с межвентильной коммутацией. Запирание каж-
дого рабочего тиристора происходит при отпирании следующего
по порядку работы тиристора другой фазы, но этой же группы.
В инверторе содержится шесть коммутирующих конденсаторов;
6) инверторы с межфазной коммутацией. Коммутирующее уст-
ройство инвертора служит для запирания двух тиристоров разных
фаз. В инверторе имеется три коммутирующих конденсатора.
Так же как ШИП, автономные инверторы напряжения могут
быть с одноступенчатой и с двухступенчатой коммутацией.
268
в
+ 0~
д>
4
— 0-
а к.
ДтУ.
'•11-
fff д
Рис. 4.64. Схема трехфазного мостового инвер-
тора напряжения с межвентильной коммута-
цией
------------&А
-----'-----% В
------------0С
Дюх. А /2 У

\ Трехфазный мостовой инвертор напряжения с межвентильной
коммутацией (рис. 4.64). Угол проводимости тиристоров инвертора
составляет 2л/3, а порядок их переключения следующий В{—Ве—
—В3-—В2—Bs>—Bi—Вх... Коммутация тиристоров происходит таким
образом. Предположим,
что открыты тиристоры
Bj и Ве, а конденсато-
ры С\—Се заряжены с
полярностью, указанной
на рисунке без скобок.
Для запирания тиристо-
ра Bt отпирается тирис-
тор В3, в результате че-
го образуется контур
Bj— Cj—В3; за счет тока
разряда конденсатора Ci
тиристор Bj запирается
практически мгновенно,
и на нем поддерживается
отрицательное напряже-
ние в течение времени
разряда конденсатора
по контуру В3—Cj—Д7—
—Д^—^—Вз до нуля.
В связи с тем что в ин-
верторе остается откры-
тым тиристор другой фа-

зы, это приводит к образованию контура перезаряда коммутирую-
щих конденсаторов через указанный тиристор. Например, при
отпирании тиристора В3 и запирании тиристора Bt кроме контура
В3—С\—Д}——L3—В3 образуется контур Ud—Lx—В3—С3—
Ди—Д12 В3 Ь2 ud.
Напряжение на коммутирующих конденсаторах инвертора при-
мерно равно напряжению источника питания Ud. В этом инверторе
коммутирующий конденсатор подключен параллельно нагрузке
только в моменты его перезаряда. При высоких частотах (свыше
400 Гц) влияние отсекающих диодов (Д7— Дц) уменьшается.
Это обусловлено тем, что время перезаряда конденсаторов стано-
вится соизмеримым с периодом переменного напряжения на вы-
ходе инвертора. Кроме того, при окончании коммутации тока ком-
мутирующий дроссель Ц (L2) оказывается закороченным через
вентили. Например, при переводе тока с тиристора Bi на тири-
стор В3 коммутирующие дроссели будут закорочены: верхний
дроссель (Li) закорачивается через вентили Дд— Д3 — В3, а ниж-
ний (L2)—через вентили Д12—В6—Д6. Инвертор на идеаль-
ных элементах оказывается неработоспособный. Это объясняется
тем, что в коммутационном периоде ток в дросселях В( и не-
сколько возрастает за счет тока перезаряда конденсаторов.
Поскольку после этого интервала дроссели будут закорочены вен-
269
тилями, к началу следующей коммутации ток в дросселе не изме-
нится. В следующий период коммутации ток опять несколько воз-
растает и т. д., что приводит к беспрерывному возрастанию тока
в дросселях. А так как этот ток определяется скоростью перёза-
ряда коммутирующих конденсаторов, то при большом токе/для
восстановления запирающих свойств тиристоров остается /мало
времени и инвертор опрокидывается.
С повышением рабочей частоты инвертора возрастает скорость
накопления электромагнитной энергии в дросселях, что приводит
к увеличению потерь, а следовательно, к снижению к. п. д. инверто-
ра. Улучшить работу инвертора можно за счет введения цепей,
предотвращающих накопление электромагнитной энергии в дрос-
селях. Такие цепи показаны на рис. 4.64 пунктиром (или резисто-
ры Ri, или диоды Д и резисторы Ri).
Повысить к. п. д. инвертора можно, если коммутирующий дрос-
сель вывести из цепи постоянного тока и включить последователь-
но с конденсатором (на рис. 4.64 показана пунктиром одна из LC
цепей). В этом случае электромагнитная энергия в дросселях не
накапливается, так как через них протекает переменный ток.
Однако в таком инверторе наблюдаются большие скорости нарас-
тания напряжения на тиристорах и повышение напряжения на
коммутирующих конденсаторах, а значит, и на тиристорах, с рос-
том тока нагрузки.
Если инвертор имеет выходной трансформатор, то для устране-
ния накопления электромагнитной энергии обратные диоды сле-
дует подключать к отпайкам выходного трансформатора, что позво-
ляет осуществить возврат накопленной энергии в период перезаряда
конденсаторов в источник питания и тем самым повысить к. п. д.
инвертора. При этом в контур, например Ц—В3—Д9—Д,„ вводят
противо-э. д. с., равную L/dn/(l — п), где n — w'2/w3 (n=0,1 — 0,2).
Так как длительность открытого состояния тиристоров равна 2л/3,
то форма выходного напряжения зависит от коэффициента мощно-
сти нагрузки.
Трехфазный мостовой инвертор напряжения с пофазной ком-
мутацией. На рис. 4.65 представлена схема трёхфазного мостового
инвертора с пофазной одноступенчатой коммутацией (инвертор
Мак-Маррея). Для коммутации тиристоров используются двухоб-
моточные дроссели, каждая из обмоток которых имеет индуктив-
ность L, и конденсаторы Ci — С6. Коммутация тиристоров отли-
чается от коммутации тиристоров в предыдущем инверторе и осу-
ществляется между тиристорами В\— В2, В3 — Bit В5 — В6. Угол
проводимости тиристоров составляет Х=л, т. е. форма выходного
напряжения не зависит от коэффициента мощности нагрузки.
Принцип работы инвертора рассмотрим на примере одной
фазы. Предположим, что в некоторый момент времени открыт ти-
ристор В[. Тиристор В2 и обратные диоды Д1 и Д2 не проводят
ток. Так как падением напряжения на дросселе и тиристоре Bi
пренебрегаем, то напряжение на конденсаторе Ci в этот момент
будет равно нулю, а на конденсаторе С2—Ud- Тиристор В{ запи-
270
&
0
A В
Рнс. 4.65. Схема трехфазного мостового инвер-
тора напряжения с пофазной одноступенчатой
коммутацией
4- -с6

ра&гся при отпирании тиристора В2. При этом к нижней обмотке
дросселя прикладывается напряжение uc,=Ud, а в верхней его
обмртке индуктируется э.д.с., равная Ud (есливзаимная индуктив-

ности Л4=1), которая через конденсатор С\ прикладывается к ти-

ристо'ру Д в обратном

направлении. Тиристор

Bi запирается, а ток на-

грузки .протекает через
конденсатор С\. В тече-
ние времени, пока кон-
денсатор Ci заряжает-
ся, а конденсатор С2
разряжается, к тири-
стору Bi приложено об-
ратное напряжение и он
восстанавливает свои
запирающие свойства.
При разряде конденса-
тора С2 до нуля и заря-
де конденсатора С! до напряжения Ud протекание тока через кон-
денсаторы прекращается, а ток нагрузки (нагрузка активно-индук-
тивная) и ток дросселя замыкаются через обратные диоды, причем
энергия, запасенная в дросселе, будет циркулировать в контуре
L— В2— Д2 — Ь. Таким образом, в инверторе наблюдается накоп-
ление избыточной энергии в коммутирующих дросселях. Интенсив-
ность накопления этой энергии возрастает с повышением выходной
частоты инвертора, а следовательно, увеличиваются потери в инвер-
торе, выполненном на реальных элементах. Улучшить энергетиче-
ские показатели инвертора можно, подключив обратные диоды к от-
пайкам выходного трансформатора. Преимуществами инвертора яв-
ляются хорошая форма выходного напряжения и низкое напряже-
ние на тиристорах (UP,m^Ud).
На рис. 4.66 приведена схема трехфазного мостового инверто-
ра напряжения с пофазной двухступенчатой коммутацией и дрос-
селем в цепи постоянного тока. Для коммутации тока рабочих
тиристоров Bi — В6 применены коммутирующие тиристоры В7—В[2.
Процесс коммутации в инверторе рассмотрим только для ти-
ристоров фазы А. Процессы в других группах тиристоров анало-
гичны. Предположим, что открыт рабочий тиристор Bi, конденса-
тор заряжен с полярностью, указанной на рисунке без скобок.
Для запирания тиристора В{ отпирается тиристор В7 и под дейст-
вием разрядного тока конденсатора Ci тиристор Bi запирается, ток
нагрузки переходит в цепь В7 — а на тиристоре В] поддерживается
отрицательное напряжение в течение времени разряда конденсатора
по контуру Ci — Д1 — L — В7 — С\. При этом напряжение в фазе А
сохраняет свои величину и полярность, так как через обратный
диод Д{ резистор ZA подключен к источнику Ud. В конце переза-
ряда (ic = 0) конденсатор Ci будет иметь полярность, указанную
на рисунке в скобках, и тиристор В7 запрется. Ток фазы iA будет
271
замыкаться через обратный диод Дг, спадая до нуля, и при ревер-
сировании перейдет в тиристор В2 (отпирание диода Д2 происхо-
дит в момент времени, соответствующий Uc=Ud). /
В связи с тем, что перезаряд конденсатора происходит /через
дроссели L, обладающие начальным запасом энергии, напряжение
на конденсаторах превышает напряжение источника питания. Так
как в определенные моменты времени в инверторе создастся ко-
рне. 4.66. Схема трехфазного мостового инвертора
напряжения с пофазной двухступенчатой комму-
тацией и дросселем в цепи постоянного тока
роткозамкнутый контур коммутирующего дросселя (например, при
запирании тиристора Bi — короткозамкнутый контур нижнего ком-
мутирующего дросселя L — Д2 — В2), то на высоких частотах тре-
буется энергопоглотитель, предотвращающий накопление электро-
магнитной энергии в коммутирующем контуре. В данном инвер-
торе энергопоглотитель состоит из дополнительной обмотки на ком-
мутирующем дросселе и диодов Д7, Д8 и обеспечивает возврат
энергии коммутирующих дросселей в источник питания. Коэффи-
циент трансформации n = wTJ/wc = Ud//\U (где дар, wc — число вит-
ков соответственно рабочей обмотки и обмотки сброса; A—
сумма падения напряжения на рабочем тиристоре и обратном
диоде) получается высоким. Так как в отдельные моменты времени
на коммутирующем дросселе может быть напряжение Ud/2, вслед-
ствие большого коэффициента трансформации к диодам Д7 и Д8
могут прикладываться значительные обратные напряжения. Поэто-
му такой энергопоглотитель можно использовать для инверторов
с относительно низким напряжением питания (J7d«50—100 В).
Рассмотренный инвертор находит применение в преобразова-
телях частоты с широтно-импульсным и амплитудным регулиро-
ванием выходного напряжения. Он имеет ряд преимуществ: а) хо-
рошую перегрузочную способность, т. е. малый спад коммутацион-
ной способности с увеличением тока нагрузки; б) обратное напря-
жение прикладывается к тиристору на всем интервале восстанов-
ления его запирающих свойств; в) плавное нарастание тока через
272
рабочие тиристоры при переходе тока с обратных диодов и при
срыве инвертирования.
Основным недостатком инвертора является значительная уста-
новленная мощность коммутирующих дросселей в цепи рабочих
тиристоров.
В инверторе, схема которого показана на рис. 4.67; коммутирующие дрос-
сели вынесены из силовой цепи в цепь конденсаторов. Коммутационные процес-
сы рассмотрим, например, для тиристоров фазы С. Предположим, что ток
нагрузки Протекает через тиристор В5 и коммутирующий конденсатор С заряжен
РЛ РВ
Рис. 4.67. Схема трехфазного мостового инвертора напряжения
с пофазной двухступенчатой коммутацией н дросселем в цепи
конденсатора
с полярностью, указанной на рисунке без скобок. Для запирания рабочего ти-
ристора В5 отпирается коммутирующий тиристор Вп. Так как последовательно
с конденсатором включен дроссель L, ток нагрузки, имеющий в этот момент
времени значение 7НП, переходит в контур Вг1—L — С не мгновенно, а по мере
вытеснения его из тиристора В5. Как только ток коммутирующего контура ста-
новится равным току через рабочий тирнсгор В5, последний запирается и отпи-
рается обратный диод Д5. При этом i-cXm и напряжение на тиристоре В5 равно
нулю (в реальных инверторах к тиристору приложено небольшое отрицательное
напряжение, равнее падению напряжения на обратном диоде). Конденсатор пере-
заряжается током г'с, часть которого, равная /н0, протекает по контуру
С — ZH — В2(В4) — Вп — L—С, а остальная часть (t’c—/но) замыкается через
обратный диод Д5. Таким образом, напряжение на нагрузке сохраняет свои вели-
чину и полярность, так как фаза С нагрузки через обратный диод Д5 и тири-
стор В2(В4) подключена к источнику питания Ud. При г’с=^но обратный диод Д5
запирается и конденсатор заряжается постоянным током /и0 по контуру Вп—
— L — С — ZH — В2(Вц) — Ud—Вп. При uc=Ud отпирается обратный диод Дв
и энергия, запасенная в дросселе, отдается в конденсатор. При этом продолжа-
ется заряд конденсатора по контуру L—С — Дв— Ud— Вп — L до тех пор,
пока tc=iL>0.
С момента запирания тиристора Bs и до момента запирания обратного дио-
да Д5 напряжение на тиристоре В5 равно нулю. За это время тиристор восста-
навливает свои запирающие свойства.
Данный инвертор значительно менее устойчив к изменениям нагрузки, чем
инвертор, выполненный по схеме рис. 4.66.
В рассматриваемом инверторе при увеличении тока нагрузки повышается
напряжение на конденсаторе. Для ограничения амплитуды колебания напря-
жения на конденсаторе могут быть использованы диодно-резисторные цепи сбро-
са избыточной энергии из коммутирующего контура (на рисунке показаны пунк-
тиром). После окончания процесса коммутации, связанного с запиранием, напри-
273
18 Заказ 180
мер тиристора В5, коммутирующий конденсатор С, заряженный до напряжения,
превышающего напряжение Ud, разряжается по контуру С — L — R— Д-j—fUd —
— Де, — С до напряжения Ud. Разрядный резистор R придает разряду конден-
сатора апериодический характер, что необходимо для того, чтобы конденсатор
не разрядился до напряжения, меньшего Ud. /
Для установления начального напряжения на конденсаторе при пуске инвер-
тора н обеспечения работоспособности его в режиме холостого хода (когда от-
сутствует часть необходимой для коммутации энергии, определяемой токрм нагруз-
ки) применяют цепи заряда и подзаряда конденсатора от источник^ питания.
Рис. 4.68. Схема трехфазиого мостового инвертора напряжения с двух-
ступенчатой индивидуальной коммутацией
Контуры заряда и подзаряда создаются накрест лежащими рабочими (В6, В6)
и зарядными (В1з, В14) тиристорами. Резистор R обеспечивает апериодический
характер процессов заряда и подзаряда, что позволяет поддерживать напряже-
ние на конденсаторе перед коммутацией неизменным и равным Ud во всех ре-
жимах работы инвертора.
Основные преимущества инвертора с дросселем в цепи конденсатора: а) не-
большая установленная мощность коммутирующих дросселей, так как они выне-
сены из силовой цепи; б) прямые напряжения на рабочих тиристорах ненамного
превышают напряжение источника питания; в) отсутствие короткозамкнутых кон-
туров; г) плавное нарастание тока в коммутирующих тиристорах и спад тока
в силовых тиристорах.
Недостатками инвертора являются: а) малая перегрузочная способность;
б) близкое к нулю обратное напряжение на рабочих тиристорах на интервале
восстановления нх запирающих свойств, что приводит к увеличению реального
времени восстановления в 2—5 раз. Для получения отрицательного напряжения
на рабочем тиристоре на интервале его восстановления в цепь обратных диодов
можно включить дроссель; в) высокая скорость нарастания прямого напряжения
после запирания тиристоров.
Трехфазный мостовой инвертор напряжения с индивидуальной
коммутацией. Такие инверторы по своим свойствам наиболее близки
к инверторам на полностью управляемых вентилях. Особенностью
инвертора, выполненного по схеме рис. 4.68, является то, что каж-
274
дый рабочий тиристор Bi — В6 имеет специальное коммутирующее
устройство, состоящее из дросселя конденсатора С, тиристоров
В7 — Аг и диодов Д1з — Д18- Инвертор работает следующим обра-
зом. Для запирания, например, рабочего тиристора Bi отпирается
коммутирующий тиристор В7 и под действием разрядного тока
конденсатора тиристор В{ запирается. Ток нагрузки переходит на
тиристоД В7, а конденсатор перезаряжается по контуру С — В7 —
+0
4/
едай

Д7— L2-\- Дх— С. После
того как конденсатор за-
рядится до напряжения,
равного напряжению ис-
точника питания (поляр-
ность указана на рисунке
в скобках), тиристор В7
запирается, а ток нагруз-
ки переходит на обратный
диод Д2, что обеспечивает
обмен реактивной энерги-
ей между фазами С и В.
Энергия, запасенная в
дросселе L2 в момент ком-
мутации, возвращается
через обратные диоды Дх
и Дг в источник питания. Поэтому в данном инверторе необходи-
мость в энергопоглотителе отпадает. Диоды Д7 — Дх2 предотвра-
0С
0А 0В
Рнс. 4.69. Схема трехфазного мостового инвер-
тора напряжения с двухступенчатой групповой
коммутацией
щают разряд коммутирующих конденсаторов на нагрузку.
После коммутации полярность на конденсаторе (указана на
рисунке в скобках) такова, что следующая коммутация не может
быть осуществлена. Изменение полярности на конденсаторе проис-
ходит таким образом. При очередном отпирании рабочего тиристо-
ра Bi образуется контур С—В\ — Дц — L{. Поскольку активное
сопротивление контура мало, происходит колебательный процесс,
в результате которого конденсатор перезаряжается (полярность
указана без скобок). Напряжение, до которого зарядится конден-
сатор, зависит от добротности контура и приблизительно равно
первоначальному напряжению.
Для нормальной работы инвертора требуется предварительная
подготовка его к пуску, т. е. вначале следует зарядить коммути-
рующие конденсаторы.
Трехфазный инвертор напряжения с групповой коммутацией.
На рис. 4.69 представлена схема трехфазного мостового инверто-
ра напряжения с двухступенчатой последовательной коммутацией.
Анодная (Si, В2, В5) и катодная (В2, В4, В6) группы рабочих ти-
ристоров имеют свои отдельные групповые коммутирующие кон-
туры Ci, Lx, В7 и С2, Lx, В8. Диоды Д7, Д» и дроссели L2 предназна-
чены для зарядахкоммутирующих конденсаторов С, и С2. Для нор-
мальной работы инвертора необходимо, чтобы зарядные дроссели
имели индуктивность, намного превышающую индуктивность ком-
мутирующих дросселей, т. е. L2'^>Lt.
18*
275
Для запирания тиристоров анодной группы отпирается комму-
тирующий тиристор В? и к коммутирующему дросселю L\ прикла-
дывается импульс напряжения при перезаряде конденсатора С\,
а к тиристорам В\, В3, Вз— импульс обратного напряжений, запи-
рающий открытый тиристор. Аналогично происходит задирание
рабочих тиристоров катодной группы. Контур перезаряда/ комму-
тирующих конденсаторов на интервале коммутации отделен от
цепи нагрузки запертым рабочим тиристором и ток нагрузки не
участвует в перезаряде конденсатора.
Коммутирующие конденсаторы могут заряжаться не от основного источника
питания, а от вспомогательных источников коммутирующего напряжения (Ль
UK2 (рпс. 4.70). Так же как н в предыдущей схеме, для нормальной работы
Рис. 4.70. Схема трехфазного мостового инвертора напряжения с группо-
вой коммутацией и двумя источниками коммутирующего напряжения
инвертора необходимо, чтобы зарядные дроссели Д, Ls имели индуктивность, пре-
вышающую индуктивность коммутирующих дросселей Li — Le на один-два по-
рядка. Величину их выбирают из условия обеспечения заряда конденсатора до
напряжения Uco к моменту отпирания очередного коммутирующего тиристора.
Инвертор имеет два коммутирующих контура, предназначенных для коммутации
рабочих тиристоров анодной и катодной групп. Учитывая, что в коммутирующем
контуре наблюдается накопление энергии, коммутирующие дроссели Ц — Le
снабжают цепями сброса (отвода) избыточной энергии в источник питания.
Эти цепи состоят из общего трансформатора сброса Тр, первичные обмотки ко-
торого подсоединены с помощью диодов Д?—Д12 к коммутирующим дроссе-
лям. Использование трансформатора для сброса избыточной энергии из комму-
тирующего контура позволяет упростить конструкцию коммутирующих дроссе-
лей. Прн этом они имеют по одной обмотке н могут быть выполнены без сер-
дечников.
Коммутация тока, например, рабочего тиристора Blt осуществляется при
отпирании коммутирующего тиристора В7. При этом образуется контур С7 —
— L, — В,— С, перезаряда конденсатора, заряженного до напряжения Uco
с полярностью, указанной на рисунке. Тиристор В7 запирается и к нему при-
276
кладывается обратное напряжение Uco — Ud, действующее в течение времени
/выкл, пока напряжение ис не уменьшится до Ud. При уменьшении напряжения
ис До\(7К1 отпирается диод Д13 и образуется контур из двух дросселей L, и
в котором ток iK нарастает медленно, так как L7 > Lr. Когда ток через комму-
тирующий тиристор В, становится равным нулю (г'В7=гк — ic=0, где г'с—ток
перезаряда конденсатора по контуру Ci — Д— В7— Ci), тиристор запирается,
а конденсатор заряжается от источника 0к1 по цепи UK1 — Сг— В7—Д13 — UK1.
После запирания коммутирующего тиристора В7 ток коммутирующего дросселя
Lj переходит в диод Д7 и обмотку а>г трансформатора сброса, и избыток энергии
коммутации возвращается в источник питания.
Инверторы данного типа могут быть выполнены и с одним источником ком-
мутирующего напряжения (рис. 4.71). В приведенной схеме для коммутации
тока рабочих тиристоров анодной и катодной групп применены соответственно
коммутирующие тиристоры В? и В8. Для предотвращения накопления избыточ-
ной энергии в дросселях Z-i,B2, особенно на повышенных частотах, в инвертор
введены цепи (резисторы /?2, и диоды Д7, Д8), шунтирующие дроссели.
Трехфазный инвертор на-
пряжения с общей коммута-
цией. Коммутация рабочих
тиристоров в схеме рис. 4.72
производится с помощью
специального коммутирующе-
го устройства, состоящего из
дросселей и L2, тиристо-
ров В, — В10 и коммутирую-
щего конденсатора С. Ин-
вертор работает следующим
образом.
Предположим, что откры-
ты рабочие тиристоры Вь
В4. Для запирания рабочего
тиристора В, отпираются
коммутирующие тиристоры
08
Рнс. 4.71. Схема трехфазного мостового ин-
вертора напряжения с групповой коммута-
цией и одним источником коммутирующего
напряжения
Въ В10 и конденсатор С начинает разряжаться по контуру
С — В1п — Д2 — Д1 — — В., — С. К дросселю прикладывается
напряжение Uco>Ud< и тиристор В4 запирается. После запирания
тиристора Вг конденсатор начинает перезаряжаться от источника
питания по контуру Ud — L1—Вп — С — Вм — Ud. Перезаряд ком-
, мутирующего конденсатора будет происходить от напряжения СД0
до напряжения, превышающего —Uco, так как в контур входит
источник питания; кроме того, дроссель перед началом коммутации
обладает энергией Lj/ho/2, которая переходит в конденсатор, т. е.
имеет место процесс накопления энергии в коммутирующем контуре.
Для устранения накопления энергии в дросселях и Ь2 служит
устройство сброса, состоящее из дополнительных обмоток и дио-
дов Д, и Д8. Устройство сброса фиксирует напряжение на конден-
саторе, отдавая избыточную энергию дросселя в источник постоян-
ного тока. Напряжение на конденсаторе Uco всегда больше напря-
жения Ud, что необходимо учитывать при рассмотрении принципа
работы устройства сброса. При перезаряде конденсатора до напря-
277
жения —Uco ток в коммутирующем контуре поддерживается только
за счет дросселя Максимальное напряжение на коммутирующем
конденсаторе
|(/Стах|=1^у
пс
где nc=w2/w1—коэффициент трансформации между рабочей и до-
полнительной обмотками.
Оптимальным следует считать пс=2. Тогда с учетом индуктив-
ности рассеяния обмоток и wt и активных сопротивлений ком-
мутирующего контура можно считать t/cmax=(l,65—1,85) Ud.
0А 0В 0С
Рнс. 4.72. Схема трехфазного мостового инвертора напряжения
с общей коммутацией
При отпирании диода Д8 (Д7) напряжение на рабочей обмотке
дросселя не может превысить значение Udlnc, а напряжение на
конденсаторе—значение (1—n^UJrif. и ток II переходит из рабо-
чей обмотки в магнитно-связанную с ней дополнительную обмотку
(обмотку сброса). При этом тиристоры В, и В10 запираются. Ток
iL при запирании тиристоров В, и В1о под действием противо-э. д. с.
источника питания начинает спадать, замыкаясь через диод Д9.
Для запирания рабочего тиристора В4 отпираются тиристоры В8,
В9 и процесс повторяется.
Для рассматриваемого типа инверторов характерен многократный
(шестикратный) заряд и разряд конденсатора С за период. В связи
с этим такие инверторы применяют на сравнительно низких часто-
тах. Коммутирующий конденсатор С в данном инверторе исполь-
зуется эффективно.
Уменьшить число коммутирующих тиристоров можно, используя среднюю
точку источника питания (рнс. 4.73). Для запирания тиристоров анодной и ка- *
тодной групп служат соответственно коммутирующие тиристоры В7, В8. При от-
пирании тиристора В7 (конденсатор при этом заряжен в результате предыдущей
работы схемы до напряжения, превышающего иД2, с полярностью, ука-
занной на рисунке без скобок) к тиристорам анодной группы прикладывается
обратное напряжение Uco — Ud/2 по контуру В7— С—С2— Д2 (Дь До). Кон-
денсатор С перезаряжается по контуру С — Ci — Li — В7 — С. К концу пере-
заряда конденсатор зарядится до напряжения, большего начального, и после
нескольких циклов перезаряда напряжение на конденсаторе может оказаться
значительно больше напряжения источника питания (напряжение на конденсаторе
278
ограничивается добротностью контура конденсатор — дроссель). Для ограниче-
ния напряжения на коммутирующем конденсаторе в инверторе применены дио-
ды Ду, Д8 и дополнительные обмоткн (обмотки сброса) на коммутирующих
дросселях Li, L2. Через цепи сброса энергия, запасенная в магнитном поле
коммутирующих дросселей, отдается в источник питания и нарастание напря-
жения на коммутирующем конденсаторе прекращается. При этом напряжение
Ал Ай Аг *
Рис. 4.73. Схема трехфазного мосто-
вого инвертора напряжения с общей
коммутацией и средней точкой источ-
ника питания
Рис. 4.74. Схема трехфазного мо-
стового инвертора напряжения
с общей коммутацией и сбрасы-
вающими тиристорами
на обмотке дросселя составляет иДЧпс, а на коммутирующем конденсаторе —
(l+n0)l/<i/2nc.
На рис. 4.74 в качестве вентилей сбрасывающей цепи инвертора применены
тиристоры В8, Вю- Управляющий импульс на тиристор В8 (Вю) подается с неко-
торым запаздыванием по отношению к управляющему импульсу тиристора
В7 (В9). Для ограничения напряжения на коммутирующем конденсаторе в конце
его перезаряда отпирается тиристор В8 (В10) и часть запасенной энергии в дрос-
селе L] (Д) отдается в источник питания. Изменяя момент отпирания тиристо-
ров В8, В1о, можно: а) поддерживать напряжение на коммутирующем конден-
саторе на максимально возможном уровне независимо от величины входного
напряжения; б) регулировать напряжение на конденсаторе, обеспечивая постоян-
ный угол запирания рабочих тиристоров при изменении частоты и тока
нагрузки.
К недостаткам схемы следует отнести сложность системы управления инвер-
тором.
Для работы инвертора на повышенных частотах можно использовать ком-
мутирующий контур с ускоренным (форсированным) перезарядом конденсатора.
На рис. 4.75, а приведена схема инвертора, к основному (коммутирующему) кон-
туру которого добавлен контур ускоренного (форсированного) перезаряда кон-
денсатора.
Элементами основного контура соответственно анодной и катодной групп
являются коммутирующий дроссель Др\ (Др<,), коммутирующий тиристор В7 (В8)
и конденсатор С, а элементами форсирующего контура — дроссель Др2 (Дрз),
индуктивность которого значительно меньше индуктивности дросселя Др\ (Др\)
[LK=(5—10)Вф] и дополнительный тиристор В9 (Вю).
Коммутирующие и форсирующие дроссели снабжены цепями сброса избыточ-
ной энергии из коммутирующего контура. Эти цепи состоят из обмоток сброса к'2
на коммутирующих и форсирующих дросселях и диодов Д7—Дю.
Принцип работы коммутирующего контура заключается в мелующем. Для
запирания тиристора Вг в момент времени Ч (рнс. 4.75, б) подается сигнал
на отпирание коммутирующего тиристора В,. Напряжение конденсатора С через
конденсатор С2 и диоды Дх, Д2 прикладывается к обмотке шх дросселя Др1
и тиристор Bj запирается, а конденсатор С перезаряжается по контуру С — С7—
Дрх— Bi — С. Тиристор Вв отпирается после коммутирующего тиристора В7
279
с задержкой, равной или большей расчетного времени восстановления запираю-
щих свойств рабочего тиристора (t2— 6 > ^яосст)- Начиная с момента отпирания
тиристора В9 (момент времени t2) перезаряд конденсатора происходит по конту-
рам С—Cj — Др1 — В, — С и С — Ci—Др2— В9—С с угловой частотой
w0 = l/j/ ДЭКВС , где Вэкв= ЬкЬф/(Ек+Ьф). Общая продолжительность процесса
перезаряда конденсатора в инверторе значительно (в 5—10 раз) меньше, чем при
отсутствии форсирующего контура (кривая, показанная на рис. 4.75,6 пунк-
тиром). Форма импульса напряжения на конденсаторе слабо зависит от тока /но
и напряжения Ud.
При пс=2 максимальное напряжение на тиристорах в прямом направлении
СПрт=(1,4—1,6) Ud, а в обратном — Собрт = (0,4— 0,6) Ud. Максимальное об-
ратное напряжение иа диодах сброса (7обр тд=(3,3—3,7) Ud, а максимальное
напряжение на коммутирующем конденсаторе Uс = — 1,1) (7d.
а)
Рис. 4.75. Трехфазный инвертор напряжения
с общей коммутацией и ускоренным перезаря-
дом конденсатора:
а — схема; б — временная диаграмма напряжений
Трехфазный инвертор напряжения с межфазной коммутацией.
В инверторе с межфазной коммутацией (рис. 4.76) каждый комму-
тирующий конденсатор предназначен для запирания двух тиристо-
ров разных фаз (Cj — для тиристоров В4, В4; С.2—для тиристоров
В3, Вв-, С3—для тиристоров В&, В2). Принцип работы инвертора
следующий.
Предположим, что открыты тиристоры Blt В4, В&. Конденсатор
Сх при этом заряжен с полярностью, указанной на рисунке без
скобок. Для запирания тиристора В2 отпирается тиристор В7.
К тиристору В4 прикладывается обратное напряжение, равное
Uco — Ud/2, через диод Д2 и тиристор В7, а конденсатор перезаря-
жается по контуру Сх—С4—Др2— В-,— Сг После окончания
процесса перезаряда полярность напряжения на конденсаторе Сг
изменяется на обратную (на рисунке указана в скобках), что необ-
ходимо для запирания тиристора В4.
280
При п0=2 максимальное напряжение на тиристорах в прямом
направлении t7npm—(1,35— 1,5) Ud, а в обратном — UO6Pm =
(0,3— 0,5) Ud. Максимальное обратное напряжение на диодах сброса
t/обр тд=(3,2—3,5) Ud, а максимальное напряжение на коммути-
Рис. 4.76. Схема трехфазного инвертора напря-
жения с межфазной коммутацией
рующих конденсаторах Uc max=(0,85—1,0) Ud. Межфазная комму-
тация легко обеспечивает двукратное запирание каждого рабочего
тиристора в течение полупериода, что позволяет производить
широтно-импульсное регулирование выходного напряжения.
ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Каковы основные особенности автономных инверторов тока (АИТ), авто-
номных инверторов напряжения (АИН) и резонансных инверторов?
2. Изобразите и поясните временные диаграммы токов и напряжений одно-
фазного и трехфазного АИТ.
3. Объясните ход входных и выходных характеристик АИТ.
4. Сравните выходные характеристики параллельного, последовательного
и последовательно-параллельного АИТ и объясните их различие.
5. Определите среднее значение входного тока, тока в вентилях, напря-
жения на входе инвертора и емкость коммутирующего конденсатора однофаз-
ного мостового АИТ (17н=38О В, /и= 10 A, (=50 Гц, cos q>=0,5).
6. Изобразите схему АИТ с двухступенчатой коммутацией.
7. Каковы способы регулирования выходного напряжения АИТ?
8. Изобразите схемы АИТ с обратным выпрямителем и индуктивно-ти-
ристорным преобразователем. Поясните принцип нх работы.
9. Изобразите схему последовательного однотактного резонансного инвер-
тора с открытым входом без обратных диодов. В каких режимах работает
инвертор?
281
10. Изобразите схемы однофазных последовательных резонансных инверто-
ров с открытым входом без обратных диодов.
11. Изобразите схему резонансного инвертора с закрытым входом без обрат-
ных диодов и поясните принцип его работы. Какие недостатки имеет инвертор
и как их устранить?
12. Каковы особенности резонансных инверторов с обратными диодами?
13. В каких случаях применяют многоячейковые резонансные инверторы?
Изобразите схемы инверторов с включением нагрузки во входные и выходные
цепи.
14. Изобразите временные диаграммы токов и напряжений однофазного мос-
тового АИН на полностью управляемых вентилях и поясните их.
15. Определите напряжение на нагрузке, максимальное значение тока управ-
ляемых вентилей, среднее значение тока источника питания, емкость конденса-
тора на входе однофазного мостового АИН (£7=24 В, гн = 6 Ом, Ан = 3 мГн,
f = 400 Гц).
16. Приведите алгоритмы получения одно- и двуполярных кривых выходного
напряжения в однофазном АИН.
17. Какие вы знаете виды широтно-импульсной модуляции выходного на-
пряжения АИН?
18. Какие вы знаете способы улучшения качества выходного напряжения
АИН?
19. Приведите временные диаграммы токов и напряжений трехфазного
мостового инвертора на полностью управляемых вентилях при угле проводимости
тиристоров 180 и 120°. Как они зависят от коэффициента мощности нагрузки?
20. Определите напряжение на нагрузке, максимальное значение тока управ-
ляемых вентилей, среднее значение тока источника питания, емкость конденсато-
ра на входе трехфазного мостового АИН при соединении нагрузки звездой и
треугольником (£7н.п = 40 В, гн = 8 Ом, Гн = 4 мГн, /=400 Гц).
21. Определите действующее значение фазного и линейного напряжений на
нагрузке, действующее значение первой гармоники линейного напряжения трех-
фазного мостового АИН при работе на активно-индуктивную нагрузку и Х=120°
(£7а = 40 В, т=л/4).
22. Приведите алгоритм работы тиристоров и форму выходного напряжения
трехфазного мостового инвертора при широтно-импульсном регулировании вы-
ходного напряжения с помощью тиристоров инвертора (Хв = 90°, кд =60°).
23. Приведите алгоритм работы тиристоров в трехфазном мостовом инвер-
торе, при котором обеспечивается независимость формы кривой выходного напря-
жения от параметров нагрузки (широтно-импульсное регулирование).
24. Изобразите схемы АИН на тиристорах с межвентильной, пофазной, инди-
видуальной, групповой, общей и межфазной коммутацией. Объясните принцип их
работы.
25. Объясните накопление энергии в коммутирующем контуре. Каковы спо-
собы устранения этого явления?
ГЛАВА 5
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Преобразователи частоты — это устройства, преобразующие
переменный ток одной частоты в переменный ток другой частоты.
Различают два класса преобразователей частоты:
1 ) преобразователи частоты с промежуточным звеном постоян-
ного тока;
2 ) преобразователи частоты с непосредственной связью (без
промежуточного звена постоянного тока).
Преобразователи частоты с непосредственной связью в свою
очередь подразделяют на: а) преобразователи частоты с непосред-
ственной связью и естественной коммутацией тока тиристоров
(НПЧ с ЕК); б) преобразователи частоты с непосредственной
связью и искусственной коммутацией тока тиристоров (НПЧ
с ПК).
§ 5.1. Преобразователи частоты с промежуточным звеном
постоянного тока
На рис. 5.1 представлена структурная схема преобразователя
частоты с промежуточным звеном постоянного тока. В этих преоб-
разователях переменное напряжение питающей сети выпрямляется
с помощью управляемого выпрямителя В, фильтруется ЛС-фильт-
ром Ф и подается на автономный инвертор АИ. Функции регули-
рования частоты выходного напряжения осуществляет инвертор,
а напряжения — выпрямитель. Иногда обе функции совмещает
инвертор, а выпрямитель выполняют неуправляемым.
Преобразователи с промежуточным звеном постоянного тока
позволяют регулировать выходную частоту с помощью системы
управления инвертора СУИ в широком диапазоне как вверх, так и
вниз от частоты питающей сети. В качестве автономного инверто-
ра может быть использован любой из рассмотренных инверторов.
Данный тип преобразователей частоты имеет простую схему сило-
вой части, а следовательно, и системы управления; выходная час-
тота преобразователя может быть как ниже, так и выше входной
и не зависит от последней.
Основным недостатком преобразователей частоты с промежу-
точным звеном постоянного тока является двойное преобразование
энергии — выпрямление и инвертирование, что приводит к сниже-
нию к. п. д. и ухудшению массо-габаритных показателей.
283
В преобразователях часто-
ты с промежуточным звеном
постоянного тока можно осу-
ществить свободный обмен
электрической энергией между
потребителем и питающей
сетью в обоих направлениях.
Для такого обмена требуются
полностью управляемые венти-
ли с двусторонней проводимо-
стью (полностью управляемые
ключи переменного тока), кото-
Рис. 5.1. Структурная схема преобразо-
вателя частоты с промежуточным звеном
постоянного тока
Рис. 5.2. Аналоги полностью управляе-
мых вентилей
рых в настоящее время еще нет.
При необходимости рекупера-
ции энергии от потребителя в
питающую сеть можно исполь-
зовать аналоги полностью уп-
равляемых вентилей, построен-
ные на диодах и транзисторах
(двухоперационных тиристо-
рах) (рис. 5.2, а — в) или дио-
дах и обычных тиристорах
(рис. 5.2, г, д'). В ключах на
диодах и тиристорах для ком-
мутации тока в последних пре-
дусматривается узел коммута-
ции УК- В связи с тем что
транзисторы обладают двусто-
ронней проводимостью, в клю-
че, выполненном по схеме
рис. 5.2, б, последовательно с
транзистором следует устанавли-
вать диод (на рис. 5.2, б показан
пунктиром).
Обмен энергией между потреби-
телем и питающей сетью можно осу-
ществить и без применения полно-
стью управляемых ключей перемен-
ного тока путем схемных решений.
В приведенной на рис. 5.3 схеме од-
нофазного преобразователя частоты
управляемый выпрямитель УВ пита-
ет инвертор И на полностью управ-
ляемых вентилях (с односторонней
проводимостью). Мосты обратного
Рис. 5.3. Схема преобразователя
частоты с промежуточным звеном
постоянного тока, обеспечивающая
обмен энергией между потребите-
лем и питающей сетью
тока МО и возврата реактивного
тока МВ выполняют функции пропускников реактивного тока на-
грузки. При рекуперации энергии мост МО выполняет функции
выпрямителя, а мост МВ — функции инвертора.
284
Улучшить гармонический состав выходного напряжения пре-
образователей частоты с промежуточным звеном постоянного тока
можно способами, рассмотренными ранее для автономных инвер-
торов. Промежуточное повышение частоты переменного тока в
преобразователе позволяет не только уменьшить массу и габариты
элементов с ферромагнитным сердечником, ио и осуществить раз-
личные виды импульсной модуляции. В связи с тем что преобразо-
ватели с промежуточным звеном повышенной частоты и импульс-
ной модуляцией обычно предусматривают наличие выходного
трансформатора, очень просто решается вопрос согласования вход-
ного напряжения преобразователя с напряжением на нагрузке.
В таких преобразователях для улучшения формы выходного на-
пряжения обычно используют переключение отпаек вторичной об-
мотки инверторного трансформатора.
На рис. 5.4, а и б представлены структурные схемы трехфазных преобразо-
вателей частоты, в которых переключение отпаек вторичной обмотки инвертор-
ного трансформатора осуществля-
ется с помощью транзисторных
коммутаторов К (см. рис. 5.5 и
5.7, а). Коммутатор К в схеме
рис. 5.4, а позволяет получить
трехфазное квазисииусоидальное
напряжение с помощью транзис-
торных ключей, обладающих дву-
сторонней проводимостью (см.
рис. 5.2, а— в). Система управ-
ления преобразователя частоты
состоит из задающего генератора
ЗГ, делителя частоты ДЧ, рас-
пределителя импульсов РИ, на
выходе которого формируются уп-
равляющие импульсы инвертором
И и коммутатором К., блока кон-
троля тока БКТ транзисторных
ключей, устраняющего сквозные
токи и перенапряжения, системы
обратной связи ОС и блока филь-
тров БФ, обеспечивающих требу-
емый коэффициент гармоник.
На рис. 5.6 приведен алгоритм
работы ключей коммутатора К,
а также форма фазных напряже-
ний *ил и ав. Недостатком рас-
смотренного преобразователя ча-
стоты является невозможность пофазного регулирования (стабилизации) вы-
ходного напряжения и неоптимальное соотношение между амплитудами сту-
пеней выходного напряжения (в данном случае применяются одинаковые па-
ры отпаек,i t. е. ш1=ш2=ш3=Ю| => w j). Регулирование (стабилизация) вы-
ходного напряжения осуществляется за счет изменения длительности импульсов
напряжения, формируемых на выходе инвертора И.
Преобразователь частоты, построенный по схеме рис. 5.4, б, обеспечивает
лучшие качественные показатели. В отличие от предыдущего преобразователя
(см. рис. 5.4, а) имеет три инвертора И и три коммутатора К, выполненных по
схеме рис. 5.7, а. Для того, чтобы в кривой выходного напряжения (рис. 5.7, б)
отсутствовали 3, 5, 7, 9, 15, 17 и 21-я гармоники, а самой низкой после первой
была 11-я гармоника, необходимо соблюсти следующее соотношение между ам-
-* В *I <Р
ЗГ * ДЧ
РИ
К
БКТ
БФС=^ц,,^
Wk—
—1 а)
Рис. 5.4. Структурные схемы трехфазных
преобразователей частоты с переключением
отпаек выходного трансформатора
285
Рис. 5.5. Схема трехфазного коммутатора
Рис. 5.6. Алгоритм работы ключей и форма
выходного напряжения в трехфазном ком-
мутаторе
плитудами ступеней: Д3=1, Д2=0,735Л3, Д] = 0,265Д3. При этом коэффициент гар-
моник выходного напряжения Кг=15,4%. Регулирование (стабилизацию) выход-
ного напряжения в данном случае можно осуществлять пофазно, т. е. незави-
симо, за счет изменения длительности
импульсов напряжения, формируемых на
выходе инвертора И.
Таким образом, преобразователи ча-
стоты с промежуточным звеном высокой
частоты помимо формирования квазиси-
иусоидального напряжения позволяют
осуществлять глубокое регулирование
выходного напряжения без ухудшения
гармонического состава в низкочастот-
ной части спектра.
Рис. 5.7. Однофазный коммутатор:
а — схема; б — форма выходного напряже-
ния
§ 5.2. Преобразователи частоты с непосредственной связью
и естественной коммутацией тока тиристоров (НПЧ с ЕК]
Силовая часть НПЧ с ЕК не отличается от силовой части ре-
версивного управляемого выпрямителя и также содержит 2т3
вентильных групп (т2 — число фаз на выходе преобразователя).
Переменный ток в нагрузке создается в результате поочередного
отпирания вентильных групп. Внутри вентильной группы ток на-
Рис. 5.8. Структурные схемы преобразователей частоты с непосредственной связью
и естественной коммутацией
грузки передается от одного тиристора к другому, как и в управ-
ляемом выпрямителе, в пределах зоны естественной коммутации.
НПЧ с ЕК отличается от реверсивного выпрямителя законом
управления тиристорами.
НПЧ с ЕК могут питаться или от однофазной, или от трехфаз-
ной сети переменного тока. По числу фаз выходного напряжения
287
их подразделяют на однофазные и многофазные. На рис. 5.8, а — ж
и 5.9, а, б представлены некоторые структурные схемы НПЧ с ЕК
[ключи Л представляют собой или встречно-параллельное включение
тиристоров (рис. 5.8, з), или один симметричный тиристор (рис. 5.8, и)].
Как видно из рисунков, НПЧ с ЕК и
Рис. 5.9. Структурные схемы трехфазно-трех-
фазных преобразователей частоты с непосредст-
венной связью и естественной коммутацией
однофазным выходом могут
быть применены для по-
строения многофазных
преобразователей. При
этом их число в многофаз-
ном преобразователе рав-
но т2, а выходные напря-
жения каждой фазы сдви-
гаются на угол 2л/т2 (на
рисунках показаны струк-
турные схемы многофаз-
ных преобразователей с
/п2=3 и /п2=2).
НПЧ с ЕК могут быть
с нулевыми вентильными
группами (см. рис. 5.8, а,
б, в, д, ж, 5.9, а) или с
мостовыми вентильными
группами (см. рис. 5.8, г,
е, 5.9, б). В многофазных
преобразователях частоты
с мостовыми вентильными
группами для исключения
контуров короткого замыкания требуется потенциальное разделение
фаз нагрузки.
Преобразователи, питающиеся от однофазной сети, находят
ограниченное применение (подвижной транспорт, питающийся от
контактной сети переменного тока) вследствие значительно большей
установленной мощности элементов силовой части по сравнению
с преобразователями, питающимися от трехфазной сети. Преобра-
зователи, питающиеся от трехфазной сети, используют в электро-
приводе с электродвигателями переменного тока, в автономных
объектах (самолеты, суда, колесный транспорт) — для получения
стабилизированного по частоте и амплитуде выходного напряжения,
в установках для перемешивания жидкого металла — в дуговых
сталеплавильных печах и др.
Принцип формирования выходного напряжения НПЧ с ЕК рас-
смотрим на примере трехфазно-однофазной схемы со средней точкой
(рис. 5.10, а). Преобразователь состоит из двух трехфазных выпря-
мителей, первый из которых подсоединен к фазам трансформатора
анодами (группа /), а второй — катодами (группа II). Положитель-
ный полупериод (нагрузка активная, потери в тиристорах и транс-
форматоре отсутствуют) выходного напряжения формируется при
поочередном (циклическом) переключении с помощью тиристоров
группы / (jBx — В3) нагрузки с одной фазы питающей сети на дру-
288
гую. Такое переключение возможно при условии, что потенциал
фазы, на которую подключается нагрузка, больше потенциала фазы,
на которую она была включена (рис. 5.10,6). Отрицательный полу-
период выходного напряжения формируется при поочередном пере-
а)
Рис. 5.10. Трехфазно-однофазный преобразователь частоты с непо-
средственпой связью и естественной коммутацией:
а — схема со средней точкой; б, в, г — временные диаграммы токов и напря-
жений
ключении тиристоров группы II (В4 — Вв). Отпирая 1------------
тиристоры групп I и II, получим на выходе переменное напряже-
ние с частотой /. ” - -
напряжения f2
поочередно
где k=Q, 1, 2,
19 Заказ 180
:2. Из рис. 5.10, б видно, что частота выходного
ниже частоты питающей сети и что
h-=I^+k Zj_=ri(_L+_L)
2 2 тг (2 mj )
3, ... .
289
TO
Так как
n=2j-=2^-= 2k-j-m1
fz T\ т1
f fimi
2 2Й+Ш1
(5-1)
Из выражения (5.1) видно, что частота /2 зависит от частоты
питающей сети flt числа полуволн питающего напряжения (&+1)
и числа фаз тг питающей сети. При этом изменение частоты
осуществляется дискретно. Для получения плавного регулирования
частоты преобразователя необходима пауза <рп=со1/п между выклю-
чением и включением групп / и II тиристоров (рис. 5.10, в). При
этом частота выходного напряжения
f2=------. (5.2)
Ввиду невозможности запереть тиристор на участке между пода-
чей отпирающего импульса и моментом естественного запирания
последнего проводящего тиристора (участок cd на рис. 5.10,6)
возникает отклонение (погрешность) действительного полупериода
выходного напряжения Д/3 (время задержки запирания) от задаю-
щего. Максимальное значение этой погрешности за полупериод
Т ' \ 1 \
выходного напряжения Т2 составляет Д/3=—(.—Н------------. Относнтель-
2 \ 2 tn-» }
ная величина погрешности
2Д?3 1/1 , 1 \
Уз” Т2 ~ р \тг + 2 )’
(5-3)
Из выражения (5.3) следует, что с увеличением т1 и р возмож-
ное отклонение действительного полупериода от задающего умень-
шается.
При выполнении трехфазно-однофазного преобразователя по
мостовой схеме (см. рис. 5.8, е) и таком же законе управления, как
и для предыдущей схемы, частота выходного напряжения опреде-
ляется соотношениями:
f
2 4m1fe+zz/14~2
— для четных значений т^,
— для нечетных значений tnv
Относительная погрешность полупериода частоты выходного
напряжения составляет:
1 2+mj
у3=------‘—-
р 2т1
— при четном значении т^,
— при нечетном значении тх.
290
При работе преобразователя на активно-индуктивную нагрузку
энергия, накопленная в магнитном поле нагрузки, может быть
возвращена обратно в первичную сеть. Для передачи этой энергии
в первичную сеть тиристоры групп / и II переводят в режим ин-
вертирования: первые — при отрицательном, вторые—при положи-
тельном напряжении (рис. 5.10, г, на котором ток нагрузки ia пока-
зан в упрощенном виде). Перевод групп тиристоров из режима
выпрямления в режим инвертирования осуществляют системой
управления при увеличении угла управления а до значений, боль-
ших 90°.
Форма кривой выходного напряжения НПЧ с ЕК зависит от
числа фаз питающей сети mlt отношения частоты питающей сети
к выходной частоте преобразователя р, угла отпирания тиристоров
и способа управления. Поскольку в конкретной установке всегда
заданы mY и pmin, воздействовать на форму кривой выходного
напряжения можно только с помощью модуляции угла отпирания
тиристоров. При постоянном угле отпирания кривая выходного
напряжения приближается по форме к прямоугольной (рис. 5.10,6).
Система управления НПЧ с ЕК содержит фазосмещающее
устройство, которое, как правило, синхронизировано питающей
сетью и вырабатывает опорные напряжения иоп (модулируемые),
и формирователь напряжения управления иу (модулирующего).
Выход формирователя напряжения управления подключен ко входу
фазосмещающего устройства, где происходит сравнение в нуль-
органах (НО) модулируемого иоп и модулирующего «у напряжений.
В момент равенства модулируемого и модулирующего напряжений,
когда разность иоп — иу изменяет знак с отрицательного значения
на положительный, нуль-орган формирует управляющий импульс,
отпирающий соответствующий тиристор. Применяя различные по
форме кривые модулируемого и модулирующего напряжений, можно
получать различные по форме кривые выходного напряжения
НПЧ с ЕК-
Как известно (см. гл. 1), среднее значение выходного напряже-
ния управляемого выпрямителя за интервал проводимости тиристора
при любом законе модуляции определяется выражением (угол ком-
мутации у=0)
sin A cos /— — А — A (5.4)
л у tn £ J
где KB—коэффициент схемы (Кв=1 для выпрямителей со средней
точкой; Кв—2 cos - ---для мостовых выпрямителей); mj>2;
2^!
U2m— амплитудное значение фазного питающего напряжения (на
вторичной обмотке трансформатора); X — угол проводимости тири-
стора; а—угол управления; т—число тактов выпрямления, зави-
сящее от числа фаз и схемы выпрямления.
Из приведенного выражения можно найти закон изменения
угла а, обеспечивающий получение заданной формы кривой выход-
ного напряжения НПЧ с ЕК. При X=const и линейном изменении
19*
291
во времени угла а от 0 до л и от л до 0 средние за интервал
проводимости тиристора значения выходного напряжения НПЧ
с ЕК будут изменяться по синусоидальному закону.
Аналогичный закон изменения выходного напряжения НПЧ
с ЕК можно получить, когда угол отпирания тиристоров изменяется
по арккосинусоидальному закону:
*
а==arccos--------= arccos и v.
и у
‘-'оп/и
(5-5)
При Х==2л/т из выражений (5.4) и (5.5) получаем:
г г v т г, л ( иУ \ i' т г, иу .л. пч
— U2ms>in — cos arccos-— = KB—t72m-—sin—. (5.6)
Л Ш \ Uопт ) Л и опт
Из выражения (5.6) видно, что для обеспечения изменения
среднего значения выпрямленного напряжения за интервал про-
водимости тиристора по синусоидальному закону модулирующее
напряжение должно изменяться также по синусоидальному закону.
В связи с тем, что получение трехфазного синусоидального мо-
дулирующего напряжения иу с независимым регулированием час-
тоты и амплитуды затруднено, на практике часто используют на-
пряжения других форм, реализация которых проще, а форма вы-
ходного напряжения НПЧ с ЕК удовлетворительна.
На рис. 5.11 н 5.12 приведены типичные сочетания модулируемых и моду-
лирующих напряжений. Положительный и отрицательный полупериоды выход-
ного напряжения НПЧ с ЕК формируются соответственно тиристорами анодной/
и катодной II групп (см. рис. 5.10, а) из ряда участков синусоидального напря-
жения питающей сети (опорного):
для анодной группы (модулируемое и модулирующее напряжения синусои-
дальные)
У, Uonm sin ( —-k — I при a-l-feX < (OjKa+lft-l-l) X, (5.7)
k=o V т!
для катодной группы
^оп т cos
(5.8)
где fe— порядковый номер участка синусоиды опорного (питающего) напряжения;
N— количество участков синусоид, из которых формируется кривая выходного
напряжения; <т=(л:/2) — (л/т).
Начало отсчета ведем от точки естественной коммутации тиристоров. Напря-
жение, например иоп1, жестко связано с э. д. с. первичной сети фазы А через
коэффициент трансформации.
292
В)
Рис. 5.11. Кривые напряжений, формируемые анодной и катодной
группами тиристоров:
а — модулируемое и модулирующее напряжения синусоидальные; б — мо-
дулируемое напряжение синусоидальное, а модулирующее — симметричное
треугольное
5)
Рис. 5.12 Кривые напряжений, формируемые анодной и катодной
группами тиристоров:
а — модулируемое напряжение синусоидальное, а модулирующее — прямо*
угольное; б — модулируемое напряжение пилообразное, а модулирующее
симметричное треугольное
В выходном напряжении НПЧ с ЕК первая гармоника имеет нулевое
и максимальное значения при аналогичных значениях напряжения управле-
ния Uy, если модулируемое (опорное) напряжение иоп, подаваемое в цепь управ-
ления, сдвинуто по отношению к точке естественной коммутации напряжения
питающей сети на угол <т+л/2 (рис. 5.11, 5.12).
В этом случае модулируемое (опорное) напряжение в цепи управления для
формирования управляющих импульсов запишется в следующем виде:
для тиристоров группы /
W — I
моп/= У uonmsin 04-Wit —
, 4=0 L
,, I 2л \
= — 2j Uonmms "li — k— ;
4=0 \ m /
(5.9)
для тиристоров группы //
N - I
X? / 2л
-= Z yonmSlnl"l/+ff- k —
4=0 X
(5.10)
В цепь управления тиристорами групп 1 и 11 подается модулирующее
напряжение задающего генератора:
Uy=f/y т cos ы21= — t/y т cos (шг1)/р, (5.11)
uy=t/y m cos ы2/=17у m cos (o>il)/p. (5.12)
Углы проводимости тиристоров групп lull находят из совместного реше-
ния уравнений (5.9), (5.11) и (5.10), (5.12). Моменты отпирания тиристоров
соответствуют равенству напряжений: uon/=uy и uon/7—иу, т. е.
(5.13)
(5.14)
где р.=£7у m/^onm =(0 — 1)— коэффициент глубины модуляции.
Уравнения (5.13), (5.14) — трансцендентные и в явном виде их решить
нельзя. При р=1 из выражений (5.13), (5.14) находим углы проводимости
тиристоров на n-м участке:
2л
Р —
, , ш
*7 =ш1((п+1) — ш^(п) “ р_ 1
2л
р —
. . . т
*//=®1Г(л+1) — “!*(«)= р_|_1
(5.15)
(5.16)
Если р —► оо, то — Ку j •
295
Аналогично можно определить углы проводимости тиристоров н для остальных
сочетаний модулируемого и модулирующего напряжений:
а) для модулирующего напряжения симметричной треугольной формы
„ 1 /2<й]7
(рис. 5.11,6) uy=i/ym—I-----— л
(5.17)
(5.18)
(уравнения (5.17) и (5.18) в явном виде не решаются);
б) для модулирующего напряжения прямоугольной формы (рис. 5.12, а)
Uy“—Uy m> Uy — Uут,
(для данного случая Ху =Хуу);
в) для модулируемого напряжения пилообразной формы, а модулирующего —
симметричной треугольной формы (рис. 5.12,6)
(5.19)
(5.20)
(5.21)
(5.22)
Углы X, и Ху/ не равны между собой, но для заданного значения р в тече-
ние периода выходного напряжения постоянны и определяются такими же выра-
жениями, как и для сочетания иоп и иу на рис. 5.11, а; при цсо Х,и X/z
приближаются к 2л/т.
Зависимость u2=f(Uy) называется характеристикой вход — вы-
ход НПЧ с ЕК и определяется главным образом формой фазовой
характеристики фазосмещающего устройства. В настоящее время
применяют фазосмещающие устройства с арккосинусоидальной
или линейной фазовой характеристикой. В первом случае в каче-
стве модулируемого используется синусоидальное напряжение сети,
во втором — модулируемое напряжение линейно.
В НПЧ с ЕК, так же как и в реверсивных выпрямителях, воз-
можно согласованное и раздельное управление работой вентиль-
ных групп. Принцип работы НПЧ с ЕК при различных способах
управления рассмотрим на примерах однофазно-однофазной
(рис. 5.13, а) и трехфазно-однофазной мостовых схем (см. рис. 5.16).
Рис. 5.13. Однофазно-однофазный НПЧ с ЁК:
а — принципиальная схема; б, е — эквивалентные схемы при согласованном управ-
лении; г, д — эквивалентные схемы при раздельном управлении
При согласованном управлении тиристоры одной группы (напри-
мер, /) работают в режиме выпрямления (В) с углом отпирания
а<л/2 (угол отсчитывается от момента естественного отпирания
тиристоров), а тиристоры другой группы (например, //) — в режиме
инвертирования (И) с углом отпирания (3>л/2. Изменяя углы отпи-
рания тиристоров с определенной частотой в режимах выпрямления
и инвертирования, на нагрузке НПЧ получаем переменное напря-
жение, амплитуда и частота основной гармоники которого опреде-
ляются амплитудой и частотой сигнала управления « НПЧ с ЕК
при согласованном управлении может работать на нагрузку с любым
коэффициентом мощности, так как управляющие импульсы подаются
одновременно на тиристоры обеих групп, причем на одну — работаю-
щую в режиме выпрямления, а на другую — в режиме инвертиро-
вания (рис. 5.14, 5.17). При этом отсутствует перерыв в работе НПЧ
с ЕК при циклическом переходе тока от одной группы тиристоров
к другой. При отпирании тиристоров группы / формируется поло-
жительная полуволна тока нагрузки i2 (на рис. 5.14 и 5.17 пока-
297
Рис. 5.14. Временные диаграммы токов и напряжений
однофазно-однофазного НПЧ с ЕК при согласованном
управлении и линейной фазовой характеристике фазо-
смещающего устройства
зана кривая первой гармоники тока нагрузки t2(i)), а тиристоров
группы II—отрицательная.
Отметим, что в зависимости от фазы низкочастотного напряже-
ния задающего генератора (сигнала управления иу) высокочастотное
(опорное) напряжение иоП, подаваемое на нуль-орган i-ro тиристора
и связанное с i-й фазой питающей сети, должно быть сдвинуто
по отношению к напряжению этой фазы на угол n/z/ij в сторону
опережения или отставания. В составе внутренних э. д. с. тиристо-
ров / (<?') и II (е") групп кроме низкочастотных составляющих, оп-
ределяемых законом изменения a (t), содержатся также высокочастот-
ные составляющие. При согласованном управлении обеими группами
тиристоров в любой момент времени средние значения внутренних
э. д. с. равны между собой, т. е. Е2ср==£,2ср- Однако мгновенные
значения этих э. д. с. различны, вследствие чего во внутреннем
контуре, минуя нагрузку, под действием уравнительной э. д. с.
еур=ег+е2 протекает уравнительный ток iyP, который увеличивает
потери, дополнительно загружает тиристоры и уменьшает коэффи-
циент мощности. Величину уравнительного тока можно ограничить
за счет уравнительных дросселей Дръ Др2, которые также сглажи-
вают высокочастотные составляющие в кривой выходного напря-
жения.
НПЧ с ЕК при согласованном управлении можно представить
эквивалентной линейной схемой (см. рис. 5.13,6), в которой дейст-
вуют несинусоидальные э. д. с. е' и е". Эту схему можно привести
к схеме рис. 5.13,в с несинусоидальной э. д. с. е2 (внутрен-
ней э. д. с. НПЧ с ЕК) путем замены двух параллельных ветвей
одной эквивалентной так, чтобы ток i2 и напряжение и2 в пре-
образованной схеме, а значит, все токи и напряжения в остальной
части схемы были такими же, как в заданной:
। К=т
S h=l
где g = gt + g2+ ... 4- gh+ ... +gm — проводимость ветвей;
g=2/(w1L) (уравнительные дроссели Др1г Др2 имеют индуктивность
одной половины катушки Ll=Lj2).
Таким образом,
(е2 е2^'
Пренебрегая индуктивностью рассеяния обмоток трансформатора,
а также активными сопротивлениями обмоток трансформатора и ти-
ристоров, уравнительный ток можно определить из уравнения
(см. рис. 5.13, б)
299
откуда
1
<>1
а
(0^
Yp= Н' eyd(“iO, (5.23)
о
где за начало отсчета времени £0^=0 принимается момент отпирания
одного из тиристоров выпрямительной группы.
Наибольшее значение уравнительного тока получается при
итах=л:/2 независимо от фазности преобразователя и взаимной фа-
зировки напряжений, питающих группы тиристоров (см. рис. 5.14
и 5.17). Из уравнения (5.23) получаем
а +—
max 2
( eyd(oV) = 2L/yp max. (5.24)
_ л
max 2 tn
Учитывая, что разность напряжений между группами тиристоров
возникает под действием двух противофазных э. д. с. (см. рис. 5.14
и 5.17), можно записать:
ev=E[m sinfOjZ — Eim sin (£o1/4-n)=2Eim sino^Z, (5.25)
где Elm—амплитудное значение фазной э. д. с.
Из уравнений (5.24) и (5.25) находим:
/уртах=%( 1-cos-Y (5.26)
Из выражения (5.26) видно, что при увеличении т снижается
уравнительный ток, что позволяет выбирать дроссель с меньшей
индуктивностью и более полно использовать тиристоры.
Если к форме кривой выходного напряжения не предъявляют-
ся повышенные требования, то может быть использован прямо-
угольный закон управления (см. рис. 5.12, а). При таком законе
через каждые полпериода происходит скачкообразное изменение
фазы управляющих импульсов (например, тиристоры группы, ра-
ботающей в режиме выпрямления с углом а, переводятся в режим
инвертирования с углом отпирания л — а). Если частота питающей
сети намного больше частоты напряжения на нагрузке и пульса-
циями с частотой, кратной частоте питающей сети, можно пре-
небречь, то выходное напряжение будет иметь прямоугольную фор-
му. В случае прямоугольного закона управления наблюдаются
большие броски уравнительного тока при переходе из режима
выпрямления в режим инвертирования и обратно. Поэтому подоб-
ный закон управления реализовать довольно трудно. На практике
приходится применять закон управления, обеспечивающий трапе-
цеидальную форму кривой напряжения управления.
Уравнительные токи можно исключить за счет раздельного
управления тиристорными группами. При раздельном управлении
управляющие импульсы подаются только на работающую группу
300
тиристоров, а тиристоры неработающей группы запираются.
Запертая группа тиристоров начинает работать только после того,
как закончила проводить ток работавшая группа.
Различают раздельное программное и непрограммное управле-
ние. В'НПЧ с ЕК при раздельном управлении уравнительные дрос-
сели Дрх и Др2 (см. рис. 5.13, а, 5.16) могут отсутствовать. Иногда
их можно сохранять для сглаживания пульсаций в кривой выход-
ного напряжения (индуктивность L таких дросселей значительно
меньше, чем при согласованном управлении).
Рис. 5.15. Временные диаграммы токов и напряжений однофазно-
однофазного НПЧ с ЕК при раздельном управлении и линейной фазо-
вой характеристике фазосмещающего устройства
При раздельном программном управлении система управления
осуществляет задержку во времени отпирания очередной группы
тиристоров. На рис. 5.15 и 5.18 показаны временные диаграммы
токов и напряжений однофазно-однофазного (см. рис. 5.13, а) и трех-
фазно-однофазного (рис. 5.16) НПЧ с ЕК при раздельном управле-
нии и линейной фазовой характеристике фазосмещающего устрой-
ства. В момент времени управляющие импульсы, соответствую-
щие режиму выпрямления (В), начинают подаваться на тиристоры
группы /. В момент времени оц/3 с помощью системы управления
тиристоры группы / переводятся в режим инвертирования (И),
в котором они находятся до момента времени соответствующего
спаданию тока нагрузки до нуля (на рисунках показана только
301
Рис. 5.16. Схема трехфазно-однофазного
мостового НПЧ с ЕК
//—отрицательную. НПЧ с ЕК при
первая гармоника тока нагрузки х’г (i)J реальный ток нагрузки,рели
последняя активно-индуктивная, спадает до нуля раньше, чем его
первая гармоника—момент времени С этого момента времени
управляющие импульсы снимаются с тиристоров группы /. После
спада тока нагрузки до нуля выдерживается пауза coi/n, нербходи-
мая для восстановления за-
пирающих свойств тиристо-
ров группы /. В момент вре-
мени <о1/5 управляющие им-
пульсы, соответствующие ре-
жиму выпрямления, подают-
ся на тиристоры группы //
и т. д. Таким образом, ти-
ристоры группы I форми-
руют положительную полу-
волну выходного напряже-
ния, а тиристоры группы
раздельном управлении мож-
но представить эквивалентной линейной схемой рис. 5.13, г, в кото-
рой действуют несинусоидальные внутренние э. д. с. е'2 и е". Эту
схему можно заменить схемой рис. 5.13, д, в которой действует не-
синусоидальная внутренняя э. д. с. е2.
В системе управления с раздельным программным управлением
нет необходимости в устройствах, реагирующих на переход тока
нагрузки через нуль, так как система должна быть предварительно
настроена на заданный коэффициент мощности нагрузки, определя-
ющий требуемое время задержки подачи управляющих импульсов.
Изменение коэффициента мощности нагрузки (в сторону увеличения)
ухудшает форму кривой выходного напряжения и коэффициент
мощности преобразователя. При уменьшении коэффициента мощности
нагрузки ток нагрузки к моменту времени может не достичь
нуля, что приводит к броску уравнительного тока во внутреннем
контуре НПЧ.
На рис. 5.19 приведены временные диаграммы токов и напря-
жений трехфазно-однофазного (см. рис. 5.10, а) НПЧ с ЕК при
арккосинусоидальной фазовой характеристике фазосмещающего
устройства и активно-индуктивной нагрузке (cos срг (D 0,85, р.= 1,
управление — раздельное программное).
Расположение кривой напряжения управления иу относительно
опорных синусоидальных напряжений иоп определяется углом 6,
который отсчитывается от нуля напряжения управления до нуля
ближайшего опорного синусоидального напряжения (рис. 5.19).
Угол 6 может принимать значения в пределах от 0 до 2л/т.
Раздельное непрограммное управление предусматривает при
протекании тока через одну группу тиристоров (например, /) за-
прет подачи управляющих импульсов на тиристоры другой группы
(например, //). Для этого необходимо контролировать токи в ти-
ристорных группах преобразователя. Контроль токов и устройства
302
Рис. 5.17. Временные диаграммы токов и напряжений трехфазно-однофазного
НПЧ с ЕК при согласованном управлении и линейной фазовой характеристике
фазосмещающего устройства
запрета должны быть надежными, так как в противном случае
между группами тиристоров может возникнуть уравнительный ток,
ограниченный только внутренним сопротивлением источника/ пита-
&А &В вС ^А &В
Рис. 5.18. Временные диаграммы токов н напряжений трехфазно-од-
нофазного НПЧ с ЕК при раздельном управлении и линейной фазо-
вой характеристике фазосмещающего устройства
ния. При спадании тока до нуля требуется задержка для восста-
новления запирающих свойств тиристоров, проводивших ток.
Анализ процессов в НПЧ с ЕК проведем в предположении бес-
конечно большого числа пульсаций в кривой выходного напряже-
ния (т—>-оо), что позволяет получить общие закономерности, не
зависящие от числа коммутаций тока в тиристорах за период
выходной частоты. При бесконечно большом числе пульсаций кри-
вая выходного напряжения представляет собой гладкую кривую,
а высокочастотными составляющими (помехой) пренебрегаем.
Отметим, что при прямоугольной форме управляющего сигйала,
304
когда скачкообразно изменяется напряжение управления, возмож-
ны разрывы непрерывности кривой выходного напряжения преоб-
разователя.
Кроме сделанного допущения будем полагать, что: питающий
трансформатор идеален (ra = 0; La = 0); питающая сеть имеет
Рис. 5.19. Временные диаграммы токов и напряжений трехфазно-однофазного
НПЧ с ЕК при раздельном управлении и арккосинусоидальной фазовой характе-
ристике фазосмещающего устройства

бесконечно большую мощность (гвн=0); тиристоры идеальны; в
преобразователе с согласованным управлением уравнительный ток
равен нулю, а в преобразователе с раздельным управлением равна
нулю пауза при переключении вентильных групп. Последнее пред-
положение позволяет считать преобразователи с согласованным
и раздельным управлением полностью эквивалентными.
При бесконечно большом числе пульсаций выходное напряже-
ние преобразователя определяется соотношениями:
«2=f7d0cosa или u*2=u2/Ud0=cosa, (5.27)
где Udf) — напряжение холостого хода неуправляемого выпрямителя
(при m2->oo Ud0=E2m).
Из выражений (5.5) и (5.27) получаем, что при арккосинусоидаль-
ной фазовой характеристике фазосмещающего устройства мгновенное
значение выходного напряжения НПЧ с ЕК равно мгновенному
значению напряжения управления:
и2 = иу (5.28)
20
Заказ 180
305
В случае арккосинусоидальной фазовой характеристики форма
выходного напряжения преобразователя не изменяется при регули-
ровании амплитуды модулирующего напряжения иу, а коэффициент
усиления преобразователя остается постоянным, т. е.
k = U2Illy = Е2т jUоп Ш'
При линейной фазовой характеристике мгновенное значение
выходного напряжения преобразователя
«2=sin^yU*j. (5.29)
Фазное напряжение на нагрузке трехфазно-трехфазного преобра-
зователя можно легко определить, используя эквивалентные схемы
«соединения нагрузки (рис. 5.20, а, б) и выражение (5.28):
Рис. 5.20. Эквивалентные схемы соединения нагрузки с преобразователем: звездой
(а) и треугольником (б); формы напряжения на нагрузке при прямоугольном (в),
и треугольном (г) напряжениях управления
а) соединение нагрузки звездой с нейтральным проводом:
иаА^(>~ и2А, 11нВ^0~и2В, U2C> (5.30)
б) соединение нагрузки треугольником:
инА&~и2А~~ U2C, UHB^~U2B U2A, Uac^~ U2C U2B' (5.31)
306
в) соединение нагрузки звездой без нейтрального провода:
инлЛ 2и2Л — U2B ~ n2c
3
“нВА 2u2B ~ U2A — U2C 3 (5.32)
2u2C — U2A — U2B
“hCA 3
На рис. 5.20, в, г приведены кривые фазных напряжений при
прямоугольном и треугольном напряжениях управления, построен-
ные по выражениям (5.30)—(5.32).
Гармонический состав фазных напряжений при прямоугольном
и треугольном напряжениях управления можно получить, раскла-
дывая кривые рис. 5.20, в, г в ряд Фурье.
При прямоугольном напряжении управления
СО
4 1
и* (?) = -и > - sin^O, (5.33)
нАо л q
q=]
<A (<?)=7
л

<7=1
sin(6<?±l)O ,
(5.34)
sin (6q + 1)0,
(5.35)
4=1
где q — номер гармоники; O=<o2r.
При треугольном напряжении управления
00
sin 0+ (-1)? V —sin (2q +1)0,
* i \ 8
“нА
Ao л2
“-Л («) = - f
(5.36)
sinO-H— 1)? \ --------— sin(6<7— 1)0+
JaA (bq — I)2
0=l
\ ---------- sin (6o+ 1) 0
(6<h-1)2 V ’
4=1
(5.37)
07)=-^-и
00
sin
sin (6q— 1)0+
+ ----------sin (6q + 1) O'
(6</+l)2
«=1
(5.38)
20*
307
Рис. 5.21. Временные диаграммы токов
и напряжений для определения текущего
значения угла о при синусоидальном напря-
жении управления
Из выражений (5.33), (5.36) видно, что при прямоугольном и
треугольном напряжениях управления в кривой фазного напря-
жения содержатся гармоники, кратные трем (нагрузка соединена
звездой с нейтральным проводом). Наиболее близко к синусоиде
выходное напряжение при треугольном напряжении управления
(Кг=4,6%), а при прямоугольном напряжении управления гармо-
нический состав выходного
напряжения наихудший
29,7 %).
Анализ выражений
(5.33)—(5.38) показывает,
что при одном и том же
напряжении на вторичных
обмотках трансформатора пер-
вые гармоники выходного на-
пряжения имеют разные зна-
чения. Амплитуда первой
гармоники выходного напря-
жения при прямоугольном
напряжении управления на
27 % выше, а при треуголь-
ном— на 19 % ниже, чем при
синусоидальном.
В НПЧ с ЕК форма токов в первичных обмотках трансформа-
тора зависит от изменения угла управления и тока нагрузки в
течение полупериода низкой частоты. Первичные токи в трехфазно-
т2-фазном преобразователе связаны с фазными токами нагрузки
следующими соотношениями:
2/1 VI . . ,
О — 2j Н2&| cosPfe,
4=1
(5.39)
где n=Uim/U 1т— коэффициент трансформации;
• <В< .
sin — t
р
I Ч I — Ли
абсолютное мгновенное значение тока на выходе преобразователя;
i2h— мгновенное значение тока нагрузки fe-й фазы; о—угол сдвига
между анодным напряжением, соответствующим проводящему ток
тиристору в /е-й фазе, и напряжением фазы А питающей сети.
Рис. 5.21 иллюстрирует определение текущего значения угла а
для трехфазно-однофазного преобразователя:
o=o1-|-p<p24-wi^ — а, (5.40)
где Oj— угол сдвига максимума напряжения фазы А питающей
сети относительно нуля напряжения на выходе преобразователя.
308
При синусоидальном напряжении управления
Uy=p sin I— /+ф2]. (5.41)
\ Р I
выражения (5.39)—(5.41) и (5.5), получаем мгновен-
первичных токов трехфазно-однофазного преобразо-
Используя
ные значения
вателя:
. 2л , I . 0,(1 . г
11Л=— 12т sin— sin Ol + pq>2+®1f4-
3 I p
4-arcsin p sin
ns
2n , I . (Hit . г . , , ,
tlB = — 12m Sin-!- Sin O1 + p<p2+(01/ +
з I P I
. • / <Bi , , . 2л \1
-f-arcsin p sin —£^+ф2+л — ns------------------,
\ p 3 /J
2n , . co,/ . г
tic=— km Sin-------------- Sin О1 + /7ф2-|-£01/ +
з p L
(5.42)
ф-arcsin p sin
я
где s— номер полупериода тока нагрузки.
Учитывая, что в трехфазно-двухфазном преобразователе фазовый
сдвиг между токами нагрузки равен я/2, получаем
2п , ( . to, , I . Г
11 А,В, С — ~~ 12т \ Sin t SIH <Т-(—/?ф2 —
3 I Pit
-f-arcsin р sin
\ 2л ] . I .
nSj I----H- sin
/ 3 II
-|-/^24-toi/-|-arcsin p sin
— ns2)— (5.43)
где s1( s„— номера полупериодов токов нагрузки соответственно
фаз 1 и 2; м^О—при определении тока фазы А сети; пг=1 — при
определении тока фазы В сети; rii=2—при определении тока фазы
С сети.
Мгновенные значения первичных токов в трехфазно-трехфазном
преобразователе могут быть получены аналогично;
sin — t sin п1 + рф2+(о1/4-
р L
* I i , । । \ 2 л lil* / co, , . л \ . Г ।
4-arcsin p sin г+ф2+п — nsjj--— nY J-|- sin r-|——j sin I 4-
, , j, • • / , । 4 л X 2 л ”]
+РФ2+ю1‘+агсз1п H Sltl ~ ‘+фИ--------ns2----------ni H-
\ P 3 ) 3 J
2n .
I A,B,C— ~ 12m
+ sin I — H---sin a.-r/m+tOjH-arcsin p sin (—- /+
I \ P 3 /I [ \ p
. . 5л \ 2л 11
-1-Ф2+—~ ns3j-----1Ц j, (5.44)
где s1; s2, s3—номера полупериода токов нагрузки фаз 1, 2, 3.
309
Период повторяемости токов нагрузки Т2т (наименьший отрезок
времени, в котором укладывается целое число периодов выходного
напряжения) в трехфазно-т2-фазном преобразователе связан с пе-
риодом выходного напряжения Т2 соотношением
Т2г=Т2/(2т2). (5.45)
Период повторяемости первичных токов Т связан с периодом
питающей сети Т\ и периодом повторяемости токов нагрузки 7\т
соотношением
Г=яЛ=ЛЛт, (5.46)
где g—целое число периодов напряжения питающей сети; h —
целое число периодов повторяемости токов нагрузки.
Из выражений (5.46) и (5.45) получаем:
h=2tn2glp. (5.47)
Определяя период повторяемости токов нагрузки h при заданном
значении р, в выражение (5.47) подставляем целые значения g,
начиная с 1, до тех пор, пока не получим целое значение И. Най-
денные числа g и h определяют период повторяемости первичных
токов.
В трехфазно-однофазном преобразователе форма первичных токов
может быть сильно искажена, и при определенных параметрах они
имеют постоянные составляющие, а в трехфазно-двухфазном и трех-
фазно-трехфазном преобразователях форма первичных токов близка
к синусоидальной. На форму, амплитуду и фазу первичных токов
влияют параметры р. и <р2.
Среднее за период повторяемости значение (постоянная состав-
ляющая) первичного тока трехфазно-/и2-фазного преобразователя
Л
р-- S
/1 гп,
AcP=~V f (5.48)
njx/z J
S=1^(S-1)
где s— номер периода повторяемости токов нагрузки в соответ-
ствии с выражением (5.45).
Получить выражение для среднего значения первичных токов в
общем случае невозможно. Расчет можно произвести по зависи-
мостям (5.48), (5.42), (5.43) и (5.44) только с помощью ЭЦВМ.
При постоянном угле управления, равном л/2, т. е. р=0, сред-
нее значение первичного тока т2-фазного преобразователя
Т"‘) <5Л9>
(при p=2m2k, k=\, 2, 3, ,..).
Из выражения (5.49) видно, что при р=0 постоянная состав-
ляющая первичного тока появляется только, если р кратно 2 та.
При условия появления постоянной составляющей первичного
зю
тока такие же, как и при р=0. Постоянные составляющие первич-
i ного тока вызывают намагничивание сердечника питающего транс-
форматора, что необходимо учитывать при расчете преобразователя.
Как видно из выражения (5.48), постоянные составляющие первич-
ных токов появляются только при определенных соотношениях
входной и выходной частот. Устранить намагничивание сердечника
питающего трансформатора можно, если в установившемся режиме
при регулировании выходной частоты будут отсутствовать частоты,
равные
Действующее значение первичного тока в трехфазно-/и2-фазном
преобразователе
“ / h та
''’=1/ ^2 j (5-50)
F s=l л
' p— (s—1)
Расчет действующих значений токов преобразователя для р=^0
может быть произведен только с помощью ЭЦВМ. Отметим, что
действующие значения первичных токов разных фаз трехфазно-т2-
фазного преобразователя неодинаковы, если р кратно числу вто-
ричных фаз: p=km2, где &=1, 2, 3....... При p=f=km2 действующие
значения первичных токов всех трех фаз одинаковы.
При принятых допущениях потери в преобразователе равны
нулю, поэтому активная мощность на первичной стороне равна
активной мощности на выходе:
Р1=р2=/П2(72д/2д cos<p2=-^ ^Е2т12я cos <р2, (5.51)
У 2
где U2a — —иЕ2т— действующее значение выходного напряжения с
бесконечно большим числом пульсаций.
Реактивную мощность на первичной стороне преобразователя
находят как среднюю за полупериод мощность, создаваемую током
нагрузки i2 и напряжением «2, полученным в результате сдвига
всех кривых анодных напряжений на угол л/2 в сторону отста-
вания:
Q1==— С u2(2d (— /) =
nJ \ Р '
о
=-^ E2ml2m\}f 1 — |Л2 sin2 ф2 +^^arcsinpsincp2+
Л I р
+ 1 cos <р2 I Ц-й-2 In 1|созФ2|+1/^-И2з^ф2]2у (5 52)
Из выражения (5.52) следует, что преобразователь всегда потреб-
ляет из сети реактивную мощность, так как при любом значении
311
Ф2 реактивная мощность на первичной стороне положительна и
увеличивается при уменьшении параметров р, и cos«p2 независимо
от р.
С помощью выражений (5.51) и (5.52) можно получить коэффи-
циент сдвига основной гармоники первичного тока относительно
напряжения сети:
cos фх ---- 1— (5.53)
/<г'
Коэффициент сдвига всегда меньше единицы и не зависит от
параметров р и т.г (cos ф1таХ ~ 0,85 при р=1 и f2—0\
Мощность искажения, характеризующая содержание высших
гармоник и субгармоник (гармоник с частотами ниже /2) в кривой
первичного тока, определяется выражением
г ,
где — —коэффициент искажения; > = —?L.2 । =
317(I)m cos <pj
тмп I cos <p21 ,
= ---xi-L / _действующее значение основной гармоники первич-
3 cos ф] г
ного тока.
Коэффициент искажения в трехфазно-двухфазном и трехфазно-
трехфазном преобразователях близок к единице (в первом v1== 0,98 —
— 0,992, во втором Vj=0,999—0,9999), а в трехфазно-однофазном
он существенно отличен от единицы ^=0,75—0,90).
Полная мощность на первичной стороне НПЧ с ЕК
51=1^+ + T2t -\~н\ =]/~3 1^2^ /1Ад+/1Вд+11Сд’
где Нг—мощность несимметрии, появляющаяся на первичной сто-
роне, когда действующие значения первичных токов в разных фазах
неодинаковы, т. е. при p=km2.
Мощность несимметрии возникает при изменении р за счет
уменьшения мощности искажения, поскольку активная, реактивная
и полная мощности не зависят от р.
При т=£со в кривой выпрямленного напряжения имеется конеч-
ное число пульсаций, т. е. мгновенное значение выходного напря-
жения представляет собой сложную функцию:
«2=/ («у, ф2, т, х, б, tn).
Здесь х— параметр, учитывающий индуктивность рассеяния обмоток
питающего трансформатора и ток нагрузки преобразователя; 6 —
угол сдвига нуля напряжения управления относительно анодного
напряжения; tn—время паузы при переключении вентильных групп.
312
Период повторяемости выходного напряжения в общем случае
не равен полупериоду выходной частоты. При четном т, когда
совпадают анодные напряжения положительной и отрицательной
вентильных групп, в периоде повторяемости укладывается целое
число h' полупериодов напряжения управления и g/m периодов
напряжения сети:
— Л, (5.54)
2 т
или
ft' = 2g/(mp).
При нечетном т период повторяемости выходного напряжения
определяют как наименьший отрезок времени, в котором укладыва-
ется целое число h' полупериодов напряжения управления и g/m
периодов напряжения сети плюс 1/(2т) часть периода сети:
или
(5.55)
рт
После определения периода повторяемости порядок расчета вы-
ходного напряжения следующий:
1) определение моментов отпирания тиристоров как точек пере-
сечения кривой напряжения управления с опорными синусоидаль-
ными напряжениями:
2) расчет углов коммутации, соответствующих моментам отпи-
рания тиристоров;
3) расчет мгновенных значений напряжений на выходе преобра-
зователя;
4) расчет среднего, действующего значения и основной гармоники
выходного напряжения в отдельные полупериоды;
5) расчет усредненных за период повторяемости значений выход-
ных напряжений.
Выражения, полученные в результате расчета, очень сложны и
громоздки и требуют применения ЭЦВМ. Поэтому приведем только
некоторые наиболее простые соотношения.
При рт > 30 выходное напряжение практически не зависит от
параметров 6, <p2, ®i^n> а зависит только от параметров тир.
Остальные параметры существенно влияют на и2 лишь при значе-
ниях р, не намного больших единицы.
Мгновенное значение основной гармоники выходного напря-
жения
и2 (1) (Юг0 = ^2 (1) щ sin (5.56)
sin л/m
где с/2(1)т =------с/1тр— амплитуда основной гармоники выход-
л/т
ного напряжения в режиме холостого хода; Ulm— амплитуда на-
пряжения на вторичной обмотке питающего трансформатора.
313
Действующее значение основной гармоники выходного напряже-
ния в режиме холостого хода
^2 (1) х = <1> . (5.57).
о ,, ,, sin л/т
Здесь UM = Ulm—-----------напряжение холостого хода неуправляе-
мого выпрямителя.
Действующее значение выходного напряжения при р. = 0
г г* / 1 т . 2 л г.*
^=1/ "7--— Sin— l/lm,
д 2 4л т
где
гг* л/т
Ultn =-------;
sin л/m
при |Л=1
и* 1 л/т
U 2 д = —— ----------------------------.
I/"n sin л/m
Так как кривая выходного напряжения и2 преобразователя
формируется из отрезков синусоид напряжения питания, то в ней
содержится широкий спектр высших гармоник, определяемый пара-
метрами р, (л, ф2, 6, При произвольных значениях указанных
параметров гармонический анализ кривой выходного напряжения
очень громоздок и может быть доведен до численного результата
только с помощью ЭЦВМ.
При формировании кривой выходного напряжения на одних
участках углы проводимости тиристоров X больше 2л/т [см. выра-
жение (5.15) и рис. 5.11 — кривая еА], а на других—меньше 2л/т
[см. выражение (5.16) и рис. 5.11 — кривая ек]
При А>2л/т порядок и величина высших гармоник определя-
ются выражениями:
q^km——— ±—, (5.58)
р р
ч>=).
”2 (1) т <7imi 1
а при Х<2л/т—выражениями:
р Р
-^1-=—!—Ш Ф2),
(5.59)
(5.60)
(5.61)
где k = \, 2, 3, ..., 0</(p,, <р2)<1, т. е. в кривой и2 содержится
два ряда высших гармоник.
В выражениях (5.58) — (5.61) необходимо выбирать либо верх-
ние, либо нижние знаки.
314
В кривой выходного напряжения отсутствуют субгармоники,
если период повторяемости напряжения u2—f (t) равен полупериоду
выходного напряжения, т. е. при h' = 1 из соотношения (5.54) на-
ходим:
f2=Am/(2g). (5.62)
Если выходная частота не удовлетворяет условию (5.62), то
в кривой выходного напряжения содержатся субгармоники. Вы-
ходное напряжение может иметь постоянную составляющую при
Л' = 2.
В преобразователе с конечным числом пульсаций связь между
первичными и вторичными токами описывается также выражениями
(5.39). При этом необходимо учитывать, что угол о принимает
лишь некоторые фиксированные значения, число которых пропор-
ционально числу пульсаций т вентильной группы.
Мгновенное значение первичного тока представляет собой слож-
ную функцию:
т’ сто> Р, so, /з- /J),
где о0 — угол, на который сдвинуто опорное синусоидальное на-
пряжение с номером k—Q относительно напряжения фазы А пита-
ющей сети; 60— угол сдвига между нулем напряжения управления
и опорным синусоидальным напряжением с номером fe=0; ик— на-
пряжение короткого замыкания питающего трансформатора;
Отметим, что поскольку при четном числе пг пульсаций вентиль-
ной группы положительный и отрицательный полупериоды тока
нагрузки эквивалентны, период повторяемости первичных токов
определяется выражением (5.47). При нечетном, т эквивалент-
ность положительного и отрицательного полупериодов тока нагруз-
ки нарушается и период повторяемости удлиняется (для трехфаз-
но-однофазного и трехфазно-двухфазного преобразователей
h = 2g/p, для трехфазно-трехфазного преобразователя h = 3g/p,
где h — число периодов тока нагрузки, содержащееся в периоде
повторяемости).
Расчет первичных токов и энергетических соотношений, ввиду
его сложности целесообразно выполнять с помощью ЭЦВМ. Как
показывает анализ, закономерности, присущие преобразователю
с бесконечно большим числом пульсаций, остаются в силе и для
преобразователя с конечным числом пульсаций. Число пульсаций
не оказывает влияния на средние и действующие значения пер-
вичных токов, а также полную мощность, а оказывают влияние
только на коэффициент и мощность искажения на стороне питаю-
щей сети, которая увеличивается при уменьшении числа пуль-
саций.
§ 5.3. Преобразователи частоты с непосредственной связью
и искусственной коммутацией тока тиристоров (НПЧ с ИК)
Преобразователи частоты с непосредственной связью и искусст-
венной коммутацией тока тиристоров (НПЧ с ИК) строят по та-
ким же структурным схемам, как и НПЧ с ЕК (см. рис. 5.8,
315
5.9), и в них могут применяться различные типы полностью управ-
ляемых вентилей (см. рис. 5.2). Эти преобразователи позволяют:
преобразовывать напряжение одной частоты (неизменной или из-
меняющейся) в другую (ниже или выше входной, неизменную или
регулируемую); преобразовывать число фаз питающей сети (фазо-
и2
йнэд
II т
V:
t
V,
О
tl tl3 C tg t
to
расщепители); осуществлять
управление фазой входного
или выходного тока (ком-
пенсаторы реактивной мощ-
ности).
НПЧ с ИК позволяют
осуществлять преобразова-
ние частоты различными
способами, т. е. с различны-
ми законами переключения
управляемых вентилей, раз-
личной степенью приближе-
ния кривой выходного на-
пряжения к желаемой или
заданной форме. Имеется
несколько способов форми-
рования выходной частоты
/г из тгфазной системы на-
пряжений с частотой fi:
1. Способ попеременного
подключения фаз нагрузки
к положительным и отрица-
тельным огибающим т.\-фаз-
ного выпрямленного напря-
жения. При этом фазы на-
грузки подключают с тре-
буемой частотой к тем вход-
ным фазам, которые имеют
максимальные положительные или отрицательные потенциалы. На
рис. 5.22, а приведены временные диаграммы, иллюстрирующие
получение выходного напряжения и2 трехфазно-однофазного преоб-
разователя (см. рис. 5.8, д). Как видно из рисунка, выходное напря-
жение формируется из отдельных участков положительных и отри-
цательных огибающих входного напряжения преобразователя. Из-
менение выходной частоты производится изменением частоты ком-
мутационных функций ф1 и ф2. Увеличение числа фаз питающей сети
приближает кривую выходного напряжения к прямоугольной форме.
Данный способ прост в реализации и обеспечивает наибольшее со-
держание основной гармоники в выходном напряжении. Регулиро-
вание выходного напряжения осуществляют или за счет задержки
отпирания тиристоров, или за счет введения паузы tn между полу-
периодами, которую можно регулировать. При плавном изменении
отношения частот f\/f2 в выходном напряжении появляются субгар-
моники, возрастающие с уменьшением числа фаз nil.
t, t2 t, t, ts 417 ta t,
'‘S)
Рис. 5.22. Временные диаграммы напряже-
ний, полученных способами:
а — попеременного подключения фаз нагрузки
к положительным и отрицательным огибающим
/Пгфазного выпрямленного напряжения; б — не-
посредственного приближения мгновенных значе-
ний выходного напряжения к мгновенным значе-
ниям опорного напряжения
316
2. Способ непосредственного приближения мгновенных значе-
ний выходного напряжения к мгновенным значениям опорного на-
пряжения. При этом каждую фазу нагрузки подключают к той
фазе питающей сети, мгновенное значение напряжения которой
наиболее близко к мгновенному значению опорного (задающего)
напряжения. Форма выходного напряжения отличается от формы
опорного напряжения на значение, равное разности мгновенных
значений входного напряжения, которое в данный момент времени
подключено к нагрузке преобразователя, и опорного. Степень при-
ближения выходного напряжения к опорному зависит от числа
мгновенных значений входных напряжений. Таким образом, форма
кривой опорного напряжения определяет форму кривой действи-
тельного выходного напряжения, к которому приближается выход-
ное напряжение преобразователя. Опорное напряжение может
быть любой формы — синусоидальной, прямоугольной, трапецеи-
дальной и др. На рис. 5.22, б приведены временные диаграммы на-
пряжений и последовательность управляющих импульсов, пода-
ваемых на отпирание тиристоров трехфазно-однофазного преобра-
зователя (см. рис. 5.8, д). В момент времени t0—1\ наименьшую
разность с опорным напряжением нОп имеет напряжение фазы А,
поэтому эта фаза подключается к нагрузке. В момент времени tx
наиболее близким к опорному становится напряжение фазы С.
При этом фаза А отключается, а фаза С подключается к нагрузке.
В момент времени i2 к выходу подключается фаза А, в момент
времени 13— фаза В, в момент времени Ц — фаза С, в момент вре-
мени £5 — фаза А, в момент времени /6 — фаза В, в момент вре-
мени /7 — фаза А, в момент времени t3— фаза С и т. д.
Выходную частоту преобразователя можно плавно регулиро-
вать, регулируя частоту опорного напряжения, а величину выход-
ного напряжения можно изменять, изменяя амплитуду опорного
напряжения. При снижении опорного напряжения уменьшается
основная гармоника выходного напряжения и возрастают высшие
гармоники.
3. Способ соответствия потенциальных зон опорного напряже-
ния и напряжений входных фаз преобразователя. При этом весь
диапазон изменения входного и опорного напряжений разбивают
на потенциальные зоны, число и взаимное расположение которых
зависят от входной системы напряжений, и к нагрузке подключают
ту фазу питающей сети, мгновенное значение напряжения которой
находится в зоне, одинаковой с мгновенным значением опорного
напряжения. На рис. 5.23, а приведен пример преобразования час-
тоты при наличии трех входных напряжений иА, ив, ис, подклю-
ченных к фазам нагрузки для получения выходного напряжения
и2 (для схем 5.8, д, 5.9, а). Диапазон изменения мгновенных зна-
чений э. д. с. разбивают на такое количество потенциальных зон,
чтобы в любой момент времени в зоне имелось лишь одно значе-
ние входного напряжения (в рассматриваемом примере три зоны /,
II, III). Наличие двух или более входных напряжений в одной
зоне приводит к неопределенности подключения. Первая потен-
317
a — соответст^^'потенциальныу1'ИаГ^аММЬ1 НаПРяжений- ПОлуЧеННЫХ способами:
дуляцией
циальная зона (/) — зона наибольших положительных напряже-
ний— соответствует уровню, большему половины амплитудного
значения входных напряжений преобразователя. Третья потен-
циальная зона (///)—зона наибольших отрицательных напряже-
ний— соответствует абсолютному уровню, большему половины
амплитудного значения входных напряжений преобразователя.
Вторая потенциальная зона (//)—зона промежуточных напряже-
ний— находится между зонами / и ///. Как видно из рис. 5.23, а,.
в любой момент времени имеются все три потенциальные зоны.
Каждая входная фаза нагрузки подключается на определенное
время к входной фазе, потенциальная зона которой одинакова с
потенциальной зоной опорного напряжения. Например, на интер-
вале t0—ti к фазе нагрузки подключается фаза А, так как она
соответствует потенциальным зонам 1иА и /иОп. В момент време-
ни h нарушается соответствие потенциальных зон: мгновенное
значение напряжения иА входит в потенциальную зону II (НиА),
а мгновенное значение опорного напряжения иоп все еще находит-
ся в потенциальной зоне / (/иоп), поэтому происходит переключе-
ние входных фаз с целью восстановления этого равновесия,
т. е. к фазе нагрузки подключается фаза В. В момент времени t2
подключается фаза С, так как на интервале t2— tz в потенциаль-
ной зоне II находятся напряжение uOn (//иОп) и напряжение
ис (Нис) и т. д. Таким образом, в преобразователе переключения
тиристоров происходят при переходах через границы зон напря-
жений как входного, так и опорного.
Улучшить форму кривой выходного напряжения и2 преобразо-
вателя можно с помощью трехфазной мостовой схемы
(см. рис. 5.8, е, 5.9, б), в которой увеличивается число подключае-
мых напряжений для создания выходного напряжения (иАВ, йАС,
иве, иВА, иСА,исв). Здесь можно получить шесть потенциаль-
ных зоц.
Как видно из рис. 5.23, а, при данном способе преобразования
частоты не обязательно применение специального задающего гене-
ратора выходного напряжения, поскольку здесь достаточно иметь
дискретные сигналы 1иоа, Пит, Шиоа. Плавное регулирование вы-
ходной частоты осуществляют изменением частоты задающих
дискретных сигналов, а регулирование выходного напряжения —
изменением соотношений продолжительностей потенциальных зон
опорного напряжения (обычно увеличивают или уменьшают про-
должительность промежуточной потенциальной зоны по отноше-
нию к наиболее положительным или отрицательным потенциаль-
ным зонам). При регулировании выходного напряжения увеличи-
вается состав высших гармоник.
4. Способ регулирования интегрального отклонения выходного
напряжения преобразователя от опорного. При этом выходную
фазу поочередно подключают к двум входным фазам, мгновенные
значения напряжения которых наиболее близки к мгновенному
значению опорного напряжения и напряжение одной из которых
больше, а другой — меньше опорного напряжения (рис. 5.23, б).
319
Время подключения каждой из двух входных фаз определяется
интегральным отклонением выходного напряжения от опорного:
/я
6= I [u2 (0 — иоп (0] dt.
При таком преобразовании каждое отклонение интеграла, боль-
шее или меньшее опорного, ограничивается заданным допустимым
значением:
|б|<бдоп. (5.63)
Интегральные отклонения заданной величины бдоп на
рис. 5.23, б изображены заштрихованными площадями между кри-
выми «оп и «г- Кривая выходного напряжения и2 при данном спо-
собе формирования обеспечивает среднее приближение выходного
напряжения к опорному в большей степени, чем при способе непо-
средственного приближения мгновенных значений выходного на-
пряжения к мгновенным значениям опорного напряжения. Пере-
ключения ключей, т. е. переключения выходной фазы нагрузки,
например от входной фазы А к входной фазе С, происходит в мо-
мент времени tly когда интеграл разности б достигает значения
бдоп. В момент времени t2 интеграл разности б вновь достигает
значения бдоп и происходит обратное переключение — к входной
фазе А и т. д. При указанном способе формирования необходима
дополнительная (вторая) коммутация, когда знак разности под-
ключенного входного напряжения, наиболее близкого к опорному,
изменяется раньше завершения бДОп (момент времени t3 на
рис. 5.23, б).
При втором, третьем и четвертом способах формирования вы-
ходной частоты стремление увеличить содержание основной гар-
моники в кривой выходного напряжения вызывает смещение
спектра частот неосновных гармоник к частоте основной гармони-
ки, а также появление субгармоник и постоянной составляющей, а
стремление отодвинуть спектр высших гармоник в область высо-
ких частот при прочих равных условиях — уменьшение содержания
основной гармоники.
5. Способ формирования выходного напряжения с квазиоднопо-
лосной модуляцией. Наиболее просто он реализуется в преобразо-
вателе частоты с непосредственной связью и квазиоднополосной мо-
дуляцией (НПЧ с КМ), алгоритм управления силовыми вентилями
которого (в простейшем случае) обеспечивает циклическое подклю-
1 1
чение через равные интервалы времени /м=--------=----------, где
/м«1 +
fu — частота переключения ключе?! (частота модуляции) фаз пита-
ющей сети к фазам нагрузки (рис. 5.23, в). При этом в кривой
выходного напряжения отсутствуют субгармоники в широком диа-
пазоне изменения отношения Д/Л; легко реализуется система
управления; регулирование выходного напряжения осуществляется
за счет введения регулируемой паузы между двумя последователь-
320
ними переключениями ключей или подключения на интервале регу-
лирования (вместо паузы) другой фазы. Данный способ находит
широкое применение, поэтому в дальнейшем будем рассматривать
только НПЧ с КМ.
Выходное напряжение нужной частоты преобразователя с ква-
зиоднополосной модуляцией получается путем суммирования не-
скольких модулированных с соответствующим фазовым сдвигом
напряжений в общем узле, когда ток нагрузки равен сумме токов на
выходе каждой ступени (см. рис. 5.8, а — ж, 5.9); в общем контуре,
когда ток нагрузки равен выходному току каждой ступени
(см. рис. 5.28), или комбинированным способом.
Анализ выходных напряжений и токов, входных токов, коэффи-
циента гармоник и т. д. удобно проводить, используя коммута-
ционные (переключающие, коммутирующие) функции, характери-
зующие законы переключения ключей НПЧ с КМ.
Если порядки чередования фаз питающей сети и переключения
ключей совпадают (прямой порядок чередования фаз), т. е. фаза А
подключается к нагрузке по закону (коммутационная функция),
фаза В—по закону ф2, фаза С—по закону ф3, то мгновенное зна-
чение напряжения на нагрузке для фазы А (см. рис. 5.9, а) может
быть записано в виде
«2Л (0 = «л (0Ф1+«в(0Ф2+«С(0Фз-
Для любого числа т1 входных фаз мгновенное значение выход-
ного напряжения
«гл (0=2 «г (0 Фе- (5.64)
(=1
Чтобы получить мгновенное значение выходного напряжения
для последующих фаз, необходимо просуммировать произведения
каждого из первичных напряжений на ту коммутационную функ-
цию, разница в фазовом угле с которой относительно начала ко-
ординат составляет (е— 1)2л/щ2:
и2в(0=ил(ОФ1'+«в (ОФг+ ••• +мг(ОФ/. (5.65)
[2л 1
co1/+(i—1)— —мгновенное значение напря-
mi 1
жения питания i-й фазы; U^m — амплитудное значение фазного
напряжения на вторичной стороне питающего трансформатора;
ф' — Ф(- — коммутационные функции второй фазы, отличающиеся от
коммутационных функций фг— фг фазовым углом 2л,1т^.
При т^т^, равном целому числу, напряжение всех фаз нагруз-
ки записывают с использованием коммутационных функций только
первой фазы. При Щ]/щ2=1 имеем:
ыгв (0=ыв (0 Ф1+нс(0 Фг+ +ие (0 Фе—1+ +мл (0 Флщ (5.66)
21 Заказ 180 321
При обратном чередовании фаз порядки чередования фаз пи^
тающей сети и переключения ключей не совпадают и мгновенное
значение выходного напряжения
U2A (t) = uA (0 Ф1+Ыс (0 Фг + Мв (0 Фз-
(5.67)
На рис. 5.24 приведены коммутационные функции, применяемые
-Л/2
6)
Г±Д_______.___гд
-» 'о а л/2 ityt
5)
-л, . I I ~1 . _ Т , I .
I - 1-а Ч) а ।——J
при формировании выходных нап-
ряжений преобразователя частоты.
Приведенные коммутационные
функции можно представить в
виде гармонического ряда:
для рис. 5.24, а
1 2
Ф(0=4-+-X
4 Л
Рис. 5.24. Коммутационные функции,
применяемые при формировании вы-
ходных напряжений преобразователя
-i-sin cos kaMt, (5.68)
feel , 3, 5 . .
для рис. 5.24, б
ОО
. * 4 VI 1 . йл . ,
Ф(0=— V — sin—-coskaMt,
л k 2
fe=l, 3, 5 ...
для рис. 5.24, в
ОО
Ф (0=—Ч—— V. — sin ka cos ka№t,
Л Л Й
й=1 ,3,5 ...
для рис. 5.24, г
ОО
4 1
ф(/) = — у —sin ka cos kaMt.
л
А=1 ,3,5...
(5.69)
(5.70)
(5.71)
В трехфазном НПЧ с ПК, собранном по схемам рис. 5.8, д,
5.9, а, коммутационную функцию (см. рис. 5.23, в) можно опре-
делить из выражения (5.70) при а=л/3. Для произвольного на-
чала отсчета коммутационной функции и любого числа входных
фаз
ОО
фт,(0 = — Ч-—
т, л
1 • йл , Г j п / ‘ i \ 2л 1
— sin — cosA — (i— 1)—,
й тг I т1 J
(5.72)
где 0— угол, характеризующий начало отсчета функции фх.
322
Для схем рис. 5.8, е и 5.9, б коммутационную функцию
(см. рис. 5.25, б) можно определить из выражения (5.71) при
а = л/6:
оо
Фт,(0=— У ^sin^coS*LMM-0M--(*-l)vl- (5-73)
л « о I 3
4=1 , 3. 5 ...
Выходное напряжение (см. рис. 5.23, в) преобразователя со сред-
ней точкой (см. рис. 5.8, д, 5.9, а) можно найти из выражений
(5.64) и (5.72) при 0М=О:
= ^~Y"Cos|[(3s+l)®M+®J(ffl2—l)^-j, (5.74)
$=-00 i
где —амплитуда линейного напряжения; «=•••—2, —1, 0;
4-1, +2, + •. верхний знак соответствует прямому порядку че-
редования фаз, нижний— обратному.
Выходное напряжение (рис. 5.25) преобразователя, собранного
по мостовой схеме (см. рис. 5.8, е, 5.9, б), определяют из выраже-
ний (5.64) и (5.73) при 0М=О:
^(0=^ ^^-cosjKSs-bOeH+aiJ^-^-l)^-}. (5.75)
$=—оо
Формулы (5.74) и (5.75) позволяют записать общее выражение
для выходного напряжения трехфазных преобразователей—мосто-
вого и со средней точкой:
S=00
= У 1)^1,
(о — 21) 3/s-J- 1 ( 3 )
s=—со
(5.76)
'где /=1 — для преобразователя со средней точкой; / = 2—для мо-
стового преобразователя.
Как видно из выражения (5.76), при прямом порядке чередова-
ния фаз преобразователь работает в режиме вычитания частот, а
йри обратном — в режиме суммирования частот. При этом в пер-
вом режиме основная гармоника выходного напряжения <n2(i) =
=<вм—<!>!, а во втором—<в2 (1)=®м+“1- В выходном напряжении
кроме основной гармоники с частотой (в2(1) содержится ряд комби-
национных частот (3/s4-l)©„+©!, которые могут быть как крат-
'ными, так и не кратными по отношению к основной частоте и со-
ставляют симметричные трехфазные системы прямой или обратной
последовательности (при трехфазном выходе).-
21*
323
При прямом порядке чередования фаз и ®м><01 порядок высших
гармоник определяют из выражения (5.76):
(3/s+l)x+3/s
X
(5.77)
Z> =
где x = (d2(1)/®1—относительное значение выходных частот; $= • • • —2,
— 1, +2, + •••.
В рассматриваемом случае в выходном напряжении отсутствуют
постоянные составляющие и субгармоники во всем диапазоне вы-
Рис, 5.25. Алгоритм переключения ключей (а)
в трехфазно-однофазном мостовом преобразова-
теле, коммутационные функции (б, г) и кривая
выходного напряжения (в)
зователя 0,875<х<1.
ходных частот; при сни-
жении выходной частоты
увеличивается порядок
гармонических составляю-
щих, что позволяет при
активно-индуктивной на-
грузке получать ток, близ-
кий к синусоидальному.
При прямом порядке
чередования фаз и ®м<®1
происходит изменение зна-
ка частоты выходного на-
пряжения преобразовате-
ля. При трехфазном выхо-
де преобразователя это
приводит к изменению по-
рядка чередования фаз вы-
ходного напряжения, что
при питании асинхронного
двигателя позволяет осу-
ществить динамическое
торможение за счет изме-
нения отношения час-
тот (Bi/Wj,. При «М<м1 и
определенных значениях х
в выходном напряжении
появляются постоянные со-
ставляющие и субгармони-
ки. Постоянные составля-
ющие в выходном напря-
жении появляются, если
(3Zs4-1) <пм—о>1==0, что
соответствует х=3/$/(3 /$+
+ 1). Для преобразовате-
ля со средней точкой по-
стоянные составляющие в
выходном напряжении по-
являются при относитель-
ном значении выходных частот 0,75<х<1, для мостового преобра-
324
Субгармоники в выходном напряжении появляются, если
(3/s+l)coM—При этом относительное значение выходных
частот с учетом того, что в данном режиме ®M = Wi—®2(1|, опре-
деляется соотношением x>3/s/(2-|-3/s) (для преобразователя со сред-
ней точкой 0,6<х<1, для мостового преобразователя 0,75<х<1).
Наличие постоянных составляющих и субгармоник в выходном
напряжении является нежелательным, поэтому при (ом<о>] и пря-
мом порядке чередования фаз выходные частоты для преобразова-
теля со средней точкой не должны превышать 0,6<в2(1), а для мо-
стового преобразователя—0,75<в2(1). Порядок высших гармоник в
данном случае с учетом того, что <вм=<В1 — <в2 (1>, определяют из
выражения (5.77):
k— 3/5 ~ (3/s+l)x
х
При обратном чередовании фаз частота основной гармоники
wm+wi> поэтому всегда (о2(1)>®1. Порядок высших гармоник
при этом определяют из выражения (5.76):
(3/s+l) х — з/s
х
fe =
В кривой выходного напряжения преобразователя при обратном
чередовании фаз появляются постоянные составляющие и субгармо-
ники, диапазон которых определяют так же, как и в предыдущем
случае. Для преобразователя со средней точкой они находятся
соответственно в диапазоне относительных значений выходных
частот 1<х<1,5 и 1<х<3, а для мостового преобразователя —
1<х<1,2 и 1<х<1,5.
Таким образом, чтобы исключить появление постоянных состав-
ляющих и субгармоник, целесообразно принимать шм>о>1.
Период повторяемости кривой выходного напряжения НПЧ с
КМ, так же как и в НПЧ с ЕК, в общем случае не равен полу-
периоду выходной частоты. В периоде повторяемости выходного на-
пряжения укладывается целое число периодов выходной частоты
(Тп=пТ2 а), где п=1, 2, 3, ...) и целое число отрезков синусоид
/ k
напряжений питания 1ТП——Т1г где Л=1, 2, 3, ...
\ /«h
Tn = nTni) = -— т\.
ltnl
При активно-индуктивной нагрузке выходной! ток НПЧ с КМ
определяется выражением
3(4-/) Uw
2л (5 — 2/)
Ч (0 —
cos{[(3/s+1) (Om + Wj] t — <ps}, (5.78)
(3/s *) Zs
где rH, LH=rHtg<pH/(o2(i)—параметры нагрузки для основной гармо-
ники тока;
325
<р, = arctgКЗ/д+ОамТи!]^ = arcfg [(3/«+i)x±3Zs] tg<ри
гн х
— фазовый угол для каждой гармоники тока нагрузки;
ZS=K ^+[(3^+1)®мТ®112Ья^гирЛ l+[(3/s+l)%±3/sf^
— сопротивление нагрузки для основной и высших гармоник.
Аналогично НПЧ с ЕК первичный ток каждой фазы НПЧ с КМ
равен сумме токов во всех фазах нагрузки:
ilA~ 2 ^2я11Ф/я,> (5.79)
mt=l
где т2— число фаз нагрузки; i2mj — мгновенное значение вторичного
тока в фазе; —коммутационная функция, вид которой опреде-
ляется типом силовой части преобразователя.
В связи с тем что в мостовом преобразователе при подключении
нагрузки поочередно к линейным напряжениям (например, для
фазы А — к иАВ и иСА) ток в фазе питающей сети равен разности
двух токов, систему коммутационных функций для всех трех фаз
можно представить в виде (рис. 5.25, а, б, г)
---q=oo
Owno-AMO—-— У sin J(6g-|-1) (®м/— 120°)],
Л (6Q + 1)
q=—со
ф;=ф2(о—Ф1(о=Цр- У ёпsin кб?-и) бо°)],
Л (6<7 + 1)
<?=—оо '
1 /-q=oo
Ф^=Фз(0— ф2(0=— -—- У К6(?+1)юм0-
л (6д+1)
.==—оо
(5.80)
Таким образом, для трехфазно-трехфазного и трехфазно-однофаз-
иого мостовых преобразователей ток в фазе питающей сети находят
соответственно из выражений:
Ка (о ф; (о+чв (о ф; ю+чс ю ф; ю, <5.8i)
Чл(0=«2(ПФ;(0- (5.82)
С помощью выражений (5.78), (5.80) и (5.81) можно определить
первичный ток фазы А трехфазно-трехфазного мостового преобразо-
вателя:
п г— $=СО 0=00
(„(()„_ У V l-'H-m.
л2 Im (6s+l)(69+l)Zs
S=—ос q=—сс
^®i/ + (ps— 120°]. (5.83)
326
Для трехфазно-трехфазного преобразователя со средней точкой
первичный ток фазы А находят по выражениям (5.72), (5.78)
и (5.81):
i V V —(~1Г(~1)?—cos[(3g— 3s)®M/T
4л2 m (3s+1)(3?+1)Zs 1 м
s=—oo —co
+®x/+<pj. (5.84)
Формулы (5.83) и (5.84) позволяют определить общее выражение
для первичного тока фазы А трехфазно-трехфазного преобразователя
(мостового и со средней точкой):
$==—со q=—со
xcos[(3/g — 3/s)®M/T®i^+<pJ. (5.85)
Аналогично находят первичные токи фаз В и С.
Из Йыражений (5.78), (5.80) и (5.82) получаем первичный ток
фазы А трехфазно-однофазного преобразователя, выполненного по
мостовой схеме (см. рис. 5.8, е):
V V {sin[(6g+6s+2)юм/-
Л2 (6<?4-1) (6s+l) Z$
— (i\t— 120o+q)5]+sin [(6g—6s) — 120° —<ps|}. (5.86)
Основную гармонику первичного тока фазы А с частотой для
трехфазно-трехфазного и трехфазно-однофазного преобразователей
можно определить соответственно из выражений (5.85) и (5.86)
при s=g:
СО
^—^соч^+ф,). (5.87)
2 (6s+'i).z.~sl'1(M1'~ <5-88’
s=—со
При s=g=O получается наибольшая составляющая основной
гармоники первичного тока, которую определяют из выражений
(5.87) и (5.88) соответственно для трехфазно-трехфазного и трехфаз-
но-однофазного преобразователей:
й<ългаах(0=(^Г-~^-со8(®1/+фн), (5.89)
'2л ZH
iui> A max (0=~ 3—77^ sin (0^ - 120° - фн). (5.90)
л2ги
327
Как видно из выражения (5.89), в трехфазно-трехфазном НПЧ
с КМ при прямом порядке чередования фаз и <вм><ог наибольшая
составляющая основной гармоники первичного тока опережает фаз-
ное напряжение на угол <рн, т. е- преобразователь генерирует в сеть
реактивную мощность. При прямом порядке чередования фаз и
®м<®1, а также при обратном порядке чередования фаз знак фазо-
вого угла <ря изменится на противоположный, т. е. преобразователь
будет потреблять из сети реактивную мощность.
При прямом (®м>®1 и <вм<ш1), а также при обратном порядке
чередования фаз порядок высших гармонических составляющих
в первичном токе трехфазно-трехфазного преобразователя опреде-
ляют из выражения (5.84):
А=| (3lq— 3/s)(l — х)4-11 (®и>®1), (5.91)
А=| (3lq— 3ls) (х—1)4-1 | (®м<®1)> (5.92)
Jfc=|(3/<7—3/s)(x—1)—1|. (5.93)
Как видно из соотношений (5.91) и (5.93), порядок гармонических
составляющих в первичном токе уменьшается, а в выходном напря-
жении [см. выражение (5.77)] — увеличивается с уменьшением вы-
ходной частоты. При прямом порядке чередования фаз и ®м<®1
с уменьшением выходной частоты порядок высших гармонических
в первичном токе увеличивается.
В трехфазно-трехфазном преобразователе при прямом порядке
чередования фаз и «„>«! в кривой первичного тока отсутствуют
постоянные составляющие и субгармоники.
Постоянные составляющие и субгармоники в первичном токе
при прямом порядке чередования фаз и ®м<®1 появляются соот-
ветственно, если (3lq— 3ls) ®м—®г=0 и (3lq—3's)<nM— м1<®1.
При этом постоянные составляющие появляются при относительном
значении выходных частот х=(3/<?—3ls — Y):(3lq —- З/s) (для преоб-
разователя со средней точкой 0,666<х<1, для мостового преобра-
зователя 0,833<х<1), а субгармоники—при х<1, т. е. во всем
диапазоне выходных частот.
При обратном порядке чередования фаз постоянные состав-
ляющие и субгармоники в первичном токе появляются, если
(3lq—3/s)®M+®1=0 и (3lq—31s) ®и+(»1<ш1, что соответствует для
преобразователя со средней точкой диапазону относительных значе-
ний выходных частот 1 <х<1,33 и 1<х<1,66, а для мостового
преобразователя—1<и<1,66 и 1<х<1,33. Таким образом, диапа-
зоны постоянных составляющих и субгармоник в первичном токе
охватывают большую область выходных частот, чем в выходном
напряжении.
Из выражения (5.86) можно определить диапазон относитель-
ных значений выходных частот для трехфазно-однофазного мосто-
вого преобразователя, при котором в первичном токе появляются
постоянные составляющие (0,5<х<1,25) и субгармоники
328
(0<х<1,5). Таким образом, и в трехфазно-однофазном преобра-
зователе диапазоны постоянных составляющих и субгармоник
в первичном токе охватывают большую область выходных частот, чем
в выходном напряжении. Кривая первичного тока в трехфазно-од-
нофазном преобразователе имеет паузы и значительно худший
гармонический состав по сравнению с трехфазно-трехфазными
преобразователями.
Регулирование (стабилизацию) выходного напряжения НПЧ
с КМ можно обеспечивать широтно-импульсным способом за счет
изменения, например, в схеме рис. 5.8, е или 5.9, б времени подклю-
Рис. 5.26. Алгоритм переключения ключей в трехфазно-одно-
фазном мостовом преобразователе и кривая выходного напря-
жения при широтно-импульсном регулировании
чения входного линейного напряжения к нагрузке. При этом, так
же как в инверторах напряжения, должен быть создан путь для
протекания тока нагрузки (нагрузка активно-индуктивная), т. е.
нагрузка должна быть закорочена двумя ключами, подключенны-
ми к данной фазе. На рис. 5.26 приведен алгоритм переключения
ключей в трехфазно-однофазном преобразователе (см. рис. 5,8, е)
и кривая выходного напряжения при широтно-импульсном регу-
лировании.
329
Коммутационная функция для фазы А и выходное напряжение
преобразователя описываются выражениями:
оо
Чч (0=— > , -Г SHI k --------- cos k <вм/ — —+— L
Л & \ о “У | \ и 2 J J
fe==l
На рис. 5.27 приведен алгоритм переключения фаз питающей
сети в схеме рис. 5.8, д, обеспечивающий регулирование выходного
Рис. 5.27. Алгоритм переключения фаз пи-
тающей сети в трехфазно-однофазном пре-
образователе со средней точкой, обеспечи-
вающий регулирование выходного напряже-
ния
Рис. 5.28. Схема трехфазно-одно-
фазного преобразователя с сумми-
рованием в общем контуре
напряжения за счет подключения на интервале регулирования
(вместо паузы) другой фазы. Алгоритм i-ro ключа преобразователя
или i-я коммутационная функция при этом записывается в виде
ОО
1М/)=7+~ 7cosA:fy— ^)sinfe (— y)cos^(®M/+0M).
fe=I, 2ГЗ. . . .
Выходное напряжение при симметричном управлении (с двусто-
ронней раздвижкой фронтов импульсов)
«2(о=^- У
я
fe=I, 2, 3
1 ,
— COS К
k
2л
-)sin£( — АК
2 J \ 3 )
xsin {[«!-+-(— 1)Z&<BM] / + -H (—1)'0М},
Где —угол, характеризующий начало отсчета напряжения ил;
/—порядковый номер значащих членов ряда (/=1, 2, 3, 4, 5, ...).
330
Регулирование выходного напряжения при таком способе воз-
можно и при несимметричном управлении (с односторонней раздвиж-
кой фронтов импульсов). При данном способе регулирования про-
исходит фазовый сдвиг основной гармоники напряжения [Д02 (1)]
(рис. 5.27). Аналогично можно
и в трехфазно-трехфазном пре-
образователе.
На рис. 5.28 приведена схе-
ма трехфазно-однофазного пре-
образователя с суммированием
в общем контуре. Схема со-
держит три идентичных инвер-
тора на ключах с двусторон-
ней проводимостью (К\ — К4),
нагруженных на силовые транс-
форматоры Трг— Тр3, вторич-
ные обмотки которых соедине-
ны последовательно и образу-
ют общий выход. Для получе-
ния трехфазного выходного на-
пряжения необходимо иметь три
идентичных комплекта. Как в
преобразователях с суммирова-
нием в общем узле, так и в
преобразователях с суммирова-
нием в общем контуре целе-
сообразно использовать режим
работы, когда частота основной
гармоники выходного напряже-
ния (9g (1) равна разности ча-
стоты модуляции (управле-
ния) <вм и частота питающей се-
ти со1. На управляющие входы
ключей инверторов —И3 по-
регулировать выходное напряжение
Рис. 5.29. Коммутационные функции
и кривые напряжений на выходе пре-
образователя с суммированием в об-
щем контуре
ступает соответственно управ-
ляющее напряжение ф4 — ф3
(рис. 5.29), представляющее собой коммутационную функцию,
определяемую выражением (5.69). Выходное напряжение преобразо-
вателя определяется выражениями (5.64) и (5.69):
СО
УSin [(68+1)®».-®^,
S=—ОО
где - амплитудное значение фазного напряжения питающей
сети.
Несмотря на двойное количество ключей, преобразователи
$ суммированием в общем контуре имеют преимущества перед
преобразователями с суммированием в общем узле за счет значи-
331
тельного упрощения системы управления, особенно при регулиро-
вании выходного напряжения широтно-импульсным способом.
НПЧ с КМ, как и инверторы напряжения, могут быть с блока-
ми индивидуальной, пофазной, групповой и общей коммутации.
Применение транзисторов в НПЧ с КМ значительно упрощает си-
ловую часть и систему управления. Такие преобразователи позво-
ляют получать выходные мощности до 30 кВА.
В преобразователях на тиристорах необходимо, так же как
в инверторах напряжения, предусматривать узлы искусственной
Рис. 5.30. Схема трехфазно-однофазного мостового преобразователя с бло-
ком пофазной коммутации
(принудительной) коммутации тиристоров. В качестве примеров
рассмотрим несколько НПЧ с КМ, имеющих блок общей, пофаз-
ной и групповой коммутации.
На рис. 5.30 приведена схема трехфазно-однофазного НПЧ с КМ
и блоком пофазной коммутации. Преобразователь состоит из сило-
вой части на симметричных или встречно-параллельных тиристорах
Вг — Ва, блока искусственной коммутации — вспомогательного трех-
фазного диодного моста Дг — Дв, подключенного на стороне посто-
янного тока к диагонали постоянного тока однофазного тиристорного
моста 5, — Ви. В диагональ переменного тока однофазного тири-
сторного моста В7 — Ви включены коммутирующие конденсатор С
и дроссель L, а также тиристорный мост на распределительных
тиристорах Вп — Ви. В диагональ переменного тока моста Вп — В14
включена нагрузка ZH и датчик направления тока нагрузки ДТ,
связанный со схемой управления, состоящей из задающего генера-
тора ЗГ, распределителя импульсов РИ и схемы совпадения СС.
Дроссели Дрг — Др3, включенные на входе преобразователя, служат
для ограничения перезарядных (коммутационных) токов в питающей
сети.
332
Алгоритм работы рабочих тиристоров такой же, как в схеме
рис. 5.8, е (см. рис. 5.25). Предположим, что открыты тиристоры
В4, В4. При этом коммутирующий конденсатор С заряжается через
тиристоры В7, В1о от выпрямительного моста — Дв с поляр-
ностью, указанной на рисунке без скобок. Для переключения на-
грузки на другое линейное напряжение (—Uac) с помощью тиристоров
Вг, В9 необходимо запереть тиристор В4. Для определения того,
какой из распределительных тиристоров должен быть открыт, по-
следовательно с нагрузкой включен датчик направления тока на-
грузки ДТ, сигнал с которого поступает на схему совпадения СС.
Сюда же поступают импульсы с управляющего генератора ЗГ через
распределитель импульсов РИ. Если направление тока через тири-
стор В4 такое, как указано на рис. 5.30 пунктирной стрелкой, то
система управления выдает импульсы на отпирание тиристоров
В8, В14, и конденсатор С, разряжаясь по контуру С — L — Blt —
В4— Д5 — Bs— С, запирает тиристор В4. При этом конденсатор
продолжает разряд по контуру С — L — Ви—Z„ — ДТ — В4 — Дъ —
В8 — С. Через время, равное времени восстановления запирающих
свойств тиристора В4, отпирается тиристор В9 и конденсатор С
ускоренно перезаряжается с полярностью, указанной на рисунке
в скобках, от диодного моста Д4 — Дв через тиристоры В8, В9.
Если направление тока через тиристор В4 будет таким, как
указано на рис. 5.30 сплошной стрелкой, а полярность на конден-
саторе— без скобок, то для запирания тиристора В4 система управ-
ления будет выдавать импульсы на тиристоры В9, В12. При этом
конденсатор С, разряжаясь по контуру С—L — В9— Д4— В4—
В12— С, запирает тиристор В4 и продолжает разряжаться по кон-
туру Ь — В9—Дв — В1 — ДТ—ZH — В12 — С. Через время, равное
времени восстановления запирающих свойств тиристора В4, отпира-
ется тиристор Bs и конденсатор ускоренно перезаряжается до на-
пряжения Uca с полярностью, указанной на рисунке в скобках, от
диодного моста Дг — Дв через тиристоры В8, В9. Аналогично про-
исходит запирание тиристоров катодной группы Въ В3, В3. Трех-
фазный выход преобразователя обеспечивается дополнительной
установкой двух комплектов силовых мостов, двух комплектов
однофазных тиристорных мостов и двух комплектов распределитель-
ных тиристорных мостов е соответствующим усложнением блока
управления.
На рис. 5.31 приведена схема трехфазно-трехфазного мостового
преобразователя с блоками пофазной коммутации. Каждая фаза
снабжена блоком' коммутации, состоящим из однофазного тиристор-
ного моста (например, для фазы А) В-5 — В58, подключенного через
распределительные тиристоры В43 —В48 и Вв7, В88 к разноименным
полюсам основного тиристорного (В4—В12) и вспомогательного
(В37 — В42) мостов. Датчики направления тока ДТ дают информацию
в систему управления на запирание тиристоров положительной или
отрицательной группы. С помощью этой информации можно осуще-
ствлять управление тиристорами узкими импульсами.
Коммутирующие конденсаторы С заряжаются от вспомогатель-
333
ного тиристорного моста В37 — В42 через тиристоры В67 — В78
И ^55 ^вв-
Для запирания, например, тиристоры Вг отпирают тиристоры
В55 — Вм — Bi3—В38— Bgg и ток разряда коммутирующего конден-
сатора С, протекающий навстречу прямому току тиристора Вг по
Рис. 5.31. Схема трехфазно-трехфазного мостового преобразователя с блоками
пофазной коммутации
цепи С — В&& — Bi3 — Вг — В39 — Вй3 — Взв, запирает его. После
запирания тиристора В4 для форсированного завершения перезаряда
конденсатора С отпирают тиристор В73 и конденсатор быстро пере-
заряжается по контуру С—В33—L—В13—В5в—С, приобретая
обратную полярность (на рисунке указана в скобках). Преобразо-
ватели с пофазной коммутацией позволяют осуществлять пофазное
регулирование выходного напряжения. Для подзаряда конденсатора
на этапе завершения его перезаряда отпирают, например, тиристоры
Bei, Вй3 и В37 — В42. Перезарядную цепь, состоящую из дросселя L
и тиристоров В73— В75, можно исключить. При этом дроссель L
необходимо установить последовательно с конденсатором С, а фор-
сированный перезаряд осуществлять за счет отпирания второго
распределительного тиристора (например, если для запирания тири-
стора Вх отпирался тиристор Bt3, то вторым тиристором будет В44).
334
й Данный преобразователь позволяет реализовать и групповую
$ коммутацию, когда запираемое напряжение прикладывается ко всем
рабочим тиристорам анодной или катодной группы. Для этого вместо
/тиристоров В37—В12 устанавливают диоды и предусматривают за-
держку отпирания Л/к последующего рабочего тиристора.
Для получения трехфазно-однофазного преобразователя необхо-
। димо оставить один комплект из 12 рабочих тиристоров и блок
Рис. 5.32. Схема трехфазно-трехфазного преобразователя со средней точкой и бло
ком общей коммутации
коммутации, например, В4 — В12) В43—В4в, В55—В58, Вв7—Вв8,
В37 В42, В13, С и L.
НПЧ с КМ может быть построен и с блоком общей коммутации
(рис. 5.32). Трехфазный преобразователь построен по схеме со сред-
ней точкой на встречно-параллельно включенных тиристорах
Вг—Ве, В1—В12, В13—В18 и имеет общий блок коммутации,
состоящий из тиристоров В25— В.,,, коммутирующего конденсатора
С и дросселя L. Блок коммутации через распределительные тири-
сторы В19 — В24 подключается к катодным или анодным группам
тиристоров. Заряд конденсатора производится от вспомогательного
моста на тиристорах В29 — Вм через тиристоры В27, В28 или В25,
В2в. Рассматриваемый преобразователь позволяет осуществлять
селективное запирание тиристоров силовой части В4—В18. Предпо-
ложим, что коммутирующий конденсатор С заряжен с полярностью,
указанной на рисунке без скобок. Для запирания, например,
тиристора В2 отпираются тиристоры B2S, В2в, В19, В34 и протекаю-
335
щий по контуру С— В2ъ — В19 — В1— B3i — В29 — L — С ток раз-
ряда конденсатора запирает тиристор Вх в момент равенства нулю
суммарного тока через него. После запирания тиристора Вг для
форсированного перезаряда конденсатора С отпирается тиристор В2С
и конденсатор быстро перезаряжается по контуру С—В23—В19 —
В20— В29—L — С, приобретая полярность, указанную на рисун-
ке в скобках. Одновременно с, запиранием тиристора Вг отпирается'
Дрг
Рис. 5.33. Схема трехфазно-трехфазного мостового преобразователя с блоками
групповой коммутации
следующий рабочий тиристор Bs. Процессы в других фазах проте-
кают аналогично.
На рис. 5.33 приведена схема преобразователя с блоками груп-
повой коммутации. В ней отсутствуют датчики направления тока
нагрузки, что требует потенциального разделения анодных и катод-
ных групп силовых тиристоров с помощью дросселей Ьг, L2, кото-
рые одновременно являются также коммутирующими. Применение
блоков групповой коммутации позволяет запирать тиристоры либо
в левых плечах силового моста (Blt В3, В3, В7, В9. Вп), либо
в правых его плечах (В2, Bt, Ве, В8, В10, В12). Например, если
необходимо запереть тиристор Вг (В7) в левом плече моста, отпи-
раются коммутирующие тиристоры В13, Ви, (В19, В22) и за счет
тока разряда конденсатора (Сг), протекающего по контуру
Ви Д7 Вг — Дг — В13 — L3 — Ci (С2 — В22 — Д2 — В7 — Д9—
В19—^-4—С2), тиристор Bi (В7) запирается. Перезаряд комму-
тирующих конденсаторов происходит по независимому от нагрузки
336
контуру Сг В1в Д7 Д3 Big Lt С2 — В22 Д1 Д«—
®13 Ь3 — Ct. В конце перезаряда конденсаторы приобретают
полярность, указанную на рисунке в скобках. Отметим, что переза-
ряд коммутирующих конденсаторов Сг и С2 происходит или через
три параллельно включенных дросселя Lt, находящихся между
анодной и катодной! группами тиристоров левых плеч силовых
мостов, или через три параллельно включенных дросселя L2, на-
ходящихся между анодной и катодной группами тиристоров правых
плеч силовых мостов (остальные дроссели и Л2 находятся в фа-
зах В и С, которые на рисунке показаны схематично блоками //
и III). Коммутирующие дроссели —Lt образуют индуктивные
делители, с помощью которых можно ограничить обратное напря-
жение, прикладываемое к тиристорам, на заданном уровне. В конце
цикла коммутации конденсаторы подзаряжаются от выпрямителя
на диодах Дг—Дв. Данный преобразователь позволяет за счет вы-
бора элементов Сь С2, Lr — и индуктивности дросселей Дрг—Др3
ограничить напряжение на конденсаторах без применения специаль-
ных цепей сброса избытка реактивной мощности из узла коммутации.
Дроссели Др1— Др3 ограничивают ток короткого замыкания, протекаю-
щий в питающей сети через диоды Д±—Дв, в период коммутации. В пе-
риод коммутации в дросселях Дрг — Др3 накапливается энергия, ко-
торая переходит в узел коммутации, и напряжение на коммутирующих
конденсаторах повышается. Спадание тока в дросселях Дрг — Др3
приводит к возникновению э. д. с. самоиндукции, возрастающей
с увеличением скорости спадания, что в свою очередь повышает
напряжение на элементах преобразователя. Поэтому в преобразо-
вателе следует предусматривать устройство ограничения перенапря-
жений (УОП). В простейшем случае оно может представлять собой
трехфазный выпрямительный мост, работающий на параллельно
соединенные накопительный конденсатор и балластный резистор,
Я в котором расходуется избыток энергии. Выпрямительный мост при
нормальной работе должен потреблять минимум энергии. Для по-
вышения к. п. д. преобразователя целесообразно возвращать в пи-
тающую сеть энергию, накопленную во входных дросселях
Дрг — Др3 с помощью инвертора, ведомого сетью и включаемого
вместо балластного резистора. Инвертор начинает работать, когда
напряжение на накопительном конденсаторе превышает противо-
э. д. с. инвертора. Инвертор, ведомый сетью, подключается к пи-
тающей сети через согласующий трансформатор.
Рассмотренный преобразователь позволяет производить широтно-
импульсное регулирование выходного напряжения с замыканием
нагрузки рабочими тиристорами обоих плеч силовых мостов, под-
соединенных к одной из фаз питающей сети. Такое регулирование
возможно за счет введения в узлы коммутации тиристоров В17,
В18 и В23, B2i. Для повторного запирания рабочих тиристоров
в левых плечах силовых мостов отпираются тиристоры В15, В1?
и В23, В20, а в правых— тиристоры В13, В18 и В22, B2i. Коммутирующие
конденсаторы при этом перезаряжаются по независимым от нагруз-
22 Заказ 180
337
ки контурам и оказываются подготовленными для следующих
коммутаций.
Улучшить энергетические характеристики НПЧ с КМ можно
с помощью комбинированной коммутации, позволяющей разгрузить
коммутирующий узел, уменьшить потери в нем и установленную
мощность его элементов. При комбинированной коммутации в точках
возможной естественной коммутации вводится запрет на искусствен-
ную коммутацию. Для осуществления комбинированной коммутации
в преобразователе требуются датчики направления тока, датчики
напряжения и соответствующие логические схемы.
Описанные НПЧ с КМ можно выполнять как по мостовым схе-
мам, так и по схемам со средней точкой. Мостовые преобразова-
тели обычно применяют: при повышенном требовании к качеству
выходного напряжения (коэффициент гармоник у них в два раза
меньше, чем в преобразователях со средней точкой); при повышен-
ной выходной мощности и относительно невысокой выходной час-
тоте (частота работы коммутирующего устройства у них в два
раза выше, чем в преобразователях со средней точкой); при неже-
лании устанавливать входные и выходные трансформаторы. Пре-
образователи со средней точкой следует использовать: при невы-
соких требованиях к качеству выходного напряжения; при необ-
ходимости гальванической связи фаз нагрузки; при относительно
высокой выходной частоте.
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Какие вы знаете типы преобразователей частоты?
2. Перечислите преимущества и недостатки преобразователей частоты с про-
межуточным звеном постоянного тока.
3. Что дает промежуточное повышение частоты в преобразователях?
4. Изобразите структурные схемы НПЧ с ЕК.
5. Поясните принцип формирования кривой выходного напряжения НПЧ
с ЕК.
6. От чего зависит форма кривой выходного напряжения НПЧ с ЕК?
7. Приведите типичные сочетания модулируемых и модулирующих напря-
жений в НПЧ с ЕК.
8. Назовите и поясните способы управления НПЧ с ЕК.
9. Какие допущения принимают при анализе процессов в НПЧ с ЕК?
10. Перечислите способы формирования кривой выходного напряжения
НПЧ с ИК.
11. Приведите коммутационные функции, применяемые при формировании
выходных напряжений НПЧ с КМ.
12. Как определить мгновенное значение выходного напряжения НПЧ с КМ?
13. При каких условиях в кривой выходного напряжения НПЧ с КМ от-
сутствуют постоянные составляющие и субгармоники?
14. Как определяют первичный ток НПЧ с КМ?
15. При каких условиях в кривой первичного тока НПЧ с КМ появляются
постоянные составляющие н субгармоннкн?
16. Как осуществляется регулирование выходного напряжения в НПЧ с КМ?
17. Поясните принцип работы одного из НПЧ с КМ на тиристорах.
ГЛАВА 6
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ФИЛЬТРЫ
§ 6.1. Фильтры для сглаживания пульсаций
выпрямленного напряжения
Сглаживающие фильтры применяют для сглаживания пульсаций
выпрямленного напряжения до уровня, который требуется по усло-
виям эксплуатации в устройствах, питаемых данным выпрямителем.
Оценку сглаживающего действия фильтра обычно производят
но величине его коэффициента сглаживания.
Коэффициентом сглаживания фильтра по гармонике пульсаций q
принято считать отношение коэффициента пульсаций на входе
фильтра К' j к коэффициенту пульсаций на его выходе Кп (д) для
той же гармоники q:
^cr(q) = ^n(q)(q)- (6-1)
Обычно коэффициенты пульсаций определяют по основной гар-
монике, поэтому коэффициент сглаживания оценивают также по
низшей гармонике пульсаций выпрямленного напряжения, причем
индекс q при коэффициенте сглаживания опускают.
В развернутом виде коэффициент сглаживания 'для основной
гармоники
(6.2)
Ud и“
где U'd—амплитуда основной гармоники пульсаций и посто-
янная составляющая напряжения на входе фильтра; Ud —
амплитуда основной гармоники пульсаций и постоянная составляю-
щая напряжения на выходе фильтра.
В выражении (6.2) отношение называют коэффициентом
передачи постоянной составляющей напряжения с входа фильтра
на его выход, характеризующим потерю напряжения в фильтре,
а отношение U’m коэффициентом фильтрации, который
устанавливает, во сколько раз уменьшается амплитуда пульсаций
основной гармоники на выходе фильтра по сравнению с амплитудой
пульсаций на его входе.
Коэффициент передачи для фильтров выпрямителей большой
мощности Х«0,99, малой мощности Х«0,91 — 0,95, для фильтров
без потерь Х=1.
22
339
Пренебрегая потерями в фильтре, приближенно коэффициент
сглаживания можно приравнять коэффициенту фильтрации:
^сг~^;(1)/^(1>=^ф. (б.з)
Коэффициент пульсаций на нагрузке Кп определя-
ется условиями эксплуатации и для разных потребителей электри-
ческой энергии различен. Так, например, для анодных цепей
электроннолучевых трубок допускается Кп (1(^ 0,005, а для мощных
усилителей низкой частоты Кп (1)=0,03.
Коэффициент пульсаций на входе фильтра с индуктивной реак-
цией Кп (и зависит от выбранного типа выпрямителя и определяется
из выражения
где тп — число пульсаций выпрямленного напряжения за период
напряжения питания.
Таким образом, коэффициент фильтрации фильтра, сглаживаю-
щего выпрямленное напряжение до определенного уровня, опреде-
ляют через допустимый коэффициент пульсаций потребителя и число
пульсаций на выходе выпрямителя:
(1)
2
Кф -
Кп(1) («п— 1)КП(1)
(6-5)
В дальнейшем расчет фильтра сводится к определению парамет-
ров~^йльтра' по ве^чйде^ф, определяемой из выражения (6.5).
При выборе сглаживающего “ фильтра" коэффициент 'сглаЖИвания ^
является важным, но не единственным критерием. Необходимо учи-
тывать условия, при которых работает фильтр, с тем чтобы
не искажался режим работы потребителя, а также существенно
не ухудшался режим работы выпрямителя.
Во избежание искажения режима работы потребителя следует
предусматривать малое выходное сопротивление фильтра, которое
в комплексном виде для основной гармоники пульсаций определяют
следующим образом:
^вых. ф=^т (1)/Лп (1)==^’вых_1_Р-вых (1>- (6-6)
Для более высоких гармоник сопротивление хвых (q) изменяется
по величине, а сопротивление гвых в пренебрежении поверхностным
эффектом можно считать неизменным.
Чтобы существенно не ухудшался режим работы выпрямителя
как в установившемся, так и в переходном режимах, нужно пра-
вильно выбирать схему и параметры фильтра. Так, например,
в мощных выпрямителях не рекомендуется использовать фильтры
с емкостным входным звеном, так как они ухудшают форму токов
в вентилях и обмотках трансформатора, что приводит к росту по-
терь в них и повышению установленной мощности,, а также ухуд-
шению гармонического состава тока питающей сети. Наоборот, для
340
выпрямителей малой мощности, имеющих большое внутреннее со-
противление, емкостные фильтры применимы.
К сглаживающим фильтрам предъявляются также требования,
связанные с конструктивным исполнением (масса, габариты, к. п. д.
и др.), а также эксплуатационными особенностями (стоимость, на-
дежность и т. д.).
Сглаживающие фильтры в зависимости от того, из каких эле-
ментов они выполнены, подразделяют
пассивных RLC-элементах; 2) элек-
тронные фильтры. Вначале рассмот-
рим фильтры на пассивных RLC-эле-
ментах. Электронные фильтры опи-
саны в гл. 7.
Индуктивный фильтр. При расче-
те фильтров учитывают только по-
стоянную составляющую выпрямлен-
ного напряжения и основную гармо-
нику пульсаций с амплитудой U'm (1),
так как амплитуды высших гармо-
на два типа: 1) фильтры на
Рис. 6.1. Схемы простейших фильт-
ров:
а — индуктивный фильтр; б — емкост-
ный фильтр
нических составляющих с увеличени-
ем номера гармоники резко снижаются. В результате выпрямитель
по отношению к фильтру и нагрузке может быть заменен двумя
генераторами с постоянной э. д. с. (7^=const и синусоидальной э. д. с.,
имеющей амплитуду U'm (1) и частоту тпа>, где а — угловая частота
питающей сети.
Индуктивный фильтр применяют в тех случаях, ^когдатребуется—
обеспечить- непрерывность тока в цепи нагрузки и благоприятный
режим работы выпрямителя. „
На рис. 6.1, а представлена эквивалентная схема для расчета
идеального индуктивного фильтра с учетом того, что нагрузка чисто
активная, а внутреннее сопротивление выпрямителя равно нулю.
Под воздействием синусоидальной э.д.с. с амплитудой
на нагрузке появляется напряжение с амплитудой
(1)
Um(l)
^ + (mn<o£d)2
Постоянная составляющая напряжения на нагрузке равна сред-
нему значению напряжения на выходе выпрямителя, поэтому коэф-
фициент сглаживания фильтра равен коэффициенту фильтрации:
к rd + (mn«W
А сг — л ф — -,
Um (1) rd
откуда индуктивность фильтра
Ld=-^-K/Cc2r-l. (6.7)
тпо)
341
Учитывая, что коэффициент сглаживания, выраженный черва
коэффициент пульсаций на входе и выходе фильтра, определяется
выражением (6.5), а также пренебрегая единицей в выражении (6.7),
получаем:
Ксг=--------.
тп<» тпш (та — 1) (1)
Емкостный фильтр. Для маломощных потребителей простейшим
фильтром является конденсатор, подключаемый параллельно нагрузке
(рис. 6.1,6).
Если сопротивление нагрузки значительно больше емкостного
сопротивления конденсатора для основной гармоники, то можно
считать, что переменная составляющая тока вентиля равна току
конденсатора, а постоянная составляющая — току нагрузки.
Ток вентиля однополупериодного выпрямителя определяют по
методике, примененной к расчету однофазного мостового выпрями-
теля с емкостной нагрузкой:
ia=-^22- (cos О — cos 0),
где г=га+гпр — сопротивление, учитывающее потери в обмотках
трансформатора и вентилях.
Постоянная составляющая тока вентиля
Id=— f iadO=-^- (sin 0 — 0 cos 0).
2л J яг
-—О
Амплитуда основной гармоники тока вентиля
/^(1) =— J iacosOdO=—— (0—sin 0 cos 0).
Таким образом,
(i) _ 8 — sin8 cos9
sin 8 — 8 cos 8
обычно работают в режимах, когда
л/6, поэтому {1 > 2/rf. Следова-
составляющей напряжения на кон-
id
Маломощные выпрямители
угол отсечки 0 не превышает
тельно, амплитуда переменной
денсаторе (на нагрузке)
п — Г 1 — 21 “
т(1> '"(D юС~ <оС
Если допустимый коэффициент пульсаций на нагрузке Кп <d=
т0> учитывая, что Ud—rdld, получим выражение, позво-
ляющее определить емкость сглаживающего конденсатора для одно-
полупериодного выпрямителя:
С=--------.
“Кп (1) rd
342
Г-образный фильтр. Сглаживание пульсаций выпрямленного на-
пряжения осуществляется более эффективно с помощью фильтров,
составленных из повторяющихся Г- или П-образных звеньев. В ка-
честве элементов этих звеньев можно использовать конденсаторы,
дроссели, а для маломощных потребителей—и резисторы.
В общем виде Г-образный фильтр может быть представлен на
эквивалентной схеме (рис. 6.2, а) четырехполюсником с входными
ab и выходными cd зажимами.
Коэффициент фильтрации Г-образного фильтра после несложных
расчетов определяют из выражения
Параметры элементов Г-образного фильтра выбирают таким обра-
зом, чтобы последовательно включенные с источником элементы
а) 5) 6)
Рис. 6.2. Схемы Г-образиых фильтров:
а — фильтр-четырехполюсник; б — LC-фильтр; в — /?С-фильтр
имели большие сопротивления для переменной составляющей тока
(Z>5rd) и малые сопротивления для постоянной составляющей.
В качестве последовательно включаемых элементов может быть
использован дроссель, резонансное звено из параллельно соединен-
ных конденсатора и дросселя, а для маломощных потребителей —
резистор. Элементы фильтра, включаемые параллельно потребителю,
наоборот, должны иметь малые сопротивления (большую проводи-
мость Y) для переменной составляющей тока и большие сопротив-
ления для постоянной составляющей. В качестве параллельно вклю-
чаемых элементов могут использоваться конденсатор или резонансное
звено из последовательно соединенных конденсатора и дросселя.
Таким образом, в Г-образном фильтре для переменной состав-
ляющей тока К>(1/гй) [на практике rd>(5/T)], поэтому
Кф~1+2Г.
Для индуктивно-емкостного фильтра (рис. 6.2,6) Z=jma(£>L,
Y = jmaaC, поэтому
1. (6.8)
Из выражения (6.8) следует, что коэффициент фильтрации ин-
дуктивно-емкостного фильтра зависит от величины LC. Если емкость
конденсатора С выразить в микрофарадах, индуктивность—в генри
343
и учесть, что для питающей сети с частотой fc=50 Гц <в=314 рад/с,
то получим одну из основных расчетных формул фильтра:
ЛС~Л<*ф+1), (6.9)
тп
Индуктивность дросселя Г-образного фильтра определяют из
условия непрерывности тока в нем:
C(1)</d- (6-Ю)
Амплитуда основной гармоники тока в дросселе с учетом того,
что Z>(l/F),
(l)~Uт (l)/(mn®M- (6-11)
Постоянная составляющая тока в дросселе без учета потерь
в фильтре
Id^dlrd. (6.12)
Подставляя выражения (6.11), (6.12) в (6.10), получаем:
=—2-------{d_==zd> (6.13)
Udmn<s> т2__j тпа а
где «=[(/«2 — 1) mn(oj /2— коэффициент, определяемый в зависимости
от выбранного типа выпрямителя и частоты питающей сети.
Таким образом, при расчете индуктивно-емкостного фильтра
рекомендуется выбирать дроссель с индуктивностью, превышающей
величину rd/a, а конденсатор — с емкостью, определяемой из выра-
жения (6.9).
Для выпрямителей, питающих потребители малой мощности (ток
нагрузки несколько миллиампер, сопротивление rd несколько
тысяч ом), вместо дросселя в Г-образном фильтре используют рези-
стор (рис. 6.2, в).
Коэффициент фильтрации такого фильтра
Кф=1+/тпюгС,
откуда
гС =г Кф/(тпш).
Коэффициент передачи постоянного напряжения с входа на вы-
ход фильтра
^=^d/^'d=>-d/(.rd+r).
Коэффициент сглаживания
Ker-=^=mnaCrrd/(rd+r). (6.14)
Величину сопротивления г выбирают из условия
L/;/U4=(r(<+r)/r=(l,05-1,3). (6.15)
Выражения (6.14), (6.15) при заданном коэффициенте Ксг позво-
ляют рассчитать параметры резистивно-емкостного Г-образного
фильтра.
344
П-образный фильтр. П-образный фильтр относится к многозвен-
ным фильтрам, которые представляют собой несколько однозвенных
фильтров, включенных последовательно. Многозвенные фильтры
применяют, если необходимо получить высокий коэффициент филь-
трации.
- Если отдельные звенья представляют собой Г-образные ЕС-филь-
тры, применяемые в выпрямителях большой мощности, то необхо-
димо, чтобы сопротивление дросселя последующего звена значи-
тельно превышало сопротивление конденсатора предыдущего звена,
а сопротивление нагрузки было значительно больше сопротивления
шунтирующего конденсатора для основной гармоники пульсаций.
При таком условии коэффициент фильтрации многозвенного фильтра
определяют как произведение коэффициентов фильтрации отдельных
звеньев:
К.
Пп 11п 11п
_ ит(1) _ ит (1). (1)
ф — цп—l ЦП — 2
т (1) ^m(l) ^m(l)
...
ит (О
Многозвенные фильтры (рис. 6.3, а) обычно выполняют из дрос-
селей и конденсаторов одного типа. Для этих фильтров Е1=Е2=
=Ln = L, С1=С2=С„=С, поэтому
Яф=[4п]\
где Кф” — коэффициент фильтрации первого звена; п—число
звеньев.
В П-образных фильтрах (рис. 6.3,6, в), применяемых для потре-
бителей малой мощности, первым звеном является конденсатор Со,
а вторым — Г-образный LC- или гС-фильтр. *
Коэффициент фильтрации П-образного фильтра
Кф=4Х2’.
где КфП — коэффициент фильтрации емкостного фильтра Со; Кф2)—
коэффициент фильтрации Г-образного фильтра, который для
LC-фильтра связан с параметрами L и Сг выражением (6.9).
Расчет П-образного фильтра производят следующим образом.
Если задан допустимый коэффициент пульсаций на нагрузке Кпц >
и выбран выпрямитель (пг„), то вначале подсчитывают по формуле
(6.5) коэффициент фильтрации всего фильтра. Затем задаются коэф-
фициентом пульсаций на выходе первого звена и вычисляют ем-
кость Со. При этом коэффициент пульсаций рекомендуется брать
не менее 0,02 (так как иначе получается слишком большая ем-
кость Со) и не более 0,1.
Определив коэффициент фильтрации второго звена и задавшись
емкостью С1==С0, подсчитывают индуктивность дросселя.
В многозвенных фильтрах вопрос о выборе числа звеньев следует
решать с экономической точки зрения так, чтобы стоимость фильтра
была наименьшей. Исходя из этого экономически выгодно при
345
Кф>50 применять двухзвенные фильтры, а при /Сф>220—трех-
звенные фильтры.
Резонансные фильтры. Резонансные фильтры обладают высокими коэффи-
циентами фильтрации для определенных гармоник. Оии основаны иа явлениях
резонанса токов (фильтры-пробки) и резонанса напряжений (режекторные фильт-
ры). Резонансные фильтры болег компактны и дешевы по сравнению с обычными
LC-фильтрами.
Фильтры-пробки (рис. 6.4, а), как правило, используют вместо дросселя
в LC-фильтре, что позволяет значительно усилить сглаживающее действие фильтра
для определенной гармоники.
Коэффициент фильтрации Г-образного фильтра с резонансным контуром
(рис. 6.4, б)
Лф.р=1+7РУ ~ zpy,
где Zp — сопротивление резонансного контура для определенной гармоники.
Рис. 6.3. Схемы многозвенных фильтров:
а — с Г-образными звеньями; б — П-образного
LC-фильтра; в — П-образного ЯС-фильтра
Рис. 6.4. Схемы фильтр-пробок:
а — простейшего фильтра; б — Г-образного
фильтра с резонансным контуром без уче-
та потерь; в Г-образного фильтра с резо-
нансным контуром с учетом потерь
Сопротивление Zp может во много раз превышать индуктивное сопротивление
дросселя Z~qfnn(oL в LC-фильтре, коэффициент фильтрации которого & ZY*
Поэтому можно записать отношение
кФ.р//<Ф=-гр/2»1.
С учетом потерь в дросселе ( rL ) и конденсаторе (гс) резонансного контура
(рис. 6.4, в) сопротивление его для любой гармоники
Zp =-------------------------------------, (6.16)
-------Г±------+----------Г£--------
rl+(qmnaL)2 r^+[l/(Q/nn<oC)]a
где резонансная частота контура
1
qma(»~
/L/CP-rl
L/Cp-ri
(6.17)
346
Подставляя выражение (6.17) в (6.16) н учитывая, что п. rc <S(L/CP), по-
лучаем:
Р ср ( rL +гс)
Коэффициент фильтрации резоиаисиого Г-образного фильтра для любой
гармоники
Ср ( rL
Применяя цепочку фильтров-пробок, каждая из которых настроена в резо-
нанс иа определенную гармонику, можно осуществить фильтрацию нескольких
гармоник.
Режекториые фильтры (рис. 6.5, а) можно рекомендовать в Г-образных
фильтрах вместо конденсатора, шунтирующего нагрузку (рис. 6.5, б), для филь-
трации определенной гармоники.
Сопротивление резонансной цепи LPCP при резонансе минимально и опреде-
ляется активным сопротивлением звена:
Zp=rL 4-гс.
Коэффициент фильтрации такого фильтра для любой гармоники
Кф « ZKp=Z/Zp=(^n<aA)/(rL +гс).
Для фильтрации ряда гармонических составляющих пульсирующего тока
параллельно нагрузке подключают несколько режекторных фильтров, каждый из
L L>
Рис. 6.6. Схеме Г-образ-
ного LC-фильтра с ком-
пенсационной обмоткой
Рис. 6.5. Схемы режекторных фильтров:
а — простейшего фильтра; б — Г-образного фильтра
с резонансной цепочкой; в—Г-образного фильтра
с резонансными контуром и цепочкой
которых настроен на определенную частоту. Такого рода фильтры применяют
для сглаживания пульсаций в мощных выпрямительных установках.
Для высокой фильтрации определенной гармоники используют совместно
фильтр-пробку и режекторный фильтр (рис. 6.5, в).
Недостатком резонансных фильтров являются необходимость индивидуаль-
ной настройки каждого фильтра и снижение коэффициента фильтрации при
изменении частоты источника питания. Кроме того, при изменениях тока нагруз-
ки неизбежна расстройка резонансного контура, так как при этом изменяется
индуктивность дросселя.
Фильтр с компенсацией переменной составляющей. Фильтр с компенсацион-
ной обмоткой w„ (рис. 6.6) обеспечивает лучшее сглаживание пульсаций, чем
обычные LC-фильтры. Обмогка шв создает э. д. с., частично компенсирующую
напряжение пульсаций на ксидеисаторе С. Эффект компенсации переменной со-
ставляющей особенно заметен при сглаживании пульсаций относительно боль-
ших токов нагрузки, когда трудно выполнить дроссель большой индуктивности.
Компенсационная обмотка позволяет уменьшить иамагиичиваиие дросселя, что
равносильно увеличению магнитной проницаемости материала сердечника и ин-
дуктивности дросселя. Полной компенсации переменных составляющих напря-
жения не удается получить, так как практически нельзя добиться сдвига фаз
между напряжениями в основной и компенсационных обмотках дросселя точно
на 180°. Число витков компенсационной обмотки выбирают не очень большим во
избежание заметного увеличения массы и габаритов дросселя.
347
Расчет фильтров, применяемых для сглаживания пульсаций напряжения
импульсных преобразователей и выпрямителей, питающихся от источников с пря-
моугольным напряжением, рассмотрен соответственно в гл. 3 и 7.
§ 6.2. Выходные фильтры автономных инверторов
и преобразователей частоты
Электрические фильтры, применяемые в автономных инверторах
и преобразователях частоты, служат для приближения формы кри-
вой напряжения на нагрузке к синусоидальной. Электрические
фильтры могут быть внутренними и внешними. Внутренняя филь-
трация может осуществляться в параллельных инверторах тока и ре-
зонансных инверторах (см. гл. 4). В последовательных резонансных
инверторах конденсатор и дроссель, необходимые для осуществления
коммутации, обеспечивают также фильтрацию. Если мощность по-
следовательного колебательного контура велика относительно мощ-
ности нагрузки, а величина и характер нагрузки изменяются
незначительно, то форма кривой выходного напряжения близка
к синусоидальной. Последовательное соединение коммутирующего
конденсатора и дросселя образуют резонансный контур, который
имеет большое сопротивление для высших гармоник и малое—для
основной гармоники.
Параллельные резонансные инверторы и инверторы тока также
осуществляют фильтрацию внутри инвертора. Если емкость комму-
тирующего конденсатора велика, то она вместе с дросселем в цепи
источника постоянного тока может осуществлять фильтрацию,
обеспечивающую получение выходного напряжения, близкого по
форме к синусоиде. При этом инвертор имеет относительно большую
мощность колебательного контура.
В инверторах напряжения и преобразователях частоты синусои-
дальность выходного напряжения можно обеспечивать с помощью
внешних электрических фильтров, включаемых на выходе.
Одним из основных показателей при сравнении различных внеш-
них электрических фильтров является установленная мощность их
элементов, определяющая габариты, массу и стоимость фильтра
(установленной мощностью элементов фильтра будем считать произ-
ведение действующего значения первой гармоники тока, протекаю-
щего через элемент, и напряжения на его зажимах). Выбор того
или иного фильтра зависит от ряда факторов: номинального тока,
напряжения, частоты, диапазона изменения и характера нагрузки.
Основными требованиями, предъявляемыми к таким фильтрам, явля-
ются: обеспечение требуемого коэффициента гармоник выходного
напряжения; минимум мощности, потребляемой от инвертора и пре-
образователя частоты; обеспечение жесткой внешней характеристики;
обеспечение минимальной установленной мощности фильтра.
Фильтр должен максимально ослаблять высокие гармоники
и с наименьшим ослаблением передавать в нагрузку основную
(первую) гармонику так, чтобы коэффициент гармоник выходного
напряжения не превышал значения, требуемого для данной нагруз-
ки (Кт-^.Кг. доп)-
348
Основные схемы, применяемые для фильтрации выходного на-
пряжения инверторов и преобразователей частоты, приведены на
рис. 6.7, а — в.
Проведем анализ данных фильтров, приняв следующие допуще-
ния: фильтр питается от инвертора напряжения, входное напряже-
ние которого идеально сглажено, т. е. Hd=const; инвертор напря-
жения является генератором импульсного напряжения с внутренним
сопротивлением, равным нулю; влиянием тока высших гармоник на
выбор параметров конденсаторов и потерями в сердечниках дросселей
пренебрегаем.
Г-образный полосовой фильтр. Г-образный полосовой фильтр
(рис. 6.7, а) состоит из последовательного резонансного контура
(Lt, Ci), настроенного на основную гармонику, и параллельного
резонансного контура
(Lt, С2), настроенного
также на основную гар-
монику. Таким образом,
в данном фильтре после-
довательный контур Lj, Сх
сводит до минимума па-
дение напряжения от то-
ка основной гармоники, а
параллельный резонанс-
ный контур Л2, С2, пре-
дусматривающий большое
Рис. 6.7. Основные схемы фильтров инверторов
напряжения и преобразователей частоты:
а — Г-образный полосовой фильтр; б — Г-образный
режекториый фильтр; в — Г-образный LC-фнльтр
сопротивление для основ-
ной гармоники и малое —
для высоких гармоник,
служит для уменьшения
дополнительной нагрузки
на основной гармонике.
Схема замещения по-
лосового фильтра с уче-
том потерь в элементах
фильтра приведена на рис gg Схемы замещения полосового
рис. 6.8, Я. фильтра с учетом потерь
Комплексный коэффи-
циент передачи напряжения фильтра любой гармоники (рис. 6.8,6)
1Z 17 вых 1
у ~ Z^Y.+Y^+l ’
и вх
(6.18)
где —полное сопротивление последовательного резонансного кон-
тура; У2, Ун—соответственно комплексные проводимости параллель-
ного контура и нагрузки.
Считая параметры последовательного контура не зависящими от
частоты, полное сопротивление контура можно записать в виде
1/(МЖЧ1 (di+/A), (6-19)
где гх—сопротивление потерь последовательного контура;
34»
Zf,—— 1 / (® i^i) =J/ LJCy — волновое сопротивление последова-
тельного контура; d1=r1/(co1L1) — коэффициент потерь последователь-
ного контура; Л=ю9/а»1— <вг/<вд ==(<?’— 1)/?— относительная расстрой-
ка контура; g=l, 3, 5, ... — номер гармоники.
Комплексная проводимость параллельного контура
y2=/ffllCa-|—L—|-g2=-L (d2+/A), (6.20)
/(OjLa Zc2
где g2 = l/r2—проводимость потерь параллельного контура;
Zc2=<o1L2= 1/(£О1С2)==]Лл2/Са—волновое сопротивление параллель-
ного контура; </2=г2/(ш1Л2) — коэффициент потерь параллельного
контура.
Приняв за оптимальное соотношение между установленными
мощностями элементов параллельного контура 0.с, = 0.ьг=0.ъ полу-
чим связь между Zc2, ги, Рн:
^с2 = (^>н,'п)/^2 = /’я/е2» (6.21)
где Q2={7h/2c£, e2=Q2/PH—соответственно установленная мощность
элементов параллельного контура и ее относительное значение.
Подставляя формулу (6.21) в (6.20), получаем окончательное
выражение для комплексной проводимости параллельного контура
фильтра:
K2=e2(d2+jA)/rn. (6.22)
Ток последовательного контура фильтра определяют как сумму
токов нагрузки и потерь в элементах параллельного контура:
/x=V ^(1+^2)- (6.23)
Волновое сопротивление последовательного контура при Qi=>
= Ql,~Qc, в функции параметров нагрузки имеет вид
2cl=Q1//i=rHe1(l+dae2)- (6.24)
Здесь e1=Q1/PH—относительное значение установленной мощности
элементов последовательного контура.
Подставляя выражение (6.24) в (6.19), находим комплексное
сопротивление последовательного контура:
Из выражений (6.18), (6.22) и (6.25) определяем комплексный
коэффициент передачи напряжения фильтра для любой гармоники:
К„(„>=-------------------?-------------------, (6.26)
9 14-е, (т+4>«г) — Aaea+/>1 dt (A4-da)4-Am
(l-J-d^)2 (l+dae2)2
где m=gHrH.HOM—коэффициент нагрузки (0<m<l).
В реальном фильтре в режиме холостого хода (т—0) вследствие
того, что элементы последовательного контура нагружены сопро-
тивлением потерь элементов параллельного контура,
^пцо =^2^г/0
350
I
Анализ выражения (6.26) показывает, что в отличие от фильтра
без потерь (d1=d2=0) внешняя характеристика фильтра с потерями
по первой гармонике будет иметь наклон, а модуль коэффициента
передачи напряжения фильтра основной гармоники
5^ВЫХ (1) ____________________1 ~|~^2е2_______________
^вх(1) [l+8idi (m4-d2e2)]24-(81ead1da)a
Определим, при каком распределении установленных мощностей
внутри неизменной суммарной мощности фильтра Qi^Qi+Qs.
имеет место максимум e=(Q1Qa)/PH.
Выражение для е может быть представлено в виде
-Qi(Qs-Qi).
Максимальное значение е найдем из условия е * =0, т. е.
Qi —2Qj=0 и Q1=Qi/2, а е1=е2=е/4.
Таким образом, максимальное ослабление любой из высших
гармоник или минимум коэффициента гармоник при заданной уста-
новленной мощности фильтра получается, когда мощности обоих
контуров фильтра равны, т. е. Q1=Q2=]/r еРи.
Исходя из полученного соотношения е1=е2 коэффициенты потерь
последовательного и параллельного контуров фильтра принимаем
одинаковыми, т. е. d1=d2=d.
Модуль коэффициента передачи напряжения фильтра для любо#
гармоники в функции относительной установленной мощности
фильтра можно записать в виде
Ku(q) —
^вых (q)
(qj
у Г Г d(4m+de)— А2е~|2 Г de (A+d)-}-4Aml2
V L1+e (4+de)2 ] +[® (4+de)2 J
(6.27>
Полагая d—0, выражение (6.27) можно упростить и получить
зависимость, удобную для практических расчетов:
' =----- 1.............. —- (6.28)
Г / е 2 в2
у (‘-ТТ4’) 4’
Из выражения (6.28) видно, что минимальное ослабление филь-
тром высших гармоник будет в режиме холостого хода (т=0):
К«(,) =-------. (6.29)
w 1 — (е2/16)Да v '
851
Коэффициент гармоник связан с коэффициентом передачи напря-
жения фильтра соотношением
(6.30)
1/ S 1*мЛ)Г
iz __ у ._________
г ^(1)^(1)
На рис. 6.9 приведены зависимости коэффициента гармоник на
выходе полосового фильтра при различных значениях е, построен-
ные по выражениям (6.30), (6.29), (4.104), (4.150) и (4.151). Из
кривых видно, что коэффициент гармоник уменьшается с увеличе-
нием е.
Как видно из выражений (6.27), (6.28) и (6.30), коэффициент
потерь существенно влияет на качество выходного напряжения
фильтра: уменьшается коэффициент передачи напряжения основной
гармоники и увеличивается коэффициент
гармоник.
Если знаменатель выражения (6.29)
обращается в нуль, то коэффициент пе-
редачи напряжения для q-й гармоники
стремится к бесконечности, что соответ-
ствует резонансу для р-й гармоники:
д=^==1£гЛ_е=1. (6.31)
4 4<? ' ’
Рис. 6.9. Зависимости коэф-
фициента гармоник на вы-
ходе полосового фильтра
при различных значениях е:
1—для однофазного инвертора;
2 — для трехфазного инвертора
Решая уравнение (6.31) относительно е,
определим
мощность
зонанс на
относительную установленную
фильтра, обеспечивающую ре-
одной из высших гармоник:
еРез==4д/(<7г — 1). (6.32)
При расчете фильтра необходимо,
чтобы принятое значение е было боль-
ше ерез, при котором наступает резонанс
на самой низшей из высших гармоник выходного напряжения ин-
вертора, т. е.
е>4(?н/( ql
Так как режим холостого хода преобразователя, как правило,
встречается редко, больший интерес представляет случай резонанса,
когда нагрузка изменяется в некоторых, наперед заданных преде-
лах. Подставляя значение е из выражения (6.32) в (6.28), определим
влияние нагрузки на условие резонанса:
= (6.33)
Из выражения (6.33) видно, что по мере увеличения нагрузки
резонанс в фильтре будет затухать. При номинальной нагрузке
(/и=1) коэффициент передачи напряжения гармоники, соответст-
вующей резонансу в фильтре, равен единице.
352
В реальном фильтре всегда имеются потери (d=#0), поэтому
в режиме холостого хода (т=0) коэффициент передачи напряжения
гармоники, соответствующей резонансу в фильтре, будет определять-
ся выражением
v' A-pd
Au <?)— •
V 5d
Включение на выходе фильтра активно-индуктивной нагрузки
может привести к увеличению коэффициента гармоник выходного
напряжения. Во избежание этого, необходимо полностью скомпен-
сировать индуктивную составляющую тока нагрузки. Если реактив-
ная мощность нагрузки больше требуемой для фильтрации мощ-
ности Q2, то осуществляется полная компенсация индуктивного
тока нагрузки конденсатором С2, а установленная мощность парал-
лельного контура определяется равенством Q2=SHsin<p.
При выполнении условия SH sin <p<(ePH)/4 расчет проводят по
с учетом того, что индуктивность
приведенным ранее выражениям
нагрузки будет частью индук-
тивности L2 фильтра. При
<SH sin ф = (87’н)/4 габариты филь-
тра минимальны.
Режекторный фильтр. Поло-
совой фильтр имеет значитель-
ную установленную мощность,
его коэффициент передачи на-
пряжения зависит от величины
Рис. 6.10. Схемы замещения Г-образного
режекторного фильтра
и характера нагрузки, что сужа-
ет область применения этих фильтров. Для исключения некоторых из
перечисленных недостатков целесообразно применять режекторные
или заградительные фильтры (см. рис. 6.7, б), представляющие собой
последовательно включенные дроссель и конденсатор, настроенные
в резонанс на основной гармонике напряжения. Включение на
выходе фильтра конденсатора, шунтирующего сопротивление нагруз-
J ки, создает цепь для замыкания токов высших гармоник.
Сопротивление последовательного контура (рис. 6.10, а, б) опре-
деляется выражением (6.19).
Проводимость параллельной цепи
l/2=/<B1C2-f-g2 = (d24-/<7) G, (6.34)
где d2—tg(f>)=r2a1C2 — коэффициент потерь шунтирующего конден-
сатора; G=82/rH; 82=Q2/Ph — относительная установленная мощность
шунтирующего конденсатора.
Ток, протекающий по элементам последовательного контура,
равен сумме токов нагрузки и шунтирующего конденсатора:
/1=^н/(1+^е2)2+е2/гн.
Волновое сопротивление последовательного контура
(6.35)
^[(l+W+ei]
23
Заказ 180
353
Подставляя выражения (6.19), (6.34) и (6.35) в (6.18), получаем
комплексный коэффициент передачи напряжения фильтра в функ-
ции параметров нагрузки и относительных установленных мощностей
элементов фильтра:
(?2— 1) (1-]-Дг8а) Дт (14~^2ea)H~t/e2^i
(1-|-d2ea)a (1-J-e^) О+^2еа)2 (1+еа)а
(6.36)
, m+d2e2
где т
1 + “2е2 \
Поскольку потери в конденсаторах незначительны (d2e2<^l)
и в практических расчетах на частотах до 1 кГц ими пренебрегают,
tri т, а 14-d2e2 » 1 и модуль коэффициента передачи фильтра
Ли (?)—
U вых
и вх
1
(б?2—l)e2+diml2 . / \2
— 8i-------------- + 8Х------------
1+е2 J ' 1+е2 '
(6.37)
При q=\ получаем выражение для коэффициента
пряжения фильтра по основной гармонике:
l+el
передачи на-
Лв (1) --------------------------
V (1+e|+dime1)2+(d181e2)2
(6.38)
При отсутствии потерь в фильтре (t/1=0), как видно из соотно-
шения (6.38), основная гармоника передается в нагрузку без ослаб-
ления, т. е. Ля(1)=1> а коэффициент передачи напряжения фильтра
для высших гармоник
e^C^-l) 2. „ е2Д2
—----------- -4-т2 ----
1+е2 ] (1+ег)2
(6.39)
Из выражения (6.39) следует, что минимальное ослабление
фильтром высших гармоник будет в режиме холостого хода (т=0):
1-—. (6.40)
<72 — 1
Ли (q)
1 — 8182
1+е2
На рис. 6.11 приведены зависимости коэффициента гармоник на
выходе Г-образного режекторного фильтра от угла 0 при различных
значениях е, построенные по выражениям (6.30), (6.40) и (4.126)
для однофазного мостового инвертора в режиме холостого хода.
354
Если знаменатель выражения (6.40) обращается в нуль, то коэф-
фициент передачи напряжения для q-a гармоники стремится к бес-
конечности, что соответствует резонансу для </-й гармоники:
?2—1 ,
eie2 Г -1-
1+е2
(6-41)
Для фильтра, выход которого нагружен на сопротивление опре-
деленной величины, условия резонанса на одной из высших гармо-
ник можно определить из
выражений (6.41) и (6.39):
«и
Влияние потерь в резо-
нирующем фильтре может
быть учтено подстановкой в
(6.37) значения 6j из выра-
жения (6.41) при т=0:
к' Л2-1

оптимального
является
Задачей
i расчета фильтра
определение наиболее выгод-
ного распределения суммар-
ной установленной мощности
фильтра между элементами
последовательного контура и
шунтирующим конденсатором
таким образом, чтобы задан-
ному значению суммарной
установленной мощности
фильтра соответствовало наи-
большее ослабление высших
Гармоник. Для этого иссле-
дуем выражение (6.40) на эк-
стремум, т. е. (dKuiq)/det)=0.
! Условием экстремума будет
Рис. 6.11. Зависимости коэффициента
гармоник на выходе Г-образного режек-
торного фильтра от угла 0 при различ-
ных значениях е для однофазного инвер-
тора
равенство
е2-4-2е2/е— 1=0,
(6.42)
И где е=2е14-е2—относительное значение суммарной установленной
Мощности фильтра.
, Выражение (6.42) имеет два корня:

И е2
е е
' Первый из них отбрасываем как не соответствующий физиче-
скому смыслу, а второй и будет выражать оптимальную зависимость
>'23* 355
между относительными значениями установленной мощности шунти-
рующего конденсатора и суммарной мощности всего фильтра, т. е.
V е2+1 — 1
опт _
Расчеты показывают, что оптимальной с точки зрения наилучшей
фильтрации является величина е2=0,68— 0,78. Однако включение
на выходе фильтра конденсатора с такой установленной мощностью
потребует увеличения выходной мощности инверторного блока. Для
обеспечения наилучших технико-экономических показателей преоб-
разователя установленную мощ-
ность шунтирующего конденса-
тора необходимо выбирать ис-
ходя из анализа характеристик
нагрузки, т. е. его мощность
должна быть равна или незна-
чительно превышать максималь-
ную реактивную мощность на-
грузки.
Если преобразователь ис-
источника питания, то е2<0,5.
// п Z,
Рис. 6.12. Схемы замещения Г-образного
£С-фильтра
пользуется в качестве вторичного
При этом установленная мощность режекторного фильтра приблизи-
тельно в 1,33 раза меньше, чем полосового фильтра.
Индуктивно-емкостный однозвенный фильтр. ДС-фильтр (см.
рис. 6.7, в) является наиболее простым типом фильтра.
Сопротивление последовательного и проводимость параллельного
элементов фильтра в функции частоты можно определить из схем
замещения рис. 6.12, а, б:
—jqZ0-\-r1—Zo
у2=jqY0+g2=У0 (jq 4- d2),
(6.43)
(6.44)
где Zo=—сопротивление последовательного элемента фильтра
на основной частоте; Уо=<о1С2— проводимость параллельного эле-
мента фильтра на основной частоте.
Относительные значения установленных мощностей параллель-
ного и последовательного элементов фильтра соответственно равны:
е2==Пвых1/0/Рн=гнУ0, (6.45)
81=РН [(1 + <W+e2] Z0!r„ (6.46)
Из выражения (6.45) и (6.46) определяем проводимость парал-
лельного и сопротивление последовательного элементов фильтра на
основной частоте;
У0=е2/гн, (6.47)
7 61ГН
^0— с,
(1+^2е2)2 + е2
(6.48)
356
Из выражений (6.18), (6.43), (6.44), (6.47) и (6.48) находим ком-
плексный коэффициент передачи напряжения фильтра для любой
гармоники:
=------—----------!---------------. (6.49)
е2 (2d1e2+m
1 + 81 2 +/98J -
е^+ (1 +d2e2)2 e^+(l+d2e2)2
При q=l получаем коэффициент передачи напряжения фильтра
для основной гармоники:
4 (1>=-------—--------5----------------• (6.50)
е2( 4] l)4-d!m 2d,e,,+m
1 -j- gj
е2~Н 4~4282)2 e2+( l+d2e2)2
Модуль коэффициента передачи напряжения фильтра можно
записать в виде:
при d2—0 (потерями в конденсаторе пренебрегаем)
при di=0 (потерями в дросселе пренебрегаем)
(6.52)
Так же как в полосовом и режекторном фильтрах, в индуктив-
но-емкостном фильтре минимальное значение Кг соответствует режиму
холостого хода (т=0), а величина потерь в фильтре не влияет на
форму выходного напряжения. Максимальные искажения формы
напряжения наблюдаются при номинальной нагрузке (т— 1). В этом
режиме работы увеличение потерь в дросселе приводит к усилению
искажения формы выходного напряжения. Увеличение коэффициента
Кг при переходе от режима холостого хода к номинальной нагрузке
объясняется тем, что внешняя характеристика индуктивно-емкост-
ного Г-образного фильтра для основной гармоники имеет значи-
тельно больший наклон, чем для более высоких гармоник.
На рис. 6.13 приведены зависимости коэффициента гармоник на
выходе Г-образного LC-фильтра от угла 9 при различных значе-
ниях е, построенные по выражениям (6.30), (6.52) и (4.126), для
однофазного мостового инвертора в режиме холостого хода.
357
Условие резонанса в Г-образном индуктивно-емкостном фильтре
в режиме холостого хода (т=0) в пренебрежении потерями (dr=
—d2=0) определяем из выражения (6.52):
е1е2
(6.53)
Подставляя значение е2 из выражения (6.53) в (6.51), оценим
влияние потерь в дросселе фильтра
при резонансе на основной
Рис. 6.13. Зависимости коэффициента гар-
моник на выходе Г-образного £С-фильтра
от угла 0 при различных значениях е для
однофазного инвертора
гармонике (^=1) в режиме
холостого хода (т=0):
Из выражения (6.52) опре-
делим оптимальное с точки
зрения получения минималь-
ного коэффициента КТ соот-
ношение между мощностями
последовательного и парал-
лельного элементов фильтра
при т—0:
дКи^/д^/В1)=0. (6.54)
Решением уравнения
(6.54) является равенство
82опт= 1 •
Однако в силу тех же до-
водов, которые были приве-
дены при анализе режектор-
ного фильтра, с точки зре-
ния оптимальности построе-
ния системы инвертор —
фильтр — нагрузка опти-
мальным значением будем
считать 62=0,5.
Г-образный индуктивно-
емкостный фильтр может
войти в резонанс на частоте
основной' гармоники напря-
жения, в то время как поло-
совой и режекторный фильт-
ры таким свойством не обладают. Это объясняется наличием в поло-
совом и режекторном фильтрах последовательного контура, сопро-
тивление которого для основной гармоники равно нулю, а коэффи-
циент передачи напряжения основной гармоники — единице. Воз-
можность резонанса в фильтре на частоте основной гармоники
приводит к резкой зависимости выходного напряжения от величины
и характера нагрузки, что является существенным недостатком это-
го фильтра. Установленная мощность Г-образного индуктивно-ем-
358
костного фильтра при одинаковых величинах Кг и диапазоне ста-
билизации напряжения меньше установленной мощности полосового
и режекторного фильтров. Однако мягкая внешняя характеристика
фильтра ограничивает его применение случаями, когда нагрузка не
изменяется или изменяется в незначительных пределах.
Общим недостатком рассмотренных фильтров является боль-
шая установленная мощность элементов, а следовательно, значи-
тельные габариты и масса, которые возрастают при уменьшении
коэффициента гармоник.
Наличие фильтра сказывается на форме выходного напряже-
ния, которая зависит от величины и характера нагрузки. В инвер-
I торах с регулируемой частотой выходного напряжения необходимо
V; перестраивать фильтры с изменением частоты.
ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. При каких токах (сопротивлениях) нагрузки выгодно применять емкостный
фильтр?
2. Приведите схему и определите коэффициент сглаживания Г- и П-образных
фильтров однофазного мостового выпрямителя, питаемого от сети переменного
тока частотой 50 Гц, при заданных параметрах: Со=50 мкФ, Сх=50 мкФ,
£=2,5 Гн, rrf=5,l кОм.
3. Приведите схему и определите параметры: сопротивление Zp фильтра-
пробки, включенного на выходе однофазного мостового выпрямителя, и коэффи-
циент фильтрации Кф, если заданы частота напряжения питания fc, активное
сопротивление нагрузки rd, активное сопротивление дросселя rL (сопротивление
потерь в конденсаторе гс =0): /\.=400 Гц, rd=0,2 кОм, rL =5 Ом. Емкость кон-
денсатора (Ср мкФ) выберете самостоятельно, затем определите необходимую ин-
дуктивность контурной катушки L.
4. Определите параметры дросселя и конденсатора сглаживающего Г-образного
фильтра, включенного иа выходе однофазного мостового выпрямителя, если
коэффициент пульсаций на нагрузке составляет 0,5%, а частота напряжения
питания 50 Гц.
5. Определите коэффициент сглаживания пульсаций выпрямленного напря-
жения на активной нагрузке выпрямителя rd=l кОм для П-образного С£С-филь-
тра с параметрами: Со=2О мкФ, Cj=20 мкФ, £=10 Гн, Д.=50 Гц, тп=3.
Приведите схему фильтра.
6. Какие сглаживающие фильтры предпочтительнее включать в выпрямители
средней и большей мощности?
7. Каковы преимущества и недостатки полосового фильтра?
8. Какие типы фильтров применяют для улучшения гармонического состава
выходного напряжения автономных инверторов?
9. Когда целесообразно применение Г-образного £С-фильтра?
ГЛАВА 7
УСТРОЙСТВА ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ
АППАРАТУРЫ
Источники электропитания, являющиеся составными частями
радиоэлектронных устройств, довольно разнообразны; выбор того
или иного из них определяется потребляемой мощностью (мощ-
ность источников обычно колеблется в пределах от единиц ватт
до 200—300 Вт), видом и характером питаемого радиоэлектрон-
ного устройства, а также условиями эксплуатации.
Для питания радиоэлектронной аппаратуры используются сети
переменного тока промышленной и повышенной частот, сети по-
стоянного тока с различными напряжениями, непосредственные
преобразователи световой и тепловой энергий и др.
В общем случае источник электропитания состоит из трансфор-
матора, выпрямителя, сглаживающего фильтра и стабилизатора.
Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры
должны обеспечивать:
1) нормальную работу питаемого устройства без нарушения
режима его работы;
2) заданный постоянный или переменный стабильный ток (на-
пряжение) ;
3) длительный срок службы;
4) максимальные к. п. д. и надежность при минимальных габа-
ритах и массе.
Последнее требование — обеспечение минимальных габаритов
и массы — потребовало разработки миниатюрных устройств элект-
ропитания. Такие устройства конструктивно выполняются в виде
микромодулей и содержат интегральные схемы, силовые пассив-
ные элементы, изготовляемые по толстопленочной или тонкопле-
ночной технологии, бескорпусные активные элементы, являющиеся
аналогами индуктивностей и емкостей, и др. Для уменьшения мас-
сы входного трансформатора миниатюрных устройств электропи-
тания используют напряжение повышенной частоты (до несколь-
ких десятков килогерц). При этом если первичным источником яв-
ляется сеть переменного тока стандартной частоты 50 Гц, то в ка-
честве промежуточного устройства, повышающего частоту, приме-
няют автономные инверторы напряжения, в случае же первичных
источников постоянного напряжения используют транзисторные
преобразователи постоянного напряжения.
Выпрямителями в устройствах электропитания могут служить
выпрямители однофазного и трехфазного токов с различной реак-
цией нагрузки (см. гл. 1).
360
§ 7.1. Электронные сглаживающие фильтры
LC-фильтры просты и надежны в эксплуатации, однако их мас-
са и габариты при питании электронной аппаратуры могут суще-
ственно сказываться на общей массе и габаритах выпрямительно-
го устройства, а также питаемой аппаратуры. Это объясняется
тем, что габариты дросселя фильтра с ростом тока нагрузки резко'
возрастают. При этом в результате насыщения сердечника дроссе-
Рис. 7.1. Транзисторный сглаживающий фильтр с нагрузкой в коллек-
торной цепи:
а — принципиальная схема с фиксированным смещением на базе транзистора;
б — коллекторные характеристики; « — эквивалентная схема по переменной
составляющей; г — эквивалентная схема по постоянной составляющей; д — прин-
ципиальная схема с автоматическим смещением на базе транзистора
ля постоянной составляющей выпрямленного тока индуктивность
его уменьшается и фильтрующие свойства фильтра ухудшаются.
Вредное влияние на питаемую радиоэлектронную аппаратуру ока-
зывают магнитные поля рассеяния дросселя, выполняемого с воз-
душным зазором.
Полупроводниковые фильтры не содержат сглаживающих дрос-
селей, поэтому они лишены перечисленных недостатков.
Коллекторная характеристика транзистора (рис. 7.1,6) подоб-
на кривой намагничивания ферромагнитного сердечника дросселя,,
так как имеет участки (участок 1—2 на рис. 7.1,6), где дифферен-
циальное сопротивление во много раз больше статического сопро-
тивления /кет. Поэтому транзистор может выполнять роль дрос-
селя фильтра.
36).
Транзисторные фильтры применяют при токах нагрузки до не-
скольких ампер и напряжениях, определяемых десятками вольт.
Транзисторные фильтры различают по способу подключения
нагрузки: фильтры с потребителем, включенным последовательно
в цепь коллектора или эмиттера либо параллельно транзистору.
Включение нагрузки в коллекторную цепь транзистора с общей
базой без элементов Сб, R6, R3 (рис. 7.1, а) вызывает усиление пуль-
саций, которое учитывается в цепи нагрузки в виде э. д. с. агк/э,
совпадающей по фазе с входным напряжением.
Включение резистора R3 позволяет значительно снизить э. д. с.
агк/э в коллекторной цепи, а включение элементов Сб, R6 ослаб-
ляет переменную составляющую пульсаций на входе транзистора,
т. е. во входной цепи транзистора установлены два фильтрующих
звена: одно—из элементов R3 и гвх транзистора (гвх— входное со-
противление транзистора по переменному току в точках Э и Б),
другое — из элементов Rc и Сб.
На рис. 7.1, а, в представлены принципиальная схема сглажи-
вающего фильтра с фиксированным смещением на базе транзистора
и ее эквивалентная схема по переменной составляющей.
Приведя эквивалентную схему к пассивному Т-образному четы-
рехполюснику, можно определить ток, а затем и амплитуду напря-
жения на нагрузке, после чего вычислить коэффициент фильтрации.
Коэффициент фильтрации при учете допущений R6 »гб, гк»гб,
Яб»*сб, rK^xc., R^>Zd определяется выражением
г Рэ+(1—а)(гб — /хс)
/Z — . 'К ' б'
Лф-------------------------—•
D , , Л , агк\
^э+гб — !ХС. ' + г> )
° \ Кб/
Коэффициент передачи напряжения со входа на выход при усло-
вии гэ=0, гб=0 можно определить из эквивалентной схемы по по-
стоянной составляющей (рис. 7.1, а):
X ~_ (7 п
R3I ds+R^l d&
Полагая, что обратный ток коллектора равен нулю, выражение
(7.1) можно преобразовать к виду
X, ~ a(,rd
/?э+(1 — а0) /?б
где а0—статический коэффициент усиления в схеме с общей базой.
Максимальный коэффициент сглаживания фильтра после неко-
торых упрощений приобретает вид
/<сг=^ф ~ гктпаСвт
Re 1 — а0
Емкость конденсатора входной фильтрующей цепи
8 ()
сб=_
mnco(l—а„) R6
где а — динамический коэффициент усиления.
362
Сопротивление резистора входной фильтрующей цепи определя-
ется режимом работы по постоянному току:
D «о (^ак+^d)
6 (1 —«o)ZtfK
Здесь t/dK«(l,5—3)Udmin+Kn(i)Ud—напряжение на коллекторе;
Udmin—напряжение насыщения транзистора, пропорциональное
току IdK.
Оптимальное сопротивление резистора R3
Rs.om 0,25 (1 — а0) R6.
Напряжение смещения для рассматриваемого фильтра
U36d« u'd - (Ud - UdK) +2k /dK.
RrPA a0
Из приведенного выражения видно, что необходимое смещение
напряжения на базе обеспечивается в основном постоянной состав-
ляющей выпрямленного напряжения U'd и мало зависит от режима
работы коллекторной цепи. Поэтому данный фильтр называют
фильтром с фиксированным смещением. Он может работать только
при небольших колебаниях температуры окружающей среды (по-
рядка 10—20 °C). Требуется индивидуальная настройка режима для
каждого транзистора, используемого в этом фильтре, так как с
изменением температуры и нагрузки, а также при смене транзи-
стора изменяется выходное напряжение Ud.
На рис. 7.1, <5 приведена принципиальная схема фильтра с авто-
матическим смещением на базе транзистора, которое автоматически
изменяется при изменении режима работы коллекторной цепи.
Напряжение смещения такого фильтра
^эбй ~ dK Ud
^б(1 — а»)
т. е. величина U3()d зависит в основном от напряжения UdK. Изме-
нение режима работы фильтра приводит к изменению Udt. и, следо-
вательно, к изменению t/96d, что автоматически изменяет режим
работы транзистора.
Максимальный коэффициент сглаживания фильтра с автомати-
ческим смещением
г к/?б тпм^выхг d
#б+гк rd+(l — «о)/?б
Сопротивление резистора
~.
6 Ca(l-ao)
Фильтр, выполненный по схеме рис. 7.1, д, устойчиво работает
при изменении температуры окружающей среды в широком диапа-
зоне. Он мало чувствителен к изменению нагрузки и не требует
индивидуальной настройки при замене транзистора. Но максималь-
ный коэффициент сглаживания данного фильтра почти в два раза
363
меньше, чем для фильтра с фиксированным смещением. Выходное
сопротивление фильтров в цепи коллектора ZBbIX « — !ХсВЫх
Фильтры с потребителем в коллекторной цепи применяют при
малых нагрузках, когда rd 1/(тпшСвых), т. е. когда сопротивление
нагрузки значительно больше выходного сопротивления фильтра.
При больших нагрузках выходное сопротивление фильтра стано-
вится соизмеримым с сопротивлением нагрузки и, следовательно,
а) 5)
Рис. 7.2. Транзисторный сглаживающий
фильтр с нагрузкой в эмиттерной цепи:
а — принципиальная схема; б — эквивалеитиая
схема по переменной составляющей
зультате выходное сопротивление
оказывает влияние на ре-
жим работы потребителя.
Кроме того, наличие ре-
зистора R3 снижает к. п. д.
фильтра.
Для уменьшения вы-
ходного сопротивления
транзисторный фильтр це-
лесообразно составлять на
основе эмиттерного повто-
рителя, с включением по-
требителя в эмиттерную
цепь (рис. 7.2, а). В ре-
фильтра становится мини-
мальным, при этом коэффициент усиления по напряжению практи-
чески равен единице. Поэтому в таких фильтрах нет необходимости
ослаблять действие э. д. с. в коллекторной цепи, вносимой эмит-
терным током (агк/э).
В схеме рис. 7.2, а имеет место автоматическое смещение посто-
янной составляющей напряжения, подаваемого на базу транзистора.
Поэтому фильтр может устойчиво работать при изменении темпе-
ратуры окружающей среды и не требует индивидуальной настройки
при замене транзистора.
Из эквивалентной схемы фильтра (рис. 7.2, б) следует, что пере-
менная составляющая входного напряжения проходит через Г-об-
разный /?С-фильтр, у которого R rG « О, С = С6. Напря-
r k+Rs
жение, отфильтрованное этим фильтром, передается из цепи базы в
цепь нагрузки без усиления. Ток в цепи базы меньше тока в эмит-
терной цепи в 1/(1 — а) раз. Поэтому выходное сопротивление
такого фильтра (при гб = 0, гэ=0) больше сопротивления конденса-
тора Сб в (1 — а) раз.
Приведем основные расчетные соотношения для фильтра, опре-
деляемые из его эквивалентной схемы.
Максимальный коэффициент фильтрации (при гб 0)
---—----
(Яб+'к)
б
(7.2)
Коэффициент передачи напряжения
.
rd+(l — «о) Ra
(7.3)
364
Максимальный коэффициент сглаживания фильтра
и___________________ г к^б __________rd_____
СГ хс (/?g4-rK) rd+/?6(l+ao)
б
Сопротивление резистора входной фильтрующей цепи
г>
— Г*
Сгэ(1 — Ио)
Выходное сопротивление фильтра с учетом величин г0 и гэ
2внх=Гэ+(1 — «) гб — / (1 — «) Хс6.
Из выражения (7.2) видно, что коэффициент Кф возрастает при увеличении
сопротивления /?6. Однако увеличение сопротивления /?б = /?б.ст приводит к по-
вышению напряжения на транзисторе U dK = U # +^бэ, увеличению мощности Рк
и падению к. п. д. фильтра (/?б-ст — статическое сопротивление резистора Rq).
Для увеличения дифференциально-
го сопротивления во входной цепи
последовательно с резистором R&
можно включить дроссель L
(рис. 7.3, а), у которого Z6~^>R5.
Из-за больших размеров дросселя
такие фильтры не находят примене-
ния.
Коэффициент сглаживания
фильтра можно увеличить, приме-
нив двухзвенную фильтрующую
цепь на входе (рис. 7.3,6) или
составной транзистор (рис. 7.3, в),
либо увеличив число звеньев
(рис. 7.3, г).
Улучшить коэффициент филь-
трации в схеме рис. 7.2, а можно,
заменив резистор /?д высокоомным
транзисторным двухполюсником, у
которого /?б2>Кб.ст (рис. 7.3, д).
Цепь из стабилитрона Д и рези-
стора R2 образует стабильный
источник напряжения смещения
для транзистора Т2. Через
транзистор Т2 практически проте-
кает постоянный ток, так как лю-
бое изменение тока через транзи-
стор Т2 приводит к изменению па-
дения напряжения на резисторе
Rlt а следовательно, и на базе
транзистора Т2, и ток в цепи эмит-
тера возвращается почти к пер-
воначальному значению. В качест-
ве диода Д применяют один или
несколько обычных диодов или стабилизаторов, включенных в прямом направле-
нии. Вследствие того что дифференциальное сопротивление стабилитрона Д ма-
ло, на нем будет малое падение напряжения от ивх_, и можно считать, что
база транзистора Т2 и точка б эквипотенциальны. Поэтому выходное сопротив-
ление транзисторною двухполюсника (дифференциальное сопротивление между
д)
Рис. 7.3. Схемы транзисторных фильтров
с улучшенным коэффициентом сглаживания:
а — с дросселем во входной фильтрующей цепи;
б —с двухзвенной входной фильтрующей цепью;
в — с составным транзистором; г — многозвенного;
Э —с высокоомным транзисторным двухполюсни-
ком
365
точками а и б в схеме рис. 7.3, б), равное дифференциальному сопротивле-
нию /?б> определится выражением
(сс2
1 — Z
1+-^-
'"62
(7.5)
Ценным свойством высокоомного транзисторного двухполюсника является то,
что его статическое сопротивление (для постоянной составляющей тока) значитель-
но меньше дифференциального сопротивления.
Коэффициенты фильтрации и сглаживания, а также коэффициент передачи
постоянного напряжения можно определить из выражений (7.2) — (7.4) при под-
становке выражения (7.5) вместо R6. Использование высокоомного двухполюсника
вместо резистора R6 увеличивает коэффициент сглаживания примерно в 10 раз
по сравнению со схемой рис. 7.2, а. Линейный делитель напряжения вместо
диода Д и резистора R2 применять нельзя, поскольку при этом ухудшается
коэффициент сглаживания вследствие попадания на базу транзистора Т2 части
переменного напряжения со входа фильтра.
Рис. 7.4. Схемы транзисторных
фильтров с нагрузкой, включен-
ной параллельно транзистору:
а — управляемого по входу; б —уп-
равляемого с выхода
I Uu* 1=1 Ur I и фазы ЭТИХ
При относительно невысоких напря-
жениях и больших токах нагрузки мож-
но применять транзисторный фильтр
с параллельным включением транзисто-
ра и нагрузки (рис. 7.4).
Транзистор в схемах рис. 7.4 заме-
няет емкость активно-емкостного фильт-
ра. Автоматическое смещение постоян-
ного напряжения на базе транзистора
производится с помощью резистора R6.
Переменная составляющая тока базы
в схеме рис. 7.4, а изменяется с по-
мощью элементов R61, Со. Усиливаясь,
эта составляющая вызывает перемен-
ное напряжение на резисторе R, кото-
рое оказывается в противофазе с вход-
ным переменным напряжением. В ре-
зультате переменная составляющая на-
пряжения на нагрузке ослабляется.
Для компенсации напряжения на-
пряжением UR необходимо, чтобы
напряжений были одинаковы, т. е. что-
бы 7?б1Сб=оо (практически R^^xc^. Напряжение UR определя-
ется выражением
^=Йвх/[2б/(Р/?)],
где Z6 — сопротивление участка база—отрицательный провод по
переменному току.
Величина Z6/(P7?) определяет режим работы фильтра и может
принимать значения как меньше, так и больше единицы (недоком-
пенсация, компенсация, перекомпенсация).
366
Коэффициент фильтрации
г l+R/'e
лф----------------------------- .
1 а
Rei 1 — а
Коэффициент сглаживания
Ксг ----------**--------.
1+_____
(1 —а0)/?б rd
Выходное соп ротивление
7_______________________~ 1
^вых '"вых I ,
R 1 — а R&1
т. е. оно не зависит от частоты. Поэтому такой фильтр не вносит
частотных искажений в работу потребителя.
R ct
Если —•--------->1, то Кф-^оо, т. е. будет происходить опти-
/?б1 1—а
мальная компенсация. При таком режиме гвЫх=К/2.
n R а „, R а
При —.----------<1 получится недокомпенсация, а при —.------------>
R6J 1— a R61 1— а
> 1 — перекомпенсация. Оптимальным отношением сопротивлений
будет следующее:
I R \ Е._ 1 — а__ 1
\^б1/опт а Р
При отклонении Дб1 от оптимального значения существенно
уменьшается коэффициент фильтрации. Кроме того, при смене тран-
зистора необходима подстройка R61, а при изменении температуры
окружающей среды изменяется р, т. е. фильтр можно использовать
при небольших изменениях температуры окружающей среды.
В рассмотренном фильтре действие транзистора аналогично
действию эквивалентной емкости в /?С-фильтре:
г* —
'-'экв Д •
Wn<o/?BKB
При равных к. п. д. и коэффициентах сглаживания для RC-
фильтров и описанного фильтра получаем:
КэкВ = R (1 +^<ьД<г)>
Q _ ^Ф
mn<c>R (\-\-ld3/1 d)
Фильтр, выполненный по схеме рис. 7.4, а, имеет малый коэф-
фициент фильтрации (Кф=10—35) по сравнению с рассмотренными
транзисторными фильтрами и требует настройки при смене транзи-
стора. Для него не опасны короткие замыкания в цепи нагрузки.
367
В фильтре, выполненном по схеме рис. 7.4, б, цепь базы пита-
ется выходным напряжением и напряжение Ur определяется выра-
жением
йк 1 +2б/(ВД
2б/(рЮ
где Uвых Uвх
Таким образом, данный фильтр может работать только в режиме
недокомпенсации и для выполнения условий | t/Bx 1 = 1^/? I величина
Z6/$i?) должна быть возможно меньше единицы. Для равенства
фаз напряжений UR и t/BX необходимо, чтобы гэф-(1— а)гб^>
>(1 —а) хс6.
Параметры фильтра меньше зависят от температуры окружающей
среды и не требуется настройка при замене транзистора.
Коэффициент фильтраций
Кф -
гэ+(1 — а)гб
Коэффициент сглаживания
Ксг «------**-------.
1+____адад
R6 (1 — а0) rd
R
Выходное сопротивление
^вых ~ ^вых р
~R
J_____
1
. Тб
Гэ+ ₽
т. е. оно не зависит от частоты.
Выходное сопротивление рассматриваемого фильтра значительно
меньше, чем фильтра, выполненного по схеме рис. 7.4, а. Коэффи-
циент фильтраций в схеме рис. 7.4, б больше, чем в схеме рис. 7.4, а.
Однако при одинаковых к. п. д. коэффициент сглаживания в схеме
рис. 7.4, б будет меньше.
§ 7.2. Параметрические и компенсационные стабилизаторы
напряжения и тока
Многие электротехнические и радиоэлектронные устройства питаются от
источников, выходное напряжение или ток которых должны оставаться почти
неизменными при изменении дестабилизирующих факторов в широких пределах.
Дестабилизирующими факторами могут быть колебания напряжения питаю-
щей сети, изменение частоты напряжения питания, величины нагрузки, темпе-
ратуры и влажности окружающей среды и др.
Различные устройства допускают различную нестабильность напряжения
Л6/вЫХ , лл .р
питания-------100. Так, например, для электронного микроскопа она не долж-
б ВЫХ
на превышать 0,00о%, для радиовещательных станций — 2—3 % и г- Д»
368
Устройства, автоматически поддерживающие неизменным напряжение или
ток на стороне потребителя электрической энергии с требуемой точностью при
изменении дестабилизирующих факторов, называют стабилизаторами напряже-
ния (тока).
Стабилизаторы подразделяют на две группы — параметрические и компенса-
ционные.
Параметрическими называют стабилизаторы с нелинейными элементами (бар-
ретеры, термисторы, дроссели и др.), параметры которых с изменением напря-
жения (тока) изменяются таким образом, что напряжение (ток) потребителя
остаются почти неизменными по величине.
Нелинейные элементы, применяемые в параметрических стабилизаторах на-
пряжения, имеют вольт-амперную характеристику, удовлетворяющую условию
//—const, а в стабилизаторах тока — /—const.
В компенсационных стабилизаторах (рис. 7.5) предусматривается наличие
измерительного элемента 3, в котором происходит сравнение стабилизируемой
величины с эталонной и вырабатывается сигнал рассогласования, и промежуточ-
преобразуется, усиливается
Рис. 7.5. Структурная схе-
ма компенсационного ста-
билизатора напряжения
ного устройства 2, в котором сигнал рассогласования
и поступает на регулирующий элемент 1, изменяя его
состояние таким образом, чтобы поддерживать ста-
билизируемую величину напряжения (тока) с требуе-
мой точностью. Регулирующий элемент 1 может ра-
ботать либо в непрерывном, либо в импульсном ре-
жиме. В компенсационных стабилизаторах может
обеспечиваться стабилизация при суммарном воздей-
ствии дестабилизирующих факторов. В компенсацион-
ных стабилизаторах в качестве регулирующего эле-
мента используются управляемые нелинейные эле-
менты (транзисторы, тиристоры и др.).
Основными параметрами стабилизатора являются
коэффициент стабилизации и выходное сопротивление.
В общем виде под коэффициентом стабилизации
нне относительного изменения дестабилизирующей величины к вызванному ею
относительному изменению стабилизируемой величины. Например, коэффициент
стабилизации тока нагрузки по входному напряжению
А(/вх А/ вых
и ' /
ивх 1 вых
следует понимать отноше-
Ubx min
АС/ВЫХ АС/ВХ
., = . г • Аном,
иВЫХ.НОМ Ас'вых
на входе, определяемое из графика
-ном=^вых.ном/1/вх.ном— коэффициент передачи напряжения
Различают интегральный и дифференциальный коэффициенты стабилизации.
Интегральный коэффициент определяет стабилизацию в заданном диапазоне изме-
нения дестабилизирующей величины, дифференциальный — в бесконечно малом
диапазоне, который сводится к точке. Обычно дестабилизирующие факторы из-
меняются в широких пределах, поэтому практическое значение имеет интеграль-
ный коэффициент стабилизации. Так, например, интегральный (усредненный) коэф-
фициент стабилизации напряжения по входному напряжению при заданной
зависимости C/Obix = f (С/вх) и известных величинах С/вх-ном, 6/вхтах,
определяется выражением
д. АС7 вх
^ВХ.НОМ
где АС/ВХ — изменение напряжения
=f(UBx); К ...............
нальном режиме.
Выходным сопротивлением стабилизатора называют отношение изменения
напряжения на выходе стабилизатора к вызвавшему его изменению тока нагрузки
при постоянном входном напряжении, а также при неизменных других дестаби-
лизирующих факторах:
^вых —
в номи-
Ric— вых/А/вых-
Знак «минус» показывает, что с ростом тока нагрузки выходное напряжение
уменьшается и наоборот.
369
Rs
6) г)
Рис. 7.6. Схема параметрического стабилизатора
напряжения с кремниевым стабилитроном (а);
схема стабилизатора с термокомпенсирующими
диодами (б); схема стабилизатора переменного
напряжения (в); временные диаграммы напря-
жения (г)
Параметрические стабилизаторы являются простейшими стабилизирующими
устройствами. В качестве нелинейных элементов в них можно использовать
теплозависимые сопротивления — барретеры и термисторы, кремниевые и газо-
разрядные стабилитроны, а при больших мощностях — дроссели с ферромагнит-
ными сердечниками.
На рис. 7.6, а представлена схема параметрического стабилизатора напря-
жения с кремниевым стабилитроном. Кремниевым стабилитронам присущ, как
и всякому полупроводниковому прибору, недостаток — зависимость параметров от
температуры окружающей среды.
Зависимость напряжения стабилизации от температуры принято оценивать
температурным коэффициентом напряжения (ТКИ), который представляет собой
отношение изменения напряже-
ния на стабилитроне к вызвав-
шему его изменению темпера-
туры при постоянном токе ста-
билизации /ст:
ткп=дп/дг.
Знак температурного коэф-
фициента стабилизации кремни-
евого стабилитрона при прямом
включении отрицателен: ТКУ =
=—Д{7пр/Д/, при обратном
включении — положителен:
ТК1/ = ДУобр/Д*.
Разные знаки ТКУ дают
возможность, соединяя последо-
вательно и встречно несколько
стабилитронов различных типов,
осуществлять температурную
компенсацию их напряжения.
На рис. 7.6, б показана схема
стабилизатора с кремниевь м
стабилитроном и термоком-
пенсирующими диодами Д2.
Резистор /?т позволяет изме-
нять величину дополнительного тока, протекающего через компенсирующую цепь
Дт — Дг> и, следовательно, изменять в небольших пределах ТКУ этой цепи и
уменьшать ее динамическое сопротивление.
Интегральный коэффициент стабилизации
„ До ,
Ли — лном, (7.6)
гд
где Гд — динамическое сопротивление стабилитрона.
Из выражения (7.6) следует, что чем меньше гд и больше Дб, тем выше
коэффициент стабилизации. Коэффициент стабилизации параметрических стабили-
заторов напряжения колеблется в пределах 20—40.
Параметрический стабилизатор на кремниевом стабилитроне обладает филь-
трующими свойствами, что видно из выражения (7.6), аналогичного выражению
для коэффициента сглаживания эквивалентного ДС-фильтра, у которого емкость
конденсатора
С — 1
'-'ЭКВ— •
/ЛпСОГд
Выходное сопротивление стабилизатора с учетом того, что внутреннее сопро-
тивление источника мало,
Д,с =
ДбГд
Дб + Гд
ГД>
370
Если цепочку из двух кремниевых стабилитронов, включенных встречно,
подключить параллельно нагрузке, то можно стабилизировать переменное напря-
жение (рис. 7.6, в, г).
Параметрические стабилизаторы относятся к разомкнутым системам автома-
тического регулирования. Компенсационные стабилизаторы выполняют с отрица-
тельной обратной связью, поэтому они представляют собой замкнутые системы
автоматического регулирования.
Для управления транзистором необходимы сравнительно
ния (порядка 0,1—0,3В). Это дает возможность осуществить
сторный стабилизатор напряже-
ния компенсационного типа без
физической реализации измери-
тельного и усилительного эле-
ментов (рис. 7.7, а). Такой ста-
билизатор состоит из двух ча-
стей: параметрического стаби-
лизатора /?5, Д, создающего
опорное напряжение Поп, и ре-
гулирующего транзистора Т,

+0-
-0.
К6
Is
'on -
ai
+0
невысокие напряже-
простейший транзи-
к‘э
н
и ивх
вых
U
вык

совмещающего функции усили-
тельного элемента. В качестве
измерительных элементов ис-
пользуют р—«-переход эмит-
тер— база, нагрузку гн и крем-
ниевый стабилитрон Д.
Рис. 7.7. Принципиальная (а) и эквивалент-
ная (б) схемы компенсационного транзи-
сторного стабилизатора напряжения без уси-
лительного элемента
При нормальном режиме, когда отсутствует дестабилизация, режим работы
регулирующего транзистора Т выбирают таким образом, чтобы он был не пол-
ностью открыт напряжением смещения эмиттер — база, которое обычно составляет
величину порядка 0,3 В. Выходное напряжение при этом практически равно
опорному напряжению UOTI. Если по каким-либо причинам выходное напряжение
изменится, то соответственно изменится и напряжение смещения эмиттер — база,
что приведет к изменению сопротивления регулирующего транзистора таким
образом, чтобы выходное напряжение «стало» неизменным.
Максимальный ток нагрузки стабилизатора определяется минимально допу-
стимым током стабилитрона. Это объясняется тем, что через балластный резистор
должен протекать приблизительно постоянный ток, равный сумме токов базы
транзистора и стабилитрона. Поэтому с увеличением нагрузки ток базы возрастает,
а ток стабилитрона уменьшается, и если этот ток станет меньше минимально
допустимого значения, стабилизация нарушится.
Аналогично минимальный ток нагрузки определяется максимально допустимым
током стабилитрона. Таким образом,
+ шах , . _н min , ,
+ 'CTmin— i 'ст max*
Если /Hmin=0, ТО
Лт тах = Р (7ст max +т min).
т. е. максимальный ток нагрузки зависит от коэффициента усиления регулирую-
щего транзистора р и максимально допустимого изменения рабочего тока ста-
билитрона.
Для увеличения коэффициента [3, а следовательно, и тока /н тах рекомен-
дуется включать составной транзистор.
Эквивалентная схема рассматриваемого стабилизатора показана на рис. 7.7, б;
в ней стабилитрон представлен динамическим сопротивлением гд.
Из расчета этого стабилизатора коэффициент стабилизации и выходное
сопротивление получаются приближенно равными:
„гк ^вых
гд+гб+гэ (Р+1) ^вх
Д<с — (гб+гд) (1—а)+гэ-
371
Коэффициент стабилизации простейшего транзисторного стабилизатора имеет
величину такого же порядка, как и параметрический стабилизатор с кремниевым
стабилитроном.
На рис. 7.8, а представлена схема компенсационного транзисторного стабили-
затора напряжения с усилителем в цепи обратной связи, отличающегося более
высоким коэффициентом стабилизации.
В этом стабилизаторе напряжение на резисторе R2 делителя напряжения
R1R2 сравнивается с опорным (эталонным) напряжением стабилитрона (70п.
Сигнал рассогласования усиливается усилителем на транзисторе Т2 и посту-
пает па базу регулирующего транзистора 7\, изменяя его сопротивление.
Рис. 7.8. Схемы компенсационных стабилизаторов напряжения:
а —с усилителем в цепи обратной связи; б — с дополнительным источником пита-
ния усилительного каскада
5)
Коэффициент стабилизации данного стабилизатора определим исходя из об-
щего его выражения:
„ dUsx
^и— ,J,
“^вых
^ВЫХ dUsx
^вх dUBblx
(7.7)
Если ток базы /б2 транзистора Т2 значительно меньше тока делителя напря-
жения, а ток базы /gj регулирующего транзистора 7\ меньше тока /к2, то для
статического режима справедливо уравнение
Rz
^оп + ^эб2="7 . D Uвых — oUвых- (7.8)
Kit Rz
Из выражения (7.7). следует, что
^эб2 = 0^вых (70п. (7.9)
Напряжение на нагрузочном резисторе RK усилителя постоянного тока
(7^ = 7?К/ = (7ВХ CBbIX r3ld. (7.10)
к
Таким образом, динамический коэффициент усиления УПТ по напряжению
с учетом выражений (7.8), (7.9), (7.10)
„ «к (7ВХ — U вых г 3I d
Луг — ,, ~ ,, ,, • ('11)
С'эбг °с/Вых e'en
Из выражения (7.11) с учетом условия оЛу2 > 1 получаем:
,, ^вх i Uon гэ!d
o' вх — .. + „ ~ _v
(j/Cy2 G ^Ку2
(7.12)
372
Продифференцировав выражение выходного напряжения по переменному на-
пряжению UBX, полагая /d=const, Hon=const, будем иметь
dU ВхМ^ВЫХ~аКу2- (7.13)
После подстановки соотношений (7.13) и (7.7) коэффициент стабилизации
выразится следующим образом:
Ки=аЛуг*. (7.14)
Как видно из выражения (7.14), коэффициент стабилизации не связан
с коэффициентом усиления регулирующего транзистора 7\. Это объясняется тем.
что относительно резистора RK и нагрузки гн регулирующий транзистор 7\ вклю-
чен по схеме эмигтерного повторителя, который имеет коэффициент усиления,
близкий к единице.
Продифференцировав выражение (7.14) по переменному току ld, полагая
(7BX=const, t/On = const, найдем выходное сопротивление
„ dU вых______гэ
IC- ald ~оКу2
С учетом внутреннего сопротивления гв источника напряжения на входе:
Основные параметры стабилизатора (Ки, Ric) тем лучше, чем больше коэф-
фициент усиления усилителя, который определяют приближенно как p2=RK/Rnx2,
где р2—коэффициент усиления транзистора Т2, a RBX2— его входное сопротив-
ление, определяемое выражением
#ВХ2=ГЭ2+Г62 (1 — «г)-
Таким образом, для увеличения коэффициента стабилизации стабилизатора
необходимо выбирать транзисторы усилительною каскада с высоким коэффици-
ентом Р и относительно большими сопротивлениями нагрузки RK.
В рассмотренном стабилизаторе сопротивление RK является общим для кол-
лекторной цепи транзистора Т2 и базовой цепи транзистора Т\. В результате
в стабилизаторе существует положительная обратная связь по входному напряже-
нию, ухудшающая коэффициент стабилизации. Для устранения ее влияния вводят
отрицательную обратную связь по входному напряжению непосредственно на базу
транзистора Т2 с помощью переменного резистора RB (на рис. 7.8, а показан
пунктиром). Необходимую величину сопротивления устанавливают путем регу-
лирования. Приближенно она равна
RB^ R\@ (Куа 1)-
Для существенного повышения коэффициента стабилизации применяют пита-
ние усилительного каскада от отдельного стабилизированного источника
(рис. 7.8,6). В данном стабилизаторе исключается дестабилизирующее действие
входного напряжения непосредственно иа базу транзистора Т\.
Коэффициент стабилизации определяется выражением
^и2^'иом!Ар ^иом
Ки~аКУ2-------;----------
^иД^иом + Вр ^ном
(7.16)
Гб+аГк гк
где р.р =------~------статический коэффициент усиления регулирующего тран-
гэ+гб гб
вистора 7\ (рр составляет несколько сотен); Ки2— коэффициент стабилизации
напряжения (Уоп2 по входному напряжению UBX2; Ь„ом= ^вых.ном/У2 ном •
При высокой стабильности источника ^оп2Ки2ХномЗ>р.рХиом и коэффициент
стабилизации
К a ~ у2,’-1 р^иом •
25 Заказ J80
373
При низкой стабильности источника (/опг-^из^ном^Нр^ном и коэффициент ста-
билизации
^'иом‘
Таким образом, при высокой стабильности напряжения Uоп2 можно получить
Ли порядка нескольких тысяч, т. е. примерно на порядок больше, чем при
малой стабильности. Стабильность напряжения Uon2 можно повысить, применив
двухкаскадный параметрический стабилизатор или заменив резистор Rq высоко-
омным транзисторным двухполюсником.
Как видно из выражения (7.16), коэффициент стабилизации учитывает коэф-
фициент усиления транзистора Тъ который в рассматриваемом стабилизаторе
включен по схеме с обшим эмиттером и поэтому усиливает напряжение, а также
степень стабилизации напряжения дополнительного источника ЛИ2.
Выходное сопротивление стабилизатора
Ric~ (7.17)
аоЛу2 ао Л'у2
Из выражений (7.14) — (7.17), видно, что в схеме рис. 7.8,6 коэффициент
стабилизации увеличивается в рр раз, а выходное сопротивление уменьшается иа
величину rBx/(aKv2)-
Улучшить параметры стабилизатора можно с помощью составного транзисто-
ра. При этом резко уменьшается базовый ток регулирующего транзистора, ока-
Рис. 7.9. Схемы компенсационных стабилизаторов напряжения:
а — с высокоомным транзисторным двухполюсником; б — с двойным высокоом-
ным транзисторным двухполюсником
зывающий дестабилизирующее действие, и повышается коэффициент Ли за счет
увеличения Лу2. Выходное сопротивление уменьшается.
Коэффициент стабилизации стабилизатора можно увеличить, если резистор RK
в схемах рис. 7.8 заменить высокоомным транзисторным двухполюсником:
(рис. 7.9, а, б) с большим сопротивлением изменяющемуся току и малым сопро-
тивлением постоянному (неизмененному) току. Приведенные схемы целесообразно
применять при повышенных требованиях к параметрам мощных стабилизаторов,
когда невозможно использовать другой источник, кроме (7ВХ.
Стабилизаторы тока аналогичны рассмотренным стабилизаторам напряжения,
разница заключается лишь в том, что вместо резистора RT включается нагруз-
ка гн. В этом случае напряжение на резисторе R2 пропорционально току
нагрузки, поэтому в стабилизаторе будет осуществляться стабилизация тока.
Для повышения коэффициента стабилизации, а также уменьшения массы
и габаритов современные стабилизаторы напряжения и тока выполняют на диф-
ференциальных и операционных усилителях в монолитном исполнении. Миниа-
тюрные и микроминиатюрные стабилизаторы на интегральных схемах рассмат-
риваются ниже.
374
При работе регулирующего транзистора компенсационного стабилизатора
в непрерывном режиме на нем выделяется значительная мощность, что тре-
бует установки громоздких радиаторов. К. п. д. таких стабилизаторов получается
низким.
Мощность, выделяющаяся на регулирующем транзисторе, уменьшается, если
он работает в ключевом (импульсном) режиме. Стабилизаторы такого типа на-
зываются импульсными. Регулирующий элемент в импульсных стабилизаторах
работает как переключающий. Он изменяет среднее значение напряжения на
нагрузке при изменении коэффициента заполнения у. Рассмотренные в гл. 3
импульсные преобразователи постоянного и переменного напряжений используют
в импульсных стабилизаторах в качестве регулирующих элементов. Структурная
схема импульсного стабилизатора напряжения такая же, как и непрерывного
(см. рис. 7.5).
Поскольку регулирующим фактором в импульсных стабилизаторах является
время они мало чувствительны к воздействию температуры и к изменению
параметров транзисторов. Наряду с указанными преимуществами импульсному
режиму свойственны недостатки, ограничивающие его применение. К ним отно-
сятся: а) большие пульсации выходного напряжения, требующие установки гро-
моздких сглаживающих фильтров; б) недостаточное быстродействие (реакция
стабилизатора сказывается лишь через полупериод); в) плохие параметры при
работе на динамическую (импульсную) нагрузку.
Необходимость применения сглаживающих фильтров приводит к тому, что
в цепь обратной связи оказываются включенными реактивные элементы с боль-
шими постоянными времени. Наличие таких инерционных звеньев вызывает зна-
чительные фазовые сдвиги в цепи обратной связи, что делает стабилизатор не-
устойчивым. Вследствие этого усиление в цепи обратной связи во избежание
самовозбуждения стабилизатора ие может быть высоким. Таким образом, ввиду
низкого усиления коэффициент стабилизации импульсных стабилизаторов в прин-
ципе не может быть большим.
Из-за резких отсечек тока при коммутации регулирующего элемента и воз-
можных переходных процессов импульсный стабилизатор может являться источ-
ником высокочастотных помех. Эту особенность следует учитывать при конст-
руировании импульсных стабилизаторов, особенно сильноточных.
Свойственные импульсному режиму особенности делают стабилизаторы с та-
ким режимом работы наиболее перспективными в случаях, когда на первое
место выступают требования высокой экономичности и надежности, малых габа-
ритов и слабой чувствительности к колебаниям температуры. В первую очередь
это относится к разнообразным портативным и переносным конструкциям, пред-
назначенным для работы в сложных климатических условиях. Кроме того, эти
стабилизаторы можно с успехом применять для питания нагрузок типа нитей
накала электронных ламп, где требования к пульсациям и выходному сопротив-
лению имеют второстепенное значение.
Если же требуются высокая точность стабилизации и быстродействие, а
к. п. д. и габариты не играют решающей роли, то предпочтительнее использо-
вать непрерывный режим работы стабилизатора.
§ 7.3. Транзисторные преобразователи напряжения
с самовозбуждением
Для питания автономных радиоэлектронных устройств, а так-
же таких устройств, как электропривод самодвижущихся объек-
тов, различных средств автоматики, обычно используют первичные
источники питания — аккумуляторы электрической энергии и вто-
ричные источники, преобразующие постоянное напряжение акку-
муляторов и другие виды напряжения.
В настоящее время в качестве вторичных источников электро-
питания применяют полупроводниковые преобразователи, которые
благодаря своим преимуществам вытеснили вибрационные, элект-
25;
375
ромашииные преобразователи (умформеры), а также преобразова-
тели на электронных и ионных приборах.
Полупроводниковый преобразователь состоит из прерывателя
постоянного тока и трансформатора, с помощью которых получают
переменное напряжение требуемой величины. Сердечник транс-
форматора, как правило, выполняют из материала с прямоуголь-
ной петлей гистерезиса.
В зависимости от вида выходного напряжения различают;
а) транзисторные преобразователи постоянного напряжения в пе-
ременное напряжение; б) транзисторные преобразователи постоян-
ного напряжения одной величины в постоянное напряжение дру-
гой величины.
Различие между ними заключается в том, что преобразователи
постоянного напряжения в постоянное содержат помимо прерыва-
теля тока и трансформатора выпрямитель и сглаживающий
фильтр.
Преобразователи постоянного напряжения можно выполнять
со стабилизацией выходного напряжения и без стабилизации.
Основными типами преобразователей постоянного напряжения
являются однотактные, двухтактные, мостовые и полумостовые.
В соответствии с тремя возможными схемами включения тран-
зисторов каждый из упомянутых типов преобразователей может
быть выполнен с транзисторами по схеме с общим эмиттером, об-
щим коллектором и общей базой.
В преобразователях постоянного напряжения наиболее широко
распространена схема включения транзисторов с общим эмитте-
ром. В силу того, что корпус большинства транзисторов соединен
с коллектором, из конструктивных соображений иногда отдают
предпочтение схемам с общим коллектором. Схема включения
транзисторов с общей базой в преобразователях постоянного на-
пряжения применяется редко.
На рис. 7.10, 7.11, 7.12 изображены основные схемы преобра-
зователей напряжения постоянного тока. Простейшим из них явля-
ется однотактный транзисторный преобразователь (рис. 7.10,а),
представляющий собой релаксатор с электромагнитной связью.
В режиме насыщения транзистора происходит трансформация
энергии в нагрузку и накопление ее в магнитном поле трансфор-
матора. За время пребывания транзистора в режиме отсечки
энергия магнитного поля трансформатора передается нагрузке.
В однотактном преобразователе существует постоянное подмагни-
чивание сердечника трансформатора, что значительно снижает
к. п. д. преобразователя. Поэтому такой преобразователь имеет
ограниченное применение и используется лишь для преобразова-
ния мощности не более 1—2 Вт.
Наиболее широко распространены двухтактные и мостовые
преобразователи напряжения (рис. 7.10,6, 7.11 и 7.12, а), которые
рассмотрим более подробно.
При подключении двухтактного транзисторного преобразова-
теля напряжения (см. рис. 7.10,6) к источнику постоянного напря-
376
жения вследствие неидентичности параметров транзисторов ток
в одной из полуобмоток коллекторных цепей будет превышать ток
во второй полуобмотке. В результате под действием большего тока
происходит изменение магнитного потока в сердечнике трансфор-
матора. Это изменение потока обусловливает появление э. д. с.
в обмотках трансформатора, в том числе и базовых, что приводит
к отпиранию транзистора с большим неуправляемым током. ’Про-
цесс будет протекать лавинообразно до тех пор, пока один из
транзисторов полностью не откроется, а другой — запрется. После
отпирания транзистора почти все
напряжение первичного источ-
ника оказывается приложенным
к коллекторной полуобмотке
трансформатора и дальнейшее из-
менение магнитного потока в сер-
дечнике будет происходить по ли-
нейному закону, причем э. д. с.,
наводимые во всех обмотках, бу-
дут неизменными по амплитуде
(рис. 7.10, в).
Регенерация преобразователя
происходит вследствие выхода из
режима насыщения открытого
транзистора. При достижении ин-
дукции в сердечнике величины,
близкой к индукции насыщения,
резко увеличивается намагничи-
вающий ток, который и выводит
открытый транзистор из режима
насыщения. Уменьшение напря-
жения на коллекторной полуоб-
мотке трансформатора вызывает
изменение полярности наводи-
Рис. 7.10. Схемы однотактного (а)
и двухтактного (б) транзисторных
преобразователей с самовозбуждени-
ем и временные диаграммы изменения
потока в магнитопроводе трансфор-
матора и выходного напряжения
двухтактного преобразователя (в)
мых в обмотках трансформатора
э. д. с. К базе ранее открытого транзистора прикладывается запи-
рающий сигнал, а к базе ранее запертого транзистора — отпираю-
щий сигнал. В результате преобразователь регенерирует. В дальней-
шем под действием приложенного напряжения питания ко второй
коллекторной полуобмотке трансформатора магнитный поток в сер-
дечнике изменяется от величины потока насыщения одного направ-
ления до величины потока насыщения противоположного направле-
ния. При достижении величины потока насыщения преобразователь
вновь регенерирует. В дальнейшем описанный процесс повторя-
ется. ,
Изменение магнитного потока в сердечнике происходит под
действием напряжения, приложенного к коллекторной полуобмот-
ке. Согласно закону электромагнитной индукции можно записать
377
где Ud, At/3K, At/л—соответственно напряжение первичного источ-
ника, падения напряжения на открытом транзисторе и на активном
сопротивлении полуобмотки шк.
Время перемагничивания сердечника от потока насыщения Ф5
до потока насыщения — ФЛ. равно полупериоду генерации преобра-
зователя:
®s Г/2
wK J б!Ф=(^-А[/эк-А[/д) J dt.
5
Представив Т/2 как l/(2f), после интегрирования и преобразо-
вания найдем частоту генерации:
' АУэк R
4SBswKk3
где Bs — индукция насыщения материала сердечника трансформа-
тора; S — площадь сечения магнитопровода сердечника; k3 — коэф-
фициент заполнения окна сердеч-
ника.
В инженерных расчетах величи-
нами At/эк и At/B пренебрегают
ввиду их малости.
Из формулы для частоты гене-
рации можно получить основное
расчетное соотношение для числа
витков коллекторной полуобмотки
трансформатора преобразователя:

Рис. 7.11. Схема преобразо-
вателя с промежуточным
трансформатором и стабиль-
ной частотой
В двухтактном транзисторном
преобразователе постоянного напря-
жения напряжение на коллекторе
запертого транзистора равно удвоен-
ному напряжению питания. Поэтому такие преобразователи исполь-
зуют при сравнительно малых напряжениях источников питания.
Из выражения (7.18) видно, что частота преобразователя из-
меняется с изменением напряжения источника питания. В некото-
рых случаях для питания синхронных двигателей и нагрузок, кри-
тичных к определенному диапазону частот, прибегают к стабили-
зации частоты преобразователей.
Известны четыре схемных решения стабилизации частоты пре-
образователя:
1. Стабилизация частоты с помощью стабилизации напряже-
ния, питающего преобразователь или его задающую часть. Как
было показано, частота генерации преобразователя прямо пропор-
циональна напряжению источника питания. При неизменных пара-
метрах элементов преобразователя стабильность частоты опреде-
ляется стабильностью напряжения. Этот метод обеспечивает ста-
бильность частоты +(2—3) %.
378
2. Стабилизация частоты с помощью стабилизации напряже-
ния, прикладываемого к первичной обмотке насыщающегося час-
обеспечивает — 0-
частоты

+0
о
о
о
&
&
тЗ-
— 0
+0-
6)
Рис. 7.12. Схемы мостового (а) и полу-
мостового (б) преобразователей с самовоз-
буждением и его временные диаграммы (в)
ДИ
иеых
тотно-задающего трансформатора. На рис. 7.11 изображена схема
двухтактного преобразователя с промежуточным трансформато-
ром Tpi. Частота преобразователя стабилизируется двумя встреч-
но-последовательно включенными стабилитронами, соединенными
параллельно первичной обмотке трансформатора Tpi. Аналогично
стабилизацию можно осуществить и в мостовом преобразователе.
Этот метод
стабильность
±(1-2) %.
3. Стабилизация частоты
с помощью частотно-зависи-
мых цепей. Преобразователь
включает цепь, содержащую
резонансный контур или
/?С-цепь, которые и опреде-
ляют частоту генерации.
Этот метод дает стабиль-
ность частоты ± (0,2—0,8) %.
4. Стабилизация частоты
синхронизации сигналами
генератора стабильной ча-
стоты. Сигнал синхрониза-
ции генератора стабильной
частоты подается на базы
переключающих транзисто-
ров, либо на отдельную об-
мотку трансформатора пре-
образователя. Этот метод
может дать наиболее высо-
а)

кую точность стабилизации, так как в качестве генератора стабиль-
ной частоты может быть применен кварцевый генератор.
Схема мостового преобразователя напряжения и его временные
диаграммы приведены на рис. 7.12, а, б. Процесс генерации в мо-
стовом преобразователе протекает аналогично процессам генера-
ции в двухтактном преобразователе. Отличие заключается в том,
что последовательно с первичной обмоткой трансформатора вклю-
чены два транзистора. Мостовые преобразователи могут работать
от источника питания с большим напряжением, чем двухтактные.
Это объясняется тем, что к транзисторам мостовых преобразова-
телей в запертом состоянии прикладывается напряжение, равное
напряжению источника питания. Мостовые преобразователи явля-
ются основными при преобразовании больших мощностей. К их
недостаткам следует отнести вдвое большее по сравнению с двух-
тактными преобразователями число транзисторов.
Полумостовые преобразователи образуются заменой двух тран-
зисторов мостового преобразователя емкостным делителем
(рис. 7.12,в). Емкость конденсатора должна быть достаточно
379
большой; ее следует выбирать из условия допустимого спада на-
пряжения за полупериод генерации.
Выпрямители, питающиеся от источников с прямоугольным напряжением.
В нестабилизированных и стабилизированных преобразователях постоянного на-
пряжения, где регулирование выходного напряжения осуществляется методом
изменения амплитуды, напряжение переменного тока иа вторичной обмотке
трансформатора имеет прямоугольную форму (на рис. 7.13, в изображена пунк-
тиром). Длительность фронта полуволны этого
напряжения намного меньше длительности по-
лупериода.
В преобразователях, где регулирование
выходного напряжения осуществляется мето-
дом изменения формы, напряжение перемен-
ного тока на вторичной обмотке имеет прямо-
0-
и
0-
Д
Рис. 7.13. Схемы однополупе-
риодиых выпрямителей при ра-
боте на активную (а) и индук-
тивную (б) нагрузку и их вре-
менные диаграммы (в — е)
угольную форму с паузой на нуле (на рис.
7.13, в изображена сплошной линией). Регули-
рование выходного напряжения при этом осу-
ществляется изменением длительности паузы
(угла <р) при неизменной длительности полу-
периода. При <р=0 пауза на нуле отсутствует,
выходное напряжение в обоих случаях имеет
одинаковую форму.
Более общим случаем является выпрямле-
ние напряжения прямоугольной формы с пау-
зой иа нуле.
В преобразователях постоянного напряже-
ния одного уровня в напряжение другого уров-
ня выпрямление переменного напряжения осу-
ществляется либо по однополупериодной, либо
по двухполупериодным со средней точкой и
мостовой схемам. Для вывода основных соотно-
шений сделаем следующие допущения:
1) переменное напряжение имеет прямо-
угольную форму с регулируемой паузой на
нуле, длительность фронтов в которой по срав-
нению с длительностью полупериода пренебре-
жимо мала;
2) прямое сопротивление диодов равно
нулю;
3) обратное сопротивление диодов беско-
нечно велико;
4) активное сопротивление и индуктив-
ность рассеяния обмоток трансформатора пре-
небрежимо малы;
5) все элементы выпрямителей симметрич-
ны;
6) активное сопротивление обмотки дрос-
селя фильтра равно нулю, а индуктивность
дросселя бесконечно велика.
Схемы однополупериодных выпрямителей
при работе иа активную и индуктивную на-
грузку изображены на рис. 7.13, а, б. Для поддержания тока в нагрузке в интер-
валы пауз переменного напряжения при индуктивной реакции фильтра в выпря-
митель включают обратный диод Д2, так как иначе он будет неработоспособным.
Временные диаграммы выпрямителей представлены на рис. 7.13, в — е. При актив-
ной нагрузке форма тока повторяет форму напряжения, а его амплитудное зна-
чение определяется общим сопротивлением цепи (рис. 7.13, а). Обратное напря-
жение на диоде равно амплитудному значению входного напряжения.
При индуктивной нагрузке формы тока и обратного напряжения на дио-
де Д1 такие же, как и при активной нагрузке. В промежутке времени, когда
диод Д1 ие проводит ток, цепь нагрузки замыкается через диод Д2.
380
Среднее значение тока нагрузки при активном ее характере
2л л _
= (7.19)
2Л J 2Л J 2Л
О Ф
В течение непроводящего полупериода к диоду Д приложено обратное напря-
жение, определяемое из выражения, аналогичного (7.19):
2л
(7обрт ~ И т~ ' И d* (7.20)
л — <р
Действующее значение тока через диод Д с учетом того, что ток через него
протекает в течение времени л—ср,
/л — <р
2Л
При работе выпрямителя на индуктивную нагрузку ток через диод Д,
“ значение равно
J_ la
(рис. 7.13, о) повторяет форму напряжения, и
току нагрузки /л1т=1а> поэтому среднее зна-
чение тока через диод ДА
alc₽ d 2л '
В течение пауз через обратный диод бу-
дет протекать ток, амплитудное значение кото-
рого равно току нагрузки (рис. 7.13, а), поэто-
му среднее значение тока через диод Д2
! 2л j / ф 2л \
/а2ср=2^ J ,ddt=~2^( S
о \о
л+ф
= d 2л
его амплитудное
t 0.51а h
/ =4 С^=
Д
( 0,51а
I'd
Д2 1
а)
а
б)
О
л
q 2q| 5л- j О
Действующее значение тока через диод Д2

л + ф
2л
Выпрямленное напряжение представляет
собой пульсирующую кривую. Количествен-
но величину пульсаций оценивают коэффициен-
том пульсаций:
‘Д/
б) '
о
\о.5/1 1 I ! ।
&
Рис. 7.14. Схема двухполу-
периодного выпрямителя (а)
и его временные диаграммы
(б, в, г)
0
Kn=UmlUd- (7.21)
Подставляя в равенство (7.21) макси-
мальное значение напряжения (7.20), получа-
ем:
При работе двухполупериодного выпрямителя (рис. 7.14, а) на активную
нагрузку форма тока через каждый диод повторяет форму напряжения источника
в течение проводящего полупериода (рис. 7.14, б).
При работе выпрямителя на индуктивную нагрузку диоды выполняют функ-
ции обратных диодов. Ток нагрузки 1д замыкается по цепи, состоящей из двух
параллельных ветвей, каждая из которых включает в себя диод и полуобмотку
трансформатора. С учетом допущения симметричности выпрямителя ток через
381
каждый диод в интервалы пауз переменного напряжения равен 0,5/^. Таким
образом, амплитуда тока через диод Дг (рис. 7.14, в) равна: на интервале 0—ф
0,5/rf, на интервале ф—л и на интервале л—(л+ф) 0,5/^. На интервале
(л+ф)—2л к диоду Дг приложено обратное напряжение. Ток диода Д2 имеет
аналогичную форму (рис. 7.14, г), но сдвинут по фазе на полупериод.
Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора зависит от
характера нагрузки. Ток во вторичной обмотке трансформатора протекает в те
же интервалы и имеет те же значения, что и ток через диоды.
При работе однофазного мостового выпрямителя на индуктивную нагрузку
(рис. 7.15, а) в интервалы пауз напряжения питания через диоды протекает ток
нагрузки, который разветвляется по двум параллельным ветвям, состоящим из
Рис. 7.15. Схема однофазного мостового выпрямителя (а)
и его временные диаграммы (б, в, а)
двух последовательно включенных диодов. Таким образом, в интервалы пауз
через каждый диод выпрямителя протекает ток, равный 0,5 Id, а на интервале
проводящей полуволны — Id; на интервале непроводящей полуволны ток через
диод равен нулю. Временные диаграммы напряжения и токов через диоды мос-
тового выпрямителя изображены на рис. 7 15, б, в, г.
Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора не зависит
от характера нагрузки, так как ток нагрузки в интервалы пауз по обмотке не
протекает.
Основные расчетные соотношения рассмотренных выпрямителей сведены в
табл. 7.1 и 7.2.
Для выпрямителей в преобразователях напряжения постоянного тока, имею-
щих на вторичной обмотке трансформатора напряжение прямоугольной формы
без паузы на нуле, основные расчетные соотношения можно получить, приняв
в формулах табл. 7.1 и 7.2 ф=0.
Сглаживающие фильтры в преобразователях постоянного напряжения.
В сглаживающих фильтрах преобразователей постоянного напряжения применяют
емкостные, LC-фильтры и реже — /?С-фильтры.
Емкостные сглаживающие фильтры (рис. 7.16, а) используют только в не-
стабплизированных преобразователях и преобразователях с регулированием вы-
ходного напряжения путем изменения амплитуды, в которых напряжение пере-
менного тока имеет прямоугольную форму без паузы. Форма напряжения на
выходе выпрямителя представляет собой последовательность импульсов с интер-
валами, равными длительности фронта со/ф (рис. 7.16, б).
При уменьшении выпрямленного напряжения ниже напряжения на конден-
саторе источником питания нагрузки является конденсатор фильтра. Напряже-
ние па конденсаторе за время разряда изменяется по закону
t
i‘c = Ume гчС .
382
За время, равное длительности фронта, напряжение на конденсаторе умень-
шается до величины
Дггип==Дте d •
При этом удвоенная амплитуда переменной составляющей
/ -2*_\
2У(1)т = Ут-^т1п = Ут\1~е Г*С \ (7.22)
Таблица 7.1
Расчетные соотношения выпрямителей при работе на индуктивную нагрузку
Выпрямитель
Параметры однопол упериодный двухполупериодный со средней точкой двухполупериодный мостовой
Диод 1. .. — Обратное напря- жение на диоде V O6f> Среднее значение тока через диод Ь.ср Действующее значение тока диода /а Амплитудное зна- чение тока дио- да Ьт Число диодов т 2 л ,, ud Л— <р Id Г 2л 'Л/ л у It — ф 2л л — <р d 1 « я 1 Я 1 о 1 го ю .= <о - 1 а -в а ~- . а °- с: 1 °- -е т * 1 Я о lai 4* - to - 1 s сл -в «4 ц q. I а. s
Трансформатор Действующее значение тока вторичной об- мотки /2 Действующее значение тока первичной об- мотки /j Г 2л Id]/ „ У Л — ф Id т / 2л Пу Л — ф 2(л-<р) I d ГС п V 2 (Л — ф) 3 I а 1 я
33 33 Частота основной
гармоники
из пульсаций /п(1; f 2/ 2/
>> Коэффициент Л Л Л
1—< пульсаций Кп Л — ф 2 (л— ф) 2 (л — ф)
Так как /ф С rdC, то выражение (7.22) можно представить в виде
(7.23)
L \ r<zc/J rdC
383
га
Ef
S
ч
Расчетные соотношения выпрямителей при работе на сглаживающий фильтр с индуктивной реакцией
Из формулы (7.23) следует, что
U(l)m ?ф
Um
Отношение иногда называют коэффициентом пульсаций Кп, поэтому
емкость фильтра
q_ *Ф _ (Ф^а
2Knrd 2KnUd
0-
rA\ud
U
0-
а)
Как видно из полученного соотношения, емкостный сглаживающий фильтр
рационально применять при больших сглаживающих напряжениях.
В преобразователях с регулированием выходного напряжения методом из-
менения формы, имеющих переменное напряжение прямоугольной формы с паузой
на нуле, использование сглаживающих емкостных фильтров принципиально не-
возможно. Это объясняется тем, что при
небольшой емкости выходное напряже-
ние имеет значительную переменную со-
ставляющую. С увеличением емкости
фильтра выходное напряжение становит-
ся близким к амплитудному значению
выпрямленного напряжения; при этом
регулировать выходное напряжение из-
менением формы переменного напряже-
ния не представляется возможным. По-
этому в преобразователях с регулирова-
нием выходного напряжения методом
изменения формы переменного напряже-
ния применяют ЛС-фильтры.
В зависимости от величин индук-
емкости LC-фильтр может
режиме непрерывного (см.
или прерывистого (см. рис.
через индуктивность,
работы фильтра проводят так
u
О
СОЬф
6)
Рис. 7.16. Схема емкостного сгла-
живающего фильтра (а) и его вре-
менная диаграмма (б)
же, как и для аналогичного фильтра
тивности и
работать в
рис. 3.2, г)
3.2, д) тока
Анализ
импульсного преобразователя (см. рис. 3.2, б). Величины индуктивности дрос-
селя фильтра и емкости конденсатора, при которых обеспечивается непрерывный
ток дросселя, определяют выражениями (3.19) и (3.20). Коэффициент пульсаций
на выходе фильтра
к
Kn=wd
уГ2(1 _ у)
где А (7d = Urfmax — Udmin = U-——---— двойное значение амплитуды пульсаций
8LC
напряжения на нагрузке; U — амплитуда импульса напряжения на входе фильтра.
Полученные в результате расчета параметры фильтра следует проверять иа
отсутствие резонанса по выражению
^П(1) 2лУ L.C
где fn(]j — частота пульсаций основной гармоники.
§ 7.4. Устройства электропитания радиоэлектронной аппаратуры
в миниатюрном исполнении
Быстрое развитие интегральной техники привело к несоответствию между
массо-габаритными характеристиками электропитающих устройств (вторичных
источников питания — ВИП) и потребляющей электрическую энергию электрон-
384
385
ной аппаратурой. Так, для аппаратуры третьего поколения на долю ВИП при-
ходится 50—60 % общего объема и массы. Поэтому оказались необходимыми
разработки вторичных источников питания в миниатюрном исполнении, с улуч-
шенными массо-габаритными или так называемыми удельными характерис-
тиками.
Миниатюризацию ВИП в зависимости от мощности и назначения осущест-
вляют путем применения микромодулей, гибридных интегральных схем, пьезо-
керамики, повышенной частоты напряжения питания и др. При этом, как пра-
вило, решают одновременно энергетические, конструкторско-технологические,
структурные и системные задачи.
Энергетические задачи связаны с достижением в ВИП высоких к. п. д. и по-
лучением достаточно малых поверхностей, рассеивающих мощность.
Конструкторско-технологические задачи связаны с применением бескорпус-
ных активных элементов и микросхем, пассивных элементов в пленочном испол-
нении, специальных моточных элементов, методов конструирования, обеспечи-
вающих плотную упаковку элементов и низкое внутреннее тепловое сопротивле-
ние всей конструкции ВИП.
Структурные задачи связаны с максимально возможным уменьшением реак-
тивных элементов как по количеству, так и по мощности, либо с их полным
исключением. Примером может служить замена резистивно-емкостных фильтров
активными сглаживающими фильтрами с использованием бескорпусных транзисто-
ров и резисторов, выполненных по пленочной технологии.
Системные задачи связаны с оптимизацией всего устройства по любому
критерию. При этом источник питания необходимо рассматривать как систему,
представляющую собой совокупность взаимодействующих элементов.
Все перечисленные задачи являются взаимосвязанными и их нельзя решать
порознь
Отметим, что миниатюризация оптимальных ВИП практически неосущест-
вима без использования математических моделей ВИП и ЭЦВМ.
Миниатюрные ВИП с промежуточным повышением частоты. Большинство
источников питания с промежуточным повышением частоты (ИП с ППЧ) реали-
зуется по структурным схемам, приведенным на рис. 7.17 и 7.18.
В источниках питания, структурная схема которых приведена на рис. 7.17, а,
сетевое напряжение выпрямляется выпрямителем Вь частично сглаживается
фильтром Ф], преобразуется нерегулируемым инвертором НИ в необходимое
количество выходных напряжений требуемой величины, которые затем выпрям-
ляются, сглаживаются и стабилизируются. Для стабилизации выходных напря-
жений используют как импульсные, так и непрерывные методы. При необходи-
мости получения на выходе низких напряжений (5—12 В) с токами в единицы-
десятки ампер источники, разработанные по такой структурной схеме, обладают
низким к. п. д., поэтому они не находят практического применения.
Более высокими к. п. д. характеризуются источники питания, выполненные
по структурной схеме рис. 7.17, б. Стабилизация выходного напряжения в таких
источниках осуществляется общим импульсным стабилизатором ИСН, включен-
ным на входе нерегулируемого инвертора НИ. В этом случае удается обеспечить
общую нестабильность на выходе в пределах ±(3—5)%, что является прием-
лемым для многих потребителей. В отдельных каналах, где требуется более
высокая стабильность, малый уровень пульсаций или имеется импульсная на-
грузка, на выходе нерегулируемого инвертора НИ включают стабилизаторы
непрерывного типа СНТ. Повышение стабильности здесь достигается за счет
снижения к. п. д. Напряжение обратной связи снимается либо с одного из выход-
ных каналов, либо со входа нерегулируемого инвертора НИ. Ъопее предпочти-
тельным является первый вариант, так как при этом отрабатываются возмуще-
ния по входному напряжению и по току канала, охваченного обратной связью.
Чаще всего обратной связью охватывается канал с наибольшим диапазоном
изменения тока нагрузки.
В структурной схеме рис. 7.17, в напряжение на входе нерегулируемого
инвертора НИ стабилизируется с помощью управляемого выпрямителя УВ и
преобразуется инвертором в нужное количество выходных напряжений. Несмот-
ря на отсутствие низкочастотного силового трансформатора, такие источники
обладают низкими массо-габаритными показателями (МГП) из-за существенных
386
габаритов сглаживающих фильтров УВ, работающих на низкой частоте сети..
Поэтому указанные источники питания на практике применяют сравнительно
редко.
Централизованную стабилизацию всех выходных напряжений позволяет по-
лучить также структурная схема, приведенная на рис. 7.18, а. В источниках, реа-
лизующих данную структурную схему, на входы выпрямителей В2 подается
Рис. 7.17. Структурные схемы источ-
ников питания:
а — со стабилизацией выходного напряже-
ния в каждом канале; б —со стабилизаци-
ей выходного напряжения общим импульс-
ным стабилизатором; в — со стабилизацией
выходного напряжения управляемым вы-
прямителем
Рис. 7.18. Структурные схемы источ-
ников питания:
а — со стабилизацией выходного напряже-
ния общим регулируемым инвертором;
б -со стабилизацией выходного напряже-
ния общим вольтодобавочным устройством;
в — со стабилизацией выходного напряже-
ния вольтодобавочным устройством в каж-
дом канале
с регулируемого инвертора РИ модулированное по длительности переменное на-
пряжение прямоугольной формы. Совмещение в РИ функций преобразования
и разделения напряжений, а также стабилизация их величины позволяет повы-
сить к. п. д. источника питания. Однако в подобных источниках значительную
долю массы и объема занимают выходные LC-фильтры, причем с увеличением
числа выходных каналов относительная доля фильтров в массе и объеме всего
источника возрастает. Поэтому структурная схема рис. 7.18, а оказывается наи-
более эффективной при небольшом числе выходных каналов (не более 2—3).
При большем числе выходных напряжений предпочтительнее по МГП становится
структурная схема рис. 7.18, б.
Для уменьшения массы и габаритов сглаживающих фильтров, а также
улучшения динамических свойств источников, собранных по структурным схемам
рис. 7.17, б и 7.18, а, рекомендуется повышать промежуточную частоту преобра-
зования до 20—50 кГц.
В отличие от структурных схем рис. 7.17, а, б, в и 7.18, а, в которых ста-
билизирующие устройства рассчитывают на полную выходную мощность, в
структурных схемах рис. 7.18, б, в, через стабилизирующие устройства передает-
ся лишь часть выходной мощности. Стабилизация напряжения осуществляется
с помощью широтно-импульсной модуляции на неполную глубину по принципу
вольтодобавки. Глубина модуляции определяется колебаниями сетевого напря-
жения. При такой модуляции улучшаются МГП сглаживающих ГС-фильтров,
что приводит к улучшению МГП источника в целом и его динамических свойств.
387
К недостаткам этой схемы необходимо отнести большую сложность по сравне-
нию с рассмотренными ранее схемами.
В структурной схеме рис. 7.18, в стабилизация выходного напряжения осу-
ществляется выпрямителями с вольтодобавкой, включенными на выходе центра-
лизованного нерегулируемого инвертора. При этом происходит частичная широт-
но-импульсная модуляция выходных напряжений, что так же, как и в струк-
турной схеме рис. 7.18, б, существенно уменьшает габариты LC-фильтров. Недо-
статком структурной схемы рис. 7.18, в является включение выпрямителей с
вольтодобавкой в каждой выходной цепи. При необходимости обеспечения на
Рис. 7.19. Принципиальная схема системы управления инвертором
выходе напряжений низкого уровня со значительными токами использование
индивидуальной стабилизации выходных напряжений становится мало целесооб-
разным ввиду низкого к. п. д. источника.
Таким образом, из рассмотренных структурных схем для использования их
в источниках питания, характеризующихся низкими уровнями напряжения пита-
.ния (5, 6, 12 В) и значительными токами (десятки ампер), целесообразно реко-
мендовать схемы, показанные на рис. 7.17, б и 7.18, а. Сравнительная оценка
этих схем показывает, что к. и. д. источников по структурной схеме рис. 7.17, б
несколько выше, чем к. п. д. источников по структурной схеме рис. 7.18, а. Пре-
имущества по массо-габаритным показателям имеет та или другая схема в зави-
симости от числа выходных каналов.
Рассмотрим принципиальную схему стабилизированного ВИП с промежуточ-
ным повышением частоты, в котором стабилизация осуществляется изменением
длительности паузы на нуле в выходном напряжении высоковольтного инвертора.
Совмещение в инверторе функций преобразования, стабилизации и гальваниче-
ской развязки входных и выходных цепей позволяет повысить к. п. д. по срав-
нению со схемами, содержащими импульсный преобразователь в сочетании с не-
регулируемым преобразователем.
Принципиальные схемы системы управления инвертором и силовой части
приведены на рис. 7.19 и 7.20, а временные диаграммы, поясняющие их рабо-
ту,— на рис. 7.21.
388
Система управления (СУ) инвертором (рис. 7.19) состоит из задающего
генератора ЗГ, генератора пилообразного напряжения (ГПН), усилителя обрат-
ной связи (УОС), компаратора (К) и триггера со счетным входом, образующих
широтно-импульсный модулятор. ГПН, УОС и компаратор К собраны на интег-
ральных операционных усилителях серии К140 (1УТ401А).
ЗГ системы управления представляет собой автоколебательный симметрич-
ный мультивибратор с коллекторно-базовыми связями. С его выхода прямо-
Рис. 7.20. Принципиальная схема преобразователя
угольные импульсы частотой 40 кГц (рис. 7.21, а) через емкость С3 поступают
на вход ГПН (ИС-1). ГПН формирует двуполярное треугольное напряжение
амплитудой 1,5—2 В (рис. 7.21,6), которое через резистор R22 подается на
неинвертирующий вход усилителя ИС-3, работающего в режиме компаратора.
На его инвертирующий вход поступает сигнал с УОС (ИС-2), который работает
в режиме масштабного усилителя и предназначен для усиления сигнала рассогла-
сования между эталонным напряжением, снимаемым с резистора /?14. и напря-
жением обратной связи Uoc. Последнее поступает с делителя выходного напря-
жения /?5з (рис. 7.20).
Выходной сигнал компаратора поступает на базу согласующего транзисто-
ра Г]. С коллектора транзистора Г] снимаются прямоугольные импульсы, коэф-
фициент заполнения которых определяется уровнем сигнала на выходе УОС
(рис. 7.21, в). Эти импульсы поступают на счетный вход триггера, собранного на
логических элементах И— НЕ серии К133.
С выходов 1, 2 триггера снимаются симметрично-прямоугольные импульсы,
форма которых аналогична показанной на рис. 7.21, з. Точки 3, 4 являются вы-
ходными точками логических элементов И — НЕ, на один вход которых посту-
пают симметрично-прямоугольные импульсы с точек 5, 6 триггера. На другой
их вход поступает инвертированный входной сигнал триггера. Форма импуль-
сов, снимаемых с выходов 3, 4, показана на рис. 7.21, г, е.
Снимаемые с выходов 1, 2 и 3, 4 триггера импульсы инвертируются и через
эмиттерные повторители ЭП], ЭГЬ и ЭПз, ЭП4 подаются на вход усилителей
мощности, собранных по схеме со средней точкой на транзисторах Тз, Т4 и Т13,
Ун (см. рис. 7.20).
389
вследствие чего диод д14 продолжает
Рис. 7.21. Временные диаграммы фор-
мирования управляющих импульсов
Форма импульсов иа выходе эмиттерных повторителей ЭП4, ЭП3, ЭП4 пока-
зана на рис. 7.21, д, ж, з, а на рис. 7.21, и, к — форма напряжений на обмот-
ках Uw&) выходных трансформаторов Тр4 и Тр2 усилителей мощ-
ности. Число вторичных обмоток на каждом трансформаторе равно восьми.
Формирование управляющего импульса силовыми транзисторами происходит
в результате сложения напряжений UW1 и UW6 (рис. 7.21, и—л). На интервале
ti—tt напряжение равно нулю, и транзистор Те отпирается напряжением
Базовый ток транзистора ограничивается резистором /?42. В момент времени 1г
напряжение UW1 изменяет направление и транзистор Те запирается напряжением,
создаваемым на открытом диоде Д14. Напряжение U отсекается диодом Д18 и
не оказывает влияния иа запирание транзистора Т8. В момент времени is поляр-
ность напряжения UW1 снова изменяется. Однако под действием напряжения С/Шг
величину которого выбирают из условия UWb га 2UW1, диод Д1в отпирается,
оставаться открытым, поддерживая тран-
зистор Тв в запертом состоянии. В мо-
мент времени /4 напряжение UWb равно
нулю, и транзистор Тв отпирается. Тран-
зисторы Т7, Т10, Тц работают синфазно
с транзистором Г8.
Управляющие импульсы транзисто-
ров Т5, Т8, Тя, Т12 (рис. 7.21, л) полу-
чают аналогично сложением напряжений
обмоток ш4 и ws. Они сдвинуты по фазе
относительно управляющих импуль-
сов транзисторов Tt, Т,, Т10, Ти
иа 180°.
Использование управляющих им-
пульсов такой формы позволяет уст-
ранить сквозные токи в инверторе, что
повышает его надежность и к. п. д. Пре-
имуществом описанной схемы формиро-
вания управляющих импульсов является
также то, что при регулировании време-
ни открытого состояния транзисторов
инвертора запирающее напряжение на
базе остается неизменным.
Силовая часть преобразователя (см.
рис. 7.20) состоит из сетевого выпрями-
теля иа диодах Д9 — Д12, емкостного де-
лителя Cis, С13, высоковольтного инвер-
тора на транзисторах Г5—типа
КТ809А и выпрямителя со сглаживаю-
щим LC-фильтром (Д20, Д21, ДРь С22).
Для уменьшения прикладываемого
к транзисторам напряжения применено
последовательное соединение двух мосто-
вых инверторов. Искусственная средняя
точка создается емкостным делителем
С12, С1з- Форма напряжения на вторичных
обмотках трансформатора Тр3 изображена на рис. 7.21, м.
Питание усилителей мощности системы управления и широтно-импульсного
модулятора осуществляется от вспомогательного выпрямителя (Д18, Д19. Др3, С23).
Для запуска СУ в первый момент после включения источника в сеть исполь-
зуют пусковое устройство (ПУ), состоящее из параметрического стабилизатора
(/?38, Д8, Си), реле Рг и цепи С14 — Д4П. При подключении источника к сети проис-
ходит заряд конденсатора С[4, реле Р4 срабатывает и конденсатор Сц через кон-
такты Ki, Д2 заряжается до напряжения на стабилитроне Д8. После уменьшения
зарядного тока конденсатора С[4 до величины тока отпускания реле контакты Ki,
Кг размыкаются, а конденсатор Св через контакты Кз, К4 подключается к системе
390
управления, питая ее в течение интервала времени, необходимого для установле-
ния номинального напряжения на выходе вспомогательного выпрямителя.
Схема защиты источника от перегрузок по току и КЗ на выходе состоит из
порогового устройства на ИС-4, согласующего транзистора Т2 и установочного
/?5-триггера (см. рис. 7.19).
При включении источника питания ftS-триггер цепью Сю — устанавлива-
ется в исходное состояние с логической единицей на выходе, которое является
разрешающим для Tt-триггера системы управления. С помощью резисторов R2e—
R3o исходное состояние операционного усилителя ИС-4 выбирают таким, чтобы
при номинальном токе нагрузки его выходное напряжение было близко к нулю
и транзистор Т2 заперт. При перегрузке напряжение изащ, поступающее с датчика
тока /?д (см. рис. 7.20), возрастает. Когда потенциал входа 9 превышает потен-
циал входа 10, на выходе ИС-4 появляется положительный импульс, который от-
крывает транзистор Г,. Это приводит к опрокидыванию /?5-триггера, в результате
чего на триггер системы управления подается сигнал запрета, препятствующий
подаче управляющих импульсов на вход усилителей мощности и транзисторы
инвертора.
Микромодульиые ВИП в гибридно-интегральном исполнении. Устройства
электропитания, содержащие интегральные элементы, выполняют в основном
в виде гибридных интегральных схем, в которых используются пленочные пассив-
ные и навесные дискретные активные элементы, устанавливаемые непосредственно
на подложках с нанесенной пленочной схемой, либо на основании корпуса, в кото-
ром помещены гибридные схемы.
Гибридно-интегральные схемы ВИП, выполненные на основе толстопленочной
технологии, дают возможность значительно повысить мощность питающих уст-
ройств до десятков и даже сотен ватт, в то время как ВИП с использованием тон-
ких пленок имеют мощности, измеряемые единицами ватт.
Толщина толстых пленок, представляющих собой проводники, резисторы, кон-
денсаторы, составляет единицы и десятки микрометров, толщина тонких пленок —
порядка десятых долей микрометра.
Подложки с навесными элементами помещают в специальный корпус, служа-
щий, как правило, одновременно и теплоотводящим радиатором. Полученный ми-
кромодуль герметизируют специальными компаундами.
Толстопленочные гибридно-интегральные схемы (ГИС) представляют собой
сочетание толстопленочных пассивных элементов и навесных активных элементов.
Активные сглаживающие фильтры (АСФ) в гибридно-интеграль-
ном исполнении имеют высокие качественные показатели — значительный коэф-
фициент фильтрации, низкое выходное сопротивление, хорошие динамические ха-
рактеристики.
На рис. 7.22 приведена схема АСФ с регулирующим элементом, выполненным
в виде составного транзистора. Транзисторы Tlt Т2 и Г3 являются бескорпусными
переходами. Монтаж силовой части АСФ выполнен на подложке из окиси берил-
лия, размеры подложки 30X20X1,5 мм. Пассивные резистивные элементы и токю-
ведущие шины— толстопленочные, изготовленные иа основе композиции палла-
дий — серебро.
Рассмотренная схема АСФ в гибридно-иитегральном исполнении требует при
эксплуатации соответствующих теплоотводящих элементов, что существенно ска-
зывается на удельных показателях.
Эффективным способом улучшения массо-габаритиых показателей АСФ явля-
ется применение в качестве силовых регулирующих цепей буферных шунтов
(шунт /?ш на рис. 7.22 показан пунктиром) и управляющих каскадов.
На рис. 7.23 приведена схема АСФ, в которой пассивный шунт Rm регулирую-
щего элемента (см. рис. 7.22) заменен управляющим буферным каскадом. Фильтр
устойчиво работает в режиме холостого хода, а также при динамической нагрузке.
АСФ содержит:
1) фильтрующий орган на транзисторах Г3, Т2 и буферный каскад на транзи-
сторе Г) и резисторах R3, R7;
2) делитель напряжения смещения фильтрующего органа иа резисторах
/?<, R-,;
3) схему управления и делитель напряжения смещения схемы управления на
микросхеме и резисторах R3, Rs;
4) цепь подвода переменной составляющей — конденсаторы Сь С3;
391
Рис. 7.22. Схема активного
сглаживающего фильтра в гиб-
ридно-интегральном исполнении
5) схему токовой защиты на стабилитронах Дь Д2, Дг, резисторах /?,, Rs
и ключевом транзисторе Та.
АСФ с буферным каскадом работает следующим образом. При малом токе
нагрузки транзистор 1\ работает в линейном режиме, как в обычном АСФ, вы-
полняя функции основного транзистора.. Транзистор Т2 используется в качестве
согласующего. При увеличении тока нагруз-
ки напряжение на переходе коллектор —
база транзистора 1\ будет уменьшаться, так
как в коллекторную цепь включен буферный
резистор Ra, а в цепь между базой и эмитте-
ром транзисторов Т2—Т\—резистор обрат-
ной связи /??, который ограничивает ток
базы транзисторов Т2, Tt.
При дальнейшем увеличении тока на-
грузки до максимального значения напряже-
ние на переходе коллектор — база транзи-
стора Т] становится равным нулю, а затем
изменяет полярность, т. е. рабочая точка
транзистора Т2 переходит из линейного режи-
ма в режим насыщения. В этом случае функ-
ции основного транзистора выполняет тран-
зистор Т2, а транзистор только формаль-
но выполняет роль фильтрующего, пропу-
ская часть тока в цепи эмиттер — коллектор.
Величина этого тока определяется в основ-
ном сопротивлением резистора R-, и рези-
стора обратной связи Ry, а также напряже-
нием перехода коллектор — эмиттер транзи-
стора Т2. Остальная часть тока проходит по
цепи эмиттер — база транзистора Т2 и рези-
стора Ry. Тепловые режимы работы транзисторов Т\ и Т2 характеризуются тем,
что рассеивание максимальной мощности в них происходит в разное время. Это
позволяет расположить транзисторы на одном теплоотводе и тем самым снизить
габариты фильтра.
В качестве схемы управления используется интегральная микросхема У.
В микроэлектронных компенсационных стабилизаторах напряжения для уве-
личения мощности регулирующий элемент выполняют по схемам управляющих
Рис. 7.23. Схема активного сглаживающего фильтра
в гибридно-интегральном исполнении с буферным каска-
дом
буферных каскадов (рис. 7.24). В буферных каскадах мощные транзисторы соеди-
няют последовательно с мощными резисторами, изготовленными по толстопленоч-
ной технологии, которые выполняют роль цепей обратной связи. При определен-
ных токах нагрузки мощные транзисторы переходят в режим насыщения и избы-
точная мощность рассеивается на этих резисторах. В результате мощность рас-
392
сеяния регулирующих транзисторов значительно уменьшается, что позволяет
улучшить массо-габаритные показатели всего устройства.
Схема содержит составной параллельный буферный каскад (.транзисторы
Т6, Т7); резисторы R7, Rs, резисторы обратной связи /?9, Rw, регулирующий тран-
зистор Тя и согласующий транзистор Т9.
Система управления регулирующим каскадом содержит совмещенную диф-
ференциальную схему сравнения, УПТ на транзисторах Т3, Т4 и делитель выход-
ного напряжения RI3, Ra.
В системе управления применены источники питания, улучшающие ее характе-
ристики. Источник на элементах Т5, Rit Rs, Д3, Д4 используется для поддержания
неизменным коэффициента усиления дифференциального усилителя.
Рис. 7.24. Схема транзисторного компенсационного стабили-
затора напряжения с буферными каскадами
Источники на элементах Гь R2, R-> и Т4, Т2 имеют общее напряжение питания
со стороны цепи, состоящей из стабилитрона Д2, диода Д\ и балластного рези-
стора /?4. Первый источник является регулируемым источником эталонного напря-
жения. С помощью второго источника уменьшается влияние входного напряже-
ния на коллекторный ток дифференциального усилителя постоянного тока.
Конденсатор Сь корректирующий частотио-фазовую характеристику УПТ,
служит для устранения возбуждения УПТ.
Конструкция такого стабилизатора состоит из трех миниатюрных плат разме-
ром 25X34X1 мм — силовой, управления и платы с выводами. Первая плата вы-
полнена из окиси бериллия, остальные две — из стекловолокна. Платы собраны
в этажерочную конструкцию. После регулировки стабилизатора собранные платы
запрессовывают в П-образный корпус-радиатор и герметизируют.
На рис. 7.25 приведена схема стабилизатора эффективного значения тока в
микромодульном исполнении. Напряжение питания — прямоугольной формы, ча-
стота 20 кГц. Стабилизатор тока состоит из следующих основных устройств:
опорного источника питания, собранного по схеме компенсационного стаби-
лизатора напряжения на элементах Д3, Д4, Д7, Дв, С2, /?5, Тъ Т2, Т3, Д10,
Т12, Rs, Rt, Rt, R„, Rs;
дополнительного источника питания, собранного по схеме параметрического
стабилизатора напряжения на элементах Дъ Д2, Д5, Д8, С1г /?4, Д9, R2',
двухполупериодного регулятора на транзисторах Т8, Т9, Те, Т7, Т10, Т„
(последние два включены как диоды);
уравнивающего резистора Ru и согласующих резисторов R10, RIt;
стробирующих транзисторов Tit 1\.
25 Заказ 180
393
Принцип действия стабилизатора эффективного значения тока основан на
стабилизации в течение каждого полупериода питающего напряжения коллек-
торного тока транзисторов двухполупериодного регулятора. Если в течение каж-
дого полупериода стабилизировать эмиттерный ток транзистора, то изменение
коллекторного тока не зависит от напряжения между эмиттером и коллектором,
которое может изменяться от величины, близкой к напряжению насыщения тран-
зистора, до величины, близкой к напряжению пробоя промежутка коллектор —
эмиттер. Стабилизация тока эмиттера осуществляется с помощью резистора /?14.
Рис. 7.25. Схема стабилизатора эффективного значения
тока в микромодульном исполнении
Изменяя напряжение опорного источника, можно изменять эффективное значение
тока.
Стробирующие транзисторы Г4, Г5 подключаются коллекторами к положи-
тельному зажиму опорного источника, а эмиттерами — к базам транзисторов
Г,, Т7. Отпирание и запирание стробирующих транзисторов производится в опре-
деленной согласованности с входным напряжением и синхронизирует работу
двухполупериодного регулятора.
ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Поясните принцип работы транзисторного фильтра с включением нагрузки
в цепь коллектора.
2. Поясните принцип работы транзисторного фильтра с включением нагруз-
ки в цепь эмиттера.
3. Назовите способы повышения коэффициента фильтрации транзисторных
фильтров.
4. Поясните принцип работы параметрических стабилизаторов напряжения.
5. Поясните принцип работы компенсационных стабилизаторов напряжения
и тока.
6. От каких факторов зависит частота преобразования однотактного транзи-
сторного преобразователя с самовозбуждением?
7. Какими параметрами определяется частота преобразования двухтактного
транзисторного преобразователя с самовозбуждением?
8. Поясните способы стабилизации частоты транзисторных преобразователей
с самовозбуждением.
394
9. Каковы особенности работы выпрямителей, питающихся от источника на-
пряжения прямоугольной формы?
10. Возможно ли применение емкостных фильтров на выходе выпрямителей,
работающих от источника переменного напряжения прямоугольной формы с пау-
зой на нуле?
11. Определите среднее значение тока активной нагрузки 100 Ом и дейст-
вующее значение тока через диод однополупериодного выпрямителя при входном
напряжении прямоугольной формы, с амплитудой 50 В и паузой ф=45“.
12. Определите коэффициент пульсаций в однополупериодном выпрямителе,
работающем на активную нагрузку, если входное напряжение — прямоугольной
формы, с паузой <р=30°.
13. Определите емкость фильтра на выходе выпрямителя преобразователя
постоянного напряжения, если Кп = 0,2, га = 100 Ом, /ф = 1 мкс.
14. Рассчитайте действующее значение тока первичной и вторичной обмоток
трансформатора в однополупериодном выпрямителе со средней точкой при работе
на активно-индуктивную нагрузку, если г<»=160 Ом, {/д=80 В. Входное напря-
жение — прямоугольной формы, с паузой ф=30°.
15. Определите среднее и действующее значения тока диода в мостовом вы-
прямителе при работе на активно-индуктивную нагрузку 300 Ом. Входное напря-
жение— прямоугольной формы, с амплитудой 60 В и паузой ф=120°.
ГЛАВА 8
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫМИ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ
§ 8.1. Назначение и основные требования, предъявляемые
к системам управления
Система управления преобразовательным устройством пред-
назначена для формирования и генерирования управляющих им-
пульсов определенной формы и длительности, распределения их
по фазам и изменения момента подачи на управляющие электро-
ды вентилей преобразователя.
В полупроводниковых преобразователях находят применение
полностью управляемые вентили (транзисторы, двухоперационные
тиристоры) и не полностью управляемые вентили (однооперацион-
ные тиристоры, симметричные тиристоры).
В связи с тем что после отпирания тиристора цепь управления
не оказывает влияния на его состояние и тиристор запирается
только тогда, когда анодный ток становится меньше тока удержа-
ния, для управления тиристором достаточны короткие импульсы.
Поэтому в настоящее время импульсный способ управления ввиду
простоты и экономичности нашел наиболее широкое распростране-
ние в преобразовательной технике.
Требования, предъявляемые к системам управления полупро-
водниковым преобразователем, определяются типом вентиля, при-
мененного в нем, режимом работы (выпрямительный, инверторный,
реверсивный, нереверсивный) и характером нагрузки, на которую
он работает.
Основными требованиями к системам управления являются:
1) достаточная для надежного отпирания вентиля амплитуда
напряжения и тока управляющего импульса: для тиристоров 10—
20 В, 20—2000 мА; для двухоперационных тиристоров 3—10 В,
3—400 мА; для транзисторов 0,5—3 В, 0,1—2 А;
2) крутизна фронта управляющих импульсов (в полупроводни-
ковых системах управления крутизну переднего фронта импульса
следует выбирать до 10 В/мкс) ;
3) широкий диапазон регулирования, определяемый типом пре-
образователя, режимом его работы и характером нагрузки. На-
пример, для регулирования выходного напряжения трехфазного
мостового выпрямителя, работающего на активную нагрузку,
в пределах от нуля до максимального значения требуется измене-
396
ние угла управления от 0 до 120°. При работе на индуктивную на-
грузку диапазон угла управления равен 90°. При работе преобра-
зователя в режиме инвертирования диапазон изменения угла
управления возрастает примерно до 170°;
4) симметрия управляющих импульсов по фазам. В результате
несимметрии управляющих импульсов вентили многофазного пре-
образователя проводят ток разное время, что обусловливает иска-
жение формы кривых анодных токов и неравенство средних зна-
чений токов вентилей. В кривых выпрямленного, инвертируемого
напряжений и токов появляется переменная составляющая, часто-
та которой меньше частоты основной гармоники в т2 раз (т2—
число фаз вторичной обмотки трансформатора), что вызывает уве-
личение индуктивности сглаживаемого дросселя, а следовательно,
его габаритов и массы. Кроме того, неравенство средних значений
токов вентилей преобразователя приводит к тому, что в магнит-
ной системе трансформатора вентильного преобразователя появ-
ляются нескомпенсированные магнитодвижущие силы, что может
увеличить мощность трансформатора. По этим причинам несим-
метрия управляющих импульсов для наиболее распространенных
систем управления не должна превышать 1,5—2,5°.
Для тиристоров может быть использован импульс длительно-
стью 2л/т2. Однако для уменьшения мощности, выделяющейся
в управляющем р-п-переходе, а также мощности системы управле-
ния целесообразно иметь возможно более узкий управляющий им-
пульс. Длительность этого импульса должна быть такой, чтобы
за время его действия анодный ток тиристора достиг значения
тока удержания.
Недостаточная длительность импульса может привести к тому,
что нормальная работа вентильного преобразователя окажется не-
возможной.
В связи с тем что в трехфазном мостовом преобразователе мо-
менты отпирания тиристоров катодной и анодной групп сдвинуты
во времени на 7б часть периода напряжения питания пуск, и ра-
бота вентильного преобразователя в области прерывистых токов,
где он включается как бы впервые (на нулевой ток цепи нагруз-
ки), возможны или при длительности управляющего импульса
больше 60°, или при подаче на управляющий электрод последо-
вательно через каждые 60° двух узких импульсов.
Исходя из особенностей работы транзисторов необходимо
иметь двуполярный управляющий импульс прямоугольной формы
длительностью, равной времени открытого и запертого состояний
транзистора;
5) быстродействие системы управления, которая не должна
влиять на быстродействие регулируемого вентильного преобразо-
вателя. Минимальное время реакции системы управления на
управляющее воздействие должно составлять в некоторых случаях
тысячные доли секунды.
Максимальное запаздывание системы автоматического регули-
рования не должно превышать для преобразователей:
397
с выходной частотой 50 Гц —трехфазных 3,3 мс, однофазных —
20 мс;
с выходной частотой 400 Гц — трехфазных 420 мкс, однофаз-
ных— 2,5 мс.
Системы управления, в которых управляющий сигнал имеет
форму импульса, фазу которого можно регулировать, называют
импульсно-фазовыми.
Импульсно-фазовые системы управления подразделяют на сле-
дующие группы:
а) электромеханические (в настоящее время не применяются);
б) электромагнитные (здесь также не рассматриваются);
в) электронные.
§ 8.2. Импульсно-фазовые системы управления
преобразователями с естественной коммутацией
В настоящее время все более широкое применение находят
электронные (полупроводниковые) системы управления вентиль-
ными преобразователями, так как они имеют ряд преимуществ пе-
ред электромагнитными системами: высокое быстродействие, на-
дежность, малые потребляемую мощность, габариты и массу.
В зависимости от того, в одном или в нескольких каналах вы-
рабатываются управляющие импульсы для каждого вентиля пре-
образователя, различают одно- и многоканальные системы управ-
ления, а в зависимости от принципа изменения фазы управляю-
щего импульса — горизонтальные, вертикальные и цифровые
системы.
Кроме того, системы управления могут быть синхронными
и асинхронными. При синхронном импульсно-фазовом управлении
угол подачи управляющего импульса отсчитывают от определен-
ной фазы напряжения сети, питающей преобразователь:
Q'TY
^ = <р+^(1--1) + 0 f(uy), (8.1)
где ®/г— угол подачи t-го управляющего импульса; <р — угол начала
отсчета угла задержки по отношению к напряжению сети; 0г — ре-
гулируемый угол задержки.
Синхронное управление в настоящее время является общепри-
нятым и наиболее распространенным.
При асинхронном импульсно-фазовом управлении угол подачи
управляющего импульса отсчитывают от момента подачи предыду-
щего импульса:
Sir
^=0^-,+—+0г(Му). (8.2)
. т2
Из сравнения выражений (8.2) и (8.1) видно, что угол подачи
управляющего импульса в асинхронной системе управления не свя-
зан в явном виде с координатами at и <р напряжения сети, т. е,
не синхронизирован с сетью питания (отсюда и название «асин*
398
хронная»). В асинхронную систему управления вводят сигналы
ограничения, связанные с сетью, необходимые для ограничения
угла управления каждой фазы в пределах аШах и атщ. Преобразо-
ватель с асинхронной системой управления может работать толь-
ко в замкнутой системе, так как изменение фазы управляющих им-
пульсов под действием сигнала управления имеет интегральный
характер (8.2). Асинхронные системы, как правило, выполняют
одноканальными.
При горизонтальном управлении управляющий импульс фор-
мируется в момент перехода синусоидального напряжения через
нуль, а изменение его фазы обеспечивается изменением фазы си-
нусоидального напряжения, т. е. смещением этого напряжения
по горизонтали.
На рис. 8.1,а приведена структурная схема одного канала мно-
гоканальной системы управления, использующей горизонтальное
управление. Принцип работы системы заключается в следующем.
Генератор переменного напряжения ГПН вырабатывает синусои-
дальное напряжение, находящееся в определенном фазовом соот-
ношении с анодным напряжением тиристора данного канала
(рис. 8.1,6). Обычно при «2^3 в качестве переменного напряже-
ния берут напряжение соответствующей фазы сети (в трехфазном
мостовом преобразователе сдвинутое на 90° относительно анодного
напряжения тиристора). С выхода мостового фазовращающего
устройства МФУ сдвинутое по фазе напряжение поступает на фор-
мирователь импульсов ФИ, где в момент перехода синусоиды че-
рез нуль формируется управляющий импульс, который затем уси-
ливается выходным каскадом ВК. Угол сдвига фаз регулируется
изменением напряжения управления пу. ГПН и МФУ образуют фа-
зосдвигающее устройство ФСУ.
Горизонтальное управление не нашло широкого распростране-
ния, так как мостовые фазовращатели критичны к форме и часто-
те подаваемого напряжения, а применение в качестве регулируе-
мого активного сопротивления транзисторов нарушает симметрию
формируемых импульсов. Последний недостаток можно устранить,
использовав общее регулируемое сопротивление (транзистор) для
всех каналов.
При вертикальном управлении управляющий импульс форми-
руется в результате сравнения на нелинейном элементе величин
переменного (синусоидального, пилообразного, треугольного) и по-
стоянного напряжений. В момент, когда эти напряжения становят-
ся равными и их разность изменяет полярность, происходит фор-
мирование импульса. Фазу импульса можно регулировать, изме-
няя величину постоянного напряжения. В качестве нелинейного
элемента обычно применяют транзистор.
Таким образом, фазосдвигающее устройство при вертикальном
управлении состоит из генератора переменного напряжения и узла
сравнения.
На рис. 8.2, а представлена структурная схема вертикальной
одноканальной системы управления однофазным мостовым выпря-
399
мителем (см. рис. 1.2, а). Система работает следующим образом.
Генератор переменного напряжения ГПН запускается при поступ-
лении с синхронизатора С напряжения в момент появления на ти-
ристорах прямого напряжения, т. е. в точках естественной комму-
тации (рис. 8.2,6). С выхода ГПН напряжение пилообразной фор-
мы поступает на устройство сравнения УС, где оно сравнивается
с напряжением управления иу. В момент сравнения пилообразного
Рис. 8.2. Структурная схема вертикальной
одноканальной системы управления одно-
фазным мостовым выпрямителем (а) и диа-
грамма, поясняющая ее работу (б)
Рис. 8.1. Структурная схема го-
ризонтальной системы управле-
ния (а) и диаграмма, поясняю-
щая ее работу (б)
и управляющего напряжений устройство сравнения вырабатывает
импульс, который через распределитель импульсов РИ поступает
на формирователь импульсов ФИ} или ФИ2 и дальше через вы-
ходные каскады ВК.\, ВК2— на тиристоры выпрямителя.
Одноканальная система управления может быть выполнена и
для трехфазного выпрямителя (рис. 8.3, а). В одноканальных мно-
гофазных системах устройство сравнения, входящее в состав ФСУ,
работает с частотой, в т2 раз большей, чем в многоканальных
системах, что требует в дальнейшем распределения управляющих
импульсов по т2 каналам. Генератор линейно изменяющегося на-
пряжения ГЛИН может быть одноканальным или многоканаль-
ным. В рассматриваемой системе, предназначенной для трехфаз-
400
ного мостового несимметричного выпрямителя, ГЛИН выполнен
одноканальным. Система работает следующим образом. ГЛИН за-
пускается в моменты появления на тиристорах прямого напряже-
ния, т. е. в точках естест-
венной коммутации. За-
пуск ГЛИН обеспечивает-
ся синхронизатором С.
С выхода ГЛИН пилооб-
разное напряжение пода-
ется на пороговое устрой-
ство ПУ, которое срабаты-
вает при достижении пи-
лообразным напряжением
значения Ua. Напряжение
с выхода порогового уст-
ройства через дифферен-
цирующую цепь ДЦ по-
ступает на схемы совпаде-
ния СС, куда подается
также соответствующий
импульс с синхронизатора.
При совпадении импуль-
сов с выхода синхрониза-
тора и дифференцирую-
щей цепи один из выход-
ных каскадов ВК выраба-
тывает управляющий им-
пульс на отпирание тири-
стора соответствующей
фазы (рис. 8.3, б). Фазо-
вый сдвиг управляющего
импульса осуществляется
путем изменения наклона
пилообразного напряже-
ния ГЛИН с помощью уп-
равляемого стабилизатора
тока УСТ. По такому же
принципу может быть по-
строена и система управ-
ления для трехфазного мо-
стового симметричного
Рис. 8.3. Структурная схема вертикальной
одноканальной системы управления трех-
фазным мостовым несимметричным выпря-
мителем (а) и диаграммы, поясняющие ее
работу, (б)
выпрямителя.
Благодаря общему ФСУ одноканальные системы управления
обладают высокой симметрией управляющих импульсов. Несим-
метрия управляющих импульсов определяется только точностью
синхронизации системы управления с питающей сетью и не пре-
вышает 0,5°. Кроме того, одноканальная система проста в настрой-
ке, поскольку не требуется создание нескольких идентичных кана-
лов. К недостаткам одноканальных синхронных систем управле-
401
ния следует отнести сложность синхронизации с сетью, так как
необходимо формировать одноканальную последовательность
кратной частоты.
В настоящее время большое распространение находят системы
управления с индивидуальными фазосдвигающими устройствами
Рис. 8.4. Структурная схема вертикальной
шестиканальной системы управления
трехфазным мостовым выпрямителем
Рис. 8.5. Структурная схема вертикаль-
ной трехкапальной системы управления
трехфазным мостовым выпрямителем
с тиристорами в первичной обмотке
трансформатора
ввиду их простоты и универ-
сальности. На рис. 8.4 приведе-
на структурная схема верти-
кальной шестиканальной сис-
темы управления трехфазным
мостовым выпрямителем. Сис-
тема состоит из синхронизато-
ра, шести фазосдвигающих уст-
ройств (ФСУ] — ФСУе), шести
формирователей импульсов
(ФИ[ — ФИ6), шести выходных
каскадов (BKi — ВК6) и блока
питания БП. Принцип работы
системы аналогичен работе сис-
темы рис. 8.2, а.
Необходимый фазовый
сдвиг управляющих импульсов
относительно анодного напря-
жения тиристоров создается с
помощью синхронизатора и фа-
зосдвигающего устройства.
На рис. 8.5 приведена струк-
турная схема вертикальной
трехканальной системы управ-
ления трехфазным мостовым
выпрямителем с тиристорами
в первичной обмотке трансфор-
матора (см. рис. 1.39, а). Так
же как и в трехфазном мосто-
вом симметричном управляе-
мом выпрямителе, для нормаль-
ной работы системы необходи-
мо, чтобы на управляющий
электрод каждого тиристора поступали два узких импульса с фазо-
вым сдвигом в 60°, т. е. чтобы управляющие импульсы поступали
одновременно на тиристоры Bt, В6; В2, Bj; В3, В2, В±, В3; В5, В4-
Bs, В5-, В\, Bs и т. д. В связи с этим каждый из выходных каскадов
должен иметь по четыре выходных обмотки.
Поскольку каждый канал многоканальной системы управления
работает с частотой питающей сети, его синхронизация с сетью
не вызывает затруднений, а фазовый сдвиг управляющих импуль-
сов равен фазовому сдвигу, создаваемому ФСУ канала. Система
управления проста, так как отсутствует распределитель импульсов
по каналам, и обладает высоким быстродействием. Основным не-
402
Цифровой нов
Рис. 8.6. Структурная схема пре-
образователя цифровой код —
достатком многоканальной системы управления является воз-
можная несимметрии управляющих импульсов между отдельными
каналами (+3°) из-за трудности получения идентичных характе-
ристик фазосдвигающих устройств.
Так как в вертикальной системе управления формирование им-
пульса происходит в момент сравнения переменного и постоянно-
го напряжений, всякое искажение формы кривой питающей сети
(генератора переменного напряжения) будет приводить к ухудше-
нию работы системы. Данный недостаток можно устранить, при-
меняя в качестве переменного напря-
жения напряжение пилообразной
или треугольной формы.
Вертикальные системы управле-
ния в настоящее время имеют очень
широкое распространение.
Если вентильный преобразова-
тель является звеном общей системы
автоматического регулирования, то
для обеспечения высокой точности и
качества работы можно перейти от
системы с аналоговыми величинами
к системам с величинами в виде циф-
рового кода.
Цифровая система управления вырабатывает в цифровой фор-
ме код фазы управляющих импульсов и преобразует его в фазу
импульсов.
Цифровые коды фазы управляющих импульсов хранятся в за-
поминающем устройстве цифровой системы управления вентильного
преобразователя, откуда они поступают на преобразователь циф-
ровой код — фаза. Структурная схема такого преобразователя по-
казана на рис. 8.6. Принцип работы преобразователя заключается
в следующем. Цифровой код фазы управляющих импульсов, по-
ступающий от запоминающего устройства, записывается в регист-
ре Р. В момент времени, когда на аноде соответствующего тири-
стора появляется положительное анодное напряжение (а = 0), от-
крывается ключевая схема К по выходу «Пуск» и счетчик импуль-
сов СИ начинает считать импульсы, поступающие от генератора
эталонной частоты ГЭЧ. Число импульсов в счетчике СИ считает-
ся в том же коде, в котором представлена цифра в регистре Р.
При равенстве числа импульсов в счетчике с числом импульсов
в регистре схема совпадения СС выдает импульс, фаза которого
(относительно момента времени а = 0) будет пропорциональна чис-
лу импульсов, записанному в регистре Р, а следовательно, и числу
импульсов в счетчике СИ. Выходной импульс схемы совпаде-
ния СС закрывает ключевую схему К по входу «Стоп», и счет им-
пульсов прекращается. При этом счетчик импульсов СИ устанав-
ливается в исходное положение, и схема готова к следующему
циклу преобразования.
Преобразователь цифровой код — фаза позволяет записывать
403
в регистре Р текущее значение фазы непрерывно (параллельным
кодом).
Несмотря на сложность, цифровые системы управления, по-ви-
димому, найдут широкое применение в недалеком будущем благо-
даря высокой точности и быстродействию, что позволит качест-
венно улучшить работу вентильных преобразователей.
В настоящее время широко используют асинхронные системы
управления. На рис. 8.7 изображена структурная схема асинхрон-
ной системы управления многофазным выпрямителем. Поскольку
при работе управляемого выпрямителя тиристоры отпираются
с частотой, превышающей частоту питающей сети в т2 раз, необ-
ходимую последовательность управляющих импульсов с данной
частотой можно выработать в независимом генераторе управляе-
мой частоты ЗГ, а затем распределить импульсы по соответствую-
щим тиристорам с помощью распределителя импульсов РИ. При
Рис. 8.7. Структурная схема асинхронной системы уп-
равления многофазным выпрямителем
отсутствии отклонения выходного напряжения (тока) выпрямите-
ля от заданного значения на входе ЗГ нет сигнала рассогласова-
ния и он генерирует импульсы, частота которых в т2 раз выше
частоты питающей сети. Если сигнал обратной связи отличен от
задающего напряжения иу, то разностный сигнал воздействует на
частоту ЗГ таким образом, что выходное напряжение выпрямите-
ля возвращается к заданному значению. Так как при работе воз-
можно выпадение из синхронизма последовательности управляю-
щих импульсов относительно питающей сети, в асинхронной систе-
ме управления предусматриваются ключевые схемы К\—Кт
в каждом канале управления. Управляющие импульсы проходят
через ключевые схемы Ki—Кт, если углы управления выпрямителя
находятся в пределах от amin до amax- Регулировка уставок
углов amin и amax задается устройством ограничения диапазона
УОД, которое синхронизировано с питающей сетью. Сигнал отри-
цательной обратной связи по напряжению (току) снимается с дат-
чика Д. Применение регулируемого по частоте ЗГ позволяет в ра-
бочем диапазоне изменения фазы получить симметричную систему
управляющих импульсов при значительных искажениях (по вели-’
чине и фазе) напряжения питающей сети.
404
Рассмотренные структурные схемы систем управления приме-
няют для нереверсивных управляемых выпрямителей, обеспечи-
вающих однонаправленное протекание выпрямленного тока. Как
указывалось в § 2.8, для регулирования скорости вращения двига-
телей постоянного тока часто требуется изменение направления
тока нагрузки (реверс). Для этих целей служат реверсивные вы-
прямители, состоящие из двух комплектов тиристоров, один из ко-
торых обеспечивает в режимах выпрямления и инвертирования
протекание тока в положительном направлении, а другой —
в отрицательном. Управление реверсивным выпрямителем может
осуществляться двумя способами: совместным и раздельным. При
совместно^ управлении управляющие импульсы подаются на ти-
ристоры обеих групп, включенных встречно-параллельно. При раз-
дельном управлении не допускается одновременная подача управ-
ляющих импульсов на тиристоры обеих групп. Большинство ревер-
сивных выпрямителей, выпускаемых отечественной промышленно-
стью, выполняется с раздельным управлением, обеспечивающим
повышенные технико-экономические показатели. Поэтому рассмот-
рим системы раздельного управления. Чтобы не допустить одно-
временной работы тиристоров обеих групп, в системе управления
необходимо предусмотреть логическое переключающее устройство
(ЛПУ), которое вырабатывает команды на снятие управляющих
импульсов с группы тиристоров, окончившей работу, и подачи им-
пульсов на включение тиристоров неработавшей группы. Логиче-
ское переключающее устройство должно иметь три устойчивых со-
стояния: 1) управляющие импульсы подаются только на первую
группу тиристоров В\ (рис. 8.8); 2) с обеих групп тиристоров
управляющие импульсы сняты, ток в тиристорах отсутствует, тири-
сторы восстановили свои запирающие свойства; 3) управляющие
импульсы подаются только на вторую группу тиристоров В2.
Информация о состоянии тиристоров выпрямителя поступает
в ЛПУ от датчиков состояния тиристоров ДСТ\ и ДСТ2. Если в
системе предусмотрена задержка на открытие тиристоров второй
группы, которая заведомо больше времени восстановления запи-
рающих свойств тиристоров первой группы, то ДСТ не устанавли-
вают.
В логическом переключающем устройстве можно реализовать
следующие принципы переключения тиристорных групп: 1) ис-
пользующих трехпозиционную схему, которая переключается сиг-
налами ошибки регулирования; 2) поисковый или сканирующий,
характеризующийся тем, что система находится в автоколебатель-
ном режиме (управляющие импульсы подаются поочередно на
первую и вторую группы тиристоров до тех пор, пока под дейст-
вием сигнала управления не потечет непрерывный ток нагрузки);
3) комбинированный.
Величина и направление тока нагрузки определяются соответ-
ственно амплитудой и знаком управляющего напряжения иу.
Управляющие напряжения и иу2 для каждой группы тиристо-
ров вырабатываются логическим переключающим устройством
405
ЛПУ с учетом сигналов с ДСТ и в соответствии с требованиями
к регулировочной характеристике и динамическим свойствам вы-
прямителя. /
В реверсивных преобразователях с раздельным управлением,
где требуется повышенное быстродействие, применяются два ком-
плекта фазосдвигающих устройств (рис. 8,8, а; БУХ и БУЬ— вход-
ное устройство, создающее многофазную систему напряжений,
синхронизированную с напряжением
ная бестоковая пауза п
Рис. 8.8. Структурные схемы управления
реверсивным выпрямителем с индиви-
дуальными (а) и общими (б) каналами
управления
питающей сети;, максималь-
2 л/m2. I
В преобразователях, не
требующих повышенного бы-
стродействия и обеспечиваю-
щих идентичность характе-
ристик управления обеими
Л тиристорам
преобразователя
L_ ШТтлЛ ПпТйД защитники
*|'ду| щл, зг г коммутирующих
Задание | | Задание по annaPamoS
по частоте' 'напряжению
Рис. 8.9. Структурная схема системы
управления НПЧ с ЕК
группами тиристоров, целесообразно применять одно фазосдви-
гающее устройство (рис. 8.8,6) на реверсивный выпрямитель.
При переходе из режима выпрямителя (а«атщ) к режиму инвер-
тирования (p = pmin) в этом случае может возникнуть дополнитель-
ная бестоковая пауза длительностью до 8 мс. Выбор групп тири-
сторов осуществляется коммутатором К по командам с ЛПУ.
Системы управления преобразователями частоты с непосредст-
венной связью и естественной коммутацией аналогичны системам
управления выпрямителями и могут быть одно- и многоканальными,
синхронными и асинхронными. В настоящее время наиболее рас-
пространены многоканальные синхронные системы управления.
Если нагрузка НПЧ с ЕК чисто активная, то система управления
должна обеспечивать работу тиристорных групп только в режиме
выпрямления. При активно-индуктивной нагрузке система управ-
ления должна обеспечивать возможность обмена энергией между
406
нагрузкой и питающей сетью, т. е. работу тиристорных групп в
течение полупериода выходного напряжения как в режиме вы-
прямления, так и в режиме инвертирования с четким переходом
от одного режима к другому. Нормальная работа НПЧ с ЕК воз-
можна \олько в том случае, если в любой момент времени проис-
ходит включение хотя бы одной катодной и одной анодной групп
тиристоров, причем в них должны быть открыты тиристоры, при-
соединенные к разным фазам питающей сети.
На рис. 8.9 приведена структурная схема системы управления
НПЧ с ЕК и раздельным управлением. Система содержит генера-
тор анодного (модулируемого) напряжения ГОН, который фор-
мирует опорные напряжения. При арккосинусоидальном законе уп-
равления в (качестве опорного используется напряжение питающей
сети. Генератор напряжения управления ГНУ формирует требуе-
мую для управления форму напряжения (синусоидальное, прямо-
угольное, треугольное, трапецеидальное и т. д.). При дискретном
регулировании выходной частоты преобразователя необходима син-
хронизация частоты ГНУ с частотой ГОН. Напряжения с выходов
ГОН и ГНУ поступают на устройство сравнения УС, где осуществля-
ется фазовый сдвиг управляющих импульсов в функции напряже-
ния управления, ограничение диапазона изменения угла управле-
ния, запирание импульсов тиристорной группы, не проводящей
ток, выработка управляющих импульсов для тиристоров, которые
должны проводить ток в момент включения тиристорной группы.
Управляющие импульсы с выхода УС поступают на распредели-
тель импульсов РИ, осуществляющий подачу повторных импуль-
сов на тиристоры в мостовых преобразователях, и далее на выход-
ные каскады В К, где они усиливаются. В преобразователе преду-
сматривается устройство раздельного управления УРУ, на входы
которого поступают напряжение управления иу и сигнал с дат-
чика тока нагрузки ДТ или датчика закрытого состояния тиристо-
ров. УРУ вырабатывает логические сигналы запирания нерабо-
тающих тиристорных групп (а — логический сигнал для переклю-
чения тиристорных групп, b — сигнал об окончании паузы при
переключении). Кроме того, в системе предусмотрено устройство
защиты и сигнализации УЗС, обеспечивающее защиту преобразо-
вателя, например, запиранием управляющих импульсов всех тири-
сторных групп.
Принцип построения систем управления широтно-импульсными
преобразователями переменного напряжения с естественной ком-
мутацией аналогичен принципу построения систем управления
выпрямителями.
§ 8.3. Системы управления преобразователями
с искусственной коммутацией
Работа автономного инвертора и преобразователя частоты с
искусственной коммутацией во многом определяется системой
управления, вырабатывающей импульсы на отпирание и запирание
вентилей с частотой, равной выходной частоте.
407
Рассмотрим типовое построение системы управления тр^хфаз-
ным мостовым инвертором. Структурная схема системы управле-
ния (рис. 8.10, а) состоит из задающего генератора ЗГ, формиро-
вателя импульсов ФИ, распределителя импульсов РИ и выходных
каскадов BKi — ВК6. j
Задающий генератор выполняют либо с нерегулируемой, либо
с регулируемой частотой. i
Формирователь импульсов ФИ формирует из синусоидального
напряжения задающего генератора ЗГ прямоугольные импульсы.
Если в качестве Зр применя-
Рис. 8.10. Структурная схема системы
управления трехфазным мостовым
инвертором (а) и диаграмма управ-
ляющих импульсов (б) для трехфаз-
ного мостового инвертора тока
ются генераторы прямо-
угольных импульсов, то фор-
мирователь импудьсов отсут-
ствует.
Задающий генератор и
формирователь импульсов,
как правило, представляют
собой одноканальную систе-
му. Для работы трехфазного
мостового инвертора требу-
ется шесть одинаковых по-
следовательностей импуль-
сов, сдвинутых во времени
на угол л/3. Поэтому задаю-
щий генератор ЗГ выраба-
тывает напряжение с часто-
той, превышающей частоту
выходного напряжения ин-
вертора в шесть раз.
Распределитель импуль-
сов РИ распределяет посту-
пающие на него импульсы
частоты 6/ по шести кана-
лам, так что на выходе каж-
дого канала получается ча-
стота /, а угол сдвига фаз
между импульсами каналов
составляет л/3.
Длительность управляю-
щего импульса, подаваемого на тиристоры инвертора, должна быть
достаточной для отпирания тиристора, но не более 2л/3, так как при
подаче управляющего импульса на тиристор, например В3 (см. рис.
4.7, а), обеспечивается как отпирание этого тиристора, так и запи-
рание тиристора В инверторе тока ток открывшегося тири-
стора не прерывается в течение периода работы данного тиристора,
т. е. на интервале 2л/3.
В связи с тем что при запуске инвертора одновременно долж-
ны быть открыты два тиристора: один в анодной группе, другой—•
в катодной, наиболее просто систему управления строить таким
408
образом, чтобы на каждый тиристор подавались два узких им-
пульса, один в момент вступления в работу данного тиристора,
другой — с отставанием относительно первого на л/3 (рис. 8.10, б).
В трехфазном инверторе напряжения с межвентильной комму-
тацией (см. рис. 4.64) ток открывшегося тиристора может пре-
рываться в течение периода работы данного тиристора, поэтому
длительность управляющего импульса должна быть не менее л/3.
В транзисторных инверторах длительность управляющих им-
пульсов равна длительности открытого состояния транзисторов (в
остальную часть периода транзистор должен быть надежно заперт
или источником запирающего на-
пряжения, или управляющим им-
пульсом обратной полярности).
Для однофазных тиристорных
инверторов напряжения с односту-
пенчатой коммутацией длитель-
ность управляющих импульсов,
обеспечивающих надежную рабо-
ту инвертора при изменении пара-
метров нагрузки, должна быть не
менее л/2. Однофазными инверто-
рами тока и резонансными инвер-
торами можно управлять корот-
кими импульсами, длительность
равляющих импульсов автономного
инвертора, собранного по схеме
рис. 4.66
которых достаточна для нарастания анодного тока тиристора до
тока удержания.
В трехфазном инверторе напряжения с пофазной одноступен-
чатой коммутацией ток через открывшийся тиристор может пре-
рываться, поэтому длительность управляющего импульса должна
быть не менее 2л/3.
При построении систем управления инверторами напряжения
с двухступенчатой коммутацией исходными являются управляю-
щие импульсы коммутирующих тиристоров. При подаче управляю-
щего импульса на коммутирующий тиристор на запираемом рабо-
чем тиристоре управляющий импульс должен отсутствовать.
Управляющий импульс на отпирание противофазного тиристора
должен подаваться только после того, как тиристор, ранее прово-
дивший ток, восстановит свои запирающие свойства, т. е. через
интервал 0П, который зависит от структуры коммутационного
узла. На рис. 8.11 в качестве примера приведены временные диа-
граммы управляющих импульсов для инвертора, собранного по
схеме рис. 4.66. Для этого инвертора пауза 0П между отпиранием
коммутирующего и рабочего тиристоров должна быть не менее
Зл]Л£С/2 .
Для инвертора, приведенного на рис. 4.21, а, зависимости, свя-
зывающие режим его работы с параметрами нагрузки, описывают-
ся выражениями (4.41), (4.43) и (4.44).
Структурная схема системы управления данным инвертором
зависит от способа его возбуждения (рис. 8.12). При независимом
27 Заказ 180
409
возбуждении система управления инвертором И и регулятором
реактивной мощности Р синхронизируется от задающего генерато-
ра ЗГ (рис. 8.12, а). Фазосдвигающие устройства ФСУ} и ФСУ2
включаются в канал системы управления инвертором и регулято-
ром. Однако обычно ФСУ включается только в канал регулятора.
В блоках ФСУ1 и ФСУ2 происходит фазовый сдвиг управляющих
импульсов, подаваемых на тиристоры инвертора и регулятора, от-
носительно фазы напряжения задающего генератора, т. е.
где у — фаза напряжения на входе системы
0=у— ц, а=ц — 0,
Рис. 8.12. Структурные схемы системы управ-
ления инвертором тока с регулятором реактив-
ной мощности:
а— с независимым возбуждением; б — с зависимым
возбуждением; в, а —с комбинированным возбужде-
нием
управления инвертором
относительно фазы на-
пряжения ЗГ; р. — фаза
выходного напряжения
относительно фазы напря-
жения ЗГ; 0 — фаза на-
пряжения на входе систе-
мы управления регулято-
ром реактивной мощности
относительно фазы на-
пряжения ЗГ. Без регули-
рования в установившем-
ся режиме со—сои=сор =
— (озг =const, а измене-
ние нагрузки приводит к
изменению величины и
фазы ц выходного напря-
жения, а также углов 0
и а [см. выражения
(4.41), (4.43) и (4.44)].
При регулировании ста-
билизацию выходного на-
пряжения можно осуще-
ствлять воздействием на
фазу управляющих им-
пульсов регулятора реак-
тивной мощности или ин-
вертора, либо одновре-
менно регулятора реактивной мощности и инвертора.
При зависимом возбуждении система управления инвертором
и регулятором реактивной мощности синхронизируется от выход-
ного напряжения (рис. 8.12,6). Без регулирования при неизмен-
ном выходном напряжении, когда углы а и 0 не изменяются,
увеличение как активной, так и индуктивной составляющих на-
грузки приводит к изменению выходной частоты инвертора и фазы
выходного напряжения [см. выражение (4.44)]. Инвертор с за-
висимым возбуждением обладает лучшей коммутационной устой-
чивостью и стабилизацией выходного напряжения против инвер-
тора с независимым возбуждением. При регулировании неизмен-
ность выходной частоты инвертора с зависимым возбуждением до-
410
стигается воздействием на фазу управляющих импульсов инвер-
тора (при этом напряжение на выходе инвертора изменяется) или
регулятора реактивной мощности (при этом напряжение на выходе
инвертора неизменно), либо одновременно инвертора и регулято-
ра реактивной мощности (при этом напряжение на выходе инвер-
тора изменяется).
При комбинированном возбуждении возможны две разновид-
ности:
1. Система управления инвертором синхронизируется от задаю-
щего генератора, а система управления регулятором реактивной
мощности — от выходного напряжения инвертора (рис. 8.12,в).
При этом независимо от изменения нагрузки в установившемся
режиме обеспечивается неизменная выходная частота, т. е.
w=<oH=Wp=fi)3r=const; a=const.
Выходное напряжение с изменением нагрузки изменяется со-
гласно выражению (4.43), изменяется и фаза р. выходного напря-
жения. При управлении инвертором и регулятором напряжение и
выходная частота не изменяются, а изменяется только фаза выход-
ного напряжения. Эта разновидность комбинированного возбуж-
дения имеет ограниченное применение, так как при чисто индук-
тивной нагрузке система становится неустойчивой. Изменение
фазы управляющих импульсов приводит: а) инвертора — к изме-
нению величины выходного напряжения (фаза ц выходного напря-
жения неизменна); б) регулятора реактивной мощности — к ста-
билизации выходного напряжения (фаза ц выходного напряжения
неизменна); в) инвертора и регулятора реактивной мощности — к
стабилизации выходного напряжения (фаза ц выходного напряже-
ния изменяется).
2. Система управления инвертором синхронизируется от вы-
ходного напряжения инвертора, а система управления регулято-
ром реактивной мощности — от задающего генератора (рис. 8.12, г).
Без регулирования в установившемся режиме частота на выходе
инвертора не зависит от нагрузки и равна частоте задающего
генератора, т. е. о) = о)р = оззг = const, а выходное напряжение посто-
янно. Такой способ возбуждения обеспечивает стабилизацию на-
пряжения и частоты при изменении нагрузки. При этом изменяет-
ся только фаза ц выходного, напряжения. Изменение фазы управ-
ляющих импульсов приводит: а) инвертора — к изменению вели-
чины выходного напряжения; б) регулятора реактивной мощно-
сти — к стабилизации выходного напряжения; в) инвертора и регу-
лятора реактивной мощности — к изменению выходного напряже-
ния. Во всех случаях фаза ц выходного напряжения остается не-
изменной.
Управляющие импульсы для однофазного мостового инверто-
ра, приведенные на рис. 4.47, могут быть получены при использо-
вании структурной схемы рис. 8.13. Система состоит из задающего
генератора ЗГ, формирователя импульсов ФИ, распределителя
27*
411
импульсов РИ, с выхода которого одни импульсы поступают не-
посредственно на выходной каскад ВК\, а другие через схему за-
держки СЗ — на выходной каскад ВК2.
Для тиристорного инвертора напряжения с двухступенчатой
коммутацией диаграмма управляющих импульсов может быть по-
лучена из соответствующей диаграммы идеализированного инвер-
Рис. 8.13. Структурная схема сис-
темы управления однофазным мо-
стовым инвертором с широтно-им-
пульсным регулированием выход-
ного напряжения
тора (на полностью управляемых
вентилях) путем разделения каждо-
го импульса на два: узкого — для
управления коммутирующими тири-
сторами и широкого — для управле-
ния рабочими тиристорами, причем
между фронтами обоих импульсов
должна быть пауза. На рис. 8.14, а
приведен один из возможных ва-
риантов решения этой задачи. С вы-
хода триггера Т, формирующего уп-
равляющий импульс идеализирован-
ного инвертора, импульс поступает
на спусковое устройство, формирующее узкий импульс (рис. 8.14, б),
и на схему совпадения СС, на второй выход которой подается ин-
версный сигнал спускового устройства. На выходе СС формируется
широкий импульс, задержанный относительно исходного на время
Рис. 8.14. Схема разделения управляющего импульса на узкий
и широкий (а) и временные диаграммы напряжений (б)
узкого импульса. Таким образом, в приведенной схеме осуществля-
ется разделение одного импульса на два, сумма которых равна ис-
ходному импульсу. Импульс с выхода 1 используется для управле-
ния коммутирующим тиристором, а импульс с выхода 2— для уп-
равления рабочим тиристором.
Системы управления непосредственными преобразователями
частоты с искусственной коммутацией строят аналогично системам
управления инверторами. Рассмотрим структурную схему
(рис. 8.15, а) системы управления преобразователем частоты, вы-
полненным по схеме рис. 5.8, е на транзисторных ключах. С выхо-
да задающего генератора ЗГ (рис. 8.15,6) импульсы поступают
на делитель частоты ДЧ, а с триггера ДЧ— на кольцевой сдви-
гающий регистр КСР и одновременно на схему совпадения СС.
412
С выхода СС импульсы с частотой, в два раза меньшей частоты ЗГ
поступают на схему задержки СЗ (широтно-импульсный модуля-
тор), формирующий импульс
изменяемой длительности
под действием управляюще-
го напряжения иу.
КСР обеспечивает фор-
мирование шести сдвинутых
на 30° импульсов. На выходе
распределителя импульсов
РИ формируются импульсы
длительностью 60° при
«у = 0. При иу=0=О в выход-
ном напряжении за счет из-
менения угла а будет изме-
няться и нулевая пауза, обес-
печивая плавное регулирова-
ние выходного напряжения.
Схема управления преоб-
разователем частоты (рис.
8.16) позволяет получать на
выходе преобразователя (см.
рис. 5.33) регулируемые на-
пряжение и частоту. После-
довательность формирова-
ния системы управляющих
импульсов показана на рис.
8.17.
Импульс Р4 с устройства,
задающего требуемую вели-
чину выходного напряжения
УЗН, подается на задающий
генератор ЗГ. Задающий ге-
нератор представляет собой
генератор линейно изменяю-
щегося напряжения, с одно-
го выхода которого снимает-
ся однофазная последова-
тельность коротких прямо-
угольных импульсов Pt, по-
ступающая на вход распре-
делителя импульсов РИ, а
с другого — пилообразное
напряжение Ро, поступаю-
щее на вход формирователя
Дс
СС
йййййй
СЗ
РИ
К транзисторам
преоВразобате/тя
а)
Рис. 8.15. Структурная схема системы уп-
равления ИПЧ с ИК (а) и временные диа-
граммы, поясняющие принципы ее ра-
боты (б)
регулируемой паузы ФРП. Одновременно на ФРП подается с УЗН
уровень постоянного напряжения иу (Р4). Выходной импульс ФРП
имеет регулируемую паузу t3, соответствующую интервалу закора-
чивания нагрузки при регулировании выходного напряжения.
413
РИ формирует на одном выходе шестифазную систему прямо-
угольных импульсов Р2 длительностью л/З, сдвинутых относительно
друг друга на угол л/З, а на втором выходе — шестифазную систе-
му прямоугольных импульсов Р3 длительностью 2л/3, сдвинутых от-
Рис. 8.16. Структурная схема системы управления НПЧ с ИК, выполненным по
схеме рис. 5.33
носительно друг друга на угол 2л/3. Формирование широких и
узких импульсов осуществляется по двум каналам.
Импульсы Р6, Р?, полученные в результате суммирования со-
ответствующих импульсов Р2 на двух схемах суммирования Сь С2,
и последовательность импульсов Р$ поступают на входы двух схем
совпадения CCt и СС2. В результате на их выходах формируются
импульсы Ps и Ро с регулируемой задержкой t3.
С целью устранения короткозамкнутых контуров, которые
возникают, когда полярность напряжения на коммутирующих
дросселях Li — Ь2 изменяется на противоположную, а на паре
тиристоров вентильного ключа присутствуют импульсы управле-
ния, подача их на тиристоры должна быть задержана на время
&tK, несколько меньшее времени перезаряда коммутирующих
414
конденсаторов. Это предот-
вращает рассеивание энер-
гии коммутирующих дроссе-
лей Li — £2 в тиристорах.
Поэтому схемы задержек С3$
и С36 удлиняют импульсы
Ps и Р9 на время коммута-
ционной паузы ДД. С выхо-
дов импульсы Рю и Рц по-
ступают соответственно на
входы схем совпадения СС7
и СС8. На другие входы этих
же схем поступают импуль-
сы Р3. Таким образом, на их
выходах формируется шести-
фазная последовательность
широких импульсов Р18 с ре-
гулируемой задержкой f3-|-
+Д^к-
Узкие импульсы, посту-
пающие на силовые тиристо-
ры НПЧ, формируются из
двух последовательностей
импульсов Р5 и Р7 с помощью
четырех схем задержек, две
из которых С3{ и СЗь удли-
няют импульсы Р6 и Р7 на
время Д/к+^и, образуя после-
довательности Pi2, P13, две
другие С32 и С33 ограничи-
вают импульсы Р6 и Р7 спе-
реди на время &tK, образуя
последовательности импуль-
сов Р|5, Р16. Эти выходные
импульсы попарно поступа-
ют на входы схем совпадения
СС3 и CCit на выходах кото-
рых формируются две после-
довательности узких импуль-
сов Pi4 и Р17, сдвинутых от-
носительно друг друга на
угол л. Далее импульсы Р14
и Рп, а также импульсы Р2
поступают на соответствую-
щие входы следующих схем
совпадения СС5 и СС6. В ре-
Рис. 8.17. Временные диаграммы уп-
равляющих импульсов для схемы
рис. 8.16
зультате на выходах формируется шестифазная последователь-
ность узких импульсов на силовые тиристоры (на рисунке не по-
казана). Суммируясь соответствующим образом на схемах С3 и С4,
415
узкие и широкие импульсы с регулируемой задержкой образуют
требуемую последовательность, обеспечивающую алгоритм работы
НПЧ.
В качестве примера рассмотрим также принцип построения си-
стемы управления инвертором с выборочным исключением требу-
емых гармоник из кривой напряжения при многократной комму-
тации. Система управления таким инвертором должна обеспечи-
вать: а) поочередное управление как рабочими, так и коммути-
рующими тиристорами (в случае двухступенчатой коммутации);
б) фазовый сдвиг управляющих импульсов одного инверторного
блока относительно другого; в) определенный алгоритм работы для
получения соответствующих углов дополнительных коммутаций а.
На рис. 8.18, а приведена структурная схема системы управ-
ления, удовлетворяющая указанным требованиям. Задающий гене-
ратор ЗГ вырабатывает импульсы с частотой fзг =360/р, где р —
наибольшее общее кратное число между углами дополнительной
коммутации и периодом выходной частоты. С выхода ЗГ импуль-
сы поступают на управляемый делитель частоты (ДЧ}, ДЧ2)
(рис. 8.18,6), коэффициент деления которого /г = 60/р, так как
моменты дополнительных коммутаций периодически повторяются
по всем трем фазам и, следовательно, выборку требуемых импуль-
сов можно производить на периоде Г/6, где Т — период выходного
напряжения. С выхода делителя частоты импульсы подаются на
вход дешифратора (ДШ\, ДШ2'). Дешифратор позволяет выбрать
необходимую последовательность управляющих импульсов, рас-
пределяемых по общему каналу управления инвертором. На
рис. 8.18, в показана последовательность импульсов, снимаемых
с выхода дешифратора.
Для распределения управляющих импульсов по трем фазам
служит распределитель импульсов (РИЬ РИ2), на вход которого
поступают тактовые импульсы с выхода дешифратора. Распреде-
литель импульсов представляет собой сдвигающий регистр, с по-
мощью которого импульсы распределяются по трем фазам и пода-
ются на формирователь управляющих импульсов (ФУИ}, ФУИ2).
На рис. 8.18, г, д, е показана последовательность импульсов,
снимаемых с выхода распределителя импульсов. Эти импульсы
являются управляющими для выходных каскадов (5/С,, ВД2)
(рис. 8.18, ж, з).
Сдвигая систему управляющих импульсов одного канала си-
стемы управления относительно другого, можно осуществлять
регулирование выходного напряжения. С этой целью необходимо
иметь регулируемую задержку (схему задержки СЗ) между управ-
ляющими импульсами, подаваемыми на две группы тиристоров
инвертора. Тактовый импульс с выхода дешифратора первого ка-
нала, который появляется один раз за период пересчета, задержи-
вается на необходимое время с помощью схемы задержки СЗ и
устанавливает в нулевое положение делитель частоты второго ка-
нала (ДЧ2). Таким образом, взаимный фазовый сдвиг системы
управляющих импульсов обоих каналов будет определяться вре-
416
менем задержки 0 (рис. 8.18, и, к, л, м, н). Для обеспечения вза-
ймного фазового сдвига в 120 между выходными напряжениями
формирователя управляющих импульсов в каждом канале систе-
Рис. 8.18. Структурная схема системы управления инвертором с вы-
борочным исключением требуемых гармоник из кривой напряжения
(а) и временные диаграммы, поясняющие принцип ее работы (б — н)
мы управления, предусмотрена схема синхронизации С. Принцип
построения систем управления широтно-импульсными преобразо-
вателями постоянного и переменного напряжений с искусственной
коммутацией аналогичен принципу построения систем управления
инверторами и преобразователями частоты.
417
ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ
1. Перечислите основные требования, предъявляемые к системам управления
полупроводниковыми преобразователями.
2. Каковы принципы изменения фазы управляющих импульсов?
3. Что такое синхронные и асинхронные системы управления?
4. Поясните принцип горизонтального управления. Каковы его недостатки?
5. Поясните принцип вертикального управления. Каковы его недостатки?
6. Приведите структурные схемы синхронной одно- и многоканальной сис-
темы управления выпрямителем. Каковы преимущества и недостатки каждой нз
систем?
7. Приведите структурную схему асинхронной системы управления выпря-
мителя. Каковы преимущества асинхронной системы управления перед синхрон-
ной? j
8. Поясните принцип построения системы управления реверсивным преобра-
зователем.
9. Поясните принцип построения системы управления НПЧ с ЕК.
10. Приведите структурную схему системы управления автономным инверто-
ром. Каковы особенности построения системы управления тиристорными и тран-
зисторными автономными инверторами?
11. Какие имеются способы возбуждения автономных инверторов тока с регу-
лятором реактивной мощности? Каковы особенности построения системы управле-
ния такими инверторами?
12. Каковы особенности построения системы управления НПЧ с ИК?
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Автономные инверторы/Под ред. Г. В. Чалого.—Кишинев: Штиинца, 1974.
2. Бедфорд Б., X о ф т Р. Теория автономных инверторов — М.: Энергия,
1968.
3. Б е й д е р Г. Ф., Мыцык Г. С. Построение трехфазных тиристорно-
трансформаторных регуляторов (стабилизаторов) и анализ их выходного напря-
жения.— В кн.: Современные задачи преобразовательной техники.— Киев: Нау-
кова думка, 1975.
4. Б е р к о в и ч Е. И. и др. Тиристорные преобразователи высокой часто-
ты.— Л.: Энергия, 1973.
5. Бирзниекс Л. В. Импульсные преобразователи постоянного тока.—
М.: Энергия, 1974.
6. Б у к р е е в И. Н., М а н с у р о в Б. М., Г о р я ч е в В. И. Микроэлектрон-
ные схемы цифровых устройств.— М.: Советское радио, 1975.
7. Г л а з е н к о Т. А. Полупроводниковые преобразователи в электроприво-
дах постоянного тока.— Л.: Энергия, 1978.
8. Гл а з е н к о Т. А., Г о н ч а р е н к о Р. Б. Полупроводниковые преобра-
зователи частоты в электроприводах.— М.: Энергия, 1969.
9. Г о л ь ц М. Е. и др. Автоматизированные электроприводы постоянного
тока с широтно-импульсными преобразователями.— М.: Энергия, 1972.
10. Г р а б о в е ц к и й Г. В. Применение коммутационных функций для рас-
чета электромагнитных процессов в ВПЧ с питанием от источника однофазной
э. д. с.— В сб.: Преобразовательная техника: Изд-во Новосибирского электротех-
нического института, 1968.
II. Жарский Б. К, Голубев В. В. Импульсное регулирование перемен-
ного напряжения.— Киев, 1975.
12. Ж е м е р о в Г. Г. Тиристорные преобразователи частоты с непосредствен-
ной связью.— М.: Энергия, 1977.
13. Забродин Ю. С. Узлы принудительной конденсаторной коммутации
тиристоров.— М.: Энергия, 1974.
14. Забродин Ю. С. Автономные тиристорные инверторы с широтно-им-
пульсным регулированием.— М.: Энергия, 1977.
418
15. Иванчук Б. Н., Липман Р. А., Р у в и н о в Б. Я. Тиристорные и
магнитные стабилизаторы напряжения.— М.: Энергия, 1968.
16. Kara иов И. Л. Электронные и ионные преобразователи, ч. III.— М.:
Госэнергоиздат, 1956.
17. Калашников Б. Е., Кривицкий С. О., Эпштейн И. И. Системы
управления автономными инверторами.— М.: Энергия, 1974.
18. Карташов Р. П., Кулиш А. К, Чехет Э. М. Тиристорные преоб-
разователи частоты с искусственной коммутацией.— Киев: Техшка, 1979.
19. Ковалев Ф. И. и др. Стабилизированные автономные инверторы с си-
нусоидальным выходным напряжением.— М.: Энергия, 1972.
20. К о с с о в О. А. Усилители мощности на транзисторах в режиме переклю-
чения.— М.: Энергия, 1971.
21. Лабунцов В. А. Алгоритмы переключения вентилей в автономных мо-
стовых инверторах напряжения.— Изв. вузов. Электромеханика, 1974, № 4.
22. Л а б у н ц о в В. А., Р и в к и н Г. А., Ш е в ч е н к о Г. И. Автономные
тиристорные инверторы.— М.: Энергия, 1967.
23. М а с т я е в Н. 3., М ыцык Г. С. Критерии оценки способов преобразо-
вания частоты дли преобразователей с непосредственной связью. Электротехника,
1972, № 1.
24. Милях А. Н., Волков И. В. Системы неизменного тока на основе
индуктивно-емкостных преобразователей.— Киев: Наукова думка, 1974.
25. Писарев А. Л., Деткин Л. П. Управление тиристорными преобразо-
вателями.— М.: Энергия, 1975.
26. Полупроводниковые выпрямители/Под ред. Ф. И. Ковалева и Г. П. Мост-
ковой.— М.: Энергия, 1978.
27. Р а с к и и Л. Я. Стабилизированные автономные инверторы тока на тири-
сторах.— М.: Энергия, 1970.
28. Р и в к и н Г. А. Преобразовательные устройства.— М.: Энергия, 1970.
29. Р у д е н к о В. С., С е н ь к о В. И; Статические преобразователи на двух-
операционных тиристорах.— Киев: Техшка, 1973.
30. Р у д е н к о В. С., С е н ь к о В. И., Ч и ж е н к о И. М. Преобразователь-
ная техника.— Киев: Вища школа, 1978.
31. Рутманис Л. А., Д р е й м а н и с Я. П., Аржаннк О. И. Способы
управления преобразователями частоты с непосредственной связью н искусствен-
ной коммутацией.— Рига: Зииатне, 1976.
32. С а н д л е р А. С. и др. Преобразователи частоты на тиристорах для уп-
равления высокоскоростными двигателями.— М.: Энергия, 1970.
33. С е н ь к о В. И., Т о д о р о в Т. С. Силовые электронные устройства.—
Габрово, 1975.
34. С и т н и к Н. X. и др. Автономные инверторы с отделенными от нагрузки
конденсаторами.— М.: Энергия, 1968.
35. Справочник по преобразовательной технике/Под ред. И М. Чиженко.—
Киев: Техшка, 1978.
36. Тиристоры (технический справочник): Пер. с англ./Под ред. В. А. Лабун-
цова, С. Г. Обухова, А. Ф. Свиридова.— М.: Энергия, 1971.
37. Толстов Ю. Г. Автономные инверторы тока.— М.: Энергия, 1978.
38. Т о н к а л ь В. Е. Синтез автономных инверторов модуляционного типа.—
Киев: Наукова думка, 1979.
39. Ф и р а г о Б. И., Г о т о в с к и й Б. С., Л и с с 3. А. Тиристорные цикло-
конверторы.— Минск: Наука н техника, 1973.
40. X а с а е в О. И. Транзисторные преобразователи напряжения и часто-
ты.— М.: Наука, 1966.
41. Чиженко И. М., Руденко В. С., С е н ь к о В. И. Основы преобразо-
вательной техники.— М.: Высшая школа, 1974.
СПИСОК ОСНОВНЫХ ОБОЗНАЧЕНИЙ ВЕЛИЧИН,
ИСПОЛЬЗОВАННЫХ В КНИГЕ
а — угол управления вентильного преобразователя.
а0 — статический коэффициент усиления по току транзи-
стора в схеме с общей базой.
Р — угол опережения; угол запирания; коэффициент уси-
ления.
у — угол коммутации (угол перекрытия фаз); коэффи-
циент заполнения импульсов.
6 — угол восстановления.
$min — минимальный угол восстановления.
е — относительное значение установленной мощности
элементов фильтра.
т) — коэффициент полезного действия.
О — временной угол.
0 — угол отсечки; угол, соответствующий паузе на на-
грузке.
и — коэффициент нагрузки.
X— угол проводимости тиристоров (транзисторов); коэф-
фициент передачи напряжения; длительность импуль-
са напряжения на нагрузке.
ц—коэффициент глубины модуляции.
v — коэффициент искажения.
£—расстройка резонансного контура.
т—время протекания тока через обратные диоды.
<р — угол сдвига фаз между первыми гармониками тока
и напряжения.
X — коэффициент мощности,
ф—коммутационная функция.
о>—угловая частота сети.
—собственная угловая частота контура.
В — коэффициент фазной э. д. с.
С — емкость конденсатора.
D — коэффициент формы тока.
Е, Ет, е — действующее, амплитудное и мгновенное значения
э. д. с. питающей сети (э. д. с. двигателя постоян-
ного тока).
Н — мощность несимметрии.
f — частота питающей сети (выходная частота инвертора).
(</> /д— мгновенное и среднее значения выпрямленного тока.
/а, /а, /ат— мгновенное, среднее и амплитудное значения тока
вентиля.
<н, /ц. /« тах> /нт1п — мгновенное, среднее, максимальное и минимальное
значения тока нагрузки.
А/— амплитуда пульсаций тока нагрузки.
/э, /б — токи эмиттера, коллектора и базы транзистора.
1И, /н— мгновенное и действующее значения инвертирован-
ного тока.
Кп, Кф, Кст, КТ, Ки, KL—соответственно коэффициенты пульсаций, фильтрации,
сглаживания, гармоник, схемы инвертора, распре-
деления индуктивностей.
420
La, — индуктивность сглаживающего дросселя и нагрузки.
т—число фаз преобразователя.
п — коэффициент трансформации.
Р — активная мощность.
р— оператор.
Q — реактивная мощность.
q—номер гармоники.
rd, гн — активное сопротивление нагрузки в цепи выпрям-
ленного тока и активное сопротивление нагрузки.
S — полная мощность.
Т—период выходной частоты; мощность искажения.
ин, ии—мгновенное и действующее значения напряжения на
нагрузке.
ud, Ua, Uат — мгновенное, среднее и амплитудное значения вы-
прямленного напряжения (напряжения источника
постоянного тока).
w — число витков обмоток трансформатора.
/н—полная проводимость нагрузки.
ZH — полное сопротивление нагрузки.
Zc — волновое сопротивление контура.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие........................................................... 3
Введение............................................................... 5
Глава 1. Выпрямители........................................ . . . 7
§ 1.1. Общие сведения....................................... . 7
§ 1.2. Работа выпрямителей на активную нагрузку ..... 9
§ 1.3. Работа выпрямителей на активно-индуктивную нагрузку . . 32
§ 1.4. Выпрямители с активно-емкостной нагрузкой..................70
§ 1.5. Работа выпрямителей на противо-э. д. с......................76
§ 1.6. Управляемые выпрямители со ступенчатым регулированием вы-
ходного напряжения.................................................89
§ 1.7. Управляемые выпрямители с тиристорами, включенными в пер-
вичную обмотку трансформатора .................................... 93
Глава 2. Инверторы, ведомые сетью...................................99
§ 2.1. Общие сведения..............................................99
§ 2.2. Простейший однофазный инвертор..............................99
§ 2.3. Однофазный инвертор со средней точкой................... 102
§ 2.4. Трехфазный инвертор со средней точкой.....................105
§ 2.5. Трехфазный мостовой инвертор...............................108
§ 2.6. Коэффициент мощности инвертора..............................ПО
§ 2.7. Аварийные режимы работы инверторов.........................111
§ 2.8. Реверсивные преобразователи................................113
§ 2.9. Несимметричные преобразователи.............................116
Глава 3. Широтно-импульсные преобразователи постоянного и перемен-
ного напряжений......................................................129
§ 3.1. Классификация импульсных преобразователей напряжения . 129
§ 3.2. Способы коммутации тиристоров...........................131
§ 3.3. Нереверсивные ШИП постоянного напряжения на полностью
управляемых вентилях...........................................133
§ 3.4. Реверсивные ШИП постоянного напряжения иа полностью уп-
равляемых вентилях.......................................150
§ 3.5. Нереверсивные тиристорные ШИП постоянного напряжения . 153
§ 3.6. Реверсивные тиристорные ШИП постоянного напряжения . . 166
§ 3.7. Тиристорные ШИП переменного напряжения...................168
Глава 4. Автономные инверторы......................................Д80
§ 4.1. Классификация автономных инверторов........................180
§ 4.2. Инверторы тока........................................ . 181
§ 4.3. Резонансные инверторы.....................................214
§ 4.4. Инверторы напряжения......................................237
Глава 5. Преобразователи частоты......................................283
§ 5.1. Преобразователи частоты с промежуточным звеном постоян-
ного тока.........................................................283
§ 5.2. Преобразователи частоты с непосредственной связью и естест-
венной коммутацией тока тиристоров (НПЧ с ЕК) . . . 287
§ 5.3. Преобразователи частоты с непосредственной связью и искус-
ственной коммутацией тока тиристоров (НПЧ с ИК) . . . 315
Глава 6. Электрические фильтры 339
422
§ 6.1. Фильтры для сглаживания пульсаций выпрямленного напря-
жения .......................................................... 339*
§ 6.2. Выходные фильтры автономных инверторов и преобразователей
частоты...........................................................348
Глава 7. Устройства электропитания радиоэлектронной аппаратуры . 360
§ 7.1. Электронные сглаживающие фильтры..........................361
§ 7.2. Параметрические и компенсационные стабилизаторы напряже-
ния и тока .......................................................368
§ 7.3. Транзисторные преобразователи напряжения с самовозбужде-
нием .............................................................375
§ 7.4. Устройства электропитания радиоэлектронной аппаратуры в ми-
ниатюрном исполнении..............................................385
Глава 8. Системы управления полупроводниковыми преобразователями 396
§ 8.1. Назначение и основные требования, предъявляемые к системам
управления........................................................396
§ 8.2. Импульсно-фазовые системы управления преобразователями с
естественной коммутацией.......................................398
§ 8.3. Системы управления преобразователями с искусственной ком-
мутацией .........................................................407
Список литературы..................................................418
Список основных обозначений величин, использованных в книге .... 420»
Владимир Семенович Руденко
Виталий Иванович Сенько
Иван Миронович Чиженко
Основы преобразовательной техники
Редактор Т. И. Артемова
Художественный редактор М. Г. Мицкевич
Технический редактор Т. Д. Гарина
Корректор В. А. Орлова
ИБ № 2077
Изд. № Эр — 270. Сдано в набор 03.04.80. Подписано к печати 04.12.80. Т — 20458. Формат
ОО/.ОО'Лб. Бум. тип. № 2. Гарнитура литературная. Печать высокая. Объем 26,5 усл. печ. л.
29,Н уч,-изд. л. Тираж 20 000 экз. Заказ 180. Цена 1 р. 20 к.
Издательство «Высшая школа»,
Москва, ул. Неглннная. д. 29/14
Типография изд-ва «Уральский рабочий», Свердловск, просп. Лепина, 49.