Полупроводниковые
приборы
в технике
электросвязи
16
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
В ТЕХНИКЕ ЭЛЕКТРОСВЯЗИ
СБОРНИК СТАТЕЙ
под редакцией
И. Ф. НИКОЛАЕВСКОГО
ВЫПУСК 16
ИЗДАТЕЛЬСТВО «СВЯЗЬ»
МОСКВА 1975
6Ф03
П53
УДК 621.39:621.382
Редколлегия:
Т. М. Агаханян, А. И. Борисов, А. П. Буденный, В. А. Горохов,
И. С. Громов, А. Г. Мурадян, Г. С. Найвельт, И. Ф. Николаев-
ский, Е. Н. Сальников, К. А. Семенов.
П53 Полупроводниковые приборы в технике электро-
связи. Сб. статей под ред. И. Ф. Николаевского, вып. 16.
М., «Связь», 1975.
240 с. с ил.
Большая часть сборника посвящена избирательным системам (актив-
ные транзисторные фильтры, избирательные НС-цепи, перестраиваемые
избирательные усилители и т. д.) с использованием биполярных и по-
левых транзисторов. Другая часть сборника содержит материалы по вы-
сокочастотным устройствам на варикапах и ЛПД, усилителям, генерато-
рам и стабилизаторам на полупроводниковых приборах.
Книга предназначена для инженерно-технических и научных работ-
ников, специализирующихся в области радиотехники, электроники и
электросвязи, а также будет полезна преподавателям и студентам соот-
ветствующих вузов.
30407—104
045(01)—75
6Ф03
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ В ТЕХНИКЕ ЭЛЕКТРОСВЯЗИ
ВЫП. 16
Отв. редактор И. Ф. Николаевский	Техн, редактор Е. Р. Черепова
Редактор С. Т. Симонова	Корректор Л. И. Чекрыжева
Сдано в набор 20/V 1975 г.	Подписано в печать 9/IX 1975 г.
Т-13778 Формат 60 X84/ie Бумага пис. № 2 13,95 усл.-печ. л. (14,65 уч.-изд. л.
Тираж 10 000 экз.	Изд. № 16922	Зак. № 125	Цена 88 коп.
Издательство «Связь*. Москва 101000, Чистопрудный бульвар, д. 2
Типография издательства «Связь» Госкомиздата СССР
Москва 101000, ул. Кирова, д. 40.
© Издательство «Связь», 1975 г.
содержание
Стр.
Ю. Л. Агапов, Б. А. Глебов. Новый способ построения мостовых
времязадающих ЛС-цепей............................................. 4
П. П. Гелль, В. 3. Лундин. Шумовые свойства активных ^С-цепей
на интегральных операционных усилителях........................... 12
В. А. Исайкин, В. В. Масленников. Низкочастотные избирательные
/?С-усилители с нулями коэффициента передачи...................... 23
В. В. Долгих, В. И. Долгих. Повышение коэффициента сглаживания
фильтров с параллельным транзистором...............................38
А. А. Л а п нэ, В. С. Федоров. Расчет перестраиваемых НЧ фильтров
с чебышевскими характеристиками затухания......................... 43
Э. В. Зелях, П. Н. Ганский, А. А. Новиков. Низкочастотный гене-
ратор гармонических колебаний......................................52
В. М. Богачев, В. Г. Лысенко. Стационарные режимы автогенерато-
ра на полевом транзисторе и их устойчивость........................58
В. В. Масленников, А. П. Сироткин. Частотный диапазон селек-
тивных 7?С-цепей на основе интегральных операционных усилителей •.	69
В. А. Болонин, А. М. Никитин, В. П. Петропавловский,
Н. В. Синицын. Фазостабильный избирательный усилитель на поле-
вых транзисторах с двумя фазосдвигающими цепочками в канале пря-
мой передачи.......................................................81
В. А. Полещук, Ю. Л. Хотунцев. Исследование широкополооспогс
варакторного утроителя частоты.....................................89
В. И. Гусев, Б. Е. Петров. Исследование устойчивости стационарного
режима варакторного умножителя частоты высокой кратности	95
Е. И. Ма к у ш е в, Б. Е. Петров, Р. П. Шапкин. Исследование гене-
ратора на ЛПД в ключевом режиме с помощью АВМ.....................105
Н. С. Давыдова, Ю. 3. Д а н ю ш е в с к ий. Устойчивость многодиодного
регенеративного усилителя на ЛПД..................................113
А. П. Б у д е н н ы й. Обеспечение помехоустойчивости логических элементов
при плотном монтаже.............................................. 125
В. Б. Козырев. Широкополосные неперестраиваемые усилители мощно-
сти на транзисторах по схеме с общим эмиттером................... 131
В. А. Бычков. Защита от перегрузок транзисторного стабилизатора на-
пряжения с оптимальным саморегулированием порога срабатывания .	143
В. К. Владимирский, И. В. Суходоев, Л. В. Шинов. Расчет
бестрансформаторных уравновешенных цепей..........................150
В. В. Подлипе некий, В. П. Климин. Бестрансформаторные вы-
ходные каскады генераторов телевизионной развертки .............. 166
Б. П. Силу я нов. Транзисторный преобразователь постоянного напря-
жения в частотный сигнал..........................................175
В. Н. Федоринский. Анализ шумовых свойств усилителей многока-
нальной электросвязи с применением полевых транзисторов .	. к.	182
В. А. Горохов, В. С. Рыбаков, Ю. М. Гусев. Пути конструирова-
ния интегральных схем на новых ключевых полупроводниковых прибо-
рах для устройств отображения информации......................... 192
В. Н. Р я б ы ш к и н. О выборе способа модуляции в транзисторных ра
диопередатчиках.................................................. 203
Ю. С. Карпов, Л. П. К а р б а, Н. Н. По литов. Методика измерений
и аппаратура для исследования коэффициента шума интегральных схем
и полупроводниковых приборов-четырехполюсников ....	207
Ю. В. Корчагин. Высокочастотный усилитель мощности па транзисторе
с эмиттерным входом с коррекцией в цепи базы......................226
В. Г. Константинов, Н. Н. Буданов, Т. Т. Амбарцумова.
Минимизация массы аппаратуры на мощных полупроводниковых при-
борах ............................................................222
Информационный листок. Б. А. Бородин, Г. Г. Бендер. Современные
транзисторы, выпускаемые промышленностью СССР................... 227'
УДК 621^73.431^
Ю. Л. АГАПОВ, Б. А. ГЛЕБОВ
Новый способ построения мостовых
времязадающих RC- цепей
Введение
Известны принцип формирования временных интервалов с ис-
пользованием мостовых /?С-цепей и построенные на его основе
схемы генераторов импульсов [1]. Формируемый временной интер-
вал определяется временем заряда конденсаторов (конденсатора)
ДС-мостовой цепи от начального (близкого к нулю) напряжения
до напряжения, составляющего часть напряжения питания мосто-
вой цепи и зависящего от конструкции и параметров этой цепи.
После заряда конденсаторы быстро разряжаются через полупро-
водниковый ключ.
Остаточное напряжение на разряженных конденсаторах, кото-
рое не равно нулю из-за неидеальности реальных полупроводни-
ковых ключей, является начальным для формирования следую-
щего временного интервала. Нестабильность остаточного напря-
жения, его довольно значительная величина (обычно порядка не-
скольких десятых долей вольта), а также его непропорциональ-
ность напряжению питания мостовой ДС-цепи приводят к неста-
бильности формируемых временных интервалов.
Предложенный в работе [2] принцип формирования временных
интервалов, основанный на использовании схемы рис. 1, в значи-
тельной мере устраняет отмеченный недостаток. Принцип действия
Рис. 1. Функциональная схема генератора с мосто-
вой времязадающей /?С-цепью
схемы заключается в следующем. Формирователь импульсов (Ф)
с трансформаторным двухфазным выходом (обмотки w2-1, ^2-2)
заряжает конденсаторы С\ и С2=тС{ (т>1) до практически рав-
ных напряжений, отличающихся на разность падений напряжения
на диодах Д4 и Д2. После окончания импульса на обмотках i02-i
И W-г диоды Д1 и Д2 запираются и начинается разряд конденса-
4
торов С{ и С2. При этом конденсатор Ci стремится перезарядиться
до напряжения, имеющего знак, противоположный знаку напря-
жения иа(1и) = Uo, до которого зарядился этот конденсатор за
время действия импульса. Момент перехода напряжения на кон-
денсаторе С{ через нуль фиксируется схемой нуль-органа (НО)
и определяет собой окончание формируемого временного интер-
вала. Из-за равенства начальных напряжений на конденсаторах
Ci и С2 формируемый временной интервал не зависит от напряже-
ния питания (в качестве которого выступает напряжение на об-
мотках ^2-1 и ^2-2 во время действия импульса), а следовательно,
не зависит от остаточного напряжения на полупроводниковом клю-
че, входящем в схему формирователя.
Анализ мостовой времязадающей цепи
После окончания импульса разряд конденсаторов С\ и С2 про-
исходит через резисторы Rif R2, R? и, кроме того, токами утечки
/Ут1 и /уТ2- Если из-за малости не учитывать собственные токи
утечки конденсаторов, то /ут t равен сумме обратного тока диода
Д1 и входного тока схемы нуль-органа, а /ут2 равен обратному то-
ку диода Д2.
При пренебрежимо малых величинах /ут t и 1ут2 процесс раз-
ряда описывается дифференциальным уравнением первого поряд-
ка. Длительность спада напряжения на конденсаторе С{ до нуля
(т. е. длительность формируемого временного интервала) в этом
случае определяется выражением
T = C1R-^—\n-^- = C1RF1(m),	(1)
т + 1 т — 1
где R = 7?! + R2 + 7?р.
Влияние токов утечки на длительность временного интервала
может быть учтено приблизительным соотношением
где АЛ — изменение длительности из-за разряда конденсаторов
токами утечки; величины Т и Fi(m) определяются соотноше-
нием (1).
Вторым фактором, влияющим на Л является величина и знак
порога срабатывания t/cp схемы нуль-органа, вход которого под-
ключен параллельно конденсатору Сь Это влияние может быть
учтено соотношением
А Т2 «-------
1	Г Uq m — 1
L dt J “ci = 0	[Л’ m~
где ДГ2 — изменение длительности формируемого временного ин-
тервала, вызванное наличием порога срабатывания схемы нуль-
органа;	— скорость изменения напряжения на конден-
аГ Jn£l=0
саторе Ci во время перехода этого напряжения через нуль. Из вы-
ражения (3) следует
А ^2 ^ср 1	__ ^СР р / х
-----Л И)
пг
(4)
Ряд значений функций Fi (т) и F2 (						т) приведен ниже.			
т	1,-1	1,3	1,5	2,0	2,5	3,0'	4,0	5,0'	оо
Ft(m)	1,62	1,22	4,08	0,925	0,86	0,825	0i,785	О',765	01,693
F2(m)	6,8	3,55	2,78	2,12	1,94	1,82	1,7	1,63	1,44
В реальных условиях всегда существует разность между напря-
жениями, до которых заряжаются конденсаторы Ci и С2 к моменту
окончания импульса на обмотках w2-i и ш2_2. Это отличие является
третьим фактором, влияющим на длительность формируемого вре-
менного интервала, и может быть учтено соотношением
А 7*3 _ А и ^2	__ £ F2 (^)
Т ~ U» 2	~ и 2	'
где ^u = uC2(tn)—Uci(tn) =uC2(tu) — Uo, a du— указанная разность
между напряжениями на конденсаторах Ct и С2, выраженная в от-
носительных единицах.
Если мостовая времязадающая цепь используется в генераторе
импульсов (как на рис. 1), то процессы разряда и заряда конден-
саторов следуют один за другим. Поэтому напряжения на конден-
саторах в момент окончания одного процесса являются началь-
ными для другого. Если ис1(/и) и uC2(tn) — напряжения на кон-
денсаторах Ci и С2 в момент окончания процесса заряда, то на-
чальные для этого процесса напряжения определяются соотноше-
ниями
^/^*9 (^и) ^2	^/"*1 (^и) ^1
t/cl(0) = 0; uc2(0) = С2 ac2C1---------------------=
Поскольку процесс заряда каждого из конденсаторов С\ и С2
описывается экспонентой с постоянными времени соответственно
Tci и тег, то очевидна справедливость уравнений:
иС1 (/„) = Ер— ехр^— N1 -
,, ч ис\
^С2
С1
иС2 (Q = Е — £ —
т
где Е — ЭДС цепей заряда конденсаторов,
в
t
ТС2
(7)
Эти уравнения позволяют выразить в относительных единицах
разность между напряжениями на конденсаторах С{ и С2 в мо-
мент завершения их заряда:
WC2 ис\ ^и)	1	1	I
иС1 (fH)	exp (0) — 1 т exp (10) — 1
где 6 = Z„/tci , X = т^/т^
На рис. 2 в качестве приме-
ра представлено семейство кри-
вых би ('0, X, т) для случая
т = 2 (кривые, построенные
для /п#=2, имеют подобный
вид). Как следует из рисунка,
при некоторых значениях па-
раметра X кривые 6и(Э, X, т)
пересекают ось 0, а положение
точки пересечения 0О на оси 0
зависит от параметра Л. Для
значений 0, больших 0О, функ-
ция бг(0, X, im) ограничена, а
максимальное значение моду-
ля этой функции бц- макс Зави-
сит от двух параметров X и т.
Следовательно, если постоян-
ная времени тс выбрана та-
ким образом, что >0О, то
ТС1
согласно [5]
Рис. 2. Зависимость относительной раз-
ности напряжений на конденсаторах в
момент окончания заряда от относитель-
ного времени 0

На рис. За, б изображены семейства функций F3(K) и 0о(М>
построенные для ряда значений параметра т.
Выбор параметров элементов цепи
Согласно выражениям (2), (4) и (б) нестабильность длительности форми-
руемого временного интервала уменьшается при уменьшении функций F\(\tn) и
F2(tn). Поэтому, как следует из вышеприведенной таблицы, целесообразно за-
даваться значениями (2—2,5).
Если задана требуемая относительная нестабильность длительности форми-
з
2 ^Тп
st л==1
руемого временного интервала оТ =----—----, то можно принять, что все три
перечисленных фактора, влияющих на время Т, вносят одинаковую нестабиль-
7
-ность в формируемый временной интервал. Тогда согласно выражению (4) сле-
дует задаваться величиной £7о, равной или большей, чем
(/0 = 3	<9>
При этом величина £7Ср определяется конструкцией используемой схемы нуль-
органа. (Например, применяя в качестве нуль-органа балансный диодно-регене-
ративный компаратор [3], можно считать,
что £/Ср<(0,1-0,15) В).
Из выражения (2) определим со-
противление времязадающей ;/?С-цепи
Рис. 3. К расчету постоянных вре-
мени ТС1 и ТС2
"3~
Uo
________________________I. (10>
F1 (/и)[/ут2//^	/ут1] I
уже говорилось, токи утечки
Как
определяются обратными токами диодов
Д1 и Дг и входным током схемы нуль-
органа. Поскольку имеется значитель-
ный технологический разброс величин
этих токов (в пределе от нуля до мак-
симального значения, даваемого в спра-
вочниках), при расчете целесообразно в
выражении (10) принимать величину ал-
гебраической суммы [/утгМ—^ут1], рав-
ной абсолютной величине большего из-
слагаемых.
Из выражения (1) найдем емкость
конденсатора Сс
C^T/RF^m).
(11>
Ти
с1 00 (%) ’
Используя рис. За, б, можно опре-
делить тС1 и С этой целью из рис.
За по заданному m находится такое зна-
чение параметра (X, при котором /?3(Х)<
По найденному значению Л для
<5
того же значения m определяется вели-
чина 0О(Х) по рис. 36, а следовательно,
и постоянные времени
скольку
Ти
Х0О(X) ’
где Ти — длительность импульса на обмотках w2_f и w2_2.
Найденные постоянные времени Tci и тег и определенные
Ci и С2 позволяют вычислить сопротивления резисторов цепей
саторов:
Tci и Тс2л ПО-
ТС2 ""
(12>
ранее величины
заряда конден-
=	R2 = TC2/^2 = Tci/^'1 171 = 7
Л т
(13)
Из выражения (7) определяется ЭДС цепей заряда конденсаторов и С2,
равная
"о
£ - е2 - 1 __ еХр (— 0О) ’
8
(14>
где в2 — напряжение на обмотках W2-1 и W2-2; а ед — порог отпирания диодов
Д1 и Д2.
Знание е2 дает возможность выбрать коэффициент трансформации обмоток
W2-1 и W2-2.
О построении импульсных генераторов
с мостовой времязадающей 7?С-цепью
Для возбуждения генерации в устройстве, изображенном на
рис. 1, необходим начальный запуск схемы формирователя. Это
может быть осуществлено импульсным сигналом (командой) или
использованием в качестве формирователя автогенератора с пе-
риодом генерации, большим длительности временного интервала,
формируемого мостовой времязадающей /?С-цепью. После пер-
вого же срабатывания автогенератор переходит в режим синхро-
низации сигналами с выхода нуль-органа.
Возможно использование специальной пусковой цепи, изобра-
женной на рис. 4. С помощью этой цепи вход схемы нуль-органа
через диод ДП2 и резистор Rn2 подключается к источнику питания.
Рис. 4. Функциональная схема генератора с использованием
времязадающей /?С-цепи и пусковой цепи
При включении источника питания на выходе нуль-органа появ-
ляется сигнал, и в устройстве возбуждается генерация. После на-
чала генерации конденсатор Сц заряжается током через обмотку
о>2-1 и диод Дпь и затем напряжение на конденсаторе запирает
диод ДП1, отключая пусковую цепь от схемы нуль-органа.
Учитывая наличие трансформаторного выхода в блокинг-гене-
раторах, целесообразно их использовать в качестве формирова-
телей,, входящих в схему рис. 1. Поскольку длительность периода
генерации равна сумме длительностей временного интервала, фор-
мируемого схемой рис. 1, и импульса на выходе формирователя,
то для получения высокой стабильности частоты генерации целе-
сообразно применять схемы блокинг-генераторов с цепями стаби-
лизации длительности формируемых импульсов [4].
9
Особенностью блокинг-генератора, используемого в качестве
формирователя в схеме рис. 1, является наличие 7?С-нагрузок на
его выходе. При этом токи на вторичной стороне описываются
уравнениями
Рис. 5. Зависимость относительной нестабильнести периода гене-
ратора:
а) от напряжения питания; б) от температуры; 1 — для схем с диодно-
регенеративным компаратором; 2 — для схем с интегральным усилителем
в режиме компаратора
10
в которых величина Е определяется выражением (14). Если и
и /'^2-2 — токи, трансформируемые в первичную обмотку
из обмоток W2-1 и то для поддержания одной и той же сте-
пени насыщения N транзистора в схеме блокинг-генератора в те-
чение времени формирования импульса в цепь обратной связи целе-
сообразно включить |/?С-цепочки. Постоянные времени их выбира-
ются равными Tci и тс2, а сопротивления резисторов такими, что-
бы амплитуды токов 7?С-цепочек были пропорциональны ампли-
тудам токов rw2-i и i'w2_2, причем коэффициентом пропорциональ-
ности служит отношение степени насыщения N к минимальному
паспортному значению коэффициента усиления транзистора по
току — Вмин.
Результаты исследования генератора импульсов с мостовой
времязадающей цепью вида рис. 1, в которой формирователь был
выполнен по схеме ждущего блокинг-генератора со стабилизирую-
щим /?С-мостом [4], а нуль-орган — по схеме балансно-регенера-
тивного компаратора, представлены на рис. 5а, б. На рис. 56, кро-
ме того, даны результаты исследования схемы, в которой во вре-
мязадающей цепи использовались диоды из интегральной матри-
цы, а нуль-орган был выполнен на основе интегрального усили-
теля 1УТ401А.
Выводы
1. Генераторам импульсов с рассмотренной мостовой /?С-цепью
присуща слабая зависимость длительности периода генерации от
параметров полупроводникового ключа, входящего в схему фор-
мирователя. Это дает возможность использовать в формирователе
мощные транзисторы со значительными падением напряжения и
тепловым током и, тем самым, обеспечить высокую мощность фор-
мируемых импульсов одновременно с высоким качеством стабили-
зации частоты генерации.
2. Использование интегральных диодных сборок и интеграль-
ных операционных усилителей в цепи формирования временного
интервала позволяет существенно повысить температурную ста-
бильность схем и практически довести ее до уровня, определяе-
мого стабильностью параметров /?С-элементов времязадающей
цепи.
Список литературы
1. Ильин В. А., Коншин Б. Н. Импульсные устройства с мостовыми время-
задающими цепями. М., «Энергия», ’1972, с. -9—56, 82—106, 11(6—150.
‘2. Глебов Б. А. А. С. № 370711. — «Открытия. Изобретения. Промышленные об-
разцы. Товарные знаки», 1973, № 11.
3. Стахов А. П. Результаты исследования балансного диодно-регенеративного
компаратора с трансфоргматорной обратной связью. — В кн.: Управляющие
вычислительные машины и системы. !М., «Энергия», 1967, с. 51—58.
4. Глебов Б. А. Блокинг-генераторы на транзисторах. М., «Энергия», 4972,
с. 47—82.
И
УДК 621.372.001.24
П. П. ГЕЛЛЬ, В. 3. ЛУНДИН
Шумовые свойства активных ^С-цепей
на интегральных операционных усилителях
Введение
В области синтеза активных /?С-цепей наряду с теоретически-
ми достигнуты значительные успехи и в разработке фильтровых
узлов целевого назначения. Зарубежная и отечественная промыш-
ленность выпускает микроэлектронные активные /?С-фильтры, ус-
пешно конкурирующие с их LC-аналогами. Потребителей интере-
сует не только реализация заданных амплитудно- и фазо-частот-
ных характеристик, но и такие параметры активных фильтров, по
которым они принципиально уступают пассивным. Наряду со ста-
бильностью, потребляемой мощностью, надежностью, к ним отно-
сится и достижимый динамический диапазон. Нижняя граница
последнего определяется уровнем собственного шума фильтров,
что обусловливает необходимость его детального исследова-
ния [1—3].
Основное внимание в статье уделяется детальному анализу и
расчету шумовых характеристик наиболее распространенных актив-
ных /?С-фильтров на интегральных операционных усилителях
(ИОУ).
Для анализа структур активных /?С-цепей выбраны наиболее
распространенные модификации, используемые для реализации
передаточной функции второго порядка вида
Г(р) =-----dp----	(1).
р2+ С00 P/Q + «о
где А — плоский уровень усиления; (оо — резонансная частота;
Q — добротность.
Анализируемые структуры сведены в табл. 1.
Для анализа шумовых характеристик активных /?С-цепей на ОУ
необходимо описание в достаточной компактной форме собствен-
ных шумовых свойств усилителя. Учитывая, что ОУ выступает
в роли универсального активного элемента линейных цепей, целе-
сообразно ввести некоторую эквивалентную шумовую схему соб-
ственно усилителя, не связанную с дальнейшим конкретным ва-
риантом его использования. Исходя из этих соображений и про-
стоты измерения шумовых параметров, чаще всего используется
12
[4, 5] эквивалентная схема рис. 1, содержащая приведенные ко-
входу источник шумового напряжения и два источника шумового
тока. Корреляция между источниками предполагается пренебрежи-
мо малой, что хорошо подтверждается экспериментом.
Р'ис. 1. Шумовые характеристики операционного усилителя
1УТ401А
Физическая природа шума ИОУ, представляющего собой сово-
купность р-п-переходов в едином кристалле, тождественна приро-
де шума обычных полупроводниковых приборов.
Характеристики источников шумовой эквивалентной схемы ИОУ
еш и 1Ш являются частотозависимыми и наиболее полно могут быть
описаны спектральными плотностями (рис. 1). Графики иллю-
стрируют преобладание фликкер-шума (Ge и Gt пропорциональ-
ны if) вплоть до частот 104—105 Гц, что обусловливает необходи-
мость его обязательного учета при исследовании шумов активных
/?С-фильтров. На более высоких частотах спектральная плотность
определяется совокупностью дробового и теплового шума и ста-
новится частотнонезависимой.
Анализ собственных шумов
Для анализа воспользуемся спектральной плотностью шумов,
пересчитанных ко входу активного /?С-фильтра, называемой в даль-
нейшем шумовым эквивалентом — G9KB((o). В самом общем случае
при возбуждении некоторого шумящего четырехполюсника от ис-
13
ТАБЛ
Способ использования ОУ
(тип схемы)
Схема
Непосредственное (фильтр
Рауха «многопетлевая структу-
ра»)
Преобразование в управляемый
источник напряжения (схема
Соллена-Кэя)
Преобразование в конвертор
отрицательного сопротивления
Преобразование в гиратор
Преобразование в интеграто-
ры-сумматоры (электронная мо-
дель)
14
ИЦА 1
	Соотношение элементов	Реализуемая Т (р)
	Ri = 2QR; R2 = R/2Q Cj — С2 = с	-2Q			 Pa + ®oP/Q+ <»о
	к.	сч ||	с? к	о + OS	о « II + II 7 II о? I	н 111	'17	7	i-L о?	и	0	11	L II	'L	*	°	п g-	СУ	- ОС "™ || О *	(2,5^2-Q-1)	Р °	; P2 +WoP/Q + “6 2 + З/Q»	р <оо Q + Q 1 р2 + % P/Q. + °о
	О’ & II О’ с£ & II G *1 II °? II <м	-ч О	*- II о	-Q	Р“°	2 р2 + % p/Q + %
	* ос II °” , II ОС » 1 к £ <3 II II ос о II II Ct О	1	рСОр	 Q р2 + too p/Q + <о^
	р II II р II II » .9 II II И	* о w Ю	II ??	РСОр	 P2 + »oP/Q+ ®р
15
точкика с конечным внутренним сопротивлением (рис. 2а) G3kb((o)
определяется двумя коррелированными источниками шумового то-
ка и напряжения
GmbH = Ч» +	+ 2Х(<о) у(2)
где /C(i<o) —коэффициент корреляции.
Ч)
Яви
Рис. 2. К определению шумового эквивалента активной /?С-цепи
В рассматриваемых нами активных 7?С-цепях,_ возбуждаемых
практически всегда источником напряжения (/?Вн = 0), величина
G3kb(<o) определяется только Еш.
Найдем 6экв(>(о) для одной из наиболее общих моделей актив-
ных /?С-цепей. Модель рис. 26 охватывает все наиболее распрост-
раненные активные i^C-цепи на ОУ, в том числе и приведенные
в табл. 1. При условии равенства спектральных плотностей шумо-
вых источников! тока, отсутствия корреляции между ет и и
идеальности ОУ (за исключением его шумовых свойств) соответ-
ственно для выходов 2, 3 и 4 имеем
! (®) = I ь (®) - (®)|2{Ge (о) + Gt (®) (|Z33 (©) I211 -1;3 (ю)|2 +
+ |Z44«|1 - /34((о)2]},	(За)
Gate 2 (®) = I Z 12,34 (®)| 2 { Ge (ffl) |/32 (ft»)|2 4-
+ g4 (®) [|z33 (со),2 ;/;2 ^)р +1 z44 (<о) р । г32 (<о);2]},	(Зб)
Gskb 3 (®) = к12, 34 (®)|-2 { Ge (со) |/42 (®)|2 +
+ G, (®) [|Z33 (<о)|21 Z4‘2 (®) 2 + |ZM «I r32 (о>)|2]},	(Зв)
16
где hi(p), tu(p) — передаточные функции по напряжению 7?С-мно-
гополюсника при условии заземления полюса 2; /зг(я), 1^(р) — пе-
редаточные функции по напряжению 7?С-многополюсника при ус-
ловии заземления полюса /; tn, 3k(p) = U^(p)IUi2(p) — передаточ-
ная функция по напряжению /?С-многополюсника между полюса-
ми 1 — 2 и 3— 4; t*^(p), t*&(p), t*u(p), t*i2.(p) — передаточные
функции по напряжению ЯС-многополюсника при условии зазем-
ления всех полюсов, за исключением обозначенных в индексах;
Zy.(p), Z^(p)—элементы матрицы |Z|-многополюсника при усло-
вии заземления полюсов 1 и 2.
Из выражений (3) следует, что шумовой эквивалент опреде-
ляется уровнями и соотношением спектральных плотностей Ge(w)
и Gi (со), импедансами 7?С-многополюсника 7зз(й)) и Zu(ti>) и его
структурой tij (<о), /*»,(со) И ti2, 34 (со). ДЛЯ уМеНЬШбНИЯ G3kb(co)
необходимо синтезировать /?С-многополюсник таким образом, что-
бы затухание сигнала при использовании в качестве входных за-
жимов полюсов 1 (Gskbi) и 1—2 (GgKB2, Gbkbs), а в качестве вы-
ходных — 3, 4 было в заданном частотном диапазоне минималь-
ным. Вклад источников шумового тока можно уменьшить за счет
снижения /44(0)) и 73з(.й)) как в определенной полосе частот (соот-
ветствующим синтезом многополюсника), так и во всем частотном
диапазоне (пропорциональным уменьшением номиналов всех ре-
зисторов и увеличением номиналов конденсаторов). Последнему,
однако, противоречит вполне обоснованное стремление к минимуму
«суммарной» емкости в активных /?С-цепях, особенно микроэлек-
тронных. Рассмотрим шумовой эквивалент одной часто встречаю-
щейся структуры, соответствующей ситуации, когда Z31 = 0, У34 =
= ^43 = 0 и сигнал снимается с выхода ОУ
Gskb (со) = ku (<»)Г2 {Ge (®) + Gi (со) ]|Z33 HI2 4- |Z44 «]}.	(4)
Выражение (4) справедливо при любом значении коэффициента
усиления ОУ, шумовой эквивалент не зависит от типа и глубины
обратной связи, а полностью определяется структурой 7?С-много-
полюсника и уровнями спектральных плотностей источников Ge(co),
6г((о). Если многополюсник представляет собой лестничную
7?С-цепь и импедансы его достаточно малы, шумовой эквивалент
связан только с вкладом G₽(co) и всегда больше или равен ей.
Поэтому степень близости G3Kb(o)) и Ge((o) можно использовать
как . критерий оптимальности активной |/?С-цепи по шумовым ха-
рактеристикам [5].
Воспользуемся выражениями (3) — (4) для расчета G9Kb((o)
фильтров табл. 1. На рис. 3 представлены соответствующие кри-
вые, вычисленные при условии о)0 = 2 л-103 рад/с, Q = 10, /?=1 кОм.
Анализ показывает, что наименьший G3Kb свойствен цепям, распо-
ложенным в первой, второй (вариант а) и пятой строках табли-
цы. Неоптималыюсть второго варианта схемы Саллена—Кэя и кон-
17
верторной цепи связана с пониженным значением передаточных
функций рз1(<о)|2 и |/12,34(<о) |2 в области со0. Эта неоптимальность
зависит от реализуемой добротности и при увеличении последней
Рис. 3. Шумовые эквиваленты цепей табл 1
проявляется сильнее. Кривые шумовых эквивалентов цепей Рауха,
Саллена—Кэя (первый вариант соотношения элементов) и элек-
тронной модели близки к кривой Gr((o) и использование их для
построения малошумящих фильтров представляется предпочти-
тельным.
Анализ показывает, что обычная классификация фильтров по
типу используемого активного элемента не связана однозначно
с шумовыми свойствами. Более того, в рамках одной и той же
схемной конфигурации удается изменением соотношения элемен-
тов [см. выражения (3, 4)] существенно уменьшить шумовой экви-
валент. Примером является переход от варианта б к а для схемы
Саллена—Кэя.
Отметим также, что электронная модель, содержащая три ОУ,
может оказаться предпочтительней некоторых схем с меньшим
числом активных элементов. Дополнительные преимущества этой
цепи связаны с возможностью минимизации G3KB(w) за счет умень-
шения сопротивления резистора [5].
18
Выходные шумовые характеристики
В качестве наиболее информативной выходной характеристики
фильтра, позволяющей судить о поведении его шумов во всем
частотном диапазоне, целесообразно использовать выходную спек-
тральную плотность GBbix((o), рассчитываемую и измеряемую обыч-
но при коротком замыкании на входе, которая может быть рас-
считана как суперпозиция вкладов шумовых источников и im:
GB„X (®) = Ge (®) |ТШ « + Gt (ф) |Zm И2,	(5)
где Тщ и 2Ш — передаточные функции от источников шумовых на-
пряжения и тока на выход схемы.
Для /?С-цепи рис. 26 с передаточной функцией Т(р) =
= M(p)/N(р) выражения Тш(р) и Zm(p) в случае использования
в качестве выходных зажимов полюсов 2, 3 и 4 соответственно
равны:
— на зажиме 2
Тш = (Y8з К44	У43 Y34)	1 (р), Zml = (К44	У43)	*>
2ш2 = (У34-^зз)^Г1(р);	(ба)
— на зажиме 3
Тш = (У32 У44 + У42 У34) Л"1	= У42	(?)>
2Ш2 = — Узг^гЧр);	(бб)
— на зажиме 4
тш = (у« + ум + У32 у«) »г‘ (р); 2Ш1 = у42 D-1 (р),
Zas = -Y32Er1(P)>	<6в)
где D1(p) = Yi2(Y33—y3i)—y32(Yu—Yi3), Yij — элементы матрицы
проводимостей >/?С-многополюсника.
Приведенные выше передаточные функции можно представить
в терминах функций чувствительности:
Ta = KSrK, Zml = KSr Z3S(1-Q, Zm2 =/<S^ (/*3 — 1);	(7a)
Тш = К(1-5^)^ Zm = -K(S^-l)Z33/4*2>	(76)
Zid2 = K(S^-1)Z44/;2;
Тш = К (1 - S%) /42, Zml = К (1 - S") Z441'32,
^2 = K(S^-1)Z44/3‘2,	(7b)
q дТ К q kj	dN К,	t1 / \
Где	——функции чувствительности T (p) и
N(p) по коэффициенту усиления К.
19
Выражение (7в) совпадает с результатами работы Хольта и
Ли [1], полученными для частного случая несимметричного ОУ.
Выходные спектральные плотности, определяемые шумом ИОУ
с учетом ф-л (5) — (7) и условием идентичности шумовых харак-
теристик источников тока, равны
Свыхг(®) = №(О)),2{Ge(ш) + Gt (ю) [|Z33(<о)|2. 1 -Q(со)2 +
+ |244(®)|2|1 - /34(®)|2]};
Свыхг(о) = №|1 - S"(<{GJo))|/32(< +	(8)
+ Gt (со) [|Za3 (о>)|21 Q ((О) |2 + |Z44 « | /;2 (0))|2]},
Овых 3 М = К211 - S" « {Ge (о)) |/42 (®)|2 +
+ Gt (со) [|Z33 М|21 /4’2 « + |Z44«1И2]}.
Отсюда вытекают основные пути минимизации выходной спект-
ральной плотности, определяемой собственным шумом ИОУ:
уменьшение шумов усилителя; уменьшение произведения коэффи-
циента усиления на модуль функции чувствительности по коэффи-
циенту усиления; снижение уровней входных сопротивлений мно-
гополюсника в точках подключения входов ОУ.
Дополнительными источниками шума активных /?С-фильтров
выступают резисторы. Их тепловой шум начинает проявляться на
частотах, где фликкер-шум ОИУ становится соизмеримым с его
белым шумом. Для расчета тепловых шумов резисторов в G в ы х ( Ю)
каждый резистор замещается своим нешумящим эквивалентом и
некоторым шумовым генератором, например параллельно вклю-
ченным токовым генератором с интенсивностью Оши =4kT/Ri.
Суммарный вклад в 6Вых(ы) шумов всех резисторов может быть
найден по формуле
п
Свых(®) = 4ЙТ^-^-|7г«.	(9)
Г=1
где Zi (со) —передаточная функция от эквивачентного токового ге-
нератора шума на выход фильтра.
Используем выражения (8), (9) для расчета выходных спект-
ральных плотностей фильтров табл. 1. Как и при расчете GOkb((d),
при наличии нескольких ИОУ GBbix(ce) определяется как супер-
позиция вкладов каждого усилителя в отдельности. Результаты
расчета СВых(<о) при условии соо = 2л103 рад/с, Q= 10, 7?=1 кОм
представлены на рис. 4. Для всех кривых характерен всплеск на
частоте настройки, который обусловлен избирательными свойства-
ми реализуемой передаточной функции, определенными ее зна-
менателем D(p) = N(p)\k^„ . Избирательные свойства цепи, свя-
20
занные с видом числителя Т(р), слабо отражаются на ОВых(<о)>
поскольку путь шума на выход фильтра не совпадает с путем сиг-
нала. Именно этим объясняется тот факт, что форма характеристик
Рис. 4. Выходные спектральные плотности шухМа
цепей табл. 1
ки Свых(со) соответствует шуму, пропущенному через фильтр ниж-
них частот. Наименьшим ОВых(со) обладают гираторная цепь и
электронная модель. Отметим, что последняя, в отличие от гира-
торной, при этом усиливает сигнал (пропорционально Q), поэтому
рассчитанный ранее шумовой эквивалент ее при одинаковой
бвых(со) в Q2 меньше. Наибольшая спектральная плотность вы-
ходного шума соответствует конверторному фильтру, усиливаю-
щему шум в области (о^5(о0 почти в Q2. Выходной шум фильтров-
Рауха и Саллена—Кэя занимает промежуточное положение. Вы-
сокий уровень GBbix((o), как следует из выражений (8), связан
со структурой фильтров и выбранным соотношением элементов,
приводящими к завышенным значениям KSTK и К[1—S^].
В заключение приведем результаты расчета и эксперименталь-
ного исследования выходных шумовых характеристик гибридно-
пленочного канального фильтра нижних частот аппаратуры связи
21
с ИКМ. Передаточная функция фильтра имеет пятый порядок и
реализуется на двух ИОУ типа 1УТ401А. Характеристика затуха-
ния фильтра (результаты расчета и измерения бВых(®)) представ-
лена на рис. 5. Совпадение расчетных и экспериментальных дан-
ных вполне удовлетворительное.
Рис. 5. Шумовые характеристики канального
фильтра аппаратуры ИКМ:
1— характеристика затухания фильтра; 2 — расчетная вы-
ходная спектральная плотность шума; 3 — эксперимен-
тальная кривая выходной спектральной плотности
Выводы
1.	При анализе и расчете шумов активных /?С-фильтров на
ИОУ последний представляется эквивалентной схемой, включаю-
щей в себя три некоррелированных шумовых источника, описы-
ваемых спектральными плотностями. В частотном диапазоне до
10—20 кГц доминирующей составляющей спектральных плотно-
стей является фликкер-шум.
2.	Для анализа используется шумовой эквивалент G3Kb((i)),
определяемый как спектральная плотность шумов фильтра, пере-
считанных ко входу. Основным средством уменьшения шумового
эквивалента является уменьшение затухания сигнала на пути к
входам ИОУ.
3.	В качестве наиболее информативной выходной шумовой ха-
рактеристики активных 7?С-фильтров выступает спектральная плот-
ность GBbix(<o). Основной путь снижения GBbix(a))—уменьшение
22
произведения коэффициента усиления ИОУ на функцию чувстви-
тельности передаточной функции цепи по коэффициенту усиления.
Уменьшение вклада токовых источников шума эквивалентной*
схемы ИОУ в ОВых(о)) достигается, как и для G9KB((o), снижением:
импедансов активной /?С-цепи.
Список литературы
1.	Holt A. G. J., Lee М. R. A Relationship Between Sensitivity and Noise.—
«International Journal of Electronics» — 1969, v. 26, N 6, p. 591.
2.	Blom D., V oo rm an J. O. Noise in Gyrator—Capacitor Filters. — «Philips.
Res. Repts.», 1971, v. 26, p. 144.
3.	Bruton L. T., Trofimenkoff F. N., Treleaven D. H. Noise Perfor-
mance of Low Sensitivity Active Filter. — «IEEE Journal of Solid State Cir-
cuits», 1973, v. SC—8, N 1, p. 85.
4.	S h e i n g о 1 d D. H., Smith L. Operational-Amplifier—Circuit Noise Charac-
teristics. — «Electronic Instrument Digest», 1969, v. 5, N 9, p. 50.
5.	Гелль П. П. Исследование шумовых характеристик активных iRC-фильтров
на интегральных операционных усилителях. Автореф. дне. «а соиок. учен^
степени канд. техн. наук. Л., 1973 (ЛЭИС).
УДК 621.375.132
В. А. ИСАЙКИН, В. В. МАСЛЕННИКОК
Низкочастотные избирательные ^С-усилители
с нулями коэффициента передачи
При проектировании линейных избирательных усилителей для.
измерительных цепей на низкие жи, в особенности, на инфранизкие
частоты часто требуется уменьшать время переходных процессов*
/у при сохранении узкой полосы пропускания усилителя Дсо и ма-
лой погрешности измерения б. Одним из методов уменьшения ty
является использование избирательных цепей, передаточная функ-
ция которых имеет не только пару комплексно-сопряженных по-
люсов, лежащих в левой части комплексной плоскости р = —o + ico
и определяющих поведение АЧХ цепи вблизи резонансной часто-
ты о)р, но и пару нулей, определяющих поведение АЧХ в полосе
задерживания. Эти цепи при определенном положении полюсов и
нулей передаточной функции на комплексной плоскости могут*
иметь в два с лишним раза меньшее время установления /у, чем
у обычных селективных усилителей, имеющих такую же полосу’
пропускания Дсо [1].
Реализация избирательных усилителей с нулями коэффициен-
та передачи возможна в виде устройства, имеющего два парал-
лельных канала передачи энергии от генератора к нагрузке:
23
(рис. 1) [2, 3]. Один канал представляет собой частотнозависимую
селективную цепь К(ю), реализующую комплексно-сопряженные
полюса, другой — цепь Ко, которая необходима для получения ком-
плексно -icon р яжен н ых нулей. Об а
канала имеют общий вход, на вы-
ходе сигналы суммируются.
Наиболее перспективным сред-
ством реализации передаточных
функций с комплексно-сопряженны-
ми полюсами является использова-
ние активных 7?С-цепей, при выпол-
нении которых можно использовать
Рис. ii. Структурная схема изби- технологию изготовления интеграль-
.рательного усилителя с нулем пе- НЫХ схем.
редачи	В свою очередь, из активных
7?С-цепей, рассчитанных на низ-
кие и инфранизкие частоты, наиболее приемлемы селективные
цепи с двумя пассивными дифференцирующими цепочками, а так-
же с дифференцирующими и интегрирующими усилительными кас-
кадами в петле отрицательной обратной связи [4]. Эти цепи при
малых габаритах обеспечивают получение низких и инфранизких
резонансных частот и, кроме того, обладают малой чувствитель-
ностью добротности Q и коэффициента усиления на резонансной
частоте /С(сор) к вариациям параметров пассивных и активных
элементов.
Возможные варианты избирательных усилителей с нулем пере-
дачи, а также формулы для расчета основных параметров цепей
приведены в табл. 1.
В схемах 1 и 2 таблицы комплексно-сопряженные полюса пере-
даточной функции реализуются с помощью селективного усили-
теля с двумя пассивными дифференцирующими цепочками в петле
отрицательной обратной связи (ООС), а нули с помощью допол-
нительного усилителя Ко и сумматора. Схема 1 помимо усиления
сигналов на частоте сор обеспечивает при |Ко|>Д нуль передачи
на частоте ниже (ор, а схема 2 в случае Ко>1 обеспечивает нуль
передачи на частоте выше (ор.'
Из приведенных в таблице формул следует, что схемы 1 и 2
вследствие зависимости резонансной частоты от коэффициентов
усиления Kt и /С2, с одной стороны, позволяют получить низкие и
инфранизкие резонансные частоты при малых величинах емкос-
тей, с другой стороны, обладают невысокой температурной ста-
бильностью параметров в широком диапазоне изменения темпера-
тур. Следует также отметить, что малая чувствительность Q с дву-
мя пассивными дифференцирующими цепочками к вариациям па-
раметров пассивных и активных элементов определяет возмож-
24
ность перестройки резонансной частоты схем в широких пределах,
при практически неизменной Q.
В схемах 3 и 4 для реализации комплексно-сопряженных полю-
сов используются селективные усилители, выполненные на основе-
интегрирующих (схема 3) и дифференцирующих (схема 4) уси-
лительных каскадов в петле ООС. Следует отметить, что в данных
схемах, в отличие от схем 1 и 2, для реализации нуля передачи
не требуется дополнительный усилитель, что делает эти схемы
более простыми и удобными в настройке. Из приведенных формул
видно, что схема 3 реализует нуль передачи на частоте выше ре-
зонансной, а схема 4 — на частоте ниже частоты резонанса; резо-
нансные частоты схем не зависят от коэффициентов усиления уси-
лителей. Недостатком схем 3 и 4 является необходимость выбора
существенно разных по величине сопротивлений и емкостей фазо-
сдвигающих каскадов для получения даже сравнительно неболь-
ших добротностей. Это обстоятельство ограничивает частотные
возможности схем. Действительно, с понижением частоты увели-
чивается величина емкости С2, что приводит к увеличению габа-
ритов схемы, а с повышением частоты уменьшается величина ем-
кости Ci, которая, в конечном итоге, может оказаться соизмери-
мой с паразитными емкостями.
Следует отметить, что коэффициент при р в числителе пере-
даточной функции схемы 3 может принимать как положительные,,
так и отрицательные значения. Это определяет возможность полу-
чения нулей функции передачи как в левой, так и в правой полу-
плоскости Р. Однако в случае нахождения нулей в правой полу-
плоскости или на мнимой оси резко увеличивается чувствитель-
ность их положения на плоскости к изменениям параметров пас-
сивных и активных элементов, что нежелательно [4]. Учитывая это,,
необходимо выбирать сопротивления Т?2, R3 из условия 7?2Д?з<#5Д?4.
Схема 4 в отличие от схемы 3 всегда реализует нули в левой
полуплоскости.
В схемах 5 и 6 для реализации комплексно-сопряженных полю-
сов используются селективные усилители с двумя интегрирующи-
ми (схема 5) и двумя дифференцирующими (схема 6) каскадами.
Из приведенных в таблице формул видно, что величины сопро-
тивлений Ri, R2 и емкостей Ct, С2 в этих схемах удобнее выбирать
одинаковыми, а величиной Q управлять изменением отношения
Rs/Re. Условие равенства емкостей в схемах на трех ИОУ опреде-
ляет возможность получения более низких резонансных частот по-
сравнению со схемами на двух ИОУ. Отношение RJR3 выбирать
большим не рекомендуется, так как при этом увеличивается резо-
нансная частота схемы 5. Кроме того, ухудшается стабильность
фазоинвертирующего каскада Ki и, соответственно, стабильность
схем в целом. Поэтому практически отношение R1JR3 целесообраз-
нее выбирать порядка единицы. Отношения RJRi и Rs/Rt, опреде-
25
ТАБЛ
Функциональная схема усилителя
Передаточная функция
К(р) = (1+тКо)
где
К' (р) = Ki К2
__________1 + Т^о
1 +Y К’ (р)
1 + Р * 2
Ci', Т2 — /?2 С2
К(р)~(уКь-1)
где
Л- (р) = Ki К2
К' (Р) +
ЧКь + А
уКр—1
1 + У К' (Р)
Р^2	.
1 + р т2
— Ri Clт2 — R2 С2
е — Rd Rb
26
И ЦА 1
	Добротность ПОЛЮСОВ Qn	Резонансная частота шр	Частота нуля пере- дачи «0	Чувствительность	
	V Tj Т2 Ki К2 Т1 + Т2	1 V К1К2 Тг т2	1 /у Ко — 24 ®Р V 1+тКо	S 	1_ тх—т2 2 Tj+Tj «0,5	
	V Т1 ^2 ^С1 ^2 Т1 + Т2	1 Р^ /Ci АГ2 Tj т2	! /у Ко + Л “Р V уКо-1	1 «н = 0,5	
	При Ki = К2 = оо 1 / ^*2 ^2 , V йгС! • При Ki = К2* оо 1/”/?2 ^2 	1	 г AiG 1 к2с2 + К1 «1С!	1	®р V1 + 8	2 2 «Л, -0 1=1 Лп _0п_ х SX1 ~ К1 X 1/^2 С2 Х V RiCi	
		Р^ ^1 С1 ^2 ^2.			
	При Ki = к2 = 00 i/^ГсГ г r2c2 - При Ki = К2 * °° l/Ri Cj	1 Г R2C2	1 RjCj + к2 r2 с2	1 Р^ ^?1С17?2^2	(Оо = р 1+₽	°	X II	XX	т-	СМ II	Д| <N и и yi °- * к-« О' QZ	«	< Е « О' 00 х	
27
Функциональная схема усилителя
Передаточная функция
к(р)=%
к?
рЧ-р
1 4~^т/^з4~^7/^4 I
р2 + р
Ri
R3 ^9
1
R<
R3
1 1
1 + X ^8 Су
+ *м(] х-
«7	1
Ri
R3 ^8	^2 ^2
R±
Rl Qb( 1 ~Ь	^2 С1 ^2 /?3
х — Rb/R$
Примечание. А — коэффициент, обусловленный непосредственной передачей сиг
ками на его вход через цепь обратной связи; Qn — добротность полюсов передаточной
достаточно близком положении полюсов к мнимой оси; у — коэффициент
28
Продолжение
	Добротность полюсов Qn	Резонансная частота ®р	Частота нуля пере- дачи «0	Чу вств ите льность SQn X
	При 1/	^ci х V R3 R2C2 х 1 х 1 + #4//?7 + Я4/Я3 При 1/ 2кЛС1 х V R3 R2 С2 х			л				 II 	 GO GO СО + X — х	_1я_ л А А Л и II гг Р °
		1/		 К R3RiCiR2C2	1/ RiRi юр V R3Rs	
	^2 *2 С2 \	R8J			
	При К^К^Кз^ж 1 /	^2 ^2 Г Я4 RxG Х 1 + X 1 4" #</^7 + ^4/^3 При 1 / ^3	^2 ^2 V Ri RiCt х			2 s&i~0’ i=l
		v:	ъ	 г R^RiCiR2C2	1/ R4R1 “р V r7rs	
	' 1	— %2	(1 1 —^1 KiRtC, k ‘ Rj			
налов с выхода селективного усилителя с двумя пассивными дифференцирующими цепоч-
функции, определяемая отношением мнимой составляющей полюса к действительной, при
обратной связи селективного усилителя
29
ляющие соответственно, значения коэффициентов усиления схем 5*
и 6 на резонансных частотах, целесообразно увеличивать и выби-
рать в соответствии с требованиями к коэффициенту усиления.
Учитывая это, можно считать, что схема 5 реализует нуль коэффи-
циента передачи ниже частоты резонанса, а схема 6 — выше ча-
стоты резонанса. При этом управлять положением нуля коэффи-
циента передачи в обеих схемах можно изменением отношения
Значение коэффициента передачи на частоте соо можно уста-
навливать в обеих схемах подбором сопротивления Rg. При этом
диапазон изменения сопротивления /?9 Ограничен условием нахож-
дения комплексно-сопряженных нулей функций передачи в левой
полуплоскости, которое для схемы 5 имеет вид
Rg Qn ^8	U )'
а для схемы 6 —
^<4^8-	(2>
ч.
Приведенные в таблице функциональные схемы и основные
формулы были использованы при расчете конкретных схем. В ка-
честве усилительного каскада Ki (схемы 1 и 2) может использо-
ваться обычный балансный усилительный кас-
кад, выполненный на полевых транзисторах с
р-п-переходом (рис. 2). Для идентичности ак-
тивных элементов в качестве усилителей К2 и
Kq можно использовать аналогичные баланс-
ные усилительные каскады.
Принципиальная схема избирательного
усилителя, реализующего нуль коэффициента
передачи на частоте ниже резонансной, при-
ведена на рис. За. Схема состоит из селектив-
ного усилителя с двумя пассивными диффе-
ренцирующими цепочками в канале прямого
усиления и частотнонезависимой цепью после-
довательной ООС по току (транзисторы Т3—
7’6) и инвертирующего усилителя (транзисторы Л — Г2). Последо-
вательная ООС в усилителе осуществляется через истоковые цепи
транзисторов Т3 и и общий для них резистор R3. Суммирование
сигналов, снимаемых с выходов селективного и инвертирующего
усилителей, осуществляется простым присоединением стоковых це-
пей транзисторов Т2 и Т4 к общему резистору /?2- Поскольку в дан-
ной схеме используется инвертирующий усилитель, вся схема, по-
мимо усиления сигналов на резонансной частоте, обеспечивает реа-
лизацию нуля передачи на частоте ниже частоты резонанса,
Настройку схемы на необходимую резонансную частоту можно производить
либо подбором сопротивлений резисторов iRi и R2 при заданных величинах емко-
30
0—
а8х!
^8х?
2. Схема баланс-
уоилительного
каюка да

^ст
Н-выи
о--------
Рис.
но го
стей Ci и Сг, либо при заданных Ль Лг подбором емкостей Ci и Сг. При этом,
из-за малой чувствительности величин Qn и Л(сор) к разбросу параметров пас-
сивных и активных элементов, значения их остаются практически неизменными.
Рис. 3. Схема усилителя с дву-
мя пассивными дифференциру-
ющими цепочками, реализующе-
го нуль передачи на частоте
ниже резонансной (а) и его
АЧХ (б)
Положение нуля коэффициента передачи устанавливается подбором резистора
в цепях .истоков транзисторов 7\ и TV При этом для лучшего согласования вы-
ходных цепей селективного и дополнительного усилителей по постоянному току
необходимо потенциалы на стоках транзисторов Т2 и 7\ устанавливать примерно
одинаковыми.
В схеме использовались полевые транзисторы с р-п-переходом
типа КП103Ж в режиме микротоков (/ст^10 мкА). Амплитудно-
частотные характеристики цепи, снятые при температуре / = 20°С
и 60°С, приведены на рис. 36.
31
Схема имела следующие параметры: /р=0,54 Гц; /р/Д/о,7 =
= 0,05 Гц; Лмакс=170;' Кмин— 0,8; Afp/ifp<5%; ЛКмакс/К макс <15%.
По аналогичному принципу был собран усилитель, реализую-
щий нуль коэффициента передачи на частоте выше частоты резо-
нанса (рис. 4а). В данной схеме, в отличие от предыдущей, для
реализации нуля передачи используется дополнительный неинвер-
тирующий усилитель.
АЧХ усилителя, снятые при температуре / = 20°С и 60°С, при-
ведены на рис. 46.
Схема имела следующие параметры: /р = 0,52 Гц; fp/Afo,7 =
= 0,05 Гц; Кмакс= 160; Кмин = 0,4; Л/р//р<5%; АКмакс/Кмакс< 15%.
Недостатком рассмотренных схем является зависимость резо-
нансной частоты- от коэффициентов усиления усилительных каска-
32
дов, что затрудняет получение высокой стабильности характери-
стик усилителей в широком диапазоне изменения температур. Для
улучшения стабильности при сохранении одинаковой добротности
необходимо использовать полевые транзисторы с большими коэф-
фициентами усиления и усилительные каскады с глубокими мест-
ными обратными связями.
Рис. б. Схема усилителя с интегрирующими каскадами на
двух ИОУ (а) и его АЧХ (б)
2—125	33
На рис. 5а приведена функциональная схема избирательного
усилителя, выполненного с применением интегрирующих каскадов.
В качестве активных элементов в схеме использованы интеграль-
ные операционные усилители типа К284СС1, имеющие следующие
Рис. 6. Схема усилителя с дифференцирующими каска-
дами на двух ИОУ (а) и его амплитудно-частотная
характеристика (б)
34
параметры: К=3.1034-104; i/?Bx^200 МОм, /?ВЫх<20 кОм. Помимо
усиления сигналов на резонансной частоте схема обеспечивает
нуль коэффициента передачи на частоте выше частоты резонанса.
Настройка схемы осуществляется следующим образом. Сначала настраи-
ваются собственно интегрирующие каскады, для чего используются добавочные
сопротивления 7? = 39 кОм, которые необходимы для установки нуля постоян-
ного напряжения на входе и выходе каскада. Далее настраивается селективный
усилитель, причем для предотвращения высокочастотной генерации в схему
вводится корректирующая емкость Сз, величина которой лежит в пределах
ЮОО пФ -т-0.01 мкФ. Как показали экспериментальные исследования, при
Сз — 0,0:1 мкФ генерация исчезала во всех случаях (исследовалось 15 экземпля-
ров ИОУ). После получения избирательной характеристики подбором величины
сопротивлений и устанавливается частота нуля передачи. Значение коэффи-
циента передачи на частоте /о устанавливается подбором сопротивления
Амплитудно-частотные характеристики цепи, снятые при тем-
пературе Z=+20° и +60°С, приведены на рис. 56. Параметры схе-
мы следующие: /р = 12 Гц, /Р//о.7=1,2 Гц, Хмакс=10; Лмпп = 0,1;
Жр«1%; ЛКмакс /Xмакс <5%.
Для реализации нуля передачи, лежащего ниже частоты резо-
нанса, использовалась схема с дифференцирующими каскадами
(рис. ба).
Настройка схемы аналогична настройке цепи с интегрирующими каскадами.
Отличие состоит лишь в настройке самих каскадов. В данной схеме для уста-
новки постоянной составляющей напряжения на входе и выходе каскадов нет
необходимости в использовании добавочных сопротивлений, так как сами кас-
кады разделены конденсаторами. При охвате селективного усилителя отрица-
тельной связью (сопротивление Rg) на высоких частотах также возникает гене-
рация. Однако в данном случае, из-за худших частотных свойств дифферен-
цирующих каскадов по сравнению с интегрирующими, необходимо корректирую-
щие емкости устанавливать в каждом каскаде.
Амплитудно-частотные характеристики цепи, снятые при тем-
пературе Z=+20°C и +60°С, приведены на рис. 66.
Схема имела следующие параметры: /р = 8 Гц; /P/Afo,7 = 1,5 Гц;
Кмакс =14; Кмин = 0,15; Af/fp=l,5%; ДКмакс/Кмакс<6% .
Лучшая термостабильность fp и Кмакс Для схемы с интегрирую-
щими каскадами объясняется тем, что в ней имеется общая ООС
по постоянному току, которая является дополнительным стаби-
лизирующим фактором. В целом можно сказать, что схемы с ин-
тегрирующими и дифференцирующими каскадами обладают луч-
шей стабильностью, чем схемы с двумя пассивными дифференци-
рующими цепочками.
Схемы на трех ИОУ (рис. 7а и 8а) при равных величинах емко-
стей могут обеспечивать получение более высоких значений Qn
при сохранении высокой стабильности параметров и малой чув-
ствительности Qn к разбросу параметров пассивных и активных
элементов.
Элементами настройки резонансной частоты в приведенных схемах служат
резисторы Ri, R2 и конденсаторы Clt С2. Избирательная характеристика полу-1
2*	35
Рис. 7. Схема усилителя с интегрирующими каскадами на трех ИОУ (а)
и его АЧХ (б)
чается за счет охвата дифференцирующих или интегрирующих каскадов общей
ООС (резистор Яз). При этом возможность высокочастотной генерации устра-
няется так же, как и в схемах на двух ИОУ. Для регулировки добротности
и коэффициента усиления используются делители ЯьЯз и ЯьЯч. Нули коэффи-
циента передачи устанавливаются подбором сопротивлений резисторов /?8, R*.
36
Экспериментальное исследование проведенных схем дало сле-
дующие результаты:
— для схемы с интегрирующими каскадами fp—5 Гц, /р/Д/о,7=
= 0,4 Гц; Хмакс = 18, /Смий=0,1; AfP/fP<l,O%; ЛЛмакс/Амакс<С5%;
Рис. 8. Схема усилителя с дифференцирующими каскадами на трех
ИОУ (а) и его АЧХ (б)
37
— для схемы с дифференцирующими каскадами /р = 7 Гц;
fp/A'fo,7=O,4 Гц; Амакс = 18; Кмин=0,09; Д/р//р<1,5%; ДЛмакс/Амакс<
<6%.
Амплитудно-частотные характеристики, снятые при температу-
ре £=+20° и +60°С, приведены на рис. 76 и 86.
Разработанные схемы были использованы при проектировании
низкочастотных полосовых ^С-усилителей для медицинской элек-
тронной аппаратуры.
Избирательные ^С-усилители с нулями коэффициента переда-
чи при узкой полосе пропускания Дсо могут иметь малое время
установления переходных процессов. Кроме того, предложенные
схемы при малых габаритах обеспечивают получение низких и
инфранизких резонансных частот, обладают малой чувствитель-
ностью основных параметров к разбросу величин пассивных и ак-
тивных элементов, удобны и просты в настройке, обладают доста-
точно высокой температурной стабильностью. В субгерцовом диа-
пазоне частот перспективно применение схем, выполненных на по-
левых транзисторах с р-п-переходом. На частоты от единиц герц
и выше перспективны схемы, выполненные на основе ИОУ типа
К284СС1.
Список литературы
1.	Исайкин В. А. Активные фильтры для анализа био|ситналов инфранизких
частот. Материалы III Всесоюзного семинара «Физические методы и вопросы
метрологии биомедицинских измерений». М., 1974. 308 с.
2.	Знаменский А. Е., Теплюк И. Н. Активные 7?С-фильтры. М., «-Связь», 1970.
3.	Ловейко В. Н., Чаповский М. 3., Гулега Л. Г. Реализация передаточных функ-
ций с независимыми парами нулей и полюсов. — «Радиотехника и электро-
ника», .1972, т. XVII, № 1, с. 188.
4.	Масленников В. В., Исайкин В. А., Тарасов В. П. Селективные ^?С-цепи (об-
зор). — «ПТЭ», 1974, № 1, с. 7.
б. Хьюлсман Л. П. Активные фильтры. М., «Мир», 1972. 516 с.
УДК 621.372.542.2:621.382
В. В. ДОЛГИХ, В. И. ДОЛГИХ
Повышение коэффициента сглаживания фильтров
с параллельным транзистором
Транзисторные сглаживающие фильтры с параллельнм регу-
лирующим транзистором [1] позволяют значительно уменьшить вес
и габариты источников питания, устранить переходные процессы
при резких изменениях тока.
Транзисторный сглаживающий фильтр представляет собой уст-
ройство, содержащее усилитель, на который через входной конден-
сатор подается управляющий сигнал.
38
Сглаживающее действие фильтра обусловлено тем, что на
пряжение пульсаций и переменная составляющая падения напря
жения на ограничительном ре-
зисторе от выходного тока уси-
лителя находятся практиче-
ски в противофазе. Точность
компен с аци и (коэфф ициента
сглаживания) зависит от глу-
бины отрицательной обратной
связи, т. е. от коэффициента
усиления усилителя и коэффи- 4
циента передачи входной цепи. (
Выбором коэффициента уси- -
ления усилителя можно увели- /
чивать коэффициент сглажи- '
ванмя до необходимой вели-
чины.

Для количественной оцен- п , ~
Рис. 1. Эквивалентная схема сглажи-
КИ ВЛИЯНИЯ параметров усили- вающего фильтра с параллельным тран-
теля выведем основные расчет-	зистором
ные соотношения, характери-
зующие показатели фильтра.
Эквивалентная схема сглаживающего фильтра приведена на
рис. 1. Здесь £oi — постоянная, £i — переменная составляющие
ЭД С выпрямителя (источника питания); 7?в — выходное сопротив-
ление выпрямителя; Ri— балластный резистор фильтра; Сф —
входной конденсатор фильтра; RBX и Ri— входное и выходное
сопротивления усилителя; /Сг/вх + Л)у — эквивалентный источник
выходного тока усилителя; /оу—постоянная составляющая тока
усилителя; Кг— коэффициент усиления усилителя по току; —
постоянная, Un — переменная составляющие напряжения на на-
грузке; Rn— сопротивление нагрузки.
В соответствии с этой схемой для переменных составляющих
можно записать
7/п
Rb + #1
|/*2вх+4
АН /
(1)
' ( 1
4 Ri
Учитывая, что 7ВХ = £Ai/J/ ^2вх + х2с и полагая RB<^Ri\ Rh<^Ri;
Xc<Rbx, что практически всегда выполняется в реальных схемах
из ф-лы (1), получим
ф Un ^\Ra + RBx)’
где Кф — коэффициент фильтрации переменной составляющей на-
пряжения. При K^Rb^/Ru получим
Кф=/?1К».//?ВХ.	(?)
39
(2)
Этим соотношением удобно пользоваться для приближенных
расчетов при любых значениях Ki. Более полно сглаживающее дей-
ствие фильтра характеризуется коэффициентом сглаживания, для
которого на основании (2) можно записать
v ____XX____	0/^и 4- О 4-R7)/Rbx) Kj
1 + R1 (1 + /oy//H)/RB Rbx/Ri+RbxU+M/hVRh
где % — коэффициент передачи постоянной составляющей напря-
жения, равный [2]: X =------------------. Для надежной работы
1 -Ь Ri (1 -Ь1 оу//и)/Rh
фильтра необходимо выполнение условия /оу^ UnIRi. .
Из (4) следует, что Ксгл и X зависят от отношения Ki/Kn, при-
чем с увеличением этого отношения ХСгл растет, а X уменьшается
пропорционально сопротивлению Ki (рис. 2). Однако при увеличе-
нии Rt снижается экономичность фильтра [2]. Практически следует
выбирать RiJKn = 0,3-j-0,6.
Рис. 2. Зависимость
основных параметров
фильтра ФШ-2 от от-
ношения	С#н =
= 10 Ом, S=20 A/В):
Кп = EJEq\ — коэффи-
циент пульсаций напря-
жения выпрямителя
Важным параметром сглаживающего фильтра с нагрузкой явля-
ется его выходное сопротивление, которое определяет напряже-
ние пульсаций, обусловленное переменной составляющей тока
нагрузки. В соответствии с рис. 1 получим
2вых =---------------1	------- (5)
1/Ri + (1 + Rz)/ /Rbx+^ch + ^Ri ’
где Хен — реактивное сопротивление конденсатора на частоте
переменной составляющей тока.
40
С учетом принятых в (2) допущений из (б) получим прибли-
женные выражения:
7	__	~ j/^lx + ХСн
ВЫХ ” 1+Xi ~ ~Kt
Для сравнительной оценки фильтров обычно используют поня-
тие эквивалентной емкости, условно считая, что транзисторный
фильтр эквивалентен /?С-фильтру. Для фильтров с параллельным
транзистором эквивалентная емкость определяется как [2]
Сэ =--------—-------. Подставляя в это выражение значения К&
0)п/?1(1+/0у//н)	И	Ф
из (3), получаем
с3 =--------.
®П ^ВХ (1 + /оу//н)
В качестве параметра, характеризующего усилительное действие усилителя,
в приведенном выше анализе использован коэффициент усиления по току. Этот
параметр наиболее удобен для анализа схем, выполненных на биполярных трал-
зисторах. Для некоторых схем усилителей, например, для тех, во входном кас-
каде которых используются полевые транзисторы, нахождение величины Ki
затруднительно и она недостаточно точно определяет действительное усиление
усилителя. В таких случаях можно пользоваться другими параметрами: коэф-
фициентом усиления усилителя по напряжению Ки и крутизной 5. Приближен-
ные формулы, позволяющие находить основные параметры фильтра по вели-
чинам Ки и 5, сведены в табл. 1.
ТА Б ЛИЦА 1
Параметры фильтра	Параметры усилителя	
		S
Кф	Ки Rt	S«1
Асгл	KuRi			SR1	
	L	AH \	/J	i+v-('+JrL)
^вых	Явх Ku	+ ^CH s
С9	Ku	s
	\	‘A /	Л . /оу \ 1 + , \ /
41
Рис. 3. Принципиальная схема
фильтра с повышенным коэффи-
циентом сглаживания
Для проверки проведенного ана-
лиза был изготовлен транзисторный
сглаживающий фильтр по схеме
рис. 3 со следующими исходными
данными: UH= 12 В; /н = 0,6 А;
Кпн=0,005%;	Кп=10%; юп=
= 628 рад/с.
Результаты экспериментальных
исследований фильтров с разными
значениями Ki приведены в табл. 2.
Таким образом, можно сделать
вывод, что сглаживающие фильтры
с параллельным транзистором при
соответствующем выборе коэффи-
циента усиления обеспечивают не-
о бх од имо е с гл а ж ив ан и е п ул ь с аци и
питающего напряжения. Одновре-
менно также существенно уменьша-
ется выходное сопротивление
фильтра.
ТАБЛИЦА 2
Параметры		ип, мВ	Л>у, А	X	КФ	^сгл	О, мкФ	7 вых, Ом
Расчетные значе- ния	13 260	6	0,167	0,495	405	200	40 200	0,039
Эксперименталь- ные значения	15 500	5,5	0,173	0,484	455	220	43 400	0,037
	32 200	2,9	0,165	0,493	833	411	82 800	0,029
Список литературы
1.	Векслер Г. С., Штильман В. И. Транзисторные сглаживающие фильтры. Киев,
«Tex'HiHiKa», 19172.
2.	Векслер Г. С. Исследование транзисторного сглаживающего фильтра с па-
раллельным триодом. — В кн.: Полупроводниковые приборы и их примене-
ние. Под ред. Я. А. Федотова. |Вып. 115. М., «Советское радио», .1*916*6.
3.	Векслер Г. С. О применении составных транзисторов в сглаживающих фильт-
рах с параллельным триодом (ФШ). — В «кн.: Электронная техника в авто-
матике. Под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1. М., «Советское радио», 1969
УДК 621.372.57
А. А. ЛАННЭ, В. С. ФЕДОРОВ
Расчет перестраиваемых НЧ фильтров
с чебышевскими характеристиками затухания
Интерес к проблеме синтеза электрических цепей с управляе-
мыми характеристиками (УЦ) объясняется как расширением об-
ластей применения подобных устройств, так и возможностями их
практической реализации в связи с использованием активных
/?С-схем. Многочисленные публикации на эту тему рассматривают
частные аспекты проблемы и в большинстве случаев в них анали-
зируются конкретные схемы и возможности перестройки их ха-
рактеристик.
С позиций классической теории электрических цепей проекти-
рование УЦ можно рассматривать как специальную задачу син-
теза, которую целесообразно решать в два этапа.
На первом этапе устанавливается исходная передаточная функ-
ция УЦ Т^(р) и определяются законы вариации ее параметров.
В общем случае для заданного управления частотными характе-
ристиками необходимо изменять все варьируемые параметры пе-
редаточной функции. В частных случаях число параметров может
быть уменьшено.
На втором этапе производится реализация передаточной функ-
ции Tq(p) и управляющих устройств. Проектирование естествен-
но проводить рациональными методами, приводящими к схемам
с минимальным числом управляемых и неуправляемых элементов.
Целью статьи является разработка методов синтеза специаль-
ного класса управляемых цепей — электрических НЧ фильтров
с чебышевскими характеристиками затухания и уменьшенным чис-
лом управляющих устройств.
Рассмотрим полиномиальные электрические фильтры (ПФ)
нижних частот, которые описываются передаточными функциями
вида
тм “ <’)
Р Та1Р ~га2р ~Г • • '~ГаП
В тех случаях, когда целью управления является перестройка
характеристик, соответствующих характеристике исходного филь-
тра прототипа (будем называть такое управление прототипным),
изменению должны подвергаться все варьируемые параметры, на-
43
пример, вещественные и мнимые части нулей полинома Гурвица
Vn(p). Легко показать, что изменение вещественных и мнимых
частей нулей в этом случае необходимо производить по одному
и тому же линейному закону. Иными словами, в результате пере-
стройки нули должны пропорционально и согласованно переме-
щаться по лучам, исходящим из начала координат р-плоскости.
Представим реальную передаточную функцию ФНЧ (1) в виде
произведения сомножителей первого и второго порядков
гр (р) _ ____________________________
°	(р2 +<ох 0 &ц р +	. .(р* + ах о Ьи р + (о% boi) (р + (Ох о &)
(2)
где oxo — реальная частота среза; Я = const — плоский уровень пе-
редачи; Ьц— коэффициенты сомножителей ФНЧ-прототипа.
Согласно билинейной теореме (1,2] каждый коэффициент со-
множителей выражается через физические параметры L, С, R и К
(где К — коэффициент усиления усилителя), которые входят в их
состав только в первой степени. Следствием этой теоремы в слу-
чае прототипного управления является необходимость иметь два
перестраиваемых элемента (управителя) для каждого сомножи-
теля второго порядка передаточной функции и один — для перво-
го. При этом одни управители должны изменяться пропорциональ-
но о)2хо, другие — сохо. Для изменения плоского уровня передачи
включают дополнительный управитель и, таким образом, общее
число перестраиваемых элементов ПФ оказывается равным
Af=n+1, где п — степень полинома Гурвица. Чтобы упростить
систему управления, необходимо уменьшить число управителей
или (и) обеспечить их изменение по линейным законам.
Минимальное общее число элементов получается в схемах
фильтров с чебышевскими характеристиками затухания, поэтому
они особенно интересны в задачах синтеза управляемых фильтров
[3, 4]. Как будет показано ниже, именно в фильтрах этого класса
возможно дополнительное уменьшение числа перестраиваемых
элементов примерно в два раза.
Известно, что каждый коэффициент сомножителей второго по-
рядка передаточной функции (2) может быть выражен через ве-
щественные (Sr) и мнимые (сог) составляющие полюсов:
Р2-!- (0х(Ар + ®хо 6о = Р* +2шхобгР + ®хо(бл +	(3)
Для передаточной функции с чебышевскими характеристиками
Общее число элементов равно сумме чисел управляемых и неуправляемых
элементов.
44
затухания значения бг и сог определяются с помощью тригоно*
метрических и гиперболических функций (1, 3]:
бг = — sin------л sh — Arsh — ;
2п	п 8
(4)
сог = cos——- лсЬ — Arsh —.
2п	П 8 J
где 8 — параметр затухания; т — номер полюса.
Докажем, что при строго определенных законах изменения
всех свободных коэффициентов сомножителей второго порядка
передаточных функций с чебышевскими характеристиками затуха-
ния вновь образуемая передаточная функция обладает также
чебышевской характеристикой с новыми значениями нормирован-
ной частоты среза (сох) и параметра затухания еЧ
Изменим свободные коэффициенты в сомножителях второго по-
рядка передаточной функции (2) до величины, численно равной
6'. = о)2 (sin2 At sh2 В + ch2 В cos2 Af),	(5)
л	2 m; — 1	г, 1 A , 1
где At = — -----л; В = — Arsh — и сох, 8 — новые числовые
2п	П	8
значения, отличные от о)х0 и 80, заданных для исходной передаточ-
ной функции. При неизменном значении коэффициентов (о)хе&н) со-
множителей при переменном р характеристики затухания сохранят
чебышевский характер, если справедливы следующие уравнения:
о)Л 0 sin А± sh Во = сох sin Аг sh В;
соЛ 0 sin At sh Во = сох sin At sh В;
По любому из этих
заны соотношением
уравнении легко установить, что /х и е свя-
1	1
sh — Arsh-----
п е0   £ Sh Bq
Таким образом, законы изменения свободных коэффициентов со-
множителей должны определяться формулой
д- _ о i = 1 + ctg2 Aj cth Во
1 ' b'oi	l+ctgMzcthS •	17
n Впервые идея управления чебышевскими характеристиками затухания за
счет изменения мнимых составляющих полюсов передаточной функции обсуж-
далась в работе (9].
45
которая получается при замене новой частоты среза (о)х) выра-
жением (7) в отношении исходного значения свободного коэффи-
циента l-го сомножителя передаточной функции и его нового зна-
чения.
Значение 8 легко выразить из ур-ния (8) через коэффициенты
изменения свободных членов сомножителей:
г =-----------,	1 . _________.	(9)
. -V .. 1/^(1+ctgMzcth2 Во)-
shnArcthJ/ ---------------------
Параметр е однозначно определяет неравномерность затухания в
полосе пропускания [1, 3]:
«макс = 101g(e2 + 1),	(10)
ГДе Я макс дано в децибелах.
Потребуем, чтобы во всем диапазоне управления для «маис
выполнялось неравенство
О #макс ^макс 0*	(
Следствием условия (И) является ограничение диапазона из-
менения свободных коэффициентов. Верхняя граница коэффициен-
тов соответствует исходным значениям, заданным для фильтров
с чебышевскими характеристиками затухания с неравномерностью
Омаке о, а за нижнюю — условимся принимать минимальные значе-
ния коэффициентов, соответствующие коэффициентам макси-
мально плоской характеристики Баттерворта с неравномерностью
О макс — Омаке О- При а/макс — 3 дБ коэффициент изменения свобод-
ных членов сомножителей ограничен соответственно
1 c^csinM^l + ctgMiCth2^).	(12)
Минимальные значения свободных коэффициентов (&(нмин =
= bo i/Кг MHH = sh2B0) одновременно являются свободными коэффи-
циентами функций Чебышева (fx = 0, аМакс = 0) и Баттерворта
(3 дБ). Согласно (1, 3] для функции Баттерворта (3 дБ) йошин =
= ш2х-1 =sh2B0, где :(i/x = shZ30 является частотой среза фильтра.
В соответствии с вышеизложенным, диапазон перестройки фильтра
по частоте ограничен условием
1	< l/shB0.	(13)
Максимальная величина диапазона перестройки зависит от
сложности фильтра (п) и неравномерности затухания в полосе
пропускания (аМаксо). Если а'мин^З дБ, то значение следует
преобразовать в соответствии с табл. П.1.8 работы (2].
Расчет гарантированного затухания в полосе задерживания
Дмин при ограничениях (13) производится по формуле [1]
«мин = п In	_ in (2/в),	(14)
46
ТАБЛИЦА 1
амакс, ДБ	и—4			п = 5		п = 6			
		1	1	*2		| К2 | К2	* fx	1	1	1	кг
2	fx макс	1 1 1	1	fx макс	1 1 1 1 1	fx макс	1 1	1 1	1
1	0,752 fх макс	| 1,66625 |	1,403604	о,754hMaKC 11,69437 (1,610588 |0,755fxмакс			|1,708845| 1,6748		1,404339
0,5	0 ,598 fx макс	2,43999 |	1,737332	0,603макс |2,531847,2,2712653|0,602 fxмакс			12,579624(2,467818		1,739165
0,2	|	|0 ,466 fx Макс	| 3,557609, 2,246533,0,473макс ,3,80462 |3,144039 |0,476 fx макс					|3,940418(3,633984		0,0481699
о,1	|0 ,397 fx макс	| 4,428728| 2,256095,0,405	м ,кс |4,85586 13,767584 |о,403 fxмакс					(5,099483(4,56301		2,074385
Батт. (3 дБ)	|0,27 fx макс	|12,356	|	2,939	|0,217/х ма1;с |	20	|8,25	|		|0,181 fx макс	,29,206	1 16,3	3,03
а	п = 7				п = 8				
макс > ДБ	f'x 1	к* 1	к2 |	Кз	f'x 1	I к' 1	к, |		8
2	1 fх макс	1 1 1	1	1 1	1 f х макс 1	1	1 1 1	1 1	1	0,99763
1	|0,756 fx макс		| 1,71702б| 1,63579 |		1,619096710,756 fx макс | 1,722395| 1,6827 |			1,676045|	1,404447	0,76478
0,5	|0,606 fx макс	| 2,607752| 2,552144|2,274587 ,0,607 fxмакс | 2,625948| 2,555084, 2,47207 |						1,739506	0,50885
0,2	|о ,479 fx макс	| 4,021819, 3,863583,3,153586 |о,48 fx макс . | 4,07495				| 3,885351| 3,64579 |		2,070076	0,34933
0,1	|о,412 макс I 5,248865| 4,963074,3,784134 |0,414/хмакс I 5,3465791 5,101974| 4,583837) 2,26328 | 0,217
Батт. (3 дБ) |0,155/хмакс |40,602	|26,001	|8,677	|0,135^макс |54,5	|37,08	117,3	| 4,2
°макс, ДБ	п = 9		п = 10	
	£	I к, | к2 | к, | к.		|	Kt	|	А'2	|	А'з	|	/<4	|	A's
2	f х макс	1 1 1 1 1 1 1 1	f х макс	1 1 1 1 11 11 1 1
1	0,757 f х макс	(1,72560 11,72021411,701713, 1,611819	0,757 /л'макс	11,728083] 1 ,724665| 1,696337] 1,676064,1,404264
0,5	0 ,608 f х макс	|1,638748(2,6202 ,2,555726(2,275908	0,608 fx макс	|2,647313|2,635438|2,572371(2,10382 11,73966
0,2	0,467 f x макс	14,346818|4,284954]4,08060913,27910	0,468 fx макс	|4,37621 |4,336239(4,17277 |3,825544,2,114764
0,1	0,404 fх макс	(5,686148(5,573463(5,210137(3,90556	0,405 fx макс	,5,740258,5,667175,5,394024|4,775336,3,86040
Батт. (3 дБ)	0,12 fx макс	|б7,5	|43,6	|29,4	|9,9	|0,108 fx макс	|83,9	| 68	|43,3	|18,6	|3,07
ТАБЛИЦА 2
Схема звена
Передаточная функция
-XG1G2S1S2
т (р) =------------------------—
Р2 + Р [Si(G1+G2+G8)+S2G2]+^
->+<32 Si S2 (Gt + G3 + I К | <?3 :
Si = l/Ci; S2=l/C2; K<Q;
управитель — к источнику напряжения,
управляемого напряжением
)= ;
р2 + Р ^2 «$1 + 61 62 $1 S2
при условии К G2 = G},
управитель S2 = 1 /С2;
Т(р) =
6 Ga Sb
P2+p(GaSa+SbGb)+(GaGb+G*) SaSb ’
G—постоянная гирации;
управитель — G
p2C2C1+pC1(Gl4-G2+G3)-|-G2G3
управитель — Gi
48
точность которой вполне достаточна для практических расчетов,
если аМин>26 дБ (ЗН),	= Лпр = fк /fx, где fK —граничная ча-
стота полосы задерживания.
При заданном значении аМИп оценку изменения полосы рас-
фильтровки можно проводить с помощью коэффициента прямо-
угольное™ /СпР; для fXQ Кир о имеет минимальное значение и уве-
личивается с уменьшением fx. Важным достоинством подобного
управления является то, что изменение свободных коэффициентов
по законам (8) с ограничениями (13) всегда обеспечивает выпол-
нение заданных требований по затуханию (аМИно; Ямаксо; Лпрмакс).
В табл. 1 представлены значения параметров характеристик уп-
равляемых фильтров для различных значений коэффициентов Ki
и лг = 4-н10.
Для построения схем управляемых НЧ фильтров с чебышев-
скими характеристиками затухания и уменьшенным числом упра-
вителей необходимы каскады, реализующие передаточные функ-
ции второго порядка, у которых хотя бы один элемент схемы 'вхо-
дит только в свободный коэффициент полинома знаменателя.
В подобных схемах возможно независимое изменение только сво-
бодных коэффициентов сомножителей передаточной функции пу-
тем перестройки одного управителя. Примеры звеньев такого типа
представлены в табл. 2. Каскадно-развязанное соединение звеньев
позволяет реализовать передаточные функции перестраиваемых
НЧ-фильтров с чебышевскими характеристиками и уменьшенным
числом управителей, число которых n/2+l для четных п и
(п—1) /2 +1 для нечетных п; при этом фильтры с передаточными
функциями нечетного порядка предпочтительнее, так, как при
одном и том же числе управителей можно реализовать более
сложные требования по затуханию.
В соответствии с изложенным для целей перестройки парамет-
ры всех управителей фильтра должны согласованно изменяться'
по законам, определяемым ф-лой (8). На рис. 1 приведены графи-
ки, иллюстрирующие законы изменения Кг и fx для фильтра
с передаточной функцией седьмого порядка и аМаксо = 2 дБ. Прак-
тически такие законы изменения управителей реализуются набо-
ром резисторов при дискретной перестройке. Сопротивления этих
резисторов зависят от шага дискретной перестройки и схемы зве-
на. Их расчет не требует специальных пояснений. В случае плав-
ной перестройки управители реализуются с помощью функцио-
нальных преобразователей, которые выполняются с применением
полевых транзисторов, диодов, управляемых усилителей, оптронов
или их комбинаций (5, 6, 7, 8]. При ограниченном диапазоне пере-
стройки законы изменения управителей оказываются приблизи-
тельно линейными и, следовательно, можно использовать потен-
циометры.
49
На основании изложенного можно предложить методику расчета управляе-
мых полиномиальных фильтров низких частот с характеристиками Чебышева.
Требования на расчет:
—	максимальная ширина полосы пропускания 0)—fxo‘,
—	минимальная ширина полосы пропускания О1—fx мин;
—	неравномерность затухания в полосе пропускания Аймаке о;
—	гарантированное затухание в полосе задерживания 0;
—	полоса расфильтровки Д[.
Рис. 1. Законы изменения параметров управителей пере-
даточной функции седьмого порядка
Помимо перечисленных к проектируемому фильтру могут быть предъявлены
дополнительные требования по надежности, габаритам, стоимости, динамическо-
му диапазону и т. д
Расчет фильтра проводится следующим образом.
1.	Конструируется передаточная функция TQ(p) для заданных значений
Омаке о; амии о; Af; fx о по стандартной методике конструирования передаточных
функций полиномиальных чебышевских фильтров [1, 3].
2.	По данным табл. 2 выбираются звенья фильтра и рассчитываются значе-
ния их элементов по методике, изложенной в работах [1, 2].
3.	Производится оценка диапазона изменения мнимых частей полюсов пере-
даточных функций и расчет управителя и диапазона его изменения.
4.	Для более детальной оценки параметров характеристик управляемого
фильтра могут быть рассчитаны значения «макс, «мин в диапазоне перестройки
по ф-лам (6)—<(8).
5.	Учитываются дополнительные требования, предъявляемые к проектируе-
мому фильтру, так же, как это делается при реализации неперестраиваемых
фильтров (1, 2, 3].
Пример. Рассчитать перестраиваемый фильтр НЧ полиномиального типа по
следующим исходным данным: fx 0 = 5 кГц; fx мин = 2,0 кГц; аМаксо^2дБ;
«мин о^4О дБ; Af=3,4 кГц.
По заданным значениям «макс о; «мин о; Af; fx о на основании стандартной
методики определяется передаточная функция
т ( } =______________________________248-1019____________________________
(р2+ 4,83-103р +9,38-10») (р2+11,1-103p-j-3,86-10») (р+6,85-103)
50
Эта передаточная функция реализуется каскадно-развязанно с помощью звеньев,
выполненных по схеме 1 табл. 2, в которых вариацией коэффициента усиления
ИНУН удается изменять только ово-
бодные коэффициенты сомножителей	т А л и ц А з
передаточной функции. Расчет эле-
ментов произведен по методике, из-
ложенной в работах {1, 2]. Схема
фильтра представлена на рис. 2. Ди-
намика изменения АЧХ фильтра по-
казана на рис. 3. Оценка парамет-
ров управляемого фильтра при пе-
рестройке в диапазоне представлена
в табл. 3.
Для приведенных в табл. 3 зна-
чений управителей АЧХ фильтра со-
ответствуют кривым (2 дБ, 1 дБ,
0,5 дБ, 0.1 дБ), изображенным на
рис. 2.
sf X	V	[Д X W 2 О	й I S 0s	о X Q?	(кОм)	Яз» (кОм)
5	3,4	2	40	584	47,2	10
3,76	3,4	1	47,2	344	29,3	35,8
3,01	3,4	0,5	47,3	230	20,8	95
2,0	3,4	0,1	48,6	120	13,15	450
Рис. 3. АЧХ управляемого фильтра пятого порядка
Список литературы
1.	Знаменский А. Е., Теплюк И. А. Активные /?С-фильтры. М., «Связь», 1970'.
2.	Хьюлсман Л. П. Теория и расчет активных 7?С-?цепей. М., «Связь», 1973.
3.	Белецкий А. Ф. Теоретические основы электропроводной связи. Ч. III. М.,
Связьиздат, 1959.
4.	Иншаков Ю. М. Полосовой активный /?С-фильтр с переменной полосой про-
пускания.— «Изв. вузов», «Энергетика», 1972, № 7.
5.	Джорджиу. Линейная перестройка средней частоты фильтра управляющим
напряжением. — «Электроника», 1972, т. 42, № 23.
6.	Калинин А. И., Денисенко В. В. Перестраиваемые ФНЧ и ФВЧ с отрица-
тельной обратной связью. — В кн.: Избирательные системы с обратной
•связью. Изд-во Таганрогского РТИ, вып. L, 1973.
7.	Прокопенко Н. Н. Управляемые усилители для фильтров с косвенной пере-
стройкой частоты. — В кн.: Избирательные системы с обратной связью.
Изд-во Таганрогского РТИ, вып. 1, 1973.
8.	Нью. Полупроводниковое нелинейное сопротивление, управляемое напряже-
нием. — «Электроника», 1964, т. 37, № 8.
9.	Т h i е 1 е D. N Filters With Variable Cut-off Frequencies. — «Proc. OREE
Austral», 1965. v. 26, N 9.
УДК 621.373.42
Э. В. ЗЕЛЯХ, П. Н. ГАНСКИЙ, А. А. НОВИКОВ
Низкочастотный генератор гармонических колебаний
Введение
В генераторах с распределенной 7?С-структурой получение низ-
ких частот достигается подбором структуры с большими значе-
ниями емкости и сопротивления. Однако при увеличении емкости
увеличивается площадь, занимаемая /?С-структурой. При увели-
чении же сопротивления ухудшается согласование /?С-структуры
с активным элементом, что приводит к усилению влияния вход-
ного или выходного сопротивления на частоту генерируемых ко-
лебаний, а следовательно, и на их стабильность.
Одним из способов снижения генерируемой частоты и повыше-
ния стабильности колебаний является применение в качестве фа-
зовращающей цепи 7?С-структуры с последовательно включенным
сопротивлением (1, 2]. Такой способ позволяет снизить генерируе-
мую частоту при использовании той же 7?С-структуры максимум
в 1,5 раза.
В настоящей работе рассмотрен генератор, в котором последо-
вательно с указанным сопротивлением включена индуктивность,
и показана возможность снижения генерируемой частоты в де-
сятки раз по сравнению с частотой, получаемой в известных схе-
мах генераторов с распределенной /?С-структурой [3].
52
Анализ условии самовозбуждения
Функциональная схема исследуемого генератора приведена на
рис. 1. В качестве активного элемента используется преобразова-
тель напряжения в напряжение (ПНН), матрица [а] которого
имеет вид
где ц— коэффициент преобразования ПНН.
Характеристическое уравнение схемы (рис. 1) согласно [4]
имеет вид
ап ап ~	(2)
где ^'ц=1/ц, а"ц — элемент матрицы [а"] фазирующей цепи.
Найдя известным способом параметр последовательного
соединения /?С-стфуктуры и двухполюсника [5, 6] и использовав
преобразование частоты вида
S = X + i у = Vp~RC,	(3)
где р = о + i со,	(4)
определим параметр а"ц в виде
ап =(& -У- + S + ncthSj^S8 + S + nsh S);
Рис. 1. Функциональ-
ная схема генератора
(5)
здесь
9 I
Q = ^irrxy’ П =	(6>
АА1 С
Равенство (2), очевидно, не изменится для обратных величин
= 1.	(7>
Выделяя в ф-ле (7) вещественную и мнимую части и учиты-
вая, что на низких частотах ц — величина вещественная, получим
Re(p/<1)=1,	(8).
Jm(Hl/a;i) = 0.	(9)
Равенство (9) выполняется в полюсах функции а"ц Прирав-
няв знаменатель правой части выражения (5) нулю, выделив ве-
щественную и мнимую части, после несложных преобразований
получим условия существования полюсов функции в виде
Q = ху![тк ху — 0,5 (х2 — у2)];	(10)
п = — (1 +	[(х — т1 у) th х — (у + х) tg у] ch х cos у, (11)-
\ 2ху J
где m, = (у th х + х tg i/)/(x th х — ytgy).
53
Нормированная частота генерации
0- /0,5со/?С	(12)
с учетом выражений (3) и (4) может быть связана с координата-
ми комплексной плоскости S следующим выражением:
е = У^у.	(13)
Из выражений (10) — (13) определим нормированную частоту
генерации и параметры избирательной цепи обратной связи.
Решения ур-ний (10) и (11) Q = f(y, 0) и п = $(у, 0) приведены
на графиках рис. 2а, б сплошными линиями. Номера кривых
1, ..., 6 соответствуют значениям у = 0,001; 0,01; 0,02; 0,03; 0,05; 0,1.
Рис. 2. К расчету схемы генератора. Зависимость
параметров Q и п от нормированной частоты ге-
нератора
54
Необходимый коэффициент преобразования определим, под-
ставляя найденные значения 0, Q и п в вещественную часть ха-
рактеристического ур-ния (8), откуда
р, = (с2 + d2)l(ac — bd\	(14)
где а = n/Och0cos0 + th0(1 — Q) — tg0(1 + Q); b = thO(l + Q) +
+ tg0(l—Q); c = n/0 + th0 (1—Q)—tg0 (1 + Q); d = nth 0tg 0/0+6.
Здесь	Q^cdLJI^.	(15)
Для частоты генерации данная величина Q совпадает е Q в ф-ле (6).
Знак минус, получающийся при решении ур-ния (14), показы-
вает, что ПНН должен поворачивать фазу на 180°. Графики зави-
симостей ц = 20 lg| ц| =Х(у, 0) приведены на рис. 2а пунктирными
линиями.
Стабильность частоты генерируемых колебаний определяется
в основном фиксирующей способностью /?С-генератора по часто-
те [7, 8]:
Sf=|+^<o0|	,	(16)
| д со |со=№о
где для рассматриваемой схемы
ф (со) = — arc tg [ (be — ad)!(ac + bd)].
Графики зависимостей Sf = F(y,Q) показаны на рис. 26 пунк-
тирными линиями.
Из рассмотрения графиков рис. 2а, б следует, что для одного
и того же значения 0 выбор кривой с большим номером (значе-
нием у) обусловливает снижение требуемого коэффициента пре-
образования ПНН\ но при этом снижается фирсирующая способ-
ность схемы и возрастает требуемая добротность индуктивности.
Из графиков также следует, что для одного и того же зна-
чения р фиксирующая способность рассматриваемой схемы при-
мерно на порядок выше, чем у известных [1, 8] схем. Благодаря
этому рассматриваемая схема обладает большей стабильностью
частоты при изменении входного и выходного иммитансов актив-
ного элемента.
Отметим, что полученные результаты справедливы и для ана-
логичной схемы, содержащей в качестве активного элемента пре-
образователь тока в ток.
Порядок расчета
Для расчета генератора па заданную частоту можно предложить следую-
щий порядок.
1.	Выбираем величину постоянной времени LftC-структуры, удобную для
технологии изготовления, и по ф-ле (12) определяем нормированную частоту
генерации 0.
55
2.	Задавшись максимально допустимым значением коэффициента преобра-
зования Цмакс, из графиков рис. 2а выбираем кривую с наименьшим номером
(значением у), удовлетворяющую условию ц<Нмакс на рассчитанной частоте 0.
При таком выборе обеспечивается минимальное значение требуемой величины
добротности индуктивности и максимальная фиксирующая способность схемы.
3.	По графикам рис. 2а и рис. 26 находим величины п, Q и 8/.
4.	Величины Rt и Li определяем по формулам, вытекающим из (6) и (15):
Ri = R/n, L^QRJu.	(17)
Значение индуктивности может получиться достаточно большим (больше 1 Г),
но так как добротность требуется невысокая, то реализовать индуктивность
удобно при помощи гиратора, нагруженного на емкость по методике, изложенной
в работе [9]. Необходимо лишь, чтобы добротность Ql индуктивности, реализо-
ванной таким способом, была не ниже добротности Q, определенной по графи-
кам рис. 26. При Ql>Q последовательно с гираторной индуктивностью необхо-
димо включить дополнительный резистор, сопротивление которого определим по
формуле
R’ = ©L1/Q-(oL1/Ql.	(18)
5.	Находим величину нагрузочной емкости по формуле [9]
C„ = L1/^>	0 9)
где Ro — сопротивление гирации.
Пример расчета
Исходные данные: f = 1500 Гц, R = 15500 Ом, С = 9600 пФ.
1.	По ф-ле (12) определяем нормированную частоту генерации: 0=0,839.
2.	Задаемся максимально допустимым значением Цмакс = 30 дБ; из графика
рис. 2а видим, что условию ц<Цмакс при 0=0,839 удовлетворяет кривая с но-
мером 2. При этом ц = 29 дБ.
3.	По графикам рис. 2а, б находим n = 6,9; Q = 4,7; S/ = 71,5 рад.
4.	По ф-лам (17) определяем величины Ri и Lc Ri = 2250 Ом, Li = 1,13 Г.
По методике, изложенной в [9], была рассчитана пятитранзисторная схема
гиратора, измеренные значения параметров которой следующие: сопротивление
гирации 7?о = 9,23 кОм, добротность индуктивности Ql = 7. Учитывая, что Ql>Q,
включаем дополнительный резистор, сопротивление которого находим по ф-ле (18):
7?' = 745 Ом.
5.	По ф-ле (19) определяем величину нагрузочной емкости: Сн=1'3 300 пФ.
Отметим, что в случае применения в качестве фазосдвигающей цепи
/?С-структуры с последовательно включенным сопротивлением [1, 2] для гене-
рации частоты 1500 Гц при ц=30 дБ потребуется /?С-структура с постоянной
времени, равной 1,43-10—3 с. При этом 8f составляет 11 рад.
В нашем же примере постоянная времени /?С-структуры оказывается в 10 раз
меньше, а коэффициент S/, определяющий стабильность частоты, в семь раз выше.
В случае же реализации £С-генератора с добротностью индуктивности, рав-
ной рассчитанной выше величине Q = 4,7, фиксирующая способность составит
S/~2Q = 9,4. И в этом случае стабильность частоты рассмотренного здесь гене-
ратора получается примерно в семь раз большей.
Результаты экспериментальных исследований
По данным расчета была собрана схема генератора (рис. 3).
ПНН в этой схеме реализован на трех транзисторах. Параметры
56
его при напряжении питания 12 В следующие: входное сопротивле-
ние ^вх=380 кОм, выходное сопротивление /?Вых=35 0м, коэффи-
циент преобразования ц=29дБ. Измеренное значение частоты;
Рис. 3. Принципиальная схема исследуемого генератора
оказалось равным 1486 Гц. Необходимо отметить, что требуемую»
генерируемую частоту легко установить изменением величины на-
грузочной емкости Сн. При изменении напряжения питания на.
±20% отклонение частоты не превышало 1,3-10-3 номинального
значения. Температурная стабильность частоты в диапазоне тем-
ператур 18—50°С была порядка 0,5-10-4 1/град. Известная схе-
ма |[1] имеет следующие параметры. Температурная нестабильность
равна примерно 0,2-10~3 1/град. Отклонение частоты при измене-
нии напряжения источника питания на 20% составляет 1-10~2 но-
минального значения.
В заключение следует отметить, что активный элемент и ин-
дуктивность для рассматриваемой схемы генератора (рис. 1) це-
лесообразно реализовать не на отдельных транзисторах, а на опе-
рационных усилителях по известным схемам (например, как в ра-
боте [10]). При этом для реализации ПНН достаточно применить
один, а для реализации индуктивности — два операционных уси-
лителя.
Выводы
Использование в генераторе с /?С-структурой последовательно
включенного 1/?1Л-двухполюсника позволяет снизить генерируемую»
частоту в десятки раз по сравнению с известными схемами при
той же постоянной времени /?С-структуры. Кроме того, в рассмот-
ренной схеме достигается более высокая стабильность частоты.
Список литературы
•1. Галицкий В. В. Транзисторные генераторы синусоидальных колебаний с
распределенными 7?С-структура ми. — В кн.: Полупроводниковые приборы^
в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 3. М., «Связь»,.
19619, с. 37—66.
57
2.	Зелях Э. В., Ганский П. Н. Методика расчета двух схем генераторов с рас-
пределенными ЛС-структурами. — «Электросвязь», 197Ц № 10, с. 71—75.
3.	Попов В. П. К расчету гибридных 7?С-фильтров с полупроводниковыми
эквивалентами индуктивности. — «Электронная техника», серия 6, вып. 5,
1968, с. 9К>—J9i3.
4.	Зелях Э. В., Ганский П. Н. Генераторы, содержащие идеальные активные
четырехполюсники и /?С-структуры. — «Радиотехника и электроника», 1973,
№ 2, с. 305—310.
5.	Зелях Э. В. Основы общей теории линейных электрических схем. Изд. АН
СССР, 1951. 335 с.
6.	Васильев А. С., Галицкий В. В. A-матрицы однородных распределенных
7?С-структур. — «Радиотехника», ,1969, т. 24, № 6, с. 38>—39.
7.	Н а р р W., С a s t г о р... Distributed parameter circuit design techniques. —
«Proc. Nat. Electronics Conf.», 1961, Oct., v. 17, p. 45—70.
8.	Рой Д. Стабильность амплитуды и частоты генераторов с фазо-сдвигающей
цепью с распределенными /?С-параметрами. — «ТИИЭР», 1965, т. 53, № 1,
с. )108—109.
9.	Иваницкий А. М., Лазарев В. А. Депонированная рукопись. К вопросу реа-
лизации гираторных схем. (Д-2594). — «РИР», 1971, № 15, с. 6’1.
10.	Хьюлсман Л. П. Активные фильтры. М., «Мир», 1972. 516 с.
УДК 621.375.001.24
В. М. БОГАЧЕВ, В. Г. ЛЫСЕНКО
Стационарные режимы автогенератора
на полевом транзисторе и их устойчивость
Введение
В маломощных генераторах (кварцевых и диапазонных возбу-
дителях, ЧМ-генераторах, автодинах и т. д.) в качестве актив-
ных элементов все чаще применяются полевые транзисторы (ПТ)
[1, 2]. Это обусловлено рядом обстоятельств. По максимальным
рабочим частотам ПТ сравнялись, а в отдельных случаях пре-
взошли биполярные транзисторы. В отличие от биполярных, ПТ
в большей части рабочего диапазона (до 0,5 /макс) являются прак-
тически безынерционными приборами. В связи с низким уровнем
собственных шумов, слабой инерционностью и большими значе-
ниями входных импедансов генераторы на ПТ обладают малой
естественной и технической нестабильностью частоты.
Статическая характеристика ПТ, т. е. зависимость тока стока
от напряжения на затворе, как известно [3], близка к кусочно-пара-
болической с показателем степени v^2. Исследование генерато-
ров с такого типа нелинейностью в литературе отсутствует. Ис-
пользовать же результаты, полученные с помощью аппроксима-
ции характеристики кубическим полиномом [4] или на основе кусоч-
но-линейной модели |[5], как показано ниже, не представляется
возможным.
58
Цель настоящей статьи — изучить локальную устойчивость ста-
ционарных режимов генератора на ПТ. Исследование проведено
на фазовой плоскости диаграмм срыва и смещения с использова-
нием результатов гармонического анализа токов при кусочно-па-
раболической нелинейности [6]. ПТ считается безынерционным
прибором, ток затвора не учитывается, а смещение предполагает
ся либо постоянным, либо автоматическим за счет протекания ну-
левой гармоники тока истока по сопротивлению /?и, зашунтирован-
ному емкостью Си. ‘
Стационарные режимы автогенератора.
Диаграммы срыва и смещения
Рассмотрим схему генератора с идеальным трансформатором,
изображенную на рис. 1. Как известно, к этой схеме сводится лю-
бая автоколебательная система [5]. Цепь смещения показана пунк-
тиром, так как полагаем, что она
обладает нулевым сопротивле-
нием для токов высокой часто-
ты: /зь 7сь £/зи, Пк — комплекс-
ные амплитуды первых гармоник
токов электродов и напряже-
на й на затворе и колебатель-
ной системе; /со, —постоян-
ный ток истока и внешнее сме-
щение; Уи(р), Ук (р) —символи-
ческие проводимости цепей авто-
смещения и колебательной си-
стемы; k — коэффициент транс- Рис. 1. Функциональная схема авто-
формации; уо —Проводимость генеРат0Ра с идеальным трансфор-
рассеяния; р — дифференциаль-
ный оператор.
Для исследования режимов автогенератора воспользуемся ме-
тодом символических уравнений С. И. Евтянова [7]. Система уко-
роченных уравнений для схемы рис. 1 при нулевом токе затвора
запишется так |[9]:
ЭДИ- ^3и0)^зие'Ф = ^(Р + ^)^зие1ф>	<0
^ЗИ0 + ^с0 (^ЗИ> ^ЗИ„)/^И (р) — -^вн,	(2)
где ^зи = ^зи е1ч> — комплексная амплитуда управляющего на-
пряжения; 17ЗИ0 — постоянное напряжение между затвором и ис-
током; X=ito—<оо — расстройка между частотой автоколебаний а
и опорной частотой со8; G1('U3H , U зио) =/щ/^зи —усредненная
по первой гармонике вещественная крутизна выходного тока;
59
Y (p + iX) = YK(p + iK)/k — символическая управляющая проводи-
мость.
Уравнения (1), (2) описывают переходные процессы в авто-
генераторе с произвольной колебательной системой и безынерци-
онным нелинейным элементом.
Для упрощения анализа рассмотрим одноконтурный генера-
тор с обычной ЛС-цепочкой истокового автосмещения. В этом слу-
чае %=0, Ки = (1+рти)/Ли, K(p + iX) =Y(p) = (1+/и)/Лу. Здесь
ЛУ=&ЛК— управляющее сопротивление; Ли, Лк, ти, т — активные
сопротивления и постоянные времени цепи автосмещения и кон-
тура соответственно.
Для получения уравнений стационарного режима положим в
-ф-лах (1), (2) оператор дифференцирования р = 0:
(3)
^ЗИ0 +	'с, (^ЗИ’	= ^вн.	(4)
Аппроксимируем характеристику нелинейного элемента пара-
болой с произвольным показателем v:
Sv ( еЗИ ^ЗИ отс) •
0
еЗИ > ^ЗИ отс’
вЗИ ^ЗИотс’
(5)
mA I
Здесь г’с — ток стока; ези —напряжение на затворе; t73HoTc —на-
пряжение отсечки; Sv— коэффициент, имеющий размерность
(в случае кусочно-линейной аппроксимации Sv — крутизна спрям-
ленной характеристики).
Воспользуемся результатами гармонического анализа [6] для
функции (5)
;c« = 5v^3HYn(v, 0),
(6)
где 1сп — амплитуда n-й гармоники тока стока; yn(v, 0) — обобщен-
ные коэффициенты разложения; 10 — угол отсечки, который опре-
деляется обычным образом:
COS 9 = £зис-у3и отс
^зи
(7)
Процессы в генераторе с автоматическим смещением целесо-
образно анализировать на плоскости независимых переменных
^зи и ^зио» которую обычно называют фазовой плоскостью или
60
плоскостью состояний. Изучим сначала стационарные режимы на
этой плоскости. Для этого перепишем ф-лы (3), (4) с учетом (6):
SAt/SrWe^i, -	(8)
(9)
Уравнение (8) совместно с (7) определяет зависимость управляю-
щей амплитуды £/зи от смещения £7ЗИ при заданном параметре
SvRy. Эти зависимости называются диаграммами срыва генера-
тора.
Уравнение (9) совместно с (7) показывает, как меняется ве-
личина смещения 1/зио от управляющего напряжения Узи при
заданном параметре Эти зависимости называются диаграм-
мами смещения. Стационарный режим генератора определяется
совместным решением ур-ний (8) и (9), т. е. точками пересече-
ния диаграмм срыва и смещения.
Из ф-лы (8) при v = 1 получим уравнение Sf/?yYi(l, 0) = 1, ко-
торое определяет семейство диаграмм срыва для кусочно-линей-
ной характеристики. Как известно [5], это семейство на плоскости
(&ъи > ^зио) представляет собой веер прямых с параметром Зг/?у,
вдоль которых угол отсечки остается постоянным.
Для удобства введем нормированные координаты (у, £):
1 1
» - (S, К,Г' <4и. 5 = Р,	Рэи. - Р» „<)
В нормированных координатах уравнения стационарного режима
(7) — (9) запишутся так:
cos0 = —(10)
1
V= l/[Yi(v, 9)]V-‘,	(11)
>lyvYo(v, 0) — и cosQ = |вн.	(12)
где A^iRa/iRy.
Соотношения (10) — (12) справедливы для случая, когда есть
отсечка управляющего напряжения, т. е. при —l^cosO^l. Их
надо дополнить выражениями для случая отсутствия отсечки, т. е.
когда 6 = £/и>1. В этом случае, например, для параболы с пока-
зателем v = 2 имеем
7С1=ЗДИ2Й, /со = S2f/2H(l/2-f-d2), g = 1/2,	(13)
о2+ 2[|+ 1/(2X]2 = 2UM+ 1/2Л2.	(14)
61
На рис. 2 изображены диаграмма срыва (сплошная линия) и одна
из диаграмм смещения (пунктир), рассчитанные по ф-лам (10) —
(14) при v = 2. Нормированные координаты (у, £) удобны тем,
Рис. 2. Диаграммы срыва (сплошная
линия) и смещения (пунктир) в нор-
мированных координатах и, % при
v = 2; Nt, N2 — нормали к диаграм-
мам срыва и смещения соответст-
венно
няется. Кривизна диаграмм за
что все семейство диаграмм сры-
ва иа фазовой плоскости слива-
ется в одну диаграмму. В обла-
сти без отсечки диаграмма срыва
представляет собой вертикаль-
ную прямую ^=1/2, а диаграмма
ом еще ни я апис ы в а етс я у р а в не -
ниями эллипса (14). Для пара-
болы с показателем v = 2, в отли-
чие от кусочно-линейной модели,
диаграмм срыва с положитель-
ным наклоном (dU3H /dUзио) ср>
>0 в недонапряженном режиме
не существует.
Из соотношений (10) — (14)
следует, что для v=^=l диаграммы
срыва не являются прямыми ЛИ-
НИЯМИ постоянного угла отсечки,
а представляют собой кривые,
вдоль которых угол отсечки изме-
нит от показателя степени v. На
плоскости (t/зи , Uзио )> Т- б- 'В ненормированных координатах
ННР, различные диаграммы срыва при v^l начинаются из раз-
ных точек оси абсцисс, а не из одной точки t/зиотс, как это бы-
ло при кусочно-линейной аппроксимации.
Локальная устойчивость
Для определения стационарных режимов генератора необхо-
димо решить совместно уравнения для диаграмм срыва и смеще-
ния, т. е. найти на фазовой плоскости точку их пересечения. Ис-
пользуя ф-лы (10)—(12), получим трансцендентное уравнение от-
носительно угла отсечки:
A Vo (у, 0) __
Ух (у , 0)
cos 0
1
In (v, e)]v-1
^ВН’
(15)
Исследуем поведение функции gBH(cos0) при фиксированном
значении параметра А. График зависимости £BH(cos0), рассчитан-
ный по ф-ле (15), представлен на рис. За.
Стационарный режим генератора на этом рисунке определяется
пересечением прямой, параллельной оси абсцисс с кривой
62
£вн (c°s 0). Из рисунка видно, что при А <2 £Вн (cos 0) имеет
экстремум, и в НИР возможно существование двух стационарных
состояний (точки 1 и 2). При А>2 стационарное состояние единст-
венно. Физически это означает, что при малых значениях сопротив-
ления автосмещения диаграмма смещения пересекает диаграмму
срыва в двух точках (рис. 2). При больших значениях сопротивле-
ния автосмещения диаграмма смещения загибается влево более
круто и пересекает диаграмму срыва в одной точке.
Когда прямая, параллельная оси абсцисс на рис. За, проходит
через максимум функции £BH(cos0), точки 1 и 2 сливаются. Этот
случай соответствует касанию диаграмм срыва и смещения. Угол
отсечки в точке касания определим из условия dZ^/d cos 0 = 0.
Воспользовавшись для вычисления производной рекуррентным со-
отношением для коэффициентов разложения [6]
получим связь между параметром А и углом отсечки в искомой
точке:
Vi (v, 0) +--- cos 0 Vi (v — 1, 0)
Лопт = —---------------—------------------------- .	(17)
——- -V! (v — 1, 0) Vo (v, ©)/Y1 (v, 0) — v Yo (v — 1,0)
v — 1
Зависимость ЛОПт(соз 0) для квадратичной параболы показана
на рис. 36.
Таким образом, в отличие от кусочно-линейной характеристи-
ки, для квадратичной параболы в НИР возможно существование
двух стационарных состояний.
63
Для исследования локальной устойчивости стационарных со-
стояний составим характеристическое уравнение, которое можно
получить из общих укороченных ур-ний (1), (2). Последнее
в случае одноконтурного генератора с инерционной цепочкой ав-
тосмещения первого порядка имеет вид [8,9] p2+aip + «2 = 0, где
= 1/< — 1/т';
ти
т' =
и	а/
^ЗИО
/	Т
т =---------------
7Д dGl
^ЗИ*У ^зи
— приведенные постоянные времени цепи автосмещения и контура
соответственно. Свободный член а2 определяется наклоном диа-
грамм срыва и смещения в точке стационарного режима:
(д? U3Ujd £/зио)ср__J	1
(d W ^зио)См . х' Ти
Условия устойчивости запишутся в виде tz2>0. Для опре-
деления знака свободного члена а2 воспользуемся геометрическим
критерием устойчивости [10], согласно которому а2 имеет тот же
знак, что и площадь параллелограмма, построенного на нормалях
к диаграмме срыва и смещения Мг. Последние ориентированы
таким образом, что их проекции на ось абсцисс совпадают с по-
ложительным направлением оси. При этом площадь параллело-
грамма считается положительной при обходе векторов Nlf N2 про-
тив часовой стрелки.
Для безынерционного автосмещения знак а2 полностью опре-
деляет локальную устойчивость; в этом случае стационарный ре-
жим в точке 1 (рис. 2) — устойчив, а в точке 2 — неустойчив. За-
метим, что точка 2 соответствует меньшему значению угла отсеч-
ки. При чисто внешнем смещении диаграмма смещения представ-
ляет собой вертикальную прямую; в этом случае «2<0 и стацио-
нарное состояние в НИР неустойчиво. Это связано с тем, что для
параболической характеристики (5) не существует диаграмм сры-
ва с положительным наклоном.
В случае инерционного автосмещения необходимо дополнитель-
но исследовать второе условие устойчивости ai>0. Предваритель-
но вычислим приведенные постоянные времени т'п и т'. Учитывая
(6) — (8) и (16), имеем
и
т
Т-и
1 +4v
То (у — 1, 0)
Yi(v. в)
т' —
V — 1 + V cos 0
71 (у — 1, 8)
71 (у, 0)
Представляет интерес найти формулу, устанавливающую связь
между постоянными времени контура т и автосмещения ти на гра-
64
нице устойчивости. Подставив выражения для т' и т'и в условие
ai = 0, получим:
ти __ Vi (у, 0) + Л у уо (v — 1, 9)
т (v — 1) Vi (у, 0) + vcos Qyi (v—1,0)
(18)
Это уравнение справедливо при произвольном показателе V.
Для кусочно-линейной характеристики (v=l) из ф-лы (18) най-
дем соотношение [5]
ти . Yi(i. е) +дто(о. е>
т	cos 0 yj (0, 0)
51Ки-0/л+ 1
/2 0 -I- sin 2 0 \
51(——) -1
На рис. 4 представлены графики зависимости ти/т от угла от-
сечки, рассчитанные по .ф-ле (18), для v=l и v = 2. Из рисунка
следует, что при заданном угле отсечки с увеличением парамет
ра А возрастает и отношение	С Л _ с
Ти/т 1на границе устойчиво-
сти. С уменьшением угла от-
сечки при фиксированном А
величина ти/т уменьшается.
Обратимся снова к рис. 2.
При достаточно малом зна-
чении постоянной времени
автосмещения ти, когда
«1>0, точка 1 оказывается
устойчивой. Когда «1<0, ус-
тойчивость теряется и воз-
никает самомодуляцля, обу-
словленная большой инер-
автосме- Рис. 4. Зависимость отношения постоянных
ционностью цепи
щения. Такой же вывод
справедлив и для случая,
когда в НИР существует
времени автосмещения ти и контура т от
величины cos 0 на границе устойчивости
(71 = 0 при v = 1, v = 2
лишь одно стационарное состояние (4 >2). Критическое значение
емкости автосмещения СИКр при любом А легко найти из ф-лы (18).
Оценим фильтрующее действие ячейки автосмещения, если ее емкость Сж
составляет, например, 10% от Си кр. Подставив в ф-лу (18) ти = Си кр</?и и
т=2/(в6 (д — затухание контура), найдем ^и(оСи=О,2ти/6т. Так, если v=2,
0 = 60°, 4 = 4 и 6=0,01, то емкостное сопротивление 1/соСи получится в 60 раз
меньше сопротивления 7?и, т. е. фильтирующее действие такой ячейки буде^
вполне удовлетворительным.
Результаты эксперимента
Как было отмечено выше, в НИР при v = 2 возможно сущест-
вование двух стационарных состояний (точки 1 и 2 на рис. 2),
3—И25	65
причем точка 2 всегда неустойчива. Наличие неустойчивой точки
на диаграмме срыва может привести к скачкам управляющего
напряжения при изменении параметров генератора. Такие скачки
часто наблюдаются при экспериментальной отладке генераторов
на полевых и биполярных транзисторах1}. Они не могут быть
^объяснены на основе кусочно-линейной модели.
Рис. 5. Вольтамперная характеристика
транзистора КП301Б и ее аппроксима-
ция (а); диаграммы срыва в координа-
тах ((7К, ^зио) (^):	—для Ry—
= 4,9 кОм, k = 0,78; 2 — 7?у = 3,8 кОм,
k = 0,36; 3 —	= 2,5 кОм, k = 0,18;
диаграммы смещения при Езн = 7 В (в):
1 — для = 4,0 кОм; 2 — У?и = 2,7 кОм:
3 — {Ru = 0,9 кОм
---------эксперимент; —•------— расчет,
---------— линия критического режима
10 
о
£ -
-

Приведем в качестве примера результаты экспериментального
•исследования генератора на ПТ КП301Б. Характеристика транзи-
стора близка к параболической (рис. 5а). Генератор выполнен по
емкостной трехточечной схеме (частота автоколебаний f~25 МГц,
характеристика контура р = 200, б = 0,01).
На рис. 56, в показаны расчетные и экспериментальные диа-
граммы срыва и смещения. Как видно из этих рисунков, экспери-
*> Аппроксимация (5) при v=2 хорошо передает нелинейность реальных ха-
рактеристик не только полевых, но и биполярных транзисторов при малых и
^средних токах.
66
ментальные кривые хорошо согласуются с теоретическими зависи-
мостями в ННР; некоторое отличие объясняется погрешностью
аппроксимации.
На рис. 6 изображена одна из диаграмм срыва, снятая при
управляющем сопротивлении 7?у=4,9кОм. Неустойчивые стацио-
нарные состояния показаны пунк-
тиром, а устойчивые — сплош-
ной линией. При изменении внеш-
него смещения наблюдается гис-
терезис. Зона гистерезиса с уве-
личением сопротивления пос-
тепенно сужается, а затем сов-
сем исчезает. Это подтверждает
теоретический вывод о возмож-
ности существования двух ста-
ционарных состояний в ННР, од-
но из которых неустойчиво.
При увеличении емкости Си
генератор переходил в режим са-
момодуляции. Значение критиче-
ской емкости (Си-360 пФ), при
которой она появлялась и исче-
зала, отличалось не более чем
на 30% от величины СИКр, рас-
Рис. 6. Скачки напряжения на кон-
туре UK при изменении внешнего
смещения для /?у = 4,9 кОм, /?и =
= 2,7 кОм:
------ — область устойчивых И'
------область неустойчивых стации
онарных состояний
считанной по ф-ле (18).
Порядок расчета автогенератора на ПТ на заданную колеба-
тельную мощность в критическом режиме приведен в приложении.
Выводы
Показано, что диаграммы срыва генератора при кусочно-па-
раболической характеристике нелинейного элемента качественно
отличаются от соответствующих хорошо изученных диаграмм при
кусочно-линейной характеристике. Семейство диаграмм срыва при
любых v (кроме v = 1) может быть представлено в виде одной
нормированной кривой, вдоль которой угол отсечки изменяется.
Показано, что при А<2 в ННР возможно существование двух
стационарных состояний. Это приводит к гистерезисным явле-
ниям, для борьбы с которыми следует увеличить сопротивление
/?и. Теоретические результаты подтверждены экспериментально.
ПРИЛОЖЕНИЕ
Расчет автогенератора на ПТ на заданную мощность
Методика расчета автогенератора на ПТ с учетом его специфики — кусочно-
параболической зависимости /с(ези) — аналогична методике, изложенной в [5]
для генератора при кусочно-линейной аппроксимации характеристики нелиней-.
ного элемента.
3*	67
Приведем порядок расчета автогенератора на ПТ на заданную колебатель-
ную мощность Pi в критическом режиме. Считаем заданными постоянное на-
пряжение сток—исток £/си0 и известными параметры аппроксимации статиче-
ских характеристик ПТ S2, U зи отс и SK (SK — крутизна линии критического
режима).
1.	Задаемся углом отсечки в пределах 0=60—9ЮР и по таблицам [6] находим
коэффициенты разложения си (2,0), ао(2,0), yi ('2,0), уо(2,0) и величины
cos В, gi (2, 0).
2.	Определяем коэффициент использования стокового напряжения в критичес-
ком режиме £Кр по формуле
1	1 Г
U= 2 + 2 1
8Р1
ai (2, 0) Зк^сио
1/2
3.	Коэффициент полезного действия т]= — £1(2,0)£кр.
4.	Мощность, потребляемая генератором от источника питания, Ро = А/т]-
5.	Мощность, рассеиваемая на стоке, Рс = Ро — Pi. Здесь надо проверить, чтобы
мощность Рс не превосходила допустимой Рс макс.
в. Определяем напряжение на контуре генератора: 17к=5кр^сио.
7.	Амплитуда первой гармоники тока стока /ci='2Pi/(/k.
8.	Высота импульса и постоянная составляющая тока стока: /с макс = /ct/(Xi (2, 0);
7со = 7с макс'С1о(2, 0).
В. Амплитуда высокочастотного напряжения на затворе
Г макс |1/2
^зи = [ s2(l _ COS0)2 J
Ю. Постоянное напряжение на затворе ^зио=—^3HC0S ® + зи отс.
11.	Коэффициент обратной связи А=<7зи/^/к.
12.	Из ф-лы (8) .находим управляющее сопротивление Ру=[52^/зи yi(2,0)]-i.
13.	Для исключения зоны гистерезиса (рис. 6) выбираем параметр А так, чтобы
в рабочей точке выполнялось условие Л>А0Пт (рис. 36). После этого нахо-
дим сопротивление автосмещения RK — APy и падение напряжения на нем:
^ви ~ ^и^с°-
14.	Напряжение внешнего смещения £’Вн:=^зио +	.
15.	Напряжение источника питания £с = ^/Сио + ^£ .
При известных значениях Ру и К параметры колебательной системы опре-
деляются по формулам, приведенным в (5].
Список литературы
1. Айдоин Д. Д., Бранденбергер Д. Р. Автодин на полевых транзисторах. —
«Приборы для научных исследований», 1971, т. 42, № 5, с. iJ&G—157.
2. Висванатан Т. Л., Висванатан Т. Р., Сейн К. В. ЯКР-спектрометр на поле-
вых транзисторах. — «Приборы для научных исследований», 1968, т. 39,
№ 4, с. 30^-33.
& Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. М.»
'«Энергия», 1973. 608 с.
4.	Ван-дер-Поль Б. Нелинейная теория электрических колебаний. М., Связь-
техиздат, 193'5. 42 с.
5.	Евтянов С. И. Ламповые генераторы. М., «Связь», 1967. 384 с.
68
6.	Бруевич А. Н., Евтянов С. И. Аппроксимация нелинейных характеристик
и спектры при гармоническом 1воздействии. М., «Советское радио», 1/965.
344 с.
7.	Евтянов С. И. О связи между символическими и укороченными уравне-
ниями. — «Радиотехника», 1946, т. 1, № 1, с. 68—/79.
-8. Се Си. Общее характеристическое уравнение для исследования устойчи-
вости стационарного режима автогенераторов. — «Радиотехника и элек-
троника», 19®, т. 3, № 6, с. 770—776.
9.	Богачев В. М., Смольский С. М. Общие укороченные и характеристическое
уравнения транзисторного автогенератора. — «Радиотехника», 1973, т. 28,
№ 3, с. 51—59.
10.	Се Си. Об одном методе повышения запаса устойчивости стационарного
режима автогенератора. — «Радиотехника и электроника», 1958, т. 3, № 7,
с. 208—217.
УДК 621.375.132
В. В. МАСЛЕННИКОВ, А. П. СИРОТКИН
Частотный диапазон селективных ^С.цепей на основе
интегральных операционных усилителей
Введение
Применение интегральных операционных усилителей (ОУ) в
радиоэлектронной аппаратуре позволяет существенно улучшить
ое технико-экономические и эксплуатационные показатели (массу,
габариты, надежность, стоимость и т. д.) [1]. По этой причине ОУ
целесообразно использовать и при разработке активных 7?С-филь-
тров. Однако проектирование избирательных (7?С-устройств в диа-
пазоне высоких частот вызывает затруднения, обусловленные
влиянием частотных свойств ОУ на параметры схем. При этом
наибольшие сложности возникают при разработке селективных
Л?С-цепей, имеющих резонансную амплитудно-частотную характе-
ристику, вид которой определяется двумя доминирующими комп-
лексно-сопряженными полюсами, расположенными вблизи мни-
мой оси,
В литературе недостаточно освещен вопрос о влиянии частот-
ных свойств ОУ на параметры селективных !7?С-усилителей; иног-
да [2] необоснованно указывается, что разработка активных
/?С-фильтров на основе интегральных ОУ возможна лишь до
частот не более десятка кГц. В статье предлагается методика уче-
та влияния частотных свойств ОУ, на ее основе анализируются
различные схемы селективных 7?С-усилителей, при расчете кото-
рых учтены также входные и выходные сопротивления ОУ, теоре-
тически и экспериментально показывается возможность создания
активных 7?С-фильтро'В на частоты вплоть до 1 МГц.
69
Влияние частотной зависимости коэффициента усиления ОУ
на предельную резонансную частоту селективных ^?С-цепей
В работах [3—6] для учета влияния частотных свойств ОУ ис-
пользуется зависимость коэффициента усиления операционного
усилителя от частоты, основанная на аппроксимации передаточ-
ной функцией одного интегрирующего звена. В ряде случаев по-
добная аппроксимация вызвана необходимостью введения инте-
грирующей цепи для обеспечения устойчивости ОУ с глубокой
обратной связью. Однако введение интегрирующих цепей коррек-
ции уменьшает частотный диапазон фильтров, поскольку, как это
будет показано ниже, для некоторых схем условия устойчивости
выполняются и без цепей коррекции за счет частотнозависимых
обратных связей, обеспечивающих резонансные амплитудно-час-
тотные характеристики (АЧХ). Кроме того, для операционного
усилителя без корректирующих цепей аппроксимация АЧХ пере-
даточной функцией одного интегрирующего звена приводит к не-
правильным оценкам частотного диапазона активных ^С-филь-
тров на основе интегральных ОУ.
Воспользуемся методом аппроксимации АЧХ операционных
усилителей передаточными функциями нескольких интегрирую-
щих звеньев (построение диаграмм Боде). Этот метод нашел ши-
рокое применение и дает хорошие результаты при расчете устой-
чивости схем на ОУ [1, 7]. Анализ выполним применительно к наи-
более высокочастотным ОУ марки KIVT401A.
Как показано в работе [8], коэффициент усиления по напряжению интеграль-
ного операционного усилителя KIVT4O1 можно аппроксимировать следующей
функцией:
K(p) = KQ/(i+pT1) (1+рТ2) (1+рТз),	(1)
где Ко — коэффициент усиления на низких частотах; Ti>T2>T3— постоянные
времени, определяющие частоты среза.
С учетом передаточной функции (1) характеристическое уравнение селек-
тивной (/?С-цепи ao + aip4-a2p2=O с добротностью Qm= У a0a2/ai и резонансной
частотой <й2р = ао/а2 на основе одного ОУ принимает вид ao+(^i+^'i)p+
+ (а2 + а\)р2+азр3+а4р4 + а5р5=О, где а0, ai} а2 определяются постоянными вре-
мени и величинами сопротивлений iflC-цепей обратной связи, а также коэффи-
циентом усиления на низкой частоте Ко, а коэффициенты a'it а'2, а3, а4 и
определяются, в частности, величинами Tt, Т2 и Т3.
Как следует из работы (9], при Q^5 резонансная частота и добротность
селективного 1/?С-усилителя не зависят от частотных параметров ОУ при выпол-
нении условий
<4 » | а\ — о3ао/«2+ ^0^2 | ,
а2 | а2 — а4ай/а2 | .
Определение предельной резонансной частоты для селективных \/?Сщепей
сводится к нахождению наибольшего слагаемого неравенства (2). Нетрудно
показать, что для всех рассматриваемых ниже схем, приведенных в табл. 1 и 2,
70
(2)
№	Тип схемы вид ОС	Схема фильтра	
1	ООС, интег- рирующие цепи	—1	ftl Вход r4ZZbz^--CZZ}—) J14 .... М?	выход 1 Сг [7 >—	4-0	
2	ПОС	I Выход *	
3	ООС, Т-мост с дифферен- цирующими цепями	Cj Bxoi I.. 1 .J	lft/Ы gd-4	иТгр^*"-^ /?2 -1-	
4	ПОС, схема Селлена-Ки Вар. 1	\ „1 ll^-1	вМд
ТАБЛИЦА 1
Передаточная функция	Условия для	“р	fp макс для ®/п 6=AQ/Qm
		Ко Р *i	|W7i М1= = Ко/2	1+Ко Т1 Т2		б	 « /^(Тх+^+Т,)
Р2 Т2 +р [т2 Н-Т1Х-*			
-ХЦ+Сз/СУЖ+К,	Qm= = /Ко+1/2 Т1 = т2 С1 ^2 (iCDp)| = =/Ко/2.		
Ко			
₽2 Т1 Т2 + Р [Т2 + Т1 ( Н	*“ -> + сг/сх)] +1 + Ко			
Ко т _	1+Ко Р 2	|№(i<MI = - =Ко/2зд Qm = =ККо-М/2 'Г1=Т2/(Ко+ + 1) Ci 3> С2 ~|IF(i<oP) = =/Ki/2	1 Ti т2	11/	«	 nV 1(Т1Т2+7\Т84-Г2Тз)
Р2^1^+Р [W (14	*			
Ж-КоЖга+Со/С^Ж			
[1 4- р *1U4-C2/C1)] 14-ло			
Р2 Va+PlW (1 +Ко) + “>			
—► + Т1 (l+Qj/С1)]+1 1			
№
Тип схемы
вид ОС
Схема фильтра
Продолжение
Передаточная функция W(p)	Условия для	“р	^макс для b=^Q!Qm
Ко рт,	 1+Ко р2т1т24-р[т1/(1+-»	= -1 ^5 =гЗ; 	-	1	II н”	} - 11		1 Ti т2	£т/	«	 л г гсл^+лТз+ТаТз)
			
Ко рТ2(1 + /?1//?2+Рт1) р2 Ti т2+р[тх/(1+Ко)4~* ->+T2(l +Kj/R2)H 1			
ТАБЛИЦА 2
3
№
Схема	Вид ОС
ПОС, интегрирую-
щая и дифференци-
рующие цепи
Схема фильтра
Условные
обозначения
Параметры
при б = Д Q/Q
Мост Вина
ПОС, двухзвенная
/?С-цепь
ПОС, дифференци-
рующая и интегри-
рующая цепи
x = RC
Г(р)=	-------------
6Q
1 + 1/КоТ
3 (1 + 1/KoY) 1/?

Продолжение
существенным является член при третьей степени р, при этом характеристиче-
ское уравнение упрощается
°о + (а1 — Р +	= °*)-
Отсюда следует, что влияние частотных свойств ОУ прежде всего приводит
к увеличению добротности схемы с ростом резонансной частоты
Q = /ад/(а, — ад с$ .	<3)
Таким образом, предельная резонансная частота предопределяется из до-
пустимого относительного изменения добротности 6Q—AQ/Qm~ со2р пред^'з/fli.
В табл. 1 и 2 приведены схемы селективных //?С-усилителей,
их передаточные функции, параметры, а также формулы для пре-
дельных резонансных частот.
Независимость Q и /р от частотных свойств ОУ подразумевает
устойчивость схем на резонансной частоте. Для схем 1 и 2 табл. 1
условия (2) являются в то же время и условиями устойчивости
во всей полосе частот. Другие схемы, имеющие более высокие пре-
дельные резонансные частоты, в принципе, могут возбуждаться
на частотах, существенно больших частоты резонанса. Определе-
ние устойчивости названных схем на высоких частотах представ-
ляет собой предмет отдельного исследования Ч Большей, чем в
схемах 1, 2, предельной резонансной частотой обладают схемы с
Т-мостами в цепи отрицательной обратной связи и схемы Селлена—
Ки. Достоинство этих схем в их потенциальной устойчивости (от-
сутствие возбуждения на низких частотах при любом разбросе па-
раметров активных и пассивных элементов) и минимальной чувст-
вительности добротности к разбросу параметров пассивных элемен-
тов. Это достигается, однако, выбором существенно разных величин
постоянных времени фазосдвигающих цепей. Наибольшую предель-
ную резонансную частоту можно получить в потенциально неустой-
чивых схемах с мостом Вина в цепи обратной связи и эквивалент-
ных ей по частотным свойствам схемах Дильянниса (табл. 2). Срав-
нивая предельные резонансные частоты, получаем, что при одина-
ковых добртностях и Ко^81 селективный |/?С-усилитель с мостом
Вина обладает в 3/Ко/3 раз большей резонансной частотой, чем
схемы Селлена — Ки и схемы с Т-мостами * 2). Недостаток схем, при-
*) а'з — часть члена а3, остающаяся после взаимных сокращений в неравен-
ствах (2) слагаемых, списываемых одинаковыми аналитическими выражениями.
V Ориентировочные расчеты и экспериментальные исследования показали,
что большинство приведенных схем устойчивы из-за влияния выходного сопро-
тивления ОУ.
2) Для операционных усилителей К1УТ401А при Ко — 1500 получаем выигрыш
при использовании схем с мостами Вина примерно в 2 раза.
75
веденных в табл. 2, — возможность самовозбуждения и высокая
чувствительность добротности к разбросу параметров пассивных
элементов.
Влияние сопротивления ОУ та резонансную частоту
и добротность селективных /?С-схем
Выходные и входные сопротивления ОУ (Rbux, Rbx) могут ока-
зывать влияние на параметры селективных 7?С-цепей. Учитывая
большой технологический разброс сопротивлений ОУ, а также
возможность их изменений в процессе эксплуатации, необходима
сопротивления цепей обратных связей выбирать так, чтобы мак-
симально уменьшить это влияние.
Каждая пара селективных /?С-усилителей имеет свои особен-
ности (табл. 3). Так, для схемы с интегрирующим Т-мостом (схе-
ма 5 табл. 1) и соответствующей ей схемы Селлена—Ки (схема 6
табл. 1) входное и выходное сопротивления оказывают большее
влияние на добротность чем для схем 3 и 4 табл. 1. Кроме того,
для схем 3 и 4 возможен выбор сопротивлений Ri и R2 из условий
Ri = К^вы^вхЖо, Rz= КбКо^вых^вх, при которых резонансная
частота может практически не зависеть от Лвых и RBX. Учитывая
это, а также большую асимметрию емкостей в схемах 5 и 6 табл. 1,.
можно сделать вывод, что их использование вряд ли целесооб-
разно.
В потенциально неустойчивых фильтрах (схемах с мостом Вина
и схемах Дильянниса) входное и выходное сопротивления оказы-
вают существенно большее влияние на добротность цепей, чем
на их резонансную частоту, причем это влияние возрастает с уве-
личением Q.
Сравнение схем потенциально неустойчивых -/?С-цепей, кото-
рые по степени влияния /?Вых и RBx на Q и <ор примерно одинаковы
с лучшими потенциально устойчивыми схемами, показывает, что
последние дают возможность при одинаковых емкостях получить
как более высокие, так и более низкие частоты. Это определяет
перспективность использования последних на низких и высоких
частотах.
В приведенных выше расчетах учитывались только активные составляющие-
входных и выходных сопротивлений ОУ. Это связано с целым рядом обстоя-
тельств. Прежде всего, следует отметить тот факт, что метод аппроксимации
АЧХ ОУ передаточной функцией интегрирующих звеньев не обладает доста-
точной точностью и применим лишь для качественных оценок. Учитывать при
этом комплексную величину входных и выходных сопротивлений едва ли целе-
сообразно, так как одновременный учет частотных зависимостей К, 7?ВЫх и 7?вх
и использование метода аппроксимации может привести к ошибочному выводу
о влиянии того или иного физического параметра. Кроме того, сопротивления
цепей обратных связей могут быть выбраны так, чтобы относительные измене-
ния добротности и резонансной частоты из-за влияния 7?ВЫх и /?Вх были малы„
76
ТАБЛИЦА 3
Схема		Условные обозначения	Характеристический полином Е (р)
		У = ^вых/ ^вх	
я Табл.	3 4	= ^вых/R1 П — R2I Rbx Q — ^2/^1 т=т1=т2//С0	Кр*т^1+ +к ) + дтр+(1+а)Х (	\-\-т+п \1	I	l+n\	qK х 1 +	- - + 1 + -1— ; тп=-^— \	К /1	\	К /	а
1	5 6	т = /?вых/ Ri П = /?г/^ВХ Q = R1/R2 Т2— Tj/К0	Г 1 + т(1+а)1 i+ х +рт1‘ +а+ 1 1/11 \/i । \iiii ~Нn ~Н Q)	я +(14-w)(14-n)]+l+	, тп— л\	а
Условия выбора сопротивлений — цепей
б = A Q/Q	6= Д <ор / <1>р
6<0,2; Q = 0,2 3,65	1,37 К 0,73	</?х^0,27 RBX К 3,65/?ВЫХ^^2^ 1 >37 /С ^?ВХ	6<0,2; а = 0,2 0,07 К 2,7^- < R!^0,07Rbi Л 14 /?ВЫХ^-^2^О>36 7?ВХ
сч	й	й „	д	д о	-	OS	* II	-	V/ °	1°/ « 5	»	“	1 °	W	V/	g V/	г.	и	QS «Э	О	з	ю QJ	6<0,2; а = 0,2 10— ^л<0,4К К 2RBb^K<Ri<0,№KRtx 10^Rt<0,4KRn i\
00
Схема	Условные обозначения	Характеристический полином Е (р)
	У = ^вых/ ^Вх	
Табл.
2
1 4		Г	1	т 4- п т(\ — у)' р2 х2 И 1  _1_ —I— + 	— L	Ку	Ку	к	J Г	3	1	2т + 5п + рт з+ —	+	„	4- L	Ку	у	Ку 1 — у I	1	2п т( + 3 К "| + 1+Кт+^ +	+ 1—7)
			К
о	т = Квых/R п ~ R/Rbx	p.^f1 + -L + i±i + =^l L К у Ку	К \	+
5	тп — q	Г I	1 \	1	/п+4п L \	Ку)	у	Ку	 +
		1 — у I	1	2п т (1 + 3~^~т + 1 + Т7 + V7 + Л J	К у к у	J	— V) к
3 6		/	1	п4-4т	1 — у\ Р2т3 U + —+ ^-+"г—77" +PtX \	Ку	Ку	К ] Г j	1 \	1	2/п+Зп/2 X 3 1+	1- + Т + 1 \ Ку] у	Ку	
		1—yi	1	2п	т ~77~ 4" 1 4"	4- ~ 4- ~т; (1  К j	Ку Ку	К	-V)
Продолжение
Условия выбора сопротивлений — цепей	
б= AQ/Q	б = Л шр/ шр
/Л ь. “ Й-Т'0 2	о» *?	Е	3	/Л Ф	*	=	S ^5	Ъ	О й	/Л	? <о|>:	6 <0,2; т<К—: 3 — 46 К8 Л< 3(1-6) 11 >В" ^R<0,08KRBX Л
6 <0,2 48— <т<0,05-^- К	Q Q 20тг/?вых<Ж Л < 0,02 -^-Rux	
6<0,2 Qo	К 42 — </п <0,03 —— К	Q 0 32-J-RBUX<R< Л < 0,024 -у- /?вх	6 <0,2; т< К6 12—146 п< К6 П" 3(1-6) 46^в“х < Я<0,08КЯвх А
пру этом влияние частотных зависимостей входных и выходных сопротивлений
окажутся незначительными по сравнению с влиянием частотной зависимости
коэффициента усиления. Как будет показано ниже, это подтверждается -и резуль-
татами эксперимента.
Экспериментальное исследование селективных /?С-усилителей
С целью проверки результатов анализа и определения реаль-
ного частотного диапазона схем были рассчитаны и эксперимен-
тально исследованы две схемы: Селлена—Ки и схема с мостом
Вина (рис. \а и б соответственно). На основании справочных дан-
Рис. 1. Селективные /?С-цепи:
а) схема Селлена’—Ки; б) схема с мостом Вина
ных для |/?вых, /?вх и /Со микросхемы К1УТ401А и условий, приве-
денных в табл. 3, были определены номиналы резисторов в цепях
ОС. Перестройка резонансной частоты в обеих схемах осуществля-
лась одновременным изменением пары конденсаторов с сохране-
нием отношения их величин. Для схемы с мостом Вина произво-
Рис. 2. Зависимость добротности селективных /?С-це-
пей от резонансной частоты:
/, 2 — расчетные кривые; 3, 4 — экспериментальные ре-
зультаты
79
дился точный подбор величин емкостей из-за их большой чувстви-
тельности к величинам пассивных элементов (погрешность не пре-
вышала 0,1 %).
Экспериментальные зависимости добротности от резонансной
частоты для испытанных схем приведены на рис. 2 (кривые 3 и 4).
Диапазон частот, при котором добротность увеличивается на 20%
от ее величины на низких частотах, составил 100—150 кГц для
схемы Селлена—Ки и 700—1000 кГц для схемы с мостом Вина.
Для сравнения расчетных и экспериментальных данных на
рис. 2 построены теоретические зависимости добротности от ре-
зонансной частоты (кривые 1 и 2).
На основании выражения (3) для схем Селлена-Ки и с мостом Вина полу-
чены соответствующие расчетные зависимости: Q = Qo/[l— 2(л/гр)2(7,17,2 + Г17,з +
4-Г2Тз)], Q = Qo/(1— Э6ф(л/р)2(Л7'2 + Г1Тз + Г2Тз)/Ко], где Qo — добротность схем
«а низких частотах.
Хорошее совпадение теоретических и экспериментальных результатов пока-
зывает, что полученные расчетные формулы предельной резонансной частоты
могут быть с успехом использованы для качественной оценки частотных воз-
можностей селективных 7?С-цепей, выполненных на ОУ.
Выводы
В статье предложена методика учета частотных свойств ОУ
на параметры селективных 7?С-цепей, проведен анализ и экспери-
ментальное исследование ряда схем на одном ОУ. Результаты
работы позволяют сделать следующие выводы:
1.	При оценке частотных возможностей селективных RC-схем
нельзя использовать аппроксимацию АЧХ ОУ передаточной функ-
ции одного интегрирующего звена, поскольку это приводит к су-
щественным ошибкам при определении, предельных резонансных
частот. В большинстве исследованных схем для обеспечения устой-
чивости не требуется введение корцектиоующих цепей.
2.	При оценке предельных частотных возможностей селектив-
ных (/?С-цепей на ОУ можно учитывать только частотную зависи-
мость коэффициента усиления, аппроксимируя ее передаточной
функцией интегрирующих звеньев. При этом частотный диапазон
лучших схем определяется в основном произведением первой и
второй постоянных времени аппроксимирующей функцией. Наи-
большими предельными резонансными частотами обладают по-
тенциально неустойчивые усилители (схемы Дильянниса и схемы
с мостом Вина).
3.	Входные и выходные сопротивления ОУ оказывают наимень-
шее влияние на добротность и резонансную частоту в схемах с
дифференцирующим Т-мостом и соответствующей ей схеме Сел-
лена—Ки. Это дает возможность получить по сравнению с други-
ми схемами при одинаковых величинах емкостей более низкие
и более высокие резонансные частоты.
80
4.	Экспериментальные результаты подтвердили возможность
использования полученных результатов для оценки частотных воз-
можностей различных схем селективных /?С-усилителей. Исследо-
ванная схема Селлена—Ки обеспечивает возможность получения
предельной резонансной частоты до 150 кГц, схема с мостом
Вина — 1 МГц.
Авторы выражают благодарность студенту Прокофьеву П. П.
за помощь в проведении расчетов и экспериментальных исследо-
ваний.
Список литературы
1. Алексенко А. Г. Основы микросхемотехники. Элементы морфологии микро-
электронной аппаратуры. М., «Советское радио», 1971. 350 с.
2. В u d a k A., Pet г el a D. М. Friquency Limitation of Active Filters Using
Operational Amplitier. — «IEEE Trans, on Circuit Theory, v. CT—49, 1972,
№ 4, p. 332.
•3. Славе кий Г. H. О максимально достижимой добротности звеньев активных
RC-фильтров второго порядка. Межвузовский об. «Избирательные системы
с обратной связью», вып. 1. Таганрог, 19173, с. 4.
4.	Торгонский Л. А. Исследование нестабильности полиномиальных активных
RC-фильтров. Автореферат диссертации на соискание ученой степени к.т.н.
Томский политехнический ин-т, Томск, 1974.
5.	Vogel Р. W. Method for Phase Correction in Active RC—Circuits Using Two
Integrators. — «Electronics Letters», 1971, v. 7, № 10, p. 273.
6.	Faulkner E. A., Grimbleby G. B. Active Filters and Gain—Bandwidth
Proluct. — «Electronics Letters», 4970, v. 6, № il7, p. 549.
7.	Теория автоматического регулирования. Под ред. В. В. Солодовникова. Кн. 1.
М., «Машиностроение», 1957. 768 с.
В.	Мигулин И. Н., Чаповский М. 3. Усилительные устройства на транзисторах
(проектирование). Киев, «Техшка», 1.974. 322 с.
*9. Масленников В. В. Влияние паразитных реактивностей на свойства селек-
тивных RC-усилителей. — «Известия вузов СССР, серия Радиоэлектроника»,
1974, № 7, с. 4Ю|8.
УДК 621.375.132.9:621.382.322
В. А. БОЛОНИН, А. М. НИКИТИН, В. И. ПЕТРОПАВЛОВСКИЙ,
Н. В. СИНИЦЫН
Фазостабильный избирательный R ^-усилитель
на полевых транзисторах с двумя фазосдвигающими
цепочками в канале прямой передачи
Введение
В связи с бурным развитием фазовых следящих систем для
наведения астрономических приборов и других объектов все боль-
шее внимание уделяется вопросам исследования и разработки фа-
81
зостабильных избирательных усилителей (ИУ), которые являются
одной из составных частей таких устройств.
Известно множество схемных решений, на основе которых мож-
но построить избирательные усилители. Однако многие из них
обладают рядом существенных недостатков: невысокой амплитуд-
но-фазовой стабильностью, связанной с большой чувствитель-
ностью к разбросу параметров элементов, сложностью настройки,
большим количеством элементов (ИУ с двойным Т-образным мос-
том); низкой надежностью, плохой помехоустойчивостью к элек-
тромагнитным полям, большими габаритами на низких частотах
(ИУ с .LC-контуром); невозможностью создания перестраиваемо-
го в широком диапазоне частот избирательного усилителя из-за
наличия переходных и паразитных емкостей, трудностью изготов-
ления многих схем ИУ в микроисполнении.
От большинства этих недостатков позволяют избавиться
схемы избирательных ^С-усилителей с фазосдвигающими цепочка-
ми в канале прямой передачи и частотнонезависимой обратной
связью [4].
Особый интерес представляет исследование таких схем с при-
менением в качестве усилительных элементов полевых транзисто-
ров, поскольку последние обладают рядом преимуществ по срав-
нению с биполярными [1, 2].
Целью данной работы является исследование избирательного
усилителя с частотнонезависимой положительной обратной связью
на полевых транзисторах с фазовращателями в канале прямой
передачи.
Фазосдвигающая /?С-цепочка
В общем случае фазосдвигающую цепь можно представить как
четырехполюсник. Фазовращатель характеризуется коэффициен-
том передачи вида
X(i©) = X(®)e,’(e>,	(1)
где К (о) = У u2(ico) + v2(<d)— модуль передаточной характеристи-
ки; ср (<о) == arctg ——аргумент передаточной характеристики;
и (со)
u((d), v (со) —напряжения на входе и выходе ^?С-цепи.
Обычно простой четырехполюсник, состоящий из сопротивлений
и емкостей, не может обеспечить сдвиг фазы более чем на 90°,
но если он собран по схеме рис. 1, то фаза У относительно Е
изменяется от 0 до 180° при изменении частоты от нуля до беско-
нечности. Это становится очевидным Из рассмотрения векторной
диаграммы (рис. 2), где XI и RI — величины напряжений на емко-
сти и сопротивлении соответственно.
82
Так как величина (JRI + 1XI) должна быть равна 2Е для всех
значений частоты, траектория точки В находится на окружности
с центром в нуле и радиусом Е. Следовательно, Уо равно Е по
модулю на всех частотах и сдвиг фазы между этими векторами
<р=180° —20,	(2)
где 9=Х/Я (ОС5°).
Передаточная функция рассматриваемой фазосдвигающей це-
почки определяется, исходя из преобразованной схемы (рис. 3),
следующим образом:
K<'’> = ,C"4t7F--	(3>
где Ло=^н/(^+^н); Л = T2=CRRH/(R+RH)\ р — оператор Лап-
ласа.
Нетрудно заметить, что при сопротивлении нагрузки, стремя-
щемся к бесконечности, постоянные времени Ti и Т2 становятся
равными.
Исходя из вида передаточной функции данной цепочки, можно
показать, что она относится к группе неминимально фазовых ли-
Рис. '1. |/?С-цепочка Рис. 2. Векторная диаграм-	Рис. 3. Эквивалентная
ма напряжений в 7?С-це- схема 7?С-цепочки
почке
нейных звеньев. Нормированные характеристики для подобного
вида звеньев имеют следующий вид (3):
К'(й) =	—амплитудно-частотная характеристика;
<р (й) = — arctg йт — arctg й — фазочастотная характеристика;
(здесь т = TilT2\ й = со?2 — относительная безразмерная частота).
Расчет фазовращателя
Практическая схема фазовращателя, состоящего из фазоин-
вертора и фазосдвигающей цепочки, представлена на рис. 4. Эта
схема характеризуется высоким входным сопротивлением и коэф-
фициентом передачи, близким к единице.
Эквивалентная схема рассматриваемого каскада вместе с фа-
зосдвигающей /?С-цепозкой представлена на рис. 5. На основании
83
приведенной эквивалентной схемы можно составить следующую
систему уравнений:
Н--— 'j 1L	/2	— Е
\	рс /	рс
— Л—“ +	+	---=
рС \	рС /
--Л ^?4--Л 4" (*3 4" #4 + К) ^3 -- О
где
Е ~ S Rt изи.
Решая эту систему уравнений относительно токов /ь /2 и /3 и
принимая во внимание, что
(7H-=ZH./? = (/3-Zs)/?
(5)
после несложных преобразований можно получить выражение для
коэффициента передачи
Рис. 4. Схема фазовращателя
Рис. 5. Эквивалентная схема фазо-
вращателя
Т1 = С-^-; ?2 =	У1.5 Мз ~ с^(/?	и
Кз	Ло -f- Л1 о К/ Кз
*о = RiR + RiR3 + RjR^ + RR2 + ^?^?з 4” ^?2^з 4~ R2R4 4* ^?з^4>
Уо = С [/?$ (RR3 4- RR4 4- R2 4- RR2) 4- Кг ^4 4- ^?^?з ^4 4"
4- R2 4- RR2 ^4];
Х1=/? + ^; Yi=C(R + R2)Ri,
84
Ri — дифференциальное сопротивление канала; г — сопротивление,,
определяющее величину добротности избирательного усилителя.
Необходимо отметить, что для фазоинвертирующего каскада
справедливо равенство Лг=Лз, а следовательно, постоянные вре-
мени 7\ и Т2 равны.
Расчет избирательного усилителя с двумя фазосдвигающими
ЛС-цепочками в канале прямой передачи
Структурная и принципиальная схемы избирательного усили-
теля представлены на рис. 6 и 7. Принцип работы рассматри-
ваемой схемы избирательного усилителя основан на том, что кас-
кады на транзисторах 7\ и Т2
сдвигают фазу на л/2, каскад
на Т3 служит для усиления и
инвертирования сигнала. Схе-
ма охвачена общей парал-
лельной обратной связью, цепь
которой состоит из делителя
на сопротивлениях Лэ, Лю, со-
Рис. 6. Структурная схема избиратель-
ного усилителя
противления г и разделитель-
ной емкости Сое, включенной между стоком Т3 и затвором Л. На
частоте /рез, определяемой выражением
^рез RC 2л
(7>
где RC — постоянная времени фазосдвигающей цепочки, каждый
фазосдвигающий каскад дает сдвиг фазы <р = 90°. В этом случае
сигнал на стоке транзистора Т3 оказывается в фазе с входным.
Рис. 7. Принципиальная схема избирательного 7?С-уси-
лителя
85
при
(9)
ф-ле
сигналом — в усилителе действует положительная обратная связь,
вследствие чего схема имеет максимальный коэффициент уси-
ления.
На других же частотах в схеме действует комплексная обрат-
ная связь и коэффициент передачи схемы быстро падает. Возмож-
ность генерации схемы на резонансной частоте устраняется схем-
ным путем.
Коэффициент передачи системы (рис. 6) при разомкнутой
цепи ОС определяется следующим образом:
К(р) = К1.Л,.К4.(2^_у.	(8)
\ I +	/
где Кь Къ Кз — коэффициенты передачи первого, второго и треть-
его каскадов, T=Ti = T2.
Передаточная функция этого избирательного усилителя
замкнутой цепи ОС имеет вид
Кос(р) = к0--------(1+^Г2)-l 2^---------,
ос ®(1+р2Т»)(1 + Квт)+2р7’(1-*.Т)’
где Ka=KtK2Kv. Kt, Кг — коэффициенты, определяемые по
(6а); /Сз=5 (i7?9 + /?ю) •
Преобразовав выражение (9), получим
К (i ,0 = К Г (1 H-О (1 — Qa)a —4 (1 — Г) £2» _
ос' )	°[ (1+D«(1—йа)»+4(1—Г)2О2
_ .__________Я(1 — Я2)_______]
1 (1 +Г)2(1 — Я2)2+ 4(1 — Г)2 Я2 ]’
где Й = ю7’; Г = Лоу; y = Rio/(Rd+Rio) (Ri^v^Rio),
Из ур-ния (10) можно получить соотношение, определяющее
зависимость фазы от частоты:
______4Я(1 — Я2)________
(1 +Г)(1 — Я2)2 — 4(1 — Г) Я2 ’
где при ф = 0° или 360°, й= 1, т. е. <врез= 1/Т.
Модуль коэффициента передачи в момент резонанса
, V. Ко /Ю+Т) (1 - Я2)2 - 4 (1 - Г) Я2]2 + 16 Я2 (1 - Я2)2
lAoc	(1 + Г)2 (1 — Я2)2 + 4 (1 — Г)2 Я2
Оценим нестабильность фазы вблизи резонансной частоты.
Взяв производную от выражения (И) и переходя к конечным
приращениям, получим нестабильность фазовой характеристики
в зависимости от параметров фазосдвигающих цепочек
Дф| =---------2——	(14)
Vlo=1 1—т •	'
где Т=RC.
(Ю)
(Н)
(12)
(13)
86
Результаты эксперимента
При экспериментальной проверке в качестве активных элемен-
тов применялись полевые транзисторы с р-гг-переходом типа КП 102'
с крутизной S^ImA/В. При этом коэффициент передачи и доб-
ротность исследуемой схемы на резонансной частоте составили:
Кос(/рез>0,5; Q = 20.
Применение полевых транзисторов типа КП103 (S^3mA/B)
позволило увеличить добротность и коэффициент усиления данной
схемы до значений Koc(fpes) = 2; Q = 75.
Диапазон перестройки резонансной частоты исследуемой схемы
составил 20 Гц-4-100 кГц. Весь рабочий диапазон частот избира-
тельного усилителя был разбит на четыре поддиапазона в зави-
симости от емкости конденсаторов Ci и С2. В каждом из поддиа-
пазонов возможна перестройка резонансной частоты потенциомет-
рами /?4 и Rq при изменении добротности не более чем на 10%.
Рис. 8. Зависимости коэффициен-
та усиления и добротности ИУ
от частоты
Рис. 9. Зависимость добротности от
сопротивления на входе ИУ
Характеристики зависимостей Koc=F(fp)f Q=F(fp), Q = F(r)
на рабочих частотах фазовых следящих систем приведены на
рис. 8 и 9.
Избирательный усилитель испытывался на стабильность ре-
зонансной частоты и фазы на резонансной частоте в диапазоне
температур —5°4- + 60°С. При этом абсолютная величина ухода
фазы Дер не превышала тридцати минут при напряжении питания
Длит*——25 В.
Абсолютное значение ухода резонансной частоты Д/р в задан-
ном диапазоне температур не превышало 15 Гц на резонансной
частоте 2,3 кГц. Относительная ошибка
6fp = _^p_.100% < 1%.
/р
87
На рис. 10 представлены амплитудно-частотные и фазо-частот-
ные характеристики исследуемого избирательного усилителя.
Практически не наблюдалось изменений характеристик при пони-
Рис. 10. Амплитудно-частотные и фазо-ча-
стотные характеристики ИУ
жении температуры от +25
до —5°С.
Зависимости коэффици-
ента усиления при включен-
ной цепи обратной связи от
добротности и частоты при-
ведены на рис. 11.
Рис. 11. Зависимости коэффи-
циента усиления ИУ от доб-
ротности и от частоты
Выводы
1.	Разработка схемы избирательного усилителя на полевых
транзисторах позволяет существенно упростить схему усилителя,
уменьшить его габариты и повысить надежность по сравнению с
избирательными RC и ЛС-усилителями на биполярных транзисто-
рах за счет значительного уменьшения элементов схемы.
2.	Рассмотренная схема усилителя позволяет относительно лег-
ко получить плавную перестройку резонансной частоты (20 Гц—
-+100 кГц) в каждом из четырех поддиапазонов, при добротности
ИУ, доходящей до сотен единиц.
3.	Повышенная стабильность амплитудно-фазовых характерис-
тик позволяет широко использовать избирательный /?С-усилитель
на полевых транзисторах с фазосдвигающими цепочками в систе-
мах связи, измерительных устройствах и фазовых следящих си-
стемах.
Список литературы
1.	Малин Б. В., Сонин М. С. Параметры .и свойства полевых транзисторов. М.,
«Энергия», 1967. 51'12 с., с ил.
2.	Сенин Л. Полевые транзисторы. М., «Советское радио», 1968. 184 с., с ил.
3.	Теория автоматического управления. Под общ. ред. А. В. Нетушила. М.,
«Высшая школа», 1968, с. 88—9|1.
4.	«Industrial Electronics». A Phase Shift Oscillator or Telective Amplifier
Circuit, January, 1969, pp. 553—554.
88
УДК 621.374.4
В. А. ПОЛЕЩУК, Ю. Л. ХОТУНЦЕВ
Исследование широкополосного варакторного
утроителя частоты
В статье описан широкополосный утроитель частоты на крем-
ниевом диоде с холостым контуром, настроенным на вторую гар-
монику, и с входной частотой fi= 100 МГц.
Для оценки энергетических показателей умножителя исполь-
зованы результаты работы [1] в предположении, что в заданном
диапазоне частот рекомбинационными и гистерезисными потерями
можно пренебречь [2]. При расчете используются приведенные
в работе [1] параметры: нормированный коэффициент полезного
действия а, нормированная выходная мощность р, нормированные
сопротивления — входное А и оптимальной нагрузки диода В,
нормированная емкость перехода 5максА$оп, где п — номер гармо-
ники. С их помощью определяются КПД, выходная мощность
Рвых, активное сопротивление диода на первой гармонике в ра-
бочем режиме, оптимальное сопротивление нагрузки диода на
третьей гармонике, а также емкость перехода на первой, второй
и третьей гармониках:
if = ехр(— а/вых//е);
^i= А ‘
^мин
в


(1>
р   р ^макс .
и0 п	имин с	>
•>0 п
^вых == Р ^мин (ф ^пр) > ,
где fc — критическая частота диода; Rs — сопротивление потерь
диода; coi — частота первой гармоники; (/пр — обратное напряже-
ние пробоя р-/г-перехода; Смин — емкость диода при U=UU^
Ф — контактная разность потенциалов /?-/г-перехода.
В отличие от [1], в данной работе расчет умножителя произ-
водится для случая заданной выходной мощности РВых- Для за-
данных значений Смин и UUp по заданной же величине входной
мощности РВых находится новое значение пробивного напряжения
f/'np, | tPnp| | £Aip|, при котором реализуется оптимальное зна-
чение уровня возбуждения d. При этом новое значение емкости
Смин = Смин	(2>
89
где у — показатель степени нелинейности вольткулоновой харак-
теристики.
Новое значение пробивного напряжения (У'пр находится из
ф-л (1) и (2):
(Ф - ^р)2-7 = ^вых/Р ®1 Смин (ф -	.	(3)
Подставив С/'пр и С'шш в выражения (1), получим значения им-
педансов на первой и третьей гармониках, считая, что выходное
•сопротивление диода равно оптимальному сопротивлению нагруз-
ки диода.
Ввиду того, что импедансы диода и оптимальное сопротивле-
ние нагрузки диода отличаются от стандартных волновых сопро-
тивлений линии передачи, возникает необходимость в согласую-
ще-трансформирующих цепях.
Рассмотрим схему утроителя частоты рис. 1. Она содержит
генератор с внутренним сопротивлением 7?г, нагрузку с сопротив-
лением 7?н, варактор и реактивные цепи. Индуктивность L3 вместе
с варактором образует последовательный резонансный контур,
настроенный на холостую частоту cor: L3= l/aACor.
Рис. 1. Принципиальная схема утроителя частоты
Контур Л4С5 также настроен на холостую частоту и предотвра-
щает проникновение сигнала этой частоты на вход и выход утро-
ителя. Контур L2C3 настроен на частоту со3 и предотвращает про-
никновение третьей гармоники на вход умножителя. Контур L^CG
представляет собой режекторный фильтр для основной'гармоники.
На входе и выходе умножителя включены простейшие согласую-
ще-трансформирующие цепи CiLiC2 и С7Л6С8.
Определим импедансы параллельного соединения цепей Л4С5
и А3Сд на частотах Д и /3. Здесь Сд=Со1 для частоты fi и Сд = Соз
для частоты f3. На частоте fi
/?i + i (cdj L3 — 1/(01 С01)	1 (®i ^4 — 1 /®i Съ)
=	4- i---------—--------.
ю2 (Coi + Сб)
90
(С \2
G01 Г с5 /
51 =
<01
(02
Ш2
®1 ’
Соответственно на частоте /з
Rs + * (<о3 ^з — 1М Соз) * (<о3 Сд — 1 /©з Сб)
Я'4-i--------
<02 (Соз + С8)
(5)
где Я' = (—%-Уя8; g2 = -^-----
\ Соз + Св у	<0j со3
Будем считать, что проводимости контуров LZC3 и C^L3, на-
строенных на частоты со3 и ап, малы в рассматриваемой полосе
частот и ими можно пренебречь.
Эквивалентные схемы умножителя на частотах Д и f3 для этого
случая приведены на рис. 2а и 26, где
Z v 1	1
.	’ — Z« ~Н 1 со. Ln^
i <01С3 + 1 / i ©! L2
^ВЫХ, -- Z3 -J-
-------------«Z3 — i——.
i <o8 Ce -f-1 / i <03 Ьб	<0з
Рассмотрим кратко методику расчета простейших согласую-
щих цепей. Как известно, для полного согласования импедансов
Z и Z' необходимо, чтобы
действительные части Z и Z'
были равны, а мнимые час-
ти в сумме равны нулю.
В случае умножителя необ-
ходимо согласовать импе-
дансы Zbxi и Zblixi с актив-
ными сопротивлениями ге-
нератора и нагрузки. Как
правило, активные состав-
ляющие импедансов диода
меньше сопротивлений на-
грузки и генератора, поэто-
му для трансформации Rr
в ReZBX параллельно Rr
включается емкость С[. Па-
раллельное соединение Rr
и обладает импедансом
Рис. 2. Эквивалентные схемы умножи-
теля на первой (а) и на третьей (б)
гармониках; нормированный низкочас-
тотный прототип входной части утро-
ителя (в)
Z = RrX*Ci I (/?2 + Х2 )_ i/(Oi Сэкв>
где Сэкв — эквивалентная емкость соединения. Для компенсации
Сэкв включена реактивность IX такая, чтобы —i/coiСЭКвН-i ImZBxi4-
+ iX = 0.
91
Если в результате расчета окажется, что 1Х носит индуктив-
ный характер, то последовательно с ней надо включить большую
-емкость С2, чтобы осуществлять подстройку цепи только емкостя-
ми Ci и С2, одновременно цепь смещения будет развязана от со-
противления генератора. При этом величина индуктивности изме-
нится. Новое значение индуктивности вычисляется из соотношения
Im ZBX i—l/coi СЭКв+со iiLi—1 /со i Cz=0.
Часть цепи с сопротивлением Zz=ZBX + Z + i cdiLi—i/coiC2 обра-
зует последовательный контур, нормированный низкочастотный
прототип которого приведен на рис. 2в. Параметры низкочастот-
ного прототипа схемы выбираются таким образом, чтобы обеспе-
чить максимальную полосу согласования при заданном минималь-
ном значении неравномерности коэффициента передачи Д/<2мин.
Нормированные параметры низкочастотного прототипа определя-
ются следующим образом [3]:
р. __ А^мин______________.	_ 9 -1 /~ * А ^МИН
о норм	9	»	&1 I/	9
(X А /Смин)	А ^МИН
Величина емкости С\ находится с помощью £Норм из условия
ReZ = g-цорм ReZBXi или RrX2cJ(R2r+X2Ct ) = gu ReZBXi. Аналогично
рассчитывается согласующе-трансформирующая цепь по третьей
гармонике.
Если бы входная или выходная цепи умножителя содержали
только импеданс диода, настроечную индуктивность и сопротив-
ления генератора или нагрузки, то добротности этих цепей были бы
равны
Qbxmhh 1/^1 C01/?n Qbbixmhh 1/^3 ^03^3
(6)
и тогда верхние границы относительных полос пропускания вход-
ной и выходной цепей умножителя при заданной неравномерности
коэффициента передачи АЛ2Мин и без учета влияния холостой цепи
можно найти из следующих соотношений [3]: Д(оВх макс=£i/Qbx мин;
А(оВЫх макс = ё‘1/С?вых мин; максимальные полосы входной и выход-
ной цепей умножителя при |ДК2МИн = — 1 дБ, gi=l; A<dbx=1,28;
Ао)Вых== 1,53.
Однако реальные полосы умножителей с холостыми контурами
могут быть меньше значений, определяемых соотношениями (6)
вследствие наличия холостых цепей и их влияния на полосу сог-
ласования входной и выходной цепей.
В случае умножителя с холостой и согласующими цепями
(аналогичными приведенным на рис. 1) добротность входной цепи
будет определяться эквивалентной емкостью диода и холостой
цепи эквивалентной емкостью параллельного соединения Rr
92
и Ci и емкостью С2: QBx = Xsct /ReZi, где Xsct = JmZi+JmZ—
— 1/со|Сг; ReZ взята из ф-лы (4) или
(Со1 + С5)’Х2С1
Увх —	ГР
Ь01 А1
Л _ Si Сщ Ri
вх- (с01+с6рх2С;
Аналогично для выходной цепи
(Соз + С5)2 -\sc8
Q -	_________
4BX~ReZ3_ C03R3
л ____ £1Соз#з
^вь«--(Соз+С5)*Х2С8-
(7)
(8)
Из соотношений (7) и (8) следует, что увеличение емкости С5
приведет к уменьшению полосы пропускания входной и выходной
цепей, однако при чрезмерном уменьшении емкости С5 уменьшает-
ся полоса пропускания холостой цепи. Поэтому емкость С5 вы-
брана близкой к емкости Coi.
По приведенной выше методике был рассчитан утроитель ча-
стоты для получения выходного сигнала мощностью /)вых=1Вт
на частоте 300 МГц.
В утроителе применен кремниевый варактор со следующими параметрами:
степень нелинейности вольткулоновской характеристики у=О,33; критическая
частота fc=12,2 ГГц; пробивное напряжение Спр = —75 В; емкость при напря-
жении смещения UCM=—-6 В, С-б=15,3 пФ.
Расчет дает оптимальный коэффициент полезного действия при РВых = 1 Вт,
ц = 81,5°/о. Расчетные импедансы диода по входной и третьей гармоникам
2» =(47,5—i 91) Ом; Z3= (17,5—i 30) Ом.
Выбрав С5=8,9 пФ, определяем максимальную полосу пропускания согла-
сующих цепей при АЛ2мин =— 1 дБ. По ф-ле (7) определяем Д(оВх=0',31, из
ф-лы (8) Дсовх =0i,178.
Следует учесть, что при ДЛ2Мин = —1 дБ КСВ в полосе может меняться
в значительных пределах. Поэтому входную цепь надо рассчитывать при мень-
шем уровне неравномерности, например, при ЛК2=—0,5 дБ. При этом £=-0,7
и Дсовх=О,217.
Измерение импедансов диода по первой гармонике проводилось с помощью
измерителя полных сопротивлений РЗ-1, а по третьей гармонике — с помощью
измерительной линии ЛИ-3. Получены следующие результаты: на частоте
Zi = (50 — i 40) Ом; на частоте Z3 = (4 7,5 — i 38) Ом. Импеданс диода на ча-
стоте /3 достаточно близок к расчетному. Измерение импеданса па частоте fi по-
казывает, что емкость диода на первой гармонике вдвое больше расчетной. При
расчетах пренебрегли паразитными параметрами диода — емкостью патрона и
индуктивностью ввода ввиду их малости.
В заключение приведем. некоторые результаты эксперимен-
тального исследования умножителя, рассчитанного по приведен-
ной выше методике. Умножитель обладает следующими парамет-
рами: при РВых= 1,25 Вт максимальный КПД достигал т) = 65%,
а при узкополосной настройке т) = 75% при Рвых= 1,6 Вт. Так как
93
выходная мощность больше оптимальной (Рвыхопт= 1 Вт), КПД
несколько меньше расчетного, что соответствует данным ра-
боты [1].
Рабочая полоса достигает 16,5% при неравномерности в по-
лосе пропускания 1 дБ (рис. 3). Таким образом, полоса пропус-
Рис. 3. Амплитудно-частотная характеристика утро-
ителя
кания определяется в основном выходной цепью. На рис. 4 при-
ведена зависимость КСВ на входе умножителя в полосе частот.
В рабочей полосе КСВ изменяется от 1,06 до 1,25. Для подав-
ления лишних гармоник на выходе умножителя был включен
полосовой фильтр с полосой пропускания Д(о = 20% с неравно-
мерностью в полосе менее 0,5 дБ.
Рис 4. Коэффициент стоячей волны на входе утроителя
Для обеспечения устойчивой работы умножителя использо-
вался внешний источник смещения с малым внутренним сопро-
тивлением, подключенный к диоду через фильтр, образованный
дросселем Др и емкостью С4 (см. рис. 1). Рабочее напряжение
смещения С/См=15В, и при его изменении на ±20% форма ам-
плитудно-частотной характеристики практически не изменилась.
Снятие АЧХ при различных (7СМ и РВх позволило оценить чув-
ствительность выходной мощности к изменению напряжения сме-
щения
3£вых = АРвых/Рвьа_ = 0 65
^см Д Ucu/U
94
и чувствительность выходной мощности к изменению входной мощ-
ности
_ Д Рвых/Рвых = J 9
вх Д^вх/^вх
Эти величины позволяют оценить влияние изменения парамет-
ров (7См и РВх в рабочих условиях.
Проведенные исследования показали, что использование даже
простейших согласующих цепей позволяет реализовать широко-
полосный утроитель частоты с полосой пропускания более 15%,
при неравномерности в полосе пропускания 1 дБ.
Список литературы
1.	Burkchardt С. В. Analysis of Varactor Frequency Multipliers for Arbitrary
Capacitance Variation and Drive Level. — «BSTJ», 1965, v. 44, N 4, p. 675—692.
2.	Schunemann K-, Bergandt H. G. Ein Diodenmodell fur Frequenz-
vervieljacher mit Speichdiode. — «A.E.U.», — B. 24, N 7/8, S. 328—336.
3.	Могилевская Л. Я., Хотунцев Ю. Л. Синтез согласующе-траисформирующих
цепей и каскадное соединение активных устройств. — В кн.: Труды летней
школы по теории цепей. ТАЛЕ, ЧССР, 1071, ю. 1718.
УДК 621.372.622
В. И. ГУСЕВ, Б. Е. ПЕТРОВ
Исследование устойчивости стационарного режима
варакторного умножителя частоты высокой
кратности
Введение
Известно, что в умножителях частоты высокой кратности мо-
гут возникать различные паразитные колебания. В то же время
мало известно, какие ограничения налагает требование отсутствия
возникновения этих колебаний на схему умножителя частоты.
Обычно при конструировании умножителей частоты ограничива-
ются расчетом величин элементов колебательных цепей умножи-
теля с заданным сопротивлением источника сигнала. Решение во-
проса о том, как влияют эти элементы на устойчивость стацио-
нарного режима, оставляют для эксперимента. В эксперименте
же устойчивость стационарного режима чаще всего обеспечивает-
ся за счет снижения КПД умножителя.
Драгоне и Прабу [1, 2] провели теоретическое исследование
устойчивости стационарного режима в схемах умножителей часто-
ты с холостыми контурами и диодом, имеющим квадратичную
вольткулоновую характеристику. В таких умножителях возможно
95
возникновение паразитной модуляции, характеризующейся часто-
тами боковых колебаний, лежащими на границе полосы пропус-
кания выходного контура умножителя. Паразитная модуляция от-
сутствует, если КПД умножителя меньше величины 1/N, где N —
кратность умножения, или если добротности входных контуров
умножителя больше добротностей выходных.
В работах Чилвероа и Фостера [3, 4] приведены результаты
исследования на аналоговой вычислительной машине (АВМ) ва-
ракторных умножителей частоты высокой кратности при кусочно-
ломаной аппроксимации вольткулоновой характеристики варакто-
ра. При исследовании на АВМ в умножителях наблюдалась пара-
зитная модуляция полезного сигнала, которую авторы связывали
с появлением дополнительного импульса напряжения на варак-
торе, наряду с основным. Для устранения дополнительного им-
пульса авторы предлагают сопротивление нагрузки, пересчитан-
ное последовательно варактору, выбирать больше некоторой кри-
тической величины.
В настоящей работе показано, что рекомендаций по обеспе-
чению устойчивости варакторного умножителя высокой кратности,
приведенных В [3, 4], недостаточно. Наряду с требованием доста-
точно большого сопротивления нагрузки, пересчитанного после-
довательно варактору, необходимо, чтобы добротность выходной
цепи умножителя была меньше некоторой величины. Последнее
аналогично условию, полученному Драгоне и Прабу [1, 2] приме-
нительно к умножителям с холостыми контурами.
В статье выяснено, что устойчивость стационарного режима
варакторных умножителей частоты обеспечивается лишь при до-
статочно малой величине сопротивления автосмещения и что су-
ществует оптимальное значение емкости цепи смещения, при ко-
тором запас по устойчивости наибольший; показано также, что
КПД умножителя частоты высокой кратности зависит от вели-
чины добротности входного контура, и при ее уменьшении КПД
увеличивается.
Дифференциальные уравнения
Для исследования была выбрана простейшая схема умножи-
теля частоты (jV = 6), изображенная на рис. 1. На рисунке обозна-
чено: Rr — внутреннее сопротивление генератора сигнала; Ссв —
емкость связи с генератором; LBXf Свх, Ьвых, Свых — индуктивности
и емкости входного и выходного контуров умножителя соответ-
ственно; RH — сопротивление нагрузки; г/см — напряжение смеще-
ния; /?см— сопротивление смещения. Варактор представлен по-
следовательной цепью, состоящей из сопротивления R и нелиней-
ной емкости, имеющей вольткулоновую характеристику u(q).
96
Учитывая выбранные на схеме рис. 1 направления движения
зарядов и полярность напряжений, получаем в соответствии с за-
конами Кирхгофа следующую систему уравнений:
+ 7“ Я1 +	?2 «п
аг Сев СВх
LBX — + /? — +«(?)- —</2 = 0;
вх Л* Л w СиЧ2
Ясм—-я—-«(?) = ««;
см dt	dt \ч/ см.
-|_ _!_ q -|_ Я *3». _ Я _ы (9)= 0;
в* dp свы1 4 т 1 a dt
41 — Яг — & = 0; Яз~ Я1 — Я — Яь = 0.
(1)
где	Чъ ?5 — заряды соответственно во входном, выходном
контурах, в контуре цепи смещения; q — в цепи варактора;
ur=£7rsin(o/ — напряжение возбуждения; u(q) =[q/C при q>0;
О при 7^0] — нелинейная вольткулоновая характеристика варак-
тора; С — емкость варактора при закрытом р-п-переходе.
Рис. 1. Схема умножителя
При фиксированном смещении псм= ^см = const. В случае
автосмещения псм = ^см, где гр — ток рекомбинации, связанный
с зарядом q~=[q при q^0\ 0 при 7^0] соотношением i^ = q~lt^
tv — эффективное время рекомбинации.
Для удобства введем следующие безразмерные величины:
Ча ~ Яп1^^г9 ип = un!Ur\ Сп = CnIC\ Ln ~ Ln(iPC\
Яп = Яя(дС; x = dx/dv, x = d2x/d't2; т = <о/,
где п = 1, 2, 3 и т. д. Обозначим 1п — ток, соответствующий заряду
Рп, и преобразуем систему (1) к виду
4—125	97
91	91/^ев	9з/^вх1 I
Лр
9г= 91 — 9з’» 9з = Л»
7э = р-[и(^+^7—^/CBJ;
lbx
l= 4—	1«cm+ «(<?) + Rl\ — 4;
Кем
~ 1 ~~ ~~________________ ~~ ~
4 = “у5	(9) "Ь ^441 95/^вых Свых;
Ьвых
95 = 4; Ир = sin?;
u(q) = [q при 1?>0; 0 при <f<0];
^m=[^cm9/°4 пРи 9<0; 0 при 9>0] — при автосмещении;
а^м = <4м = const — при внешнем смещении.
Составление структурной схемы для решения задачи на АВМ
Известно, что на АВМ можно набрать несколько различных
структурных схем, которые будут соответствовать одному и тому
же дифференциальному уравнению. К структурной схеме, необ-
ходимой для решения на АВМ системы (3), предъявлялись сле-
дующие требования:	~ ~ ~ ~ ~ ~ ~
— каждая из величин Авых, Бвх, Ссв> Свх, Rcm, Rh, R должна
определяться коэффициентом соответствующего операционного уси-
лителя;
— необходимо иметь возможность устанавливать заданное зна-
чение величины (ЬВЫХСВЫХ), чтобы при изменении индуктивности
^вых, влияющей на добротность выходного контура, не изменялась
резонансная частота этого контура;
— необходимо обеспечить наблюдение токов и напряжений в
точках, соответствующих реальным точкам схемы умножителя.
На рис. 2 показана структурная схема, которая была набрана
на АВМ МН-ЮМ с учетом этих требований. На схеме обозначено:
треугольник — операционный усилитель, треугольник с попереч-
ной чертой — интегратор. Коэффициенты ур-ний (3) проставлены
рядом с соответствующими сопротивлениями. Сопротивления без
обозначений на рис. 2 соответствуют единичному коэффициенту
передачи.
Блок нелинейности (БН) реализует кусочно-ломаную характе-
ристику u(q). Он выдает также напряжение, пропорциональное
заряду q~, необходимое в случае автосмещения.
98
Синусоидальное напряжение входного сигнала подавалось на
вход усилителя 2. Оно получалось как решение дифференциаль-
ного уравнения, описывающего колебательный процесс в контуре
без потерь. Составление структурной схемы для него не представ-
ляет трудностей и здесь не приводится.
Рис. 2. Структурная схема
Как следует из рассмотрения структурной схемы (рис. 2)., пер-
вые два из предъявленных к ней требований привели к введению
дополнительных усилителей. Например, усилитель 3 можно было
бы исключить, подав на вход интегратора 1 напряжение, пропор-
циональное величине q^RrC^, Однако при этом мы лишились бы
возможности изменять сопротивление 7?г независимо от других
коэффициентов и контролировать напряжение на сопротивлении
генератора /?г (выход усилителя 2). Отсутствие контроля этого
напряжения привело бы к отсутствию контроля согласования на
входе умножителя.
Вначале предполагалось решать задачу в собственном машинном времени
с периодом входных колебаний Твх=6,2в с. Однако предварительное рассмот-
рение колебательных процессов показало, что периоды автомодуляции, возни-
кающей вследствие неустойчивости стационарного режима, оказываются чрез-
вычайно большими (порядка 50ТВх). При этом исследование устойчивости ста-
ционарного режима практически невозможно. Для преодоления этой трудности
коэффициенты передачи всех интеграторов были увеличены в 10 раз, что при-
вело соответственно к ускорению в 10 раз всех временных процессов.
Методика исследования устойчивости
Цель исследования — выяснить, как влияют на устойчивость стационарного
режима варакторного умножителя частоты добротности входного и выходного
контуров и параметры цепи смещения. При исследовании поддерживались по-
стоянными: настройка входной и выходной цепей в резонанс, условия согласо-
вания на входе умножителя.
4*	99
Предварительный расчет элементов схемы и выбор режима работы варак-
тора осуществлялись по методике, изложенной в работе [6]. Из всех возможных
режимов был выбран наиболее часто используемый режим сильного открывания
р-п-перехода, в котором при кратности умножения N варактор закрывается на
время, характеризуемое оптимальным углом отсечки 0опт = 7'вх/Лг, а остальную,
большую часть периода, открыт.
Были исследованы умножители с Af=4, 6, 8. Изменение кратности умноже-
ния осуществлялось за счет настройки выходного контура в резонанс на соот-
ветствующую гармонику входного сигнала. Исследование устойчивости при каж-
дом из N проводилось по одной методике. Рассмотрим эту методику на при-
мере умножителя частоты с ЛМ.
Оптимальная величина сопротивления нагрузки Яа при устанавлива-
лась равной </?н опт='2/л(^2—1)~2.10_2 [6]. Этой величине Rn в оптимальном
режиме соответствовала [6] величина входного сопротивления умножителя
J?BX = l/2n(jV2—il) —0,5-l(k2. Значение /?вх определялось пересчетом сопротивле-
ния Rr последовательно с индуктивностью Свх и отличалось от расчетного.
Величина Rr устанавливалась из условия получения согласования на входе
умножителя. Согласование определялось по совпадению на экране осциллографа
напряжения на сопротивлении /?г (выход усилителя 2) и напряжения на входе
умножителя, которое получалось сложением напряжения на емкости Ссв (выход
усилителя 3) и напряжения на емкости ^СВх (выход усилителя 4). Усредненная
емкость варактора по первой гармонике Ci определялась расчетным путем через
найденные на АВМ значения /?г. Ссв> Свх при согласовании на входе.
Настройка выходного контура умножителя в резонанс осуществлялась из-
менением коэффициента 1/£ВыХСвых до тех пор, пока ширина импульса напря-
жения на варакторе на уровне точки перегиба на заднем срезе не оказывалась
равной Твх/6.
Подбором напряжения смещения уровень точки перегиба и (т)совмещался
с нулевым уровнем напряжения и соответственно длительность импульса напря-
жения на варакторе становилась равной Твх/6.
Предварительное исследование на АВМ показало, что устойчивость стацио-
нарного режима умножителя частоты ухудшается при отходе от 0Опт- Для того
чтобы гарантировать устойчивость при малых отклонениях 0, исследование про-
водилось при 0 (0,8—1,2) ‘0опт-
Устойчивость стационарного режима умножителя частоты определяется ви-
дом частотной характеристики его колебательной системы в точках включения
варактора. Для схемы умножителя частоты рис. 1 имеются три характерные
области частот: около нулевой частоты, частот первой и W-й гармоник. Вид
частотной характеристики в каждой из этих областей определяется следующими
параметрами схемы: в области низких частот — сопротивлением автосмещения
i/?cm и емкостью цепи смещения ССм = Ссв + СВх + СВыХ; в областях входной и
выходной частот — соответственно добротностью входного контура DBX и доб-
;ротностью выходного контура £>вых. Добротности DBX и DBMX определялись
ПО формулам Dbt. =1^'BX/i^?BXJ ^вых—^-^еых/^н.
С учетом этого исследование устойчивости осуществлялось в пространстве
параметров /?См, Сем, и РВЫх. Изменение величин DBX п ПВЫХ осуществля-
лось за счет изменения реактивных элементов, в отличие от рассматриваемого в рабо-
те- [4J изменения добротности £>вых за счет J?H. Изменение 7?н нарушает усло-
вия, определяющие оптимальный стационарный режим (6] и ведет к неблаго-
приятному искажению формы напряжения на варакторе и, в результате, к сни-
жению эффективности работы умножителя частоты. Вычисление емкости СС!<
проводилось без учета Свых, так как оказалось, что СВыХ<ССВхЧ-Ссв.
100
При исследовании устойчивости полагалось 7? = 0.
Определение границ области устойчивости осуществлялось следующим обра-
зом. При фиксированных Ссм, -Овх и DBMx и сохранении настройки входной и
выходной цепей в резонанс изменялась величина 7?См- Как видно из схемы
включения Сев и Свх на рис. 1, Ссм не может быть меньше минимального зна-
чения Смин, определяемого настройкой в резонанс входной цепи при Свх = 0.
Сопротивление 7?См увеличивалось до появления амплитудной модуляции, вы-
ходного сигнала, что считалось условием границы устойчивости при малых воз-
мущениях. Для определения границы устойчивости при больших возмущениях
напряжение иг на входе умножителя выключалось, а затем после окончания
переходного процесса скачком включалось снова. Если после такого изменения
иг в умножителе устанавливался прежний стационарный режим, то он считался
устойчивым при больших возмущениях.
По найденным значениям /?См, соответствующим границам устойчивости для
различных Ссм, строились зависимости Rcm гр = F (Ссм) при постоянных DBX
И /?вых-
Результаты исследования на АВМ
При исследовании на АВМ было обнаружено, что при фикси-
рованном смещении в умножителе частоты отсутствует устойчи-
вость к большим возмущениям. Поэтому дальнейшее исследова-
ние проводилось при автоматическом смещении.
На рис. 3 приведены кривые, соответствующие /?н = const,
= const, £>Вх = const, ДВых = const, отделяющие в плоскости
Rcm—Ссм область устойчивой работы умножителя от области не-
устойчивой работы. Кривые построены по точкам, соответствую-
щим результатам, полученным на АВМ. Масштаб по обеим осям
логарифмический. Сплошные линии соответствуют £>вых = 75, пунк-
тирные— /)Вых=150. Неустойчивая область располагается над
кривыми, устойчивая — под кривыми. Исследование устойчивости
проводилось для 1^ClRcm<100, так как при 7?см<1 на сопротивле-
нии терялось более 50% высокочастотной мощности, а при
/?см>100 точность в определении 7?Смгр была ниже 50%. Верти-
кальная линия, соответствующая ССм = Смин, отделяет нерабочую
область, где умножитель не может быть настроен в резонанс при
данном значении Z)Bx.
Описанное в работе [4] изменение амплитуды второго импульса
в режиме с двойным импульсом наблюдалось, когда сопротивле-
ние /?см соответствовало неустойчивой области. В случае, когда
Rcm ниже граничного значения, режим с двойным импульсом был
устойчив. Когда умножитель находился вблизи границы устойчи-
вости, отмечалось существенное увеличение времени установле-
ния стационарного режима Густ- Максимальное 7'Уст«400ТВх при
DBX = 30. Минимальное ^yCT~27BX при Овх = 2.
101
J)
^смгр
Юг
^смгр\\
Рис. 3. Зависимость граничного сопротивления авто-
смещения Rcm гр от емкости смещения Ссм при раз-
личных значениях добротности входного контура D3X
Полученные на АВМ при различных Z)BX величины i/?BI, Ci
приведены в табл. 1.
По этим значениям, совершая обратный переход по ф-лам (2)
от безразмерных величин к размерным, можно рассчитать схемы
умножителей при различных ш и С.
ТАБЛИЦА 1
N		DBX		
4	0,05	2	0,06	8,8
		4	0,05	9,4
		10	0,04	12
6	0,02	3	0,022	19
		6	0,018	.22
		12	0,013	31
8	0,01	4	0,011	30
		7	0,008	39
		14	0,006	65
Рис. 4. Зависимость КПД умно-
жителя частоты т] от сопротив-
ления варактора R при различ-
ных значениях £>вх
Наряду с определением областей устойчивой работы умножи-
теля снимались зависимости КПД умножителя ц от R при
DBX~const (рис. 4).
При снятии этих зависимостей значение /?см было выбрано
равным 5, так как при 7?См>5 на сопротивление терялось более
15% высокочастотной мощности, а при /?См=Ю режим был близок
к области неустойчивости. Величина Ссм выбиралась при каждом
значении £>Вх из условия получения максимального запаса по ус-
тойчивости, величина./)Вых = 60 оставалась постоянной.
На основании полученных результатов можно сделать следую-
щие выводы:
— существует оптимальное с точки зрения устойчивости ста-
ционарного режима умножителя частоты значение DBJxzN и
Ссм^Ю^,
— величина КПД умножителя частоты возрастает при сниже-
нии добротности £>вх.
103
Сравнение с экспериментом
В работе [5] описано экспериментальное исследование умно-
жителей частоты с кратностью 5 и 14. В обоих умножителях ис-
пользованы так называемые диоды с резким восстановлением, ра-
ботающие в режиме с сильным заходом в область отпирания.
Вольткулоновая характеристика таких диодов весьма точно опи-
сывается кусочно-ломаной зависимостью, которая использовалась
при моделировании варактора на АВМ. Использование в экспе-
рименте низкого значения входной частоты /вх=100МГц позво-
лило авторам наблюдать форму тока, протекающего через диод.
В [5] приведена осциллограмма этого тока при умножении на 14,
из которой следует, что экспериментальная форма входного тока
Рис. 5. Осциллограмма входного тока /3 в умно-
жителе частоты с кратностью 8
совпадает с формой тока, найденной на АВМ и приведенной на
рис. б. На основании результатов, полученных на АВМ, можно
сказать, что при такой форме входного тока, заметно отличной
от гармонической, возрастает КПД умножителя частоты. Это под-
тверждается результатами эксперимента [5]: ц равен 0,63 для .V = 5
и г] = 0,25 для А^=14. Приведенные показатели являются наиболее
высокими из всех достигнутых на практике.
Список литературы
1.	Dragone С. Phase and Amplitude Modulation in High Efficiency Varactor
Frequency Multipliers of Order N-'2n, Stability and Noise. — «Bell System
Technical Journal», 1967, v. 46, N 4, p. 797—836.
104
2.	Р г a b h u V. К. Stability Considerations in Lossless Varactor Frequency Mul-
tipliers. — «Bell System Technical Journal», 19*68, v. 46, N 9; p. 2035—2060.
3.	Chilvers P. W. C., Foster K. Generalised Efficiency Curve for Step—
recovery—diode. — «Eletronics Letters», 1968, Nov., v. 4, N 22, p. 487—488.
4.	Chilvers P. W. C., Foster K. Comprehensive Methods of Designing
Multiplies on Step—recovery—diodes. — «Proc, of European Microwave Con-
ference», 1969, Sept., 8—*12, p. 513—518.
5.	H a 11 R. D. Step-recovery Diodes and Snap to Frequency Multiplication. —
«Microwaves.», 1965, Sept., p. 70—75.
6.	Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектиро-
вание и расчет. Под ред. Р. А. Валитова, И. А. Попова. М., «Советское ра-
дио», 1973, с. 261—324.
УДК 621^73.522.029.64
Е. И. МАКУШЕВ, Б. Е. ПЕТРОВ, Р. П. ШАПКИН
Исследование генератора на ЛИД
в ключевом режиме с помощью АВМ
Введение
Как показано в работе fl], генерация СВЧ колебаний на лав-инно-пролетном
диоде (ЛПД) с высоким КПД (т]~5О%) может быть осуществлена в ключевом
режиме при периодическом возникновении состояния с образованием электрон-
но-дырочной плазмы. Для генерации ЛПД в ключевом режиме требуется [1],
чтобы ток диода в момент пробоя превышал критическую величину iKP = qV8NA,
где 7=1,6‘10-19 Кл — заряд электрона; У — концентрация примеси в обедненном
подвижными носителями слое диода; У,~10*7см/с (для кремния)—максималь-
ная скорость электронов; .4 —площадь активной области диода. Однако из-за
возможности пробоя в конце этапа рассасывания плазмы ток диода не должен
превышать iKp более чем в (il,38F!—1) раз [1, 2], где F=eFnp/qNW— фактор
прокола обедненного слоя; е=Ю“12Ф/см (для кремния)—диэлектрическая про-
ницаемость полупроводника; ЕПр~3,5- 1О5 В/см (для кремния)—напряженность
при статическом пробое; 1Г — ширина обедненного слоя. Эти условия с учетом
некритичности эффекта образования плазмы к изменению тока диода [3] обыч-
но записываются (после приближенной замены величины тока при пробое
удвоенным значением тока питания 7о) в виде
I <2/0/1КР< 1,38F- 1.	(1)
Из ф-лы (1) следует, что ключевой режим возможен лишь при F > 1,5. При
проектировании ЛПД для ключевого режима обычно обеспечивают F с неко-
торым запасом:
F = 4--6.	(2)
Напряжение на диоде в момент пробоя иПр, как показано в работе (4], за-
метно больше напряжения пробоя в статическом режиме ипр ст и при выполне-
нии соотношений (1) и (2) примерно равно
«пр « 1,5«Пр ст*	(3)
После достижения напряжением на диоде «д величины ипр в обедненном
слое диода начинает распространяться зона лавинообразовапия, оставляя за
105
собой плазму, поле которой приводит к понижению напряжения на диоде до
значения, близкого к нулю. Для пояснения сказанного на рис. 16 показана тео-
ретическая временная зависимость напряжения на диоде [1], удовлетворяющая
.
Рис. 1. Диаграммы напряже-
ния на диоде при прямоуголь-
ной форме тока диода:
а) теоретическая; б, в) идеали-
зированные
соотношениям (1—3) при прямоугольных им-
пульсах тока (рис. 1а). Время образования
плазмы на рис. 16 обозначено через ДЛ После
образования плазмы наступает этап ее рас-
сасывания, который оканчивается в момент
(рис. 16). Рассматриваемая зависимость
характерна тем, что время образования плаз-
мы Д/ оказывается много меньше периода ко-
лебаний Т, а величина напряжения на этапе
рассасывания плазмы незначительно отлича-
ется от нулевого значения. Это позволяет вме-
сто зависимости рис. 16 ввести в рассмотрение
упрощенную зависимость пд (/), приведенную на
рис. 1в и получающуюся при замене диода
ключом, замыкаемым и размыкаемым соответ-
ственно в моменты времени /0 и t\.
В настоящей статье приведены ре-
зультаты исследования ключевого ре-
жима ЛПД на основе идеализирован-
ных зависимостей	подобных	из-
ображенной на рис. 1в. Введенное уп-
рощение позволило проанализировать
влияние параметров колебательной
системы на работу генератора и уточ-
нить форму тока диода, которая ока-
залась заметно отличной от изобра-
женной на рис. 1а.
Эквивалентная схема ГЛПД
В большинстве экспериментальных работ по реализации клю-
чевого режима генератора на ЛПД (ГЛПД) используется схема,
предложенная Эвансом [5] (рис. 2d). Отрезок линии передачи
(длина которого / немного меньше половины длины волны на ча-
стоте генерации) нагружен на фильтр нижних частот (ФНЧ),
входное сопротивление которого мало на частотах высших гар-
моник. Паразитная емкость Сп (рис. 2а), как отмечается в рабо-
те [5], способствует увеличению тока через диод во время образо-
вания плазмы, и при генерации сравнительно низких частот целе-
сообразно специально увеличивать Сп. При анализе временных
процессов в [5] вводится в рассмотрение эквивалентная емкость,
которую назовем емкостью ключа Скл
Сел — С + Ct + Сл,	(4)
где Сд — емкость обедненного слоя диода; Сл — эффективная
емкость длинной линии, действующая лишь на этапе рассасыва-
106
ния плазмы и не зависящая от длины отрезка линии передачи I
(см. рис. 2а). На наш взгляд, более целесообразно считать емкость
С„ действующей постоянно и зависящей от длины I так, что обес-
печивается выполнение соотношения
^-«/[Сл = Сл(01,	(5)
где А — длина волны на частоте генерации. К емкости Сл должны
быть добавлены элементы, аппроксимирующие линейную часть
схемы (рис. 2а) при условии сохранения характера изменения
Рис. 2. Эквивалентные схемы ключевого гене-
ратора на ЛПД:
а) с отрезком длинной линии; б) с последо-
вательным АС-контуром
входного импеданса ZBX(i(o) вблизи частоты первой гармоники.
В простейшем виде эти элементы образуют последовательный
LC-контур, и эквивалентная схема ГЛПД получается такой, как
показано на рис. 26. Ключ Кл в этой схеме замыкается и размы-
кается соответственно в моменты времени tQ и 6, удовлетворяю-
щие согласно [1,2] соотношениям
(6)) --- ^пр>
J	Vs
^0
(б)
где Н — коэффициент, зависящий от отношения	is — обрат-
ный ток насыщения. В диапазоне практически встречающихся от-
107
ношений i(t0)/is согласно [1, 2] Я «5. Однако другие исследова-
ния [3, 6] при значениях i(to)/is, рассматриваемых в [1], дают
НхО. Неопределенность коэффициента Н усугубляется тем, что
при пробое ток диода 1Д за счет действия емкостей Сп и Сл
(см. рис. 26) оказывается существенно больше тока i [5]. Этот
факт, не учитываемый в исследованиях [1, 3, 6], приводит к уве-
личению коэффициента Н. Ввиду перечисленных обстоятельств
изучение схемы рис. 26 будем вести в диапазоне изменения коэф-
фициента Н:
Н = 0 4- 5.
(7>
Реализация необходимых значений коэффициента Н практи-
чески может быть осуществлена путем целенаправленного измене-
ния тока iSi например так, как предлагается в работе [7].
При моделировании схемы рис. 26 на АВМ, результаты кото-
рого приведены в одном из следующих разделов, получены вре-
менные диаграммы напряжения ид и тока диода £д, изображенные
на рис. За. Сопоставляя идеализированные диаграммы рис. За
Рис. 3. Диаграммы тока диода и напряжения на диоде:
а) для схемы рис. 26; б) полученные экспериментально
с диаграммами [8], снятыми экспериментально (рис. 36) для
ГЛПД, собранного по схеме рис. 2а, отмечаем их близость. На
этом основании приходим к выводу, что замена схемы рис. 2а
эквивалентной схемой рис. 26 не должна привести к большим
ошибкам.
108
Дифференциальные уравнения ГЛПД
Для удобства моделирования схемы рис. 26 на АВМ введем
следующие безразмерные параметры:
дкл—1/®Скл/?0; 6ПЛ — Н mW IV	6^— R0/mL',	— 1/®С/?0;
/?о = ^пр/^О» J = ^о>	=	т = <о/,
где со — рабочая частота; /о — ток, потребляемый от источника
питания; L, С, R4, Скл [4] — элементы схемы (рис. 26). С учетом
ф-л (6), (8) дифференциальные уравнения, описывающие времен-
ные процессы в схеме рис. 26, запишутся следующим образом:
(8)
£=fiL ч*1-
т
J)dx + 6Н (I—J) — 6КЛ Jdx]—при 0<т< т0;
б	6
бс J (1 — J)dx + 6Н(1 — О! ПРИ ТдСтСТр
о
dJ „
-- = Or
dx L
Здесь то и Ti определяются соотношениями
(9)
бкл J Jdx — 1
Q
J Jd х — 6njlJ (т0).
*0
(Ю)
При т>т! используются те же ур-ния (9), (10) при новом от-
счете времени от момента п и т. д. Дифференциальным ур-ниям (9)
отвечает структурная схема рис. 4, набранная на АВМ МН-7.
Рис. 4. Структурная схема, моделирующая диф-
ференциальные ур-ния (9):
1 — блок операционного усилителя с коэффициентом пе-
редачи К=—б; 2 — блок операционного усилителя, вы-
полняющий операцию интегрирования усилителя; 3 —
блок операционного усилителя; 4 — электронная модель
ключа Кл
109’
Электрическая приставка к АВМ, моделирующая согласно (9),
(10) работу ключа, характеризующегося параметрами бКл и 6Пл,
описана в работе [9], и поэтому ее схема здесь не приводится.
Методика исследования
Исследование на АВМ схемы ГЛПД рис. 26 проводилось сле-
дующим образом. Устанавливались дискретные значения парамет-
ров ключа бпл и бкл- Параметры схемы бг,, бс и бн регулировались
при этом таким образом, чтобы форма колебаний тока i была
близка к гармонической ввиду отсутствия в исследуемой схеме
дополнительной фильтрующей цепи.
Типичные диаграммы напряжения на диоде ыд и тока i, при-
веденные на рис. За, соответствуют значениям параметров бПл = 3
и бКл = 0,3. При других величинах бПл и бКл характерные особен-
ности форм тока 1д и напряжения ил сохраняются. Меняются лишь
соотношения между интервалами времени 0~to и
Основным энергетическим параметром генератора является
мощность в нагрузке Рн- Величина нормированной мощности в
нагрузке Ра = Рн//оИПр определялась как
?.=4-о»
где 7Н1 — нормированная амплитуда тока в нагрузке. Величина /н
измерялась с помощью индикатора АВМ.
Мощность, рассеиваемая на диоде, может быть определена
т
как Ррас=— ^iudt. В течение времени от 0 до t0 (рис. За) ток i
о
определяется током смещения i = CKnduldt, Производя замену пе-
ременной и учитывая, что в нулевой момент времени а = 0, а в мо-
1 рпр	1
мент времени	и = ип]ь получим Ррас = — I CKJludu== —- Склапр.
У J	z/
о
Проводя нормирование на апр/о и используя выражение для бКл
(8), запишем выражение для нормированной мощности, рассеи-
ваемой на диоде:
Ррас = 1/4лбкл.	(12)
Используя выражения (11) и (12), запишем формулу для оп-
ределения КПД генератора
П =	--- =1/(1 +-----ЦА (13)
Рн + Ррас	/ \ 4ябкл Рн /
Отсюда следует, что КПД генератора при 6Кл = const определяет-
ся величиной нормированной мощности, выделяемой в нагрузке.
ПО
При моделировании нормированные параметры схемы 6ь, 6с, 6Н
регулировались таким образом, чтобы получить максимальную
величину нормированной мощности в нагрузке Рн при устойчивых
формах колебаний.
Результаты исследования на АВМ
Результаты исследования приведены на рис. 5. Оптимальные
параметры схемы 6l, 6с, 6Н соответствуют значениям параметра
бкл, приведенным на рис. 5а.
При моделировании на
АВМ проводилось поочередно
изменение параметров схемы
6l, 6с, 6н в обе стороны от оп-
тимальных значений. Было об-
наружено, что при уменьшении
параметров бь, 6с или 6Н
в 1,5 раза в интервале значе-
ний бпл = 0-4-6 устойчивый ха-
рактер колебаний сохранялся
и КПД при этом увеличивался
на 5—10%. Соответствующие
этому случаю зависимости
т)макс и 6н мин от бпл приведены
на рис. 5 в виде пунктирных
линий. При значениях 6пл=:
= 5-4-6 при незначительном
уменьшении параметров схе-
мы 6l« 6с или 6Н колебания
становились неустойчивыми.
При увеличении 6ь, 6с или би
в несколько раз колебания ос-
тавались устойчивыми в ин-
тервале значений бпл = 0-4-8,
но т) уменьшался в 1,5—2 раза.
Таким образом, при исполь-
Рис. 5. Зависимости оптимального
значения параметра 6КЛ и т) от ве-
личины дпл (а) и оптимальных зна-
чений нормированных параметров
схемы 6ь, 6с, 6Н от величины -бпл (б)
зовании результатов моделиро-
вания для получения устойчи-
вых колебаний может быть ре-
комендована область значений
параметров, ограниченная зна-
чениями бпл = 5-4-6.
Пример расчета схемы ГЛПД.
Сравнение с экспериментальными результатами
В качестве примера проведем расчет схемы ГЛПД, исследованной экспери-
ментально в работе [8]. Задан диод со следующими параметрами: IF=3 мкм,
111
Nd= 1,75X IO15 cm-8, A = l,55X10-4 cm2, Г~5, Сд=0,5 пФ. Диод с указанными
параметрами генерировал в схеме рис. 2а мощность Р=24 Вт при т)=47% на
частоте f=il,56 ГГц. При этом ток питания /о =0,8 А, а «Пр = 140В, характери-
стическое сопротивление 7?o = Wnp//o= 165 Ом.
Из рассмотрения экспериментальных диаграмм тока и напряжения (см.
рис. 36) 1[8] следует, что длительность этапа рассасывания плазмы — Соот-
ношение t^T«1/5 в случае моделирования соответствует диаграммам тока и
напряжения, полученным при 6Пл=3 (см. рис. За). Из графиков рис. 5 опре-
деляем 6l=2,2, 6с=0,38, 6ямин=0,2, т]макс=47%. По ф-лам (8) определяем
L =.RQl(dbL = 165/2л • 1,56 • 10* • 2,2 «7,5 н Г, С = 1 /со/?о6 с = 1 /2л • 1,56 • 109 • 0,38 •»165 =
= 1,6 пФ, Ян=^о6н= 165-0,2=33 Ом.
Импеданс схемы генератора, пересчитанный к точкам подключения диода АА
(ом. рис. 26), равен Zaa~35—i 8,5. При этом учитывалась емкость (5) Сп + Сл =
,ввСкл—Сд, где Скл определялась из выражения для бКл, как Скл =<1/со6кл/?о.
Экспериментально измеренное значение импеданса Zaa~33—/2,5 [8] оказы-
вается близким к расчетному.
Выводы
1. Показано, что схема ключевого генератора на ЛПД с от-
резком длинной линии эквивалентна простой схеме с последова-
тельным LC-контуром. Это открывает возможность проектирова-
ния схем ГЛПД на сосредоточенных параметрах.
2. Полученные зависимости позволяют рассчитать оптималь-
ные значения параметров схемы ГЛПД в ключевом режиме при
заданных параметрах диода.
Список литературы
>1. Clorfeine A. S., Ikola R. J., Napoli L. S. A Theory for the High—
efficiency Mode of Oscillation in Avalanche Diodes. — «RCA-Review», 1969,
Sept., v. 30, p. 397—421.
2.	Петров Б. E., Петрович В. В. О высокоэффективном режиме лавинного дио-
да на повышенных частотах.— В кн.: Полупроводниковые приборы в тех-
нике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 10. М., «Связь», 1972,
с. 98—-104.
3.	К a n f е г G. Т.. Giblin R. A. Threshold condition of Trapatt Operation. —
«J. Phys. D: Appl. Phys.», 1972, v. 5, p. 43—46.
4.	Evans W. J. Computer Experiments on Trapatt Diodes. — «IEEE Trans»,
MTT—,18, 1970, N ill, p. 862—871.
5.	Evans W. J. Circuits for High—efficiency Avalanche Diode Oscillators.—
«IEEE Trans.», 11969, MTT-17, N 12, p. 1060—1067.
6.	Wierich R. L. Computer Simulation of Dependence of Trapatt Oscillations
on Minority Saturation Currents. — «Electronics Letters», 11971, v. 7, N 8,
p. 189—>191
7.	.De Loach В. C., S c h a r f e 11 e r D. L. Method for Making Diodes for Use
in Trapatt Oscillators, U.S. Pat. N 3.624.557, patented, 1971, Nov. 30.
8.	Snapp С. P. Experiments Concerning the Nature of Trapped Plasma Mode
Harmonic Extraction from	p+—n—n+ Avalanche Diodes. — «IEEE Trans.»,
1972, ED-il9, N 2, p. 172—181.
9.	Бец В. П., Макушев Е. И., Петров Б. Е., Петрович В. В., Шапкин Р. П.,
Шарков Ю. П. Моделирование высокоэффективного режима лавинного диода
на повышенных частотах. — В кн.: Об. научных трудов по проблемам микро-
электроники (техническая серия). Вып. XVII. М., МИЭТ, 1974, с. 49—57.
112
УДК 621.375.126:621.372.4
Н. С. ДАВЫДОВА, Ю. 3. ДАНЮШЕВСКИЙ
Устойчивость многодиодного регенеративного
усилителя на ЛПД
Введение
Для увеличения выходной мощности диодного СВЧ- усилителя может быть
использован метод суммирования мощностей нескольких диодов в одном резо-
наторе (1] аналогично тому, как это делается для генераторов [2]. При сравни-
тельной простоте реализации (например, по сравнению с методом каскадного
включения) этот метод позволяет увеличивать не только выходную мощность,
но и качество усилителя (произведение коэффициента усиления по мощности
на полосу пропускания).
Однако объединение нескольких диодов в одном резонаторе приводит к зна-
чительному ухудшению устойчивости усилителя (появление паразитной автоге-
нерации, уменьшение стабильности амплитудной и фазовой характеристик). При
этом максимальное число диодов, объединяемых в резонаторе, а следовательно,
« максимальная выходная мощность и максимальное качество усилителя огра-
ничиваются требованиями к устойчивости. Поэтому в усилителях такого тина
необходимо применение специальных мер для обеспечения устойчивости; среди
них наибольшее практическое значение имеет применение стабилизирующих це-
пей [3]. Рассмотрению последнего вопроса и посвящена статья.
Принцип работы стабилизирующей цепи
Эквивалентная схема усилителя, построенного по принципу объединения
нескольких активных диодов в одном резонаторе, показана на рис. 1, где Z(co) —
сопротивление нагруженного резонатора, Z(co) Ян-Fi Хр; i/?p—сопротив-
ление потерь резонатора; /?н — сопротивление нагрузки; Хр — реактивное сопро-
тивление резонатора; /д— сопротивление диода 2Д =—/?д-нХд.
В отсутствие входного сигнала е(7)=0 схема устойчива, если ни для одного
из диодов не выполняется условие самовозбуждения:
7д + 2(со) = 0.
(1)
Решение ур-ния (1) в графической интерпретации определяется точкой пе-
ресечения годографа Z(co) в комплексной плоскости с линией диода — Z^
(рис. 2). Если годограф 2(g)) имеет многопетлевой характер, как на рис. 2. что
-соответствует многорезонансной колебательной
системе, то возбуждение диода возможно на
нескольких частотах, определяемых точками
1, 2, 4. (В точках 3 и 5 схема неустойчива!.
Для рассматриваемого усилителя годо-
граф Z((o) всегда имеет многопетлевой харак-
тер вследствие специфики колебательных си-
стем СВЧ диапазона. Она заключается в том,
что резонаторы СВЧ обладают бесконечно
большим количеством типов собственных коле-
баний, отличающихся структурой электромаг-
нитного поля и значением резонансных час-
тот. При этом обеспечить возбуждение волны
только одного типа и исключить все другие
Рис. 1. Эквивалентная схема
многодиодного усилителя
типы волн при помощи возбуждающего уст-
113
ройства принципиально невозможно. Например, если принять, что конструкция
возбуждающего прямоугольный резонатор устройства допускает возбуждение
волн только одного типа, например, /7ю, то собственные типы колебаний резо-
натора будут представлять собой колебания типа /7юп, резонансные частоты
которых определяются из условия: 2|3/=2шг, где р=2лДв — постоянная рас-
пространения волны /7ю в прямоугольном волноводе; Лв — длина волны в ли-
нии; 1 — длина резонатора, л=1, 2, 3, ... — число стоячих полуволн поля, укла-
дывающихся по длине резонатора, или номер обертона.
Если рабочая частота усилителя совпадает с одной из собственных резо-
нансных частот резонатора, то всегда существует вероятность возбуждения авто-
колебаний на тех собственных частотах резонатора, которые попадают в полосу
существования отрицательного сопротивления диода. Естественно, чем уже по-
лоса частот, где существует отрицательное сопротивление, тем легче обеспечить
устойчивость усилителя. С этой точки зрения ЛПД является наиболее перспек-
тивным прибором для создания мощных
Рис. 2. Пример графического реше-
ния ур-ния (1)
СВЧ усилителей, так как область отри-
цательных значений его сопротивле-
ния значительно более узкополосна,
чем, скажем, область отрицательной
проводимости диодов Ганна или тун-
нельных диодов.
Рис. 3. Эквивалентная схема уси-
лителя со стабилизирующей цепью
Так как СВЧ резонатор представляет собой систему с распределенными
параметрами, то диоды, подключенные к резонатору, обычно разделены неко-
торым расстоянием. Вследствие этого между отдельными диодами могут уста-
навливаться сложные частотнозависимые обратные связи, которые могут при-
вести к возникновению автогенерации на частотах, отличающихся от собствен-
ной резонансной частоты резонатора.
Таким образом, в многодиодном усилителе СВЧ всегда существует вероят-
ность возбуждения паразитной автогенерации на частотах, отличающихся от
рабочей, причем частоты паразитной автогенерации могут отличаться от соб-
ственных резонансных частот резонатора или совпадать с ними.
Подавление паразитной автогенерации можно осуществить следующим спо-
собом [3]. Между диодом и нагруженным резонансным контуром, обладающим
сопротивлением Z(co), включается стабилизирующая цепь, состоящая из балласт-
ного сопротивления (/?б и стабилизирующего контура LC, настроенного на рабо-
чую частоту усилителя (рис. 3). Сопротивление i/?6 нейтрализует активные свой-
ства диода на всех частотах, отличающихся от рабочей, если его величина
удовлетворяет условию: Яъ> |£д|, так как в этом случае действительная часть
полного сопротивления Zu, подключаемого к резонатору в точках 1—7, поло-
жительная, т. е. ReZii>0. На рабочей частоте не влияет на величину Zu
вследствие шунтирующего действия стабилизирующего £С-контура.
Условием устойчивости многодиодного усилителя рис. 1 является нейтрали-
зация активных свойств всех диодов, подключенных к резонатору в точках 1—А
114
Это достигается включением такого числа стабилизирующих цепей, которое рав-
но числу диодов в схеме (рис. 4). При этом в случае Af-диодного усилителя
необходимы N дополнительных СВЧ резонаторов, что приводит к значительному
усложнению конструкции.
Техническая реализация многодиодного усилителя со стабилизирующими
цепями может быть значительно упрощена, если функции стабилизирующего и
нагрузочного контуров совместить в одном СВЧ резонаторе. Этого можно
достичь, если в качестве стабилизирующей цепи использовать симметричный шес-
типолюоник типа Т-образного соединения, например, волноводного, коаксиаль-
ного или коаксиально-волноводного тройника.
Шестиполюсник как стабилизирующая цепь
Рассмотрим симметричный шестиполюсник с плечами /, 2, 3
(рис. 5). К плечу 2 шестиполюсника подключена длинная линия
II с волновым сопротивлением ZB, в которой на некотором рас-
стоянии I2 от отсчстной плоскости 2—2 включена полупрозрачная
диафрагма с коэффициентом отражения Г2н= |Ггн|е^н, через ко-
торую осуществляется связь линии с нагрузкой. К плечу 1 под-
ключена длинная линия / с волновым сопротивлением W, в кото-
рой на расстоянии /1 от отсчетной плоскости 1—I включен ЛПД.
К плечу 3 подключена длинная линия /// с волновым сопротивле-
нием W, нагруженная на согласованную нагрузку W.
'115
Высокочастотные свойства такого
рактеризовать матрицей рассеяния
шестиполюсника удобно ха-
$12 51а
<S22 $23
^32	^33 -
(2>
элементы которой представляют собой комплексные числа Sij =
=JSijIei<Pl/ и обозначают: при t=j = l, 2, 3 — коэффициенты отра-
жения от f-ro плеча шестиполюсника при подключении источника
энергии к i-му плечу и согласовании остальных; при f#=j коэффи-
циенты передачи от f-го плеча к /-му при подключении источника,
энергии к f-му плечу и согласовании остальных.
Рис. 5. Схема включения стабилизирующего шестиполюсника
Если условно отнести элементы матрицы к отсчетным сече-
ниям, отмеченным на рис. 5 пунктирными линиями, то в силу
симметрии шестиполюсника и на основании теоремы взаимности
_можно зависать следующие соотношения для элементов матрицы:
£ц='5зз; Si2=S2r, 51з=:*$з1; ‘$2з==*5з2; ‘^12=—*^2з и представить матри-
цу (2) в виде
^11
[5] — s12
S12	51Э
S22 ± S12
± Sia	su
(з>
S
где знак минус соответствует последовательному включению пле-
ча 2 (т. е. такому, когда при подключении источника энергии к
116
(4)
плечу 2 происходит противофазное возбуждение плеч 1 и 3),
а знак «плюс» — параллельному (т. е. такому, когда при подклю-
чении источника энергии к плечу 2 происходит синфазное возбуж-
дение плеч 1 и 3).
Принимая положительные направления падающих и отражен-
ных волн так, как показано на рис. 5, можно записать следую-
щую систему уравнений:
^Ютр = ^Н^Лпад 4“ *^12^2паД»
^2отр = ^12^1пад 4“ ^22^2 пад>
^отР/^пад=1/Г2не’2М‘, .
где р2 — постоянная распространения.
Решая эту систему, найдем выражение для коэффициента
ражения шестиполюсника в плоскости /—1 плеча /:
г _ с ।	Ггн
1 11 4" е12М1__2Г2н.
Представим это выражение в виде Г1=|Г1|ем, где
|Г1| = /I Su I2 + 2 |SU 19 cos Y + <72;
IS12121 r2H 1_____________.
ОТ-
(5)
(6)
(7)
"К 1 + I *$22 |2 I Г2н |2 2 I S22 II Г2н | C0S (2р2^2 Ф22 £н)
Y = 2ф12 + ?н — Фи — «;
а _ arc tg s*n ' ^22" Гги I s*n (Ф22 ~Н Ен) .
COS 2р2^2 I 522 II Г2н | COS (ф22 + £н)
,	q cos у
Vx = arc tg —*---------Нфц>
1 + q cos у
и определим характер зависимости | Г± | от частоты.
Как следует из этих выражений, |Г1| является функцией
метров нагрузки |Ггн|, £н, 5— параметров шестиполюсника
раметра 2^/2, характеризующего частотные свойства линии //.
Считая, что параметры нагрузки |Г2н|, £н, а также 5-параметры
шестиполюсника медленно изменяются с частотой, получим, что
характер частотной зависимости определяется зависимостью от
частоты параметров q и у. Величина q имеет максимум на часто-
те, для которой выполняется условие
Ф = 2fJ2/2 ф22 ?н = 2л п.	(Ю)
Если параметры шестиполюсника выбрать таким образом, что
при выполнении условия (10) будет выполняться и условие
у — 2лп,	(11)
117
(8)
(9)
пара-
и па-
то на частотах, определяемых условием (10) |Г1| будет иметь мак-
симальное значение | Гамаке и при отклонении частоты от резо-
нансного значения будет быстро уменьшаться до некоторого ми-
нимального значения |Г1|Мин на частотах, для которых выполня-
ются условия
Ф =	Ф22 — “ л (2/14-1); у — л (2п 4“ 1),
;как показано на рис. 6. (Заметим, что ур-ние (10) по своему фи-
зическому, смыслу определяет условие резонанса в линии //, под-
ключенной к плечу 2 шестиполюсника).
Рис. 6. Зависимость модуля коэффициента отражения шестиполюсника
в плоскости 1—1 плеча /—|Г1| от ф
Такой вид зависимости модуля коэффициента отражения от
частоты характерен для последовательного колебательного кон-
тура, включенного параллельно в длинную линию |[4]. Поэтому
сопротивление, вносимое в отсчетное сечение 1—1 плеча / шести-
полюоника, можно представить последовательным контуром, ре-
зонансная частота которого совпадает с резонансной частотой
какого-либо продольного обертона. Тогда эквивалентную схему
шестиполюсника для частот в окрестности резонансной частоты
этого обертона можно представить так, как показано на рис. 7а,
или, пересчитывая сопротивление диода 2Д к сечению 1—I так,
как показано на рис. 76, где 7'д — пересчитанное к сечению /—1
сопротивление диода. Как видно из последнего рисунка, эквива-
лентная схема шестиполюсника представляет собой схему после-
довательной стабилизирующей цепи, в которой стабилизирующий
и нагрузочный контуры объединены.
Решая совместно ур-ния (10) и (11), определим требования
к параметрам шестиполюсника, при которых справедлива экви-
валентная схема рис. 7:
— Ф22 — Фи = 0.	(12)
118
Рассмотрим свойства шестиполюсника с точки зрения двух
основных требований, предъявляемых к стабилизирующей цепи,
а именно*
—	нейтрализации активных свойств диода на всех частотах,
отличающихся от рабочей;
—	обеспечения минимальных потерь в стабилизирующем соп-
ротивлении на рабочей частоте.
Нейтрализация активных свойств диода на всех частотах, от-
личающихся от рабочей. На основании эквивалентной схемы
рис. 1а условие самовозбуждения диода можно представить в виде
(13)
где Г'д=Гд= |Гд|е1$д—коэффициент отражения от диода, пере-
считанный к сечению 1—1. Это условие равносильно следующим
двум уравнениям:
V! + B; = O; |Гх| |Гд| = 1,	(14)
представляющим собой баланс фаз и амплитуд. Условием устой-
чивости схемы на всех частотах является, как следует из ф-лы (14),
ird<i/|r;i.	(15)
В режиме регенеративного усиления, если рабочая частота
соответствует резонансному значению фр = 2лп, величина |Г1 |Макс
устанавливается (регули-
ровкой величины |Г2н| или
|ГХД|) т^ким образом, что-
бы | Г1 | макс< 1/| Г'д | . При
этом возбуждение в рас-
сматриваемом диапазоне ча-
стот невозможно. При пере-
ходе от режима регенера-
тивного усиления к режиму
генерации, если линия т-Ц
I гд I
проходит так, как показано
на рис. 6, то возбуждение
возможно только в некото-
ром интервале изменения ф
вблизи резонансного значе-
ния шириной 20. При этом
происходит нейтрализация
активных свойств диода в
Рис. 7. Эквивалентная схема стабилизирую-
щего шестиполюсника
некотором интервале изменения ф (показанном на рисунке штри-
ховкой), называемом полосой стабилизации.
1,19
Из рисунка ВИДНО, ЧТО При заданных |Г'д| И | Гамаке полоса
стабилизации увеличивается при уменьшении |Г1|мин и достигает
максимального значения при |Г1|миН = 0.
Таким образом, как в режиме регенеративного усиления, так
и в режиме генерации в системе происходит нейтрализация актив-
ных свойств диода на частотах, отличающихся от рабочей, причем
для реализации максимальной полосы стабилизации при заданной
величине в режиме генерации необходимо выполнение условия:
|г1|ивн = о.	(16)
При этом полоса стабилизации определяется только свойства-
ми диода, расширяясь с уменьшением |Г'Д|.
Обеспечение минимальных потерь в стабилизирующем сопро-
тивлении на рабочей частоте. Для оценки величины потерь в ста-
билизирующем сопротивлении на рабочей частоте введем поня-
тие о КПД стабилизирующей цепи rjs, определив его как
x\s = P^P1,	(17)
где Р± — мощность, подводимая к плечу 1 (см. рис. 5); Р2 — МОЩ-
НОСТЬ, передаваемая в плечо 2.
Рассматривая сечение 1—1 в плече I как плоскую неоднород-
ность, на основании баланса мощностей в плече I можно записать
соотношение
Tls^IHl2.	(18)
откуда следует, что потери в стабилизирующем сопротивлении
уменьшаются (rjs возрастает) с ростом | Г11 и полностью отсут-
ствуют при выполнении условия
|Гх|маКс = 1.	(19)
Из сказанного следует, что симметричный шестиполюсник мож-
но рассматривать как стабилизирующую цепь, если его S-пара-
метры удовлетворяют системе уравнений, полученной при совме-
щении условий (12), (16), (19) и ур-ния (6):
|SU |+|$п12|Г2и|/(1 -|S22 II Г8Я|) = 1;
|5П| -|512|2|Г2н|/(1 + |S22 Н Г2н|) = 0;
2ф12	Ф11	Ф22 = 0.
(20)
S-параметры шестиполюсника, входящие в систему ур-ний (20),
не являются независимыми и связаны между собой системой урав-
нений, описывающих свойство унитарности матрицы рассеяния (2):
[S] [Sj; = [11,	(21)
где [1] — единичная матрица; [S]*/ — транспонированная матрица.
На основании этого уравнения находим решение системы (20)
120
для |Г2н| = 1; |Sn|=0,5; |Si2|2=0,5; |<$22|=0; фц=О; ф22 = 0;
ф!2 = 0.
Заметим, что при |Г2я|#:1 система (20) не имеет решения.
Однако при любом значении |Ггн| найденное решение соответст-
вует максимально возможному значению |Гамаке и минимально'
ВОЗМОЖНОМУ |Г1|мин-
Таким образом, матрица рассеяния шестиполюсника, исполь-
зуемого в качестве стабилизирующей цепи, при выборе отсчетных
плоскостей в плечах 1 и 2 так, чтобы фи=ф22=0, должна иметь
следующий вид:
А =
0,5
КО
0,5
КО
о
/О
(22).
Полученное для матрицы рассеяния решение (22) позволяет
определить геометрические размеры усилителя, соответствующие
максимальным устойчивости и КПД при различном конструктив-
ном выполнении шестиполюсника и линий I, II, III, подключенных
к его входам.
Для шестиполюсника, удовлетворяющего ф-ле (22), на осно-
вании (5) можно записать
|Г11макс = 0,5(1 + |Г2н|); IG |иии = 0,5(1 - |Г2н|).	(23)
Отсюда следует, что свойства шестиполюсника как стабилизи-
рующей цепи улучшаются с увеличением | Ггн |, но так как стаби-
лизирующий контур является одновременно и нагрузочным, |Ггн|
не может быть равным 1. Поэтому выбор величины |Ггн| имеет
большое значение. Найдем значение |Г2н|опт оптимальное с точки
зрения максимального КПД т]2 электродинамической системы, ко-
торую условно представим состоящей из двух частей: отрезка ли-
нии // между отсчетной плоскостью 2—2 и диафрагмой и стаби-
лизирующего шестиполюсника (см. рис. 5). Представим т]2ввиде
•n2 = ’1sTlK.	(24}
где T]s—КПД стабилизирующей цепи, определяемый выражением
(18), т]к — КПД линии 11 (контура, образованного отрезком ли-
нии //, заключенным между отсчетной плоскостью 2—2 и диа-
фрагмой).
Используя выражения для контурного КПД, а также для на-
груженной QH и ненагруженной Qo добротностей контура, при-
веденные в работе |[5], получим следующее выражение для пол-
ного КПД:
121
1
1 —! Г*2н1
т]2 = 0,25(1 4-|Г2я|)2 1-----------
1+61+ 1Г2Н | J
(25)
а
и	а	4ZB
где о ---------------------; а= —— ;
1 4-а(1 — | Г21)/(1 + |Г21) ЛхХв
(Га) =0,5|Гд|/(1—0,5|Гд|); Ri— погонное сопротивление линии//;
Rs + i Хд — W
Гд = —-----;-------— коэффициент отражения от «холодного»
°s + > Лц +
диода; Rs — сопротивление растекания диода.
Дифференцируя выражения (25) по |Ггн| и приравнивая про-
нулю, находим
|Г I - (1 4-26) — 2/Г+~2б
11 2н 1опт —	26 — 3
-изводную ,|Г ,
° I1 2Н|
(26)
Из анализа выражений (25), (26) следует, что величины
-1 Ггн| опт и, следовательно, т|2 определяются величиной &, харак-
теризующей собственную добротность «холодного» резонатора, ко-
торая, в свою очередь, определяется импедансом «холодного» дио-
Рис. 8. Зависимость максимального КПД электродина-
мической системы усилителя 4 s макс от величины ста-
билизирующего сопротивления
да. Для 6>100, |Ггн| ОПТ ~ 0» 88 и T)s^0,9^90%. Для диодов
с 1 Ом и = —80 Ом в случае, если линия // представляет
собой прямоугольный волновод с размерами 23X10 мм, |Г2н|опт =
122
= 0,86 и т]2 — 80%. Зависимости т]2 от величины стабилизирую-
щего сопротивления W и импеданса «холодного» диода приведены
на рис. 8, 9, откуда следует, что г]2 увеличивается с ростом Хд
и падает с увеличением /?s- Таким образом, при оптимальном вы-
боре параметров шестиполюсника потери в стабилизирующем со-
противлении на рабочей частоте для реальных диодов не превы-
шают 10%.
До сих пор мы рассматривали устойчивость системы в преде-
лах одного типа колебаний, т. е. в полосе частот, соответствующей*
изменению <р на ±л относительно резонансного значения.
На частотах, соответствующих резонансным частотам оберто-
нов, коэффициент отражения |Г1| принимает максимальное зна-
чение [как следует из ур-ния (10)] так же,, как и для рабочего
123
типа колебаний. При этом устойчивость схемы на частотах, соот-
ветствующих нерабочим обертонам, достигается следующим об-
разом.
Воспользуемся графической интерпретацией ур-ния (13), при помощи диа-
граммы (Смита), следуя методике работы [2]. Годограф кривой Г1(со) пред-
ставляется на этой диаграмме рис. 10 окружностью с центром на действитель-
ной оси (кривая 1). Годограф 1/Гд представляется линией 2. Длина линии 1\
выбирается таким образом, чтобы на частоте рабочего обертона линия 2 пере-
секалась с окружностью 1 в точке, соответствующей резонансу LC-контура
(в точке пересечения окружности 1 с действительной осью диаграммы), т. е. так,
чтобы линия 1/Г'д заняла положение, соответствующее кривой 3.
• у	На частотах, соответствующих не-
Фис. 10. Графическая интерпретация
устойчивости усилителя с помощью
диаграммы Смита
рабочему обертону, происходит следую-
щее: кривая 2 смещается к краю диа-
граммы (вследствие уменьшения отри-
цательного сопротивления диода) и
вверх или вниз от оси в зависимости
от порядка нерабочего обертона (на-
пример, при м>/гРаб кривая 3 занимает
положение 4); радиус окружности 1
уменьшается, и окружность занимает
положение, показанное пунктирной кри-
вой Г (чем дальше отстоит номер не-
рабочего обертона от номера рабочего,
тем меньше радиус окружности Г). По-
следнее обстоятельство объясняется тем,
что сопротивление стабилизирующего
контура на резонансной частоте, соот-
ветствующее точке пересечения окруж-
ности 1 с осью диаграммы, определяется
не только вносимым сопротивлением
нагрузки, но и вносимым в резонатор
отрицательным сопротивлением других
диодов, которое при заметном отклоне-
нии частоты от рабочей резко уменьшается за счет влияния двух причин: умень-
шения отрицательного сопротивления диодов и уменьшения связи диодов с ре-
зонатором. В результате пересечение кривых Г1 и 1/Г'д на нерабочих обертонах
не происходит и, следовательно, не происходит возбуждение диода.
Заметим, что при отсутствии стабилизирующего сопротивления (/?б = 0)
окружность / занимала бы положение, показанное штрих-пунктирной линией
на рис. 10 (кривая 5), и подавление паразитных обертонов было бы значи-
тельно затруднено.
Пример конструкции усилителя, использующего стабилизи-
рующие цепи в виде коаксиально-волноводных шестиполюсников,
рассмотрен в работе [2].
Экспериментальные исследования такого усилителя [1] пока-
зали отсутствие паразитного самовозбуждения в процессе на-
стройки и работы усилителя при не слишком большой длине ре-
зонатора.
Выводы
1.	Показано, что устойчивость многодиодного усилителя отно-
сительно возбуждения паразитной автогенерации может быть
124
обеспечена при использовании стабилизирующей цепи в виде сим-
метричного .шестиполюсника, предложенного К. Kurokawa.
2.	Определена матрица рассеяния шестиполюсника, при кото-
рой обеспечиваются максимальные устойчивость и КПД усилителя.
3.	Полученное для матрицы рассеяния шестиполюсника ре-
шение позволяет определить геометрические размеры усилителя,
соответствующие максимальным устойчивости и КПД при раз-
личном конструктивном выполнении шестиполюсника. Это позво-
ляет распространить принцип построения многодиодных усили-
телей, предложенный в работе [2], на разработку конструкций мно-
годиодных усилителей, различающихся типом СВЧ резонатора,
например, полосковых.
Список литературы
1.	Давыдова Н. С., Данюшевский Ю. 3. Регенеративный многодиодный усили-
тель -на ЛПД. — «Радиотехника», '1972, № ilO, с. 50.
2.	Kurokawa К. The Single Cavity Multiple Device Oscillator. — «IEEE Trans,
on МТТ», .1971, Oct., MTT—-19, N 10, p. 59,3.
3.	Хотунцев Ю. Л. К вопросу об устойчивости усилителя <на туннельном диоде
с реальным циркулятором. — «Радиотехника и электроника», Г969, № 6,
с. 95.
4.	Модель А. М. Фильтры СВЧ в радиорелейных системах. М., «Связь», 1967.
352 с.
5.	Нейман М. С. Курс радиопередающих устройств. М., «Советское радио»,
11965. 593 с.
УДК 681.326.3:621.3.019.34
А. П. БУДЕННЫЙ
Обеспечение помехоустойчивости логических
элементов при плотном монтаже
Целью статьи является рассмотрение условий работы типовых
логических элементов (ТЛЭ) в цифровых блоках с плотным мон-
тажом, выполненным монтажным проводом. Предлагается метод
обеспечения гарантированной помехозащищенности.
На рис. показана линия связи TJIdt со входом ТЛЭ2, про-
ходящая между параллельными связями других ТЛЭ, создающих
помехи. Полагаем^ что выход ТЛЭ^ достаточно низкоомный и пред-
ставляет для помехи короткое замыкание. В худшем случае сби-
вающие линии могут полностью окружать линию 1—2, как бы
образуя экран. Этот случай близок к случаю жгутового монтажа.
125
о
u'(t)
Рис. 1. Функциональная схема линии связи
ТЛЭ (а) и временные диаграммы помех
(б-з)
Анализ помехи целесообразно вести без разделения на индук-
тивную и емкостную составляющие, а воспользоваться методами
анализа цепей с распределенными параметрами. Вначале целе-
сообразно найти переход-
ную функцию «сбиваю-
щее напряжение — на-
пряжение помехи», т. е.
реакцию на прямоуголь-
ную ступеньку сбивающе-
го напряжения (рис. 16),
проходящую по системе
сбивающих линий со ско-
ростью электромагнитной
волны (справа налево на
рис. 1а). Напряжение на
линии, подверженной дей-
ствию помехи, также воз-
растает ступенчато и рас-
пространяется справа на-
лево до выхода ТЛЭъ ко-
торый представляет для
помехи короткое замыка-
ние. Напряжение на ли-
нии становится равным
нулю, что соответствует
возникновению отражен-
ной волны отрицательно-
го напряжения, равного
по величине напряжению
прямой волны. Отражен-
ная волна движется по
линии слева направо до
входа ТЛЭ2 (представля-
ющего собой для волны
разомкнутую линию —
холостой ход), от которо-
го она отражается с уд-
военной амплитудой. С
этого момента напряже-
ние на входе элемента
ТЛЭ2 становится отрицательным. Колебательный процесс движе-
ния волн продолжается с периодом 4тл, где тл — время прохож-
дения электромагнитной волны по линии связи 1—2. При сделан-
ных предположениях процесс не затухает, так как при прохож-
дении по линии и отражениях от мест короткого замыкания и
холостого хода потери отсутствуют. Реальный колебательный про-
126
щесс затухает (этот вопрос будет рассмотрен далее). Форма на-
пряжения помехи может быть получена сверткой (операторным
умножением) переходной функции с производной от реальной
формы фронта сбивающего напряжения, совпадающей с формой
фронта выходного напряжения ТЛЭ. В качестве приближения це-
лесообразно выбрать напряжение с фронтом, линейно нарастаю-
щим за время тф (рис. 1г). Такое приближение удобно тем, что
это напряжение может быть представлено суммой двух линейно
нарастающих напряжений, сдвинутых на время тф (рис. Id). Опе-
раторное умножение переходной функции на линейно нарастаю-
щее напряжение соответствует интегрированию этой функции. На-
пряжение помехи может быть получено интегрированием переход-
ной функции рис. 1в и вычитанием интегралов (рис. 1ж). Форма
напряжения помехи с учетом затухания переходной функции и
скруглений фронтов сбивающего напряжения показана на рис. 1з.
При принятых выше допущениях амплитуда помехи
Ua = £/л2тл/тф,	(1)
тде ил — логический перепад между напряжениями логических
нуля и единицы.
Ниже вводятся несколько определений:
— коэффициент динамической помехозащищенности
Кп дик — доп/^л,	(2)
где ^пдоп — допустимое напряжение помехи, не вызывающее
сбоя ТЛЭ\
— коэффициент фронта
Кф == Тф/Тр,	(3)
где тР — время задержки распространения;
—	относительное	время задержки	в линиях	связи
£ = W'Tp.	(4)
Из ф-л (1) — (4) следует условие отсутствия сбоя
5макс ~	дин^ф*	(5)
Отсюда	находим	максимально допустимую	длину линии связи
макс “	(6)
где с —скорость сигнала в линии, обычно равная 0,2 м/нс (т. е.
>0,2-109 м/с).
Для иллюстрации выведенных формул целесообразно привести численный
пример. Стандартный элемент транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ) имеет
логический перепад 1/я==3,5В (фактический) при допустимом напряжении по-
мехи ^пдоп==0,4В (по ТУ), т. е. Кпд ин=0,114. Время задержки распростра-
нения тр=«Г8нс (по ТУ). «Фронт выходного напряжения ТЛЭ в ТУ не оговорен,
однако известно, что его длительность может составлять до 5 нс, т. е. Кф=О,28.
Тогда по ф-ле (5) 5м а кс =0,016, а по ф-ле (6) /л макс =0,058 м = 5,8см. В су-
127
ществующих РТМ увеличивают допустимую длину до *12 см, очевидно полагая,
что помеха с малой длительностью не может вызвать сбоя элемента. Так ли
это действительно и можно ли вообще гарантировать помехозащищенность
стандартного ТТЛ-элемента, не вводя ограничения на длительность фронтов, —
этот важный, но сложный вопрос не будет обсуждаться. В любом случае ясно,
что допустимая длина линии связи для стандартного ТТЛ-элемента явно недо-
статочна для практического применения.
Целесообразно разрабатывать ТЛЭ с большим Лф, т. е. с по-
логим фронтом. Таким свойством обладают, в частности, нена-
сыщенные ТЛЭ с малым логическим перепадом, предложенные
в работах [1] и |[2], для которых Лф достигает 1,5—2. ТЛЭ также
должны иметь достаточную динамическую помехозащищенность.
Можно показать, что Лпдин может быть повышен до 0,5. Если по-
ложить даже Лпдин = 0,3, то ненасыщенный ТЛЭ с тр=18 нс,
Лф=1,5 имеет ^макс = 0,22 и /к макс = 0,79 м.
Увеличение g ограничено повышением общего времени задерж-
ки распространения за счет задержки в линии тл, а также за счет
действия помех, которые хотя и не сбивают ТЛЭ, но могут при
определенных условиях увеличить их время задержки. Можно по-
ложить, что оба фактора ограничивают g на уровне около 0,2.
Если разработчик ТЛЭ достиг такого уровня g, то он может счи-
тать свою задачу выполненной.
Целесообразно рассчитать токи, которые должен обеспечить
выход ТЛЭ. Ток, наводимый помехой,
/п = адрКф,	(7)
где р— волновое сопротивление линии, равное 150—200 Ом для
проводного монтажа.
При переходе ТЛЭ из одного состояния в другое через емкость
соединительных проводов проходит емкостный ток, численно рав-
ный току помехи, определяемому ф-лой (7). В худшем случае
оба тока могут суммироваться, и элемент должен рассчитываться
на динамический ток
(8)
где сумма взята по всем т нагрузкам, подключенным к ТЛЭ.
Кроме динамического, ТЛЭ должен обеспечивать статический
ток
/ст = /п/0,	(9)
где /о — входной ток ТЛЭ, близкий к нулю для правильно раз-
работанного ТЛЭ. Как динамический, так и статический токи не
должны порознь превышать выходной ток ТЛЭ. Обычно /Ст<^дин>
и последний определяет расчетный ток ТЛЭ.
128
Мощность, потребляемая в выходной цепи ТЛЭ с однотактным
выходом, определяется по формуле
m
Pmr=	(Ю)
рлф XJ
/=1
Целесообразно иметь ряд ТЛЭ с различной нагрузочной спо-
собностью и соответственно с различной потребляемой мощностью.
В табл. 1 приведены параметры такого ряда ТЛЭ.
ТАБЛИЦА 1
/, мА	m	Р8, Ом	Як, Ом	Р, мВт
0,5	5	2000	15000	6
0,7	7	1400	10500	8,4
1,0	10	1000	7500	12
1,5	15	670	5000	18
2	20	500	3750	24
5	50	200	1500	60
7	70	140	1070	84
10	100	100	750	120
Рис. 2. Принципиальная схема эле-
мента НЕ—ИЛИ
Анализ ф-лы (10) показывает возможность уменьшения по-
требляемой мощности путем уменьшения логического перепада
Ол, напряжения питания ЕциТ, увеличения Кф. Интересным яв-
ляется факт независимости мощности, приходящейся на каждый
из m выходов, от быстродействия. Это объясняется тем, что «мед-
ленные» ТЛЭ позволяют иметь более длинные линии связи, имею-
щие соответственно большую емкость. Для уменьшения потреб-
ляемой мощности ТЛЭ с большим ил выполняются с двухтакт-
ным выходом. Это обычно усложняет ТЛЭ.
В качестве идеального ТЛЭ, удовлетворяющего приведенной
выше концепции помехозащищенности, не могут использоваться
ни ТТЛ-схемы, ни ДТЛ-схемы из-за крайне малых коэффициен-
тов /Спдин и /<ф, а также из-за большого логического перепада.
Более приемлемыми являются элементы эмиттерно-связанной ло-
гики (ЭСЛ), у которых Лпдин=0,2 и Лф около 1, что позволяет
иметь |=1. К сожалению, ЭСЛ-элементы с временем задержки
более 5 нс не выпускаются. При таком времени задержки макси-
мально допустимая длина линии связи равна 0,1 м.
На рис. 2 приведена принципиальная схема ненасыщенного
ТЛЭ типа НЕ—ИЛИ, описанная в работах [1] и {2], а в табл. 1
5—125	129
параметры, обеспечивающие при тр=10нс различный выходной
ток ТЛЭ. Этот ТЛЭ имеет (7л = 0,6В, /о=0,1 мА, ЕК=+ЗВ,
£э= —1 В, /?о= 12 кОм, /?ос=6,2 кОм, /?См=43 кОм, Кф = 1,5, Кпдин=
— 0,3. Для этого ТЛЭ £макс = 0,2 и /л макс = 0,4 м, т. е. он удовлет-
воряет сформулированным выше требованиям по помехозащищен-
ности. Варианты этого ТЛЭ с такой же потребляемой мощностью,
имеющие тр = 20 нс, допускают /л макс до 0,8 м, а тр=50 нс — до 2 м,
что открывает широкие возможности его практического приме-
нения.
Предложенная концепция помехозащищенности гарантирует
отсутствие сбоев при размерах блоков, ограниченных только вре-
менем запаздывания информационных сигналов в соединительных
проводах, при условии применения соответствующих ТЛЭ. Можно
рекомендовать следующий порядок проектирования цифровых бло-
ков проводным монтажом.
1.	Из конструктивных соображений выбирается максимальный размер бло-
ка, в пределах которого можно бесконтрольно соединять ТЛЭ в соответствии
с логической схемой без опасности сбоя. За максимальный размер может быть
принята двумерная или трехмерная диагональ, или сумма длины, ширины и
высоты. Принятый размер определяет максимальную длину связи 1Л макс- Связи
между блоками, длина которых превышает 1Л макс, выполняются с помощью
других типов монтажа (например, экранированным согласованным кабелем) и
•с помощью других типов ТЛЭ (например, с помощью кабельных усилителей).
Определяется максимальное время задержки в линии связи тл ма кс — л макс 1с.
2.	Выбирается время задержки для ТЛЭ, пригодного для работы в данной
конструкции по формуле тр=тл макс/^макс» где £макс определяется помехо-
устойчивостью ТЛЭ и равен 0,2 для «хорошего» ТЛЭ.
3.	По заданной логической функции известными методами синтезируется
логическая схема блока. ТЛЭ, удовлетворяющие предложенной концепции, в
частности ненасыщенные ТЛЭ с малым логическим перепадом, позволяют иметь
.'нагрузочную способность до 100, поэтому схема получается гораздо более прос-
той, чем при использовании обычных ТЛЭ.
4.	Изготавливается или вычерчивается макет блока, определяется сумма
длин проводников на выходе каждого из ТЛЭ. Определяются максимальные
'Статические и динамические токи для каждого конкретного ТЛЭ по вышепри-
веденным формулам.
5.	По табл. 1 (или аналогичной, составленной для другого ТЛЭ) выбп-
’рается разновидность ТЛЭ с соответствующей нагрузочной способностью. Таким
•образом, блок будет состоять из нескольких разновидностей ТЛЭ. Замена всех
разновидностей одной, например, самой мощной, увеличивает расход мощности
тпитания.
Предложенная концепция помехозащищенности гарантирует
(Отсутствие сбоев. Необходимо отметить, что до сих пор не стави-
лась задача разработки ТЛЭ именно применительно к этой кон-
цепции. Предложенные типы не являются оптимальными по не-
которым другим параметрам, однако очевидно, что дальнейшие
работы в этом направлении окажутся плодотворными.
Список литературы
1.	Буденный А. П. Сверхбыстродействующий элемент НЕ — ИЛИ с большой на-
грузочной способностью. — В кн.: Новые полупроводниковые электронные
130
устройства. Материалы конференции в МДНТП. М., янв. 1972. Сб. № 2,
с. 102—104,.
2.	Буденный А. П. Сверхбыстродействующие ненасыщенные диодно-транзистор-
ные логические элементы с малым логическим перепадом. — В кн.: Полу-
проводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаев-
ского. Вып. LI. М., 1973, с. 159—164.
УДК 621.375.4:621.375.121
В. Б. КОЗЫРЕВ
Широкодиапазонные неперестраиваемые усилители
мощности на транзисторах по схеме
с общим эмиттером
Введение
При построении транзисторных усилителей мощности по схеме
с общим эмиттером (ОЭ) необходимо учитывать не только частот-
ные зависимости входного сопротивления 2Вх(ю), выходной про-
водимости УВых((о) транзистора (как для схемы с общей базой
[1,2, 3]), но также частотную зависимость коэффициента усиления
по току р((о) и дополнительную обратную связь через емкость
коллекторного перехода Ск транзистора. Этим объясняются труд-
ности построения таких усилителей и, хотя к настоящему времени
достигнуты значительные практические результаты, отсутствует
методика расчета и оптимизации усилителей. В статье рассмат-
ривается построение широкодиапазонных неперестраиваемых тран-
зисторных усилителей мощности по схеме с ОЭ, работающих в
классе А.
Эквивалентная схема транзистора
На рис. 1 показана эквивалентная схема транзистора в актив-
ном состоянии для переменных токов при включении с ОЭ. На
этой схеме г*э = 0,026В//*бА — сопротивление и Сдиф = 1/(0рГ*э=
= ₽о/сот/’*э — диффузионная емкость эмиттерного перехода, сме-
щенного в прямом направлении. Ток генератора /*к определяется
током /*б и комплексным коэффициентом усиления по току:
>*/ X	Х7*/ X	ро exp (—i/пш/РоСОр )
4(«>) = р (®)/б(®) =-----, , . .—— /б(«) =
I + 1 Ш/СОр
_ ₽о exp (— i mco/<oT) .
“ l + i₽o«MT б{)’
где Ро — коэффициент усиления по току на низкой частоте (w->-0)
в схеме с ОЭ; коэффициент т — 0,15-4-0,4; ©p=wT/Po — граничная
частота усиления по току в схеме с ОЭ, <от — предельная частота,
на которой модуль |р|»1.
5*	131
На рис. 1 Гбл R& f'K — распределенные омические сопротивле-
ния материалов и контактов базы, эмиттера и коллектора;
Ска, Скп — зарядные (барьерные) емкости активной и пассивной
частей коллекторного перехода; L& Ld> LK — индуктивности базо-
вого, эмиттерного и коллекторного выводов.
В отличие от схемы с ОБ
в схеме с ОЭ действует сильная
обратная связь, обусловленная
суммарной емкостью коллектор-
ного перехода Ск = Сак + Скп. Из-
за этой обратной связи при за-
данном токе /*к(со) требуется
больший, чем /*б(со) входной
ток — ток базы /б(со) =/*б(со) 4-
4ио)Ск£7к, где t/K — напряжение
между точками аа' в эквивалент-
ной схеме рис. 1.
Рис. 1. Эквивалентная схема транзи-
стора по схеме с ОЭ
При построении широкодиапазонных усилителей мощности мож-
но сделать ряд допущений. 1) При больших токах /*б, для кото-
рых выполняются неравенства г*э = 0,02б В//*б А<с^?э, Лб, в расче-
тах входного и выходного сопротивлений транзистора можно пре-
небречь сопротивлением эмиттерного перехода так же, как в схеме
с ОБ (3]. 2) При сравнительно низких нагрузочных сопротивле-
ниях |ZK(co) | переменная составляющая напряжения |f/K(co)|
оказывается небольшой величины. Это позволяет пренебречь дей-
ствием обратной связи через емкость Ск в расчетах входного со-
противления транзистора ZBX(co). В то же время оптимальная ве-
личина нагрузочного сопротивления |ZK(co)| получается значи-
тельно больше сопротивления /?э и сопротивления индуктивности
Ьэ общего вывода транзистора. 3) Действие обратной связи через
емкость Ск будем учитывать только изменением усиления тран-
зистора по току. Для этого генератор тока /*к(со) представим
в функции от входного тока /б (со) и выразим через коэффициент
усиления по току (3 (со), а обратную связь через емкость Ск учтем
В ВЫХОДНОЙ Проводимости Увых(со) =i СоСк+i соСкр(со) (во втором
слагаемом). 4) В выражении для коэффициента усиления по току
Р (со) можно опустить множитель ехр (—i тсо/рэсо^), так как для
современных генераторных транзисторов при больших токах коэф-
фициент т 0,154-0,2.
При таких допущениях при возбуждении током /б (со) можно
перейти к более простой эквивалентной схеме в виде однонаправ-
ленного четырехполюсника. В этой схеме входное сопротивление
2ВХ (со) « i со L6 + гб + (7?э + i со £э) (1 + 1	J
(I)
132
ток генератора тока
, + 1\ ?«<“); <2>
выходная проводимость
+	(3)
После соответствующих преобразований входное сопротивле-
ние ZBx('co) и выходную проводимость Увых(со) можно представить
в виде эквивалентных ЛС7?-цепочек (рис. 2):
^х = гб +	L3- L%x = L6 + L3;
Кх = гб + ^э(1+ Po) —^вХ; CBX=l/co^x;
^ВЫХ “ Ск, Свых = PqCk; /?ВЫХ =
Рис. 2. Упрощенная эквивалентная схема тран-
зистора по схеме с ОЭ
Вследствие сложности частотных характеристик ZBX(co) и
Увых(ю) построение широкодиапазонных усилителей мощности на
весь диапазон частот от сон<<1сор до сов^Росо^ = сот является труд-
ной и пока нерешенной задачей. Ниже рассматриваются два част-
ных случая построения усилителей: низкочастотных — при сов^
^0,3 cog и высокочастотных — при сон^Зоу
Низкочастотный усилитель
При построении низкочастотных усилителей мощности
(со^0,3(Ор) можно принять коэффициент усиления транзистора
по току постоянным и равным | р (со) | & р0. При этом соотноше-
ния (1) — (3) упрощаются: ZBX(^) =/?Bx+i coLBX, /*к(со) ро/б(со),
^вых (со ) ~ гсоСк (1 + Ро), где ,/?вх = Гб + (1 + ро) Кэ, ^вх = + (1 + Ро) Аэ.
Эквивалентная схема транзистора (рис. 3) становится анало-
гичной схеме с ОБ на низких частотах со^0,3 соа |[3] (параметры
эквивалентной схемы для обоих способов включения транзисторов
даны в табл. 1). Поэтому для построения низкочастотных усили-
133
телей мощности по схеме с ОЭ можно непосредственно исполь-
зовать материалы по проектированию подобных усилителей по
схеме с ОБ |[3].
ТАБЛИЦА 1
Схема	^ВХ	^'вх	свых
ОЭ	гб + (1 + ро) &э	1б + (1 + ро) £э	(1 + ро) Ск
ОБ	Кэ + U ао) гб	Дэ (1 — «о) Дб	Ск
Сравним по усилительным свойствам два способа включения
транзисторов. Казалось бы, что коэффициент усиления по току
| Ki | макс в схеме с ОЭ должен быть в (Ро/оо)~Ро раз больше,
чем в схеме с ОБ. Однако в схеме с ОЭ в (1 + ро) раз больше вы-
ходная емкость и примерно в
вх	Г* L к
Рис. 3. Упрощенная эквивалент-
ная схема транзистора на низких
частотах (со^О,Зсор)
~‘ро раз больше входные сопротив-
ления |/?вх и индуктивность Lbx-
Поэтому и оптимальный коэффи-
циент трансформации попт согла-
сующего трансформатора полу-
чается в ~ Ро раз больше, что
сводит на нет выигрыш в коэф-
фициенте усиления. В то же вре-
мя схема с ОЭ имеет некоторые
конструктивные преимущества.
Оптимальный коэффициент тран-
сформации Попт оказывается в ~ р0 раз ближе к 1, что резко упро-
щает конструирование согласующего трансформатора. Кроме того,
при низких нагрузочных сопротивлениях для схемы с ОЭ требу-
ются более низкие питающие напряжения, в то время как в схеме
с ОБ могут возникнуть дополнительные ограничения коэффициен-
та усиления из-за предельно допустимых напряжений на коллек-
торе транзисторов.
Высокочастотный усилитель
На частотах со^З можно принять Р(со) ~—ipocop/w. В этом
случае соотношения (1) — (3) принимают вид
^вх (®) ~ Квх + iw LBX + 1/i co Свх*, /к ро _
^вых (®) Ро®р 1 Ск,
где Квх=Г(5-|-7?э“НРо(О^ L3, £*вх= 1—
134
Эквивалентная схема транзистора приведена на рис. 4.
Рассмотрим один из вариантов построения межкаскадной цепи
связи, показанный на рис. 5. Цепь связи условно разделяют на
две части. В точках аа' обеспечивается резистивное и постоянное
сопротивление Z((o)=/?2. Трансформатор 1/п увеличивает сопро-
тивление нагрузки для i—1-го транзистора до величины Т?*=Т?2/п2.
Левая часть цепи связи
должна обеспечивать «почти» ^вх ?вх<	г*
постоянное напряжение	у* г—г-СО—
Ui(со) «const на сопротивле- д п //^\±кп—------------------
нии /?* при заданном токе	кУ Т у
/*к г-i (то) «const. Она может 0-------1	—•—*-----------0
выполняться в виде фильтра ~ L ,7
г Рис. 5. Упрощенная эквивалентная схе-
вижних частот или полосовою ма транзистора на высоких частотах
фильтра, особенно если требу-	(со^Зо^)
ется небольшой коэффициент
перекрытия по частоте о.)в/<он<З-МО. На рис. 5 показан двухэле-
ментный фильтр нижних частот, образованный емкостью Скг-1 и
индуктивностью (LK f-i + Lnoc) •
Коэффициент передачи левой части цепи связи
1
Ui W
Кг(Й) = 2---------------------------------------------,
R /К!-г(й)	1	4. i aiQ j (1 + j c^Q)
где Q = (o/(oB — нормированная частота; X=i(oB/0o — коэффи-
циент, характеризующий относительную полосу пропускания;
Я1 = ®ВСК(_Л а2 = %(ЬК1_1+ЬПО<Ж Я = г1И-1+Я*	(4)
Рис. 5. Первый вариант межкаскадной цепи связи
Квадрат модуля коэффициента передачи
1 1
|К1|(й)|3=
<1 +«!Д)’
а1 (1 +«2/Х)а—2а!аа( 1 +«i/X)	(cqaa)2^4
(1 4- (ц/Х)»	+ (1+at/X)»
135
В частном случае, при
а2(1 +а2/1)2—2а1а2(14-а1Д)==0; (а1а2)2=(1 + а1/Х)2 —
1 — 6,
или
характеристика будет максимально плоской:
|К‘<й'г=7гЛ:,7
(1 ^-о^/Х)2
А**
где 61 — допустимая неравномерность коэффициента передачи
| Kt (£2) |2 в полосе от Q<C1 до Q = 1(3].
Из ф-лы (5) и условия физической реализуемости ai>0 сле-
дуют ограничения на величину Л
(6)
При проектировании правой части цепи связи рис. 5 для дости-
жения почти постоянного тока /*к г (со) «const при условии
^2(со) == const необходимо компенсировать снижение коэффициента
усиления Лго транзистора с ростом частоты Для этого после-
довательно в цепь базы i-ro транзистора включают два или один
из трех дополнительных корректирующих элементов: резистор
/?ДОп, индуктивность Лдоп и конденсатор Сдоп. Коэффициент пере-
дачи правой части цепи связи
ад=	_ i 1----------!-----
2 7 U2 (Q)	сов G l+ia3Q+l/ia4Q
(7)
__(^вх/ 4~ ^доп)
^вх/ 4” ^доп
где а3
Овх/ Г О доп
Квадрат модуля коэффициента передачи
| к2 (Q) I2 = Гр0<Ф (/?мг + /?доп)	Т X
L	^ВХ/ “Г ^доп .
1
1 + ( а2 — 2а3а4)2 Q2 + (®з«4)2
В частном случае, при а24—2аэа4=0, (а3а4)2 = 62/1—62 или
“•=’/2глА	<8>
136
характеристика будет максимально плоской:
ik2(Q)I2=
СвхХ>ДОП I2 ________1_______
CBXi 4- Сдоп J I |	^2
1 -- д2
где б2 — допустимая неравномерность коэффициента передачи
|K2(Q) |2 в полосе от QC1 до Q = 1 [3].
Для создания в сечении аа' на рис. 5 резистивного и постоян-
ного сопротивления Z(co) =7?вхi + ^доп включают дополнительную
цепь, состоящую ИЗ сопротивления /?Пар и контура ЛпарСпар- Зна-
чения этих элементов рассчитывают по формулам [1, 4]
р _ р I р . т — СъиС^т Р2 . г _ £вх| +£доп /П\
'''пар f'Bxi 1 ^доп» Mi ар	^пар’ ^пар	р2 •
Свх/ + Сдоп	^пар
Из расчета левой части цепи связи определяется сопротивле-
ние /?*, а из расчета правой части — сопротивление (/?Вх г + /?доп)
(см. ниже). Отсюда необходимый коэффициент трансформации
п =	+ /?доп)/^*.
(Ю)
Коэффициент усиления по току i-ro каскада
|К/(Й)!2 =
4(Q)
Ац-1 («)
= |K1(Q) I21 К2(й) I2 .
л2
Частотная характеристика |Ki(Q) |2 определяется перемнрже-
нием двух частотных характеристик |/Ci(Q) |2 и ^г(й) |2. Макси-
мальное значение коэффициента усиления каскада по току
- V	“11
при Q < 1.
Помимо относительной сложности, схема связи рис. 5 имеет
серьезный недостаток — трудность практической реализации до-
полнительной цепочки (/?пар, Спар, Спар), Особенно при ИСПОЛЬЗО-
вании мощных транзисторов с низкими входными сопротивления-
ми [5]. Включение этой цепочки в первичную обмотку трансфор-
матора незначительно улучшает положение, поскольку при широ-
кой полосе, когда сов^росор, оптимальное значение коэффициента
трансформации незначительно отличается от единицы. Кроме того,
в этом случае нагрузка для согласующего трансформатора будет
отличаться от резистивной.
137
Возможна более простая схема связи, показанная на рис. 6».
в которой отсутствует дополнительная цепочка (7?Пар, Спар, Спар).
Коэффициент усиления по току i-ro каскада
к, (й) = _ 1 м» J----------,------!--------------
сов Q п 1 (tti/X 4“ i ctjQ) (1+i ct2^ 4~ 1/i
где A=toB/₽o г-icop i-i; Q = gj/(ob;
а1==
<0в^к/--1
л2
Рис. 6. Второй вариант межкаскадной цепи связи
wb (^bxi + £доп 4" Л2£кг’ i).
^вхг+ Ядоп 4~ Л2Гкг-—1
(^вхг 4“ ^доп 4”
(12)
а3 — WB с * р (^bxi 4“ ^доп 4~ ^2rKf_i) •
СВХ/ “Г сдоп
После соответствующих преобразований
/( (Q) — —	^BXi Сдоп J
п Pof—1 00i—1 (^bxz+ Сд0П) CKi—i 1 + i ЛХО— Л2Й2 — i Л3О3
где Л1=Х+(1+%/а1)а3, Л2=(Х+а2)а3, Л3=%а2а3.	(13)
Квадрат модуля коэффициента усиления
1К/(Й)|2 = Г	— _LT X
[_ Рол— 1	1 (Свх/+СДОп) ^kz—1 п
1
Х 1 + ( Л? — 2Л2) Q2 + (	—2Л1Л3)^24+Л^6 ’
В частном случае, при А2{—2Лг = 0, А2^—2Л1Лз=0, Л23=б/1—б
или
4 = 2-)/^, 4=21X14^,
(14)
характеристика будет максимально плоской:
]К/(£2)12 =
Poz wgi
Poi—1 ®₽i—1
где б — допустимая неравномерность коэффициента усиления i-ro
каскада в полосе от Q< 1 до й = 1.
138
Решая совместно ур-ния (13) и (14), определяем коэффициен-
ты щ, аа и «з в функции от 6 и Z:
Из условий физической реализуемости элементов цепи связи
(а[>0, аг>0, аз>0) определяем ограничения на величину Л:
л1-2Х,ТЛг^ + 2’-у'г4з</т^ъ- <16>
Максимальное значение коэффициента усиления каскада по
току
К2 =
макс
PoZ ©0f
PoZ— 1	1
^вх^доп
(Cbxi+ Сдои) 1
1
na
при Q < 1.
(17)
Порядок проектирования цепей связи рис. 5,6
Для расчета должны быть известны параметры i—1-го транзистора: (% i-i,
©т 4-1
©«/__]= “7----- , ск 1-4 , Gc Z-! , Лс I-! и параметры <-го транзистора: 0oi,
Ро t—1
(Op t- = (DT i/Poi» гб i > Rai, ^6 it L3i. Определяют /?вх i=rб i+^Э i + Ро i ©3 i Lait
^вх i ~	14* L3 i, CBx t — 1 / Po i ©p £- R3 i.
К LK i-i и LBx i необходимо отнести индуктивности соединительных прово-
дов и индуктивности рассеяния обмоток согласующего трансформатора.
Расчет элементов схемы связи рис. 5. При допустимой результирующей
неравномерности б задаются значениями 61 и бг так, чтобы 6t + 62^6.
При проектировании левой части цепи связи из ф-лы (5) определяют коэф-
фициенты at и аг. При этом соотношение между X=(oB/iPo i-i(Op z_,j и 6i должно
быть таким, чтобы удовлетворялось неравенство (6). Затем из ф-лы (4) опре-
деляют сопротивление R* и индуктивность Laoc: 7?* = oi/(0bCk i-i—rK i-i, Lnoc =
= а26^* + Гк i — 1}/©в—LK f —j.
При проектировании правой части цепи связи из ф-лы (8) находят коэффи-
циенты аз и 04. Затем рассчитывают вспомогательный коэффициент о*з =
= WbAbx i/Rax i. Если а*з<аз, то включают дополнительную индуктивность £ДОт1,
а3
которая определяется из ф-лы (7) при 7?Доп=0: £доп= —/?вх<— ^вх/«
©в
Если о*з>аз, то включают дополнительное сопротивление |/?ДОп, которое
©в
определяется из ф-лы (7) при £доп = 0: /?доп= — ^вх/ —flexi-
on
Дополнительная емкость Сдоп определяется из ф-лы (7): 1/СД0П =
—<Ов(^вх <+^?Д0п}/'О4—1/Свх г-
139
Элементы дополнительной цепочки (7?Пар, Спар) рассчитываются по
ф-лам (9), затем по ф-ле (10) находят необходимый коэффициент трансфор-
мации п.
Расчет элементов схемы связи рис. 6. По ф-лам (15) определяют коэффи-
циенты ai, аг и аз. При этом соотношение между Х=(ов/ро i-itop i-i и 6 должно
быть таким, чтобы удовлетворялись неравенства (16).
Рассчитывают вспомогательный коэффициент
.	й>в(^вх/+п2^К1-_1)
a __----------------------- ,
Psxi 4~ rt2ria-_1
Если a*2<«2, то включают дополнительную индуктивность Лдоп, которая опре-
деляется из ф-лы (12) при 7?дОп=0:
а9
£до11= ~ (#вх/ + п2гкг—1) (^bxi 4
шв
Если а*2>аг, то включают дополнительное сопротивление /?доп, которое
определяется из ф-лы (42) при АДОп=О:
сой
Ядоп = ~ (bBxi 4- ^кг-1) — (Рв*л+
a2
Rk(Q)
ПН!______I_________I_____I______I______1_______I___
’	0,2 0Л 0,6	0,8	1,0 UZ Q.
Рис. 7. Зависимости резистивной, реактивной доставляю-
щих и модуля нагрузочного сопротивления от частоты Q
в схеме связи рис. 5:
7) при 6=0,05, Z=0,37; 2) при 6 = 0,5, 7,=0,77; 2) при 6=0,05,
Л=0,5; 4) при 6=0,5, Z=l,06
140
Дополнительную емкость	Сдоп	находят из	ф-лы	(12):
1	(Он	~	I
Г =	+ ^доп + л2гкГ—1)— 7
ьдоп	аз	ьвх/
Коэффициент трансформации определяют из ф-лы (12):
„	Ki—-1	Р
«1	свх/сдоп
Вначале значения а*2, Ьдоп (или 7?ДОп), Сдоп и п определяют при гк «-i~>0,
LK г-1->0. Если г к г-i, г-i достаточно велики, необходимо уточнить значения
Ct*2, ^доп (ИЛИ 7?доп), Сдоп и п.
Коэффициент усиления по току К2/макс определяют по ф-ле (11) или (17).
Нагрузочное сопротивление для i—1-го транзистора
7	(О\ ( г _!_ ^ВХ/ + ЯД0П ____________________!______________
ZK‘--1(Q) = ^K/-1+ ------2-----j ai	1
— +i ohQ -4--------—----------
X	1 +ia2Q+ 1/i a3Q
(для схемы связи рис. 5 коэффициент аз = °°). На рис. 7 и 8 построены графики
резистивной 7?к i-i(Q) и реактивной XKi-i(Q) составляющих и модуля
Рис. 8. Зависимости резистивной, реактивной состав-
ляющих и модуля нагрузочного сопротивления от ча-
стоты Q в схеме связи рис. 6:
/) при 6=0,05, Л=0,6; 2) при 6=0,5, Х=0,9; 3) при 6 = 0,5,
Х=0,6
141
|2K i-i(Q) | нагрузочного сопротивления для нескольких значений л и б, про-
нормированные относительно
------ в схеме рис. 5,
7	/ I Явх1 + /?доп \	1
zk	rKi_{ +	-	)
— в схеме рис. 6.
«1
Расчет цепи питания i—1-го транзистора по постоянному току проводят, как
в работе [3].
Выводы
По усилительным свойствам обе межкаскадные цепи связи при-,
мерно одинаковы. Ценой некоторого усложнения в схеме на рис. 5
нагрузка для согласующего трансформатора близка к постоянной
и резистивной, что облегчает его конструирование.
Схема на рис. 6 более простая, но здесь согласующий транс-
форматор работает на комплексную, значительно изменяющуюся
в рабочем диапазоне частот нагрузку.
Список литературы
i.	Алексеев О. В., Говорухин В. И. О построении широкополосных транзистор-
ных усилителей мощности. — В кн.: (Полупроводниковые приборы в технике
электросвязи. Под ред. И. Ф Николаевского. Вып. ,9. М., «Связь», <972, с. 66.
2.	Алексеев О. В., Говорухин В. И., Гусев Б. В. Опти-мальные широкополосные
усилители мощности на транзисторах по схеме с общей базой. — В кн.: Ис-
следования по радиотехнике. Вып. 4. Вопросы широкополосного усиления и
умножения сверхвысоких частот. Новосибирск, 19171, с. 81.
3.	Козырев В. Б., Попов И. А. Широкодиапазонные неперестраиваемые каскады
транзисторных радиопередатчиков. — В кн.: Полупроводниковые приборы в
технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. Г5. М., «Связь»,
1975, с. 80.
4.	Horwitz I. Н. Design Wideband unf Power Amplifiers. — «Electronic
Design», 1969, v. 17, N H, p. 72—77.
5.	Benjamin J. A. Build Broadband rf Power Amolifiers. — «Electronic De-
sign», 1969, v. 17, N 2, p. 50—54.
6.	Плавский Л. Г., Девятков Г. Н. Расчет цепи с потерями для коррекции ши-
рокополосных транзисторных усилителей. — В кн.: Полупроводниковые при-
боры в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 11. М.,
«Связь», 1973, с. 111.
УДК 621.316.93:621.316.722.1
В. А. БЫЧКОВ
Защита от перегрузок транзисторного стабилизатора
напряжения с оптимальным саморегулированием
порога срабатывания
Широко известные устройства защиты с фиксированным порогом срабаты-
вания обладают существенным недостатком, проявляющимся в преждевремен-
ном запирании регулирующего органа транзисторного стабилизатора напряже-
ния (ТСН) при импульсной нагрузке, допустимой с точки зрения мощности,
рассеиваемой регулирующими транзисторами, но характеризующейся превы-
шением амплитуды импульса или среднего тока пачки коротких импульсов
над величиной тока порога срабатывания устройства защиты. Если при этом
длительность импульса или длительность пачек коротких импульсов тока на-
грузки так велики, что накопительный конденсатор, установленный на выходе
стабилизатора, не способен поддержать заданную стабильность выходного на-
пряжения, могут произойти сбои в работе аппаратуры. Отстройка защиты на
пиковое значение импульса тока нагрузки приводит к перегрузке транзисторов
регулирующего органа в случае аварии.
При таком характере тока нагрузки также не может быть осуществлена
защита ТСН с помощью предохранителей и токоограничивающих резисторов,
так как невозможно удовлетворить противоречивым требованиям: обеспечить
режим регулирующего транзистора без захода в область насыщения при мак-
симальном значении амплитуды импульса тока нагрузки и одновременно обес-
печить эффективное ограничение тока ТСН при коротком замыкании, не сни-
жая существенно его КПД.
Эффективную защиту ТСН, работающих на нагрузку, ток ко-
торой имеет подобный импульсный характер, может обеспечить
лишь быстродействующая защита с порогом срабатывания, изме-
няющимся автоматически по определенному закону, гарантирую-
щему ограничение температуры перехода силовых транзисторов
регулирующего органа. Для управления порогом срабатывания
устройства защиты необходимо знать: допустимую мощность, рас-
сеиваемую силовыми транзисторами регулирующего органа, теп-
ловую постоянную времени структуры переход-корпус, постоян-
ную составляющую тока нагрузки, амплитуду, длительность и
скважность импульсов тока нагрузки. Автоматическое регулиро-
вание порога срабатывания устройства защиты с учетом измене-
ния параметров тока нагрузки позволяет наиболее полно реали-
зовать возможности ТСН без преждевременного ограничения по-
требляемого от него тока.
В данной статье рассматривается устройство защиты ТСН, от-
вечающее поставленным задачам, и дается методика его расчета.
В соответствии с этими задачами получена зависимость теку-
щего значения тока /п, соответствующего порогу срабатывания
устройства защиты в динамическом режиме от следующих вели-
чин: предельной величины постоянного тока нагрузки стабилиза-
143
тора /он, соответствующего порогу срабатывания устройства за-
щиты; текущего значения постоянной составляющей тока нагруз-
ки /о (с учетом внутреннего потребления стабилизатора); дли-
тельности импульса тока нагрузки /и, скважности Q и тепловой
постоянной времени структуры переход-корпус силовых транзи-
сторов регулирующего органа тПю соответствующих условию
^и^Тпк [I].’
. тпи
4 = /о + (/о,-/о) t .	(О
— и
1-е Тпк
Ток порога срабатывания /п должен быть ограничен сверху
допустимой величиной импульса тока силовых транзисторов регу-
лирующего органа /и макс, в результате чего он может изменяться
в пределах /он^С/п^С/пмакс-
Схема, основой которой является устройство электронной за-
щиты с автоматическим возвратом (2, 3], представлена на рис. 1.
Принцип действия устройства сводится к шунтированию сиг-
нала управления регулирующим органом в момент перегрузки
стабилизатора, в результате чего ограничивается мощность, рас-
сеиваемая на регулирующих транзисторах в аварийном режиме.
Рис. 1. Принципиальная схема устройств защиты по
току в составе упрощенно представленного ТСН
В устройстве защиты, представленном на рис. 1, шунтирование
сигнала управления регулирующим органом 1 осуществляется тран-
зистором Гг, который управляется суммой трех напряжений: на-
пряжением на резисторе R3> которое является опорным в устрой-
стве защиты и уменьшается при срабатывании защиты пропорцио-
нально уменьшению выходного напряжения стабилизатора; напря-
жением на резисторе 7?6, зависящим от тока нагрузки, и напряже-
нием на транзисторе Tit величина которого постоянна.
144
В состав устройства защиты, описанного в работе [3], введены
новые элементы, обеспечивающие выполнение двух задач — само-
регулирование порога срабатывания, исходя из предшествующего
режима загрузки стабилизатора, и ограничение предельного зна-
чения импульса тока стабилизатора. Для решения первой задачи
введены: вспомогательный источник напряжения, который одно-
временно используется для питания усилителя напряжения 2, тран-
зистор 7\ резисторы Ri, Rs, накопительный конденсатор С{ и
разделительный диод Д2. Для решения второй задачи введена
цепочка диодов Д{.
Если амплитуда импульса тока превышает предельную вели-
чину постоянного тока стабилизатора, происходит отпирание тран-
зисторов защиты Т2 и Т3, в результате чего накопительный кон-
денсатор разряжается через эти транзисторы, создавая на ре-
зисторе /?3 большую величину запирающего транзистор Т2 опор-
ного напряжения. По мере разряда конденсатора в течение вре-
мени, равного длительности импульса потребляемого от стаби-
лизатора тока, происходит снижение потенциала коллектора Т2.
Если амплитуда и длительность импульса потребляемого тока
превысят значения, определяемые возможностями стабилизатора,
то потенциал коллектора Т2 снизится настолько, что разделитель-
ный диод Д2 перейдет в проводящее состояние и тогда устройство
защиты осуществит шунтирование сигнала управления регули-
рующим органом.
Изменение порога срабатывания устройства защиты с учетом
постоянной составляющей потребляемого от стабилизатора тока
выполняет транзистор Г3, уменьшающий заряд конденсатора Ci.
Пропорциональное отношение изменения заряда С\ к величине
постоянной составляющей тока стабилизатора обеспечивается
включением резистора обратной связи /?8.
Если амплитуда импульсов потребляемого тока превысит до-
пустимую величину импульса тока силовых транзисторов регули-
рующего органа, произойдет быстрый переход транзистора Т2
в режим насыщения в результате прямой передачи большого сиг-
нала управления с резистора через цепочку диодов Д^ на вход
транзистора Т2. При быстром переходе в режим насыщения тран-
зистора Т2 резистор Т?5 ограничивает ток разряда конденсатора Ci
уровнем, допустимым для транзистора Т2.
Предложенное устройство защиты может пропускать импульс-
ный ток нагрузки, примерно в пять раз превышающий максималь-
но допустимую величину постоянного тока нагрузки, эта величина
определяется потерей напряжения на резисторе R§.
Уравнения для расчета устройства защиты приведены ниже.
Основным исходным параметром является номинальное значение
постоянного тока нагрузки /нн проектируемого стабилизатора. Та-
кой подход к решению задачи является универсальным, так как
145
позволяет при проектировании стабилизатора на заданный ток.
/Нн реализовать его импульсные характеристики, а при проекти-
ровании на заданный импульсный режим воспользоваться для
расчета устройства защиты теми же уравнениями, определив из-
вестными приемами мощность, рассеиваемую на силовых транзи-
сторах регулирующего органа, и получить, исходя из нее, эквива-
лентное значение /нн:
Ur, = (0,5 4- 1) В; 70н = 1,3/нн;
^« = (/Л.//он; £к = (20д-40)В;
0>^3/0н/?б/?кВ2мин/^к’,
= 1,2/?3 ((/н 4" ^э1/
(2)
С1 — Тпк(^н + ^кэ1)/^к^; ^7— тпк/01>
где U— падение напряжения на резисторе /?6 при предельной
величине постоянного тока нагрузки /он; Ек— напряжение вспо-
могательного выпрямителя; 7?к — сопротивление нагрузки усили-
теля напряжения (статическое сопротивление, если в качестве RK
применен стабилизатор тока); В2 мин — минимальный коэффи-
циент усиления по току транзистора Т2; t/H— номинальное зна-
чение выходного напряжения стабилизатора; UKQi — падение на-
пряжения на промежутке коллектор-эмиттер транзистора 7\. Теп-
ловая постоянная времени структуры переход-корпус силовых
транзисторов тПк определяется по методике, изложенной в рабо-
те (1, с. 173].
После выбора сопротивлений резисторов /?3, /?4, /?6 и /?7 точное
значение /он можно определить из уравнения
'   #3 + ^4 \ тт   Tj I R3 /
он ~ R,R, L 362 кэ1+Яз + Я« \
МИН \
(3)
где Еэб2 — падение напряжения на переходе эмиттер-база тран-
зистора Т2 на пороге срабатывания защиты; /р — ток управления
регулирующим органом при токе нагрузки стабилизатора, рав-
ном /он.
Если полученная величина /Он существенно отличается от вы-
бранной по условию (2), необходимо уточнить сопротивление ре-
зистора /?4 и величины связанных с ним элементов €\ и /?7:
Т?8 ==: ^он^з^/Ек,	(4)
Транзистор Т2 необходимо выбирать с наибольшим допустимым
импульсом тока коллектора /к 2 макс, что должно обеспечить вы-
полнение условия
/?6<0>2/?з,	(5)
146
где
Я5— 1>22?К//К2макс«	(6)
Число кремниевых диодов в цепи
ЛД1 ~ макете 1 >	(7)
Я4 = £кЯ3/1,3/имакете, Я2 ~ (Ю -г 15) Ом,	(8)
где /имакс — максимально допустимая величина импульсного тока
нагрузки стабилизатора.
Ниже представлены уравнения зависимости тока нагрузки /о
и мощности Рр, рассеиваемой силовыми транзисторами регули-
рующего органа, от сопротивления нагрузки в статическом режи-
ме перегрузки стабилизатора:
/в == Д/(С —В/?н),	(9)
Рр = /о Шв - h (Ян + Яв + Яв)],	(10)
где А, В и С — вспомогательные коэффициенты; Ев — ЭДС выпря-
мителя стабилизатора; /?н — текущее значение сопротивления на-
грузки стабилизатора с учетом внутреннего потребления; Рв —
внутреннее сопротивление выпрямителя с учетом результирующего
сопротивления выравнивающих резисторов, включенных в цепь
эмиттеров регулирующих транзисторов.
Критическая величина сопротивления нагрузки /?Нкр, при ко-
торой мощность, рассеиваемая в регулирующем органе, достигает
максимального значения, определяется из уравнения
D _ С M + 2ЛВ (7?в + /?6)	(11)
нкр	В(А + ЕвВ)	*	' }
Вспомогательные коэффициенты А, В и С определяются из
уравнений
А = иэб2 — С/Кэ1 —--------h E*R^R* + RJ
*3 + #4	^К^7^2мин
В = Я3/(Я, + /?4), С = ЗД/(7?3 + Я4).
Если вероятен аварийный режим стабилизатора при значении
сопротивления нагрузки, близком к 7?Нкр, то теплоотводы силовых
транзисторов должны быть выбраны с учетом этого режима.
В динамическом режиме зависимость порога срабатывания
устройства защиты от постоянной составляющей тока нагрузки,
длительности и скважности наложенных на него импульсов тока
нагрузки выражается уравнением
Г ___ Т I ^>1^3^7 (Q — О (^ОН — ^о)
Это уравнение с достаточной точностью соответствует ур-нию (1).
147
Если при аварии силовые транзисторы регулирующего органа
не способны длительно рассеивать повышенную мощность (на-
пример, при высоком выходном напряжении стабилизатора), це-
лесообразно иметь выключающую защиту с принудительным воз-
вратом от вспомогательного автогенератора, работающего с боль-
шой скважностью. Для получения этого режима защиты необхо-
димо заменить, например, кремниевый транзистор 7\ кремниевым
диодом, имеющим более высокое падение напряжения, чем напря-
жение отсечки входной характеристики транзистора Т2. Для обес-
печения автоматического включения стабилизатора вспомогатель-
ный автогенератор должен периодически снижать напряжение на
диоде Д{ до уровня, несколько меньшего напряжения отсечки
входной характеристики Т2. Автогенератор должен работать с
циклом несколько секунд, шунтируя цепь диода на время запуска,
равное двум-трем периодам питающей сети; если постоянная вре-
мени фильтра выпрямителя превышает эти значения, то время
запуска должно быть соответственно увеличено.
Для устранения возможных помех от запускающего генератора
в его цепь необходимо подать запирающее напряжение с выхода
стабилизатора. В этом случае генератор будет включаться только
после срабатывания защиты, когда отсутствует выходное напря-
жение стабилизатора.
Приведем пример расчета.
Рассчитать устройство защиты ТСН при следующих исходных данных:
Ен —27 В, /нн = 3 А, /и макс=4/нн=12 А, Ев = 40 В, 7?в=О,5 Ом, Тпк = 50 мс,
/р='0,15 мА, (/?к=110 кОм.
Из ф-л (2) получим: URg=®,7 В, /он=3,9 А, 7?6=О,2 Ом, Ек = 30 В,
7?з=3910 Ом, i/?4=16 кОм, Ci=3-10'-6 ф, )^7=1б кОм.
Из (3): /он = 3,84 А. Из (4): /?8=3900м.
Из (5): /?5^78 Ом. Выбираем в качестве Т2 кремниевый транзистор КТбО'2.
Из (6): /?5 = 75 Ом, что соответствует условию (4). Из (7): Пд =4. Из (8):
/?1=3,9 кОм. Из (9): Т?2= 13 Ом. Из (12): А=0,107, В=0,0238, С=О,19б.
Проверка рассчитанных коэффициентов А, В и С по ур-нию (9) при /о = /о н:
в этом режиме 7?н= Ен//н=7,03 Ом; из (9): /он = 3,82 А, что близко к значению,
полученному из ф-лы (3), из (И): 7?н кр = 6,4 Ом. Из (9) при Ен кР: /о=2,49 А.
Максимальную мощность Рр макс, рассеиваемую на силовых транзисторах регу-
лирующего органа при Ен кр, получим из ур-ния (10): Рр макс = 55,6 Вт.
Из ф-л (9) и (10) соответственно остаточный ток и мощность, рассеиваемая
на регулирующих транзисторах в режиме короткого замыкания, равны:
/о=А/С=0,55 А, Рр=21,8 Вт.
На рис. 2 в качестве примера и для проверки расчетов пред-
ставлены графические зависимости порога срабатывания устрой-
ства защиты /п от переменных аргументов /о, /п и Q.
Графики построены для трех значений /0: 0,03, 2 и 3,84 А.
Для упрощения эксперимента время паузы между импульсами
было выбрано неизменным и равным /n=/H(Q—1) =50-10 3 с.
На частном примере результаты показывают хорошее совпа-
дение расчетных и экспериментальных данных. Как видно из экс-
148
периментального графика, максимальная амплитуда тока силовых
транзисторов регулирующего органа ограничена величиной тока
16,5 А, что обусловлено влиянием цепочки диодов Д\.
--------- по данным допустимого режима для регулирующих тран-
зисторов; ——-—.----исходя из параметров элементов устройства за-
щиты; — . — . — — по экспериментальным данным
зисторов; ——-—.----исходя из параметров элементов устройства за-
щиты; — . — . — — по экспериментальным данным
Проделанная работа позволяет сделать вывод, что автомати-
ческое изменение порога срабатывания устройства защиты с уче-
том предшествующего режима загрузки стабилизатора позволяет
полностью реализовать энергетические возможности стабилизатора
при работе на нагрузку импульсного характера, исключив прежде-
временное срабатывание устройства защиты, приводящее к сбоям
в работе аппаратуры.
Список литературы
L Николаевский И, Ф., Игумнов Д. В. Параметры и предельные режимы рабо-
ты транзисторов. М., «Советское радио», с. 15L—173.
2. Бычков В. А. Устройство защиты транзисторного стабилизатора. А. С.
№ 43-0362. — «Открытия. Изобретения. Промышленные образцы. Товарные
знаки», 1974, № ,2Ю|.
3. Бычков В. А. Защита от перегрузок транзисторного стабилизатора с авто-
матическим возвратом. — В кн.: Полупроводниковые приборы в технике
электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. ,13. М., «Связь», 1974, с. 4.
149
УДК 621.375.4
В. К. ВЛАДИМИРСКИЙ, И. В. СУХОДОЕВ, Л. В. ШИНОВ
Расчет бестрансформаторных уравновешенных цепей
Введение
Затруднения при микроминиатюризации аппаратуры связи и
радиотехнических устройств возникают вследствие нереализуемо-
сти трансформаторов методами интегральной микротехнологии (1].
Трансформаторы, как известно, широко применяются для согласо-
вания, осуществления гальванических развязок, при переходе от
неуравновешенных цепей к уравновешенным и во многих других
случаях [2, 3].
Отсутствие трансформаторов, совместимых по конструктивно-
технологическим данным с микроэлементами, вынуждает изыски-
вать определенные схемные решения. Одним из них является
создание уравновешенных цепей с использованием неуравновешен-
ных элементов (четырехполюсников с общей стороной). Это воз-
можно лишь при соответствующих теоретических обоснованиях и
наличии инженерной методики расчета основных показателей
бестрансформаторных уравновешенных цепей. Разработке такой
методики на базе основных положений теории электрических цепей
и посвящена статья.
Рис. 1. Уравновешенная квазилинейная шумящая цепь (а)\
то же, цепь с учетом сигнальных свойств (б); шумовые (в),
нелинейные (г) и результирующий четырехполюсники (д)
150
К уравновешенным цепям, выполненным на неуравновешенных
элементах, относятся балансные усилительные каскады [4, 5].
В обобщенном виде уравновешенная цепь представляет собой по-
следовательное соединение двух идентичных четырехполюсников
с общей стороной (рис. 1а).
Учитывая специфичность аппаратуры уплотнения, в дальней-
шем ограничимся рассмотрением квазилинейных шумящих цепей,
которым свойственны внутренние шумы и возникновение продук-
тов нелинейности при прохождении через них сигнала (однако
величина этих продуктов по сравнению с сигналом весьма незна-
чительна).
Воспользовавшись известным приемом [2, 3] на основе принципа
наложения, представим рассматриваемую цепь несколькими, каж-
дая из которых в отдельности характеризует сигнальные (рис. 16),
шумовые (рис. 1в) и нелинейные (рис. 1г) свойства исходной.
В совокупности эти порознь взятые цепи составляют один резуль-
тирующий уравновешенный четырехполюсник (рис. 16), обла-
дающий свойствами каждого из поименованных четырехполюсни-
ков.
Общий характер задачи и использование единой теоретической
платформы для ее решения позволяют создать совместимые мето-
дики расчета сигнальных, шумовых и нелинейных показателей
рассматриваемой уравновешенной цепи.
Сигнальная модель
Основные величины, характеризующие сигнальные свойства
цепи, определим, воспользовавшись известными положениями тео-
рии линейных цепей для случая
двух линейных четырехполюсни-
ков (рис. 2а).
Сигнальные свойства цепи вы-
ражаются через параметры со-
ставляющих четырехполюсников
результирующей матрицей [2]
Z(p)=Z(i)4-Z(2) с элементами
f|f> = z<]i + zra z|p>=zoi+2g> .
4f’ = 41'+4?. *й’ = «+ф.
где параметры с индексом (1)
вверху принадлежат первому
плечу, а с индексом (2) — вто-
рому.
последовательного соединения
Рис. 2. Последовательное соединение
двух линейных четырехполюсников
(а), результирующий линейный че-
тырехполюсник (б)
1.51
Значения сигнальных величин при последовательном соеди-
нении для случаев неидентичных и идентичных параметров четы-
рехполюсников сведены в табл. 1 (при подаче на вход балансной
ТАБЛИЦА 1
Результирующие сигнальные величины	Расчетные формулы	
	при неидентичных параметрах плеч	при идентичных параметрах плеч
Входное напря- жение, Ui	Е	н?	• 2 2ц г2 + 4 А г
Входной ТОК, li	 z2 + (	+ z<|>) Е	A Z2 4~ 2 Z22 Е и« lizz
Выходное напря- жение, U 2	• ( 4Р +Z21))Z2 Е нр	п	*21 *2 £ и» “zz
Выходной ток, /2	.(1) 1 ,(2) •	г21 + г21 Е	Е-~-г1 
Входное сопротив- ление, ZBX	(г^ +2{;))224-Аг<Д> z2 4- ( 4^ + Z22^	2 2ц Z2 4" 4Д z Z2 + 2^22
Выходное сопро- тивление, 2ВЫХ	(2H>+2<1>)21+A2W г.+ОН’+г!?)	2 z22 2t + 4 А г Zi + 2 zu
Коэффициент уси-	( 4Р + zffi) z2		2 z2i z2	
ления по напряже- нию, К и	(2<})+2<?>)z2 + A2<«’	2 zu z. + 4 А г
Коэффициент уси-	,(1) 1 ,(2) г21 т~ 221	2 z21
ления по току, Kt	z2 + ( 2^’ + 2^’)	z2 + 2 z22
ступени дифференциального сигнала) и в табл. 2 (при подаче
на вход балансной ступени синфазного сигнала).
152
ТАБЛИЦА 2
Результирующие сигналы	Расчетные формулы	
	при неидентичных параметрах плеч	при идентичных параметрах плеч
Входное напря- жение, Ui	. (4!’+4?)^ + АгМ Е я'с)	Д 2ц 2^2 4"	^22 л «и
Входной ток, 1г	!, + (4‘>+zg>) Е	Н<?	Аг2 + 2г22 С я(с) 7/zz
Выходное напря- жение, й2	Е я<с)	—
Выходной ток, /2	ZU) __2(2) z21 — Z21 я<с>	—
Входное сопро- тивление, ZBX	( г{Р + г11}) гг + г<С^ 2 + (22(1) 4-22(2))	2 2ц z2 ~Н 4 ?11 г22 г2 + 2 z22
Выходное сопро- тивление, 2ВЫХ 1	(z22} +^))г1 + Дг(с>	2 z22 zY 4“ 4zn z22
	г.+(41’+4?)	zi + 2 zn
1 Коэффициент уси- ления по напряже- нию, Ки	(4Р (гп’ 4- 2^11’) н- л Z(c>	—
Коэффициент уси- ления по току, Kt	^ + («+4?)	—
Примечания? 1. Дг = zlt г22 — г12 z21; A z№ = ( z< J) 4- z<2)) ( z<0 4- z<|)) — ( zU) 4-
+ Z\z) ( 4P +	= ( Z22 + Z22}) 21 + ( Z1P + Zn)22 + 21 z* + Д г(Д); Л/Й) =“
1Z / \ 41	41 /	4	\ 44	44 J	\ 11	11/	ZZ
2 z22 Zj 4~ 2 Zjj Zj 4“ 4 A z.
*'w-(41’+4?)(«+•&-(. -i;1 - 4?)(4i’ - 4?’)  «?> -< +
+ Z22))Z,+ ( zH)2 + 2ll))Zs + Z,Z2 + Дг(С);	“2z,s 4-zt + 2z It 284-Zi z,4-4zltz„.
153
Одним из важных показателей уравновешенной цепи является
затухание асимметрии выхода, которое определяется по схеме
рис. 26 и описывается выражением [6]
аа = 201g
(72(д)
(1)
где а дано в дБ; [?2(д) — напряжение на выходе при подаче на вход
дифференциального сигнала; t/2(c) — напряжение на выходе при
подаче на вход синфазного сигнала.
Предполагается, что источник сигнала идеально симметричен.
Поэтому при наличии на входе парафазного напряжения на вы-
ходе за счет неминуемого в реальных условиях разбаланса появ-
ляется синфазная составляющая. При синфазном сигнале во всех
идентичных точках напряжения равны, поэтому во включенных
между ними элементах токи не протекают и можно их опустить.
Для парафазных сигналов напряжения в идентичных точках
равны по абсолютной величине и противоположны по знаку. По-
этому средние точки элементов, «перпендикулярных» оси симмет-
рии, имеют нулевой потенциал и при «заземлении» их режим ра-
боты цепи не нарушится. Таким образом, определяя величину за-
тухания асимметрии, необходимо различать схемы замещения для
синфазной и парафазной составляющих, а следовательно, и пара-
метры составляющих четырехполюсников для них.
Используя значения U2^ (табл. 1) и (72<с) (табл. 2), найдем
по ф-ле (1) затухание асимметрии
аа = 201g
Z(D i_z<2)	о(с)
Z21	Z21	П2
z(l) __z(2) о(д)
Z21	Z21 л z
Предполагается, что в обоих случаях (при дифференциальнохМ
и синфазном напряжениях на входе) напряжения генераторов, их
внутренние сопротивления и нагрузки равны между собой.
Пример 1. Определить сигнальные параметры балансного каскада (рис. За)
(при внешних сопротивлениях £i = £2=2000 Ом) на малошумящих транзисторах
типа М-5В, имеющих следующие параметры в схеме с общим эмиттером
й!}'= 1000 Ом, й<‘> =4-10~4, ftl}>=100, лЦ»=10-4 См, Дй<1)=0,06,
ft!?’ = 1200 Ом, йй> =4,5-10-4, 4?’=110, йШ =0,8-10-4 См, Дй<2)=0,046.
Остальные величины элементов балансного каскада:
Ro = 220 Ом, = 900 Ом, Я<2) = 1100 Ом,
Я*1* = 110 Ом, /?<2’ = 90 Ом.
Составим эквивалентные полусхемы для синфазной (рис. 36) и парафазной
^(рис. Зе) составляющих. Принимая во внимание незначительное отличие одно-
154
именных параметров элементов плеч балансного каскада, при расчете полусхем
для парафазной составляющей возьмем следующие усредненные параметры
элементов:
Лпэ=	1100 Ом> Л12э = Ми=М1э=4.2-10-4 ,
А21Э = ^=А21Н100>
Л22Э= ^223 =А22э =0>9-Ю—4 См,
2?н = R™ = R& = ]000 Ом> Ra = д(1) = д(2) =100 Ом
Рис. 3. Эквивалентные схемы балансного усили-
тельного каскада:
а) общая; б) одного плеча для синфазного сиг-
нала; в) одного плеча для дифференциального
сигнала
Найдем элементы a-матрицы для полусхемы:
«11 = — 1,06-Ю-1; а12 = —1,05-Ю2 Ом; с21 = — 1,09-10~5 См, а22=—10~2;
после этого определим
2	2
Kl= г2ап + 2аю = 2-108 (—1,09-10~5) 4-2 (—10-2)	= — 48:
“ ацгз + 2а12	(—1,06-10-1) 2-10» 4-2 (-1,05-10»)
2z2au 4- 4а12	2-2-10’(—10~2)-I-4 (—1,05-Ю)2
ZDX-----------------------7-------СГ—-------------- = 20 000 Ом,
ZjOjj 4- 2au 2-10» (—1,09-10~5) 4- 2 (—10~2)
2zxa22 4- 4а12	2 • 2  108 (— 10-2) 4-4 (— 1,05 • 102)
^вых=	=	~	zr ~	7~ = 1970 Ом.
г,а21 4- 2«ц	2-Ю8 (_1,09-10~5) 4-2 (—1,06-10“’)
Для расчета затухания асимметрии выхода найдем элементы а-матрицы
каждого плеча для синфазной и парафазной составляющих, после чего опре-
делим приведенные сопротивления цепи Над и Нас'.
155
— для синфазных составляющих:
°1’с--0.63L а^’=—5,66-Ю2 Ом, 4}>=-1,265-10~5 См, а^>=—1Д55Х
ХЮ-2,	а(2)=м>49>	а(2)--5,4-Ю20м,. а$=—9,66-10-’См, а$с =
=—О,98-1О-2;
— для парафазных составляющих:
41д=-<М36, "12^=^121 Ом, аЩ=-1,22-10-5 См, аЩ =—1,011-Ю"2,
а11д =—W2, П|2д=—102 Ом, а$=-О,93-1О-5 См, a^=-4)i,95-10~2;
Яад =а22д 21+ «11д 2г+ 4! д 212г+ 4гд =
= —1,011-Ю”2.10’ —0,136-10’ — 1,22-10~5 10’ — 121 = — 279,3 Ом;
нал =4зд г1+ «Ид 2г+ «21 д ziz2+ 0<12д =
= —0,95-Ю-2 103 —0,092-10’— 0,93-10—МО’ —102 = 213 Ом!
Нас =4Й 2г+ «11с 2г+ «21с г1г2+«12с =
=—1,055-10~2-10’ — 1,265-10-5.10’ — 5.66-102 = — 1220 Ом;
Нас =а22с 21+ «11с 2г+ 4fc 2i22 + 41с =
= — 0,9tf • 10~2 • 10’ — 0,49 • 1 О’— 9,66 • 10~6 • 1 О’—540=—1050 Ом.
Используя полученные значения, определим затухание асимметрии выхода
аа = 201g	2U) —2_ Я(1) 22 АД	+ —2-	= 201g	1Q3	103 । 		= 201g 103^40 дБ.
				— 279,3	— 213	
	^2	zl2)		103	Ю3	
	н^>			—1220	1050	
Шумовая модель
Для построения шумовой модели уравновешенной цепи вос-
пользуемся основными положениями теории линейного шумящего
четырехполюсника [7—9]. Согласно этой теории четырехполюсная
цепь с коррелированными источниками флуктуаций характеризует-
ся тремя первичными шумовыми параметрами:
— независимым шумовым сопротивлением (проводимостью)
^шн = I ешн WT Д f (GmH = I гшн \2/4kT Д Л;	(2)
— шумовой проводимостью (сопротивлением)
Оша = 1IWT Д f (Яшв = I еша \ЩТ Ь f)‘,	(3)
156
— корреляционным сопротивлением (проводимостью) шума
где еша и 1ша — отнесенные ко входу задающие источники шума;
уа — коэффициент корреляции между еша и ima, еш н = еш а—ZKopini а,
1шв = 1ша — Укорота — НеЗЭВИСИМЫе ИСТОЧНИКИ Шума.
Уравновешенная цепь в рас-
сматриваемом случае образуется j	j
из двух последовательно соеди- №—®-|	|
ненных шумящих четырехполюс- .	* 1	| J
ников рис. 1е. Пользуясь извест- ^,/1 ,/	|^2
ным приемом, последние можно ’ у Г г(г> | у ’
представить в виде нешумящих	I еаш
четырехполюсников и вынесенных
источников шума: e^zi. <?mh и
«шг2, ешг2 (РИС. 4). ЭТИ ИСТОЧ-
ники шума, в общем случае кор-
релированные в пределах собст-
венно четырехполюсника и незави-
симые по отношению к другим,
образуют результирующие шу-
Рис. 4. Последовательное соеди-
нение двух шумящих четырехпо-
люсников (а), результирующий
шумящий четырехполюсник (б)
мовые напряжения:
Л(0) _ v z,(s) _	;(2). ;<р) = v
^u!zl — ^шг1 — ^шг1 £uizl, ^шг2
s=l	s=l
Для определения шумовых параметров
зуемся известными соотношениями [2, 7]
Др)	1
L(p) _ (Р) _ гП	-(Р) ; ,(Р> _
^ша — ^uizl	. . СШг2 ’ ша — _(р)
4?’	21
;<s) _ ;п)	;(2)
<-шг2 — <-шг2	<-шг2’
соединения восполь-
.	(5)
Используя выражение (3) и принимая |i<P>a \2=4kTAfG ш а, по-
сле ряда преобразований определим результирующую шумовую
проводимость
2
G(p) = V I z<?) t2
ша - . ша) 21 I
s=l
14P 2 + <g14? I2
141’+4? I2
(6)
Между шумовыми параметрами существует следующая зависимость:
^шн =	|2 . р Т7 ; Вша =	+ @ша I -^кор |2»
I -^кор |2 + ^шн/^ша
у __ /кор .
I ^кор |2 Н“ ^шн/^ша
157
Результирующее корреляционное сопротивление шума нахо-
дится из выражений (4), (5) при соответствующих преобразова-
ниях и подстановках в ZW = (/^ ^ ) |"^Г|"2 :
2™ - Д *'’ + 2 2(z»p - <”) (2 °21 W I2)"' =
=Z(1) zm (<е 4Г) к	4?-( -га-4?) 41’1
"°’ ”р +
17)
Используя выражения (2), (5) и учитывая, что
=	]СП!-Ж|2-Ж1!Ш2’
найдем результирующее шумовое сопротивление
« = 1(Я2+Щ|^’-4’12-
S=1
- 2 °- z*r та - "НО2 (£I г«тГ’ =
»/?(!) + Р(2) 4- ^^1^-гП)4Г-(^-^))41)|2	,8.
шн шн g^W+gM’I2
В случае идентичных шумящих четырехполюсников
е& = &. ^ = &, г!1> = г!;', г|4' = г||>, 41’-4?, гй’-4Я.
поэтому результирующие шумовые параметры
G(p) _ J_ Q(i) = J_ g<2) : p(p) = 2/?d) = 2
wma 2 mfl 2 ша шн шн шн’
Z<P) =2Z<1> =2Z<2>
кор кор кор’
Первичные шумовые параметры непосредственно не отобра-
жают изменения отношения сигнал/шум и условий его минимиза-
ции, поэтому, воспользовавшись известными соотношениями [10],
определим:
— избыточный коэффициент шума
_ /?<?’ + g<,p>|21 + z(p)|2 + /?пв|4ГЧ+4)|2 .
*и
— избыточный минимальный коэффициент шума
_ Я<Р> + G<P> (₽1МИЯ+ ₽<Р>)2 + /?ш21	+ i Хх) +	|2
и мин
^1МНН
158
При достаточно большом усилении четырехполюсника, пре-
небрегая шумами нагрузки и полагая /?Ш2 = 0, получим
^PB) + G^>hi+^>|2 ,
/<₽> =
^Ш1
F(p) . ^Ph) + G^)(^ + W.
x И МИН	D	*
А1МИН
d(P) J_ G<P) d(P)2 \l/2
хшн । иша 'хкор I
(9)
/?1мИв-1	G(P)	I	•
\	ша	/
Пример 2. Рассчитать первичные шумовые параметры балансного каскада
и его коэффициент шума, если известны
С = 83 Ом, G<29 =0,8- Ю-3 См, э = (0,95 + i 0,21) Ю-3 См и
/?<^=89 0м, 0$, =0,75-10~3 См, У$,э= (0,91 + i 0,25) 10~3 См.
Найдем результирующие шумовые параметры полузвеньев, в совокупности
образующих каскад (рис. Зе) предварительно по формулам пересчета, опреде-
лив:	818.10-3 См, *>«>,, = 76 Ом, 2(0 9 = i 19.90 м и G™, , =
= 0,829-10~3 См, R^H э = 80,7 Ом, Z™ 9 = 98 — i 26,9 Ом.
В качестве сигнальных параметров транзистора и цепи отрицательной об-
ратной связи воспользуемся исходными данными первого примера, учтя приня-
тые направления токов и напряжений в шумящем четырехполюснике [71.
Из ф-лы (6)—(8) найдем для 1-го плеча:
z>(pi) _ Qua I ^213 12 + бща I ^223^21 I2 _
'Ала
I ^213-^223^21 I2
0,878-10-3-10«4-1,82-Ю-3 I 10~4.110|2	. „
= --------------z—:---------1--------— =0,878-10-3 Cm;
| 100—10-4-110|2
= ^шиэ + Лщн +
СщаэОща I (^кор э^22э А ^э) 221 + (^кор ги) ^а1э |2
Опаэ 1 ^213 I2 + СШа I ^213Z2i |2
0,878-10“3-1,82-10“3 | [(90—i 19,9) (—10*)+0,06]110+(—U0)(—100) |2
== 76+-----------------------------------------------------------------
0,878-10~3-104+ 1,82-Ю-3 110-4-110|2
= 98 Ом.
(	(^шаэЛ21э+СшаЛ22эг21)[(^корэЛ22э АЛэ)г21+(2Н0Р—Иц) Лг1э]_
=^K0M+zK0P-	сшо[л21э12 + бша|л22г21р
(—0,878-10—3-100— 1,82-Ю-3-10~4-110) X —
= 90 — П9.9 — '----!-------------------------------------
0,878-IO-3-104 + -*
X {[(90 — i 19,9) (-10~4) +0.06] ПО + (- 100) (-110)}
=== {zUU —- 11 У,У} им,
— + 1,82-Ю-3 | 10~4-110|2
159
для второго плеча
0,829-10“3-l,21-104+ 1,89-10“3 10,8-10“4-9012
------------1------=r—’--------—------------!---0,829-10s Cm;
G(Pi)
мша
(110 — 0,8-10—4-90)2
/?<₽*> = 80,7 +
0,829-10~3-1,89-10~3 |[(98—i 26,9)0,8-10~4—0,0465]90+(—90)(—НО) |2
0,829-10“3-1,21 • 104+ 1,89-10“3 | 0,8-10“4-9012
= 96,1 Ом;
„„	. „ „	(0,829-10“3-110+l,89-10“3-0,8-10“4-90) X
zrop a = 98— 1 26 • В 9‘	------------—---------------------'—
0,829-10“3-1,21-104 + —
-X {[(98- i 26,9) 0,8- IO-4 -0,046] 90+ (- 90) (- 110)}	. _ .. n
= (loo— 1 2о,У) UM.
+1.89-10-3 ] 0,8-10—4-90 |2
Сопоставив величины результирующих шумовых параметров обоих плеч
балансной ступени, можно установить незначительное их различие, поэтому без
особого ущерба можно считать их идентичными, приняв
G&’+GjP’)	(0,878 + 0,829)-10“3
------------- ------ =0,854-10 4 См;
G(p) =
ша
2	2
4Р2 =	+ R&*’ = 98 + 96,1 = 194,1 Ом;
2кРр = 4ор + ZKop = 20°-> 19,9+188-i 26,9=(388— i 46,8) Ом.
Рассчитаем остальные шумовые величины балансного каскада, восполь-
зовавшись выражениями (9) и приняв Т?Ш2=О:
Г<м_ R^+G^+^l2 _
и	-Rmi
194,1 +0,427-10“3 | 2000 + 388—i46,8 |2
=-------------------2ooo-^---------------= 2-532:
/°шРа + *к&2)1/2 = (194,1/0,854-10“3+ 15- 1O‘)1/2 = 613 Ом;
+ <#2 | «kU + К1МИНI 194,1+0,854-10“3 1388+ 61312
мин =	D	=	1 »711 ’
^imhh	bio
В заключение заметим, что достижение минимального коэффициента шума
возможно лишь на одной частоте, соответствующей выполнению условия шу-
мового сопряжения цепи.
Нелинейная модель
Для определения нелинейных свойств уравновешенной цепи
воспользуемся общими соотношениями и рис. 1г. Квазилинейную
уравновешенную цепь изобразим в виде последовательного соеди-
нения линейных четырехполюсников и вынесенных на входе и вы-
160
ходе эквивалентных источников нелинейности (рис. 5). Уравнения
квазилинейного четырехполюсника в системе z-параметров для
п-й гармоники запишем в виде
Оу, = Zlln^ln + Z12n^2n 4“ ^Н1Л> ^2п = ZzttJln 4“ ^22П^2П 4“ ^н2л-
Для определения нелинейных искажений по гармоникам необ-
ходимо определить напряжение первой и второй гармоник на за-
жимах четырехполюсника.
Рис. '5. Последовательное соеди-
нение двух квазилинейных четы-
рехполюсников (а), результирую-
щий квазилинейный четырехпо-
люсник (б)
Для первой гармоники [8]
fi ___ A z 4~ znz2 fj . j)
U11---------- U0> U21 =
Г  	Z22 + Z2	ft . f
211----A _ ,	Ull, 2 21 ~
^21Z2
A * + г11^2
— Z21
A z + 2uZ2	A Z + zuz2
где = («1 4-Zu) (z, + Z22) — z^, Д Z = ZUZ23 — z^i.
Для второй гармоники, учитывая, что f/o = O, имеем
fl Zin l(Z2n + Z22n) ^Н1П ---------------- Z12n^H2n] .
Vln —
On,
On,
Hzn	’
/	__ __(г2П + Z22rt) ^Н1П -212ПеН2П .
2 in	н	’
п zn
fj ___ 22П 1(*1П Ч~ 211п) еН2П- 221ПеН1п] .
v2n—-----------------------------------
(10)
Нгп
т ------- (г1П + Zlin) бН2П---г21П^Н1П
2п
Нгп	9	’
где еН1пл <^H2n — ЭДС эквивалентных источников нелинейных иска-
жений соответственно на входе и выходе, Н1П = (zin+ziin) (Ът +
+ ^22n)-^21n^l2n-
6—125
161
Используя в качестве меры нелинейности частичные клирфак-
торы по n-м гармоникам, из выражений (10) определим нелиней-
ные искажения входного и выходного напряжений, а также со-
ответствующие токи. Поскольку нелинейные искажения порожда-
ются преимущественно на выходе, ограничимся рассмотрением ис-
кажений ЛИШЬ ВЫХОДНЫХ величин Kni — hnlhl} Кпи= Uzn/^21-
После этого перейдем к рассмотрению нелинейных свойств
уравновешенных относительно продольной оси цепей, которые
представляют собой последовательное соединение двух четырех-
полюсников (рис. 5).
Рассмотрим влияние компенсации четных гармоник в уравно-
вешенных цепях на уменьшение коэффициента нелинейных иска-
жений по второй гармонике.
Эквивалентные источники искажений для второй гармоники в
системе z-параметров определяются выражениями ([11]
ен12 = 1/4/2 fe — 2^-
11 |d/i	д!г
422 = IM/?,
L	д/2
___£21_____
Z22 “Н Z2
| _dZ222 /____Z21____\2 )
д?2 \ Z22 + Z2 / J
Коэффициент нелинейных искажений по второй гармонике для
одиночного четырехполюсника
^2и ~ ^22^21 = 222 [(212 “F ^122) ^Н22	2212^H12]/^21^z2«
С учетом свойств уравновешенной цепи получим напряжение
второй гармоники на выходе 1)22=^22—U22I
а = ^[р..+	 ^[р..+	=
“ ^(1)^(2) { Hz2 (212 + 412) 4^2 — 412 41И
Коэффициент нелинейных искажений по второй гармонике
уравновешенной цепи
^2ti= #(1)^(2)”	+ 412) £н22 — 412 412
Для определения этого коэффициента необходимо знать зна-
чения линейных параметров составляющих четырехполюсников на
частоте второй гармоники и .производные этих параметров.
162
Пример 3. Определить параметры эквивалентных источников нелинейных
искажений и коэффициент нелинейных искажений по второй гармонике для
балансного каскада на маломощном транзисторе типа М-5В при выходной мощ-
ности 1 мВт. Параметры и производные от /z-параметров транзистора равны:
г{}> = 600 Ом; г<^> = 4 Ом; г£}> =—1 • 10’ Ом; z$ = l-W Ом;
г}?) = 580 Ом; =5,6 Ом; = —1,37-10» Ом; = 1,5-10’Ом;
= —20-10» Ом/А ;	= 40 1/А; й<’2\ «—0,2-10’ 1/А.
й2}2и = 4 1/В; /!<’’„ = -7,5-I0~s 1/В Ом; /$^ = 0;
й{^( = —30-10’ Ом/А, Л$и = 45 1/А, h^£ =-0,1-10’ 1/А,
Л<2>„ = 4,5 1/В, й^и = -5,0-10“е 1/В Ом; =0.
Используя выражения для эквивалентных источников нелинейных искаже-
ний транзистора в системе й-параметров, получим [11]
(1) 1.м/П™Г	/1/500-1-10—4 \3	/1/5004-10—4 \1 Л — ,Л-4 D.
еЙЛ2= 1 /4 (0,5)21 _ 20-10’ [	-----I —2-40[	-----Н=—6,56-10 В;
(2)	1Л1/П[П2Г	/1/5004-10—4 V	/1/5004-Ю—4 i	,
«нйг = 1/4(0,5)2 [-30-10’ [	-----у — 2-45[——--------Jj=—7,8-10“4 В;
Г	/1/5004-10—4 V
/<>>2 =1/4(0,5)2 [-0,2-10’	-----j -
/1/500+10~4
-2-4-[ ЮО
7,5-Ю-6 = — 16,4-Ю-6 А;
Г	/1/500+10“4 ,2
/$2 ='/4 (05)2 [-0,1.10’ [^4о+-----) -2-4,5Х
X
/1/500+10“4
\ ЮО
— 5- 10е = — 13,2.10“6
А.
Учитывая соотношения между эквивалентными источниками нелинейных иска*
жений согласно табл. 3, получим
__	^12 .	.	_ 1	.
^Н12 = eHh2 ,	/нА2^ еН22 —	,	/нА2’
«22	«22
4 • 10~4
= — 6,56-10~4 +-----------16,4-10’= — 6-10~4 В;
1 - Ю~4
= -75^4- (-16,4-10’) =16,4.10-2 В;
163
ТАБЛИЦА 3
Система
параметров
Значения ЭДС источников нелинейных искажений четырехполюсника
вН2
а
b
h
f
2
У
Qn .
ен а	1на
а2
— 1
и
"21
^12	.
enh — , lnh
"22
1
еН1
#22 .	.	#12 .
by ,н1+ д/н2
1 .
1на
°21
^11 .
енЬ < 1нЬ
"21
1
— к
А22
/11 .
/22
^Н2
#21	.	#11	.
А	*Н1	А	*Н2
А #	А у
/о\	л 4.5 • 10 4	с	л
е’% = —7,8-10~4 + ------------13,2-10~6 = —7-10—4 В;
н12	0,8-10~4
^22 = - л о L-4 (-13,2-10“6 ) = 16,5- IO’2 В;
н22	0,8-10 4
Я<Р = (500 + 600) (500 + 104) — 4-10» = 15,65-10’ Ом2;
jy»>= (5004-580) (5004-1,25-104)-5,6-1,37-10" = 21,7-10’ Ом2;
- 1па5°0°, 7 ,па {21,7-10’1(500 + 600) 16,4-Ю~2 — 6,0-10~4 • 10’J -
10,оо*10” «21,/•1U0
— 15,55-10» [(500+580)-16,5-10—2 — 1,0-10-4-1,37-10’]} = 1.2-10-3.
Порядок расчета уравновешенного транзисторного усилителя
В обобщенном виде n-каскадный усилитель приведен на рис. 6. Для опре-
деления сигнальных параметров такого усилителя необходимо найти результи-
Рис, 6. Каскадное соединение n-уравновешенных квазилинейных шумящих
четырехполюсников
164
грующие параметры верхнего и нижнего плеч усилителя для дифференциального
и синфазного сигналов. Каждое плечо усилителя представляет собой каскадное
соединение п четырехполюсников, являющихся плечами соответствующих каска-
дов. Параметры их определяются как в примере 1.
Выразим параметры плеч каскадов в системе a-параметров, используемой
для расчета ступенчатых соединений. Определяя результирующие параметры
верхнего и нижнего плечей для дифференциального и синфазного сигналов,
получим четыре матрицы а-параметров:
матрица	верхнего плеча		для дифференциального		сигнала
	д	о(1р) °11Д „(1р) а21д	“fa1 «а?		• • 4,п);
матрица	верхнего	плеча	для синфазного сигнала		
	=	да 41ср)	<р> «22?’	= а(11)а<12) . с с	.а(1п’ • • с ,
матрица	верхнего	плеча	для дифференциального		сигнала
	ад Р) =			= а(21>а(22> д д	а(2п>- • • д >
матрица	верхнего	плеча	для синфазного сигнала		
	о(2Р) = с	Д2р) “11с Д2р) “21с	а(2р) “12с а(2р) “22с	= 421) 422) .	. .да
Далее несложно найти сигнальные параметры:
2	(“11?+®)*.+«+»а1) .
“ « + ®) *. + «’ + « '
2	№|+°а|)*.+(4;|+»а|) .
«+®ь+«’+®) '
= «+®)*.+«>+®) ;
л ’ « +«*.:+«’+« :
где //<£> = ( а<‘Р> + а'|Р>) + ( а<}Р\+ а<?₽>) г2 +
+ (^ср) + <р))^+(^ср,+ О;
"% = ( < + 4гГ) + ( 4!S’ + 41?) г2 +
+ (°2!д> +	+	+ а12д)) •
165
При определении затухания асимметрии подразумевается, что напряжения
их генераторов, их внутренние сопротивления и нагрузки со стороны выхода
равны между собой при подаче дифференциального и синфазного напряжений.
В многокаскадных усилителях шумы обычно определяются шумами первой
степени, а нелинейные — оконечной. Поэтому порядок расчета шумовых показа-
телей проводится как в примере 2, а нелинейных — как в примере 3.
Выводы
1. Метод четырехполюсника позволяет получить расчетные
формулы для определения как сигнальных, так и шумовых и не-
линейных параметров уравновешенных цепей.
2. Полученные расчетные соотношения могут быть использо-
ваны при проектировании интегральных усилителей, большинство
которых выполнено по уравновешенным схемам.
Список литературы
1.	Суходоев И. В. Перспективы микроминиатюризации устройств аналоговой
многоканальной связи. — В кн.: Полупроводниковые приборы в технике
электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 3. М., «Связь», 1969, с. 28.
2.	Зелях Э. В. Основы общей теории линейных электрических схем. М., изд.
АН СССР, 1031. 3314 с.
3.	Белецкий А. Ф. Основы теории линейных электрических цепей. М., «Связь»,
1967.
4.	Цыкин Г. С. Усилительные устройства. <М., «Связь», 1971.
5.	Лэнди Р., Дэвис Д., Альбрехт А. Справочник радиоинженера. М.-Л., Гос-
энергоиздат, 1961.
6.	Ebenhoh Р. Anwendung einer allgemeiner 5-Pol-Theorie auf Differens-
verstarker. — «Frequenz», 1970, Juli, B. 24.
7.	Суходоев И. В. Шумовые параметры транзистора. М., «Связь», 1967.
8.	Дементьев Е. П. Элементы общей теории линейных шумящих цепей. М.,
«Энергия», '1963.
9.	Rothe Н., Dahlke W. Theory of Noise Fourpoles. — «PIRE», 1956, v. 44,
N 6.
10.	Суходоев И. В. Расчет шумов пассивных цепей. — «Вопросы радиоэлектро-
ники», серия 11, вып. 9, 1971.
111. Schulz Н.—G. Die nichtlineare kompleal vierpol. — «Nachrichtentechnike»,
,17(1967).
УДК 621.375.4:621.387.3
В. В. ПОДЛИПЕНСКИЙ, В. П. КЛИМИН
Бестрансформаторные выходные каскады
генераторов телевизионной развертки
Введение
В последние годы наметилась тенденция построения выходных
каскадов кадровой развертки по бестрансформаторным схемам.
В тех случаях, когда определяющими являются высокие эконо-
166
мические показателя, применяются схемы с двухтактными выход-
ными каскадами, работающими в режиме класса В. Схемы отли-
чаются малыми габаритами, простотой настройки и исполнения,
однако имеют большие нелинейные искажения.
Если первостепенное значение имеет равномерность движения
луча по мишени или экрану трубки, целесообразнее использовать
бестрансформаторные выходные каскады, работающие в режиме
класса А. Одна из разновидностей таких схем — схема с токоста-
билизирующим транзистором (1, 2] уже находит широкое приме-
нение в выходных каскадах высококачественных развертывающих
устройств приемных и передающих трубок на частоте кадров и
строк |[3].
Сложность подбора близких по параметрам мощных или сред-
ней мощности транзисторов разных типов проводимости [1—5],
особенно при работе выходных каскадов в диапазоне температур,
привела к разработке схем, использующих транзисторы одного
типа проводимости [5, 6].
Анализ таких выходных каскадов проведен на примере гене-
ратора кадровой развертки (рис. 1). Оконечный каскад содержит
Рис. 1. Принципиальная схема генератора кадровой развертки для передающей
камеры
управляемый транзистор Т5, включенный по схеме с ОЭ, и токо-
стабилизирующий транзистор Г6, коллекторный ток которого на
время прямого хода развертки остается практически неизменным.
Это достигается включением блокирующего конденсатора С8 боль-
шой емкости, поддерживающего постоянным напряжение 1/Эб. Ре-
зистор /?18 повышает сопротивление перехода база-эмиттер Г6
и способствует уменьшению емкости блокирующего конденсатора.
Постоянная составляющая тока /к определяет ток транзистора
167
TQi а переменная составляющая вследствие высокого выходного
сопротивления Т$ проходит через отклоняющие катушки.
Для повышения стабильности работы выходного каскада и
уменьшения нелинейных искажений используется обратная связь
через резистор /Т?2о- Согласование низкого входного сопротивления
оконечного каскада с сопротивлением генератора пилообразного
напряжения (ГПН), выполненного на транзисторах Ti—7\ осу-
ществляется с помощью эмиттерного повторителя на транзи-
сторе 7\.
Энергетические соотношения
Одним из показателей эффективности оконечного каскада яв-
ляется потребляемая мощность. Напряжение источника питания
должно удовлетворять условию
EK>Uост5 + Uост6 + ImLQK!Tлх + ImLQV]Tох + /тгОк + I(1У
где t/остб, ^остб — напряжения насыщения транзисторов Г5 и Т&
соответственно; Im — размах отклоняющего тока; Ло.к, го.к — ИН-
ДУКТИВНОСТЬ и активное сопротивление отклоняющей катушки;
Т'пх, Тох — время прямого и обратного хода отклоняющего тока.
Считаем, что коллекторный ток /к транзистора Л изменяется
по линейному закону
*К5 (0 ~ Л “Ь пх>	(2)
где	(Т — период кадровой развертки). При этом ток
транзистора Т&
*кв = Л + 4и/2’>	(3)
где /о — минимальное значение коллекторного тока транзисторов
Т5 и Т6. Напряжение в точке А с учетом выражений (2) и (3)
определяется как
UА (0 = i/оетв +	•	(4>
ох 1 пх
Средняя за период мощность, рассеиваемая на транзисторах
Т5 и Т6 с учетом потерь на резисторе R20, равна Pts + Pr2o=3,37 Вт;
Ртв= 16,72 Вт. Параметры элементов схемы:
Lo.K=25-10-3 Г, Го.к=Ю Ом, 7т=1А, /о=О,О5А, 7’=20-10-3с.
Тп.х-19-10-3с, То.х=Ю-3сг 7?2о=10м, <£Л>ст5=2В, 77Оств=0,7 В,
£к=40В.
Считая, что во время обратного хода отклоняющий ток изме-
няется по линейному закону, находим мощность, рассеиваемую на
транзисторе Те за это время: Р'тб=0,16 Вт; мощность потерь в.
168
отклоняющей катушке Р0.к = 0,833 Вт. Полная мощность, потреб-
ляемая выходным каскадом от источника питания,
Р2 = Ртв + Рт6 + РЛ20 + Р’Т6 + Рок = 21 Вт.	(5)
Анализ схемы выходного каскада (рис. 1) показывает, что на
транзисторе Т6 рассеивается значительная мощность, величину
которой можно резко уменьшить, если использовать схему око-
нечного каскада кадровой развертки, представленную на рис. 2а.
Напряжение источника питания выбирается из условия (рис. 26)
Uост5 + Uост2 + LQKIm!Tпх + Imrок +	(6)
Сравнивая выражения (1) и (6), видим, что в последнем от-
сутствует слагаемое L0,KIm/T0.x, дающее значительную прибавку Ек.
Во время прямого хода развертки диод Д{ открыт и схема рабо-
Рис. 12. Схема выходного каскада с дополнительными дио-
дом и конденсатором (а), диаграмма напряжения и тока
в отклоняющей катушке (б, в)
'тает аналогично рассмотренной выше. С началом обратного хода
транзистор Т2 закрывается. Быстрое изменение направления от-
клоняющего тока приводит к тому, что на индуктивности откло-
няющей катушки возникает значительный по величине положи-
тельный импульс напряжения. Как только амплитуда этого им-
пульса превысит значение напряжения источника питания, диод
Д1 закрывается и конденсатор С4 подключается параллельно от-
клоняющей системе через инверсно включенный транзистор Т3
и источник питания Ек, образуя с индуктивностью L0.K резонанс-
ный контур. Энергия магнитного поля, запасенная в индуктивно-
Р69
сти Ло.к к концу прямого хода, вызывает колебательный процесс
с периодом
Т1 — 2л Д/~ L0KC,	(7)
где С —суммарная емкость конденсатора С4, паразитной емко-
сти отклоняющей катушки и емкости транзистора. Считая Л ~
— 7о.х/2 = 0,5-10~3 с и подставляя в ф-лу (7) значения ранее приня-
тых элементов схемы, определяем С4~0,5 мкФ.
Составим дифференциальные уравнения для выяснения основ-
ных соотношений в схеме во время обратного хода развертки:
т &ок 1 т> i ________и .
^ок	1 ' ОК*ОК — и г»
dt	с
С ~~ с J
(8)
ic ^ок — О,
где /0.к — ток в отклоняющей катушке; ic — ток в конденсаторе С;
Uс—напряжение на отклоняющей катушке. Начальные условия:
^ОК |/—о	ml^9
^ок I __ Q.
dt |/=о
ЦЛ=0 = °;
dUc I
dt |/=л 2С •
(9)
Решая совместно ур-ния (8) с учетом начальных условий (9),
получаем
i0K = ~ e~at (cos co t + — sin co ,	(10)
Ur^= — e~ai~^— sin co/,	(11)
c 2 a C	v 7
где a = r0K/2L0K, b = 1/p7 L0KC, a,2 = b2 — a2.
Изменяя в выражении (11) значение cotf в пределах от 0 до л,
замечаем, что форма напряжения на отклоняющей катушке близ-
ка к синусоидальной, причем максимальный размах напряжения
соответствует моменту времени ,со|/ = л/2. При со/ = л это напряже-
ние равно нулю. Дальнейшее уменьшение напряжения на индук-
тивности Lq.k способствует открыванию диода Д1, что приводит к
срыву колебаний.
Анализ выражения (10) показывает, что отклоняющий ток из-
меняется по закону, близкому к косинусоидальному (вторым чле-
ном в скобках, ввиду его малости, с учетом приведенных пара-
метров элементов схемы можно пренебречь). Причем при со/=О
ioK=ImJ2, а при 1со>/ = л *Цж = Лп/2; е-ал/(О = 0,835/т/2, т. е. отклоняю-
щий ток изменил направление, но не достиг амплитудного значе-
17-0
ния /тп/2. (Это связано с наличием потерь в колебательном кон-
туре). Поэтому, как только открывается диод Д1, ток в отклоняю-
щей катушке изменяется по закону
ал
р __11	г------
« -2^ (1 -	е "	(12)
'OK	Z
и достигает значения 10к=Лп/2. Время, необходимое для нараста-
ния тока 1ок от значения —|/те-ал/“ при юь' = л до величины
—/т/2, с учетом выражения (12), равно
Z1 = 1п [1 - ^^о.к.- 2 (1 - е~ал/“) .	(13)
''ок L	— UC)	J
Подставляя сюда значения параметров схемы, находим
«0,3-10“3с. Длительность времени обратного хода развертки
с учетом соотношений (7) и (16) 70х= 71/24-'Л~0,55-10~3 с. На-
пряжение в точке А (рис. 2а) с учетом ф-л (2, 3) принимает зна-
чение
UA (0 = uocri + LOK^ + 1тгоЛ	(14)
* ПХ	1 пх
Средняя за период мощность, рассеиваемая транзисторами
Т2 и Т3 с учетом потерь на резисторе 1R5, равна
^з = ^(/о + у)(^осТЗ+~'?- + ^) ,	(15)
п । р   ^х Г/7 ।	\ (р	__ LqvJ m \  т (	__Im \1
ГТ2 ‘ г Rb ~ р \ ° ‘	2 / \ К ост3 р I Jm'oK I	3/Г
(16)
Подставляя в выражения (15), (16) значения параметров схе-
мы, получаем Ргз = 3,66Вт, Pt24-Pbs = 3,37 Вт.
Мощность потерь в отклоняющей катушке РОк = Лт''ок/12 =
= 0,833 Вт, полная мощность, потребляемая выходным каскадом
от источника питания, равна Pz = Ртз 4-Ртг 4-Лй5 4-Рок = 7,83 Вт.
(Мощностью потерь на транзисторах Т2 и Т3 во время обратного
хода пренебрегаем ввиду ее малости).
Из сравнения рассмотренных выше схем следует, что выход-
ной каскад кадровой развертки с диодом потребляет от источника
питания мощность, в 2,7 раза меньшую, чем без него.
Регулировка линейности отклоняющего тока
Для получения равномерной скорости движения луча по ми-
шени передающей трубки наиболее вероятными формами откло-
няющего тока являются выпуклая, вогнутая, S- или А-образные
171
формы i[7] или сочетание некоторых из них. Отклоняющий ток мо-
жет быть получен путем усиления соответствующей формы пило-
образного напряжения.
Следует заметить, что методика получения различных по фор-
ме пилообразных напряжений £7] позволяет формировать откло-
Рис. 3. Диаграммы выход-
ного напряжения в схеме
рис. 1 при изменении обрат-
ной связи
няющий ток только с симметричными
предыскажениями.
В генераторе кадровой развертки
для передающей телевизионной труб-
ки (рис. 1) схема ГПН дает возмож-
ность плавно и независимо друг от
друга регулировать форму выходного»
пилообразного напряжения в начале
и в конце рабочего хода [3, 8]. При
этом транзистор Т2 является токоста-
билизирующим, а 1\ выполняет ролы
ключа. Регулировка формы пилообраз-
ного напряжения от «выпуклой» до*
«вогнутой» осуществляется резисто-
ром R8.
Изменяя сопротивление резисторов:
T?i4 и /?15, можно получить S- или yV-образную форму выходного на-
пряжения, либо их сочетание;
Напряжение на времязадающем конденсаторе
^С2 ~~ р f **2	f *62 (О Рз
Сг J	С2 J
(17>
где /к2, *62 — соответственно коллекторный и базовый токи тран-
зистора Г2; 02 — коэффициент усиления по току транзистора Т2
в схеме с ОЭ. Так как обратная связь действует лишь в интервале
от /1 до Т (рис. 3), то считаем, что
/б =•= const
при
*62 —
^б^^бос——т ПРИ
1 — 11
(18>
где /б — базовый ток покоя транзистора Т2; /бос — приращение
тока базы транзистора Т2 за счет действия обратной связи.
Подставляя выражения (18) в ф-лу (17), находим
ис2 = ТгУ при/0</<Г,;
с2
(19>
±	/б ос —2 - при tt < t < Т.
2С2 6 ос Т —	1
1.72
Из выражений (19) видно, что до момента времени напря-
жение на конденсаторе Сг изменяется по линейному закону, а за?
тем к линейной составляющей добавляется квадратичный член,
который в зависимости от полярности сигнала обратной связи
может уменьшать, либо увеличивать скорость движения луча в
конце прямого хода развертки.
При построении генераторов кадровой развертки приемных тру-
бок, где требуется лишь S-образная коррекция, можно использо-
вать ГПН, выполненный на транзисторах Л—Т3 (см. рис. 4). Тран-
зистор Т3 является токостабилизирующим при заряде времязадаю-
щего конденсатора С3. Для регулировки линейности отклоняю-
щего тока от выпуклой до вогнутой служит резистор S-образ-
ная форма пилообразного тока формируется при введении пара-
болической составляющей с разделительного конденсатора Сю
в цепь эмиттера транзистора Т3 через цепочку С7, /?17. Напряжение
на конденсаторе Сю
С1° Clo I Тпх +	6 г
Приращение тока базы транзистора Г3 под действием напря-
жения Сею соответствует S-образному выходному пилообразному
напряжению {7]. С помощью резистора Rn осуществляется регу-
лировка степени S-образности этого напряжения.
Экспериментальная проверка и расчет
Генератор кадровой развертки, выполненный по схеме рис. 1,
обладает следующими характеристиками. Неравномерность дви-
жения луча по мишени трубки ЛИ-415, измеренная прибором
ИКН-1 [9], не превышает 2% и остается в этих пределах при из-
менении температуры от 4-20 до 4-60°С при непрерывной работе
генератора в течение года по 7 ч в сутки. Поскольку выходной
каскад нагружен на ФОС-34, индуктивность кадровой катушки
которой 120 мкГ, скачок напряжения во время обратного хода
развертки небольшой, поэтому величина напряжения источника
питания выбирается в основном из соображений формирования
прямого хода развертки.
На рис. 4 показана схема генератора кадровой развертки, ра-
ботающего на отклоняющую систему ОС-ПО. Питание выходного
каскада (транзисторы Г?, Т6) осуществляется от нестабилизирован-
ного источника, так как токостабилизирующий транзистор 7\ слу-
жит для питающего напряжения одновременно и стабилизатором.
Во время обратного хода развертки на индуктивности откло-
няющей катушки возникает перепад напряжения, величина кото-
рого определяет выбор диода Д3 и транзистора Т8 по величине
^кэдоп. Такие требования к транзистору Т7 не предъявляются.
176
После окончания колебательного процесса диод Д3 открывает-
ся и за время происходит нарастание тока в отклоняющей ка-
тушке по закону (12). Величина скачка напряжения возни-
кающего при этом на индуктивности Е0.к, равна	—Uc—
Гit/ост 5-
Рис. 4. Принципиальная схема генератора кадровой развертки для прием-
ной трубки
Расчет схемы проводится в следующем порядке.
1.	Зная величину UK э доп транзистора Т8 (известны также Im, Lou, гОк,
ТОх, Т), определяем по ф-ле (7) длительность полупериода свободных колеба-
ний Ti/2.
2.	Находим время /1 (рис. 2в): ti = TOx—Ti/2.
3.	Подставляя в ф-лу (13) значения времени Л и напряжения Ис (рис. 2а):
=ГоН/т/2 + /т7?5 +f/ocT 2, вычисляем питающее напряжение Ек и используем
его для уточнения расчетов рассеиваемых на транзисторах мощностей.
Список литературы
i.	Пустынский И. Н., Подлипенокий В. В. Выходной каскад транзисторного
усилителя развертки для ЭЛТ с магнитным отклонением луча. А. с. № 221030
35/20 (Н04п). — «Изобретения. Промышленные образцы. Товарные знаки», 1968,
№ 21.
2.	Пустынский И. Н., Подлипенский В. В. Бестрансформаторные выходные каска-
ды кадровой развертки. — «Техника кино <и телевидения», 1970, № 10,
с. 62—65.
3.	Подлипенский В. В., Дегтярев А. М. .и др. Телевизионная система с пере-
страиваемыми параметрами. — «Техника кино и телевидения», 1972, № 12,
с. «57—59.
4.	Rhee D. W. New Transformerless Vertical Deflection Systems. — «IEEE Trans.
Broadcast and Television Receivers», 1970, v. 16, N 3, p. 173—477.
5.	Daute Otto. Ablenkschaltung mit einem Endtransistor. N 1.289.098, 21 a1,
35/20, 4969.
6.	A11 w о о d В. E. Transistor Field Timebases for Colour and Monochrome
Receivers. — «Mullard Technical Communcations», 1967, N 89, p. 246—251.
174
7.	Пустынский И. Н., Хорошаев В. М. Генератор пилообразного напряжения с
произвольной нелинейностью. — Вопросы радиоэлектроники, серия Техника
телевидения, <967, № 2, с. 116.
8.	Подлипенский В. В., Хорошаев В. М. Транзисторный генератор. Авторское
свидетельство СССР № 262155, кл. 21а 1, 36/02 (НО36). — «Открытия. Изобре-
тения. Пром, образцы. Товарные знаки», 1970, № 6.
9.	Пустынский И. Н., Турченков Л. П., Подлийенский В. В., Степанов А. Л.
Прибор для измерения коэффициента неравно мерности разверток. — «Труды
Томского института радиоэлектроники и электронной техники», 1972, т. 8,
с. 44—48.
УДК 681.335.13
Б. П. СИЛУЯНОВ
Транзисторный преобразователь постоянного
напряжения в частотный сигнал
Транзисторные преобразователи постоянного напряжения в ча-
стотный сигнал нашли широкое применение в различных радио-
технических устройствах, а также в устройствах автоматики и
телемеханики.
Построение на биполярных транзисторах преобразователя с
разомкнутой структурой, обладающего высоким входным сопро-
Рис. 1. Принципиальная схема транзисторного
преобразователя постоянного напряжения в
частотный сигнал
175
тивлением, повышенной линейностью и стабильностью преобразо-
вания в широком интервале температур, является довольно слож-
ной задачей, так как параметры биполярных транзисторов зави-
сят от температуры, а входное сопротивление мало.
Большой интерес представляют преобразователи, в которых
преобразование происходит в результате сравнения входного сиг-
нала с опорным пилообразным напряжением. Принципиальная
схема такого преобразователя представлена на рис. 1. Он состоит
из триггера (транзисторы Л и Г2), двух диодно-регенеративных
компараторов (транзисторы Г3 и Л), двух генераторов пилообраз-
ного напряжения (транзисторы Г5 и TQ), Для пояснения работы
на рис. 2 приведены временные диа-
граммы напряжений.
Работа преобразователя осу-
ществляется следующим образом.
Пусть в момент включения схемы
транзисторы Л и Гб переходят в
режим насыщения, а транзисторы
Т2 и Г5 — в режим отсечки. Тогда
Рис. 2. Временные диаграммы на-
пряжений:
а) на выходе преобразователя
l/вых г, б) на выходе преобразо-
вателя /Увыхг; в) на конденсато-
ре Сг, г) на конденсаторе Сг;
д) <на коллекторе транзистора Г3;
е) на коллекторе транзистора 7\
конденсатор G начинает заряжать-
ся через резистор /?кь При дости-
жении на нем напряжения uc(t) =
= [/упр диод Дь включенный после-
довательно с обмоткой о>01 отрица-
тельной обратной связи, запирает-
ся, а диод Дъ выключенный последо-
вательно с обмоткой wni положи-
тельной обратной связи, отпирает-
ся. В результате изменения обрат-
ной связи с отрицательной на поло-
жительную на выходе компаратора
на транзисторе Т3 появляется им-
пульс напряжения 1Д, под воздейст-
вием которого триггер переходит в
другое устойчивое состояние. При
этом транзисторы Г5 и TG соответ-
ственно входят в область насыще-
ния и отсечки. Конденсатор Ci че-
рез транзистор Г5 разряжается, а
конденсатор С2 через резистор /?К2
заряжается. При достижении на-
пряжением на конденсаторе С2 ве-
личины, равной входному напряже-
нию t/ynp, диод Д3, включенный последовательно с обмоткой w02
отрицательной обратной связи, запирается, а диод Дь включенный
последовательно с обмоткой wni положительной обратной связи,
176
отпирается. На выходе компаратора на транзисторе Л появляется
импульс напряжения под воздействием которого триггер пере-
ходит в исходное состояние.
Для получения высокой линейности преобразования приме-
няют генераторы пилообразного напряжения с зарядом конденса-
тора через токостабилизирующий двухполюсник с отрицательной
емкостной обратной связью и генераторы с компенсирующей ЭДС.
Общим недостатком сложных генераторов пилообразного напря-
жения является низкая температурная стабильность пилообраз-
ного напряжения.
В преобразователе применены простейшие генераторы пило-
образного напряжения с линеаризацией пилообразного напряже-
ния [1]. Суть линеаризации заключается в подключении к инте-
грирующим конденсаторам G и С2 сигнала управления [/упр че-
рез резисторы 7?п1 и i/?n2, сопротивление которых приближенно
можно определить по ф-ле 1[1]
=	“ ^Г12	(1 ^упр макс/Д{)-	(1)
При отсутствии резисторов 7?ni и Т?п2 в схеме максимальная
и минимальная величины тока
т ____ Ен ^кэы . т _____ Ек — £7кэн ~^макс/2^к^	/п\
1 макс	D » 1 мин	D е	>	\z/
Кн	Кк
где '/?к='/?к1 = /?к2, C=Ci = C2; Тумаке — максимальное значение пе-
риода повторения выходного напряжения; UKim— остаточное на-
пряжение транзистора в режиме насыщения. Коэффициент нели-
нейности
& __	! 1макс — 1 / 1мин __ J _е’—Т'макс/^кС
I 1макс
Напряжение на интегрирующем конденсаторе 1/с='^кэн+
+ (Ек— £4эн) Он или
aH = (t/c-i/K3H)/(£K-t/K3H).	(4)
Из ф-лы (4) следует, что для уменьшения ан (повышения ли-
нейности преобразования) необходимо увеличивать Ек-
Согласно [1] подзаряд интегрирующего конденсатора Ci(C2)
напряжением f7ynp позволяет получить высокую линейность пре-
образования при сравнительно низком напряжении Ек =
= (5—10) t/упрмакс, где (/упрмакс — максимальное знзчение сигна-
лз упрзвления.
Для определения чзстоты выходного напряжения составим
эквивалентную схему заряда конденсатора Ci(C2), рис. За.
477
Для упрощения расчета преобразуем эквивалентную схему
рис. За в рис. 36, для которой
Езкв = Ек — (Ек - С/упр)	;	(5)
Яэкв = едЖ + ^п).	(6)
Напряжение на конденсаторе С (рис. 36) при формировании
пилообразного напряжения
ис (0 = UK3B + (£экв - t/K3H) (1 - e~t/R™C).	(7)
Компаратор срабатывает, когда Uc(t) = Uynp- Решая ур-ние (7)
относительно времени t и полагая, что Rki=Rk2, а С1 = Сг, получим
T/2 = R3KBC\nE™-U™ .
^ЭКВ - k'ynp
Отсюда частота выходного напряжения
f = v =	1п 5экв~У"н.	(8)
*	£экв - V упр
Из ур-ния (8) следует, что f зависит от остаточного напряже-
ния t/кэн. Так как инверсное включение транзистора характерно
Рис. 3. Эквивалент-
ные схемы заряда ин-
тегрирующей емкости
генератора пилообраз-
ного напряжения:
а) исходная; б) пре-
образованная
Рис. 4. Эквивалентные
схемы разряда конден-
сатора компаратора:
а) исходная; б) преоб-
разованная
меньшим остаточным напряжением, чем прямое, то транзисторы
Т5 и Т6 целесообразно использовать при инверсном включении.
Следует заметить, что остаточное напряжение на открытом тран-
178
зисторе при инверсном включении, работающем в малотоковом
переключателе, зависит как от тока базы, так и от типа транзи-
стора. Согласно [2] кремниевые сплавные транзисторы имеют оста-
точное напряжение порядка единиц милливольт при оптимальном
токе базы 2 — 3 мА, а модуляторные кремниевые транзисторы, по-
лученные на основе планарной технологии, — 0,2 — 0,7 мВ при то-
ках базы порядка 0,1 мА.
С изменением температуры изменяются обратные токи /Эбо
транзисторов и Г6, а это приводит к изменению как предельных
уровней экспонент (рис. 2в,г), так и их постоянных времени. Ком-
пенсация температурной нестабильности пилообразных напряже-
ний достигается включением в схему диодов Д7 и Де, обратные
токи которых /о^/эбо- Так как напряжение Ек может иметь зна-
чение более 100 В, то при отсутствии диодов Д7 и Д8 в схеме и
случайном значительном увеличении Еупр транзисторы Т5 и TQ
могут выйти из строя. При наличии диодов Д7 и Д8 в схеме напря-
жение не может превысить Еь
Максимальная рабочая частота /макс выходного напряжения
определяется временем восстановления компараторов
/макс = 1/Лпш « 1/2/в,	(9)
где Тмин — минимальный период выходного сигнала; /в — время
восстановления компараторов.
Для определения времени восстановления компараторов со-
ставим эквивалентные схемы базовой цепи компаратора (рис. 4),
полагая, что С^ = Сб2=С^ Rca=Rc2 = Rc', /?б1 = #б2=Дб; Ez6i =
=R'62=Rf6, а обратные токи транзисторов Т3 и Т4 отсутствуют.
На основании эквивалентной схемы рис. 46 изменение напря-
жения на конденсаторе Сб в стадии восстановления компаратора
иСб(0 = Е2 + ЕЭКв1-[С/Сб(0) + Е2 + ^экв1]	(10)
где Еэкв.1 = E{Rq/(R^ + R'6) ; Еэкв.б = RqR'qKRq + R'q).
— начальное напряжение на конденсаторе Со; = wni/wK1 =
= wn2/WK2 — коэффициент трансформации; wni, ^кь ^к2 — чис-
ла витков обмоток; тЭкв = Сб(Ес + ЕбЕ,б/(Еб+!Е'б)] —постоянная
времени.
Решая ур-ние (10) относительно t и считая, что окончание про-
цесса восстановления соответствует такому моменту времени,
когда иСб (t) =;ЕуПр, получим
/0 = тэкв1п ^ + £экВ1 + пб5х .	(Ц)
Г2 “Г £экв1 - <>упр
Подставляя ур-ние (11) в (9), получим
/макс =	= 1/2тЭКв1п	.	(12)
МИН	^2 “Г ГЭКВ1-С/упр МИН
179
Если |Е’1| = |Е2|, ^2+£экв1»^упрмин, а п6=>1, то ур-ние (12)
примет вид
/макс т — 1/2тЭКв 1П
* мин
з/?б+2/?;
2Яб + ^-6
(13)
На рис. 5 для сравнения расчетных данных с эксперименталь-
ными показана зависимость периода Т выходного напряжения
^выи(^вых2) от напряжения t/ynp. Сопротивления резисторов
Рис. 5. Зависимость периода выходного напряжения
от напряжения управления
следующие: /?к1 = ^к2=/?ги=^п2= 100 кОм, /?61='Т?62= 10 кОм, Я'ы =
= /?'б2=36 кОм, 7?ci=7?c2= 100 кОм. Емкости конденсаторов
Ct = C2=0,05 мкФ, Сб1 = Сбг=3900 пФ. Диоды типа Д101. Транзи-
сторы Л—Г4 типа МП42, Г5 и 7’« типа МП 116. (В схеме не пока-
заны звенья температурной стабилизации компараторов, фильтры
и диоды, включенные параллельно коллекторным обмоткам wKi
И Wk2.)
Ток управления
I -U / А _1_	2 \ Д. 2£*	_ °g(<)
'упр С/упр^ -i- Rc р UyapRc Rk .
(14)
Отсюда определим входное сопротивление преобразователя:
1	= 7удр  2~ис (О/^удр . g 1 + Ег/Уупр	/
^вх Uynp
Из ур-ния (15) следует, что изменение напряжения + £2 при
t/упр = const приводит к изменению /упр- Если источник (7упр имеет
180
конечное внутреннее сопротивление, то изменение + £"2 приводит
к изменению частоты на выходе преобразователя.
Для повышения стабильности преобразования резисторы Rct
и Rc2 можно подключить к общей точке источников питания
(корпусу). В этом случае величина входного сопротивления пре-
образователя определяется выражением
1	__ 2 ис (t)/Uynp 2
Ввх	«к
В момент срабатывания компаратора uc(t) = Uynp и на основа-
нии ф-лы (16) можно записать
RBX = RKRC/(RC + 2RK).	(17>
Расчетные и экспериментальные данные показывают, что порог
срабатывания компаратора (разность &U=uc(t)—Uyap, при ко-
торой срабатывает компаратор) зависит от тока смещения Ii(lz)-
(рис. 1) и имеет минимальное значение, когда Л=/2=0,05—
0,1 мА (3].
Если резисторы Rci и Rcz подключены к общей точке источ-
ников питания, то /1 = /2= Uynp/Rc- В этом случае изменение крат-
ности частоты преобразователя fМакс//мин>2-4-5 приводит к зна-
чительному изменению токов /t и /2, а следовательно, и к измене-
нию порога срабатывания компараторов и к увеличению iaH.
Таким образом, для получения преобразователя с высокой ли-
нейностью и стабильностью преобразования при /макс//мин>2—&
резисторы Ra и Rc2 необходимо подключить к стабилизирован-
ному источнику +Е2, при этом |Е2|>|1/упР|. Если кратность ча-
стоты преобразователя /максимин <2—5, то с целью упрощения схе-
мы резисторы Ra и RC2 можно подключить к общей точке источ-
ников питания.
На основании изложенного можно сделать следующие выводы:
1.	Преобразователь обладает высокой линейностью преобра-
зования входного напряжения (7упр в период повторения выход-
ного.
2.	Максимальная частота /макс определяется временем восста^-
новления компараторов, а минимальная зависит от напряже-
ния —Еь
3.	Так как в генераторах пилообразного напряжения транзи-
сторы работают в ключевом режиме, то преобразователь обладает"
высокой стабильностью преобразования в широком интервале1
температур.
Список литературы
1.	Тищенко А. М. и др. Расчет >и проектирование импульсных схем на траязит-
сторах. Под ред. М. Д. Штерка. М., «Советское радио», Р964. i566 с.
181
2.	Игумнов Д. В. Эксплуатационные параметры транзистора в инверсном вклю-
чении. — В кн.: (Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под
ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 1. М., «Связь», 1968, 238 с.
3.	Глебов Б. А. 'Блокинг-генераторы на транзисторах. М., «Энергия», 1972. 103 с.
УДК 621.375.432.001.2:621.395
В. Н. ФЕДОРИНСКИЙ
Анализ шумовых свойств усилителей многоканальной
электросвязи с применением полевых транзисторов
Введение
Полевые транзисторы получают все более широкое применение
в различных устройствах аппаратуры многоканальной связи, на-
пример, для уменьшения собственных шумов в линейных усили-
телях аппаратуры аналоговой многоканальной электросвязи.
Цель статьи — изучение шумовых свойств таких усилителей
на основе улучшенной методики, доведение теории до инженер-
ного расчета, подкрепленного примером.
Представляется целесообразным внести определенные улучше-
ния в существующую методику определения шумовых свойств уси-
лителей путем применения для их исследования упорядоченных
методов, основанных на матричном и определительном исчисле-
нии с расчленением схемы на подсхемы {1, 2, 3]. Это позволит
сделать анализ более общим и применимым для усилителей с раз-
личными типами входных цепей и усилительных элементов, шире
охватить вопрос о шумовых свойствах усилителей с полевыми
транзисторами, раскрыть новые возможности для синтеза усили-
телей по заданным техническим требованиям.
Для анализа шумовых свойств усилителя как системы с обрат-
ной связью (ОС) можно рассчитывать входную цепь системы так,
чтобы при разрыве цепи обратной связи отношение сигнал/шум
было наибольшим |[4]. Входная цепь такой системы может рас-
сматриваться как шестиполюсник. Одна пара зажимов ведет к
источнику сигнала, одна пара — к усилительному элементу
(Л-цепи) и одна пара — к цепи обратной связи (p-цепи). Пред-
ставим входную часть системы, состоящую из входной цепи и уси-
лительного элемента, функциональной схемой рис. 1.
Входной шестиполюсник имеет своими нагрузками на соответ-
ствующих зажимах: ZH— сопротивление внешней нагрузки для
системы с ОС Zyc — входное сопротивление усилительного эле-
В данном случае 2Н=2И — сопротивление источника сигнала, как это
обозначается для общности в усилителях с ОС [4].
182
мента; Z&—выходное сопротивление четырехполюсника обратной
связи.
Для общности анализа входной шестиполюсник, являющийся
пассивной цепью, будем характеризовать обобщенным парамет-
ром — матрицей сопротивления (которая включает в себя и со-
Рис. 1. Функциональная схема входной части усили-
теля
противления нагрузок), а также коэффициентом передачи задаю-
щего напряжения источника сигнала kt и сопротивлением 70пт.
Выражения для коэффициента передачи и сопротивления, записан-
ные через определитель и его алгебраические дополнения матри-
цы сопротивления входной цепи, имеют вид
^1 = ^3/^1 = ^ус A12fl/Aa’>	(I)
^опт ~	V	(2)
Усилительный элемент будем характеризовать совокупностью
сигнальных и шумовых параметров. Реальный усилительный эле-
мент, в соответствии с теорией линейных шумящих четырехполюс-
ников (5, 6], представим в виде идеального нешумящего усили-
тельного элемента, входное сопротивление которого равно беско-
нечности, и двух эквивалентных источников шума — источника
тока /ш и источника напряжения Еш (рис. 1), которые являются
статистически связанными. Представим источник напряжения в
виде двух последовательно включенных независимых шумовых
источников: источника fmi, Статистически независимого от /Ш1, и
источника напряжения ZKop/w, полностью статистически связан-
ного с /ш. Входное сопротивление реального усилительного эле-
мента отображено на рисунке сопротивлением Zyc, включенным
на зажимах 2а—2'а входной цепи.
183
Из схемы рис. 1 следует, что квадрат напряжения сигнала на
"входе усилительного элемента (зажимы 3—3')
vl = f№ = |zyc -^12eL	(3)
J
а квадрат напряжения шума на входе идеального усилительного
элемента
где
| изш I2 = 4И7?ШЭ A f,
7	7	2
Яшэ= Яш+ 2кор + -<0П7У7С  gm +
^опт “г ^ус
Zyc
^ОПТ + Zyc
2
^ОПТ
(4)
(5)
— эквивалентное шумовое сопротивление, включенное на входе
идеального усилительного элемента. Шумовые параметры в вы-
ражении (5) определяются как
р _ ЦшЛ. , - 1^12 •
— 4kT Д f ’	— 4kT Д f ’
RonT = Re(ZonT) =	.
Используя ф-лы (3) и (4), можно получить выражения для
различных мер оценки шумовых свойств усилителей: коэффициен-
та шума, защищенности сигнала от шумов *), потери шумозащи-
щенности, уровня напряжения собственных шумов, приведенного
к задающему напряжению источника сигнала и т. п.
Шумовые свойства усилителей с применением полевых
транзисторов
Теория шумов полевых транзисторов изложена в ряде работ
{7, 8, 9, 10]. Однако отсутствуют методика и соответствующие фор-
мулы для определения мер оценки шумовых свойств усилителей
с полевыми транзисторами и сложными входными цепями, что
затрудняет проектирование таких усилителей с учетом оптими-
зации параметров входных цепей по максимуму защищенности.
Восполним этот пробел. Будем исходить из рис. 1 и ф-л (3), (4),
которые соответствуют общему случаю. Однако учтем, что, как
показывают расчеты (при эквивалентном сопротивлении источни-
Понятие защищенности (А) широко используется в теории и практике
аналоговой многоканальной электросвязи. В радиотехнике, с аналогичной
щелью, пользуются отношением сигнал/шум (N). При этом
I С73 I I |2
А = 201g	= 101g	= 101g N.
I t/зш I I tfaml
1*84
ка сигнала в цепи затвор-исток, не превышающем величину, по-
рядка десятков тысяч ом), источником тока шума (7Ш) можно
пренебречь, так как он не является определяющим, а при относи-
тельно небольшом числе каналов аппаратуры можно полагать,
что Zyc = оо.
В усилителях многоканальной связи, как правило, реализуется,
заданное значение входного сопротивления и оно согласовывается
с сопротивлением источника сигнала. Это сопротивление при.
Zyc = oo обычно получают с помощью дифференциальных схем как
обобщенных схем входных цепей [11], либо путем применения глу-
бокой, комбинированной относительно входных зажимов отрица-
тельной ОС [4]. Оценим защищенность сигнала в усилителях при.
этих способах получения входного сопротивления.
Дифференциальные схемы обычно содержат трансформаторы,,
которые в дальнейшем будем считать идеальными. Пусть
Zom — RonT и сопротивление резистора, шунтирующего вход уси-
лительного элемента, равно Rom, т. е. сопротивления согласованы.
Тогда выражение для защищенности может быть записано так:
Д12а
_ 201g	= 201g -______^опт==^^+^опт^22а
I ^зш I
(6>
[4«7ГШЭ А/]2
^шэ “I” 2 ^опт*
Рассмотрим случай, когда входное сопротивление обеспечи-
вается с помощью ОС. Полагаем, что структура цепи, ее парамет-
ры тождественны рассмотренным в предыдущем случае. Естест-
венно, принимаем во внимание, что отсутствует резистор, обеспе-
чивающий заданное нагрузочное сопротивление во втором контуре-
входной цепи. В этом случае выражение для защищенности запи-
сывается так:
4эс -- 201g.
__________Д12Я________
Да (Zyc = 0) + Zyc Дгга
-у—
[4Ш?шэ.Д/]2
= 201g

[ Д f] 2
где 7?,шэ=^ш+^опТ; Д12а/А22а — коэффициент передачи задающего,
напряжения источника сигнала для входной цепи в режиме хот
лостого хода на зажимах. 2а—2'а, т. е. при Zyc=oo.
185
Выигрыш в защищенности для рассмотренных случаев опре-
деляется выражением, полученным на основе ф-л (6) и (7):
А А = Аос — A# = 201g 2
Н~" Rpnr "I 2
+ ^опт J
(8)
Если 7?Опт»2/?ш, то ДА = 201g 1,41 =3,0 дБ.
Поскольку очевидно преимущество способа получения задан-
ного значения входного сопротивления с помощью глубокой ОС
при реализации максимальной защищенности, то необходимо по-
лучить формулы для определения таких шумовых параметров уси-
лителя, как уровни напряжений собственных шумов, приведенные
ко входу.
Различные усилители удобно сравнивать между собой по уров-
ню напряжения собственных шумов, приведенному к задающему
напряжению источника сигнала. Такое выражение может быть
получено из ф-лы (7):
Рвхше = 201g	= 201g -у- (4^(/?ш + /?опт)Д/]2.. ,	(9)
I ^22Д I
где Uq — напряжение, принятое за единицу.
При разработке и в эксплуатации усилители часто сравнивают
по уровню напряжения собственных шумов, приведенному ко вхо-
ду усилителя:
Рвхш = 201g = 201g — 14^ №п + Допт)ДЛ 2	(10)
|(/о|	и о	Д12О Z+ZH1	v ’
I ^22а	% I
где Z—входное сопротивление усилителя с обратной связью.
Рассмотрим вопросы оптимизации шумовых параметров уси-
лителя. Оптимизация защищенности усилителя сводится к нахож-
дению максимального значения выражения (7), в котором /?'Шэ
можно записать в виде
Яшэ = Яш+Кегопт= /?ш+ИеАа(г*с-0) .
А 2 2а
Анализ выражения (7) показывает, что защищенность возрас-
тает с ростом коэффициента передачи задающего напряжения
входной цепи в режиме холостого хода и уменьшается при увели-
чении и Re /опт- При Re Zoпт ^>7?ш шумы усилительного элемен-
та не оказывают влияния на величину защищенности.
Выражения для шумовых показателей усилителей с примене-
нием полевых транзисторов, полученные выше, записаны в общем
виде и могут быть применены к анализу усилителей при любых
конкретных схемах входных цепей и усилительных элементов. Для
186
получения расчетных формул необходимо перейти к изучению
конкретных схем входных цепей.
В качестве .примера рассмотрим цепь, схема которой показана
на рис. 2. Условия, при которых будет вестись исследование, сво-
дятся к следующему:
Вх. иепь	7
за,
Рис. 2. Схема входной цепи
Замкнутые ориентированные окружности с циф-
рами внутри обозначают положительное направ-
ление и номер контурного тока

— усилитель, в котором используется цепь, предполагается
выполнить как систему с глубокой ОС;
— в усилителе должны выполняться соотношения
Z = /? = ZH == 7?н и Zp =	= Zroc = Rroc,
где R и /?гос — входные сопротивления системы в точках 1а—Га
и За—З'а соответственно, (рис. 1);
— заданным является параметр входной цепи у = п1\т\
— трансформатор входной цепи является идеальным.
Известно, что матрица сопротивления рассматриваемой схемы
не существует. Поэтому при записи матрицы будем полагать, что
не выполняется одно из условий идеальности трансформатора —
реактивные сопротивления обмоток конечны. Предельный пере-
ход к случаю, когда эти сопротивления стремятся к.бесконечно-
сти, будем осуществлять для конкретных функций схемы. Матри-
ца сопротивления рассматриваемой схемы имеет вид
1	2	3
i со L± -f-	—i со (п + т)	i
— i со (п + т)	iwLifn+mP + Ze + Zycl	— i co	+ m) — Z6
i toLym	—i со (п + tri) — Z6	i co Lytn2 -j— Zg -|- Zp
187
В системе с глубокой ОС R=Rbl(n+m)m\ <Ктос=п>Кб/(п + т) =
~nmR.
С учетом этих выражений и условий исследования можно по-
мазать, что
А12а
&22O.
= п и Яопт = ReZoni = Re	=	+ Д\
л22а	\ У /
Тогда выражения (7) и (10), например, запишутся так:
A,c = 20lg(—1АЦ-------------------т-1.	(П)
ll4ATA/]2	/?н«2 (1 + 1/Т)] 2 J
Рвхш = 201g — — [4ЬГ Д f]~ ^ш+^нП2(1 + 1/У)]Л.  .	(12)
[Uo 2	п
На основании исследования выражения (11) можно сделать
«следующие выводы:
— максимальная защищенность реализуется при п->оо; прак-
тически при
Ян"2(1 + 1/у)»Яш	(13)
защищенность не зависит от п;
— защищенность тем выше, чем больше величина у.
На основе изложенного подхода можно исследовать ряд вход-
ных цепей, использующихся в усилителях многоканальной элек-
тросвязи, получить формулы, подобные ф-лам (11) и (12), что
облегчит проектирование и разработку усилителей с полевыми
транзисторами.
Пример проектирования и результаты экспериментального
исследования усилителя
Исходные данные:
— рабочий диапазон частот 12—120 кГц;
— усилитель предполагается выполнить в виде системы с общей глубокой
ОС. Входное сопротивление обеспечивается с помощью комбинированной ОС.
Входную цепь предполагается выполнить по схеме рис. 2. Условия работы вход-
ной цепи соответствуют рассмотренному выше случаю. Известно также, что
у = 12,7 и i/?h = /?= ISO Ом;
— в первом каскаде, усилительный элемент которого оказывает определяю-
щее влияние на шумовые свойства усилителя, предполагается применить полевой
транзистор типа 2ПЭ03. Средние значения эквивалентного сопротивления шума,
определенные экспериментально для партии транзисторов (£/Си=2,5 В,
Ус = 1,0 мА), следующие:
/, кГц	14,0	62,0	106,0
Rm, Ом	333	276	238
188
Необходимо определить параметры элементов входной цепи, при которых
обеспечивалась бы максимально возможная защищенность сигнала на входе,
т. е. уровень собственных шумов, приведенный ко входу, был бы минимально
возможным, и величину уровня.
1. Используя ф-лу (13), определим, что
Г
333
-----------------т = 1,44.
150(1 + 0,08) J
ТАБЛИЦА 1
f, кГц	Значения, Рвхш, дБ	
	расчетные	экспери- ментальные
14,0	—138,5	— 136,4
62,0	—138,5	—137,0
106,0	—138,5	—137,3
‘”>>L*H(1 + 1/T) I2
Выбираем «=1,44-5=7,2.
2. При 7?н=150 Ом, у=12,7, « = 7,2 и /«=0,55 сопротивления резисторов
входной цепи будут следующими:
R6 = RHm(tn + n) = 150-0,55*7,75 = 640 Ом,
R& = nmRa = 7,2-0,55-150 = 600 Ом.
3. По ф-ле (12) определим величину рВх ш (относительно 0,387 в) в полосе
3,1 кГц. Результаты расчета приведены в табл. 1.
На рис. 3 приведена принципиаль-
ная схема усилителя, в котором ис-
пользуются спроектированная вход-
ная цепь и полевей транзистор в каче-
стве усилительного элемента перво-
го -каскада.
Усилитель имеет четыре каскада
усиления. Связь между каскадами —
непосредственная. В первом каскаде
используется транзистор типа 2П303
(7\), включенный по схеме ОИ, имею-
щий низкий уровень собственных шу-
мов; во втором, третьем и четвертом каскадах — кремниевые би-
полярные транзисторы (Т2—7\), обеспечивающие необходимые
Рис. 3. Принципиальная схема усилителя
189
усиление и выходную мощность; транзистор средней мощности Т4
установлен на радиаторе. Транзисторы Т2 и Г4 включены по схеме
с ОЭ, Т3 — по схеме с ОК.
Непосредственная связь между каскадами в совокупности с
отрицательными ОС по постоянному току обеспечивает высокую
стабильность режимов работы транзисторов во времени и при
воздействии дестабилизирующих факторов. Транзисторы характе-
ризуются следующими режимами по постоянному току: /7СИ = 2,6В,
/с=1,0мА; Укэ2=5,5В, 1^2 — 1,5 мА; £/Кэз = 6,5В, /кз — 3,2 мА; £7кэ4 —
= 26 В, /К4=15мА. Режимы работы транзисторов первых двух кас-
кадов выбраны из условий обеспечения минимального уровня шу-
мов усилителя и необходимого усиления.
Требуемые значения подавления продуктов нелинейного про-
исхождения, величины и стабильность усиления, входного и вы-
ходного сопротивлений обеспечиваются с помощью многопетлевой
отрицательной ОС по переменному току. В петле, охватывающей
весь усилитель, обратная связь глубокая (порядка 25 дБ на верх-
ней рабочей частоте).
Входная и выходная цепи усилителя по своей структуре явля-
ются шестиполюсниками мостового типа с использованием трех-
обмоточных трансформаторов (Tpi и Тр2). Поэтому общая ОС
относительно входных и выходных зажимов усилителя — комби-
нированная. Необходимость применения такой входной цепи обос-
нована выше.
Экспериментально исследовались шумовые свойства усилите-
ля, выполненного по схеме рис. 3. Результаты приведены в табл. 1.
Полученные данные показывают, что на основе изложенной выше
методики и принципов построения могут быть созданы усилители
с применением полевых транзисторов и пониженными уровнями
собственных шумов по сравнению с существующими усилителями
на биполярных транзисторах |[12, 13].
Кроме приведенных шумовых характеристик, усилитель имеет
следующие основные технические характеристики:
Рабочий диапазон частот.....................12—120 кГц
Рабочее усиление............................48±О,1 дБ
Амплитудная характеристика линейна с точ-
ностью 0,3 дБ при повышении уровня на вы-
ходе (по мощности) до.......................4-22 дБ
Номинальные значения входного и выходного
сопротивлений (источника сигнала и нагрузки) 150'Ом
Затухание продуктов нелинейного происхож-
дения
вида fi±f2.............................
вида 2fi±f2............................
при уровне каждой составляющей на выходе
(-4,3 дБ)
Рабочий диапазон температур окружающей
среды......................................
90' дБ
115 дБ
—1О4-+бО°С
190
Выводы
На основе теоретического анализа и экспериментальных иссле-
дований можно сделать следующие выводы:
1. Изложенная методика анализа шумовых свойств усилите-
лей и полученные формулы могут применяться при исследовании
и проектировании усилителей аналоговой многоканальной элек-
тросвязи с применением полевых транзисторов.
2. Результаты теоретического анализа и экспериментальных
исследований показывают, что возможно создание усилителей ап-
паратуры аналоговой многоканальной электросвязи с уровнем соб-
ственных шумов (относительно 0,387 В) в полосе 3,1 кГц, приве-
денным ко входу усилителя, порядка —137± 1 дБ.
Список литературы
1.	Сигорский В. П. ^Методы анализа электрических схем с многополюсными
элементами. Киев, изд-во АН УССР, <1'958, с. 402.
2.	Величко Ю. Т. Теоретические основы радиотехнических цепей. Часть первая
(на укр. языке). Изд-во Львовского ун-та, '11966, с. 340.
3.	Хаус Г., Адлер Р. Теория линейных шумящих цепей. М., ПИЛ, ,1963, с. 110.
4.	Лурье Б. Я. Проектирование транзисторных усилителей с глубокой обратной
связью. 14., «Связь», 1965, с. >150.
5.	Дементьев Е. П. Элементы общей теории и расчета шумящих линейных це-
пей. М.-Л., Госэнергоиздат, 1963, с. 2.10.
6.	Чаповский М. 3. Улучшение качественных показателей транзисторных уси-
лителей. М., «Связь», 1'968, с. 232.
7.	Ван-дер-Зил А. Тепловые шумы в полевых транзисторах. «Proceedings of
the IRE», 1962, v. 50, № 8, p. 11848—1853:.
8.	Ван-дер-Зил А. Шум. Источники, описание, измерение. М., «Советское ра-
дио», 1973, с. 229.
9.	Севин Л. Полевые транзисторы. М., «Советское радио», 1963, с. 182
10.	Полевые транзисторы. Пер. с англ. Под ред. С. А. Майорова. М., «Совет-
ское радио», 197li, с. 374.
11.	Косминский О. Ф. К расчету дифференциальных схем входных и выходных
цепей усилителей. — В кн.: Техника проводных средств связи. Под ред.
Я. Ф. Лузянина. Вып. 1 (11), '1957, с. 2'9—40.
12.	Аппаратура систем передачи по линиям связи. Справочник. М., «Связь»,
1970, с. 6801.
13.	Pajgrt М. Linkovy Trakt pro 120—Kanalovy telefonni System. — «Sdelovaci
technika», 1969, N 1, S. 24—26.
УДК 621.3.072
В. А. ГОРОХОВ, В. С. РЫБАКОВ, Ю. М. ГУСЕВ
Пути конструирования интегральных схем
на новых ключевых полупроводниковых приборах
для устройств отображения информации
Введение
Появление сложных автоматизированных систем управления
(АСУ) с участием человека — оператора — требует создания со-
вершенных средств отображения информации, обладающих высо-
кой надежностью, большой информативностью, наглядностью и
достаточно высоким быстродействием.
Структурная схема современных средств отображения инфор-
мации, как правило, содержит:
—	линию передач, обеспечивающую связь между устройством
обработки информации и непосредственно устройством отобра-
жения;
—	устройство согласования, основная задача которого состоит
в том, чтобы обеспечить стыковку быстродействующего устройства
обработки информации с устройством ее отображения;
—	преобразователь кодов, предназначенный для преобразова-
ния информационного кода, поступающего с устройства обработ-
ки, в код засветки элементов индикатора;
—	блок памяти, призванный запоминать поступившую инфор-
мацию до начала следующего цикла смены информации;
—	блок коммутации, обеспечивающий подачу сигналов воз-
буждения на элементы индикации индикаторной панели;
—	панель индикации, преобразующая электрические сигналы
в наглядное изображение информации.
Функциональные характеристики, а следовательно, и состав
интегральных микросхем в значительной степени определяются
взаимным расположением указанных основных блоков, а также
структурой самих блоков.
Возможные варианты построения устройств отображения ин-
формации показаны на рис. 1.
Схема рис. \а не предъявляет высоких требований к помехо-
устойчивости линии передач, поскольку действие электромагнит-
ных помех на эту линию не может вызвать сбоя в работе устрой-
ства, однако большое число параллельных каналов в линии пере-
дач делает данный вариант построения устройств отображения
малопригодным к применению. Наиболее перспективными явля-
ются структурные схемы, представленные на рис. 16 и 1в.
192
Сложность схем управления, огромное количество комплек-
тующих элементов, паек и т. п. препятствуют широкому внедре-
нию новых перспективных знаковых индикаторов в такие области
применения, где надеж-
ность, габариты и масса (ап-
паратуры играют решаю-
щую роль (например, в бор-
товой радиоэлектронной ап-
паратуре) . Следовательно,
одной из проблем на пути
расширения сферы примене-
ния знаковых устройств ин-
дикации и дальнейшего раз-
вития систем отображения
я<в л я е тс я усов ерш е нс тв о в а -
ние как • элементной базы,
так и схем управления ин-
дикаторами. В этом плане
перспективным является со-
здание такой элементной
базы, которая позволит со-
здать полностью интеграль-
ные схемы управления ин-
дикаторами.
Пр
лей
Рис. 1. Возможные варианты структур-
ных схем устройств отображения инфор-
мации:
1—устройство обработки информации; 2 —
устройство согласования; 3 — блок памяти; 4—
линия передач; 5 — преобразователь кодов;
6 — блок коммутации; 7 — панель индикации
именение в линиях передач оптоэлектронных переключате-
(рис. 2) [1—3] позволяет средствами микроэлектроники обес-
Рис. 2. Структурная схема оптоэлектронной
линии передач логических сигналов:
1 — передающее устройство; 2 — приемное устройство
печить электрическую развязку между устройствами обработки и
отображения информации при одновременном увеличении помехо-
устойчивости этих линий.
Управление индикаторами
При параллельной записи информации в элементы памяти
(рис. 3) требуется большое число соединений между схемой пре-
образования (дешифратор и шифратор) и элементами памяти.
Это значительно снижает надежность системы отображения.
7—125	193
Последовательная запись информации в элементы памяти поз-
воляет резко сократить число таких соединений (рис. 4)1).
На схеме рис. 4а элементы памяти функционально объединены
в регистр сдвига. Схема позволяет индицировать любой символ.
Рис. 3. Функциональная
схема управления индикаторами с параллельной за-
писью информации:
/ — дешифратор; II — шифратор
исходя из возможностей используемого типа индикатора. Недо-
статком схемы является сложность управляющего кода (для уп-
равления требуется последовательный код засветки элементов ин-
дикатора).
Один из вариантов схемы преобразования кода поступающей
информации в последовательный код засветки элементов инди-
катора представлен на рис. 46. Информационный код после двух-
ступенчатого преобразования (в десятичный с помощью дешиф-
ратора, затем в параллельный код засветки с помощью шифрато-
ра) поступает в регистр сдвига рис. 46. С поступлением сигнала
«разрешение индикации информации» на вход триггера Тр, вен-
тиль Вн открывается и тактовые импульсы ТИ поступают на ре-
гистры сдвига рис. 4а и 46. Код засветки в последовательном виде
Ц Для определенности на этом и последующих рисунках изображены по-
рошковые электролюминесцентные индикаторы (ЭЛИ).
194
с выхода регистра рис. 46 начинает поступать на вход регистра
рис. 4а. Одновременно тактовые импульсы будут поступать и на
счетчик тактов. С приходом m-го тактового импульса код засветки
информации.
Рис. 4. Функциональная схема управления индикаторами с последовательной
записью информации:
/ — регистр сдвига; // — шифратор; /// — дешифратор; /V —счетчик тактов; V — деся-
тичный счетчик; V/ — двоично-десятичный счетчик обратного счета
окажется переписанным в регистр сдвига рис. 4а, сигнал с выхо-
да т счетчика тактов вернет триггер Тр в исходное состояние и
поступление тактовых импульсов на регистры прекратится. Ин-
формация будет отображаться до поступления сигнала «сброс»,
возвращающего устройство отображения в исходное «нулевое»
состояние.
Элементы памяти схемы рис. 4в функционально объединены
в десятичный счетчик. Информация кодируется числом поступаю-
щих импульсов. Так как число элементов памяти и коммутации
в этой схеме равно числу отображаемых знаков, то наиболее ра-
ционально, по нашему мнению, подобную схему использовать со-
вместно с индикаторами, позволяющими индицировать только де-
сять цифр. Если поступающая информация кодируется не числом
импульсов, то в этом случае необходимо использовать преобразо-
ватель кода.
7*	195
На рис. 4г представлена схема преобразования двоично-деся-
тичного кода в кодовую последовательность импульсов.
Числовая информация в двоично-десятичном коде записывает-
ся в двоично-десятичный счетчик обратного счета (рис. 4г). Сиг-
нал «разрешение индикации информации», поступающий на вход
триггера Тр, позволяет тактовым импульсам ТИ через вентиль Вн
поступать на счетный вход десятичного счетчика рис. 4в. При по-
ступлении очередного тактового импульса, по счету равного чис-
ловой информации, сигнал  «О» с выхода двоично-десятичного
счетчика обратного счета возвратит триггер Тр в исходное состоя-
ние и прохождение тактовых импульсов через вентиль Вн прекра-
тится. Таким образом, число импульсов, поступивших на десятич-
ный счетчик, будет соответствовать числовой информации.
Конструирование схем управления
Малые токи возбуждения некоторых индикаторов, например,
использующих свойства жидких кристаллов или электролюмино-
форов, заставляющие бороться с токами утечки и емкостью выво-
дов для ликвидации подсветки; ограниченный срок службы и от-
личная от единицы надежность как индикаторов, так и элементов
схемы управления, заставляющие отыскивать и устранять неис-
правности; наличие требований согласования индикаторов с ло-
гическими элементами и уменьшения стоимости всей системы
отображения вынуждают располагать элементы коммутации и
памяти (а в ряде случаев и другие элементы схемы управления)
на обратной стороне индикатора. Полностью использовать пре-
имущества плоской конструкции индикатора можно лишь в том
случае, если схема управления также имеет плоскую конструкцию.
Создание интегральных индикаторов, содержащих твердотельные
схемы управления, позволит строить экономичные, высоконадеж-
ные и малогабаритные системы отображения.
Большое количество элементов в цифро-буквенных индикаторах
требует интеграции «вширь», т. е. изготовления в едином техно-
логическом цикле большого количества независимых параллель-
ных схем. Так как интеграция «вширь» увеличивает число внеш-
них выводов схемы и тем самым резко снижает надежность и про-
цент выхода годных изделий [4], то она часто невозможна без
интеграции «вглубь», т. е. без функционального объединения па-
раллельных схем и включения дополнительных элементов, увели-
чивающих функциональную законченность интегральной схемы в
целом. Интеграция «вглубь» увеличивает отношение числа логи-
ческих элементов схемы к числу внешних выводов и, следова-
тельно, позволяет повысить надежность схем управления.
По отношению к схемам управления различные типы индика-
торов, например, электролюминисцентные, газоразрядные и т. п.,
196
различаются требованиями, предъявляемыми к элементам комму-
тации напряжения возбуждения. Принципы же конструирования
схем управления одинаковы для всех типов индикаторов. Наибо-
лее жесткие требования к элементам коммутации предъявляются
порошковыми ЭЛИ (5, 6].
В настоящее время имеется ряд работ (см., например, [5—8],
предлагающих использовать для управления ЭЛИ самые различ-
ные элементы коммутации: механические переключатели, электро-
механические реле, шаговые искатели, магнитоуправляемые кон-
такты, автогенераторы, блокинг-генераторы, феррит-транзистор-
ные ячейки, дроссели насыщения, сегнетоконденсаторы, транзи-
сторы, тиристоры, оптроны и т. п. Однако большинство из пере-
численных элементов обладает теми или иными серьезными недо-
статками, например, низкой надежностью, малым сроком службы,
большими габаритами и массой, большим числом составляющих
компонентов, наличием реактивных элементов, трансформаторов,
и т. п. и не может быть широко использовано для нужд системы
отображения.
Перспективным элементом коммутации, по нашему мнению,
следует считать многоанодный четырехслойный прибор (много-
Рис. 5. Структура, схема включения Рис. 6. Выходные вольтамперные харакге-
и условное обозначение многоанод-	ристики многоанодного тиристора
ио-го тиристора
В исходном состоянии (ток управления /упр равен нулю) ти-
ристорная структура /72-^1-р4-^2 закрыта (переход гц-р^ смещен
197
в обратном направлении) и сопротивление между анодами А1 и Л3
(выходное сопротивление) велико (один из переходов р^-гц или
Рз-пл, в зависимости от полярности напряжения возбуждения,
обязательно смещен в обратном направлении). При подаче сиг-
нала на управляющий электрод (УЭ) по цепи анод Л2— катод К
тиристорной структуры потечет ток, и неосновные носители, ин-
жектированные прямосмещенным переходом сместят пере-
ходы ргП{ и p3-/2i в прямом направлении. В результате этого вы-
ходное сопротивление (сопротивление между анодами и Л3)
резко уменьшится и напряжение возбуждения будет подано
на ЭЛИ.
Выходные вольтамперные характеристики рассматриваемого
прибора приведены на рис. 6.
Многоанодный тиристор обладает двунаправленностью, т. е.
способен управлять током любой полярности, может коммутиро-
0000 б»	00
1236 56	Тв
/fod заедет- Сигналы	Сигналы
ли элем ен- разрешен и л	сброса
люд инди- записи	информации
натори информации
Рис. 7. Принципиальная схема регистра сдвига с индикацией
вать токи, равные десяткам миллиампер, и иметь токи утечки,
составляющие доли микроампер, при напряжении возбуждения
до 300 В, обладает свойством запоминать действие управляющего
сигнала, высоким быстродействием (время включения 0,1 мкс, вре-
198
мя выключения порядка единиц мкс), высокой надежностью, не-
ограниченным сроком службы и позволяет создавать схемы в
твердотельном исполнении. Схемы управления, построенные на
многоанодных тиристорах, пригодны для управления практичес-
ки любыми индикаторами и отличаются высокой экономичностью.
На первых этапах создания интегральных схем управления зна-
ковыми индикаторами целесообразно разрабатывать достаточно
универсальные конструкции, что позволит повысить процент вы-
хода годных схем и понизить их цену. Такими конструкциями мо-
гут явиться регистр сдвига (рис. 7) и десятичный счетчик (рис. 8).
Схема, представленная на рис. 7 [10], заменяет четыре элемен-
та коммутации и памяти со схемами совпадения на входах раз-
решения записи и сброса и может быть использована в устройст-
вах отображения с панелью с внутренней памятью как с парал-
лельной записью кода засветки (рис. За), так и последовательной
(рис. 4а).
вход	сброса
Рис. 8. Принципиальная схема десятичного счетчика с ин-
дикацией
При параллельной записи код засветки элементов индикатора
подается на клеммы 1—4. При одновременном поступлении на
клеммы 5 и 6 сигналов разрешения записи информации транзис-
199
тор Г2 открывается, а Т$ закрывается и в зависимости от кода
засветки включаются соответствующие многоанодные тиристоры
MTqi—МТ^. При снятии сигналов разрешения записи транзистор
Г2 закрывается, a TQ открывается {так как Т4 закрыт), в резуль-
тате чего постоянное напряжение снимается с тиристоров
AlToi—Л1То4 и подается на тиристоры MTi—М1\. В течение вре-
мени рассасывания неосновных носителей в базах тиристоров
М1\—М7\ будет протекать ток; таким образом, информация, за-
писанная в тиристорах MTQl—МТ0^ будет переписана в тиристоры
MTi—М1\ и напряжение возбуждения будет подано на требуемые
элементы индикатора.
При последовательной записи последовательный код засветки
поступает на клемму 1, тактовые импульсы подаются на один из
входов разрешения записи (например, на клемму 5), а на второй
вход (клемму 6) — сигнал разрешения записи. С приходом пер-
вого тактового импульса сигнал первого разряда кода засветки
поступает на управляющий электрод тиристора Л4Г01. В паузе
между первым и вторым тактовыми импульсами информация из
тиристора переписывается в тиристор МТ^ При поступлении
второго тактового импульса информация из тиристора MTi пере-
писывается в тиристор Л4Г02, а на управляющий электрод тири-
стора поступает сигнал второго разряда кода засветки.
В паузе между тактовыми импульсами информация с тиристоров
Л4Го1 и МТ02 соответственно переписывается в тиристоры МТ{ и
МТ2 и т. д. За четыре такта код засветки будет записан в регистр.
При одновременном поступлении сигналов сброса на клеммы
7 и 8 транзистор Л открывается, a TQ закрывается. Тиристоры
MTi—М1\ выключаются, и происходит гашение индикатора.
Наличие схем совпадения на входах разрешения записи и сбро-
са позволяет производить как познаковую запись информации, так
и познаковый сброс, что значительно расширяет функциональные
возможности схемы.
Как правило, знаковый индикатор содержит более четырех
элементов, по этой причине для управления знакоместом тре-
буется несколько интегральных схем регистра сдвига, у которых
соответствующие клеммы входов разрешения записи и сброса
электрически объединяются. Кроме того, в схемах с последова-
тельной записью клемма 10 предыдущего регистра соединяется
с клеммой 1 последующего.
Если изготовленная интегральная схема регистра по некото-
рым параметрам, например по максимально допустимому ком-
мутируемому напряжению, не удовлетворяет требованиям, допу-
стим, ЭЛИ, то такая схема вполне может удовлетворить требова-
ниям, предъявляемым, например, газоразрядным или каким-либо
другим индикатором, либо может быть использована, к примеру,
в качестве приемного регистра.
200
Схема с десятью устойчивыми состояниями является одним
из основных функциональных узлов автоматической аппаратуры
и особенно широко распространена в цифровой измерительной
технике. При условии выполнения таких операций, как запись,
хранение и индикация информации, счет с предустановкой, деле-
ние числа импульсов и вывод числа как в десятичном, так и
в двоичном кодах, схема становится практически универсальной,
Однако увеличение числа выполняемых схемой функций связано,
как правило, с ее усложнением, увеличением числа внешних вы-
водов и, как следствие, со снижением экономичности, надежности
и повышением стоимости. Целесообразно создать базовую схему,
позволяющую выполнять основные, наиболее часто используемые
функции: прямой счет импульсов и деление их числа на десять,
хранение информации и ее цифровая индикация (рис. 4в). Осталь-
ные дополнительные функции, требующие для своей реализации
усложнения схемы, могут быть реализованы вспомогательной схе-
мой. К примеру, на рис. 4г представлена схема, позволяющая
записывать в основную базовую счетную схему числовую инфор-
мацию, поступающую в двоично-десятичном коде (например, в
случае счета с предустановкой).
Десятичная счетная схема (рис. 8) может быть использована
либо в качестве счетчика импульсов с индикацией (рис. 4в), либо
в качестве устройства приема, хранения и индикации цифровой
информации в различных системах отображения. Наличие схем
совпадения (клеммы 1 и 2 и клеммы 4 и 5) позволяет вести по-
знаковую запись, а также и сброс.
В исходном состоянии транзистор Т6 и многоанодные тиристо-
ры Л47\ и Л4Т03 открыты, на индикаторе высвечивается цифра 0.
При записи информации на одну из клемм счетного входа, на-
пример 2, подается сигнал разрешения записи информации, на
другую (клемму /) —информационные импульсы. Поступление
первого импульса вызовет открывание транзистора Т2 и закрыва-
ние Т6, в результате многоанодный тиристор Л47\з будет закрыт,
а Л1Г04 открыт. В паузе между первым и вторым импульсами
транзистор Т6 вновь откроется, а Т2 закроется (транзистор Т4
закрыт), это повлечет закрывание тиристоров МТ^ и М1\ и от-
крывание Л4Го5 и Л4Т2. На индикаторе будет высвечиваться
цифра 1.
При поступлении второго импульса откроется тиристор МТ06,
а Л4То5 закроется. В паузе между вторым и третьим импульсами
откроются тиристоры Л4Гоз и МТ3 (тиристоры Л4Г0б и МТ2 закро-
ются) и на индикаторе появится цифра 2 и т. д. Таким образом,
в зависимости от числа поступивших импульсов индикатор будет
высвечивать ту или иную цифру.
При поступлении сигналов сброса (одновременно на клеммы
4 и 5) транзистор 7\ откроется, a Т6 закроется и все многоанод-
201*
ные тиристоры окажутся выключенными, кроме тиристоров
и Л1Го2 (их включение осуществляется токами, протекающими че-
рез резисторы /?з). После снятия сигналов сброса транзистор Т4
окажется закрытым и тиристоры Л4Г01 и Л4Г02 будут обесточены.
Это вызовет открывание транзистора 76 и тиристоров Л4Г0з и М1\.
На индикаторе отобразится цифра 0.
Для образования многоразрядных счетчиков импульсов необ-
ходимо клемму 7-й счетной декады младшего разряда соединить
с клеммой 3-й счетной декады старшего разряда. Клеммы 1 и 2
счетных декад всех разрядов, кроме младшего, в этом случае
следует соединить с общей клеммой 6.
Использование сочетания многоанодных тиристоров и оптро-
нов позволит создавать схемы, обладающие необходимой гальва-
нической развязкой, но более экономичные, надежные и техноло-
гичные, чем чисто оптронные схемы.
Список литературы
1.	Автономов В. А. и др. Быстродействующий оптоэлектронный переключа-
тель. — «Электронная техника», серия «Микроэлектроника», вып. 2, 1971,
с. 7.
2.	Носов Ю. Р. и др. Новые типы оптоэлектронных приборов (оправочные дан-
ные). — В кн.: Полупроводниковые приборы и их применение. Под ред.
Я. А. Федотова, вып. 27. М., «Советское радио», 1973, с. 244—247.
3.	Горохов В. А., Носов Ю. Р., Рыбаков В. С. Классификация и принципы
построения оптоэлектронных линий передач логических сигналов. — В кн.:
Микроэлектроника. Под ред. А. А. Васенкова, вып. 7. М., («Советское ра-
дио», №74, с. 210—221.
4.	Кхамбата А. К. Большие интегральные схемы. Пер. с англ. М., «Мир», 1971,
с. 256..
5.	Красноголовый Б. Н. Индикаторные устройства. Минск, «Вышейшая школа»,
1970, с. 224.
6.	Касименко А. В. Электролюминесцентные 'буквенно-цифровые индикаторы. —
В кн.: Элементы радиоэлектронной аппаратуры. Вып. 23. М., «Советское
радио», 19'71, с. 48.
7.	Боголюбов М. В. и др. Электролюминесцентные индикаторы в системах ото-
бражения информации. (На украинском языке). Киев. «Техшка», '1971, с. 83.
8.	Майдельман И. Н., Ревенко В. Н., Саркисян Б. Г. Отображение информации
в автоматизированных системах управления. М., «Советское радио», 1972,
с. 296.
9.	Горохов В. А. и др. Коммутатор цепей переменного тока. А. С. № 391738.
«Открытия. Изобретения. Промышленные образцы. Товарные знаки»,
1973, № 31.
10.	Горохов В. А. и др. Шаговый переключатель А. С. № 369720. «Открытия.
Изобретения. Промышленные образцы. Товарные знаки», 1973, № 10.
УДК 621.373.5
В. Н. РЯБЫШКИН
О выборе способа модуляции
в транзисторных радиопередатчиках
При построении модуляционного выходного каскада радиопе-
редающего устройства важными являются качественные показа-
тели модуляции, которые, в первую очередь, определяются свой-
ствами нелинейного прибора модуляционного каскада и его ре-
жимом. Известно, что основным источником нелинейных искаже-
ний является тракт высокой частоты, что обусловлено нелиней-
ностью статических модуляционных характеристик модулируемых
каскадов. Однако немаловажное значение имеют энергетические
показатели передатчика, его габариты, масса (включая и массу
источника питания) и стоимость, причем последние факторы осо-
бенно важны для маломощных переносных, резервных и шлюпоч-
ных радиостанций, в то время как требования к качественным
показателям для таких станций не очень жесткие: глубина моду-
ляции т<0,8, а коэффициент нелинейных искажений не более
10%. Именно поэтому при окончательном выборе вида модуляции
необходимо учитывать все требования, предъявляемые к проек-
тируемому радиопередатчику.
Как известно [1, 2], при коллекторной модуляции обеспечи-
вается работа модуляционного каскада с высоким электронным
КПД, который в процессе модуляции практически не меняется, т. е.
Лмакс ~ Пн Пт Const,	(1)
ГДе Т]макс КПД в режиме максимальной мощности; т]н—КПД
в режиме колебаний несущей частоты; — КПД при модуляции.
При базовой модуляции модуляционный каскад работает в не-
донапряженном режиме, электронный КПД изменяется в про-
цессе модуляции от т]макс до 0, а КПД при модуляции можно
определить согласно (1]:
14-0,5/п2	2 + т2	/оч
Птбаз j :	Пмакс = “j j Пн>	№)
1 + т	1 + т
где т — глубина модуляции.
Однако для осуществления коллекторной модуляции необхо-
димо иметь мощный модулятор, КПД которого т]й , как правило,
не превышает 75%. Мощность модулятора для коллекторной мо-
дуляции выбирается согласно {3]:
где Р н— мощность в режиме колебаний несущей частоты.
20Э
Из теории радиопередающих устройств известно, что при ба-
зовой модуляции мощность модулятора выбирается из соотно-
шения Pq<^P^ и, следовательно, КПД модулятора практически
не влияет на общий КПД передатчика. Необходимо учитывать
и тот факт, что при коллекторной модуляции величина постоян-
ного напряжения на коллекторе Ек модуляционного каскада
должна быть уменьшена в (1 + т) раз, что снижает использова-
ние транзистора по напряжению.
Определим общий КПД (с учетом потерь в модуляторе) для коллекторной
и базовой модуляции. Зная из ф-лы (3) мощность модулятора и учитывая ра-
венство (1), находим мощность, потребляемую модулятором при коллекторной
модуляции:
^02 = Ла /Лз = т2Р~н /2^2 Лмакс-	(4)
Суммарная потребляемая мощность
Р / т2 т2 \	Р / т2 \
2^о=РО2 + рот=-^ —+ —+ 1 , где Рот =------------------Д J+ —
Лмакс \2п2	2	/	Инакс \	2 /
— мощность модуляционного каскада, потребляемая при модуляции, общий КПД
при коллекторной модуляции определится как
Р~Т (1+/п2/2)2т]2
Пгкол2-ХР0 “ И2 4-2112 (1 +т2/2) Т,макс’	(5>
Сравнивая выражения (2) и (-5), определим, при каких значениях т и т]й
КПД при базовой модуляции будет больше общего КПД при коллекторной мо-
дуляции, т. е.
Лт баз пткол Z-
Решая неравенство (6) относительно т, получаем
™ > 2т]2/(1 +%).	(7>
На рис. 1 показана графическая зависимость глубины моду-
ляции т от КПД модулятора , при которой выполняется усло-
вие (6). Из рисунка следует, что при данной глубине модуляции
т базовая модуляция с энергетической точки зрения эффектив-
нее коллекторной модуляции в области выше кривой т = /(т]а).
Таким образом, кривая рис. 1 разграничивает области коллектор-
ной и базовой модуляции.
Для определения количественного выигрыша при использова-
нии того или иного способа модуляции разделим выражение (2)
на (5):
в = Цт баз/Пт.кол.2 =	(2 + fn2)/2r\s (1 + т).	(8)
На рис. 2 приведена зависимость В = у(т) для различных зна-
чений . Из рассмотрения графиков рис. 1 и 2 видно, что при
больших значениях глубины модуляции (т>0,85) промышленный
КПД транзисторного радиопередатчика оказывается даже выше,
>204
чем при коллекторной модуляции, однако (рис. 2) и выигрыш
при больших т, и проигрыш при малых т практически незначи-
тельны, поэтому при окончательном выборе того или иного спо-
соба модуляции необходимо учитывать другие преимущества мо-
Рис. 1. Зависимость глубины мо-	Рис. 2. Зависимость коэффициеп-
дуляции т от КПД модулято-	та В от глубины модуляции
Ра 4Q
Для проверки теоретических выводов был собран усилитель
мощности с высокими энергетическими показателями |[4] с кол-
лекторной и базовой модуляцией на транзисторе типа КТ803А
(рис. 3). Экспериментальные данные сведены в табл. 1.
ТАБЛИЦА 1
Вид модуляции	£к, В	£б, в	"в. В	Р-Н, Вт	^макс	ъ	Ро. ВТ		”2	
							т—\	т=0,3	т=\	т=0,3
Базовая	60	—1	2,5	50	0,9	0,7	114	72	0,66	0,73
Коллекторная	45	0	2,5	50	0,92	0,7	123	60,5	0,61	0,87
Из данных таблицы следует, что £^=1=1,08, а Вгп=0)з = 0,84.
Таким образом, экспериментальные результаты практически сов-
падают с теоретическими выводами*
Для оценки качественных показателей обоих видов модуляции
на рис. 4 представлены соответствующие динамические модуля-
ционные характеристики. Как и следовало ожидать, динамическая
модуляционная характеристика при базовой модуляции менее ли-
нейна. Однако существенное отклонение от линейности наблю-
205
дается в нижней и в верхней (при т>0,9) частях характеристи-
ки. Подобные отклонения могут быть допустимы в аппаратуре
для коммерческой телефонной связи и в судовой резервной и спа-
Рис. 3. Схема экспериментальной установки
сательной аппаратуре, где используется тональная телеграфия с
глубиной модуляции, равной 0,8—0,85.
Таким образом, на основании изложенного можно сделать сле-
дующие выводы:
Рис. 4. Динамические модуляционные харак-
теристики:
1 — при базовой модуляции (Q«=,l кГц, Ек = 60 В,
£б = —1 В, Пв=2,5 В); 2 — при коллекторной модуля-
ции (Q = l кГц, £к=45 В, £б=0 В, UB-=2,5 В)
1.	Зная КПД модулятора т] Q и глубину модуляции т, по гра-
фикам рис. 1 и 2 можно определить, какой из способов модуляции
обеспечивает более высокий (и на сколько) промышленный КПД
транзисторного передатчика.
206
2.	При коэффициенте модуляции 0,2<т<0,6 в маломощных
радиопередатчиках целесообразно применять коллекторную мо-
дуляцию.
3.	При проектировании малогабаритных переносных радио-
станций, для которых требования к качественным показателям
не очень жестки, целесообразно использовать базовую модуляцию,
так как в этом случае модуляторы .более просты в изготовлении,
значительно дешевле и имеют меньшие габариты и массу.
Список литературы
1.	Радиопередающие устройства. Под ред. Г. А. Зейтленка. М., «Связь», 1969.
5411 с.
2.	Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Под ред.
iP. А. Валитова и И. А. Попова. М., «Советское радио», 1973. 461 с.
3.	Кагалов В. И. Транзисторные радио-передатчики. М., «Энергия», 1/970. 327 с.
4.	Черняк С. И., Рябышкин В. Н. К вопросу о комплексной нагрузке транзи-
сторного генератора. — В кн.: Полупроводниковые приборы в технике элек-
тросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 8. М., «Связь», 1971, с. 6.
УДК 621.391
Ю. С. КАРПОВ, Л. П. КАРБА, Н. Н. ПОЛИТОВ
Методика измерений и аппаратура
для исследования коэффициента шума
интегральных схем и полупроводниковых
приборов-четырехполюсников
Введение
Измерение дифференциального коэффициента шума дает воз-
можность определить спектр коэффициента шума Лц, несущий
максимум информации о качестве прибора и о возможностях его
применения.
Среди существующих методов измерения коэффициента шума
наиболее простым и точным следует признать метод сравнения
с удвоением мощности на выходе четырехполюсника. Для этого
метода известное выражение для коэффициента шума
р —	° вх/Т^щ вх
РС вых/7\пвых
где Рс и Рш — мощности сигнала и шума, преобразуется к виду
Рщ = ?с вх/^ш вх»	(1)
так как измерение Рш производят по отсчету мощности, потреб-
ляемой от источника сигналов входной цепью, при условии ра-
венства мощностей сигнала и шума, выделяемых в нагрузке че-
тырехполюсника. Для непосре’дственного измерения коэффициен-
тов
та шума при использовании этого метода в качестве источника
сигналов применяется эталонный генератор шума. На частотах
выше одного килогерца им может служить вакуумный диод с
вольфрамовым катодом, работающий в режиме насыщения. Та-
кой диод |[1] является первичным эталоном шума и обеспечивает
погрешность измерения Fm методом удвоения, равную в лучшем
случае ±0,5 дБ. При использовании калибруемых генераторов
шума [2] погрешность измерения возрастает за счет погрешности
калибровки.
Исследование флуктуационных свойств интегральных схем
(ИС) для отыскания оптимальных режимов с помощью указан-
ного метода становится невозможным, ввиду малости для них
коэффициента Рш. Ниже предлагается метод измерения коэффи-
циента шума, точность отсчета которого тем выше, чем меньше
значение Fm, достаточно простой для практической реализации.
Методика измерения
Предлагаемый метод измерения коэффициента шума отличает-
ся от существенного метода сравнения тем, что удвоение мощно-
сти производится не на выходе испытуемого четырехполюсника,
а на его входе. При этом Рсвх = Апвх и общее выражение для
коэффициента шума принимает вид
“ ^швыА вых*	(2)
Величина РЩВых обусловлена действием на входе напряжения
тепловых шумов 0ш сопротивления источника сигналов Rc и соб-
ственных шумов четырехпо-
Рис.
ЙжЛюсн'ика, приведенных ко
ВХОДУ С/шсоб (рис. 1а).
Мощность сигнала РСвых
определяется действием на
в х о де ч ет ы р е х п о л ю с н ик а
только напряжения источ-
ника (генератора шума),
которое равно напряжению
теплового шума сопротив-
ления Rc (рис. 16). Учиты-
1. Эквивалентные шумовые схемы вая эквивалентную шумо-
входной цепи исследуемой ис вую схему входной цепи, по-
лучаем
_ (4*ТЯсД/+^соб)Явх .
^ШВЫХ	, г» XQ	^Р 9
(Яс + Явх)2
(3)
р	4kTRc Д fR^x. iz
гс ВЫХ-- . D , D ЛР
.	№ + ^Вх)2
(4)
208
где /?вх — входное сопротивление испытуемого четырехполюсника
(ИС); А/— эффективная шумовая полоса измерителя шума;
КР — коэффициент усиления ИС по мощности; k — постоянная
Больцмана; Т — абсолютная температура.
Подставив соотношения (3) и (4) в равенство (2), находим
выражение для коэффициента шума
F.= l+VmjU,HkTR.lS.f.	(5)
Для установления связи между Рш и измеряемыми мощностями
обозначим Pi — мощность, выделяемую в нагрузке при действии
на входе мощности РШвх (рис. la); Р2 — мощность, выделяемую
в нагрузке при действии на входе суммы мощностей Рс Вх и Рш вх
(рис. 1в). Тогда
— Рш выхК
(4kTRcbf + ul ,соб)«Вх
(Рс “Ь Рвх)2
КрКу;
Р2 = (Р
ш вых
+^с вых
)Ку,
(6)
(7)
где Лу — коэффициент усиления по мощности измерителя шума.
Отсюда следует, что
Лвых = (Р2-Л) V •	<8)
Ку
Учитывая соотношения (6) и (8), после преобразований полу-
чаем из равенства (2)
Рш = РЛ(Р2-Р1).	(9)
Соотношения (6) — (9) не учитывают вклада шумов измерителя
шума, что справедливо, если эти шумы пренебрежимо малы по
сравнению с шумами на выходе испытуемого четырехполюсника.
В противном случае необходим учет флуктуаций в измерителе
шума, способ которого рассматривается ниже.
Погрешности измерения
Для анализа погрешности измерения Fm разобьем полную по-
грешность на аппаратурную и флуктуационную [1]. Первая опре-
деляется методикой измерения вторая — свойствами шумового
напряжения.
Аппаратурная относительная погрешность измерения коэффи-
циента шума ИС и полупроводниковых приборов-четырехполюсни-
ков вычисляется из выражения (9):
L F ]а
+
АЛ
Л
А (Л-Л)
Л-Л
(10)
8—125
209
Введем обозначение Б=Р2!Р1. Имея в виду, что вследствие неза-
висимости отсчетов Р{ и Р2 |А(^2—Л) | = |А^2| + |АЛ|, получаем
Флуктуационная погрешность, в свою’ очередь, делится на две
составляющие: погрешность, связанную с конечным временем
усреднения, и погрешность, определяемую зависимостью спект-
ральной плотности шумового напряжения от частоты
[—1 = 1/7—2 \2 + (^ V
[ F ]ф |/ \ 2лтД f ) "* \ 2/ / ’
(12)
где т — время усреднения; f — частота измерений.
Поскольку отсчет величин Pi и Р2 производится независимо,
то составляющие суммарной относительной погрешности измере-
ния коэффициента шума складываются квадратично. Поэтому
т=1/м2+м2-
L F J V L F ja L F зФ
(13)
Измерительная установка
Для экспериментального исследования электрических флук-
туаций в ИС и в приборах-четырехполюсниках была разработа-
на, изготовлена и налажена установка, структурная схема которой
представлена на рис. 2.
Рассмотрим наиболее важные узлы установки.
Требованиям, предъявляемым к генераторам шума (ГШ) [3],
в исследуемом диапазоне частот наиболее полно удовлетворяет
калибруемый ГШ на стабилитроне (рис. 3). Был выбран стаби-
литрон типа Д813, работающий в предпробойной области вольт-
Рис. 2. Структурная схема из-
мерителя коэффициента шума:
/ — ГШ\ 2 — ступенчатый аттенюа-
тор с коэффициентом передачи от
О до 24 дБ с интервалом 6 дБ; 3 —
испытуемая ИС; 4 — предваритель-
ный усилитель; 5 — аттенюатор; 6—
широкополосный усилитель; 7 — из-
( бирательный усилитель; 8 — КУ И;
9 — осциллограф
амперной характеристики. Как по-
казали исследования, этот режим
характеризуется устойчивым белым
шумом в широком диапазоне час-
тот.
Рабочая точка стабилитрона ус-
танавливается переменным резисто-
ром Ri. Регулировка выходного
сигнала ГШ осуществляется дели-
телем, состоящим из резистора R& и
диода Д2, изменение дифференци-
ального сопротивления которого
обеспечивает глубокую и плавную
регулировку шумового напряжения.
Генератор шума калибруется по
210
тепловому шуму обесточенного резистора, являющегося первич-
ным эталоном шума [3].
Особые требования, предъявляемые к предварительному уси-
лителю, определяются необходимостью калибровки генератора
шума. Для уверенного сравнения шумового напряжения ГШ с теп-
ловым шумом эталонного резистора 7?э усилитель должен иметь
входное сопротивление	и эквивалентное шумовое сопро-
тивление	Для обеспечения этих условий первый каскад
предварительного усилителя выполнен на электронной лампе.
Исследования шумовых характеристик приемо-усилительных
ламп в диапазоне звуковых частот показали, что лучшим по шу-
мам и микрофонному эффекту является нувистор 6С51Н-В, ра-
ботающий при анодном напряжении 40 В и сеточном смещении
—0,5 В (4]. Путем отбора образцов ламп было получено эквива-
лентное шумовое сопротивление предварительного усилителя мень-
ше 300 Ом на частоте 400 Гц. Дополнительным преимуществом
нувисторов является малая потребляемая мощность.
Рис. 4. Принципиальная схема квад-
ратичного усредняющего индикатора
Нагрузкой нувисторного каскада служит аттенюатор с по-
стоянным входным сопротивлением, который необходим для уст-
ранения возможной перегрузки последующих усилительных кас-
кадов шумомера, выполненных на транзисторах.
Для спектрального анализа коэффициента шума служит изби-
рательный усилитель с фазовыми ЛС-мостами, настроенный на
фиксированные частоты: 20, 70, 130, 270, 500 Гц и 1, 2, 5, 10, 20,
50, 70, 100 кГц. Эффективная шумовая полоса пропускания изби-
рательного усилителя составляет 10%, что обеспечивает доста-
точно высокую разрешающую способность спектрального анали-
за (5]. Коэффициент усиления по напряжению избирательного уси-
лителя равен тысяче на каждой из фиксированных частот.
8*	211
В конструкции измерителя шума предусмотрена возможность
подключения стандартного анализатора спектра (С5-2, С5-Зидр.).
Квадратичный усредняющий индикатор (КУИ) собран по ба-
лансной схеме на двух германиевых транзисторах (рис. 4). В от-
личие от КУ И. рассмотренного в работе (6], детектирование произ-
водится на участке база-эмиттер транзистора 7\, причем осущест-
вляется режим квадратичного детектирования. Продетектирован-
ный шумовой сигнал усиливается этим же транзистором и выде-
ляется в коллекторной цепи. Необходимая постоянная времени
выходного индикатора задается емкостями С2—С4.
Из выражения (9) следует, что при использовании квадратич-
ного детектора, реагирующего на мощности Pi и Р2, шкалу вы-
ходного индикатора можно отградуировать непосредственно в еди-
ницах коэффициента шума. Для этого на шкале выходного инди-
катора необходимо нанести калибровочную риску (например, на
середине шкалы). Изменяя коэффициент усиления шумомера, на
нее предварительно следует установить указатель индикатора при
действии на входе ИС мощности шума РШвх-
Рис. 5. Функциональная схема входной цепи исследуемой ИС
При недостаточном коэффициенте усиления исследуемого че-
тырехполюсника выражение (9) не справедливо из-за влияния
шумов предварительного усилителя. Сохранить справедливость
выражения (9) можно, скомпенсировав эти шумы. Для этого ко
212
входу измерителя шума подключается эквивалент нагрузки ис-
следуемого четырехполюсника (резистор Ra на рис. 5). При неиз-
менном коэффициенте усиления шумомера в этом режиме и в ре-
жиме измерения Гш указатель КУИ, реагирующий на суммарный
шум резистора Ra и измерителя (переключатель В2 в положе-
нии 3), приводится к нулю с помощью разбаланса мостовой схе-
мы резистором R2 (рис. 4).
Порядок измерений
Измерению Гш предшествует калибровка шумового генератора. Шумовое
напряжение от ГШ через разделительную емкость Ci поступает на аттенюатор
со ступенями деления 6 дБ (рис. 5) и далее ослабляется делителем </?', R"
в десять раз (7<=10). Емкость С2 выбрана таким образом, чтобы на любой
частоте измерения соблюдалось условие 11/(оС2<С/?". Тогда можно считать коэф-
фициент К частотнонезависимым. При этом для устранения влияния измеряемо-
го четырехполюсника на точность калибровки ГШ он отключается от измери-
теля шума.
В положении «О дБ» переключателя Bt шумовое напряжение ГШ в точке а
сравнивается с напряжением тепловых шумов резистора Rz (рис. 5, переключа-
тель В2 в положениях 4 и 5). Равенства показаний выходного индикатора,
т. е. осуществления соотношения
~^=7^э=4«7?эД/,	(14)
добиваются изменением сопротивления резистора(рис. 4). В выражении (14)
(72а— средний квадрат шумового напряжения ГШ в точке а, U2r3— средний
квадрат напряжения тепловых шумов эталонного резистора.
Как видно из рис. 5, /?с = 1 Мом, 10 кОм, /<=10, поэтому при выпол-
нении равенства (14) средний квадрат шумового напряжения ГШ в точке б
-будет равен среднему квадрату напряжения тепловых шумов резистора Rc, т. е.
= K4J2 = 4£Г (№/?э) Д f = 4kTRc Д f = U2Rc	()5)
Таким образом, выполняется условие равенства мощностей Рс вх и Рш вх.
В выражении (15) пренебрегаем тепловым шумом резистора R'+R" по сравне-
нию с тепловым шумом резистора Rc, так как Rc^R' + R".
Поскольку генератор шума имеет белый спектр, калибровку его достаточно
выполнить на одной частоте исследуемого диапазона.
После калибровки ГШ подключается исследуемый четырехполюсник и уста-
навливается нужный режим по постоянному току. Переключатель В2 ставится
в положение 2. Изменением коэффициента усиления шумомера указатель инди-
катора устанавливается на середину шкалы (например, 510 мкА магнитоэлектри-
ческого прибора с током полного отклонения 100 мкА). При этом генератор
шума отключается от четырехполюсника. Затем переключатель В2 ставится
в положение 3 и ко входу предварительного усилителя подключается резистор
Rn, сопротивление которого равно сопротивлению нагрузки исследуемого че-
тырехполюсника. Шумы этого резистора в значительной мере определяют шумы
-измерителя. Если при этом показания выходного индикатора отличаются от
нуля, то разбалансом усилителя постоянного тока КУИ (резистором R2 на
рис. 4) указатель выходного индикатора приводится к нулю. Последние две
операции при необходимости повторяются.
Для определения Еш четырехполюсника переключатель В2 становится в по-
ложение 1. При этом генератор шума подключается на вход четырехполюсника
и указатель выходного индикатора показывает значение Еш.
213
Для расширения пределов измерения предусмотрен аттенюатор В\. с по-
мощью которого поочередно удваивается шумовое напряжение ГШ. При этом
к показанию выходного индикатора следует прибавить 6, 12, 18 или 24 дБ.
Описанный метод позволяет измерять коэффициент шума при различных
сопротивлениях источника сигналов. Если необходимо измерить Fm при сопро-
тивлении источника сигналов R'c, отличном от 1 МОм, то для сохранения отно-
шения Рс ъх/Рщ вх = 1 необходимо изменить и напряжение генератора шума
В к Rc/R'c раз с помощью специального делителя напряжения, ось переклю-
чателя которого совмещена с осью переключателя сопротивления источника
сигналов.
Технические данные шумомера
Описанная установка для измерения коэффициента шума четырехполюсни-
ков позволяет измерять величину в пределах от 0,1 до 30 дБ. Эффективная
шумовая полоса пропускания шумомера составляет 10%. Спектральный анализ
коэффициента шума можно проводить как на фиксированных частотах (см.
выше), так и с плавной перестройкой частоты внешнего анализатора и с за-
писью результатов на шкале самописца. Шумомер имеет набор сопротивлении
источника сигналов 50, 130, 250, 600 Ом, 1, 2, 5, 10, 20 кОм.
Максимальная погрешность измерения, рассчитанная по ф-ле
(13), не превышает 14%. Погрешность измерения коэффициента
шума уменьшается с уменьшением величины Fm (например, при
Гш=1 дБ AF7F составляет 8%).
Рис. 6. Типичные зависимости коэффициента шума
от частоты:
1 — для операционного усилителя (Rc = 104 Ом, Ei 2 =
= ±12 В); 2 — для МОП-транзистора (Лс = 105 Ом, на-
пряжение на стоке Uc — 3 В, напряжение на затворе
^3=—7 В); 3 — полевой транзистор с управляющим
р-п-переходом типа КП103К (Кс = 104 Ом, 17сИ = —2 В,
Uq =0); 4 — биполярный транзистор БИМС-5А (Лс=»
= 5 • 103 Ом, напряжение на коллекторе 17кэ,= 1,5 В, ток
эмиттера 7Э = 5(У мкА)
1214
Шумомер позволяет измерять величину Рш при различных ре-
жимах работы четырехполюсника по постоянному току. Пределы
изменения напряжения питания ±(0,1—30) В, тока от 5-Ю-6
до 10-2 А.
Экспериментальные результаты, полученные на описанной уста-
новке, представлены на рис. 6 и в [7, 8].
Выводы
Разработана методика измерения коэффициента шума ИС и
.приборов-четырехполюсников.
Описанная методика измерения F позволила создать установ-
ку для режимного и спектрального анализа шумовых характерис-
тик ИС и приборов-четырехполюсников. Частотный диапазон уста-
новки 20—100 Гц. Эффективная шумовая полоса 10%. Пределы
измерения коэффициента шума 0—30 дБ. Погрешность измерения
не превышает 14%.
Список литературы
1.	Карпов Ю. С. Теоретические основы шумовых измерений. Труды П-й итог,
конф, проф.-преп. состава Новгородского филиала ЛЭТИ. Ч. I. Новгород,
19*6*9, с. 1-65—187.
2.	Транзисторы. Параметры, методы измерений и .испытаний. Под ред. И. Г.
Бергельсона, Ю. А. Каменецкого, И. Ф. Николаевского. -М., '«Советское ра-
дио», 1968.
3.	Тетерич И. М. Генераторы шума и измерение шумовых характеристик. М.,
«Энергия», 1968.
4.	Карба Л. П., Карпов Ю. G, Майский А. И., Политое Н. Н. Электрические
флуктуации в полевых транзисторах в диапазоне звуковых частот. — «Ра-
диотехника и электроника», 1972, т. XVII, № 4.
5.	Харкевнч А. А. Спектры и анализ. М., Изд-во Физико-математической лите-
ратуры, 1962.
6.	Карба Л. П., Карпов Ю. С., Фомичев В. И. Методика измерений и установка
для исследований шумов полупроводниковых приборов-двухполюсников. —
В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф.
Николаевского. Вып. 8. М., «Связь», 11971, с. 715—85.
7.	Карпов Ю. С., Политое Н. Н., Фомичев В. И. Физическая эквивалентная шу-
мовая схема и коэффициент шума полевого транзистора. — «Радиотехника
и электроника», 1973, т. XVIII, № 6, с. 1249—1256.
8.	Карба Л. П., Карпов Ю. С., Коткин А. А., Политое Н. Н., Фомичев В. И.
Шумы активных бескорпусных элементов гибридных интегральных микро-
схем. — «Известия ЛЭТИ им. В. И. Ульянова (Ленина)», вып. 146. Л., 1974,
с. 65.—69.
УДК 621.375.1:621.382.3
Ю. В. КОРЧАГИН
Высокочастотный усилитель мощности
на транзисторе с эмиттерным входом с коррекцией
в цепи базы
Введение
Известно, что схема с эмиттерным входом (с общей базой ОБ)
по сравнению со схемой с общим эмиттером (ОЭ) во многих слу-
чаях позволяет получить более высокий коэффициент усиления по
мощности (1, 3], меньший уровень нелинейных искажений и улуч-
шить ряд других показателей усилителя. Однако реализация этих
преимуществ связана с необходимостью применения весьма слож-
ных межка-скадных согласующих це-
пей и траНСф|О|рмаТ1ОрОВ С боЛЬШИМ (Ко-
эффициентом трансформации, что ог-
р ак и ч ив а ет их ши рокот о л осн ость
[1-3].
В предлагаемой статье рассматри-
ваются осо)бенности построения тран-
зисторного усилителя с эмиттерным
Рис. 1. Принципиальная схе- ВХОДОМ С ПОВЫШеННЫМ ВХОДНЫМ СО-
ма усилителя	противлением и с одновременной кор-
рекцией АЧХ.
Принципиальная схема усилителя без цепей питания по постоян-
ному току приведена на рис. 1. На входе усилителя применен па-
раллельный колебательный контур, называемый далее входным,
емкостную ветвь которого образует конденсатор Cif а индуктив-
ную — входной импеданс транзистора совместно с двухполюсни-
ком 7б(со), включенным в цепь базы. При настройке входного кон-
тура в резонанс входное сопротивление усилителя равно эквива-
лентному сопротивлению контура
7?bx«(g)L)2//?;
(1)
коэффициент усиления по мощности
KP^a2W	(2)
где а — модуль коэффициента усиления транзистора по току в схе-
ме с ОБ; L и — соответственно индуктивность и активное сопро-
тивление потерь входного контура.
Настройку контура в резонанс можно осуществлять либо изме-
нением емкости конденсатора Ci, либо изменением входной индук-
тивности транзистора при помощи двухполюсника, поскольку его
216
параметры могут быть выбраны таким образом, чтобы одновре-
менно с изменением рабочей частоты изменялась бы и входная
индуктивность транзистора, автоматически изменяя рабочую ча-
стоту входного контура.
Основные расчетные соотношения
Вывод основных расчетных соотношений и анализ частотных
свойств усилителя проведем на основе упрощенной эквивалентной
схемы (рис. 2). Обозначения на схеме соответствуют общеприня-
тым. Индуктивность эмиттерного вывода увеличивает начальную
индуктивность входного контура, по-
этому для увеличения коэффициен-
та перекрытия по частоте она долж-
на быть сведена к минимуму. Индук-
тивность базового вывода может
быть учтена в двухполюснике 2б(<о).
Кроме того, п»ри расчете входного
сопротивления мощных высокочас-
тотных транзисторов можно пренеб-
речь влиянием сопротивления эмит-
тернопо перехода [1, 3]. Это позво-
ляет значительно упростить выра-
жение для входного сопротивления,
получаемое из эквивалентной схе-
мы рис. 2 при условии соСк/?н<1:
Рис. 2. Эквивалентная схема тран-
зистора при включении с общей
базой
Z — [ гб -|- Z6 (со)] [1 — а (1 + i <о Ск/?н) ] .	(3)
Выражение для коэффициента усиления по току в схеме с ОБ
может быть записано в виде
а = а е а — а (cos <ра — i sin <ра)	(4)
где фа—абсолютное значение фазы коэффициента усиления.
Как показывают расчеты, в диапазоне частот ico<0,5»coT с до-
статочной для инженерной практики точностью можно принять
c°S(pa^l; sin фа ^ю)/(от и выражение (4) принимает вид
a « a (1 — i <о/(от).	(5)
Эквивалентный импеданс двухполюсника условно может быть
представлен в виде последовательно включенных сопротивлений
резистора /?б, индуктивности Lq и конденсатора С&:
Z& =	— 1/® ^б)>	(®)
217
Подставляя ф-лы (5) и (6) в (3), после преобразований получим
Z = 7? + i со L,	(7)
где /? = Г(/?б + гб)_(оСк/?н ----------LY|(]__a)_
L	\	со eg / J
“~ ®	(/?б+ fg) + (1 + ®ТСК 7?н) la L6--;	(8у
ют L	\	со Сб / J
+ (1 + (дтСк/?н)
(9>
Рис. 3. Прин-
ципиальная схе-
ма двухполюс-
ника в цепи
базы
Анализ полученных выражений показывает, что наибольшее
влияние на изменение входной индуктивности транзистора может
оказать изменение активной составляющей двухполюсника импе-
данса, включенного в цепь базы, поскольку влияние его индук-
тивной и емкостной составляющих ослаблено в (1—а) раз. При
этом увеличение индуктивной и уменьшение емко-
стной составляющих приводит к уменьшению ак-
тивной составляющей входного импеданса тран-
зистора, увеличивая тем самым входное сопротив-
ление и коэффициент усиления, а уменьшение ин-
дуктивной и увеличение емкостной составляющих
приводят к увеличению активной составляющей
входного импеданса транзистора, уменьшая тем-
самым входное сопротивление и коэффициент уси-
ления усилителя, как это следует из выражений
(1) и (2) с учетом ф-л (8) и (9). Таким образом, для
осуществления автоматической перестройки резо-
нансной частоты входного контура активная со-
ставляющая двухполюсника должна быть мини-
мальной на верхней частоте усилителя и с умень-
шением частоты должна увеличиваться, уменьшая одновременно*
резонансную частоту настройки входного контура.
Этому требованию удовлетворяет параллельный колебательный
контур с низкой добротностью, называемый далее внутренним
(рис. 3), частота параллельного резонанса которого меньше ниж-
ней рабочей частоты усилителя. Резистор, служащий для умень-
шения добротности, включен в емкостную ветвь с целью более
плавного изменения активной составляющей импеданса внутрен-
него контура в диапазоне рабочих частот усилителя.
Частотная зависимость импеданса такого контура1 может быть
записана в виде
(®) = Вб + ^б>’
<2П«8;
где
n2
/?б = (pQfi--------------,
6	'	l+Q2(n2_l)/„2
х --= pQr ” + Q2(«2-1) [«(1-р)-1//г]
6	1 +Q2 („2 _])/„«
(Ю)
(H)
В этих выражениях p = Li/(Ll-^L2)‘f п=<о/<о0; Q = a)o(^i + ^2)/r;
coo — частота, на которой ^(Ц + Ьъ) = l/cooG.
Обобщенные частотные зависимости для различных значений
.при постоянном значении произведения /?Q = 3 приведены на
рис. 4. В диапазоне частот <о= (1,24-2,4)соо активная составляю-
щая изменяется в пять-шесть раз, поэтому, если величину г вы-
брать из условия
г>.(2-гЗ)г6,	(12)
можно обеспечить автоматическое изменение резонансной частоты
входного контура при коэффициенте
Л=1,8—1,9. Точность на- х
стройки входного контура Л/
.обеспечивается выбором оп-
тимальных значений Q и г.
Наличие емкостной со- . 4
ставляющей импеданса
внутреннего контура в диа-	3
пазоне частот усилителя	$
приводит к уменьшению
добротности входного кон-	1
перекрытия по частоте
тура, входного сопротивле-
ния и коэффициента усиле-
ния усилителя, поэтому, из-
меняя коэффициент включе-
ния р внутреннего контура,
можно менять зависимость
Рис. 4. Обобщенные частотные зависимо-
сти активной и реактивной составляющих
импеданса двухполюсника в цепи базы
входного сопротивления и
коэффициента усиления уси-
лителя.
Если верхняя частота
усилителя меньше граничной частоты транзистора сор доброт-
ность входного контура может оказаться недостаточно большой.
В этом случае ее можно увеличить, если последовательно с внут-
ренним контуром включить дополнительную индуктивность.
2I9
Сравнение усилителей но схеме с ОБ и ОЭ
и результаты эксперимента
Сравнение схем с ОБ и ОЭ с точки зрения коэффициента уси-
ления по мощности проведем при условиях получения максималь-
ного коэффициента на верхней рабочей частоте сов:
#ноб = ^?ноэ = 1МТСК;	(13)
wb^6 ” 1/о)вСб;	(14)
^бмин —	(15)
Необходимо отметить, что условие (13) является оптимальным
только для схемы с ОЭ [4]. Для схемы ОБ более высокий коэффи-
циент усиления можно получить, если /?ноб>/?ноэ [3]; однако
для того, чтобы провести сравнение схем при одинаковой мощ-
ности в нагрузке, условие (13) должно быть выполнено и для
схем с ОБ.
Подставив ф-лы (13) и (8) с учетом выражений (14) и (15)
в (2), можно получить
( гб + г) К1 — а) “ («вМ)2] сотСи
Выражение для Кров может быть записано в виде [4]
КрОЭ=Р2/4(гб + ®А)®А.	(17)
Анализ полученных выражений показывает, что только в об-
ласти относительно низких рабочих частот транзистора схема ОЭ
обеспечивает более высокий по сравнению со схемой ОБ коэффи-
циент усиления по мощности. Для определения частоты, на кото-
рой Кроэ =Кров, введем коэффициент А = Кр оэ /Кр о б . Для
упрощения конечного выражения выберем величину сопротивле-
ния if (рис. 3) из условия г = 1сот/Лэ:
А = Кроэ /КРОБ = ₽2 К1 - а) - (®>т)2]/4а2.	(18)
Задаваясь величиной р0 или ао, можно вычислить коэффициент
А для текущей частоты •а)в/-(От = 0,1; 0,2; ..., построить зависимости
А =/(1(ов/'(От) и определить значение <ов/<от, при котором А = 1. Рас-
четы показывают, что схема ОБ обеспечивает более высокий по
сравнению со схемой ОЭ коэффициент усиления по мощности в
диапазоне частот сов>(0,2—0,25) сот.
Эксперименты, проведенные автором на различных типах мощ-
ных высокочастотных транзисторов, подтвердили справедливость
теоретических выводов. Для примера на рис. 5 приведены экспе-
риментальные и расчетные зависимости коэффициента усиления
220
по мощности для усилителей по схемам ОБ и О© на транзисторах
типа КТ803А в диапазоне частот 3—6 МГц при мощности в на-
грузке на частоте 6 МГц около 2 Вт. Параметры внутреннего кон-
тура: /0=2,4 МГц; р = 0,9; Q=3;
г=4 Ом. Емкость конденсатора
входного контура С=5100 пФ.
С опр о т ивл ен ие н а пр узки усил и-
теля /?н = 47 Ом. Режим питания
по постоянному току: напряже-
ние источника коллекторного
питания 22 В, постоянная состав-
ляющая тока коллектора 350 мА.
Существенное различие меж-
ду -расчетными и эксперименталь-
ными значениями Кр на верхней
частоте усилителя может быть
объяснено в основном тем, что
при расчете не учитывалась ин-
дуктивность монтажа.
Рис. 5. Экспериментальные (------)
и расчетные (--------) зависимости
коэффициента усиления по мощности
усилителей по схеме ОБ и ОЭ
Выводы
1.	Применение на входе перестраиваемого колебательного кон-
тура позволяет повысить входное сопротивление и реализовать
основные преимущества транзисторного усилителя по схеме с ОБ.
2.	Включение в цепь базы неперестраиваемого колебательного
контура позволяет осуществлять автоматическую перестройку
входного контура в диапазоне частот с коэффициентом перекры-
тия К = 1,8—1,9.
3.	Точность настройки контура и коррекция АЧХ усилителя мо-
гут быть обеспечены выбором оптимальных параметров непере-
страиваемого контура.
4.	Усилитель может найти применение в промежуточных кас-
кадах КВ и УКВ — радиопередатчиков на транзисторах.
Список литературы
1.	Алексеев О. В., Говорухин В. И. О построении широкополосных транзистор-
ных усилителей мощности. — В кн.: Полупроводниковые приборы в технике
электросвязи. Под. ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 9. М., «Связь», 1972, с. 66.
2.	Алексеев О. В., Говорухин В. И., Голдобин Л. А., Гусев Б. В. Широкополос-
ные усилители мощности на транзисторах для подвижных радиостанции. —
В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф.
Николаевского. Вып. 1’1. М., «Связь», 1973, с. 213.
3.	Корчагин Ю. В. К вопросу о схеме включения транзисторного усилителя
мощности. — В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи.
Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 9. М., .«Связь», 1972, с. 57.
221
4.	Корчагин Ю. В. О выборе типа транзистора для высокочастотного усилителя
мощности. — В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи.
Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 13. М., «Связь», 1974.
УДК 621.3.019
В. Г. КОНСТАНТИНОВ, Н. Н. БУДАНОВ, Т. Т. АМБАРЦУМОВА
Минимизация массы аппаратуры
па мощных полупроводниковых приборах
Актуальной задачей является получение минимальной массы
устройств (преобразователей, усилителей, генераторов, стабилиза-
торов и т. д.) с использованием мощных полупроводниковых при-
боров при заданной выходной мощности (3) этих устройств.
Для обеспечения 3 используют параллельное включение при-
боров. Суммарный ток (/ц ), протекающий через группу парал-
лельно включенных приборов, при неизменных S и выходном на-
пряжении устройства является величиной постоянной. Один и тот
же /2 может быть обеспечен разным количеством приборов (п)
при разных токах (/) в каждом приборе.
Масса устройства при заданной 5и/х =n/ = const
G= (Gn + G9 + Gp)n/n = °" + Gs+Gp /2 m>	(I)
где Gn — масса одного прибора; G3— масса элементов, отнесен-
ных к одному прибору (элементы управления транзисторов или
тиристоров, детали крепежа и т. п.); G3 принимается независящим
от /; Gp — масса радиатора, отнесенная к одному прибору; т —
число плеч схемы устройства (для однотактной схемы т=1, для
двухтактной т = 2, для однофазной мостовой т = 4 и т. д.).
В выражении (1) составляющая Gp определяется потерями
мощности (Р) в приборе и, следовательно, является функцией
т. е. Gp=/(P) =(<р(/}1). Очевидно, Gp = 0 при Р^Р1(/^Л), где
Pi — потери мощности, рассеиваемой прибором без радиатора.
Подставив в (I) Gp = q(I) и приравняв производную dG/dl
нулю, получим выражение для оптимального тока
~Н [ф (7)]/=/
Z = ______________ оп
Примем для упрощения, что температура прибора и радиатора не зависит
от нагрева других элементов устройства.
222
При / = 7оп величина G имеет минимум. Когда /->0, тогда п-*оо
и G-t-co. При возрастании / до определенного (критического) зна-
чения (/кр) температурный перепад переход-радиатор достигает
заданной разности температур перехода и окружающей среды,
тепловое сопротивление радиатор-среда стремится к нулю, Gp-»-oo
и G->oo. Следовательно, при 0</оп</кр масса G = GMHh.
Целесообразно определять /оп графи-
ческим методом. Для каждого значения
/ определяются Р, (р(1). Строится зави-
симость Gn+G3+<p(7,) (рис. 1). На ри-
сунке прямой линией, параллельной оси
абсцисс, показан участок указанной за-
висимости, на котором Gp=0. К кривой
указанной зависимости из начала коор-
динат проводится касательная. Абсцисса
точки касания /оп удовлетворяет ур-нию
(2), поскольку лишь угловой касатель-
ной проведенной из начала коор-
Рис. 1. Определение опта-
мяльного тока по кривой
зависимости массы прибо-
ра, элементов схемы и кон-
струкции радиатора от то-
ка прибора
динат, умноженный на абсциссу точки
касания | /оп|, дает ординату точки каса-
ния Gn+Gg+tpf/). Если условия эксплуа-
тации устройства меняются, необходимо
отыскать оптимальный ток прибора для
наихудших условий (должны учитывать-
ся характер нагрузки, температура окружающей среды и т. д.).
Для транзисторов нужно оптимизировать режим базовой цепи.
Величине /оп соответствуют потери мощности в приборе
0u + 03 + [f{P)]p=p
_______________оп
[/' (П1р= Р
оп
?оп_ ( di \
/оп \dP /₽=РОп’
(3)
В общем случае потери мощности в приборе нелинейно связа-
ны с током и растут быстрее, чем ток, например, в ключевом ре-
жиме работы приборов.
В частном случае потери мощности в приборе прямо пропор-
циональны / при прочих неизменных условиях и практически не
зависят от параметров приборов. К этому случаю относится рабо-
та транзисторов в стабилизаторах напряжения, усилителях низкой
частоты и т. д., в которых они работают в активной области. На-
пример, потери мощности в транзисторе линейного стабилизатора
напряжения постоянного тока при максимальном напряжении пи-
тания Р= (t/макс—где UH— напряжение при нагрузке (вы-
ходное напряжение). Для частного случая также применима опти-
мизация по /. Однако более целесообразна оптимизация по Р.
Оптимальная величина Р = Р0П прибора данного типа одна
и та же для любой схемы и режима, для которых Р=Ц т. е. Роп
323
не зависит от коэффициента пропорциональности. Это следует
из выражения (3).*По РОп могут быть определены величины /оп для
конкретных значений коэффициента пропорциональности.
Для определения РОп применим графический метод, аналогич-
ный изложенному выше. В простейших случаях РОп может опре-
деляться аналитически. Например, при использовании широко
применяемого плоского радиатора, одновременно выполняющего
функцию несущей конструкции,
р	( т°- Т°с) [- (Gn 4- G3 - G0)flTJ?np /(Gn+G3-G0) K7KRnp у
оп~	/?ПрКт-(Сп + Сэ-<?о)/<тЯпр]
С _
° Кт [(	- т?)!
где Тп° — температура перехода; Тс°— температура окружающей
среды; 7?Пр — тепловое сопротивление переход-радиатор; — ко-
эффициент теплопередачи радиатора; К — коэффициент прямой
пропорциональности между объемом и поверхностью охлаждения
радиатора; у—удельная масса материала радиатора.
Из выражения (4) следует, что при уменьшении Gn+G3 (на-
пример, в случае применения бескорпусных приборов) умень-
шается Рои, а значит, /оп, и увеличивается п. Однако суммарная
масса приборов и радиаторов уменьшается. Эта закономерность
справедлива и при нелинейной зависимости Р от I и любом типе
радиатора. Из вышеизложенного вытекает, что замена корпусных
приборов бескорпусными, устанавливаемыми на легких теплоот-
водящих, электроизоляционных пластинах, позволяет уменьшить
массу устройств за счет снижения массы не только приборов, но
и радиаторов и повысить КПД устройств.
Изложенным в статье методом были определены оптимальные
(амплитудные) значения токов для различных типов транзисто-
ров, работающих в ключевом режиме в однофазной мостовой схеме
или схеме со средним выводом преобразователя с самовозбужде-
нием, синхронизированного (на запирание отпертых транзисторов)
от внешнего источника напряжением 4 В с частотой 1000 Гц. Вы-
ход преобразователя трансформаторный, нагрузка активная, на-
пряжение питания 35 В, напряжение обмотки обратной связи 2 В.
Предварительно определялись оптимальные значения отпира-
ющего тока базы для каждого значения тока коллектора. Для
различных значений амплитуды тока коллектора (при соответ-
ствующем оптимальном токе базы) осциллографировались токи
коллектора и напряжение эмиттер-коллектор на всех этапах клю-
чевого режима транзистора в схеме преобразователя. По осцилло-
граммам вычислялись потери мощности и масса радиатора из
материала АМГ для температур окружающей среды и перехода
транзистора, равных соответственно 50 и 85°С. По результатам
2124
вычислений построены графики зависимостей Р от I и Gn+G9+Gp
от / для транзисторов типа П210Ш, работающих в однофазной
мостовой схеме преобразователя, и графически определено опти-
мальное значение амплитуды тока, равное 6,7 А (рис. 2 и 3).
Величина оптимального тока транзисторов П215 при работе
их в преобразователе со средним выводом первичной обмотки и
прочих равных условиях получилась равной 2,5 А.
Рис. 2. Зависимость потерь мощ-
ности от тока коллектора тран-
зистора П210Ш
Рис. 3. Определение оптимального
тока коллектора транзистора
П210Ш по кривой зависимости
суммарной массы от тока
При оптимизации по / (а в частном случае по Р) возможно
превышение током предельно допустимого значения, указанного
в справочнике. Если это имеет место, следует снизить ток до до-
пустимого значения. При оптимизации по / или по Р потери мощ-
ности также могут превысить предельно допустимое значение.
Как известно, согласно справочным данным на приборы, при мак-
симально допустимой температуре перехода потери мощности свя-
заны с температурой корпуса (ТУ) линейной зависимостью
—Гк°)/./?пк| при изменении температуры корпуса только
в определенных пределах, т. е. от максимального значения
7У=7У до минимального, которому соответствует предельно до-
пустимое значение мощности в приборе. При дальнейшем сниже-
нии ТУ потери мощности должны оставаться постоянными. Сле-
довательно, если при оптимизации полученное значение потерь
мощности превысит предельно допустимое (например, в случае
низких температур окружающей среды и корпуса), необходимо
снизить оптимизируемую величину.
Список литературы
1. Николаевский И. Ф., Игумнов Д. ,В. 'Параметры и предельные режимы рабо-
ты транзисторов. М., «Советское радио», 1(971.
2215
Информационный
УДК 621.382.3
Современные транзисторы, выпускаемые
Транзисторы
Т А Б
ГЕРМАНИЕВЫЕ
Электрические параметры при Т0Кр = 25 ± 10®С
Тип прибора	Статический коэффи- циент передачи тока в схеме с общим эмит- тером в режиме боль- шого сигнала	Начальный ток коллектора, ток коллектора, ток коллектора закры- того транзистора и обратный ток коллектора	Обрат- ный ток эмит- тера	Напряжение кол- лектор-эмиттер и ба за-эмиттер в режиме насыщения	Стати- ческая крутиз- на пря- мой пе- редачи
	ш as 2 of	< < < S 2	2 д О к?	Ю* Q?	а ‘9€л уи <О€/	CQ PQ .	- < < X	К	V <И7 я a/v ‘s*
НИЗКАЯ
ГТ701А	10	2		5			6	60									
ГТ703А	30—70	1		0,05			0,5	20		0,5	10	0,6	0,6	3	0,015		
ГТ703Б	50—100	1		0,05			0,5	20		0,5	10	0,6	0,6	3	0,09		
ГТ703В	30—70	1		0,05			0,5	20		0,5	10	0,6	0,6	3	0,015		
ГТ703Г	50—100	1		0,05			0,5	20		0,5	10	0,6	0,6	3	0,09		
ГТ703Д	20—45	1		0,05			0,5	20		0,5	10	0,6	0,6	3	0,225		
СРЕДНЯЯ
ГТ806А	10—100		10			15		75		8	1,5	0,6	1,0	15	2			
ГТ806Б	10—100		10			15		100		8	1,5	0,6	1,0	1.5	2			
ГТ806В	10—100		10			15		120		8	1,5	0,6	1,0	15	2			
ГТ806Г	10—100		10			15		50		8	1,5	0,6	1,0	15	2			
ГТ806Д	10—100		10			15		140		8	1,5	0,6	1,0	15	2			
ГТ810А	15	10		5			20	200		15	0,4	0,7	0,8	10	1			
ВЫСОКАЯ
ГТ905А	35—100	10		3			2	75		5	0,4	0,5	0,7	3	0,5	
ГТ905Б	50—100	10		3			2	60		5	0,4	0,5	0,7	3	0,5	
*) Начало см. в сб. «Полупроводниковые приборы в технике электросвязи» под ред.
226
листок
Б. А. БОРОДИН, Г. Г. БЕНДЕР
промышленностью СССР1
большой мощности
ЛИЦА 1
ТРАНЗИСТОРЫ
	Предельные параметры при TQKp = 25 ± 10°С																Диапазон окружаю- щей температуры
	Предельная час- тота		Граничная часто- та	Пробивное напря- жение коллектор- база		Постоянное и им- пульсное напряжения коллектор - эмитте р Напряжение коллек- тор-эмиттер закрыто- го транзистора					Напряжение эмит- 1 тер-база	Ток коллектора	Ток базы	Мощность, рас- сеиваемая на кол- । лекторе		Температура перехода	I Тепловое сопро- 1 1 тивление	1	
	я S	. мг“|	GQ ю	О	CQ СП X Ь	^кэ.з.тр, В	HQ <9etf		но ‘9€&	СО <0			ft.	1 Эо	и о	со и о	£ oq ** о
ЧАСТОТА
	0,05	55		55					15	12	0,15	50	25	85	1,2	—50-г+70	С
				20		50	25	1		3,5		15		85	3		С
				20		50	25	1		3,5		15		85	3		С
				30		50	35	1		3,5		15		85	3		С
				30		50	35	1		3,5		15		85	3		С
				40		50	50	1		3,5		15		85	3		С
ЧАСТОТА																	
					75				1,5	15		30	25	85	2		сд
					100				1,5	15		30	25	85	2		сд
					120				1,5	15		30	25	85	2		сд
					50				1,5	15		30	25	85	2		сд
					140				1,5	15		30	25	85	2		сд
	15	200		200			250	0,02	1,4	10	1,5	15		65	2,5		сд
ЧАСТОТА																	
		75		60		1			0,4	3	0,6	6		85	9		сд
	60	60		60		1			0,4	3	0,6	6		85	9		• сд
И Ф. Николаевского Вып. 15. М.» «Связь», 1974.
227
Т АБ
КРЕМНИЕВЫЕ
Электрические параметры при = 25 ± 10°С
Тип прибора	Статический коэффи- циент передачи тока в схеме с общим эмиттером в режиме большого сигнала				Начальный ток коллектора, ток коллектора закры- того транзистора и обратный ток коллектора					Обрат- ный ток эмит- тера		Напряжение коллектор - эмиттер и ба- за-эмиттер в режиме насы- щения				Статичес- кая кру- тизна пря- мой пере- дачи		
	о QQ	03 X	< 3 К*	< 3	^кн,	1	1 ум <ся/ |	ум ‘он/	PQ X	wo <9€tf	| ум <Ое/	PQ ю СП	03 X X	0Q X ю		<	S, А/В	03 X	X
НИЗКАЯ
КТ704А	10 1	15		I 1	5			1000		1100	4	5	3	2	1,5			
КТ704Б	ю	15		1	5			700		100	4	5	з	2	1,5			
																СРЕДНЯЯ		
КТ801А	13—500	5	1		10			80		2	2,5	2		1	0,2			
КТ801Б	20—100	5	1		10			60		2	2,5	2		1	0,2			
КТ802А	15	10	2				60	150		—	—	5		5	0,5	1,5	10	5
КТ803А	10—70	10	5		5			70		20	4	2,5		5	1	2,0	10	5
КТ805А	15	10	2		60			160	10	100	5	2,5	2,5	5	0,5			
КТ805Б	15	10	2		60			135	10	100	5	5	2,5	5	0,5			
КТ807А	15—45	5	0,5		5			100	10	15	4	1		0,5	0,1			
КТ807Б	30—100	5	0,5		5			100	10	15	4	1		0,5	0,1			
КТ808А	10—50	3	6		3			120	10	50	4		2,5	6	0,6			
КТ809А	15—100	5	2		3			400	10	50	4	1,5	2,5	2	0,4			
ВЫСОКАЯ
КТ902А	15	10	2				10	65				2		2				
КТ903А	15—70	10	2		10			60										
КТ903Б	40—180	10	2		10			60										
КТ908А	8—50	2	10		25			100	10	300	5	1,5	2,3	10	2			
КТ908Б	20	4	4		50			60	250	250	5	1,0		4	0,4			
КТ917А	10—60	5	1		20			150	10	200	5	2,0	2,2	10	2,0			
228
ЛИЦА 2
ТРАНЗИСТОРЫ
Предельные парамэтры при										гокр	= 25 ± 10°С						Диапазон окружаю- щей температуры	Технология
	Г МГц 1 Предельная час- ;т>	1 тота		Граничная часто- та	Пробивное напря- жение коллектор- база		Постоянное им- пульсное напря- жение коллектор- эмиттер . Напряжение кол- лектор-эмиттер закрытого тран- зистора					у	в I Напряжение 1 эмиттер-база	/К) А	| Ток коллектора	/б> А	| Ток базы	Мощность, рас- сеиваемая на кол- лекторе		Температура пе- рехода	Тепловое сопро- тивление		
		ef	PQ \О X Ь	wo ‘9€tf	03 X Ь	^кэ з тр, В|		g	| "О				£ X 0,	о	О к	CQ О о о?	о^кр ср,	
ЧАСТОТА																		
		3			200		10	1000		4	2,51	12	15		125	5		МП
		3			200		10	700		4	2,5	2	15		. 125	5		МП
ЧАСТОТА																		
		10	80	100						2,5	2	0,4	5		150	20		сд
		10	60	100						2,5	2	0,4	5		150	20		сд
		10	150		130					3	5	1	5	25	150	2,5	—25-^ + ЮО	МП
		20	60	100	80					4	10		60	50	150	1,66	—604-+Ю0	МП
		20						160	10	5	2	2	30	50	150	3,3	—55-^ + 100	МП
		20						135	10	5	2	2	30	50	150	3,3	-55-?+ 100	МП
			100	10	120					4	0,5	0,2	10	70	150	8	—40^+85	МП
			100	10	120					4	0,5	0,2	10	70	150	8	—40^+85	МП
		7	120	10				250	10	4	10	4	50	50	150	2	—60^ + 100	МП
		5	400	10						4	3	1,5	40	50	150	2,5	—60-^ + 100	МП
ЧАСТОТА																		
		35	65					ПО		5	5	2	30	50		з,з	—604-+ 125	д
			60		60					4	3		30	25		3,33	_40-^+85	ДМП
			60		60					4	3		30	25		3,3	—404- +85	ДМП
			100	10						5	10	5	5	50	150	2	—604- 125	МП
			60	250						5	10	5	5	50	150	2	—604- + 125	МП
		60	150		150		10	200		5	10	5	50	50	150	2,0	-404-+ 100	МП
229
Т АБ
КРЕМНИЕВЫЕ СВЧ
Электрические параметры при /QKp = 25 ± 10° С
Тип •прибора	Начальный и обратный ток коллектора				Обратный гок эмит- тера		Напряжение пе- реворота фазы тока базы		Предельная частота	Постоянная времени об- ратной связи				Емкость кол- лектора			Выходная		
	< £ х х	ум ‘ои/	и Л X	I ио ‘9€&	2	<0 Ь	Й 8 Ь	< 2 X	ef	с	й X Ь	ум ‘ и/	аду 7	е X и*	Й	/, МГц	ia ‘хпа</	ia 'xad	
КТ904А	1,5		60	100	0,3	4	40	200	350	15	10	30	5	12	28	5	2,5		
КТ904Б	1,5		60	100	0,3	4	40	200	300	25	10	30	5	12	28	5	2,5		
КТ907А	3		60	100	0,3	4	40	200	350	15	10	30	5	20	30	5	8	4	
КТ907Б	3		60	100	0,3	4	40	200	300	25	10	30	5	20	30	5	6	4	
КТ909А	30		60	10	6	3,5			350	20	10	150	5	30	28	5	20	10	
КТ909Б	60		60	10	10	3,5			500	20	10	300	5	35	28	5	40	20	
КТ909В	30		60	10	6	3,5			300	30	10	150	5	60	28	5	15	10	
КТ909Г	60		60	10	10	3,5			450	Зо	10	300	5	60	28	5	30	20	
КТ911А		5	55		2	3			1Г	25	10	30	5	10	28	5	1		
КТ911Б		5	55		2	3			0,8Г	25	10	30	5	10	28	5	1		
КТ911В		5	40		2	3			1Г	50	10	30	5	10	28	5	0,8		
КТ911Г		10	40		2	3			0,8Г	100	10	30	5	10	28	5	1		
КТ912А		50	70	10	250	5			90								70		
КТ912Б		50	70	10	250	5			90								70		
КТ920А	2		36	100	0,5	4			400	20	10	30					2		
КТ920Б	4		36	100	1	4			400	20	10	30					5		
КТ920В	7		36	100	4	4			400	20	10	150					20		
КТ920Г	7		36	100	4	4			350	20	10	150					15		
КТ921А	10		70	10	20	4			90								12,5		
КТ922А	5		65	100	0,5	4			300	20	10	40					5	0,5	
КТ922Б	20		65	100	• 5	4			300	20	10	150					20	3,6	
КТ922В	40		65	100	» 5	4			300	25	10	300	।				20	3,6	
КТ922Г	20		65	100	1 5	4			300	20	> 10	150	।				40	10	
КТ922Д	40		65	100	1 5	4			250	25	10	300	।				35	10	
КТ925А	7		36	юо	1 4	4			500	20	I 10	30	।	20	12,6	i 5	2		
КТ925Б	12		36	юс	1 8	4			500	35	10	30	1	30	12,6	i 5	5		
КТ925В	30		36	юс	110	3,5			450	40	1 10	100	1	75	12,6	i 5	20		
КТ925Г	30		36	юс	110	3,5			450	40	1 10	100	1	75	12,6	► 5	15		
230
																															
	ГЗ	ГЗ	ГЗ	ГЗ	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	ND					nd	ND	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	ND 00	"кэ. в	с о	
	oo •o о	g о	00 о о	g о	СЛ	СЛ	СЛ	СЛ	СЛ	05 О	СЛ	СЛ	СЛ	СЛ	00 о	00 О		00		00	СЛ О о	СЛ О о	S о	СЛ 8	О О	8	О о	О о	f, МГц	£ §	
										00					о	о	ND	ND	ND СЛ	ND СЛ							to СЛ	оо	GP		
	oo o>	оо о>	00 о	00 05						05 СЛ	00 05	00 05	00 05	00 05			О	СЛ СЛ	О	СЛ СЛ							05 о	05 о	укб. в	Постоянное на- пряжение кол- лектор-база	
										00 о																	о	о	^кбМ, в	Импульсное на- пряжение кол- лектор-база	
	00 as	8	оо о>	00 о>	05 СЛ		05 СЛ	05 СЛ	05 СЛ	05 о	00 05	00 05	00 05	00 05	о	о	00 о	О	00 о	О	05 о	05 о	05 о	05 О	8	05 О	05 о	05 о	^кэ» в	Напряжение кол- лектор-эмиттер	□
	S о	8	о о	о о	О о	8	о о	о о	о о	о	о о	о о	о о	8	о	о	о	О	о	о	о	о	о	о	О	8	о о	о о	йэб. Ом		ф S ы
															00 о	00 о					05 о	05 о	05 о	05 о	о	О	о	о	^кэМ, в	Импульсное на- пряжение кол- лектор-эмиттер	X Е
															о	о					о	о	о	о	о о	о о	о о	о о	Лэб> °“		Я
ND	4*	4^	4^	4^	4^	4^	4^	4^	4^	4»>	4^	4^	4*	4»>	СЛ	СЛ	00	00	оо	00	00 СЛ	00 СЛ	00 СЛ	оо СЛ	4*	4»	4»	4“	"эб. В	Напряжение эмиттер-база	*2 2 ф *5
	oo Ъэ_	00 оо		О СЛ			СЛ	СЛ	О 00	00 СЛ	00	00	1	О СЛ	ND О	ND О	о	о	о	о	4*	4»	ND	ND		•—‘	о 00	о 00	‘к. А 1	Ток коллектора	Е Я
	00 СЛ	00 СП	00		00 со	00 со	СЛ	СЛ	СЛ		-'J	^1	ND	—1							00	оо	4^	4^	00	00	СЛ	СЛ	^кМ, А	I Импульсный ток 1 коллектора	X о**
										—					о	О					ND	ND	•—*		о	о	о ND	о ND	'б.А	| Ток базы	X t3
	ND СП	ND СП	о	СП СЛ	о	о	ND О	ND О	9°	ГЗ СЛ	ND СЛ	ND СЛ	О	СЛ	00 о	00 О	00	00	00	00	СЛ о	СЛ О	ND СЛ	ND СЛ	00 СИ	оо СЛ	СЛ	СЛ	РК, Вт	Мощность, рассе- иваемая коллек-	*°||
															ND СЛ	ND СЛ	ND СЛ	ND СЛ	ND СЛ	ND СЛ	ND СЛ	ND СЛ	ND СЛ	ND СЛ	ND СЛ	ND СЛ	о	о	t, °C	тором	N3 СП
	4^		5	ND О	00	00	05	05	СЛ	05	4-	4-	О	ND О	05	05	00 00	00 00	00 00	00 00	ND СЛ	ND СЛ	СЛ	СЛ	СЛ	СЛ	05	05	яг, °с/Вт	| Тепловое сопро- 1 тивление	Н
	СП О	СЛ О	СЛ о	СЛ О	СЛ о	СЛ о	СЛ о	СЛ О	СЛ о		СЛ о	СЛ О	СЛ о	СЛ о	СЛ о	СЛ о	ND О	ND О	ND О	ND О	ГЗ о	ND О	ND О	ГЗ О	ND О	ГЗ О	ND О	to о	'п, °С	I Температура пе- 1 рехода	О
																	ILL ООО •I- -1- •!• + 4~ 4~ 00 00 00 СЛ СЛ СЛ			£ О о •I- 1- + + 00 оо СЛ СЛ		I о •I- 00 СЛ	I о •I- + ОС СЛ	L о •I- -1- 00 СЛ	к о •I- -L 00 СЛ	L 11 ООО + + + 00 00 00 СЛ СЛ СЛ			^окр» ср °C	г>	2 s *2	5 М	
	дадддддэа									□	3	3	ф д	3	□	д	3	3	д	д	3	3	0) Д	3	3	3	3	д	Технологи^		
>
W
w
S
о
Транзисторы
Т АБ
ГЕРМАНИЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
	Электрические параметры при ^0Кр = 25 ± 10°С												
Тип прибора	Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером				Обратный ток кол- лектора		Начальный ток кол- лектора		Обратный ток эмит- тера		Напряжение коллектор- Напряжение база-		
		и	S	S (D	о -2е	и w	/КН} мкА	PQ К	/эо> мкА	PQ ю <Т)	PQ ас	PQ X чэ	
ГТ402А	30—80	1		3	25	10							
ГТ402Б	60—150	1		3	25	10							
ГТ402В	30—80	1		3	25	10							
ГТ402Г	60—150	1		3	25	10							
ГТ403А	20—60	5	100		50	45	5000	30	50	20	0,5	0,8	
ГТ403Б	50-150	5	100		50	45	5000	30	50	20	0,5	0,8	
ГТ403В	20—60	5	100		50	60	5000	45	50	20	0,5	0,8	
ГТ403Г	50—150	5	100		50	60	5000	45	50	20	0,5	0,8	
ГТ403Д	50—150	5	100		50	60	5000	45	70	30	0,5	0,8	
ГТ403Е	>30	5	450		50	60	5000	45	50	20	0,5	0,8	
ГТ403Ж	20—60	5	100		70	80	5000	60	50	20	0,5	0,8	
ГТ403И	>30	5	450		70	80	5000	60	50	20	0,5	о,§	
ГТ403Ю	30—60	5	100		50	45	5000	30	50	20	0,5	0,8	
ГТ404А	30—80	1		3	25	10							
ГТ404Б	60—150	1		3	25	10							
ГТ404В	30-80	1		3	25	10							
ГТ404Г,	60—150	1		3	25	10							
ГТ405А	30-80	1		3	25	10							
ГТ405Б	60—150	1		3	25	10							
ГТ405В	30—80	1		3	25	10							
ГТ405Г	60—150	1		3	25	10							
232
		... _ ,. а	
слслслслслслслслел ©©©©©©©©©	/н> мА	асыщения эмиттер насыщения эмиттер	
СЛСЛСЛСЛСЛСЛСЛСЛСЛ ©©©©©©©©© ©©©©©©©©©	/б, мА		
100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 100 1 100 100 100 100 1	°С/Вт	Тепловое сопро- тивление транзис- тора	□
о	о	о	о	о	о	о	о	ооооооооо	о	о о	о Сэ	О	О	Ci	Ci	©	Ci	©	CiCiCiCiCiCiCiCiCi	Ci	Ci ©	Ci	Рк, Вт	Мощность на кол- лекторе	1 X £
•NOOOO©©©©^^ СЛООООООСЛСЛ	"кб. В	Пробивное напря- жение коллектор- база	параме
Д	to	to	Д	to	to	to	to о	о ел	ел	о	о ел	ел	оооелелелелоо о о ел	ел	"кэ, В	Пробивное напряжение коллектор- эмиттер	тры пр
©©©©©©О©	О О О о ND ND ND ND ND ND ND NO	tO M tO ND	Яэб> кОм		•dlJ0; и
ndndndndoondndndnd ooooooooo	о	о	о	о 00	00	СО	СО ел	ел	ел	ел	^бэ, В	Пробивное напря- жение база-эмит- тер	ср = 25:
©	©	©	©	о о © о	_.	►—>—>—	—.	© о о © ел	ел	ел	ел	елелелел	nd	nd nd nd nd	nd nd nd	ю	елслслел слслслслслслслслел	7к» А	Ток коллектора	Эо01=+
Illi Illi 1 1 1 1 1 1 1 1 1 Illi to to to to	to to to to	nd no nd nd елслслел	елслслел	©©©o©o©o©	елслслел .|.	.|.	,|. .|.	,|. .|. .|. .|. ,|. .|. .|. .|. -|.	-|. .|.	-|. -|. .|.	-|. +	+	+ +	-i- + + +	4~ + +	+ 4- +	4—F	+	+ H—F	+ елслслел	елслслел	елслслел елслслел	ел © ел ел	©ооо©©©©©	елслслел	^окр ср °C	Температура окружа- ющей среды	
00 00 00 ОО 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 00 елслслел елслслел слслслслслслслслел елслслел	Znep> с	Температура пере- хода	
Q П О О О О О О ООПООППОО ОООП	Технология		
средней мощности
ЛИЦА 4
НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Т АБ
КРЕМНИЕВЫЕ
Тип 'прибора	Электрические параметры при ^оКр-ср = 25 ± 10°С														
	Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером				Обратный ток кол- лектора		Началь- ный ток коллектора		Обратный ток эмит- тера		Напряжение насы- щения коллектор- эмиттер. Напряжение насыще- ния база-эмиттер				
	ь	Й X	^Х	2	< X 2 о ^Х	Й X	X 2 X X	и X	X 2	СП ю (Г)	Й я X	Й я ю	2 _^Х	2	
КТ501А КТ501Б КТ501В КТ501Г КТ501Д КТ501Е КТ501Ж КТ501И КТ501К КТ501Л КТ501М КТ601А КТ602А КТ602Б КТ602В КТ602Г КТ603А КТ603Б КТ603В КТ603Г КТ603Д КТ603Е КТ604А КТ604Б КТ605А КТ605Б КТ608А КТ008Б КТ611А КТ611Б КТ611В КТ611Г КТ616А КТ616Б КТ617А КТ618А	20—60 40—120 80—240 20—60 40—120 80—240 20—60 40—120 80—240 20-60 40—120 >10 20—80 >50 4 15—80 >50 10—80 >60 10—80 >60 20—80 60—200 10—40 30—120 10—40 30—120 20—80 40-160 10—40 30—120 10—40 30—120 >40 >25 >30 >30	1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 20 10 10 10 10 2 2 2 2 2 2 40 40 40 40 5 5 40 40 40 40 1 1 2 40	400	30 30 30 30 30 30 30 30 30 30 30 10 10 10 10 10 150 150 150 150 150 150 20 20 20 20 200 200 20 20 20 20 50 50 1	70 70 70 70 10 10 5 5 1 1 10 10 15 15 5	120 120 80 80 30 30 15 15 10 10 60 60 10 10 30	500 100 100 100 100 50 50 50 50 15 15 50	100 120 120 80 80 250 250 250 250 20 20 250	50 50 50 50 50 3 3 3 3 3 3 100 100 100 100 10 10 15 15 15 100	2 5 5 5 5 3 3 3 3 3 3 5 5 5 5 4 4 4 4 4 5	0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 3 3 3 3 1 1 1 1 1 1 8 8 8 8 1 1 0,6 0,6 0,7	В 3 3 3 3 1,5 1,5 1,5 1,5 1,5 1,5 2 2 2 2	300 300 300 300 300 300 300 300 300 300 300 ысс 50 50 50 50 150 150 150 150 150 150 20 20 20 20 400 400 500 500 150	60 60 60 60 60 60 60 60 60 60 60 >КАЯ 5 5 5 5 15 15 15 15 15 15 2 2 2 2 80 80 50 50 15	
2'34
ЛИЦА 5
ТРАНЗИСТОРЫ
Емкость коллектора.				
Емкость эмиттера				
е	0			Ef
с	X	со	CQ	
		ж		
X	СП	X	СП	
	и			
50	100	10	0,5	0,5
50	100	10	0,5	0,5
50	100	10	0,5	0,5
50	100	10	0,5	0,5
50	100	10	0,5	0,5
50	100	10	0,5	0,5
50	100	10	0,5	0,5
50	100	10	0,5	0,5
50	100	10	0,5	0,5
50	100	10	0,5	0,5
50	100	10	0,5	0,5
ЧАСТОТА				
15]		20		2
4	25	50	0	2
4	25	50	0	2
4	25	50	0	2
4	25	50	0	2
15	40	10	0	2
15	40	10	0	2
15	40	10	0	2
15	40	10	0	2
15	40	10	0	2
15	40	10	0	2
7	50	40	0	2
7	50	40	0	2
7	50	40	0	2
7	50	40	0	2
15	50	10	0	2
15	50	10	0	2
5		40		2
5		40		2
5		40		2
5		40		2
15	50	10	0	2
15	50	10	0	2
15	50	10	0	2
7	50	40	0	2
Предельные параметры при t					окр-ср = 25± Ю’С			Температура окружа- ющей среды	
Предельная час- тота	Тепловое сопро- тивление транзис- тора		Мощность на кол- лекторе	Пробивное напря- жение коллектор - база	Пробивное напря- жение коллектор- эмиттер		Пробивное напря- жение база-эмит- тер	Ток коллектора		I Температура пере 1 хода
и S	Й О о	Й а?	чэ	сг 2	S 9 чэ СТ) *	СП ЧЭ		/окр-ср,	Эо <dau;
X
g
5
5
5
5
5
5
5
5
5
5
5
40
150
150
150
150
200
200
200
200
200
200
40
40
40
40
200
200
200
200
150
40
150
150
150
150
200
200
200
200
200
200
150
150
300
300
200
200
40
40
40
40
260
260
215
200
0,350	15	15	10		0,5		150	ЭП
0,350	15	15	10		0,5		150	ЭП
0,350	15	15	10		0,5		150	ЭП
0,350	30	30	10		0,5		150	ЭП
0,350	30	30	10		0,5		150	ЭП
0,350	30	30	10		0,5		150	ЭП
0,350	45	45	10		0,5		150	ЭП
0,350	45	45	10		0,5		150	ЭП
0,350	45	45	10		0,5		150	ЭП
0,350	60	60	10		0,5		150	ЭП
0,350	60	60	10		0,5		150	ЭП
0,5	100	100	100	2	0,03	—40—+55	150	п
2,8	120	100	1	5	0,075	-40-+85	150	п
2,8	120	100	1	5	0,075	-40-4+85	150	п
2,8	80	70	1	5	0,075	—404- +85	150	п
2,8	80	70	1	5	0,075	—40-4+85	150	п
3	30	30	1	3	0,3	-40-4+85	120	ЭП
3	30	30	1	3	о,з	-40-4+85	120	ЭП
3	15	15	1	3	0,3	—404-+85	120	ЭП
3	15	15	1	3	о,з	-40-4+85	120	ЭП
3	10	10	1	3	о,з	—40-4+85	120	ЭП
3	10	10	1	3	0,3	—40— +85	120	ЭП
3	300	250	1	5	0,2	-25-4+100	150	п
3	300	250	1	5	0,2	-25-4+100	150	п
0,4	300	250	1	5	0,2	—25—+100	150	п
0,4	300	250	1	5	0,2	—25-4 + 100	150	п
0,5	60	60	0	4	0,4	-40-4+85	120	ЭП
0,5	60	60	0	4	0,4	-40-4 +85	120	ЭП
3	200	180	1	3	0,1		150	п
3	200	180	1	3	0,1		150	п
3	180	150	1	3	0,1		150	п
3	180	150	1	3	0,1		150	п
0,3	20	20	10	4	0,4		150	ЭП
0,3	20	20	10	4	0,4		150	ЭП
0,5	30	20	10	4	0,4		150	ЭП
0,5	300	250	1	5	0,1		150	п
2315
Рефераты статей
Новый способ построения мостовых времязадающих RC-цепей. Ю. Л. Агапов,
Б. А. Глебов. (В -кн.: Полупро»водниковые приборы в технике электросвязи.
Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М., «Связь», 1975, с. 4—11).
УДК 62,1.373.431.2.
В работе рассмотрен новый способ построения мостовых времязадающих
RC-цепей, позволяющий повысить точность формирования временных интерва-
лов. Даны соотношения для расчета элементов времязадающей цепи и предло-
жена методика осуществления такого расчета. Рассмотрены вопросы построе-
ния генераторов импульсов с использованием мостовой времязадающей RС-цепи.
Ил. б, библ. 4.
Шумовые свойства активных RC-цепей на интегральных операционных усили-
телях. П. П. Гел ль, В. 3. Лундин. (В кн.: Полупроводниковые приборы в
технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М.» «Связь»,
1975, с. 12—23). УДК 621.372.001.24.
Статья посвящена анализу шумовых свойств активных RC-целей, построен-
ных с использованием интегральных операционных усилителей. Обсуждаются
эквивалентные шумовые схемы ИОУ и их характеристики с учетом состав-
ляющей фликкер-шума. Проводится сопоставление наиболее распространенных
активных фильтров на ИОУ по их шумовым эквивалентам и устанавливается
связь последних со структурой цепи. Приводятся выражения, для расчета вы-
ходной спектральной плотности шумов фильтров. Расчет подтверждается ре-
зультатами экспериментального' исследования.
Ил. 5, табл. 1, библ. 5.
Низкочастотные избирательные RC-усилители с нулями коэффициента передачи.
В. А. Исайкин, В. В. Масленников. (В кн.: Полупроводниковые при-
боры в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М.,
«Связь», 1975, с. 23—38). УДК 621.375.132.
Рассмотрены схемы низкочастотных избирательных RC-усилителей с нулями
коэффициента передали, основное достоинство которых заключается в малом
времени установления переходных -процессов. Приведены схемы, выполненные
иа основе селективных усилителей с двумя пассивными дифференцирующими
цепочками и с дифференцирующими и интегрирующими усилительными каска-
дами, формулы для расчета конкретных схем и их сравнительные характери-
стики. Приведены результаты экспериментальных исследований.
Ил. -8, табл, li ,библ. 15.
Повышение коэффициента сглаживания фильтров с параллельным транзистором.
В. В. Долгих, В. И. Долгих. (В кн.: Полупроводниковые приборы в тех-
нике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16, М., «Связь», '1975,
с. 38—42). УДК 621.372.542.2:621.382.
Анализируется влияние параметров транзисторного усилителя на качест-
венные показатели сглаживающего фильтра с параллельным транзистором. При-
водятся рекомендации по построению оптимальных схем фильтров и выбору их
элементов, а также результаты их экспериментальной проверки.
Ил. 3, табл. 2, библ. 3.
Расчет перестраиваемых НЧ фильтров с чебышевскими характеристиками зату-
хания. А. А. Ланнэ, В. С. Федоров. (В кн.: Полупроводниковые приборы
в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. |М., «Связь»,
1975, с. 43—52). УДК 621.372.57.
В статье освещены вопросы синтеза управляемого фильтра нижних частот
с чебышевскими характеристиками и уменьшенным числом управителей. Дока-
зана возможность снижения числа управляющих элементов схемы при выпол-
226
нении требований по затуханию в полосе пропускания и полосе задерживания^
Предложена методика расчета полиномиальных управляемых НЧ фильтров с
чебышевскими характеристиками, приведен пример расчета.
Ил. 5, табл. 3, библ. 9.
Низкочастотный генератор гармонических колебаний. Э. В. Зелях, П. Н. Ган-
ский, А. А. Новиков. (В кн.: Полупроводниковые приборы в технике элек-
тросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М., «Связь», 1975, с. 52—58).
У.Д\К 621.373.42.
Рассмотрена схема генератора гармонических колебаний на основе распре-
деленной 7?С-структуры, последовательно с проводящим слоем которой вклю-
чена индуктивность. Дана методика расчета такой схемы генератора. Приведены
пример расчета и данные эксперимента.
Ил. 3’, библ.
Стационарные режимы автогенератора на полевом транзисторе и их устойчи-
вость. В. М. Богачев, В. Г. Лысенко. (В кн.: Полупроводниковые приборы
в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 116. М., «Связь»,
1975, с. 58—69). УДК 621.375.001.24.
Исследована локальная устойчивость стационарных режимов одноконтур-
ного автогенератора с использованием кусочно-параболической аппроксимации
характеристики полевого транзистора. Анализ проведен на фазовой плоскости
диаграмм срыва и смещения. Показано, что они качественно отличаются от
диаграмм прт кусочно-линейной а1ппроксимании, поэтому в недонапряженном
режиме возможно существование двух стационарных состояний (устойчивого и
неустойчивого). Теоретические результаты подтверждены экспериментальным
исследованием.
Ил. 6, библ. 10.
Частотный диапазон селективных /?С-цепей на основе интегральных операцион-
ных усилителей. В. В. Масленников, А. П. Сироткин. (К кн.: Полупро-
водниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского.
Вып. 16. М., «Связь», 1975 г. с. 69—81). УДК 621.375.1132.
Предложен метод оценки возможного частотного диапазона для селектив-
ных /?С-цепей на основе интегральных операционных усилителей. Рассмотрено
влияние частотной зависимости коэффициента усиления ОУ на параметры раз-
личных селективных /?С-схем, произведен учет влияния входных и выходных
сопротивлений ОУ на добротность и резонансную частоту, получены условия,
при которых можно не учитывать ^вх и ^вых. Приведены результаты экспе-
риментальных исследований селективных 7?С-цепей, выполненных на основ?
микросхем Ю'УТДОЬА.
Ил. 2, табл. 3, библ. 9.
Фазостабильный избирательный /?С-усилитель на полевых транзисторах с двумя
фазосдвигающимм цепочками в канале прямой передачи. В. А. Воло н и н,
А. М. Никитин, В. П. Петропавловский, Н. В. Синицын. (В кн.:
Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаев-
ского. Вып. 16. М., «Связь», 1975, с. 81—95). УДК 621.375.132.9:621.382.322.
Рассматриваются вопросы, связанные с изменением полевых транзисторов
в избирательных усилителях, являющихся неотъемлемой частью электронных
устройств фазовых следящих систем. Проведен анализ характеристик избира-
тельного 7?С-усилителя с частотнонезависимой положительной обратной связью.
Приводятся результаты расчетов и экспериментальных исследований.
Ил. II, библ. 4.
Исследование широкополосного варакторного утроителя частоты. В. А. Поле-
щук, Ю. Л. Хотунцев. (В кн.: Полупроводниковые приборы в технике элек-
тросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М., «Связь», 1975, с. 89—95).
УДК 621.374.4.
237
Приведен расчет широкополосного варакторного утроителя частоты, дана
оценка полос пропускания согласующих цепей, приведены результаты экспери-
ментальных иаследо®аний.
Ил. 4, библ. 3.
Исследование устойчивости стационарного режима варакторного умножителя
частоты высокой кратности. В. И. Гусев, Б. Е. Петров. (В кн.: Полупро-
водниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского.
Вып. 16. М., «Связь», 1975, с. 95—105). УДК 621.372.622.
Изложены результаты исследования варакторных умножителей частоты вы-
сокой кратности. С помощью аналоговой вычислительной машины МН-10М оп-
ределены области устойчивости в пространстве параметров, к которым отно-
сятся сопротивления нагрузки, сопротивление и емкость цепи смещения и доб-
ротности входного и выходного контуров умножителя. Показано, что эффек-
тивность умножителя возрастает при снижении добротности входного контура.
Ил. б, табл. 1, библ. 6.
Исследование генератора на ЛПД в ключевом режиме с помощью АВМ.
Е. И. Макушев, Б. Е. Петров, Р. П. Шапкин. (В кн.: Полупроводнико-
вые приборы в технике электросвязи. -Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16.
М., «Связь», 1975, с. 105—1112). УДК 621.373.522.029.64.
Приведены результаты исследования ключевого режима работы схемы ге-
нератора на ЛПД с последовательным LC-контуром на аналогово-вычислитель-
ной машине типа М1Н-7. Результаты работы могут быть положены в основу
исследования и проектирования более сложных схем генераторов на ЛПД в
ключевом режиме.
Ил. 5, библ. 9.
Устойчивость многодиодного регенеративного усилителя на Л ПД. Н. С. Дав ы-
дова, Ю. 3. Данюшевский. (В кн.: Полупроводниковые приборы в тех-
нике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. Гб. М., «Связь», 1975,
с. 113—125). УДК 621.375.126:621.372.4.
Рассмотрена устойчивость многодиодного регенеративного усилителя на
ЛПД относительно паразитных типов колебаний. Показано, что для обеспече-
ния устойчивости необходимо применение стабилизирующих цепей. В качестве
стабилизирующей цепи может быть использован симметричный шестиполюсник,
предложенный К. -Kurokawa. Сформулированы требования к параметрам шести-
полюсника и величине стабилизирующего сопротивления, при которых обеспе-
чиваются максимальные выходная мощность и КПД усилителя, а также устой-
чивость относительно паразитных типов колебаний.
Ил. 10, библ. 5.
Обеспечение помехоустойчивости логических элементов при плотном монтаже.
А. П. Буденный. (В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электро-
связи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. -М., «Связь», 1975, с. 125—131).
УДК 681.32'6.3:621.3.619.34.
Рассмотрены условия работы типовых логических элементов в цифровых
блоках с плотным монтажом, выполненным монтажным проводом. Предлагает-
ся метод обеспечения гарантированной помехозащищенности.
Ил. 2, табл. 1, библ. 2.
Широкополосные неперестраиваемые усилители мощности на транзисторах по
по схеме с общим эмиттером. В. Б. Козырев. (В кн.: Полупроводниковые
приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М.,
«Связь», 1975, с. 131 — 142). УДК 621.375.4:621.375.121.
Рассмотрено проектирование широкодиапазонных усилителей мощности на
транзисторах по схеме ОЭ—ОЭ, работающих в классе А. Для двух простейших
высокочастотных схем связи определены предельные соотношения, характери-
зующие усилительные свойства. Приведена инженерная методика расчета таких
цепей связи.
Ил. 8, библ. 6.
238
Защита от перегрузок транзисторного стабилизатора напряжения с оптимальным
саморегулированием порога срабатывания. В. А. Бычков. (6 кн.: Полупро-
водниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского.
Вып. 16. М., «Связь», 1975, с. 143—149). УДК 621.316.93:621.316.722.'1.
В статье предлагается новое устройство электронной защиты по току тран-
зисторных стабилизаторов напряжения, обладающее свойством саморегулиро-
вания порога срабатывания в зависимости от предшествующего режима загруз-
ки стабилизатора и обеспечивающее автоматическое включение стабилизатора
после устранения аварии. Дается методика расчета устройства защиты.
Ил. 2, библ. 3.
Расчет бестрансформаторных уравновешенных цепей. В. К. Владимирский,
И. В». Суходоев, Л. В. Ш и н о в. (В кн.: Полупроводниковые приборы в тех-
нике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М. ,«Связь», 1975,
с. 150—1166). УДК 621.375.4.
Рассматриваются возможности осуществления уравновешенных цепей без
применения трансформаторов. Предлагаются сигнальная, шумовая и нелинейная
математические модели бестрансформаторной уравновешенной цепи. Приводятся
примеры определения основных параметров балансной ступени и порядок рас-
чета симметричного транзисторного усилителя.
Ил. 6, табл. 3, библ. ill.
Бестрансформаторные выходные каскады генераторов телевизионной развертки.
В. В. Подлипенский, В. П. Климин. (В кн.: Полупроводниковые прибо-
ры в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16.	М.,
«Связь», 1975, с. 166—175). УДК 621.375.4:621.387.3.
Проведен расчет схемы бестрансформаторного выходного каскада кадровой
развертки, выполненного на транзисторах одного типа проводимости. Показаны
условия, при которых мощность, потребляемая от источника питания, будет наи-
меньшей. Предложена схема для получения пилообразного напряжения, форма
которого изменяется в широких пределах.
Ил. 4, библ. 9.
Транзисторный преобразователь постоянного напряжения в частотный сигнал.
Б. П. Си л у янов. (В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электро-
связи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М., «Связь», 1975, с. 175—‘182).
УДК 681.335.13.
Рассмотрена схема транзисторного преобразователя постоянного напряже-
ния в частотный сигнал с большим входным сопротивлением, повышенной ли-
нейностью и стабильностью преобразования в широком диапазоне температур.
Получены соотношения для инженерного расчета входного сопротивления, за.ви-
мости частоты выходного напряжения от напряжения управления, максималь-
ной частоты выходного напряжения преобразования.
Ил. 5, библ. 3.
Анализ шумовых свойств усилителей многоканальной электросвязи с примене-
нием полевых транзисторов. В. Н. Федор и некий. (В кн.: Полупроводниковые
приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского'. Вып. 16. М.,
«Связь», 1975, с. 182—191). УДК 621.375.432.001.2:621.395.
На основе представления усилительного элемента в виде шумящего четы-
рехполюсника и входной цепи в виде шестиполюсника дан анализ шумовых
свойств линейных усилителей аппаратуры аналоговой многоканальной электро-
связи. Рассмотрены вопросы оптимизации шумовых показателей усилителей, рас-
считаны уровни шумов, показана перспективность применения полевых транзи-
сторов в усилителях многоканальной электросвязи. Приведен пример практиче-
ской реализации усилителя с применением полевого транзистора.
Ил. 3, табл. (1, библ. *13.
Пути конструирования интегральных схем на новых ключевых полупроводнико-
вых приборах для устройств отображения информации. В. А. Горохов, В. С.
239
Рыбаков., Ю. М. Гусев. (В кн.: Полупроводниковые приборы в технике
электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М., «Связь», 1975, с. 192—
202). УДК 621.3.072.
Излагаются принципы конструирования устройств управления индикатора-
ми, изготовляемых в виде интегральных схем. Рассматривается (последователь-
ная форма записи кода засветки ,в элементы памяти, которая позволяет резко
сократить число соединений и повысить надежность. Приводятся функциональ-
ные схемы управления индикаторами с использованием регистра сдвига и счет-
чика .импульсов, описывается их работа. Предлагаются универсальные схемы
управления индикаторами на перспективных элементах — многоанодных четы-
рехслойных структурах, описывается принцип их работы.
Ил. 8, библ. 10.
О выборе способа модуляции в транзисторных радиопередатчиках. В. Н. Р я-
б ы ш к и н. (В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под
ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М., «Связь», 1975, с. 203—207). УДК 621.373.5.
В статье определен промышленный КПД транзисторных радиопередатчиков
при коллекторной и базовой модуляциях. Показано, что при -определенных усло-
виях базовая модуляция смещением является более эффективной с энергети-
ческой точки зрения.
Ил. 4, табл. 1, библ. 4.
Методика измерений и аппаратура для исследования коэффициента шума инте-
гральных схем и полупроводниковых приборов-четырехполюсников. Ю. С. К а р-
п о в, Л. П. Карба., Н. Н. П о л и т о в. (В кн.: Полупроводниковые приборы -в
технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М., «Связь»,
1975, с. 207—215). УДК 621.391.
Описаны методика измерения и установка для исследования коэффициента
шума интегральных схем и полупроводниковых приборов-четырехполюсников в
диапазоне частот 20 Гц—10О кГц. В предлагаемой установке используются
видоизмененный метод сравнения с калибруемым генератором шума и компен-
сационный способ усиления флуктуационного сигнала.
Ил. 6, библ. 8.
Высокочастотный усилитель мощности на транзисторе с эмиттерным входом с
коррекцией в цели базы. Ю. В. Корчагин. (В кн.: Полупроводниковые при-
боры в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 16. М.,
«Связь», 1975, с. 216—222). УДК 621.375.1:621.382.3.
Рассматриваются возможности построения и мето-дика расчета основных
показателей высокочастотного усилителя мощности на транзисторе с эмит-
терным входом с повышенным входным сопротивлением и с коррекцией АЧХ.
Особенностью усилителя является применение на входе автоматически пере-
страиваемого колебательного контура, индуктивную ветвь которого образует
входной импеданс транзистора. Показаны преимущества такого усилителя по
сравнению с усилителем по схеме ОЭ и приведены результаты эксперименталь-
ного исследования.
Ил. 6, библ. 4.
Минимизация массы аппаратуры на мощных полупроводниковых приборах.
В. Г. 'Константинов, Н. Н. Буданов., Т. Т. Амбарцумова. (В кн.:
Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаев-
ского. Вып. 16. М., «Связь», 1975, с. 222—226). УДК 621.3.019.
Работа посвящена вопросу уменьшения массы устройств на мощных полу-
проводниковых приборах за счет оптимального использования приборов по то-
ку и по потерям мощности. Изложена методика определения оптимальной на-
грузки.
Ил. 3, библ. 1.
240
88 коп.
ИЗДАТЕЛЬСТВО «СВЯЗЬ»