Текст
• РАДИО И СВЯЗЬ
m
источники
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
СПРАВОЧНИК
источники
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ
АППАРАТУРЫ
Под редакцией
Г. С. НАЙВЕЛЬТА
МОСКВА „РАДИО И СВЯЗЬ,,
1986
ББК 32 844
И 91
УДК 621.396 6.001.24
Г. С. НАЙВЕЛЬТ, К. Б. МАЗЕЛЬ, Ч И. ХУСАИНОВ
Г. П. ЗАТИКЯН Л Н. ШАРОВ, С. А КУЗНЕЦОВ,
В А. АЛЕКСЕЕВ, Л М КИСЕЛЕВ, В. И ТИХОНОВ,
Ю Н ШУВАЕВ
Рецензенты: д-р техн наук Ю. Й. Конев,
капд. техн, паук Л. А. Краус
Редакция литературы по электронной технике
Источники электропитания радиоэлектронной
И 91 аппаратуры: Справочник / Г С. Найве.тьт, К. Б.Ма-
зель, Ч. И. Хусаинов и др.; Под ред. Г. С. Напвель-
та, — М Радио и связь, 1986. — 576 с , ил.
В пер.: 2 р. 10 к 120 000 экз.
Приведены справочные данные по элементной базе, используе-
мой в источниках питания, проанализирована схемотехника и дана
методика расчета магнитных элементов, выпрямителей и сглаживаю-
щих фильтров, стабилизаторов напряжения с непрерывным и импульс-
ным регулированием, тиристорных и магнитно транзисторных стабю»
лнзатороа, транзисторных преобразователей напряжения, блоков пита-
ния с бестрансформаторным входом Рассмотрены вопросы конструи-
рования микросборок, модулей и блоков питания с учетом отвода
теплоты и подавления радиопомех.
Для специалистов, занимающихся разработкой радиоэлектронной
аппаратуры.
2402020000—060
И 046(01)—86
ББК 32.844
14
© Издательство «Радио и связь», 1985
Оглавление
Предисловие редактора .......................... 7
%
Перечень принятых сокращений и условных буквенных обозна-
чений элементов и их электрических параметров . 8
Классификация Основные термины и определения .... 16
ЧАСТЬ ПЕРВАЯ
ОБЩИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ, ЭЛЕМЕНТЫ И УЗЛЫ
ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Глава первая. Общие характеристики источников вто-
ричного электропитания ................................. 19
1.1. Требования, предъявляемые к источникам вторичного
электропитания ......................................... 19
1.2. Параметры источников вторичного электропитания . 24
1.3 Типовые структурные схемы источников втор чиого элек-
тропитания 28
Глава вторая. Характеристики и режимы работы элемен-
тов источников вторичного электропитания ............... 39
2.1 . Полупроводниковые диоды........................... 39
2.2 Полупроводниковые стабилитроны ... 45
23 Тиристоры ... ... . .47
2.4 Транзисторы 50
2.5 . Интегральные микросхемы ...........................54
2.6 Конденсаторы....................................... 56
Глава третья. Трансформаторы и дроссели фильтров 59
3.1. Конструкции трансформаторов и дросселей фильтров . . 59
3 2. Основные расчетные соотношения для трансформатора 73
3.3. Расчет тепловых режимов........................... .79
3 4. Уравнения мощности н оптимизация электромагнитных
нагрузок.............................................85
3.5. Расчет однофазных трансформаторов...................90
3.6. Расчет трансформаторов статических преобразователей
напряжения .........................................105
37. Дроссели сглаживающих фильтров ................... 116
Глава четвертая Выпрямители и сглаживающие филь-
тры . . ...............121
4 1 Общие сведения о выпрямительных устройствах . . .121
3
4 2. Расчет выпрямителя с емкостным фильтром .... 122
4 3. Расчет выпрямителей с индуктивным фильтром . . . 136
4.4. Расчет выпрямителя при питания от источников напряже-
ния прямоугольной формы . . ..............143
4.5. Многофазные низковольтные выпрямители..............152
4 6. Сглаживающие фильтры ..............................160
ЧАСТЬ ВТОРАЯ
ТРАНЗИСТОРНЫЕ И ТИРИСТОРНЫЕ
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
Глава пятая. Стабилизаторы постоянного напряжения и
тока с непрерывным регулированием.......................166
5.1 Параметрические стабилизаторы.......................166
5.2. Компенсационные стабилизаторы..................... 170
5.3. Защита в транзисторных стабилизаторах..............183
5 4. Интегральные стабилизаторы напряжения . . . . 190
5.5. Специальные схемы транзисторных стабилизаторов напря-
жения н тока............................................200
5.6. Применение стабилизаторов постоянного напряжения . . 208
Глава шестая. Магннтно-транзисторные стабилизаторы 209
6.1. Стабилизаторы с магнитным регулятором ..._. 209
6.2. Транзисторные стабилизаторы с регулированием по цепи
переменного тока...................................... 214
6.3. Стабилизаторы напряжения переменного тока .... 222
6.4. Стабилизаторы напряжения с регулирующим трансформа-
тором ............. ... 224
6.5. Энергетические характеристики и особенности построе 1ия
цепи обратной связи ....................................227
6.6 Стабилизаторы с двумя регулирующими элементами . 234
6.7. Контроль выходных параметров, защита и области приме
нения магнитно-транз'исторных стабилизаторов .... 239
6.8. Методика и примеры расчета . . ..............244
Глава седьмая. Тиристорные стабилизаторы . . 251
7.1. Основные схемы тиристорных регуляторов, выбор и рас-
чет их элементов . .............................251
7 2. Тиристорные регуляторы со ступенчатой формой выходно-
го напряжения, расчет их основных элементов . . . 263
7.3. Требования предъявляемые к устройствам управления и
оптимизация режима работы входных цепей тиристоров 271
7.4. Управление тиристорами с помощью фазосдвигающпх и
RC цепей . . ..........................277
4
7.5. Управление тиристорами с помощью магнитных усили-
телей ...................................................281
7.6. Управление тиристорами с помощью полевых транзисто-
ров и за счет «вертикального» смещения фазы . . .291
7.7. Практические схемы тиристорных регуляторов и стабили-
заторов .............................—..................296
7.8. Методика и пример расчета .... .... 302
——
часть третья
ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Глава восьмая Импульсные стабилизаторы постоянного
напряжения...............................................306
8.1. Схемы силовых цепей импульсных стабилизаторов . . 306
8.2. Способы стабилизации напряжения и схемы управления 310
8.3. Стабилизаторы понижающего типа......................320
8.4. Стабилизаторы повышающего типа......................328
8.5. Стабилизаторы инвертирующего типа . .... 334
8.6. Специальные схемы и области применения импульсных
стабилизаторов .... .................... 339
Глава девятая. Транзисторные преобразователи постоян-
ного напряжения . ... ..............346
9.1. Одиотактиые преобразователи . .................346
9.2. Двухтактные преобразователи с самовозбуждением . . 350
9.3. Цепи запуска двухтактных автогенераторов .... 357
9.4. Двухтактные преобразователи с независимым возбужде-
нием .......................................... . 36b
9.5. Энергетические характеристики преобразователей . . . 368
9.6. Стабилизирующие преобразователи постоянного напря-
жения ...............................................’. 371
9.7. Устройства управления стабилизирующими преобразова-
телями ..................................................380
9.8. Области применения преобразователей и выбор силовых
элементов для повышения частоты..........................387
9.9 Методика н примеры расчета . . 392
Глава десятая Источники питания с бестрансформатор-
ным входом ... . ... . 401
10.1. ^сковные структурные схемы и входные цепи . . . 401
10.2. Транзисторные усилители мощности...................405
10.3. Режим работы силовых транзисторов и их базовые цепи 413
10.4. Устройства управления усилителями мощности . . .415
5
10.5 Цепи запуска, обратной связи и защиты . . - 430
10.6 Методика и пример расчета . . . . . . 439
ЧАСТЬ ЧЕТВЕРТАЯ
ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ И КОНСТРУИРОВАНИЯ
ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Глава одиннадцатая Основные вопросы проектирова-
ния источников вторичного электропитания ............. 446
11.1. Выбор структурных схем и функциональных узлов . . 446
11.2. Унификация и функционально модульное проектирование 453
113. Особенности разработки конструкции . . . .' ‘ . 458
11 4 Обеспечение надежности на этапе разработки приборов 463
Глава двенадцатая. Подавление электромагнитных по-
мех в источниках вторичного электропитания . 466
12.1. Методы подавления электромагнитных помех .... 467
12.2. Помехоподавляющие фильтры .... 472
12.3. Экранирование в источниках вторичного электропитания 503
12.4 Электромагнитные помехи в гибридных интегральных
микросхемах и мнкросборках..............................513
12.5. Измерение электромагнитных помех...................515
Глава тринадцатая Обеспечение тепловых режимов
источников вторичного электропитания н их элементов . . 520
13.1. Основные сведения о тепловом режиме аппаратуры . . 520
13.2. Расчет и выбор радиаторов для мощных полупроводни-
ковых приборов и интегральных микросхем .... 530
13.3. Расчет тепловых режимов при конструировании гибрид-
ных интегральных микросхем и микросборок .... 544
13 4 Расчет тепловых режимов при конструировании модулей
питания ............................................... 551
13 5. Охлаждение элементов и блоков с использованием теп-
ловых труб..............................................557
13.6. Охлаждение источников электропитания с использовани-
ем плавящихся рабочих веществ...........................562
13.7 Экспериментальная отработка теплового режима источ-
ников вторичного электропитания ....................... 568
Список литературы........................................570
Предисловие редактора
Источники вторичного электропитания радиоэлектронной апла
ратуры за последние годы существенно изменились. Это вызвано не-
прерывным стремлением уменьшить их массу и габариты, повысить
КПД за счет применения наиболее рациональных схем использова
иия высокочастотного преобразования энергии постоянного тока,
экономичных импульсных методов регулирования, интегральных
микросхем. Повысились также требования к питающим напряже-
ниям. Номинальные значения напряжений теперь составляют еди-
ницы или десятки вольт при токах нагрузки в десятки и даже сотни
ампер. Это привело к созданию разнообразных структурных схем
построения источников вторичного электропитания, каждая из ко-
торых находит применение в конкретных условиях.
Основная цель настоящего справочника — обобщить н система-
тизировать сведения по построению и расчету источников вторичного
электропитания для радиоэлектронной аппаратуры различных клас
сов, работающей от сети переменного тока или от автономных источ-
ников электроэнергии постоянного тока, дать справочный материал
по типовым схемам основных функциональных узлов методике их
расчета и проектирования При этом для различных типов источни-
ков электропитания приводятся обоснование и выбор наиболее ра-
циональной структурн и схемы элементной базы, выбор оптималь-
ных схемотехнических решений отдельных функциональных узлов.
Рассматриваются вопросы обсспечеиня тепловых режимов силовых
элементов, микросборок, модулей и блоков электропитания, подав-
ления радиопомех в местах их возникновения При изложения ма-
териала даются необходимые для понимания пояснения без строгих
доказательств, выводов формул н соотношений.
Расчеты, в основном проводятся по упрощенным формулам, ко-
торые позвол-яют быстро выбирать основные элементы схемы, опре-
делять их режимы работы с достаточной для инженерной практики
точностью (в пределах 10—20%). Расчеты по точным, но более гро-
моздким формулам требуют большей трудоемкости и все же не дают
полного совпадения с экспериментальными данными из-за техноло-
гических разбросов параметров элементов. При необходимости при-
менения более точных формул в ряде случаев даются ссылки на ис-
точники.
В основу Справочника положены результаты обобщения опыта
разработки, производства и эксплуатации источников электропита-
ния, накопленного в ряде организаций и предприятий, представлен-
ных коллективом авторов
Главы 1, 2, 9 и 11 написал Г.С. Найвельт, гл. 3 — С.А Кузне-
цов, гл. 4 — К Б. Мазель, гл. 5 — Г С Найвельт и Ч. И Хусаинов
совместно, гл. 6 — В. И. Тихонов, гл. 7 — Г П. Затикян, гл 8 —
Ч. И. Хусаинов, гл. 10—Л. Н. Шаров, гл. 12 — Л М Киселев,
гл. 1.3—В А. Алексеев, § 4, 6 — Ю Н. Шуваев
Отзывы о книге просим присылать по адресу 101000, Москва,
Почтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь».
7
Перечень принятых сокращений и условных
буквенных обозначений элементов
и их электрических параметров
Сокращения
АППФ — активный помехоподавляющнй фильтр
БМ — броневой магнитопровод
БНК — базовая несущая конструкция
БТ — броневой трансформатор
В — выпрямитель
ВАХ — вольт-амперная характеристика
ВДС — вольтдобавочный стабилизатор
ВР — выпрямитель регулируемый
ВСН — входной (централизованный) стабилизатор напряжения
ВФ — выпрямитель с фильтром
ДН — дроссель насыщения
ЗГ — задающий генератор
И — инвертор
ИВЭ — источник вторичного электропитания
ИМС — интегральная микросхема
ИОН — источник опорного напряжения
ИПБВ — источник питания с бестрансформаторным входом
ИС — импульсный стабилизатор
ИСН — импульсный стабилизатор напряжения
ИЭ — измерительный элемент
КПД — коэффициент полезного действия
КСН — компенсационный стабилизатор напряжения
МДИ — модулятор длительности импульсов
МУ — магнитный усилитель
МЭА — микроэлектронная аппаратура
НС — непрерывный стабилизатор “
НЭ — нелинейный элемент
ОС — обратная связь
ОТ — ограничитель тока
ПН — преобразователь напряжения
ПП — полупроводниковый прибор
ПСН — параметрический стабилизатор напряжения
ППФ — помехоподавляющнй фильтр
ПТ — полевой транзистор
ПУ — пороговое устройство
ПУС — промежуточный усилитель
РП — регулируемый преобразователь
РТМ — руководящий технический материал
РЭ — регулирующий элемент
РЭА — радиоэлектронная аппаратура
СВЭП — система вторичного электропитания
СМ — стержневой магнитопровод
СН — стабилизатор напряжения непрерывного регулирования
СУ — схема управления
8
СТ — стержневой трансформатор
СФ — сетевой фильтр
ТКС — тепловое контактное сопротивление
ТМ — тороидальный магнитопровод
ТР — тиристорный регулятор
ТСГ1 — трансформаторы статических преобразователей
ТТ — тепловая труба
УК — узел контроля и управления
УМ — усилитель мощности
УС — устройство сравнения сигналов
УПТ — усилитель постоянного тока
Ф — фильтр
ФСН — формирователь синхронизирующих напряжений
ФСЦ — фазосдвигающая цепь
ЧИМ —частотно-импульсный модулятор
ЧП — частотный преобразователь
ШИМ — широтно-импульсный модулятор
ЭМП — электромагнитные помехи
ЭМС — электромагнитная совместимость
ЭРЭ — электрорадиоэлемент
Условные буквенные обозначения на принципиальных электрических
схемах (ГОСТ 2.710-81)
Д — устройство, субблоки, модули питания
С — конденсаторы
DA — микросхемы интегральные аналоговые
DD — микросхемы интегральные цифровые;
К — реле
L — дроссели фильтров, катушки индуктивности
R — резисторы постоянные
RP — резисторы переменные
S — выключатели
ТА — трансформатор тока
TV — трансформатор напряжения
TS — магнитные усилители
VD — диоды, стабилитроны
VE — оптопары
US — тиристоры
VT — транзисторы
Условные обозначения параметров
Напряжение и ЭДС
Uc Ucmax, Ucmin
UDTnaX, ^nmin
Un, U0 max- U mitt, Uq ср
Uh, Un max, Up т,п
— напряжения питающей сети пере-
менного тока (номинальное, мак-
симальное и минимальное)
— напряжения сети постоянного то-
ка (номинальное, максимальное и
минимальное)
— выходные напряжения выпрями-
теля (номинальное, максимальное,
минимальное н среднее значения)
— выходные напряжения стабилиза
тора (номинальное, максимальное
и минимальное)
9
^н, ^И. ДОП
t/ox
</лр
^прср
^«ор
^обр и. ^обр и max
^С'Г* Д^С'Г
^От
1'с~
ЫУг. Ы/х
Е
t'l. , ^icp-
^2. ^2mi ^-гср
U,. 1/2,
Ulni> Utm
UK
11 к- мк а. нк-р
<4»
Д(/с. АУ„
Д17о, дгн
6t/CT
— изменения выходного напряжения
стабилизатора от изменения его
входного напряжения, темпера-
туры окружающей среды и напря-
жения дополнительного источни-
ка питания
напряжение холостого хода вып-
рямителя
— постоянное прямое напряжение
днода
— среднее за период значение пря-
мого напряжения при заданном
среднем токе через выпрямитель-
ный диод
— пороговое напряжение выпрями-
тельного диода
— амплитуда обратного напряжения,
максимально допустимая ампли-
туда обратного напряжения днода
— напряжение стабилизации стаби-
литрона, его изменение
— пульсация первой гармоники вып-
рямленного напряжения
— амплитуда напряжения на кон-
денсаторе
— допустимая амплитуда пульсации
конденсатора иа данной частоте
— активное и реактивное падения
напряжения на обмотках транс-
форматора
электродвижущая сила (ЭДС)
— ЭДС первичной и вторичной об-
моток трансформатора (действую-
щее, амплитудное и среднее зна-
чения)
— напряжения первичной н вторич-
ной обмоток трансформатора
(действующие и амплитудные зна-
чения)
— напряжение короткого замыкания
трансформатора
— относительные значения напряже-
ния короткого замыкадня, нх ак-
тивная и реактивная составляю-
щие
— активная составляющая напряже-
ния короткого замыкания транс-
форматора (абсолютное, значение)
— изменения входного питающего
переменного и постоянного нап-
ряжен ин
— изменения напряжения выпрями-
теля, стабилизатора
— временная нестабильность напря-
жения стабилитрона
10
^вил т
^КЭ> ^КЭ тах>
^КЭ и max
ип~
U пил
/пр. /пр д
/пр-ср. /пр ср max
/при. /дР и max
/обр, Л?бр max
I<1j lomax, /о min
Лт. Л. /1 ср
/jmi /з> /гср
/ох. га. /р
/ст. /ст min.
/ст max
/ вил т. /уд- т
/отнр тах>
/откр- ср max
/ц max
/б. /б нас
— напряжение включения тиристора
— напряжение коллектор-эмиттер
транзистора, его максимальное,
импульсное максимальное значе-
ния
— напряжение пульсации на часто-
те преобразования
— амплитуда пилообразного напря-
жения
Ток
— постоянный прямой ток, действующее значе-
ние прямого тока диода
— среднее, максимально допустимое среднее
значение выпрямленного тока
— импульсный прямой ток, максимально до-
пустимый импульсный прямой ток диода
— постоянный и максимальный обратный ток
диода
— выпрямленный ток, его максимальное и ми-
нимальное значения
— амплитудное, действующее и среднее значе-
ния тока первичной обмотки трансформатора
— амплитудное, действующее и среднее зна-
чения тока вторичной обмотки трансформато-
ра
— ток холостого хода трансформатора, его ак
тинная и реактивная составляющие
— ток стабилитрона, его минимальное и мак-
симальное значения
— ток включения, удержания тиристора
— максимальные амплитудное и среднее зна-
чения тока открытого тиристора
— ток коллектора транзистора, его максималь-
ное значение
— ток базы, ток базы в режиме насыщения
транзистора
Сопротивление, проводимость
Ru и
/?к-р
/^п с
/?н
/?Р с
/?и.
/?К.С
/?с-с
— тепловое сопротивление переход-корпус полупро-
водникового прибора
— тепловое контактное сопротивление корпус-радиа-
тор
— тепловое сопротивление переход-среда полупро-
водникового прибора
— сопротивление нагрузки
— тепловое сопротивление радиатор — окружающая
среда
— тепловые сопротивления катушки (трансформато-
ра, дросселя)
— тепловое сопротивление катушка — окружающая
среда
— тепловое сопротивление сердечник — окружающая
среда
11
Rr — тепловое сопротивление гильзы катушки
— сопротивление обмотки дросселя фильтра
Го, гп
-г- внутреннее сопротивление выпрямителя, ставили
Г О ДИН. ГН дин
затора по постоянному току
Г дин гдиФ
Zc
ГК- ГЭ
ГБ
xL, X,
— внутреннее динамическое сопротивление вы-
прямителя, стабилизатора
— динамическое, дифференциальное сопротивление
выпрямительного диода
— дифференциальное сопротивление стабилитрона
— внутреннее сопротивление транзистора
— последовательное сопротивление'потерь диода
— последовательное эквивалентное сопротивление
конденсатора (сопротивление потерь)
— полное сопротивление конденсатора
— сопротивление обмоток трансформатора приведен-
ное к фазе вторичной обмотки
— сопротивление первичной, вторичной обмоток
трансформатора
— сопротивление коллектора, эмиттера транзистора
— сопротивление базы транзистора
— реактивные сопротивления индуктивности, емко-
сти
Ор.с
Р пр-ср
Р обр.ср
Р вос.обр
Рт
Pep max г,
Ру-и max т,
Ру.ср max т
?К’ max
Рг
^уд
Ре, Рм, Ртр
Pt. Р2
Рз
Р», Pl
Рос
Рр
ги
— тепловая проводимость между радиатором и окру-
жающей средой
Мощность
— средняя прямая рассеиваемая мощность
выпрямительного диода
— средняя обратная рассеиваемая мощность
выпрямительного диода
— рассеиваемая мощность диода при обрат
ном восстановлении
— рассеиваемая мощность тиристора
— максимально допустимая средняя рассеи-
ваемая мощность тиристора
— максимально допустимая импульсная,
средняя мощность на управляющем элект
роде тиристора
— мощность потерь, максимальная мощность
потерь в транзисторе
— габаритная мощность трансформатора
— удельные потери в магннтопроводе
— потери в стали, меди катушки и трансфор-
маторе
— мощность первичной, вторичной обмоток
трансформатора
— мощность обмотки, имеющей отвод от
средней точки
— мощность потерь в выпрямителе дросселе
фильтра
— мощность потерь в цепи обратной связи
— мощность, рассеиваемая радиатором
— мощность нагрузки выпрямителя, стаби-
лизатора
12
Время и частота
J — частота
fc. fc max — частота питающей сети, ее максимальное значение
— частота преобразования
— частота пульсации выпрямленного напряжения
Мс — круговая частота питающей сети
*вос обр — время обратного восстановления диода
тэфф — эффективное время жизни неравновесных носителей
заряда в базе диода
<вил /выил — время включения, выключения транзистора
Тп' — период преобразования
/р — резонансная частота
*«> та.ф> М — постоянная времени звена пассивного фильтра,
активного фильтра', контура обратной связи е филь-
тром
тт — постоянная времени транзистора
/рас — время рассасывания заряда биполярного транзисто-
ра
/р д — время рассасывания заряда выпрямительного диода
Температура
Т
Тк, тп
Т'с» Тс max
Т'е min
ДТс
Д^И-Т
А к п
max
&и- ср
Т’п.к
' Р max
ЛТр
а b с, h
d, D
fwt lc
la
S • «о
GK, Gc, Gt
Gu
Wlt
— температура
— температура корпуса, перехода полупроводни-
кового прибора
температура окружающей среды, ее максималь-
ное и минимальное значения, °C
— изменение температуры окружающей среды
— перепад температуры в катушке трансформато-
ра
— поверхностное превышение температуры катуш-
ки (перегрев)
— максимальное превышение температуры в ка-
тушке
— среднее превышение температуры в катушке
— температура поверхности катушки
— средняя поверхностная температура радиатора
максимальная температура радиатора в месте
крепления полупроводникового прибора
— перегрев радиатора
Размеры и масса
— обозначения геометрических размеров разрезных
магннтопроводов
— внутренний и наружный диаметры тороидаль-
ного магнитопровода
— средняя длина витка обмотки и магнитной сило-
вой линии
— немагнитный зазор в магннтопроводе
— сечение стали, меди обмотки и площадь окна
трансформатора, магнитного усилителя
- масса катушки, магнитопровода, трансформатора
— масса источника электропитания
— число витков первичной и вторичной обмоток
трансформатора
13
W’o
Vc, VK
nT. nK.
flc> Пг
6
ft, лс
6P
гн- гвк
«3
la
S
"c
^nep-
— число витков ив 1 В напряжения
— объем магнитопровода, катушки трансформатора
- поверхность охлаждения трансформатора, ка-
тушки сердечника, гильзы
- толщина магнитного материала
толщина зазора между обмотками
высота обмотки и высота секции обмотки транс-
форматора
— толщина гильзы трансформатора
— радиус наружный, внутренний катушек, при-
веденный к цилиндрической форме
— число зазоров в магиитопроводе трансформатора
— длина зазора в магиитопроводе
— число стержней магнитопровода
— число параллельно включаемых конденсаторов
— число диодов, включаемых параллельно, после-
довательно
Магнитные величины
В, Вт В —индукция, максимальная индукция, индукция насы
ще ия
Н, Нт —напряженность магнитного поля, его максимальное
значение
Ls I-2 — индуктивность рассеяния, первичной вторичной об-
моток трансформатора
Функциональные коэффициенты, характеристики
/<ст — коэффициент стабилизации
Кп 01 — коэффициент пульсации по первой гармони-
ке
п — коэффициент трансформации
kr — коэффициент приведения сопротивления ко
вторичной обмотке трансформатора
kL — коэффициент приведения индуктивности
рассеяния ко вторичной обмотке трансфор-
матора
а1(1 ун — температурные коэффициенты напряжения
стабилизатора, %/°С и мВ/°С соответственно
k0 — коэффициенты заполнения стали и окна маг-
нитопровода
т]в, т]т т]и, — КПД выпрямителя, трансформатора, преобра-
t]CT, т]п зователя, стабилизатора, источника питания
— коэффициент формы переменного напряжения
<рн — угол между током н напряжением в нагрузке
ф, — угол между током и напряжением на первич-
ной стороне трансформатора
kn t — коэффициент перепада температуры в ка-
тушке трансформатора
kK — температурный коэффициент увеличения
сопротивления обмотки
ас, ап — коэффициент относительного изменения на
пряжения питающей сети переменного, по-
стоянного тока в сторону повышения
14
bc, btl — коэффициент относительного изменения пи-
тающего напряжения сети переменного
постоянного тока в сторону понижения
Ло, Ве, — вспомогательные коэффициенты при расчете
Do, ft? выпрямителей
А?нас — коэффициент насыщения транзистора
fenulI — коэффициент динамических потерь преобра-
зователя
у — коэффициент заполнения импульсов
Q — скважность
вф. Qct — коэффициент сглаживания пульсации фильт-
ра, стабилизатора
й110, Лцэ — входное сопротивление, статический коэф-
фициент передачи тода транзистора в схеме
ОЭ
ц.г — коэффициент усиления транзистора по на-
пряжению
У21э — статическая • крутизна прямой передачи
транзистора в схеме ОЭ
р — удельное электрическое сопротивление мате-
риала обмотки трансформатора, дросселя
/ — плотность тока в обмотке трансформатора,
дросселя
vM у — кратность изменения напряжения на маг-
нитном усилителе
КнР — коэффициент нагрузки транзистора по мощ-
ности
Кр — относительный коэффициент потерь мощно-
сти в транзисторе
Мп — коэффициент переключения тиристора
Л‘в1 — коэффициент передачи по напряжению вы-
прямителя
— коэффициент, характеризующий схему вы-
прямления
/Сп.а — коэффициент передачи измерительного эле-
мента
йр т — коэффициент, характеризующий отношение
мощности регулирующего трансформатора к
мощности цагрузкн
а — отношение сопротивлений дросселя и на-
грузки в импульсном стабилизаторе
Ко Komin, Котах —коэффициент ослабления помех, его мини-
мальное и максимальное значения
^a.ф — коэффициент ослабления помех активным
фильтром
Sr, — крутизна регулирующего элемента
Кэ.с — коэффициент электромагнитной связи кон-
туров фильтра-
X — коэффициент теплопроводности
с — теплоемкость
а,- — коэффициент теплообмена конвекцией
Ку.п.т> Кы.у — коэффициент усиления усилителя постоян-
ного тока, магнитного усилителя
15
Классификация. Основные термины
и определения
Электропитание радиоэлектронной аппаратуры осуществляется
средствами вторичного электропитания, которые подключаются к
источникам первичного электропитания, преобразуют их перемен-
ное или постоянное напряжение в ряд выходных напряжений раз-
личных номиналов как постоянного, так и переменного тока с харак-
теристиками, обеспечивающими нормальную работу РЭА в задан-
ных режимах. Для выполнения этих задач в состав средств вторич-
ного электропитания входят как сами источники питания, так и ряд
дополнительных устройств, обеспечивающих их работу в составе
комплекса РЭА.
Ниже на рис. 1 приведена структурная схема классификации
средств вторичного электропитания в соответствии с ГОСТ 19157—
73, иа которой показаны входящие составные части: системы вто-
ричного электропитания, источники вторичного электропитания,
блоки управления, распределеиия и сигнализации и входящие
в них функциональные узлы. Здесь также показаны (пунктирной
линией) источники входной электроэнергии переменного и постоян-
Класснфнкация средств вторичного электропитания РЭА
16
кого тока, которые хотя и не входят в состав средств вторичного
электропитания, но их характеристики оказывают существенное
влияние иа структуру построения системы вторичного электропита-
ния и расчет ее составных частей.
При классификации средств вторичного электропитания исполь-
зованы термины, определенные Государственными стандартами, а
также часто встречающиеся в научно-технической литературе
Средства вторичного электропитания — составная часть любой
радиоэлектронной аппаратуры, которая входит в нее и, используя
энергию от систем энергоснабжения промышленной частоты нли ав-
тономных источников питания, формирует необходимые для работы
комплекса РЭА питающие напряжения с требуемыми параметрами.
Система вторичного электропитания — совокупность функцио-
нально связанных источников вторичного электропитания, устройств
управления , коммутации, распределения, защиты, контроля н сиг
налнзацни, предназначенная для подключения к системам или авто-
номным источникам энергоснабжения н обеспечивающая по за-
данной программе электропитанием все цепи радиоэлектронной ап-
паратуры.
По выходной мощности системы вторичного электропитания раз-
деляются на три группы: малой мощности — до 200 Вт, средней
мощности — от 200 до 2000 Вт и большой мощности — свыше 2000
Вт
Источники вторичного электропитания составляют основу всех
средств и систем электропитания РЭА. Это устройства, предназна-
ченные для преобразования входной электроэнергии переменного
нли постоянного тока и обеспечения электропитанием отдельных
цепей радиоэлектронной аппаратуры. Они могут состоять из блоков
питания или комплекта функциональных узлов (субблоков); в свою
очередь, в состав блока питаиня входит ряд функциональных узлов
различного назначения
Блок вторичного электропитания (блок питания) — источник
вторичного электропитания, выполненный в виде единой конструк
ции.
Комплект функциональных узлов — источник вторичного эле-
ктропитания состоящий из двух и более функциональных узлов,
встраиваемых непосредственно в радиоэлектронную аппаратуру, но
не объединенных в единую конструкцию.
Функциональные узлы источников вторичного электропитания—
устройства, выполняющие одну или несколько определенных
электрических функций (выпрямление, фильтрацию стабилизацию н
др.) в составе ИВЭ или системы вторичного электропитания. Функ-
циональные узлы ИВЭ характеризуются рядом признаков: условия-
ми эксплуатации, выполняемыми функциями, входными и выходны-
ми параметрами, элементной базой
Источники вторичного электропитания классифицируются по
следующим основным признакам
По виду входной электроэнергии — на
ИВЭ, работающие от сети переменного напряжения (однофазной или
многофазной), ИВЭ, работающие от сети постоянного напряжения,
и ИВЭ, работающие от сетей переменного и постоянного напряже
ний
По выходной мощности — мнкромощные источни
ки питания с выходной мощностью до 1Вт, малой мощности (от 1 до
10 Вт), средней мощности (от 10 до 100 Вт), повышенной мощности
(от 100 до 1000 Вт) и большой мощности (свыше 1000 Вт).
17
По виду выходной электроэнергий — на
ИВЭ с выходом на переменном токе (однофазные и многофазные),
ИВЭ с выходом на постоянном токе н комбинированные — с выхо-
дом иа переменном и постоянном токе.
По' номинальному значению выходного
напряжения — низкое (до 100 В), среднее (от 100 до 1000 В),
высокое (свыше 1000 В).
По степени постоянства выходного на-
пряжения — псстабнлизнрующне и стабилизирующие ИВЭ.
По допустимому отклонению номинала
выходного напряжения — низкой точности (свыше
5%), средней (от I до 5%), высокой (от 0,1 до 1%) и прецизионные
(менее 0,1%).
По пульсации — ИВЭ с выходом на постоянном токе
делятся па три группы: с малой (менее 0,1%), средней (от 0,1 до
1%) и большой (свыше 1%) пульсациями выпрямленного выходного
напряжения.
По числу выходов питающих и а п р я ж е-
н н-й — одноканальные ИВЭ, имеющие один выход, н многоканаль-
ные, имеющие два и более выходов питающих напряжений.
По способу стабилизации напряжения
— ИВЭ с непрерывным регулированием и ИВЭ с импульсным регу-
лированием.
По методу стабилизации напряжен и я—
параметрические и компенсационные стабилизаторы источников
вторичного электропитания. В параметрическом стабилизаторе от-
сутствует цепь обратной связи и стабилизация выходного напряже-
ния осуществляется за счет использования не. «нейных элементов,
входящих в его состав, в компенсационном — за счет воздействия
изменения выходного напряжения (тока) па его-регулирующее уст-
ройство через цепь обратной связи.
Компенсационные стабилизаторы могут выполняться с последо-
вательным или с параллельным включением РЭ относительно nai руз-
кп.
ЧАСТЬ ПЕРВАЯ
ОБЩИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ, ЭЛЕМЕНТЫ
И УЗЛЫ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Глава первая
Общие характеристики источников вторичного
электропитания
1.1. Требования, предъявляемые к источникам
вторичного электропитания
Характеристики входной электроэнергии
При проектировании и расчетах ИВЭ учитываются следующие
основные параметры источников входной электроэнергии
1. Номинальное напряжение питающей сети переменного тока
С/с или постоянного тока Ua, В.
2. Предельные значения отклонения напряжения питающей се-
ти переменного тока Ucmax и ^cmini постоянного тока Ua тах и
Uamin, В, или относительное изменение питающей сети
в сторону повышения
°с = (^с max ^с)/^с! (l.la)
сп = (^п max — (1 16)
в сторону понижения
^с=(^с — UC mln)lUc,\ (1.2а)
ba = (Un—UB min)/Un (1.26)
Изменение входного пнтзющего напряжения сети переменного
токз
ДУс = Uс max—-Ucmin (Дс + ^с)^с (13а)
и постоянного тока
Д(7П — max— Un min = (Лп + ^п) (1.36)
3. Провалы и выбросы напряжения питающей сети, их амплиту-
да, %, и длительность, с.
4. Частота питающей сети fc и пределы ее изменения fc тах и
Ac min- Гц.
5. Число фаз питающей сети переменного тока.
6. Искажение формы кривой входного синусоидального напря-
жения, которое учитывает наличие высших гармоник в кривой по-
требляемого тока и характеризуется коэффициентом искажения
19
формы,%, определяемым как отношение первой гармоники тока сети
к действующему значению тока /е.д. потребляемого от сети источ-
ником питания
. Лч
Лф=—^--100 (1 4)
7 с. л
При синусоидальном напряжении и токе = 1 Прн расчетах
напряжение входной сети можно считать синусоидальным, если иска-
жение формы кривой не превышает 6—7%.
7. Уровень и частота модуляции напряжения питающей сети.
Этот параметр необходимо учитывать при расчетах сглаживающих
фильтров в ИВЭ, работающих от сети с повышенной частотой (400,
1000 1 ц).
Уровень низкочастотной модуляции может достигать 0,5—1%,
а частота равна л/60, где п — частота вращения вала генератора нлн
электромашинного преобразователя [ 1J.
8. Уровень помех по входным шинам питания. Эти помехи осо-
бенно ощутимы в автономных системах единого питания ограничен-
ней мощности постоянного тока, в которых от одного источника пита-
ются одновременно радиоэлектронная аппаратура, электромоторы,
реле, контакторы н другие электромеханические устройства Синусо-
идальные помехи могут составлять 1—3% от (7П, а частота помехи от
50 Гц до 150 кГц. Импульсные помехи могут достигать 5—10% от
Un, а длительность импульсов от 1 —10 мкс до 100 мс, частота повто-
рения — от единиц до десятков килогерц. Эти помехи должны учи-
тываться при расчетах входных и выходных фильтров.
Технические требования
К источникам вторичного электропитания предъявляются сле-
дующие специальные технические требования, которые указываются
в техническом задании на разработку.
Электрические требования
1 Номинальное значение выходного питающего напряжения
постоянного тока и допуск на точность его установки в вольтах дол-
жны выбираться из следующего ряда. 0,25; 0,4 0,6; 1,2; 2,4, 3,0;
4 0; 5,0, 6 0 (6,3)- 9,0 (10); 12 0 (12,6); 15; 20 24; 27; 30 40 48 60;
80 100 (125); 150; 200; 250 (300); 400 (500); 600; 800, 1000; 1250;
1500; 2000; 2500; 3000, 4000; 5000; 6000; 8000; 10000; 12000; 15000;
20000, 25000.
Номинальные значения напряжений переменного тока в воль-
тах действующего значения должны выбираться из ряда 1,2; 2,4;
3,15; 5,0; 6 0 (6,3); 12 (12,6); 15, 24; 27; 36, 40, 60; 80; 110 (115);
127; 200- 220; 380.
Напряжения, указанные в скобках, применять, не рекоменду-
ется, прн необходимости их применение должно быть согласовано
в установленном порядке.
Практически номинальные значения выходного напряжения оп-
ределяются элементной базой проектируемого комплекса РЭА и ог-
раничиваются небольшим числом номиналов напряжений, напри-
мер, для аппаратуры на интегральных микросхемах (аналоговых и
логических) используются напряжения 5, 6, 9, 12, 15 В Для пери-
ферийных и ыходиых устройств ЭВМ, а также некоторых видов
20
радиоаппаратуры на транзисторах этот ряд дополняется напряже-
ниями 20, 27, 40 В.
Допуск на точность установки поминала напряжения опреде-
ляется выбранной элементной базой и требованиями к выходным па-
раметрам РЭА.
2. Значение тока нагрузки по каждой выходной цепи питающе-
го напряжения и характер его изменения в пооцессе работы. При им-
пульсном потреблении тока указываются его параметры: амплитуда,
длительность импульса, длительность фронта, частота повторения
Для унифицированных ИВЭ широкого применения номинальные
значения тока выбираются из установленного ряда по ГОСТ 18275—
72. Для ИВЭ частного применения значение тока нагрузки п
’каждой цепи определяется техническим заданием.
3. Переменная составляющая (пульсация) выходных напряже-
ний постоянного тока задается в процентах от номинального напря-
жения илн в абсолютных значениях; прн этом должно быть указано,
в каких значениях измеряется пульсация; действующих, амплитуд-
ных или по двойной амплитуде (от пика до пика). Это требование
весьма существенно для современных ИВЭ с высокочастотным им-
пульсным преобразованием энергии, с импульсным регулированием
или с тиристорными регулируемыми выпрямителями, в которых под
видом пульсации скрываются трн ее составляющие: собственно пуль-
сация выпрямленного напряжения, кратная основной частоте, шумы
С широким спектром частот, а также узкие пнковые выбросы.
Коэффициент пульсации выходных напряжений постоянного то-
ка определяется требованиями аппаратуры и задается из следующе-
го ряда: 0,01; 0,02; 0,03; 0,05; 0,1; 0,2; 0,3; 0,5; 1; 2; 3; 5%.
4 Суммарная нестабильность выходного напряжения при воз-
действии всех дестабилизирующих факторов задается в процентах
от номинального напряжения:'0,1; 0,5; 1,0; 2,0; 3,0; 5,0; 10%. Для
контроля параметров ИВЭ в процессе их изготовления и испытаний
задаются частные нестабильности выходного напряжения:
нестабильность по напряжению — допустимое изменение выход-
ного напряжения при заданных пределах изменения входного напря-
жения питающей сети и неизменном токе нагрузки; прн этом указы-
вается характер изменения сети — плавный или скачкообразный;
нестабильность по току — допустимое измЩ ение выходного на-
пряжения при заданных пределах изменения тока нагрузки и не-
изменном входном напряжении питающей сети. Этот параметр
определяет внутреннее сопротивление ИВЭ при медленных измене-
ниях тока При импульсном потреблении тока указывается допусти-
мое динамическое внутреннее сопротивление или частотная хар ктё
ристика;
температурная нестабильность (ТКН) — допустимое изменение
выходного напряжения при изменении температуры окружающей
среды в заданных пределах. Обычно температурная нестабильность
задается совместно е частными нестабильностями по напряжению и
току.
Нестаб! льности и пульсации выходных постоянных напряже-
ний являются важнейшими параметрами, которые оказывают суще-
ственное влияние на массогабаритиые характеристики ИВЭ, по-
скольку для их реализации требуется применять сложные схемно-
технические решения, большее число элементов. В качестве примера
в табл 1 1 приведены типовые требования к качеству потребляемой
энергии для некоторых видов приборов РЭА.
21
Таблица 11
Типовые требования к напряжениям питания
Вид аппаратуры Напряже нне В Вид пот- ребляемо- го тока Неста- бильность Пульсации. % (амплитуд- ное значе- ние)
Радиоприемные устройства: 5; 6 Постоя н-
входные каскады 3—5 0,1—0,01
иый
УПЧ 6 То же 3—5 0,5—1
выходные каскады 12; 15 > 5—10 0,2—1
Маломощные радиоперсдаю щис устройства' 5 9
задающие генераторы » 5 1—2
усилители мощности Приборы вычислительной тех- 12; 24 » 10 1—2
нкки
ПЗУ 5; 9 Импульс - ный 5-7 1—2
арифметические устройства 5; 12 » 7—10 1—2
устройства отображения ин- 5; 12; » 10 1—2
формации 27
периферийные устройства 20; 27 > 10 1—2
Приборы автоматики ц телеме- 5,6; Постоя н- 5—10 1—2
ханики ±15 ный
Операционные усилители ±15 То же 10 0,5—1
5. Коэффициент полезного действия ИВЭ или потребляемая
мощность от источника первичной энергии в различных режимах
работы: непрерывном, повторно-кратковременном нли импульсном.
Значение КПД зависит от многих факторов: уровня выходного на-
пряжения и мощности, способа регулирования и требуемой точности,
гальванической развязки от входной питающей сети и др. Обобщен-
ные данные КПД для ИВЭ с выходным напряжением до 100 В и
мощностью до 100 Вт приведены в табл 1.2.
Таблица 12
Типовые значения КПД для стабилизирующих
источников вторичного электропитания
Способ стабилизации Значения выходного напряжения, В
До 2,4 От 2,4 до 5 От б до 15 Свыше 15
Непрерывный 0,25—0,35 0.35—0,4 0,4—0,5 0,5-0,55
Импульсный 0,4—0.45 0,45—0,55 0,65-0,75 0,7—0,8
Комбинирован- ный 0,3—0,35 0,35—0,45 0,45—0,55 0,55—0,65
22
6. Гальваническая развязка выходных цепей пдтания от шин
источника входной электроэнергии.
7. Частота преобразования, ограничение по ее выбору, необхо-
димость регулировки частоты преобразования в заданных пределах
и возможность синхронизации ее от внешнего задающего генератора
или соседнего источника питания (для ИВЭсо статическими преобра
зователями).
8. Электрическая защита потребителя от превышения выходного
напряжения, допустимый уровень превышения питающего напряже-
ния
9. Электрическая защита источника питания от перегрузки или
короткого замыкания в нагрузке, автоматическое восстановление
работоспособности источника питания при снятии перегрузки или
короткого замыкания в нагрузке
Для источников питания с выходом иа переменном токе указы-
ваются дополнительные требования, характеризующие специфику их
работы:
1. Характер стабилизации выходного напряжения по какому
значению переменного напряж ния должно осуществляться регули
роваине — действующему, среднему или амплитудному.
2. Допустимое искажение формы кривой выходного напряже-
ния
3. Характер нагрузки ее коэффициент мощности (cos <р)
Эксплуатационные требования
1 Надежность — значение вероятности безотказной работы в
течение заданного промежутка времени или среднее значение време-
ни наработки иа отказ. Для резервированной аппаратуры задаются
способы резервирования ее источников питания - наличие горяче-
го или холодного резерва или троирование при мажоритарной систе-
ме построения необслуживаемой аппаратуры с длительным сроком
службы.
2. Время готовности источника питания или время выхода его
на режим, когда выходные напряжения достигают заданного уровня
3. Способы дистанционного управления источником питания,
сигналы на его включение и отключение, а также порядок включения
и отключения источников питания или отдельных цепей выходного
напряжения.
4. Способы сигнализации о неисправностях в источниках пита-
ния, телеметрии выходных напряжений или контроля их уровня.
5. Режим и длительность работы — непрерывный, повторно
кратковременный или импульсный.
6. Работоспособность в условиях воздействия механических
факторов: вибрации, ускорения, ударов, транспортирование различ-
ными видами транспорта иа заданные расстояния.
7. Работоспособность в условиях воздействия климатических
факторов: максимальной и минимальной температуру, давления,
влаги или после воздействия термоциклов заданных режимов и про-
дол жнтел ьиости.
8. Безопасность и простота обслуживания, особенно для высо
ковольтиых источников питания и ИБЭ медицинской аппаратуры.
9. Ремонтопригодность источников писания и требования к ре-
монтно-диагностическим стендам
10. Требования и объем эксплуатационной документации на пс
точники питания.
23
Конструктивно технологические требова! ия
Конструкция источников питания должна быть совместимой
с аппаратурой, для которой они разрабатываются. Кроме того,
к ИВЭ предъявляются ряд специфических конструктивно-технологи-
ческих требований, основными из которых являются следующие.
1 Масса устройств электропитания должна быть минимальной.
2. Способ охлаждения ИВЭ используется принятый для комп-
лекса в целом, указывается наличие обдува или централизованного
теплоотвода («холодной балки») — тепловой трубы или других
средств обеспечения теплового режима элементов
3. Технологичность конструкции и преемственность конструк-
тивных решений
4. Требования по уннфнкации и стандартизации.
5. Конструкция ИВЭ должна исключать возможность случайно-
го сдвига органов регулирования При повороте органа регулирова-
ния по часовой стрелке должно происходить увеличение регулируе-
мого параметра: напряжения, частоты и т.п.
Некоторые перечисленные требования являются взаимно-проти-
воречивыми. Например, для обеспечения высокой надежности необ-
ходим;© уменьшать коэффициенты нагрузки элементов, снижать тем-
пературу нагрева полупроводниковых приборов за счет увеличения
массы и габаритов теплоотводов, что приводит к увеличению массы
и габаритов ИВЭ в целом. Основной и наиболее трудной задачей
разработчика при проектировании ИВЭ является отыскание компро-
миссных решений, при которых наряду с обеспечением заданных
электрических требований удовлетворялись бы требования по
снижению массы приборов.
1.2. Параметры источников вторичного электропитания
Вторичные источники питания характеризуются рядом элект-
рических, эксплуатационных и массогабаритных параметров, кото-
рые обеспечивают нх работоспособность в составе радиоэлектрон-
ных комплексов. Электрические параметры разделяются на статичес-
кие, измеряемые при медленном изменении во времени возмущающих
факторов (входного напряжения питания, тока нагрузки, темпера-
туры и т д.), и динамические, измеряемые при быстром изменении
во времени возмущающих факторов (например, при скачкообразном
включении напряжения питания импульсном изменении тока на-
грузки). Ниже приводятся основные параметры ИВЭ.
1 Номинальное выходное напряжение выпрямителя Uo и пре-
делы его изменения верхний UOmax и нижний Uomin, В
мальное изменение напряжения выпрямителя
Д1/о Uо гпах — Uo min — (а0 ^о) Vo,
где
(Uo max Uo) , (Uo Vo min)
“• V. "•
2 Номинальное выходное напряжение стабилизатора
и пределы его изменения верхний UHwaxn ннжний 17н rain.
мальное изменение выходного напряжения стабилизатора
ДЬ/П — Un max Uh min
Макси-
(1.5)
UK В
Макси
(1 6)
24
3. Пределы регулировки выходного напряжения стабилизатора:
верхний рв таХг нижний UH per mint В.
4. Номинальное значение тока нагрузки выпрямителя 10, А, и
пределы его изменения максимальное /Отох н минимальное /omfn.
5. Номинальное значение тока нагрузки стабилизатора и пре-
делы его изменения: максимальное 1итах и минимальное lnmin
6. Нестабильность выходного напряжения, которая определя-
ется как отношение изменения выходного напряжения Д1/п к иоми
нальиому значению выходного напряжения стабилизатора U„ при
заданных изменениях входного напряжения или тока нагрузки.
Коэффициент нестабильности (нлн нестабильность) по напряже-
нию 6(/и, %, определяется при заданном изменении входного пита
ющего напряжения на величину Д (7ВХ и /и = const:
(Д17н){/ '
- —100 (17)
‘'н
Коэффициент нестабильности по току 6 Un определяется при за-
данном изменении тока нагрузки на величину Л/ц = /Нтох —
— inmin при Uo = const:
(Д1/н)7
=---------100, ' (1.8)
где индексы <17» и «/» означают, что изменения выходного напряже-
ния Д(7Н измерены при изменении входного напряжения питания н
выходного тока нагрузки соответственно.
7. Наряду с коэффициентом нестабильности для характеристи-
ки стабилизирующих свойств ИВЭ используется коэффициент стаби-
лизации по напряжению КСт< который показывает, во сколько
раз относительное изменение входного напряжения больше относи-
тельного изменения выходного напряжения при неизменном токе
нагрузки
Д^о/Уо
" Д(/„/(Ун
(1.9)
Следует отметить, что при определении коэффициента стабили-
зации по отношению к изменению выпрямленного напряжения Uo
из-за внутреннего сопротивления выпрямителя коэффициенты а0 >
Qc и 0 fcc.
8. Амплитуда переменной составляющей (пульсации) напряже-
ния: на входе фильтра U'o~, на его выходе на выходе стаби-
лизатора ии~.
Значение пульсации задается коэффициентом пульсации ka,
который выражается в относительных единицах, например на входе
выпрямителя
*'п0
нлн в процентах
А' = f/°~--ioo
n° UI
Для уменьшения пульсации на выходе выпрямителя включается
сглаживающий фильтр, действие которого можно характеризовать
коэффициентом фильтрации кф ф, который определяется, как отно-
шение значений пульсации на входе и выходе фильтра кф ф =
= Uo.jUo~ или стабилизатора кф.Ст —
25
Коэффициент фильтрации не учитывает падения напряжения
на активном сопротивлении фильтрующего звена. Более точно сгла-
живающее действие фильтра оценивается коэффициентом сглажива-
ния пульсации q, который определяется как отношение коэффи-
циентов пульсаций на входе н выходе выпрямителя:
9Ф = *по/Л1ю (1.10а)
или на входе и выходе стабилизатора
?ст — ^но/н ( Об)
Здесь kno = — коэффициент пульсации на выходе вы-
прямителя Лп.к = UuZi Un — коэффициент пульсации иа вы-
ходе стабилизатора
Для большинства сглаживающих LC-фильтров низковольтных
выпрямителей активным сопротивлением дросселя можно пренеб-
речь и тогда
^Ф ф ~ *7ф (I -11)
9 Внутреннее сопротивление постоянному току выпрямителя
г0 и стабилизатора г„, которое определяет изменение выходного на-
пряжения выпрямителя Д{/0 или стабилизатора &UU при медленном
изменении тока нагрузки на величину Д/о или Д/к, соответственно
равны.
г0= Д^/Д/ (1 12а)
г„ = Д(/н/Д/„. (1.126)
10 Внутренние динамические сопротивления выпрямителя
гв д|1н и стабилизатора гк.д|1н, которые определяют импульсные изме-
нения выходного напряжения выпрямителя Д(701, и стабилизатора
Д(/„ „ при импульсном изменении тока нагрузки выпрямителя Д/Ои
или стабилизатора Д7п.ц соответственно при постоянном входном на-
пряжении
дин = Д0/он'/Д^ои" (1.13а)
гв.лии — ^ии.н/Д/„ |,. (I 136)
11. Температурный коэффициент напряжения а„. %/°C (ТКН)
показывает изменение выходного напряжения стабилизатора при
изменении температуры окружающей среды Тс иа 1° С:
или уи, мВ/°С
Ун =• Д^ц/ЛГс (1 146)
Значение Д7'с определяется по заданной максимальной Тстах и
минимальной Tt. ,nin температурам окружающей среды•
ЛТ’с = 7\. шях—T^cmin- (1-1о)
12. Суммарная нестабильность выходного напряжения стабп-
лнзато| a 0L'u,%. прн одновременном воздействии всех возмущающих
факторов определяется как сумма соответствующих коэффициентов
нестабильности для каждого фактора с учетом знака его изменения:
б1/11-ви11(У>+6</11(О+а11Д7\.. (I 16)
26
13. Коэффициенты полезного действия выпрямителя т)в, стаби-
лизатора 7)ст> преобразователя т)п определяются как отношение по-
лезной мощности, отдаваемой в нагрузку, к мощности, потребляе-
мой от источника входной электроэнергии
Цв—PoiP С» Лст==^>Лп=^>н/^> П- (1-17)
14. Коэффициент мощности х является энергетической характе-
ристикой стабилизирующих ИВЭ, потребляющих энергию от источ-
ника переменного тока. Он зависит от коэффициента искажения фор-
мЫ кривой тока k$, косинуса сдвига фазы cos <р между первыми гар-
мониками тока и напряжения питающей сети и определяется как
отношение активной мощности Р, потребляемой от первичной сети,
к полной мощности Ps:
х = Р/Ра — Аф cos q>. (1.18)
Значение Аф определяется по формуле (1.4).
15 Время готовности источника питания определяется интер-
валом времени между моментом подачн входного напряжения и мо-
ментом, после которого параметры ИВЭ удовлетворяют заданным
требованиям с учетом установленных допусков. Процесс установ-
ления выходного напряжения в стабилизирующих источниках пита-
ния может быть апериодическим или колебательным. Прн колеба-
тельном характере установления выходного напряжения обязатель-
ным является ограничение амплитуды перерегулирования, которая
не должна превышать максимально допустимого значения выходного
напряжения.
Эксплуатационные и массогабарнтные параметры источников
вторичного электропитания
1. Надежность — определяется как вероятность безотказной
работы Р (/) в течение заданного промежутка времени tp
P(t) = e~^ Р, (1.Ю)
где — суммарная интенсивность отказов электрорадноэлсмен-
тов схемы ИВЭ с учетом их коэффициентов нагрузки и условий экс-
плуатации.
2. Время непрерывной работы /р указывается в ТЗ. В зависимо-
сти от заданного времени непрерывной работы решается вопрос о ре-
зервировании системы вторичного электропитания для выполнения
заданной надежности всего комплекса. РЭА.
3. Масса источника питания G„, его объем Уи и габаритные раз-
меры характеризуют ие только показатели его конструкции; по ним
можно судить, какую часть массы и объема комплекса РЭА занимают
ИВЭ.
4. Удельные параметры источников питания характеризуются
выходной мощностью Ри, Вт, приходящейся на единицу массы Си.
кг, илн объема VH, дм3.
Удельная мощность ум, Вт кг, отнесенная к массе
fM-P„/G„. (1.20а)
Удельная мощность у,., Вт дм3, отнесенная к объему:
То - Рч Уи. (1.206)
27
Следует отмстить, что сравнивать по удельным показателям мож-
но только идентичные приборы, разработанные для одинаковых ус-
ловий эксплуатации, питающиеся от входной сети с одинаковыми ха-
рактеристиками.
1.3. Типовые структурные схемы источников вторичного
электропитания
Выпрямители
К простейшим источникам питания относятся выпрямители и
трансформаторы, в которых выходное выпрямленное или.перемен-
ное напряжения изменяются при изменении входного напряжения
питания или тока нагрузки.
В источниках вторичного электропитания находят применение
нерегулируемые и регулируемые выпрямители, выполняемые на
полупроводниковых приборах: диодах, тиристорах или транзисто-
рах.
Выпрямители нерегулируемые выполняются на полупроводнико-
вых диодах по структурной схеме, приведенной на рис. 1.1. Здесь
на первичную обмотку трансформатора TV подается переменное на-
пряжение питающей сети 17с, а вторичная обмотка, рассчитанная с
определенным коэффициентом трансформации для получения требуе-
мого выпрямленного напряжения (70, подключена к диодам выпрями-
теля В, соединенным по определенной схеме. Фильтр Ф сглаживает
пульсации выпрямленного' напряжения до требуемого уровня.
Выходное постоянное напряжение (70 на рис. 1.1 не регулирует-
ся внешними органами; оно может быть незначительно уменьшено
или увеличено скачком за счет соответствующей перепайки отводов
обмоток трансформатора, если они предусмотрены в нем. Трансфор-
матор в схеме выпрямителя не только устанавливает требуемый уро-
вень выпрямленного напряжения, но и обеспечивает гальваническую
развязку и электрическую изоляцию выходных цепей от первичной
сети питания.
Выпрямители регулируемые выполняются на тиристорах. На
рис. 1 2 приведена структурная схема регулируемого выпрямителя, в
состав которой входят силовой трансформатор TV, на вход которого
подается переменное напряжение питающей сети Uc, регулирующие
вентили — тиристоры ВР, схема управления включением тиристоров
СУ и сглаживающий фильтр JP Регулирование выходного напряже-
ния Uo достигается за счет изменения угла включения тиристоров
При этом с увеличением угла включения выходное выпрямленное на-
пряжение уменьшается. Фазирование угла включения тиристоров
осуществляется от переменного напряжения входной сети питания.
Таким образом, на рис. 1.2 тиристоры выполняют одновременно две
Рис. 1.1 Структурная схема не-
регулируемого выпрямителя
Рис. 1.2. Структурная схема регулируемого выпрямителя
28
функции: преобразуют переменное напряжение в постоянное и ре-
гулируют уровень выходного напряжения
Тиристорные регулируемые выпрямители применяются в источ-
никах питания для получения выпрямленных напряжений больше
5-j-10 В при токах нагрузки от единиц до десятков ампер.
Стабилизаторы напряжения и тока
Напряжение источников входной электроэнергии переменного
или постоянного тока, от которых питаются ИВЭ в силу разных
причин имеют широкие пределы изменения номинала: ±20—30%.
Кроме того, в процессе работы изменяется ток, потребляемый зп-
ларатурой. Поэтому большинство ИВЭ содержат в своем составе ста-
билизаторы напряжения и тока как простейшие параметрические,
так и более сложные — компенсационные.
Непрерывные стабилизаторы
Параметрический стабилизатор осуществляет стабилизацию
выходного напряжения за счет свойств вольт-амперных характерис-
тик нелинейного элемента, например стабилитрона, стабистора,
дросселя насыщения. Структурная схема параметрического стаби-
лизатора приведена на рис. 1.3. В ней нелинейный элемент НЭ
подключен к входному питающему напряжению 170 через гасящий
резистор /?г, а параллельно НЭ включена нагрузка У?ц. При изме-
нении входного напряжения 170 ток через нелинейный элемент НЭ
увеличивается, в результате чего возрастает падение напряжения на
гасящем резисторе так, что выходное напряжение на нагрузке оста-
ется постоянным. Стабильность выходного напряжения в параметри-
ческом стабилизаторе определяется наклоном вольт-амперной харак-
теристики НЭи является невысокой. Кроме того, в параметрическом
стабилизаторе нет возможности плавной регулировки выходного на-
пряжения и точной установки его номинала.
Непрерывный последовательный стабилизатор выполняется по
структурной схеме, приведенной на рис. 1.4, в которой регулирую-
щий элемент РЭ — транзистор, включенный последовательно с на-
грузкой Ru. При изменении входного выпрямленного напряжения
Оо или тока нагрузки в измерительном элементе НЭ, в который вхо-
дит сравнивающий делитель и источник опорного напряжения, вы-
деляется сигнал рассогласования, который усиливается усилителем
постоянного тока У ПТ и подается на вход регулирующего элемен-
та РЭ, изменяя его сопротивление по постоянному току таким обра-
зом, что выходное напряжение <7Н на нагрузке Йи сохраняется по-
стоянным с определенной степенью точности. Измерительный эле-
Рис 1.3. Структурная схе-
ма параметрического ста-
билизатора напряжения
Рис 1.4. Структурная схема не-
прерывного последовательного
стабилизатора
29
Рис. 1.6. Структурная схема стаби
лизатора с регулированием на
стороне переменного тока
Рис. 1.5. Структурная схема не-
прерывного параллельного ста
билизатора
мент ИЭ выделяет также сигнал переменной составляющей (пульса-
ции) выпрямленного напряжения н сглаживает ее регулирующим
элементом РЭ ца весьма малого уровня.
Непрерывный параллельный стабилизатор выполняется по
структурной схеме приведенной на рис. 1 5, в которой регулирую-
щий элемент РЭ — транзистор, включенный параллельно нагрузке
Ра Здесь выходное напряжение 1/я поддерживается постоянным за
счет изменения тока, протекающего через регулирующий элемент
РЭ. Например, при увеличении входного напряжения Uo возраста-
ет ток через РЭ, за счет этого увеличивается падение напряжения на
гасящем резисторе Rr иа приблизительно такую же величину, а вы
ходное напряжение UB остается стабильным С определенной степенью
точности. Прн изменении тока нагрузки стабильность выходного
напряжения поддерживается за счет того, что сумма токов разветвле
иия, протекающих через параллельно соединенные регулирующий
элемент РЭ и нагрузку Ра, остается неизменной.
Магнитнс-п лупроводниковые стабилизаторы с регулированием
иа стороне переменного тока выполняются по структурной схеме,
приведенной иа рис. 1.6. Здесь регулирующий элемент стабилиза-
тора РЭ включен в первичную обмотку трансформатора TV, иа вход
которого подается переменное напряжение питающей сети Uc а
слежение ведется за выходным постоянным напряжением 17н, по-
лучаемым после выпрямителя В и фильтра Ф Прн изменении вход-
ного напряжения Uc или тока нагрузки сигнал рассогласования,
выделенный измерительным элементом ИЭ через схему управления
СУ, подается на регулирующий элемент РЭ, который уменьшает или
увеличивает среднее (или действующее) значение напряжения па
первичной обмотке трансформатора TV таким образом, что выходное
напряжение Ua остается стабильным с определенной степенью точ-
ности. В качестве регулирующего элемента в этой схеме может ис-
пользоваться дроссель насыщения, транзистор или тиристор.
Если в качестве РЭ применен дроссель насыщения или тиристор,
включенный в диагонали диодного моста, то стабилизация выходного
напряжения 1/н осуществляется изменением среднего значения пере-
менного напряжения, поступающего на первичную обмотку транс-
форматора TV. Это изменение реализуется за счет вертикальной от-
сечки части синусоиды напряжения питающей сети Uc, т. е. измене-
нием угла включения (отсечки)
Транзистор в качестве регулирующего элемента РЭ в схеме иа
рис 1 6 может р ботать в линейном или в импульсном режимах, из*
меняя среднее значение переменного напряжения на первичной об-
30
Рис 1.7. Структурная схема
стабилизатора переменного на-
пряжения
на первичной обмотке транс-
мотке трансформатора TV так,
что выходное напряжение UH
остается стабильным. В линейном
режиме транзистор под действием
сигнала управления изменяет
свое выходное сопротивление от-
секая верхнюю часть синусоиды
входного питающего напряже-
ния Uc При работе в импульс-
ном режиме транзистор изменяет
скважность коротких импульсов,
заполняющих каждый полупернод
синусоиды входного напряже-
ния, изменяя тем самым среднее
значение переменного напряжения
форматора.
Стабилизаторы с регулированием на стороне переменного тока
находят применение в ИВЭ, потребляющих входную энергию пере-
менного тока промышленной или повышенной частоты для получения
низких илн высоких напряжений повышенной или большой мощно-
сти. Недостатком стабилизаторов такого типа является сравнитель-
но большие внутреннее сопротивление н пульсация выпрямленного
напряжения.
Стабилизаторы переменного напряжения используют также
принцип регулирования па стороне переменного тока. Структурная
схема такого стабилизатора приведена на рис 1.7. Здесь регулирую-
щий элемент РЭ, в качестве которого может быть использован дрос-
се ль насыщения, тиристор или транзистор, включен в первичную об-
мотку трансформатора TV, а измерительный элемент ИЭ следит за
выходным переменным напряжением Ucr. Цепь обратной связи за-
мыкается через схему управления СУ. Стабилизация выходного
перемени >го напряжения может осуществляться по среднему или
действующему значению в зависимости от выбранного типа измери-
тельного элемента.
Стабилизатор с двумя регулирующими элементами выполня-
ется по структурной схеме, приведенной иа рнс, I 8 Здесь
сочетаются два типа рассмотренных выше структур: стабилизатор
с регулированием по цепи переменного тока (см. рис 1.6),
выполненный на регулирующем элементе РЭ{ и схеме управле-
ния СУ, и непрерывный последовательный стабилизатор (см.
рис. 1.4), выполненный иа регулирующем элементе РЭ2 с измери-
тельным элементом ИЭ и усилителем постоянного тока УПТ.
Рис. 1.8. Структурная схема стабилизатора с двумя per лирующимн
элементами (РЭ{ включен на стороне переменного тока, РЭ2 — в це-
пи постоянного тока последовательно с нагрузкой)
31
Рис 1.9. Структурная схема тиристорного стабилизатора
Отличием в работе гервого стабилизатора является то, что его
измерительный элемент ИЭГ подключен не на выход выпрямленного
напряжения, снимаемого после выпрямителя В и фильтра Ф, а сле-
дит за падением напряжения иа регулирующем транзисторе РЭ2
Непрерывного стабилизатора поддерживая напряжение эмиттер-
коллектор РЭ2 постоянным при изменении входного напряжения
питающей сети Uc или при изменении тока, протекающего через на-
грузку /?„. Этим достигается существенное уменьшение мощности
потерь на регулирующем транзисторе РЭ2, уменьшаются габариты
его радиатора.
Тиристорный стабилизатор выполняется по структурной схе-
ме, приведенной на рис. 19В качестве регулирующего элемента в
стабилизаторе используются регулируемый выпрямитель ВР на ти-
ристорах. В отличие от регулируемого выпрямителя на рис. 1.2
здесь введен измерительный элемент ИЭ, подключенный к выходно-
му напряжению С/н, за которым осуществляется слежение в замкну-
той цепи регулирования. В тиристорном стабилиз ггоре осуществля-
ется фазовое управление стабилизацией выходного напряжения.
Синхронизация управляющих сигналов осуществляется с часто-
той переменного входного напряжения, подаваемого от трансфор-
матора TV на схему управления СУ.
При увеличении, например, входного напряжения питания воз-
растает уровень сигнала, поступающего от измерительного элемента
ИЭ на схему управления СУ, в которой происходит задержка вклю
чения тиристора на определенный угол, отсекая вертикальную часть
входной синусоиды так, что среднее значение выходного выпрям-
ленного напряжения UK остается постоянным с определенной точ-
ностью.
Импульсные стабилизаторы
Импульсный последовательный стабилизатор (понижающего ти-
па) выполняется по структурной схеме, приведенной на рис 1 10, а,
в которой регулирующий элемент РЭ и дроссель фильтра L включе-
Рис. 1.10 Структурная схема импульсного последовательного стаби
лизатора (понижающего типа)
32
ны последовательно с нагрузкой /?н. В качестве РЭ используется
транзистор, работающий в режиме переключений, при котором он
поочередно находится в режиме насыщения (когда ои полностью от-
крыт) или в режиме отсечки (когда он полностью закрыт). При от-
крытом транзисторе в течение времени ta (рис. 1.10, б) энергия от
входного источника постоянного тока Ua (или выпрямителя с выход-
ным напряжением 1/0) передается в нагрузку через дроссель L, в
котором накапливается избыточная энергия. При закрытом транзис-
торе в течение времени /л накопленная в дросселе энергия через
диод VD перед ется в нагрузку.
Период коммутации (преобразования) равен
Tn ~ "t ^п-
Частота коммутации (преобразования):
til 'Т'
(I 21)
Отношение длительности открытого состояния транзистора, при
котором генерируется импульс напряжения длительностью t„ к пе-
риоду коммутации Гц называется коэффициентом заполнения:
1и/^п 4-^п) = Gi/ti (1-22)
Иногда при расчетах удобно пользоваться скважностью:
<2 = l/T = Tn/f„ = (tH4-/n)//II = l//„ fn. (1 23)
В импульсном стабилизаторе регулирующий элемент РЭ преоб-
разует (модулирует) входное постоянное напряжение Ua (1/0) в се-
рию последовательных импульсов определенной длительности и час-
тоты, а сглаживающий фильтр, состоящий из диода VD, дросселя L
и конденсатора С демодулнрует их опять в постоянное напряжение
Uu. При изменении входного напряжения (7И (Uo) или тока в иа
грузке в импульсном стабилизаторе с помощью цепи обратной
связи (рнс 10, а) состоящей из измерительного элемента ИЭ н схе-
мы управления СУ, длительность импульсов изменяется таким об-
разом, что выходное напряжение U„ остается стабильным с опреде-
ленной степенью точности.
Импульсный режим работы позволяет значительно уменьшить
мощность потерь в регулирующем элементе и тем самым повысить
КПД источника питания, уменьшить его массу и габариты
В этом состоит решающее преимущество импульсных стабилизато-
ров перед непрерывными стабилизаторами.
Импульсные стабилизаторы в зависимости от способа управле-
ния регулирующим транзистором м гут выполняться с шнротно-им
пульсной модуляцией (ШИМ), частотно-импульсиой модуляцией
(ЧИМ) или релейного типа. В ШИМ стабилизаторах в процессе рабо-
ты изменяется длительность импульса t„, а частота коммутации ос-
тается неизменной в ЧИМ стабилизаторах изменяется частота ком-
мутации, а длительность импульса остается постоянной в релей-
ных стабилизаторах в процессе регулирования напряжения измени
ется и длительность импульса и частота это является их основным
недостатком, ограничивающим применение.
Импульсный параллельный стабилизатор (повышающего типа)
выполняется по структурной схеме, приведенной на рнс. 1.11, в ко-
торой регулирующий элемент РЭ (транзистор) подключен параллель-
но нагрузке /?и и также работает в импульсном режиме. Диод VD
2
Зак 72S
33
Рис. 1.11. Структурная схема им-
пульсного параллельного стабили-
затора (повышающего типа)
Рнс. 1.12. Структурная схе-
ма импульсного параллель-
ного инвертирующего стаби-
лизатора
блокирует нагрузку RB и конденсатор фильтра С от регулирующего
элемента РЭ. Когда регулирующий транзистор открыт, ток от ис-
точника питания UD протекает через дроссель L, запасая в нем энер-
гию. Диод VD прн этом отсекает (блокирует) нагрузку и ие позволя-
ет конденсатору С разрядиться через открытый регулирующий
транзистор. Ток в нагрузку этот промежуток времени поступает
только от конденсатора С В следующий момент, когда регулирую-
щий транзистор закрыт, ЭДС самоиндукции дросселя L суммирует-
ся с входным напряжением и энергия дросселя отдается в нагрузку;
при этом выходное напряжение оказывается больше входного напря-
жения питания l/n (1/0). В отличие от схемы на рис. 1 10 здесь дрос-
сель ие является элементом фильтра а выходное напряжение стано-
вится больше входного иа величину, определяемую индуктивностью
дросселя L и скважностью работы регулирующего транзистора, оп-
ределяемой по формуле (1.22)
Схема управления стабилизатором на рис. 1,11 построена та-
ким образом, что прн повышении, например, входного напряжения
питания Un ((70) уменьшается длительность открытого состояния
/и регулирующего транзистора на такую величину, что выходное
напряжение U„ остается неизменным с Определенной степенью
точности.
Импульсный параллельный инвертирующий стабилизатор вы-
полняется по структурной схеме, приведенной иа рис. 1.12
В отличие от предыдущей схемы здесь параллельно нагрузке Rn
включен дроссель L, а регулирующий элемент РЭ включен после-
довательно с нагрузкой. Блокирующий диод отделяет конденсатор
фильтра С н нагрузку RB от регулирующего элемента.
Стабилизатор обладает свойством изменения (инвертирования)
полярности выходного стабильного напряжения (7Н относительно по
ляриости входного напряжения питания.
Из рассмотренных схем наибольшее применение находит после-
довательный импульсный понижающий стабилизатор (рнс 1.11),
в котором сглаживание пульсации осуществляется VDLC-фильт
ром В стабилизаторах повышающего типа (рис 111 и рис 1 12)
дроссель L не участвует в сглаживании пульсации выходного посте
явного напряжения. В этих схемах сглаживание пульсации дости-
гается только за счет увеличения емкости конденсатора С. Это при-
водит к увеличению массы и габаритов фильтра и устройства в це-
лом.
34
Транзисторные преобразователи
В источниках питания, потребляющих энергию от источников
постоянного тока, например аккумуляторов, солнечных батарей и
Т. п . транзисторный преобразователь является основным функ-
аномальным узлом, преобразующим один номинал входного напря-
жения постоянного тока в ряд постоянных напряжений различных
номиналов н полярности, гальванически развязанных друг от друга
и от шин первичного питания Транзисторный преобразователь
является также центральным функциональным узлом в источниках
питания с бестраисформаторным входом ИПБВ) потребляющих
энергию от сети переменного тока промышленной частоты При этом
в источниках питания находят применение как однотактный, так
и двухтактные транзисторные преобразователи.
Однотактный преобразователь выполняется по структурной
схеме, приведенной на рис. 1.13. Здесь транзистор VT, работающий
в режиме переключений с трансформатором TV и цепью положитель-
ной обратной связи ОС, образуют автогенератор (блокинг-генера-
тор). Последний преобразует входное постоянное напряжение пита-
ния Uа в прямоугольные импульсы определенной длительности и
частоты Прн открытом транзисторе к первичной обмотке трансфор-
матора прикладывается входное напряжение питания Ua\ в тран-
сформаторе запасается энергия, которая прн закрытом транзисторе
поступает на вход выпрямителя В Фильтр Ф сглаживает пульсацию
выпрямленного напряжения Ue на нагрузке Ru-
Двухтактный преобразователь выполняется по структурной
схеме, приведенной на рнс. 1.14 на транзисторах VTt и VTt, к кол-
лекторам которых подключена первичная обмотка трансформатора
TV. Источник входного напряжения питания UD подключается к
эмиттерам транзисторов и среднему выводу первичной обмотки тран-
сформатора
При включении напряжения питания 1/п в автогенераторе воз-
никают колебания и постоянное напряжение Un преобразуется в
переменное напряжение прямоугольной формы, которое затем вы
прямляется выпрямителем В и сглаживается фильтром Ф В источ-
никах питания находят применение два типа двухтактных автогене-
раторов с насыщающимся и неиасыщающимся силовым трансформа-
тором
В автогенераторах с насыщающимся силовым трансформатором
переключение транзисторов осуществляется за счет смены полярно-
сти напряжения на обмотках трансформатора в момент насыщения
сердечника В этих преобразователях цепь обратной связи ОС (ба-
зовые обмотки) находится на общем магиитопроводе трансформатора
питания. Частота преобразования определяется параметрами транс-
форматора н напряжением иа его первичной (коллекторной) обмот-
ке. Основным недостатком таких преобразователей является резкое
Рис. 1 13 Структурная схема олнотактного преобразователп
2*
Рис. 1.14. Структурная схема двухтактного преобр зователя
увеличение тока через открытый транзистор в момент его насыщения,
что вызывает дополнительные потерн мощности в транзисторах.
В автогенераторах с ненасыщай>щимся силовым трансформато-
ром переключение транзистора осуществляется за счет введения в
цепь обратной связи ОС дополнительных элементов, которые пере-
ключают транзистор до насыщения трансформатора. В качестве та-
ких переключающих элементов может использоваться маломощный
переключающий трансформатор, дроссель насыщения или /?С-цепи.
Двухтактные преобразователи с насыщающимся и иенасыщаю-
щимся трансформатором ввиду нх простоты и высокой надежности
широко используются в источниках питания с выходной мощностью
до нескольких десятков ватт.
Преобразователь с усилителем мощности выполняется по струк-
турной схеме, приведенной иа рис 1.15. Здесь в преобразователь
входят два функци знал иных узла: усилитель мощности УМ и зада-
ющий генератор ЗГ, который управляет режимом переключения
транзисторов усилителя мощности. Трансформатор TV, выпрями
тель В и фильтр Ф, обеспечивающие постоянное напряжение Uo в
нагрузке, подключаются к усилителю мощности, который обычно
выполняется по двухтактной или мостовой схеме на мощных тран-
зисторах. В качестве задающего генератора, который управляет
переключением силовых транзисторов усилителя мощности, исполь-
зуются рассмотренные выше двухтактные преобразователи с само-
возбуждением. В высокочастотных преобразователях используются'
автогенераторы на операционных усилителях или на логических
элементах с внешними RC цепями, задающими частоту преобразова-
теля до 200 кГц и выше.
Достоинством преобразователей с усилителем мощности явля-
ется отсутствие влияния изменения нагрузки и входного питающего
Рнс. 1.15. Структурная схема преобразователя с усилителем мощно
сти
36
Рис. 1 16, Структурная схема преобразователя с входным стабилиза-
тором напряжения
напряжения на частоту преобразования, в них также просто органи-
зуется управлеине работой силовых транзисторов по любому тре-
буемому закону
В транзисторных преобразователях, выполненных по рассмот-
ренным структурным схемам, выходное напряжение (7, изменяется
при изменении входного питающего напряжения t/n или тока на-
грузки. Стабилизация выходного напряжения реализуется в специ-
альных схемах стабилизирующих преобразователей.
Преобразователи с входным стабилизатором напряжения вы-
полняются по структурной схеме, приведенной иа рис. 1.16. Центра
лизованиый стабилизатор СНи на вход которого подается напряже
ине питающей сети постоянного тока Un, обеспечивает стабильное
напряжение Unl, от которого питается преобразователь ПН. Источ-
ник, выполн нный по структурной схеме на рис 1.16 может быть
однокаиальным или многоканальным Выходное напряжение {7оХ
после выпрямителя Вх и фильтра Ф имеет точность не лучше 3—5%.
Для получения более высокой стабильности (0,1 — 1%) после выпря-
мителя включается непрерывный стабилизатор (СН2) по второй
цепи (В2 Ф2)
Преобразователи с входным стабилизатором широко примени
ются в многоканальных ИВЭ. При этом в зависимости от выходной
мощности применяются различные типы стабилизаторов. Преобра-
зователи с входным непрерывным стабилизатором используются
прн выходной мощности от долей до единиц ватт. Стабильное напря-
жение питания С/П1 < Un, вследствие этого на регулирующем тран-
зисторе стабилизатора падает значительное напряжение; КПД та-
кого стабилизирующего преобразователя ие выше 0,5.
Преобразователи с входным импульсным стабилизатором
используются при выходной мощности от единиц до десятков ватт;
оии имеют более высокий КПД (0,6—0,8). В большинстве маломощ-
ных ИВЭ применяются импульсные последовательные стабилизато-
ры в которых выходное напряжение Um < Ua. В более мощных
преобразователях (до сотни ватт и более) в качестве входного исполь-
зуется импульсный стабилизатор повышающего типа или вольтодо
бавочный стабилизатор (ВДС). В этих устройствах Um > Un, сле-
довательно. потребляемый преобразователем ток меньше по сравне-
нию с понижающим стабилизатором при одинаковой выходной
мощности
Преобразователи с входным стабилизатором генерируют пере
меиное напряжение прямоугольной формы, что позволяет существен-
но уменьшить массу и габариты сглаживающих фильтров. Эго осо-
бенно важно для многоканальных ИВЭ с маломощными выходными
цепями.
Регулируемый преобразователь выполняется по структурной
схеме, приведенной иа рис I 17, о, в которой реализуется одиовре-
37
менио две функции — преобразование и стабилизация напряжения.
Преобразователь, состоящий из задающего генератора ЗГ и усили-
теля мощности УМ, управляется схемой СУ, в состав которой входит
широтно импульсный модулятор (ШИМ) Выходное прямоугольное
переменное спряжение преобразователя имеет паузу на нуле /
(рис. 1.17, б), изменением которой и достигается стабильность по
среднему значению выходного выпрямленного напряжения. Изме-
рительный элемент ИЭ включен по одной выходной цепи (В2, Фя).
При возрастании выходного напряжения UH2, например за счет
увеличения входного напряжения 1/п или уменьшения тока нагруз-
ки выделенный в ИЭ сигнал поступает в схему управления СУ,
где ШИМ увеличивает длительность паузы tB так, что выходное на-
пряжение 1/и2 ос ается стабильным с определенной степенью точ-
ности.
Наличие паузы с переменной длительностью в выходном напря-
жении преобразователя определяет требования к сглаживающему
фильтру выпрямленного напряжения, который должен начинаться с
индуктивности в каждой выходной цепи Наличие LC-фильтров, а
также то, что слежение ведется только за одной выходной цепью оп-
ределяют область рационального применения регулируемых преоб-
разователей в одиоканальных ИВЭ или в многоканальных ИВЭ,
имеющих одну мощную выходную цепь, за которой ведется слежение,
и две три маломощных цепи, иа выходе которых устанавливаются
непрерывные стабилизаторы
Регулируемый преобразователь с бестрансформаторным входом.
Структурная схема которого приведена иа рис 1 18, работает от сети
переменного тока, напряжение которой Uc подается непосредствен-
но иа выпрямитель Bt с фильтром Ф, без входного силового транс-
форматора; за счет этого существенно уменьшается масса и габариты
ИВЭ
Выпрямленное напряжение Ut преобразуется стабилизирую-
щим преобразователем СП который работает иа высокой частоте:
38
Рис. I 18 Структурная схема регулируемого преобразователя с бсс-
трансформаторным входом
20—60 кГц. поэтому трансформатор TV, обеспечивающий требуе-
мый уровень выходного напряжения, имеет малую массу и габариты.
Стабилизация выходного напряжения реализуется в преобразова-
теле СП например, с помощью ШИМ.
Глава вторая
Характеристики и режимы работы элементов
источников вторичного Электропитания
2.1. Полупроводниковые диоды
Основные параметры Полупроводниковые диоды в ИВЭ ис-
пользуются для выпрямления переменного напряжения в постоян
ное. При этом диоды работают в широком диапазоне напряжений и
токов — от долей вольта до десятков и сотен киловольт и от единиц
микроампер до сотен ампер Частотный диапазон выпрямленных
переменных напряжений также очень широкий — от промышлен-
ной частоты в ИВЭ работающих от стационарных сетей энерго-
снабжения до десятков и сотен килогерц в ИВЭ с промежуточной
частотой преобразования. Вследствие этого в источниках электро-
питания используется большое количество различных типов диодов,
позволяющих преобразовывать переменные напряжения в постоян-
ные с минимальными потерями и при минимальных габаритах и
массе устройств
Выпрямительные свойства силовых диодов характеризуются ря-
дом параметров, определяющих токи н напряжения в прямом и об
ратном направлениях Эти параметры определяются вольт-амперной
характеристикой (ВАХ) диода, приведенной на рис. 2 1 Прямая
ветвь ВАХ характеризуется следующими параметрами по напряже-
нию: </пр — постоянное прямое напряжение —значение постоянно-
го напряжения иа диоде, обусловленное постоянным прямым током
диода; 1/Пр ср — среднее за период значение прямого напряжения
при заданном среднем прямом токе через диод; </пор — пороговое
напряжение значение постоянного прямого напряжения выпрями-
тельного диода в точке пересечения с осью напряжений прямой ли-
нии, аппроксимирующей ВАХ в области больших токов (А Б на рис.
2 I)
39
Параметры прямой ветви ВАХ по току: /пр — постоянный пря
мой ток диода; /Пр.ср —среднее за период значение прямого тока,
/пр-д —Действующий прямой ток выпрямительного диода; /пр и.п
— повторяющийся импульсный прямой ток — наибольшее мгно-
венное значение прямого тока выпрямительного диода, включая по-
вторяющиеся переходные токи, /впер—средний выпрямленный
ток диода за период, учитывающий прямой и обратный токи выпря-
мительного диода.
Наклон касательной АБ иа рис. 2.1 определяет динамическое
сопротивление диода в прямом направлении
Гдин К/цр—//пор) /пр- (2 О
Прямая ветвь ВАХ выпрямительного диода характеризуется
также дифференциальным сопротивлением
^диф АС'пр/Л/11р (2.2)
представляющим собой отношение малого приращения напряжении
диода (Л(/лр) к малому приращению прямого тока (Л/1|р)внем при
заданном режиме по току в прямом направлении
Обратная ветвь ВАХ выпрямительного диода характеризуется
следующими параметрами 1/Oop — обратным напряжением — зиа
чением постоянного напряжения, приложенного к диоду в обратном
направлении, (/обр и — рабочим импульсным обратным напряже-
нием — наибольшим мгновенным значением обратного напряжения
диода без учета повторяющихся и иеповторяющихся переходных
напряжений; ио^р и max—максимальным импульсным обратным
напряжением — наибольшим мгновенным значением обратного на-
пряжения диода, включая повторяющиеся переходные напряжения;
//проб — пробивным напряжением диода — значением обратного
напряжения, вызывающего пробой переход диода, при котором об-
ратный ток достигает заданного значения, /орр — постоянным об-
ратным током диода; /обр-и — импульсным обратным током диода—
значением обратного тока диода, обусловленным повторяющимся
импульсный обратным напряжением; /обр.ср — средним обратным
током — средним за период значением обратного тока выпрямитель-
ного диода
Рис 2.1. Типовая вольт амперная характеристика выпрямительного
диода
40
Рис. 2.2. Токи через выпрями-
тельный диод в прямом и об-
ратном направлениях
В ИВЭ с высокочастотным
преобразованием энергии исполь-
зуются импульсные или высокоча
стотные силовые диоды, которые
кроме статических параметров,
определяемых по ВАХ, характе-
ризуются параметрами опреде-
ляющими их инерционные свойст-
ва при переключении диода с пря-
мого тока ив обратное напряже-
ние (рис. 2.2). В момент времени
когда происходит смена поляр-
ности входного напряжения из-за
инерционности носителей заряда,
диод еще некоторое время остается
открытым и через него в обрат-
ном направлении протекает обратный ток /Обр.и> значение которого
зависит от характера нагрузки выпрямителя и длительности фронта
входи го переменного напряжения Интервал времени — /2 на*
зывается временем рассасывания неосновных носителей заряда в
базе диода, a tt— t3 — временем обратного восстановления диода
Время обратного восстановления диода fB0C. обр является ос-
новным параметром выпрямительных диодов характеризующим их
инерционные свойства Ойо определяется как время переключения
диода с заданного прямого тока (/ПР1) иа заданное обратное напря-
жение от момента прохождения тока через нулевое значение до мо-
мента достижения обратным током заданного значения (/<>бР1)-
Для ориентировочных расчетов можно принять
^вос обр — Тэфф In (1 +^пр/^обр.и)> (2 3)
где тэфф — эффективное время ^кизни неравновесных носителей за-
ряда диода, которое характеризует скорость убывания концентрации
неравновесных носителей заряда диода вследствие рекомбинации как
в объеме тоС, так и на поверхности полупроводника тпов и опреде-
ляется из соотношения
1 /тэфф = 1 /тов + 1 /тпов (2 4)
Мощность, рассеиваемая диодом в схеме выпрямителя, состоит
из мощности потерь в прямом направлении Рпр Ср, мощности потерь
в обратном направлении Добр.ср и мгновенной мощности Рв0С Обр»
рассеиваемой при обратном восстановлении диода-
= Рпр ср + ^обр ср+^во обр- (2.5)
Потери мощности в диоде в прямом направлении в соответствии
с аппроксимацией иа рнс 2 1
/’пр cp=0.5Znp Ср 1/пр Ср (1 4-(/пор/tAip.ср) (2 6)
При приближенных расчетах с погрешностью не более 10—20%
в сторону завышения статические потери в диоде в прямом направ-
лении могут вычисляться по формуле
/’пр ср ~ ^пр ср f пр ср- (2 7)
Потери мощности в диоде в обратном направлении ориентиро-
вочно определяются по формуле
Робр ср — /обр {^обр
(2.8)
41
Потерн в диоде иа этапе восстановления обратного сопротивле-
ния определяются по формуле
Рпос. обр ~ 0 5/пр Ср(/Пр ср Тэфф f. (2 9)
Для ряда силовых диодов в справочных данных указывается
максимальная частота выпрямленного переменного напряжения,
выше которой диоды использовать не рекомендуется без снижения
прямого тока вследствие увеличения потерь мощности.
Мощность потерь Рд. определяемая по формуле (2.5), является
максимальной постоянной или средней за период мощностью, рассеи-
ваемой диодом, при которой он может длительно работать, не изме-
няя своих параметров за счет повышения температуры его перехода
Тп. Для кремниевых диодов Та == 150—200 °C. Связь между пре-
дельно допустимой температур й перехода ТПтах, при превышении
которой диод теряет свои выпрямительные свойства, температурой
корпуса Тк и выделяемой мощностью для выпрямительных диодов,
устанавливаемых на радиатор, определяется по формуле
Рд ~ (^п max ^кН^п-к- (2 10)
Для маломощных диодов, работающих без радиатора
Ра ~ Септах — Pc) RuC (2 Н)
Температура окружающей среды Тс обычно известна а Тк легко
измерить Тепловые сопротивления приводятся в справочной литера-
туре например 14,71
Разновидности диодов и диодных сборок В выпрямителях сов
ременных ИВЭ используются, в основном, кремниевые полупро-
водниковые диоды По назначению их можно разделить на три груп-
пы: малой, средней и большой мощности.
Выпрямительные диоды малой мощности выпускаются промыш-
ленностью на прямые токи от десятка миллиампер до 300 мА Обрат -
ное напряжение этих диодов лежит в диапазоне от десятков вольт до
1200 В а обратные токи - от десятка микроампер до 300 мкА Обыч
ио маломощные диоды применяются в выпрямителях без дополни-
тельных теплоотводов Тиши ими представителями этого класса яв-
ляются диоды 2Д106Л, для которых /пр Ср = 0,3 А, t/ocP ~ 100 В
2Д237Б с /цр.ср = 0,3 A, = 400 В и др.
Выпрямительные диоды средней мощности выпускаются про-
мышленностью на токи от 0,3 до 10 Л. Большой прямой ток в этих
диодах достигается увеличением размеров кристалла Обратное на-
пряжение этих диодов лежит в диапазоне от десятков вольт до 800 В,
а обратные токи—до 300 мкА Теплота, выделяемая в диодах сред
ней мощности от протек иия прямого и обратного токов, уже не мо-
жет быть рассеяна корпусом диода, поэтому оии устанавливаются на
теплоотводящие радиаторы
Мощные выпрямительные диоды выпускаются промышленно-
стью на токи 10, 25, 40 й т. д до 1000 А и обратные напряжения до
3500 В. Конструкция корпуса таких диодов рассчитана на установку
их на радиатор В выпрямителях с мощными диодами может приме
ннться воздушное или жидкостное охлаждение.
При выборе силовых диодов для выпрямителей необходимо учи
тыв ть также инерционные свойства диодов особенно это относится
к ИВЭ с преобразователями работающими на высокой частоте
(50—100 кГц и выше) В настоящее время промышленность выпус
кает ряд высокочастотных диодов и диодных сборок, параметры ие-
42
Таблица 21
Основные параметры некоторых импульсных и высокочастотных
диодов и диодных сборок
Тип диода или сборки к сх ю о < р< а •*. СО о. с: 'обр “А ^юос-обр* мкс Схема соединения
2Д510А 50 0 2 1,1 0,01 0,004 Рис 2.4 а
КД522А 50 0 1 1.1 0 002 0,004 Рис. 2.4 а
КДС523А 50 0 02 1 0 005 0,004 Рис 2.4, б
2Д906А 75 0 1 1 0 002 0 002 Рис 2.4, з
2Д212А 200 1 1 0 05 0,3 Рис 2 4, а
2Д213Б 200 10 1 2 0 2 0 17 Рис. 2 4, а
КД220А 400 3 1,2 0 1 0,5 Рис. 2.4, а
КД220Б 600 3 1,2 0,1 0 5 Рис. 2.4, а
КД220Г 1000 3 1.2 0.1 0 5 Рис 2.4, а
КД219А 15 10 0 6 20 0 03 Рис 2 4, а
КД219Б 20 10 0,6 20 0 03 Рис. 2.4, а
К542НД1 50 0 5 1,2 0,1 1.0 Рис. 2 4, з
К542НД2 50 0 5 1.2 0,1 1.0 Рис 2.4, е
К542НДЗ 50 0,5 1 2 0,1 1.0 Рис 2 4, ж
К542НД4 50 0 5 1 2 0 1 1 0 Рис 2 4 в
К542НД5 50 0,5 1,2 0,1 1.0 Рис. 2 4, д
которых из них приведены в табл. 2 1. Среди иих следует отметить
диоды с барьером Шотки (КД219). Достоинством диодов с барьером
Шотки является то, что одновременно с высоким быстродействием
у иих прямое падение напряжения йдвое меньше, чем у диффузион-
ных кремниевых диодов Недостатком их является малое обратное
напряжение и большие обратные токи прн максимальной рабочей
температуре.
Типовые характеристики диодов с барьером Шотки приведены
иа рис. 2.3, из которых видно, что при токе 1А прямое падение на-
пряжения составляет 0,5—0,4 В в диапазоне температур от —60
до +125° С (рис. 2.3, а), обратный ток изменяется от 0,012 до
10 мА (рис. 2.3, б) Следует отметить, что величина обратного тока
в диодах с барьером Шотки также зависит от прямого тока. В связи
с этим при расчетах выпрямителей и режимов работы диодов с барь-
ером Шотки иеобх димо учитывать потерн мощности в прямом и об-
ратном направлениях
Наряду с выпуском множества типов диодов промышленность
выпускает ряд сборок, представляющих собой конструктивно закон-
ченные элементы, в которых размещено различное число полупро-
водниковых диодов, .соединенных по определенной схеме. Наличие
диодных сборок позволяет оптимизировать конструкцию улучшать
массогабарнтные н эксплуатационные характеристики ИВЭ Среди
диодных сборок различают диодные матрицы, выпрямительные бло-
ки и высоковольтные столбы
Дкодиые матрицы — это выпрямительные сборки,
используемые, в основном, в низковольтных маломощных выпрями-
телях на токи порядка 0,1 А при обратном напряжении не более 50 В
43
Рис. 2.3. Вольт-амперные характеристики диодов с барьером Шоткк:
а — в прямом направлении; б — в обратном направлении
Электрические параметры некоторых диодных матриц, наиболее
часто применяемых в ИВЭ, приведены в табл. 2.1, а схемы соедине-
ний диодов в них показаны на рис. 2.4. Диодные матрицы 2Д906А
КДС523А выпускаются в пластмассовых малогабаритных корпусах,
а диодные матрицы К542НД1-5 — в металлокерамическом корпусе.
Выпрямительные блоки — это сборки диодов,
соединенных в однофазную или трехфазную мостовую схему; они
используются в выпрямителях средней мощности на токи I—3 А
при обратных напряжениях до 600 В.
Высоковольтные столбы выполняются из после-
довательно соединенных диодов и предназначаются для работы в вы-
соковольтных выпрямителях; они выпускаются на обратные напря-
жения до' 15 кВ и выпрямленные токи до 1А
°—й о с------й о о--- М 1 СИ----о о Й—
°—ы—° °—Й—।—й----------° °—Й—
а) - В) | В) е)
й—о
й—о
Й—<>
Й~О
о--Й--° °-й—Г~°
о—Й о—й
о--Й—-° о-Й—
в—Й---о °- й * °
Я) г)
Рнс 2 4 Схемы диодных сбо
рок
44
2.2. Полупроводниковые стабилитроны
В полупроводниковых стабилитронах областью стабилизации
напряжения является обратная ветвь ВАХ (рис. 2.5), когда прило-
женное обратное напряжение, достигнув определенного значения,
вызывает пробой р-п перехода. Значение тока пробоя ограничивают
при помощи активного внешнего резистора так, чтобы рассеиваемая
в стабилитроне мощность не превышала допустимой Режим огра-
ниченного пробоя характеризуется тем, что в области изменения то-
ка пробоя от /ст min Д° /ст max (Рис- 2.5) напряжение </ст иа стаби-
литроне мало изменяется.
Полупроводниковые стабилитроны выпускаются, на напряже-
ние стабилизации от единиц до сотен вольт прн токах стабилизации
от долей миллиампер до нескольких ампер. Производственный раз-
брос напряжения стабилизации составляет обычно 5 или 10% номи-
нального значения UCT для различных типов стабилитронов.
Важным параметром стабилитронов является температурный
коэффициент напряжения стабилизации (ТКН) «н, %°С, который оп-
ределяется как отношение относительного изменения напряжения
стабилизации к абсолютному изменению температуры окружающей
среды при постоянном значении тока стабилитрона:
Шет
Uc-tbT
•100,
(2.12)
где Д1/Ст = — 4/ст1 — разность напряжений стабилизации,
измеренных при температурах Т2 и Тг соответственно (ДТ = Tt—
— 7\). Для низковольтных стабилитронов (1/ст = 3,3 — 5,6 В) ТКН
имеет отрицательное значение, а для стабилитронов с l/CT > 6В зна-
чение а„ имеет положительный знак. При напряжениях стабилиза-
ции около бВвц имеет переменный знак.
Прямая ветвь ВАХ кремнневык диодов и стабилитронов имеет
отрицательный ТКН. Поэтому для приборов с </Ст 6 В может быть
введена термокомпенсация их положительного ТКН путем последо-
вательного включения в прямом иаправленни диодных переходов,
размещаемых в одном корпусе со стабилитроном. Для термокомпен-
сироваииых стабилитронов ТКН составляет 0,0005—0,01%.
Временная нестабильность напряжения стабилизации 6(/Ст —
величина, показывающая дрейф напряжения стабилитрона за опре-
деленное время работы; она определяется отношением максималь-
ного изменения напряжения стабилизации от своего начального ус-
тановившегося значения за определенный интервал времени к на-
чальному установившемуся значению напряжения стабилизации.
Большое число типов стабилитронов, выпускаемых промышлен-
ностью, позволяет прн проектировании ИВЭ выбрать необходимый
прибор, наиболее полно удовлетворяющий требованиям, предъяв-
ляемым к электрическим параметрам и конструкции разрабатывае-
мой аппаратуры. Стабилитроны, используемые в ИВЭ, можно раз-
делить иа две группы общего назначения и термокомпенсироваи-
иые (прецизионные).
Основные справочные данные некоторых типов стабилитронов
общего назначения приведены в табл. 2.2, где кроме напряжения и
тока стабилизации даны значения дифференциального сопротивле-
ния стабилитрона гст при заданном токе стабилизации и максималь-
ной постоянной или средней мощности Реттах- рассеиваемой на ста-
45
Рис. 2.5. Вольт-ампериая характери-
стика стабилитрона
Рис. 2.6. Вольт-ампериая характери-
стика стабистора
билитроне, при которой обеспечивается заданная надежность. В
табл. 2.2 приведены также данные стабисторов.
Стабисторы — полупроводниковые стабилитроны, в которых об-
ластью стабилизации является прямая ветвь ВАХ (рис. 2.6). В ди-
апазоне изменения прямого тока от некоторого значения /ст. т|П
Д° fctmax напряжение иа стабисторе 1/ст остается неизменным с оп-
ределенной точностью. Эти приборы используются в цепях, где не-
обходимо получить напряжение стабилизации I—2 В при токах до
100 мА
Таблица 2.2
Электрические параметры некоторых типов стабилитронов
и стабисторов общего назначения
Тип ста- билитрона {А В ст* 7^. мА СТ’ гст %. %/°c P . Вт *от тая’
mln max 3 О при /ст. мА
2CI07A 0.7±0.07 1 100 7 10 — 0.3 0.3
2CI13A 1.3 ±0.13 1 100 12 10 —0.3—0.4 0,3
2CI19A 1.9±0.9 1 too IS 10 -0,4- 0,5 0.3
2С133А 3.3±0.3 3 Bl 65 10 — 0.11 0.3
2СМ139Б 3.9±0.4 3 26 60 10 — 0.1 0.3
2С147В 4.7±0.2 1 26.5 150 5 -0,07 o.os
2С156В 8. 6±0,3 1 22.4 100 6 0.07 0.1
2С162В 1 6.2±0.4 0.5 3 IS 3 ±0.06 0,021
2С16ВХ 6.8±0.3 0.5 3 200 0.5 ±0.05 0.02
2С175Ж 7.5±0.4 3 17 40 4 0.065 0.125
2С213Б 13±0,66 3 10 25 6 0,075 0,126
Д814А 7 — 8.5 3 40 6 6 0.07 0.34
Д814В 9— 10.6 3 32 12 S 0.09 0,34
ДВ17Г 100±|0 5 60 82 50 0.18 6,0
2С980А 180±1В 2.6 28 220 26 0.16 5.0
Д815В 8.2±1.23 69 960 1 1000 ±0.09 8.0
ДВ15Г 10±1 26 800 2.7 600 0.1 8.0
Д815Ж 18± 1.8 25 460 3 600 0.14 8.0
2С147Т-1 4,7±0.2 1 10.6 220 3 — 0.08 0. 06
2CI66T-1 5.6±0 3 1 9 160 3 — 0.04 0.05
2CI6BK-I 6.8±0.3 0.5 3 220 0.6 ±0.01 0.02
46
Таблица 2.3
Параметры некоторых типов термокомпеисироваииых прецизионных
стабилитронов
Тип стабн литрона 1/ст в /ст, мА «ст- У./’С 64/ст, мВ/ч Р ст max' Вт
min max
Д818Е 9 ±0,45 3 23 ±0,001 10/2000 0,3
КС191Л 9,1 ±0,47 5 15 0,002 0,5/5000 0,15
КС191М 9 1±0,47 5 16 0,001 0,5/5000 0,15
КС191Н 9 1±0,47 5 15 0,0005 0.5/5000 0,15
По назначению стабилитроны можно разделить на стабилитро-
ны малой, средней и большой мощности.
Стабилитроны малой мощности рассеивают мощность 0,1 —
0,3 Вт; они выпускаются на дискретный ряд напряжений стабили-
зации от 3,3 до 100 В в корпусах различной конструкции и исполь-
зуются, в основном, как источники опорного напряжения в компен-
сационных стабилизаторах Эго наиболее обширный класс приборов,
насчитывающий более сотни типов.
Стабилитроны средней мощности (0,3—5) Вт выпускаются с на-
пряжением стабилизации от 3,3 до 180 В и используются в пара-
метрических стабилизаторах или в цепях ограничения выбросов на-
пряжения.
Стабилитроны большой мощности (Рст 8 Вт) выпускаются
иа напряжение 5—20 В и предназначаются, в основном, для исполь-
зования в параметрических стабилизаторах
Термокомпенсированные прецизионные стабилитроны предназ-
начаются для использования в качеств источников опорного напря-
жения в компенсационных стабилизаторах, в которых требуется по-
лучить точность стабилизации выходного напряжения не хуже 1%
в широком диапазоне изменения температуры окружающей среды.
Они также находят широкое применение в различных измеритель-
ных устройствах как источники эталонного напряжения.
Основные параметры некоторых типов термокомпенсирован-
ных прецизионных стабилитронов приведены в табл. 2.3.
Для термокомпенсированных стабилитронов важнейшим пара-
метром (Кроме ТКН) является величина дрейфа напряжения стаби-
лизации 6(/ст При этом различают быстрый дрейф в течение време-
ни от нескольких секунд до 5—10 мин после включения и медленный
дрейф в течение сотен и тысяч часов непрерывной работы Результаты
проведенных исследований 19,16] показывают, что кратковременный
дрейф для термокомпенсированных стабилитронов составляет
± (0,001) -г 0,0001) %, а длительный дрейф не превышает ± (0,1
± 0,001) % за 1—3 годэ?
1.3. Тиристоры
Тиристор — это четырехслойиый р п-р-п полупроводниковый
прибор (рис 2.7, а, б), который используется в ИВЭ в качестве элект-
ронного ключа. Он включается при подаче иа управляющий элект-
47
род УЭ короткого положительного импульса при условии, что иа
анод А подано положительное по отношению к катоду К напряжение.
Статические ВАХ тиристора приведены иа рнс. 2 7, в. В открытом
состоянии прямой ток через тиристор ограничивается сопротивле-
нием нагрузки. Закрывается тиристор изменением полярности анод-
ного напряжения и уменьшением тока удержания до значения мень-
ше /уд.т В настоящее время существуют также полностью управ-
ляемые тиристоры, которые запираются подачей отрицательного
импульса иа УЭ, однако из-за значительной мощности управления
такие тиристоры ие находят широкого применения в ИВЭ.
Из рассмотрения статических ВАХ на рис. 2,7 в видно, что ти-
ристор можно привести в открытое состояние путем увеличения при-
ложенного к нему прямого напряжения до критического значения
^вкл т ®ез воздействия на управляющий переход (/у = 0) Тирис
тор может также перейти в открытое состояние и при меньшем значе-
нии напряжения, чем т» если скорость его нарастания доста-
точно высока Однако такое включение тиристора нежелательно, по-
этому тиристоры шрмальио работают при входном синусоидальном
напряжении, скорость нарастания котор го составляет несколько
десятков вольт за микросекунду.
Для тиристора различают параметры, относящиеся к цепи ос-
новного тока и цепи управления Основная цепь тиристора, кроме
параметров прямого тока аналогичных параметрам силовых полу-
проводниковых диодов, характеризуется напряжением включения
1/вкл т> током включения /вкл т, а также током удержания /уд т,
минимальное значение которого определяется режимом цепи управ-
Рис. 2 7 Тиристор
а — полупроводниковая структура б — условное графическое обо
значение; в — вольт амперная характеристика-
I — открытое состояние; 3 — участок отрниательвого двффереицхалыгого со-
противления. 3 — закрытое состояние; 4 — непроводящее состояние в обрат
яом йворавлерин 5 — область пробоя в обратном вапрпвленмм
48
ления. В свою очередь, цепь управления (как р-п переход) ха-
рактеризуется напряжениями и токами в прямом и обратном на
правлениях.
Общая мощность Рт, рассеиваемая иа тиристоре, состоит из
мощности потерь в прямом и обратном направлениях по основной це-
пи и на управляющем электроде
Рт~Рср max т + ^у.ер max т 3)
Надежность тиристоров в ИВЭ как любого полупроводникового
прибора обеспечивается выбором безопасных электрических и теп-
ловых режимов работы.
Максимально допустимые токи по основной цепи определяются
конструкцией тиристора. Нагрев тИристора зависит от падения на-
пряжения и деГствующих значений токов по основной цепи и управ-
ляющему электроду. Отношение между максимальным значением по-
стоянного тока в открытом состоянии и его средним значением
Л>ткр max/Лэткр ср-max = 1 157 (2 14)
должно учитываться при расчете режимов работы Обеспечение теп-
ловых режимов тиристоров и их расчет проводятся но вычисленным
потерям мощност-и (2 13) по методике, изложенной в гл. 13.
Максимально допустимое напряжение (прямое и обратное)
ограничивается областью электрического пробоя тиристора, поэтому
номинальное рабочее напряжение должно выбираться с запасом
Уцом т в (0,6 -г- 0,7) (7вкл у. (2.15)
Для увеличения максимально допустимого обратного напряже-
ния управляющий электрод тиристора соединяют через резистор с
катодом, или он должен находиться под отрицательным потенциа-
лом по отношению к катоду Для обеспечения надежной работы но-
минальное обратное напряжение на тиристоре не должно превышать
(0,6-т-0,7) Uo6p-maxT
Прямое напряжение включения (Хвкл.т (рис. 2.7, в) является
критическим напряжением, при котором тиристор, имеющий предель-
ную температуру корпуса переходит в открытое состояние прн от-
сутствии тока управляющего электрода. Превышение этого напря-
жения может привести к разрушению структуры тиристора. Поэ-
тому перевод тиристора из запертого состояния в проводящее не ре-
комендуется производить увеличением прилагаемого к нему напря-
жения при отсутствии тока управляющего электрода. Существенное,
влияние иа устойчивость к самооткрываиию тиристора за счет уве-
личения напряжения Пвкл , или скорости его нарастания dUtKnI d
оказывает также соединение управляющего электрода с катодом
через резистор сопротивлением нескольких сетей ом.
Качество и надежность работы тиристоров существенно зависят
от режима работы цепи управления, входные вольт-амперные ха-
рактеристики которой имеют большой разброс от образца к образцу
одного и того же типа приборов Кроме того, ток и напряжение уп-
равления (как и в любом полупроводниковом приборе) изменяется
при изменении температуры перехода Поэтому для каждого типа
тиристоров существует граница минимальных значений напряже-
ния отпирания 1/у.оТ т И тока /уотт. выше которых тиристор на-
дежно включится в диапазоне измеиеиия температуры от минималь-
ного до максимального значений
В справочных данных обычно приводится максимально допусти-
мая средняя мощность управления Ру.ср max т> хотя тиристоры, как
49
правило, управляются короткими импульсами и для цепи управле-
ния необходимо зиать допустимую импульсную мощность Ру.и тах т,
которая превышает среднее значение мощности. Для прямоугольных
управляющих импульс* в
7'п
Ру .и max т = ^>у-ср max т ". • (2-Ю)
•и у
гДе 7'п — период повторения; /и.у — длительность импульса уп-
равления.
При синусоидальном управляющем импульсе
Ру и max т ~ ^fy.cp max т- (2.17)
Кривые допустимой мощности совместно с областью границы
отпираний Uy от-Т1 /у.от-т позволяют построить нагрузочные пря-
мые и определить выходные параметры источника сигнала управле-
ния.
При расчетах цепи управления рабочая точка при всех услови-
ях эксплуатации должна находиться внутри области семейства вход-
ных вольт-амперных характеристик. ,
2.4. Транзисторы
Основные параметры. В современных источниках электропита-
ния транзисторы нашли широкое применение; оии используются для
усиления сигналов постоянного и переменного тока, генерирования
колебаний синусоидальной или прямоугольной формы или в каче-
стве силовых ключей для преобразования постоянного тока в пере-
менный В слаботочных цепях управления ИВЭ используются мало-
мощные транзисторы общего применения, а для силовых цепей ИВЭ
разработано много типов специальных мощных транзисторов, кото-
рые могут пропускать и коммутировать токи от единиц до несколь-
ких десятков ампер, надежно работать при напряжениях до 1000 В.
Транзистор может быть включен в схему ИВЭ одним из трех
способов: с общей базой (ОБ), общим эмиттером (ОЭ) или общим ко-
лектором (ОК) в зависимости от того, какой вывод берется общим для
входного и выходного сигнала. В каждой схеме включения транзис-
тор характеризуется рядом параметров, определяющих его физичес-
кие свойства, режимы эксплуатации или максимально допустимые
режимы. Из большого числа параметров отметим только важней-
шие, которые наиболее часто используются при расчетах ИВЭ.
Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмит-
тером характеризует отношение постоянного тока коллектора к по-
стоянному току базы при заданных постоянном обратном напряже-
нии коллектор-эмиттер и токе эмиттера в схеме ОЭ.
^21Э = ^к/^Б- (2-18)
Напряжение насыщения коллектор-эмиттер 17КЭиас — напря-
жение между выводами коллектора и эмиттера в режиме насыщения
при заданных токах и /Б.
Коэффициент насыщения транзистора — отношение тока базы в
режиме насыщения /Биас к току базы иа границе насыщения
Кпас = 7в иас/^Б- (2.19)
60
Рис. 2.8. Импульсный режим
работы т анзисто
а — входное напряжение; б —
входной ток; в — ток коллекто-
ра; г — напряжение на коллек-
торе
Одним из основных парамет-
ров транзистора в режиме экс-
плуатации является постоянный
ток, протекающий через коллек-
торный переход /g и его макси-
мально допустимое значение
^Ктах- В импульсном режиме
транзистор способен пропустить
импульсный ток /Ки и его макси-
мально допустимое значение
/к я тях, которые зависят от час-
тоты повторения и длительности
импульса.
По постоянному напряжению
транзистор характеризуется сле-
дующими параметрами* 1/кэ —
постоянное напряжение, прило-
женное между выводами коллек-
тора и эмиттера. Если это напри-
жение измеряется прн заданном
токе коллектора и /в = О, то оно
обозначается l/^эо и ег0 гранич-
ное значение </кэогр> котоРое
больше максимально допустимого
напряжения ^кэтах, или мак-
симально допустимого импульс-
ного напряжения коллектор эмит-
тер п тях-
Ток коллектора и напряжение
на нем определяют максимал ио допустимую мощность рассеяния
Рк (2.20)
К max К max КЗ max ' *
Частотные свойства трап истора характеризуются граничной
частотой /гр, при которой модуль коэффициента передачи тока в схе-
ме ОЭ экстраполируется к единице. Существенное влияние иа час-
тотные характеристики транзистора оказывает емкость коллектор-
ного перехода Ск — емкость между выводами базы и коллектора
транзистора при заданных обратном напряжении коллектор-база и
токе эмиттера
При работе в режиме переключений (например, в импульсных
стабилизаторах, статических преобразователях) транзистор харак-
теризуется рядом временных параметров, сущность которых видна
из рис. 2.6, иллюстрирующих режим переключения схемы с ОЭ.
Прн подаче на вход транзистора отпирающего сигнала 1/вкл
(рис. 2.8, а) ток в его коллекторе (рис. 2.8, в) из-за инерционности
носителей появляется не сразу, а спусти некоторое время, называ-
емое временем задержки /вд, а затем за время нарастания £вр ток
коллектора достигает своего максимального значения /к нас, а иа.
пряжение насыщения ^эвве (Рис- 2-8, становится минимальным.
Интервал времени, являющийся суммой времени задержки и нарас-
тания, составляет время включения транзистора
^вкл — ^вд+^пр' (2 20
51
При запирании транзистора, когда иа его входе изменилась по*
лярность входного напряжения и тока (рнс 2.8, а, б), транзистор
еще некоторое время /рас* обусловленное рассасыванием носителей
заряда, ие выходит из режима насыщения (рнс. 2.8, в, г), а затем ток
коллектора спадает до нуля. Интервал времени между моментом по-
дачи на базу запирающего импульса и моментом, когда напряжение
на коллекторе достигло своего установившегося значения, называ-
ется временем выключения транзистора
^вынл= ^рас ^сп ( 22)
Кроме отмеченных характерно ик при расчетах усилительных
каскадов и функциональных узлов ИВЭ используются системы пара-
метров тран исторов Наиболее часто в расчетах используются ft-
параметры Для наиболее часто используемой схемы ОЭ, кроме уже
отмеченного параметра 13 в этой системе в режиме большого сиг-
нала определяется входное сопротивление транзистора й11э.
Следует отметить, что для мощных биполярных транзисторов,
применяемых в силовых каскадах ИВЭ, характерным является ма-
лое входное сопротивл ние ft11э которое затрудняет согласование его
со слаботочной схемой управления Для устранения этого недостат-
ка в сил 1ых цепях ИВЭ (особенно в регулирующих элементах им-
пульсных и непрерывных стабилизаторов напряжения) применяют-
ся составные транзисторы. При больших токах особенно перспектив-
ным является применение соста ных транзисторов, выпускаемых
промышленностью в одном корпусе Параметры двух типов таких
транзисторов приведены ниже.
2Т825А (р-Я-р) 2Т827А (п-р-п)
Максимальная мощность К тах» Вт 125 125
Максимально допустимый IК max, А ..... ТОК, 20 20
Постоянное напряжение лектор-эмиттер, 1/кэ, В КОЛ- 80 100
Стати еский коэффициент редачн тока ft2ig- - • • пе 500—18000 750—17 000
Напряжение насыщения лектор-эмиттер, Uкэ нас , Е кол- 2 2
Вольт-амперные характеристики и область безопасной работы.
Вольт амперные характеристики содержат полезную информацию
о параметрах транзистора, которые необходимы для расчетов схем
ИВЭ, но не всегда приводятся в справочниках. Между тем усреднен-
ные ВАХ входят в качестве обязательного приложения к техничес-
ким условиям и по ним можно определить необходимые параметры
В качестве примера на рис. 2.9 приведены выходная и вх дна я ВАХ
транзистора с ОЭ, по которым определяются его параметры
Статический коэффициент передачи на-
пряжения По выходным ВАХ (рис 2.9, а) при заданном токе
коллектора JK2=const определяются падения напряжения иа тран-
зисторе (/КЭ1 и //Кэ2 при соответствующих токах базы /Б2 и /В1
Рнс. 2.9. Типовые вольт-амперные характеристики транзистора:
а — выходная: б — входная
Затем по входным характеристикам (рис. 2.9, б) для полученных зна-
чений напряжений и 1/КЭ2 при токах базы /Б1 и /Б2 определя-
ются значения входного напряжения 1/ЭБ1 и Б2- Коэффициент
усиления по напряжению
Рт — 1 /Л2 о —
^КЭ2 ^КЭ1 I
^ЭБ2~ ^ЭБ! |/K2 = eonst
(2.23)
Следует отметить, что характеристики /Б = f (t/3B) при (/Кэ >
>0 достаточно близко расположены друг к другу прн {/КЭ1 и ^КЭ2’
поэтому с достаточной для практических расчетов точностью опре-
деление и ПЭБ2 можно вести по одной из кривых 1/кэ1 или
^кэг-
Статическая крутизна прямой переда
ч и в схеме с ОЭ определяется по выходным характеристикам на
рнс 2 9, о при </КЭ| = сопь( и изменении тока от /К1 до /К2. Опре-
деляем значения входных токов /Б1 и /Б2, которым на входных ха-
рактеристиках рис. 2 9, б соответствуют напряжения иэБ) и УэБ2
Статическая крутизна
ZK2~~ZK1
21Э и _____и
иЭБ2иЭВ1
РКЭ1 =const
(2.24)
Входное сопротивление транзистора —
— отношение напряжения на входе транзистора к входному току
при заданном постоянном обратном напряжении коллектор-эмит-
тер, определяется на рнс. 2.9, б по касательной в точке А
ЛУ-.В
Л|1Э=-7Г~- (2.25)
ШБ
Дифференциальное сопротивление к о л-
лекториого иерехода определяется через выходную
ироводимость транзистора
гк = 1/Л„. (2.26а)
53
Рис. 2.10. Область безопасной работы
транзистора КТ809А:
I — в статическом режиме 7/ — в импульсном
режим
Внутрен н ее
со п р от и в ле н и е
транзистора оп-
ределяется как
Л| |а
П = Нт-Г-^’- (226б>
"21Э
Выбор режимов ра-
боты транзистора по по-
стоянному току произ-
водится с учетом области
безопасной работы
(ОБР), которая строится
в координатах /к,
Множество значений то-
ка коллектора 7^ =
=/ (1/цэ) лежит в обла-
сти, ограниченной осями
координат, прямыми
~ ^Ктах " иКЭ=
= Укэо гр и кривой
максимально допустимой
мощности рассеяния.
В качестве примера
иа рис. 2.10 приведена
ОБР для транзистора
КТ809А. Часть ОБР.
обозначенная цифрой I, ограничивает допустимые режимы работы
транзистора в статическом режиме, а цифрой II — импульсные ре-
жимы работы при длительности импульса ти 300 мкс и скваж-
ности Q > 7.
В любых режимах работы транзистора (в том числе и в переход-
ных) рабочей точка должна возможно ближе располагаться к осям
координат и яе выходить за пределы ОБР. Эго условие необходимо
учитывать прн выборе режимов транзистора по току для импульсных
ИВЭ (импульсных стабилизаторов напряжения, статических преоб-
разователей), в которых через транзистор в момент коммутации
проходят большие импульсы тока. Амплитуда тока не должна выхо-
дить за пределы ОБР и превышать значение Ij^umax.
2.5. Интегральные микросхемы
В источниках питания широкое применение находят интеграль-
ные микросхемы (ИМС) как общего применения — дифференциаль-
ные и операционные усилители, компараторы и др., так и специаль-
ные ИМС, разработанные для ИВЭ.
Операционный усилитель (ОУ)—это усилитель с большим ко-
эффициентом усиления и непосредственными связями, применяется в
основном в качестве активного элемента в цепях с обратными связя-
ми, например в усилителях постоянного тока (УПТ) стабилизато-
ров напряжения с непрерывным или импульсным регулированием.
Использование ОУ позволяет существенно улучшить качество стабя-
54
лнзаторов за счет повышения динамических свойств стабилизаторов,
уменьшить их массу и габариты за счет исключения выходных кои*
денсаторов большой емкости. Например, в непрерывном стабилиза-
торе, описанном в 15], с выходным напряжением 17 В при токе на-
грузки 0,5 А в УПТ использованы два ОУ типа К140УД1 с допол-
нительными обратными связями для повышения граничной частоты
и улучшения качества переходного процесса. Стабилизатор без вы-
ходного конденсатора обеспечивает = 10s, а при изменении тока
нагрузки скачком от 0,25 до 0,5 А изменение выходного напряжения
не превышает 5—8 мВ при длительности переходного процесса 0,5
—1 мкс, что превосходит характеристики аналогичного стабили
затора с выходным конденсатором Сн = 103 мкФ.
Операционные усилители находят также широкое применение в
схемах управления ИВЭ с высокочастотным преобразованием (50—
—100 кГц); ОУ здесь применяются для формирования прямоуголь-
ного н треугольного сигналов в широтно-импульсных модуляторах,
в УПТ [23, 35].
К специальным интегральным микро-схемам ИВЭ относятся
микросхемы стабилизаторов (см. гл. 5) и ИМС типа К142ЕП1, содер-
жащая набор функциональных узлов, выполненных в одном кристал-
ле с размерами 1,7X1,7 мм, из которых с помощью подключения
внешних элементов и соединений можно организовать схему управ-
ления импульсным стабилизатором релейного типа или схему за-
щиты ИВЭ от превышения или понижения выходного напряжения.
Принципиальная схема ИМС типа К142ЕП1 приведена на рис.
2.11. Источник опорного напряжения выполнен на стабилитроне
У£>1, напряжение которого через эмиттерный повторитель УТ, и
делитель R2, R3 поступает на вывод 9 Диод VD2 включен для тер-
мокомпенсации опорного напряжения Усилитель постоянного тока
выполнен по дифференциальной схеме иа транзисторах УТП ,VTtt,
в качестве коллекторной нагрузки используется токостабилизирую-
щий двухполюсник на транзисторах УТои V7\„. Дифференциальный
УПТ имеет два независимых входа (выводы 12 и 13), не соединен
Рис 2U Микросхема К142ЕП1
55
ные с опорным напряжением (вывод 9). Это позволяет прн одной Я
той же полярности входного сигнала за счет перемены входов УПТ
изменить фазу выходного управляющего напряжения. Такие пере-
ключения требуются при построении импульсных стабилизаторов
положительного или отрицательного напряжений или импульсных
стабилизаторов инвертирующего типа.
Модулятор длительности импульсов выполнен иа транзисторах
VTt, VTt, образующих триггерную схему, на вход которой посту-
пает результирующий сигнал от двух источников- пос оянного тока
от УПТ через эмиттериый повторитель VTB н пилообразного иапря
жеиия, которое формируется из прямоугольного иаг ряжения внеш-
ними элементами и подается через развязывающие диоды VD3 —
— VDt Суммирование сигналов происходит иа резисторе /?1в.
Модулированный сигнал управления силовым регулирующим эле
ментом выведен через инвертирующий каскад — транзистор VTB
с общим коллектор м
Транзисторы и VT9 образуют составной каскад с макси-
мальным током 0,2 А который можно использовать для раскачки
внешнего регулирующего транзистора при значительных токах на-
грузки. Основные параметры микросхемы К142ЕП1:
Максимальное коммутируемое напряжение 40 В
Максимальный ток коммутации ... 0,2 А
Ток закрытой микросхемы................... 0,2 мА
Напряжение сиихроиизации . 2—4 В
Опорное напряжение....................... 1,7- 22 В
Чувствительн сть ... . 5 мВ
Температурный коэффициент опорного на
пряжения................................. 0,05%/°С
Максимальная частота коммутации 100 кГц
Длительность нарастания и спада импуль-
са выходного тока 0 2 мкс
Примеры применения микросхем типа К142ЕП1 приведены в
гл. 5 и 8
2.6. Конденсаторы
Электрические конденсаторы в ИВЭ используются в большин-
стве функциональных узлов — в сглаживающих фильтрах выпрям-
ленного напряжения, как накопители энергии в импульсных стаби-
лизаторах и регулируемых преобразователях, в блокировочных п
времязадающих цепях и др В низкочастотных цепях применяются
электролитические конденсаторы большой емкости, а при высокой
частоте преобразования — керамические конденсаторы
Конденсаторы в составе ИВЭ находятся под воздействием по-
стоянного и пульсирующего напряжения. Часть этой .энергии рас-
сеивается внутри конденсатора, повышая его температуру Актив-
ная мощность потерь в коидепсаторе
РСа ж 2nfU^C3 tgfi = РСр tgfi, (2 27)
где tg6 — тангенс угла потерь; Сэ — эквивалентная емкость; РСр —
реактивная мощность потерь конденсатора
РСр=2л/1/1_Сэ. (2 28)
S6
Рис 2.12. -Номограммы для определения допустимой пульсации иа
конденсаторах типа К52 1Б
Реактивная мощность, на которую нагружается конденсатор,
не должна превышать допустимого по ТУ значения, с тем чтобы тем-
пература конденсатора в процессе эксплуатации при заданной тем-
пературе окружающей среды ие превышала предельно допустимого
значения Эти ограничения устанавливают максимально допустимое
значение переменной составляющей (пульсации) данной частоты,
которая может быть приложена к конденсатору. При этом сумма по-
стоянного напряжения Uc„, приложенного к конденсатору и пере-
менкой составляющей U~, ие должна превышать номинального на-
пряжения UCm, на которое рассчитан конденсатор: UCm UCn +
+
Допустим е значение пульсации U~ при определенной частоте
приводится в ТУ на конденсаторы При иесииусридальной нлн им-
пульсной форме переменного напряжения для промежуточных час-
тот допустимое значение пульсации определяется по номограммам,
построенным на основе проведенных расчетов потерь мощности для
различных типов конденсаторов В качестве примера иа рис. 2.12.
приведены такие номограммы для конденсаторов типа К52 1Б (24].
Пример Требуется определить допустимое значение пульсации
иа конденсаторе типа К52-1Б емкостью С=68 мкФ при воздействии
импульсов с дли ельностью фронта т = 10—< с и частотой повторе-
ния f = 1 кГц Ход решения показан иа номограммах пунктирной
линией, начало по рис. 2.12, б при f = 1 кГц, ответ по рис.
2 12, = 1,4 В
Если к конденсатору приложено напряжение иесинусоидальной
формы то мощность потерь можно определять по действующему то-
ку /Сд, протекающему через конденсатор (3]
^Са ~ ^Сд гн-0' (2 29)
где гв э — последовательное экпипялеитное сопротивление конден-
сатор а
57
Допустимое значение тока /Сд через конденсатор зависит
от допустимой температуры нагрева и геометрических размеров кор
пуса конденсатора н обычно приводится в технических условиях или
справочных данных (24]
Полное сопротивление конденсатора %с. характеризующее его
работоспособность на высоких частотах.
(2.30)
где L — индуктивность токопроводящих частей конденсатора
Емкостное сопротивление конденсатора Хг — 1/2 п/Са с рос-
том частоты уменьшается, а индуктивное Х{ — 2nfL возрастает.
Резонансная частота определяется из условия Х(. = XL и равна /р =
«с |/2л Д/LCit.
Конденсатор работает эффективно только на частотах f < /р.
Минимальное значение Zc определяется на резонансной частоте и
численно равно эквивалентному последовательному сопротивлению
Гц.а
Эффективным способом увеличения резонансной частоты и
уменьшения гп э является параллельное подключение к электроли-
тическому конденсатору большой емкости другого конденсатора —
керамического или пленочного небольшой емкости, но имеющего зиа
чительно большую резонансную частоту. Пульсация на выходе та
кой пары конденсаторов уменьшается в 5—10 раз по сравнению с
включением только одного электролитического конденсатора
Уменьшение полного сопротивления в конденсаторах достига-
ется также за счет уменьшения индуктивности L. С этой целью высо-
кочастотные конденсаторы выполняются с четырьмя выводами
(К53-25, К50 33) или с контактными площадками (K10-I7, К10 47
и др )
Значения ru , обычно не приводятся в нормативно-технической
документации па конденсаторы. Для ориентировочных расчетов
можно пользоваться усредненными данными приведенными в табл.
2 4 полученными экспериментально в нормальных условиях при
исследованиях некоторых типов конденсаторов 111 23, 24].
Следует отметить, что сопротивление гц.а зависит от температу-
ры: при повышении температуры око уменьшается, а при пониже-
нии увеличивается. Например, для конденсаторов К50-24 160В-
10 мкФ при 25°C гп.э = I Ом, при 70°Сг„.э = 0,3 Ом а при — 40 “С
Таблица 2.4
Последовательное эквивалентное сопротивление
некоторых типов электролитических конденсаторов
Тип кондсн* сатора га ». Ом Тип кондек сатора Гп 8. Ом
К52-1Б 0 1—0,4 К53-25 1—3
К52-1О 0.5—1.0 К53-1 0,4-0,7
К50-33 0,05—0,08 К 50 6 0 4 0.7
58
rn.8 = 4 Ом Это является одной нз причин существенного повыше-
ния пульсации иа выходе сглаживающих фильтров ИВЭ прн пони-
женной температуре окружающей среды
При использовании конденсаторов в высокочастотных ИВЭ не-
обходимо учитывать, что емкость некоторых типов конденсаторов
существенно уменьшается с увеличением частоты [8 231
Глава третья
Трансформаторы и дроссели фильтров
3.1. Конструкции трансформаторов и дросселей
фильтров
Трансформаторы малой мощности (ТММ) и дроссели фильтров
по конструктивному выполнению магнитопровода делятся иа три
группы броневые; стержневые и тороидальные Броневые и стерж-
невые ТММ применяются на частотах 50—1000 Гц, тороидальные —
— На частотах 400 Гц — 100 кГц и выше На частотах до 1 кГц ТММ
выполняются однофазными н трехфазными, ив более высоких час
тотах — преимущественно однофазными.
Основными элементами конструкции ТММ являются магнито-
провод (сердечник) и обмотки. Кроме того, ТММ могут иметь уста-
новочную арматуру, теплоотводы от сердечника и катушек, влаго-
защитное покрытие и подсоединительные элементы
Магинтопроводы ТММ в зависимости от технологии изготовле-
ния делятся иа пластинчатые, ленточные и прессованные. Наиболее
широкое распространение в настоящее время получили ленточные и
прессованные магнитопроводы, позволяющие лучше использовать
свойства магнитных материалов
На рис. 3.1 приведены конструкции основных видов магинто-
проводов ТММ броневого типа — БТ (ШЛ ШЛО, ШЛМ), стержие-
а
59
Таблица 31
Основные данные ыагннтопроводов типа ШЛ
Типоразмер магнито* провода ШЛ axb Размеры, мм Средняя длина Магниткой сило- вой ливни 1с, см Активное сечение стали Sc kc, см* 1_________ Площадь окна 30. см* Прсизве денне Vc “• Масса маг- вмтопрово- ДВ ос. г
с h
ШЛ6Х6.5 ШЛ6Х8 ШЛ6Х10 ШЛ6Х12.5 6 15 5,1 0,3 0,37 0,47 0,58 0,9 0,35 0,43 0,54 0,675 13 16 20 25
Д1Л8Х8 ШЛ8Х10 Ш Л 8X12.5 ШЛ8Х16 8 20 6.8 0,5 0,63 0,79 1,02 1.6 1,02 1,28 1.6 2,05 29 36 45 57
шлюх ю ШЛЮХ 12,5 шлюхю ШЛ 10X20 10 25 8,5 0,8 1.0 1,28 1 6 2,5 2,5 3,12 4,0 5,0 57 71 91 113
ШЛ 12X12,5 ШЛ 12X16 ШЛ 12X20 ШЛ12Х25 12 30 10.2 1.21 1,55 1,93 2.42 3.6 5,4 6.9 8,65- 10,8 100 130 165 205
ШЛ16Х16 ШЛ 16X20 ШЛ 16X25 ШЛ 16X32 16 40 13,6 2,07 2.6 3,24 4,15 6,4 16,6 20,5 25,6 32.6 235 295 370 470
ШЛ20Х20 ШЛ20Х25 ШЛ20Х32 ШЛ20Х40 20 50 17.1 3,28 4,1 5,24 6,55 10 40,0 50,0 64,0 80,0 460 575 735 920
ШЛ25Х25 ШЛ25Х32 ШЛ 25X40 ШЛ25X50 25 62,5 21,3 5,14 6.56 8.2 10,3 16 98,0 125,0 156,0 195,0 900 1150 1440 1800
60
Окончание табл. 31
Типоразмер ма иитопрово- да ШЛ ах 6 Размеры мм Средняя Длина магнитной сило- вой линии 1е, см Активное сечение стали Sc ke, см* Площадь окна So. см» Произве- дение s0\.««' Масса маг- нитол ро во- да Ос, г
С h
ШЛ32Х32 ШЛ32Х40 ШЛ 32X50 ШЛ 32X64 32 80 27,7 8,46 10,6 13,2 16,9 26 261,0 328,0 410,0 523,0 1900 2370 2970 3800
ШЛ 40X40 Ш Л 40X50 ШЛ 40X64 ШЛ40Х80 40 100 34,2 13,2 16,5 21,2 26,5 40 640,0 800,0 1025,0 1280,0 3720 4650 5960 7430
Примечания
I. Обозначения размеров магнитопроаода a, b, с, h соответствуют рис.
3.1.
2 Активное сечение стали н масса магнитопровода рассчитаны для лен-
ты толщиной 0,08 мм. Для магинтопроводов нз ленты другой толщины эти
параметры определяются по формулам ; =SC.T *с/°- 85: сс=ССт‘с/°-в8-
Значение Ьс выбирается из табл 3.22 индекс «т» указывает, что данный
параметр взят нз табл 3.1.
Таблица 3.2
Основные давние магинтопроводов типа О Л
нз железо-иикелевых сплавов
Типоразмер магннтопровода ол аю-ъ Средняя длина маг нитной си- ловой ли- нии см Активное се чеяне стали «с ^с’ См1 Площадь ок- на 30, см* Произве- дение so sc- см* Масса магии - топровода °с- г Коэффици- ент запол- нения ок- на. ko
ОЛ6/8-2.5 2,2 0,015 0,282 0f007 0,28 0,06
ОЛ8/Ю-2.5 2,83 0,015 0,5 0,0125 0,36 0,07
ОЛЮ/12-2,5 3,46 0,015 0,785 0,0196 0,44 0,07
ОЛ 12/14 3 ОЛ 12/14-4 4,08 0,024 0,03 1,13 0,034 0,045 0,67 1,05 0,07 0,08
ОЛ14/17-3 ОЛ14/17-4 4,87 0.036 0 045 1,54 0,069 0,092 1,4 1,84 0,10 0 11
61
Окончание табл. 3.2
Типоразмер магни- топровода ОЛ d/D — b Средняя длина маг- нитной си- ловой ли- нии 1с см Активное се ченме стали $с *с. см’ Площадь ок- на SQ, см* Пронзве дение S S„, см* п с* Масса магии топровода °С-Г Кеэффиц ент эапол нения ок- иа. ko
ОЛ 16/20-3 ОЛ 16/20-4 ОЛ 16/20-5 5,65 0,048 0,06 0,075 2,0 0,121 0,16 0,20 2.1 2,83 3,55 0,115 0,13 0.14
ОЛ 18/23-4 ОЛ 18/23-5 6,45 0,08 0,1 2.55 0,25 0,32 4,1 5,1 0,15 0,155
ОЛ20/25-5 ОЛ20/25-6.5 7,06 0,1 0,13 3,14 0,39 0,51 5.5 7,25 0,155 0,16
ОЛ20/28-5 ОЛ20/28-6.5 7,55 0,16 0,195 3.14 0,63 0,81 9,5 12,4 0.165 0,165
ОЛ22/30-5 О Л22/30-6,5 8,17 0,16 0,208 3,32 0,765 0,99 10,3 13,5 0,167 0,175
ОЛ25/35-5 ОЛ25/35-6.5 9,42 0,2 0 26 4.9 1,23 1,60 15,0 19,2 0,182 0,185
ОЛ25/40-5 ОЛ25/40-6.5 10,2 0,3 0,39 4,9 1,84 2.40 24,0 31,5 0.19 0,195
ОЛ28/40-8 ОЛ28/40-Ю 10,7 0,384 0,48 6.1 2,95 3,70 32,5 40,5 0,20 0,205
ОЛ32/45-8 ОЛ32/45-Ю 12.1 0,416 0,52 8,0 4,15 5,20 40,0 50,0 0,20 0,20
ОЛ32/50 8 6Л32/50-10 12,9 0,575 0,72 8,0 5,70 7,10 59,0 74 0 0,20 0,22
ОЛ36/56-8 ОЛ36/56-Ю 14 4 0,64 0.8 10,2 8,20 10,20 73,0 92,0 0,23 0,23
ОЛ40/56-12,5 ОЛ40/56-16 15.1 0,797 1,02 12,5 12,50 16,00 96,0 123 0,25 0,25
ОЛ40/64 12,5 ОЛ40/64-16 16,3 1,13 1,44 12,5 18,00 24,20 155 200 0,27 0,27
ОЛ45/70-16 18,05 1.5 15,9 32,00 230 0,3
ОЛ50/70-20 ОЛ50/70-25 | 18,85 Г. 5 1,88 19,6 39,30 49,00 240 300 0,3 0Л
Примечания-
I. Обозначения размеров магнитопровадов d, b. D соответствуют рис 3.1.
2. Активное сечение стали и масса магкитопровода рассчитаны для лея
ты толщиной 0.05 мм с плотностью ?т=В.5 г/смэ. Для лент другой толщины
и плотности эти параметры определяются по формулам SC=SC тАс/0.8, О^я
=GC Twftc у/0,8 ут. Значение Ас выбираются из табл. 3.22, индекс <т» ука
зывает, что данный параметр взят из табл 3.2.
Таблица 3.3
Основные данные магнитопроводов типа К из ферритов
Типоразмер маглитопровода KDxzfXb Sc. см» 'с* с“ So. см» Сс- г so Sc. CM*
К4Х2.5Х2 0 015 1,02 0,049 0,06 0,0007
К5Х2,0Х1,5 0,0225 1.1 0,031 0,14 0,0007
K5X3XL5 0 015 1,26 0,07 0,12 0,001
K7X4XI.5 0,0225 1,73 0,125 0,24 0,0028
К 7X4X2 0,03 1.73 . 0 25 0,32 0,0038
К10X6X2 0,04 2,51 0,282 0,59 0,0112
К10X6X3 0,06 2,51 0,282 0,86 0,017
К 10X6X4,5 0,09 2,51 0,282 1,3 0,025
К 12X5X5.5 0,192 2,67 0,196 2,83 0,038
К12Х8ХЗ 0,06 3,14 0,502 1 12 0,03
К16Х8Х6 0,24 3,77 0,502 4.9 0,12
К 16ХЮХ4.5 0;|35 4,08 0,785 3,1 0,106
К 17,5X8,2X5 0,232 4,04 0 528 5,1 0,122
K20XI0X5 0,25 4,71 0,785 6,4 0,196
K20XI2X6 0,24 5,03 1 13 6,7 0,27!
К28Х16Х9 0,54 6,91 2,01 20 1,085
КЗ IX 8,5X7 0,438 7,78 2,69 19 1,178
К32Х16Х8 0,64 7,54 2 01 26 1,286
К32Х20Х6 0,36 8,17 3,14 17 1,130
К32Х20Х9 0,54 8,17 3,14 25 1,696
К38Х24Х7 0,49 9,74 4,52 27 2,215
К40Х25Х7.5 0,562 10,2 4,91 32 2,759
К40Х25ХП 0,825 10,2 4,91 46 4,05
К45Х28Х8 0,68 11,47 6 15 43 4,182
К45Х28Х12 1,02 11,47 6 15 62 6,273
вого типа — СТ (ПЛ, ПЛВ), тороидального типа — ТТ (ОЛ, К)
трехфазиого (ЗТ). Конструкции магнитопроводов и основные разме
ры а, в, с, h нормализованы, выбранные для рядов магнитопроводов
соотношения размеров х — c/h, у = Ыа, г = Л/я обеспечивают оп-
тимальные массогабаритные характеристики или стоимость ТММ.
Основные конструктивные данные некоторых типов магнитопро-
аодов приведены с табл. 3 1—3.3.
Магнитные материалы в основном определяют массогабаритные
и энергетические характеристики ТММ. Высокая индукция насыще
иия В, и малые удельные потерн Руд в материале магнитопровода
позволяют-выполнить ТММ с меньшими габаритами и массой, а также
с более высокими КПД.
На частоте 50 Гц в ТММ применяются электротехнические ста
ли толщиной 0,35 0,5 мм, например, Э411, Э412 и др , а иа частотах
400—1000 Гц и выше — ленточные магннтопроводы из стали марок
3421, 3422 и др. толщиной 0,05—0,15 мм (табл 3 4, 3 5).
Сплавы прецизионные магиитомягкие применяются в ТММ иа
частотах до 50—100 кГц, где они имеют меньшие удельные потери и
напряженность магнитного поля при сравнительно высокой индук-
ции насыщении (0,75—1,5 Тл).
63
Наибольшее применение для ТММ иа повышенных частотах
находят сплавы 34НКМП, 50НП. 68НМ, 79НМ, 80НХС с толщиной
ленты 0 05—0 01 мм.
Железо-никель-кобальтовые сплавы 47НК, 47НКХ. 64Н,
40НКМ после отжига в поперечном магнитном поле имеют линей-
ный участок основной кривой намагничивании и неизменное значе-
ние магнитной проницаемости при напряженности постоянного
Таблица 3.4
Удельные потери и магнитная индукция для некоторых марок
электротехнической листовой стали иа частоте 50 Гц
Марка стали Толщине листа им Вт/кг т т
лт-т Н. А/м тп
1.0 1 ’’5 1 ’7 100 | 250 | 2500
3411 (Э310) 0 35 0 80 1,75 2 50 —. — 1,75
3412 (Э320) 0 35 0,70 1,50 2,50 —— — 1,85
3413 (ЭЗЗО) 0 5 0,80 1 75 2,50 — — 1,85
0,35 0 60 1 30 1 90 — — 1,85
3413 (ЭЗЗОА) 0,5 0,70 I 50 2,20 1 6 1,7 1,88
0,35 0 50 1,10 1,60 1,6 1,7 1 88
3415 0,35 0 46 1 03 1,50 1,61 1,71
Таблица 3.5
Удельные потерн и магнитная индукция для некоторых марок
электротехнической ленточной стали на частоте 400 Гц
Марка стали Толщина ленты, ИИ руя. Вт/кг Вт- Т
«Ж- Т Нт А/м
1.0 1.5 40 во | 400 | 2500
3421 0340) 0 15 10 0 23 0 0 50 0 8 1 30 1,70
0,08 10 0 22,0 0 40 0 75 1,25 1 70
0,05 10 0 21.0 0,40 0,75 1,25 1,70
3422 (Э350> 0,15 9 0 20 0 0,60 0,95 1,40 1.75
0 08 8.5 19 0 0 55 0 90 1,35 1 75
0 05 8 5 19 0 0 55 0 90 1,35 1 75
3423 (Э360) 0,15 8,0 19,0 0,80 1,10 1,55 1,82
0,08 7.5 17 0 0 80 1,05 1,50 1 82
0.05 .— 17 0 0 80 1 65 1 50 1 82
3424 (Э360А) 0,15 — 18 0 0 80 1.10 1,55 1 82
0 08 — 16 0 0,80 1,10 1,55 1,82
0,05 7.5 16.0 0,80 1,10 1 55 1,82
342S 0 15 — 17 0 1 10 1,35 1 65 1,82
0 08 — 15 0 1 05 1 30 1 65 1 82
0,05 — 15.0 1.05 1,30 1.65 1.82
Примечание В твбл 34 в ЗБ п скобках указаны марки стали до
•ведения ГОСТ 21127 75. ГОСТ 21427 4 7S и ГОСТ 21427 1 75
>4
3 Зак. 726
65
Продолжение табл. 3.6
Магнитная индукция Вт *Г
0 3 0,5 1 .0 0,3 0.5 | 1.0 0.3 0.5 1.0 0 3 0,5 | 1 .о.
47НК 0,02 2,5 250 6,0 450 25 900 4 250 11 460 46 920 7,5 260 20 470 85 940 15 280 45 490 200 980
40НКМ 0,02 1 150 3 250 12 480 1 8 150 5 250 22 480 3 150 9 250 42 530 6 5 180 22 310 100 600
• 20 кГц 50 кГц 75 кГц 100 кГц
Мвгиитная индукция Вт. Т
0,5 0,65 1.0 0,5 0,65 1.0 | 0,5 0.65 1.0 0.5 0,65 1 .0
34НКМП 0,02 120 47 170 50 300 55 350 65 500 70 800 80 560 78 800 90 — 85 95 ПО
0,05 135 65 210 70 420 80 480 73 700 77 85 — 1 1 — — —
50НП 0,02 135 80 200 88 350 95 430 96 630 94 — — — -Т- — — —
Окончены табл. З.б
Магнитная индукция Вт, Т
0,2 0,3 0,5 0,2 | 0,3 о,5 0,2 0,3 | 0.5 0,2 0,3 0,5
79НМ 0,02 8,5 19 54 30 70 180 60 135 370 80 180 500
8 И 20 12 17 30 13 18,5 34 14 20 38
0,01 5_0 10,5 28 16 33 90 27 55 150 37 80 220
5 5 7,5 14 8,5 13 22 10 15 23 11 16 24
47НК 0,02 20 42 122 — — — — — — —• — —
120 190 320 — >м> — — — — — —
40НКМ 0,02 6 0 16 50 24 56 170 — — — 70 150 400
— 230 360 — 330 500 — — — 550 800
1500НМЗ — 30 80 — 80 230 — 165 420 — 240 650 —
40 65 — 40 65 — 45 70 — 45 70 —
2000НМ1 — 26 80 — 97 300 — 140 400 — 330 900 —
40 100 —* 40 100 — 40 100 — 40 100 —
2000НМЗ — 23 70 — 60 1 161 — 90 250 — 150 400 —
40 70 — 40 1 75 — 50 80 — 55 85 —
Примечание. Для каждой марки'материала при данной частоте и магнитной индукции в таблице в виде дроби при-
ведены в числителе значения удельных потерь, в знаменателе напряженности магнитного поля. Например, для материала /9НМ
с толщиной ленты 0,02 мм прн частоте 20 кГц и индукция Bm=0,5 Т находим: удельные потери 54 Вт/кг; напряженность поля
магнитного поля до 600—800 А/м; они применяются для тороидаль-
ных трансформаторов статических преобразователей (ТСП) на час-
тотах 10—50 кГц.
Значения удельных потерь и напряженности магнитного поля в
зависимости от индукции Вт на частотах 1 —100 кГц для некоторых
материалов приведены в табл. 3.6.
Ферритовые сердечники применяются для ТСП на частотах
20—100 кГц и выше; оии значительно дешевле сердечников из пер-
маллоевых сплавов. К недостаткам ферритов относится значительное
изменение индукции насыщения от температуры. В диапазоне тем-
ператур от—60 до+125°; индукция насыщения изменяется иа
± 30% В диапазоне температур от — 60 до + 200 °C наиболее часто
применяются прецизионные термостабильные ферриты 2000 НМЗ
2000 НМ1, 1500НМЗ. 1500НМ2. 1500НМ1. 1000НМЗ, 700НМ.
Сердечники нз магиитодиэлектриков на основе молибденового
пермаллоя (МП-60, МП 140, МП-160) применяются в дросселях иа
частотах 50—100 кГц. Магнитная проницаемость их мало изменяет-
ся с ростом напряженности поля до 2000 А/м; работают они в интер-
вале температур от —60 до +85 °C.
Сердечники из магнитодиэлектриков и ферритов имеют малую
частотную зависимость Вт — f (Нт) на частотах до 100 кГц, одна-
ко потери на перемагничивание в них прр этом значительны.
Магнитопроводы из пермаллоевых сплавов, ферритов и магнн-
тодиэлектрнков существенно изменяют свои свойства прн механиче-
ских воздействиях, пропитке н заливке. Поэтому для обеспечения
стабильности магнитных характеристик применяется защита сердеч-
ников герметичными каркасами с заполнением их демпфирующими
эластичными компаундами.
Рекомендации по применению магнитных материалов на часто-
тах до 100 кГц приведены в табл 3.7.
Т а б л и ц а 3.7
Рекомендуемые толщины магнитных материалов для ТММ
на повышенные частоты, мм
Материал Частота f, кГц
1 — 2 ! 2-6 6-10 10—20 20-50 50—100
34НКМП 0. 1 0.05 0 05— 0,02 0.02
40НКМП 0.1—0,05 0.05 0.05 — 0 02
5 ОНП 0. I 0 05—0.02 0.02 —
68НМП 0.1—0.05 0.05 0.02 — ——
79НМ 0. 1 0,05 0.05 0,02 0.02 —
47НК 0. 1 0.02 0 02 0,02 0.02—0.01 0.01
40НКМ о. I 0.02 0 02 0,02 0,02 0.02 — 0 01
3422 0,08— 0 05 0,05 — —— ——
0350) 3423 0 08 0.05 0,05
0360) I500HM3 + + +
2000НМ1 — + + + +
2000НМЗ — — — + +
Примечание. Знаком <+> обозначен рекомендуемый диапазон на
стот для применения ферритов различных марок
68
Рнс. 3.2 Схема размещения обмоток в окне магннтопровода:
а — на каркасе, б — на гильзе:
f—межслойиаи изоляция: 1 — межобмоточная и оляция, 3— наружная изо-
ляция; 4 — концевая изоляция /
Конструкция катушек. Обмотки броневых и стержневых ТММ
выполняются в виде катушек с каркасной или бескаркасной намот-
кой. Используется, как правило, рядовая многослойная намотка об-
моток на каркасе или гильзе прямоугольной формы. Рядовая намот-
ка производится по всей высоте каркаса (гильзы) или секциями на
его части. Секционная намотка* применяется в высоковольтных тран-
сформаторах и при намотке низковольтных ТММ медной или алюми
нневой фольгой.
Обмотки малогабаритных броневых или стержневых ТММ на-
матываются непосредственно на предварительно изолированный маг-
ннтопровод. При этом сердечник имеет продольный разрез по высоте
окна. Схема размещения многослойной обмотки в окне магнито-
провода броневого или стержневого типа приведена на рнс. 3.2.
В тороидальных ТММ обмотки укладываются на изолированный
к защищенный магинтопровод. В низковольтных ТММ намотка-вы
полняется обычно по всему периметру сердечника непрерывно, а в
высоковольтных — секциями.
Изоляция обмоток включает в себя изоляцию внтковую, меж-
слоевую. межобмоточную и наружную от магнитопровода и элемен
тов конструкции.
Обмоточные провода для ТММ используются круглого или пря-
моугольного сечений из меди с изоляционным покрытием. Иногда
применяется также медная или алюминиевая фольга. Наиболее часто
применяются провода с эмалевой изоляцией, которые имеют малую
толщину изоляции, высокую электрическую прочность и стойкость к
воздействию пропиточных лаков и компаундов Провода с эмалевой
изоляцией работают при температурах до 200 °C Характеристики не-
которых типов обмоточных проводов с эмалевой изоляцией приве-
дены в табл. 3 8, данные некоторых марок медных проводов — в
табл 3.9.
69
Таблица 38
Характристики обмоточных проводов с эмалевой изоляцией
Мариа провода Характеристика провода Предельные размеры, мм Рабочая температура, °C Ресурс, ч Пробивное напряжение, В
Провода медные, .круглого сечения, изолированные ла- ком ВЛ-931:
ПЭВ-1 ПЭВ-2 с изоляцией уменьшенном толщины с изоляцией нормальной толщины 0 0,02-5-2,5 0 0,06-5-2,5 105 20000 100—1700 400-2300
ПЭТВ Провода эмалированные, нагревостойкис, нагрево- прочные с изоляцией лака- ми ПЭ-939, ПЭ-943 на ос- нове полиэфиров 0 0,06-^2,5 130 200 20000 500 650—2800
ПЭТ-155 Провода медные, круглые, изолированные теплостой- ким лаком ПЭ-955 на поли- эфнрнмидной основе 0 0,06-5-2,5 155 20000 200-3300; 1250—4400
П НЭТ-и мид. Провода из медной никели- рованной проволоки с эма- левым покрытием на основе нолинмндов 0 0,064-2,5 220 —
ПЭВП Провода медные, прямо- угольного сечения, покры- тые поливинилацеталевыми эмалями 0,5X2,83-5-1,95X4.4 105 20000 175—250
© © ее е© е© © ©ее © ее © © ©© © © © © е © е ©рр©ррррррреррррр
OOOpVl'-jVj 0>0>ф 0> СЛ СП СЯС1 сл "><**» Ы W Ы Ы ЮМ» »о to to — *— Т- ~ — *>- — © ©о © р
UON*№4bK>04BlW-I04A - ООСЛШ>-<0'ЗслСО>-©СОаО'Ч0>СЛ,<ьСОЮ—©©ОО-ЧОТСЛ
totow85<5iwia>-»j
®®®®ggggggg
-4cnw — <5~4©cj!Wbo>^
тимииооиойаф
>«к0^>-осп0>с>)слше
Диаметр
провода по
меди, мм
□
О сз Ха
X
ю ь»
□ га
$ •о
сз я о
х з X х я
х Ш я га
□ □ w о
ъ
X р
X' X
□
ь 2
Е Z
о
с
Таблица 39
Основные данные обмоточых проводов круглого сечения
Окончание табл. 3.9
Диаметр провода по меди, мм Сечение провода, мм1 Диаметр провода с изоляцией, мм Сопротивление постояиному току, Ом/м
ПЭВ-2 пэтв пнэт имид псд. псдк пэлшо
0.86 0,5809 0,95 0 95 0,92 1,13 1.01 0,0297
0.90 0,6362 0,99 0 99 0.96 1,17 1,05 0,0270
0,93 0,6793 1,02 1 02 0.99 1,20 1,08 0,0253
0,96 0,7238 1,05 1 05 1.02 1,23 1.П 0,0238
1,00 0,7854 1,11 1 11 1.06 1,29 1.16 0,0219
1.04 0,8495 1.15 1 15 1,12 1,33 1.20 0,0202
1,08 0,9161 1.19 1,19 1,16 1,37 1.24 0,0188
1.12 0,9852 1,23 1 23 1.20 1.41 1.28 0,0175
1.16 1,0568 1,27 1 27 1.24 1.45 1,32 0,0163
1,20 1,1310 1,31 1 31 1.28 1,49 1,36 /0,0152
1,25 1,2272 1,36 1 36 1.33 1,54 1.41 0,0140
1,30 1.3270 1.41 1.41 1,38 1,59 1.46 0,0132
1,35 1.4314 1.46 1 46 — 1,64 1.51 0,0123
1 40 1,5394 1,51 1 51 — 1,69 1,56 0,0113
1 45 1,6513 1.56 1.56 — 1.74 1.61 0,0106
1,50 1,7672 1.61 1,61 1 79 1,68 0,00993
1,56 1,9113 1.67 1,67 1,85 1.74 0,00917
1,62 2,0612 1,73 1,73 1.91 —— 0,00850
1 68 2,217 1,79 1,79 1,98 — 0.00791
1 74 2,378 1,85 1,85 2,04 — 0,00737
1.81 2,573 1,93 1.93 —— 2 11 — 0,00681
1 88 2 776 2 00 2,00 — 2 18 — 0.00631
1 95 2,987 2,07 2.07 2 25 — 0.00587
2 02 3,205 2,14 2,14 — 2 32 0,00547
2 10 3.464 2,23 2,23 — 2,40 — 0,00506
2,26 4,012 2,39 2,39 — 2,62 —— 0,00437
2 44 4,676 2,57 * 2.57 — 2,80 — 0,00375
Выводы катушек трансформаторов и дросселей выполняются
монтажным проводом. Марка провода выбирается исходя нз рабочей
температуры ТММ и напряжения или потенциала обмотки.
Изоляционные материалы обеспечивают электрическую изоля-
цию в ТММ н защиту нх от внешних воздействий. Для межслоевой,
межобмоточной и наружной изоляции наиболее часто используется
бумага и пленка, а для пропитки и заливки - различные лаки, эма-
ли и компаунды.
Применяемые для ТММ электроизоляционные бумаги обладают
высокой впитывающей способностью, достаточной механической к
электрической прочностью в пропитанном состоянии и являются ос-
новными материалами для броневой (ВТ) и стержневой (СТ) конст-
рукции ТММ прн температурах до 105—130 °C. Прн более высо
кнх температурах в Качестве межслоевой и межобмоточной изоляции
используются пленки, стеклоткань и стеклослюдиннт. Однако при-
менение пленок ухудшает пропитку, снижая теплопроводность об-
моток. Значительно лучшим изоляционным материалом является
72
мнкалентная бумага, которая обладает наивысшей впитывающей
способность о.
Для пропитки и заливки ТММ прн температуре до 130° С в ос-
новном применяется лак ФЛ-98, а при температурах 130—155°С—
— полиэфирные, кремнеорганическне и эпоксидные компаунды и
лаки.
3.2. Основные расчетные соотношения для
трансформатора
Рабочий процесс в ТММ рассмотрим на примере трансформатора,
схема которого приведена на рис. 3.3. Прн наличии нагрузки RH
на вторичкой обмотке трансформатора и напряжении питания Ut
на его первичной обмотке, в магнитопроводе появляется результи-
рующий магнитный поток Фо, который индуктирует в обмотках ЭДС,
В
Е = 4^/W'SmSc10-> (3.1)
где Лф — коэффициент формы.
Приложенное к первичной обмотке напряжение уравновешива-
ется ЭДС Е, ЭДС, наведенной потоком рассеяния, который замыкает-
ся в основном по воздуху
вокруг обмоток и в канале
между ними, и активным паде-
нием напряжения в обмотке
U1 —Ei + Цг, -J-/,*,.
(3.2)
Для контура вторичной
обмотки
1/2-=£г—— /гхг- (3.3)
Соответствующая выражениям (3.2), (3.3) схема замещения
трансформатора представлена на рис. 3 4
Основные параметры трансформатора первичные и вторичные
напряжения и ЭДС. ток холостого хода, падения напряжения и по-
тери в обмотках, потерн в магннтопроводе определяются из рассмот-
рения режимов холостого хода и короткого замыкания, а при испы-
таниях — нз опыта холостого хода и опыта короткого замыкания.
В режиме холостого хода энергия, затрачиваемая в трансфор-
маторе, расходуется на создание основного потока (намагничиваю-
щая мощность Qc), потерн встали магнитопровода Рс н потери в пер-
вичной обмотке от тока холостого хода /ох.
Рис. 3.4. Схема замещения трансформатора малой мощности
73
Ток холостого хода содержит активную /оа и реактивную /ор
составляющие н определяется из выражения
+ (3 4а)
где
/ор = QJU-i ~ (3.4 6)
/оа = PdUi (3.4 в)
Определяющее значение для ТММ имеет реактивная составляю-
щая тока холостого хода, достигающая при малой мощности и час-
тоте 50 Гц 50% и более от тока 1Х При повышенных частотах с уве-
личением мощности трансформатора значение тока холостого хода
и его реактивной составляющей снижаются
В режиме короткого замыкания намагничивающая состав-
ляющая первичного тока и индукция в магиитопроводе ничтожно
малы и затрачиваемая в трансформаторе энергия идет на покрытие
потерь в обмотках катушки
PK~UKXli^^i = llrl + l2iri = llrK. (3.5)
Прн опыте короткого замыкания на первичную обмотку транс-
форматора подается напряжение /7К1, прн котором по первичной и
вторичной обмоткам протекает номинальный ток.
Относительное значение напряжения короткого замыкания, ха-
рактеризующее падение напряжения в обмотках трансформатора, и
его активная ик.а и реактивная «к.р составляющие определяются
по формулам
/1 ги'
"к =
=» u , a cos ф„4- «1(р sin <ря +
икрСО5фн as'ri<Pn
200
(3 6)
и Р
«к.а = -77£-= —-=O.Oljpfc„UZo/ir> (3.7)
С/1 г!
где гк = У Гк + Хи — полное сопротивление короткого Замыка-
ния; W# — число витков на ольт, kcx — коэффициент, характери-
зующий схемное выполнение обмоток ТММ:
/j Хц /1
"кр = U, ~ U,
(3 8)
Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора Ls зависит
от геометрических размеров трансформатора; с увеличением габари-
тов и мощности индуктивность рассеяния возрастает.
В ТММ реактивная составляющая падения напряжения на низ-
кой частоте мала, составляет доли процента от Uv Увеличение нк.р
происходит с ростом частоты и мощности в низковольтных трансфор-
маторах В высоковольтных трансформаторах с ростом канала рас-
сеяния между обмотками значение ик.р также возрастает.
Активная составляющая напряжения пк а с уменьшением разме-
ров ТММ мощности и частоты возрастает и может до тнгать десят-
ков процентов прн f = 50 Гц и мощности 50—100 Вт. Таким образом,
в ТММ преобладает автивпая составляющая падения напряжения,
т е. «к ~ ик а.
74
Индуктивность рассеяния Ls, Гн, для различных типов намотки
определяется по следующим формулам-
для рядовой многослойной намотки по всей высоте окна магнн-
топровода
h т \ 3 )
(3.9)
для чередующейся намотки секциями
1.256-U/g 1WKPJ , о, + оа
£а_ ----------------- 6о+---------
«С \ 3
(3.10)
для тороидальной намотки по .всему периметру сердечника
(3.U)
где т — число стержней магинтопровода; тх — число секций намот-
ки; Кр, КР1 эмпирические коэффициенты, зависящие от типа на-
мотки Кр — 0 84-0,9 для слоевой и тороидальной намоток, КР1 =
= 0,9—1 0 для чередующейся намоткн секциями
Неравномерное распределение i итков по всей высоте намотки
может привести к появлению дополнительных радиальных полей
рассеяния и увеличению индуктивности рассеяния.
Потерн мощности в трансформаторе складываются из потерь в
обмотках, потерь в сердечнике и потерь в изоляции. Последние сле-
дует учитывать в основном для высоковольтных трансформаторов
прн повышенной частоте.
Потери в обмотках зависят от активного сопротивления прово-
да обмоткн, плотности тока, частоты и температурного режима. Вли-
яние частоты иа увеличение потерь в обмотках ТММ сказывается на
частотах в несколько десятков килогерц и выше.
В общем виде потерн в обмотках катушки:
Pk = /2pVkM«. (3.12)
где р = р0 [1 + 0,004 (Т — Го)(; р0 = 0,0175 Ом-мм2/м для. меди
при То = 15 СС; — коэффициент, учитывающий увеличение со-
противления провода на повышенных частотах за счет вытеснения
тока к поверхности проводника Значения приведены в табл. 3.10,
Таблица 3.10
Значения коэффициента увеличения сопротивления провода Ьн
и глубина проникновения электромагнитного поля До
в зависимости от диаметра провода и частоты
1, кГц 10 20 50 100 150 200 500 1000
Дс мм 0.663 0.47 0.295 0.21 0. 17 0, 15 0.091 0,066
kjf для 0,2 . .. 1 004 1,13
разлнч — — — 1,03 1.11 1 2 1 64 2,13
ных d, 0.8 — — 1 07 1.3 1,49 1,66 2 41 3,3
мм 1.0 — 1,003 1.2 1,51 1,77 1,98 2,94 4,06
1,5 1.013 1,16 1,58 2,08 2,49 2,82 4,29 5,94
75
где также указаны глубины проникновения электромагнитного поля
До в материал проводника для различных частот.
Снижение влияния поверхностного эффекта может быть достиг-
нуто при выборе диаметра провода, исходя из условия d 2Де и
намотки несколькими параллельными проводами.
Потери в магнитопроводе. Удельные потери в магнитно-мяг-
ких материалах нормируются для фиксированных значений индук-
ции при низких частотах напряжения синусоидальной формы В об-
щем случае удельные потери в стали определяются по формуле
’Г S6. (3-13)
где flP = В/В„, fa = ///в — относительные значения магнитной
индукции и частоты В f—значения магнитной индукции и частоты,
для которых ведется расчет удельных потерь; Вн, /в — нормирован-
ные значения индукции и частоты, —удельные потерн в материа-
ле сердечника прн частоте /н и индукции ВП. В табл. 3.11 приведены
значения коэффициентов а, р и Руд для синусоидальной и прямо
угольной формы напряжений при частоте до 100 кГц |83, 84] По-
тери в магннтопроводе при переменном напряжении несниусоидаль-
ной формы определяются по формуле
Гс — Гуд1 Тф 'с — Руд Gc, (3.14)
где РуЯ1 — потери в стали от первой гармоники переменного напря-
жения; уф — коэффициент добавочных потерь, определяемый по
формулам табл 3 12
На рис. 3 5 приведены зависимости коэффициентов добавочных
потерь уСп от угла а" для трапецеидальной формы кривой иапря
жения (от — 0 — прямоугольная форма, а'=90° — треугольная)
и от угла а0 для прямоугольного напряжения с паузой на нуле.
Рис. 3.5 Зависимости коэффициента добавочных потерь от формы
кривой напряжения питания
а — трапецеидальная; б — прямоугольная с паузой на нуле
76
Таблица 3.11
Удельные потери в магнитно-мягких материалах при нормированных
значениях магнитной индукции и частоты и значения эмпирических
коэффициентов -а и р
Марка материала Толщина ленты, мм Удельные потерн Руд1, Вт/кг а 5
Форма кривой напряжения
синусои- дальна» прямо» угольная
0 1 2 7 2 2 1,65 1.7
34НКМП 0 05 0,02 2.2 3 8 2 3 4 1.4 1 15 1,65 1.3
0,01 — — — —
0,01 5,2 4,6 1,45 1.3
40НКМП 0,05 0,02 2,8 3,0 2,4 2 8 1.5 1,4 1.3 1,4
0,01 6,9 6,1 1,3 1,3
0,1 5 4,5 1,4 1,5
50НП 0,05 0,02 4.5 2,8 4,0 2,6 1,3 1.3 1,4 1,4
0,01 3,6 3.3 1,2 1.3
0,1 1.4 1.2 1 65 2,0
79НМ 0,05 1.0 0,9 1.5 2 0
0,02 0,85 0,8 1 4 2,0
0,01 0,7 6,65 1,26 1,9
68НМП 0,05 2,2 1,9 1.55 1.7
80НХС 0,1 1.4 1,25 1.7 2,0
0,05 1.2 1.0 1,5 2,0
Электротехниче- ская сталь 0,08 26 22 1.4 1,8
2000НМ1 21 1 25 2 6
2000НМЗ — — 23 1.1 2,4
2500HMCI — — . 24 1,05 1,45
Примечание. Значения Руд. приведены для сплавов 31НКМП,
40НКМП 60НП 79НМ, 68НМП н 80НХС прн Вв=0.5 Т. /в = | кГц. для
электротехнической стали прн Вк-1 Т fB-l кГц, для ферритов 2GOOHMI
2000НМЗ и 2500HMCI при Вв—0,2 Т. /н—20 кГц
77
Примечание. 4=3, 5,7,9 м т. д. — порядковые номера высших гармонических составляющих; Р,— удельные потери
при нормированных значениях магнитной индукции и частоты (см. табл. 3,6). ________________
78
Коэффициент полезного действия ТММ равен отношению отда-
ваемой мощности к потребляемой от сети:
Цг la cos у» Р2 5
l/g/а cos <ри-|-Ртр Р« + Ртр
где Ртр = Рс 4- Рк — потери в трансформаторе.
3.3. Расчет тепловых режимов
Основными источниками теплоты в ТММ н дросселях являются
потерн в обмотке н магннтопроводе, причем потери в м а гни топ р оводе
являются внешним источником теплоты по отношению к катушке
(обмотке); соответственно потери в катушке будут внешним источни-
ком теплоты по отношению к Магиитопроводу Собственные потери
в катушке и магннтопроводе являются внутренними источниками
теплоты в отношении иагрева этих элементов конструкции
В зависимости от условий теплообмена с окружающей средой
трансформаторы и дроссели могут быть разделены иа два типа:
ТММ и дроссели, теплообмен которых с окружающей средой
осуществляется через обмотку и сердечник, т. е. элемент стержне-
вой броневой конструкции;
ТММ и дроссели, магиитопровод (или обмотка) которых полно-
стью закрыт обмоткой (илн магнитопроводом) и теплообмен с окру-
жающей средой осуществляется только через обмотку (или магнито-
провод). К иим относятся электромагнитные элементы тороидаль-
ной и кабельной конструкций.
Для расчета тепловых режимов используе :я схеме замеще-
ния ТММ или дросселя, приведенная иа рис. 3 6В ней распределен-
ные тепловые параметры заменены сосредоточенными электромаг-
нитными параметрами.
Потери в катушке Рк и магнитопроводе Рс представлены как
источники тока, параллельно которым включены тепловые сопротив-
ления обмотки RK (нли /?к для внешнего источника теплоты), тепло-
вые сопротивления обмоткн — окружающая среда RO.K и тепловые
сопротивления перехода окружающая среда — магнитопровод Rrj.c.
Тепловой поток от катушки к магнитопроводу (или наоборот) про-
ходит через сопротивление пере
хода (гильзы) RT. Для тепловой
схемы замещения на рис. 3.6
п _----------------------- ,
йо-к+йк
s___________Rn.c________
ЯО-с + Як 4-/?г+Яо н
(3.16)
где п' — коэффициент, характе-
ризующий составляющую тепло-
вого потока между катушкой и
магнитопроводом от потерь в ка
тушке; s — коэффициент харак
Рис. 3 6. Тепловая схема заме-
щения трансформатора
79
теризующнй составляющую теплового потока между магнитопрово-
дом и катушкой от потерь в стали.
Тепловой поток между катушкой и магнитопроводом
Рк с—?к п' — Рс S=s — vs) (3.17)
и может быть положительным или отрицательным.
При положительном рк.с часть потерь в катушке отводится в ок-
ружающую среду через магнитопровод, а при отрицательном потери
мощности в магиитопроводе отводятся в окружающую среду частич-
но и через поверхность катушки, создавая в катушке дополнитель
ный перепад температур рк,с /?к. Максимально нагретая область
будет расположена в зоне на границе раздела между катушкой и
сердечником.
В тороидальных ТММ и дросселях отсутствует теплообмен сер
дечника непосредственное окружающей средой, поэтому в тепловой
схеме замещения на рис. 3.6 можно принять /?0,с=1 оо. Тогда s= 1
и п = 0, а весь тепловой прток от сердечника проходит через об
мотку, создавая в ней дополнительный перепад температур PCRK
Максимально нагретая область обмотки будет находиться на грани-
це с сердечником.
Для трансформаторов кабельного типа s = 0 и п — I
Расчетные зависимости для определения перегрева обмоток по
отношению к температуре окружающей среды и коэффициент пере-
пада температур в кату1пке Лц.т = 1 + Д7’,(.т/7’11.1( приведены в
табл. 3.13.
Расчет теплового сопротивления RK для катушек с внутренним источ
инком теплоты при отводе ее через наружную цилиндрическую по
верхность т. е. при отрицательном значении рк с, для броиецых
стержневых и тороидальных трансформаторов, производится по фор-
муле
4 Х V,,
(3.18)
Тепловое сопротивление катушки при положительном значении
Рк-с
п_____±_
Я"' 4XU„
(3 19)
Тепловое сопротивление катушки для потока, идущего со сторо-
ны внутренней поверхности.
13Я”
Сопротивления на границе катушка — окружающая среда RK.c
и сердечник окружающая среды Ro с;
/?о к — 1 /аН (^К> Ro с “ 1 /&С (3 2 )
где Пк и Пс поверхности охлаждения катушки и сердечника
Тепловое сопротивление перехода сердечник—катушка (гильзы)
= '3.22)
Л/1 р
80
Формулы для расчета перегрева трансформаторов
81
Приведенные размеры катушек определяются из выражений
Для тороидальных трансформаторов S,n = VK//C, а для броневых
н стержневых Sm = aKfw.
Типовые значения тепловых сопротивлений для ТММ различ-
ных конструкций приведены в [47].
Коэффициент теплоотдачи ат может быть представлен как
сумма коэффициентов теплоотдачи конвекцией а1(, Вт/см2 °C, и луче-
испусканием ал, Вт/см® °C. Коэффициент теплоотдачи конвекцией
„ —Т’с ) 1 / И , л_ 4 ‘ по»
а1(=0,9Л---------- I/ -77--10 (3 23)
\ h /г По
где h — высота катушки для броневой и стержневой конструкций,
м, h = 2гя — для 1 ороидальной конструкции, м; А — коэффици-
ент, зависящий от физических параметров среды, Вт/м 4- °C
(рис. 3.7); Т„—температура поверхности катушки.
Коэффициент теплоотдачи лучеиспусканием
где — степень черноты тела; Сч = 5,67 — коэффициент лучеис-
пускания абсолютно черного тела.
Рис. 3.7. Зависимости коэффициентов Л“<р(Гп) и ал —<₽(Т«)
82
Зависимости коэффициента теплоотдачи лучеиспусканием
от температуры окружающей среды прн Гп — const приведены на
рис. 3.7.
При наличии обдува со скоростью v коэффициент теплоотдачи
возрастает и определяется по формуле
«о = «т (> + 0,51/t).
Расчет коэффициента теплопроводности производится в сле-
дующей последовательности
Определяется средняя условная теплопроводность обмотки Хср
без учета межслоевой изоляции;
(3.25)
W Хпр = 2,3 Вт/см °C — для лаковой изоляции провода.
Эквивалентная толщина прослойки между проводами заполнен-
ная воздухом или пропиточным лаком (компаундом) [112] при рядо-
вой и шахматной укладке провода катушек соответственно:
(3 266)
Последнее выражение справедливо и для тороидальной намотки
Коэффициент теплопроводности обмотки X Вт/см- °C с уче-
том наличия равномерно распределенной по объему обмотки меж-
слоевой изоляции
X =--------^+Ч+.6_СД---------. (з. 27)
^из/^ср-Ь^иа Хиз {- Осл/Хсл
Коэффициенты теплопроводности прослойки между проводами
Хц3 и межслойиой изоляции Хсл выбираются из табл 3 14, где даны
основные теплофизические характеристики ряда материалов Значе-
ние коэффициента теплопроводности для непропитаиных катушек
равно (1,0—2,0)-10~3 Вт/см С, для катушек с пропиткой лаками н
компаундами X = (2-7-5) 10~8 Вт/см- °C прн наличии межслоевой
изоляции
Поверочный расчет тепловых режимов Перегрев катушки транс-
форматоров и дросселей броневой и стержневой конструкции опре-
деляется по формуле [47]
ДГ„ =-----------------Pc/t~P1< - (3.28)
Пс -.Г у-[-0,6
+ л7 V 1 +о 2W/C Нк j
Перегрев обмотки тороидальных трансформаторов
к
«т Пк
(3 29)
83
Таблица 3.14
Основные теплофнзнческие характеристики материалов
для трансформаторов
Материал Степень черноты 8т Коэффициент тепло проводности %, Вт/см-’С Удельная теплоем- кость, с. Дж/г «С
Алюминий: 2.08 0,816
окисленная поверх- 0,2—0,31 — —
кость
полированная власти 0,04—0,06 — —
иа
фольга 0,03 — —-
Бумага:
сухая — 1,0-10-’ 1,1—1,5
пропитанная маслом — 1,5-10-’ 1.7
пропитанная лаком — 1,7-10-’ 1,5—2,0
Воздух — 3,0- ю-« 1.0
Вода — 0,6-10-’ 4.2
Гетииакс, текстолит — (2,3—3,0)-10-’ 0,3—0,4
Лакоткаиь — 2,5-10-’ 2,0
Лавсановая и фторопла- — — 2,0
стовая пленка
Лаковая изоляция об- —- 2,3-10-’ —
моточного провода
Медь шлифованная 0,03 3,7 0,39
Медь окисленная при 0,57
Т=600°С
Масло — 1,0-10-® 1,8
Краски и лаки:
матовые 0,96—0,98 2,5-10-’ —
серые, черные 0,87—0,9 — —
защитно еленые 0,9 —• —
алюминиевые 0,28—0,7 —W —
Компаунды:
пропиточный 2,5-10-’ 2,0
заливочный — 1,5-10-’ 2,0
Пенопласты: — 0,06-ю-8 —-
Сталь:
шлифованная 0,5—0,6 0,2—0,5 0,48
окисленная 0,82 — —
оцинкованная 0,28 — —
Слюда — (4,5—5,7)-10-’
Электрокартон — 1,7-10-* 1,5
84
3.4. Уравнения мощности и оптимизация
электромагнитных нагрузок
При расчетах ТММ в уравнениях габаритной и выходной мощно-
сти необходимо учитывать наличие обмоток со средней точкой
(рис. 3.8). Трансформатор с любой схемой обмоток приводится к
двухобмоточному с помощью расчетных формул (табл. 3.15).
Связь габаритной мощности с электромагнитными нагрузками и
геометрическими размерами магнитопровода определяется из выра-
жения
Рг = 20Аф/Вт$сАс$оАо/. (3.30)
Выходная мощность трансформатора
S k
Рг = 40Лф fjBm Sc kc -^-2- -Ртр, (3.31)
где А>сх = Ар + 1/^2 (1 — Ар) + характеризует распределение
окна сердечника между первичной и вторичными обмотками. При
наличии обмоток со средней точкой Ах = 2, k2 — 2, при их отсут-
ствии kt ~ 1, А2 — 1. Зависимости коэффициента Асх от Ар приведе-
ны на рис. 3.9. Коэффициент Ар = SP2/(SP2 + SPs) характе-
ризует отношение выходной мощности обмоток без средней точки К
суммарной выходной мощности.
Основной задачей расчета трансформаторов является получение
нзилучших удельных мзссогабаритных или энергетических характе-
ристик при выполнении заданных требований к его параметрам. Кри-
териями расчета ТММ являются: заданный перегрев обмоток, паде-
ние напряжения в обмотках, КПД и ток холостого хода. Расчет на
заданный перегрев обмоток проводится для трансформаторов повы-
шенной частоты (400 и 1000 Гц), а также частоты 50 Гц при мощности
более 50 Вт и трансформаторов статических преобразователей с час-
тотой преобразования свыше 1 кГц. Расчет трансформаторов на за-
данное падение напряжения в обмотках проводится в основном для
ТММ, работающих на частоте 50 Гц с выходной мощностью до 50 Вт,
а также трансформаторов статических преобразователей мощностью
до 30 Вт при частоте преобразования до 5 кГц. Ограничение падения
напряжения задается также для трансформаторов с повышенными
требованиями к стабильности выходных напряжений.
Рис. 3.8. Электрическая схема
трансформатора
Рис. 3.9. Зависимости Асх—
=Ф(АР); П1 = 1—для обмот-
ки без средней точки: Л|=2 —
для обмотки со средней точкой
85
Расчетные соотношения для
магнитной
индукции, плотности тока
определения
мощности при заданных условиях расчета
в обмотках
и
Таблица З.Гб
габаритной
Параметры
Перегрев обмоток
| Падение напряжения на обмотках |
Ток холостого хода
Вт по кривым Вт=ф (Нт)
Магнитная
индукция
Bm Т
Вн
vAT'k.cp а,т П
11/₽
(l+v)GcPyJU/“
Для витых
ников
’ k;lc '
разрезных сердеч-
Вт =0.9
но k0 ]аг ф0 10_2
& Ас ^3
Плотность
тока
у, А/мм2
0 707
АТ’к.ср ®п»Вт
(1 + v) Ат GK
40Лф/Вт iSe “к
Р^сх
ц‘ Рг (4Ьф fBmP
0,
ДТУср
(1 + V) GK
50рАсх *о
£
Окончание табл. 3.16
Параметры Перегрев обмоток Падение напряжения на обмотках Ток холостого хода
Габаритная МОЩНОСТЬ Рг, В-А ЮАф ДГК gp <хт х X V BL X v Pl pkR Ye „ , Фв фо фр.С X a3 т V Фи Фс 800^| Р B^k^kouK <р3фо as РЙсх Ф/О) в -Г— йсх % I2 Sc S2 — 10 Й <з
Входящие параметры Оптимальное значение V— 2/0 мо- жет быть ограничено условиями расчета или значением индукции насыщения, тогда v определяется по формуле _Рс V = = Ртр—Р с Рс am К’Ср ^т—Рс Фс ф/- фо ф( О) й{ = 1 + 1 +(/o)s /3 = (1 4- 3)-10-», см *
Таблица 3.17
Формулы для безразмерных функций связи <pf геометрических параметров трансформаторов с базовым
размером а
Г еоиет- рический параметр Связь с базовым размером Значения <р( для различных типов трансформато ров
Броневой Стержневой Тороидальный Трехфазный
Ф1 /с»фг а 2 (х4-г + л/4) 2 (х4-г4-л/4) л (х4-1) Зх-)-2г 4-4,4
Ф/MZ /цу ^»ф;у/ О ях + 2у 4- 2 лх/24-2у4-2 л [(0,5x4-!/) (Х24- 4-2x4-2)-2у(х4-1)]/х2 2 \ 4 /
Фа Sc 5свф; 0s У У У У
Фо So So = Фо о2 хг XZ П 2 4 Х хг/2
Фпк пк /7к = Фп к а2 « 2 [лх (х +?)+ 4” 2] 2 ~(х + 2г) + + (х+г) (у-|-2)| л И2х24-4х 4-4( ,5x4- 4- у 4- 0,5 "Игх2 4- 4х 4- 4) 2 [0,5лх (0,5x-f- +z) + (x4-z)J
Фп с Пе /7с = Фп.са2 2 [у (2х+г+3) + +2x4-24-2] 2 [у (х4-4)+2х4-4] 0 2 (2x4-3) (г/4-2)/3
Фн Ук Ук —фк а® 2хг (лх/24-^4-1) 2хг (ях/44-у4-1) 0,5л (0 5х-|-У) (*®4- -4-2x4-2)—лу (х4-1) хг (лх/4-|-у4-1)
Фс Ус Ус —Фс а® 2у(х4-г-Н) 2у(х4-г4-2) л{/ (х4-1) у (4х4-3г4-6)/3
Примечания 1. Безразмерные коэффициенты у=Ыа, х — h/a.
eg 8. Обозначения размеров а, Ь, с. h соответствуют рис. 3.1.
Особенностью ТММ частоты 50 Гц является значительный ток
намагничивания. Индукцию в сердечнике таких ТММ необходимо
выбирать с учетом ограничения тока холостого хода
Оптимальные значения электромагнитных нагрузок (индукции
И плотности тока) при указанных выше критериях расчета опреде-
ляются по формулам табл. 3 16, где приведены также уравнения, свя-
зывающие габаритную мощность с заданными параметрами расчета
и геометрическими размерами ТММ через функции связи с базовым
размером магнитопровода (табл. 3.17).
3.5. Расчет однофазных трансформаторов
Расчет однофазных ТММ ведется, как правило, на допустимое
превышение температуры При этом не исключаются ограничения по
напряжению короткого замыкания и току холостого хода, исходя
из условий работы.
Исходными данными для расчета трансформатора являются:
назначение, условия работы и требуемый срок службы; напряже-
ние и частота / питающей сети, электрическая схема трансформатора;
действующие напряжения вторичных обмоток: без средней точки
Utl, U33,..., U3i; со средней точкой С/м, 07. £/31-; токи вторич-
ных обмоток: без средней точки /21, /22.../а{, со средней точкой
/м, /да,. , /3i (в нагрузке); допустимое напряжение короткого за-
мыкания ик или значение тока холостого хода /ох (при наличии огра-
ничений по этим параметрам)
Расчет трансформатора состоит из следующих этапов: выбор кон-
структивного исполнения, типа магнитопровода, расчетных крите-
риев; расчет габаритной мощности, определение типоразмера маг-
нитопровода; выбор электромагнитных нагрузок: индукции, плот-
ности тока; электрический расчет трансформатора; конструктивный
расчет трансформатора; поверочный расчет тепловой расчет.
Выбор конструктивного исполнения, типа магиитопровода «г
расчетных критериев производится исходя из условий работы и за-
данного срока службы. Конструктивное исполнение ТММ может быть
открытым, защищенным или закрытым. Для частоты 50—400- Гц
применяется броневая или стержневая конструкция магнитопрово-
да на частоте 1 кГц и выше — в основном тороидальная. При отсут-
ствии ограничений по напряжению короткого замыкания нлн току
холостого хода расчет ведется на заданную температуру перегрева
ТММ которая не должна превышать допустимой для провода обмо-
ток и изоляции.
Для броневой и стержневой конструкции магиитопровода при
окружающей температуре 60 °C перегрев обмоток принимается 50—
55 °C
Расчет габаритной мощности. Выбор типоразмера магиитопро-
вода. Габаритная мощность ТММ определяется в зависимости от
электрической схемы рассчитываемого трансформатора по формулам,
приведенным в табл 3.15 При этом КПД выбирается по графику иа
рис. 3.10 в зависимости от суммарной выходной мощности
SP2 = ХРи +‘2РзЬ
где
= </ai4i++ - - + Uiihi',
ZP3l = unr3i + + .. + U3lI3l
90
Таблица 3.18
Расчетные данные ряда трансформаторов броневого типа
(/ = 50 Гц; ДТ„ cp~55QC, сталь 3412 (Э 20) — толщина 0,35 мм;
3421 (Э310) — толщина 0,2 мм)
Типоразмер магнитопровода, ШЛ aXb Рг. В-А В , Т тп W'o. виток/В “к- % f. А/мм*
ШЛ12X12,5 2,0 1,5 22,7 12 1.5
ШЛ 12X16 4 0 1,5 17,7 12 1 7
ШЛ 12X20 6 0 1 5 14 2 12 2 0
ШЛ 12X25 8,0 1,5 11.4 12 2,2
ШЛ16Х16 13 1,6 12,4 12 2 0
ШЛ 16X20 20 1,6 9 9 12 2,2
ШЛ 16X25 28 1,6 7,9 12 2 5
ШЛ 16X32 38 1,6 6,2 12 3,0
ШЛ20Х20 45 1 6 7,85 11,5 2,5
Ш Л 20X25 60 1 6 6,26 10,5 2,7
ШЛ20Х32 75 1,6 4 9 9,0 . 2,7
ШЛ20Х40 98 1,6 3,9 8.0 2,6
ШЛ25Х25 125 1.6 5,0 9 0 2 4
ШЛ25Х32 150 1,6 3 9 7,5 2,4
ШЛ25Х40 190 1,6 3,15 6.5 2,3
Ш Л 25X50 230 1,6 2,5 5,5 2,2
ШЛ 32X32 280 1.6 3,0 7,0 2.3
ШЛ 32X40 350 1,6 2,42 5,5 2,2
ШЛ32Х50 440 1.6 1,95 4.5 2,1
ШЛ32Х64 540 1,6 1.5 4,0 2,0
ШЛ40Х40 640 1,6 1,95 4,5 2,0
ШЛ40Х50 770 1.6 1,55 4 0 1,9
ШЛ40Х64 920 1.6 1,20 3.0 I 8
ШЛ40Х80 1100 1,6 0,97 3,0 1 8
Выбор типоразмера магиитопровода производится из табл.
3.18—3.21 по найденному значению габаритной мощности Рг и
заданным условиям расчета (частота, перегрев). При условиях рас-
чета, отличающихся от указанных в табл 3.18—3.21, выбор типо-
размера магиитопровода производится из табл. 3.1—3.3 по значе-
нию произведения Sn5c:
S°S^-^^mkokc • <3 32>
Значения ke, ’ и Вт выбирают из графиков на рис. 3.11 — 3.13,
значения Sc, Gc, 1С определяют из табл 3 1 — 3 3 для выбранного
типоразмера магнитопровода. Коэффициент kc выбирают из табл,
3.22 в зависимости от толщины ленты.
Выбор электромагнитных нагрузок — магнитной индукции Вт
н плотности тока j вроизводнтся поданным табл. 3.12—3.15 или рас
четным путем по формулам табл. 3.16. При этом Вт < 1,6 Т для
f = 50 Гц; Вт < 1,4 Т для f = 400 1000 Гц.
91
При ограничении падения напряжения в обмотках плотность
тока определяют по формулам табл. 3 16 по заданному значению па-
дения напряжения
Электрический расчет трансформатора
1. Число витков иа вольт ЭДС, индуктируемой в обмотке тран-
сформатора
4Лф Вт fSc kc
Значение Вт не должно превышать выбранного при максиму
ме напряжения первичной сети
Таблица 3.19
Расчетные данные ряда трансформаторов броневого типа
(/=400 Гц, &ТК ср=55°С, сталь 3422 (Э320)
толщиной 0,15—0,08 мм)
Типоразмер магнитопровода. ШЛ аХЬ ₽г. В-А В , т т’ «'а. внток/В /. А/мм’
ШЛ6Х6.5 3,0 1,4 13,5 15 5,8
ШЛ6Х8 5,0 1.4 11 0 15 6 8
ШЛ6ХЮ 7,0 1,4 8 6 15 7,9
ШЛ 6X12,5 8,0 1.4 7 13 7,5
ШЛ8Х8 14 1,4 8,1 14 7 0
ШЛ8ХЮ 17 1 4 6,4 11,5 6,5
ШЛ8Х12.5 20 1 4 5 I 9 6,2
ЩЛ8Х16 23 1,3 4,3 8 5 6 2
ШЛ10Х10 32 ‘ 1,4 5,0 9,5 6,0
ШЛ10Х12.5 37 1,4 4,0 7,5 5,5
1ПЛ10Х16 44 1.3 3,4 6 7 5 4
ШЛ 10X20 50 1,3 2 7 5 5 5 0
ШЛ 12X12,5 60 1.3 3.6 6,0 4 5
ШЛ12Х16 70 1.3 2,8 4 5 4,0
ШЛ12Х20 80 1 2 2 45 4 3 4,0
ШЛ 12X25 89 1,2 1,95 3,4 3,6
ШЛ16Х16 140 1.2 2 3 4 3 5
ШЛ 16X20 160 1 2 1 8 3 3 0
ШЛ 16X25 170 1,1 1.6 2,5 2,9
ШЛ 16X32 205 1 0 1,35 2,5 3,0
ШЛ20Х20 270 1,1 1,6 2,8 2,8
ШЛ 20X25 310 1 0 1.4 2 6 2 8
ШЛ20Х32 350 1,0 1.0 2 2,5
ШЛ20Х40 440 0,9 0,95 2 2,8
ШЛ25Х25 530 1.0 1,1 2 2,3
ШЛ25Х32 580 0,9 0,95 1 8 2,2
ШЛ25Х40 670 0,7 1 0 2,4 2 6
ШЛ25Х50 820 0,6 0,92 2,8 3,0
92
Таблица 3 20
Расчетные данные ряда трансформаторов стержневого типа прн перегреве\ТИ ор = 55’С, /=5О Гц, сталь 3412
(Э320) толщиной 0,35 мм; /=400 Гц, сталь 3422 толщиной 0 08—0,15 мм
| Рг- в А ir QO —-to — — CM CM О со о со чг со о юсо СО сю СП — О О О to со со 00 О — — — см
X 3 co см co oo •*r ЧГСО CM СМ — СМ СО СМ — 0*0 — —4 Ю О to см со со ю to СО со о г- MF rt* жг со
о
S м
X X < ю CM О Ю ь- t-Sr-co ою оь- со to to *е* О СО см со со со О 00 со -Ф СО см см см
Е CD CD CO CO юю юю ю emo ю Ю to со со см см
рг. В.А | Ю ТГ Ю co О ООО о CD о со ь- — — см см NOCOO Ю со СП см ©ооо а> ю — г- — см coco
«к. % | torn ю ю аааа saas хг чг -е» xt- СМ СМ смсм
•о
1 | /, А/мм» | tOlOtOtO — -и « со со со со —« — e-ч — СМ СМ смсм см" см см см см см смсм
Е Ч ю юю ю —4 WM — WM to to to IO <© СО со со lOtOtQlO сосососо^
ев
1 I ¥-<?XD IfU Сояоаиохмнли ПЛ8Х125—12,5 ПЛ8Х 12,5—16 ПЛ8Х 12,5-20 ПЛ8Х 12,5-25 ПЛ10Х12 5—20 ПЛ 10X12 5—25 ПЛ 10X12,5—32 ПЛ 10X12,5-40 ПЛ 12,5X16—25 ПЛ 12,5X16—32 ПЛ125Х16—40 ПЛ 12,5X16-50 ПЛ 12,5X25-30 ПЛ 12,5X25-40 ПЛ 12,5X25—50 ПЛ 12,5X25-60
93
£
Окончание табл. 3.20
Типоразмер магкитолровода, ПЛ aXb—h f»50 Гц /=400 Гц
В_, Т /. А/мм’ «Л Pr. В-А В—, т 7П /, Д/мм* “к- % рг, В.А
ПЛ 16X32—40 1,65 3 2 21 0 66 0 1,15 2 2 2,8 240
ПЛ 16X32—50 1 65 3 1 20 3 80 0 1 1 2,0 2,6 290
ПЛ 16X32—65 1,65 3,0 19 7 100,0 1,1 2 0 2,6 350
ПЛ 16X32-80 1 65 3,0 19,7 123 1 05 1,9 2 4 400
ПЛ20Х40—50 1 65 2,8 15,7 160 0,95 1,9 2,5 480
ПЛ20Х40—60 1,65 2 6 14 6 176 0 90 1,8 2,3 540
ПЛ20Х40-80 1,65 2,5 14,0 230 0,88 1,7 2,2 620
ПЛ20Х40-100 1,65 2,4 13,5 280 0,85 1,7 2,2 720
ПЛ25Х50-65 1,65 2,2 9 5 340 0 8 1,6 1,9 910
ПЛ25Х50-80 1,65 2,0 8 6 380 0 78 1,5 1 8 10 0
ПЛ25Х50—100 1,65 1,8 7 8 430 0 6 1,4 1,7 1250
ПЛ25Х50-120 1,65 1,7 7,3 485 0 74 1,4 1,7 1450
ПЛ32Х64—80 1,65 1,7 5,8 700 0,73 1,4 1,5 1800
ПЛ32X64—100 1,65 1 6 5 4 820 0,7 1,4 1,5 2100
ЯЛ32Х64—130 1,65 1 5 5 1 1030 0,67 1,3 1,4 2500
ПЛ32X64—160 1,65 1,5 5 1 1270 0 65 1,3 1,4 3000
Таблица 3.21
Расчетные данные ряда тороидальных трансформаторов (Л7к.ср = 55е'С, сталь 3423 (Э360) толщина 0,08 мм)
Типоразмер магяитопровода, ОЛ d/D—b кГц />3,4 кГц /=5 кГц GTP- г
to А/мм* “к* % В-А в„, тп т /• А/мм* “к' % РГ’ В-А В_, 7 /. А/мм* “к- % Рг, В-А
ОЛ 10/16-5 1,5 14 21 .3,4 4,6 1,3 11,5 8,5 5,8 0 8 11,2 6 5 7,0 8 0
ОЛЮ/16-6,5 1,5 12 16 1 2 10 7,5 7 5 0,7 10 0 5 5 9,0 10,0
ОЛ 12/20—5 1.5 10 16 7,0 1,2 8,2 7,0 7,5 0,7 8,3 5,4 9,5 14,0
ОЛЮ 20—6 5 1,5 9,5 10,5 9,2 1,0 8,0 5 3 12,5 0 65 7,7 4,3 6,0 17,0
ОЛ 12/20-10 1,5 7.3 7,5 12 0 0,9’ 7.0 4,8 16 0 0 6 7,0 3,8 22,0 22,0
ОЛ 16/26-6 5 1,5 7,0 7,5 18,0 1,0 6,0 4.0 26 0 0,6 6,0 3,1 32,0 30 0
ОЛ 16/26—10 1,5 6,0 4,8 24 0 0,9 5,5 3,4 32,0 0,5 5 7 2,7 40,0 40,0
ОЛ 16/26—12,5 1,4 5,5 4.0 28,0 0,8 5,3 3,2 36,5 0,45 5,3 2,5 45,0 48,0
ОЛ20/32-8 1,5 5,5 3,7 38,0 1,0 5 0 3,1 51,5 0,55 5,0 2,4 63,0 56,0
ОЛ20/32—10 1,5 5,0 3,5 46,0 0,9 4,8 2 8 62 0 0 52 4,8 2 3 75 0 63,5
ОЛ20 32 12,5 1,4 4,7 3,2 53,5 0 8 4 6 2,5 70 0 0 5 4,6 2,0 86 0 75,0
ОЛ25/40—10 1 5 4 2 3,0 79 0 0,85 4,2 2,3 107 0,5 4,2 1 130 107
ОЛ25/40—12,5 1,4 4,1 2,7 98,0 0,75 4,1 2,1 125 0,45 4,1 1,7 150 114
ОЛ25/40-16 1,25 4 0 2,5 105 0,7 4,0 2,0 139 0 4 4,0 1 5 170 148
ОЛ 5/40-20 1,1 3 9 2 2 114 0,65 3,8 1,8 155 0 37 . 3,8 1,4 190 176
ОЛ32/50-16 1 2 3 5 2 1 185 0,65 3,6 1,6 220 0,4 3 6 1,3 295 246
ОЛ32/50—20 1,15 3,5 2,0 207 0,6 3,4 1,5 260 0,38 3,5 1,1 340 287
ОЛ32/50-25 1,0 3 4 1,8 236 0,55 3,3 1.4 285 0,35 3,2 1,1 365 339
6Л40/64—20 1,1 3,1 1,6 370 0,55 3,1 1,3 450 0,32 3,0 1.0 540 505
g ОЛ40/64—25 1,0 3,0 1,5 430 0,5 3 0 1,2 540 0,3 2,8 0,9 620 590
Рис. 3.10. Зависимости КПД трансформаторов от суммарной выход-
ной мощности:
J — броневых и стержневых трансформаторов с магннтопроводом настали 3411
(Э310). 3412 (Э320) с толщиной ленты 6=0.35 мм. /=50 Гц; 2 — тех же транс-
форматоров с магннтопроводом из стали 3423 (Э360). 6=0.08 мм /=400 Гц;
*— тороидальных трансформаторов с магннтопроводом из стали 3423 (Э360)
6-»0.08 мм. f = 1000 Гц: 4 — тех же трансформаторов с магннтопроводом нз
стали 3423 0360). 6=0.08 мм. /“5000 Гц
Рис. 3 11 Зависимости = для трансформаторов.
/ броневых и стержневых с напряжением до 100 В /=50 Гц; 2 — тех же
трансформаторов с напряжением до 300 В. f~50 Гц; 3 — тех же трансформа-
торов с напряженнем до 300 В, /“400 Гц; 4 — тороидальных с напряжением
до 300 В. /=1000 Гц* 5 — тороидальных с напряжением до 300 В. /“5000 Гц
96
Рис 3 12 Зависимости плотности тока от суммарной выходной мощ
пости трансформаторов при ДГкср = 50 °C-
I - броневых и стержневых с магннтопроводом из стали 3412 0320) /—50 Гц,
2 тех же трансформаторов с магнитопроводом нз стали 3423 ( 3360) /—
*=400 Гц. 3 тороидальных с магннтопроводом из стали 3423 (33601. /—I
5 кГц. 4 тороидальных с магннтопроводом из сплава 34НКМП f-
= I-S-5 кГц; 5 тороидальных с магннтопроводом из стали 3423 (3360) /—
-I т-5 кГц, ЛГиса^ВОС
Рис 3 13. Зависимости магнитной индукции в магннтопроводе от сум
маркой выходной мощности трансформаторов при Д7кср = 50 °C
I броневых и стержневых с магннтопроводом из стали 3412 (3320) /—50 Гц
2 — стержневых с магннтопроводом нз стали 3423 ( 3360) /—400 Гц. 3 броне
вых с магннтопроводом hi стали 3423 (3360) /—400 Гц. 4 - броневых с маг
китопроводом нз стали 3423 (3360). /-1000 Гц 5. «. 7 тороидальных с маг
нитопроводом нз стали 3423 (3360). /-4О0 Гц. /—(000 Гц и /-2500 Гц соответ
ственио
* Зак 726
97
Таблица 3 22
Значения коэффициентов заполнения сталью магнитопроводов
Толщина ленты, мм 0,35 0,15 0,1— 0,08 0,05 0,02
Коэффициент заполнения, kc 0,93 0,9 0,85 0 75-0,8 0,65-0,7
2 Падение напряжения в обмотках определяется по формуле
(3.7) Коэффициент k х определяется из рис 3 9, lw — по формулам
табл. 3.17.
3. Число витков первичной и вторичной обмоток
(1/и \
1 —fr w^=w«u2>
“н
2 ,
(Мы \
1 +'2Г
(3.34)
[ Вт у
\ В„ )
4. Активная составляющая тока холостого хода определяется
по формуле (3 4в), в которой Рс as Р f Gc
5. Реактивная составляющая тока холостого хода определяется
по формуле (3.46) нлн по формуле
_ "т 'с
IFj +
/ ор
0,8Вт пя 1а
КТ IF!
(3.35)
Значение Нт в формуле (3 46) определяется по графикам иа
рнс. 3.14 н 3 15, в формуле (3.35) из данных табл. 3.6; 1а—О для то-
роидальных трансформаторов, /3 = 0,002 см для броневых и стерж-
невых трансформаторов. яа = 2.
6. Ток холостого хода определяют по формуле (3.4а).
7. Ток первичной обмотки трансформатора
Г ! YPi \г
/,=Лпр,|/ + (3 36)
8. Сечение н диаметр провода l-й обмотки определяют по форму-
лам
Qt ~ = 1,13 V^.
(Марка обмоточного провода с требуемой теплостойкостью изо-
ляционного покрытия выбирается из табл 3.9 с сечением, близким
к расчетному. По выбранному сечению провода уточняют плотность
тока в обмотках, напряжение короткого замыкания и число витков.
Конструктивный расчет трансформатора.
1 Испытательное напряжение иисп между обмотками и обмо-
ток по отношению к деталям конструкции выбирается в зависимости
от рабочего напряжения 1/р или потенциала обмоток по рис 3.16
98
Рис. 3.14. Зависимости Вт=<р(Нт) для магнитопроводов броневого
и стержневого типов. [=50 Гц, сталь 3412 (Э320):
1 — ШЛ12. ПЛ12Х16. ПЛ 12x25; 2 — ШЛ16; 3 - ШЛ20. ПЛ16Х32. ПЛ20Х40.
ПЛ25Х50 4 - ШЛ25; 5 - ШЛ32. ШЛ40. ПЛ32Х64. ПЛ4ОХ4О
2 . Выбор межслоевой и межобмоточной изоляции ТММ броне-
вой и стержневой конструкций производится по данным табл. 3.23—
3.24
Рекомендации по выбору межслоевой изоляции из пленок для
тороидальных трансформаторов приведены в табл. 3.25, число слоев
межобмоточной изоляции при применении пленочных материалов
выбирается из расчета 800 В на слой (по испытательному напряже-
нию), но не менее двух слоев для обеспечения необходимой механи-
ческой прочности.
Рнс. 3.15. Зависимости Bm=<p(/7m) Для магнитопроводов броненого
и стержневого типов /=400 Гц, сталь 3423 (Э360)
I- ШЛ6. ПЛ6Х12.5; 2—ШЛ8. ПЛ8Х125. ПЛ 1Г1Х12.5; 3 — ШЛЮ; 4 IU.1I2
ПЛ12Х12. ПЛ 12x25; 5—ШЛЮ. 6 - ШЛО. ПЛ16Х32 ПЛ2ОХ4О; ПЛ25 '><»
7—ШЛ25, ПЛ32Х64. ПЛ40Х40; в — ШЛ32. ШЛ40
4*
Таблица 3323
Выбор межслоевой изоляции броневых и стержневых
________________трансформаторов________________
Диаметр провода мм 1?або ее напряжение между слоями, В Марка и толщина изоляцион- ного материала Число слоев
До 0,2 До 60 Конденсаторная бумага КОН-2 0,022 мм 1
От 0,2 до 0,74 До 80 Телефонная КТН 0,05 мм, намоточная ЭН-50 0,05 мм 1
Свыше 0,8 До 100 Кабельная К-120 0.12 мм. пропиточная ЗИП 0,11 м 1
Таблица 3.24
Выбор межобмоточной и концевой изолвцни броневых
__________и стержневых трансформаторов_________
Испытатель- ное напря- жение, кВ Число слоев кабель- ной или пропиточной бумаги Ширина кон- цевой изо- ляции АЛ, мм Испытатель- ное напря- жение, кВ Число слоев кабель- ной или пропиточной бумаги Ширина кон- цевой изо- ляция АЛ, мн
между обмотками наружно!) изоляции между обмотками наружной изоляции
0.5 2 2 6,0 10 8 10
1.5 2 2 — 8.0 12 10 13
2.0 3 2 — 10 15 12 16
3,0 5 4 3— 4 12 17 14 18
4.0 7 6 6 14 20 16 20
5.0 8 6 8 15 25 20 22
Т а б л н ц а 3.25
Выбор межслоевой изоляции тороидальных трансформаторов
Марка и толщина изоляционного материала Рабочее напряже- ние между слоями. В Число слоев
Диаметр провода мм
^29 0.29-0.6Б 0.55—0,8 Свыше 0,8
Пленка нз фторопла- До 600 1 2 3 —
ста-4. 0,04 мм Пленка электроизо- До 500 1 2 3 —
ляцяоиная ПЭТФ-20, 0.02 мм Мнкалентная бумага До 300 1 2 4 2
с пропиткой, 0,02 мм Лакоткань ЛШС-2, До 300 — — 1 1
0,11 мм Стеклоткань, 0,11 мм До 200 — — 1 1 ______
100
Число слоев межобмоточ-
ной изоляция из мнкалентной
бумаги определяется по
табл. 3.26.
3. Расчет размещения об-
моток в окяе магиитопроводе
броневой и стержневой конст-
рукции:
а) высота слоя намотки
7-й обмотки, Асл. мм:
Асл as h — 2 (ДА + бщ + Да),
(3.37)
где ДА — выбирается по
табл. 3.24; 6щ — толщина щеч-
ки каркаса; Д3 — зазор между
каркасом и магнитопроводом
(Д3 =0, бш = 0 — прн бес-
каркасном исполнении).
Для каждой следующей
обмотки высота слоя умень-
шается на 0.5—1 мм для ис-
ключения возможного сброса
витков;
б) число витков в слое i-й
обмотки
Асл I ^у
1ГСЛ=—--------; (3.38)
“из I
Рнс. 3.16. Зависимости испыта-
тельного напряжения от рабочего
напряжения трансформаторов
(амплитудные значения)
коэффициент укладки провода Ау выбирается из табл. 3.27;
в) число слоев i-й обмотки
ncnJ = W'J/W'CJI; (3.39)
г) толщина i-й обмотки
О|“(Лсл i ^ив 1_Кпсл I I) ®сл 1) ^рйВ (3.40)
Коэффициент разбухания Араз находят по графикам рнс. 3.17;
д) толщина* катушки с учетом межобмоточной изоляции 63
1 ।
Таблица 3.26
Выбор межобмоточной изоляция из микалеитиой бумаги
в тороидальных трансформаторах
Испыта тельное напряже- ние. кВ 0.5 1.5 2,0 3.0 4.0 5.0 0 0 8.0 10.0 2.0
Чн ло слоев 2 4 5 6 8 10 12 15 17 20
101
Рнс. 3.17. Зависимость коэффициента разбухания
от диаметра провода и отношения bja
Зазор между катушкой н магннтопроводом должен быть в пре-
делах 0,5—1 мм. Для стержневой конструкций зазор между обмот-
ками должен быть в пределах 1 —1,5 мм.
4. Расчет размещения обмоток в окне магннтопровода торои-
дального типа.
' Размещение обмотки в окне магннтопровода можно представать
в виде трапеции, если развернуть сеченне обмотки по внутреннему
диаметру магннтопровода (рнс. 3.18). Расчет производится в той же
последовательности, что для броневых н стержневых трансформато-
ров; при этом вместо йсл1 определяется средняя длина намоточного
слоя 1-й обмотки. Для первичной и i-й обмоток
,зл2)
(i — I /-1 \
<1вн1 — _ । — У। 263 п/ I (3 43)
1 t /
где dBH1 ~ d — 2бг — 2at — 263 — внутренний диаметр после на-
мотки первичной обмотки; а/ ев allPrt/PTll-, alt = (dBin—^ост)/2—
ориентировочная толщина намотки вторичных обмоток. Толщина
Таблица 3.27
Зиачеиня коэффициентов укладки провода обмоток
для броневых и стержневых трансформаторов
Диаметр провода, мм Коэффициент укладкн, kj Диаметр провода, мм Коэффициент укладкн.
Менее 0,2 0,2-0,5 0,5—0,8 0.9 093 0.95 0.8—1,0 Более 1,0 0.9 0,85
цамоткн i-й обмотки уточняется
при расчете размещения вторич-
ных обмоток по формуле (3.40).
Значения коэффициентов k?,
Араз и величина остаточного дна-
метра d0CT после намотки выби-
раются из табл 3.28—3.30.
После полной намотки обмо-
ток dOcT = dB — 2 о* должен
быть ие менее принятого по
табл. 3.30.
Проверочный расчет транс-
форматоров малой мощности.
1 . Средняя длина витка i-й
обмотки:
а)
Рис. 3.18. Развернутое сечение
обмоток тороидального транс-
форматора по внутреннему
диаметру магннтопровода
для ТММ броневой и стержневой конструкций
lwt = 2 (X* + 5') + 2Мраз. О 44)
где Л' и Б' — наружные размеры по периметру гильзы;
А1= 2 °1-|+ 2 вз(Г-1) + °»/2
I
— расстояние от гильзы до середины i-й обмотки;
б) для ТММ тороидальной конструкции
lwi = 2 (а + Ь) + 2л rt.
(3.45)
где п — бг + Л|.
2 . Сопротивление i-й обмотки при нормальной и повышенной
температуре, Ом,
57g i
10~3,
(3 46)
где kK =» 1 + aR (Тс + ДТК - 20 °C); = 1
при Тс = 20 °C и Д7„ = 0.
3 . Падение напряжения в обмотках Д1/ — ItRir-
Т а б л и ц а 3.28
Значения коэффициентов
укладки провода обмоток
для тороидальных
трансформаторов
Таблица 3.29
Значения коэффициентов
разбухания обмоток для
тороидальных
трансформаторов
Диаметр провода, мы Козффвцвеят у кладки. ft»
До 0,8 0,75—0,8
Свыше 0,8 0,8
Днаыетр провода мм Коэффициент разбухания • Лра»
До 0.16 1,25
От 0.16 1.2
до 0.8
Свыше 0.8 1.25
103
Таблица 330
Допустимый остаточный диаметр окна после намотки обмоток
Внутренний диаметр магни- то проаода из специальных сплавов, мм Допустимый остаточный диаметр после намотки, не меиес, мм Внутренний диаметр магнито провода из элек- тротехнической стали нс менее, мн Допустимый остаточный диаметр после намотки ие меиее мм
12 6 10 5
14 7 12 6
16 8 16 8
18 8 20 10
20 9 25 12
22 10 29 13
25 11 32 14
28 11—12 40 16
32 12—13 50 18
36 14 64 20
40 15
4 Уточненное число витков первичной и вторичной обмоток
w, = W'o (У, — Д1/1); Wt ~ uz0 (U( + ДТЛ). (3.47)
5 Потерн в медн обмоток определяются по формуле (3 5)
6 КПД трансформатора определяется по формуле (3 5).
7 Уточненное значение тока первичной обмотки определяется
по формуле (3.36)
8 . Масса меди каждой нз обмоток, г.
GK Wl4i 10-». (3 48)
9 Коэффициент заполнения кна магнитопровода медью
-------- (3 49)
10 Масса изоляции обмоток, г
Gh3~1^Н У ИЗ ( Ло) Лиз; (' S0)
Ук г?----— или рассчитывается по формулам табл. 3.17 Аиз =»
Ym^o
= 0,7 — коэффициент укладки изоляции- уИз ~ 1 г/смя.
11 . Масса трансформатора
Gt — Gc 4- 0H + GHa (3 51)
Тепловой расчет трансформатора. При расчете ТММ на магннто-
проводе унифицированного ряда с использованием расчетных табл
3 18—3 21 выполняется поверочный тепловой расчет ТММ по мето-
дике, изложенной а§3 3. Перегрев катушки ТММ броневой и стерж
иевой конструкции рассчитывается по формуле (3.28), для торо-
идальной конструкции — по формуле (3 29) Полученное значе-'
вие температуры перегрева не должно превышать предельно допус
тимого
104
3.6. Расчет трансформаторов статических
преобразователей напряжения
По сравнению с силовыми ТММ трансформаторы статических
преобразователей (ТСП) имеют ряд отличий, вызванных несннусои-
дальной формой напряжения и тока обмоток, повышенной частотой
преобразования (до сотен килогерц) и используемыми при этом спе-
циальными магнитными материалами. В магнитно-транзисторных ав-
тогенераторах перемагничивание магиитопровода трансформатора
происходит по предельному циклу, с заходом в область насыщения
В ТСП возможно также подмагничивание сердечника; их обмотки мо-
гут выполняться со средней точкой иа первичной и вторичной сторо-
не, что приводит к различию между полезной н габаритной мощно-
стью трансформатора Учет отмеченных особенностей при расчетах
позволяет проектировать оптимальные трансформаторы, имеющие
минимальные массу н габариты или максимальный к. п. д.
Схема замещения для мгновенных значений тока н напряжения
ТСП приведена на рнс. 3.19, нз которой находится ток холостого
хода трансформатора:
«ох=-------- (3.52)
G тэ
где т = + Гс^ _ — электромагнитная постоянная вре-
с П
меин первичной обмотки трансформатора.
Действующее и среднее значения тока холостого хода определя-
ются по формулам
Л>хд= —~ (3.53)
1 гузл^э/п
lox .ср = Z 7 (3 54)
'1 4тэ tn
В усилителях мощности трансформатор при перемагничивании
магиитопровода работает без захода в область насыщения, поэтому
= const и определяется по формуле
__ Wf Вт hkc
ц 2лЯт .
D
,пт
(3.55)
При перемагинчнванин магиитопровода ТСП по предельному ги-
стерезису цикла с заходом в область насыщения (рис. 3.20) в схе-
мах автогенераторов магнитная проницаемость материала магнито-
провода резко уменьшается, что приводит к снижению индуктивно-
сти первичной обмотки трансформатора и увеличению максимально-
го значения тока холостого хода:
‘Ox max ~ гБ А21Э ^"ас- (3.56)
Действующее значение тока первичной обмотки ТСП определя-
ется по формуле
105
Рис. 3.19. Схема замещения трансформа-
тора для статических преобразователей
напряжения
Рис. 3.20. Перемагничивание магннто-
прово.ча ТСП и изменение тока холосто-
• го хода
С ростом частоты относительная величина тока холостого хода
уменьшается, составляя на частотах в десятки килогерц несколько
процентов. Это позволяет выбирать провод первичной обмотки ТСП
по действующему значению тока, найденному по токам нагрузки на
вторичной стороне трансформатора
, 2 Рг
11 ----. (3.58)
И Л1 t]n^i
Среднее значение падения напряжения в обмотках ТСП при ак-
тивной нагрузке определяется по формуле
Л^ср = /ДГ1 + »ягг)+ ——. (3.59)
ri Ъ
Первое слагаемое (З.Б9) представляет падение напряжения иа
активном сопротивлении обмоток Д1/г = /н оно снн* *
жается с увеличением частоты и мощности (рис. 3 21) Второе слага-
емое — падение напряжения иа индуктивности рассеяния обмоток;
оно зависит от LB и скорости изменения тока dl/dt иа этапе формиро-
вания фронтов прямоугольного напряжения Поскольку длитель-
ность этапа формирования фронта мала, то величина L^iildt практи-
чески мало влияет на среднее значение выходного напряжения
Индуктивность рассеяния первичной обмотки Ln в тороидальных
ТСП может быть сведена к минимуму при намотке первичн й обмот-
ки по всему периметру и ближайшим ее расположением к магннто-
проводу. Снижение индуктивности рассеяния вторичной обмотки до-
стигается также намоткой ее по всему периметру магнитопровода.
Учитывая малую толщину межобмоточной изоляции i ТСП при
инзком напряжении, небольшое число витков обмоток на повышен
ной частоте преобразования, влиянием падения напряжения на ии
дуктиввостн рассеяния иа среднее значение выходного напряжения,
ТСП можно пренебречь
106
Выбор оптимальных значений индукции трансформаторов уси
лителей мощности аналогичен выбору индукции для обычных ТММ
н производится в зависимости от принятых критериев расчета по
формулам табл. 3.15. При этом, если получили Вт > 0,75 Bs, прини-
мается Вт = 0,75 Ва. Для ТСП повышенной частоты расчет про-
водится иа заданный перегрев обмоток, при котором обеспечиваются
минимальные массогабаритные характеристики трансформаторов
при высоком КПД.
Для автогенераторов с насыщающимся силовым трансформато-
ром индукция при расчете принимается равной индукции насыщения
Вт — Ва. Стабильность частоты преобразования при изменении
температуры обеспечивается применением магннтопровода из мате-
риалов, у которых значение Bs не зависит от температуры, как, на-
пример, пермаллой 79НМ, 34НКМП и др. Ферриты, у которых ин-
дукция насыщения зависит от температуры, в преобразователях с на-
сыщающимся трансформатором не рекомендуется применять.
Отличительной особенностью в режиме работы ТСП является
возможность его подмагничивания постоянной составляющей тока
за счет несимметрни схем преобразователей напряжения [116] Прн
отсутствии подмагничивания магнитопровод перемагничивается по
симметричному частному циклу петли гистерезиса в пределах от
4- Вт до — Вт (рис. 3.22) относительно рабочей точки 0, лежа-
щей в начале координат.
Подмагничивание ТСП постоянным током /п приводит к смеще-
нию рабочей точки О в положение О' на основной кривой намагни-
чивания, соответствующей напряженности постоянного поля //0 и
индукции Во. При этой же индукции Вт магнитопровод начинает
перемагничиваться по несимметричному гистерезисному циклу от
(+Вт + Вв) до (— Вт + Во) с заходом в область насыщения.
Это приводит к появлению пиков тока иа первичной стороне ТСП,
нарушению режима работы транзисторов преобразователя, увеличе-
нию потерь в ТСП и транзисторах, увеличению массы и габаритов
ТСП из за необходимости снижения Вт и увеличения среднего пе-
риметра магннтопровода для снижения Но
Рис. 3.22. Перемагничнва
ине магннтопровода ТСП
при наличии подмагничива
ния
Рнс. 3.21. Зависимости падения на-
пряжения в обмотках от мощности
ТСП для различных частот
107
Для исключения насыщения ТСП необходимо, чтобы
(So + Вт) < Ва. (3.60)
При этом индукция Вт должна выбираться нз условия
Вт/Ва < 0,6 + ]/ 0.25-Д;А . (3.61)
где < 0,25 Hl; Hr Ва — соответствуют значениям напряжен-
ности поля и индукции в точке перегиба кривой намагничивания,
а Н{, =± JnWsflCa где W'e — число витков, соответствующих значе-
нию индукции Ва.
Влияние постоянного подмагничивающего поля сказывается в
меньшей степени на ТСП, выполненных на сердечниках с линейным
участком намагничивания и постоянной магнитной проницаемостью
(сплавы 40НКМ, 64Н, 47НК).
Режим перемагничивания магннтопровода ТСП может быть оп-
ределен с использованием кривых одновременного намагничивания
Но — <р (Нт) прн Вт = conat, приведенных на рис. 3.23, о — д
для некоторых материалов. Прн выбранном значении Вт и извест-
ном значении Но нз рнс. 3.23 определяется значение Нт. Далее оп-
ределяется
Во = BmHjHm (3.62)
и проверяется выполнение условия (3.60).
Основными причинами, вызывающими подмагничивание ТСП,
являются: различие длительностей импульсов прямоугольного на-
пряжения преобразователя и чисел витков полуобмоток трансформа-
тора, несимметрия плеч выходных выпрямителей, различное значе-
ние U-кз нас силовых транзисторов преобразователя и др. Основными
способами борьбы с подмагничиванием ТСП является: выбор магни-
топровода с линейной характеристикой намагничивания, намотка по-
луобмоток со средней точкой двумя проводами, а также симметриро-
вание прямоугольного напряжения в схеме преобразователя.
Расчет трансформаторов статических преобразователей прово-
дится с у етом особенности их работы в схеме преобразователя. В ос-
новном в преобразователях применяются тороидальные трансформа-
торы, которые в зависимости от частоты преобразования выполняют-
ся иа сердечниках из железо никелевых сплавов или феррита. Важ-
ным требованием к ТСП является обеспечение минимальной массы.
Расчет ТСП обычно ведется на заданную температуру перегрева
(60—60 °C). В ряде случаев вводятся ограничения по падению на-
пряжения в обмотках.
Выбор типоразмера магнитопровода осуществляется по габа-
ритной мощности. При этом удобно пользоваться заранее рассчитан-
ным рядом трансформаторов иа унифицированных сердечниках;
данные таких рядов приведены в табл. 3.31—3.34 для некоторых
фиксированных частот. Расчет основных параметров ТСП для дру-
гих частот проводится с использованием формул табл. 3 35.
Действующее* значение тока вторичной обмотки со средней точ-
кой
h = /н?У2. (3.63)
Электромагнитная постоянная времени трансформатора
Та = Ьц/Г1- (3.64)
108
Ц^/см
;«
12
io
8
6
4
2
° 2 Ч 6 8Пт,Ысц
ЭК Гц
Ч0НКМ-0,02нм
г)
МП-140
8)
Рнс. 3.23. Зависимости
Я0=ф(Л/т) при втп=
га const
I09
Таблица 3.31
Расчетные данные ряда ТСП с самовозбуждением на О-образных ленточных магнитопроводах, имеющих
различную толщину ленты
Типоразмер магннтопровода 34НКМП 7SHM
0,1 ии 0,05 мм 0.05 мм 0,05 мм
/=. 1 кГц; Sm- ,4 Т /»2,4 кГц; Bm-1,4 Т f=5 кГц; Bm=1.4 Т f=10 кГц; Вт=0,7 Т
А/мм* “к’ £ рг‘ В-А A/itu* “к* ₽г’ В-А а/мм* “к- % & А/мм* “к’ % рТ- В.А
ОЛ 12/14-3 3,0 10 0,15 7,0 10 0,7 15,0 10 3 16 1Q 3
ОЛ 14/17-3 4,5 10 0,5 9,0 10 2,5 15,0 8 10 15 8 10
ОЛ 16/20-3 5,0 10 1,5 10 10 6,0 12,0 6 -15 12 6 15
ОЛ 18/23-4 6,5 10 5,0 10 7 15 9,0 3 30 10 4 32
ОЛ 20/25-5 6,7 10 8,0 9,5 7 23 8,0 3 40 8,5 3 48
О Л 20/25-6.5 7,3 10 12,0 8,5 6 28 7,5 2 50 8,0 2,5 60
ОЛ20/28-5 7,8 10 15,0 8,0 5 34 6,5 2 60 7,5 2,0 70
ОЛ20/28-6.5 8,0 10 20,0 7,5 5 43 6,0 1,5 76 7,0 1,8 85
О Л22 /30-5 7,7 10 20,0 7,0 4 40 6,0 2 65 6,5 2,0 90
ОЛ22/30-6.5 8,0 9 27,0 6,5 3 50 5,5 1,5 80 6,5 1,5 100
ОЛ25/35-5, 6,8 10 29,0 6,3 3 60 5,0 1,5 100 6,0 1,5 115
ОЛ25/35-6.5 6,5 8 37,0 5,8 2,5 72 4,5 1,0 И5 5,5 1,2 140
ОЛ25/40 5 6,9 7 43,0 5,5 2,5 83 3,7 0,8 120 5,2 1,2 150
ОЛ25/40-6.5 6,0 6 54,0 5,0 2,0 100 2,5 0,4 105 4,7 1,0 180
О Л 28/40-8 5,5 6 65,0 4,8 1,5 126 2,7 0,5 145 4,5 0,8 220
ОЛ28/40-Ю 5,5 5 89,0 4,5 1,3 145 1,5 0,3 95 4,1 0,6 250
ОЛ32/45-Ю 5 3,5 115 4,0 1,2 220 1,8 0,3 168 3,8 0,5 350
Таблица 3.32
Расчетные данные ряда ТСП с независимым возбужденней на О-образных ленточных магнитопроводах
из материала 34НКМП различной толщины ленты ______
Типорммер магнлтопровода 0,1 мм 0,0S мы 0,02 мм
1 кГц; вт-1,1 Т /п“« кГц fn~!0 кГц
/, А/мм* нк' % вГа В_, Т ш а/мм* % В-А В . т к/ш1 «к- % РР В-А
ОЛ 12/14-3 3,0 10 0,15 1,0 14,3 10 2,7 1,о 21,3 9,0 7,0
ОЛ 14/17-3 4,0 10 0,6 1,0 15,0 9,5 8,0 1,0 14,5 5,0 14,0
ОЛ16 20-3 4,6 10 1,5 1,0 12,5 7,0 13 1,0 11,8 з,Ь 22,0
ОЛ 18/23-4 6,3 10 5,0 1,0 9,3 4,0 27 1,0 8,5 2,0 44
ОЛ20/25-5 6,5 10 8,0 1,0 8,4 3,0 40 1.0 7,4 1,5 63
ОЛ 20/25-6,5 7,1 10 10,0 1.0 7,8 2,5 50 1.0 6,6 1,5 74
О Л 20/28-5 7,6 10 15,0 1.0 7,1 2,0 58 0.9 5,7 1.0 74
ОЛ 20/28-6,5 7,6 10 19,0 1.0 7,0 1,6 75 0,9 5,2 0,8 88
ОЛ 22/30-5 7,5 10 19,0 1,0 6,6 2,0 67 0,9 6,3 1,5 90
ОЛ 22/30-6,5 7,9 9,0 25,0 1.0 5,9 1.5 81 0,9 4,9 1,0 97
О Л 25/35-5,0 6,7 8,5 30,0 1,0 5,7 1,5 100 0,9 4,8 1.0 125
ОЛ 25/35-6,5 6,5 7,0 39,0 1.0 5,1 1,0 118 0,8 4,0 0,5 135
О Л 25/40-5 6,2 7,0 44,0 1,0 4,7 1,0 130 0,6 4,0 1,5 143
О Л 25/40-6,5 6,0 5,5 56,0 1,0 4,0 0,8 144 0,6 4,2 1.0 165
ОЛ28 40-8 5,6 5,0 67,0 1,0 4,0 0,8 180 0,6 4,1 1.0 200
ОЛ28. 40-10 5,5 4,0 87,0 0,9 3,7 0,7 200 0,6 3,6 0,6 220
ОЛ 32/45-10 4,9 3,5 115 0,9 3,5 0,6 285 0,5 4,0 1,0 315
ОЛ 32,50-8 4,8 3,5 120 0,9 3,1 0,6 280 0,5 3,8 1,0 330
ОЛ 32/50-10 4,7 3,2 125 0,9 3,0 0,5 335 0,5 3,5 0,8 410
ОЛ36/56-8 4,5 3,0 163 0,8 2,8 0,5 340 0,5 3,4 0.8 400
О Л36/56-10 4,4 2,7 205 0,8 2,5 0,4 390 0,45 3,1 0,5 450
О Л40/56-12,5 4,0 2,0 305 0,8 2,8 0,4 530 0,4 2,5 0,5 700
Таблица 3 33
Расчетные данные ряда ТСП с независимым возбуждением на О-образных ленточных магнитопроводах
из материала 40 НКМ; толщина ленты 0,02 мм
Типоразмер магиитопровода fn=io кГц. Bm=0,6 Т fu=20 кГц: fim=0,G т fn=50 кГц Ст₽- г
/ А/мм* “к • К В Г’ В-А /. А/мм* и , % к’ /в рг- В. А т /. А/м.м2 % рг В А ’
ОД 12/14-3 15 4 0 3 15 2 5.5 0,6 14 0.8 12,5 5
ОД 14/17-3 15 3 0 9 15 1,5 16 ‘0.6 14,5 0,6 36 8
ОД 16/20-3 13 2 3 15 12,5 1.2 28 0.6 Л 0,4 57 Г1
ОД 18/23-4 10,5 1..2 33 10 0.7 60 0.6 8,0 0,2 115 20
ОЛ20/25-5 9,5 1 0 49 9 0.5 85 0.6 7,2 0,15 165 27
ОД 20/25-6.5 9,0 0 7 60 8,5 0,35 ПО 0,45 7,9 0,15 180 31
ОД 20/28-5 8.3 0.6 70 8,0 0,25 120 0,45 7,0 0,12 200 35
ОЛ22/30-5 8,7 0,7 80 8,2 0,3 140 0,45 7,3 0,12 225 43
ОД22/30-6.5 8,0 0,5 100 7,3 0,25 170 0,45 6,5 0,1 зоб 50
ОЛ25/35-5 7.7 0,6 140 7,0 0.25 240 0,45 6,2 0 1 400 65
ОЛ25/35-6.5 6,9 0.4 170 6 1 0.2 290 0,4 6,0 0 1 450 75
ОЛ25 40-5 6,8 0.4 200 6,0 0,15 320 0 4 5 7 0 1 500 86
ОД 25/40-6,5 6,7 0.3 260 5,4 0,1 380 0,35 5 4 0,1 550 97
ОЛ28/40-8 6,5 0,3 295 5,0 0.1 385 . 0,35 5,0 0,06 650 НО
ОЛ28/40-Ю 6,0 *0 2 330 5,0 0,1 410 0,35 4,8 0,06 800 125
ОД 32/45-10 5,5 0.2 510 4.5 0.1 600 0,35 4 2 0,05 1000 140
ОЛ32/50-8 5.3 0 2 525 4.3 0,1 630 0,35 4,0 0,05 1100 150
Т а б.л н ц а 3.34
Расчетные данные ряда ТСП с независимым возбуждением на кольцевых магнитопроводах из ферритов
марок 2000НМ1, 2000НМЗ
Типоразмер магиитопровода fn=10 кГц; Bm=0.2 Т fn=50 кГц fn=IOO кГц
/, А/мм’ “к- % а. ш в„, т тп а/мм’ “к- % РГ' В-А Я . т тп h А/мм1 «к. % я
К5ХЗХ1.5 3,0 10 0,02 0,2 14,0 10 0,3 0,2 14,5 5,5 0,6
К7Х4Х2 4,0 10 0,08 0,2 17,5 8,5 1,3 0,2 14,5 3,5 2,1
КЮХ6Х2 4,2 10 0,25 0,2 13,0 6,0 3,5 0,2 11 0 2,5 5,6
KI0X6X3 5,5 10 0 5 0,2 13,0 4,5 5,5 0,15 11,0 2,5 7,0
КЮХ6Х4.5 7,0 10 1,0 0.2 н.о 3,0 7,5 0,15- 10,5 1,9 9,0
К12Х5Х5.5 12,5 9,5 2,5 0,2 10,0 1,5 10,0 0,42 10,0 1,3 11 0
К16ХЮХ4.5 11,0 8,7 8,0 0,2 8,5 1,2 28,0 0,12 9,0 1,1 34,0
KI6X8X6 11,0 10 8,0 0,2 10,0 2,7 30,0 0,12 10,0 2,4 35,0
K17.5X8.2X5 11,0 8,5 9,0 0,2 8,5 1,3 30,0 0,12 8,5 1,2 ’ 34 0
К20ХЮХ5 9,6 7,8 12,0 0,2 8,0 1,2 42,0 0,12 8,5 1,1 51,0
К 20X12X6 11,5 10 22,0 0,2 9,5 1,8 77,0 0,12 10,0 1,5- 94,0
K28XI6X9 9,0 5,0 66,0 0 18 7,5 1 0 210 0,1 8,0 1,° 250
КЗ IX 18,5X7 8,5 6,0 72,0 0 18 7,5 1.2 250 0,1 7,5 1,0 260
К32Х16Х8 8,0 4,0 82 0 0,18 . 7,5 ’ 1,8 310 0,1 7,0 0,7 305
К32Х20Х9 7,6 4,0 100 0,15 7,0 1.0 300 0,1 7.5 0,9 410
К38Х24Х7 6,8 5,0 1-32 0,15 6,0 1,2 400 0,1 6,5 1,0 540
К40Х25Х7.5 6,3 4,4 160 0,15 5,7 1,0 470 0,1 6,0 0,9 630
Таблица 3..35
Изменение основных параметров ТСП с увеличением частоты
Основные параметры ТСП с 1 нсммым 1 возбуждением» < Вв т в ТСП с самовозбуждением, в„—в, ТП 0
Габаритная мощность t h = /П-а/₽) х -в / * з *Д1 г *01 Ьрз • -в 0 + vl) *оЗ *Д2 У *01 *Я1
Плотность то- ка, / 11 if *01 *Д1 71 У *о» *Я2 •в /~О ~Ь*1) *О1 *Д| Г (1 + Vs) kgl Ьц2
Магнитная • индукция, В дтэ i-a/e вт. 1 ml 1
Напря- жение коротко- го замы кания «к.р f «О1 KR2 1 / 0+Vl) *03 *Я1 г ( 1 + Vj) Й01 Ада
ик.а . =)~ (I-a/P) х WK-ai X 1/ » *оз *Я2 •_ 1 -1 / *O1 *R2 Г Йол kRi
кпд, Пх 1—1=3» • РГ “t>« 1 в*
Примечания: I. Зваком * обозначены относительные изменения
расчетных параметров трансформатора при максимуме габаритной мощноств
каждого типоразмера магннтопровода.
2. Индексы «|> н «2» соответствуют значениям параметров трансформа-
тора прн частотах / н ft-
Выбор влектромагнитных нагрузок — индукцию Вт и плотность
тока находят из табл. 3.31—3.34 по расчетному значению РТ для
выбрацного типоразмера магннтопровода; КПД трансформатора оп-
ределяется по графикам на рис. 3.24. Если для трансформаторов
усилителей мощности, выполняемых на ленточных сердечниках
Вт > 075 ВЙ, то принимается Вт = 075 Bt. Для ферритов с уче-
том изменения Ва от температуры выбирается Вт < 0,175 Т для
2000НМ1 и 2000НМЗ, а для 2500НМС1 — Вт < 0.25 Т. Для авто-
генераторов с насыщающимся трансформатором принимается Вт =
114
«= Bs. Для сплавов 34НКМП н БОНП Bs — 1,45 Т, а для 79НМ Bs —
= 0,75 Т.
Электрический расчет проводят в следующей последовательно-
сти.
1. Определяют число витков на один вольт We по формуле (3.33).
2. Напряжение короткого замыкания ик — по формуле (3.7).
3. Число витков первичной и вторичных обмоток—по формулам
(3.34).
4. Ток первичной обмотки предварительно определяется без
учета тока холостого хода по формуле (3.58)
5. Действующие значения токов вторичных обмоток со средней
точкой — по формуле (3.63).
6. Выбор сечения и диаметра провода обмоток производится
как и при расчете однофазных ТММ.
Конструктивный расчет. Выбор межслоевой н ♦межобмоточ-
ной изоляции, расчет размещения обмоток в окне магннтопровода
производятся аналогично однофазным ТММ.
Рекомендуемый порядок размещения обмоток ТСП: ближайшей
К магнитопроводу размещается первичная (коллекторная) н базовые
обмотки, затем поверх них размещаются остальные обмотки. Обмот-
ки со средней точкой выполняются двумя проводами. Все обмотки
укладывают в целое число слоев равномерно по периметру магиито-
провода.
Поверочный расчет проводят в следующей последовательности.
1. Индуктивность первичной обмотки определяют по формуле
(3.55). Напряженность магнитного поля Нт, соответствующая ин-
дукции Вт, выбирается из табл. 3.6 нли по кривым намагничивания.
2. Электромагнитную постоянную времени ТСП — по формуле
(3.64).
3. Действующее значение тока первичной обмотки — по фор-
муле (3.57).
4. Среднее значение тока холостого хода — по формуле (3.54).
5. Сопротивление обмоток — по формуле (3.46).
6. Падение иапряжеиия в обмотках Д1/ = ltRty
7. Уточняют число витков первичной н вторичных обмоток по
формулам (3.47).
Рис. 3.24. Зависимости КПД трансформатора от суммарной выход-
ной мощности
115
8. Определяют потери в меди обмоток по формуле (3.5), поте*
ри в стали по формуле (3.14).
9. КПД трансформатора по формуле (3.15).
Дальнейший расчет массы обмоток, изоляции и тепловой рас*
чет проводятся аналогично однофазным ТММ
3.7. Дроссели сглаживающих фильтров
Расчет сглаживающих дросселей, как и трансформаторов, про-
водится на задаииое превышение температуры обмоток или задан-
ное падение напряжения. Первое условие расчета обеспечивает ми-
нимальную массу или объем дросселя, а второе — задаииое измене-
ние напряжения, иа выходе выпрямителя при изменении тока на-
грузки. »
Расчет сглаживающего дросселя заключается в выборе конст-
рукции, типоразмера и материала магнитопровода, определении дан-
ных обмоток, при которых обеспечиваются заданные параметры: ин-
дуктивность дросселя L, ток подмагничивания /(, допустимое зна-
чение переменной составляющей напряжения иа заданной час-
тоте пульсаций /. При этом перегрев дросселя или сопротивление
обмотки не должны превышать заданные.
Индуктивность дросселя определяется по формуле
1,26ргвф V’Sc АсЮ-8
1с
(3.65)
Объем магиитопровода дросселя определяется из выражения
Lit 108
(3.66)
Напряженность постоянного магнитного поля и значение
магнитной проницаемости рГВф, принимаемые при расчете дросселей
с магннтопроводом из электротехнической стали и магнитодиэлект-
рика МП140, приведены в табл. 3.36.
При расчете дросселей удобно пользоваться зависимостями, свя-
зывающими объем магиитопровода с индуктивностью дросселя и то-
ком подмагничивания /о- На рнс. 3.25 для тех же материалов маг-
нитопровода, что н в табл. 3.36, представлены зависимости Vc =
— <р (L/J) при перегреве обмоток не более 50 °C.
Таблица 3.36
Значения р, и Яо для электротехнической стали
магннтодналектрика МП140
Материал магиитопровода и»»* На. А/см
Стали электротехнические Магнитодиэлектрнк МП 140 100—300 25-75 80—20 80—25
116
Рис. 3.25. Зависимость произведения LIS и плотности тока j <п
объема стали магиитопровода Ve дросселя:
/—сталь 3412 (Э320). 0.35 ми броневой <БМ] и стержневой (СМ) ыагвнто-
нроводы; 2 — сталь 3423 (Э360) 0 15—0 08 им броневой и стержневой магни-
тов роводы
Базовый размер сердечника находят нз выражения
•/--------
(3.67)
Для броневой н стержневой конструкций фу = 2у (х + z -J-1);
Фу = 2у (х + z + 2) соответственно.
По найденному значению Vc н базовому размеру а выбирается
требуемый магнитопровод.
Выбрав плотность тока / по кривым иа рис. 3.25, в зависимости
от значения Vc определяют напряженность постоянного магнитного
поля по формуле
(3.68)
Необходимое число витков обмотки дросселя определяют из вы-
ражения
«7= 10*
___________________
1 >26p.r эф Sc kc
(3 69)
Предварительно по кривым ргэф = ф (Л/о) на рнс 3 26 опреде-
ляют значение Ргаф-
Оптимальное значение немагнитного зазора /а в магннтопроводе
дросселя 6poi евой или стержьевой конструкций выб/рается с уче-
том режима работы магнитной системы. Суммарное действие посто
явной и переменной составляющих напряженности магнитного поля
не должно приводить к насыщению магиитопровода, поскольку при
этом резко уменьшится магнитная проницаемость и индуктивность
дросселя, т е. долж/ о выполг яться условие В = Ва -f- Вт < В„
117
Поскольку относительное
значение эффективной магнит-
ной проницаемости магннто-
провода прн наличии зазора
можно выразить формулой
I
Мгаф —Рг . , .
►С"Г Hr *3.0ПТ
(3.70)
ГАе ^а’иГ>н~'> а /=а
1.41рол_
= (с+^а.спт»
то оптимальная длина воздуш-
ного зазора /а.опт может быть
определена по формуле
(а.шп ic/ргзф (3.71)
Рнс. 326. Зависимости я 1Я
от напряженности постоянного
подмагничивающего поля для раз-
личных материалов магннтопро-
вода:
1 — сталь 3423 (Э360), 0.08 ММ, 2 —
сталь 3423 (Э360). 0,16 мм, 3 — сталь
3412 03201, 0.35 мм; 4 — МП 140
дукции Вт
составляющей напряжения
в магннтопр воде по
Графики для определения
оптимального воздушного за-
аора (в процентах от /с) в за-
висимости от напряженности
магнитного поля ff0 приведены
на рнс. 3.26.
Прн расчете режима маг-
нитной цепи дросселя опреде-
ляют значение магнитной ин-
заданной величине переменной
U
4Аф fS0 Ac W
(3.72)
н расчетное значение магнитной индукции в зазоре Во от постоян-
ной составляющей напряженности магнитного поля
Прн расчете дросселя фильтра для импульсных стабнлиэат ров
напряжения необходимо знаняе величины пульсации напряжения на
входе фильтра, зависящей от угла регулирования ар и типа стабили-
затора. С учетом принятых на рис. 3;27 обозначений для регулируе-
мого преобразователя и вольтдобавочного стабилизатора, относи
тельная величина пульсации напряжения на яходе фильтра опре-
деляется на выражения
A^~ = ^oi_/^Ol.p. <зм>
Для формы кривой напряжеиня иа рнс. 3.27, а
« 2
Ди_ =----------sin av, (3 75)
Л — Ctp
118
а для рис. 3.27, б
2 (ft—I) sin ctp
MJ~ —'-------------_ . (3.76)
ft (л—ap) + ap
где ft — VI Unp.
Зависимость — <p (ap) представлена иа рнс. 3.28.
Требуемая индуктивность дросселя фильтра для схемы регули-
руемого преобразователя определяется по формуле
Ucn sin ap
L = ---------------• (3.77)
(л—ap) л^0 mtn
где l/Cp = (I — «р/л) U.
Для схемы вольтдобавочного ст билизатора
(А—1) sin ap 1/ср
L -------------------------- (3 78)
(ft (п—ap)+ap( nflo mtn
[ap ( 1 \1
I —----( 1 — — J U
Л V k J J
Методика расчета. Исходные данные- индуктивность дросселя
L, Гн; ток подмагничивания /в, А; переменная составляющая на-
пряжения и^,. В; частота [, Гц; рабочий потенциал обмотки l/р. В;
температура окружающей среды 7'с, °C, перегрев катушки АТ^, ’С.
Прн работе в цепях с ШИМ дополнительно указывается вид стаби-
лизации (по рис. 3.27) и угол ар
Расчет проводится в следующей последовательности.
I) . Определяют произведение L/J и по найденному значению на-
ходят >бьем стали сердечника по кривой на рис. 3.25. Выбирают кон-
Рис 327. Форма напряжения на вхо
де фильтра.
я — импульсного стабилизатора, б —
вольтдобавочного стабилизатора
Рис. 3.28. Зависимости Д£/_ от угла
регулирования ар;
а — для импульсного стабилизатора;
б — для вольтдобавочного стабилиза-
119
структивиое исполнение дросселя и материал магинтопроиода с уче-
том рабочей частоты Затем по формуле (3.67) определяют базовый
размер сердечника о при предельных значениях коэффициента у.
По найденным значениям Ус и о из табл 3.1 определяют предвари-
тельно типоразмер магннтопровода. Для выбранного типоразмера
по графикам на рис. 3 25 определяют плотность тока /.
2) . С учетом рабочего потенциала обмоток предварительно вы-
бирают значение коэффициента заполнения окна проводом обмотки
kD. Прн наличии межслоевой изоляции kD < 0,3, а прн ее отсутствия
- Ао > 0,3.
3) . Определяют напряженность постоянного магнитного поля
Но нз выражения (3.68), по графикам на рнс 3.28 в зависимости от
Но для выбранного материала магннтопровода определяют значе-
ние рг эф н длину немагнитного зазора в пр центах от 1а.
4) . Чйсло витк в обмоткя дросселя определяют по формуле (3.69),
диаметр провода обмоткн — по формуле
d » 1,13 V I0/i
Далее рассчитывают размещение обмоткн в окне магннтопровода.
Если обмотка не размещается в окне магннтопровода, то расчеты
повторяют для магнитопровода с большим значением Ус или при
свободном размещении обмотки на меньшем типоразмере магнито-
провода
5) . Определяют сопротивление обмоткн дросселя по формуле
(3.46) н падение напряжения на обмотке. Находят потерн в обмотке
дросселя по формуле (3 5).
6) Пр 'Веряют режим работы магнитной цепи дросселя. По фор-
мулам (3 72) н (3.73) пределяют значения Вт и Во Прн необходимо
стн определяют А1/~ по формуле (3.75) нлн (3.76). Для найденного
значения Вт определяют потерн в магннтопр >воде
(В \2
Yc Ac Vc IO"3
“it !
7) . Поверочный тепловой расчет дросселя проводится по форму
лам (3.28) или (3.29) в зависимости от выбранной конструкции
Расчет дросселя на заданное сопротивление обмотки имеет ряд
отличий от изложенного выше Если заданное активное сопротивле-
ние rL значительно меньше полученного прн расчете иа допустимый
перегрев, то необходимо уменьшить плотность тока и увеличить объ-
ем магнитопровода Прн этом следует стремиться к сохранению значе-
ния v sss 1, поскольку это условие обеспечивает минимум массы
Для выбора типоразмера магнитопр вода прн заданном значе-
нии rL определяют его конструктивную постоянную
о SC
К,------— = 6,7-Ю-3 А0-7Т~, (3 79)
Рг8ф ‘С lW
де xL = UrL — постоянная времеян дросселя; Se, 5С в квад
ратных сантиметрах, /с, lw в сантиметрах
Полученное значение конструктивной постоянной KL сравни
вают с аналогичным значением для магннтопровода, выбранного
прн расчете на заданный перегрев. Если значение конструктивной
постоянной при расчете на заданное сопротивление больше, то даль-
120
нейший расчет ведется с использованием большего типоразмера маг-
нитопровода, соответствующего полученному значению KL. Диа-
метр провода обмотки дросселя определяют по формуле
/
d = 1,13 I/ -------. (3.80)
•' rL
Дальнейший расчет дросселя выполняется по методике, исполь-
зуемой прн заданном значении перегрева обмоткн.
Глава четвертая
Выпрямители и сглаживающие фильтры
4.1. Общие сведения о выпрямительных устройствах
Выпрямительные устройства используются для преобразования
переменного напряжения питающей сети в постоянные напряжения
треб\ емой величины.
Выпрямительное устройство в большинстве случаев состоит нз
трансформатора, преобразующего переменное напряженве питаю-
щей сети в более высокое или низкое, полупроводниковых диодов.
осуществляющих выпрямление переменного напряжения, н сглажи-
вающего фильтра, уменьшающего пульсацию выпрямленного на-
пряжения.
Основным элементом выпрямительного устройства является ди-
од, который представляет собой нелинейный прибор. Сопротивление
днода для тока протекающего в прямом
направлении, в сотнн-тысячн раз мень-
ше, чем для тока, протекающего в обрат-
ном направлении В настоящее премя в
основном применяются кремниевые по-
лупроводниковые дноды.
Для работы выпрямителей принци-
пиальное значение имеет характер на-
грузки, включенной на выходе выпря-
мителя, т. е схема сглаживающего
фильтра. На рнс 4.1 показаны формы
токов в фазе двухполупернодной схемы
выпрямителя со средним выводом об-
мотки при питании от сети переменно-
го напряжения синусоидальной формы
(рис. 4.1, а) Форма тока прн работе на
фильтр, начинающийся с емкости, пока-
зана на рис 4 1, б, на фильтр начинаю-
щийся с индуктивности — на рис. 4 I, а;
на активную нагрузку без фильтра —
на рис. 4.1, а. В первом случае форма
тока представляет собой верхнюю часть
синусоиды с продолжительностью менее
полупериода во втором — прямоуголь-
Рис. 4.1. Формы напря-
жения (о) н токов (б, в,
г) в фазе двухполупе-
риодной схемы выпрями-
теля со средним выво-
дом вторичной обмотки
121
ную форму с продолжительностью, равной полуперноду, в третьем —
полусннусоиду. Разные формы токов в фазе и их продолжитель-
ность приводят к тому, что методы расчета выпрямителей с различ-
ным характером нагрузки существенно различаются.
Выпрямители, работающие на фильтр, начинающийся с емко-
сти (с емкостной реакцией), используются в широком диапазоне вы-
прямленных напряжений и мощностей. Трансформаторы этих вы-
прямителей имеют большую габаритную мощность по сравнению с
выпрямителями с индуктивным фильтром. К недостаткам выпрямите-
лей с емкостным фильтром относится большая амплитуда тока через
диод.
Выпрямители с индуктивным фильтром применяются в широком
диапазоне выпрямленных напряжений при мощностях от десятков
ватт до нескольких киловатт и притоках свыше IA. Такие выпрями-
тели' имеют меньшее внутреннее сопротивление по сравнению с вы-
прямителями с емкостным фильтром, что уменьшает зависимость
выпрямленного напряжения от тока нагрузки. Применение индук-
тивного фильтра ограничивает импульс тока через днод. Недостат-
ком выпрямителей с индуктивным фильтром являются перенапряже-
ния, возникающие на выходной емкости и на дросселе фильтра при
включении выпрямителя н при скачкообразных изменениях тока
нагрузки,* что представляет опасность для элементов самого выпря-
мителя и его нагрузки.
Выпрямители без сглаживающего фильтра применяются срав-
нительно редко в тех случаях, когда пульсация напряжения на на-
грузке не имеет существенного значения. Сглаживающий фильтр
также часто отсутствует в схемах многофазных выпрямителей, име-
ющих малую пульсацию выпрямленного напряжения.
4.2. Расчет выпрямителя с емкостным фильтром
Расчет выпрямителя сводится к выбору схемы и типа диодов,
расчету режима работы диодов, определению параметров трансфор-
матора и сглаживающего фильтра.
Исходные данные для расчета ^выпрямителя должны содержать
следующие параметры: напряжение питающей сети 1/с; число фаз
питающей сети т; частоту питающей сети /с; выпрямленное напряже-
ние Uo\ выпрямленный ток /0; коэффициент пульсации на входной
емкости фильтра (Со) АП01 = "г°/~ 100%, где Un~ — амплитуда
первой гармоники пульсации на входной емкости фильтра.
Выбор схемы. При работе выпрямителя с емкостным фильтром
обычно используют схемы, приведенные иа рис. 4.2. Выбор схемы вы-
прямителя зависит от ряда факторов, которые должны учитываться
в зависимости от требований, предъявляемых к выпрямительному
устройству. К таким факторам относятся выпрямленное напряжение
и мощность, частота пульсации выпрямленного напряжении, число
диодов, обратное напряжение иа диоде, коэффициент использования
мощности трансформатора, напряжение вторичной обмотки. По-
вышенная частота пульсации позволяет уменьшить размеры сглажи-
вающего фильтра. При увеличении коэффициента использования
мощности трансформатора, который равен отиошеиню выпрямленной
мощности к габаритной мощности трансформатора, габариты по.
следнего уменьшаются, а КПД выпрямителя, как правило, возраста
122
a)
В)
Рнс. 4.2. Схемы выпрямителей е емкостным фильтром
123
ет. Это следует учитывать прн выборе схем для выпрямителей новы»
шейной мощности.
При выборе схемы для высоковольтных выпрямителей необходи-
мо учитывать, что снижение иапряжеиия вторичной обмотки транс-
форматора позволяет уменьшить межслойную изоляцию и, следова-
тельно, размеры трансформатора. Сравнительные данные парамет-
ров различных схем выпрямителей приведены в табл. 4.1. Частота
пульсации выпрямленного напряжения = т/с; значения т
указаны в табл. 4.1.
Однополупериодную схему (рис. 4.2, а) обычно применяют при
выпрямленных токах до нескольких десятков миллиампер н в тех
случаях, когда не требуется высокой степени сглаживания выпрям-
ленного напряжения. Эта схема характеризуется плохим коэффи-
циентом использования мощности трансформатора.
Двухполупериодную схему со средним выводом вторичной обмот-
ки (рис. 4.2, б) применяют в низковольтных выпрямителях. По срав-
нению с однофазной мостовой она позволяет уменьшить вдвое число
диодов и тем самым понизить потери.
Однофазная мостовая схема (рис. 4.2, в) характеризуется вы-
соким коэффициентом использования мощности и поэтому может
быть рекомендована для использования в устройствах повышенной
мощности прн выходных напряжениях от десятков до сотен вольт.
Симметричная схема удвоения напряжения (рис. 4.2, г) пред-
ставляет собой последовательное соединение двух однополупериод-
иых схем н применяется при повышенных выпрямленных напря-
жениях (до 1—2 кВ) в устройствах различной мощности при
небольших токах.
Несимметричные схемы с умножением напряжения применяют-
ся при очень малых токах нагрузки, т. е. в режиме, близком к холос-
тому ходу. Одна нз таких схем показана на рис. 4.2, д В этой схе-
ме выпрямленное напряжение почти в & раз больше амплитуды на-
пряжения вторичгой обмотки трансформатора, так как коэффициент
умножения Аумв, равный числу диодов или конденсаторов, в дан-
ном случае равен 5. Увеличение или уменьшение выпрямленного на-
пряжения достигается соответственно добавлением или исключени-
ем нужного числа каскадов, каждый из которых состоит из одного
ДЯоДа и одного конденсатора. В схемах умгожения частота пульса-
ции f = fc; обратное напряжение иа диоде и напряжение иа всех
конденсаторах (кроме первого С/) рьвцо удвоенному амплитудному
значению напряжения вторичной обмотки трансформатора. При не-
четном числе каскадов по вторичкой обмотке протекает постоянный
ток, вызывающий вынужденное намагничивание трансформатора.
Трехфазная однотактная схема (рис. 4.2, е, ж) имеет малое паде-
ние напряжения иа диодах и поэтому ьожет быть использована для
выпрямления низких напряжений при повышенных мощностях
(свыше 500 Вт). Схема характеризуется плохим коэффициентом ис-
пользования мощности трансформатора, сравнительно большим об-
ратным напряжением иа диоде и наличием вынужденного намагни-
чивания трансформатора, которое вызывает увеличение потерь в
магнитопроводе. Поэтому трехфазная схема не и. ходит широкого
пименения.
Трехфазная мостовая схема (рис. 4 2, а, «), н' ыв ем я иногда
шестнфазиой мостовой, обладает наилучшим коэфф* циентом исполь-
зования мощности трансформатора, и ан» еиыпим обратным напряже-
нием на дгоде и высоксй частотой пульсации выпрямленного напря-
жения. Схема применяется в широком диапазоне выпрямленных иа-
124
Формулы для расчета выпрямителя с емкостным фильтром
ад ад ад <□ kJ о ад о kJ ад к! ’h ад «и «0 о ад CQ ад||” eslr^ ад ад
«ь н к + е X + е X + е сч + е Ji ► и + е + _е & с5 е Ji сч СЧ h + & Э N
4S * X л ч* 1© 5S м* <ф о IO
ГО сч м* ю СО О о о со 0> СО 1© »© со
в й *• о £ « ад о •ч. с 1© СО II к? -h е 1© СО* й о Ч. **- « о о ч. СО сч » « сч’ « ад -?h с »*м 1© Й к“ ^|<о о 5 « £ -?|<О
и <18»Л О |с» kJ сч « >. кГ сч 1О й £ кТ 1 1 к к ° э 1 ч м i t > «ч сч *8 > ь? сч U5 и ]<о ад е 1О й & м <и
О Й Ф С ч» К?|«Э ^|« о •*4
S сч сч со СО со <О
i Схема выпрямителя g Q 8*1 и-* II h 5 п 2 я О я 8*°. *1 0» .й за h н |1 £ *»* R СО 0 е S • ««1 «м* 3 g и _ 5 S со *—* К и 5 S ”. S3 “d ё<£ Is* 3 0 т 1 0 « § Ям «Г®1* я 3s! ел S~ о. а t- Ч 1 ! 0 h е-З *г «< 3 3 £•» Н я 3-. 0 я П ef 1 i 0 я . Я 1 "за «3 я 3 , я Я я О >^адГ a о схм* и., н CXi Д <в ® Ч «си 6 & 1 а 5 0 42. Я Я й 3 1 1 я » 1 ₽• Л И
125
Продолжение табл. 4.1
Схема выпрямителя It ;пр.д h pr Pt рш Форма тока в фазе вторичной обмотки
Однополупериодная (од- нофазная) Рнс. 4J, а Do /о Do io n Vil-1% 2Pe 2,15Po ЗЕ» W»rm А. . 0 X 2Х
Двухполупериодная, со средним выводом Рнс. 42, б Ч n — °0 2 л/jT/T 1.8P0 2,15P0 3Ej №гш lf\a 1 0 X 2Х Я»
Однофазная мостовая (Гре- на) Рис. 4.2, в D° 2 n Io 1.5P0 1,5P0 ЗЕ» 4N*rm О \J
Удвоения напряжения (Ла- тура) Рнс. 42, г- Do/о 1/2 Do /о nit l,5P0 1,5PO 3Ej у 9 X\J
Окончание табл. 4.1
Схема выпрямителя /> *ПР-Д /« РГ Pt рт Форма тока в фазе вторичной обмотки
Трехфазная (звезда — звез- да) Рнс. 4.2,а 2Р0 2,16Р0 ЗЕ« №гщ 0 X 2Х
Трехфазная (треугольннк — звезда) Рнс. 42, ж °*-Г л|/*/я—Q 2Р0 2,15Ро 3ES 0 X 2Х
Ларионова (звезда — звез- да; треугольннк — звезда) Рнс. 42, з, и D А Л /1 1,2Р0 1,25Ро 9Е« .ла. у 9 X\JV
Ларионова (звезда — тре- угольннк; треугольник — треугольннк) Dp /о зУ~ D.±-V-T л/1 1,2Р0 1,26Р0 ЗЕ| 4№гш
П рам е ч ан и е. Формулы для расчета Pt и Pt приближенные.
3
Рнс. 4 3. Область изменения
прямой ветви вольт-амперной
характеристики диода
пряжений н мощюстей. Вторич
ную обмотку трансформатора не
рекомендуется соединять в тре-
угольник из-за появления урав-
нительных токов, возникающих
при асимметрии фазных напря
женин.
Для расчета схем выпрямите
лей необходимо знать следующие
параметры диодов: максимально
допустимый средний выпрямлен
ный ток /1Р.ср та».' максимально
допустимый импульсный ток
/Пр-и. та»: максимально допу-
стимое импульсное обратное на-
пряжение {/обр-н max» прямое
падение напряжения иа диоде
U„p. измеренное на постоянном
токе или дифференциальное
(внутреннее) сопротивление диода
Гдиф. определяемое по статиче-
ским вольт-амперным характери-
стикам (ВАХ), максимальная ча-
стота выпрямляемого напряже-
ния /та». максимальный обрат-
ный ток при максимально допустимом обратном напряжении на
диоде /обр max
При повышении окружающей температуры прямое падение иа
пряжения на кремниевых диодах уменьшается,, обратный ток уве-
личивается, а допустимое значение выпрямленного тока снижается.
Если /пр.Ср max < ^пр-ср. то дноды нужно включать парал-
лельно. Для определения минимального числа диодов /Уцар. которое
можно включить параллельно без выравнивающих элементов |42],
следует воспользоваться вольт-ампернымн характеристиками вы
бранного, диода, показывающими область возможного изменения
прямой ветви ВАХ при заданной температуре (рис. 4.3) Такне ха-
рактеристики приводятся в справочниках и технических условиях
иа диоды
Минимальное число параллельно включаемых диодов опреде-
ляют по формуле
Л пар = (/пр.ср /пр.ср тах~Ы)' z (4 1а)
где /пр ср среднее значение тока, протекающего через парал-
лельно включенные диоды; kj = /цр.ср//пр ср та» — коэффициент
нагрузки днода по току (обычно fej = 0,64-0,8); Д/ — определяет
ся графически по вольт-амперным характеристикам иа рис. 4.3
Полученное по формуле (4.1а) дробное значение А/Пар следует
округлить до ближайшего целого числа
Если //обр-и та» < t/обр-и. то Диоды следует включать после-
довательно. Число последовательно включенных диодов в фазе (пле-
че) выпрямителя определяют по формуле
N ^обр и >бр и max (4 16)
128
При последэвателоном соединении диодов их необходимо шун-
тировать выравнивающими резисторами. Диоды с обратным током
до 100 мкА рекомендуется шунтировать резисторами нз расчета
70 кОм на каждые 100 В амплитуды фактического обратного напря-
жения. приходящегося на один днод, а диоды с обратным током свы-
ше 100 мкА — из расчета 10—15 кОм на каждые 100 В обратного на-
т жжения. Сопротивление шунтирующего резистора гш> кОм:
<А>бр и
100 А/ПОСЛ
(4 2)
где R — 70 или 10—15 кОм.
Падение напряжения на диоде (/„□, измеренное на постоянном
(не пульсирующем) токе, составляет 0,9 — 1 В для кремниевых дио-
дов и около 0,5—0,6 В для диодов с барьером Шотки. При последо-
вательном включении диодов падение напряжения на них и диф-
ференциальное сопротивление пропорционально увеличиваются.
Для определения значений /пр.ср> ^обр-и* /пр.и в выбранной
схеме следует использовать точную (для /пр.ср) и приближенные
формулы из табл. 4.1. После окончания расчета значения 1/обр-и н
/пр.и уточняют.
Дифференциальное (внутреннее) сопротивление диода можно оп-
ределить по формуле (2.2) или по приближенной формуле
гдиф—^пр/3/пр.ср-
(4-3)
Для N последовательно включенных диодов дифференциальное со-
противление будет в N раз больше.
Сопротивление обмоток трансформатора, приведенное к фазе
вторичной обмотки, можно определить до расчета трансформатора
по приближенной формуле (для выпрямленных токов не менее 20 мА)
Г ’ ——- kp
Uo
I» f с Вт
। sfc Вт
у Uol, '
(4 4)
где kr — коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя (табл.
4.1); s — число стержней трансформатора, несущих обмотки; для
трансформатора с магннтопроводом броневого типа s = 1, стержне
вого (П-образного) s = 2, трехфазиого $ = 3; Вт - магнитная ин-
дукция в магннтопроводе трансформатора, Т.
Для двухполупериодной схемы фазой выпрямителя является
половина вторичной обмотки.
Рекомендуемые значения Вт для различных типов трансформа-
торов приведены в гл. 3.
Если трансформатор имеет дополнительные обмотки, то сопро-
тивление
гт
2
(4 5)
где гт — сопротивление, рассчитанное пр формуле (4.4); Р2 — пол-
ная мощность вторичной обмотки для рассчитываемого выпрями-
теля, В-А (табл 4.1)
5 Зак. 726
129
Если для рассчитываемой схемы выпрямителя используется
стандартный трансформатор, то сопротивление, приведенное ко вто
рнчной обмотке, определяют по формуле
/ V
г7 — и ' 0.6)
куда подставляют известные для выбранного трансформатора значе-
ния; г3 — сопротивление фазы вторичной обмотки; г, — сопротив-
ление первичной обмотки; U2 — напряжение фазы вторичной об-
мотки; — напряжение первичной обмотки.
Активное сопротивление фазы выпрямителя г определяют по
формуле из табл. 4 1.
Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора, приведен-
ную к фазе вторичной обмотки, определяют до расчета трапсформа
тора по приближенной формуле (для выпрямленных токов не менее
20 мА):
L ~k _______±________1/ (4 7)
3 l(p 1) / f вт V sfcBm ,47)
где kL — коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя
(табл. 4 1); р — число чередующихся секций обмоток; если вторич-
ная обмотка наматывается после первичной (илн наоборот), то р = 2;
если первичная обмотка наматывается между половинами вторич-
ной обмотки (или наоборот), то р — 3.
Если трансформатор имеет дополнительные обмотки, то приб-
лиженно индуктивность рассеяния
L, / ₽2 \
Ч = *+— • <4-8>
- \ * г /
где Ls — индуктивность рассеяния, рассчитанная по формуле (4.7).
Если витки одной фазы вторичной обмотки расположены на
двух стержнях (s = 2), как это бывает в схемах удвоения напряже-
ния и мостовой, то полученное значение L3 следует уменьшить в
2 раза. Для двухполупернодной схемы со средним выводом при s =
= 2 формула (4.7) дает правильный результат только при параллель-
ном включении катушек первичной обмотки.
Значение индуктивности рассеяния для стандартных трансфер
маторов в справочных данных не приводится. В этом случае индук-
тивность рассеяния желателык измерить на мосте, позволяющем
разделить индуктивную и активную составляющие. Для определе-
ния Lt измеряют индуктивную составляющую со стороны фазы вто-
ричной обмоткн (фазы выпрямителя) при закороченной первичной
обмотке.
Определяют тангенс угла ф, характеризующего соотношение
между индуктивным и активным сопротивлениями фазы выпрямите-
ля
tg ф = 2nfcLjr. (4 9)
Угол ф находят из табл 4.2.
Определяют основной расчетный коэффициент
A -Itr/mUt, (4.10)
где т число фаз выпрямления (табл. 4.1), которое равно числу
имзульсов тока через емкость фильтра Со за период.
130
Некоторые значения tg у
Таблица 1.2
0 0. 18 0.27 0.36 0 47 0.58 0.7 0.84 1 1.19 1.43
ф° 0 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55
tg Ф 1.73 2,15 2,75 3,27 3,73 4,33 5,15 5.67 6,3 7,12 8. 14
Ф° 60 65 70 73 75 77 79 80 81 82 83
Для симметричной схемы удвоения в (4.10) следует подставлять
(/(/2. а для несимметричных схем умножения UJkyMll и т = I
В зависимости от найденных значений Ло и <р находят вспомо-
гательные коэффициенты Во, Do, Fo по графикам на рнс. 4 4 — 4 6
соответственно.
В зависимости от значений Хо. <f и I. 2. 3 или 6 находят
соответственно коэффициенты Н01, Н02, Нез или Нм по графикам на
рис. 4.7—4.10.
Определяют ЭДС фазы вторичной обмотки трансформатора Ег
по формулам табл. 4 1, уточняют значение обратного напряжения
по точной формуле из табл 4 1 и проверяют условие
^оОр п < UnGp итак
Рис. 4 4 Г рафик коэффициента So
5*
131
Определяют действующее значение тока вторичной обмотки 1а
по формуле из табл. 4.1 Действующее значение тока вторичной об-
моткн в несимметричных схемах умножения рассчитывают по при
блнженной формуле
/2~3/0 (4 11)
Определяют импульсный прямой ток через диод по формуле
табл. 4 1 н проверяют условие /„p.H</np. и max-
Рис 4 6. График коэффициента Г(
132
0,02 О,ОН 0,060,080.10,12 0,14 0,16 0,180,20 Л«
Рнс. 4.8. График коэффициента Ню
133
Входную емкость фильтра Со, мкФ определяют по формуле.
//0 (1, 2. 3. 6)-100
с°-—7~7— |,|а
Для схемы удвоения напряжения в формулу (4.12) следует под-
ставлять значение Wol; тогда она дает значение емкости одного из
двух конденсаторов схемы (С01 или С0!. мкФ).
Для схем умножения при (\ = 2С и Сг = С3 ...= Ск = С,
мкФ
с х *УМ"'° ’ (4 |3)
'-'01 С «п<>1
Рнс. 4 10. График коэффициента
Wot.
Значение задаваемое
в начале расчета, не должно
превышать 10%, так как при
Лцо| > 10%’возрастает ошибка
при определении параметров
выпрямителя. Одновременно
значение 1/01^= Апо11/0/100 не
должно превышать максималь-
но допустимого, указанного в
ТУ па выбранные конденсато-
ры для данной частоты пульса-
ции f.-.. Во избежание необхо-
димости применения конден-
саторов очень большой емко-
сти рекомендуется выбирать
k,iei не менее 2—3%
Рабочее напряжение кон-
денсаторов Uс должно быть
не менее Ег ~\/2; в схеме Ла-
рионова при соединении вто-
ричной обмотки в звезду —
134
нс менее Ег"|/б, а в несимметричной схеме умножена л — нс ме-
нее 2£jl/2. При выборе конденсаторов следует учитывать зави-
симость их емкости от температуры н частоты.
Внешнюю (нагрузочную) характеристику выпрямителя, т. е. за-
висимость выпрямленного напряжения от тока нагрузки рассчиты-
вают по формуле
1/0 = Ег У2 cos Ф-
(1.14)
Задаваясь различными значениями /0. определяют коэффициент
У» = /« г/тЕг. (4 15)
Значения "|/2 cos ф находят в зависимости от коэффициента у0
н угла <р по графику па рис. 4.11. Подставляя У2 cos ф в формулу
(4 14). находят UB для различных значений /0. Для схемы удвоения
напряжения полученные по формуле (4 14) значения следует удвоить
Очевидно, что при холостом ходе выпрямителя (/0 = 0) cos ф =
— I н Uox — Ег в схеме Ларионова при соединении вторич-
ной обмотки в звезду С/Ох ~ Е2УзУ2 ~ Е1'[/б
Мощность, выделяемую на одном днодс, определяют по форму-
ле (2.G) или ориентировочно из выражения
Лпр.ср ~ ^пр.д^днф* G)
Мощность Рш, выделяемую на резисторе гш, шунтирующем один
диод, определяют по формулам табл. 4.1 в зависимости от схемы
выпрямителя.
Коэффициент трансформации определяют по формуле
п = Ег/и{. (4 17)
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
/, (без учета тока холостого хода) определяют по формулам табл 4.1.
При соединении первичной обмотки в треугольник ток линии равен
/.Уз.
О 0.01 0,02 0,030,000,050,060,07 0,080,090,10,110,12 0,13 0,140,15 у0
Рис. 4.Н. График коэффициента ) 2 cos ф
135
Габаритную мощность трансформатора определяют по формулам
табл. 3.14 или из выражения
Р Ui Z»+t7*/*+t/3At+--- ..
где UI — произведение действующих значений напряжения (или
ЭДС) и тока каждой обмотки.
4.3. Расчет выпрямителей с индуктивным фильтром
Исходные данные для расчета должны содержать: напряжение
питающей сети Uc; число фаз питающей сети т; частоту питающей
сети fc, выпрямленное напряжение 1/0; ввырямленный ток /е.
Коэффициент пульсация на входе фильтра knn является по-
стоянной величиной для выбранной схемы выпрямителя (см.
табл. 4.3).
Выбор схемы. Для работы на индуктивный фильтр чаще всего
используются схемы выпрямителей, приведенные на рис. 4.12:
двухполупериодная (рнс. 4 12, а), однофазная мостовая (рис. 4.12, б)
Рис. 4.12. Схемы выпрямителей с индуктивным фильтром
136
I
го
Ef
S
ч
ю
Формулы для расчета выпрямителя с индуктивным фильтром '
«3
сч
137
Окончание табл. 4 3
138
Рис. 4 13. Двенадпатифазпыс схемы выпрямителей
трехфазная (рис. 4.12, в, г), трехфазная мостовая (схема Ларио-
нова, рис 4.12, д, е).
В некоторых случаях применяют двенадцатифазную схему, со-
стоящую из двух схем Ларионова, включенных последовательно
(рис. 4.13, а) или параллельно (рис 4 13, б). Трансформатор, питаю-
щий выпрямитель, имеет две системы вторичных обмоток, одна из
которых включена звездой, а вторая — треугольником. В резуль-
тате фазы линейных напряжений вторичных обмоток Д^и (72Л ока-
зываются сдвинутыми между собой па угол 30' и вся система в целом
п о л у ч а етс я д вен а дца ти фа з и о и.
Коэффициент пульсации на выходе этой схемы составляет 1,4 %
полного выпрямленного напряжения. Однако такой малый уровень
пульсации будет обеспечен только при полном равенстве фазовых
напряжений на первичной обмотке трансформатора, что иа практике
встречается далеко нс всегда.
Для того чтобы обе половины выпрямителя давали одинаковые
напряжения, фазные напряжения вторичных обмоток, соединенных в
треугольник 1/1$, должны быть в ~[/3 раз больше фазных напряже-
ний обмоток, соединенных в звезду Д^ф. В остальном эта схема рав-
ноценна обычной схеме Ларионова
Прн выборе схемы выпрямителя следует руководствоваться со-
ображениями, приведенными в § 4.2 для схем с емкостным фильтром.
Выбор вентилей. Для выбора вентилей определяют значения
/пр.ср. Добр и и Aip-и по формулам табл 4.3. При этом в формулу
для (70бр.и подставляют значение 1,2 Uu вместо пока неизвестного
значения 1/11Х. После расчета выпрямителя значение Добр и Уточ-
няют. В остальном следует-использовать указания по выбору типа
и числа вентилей, приведенные в § 4.2.
Сопротивление обмоток трансформатора гт, приведенное к ф'азе
вторичной обмоткн, определяют по приближенной формуле (4.4)
139
Таблица 44
Ориентировочные значения падения напряжения
на дросселе фильтра
Вт (при /с = 50 Гц) ДОL (при /с — 4°0 Гн)
10—30 (0 2—0,14) и0 (0,07—0,05) Uo
30—100 (0 14—0,1) и0 (0,05—0,035) и0
100—300 (0,1—0,07) и0 (0,035—0,025) Uo
300—1000 (0,07—0,05) UQ 0,025—0,018) Uo
1000—3000 (0,05—0,035) Uo 0,018—0,012) Uo
3000—10 000 (0,035—0,025) Uo ’ (0,012—0,009) Uo
или (4 5) Значения индукции Вт находят по методике гл. 3. значе-
ния kr, РгиРг —из табл 4 3.
Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора Lt, приве-
денную к фазе вторичной обмотки, определяют по приближенным
формулам (4.7) нлн (4 8). Значения kL находят из табл. 4.3.
При использовании готового (стандартного) трансформатора
нужно измерить rlt ггм L, н вычислить значение гт по формуле (4.6).
Определяют падения напряжения на активном BUr и реактив-
ном сопротивлениях трансформатора по формулам табл. 4.3
Определяют падение напряжения на диодах в выбранной схеме
выпрямителя 1/пр.сх по формулам табл. 4.3
Определяют ориентировочное значение падения напряжения на
дросселе Д1/L в зависимости от выпрямленной мощности по табл.
4 4
Определяют выпрямленное напряжение прн холостом ходе 1/ох
по формуле
(7ох = 6/о-( ДПГ+Д{/д.-|-1/пр.сх4"• (4.19)
Уточняют амплитуду обратного напряжения на диоде по форму-
лам табл. 4 3 н проверяют условие Одобри < ^обр иглах-
Определяют ЭДС фазы вторичной обмотки трансформатора Et
по формулам табл 4 3.
Определяют действующее значение тока вторичной обмотки /2
и, если требуется, действующее значение тока через днод /Пр.д по
формулам табл. 4.3.
Определяют минимально допустимое значение индуктивности
дросселя фильтра по формуле
2(/ох _
(тг— 1) mnfc /0
(4.20)
Если выпрямитель должен работать в диапазоне токов от /о mtn
до 1отах< то при расчете в формулу (4.20) следует подставлять зна-
чение /11т,-п.
Внешняя характеристика выпрямителя, т. е. зависимость вып-
рямленного напряжения от тока нагрузки, представляет собой пря-
мую линию и строится по двум точкам 1) Uo = Uox; /0 = 0; 2)
/ц-
140
1Л
го
Sf
X
чэ
го
Формулы для расчета выпрямителя с активной нагрузкой без фильтра
И < ст со О •*-. К о о 5) о СМ •*? .О о **. СМ »0 о о со 6/о fc ©
и < э и" к U О •"« н к. ‘Л’ р U ►Л* см и- о сч | еп
в5 X CS Ю из ю" со ео со
к. «« es 1Г ь- см 1П CD CD tn <м CD
X А В *>• с< э о fc 1 о СМ о ►-4 Ш О © ш о_
иодо^ 11 и СО > Uj II ||" 2 1ц - <М П II II к Ц. и? - о IIк и \ 23 —« е» • UJ °* II и к и \ ° 1ц‘ ~ И и к ю к. о - UJ ~ II
О а в •*. э ^|сч -к ^|сО со
Е см см со CD <D
К 5 f- к го ЕС СП го •& о 2 и К X Ef Ф СХ го Е1 О- Ф ь го •3 го ф Ф ГО М ГО ф го X X X о U >» ф £-~
Схема выпрями X ef О К го о X О Ф к го X fl О X к го СП о н о о S го 1 го М ГО Х-ч Ф ГО ° Го го '— ф со ГО 1 го EI ГО х-ч О со СО Г1 го ф со (звезда — — треугольнн
S’ о CJ с 6 X го X го го К 1 го 1 й * 2 х S । го . . О i х X ГО X го X О «о X ч
о X «=( О 5.S сэ Еч ю о X м о е-5 х S.S F— >» х £ «2 с. >
Примечание. Формулы для расчета \Ur н ДУ» приближенные.
141
Окончание та^л 4 5
О 157 ь & • см 1 L0 5,7
сС О CU 1Л СО о о. о см “dis' 1 О 8 О о, Ю О
^С-< СО “с/б^ I £ ем Q. со о О. ш о 1,057%
о е СМ »/И| 1 ‘ [ 1,1lnZ0 е е со о о е см со о Л* с о
Edu/ о U0 О,785/о О S о о О 1Л с о СО U0 О о **w СО ш о
*— о — ID о Ю СО О о **ч о CD ш о о СМ со о о О
UJ о СМ см см 1 1 1VOX *7)11'1’ 0,855 £/ох •-Ч п С И э 1 к о’
к к Ь и р. с см С С Й р- и см
Схема выпрямителя Однополупериодная (однофазная) Двухполупериодняя со средним вы водом Однофазная мостовая (Греца) Трехфазная (звезда — звезда; тре- угольник — звезда) Ларионова (звезда — звезда; тре- угольник — звезда) Ларионова (звезда — треугольник, треугольник — треугольник)
142
Если выпрямитель имеет сглаживающий фильтр типа LC, то
при уменьшении тока нагрузки /0 внешняя характеристика откло-
няется от прямой линии в сторону увеличения напряжения в точке,
соответствующей критическому току нагрузки, который равен /J2
прн условии, что L = Lmin.
При дальнейшем уменьшении тока /й выпрямленное напряжение
растет, достигая при /0 = 0 значения Et]/2 (или Ef "(/б в схеме
Ларионова при соединении вторичной обмотки звездой).
Мощность Рш, рассеиваемую на резисторах, шунтирующих по-
следовательно включенные диоды, можно определить по формулам
табл 4.1. Справедливость использования формул табл. 4.1 обуслов-
лена тем, что при холостом ходе режим работы выпря-
мителя с индуктивным фильтром не отличается от режима выпрями-
теля с емкостным фильтром. Значения Рш, рассчитанные по форму-
лам табл. 4 1, дают максимальную рассеиваемую мощность, соот-
ветствующую режиму холостого хода выпрямителя.
Мощность, выделяемую на диоде, определяют по формуле (2.6)
или ориентировочно по формуле (2 7).
Коэффициент трансформации л определяют по формуле (4 17).
Действующее значение тока первичной обмотки 11 определя-
ется по формулам табл. 4.3 При соединении периичной обмотки тре-
угольником ток линии /л = /j
Значение габаритной мощности двухобмоточного трансформато-
ра определяют по формулам табл. 4 3, а многообмоточных — по фор-
муле (4.18).
Значения коэффициента пульсации выпрямленного напряжения
по первой гармонике kuoi на входе сглаживающего LC-фильтра (до
дросселя) указаны в табл. 4.3 для каждой схемы выпрямления.
Расчет выпрямителя с активной нагрузкой без фильтра
Выпрямители с активной нагрузкой без фильтра применяются
в ИВЭ сравнительно редко. Работа без фильтра возможна при малых
коэффициентах пульсации, т. е. когда используются многофазные
схемы выпрямителей
Порядок расчета выпрямителя без фильтра остается таким же,
как и для выпрямителя с индуктивным фильтром. Расчетные форму-
лы приведены в табл. 4 5; формулы для расчета значений А1/г и
ДС/Я являются приближенными. Ток в фазах вторичных обмоток от-
личается по форме, но совпадает по длительности с током в фЬзах
выпрямителя с индуктивным фильтром.
4.4. Расчет выпрямителя при питании от источников
напряжения прямоугольной формы
Переменное напряжение прямоугольной формы получается па
выходе транзисторных преобразователей (см гл. 9, 10). Нерегули-
руемые двухтактные преобразователи вырабатывают переменное на-
пряжение прямоугольной формы без паузы иа нуле между импуль-
сами (рис. 4.14, а}. В этом случае амплитудное, действующее^ сред-
нее (выпрямленное) значения напряжения равны между собой. В ре-
гулируемых преобразователях с ШИМ выходное переменное напря-
жение прямоугольной формы имеет регулируемую паузу на нуле
(рис. 4.14, б). Стабилизация выходного напряжения в таких преоб-
143
Рис. 4 14 Формы напряжения статического преобразователя
разователях осуществляется регулированием длительности прямо-
угольных импульсов, амплитуда которых изменяется в зависимо-
сти от напряжения питающей сети и тока нагрузки Регулируя дли-
тельность импульсов, можно осуществить стабилизацию выходного
напряжения по среднему (выпрямленному) или по действующему
значению напряжения.
Для стабилизации напряжения выпрямителя регулируемый
преобразователь должен быть стабилизирован по среднему значе-
нию а питаемый от него выпрямитель должен работать иа индуктив-
ный фильтр.
Расчет выпрямителей, работающих от источников напряжения
прямоугольной формы, имеет свои особенности. В расчетные форму-
лы входят угол 2 а, соответствующий интервалу времени между им-
пульсами и скважность
л 180°
Q~ л—2а ~ 180° 2а° ‘ (4’21)
Некоторые соотношения между значениями Q и а даны в табл.
4.6
Рассмотрим порядок расчета выпрямителя, на вход которого
подается напряжение прямоугольной формы с регулируемой пау-
зой на нуле.
Исходные данные для расчета выпрямителя: напряжение пита
ющей сети t/c (среднее значение) частота питающей сети (частота
преобразователя) /с, (fn); выпрямленное напряжение Ua; выпрям-
ленный ток /0; пределы нзм-еиения угла 2 а или скважности Q
Выбор схемы. В двухтактных регулируемых преобразователях
чаще всего используются двухполупериодная схема со средним вы
водом вторичной обмотки (рис. 4 12 с) и мостовая схема (рнс 4 12 б),
иногда однополупериодная схема выпрямителя без фильтра
Выбор диодов Значения /Пр ср и Цэбр.и для выбранной схемы
определяют «о формулам табл. 4 7, а значение /Пр.и — по графикам
для формы ока диода в этой же таблице.
В формулу для С/рбр.и следует подставлять значение 1,1 Ut
вместо неизвестной/до расчета значения 1/0 после расчета значе-
ние t/oOp in уточняют. Число параллельно или последовательно
включенных диодов определяют по формуле (4.1а) или (4.1 б) соот-
ветственно.
Сопротивление обмоток трансформатора гт, приведенное к
фазе вторичной обмотки, рассчитывают по формуле (4.4). Зна-
чение kr находят из табл 4 7. Значение Вт выбирают, учитывая
частоту преобразования fn по рекомендациям, приведенным в гл 3.
Таблица 46
Соотношения между Q и а
а» 0 2 4 6 8 10 12 14 16
Q 1,000 1,025 1,050 1,075 1 10 1.13 1,16 1,19 1,22
V~Q 1,000 1,012 1,025 1,037 1 049 1 063 1 077 1,091 1.105
V~2Q 1,414 1.431 1 449 1 466 1,483 1,503 1 523 1 543 1,562
Продолжение табл 4.6 .
а" 18 20 22 24 26 28 30 32 34
Q 1.25 1,29 1 33 1,37 1.41 i ,45 1,50 1,55 1,61
V o’ 1.120 1,136 1.153 1,170 1.187 1 204 1,225 1 245 1 269
V~2Q 1,584 1,606 1.630 1,654 1.678 1,702 1,732 1 760 1,794
Окончание табл. 4.6
а° 36 38 40 45 50 55 60
Q 1,67 1,73 1 80 2,00 2,25 2,58 3 00
V~Q 1.292 1 315 1 342 1.414 1.500 1 606 1,732
1.827 1,859 1,898 2 000 2,120 2,271 2.449
145
Формулы для расчета выпрямителей при питании от источников
Параметры Схема выпрямителя
Однополулериодная m ~ 1
Без фильтра
ЭДС фазы вторичной о< Фор «а ЭДС 0 Г га
Среднее значение £2СР Г 2т Q => «'ОХ
Действующее значение Et
Ток вторичной обмотки Форма тока 7t-2a
Среднее значение /1ср VW -'°
Действующее значение /2
Ток диода t * Форма тока Е #-2а
146
Таблица 47
напряжения прямоугольной формы
147
Параметры Схема выпрямителя
Однополу периодная /п=1
Без фильтра
Ток диода I Среднее значение /пр.ср 2Q
Действующее значение Л1Р.Д
Амплитуда обратного нап- ряжения иа диоде (7обр.и SQt'ox
<1> х X
Выпрямленное на пряже Форма напряжения Г p?
J.
Среднее значение Uох ^2m
2Q
Действующее значение ^ох.д ^2m = b'oxV2Q
VW
Ток первичной обмотки Форма тока
_g
it-гл
Среднее значение /1ср = — - Q Q
Действующее значение y™_, «/.V2Q I-
kr 5,9
Примечание. Под средним (выпрямленным) значением переменною
полупериода (без учета знаков):
90° Я
О =----------—----------;
90° - а° я—2а
148
Окончание табл. 4 7
и характер его на>рузки
Диухполупсрнолная со средний выводом m = 2 Однофазная мостовая гн«=2
Без фильтра Индуктивный фильтр Без фильтра Индуктивный фильтр
to iT" о|э II ьэ|о" •А 2 ^2ГП ,ч 2Q 2 /о 2
—2-'« г -./<? V2Q “У 2 /« I / Q 1 2 V Q II •Е£ А1/£± 2 V Q
2<?t/ox
149
Рис. 4.15. График коэффициента
Ml (для т=2)
Рис. 4.16. График коэффициента
пульсации k„0 при прямоугольной
форме питающего напряжения
Падение напряжения на активном сопротивлении обмоток транс-
форматора для схем, указанных в табл. 4 7, определяют по формуле
Л(/г = /огт. (4 22)
Падение напряжения на диодах в выбранной схеме определяют
по формулам (/Пр.сх = O'lip Для одно- и двухполупериодных схем
и ^пр сх — 2 Г'пр ДЛЯ мостовой схемы.
Падение напряжения на дросселе фильтра ориентировочно мож-
но определить по табл. 4.4. Если частота/п лежит в пределах 1 —
— 10 кГц, то значение hUL для частоты 400 Гц следует уменьшить
иа 25—50% соответственно; при более высоких частотах значением
&UL можно пренебречь. Выпрямленное напряжение при холостом
ходе определяют по формуле (4.19), полагая AUa = 0
уточняют амплитуду обратного напряжения на диоде по форму-
лам табл 4 7 и проверяют условия 1/Обр.и < ^обр и тал> /пр-ср <
< /,,р. ср. max: /пр и < /п'р и max- Определяют наибольшие дейст-
вующие значения ЭДС и ток« вторичной обмотки трансформатора
£' и Г, по формулам табл. 4.7 при Qmax и Qmin соответственно.
Определяют минимально допустимую индуктивность дросселя
фильтра
l.min=UBML/l„ /о. 0.23)
где коэффициент М, находят нз графика на рис. 4.15.
Нагрузочная характеристика представляет собой прямую ли-
нию и строится по двум точкам; 1) UB — 170х; /о ~ б, 2) Uo- /0.
Мощность Рщ. выделяемую на резисторах, шунтирующих по-
следовательно включенные диоды, определяют по формулам
табл. 4 1. _.
Мощность, выделяемую на диоде, определяют по формуле (2./).
Коэффициент трансформации определяют как отношение сред-
них значений напряжении
n=UBK/Ur. (4.241
150
Наибольшее действующее значение тока первичной обмотки оп-
ределяют по формулам табл. 4 7
Коэффициент пульсации иа выходе выпрямителя, т. е. отноше-
ние амплитуды k-н гармоники переменной составляющей выпрям-
ленного напряжения UOk к определяют по формуле
= 4 Q sin km (90 — a.°)/nkm (4.25)
или но графику на рис 4 16, где т — I соответствует однополупе-
риодной, а т — 2 —двухполупериодной и мостовой схемам.
Отрицательные значения Лпол на рис. 4.16 означают, что на
чальные фазы этих гармоник сдвинуты на 180°относительно гармо
ник с положительными значениями Для расчета фильтра не
пользуют абсолютные значения ftno*-
Пример расчета Требуется рассчитать выпрямитель, питаемый
от стабилизирующего преобразователя напряжения с ШИМ по сле-
дующим исходным данным: Uc ср = 115 В частота преобразователя
/п = 5 кГц; ил = 6 В 10 = ЮЛ; 2 am/n = 20°, 2 атпх = 60°.
По формуле (4.21) находим
180°__________180°
<?nla.r- |8o°—2amaA. 180°—60° “1,J’
180° 180°
Q„; „ =-----------=------------ =1,125.
180° — 2am6„ 180°—20°
Ввиду низкого выпрямленного напряжения целесообразно выб
рать двухполупериодную схему выпрямителя со средним выводом
вторичной обмотки.
Из табл. 4.7 находим
/прср=~^------y-=5A;t/o6p.ii®2QmLl.,y°-2.1,15.1,1.6 19,8 В.
/пр.» — /о = Ю А
Выбираем кремниевый диод типа 2Д213А, имеющий /цр.и =
= 10 А; (7цР - IB
^Л)бр-и max 200 В > 1/обр и1 f пр и max = 100 А > /цр.и-
Для кольцевого магнитопровода из материала марки 50НП при
fn — 5 кГц выбираем индукцию Вт = IT
По формуле (4.4) и табл 4 7 находим
б 4 Г 1 ч. 10» 1
г -6 6------------- 1 / —-------= 0,0024 Ом.
1 10-5-10М V 6-10
По формуле (4.22)
bUr = 10 0,0024=0,024 В t/np.Cx == 1 в-
Для Ра ~ 6-10 = 60 Вт из табл 4 7 находим
ДУ, ~ (I — 0,35) 0,04 t/0 = (1 — 0,35)0,04 • 6 = 0,156 В.
По формуле (4 19)
1/ох = 6 + 0.024+1+0,156 7,18 В
Уточняем значение
1/оСр. и ~ 2 1,5-7,18 = 21,5 В <Z £/<>бр- И max-
151
Наибольшее действующее значение ЭДС вторичной обмоткн Е’г
будет при Qmax, а наибольшее действующее значение тока вторич-
ной обмотки /2 — при Qmin Используя формулы табл. 4 7, нахо-
дим
2
I ^min + I _ Ю / 1.126+ 1
V Qmin ' 2 V 1,125
Значение L,ntn находим из (4.23) для — 60° По графику
иа рис. 4 15 М — 0,14, откуда
6
l mtn —------— 0,14» 20- 10-е Ги
т‘ 5 103.10
Мощность, выделяемая на одном диоде (2 7), Рар. ср — ! X
X 10/2 = 5 Вт. Радиатор для диодов рассчитывают по методике, из-
ложенной в гл 13
7,18
По формуле (4.24) п = -гт=- = 0,0625.
I 10
Из табл 4 7
п/в О 0625-10
/, = — = ——_ » 0,59 А.
V& 1/М25
Коэффициент пульсации на входе фильтра по первой гармонике
(т = 2, k = I) находим из графика на рис. 4 16 для 2а = 60°:
ЛП01 = 0 8 (80 %).
4.5. Многофазные низковольтные выпрямители
В низковольтных ИВЭ целесообразно использовать многофазные
однотактные двухполупериодные выпрямители" шестифазные, две-
надцатифазные, восемиа^атифазные, двадцатичетырехфазные и
т. д. [5]. В таких выпрямителях для улучшения удельных объемно-
массовых и энергетических характеристик применяются сглаживаю-
щие LC-фильтры с несколькими независимыми дросселями (77).
Включение нескольких дросселей фильтра вместо одного приводит
к увеличению длительности и снижению амплитуды импульсов то-
ка, протекающего через диоды и обмотки трансформаторов, что обес-
печивает уменьшение потерь мощности в ннх, повышение КПД вы-
прямителя и коэффициента использования трансформаторов по
мощности.
Многофазные выпрямители могут быть выполнены с числом фаз
выпрямления т — 6, 12, 18, 24 и т. д. и числом независимых дрос-
селей фильтра р — 1, 2, 3, 4 6 8, 9, 12 и т. д. Эти схемы получа
ются из простых выпрямителей со средней точкой, работающих па
раллелыю на общую нагрузку через собственный дроссель фильтра;
Обычно в качестве простых выпрямителей используются двухполу-
периодиые, трехфазиые, четырехфазиые (со сдвигом векторов напря
жения на 90°) или Шестнфазные выпрямители. Число дросселей
фильтра р равно числу фаз выпрямления составного выпрямителя т,
деленному на число фаз простого выпрямителя
152
Для построения многофазных выпрямителей с числом фаз т не-
обходимо создание многофазной системы векторов напряжений вто-
ричных обмоток, сдвинутых иа угол 2 л/m Для этого используется
сочетание трансформаторов с соедииеиием первичных обмоток в тре-
угольник и звезду При необходимости первичные обмотки транс-
форматоров предварительно соединяются в зигзаг. Многофазные вы-
прямители могут быть выполнены на трехфазных трансформаторах с
общим для всех фаз магннтопроводом или иа группах из трех одно-
фазных трансформаторов
Для увеличения числа фаз выпрямления необходимо увеличи-
вать число трехфазиых трансформаторов. На рис. 4.17 приведена
схема двенадцатнфазного выпрямителя с двумя трехфазиыми транс-
форматорами TVX и TVt и четырьмя дросселями фильтра — Lt.
Трансформаторы выполнены с двумя первичными обмотками и
В7? в каждой фазе, которые соединены в зигзаг, а затем в треуголь-
ник. Вторичные обмотки трансформаторов соединены в 12-фазную
звезду. Число витков первичных обмоток трансформаторов TVt и
TVg определяется по формулам
2 /2л л \
Wl=—7=-sin ——+— W'1 = 0,816W',;
* V3 \ 3 тJ 1
2 л
7=-sin — W'1=0 299W'1, (4.26)
У 3 m
где — число витков эквивалентной первичной обмотки, соответ-
ствующее напряжению питающей сети.
Соотношение числа витков и напряжений Первичных обмоток
трансформаторов, определяемое формулами (4 26), обеспечивает
сдвиг по фазе векторов напряжений вторичных обмоток, равный
30°.
Восемнадцатнфазиый выпрямитель, схема которого приведена
на рис. 4.18, содержит три трехфазных трансформатора TVr — TVg,
причем трансформатор TVt выполнен с одной первичной обмоткой
в каждой фазе а трансформаторы TV2 н T’U8 — с двумя первич-
ными обмотками и W2, которые соединены в зигзаг, а затем в тре-
угольник Число витков первичных обмоток трансформаторов TVt
и TVa определяется по формулам
2 /2л 2л \
w-= yFin (“+5ТГ‘-°’742и7':
(4 27)
sin — -=0,3951^ .
У 3 т
Эти соотношения обеспечивают сдвиг по фазе векторов напря-
жений вторичных обмоток, соединенных в восемнадцатифазную звез-
ду, равный 20°.
По такому же принципу, используя соединение первичных об-
моток трансформаторов в зигзаг, могут быть построены многофазные
-выпрямители с числом фаз выпрямления т = 24, 36, 48 и т д.
В секционированных низковольтных выпрямителях [77] обес-
печивается уменьшение потерь мощности в диодах за счет их парал
лельн го соедннеиия В таких выпрямителях диоды целесообразно
153
устанавливать с коэффициентом нагрузки по среднему значению то-
ка не более 0,2—0,4, а прн необходимости увеличения выходного то-
ка использовать параллельное оеди |ение нескольких маломощных
диодов вместо одного мощного. При этом уменьшаются среднее и ам-
плитудное значения тока, протекающего через диод, что приводит к
уменьшению потерь мощности в диодах, и, следовательно, к умень-
шению объема и массы радиаторов и повышению КПД выпрямителя
Рис 4 17. Схема двеиадцатифазного выпрямителя с трехфазными
трансформаторами и четырьмя дросселями фильтра
154
Рис. 4.18. Схема восемнадцатифазного выпрямителя с трехфазными
трансформаторами н шестью дросселями фильтра
1
в целом. Например, в выпрямителях, собранных на диодах типа
2Д213А, в двухполупериодном со средней точкой, рассчитанном
иа ток нагрузки 10 А, в шестифазном выпрямителе при р— 2 и /0=
=20 А и двенадцатифазном "при р = 4 и /0 = 40 А при увеличении
числа параллельно включенных диодов М от 1 до 4 потери мощности
уменьшаются примерно на 22%.
Параллельное соединение диодов позволяет уменьшить паде-
ние напряжения на них и, тем самым, уменьшить габаритную мощ-
ность трансформаторов. Например, при Uo = 5В,’ /0 = 15-?60 А,
ш = 6-4-24 при увеличении V вт 1 до 4 габаритная мощность транс-
форматоров уменьшается на 10 15%.
Выравнивание токов параллельно включенных диодов в низко-
вольтных выпрямителях достигается за счет активного сопротивле-
ния обмоток многообмоточного дросселя фильтра, активного сопро-
155
тивлеиия и индуктивного сопротивления рассеяния обмоток много-
обмоточного трансформатора.
Основные расчетные соотношения для однотактных двухполу-
периодиых выпрямителей с соединением первичных обмоток транс-
форматоров в зигзаг с числом фаз выпрямления т = 2, 6 12, 18
и 24 и числом независимых дросселей фильтра р=1, 2 3, 4, 6,
8, 9 и 12 при N = 1 приведены в табл 4.8. Здесь приняты дополни
тельно следующие обозначения: 1L — среднее значение тока, про-
текающего через каждый дроссель фильтра; fn —действую-
щее значение н частота основной гармоники напряжения пульсации
иа дросселях фильтра; = С/01 /0 — условная выпрямленная
мощность выпрямителя без потерь.
Как видно из табл 4.8, при одинаковом числе фаз выпрямления
наибольший коэффициент использования трансформаторов по мощ-
ности имеют составные многофазные выпрями ели, образованные
из трехфазиых выпрямителей со средней точкой, т е. шестифазный
выпрямитель с двумя дросселями фильтра, двенадцатифазиый с
четырьмя, восемнадцатифазный с шестью и двадцати четырехфаз-
иый с восемью дросселями фильтра. По сравнению с соответствую-
щими по числу фаз многофазными выпрямителями со средней точ-
кой коэффициент использования трансформаторов по мощности,
равный отношению Р0^Рг, приведенному в табл. 4 8 для различных
схем, в многофазных выпрямителях с несколькими дросселями
фильтра больше соответственно в 1,22; 1,68; 2 04 и 2,34 раза.
В многофазных выпрямителях с несколькими дросселями
фильтра обеспечивается уменьшение потерь мощности в диодах по
сравнению с выпрямителями других видов. Например, при исполь-
зовании диодов типа 2Д213А (N = 1) прн /0 = 15 А; т <= 6, р — 2;
/0 - 30 А, т = 12, р = 4, /о = 45 А; т = 18, р - 6; /0 = 60 А.
т = 24, р = 8 потери мощности в диодах этих выпрямителей соот-
ветственно в 1,19; 1,57; 1,94 и 2,32 раза меньше по сравнению с со-
ответствующими по току нагрузки н числу фаз выпрямителями со
средней точкой (с одним дросселем фильтра)
Коэффициент пульсаций для идеальных выпрямителей с не-
сколькими независимым» дросселями фильтра при наличии коиден
саторов иа их выходе рассчитывается по формуле
kuOl = 2р/т2 (т* — 1)ш’ ЛСФ (4.28
В реальных выпрямителях вследствие изменения формы криво-
выпрямлеиного напряжения из-за индуктивности рассеяния обмо-
ток трансформаторов, а также несимметричности трехфазиого пи
тающего напряжения и разброса параметров диодов коэффициент
пульсаций существенно увеличивается: для выпрямителей при т =
= 6 в 3—4 раза, при т = 12 — в 6—7 раз, при т = 18 — в 9—
10 раз, при т — 24 —- в 12—14 раз
Минимальная индуктивность каждого дросселя фильтра рас
считывается по формуле
/ . ->__________2р2 Uo*______ м 29)
т"1> l(m/p)‘-1] лкос /о ш!п
Значение выпрямленного напряжения при холостом ходе 1/м
в зависимости от напряжения на нагрузке UB и падения напряже-
ния иа элементах выпрямителя определяется по формуле (4.19)
156
Расчетные соотношения в схемах многофазных выпрямителей
Число фаз зыпряилеяия т
сч Число дросселей фильтра р <о — со ь N Q СО 00 ч}- О — СП OJ — — <0 ч* ед 04 О СО О — OOOOOCO — — О — О СО —
in т?- ю - Ь _ ч4* Г-* ._ 04 ш СО-0|(£)СОЬО — тГ — ч$« СО О О СП ООООООСЧ — — О -* о со о
<*э со in ь со ь- с со ** ОООСОСО — — О1СЧ_^С» _ — О) 04 N — 04WCON04-*COO СО 4У о со О ООООООСЧ — —<О О со —
С4 — о> — — г- о со in о -' 2? 3 _ zz S2 04 N0404inb-(DO-C4O СЧ CD О СО OJ oooooo’oi — — о —* о сп —
- 0,715 0,289 0,408 0,403 0,513 0,451 2,02 1/12 1 0,0099 1 12 0,014 11,84 1,80
со со — CD Tt* <Q о 1Л 00 Ь- — СО СО СО О ч$* ч$* Ю СО СЪ СО Ю СО СО — 04M(DON^'^'^-^ С4 С СО 04 — О О О О О со о ОС-
еч m сп со m со — ! У2 О О О) О CD 04 N С4 Ш со Ь- СОСЧч^ОСПЬ-О'"-"'- — СООШ — О О О О О О OJ О OCD —
- — СО ь о о О Г- ^<оьюоо«<0<£| xt* то — ь-т^тть-соо^ — Oz —« сооют 00000001” О О Г" —
сч -* ь? о т — г- — О СП О xf 04 г- о о т — Ь- — — -tf* — OJO— CD — о ооосо о от —
CU t* о S со О. га К У И Я е I—« м $ о S .= о « - ь в i s $ О 9- е, О s М х a- Rr,sss^e,gJ'^'^§u^ -Г-Го, в. о, i> -? < м^1 -ад -ад
157
Окончание табл 4 8 Число фаз выпрямления m см Число дросселей фильтра р е» « iD - CD CO N Ф О СО п — ЮООСОтГСЧхГ^СЧСЧ о ю ь- — ООФООЬ- — СЧ^Ч- — СЧ OQOOO — о о о о о со • о о о о U3 из сч сч из из си г* £2 __ Юда О ь. с» Ф с> ф N 2 2 ™ СО О — фСОС--С>СЧОД~*О0 СО О СО ООООООСЧ — — о — О СП о
о "ф со й - л со г- ф ф да: $2 . coco—• со тг сч сч тг q> _ __ о ь*о — сооо^счечсоо о *>* о °о °о оооооосч — — О — О СП о хГ U3 — СЧ ХР — — СО О Й 00 ^ОФЮСОСЧСПЧ- О СП тГ Ь- — — Ю^-СООСЧ-^О СО О'О «•>>* г. о оооооосч — — о — о —* —
СО •ЧГ ю 1О со г- b- со LD СЧ со вл СЧ — со О0 Ч53 да ф СЧ _ Ф О — Г-.—«тГСОиЗОСЧСООСОООО ' СЧ оооооосч — —-о — о — —
сч о> из U3 Tf тг ю Г- СЧ О> со СЧ — ’’Г О О ©□> СЧ TJ* О СЧ О 00 Ь- — СЧТГЮ-^ОСЧСЧО сч — о - *о ------- — - со оооооосч — —* о — о — —
- из из СП М* СП 00 сч ©0 СЧ C0t3* оооооососч — ^ о Ооочг г^ечсчсчсосоосч — о —« о -со ООООООСЧ^н о О У-• сч
ОС 05 СО сч — о> — г- сч t— — CD — ь- — со *а> со чт оо г- о —• ю — о — с ь- «5 - —*о>^ о> сч о-оо '-к - О- — ооооосо — —<о— о—о сч из Ю CD из О СИ _ С4- ср из да Й N Ф ч- ® оо о. О СО из ООО'-’ОоОГ О’-Ф - СО СО О СП оо оооооосч — — О— О оо о
СО Ч* СЧ — о CD — CD — о ср N тгсооизооизооо -г о сч сч г* — — из со ю о — соососоо - о оооооосч — — о— о — —
Сч ср сч Ь- Ф СЧ Ф СЧ V- со сч СЧ Ю СО со г- — со QO>r- г- — сч’^изизо — счосчозо -со о о о о о о сч — — — — о — —
- — СЧ — из со сч сч со со со — СО со со — со — оо о осчг- г^ечсосо^соо — — о ^оо о -о -из- оооооосч— о о— СЧ
Параметры И = ° X И г ° . О -С* О « -* ь- s О 2 $. да да х
J58
Падение напряжения на диодах определяется по формуле
^пр = ^пор + тдиф Io/PN. (4.30
Падение напряжения иа трансформаторах Д1/тр складывается
из падения напряжения иа активном сопротивлении гт и падения
напряжения на индуктивности рассеяния La обмоток трансформато-
ров
Д^тр = ('т+тыс La/2pn) 1е. (4.31)
Ориентировочные значения активного сопротивления гт и ин-
дуктивности рассеяния обмоток трансформаторов Ls, приведенных
к фазе вторичной обмотки, определяются по предварительным зна-
чениям Uex и /о по следующим формулам:
4
гт = kr-Р———----1/sfc Вт Jt]T kc ko/Шф U0T /0; (4.32)
fc Вт kc Io
г « ®^Чт *о ^ох 1
L»=kL „ „ f „ «' —• —44.33)
пстф(сВткс1в у^с вт JriTkc кв/тфиох10
где пс — число секций в трансформаторе; тф— число фаз трансфор-
маторов (для однофазных трансформаторов тф = 1, для трехфаз-
иых тф = 3).
При расчете гТ н La берется предварительное значение (70х =
= (1,14-1,4)(/0 при Uo — 3-?15 В, причем большее значение ко-
эффициента относится к меньшим значениям Uo.
Значения коэффициентов kr и kL, связывающих гт и Ls с дру-
гими параметрами трансформаторов и зависящих от схемы выпрями-
телей, для всех m-фазных однотактных двухполупериодных выпря-
мителей с р независимыми' дросселями фильтра приведены в табл. 4.8.
Падение напряжения на активном сопротивлении обмоткн
всех дросселей фильтра
bUL = rLlJp. (4 34)
Ориентировочное значение активного сопротивления обмотки
каждого дросселя фильтра
Практическая схема двенадцатифазного выпрямителя с че-
тырьмя дросселями фильтра, выполненная по схеме на рис 4.17,
имеет следующие параметры, напряжение 5 В, ток нагрузки 10—
30 А, коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения не более
0,01 прн питании от трехфазной сети 200 В, 400 Гц. В схеме исполь-
аоваиы два трехфазных трансформатора, выполненные на трехфаз-
ных ленточных магиитопроводах типа ТЛЮ X 16-26 из стали мар-
ки 3421; толщина ленты 0,15 мм Число витков первичных обмоток
W'i = 490 IT* = 180, провод ПЭВ-2 диаметром 0,28 мм; число вит-
ков каждой вторичцой обмоткн №2 — — 17, провод ПЭВ-2 диа-
метром 1,32 мм.
В выпрямителе использовано 12 диодов типа 2Д213Л (KOj^-
+ VDU), расположенных иа общем теплоотводящем радиаторе
с мощностью рассеяния не меиее 28 Вт.
159
Дроссели фильтра —Lt выполнены на броневых ленточных
ыагиитопроводах типа ШЛ6Х8 и имеют 33 витка; провод ПЭВ-2
диаметром 1,12 мм. Индуктивность каждого дросселя не меиее
0,1 мГи.
В сглаживающем фильтре использовано 12 конденсаторов типа
К53-1А-6, ЗВ-100 мкФ. Масса элементов выпрямителя составляет
1,2 кг, объем выпрямителя (по габаритным размерам элементов)
— 0,8 дм3, т. е. удельная мощность выпрямителя по массе состав-
ляет 125 Вт/кг и по объему 187 Вт/дм3. КПД выпрямителя равен 0,73.
4.6. Сглаживающие фильтры
Общие сведения. В большинстве случаев переменная состав-
ляющая выпрямленного Напряжения (пульсация), действующая на
выходе выпрямителя, недопустимо велика для потребителей. Сгла-
живающий фильтр, который включается между выходом выпрями-
теля и нагрузкой, предназначен для уменьшения пульсации.
Наиболее широко применяются сглаживающие фильтры, со-
стоящие иэ индуктивности и емкости (типа LC) или из сопротивле-
ния и емкости (типа RC). Эти фильтры могут быть однозвеиными
или двухзвенными. Возможно также применение комбинированных
двухзвенных фильтров (одно звено типа LC, другое — типа RC).
Основные схемы фильтров показаны иа рис. 4.19. Иногда находят
применение полупроводниковые и электронные сглаживающие
фильтры [5].
Все сглаживающие фильтры характеризуются коэффициентом
сглаживания q, который в соответствии с формулами (1.10, 1.11)
можно представить как отношение амплитуды первой гармоники
пульсации иа входе фильтра Uoi~ к амплитуде первой гармоники
Li L2
— 0 02f-“
u0 c,= HrOI о ~ ^2 = K02 knit a
иг1~
Uaz
Лп2Г
Uo c,
^nOI
Рис. 4.19. Основ-
ные схемы сглажи-
вающих фильтров
Кс»
^n*f
002
h<i2t
160
пульсации на выходе первого звена Uu~ или на выходе второго зве-
на фильтра-
или . (4 36)
Фильтры типа LC. Во избежание резонансных явлений рекомен-
дуется выбирать для однозвениого фильтра q > 3 Необходимым
условием, обеспечивающим сглаживающее действие, является сле-
дующее соотношение между сопротивлением нагрузки RH и емкост-
ным сопротивлением выходного конденсатора фильтра (Ct или С2).
Rti Э> l/mWcCj. (4.37)
Коэффициент сглаживания определяют из выражения
q = m^LCI - 1. (4.38)
Если на выход схемы удвоения напряжения включается LC-
фильтр, то т — 2.
При rL <S RH
q ~ ^noi/^nit (4.39)
t/,.~
где feull ~ -rf— • 100 — коэффициент пульсации на выходе фильт-
С* о
ра, %.
Необходимое произведение LC определяют по формуле (4.38):
при /с = 50 Гц
LCt « 10 (q + l)/m2; (4.40)
при fc = 400 Гц
LCt ~ 0,16 (q + l)/m2, (4.41)
где Cj — в микрофарадах, L — в геири.
Выбор емкости и индуктивности фильтра. При емкостном фильт-
ре рекомендуется С2 — (0,5 — 2)Се. При индуктивном фильтре Вы-
прямителя L выбирается из условия L Lmin 1см- (4.20)].
При выборе типа конденсаторов необходимо убедиться, что амп-
литудное значение пульсации нв емкости, выраженное в процентах
от рабочего напряжения конденсатора, не превышает допустимого
значения, указанного в ТУ на выбранные конденсаторы
Для двухзвеииого фильтра
9 = (/о1~/(/а1~=91 ~ Лцщ/йдц, (4-42)
где qt, qa — коэффициенты сглаживания первого и второго звена
соответственно; f
knai = ЮО — коэффициент пульсации на выходе вто-
рого звена фильтра
Если Z.J = Lt = L и С2 = Ct = С, то необходимое произведе-
ние LC одного звена:
Z.C=s (4.43)
Применять двухзвеииый LC-фильтр целесообразно, когда q >
> 16, так как при этом произведение суммарной индуктивности
дросселей на суммарную емкость конденсаторов двухзвенного
фильтра будет меньше произведения LC одиозвеиного фильтра, име-
ющего такой же коэффициент сглаживания
6 Зек. 726
161
Иногда дроссели фильтра выполняются с дополнительной (ком-
пенсационной) обмоткой, которая позволяет в 2—4 раза увеличить
коэффициент сглаживания при включении ее встречно с основной
обмоткой (рис. 4.20). Прн этом произведение LC определяют, под-
ставляя в соответствующие формулы вместо д значение д' = д/2—4.
Число витков компенсационной обмотки должно быть равно
«’'осн
= 0 44)
д'
где IV'och — число витков основной обмотки дросселя.
Дроссель с компенсационной обмоткой рекомендуется приме-
нять во втором звене двухзвениого фильтра Основным недостатком
таких дросселей является влияние величины и характера нагрузки
выпрямителя на сглаживающее действие фильтра
Перенапряжения на элементах фильтра возникают при включе-
нии выпрямителей или сбросе нагрузки
Выпрямитель с емкостным фильтром При сбросе нагрузки
конденсаторы заряжаются до амплитудного значения напряжения,
подаваемого па выпрямитель, т. е. до UCm — ЕД/2, для схемы Ла-
рионова при соединении вторичной обмотки в звезду UCm —
Выпрямитель с индуктивным фильтром. При сбросе нагрузки
напряжение иа конденсаторах достигает значения
/ L12
иСт~]/ (4 45)
При включении выпрямителя напряжение иа конденсаторах
достигает значения
( *UCm \
иСт=и°{1 + —йГ)- <4-46)
Зависимость MJCmlUa от коэффициента затухания фильтра
бф дана иа рис 4 21
еф <?ф + 0ф . (4 л7)
21/1 + 4
где бф — (rL + r^/Rn, (4 48)
<2ф = У1/С7/*н (4.4»
Внутреннее сопротивление выпрямителя
г0 = At/о/Д/о = (l/ox- (4.60)
Если UCm превышает допустимое для выбранных конденсато-
ров значение, то иногда в мощных выпрямителях последовательно
с дросселем фильтра включают пускойое добавочное сопротивление
Гдоб, которое, суммируясь с г0, увеличивает значение бф н тем са-
мым уменьшает перенапряжение при включении. Обычно пусковое
сопротивление включают в цепь первичной обмотки трансформатора
выпрямителя Тогда для расчета вф пусковое сопротивление должн
Рис. 4.20 Включение дросселя
с компенсационной обмоткой
Рис. 4.21 График для расчета
ерснапряжсний на сглаживаю-
щем фильтре
быть пересчитано во вторичную обмотку через квадрат коэффициен-
та трансформации гдоо = гдо0| л*. После включения выпрямителя
гдоб должно быть закорочено.
При включении выпрямителя все выпрямленное напряжение
Uox оказывается приложенным к обмотке дросселя фильтра, изо-
ляция которой должна быть рассчитана на эту величину
При включении выпрямителя, работающего на LC-фнльтр, ток
через диоды может в несколько раз превышать установившееся зна-
чение выпрямленного тока /с. Наибольшее значение тока прн вклю
чении (сверхток) определяют по формуле
/OCB=/of/ + -^7^)’. (4.51)
\ 'о )
где отношение Д/Осв /0 определяют по графику иа рис. 4 22 в зави-
симости от коэффициентов еф (4 48) и <?ф (4.49).
Расчет фильтра при импульсной нагрузке. Е ли форма тока на-
грузки имеет вид, изображенный на рнс. 4.23, то при индуктивном
фильтре выпрямителя элементы фильтра должны удовлетворять
трем условиям.
индуктивность дросселя L должна быть не меньше Lm,-n (4.20);
произведение LC1 должно быть не меиее необходимого для по
лучения заданного, коэффициента сглаживания q (4 38);
должно выполняться условие
где 6И—допустимый коэффициент искажения импульса тока на-
грузки (обычно Ьк — 0,14-0,2); Д/о = 1Втах ~ 1°т1п (см- Рнс- 4.23).
Наибольшее искажение импульса тока нагрузки будет при сов-
падении частоты первой гармоники тока с собственной частотой
фильтра.
•Метод расчета перенапряжений и сверхтоков с помощью гра
фиков на рис. 4 21 и 4 22 разработан В М. Лавровым и Е И 1ойх-
барг
6*
Я
W3 2 3 Ч 5678910'* 2 3 4 5678910'’ 2 3 4 5678910 Оф
Рис. 4.22. График для расчета сверхтоков в сглаживающем LC
фильтре
В тех случаях, когда частота питающей сети поддерживается
с достаточно большой точностью (0,5—1 %), можно применить
«фильтр-пробку» (рис. 4 24), настроенный иа частоту первой гармо-
ни и пульсации mfc. Коэффициент сглаживания такого фильтра
(для первой гармоники пульсации)
q « m2 nfczKClt
(4.53)
где zK = UCKrL = /?реа; Ск = 2,5 • lO*/m2f2L, мкФ.
Фильтры типа RC. При малых выпрямленных токах (не более
10 15 мА) иногда применя уг фильтры типа RC.
Рис. 4 24. «Фильтр-
пробка»
ис. 4.23. Идеализированная
форма тока выпрямителя при
импульсной нагрузке
164
Коэффициент сглаживания однозвенного /?С-фильтра
Я =
^по
^П1
At/ф \
t/о! Г
(4.54)
де Д1/ф = /0/?ф = 1/0 —' Un — падение напряжения на сопротнв-
л нии фильтра Кф1, Un — напряжение иа выходе фильтра.
Связь коэффициента сглаживания с параметрами фильтра вы-
ражается, как
Я minfcRc^Ci. (4 55)
Необходимое произведение RC:
при fc = 50 Гц RaC, ж 3
при fc = 400 Гц ЛфСх « 0,4 • 10Vm,
где Ct — в микрофарадах
Сопротивление фильтра R$n = Д£/ф//0 выбирается по допусти-
мому значению падения напряжения.
Мощность, выделяемая иа сопротивлении фильтра
Рф = ДС/ф/0.
Коэффициент сглаживания двухзвенного фильтра
Я = <719а-
Если ₽фЕ = /?ф2 н Ci = Cs, то
Лф1 ^*1 /?ф* ~
Уя
m2nfc
(4 56)
(4.57)
ЧАСТЬ ВТОРАЯ
ТРАНЗИСТОРНЫЕ И ТИРИСТОРНЫЕ
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
И ТОКА
Глава пятая
Стабилизаторы постоянного напряжения
и тока с непрерывным регулированием
5.1. Параметрические стабилизаторы
Электропитание маломощной аппаратуры с небольшим преде-
лом изменения тока потребления обычно осуществляется от парамет-
рических стабилизаторов напряжения (ПСН). Кроме того, эти ста-
билизаторы широко используются в качестве ясточинков опорного
напряжения (ИОН) в компенсационных стабилизаторах напряжения
и тока.
Для стабилизации постоянного напряжения в ПСН применяют-
ся элементы с нелинейной ВАХ. Одним из таких элементов является
кремниевый стабилитрон, ВАХ которого показана на рис. 2.5.
Основная схема одиокаскадного ПСН приведена на рис. 5.1.
В этой схеме при изменении входного напряжения UBX на ±Аб/Их
ток через стабилитрон VD изменяется на Д/Ст, что приводит к не-
значительным изменениям напряжения иа стабилитроне (на ±Д1/Н).
а следовательно, и иа нагрузке. Значение Дб/„ зависит от Дб/пх,
сопротивления ограничивающего резистора RB и дифференциально-
dUCT
го сопротивления стабилитрона rCT — -&]—. Коэффициент стаби-
лизации (по входному напряжению) схемы ПСН на рис. 5.1
ДГ^вх Un________Ro
ДС/ц t/вх ^nx Rh
(5 О
Внутреннее сопротивление стабилизатора определяется в ос-
новном дифференциальным сопротивлением стабилитрона. На
рис. 5.2 приведены зависимости гст маломощных стабилитронов от
напряжения стабилизации для различных токов стабилизации /ст.
Из графиков видно, что прн увеличении /ст дифференциальное со-
противление уменьшается и достигает минимального значения для
стабилитронов с напряжением стабилизации 6—8 В.
Температурный коэффициент напряжения ан стабилитрона оп-
ределяет величину отклонения выходного напряжения ПСН при
изменении температуры. На рис. 5.3 приведена зависимость ан от
напряжения стабилизации Для приборов с t/CT > 5,5 В при повы-
шении температуры напряжение иа стабилитроне возрастает Поэ-
;г>
X R0
Рнс. 5.1 о Схема однокас-
кадного параметриче-
ского стабилизатора
отметить, что термоком
тому температурная компенсация в этом
случае может быть достигнута включе-
нием последовательно со стабилитроном
диодов в прямом направлении (VD2,
VD3 на рис. 5.4, а). Однако при этом
возрастает внутреннее сопротивление
ПСН за счет дифференциальных сопро-
тивлений термокомпенсирующих дио-
дов в прямом направлении гДИф, кото-
рое зависит от выбранного типа диода
и режима его работы В качестве при-
мера на рис 5.5 приведены зависимо-
сти гд],ф от прямого тока для некоторых
типов диодов и стабилитронов, включен-
ных в прямом направлении. Необходимо
пенсированиый ПСН имеет повышенное значение гст и пониженный
коэффициент стабилизации. На рис. 5.6 приведены зависимости
температурного коэффициента от величины прямого тока для ста-
билитронов типа Д814 и диода Д310, которые могут быть использо-
ваны для температурной компенсации.
Если требуется повышенная стабильность выходного напря-
жения ПСН. то применяются двухкаскадные или мостовые схемы
стабилизаторов, приведенные на рис. 5.4, б, в, г.
Предварительная стабилизация напряжения в двухкаскадном
ПСН (рис. 5.4, 6), осуществляемая с помощью элементов Rel, VDt
и VD2, позволяет получить достаточно высокий коэффициент ста-
билизации выходного напряжения.
/?0, ^<>2
Ксик Кет, КС12 — + . • (5-2>
О'вх ГСП Г 'CT2J UCT3T" 'СТ4 Т 'стб/
где Кел- Кт — коэффициенты стабилизации первого и второго
каскадов; гСт1 — гСтз — дифференциальные сопротивления стабили-
тронов VDt VD3, гст4 гст6—дифференциальные сопротивления
диодов ED4, EDb.
Температурный уход напряжения иа нагрузке и внутреннее
сопротивление двухкаскадного ПСН такие же, как в схеме на
рис. 5.4, а.
гст, Ом
5 10 15 UCX,B
Рис. 5.2. Зависимость диффе
реициальиого сопротивления
стабилитронов от тока
Рис. 5 3. Зависимость темпера-
турного коэффициента ста-
билитронов от напряжения ста-
билизации
167
Повышение коэффициента стабилизации в мостовых схемах
(рис 5.4, в, г) достигается за счет компенсирующего напряжения,
возникающего иа резисторе Rt или стабилитроне VDt при измене-
ниях входного напряжения. Коэффициент стабилизации при /?н =
— const:
для схемы рис 5.4 в
Кет ,
^вх (гст/^з — Rt/R\)
(5.3)
где Ua — напряжение иа нагрузке RH;
Рис. 5.4. Схемы параметрических стабилизаторов напряжения с улуч-
шенными характеристиками
а — с термокомпенсир5тощими диодами VD2, VD3, б — двухкаскад
ного стабилизатора; в — мостового стабилизатора с одним стабилит-
роном, г — мостового стабилизатора с двумя стабилитронами; д —
стабилизатора с эмиттериым повторителем, е — с токостабилизирую
щим двухполюсником, ж — с токостабилизирующими транзисторами
различной проводимости п-р-п н р п р
168
Рис. 5.5. Зависимось дифферен
цнальиого сопротивления ста-
билитронов и диодов от прямо
го тока
ун,мв/С
Рис. 5.6. Зависимость темпера-
турного коэффициента диода и
стабилитронов от прямого тока
для схемы на рнс. 5.4, г
*'СТ ъ I'-' /
l/нх —''ста/Яг)
где Гец и гСт2 — дифференциальные сопротивления стабилитронов
VD, и УГ>2.
В мостовых параметрических стабилизаторах теоретически ко-
эффициент стабилизации может быть бесконечно большим, если
выбрать элементы исходя иэ условий: для рис. 5.4, в rCT/R3 — R^R^
а для схемы иа рис. 5 4, г гст2/Rt=rCTjR Внутреннее сопротив
ление для схемы на рис. 5 4 в rH = гст + Rs, а для схемы на
рис 5.4, г Гц = гСц + 'ста-
Величина отклонения выходного напряжения мостовых схем
ПСН при измерениях температуры зависит от ан стабилитронов, а
для схемы на рис. 5 4, в еще от температурного коэффициента рези-
сторов Rt и Rt Соответствующим подбором стабилитронов и ре-
зисторов можно уменьшить температурный уход напряжения ста-
билизации. Особенностью мостовой схемы на рис. 5 4, г ПСН явля-
ется возможность получения низких выходных напряжений при не-
большом температурном уходе за счет применения стабилитронов
с мало отличающимися температурными коэффициентами.
Следует отметить, что относительно высокая стабильность вы-
ходного напряжения в схемах ПСН иа рис 5”4, б —г достигается
за счет значительного ухудшения КПД по сравнению со схемой на
рнс 5 1 Повысить стабильность выходного напряжения ПСН без
ухудшения КПД позволяет схема иа рис. 5.4, е аа счет применения
в ней источника тока, выполненного иа транзисторе VT, стабилитро-
не VDt (вместо которого могут быть включены два днода, поел до-
вательно соединенных в прямом направлении) и резисторах R и
Rd Это позволяет стабилизировать ток, протекающий через стаби
литрон VDt и тем самым резко уменьшить отклонения напряжения
иа нагрузке при больших изменениях входного напряжения Тем
пературный уход и внутреннее сопротивление’той схемы П Н прак-
тически такие же, как в схеме на рис. 5 1
169
Максимальная выходная мощность рассмотренных схем ПСН
ограничивается предельными значениями тока стабилизации и рас-
сеиваемой мощности стабилитрона. Если использовать транзистор
в режиме эмиттерного повторителя со стабилитроном в базовой цепи
(рис. 5.4, д), то мощность нагрузки может быть увеличена. Коэф-
фициент стабилизации ПСН на рис. 5.4, д:
В t/я
I + Вгст /До U вх
а внутреннее сопротивление
/?, + ргст//1д,:,
(5 5)
(5.6)
‘
пе “ = и(№+ -н ад- и«-.ww
\Коь'ст гк «о/
/"б. гэ, r„, hila — соответственно сопротивления базы, эмиттера,
коллектора и коэффициент передачи тока в схеме ОЭ транзистора.
Однако такой ПСИ при Ucr > 5,5 В по температурному уходу
уступает стабилизаторам, приведенным па рис. 5.4, а—г.
На рнс. 5.4, ж приведена схема ПСИ с дополнительными транзис-
торами различной проводимости Для нее характерным является
высокая Стабильность выходного напряжения и возможность одно-
временного подключения двух нагрузок /?н1 и /?ц2 к различным ши-
нам входного напряжения. По коэффициенту стабилизации и тем-
пературному уходу эта схема незначительно превосходит схему па
рис. 5.4, е, а внутренние сопротивления rCTi и гсг2 определяются
стабилитронами VDX и VD2 соответственно.
5.2. Компенсационные стабилизаторы
Последовательные стабилизаторы
В отличие от параметрических компенсационные стабилизато-
ры напряжения (КСН) обеспечивают необходимую стабильность
напряжения иа нагрузке при помощи цепи отрицательной обратной
связи, воздействующей на регулирующий элемент (РЭ). В зависи-
мости от схемы включения РЭ компенсационные стабилизаторы раз-
деляются на последовательные и параллельные, структурные схе
мы которых приведены на рис I 4 и 1.5 соответствен ио
В состав КСН любого типа входят следующие основные функцио-
нальные узлы, регулирующий элемент устройство сравнения (УС),
усилитель постоянного тока (УПТ).
Регулирующий элемент в КСН выполняется, как правило, иа
составных транзисторах, схемы которых показаны иа рис. 5.7. Чи-
сло включаемых транзисторов зависит от их коэффициентов переда
чи тока и заданного тока нагрузки стабилизатора
Для схемы на рис. 5 7, а, состоящей из двух транзисторов,
статический коэффициент передачи тока составного каскада
^S10 " ^2 bi Ла1э2, (5.7)
а напряжение насыщения
^КЭнас = ^КЭ11а(.г +^/ЭБ1 (5 8)
>70
Рис. 5.7 Регулирующие составные транзисторы
а — нз двух транзисторов; б — из трех транзисторов; в — с дополни-
тельным питанием для составного транзистора; г — с дополнитель-
ным питанием для одного проходного транзистора, д — из двух тран-
зисторов с различной проводимостью; е — из двух транзисторов с
различной проводимостью и дополнительным питанием
Для схемы нз трех транзисторов (рис. 5.7, б)
^21э — ^21э1 ^21331
(5.9)
^КЭиас — ^КЭнасЗ + 1 + ^ЭБ2 •
(5. Ю)
В формулах (5.7) и (5.10) индексами 1, 2, 3 обозначены соответ-
ствующие параметры транзисторов VTlt VTt и V'T’j.
Напряжение коллектор—эмиттер (в режиме насыщения) в схе-
ме рнс. 5.7, в за счет включения вспомогательного источника £в и
резистора R такое же, как и в схеме иа рис 5.7, а а статический
коэффициент передачи тока определяется из выражения (5.9).
По коэффициенту передачи тока схема иа рнс. 5.7, г состав-
ного транзистора эквивалентна схемам на рис 5.7, б, в, а напряже-
ние насыщения в ней меньше, чем в других схемах, и определяется
коэффициентом насыщения транзистора V7\
При расчете коэффициента стабилизации КСН удобно пользо-
ваться коэффициентом усиления по напряжению рт (при постояи
ном коллекторном токе /1( = const) [1], который определяется по
входным и выходным характеристикам транзисторов, как показано
в гл 2 Для составного транзистора, состоящено из двух транзисто-
ров (рис. 5.7, о), коэффициент усиления
ЦТ = ЦТ1 Ht2/(Mti + Ht2). (5.11)
171
для составного транзистора из трех транзисторов (рис. 5.7 б)
Ртзз = Рт1 Ртз/(Нт1 Мт1 Ртэ + Ртз Цтз) (5 12)
Кроме коэффициентов усиления транзисторы характеризуются
входным йпэ, внутренним г;т и коллекторным гк сопротивлениями
которые определяются по формулам гл 2.
Для составного транзистора, состоящего из трех транзисторов,
значения Л113, г<т и гк соответственно равны:
ЛцэЭЗ= ^1131 ^219» Л21аа4-Лцэз Ла1а3-|-й11ээ, (5.13)
г ii = Цтзз ^назз/Агхэзз! (5.14)
1/гк = ।/rKi+1/rKi+1/гцз (5 15)
На рис. 5.7, д, е приведены схемы составных транзисторов,
имеющих структуры п-р-п н р-п-р. Применение транзисторов раз-
личной структуры позволяет согласовать вход регулирующего эле-
мента с выходом схемы управления при различных полярностях
напряжения питания
Схемы сравнения и усилители постоянного тока выполняются
иа транзисторах Поэтому оии одновременно с формированием сиг-
нала рассогласования осуществляют его предварительное усиление.
На рис. 5.8 приведены основные схемы сравнения, выполненные иа
одном транзисторе, а иа рис. 5.9 — дифференциальные схемы срав-
нения на двух транзисторах *
Каждая схема содержит делитель напряжения (например, RP,
R3, RB — иа 5 8, а—в, д, е и R&, RB, RP на рис. 5.9, а, б, источник
опорного (эталонного) напряжения Uoa (в устройствах сравнения
низковольтных КСН — рис. 5.8, д — их два 1/оп1 и который
обычно выполняется на стабилитроне, и один или два дополнитель-
ных источника напряжения ЕДОП, необходимых для обеспечения
нормального режима работы транзисторов Иногда питание тран-
зисторов осуществляют от выходного напряжения КСН, что позво-
ляет исключить Едоп (такие соединения иа рнс. 5 8 и 5 9 показаны
пунктирной линией).
В тех случях, когда предварительного усиления недостаточно
для получения заданного коэффициента стабилизации, включают
дополнительные каскады усиления На вход этих УПТ поступает
усиленный сигнал рассогласования, а выход соединяется с базой
регулирующего транзистора.
В схемах иа рис. 5.8, а—в выходное напряжение стабилизатора
больше опорного причем схемы на рис. 5 8, а, б могут быть выпол-
нены без источника дополнительного напряжения
Схемы иа рис 5 8, г—е применяются в низковольтных КСН, в
которых выходное напряжение меньше опорного (1/ц< t/on).
В тех случаях, когда требуется высокая температурная ста-
бйльиость КСН и малый временной дрейф (особенно прн низких
выходных напряжениях), применяют более сложные диффереици
альиые схемы (рис. 5 9) , нз которых при t/H > l/оп предпочтитель-
ней является схема на рис 5 9, а и прн UR < Uoa схемы иа
рис. 5.9. г, д.
Типовые схемы стабилизаторов напряжения с последовательным
включением РЭ приведены иа рис 5.10 В этих схемах конденсатор
Со.с предиазиачен для повышения устойчивой работы КСН за счет
уменьшения коэффициента усиления УПТ по переменному иапря
жеиию, а конденсатор Сн — для улучшения переходных хзракте
172
ристнк и повышения степени устойчивости КСН. Резисторы, соеди-
няющие минусовую шину источника питания Un с базами регули-
рующих составных транзисторов, предназначаются для компенса-
ции обратных токов транзисторов (иапрнмер, R3, Rt на рис 5 10, б).
Минусовая шина дополнительного источника напряжения Едоп
может быть соединена с различными точками КСН; с эмиттером ре-
гулирующего транзистора, с его коллектором или с минусовой ши-
ной Ua (последний случай включения Едоп показан иа рис. 5 10, а
пунктирной линией). Если источник дополнительного питания под-
соединяется к эмиттеру регулирующего транзистора, то напряжение
173
Едоп должно быть больше напряжения Эмиттер—база составного
транзистора, которое в зависимости от числа (обычно 2—3) транзис-
торов лежит в пределах (1,6—2,4) В При этом, чтобы нестабильность
выходного напряжения была минимальной при изменениях напря-
жения дополнительного источника, достаточно выбрать Едоп "
= (4—8) В. При объединении минусовых шии Еяоп и Ua дли обес
печения нормальной работы стабилизатора необходимо повысить
напряжение дополнительного источника на величину выходного
напряжения, что ухудшает КПД (особ< ино при повышенных UKj
Если источник дополнительного питания подсоединяется минусовой
Рис. 5 9 Дифференциальные схемы сравнения
174
шиной к коллектору регулирующего транзистора, то к нестабиль-
ности выходного напряжения от изменения £доп добавляется еще
нестабильность от изменения </п. величина которой может изменять-
ся в больших пределах. Поэтому первая схема включения минусо-
вой шниы £допс эмиттером регулирующего транзистора (рис. 5. Ю.а),
является наиболее целесообразной.
С целью повышения коэффициента стабилизации КСН часто
применяют взамен £дОП токостабилизирующий двухполюсник (ТД)
(на рис 5 10 д. е обозначен пунктирный линией), выполненный иа
транзисторе VTlt резисто ах Rt и стабилитроне VDt Иногда
в стабилизаторах вместо VD, включают один нли два диода в пря-
мом направлении
Применение ТД вместо £доп приводит к небольшому у сличе-
нию минимально допустимого входного напряжения иа КСН.
Для повышения качества выходного напряжения в УПТ ста-
билизатора применяются операционные усилители (DA иа
рис. 5.10, ж), которые обладают большим коэффициентом усиления
и малым температурным уходом. Питание операционного усилите-
ля может осуществляться непосредственно от выходного напряже-
ния стабилизатора. Можно также питать операционный усилитель от
дополнительного источника (на рис 5.10.x показан пунктирной
линией) £допз> ио в этом случае нет необходимости включать согла-
сующий каскад иа отдельном транзисторе У7\ (иа рис. 5.10, х он
обведен пунктирной линией).
Основными показателями качества выходного напряжения КСН
являются коэффициент стабилизации Кст по изменению напряже-
ния питания иа, внутреннее сопротивление гв, нестабильности от
изменения напряжения дополнительного источника S l/н.доп и тем-
пературы б</н.т- Величины Кеч « гн для схем на рис. 5.10 равны
К ст —
ДУд
и* „
иа '
(5.16)
Г»т + П> (I + Gi.t)
ГИ ~Z. (5 17)
Рт Кн
где £ца. Пт» Рт — входное и виутреииее сопротивление, а также ко-
эффициент усиления по напряжению составного транзистора, г0,
гт.д, г/у — соответственно внутреннее сопротивление источника пи-
тания 1/п. токового датчика ТД и транзистора УПТ, Кп — коэффи-
циент передачи цепи обратной связи, равный произведению коэф-
фициентов передачи УПТ и делителя выходного напряжения;
ГЙ.Т—------- —‘У. —для схем на рис. 5 10, д, е
гч д (*u»+riy)+«iie г1у
и г„ т = О — для остальных схем
Нестабильность выходного напряжения КСН при изменениях
напряжении дополнительного источника, питающего коллекторную
цепь транзистора (но не стабилитрона), равна
дОП = А£дОп/'Кн- (5.18)
Величина температурной нестабильности 6(/н.т определяется
в основном температурным уходом напряжения эмиттер—база тран-
зистора первого каскада УПТ, источника опорного напряжения н
175
делителя выходного напряжения. Для получения минимального
значения 6t/R.T необходимо:
в делителе выходного напряжения применять термостабиль
иые резисторы (например, ПТМН, С5-22, C2-3I);
первый каскад УПТ выполнять иа дифференциальном усилите»
ле с использованием двух транзисторов, выполненных на одном
кристалле (например, К1НТ591) или операционных усилителей,
применять тсрмокомпенсироваиные стабилитроны типа Д818Е,
КС196Г.
Обеспечить малое значение 61/r.t можно также применением
термочувствительных резисторов в делителе выходного напряжения
или р-п переходов. Однако прн этом требуется многократная регу-
лировка, а иногда и подбор элементов, что значительно увеличивает
трудоемкость регулировки стабилизаторов и поэтому такой метод
термокомпеисации применяется редко.
Методика и пример расчета. Проведем расчет стабилизатора
последовательного типа (рис. 5.10, а) со следующими исходными
Рис. 5.10. Типовые схемы стабилизаторов постоянного напряжения
176
данными: номинальное напряжение питающей сети Uc = 220 В;
частота /с = 50 Гц; пределы изменения напряжения сети ас =
= Ьс = 0,1, номинальное выходное напряжение 1/и — 12 В; до-
пустимые установочные отклонения Д1/н = ±1 В; номинальный ток
нагрузки /и = 0,7 А; пределы изменения тока нагрузки /Нт<-П =
= 0,5 А и /иглах — 1 А. коэффициент стабилизации при нзмеиеиии
напряжения сети Хст > 500, внутреннее сопротивление гн
0,7 Ом; амплитуда пульсации выходного напряжения ия~
3 мВ; температура окружающей среды 7’с тах= 60 °C, 7ст1-„ =
= —10 °C, максимальный температурный уход напряжения =
= 0,12 В; в£/н.дои= 0,05 В.
1. Выбираем в качестве регулирующего элемента VTt
{рис. 5.10, а) транзистор типа KT8I7A с параметрами (31 ): 1цтих ==
= 3 А; иКЭтих = 25 В РКтах = 14 Вт, 25, /КБ —
= 0,4 мА. При заданном токе нагрузки /н тах 1 А принимаем
177
Рис 5.11. Статические характеристики транзистора КТ817А:
а — входная; б — выходная
напряжение насыщения на транзисторе 1/КЭиас — 3 В, а максималь-
ный уровень пульсаций входного напряжеиня Un~ = 0,15 В.
2. Определяем входное напряжение питания
Un max — (^КЭиасо+^в~ + ^и + А^н) (1 + вс)/(1 —Ьс} =
— (3+0,15+12,6+1) (1+0,!)/(! — 0,1) = 20,6В;
^п = ^пшах/О+«в)«’20,6/(1+0,1) = 18.5 В;
(/ц mtn e 0 —Ьс)“ 18,5(1 —0,1) = 16,8 В.
Расчет выпрямителя для получения требуемого напряжения
питания Un и сглаживающего фильтра для получения пульсации
</щ« при заданном токе нагрузки /н ща* производится по методикам,
изложенным в гл. 4.
Максимальная мощность, рассеиваемая на регулирующем тран-
•'^торе,
/*т тахж(^в max—^я—А(/н) /и max — (20,6—12,6—!) 1 = 7 Вт.
3. По входным и выходным характеристикам транзистора
КТ817А (см. рнс. 5.11) определяем: </8Б2 — 0,8 В; Л ^ЭБ 2 =
- 0,04 В; Д(/кэ = 6 В; рт2 = Л1/^ЛОав = 6/0,04 = 150;
*11 .2 “ W Ua2 ~ W = 0,1/(1,5 10-» - 0,3 • IO"’) ='
= 83 Ом.
Максимальные значении коллекторного тока, напряжения кол-
лектор — эмиттер (в момент включения) и рассеиваемой мощности
для составного транзистора V7\ соответственно равны:
/ц I /и max/^uaimin” 1/25 = 0,04 А;
^K8l max“20,6 В;
^К^^ттах/Лиитщ =>7/25=0,28 Вт.
Выбираем в качестве составного транзистора КТ6ОЗБ с параметрами:
Чтах - 0.3 А > 0,04 А; Ц- , = 30 В > 20,6 В; Рк =
= 0.4 Вт (при Тстлж = 60 °C) >0.28 Вт, */КЗда1С1 = 0,25 В;
А21 si min ~ 60; 1/8Б : = 0.7 В; Лцэ । = 300 Ом; /КБ 01 — 0,03 мА;
178
BTl = 600 Ток базы транзистора VTt /Б| = /К,/Л21 «I min =
_ 0,04/60 = 0.7 мА.
4 Принимаем схему составного транзистора без вспомогатель
кого источника питания (рис 5 7» а) Минимальное напряжение на
регулирующем элементе
^КЭ нас = ^КЭ нас! "Ь ^ЭВ2 =®>25+0.8 = 1 ,05 В
Уточняем значения напряжения питания, рассеиваемой иа траи
знсторах мощности, а также ртп. ЛПэ, по приведенным выше форму
лам:
Uumax = (1.05 + 0.15 + 12,6 +!).(! + 0.1)/ (1 - 0.1) =
= 18.1 В.
UB = 18.1 (1 0.1) = 16,3 В. UBmin = 16.3/ (1 + 0.1) = 14.8 В;
РК2 = (18,1 — 12,6 — 1)1 » 4.5 Вт;
/’к | — (^п max—(/н — А^н—^ЭБг) та*/^21 аг mln =
= (18,1 — 12,6 —1—0,8)-1/25 =0,15 Вт;
Итг Вт» 150-600
Вт г> = —' — =------------~ 120;
Втг+Втг 150 + 600
— А(|Э( + Лцаа mln =300 83-60 = 5,3 кОм;
т — Вт2г Aiia/^jiai mln'hiiat mtn = 120-5300/60-25 — 425 Ом
5- Максимальное значение напряжения 1/-вых.у равно
(/выху = //н* А6/н"Г(/эб|+^ЭБ2 = 12,6+1+0,7+0,8= 15,1 В,
6. Проводим расчет цепи обратной связи:
а) выбираем стабилитрон типа Д818Б с параметрами: 1/ст.т|П =
= 7,65 В. Uqt niax = 9 ® ^стт/п = 3 мА, /<7 щах = 53 мА Гдиф —
= 18 Ом; а„ = 1,8 мВГС.
б) принимаем £дОП 0 4 (t/„ + Д1/н) = 0.4 (12,6 + 1) =
= 5,45 В; Еаов + (/„ + Д(/я = 5,45 + 12,6 4 1 « 19 В >
> l/цых.у (Увых 15.1 В) и выбираем в качестве VTt транзис-
тор КТ312Б с параметрами: С/КЭЗтлх =35 В; /КЗ(шис-= 30 мА,
ат3 = 2 мВ/°С; Л2| ,3 т(п «= 25. 1/ЭБ 3 “ 0,8 В; гэ3 = 50Ом; гЭБ 3 =
= 1 кОм; йцВ2= 1 кОм, Втг= 1000;
в) принимаем коллекторный ток транзистора VTt равным
/КЗ = 2’8 “А > /Б । = 7вых.у “ “А и вычисляем
/?1 = (Ддоп+(7н 1 At/н—(7вых у)/(/к 3 +/вых-у)
= (19,0—15,1)/(2,8-10-»+0 7-10-в) = 1,1 кОм;
Rs e =-------12,6-1-9-----= 1з кОм;
Icrmln — 7r3 3 10—*—2,8-10—•
179
г) определяем ток базы транзистора КГЯ и сопротивления ре-
зисторов делителя напряжения:
'бз = 7^з/ЛИ83mtn — 2,8/25яг0,1 мА 'дел—10/бз = 1 мА;
о < "ст min + "эбз _ 7,65+0,8 7 2 кОм"
" lRen(l + W«/U„) 10—3 (1-f-1/12,6)
Uh — Д"н—Uст max "эБЗ 12,6—1—9—0,8
•Rb =------_ . - ---- X
Rt <
ист шах + ^ЭБЗ
X 7 2. Ю-з ~ |;з кОм;
9+0,8
U„ 12,6
RP>-------—— Rt — Rn= ----——1300 — 7200 =4,1 кОм.
'де 10 3
Принимаем RP = 4,7 кОм;
д) коэффициент передачи по напряжению
__ UСт min ^2ta3 min R К _
U» Л11ЭЗ + Й21ЭЗ пПП (Гэз + ^диф)
7,65 25-103______5д
12,6 ’ 103 + 25(50+18) “ ’ ’
где
Ян = "вых-у/'вых. у = 15,1/0,7-10-3 = 22 кОм;
R.RH l,l-103.22-103
к Rt + Ян .1,1-103+22.103
е) для повышения устойчивости КСН выбираем Сос = 0,1 мкФ.
Емкостное сопротивление на частоте 100 Гц равно
Хс~ 2л/Сос ~ 6,3.100.0,1.10-е =16 КОМ’
Это сопротивление, образующее отрицательную обратную связь но
переменному напряжению, уменьшит коэффициент передачи Ка
цепи обратной связи на частоте 100 Гц не более чем в 2 раза, т. е.
3.
7. Определяем значения Кст, гн, С/н~ н ДЕдоП (принимаем
г„ — 2 Ом)-
= 5,9-120
UH 12,6
Кст = Кн ЦТ22 - = 5,9-120 —= 550 > 500;
С/ д I t) O
f t т г© 425 - 2
rH = —=--------------Л__ =о 6 Ом <0,7 Ом;
gT22 Ки 120-5,9
1/11~=;1/11~/Ки~|хте2 = 0,15/3-120 = 0,42 мВ < 3 мВ;
ДЕдоП = 51/и.допКи=0,05-5,9 - 0,295 В.
180
8 Определяем температурную нестабильность выходного нап-
ряжения КСН, учитывая ан = 1,8 мВ/°С, ан т = —2 мВ/°С, ан п —
= —1 мВ/°С:
U., 4- Д1/н
6 (^н.т+ = .. ( + а i ан.т ± ан.д) (Тс max—7'с) =
С'ст min
12,6+ 1
—----—— (1,8—2 — I) (60— 20) = — 2,13-10“*-40 — 85мВ<120мВ;
7,65
б(/н.т = 2,13 • 10“3 (Тс+Гс m/п) = 2,13 • 10“3 (20 + 10) =
= 64 мВ < 120 мВ,
где ан.д — общий температурный коэффициент резисторов R,P Rit
R6 делителя напряжения.
Знак смннус» в полученном результате для 6l/H.T+ означает
уменьшение выходного напряжения с повышением температуры.
9. Вычисляем
С/„—At7„
«2 — /
'КБ 02
12,6 — 1
0,4-Ю-з
~ 30 кОм.
10. Определяем номинальное н минимальное значения КПД
стабилизатора:
= Цн 1„ = 12,6-0,7 = п
Л ^п/н+^с.у 16,3-0,7 + 0,083 ' ‘
= (<Л,-ДЦн) /н mnx _ (12.6-1)-! _ м
Чт‘П Ult тах 1п тах + Рс.у 18.1-1+0,083 ’ ’
где Р ~ <£доп "+ (^Б I + ^н (^КБ 02 + ст.min ~
- 'кз + /дел) = (5-45 + 12.6) (0,7 + 2,8) 10“3 + 12,6 х
X (0,4 +3 — 2,8 + 1)10“3 ~ 83 мВт потребляемая схемой
управления мощность
Параллельные стабилизаторы
Типовые схемы стабилизаторов напряжения с параллельным
включением РЭ приведены на рнс. 5.12. В качестве гасящего уст-
ройства в этих стабилизаторах применяются резистор (Rt на
рнс. 5.12, а, б) или при высоких требованиях к стабильности вы-
ходного напряжения стабилизатора применяется ТД (обведен пун-
ктирной линией на рис 5.12, в), имеющий большое внутреннее со-
противление гтд
При напряжениях 1/в> 3 В и токе нагрузки /н< 3 А приме-
няется регулирующий составной транзистор с объединенными кол-
лекторами (см. рнс. 5 7, а, б), так как включение дополнительного
источника Ддоп (см. рис. 5.7, в, г) для уменьшения минимального
падения напряжения на переходе коллектор — эмиттер силового
трвнзистора не повышает КПД стабилизаторов параллельного ти-
па. Для уменьшения мощности потерь на регулирующем транзис-
торе иногда последовательно с ним включают резистор Ra
(рнс. 5 12, в), который не влияет ив общий КПД стабилизатора.
Коэффициент стабилизации КСН зависит от коэффициента пе-
редачи пени обратной связи н коэффициента усиления рт регули-
181
Рис 5.12. Типовые схемы стабилизаторов напряжения с параллель-
ным включением регулирующего транзистора
рующего элемента, его внутреннего сопротивления г,,, сопротив-
ления гасящего резистора. Для стабилизаторов иа рис. 5.12, а, б
(5.19)
Для схемы на рнс 5.12, в
Кст = Мт ^н гтл Uu/(ri т + Яз) 1/ц. (5.20)
Внутреннее сопротивление стабилизаторов на рис. 5.12, а, б
равно
г„ = Пт^Рт^н. (5.21)
а для схемы рис. 5.12, в
г„ = (Пт + «зУМтКи- (5.22)
Нестабильность выходного напряжения от изменения на-
пряжения дополнительного источника £nou Для схем на Рис- 5.12, а,
в соответственно равна
5 Дц.дон = Д(/ст/^п. 5 (Льдоп^АДдоп/Ки, (5.23)
182
а для схемы рис. 5-12,6
®^Льдоп = А 1/ст (1/н — ^эб^С^ст + ^эб)’ (5.24)
где Д (Уст = Л ЕдОП гст/Кн R3.
Факторы, влияющие иа температурную нестабильность выход-
ного напряжения КСН параллельного типа, и пути уменьшения
5 17ц.т те же, что и в КСН последовательного типа.
5.3. Защита в транзисторных стабилизаторах
В транзисторных стабилизаторах наиболее часто применяются
три вида защиты: от повышения выходного напряжения; от пони-
жения выходного напряжения; от пзрегрузки по току или корот-
кого замыкания в нагрузке.
Защита от превышения н понижения выходного напряжения
реализуется за счет введения в стабилизатор дополнительных уст-
ройств сравнения (УС) и исполнительного элемента. Устройство
сравнения имеет такое же схемное построение, как в КСН последо-
вательного или параллельного типов. В качестве исполнительного
элемента применяется реле или полупроводниковый прибор (тран-
зистор, тиристор) Практические схемы защиты от превышения на-
пряжения приведены на рнс. 5.13.
В схеме на рис. 5.13, а прн превышении выходного напряжения
КСН значения Uu тах, установленного резистором ЧР, открывается
транзистор VT и срабатывает реле 5Л, которое одновременно сни-
Рис. 5.13. Схемы защиты в транзисторных стабилизаторах от превы-
шения выходного напряжения
183
мает своими контактами 1—2 напряжение питания Ua со входа КСН
н блокирует контактами 3—4 коллектор транзистора VT Недостат-
ком схемы является ее инерционность, определяемая временем сра-
батывания реле (обычно несколько миллисекунд).
В схеме на рнс. 5.13, б защита от превышения напряжения осу-
ществляется за счет шунтирования входа КСН тиристором У£>1-
Однако при этом происходит сгорание нити предохранителей илн
пробой тиристора или же снятие напряжения Ua внутренней схе-
мой защиты по току источника питания 1/п, если он ее содержит.
Схема защиты от понижения напряжения строится аналогично
схеме защиты от превышения напряжения с небольшим отличием
в сравнивающем устройстве, которое содержит дополнительно два
каскада усиления или выполняется в виде дифференциального уси-
лителя В схеме на рис 5.14 а в рабочем состоянии КСН транзис-
торы КТ2н УТЯ открыты, a V7\ — закрыт При понижении выходно-
го напряжения до порога срабатывания защиты UHmtn транзисто-
ры УТ2 и К73 закрываются, VTt открывается и включается реле
ХЛ, которое снимает напряжение питания со входа КСН
В схеме на рис. 5.14. б прн номинальном напряжении 4/н тран-
зистор VT-i закрыт, а КТ2 открыт. При понижении напряжения до
порога срабатывания защиты транзистор VTt закрывается, a V7,
открывается н выдает сигнал на вход 3 исполнительного элемента
(ИЭ), который выключает входное напряжение КСН. В схемах нв
рис. 5.14, а, б введен конденсатор С для исключения ложного сраба-
тывания схемы защиты в момент подачи напряжения питания 1/п.
Схема ИЭ приведена на рис. 5.14, в.
В качестве сравнивающего устройства схемы защиты от превы-
шения или понижения напряжения могут применяться интеграль-
ные микросхемы стабилизаторов серин К142ЕН характеристики
которых приведены в §5.4, илн интегральные микросхемы управле-
ния импульсными источниками электропитания серин К142ЕП1,
параметры которой приведены в гл. 2
В схеме защиты от превышения выходного напряжения, при-
веденной на рнс 5.15, а [39], используется микросхема типа
К142ЕН2 (ОЛ) Напряжение на стабилитроне VD должно быть не
менее суммы падений напряжений на резисторе R3 и переходе эмит-
тер коллектор (выводы 16, 13) регулирующего транзистора микро-
схемы. При номинальном выходном напряжении КСН регулирую-
щий транзистор микросхемы открыт, а внешний транзистор VT за-
крыт. В случае превышения Un допустимого уровня регулирую-
щий транзистор микросхемы закрывается, напряжение питания 1/п
через резистор Rt поступает на транзистор VT, который открывает-
ся и включает реле ХЛ Конденсатор С необходим для исключения
возбуждения микросхемы
На рис 5.15, б [38] приведена схема защиты с использованием
микросхемы типа К142ЕП1 (РЛ) и исполнительного элемента, вы-
полненного по схеме 5.14. На базу (вывод 12) правого трвизистора
(КТ12 на рнс 2 11) дифференциального усилителя микросхемы по-
ступает внутреннее опорное напряжение (вывод 9) а иа базу левого
транзистора (КГц) через делитель RP, Rit Re выходное напряжение
КСН Внешний транзистор V7\ предназначается для подачи стаби-
лизированного напряжения питания иа микросхему При номиналь-
ном напряжении Un транзистор УТ12 микросхемы открыт, а внутрен-
ние транзисторы VT3 — Vl\ микросхемы и внешний транзистор VT2
закрыты. В случае превышения U„ допустимого уровня КТг2 за-
крывается, a VT2— VTt и внешний транзистор VT2 открываются.
184
что приводит к срабатыванию исполнительного элемента и выклю-
чению напряжения на входе КСН.
На рис. 5.16, а приведена схема защиты от понижения напря-
жения, выполненная на микросхеме К142ЕН2; она содержит мини-
мум дополнительных элементов: конденсатор С введен для исклю-
чения возбуждения микросхемы, резистор R1 — для компенсации
обратного тока силового транзистора микросхемы н делитель /?а,
Лв RP — для установки порога срабатывания защиты. При пони
жении напряжения 1/н силовой транзистор микросхемы открывает-
ся и через его переход коллектор — эмиттер (выводы 1С, 13) на об-
SA
Рнс. 5.14 Схемы защи-
ты в транзисторных ста-
4 билнзаторах от пониже-
-о пия выходного напряже-
ния
185
мотку реле 5Л поступает напряжение Uu и реле своими нормально
замкнутыми контактами снимает напряжение пнтання Ua со входа
КСН
Схема защиты от понижения напряжения, выполненная на
микросхеме К142ЕП1, приведена на рис. 5 16, б. Она отличается от
схемы па рис. 5.15 б только включением базы транзисторов нффе'
ренцналыюго усилителя микросхемы и наличием дополнительного
конденсатора С для исключения ложного срабатывания защиты в
момент подачи напряжения пнтання Ua Работает схема рис. 5.16, б
аналогично схеме на рнс. 5.15. б, только в ней в нормальном рабо-
чем состоянии внутренний транзистор в микросхеме DA (К142ЕП1)
з крыт, а УТ10 — открыт.
Защита от перегрузки по току в стабилизаторах может быть
выполнена с ограничением на постоянном уровне /к.а, превышаю-
щем значение /Ном (Рнс 5.17, а), или же с резким уменьшением тока
потребления до /к.3о в режиме короткого замыкания (рнс. 5.17,6).
Рис 5.15. Защита от превышения выходного напряжения транзистор-
ных стабилизаторов выполненная с применением интегральных мик
росхем'
а — типа KI42EH2. б — типа К142ЕП1
«86
RD
Рнс. 5.16. Защита от понижения выходного напряжения транзистор-
ных стабилизаторов, выполненная с применением интегральных мик-
росхем:
а — типа KI42EH2; б — типа К142ЕП1
В первом случае режим перегрузки по току характеризуется боль-
шей мощностью, выделяемой на регулирующем транзисторе КСН.
Поэтому в таких случаях обычно выключают напряжение пнтання
на входе КСН, например при помощи реле. Во втором случае по-
требляемая от источника Un мощность значительно меньше мощно-
сти, выделяемой на силовом транзисторе КСН при /,1оМ. Поэтому
выключение напряжения питания U„ в такой схеме не обязгггсльно.
На рнс. 5.18, а, б приведены схемы защиты по току с ограниче-
нием на постоянном уровне /н.з н последующим выключением иапря-
а)
Рис. 5.17. Характеристики схем защиты стабилизаторов:
а без ограничения мощности иа регул ирующием элементе; б — с ограниче-
нием мощности на регулирующем элементе
187
ження питания В схеме на рнс 5 18 а для управления КСН может
быть применена одна из схем, показанных на рис 5.10 а—г, ж
Резистор Ri является датчиком тока, а делитель /?2, RP служит для
установки порога срабатывания 1К.В. В рабочем состоянии КСН
транзистор V7\ закрыт. При регрузке по току V7\ открывается
и подает одновременно запирающее напряжение на базу регулирую-
щего транзистора VT2, VT3 КСН н на обмотку реле которое
включается и снимает питание со входа стабилизатора
Защита с малым потреблением тока может быть осуществлена
и по схеме на рис. 5.19. Здесь при номинальном токе иа рузки нап-
ряжение на базе транзистора VTS равно сумме падений напряже-
ний на р зисторе R^ (Датчик тока) и переходе эмнттер — база тран-
зистора VTt, с одной стороны (открывающий транзистор потенциал),
и на резисторе R2, связанный через R3 с минусовой шиной питания,
с другой стороны (закрывающий потенциал). В случае перегрузки
потоку увеличивается падение напряжения иа Ri и транзистор VTt
открывается, шунтируя переход эмиттер—база составного транзис-
тора (КТ,, VT стабилизатора и тем самым уменьшая егс выходное
напряжение Падение напряжения UH приводит в свою очередь.
Рис. 5.18. Стабилизаторы напряжения с встроенной защитой по току
н выключением входного напряжения пнтаиня
188
Рис. 5.19. Стабилизатор напряже-
ния с встроенной защитой по току
и уменьшением мощности рассея-
ния на регулирующем транзисторе
к уменьшению отрицательного
потенциала, поступающего на
базу через резистор R3, что
позволяет поддерживать тран-
зистор VT3 в открытом состоя-
нии при небольшом токе на-
грузки /,. а о- В качестве уст-
ройств управления КСН может
быть использована одна из
схем, приведенных на рнс. 5-10.
Методика и пример расчета.
Проведем расчет схемы защи-
ты транзисторного стабилиза-
тора на рис. 5.13, а после-
дующим исходным данным.
Входное напряжение питания
Ua — 15 ± 1,5 В, номиналь-
ное выходное напряжение ста-
билизатора — 10 В, точность установки —Д1/н = 0,5 В, измене-
ние температуры окружающей среды ДТС— 30 °C. Защита должна
срабатывать при выходном напряжении 1/н тах = 11 В
1 . Выбираем реле ХА типа РЭС 9 РСЧ.524 204П2 с параметра-
ми: рабочее напряжение обмотки Un = 8 3 В, UVmax 13 <
< (Ua — А^ц) — 15 — 1,5 = 13,5 В; сопротивление обмотки —
/обм = 9,6 кОм; напряжение и ток через контакты t/K= 64-30 В,
/к = 0,14-0,8 А, максимальный ток через обмотку /Обм mat —
~ //ртах/^обм 1 9 500 = 1,36 мА
2 Выбираем стабилитрон VDa типа 2С147А с параметрами.
Ucr.min =4,2 В > (UB + Д(/п - Unmax) = (15 + 1,5 - 13) =
— 3 5 В; (/ст max— 5 2 В (vn — — (/р min)
(15 — 1,5 — 8 3) = 5,2 В, гдиФ = 56 Ом; /ст min = 5 мА.
/ст max ~ 58 мА > (/ст min ' /обм max) = (3 + 1 36) — 4,36 мА
ан = 4,2 мВ/ С.
3 Выбираем транзистор VT типа КТ608Б с параметрами.
^КЭ max = 60 в > ((/„ + Д1/п - u„mtn) = (15 + 1,5 - 4,2) -
— '12,3 В /к „1ае — 400 мА > /^ тах — 1 36 мА’ й21 э т1п 40»
(7эв = 0,88; ат = 2 мВ С; U эвтах = 4 В > ((/нтах Un
- ьив) = (И — 10 — 0,5) = 1.5 В
4 Вычисляем ток базы транзистора V Т '
/б /обм max/^zi э min 3 40 4 МкА
Определяем сопротивление резисторов
Un — & U»—Ucr max _ Ю—6,5 5,2
/ст min 3 3
UCt min~(-USB
= 1,4 кОм;
4,2-1-0,8
20 3 4 10-е
8 20 /г
D
Принимаем 1,2 кОм, /?3 = 6 2 кОм
7 2 кОм.
U« max
Uer max+ (/дБ
— =7----—----—1)б,8-103 = 5,6 кОм
/ 3 \ 5,2+0,8 /
189
Сопротивление резистора RP 77------- R3 — Ra — R3 — x
uст min
X 6800 — 5600 6800 = 5,3 кОм '
Принимаем RP = 6,8 кОм.
5 Определяем температурную погрешность напряжения сра-
батывания защиты, %: , I
д «н+«т) А ir.nliz _
Л^нтох- (/cmin + l/3B •|0°%-
(4,2 + 2) 30-Ю-з л л п
= * --------• 100 = 3,72% .
4,2 + 8
6 . Выбираем диод VDt типа КД5ЮА с параметрами /Пр =
= 200 мА > /обр = 1,36 мА и 1/обр = 50 В > Ua + Ы/а =
= 16,5 В
5.4. Интегральные стабилизаторы напряжения
В источниках электропитания находят применение два вида ни
тегральных стабилизаторов: гибридные интегральные стабилизато-
ры напряжения (ГИСН) и полупроводниковые микросхемы стаби-
лизаторов, которые принято называть просто интегральные стаби
лнзаторы напряжения (ИСН)
Гибридные интегральные стабилизаторы выполняются на бес-
корпусных интегральных микросхемах н полупроводниковых при
борах, которые размешаются на диэлектрической подложке, на ко-
торой- методом тонкопленочной или толстопленочной технологии
наносятся резисторы, соединительные проводники. На подложке
размещаются также входящие в стабилизатор дискретные эле-
менты—бсскорпусные конденсаторы, переменные резисторы н др
ГИСН выполняются в виде законченных устройств на фиксирован-
ные уровни выходных напряжений, например 5, 6. 9, 12, 15 В
Используя мощные бескорпусиые транзисторы н маломощную схе-
му управления, выполненную по гибридно-пленочной технологии,
выполняются стабилизаторы на большие токн, например до 5 А (91
Электрические схемы ГИСН не отличаются от схем стабнлнза-
торов на дискретных полупроводниковых приборах, а методы гиб-
ридно-пленочной технологии и идентичность процессов позволяют
получать стабилизаторы с лучшими параметрами, чем полупровод-
никовые интегральны стабилизаторы на одном кристалле. Номи-
нальные выходные напряжения н стабильность ГИСН можно подо-
гнать с точностью ±0 05 — 0,5 %, а ТКН меньше 0,001 %/°С. Од-
нако надежность ГИСН значительно ниже, а стоимость значитель-
но выше, чем ИСН Поэтому гибридные стабилизаторы находят ог-
раниченное применение, в основном, в устройствах, которые изго-
товляются малыми сериями
Диэлектрические подложки ГИСН выполняются из материалов
с хорошей теплопроводностью, поскольку в стабилизаторе, в основ
ном в его регулирующем элементе, рассеивается значительная мощ-
ность Толстопленочные ГИСН выполняются обычно на подложках
нз керамики, тонкопленочные — на подложках из поликора илн
ситалла. Перспективными для ГИСН являются подложки из бе-
риллиевой керамики илн металлические подложки, выполненные
из сплавов алюминия по специальной технологии
190
Рнс. 5.20. Принципиальная электрическая схема интегральных стаби-
лизаторов К142ЕН1 и К142ЕН2
Микросх-емы ИСН имеют малую массу н габариты, высокую
надежность, низкую цену, что обеспечивает им широкое внедрение
в РЭА. Промышленность выпускает два вида ИСН. с регулируемым
выходным наприжеинем и с фнксир ванным выходным напряжени-
ем .
Интегральные стабилизаторы с регулируемым выходным напри*
хешем. В микросхемах ИСН с регулируемым выходом отсутствует
делитель напряжения и элементы частотной коррекции, которые
необходимо подключать с внешней стороны микросхемы на печатной
плате в составе ИВЭ. Среди таких ИСН наибольшее распростране-
ние получили маломощные микросхемы типа К142ЕН1, К142ЕН2
н стабилизаторы средней мощности типа К142ЕНЗ н К142ЕН4, ос-
новные параметры которых приведены в табл. 5.1 [28]. Микросхемы
типа К142ЕН1 отличаются от К142ЕН2 только уровнем максималь-
но допустимого входного напряжения н, как следствие, пределами
установки выходного напряжения. Микросхемы типа К142ЕНЗ от-
личаются от К142ЕН4 только минимальным падением на регули-
рующем транзисторе. Эти различия являются следствием разбросов
параметров, возникающих прн изготовлении микросхем, и необхо-
димостью повышения процента выхода годных микросхем прн серий
ном производстве.
Интегральные стабилизаторы типа К142ЕН1, К142ЕН2 вы пол
неяы на кристалле размером 1,7 х 1.7 мм по одной принципиальной
электрической схеме, которая приведена иа рис. 5.20, а их классн
фикационные параметры устанавливаются прн технологической раз-
браковке в процессе производства.
Типовая схема включения ИСН типов К142ЕН1, К142ЕН2 прн
малых токах нагрузки приведена на рис. 5.21. Делитель выходного
напряжения Rt, Rt выбирается из условия, чтобы ток через него
протекал не менее 1,5 мА. Сопротивление резистора Rg нижнего
191
плеча делителя, кроме того, определяется уровнем опорного напря-
жения н составляет обычно 1,2 кОм. Регулировка выходного напря-
жения осуществляется потенциометром Rt
Для исключения влияния соединительных проводов на динами-
ческие параметры стабилизатора при импульсном изменении тока
нагрузки резисторы делителя должны подключаться непосредствен-
но к нагрузке. Туда же подключается выходной конденсатор Св,
повышающий устойчивость стабилизатора и снижающий уровень
пульсации выходного напряжения. На рис. 5.21 условно показано
такое подключение указанных элементов к нагрузке /?н- Для по"
вышения устойчивости включается также конденсатор Ск «0,1 мкФ.
Конденсатор Соп шунтирует выход опорного напряжения от наводок
Таблица 5.1
Основные параметры интегральных стабилизаторов напряжения
Параметры Тип микросхемы
K142EHI KU2EH2 К142ЕНЗ KI42EH4
Максимальное входное на- 20 40 60 60
пряжение. I7.x max, В Минимальное входное на- 9 20 9.5 9,5
пряжение 1/«х т.п, В Пределы установки выход- ного напряжения, В 3—12 0,15 12—30 0,15 3-30 3—30 1,0
Максимальный ток нагруз- 1.0
КН /н max, А Минимальное падение на 4 4 3 4
пряжения на регулирую- щем транзисторе, В Максимальный ток потерь, 4 4 10 10
мА Нестабильность по напря- жению при температуре корпуса от —60 до +125 °C, Кот, %/В
для групп: 0,5 0,1 0,1
А Б В, Г Нестабильность по току, КСТ. %/А для рупп 0,5 0,2 0,8 0,5 0,25 0,25
0,2 0,8 0,5
А
Б 0,2 0,2
В 2.0 2,0
Г Относительный температур- 1.0 1,0 0,01 0,01
иы* коэффициент напряже- ния ая. %/С для групп: 0,01
А, Б 0.01
В, Г 0.05 0,05
192
Рис. 5.21. Типовая схема включения ИСН типов K142EHi, К142ЕН2
и помех со стороны других элементов ИВЭ в условиях печатного
монтажа.
Входной конденсатор СвХ может принадлежать сглаживающе-
му фильтру выпрямителя, если выпрямитель размешается непосред-
ственно около стабилизатора. Однако если микросхемы стабилиза-
торов разнесены на значительное расстояние от выпрямителей, то на
входных зажимах микросхем должны быть установлены дополни-
тельные конденсаторы СвХ, которые исключают влияние помех со
стороны входа стабилизатора.
Узел защиты ИСН от перегрузки по току и короткого замыкания
состоит из датчика тока Ri и делителя Ra, Ra, определяющего режим
работы транзистора защиты УТ» (см. рис. 5.20) При этом ток через
делитель выбирвется равным /д = 0,3 мА, a Ra — 2 кОм Напря-
жение 1/53 транзистора защиты УТ» составляет-0,7 В, поэтому со-
противление второго резистора в килоомах определяется по форму-
ле
R, - (<4 + 1/БЭ)//д = (U„ + 0,7) В/0,3 мА. (5.25)
Зависимость выходного напряжения стабилизатора от тока на-
грузки при действии схемы защиты показана на рнс. 5.17, б. Напря-
жение на датчике тока Ri открывает транзистор защиты УТ» только
при токе /н = /н.#: при этом ток /к.8 выбирается нз условия
7к.а 2,2/ном /н mQx. (5.26)
а сопротивление резистора
К1 = <'Бэ//к.в=0.7В//к.э. (5.27)
Включение последовательно в выходную цепь .ИСН резистора
Ri ухудшает его внутреннее сопротивление, поэтому сопротивление
Ri выбирают минимально возможным; при этом с уменьшением Rt
возрастает ток /к.8, который для микросхем KI42EH1, К142ЕН2 не
должен превышать 150 мА.
При перегрузке по Току или коротком замыкании в нагрузке-
стабилнзатор под Действием схемы защиты не полностью закрыва-
ется н через него протекает ток /И80 (см. рнс. 5.17, б). Поскольку
к микросхеме в зто время приложено полное входное напряжение
вах тах» то на ней при коротком замыкании выделяется мощность
Р *= /к-во max- Эта мощность не должна превышать максималь-
но допустимую, определяемую условиями эксплуатации, н на отвод
7 Зак. 726
193
ее от микросхемы, должен быть рассчитан радиатор. После устране-
ния перегрузки по току или короткого замыкания в нагрузке ИСН
автоматически возвращается в нормальное рабочее состояние.
Схема стабилизатора с повышенным током нагрузки и раздель-
ным питанием составного регулирующего транзистора показана иа
рис. 5.22 Здесь интегральный стабилизатор К142ЕН2Б исполь-
зуется только для управления мощным регулирующим элементом
РЭ, который выполнен на составных транзисторах V'T’j, VTS, VT3,
Через внешний регулирующий элемент проходит полный ток на-
грузки /н, значительно превышающий предельно допустимый ток
микросхемы. Минимальное значение основного входного напряже-
ния l/BX ! min, определяющее основные потерн мощности в стабили-
заторе, выбирается из условия обеспечения минимального падения
напряжения 1/кэ на регулирующем транзисторе VTt с учетом амп-
литуды пульсации входного напряжения и уровня выходного напря-
жения
^Bxi m/п =1/н~|-^о~"Ь ^КЭ mln- (5 28)
В схеме стабилизатора на рнс. 5.22 введена также защита от
перегрузки по току и короткого замыкания в нагрузке с ограниче-
нием рассеиваемой мощности на регулирующем элементе в широком
диапазоне изменения выходного стабильного напряжения UH- До*
стнгается это введением резисторов Rt, Rt и стабилизацией рабочей
точки срабатывания защиты с помощью прямосмещенных диодов
Рис. 5.22. Схема стабилизатора с повышенным током нагрузки на
основе ИСН типа К142ЕН2
J94
Рис 5.23 Принципиальная электрическая схема интегральных ста-
билизаторов KI42EH3. KI42EH4
VDi—VD3. Сигнал перегрузки по току снимается с резистора Rul
н поступает на вход защиты микросхемы К142ЕН2Б. которая запи
рает РЭ. снижая ток в выходной цепи до /к /н Поскольку на-
пряжение эмиттер—база РЭ определяется падением напряжения на
диодах VDt-VD3 и делителем /?4 R„, оно не зависит от номинала
выходного напряжения Un н срабатывание защиты стабилизатора
определяется только падением напряжения на резисторе Rt0. При
устранении короткого замыкания в нагрузке или перегрузки по
току стабилизатор автоматически возвращается в рабочий режим.
Интегральные стабилизаторы типов KI42EH3, KI42EH4 вы
полнены на кристалле размером 2,2 к 2,2 мм Принципиальная
электрическая схема приведена на рис. 5.23. Она значительно
усложнена по сравнению со схемой стабилизаторов K142EHI,
К142ЕН2 за счет Введения двухкаскадного дифференциального
УПТ с текостабилизнрующими двухполюсниками, что существенно
повысило стабильность по напряжению, а наличие мощного проход-
ного транзистора обеспечило ток нагрузки ИСН до 1 А
Типовая схема включения стабилизаторов KI42EH3,
KI42EH4 приведена иа рис. 5.24. Назначение элементов: Rt —
ограничительный резистор выключения микросхем внешним сигна-
лом; Ra ограничительный резистор для регулирования порога
срабатывания тепловой защиты в днапазоне температур корпуса
микросхемы от |-65 до +145 °C, R3 — резистор-датчик сигнала
7*
195
Рнс. 5.24 Типовая схема включения ИСН типов К142ЕНЗ, К142ЕН4
для защиты микросхемы от перегрузки по току нли короткого за-
мыкания в нагрузке; Ск — корректирующие конденсатор; совмест-
но с выходным конденсатором Сн ои обеспечивает устойчивую рабо-
ту стабилизатора (обычно выбирают Си — 0,01 мкФ); Ci — конден-
сатор, блокирующий вход микросхемы по цепи дистанционного вы-
ключения от наводок и помех со стороны монтажа.
Резистор Ra, кОм, выбирают нз условия
(0,037 Тк—6,65)
(1- Q,OI55T„)
(5.29)
где Тн — температура корпуса микросхемы, °C. при которой долж-
на срабатывать тепловая защита.
Сопротивление ограничительного резистора кОм, опреде-
ляется с учетом выбранного резистора Rt по формуле
о lt/y^(»+e.4/?a)-/?,(».8+0.5/?а)1
** > ll,8+/?a(l.2 + 0,2/?2)] ’ (5-3°)
где 1/у — амплитуда управляющего импульса выключения.
Значение управляющего напряжения может выбираться в диа-
пазоне от 0,9 до 40 В Прн управлении от микросхемы с ТТЛ-
выходом Uy составляет около 5 В.
Сопротивление резистора датчика тока Rs, Ом, определяется
но формуле
1,25-0,5 /н-0,023 (УвХ-1/н)
Кя =-------------------------------. (5.31)
'и
Ток поворота порога срабатывания защиты /н.а выбирается из
условия /к.8^2/н; прн этом для микросхем К142ЕНЗ, К142ЕН4
значение /к,3 ие должно превышать предельно допустимого 1 А.
Интегральные стабилизаторы с фиксированным выходным на-
пряжением. Существенным недостатком интегральных стабилиза-
торов с регулируемым выходным напряжением является то, что прн
их использовании в ИВЭ необходимо установить ряд внешних эле-
ментов, масса н объем которых превышают саму микросхему. Даль-
нейшим усовершенствованием интегральных стабилизаторов явля-
196
Таблица 52
Основные параметры интегральных стабилизаторов напряжения
Тип микросхемы Выходное напряжение Uh. В Точность установки лун. % Максималь- ный ток нагрузки /и А Максималь- ное входное напряжение. В
К142ЕН5А 5 ±2 8 15
К142ЕН5Б 6 ±2 8 15
ется разработка серии микросхем с фиксированным выходным на-
пряжением, основные параметры которых приведены в табл*. 5.2
1281.
Интегральные стабилизаторы с фиксированным выходным на-
пряжением выполнены на кристалле размером 2 х 2 мм по одина-
ковой топологии и принципиальной схеме, поэтому ряд их парамет-
ров имеет одинаковые значения (табл. 5.3).
Микросхемы стабилизаторов с фиксированным выходным нап-
ряжением содержат встроенную защиту от перегрузки по току и
тепловую защиту до максимально допустимой температуры крис-
талла (175 °C), что существенно повышает надежность микросхем.
Значение тока защиты ограничивается предельной мощностью рас-
сеяния микросхемы и, следовательно, зависит от падения напряже-
ния на регулирующем транзисторе. На рнс. 5.25 приведена типовая
зависимость минимального падения напряжения от тока нагрузки и
температуры корпуса микросхемы для интегральных стабилизато-
ров с фиксированным выходным напряжением. Квк видно нз гра-
фика, для токов нагрузки 0.5—1 А на стабилизаторе достаточно под-
держивать напряжение около 2 В.
Типовая схема включения ЙСН с фиксированным выходом при-
ведена на рис. 5 26. Выходной конденсатор (Сн > 2,2 мкФ), как и
в любом стабилизаторе напряжения, обеспечивает устойчивость при
импульсном изменении тока нагрузки, снижает уровень пульсации.
Входной конденсатор (С8Х > 0.33 мкФ) необходимо включить для
устранения генерации прн скачкообразном включении входного на
Таблица 53
Параметры фиксированных стабилизаторов напряжения
Параметры Значение параметра
Нестабильность по напряжению, Кет, %/В Нестабильность по току Ксг прн изменении тока от 0 ДО /н max, % Относительный температурный коэффициент напряже- ния а„, %/°С Минимальное падение напряжения на стабилизаторе, В Максимальный ток потребления микросхемой, мА 0,05 1 0 0,02 2.5 10
197
Рис. 5.25. Зависимость падения напряжении иа ИСН с фиксирован-
ным выходным напряжением от температуры корпуса при различных
токах нагрузки
Рис 5.26. Типовая схема вклю-
чения ИСН с фиксированным
выходным напряжением
пряжения UBK. Эта генерация возникает в стабилизаторе из-зв влия-
ния паразитных индуктивности и емкости соединительных проводов,
которые образуют контур ударного возбуждения. Характер установ-
ления выходного напряжения в ИСН с фиксированным выходом
при скачкообразном включении входного напряжения показан на
рнс 5 27. При отсутствии входного конденсатора СвХ в .стабилиза-
торе возникает высокочастотная генерация иа входе стабилизатора
(кривая а), которая прекращается только при достижении выходно-
го напряжения заданного уровня UH. Амплитуда высокочастотных
колебаний может превышать максимально допустимое входное на-
пряжение, что приводит к пробою перехода коллектор—эмиттер
регулирующего транзистора. При включенном конденсаторе Свх
Рис. 5.27 Характер установле-
ния напряжения в ИСН с фик-
сированным выходом
а — без конденсатора Свв, б —
с подключенным конденсатором
С„
выходное напряжение UH па ста-
билизаторе устанавливается по
апериодическому закону (кривая
б на рис. 5.27).
Емкость конденсатора Свх
выбирается равной 0,33—2,2 мкФ,
а тип — керамический, с малым
эквивалентным последовательным
сопвотивлеиием; подключается он
непосредственно к выводам мик-
росхемы. Если стабилизатор в
ИВЭ включается непосредственно
после выпрямителя со сглаживаю-
щим фильтром, последний конден-
сатор которого подключен к мик-
росхеме ИСН, то дополнительный
входной конденсатор Свх можно
не включать.
Область безопасной работы.
Для интегральных стабилизато-
ров (как и для транзисторов) су-
ществует область безопасной ра-
боты (ОБР), ограничивающая ре-
жимы и параметры, обеспечиваю-
198
nine заданную надежность приборов и условиях эксплуатации.
К таким ограничениям относятся: максимальная мощность рассея-
ния Рр max. максимальный ток нагрузки /„ тяж и максимально до-
пустимое входное напряжение ив*тах-
Мощность, рассеиваемая в ИСН, определяется, в основном, по-
терями в регулирующем элементе
Рр тах = max ^КЭр max. (5.32)
где ^кэ р шах — максимальное падение напряжения на РЭ
^КЭр max — тах~^п min (5.33)
Напряжение икт,п учитывает допуск выходного напряжения.
Допустимая мощность рассеяния определяется конструкцией кор-
пуса ИСН и условиями охлаждения. Мощность рассеяния должна
быть такой, -чтобы температура кристалла Тп ИСН не превышала
заданной с учетом температуры окружающей среды Тс и тепло-
вого сопротивления ИСН. Если ИСН используется без допол-
нительного теплоотвода, то температура перехода определяется но
формуле
Т„ ~ТС 4-Рр /?п.с. (5.34)
При установке HGH на радиатор
Т'и-Т'с + РрЯп.к. (5.35)
Конструктивные размеры и тепловые параметры интегральных
стабилизаторов, размещенных в стандартных корпусах, позво-
ляют провести расчеты тепловых режимов работы ИСН по задан-
ным условиям эксплуатации. Допустимая рассеиваемая мощность
ИСН ограничивается не только конструкцией корпуса микросхемы,
ио н максимально допустимым входным напряжением. Это видно
из рис. 5 28, на котором приведена зависимость рассеиваемой мощ-
ности интегральных микросхем стабилизаторов от температуры кор-
Рис. 5 28. Зависимость мощности рассеяния интегральных стибид з
торов от температуры корпуса
Рис. 5.29. Область безопасной
199
nyca 128]. Из графикоа видно, что а диапазоне температру от —60
до +80 °C для микросхем К142ЕН5А, Б (7/вХтах— 15 В) мощность
Рр тоах. = 10 Вт, в то аремя как для микросхем К142ЕН3.4 с
^вх max ~ 40 В Рр тах = 6 Вт.
Область безопасной работы интегральных стабилизаторов стро*
нтся в координатах тока нагрузки 7Я и падения напряжения иа ре-
гулирующем транзисторе </КЭр. Пример ОБР для микросхем с вы-
ходными напряжениями 9, 12 и 15 В при 7Я 80 °C приведен иа
рнс. 5.29, оиа включает площадь 0MN, ограинчениую максималь-
ным током нагруаки (линия MN 1Я тах = 1,5 А), максимально "до-
пустимой мощностью рассеяния (кривая NP Рп тах = 8 Вт) и мак-
симальным входным напряжением (отрезок OQ UBX max ~ 35 В).
Как видно нз рнс. 5.29, при увеличении напряжении на стабилиза-
торе ток нагрузки уменьшается. Лнинн А А', ББ’ и В В' ограничи-
вают ОБР для микросхем с выходными напряжениями 9, 12 И
15 В соответственно. Прн выборе режима ИСН нужно стремиться
уменьшить 7В и 1/КЭр так, чтобы рабочая точка находилась внутри
ОБР, так как снижение Рр max приводит к уменьшению температуры
нагреаа микросхемы и повышению ее надежности.
5.5. Специальные схемы транзисторных стабилизаторов
напряжения и тока
Двухполярные стабилизаторы [9]. К иим относятся стабилиза-
торы, у которых плюс и минус выходного напряжения поступают
в нагрузку относительно общей (нулевой или корпусной) шины. Как
правило, двухполяриые КСН состоят из двух стабилизаторов,
выполненных на транзисторах п-р-п и р-п-р структуры (рнс. 5.30).
Причем использование а одном из стабилизатороа в качестве опор-
ного напряжения аыходиого напряжения (в частности 1/Я1) другого
стабилизатора позволяет обеспечить изменение иЯ1 и ия2 при воз-
действии различных возмущений (t/ni> Т/п2« тока нагрузки, темпе-
ратуры н т. п.) одного знака и почти равной величины, что имеет
существенное значение для ряда потребителей,, например при пита-
нии операционных усилителей.
На рис 5.31 приаедеиа схема двухполяриого стабилизатора,
управление которым выполнено иа ИСН типа К142ЕН2 128] Здесь
в каче тве регулирующих элементоа использованы транзисторы
VT2, VT3 одинаковой структуры. Основным стабилизатором явля-
ется отрицательный, его напряжение устанавливается переменным
резистором RP2 Регулировка положительного напряжения
осуществляется резистором RPt.
Структурная схема двухполярного интегрального стабилиза-
тора типа К142ЕН6 |28] приаедеиа иа рис. 5.32. Оиа также
содержит два регулирующих элемента РЭХ и РЭ2, включен-
ных соответственно в плюсовую н мниусоаую шнны питания отно-
сительно общего провода.
Стабилизатор, включенный в ми-нусовуЮ шину питания, яв-
ляется ведущим, его выходное напряжение устанавливается дели-
телем 7?3, Rt, а источник опорного напряжения (ИСН) использу-
ется также для стабилизатора положительного напряжения. Саязь
обоих стабилизатороа осуществляется через общий делитель /?»,
Re Оба стабилизатора имеют раздельные узлы токовой защиты
200
VTS
Рис 5.30. Схема даухполярного транзисторного стабилизатора
Рнс 5.31. Схема двухполярного стабилизатора с управлением на
ИСН типа К142ЕН2
201
T3l и T32 co своими датчиками Rt и R2 соответственно Узел теп-
ловой защиты TI13 —- общин для обоих стабилизаторов.
Стабилизатор KI42EHG выполнен* иа кристалле размером
2.2 X 2,2 мм и имеет следующие параметры: выходные напряжения
±15 В с возможностью регулировки внешним резистором RP от
±5 до ±25 В; максимальный ток нагрузки 0,2 Л; максимальное
входное, напряжение 40 В коэффициент стабилизации по напряже-
нию 0,005%/В; коэффициент стабилизации по току 0.02 % при сбро-
се тока до нуля; температурный коэффициент не хуже 0 01 %/°С.
Программируемые (адаптируемые) стабилизаторы В отдел ь-
ных случаях требуется, чтобы выходное напряжение стабилизато-
ра изменялось в соответствии с внешним сигналом, в качестве ко-
торого могут быть температура окружающей среды, внешнее ли-
нейно изменяющееся напряжение (или другой произвольной фор
мы), временные дискретные команды и т. п
Для получения термозавнеимого выходного напряжения КСН
обычно применяют терморезисторы (7?й на рис 5.33) в цепи делите-
ля выходного напряжения или диодные р-п переходы, включенные в
цепи источника опорного напряжения (VT?,. VDb на рис. 5 33)
На рнс. 5.34 приведена схема КСН, выходное напряженке ко-
торого изменяется пропорционально внешнему управляющему
сигналу иу. Эта же схема может быть применена для дискретного
изменения напряжения на нагрузке путем шунтирования отдель-
ных резисторов делителя /?1г—/?н, например контактами реле При
высоких требованиях к температурной стабильности выходного
напряжения в качестве дифференциального усилителя могут быть
применены микросхемы 1УТ22! К140УД1 и т п.
Рис. 5.32. Структурная схема двуполяриого интегрального стабилиза
тора К142ЕН6
202
Рис. 5.33. Схема стабилизатора с термочувствительным резистором
в цепи делителя
Высоковольтные стабилизаторы При выходном напряжении
более 100 В и небольших токах нагрузки (не более 0,5—1 А) исполь-
зуют КСН, позаоляющий получить высокую стабильность напря-
жения на нагрузке при изменениях напряжения питания, темпе-
ратуры, тока нагрузки. Высоковольтные стабилизаторы обычно
состоят из даух последовательно соединенных регулирующих тран-
зисторов, каждый нз которых работает иа определенном участке
входного напряжения.
На рнс. 5.35 приведена схема стабилизатора на выходное на-
пряжение 300 В и ток нагрузки 130 мА Суммарная нестабильность
Рнс. 5.34, Схема стабилизатора с изменением выходного напряжения
управляющим сигналом U-,
203
6(7 н при изменениях температуры от —10 до +50 °C и напряжения
питания ±10 % не превышает 3 %. При номинальном напряже-
нии питания и„ — 340 В транзисторы V7\ и VT 2 находятся в ре-
жиме насыщения (который устанавливается резистором RP]), а ста-
билизация UK при уменьшении Un на 10 % осуществляется регу-
лирующими транзисторами VT3—VTg. При увеличении Un на 10 %
от номинального значения транзисторы V7\ и VT2 переходят в ли
нейный режим работы
Прецизионные стабилизаторы [16] или высокоточные КСН (не-
стабильность выходного напряжения от всех факторов менее 0,1 %)
применяются обычно в измерительных устройствах (а качестве ис-
точника эталонного напряжения) и очень редко в особых высоко-
точных устройствах, выходные параметры которых во многом оп-
ределяются качеством питающего напряжения В таких стабили
заторах сравнивающее устройство всегда выполняется по схеме
дифференциального усилителя на интегральных микросхемах с
использованием прецизионных стабилитронов Д818Е нли КС196Г
и высокостабильных резисторов типов ПТМН, С5 5, С5-14Т,
СП-5-16ТА и др. В отдельных случаях первый каскад сравниваю-
щего устройства (со стабилитроном, усилителем и делителем вы-
ходного напряжения) помещается в термостат для уменьшения тем-
пературной нестабильности выходного напряжения.
На рис. 5.36, а приведена схема прецизионного КСН который
обеспечивает: выходное напряжение — 12 В; ток нагрузки 0,25 А.
нестабильность выходного напряжения не более 0,01 % при изме-
нениях температуры на ±20 °C, входного напряжения питания на
±10 % и изменения тока нагрузки на 50 % при непрерывной ра-
боте. В качестве усилителя постоянного тока применены микросхе-
мы К140УД1,- а источником опорного напряжения служит стаби-
литрон VDS типа КС196Г Грубая регулировка выходного напря-
жения осуществляется переключением резисторов выходного дели
теля переключателем 5, а точная установка — резистором RP. Ре-
зисторы Ri, Rg, Rlb, Rit введены для создания искусственной сред-
ней точки для операционных усилителей DAt и DAt, а цеп чкн
Рис. 5.35. Схема высоковольтного транзисторного стабилизатора
204
a)
Рнс. 5.36. Схемы преци
знойных ствбилнзато
ров напряжения
а — на транзисторах; б—
на интегральных микро
схемах
205
/?10С2 и RuCf — для повышения
устойчивости. Стабилизатор охва-
чен несколькими цепями обратной
связи, что обеспечивает высокую
стабильность его параметров.
Низковольтные прецизион-
ные стабилизаторы рационально
выполнять на интегральных мик-
росхемах, поскольку при этом
Удается получить не только высо-
кую стабильность, но и умень-
шить массу и габариты ИВЭ.
Рис. 5.37 Структурная схема
стабилизатора тока
На рис 5.36, б приведена схема
стабилизатора с выходным напряжением 2 В при токе нагрузки
0,1 Л, выполненная иа микросхемах DAt и DAt (типа К142ЕН1Б).
Микросхема DAk обеспечивает стабильность выходного напряжения
(/„, a DA2 создает напряжение смещения на выводе 8 микросхемы
DAt, равное внутреннему опорному напряжению (около 2,6 В).
Питание стабилизатора осуществляется от двух изолированных
источников с напряжением Un и Uot. При этом значение напряже-
ния Ultl зависит от Uu и падения напряжения U^3min микросхем
DAt Unl = U„ + (/кэ т1п, а 6/02 определяется минимальным вход-
ным напряжением микросхемы DA2. UB2 U^min-
Нестабильность выходного напряжения при изменении тока
нагрузки определяется микросхемой DAX, а по напряжению —
микросхемами £>Д1 н £>А2 Поскольку по отношению к выходному
напряжению Uu частные нестабильности микросхем имеют разные
знаки, то суммарная нестабильность 6(/„ от воздействия входного
напряжения оказывается малой н при определенных условиях мо-
жет быть сведена к нулю.
Стабилизаторы постоянного тока поддерживают постоянным
ток, протекающий через нагрузку, как, например в токостабили-
зирующнх двухполюсниках иа рис. 5.10, д, е (элементы VDt, Rt,
Rt, V7\) или на рис. 5.12, в (элементы У7\, VT2, VDlt Rlt Rt).
Внутреннее сопротивление токостабилизирующего двухполюсни-
ка
Пт + Вт R* D
т д~ ₽ 4-п г Kl'
«1 -г Вт 'ст
(5.36)
где г|Т, цт — внутреннее сопротивление и коэффициент усиления
по напряжению транзистора (обычно составного при токах нагруз-
ки более О, I А).
Для стабилизаторов тока на рис 5.10 д, е следует отметить
большое влияние Ra иа гт.д Этот резистор должен иметь малый уход
сопротивления при изменениях температуры и от старения.
Для получения более аысокой стабильности тока и большого
внутреннего сопротивления выполняют стабилизаторы тока с при
мененнем цепи обратной связи, как показано иа структурной схеме
рис 5.37 (так называемые компенсационные стабилизаторы тока)
Схема на рис. 5.37 представляет собой стабилизатор, поддержи-
вающий неизменным напряжение иа эталонном резисторе /?эт На
грузка может быть включена в коллекторную (/, 2) или эмиттерную
(<?) цепь регулирующего транзистора VT. Поскольку схема стаби-
лизирует ток эмиттера, то при включении 7?и в цепь коллектора
206
ток нагрузки будет отличаться от стабилизирующего тока па вели-
чину тока базы. Достоинство включений /?„ в цепь коллектора VT
состоит в возможности соединения одной из точек нагрузки с плю-
совой или минусовой шиной Un. Внутреннее сопротивление стаби-
лизатора тока на рис 5.37 определяется параметрами транзистора
VT и равно:
прн включении нагрузки в цепь коллектора [I, 2]-
Un Ки Нт (гк4~^н)___________ (5 37)
Л1(1+1/Й21э) (»н + Яп)+Ки Нт Un
при включении нагрузки в цепь эмиттера
tUn Кп Мт (Гк + ^п) ,г по»
Л]* — (О. оО)
Л1 (|’к + Лн) + ^Н Мт Un
Практические схемы компенсационных стабилизаторов тока
приведены иа рве. 5.38. Температурная нестабильность стабили-
заторов тока:
Рнс. 5.38. Практические схемы стабилизаторов тока
207
для схемы на рис 5.38, а
+ Д'кбо; (5.39)
для схемы на рис. 5.38, б
б/н = 6UH/Ra. (5 40)
Аналогично определяется нестабильность тока нагрузки от
изменения напряжения дополнительного источника питания
доп~^н.доп/^о- (® 41)
Следует отметить, что КПД стабилизаторов тока значительно
меньше, чем у компенсационных стабилизаторов напряжения.
5.6. Применение стабилизаторов постоянного
напряжения
Основными критериями, определяющими выбор той нли иной
схемы стабилизатора являются, требования к выходным электри-
ческим параметрам; пределы изменения входного напряжения пи-
тания; диапазон рабочих температур, требования к конструкции,
массе и габаритам устройства, надежности Выбор типа нлн схемы
стабилизатора, удовлетворяющей поставленным требованиям, яв-
ляется сложной задачей; она решается путем принятия компромис-
сных решений с учетом имеющихся в распоряжении разработчика
элементов, стоимости и т. п.
При выборе типа стабилизатора (прн прочих равных условиях)
преимущество остается за микросхемами интегральных стабилиза-
торов. Поэтому прн проектировании ИВЭ в первую очередь необхо-
димо оценить возможность применения серийно выпускаемых про-
мышленностью ИСН. Прн выходных напряжениях от 3 до 30 В и
малых токах нагрузки (0,05—0,1 А) целесообразно использовать
микросхемы K142EHI, К142ЕН2, а при токах до 1 А — К142ЕНЗ,
KI42EH4. Дополнительное подключение мощного регулирующего
транзистора прн использовании в качестве схемы управления ИСН,
например К142ЕН1 (К142ЕН2), позволяет получить значительно
большие токи нагрузки. Стабилизаторы с фиксированным выход-
ным напряжением имеют минимальную массу и габариты по срав-
нению с другими типами стабилизаторов, так как кроме входного
н выходного конденсаторов небольшой емкости не требуют подклю-
чения других анешннх элементов
Разработка стабилизаторов постоянного напряжения на дис-
кретных элементах целесообразна только тогда, когда основные
параметры интегральных микросхем стабилизаторов не удовлетво-
ряют требованиям, предъявляемым к ИВЭ
При небольших токах нагрузки (единицы миллиампер) и не-
высоких требованиях к КПД может быть применен параметричес-
кий стабилизатор, обладающий минимальным числом элементов.
Компенсационные стабилизаторы напряжения последователь-
ного типа широко применяются прн средних токах нагрузки (50—
100 мА) и жестких требованиях к стабильности и пульсации выход-
ного напряжения в статическом и динамическом режимах Прн не-
больших пределах изменения входного напряжения питания КСН
имеют достаточно высокий КПД. Причем, если имеется возможность
обеспечить дополнительное напряжение питания, то его желатель-
208
но использовать с целью повышения КПД стабилизатора для умень-
шения минимально допустимого напряжения на силоа м регулн
рующем транзисторе.
Компенсационные стабилизаторы параллельного типа по КПД
уступают КСН последовательного типа н применяются в основном
при малых изменениях тока нагрузки Достоинством этих стаби-
лизаторов является неизменный входной ток КСН, т. е. отсутству-
ет реакция первичного источника и входного фильтра на импульс-
ные изменения тока иагрузкн стабилизатора
Стабилизаторы тока малой мощности широко применяются
как составная часть КСН для повышения их коэффициента стаби
лнзацин. В остальных случаях мощные стабилизаторы тока ис-
пользуют для электропитания специальных потребителей фоку-
сирующих линз электронных микроскопов, переключающих дио-
дов и т. п Из рассмотренных схем хорошими характеристиками
обладает схема на рис. 5.38, б. Поскольку стабилизатор тока выпол-
няется иа базе КСН, то при построении по структурной схеме на
рнс. 5 37 могут быть использованы интегральные стабилизаторы
К142ЕН
Введение схем защиты в интегральных стабилизаторах повы-
шает их надежность. Введение же схем защиты в состав стабили-
заторов иа дискретных элементах не всегда повышает их надеж-
ность иа-за наличия дополнительного числа элементов, паек илн
выхода из строя элементов, приводящих к ложному срабатыванию
защиты. Поэтому применение защиты в стабилизаторах на дискрет-
ных элементах должно быть обосновано в каждом конкретном
случае.
Из рассмотренных схем защиты от превышения илн понижения
напряжения заслуживают внимания схемы на рис. 5.13 а и 5.14
Достоинством схемы с реле является возможность гальваии 1еского
отключения одной из шин потребителя, а схемы с исполнительным
элементом (ИЭ) — высокое быстродействие, составляющее несколь-
ко микросекунд
При введении защиты по току выбор схемы зааисит от приме-
няемого КСН Если используется интегральная микросхема К142ЕН
то целесообразно применить встроенную в нее схему с аключеиием
-внешних резисторов (рнс. 521, 5.24) При построении КСН иа ос-
нове дискретных элементов могут быть нспользоваиы схемы иа ос-
нове рис. 5.18, если требуется полное отключение нагрузки от источ-
ника £/ц, или на основе рнс. 5 19 при жестких требованиях к быстро-
действию защиты
Глава шестая
Магнитно-транзисторные стабилизаторы
6.1. Стабилизаторы с магнитным регулятором
При проектировании стабилизирующих ИВЭ с низким выход
ным напряжением (2,4—27 В) три тока нагрузки от десятков до
нескольких сотен ампер широкое распространение получили стаби
лизаторы напряжения с включением РЭ последовательно с первич
вой обмоткой трансформатора. В таких стабилизаторах в качестве
209
РЭ используются магнитные усилители, регулирующие трансформа-
торы, транзисторы и тиристоры.
Известно много вариантов исполнения таких стабилизаторов.
Наиболее простыми нз них являются стабилизаторы с магнитным
усилителем (МУ) с внутренней обратной связью (рнс 6.1). В схеме
стабилизатора на рис. 6 1, а внутренняя ОС в магнитном усилителе
TS осуществляется диодами VDt, VDt, включенными последователь-
но с рабочими обмотками В7Р. Действие МУ основано на изменении
магнитной индукции В под воздействием тока подмагничивания МУ,
что обусловливает изменение падения напряжения иы,у иа его рабо-
чих обмотках.
На рис. 6,1, б приведена схема стабилизатора, работаю-
щего от трехфазной сети Здесь магнитные усилители TSi—TS9
включены в каждую фазу трансформатора TV последовательно с его
первичными обмотками.
Исходными данными при расчете и выборе МУ являются ха*
рактеристики одновременного намагничивания МУ 2k$&B =
*= f Ну) (рис. 6.2) и уравнение цепи переменного тока. Если
принять для прямолинейного участка характеристики форму
напряжения на МУ и на нагрузке (первичной обмотке трансформа-
тора) синусоидальной, то для предельных режимов работы схемы с
Рнс. 6.1. Однофазная (а) и трехфазная (б) схемы регулирования на
магнитных усилителях
210
Рис 6.2 Зависимость 2^ФДВ= Рис. 6.3. Цекторная диаграмма
—)(ЯУ) для магнитных усилите- рабочей цепи магнитного усили-
лей с внутренней обратном связью теля
(магнптопровод ШЛ, сталь 3425,
толщина 0,15 мм, fc = 400 Гц)
учетом векторных диаграмм на рис. 6.3 систему уравнений цепи
регулирования можно записать в ш де (11
тах~ им.у пил + U~\ min + 2U™- У max Ulmin SU1 Ч’г: (6 - la)
Ulmin = UH.y mi4 + ^lmar"l'2^M.y min ^Imax sin <Pi. (6. 16)
Практические значения КПД н коэффициента мощности для
трансформаторов нерегулируемых выпрямителей приведены па
рис. 6.4 Через cos <р находится значение sin <р.
Рис 6.4 Зависимость КПД н cos <р от мощности трансформатора
при fc=50 н fc=400 Гц
211
По характеристикам 2Аф ДВ (см. рис. 6 2) для прямолинейно-
го участка находится кратность изменения напряжения иа МУ:
vM.y= ^м.у тох/^м.у mln= (2Йф Д£)тах/(2£ф ДВ)тщ. (6.2)
Величина 2k$&B пропорциональна ЭДС рабочей обмотки МУ н
зависит от качества стали магннтопровода. Величина (2АлДВ)твЛ.
соответствует минимальному току МУ, . а (2АфДВ)т ,, —
максимальному.
Для выпрямителей без фильтров и стабилизаторов переменного
напряжения, имеющих активный характер нагрузки (sin <р = 0),
фазные напряжения на МУ и первичной обмотке трансформатора
находятся из соотношений fl]
/ U* N~* _____иъ
ц __v т / "cma 'w.y ~
</м.уфох—*м.у у ------у, у^*—»------- ’ 6,3)
/ , v2
II ____ы -в / с mln м.у стах
«Лтах-Л'ы.у , *-----------(6.4)
г гм.у ‘ м.у 1
Кратность изменения напряжения иа первичной обмотке транс-
форматора VT (см. рис. 6.1) с учетом регулировки выходного
напряжения {/н и сброса тока нагрузки Д/м определяется
по формуле
^м.у—— max!(Un min— ЛЛ1 О- (6.5)
Минимальное напряжение ид первичной обмотке трансформа-
тора
^imin=(^H mln—A/h^J/Kbi. (6.6)
где KBl— UH/Ui — коэффициент передачи по напряжению выпрями-
теля.
Магнитный усилитель обеспечивает регулирование прн измене-
нии напряжения сети Д1/с и тока нагрузки Д/н в том случае, если
выполняется условие
VM у= ^м.у та*/^м.у min Uc max/Uc mln~t~Ulmax/Uimin. (6.7)
Действующее значение тока фазы первичной обмотки трансформа-
тора можно определить по выходной мощности стабилизатора Ри.
С учетом КПД и cos «р схемы на рис. 6.4 ток первичной обмотки
трансформатора
Лф^н/^глПвСОЗф-УЗ- (6.8)
Как видно из рис 6.1, а, каждая обмотка МУ работает в течение
одного полупериода, поэтому действующее значение тока об-
мотки МУ
/м.у=Аф/1/2. (6.9)
Среднее значение тока диода VDlt (VDg) внутренней ОС МУ
связано с током 7м.у соотношением
7пр.ср=0«64/«.у. (6.10)
Обратное напряжение иа диоде внутренней ОС не превышает 0,11/0.
212
Расчетная мощность МУ на фазу 11] определяется по формуле
Рм у ~ "]/2 Um у max у (6.11)
Заданные пределы регулирования МУ обеспечиваются прн
объеме стали магннтопровода
Ус — 1/2 {/м.у max ^м у 10* (2Аф &В)тах Н~ тах fc, (6.12)
где тах — напряженность магнитного поля, определяемая по
характеристикам на рнс. 6.2
Число витков каждой рабочей обмотки
^р=^м.у тех 10*/(2Аф &B)maxfcSc. - (6 13)
Расчет цепи управления МУ проводится также По характерис-
тикам рис. 6.2 При этом необходимо учесть, что в обмотке управ-
ления МУ наводится из рабочей цепи напряжение переменного тока
с широким спектром частот. Действующее значение этого напря
Жени я
Uy~ »(0,1-0,2)1/м.утох)Гу/1Гр. (6.14)
Для нормальной работы УПТ напряжение Uy~ должно быть мень
ше напряжения 1/кэ выходного транзистора УПТ, т е.
й^у < (2-? 3) 1/^э )Ур/1/м.у тозс. (6.15)
Исходя из мощности цепи управления и характеристик управления
(рис. 6.2) задаемся максимальным и минимальным током управле-
ния. -Число витков обмотки управления
W'у= (Ду тах~~Ну mln) ^с/(^у max — {у mln) • (6.16)
Обмотка смещения предназначена для выбора рабочей области МУ
(см. рис. 6.2). Выбрав ток смещения, находим число витков этой
обмотки
й^см = (^у ^у mtn + ^mfn (с)Мсм- (6-1 )
По данным конструктивного и теплового расчетов МУ, который
проводится аналогично методике расчета трансформаторов (см.
гл 3), проверяется выполнение условий
у max «Мс maxi м У mln Р Н ~ min’ (6.18)
Усилительные свойства МУ как РЭ характеризуются коэффн
циеитами усиления по напряж нню 11]
Км.у = At/м у/^{у = (-^м у max (vM-y В й^у/ДДу vm у 1С (6.19)
и мощности
’ , Криу = ЛРм.у/ДРу=КиЛ^у//?уЛ/’, (6 20)
где Ry — сопротивление цепи управления МУ
Внутреннее сопротивление МУ переменному току
х„ у=](2*ф AB)max -(2АфДВ)т<П]/с«^Р Ю«/(*~ max — Н~ min* 1с-
(6 21)
213
Постоянная времени МУ определяется его конструктивными дан-
ными и коэффициентом усиления.
тм.у=^Км.у/4/с«7р??у. (6.22)
Выходные параметры стабилизаторов с МУ характеризуются
следующими показателями:
коэффициентом стабилизации по входному напряжению
^ст.м-у=^м.у^у п-тКн.э^щ. (6 23а)
По коэффициенту стабилизации рассчитывается нестабильность вы-
ходного напряжения
б t/ц =~ (всЧ-^с)/^ст.м.у • (6,236)
Внутреннее сопротивление стабилизатора
Гц= б 1/н/Д/н= (Хм.у-|-г)/Км.у Ку.п.т^и.э- (6.24)
В стабилизаторах с МУ кривые напряжения и тока на обмотках
трансформатора и МУ вследствие нелинейности характеристик МУ
отличаются от синусоидальной формы. Коэффициент формы кривой
определяется отношением действующего значения напряжения к
₽го среднему значению
^ф.м.у—t'l/t'icpi (6.25)
21/2 Г V V
где L/lcp——— I s’n (®*+Vi)+ <4 (a) Zj sin (Зю' + Фз)
— среднее значение напряжения с учетом воздействия третьей гар-
моники.
При vM.y = 2—4 коэффициент формы крнаой Лф = 1,154-1,27.
При расчете пульсаций выпрямителя коэффициент сглажива-
ния фильтра должен быть увеличен на коэффициент Аф.м.у
А = Аф.му^о~/1/и~, (6.2ва)
а значение пульсации иа выходе стабилизатора
б'н ~ у б'о (6.266)
6.2. Транзисторные стабилизаторы с регулированием
по цепи переменного тока
Однофазные стабилизаторы. Стабилизирующие ИВЭ с транзис-
торным регулированием по цепи переменного тока могут обеспечи-
вать стабилизацию как выпрямленного, так и переменного напря-
жения от десятых долей вольта до нескольких десятков и сотен
ииловольт [49, 52].
На рис. 6.5, а приведена типовая схема транзисторного стабили-
затора с питанием от однофазной сети переменного тока. Основным
звеном здесь является РЭ, который состоит из транзистора V7\ и
диодного коммутирующего моста VZ>i—VDt. Одна диагональ моста
включена между источником энергии и первичной обмоткой транс-
форматора TVi, а вторая через диоды нагружена иа транзистор
214
Рнс 65. Однофаз-
ная мостовая схе
ма регулирования
(а) и временные
диаграммы токов и
напряжении РЭ
(б—С)
V7\ Коммутирующий диодный мост РЭ выполняет функцию синх-
ронного переключателя. В положительный полупериод (ин-
тервал времени 0 — л) открыты диоды VDX, VDt и транзистор VTt,
а в отрицательный полупериод (иитераал времени л — 2л) открыты
VD2 VD3 и V7\
215
Небольшие нелинейные искажения, обусловленные работой
РЭ, позволяют уравнение цепи регулирования записать в виде
(6 27)
Режим работы тран нстора V7\ и коммутирующих диодоа VDt—
VDt РЭ определяется по средним значениям напряжения и тока.
При работе коммутирующих диодов на коллекторе транзистора V7\
получаем пульсирующее напряжение, постоянная составляющая
которого •
уКЭеР=А^с 21/2/я. (6.28)
Действующее напряжение на РЭ, равное падению напряжения на
коммутирующих диодах VDX— н переходе коллектор-эмит-
тер транзистора V7\> равно
l/р 8 = n(NUnp ср+^кэ. ср/2 V,2) = Wt7np + ^K3- (6 29)
На рис. 6 5, б—е приведены временные диаграммы токов н на-
пряжений на элементах РЭ и первичной обмотки трансформатора
Напряжение на диоДах VDX—VD4 и транзисторе представляет собой
синусоидальные кривые с небольшим уплощением верхней части
синусоиды.
Исходя из последовательного соединения РЭ с первичной об-
моткой трансформатора, действующее значение тока транзистора
VTt равно
'к="'к ср/21/2=Л (6.30)
Среднее значение тока коммутирующего диода
^пр.ср=0,5ср=0,45/х (6.31)
При полезной мощности в нагрузке Рн дейстаующее значение
тока фазы трансформатора /хф определяется по формуле (6 8).
Для определения мощности потерь в коммутирующих диодах
н транзисторе РЭ при питании стабилизатора от однофазной сети
переменного тока рассмотрим рис. 6 6 Потерн Мощности в транзис-
торе VTt определяются по его выходным характеристикам. Опреде-
лим значение коллекторного тока /^, по формуле (6 30) н на рис, 6 6
проведем через эту точку горизонтальную линию аа'. Минимальное
напряжение на транзисторе 1/кэ т1а выбирается по семейству кол-
лекторных характеристик /к = / (17кэ) и представляет собой отре-
зок а—I.
При номинальном выходном напряжении выпрямителя 1/в и
токе нагрузки /н = const действующее значение напряжения иа
первичной обмотке трансформатора t/x (см. рнс. 6.5) независимо от
изменений напряжения сети Д1/с поддерживается практически не-
изменным Поэтому при минимальном напряжении сети l/c m<n
напряжение на РЭ минимально, а все подводимое напряжение Ue
прикладывается к первичной обмотке трансформатора TVj
1/1 = Vc min— 1,1 \NUaJ> ср+^кэ ср min)- (6.32)
Напряжение и ток в обмотках трансформатора в этом режиме
имеют синусоидальную форму.
216
Рис 6 6 К определению режимов работы регулирующего транзисто-
ра в цепи пульсирующего тока
При повышении напряжения сети до Uc таз. на коллекторе тран-
зистора напряжение возрастает до значения
-^кэ=дус+1.1^кэ.сртщ, (6.33)
а рабочая точка на семействе характеристик перемещается по линии
аа в положение 2. В результате приращение напряжения на
РЭ возрастает, а напряжение на первичной обмотке трансформатора
поддерживается неизменным
= Uc - (NUjip + Л1УКЭ). (6 34)
Кривая тока нагрузки на этом участке характеристики имеет в верх
ней части синусоиды уплощение, а кривая напряжении — иеболь
шой срез (рнс 6.6)
Максимальная мощность тепловых потерь на коллекторном
переходе транзистора
РК т= 1Д “с+ I• 11 (^КЭср mfa)l 'к &
Потерн мощности в базе по сравнению с потерями иа коллекторе
незначительны и в инженерных расчетах их можно не учитывать.
Суммарная мощность потерь в РЭ
PV-a — |А 4- •, 11 (№пр ср + ^КЭ ср mftjl • (6.36)
217
Из (6.8) и (G 35) видно, что потери мощности на коллекторе РКш
и мо цность в Игл рузке Р„ связаны между собой соотношением
РКа = 1^ <6-37)
где Кр (Д1/с + 1.11 UK3 ср m£r )/1/1Пв cos q> — коэффициент, ха-
рактеризующий отношение мощности, рассеиваемой иа коллекторе
транзистора, к полезной мощности в нагрузке При изменении на
пряжения сети Д 1/с = (0,05-?0,1)1/с коэффициент Кр ~ 0,18-^0,25.
Мощность в нагрузке Рн. которую может регулировать тран-
зистор К7'1:
Рп < PKjnt^P < ^нРРКтях/^Р« (6.38)
где КпР — коэффициент нагрузки транзистора по мощности.
При уменьшении нагрузки до /н m,-n наклон динамической ха-
рактеристики к оси Uкэ определяется сопротивлением фазы вы-
прямителя и нагрузки, приаедеиным к первичной обмотке тринсфор-
. матора:
= (Nr 1Р 4- г,) + (г2+лгпр + R„) Ik"-, (6.39)
Приведенное сопротивление Rn служит нагрузкой транзистора
VTt. В результате изменения тока нагрузки амплитуда напряжения
на коллекторе транзистора возрастает до значения
^КЭпшх ~Устах t'lmin • (6.40)
При минимальном токе нагрузки рабочая область иа семействе ха-
рактеристик транзистора (рис 6.6) ограничена точками 3 и 4. Эти
точки характеризуют режим РЭ при /к min по максимальному ра-
бочем} напряжению Граница области, определяемая допустимой
мощностью рассеяния, изображается гиперболой 7ктях =
— ^Kmaj/^KS- Снизу область ограничена характеристикой /КБ0.
В статическом режиме обратное напряжение, приложенное к
коммутирующим диодам, не преаышает амплитуды напряжения на
транзисторе
l^oGp.n п>ах = У^КЭтах- (6.4!а)
В переходном режиме максимальное напряжение, приложенное к
закрытому транзистору, равно амплитуде напряжения сети
^КЭтах ^обр.Нтах У^^Стях- (6.416)
Значения 1/^3 max’ 7 к и РК max позволяют выбрать необходимый
тип транзистора. Коэффициент усиления РЭ находится по формуле
Кр э~ ^121а ^п/1^у4-Гр-|-Й21а Гд) , (6.42)
где Ry — сопротивление цепи управления РЭ.
В ИВЭ широкое применение кашли двухтактные схемы тран-
зисторного регулирования по цепи переменного тока. На рис. 6.7
изображена схема РЭ, состоящего из двух транзисторов VTt и VTt,
включенных по астречио-последовательиой сх-еме и зашунтирован-
иых в непроводящем иаправленнн диодами и VDt. Ток первич-
ной обмотки трансформатора протекает в один полупериод через
диод и транзистор VTt, а другой — через VDt и VTi. При из-
218
Рис. 6.7. Двухтактная схема транзисторного регулятора
менении полярности обратное напряжение к транзисторам ие при-
кладывается. так как в этот момент они шунтируются диодами.
Транзисторный регулятор, работающий в цепи переменного тока
для уменьшения мощности потерь можно шунтировать резистором
7?i. При небольших изменениях тока нагрузки (иа 30-50 %) мож-
но в 1,5—1,7 раза уменьшить рассеиваемую на РЭ мощность.
Расчет схемы на.рнс. 6.7 ведется из условия работы элементов
РЭ в течение одного полупериода. Вследствие симметрии на коллек-
торе каждого транзистора VTy и VT2 имеем одиополупериодное
пульсирующее напряжение, постоянная составляющая которого
уКЭсч = д^с У2/л. (6.43)
Действующее напряжение на РЭ определяется нз выражения
(6.29). Значение тока коммутирующего днода и коллектора тран-
зистора находится по формуле (6.31), а м шнюсть РЭ — (6.36). Мощ-
ность, выделяемая на каждом транзисторе,*
^=0,5(Дис+1.П^КЭсрт<„)/к. (6.44)
Трехфазные стабилизаторы. Регулирование выходного напря-
жения при трехфазной сети может осуществляться как одним тран-
зистором, включенным на выход коммутирующего моста, так н
включением нескольких транзисторов последовательно с коммути-
рующими диодами раздельно по фазам. На рис. 6.8, а, приве-
дена схема, в которой регулирование по всем трем фазам осуществ-
ляется одним транзистором VT2 [43] Транзистор подключен к вы-
ходу коммутирующих диодов VDi—VDe, соединенных по трехфаз-
ной мостовой схеме Управление транзистором V7\ осуществля-
ется постоянным током Вход РЭ соединен с выводами первичной
обмотки трехфазиого трансформатора Ток каждой фазы трансфор-
матора TV в положительный и отрицательный полупериоды проте-
кает через соответствующие диоды и транзистор, ие создавая вынуж-
денного намагничивания магннтопровода трансформатора.
Линейное напряжение на первичной обмотке трансформатора
Uin Ucmin — Up-amin- (6.45)
На рис. 6.8 б—е показаны временные диаграммы напряжений
и токов РЭ. Поскольку в любой момент времени работают Два ком-
мутирующих диода н транзистор VTt, то форма кривых напряжения
и тока через каждые 60° представляет собой сумму мгновенных зна
219
Рис. 6.8 Трехфазная мостовая схема
регулятора (а) и временные диа-
граммы токов и напряжений (б—ж)
чений напряжений и токов
на этих элементах. На
рис. 6.8, е приведены кри
вые напряжения и тока, по-
строенные путем суммиро-
вания составляющих орди-
нат. Обозначения основных
параметров РЭ трехфаэиой
схемы приведены со звез-
дочкой, Действующее на-
пряжение на РЭ
l/р э —0,74 (NUav ср4"
+ ^КЭср) • (6.46)
Ток фазы первичной
обмотки трансформатора
/1ф= 0,815/^. (6.47)
Ток коллектора транзисто
pa V7\ при трехфазной схе-
ме регулирования связан с
током фазы трансформатора
(6 8) соотношением
=^Kcp = /i*/° 8 5~
= 1,23/1ф. (6 48)
Среднее значение тока, про-
текающего через коммути-
рующие диоды,
/пр ср ~ 0 33/к*, (6 49)
Напряжение коллектор—эмиттер, при котором рассеива-
ется максимальная мощность на регулирующем транзисторе
1.35 (Лис-|-0.74(/кэ ср П(/П) (6 50)
220
я,
₽г
VT, VD, VP*
W 1 M
VTiWiVBs
К УПТ
Рис. 6.9. Схема включения регулирующих транзисторов последова-
тельно с коммутирующими диодами
Полная мощность, рассеиваемая на регулирующем транзисторе.
р; = 1.66 (ДУС+0.74 укэ ср т {п ) /1ф (6 51)
Суммарная мощность потерь в РЭ (рис. 6.8) при его работе в трех-
фазиой цепи переменного тока
.66|Л(/С4-0,74 (п(/пр.ср ^кэсрт<п)Н»Ф (6.52)
Коэффициент Кр характеризующий отношение мощности, рассеи-
ваемой иа коллекторе транзистора, к полезной мощности в нагрузке
(6.37) для трехфазиой схемы
к*Р= 1 ,бб;(дис+о,74икэ ср Т иу Лв с0$ Ф (6.53)
При изменениях напряжения сети Д1/с-= 0,05-ь0,11/с, коэффици-
ент Кр— 0,18:0,23
При уменьшении тока нагр/зки напряжение на первичной об-
мотке трансформатора понижается до значения, определяемого по
формуле (6.6) В этом режиме амплитуда напряжения коллектор—
эмиттер транзистора
^КЭт = •. 35 (1/с тах — Uim m) "|/2" (6.54)
На рис 6.9 приведена схема трехфазного транзисторного ре-
гулятора напряжения В схеме последовательно с коммутирующи-
ми диодами VDi—VDg включены транзисторы V7\—VTa, эмиттеры
которых через выравнивающие резисторы R1—Rt соединены со вто-
рой группой коммутирующих диодов VDt—VDt. Вход РЭ по каж-
дой фазе соединен с выводами первичных обмоток трансформатора.
Диаграммы напряжения и токов РЭ соответствуют кривым иа
рис. 6 8, в— д. Напряжение коллектор—эмиттер транзисторов VTi—
vT3 определяется нз выражения (6 50) Ток, протекающий через
коммутирующие диоды н последовательно соединенные с ними тран-
зисторы
= О.ЗЗ/ц/О.815 = 0,4/|ф (6.55)
Мощность, выделяемая на коммутирующих диодах и одном
транзисторе определяется по формуле
Рр, =1.351Д(/с+0,74(Л/(УПр+иКЭсрт^]^. (6.56)
221
Сравнивая мощности потерь на транзисторе для схем на рис. 68 и
6.9 имеем
К икэ . 1,23/1Ф- _
Коэффициент Кр для схемы на рнс. 6.9 определяется из соот-
ношения
= о 4 (^Uc + 0.74UK3cpmin)/l 48 т)в cos <р (6.57)
При изменении напряжения сети &UC = 0.05ч-0.1 Uc коэффициент
Кр~ 0.057 -0.11
6.3. Стабилизаторы напряжения переменного тока
Стабилизаторы на магнитных элементах. Для стабилизаторов
с МУ характерным является искажение формы напряжения иа на-
грузке Поэтому они чаще всего применяются в системах электро-
привода. для стабилизации действующего значения напряжения на-
кала мощных ламп т. е. там. где искажения формы иапря
жения не играют существенной роли. Схемы построения и принцип
работы МУ в стабилизаторах переменного напряжения аналогичны
изложенному в § 6 1 На практике в этих стабилизаторах ис-
пользуются схемы регулирования рис. 6 1 с подключением нагруз
ки непосредственно на выход МУ или ко вторичным обмоткам транс-
форматора.
Вследствие искажения формы кривой напряжения ИЭ и цепь
ОС ие обеспечивают одновременной стабилизации выходного иапря
жения по среднему и действующему значениям Изменение коэффи
циента формы кривой/гф МУ вызывает изменение действующего на
пряжения Uc При этом среднее по модулю значение тока иагруз
ки может не изменяться Когда 17с — const, изменение фо| мы кри
вой напряжения нривэдит к изменению тока нагрузки. Поэтому в
ИЭ таких стабилизаторов обычно применяются элементы с квадра
тичной характеристикой.
Транзисторные стабилизаторы переменного напряжения ис-
пользуются для электропитания сиихронно-еледящих систем,
индукционных датчиков. фазочувствительиых усилителей и
другой аппаратуры, для которой необходимо получение синусои-
дальной кривой выходного напряжения с малыми нелинейными ис-
кажениями В отличие от магнитных стабилизаторов, которые име-
ют фазовое управление, в транзисторных стабилизаторах регулнро
ваиие напряжения осуществляется nj амплитуде (см рис. £.6)
На рис 6 10 приведена схема стабилизатора переменного иа
пряжения с питанием от однофазной сети Схема содержит РЭ (VTt
VT2) понижающий трансформатор (ТУ2) и цепь ОС Принцип дейст
вия н режимы силовой части схемы аналогичны рис. 6 5 При on
ределении режимов коммутирующих диодов VDS, VDe и регулирую
щих транзисторов можно использовать соотношения (6.29)—(6 44)
Ценв ОС состоит из ИЭ (У£>0) и УПТ (УТз) Точность стабили
зацпи входного напряжения по среднему и действующему значениям
зависит от вносимых РЭ нелинейных искажений. При нестабиль-
ности 0,5—2 % в качестве измерительного элемента используется
222
223
мостовая схема (V£>u), преобразующая переменное напряжение в
постоянное пропорциональное действующему значению
Действие остальных каскадов цепи ОС (как и в стабилизаторах
постоянного тока) основано на принципе сравнения части выходно-
го напряжения с опорным напряжением. Разность этих напряжений
подается на усилитель цепи ОС который изменяет ток управления
РЭ, поддерживая заданный уровень напряжения на выходе стаби-
лизатора
6.4. Стабилизаторы напряжения с регулирующим
трансформатором
Для гальванической развязки выходных цепей стабилизатора
от входного напряжения н обеспечения малых искажений формы
кривой напряжения сети используются стабилизаторы с регулирую-
щим трансформатором, который включается последовательно с пер-
вичной обмоткой трансформатора питания TV, (рис. 6.11). Принцип
регнлурования основан на изменении напряжения иа первичной
обмотке трансформатора TV, за счет изменения сопротивления в
цепи его вторичной обмоткн, которая через коммутирующие диоды
VD,—VD, и транзистор VT, включена последовательно с нагрузкой
₽в стабилизатора. При изменении выходного напряжения в резуль-
тате изменения тока нагрузки или напряжения сети измеритель-
ным элементом ИЭ выделяется сигнал рассогласования, который
усиливается УПТ и подается иа вход транзистора VT,, изменяя его
сопротивление постоянному току, а следовательно, и сопротивление
в цепи вторичной омбмотки TV, С изменением сопротивления на-
грузки вторичной обмотки измениется сопротивление, приведенное
к первичной обмотке TVt, а также Д1/ъ компенсируя Д1/с нли Д/н.
Трансформатор TV, работает на линейном участке кривой намагни-
чивания, минимальное напряжение иа его первичной обмотке вы-
бирается из условия
t/;mtn=(0.05 -г 0.07) Uc. (6 58)
Напряжение яа трансформаторе TV, при минимальном напряжении
сети Ucmln
Ul—Ucmin linin' (6.59)
Минимальное напряжение вторичной обмотки трансформатора TV,
связано с выходным напряжением соотношением
^в», (6 60)
где KBi = 1/н/U, — коэффициент, характеризующий схему выпря-
мителя.
Напряжение U, характеризует мощность трансформатора TV,t
Uimax~Ucmax U,mln- (6.6!)
Коэффициент трансформации трансформатора
(6 62)
Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора
= /1т]в cos q/n (6 63)
224
TV. _____L
Рис 6 11 Схема однофазного стабилизатора с регулирующим транс-
форматором
В схеме на рис. 6.11 через нагрузку стабилизатора RH про
текает ток основного выпрямителя /0 и ток регулирующего тран-
зистора /к
(щ—А/^вз (6 64а)
Сглаживание пульсаций выходного напряжения осуществляется
LCh -фильтром и регулирующим транзистором У7\. Амплитудное
значение коллекторного тока транзистора V7\ должно быть
. lKm>U0~IR„. (6.646)
Напряжение на переходе коллектор—эмиттер транзистора VTt
^КЭ“^спКвг + ^КЭт;п. (6 65)
При сбросе тока нагрузки напряжение на транзисторе VT\ возраста-
ет до значения
^КЭт =|(^cmox — Ulmin) — (6.66)
Максимальная мощность регулирующего трансформатора TVt бу-
дет прн Uc таж н номинальном токе нагрузки 7И:
я: (Amax h (6 67 )
Этот же режим определяет и максимальную мощность транзистора
VTt:
= ^кэ 68)
Оценивая соотношение мощностей Рг и Рп, получаем: Рг=Лр.тРн,
где йр т~(А(А+ Д14 + D| cos «р—коэффициент, харак
теризующий отношение мощности регули рующего трансформатора
к полезн й мощности в нагрузке При изменении напряжения сети
Д(/с == 0 054-0,lt/c коэффициент kp т = 0 24-0.5Ри.
На рис 6.12, а приведена схема трехфазного стабилизатора (46),
содержащая два одинаковых трансформатора 7"Vt и ТУг Напряже-
ние стабилизатора поддерживается неизменным с определенной
точностью за счет коммутации первичных обмоток трансформаторов
TVt и TVj из треугольника в звезду или из звезды в треугольник.
Начала первичных обмоток трансформаторов подключены к питаю-
щей сети, а конЦы к РЭ, выполненному по трехфаэиой мостовой схеме
регулирования (см рис 6 8) Вторичные обмотки 7'Р1 и TVt
8 Зак 726
225
соединены согласно-последовательно и в треугольннк, а точки
последовательного соединения одноименных обмоток подключены
к выпрямителю. К выходу стабилизатора подключена цепь ОС—ИЭ
и УПТ, выход которого подключен ко входу РЭ.
При подключении иа вход стабилизатора напряжения сети к
первичным обмоткам трансформаторов прикладывается напряже-
ние 0,51/с. В этом режиме транзистор V7\ РЭ закрыт, а напряжение
иа его переходе коллектор—эмиттер Ь/иэ="1/2 • Устах- Суммарное
напряжение вторичных обмоток 1/2, поступающее на выпрямитель,
геометрически складывается из напряжений разноименных об-
моток (рис. 6.12, б), например У2 — 1/2аг + Уав1- При этом кривые
напряжения У2 и У'г ^двинуты относительно друг друга на угол
2л/3, что обусловливает снижение суммарного напряжения У2 в 3
раз относительно номинального значения.
Второй режим определяется при минимальном напряжении сети
Ус min и номинальном токе нагрузки /н- Под воздействием цепи ОС
транзистор V7\ РЭ открывается и первичные обмотки TVt и ТУ,
из треугольника соединяются в звезду. Векторные диаграммы на
рус. 6.12, б иллюстрируют переход соединения первичных обмоток
из треугольника в звезду и изменения напряжения на РЭ и обмотках
трансформаторов. Напряжение на РЭ в этом режиме минимальное и
Рнс. 612. Схема стабилизатора с широкими пределами регулирова-
ния (а) н векторные диаграммы напряжения на РЭ и обмотках
трансформаторов (б)
226
определяется по выходным характеристикам транзистора на рис. 6.6.
К первичным обмоткам трансформаторов прикладывается напря-
жение' сети
ф = ^\ф~(^ст/п—(7р.эт111)/2 ^/З. (6.69)
Действующий ток фазы первичной обмотки находится но формуле
(6 8)
При соединении первичных обмоток трансформаторов TVt и
TV2 в звезду напряжения на зажимах вторичных обмоток совпада-
ют по фазе, а их суммарное значение равно номинальному
Us = (7 гаг Ч" UiOi- '(6.70)
На рнс. 6 12. б второй режим схемы показан пунктирной линией
Трансформаторы TVt и TV2 н.меют одинаковые параметры Габарит-
ная мощность каждого трансформатора равна половине мощности
выпрямители. Прн напряжении сети Uc т1П напряжение на РЭ оп
редсляется но формуле (6.50). Потери мощности на коллекторе тран-
зистора н РЭ определяются по формулам (6.51) и (6 52) и в отличие
от других схем не возрастают при глубоком регулировании выходно-
го напряжения и тока
6.5 Энергетические характеристики и особенности
построения цепи обратной связи
В табл. 6.1 Приведены основные энергетические характеристики
рассмотренных выше однофазных и трехфазных магнитно транзис-
торных регуляторов при нх работе в статическом режиме. Табл 6.1
дает возможность при одинаковых изменениях напряжения сети
Д(7с и мощности в нагрузке Ри сопоставить РЭ между собой по наи-
более важным нх характеристикам: числу транзисторов н коммути-
рующих диодов, действующему' н обратному напряжению на РЭ,
току транзисторов и диодов, рассеиваемой и установленной мощно
сти РЭ
Выпускаемые промышленностью транзисторы на напряжения
250. 400. 700 и 1000 В при рассеиваемой мощности Рк = 604- 125 Вт
позволяют при изменениях напряжения сети ДUc = 0 054-0.1 Uc
создавать трехфазные транзисторные стабилизаторы с мощностью
в нагрузке
₽„ = /’кяшх = 125 • °-65/ (0.25 -0.05) « 3204-1600 Вт,
где Ки р — коэффициент нагрузки регулирующего транзистора
Обес гечнвая такую мощность регулирования, транзисторные ста-
билизаторы при Р„ 2 кВт имеют преимущества по сравнению с
магнитными стабилизаторами
Важным параметром стабилизатора является его КПД. Потери
мощности в элементах зависят от режима работы и напряжений и
токов в номинальном и максимальных режимах Полная активная
мощность, потребляемая от сети стабилизатором (рис 6 5). равна
Р —Рц РTV дЧ-^I. Ч"^о С Ч Р„ (6.71)
Коэффициент полезного действия стабилизатора
Чет - Р„1Р-Р,</(РК ^PJV+Pn+rL + Po сЧ-^н) (6.72*
8*
227
Основные энергетические характеристики магнитио-траизисторных
Параметры Расчетные соотношения
1 1st
ffe р
Действующее напряжение иа коллекторе транзистора ^КЭ’ В — •,£7КЭ ср °-707^КЭ max
Максимальное напряжение на коллекторе транзистора ^'кэ max, В — max (^н 4“ А/и г)1КВ1
Действующее напряжение на РЭ Uv », В 1 /~ V стах*1*— *-•»!/ Vi. у- -<4 т/П “-1 1,11 (l/цр. ср +^КЭ ср )
Действующий ток первичной обмотки транс- форматора Л. А Рн/^i П cos <р
Действующий ток транзисто- ра /к, А /м.у=Л'У 2 /1 0,5/,
Средний ток коммутирую- щего нод а Jf! Р ср# А 0,64/м.у 0.45/, 0.45/,
Мощность, вы деляемая на транзисторе Р«. Вт ч- (Д^с + +1-,,УкЭсрт/п)Х х/к 0.5(At/c + + 1-,1УКЭср,л/п)х х /к
Мощность ре- гулирующего Рр„ Вт 0.5—0,6Рн 0 18—0.25Рн 0,18—0,25Р„
228
регуляторов
Таблица 6.1
Расчетные соотношения
;; m Uc 5 и 15 1 м 1 I
1.35(Д1/с + 0,7ШКЭсрт(.п) ^КЭ ср min
тих — (^н~Д7нг) Kbi 1 max ) X X Kbi К Vji
- 1,35[Д с + 0 74 ({.'пр.ср -f-икэ ср т.п )] f/cmax-17.
Рц/У 3 Ut qcos <p Ри/<7| t]bCos<₽
0.4/,ф 1.23/1ф ^2^Кщ К 02
0,33/к 0.33/к 0.5/K
1,35(Д1/С4- +О.7^КЭер»1П)'к 1.35(Д{/С + +0-74 КЭср/ ил) Zl< (Д(/с КВ1 К в! +^кЭсртГп — —/ K 4-PTp
0 18—0.23Р„ 0,18—0,23Р„ 0 2—0.5Pu
229
Коэффициент полезного действия магнитно-транзисторных ста-
билизаторов при Рц = 100 Вт примерно составляет: 60 % при 1/„ =
= 5 В, 69 % при UH = |2 В и 73 % при 1/ц = 27 В.
Значение коэффициента мощности транзисторных стабилиза-
торов (рис. 6.5—6 9) определяется но графикам на рис. 6 4 или по
формуле
cos Ф = (Р2 + Рм + PcVUih- (6.73)
Коэффициент мощности стабилизаторов с магнитным регулятором
(рис 6.1) определяется из соотношения
cos <р, = Ut cos ф/1/с (6-74)
Особенности построения цепи обраткой связи. В стабилиза-
торах с регулированием ио цепи постоянного тока гальваничес-
кая развязка между сетью н нагрузкой осуществляется в транс-
форматоре питания. В стабилизаторах с регулированием по цепи
переменного тока (рис. 6.5—6.9) трансформатор охвачен цепью ОС.
Поэтому для заземления одного нз выводов выходного напряже-
ния стабилизатора необходимо гальванически разделить входную и
выходные цепи. Кроме того, необходимо обеспечить запуск стаби-
лизатора чтобы при включении напряжения сети РЭ полностью
открылся.
Рассмотрим особенности построения цепи ОС для магнитно-
транзисторных стабилизаторов. Схемы НЭ и УПТ не отличаются от
схем, рассмотренных в гл. 5. Прн выбранном опорном напряжении
коэффициент передачи ИЭ (КИ э — с повышением 1/н по-
нижается. Коэффициент передачи по напряжению выпрямителя
КВ1 при этом увеличивается. Результирующий коэффициент пере-
дачи
Кц.аК1ц=^/ст (7н/(7ц i > (6.75)
определяющий параметры цепи ОС стабилизатора, не зависит от
(/н и характеризуется отношением напряжения опорного источника
к первичному напряжению Ut.
Коэффициент усиления входного каскада УПТ (У7'3) по схеме
на рис. 6.5 .определяется по формуле 111
Ку-= Л21а 4-гб + ^2|э (^э + ^ст )], (6.76)
где RK = Лца; Ra — R^R/JR* + Rb
В стабилизаторах, где требуется высокая стабильность выход-
ных параметров при изменении температуры окружающей среды,
применяется дифференциальный усилитель (рис 6.13, д) Коэффи
циент усиления дифференциального каскада УПТ (1/7'4, УТа)
Куд= Ча «кЛЯ-Н- 2Ли»). (6 77)
где =>[ э/7?оЛц э: ^д = Rio-
Особенностью построения окоиечиого каскада усилителя яв-
ляется введение гальванической развязки между входом РЭ и
выходом стабилизатора’ практически это выполняется с помощью
МУ, согласующего трансформатора или оптопары. Схема усилите-
ля с трансформаторной связью показана иа рис 6 13, а Последова-
тельно с первичной обмоткой трансформатора TV г включается око-
нечный каскад УПТ Коэффициент трансформации TV2 выбирается
из условия уменьшения входного потребляемого тока.
230
У правление РЭ может осу пествлкться постоянным нлн перемен-
ным током. На рис 6 13. а вторичная обмотка ГУ2 подключается к
переходу эмиттер—база транзисторов VT, и VTt через диоды УО3.
VDt Небольшая часть витков обмоток трансформатора TVt н их
малое coupon влей ie (доли ома) хорошо согласуются с входным со-
противлением транзисторов На базу транзисторов УТ, и VTt по-
даются синусоидальные импульсы скнфазпо с коллекторным напря
жеикем. т е управляющий сигнал находится в фазе с напряжением
питающей сети. Ток базы транзистора VT, (VTJ /ь =.
>—
Uc
' --
Рис. 6.13 Построение цепи обратной связи со звеном гальванической
развязки:
а — прн управлении с частотой тока питающей сети б — с промежу-
точным преобразованием напряжения; в — с применением оптопар
231
Действующее напряжение половины вторичной обмотки W*
сфазнровано с коллекторным напряжением транзистора и рав-
но
ы* (ипр+ иЭБ1 ). (6 78)
Ток вторичной обмотки трансформатора TV2
It = 0,87б. (6.79)
Обратное напряжение, приложенное к переходу эмиттер—база
транзистора V7\ (УГ4) н дноду VD3 (VD4), равно амплитудному
напряжению вторичной обмотки согласующего трансформатора.
Расчет режимов работы транзистора VT3 и коммутирующих диодов
VD3—VDe проводится по методике §6.2
В схеме цепи ОС рис. 6.13, б для гальванической развязки не
пользован принцип двухзвениого преобразования постоянного
напряжения. Схема содержит ИЭ, УПТ, автогенератор ЗГ и узел
суммирования переменного и постоянного напряжений VTa, Rt,
R3. Напряжение синусоидальных колебаний через цепочку R4, Ct
подается иа суммирующий узел состоящий из резистивного дели-
теля R2, Rs и транзистора Г7а, в коллекторную цепь которого вклю-
чен согласующий трансформатор TV3. Вторичная обмотка TV2 че-
рез выпрямитель нагружена на вход транзистора V7\ РЭ. Задаваясь
падением напряжения иа резисторе Ry, найдем
/?! = VR|//K2. (6 80>
Необходимое смещение для транзистора УТа создается за счет ре-
зистивного делителя /?а, R3. ток через который соизмерим с током
коллектора транзистора
'R2='k2’ (68’>
Работа преобразователя VT3, R4—R3 основана иа суммирова-
нии уровней напряжений, поступающих от автогенератора ЗГ и
УПТ. Сигнал управления на делителе R3, R3 ие превышает 4 В.
Электропитание цепи ОС осуществляется от дополнительного вы-
прямителя.
На рис. 6.13 в приведена цепь ОС с использованием для галь-
ванической развязки диодной оптопары, которая обеспечивает соп-
ротивление изоляции до 10й- 1014 Ом напряжение развязки более
500 В при емкости связи менее 10~* пФ.
В стабилизаторах с выходным напряжением до 1—2 кВ построе-
ние сравнивающего делителя ие вызывает затруднений При стаби-
лизации напряжений от единиц до десятков киловольт при токах
нагрузки до 1 мА практическая реализация делителя усложня-
ется из-за необходимости применения большого числа последова-
тельно включенных резисторов и ограничения протекающего через
делитель тока.
Наиболее простым для стабилизаторов высокого напряжения
является применение косвенного метода измерения выходного на-
пряжения (рнс. 6.14, а). Здесь сигнал рассогласования по напряже-
нию подается с делителя Ri, R3 выпрямителя В, а по току — с ре-
зистора Rt
Источником входного сигнала служит дополнительный выпря-
митель В, нагрузочная характеристика которого идентична харак-
232
Рис 6.14. Схема стабилизатора (о) и нагрузочные характеристики
основного н вспомогательного выпрямителей (б)
теристике основного выпрямителя (рис. 6.14,6), а их отношение
удовлетворяет условию
U* = 1 = f (/и) = UJ Uи.
где ил — напряжение вспомогательного выпрямителя.
Поскольку ток первичной обмотки трансформатора в пределах
линейной части кривой намагничивания магиитопровода пропор-
ционален току нагрузки, то изменение напряжения на вспомогатель-
ном выпрямителе н резисторе /?, можно представить в виде
Д1/а = Al7Ht/a/(/n; AUR1 = А/к,/?, = Д/ЛвЛ- (6 82)
Таким образом, стабилизация по входному напряжению осуществ-
ляется за счет поддержания с высокой точностью напряжения
вспомогательного выпрямителя, а по току — за счет изменения на-
пряжения на этом выпрямителе, которое зависит от изменения тока
РЭ протекающего через резистор Rt:
АЦ>- Д1/Л1 = А/К1/?•*„> (6 83)
Используя (6 83), находим
Ri > Д1/а-'Д/К1 = А^К^/А/нКв, (6 84)
Особенностью стабилизатора иа ряс. 6 14 является разделение це-
пей управления и регулирования от цепей высокого напряжения
Выходные параметры стабилизаторов с регулированием по це-
ля переменного тока. Коэффициент стабилизации по входному на-
пряжению для схемы на рис. 6.5 определяется по формуле
Ксг =^р.Э ^(у.п.т Ки.э Кв, (6.85)
Для схемы иа рис. 6.11
Кст — Кр.ъ Ку К» э (6 86)
Внутреннее сопротивление стабилизатора по схеме на рис. 6.5
/’н = гКтох^в1/^Р » Ку.алКи.а (6 87а)
Для схемы с регулирующим трансформатором на рис. 6.11
гн —^Kmo.r^Bl/nl ^Р-э ^У-п.т ^и.а« (6 876)
В стабилизаторах с транзисторным регулированием по цепи пе-
ременного тока (см рис. 6 5, 6 8, 6.9) фазные напряжения трансфор-
матора питающего выпрямитель, имеют одинаковые амплитуды
233
без асимметрии и сдвига фаз между ними Поэтому в отличие от не-
стабилизирова того выпрямителя при работе на нагрузку с емкост-
ной реакцией в данных стабилизаторах первая гармоника пере-
менной составляющей зависит от эквивалентного динамического
сопротивления фазы выпрямителя и рассчитывается по формуле
U„~ 4 100Н„//?:,.дСн (6 88)
Эквивалентное динамическое сопротивление фазы выпрямите-
ля определяется из выражения
Я».п " ( rKmin + Гпр + '«) «2 + + rlip (6 ®
Пульсация на выходе стабилизатора (рнс 6.11)
l/н-» 1/о~/Кр.;,Ку.п.тКи.а (6.90)
6.6. Стабилизаторы с двумя регулирующими
элементами
Особенности построения стабилизаторов с двумя РЭ. Для ста-
билизации напряжений с широкими пределами регулирования при
высоких требованиях к пульсациям выходного напряжения и ди
намической нестабильности применяются стабилизаторы с двумя
ступенями регулирования напряжения 111.
Функциональная схема стабилизатора напряжения с двумя РЭ
приведена на рис. I 8 В таких стабилизаторах первая ступень P3t
поддерживает ток или напряжение эмиттер—коллектор РЭ* В ка-
честве РЭ| могут быть использованы МУ, транзисторы или тиристо-
ры. включенные последовательно с первичной обмоткой трансфор-
матора. Построение первой ступени стабилизации может быть вы
полнено по схеме (см на рис. 6 I. 6.5 или 6.8)
Вторая ступень стабилизации напряжения представляет собой
стабилизатор непрерывного действии с последовательным илн
параллельным включением регулирующего транзистора относитель-
но нагрузки, который отрабатывает импульсные изменения напря
женин сети и тока иа!рузки. обеспечивая безыиерци, ниую работу
стабилизатора и служит дополнительным звеном фильтра для по-
лучения малой пульсации выходного напряжения
Магнитно-транзисторные стабилизаторы На рис. 6.15 приве
Дена трехфазная схема стабилизатора с двумя регулирующими эле
ментами последовательно-параллельного типа. Здесь в качестве
РЭ( используются магнитные усилители ТЗ,—TS3 в качестве вто-
рого РЭ* — параллельный транзисторный стабилизатор Рассмот
рнм работу и 1 оследовательиость расчета схемы
Вначале ведется расчет выходной ступени стабилизации РЭ*
параллельно-транзисторного стабилизатора (VT, VT*. УОц УОц
R3 Rh £ Сн) Элемент РЭ* (УТ,) управляет сигналом рассогла
соваиия по цепи ОС В результате изменения Д1/г или А/н нэменя
ется ток через VTt. Снимаемое напряжение с VTt сравнивается с
напряжением стабилитрона Р1о, усиливается VT я и поступает на
РЭ, (ГЗ,— TS3), который изменяет напряжение на первичных об-
мотках трансформатора TV поддерживая ток через VTt е заданной
точностью:
6(/|,= — Д/„г
(6 91а)
234
235
Заданная нестабильность обеспечивается при сопротивлении
фазы выпрямителя
г> (6l/0 - 6UH)//0 (6.916)
Элемент РЭХ помимо стабилизации сглаживает пульсации вы-
ходного напряжения. Максимальное значение тока, протекающего
через транзистор VTi-
(6.9 а)
Минимальный ток РЭ3 определяется минимальным значением
пульсаций выпрямителя Uo ~ mir и током /ксо транзистора.
(^o—min/^^H- \бо- (6.926)
Сопротивление балластного резистора в цепи коллектора транзисто
pa VTj находится из неравенства
Яз< (^min-VK3m.„)/(2A/H4-/KImi.n). (6.93)
По значениям t/K тах и определяется мощность рассеяния на
регулирующем транзисторе VTt
(6.94)
Далее проводится расчет первой ступени стабилизации напряжения
с РЭ на МУ по методике изложенной в § 6.1. Определяются режи
мы работы элементов (TS, — TS3, VDt — VD3, VT3, VD10, Rt, Rs)
и выходные параметры каскада: коэффициент стабилизации по фор
муле (6.23а) нестабильность выходного напряжения 6Uu по форму-
ле (6.236), пульсации Uo^ из соотношения (6.266), внутреннее со
противление но формуле (6.24).
Транзисторные стабилизаторы. Для стабилизации повышенных
напряжений применяются последовательные транзисторные стаби
лизаторы с двумя регулирующими элементами (рнс. 6.16). Здесь в
качестве основного Р ) в цепи переменного тока используется траи
зистор VTt Элемент РЭ2 (VT2) включен в цепь выпрямленного тока
последовательно с нагрузкой Схема обладает достоинствами траи
знсторных стабилизаторов и позволяет избавиться от громоздких
LC фильтров.
Построение транзисторного стабилизатора с РЭ в цепи пере-
мснногр тока выполнено по схеме иа рис. 6.8. Методика расчета та-
ких схем рассмотрена в § 6.2.
Управление регулирующим транзистором VTt осуществляется
по цепи ОС с помощью дифференциального усилителя VTt Поддер-
жание минимального напряжения на транзисторе VT3 осуществля
ется с помощью делителя, включенного параллельно его переходу
коллектор—эмнттер, сигнал рассогласования с которого по цепи
ОС поступает на перкый регулирующий элемент VTi Напряжение
на регулирующем транзисторе VTt выбирают по его выходным ха-
рактеристикам /к= I с учетом пульсации Uo~. которая опре-
деляется по рис. 6.17, а Практически значение зависит от
выходного напряжения и может быть определено по графику на
рис. 6.17, б Для стабилизаторов с повышенным выходным иапря
жением при определении необходимо учитывать погреш-
ность установки выходного напряжения Д(/н уст- Так- Для стаби
236
237
Рис. 6.17. Зависимость пульсаций (70~ (а) и минимального напряже-
ния коллектор—эмиттер транзистора РЭ (6) от выходного напряже-
ния стабилизатора
/ — до 150 В. // — до 300 В
лизаторов с (7Н до 300 В и точностью установки выходного напря-
жения ±1 % погрешность становится соизмеримой с U Поэ-
тому
UK3m = UK.3min + U«~ + УСт • (6 .95)
По величине нестабильности входного напряжения Д(/о находится
максимальное напряжение на VT2:
^э„=икэ,тп + ^ио- <69с)
Расчет остальных элементов непрерывного стабилизатора прово-
дится по методике, изложенной в гл. 5.
Выходные параметры стабилизаторов с двумя регулирующими
элементами Выходные параметры магнитно-транзисториых стаби-
лизаторов с двумя РЭ определяются действием двух ступеней регу-
лирования. Однако они во многом зависят от схемы построения вто-
рого РЭ (обычно транзисторного). Общий коэффициент стабилиза-
ции по входному напряжению и внутреннее сопротивление для ста-
билизаторов последовательно-параллельного типа (см. рис. 6.15)
определяются из выражений
К£т —Кст.м.у ^ет! (6.97)
Ги**(/Кр.»^ ^з)/Кр 3Ку,и.т Км.я- (6.98)
Для последовательной схемы (см рнс. 6 16) имеем
(6.99)
^='Кр.,/К;.э'<у.и.тКи.э. (6.100)
В стабилизаторах с двумя регулирующими элементами при исполь-
зовании в первой ступени регулирования МУ (см. рис. 6 15) пульса-
ции выпрямителя рассчитываются по формуле (6.266). Во второй
ступени при транзисторном РЭ (см рис 6.16) пульсации выпрями-
теля (?о~ определяются по методике, изложенной в гл. 4. После пас-
сивного фильтра пульсации сглаживаются последовательной или
238
параллельной схемой транзисторного стабилизатора, а их значения
определяются по формулам:
для последовательного стабилизатора
“ <Л)~/^р.Э ^у.п.т ^и.э» (6.101)
для параллельного стабилизатора
</ц~ = L/o—/(1 +^р.э^у-п.т Кп.а rj). (б 102)
Учет влияния температурных воздействий на выходные пара-
метры стабилизатора проводится по методике, изложенной гл. 5.
6.7. Контроль выходных параметров, защита и области
применения магнитно-транзисторных стабилизаторов
Нарушение нормальной работы ИВЭ сопровождается завыше-
нием или занижением выходного напряжения по отношению к но-
минальному. В стабилизаторах низкого напряжения (2,4—12 В)с
транзисторным регулированием по цепи переменного тока при ко-
эффициенте передачи напряжения выпрямителя Кп1 = 0,014-0.05
выход из строя РЭ вызывает увеличение выходного напряжения,
пропорционального изменению напряжения сети до 1.1 —1.3 (7Н:
6U„ = U„ + (Д(/с + ^кЭшО.^в. = 2.4 + <22 + 4) 0.01 = 2.6 В.
Значительные завышения выходного напряжения до 1.3—2.60/,,
наблюдаются в стабилизаторах с регулированием по цепи постоян-
ного тока:
=UH + Д(/о + UK3min = 2.4 + 1 + 3 = 6,4 В.
Такое увеличение UH недопустимо для микроэлектронной аппара-
туры, поэтому в стабилизаторах применяется защита от перенапря-
жений. Наиболее критична к повышению напряжения аппаратура,
содержащая большее число микросхем Схемы контроля напряже-
ния (тока) и защиты стабилизатора от перегрузок можно разделить
на три основные группы'
схемы, в которых контроль и защита осуществляется с помо-
щью ограничения тока нагрузки;
схемы, в которых контроль и защита ведутся по напряжению
путем ограничения напряжения на переходах силовых транзисто-
ров;
комбинированные схемы защиты от перенапряжений и перегру-
зок по току
В основу защиты стабилизатора от перегрузок по току п ко-
ротких замыканий положен принцип запирания РЭ с переходом от
стабилизации к ограничению ток: (см рис. 6.13,6). В стабилиза-
торе имеется резистор-датчик (У?д) тока перегрузки, включенный
последовательно с нагрузкой При нормальной работе стабилизато-
ра транзистор VT3 заперт и не влияет на его работу. При перегруз-
ке илн коротком замыкания в нагрузке напряжение на резисторе
/?д увеличивается и открывает транзистор VT3, который уменьша-
ет напряжение на TV3 и ток базы транзистора V7\. От этого РЭ ста-
билизатора переводится в режим ограничения тока за счет увели-
чении его внутреннего сопротивления. С уменьшением тока нагруз-
239
ки до /и стабилизатор возвращается в исходное состояние. При сра-
батывании защиты транзистор VTt РЭ закрывается и к нему при-
кладывается напряжение определяемое по формуле (6 416)
В процессе включения и отключения стабилизатора или за счет
индуктивного характера нагрузки на РЭ наблюдаются перенапря-
жения Для их ограничения параллельно переходу коллектор—
эмиттер или коллектор—база включают шунтирующие диоды, RC-
цепочки или стабилитроны, например (см рис. 6 16) Напря-
жение стабилизации стабилит) она выбираетси нз неравенства
^Кэ < < (0 85 - 0,9) UK3 доп. (6 103)
Болес эффективным является комбинированный метод защиты
стабилизатора, сочетаюиц й в себе защиту от перегрузок по току
и перенапряжений (рис. 6 18). Защита стабилизатора осуществля-
ется путем применения в одном из плеч коммутирующего моста РЭ
тиристоров, совмещая функции РЭ с защитой. В номинальном ре-
жиме тиристоры VSi—VSa открыты и работают как диоды. При
перегрузках по току или повышении напряжения схема контроля
вырабатывает сигнал неисправности, который воздействует на оп
топару VE и транзистор VTn в цепи управления тиристорами При
этом прекращается подача управляющих импульсов иа тиристоры
РЭ и они закрываются, разрывая нулевое соединение первичных
обмоток трансформатора Т\\ Такой метод отключения стабилиза
тора позволяет ликвидировать неисправности без дополнительных
защитных устройств Время срабатывания защиты составляет по-
ловину периода входной сети .питания.
Применение традиционных способов контроля выходного на-
пряжения в высоковольтных стабилизаторах ие всегда представля
Рис 6.18 Комбинированная схема контроля и зашиты стабилизатора
240
Рис 619 Узел контроля выходного напряжения стабилизатора
ется возможным Поэтому в высоковольтных ИВЭ используется схе-
ме контроля выходного иаприження. в который УПТ выполнен по
дифференциальной схеме (рис 6 19) с использованием двух его вы-
ходов Здесь УПТ выполняет две функции усиливает сигнал ошиб-
ки Д1/н и выдает сигнал исправности работы стабилизатора. Схема
контроля состоит нз ИЭ (У1\), УПТ (V'T’,) и триггера (VTg) Входное
напряжение (сигнал исправности работы стабилизатора) независи
мо от его полярности через диодный мост У£>„ посту ,ает на усили-
тель V7\. Далее напряжение поступает на триггер VTt, в выходную
цепь которого включаетси элемент сигнализации или реле Кх.
Защита от перегрузок в стабилизвторвх с двумя РЭ обычно осу-
ществляется воздействием на первую ступень регулирования МУ
(см рис. 6.15) или транзистор по схеме иа рис 6.16 В стабилизато-
рах с МУ (см рис 6 I, б) в случае неисправности звкрывается тран-
зистор УПТ, МУ н понижается выходное напряжение до безопасно-
го значения
Схемы защиты в стабилизаторах напряжении переменного то-
ка (см рис. 6 10) мало отличаются от схем постоянного тока, а них
также осуществляется воздействие через цепь ОС на РЭ Пусковые
токи, возникающие в момент подключения нагрузки траисформа
торов, двигателей, накала мощных ламп, ограничиваются за счет
плавного увеличения выходного ивпряження Для этого в цепи об-
ратной свяаи предусматриваются задерживающие RC цепочки При
достижении номинального значения U№ схема увеличения напря-
жения отключается и не влияет иа работу стабилизатора.
Область применения магнитно-транзисторных стабилизаторов
ограничивается их массогабаритиыми характеристиками. Кроме
того, значения стабильности и пульсации в стабилизаторах с маг-
нитным регулятором примерно на порядок хуже по сравнению с
транзисторными Существенным недостатком МУ является искаже-
ние ими до 20—27 % формы кривой питаюшего напряжения. Осо-
бенно ощутимо это влияние для мвломощных сетей В этой связи
МУ применяются в стабилизаторах средней и большой мощности
к параметрам которых ие предъявляются повышенные требовании
стабильности в пульсации. При этом они позволяют выполнять иа
дежиые устройства электропитания с большой нагрузочной спо-
собностью РЭ
Однофазные транзисторные стабилизаторы (см рис 6 5, 6 10)
находят применение для стабилизации переменного напряжения
241
и при питании высоковольтной аппаратуры. Основные энергети-
ческие характеристики, приведенные в табл. 6.1, показывают, что
области использования однофазных мостовых схем ограничивают-
ся мощностью Ри < 150—300 Вт. Однофазная двухтактная схема
(см. рис. 6.7) по сравнению с мостовой (рнс. 6.5) позволяет либо уве-
личить выходную мощность стабилизатора в 2 раза, либо уменьшить
массу и габариты РЭ за счет снижения рассеиваемой мощности иа
каждом транзисторе и коммутирующих диодах.
Трехфазные стабилизаторы по сравнению с однофазными обе-
спечивают равномерную нагрузку фаз питающей сети и позволяют
увеличить выходную мощность в единице объема до 2 кВт. Габарит-
ная мощность трансформатора по схеме на рис. 6.8 также на 18 %
менвше. что повышает КПД стабилизатора до 75—80 %. Эти же
схемы имеют и наименьшую постоянную времени регулирования
при импульсном характере нагрузки.
Метод раздельного регулирования по фазам (см. рис. 6.9) по
сравнению с мостовой схемой иа рис. 6.8 позволяет при одинаковых
изменениях напряжения сети увеличить выходную мощность ста-
билизатора или уменьшить массу и габариты РЭ за счет снижения
мощности потерь иа регулирующем элементе.
Наличие в РЭ трансформатора (см. рис. 6.11) увеличивает массу
и габариты стабилизатора, однако его выходные параметры Кст.
ги. (/н~ находятся иа уровне транзисторных стабилизаторов с регу-
лированием но цепи постоянного тока. Кроме того, регулирующий
трансформатор обеспечивает гальваническую развязку источника
энергии и нагрузки.
Магнитно-транзисториые стабилизаторы последовательного ти-
па с двумя РЭ (см. рис. 6.16) применяются при стабилизации повы-
шенных напряжений с током нагрузки не более 3—5 А. Последова-
тельно-параллельные схемы (см. рис. 6.15) применяются при стаби-
лизации низких напряжений (5—27 В) стоками нагрузки /и^ 70-5-
100 А. Следует заметить, что энергетические показатели этих схем
ниже, чем у стабилизаторов с одним РЭ.
В табл. 6.2 приведены некоторые параметры для сравнения маг-
нитно-транзисторных стабилизаторов напряжения при мощности
в нагрузке Рк = 100-J-200 Вт. Элементная база и требования к вы-
ходным параметрам сравниваемых стабилизаторов одинаковые:
ДUu < 1 %; <0 15 %, Гс = 50 'С.
Из табл. 6.2 видно, что наибольшее преимущество имеют ста»
билизаторы с транзисторным РЭ. Перенос транзисторного РЭ из це-
пи выпрямленного тока в первичную цепь переменного тока сохра-
няет высокую стабильность выходного напряжения до 0,1—0.2 %
надежность и простоту построения схем, повышает КПД, уменьша-
ет массу и габариты стабилизатора, позволяет осуществлять стаби-
лизацию любого уровня выходного напряжения.
Недостатком схем с транзисторным РЭ в цепи переменного тока
является усложнение сглаживающего фильтра при малом уровне
пульсации выходного напряжения < 0,l-i-0,15 %.
Сравним два метода регулирования: по цепям переменного и
постоянного тока (рис 6.20). Для схемы на рис 6.20, а при номи-
нальном выходном напряжении Ue (/н == const) действующее на-
пряжение на первичной обмотке трансформатора Ui по формуле
(6.32) не зависит от Д7/с и поддерживается неизменным. При этом
(7И — Ue = KBl l-i — КВ1
242
Таблица 6.2
Сравнительные данные параметров магнитно-транзисторных
стабилизаторов
Параметры Схема стабилизатора
с МУ (рнс. 6.1) с транзи- сторным РЭ (рнс 6.8) с регулиру- ющим транс- форматором (рис. 6.11)
Минимальный ток нагрузки. f Н 111 11 0.1— 0,21 „ 0.01 —0,02/ы 0.2—0.3/н
Пульсации, U,, _ % Г—3 0.1-0.5 0.05—0,15
Энергетический коэффици- ент Т] cos ф 0.5—0,66 0.65—0,78 0,6—0,78
Коэффициент искажения формы кривой питающего напряжения, % 15—27 5—7 5—7
Динамическая нестабиль- ность при Д/„ = 0,5/?ц ±(7-10) ±(2-3) ±(1.5-2)
Постоянная времени регу- лирования, т, мс 100—200 0.5-2 0.1—0.5
Коэффициент, характери- зующий отношение мощно- стей Pv j//J„ 0.5—0.6 0.18—0,23 0.3—0,6
Габаритна» .мощность трансформатора
Р;— 0.5(U,lt+ U2l„)= Ul„. (6.104)
Для схемы иа рнс. 6.20. б действующее напряжение на первич-
ной обмотке трансформатора определяется максимальным напряже-
нием сети (/[ = Ucmax В этом случае
— KelUi< Kpl i ~ Кщ/цУ-'. У- — (I + аг)/ (1 — Ьс): /Ср =
=
Соотпетственно увеличивается и габаритная мощность трансформа-
тора
р; - о.5 ((/,/, н- (/./,,) = ui„yJKP. (6.105)
В стабилизаторах низкого напряжения (3 5 В Кр — 0.5 .
0.55) при изменениях напряжения сети А(7С — 0,Q5 —0,1 Ос габа-
ритная мощность трансформатора по схеме на рис. 6.20, б увеличи-
243
вается в 2—2,4 раза. По мере увеличения выходного напряжения
коэффициенты Ав( и Кр стремятся к 1 и мощность трансф рматора
становится примерно равной Рг — Рг
Принимая минимальное напряжение иа РЭ для обеих схем на
рис. 6 20 одинаковым получаем расчетную мощность РЭ
Л| Кщ4-^р.э min Ли» ^рЭ =
— Д(7С /п КВ1 -Ц/р.а min ^н- (6.106)
Отсюда видно, что рассеиваемая мощность на РЭ Рр э по схеме иа
рнс. 6.20, а меньше при и !3ких напряжениях (3—27 В) и становит-
ся соизмеримой Рр» ~ Рр.э. когда коэффициент передачи Кл1 -*
-» 1, т е. при (/„ ж Ux
6.8. Методика и примеры расчета
Пример 1. Требуется рассчитать стабилизатор по следующим
исходным данным* напряжение (7„ — 12 В ток нагрузки /н =
= 1 4-10 A; Uc = (220 _Ь 11) В; /с = 400 Гц Ксг > 130: гн <
«£0 01 Ом С/н~<0.1%*. Тс= —10-50 С.
Учитывая требовании к выходным параметрам, выбираем схе-
му стабилизатора с включением РЭ в первичную цепь трансформа-
тора (рис. 6 21). Для выпрямителя используем трехфазную мостовую
схему с емкостным фильтром С учетом формул гл. 4 имеем /пр.ср =
в 3 34 А t/обр ир = 13 В Выбираем диоды КД201В* определяем
мощность потерь в выпрямителе Рп — 18 Вт К первичной обмотке
Рис 6 21. Схема стабилизатора напряжения 12 В 10 А
трансформатора ТТ2 приложено линейное напряжение, определяе-
мое по формулам (6.45) и (6 46):
7/,= 209 — 0.74 (5 4- 1,7)= 204 В
Ток фазы трансформатора по формуле (6.8) составит
120/204 • 0,75 • 0 93 Д/3 = 0.48 А
В результате расчета трансформатора 7'1/2 имеем Рту= 14.1 Вт;
г\ — 2,6 Ом, г2 = 0.014 Ом г = 0,24 Ом; п = 0.053; = 0,059.
По формуле (6.48) находим значение тока коллектора транзис-
тора VTt:
/К= 0.48/0,815 = 0,58 А
По формуле (6 49) ток коммутирующего диода РЭ равен
/,,р ср = 0.33 -0,58 = 0 2 А.
По формуле (6 50) напряжение на переходе коллектор—эмит-
тер транзистора
(/КЭ = 1.35 (22 4- 0.74 5) = 34.7 В
По формуле (6.51) определяем мощность, выделяемую на КТ,
Р* к = 166 <22 + 0 74 5) ’ °-48 = 20 4 Вт.
мощность, выделяемую на регулирующем элементе, по формуле
(6.52)
р* э = 1.66 |22 4- 0.74 (1.8 + 5)| 0.48 = 21.5 Вт
Амплитуда напряжения на РЭ при сбросе тока нагрузки по
формуле (6 54)
(/кэ„, = 19 • (231 - 167) - 122 В.
где по формуле (6.6)
</, min = (12 9 0.24)70.059= 167 В
Выбираем для РЭ диоды Д237Б и транзистор КТ834А с парамет-
рами:
ft2|, ЮО. г6 = 127 Ом. г.,— 13 Ом
По формуле (6.42) определяем коэффициент усиления РЭ
Ар .,= 100 • 510/ (283 4- 127 4- 100 - 13) = 29,
где по (6 39) Кп = (2 • 3.7 4- 2,6) 4- (0.014 4- 2 0,27 4- 1.2)/0Л59* =
= 510 Ом
/?у — гК8~ 283 Ом
Переходим к расчету цепи ОС (рис 6 21). В стабилизаторе пре-
дусмотрена гальваническая развязка РЭ и нагрузки с помощью
трансформатора TV„ (типа ТИМ 176) Коэффициент передачи транс-
форматора п3 — 0,33. Lc = 2 мкГн. г = 3 3 Ом
Источник опорного напряжения иа стабилитроне VDtK
(Д818Д) определяет коэффициент передачи ИЭ
А„.,= 9/12-^0.75.
245
Усилитель постоянного тока выполнен иа транзисторной сбор-
ке УГ4 (КТС622А). Коэффициент усиления дифференциального кас-
када при сопротивлении в цепи коллектора R, = 3,9 к по формуле
(6.77)
Ку.а - 70 1,37/ (0,17 4- 2 • 1,47) = 30,
где RK= Rt А11э/Я7 + А|1Э = 3.9 2,1/ (3,9 + 2.1) = 1,37 кОм;
A||s = I 47 кОм: Л||э x30h2,JIK— 30 70/1 = 2.1 кОм; /?д =
= 635 233/ (635 4- 233) — 170 Ом. .Усилительные свойства про-
межуточного каскада определим но формуле (6 76):
Ку — 70 1,8/11,37 -f 0,27 + 70 (17.5 + 18) 10-31 =
= 20,
где /?д = 1.37 кОм; гэ = 25//к — 25/1.43 = 17.6 0м. По форму-
ле (6.85) найдем коэффициент стабилизации выходного напряжения
Кст= 29 • 0.33 20 30 0.75 • 0,059 = 254
• —
Относительная нестабильность выходного напряжения
6(/„ = (0(. -j- Ь,.)/Кст =(5 4- 5)/254 = 0,04 %
Емкость конденсатора Сн определяется но формуле (6.88) из ус-
ловия обеспечения заданных пульсаций на выходе стабилизатора,
где Сн = 100HJR., яин~ = 100 15/0,75 0.11 = 20 • Ю3 мкФ,
/?а.д = (50 4- 2 4.5 + 2.6) - 0.0592 4- 0,014 4- 2 - 0 3 =
= 0.75 Ом; На— 15.
Выбираем три включенных параллельно конденсатора К50-24-16 В =
= 10 000 мкФ. Внутреннее сопротивление стабилизатора опреде-
ляем по формуле (6.87):
г» = 3490 • 0.0592/29 • 0.33 20 • 30 • 0.75 = 0.002 Ом.
Коэффициент полезного действия ио формуле (6.72) при Uc— 220 В
составит
. т]ст = 120/ (12.8 4- 14 I 4- 18 4; 1 4- 120) = 72,3 %
Пример 2. Требуется провести расчет стабилизатора но следую-
щим исходным данным: выходное напряжение (/„-= 27 В: ток на-
грузки 20—50 А. КСг 70; Гц 0.007 Ом; (/ц~^0,1 %; напряже-
ние сети Uc— 380 ± 20 В; частота /с= 50 Гц, 7\. = 5=50иС.
Для стабилизации повышенной мощности в нагрузке выбираем
схему стабилизатора с регулирующим трансформатором (рис. 6.22),
в которой используется кольцевая схема выпрямления. По заданным
значениям Un, /„ и U„~ рассчитываем параметры выпрямителя и
трансформатора Ток выпрямительного диода
/1|р р “ 0,167 /0— 0.167 • 50= 8.4 А
Обратное напряжение, приложенное к диоду.
//обр.и р- 2,1 • Uo = 2.1 27.1 - 57 В
Выбираем диоды КД201Б и определяем потери в выпрямителе
_ C|ip/U 1 50 = 50 Вт.
246
Рис 622. Схема трехфазиого стабилизатора с регулирующим транс
форматором
Действующее значение напряжения к тока вторичной обмотки-
Ut 0 43 Ua + Ultv - 0.43 27.1 + I = 12.7 В.
- 0.58 /„= 0.58 50= 29 А
В стабилизаторе сглаживание пульсаций выходного напряже-
ния осуществляется £С-фнльтром и транзисторным фильтром
VTt—VT3. Коэффициент пульсации на иходе LC-фильтра состав-
ляет 5,7 % Принимая коэффициент сглаживания для LC-фильтра
<7ф = 3, определяем критическую индуктивность
. 2t/n 2-27 г „
L, п > --------------------=-----------------------= 0,05 мГи
т (л>* - 1) юс l„ т it, 6 (6- — I) 2л•50 20
Выбираем для фильтра дроссель Д260 L — 0.15 мГн. /и= 50 А,
rL = 19 Ю-4 Ом
Произведение значений L и С для кольцевой схемы:
LC = 10 (<}ф + 1)/т* 10 4/36 =1.11 Г • мкФ
где С > LCILK^ kp => 1,11/0,05 • 10~я 0.09 -0.8 31 104 мкФ;
kp — коэффициент разброса индуктивности дросселя
Выбираем конденсаторы К50 24 63 В >= 2200 мкФ — 15 шт; вклю-
чаем их параллельно. Мощность потерь в дросселе фильтра
PL — l*rL = 501 • 19 10~4 = 4.8 Вт
Определяем исходные данные для расчета трансформаторов.
Действующее напряжение иа первичной обмотке TVt найдем по
формуле (6.59)
Un - 360 — 19= 341 В
247
По формуле (6.8) действующее значение тока фазы трансфор-
матора
11 = 1350/Д/З • 341 • О 94 0,97 = 2,5 А,
где =• 0,94, cos ф = 0,97.
Определив сопротивление фазы выпрямителя г = 0,043 Ом, найдем
по формуле (6 6) напряжение на первичной обмотке трансформатора
при сбросе тока нагрузки:
mtn = (27 - 30 0,043)/0 079 - 326 В,
где КВ1 = 27/341 — 0,079. По формуле (6 60) находим минимальное
напряжение иа вторичной обмотке трансформатора 7Vt:
игг = (27 + 5 + 2 • 0,9) 0,74 = 25 В.
Коэффициент трансформации регулирующего трансформатора TVt
п = UM/Ui2 = 25/19 st I 32.
Действующий ток вторичной обмотки с учетом (6 63)
/2 — 2,5 • 0.935. • 0 97/1.32 • УЗ = 1 А.
Мощность трехфазного регулирующего трансформатора с уче-
том (6 67)
Рт — (400 — 341) 2.5 -УЗ = 255 В А
Приведем различные сочетания соединения обмоток основного
и регулирующего трансформаторов, при которых обеспечивается
сдвиг фазы выпрямленного напряжения 3(7
Траисформвтор ГК] Д/Д Д/Д Д/Д
Трансформатор TV2 Д/Д Д/Д Д/Д
При этом частота пульсаций иа выходе выпрямителя увеличивается
до /я = 12/с, а их амплитуда уменьшается до 1,4 %
Ток, протекающий через каждый диод и транзистор VTt (VTt,
VTз)> с учетом (6 55)
/пр=/к=0 4 Уз /^ = 0,4. Уз 1=0,69 А
Проверяем выполнение неравенства (6 64, б)
/Кт = ° 69 • 3 > //о~//?н = 0,51/0,54 = 0,94 А
По формуле (6 65) определим иапряж иие коллектор—эмиттер
транзистора VTt при = 34/25 — 1,35
(/кэ =• 40 1 32 1 35 + 5 = 75 В
Мощность выделяемую иа транзисторе V7t, определяем по формуле
(6 68)-
Рк = 76 0,69 = 52,4 Вт
Максимальное напряжение иа транзисторе VTt при сбросе тока на-
-грузки по формуле (6 66)
1/Кэ<п = П400 — 326) • 1,32 • 1 35] — 27 = 105 В
248
Исходя из полученных данных для коммутирующего выпрямителя
выбираем диоды КД201В, а для оконечного каскада УПТ — тран-
зисторы КТ834А
В качестве составного транзистора используется один из тран-
зисторов сборки VTt Напряжение питания составного транзистора
осуществляется от внутреннего источника, выполненного иа стаби-
литроне У£>1» и резисторе Rt Общий коэффициент передачи тока
базы составного транзистора Л,, э = Л2, 93h2( э4 = 120 70=8400.
Входное сопротивление составного транзистора
Л11 э.с = Лцм + Л81э (Л11Э1 + Rithlg)/N = 600 + 70 (1700 4- 0,27 х
X !20)/3 — 41 кОм
Коэффициент усиления составного транзистора по формуле (6.42)*
Ку= 8400 189/ (3,56 • I03 + 270 + 8400 12) = 15,
где Rn = К 4- (г, 4- rVD 4- RJKh In* = 10,3 4- (0,01 4-0 12 4-
4- 0 54)/0.079*1 1,32* = 189 Ом- Ry = 41 3,9/41 4- 3,9 =
= 3 56 кОм гэ = 12 Ом
Усилитель выполнен по дифференциальной схеме иа транзисторной
сборке КТС622А Методика расчета этого каскада приведена в § 6 2.
Коэффициенты передачи измерительного элемента и выходного де-
лителя
Кп в = 9/27 ₽ 0,33, Ку д = 30
Ко >ффицнеит стабилизации
КСт = 0,76 -15 30 - 0,33 = 113
Внутреннее сопротивление стабилизатора по формуле (6 876):
г„ = 331 • 0,079’/1,32* • 15 • 30 • 0,33 = 0,007 Ом
Пульсация выходного напряжения по формуле (6 90)
U„~ = 1.9/15 • 30 • 0,33= 0,013 %.
Коэффициент полезного действия по формуле (6.72)-
Чст= 1350/ (157 4- 29 4- 16 4- 50 4- 4.8 + 8,1 4- 1350) =
= 83,5 %
Пример 3. Требуется рассчитать стабилизатор по следующим
исходным данным: t/„ — 0,8= 2 кВ, /„=0,1=0,15 А: Кст >
> 100; гя < 60 Ом 1/„~ < 0.5 %; (/с 380 ± 20 В; /с = 50 Гц
Поскольку заданы широкие пределы регулирования выходного
напряжения, выбираем схему стабилизатора с РЭ в цепи перемен-
ного тока (рис. 6 23). Особенностью схемы является применение
двух трансформаторов с встречно-последовательным включением
их первичных обмоток и согласно-последовательным вторичных
Выпрямитель выполнен по трехфазной мостовой схеме с LC-
фильтром Расчет выпрямителя ведется по методике изложенной в
гл 4
/„р =52 мА; i/обр и-р53 1 »26 кВ
Выбираем диоды КЦ102Б, включенные по два последовательно В
плече. Находим Ра = 0.9 Вт; Ut = U't = 260 В /,= /j =
= 0,126 A; /j = 0,35 А Р = 25 5 Вт; Т|в = 87 %; cos <р = 0 95
24»
Рис. 6.23. Схема стабилизатора с выходным напряжением I 2 кВ
0,15 А
Коэффициент сглаживания LC-фильтра в соответствии с § 1.2*
</ф ~ U0.JU„~ i 5 7/0.5 = 11.4
Для обеспечения в фильтре используется дроссель L, тина Д20
(L = 1,2 Гн. 1„ = 0.2 А) и два конденсатора С, ОМБГ-1500 В-2 мкФ,
нключеииые параллельно.
Режим работы транзистора VT} н коммутирующих диодов РЭ
цределим но формулам (6.48)—(6.52):
7К = 1 23 0 35 = 0 43 А: '„₽ = 0-33 • 0.43 = 0,142 А, и*кэ =•
- I 35 {40 4- 10) = 67,5 В; Р’к - 67.5 0,43 = 29 Вт; Рр ., =
— 29,8 Вт
Выбираем транзистор КТ812А и диоды КД2О2Р
За счет изменения внутреннего сопротивления РЭ соединение
первичных обмоток траиеферматоров TVt и TV2 изменяется по схеме
А — X — А (см рис. 6 12, б) При этом значение выходного
напряжения (/„ при /н = const плавно меняется в пределах.
^н min ~(</z + i/;)/l/3 KBj=(260-|-260)/0,43 l/з"—0,7 кВ
mOx -=(l/i4-4/i)/KBS=(260 + 260)/0,43= 1,2 кВ.
250
При уменьшении выходного напряжения до 0,7 кВ (/„ = const)
мощность, рассеиваемая иа транзисторе VT\ составит
1.35 Т/З (Д^с4-ПКЭт1л)7 к= 1,35 1/3 -
(40 4-10) 0 246— 28,7 Вт.
Несмотря на широкие пределы регулирования выходного напряже-
ния, мощность потерь на РЭ ие возрастает.
Методика расчета цепи ОС и выходных параметров стабилиза-
тора аналогична расчету, выполненному в примере 1
Глава седьмая
Тиристорные стабилизаторы
7.1. Основные схемы тиристорных регуляторов,
выбор и расчет их элементов
На рис. 7.1 приведены функциональные схемы тиристорных
стабилизаторов постоянного напряжения. Общими элементами для
обеих схем являются: трансформатор питания сглаживающий
фильтр, делитель выходного напряжения, источник опорного на-
пряжения, усилитель сигнала рассогласования и управляющее уст-
ройство. служащее для управления фазой открывания тиристоров.
Тиристоры в качестве управляемых элементов могут быть включены
на выходе трансформатора (рис. 7.1, а) или на его входе (рис. 7.1, 6)
Наиболее часто применяются стабилизаторы с включением тирис-
торов в цепь вторичной обмотки трансформатора (рис. 7.1,а). при
котором они выполняют одновременно функции выпрямления пе-
ременного напряжения в постоянное и регулирующего элемента.
Это позволяет получить выигрыш в габаритах и массе тиристорного
стабилизатора.
В ряде случаев рационально включение тиристоров на стороне
первичной обмотки трансформатора (рис. 7.1.6) например в низ-
ковольтных стабилизаторах с большими токами нагрузки. Так как
падение напряжения иа тйристоре больше падения напряжения иа
неуправляемом диоде, то с целью получения более высокого КПД
в низковольтных стабилизаторах постоянного напряжения с уров-
нем выходного напряжения соизмеримым с падением напряжения
на тиристоре, необходимо располагать их иа стороне первичной об-
мотки трансформатора.
Для удоб тва анализа иа рис. 7.1 элементы функциональной
схемы, находящиеся до сглаживающего фильтра и после усилителя
сигнала рассогласования, объединены под общим названием «ти-
ристорный регулятор» (ТР) Такое объединение элементов функцио-
нальной схемы можно считать целесообразным, так как в тирис-
торных стабилизаторах постоянного напряжения обычно рассмат-
риваются среднее значение и форма напряжения на входе сглажи-
вающего фильтра в зависимости от угла включения тиристоров
С целью упрощения в дальнейшем схемы ТР будут представле-
ны без устройств управления
251
На рис. 7.2 npi ведены основные схемы однофазных ТР. а на
рис. 7.3 — трехфазных ТР с расположением тиристоров в цепи
вторичной обмотки трансформатора. Для обеспечения работы иа
индуктивную нагрузку в схемах включен «обратный» диод VD0.
В схеме на рис. 7.2, в роль обратного диода при закрытых тиристорах
выполняют диоды VDi и VD3
Схема на рис 7.2, а отличается от схем на рис. 7.2, б, в умень-
шенным числом тиристоров и диодов, однако в ней трансформатор
имеет большую габаритную мощность.
Рис. 7.1 Функциональные схемы тиристорных стабилизаторов посто
яниого тока*
• — тиристоры включены во вторичную обмотку трансформатора
б—тиристоры включены в первичную обмотку трансформатора
252
Рис. 7.2. Схемы однофазных тиристорных регулятороп (по функцио
иальиой схеме на.рис 7 1,а)
Схемы иа рис. 7.3 а, б отличаются между собой числом ти-
ристоров и, следовательно, количеством управляемых фаз выпрям-
ленного напряжения. Однако схема иа рнс. 7-3, б не находит широ-
кого применения из-за больших габаритов устройства управления.
Кроме того, неизбежная асимметрия фаз питающего напряжения,
неравенство падений напряжений иа тиристорах, иесинфазюсть
импульсов управления, подаваемых иа тиристоры исключают воз-
Рнс 7.3. Схемы трехфазных тиристорных регуляторов (по функцио-
нальной схеме на рис. 7 1,а)
253
можность рассчитывать сглаживающий фильтр на удвоенную час
тоту и тем самым лишают ее основиого преимущества по сравнению
со схемой на рис 7.3 а.
На рис. 7 4 и 7.5 приведены основные схемы однофазных н трех-
фазных ТР в которых тиристоры расположены на стороне первич-
ной обмотки трансформатора Схема на рис 7 4 о со встречно- и
параллельно-включенными тиристорами по сравнению со схемами
на рис. 7.4, б, в обладает относительно высоким КПД. Однако в ией
к тиристорам в обратном направлении может быть приложена амп-
литуда сетевого напряжения. Преимуществом схем на рис. 7 4, б. в
является защищенность тиристоров от воздействия обратного сете-
вого напряжения Схема на рис. 7.4, б по значению КПД занимает
промежуточное положение в сравнении со схемами на рис. 7 4, а, в
Режим работы тиристоров в трехфазной схеме на рис. 7.5, а
при наличии пулевого провода не отличается от режима работы
тиристоров в схеме на рис 7 4. а. При отсутствии нулевого провода
(если не соблюдается идентичность вольт-амперных характеристик
запертых тиристоров) выравнивание напряжений на запертых ти-
ристорах можно осуществить путем шунтирования тиристоров ре-
зисторами
Рис 7.4 Схемы однофазных тиристорных регуляторов (по функцио
нальной схеме иа рис 7.1.6)
254
Рис. 7.5. Схемы трехфазных тиристорных регуляторов (по функцио-
нальной схеме на рис. 7.1,6)
Схема на рис. 7.5. и по тем же причинам, что и схема рнс. 7.3, б,
не нашла широкого применения в ИВЭ. Более широкое распрост-
ранение получила схема на рис. 7.5 б, так как в ней вдвое меньше
тиристоров и относительно простое устройство управления
Приведенные выше схемы ТР для стабилизаторов постоянного
напряжения независимо от места включения тиристоров могут быть
разбиты иа три группы
однофазные, с двухтактным управлением ТР и двухполупери
одним выпрямителем (рис 7.2 и 7 4) при этом форма выходного
напряжения для 0 < а л имеет вид приведенный па рис. 7.6, а;
трехфазные, ’с однотактиым управлением ТР и двухполупери-
одным выпрямлением (рнс. 7.3, а и 7.5, 6); форма выходного на-
пряжения для 0 < а < л имеет вид, приведенный на рис 7.6, 6;
трехфазные, с двухтактным управлением ТР и двухполупери-
одным выпрямлением (рис 7.3, б и 7 5, а); форма выходного напря-
жения для 0 < а 2л/3 имеет вид, приведенный на рис. 7.6, в
Основные уравнения для расчета рассмотренных схем ТР све-
дены в табл. 1
Действующее значение напряжения на вторичной обмотке
трансформатора определяется из условия обеспечения требуемого
максимального напряжения иа выходе сглаживающего фильтра и
максимального тока нагрузки при минимальном напряжении пи-
255
тающей сети. При этом максимальное значение напряжения иа вы-
ходе сглаживающего фильтра, включенного после ТР.
Uo max — max + № F ( г/. г т) max • Р О
где Д1/ — суммарное падение напряжения на тиристорах и диодах,
находящихся одновременно в проводящем состоянии
Определив Uamax нз (7 I) а также рекомендуемое значение ми-
нимального угла регулирования ат<„ для соответствующих групп
ТР. можно рассчитать действующее значение напряжения на вто-
ричной обмотке трансформатора У, т/п которое соответствует мини-
мальному напряжению питающей сети Uc „ /п для данного типа ТР
по формуле, приведенной в табл. 7 1. п. I Значение ат|П для со-
ответствующих групп ТР можно ориентировочно принять для пер-
вой группы 30°, для второй и третьей группы 10°
и
О^а ьЯ
а-0
и ил л гл ил. и Ж а, п, dX <Л
3 W 3 д)
0 ах
3
X
„ Ь <4 Оха к 2х at
» З е)
Рнс 7.6 Формы выходных напряжений регуляторов при различных
углах открывания тиристоров-
а, г—однофазных; б, д — трехфазных на рис. 7.3, в и 7.5,6; в, е —
трехфазных на рис 7 3. 6 и 7 5, a
256
9 Зак. 726
25 7
Продолжение табл.'7.1
№ п/п. j Параметры Однофазный ТР с двух- тактным управлением (рис. 7.2 н 7.4) * « Трехфазный ТР с однотактным управлением и двухполупери одним выпрямлением (рнс. 7.3, а и 7,5. б) Трехфазный ТР с двухтактным управлением (рис 7.3. б и 7.5, а)
4 Среднее значение тока через обратный диод 7пр. ер /л j 0 сс л л з/»/ , " V л 1 а — ~ ~ л 2л \ 3/3 3/и/ л \ л 2л — --г ; -г <•« < -г л \ 3'3 ' о
5 Действующее 1 зиа-чение тока через обратный ди- од /пр д о А Й Л * Я Л » |« Л f я 1. Ы | й 4 " ° Iя A a |w й х ' Й А I ь» 1 w а 1 W | й s
6 Коэффициент формы то ка через тиристор k$ Г- 2л I/ ; 0 < а< л V л—а -J— я V з ; о < а < — О , /" 2л л 1/ ; ~ <сс < л V я —а И 3 ; 0 < а < О / л л 2л / ~: Т" Т /2л 3 3 1/ — — а “ 3
7 Максимально допусти- мое постоянное прямое напряжение в закрытом состоянии тиристора ^пр закр m ах 2m U 2m Uim
Продолжение табл. 7.1
е Б £ Параметры Однофазный ТР с двух- тактным управлением (рнс. 7.2 и 7.4) Трехфазный ТР с однотактным управлением и двухполу- периодным выпрямлением (рис. 7.3, а н 7.5, 6) Трехфазный ТР с двухтактным управлением (рис. 7.3. б н 7,5, о)
8 Максималь- но допу- стимое по- стоянное обратное напряжение на тиристо- ре (7обр т U2m (для схемы на рис. 7.6, a 2U2m) U^m Uim
на диоде ^обр. и р U*m uim
9 Зависимость напряже- ния на нагрузке от угла отпирания тиристора ^оа иг Уъ (1 + cos а); Л 0 < а < л зи2 (1 -) соз а) И'Ул 0 а < л « * V ' „ 1 8 Х + е I „ v "Г "I, °. § X + * в Н I 1 V , 1 « К СО 1 см О 1 ь СО V е
10 Минимальное действу- ющее значение напряже- ния на вторичной об- мотке трансформатора при максимальном токе нагрузки C/2m<n П^/р max И 2 (l+cosamin) д max з (1 +C0S amJn) Я 1^* Up max 3cos amin
259
Окончание табл. 7.1
260
Номинальное и максимальное значения напряжения вторич-,
ной обмотки трапсформаточа
^г = ^2т(П'Ф—*с); (7.2)
Uiтпх~^2 П+«с)- (7.3)
Для расчета сглаживающего фильтра, а также определения ко-
эффициента передачи ТР, необходимо найти максимальное значение
углаатаж отпирания тиристоров, которое будет соответствовать ми-
нимальному напряжению на выходе сглаживающего фильтра и ми-
нимальному току нагрузки при максимальном напряжении на вто-
ричной обмотке трансформатора, определяемому по формуле (7.3).
При этом минимальное напряжение на выходе сглаживающего
фильтра
Uo min —Uh т{п + rL~b гт) 7ц min (7.4)
Определив значения напряжения UBmin по (7-4) и игтах по
(7.3), можно определить максимальное значение угла отпирания ти-
ристоров атозе по табл. 7.1, п. 11 для данного типа ТР.
При работе ТР на индуктивную нагрузку ток вентилей и ток
вторичной обмотки трансформатора имеют форму прямоугольных
импульсов, ширина которых зависит от угла открывания а, а амп-
литуда равна току нагрузки /и.
Из табл. 7.1 видно, что в стабилизаторах напряжения при не-
изменном токе нагрузки с увеличением угла открывания среднее и
действующее значения токов вторичной обмотки трансформатора,
тиристоров н диодов уменьшаются. Ток «обратного» диода VDO е
увеличением угле а растет. Это объясняется тем, что при запертых
тиристорах ток протекает через нагрузку за счет энергии, накоп-
ленной в индуктивности фильтра. Цепь тока нагрузки при этом за-
мыкается через «обратный» диод VD0
Таким образом, при работе ТР в схемах стабилизаторов напря-
жения наибольшие значения токов трансформатора н тиристоров
соответствуют минимальному углу отпирания amin. Поэтому опре-
деление среднего и действующего значений токов тиристоров и дио-
дов проводятся по формулам табл. 7.1 при amin.
Наибольший ток «обратного» диода соответствует работе стаби-
лизатора в режиме максимального напряжения питающей сети при
минимальном выходном напряжении и максимальном токе нагруз-
ки. При этом получаемое значение угла открывания а'тах всегда
меньше атоа;. Поэтому наибольшее время проводимости «обратного»
диода соответствует углу открывания обеспечивающему ми-
нимальное выходное напряжение [при максимальных токе нагрузки
и напряжении питающей сети:
U'g min —UH min-b^U + 7ц max- (7-5)
Определив Ug min, можно рассчитать значение а'тах по форму-
ле, приведенной *в табл. 7.1, п. 12 для соответствующего типа ТР и
определить среднее и действующее значения токов, протекающих
через «обратный» диод (табл 7.1, пп. 4, 5).
Дли нормального режима работы ТР необходимо рассчитать и
обеспечить оптимальный температурный режим работы тиристоров
и диодов.
261
Рис. 7.7. Графики зависимо-
сти коэффициента пульса-
ции Anoi от угла открыва-
ния тиристоров:
1 — для ТР 1 ft группы (рис. 7.2
к 7.4) п 2 — для ТР 2-й группы
(рнс. 7.3» а и 7.5,6); 3 — для ТР
З-ft группы (рис. 7.3. б и 7.5, а)
Наибольшее значение среднего
тока через открытый тиристор опре-
деляется при amin = О'
7откр. ср. т= Л: тах^т- (7.6)
В справочных данных иа тири-
сторы указывается максимально до-
пустимое среднее значение тока прн
работе в схеме однополупериодного
выпрямления на активную нагруз-
ку, что соответствует максимально
допустимому действующему значе-
нию тока
Лэткр. max т= 1 • 57/от1;р ср. тах »•
Максимально допустимое дейст-
вующее значение тока не следует
превышать, так как это вызывает
чрезмерный перегрев прибора и при-
водит к выходу его из строя. Прн
выборе тиристора предельно допу-
стимое среднее значение тока опре-
деляется по формуле
откр, ср max т
= 1,57/откр. Ср таж Т/Аф, (7.7)
где Аф — коэффициент формы
ме, значения
табл 7.1.
Значения
удовлетворять
тока тиристора в используемом режи-
которого для рассматриваемых схем приведены в
токов, определяемые по формулам 7.6 и 7.7, должны
условию
^откр. ср max т ^откр. ср.т (7-8)
Мощность, рассеиваемая на тиристоре,
?ср. Т — Г^откр. т Л>кР- ср. Т* (7 9)
Максимально допустимая мощность рассеяния зависит от темпера-
туры корпуса тиристора и равна
?ср max т~ (Тп max т Т’к moi т)/7?п.и.т- (7- 10)
Необходимо, чтобы
Т’ср max т > Т’ер. т- (7.11)
Максимальная температура корпуса тиристора в используемом ре-
жиме
Т'к max т = max т ^и. н. т ?ср-х. (7.12)
По найденному значению температуры корпуса ТЙтахт и за-
данной температуре окружающей среды Тс проводится расчет ра-
диатора по методике, изложенной в гл. 13.
Для расчета параметров сглаживающего фильтра необходимо
знать значение переменной составляющей напряжения на его вхо-
де, которое в процессе регулирования не остается постоянным и за-
висит от угла открывания а. Для рассматриваемых схем ТР на
262
рис. 7.7 приведены зааисимости коэффициента пульсации на входе
фильтра /гп01 в функции угла открывания а
Коэффициент пульсации
где I/ — среднее значение напряжении при угле открывания а.
Графики на рис. 7.7 построены в предположении, что прн ин-
дуктивном характере нагрузки в схеме ТР используется «обратный»
диод. Как видно из рис. 7.7, значение коэффициента пульсации
значительно возрастает с увеличением угла открывания Поэтому
расчет фильтра' следует проводить прн значении коэффициента пуль-
сации, соответствующем углу открывания тиристоров ато
Рассмотренные выше схемы однофазных н трехфазных ТР для
стабилизаторов постоянного напряжения позволяют регулировать
выходное напряжение в широких пределах. Однако в.этих схемах
коэффициент пульсации имеет сильно выраженную зависимость от
угла открывания тиристоров. Это приводит, к увеличению массы и
габаритов сглаживающего фильтра и снижению энергетических
показателей ТР.
7.2. Тиристорные регуляторы со ступенчатой формой
выходного напряжения, расчет их основных элементов
Широкое распространение получили ТР со ступенчатой формой
выходного напряжения, построенные по принципу вольтдобавки и
обеспечивающие незначительные искажения формы напряжения на
входе сглаживающего фильтра [29].
На рис. 7.8 и 7.9 приведены схемы однофазных, а на рис. О
и 7.11 — трехфазных ТР, обеспечивающих ступенчатую форму вы-
Рис 7 8. Схемы однофазных тиристорных регуляторов со ступенча-
той формой выходного напряжения и коэффициентом переключения
АГП = 2 (а) и ЛГп=14-2 (б)
263
ходиого напряжения за счет подключения дополнительных комму-
тирующих диодов VD,( к отводам вторичной обмотки трансформа-
тора. Схема на рис 7.8, а работает следующим образом В начале
каждого полупериода, когда тиристоры и VS, заперты, цепь
нагрузки замыкается через коммутирующий диод VDK и диод VDt
либо VDj. При этом напряжение Un иа входе сглаживающего
фильтра будет иметь два значения:
при запертом состоянии тиристоров l,ll(7s/2;
при открытом состоянии тйристоров (70mox= I
Поэтому схема на рис. 7.8, а имеет коэффициент переключения
Мп—1 о тах/Mo nun — 2.
При открывании тиристоров коммутирующий диод VDK запи-
рается, так как к нему прикладывается напряжение обратной по-
лярности.
Наличие двух коммутирующих диодов VDKl и VDKt в схеме на
рис 7.8, б дает возможность изменять коэффициент переключения
от 1 до 2: AZn = I + l/g/t/a причем всегда Uj2 Ut.
Схемы с коэффициентом переключения Na = 2, могут быть ис-
пользованы в режиме максимального напряжения питающей сети,
когда при отсутствии тока нагрузки необходимо обеспечить требуе-
мое минимальное выходное напряжение Если требуется обеспечить
регулирование выходного напряжения в широких пределах, то не-
обходимо использовать схемы на рнс. 7.9, позволяющие изменять
Рис. 7 9. Схемы однофазных тиристорных регуляторов со ступенча-
той формой выходного напряжения и коэффициентом переключения
от 1 до оо
а — с уменьшенным числом отводов на вторичной обмотке транс-
форматора; б — с уменьшенным числом диодов
264
Рис. 7.10. Схемы трехфазиых тиристорных регуляторов со ступенча-
той формой выходного напряжения п фиксированным коэффициен-
том переключения (а) н Na— 14-2 (б)
Схема иа рнс. 7.9, а содержит меньшее число отводов на вто-
ричной обмотке трансформатора и к ним не предъявляется требова-
ние симметричности что упрощает технологию изготовлш ня транс-
форматора.
В низковольтных ИВЭ при значениях выходного напряжения
ТР, соизмеримых с падением напряжения иа тиристорах н диодах,
необходимо использовать схему иа рис. 7.9, б, которая имеет умень-
шенное число диодов и обеспечивает при этом более высокий КПД.
В рассматриваемых схемах при работе на нагрузку индуктив-
но о характера нет необходимости в «обратном» диоде шунтирую-
щем вход сглаживающего фильтра, так как при запертых тиристо-
рах ток нагрузки ие имеет разрыва и замыкается через коммутирую-
щие диоды
На рис. 7.10 приведены два варианта трехфазных ТР. Здесь
коммутирующ! е диоды служат также для обеспечения неразрыв-
ности тока нагрузки
Коэффициенты переключения: Na “ 1,5 для схемы на рис 7 10,в
и Na— 1,5 — О.бС/гф/С^гф Дтя схемы иа рнс. 7.10, б, где 0 < 1/2Ф
^«Ф
Трехфазиый ТР, схема которого приведена на рис. 7.10, б, поз-
воляет изменять коэффициент переключения от 1 до 1,5 В схемах
трехфазных ТР (рис 7 11) коэффициент переключения может быть
изменен от 1 до со и определяется из выражения N — U2q>/U2$>
где 0 < 1>2ф < и2ф
265
Приведенные выше ТР (рис. 7 11) выполнены ио лучевой схеме
Это дает возможность реализовывать ИВЭ с повышенным КПД при
относительно низком выходном напряжении, соизмеримом с оста-
точным напряжением на диодах н тиристорах
Схема ТР на рис. 7.11, а выполнена с однотактным управлением
и уменьшенным числом диодов и тиристоров. Частота переменной
составляющей напряжения на его выходе в 2 раза ниже, чем у ТР
с двухтактным управлением на рнс. 7.11,6. Повышение частоты
переменной составляющей выходного напряжения позволяет умень
шить массу н габариты сглаживающего фильтра.
Рис. 7 11. Схемы трехфазных тиристорных регуляторов со ступеича
той формой выходного напряжения с коэффициентом переключения
от 1 до со и с частотой переменной составляющей 3 f0 (в) и 6 f0 (6)
266
Рис. 7.12. Форма выходного напряжения ърехфазных тиристорных
регуляторов:
а —при б — при ап^а^л/3
В ТР, схемы которых приведены на рнс. 7.10 н 7.11, при работе
на индуктивную нагрузку также нет необходимости в «обратном»
диоде так как выходное напряжение, а следовательно и ток не
имеют разрыва.
Форма выпрямленного напряжения на входе фильтра при раз-
личных углах открывания а рассмотренных схем ТР показаны на
рис. 7.12 При значениях угла а, лежащих в пределах от нуля до ап,
коммутирующие диоды заперты и не оказывают влияния на работу
ТР. Как видно из рис. 7.12, б, характер работы существенно изме-
няется при углах а > ап.
При а > ап коммутирующие диоды открыты и схема рис. 11. а
в этом интервале представляет собой трехфазный однополупериод-
иын выпрямитель.
Приведенные выше схемы ТР со ступенчатой формой выходно-
го напряжения могут быть разделены на три группы:
I) однофазные с двухтактным управлением (рис. 7.8 и 7 9);
2) тр хфазные с одиотактным управлением (рис. 7 10 и 7.11 с);
3) трехфазиые с двухтактным управлением (рис 7.11. 6).
Основные расчетные соотношения схем ТР со ступенчатой фор-
мой выходного напряжения приведены в табл. 7.2.
Расчет ТР со ступенчатой формой выходного напряжения и вы-
бор его основных элементов осуществляется в следующей последо-
вательности.
Напряженке вторичной обмотки трансформатора определяется
исходя из двух основных предельных состояний ТР Первое пре-
дельное состояние работы ТР, характеризующееся полностью за-
пертыми тиристорами, которое имеет место при максимальном на-
пряжении питающей сети, минимальном уровне выходного напря-
жения и заданном минимальном токе нагрузки.
Минимальное напряжение Uo ,n/n иа выходе ТР определяется
по формуле (7.4). Затем по табл. 7.2, п. 9 можно определить тре-
буемое значение напряжения на соответствующем отводе вторичной
обмо ки трансформатора для дайной схемы ТР
Второе предельное состояние работы ТР, характеризующееся
полностью открытыми тиристорами (при <хт<л ~ 0), которое имеет
место при минимальном напряжении питающей сети, максимальном
уровне выходного напряжения и заданном максимальном, токе на-
грузки Максимальное изпряжение на выходе ТР при этом опреде-
267
00 Т а б л и ц а 7.2 Параметры основных тиристорных регуляторов со ступенчатой формой выходного напряжения
а в £ Параметры Однофазная двухтактно-управляемая Трехфаэная однотактно-управлясмая Трехфазная двухтактно- управля- емая (шести- фазная)
Рис. 7.8,а Рис. 7,9,6 Рис. 7.8, б Рнс 7.9, а Рис. 7.10, о Рнс. 7.10, б Рис. 7.11 а Рис. 7.1 1. б
1 Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора /2 0,78/н 1 Л1/я 0,82/н 0,82/н 0,58/н 0.41/н
2 Среднее значение тока через тиристор /откр, ср, т 0,5/н 0,5/н 0,5/н 0,33/и 0,33/н 0,33/к 0,16/„
3 Действующее значение тока через тиристор ^откр.д 0,78/н 0,78/н 0,78/н 0,58/и 0,?8/„ 0,58/» 0,4 1/н
4 Среднее значение тока через коммутирующий ДИОД /пр. ср /и 0,5/н 0.5/н /н о,зз/н о,зз/и 0,16/н
5 Действующее значение тока через коммутирую- щий ДИОД /пр. д /н 0,78/н 0,78/н /и 0,58/ц 0,58/н 0,41/ц
Окончание табл 7.2
D/D W Параметры Однофазная двухтактно-управляемая Трехфазная однотакт на управляемая Трехфазная двухтактно- управля- емая (шести- фазная)
Рис. 7.8, Рис. 7.9,0 Рнс. 7.8.6 Рнс. 7.9,а Рис. 7.10.а Рис. 7.10,6 Рис. 7.И,а Рис. 7.1 1,6
6 Амплитуда прямого на- пряжения иа тиристоре с/пр s нр 0,5У2т U'lrn U’lm U 2тф (/2гпф 1/2тф 1/2тф
7 Амплитуда обратного напряжения на тиристо- ре t/обр. т ^гт Uim Uzm Uim 2С/2тф
на диоде (/обр и1, р игп Угт Uzm vim
8 Амплитуда обратного напряжения на комму- тирующих диодах (/обр я р 0,5(/2т Uim + + U2m Uim (либо U 2 m) Угтф VT С/тф (либо С/2тф) 3 (72гпф (либо (72тф) 2(/2тф (либо ^2тф + + //2тф)
9 ^/р mln 1+оС (при запертых тиристо- рах) С/г/2,22 c/;/i.n и;/i, и £/2ф/0,85 С/2ф 0Т85 г/2ф/0,85 С/2ф/0,74
10 (/р max 1 be ’при открытых тиристорах) U2/\,11 и2/\,11 (/г/1,11 УТ^2ф 0,74 У~3 Ц2ф 0,74 1/2ф/0,85 £/2ф/0,74
1,0
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
20 40 60 80 100 1'20 140 160 a
a)
Рис. 7.13 Графики зависимости коэффициента пульсации fcnoi от
угла открывания тиристоров а и коэффициента переключения Nn
тиристорных регуляторов со ступенчатой формой выходного напря-
жения.
а—для однофазных; б — для трехфазных тиристорных регуляторов
лястся по формуле (7.1<). Затем из табл. 7.2, п. 10 определяется тре-
буемое напряжение на полной вторичной обмотке трансформатора
для данной схемы ТР.
Как видно из табл. 7.2, для схем на рис. 7.8, а и 7 10, а необ-
ходимо соблюдение следующих условий:
ДОт.п > <4/2,22:
U0max<U2l\ II
— для схемы на рис. 7 8, а\
, Uornin ** ^2ф/0,85;
1^отох<1/3 (Лф/0,74
— для схемы на рис. 7.10, а.
Расчет параметров и выбор остальных элементов схем произ-
водится по табл. 7.2 аналогично рассмотренным ранее схемам ТР
без ступенчатой формы выходного напряжения.
Для однофазных схем ТР, приведенных иа рис. 7.8 и рис. 7 9,
зависимости коэффициента пульсации йп01 согласно формуле/(7.13)
Рис. 7.14 График зависимости
максимального значения коэф-
фициента пульсации от коэф-
фициента переключения одно-
фазных тиристорных регулято-
ров со ступенчатой формой вы-
ходного напряжения
Рис. 7.15. График зависимости
максимального значения коэф-
фициента пульсации от коэф-
фициента переключения тири-
сторных регуляторов со сту-
пенчатой формой выходного
напряжения
270
от угла открывания а и коэффициента переключения \’и приведе-
ны на рис. 7.13, а. Для трехфазных схем ТР, показанных на
рис. 7.10 и 7.11, зависимости *п0, = F (a, ?Vn) приведены иа
рис 7.13, б.
Как видно из рис. 7.13, коэффициент пульсации на входе фильт-
ра в схемах ТР со ступенчатой формой выходного напряжения в 2
раза меньше, чем в обычных схемах. Максимальное значение коэф-
фициента пульсации в рассмотренных схемах зависит от коэффици-
ента переключения Nn. Для однофазных схем со ступенчатой фор-
мой выходного напряжения эта зависимость приведена на рис 7.14,
в для трехфазиых — иа рис. 7.15. Этими графиками удобно поль-
зоваться при расчете фильтра.
7.3. Требования, предъявляемые к устройствам
управления и оптимизация режима работы
входных цепей тиристоров
Устройство управления (УУ) должно обеспечить надежное от-
пирание тиристора с учетом разброса его входных характеристик
[33, 42]. При этом нельзя превышать допустимую мощность рассея-
ния иа управляющем переходе тиристора На сходных статистических
характеристиках (рис. 7 16) нагрузочная линия должна распола-
гаться выше заштрихованной области пусковых параметров не
пересекая при этом гиперболу Ру.и.тахт соответствующую дан-
ной длительности импульса управления.
Нагрузочная линия строится по максимальному напряжению
</х.у на выходе УУ в режиме холостого хода и максимальному току
в режиме короткого замыкания па его выходе 1ар.утах~
где Rt — внутреннее сопротивление устройства управления, кото-
рое должно обеспечивать импульс управления с высокой скоростью
Рис. 7.16. Вольт-амперные характеристики входных цепей тиристо-
ров
271
нарастания фронта. Необходимо, чтобы крутизна фронта импульса
управления Sy и крутизна нарастания анодного тока удовлетворя-
ли условию Sy > Sa.
Высокая скорость нарастания тока управления особенно нуж-
на, если тиристор работает в быстродействующих устройствах ком-
мутации анодного тока, например при работе на емкостную нагруз-
ку. Для обеспечения быстрого нарастания анодного тока при ра-
боте на индуктивную нагрузку необходимо, чтобы импульсы УУ
имели не только большую крутизну фронта, но и предельно допусти-
мую амплитуду. При этом также необходимо, чтобы импульсы были
достаточно узкие для обеспечения допустимого режима работы уп-
равляющего перехода тиристора. Однако ширина импульса управ-
ления должна быть достаточной, чтобы обеспечить необходимый
анодный ток удержания /уд т для надежного включения тиристо-
ра
На рис. 7 17 приведены диаграммы анодного тока и форма тока
импульса управления. Как видно из рис. 7.17, если ширина управ-
ляющего импульса выбрана меньше TmJn. необходимой для дости-
жения анодного тока значения тока удержания с учетом времени
задержки, то тиристор вновь выключится.
Для формирования импульсов управления с требуемыми пара-
метрами широкое применение нашли формирователи импульсов,
пик-трансформаторы, блоки иг-генераторы и др. Наличие таких до-
полнительных устройств усложняет схему и приводит к снижению
надежности всего устройства управления в целом Кроме того, фор-
мирование длительности и амплитуды импульса управления при
этом осуществляется без учета разброса параметров тиристоров.
Практический интерес представляют несложные цепи, позволяю-
щие оптимизировать параметры импульса управления для каждого
заключается в том, то сам тири-
стор формирует управляющий
импульс с оптимальными па-
раметрами. При этом началь-
ная часть поданного на вход
импульса служит для открыва-
ния тиристора, а конечная —
замыкается через мощную
анодную цепь.
Для пояснения принципа
оптимизации рассмотрим схему
каскадного включения тири-
сторов (рнс. 718, п). При воз-
действии на вход импульсов
управления </у.т тиристор VS(
открывается 'и обеспечивает
подачу импульса управления
на управляющий электрод ти-
ристора kS2. Длительность
импульса управления опреде-
ляется временем включения
тиристора VSs По окончании
процесса переключения тири-
стор US2 шунтирует анодную
цепь питания тиристора KSt.
Таким образом, ширина им
пульса управления тиристора
тиристора. Принцип оптимизации
Рис 7.17. К определению ширины
импульса управления
272
Рис 7.18. Каскадное
включение тиристоров:
а — без коммутирующего
диода б — включение
коммутирующего диода
VDK при отсутствии кас-
кадно включенного ти-
ристора; в — включение
коммутирующего диода
VDK при наличии кас-
кадио включенного тири-
стора
VSs находится в прямой зависимости от его времени включения и
следовательно, тиристор VSi поставлен в режим самоформирования
импульса управления по длительности.
Для обеспечения работы устройства необходимо соблюдение сле-
дующих условий
D Uc Uy от т ^Л>тнр ri D
''огр . --«II
/уотта (7.14)
при Uc > Uy от-^откр-ti>
где Uy. от.т — падение напряжения на открытом тиристоре
Рассмотренный способ формирования импульса управления
может быть использован в схемах без каскадного включения тирис-
торов. На рис. 7.18. б приведена схема включения тиристоров, в ко-
торой режим формирования импульса включения обеспечивается
коммутирующим диодом VDK. При подаче импульса управления
тиристор VS] открывается После окончания процесса переключения
его цепь управления шунтируется коммутирующим днодом и
открытым тиристором VSt. Использование коммутирующего диода
VDK в схеме с каскадным включением тиристоров (рис. 7.18, в) дает
возможность поставить в режим самоформирования каскадный ти-
ристор VSj, что не обеспечивалось в схеме на рис 7.18. а.
В схеме иа рис. 7.18, в Ro и R, определяются из соотношений
Ro -°ст Аь
Лг •от.т
-----------—------*2,
*откр maxт
(7 15)
273
где /у. от.т^у т/п т—коэффициент кратности тока управления
тиристора VSf k2 = /откр max- т^к.у — коэффициент кратности
анодного тока тиристора lZst; /к.у — коммутационный ток управ-
ляющего устройства после открывания тиристора VSt; Д(/ост —
сумма остаточных напряжений иа тиристоре и диоде VDK;
/откр. max. т— допустимый анодный ток тиристора; /ут!пт —ток,
протекающий через управляющий переход тиристора после его
открывания; Rj — внутреннее сопротивление устройства управле-
ния. Коэффициенты I', и k2 свазаиы между собой следующей зави-
симостью:
=-Т77— ' А °Т~ — от. т] (7 16)
^О'ост L 'откр тох т /
Формула (7.16) дает возможность построить зависимости kt =
== F (Ла, Ux у) для любого типа тиристора, что значительно упро-
щает выбор па >аметров управляющего устройства. В качестве
примера на рис. 7 19 приведены зависимости k2 =- F (fr2, UT у) для
тиристора КУ2О2
Рассмотрим порядок расчета цепи управления для схемы иа
рнс. 7.18. б.
I. Для определения коэффициента кратности анодного тока йа
для тиристора VSt зададимся током /н.у из условия
/к-у ^7откр тах т /к-
2. По графикам kt = F (k2, 1/х.у) выбранного типа тиристора
(аналогично рнс. 7 19) определяем коэффициент кратности тока
управления kt. Причем 1/х у входит в (7.16) в качестве параметра,
выбираемого разработчиком
3. По выбранным значениям kt и k2 определяем Ro и Rt по фор-
муле (7.15).
4. Выбираем диод VDK из условий /откр.тохт > /к.у.
(7обр max t (7cm-
На рис. 7.20 показана схема, в которой для создания ограниче-
ния по напряжению резистор Ro заменен низковольтным стабили-
троном или диодами, включенными в прямом направлении. Значе-
ние порогового напряжения выбирается из условия U >= Л7/Огт.
Рис. 7 19 График зависимости
kl ОТ k2 И 1/х У для тиристоров
КУ202
Рис. 7.20. Схема включения по-
рогового элемента VD„ в цепь
самоформирования управляю-
щего импульса
274
Рис. 7.21. Схемы однополунериодных тиристорных регуляторов с са-
моформнрованнем импульса управления:
а — с диодом VD0 в цепи тока нагрузки; б — с диодом РОо в цени
маломощного тнрнстора VT\
В этом случае необходимость в диаграммах = F (Аа, 1/х.у) отпа-
дает. так как ток 1утщ. протекающий через управляющий переход
тиристора VS1 после его открывания, равен нулю. Значения С7х.у
и Ry (рнс. 7.20) определяются из следующих выражений:
.. ОТ. К. Т ((7у.от. Т +WP»)
С'х.у >
1 у . ОТ И . т-' у. от* т
(А. у — UVDn
Rt = --------------
'у. ОТ. II Т
где /у. от-11-т — допустимая амплитуда управляющего импульса
тока длительностью не более 50 мкс.
На рис. 7.21 показаны схемы однополунериодных управляемых
выпрямителей на тиристорах с использованием принципа самофор-
мировапия импульса управления. Эти схемы отличаются от преды-
дущих наличием «обратного» диода VDa, который исключает про-
текание тока через управляющие переходы тиристоров при обрат-
ной полярности напряжения питающей сети. Диод VD0 выбирает-
ся нз условий:
Аткр max Л|, ^Л>бр. и. п > Ucm
— для схемы на рис 7.21, а,
Аткр тазе > Ар- у max 2» ^обр max > &ст
— для схемы на рис. 7.21,6.
В мощных ИВЭ более предпочтительна схема, показанная на
рис. 7.2I..6.
На рис. 7.22 приведена схема реализации принципа самоформи-
рования импульса управления в регуляторах переменного напря-
жения. Здесь управление тиристором VSs осуществляется однооб-
моточным дросселем насыщения ДН который обеспечивает повто-
рение углов отпирания тиристора VS2 со сдвигом иа |80°.
При полярности напряжения питания, соответствующей прямо-
му напряжению тиристора VS2 до момента подачи иа его управляю-
щий электрод импульса управления, происходит размагничивание
ДН. В момент подачи импульса управления тиристор VS2 откры-
вается и шунтирует ДН При этом изменение индукции в ДН прек-
275
Рис. 7.22. Схема однофазного двух
полупериодиого тиристорного регуля
тора с самоформироваинем импуль-
сов управления по длительности
Рис. 7.23. Самоформиро-
вание импульсов управ-
ления по амплитуде
А — зона разброса отпира-
ющих напряжений управле-
ния 1/у.от.т
ращается. При изменении полярности питающего напряжения ти-
ристор VS2 запирается и питающее напряжение вновь приклады-
вается к ЦП в момент его насыщения открывается тиристор VS8.
Так как полное изменение индукции в сердечнике за период сетево-
го напряжения (в установившемся режиме работы) должно быть
равно нулю, угол отпирания тиристора VS3 всегда равен углу от-
пирания тиристора VS2. После открывания тиристора VS3 ДН шун-
тируется и сигнал управления снимается; этими обеспечивается
самоформирование сигнала управления по длительности.
Максимальный угол открывания тиристора VS3, «запоминае-
мый» ДН'.
1 —
атах — агссоз
Нет J
где 1/ди — напряжение насыщения ДН.
Рассматриваемый способ самоформирования импульса управ-
ления дает возможность ограничить не только его длительность,
но и амплитуду. Для этого (как показано иа рис. 7.23) необходимо
обеспечить крутизну фронта импульса управления Sy исходя из
условия
Sy = AL/у/Гвкя.т,
где А1/у — заданное перерегулирование напряжения управления.
Применение рассмотренного способа самоформирования управ-
ляющих импульсов дает возможность использования тиристоров
для переключения напряжения в цепях, где ток коммутации ниже
тока удержания, не допуская перехода в линейный режим работы,
который часто приводит к перегреву тиристора и выходу его нз
строя
При использовании цепей управления с самоформированием
отпадает необходимость в балластных резисторах; обеспечивающих
ток удержания в режиме полного сброса нагрузки; это приводит к
повышению КПД цепей устройств управления
276
7.4. Управление тиристорами с помощью
фазосдвигающих и /?С-цепей
Фазосдвигающее управление (горизонтальное смещение фазы).
На практике широкое распространение получили управляющие
устройства, выполненные иа базе фазосдвнгающнх RC- или RL-
цепен.
Схема управления приведенная на рис. 7.24, построена на ба-
зе фазосдвнгающей RC-цепи с синусоидальной формой выходного
напряжения. Параметры элементов, входящих в схему, зависят от
входных ВАХ тиристоров и частоты питающей сети.
При непосредственном подключении входа тиристоров к выхо-
ду фазосдвигающей RC-цепи «Выход ФСУ» (рис. 7 24) справедливы
следующие
1__
2л/сС <
соотношения:
Utm , „ . . Uvn . „ Utm 2Л
--------А или 2л/с L < —-— —A; Ry t=.-----------
где A, В — коэффициенты, зависящие от типа используемого ти-
ристора; они прямо пропорциональны значению тока управления
используемого тиристора Например, для тиристоров КУ202 может
быть принято А = 10 и В = 0,2.
Сопротивление регулирующего резистора определяется из ус-
ловия
2л/сС
или Rp > 2л/с AL.
Напряжение U2m в приведенных выше соотношениях выбрано
из условия обеспечения крутого фронта импульса управления. Од-
нако при этом иа управляющем электроде тиристора может рассеи-
Рнс. 7.24. Схема однофазного управляющего устройства с фазо-
сдвигающей RC (RL) -цепью
277
ваться недог устимо большая мощность и увеличиваются габариты
RC- либо RL-цепи. Поэтому между выходом ФСУ и входом тиристо-
ров вводят усилители, которые одновременно служат для форми-
рования фронта импульса управления. Применение усилителя по-
зволяет также уменьшить потребляемую мощность с выхода фазо-
сдвигающего устройства, что приводит к уменьшению его массы и
габаритов.
На рис 7.24 показан способ реалнзации усилителя и формиро-
вателя, выполненного иа транзисторах VT| и VTa. Диоды VD, и
VD,, резисторы ₽t и и стабилитроны VDa и УО4 служат для по-
лучения прямоугольных однополярных импульсов, сдвинутых на
угол 180°. Транзисторы УТ, и УТа работают в импульсном режиме н
отпираются фазосдвигающим устройством со сдвигом по фазе на
180°. Трансформатор ТУа предназначен для гальванической раз-
вязки цепей управления.
Для выбора элементов усилительных каскадов (рис. 7.24) мож-
но пользоваться следующими расчетными соотношениями:
(O.2^O,3)U'2m>U„^Uxy.
где Uam — амплитуда напряжения иа вторичной обмотке трансфор-
матора TV,' Ucr — напряжение стабилизации VDa и VDt.
Нагрузочная линия на входной ВАХ тиристоров определяется
сопротивлениями резисторов
₽»=/?»=
где /к,„ — максимальный ток коллектора транзисторов УТ, и УТа.
Сопротивления базовых резисторов Ra и R, равны
R,-----р
(3-r5)Ux.y 21ЭЖШ
где {7ВЫХ — амплитуда напряжения па выходе трансформатора
ТУа.
Стабилитроны в схеме на рнс. 7.24 обеспечивают постоянство
амплитуды напряжения управления в интервале угла открывания
тиристоров:
а„ а 180 — д.
где ап — угол потерь регулирования; 6—угол, соответствующий
выключению стабилитрона:-
U ст {. . 7?| \
а„ =агС sin -тут— I + — .
На рис. 7.25 показана схема устройства управления для трех-
фазного тиристорного регулятора. На диодах VD?—VD,, собран
выпрямитель, который позволяет регулировать тремя фазами управ-
ления с помощью одного переменного резистора Rv.
Для использования приведенных выше схем управляющих уст-
ройств в замкнутых системах автоматического регулирования необ-
ходимо заменить переменный резистор Rv транзистором, на базу
которого подается сигнал рассогласования с выхода ИВЭ.
Управление тиристорами с помощью RC-цепей Управляющие
устройства, выполненные на /?С-цепях (см. рис. 7.24), наиболее
простые В них управление моментом появления импульса включе-
278
TVt VD, Ri
Рнс. 7.25. Схема трехфазного управляющего устройства, выполнен-
ного на фазосдвнгающнх ^С-цепих
Рис. 7 26 Простейшая схема эднополупериодиого управляющего
устройства, выполненного на' зарядной ffC-цепн (а) и диаграмма
процесса управления (б)
279
u-ия тиристора осуществляется изменением постоянной времени за-
ряда емкости.
На рис. 7.26 приведена схема управления одиополупериодным
управляемым тиристорным выпрямителем с помощью зарядной
ЯС-цепи. Во время отрицательного полупериода питающего напря-
жения тиристор VS заперт, а конденсатор С заряжается напряжением
отрицательной полярности через диод VDt и нагрузку Ян Я
Во время положительного полупериода напряжения сети тиристор
остается запертым до момента появления на конденсаторе С нсоб
ходимого положительного напряжения для его включения
Угол открывания а, как видно из рис. 7.26. б. прямо пропорцио-
нален времени перезаряда конденсатора (UCm — напряжение иа
конденсаторе С) Диод VDj защищает управляющий переход ти
ристора от обратного напряжения во время отрицательного полу-
периода сетевого напряжения Для обеспечения условия атах «
sb я постоянная времени заряда должна удовлетворять условию
RC > 25 1//с. (7 17)
Однако резистор R должен обеспечить необходимый ток спрям-
ления тиристора FS. Это приводит к увеличению емкости С и умень-
шению КПД устройства управления. Для избежания этих недостат-
ков можи< ди д VDt заменить диннстором. В этом случае конденса-
тор будет заряжаться до прямого напряжения включения дииистора
и разряжаться на управляющий переход тиристора, обеспечивая на-
дежное его открывание. Резистор R при этом должен быть рассчи
тан иа ток включения дииистора, который существенно меньше тока
спрямления тиристора.
При включении дииистора вместо диода VDj имеет место поте-
ря угля регулирования, значение которого соответствует мгновен-
ному напряжению, равному прямому напряжению включения дн-
нистора.
На рис. 7.27 приведена схемаГ управляющего устройства, выпол-
ненного на RC-цепях для однофазного двухполупериодиого тирис-
торного регулятора. Диоды VDt и VDa служат для подключения
конденсаторов Ct или С, к выходу управляющего устройства в за
внсимостн от полярности полупериода питающего напряжения.
Диоды VDb и VDt обеспечивают цепь разряда для конденсато-
ров С, и С, через вторичные полуобмотки и U7, трансформатора
TV.
Резистор Ri служит для ограничения выходного тока и опре
деляет нагрузочную линию упрг вляющего устройства. Выбор по-
стоянной времени заряда RCi — RC2 производится согласно (7.17).
На рнс 7 28 приведена схема однофазного двухполупериодиого
управляемого тиристорного выпрямителя с использованием управ-
ляющее устройства иа рис. 7 27 [21]. Диоды VD$ и VD? служат для
развязки и коммутируют импульсы управления в зависимости от
полярности напряжения вторичной обмоткн W2.
Тиристор VS2 включен в цепь двухполупериодиого выпрямлен
кого напряжения и открывается 2 раза за один период напряжения
сети. Углы открывания при этом будут одинаковыми несмотря на
то. что фронт сигнала управления вырабатываемого управляющим
устройством, имеет форму близкую к экспоненциальной; это объяс
няется равенством RC{ я RC2
С изменением температуры корпуса тиристора будет изме-
няться также угол отпирания. Но при наличии сигнала обратной
280
Рнс. 7.27 Схема двухполупери-
одного управляющего устройст-
ва иа зарядных /?С-цепях
Рнс, 7.28. Схема однофазного
тиристорного регулятора с уп—►
равляющнм устройством на за-
рядных /?С-цепях
связи U0.c, воздействующей на переменный резистор /?р, изменение
угла будет скомпенсировано. В этой схеме стабилитрон VDt обеспе-
чивает постоянным пороговый уровень напряжения управления.
По цепи управления тиристора 1Лэа будет протекать ток при превы-
шении напряжения на конденсаторе С, (либо С2) напряжения ста-
билизации стабилитрона VDt.
Таким образом, изменяя наклон экспоненты с помощью резис-
тора Rp, можно изменять моменты отпирания тиристора VS,. С по-
мощью диодного моста VDt—VDt имеется возможность управлять
зарядным током конденсаторов С\ и Сг, переменным резистором Rp
и осуществить разряд одного конденсатора во время заряда другого.
7.5. Управление тиристорами с помощью магнитных
усилителей
, Для управления тиристорами в однофазных и многофазных ИВЭ
широко используются магнитные усилители (МУ), выполненные на
сердечниках с прямоугольной петлей гистерезиса. Они позволяют
управлять тиристорами с помощью сигналов постоянного и пере-
менного тока небольшой мощности и обеспечивают в схеме управле-
ния несколько электрически изолированных входов и выходов.
На рис 7 29 приведены две схемы управления тиристорами при
помощи однополупернодного магнитного усилителя TS, отличаю-
щиеся взаимным включением резисторов Rp и Rn. Рабочая цепь МУ
питается от сети переменного тока через разделительный трансфор-
матор TV Диод VD обеспечивает работу МУ в режиме самоиасы-
щеиия. Пока сердечник МУ ие насыщен, ток, протекающий через
вторичную обмотку трансформатора TV, равен току намагничива-
ния МУ
Падение напряжения на резисторе Rn от тока холостого хода
МУ не должно превышать допустимое значение иеотпирающего
* напряжения на управляющем электроде тиристора.
281
Рис. 7.29. Схемы одиополупериодных тиристорных регуляторов с уп-
равляющим устройством иа магнитных усилителях, отличающиеся
взаимным расположением резисторов Rn и Rp
Для увеличения допустимого значения порогового напряжения,
которое обычно у тиристоров равно 0.1—0,25 В, в цепь управления
вводят дополнительные пороговые элементы (днннсторы, стабили-
троны, выпрямительные диоды и т. п.). При этом пороговое напря-
жение диода равно его напряжению смещения в прямом направле-
нии, при котором ток через прибор практически равен нулю
Для обеспечения постоянства амплитуды напряжения управле-
ния тиристором питание рабочей цепи МУ часто осуществляют от
источника напряжения прямоугольной формы. В простейшем случае
прямоугольность формы питающего напряжения может быть обес-
печена при помощи кремниевых стабилитронов Однако рабочую
цепь МУ можно питать и напряжением синусоидальной формы.
На рис. 7.30 показан импульс управления синусоидальной фор-
мы, который получается на резисторах Ra + Rp — для схемы иа
рис. 7.29, а и на Rn — для схемы иа рис. 7.29, б. Импульс управле-
ния характеризуется следующими параметрами: L/nop — иапря-
Рис. 7 30 Параметры управля-
ющего импульса синусоидаль-
ной формы
Рнс 7 31. Изменение нагрузоч-
ной линии управляющего уст-
ройства во времени
282
Рис. 7.32. Диаграммы расчета управляющих цепей иа магнитных уси-
лителях для тиристора КУ202:
а - для рис. 7.29, а; б — для рис. 7.29, б
жен не отпирания дополнительного порогового элемента в цепи
управления: Uu — напряжение иа выходе устройства управления,
при котором обеспечивается требуемое напряжение на резистора /?п:
ап — допустимый угол потери регулирования.
При нарастании напряжения управления во времени нагрузоч-
ная линия перемещается вправо, как показано на рис. 7.31. Каждая
следующая прямая представляет собой нагрузочную линию управ-
ляющего устройства в последующие моменты времени.
Напряжение 1/х у и ток /пр у .max иа рис. 7 31 определяют оп-
тимальное положение нагрузочной линии, перекрывающей область
пусковых параметров тиристоров Поэтому диапазон изменения угла
гарантированного открывания тиристора, при котором могут быть
обеспечены требуемые значения (/х.у и /Пр-у.max- определяется
неравенством
au а л — ап.
Для расчета управтяющего устройства тиристорами на МУ обозна-
чим
лу = t/дт sin ап (1/х.у + L/nop) • (7.18)
Для схемы на рнс. 7.29, а пу > 1.
Для расчета коэффициента лу на рис. 7.32, а приведены зави-
симости Пу = / (ап, пост роенные по формуле (7 18) для тирис-
торов КУ202 с напряжением холостого хода устройства управления
1/х У = 10 В и пороговым напряжением 1/пор — 0,2 В
На рис. 7 33, а дана эквивалентная схема управляющего уст-
ройства, показанного на рнс 7.29, а. Резисторы Rp и /?п выбира-
ются из условий
у
/?Р < Пу - , /?п > Пу (/х у/(Пу— 1) ^пр у - max
'пр у max
Наибольшее сопротивление резистора /?п ограничивается условием
Rn < (Uy неот* т + ^ПОР)//ц,
где /ц — ток намагничивания МУ
283
Максимально допустимая средняя мощность на управляющем
электроде тиристора
У ср. max т — Ur>m ^'у. от. т 7у. от. т T?J/4 (/у. от. т 7?р 7?п
+ Uy . от. т Яр + t/y. от. т Яп)2- (7.19)
Для схемы на рнс. 7.33, бпу = I, поэтому
U2m — (Ux.y+(7nOp)/sin ип. (7.20)
Напряжение на вторичной обмотке трансформатора TV в схеме
иа рнс 7.29. б при заданных значениях 17х.у, С/Пор и ап выбирается
согласно (7.20). Для тиристоров КУ202 зависимость U2m = f (ап)
приведена на рис. 7.32, б Резисторы Rp и Rn для схемы на
рис. 7.29, б выбираются из условия
Яр ^х-уДпр.у max, Яп < (Uy. неот т4”(7цор)/7пр.у max-
Максимальная средняя мощ1 ость, выделяемая да управляющем
электроде тиристора в схеме на рис. 7.33, б,
Яу.ср max Uy. от- т (у. от. т/4 (Яр 7у.От.т~|" ^у.от.т)2 (7.21)
Как видно из формул (7.19) и (7.21), схема управления на
рис. 7.29, а по сравнению со схемой иа рнс. 7.29, б в энергетическом
отношении менее выгодна и требует увеличения габаритной мощно-
сти МУ и трансформатора TV.
Схема на рис. 7.29, б дает возможность реализовать управляю-
щее устройство сравнительно низким напряжением питания без
увеличения угла потери регулирования ап. Однако цепь управления
может быть построена по другой схеме (рис. 7.29, а), если внутрен-
нее сопротивление элементов управляющего устройства, например
МУ, достаточно велико и может выполнять роль резистора Rp. Для
уменьшения тока намагничивания и получения достаточно крутого
фронта импульсов управления, МУ надо выполнить на сердечнике
с узкой петлей гистерезиса и высоким коэффициентом прямоуголь-
лости
Для расчета МУ в схемах на рис. 7.29 достаточно определит *
амплитуды питающего напряжения U2m и тока 1т:
Im= (14m- (7пор)/Яр - для схемы иа рис. 7.29, о;
/т = U2m (Яр + ЯП)/ЯРЯП — для схемы иа рис. 7.29, б.
Схемы на рис. 7.29 могут использоваться в однофазных двухполу-
периодных и трехфазиых тиристорных стабилизаторах.
Рис. 7 33. Расчетные схемы входных управляющих цепей:
а — для рис 7.29, а; б — для рис. 7.29. б
I
284
Рнс. 7.34. Схема однофазного тиристорного регулятора с ведомой
схемой управления
Качество работы схем управления, выполненных на МУ, су-
щественно зависит от разброса характеристик сердечников. Исполь-
зование сердечников с разными магнитными характеристиками при-
водит к нарушению равенства углов открывания тиристоров.
На рис. 7.34 приведена схема однофазного мостового управляе-
мого выпрямителя с ведомой схемой управления, качество работы
которой не зависит от идентичности магнитных характеристик сер-
дечников. В качестве ведомого элемента используется дроссель на-
сыщения ДН. Выпрямитель работает следующим образом. Прн
полярности напряжения питания, соответствующей прямому напря-
жению тиристора VS2 до подачи иа его управляющий электрод сиг-
нала управления (МУ TS не насыщен), оба тиристора (VSj и
заперты и напряжение’между точками Л нВ равно 1/2. Прн этом
под воздействием приложенного напряжения происходит размаг-
ничивание ДИ. Прн подаче сигнала управления тиристор VS2 от-
крывается, напряжение между точками Л и В снижается до нудя и
изменение индукции в ДН прекращается.
При изменении полярности питающего напряжения тиристор
запирается и напряжение между точками А и В вновь становится
равным U2. При этом под действием приложенного напряжения про-
исходит намагничивание сердечника ДН и тиристор VSj открывает-
ся
Поскольку полное изменение индукции в сердечнике за период
Должно быть равно нулю, угол отпирания тиристора VSj всегда
равен углу отпирания тиристора VSa. Таким образом, ведомая схе-
ма управления дает возможность осуществить равенство углов от-
пирания тиристоров во всем рабочем диапазоне.
При питании МУ напряжением синусоидальной формы мгно-
венное значение тока управления, соответствующее разным углам
отпирания, изменяется в широких пределах. Это может привести
к появлению значительных начальных углов отпирания, для умень-
шения которых необходимо увеличивать амплитуду питающего иа-
285
пряжения, что, в свою очередь, вызывает увеличение мощности рас-
сеян <я на управляющем переходе тиристора.
Ниже рассмотрены схемы управления трехфазиым тиристорным
выпрямителем с помощью МУ, которые практически обеспечивают
постоянство амплитуды напряжения управления тиристорами при
изменении угла открывания от О до 120°. Это соответствует регули-
рованию выходного напряжения от 100 до 25 % Однако, как пока-
зала практика, при использовании таких схем глубина регулиро-
вания может изменяться от 0 до 170°.
На рис. 7.35 приведена схема управления трехфазным выпря-
мителем без увеличения мощности управления [94]. Здесь отпира-
ние тиристоров осуществляется тремя одиополупериодиыми магнит-
ными усилителями TSlt Т8г и TS3. Рабочая обмотка U7p каждого
МУ вклю |ена между соответствующей фазой напряжения вторичной
обмотки трансформатора и плюсовой шиной силового выпрямитель-
ного моста. Такое включение рабочих обмоток обеспечивает подачу
напряжения на каждую из них в течение той части периода, когда
соответствующая фаза имеет отрицательный потенциал относитель-
но плюсовой шины выпрямителя При изменении полярности рабочая
обмотка МУ шунтируется соответствующим силовым неуправляемым
диодом VDt, VD3 либо VDb, смещенным в прямом направлении На
рабочие обмотки МУ подается однополярное напряжение, что обес-
печивает его работу в режиме самоиасыщення без диодов обратной
связи.
При таком включении рабочих обмоток МУ всегда автоматичес
ки обеспечивается требуемая фазировка управляющего сигнала.
Резистор /?,, служат для отвода тока намагничивания /р и ослаб-
лении шунтирующего влияния силовых вентилей VDlt VDa и VDb
на соответствующие рабочие обмоткн. Для предотвращения ложных
срабатываний тиристоров от тока намагничивания МУ в схеме ис
пользованы кремниевые стабилитроны VD3, VDt и VDt, которые
обеспечивают требуемое значение порогового напряжении.
Рис. 7 35. Схема трехфазного тиристорного регулятора с управляю-
щим устройством на магнитных усилителях
286
Управление му
Рис. 7.36. Схема трехфазиого тиристорного регулятора с управляю-
щим устройством иа магнитных усилителях и транзисторной развяз-
кой
В схеме на рис. 7.36 для исключения влияния силовых неуп-
равляемых вентилей VDt, VD3 и на характеристику управления
МУ применены транзисторы VTt—VTS, работающие в режиме пе-
реключений.
При отрицательной полярности напряжения на диодах VD,—
VDa транзисторы находятся в режиме насыщения. Прн изменении
полярности транзисторы закрываются и обеспечивают Полное от-
ключение соответствующей рабочей обмотки МУ иа весь его период
управления.
Так как в рассматриваемый схемах рабочие обмоткн МУ вклю-
чены параллельно с диодами VDt—VDa, то обратное напряжение
на диодах является напряжением питания МУ.
Форма питающего напряжения МУ показана иа рнс. 7 37, от-
куда видно, что напряжение питания воздействует иа рабочую об-
мотку МУ в интервале от —л/3 до л. Однако этот диапазон полно-
стью не может быть использован для отпирания тиристоров, так как
в интервале —л/3 0 к катоду тиристора приложен положи-
тельный потенциал.
Таким образом, рабочий диапазон МУ в рассматриваемых схе-
мах лежит в пределах 0 а я, причем при изменении угла а от
Одо 120° амплитуда напряжения питания МУ остается практически
неизменной, обеспечивается постоянство амплитуды напряжения
287
Таблица 73
Рнс. 7.37. Форма напряжения пи-
тания магнитного усилителя в схе-
мах па рис. 7.35 и 7.36
Основные параметры
некоторых магнитных
материалов
Мате- риал Т т» Pit
5оНП 65НП 0,9—1,3 0,8—1.1 0,85—0.9 0 9—0 95
управления тиристорами и исключается потеря начального угла
от шрання.
При рассматриваемом способе управления, МУ должны рас-
считываться на полное напряжение питания, т. е. иа максимальный
диапазон изменения угла отпирани-я.
Расчетная мощность МУ, необходимая для выбора магнитопро-
вода, определяется из следующих выражений;
Ррасч = ^х.у /пр.у mQX
— для однофазных ТР, питаемых от источника напряжения с
прямоугольной формой;
^расч=О 44 Um /др.у тах
— для однофазных ТР, питаемых напряжением синусоидаль-
ной формы;
Ррасч = 0, 9Um /пр- у max
— для трехфазных, одиотактно-управляемых ТР (см рис. 7.35,
7 36. 7.38),
где Um — амплитуда напряжения питания
Расчетная мощность МУ может быть также определена через
его конструктивные параметры по следующей формуле:
810-2
Р расч — /с Ч/Рн Sm, G 22)
где рп — коэффициент прямоугольности.
Выбор рп и Вт определяется материалом магннтопровода и тре-
бованиями, предъявляемыми к линейности характеристики входных
ТР совместно с МУ
Для уменьшения тока холостого хода и увеличения крутизны
фронта импульса выходного напряжения магннтопровод следует
выполнять из сплавов с мал' й динамической коэрцитивной силой и
высокой прямоугольностыо петли гистерезиса (например, ira пер-
маллоевых сплавов типа 50НП, 65НП, 79НМ и др.).
Рекомендуемые значения 0П и Вт для некоторых материалов,
применяемых на частотах 50—400 Гц, приведены в табл. 7.3.
Прн максимальной мощности отдачи МУ плотность тока опре-
деляется по формуле
/ 2,1 ~\/a^Td/pSM
(7.23)
288
Исходя из значений плотности тока и параметров магнитопро-
вода можно определить КПД
т) — I —р/7ц/2Аф/ср,|Вт5с. (7.24)
Коэффициент формы Аф принимает значения' л/2 при питании МУ си-
нусоидальным напряжением (и прн работе иа активную нагрузку);
1/2 — прн питании МУ напряжением прямоугольной формы; ~]/з —
В трехфазных однотактно управляемых ТР (см рнс. 7 35. 7.36, 7.38).
Действующее значение напряжения питания МУ:
Um y—Um/"}/ 2 Pt
— для синусоидальной формы напряжения при известном зна-
чении ит.
I'M у •= 47х у/Рц
— для прямоугольной формы при известном значении напря-
жения источника Ux.y
Для схем, приведенных на рис. 7 35, 7 36, напряжение питания
МУ является заданным и равно линейному напряжению иа вторич-
и й обмотке трансформатора
Для работы в интервале от 0 до 2л/3 можно принять (7х.у —
= O,8fjU2TK, что соответствует точке А на рнс. 7 37
Сопротивления резисторов У?Б Rn и определяются по фор-
мулам
О П -» !n‘Zigl3 11П Uy. HCIJT- г
Kb-0,3 R„-
'пр.угяв-v 'г
- р .
‘пр у max
Допустимое значение коллекторного тока транзисторов должно
выбираться из условия
доп Лф-У те»
Так как в рассмотренных схемах МУ питается от вторичной об-
мотки трансформатора, то его габариты и КПД зависят от требуе-
мых значений выходного напряжения стабилизатора и мощности
импульсов управления.
Наименьшее напряжение на выходе управляемого моста для
схем на рнс. 7.35 и 7.36 ограничивается напряжением спрямления
применяемых тиристоров.
На рис 7.38 приведена схема управления на магнитных усили-
телях 7S] TS2, TS3 с автономным питанием. В ией силовой управ-
ляемый выпрямитель выполнен иа тиристорах VS2 и VS3 ко-
торые включены в катодную группу с тремя диодами VDa, VD-, и
УОц. Управление тиристорами осуществляется с помощью мало-
мощного управляемого моста, который питается от отдельного
трансформатора TVt Схема управления выполнена аналогично
рис. 7.36. Отличие состоит в том что вместо тиристоров применены
соответственно транзисторы VTt, VT3 и VT6 с диодами UD1% УО5
и VDt Такое сочетание транзисторов и диодов представляет собой
имитацию тиристора, управляющий переход которого расположен
со стороны анода.
*0 Зак. 72Л
289
Стабилитроны VDt, VDf, VDI2 служат для создания порогового
напряжения с целью предотвращения ложных отпираний транзис-
торов VTj, VT3 и VTf, от тока намагничивания TSt, TS3 , TS3.
Резистор У?р является нагрузкой маломощного управляющего
моста и обеспечивает требуемый режим работы управляющих пере-
ходов силовых тиристоров VSt. VSs и У53.
Резисторы R2. R3. R} и Rp рассчитываются по следующим фор-
мулам:
(7СТ Uyym
Rz < 1 — min "2l32min ,
/р. 'пр-у max
O,8GL/2ym — UC3 f Uzym
R-l*"" . ^2131 rnln‘ Pp«0,86
'np.ymax 'np.ymax
где U3y m — амплитуда линейного напряжения вторичной обмотки
трансформатора TVt', UC3 — напряжение стабилизации стабили-
тронов VDt, VDB и VD13.
При насыщении любого МУ открывается один из транзисторов
УТ|, У7'3 или УТ5, что обеспечивает подачу сигнала управления на
соответствующий тиристор VSi. VS2, VS3. Это позволяет выбирать
Управление МУ
Рис. 7.38. Схема трехфазного тиристорного регулятора с автономным
управляющим устройством
290
параметры управляющего устройства независимо от выходного на-
пряжения (/пЬ1х и производить унификацию управляющих устройств
данного класса.
7.6. Управление тиристорами с помощью полевых
транзисторов и за счет «вертикального» смещения фазы
Управление с помощью полевых транзисторов. В тиристорных
стабилизаторах широкое применение находят управляющие уст-
ройства, выполненные иа полупроводниковых приборах. Наиболее
простыми из них являются релаксационные генераторы на полевом
транзисторе (ПТ) с управляющим р-п переходом 133, 421.
На рис. 7.39 приведена схема релаксационного генератора на
полевом транзисторе VT для управления тиристором VS, а на
рис. 7.40 — его входная характеристика. При включении напря-
жения + U конденсатор С заряжается через резистор R и в момент
равенства напряжения Uc критическому напряжению UM он раз-
ряжается через резистор /?2. При этом на эмиттере VT напряжение
будет иметь почти пилообразную форму, а в точке Бг появится им-
пульс напряжения, соответствующий разряду конденсатора. Период
повторения импульсов управления
T — RC 1п —--.
I —а
где а — коэффициент передачи транзистора VT.
Сопротивление резистрра R выбирается в пределах от R' до R”
из следующих соотношений:
U - (/„ , .
———— > /м — условие возникновения колебании
U — UN , .
и _________Ч. < I— условие поддержания колебании,
где /м — ток, соответствующий приложенному напряжению (/м
(точка В); IN — ток, соответствующий минимальному напряжению
UN (точка Р).
Рис. 7.39. Схема релаксацион-
ного генератора на полевом
транзисторе для управления
тиристором
Рис 7.40 Входная вольт-ам-
перная характеристика полево-
го транзистора
10*
291
Рис. 7.41. Схема аналога поле-
вого транзистора на базе
п-р п и р-п'-р транзисторов
Рис. 7.42. Схема релаксацион-
ного генератора с линейным
зарядом емкости н .формирую-
щим усилителем
Термостабилизацию обеспечивает резистор Rt, включенный
в цепь базы
/?1 — Б*/<Х(7м,
где /?Б Б — сопротивление между базами BjBg транзистора VT.
Резистор включается для ограничения тока через эмиттер
и базу Б2 и для выделения выходного импульса управления; обыч-
но R2 = 100 Ом.
Следует отметить, что открывание VT можно осуществить при
напряжении иэ1 на эмиттере Э (рнс. 7.39) меньшем его критичес-
кого значения U3, соответствующем данному напряжению ДБ Б
Для этого необходимо уменьшить напряжение ДБ Б . При некотором
значении напряжения, меньшем 1/Б Б , напряжение ДЭ1 станет
критическим и VT откроется. Этот принцип заложен в основу рабо-
ты релаксационных генераторов на полевых транзисторах с синхро-
низацией.
На рис. 7.41 приведена схема подключения р-п-р и п-р-п тран-
зисторов. которая эквивалентна полевому транзистору с управляю-
щим р-п переходом и позволяет получить улучшенные вольт-ам-
перные характеристики с повышенной мощностью. Уровень напря-
жения открывания (аналогично напряжению U&) задается делите-
лем R3, Rt Дополнительный резистор Rt служит для отвода обрат-
ного коллекторного тока транзистора VTt. Одиако схема на
рнс. 7.41 обладает худшей термостабнлыюстью порогового напря-
жения по сравнению со схемой на рис. 7.39.
Для повышения крутизны применяется схема с формировате-
лем выходных импульсов (рис. 7 42). В ней используется линеари-
зованный заряд емкости С током, стабилизированным с помощью
транзистора V7"i. Это обеспечивает линейный закон управления мо-
ментом игпираиия полевым транзистором. Напряжение на его эмит-
тере
292
Рис 7.43 Схема релаксационного генератора, использующего «пьеде-
стал» (о), и его диаграмма напряжений (б)
Для увеличения коэффициента передачи релаксационного гене-
ратора используется схема иа рис. 7.43, а; осциллограммы напря-
жений в ией приведены на рис. 7.43, б. Линейность пилообразного
напряжения и его наклон определяются цепью RiC. Управление
моментом отпирания осуществляется с помощью переменного ре-
зистора /?р, изменение уставки которого приводит к изменению по-
тенциала высоты «пьедеста та». Диод VD служит для коммутации
в момент достижения напряжения ut заданного «пьедестала». Даль-
нейший заряд емкости идет только через резистор R>.
На рис. 7.44 приведена схема управляемого выпрямителя со
ступенчатой формой выходного напряжения на силовых тиристорах
VSt, VS2, которые управляются с помощью релаксационного ге-
нератора. выполненного иа ПТ. С помощью' диодов VDK формиру-
ется вольтдобавка для получения ступенчатой формы выходного
напряжения. Резисторы Rb, Re служат для получения развязки по
входам тиристоров VSj, VS2.
Схема устройства управлении отличается от схемы па рис. 7.42
наличием синхронизатора, выполненного на стабилитроне VDt; по-
следний создает двухполупериодиое питание релаксатора с усечен-
ной синусоидальной формой напряжения.
Рис. 7 44. Схема однофазного тиристорного регулятора со стуиекча
той формой выходного напряжения
293
t
Рнс. 7.45. Схема релаксационного генератора, управляющего фазой
импульсов управления с помощью сигнала обратной связи
Рнс. 7.46. Принцип «вертикального» управления фазой открывания
тиристоров
С помощью делителя R2, R3 создается напряжение смещения
на входе транзистора VTlt в эмиттере которого включен переменный
резистор Rp, управляющий зарядным током конденсатора С, т. е.
углом открывания тиристоров VSt и VSa
Амплитуда напряжения иа вторичной обмотке W3 трансформа-
тора TVi выбирают из условия UW2 (3-i-7)UCT VD .
- На основе рис. 7.44 можно выполнить компенсационный ста-
билизатор напряжения или тока. Для этого (как показано иа
рис. 7.45) можно сигнал обратной связи с выхода стабилизатора по-
давать на вход транзистора VTt, предварительно изъяв де; итель
R2, R3 (P«c. 7.44) и заменив Rp постоянным резистором R
Управление по принципу «вертикального» смещения фазы. Дру-
гой широко распространенный способ управления тиристорами
называется «вертикальным», принцип действия его показан на
рис. 7.46. Момент подачи отпирающего импульса определяется
авенством управляющего напряжения с уровнем а и опорного на-
пряжения, имеющего форму пилообразной кривой, либо близкой к
ней косинусоидальной кривой [42]. В момент равенства напряжений
в схеме появляется импульс управления с крутым фронтом
На рис. 7.47, а приведена транзисторная схема управления трех-
фазным тиристорным выпрямителем, в которой реализован прин-
цип «вертикального» смещения [20. 74[, а на рнс. 7.47, б —осцил-
лограммы в ней. Транзисторы VTi, VT2, VT3 служат для сравнения
напряжений управления Uynp с пилообразным напряжением па кон-
денсаторах С], С2 и С3. В точке пересечения пилообразного напря-
жения ис и напряжения управления L/y (рис. 7 47, б) происходит
отпирание транзисторов VTt, VT3 либо VT3 и включение соответст-
вующих тиристоров KSi, Й52 либо VSs. Наклон пилообразного
напряжения зависит от постоянной времени RiC1, ₽3Ct, R3C3 и ли-
нейного напряжения U2 на вторичной обмотке трансформатора TV.
Диоды VD3, VDt, VDe служат для быстрого перезаряда конден-
саторов Ci, С2, С3 в момент прямого смещения силовых диодов VDt,
VD3. VD„
Сопротивления резисторов R2. Rt и Re рассчитываются по фор-
муле
0 8G(7,m— Uy max
R3= —------" ' у , (7- 25)
^np V max
294
и2
ти
А
В
С
vu2
-м-
RZ
-й-
vr2
VDS
-й-
К
ут3
VT,
VS, C,
к
^VD3 Фсг
^-VD^C3u^
•о
а)
^вых
ь>Ь
ыЪ
art
и2т
art
Пгт
иСп,
иСт
art
Z/jjnp.
S)
и2т
Ucm art
0,86 U^tn max
г«е иу,пах~ макСИ*
управляющее напря-
прнчем
>Ur
- Ст
мальное
жение иа входе управляющего
устройства; UCm — макси-
мальное напряжение иа кон-
денсаторе.
Для практических расче-
тов удобно пользоваться нор-
мированной постоянной вре-
мени зарядных цепей т = т/с,
где т = RjCj = R gC2 == /?зСз-
Нормированная постоян-
ная времени определяется по
формуле
1
Тк
7.26)
ук — коэффициент кратно-
отношения f72m/L/ymaA.
разработчиком
где
стн
выбирается
ТР; тс— коэффициент, зави-
сящий от схемы: тс = 2 —
для однофазных ТР, тс — 3 —
для трехфазиых ТР. Чем боль-
ше значение ук, тем меньше
потери угла регулирования.
Графнческая*зависимость функции (7.26) приведена на рис. 7.48.
В свою очередь, должно быть обеспечено условие
(Лт > 1,2 ({7х.у + 17у max)-
ft
Рис. 7.47 Схема трехфазного ти-
ристорного регулятора с транзис-
торным управляющим устройством
(а) и диаграммы напряжений (б)
295
Рнс. 7.48. Диаграмма зависи-
мости нормированной постоян-
ной времени т от коэффициен-
та кратности ук отношения
UzmJU у max
Если требуемое выходное
напряжение тиристорного ре-
гулятора сравнительно мало.
то при выполнении приведен-
ных выше условий необходимое выходное напряжение будет обес-
печиваться при относительно больших углах отпирания тиристо-
ров. Это приведет к увеличению пульсации пых дпого напряже-
ния, а также уменьшению коэффициента мощности.
Для исключения указанных недостатков управляющее устрой-
ство можно Построить с автономным питанием, не зависящим от
уровня выходного напряжения основного тиристорного выпрямите-
ля.
7.7. Практические схемы тиристорных регуляторов
и стабилизаторов
Трехфазный регулятор напряжения. На рис. 7.49 приведена
схема трехфазиого регулятора переменного напряжения, который
может быть использован для управления выходным напряжением
мощного высоковольтного выпрямителя. Регулирующие элементы
выполнены по встречно-параллельной схеме включения тиристоров
У5,— У$3 (типа КУ202 f4) с диодами 4'0!—VDa (типа КД2.06Б).
Управление тиристорами осуществляется тремя фазосдвигаю-
щнмн /?С-цепями, составленными нз конденсаторов С4, СБ, Сй и пе-
ременного резистора Rl0, подключенного к конденсат >рам через вы-
прямительные диоды У0,3—УО20 Такое соединение дает возмож-
ность осуществить одновременное управление тремя фазами с помо-
щью одного переменного резистора Rl0.
Для усиления сигналов управления иа выходе фазосдвигающих
цепей служат транзисторы УТ,, УТ2 и VT3 , которые питаются от
однофазных трансформаторов ТУ,, ТУ2 и ТУ3 через одиополупе-
риодные выпрямители УО4, У£>Б и VDt. Сигналы управления с вы-
ходов транзисторов УТ,— УТ3, обозначенные цифрами 1—6, посту-
пают на входы тиристоров УХ,—У53, имеющих те же цифровые
обозначения. Трансформаторы ТУ4, ТУ и ТУв выполнены с соотно-
шением витков I 1 и служат для гальванической развязки управ-
ляемых фаз регулятора. Цепи /?,, С,, Rt, С2 и Ra, С3 предназнача-
ются для повышения помехоустойчивости регулятора.
Тиристорный стабилизатор напряжения постоянного тока иа
6,3 В, 5А. На рис. 7-50 приведена схема тиристорного стабилизато-
ра, в которой ТР построен на тиристорах У5,. VS2, У53 (КУ202Б)
и диодах УО„ УО3, VDe (КД202Р).
Управляющее устройство выполнено па магнитных усилителях
TSt, TS2, TS3 пороговых элементах — стабилитронах VD2,
VD4, VD, и резисторах R,. R2, Ra для отвода токов намагничивания
МУ 194].
Резисторы Rt н RB составляют делитель выходного напряжения,
a Re и R, — делитель опорного напряжения С помощью нотенцно_
296
Сеть 220В. 400 Гц
Ozzv
Рис 7 49 Схема трехфазиого тиристорного регулятора переменного
напряжения
297
метра Р7 осуществляется регулировка выходного напряжения ста-
билизатора.
Источником опорного напряжения служит стабилитрон VDU
(Д8 4А), который подключен к конденсатору через резистор
С помощью диода РО10 конденсатор заряжается до амплитудного
значения пульсации иа входе сглаживающего фильтра LiC4, которое
всегда выше его среднего значения, равного выходному напряжению
стабилизатора. Амплитуда пульсации на входе фильтра ЦС4 прак-
тически равна амплитуде напряжения на вторичной обмотке транс-
форматора TVt. Диод VD6 соамещает роль «обратного» и коммути-
рующего д.юдов.
В качестве усилителя сигнала ошибки использован транзистор
У7\, коллекторной нагрузкой которого служат последовательно
включенные обмотки управления магнитных усилителей, питаемые
от дополнительного источника, выполненного на трансформаторе
ТУ2, диодах VDe, VDB и фильтре С2.
Резисторы /?1, R2 и R3 служат для отвода тока намагничивания
магнитных усилителей TSj, TS2, TS3.
Для предотвращения ложного срабатывания тиристоров необ-
ходимо, чтобы пороговые напряжения стабилитронов VD2, VD4 и
VD2 были больше падения напряжения иа Rlt R2 и R3 от токов на-
магничивания TSlt TS2 и TS3..
Мощный тиристорный стабилизатор тока. Схема тиристорного
стабилизатора тока иа 18 ± 5 А для питания соленоида, сопротив-
ление которого изменяется от 1 до 4 Ом, приведена на рис. 7.51. Ре-
гулирующий элемент стабилизатора выполнен на тиристорах VSi,
PSj, VSB КУ202Н и диодах VDj, VD6, VD4 (типа КД206Б). Управ-
ляющее устройство тиристорного стабилизатора построено на маг-
нитном усилителе TS, который выполнен на трех сердечниках с
рабочими обмотками й^р1, W'pz, Ю'рз с общей обмоткой управления
V/y и общей обмоткой смещения 1УСМ 194]. Обмотка W? управляется
падением напряжения на датчике тока АВ.
Обмотка смещения питается от маломощного стабилизатора тока
на транзисторе У71я, стабилитронах VD14—V£>ie и резисторах
Рис 7.50. Схема тиристорного стабилизатора напряжения постоянно-
го тока па 6, 3 В 5 А
298
299
Rm—Rs»- Входное напряжение иа него поступает от маломощного
параметрического стабилизатора, выполненного на стабилитроне
VDis (Д816В), резисторе R,» и трехфазном одиотактном выпрямите-
ле VDt-VD10.
Симисторы VS4, VS8, VS12 выполняют роль высоковольтного
р-п-р транзистора и служат для переключения рабочих обмоток МУ
прн оответствующей фазе напряжения сети
В качестве пороговых элементов для исключения ложных сра
батываннй силовых тиристоров от токов намагничивания МУ ис-
пользуются стабилитроны VDa, VDb, VDlt (Д814А).
Каскадио включенные тиристоры VS2 VSe, У5ц, (КУ202Е) и
VSa, VST, VSU (КУ 101Е) позволяют управлять силовыми тиристо-
рами ESi, VS6 н VSe с помощью малых токов, вырабатываемых уп-
равляющим устройством. Это существенно уменьшает габариты маг-
нитного усилителя
Для повышения помехозащищенности применены RC-цепи
(RjCj. RbCa и Др.), шунтирующие входы тиристоров
Тиристорный стабилизатор напряжения постоянного тока. Ти-
ристорный стабилизатор с выходном напряжением 27 В при токе
20 А (рис. 7 52) может быть исполь^ван для питания систем управ-
ления, сигнализации и контроля работы радиоэлектронной аппара-
туры, он имеет КПД 0,8 и удельную мощность 60 Вт/дм3. Регули-
рующий элемент стабилизатора выполнен иа тиристорах VSi, VS3,
(КУ202Е) и диодах VDj VD4. VD, (КД206А). выполняющих
роль трехфазного управляемого выпрямителя.
Управляющее устройство выполнено по «вертикалыюмут прин-
ципу (74J иа транзисторах V7\ VT2, VTS (КТ208) и цепях RS,C2,
R»Cb, RlbC8, пилообразные напряжения которых сравниваются с
входным напряжением на резисторе R2a, общим для всех трех управ-
ляемых фаз.
Диоды VD2, VD6, VDs служат для перезаряда конденсаторов С2,
С6, С8 соответственно. Каскадио включенные тиристоры VS2 VS4,
VSe повышают чувствительность тиристорного стабилизатора и да-
ют возможность уменьшить габариты управляющего устройства.
Диоды VD3, VDe, VDB н резисторы Rg, R12, Rla защищают входы
транзисторов V7\, VT2, /fa при перезарядке конденсаторов С2,
Ч>, С» от напряжения обратной полярности. Для повышения поме-
хоустойчивости применены RC-цепи, шунтирующие входы тиристо-
ров.
Усилитель сигнала ошибки выходного напряжения выполнен на
транзисторах VZ4—VT2 Сигнал ошнбкя определяется сравнением
напряжения на резисторе R28 делителя выходного напряжения с
опорным напряжением иа стабилитроне VDU (Д814А) Нагрузкой
предварительного усилителя VT2 являются базовые цепи выходного
каскада, выполненного на транзисторах VTt—V76
Диод VD10 совместно с резистором R21 является внутренним
источником напряжения смещения, необходимым для отвода обрат-
ных коллекторных токов транзисторов VTt VT6 через R22 R23 и
R2b соответственно. Конденсатор Си обеспечивает устойчивость сис-
темы регулирования стабилизатора Диод VD12 включен для защи-
ты транзистора V7, от напряжения обратной полярности во время
переходных процессов, возникающих в стабилизаторе при измене-
ниях входного напряжения или тока нагрузки.
300
Рис 7,52 Схема тиристорного стабилизатора постоянного напряжения 27 В, 20 А
301
7.8. Методика и пример расчета
Требуется рассчитать тиристорный стабилизатор выпрямлен-
ного напряжения по следующим исходным данным; напряжение
трехфазной сети Uc — 220 В, /с = 50 Гц; ас = Ьс = 0,1; выходное
напряжение 27 В; пределы регулирования выходного напряжения
min = 24,3 В и l/Hmoi=29,7 В; максимальный и минимальный
токи нагрузки /итак — 10 А и 7Hmi„ = 01 амплитуда пульсации
на выходе сглаживающего фильтра Un~ = 1 В; максимальная тем-
пература окружающей среды 7С = 50 °C.
1. Выбираем тиристорный регулятор по схеме на рис. 7 3, а.
Задаемся падением напряжения в прямом направлении на каждом
тиристоре — 2 В и иа диоде — 1 В, суммарное падение напряжения
на ТР Д1/п = 3 В.
2. Для определения максимального напряжения на выходе ТР
в режиме холостого хода (с учетом падения напряжения па сглажи-
вающем фильтре, включенном на его выходе), предварительно за-
давшись Кгс = 2,5 • 103, Йт = 1,4 Т, S = 3, Uo и 27, /0 яа 10 Л,
вычислим сопротивление обмотки фазы трансформатора TV. По
формуле (4.4) находим
гп~ 2,5-103
27-10
10-50-1,4
3-50-1,4
27-10
«=0,12 Ом.
Принимаем ориентировочно сопротивление дросселя rL = rTV.
3. Используя (7.1), найдем максимальное напряжение на вы-
ходе тиристорного регулятора
Уопи» = 29,7 + 3 + (0,12 + 0,12)10 = 35,1 В.
4. Выбираем минимальный угол регулирования cxm;n = 20°
и находим действующее напряжение на вторичной обмотке трансфер*
матора, соответствующее минимальному напряжению питающей
сети по табл. 7.1, п. 10:
л 1/2 -35,1
U2 т гп =------------------= 27,3 В
m 3 (1 + cos 20°)
5. Номинальное напряжение на вторичной обмотке трансфор-
матора по формуле (7.2)
27,3
1/2=----!--=30,3 В.
1-0,1
6. Максимальное напряжение иа вторичной обмотке трансфор-
матора Uimax по формуле (7.3), а также минимальное выпрямлен-
ное напряжение Uo тг-п по формуле (7.4):
^2та*= 30,3(1 + 0,1) = 33,3 В;
Un min«“ 24,3 3= 27,3 В.
7. Так как наибольший ток через тиристор соответствует ми-
нимальному углу открывания, то согласно табл. 7.1, п. 2:
10
откр.ср. т— £ =3,33 А.
302
8. Максимальные прямое и обратное напряжения на закрытом
тиристоре по табл. 7.1, пп. 7, 8:
Vnp. закр = £7обр- т =33,3 1^2 =46,9 В.
9. Выбираем тиристор КУ2О2Г с параметрами 1/пр заир max т =
e ^обр max Т = 50 В, /Откр ср max т ® А ри а = 0). Для ти-
ристора КУ202Г по формуле (7 7) находим максимально допустимое
1,57 • 10
среднее значение тока/;ткр ср maJe т= ~ -9А>'ОтКр Ср. т=
= 3,33 Л
10. Определяем мощность рассеяния на тиристоре по формуле
(.7 9)
Р ср т 3,33 = 6 66 Вт Р ср max т “ 20 Вт
Мощность РСр maT т зависит от тем1 ературы корпуса и пределяется
по формуле (7.10). Если условие (7.11) выполняется, то из (7.12)
определяется температура корпуса тиристора 7’к max т в заданном ре-
жиме, а затем рассчитывается радиатор по методике, изложенной в
гл. 13.
11. Силовые диоды VDi, VDt и VD3 (рис. 7.3) выбирают по
обратному напряжению и среднему прямому току, полученным для
тиристоров VSj, VS, и VS3. Выбираем диоды КД206 (1/Обр к п
«=400 В. /ир— 10 A. l/up— 1,2 В)
7откр ср-т = 3 33 А </пр^» 10 А.
По формуле (2 7) для диода находим мощность потерь
Рпр. ср « «.2 3.33 « 4 Вт < Рпр. ср = 10 Вт.
Полученное значение мощности потерь используется для расчета
радиатора по методике, изложенной в гл 13 для заданной Т с
12. Для выбора «обратного» диода VDO (см. рис. 7.3) определяем
напряжение Uomln по формуле (7 5)
Up mln = 24,3 + 3 + (0,12 + 0,12) • 10 = 29,7 В
и по табл. 7 1, п. 12 находим
(п 1/2-29,7 \ „
а,' = arccos I —-————— i =70
inax I 3-33,3 )
По табл. 7.1, пп. 4, 5 определяем среднее значение тока
3-10 ’
7пр-ср = дер (70 60) =0,83А
и действующее значение тока
|/ -2-9А
303
Выбираем диод КД206А к находим для него максимальную мощность
рассеяния прн температуре корпуса 125 °C
Pnp ср^ 112 0.83= 1 Вт /’ср mox в (• 5 Вт
«Обратный» диод VD0 можно использовать без радиатора
13 Определяем действующее значение тока вторичной обмотки
трансформатора TV при а=0по табл. 7.1. п 1
/2 = 0,82 • 10 = 8,2 А.
Определим габаритную мощность трехфазного трансформатора TV
для найденных игтах и 1г
Рг« УТ-1/2тах/2=Уз 33,3-8,2 = 473 В-А
14 Определяем максимальный угол открывания тиристоров по
табл. 7.1, п 11
/ л У 2 27,3 \
a.max = arccos ——------— 1 =78,56:
I J • оо. о 1
15 . По рис. 7.7 для полученного значения amat находим коэф-
фициент пульсации для 2-й группы тиристорных регуляторов
(рис. 7 3, а и 7.5, 6):
Лпо1~0.65 для атах = 78.5°;
*ти=0,08 для ат,-„=20°.
16 . По формуле (7 13) пульсацию (по первой гармонике) на вхо-
де сглаживающего фильтра:
65-27,3= 17 В;
^о1~п>.п = о.°8 35,9 — 2,8 В
Максимальный коэффициент сглаживания
<7
У — max 17
17 Выбираем схему управления тиристорами на рнс 7.47, а
(74] Задаемся максимальным напряжением управления
1 30 зУТ
Vymax~ з ^2m~ g 14,2 В
Эпределяем номинальные сопротивления резисторов R2 = Rt =
= Re по формуле (7.25), предварительно определив из справочных
данных на тиристор КУ202 ток /np'ymai = 0,3 А.
Ri =
0.86-30.,зУ 2 —14,2
= 74,7 ~ 75 Ом
0 3
Мощность рассеяния на /?2
304
Выбираем два резистора типа ОМЛТ-2-150 Ом ±10 % включенные
параллельно
18 По формуле (7.26) рассчитаем постоянную времени зарядных
цепей RiCi = R3Ca = Rt,C3 для принятых у1( = 3 и тс = 3‘
Выбираем Ri ~ Rз — R& = 2806 Ом типа ПТМН с точностью
± 1 %
Мощность рассеяния на зарядных резисторах
Выбираем резистор типа ПТМН-0,5-2800 ± 1 %.
19 . Выбираем конденсаторы С\ = С2 = С3 типа МБГО и оп-
ределяем емкость
Т 0.025-10»
С, =—- =——— 8,9 = 10,0 мкФ
R, 2800
Конденсаторы С£ — С2 = С3 работают в режиме однонаправленно-
го перезаряда с частотой питающей сети и напряжением =
= 14 2 В. У
20 . В качестве перезарядных вентилей VD2, VO4, VDC выбира-
ем диоды типа Д226 с L/oBp и.р = 400 В и /np = 0,3 Л
21 Выбираем транзисторы VTt, VTt, VT3 типа КТ208М с до-
пустимым импульсным коллекторным ТОКОМ ^КДОП^^п max ~
ЧАСТЬ ТРЕТЬЯ
ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Глава восьмая
Импульсные стабилизаторы постоянного
напряжения
В импульсных стабилизаторах напряжения (ИСН) регулирую*
щий элемент (транзистор) работает в режиме переключений. В этом
состоит основное отличие их от стабилизаторов непрерывного дейст-
вия. В режиме переключения рабочая точка транзистора большую
часть периода коммутации находится в области насыщении или от-
сечки а зону активной области проходит с высокой скоростью толь-
ко в моменты переключения. Причем значение средней за период ком-
мутации мощности, рассеиваемой на регулирующем транзисторе,
намного меньше, чем прн его работе в непрерывном режиме. Поэтому
импульсные стабилизаторы напряжения по сравнению с непрерыв-
ными имеют более высокий КПД и в отдельных случаях лучшие мас-
согабаритные показатели за счет уменьшения или исключения ра-
диаторов для регулирующего транзистора.
Недостатки импульсных стабилизаторов более сложная схема
управления повышенный уровень шумов, радиопомех и пульсации
выходного напряжения, а также худшие динамические характерис-
тики.
8.1. Схемы силовых цепей импульсных стабилизаторов
Регулирующие транзисторы По способу построения силовой
части импульсные стабилизаторы постоянного напряжения как
показано на рис. 1 10—1 12 разделяются иа три типа [3, 22, 23,
27|:
с последовательно включенными регулирующим элементом,
дросселем и нагрузкой (рис. 1 10)
с дросселем, включенным последовательно с нагрузкой, и ре-
гулирующим элементом, подключенным параллельно на!рузке
(рис. 1.11);
с дросселем, подключенным параллельно нагрузке и рсгули
руюшим элементом, включенным последовательно с нагрузкой
(рис. 1.12).
Для более полного использования регулирующего транзистора
(применяемого в качестве регулирующего элемента) по напряжению
или ограничения напряжения на нем, что дает возможность исклю
чить последовательное соединение нескольких транзисторов, при-
306
меняются дроссели с отводами, т. е их автотрансформаторное вклю-
чение. В таких схемах (рис. 8.1 и 8.2) дроссель выполняется с отво-
дом от части витков обмотки и включается как автотрансформатор
с коэффициентом трансформации п = №г/ W'j. Причем п > 1 в схе-
мах на рис. 8.1, а, 8.2, а, в и п < 1 в схемах на рис. 8.1, б, 8.2, б, г.
Автотрансформаторное включение дросселя позволяет также изме-
нять коллекторный ток транзистора.
Схема управления (СУ) позволяет получить заданную стабиль-
ность напряжения ии на нагрузке. Вход СУ во всех трех типах ИСН
подсоединяется к нагрузке для формирования сигнала рассогласо-
вания в цепи обратной связи, а ее выход к выводам эмиттер—
база регулирующего транзистора для управления его включением и
выключением. Стабилизация выходного напряжения ИСН при из-
менениях напряжения питания или тока нагрузки осуществляется
изменением скважности импульсов напряжения на входе сглажи-
вающего фильтра, уменьшающего до заданного уровня пульсацию
напряжения на нагрузке.
В схеме ИСН первого типа (рис. 8.1) напряжение па нагрузке
всегда меньше напряжения питания Un (понижающий стабилиза-
тор). При открытом регулирующем транзисторе происходит переда-
ча энергии от источника питания в нагрузку и одновременно с этим
накапливается энергия в дросселе и конденсаторе- При закрытом
транзисторе накопленная в дросселе и конденсаторе энергия посту-
пает (для дросселя через диод) в нагрузку.
Следует отметить, что наличие конденсатора Сн в этой схеме ие
является принципиально необходимым. Однако при отсутствии кон-
денсатора для получения малой пульсации выходного напряжения
ИСН требуется большая индуктивность дросселя.
Выходное напряжение ИСН второго типа (рис. 8.2, а, б) боль-
ше напряжения питания Un (повышающий стабилизатор). Это обес-
печивается за счет периодического подключения дросселя то к ис-
точнику напряжения Un через насыщенный транзистор VT (при этом
нагрузка питается энергией, ранее накопленной в конденсаторе С„),
то к конденсатору Сн через диод VD (при этом транзистор закрыт, а
в нагрузку и конденсатор поступает суммарная энергия источника
питания и дросселя),
В ИСН третьего типа (рис. 8.2, в. г) возможно получение и„
положительной полярности относительно плюсовой шины источни-
ка питания или отрицательной полярности относительно минусовой
1 I н точника питания (полярно-инвертирующий стабилизатор).
Причем значение выходного напряжения такого стабилизатора в
зависимости от относительной длительности открытого состояния
регулирующего транзистора может быть как больше, так и меньше
напряжения Un. Накопление энергии в L и Си, а также передача
энергии от этих элементов и источника питания в нагрузку проис-
ходит аналогично схеме на рнс. 8 2, п, б.
Входной фильтр. К первичному источнику пнтання обычно под-
ключается большое число различных потребителей электроэнергии.
Для уменьшения их взаимного влияния на. вход ИСН включают
сглаживающие LBXCVK фильтры (рис. 8.2, б). Характерными осо-
бенностями работы такого входного фильтра являются небольшое
переменное напряжение на дросселе £вх (примерно на порядок
меньше переменного напряжения иа дросселях L, рис. 1 10 - 1 12)
и большие скачкообразные изменения тока ir (кроме случая работы
входного фильтра на стабилизаторы повышающего типа), протекаю-
щего через конденсатор СвХ.
307
L
л)
Рис. 8.1. Схемы силовой части стабилизатора понижающего типа
Рис. 8.2. Схемы силовых
каскадов импульсных
стабилизаторов:
а, б — повышающего ти-
па; в, г — инвертирую-
щего типа, д — входно-
го фильтра, е—диаграм-
мы напряжений и токов
входного фил1 тра
На рнс. 8 2, е приведены временные диаграммы изменений то-
ков и напряжения для элементов входного фильтра при его работе
на ИСН понижающего и инвертирующего ти юв. На интервале вре-
мени уТ через регулирующий транзистор стабилизатора протекает
ток «н> равный сумме тока дросселя iL и разрядного тока /с конден-
сатора При закрытом регулирующем транзисторе ИСН (интервал
времени (1 — у)7) ток /н = 0 и происходит заряд конденсатора током
дросселя iL — ic. Скачкообразные изменения напряжения на кон-
денсаторе обусловлены его эквивалентным последовательным сопро-
тивлением гп.
Методика и пример расчета [23] Проведем расчет входного
фильтра по следующим исходным данным напряжение питания
Un — 27 В пределы его изменеииК Д(/ , — ±J В; среднее значение-
тока нагрузки за время уТ /н.ср •= 1.5 А; изменение тока через
дроссель ИСН при открытом регулирующем транзисторе Д/£ =
= 0.2 А частота преобразования /п = 20 кГц: минимальная и мак-
симальная относительные длительности открытого состояния регу-
лирующего транзистора ymin = 0.6; ymax— 0,9; допустимая амп-
литуда пульсации тока, протекающего через дроссель входного
фильтра, /L = 0.05 А.
1. Определяем действующий ток через конденсатор СвХ:
/сд=,иер Kvmin (1 ~УпЧп) = 1.51^0,6(1-0.6) = 0,73 Л.
2. С учетом /п = 20 кГц и UCmox > Unmax — 34 В выбираем
конденсатор типа К52-1-68 мкФ — 50 В с допустимым импульсным
током /С1 тах — 4 А и действующим током /С1 д= 0,25 А, сопротив-
лением гп— 0.12 Ом и фактической емкостью на частоте/п— 20 кГц
СВХ1 = 0,6 - 68 » 40 мкФ
3. Определяем число конденсаторов
Nr — lr Jlr = 0,73/0,25 ~ 3 шт.
С С Д С |Д
4. Вычисляем амплитуду импульсного тока через одни конден-
сатор на интервалах времени уТ и (1 — у)Т
max lYZ'l==(Zn.cp (1—Vmin)4
= (1,5(1-0,6)-| 0 21/3=0.27 Z< /с„1ах=4А,
ZCmax (rl=/H cp Tmax/^c^1-5 0,9/3 = 0 45 A < 4A
5. Амплитуда пульсации напряжения па конденсаторе
----0 5/и ср
~ +?т<п (1 Ymfn) Свх1-[ц Л/с] —
/VC
=0,5-1,5
0 12
3
0,6 (1 — 0,6)
40-Ю—6-20- I03 3
= 0.1 В
6. Вычисляем индуктивность дросселя
L = U, I, = 0,1/6,28 -20 103 • 0 05 » 0,017 мГн
309
В стабилизаторах повышающего типа (см. рис. 1.11) при боль-
ших индуктивностях дросселя L, который постоянно подключей к
источнику питания Un, входной ток может не превышать допусти-
мого значения и тогда входной фильтр можно исключить Для схем
на рис. 8.2, а б при л. существенно отличных от единицы возмож-
ны большие пульсации входного тока, что приводит к необходимо-
сти использования входного фильтра. Отличие временных диаграмм
для данного случая от рассмотренных выше заключается только в
наличии постоянной составляющей тока «н (показано пунктирной
линией на рнс. 8.2, е)
Приближенный расчет входного фильтра может быть проведен
по изложенной выше методике после замены в формулах Гц.ср иа
(/н,Ср — /110). где /,1о — постоянная составляющая тока нагрузки
8.2. Способы стабилизации напряжения и схемы
управления
В зависимости от способа стабилизации выходного напряжения
импульсные стабилизаторы могут быть отнесены к одной и: трех
импульсных систем регулирования: с широтно-импульсной модуля-
цией (ШИМ): с частотно-импульсной модуляцией (Ч11М); релей-
ная система регулирования (РСР).
В ИСН с ШИМ (рис. 8.3. а) длительность импульсов напря-
жения иф на входе сглаживающего фильтра при постоянной чатоте
их следования обратно пропорциональна значению нап-ряжспия на
нагрузке.
В ИСН с ЧИМ (рис. 8.3, б) длительность импульсов напряжения
является постоянной величиной, а интервалы между ними изменя-
ются пропорционально (следовательно, частота обратно пропорцио-
нальна) выходному напряжению ИСН.
В релейной системе регулирования (рнс. 8.3, в) формирование
импульсов происходит в моменты пересечения напряжением ин двух
Рнс. 8.3. Изменения напряже-
ния на входе сглаживающего
фильтра стабилизатора в зави-
симости от напряжения на на-
грузке при широтно импульс-
ной модуляции (а), частцтио-
импульспой модуляции (б), и
релейной системе регулнрова
пия (о)
310
горизонтальных уровней, нижнего при формировании фронта и
верхнего при формировании среза. Поскольку форма изменения
ин в зависимости от напряжения питания и тока нагрузки может
быть различной, то и частота в данной системе регулирования мо-
жет изменяться в широких пределах.
Импульсные стабилизаторы с ШИМ по сравнению со стабили-
заторами двух других типов имеют следующие преимущества:
обеспечивается высокий КПД и оптимальная частота преобра-
зования независимо от напряжения первичного источника питания
и тока нагрузки; частота пульсации на нагрузке является неизмен-
ной. что имеет существенное значение для ряда потребителей элект-
роэнергии;
реализуется возможность одновременной синхронизации частот
преобразования неограниченного числа ИСН, что исключает опас-
ность возникновения биений частот при питании нескольких ИСН
от общего первичного источника постоянного тока Кроме того, при
работе ИСН на нерегулируемый преобразователь (например, уси-
литель мощности) возможна синхронизация частот обоих устройств.
Недостатком ИСН с ШИМ в отличие от стабилизаторов релей-
ного типа является более сложная схема управления, содержащая
обычно дополнительный задающий генератор *
Импульсные стабилизаторы с ЧИМ, не имея существенных пре-
имуществ перед другими типами ИСН, обладают следующими не-
достатками:
сложность схемотехнического осуществления регулирования
частоты в широких пределах, особенно при больших изменениях
напряжения питания и тока нагрузки;
отсутствие возможности реализации отмеченных выше преи-
муществ системы регулирования с ШИМ.
Последний недостаток относится также к релейным (илн двух-
позициониым) ИСН, которые характеризуются также сравнительно
большой пульсацией напряжения на нагрузке (в стабилизаторах с
ШИМ или ЧИМ пульсации выходного напряжения принципиально
м жет быть равна нулю, что невозможно в релейных стабилизато-
рах по принципу их работы).
Преимущество релейных стабилизаторов состоит в простой схе-
ме управления.
Структурное построение схем управления СУ для ИСН с тремя
способами стабилизации напряжения приведено иа рис. 8.4. В об-
щем случае каждая схема содержит делитель напряжения ДН, ис-
точник опорного напряжения ИОН. сравнивающий элемент 1 н уси-
литель рассогласования У В зависимости от способа стабилизации
в состав СУ также входят:
формирователь синхронизирующего напряжения ФСН, срав-
нивающий элемент 2 и пороговое устройство ПУ для ИСН с ШИМ
(рис. 8 4, а);
частотный преобразователь ЧП для ИСН с ЧИМ (рис. 8 4, б);
пороговое устройство для релейного ИСН (рис. 8 4, в).
Во всех трех СУ в первый элемент сравнения поступают по-
стоянное опорное напряжение Uon н пересчитанное выходное на-
пряжение стабилизатора цст. Разность этих напряжений е посту-
пает иа вход усилителя постоянного тока.
В схеме на рнс. 8.4, а формирование модулированных по дли-
тельности импульсов ии.у (f„) происходит в пороговом устройстве
ПУ, на вход которого поступают разность усиленного сигнала рас-
согласования еу и синхронизирующего напряжения н3.г Изменение
311
длительности управляющего импульса осуществляется модуляцией
его фронта или среза.
При модуляции фронта (рнс. 8.5, а) линейно-изменяющееся
напряжение синхронизации и3 г иа каждом периоде нарастает (ско-
рость его изменения положительная). Поскольку пороговое устрой-
ство в общем случае может обладать гистерезисом (2х0) и инерци-
онностью (за счет времени рассасывания неосновных носителей в
полупроводниковых приборах), то его срабатывание происходит че-
рез Tj и т2 от моменте пересечения управляющего напряжения с го-
ризонтальными прямыми и —х0. Длительности воздействия нв
базу регулирующего транзистора ИСН управляющего импульса и
паузы соответственно равны уаТ и yvT.
Прн модуляции среза (рис. 8.5, б) напряжение и3.г иа каждом
периоде спадает (скорость его изменения отрицательная). При мо-
дуляции фронта и среза (рис. 8.5, в) напряжение синхронизации на
каждом периоде.и нарастает и спадает. Этот вид модуляции по срав-
нению с односторонней модуляцией (рис 8.5. а, б), позволяет реа
лнзовать более быстродействующие ИСН. так как е этом случае
мгновенное значение управляющего напряжения влияет на форми-
рование фронта н среза.
Коэффициент передачи схемы управления, устанавливающий
связь между изменениями относительной длительности Ду импуль-
сов на входе сглаживающего фильтра н напряжения Днн на нагруз-
ке
^ШИМ =
Ду
Au„
Кди ку
з.г
(8.1)
где Кя.н.. Ку — коэффициенты пе едачн делителя напряжения и
усилителя рассогласования соответственно; 2(/m.ar — двойная амп-
литуда синхронизирующего напряжения
Поскольку значение относительной длительности у — tK/T им-
пульсов на входе сг ажинающего фильтра ИСН физически не может
Рис 8 4 Структурные схемы цепей управления
а —с ШИМ; б — с ЧИМ; в — двухпознпионная (релейная)
312
313
Рис. 8.6. Характеристика Рис. 8.7. Формирование выходного
шнротно-импульспого мо- напряжения порогового устройства
дулятора в зависимости от усиленного сигнала
рассогласования
быть больше единицы и меньше нуля, то зависимость между у и пн
имеет вид, показанный на рис. 8.6.
В схеме управления релейного ИСН (см. рис. 8.4, в) усиленный
сигнал рассогласования (рис. 8.7) поступает на вход порогового
устройства, которое переключается так же, как в схеме с ШИМ.
В схемах па рис. 8.4, а—в первые три звена (ДН, ИОН и У вме-
сте с элементом сравнения /) схемы управления ИСН выполняют те
же функции, что и аналогичные звенья в СУ непрерывных стабили-
заторов. Поэтому схемотехнически они могут быть выполнены по
рис. 5.8, 5.9.
314
Из существующих типов ФСН следует выделить схемы, пока-
занные на рис 8.8.
Если имеется источник переменного напряжения прямоугольной
формы (например, напряжение иа дополнительной обмотке транс-
форматора преобразователя), то лииейно-измеияющееся иапряже
ине спадающего вида может быть получено при помощи простой схе-
сы (рнс. 8.8, а), состоящей нз конденсатора С, мостового выпрями-
теля VD и резистивного делителя напряжения Rt. R2 Сравнитель-
но большая постоянная времени (Rt + /?2) С-цепн позволяет полу-
чить на каждом полупериоде перезаряда конденсатора необходимую
линейность изменения тока ic, а следовательно, и напряжения па
резисторе Rt (рис 8.9, а). После мостового выпрямителя иапряже
ние u3.r имеет двойную частоту и постоянную составляющую Uuo.
Недостатком схемы на рис. 8.8, а является пропорциональная
зависимость формы иэ.г от напряжения питания, что может прнвс-
315
сти прн быстрых изменениях ип1 к нарушению режима стабилизации
в ИСН. Устранить недостаток можно дополнительным включе-
нием транзистора VT, стабилитронов VDt и VDt, конденсатора Ct
и резисторов Ra—R< (как показано на рис. 8.8, б). В этой схеме
формирование линейно-изменяющегося напряжения нарастающего
вида происходит следующим образом. В интервалах времени между
импульсами иг (рис. 8.9, б) конденсатор С2 периодически заряжает-
ся от Ua0 до (17п0 + 2(7т 8 г) через резистор Rs от источника на-
пряжения, выполненного на стабилитроне VDS и резисторе R*
В кратковременные моменты воздействия импульсов и2 на базу тран-
зистора VT он открывается и конденсатор мгновенно разряжается
до и„й через резистор R4, стабилитрон VD2 и переход коллектор-
эмиттер насыщенного транзистора. Применение стабилитрона УО3
и режима быстрого перезаряда конденсатора дифференцирующей
цепи позволяет исключить влияние нп1 и (7дОП на. параметры «а.г.
* При наличии источника однополярных импульсов напряжение
синхронизации может быть сформировано простейшей RC-цепью
(рис. 8.8, в). В этом случае напряжение и3 г имеет треугольную фор
му (рис. 8.9, в), при которой происходит модуляция фронта и сре-
за управляющих импульсов.
К недостаткам схем иа рис. 8.8, а—в относится обязательное
наличие источника двуполярных или однополярных импульсов и„.
Этого недостатка лишены схемы на рис. 8.8, г, д, которые работают
в автоколебательном режиме при питании их постоянным напряже
нием Un. В схеме на рис. 8.8, г для получения автоколебаний при-
меняются операционный усилитель DA (например, 153УД1), рези-
сторы R,—Rt и конденсатор С. Осциллограммы напряжений для
этой схемы приведены па рис. 8.9, г. В течение времени 0—t, напря-
жение икх на иеинвертирующем входе усилителя больше напряже-
ния иа конденсаторе С, которое приложено к инвертирующему входу
усилителя и является выходным напряжением «З.г генератора.
В это же время происходит заряД конденсатора через резистор Rs,
, который вместе с Rt через выходной транзистор усилителя подклю-
чен к минусовой шнне Un. В момент времени 1г, когда и3 г начина-
ет превышать нвх, выходное напряжение усилителя (7ВЫХ резко
спадает до нн-ж него уровня. Происходит скачкообразное уменьшение
напряжения ивх и начинается разряд конденсатора до UnB « (/вхв-
Начиная с момента времени Т, когда происходит переключение опе-
рационного усилителя и его напряжение нвых возрастает до верх-
него уровня, весь процесс повторяется.
В схеме ФСН на рис. 8.8, г синхронизацию можно осуществить
подачей кратковременных импульсов положительной полярности
Исинхр и большей частоты на иеннвертирующий вход операцион-
ного усилителя через резистор R2. При этом увеличиваются постоян-
ный уровень Une (пунктирные линии на рнс. 8.9, г) и частота на-
пряжений
В схеме на рис. 8.8, д содержатся почти все звенья схемы уп-
равления. Здесь делитель напряжения выполнен на резисторах R?
RB, источник опорного напряжения — Rlt. UDj, а функции сравни-
вающих элементов, усилителя рассогласования и задающего гене-
ратора выполняет симметричный мультивибратор (элементы Ra—
R., С,, C2t VDg, VD3, VTt—VTJ. Транзисторы VT2 и V73 работают
в линейном режиме и выполняют функцию регулирующих сопро-
тивлений, от которых зависит длительность управляющих импульсов
иу1 и иуз Значения коллекторных токов Й73 и V7S определяются
выходным напряжением ип стабилизатора.
316
На рис. 8.9, д приведены временные диаграммы изменения на-
пряжений иа конденсаторах С1 и С2 (соответственно uci и ис2)
н переходах коллектор—эмиттер транзисторов VT\, У7\. В течение
времени —f2 транзистор У7', открыт и конденсатор С2 через рези-
стор /?в, днод VD2 и переход эмиттер-база VT\ заряжается почти до
1/п. Транзистор VTt остается закрытым напряжением uCf до тех
пор, пока С1 полностью не разрядиться через Rt и переходы коллек-
тор—эмиттер транзисторов VTt и УТ2. В момент времени /2 напря-
жение ис падает до нуля, транзистор VTt открывается, а У7\
закрывается напряжением Длительности импульсов ну1 и
ну2 определяются постоянной времени т2 ~ ₽кэзС4 и т, г» 7?кэЛ,
где Rkb2 и Rk>3 — сопротивления переходов коллектор-эмиттер
транзисторов УТ2 и У7’3. Длительность нарастания фронта импуль-
сов Uyi и «у2 зависит от т3 = R2Ct и т4 = ReC2. Цепочки VD2, Ra
и УО3, R& необходимы для защиты переходов эмиттер—база тран-
зисторов УТ, и УТ4 от пробоя импульсом напряжения.
В схеме с мультивибратором трудно осуществить синхрониза-
цию; кроме того, при быстрых изменениях ии формирование необ-
ходимой длительности управляющих импульсов происходит с за-
паздыванием тзац ~ т2/2 длн Пух и тяап « т,/2 для иу2. Послед-
ний недостаток существенно затрудняет применение данной схемы
при высоких частотах коммутации (до 100—200 кГц) регулирующе-
го транзистора ИСН.
Схемы пороговых устройств (ПУ) для управления ИСН приведе-
ны на рнс. 8.10. В качестве ПУ могут быть применены усилитель
постоянного тока на одном или двух транзисторах,’операционный
усилитель (ОУ), работающий в режиме компаратора, а также триг-
гер. Для обеспечения высокой крутизны фронтов управляющих им-
пульсов каждая схема содержит выходной транзистор (на рис. 8.10,6
их два — УТ, и УТ4).
При использовании ПУ, показанных на рис. 8.10, б, в, в ИСН с
ШИМ иа один из входов подается ня.г, а иа другой — усиленный
сигнал рассогласования еу Если ПУ применяется в релейных ИСН,
то напряжение г заменяется на постоянное (резисторы R3, Rt
иа рис. 8.10, в). В схемах ПУ на рис. 8.10, о, г с одним входом сло-
жение напряжений еу и и3.г осуществляется на резисторах Rt, R2.
При-отсутствии и3,г. свободный вывод резистора R2 соединяется с
минусовой шиной 1/п.
Переключение тра.кзистора УТ, в схеме ПУ на рис. 8.10,°
происходит в моменты равенства (еу 4- п3.г) « (17ст + ^эв)’
Применение в качестве ПУ дифференциального усилителя позволя-
ет получить два выходных сигнала ип. у1 и иц. у2, находящихся в
противофазе по отношению друг к другу. Формирование фронтов
выходного напряжения ПУ в схемах на рис. 8.10, б. в происходит
при еу « иа г, а в схеме на рис. 8.10, г определяется входной ха-
рактеристикой триггера (рис. 8.11), в котором прн еу = 0 транзистор
УТ, закрыт, a VT2 открыт. При возрастании входного напряжения
до напряжения срабатывания '1/сраб триггера транзистор УТ,
открывается, a УТ2 закрывается. Обратное срабатывание триггера
происходит при уменьшении входного напряжения до напряжения
отпускания UOTn.
Проведем расчет схемы управления. Расчет делителя напряже-
ния источника опорного напряжения и усилителя рассогласования
проводится по формулам § 5.2
317
Формирователь синхронизирующего напряжения. Исходными
данными для выбора типа элемента и его расчета являются: постоян-
ная составляющая <7ПО н амплитуда Um З.г напряжения синхрониза-
ции и3 г, напряжение питания Uu, частота [а н сопротивление на-
грузки /?н.ф.
Схема на рис. 8.8, а. Из условия обеспечения линейности син-
хронизирующего напряжения выбирается Umn^^Um3r. С уче-
том напряжения Um п выбирается тнп полупроводникового диода
мостового выпрямителя. Для уменьшения шунтирующего влияния
Дн.ф на напряженке п3.г принимается
R2 — 0.!/?,,.ф и определяются Rt и С
(с учетом неравенства Um п > С/пр +
4" ^п>а-г 4" <4о)-
(Umu ^пр —з-г
---------й----------- 1
и по
1 Уп р) Rt
------------ 1_ !
4f (Я14~Рг)-/?|4"/?з
Рнс. 8.11. Входная ха-
рактеристика триг-
гера Шмитта
где 1/11р — падение напряжения на диодах
выпрямителя VjD.
Пороговое устройство. Исходными
данными для выбора типа элемента и его
318
расчета являются: постоянная составляющая Ull0 и амплитуда
синхронизирующего напряжения Um 3 г, частота коммутации ре-
гулирующего транзистора /п, напряжение питания Ua, сопротив-
ление нагрузки R„.liy, максимальное напряжение рассогласова-
ния еут усилителя постоянного напряжения и его выходное
сопротивление /?ВЫ2.у, выходное напряжение ип.у нли выходной
ток /п.у порогового устройства.
Схема на рис. 8.10, б. Проведем расчет порогового устройства "
по следующим исходным данным: Unn — 4 В 2Um зг = 2 В; f„ —
— 50 кГц; /„ у = 50 мА Rlt „„ = 82 Ом; еуго — 8 В; /?ВЫ2.у “
= 3 кОм; Ua = 19 В.
1. Выбираем транзистор V7\ (1/Т4) типа КТ630Б с параметра-
ми: УКЭ11Пих = 100 в > ^. = 19 В. /К1 = 1 А > /„ у -
= 50 мА; /pBci = 0,1 мкс < (0,02 4- 0,1)// - 0,02/50-103 = 0,4 мкс;
Л21 3 Imtn*” °0; ^КЭиас I °-2 В; ЯЭБ t < 3 кОм — максимально
допустимое значение внешнего базового резистора.
2. Вычисляем Rt, базовый /Б( н коллекторный /К1 токи тран-
зистора:
• /?, < ({/п-(/КЭнас ,)//ц.у —/?и.и.у"(19 —( 45)/50-10 3-
-82— 280 Ом;
принимаем Rt — 240 Ом- •
• к I = 1и» -укэ насн.у + /?.)=( 19 -0.2)/(82 + 240) -
-57 мА < /к, IA.
'Б|= 'К./Л21,1 ,П/П-57 '0~3/8° = 0 7 мЛ
3. Выбираем транзистор VTt (VT s) типа КТ312Б с парамет
рами: (УКЭ2 1Гах — 35 В > (Un — <7|10) — (19 — 4) = 15 В; /К2 тох =
*= 30 мА > (3 4-5) /Б( — 5-0,7- 10-я — 3,5 мА; /рас j—0,1 мкс<
< (0,02-т-0,1)//п = 0,4 мкс; 2 = 0,8 В; Л2| 9 2min““ 2®
4. Принимаем ток коллектора транзистора 1/7’2 равным
/К2 — (2 5) /С1 — 2-0,7-10-3 = 1.4 мА, рабочее напряжение
в режиме усиления (7КЭ = 3 В и вычисляем R2 — Rt,:
Rs,^ (Uno — иЭБ2^21К2 = (4 — 0,8)/2-1.4-10-:1 = 1,1 кОм;
R3 = (1,5 - 3)//K2 = 2,871,4-10-3— 2 кОм < /?ЭБ = 3 кОм;
(Un - Ull0 - 2Um 3 r - 1/кэ)//К2 =(19-4-2-
— 3)/1.4-10-3 и 6,8 кОм;
/?2 (l/цо 4” 2L/m a г) /?вых.уЛеущ — 217rn>!.|.) = (4 +
-I- 2)-3 - IO3/(8 - 4 - 2) = 9 кОм,
принимаем /?2 = 10 кОм.
Ток базы транзистора ИТ, и сопротивление резистора RB
/Б2-Л<2/Л21 1-4-Ю-3/25 = 0.06 мА,
/?н < (i/циЧ' 20/тз. г) Л, ।}., '==
— (4 2)-25/1,7-10— 3 = 100 кОм. Принимаем /?а=36кОм
319
8 3. Стабилизаторы понижающего типа
В зависимости от индуктивности дросселя, тока нагрузки, ча-
стоты преобразования, входного и выходного напряжений все три
типа импульсных стабилизаторов с LC фильтром независимо от
способа стабилизации выходного напряжения могут работать в ре-
жиме непрерывных или прерывистых токов, протекающих через
дроссель [3, 23]. Временные диаграммы изменений токов и напря-
жений в установившемся режиме для стабилизатора понижающего
тип (см. рис. 1.10) приведены на рис. 8.12.
Режим непрерывных токов дросселя В момент поступления им-
пульса |апряжения ип у (рнс. 8.12. а) транзистор открывается и,
поскольку диод VD из-за его инерционности не может мгновенно
выключиться, все напряжение питания оказывается приложенным
к переходу коллектор—эмиттер транзистора. Его коллекторный ток
начинает резко возрастать до максимального значения 1к т, кото-
рое зависит от скорости нарастания базового тока, коэффициента
усиления и частотных свойств транзистора, а также от времени рас-
сасывания неосновных носителей /рас д в базовой области силового
диода. Практически уменьшить ток /Кш можно за счет увеличения
постоянной времени тБ нарастания базового тока транзистора (на-
пример, включением конденсатора параллельно переходу эмит-
тер—база только иа время открывания транзистора).
На рис. 8.13 приведены 112] зависимости oiносительной вели-
чины выброса коллекторного тока Ктр, = транзистора
от коэффициента Ктр,, — 1//IБ Л,, 3 для различных значений
ТБ тэфф (где i э’ ^г> —статический коэффициент передачи тока
транзистора и его ток базы в режиме насыщения', т,фф — эффектив-
ное время жизни избыточных носителей в диоде) В пределе, если
частотные свойства транзистора намного хуже импульсных свойств
диода (но тэфф), то выброс коллекторного тока отсутствует.
Рнс. 8 12. Диаграммы изменений напряжений и токов о ИСН пони-
жающего типа в режимах непрерывных (а) н прерывистых (б) токов
дросселя
320
Рнс. 8.13. Зависимости относительной
величины выброса коллекторного тока
Ктя *=/к m//g от относительной ве
личины тока дросселя Ктр2=/ь//БЛг|»
для различных значений тБ/т,фф
Рнс. 8.14 Регулировоч-
ные характеристики ста-
билизатора понижающего
типа
С момента времени tt (рнс. 8.12, а) обратный ток диода умень-
шается до /Обр> восстанавливается обратное сопротивление днода
и коллекторный ток транзистора падает до значения
8 ИКЗ до напряжения насыщения 1/кэ нас . В течение времени
<я—tB ток, протекающий через дроссель, увеличивается от lLmin
ДО max’ а напряжение на дноде равно Un — ^кэнас'
После окончания импульса «пу транзистор закрывается через
время рассасывания /рас и ток дросселя начинает спадать через от-
крытый диод до При этом напряжение «кэ = (Un — t/np).
Затем весь процесс повторяется
Статическая регулировочная характеристика (определяемая
по формуле £/нШп = V (• — °)) стабилизатора понижающего типа
(непрерывная линия на рис. 8 14) представляет собой прямую, на-
клон которой зависит (без учета потерь в регулирующем транзисто-
ре и диоде) от отношения активных сопротивлений дросселя и на-
грузки о = rL/RK [3, 27). Напряжение на нагрузке определяется
относительной длительностью управляющих импульсов (при по-
стоянном 1/п) и ие может быть больше напряжения питания, а ли-
нейность данной характеристики улучшает условия устойчивой ра-
боты ИСН
При автотрансформаторном включении дросселя характер про-
цессов видоизменится (на рис. 8.15, а б приведены временные диа-
граммы, соответствующие схемам иа рис. 8.1, а, б): в моменты пе-
реключения транзистора ток, протекающий через полуобмотки дрос-
селя, будет изменяться скачкообразно, напряжение «кэ закры-
того транзистора в зависимости от коэффициента трансформации
будет больше (при п < 1) илн меньше (при п > 1) Uu, а выброс кол-
лекторного тока т уменьшится нз-за наличия дополнительной
индуктивности полуобмоток дросселя в контуре коммутации. Не-
достатками автотрансформаторного включения дросселя являются:
нарушение линейности регулировочной характеристики, фор-
ма которой для различных и и о показана иа рис. 8.14 пунктирной
линией:
t
И Зак. 726
321
повышенная пульсация выходного напряжения стабилизатора
(по сравнению со схемой на рис. 1 10, для которой п= 1) из-за
скачкообразного изменения тока, протекающего через конденсатор
сглаживающего фильтра.
Режим прерывистых токов дросселя. Отличие данного режима
от режима непрерывных токов, дросселя для схемы на рис. 1.10 за-
ключается в следующем.
На интервале времени 4—/2 (см, рис. 8.12, б), когда регули-
рующий транзистор закрыт, ток iL, протекающий, через дроссель и
диод, спадает и в момент времени достигает нуля. На интервале
времени —t3 транзистор по-прежнему закрыт, конденсатор Си раз-
ряжается через нагрузку, а дроссель и диод оказываются электри-
чески выключенными нз схемы. Причем в момент времени 12 напря-
жение коллектор—эмиттер транзистора уменьшается от 1/п—(7ир
до Un — Un. При поступлении отпирающего импульса uu.y тран-
зистор открывается и его коллекторный ток начинает увеличи-
ваться от нуля. Следует отметить, что в момент времени t3 выброс
коллекторного тока т в данном режиме работы стабилизатора
принципиально отсутствует из-за закрытого состояния диода в те-
чение времени /2—13
Схемы на рис. 8.1, а, б также могут работать в режиме преры-
вистых токов дросселя (для данного случая временные диаграммы
на рис. 8.15 показаны пунктирной линией).
Недостатками режима прерывистых токов являются нелиней-
ность регулировочной характеристики, увеличение внутреннего со-
противления и повышенная пульсация напряжения на нагрузке,
так как на интервале времени t2—t3 (рис. 8.12, б и 8.15) дроссель не
участвует в сглаживании переменного напряжения. Поэтому
при проектировании ИСН режима прерывистых токов дросселя не-
обходимо избегать.
Методика расчета. Исходными данными для расчета ИСН явля-
ются: напряжение Un и пределы его изменения At/,,; внутреннее
сопротивление источника постоянного напряжения R„; номиналь-
ное выходное напряжение стабилизатора U„ и допустимые пределы
Рис. 8.15. Диаграммы изменений напряжении и токов в стабилизато-
ре понижающего типа с автотрансформаторным включением дроссе-
ля в режимах непрерывных ( ) и прерывистых (б) токов дросселя
322
Rr
«г
Рис 8.16. Схема релейного стабилизатора
его регулировки Л1/н; максимальный 1Пгпах н минимальный
токи нагрузки; допустимая амплитуда пульсации выходного напря-
жения стабилизатора коэффициент стабилизации 7fCT и вну-
треннее сопротивление гн, максимальный температурный уход на-
пряжения 6Uu.t иа нагрузке; предельные значения температуры
окружающей среды TCmin и ТСтах.
На рис. 8.16 и 8.17 приведены схемы ИСН понижающего типа
соответственно релейного типа и с широтно-импульсной модуляцией.
Схема на рис. 1.10 [19, 23, 27, 46].
1. Выбираем частоту преобразования fB и принимаем ориен-
тировочно i]CT = 0,85 -j- 0,95.
2. Определяем минимальное и максимальное значения относи-
тельной длителы ости (коэффициент заполнения) импульса напря-
жения на входе фильтра:
tmin ~ «4 — А^п)/Лст (Ц1 "Ь Д<А1). (8.2)
Ттах = (Ц. + ДЦ|)/Пст (<4 ~ Ыи)-
Рис. 817. Схема стабил!затора с широтно-импульсным модулятором
11* 323
3. Из условия-сохранения режима непрерывности токов дрос-
селя определяем его минимальную индуктивность
l-min (^и + АЬ/и) (I —Ymln)/2/n mtn fn- (8 3)
4. Вычисляем произведение LCH по заданному значению пуль-
сации напряжения на нагрузке
ДСн = (1/н-Дин)(1-ут1п)/16^/Й - (8.4)
и определяем индуктивность дросселя (с током > /я тах) и ем-
кость конденсатора из условия равенства их масс с учетом (8.3)
и (8 4)
5 Амплитуда тока через конденсатор С„ равна (для релейных
стабилизаторов проверка предельно допустимых параметров кон-
денсатора проводится для /п = /п тах)
fC m«x=(<;H-AUH) (1 -ymin)/2Lfa. (8.5а)
Действующий ток через конденсатор
’c^'cmax/V^ (8.56)
6 Определяем среднее и предельные значения тока, протекаю-
щего через дроссель, при Unmax и 1Нтах-
^/.ср = Л| max'
IL min I» max max’ (8.6)
IL max ^нтах~^~ max-
7 . Задаемся значением l^m = (I 2 -? 2) lLcp и с учетом ча-
стоты преобразования выбираем регулирующий транзистор по току
и напряжению 1Ктах>1Кт или
max ^Lmaxi ^КЭ max >(Un + Al/n). j
8 Выбор импульсного днода проводится с учетом частоты пре-
образования по прямому току и обратному напряжению
> !L max’ ^обр м р > ^птаг=^п + Д^п-
9 . Вычисляем ток дросселя /L и коэффициенты и Ктр2:
max—(^н +А^н) (1 —Утая)/2^7п, (8.7)
КтР1=/Кт//БЛ21этож, K-TPt~lL/lsh2i3 тах,
где h2tsmin’ Л21зтол’ /Б= !Б max/h2\3 mtn ~ предельные значения
коэффициента передачи и базовый ток регулирующего транзистора.
10 По графикам на рис. 8.13 определяем тБ, а затем емкость
конденсатора СБ « 1,6/Б тБ/Д(7ЭБ, включенного параллельно пе-
реходу эмиттер—база транзистора (Л(/дБ — изменение напряже-
ния эмиттер—база на входной характеристике транзистора, соот-
ветствующее изменению базового тока йа /ри)-
324
Вил max — Тт In
(8.8)
^выкл max —
fpac max — тн’п
11. Определяем времена включения, выключения и рассасы-
вания регулирующего транзистора (прн тБ < тт).
I 4~Кнас min ТБ \
Кпас min \ 2т.
^аап + ^д тах/^из min
^зап
Квас {к нас
Л21Э max (^б+ ^зап)
где хт « Л2 |Э₽КСК + 1/2л/гр; /к нас = /„ + (l/„ + А£/„) X
X (1 — YmaxVfn2^-; /зап — запирающий транзисторный ток; тн —
постоянная времени накопления заряда в базе насыщенного трап-
J _ у
эистора, Кнас = Б 2 э------——с — коэффициент насыщзння;/Гр.
нас
RK — граничная частота и внешнее сопротивление в цепи коллек-
тора транзистора соответственно.
12. Потерн мощности на транзисторе определяются в основном
потерями в режиме насыщения и динамическими (в моменты пере-
ключения):
К нас moJ КЗ нас Ymax.
днн = 0’5^п (tAi+^n) (?Кт ^вкл+Уд max ^выкл)-
РК = />К нас + РК дни-
(8 9)
13. Потери мощности на дноде определяются потерями в пря-
мом направлении и динамическими прн его выключении
^’д /« max ^пр ('—Ymin) + ^n X
х (t/a + Л(^п) (Jxm — Z L min) 'вое. обр 6 (8-Ю)
14. По заданному значению Кст вычисляем коэффициент пере-
дачи схемы управления
ШИМ = (Кст — ')/(^п— Л^п) ® ")
15. Расчет схемы управления с учетом температурной неста-
бильности 6Ц,.Т проводим по методике, изложенной в гл. 5.
16. Вычислим потери мощности в дросселе н определим КПД
и внутреннее сопротивление стабилизатора
PL “ Ч-еР
Л Ст ~ hi max /(U„ i„
max -f-PTЧ-Рд + Р^ + ^с у) (8.12)
ru—r3 Ymax/[l +Кшим Wn~Al/T)],
где rL — сопротивление дросселя; гэ = RH + rL 4- гкэ; /?н>
гкэ — соответственно сопротивление источника питания и перехо-
да коллектор — эмиттер насыщенного транзистора.
325
Схемы рис. 8.1, а, б (прн /п = const).
1. В зависимости от напряжения питания и тока нагрузки вы-
бираем коэффициент трансформации дросселя (n > I, если необ-
ходимо уменьшить напряжение икэ, и п < 1, если необходимо
уменьшить 1]^) по возможности ближе к оптимальному значению (по
отношению к расчетной мощности транзистора)
попт ~ — Са).
2. Выбираем частоту преобразования fu и Пст = 0,85 0,95.
3. Определяем предельные значения относительной длитель-
ности импульсов напряжения на входе фильтра
________________U и-___________________
Ут‘П Пет [(£/и+Л</л)"-|-(<'н-Л<А.)(!-«)! ’
_________________Ц.+ ЛС'н_____________
Пет К^п’ д и) п _(^н + д1^и)(1— л)!
4 Из условия сохранения режима непрерывности токов дрос-
селя определяем его минимальную индуктивность
«Л14- &U„-UH+Wn) ym,n (ymin п 4-
-1-2-2ут<-п) n-(UH-bU„) (1-Ym,„)8
2^li fn
5. По заданной амплитуде пульсации напряжения определяем
емкое! ь конденсатора (с учетом сопротивления потерь конденсатора
гп):
для рис. 8.1, а
С _ (24"-2/Н+Д/рУ
Н_/п[2{/и~-<г„(п-1)] ’
. (^н— Mill) (1—Ymin) [3(1—Ymin)4~Y/n»n nJ
fn L [Tmin (« — 0+1]
Д/* — ^')(1—Ymin) П
L~ fn L
для рис. 8.1, 6
Ymjn 2/ц max [уг„,п (я —1)+1—2r>J— Д/j, [2yn><n X
1 2fn ' Tj \ *
2t/ ।_JYmjn (Л 1) + l]“^n ( 1 1 {^H max 2n +
X (.1-n)- 1]
+ Д/" lYmin (1—П)—1]}
»• ({^п + Д^п — ^н + Д^н) Yrnizi
где A/l =---------------------—-------------------
In ъ
326
6 Максимальная амплитуда и действующее значение тока че-
рез С„
для рис. 8.1. а
Л1 та.у (п В t/ц ЛЦ„
с",ах~ 2|Tnln(n-l)+l| + 2Lf„
3 (Ym/n — Ц* ;г [Ут/п ** Н Vmin) ~t* У min (3 “^Ymtn) ""• Ц
Х 2|Tmin(n-I)+l]
__({/и—(1 Tmtn) Г______________
'Сд— ,--- Т'ита* .
|/ 3 цп I. )min (« ’)+1
(t/ц- Af/ц) Л yw<n " (I — Ymfn) + 3 (Vmtn—
Уп 2(Vm/„(«-l)+l|
для рис. 8.1,6
Ai max (I —я> (t/n4~At/n—t/H4~A(/»i) Vmfn
Ста*- Ymjii(n_1)+| 2Lfn
'"'""Д’ Тт/„(П-1)4-1 +
I (f/ц-|-At/ц — Uh~\-&Uh) У min
KT Lfn
»
7. Определяем токн, протекающие через дроссель (ток i’L)
h. ср ~ та*!
2/н max— Д\ Xmin Д/a 0 Ymin)
f т{П 2 (Ymin rt4* 1 Tmfn)
IL max L min «4-ДЛ.
где &/t =;(l/n4-Л17п—^кЭняс—4'Д^н) Vm/n ' п«
— ((^н — Д^н—k'np) (1 —Ymin)/^-/n-
8. Задаемся током 1Кт = (1,24-2) /Lcp и с учетом частоты
преобразования выбираем.регулирующий транзистор по току н на-
пряжению*
max max (или то* > ^Кт)'
^КЭ та* -> ^114-Д^п + (^н4-Дун) (• —«)/«•
9. Выбор импульсного диода также проводится с учетом /п
по прямому току и обратному напряжению
rnp > lL тах!п' ^обр н.р > t'rf4" (^п4" Д^п~t'll) п-
10. Проводим вычисления по пп 9—16 методики расчета схе-
мы на рис. I 10 с учетом:
а) в выражении (8.7) lL = IL т{п',
б) при вычислениях по формуле (8 8) /к нас = IL тах , ,
причем lLmaxl вычисляется по формулам (8.13) после замены
^н max на Inmin'’
в) при вычислениях по формуле (8 9) заметить /н тах на
(^т1пп+ lLmaxl " (U„ + ™ 1Ц, + + ((/„ +
ли,,) (1 — п)/п],
г) при вычислениях по формуле (8.10) заменить 1Нтах на
ULmtn + Л/»/2) и (U„ 4- Д(/п) иа (l/H + (Un + Д</„ - U„)/n].
8.4. Стабилизаторы повышающего типа
Временные диаграммы изменений токов и напряжений для ста
билизатора повышающего типа (см. рис. 1.11) приведены иа рис 8 18.
Режим непрерывных токов дросселя. На интервале времени
0—/х транзистор VT закрыт, ток дросселя протекает через днод VD
в нагрузку RH и конденсатор Сн При этом напряжение иа дросселе
равно ии — 0п — 1/пр, а на транзисторе UH — Uap В момент вре-
мени Z, открывается транзистор VT и через него на интервале
(Z,—/2) протекает импульсный ток амплитудой /Кт, обусловлеи-
Рис. 8.18 Диаграммы изм нений напряжений и токов в стабилиза
торе повышающего типа в режимах непрерывных (а) и прерывистых
(б) токов дросселя
328
иый разрядом конденсатора Сн через
диод VD из за его инерционности
По окончании процессов рассасыва
иня неосновных носителей в диоде
VD (момент времени (2) конденсатор
Сн отключается от дросселя и тран-
зистора и разряжается в нагрузку
током /н В течение этого д<е време
ни (/2—/э) происходит накопление
энергии в дросселе (увеличение тока
°т min А° lL та») за счет его ПОД'
ключения к источнику питания через
насыщенный транзистор VT. Прн
этом напряжения равны и^э =
= ^Кэ нас ' UL "п ^КЭ нас ’
“д ~ Un ~ ^КЭ нас •
Рнс. 8.19. Регулировочные
характеристики стабилиза-
тора повышающего типа
С момента времени t3 весь процесс повторяется. Наличие про-
цессов рассасывания в транзисторе приводит к его закрыванию через
время /рас после окончания импульса ип у.
Ток 1Кт может быть определен (как и для схемы на рнс. 1 10)
по графикам на.рис 8.13. Максимальные значения обратного тока
через диод и тока разряда конденсатора /обр тах = /с тах —
т II min'
Статическая регулировочная характеристика стабилизатора по-
вышающего типа (без учета потерь в транзисторе и диоде) определя-
ется зависимостью (27]
Un о + (1-0)(1-у)2 1
где о= (rL+ гдн11)//?и. гД1)Н, rL, RK — сопротивления днода (ди-
намическое), дросселя и нагрузки соответственно.
Из построенных по формуле (8 14) кривых на рнс 8 19 видно,
что в идеальном случае при о = 0 и у -► 1 регулировочная харак-
теристика устремляется в бесконечность. При наличии практически
неизбежных потерь в дросселе (о¥= 0), а также в транзисторе и дио-
де на регулировочной характеристике появляется экстремум, зна-
чение которого сильно зависит от о. На основании построенных регу-
лировочных характеристик можно отметить следующие недостатки
стабилизаторов повышающего типа. 1) для получения большого диа-
пазона регулирования выходного напряжения необходимо обеспе-
чить малые значения о. 2) нелинейность характеристик ухудшает
условия устойчивой работы стабилизатора; 3) в режиме холостого
хода выход! ое напряжение стабилизатора, начиная с у > (0,6—
0,8) резко ] велнчивается при о 0
Временные диаграммы для автотрансформаторного включения
дросс ля для схем на рнс. 8.2, в, г показаны соответственно на
рис 8.20 а, б Отличие процессов, протекающих в схемах с авто-
трансформаторным включением дросселя, по сравнению со схемой
на рис. 1 11 заключается в следующем: 1) наличие в контуре ком-
мутации транзистора в момент его открывания дополнительной ин-
дуктивности полуобмотки дросселя приводит к уменьшению выбро-
сов коллекторного тока IКт и обратного тока через диод /оСр таХ1
а также уменьшает амплитуду тока разряда /с тах конденсатора
329
фильтра; 2) напряжение t<K3 на транзисторе для схемы на
рнс 8.2, а меньше, а для схемы на рнс. 8.2, б больше выходного на-
пряжения стабилизатора 3) коллекторный ток транзистора в схе'-
мс на рнс. 8.2, а больше, а в схеме на рис. 8.2, б меньше по срав-
нению с тем же током в схеме па рис. 1 11; 4) регулировочная харак-
теристика смещается влево прн л > I и вправо прн п < I (пунктир-
ные линии па рис. 8 19).
Режим прерывистых токов дросселя. Отличие данного режима
от режима непрерывных токов дросселя для схемы на рис. 1.11 со-
стоит в следующем. После закрытия регулирующего транзистора
(момент времени /2 на рис. 8.18, б) ток, протекающий через дрос-
сель н диод, уменьшаясь, достигает нуля в момент времени t3. На
интервале /а—/4. когда транзистор по-прежнему закрыт, ток че-
рез дроссель и диод равен нулю. В момент времени ts напряжения
скачкообразно уменьшаются иа транзисторе от Utl — t/Dp до Un,
на дросселе от Uu — Un — U„p до нуля, на дноде напряжение
увеличивается от <7Пр до Un — Un, а ток конденсатора изменяется
от нуля до /н. При поступлении отпирающего импульса ии.у тран-
зистор открывается, его коллекторный ток начинает плавно увели-
чиваться от нуля без выброс в так как в течение времени
t3—tt днод закрыт.
Применение режима прерывистых токов в схемах с автотранс-
форматорным включением дросселя приведет к таким же изменениям
во временных диаграммах, как и для схемы на рнс. I II, а именно
(пунктирные линии на рис. 8.20. а, б) увеличится длительность
закрытого состояния диода; па форме напряжений и ид по-
явится гвырез»; на форме коллекторного тока отсутствуют выбросы
Существенным недостатком режима прерывистых токов являет-
ся повышенная пульсация напряжения на нагрузке нз-за увелнче-
Рис 8 20 Диаграммы изменений напряжений и токов в стабилизато
ре повышающего типа с автотрансформаторным включением дрос-
селя в режимах непрерывных (я) и прерывистых (б) токов дрос-
селя
330
ния длительности разряда конденсатора в нагрузку и увеличение
внутреннего сопротивления.
Методика расчета. Исходные данные для расчета ИСН повышаю-
щего типа могут быть использованы нз § 8.3.
Схема рис. 1.11.
1. Выбираем частоту преобразования /„ н принимаем Лет =
«= 0,9.
2. Определяем минимальное, номинальное и максимальное
значения относительной длительности открытого состояния регу-
лирующего транзистора
1 Un\-bUn \ 1 /, ип\
— I* — И л,, Тном— I1 ,, I, Утах
Лет \ "и----) Лет \ <Л| I
I /. и„ -ьии \
_ —- - ..
Чет \ ^н4"Д^!1 /
3 Из условия обеспечения режима непрерывности токов дрос-
селя определяем его минимальную индуктивность
> АЕ/ц) YmaT ( Ymn.r)
2/н min /п
4 Определяем средний, минимальный и максимальный ток
дросселя:
1L min IL ср
11, ср —Л1 Ymax)»
V\\ min Ymax
2^-min fu
' о/ _______ /
L max L ср ‘ L min’
5. Задаемся током /Кл| — (1,2 4- 2) IL ср и с учетом частоты
преобразования/п выбираем регулирующий транзистор по току и на-
пряжению /к max > /Кл| = 1*5/£Ср (или прн больших измене-
ниях тока дросселя /к тах > (/,. тах + /н тМ/2)), (/кэ тах >
> ^11 П!ПХ‘
6. Выбираем силовой диод с параметрами:
Л1Р 1L щах' ^н max< ^вос-обр l.fw
7. Определяем относительное значение выброса коллекторно-
го тока Ктр, = /Кт/АБЛ21э max и коэффициент Ктр2 - lL mtnf
/в^21э/лах- графикам на рнс. 8 13 находим тБ/тэфф, а затем
СБ — 1,6/БтБ/Д(7ЗБ
8. Определяем времена включения, выключения и рассасыва-
ния транзистора по формулам (8.8).
9 Потери мощности на транзисторе определяются в основном
потерями в режиме насыщения и динамическими (в моменты пере-
ключения):
нас ~ L ср ^КЭ нас Vmax>
(Си Unp) (^K«i ^вкл + h. max 'выил)>
/’к насдни
331
10. Потери мощности на диоде определяются в основном поте-
рями в прямом иаправленнн и динамическими при его выключении
Рд= IL ср Спр О Ymax)-!’ UH /рбр max /вос.обр /и/6,
где /обр max = 1тах IL min'
II. Пульсация напряжения иа нагрузке определяется нз вы-
ражения
Сн~ = /н (I—y)'/ii CH-r/L maxrn-
При включении в качестве Сп нескольких параллельно вклю-
ченных конденсаторов, нх общее число
max (1 Ymin) /д r)iax rn.n
Nr=-------------------4- -----------.
c Co fa 2UU~ 2UH_
Импульсное и действующее значения тока через один конден-
сатор фильтра
max~(JL max
Си л/ 1'1 _________v
пС * 1 Утах
12. По заданному коэффициенту стабилизации вычисляем ко-
эффициент передачи схемы управления
„ _ (Уном Ymin) Кст Un
лшим— (и v .j
I'-'n max—f-'n) ии
13. Расчет схемы управления с учетом температурной неста-
бильности 6(/н.т проводим по методике, изложенной в §§ 5.2 и 8.2.
14 Вычисляем потерн в дросселе и, приняв мощность, потреб-
ляемую схемой управления, равной Рс.у, определяем КПД стаби-
лизатора
PL ~ lL ср rL-
_____________Сн /н max__________
Un hl max' + + у
15. Внутреннее сопротивление ИСН (полагаем дифференци-
альное сопротивление диода равным гДИф)
R" rL^ гДИф Ut
/Сет иа
Схемы рис. 8.2, а, б
1. В зависимости от входного и выходного напряжений ИСН,
а также тока нагрузки выбираем коэффициент трансформации дрос-
селя (л > 1 при уменьшении напряжения нкэ и n < 1 при умень-
шении «к), оптимальное значение которого попт = (UH — Un)/Un,
при этом у = 0,5
332
2. Выбираем частоту преобразования /п и, приняв г]ст = 0,9,
определяем минимальное и максимальное значения относительной
длительности открытого состояния траизнстога:
_ (U„-&UU)-(U„+&U„)
?тгЛ пет [(^h-AI/h)+(<Л1 +Л^П) («-»)] '
1 ин-ип
Тном Пет ГЛ,-1-</п(п-1) ’
(Он+Д(/н)-((/п-Л</п)
УтаХ ПстКУн + Дад + ^п-Л^нХл-!)] ‘
3 Определяем минимальную индуктивность дросселя (обмотки
Ч^а)
F-m/n
|(^п — Ап) — ^п-1-AUn)(l —fmax)2] (J Ymax)
2/н minfn
4. Определяем средний, минимальный и максимальный токи,
протекающие через полуобмотку ITj дросселя (ток i'L).
7 . Утах 1 . . . .
'/-ср 2д x'L min' lL maxlni'
. ___ fн may (^н~Ь At/H—^п~Н Д^п) (I —Утах)
Lmin~ г-Утах 2Lfn
. = (t/n —At/,,) утах П2
1L max ‘ L они
5 Задаемся ZKm = (1,2 4- 2) /Lcp и выбираем транзистор нз
условия /к ,пах > lL тах (или 1Ктах > /к т при /Кт>
> {L max) н УКЭ max > Uu/n‘
6 Выбираем импульсный диод с током / > 1^та/п и напри-
жением 1/обр и р > (^н + Д^н + Iя — П).
7 . Проводим расчет по пунктам (7—15) приведенной выше ме-
тодики расчета схемы на рис. 1.11, в которой необходимо:
а) заменить /Lcp на (I с min п + 1L max)12 в формуле для
вас Н и« ~ упр Н3 у.>+ <Ун - ип - упр) п в формуле
Для F’jQjmi,
б) в формуле для Рд заменить /L ср на (ILmin + lL твх In)
2 и ин на и„ + (Ип — икэ нас) (п — •);
в) в формулах для пульсации н числа конденсаторов Nc
заменить lL тах на /L maJn, а импульсные токи через конденса-
тор будут равны 1с max ~ max в ыомент времени
it иа рис. 8 20, а и 7С тах~ на интервале времени уТ.
333
8.5. Стабилизаторы инвертирующего типа
Временные диаграммы токов и напряжений для стабилизатора
полярно йнвертирующего (инвертирующего) типа (см. рнс. 1.12) —
приведены на рнс. 8 21.
Режим непрерывных токов дросселя На интервале времени
О—/, транзистор закрыт уменьшающийся ток дросселя через откры
тый диод протекает в конденсатор и нагрузку. При этом напряжение
на транзисторе икэ = (Un + — l/np), а на дросселе uL~
= (<£.- <AiP)-
В момент поступления отпирающего напряжения ип.у на базу
транзистора он начинает открываться. Инерционность диода иа
интервале —t2 приводит к разряду конденсатора через открываю-
щийся транзистор на источник питания Un и всплеску коллектор-
ного тока 1цт- Уменьшить /Кги можно тем же способом, что и в
ИСН понижающего или повышающего типов, т. е. за счет уменьше-
ния скорости нарастания базового и коллекторного токов регули-
рующего транзистора После окончания процессов рассасывания в
диоде (момент времени /2) конденсатор Сн оказывается подключен-
Рис 8.21. Диаграммы изменений нагГряжеиий и токов в стабилизато-
ре инвертирующего типа в режимах непрерывных (а) и прерывистых
(б) токов дросселя
334
иым только к нагрузке /?«. В те-
чение времени /2—13 через кон-
денсатор протекает ток разряда,
равный току нагрузки /И1 напря-
жение на транзисторе равно
(\э нас > ток дросселя, который
через насыщенный транзистор
подключен к источнику питания
Un, возрастает от lL min до /Lmax
и напряжения на дросселе и дно-
Де “L = Un - {/кэ нас,ид =
+ ии - 1/кэ ,1ас.
После окончания импульса
ып у регулирующий транзистор
через время рассасывания /рас
закрывается, ток дросселя начи-
нает уменьшаться от /L тах до
min'
Рис. 8.22 Регулировочные ха-
рактеристики стабилизатора
инвертирующего типа
Статическая регулировочная характеристика стабилизатора
инвертирующего типа 127] представляет собой семейство кривых,
построенных по формуле
Ун
Un
у (1—у) (1—0)
O + (1 —о) (1—у)2
где о = (rL -f- rRa„)/RH\ гДи|1 — динамическое сопротивление ди-
ода; одна кривая устремляется в бесконечность при о — О и у ->- 1,
а другие при о > 0 имеют экстремум зависящий от о (рнс. 8.22).
Все кривые начинаются от нуля, а выходное напряжение ИСН име-
ет противоположную полярность но отношению, к напряжению пи-
тания.
Поскольку семейство кривых иа рнс. 8.22 почти симметрично
семейству кривых иа рнс. 8.19, то недостатки ИСН повышающего
типа относятся и к инвертирующему ИСН: 1) для получения боль-
шой кратности выходною напряжения необходимо иметь малое
значение о = (rL -|- гД|1Н)/Лн; 2) нелинейность характеристик тре-
бует принятия дополнительных мер по обеспечению устойчивой ра-
боты стабилизатора (при высоких коэффициентах стабилизации);
3) при малых значениях о (например, в маломощных стабилизато-
рах) и большой кратности выходного напряжения необходимо
принимать меры по защите от превышения напряжения (например,
прн сбросе нагрузки).
При автотрансформаторном включении дросселя значение и
форма напряжений и токов изменится (на рнс. 8.23, а, б показаны
временные диаграммы, соответствующие схемам иа рис. 8.2, в, г):
1) амплитуда коллекторного тока /Кт в момент открывания
транзистора уменьшится из-за наличия дополнительной индуктив-
ности в цепи разряда конденсатора Сп
2) ток 1д, протекающий через полуобмотку дросселя, будет
в моменты коммутации транзистора скачкообразно изменяться,
3) напряжение на закрытом транзисторе икэ = (/„ + ((/н —
— 17цр)/п и в зависимости от значения п оно больше (л < I) илн-
меньше (n > 1) того же напряжения ыкэ для схемы на рнс. 1.12
335
4) обратное напряжение на диоде ид — Un + (Un — иКЭнас)п
и также в зависимости от п оно больше (л > 1) или меньше (л < 1)
обратного напряже! ия диода для схемы рис. 1.12;
5) регулировочные характеристики смещаются влево при п > 1
и вправо прн л < 1 (пунктирные линии на рнс. 8.22).
Режим прерывистых токов дросселя. Особенность работы схем
на рнс 1.12 в режиме прерывистых токов состоит в следующем
(см. рнс. 8.21,6). На интервале времени 0—1, транзистор закрыт,
ток дросселя и диода равен нулю, вследствие чего напряжения на
транзисторе, диоде и дросселе соответственно равны и^э = Un,
«д = “L = °-
В момент G поступления импульса ип.у регулирующий тран-
зистор открывается и его коллекторный ток сравнительно медлен-
но возрастает без. выбросов 1^т, так как ток через диод к моменту
времени 1] был равен нулю. По окончании импульса «п.у транзи
стор через время <рас закрывается, и ток дросселя начинает спадать
до нуля в течение времени 1г — 13. На интервале lt — t3 значения
напряжении нкэ, uL и ид такие же, как и в режиме непрерывных
токов дросселя (см. рис. 8.21, а). С момента времени t3 весь про-
цесс повторяется.
Применение режима- прерывистых токов в схемах ИСН инвер-
тирующего типа с автотрансформаторным включением дросселя
(пунктирные линии па рнс. 8.23, а, б) приведет к пропаданию вы-
броса коллекторного тока 1^т, увеличению напряжения на диоде
и уменьшению напряжения на транзисторе и дросселе в течение вре-
Рис 8.23. Диаграммы изменений напряжений и токов в стабилиза-
торе инвертирующего тина с автотрансформаторным включением
дросселя в режимах непрерывных (а) и прерывистых (6) токов
дросселя
336
меии /4 <s, при котором iL = 0, до ир = UK, икэ = Un и uL = О-
При этом иа форме напряжений днодт ГГ'транзистора появляются
«вырезы».
Недостатками режима прерывистых токов, как и для ИСН двух
других типов, являются главным образом повышенная пульсация
напряжения на нагрузке нз-за увеличения времени разряда конден-
сатора в нагрузку на интервале ts—tt н некоторое увеличение вну-
треннего сопротивления.
Методика расчета.
Схема на рис. 1.12. Для расчета ИСН инвертирующего типа
могут быть использованы исходные данные из § 8.3.
1, Выбираем частоту преобразования f„ и принимаем т]ст —
= 0.9.
2. Определяем минимальное, номинальное и максимальное
значения относительной длительности открытого состояния регули-
рующего транзистора:
__________Цц—&Uh___________
Vmin~ Пет
Цд _и„+&ии
Чет Пет (Сд — Д^п + и)
3. Из условия обеспечения непрерывности токов дросселя опре-
деляем его индуктивность
. (^н+ — ^Лтр) (I —Ymin)*
Lmin 9/ . f
НИИII In
4. Определяем средний, минимальный и максимальный токи
дросселя при /Hmai и Unmin (пр« hi min и Unmax искомые зна-
чения будут меньше):
1 Lcp~ hlmaxfU Tmax) •
. __ . Unmin Утах
1 Lmin~ ‘ Lcp nr f •
*Lmtnln
/ __9/ _/
' Lmax Lcp 'Lmin-
5. Задаемся значением l^m= и с учетом fn выби-
раем регулирующий транзистор с параметрами /к тах > 1^т,
иКЭтах > (уп + Д ^г. + Ц| + Базовый ток транзистора
равен /Б = /К„/Л21эт1п-
6. Выбираем силовой диод с параметрами: / > lLmax,
^обр-и р > (Un + Д1/п + Uh + Д1/н), ^вос.обр Mfn-
7. Определяем коэффициенты Хтр| = IКт/1 ^21э max' ^тр2 =
= lLmin,fBh2i3max По графикам на рис. 8.13 находим Tg/t^,
а затем емкость конденсатора СБ = 1,6/БтБ/Д(7ЭБ.
8. Определяем времена включения, выключения и рассасыва-
ния транзистора по формулам (8.8).
337
9. Потери мощности на транзисторе равны сумме потерь мощ-
ности в режимах насыщения и переключения и достигают максималь-
ного значения при UBmax и ут/п:
^Кнас = /.ср ^КЭиас Ymin-
Р Кдин —®'®/п(^п+ Д^п+^н + А^н— ^пр)Х
X (1Кт /пкл +1 Umax *вы1(л),
РК~ ^Кнас + РКдип
10. Потери мощности иа диоде
“Ттал) “(®\1 А^п + ^и + ДЬ,, — ^кЭиас)
X /обр max ^noC-оСр /п/®-
, , / /птах Unmax Timin ]
где /обр max ‘Кт~I . ~~ 9/« Г
\ 1—?т/п /Чп /
11. Пульсация иа нагрузке, число конденсаторов и протекаю-
щие через них эффективный и импульсный токи определяются по
тем же формулам, что и для ИСН повышающего типа.
12. Вычисляем коэффициент передачи схемы управления с
учетом коэффициевта стабилизации Кет
„ (Xmax Yhom)/^ct Ug
шим > (Ua-Ua mi„) ((/„—Д4/н) ’
13. Расчет схемы управления проводится по методике § 5.2,
8.2.
14. Потери в дросселе PL ~ //,ср tl-
15. Значения т)Ст и гн определяются по тем же формулам, что
и для ИСН повышающего типа.
Схемы на рис. 8.2, в, г.
1. В зависимости от входного и выходного напряжений ИСН,
а также тока нагрузки выбираем оптимальный коэффициент транс-
формации дросселя лопт = 1)я1иа.
2. Выбираем fa и, приняв Т]ст = 0,9, определяем относитель-
ные значения длительности открытого состояния регулирующего
транзистора:
__________У»-At/,,__________ • U„
Ут‘п ^т1(ип+лип)п+и„-ли„] ’ 7ном Т)СТ(!/„«+Уч)’
_________t/цЧ At/ц_________
VmBJC~ Псч [({/п-ДС/п)л + </н+Д</н1 ‘
3. Определяем минимальную индуктивность дросселя (обмоткн
для обеих схем)
д (^н +At/ц //пр) (1 Timin)2
^fn^nmin
338
4. Определяем токи, протекающие через полуобмотку (Г, дрос-
селя (ток i[)
, г (if пУтах \ .
^Lcp — иглах I Ч” . 14'/1УтахХ
\ • Утах1
(1/пкэ«ас)лVmax (* ~ Утах) — (^н + Д^н — Uпр)( 1 — Утах)2
2^7п (1 Утах)
. hi max (^п + Д^н —t/пр) () —Утах)
Lmin~ 1-Утах- 2L/n
, , , (^п“Д^п“^кЗиас) rt* Утах
‘Lmax = ‘ Lmln п 4" г г
Чп
5. Задаемся током /Кт = (1,2 4- 2) lLcp и выбираем транзи-
стор С ТОКОМ lKmax> lLmax(MH {Ктах > 1К т ПРИ lKm > lL тах>
и напряжением UK3max > Un + &U„ + (&„ — Упр)/п.
6. Выбираем диод с током /пр > l^maJn и напряжением
t/обр и р >(^н + Д^н) + (^п + Д^п ^кЭнас) ”•
7. Проводим расчет по пунктам (7—15) приведенной выше ме-
тодики расчета схемы на рис. 1.12, в которой необходимо:
а) заменить lL ср на (/L min n + lL max)/2 в формуле для РКнас
и U„ + Д1/п + Un + Д1/н - Unp на Ua |- Д{/п + (1/п + ДУн -
— U„p)/n в формуле для РКднн.
б) в формуле для Рд заменить /Lcp на (IL mtn+ lL mo/n)/2
н Un 4 Д<4 + Ua + Д(/„ - (7КЭнас иа UB + Д(/н + (С/„ +
+ Д(7П — УКЭиас) «'•
в) в формулах для пульсации Un~ и числа конденсаторов Nc
заменить lLmax на 1^та1/ч, а импульсные токи через коиден:атор
будут равны ^стах~ Ul max — I$^(41 в момент времени ts на
рис. 8.23, а; 1С тах =• l„/Nc на интервале времени уТ,
8.6. Специальные схемы и области применения
импульсных стабилизаторов
Специальные схемы ИСН
Рассмотрим некоторые схемы ИСН, отличающиеся от типовых
своим построением и характеристиками
Стабилизаторы с /?С-фильтром [3]. В ддиных стабилизаторах
вместо дросселя в сглаживающем фильтре применяется резистор R.
На рис 8.24, а, б приведена силовая часть таких стабилизаторов,
являющихся аналогами схем иа рис. 1.10 н 1.11. В отличие от ИСН
на рис. 1 11 в схеме иа рис. 8.24, б напряжение иа нагрузке всегда
меньше напряжения питания 1/п. Динамические потери мощности
на регулирующем транзисторе в схеме-ИСН па рис. 8.24 меньше, чем
в схемах стабилизаторов па рис. 1.10 и 1.11 за счет линейного изме-
нения напряжения коллектор — эмиттер в моменты переключения
транзистора. Поскольку на активных сопротивлениях гасится весь
339
Рис. 8 24. Схемы стабилизаторов с 7?С-фильтром
избыток напряжения между (7П и Ua, то КПД таких ИСН значитель-
но меньше, чем ИСН с LC-фильтром
Стабилизаторы с частичной модуляцией (или с вольтодобавкой)
13, 27]. В тех случаях, когда имеются дополнительный источник
питания или же вывод от первичного источника с промежуточным
потенциалом, возможно построение стабилизатора с частичной моду-
ляцией (рис 8.25, а), при котором последовательно с силовым бло-
кирующим диодом включается дополнительный источник напряже-
ния £доп (вольтодобавка). В таком стабилизаторе напряжение Нф
(рис. 8.25, ) на входе фильтра при закрытом регулирующем тран-
зисторе уменьшается до £доп — Uav вместо t/up в схеме иа
рис. 1.10. Это позволяет получить заданную амплитуду пульсации
напряжения на нагрузке при меньшем коэффициенте сглаживания
фильтра, т, е. при его меньших массе и габаритах. Поскольку напря-
жение на закрытом транзисторе икэ — ((7П + 1/пр — Едоп) и
меньше иа £дОП того же напряжения в схеме на рис 1.10, то и ди-
намические потери мощности на регулирующем транзисторе в схеме
на рис. 8.25, а будут меньше.
Недостатком ИСН с частичной модуляцией является необхо-
димость в дополнительном источнике, который может быть получен:
от дополнительной обмотки трансформатора преобразователя напря-
жения ПН или дросселя после выпрямления и фильтрации перемен-
ного напряжения (рис 8.26, а, б); при помощи вспомогательного
стабилизатора (рис. 8 26, в), при помощи дополнительных выпрями-
теля и фильтра в случае наличия входного источника переменного
напряжения (рис. 8.26, г).
а)
Рнс. 8.25. Схема силовой части (в) и временные диаграммы измене-
ний напряжений и тока (б) стабилизатора с частичной модуляцией
340
Рис. 8.26. Схемы формирования дополнительного напряжения в ста-
билизаторах с частичной модуляцией
В схемах на рис. 8.26, а — в практический выигрыш по срав-
нению со схемой иа рис. 1.10 получить затруднительно, так как в
первых двух схемах'появляются дополнительные элементы, а мощ-
ность дополнительного источника потребляется опять же от основ-
ного стабилизатора; в третьей схеме содержатся фактически два ста-
билизатора, суммарная выходная мощность которых равна мощности
нагрузки.
В схемах на рнс. 8.26, г может быть получен выигрыш за счет
коммутации регулирующим транзистором части мощности нагрузки.
Комбинированные стабилизаторы [118, 119]. По своим динамиче-
ским характеристикам (особенно при быстрых изменениях тока на-
грузки) ИСН из-за наличия LC-фнльтра с большим коэффициентом
сглаживания значительно уступают КСН непрерывного действия.
Однако последние по сравнению с ИСН имеют меньший КПД, кото-
рый находится в большой зависимости от изменения напряжения пи-
тания. Стремление совместить хорошие динамические свойства КСН
с высоким КПД ИСН привело к созданию комбинированных стаби-
лизаторов, которые фактически состоят из двух стабилизаторов
(рис. 8.27): непрерывного действия [VTlt УПТ, ИЭ) и импульсного
(КТ2, VD, L, С„, СУ).
В установившемся режиме транзистор VTt закрыт и стабилиза-
ция напряжения на нагрузке осуществляется импульсным стабили-
затором. При иабросе нагрузки или уменьшении (7П выходное на-
пряжение стабилизатора уменьшается и при определенном уровне,
равном Uu — — порогу срабатывания КСН, открывается тран-
зистор У7\ и в нагрузку поступает дополнительная компенсирующая
мощность. После достижения среднего значения тока, протекающе-
го через дроссель фильтра, установившегося значения, равного, на-
пример, для схемы на рис. 8.27, напряжение на нагрузке воз-
вращается с точностью статической ошибки до номинального зна-
чения, а транзистор VTX закрывается. Если последовательно с на-
341
грузкой включить датчик тока 2?ш (пунктирные линии на рис. 8.27),
то включение КСН можно осуществить по заданному пороговому
значению тока, а не напряжения, что позволит еще повысить бы-
стродействие стабилизатора при увеличении тока нагрузки.
Следует отметить, что при повышении напряжения питания или
уменьшении тока нагрузки, когда необходимо погасить избыток
энергии, накопленной в дросселе и приводящей к перенапряжению,
последовательная схема КСН не эффективна. В этом случае в стаби-
лизатор добавляются КСН параллельного типа (рис. 8.28), который
включается в случае превышения напряжения заданного порога
(t/H Ь Д V«). В общем случае, когда требуется малая динамическая
ошибка и высокое быстродействие, как при увеличениях напря-
жения питания и тока нагрузки, так и при их уменьшениях, комби-
нированный стабилизатор содержит фактически три стабилизатора:
ИСН и КСН последовательного и параллельного типов. Недостатком
такого стабилизатора является большое число элементов, что при-
водит к снижению надежности и увеличению массы и габаритов уст-
ройства.
Стабилизаторы с микросхемой К142ЕП1 [38, 120]. Появление
интегральных микросхем, специально разработанных для ИВЭ
и содержащих несколько функциональных узлов, позволяет повы-
сить надежность и улучшить массогабаритные показатели ИСН (осо-
бенно маломощных).
На рис. 8.29 приведена схема ИСН понижающего типа с приме-
нением в схеме управления микросхемы К142ЕП1 [DA). В качестве
регулирующего элемента используется составной транзистор VT3,
VTt (при l/n=27±J В и /н = 1 4- 3 А, в качестве VT3 и VT4
могут быть применены транзисторы КТ803А и КТ630Б). Резистор Re
включен для подачи отпирающего тока в базу составного транзисто-
ра'
( п— Д"п ^ЭБЗ ^ЭБ4) Л21э Зии'п х Л21э imiJ1 max’
где УЭБ3. ^ЭЬ4,/121э3„1(-„,/121э4„ил — соответственно напряжения
эмиттер — база и минимальные коэффициенты передачи открытых
транзисторов VT3 и VT4 l^max" максимальный коллекторный
ток VT 3.
Форсированное закрывание составного транзистора осущест-
вляется подачей запирающего тока от дополнительного, источника
Рис. 8 28. Схема комбиниро-
ванного стабилизатора с КСН
параллельного типа
Рис. 8 27. Схемы комбиииро
ванных стабилизаторов с КСН
последовательного типа .
342
Рнс. 8.29. Схема стабилизатора понижающего тип? с микросхемой
К142ЕП1
напряжения ЕдОп через резистор R, и насыщенный транзистор VTt.
Сопротивление резистора Rs рассчитывается по формуле
Яз
£доп—пр ^КЭиас
^зап
где (/„„ — падение напряжения в прямом направлении на диодах
VDlt VDt, необходимых для защиты транзисторов VTS и VTt от
обратного напряжения; ^кэнас— напряжение насыщения тран-
зистора УТг\ /зап = (2 5) lKmfh2l33mlnh2l3imin- запирающий
ток. Выбор и расчет элементов Rlt Rs, Rt Rt и V7\, VTt может быть
проведен по методике § 8.2.
Транзистор VT6 необходим для подачи напряжения питания на
микросхему, конденсаторы Cj, Ct емкостью 2—5 мкФ осуществляют
фильтрацию напряжений, a Cs необходим для устранения самовоз-
буждения и подбирается экспериментально в пределах 1000 — 5600
пФ. Сопротивления резисторов R? и RB соответственно равны 3
и 10 кОм. Расчет выходного делителя Rt, Rtf), Rv может быть про-
веден но методике § 5.2; при этом ток через делитель должен быть
равен или более 1,5 мА; напряжение на резисторе Rt должно регу-
лироваться в пределах 1,5—3 В (при отключенном выводе 13).
Силовая часть стабилизатора может быть рассчитана по методике,
изложенной в § 8.3.
Поскольку в данной схеме отсутствует задающий генератор,
то ИСН работает в релейном режиме.
На рис. 8.30 приведена схема ИСН повышающего типа с пас-
сивным .запиранием регулирующего транзистора (Vrt, КГд), управ-
ление которым осуществляется транзистором VTt от внешнего ЗГ
или выходного транзистора микросхемы К142ЕП1. Назначение эле-
ментов VT4, Сь С2, Rs, R4 Rv такое же, как и аналогичных элемен-
тов на рис. 8.29 Резистор Rs служит для подачи модулированного
по длительности напряжения на выходной транзистор микро-
схемы.
343
Рис. 8.30. Схема стабилизатора повышающего типа с микросхемой
К142ЕП1
С применением микросхемы К142ЕП1 может быть построена
также схема ИСН инвертирующего типа (рис. 8.31). В отличие от
двух предыдущих схем здесь питание УПТ и триггера микросхемы
осуществляется через внутренний транзистор (выводы /, 2, 16) мик-
росхемы. Регулирующий транзистор (УТ',, УТ3) ИСН управляется
транзисторами VTt, VTt и выходным напряжением (с вывода 11)
микросхемы.
К недостаткам схем ИСН с применением микросхемы К142ЕП1
относятся:
большой коэффициент усиления УПТ микросхемы, значение
которого не может регулироваться внешними элементами из-за
отсутствия внешнего отвода с выхода УПТ; входное напряжение
микросхемы должно иметь малую амплитуду пульсации, что при-
водит к увеличению коэффициента сглаживания фильтра, т. е. уве-
личению его габаритов и массы (особенно прн больших мощностях).
Рис. 8.31. Схема стабилизатора инвертирующего типа с микросхемой
К142ЕП1
344
Включение конденсаторов для устранения самовозбуждения ИСН
вызывает существенное ухудшение его динамических характеристик;
очень трудно осуществить широтно-импульсную модуляцию
подачей на выводы 14, 15 синхронизирующего напряжения также
из-за большого коэффициента усиления УПТ;
при малых выходных мощностях (2—5 Вт) потребляемая мик-
росхемой мощность существенно снижает КПД стабилизатора
Сравнительный анализ и рекомендации по применению импульсных
стабилизаторов
В импульсных стабилизаторах понижающего типа (см. рис. 1 10)
стабилизация напряжения на нагрузке может быть осуществлена
независимо от кратности отношений выходного напряжения ко
входному напряжению питания Л пит— U\JUn< 1 и потерь в
дросселе и полупроводниковых приборах к сопротивлению нагруз-
ки о. Постоянное участие дросселя в сглаживании переменного на-
пряжения, поступающего на вход фильтра после регулирующего
транзистора, позволяет получить минимально возможные значе-
ния импульсного и эффективного тока, протекающего через конден-
сатор С„, а также небольшие габариты и массу /.Си-фнльтра. Мак-
симальное рабочее напряжение на регулирующем транзисторе и
блокирующем диоде не превышает Uumax, а средние значения то-
ков, протекающие через них, соответственно равны
/цер ~ ^H'Vmax н ^прср®'н(1 Ymin)-
В импульсных стабилизаторах повышающего типа (см. рис. 1.11)
практически невозможно осуществить стабилизацию напряжения
иа нагрузке (и тем более получить Х„ит 5= 2) при о > 0,1. Повы-
шенная амплитуда напряжения на дросселе ULm — Uh max (в ИСН
понижающего типа на интервалах времени уТ и (I — у) Т напря-
жение на дросселе соответственно равно ULm « Un max — UH и
« l/H), а также периодическое отключение дросселя от кон-
денсатора Си приводит к большим значениям действующего 1Сл и
импульсного lc тах токов, что вызывает увеличение массы и габари-
тов сглаживающего фильтра. Максимальное рабочее напряжение
на транзисторе и диоде UK3 тах Uu 1/обр „ р, что превы-
шает напряжение питания Unmax, а средние значения токов через
транзистор и диод соответственно равны
^Кср ~ max Ymax/O Ymax) н /пр.ср ~ /щ
которые также превышают соответствующие значения для ИСН по-
нижающего типа
В импульсных стабилизаторах инвертирующего типа (см.
рис. 1 12) при о > 0 1 практически невозможно получить выходное
напряжение кратностью /Спит > 1- Поскольку режим работы дрос-
селя в ИСН повышающего и инвертирующего типов почти одина-
ковый, то для данного ИСН в отличие от схемы на рис. 1.10 также
характерны большие значения импульсного и эффективного токов,
протекающих через конденсатор Сн, и увеличение массы и габари-
тов фильтра. Максимальное рабочее напряжение на транзисторе
и диоде t/K3mox® t/обр. к.р ~ (уптах+ Ц,). а средние значе
ння токов через транзистор и диод такие же, как в ИСН повышаю-
щего типа.
345
Из рассмотренного следует, что лучшими энергетическими и мае
согабаритными показателями обладает ИСН понижающего типа.
Применение других типов ИСН целесообразно, если требуются по
вышенное напряжение питания К дат > * ИЛИ напряжение другой
{по сравнению с источником питания) полярности (соответственно
ИСН повышающего и инвертирующего типов).
Автотрансформаторное соединение дросселя в ИСН понижаю-
щего типа (см. рис. 8 1, а, б ) ухудшает режим работы конденсатора
из-за появления импульсной составляющей в форме тока через Си
и требует увеличения массы и габаритов фильтра. В двух других
типах ИСН (рис. 8.2, а—г} автотрансформаторное соединение дрос-
селя незначительно влияет иа режим работы конденсатора и массо-
габаритные показатели сглаживающего фильтра. Поэтому • приме-
нение схем на рис. 8 1 и 8.2 оправдано в основном в тех случаях,
когда необходимо из-за большого тах уменьшить рабочее напря
жеиие иа регулирующем транзисторе за счет увеличения его коллек-
торного тока нли наоборот, необходимо уменьшить из-за большого
тока нагрузки значение коллекторного тока за счет увеличения на
пряжения 1/кэ
Глава девятая
Транзисторные преобразователи постоянного
напряжения
9.1. Однотактные преобразователи
В источниках электропитания находят применение однотакт-
ные преобразователи с самовозбуждением (автогенераторы) и с не-
зависимым возбуждением (усилители мощности) Простейшая схема
однотактиого автогенератора приведена иа рис 9 1, в [221, она пред
ставляет собой релаксационный генератор с трансформаторной об
ратной связью выполненный на транзисторе, в коллекторную цепь
которого включен трансформатор питания через первичную обмот-
ку которого подключено входное напряжение питания Un. Начало
обмоток трансформатора отмече! о точкой, а цифрами 1 и 2 —
выводы вторичной обмотки к которой подключается выпрямитель
Способ включения силового выпрямительного диода явля
ется отличительным признаком однотактвых преобразователей схема
с обратным включением диода и форма коллекторного тока показа-
на на рнс. 9 1, я, с прямым — на рис 9 1,6.
При подключении напряжения питания Un через резистор Рсм
на базу транзистора VT подается отпирающий потенциал. Транзи-
стор открывается и через первичную обмотку трансформатора
протекает ток , который вызывает нарастание магнитного потока
в магнитопроводе трансформатора. Появляющееся при этом напря
жение на обмотке трансформируется в обмотку положительной
обратной связи 1ГБ, полярность подключения которой такова, что
она способствует полному открыванию транзистора. Когда ток кол
лектора достигнет своего максимального значения 1ц — ^б^21э
34Г
VB, L0
о-И т
о-
Сф Ли
Рис. 9.1. Схема одиотактпого преобразователя и форма тока коллск
тора
а — с обратным включением выпрямительного диода; б — с прямым
включением выпрямительного диода
нарастание магнитного потока в трансформаторе прекратится, по-
лярность напряжений на обмотках трансформатора изменится иа
обратную и происходит лавинообразный процесс запирания тран-
зистора. Напряжение на вторичной обмотке трансформатора имеет
прямоугольную форму.
Полярность подключения силового диода выпрямителя ко вто-
ричной обмотке трансформатора определяет способ передачи энер-
гии в нагрузку. В преобразователе с обратным включением диода
(рис. 9.1, а) при открытом транзисторе VT к первичной обмотке
трансформатора приложено напряжение питания U„ и во вторич-
ную обмотку трансформируется импульс напряжения длительно-
стью ta. Однако включенный в обратном направлении диод VDX в
это время закрыт и нагрузка Rn отключена от преобразователя.
В момент паузы /„ когда транзистор закрывается, полярность
напряжений на всех обмотках трансформатора изменяется на обрат-
ную, диод VDt открывается и выпрямленное напряжение прикла-
дывается к нагрузке R„. При следующем цикле, когда транзистор
VT открывается, а диод VDX запирается, конденсатор Сф разря-
жается иа нагрузку RH, обеспечивая протекание постоянного тока
1п- Индуктивность вторичной обмотки трансформатора при этом
играет роль дросселя сглаживающего фильтра.
При прямом включении диода (рис. 9.1, б) передача энергии
источника питания 1/п в нагрузку /?„ происходит в момент
когда силовой транзистор VT и диод VDX открыты. Выпрямлен-
ный ток /„ протекает н нагрузку RH через дроссель фильтра Дф,
запасая в нем энергию Р7 — 0 5Гф/ \tH Конденсатор сглаживающего
фильтра Сф при этом заряжается выпрямленным напряжением до
1/н-
347
В течение паузы /п, когда транзистор закрыт, дроссель Еф
отдает запасенную энергию в нагрузку. Цепь тока 1„ замыкается
через дроссель Еф и блокирующий диод VDt как и в импульсном
стабилизаторе с последовательным регулирующим транзистором
Как видно из осциллограмм на рис. 9.1, а. б через первичную
обмотку трансформатора одиотактного преобразователя протекают
несимметричные токи так как длительность импульса ие равна
длительности паузы Вследствие этого трансформатор работает с
подмагничиванием постоянной составляющей тока, что приводит
к плохому использованию трансформатора, увеличению его габари-
тов Для устранения подмагничивания трансформаторы в однотакт-
ных преобразователях должны выполняться на магнитопроводах с
воздушным зазором. Этот способ устранения подмагничивания явля-
ется нс технологичным, особенно при использовании тороидальных
сердечников. Более простым является перемагничивание трансфор-
матора иапример, за счет включения параллельно одной из его об-
моток блокировочного конденсатора На рис. 9 1. а такой конденса-
тор Сол подключей параллельно первичной обмотке. Когда тран-
зистор закрывается, конденсатор Срл в течение паузы 1П разряжа-
ется через обмотку U7,. перемагничивая сердечник током разряда.
Емкость Се, выбирается из условия, чтобы при максимальном
коэффициенте заполнения утах длительность паузы была нс Ме-
нсе четверти периода колебаний контура LlC()n 1971.
Одиотактные преобразователи с обратным включением диода
обеспечивают развязку и защиту выходного напряжения от помех
по входным шинам питания, работают с простейшими емкостными
фильтрами. Выходное напряжение в одиотактиом автогенераторе
определяется по формуле 1221
• — С/п 7Кш 2/„ W2 ) (9-1)
Длительность импульса и паузы
'Н = 1 (9.2а)
Zn ~ ?Кт LtW,/UuWt. (9 26)
Коэффициент заполнения
Gi ^u + Gi ~lu 1кт l-\lUu (9 3)
Стабилизацию выходного напряжения в однотактном автогене-
раторе лучше всего осуществлять за счет изменения 7Кт, опреде-
ляемого током базы транзистора. Для этого в преобразователь вво-
дится цепь обратной связи, которая следит за выходным напряже-
нием U„ и при его изменении соответствующим образом изменяет
ток базы и /Кт транзистора. Другой способ регулирования выход-
ного напряжения в одиотактиом автогенераторе заключается в под-
магничивании трансформатора питания, при котором изменяется
соотношение между /и и 1„. При этом для эффективного управления
трансформатор должен иметь магиитопровод без зазора, что приве-
дет к увеличению габаритов и потерь в нем. Кроме того изменение
параметров магннтопровода от температуры и других воздействий
существенно ухудшает стабильность выходного напряжения. По
348
этой причине такие однотактные
стабилизирующие преобразовате-
ли редко применяются в источ
никах электропитания.
Наиболее эффективным спосо-
бом является стабилизация вы-
ходного напряжения за счет ши-
ротно-импульсной модуляции
При этом преобразователи вы-
полняются с независимым воз-
буждением (с усилителем мощно-
сти) и регулирование осущест-
вляется схемой управления по
цепи базы силового транзистора.
На рис. 9.2 приведена схема од-
Рис. 9 2. Схема одиотактяого
преобразователя с трансформа-
тором тока в цепи управления
нотактного преобразователя с
усилителем мощности иа транзисторе VT, в коллекторную цепь
которого включен выходной трансформатор TV с обратным вклю-
чением выпрямительного диода VDS.
Схема управления СУ реализует ШИМ; она следит за выходным
напряжением иа нагрузке 7?н и вырабатывает такое напряжение
управления С/у, которое включает и выключает силовой транзистор
VT с определенной частотой и длительностью, обеспечивая стабиль-
ность выходного напряжения с определенной точностью.
Повышение частоты преобразования предъявляет дополнитель-
ные требования к схеме управления силовым транзистором Для
уменьшения потерь и расширения диапазона регулирования СУ
должна обеспечивать форсированное включение и выключение сило-
вого транзистора С этой целью в схему управления вводятся до-
полнительные каскады, усложняющие ее Кроме того, силовые тран-
зисторы имеют низкий коэффициент передачи /i21;1, с большими раз-
бросами, что вызывает необходимость создавать избыточную мощ-
ность на выходе СУ.
Для уменьшения мощности потерь вводится пропорционально
токовое управление. В схеме на рис. 9.2 |72] трансформатор тока
ТА своей первичной обмоткой включен в цепь коллектора, а вто-
ричной — к переходу эмиттер — база силового транзистора VT.
При открытом транзисторе ток базы пропорционален току коллек-
тора и транзистор находится в режиме насыщения. При этом мощ-
ность, потребляемая от СУ, уменьшается, так как она расходует*
ся только на включение и выключение транзистора, а режим насы-
щения его обеспечивается трансформатором тока
Выбор силовых транзисторов для преобразователя (помимо ча-
стотных свойств) проводится по допустимому току и напряжению
коллектор — эмиттер Ток коллектора зависит от выходной мощное
ти и определяется но формуле
у lllmax Сп
Ujrmln *]п Ym/n
(9.4)
Напряжение коллектор — эмиттер для однотактного преобра-
зователя с обратным включением! диода 122)
(9 5)
349
Для преобразователя с прямым включением диода |97[
^КЭ О "ЬVmnxlln V^-i ^-бл )• (9-6)
Следует отмстить, что расчет напряжения 1/^э по приведен"
ным формулам нс позволяет определить выбросы напряжения на
транзисторе, которые возникают в момент его запирания, когда ско-
рость убывания тока становится очень большой. Возникавшие при
этом на транзисторе перенапряжения могут достигать значений, в
3—4 раза превышающих напряжение питания. Для устранения пере-
напряжений на транзисторе вводятся различные демпфирующие
цепочки, аналогичные вводимым цепочкам для уменьшения динами-
ческих потерь |31. Демпфирующая цепочка на рнс. 9.2 состоит из
конденсатора С диодов KDj, VDt и индуктивности L.
При выключении транзистора VT полярность на обмотке
изменяется и конденсатор С разряжается через диод КДа, устраняя
перенапряжение па транзисторе. Разряжается конденсатор С через
диод и дроссель L. Накопленная в дросселе энергия затем че-
рез диоды VDt и VDt передается в источник первичного питания.
Прн расчете трансформаторов для одпотактных преобразовате-
лей учитывается форма тока, протекающего через его обмотки. Се-
чение проводов обмоток выбирается по действующему значению тока
Для преобразователя с обратным включением диода
2/к_ ,______
~ УТтох/З. (9.7)
Ymin
Для преобразователя с прямым включением диода
Л =-Г2- Уу^7- (9.8)
Vmln
Коэффициент заполнения ут{П определяется по формуле (9.3)
9.2. Двухтактные преобразователи с самовозбуждением
Преобразователи с насыщающимся трансформатором питания
(рис. 9.3, а) выполняются на силовых транзисторах VTt и VTt, к
коллекторным выводам которых подключена первичная обмотка
и (Г^ выходного трансформатора TV, а вторичная обмотка
Wt нагружена на выпрямитель КО(, VDt со сглаживающим филь-
тром Сф, к которому подключена нагрузка Ru
Трансформатор TV выполняется на магннтопроводе с прямо-
угольной петлей гистерезиса. Базовые обмотки (ГБи (Гб управляют
режимом переключений транзисторов; они подключены таким об-
разом, чтобы в генераторе реализовалась положительная обратная
связь. Осциллограммы напряжений и токов, характеризующие ра-
боту генератора, приведш ы на рис. 9.3, б е.
Генератор рабо ает следующим образом. Прн включении напря-
жения питания Ua из-за неидеитичностн параметров один из тран-
зисторов, например VT’j, начинает открываться и его коллекторный
ток увеличивается, наводится во всех обмотках ЭДС соответствую-
щей поляр! ости Обмоткн обратной.связи П7Б подключены так, что
350
-наведенная в них ЭДС полностью открывает транзистор VTl н за-
крывает транзистор VT2.
Переключение транзисторов начинается в момент насыщения
трансформатора TV (t1 иа рис. 9 3, б). Вследствие этого наведенные
во всех обмотках трансформатора напряжения уменьшаются до
нуля, а затем изменяют свою полярность. Теперь на базу рапсе от-
крытого транзистора VTt подается отрицательное напряжение и он
начинает закрываться, а на базу ранее закрытого транзистора VTt
поступает положительное напряжение, и он начинает открываться.
Этот регенеративный процесс формирования фронта выходного на-
пряжения протекает очень быстро и заканчивается тем, что тран-
зистор VTX полностью закрывается, а транзистор VT2 полностью
открывается. В дальнейшем процессы в схеме повторяются и тран-
зисторы VTt и VT2 поочередно подключают напряжение питания
t/n к первичным полуобмоткам и трансформатора TV, па
вторичной обмотке которого tV2 устанавливается переменное на-
пряжение прямоугольной формы (рис. 9.3, г).
Частота переключения зависит от значения напряжения пита-
ния, параметров трансформатора и транзисторов и рассчитывается
по формуле
(^Ц-^кэ..ас)- ‘°4
4В8^к5еЛс
(9.9)
351
Выбор транзисторов для преобразователя производится по току
коллектора в режиме насыщен! я, когда транзистор полностью от-
крыт и по напряжению, которое прикладывается к переходу коллек-
тор — эмиттер в режиме отсечки, когда транзистор полностью за-
крыт. Напряжение зависит от максимального значения на-
пряжения питания и вида схемы преобразователя. Для преобразова-
телей, в которых имеется отвод от средней точки коллекторной об-
мотки трансформатора, с учетом возможных перенапряжений
икэ т ~ (2-2 - 2-4) mO.v (9-Ю)
Расчетное значение икЭт должно быть меньше максимально
допустимого напряжения 1/КЭтоЛ для выбранного типа транзисто-
ров.
Наличие реактивности в цепях питания преобразователя (дрос-
селя сглаживающих фильтров, индуктивности подводящих проводов
н т. п.) вызывает всплески напряжения на коллекторе запирающего
транзистора, что может привести к его пробою. Для исключения
этого влияния вход преобразователя обычно шунтируется конденса-
тором (Св1 на рис 9.3, а), емкость которого выбирается от несколь-
ких десятков до сотен микрофарад.
В режиме насыщения через коллектор транзистора протекает
ток /Кнас, значение которого определяется выходной мощностью
Рг = lHUH н напряжением питания
, Л| „ ,,,
^Кнас—
Лп (L'umin иКЭиас)
Увеличение тока намагничивания трансформатора при его на-
сыщении приводит к увеличению тока коллектора запирающегося
тра! зистора. Кроме того, в момент времени t,, когда ранее откры-
тый транзистор VTt начинает запираться, транзистор УТг начина-
ет открываться и через него протекает ток <К2 (рис. 9.3, в), влияю-
щий также на увеличение тока «К1 (рис. 9.3, б). Максимальное зна-
чение тока коллектора /К/и на этапе выключения силового транзи-
стора в преобразователе с насыщающимся трансформатором зави-
сит от степени насыщения транзистора и разбросов коэффициентов
передачи тока и определяется по формуле
!Кт~ ^Кнас Лнас Л21Этах/Л21Эт<п- (9.12)
Например, если силовой транзистор работает в преобразовате-
ле со средним током /к 11ас= 1 А при Анас =2, возможный раз-
брос составляет Л21э min — 0 и Л21Эотох=40, то выброс тока кол-
лектора в момент выключения может достигнуть 8 А.
Поскольку выбор транзисторов проводится по максимально
допустимому, а не среднему току, то в преобразователях с насыщаю-
щимся трансформатором транзисторы плохо используются по току.
Для обеспечения падежного насыщения транзисторов прн ми-
нимальном коэффициенте передачи Л2)Э mfn ток базы выбирается с
запасом
* 1 Биас =йнас 1 кнас /Л21Эпип' (9.13)
352
Требуемое значение базового тока /gBBC
обеспечивается выбором напряжения 1/ЭБ базо-
вой обмотки и резистором /?Б а цепи базы
^Б = (1/Б—^/эб)//Бвдс- (9.14)
Напряжение иа базовой обмотке выби
рается из условия
УБ = (3 , 5) 1/БЭнас
(9.15)
При Ub < 31/Бэ нас ток базы будет зави-
сеть от разброса напряжения 1/БЭнас, а ,,РИ
С/Б > 5{/Бэ иас возрастают потери мощности в
Рнс. 9 4. Гра-
фик для опре-
деления вре-
мени рассасы-
вания заряда в
базе диода
цепях базы транзисторов.
Для уменьшения пульсации выпрямленного напряжения иа
выходе преобразователя необходимо, чтобы фронты переменного
прямоугольного напряжения имели минимальную длительность.
Достигается это применением высокочастотных силовых транзисто-
ров с большим коэффициентом передачи нли шунтированием резисто-
ра /?Б в схеме на рис. 9.3, а конденсатором СБ. Емкость конденса-
тора выбирается из условия
Сб < Л/2*б-
(9.16)
Существенное влияние на процесс коммутации транзисторов в
преобразователе оказывают инерционные свойства диодов, характе-
ризуемые временем рассасывания избыточных носителей заряда в
области базы диода /р.д и временем восстановления обратного со-
противления. В момент переключения выходного напряжения диоды
выпрямителя пропускают почти одинаковый ток в прямом и обрат-
ном направлениях (рис. 9.3, д, е). Вследствие этого в выпрямителе
возникает перекрытие фаз. в течение которого вторичная обмотка
трансформатора преобразователя оказывается замкнутой почти на-
коротко. При этом транзисторы преобразователя напряжения пере-
гружаются, выходят из режима насыщения, и на них рассеивает-
ся значительная мощность, а фронт выходного напряжения преоб-
разователя искажается — на нем появляется <ступенька». Это при-
водит к увеличению пульсации выпрямленного напряжения.
Амплитуда коммутационного выброса тока диода определяется
по формуле
[ 2U, 1т> а \
/сорт « /и 1 —-JL£- • (9 17)
\ с/пр Тэф$ /
Длительность времени рассасывания заряда в базе диода можно
ориентировочно определить через постоянную времени транзистора
/р.д ж (3 4-4) тт (9 18)
нли по графику па рнс. 9 4 [8].
Влияние инерционных свойств диодов выпрямителя на режим
работы транзисторов преобразователя сказывается в том, что в те-
чение времени рассасывания /р,д оба транзистора оказываются от-
крытыми и через них проходят «сквозные* токи, которые вызывают
12
Зак 726
353
дополнительные потери мощности и могут явиться причиной про-
боя транзисторов.
При работе выпрямителя на емкостный фильтр (см рис. 9 3, а)
в момент перекрытия диодов конденсатор сглаживающего фильтра
Сф разряжается нс только через сопротивление нагрузки /?„, но
и вторичную обмотку трансформатора с очень малым активным со-
противлением. При этом пульсация вы-ходного выпрямленного на-
пряжении ил нагрузке существенно увеличивается.
Требуемая емкость конденсатора сглаживающего фильтра прн
заданном уровне пульсации выпрямленного напряж-сния с учетом
инерционных свойств выпрямительных диодов определяется по
формуле 18]
Сф^—(9.19а)
ф ий Uw и0~ /ф
В преобразователях напряжения, в которых влияние инерцион-
ных свойств диодов выпрямителя можно не учитывать (при частотах
преобразования!—5 кГц и и использовании высокочастотных безы-
нерционных диодов) емкость конденсатора сглаживающего фильтра
определяется по формуле 122]
С-~<9.190»
С'о— <7о
Для улучшения режимов работы силовых транзисторов и вы-
ходных параметров преобразователя в выпрямителях необходимо
применять высокочастотные или импульсные безынерционные диоды.
Уменьшение емкости сглаживающего фильтра может быть по-
лучено также за счет уменьшения длительности фронта выходного
напряжения инвертора. В частности, значительно лучшим быстро-
действием по сравнению с автогенератором на рис. 9.3, а обладает
схема преобразователя с общим базовым резистором, показанная
Иа рнс. 9.5. Базовые токи обоих транзисторов здесь не ограничи-
ваются резистором /?Б, что приводит к более быстрой их коммута-
ции. Для ускорения процесса переключений резистор /?Е также
шунтируется конденсатором СЕ, емкость которого выбирается из
условия (9.16).
Рис 9.5. Схема двух-
тактного автогенерато-
ра, работающего па вы-
прямитель - с индуктив-
ным фильтром
354
Следует отмстить, что увеличение емкости конденсатора Ср
может привести к задержке процесса переключения транзисторов и
образованию паузы на нуле в кривой переменного выходного пря-
моугольного напряжения из за того, что при малых напряжениях
на базовых обмотках к базам обоих транзисторов прикладывается
запирающее смещение. Для устранения этого явления необходимо
обеспечить хорошую магнитную связь между обмотками трансфор-
матора (см. гл. 3).
При работе преобразователя с самовозбуждением на выпрями-
тель с LC-фильтром (рис. 9.5) переходные процессы переключения
транзисторов усложняются тем, что выпрямленный ток через дрос-
сель нс может мгновенно измениться и практически остается по-
стоянным в течение времени смены полярности переменного напря-
жения прямоугольной формы. Это определяет зависимость процес-
са переключения от инерционных свойств диодов выпрямителя в бо-
лее сильной степени, чем при емкостном фильтре.
Осциллограммы напряжений и токов в автогенераторе, работаю-
щем иа выпрямитель с LC-фильтром, показаны на рис. 9 6. При ис-
пользовании в выпрямителе низкочастотных диодов с большим вре-
менем рассасывания Заряда в момент смены полярности выходного
напряжения оба диода выпрямителя оказываются открытыми, за-
мыкая накоротко вторичную обмотку трансформатора. Вследствие
этого переходный процесс переключения транзисторов затягивает-
ся, так как нарушается условие возникновения регенеративного про-
цесса. При этом в выходном прямоугольном напряжении преобразо-
вателя появляется пауза /п, а на выходе выпрямителя увеличивает-
ся пульсация. Длительность паузы определяется временем вос-
становчення обратного сопротивления диодов и уменьшением тока
через дроссель Еф. Если индуктивность дросселя Еф выбрана до-
статочно большой, то в преобразователе может нарушаться условие
возникновения колебаний, что приведет к срыву генерации иа вре-
мя /п.
Если в выпрямителе преобразователя используются высокоча-
стотные безынерционные диоды, то переходный процесс переклю-
чения транзисторов преобразователя сокращается, так как в этом
случае дроссель 1.ф существенно увеличивает вносимое эквивалент-
ное сопротивление.
Хотя высокочастотные диоды снижают опасность срыва генера-
ции в автогенераторах с самовозбуждением, все же для повышения
надежности таких устройств в них рекомендуется применять ем
костные^ а не индуктивные фильтры. При необходимости получения
большего коэффициента сглаживания пульсации используются
CLC фильтры.
Достоинством преобразователей с насыщающимся выходным
трансформатором является их простота, высокая надежность. Оии’
находят широкое применение в ИВЭ с выходной мощностью от еди-
ниц до нескольких десятков ватт и частотой преобразования 20—
50 кГц Основным недостатком преобразователей с насыщающим
ся трансформатором является наличие всплесков тока коллектора
в момент выключения транзистора, что ведет к плохому использова-
нию транзисторов и увеличению потерь в них. Значительно лучшими
характеристиками обладают преобразователи с самовозбуждением,
в которых выходной трансформатор не насыщается и работает в ли-
нейной области намагничивания.
Преобразователь с переключающим трансформатором (рис 9 7)
выполняется на двух транзисторах и двух трансформаторах Вы-
•2* 355
Рис 96. Токи н напряжения в
преобразователе, работающем на
выпрямитель с индуктивным
фильтром
Рис. 9 7 Схема двухтактного пре
образователя с переключающим
трансформатором
ходпой трансформатор TVX работает без захода рабочей точки в
области насыщения. Коммутация транзисторов осуществляется
маломощным переключающим трансформатором TVt. Резистор
/?о,с в цепи первичной обмотки переключающего трансформатора
устраняет броски коллекторного тока при переключении транзи-
сторов. В момент насыщения переключающего трансформатора
TVt падение напряжения на резисторе Ro.c резко возрастает, что
приводит к уменьшению базового тока транзистора и выхода его
рабочей точки в активную область.
В схеме преобразователя на рис 9 7 введены защитные диоды
VDi и VDt, которые ограничивают напряжение U^g транзисторов
VTt и VT2.
Частота преобразования автогенератора определяется пере-
ключающим базовым трансформатором TV3 и рассчитывается по
формуле
. U' 104
'п“4В,07,5сЙе
(9.20)
Поскольку резистор Ro.c ограничивает напряжение Ut на пер-
вичной обмотке переключающего трансформатора TVt, то измене-
нием его сопротивления можно в небольших пределах регулировать
частоту преобразования.
Резистор У?О-с в первичной обмотке переключающего транс
форматора определяется ио формуле
Ro с= (3 Ч- 5) л? —, (9 21)
' К нас
356
где «1®= WjITк — коэффициент трансформации выходного нена-
сыщенного трансформатора TVt.
Ток базы транзистора в режиме насыщения определяется по
формуле (9 13) Для обеспечения неизменного тока базы в течение
всего времени насыщения переключающий трансформатор выполня-
ется с малым током намагничивания, а в цепи базы включаются
резисторы /?0 сопротивления которых определяются по формуле
(9 14) Ток базы и выбранное напряжение на вторичных обмотках
определяют мощность, иа которую рассчитывается переключающий
трансформатор TVt.
Коэффициент трансформации переключающего трансформатора
лх = рекомендуется выбирать меньше единицы, так как при
этом резисторы в цепи базы имеют достаточное сопротивление, а
длительность переходного процесса переключения существенно
уменьшается
Выходной трансформатор TVt работает в линейном режиме, по-
этому прн расчете его индукция выбирается из условия Вт = (0,74-
+ 0 8) В„
Следует отметить, что большое различие коэффициентов пере-
дачи ftaiB транзисторов V1\ и VT3 может привести к иесимметрни
в длительностях обоих полупериодов переменного напряжения и
подмагничиванию выходного трансформатора TV,. Если сердечник
трансформатора выполнен из магнитного материала с прямоуголь-
ной петлей гистерезиса, то возможно его насыщение и несимметрич-
ный режим работы транзисторов, водном из них(с большим коэффи-
циентом передачи) будет наблюдаться всплеск коллекторного тока;
он будет сильнее нагреваться, чем транзистор с меньшим коэффи
циентом передачи.
Для устранения насыщения выходного трансформатора нгоб*
ходимо использовать в нем магиитопровод с непрямоугольной кри-
вой намагничивания или вводить регулируемую компенсацию не*
симметрии, например изменением сопротивления резисторов в це
пях базы транзисторов. Преобразователь с переключающим транс-
форматором находит широкое применение а ИВЭ с выходной мощ
иостью до 25 Вт и частотой 20- 50 кГц.
9.3. Цепи запуска двухтактных автогенераторов
Основным условием надежной работы преобразователей с са-
мовозбуждением является обеспечение уверенного запуска и су-
ществование колебаний при включении первичного источника пи-
тания. Для возбуждения автоколебаний в преобразователе должны
выполняться два условия:
1) коэффициент усиления по цепи положительной обратной
связи должен быть больше единицы
2) устойчивое поддержание автоколебаний как на медленном,
так и иа быстром квазнусТановившемся этапе
Условие возникновения автоколебаний в преобразователе с са
мовозбуждсиием тесно связано с параметрами схемы, нагрузкой
l64, 65] и определяются неравенством
Asians «н/(У?б + ',б)> *
(9 22)
357
Для надежного возбуждения автоколебаний в преобразователь
вводятся специальные цепи запуске. В схеме на рис. 9.3, а, цепь
запуска состоит из делителя Rctt. Rf,, с которого при включении
напряжения питания 1/п подается отпирающее смещение на тран-
зистор VTi, увеличивая его коэффициент передачи. Недостатком
такой цепи запуска является подача отпирающего напряжения
только на один транзистор. В схеме преобразователя на рис. 9.5
отпирающее напряжение от цепи запуска V?CH, Rf, подается сразу
на оба транзистора, улучшая тем самым условия возникновения ав-
токолебаний. Чем меньше выбирается сопротивление резистора
Rcm, тем надежней становится запуск преобразователя, однако при
этом возрастают потери мощности в цепях базы транзисторов.
Сопротивление резистора /?Б определяется по формуле
/?Б = (^/Б-^БЭнаС)^.Эп,1п (9 23)
/Кнлс
Напряжение па базовой обмотке (7Б всегда должно быть боль-
ше напряжения смещения (7ДБ, которое создается падением на-
пряжения на резисторе /?Б током делителя. Обычно для кремние-
вых транзисторов выбирается 1/ЛБ = 1,5 4-2 В.
Сопротивление резистора /?см может быть определено по фор-
муле
Rcm —Rr • (9.24)
Улучшить условия запуска преобразователя при одновремен-
ном снижении потерь мощности можно следующими способами (иа
примере преобразователя на рис. 9.5):
а) шунтированием резисторов смещения /?см илн базового /?Б
конденсаторами Ссм и СБ, подключение которых показано пунктир-
ной линией При включении напряжения питания Un на базу тран-
зисторов скачком подастся отпирающий ток заряда конденсаторов,
увеличивая их коэффициент передачи тока. Выбор конденсаторов
Ссм и СБ необходимо проводить исходя из условия (9.16), обеспе-
чивающего их перезарядку за половину периода колебаний. Сле-
дует отметить, что при плавном нарастании напряжения питания
1/и, например, после выпрямителя со сглаживающим фильтром,
включение конденсаторов Сси и СБ мало эффективно,
б) включение последовательно с резистором /?Б диода- VD1
или замена резистора RB диодом. В этом случае базовые цепи тран-
зисторов практически ие шунтируются по постоянному току цепью
с включенным диодом, так как смещение отпирающее транзистор,
запирает диод. Резистор ЯБ, включенный последовательно с дио-
дом VD,, рекомендуется также шунтировать конденсатором СБ
Запуск преобразователя существенно улучшается, если в цепи
базы транзисторов регулярно подавать отпирающие импульсы тока
с постоянной амплитудой до выхода преобразователя в режим ус-
тойчивых колебаний. Достигается это с помощью специальных схем
запуска. Одна из таких схем запуске показана на рис 9 8 [13
Она выполнена на двух транзисторах: запускающем i’T2 и блоки
рующем VT\. Преобразователь с насыщающимся трансформатором
358
Рис. 9 8. Схема двухтактного автогенератора с дополнительной це-
пью запуска
выполнен на транзисторах VT, и VT4. При подаче ва его вход на-
пряжения питания l/u (скачком или плавно) открывается пусковой
транзистор VTt, поскольку иа его базу через резистор подастся
положительное смещение. Транзистор VTX при этом закрыт отрица-
тельным смещением через резистор R3. Через переход коллектор—
эмиттер открытого транзистора VTt и резистор смещения /?см про-
текает ток, который создает отпирающее падение напряжения па /?см,
прикладываемое через базовые обмотки 17 Б и 17 Б одновременно к ба-
зам транзисторов VTS и VT4 преобразователя. В результате этого
один из транзисторов начинает открываться. Появившееся напря-
жение положительной обратной связи иа базовых обмотках 17 Б и
17б суммируется с пусковым смещением, что приводит к полному
открытию одного (например, 7Т3) и запиранию второго (VT4) тран-
зисторов. Нарастающий коллекторный ток открытого транзистора
вызывает насыщение магннтопровода трансформатора TV, поляр-
ность напряжения на обмотках изменяется, что приводит к запи-
ранию транзистора VTS и отпиранию транзистора VT4. В дальней-
шем процесс переключения транзисторов повторится.
Особенностью рассмотренной схемы запуска является то, что
отпирающий ток в базу силовых транзисторов подается в течение
всего пускового периода до окончательного выхода преобразовате-
ли в режим устойчивых автоколебаний, причем по мере роста вход-
ного напряжения питания и, следовательно, коллекторного тока
силовых трвизисторов базовый ток ие уменьшается, а нарастает,
способствуя уверенному запуску преобразователя.
С целью уменьшения потребляемой мощности после выхода
преобразователя в режим устойчи ых автоколебаний схема запуска
автоматически отключается. Для этого используется напряжение
обмотки Wa, которое выпрямляется выпрямителем В и включает
стабилитрон VD, напряжение которого открывает транзистор VT4
и запирает транзистор VTt Стабилитрон VD выбирается с малым
током стабилизации, Например 2С175Ж (/ст 0,5 -? 1 мА). При
359
Рис. 9 9 Схема двухтактного преобразователи с трансформатором
тока в цепи управления
напряжении U3 — 12 В потери мощности в схеме запуска ие пре-
вышают 10—15 мВт
В рассмотренных цепях запуска преобразователи используетси
напряжение положительной обратной связи. Такой способ управле-
ния автогенератором является простым и экономичным при неиз-
менной нагрузке. Если же мощность в нагрузке преобразователя
в процессе работы изменяется в широких пределах, то для переклю-
чения силовых транзисторов приходится создавать избыточный ба-
зовый ток что приводит к дополнительным потерям мощности в це
пях управления Поэтому в устройствах с изменяющейся нагрузкой
более экономичным являстси пропорционально токовое управление.
В схеме преобразователя на рис, 9 9 {71] переключающий трансфор-
матор ТА ивляетси одновременно трвисформатором тока. Его пер-
вичные полуобмотки IT, (U7J) включены последовательно с пер
вичной обмоткой U7K (0?к) иенасыщающегося трансформатора TV
и по ним протекает полный ток, потребляемый преобразователем от
источника питания с- напряжением t/n Вто ичные обмотки 1FB
трансформатора тока ТА подключены к переходам змиттер—база
силовых транзисторов. Ток базы при этом пропорционален току кол-
лектора /Б^= s’ Запуск преобразователя осуществляется
цепью /?8, VD, с шунтирующими конденсаторами Ct ,Cg.
Для возбуждении преобразователя на холостом ходу, когда
через открытый транзистор протекает только ток намагничивания
трансформатора TV, в трансформаторе ТА введеив обмотка 1Г0
которая через резистор подключена к выводам коллекторов
транзисторов VT,. VTt Трансформатор ТА в этом случае работает
как переключающий в ранее рассмотренной схеме иа рис. 9 7
9.4. Двухтактные преобразователи с независимым
возбуждением
Основные схемы преобразователей постоииного иаприжения с
независимым возбуждением приведены иа рис. 9 10. Это усилители
мощности (УМ), в которых управление режимом переключения осу-
ществляетси от внешнего источника — задающего генератора (ЗГ).
В зависимости от выбранной схемы раскачки трансформатор TVj
может быть принадлежностью или самого ЗГ (если для раскачки
360
используется одна из схем преобразователей с самовозбуждением
(рис. 9.3, 9.5 или 9.7) или промежуточного усилителя, работающего
от задающего генератора без выходного трансформатора.
Двухтактные усилители с отводом средней точки в первичной
обмотке трансформатора (рис. 9.10, а б) являются основными схе-
мами УМ, применяемыми в низковольтных преобразователях ИВЭ
с выходной мощностью от долей до нескольких десятков ватт. Уси-
литель иа рнс 9.10 а выполнен иа силовых транзисторах У7'1
и УТ, и выходном трансформаторе TVt Напряжение управления
подается на усилитель через трансформатор TVX от задающего ге-
нератора. Под действием входного напряжении в первый полупе-
ряод один из транзисторов, например УТь отпирается и находится
Рис 9 0 Схемы }снлителей мощности.
а — двухтактная с трансформатором управления и двумя базовыми
обмотками б — двухтактная с трансформатором управления и одной
базовой обмоткой, в — мостовая; г — полумостовяя
361
в режиме насыщения, а второй VTt запирается я находится в режи-
ме отсечки. Во второй полупериод управляющего напряжения тран-
зисторы переключаются. Через открытый транзистор напряжение
питания Un прикладывается к первичной обмотке выходного транс-
форматора TV2, создавая на его вторичной обмотке напряжение пря-
моугольной формы иг.
Ток коллектора открытого транзистора в режиме насыщения
определяется выходной мощностью Ра = /ц^н и входным напря-
жением питания
'кнас = „ ш %-------------Г • <9.25)
Чп (ynmin — 1'кЭнас)
Напряжение на закрытом транзисторе определяется аналогич-
но схеме на рис. 9 3, а по формуле (9.10): 1/кэ = (2,2 -5- 2,4) Un.
Амплитуда импульсов базового тока должна быть такой, чтобы,
пропуская ток /к нзс, транзистор оставался в режиме насыщения.
Достигается это выбором напряжения возбуждения (7Б трансфор-
матора TVt н сопротивлением базовых резисторов
(9.26)
Киас /Кнас
где Хпа<? — 1.2 Ч- 1,5 — коэффициент запаса по насыщению.
Напряжение возбуждения 1/Б выбирается из условия (9.15).
Входной трансформатор TVr в схеме усилителя иа рис. 9 10, а
должен иметь вывод средней точки поскольку с обоих полуобмоток
№б1 и ^rsz Должно подаваться в противофазе напряжение UR че-
рез резисторы /?Б для возбуждения силовых транзисторов VTt
и VT2. Значительно проще выполнена входная цепь УМ по схеме
на рис 9.10,6, в которой трансформатор возбуждения TVr имеет
только одну обмотку W'g, напряжение которой 1/Б через резистор
/?Б подается на базы транзисторов VT, и VT2.
К недостаткам рассмотренных двухтактных схем следует от-
нести наличие выходного трансформатора с выводом средней точки
первичной обмотки и как следствие этого, удвоенное наприжеиие
питания, приложенное к закрытому транзистору. Поэтому такие
двухтактные преобразователи в основном применяются в устрой-
ствах ИВЭ с питанием от низковольтных источников (12—27 В).
Мостовые усилители (рис 9 10, в) применяются в преобразова-
телях повышенной мощности — до нескольких сотен ватт; они вы
иолияются иа транзисторах VTt—V7\, возбуждение на которые по-
дается от ЗГ через трансформатор TVt таким образом, что в течение
одного полупериода напряжения возбуждении одновременно откры-
ваются два транзистора, например V7\ и VTа два другие в это вре-
мя закрыты Цепь тока от источника питания 1/п замыкается через
открытые транзисторы У7\, VT3 и первичную обмотку Wi выход-
ного трансформатора TV2 Во второй полупериод входного напря-
жения возбуждения открываются ранее запертые транзисторы
У7а и VTt, закрываются ранее открытые транзисторы V1\ и VTt.
Цепь тока от источника питания Uu также замыкается через первич-
ную обмотку трансформатора и открытые транзисторы V 2 и
V7\. Такое попарное переключение транзисторов обеспечивается по-
362
дачей напряжения возбуждения с обмоток 1>7Б1 — Ц/Б4 трансформа-
тора TV, соответствующей полярности (начало обмоток отмечено
точкой). При таком переключении происходит смеиа полярности на-
пряжения на первичной обмотке выходного трансформатора TV2
через каждые полпсриода напряжения возбуждения.
Ток, протекающий через открытые транзисторы в мостовом УМ,
определяется по формуле (9.25) с учетом падения напряжения на
двух последовательно включенных насыщенных транзисторах
/Кнас = /’ч/11и 2УКЭиас)- (9 27)
Напряжение, прикладываемое к закрытому транзистору, в мо-
стовом усилителе
^КЭш * (*3 + '.2) <4- (9.28)
Использование трансформатора в мостовом УМ значительно
лучше, чем в двухтактном с отводом средней точки, от первичной
обмотки трансформатора. Объясняется это тем, что при наличии
обмоток со средней точкой ток нагрузки трансформатора не иден-
тичен току, определяющему его нагрев, так как каждая полуобмот-
ка работает только в течение одного полупериода. Поэтому габарит-
ная (расчетная) мощнбеть трансформатора со средней точкой больше
мощности нагрузки.
К недостаткам мостовых усилителей следует отнеоси вдвое
большее число силоаы.х транзисторов, чем в схеме на рис. 9.10, а,
возможность протекания сквозных токов, возникающих в процес-
се коммутации транзисторов, а также более сложный входной транс-
форматор цепи возбуждения.
Полумостовой усилитель (рис. 9.10, г) отличается от мостового
тем, что в нем два транзистора заменены конденсаторами С, и С2.
образующими емкостный делитель входного напряжения пи гания
Un. Силовые транзисторы V1\ и УТг поочередно коммутируются от
ЗГ через две изолированные базовые обмотки 1УЬ| и 1УБ2 входного
трансформатора TVi. В тот полупернод, когда транзистор У7\
открыт и находится в режиме насыщения, a VT* закрыт и находит-
ся в режиме отсечки, происходит заряд конденсатора С2 и разряд
конденсатора через первичную обмотку выходного трансфор-
матора ТУг. В другой полупериод, когда транзистор УТХ открыт, а
V7\ закрыт, заряжается конденсатор Cj и разряжается Се Вследст-
вие этого напряжение и ток первичной обмотки выходного транс-
форматора TVX в полумостовом УМ имеют скол вершины импульса,
определяемый разрядом конденсаторов Ct и Сг на величину Д(7Ст.
Для того чтобы форма напряжения и тока в полумостовом УМ была
близка к прямоугольной, емкость конденсатора необходимо выби-
рать из условия AUCffl/l/n < 0,25 по формуле
С =--ц-- •
Чп^ст
(9.29)
Особенностью полумостового усилителя является то, что тран-
зисторы в нем коммутируют удвоенный ток нагрузки
27н 77ц
К *1п (Uumin ^Кэнас)
(9.30)
363
Рис. 9.11. Формы выходного напряжения высокочастотных преобра-
зователей:
а—без демпфирующих цепочек; б — с демпфирующими цепочками
К закрытому транзистору полумостового усилителя (как и в
мостовом) прикладывается напряжение, определяемое по формуле
(9.28).
Применение в предбразователях высокочастотных транзисторов
обусловливает высокие скорости изменения тока коллектора
diK/dt через соединительные провода, имеющие паразитные иидук
тивности и емкости. Это вызывает высокочастотные колебания
(рис. 9 11 а) на фронтах выходного прямо /гольиого напряжения
с частотой в десятки мегагерц и амплитудой, которая может пре-
вышать максимально допустимое напряжение для транзистора и
явится причиной его пробоя.
Для защиты транзисторов от перенапряжений вводят дополни
тельные элементы, демпфирующие паразитные колебания. В схеме
иа рис. 9 10, о для этой цели введена ЯС-цепь, шунтирующая пер-
инную обмотку трансформатора TVt. При этом снижается скорость
изменения тока коллектора и срезаются паразитные колебания;
форма выходного напряжения принимает вид, показанный на
рис. 9 10, б. Однако следует заметить, что динамические потери при
этом возрастают В схеме преобразователя иа рис. 9.10 б введены
две демпфирующие цепочки- Rt, Ct и Rt, Сг шунтирующие выводы
коллектор—база силовых транзисторов V7\ и которые дают
такой же эффект уменьшения паразитных колебаний
Выходной трансформатор для транзисторов УМ предстввляет
активио-индуктивную нагрузку. Поэтому при смене полярности,
управляющего напряжения в процессе коммутации запираемый
транзистор оказывается в инверсном режиме в котором токи через
него не регламентируются техническими условиями. Для звщиты УМ
от инверсных токов параллельно каждому транзистору включаются
возвратные диоды, как это показано на рис. 9 10 в Возвратные дио-
ды УДХ—УО4 выбирают по обратному напряжению и прямому току.
Процессы коммутации в преобразователях с независимым воз
буждеиием должны учитываться при проектировании высокочастот
ных преобразователей (/п = 50 -4- 200 кГц) в которых переходный
процесс занимает значительную часть периода колебаний В пере-
ходном процессе коммутации при формировании фронта выходного
прямоугольного напряжения определяющим является реакция
сглаживающего фильтра выпрямителя
Рассмотрим процесс коммутации в преобразователе, выпрями
тель которого работает на емкостный фильтр рис. 9 12, а осцилло-
граммы напряжений и токов в ней приведены иа рис 9 12, б— ж
364
7V,
Uh
VT,
Vn
vt2
a)
6)
t
г)
д)
е)
ж)
VB,
и-
£*
о2
him
1лг
Пусть в исходном состоянии
транзистор VTi открыт и через
него протекает ток /Кнас, а тран-
зистор VT 2 закрыт. В момент t
происходит смена полярности
управляющего напряжения UDX
и переключение транзисторов
Однако в течение интервала вре-
мени t0—транзистор VTf еще
продолжает находиться в откры-
том состоянии из-за рассасыва-
ния избыточного заряда в его
базе.
В течение времени рассасы-
вания 1рас напряжение Uu по-
прежисму остается приложенным
к первичной обмотке трансформа-
тора, на выходе которого напря-
жение U2 сохраняет свою поляр-
ность (рис. 9.12, ж). Диод VDt
открыт, обеспечивая ток /н, а
диод VDa закрыт.
После окончании
рассасывания /рас ток
убывает (рис. 9 12 в),
иие Ut уменьшается,
начинает запираться и
в обратном направлении проходит
большой ток /оср m (рис. 9.12, д).
При смене полярности вход-
ного напряжения 1/вх (рис. 9 12 б)
начинает открываться транзистор
VT2. Одиако при ртом транзистор
, . еще ие закрылся и пропускает ток.
Это приводит к тому, что иа фронте импульса коллекторного тока
открывающегося транзистора VTa, как и на срезе импульса коллек-
торного тока закрывающегося транзистора VTj, появляются ком-
мутационные выбросы (рис. 9.12, в, г). Амплитуды этих
одинаковы и определяются по формулам 136]
^21э2 2/К нас/^Б нас
времени
г'к1 резко
иапряже-
диод VD2
через него
*ч>-
Рис 912. Схема двухтактного
усилителя мощности, работаю-
щего на выпрямитель с емко-
стным фильтром (а), и осцил-
лограммы напряжений и токов
в его элементах (б—ж)
V7\ нз за своей инерционности
токов не
^К1п» “ ^Б нас ^21 э!
^К2т ^Б нас ft2I»2
2Л2 1 э1 +" Л21 э2
ft21sl +^К нас^Б нас
(9 31)
^21»! + ^21э2
(9.32)
365
Рис. 9 13. Схема двухтактного
усилителя мощности, работающего
на выпрямитель с индуктивны!*
фильтром (о), и осциллограммы
напряжений и токов в его элемен
тах (б—ж)
Здесь индексы «1 и 2» относят-
ся к транзисторам V1\ и УТа.
В преобразователях с незави-
симым возбуждением выброс
тока при запирании транзи-
стора (7KJm) всегда превышает
выброс тока при отпирании
(/цгп,)- После выхода транзи-
стора \'Т\ из режима насыще-
ния происходит смеиа поляр-
ности выходного напряжения,
длительность фронта которого
<ф=тт 1п х
Л2ы+Л21э2 + /Кт//Б нас
X----—. ......... — —
Л21 эI +Л21 э2 —/Кт//Б нас
(9.33)
По известной длительности
фронта переменного прямо-
угольного напряжения опреде-
ляется требуемая емкость сгла-
живающего фильтра по фор-
мулам (9.19).
Процессы коммутации в
преобразователе с выпрямите-
лем и индуктивным фильтром
(рис. ЭЛЗ.а—ж) отличаются
от рассмотренных тем, что на
этапе рассасывания заряда и
восстановления обратного со-
противления оба диода выпря-
мителя оказываются открыты-
ми (рис. 9.13, д, е), поскольку
ток через дроссель фильтра
/ф нс может мгновенно изме-
нить своего направления. Это
приводит к тому, что преобразователь в течение части периода
работает в режиме коротко! о замыкания него выходное напряже-
ние равно нулю (ступенька на рис. 9.13, ж).
3GT.
Спадание тока в диодах преобразователя с индуктивным филь-
тром идет в 2 раза быстрее, чем при емкостном фильтре, а амплиту-
да выброса обратного тока существенно меньше.
Резкий спад обратного тока при запирании диода, протекаю-
щего через паразитные индуктивности и емкости, вызывает высоко-
частотные затухающие колебания на вершине импульса выходного
напряжения (рис. 9.13, ж). Это вызывает перенапряжение на дио-
дах и создает помехи по цепям питания с частотой в десятки мега-
герц. Поэтому в преобразователях постоянного напряжения следует
отдавать предпочтение сглаживающим фильтрам, которые начина-
ются с емкости, а не с индуктивности.
Из рассмотрения переходных процессов коммутации видно, что
на этапе переключения транзисторы преобразователя с независи-
мым возбуждением оказываются открытыми и через иих проходят
«сквозные» токи. Такой режим является одинаково опасным как
для двухтактных, так и для мостовых схем. Устранить «сквозные»
Токи можно только задержкой включения одного транзистора по
отношению к другому. Для этого в цепи управления усилителя мощ-
ности вводится принудительная пауза, длительность которой боль-
ше времени рассасывания /р д и /рас или вводятся цепи задержки
включения транзисторов, показанные на рис. 9 14.
Рис. 9.14 Схемы усилителей мощности с элементами, устраниющими
сквозные токи:
а — с дросселем в цепи базы б — с дросселем в цепи питания: в —
с до влиятельными блокирующими обмотками 07л1, иа выходном
трансформаторе- г с блокирующими диодами
367
В схеме иа рис. 9 14, а для задержки включения силового тран-
зистора VT преобразователя в цепь базы введен линейный дроссель
LB> зашунтироваиный диодом VD Выключение транзистора VT
сигналом от задающего генератора ЗГ осуществляется через диод
VD, минуя дроссель Lg. Хотя такой способ устранения сквозных
токов является простейшим, но он оказывается малоэффективным
при разбросе значений /рас и /р.д транзисторов и диодов, а также
при изменении тока нагрузки и, следовательно, тока базы
В схеме на рис 9 14, б для задержки включения транзисторов
введен дроссель L, диоды VDt VDa и RC цепь. В момент переключе-
ния транзисторов коммутационный выброс тока создает иа индуктив-
ности L запирающее напряжение, которое через конденсатор С
и диоды VDt и УО, запирает сразу оба транзистора VTt и VTt.
Индуктивность определяется ио формуле
= Ua 'р «/W (9-34)
Резистор R служит для разряда конденсатора С, емкость кото-
рого выбирается из условия полного разряда за время меньше по-
ловины периода колебаний преобразователя.
Схема с автоматической задержкой включения транзисторов в
зависимости от длительности процесса рассасывания приведена на
рис. 9.14 в [731 Для этого в выходном трансформаторе введены две
специальные обмотки 47^ и 07 да, которые через разделительные
диоды VDi и УОа подключены параллельно обмоткам 1УБ и 1УБ
трансформатора TVt задающего генератора. При твком подключе-
нии обмоток включение одного транзистора, например V7\ ие про-
изойдет до тех пор, пока не закончится процесс рассасывания заряда
в базе транзистора VTt и ие произойдет смеиа полярности иапри-
жения на обмол ах трансформатора ТУЯ независимо от полирности иа
пряжения на управляющих обмотках Wb (Й7у трансформатора TV,
задающего генератора В этой схеме коммутационные процессы
практически отсутствуют, а длительность фронта выходного напря-
жении определяется емкостью коллекторного перехода Сц, которая
зарижается током намагничивания трансформатора TVt
‘ф = 0,3 [Гп-У Г* —53,4£ц Ск ].
Предельная частота на которой может работать УМ с коикрет
ними параметрами ее элементов, fn = 0,14/
Улучшение коммутации силовых транзисторов в схеме на
рис 9 14, а достигается за счет дополнительного включения диодов
VD,—VDt Диоды VDt и VD4 защищают переходы эмиттер—база
от перенапряжения, a VDt и УО, включены таким образом, чт ие
позволяют полностью открыться одному транзистору, например УТ’,
до тех пор, пока ие закроется УТ,.
9.5. Энергетические характеристики преобразователей
Одним из основных показателей преобразователя является его
КПД, который определяется из соотношения выходной мощности
Ри к мощности потерь Ра в его элементах:
Лп ~ Рч (Рв 4“ Рп)-
368
Ориентировочное распределение мощности поте ь в основных
элементах простейшего преобразователя (см. рис. 9 3, а) приведено
ниже (в процентах от выходной мощности)"
Силовые транзисторы 5—6%
Трансформаторы . . 4—5%
Схема управления . . 3—4%
Выпрямитель с фильтром 4—5%
Общие потери составляют 16—20% (т]п = 84 — 80 %). Из
приведенных данных видно что для повышения КПД необходимо
стремиться уменьшить потери во всех узлах преобразователя по-
скольку они примерно одинаковые. Уменьшение потерь в каждом
узле всего иа один процент повысит КПД преобразователя в целом
до 88 %
Задача снижения мощности потерь особенно актуальна стано-
вится с повышением частоты в преобразователях, где требуется по-
лучить минимальную массу и габариты ИВЭ Методы снижения
потерь в трансформаторах преобразователей рассмотрены в гл 3.
Расчет потерь в силовых выпрямительных диодвх изложен в гл 2.
Следует отметить, что при увеличении частоты преобразовании ди
иамические потери возрастают и становятся соизмеримыми или да
же превышают потери в диоде в прямом иаправлеиип Например,
прн параметрах выпрямителя /0 — I А, 1/Обр =* 30 В иа частоте
/п =* ЮО кГц с использованием диффузионных кремниевых диодов
с 1/Пр = 1 В, тафф = 1 мкс потери мощности иа переключение со-
ставляют Рвос обр — 1 5 Вт, а примые потерн Рпр = 1 Вт
Для уменьшения динамических потерь необходимо применять
силовые безынерционные диоды например с барьером Шотки, а в
диффузионных диодах уменьшать тэфф. Одним из способов ускоре-
ния рассасывания избыточных зарядов в силовых диодах выпрямите-
ля является включение иа выход параллельно нагрузке блокирую-
щего диода (VDS иа рнс. 9 13, а)
Следует отметить также влияние инерционных свойств диодов
иа форму прямоугольного напряжения преобразователя и как
следствие этого, иа пульсацию выходного выпрямленного напря-
жения Если в выпрямителе используются более низкочастотные
диоды, чем силовые транзисторы в инверторе (18ос-обр > ?рас).
то иа вершине прямоугольного напряжения появляются большие
выбросы (см. рис 9.11, о), которые резко увеличивают пульсацию
выходного выпрямленного напряжения При использовании высо-
кочастотных диодов (1вос.обр < (рас) переменное прямоугольное на
пряжение инвертора ие искажается (см. рис. 9 II, б) и пульсация вы
прямленного напряжении иа выходе преобразователя существенно
уменьшается
Потери мощности в силовых транзисторах инвертора
ц Ротс~1~РнасЧ-^т. Дин- (® 35)
В режиме отсечки через запертый транзистор протекает неуп
равляемый ток коллектора /КБО, значение которого зависит от
типа транзистора и температуры Напряжение Uкэ т. которое
прикладывается к запертому транзистору, зависит от вида схемы
преобразователя и определяется по формулам (9.10), (9.28).
Мощность, рассеиваемая на транзисторе в режиме отсечки
Ротс IКБО ^КЭ т- (9-36)
369
Таблица 91
Коэффициент динамических потерь для некоторых схем
преобразователей напряжения
Тип схемы
Преобразователь с насыщаю- щимся трансформатором (рис. 9.3, в) Инвертор с переключающим трансформатором (рис. 9.7) Преобразователь с усилителем мощности и емкостным фильт- ром (рис. 9.12, а) Преобразователь с усилителем 0,5 0,45/(0 54*Лнас) О.БАнас (^рас +^р.д)я/Т“ Г / fpac V Л OKL Inf Г 1 1
мощности и индуктивным фильтром (рис 9 13, а) 1 1*1 IT 1 \ Тт / — 2/р.д ”|
т Тт—/р.д J
Мощность, выделяемая иа транзисторе в режиме насыщения,
определяется током /к Bte который протекает через транзистор и
остаточным падением напряжении иас иа переходе коллектор—
эмиттер в режиме насыщения
Рпас^кэнас ^КЭиас- (9 37)
Потери мощности в режиме отсечки и насыщения не зависят от
частоты преобразования и определяются только режимом работы
силового транзистора по постоянному току.
При переходном процессе переключений транзистор, находясь
в активной области, коммутирует полную мощность. Возникающие
при этом динамические потери мощности Рт.длн зависят от частоты
преобразования и существенно снижают КПД преобразователя, осо-
бенно при работе на высоких частотах Динамические потери за-
висит от инерционных свойств транзистора, режима его работы в
схеме преобразователя и определяются по формуле
Рт див — Л<т^КЭптт/п Ад. (9.38)
где Ад — коэффициент динамических потерь, учитывающий особен-
ности работы транзистора в схеме преобразователя, в том числе
влияние ииерциоиных свойств диодов выпрямители.
Значения коэффициентов динамических потерь для некоторых
схем преобразователей приведены в табл. 9 I [36]
Входящее в формулы табл. 9.1 время рассасывания /рас зави-
сит от постоянной времени тт транзистора, коэффициента насыще
иия Авас и может быть определено по формуле [36]
^рас ~ тт n [3Anac/(2Anac+1)] (9 39)
370
Для уменьшения динамических потерь необходимо выбирать
для преобразователя высокочастотные безынерционные транзисторы
и диоды.
9.6. Стабилизирующие преобразователи постоянного
напряжения
Основные структурные схемы. Изменение входного питающего
напряжения всегда вызывает изменение амплитуды выходного на-
пряжения преобразователя, а во многих преобразователях и изме-
нение его частоты. В устройствах электропитания, как правило, тре-
буется, чтобы выходное напряжение преобразователя поддержива-
лось с заданной точностью. Для этого- применяются различные спо-
собы стабилизации выходного напряжения преобразователей. Ста-
билизирующими преобразователями называются такие устройст-
ва, которые обеспечивают на выходе постоянное напряжение ии
с определенной, заданной техническими требованиями точностью
при изменении входного напряжения питания 1/п и изменении тока
нагрузки /н выходной цепи.
Основные структурные схемы стабилизирующих преобразова-
телей напряжения приведены на рис. 9.15, а их условные обозначе-
ния — в табл. 9.2.
В стабилизирующих преобразователях, выполненных по струк-
турной схеме иа рис. 9 15, а, осуществляется централизованное
регулирование входного напряжения питания Un. Входной стаби-
лизатор постоянного напряжения ВСН поддерживает неизменным
напряжение питания преобразователя, с выхода которого снимает-
ся стабильное переменное напряжение. Поскольку выходное напря-
жение преобразователя имеет прямоугольную форму то этот спо-
соб стабилизации применяется в многоканальных ИВЭ, когда от
преобразователя необходимо получить несколько выходных выпрям-
ленных напряжений ({/И1—UUTn) с почти одинаковой стабильно-
стью (3—5 %).
Рис. 9.15 Основные структурные схемы стабилизирующих преобра-
зователей-
а —с входным стабилизатором напряжения; б — регулируемый пре-
образователь с ШИМ, в — с выходным стабилизатором, г — с вход-
ным и выходным стабилизаторами напряжения
371
Таблица 9.2
Структурные схемы стабилизирующих преобразователей напряжения
Способ ста бил и. вацнн напряже ния преобразо- вателя Структура стабилизирующего преобразователя Условное обозначение структуры
Централизо- ванный Децентрализо- ванный Смешанный Непрерывный стабилизатор — преобразователь напряжения Импульсный стабилизатор — пре- образователь напряжения Вольтдобавочиый стабилизатор — преобразователь напряжения Регулируемый преобразователь Преобразователь напряжения — непрерывный стабилизатор Преобразователь наприжения — импульсный стабилизатор Импульсный стабилизатор — пре- образователь напряжения — не- прерывный стабилизатор Регулируемый преобразователь — непрерывный стабилизатор Вольтдобавочиый стабилизатор — преобразователь напряжения — непрерывный стабилизатор нс + пн ис + пн вде + пн РП пн + нс пн + ис ис+пн+нс РП+НС ВДС+ПН+ +НС
Централизованный входной стабилизатор ВСН иа рис. 9 15, а
может быть непрерывным, образуя структурную схему стабилизи-
рующего преобразователя НС + ПН или импульсным, образуя
структурную схему ИС + ПН (см. табл. 9.2).
Достоинствами структуры НС + ПН являются простота схе-
мы, возможность применения интегральных микросхем стабилиза-
торов. Недостатком ее является значительная потеря мощности в ре-
гулирующем транзисторе стабилизатора.
Структура НС + ПН применяется в основном в микромощных
ИВЭ с выходной мощностью 0,1—2 Вт при небольших пределах
изменения напряжения первичного источника питания, когда тре-
буется получить минимальные габариты устройства.
Более экономичными являются централизованные стабилиза-
торы напряжения, регулирующий элемент которых работает в им
пульсном режиме (структура ИС + ПН) Стабилизация выходного
напряжения в них осуществляется путем изменения относительной
длительности включенного н выключенного состояний регулирую-
щего транзистора, который также рассчитывается на пропускание
и коммутацию полного тока нагрузки Одиако потери в регулирую-
щем транзисторе здесь оказываются значительно меньшими, чем в
стабилизаторе с непрерывным регулированием; они определяютси
в основном потерями в ценя коллектора в режиме насыщения и пе-
реключения.
Недостатком импульсных стабилизаторов является то, что
пульсация и дииамическое выходное сопротивление в них сказы
372
ваются значительно большими, чем в непрерывных стабилизаторах
напряжения.
Структурные схемы типа ИС + ПН находят широкое примене-
ние в многоканальных ИВЭ с выходной мощностью от единиц до
нескольких десятков ватт. В более мощиых многоканальных ИВЭ
с выходной мощностью порядка сотни ватт рационально применять
в качестве централизованного вольтдобавочиый стабилизатор
(рис. 9 15. а), в котором выходное напряжение после ВДС почти
вдвое больше, чем в ИС с последовательным РЭ, и регулируется
только часть потребляемой мощности, в то время как ИС ПН рас-
считывается иа регулирование полной мощности.
Централизованную стабилизацию нескольких выходных на-
пряжений позволяет реализовать также структуриви схема иа
рис. 9 15. б с регулирующим преобразователем (РП), работающим
в режиме широтно-импульсной модуляции, при которой стабиль-
ность выходного напряжения достигается за счет ШИМ. Форма
выходного переменного напряжения в РП имеет регулируемую на
нуле паузу; в связи с этим все сглаживающие фильтры выпри-
мителей должны быть только АС-типа.
В регулируемом преобразователе совмещены функции преоб-
разования и стабилизации постоянного напряжения, это позволяет
повысить КПД таких устройств за счет исключения промежуточных
преобразований энергии. Недостатком РП является то, что хорошую
стабильность при изменении входного напряжения питания и тока
нагрузки можно получить только по той цепи, за которой ведетси
слежение. По остальным выходным каналам и из-за наличия сгла-
живающих АС-фильтров стабильность выходного напряжения по-
лучается низкой. Такие схемы находят применение в ИВЭ с малым
числом выходных цепей (1—3).
При децентрализованном способе стабилизации (рис. 9 15, в)
преобразователь питается от нерегулируемого входного напряжения
t/u; на выход по каждому каналу включается индивидуальный ста-
билизатор непрерывный в структуре ПН + НС или импульсный
(ПН + ИС). Выходные напряжения прн этом имеют высокую ста-
бильность, особенно если в качестве выходных используютси не-
прерывные стабилизаторы. Одиако КПД таких стабилизирующих
преобразователей низкий из-за потерь в преобразователе и ставили
заторах, которые рассчитываются для работы при полном изменении
входного напряжения питания от Uumin до Uamax.
При смешанном способе стабилизации выходных напряжений
(рис. 9 15, а, г) кроме централизованного входного стабилизатора,
от которого питается преобразователь, по отдельным выходным це-
пям включаются индивидуальные стабилизаторы, обычно непрерыв-
ного действия. Структурные схемы смешанной стабилизации ука-
занные в табл. 9.2, находят широкое применение в многоканальных
ИВЭ, где требуется обеспечить ряд выходных напряжений с различ-
ной точностью При этом выходные напряжения со стабильностью
5—7 % обеспечиваются централизованным входным стабилизатором,
а по цепям, где требуются напряжения с высокой точностью (0,5—
1 %), включаются индивидуальные непрерывные стабилизаторы.
Потери мощности в непрерывных стабилизаторах прн этом сущест-
венно уменьшаются, поскольку их регулирующие элементы рабо-
тают при минимально допустимом падении напряжения.
Силовые цепи импульсных регуляторов. Наиболее экономичным
и эффективным является импульсный метод стабилизации выход
иого напряжения преобразователя, при котором за счет импульс-
373
Рнс. 9.16. Схема преобразователя с входным импульсным стабилиза-
тором
иого режима работы силовых транзисторов повышается КПД уст-
ройства, а повышение частоты коммутации до 100— 300 кГц позво-
ляет существенно уменьшить его массу и габариты. Наибольшее
распространение получили стабилизирующие преобразователи с
импульсным методом регулирования выходного напряжения, вы-
полненные по структурным схемам ИС + ПН; РП; ВДС 4- ПН.
Рассмотрим особенности режимов работы силовых элементои в них.
Схема стабилизирующего преобразователя, выполненная по
структуре ИС + ПН, приведена на рнс. 9.16. В нее входит импульс-
ный стабилизатор с регулирующим транзистором VTt, демодули-
рующий фильтр иа Элементах VDtLC и схема управления СУ,
которая одновременно управляет режимом переключений регули-
рующего транзистора VTt ИС и транзисторами УГ2, VT3 двухтакт-
ного усилителя мощности. Частота коммутации регулирующего
транзистора ИС обычно выбирается в 2 раза большей частоты пре-
образователя.
На вход импульсного стабилизатора подается напряжение пи-
тания 17п Выходное стабильное напряжение Ucu поступает nd уси
литсль мощности на транзисторах VT2, VT3, к выходу которого
подключен трансформатор TV, выпрямитель на диодах VD2, VD3
с емкостным сглаживающим фильтром Сн, обеспечивающим на на
грузке /?н стабильное напряжение при заданном токе нагрузки.
Выходной трансформатор может быть выполнен многообмоточным,
обеспечивая тем самым ряд выходных напряжений, гальванически
развязанных друг от друга и от первичной сети питания Un.
Форма переменного напряжения на выходе преобразователя
прямоугольная, без паузы на нуле. Это позволяет выходные сгла-
живающие фильтры после выпрямителей выполнять только на кон-
денсаторах В многоканальном ИВЭ, выполненном по структурной
схеме на рис. 9 16. обеспечивается стабильность выходных напря
жеиий не хуже 5—7 % при изменении входного напряжения пита-
ния от 23 до 34 В и при сбросе нагрузки от /н До 0.5/ц.
Выбор и расчет элементов импульсного стабилизатора для
структуры ИС 4- ПН проводится по методике, изложенной в гл. 8,
а усилителя мощности — по формулам, приведенным в §§ 9.4 и 9.5.
Схема регулируемого преобразования приведена на рис. 9 17, а,
осциллограммы напряжений и токов в силовых цепях па рнс. 9 17 б—
е [61] Преобразователь выполнен на силовых транзисторах
VTj, VT2, в коллекторную цепь которых включен трансформатор TV,
374
к
•»
Рнс. 9.17 Схемы двухтактного регулируемого преобразователя с ши
ротно импульсной модуляцией (а) и осциллограммы напряжений и
токов в ией (б—е)
375
ко вторичной обмотке трансформатора подключен выпрямитель на
диодах VDi, VDS со сглаживающим LC-фильтром Схема управле-
ния СУ работает по принципу широтио импульсной модулиции, оиа
следит за выходным напряжением на нагрузке /?н и управляет
переключением транзисторов регулируя длительность паузы иа
иуле ta (рис. 9.17, б) таким образом, что среднее значение выходного
выпрямленного напряжения иа нагрузке 1УН (рис. 9.17, в) остается
неизменным с определенной точностью при изменении входного на-
пряжения питания йли тока нагрузки
В качестве схемы управления в РП могут быть использованы
полупроводниковые микросхемы или специальные гибридно-пле-
ночные микросборки выполненные на бескорпусных элементах.
Выходной ток таких СУ недостаточен для раскачки мощных сило-
вых транзисторов, поэтому в схеме РП иа рис. 9.17, а между схемой
управления и входами силовых транзисторов V1\ VTt включены
промежуточные усилители ПУС, обеспечивающие необходимый
ток базы в зависимости от выходной мощности и коэффициента пе-
редачи транзисторов.
Защита силовых транзисторов РП от перегрузки по току или
короткого замыкания в нагрузке также осуществляется СУ. Для
этого в одну из шин выходной цепи включен датчик тока Ra, сигнал
с которого подается иа схему управления и запирает силовые тран-
зисторы при коротком замыкании в нагрузке.
Из осциллограмм иа рнс. 9.17, б, в видно, что в РП за один
период колебаний когда транзисторы VT, и VTt поочередно от-
крыты, иа вход сглаживающего фильтра поступают два импульса
выпрямленного прямоугольного напряжеиня Uo. В результате это-
го коэффициент заполнения для РП
у = 2(в/7'п= UnnfUa, (9.40а)
где л = Wt/ W, — коэффициент трансформации трансформатора
питания.
В процессе работы РП при изменении входного напряжения пи-
тания от 17п mln до Un тах коэффициент заполнения изменяется в
пределах
Утах—Са n/Ua т[П; (9 406)
Ут1п=СпП Uumax- 41 в)
Силовые транзисторы для РП выбирают по максимальному то-
ку /Кт (рис. 9.17, г) и напряжению 17КЭт, которое перекладыва-
ется к запертому транзистору а расчет тепловых режимов проводит-
ся по среднему значению тока.
Напряжение 1/кэ для двухтактного РП (рис. 9 17 а), в ко-
тором трансформатор имеет отвод от средней точки, определяется
по формуле (9.10).
Среднее значение тока через транзистор
'Кср = Ч/Пп <94')
где т]п = 0,7 -г 08 — КПД регулируемого преобразователя.
Амплитудное значение тока коллектора
ZKm =* ci/Vm/n- 42^
376
Действующее значение тока, по которому выбираются сечения про-
водов обмоток трансформатора,
= ср l^Vmax • (9 43)
Методика расчета выпрямителя, работающего от прямоуголь
кого напряжения с регулируемой паузой иа нуле (рис. 9 17 б),
изложена в гл 4, а методика расчета дросселя и трансформатора —
в гл. 3.
Напряжение на вторичной обмотке трансформатора, которое
поступает на вход выпрямителя в РП с ШИМ является функцией
коэффициента заполнения Среднее значение этого напряжения
^СР= (9 44)
а действующее значение
1/2=п1/п (9 45)
Сглаживающий LC-фильтр преобразует импульсное напряже-
ние Uo (рис. 9.17, а, в), поступающее после выпрямителя, в напря-
жение постоянного тока и одновременно сглаживает пульсацию
до уровня определяемого параметрами фильтра Обычно
сопротивление датчика токовой защиты Ra выбирается ие более
0,1—0,2 Ом, поэтому для схемы на рис. 9.17, а напряжение и пуль-
сация после сглаживающего фильтра РП и на нагрузке можно
считать равным UCu = (7В и UCn~ = 1/н~
При открытом транзисторе РП в течение времени /в через дрос-
сель L проходит ток в нагрузку, заряжая конденсатор фильтра С,
а в течение паузы /п конденсатор разряжается на нагрузку Rn и
ток через дроссель L уменьшается (рис. 9.17, <Э) Индуктивность L
должна быть достаточной, чтобы ток через дроссель за время па-
узы /п ие снизился до нуля что привело бы к резкому возрастанию
пульсации на выходе РП. Для обеспечения режима непрерывного
тока через дроссель его индуктивность должна выбираться нз ус-
ловия
Lmin >•
^Сн max О Vm in)
2fnlL mln
(9 46)
Сглаживание пульсации стабилизированного напряжения до
заданного уровня (7Си^. достигается выбором произведения
LC >
UСн 0 Ymin)
(9 47)
При расчетах параметров сглаживающего фильтра сначала оп-
ределяется требуемая индуктивность дросселя LmI-n по формуле
(9.46), а затем из произведения LC находится емкость С.
Совмещение функций преобразования и стабилизации постоян-
ного напряжения является основным достоинством схемы на
рис. 9 17, а, позволяющей повысить КПД блока питания за счет
исключений промежуточного преобразования электроэнергии. К не
достаткам РП следует отнести необходимость применения LC филь-
тров по каждому выходному каналу постоянного иаприжения, что
увеличивает массу и габариты прибора, особенно в многоканальных
377
ИВЭ. Кроме того, по цепям с широким диапазоном изменения тока
нагрузки для обеспечения требуемой стабильности необходимо
в многоканальных ИВЭ включать непрерывные стабилизаторы из-за
сравнительно плохих динамических характеристик LC-фильтров.
От этих недостатков свободны схемы РП, в которых дроссель аклю-
частся ие со стороны нагрузки, а со стороны источника питания.
Пример использования РП с дросселем иа входе и осциллограм-
мы напряжений и токоа приведен на рис. 9.18. Вольтдобавочиый
регулируемый преобразоаатель выполнен по двухтактной схеме на
транзисторах Vi\ и VTa и автотрансформаторе TV, обмотка
которого является первичной, a IF2 — вторичной (повышающей).
Диоды VDt и VDa образуют выпрямитель, а дроссель L и конденса-
тор С — сглаживающий фильтр вольтдобавки. Схема управления
СУ следит за уровнем входного напряжения UCa преобразова-
теля ПН и вырабатывает сигналы управления с ШИМ для управ-
ления усилителем мощности на транзисторах VTlt VTt вольтдо-
бавки и прямоугольные сигналы постоянной длительности для уп-
равления УМ выходного преобразователя ПН. Резистор Rn явля-
ется датчиком тока для защиты преобразователя от перегрузки
по току или короткому замыканию в нагрузке.
Стабилизация входного напряжения питания преобразователя
t/C1I достигается за счет того, что напряжение с выхода вольто-
добавочного РП после выпрямления диодами VDlt VDt суммиру-
ется на конденсаторе С с входным напряжением питания Un таким
образом, что их сумма остается неизменной при всех режимах и'
условиях работы. Коэффициент трансформации автотрансформатора
л = (W\ 4- IFWf выбирается таким, чтобы обеспечить стабиль-
ное напряжение иСя яз %Uamin. Обычно п = 1.5 4- 1,6.
В отличие от структурной схемы на рис. 9.17, а, где РП рас-
считывается на полную мощность нагрузки, выходная мощность
вольтдобавочного регулируемого преобразователя оказывается зна-
чительно меньше и автотрансформатор вольтдобавки рассчитывает-
ся на мощ! ость
Рат= Рн J > 9 48)
k
где k — Uamax/Unmin — коэффициент, учитывающий пределы-из-
менения входного напряжения питания.
Дроссель L сглаживающего фильтра иа рис. 9.18, а включен со
стороны входа, поэтому через него проходит полный ток, макси-
мальное значение которого I Lm = Pn/^n^nmln- Индуктивность
L (как и а РП на рис. 9 17, а) выбирается из условия (9.46) обеспече-
ния режима непрерывного тока.
Силовые транзисторы VTt. VT2 усилителя мощности вольт-
добавки работают в режиме переключений Форма токв через откры-
тый транзистор и напряжение на транзисторе приведены на
рис. 9 18, д, а. Максимальное напряжение на закрытом транзисторе
^КЭтах~^Си ~ 2^nmin. (9.49)
а минимальное min ts: 2UcJ(n + 1). Максимальный ток
коллектора транзисторов вольтдобавки (рис. 9.18, д)
I
^СнЧп
^Сн min
min Train
(9.50)
378
Рис. 9 18 Схема преобразователя с входным вольтдобавочным ста
билизатором (а) и осциллограммы напряжений и токов в ней (б—е)
379
В связи с тем, что выходное стабильное напряжение в схеме
с вольтдобавкой приблизвтельно вдвое больше, чем в РП, стабили-
зирующий преобразователь ВДС + ПН позволяет преобразовать
значительно большую мощность при одинаковых режимах работы
транзисторов по току по сравнению с РП.
9.7. Устройства управления стабилизирующими
преобразователями
В состав устройств управления стабилизирующим преобразо-
вателем входит ряд сложных функциональных узлов: задающий ге-
нератор (ЗГ), широтно-импульсный модулятор (ШИМ), усилитель
постоянного тока (УПТ), формирователи выходных сигналов управ-
ления силовыми каскадами преобразователя и импульсного стаби-
лизатора и др. Основными требованиями, которые предъявляются
к схемам управлеивн, являются: гарантия возиикиовения автоколе-
баний при включении напряжения питания Ua (при медленном или
быстром его нарастании); возможность синхронизации ЗГ внешним
сигналом; широкий диапазон генерируемых частот, обеспечение
модуляции генерируемых импульсов по длительности; малый рас-
ход энергии; стабильность частоты и опорного иапряжеиия при из-
менении входного иапряжеиия питания и температуры окружающей
среды, а также возможность выполнения конструкции в виде гиб-
ридно-пленочной или полупроводниковой микросхемы.
На рис. 9.19 приведена структурная схема, предназначенная
для управления стабилизирующими преобразователями типа ИС +
+ ПН.-РП или ВДС + ПН |35, 40]. Диаграммы напряжений, ха-
рактеризующие ее работу, приведены на рис. 9 20. Отличительной
особенностью схемы управления ивляется то, что она вырабатывает
два вида сигиалоа: с ШИМ для управления регулируемыми тран-
зисторами импульсного стабилизатора и немодулироваииые сигна-
Рнс 919 Структурная схема
управления стабилизирующи-
ми преобразователями
Выход 1
Выход 2
Выход 3
Выход 4
Выход 5
Выход 6
Выход 7
Выход g
380
Рис. 9.20 Осциллограммы напряжений в схеме управления стабили-
зирующими преобразователями
лы с фиксированной паузой для упраалення транзисторами двух-
тактного или мостового преобразователя. Элементная база для СУ
позволяет выполнить ее в »иде полупроводниковой ИМС или гиб-
ридно-пленочной микросборки. В состав схемы управления вхо-
дит задающий генератор Л3 и формирователь пилообразного на-
пряженвя Аа, усилители цепи обратной связи DAa и DAt с источ-
ником опорного напряжения At, широтно-импульсный модулятор
выполненный иа компараторе ОАа, усилитель DAlt защиты преоб-
разователи от перегрузки по току или короткого замыкания в на
грузке, делитель частоты на два, выполненный из счетном триггере
DDi, формирователь фиксироааиной паузы Л4, каскады совпадения
иа инверторах DDa- DDb с усилителями иа транзисторах VTt—
VTt
Устройство управления работает следующим образом. Пило-
образное напряжение с выхода ГПН (рис. 9.20, а) поступает на ход
ШИМ компаратора DAa иа другой вход которого через развязы-
вающий диод VDa поступает сигнал от УПТ, выполненного иа мик-
росхеме DAa На один вход УПТ подключен источник опорного ва-
пряжения Alt а иа другой вход через промежуточный усилитель
DAt поступает напряжение цепи обратной связи
С выхода ШИМ-компаратора DAS прямоугольные колебания
(рис. 9.20, б) поступают иа входы схем совпадения DDa, DD3
На другие входы этих схем совпадения поступают прямоугольные ко-
лебания с выхода счетного триггера DDt (рис. 9.20, е, г). Модули-
рованные по длительности сигналы, усиленные транзисторами VTt,
VTa, попеременно появляются на выходах /, 2 и 3 4 я предназна
чаются для управления регулирующим транзистором И или сило-
выми транзисторами РП или ВДС.
Прямоугольные колебания с аыходов триггера DDt поступают
также на входы схем совпадения DDt, DD6, на другие входы кото-
381
рых подается короткий (не более I мкс) импульс паузы, формируе-
мый в схеме Л4 (рис. 9.20, ж). Как видно из рис. 9.19, входные сиг-
налы на триггер DDt и формирователь паузы At поступают от за-
дающего генератора Аа (рис. 9.20, з). На выходах 5, б и 7, 8 попере-
менно появляются прямоугольные импульсы (рис. 9.20, и, к), ко-
торые предназначаются для управления силовыми транзисторами
УМ преобразователя
Стабилизация выходного напряжения реализуется в замкнутой
схеме регулирования за счет того, что при изменении напряжения
обратной связи, например при снижении его по какой-либо причине
в момент времени (рис. 9.20, а), происходит расширение импуль-
сов на выходе компаратора DA3 (рис. 9 20, б) и на выходах схем
совпадения DDa, DDa (рис 9 0 d, е) Это обеспечивает стабиль-
ность выходного напряжения по среднему значению после сглажи-
вающего LC-фнльтра, включенного на выходе выпрямителя
(рнс. 9.17, о).
Операционный усилитель DAi обеспечивает защиту преобразо'
ватсля от коротких замыканий в нагрузке илн перегрузки по току-
Датчик тока перегрузки (7?п иа рис. 9 17, о) подключается Между
входами 1 п 2. В нормальном режиме работы падение напряжения
на датчике Ru мало и напряжение иа выходе усилителя DAi недо-
статочно, чтобы открыть диод VDlt который отключает усилитель
DA, от входа ШИМ-компаратора.
При перегрузке по току или коротком замыкании в нагрузке
падение напряжения на датчике тока Ra резко возрастает, иапря
женис на выходе усилителя DAt увеличивается и диод VDt откры-
вается. На выходе ШИМ компаратора DAa прн этом происходит
резкое сужение выходных импульсов, что приводит к уменьшению
выходного напряжения РП При устранении перегрузки по току или
короткого замыкания схема автоматически возвращается в нормаль-
ный режим работы.
В рассмотренной структурной схеме управления ряд функцио-
нальных узлов, таких как источники опорного напряжения УПТ,
формирователи пилообразного напряжения и другие выполняются
аналогично, как в стабилизаторах непрерывного действия (см. гл. 5)
или импульсных стабилизаторах (см. гл. 8). Рассмотрим особенно-
сти построения некоторых специальных функциональных узлов
схемы управления стабилизирующими преобразователями
Задающий генератор для преобразователей иа дискретных эле- г
ментах работающих на сравнительно низких частотах (до 50 кГц),
могут выполняться по одной из схем, приведенных иа ряс. 9.7,
9 8. Для работы иа повышенных частотах (100—200 кГц и выше) и
интегрального исполнения магнитно-транзисторные автогенераторы
непригодны. Для таких устройств ЗГ аыполияются иа интегральных
микросхемах.
Схема автогенератора на операционном усилителе приведена
на рис. 9.21 {35]. Здесь неиивертирующий вход 3 операционного
усилителя DA связан с аыходом 5 через делитель Rlt /?я, Ra так, что
коэффициент передачи сигнала по петле положительной обратной
связи
*1 + 7?»
ос’= + Ra ’
382
Длительность прямоугольных
импульсов в генераторе опреде-
ляется напряжением насыщения
1/нас выходных каскадов ОУ и
коэффициентом передачи сигнала
по цепи обратной связи [10]
с С ^нас
ти= Rf —~ 7 77"
нас ^о.с”Нас
(9.52)
Двухтактные статические пре-
образователи в источниках пита-
ния работают при симметричных
двухполярных импульсах, поэто-
му период генерируемых прямо-
угольных импульсов в автогене-
раторе
Рнс. 9.21. Схема
задающего гене-
ратора на операци-
онном усилителе
Тп = 2т, = 2R« Сг In Г1 + —- Ra) (9 53)
L «8 1
Схема ав огеиератора иа рис. 9.21 выполнена на бескорпусной
микросхеме К140УД1 с параметрами Rt = 38 кО R2 = 5 кОм,
Ra = 7,6 кОм, = 10 кОм, частота преобразования fa = 200 кГц.
Нестабильность частоты не более 3 % в диапазоне температр от
—20 до +100 °C.
Синхронизация автогенератора осуществляется подачей внеш-
него сигнала с частотой fcnnxp иа вход ОУ, как показано на
рис. 9.21. С выхода 2 схемы снимается пилообразное напряжение,
которое может быть использовано для управления регулирующим
транзистором импульсного стабилизатора.
Схема задающего генератора, выполненная на интегральных
микросхемах, приведена на рис. 9 22 [44] Она представляет собой
кольцевсй автогенератор на логических микросхемах DDt и DDt
(типа КМОП) и транзисторе VTa. Здесь (как и в схеме на рис. 9.21)
частота генерации ие зависит от параметров актианых элементов и
определяется сопротивлением резисторов RB и Re и емкостью кон-
денсатора Сг
fa = 1/2Ся (Rs + Re). (9.54)
Автогенератор синхронизируется внешним импульсным сигна-
лом на частотах выше собственной, который подается через тран-
зистор VTa (п-р л). Возможна также синхронизация и на частотах
ниже собственной. Однако в этом случае синхроимпульсы должны
подаваться иа автогенератор через транзистор VTt (р п-р), схема
подключения которого показана пунктирной линией. В автогене-
раторе, выполненном на микросхемах типа 765ЛН2 (DDi, DD2),
при напряжении питания Va — 10 В потребляемый ток ЗГ не пре-
вышает 1 мА, частота генерации 100 ± 1 кГц в диапазоне темпера-
тур от —20 до +100 °C.
Широтно импульсный модулятор является линейно-дискрет-
ным функциональным узлом стабилизирующего преобразователи,
он имеет два входа и один выход. Один из входных липейно-изме-
383
няющихся сигналов является опорным, а второй — управляющим
Выходной сйгнал ШИМ—импульсный. Длительность входных им-
пульсов определяется -уровнем превышения управляющего сигнала
над опорным и изменяется в процессе работы в соответствии с изме-
нением входного управляющего сигнала. Модулированные по дли-
тельности выходные импульсы ШИМ используются для формирова-
ния сигналов переключения силовых транзисторов регулируемого
преобразователя
Схема широтно импульсного модулятора приведена на
рис 9.23, а, осциллограммы входных и выходных напряжений иа
рис. 9.23, б—е. Модулятор выполнен на операционном усилителе
DA и подключен к источнику вспомогательного постоянного на-
пряжения Um Делитель напряжения Rif R, устанавливает сред-
ний уровень напряжения на инвертирующем входе 2 ОУ Резистор
Rs является нагрузкой ОУ.
Модулятор работает следующим образом На неиивертирую-
ЩИЙ вход 3 микросхемы DA через конденсатор Сх подается пилооб-
разное напряжение 1/вх1 (рис. 9.23, в), частота которого равна ча-
стоте прямоугольного переменного напряжения преобразователя
(рис. 9 23, б). На инвертирующий вход 2 микросхемы DA подается
управляющее напряжение (УвХ2 с выхода УПТ. Это напряжение
является сигналом рассогласования и уровень его изменяется про-
порционально изменению тока нагрузки или выходного напряже-
ния, за которым следит стабилизатор при замкнутой цепи регули-
рования (показано пунктирной линией иа рис 9.23, в)
Выходной сигнал оп рационного усилителя из-за действия
внутренней положительной обратной связи может находиться лишь
на стандартных логических уровнях I илн 0, при которых выходной
транзистор ОУ находится в режиме насыщения или отсеч-
ки формируя прямоугольный импульс (рнс. 9.23, г—е\ Переклю-
чение ОУ происходит в момент времени, соответствующий превыше-
Рис. 9.22. Схема задающего генератора иа цифровых логических эле-
ментах
384
нию управляющего напря-
жения С/нхг от УПТ над
уровнем опорного пилооб-
разного напряжения
Если напряжение JUBKI
равно уровню, например
при прохождении пилооб-
разного напряжения через
нуль (рис. 9.23, в), соот-
ветствующему номинально-
му выходному напряжению
преобразователя, то ОУ бу-
дет переключаться из одно-
го состояния е другое под
действием внутренней по-
ложительной обратной свя-
аи и противодействующей
ей запаздывающей отрица-
тельной обратной связи,
причем длительность этих
состояний приблизительно
VI
Рнс. 9 23 Схема широтио-импульсио
го модулятора на операционном уси
лителе (а) 'и осциллограммы напря
женнй, поясняющие его работу (б)
одинакова 1 — /п (рис. 9.23, г) и коэффициент заполнения у —
~ = 0,5.
Если выходное напряжение преобразователя по какой-либо
Причине понизится, например из-за понижения входного напряже-
ния питания или увеличения тока нагрузки, то напряжение па вы-
ходе УПТ также понизится, что будет соответствовать уровню
1/вх 2 на входе ОУ (рис. 9.23, в), усилитель также переключится, но
теперь tu > 1П (рис. 9.23, й) и у> 0,5. В предельном случае при
если нет в ШИМ принудительной постоянной паузы, то
Утах ~ 1- ' ,
При повышении входного сигнала УПТ до уровня (7вх 2
(рис. 9.23, е), что соответствует увеличению входного напряжения
питания или уменьшению тока нагрузки на выходе преобразоватс
ля. усилитель переключится и будет находиться в режиме насыще
ния длительность tu < при этом коэффициент заполнения
у < 0 5 и в пределе может быть равным нулю.
Выходные импульсы ШИМ используются для формирования
сигналов управления переключением силовых транзисторов стаби-
лизирующего преобразователя.
13 Зан. 726
385
Рнс 9 24. Схема промежуточного
усилителя с повышенным быстро-
действием
Операционные усилители
обладают определенным вре-
менем восстановления (запаз-
дывания). В схемах ШИЛА это
ограничивает динамический
диапазон модуляции длитель-
ности импульсов, что приво-
дит к снижению точности ре-
гулирования напряжения пре-
образователя, особенно при
крайних значениях входного
напряжения питания. Для по-
вышения стабильности выход-
ного напряжения преобразова-
теля в ШИМ необходимо ис-
пользовать безынерционные
ОУ или компараторы.
Выходные сигналы схем
управления (особенно в инте-
гральном исполнении) являются маломощными, поэтому для рас-
качки силовых транзисторов преобразователя вводятся промежу-
точные усилители (ПУС), включение которых показано на
рис. 9.17, а и 9.18, с. Промежуточные усилители выполняются
на дискретных элементах или гнбридно-пленочиых микросхемах.
Одна из схем промежуточного усилителя приведена на
рнс. 9 24 151]. В ней, кроме усиления входного сигнала по мощности
реализуется ускоренное выключение выходного мощного транзи-
стора преобразователя, что позволяет повысить частоту преобразо-
вания и снизить динамические потери в силовых транзисторах.
В состав промежуточного усилителя входит эмнттерный повторитель
иа комплементарной паре транзисторов VT3, VTt, транзистор VT2
для форсированного выключения силового каскада и ключевой
транзистор У7\ с диодами VDt VD2, которые обеспечивают его не-
насыщенный режим в открытом состоянии.
При подаче иа вход схемы импульса UBX отрицательной поляр-
ности открывается транзистор VTt и его ток коллектора через ре-
зистор Rs и насыщенный транзистор VТ3 эмнттерного повторителя
поступает в базу силового транзистора VTf, (обведен пунктирной
линией), открывая его. При окончании входного импульса сначала
выключается транзистор VT\, а затем УТз, что приводит к выклю-
чению силового транзистора У7Ь. Срез входного импульса диффе-
ренцируется цепью Cj, Ra, Rt и вызывает кратковременное откры-
вание транзистора VT2- Вследствие этого происходит форсирован-
ное выключение транзисторов У7\ и VT2 и, главное, силового тран-
зистора преобразователя УТ6 После окончания входного импульса
(7ВЯ схема возвращается в исходное состояние, транзистор VT2
запирается, силовой транзистор преобразователя продолжает
оставаться в закрытом состоянии под действием тока транзистора
VTt эмнттерного повторителя.
Рассмотренные схемы управления стабилизирующими преобра-
зователями являются сложными, многоэлементными устройствами;
в то же аремя они работают прн малых токах и могут быть выпол
иены на интегральных микросхемах или бескорпусных полупровод-
никовых приборах в виде микросборок. Перспективным является
применение в качестве схем управления специальных полупровод-
никовых многофункциональных микросхем
386
9 8 Области применения преобразователей
и выбор силовых элементов для повышения частоты
В табл. 9.3 приведены основные характеристики некоторых
схем преобразователей и рекомендуемые области, их применения.
Одной из основных проблем, которые приходится решать прн раз-
работке ИВЭ с преобразователями напряжения, является повыше-
ние частоты с целью уменьшения массы н габаритов блоков питания.
Уменьшение массы и габаритов преобразователя становится
заметным прн повышении частоты от 10—20 до 100—200 кГц за
счет снижения массы реактивных элементов: трансформаторов,
дросселей и конденсаторов сглаживающих фильтров. Переход к вы-
соким частотам преобразования с хорошо освоенного, сравнительно
низкочастотного диапазона частот вызывает необходимость решения
ряда новых задач, связанных с выбором материалов и разработкой
конструкции трансформаторов, выбором элементов силовой части
преобразователи Опыт, накопленный при разработке высокочастот-
ных источников электропитания (5. 23, 35. 41, 61 71J, позволяет
сформулировать основные рекомендации по выбору элементов для
•таких устройств.
Транзисторы силовой части преобразователи должны комму-
тировать значительные токи — от единиц до десятков ампер при
допустимом напряжении на коллекторе порядка 100—150 В и при
этом обеспечивать малое время рассасывания избыточных носителей
заряда в базовой области. При частоте преобразования 200 кГц
длительность полуволны прямоугольного напряжения преобразова-
теля составляет 2,5 мкс; если допустить на переходный процесс ком-
мутации даже 10 % этого значения, то время переходного процес-
са выключения транзистора не должно превышать 0,25 мкс. В мощ-
ных биполярных транзисторах это трудно сделать поэтому наибо-
лее подходящими для высокочастотных преобразователей являются
полевые транзисторы, которые должны иметь при этом малое со-
противление в режиме насыщения (не более 0,05—0,1 Ом).
Можно также применять в высокочастотных преобразователях
маломощные биполярные транзисторы с высокими импульсными
характеристиками Одиако при этом выходная мощность в преобра-
зователе резко снизится и ограничится несколькими ваттами. Воз-
никает задача построения многоканальных ИВЭ из многих ячеек
маломощных преобразователей, а также суммирования мощности
по отдельным сильноточным цепям
Диоды для силоаых выпрямителей выбираются по прямому то-
ку и обратному напряжению В выпрямителях высокочастотных
преобразователей с выходными токами от единиц и до нескольких
десятков ампер при обратном напряжении не более 20—30 В необ-
ходимо применять диоды с барьером Шотки. Для более высоковольт-
ных выпрямителей могут использоваться диффузионные диоды с тон-
кой базой В маломощных выпрямителях наиболее целесообразно
применять импульсные малогабаритные диоды
Трансформаторы и Дроссели являются наиболее трудными узла-
ми для миниатюризации преобразователей, так как их габариты
плохо совмещаются с плоскими малогабаритными ИС н другими эле-
ментами. Для высокочастотных преобразователей трансформаторы
наиболее рационально выполнять на тороидальных сердечниках из
феррита. Одиако если механические нагрузки и температурные режи-
мы нс позволяют использовать феррит, то тороидальные сердечии-
13»
387
Таблица 9 Я
Основные характеристики некоторых схем транзисторных преобразователей и области их применения
Внд. структурная схема преобразователи Достоинства Недостатки Рекомендуемые области применения
Автогенераторы
Однотактный с обрат- ным включением диода (рис 9.1, а) * Минимальное число силе вых элементов: простая схема управления; простой емкостной фильтр на выхо де выпрямителя Несимметричная форма вы- ходного напряжения; пло- хое использование силового транзистора; подмагничи- вание трансформатора В маломощных многока нальйых ИВЭ без жестких требований к КПД и габа- ритам
Однотактный с прямым включением диода (рнс. 9.1,6) Минимальное число сило- вых элементов; простая схема ' управления; повы- шенная выходная мощность Необходимость примене- ния LC-фильтра; подмагни- чивание трансформатора В маломощных одноканаль- ных ИВЭ без жестких тре- бований к КПД и габари там
Двухтактные с насыща- ющимся трансформато- ром (рис. 9 3, 9.8) Два силовых транзистора; один трансформатор; про- стая схема управления; сим- метричная форма выходно- го напряжения Плохое использование сн- ловог© транзистора; повы- шенное напряжение на за- пертом транзисторе В маломощных многока- нальных ИВЭ с высокими требованиями к КПД и массе. В качестве ЗГ для 5М
Двухтактный с псреклю чающимся трансформа- тором (рнс. 9.7) Г г Два силовых транзистора; хорошее использование си- ловых транзисторов; высо- кий КПД Два трансформатора; по- вышенное напряжение па запертом транзисторе В многоканальных ИВЭ средней мощности. В каче- стве ЗГ для УМ
§
Продолжение табл 9 3
Внд, структурная схема преобразователя Достоинства Недостатки Рекомендуемые области применения
Усилители мощности
Двухтактный, со сред- Два силовых транзистора, Повышенное напряжение на В ИВЭ с выходной мощно-
ним отводом коллектор- ной обмотки трансфор высокий КПД; простая схе- ма управления запертом транзисторе стью до 50 Вт
матора (рис. 9.10, а, б) Мостовой (рис. 9.10, в) 1
Пониженное напряжение на’ запертом транзисторе; хо- рошее использование тран знсторов по току; прямо угольная форма напряже- ния Четыре силовых транзисто- ра; усложненная схема управления В многоканальных ИВЭ с повышенным напряжением питания и выходной мощ ностью до 200 Вт i
Полумостовой Два силовых транзистора, Вдвое больший ток через В одноканальных ИВЭ с
(рис 9.10, а) Стабнл изиру ющне пониженное напряжение на запертом транзисторе силовые транзисторы, иска- женная форма выходного напряжения повышенной выходной мощностью и повышенным напряжением питания
преобразователи
Непрерывный стабили- Прямоугольная форма вы Низкий КПД из-за потерь В малогабаритных многока
затор — преобразователь напряжения (НС+ПН; ходного напряжения; про- стые емкостные сглажива- во входном стабилизаторе нальиых мнкромощных ИВЭ с КПД нс более 0,3—
рис. 9.15, а) ющие фильтры после вы прями елей отсутствие по- мех наводимых на шины входного питания в 0,4 *
390
кп для трансформаторов выпол-
няются из ленточного пермаллоя
толщиной 10—20мкм. Рекоменда-
ции но выбору материалов, расче-
ту и конструированию трансфор-
маторов для преобразователен
приведены в гл. 3. Здесь отметим
только их особенности, связанные
с высокой частотой преобразова-
ние. 9.25. Схема многозвенного
фильтра
иня.
Для обмоток высокочастотных трансформаторов лучше исполь-
зовать многожильные провода или лнтцендрат.
Прн выборе проводов (лнтцендрата нли многожильного провода)
исходят нз того факта, что чем меньше диаметр провода, тем лучше
используется медь. Многожильный намоточный провод создает
меньшее сопротивление переменному току чем аналогичный по се-
чению одножильный медный провод Многожильный провод или
«лнтцендрат» эквивалентны, однако «лнтцендрат» скручен, в нем
более равномерно распределяется ток, ио он более дорогой
Для уменьшения индуктивности намагничивания, которая вме-
сте с емкостью коллектора силового транзистора определяет гранич-
ную частоту преобразования, первичная и вторичная обмоткн транс-
форматора могут послойно чередоваться. Однако при намотке та-
ким способом могут образовываться скрутки и,замыкания проводов
в каждом слое обмотки. Значительно лучшая магнитная связь между
обмотками достигается, если первичная и вторичная обмоткн наматы-
ваются двойными парами проводов или коаксиальными проводами.
Для высокочастотных дросселей сглаживающих фильтров сер.
дечинкн выбираются нз порошкоаого железа. Такне сердечники из за
низкого рг порошкового железа нельзя применять иа частотах до
20 кГц, где преимущественно применяются сердечники из пермаллое-
вых сплавов. В сглаживающих фильтрах слаботочных цепей широ-
кое применение находят высокочастотные дроссели типа ДМ, в
сильноточных цепях — дроссели иа тороидальных сердечниках.
Дроссели сглаживающих фильтров обладают собственным па-
раллельным резонансом, так как их обмоткн имеют определенную
паразитную емкость. Для достижения заданного коэффициента сгла-
живания пульсации собственная резонансная частота дросселя долж-
на лежать значительно выше частоты пульсации. Повышение соб-
ственной резонансной частоты дросселя может быть достигнуто за
счет снижения межвнтковой емкости одним из следующих методов
намоткой однослойной катушки, намоткой вперекрышку с поддержа-
нием больших зазоров между краями обмоткн, уменьшением емко-
сти между обмоткой и сердечником за счет изоляции сердечника тон-
ким диэлектриком.
Однако изменение собственной резонансной частоты дросселя
не дает существенного эффекта в улучшении сглаживания пульса-
ции Более эффективным является применение многозвенных филь-
тров (рис. 9.25). В первом звене фильтра LCt может быть использо-
ваны пленочные или танталовые конденсаторы, а С2, С3 — кера-
мические. В качестве элементов 1—4 высокочастотного фильтра ис-
пользуются ферритовые кольца, которые нанизываются на соеди-
нительные провоДа
Конденсаторы дли высокочастотных сглаживающих фильтров
выбираются с учетом эквивалентного последовательного сопротивле-
391
ния, которое у керамических и пленочных конденсаторов на высокой
частоте на два порядка ниже, чем у электролитических
На высоких частотах паразитная индуктивность выводов кон-
денсаторов и его последовательное эквивалентное сопротивление
гП.э образуют контур самовозбуждения с низкой добротностью.
При частотах ниже собственной резонансной конденсатор обладает
емкостным сопротивлением, а при частотах выше собственной резо-
нансной сопротивление конденсатора носит индуктивный характер.
Электролитические конденсаторы большой емкости обладают низ-
кой собственной резонансной частотой. Вследствие того, что гп,в
электролитов существенно не изменяется на частотах свыше 20 кГц
и габариты конденсаторов фильтров прн заданной пульсации су-
щественно ие зависят от частоты.
Для малогабаритных керамических и пленочных конденсаторов
малое значение гп я является положительным фактором поскольку
при этом увеличивается их собственная резонансная частота. Однако
увеличение тока утечки через конденсатор понижает его резонанс-
ную частоту. В мощных выпрямительных цепях это приводит к рез-
кому увеличению выходного сопротивления.
Уменьшить выходное сопротивление можно параллельным сое-
динением нескольких конденсаторов с высокой резонансной часто-
той и малым индуктивным сопротивлением, а также пленочного или
электролитического конденсатора с большой емкостью и керамиче-
ского конденсатора с малой емкостью. Важно, что прн таком вклю-
чении резко снижается эффективная последовательная индуктив-
ность конденсаторов, в которую входит индуктивность нх выводов
и монтажных проводов. Таким образом, сборка нз двух параллель-
ных конденсаторов по уроаню сглаживания высокочастотной пуль
сацни оказывается значительно эффективней, чем отдельный кон-
денсатор большой емкости, который устанавливается с минималь-
ной длиной соединительных печатных проводников.
Наиболее перспективным для высокочастотных преобразовате
лей является применение керамических конденсаторов, особенно
безвыводных ыоских типов К10-47, КЮ-17 и др
9,9. Методика и примеры расчета
Разработка транзисторных преобразователей начинается с ана
лиза требований, которые предъявляются к проектируемому при
бору. Oci овными из инх являются технические, определяющие па
раметры и качество выходных напряжений преобразоаателя с уче
том характеристик напряжет ня первичного электропитания; экс
плуаташюнные, определяющие условия работы преобразователя в
составе комплекса аппаратуры и требуемую надежность при задай-
ном времени работы н хранения; экономические,’определяющие стои-
мость прибора.
Большинство из предъявляемых требований являются противо*
речивыми, например, требования минимальной массы и высокой иа
дежности в течение длительного времени работы, минимальных га-
баритов и стоимости и т п Поэтому нз предъявчяемых требований
выделяются основные и принимаются компромиссные решения
Выбор структурной схемы преобразователя проводится в основном
по результатам анализа технических требований к параметрам вы-
ходных напряжений, их количества и качества. Рекомендации по
392
Рис 9 26. Схема преобразователя па транзисторах с общим коллек-
торов .
выбору структурных схем стабилизирующих преобразователей при-
ведены в табл. 9.2.
Прн электрическом расчете преобразователя необходимо опре-
делить режим работы и выбрать транзисторы, рассчитать цепи сме-
щения н определить основные параметры трансформатора. Расчет
режима работы транзисторов включает определение токов и напря-
жений коллекторной и базовой цепей, а также мощность потерь,
определяющую температуру иагрева транзистора.
* Транзисторы для преобразователя выбираются нз условия что
расчетные значения максимального тока коллектора и напряжения
коллектор—эмиттер не превышают соответствующих максимально
допустимых значений по техническим условиям на данный тип тран-
зистора
Пример I Рассчитать преобразователь для питания электрон-
ного оборудования, установленного на автомобиле, по следующим
исходным данным.
Входное напряжение питания от аккумуляторной батареи ав-
томобиля с напряжением U„ — 12 В, отрицательный вывод батареи
соединен с массой автомобиля, выходное напряжение UB 20 В,
ток нагрузки /0 = 1 А, пульсация выпрямленного напряжения
Uo~ 0.2 В. Преобразователь предназначается для массового
серийного производства и должен иметь минимальную стоимость н
высокую эксплуатационную надежность в диапазоне изменения
температуры окружающей среды от —50 до +50 СС при движении
автомобиля по шоссейным и грунтовым дорогам
Выбор схемы и частоты преобразования
Для обеспечения заданных требований схема преобразователя
должна быть простой, выполняться на недорогих элементах и мате-
риалах. Наиболее рациональной является двухтактный автогенера-
тор иа силовых транзисторах типа р п р. соединенных по схеме с
общим коллектором (рис ‘ 9 26). В этом случае корпус транзистора
ие нужно изолировать от массы на которую выведена минусовая
шнна аккумулятора. Для использования в трансформаторе недоро-
гой электротехнической стали, надежно работающей в жестких
условиях вибрации и ударов, частоту преобразования выбираем
/п = 1 кГц
Расчет преобразователя
I По заданному току нагрузки /0 = 1 А и выпрямленному на-
пряжению U, = 20 В выбираем для выпрямителя диоды Д232Б
с параметрами (/„р — 1,0 В 1/обр — 300 в Aip ср = 2А.
393
Поскольку в мостовом выпрямителе ток нагрузки протекает
через два последовательно соединенных диода, то напряжение на
вторичной обмотке трансформатора U2 = 20 + 2-1 = 22 В.
Мощность вторичной обмотки трансформатора Рг — 22-1 =
= 22 Вт
В соответствии с рекомендациями гл. 3 для преобразователя
с fu ~ I кГц выбираем для трансформатора магнитопровод из ста-
ли Э350. По графикам иа рис 3 10 определяем КПД трансформато-
ра 1)г — 0,92.
2 Ток, коммутируемый транзисторами, ориентировочно опре-
деляется по формуле (9.1 I) без учета Ult3uac'
22
/ —---------—9 Л
к,,ас 0.92-12
3 Определяем амплитуду напряжения на коллекторе Для двух-
тактной схемы преобразователя согласно (9 10) т — 2,4 12 =
= 29,3 В
Полученным расчетным значениям тока коллектора и напряже-
ния коллектор—эмиттер удовлетворяет транзистор П214Б, для ко-
торого из справочных данных f31 J находим- ff^lnax = 5А: ^кэтах ~
— 45 В 1/КЭнас =0.9В. (/БЭнас^0.9В /кко =0.15 мА
тт= 20-10 ° с; htl й — 50 — 100. предельная температура пере-
хода + 70 °C *
4 . С учетом выбранного типа транзистора уточним ток коллек-
тора в соответствии с (9.11)
22
/Ки, -----------------=2.16 А
к"аг 0 92(12-0,9)
5. Рассчитаем цепи смещения преобразователя Зададимся
Кнас = 2 н определим ток базы по формуле (9.13)-
2-2.16
=--------—0,086 Л.
Б нас 50
Зададимся £70 = 3 В Тогда согласно (9 14) /?г> — (3 —
— 0,9)/0 086 = 24.4 Ом.
Выбираем резистор сопротивлением 27 Ом н уточняем ток базы
в соответствии с (9.14)
/Б нас = (3-0.9)727 = 0,078 А.
Мощность, выделяемая на резисторах,
^«Б=^Нас«Б = <0 078)2-27^0-1С4 Вт-
Выбираем резисторы С2 23 0,25 = 27 Ом мощностью 0,25 Вт
Сопротивление резистора смещения КСм определяем по форму-
ле (в 24). Падение напряжения иа базовом резисторе
^Б= 'Б иаЛБ = 0 078 27 = 21 5 * * В'
/?см= 27-12/2,1 = 150 Ом.
Определяем ток, протекающий через резистор /?см
/<м"=1/п/(/?б+/?‘м)= 12/(27 4 150)-=0,068 Л
394
Определяем мощность, выделяемую на резисторе 7?см:
РЛсм=/?м /?см =(0.068)=. 150 = 0 7 Вт.
Выбираем резисторы С2-23-2-150 Ом мощностью 2 Вт.
6. Определяем напряжение на половине коллекторной обмот-
ки трансформатора с учетом падения напряжения па транзисторе
в режиме насыщения
0/к = 0^ii — нас =12 — 0,9=11,1 В.
Полученные значения напряжений н токоп используются для
расчета трансформатора по методике, изложенной в гл. 3 Исходные
данные для расчета: /п = 1 кГц; электрические данные обмоток —
коллекторной UK = 11,1 В, /к — 2,16 А, базовой Ub — 3 В,
/Б = 0,078 А, вторичной U2 — 22 В, /2 = 1 Л
7. Для определения температуры нагрева транзисторов необ-
ходимо вычислить потерн мощности в них. В режиме отсечки мощ-
ность потерь определяется по формуле (9.36):
Ротс — 0 15 10 = -29 3 = 0,005 Вт.
В режиме насыщения мощность потерь определяется по фор-
муле (9.37)
Риас = 2,16 0,9 = 1,94 Вт.
Коэффициент динамических потерь находим нз табл 9 I для
преобразователя с насыщающимися трансформатором Л'л = 0,5.
Тогда в соответствии с (9.38)
рт.ди|| = 2.16-29,3-20-10-е-103-0,5 = 0,64 Вт.
i
Общие потери мощности в транзисторе в соответствии с (9.35)
Рк = 0,005 + 1.94 + 0,64 = 2,585 Вт.
Полученная мощность потерь используется для расчета тепло-
вого режима транзисторов и выбора радиаторов по методике, из-
ложенной в гл. 13.
8 Зададимся длительностью фронта импульса преобразовате-
ля /ф = 10~5с н определим требуемую емкость сглаживающего филь-
тра по формуле (9.196):
1,22.22.10-*
Сф —------------= 67 мкФ
ф 0,2-20
С учетом возможного уменьшения емкости прн температуре
- 50 °C и технологических разбросов выбираем конденсатор
К52-2-50В = 100 мкФ. Допустимая -амплитуда пульсации при
/п = 2 кГц составляет t/c^ — 1,2 В > 0 2 В.
Пример 2. Требуется рассчитать источник питания по следую-
щим исходным данным: входное напряжение питания 27 В с преде-
лами изменения от 23 до 34 В; режим работы длительный, непрерыв-
ный, прн температуре окружающей среды от —10 °C до - 50 °C.
Выходные параметры ИВЭ приведены в табл. 9 4
Ток нагрузки по выходным цепям в процессе работы нс изме-
няется Мощность потребляемая источником питания от сети 27 В,
не должна превышать 2 Вт. В ИВЭ должна быть предусмотрена за
щнта от короткого замыкания в нагрузке (по любой цепи); при этом
395
Таблица94
Выходные параметры источника питания
Выходное напряжение. Un. В Ток огагрузкн /и. мА Пульсация мВ Допустимая суммарная нестабиль- ность AUn. %
6.3 100 10 10
10 50 10 7
10 20 10 10
10 5 15 5
3.2 1.0 15 5
потребляемая мощность не должна увеличиваться более чем до 5 Вт.
Амплитуда помех наводимых иа шины питающей сети 27 В не долж-
на превышать 30 мВ на сопротивлении 0,10 Ом. Масса и габариты
ИВЭ должны быть минимальными.
Выбор схемы и частоты преобразования Важнейшими пара
метрами для рассчитываемого источника питания являются КПД
и его массогабаритные характеристики Суммарная выходная мощ-
ность ИВЭ составляет
6
Р„ =2 = 6,3 01 + 10 0,05 4- 10 0.02 + 10 X
X 0.05 4- 3 2 0,001 = 1,338 Вт.
При заданной входной мощности 2 Вт источник питания должен
иметь КПД не ниже
П > P„fPBX = 1,338/2 = 0 67
Как следует из рекомендаций табл. 9.3 выполнить такой мно-
гоканальный микромощиый ИВЭ наиболее рационально по струк
туркой схеме ИС + ПН. Применение структуры РП может обеспс-
396
чить требуемый КПД, но из за необходимости применения по каж
дому выходу сглаживающих £С-фильтров его масса и габариты бу-
дут больше чем ИС + ПН Структурная схема НС + ПН может
обеспечить -минимальную массу и габариты, но КПД в ней будет не
выше 0,3—0,4. Поэтому для проектируемого ИВЭ выбнраем“струк-
туриую схему ИС + ПН с входным импульсным стабилизатором
понижающего типа.
Для обеспечения минимальной массы и габаритов необходимо
выбрать высокую частоту преобразования. Верхний предел се огра-
ничивается- наличием силовых диодов и транзисторов, выпускае-
мых в малогабаритных корпусах Кроме того, как показано в § 9 8,
повышение частоты ограничивается также схемой управления, в
которой используются аналоговые микросхемы, быстродействие
которых не позволяет повысить частоту свыше 200 кГц В связи
с этим выбираем частоту ЗГ схемы управления /З.г = 150 кГц,
а частоту ИС и выходного усилителя мощности fu = /3,г/2 =
= I 50/2 = 75 кГц.
Принципиальная схема проектируемого ИВЭ приведена иа
рис. 9.27* Она состоит иа импульсного стабилизатора на транзи
сторе V1\ с входным и демодулнрующнм /.аС4-фильтрами
и преобразователя напряжения (усилителя мощности) на транзн
сторах VTt, VTз с силовым выходным трансформатором TV Ко
вторичным обмоткам трансформатора подключены выпрямители иа
диодах VDt— VDU со сглаживающими фильтрами С,—С„. Схема
управления СУ обеспечивает работу ИС и ПН в заданных режимах.
Расчет основных элементов схемы
1 Проводим расчет выпрямителей по методике, изложен-
ной в гл. 4 Выбираем диоды для цепи 6,3 В, 0,1 А типа 2Д510 А
с параметрами /пр = 200 мА, Un„ ~ 1,1 В. j/oCp = 50 В.
Для остальных выпрямителей выбираем диоды КД522Б с пара-
метрами /,1р = 100 мА, 1/,ф = 1,1 В, Uocp = 75 В.
2 . Определяем напряжение на вторичных обмотках траисфор-
ма -ора (Уг1 с учетом падения напряжения на диодах выпрямителя
U2i ~ Uui + Упр; ^<—5 ~ и5 — б ~ 6-3 + М = 7,4 В (индексы
обозначают номера выводов обмоток трансформатора в схеме иа
рис. 9 27). Для цепей с выходным напряжением= 10 В U2l =
= 10 + 1.1 = 11.1 В с,6_,7 =
— и17- 18 = 3-2 +1.1 = 43 В.
3. Определяем выходную мощ-
ность трансформатора питания, все
обмотки которого выполняются с
отводом от средней точки
Рг=-У2^ Uih = 1.41 (7,4 о 1 +
/=i
Ч 11,1 0.05 +11,1 ,02 +
+ 111 0,005 + 4.3 0 001) «= 2 2 Вт
• Схема разработана совместно
с И. Г Фнльцером
Рнс. 9 27 Схема многоканального
стабнлизи рующего преобразователя
397
Полученные данные используются для расчета трансформатора
по методике, изложенной в гл. 3
4. Зададимся КПД трансформатора г)т = 0,9 и выходным на-
пряжением импульсного стабилизатора UCu = 19 ± 1 Ви опре-
деляем ориентировочно ток коллектора силовых транзисторов
/' ~------L-----= -------------— = 0,135 А
К Пт^снтМ 0,9(19 — 1)
5 Определяем напряжение, прикладываемое к запертому тран-
зистору по формуле (9.10):
£>кэ« 2,4t/Cllmox =2,4 (194-1) =48 В.
Для выбранной частоты преобразования /п = 75 кГц и полу-
ченным значениям тока и напряжения, а также с учетом требований
минимальной массы и габ ритов устройства выбираем для преоб-
разователя транзистор КТ943В с параметрами — 5 А;
«'кэ ш™ = ’00 В; иъэ = -I 5 В С/КЭнас = 1,0 В; Л21э = 10 -
- 200.
6. Уточняем значение тока коллектора силовых транзисторов
в режиме насыщения по формуле (9.25), задавшись значением
»}п = 0,85:
2.2
/к „ = ---------= 0.152 А
Кна£ 0,85(18 — 1)
Ток базы транзистора в режиме насыщения
/виа_2«Д£Д_= о^До.о.бгл
n2\3tnin
7. На силовые транзисторы усилителя мощности поступает воз-
буждение от схемы управления с напряжением 6/Б = 4 В Задаем
ся коэффициентом насыщения /гпас — 1.3 и определяем сопротив-
ления резисторов в цепи базы, которые обеспечат режим насыщения
силовых транзисторов по формуле (9 26)
(4 1,5)10
----------= 126 Ом
1,3-0.152
Мощность, рассеиваемая на резисторе,
PR = /Б нас = (0 0I52)2-126 * 0,03 Вт.
Выбираем резистор С2 23-0,125-120 Ом
8 Задаемся длительностью фронта выходного напряжения пре
образователя /ф — 10-в с и определяем требуемую емкость конден-
саторов сглаживающих фильтров для обеспечения заданных пуль-
саций по формуле (9.19 б). Для цепи 6,3 В с током иагрузки 0,1 А
и заданной пульсацией 10“* В требуется емкость
0,Ь7,4-10-« , „ Л
С4 ~------------- -11.2 мкФ
4 10 2 6,3
В связи с тем, что частота пульсации выпрямленного напряже-
ния — 2fa = 2 75 10s = 150 кГц, для сглаживающих фильтров
необходимо использовать керамические конденсаторы С учетом
398
возможного изменения емкости в диапазоне температур выбираем
конденсатор тина К10-47 25В = 6,8 мкФ и включаем два конденса-
тора параллельно Остальные конденсаторы рассчитываются и вы-
бираются по такой же методике:
С5 — KI0 47 25В=6.8мкФ. Св — К10’47 25 В = 4,7 мкФ,
С7 — К10 47 25 В = 1,0 мкФ; Ся — КЮ 47 25 В = 0,47 мкФ
9. Расчет входного импульсного стабилизатора проводится по
методике, изложенной в гл. 8. Регулирующий транзистор УТ,
выбирается нз условий обеспечения тока /к 0,152 А‘ и напряже-
ния 1/кэ = (7Л moJ[ = 34 В С целью уменьшения номенклатуры
элементов выбираем в качестве регулирующего транзистор КТ943В.
При выбранном выходном i апряженин стабилизатора 1/Сн =
= 19 ±1 В коэффициент заполнения ?„„„ = Uc „ ,„ln/Un п“х =
= 18/34 = 0,53
10 Рассчитаем параметры сглаживающих фильтров ИС. Вход-
ной 7.,С|-фильтр рассчитывается из условия обеспечения заданно-
го уровня пульсации t/B~ < 3-10~2 В, наводимой на шины пита-
ния. В соответствии с (8.32)
. р __ mo.v (I 'Ymin) ____34 (I 0,53)_____
* 1 " |6/пип~ 16-(75-103)2-3 .10-*
= 0.6 10—8 * * * * * * * 16 с2
Для обеспечения режима непрерывных токов через дроссель
его индуктивность должна выбираться из условия (9 46)-
^•1 min
34 (I —0,53)
•2-75-102-0,152
= 0,7-Ю-з Гн.
Методика расчета дросселя фильтра по требуемой индуктивно-
сти приведена в гл. 3.
Определяем требуемую емкость фильтра
С, >
0,6-10-*
0,7-10 3
= 8,5 мкФ
В .качестве С, используем малогабаритный конденсатор тина
К52 1Б Учитывая возможные изменения емкости в диапазоне тем.
пературы, а также от частоты, выбираем емкость с запасом С, =
= 10 мкФ (К52 1Б 50 В = 10 мкФ)
Задаемся уровнем пульсации иа выходе импульсного стабилиза
тора UCll = 5-Ю-3 В и определяем требуемые параметры демоду-
лирующего фильтра-
20-(1-0,53)
16 (75-103)2.5-IO-3
= 2-Ю-з с2.
Иидуктивность дросселя Г2 определяется из условия
чеиия непрерывного тока по формуле (9.46):
20(1 —0,53)
Z.2min * ---5--------- =0,38-10-згн
2-75-103-0,152
обсспе-
399
Требуемая емкость фильтра
2,1 Ю-«
С, ‘
О 38 1О-»
= 55 мкФ
Выбираем конденсатор с запасом емкости К52-1Б-50В=68 мкФ.
11 Блокирующий диод VDt работает в режиме /1|р = 0,152 А,
Ь'обр = 34 В Выбираем малогабаритный высокочастотный диод
типа 2Д212А с параметрами. /пр = 1 А; (/пр = I В; 1/Обр = 200 в
12. Для обеспечения зашиты ИВЭ от перегрузки по току по-
следовательно в цепь питания преобразователя включен .датчик то-
ка Rt = 0,2 Ом, сигнал с которого снимается на схему управления
Сопротивления остальных резисторов ИС приведены иа рис. 9.27.
Переменный резистор Rpt предназначен для установки уровня
срабатывания защиты по току, а резистор Rpi —для установки
уровня выходного напряжения стабилизатора UCl,. Конденсатор
С, «= 2,2 мкФ керамический, включен для повышения устойчиво-
сти импульсного стабилизатора.
13. Схема управления проектируемым источником питания
выполняется как многофункциональное устройство, принцип по-
строения которого показан на рис. 9.19. Он? вырабатывает управ-
ля ощие сигналы с широтно-импульсной модуляцией для ИС и
прямоугольное напряжение для возбуждения двухтактного усили
теля мощности. Впей также реализованы функции защиты ИВЭ от
перегрузки по току и короткого замыкания, регулировки уровня
выходного напряжения ИС.
Схема управления содержит вспомогательный параметриче
ский стабилизатор, схема которого приведена на рис. 9 28. Стаби
лизатор питается от входного напряжения 27 В и обеспечивает на
выходе два напряжения: 4-18 В с током потребления не более 10 мА
для питания операционных усилителей СУ и 4-5 В с током потреб-
лении ие более 5 мА для питания цифровых логических микросхем
СУ Конденсатор С, (см. рис. 9.28) обеспечивает плавный запуск
Рис. 9.29. Зависимость
изменения входного тока
от перегрузки на выходе
источника питания
Рис 9 28 Схема параметрпческо
го стабилизатора напряжения для
питания схемы управления им-
пульсным стабилизатором и преоб-
разователем напряжения
400
Таблица 95
Зависимость КПД от выходной мощности
Р . Вт н 0 5 0 7 1.0 1 3 2 0 2 5 3 0 4 0
П 0 52 0 58 0 66 0 71 0 72 0.75 0 73 0, 7!
схемы управления и, следовательно, всего стабилизирующего пре
образователя
Конструктивно схема управления выполнена на бескорпусных
элементах по гибридно-пленочной технологии на двух поликоровых
подложках размером 20 X 32 мм потребляемая мощность не более
0.2 Вт в режиме максимальной нагрузки преобразователя
14. Результаты экспериментальной проверки. На опытных об
разцах рассчитанного стабилизирующего источника питания изме
рена зависимость КПД от выходной мощности. Результаты измере
ний приведены в табл 9.5
Как видно из табл 9.5. КПД ИВЭ при заданной выходной мощ-
ности составляет ие менее 0 71
Проверка защиты ИВЭ по току проводилась путем перегрузки
наиболее мошной выходной цепи 6,3 В О I А, измерялся входной
ток /оХ. [Результаты проверки приведены на рис. 9.29. При менее
чем двойной перегрузке по току входной импульсный стабилиза
тор почти полностью запирается ток потребления от входной сехи
27 В составляет около 30 мА При устранении перегрузки проис
ходит автоматическое восстановление нормальной работы источнн
ка питания
Глава десятая
Источники питания с бестрансформаторным
входом
10.1. Основные структурные схемы и входные цели
Общая структурная схема источника питания с бестрансформа
торным входом (ИПБВ) приведена на рис. 10 1, о, а ее разновидпо
сти — на рис. 10 1 б. в
Напряжение сети в ИПБВ выпрямляется входным выпрямите
лем с емкостным фильтром, а затем преобразуется инвертором в вы
сокочастотное напряжение прямоугольной формы, которое транс
формируется до требуемого значения, выпрямляется и фильтрует-
ся Гальваническая развязка выходной цепи ИПБВ от входной пи
тающей сети осуществляется трансформатором инвертора
Стабилизация выходного выпрямленного напряжения реали
зуется в инверторе методом широтно импульсной модуляции или
включением стабилизатора до инвертора или после него.
401
Рис. 10 1 Структурные схемы источников питании с бестрансформа
торным входом
а - общая схема построения ИПБВ. б схема с регулируемым пре
образовате.чем. в — схема с входным импульсным стабилизатором
Отсутствие в ИПБВ низкочастотного трансформатора витания
и дросселя входного сглаживающего LC фильтра существенно улуч
шает массогабарнтные характеристики и увеличивает КПД. ИПБВ
рационально применять прнавыходной мощности свыше 15 25 Вт
На рис. 10.1 б приведена структурная схема ИПБВ. выполнен
пая иа базе регулируемого преобразователя РП. иа рнс. 10.1, в
с использованием импульсного стабилизатора ИСН на входе и не-
регулируемого преобразователя НП Одноканальные ИПБВ с пи
тапнем от однофазной сети рационально выполнять по структурной
схеме на рис 10 I. б, а при питании от трехфазнон сети с напряже
иием 380 В с нулевым проводом — по схеме на рис. 10.1 б или
10 I. в
Если одноканальные ИПБВ предназначаются для работы от
трехфазной сети без нулевого провода и напряжением 380 В с при-
менением нескольких включенных последовательно по питающему
напряжению ячеек, то такие ИПБВ следует выполнять по схеме на
рис 10 I б с РП Многоканальные ИПБВ с питанием от однофазной
или трехфазнон сети рационально выполнять по структурной схеме
на рис 10 I, в с входным ИСН
Особенности расчета входного выпрямителя и сглаживающего
фильтра. На рис. 10 2 приведены схемы входных выпрямителей,
которые наиболее часто применяются в ИПБВ. Общим для них яв-
ляется наличие резистора /?огр. который предназначен для огра
ннчеиия зарядного тока конденсатора сглаживающего фильтра Св
при подключении ИПБВ к питающей сети
Сопротивление ограничительного резистора определяется нс
ходя из допустимого напряжения импульса тока через диоды вы-
прямителя
о ~ I 4 max ,, л ..
•Corp min = —Сд — Гц .т—:ГГ — ru, (IU. I)
'up.и □
402
В формуле (10.1) при определении /?огр учитываются выход-
iloe сопротивление питающей сети гс, активные сопротивления об-
моток дросселей rL фильтра защиты от индустриальных помех, а
таки"* эквивалентное последовательное сопротивление электроли-
тических конденсаторов г„ фильтра сетевого выпрямителя и вну-
треннее сопротивление днода на постоянном токе гп. Сопротивления
L' гч 11 гп э могут быть взяты из технических условий иа применяе-
мые дроссели, диоды и конденсаторы, значение гс определяется
экспериментально и в первом приближении может быть принято
равным I Ом.
Рнс. 10 2. Схемы входных выпрямителей источников питания с бес-
трансформаторным входом.
а — щ = 2; б — m=l; в —т=6; г—т—3; д — схема ограничения
пускового тока
403
Прн выходной мощности 150—200 Вт и более на резисторе /?огр
в процессе работы ИПБВ рассеивается значительная мощность.
В этих случаях ограничительный резистор после заряда конденса-
тора фильтра необходимо шунтировать тиристором, как показано
иа рис. 10 2. д, который во включенном состоянии поддерживает па-
дение напряжения на /?огр на уровне I 5—2 В В схеме после под-
ключения ИПБВ к питающей сети происходит заряд конденсатора
Со через ограничительный резистор 7?огр, сопротивление которого
выбрано в соответствии с (10 I). При этом, как правило, время за-
ряда Со не превышает половины периода напряжения сети Под
действием напряжения на конденсаторе Со начинает работать пре-
образователь и па обмотках выходного трансформатора TV (в том
числе и на W'j) появляется переменное напряжение, которое вы-
прямляется и через ограничительный резистор /?4 подается на уп-
равляющий электрод тиристора KS, в результате чего он откры-
вается и шунтирует резистор /?ргр
Расчет амплитуды импульса тока через диоды выпрямителя
с емкостным фильтром в установившемся режиме по известным ме-
тодикам III дает значительно заниженное значение Для определе-
ния амплитуды импульсов тока могут быть рекомендованы эмпири-
ческие соотношения приведенные в табл. 10 ।
Во всех случаях значения /Пр.п должны уточняться экспери-
ментально. Выпрямленное напряжение при максимальной нагрузке
для схем на рнс 10.2. а г может быть определено по формуле
Uc = !,35L/C. (10.2)
Емкость конденсатора фильтра сетевого выпрямителя С„ ре-
квме> дуется выбпратьнсходя из максимально допустимой амплиту
ды пульсаций на частоте следования импульсов напряжения на
выходе выпрямителя
„ 0.5Р„
—о — г I tii (103)
Чч с т In I С
В этом случае предполагается, что относительная амплитуда
пульсаций на выходе ИПБВ обусловленная пульсачшями напря-
жения на С„. может быть уменьшена за счет фильтрующих свойств
ИСН или стабилизирующего преобразователя, входящего в состав
ИПБВ
Таблица 101
Значения амплитуды тока диода
для некоторых схем выпрямителей
Тип выпрямителя htf II
Мостовой диодный выпрямитель С удвое! ием напряжения Однотактный трехфазный выпрями тсль (7- 10)-/„ (10-14) / (4-7) /„
404
Для уменьшения пульсаций с частотой преобразования, наво-
димых иа входную сеть, на выходе двухтактного трехфазного вы-
прямителя рекомендуется устанавливать лакопленочный или бумаж-
ный конденсатор
10.2 Транзисторное усилители мощности
Наиболее часто в ИПБВ применяются однотактные транзи
сторные усилители мощности (УМ), схемы которых приведены на
рис. ЮЗ и двухтактные усилители мощности (рис. 10 4). На схе-
мах показаны также эпюры тока коллектора силовых транзисторов
усилителей
Среди однотактпых УМ могут быть выделены УМ с прямым
(рис. 10.3. а. б) и обратным включением диода (рис 10.3, в) Одно-
тактные УМ с прямым включением диода и размагничивающей об-
моткой 1Гр (рис 10.3. и) применяются в одноканальных ИПБВ мощ-
ностью до 70 Вт В этой схеме диод VDt, включенный между вы-
водом вторичной обмотки Ц72 трансформатора ГУ и дросселем L,
отпирается при открывании транзистора УТ и передает энергию в
нагрузку через сглаживающий ТСф фильтр Для ограничения ам-
плитуды импульса напряжения на коллекторе транзистора УТ
после его запирания и обеспечения передачи в источник питания
практически всей энергии, накоплеииой магнитным полем транс-
форматора ТУ за время открытого состояния транзистора УТ, при-
меняют размагничивающую обмотку
Число витков размагничивающей обмотки IFp определяется
по формуле
W'
------1-------- (10 4)
0 7 КЭ и тал _ ।
та v
Максимальное значение коэффициента заполнения
W'i/W'p
< I-f UZ./W'p (1° J)
Амплитуда импульсов коллекторного тока
l/0 min Tma.v Чч
Для получения в схеме на рис 10.3. а утал С 0.9. при кото
ром улучшается использование транзистора по коллекторному
току и повышается КПД, в УМ необходимо применять транзисторы
с ^Кэ и <«<•* ° нескелько раз превышающим Uo ,11их В связи с
этим схему на рнс 10.3. а рекомендуется применять в ИПБВ.
рассчитанных на питание от сети с напряжением 115—127 В
В мостовом однотактном УМ с прямым включением диода
(рис 10 3. 6) коллекторное напряжение транзисторов УТ,. VTt
и напряжение на обмотке IT, трансформатора ТУ в режиме размаг
ничивания сердечника ограничено уровнем, не превышающим Ua.
В связи с этим Утах в этой схеме не должен превышать 0.5. Тран
зисторы УТ, и УТг включаются и выключаются одновременно, прн
чем разброс их времени включения и выключения не сказывается
405
406
Рнс. 10.4. Схемы двухтактных усилителей мощности
иа работе усилителя. Схема управления мостовым однотактным УМ
должна иметь иа выходе трансформатор. Ток /к и щах транзи-
стора VTt или РТг рассчитывается по формуле (10.6) Усилитель,
выполненный по схеме на рнс. 10.3. б, рекомендуете^для однока-
иальных ИПБВ с выходной мощностью до 150 Вт при питании
ИПБВ от однофазных или трехфазных сетей переменного тока с на-
пряжением 220—380 В.
В одиотактиом УМ с-обратным включением диода (рис 10.3, «)
после открывания транзистора VT происходит накопление энергия
в трансформаторе TV причем диод VD в это время закрыт После
закрывания транзистора VT запасенная в трансформаторе энергия
открывает диод VD, заряжает конденсатор Сф и передается в на-
грузку При изменении напряжения питания УМ нестабильность
напряжений на выходах всех выпрямительных каналов с емкост-
ными фильтрами практически одинакова. Поэтому УМ с обратным
включением диода целесообразно применять в многоканальных
407
ИПБВ с выходной мощностью до 100 Вт. Максимальный коэффициент
заполнения для УМ па рнс 10 3. я определяется по формуле
° 7^кэ н «<»* ~ х ___
т'япд ~i---------------"-----~--------• 00 71
Кэ II mix и»т«х Barnin
Амплитуда импульсов тока транзистора
ки и „ '
^ош /и imp \ rli
Следует отмстить, что импульсы коллекторного тока транзи
стора VT в схеме иа рнс. 10 3. а имеют прямоугольн ю форму, в то
время как в схеме па рис 10 3. я — треугольную Вследствие это-
го при одинаковых выходной мощности. ун г),, амплитуда коллектор-
ного тока силового транзистора VT в схеме на рис 10.3, я в 2 ра-
за больше, чем в схеме на рис 10.3. а
Улучшенная схема одиотактного УМ приведена на рис. 10.3. г_
Она выполнена иа основе одиотактного мостового УМ При одно
временно открытых транзисторах VTt и VT.2 происходит накопле-
ние энергии в трансформаторе TV и передача ее в нагрузку через
диол VD3'ii дроссель / сглаживающего фильтра Прн закрытых
транзисторах УГ, и VTt происходит передача накопленной в транс-
форматоре эперпи в нагрузку через диод VD2 и дроссель -L. Об
мотки IF, и IF, трансформатора TV имеют одинаковое число вит-
ков Диолы VD, и VDt ограничивают на j ровне Uo амплитуду
импульса напряжения па обмотке IF, трансформатора TV. возни-
кающего при размагничивании его сердечника
Схема на рис 10 3. г обладает преимуществами мостовых одно-
тактиых УМспрям ш включением диода и двухтактных усилителей.
В ней на входе сглаживающего фильтра последовательность им-
пульсов имеет у,„/1Т близкий к I. что уменьшает массу и объем
сглаживающего фильтра Трансформатор УМ на рис 10.3. г имеет
лучший коэффициент использования мап итопровода. чем у одно-
тактпого мостового УМ с прямым включением диода. Схему ком
бпнироваиного усилителя па рнс 10.3. г целесообразно использо-
вать в одноканальпых ИПБВ мощностью до 150 Вт прн питании от
сетей с напряжением 220—380 В Для нее значение /р. н рассчиты
нает^я по формуле
'к„*
I ЬР,.
М> min Ттил- Чи
(10.9)
Максимальный коэффициент заполнения в данной схеме ие
должен превышать 0.5.
На рнс 10 3, д приведен; сдвоенная схема одиотактного УМ
с прямым включением диода. Она состоит из двух однотактных УМ
па транзисторах VTt и VT2 с прямым включением диодов VD3 и
VDt и размагничивающими обмотками 1Ур| и |УР2 Выходы вы-
прямителей обоих УМ объединены и подключены ко входу общего
сглаживающего фильтра £Сф
При сдвиге управляющих импульсов Uyi и Ur2 на входе каж-
дого усилителя па TJ2 на входе £Сф фильтра обеспечивается ре-
жим работы двухтактных схем УМ с Vmnjr * । В связи с этим при
одинаковых выходной мощности и частоте преобразования габариты
н масса ТСф фильтра сдвоенного одиотактного и двухтактного УМ
408
одинаковы а суммарная масса трансформаторов сдвоенного одно-
тактиого усилителя на 30—40 % больше, чем у двухтактного.
Полумостовой усилитель (рис. 10 4, а) наиболее часто применя-
ется в ИПБВ Транзисторы V7\ и УТ2 открываются поочередно,
вследствие чего иа первичной обмотке трансформатора VT
действует переменное напряжение с амплитудой, близкой к Ut/2.
При равных по амплитуде н длительности полуволнах напряжения
иа обмотке напряжение в точке соединения конденсаторов С2
и С2 равно 1/(/2
Эпюра тока первичной обмотки IT, трансформатора VT пока-
зана на рис 10 4, а Обмотки W'a и Wt н дноды VD, и VD2 служат
для устранения режима сквозных токов
Основными преимуществами схемы являются отсутствие нЭсы
щеиия сердечника трансформатора из-за разбросов по длительности
и амплитуде импульсов разной полярности, простой и надежный
способ исключения сквозных токов за счет дополнительного управ-
ления транзисторами в зависимости от мгновенного-значения и зна-
ка напряжения на обмотках трансформатора, минимальные габа-
риты и масса трансформатора. .
Максимальное напряжение па коллекторах транзисторов в по
лумостовой схеме равно напряжению питания Uo.
Амплитуда импульсов тока транзисторов прн заданной выход
ной мощности Ри определяется по формуле
' Ни ,, '
'-'Qmin г max 'hi
Конденсаторы С,, С2 следует применять лакопленочиые нли
бумажные, допускающие работу па частоте со значительной
амплитудой пульсаций. Минимальная емкость конденсаторов
0,2/Л
С2 = Сг~-—--------- - (10.11)
III ыс-
Электролнтические конденсаторы допускают значительно мень-
шую амплитуду пульсаций, чем лакопленочные, поэтому при их
применении увеличиваются габариты фильтра. С целью уменьшения
напряжения пульсаций с частотой преобразования на конденсаторе
Со (рис 10 4) на выходе сетевого выпрямителя между Св и кондеи
саторами С,, С2 включают дроссель который обеспечивает также
значительное уменьшение напряжения помех на входных зажимах
ИПБВ
Полумостовой УМ целесообразно применять в одноканальных
ИПБВ с выходной мощностью до 500 Вт при питании от сетей с на
пряжением 380 В
В мостовом Усилителе (рис 10 4, б) вместо конденсаторов де
лителя напряжения установлены транзисторы VTt, VTt, переклю
чепне которых осуществляется так, что через первичную обмотку
трансформатора TV протекает переменный ток Амплитуда напря
жени я на первичной обмотке трансформатора в мостовом усилителе
в 2 раза больше чем у полумостового, вследствие чего при исполь
зовапии транзисторов одинакового типа мостовой УМ обеспечивает
в 2 раза большую выходную мощность чем полумостовой Ампли
туда импульсов коллекторного тйка транзисторов определяется
по формуле (10 6) Сквозные токи в мостовом усилителе нельзя уст
ранить (как это сделано в полумостовом УМ иа рис 10 4 а), по
409
скольку уменьшение до нуля напряжения на первичной обмотке
трансформатора TV может произойти при запирании только од-
ного из двух ранее открытых транзисторов Для устранения сквоз-
ных гоков в мостовом УМ вводится фиксированная пауза в управ-
ляющем напряжении.
Длительность паузы должна превышать максимальное время
запирания транзисторов. При несимметрин полуволн напряжения
иа обмотках выходного трансформатора последний может работать
с насыщением, что приведет к увеличению импульсов коллектор-
ного тока транзисторов усилителя и потерь в них Для исключения
этого необходимо или применить специальные схемы ограничения
насыщения трансформатора (2, 3J или ввести последовательно с пер-
вичной обмоткой трансформатора лакопленочный или бумажный
конденсатор с минимальной емкостью
0.36/К11
С,п1п> . ... (Ю12)
iii'-'c—
Прн подключении УМ к электролитическим конденсаторам
фильтра сетевого выпрямителя амплитуда пульсаций на конденса-
торах, как правило, превышает допустимое значение. Для умень-
шения амплитуды пульсаций с частотой /„ необходимо между элек-
тролитическими конденсаторами фильтра Со и УМ включить, как
показано на рис. 10.4 6 пунктирной линией. LlCl фильтр, в кото-
ром С, — лакопленочный или бумажный конденсатор, его мини-
мальная емкость
°-,/Ки
Сщип 2^ ; тт, (Ю 13)
/11 и с~
Минимальная индуктивность дросселя
ус~ 1 / » 1
Llmin> у.2п/п у Гп э + (2л/пС0)’’ (10J4)
Мостовые усилители обычно применяют в одиоканальных
ИПБВ с выходной мощностью более 500 Вт и питанием от сети пере
мениого тока с напряжением до 380 В Для обес >ечения запаса по
коллекторному напряжению используется последовательное вклю
чение усилителей по питающему напряжению На рис 10.5 приве-
дены примеры такого включения двух полумостовых УМ с автома
тическим выравниванием питающих напряжений на каждом из них.
В схеме на рис. 10 5 о один полумостовой УМ выполнен на транзи-
сторах VTt VT2 конденсаторах Ct Сг н диодах VD —VDt, а вто-
рой — на элементах VT3, VTt, Са Ct и VDe,— VDe. Оба УМ вклю-
чены последовательно по отношению к источнику входного питаю
щего напряжения Uo и работают иа общий трансформатор TV с
двумя первичными обмотками IFj и VT, каждая из которых подклю-
чена к соответствующему УМ. Автоматическое выравнивание на-
пряжения питании на каждом УМ достигается за счет того, что кон-
денсаторы с большим напряжением, например Cj и С2 верхнего по
схеме УМ, разряжаются под действием коллекторных токов тран
зисторов VT, и VTt а конденсаторы с меньшим напряжением (С,
и С4) нижнего по схеме УМ заряжаются через диоды и VDe
Последнее объясняется тем, что амплитуда напряжения иа‘обмотках
410
и W'i, имеющих равное число витков, превышает в рассматривае-
мом случае напряжение на конденсаторе С3 или С4, вследствие чего
через диоды UOs или 1/£)в протекают импульсы выравнивающего
тока.
Поскольку импульсы выравнивающего тока протекают через
первичную обмотку трансформатора и являются частью импульсов
коллекторного тока транзисторов УМ (в рассматриваемом примере
V7\ и VTj), возникает необходимость ограничения их амплитуды
что является существенным недостатком рассматриваемой схемы.
Для ограничения выравнивающего тока последовательно с первич-
I
Рис 10.5. Схемы последовательного включения полумостовых усили-
телей мощности
I
411
ними обмотками U"t и UZ' включают дроссели Ll и L2. Для возвра
щен ня в источник питания энергии, накопленной в дросселях, вве-
дены диоды VD3, VDt, VD-„ VDe. К недостаткам схемы можно от-
нести то, что из-за разбросов времени выключения транзисторов
может ок-азаться открытым только один из транзисторов УМ и че-
рез него потечет удвоенное значение тока коллектора К достоинст-
вам схемы УМ па рис. 10.5, а следует отнести применение только
одного трансформатора с числом первичных обмоток, равных числу
последовательно включенных УМ, одного выходного выпрямители
(УО9, УО10) и сглаживающего фильтра (£ф, Сф).
На рис. 10.5, б показано последовательное включение двух по-
лумостовых УМ каждый из которых нагружен на свой трансформа-
тор (ТУ1, TV2). Крайние выводы вторичных обмоток трансформа-
торов Tpj, TVa через выпрямительные диоды VDB, VD2 и VDe,
VD„ объединены, а их средние выводы соединены между собой. В
этой схеме автоматическое выравнивание напряжений иа каждом
усилителе обеспечивается за счет протекания тока первичной об-
мотки трансформатора только в том полумостовом УМ, который
находится под большим напряжением питания. Это обусловлено
большей амплитудой иапряжеиия на его вторичной обмотке и про-
теканием тока нагрузки только через те выпрямительные диоды,
которые связаны с этой вторичной обмоткой. При этом происходит
разряд конденсаторов делителя полумостового УМ с большим на-
пряжением питания и заряд конденсаторов делителя полумостового
УМ с меньшим напряжением питания Такой процесс протекает до
выравнивания напряжения питания на обоих усилителях. В пронес
се выравнивания напряжений на последовательно включенных УМ
коллекторный ток транзисторов УМ с большим напряжением пита
ин я может вдвое превышать значение, которое установится после
выравнивания напряже »ий Подобное явление возникает из за раз-
бросов времени выключения транзисторов УМ, что приводит к про
теканию суммарного тока первичных обмоток трансформаторов через
оставшийся еще включенным транзистор УМ и является недостатком
схемы.
В схеме на рис. 10.5, б ие требуется включения линейных дрос-
селей последовательно с первичными обмотками трансформаторов и
соответствующих рекуперирующих диодов. Она наиболее часто
применяется в ИПБВ
Формулы для расчета частоты преобразования приведен
иые в гл 9, получены применительно к низковольтным преобразо
вате л ям н не учитывают специфику высоковольтных УМ, исполь-
зуемых в ИПБВ. Выбор частоты преобразования /п, кГц, в преобра
зователях для ИПБВ проводится с учетом времени спада коллектор-
ного тока транзисторов УМ /сп, мкс, по следующим эмпирическим
формулам
для двухтактного УМ
/п « Ю/с„. (10.15)
для одпотактного УМ
/п ~ 20//сп. (10.16)
Особенности расчета выходного трансформатора. Расчет транс
форматора проводится по методике, изложенной в гл. 3, с учетом
особенности их работы в ИПБВ Для трансформаторов усилителей
мощности рекомендуется применять магнитопроводы из феррита
412
НМ2000 На частотах 10—60 кГц они обладают малыми потерями и
достаточно высокой магнитной проницаемостью. Наиболее часто ис-
пользуются Ш-образиые и кольцевые магиитопроводы.
Кольцевые магиитопроводы обеспечивают повторяемость элек-
трических параметров трансформаторов в серийном производстве и
малую индуктивность рассеяния. Трансформаторы на Ш-образных
магнитопроводах отличаются высокой технологичностью н меньшей
трудоемкостью изготовления и наиболее предпочтительны при круп-
носерийном производстве
Для трансформаторов полумостовых и мостовых УМ индукция
не должна превышать 0,2 Т, а для однотактных УМ с прямым вклю-
чением диода значение Вт — В не должно превышать 0,15 Т. Луч-
шим магннтопроводом для УМ с обратным включением диода и
УМ смешанного типа, частота преобразования которых лежит в
диапазоне 10—60 кГц, являются магиитопроводы из пресс-пермал-
лоя типов МП-140 и МП 250, которые обладают малыми потерями в
диапазоне частот до 100 кГц.
Индуктивность первичной обмотки трансформатора УМ с об-
ратным включением диода
У От n ^итах Ymax Чи
_ит1п-------------- (10 17)
2Р„
Для расчетов значение »)„ может быть принято равным 0,6.
Максимальное приращение индукции в магннтопроводе и чис-
ло витков первичной обмотки трансформатора связаны соотноше-
нием
AB=10*l/1(mfn/llm„/Sc W, (10 18)
Коэффициент трансформации трансформаторов УМ одпотакт-
ного с прямым включением диода и мостового
IV'2
— О 4"/’д ^н+Утлх ^ч₽)/Утях ^Опы’п (10.19)
Для полумостового УМ значение л, полученное по формуле
(10.19). необходимо удвоить.
Коэффициент трансформации трансформатора однотактного
УМ с обратным включением диода
Л я= (1 Углах)1 н/Углих Uomin • (Ю 20)
Дроссели выходных сглаживающих фильтров ИПБВ изготов-
ляются также на магннтопроводе из МП-140 или МП 250. Рекомен-
дуется использовать также дроссели типа Д13, работающие па ча-
стотах до 100 кГц.
10.3 Режим работы силовых транзисторов
и их базовые цепи
Режим работы силовых транзисторов Обеспечение безопасных
режимов работы мощных высоковольтных транзисторов является
основным условием надежной работы ИПБВ Для этого транзисторы
должны не только работать в режимах не превышающих предельно-
допустимые. по и иметь достаточные запасы по напряжению, току
и рассеиваемой мощности
413
Рис 10.6 Схемы включения форсирующих и смещающих цепей тран-
зисторов усилителей мощности
Уменьшение рассеиваемой мощности при включении транзи-
стора достигается за счет введения форсирующих цепей, которые
обеспечивают подачу на время включения транзистора входного
базового тока с крутым фронтом, превышающего в 1,7—2,2 раза его
установившееся значение. Примеры включения форсирующей RC
цепочки показаны на рис 10.6, а, б
Потери мощности в транзисторах существенно возрастают, если
время нарастания коллекторного тока в них в 2 раза и более меньше
времени восстановления обратного сопротивления силовых диодов
выпрямителя иа выходе УМ В этом случае [12], как известно, обра-
зуется короткое замыкание выходной обмотки трансформатора и
коллекторный ток транзистора может в 1,5—3 раза превысить уста-
новившееся значение, а рабочая точка транзистора может выйти за
пределы области безопасных режимов. Для устранения этого явле-
ния необходимо в выпрямителях применять быстродействующие
силовые диоды (например, с барьером Шотки или с тонкой базой)
или включать последовательно с первичной обмоткой трансформа-
тора линейный дроссель с индуктивностью
L Utimax (вое обр (10.21а)
Если дроссель вклкнается последовательно со вторичной об-
моткой, то
L ~ Uim tBoc.O(jp/1ктах. (10.2 б)
Уменьшение рассеиваемой мощности при выключении транзи-
стора обеспечивается за счет удержания на коллекторе транзисто-
ра УМ небольшого напряжения иа время спада коллекторного тока,
которое осуществляется с помощью параллельно подключаемых к
транзистору конденсатора или диода, как показано на рис. .10.6, в
[92] На конденсаторе С подключенном к коллектору транзистора
VT через цепочку VDlt при включенном транзисторе устанавли-
вается напряжение £/кэ нас Скорость нарастания напряжения иа
коллекторе при закрывании транзистора, определяемая скоростью
заряда конденсатора С выбирается меньше скорости спада коллек
414
торного тока, что обеспечивает существенное снижение мощности
потерь на транзисторе.
Емкость конденсатора рассчитывается по формуле
С О .5/К11 /cumax^Omin (Ю 22)
Сопротивление резистора выбирается из условия
Ъ < 'Mmin/2.2 С, (10.23)
К недостаткам этого способа следует отнести дополнительные
потери мощности на резисторе /?,, затягивание времени размаг
иичпвания трансформатора в однотактных УМ с прямым включе
нием диода и увеличение коллекторного тока при открывании трап
зисторов УМ за счет тока заряда конденсатора.
Сдвиг между фронтами напряжения Uкэ и тока /к во времени
при выключении транзистора в схеме на рис .10.6, в обеспечивается
также за счет введения вбмоткн И?2, диодов VD2 и VD 3 и резистора
/?2 При открытом транзисторе VT через диод VD2 протекает ток
/||р в прямом направлении под действием напряжения на обмотке
1Г2 трансформатора TV, которое в несколько раз превышает на
пряжение О'кэнас транзистора VT Ток /1|р ограничен резистором
R2 и равен 0,1/Кнас Во время выключения транзистора увеличи
вается коллекторное напряжение иа нем, вследствие чего через дн
од VD2, обмотку iV2 и диод VD3 начинает протекать ток равный
разности тока первичной обмотки IV, и коллектора тока VT
В течение времени /вое.обр диода VD2 напряжение на кол
лекторе транзистора VT примерно равно сумме напряжений на об
мотке UJ'a и падению напряжения на диоде VD-, Если /вос оор дио-
да VD2 равно или больше времени спада /сп тока /к, то на коллек-
торе VT выделится незначительная мощность, а его рабочая точка
ие выйдет из ОБР Этот способ снижает в 15—20 раз мощность по-
терь на транзисторе при выключении
Выбор диода VD3 необходимо производить с учетом параметров
и режима работы силового транзистора TV /п<>с.обр 1.2 — 1,5/сп,
а обратное напряжение ^обр > ^кэ и •
10 4. Устройства управления усилителями мощности
Задающие генераторы. Основой схемы управления транэисто
рами УМ является задающий генератор, который формирует им
пульсные напряжения для управления базовыми цепями трапзи
стороЬ УМ Геиераторы выполняются на основе автогенераторов или
генератора тактовой частоты и синхронизируемого ими автогенера
тора или триггера. На выходе ЗГ, предназначенного для работы с
полумостовыми или мостовыми УМ, включается транс<[юрматор
Управление однотактным УМ от ЗГ может осуществляться и без
трансформатора В зависимости от типа схемы управления выходное
напряжение ЗГ может иметь форму меандра, усеченного меандра с
паузой на нуле и несимметричного импульсного напряжения.
Задающие генераторы с выходным напряжением в форме меан
дра могут выполняться с насыщающимся магнитным элементом, с
времязадающими RC цепями или последовательным ЕС-контуром
Основы теории и методика расчета автогенераторов, псноль
зуемых в качестве ЗГ в стабилизирующих ИВЭ с транзисторными
4)5
преобразователями, изложены в главе 9. Наиболее простой схемой
ЗГ является генератор Роэра, схема которого приведена иа рис. 10.7.
Частота колебаний генератора определяется по формуле (9.9). Ста-
бильность частоты зависит от напряжения питания Uo и индукции
насыщения сердечника трансформатора Bt.
На рис. 10.8 приведена схема ЗГ, выполненная на основе сим-
метричного мультивибратора Здесь диоды VDt и VDa служат для
развязки цепей коллекторных нагрузок транзисторов VTl и Та
от цепей перезаряда времязадающих конденсаторов С, и С2, что
уменьшает реакцию нагрузки на стабильность частоты. Перемен-
ный резистор Rp служит для симметрирования полуволн выходного
напряжения, иесимметрия которых обусловлена разбросом постоян-
ных времени (R3 + Rp) С2 и RtCa и разбросом параметров тран- '
знсторов. Диоды VD3 и VDt служат для защиты перехода база—
эмиттер транзисторов V7\ и VTa от отрицательных перепадов на-
пряжения, возникающих в точках соединения С( и R3, Са и Rt.
Частота следования импульсов генератора
f ъ 1,4/RtCa. ' (10.24)
Схема на рнс. 10,8 может работать на частотах до 200 кГц с
нестабильностью 5—10 %,.ее целесообразно применять в ИПБВ
с выходной мощностью до 50 Вт.
Для более мощных устройств рационально использовать схему
на рис 10.9 {53], в которой коллекторной нагрузкой транзисторов
мультивибратора VTa и VT3 являются резисторы /?, и /?|„, опре-
деляющие токи баз транзисторов VTt и VT3 двухтактного усилителя
с трансформаторным выходом. Эта схема может использоваться как
автономный маломощный преобразователь на частотах до 200 кГц.
Через диоды VDa и VD0 осуществляется управление транзистора-
ми УТ, и УГ4. Частота преобразования определяется по формуле
(10.24) Если в транзисторах VT\ и VTt /вЫКЛ > 0,1 мкс, то необ-
ходимо принимать меры по устранению сквозных токов.
•16
Рнс 109 Схема задающего генератора с повышенной выходной
мощностью
В схеме ЗГ на рнс 10 9 вместо мультивибратора может при
меняться триггер, синхронизируемый импульсами собственного
генератора тактовой частоты пли импульсами внешней синхрониза-
ции Большая стабильность частоты реализуется в ЗГ с последо
вательным LC контуром в цепи положнтел! ной обратной связи
(рис 10.10)
При работе генератора в
ГС-контуре, обладающем высокой
добротностью, протекает перемен-
ный синусоидальный ток. Пере-
ключение транзисторов происхо-
дит в момент времени, когда ток
в цепи LC контура снижается до
значения, при котором ранее от-
крытый транзистор выходит из
режима насыщения. Траисформа
тор TV в схеме должен работать
в ненасыщенном режиме. К до-
стоинствам ЗГ следует отнести ее
простоту, достаточно высокую
стабильность частоты (порядка
I %)
Частота ЗГ определяется по
формуле
f = 1/2-л-1/ГС (10 25)
Схему с ГС-контуром рекомш
дуется применять в ИПБВ с вы
ходной мощностью не более _200 Вт
Рис. 10.10. Схема задающего
генератора с ГС-коитуром
И Зак. Г26
417
Для получения управляющего прямоугольного напряжения с
паузой на нуле используется схема на рис 10 11 Здесь на транзй
сторах УГ4и VT6 в яполнен мультивибратор а на транзисторах VT3
и VT4 — усилитель мощности с трансформатором TV Транзисторы
VT' и VT. используются для формирования паузы на нуле в вы-
ходном прямоугольном напряжении Длительность- паузы опрсде
ляется длительностью управляющих импульсов 17у, синхронных
с импульсами мультивибратора При поступлении управляющего
импульса Uv па базу транзистора VT.> он открывается и через диоды
VD 3 и VO4 шунтирует переходы база—эмиттер транзисторов VI а
и VTt, вследствие чего они запираются При этом первичная об-
мотка трансформатора TV обесточивается и в выходном напряжении
появляется пауза иа нуле После отпирания VT3 транзистор VT,
также отпираетхя и через диоды VDt и VD3 шунтирует первичную
обмотиу трансформатора TV. предотвращая тем самым развитие
паразитного колебательного процесса, возникающего вследствие
резкого спада тока в первичной обмотке трансформатора
В однотактных преобразователях с усилением мощности приме-
няются ЗГ схемы которых приведены иа рис. 10 12. п и 10.13 о
1561
Генераторы выполнены па основе одновибраторов, длнтель
ность импульсов на выходе которых может регулироваться за счет
изменения коллекторного тока управляющего транзистора VTt
В схеме ЗГ введены элементы VT3 С,, VD„ VD., обеспечивающие
периодический запуск одновибратора с частотой следования им-
пульсов
Схема па рнс 10 12, а работает следующим образом. Допустим
что при I = 0 транзистор VT4 одновибратора лавинообразно от-
крылся, a VT, закрылся Отрицательный перепад напряжения на
коллекторе VT4 заряжает каждый из конденсаторов Ct, С2. между
Рис. 10 11 Схема задающего генератора прямоугольного напряжения
с паузой на нуле
418
I
I
u„<
a)
которыми включен развязывающий диод
VD2, До напряжения приблизительна
равного UJ2 Полярности и значения
напряжений на С, и С, таковы что
транзисторы VTt и VTя удерживаются
в закрытом состоянии После оконча-
ния заряда конденсатор С, начинает
разряжаться через резистор /?,. а С2 —
через резистор /?s и коллектор транзи-
стора и'/’.
Через интервал времени /и напря-
жение на конденсаторе Сг уменьшится
до значения, при котором транзистор
VT3 открывается, а закрывается,
что соответствует процессу формирова-
ния среза импульса. Этот процесс из за
наличия положительной обратной связи
через конденсатор Ct протекает лавино-
образно и завершается уменьшением на-
пряжения iia С, до минимального зна-
чении.
Через интервал времени Г„ напря
женпе ла конденсаторе Сд уменьшится
до значения, при котором транзистор
УТг откроется, а У7\ закроется Это
вызывает лавинообразный процесс от-
крывания транзистора V7\, в результате
чего формируется отрицательный пере-
пад напряжения на коллекторе VTt,
соответствующий началу формирования
Затем процессы в схеме повторяются
Рис 10 12. Схема задаю-
щего генератора для од-
нотактного усилителя
мощности (а) и эпюры
напряжений в точках
I—5 схемы (б—е)
импульса одновибратора.
С помощью транзистора
14*
419
Рис. 10 13. Схема задающего генератора для мостового одиотактного усилителя мощности (а)
эпюры напряжений н точках 1—4 схемы (б, в)
420
I
I
I
VTa осуществляется форсированное запирание транзисторов VTa
и VT,. «
Частота следования импульсов в схеме на рис 10 12, а при
С| С;
~ 2.7 С,/?5 (10 26,
Максимальная длительность импульсов (при закрытом тран-
зисторе VT, и С, С.)
I» ,п0Л =» 0 38 RhC, (10 271
Схема па рнс 10 12 и рекомендуется для однотактных ИПБВ
мощностью до 100 Вт с обратным или прямым включением диода и
размагничивающей обмоткой.
На рис 10 13 и приведена схема ЗГ. выполненная на тран-
зисторах типа р п р. которая рекомендуется для управления мо-
стовым однотактным усилителем ИПБВ (рнс 10 3. б). Основу схе-
мы ЗГ составляет одновибратор с элементами автоматического за-
пуска (УТ', — VTs. VD, — VD41 аналогичный рис 10 12 о На
рнс 10 13. б в приведены эпюры напряжений в точках схемы
обозначенных соответствующими цифрами Отличие схемы от
рнс 10 12. а состоит в том что здесь введен эмнттерный повтори
тель на транзисторе УТ2. который позволяет увеличить сопротив
ление резисторе R уменьшить емкость конденсатора С2 и тем са
мым уменьшить минимальную длительность импульсов Процессы,
протекающие в обеих схемах практически одинаковы Транзистор
VT„ нагруженный на первичную обмотку трансформатора TV
открывается па время действия импульса одновибратора и обеспе-
чивает формирование управляющего импульса на базах транзисто-
ров УМ. под действием которого они открываются. За время откры-
того состояния транзистора VTK конденсатор С3 практически пол-
ностью разряжается Положительный перепад напряжения на кол-
лекторе транзистора УТ„, который возникает при его запирании
после окончания импульса одновибратора, отпирает транзистор
VT„. нагруженный на обмотку IF2 Вследствие этого на базах траи
знсторов VTtn. VT,, УМ формируется-отрицательный импульс на
пряжения обеспечивающий форсированное запирание транзисто-
ров УМ. Минимальная длительность запирающего импульса опре-
деляется экспериментально Для транзисторов типов КТ809А
КТ826А и КТ828А она составляет I.S 2 5 и 3.5 мкс соответственно
при амплитуде запирающего тока базы 0.8/е ,rl0jr. Длительность за-
пирающего импульса в основном определяется постоянной времени
£я Я»
Gi anil 2 с.„ (10.28)
Для исключения паразитного колебательного процесса подле
запирания транзистора У7"л> который может привести к кратковре
менному отпиранию транзисторов УМ на интервале времени между
отпирающими импульсами, к обмотке 1Г2 через транзистор VTt под-
ключается демпфирующий резистор Rlt
По окончании действия запирающего импульса напряжение иа
базах транзисторов УМ остается отрицательным за счет ЭДС само-
индукции возникающей при размагничивании магннтопровода
трансформатора TV. и тока через обмотку 1Г2, транзистор TVt
и резистор Rte.
421
Длительность управляющих импульсов в схеме на рис. 10.13, а
регулируется за счет изменения управляющего напряжения Uy,
которое вызывает изменение коллекторного тока транзистора V7\.
Частота следования импульсов определяется по формуле (10.26),
а длнтель! ость импульсов по формуле (.10 27) при закрытом тран-
зисторе У7\ Максимальный коэффициент заполнения в схеме на
рис 10.12,0 может достигать 0.8
На рис. 10 14, а приведена схема ЗГ, выполненная на цифро-
вых микросхемах. Она рекомендуется для применения в ИПБВ
с выходной мощностью 100 Вт, УМ которых выполнен по рднотакт-
ной схеме. Эпюры напряжений в точках /, 2, 3 схемы приведены
на рнс. 10.14, б.
На инверторах DD/.1 и DB/2 выполнен генератор такто-
вой частоты, импульсы которого дифференцируются и поступают на
входы инвертора DDI.3. Последовательность отрицательных им-
пульсов, длительность которых не превышает 10 % периода, с вы
хода инвертора DDI.3, через конденсатор С3 прикладывается к пере-
ходу база—эмиттер транзистора УГ±. В результате за время дейст-
вия импульса конденсатор С3 заряжается до напряжения пи
тання Un
После окончания импульса напряжение на выходе инвертора
DD1.3 становится близким к напряжению питания и под дейст-
вием напряжения на конденсаторе Ся транзистор VT2 запирается
После запирания транзистора VTt напряжение на эмиттере тран-
зистора VTt становится близким к напряжению питания и начина-
ется стадия формирования импульса управления транзисторами
УМ Под действием тока через резистор Rt и коллекторного тока
транзистора VTt конденсатор С3 начинает разряжаться и при умень-
шении напряжения па нем до значения, прн котором начинает про-
текать ток по переходу база—эмиттер транзистора V7\ он откро-
ется а У7\ закроется чго соответствует моменту окончания управ-
ляющего импульса. Изменением тока коллектора транзистора У7\
регулируется длительность импульсов на выходе ЗГ при'закрытом
транзисторе УГ, опа равна
л 0,7 Я8С3. (10.29)
Период следования импульсов на выходе тактового генератора
Тп « 2,7/?,C, Я, Rb = 5R, (10 30)
Транзисторы УТ’з и VT-, форсируют запирание транзисторов
Р'7'4 и VTt.
Модуляторы длительности импульсов. Модуляторы длнтель
ности импульсов (МДИ) вырабатывают последовательность импуль-
сов длительность которых изменяется в зависимости от изменения
входи го сигнала цепи обратной.связи.
Последовательность импульсов с выхода МДИ может быть ис-
пользована для непосредственного формирования сигналов управ
леиия транзисторами однотактных УМ или для получения на вы-
ходе ЗГ двух напряжений, сдвиг по времени между которыми изме-
няется в соответствии с входным управляющим напряжением. Чаще
всего с помощью МДИ иа выходе ЗГ формируется напряжение с па-
узой на нуле длительность которой должна изменяться в соответст-
вии с входным управляющим напряжением
По принципу действия МДИ разделяются иа интегрирующие
и с управлением по амплитудному напряжению.
422
423
Ряс 10 15. Схема модулятора лл! тельностн импульсов интегрирую-
щего типа (о) и эпюры напряжений в точках 1—3 схемы (б)
На рнс >0.15, о приведена схема МДИ интегрирующего типа ня
одновибраторе, а эпюры напряжении и характерных точках, обо-
значенных па схеме, приведены на рис. 10 15, б Максимальная
длительность импульсов одновибратора получается при закрытом
транзисторе VT\
= 0,7/?, С, <0 8Г„ (10 31)
Минимальная длительность импульсов одновибратора
р р
= 0 7 с- “° 321
Если время ныключе! ня транзнстсра VT 3 соизмеримо с дли
тельностыо импульса, рассчитанной поформуле (10.32) то его надо
учитывать при определении
Util
Рис 10 16. Схема модулятора длительности импульсов интегрирую-
щего типа обеспечивающая максимальный коэффициент хаиолнеиня
484
Рис. 10 17 Схеме модулятора длительности импульсов интегрирую-
щего типа с разрядным транзистором (о) и эпюры напряжений в
точках /—3 схемы (б)
Если требуется получить максимальную длительность импуль-
са близкую к периоду колебаний Г„, то необходимо использовать
схему МДИ. приведенную на рис. 10 16 В ней запуск одиовнбра
тора осуществляется с помощью вспомогательного транзистора
VT, который под действием положительных синхронизирующих
импульсов обеспечивает восстановление иапряжеиия на конденса-
торе С| до значения близкого к 1/П1 Это препятствует появлению
сбоев в работе одновибратора при длительности импульсов, близкой
к величине периода. Напряжение вспомогательного источника Ущ
должно быть не менее 1/П1
Другая схема МДИ интегрирующего типа приведена на
рнс 10 17 а Эпюры напряжений в точках схемы МДИ обозначен-
ных цифрами 1 2 н 3 приведены на ри 10 17/5 На время дейст
•ня синхроимпульса положительной полярности длительность ко-
торого /с обычно выбирается ие более 0 05Г транзистор VTt пере-
ходит в насыщенное состояние н конденсатор С3 через резистор R*
диод VDt и переход база—эмиттер транзистора VT3 заряжается до
напряжения Uu — (l/Ilp Е I/Бэ) После окончания синхроимпуль
са транзисторы VT, VT я н VTt запираются н начинается процесс
формирования импульса Конденсатор С, разряжается до напря
ження. прн котором открываются транзисторы VTa и VTt и процесс
формирования импульса заканчивается Конденсатор 0.1 С,
ускоряет процесс отпирания транзисторов VT3 и VTt. Макснмаль
ная длительность импульсон достигается при закрытом транзисто-
ре VT3
hunajt ® Л* (J0 33)
Сопротивление резистора Rt необходимо выбирать нз условия
Rt > SRt. a RB < 1.5Л21 3 minR3, где Л2,этМ — коэффициент пере-
дачи транзистора VT3
Минимальная длительность импульсон
himin 0
(10 34)
426
Максимальный коэффициент заполнения импульсов
Утах ~ 1^"а 1нт>п}/'^и' (10.351
Модуляторы интегрирующего типа следует применять в тех
случаях когда необходимо реализовать высокие фильтрующие
свойства стабилизирующего транзисторного преобразователя а дли*
тельность импульсов па вых де МДИ не требуется уменьшать до
нуля
Модуляторы длительности импульсов с управлением по ампли
тудному напряжению выполняются с применением генератора пило-
образного напряжения (ГПН) и нуль-органа
На рис 10 18, а приведена такая схема МДИ. а иа рис. 10.18, б—
д эпюры напряжений в ней Здесь в качестве иуль-оргаиа ис-
пользуется операционный усилитель DA В ГПН входят конденса-
тор Ct, выпрямитель В и резистор Rp При прямоугольной форме
напряжения 1/вК на резисторе Rp выделяется пилообразное напря
жение (рнс 10.18. в), среднее значение которого равно амплитуде
напряжения на обмотке W Если нелинейность выходного напря-
жения также ие должна превышать 10% то двойная амплитуда пи-
лообразного напряжения также ие должна превышать 10 % амплиту-
ды импульсов на обмотке 1Г2. а величина RpCt должна быть не
менее б?",,. Частота повторения треугольных импульсов на выходе
ГПН в 2 раза превышает частоту следования импульсов иа обмотке
Двойная амплитуда импульсов па выходе ГПН при RpCt
> 5Т,] связана с амплитудой импульсов па обмотке IF2 соотношением
пил = Т'п/^Яр (10.36)
На рис. 10 19, а приведена схема ГПН которая обеспечивает
на выходе симметричное пилообразное напряжение (рис 10.19,в),
среднее значение которого при симметричном прямоугольном
Рис. 10.18. Схема модулятора длительности импульсов с генератором
несимметричного пилообраз! ого напряжения (а н эпюры папряже-
, ний (б—д)
426
Рис. 10 19. Схема модулятора длительности импульсов с генератором
симметричного пилообразного напряжения (п) и эпюры напряжений
(б-г)
входном напряжении равно нулю. Для обеспечения нелинейности
пилообразного напряжения, ие превышающего 10%, необходимо,
чтобы ЯрС, 57" п При этом двойная амплитуда выходного напря-
жения может быть Определена по формуле (10 36) Частота следо-
вания симметричных треугольных импульсов на выходе МДИ рав-
на частоте входного напряжения. В схемах МДИ на рис. 10.16 и
10 19 коэффициент заполнения управляющих импульсов может из-
меняться от 0 до 1.
Прн выборе схемы МДИ следует исходить нз того 1 то если
требуется получить коэффициент стабилизации ИПБВ, I е превышаю-
щий 30, то можно использовать как интегрирующий МДИ, так и с
управлением по амплитудному напряжению Прн необходимости
обеспечить коэффициент стабилизации более 30 следует применять
МДИ интегрирующего типа.
Базовые цепи силовых транзисторов играют определяющую
роль в формировании'траектории рабочей точки Tpai зисторов УМ,
от которой зависят динамические потери мощности
Схема базовой цепи на рис. 10 20, «117] используется в мощных
ИГГВВ с мостовым или полумостовым усилителем. Эпюры > апряжепий
в базовой цепи одного транзистора УМ приведены парне. 10.20, б—г.
Для управления транзисторами УМ используют два трансформато-
ра (7’У1 и TV's), обмотки которых (W’j, и М'и) соединяют через диоды
VD, и VDS параллельно. Длительность открывающих импульсов
равна времени перекрытия положительных полуволн прямоуголь-
ного напряжения Uax 1 и Ubx 2- Изменяя время перекрытия положи-
тельных импульсов напряжения Он i и Ubx 2, можно изменять
длительность открывающих импульсов и обеспечить тем самым ши-
ротно импульсную модуляцию При формировании управляющего
напряжения для другого транзистора из напряжений, сдвинутых
п времени относительно Uax I и Ubx 2 соответственно на половину
периода, образуется последовательность управляющих импульсов.
427
сдвинутых на половину периода относительно последовательности
управляющих импульсов, образованной из Ubx i и Ubx 2
Из эпюр на рис 10 20. б н в видно что по окончании поло-
жительного импульса UBx t следует отрицательный перепад управ-
ляющего напряжения 1/БЭ (рнс. 10 29, г) который используется
для форсированного запирания транзисторов УМ.
Минимальное значение запирающего напряжения равно
Ubxi 2 — Unp, а максимальное UB'X I + UBx 2- Амплитуды импульсов
Ubx I й Ubx 2 выбираются, как правило, равными, причем сумма
напряжений 1/®х , + U^x 2 не должна превышать 0,7С/ЭБ ишд.
Минимальный ток базы
^Бин'и ~ (^ВХ1 + Ubxx ( 10 37)
Сопротивление резистора Rt выбирается из условия
Rx » /?,/(2 - 3), (10 38)
а емкость форсирующего конденсатора
С, « 0,35-10 в/Яг (Ю.39>
Амплитуда импульсов запирающего тока базы силовых тран
зисторов усилителя мощности зависит от многих факторов н долж-
на уточняться экспериментально. Она не-должна превышать допу-
стимого значения для выбранного типа транзистора Напряжения
I и ^вх t Р'схемс на рис. 10.20. а выбирают в пределах I 8 —
22 В что обеспечивает надежное отпивание и запирание тран-
зисторов УМ прн незнач гтельных потерях мощности в цепях управ-
ления
На рис 10 21 а приведена схема базовой цепи транзисторов
УМ, рассчитанных на выходную мощность 70—200 Вт. Эпюры на-
пряжений в схеме приведены на рис. 10 21, б, в. Входное напряже
иие базовой цепи Uax формируется в однотактнои схеме управле
ния. которая должна обеспечивать протекание форсирующего за
428
C ff,
Рис 10 21
вой цепи
мощных
а)
Схема базо-
траизисторов
однотактных
усилителей
пнрающего тока иа начальном участке отрицательной полуволны
управляющего напряжения
Диод VD, служит для подключения перехода база—эмиттер
транзистора УМ непосредственно ко вторичной обмотке трансформа-
тора TV прн отрицательной полуволне управляющего напряжения
Амплитуда импульса положительной полярности (отпирающего
импульса) па входе схемы базовой цепи U'BX выбирают в пределах
3.5 — 5 В а амплитуду запирающих импульсов — в пределах
0,5—0.7(7эб м)ял Емкость форсирующего конденсатора С, рассчи-
тывается по формуле (10 39). Амплитуда импульсов запирающего
тока в этой схеме также определяется экспериментально. Для ог-
раничения запирающего тока последовательно с диодом VDj вклю-
чают резистор
На рис 10.22. а приведена схема базовой цепи для мостовых
н полумостовых УМ. рассчитанных иа выходную мощность 70—
200 Вт; эпюры напряжений в ней приведены иа рис 10.22, б, в
При поступлеиии на вход импульса положительной полярности
(рис 10 22. б) транзистор VTt закрывается поскольку сопротивле-
ния резисторов /?, и /?4 выбираются такими, чтобы напряжение
эмиттер—база VTt было близко к нулю. При уменьшении напряже-
ния до нуля транзистор VTt открывается под действием напря-
жения иа резисторе Rf который Подключен к дополнительному ис-
точнику отрицательного напряжения выполненному на диоде VD,
Рис 10.22. Схема базовой цепи транзисторов мостовых и полумосто-
вых усилителей мощностью 70— 200 Вт
1И
и конденсаторе С2 Это обеспечивает форсированное запирание
транзистора VTt. Коллекторный ток транзистора VTt, являющийся
запирающим током для транзистора VTt (прн Rt = 10/?2 и значе-
нии Л,1В транзистора VTt, равном 15) достигает первый момент
времени значения, примерно равного значению отпирающего тока
транзистора У7\. На время действия иа входе схемы отрицательных
импульсов конденсатор Ct заряжается до напряжения, примерно
равного UBK—U„v Емкость конденсатора Ct рассчитывается по
формуле
C»>U,KTn/iR»Uc- (К 40)
Для надежною запирания транзистора VTt резисторы R3
и R, выбираются из условия
«»//?,== I-^бэ/^х * (10 41)
Ток подзаряда конденсатора Ct ие должен превышать допу-
стимого значения /пр для днода VDt. при необходимости его можно
ограничить резистором, включенным последовательно с диодом
VDt, К достоинствам схемы на рис 10 22, а следует отнести ее про-
стоту, наличие только одного трансформатора
10.5. Цепи запуска, обратной связи и защиты
Цепи запуска Цепи управления ИПБВ обычно выполняются
па микросхемах или низковольтных транзисторах поэтому их пи-
тание организуется иногда от дополнительного низковольтного вы-
прямителя с отдельным маломощным трансформатором однако это
увеличивает габариты и массу блока. Наиболее рациональным яв-
ляется'питание СУ от накопителя энергии, подключенного к выходу
выпрямителя сети а затем после запуска схемы, переключение цепи
питания СУ па выход ИПБВ
На рнс. 10 23. а приведена схема запуска ИПБВ выполнен-
ная на конденсаторе Ct, стабилитроне VD, и транзисторах VT,
н УТг [59]. Прн подключении ИПБВ к питающей сети конденсатор
С, заряжается до амплитудного значения Uc. а конденсатор Сг
через резистор Rt заряжается до напряжения, при котором вклю-
чается стабилитрон VDt. При этом открываются транзисторы VT i
н VT t и напряжение подается в цепь питания СУ. Положительная
обратная связь через конденсатор Cs поддерживает этот процесс.
После окончания заряда конденсатора С3 транзистор VTt удержи
вается в открытом состоянии за счет тока базы транзистора VTt,
протекающего через диод VDt и резистор Rt. Диод VDt защищает
также базу транзистора VTt от шунтирования цепью питания до
появлении напряжения в ией. На выходном трансформаторе TV
усилителя мощности р змещается обмотка (Гу для питания СУ
через выпрямитель Bt и сглаживающий фильтр Ct Для обеспечения
надежного запуска емкость конденсатора С2 выбирается нз условия
обеспечения работы СУ в течение не менее 10 периодов работы пре-
образователя После запуска преобразователя питание СУ осущест-
вляется от выпрямителя Ва с выхода ИПБВ Напряжение иа кон-
денсаторе Ct при котором происходит запуск преобразователя, ре-
430
Рис 10 23. Схемы запуска ИПБВ
о — инерционная, б — быстродействующая; в — инерционная с кон-
тролем минимального напряжения питания схемы управления
4.Л
комеидуется выбирать на 20—30% выше номинального напряжения
питания СУ Емкость конденсатора Ct рассчитывается по формуле
Ct = ГОГц/г./О.ЗУс.у, (10.42)
где С/с.у ^с.у — напряжение и'ток питания схемы управления
Сопротивления резисторов /?, и Rt рассчитываются по форму-
лам
Я.-^С.тЛ) (J0 43)
Обычно /р| == 1,5 мА.
^2 - 02/. у (10 44)
Емкость конденсатора Ся выбирается обычно в пределах
0,01 -0,047 х кФ. время запуска составляет 0.3 с
На рнс 10.23, б приведена более быстродействующая схема
запуска, выполненная nd основе параметрического стабилизатора
на стабилитроне UDt и высоковольтных составных транзистора*
средней мощности, например КТ506А. КТ826А с максимальным зна
чеиием h2Js при /к = 0.1 — 0,2.А При установлении напряжения
на конденсаторе С, составной транзистор открывается под лейст
вием тока базы, ограниченного резистором R3. включается стабнли
трон VDt, напряжение с которого подается на схему управления
После запуска ИПБВ проявляются напряжения на обмотках выход-
ного трансформатора TV. которые выпрямляются выпрямителями
В, я В3 с фильтрами Сг и С3.
Полярность напряжений на конденсаторах С2 и С3 такова,
что составной транзистор под действием напряжения на кондеиса
торе Сг закрывается и питание СУ осуществляется от выпрямителя
В3 Диод VD2 заШищает стабилитрон VDl от перенапряжений со
стороны конденсатора С3 после включения УМ
Сопротивления резисторов Rt и R3 определяются по форму-
. ам.
R Uc у mux(fr у. (10 45)
-UCI„inllRi (10 4G)
Г бычно /jjj — 3 мА
Емкость' конде) сатора С2 определяется по формуле
Сг яв 10Г„//?я. (10 47)
Емкость конденсатора С3 рассчитывается нз условия обеспечения
заданного уровня пульсаций в цепи питания СУ
Прн выполнении узлов запуска на дискретных элементах
меньшие массу и габариты имеет схема иа рис 10.23, а. поскольку
в ней используются малогабаритные низковольтные транзисторы
На рис. 10 23. в приведена схема Запуска, в которой осуществляет
ся включение и отключение витания СУ при определенных значе-
ниях напряжения питающей сети, что исключает возможность умень
тения тока баз тр'анзисторов УМ до значений, при которых они вы
ходят из режима насыщения В схеме введены стабилитроны VD,
и VD2. к точке соединения которых подключен диод VDt От выпря
мителя В, конденсатор Ct заряжается до напряжения
^сз ~Uvd I (^С1 — UyD\ — + + /?8)
(10 48)
432
При этом напряжение иа резисторе /?я
^R3~(^C1 UVDl—*>/(*. + /?»+ /?,) (Ю 49)
Прн превышении напряжения на R3 значения, равного UVD3 +
+ ^бэУГ2* транзистор VTt открывается и лавинообразно пере
водит в режим насыщения транзистор УТЛ, в результате чего на-
пряжение питания поступает на СУ и она начинает работать Если
вследствие уменьшения напряжения питающей сети в процессе ра
боты ИПБВ напряжение питания СУ уменьшится до значения, при
котором напряжение на резисторе Rt окажется меньшим UVD3 -1-
+ (^еэрт2' то транзисторы VT, и VTt лавинообразно перейдут
й состояние отсечки, а СУ н, следовательно. ИПБВ прекратят ра
боту. Отключение питания СУ должно происходить При иапряже
нии. которое обеспечивает работу транзисторов УМ в режиме на-
сыщения при максимальной нагрузке и минимальной температуре
Сопротивление резисторов R,—Rt определяются по формулам
=(^С| — Uyt) | — (Jvu2~~UvD3 ~^БЭ VTzj/^Rl' (Ю.50)
= (Усу max— ^VDt~ ^VD3~ ^БЭ VTt)/ 1R2 max', (>0.51)
/?.ч= (UvD3 + ^БЭ VT2)Pr3- ^2)
Rt= ^(Uc.lmin-uvt}3) (10 53)
у mi«
Обычно выбирают /R1 = 1.5 мА. /R2 moA. = 10 mA, lR3 = I mA
Расчет параметров цепи обратной связи. Для обеспечения ус-
тойчивости ИПБВ как системы автоматического регулирования с
ШИМ необходимо рассчитать параметры цепи обратной связи суче
том ннерцноииости отдельных звеньев. Структурная схема цепи
обратной связи ИПБВ с МДИ на базе ГПН приведена на рнс 10.24, а
Рис 10 24. Струк-
турные схемы цепи
обратной связи
ИПБВ с МДИ на
базе ГПИ (а) и
одновибратора (б)
и схема двухзвен-
ного выходного
LC -фильтра
433
В нее входят генератор пилообразного напряжения (ГПН) формн»
рователь импульсов (ФИ) нуль-орган (НО), источник опорного
напряжения (ИОН), а также УПТ и выходной LC фильтр с де*
Лнтелем напряжения (ДН)
Узел гальванической развязки может быть включен как в цепь
аналогового сигнала (между выходом ИПБВ н входом нуль-ор-
гана), так и в цепь после формирователя импульсов В первом слу
чае коэффициент передачи узла гальванической развязки должен
учитываться при расчете параметров цепи обратной связи. Расчет
проводится в предположении, что на выходе ИПБВ применен одно*
эвенный LC-фильтр. Если используется двухзвенный фильтр
(рис 10.24 в) то напряжение обратной связи Uo с берется после
первого фильтра или с дополнительных обмоток дросселей второго
звена Число витков дополнительных обмоток в дросселях L2 и La
равны числу витков основных обмоток В этом случае постоянная
составляющая напряжения <70С равна выходному и пряжению
ИПБВ а переме» иая переменной составляющей иа выходе пер-
вого L,C, фильтра Такое включение двухзвепиого фильтра
(рис 10 24. в) позволяет практически исключить влияние второго
эвена на устойчивость системы регулирования.
Расчет цепи обратной связи ИПБВ с МДИ на базе ГПН и
нуль-орга ia начинают с определения коэффициента kt, связанного
С допустимым значением коэффициента пульсаций иа выходе ИПБВ
k„ । и значением коэффициента пульсаций на выходе сетевого вы
прямителя ИПБВ &||П следующим образом
— ^ло/0 5Л и (10.54)
Коэффициен 0,3 учитывает запас по напряжению пульсаций
иа выходе ИПБВ Поскольку значение статического коэффициента
стабилизации всегда меньше kt то kt определяет требуемый коэф-
фициент усиления цепи обратной связи Это справедливо прн ча-
стоте пульсаций на выходе сетевого выпрямителя, не превышающей
0.1/ц Если это условие не выполняется то необходимо определить
коэффициент усиления цепи обратной связи с учетом его частотной
зависимости
Относительная амплитуда пилообразного напряжения приве-
денная к выходу ИПБВ
^>111.3 =» l.2/Vmuv*i <10 55^
Задавшись коэффициентами передачи Ку.п т и делителя на
пряжения Кд.н находят амплитуду пилообразного напряжения на
входе нуль-оргапа
(^нил~ иил Пц Ку и г Кд н (10.56)
Формула (10.56) позволяет, задавшись 1/11НЛ, определить зна-
чение КутКд ц. По графику на рис 10 25 по полученному значе-
нию 1УПИЛ находят коэффициент Ки который обеспечивает устой
чивую работу ИПБВ Для основного звена выходного фильтра двух
тактиого ИПБВ определяют произведение
LC =К»/4лЧп2 (Ю.57)
Для одиотактного ИПБВ результат произведения LC (10.57)
необходимо увеличить в 1,5 раза.
434
Минимальную индуктивность
дросселя Lmin определяют «сходя
из условия обеспечения непрерыв-
ности тока
ж _ (^iinaxU Vm/n))
т-mfn =>' ~
Га
(10.58)
Затем определяют емкость С
конденсатора фильтра.
На рис. 10 24, б приведена
Структурная схема цепи обратной
связи ИПБВ с МДИ иа базе одновиб-
ратора. Она содержит генератор так-
товых импульсов (ГТ И), одновиб-
ратор (О В), управляющий транзн
стор UT,, узел гальванической раз-
вязки (УГР), УПТ. ИОН ДН и
выходной ГС-фильтр.
Значение коэффициента для
схемы иа рис 10 24, б определяется
пр формуле (10 54), а
Кос ~ kiHJo тШ' (10 59)
Определяется сумма
Рис. 10.25 Зависимость до-
пустимой амплитуды пило-
образного напряжения от
параметров выходного
фильтра
-^- + CRD = Ko cU0min (10 60)
2 "и /п Р
где Ru — сумма сопротивлений дросселя L и эквивалентного со-
противления импульсного источника, подключенного ко ходу
ГС фильтра.
В (10.60) для полумостового УМ р = 4 для мостового н одно-
так ного р = 2 и для импульсного стабилизатора п/р = I.
Максимальная крутизна регулировочной характеристики МДИ
находится* по формуле
Д/с
5м дч — ~ £ о-с < &иСт fuffiiag, (10 61)
где &UCm — перепад напряжения на конденсаторе одповнбра
тора.
Параметры узлов структурной схемы на рнс 10 24, б связаны
с крутизной характеристики SM д и следующим образом
5м.д.и~ — Ку Т.р Ку п.т Кд и (10.62)
1 Т
Из формулы (10 62) прн найденном значении SM д и можнэ оп-
ределить параметры одних узлов прн заданных параметрах других
Минимальная индуктивность дросселя фильтра находится нз (10 58)
Емкость конденсатора выходного фильтра находится из (10 60)
Особенности расчета выходного фильтра. Рассчитанные по
формулам (10 57), (10 58) и (10 60) параметры выходного фильтра
435
обеспечивают получение коэффициента пульсаций Лп.н на частоте
2/с на выходе ИПБВ, не превышающего 0,3 Дп.ц (без учета пиковых
выбросов) Проверка достаточности полученного значения произве-
дения LC проводится по формуле
1 Ут1п
LC
(10 63)
Если полученное значение Ап.н превышает О.ЗЛп.в, то необхо-
димо увеличить емкость или индуктивность выходного фильтра,
если оно меньше 0,ЗЛп.н, то можно уменьшить емкость конденса-
тора выходного фильтра. При уменьшении емкости необходимо со-
ответственно уменьшить н коэффициент усиления 1ю цепи обратной
связи, что повлечет за собой ухудшение фильтрующих свойств ИПБВ.
Для уменьшения пульсаций иа выходе ИПБВ с удвоенной ча-
стотой питающей сети может быть применена прямая инвариантная
связь, при которой на вход МДИ вводится напряжение, пропорцио-
нальное напряжению пульсаций на выходе сетевого выпрямителя
ИПБВ, действующее в противофазе с напряжением пульсаций на
выходе ИПБВ. Одиако при уменьшении емкости выходного фильтра
ухудшается качество переходного процесса на выходе ИПБВ при
скачкообразных изменениях тока нагрузки.
При частотах /п > 20 кГц и применении в фильтре алюминие-
вых электролитических конденсаторов, обладающих большим после-
довательным сопротивлением гп.а, необходимо учитывать коэффи-
циент пульсации kn и, обусловленный последовательным эквивалент-
ным сопротивлением конденсатора
''"У"/?"’ "’«>
• А/ п
Если составляющая 1гп н превышает значение 0,2Лп н, то не
обходимо параллельно включить несколько конденсаторов, что
существенно уменьшит гп.о.
Для сглаживания пиковых выбросов необходимо включить на
выход ИПБВ еще одно звено, состоящее из дросселя с индуктивно-
стью 0,05—0,1 от значения индуктивности дросселя основного зве
н-а, и керамического нлн пленочного конденсатора емкостью 1 —
22 мкФ.
Если активное сопротивление дополнительного дросселя не
ухудшает заметно внутреннего сопротивления выпрямителя, то на-
пряжение обратной связи можно снимать с выхода основного эве-
на выходного фильтра В противном случае необходимо применять
двухобмоточиый дроссель, обмотки которого включаются по схеме
на рнс. 10 24, в *
Цепи защиты
Защита от перегрузки по току и короткого замыкания исклю-
чает возможность превышения тока коллектора транзистора УМ
сверх допустимого значения как в установившемся, так н в пере-
ходном режимах работы ИПБВ.
Наибольшее распространение в ИПБВ получили схемы за щи
ты, принцип действия которых основан иа уменьшении длительности
управляющих импульсов при перегрузке или коротких замыканиях
436
В нагрузке. Один из вариантов такой схемы защиты приведен па
рнс. 10 26, а. Импульсы напряжения с датчика тока Rt через рези
crop R2, с помощью которого устанавливается заданный порог сра-
батывания защиты, поступает иа термокомпеисирующий делитель
напряжения (резистор Rs и термистор /?«) Его назначение — ис-
ключить температурную зависимость порога срабатывания защиты,
обусловленную температурной зависимостью входного напряжения
транзистора У7\. К щеисатор Сх устраняет колебательный прЬцесс
ив вершине импульсов поступающих с датчика тока. Если амплиту-
да импульсов коллекторного тока транзисторов УМ начинает пре
вышать заданное значение, то транзисторы VT, и VTt открываются
и импульсы коллекторного тока транзистора У7а заряжают кондеи
сатор Ct. Напряжение на конденсаторе Сг через развязывающий ди-
од У£\ поступает на базу транзистора VT,, который управляет дли-
тельностью импульсов одновибратора, входящего в состав СУ
При отсутствии напряжения на конденсаторе Ct в базе транзистора
VTл протекает ток, обусловленный фотодиодом оптопары VE, ко-
торая вместе со светоизлучающим диодом включена в цепь обратной
связи ИПБВ.
При перегрузке по току напряжение на конденсаторе С2 на
чинает превышать падение напряжения на диоде VD, и резисторе
Rg, вследствие чего ток коллектора транзистора VTt увеличивает
ся, а длительность импульсов одновибратора в СУ уменьшается.
Это приводит к уменьшению напряжения на нагрузке и ограничению
коллекторного тока транзисторов УМ. Прн коротком замыкании
на выходе ИПБВ амплитуда тока через транзисторы УМ ограничн
вается на допустимом уровне. Схема защиты на рис. 10 26. а реали
зует «плавный» запуск ИПБВ, защищает силовые транзисторы УМ
при насыщении выходногЪ трансформатора Она позволяет подклю-
чать к выходу ИПБВ конденсатор большой емкости, обеспечивая
его заряд ограниченным током. Емкость конденсатора Сг н сопро-
тивления резисторов R^ Ra определяются по формулам
Сг Ri= 0,ЗГ„. (10 65)
С.-20Л Нг+4- +
\ Кв Кв
I
tata Rte
(10 66)
где Л11э — коэффициент передачи транзистора VTt
Защита от перенапряжения (рис. 10.26, б) Принцип действия
схемы заключается в принудительном пережигании предохраните-
ля FU с помощью тиристора ySt при возрастании напряжения на
выходе ИПБВ свыше заданного уровня Включение тиристора У5Х
осуществляется током коллектора транзистора У7\ прн возраста
инн напряжения на базе транзистора VTt до значении, при котором
начинает протекать ток в его коллекторной цепи. Небольшое число
элементов, основная часть которых прн нормальном выходном на-
пряжении находится в обесточенном состоянии, определяет высокую
надежность схемы защиты. Одиако включение предохранителя -
ухудшает надежность работы самого ИПБВ.
На рис. 10.26. в приведена схема защиты от перенапряжения
с предохранителем, рассчитанная на работу при низком выходном
напряжении. Схемы иа ряс. 10.26, б, в отличаются только острее-
нием измерительной части схемы и наличием в схеме на рис 10,26, в
дополнительного выпрямителя (диод У£>р конденсатор С.), питаю-
щего источник опорного напряжения на стабилитроне УРа. Номн
437
Рнс 10.26 Схемы зашиты
а — от перегрузки по току и короткого замыкания с управлением
длительностью импульсов; б — от перенапряжения на выходе при
выходном напряжении более 9 В; в- от перенапряжении па выходе
при выходном напряжении менее 9 В
438
налькый ток предохранителя выбирается равным току срабатыва-
ния защиты от короткого замыкания.
В некоторых случаях находят применение варианты схем за-
шиты от перенапряжения без предохранителя, в которых введена
вторая, дублирующая цепь обратной связи, настроенная на поро-
говое значение выходного напряжения. Онн могут быть рекомендо-
ваны в случаях, когда применение предохранителя на выходе
ИПБВ недопустимо
10.6. Методика и пример расчета
Требуется рассчитать источник питания с бестрансформаторным
входом по следующим исходным.данным Входное напряжение одко-
fia3H0i'i чртн 220*JJ В, частота 50 ± 2 Гц, выходное напряжение
7 В ток нагрузки —5. А, нестабильность выходного напряжения
при воздействии всех дестабилизирующих факторов ±5 %. ампли-
туда пульсаций 70 мВ окружающая температура от -+-50 °C до
—50 °C, время установления выходного напряжения не более 0,5 с,
порог срабатывания защиты от короткого замыкания 6,5 ± 0,5 А,
порог срабатывания защиты от перенапряжения на выходе 30 ± I В.
I . Выбираем мостовую схему входного выпрямителя напряже
ння сети с ограничительным резистором (см. рнс 10.2, а). ИПБВ
выполняем на основе регулируемого преобразователя со схемой за-
пуска иа рис. 10 23. в, которую выбираем в соответствии с заданным
временем выхода на режим При заданной выходной мощности выби-
раем однотактнын мостовой усилитель мощности.
2 . Задаемся минимальной Частотой преобразования fn т,п =
= 40 кГц и по формуле (10.16) находим /С11 транзистора УМ
tr„ = 20/40 = 0,5 мкс.
3 . Задаемся i) = 0.7, ymov = 0,45 и но формуле (10.6) находим
амплитуду тока транзисторов УМ. Из расчета находим l/nrnin — 252 Ви
, 1,1-27-5
:--------—1.85 А
Ки 252-0.45 0.7
4 По полученным данным выбираем транзисторы КТ809А
с параметрами /сп = 0,3 мкс. /к тах = 5 А. 1/кэо гр = 200 В
Определяем оптимальную частоту преобразования по формуле
(10.16)
/п = 20/0,3 - 66.5 кГц.
Для обеспечения запаса принимаем [п = 50 кГц.
5 Определяем максимальное напряжение питания УМ
(/о moj=«.4lf/cm«x= 1-41-242= 3^0 В.
В связи с тем. что для выбранных транзисторов КТ809А
^КЭО гр ~ 2®® В’ необходимо включить последовательно два УМ
(см рнс 10 5. б)
6 Выбираем схему управления на рнс. 10.13, схему защиты
от короткого замыкания на рис 10 26, а к от перенапряжения иа
выходе на рнс 10.26, б.
Электрическая принципиальная схема ИПБВ приведена на
рис. 10.27.
439
FU,
Схема управления'
Рис. 10.27. Электрическая схема источника питания
Для уменьшения амплитуды импульсов коллекторного тока по-
следовательно с выходными выпрямительными диодами VDZZ1 VZ)at
ннедеи линейный дроссель Lt.
• 7 Конденсатор С|Б фильтра входного выпрямителя выбран ти-
па К50-29, с UCm “= 450 В н допустимой амплитудой пульсаций
47с„ =22,5 В. Определяем емкость конденсатора С1Б по формуле
110.3)
0,5-27-5
0,7-187-2-50-22,5
=228 миФ
440
е бестраисформаторным входом
С учетом допустимых разбросов и температурных и менений
выбираем 13 параллельн > включенных конденсаторов емкостью
22 мкФ; CIS — 13-22 — 286 мкФ.
8. Проводим расчет выпрямителя В, по методике, изложенной
в тли 4 По результатам расчета выбираем диоды типа КД203А
Принимаем rL «=» 0.5 Ом. гп — 0,03 Ом, 'пэ" ®м’
0,8 Ом. /tip.ii.ti~ 75 А
Определяем сопротивление резистора А?огр по формуле ( v I)
1 41 242
р _ ..‘Л.—-------0.5—0.03—0,1—0,8—3Ом,
А°гр 75
Рл а (2/. Яогр~(2 0 67F-3- 5.4 Вт
441
9 Емкость конденсаторов С17 и С1в для двух последователь-
но включенных УМ. рассчитанная по формуле (10.11), должна быть
удвоена
Максимальную амплитуду пульсации на конденсаторах выби-
раем нз расчета спада вершины импульсов на коллекторе транзи-
сторов УМ на 10 %, т е н& 12,5 В. {/^ = 6,25 В
0,2-1.85
С‘7 =С‘в = 2 50-10»-6,25 =2‘36 “КФ
Выбираем конденсаторы типа К73 16 емкостью 2.2 мкФ с
l/Cm = 250 В, для которых допустимая амплитуда пульсаций на
частоте 50 кГц составляет 18 В.
10 Минимальную индуктивность дросселя L3 рассчитываем
по формуле (10.14) прн (/(.•— = 0.17 В и 1/с~ — 12,5/2 = 6,25 В:
I
(6.28 50-IO’-28-IO*- 10-ер
= 20мкГн.
6,25
0,17 6.28-50 10»
II. Выбираем коэффицнен насыщения транзисторов УГ(7—
V7’3e /гнас = 1.3 н определяем минимально допустимую амплитуду
1 мпульсов базового тока
, feiiac
^213 min
I,-
2-1.85-1,3
=0.48 А
10
12. Определяем сопротивление резисторов —#37 Напря-
жение на обмотках 1Г3 Ц7( трансформатора ГУ, принимаем равным
3.8 В. Для транзисторов КТ809 прн Г = —50 °G. /Б = 0.48 А и
/К11 = 3.7 А (2X1,85 А) - = 1.8 В, a UnKm(n = 0,85 В.
С учетом этого получаем
„ ^UZ3 mm Uи* max
R t= ------;----------
3,8 —1.8
-------- —4,15 Ом
0,48
' Б min
Принимаем /?м /?37 —4 I Ом.
По найденному сопротивлению
ем максимальную амплитуду импульсов тока базы силовых тран-
зисторов УМ
^/|ГЗ min 3,8—0,85
'ъ ,л„х=-----—---------=------------ 0,72 Л.
базовых резисторов определи-
13.
= 15 В
= I В
4,1
Принимаем напряжение питания сх$мы управления vry
падение напряжения на выходном транзисторе СУ
и находим коэффициент трансформации TVt
3,8
=0.27
п — ----------—-------
U у~икэ 15—1
Амплитуда импульсов коллекторного тока выходного тран-
14
знстора СУ l'fn
'к,. =<«'Б max^4 0.27-0,72«=0,78 А
442
Максимальный ток питания СУ
. ~ 7' ч 97' ^ц- 3at
ч.у гам ='Кн ГтохТ^Ки ~ —
' п
1.5
= 0,78-0,45 + 2-0,78 —=0,47 Л.
20
15. Определяем емкость конденсатора С14 для фильтрации на-
пряжения питания СУ и запуска ИПБВ
ЮТУр.у mojt
^VDlo+ ^VD\ 1 + ^,VD8“”®’8^,cy
10-20-10 • 0,47
= -------------------------= 10 мкФ
10+ 8 + 47 — 0,8-15
Учитывая большую амплитуду импульсов тока разряда С14,
выбираем конденсатор типа К73-16-63В 10 мкФ ± 10 %.
Сопротивление резистора /?2
--= --------11— = юс кОм.
*57кбо VT3 15-10-10 6
Емкость конденсаторов С3 = Сй по формуле (10.26)
2.7
С. = C.=--------------= 540 пФ
1 50-10»-100 10s
Принимаем Сл = Св — 560 пФ Выбираем конденсаторы типа
КМ-6А-М750-560 пФ ± 5 %.
Сопротивление резистора /? 4 определяем по формуле (10 27)
9-Ю-»
/?..=-------------- 42 кОм
14 0,38 560-10 »
Принимаем /?,< = 43 кОм
Задавшись Rai — 1 кОм. найдем емкость конденсатора С12
по формуле (10.28), принимая для КТ809А 1„ зап = 1,5-10—® с
1,5-10-в
С,в =--------= 750 пФ
“ 2-1-10»
Выбираем* конденсатор типа КМ 6А-М750-750 пФ ± 10 %
16. Коэффициент трансформации трансформатора TV3 (TV3)
n Wz 1 ^вых + ^з-Ь^б ^np VD23 _
W, UwI minimax min
1,1-27 + 0 5 + 0,25 1
—------------------p ——=0,54
126-0,45 126
17 Индуктивность дросселя Lt по формуле (10.21a)
L4 =
88,5-0,3 10-«
5
=5,3 10-« Гн
443
Выбираем два дросселя типов ДМ 3,2 12, включенные парал-
лели о
Индуктивность дросселя Lt по формуле (10 58)
, 5,4 (1—0,345)
L» = ~ ----=0.7.. 10—1 Ги
50-10s
18 Находим значение kt по формуле (10 54). имея а виду, что
А110 = mi» •
11,25
k. =-----—1----------= 58.
1 0.3-252-2,6-10-»
19. По формуле (10 60) находим сумм)
Z. 0.45-0,54
—- + С/?„ = 58—--- ^0.14-10_»
27?,, 2 50- 10э
Емкость конденсатора С24 находим но формуле (10.60).
0,7-10-»
0,14-Ю-»-------:------
„ 25,4
С24= ----------——— -------—960 мкФ
0.75
С учетом разбросов параметров конденсаторов и элементов це-
пи обратной связи выбираем Си типа К50 29 63В 1000 мкФ. Вклю-
чаем два конденсатора параллельно, С21 2000 мкФ.
20. Найдем требуемое значение крутизны модуляционной харак-
теристики одновибратора по формуле (10.61) с учетом (10.59)
„ 58-560-10-“.7-50-|0»
5М.Д1,= ------77^7-ГЗ--------0.22 10“».
252(0,45)»
Принимая Rt — 22 кОм, Rt — 3 кОм, Л21эуГ| = 30 (2Т201А),
найдем сопротивление резистора Rts, исходя из коэффициента пере-
дачи оптопары К{=0,01.
" р — Л21»УП #4*,-
(Я4+А21 э VT1 Я|)3м д и
30-22 10» I-10-*
— ——-------------------------=- 260 Ом.
(22-10»30-3-10») 0,22-10_»
Принимаем R№ — 270 Ом
21. Коэффициент пульсаций с частотой /„ на конденсаторе Cit
определяем по формуле (10 63)
1—0,35
й' =-----------——----------------О 012-10—»
пи 16(50-10»)» 0.7-10 »2-10-»
Полученное значение меньше допустимого (0,8 • 10~3 — 0,3).
22 Коэффициент пульсаций на конденсаторе С21, обуслов-
ленный гп.о (гп э = 0,3 Ом прн t — —50 °C), по формуле (10.64)
(1-0,35)0,3 *
k’ ::-----~3- Ю-»
2-50-10»-0.7-!0-»
444
Полученное значение в 4 раза превышает допустимое (0,8-10~3)
Для уменьшения коэффициента пульсации, обусловленного ги.а,
на выходе ИПБВ необходимо включить дополнительный однотвен-
ный LC-фильтр. Принимаем La = 0,05 Ls и находим
*п и ________________ЗЛО-»
0,06An.H<oJL, "" 0.06-2.6-39.5-2.5-35
-5 4 мкФ
Выбираем конденсатор См типа К73-16-63-6.3 мкФ ± 10 % Выби-
раем конденсаторы С26 и Сп типа КЮ-17-2а-Н90-1 мкФ. Выби-
раем Lt *= Lj = L, » 100 • Ю~» Гн
Емкость конденсаторов Cn-Clt-Ce-C)e-Ce-Cs выбираем по
0,033 мкФ, тип конденсаторов К75-10-. выбираем С2 * 2,2 мкФ типа
K75-I0.
Емкость конденсатора Ся прн Rt = 33 кОм по формуле (10 66)
Сэ~---------
\ 33 10я
---------+- ---!---20 20-10-«~= 0,035 мкФ
22.10я 30-3- 10я/
Выбираем конденсатор типа КМ-6А-Н30-0.033 мкФ
23. Постоянную времени демпфирующих цепочек RС20 и
/?м, С21 выбираем в пределах (0 04—0,06) • 10—°, причем емкость
конденсаторов С20, С2( выбираем по 470—750 пФ
После сборки и настройки макета ИПБВ проверяем траекторию
рабочей точки транзисторов УМ в пределах ОБР и уточ> яем режимы
работы элементов.
ЧАСТЬ ЧЕТВЕРТАЯ
ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
И КОНСТРУИРОВАНИЯ источников
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Глава одиннадцатая
Основные вопросы проектирования источников
вторичного электропитания
11.1. Выбор структурных схем и функциональных узлов
Система вторичного электропитания (СВЭП) радиоэлектронной
аппаратуры может быть выполнена по одной из структур характе-
ристики которых приведены в табл II I
Централизованная СВЭП применяется преимущественное боль-
ших стационарных комплексах, например в ЕС ЭВМ [17]. В состав
таких систем помимо источников электропитания, которые, как пра-
вило, являются одноканальными входят различные вспомогатель-
ные устройства контроля и управления энергоснабжением, защиты
и сигнализации, приборы диагностики источников электропитания
Достоинством централизованной СВЭП является удобство обслужи-
вания и эксплуатации Недостатки трудность передачи больших то-
ков (100—200 А) по проводам, необходимость резервирования бло-
ков, а также трудности миниатюризации ИВЭ которые содержат
большое число элементов, резко отличающихся по своим габаритам
Таблица 111
Основные характеристики некоторых систем вторичного
электропитания
Структура СВЭП Особенности размещения ИВЭ Выходные токи ИВЭ
Централизо- ванная Сгруппированы в от- дельные шкафы, разме- щаемые вне секций РЭА Десятки и сотни ампер
Децентрализо- ванная Непосредственно в при- борах и на платах функ- циональных узлов РЭА, которые они питают До нескольких ампер
Смешанная В секциях, шкафах нли устройствах РЭА, кото- рые они питают Единицы и десятки ам- пер
446
н массе, например интегральные микросхемы с планарными выво
дами н электролитические конденсаторы большой емкости, имеющие
цилиндрическую конструкцию, н т.п.
Децентрализованная СВЭП применяется в основном в РЭА ле
тательных аппаратов работающих от низковольтной сети постояв
ного тока, со сложной программой включения и выключения раз
личных приборов Достоинством этой системы является возможность
миниатюризации входящих в нее ИВЭ за счет повышения частоты
преобразования и применег ия интегральных микросхем Недоста
ток системы необходимо иметь большое число многоканальных
источников питания (по числу функциональных приборов), отлн
чающихся выходной мощностью и номиналами напряжений
Смешанная СВЭП содержит как централизованные, так и де
централизованные устройства электропитания. На рис 111а при-
ведена смешанная структурная схема системы электропитания иа
основе источников питания с бестрансформаторным входом (ИПБВ)
Здесь ИПБВ является централизованным основным источником пи
тания аппаратуры, размещаемой в одном шкафу, он обеспечивает на
выходе напряжение 5 В при токе 15 А Стабильность напряжения
поддерживается регулируемым преобразователем в ИПБВ Допол
нительиые источники питания СВ(, СВг выполнены в виде отдельных
модулей Они имеют свои трансформаторы, подключаемые к ИПБВ
(/„ = 20 кГц). выпрямители и выходные интегральные стабилиза
торы Наличие таких модулей питания иа определенные уровни
напряжений (<7щ U,l2) позволяют строить систему электролита
ния комплекса на унифицированных модулях питания с макспмаль
ным использованием ИВЭ по мощности
На рис 111 б приведена смешанная структурная схема снеге
мы электропитания, работающей от сети 220 В. 400 Гц на основе
централизованного регулируемого выпрямителя (тиристорного ста
Стилизатора). В приборах РЭА. размещаемых в одном шкафу с ис
точником электропитания в зависимости от требуемого качества
питающих напряжений устанавливаются стабилизаторы иепрерыв
кого тина (СН) на токи нагрузки до I А или импульсные стабилиза-
торы (ИС) иа токи 3—5 А Это позволяет повысить КПД ИВЭ,
уменьшить нх массу н габариты.
Рис 11 I Структурные схемы системы электропитания
а — на основе источников питания с бестрансформаторным входом,
б — иа основе регулируемого тиристорного выпрямителя
447
Достоинством смешанной Системы электропитания является ее
гибкость — возможность прн унификации ИВЭ производить тре-
буемые изменения в системе электропитания с минимальной затратой
времени и материальных ресурсов
Прн выборе структурных схем бортовых ИВЭ, работающих от
сети постоянного тока, необходимо учитывать особенности работы
аппаратуры, заключающиеся в том, что с целью экономии электро
энергии только небольшая часть приборов бортового комплекса ра-
ботает в дежурном режиме непрерывно, основная же часть аппара
туры включается на короткое время работы в сеансе связи. По
требляемая мощность в дежурном режиме не превышает единиц ватт
в то время как в сеансе связи аппаратура может потреблять сотни
ватт "
Дистанционное управление бортовой аппаратурой наиболее
просто реализуется включением н отключением напряжения пита-
ния При этом если такая функция реализуется в схемах управления
ИВЭ логическими сигналами, то отпадает необходимость в приме-
нении электромеханических реле н дистанционных переключателей,
что существенно сказывается на массе комплекса в целом. Для ком-
мутации аппаратуры по заданной программе необходимо, чтобы каж-
дый коммутируемый прибор нли комплекс приборов имели свой
автономный блок питания. Задача рационального выбора числа де-
централизованных ИВЭ решается при разработке ТЗ на систему
электропитания комплекса.
Важной задачей, которая решается на этапе проектирования
ИВЭ является организация теплообмена. Для стационарных н
перевозимых комплексов вводится принудительное охлаждение —
обдув источников электропитания как наиболее теплонагруженных
приборов. Для малогабаритных бортовых ИВЭ рационально исполь-
зовать централизованный теплообменник или организовать отвод
теплоты на корпус изделия с помощью тепловых труб [103].
Источники электропитания для современной РЭА являются
стабилизирующими устройствами. Они поддерживают на нагрузке
питающее напряжение с определенной точностью при воздействии
всех дестабилизнрующнхзфакторов: изменении входного напряжения
питания, тока нагрузки, температуры окружающей среды В связи
С этим выбор наиболее рациональной структуры схемы при оптими-
зации ИВЭ определяется в основном способом стабилизации выход-
ного напряжения прн котором в наибольшей мере удовлетворяются
все. остальные заданные требования. Основные характеристики н
рекомендуемые области применения некоторых типов стабилизато-
ров и стабилизирующих источников электропитания приведены в
табл 11.2.
Основным преимуществом стабилизаторов напряжения с не
прерывным регулированием является возможность получения вы-
ходного напряжения с малыми пульсациями и малым динамическим
внутренним сопротивлением Импульсные стабилизаторы позволяют
получить минимальную массу и габариты, высокий КПД устройства,
однако пульсации-и внутреннее динамическое сопротивление их зна-
чительно хуже, чем в непрерывных стабилизаторах. Кроме того,
импульсные стабилизаторы являются источником помех, наводимых
на ши 1ы первичного электропитания и выходные цепи. Стабилиза-
торы с непрерывным регулированием не создают импульсных помех
н не искажают форму кривой тока питающего напряжения
446
15 Зак 726
449
450
Продолжение габл 11.2
Тип стабилизатора или преобразователя Схема стабили- затора Достоинства Недостатки Рекомендуемые области лоимекоиия
б) повышающие. Рис. 1.11 ток через конденсатор фильтра Незначительные изме- Повышенная пульсация В цепях, где требуется
в) инвертирующие Рис. 1 12 нения тока, потребля- емого от сети; выходное напряжение выше вход ного Выходное напряжение выходного напряжения, повышенное значение тока через конденсатор фильтра Повышенное напряже- повысить уровень вы- ходного напряжения по сравнению с входным В цепях, где нсобходи-
Магнитно-транзисторные стабилизаторы с включе- нием РЭ на стороне пе- ременного тока. а) с дросселем насыще- Рнс. 6 1 имеет обратный знак по отношению к входному Простой регулирующий ние на регулирующем транзисторе и диоде, повышенная пульсация выходного напряжения Повышенная пульсация мо изменить полярность выходного напряжения по отношению ко вход- ному В мощных устройствах с
иия б) с транзисторами Рис. 6.5 элемент; простая схема управления, высокая на- дежность Незначительное искаже- выходного выпрямлен- ного напряжения; иска жение формы потребля емого тока Повышенная пульсация повышенными требова- ниями к надежности при питании от одно- фазной сети частотой 400 Гц В устройствах с выход-
» ние формы потребляемо- го тока; малые габариты и масса РЭ выходного напряжения ной мощностью до 300 Вт при питании от однофазной и трехфаз- ной сети частотой. 50 Гц
в) с регулируемым
трансформатором
г) с двумя регулирую-
щими элементами
Рис 6. 10
Рис. 6.1
Минимальное искаже- ние формы потребляемо-' го тока; повышенное быстродействие Повышенные потери мощности на регул иру-. ющих транзисторах В устройствах с выход ной мощностью 300— 600 Вт прн питании от однофазной или трех- фазной сети частотой 50, 400 Гц
* Малые потери мощно- сти на регулирующих транзисторах, высокая стабильность малые уровни пульсации Два регулирующих эле- мента; сложная схема управления При широких пределах изменения входного на- пряжения питания
Тиристорные стабили-
заторы
Рис 7 1
Транзисторные ставили
зирующие преобразова-
тели.
а) с входным импульс-
ным стабилизатором
(ИС+ПН)
Рис. 9.16
Совмещение функций
выпрямления и регули-
рования; уменьшенное
число требуемых сило-
вых диодов
Прямоугольная форма
напряжения без паузы
иа выходе преобразова-
теля; простые емкост-
ные фильтры на выходе
выпрямителей
Сложная схема управ-
ления; повышенный уро-
вень помехи
/
Двойное преобразова-
ние энергии постоянного
тока; повышенный уро-
вень помех по входным
цепям питания, стабиль
ность выходных напря-
жений прн изменении
тока нагрузки до 0,5/а
не более 3—7%
В одноканальных уст-
ройствах с выходными
напряжениями от не-
скольких десятков до со-
тен вольт при токе в не-
сколько ампер
В многоканальных ИВЭ
с выходной мощностью
до 30 Вт, при незначи-
тельных (на 20—30%)
изменениях тока нагруз-
ки и стабильностью вы-
ходных напряжений 5—
7%
Рекомендуемые области применения В однокаиальных ИВЭ средней н повышенной мощности, работающих от сети постоянного то- ка с напряжением 27 В; в ИПБВ прн питании от сети 220/380 В частотой 50, 400 Гц В многоканальных ИВЭ с повышенной выходной мощностью (100—200 Вт) при питании от сети по- стоянного тока с напря жеиием 27—60 В
Недостатки Пауза на нуле в выход- nwm пап лх'.лпп разователя; необходи- мость применения в вы ходных выпрямителях LC-фильтров; повышен- пая н изменяющаяся ам плитуда выходного на- пряжения преобразова- теля Сложная схема управле- ния силовыми транзи- сторами; увеличенное число силовых транзн сторов J
Достоинства Совмещение функций преобразования и стабн лизании напряжения; повышенный КПД; ми- нимальное число сило- вых транзисторов Регулируется только часть входной мощно- сти; прямоугольная фор- ма напряжения на вы- ходе преобразователя
с с стабили- затора i i ч Рис 9.17, а Рис 10 1, е Рис. 9.18 в
1 1ип стаонлнзвтора или преобразователя б) регулируемый преоб- разователь (РП) в) с входным вольтдо бавочным стабилизато ром (ВДС-рПН) •
452
11.2. Унификация и функционально-модульное
проектирование
Разработка ИВЭ проводится по техническим заданиям, которые
разработчики приборов РЭЛ обычно выдают после того, как ими
выбрана элементарная база для функциональной аппаратуры, оп
ределены структурные схемы формообразования комплекса, линии
и параметры взаимной свЪзи. Общими для всех ТЗ на разработку
ИВЭ являются условия эксплуатации заданные в тактико-техни-
ческих требованиях на аппаратуру, выбранная система первичного
электропитания (переменного или постоянного тока), ее параметры:
номинальное значение входного напряжения питания и пределы его
изменения, частота сети переменного тока, число фаз, уровни воз-
можных импульсных и синусоидальных помех по шинам питания по-
стоянного тока и др.
Общие сведения обычно излагаются в руководящем техни-
ческом материале (РТМ) па проектирование комплекса РЭА, где
указывается также выбранная базовая несущая конструкция (БНК),
структура построения комплекса, особенности конструкции прибо-
ров. Кроме РТМ на комплекс'выпускаются ограничительные пере-
чни разрешенных для применения изделий электронной техники,
материалов и покупных комплектующих изделий Эти исходные
данные позволяют провести унификацию ИВЭ. Если БНК не из-
меняется то разработанные унифицированные ИВЭ могут исполь-
зоваться в ряде однородных комплексов РЭА.
Достоинством применения унифицированных ИВЭ является
значительное сокращение сроков разработки аппаратуры, сниже-
ние ее стоимости и повышение надежности за счет большой серии
приборов, которые проходят испытания на предприятиях при их
изготовлении. Недостатком применения унифицированных ИВЭ
является некоторое увеличение габаритов комплекса РЭА за счет
того, что не все блоки питания могут быть полностью нагружены на
расчетную выходную мощность или некоторые потребители будут
использовать ИВЭ с лучшими, чем требуется, выходными парамет-
рами. Эти недостатки несущественны для стационарной аппаратуры
работающей от сети переменного тока но для микроэлектронной
аппаратуры летательных аппаратов, работающих от сети постоян-
ного тока, являются' важными и должны учитываться при унифи-
кации таких ИВЭ.
Для стационарной РЭА, работающей от сети переменного тока
унифицированные ИВЭ выполняются в виде одиоканальных при-
боров. Порядок нх проектирования следующий.
1 По результатам анализа технических заданий выбирается шка-
ла номиналов напряжений и токов с учетом требуемых пульсаций н
стабильности выходных напряжений. При этом необходимо стре-
миться, чтобы количество тнпономниалов было минимальным
2. Выбирается структурная схема построения системы и ис-
точников вторичного электропитания, обеспечивающих заданные
параметры и требуемое качество питающих напряжений. Это наи-
более трудная творческая задача; прн ее решении учитывается на-
копленный опыт разработки ИВЭ, наличие технического задела,
результаты выполненных научно-исследовательских работ и др.
Известны системы электропитания, выполненные на основе приме-
нения ИВЭ с транзисторными стабилизаторами, тиристорными регу-
лируемыми выпрямителями
453
Применение ИВЭ с бестрансформаторным входом позволяет
получить лучшие удельные массогабаритные характеристики, осо-
бенно при питании от сети переменного тока с частотой 50 Гц, чем
традиционные ИВЭ с входным трансформатором. Например, унифи-
цированные ИВЭ для ЭВМ[17|, выполненные на основе ИПБВ, име-
ют удельную мощность 30—40 Вт/дм3, в то время как этот показа-
тель для традиционных блоков питания не превышает 15—
25 Вт/дм3.
3. Выбирается перспективная элементная база, которая позволит
применять разработанный ряд унифицированных ИВЭ в радио-
комплексах в течение 5—10 лет.
4. Разрабатываются электрические принципиальные схемы при
боров унифицированного ряда ИВЭ. В их состав кроме основной
схемы должны входить функциональные узлы защиты элементов
ИВЭ от коротких замыканий в нагрузке, а также защиты потреби-
теля от перенапряжений иа выходе ИВЭ, элементы сигнализации
н др. В некоторых случаях предусматриваются возможности повы
шения и понижения выходного напряжения ИВЭ необходимые для
профилактических проверок аппаратуры.
5 Выбираются размеры конструкции блоков питания на осно-
ве БНК и прогрессивная технология изготовления, рассчитанная ив
автоматизацию производства.
Одноканальные унифицированные ИВЭ используются в основ-
ном для построения централизованной системы вторичного электро-
питания Для децентрализованной и смешанной СЭВП необходимы
унифицированные ИВЭ с более гибкой структурой построения, в
* которых к основным унифицированным блокам питания могут быть
подключены дополнительные субблоки и модули размещаемые не-
посредственно с аппаратурой, которую они питают.
У инфицированные ИВЭ для микроэлектронной и бортовой ап-
паратуры летательных аппаратов, работающей от сети постоянного
тока с напряжением 27 В, должны обеспечивать требования ТЗ по
обеспечению широкой шкалы выходных напряжений высокого ка-
чества и одновременно иметь минимальную массу и габариты, мак-
симальный КПД. Кроме того, ИВЭ должны осуществлять дистанци-
онное включение и отключение аппаратуры по логическим коман
дам, например ТТЛ уровнями. Этн требования определяют схему
построения таких ИВЭ — они в основном должны быть многока-
нальными н выполняться по децентрализованной структуре, при
которой каждый функционально законченный прибор РЭА имеет
свои источник питания.
В состав современных комп тексов РЭА входят различные слож-
ные аналоговые и цифровые устройства — радиопередатчики при-
емники, преобразователи информации, вычислители и т. п., для нор-
мальной работы которых требуется широкая шкала постоянных на-
пряжений от 2 до 30 В, гальванически развязанных друг от друга
и от первичной сети электропитания, со стабильностью от 0,5—I
до 5—7%. Потребляемая мощность функциональных приборов
РЭА также колеблется в широких пределах — от единиц ватт в
непрерывном режиме до сотеи ватт и даже киловатт в импульсном
режиме работы Кроме того, ИВЭ должны позволять проводить гнб
кую перестройку, связанную с необходимостью увеличения токов
нагрузки или введения новых номиналов напряжений питания при
модернизации аппаратуры нли разработке новых комплексов От
меченные требования определяют сложности, которые возникают
при унификации ИВЭ
454
Рис 11.2 Структурная схема четырехканального унифицированного
источника питания
Одним из способов унификации бортовых ИВЭ является исполь-
зование одноканальных модулей выполненных па бескорпусных по-
лупроводниковых приборах и гибридных ИМС (71].
Многоканальные бортовые ИВЭ выполняются путем набора од-
ноканальных модулей питания на требуемую шкалу выходных на-
пряжений н токов. Достоинством такого способа унификации яв
ляется низкая стоимость и хорошая отработка изделий в процессе
их производства. Основной недостаток — неизбежное увеличение
массы и габаритов ИВЭ за счет неполного использования модулей
по мощности. Кроме того, в маломощных модулях питания (Рн
5 Вт) после нерегулируемого транзисторного преобразователя
включен компенсационный стабилизатор непрерывного действия
на котором выделяется значительная мощность прн изменении вход-
ного напряжения от 22 до 34 В В зависимости от условий эксплуа-
тации для отвода теплоты требуется подключение дополнительных
радиаторов, что зиачи ельно увеличивает габариты и массу уст-
ройств
Ьолее гибкая система унификации ИВЭ для микроэлектронной
аппаратуры приведена иа рис 11.2(15]. В ее состав входят два типа
узлов: входной транзисторный преобразователь напряжения (без
трансформатора питания), к которому подключается определенное
число выходных каналов, например четыре, каждый из которых за-
канчивается импульсным стабилизатором. Входной преобразователь
напряжения выполняется на определенную мощность, он содержит
ряд вспомогательных функциональных узлов: ограничители тока
включения ОТ, трансформатор и выпрямитель для цепей управле-
ния ВФ, входной фильтр Ф Выходная силовая цепь инвертора И
заканчивается транзисторами с открытым коллектором
Трансформаторы питания, осуществляющие гальваническую
развязку выходных напряжений друг от друга и от напряжения пер
вичиой сети, размещаются в выходных каналах, содержащих также
выпрямитель со сглаживающим фильтром и импульсный стаби
лизатор ИС, рассчитанный на определенный уровень выходного на
пряжения и ток нагрузки. К одному преобразователю ПИ могут
быть подключены несколько выходных каналов, суммарная мощ-
ность которых не превышает установленной мощности преобразо-
вателя Импульсные стабилизаторы должны позволять их парал-
• дельное соединение для увеличения тока нагрузки и последова-
тельное Соединение для увеличения выходного напряжения.
455
Рнс. 11.3 Структурная схема источника питания из унифицирован-
ных модулей
Гибкая перестройка унифицированных ИВЭ такого типа может
быть реализована только за счет подключения дополнительных ста-
билизаторов напряжения (непрерывных или импульсных), уста-
навливаемых в блоке питания или непосредственно в аппаратуре,
которую он питает Хотя использование импульсных стабилизато-
ров существенно повышает КПД таких унифицированных ИВЭ,
но качество выходных напряжений не всегда удовлетворяет предъяв-
ляемым требованиям в режим работы преобразователя, работающе-
го при широких пределах изменения входного напряжения питания
не может быть оптимальным Кроме того, унифицированные ИВЭ
такого типа с фиксированным числом выходных каналов также сни-
жают возможности нх применения без увеличения массы и габари-
тов аппаратуры.
Более перспективной является система построения бортовых
ИВЭ из унифицированных функциональных модулей, число типов
которых должно быть минимальным Анализ технических требова-
ний, предъявляемых к такого вида ИВЭ, а также накопленный опыт
разработки (35, 40, 41, 61| показывают, что достаточно иметь не-
сколько типов унифицированных основных и вспомогательных мо-
дулей, чтобы проектировать многоканальные источники питания с
высокими массогабарнтными и энергетическими характеристиками.
На рис. 11.3 приведена структурная схема, поясняющая прин-
цип функционально-узлового метода проектирования ИВЭ из уни-
фицированных модулей питания* В состав ИВЭ входят два типа
основных м дулей стабилизирующие преобразователи (модули
типа СП), выполненные без выходного трансформатора, и модули с
выходным трансформатором; выпрямители со стабилизаторами не-
прерывного действия (модули типа СН) и выпрямители с фильтрами
(модули типа ВФ), а также два типа вспомогательных модулей —
ограничитель тока ОТ и модуль управления и контроля УК, под-
ключение которых показано пунктирной линией. Основные модули
питания СП, СН или ВФ всегда входят в состав блока питания, а
вспомогательные модули подключаются в зависимости от предъяв-
ляемых требований к системе и источникам вторичного электропи-
тания
Частота в модулях стабилизирующих преобразователей выби-
рается максимальной, которую позволяют реализовать силовые
траизисторы и диоды, например 100 кГц. С целью повышения КПД
и уменьшения массы приборов модули преобразователей выполни
ются на определенный диапазон выходной мощности. В качестве
* Модули питания разработаны совместно с В В. Захаровым.
456
Таблица 113
Основные характеристики некоторых модулей
питания.
У словное обозначение Структурная схема Выходная мощность. Вт Объем, дм3
С/7, РП 10—20 0,10
СП2 РП 20—40 0,15
СП3 вдс+пн 40—100 0,3
примера в табл 11 3 приведены основные характеристики некоторых
модулей из разработанного ряда, перекрывающие диапазон выход-
ной мощности от 10 до 100 Вт и работающие от постоянного напря
жения 27 * ] В
Схемы управления модулями стабилизирующих преобразова-
телей выполнены на интегральных гнбридно-пленочных микросбор
ках В них введены ряд дополнительных функций: активное отпи
ранне и запирание силовых транзисторов, защита от перегрузки н
короткого замыкания в нагрузке, защита потребителя от превыше-
ния выходного напряжения, синхронизация частоты преобразования
от внешнего источника
К модулям стабилизирующих преобразователен подключаются
выходные каскады, каждый из которых содержит трансформатор
питания, выпрямитель со сглаживающим фильтром или непрерыв-
ный стабилизатор, рассчитанные на ряд выходных напряжений и
токов с определенным уровнем пульсации Набор таких выходных
каскадов может содержать однокаиальные выпрямители, двухка-
нальные выпрямители, например,±6 В; ±12 В; ±15 В, или трехка-
иальные выпрямители, например +-5 В и ±12 В; + 5 В и ±15 В. и
т.п. Применение таких многоканальных выпрямителей, подключае
мых на выход стабилизирующих преобразователей, характерно для
маломощных ИВЭ.
Модули выпрямителей с выходными стабилизаторами непрерыв-
ного действий (СИ) обеспечивают высокое качество выходных на
пряжений Поскольку на вход стабилизаторов поступает выпрям-
ленное напряжение с малыми пределами его изменения (после
стабилизирующего преобразователя), потери мощности в РЭ стаби-
лизатора незначительны. Кроме того, для повышения КПД в стаби-
лизаторах применяется раздельное питание силовой цепи и схемы
управления, вводится защита от перегрузки и короткого замыкания,
а также ограничение рассеиваемой мощности на регулирующем
транзисторе Вспомогательные модули, ограничитель тока ОТ вы-
полнен на максимальный ток включения 10 А, модуль управления и
контроля УК выполнен на индикацию четырех изолированных вы-
ходных напряжений, он имеет встроенный источник питания и схе-
му дистанционного включения и отключения ИВЭ логическим сигна-
лом ТТЛ-уровня. Масса каждого модуля 0,1 кг. Аналогичные вспо-
могательные модули могут быть выполнены с другими параметрами,
требуемыми для разрабатываемой системы вторичного электропита-
ния.
Масса унифицированных модулей питания зависит от их кон-
струкции и выбранной технологии изготовления В модулях стаби-
457
лизирующих преобразователей. данные которых приведены в табл.
11.3, схемы управления выполнены в виде гибридно-пленочных
микросборок, заключенных в металлостсклянные корпуса, ji :ило
вне дискретные элементы размещаются в негерметпзированпом кор-
пусе, как и выходные модули. Перспективным является применение
смешанной технологии, при которой слаботочные схемы управле-
ния выполняются по твердотельной полупроводниковой технологии,
а сильноточные — на бескорпусних полупроводниковых приборах
с применением гибридно-пленочной технологии.
Методика проектирования ИВЭ нз разработанного ряда
унифицированных модулей питаиия состоит в выборе по заданной
выходной мощности । еобходимого модуля стабилизирующего пре
образователя и набора выходных модулей для обеспечения заданных
напряжений и токов нагрузки. Вспомогательные модули входят в
состав ИВЭ только в том случае, если выполняемые ими функции
указаны техническим заданием.
11.3. Особенности разработки конструкции
*
Основанием для разработки конструкции ИВЭ является схема
электрическ-ая п инцнпиальная с перечнем элементов и ТЗ на кон
струированне. Рационально составленная принципиальная схема
ИВЭ облегчает конструктору работу по составлению компоновоч
ною макета прибора, способствует размещению элементов без лиш
них связей, с наименьшей длиной соединительных проводников
Для этого в принципиальной схеме должны быть выделены основные
функциональные узлы* силовые цепи, через которые протекают
полные токи нагрузки, слаботочные цепи управления, вспомогатель-
ные цепи контроля и защиты.
Рациональность такого разделения электрической принципиаль-
ной схемы диктуется тем. что конструкция каждой функциональ-
ной части имеет свои особенности. Силовая часть конструируется с
учетом размещения мощных полупроводниковых приборов и сило
вых интегральных микросхем иа теплоотводах габаритные размеры
которых должны быть рассчитаны на обеспечение заданного перегре
ва элементов при максимальной рабочей температуре.
Схемы управления, как правило, размещаются на печатных пла
тах с минимальной длиной проводов, чтобы устранить паразитные
связи и возможную генерацию, которая может возникнуть в замк
нутой цепи регулирования.
В техническом задании конструктору, кроме назначения ИВЭ
и его размещения в составе комплекса РЭА, должны быть указаны
требования, предъявляемые к конструкции ИВЭ, условия эксплуа
тацни, включая механические воздействия, температура окружаю
щей среды, способ охлаждения. Сведения о тепловых режимах ЭРИ
(особенно для мощных полупроводниковых приборов) должны со-
держать значения рассеиваемой мощности в непрерывном или по-
вторно-кратковременном режимах работы, длительности циклов.
По этйм данным конструктор должен рассчитать радиаторы для
охлаждения элементов.
Силовые полупроводниковые приборы могут иметь индивидуаль-
ные радиаторы или размещаться на общем теплоотводе. В последнем
слу iae каждый из них, как правило, должен быть электрически
изолирован от общего радиатора
458
Проверить тепловые режимы элементов можно расчетным путем
по' разработанной конструкторской документации илн опытным
путем После изготовления и испытания конструктивного образца,
т е. на поздней стадии разработки. Поэтому, если на ранней стадии
конструирования источников питания при выборе теплоотводов и
способа охлаждения будут допущены грубые ошибки это приведет
к переработке конструкции всего прибора, увеличению сроков
разработки и изготовления аппаратуры
Конструкция ИВЭ должна обладать определенной преемст-
венностью за счет целесообразного использования готовых илн ра-
нее разработанных узлов и деталей; это дает существенный эконо-
мический эффект. Технологичность конструкции — основное тре-
бование производства. Разрабатываемый блок или модуль пита-
ния будет технологичным, если он полностью удовлетворяет тех-
ническим и эксплуатационным требованиям и может быть изго-
товлен наиболее экономичными технологическими процессами, ос-
военными иа предприятии. Конструкция приборов должна также
быть ремонтопригодной удовлетворять требованиям простоты и
безопасности обслуживания
Источники питания стационарной аппаратуры выполняются
в виде сменных блоков на принятой для данного комплекса БНК.
которая подчиняется определенному модульному размерному раст-
ру для соответствующего конструктивного уровня — унифици-
рованной ячейки, блока или шкафа Особенности разработки кон-
струкции таких устройств связаны с наличием в них мощных теп-
ловыделяющих полупроводниковых приборов и источников по-
мех, которые необходимо подавлять в местах их возникновения.
Особенно это относится к ИВЭ использующих тиристорные регу-
лируемые выпрямители, к источникам питания с бестраисформа-
ториым входом. Вопросы обеспечения тепловых режимов полу-
проводниковых приборов рассмотрены подробно в гл. 13, а подав-
ление помех — в гл. 12. Отметим здесь только некоторые взаимо-
связанные вопросы, которые решаются на этапе разработки кон-
струкции приборов.
В источниках питания с бестрансформаторным входом им
пульсиый стабилизатор или регулируемый преобразователь яв-
ляются источниками помех, для подавления которых необходимо
применять специальные меры. Одной из них является введение в
конструкцию прибора замкнутого электромагнитного экрана в
форме пираллелограмма, стенки которого для отвода теплоты могут
быть перфорированы Внутренняя полость экрана обычно разде-
ляется перегородкой иа две части В одной из них размещаются
силовые элементы, создающие большой уровень помех — траи
Зисторы усилителя мощности, диоды выходного выпрямителя и
дроссель выходного фильтра Тепловыделяющие элементы разме-
щаются на радиаторе, который является одновременно стенкой
кожуха
Во втором отсеке размещаются узлы с минимальным уровнем
помех; платы печатного монтажа с узлами управления, запуска и
защиты, конденсаторы фильтра и диоды сетевого выпрямителя и
другие
Кроме экранирования в ИВЭ с импульсным регулированием и
преобразованием энергии принимаются дополнительные меры по-
давления помех за счет рациональной конструкции приборов, а
именно
459
Рис. 11 4 Конст-
рукция унифициро
ванного модуля
питания:
/ — основание; 2 —
печатные платы; 3 —•
мощные тепловыде-
ляющие элементы.
4. 5 — выводы (изо-
лированные от кор-
пуса): 6 — маломощ
ные элсктрорадио-
элсмснты
скручивание прямого и обратного проводов, по которым про
текают большие импульсные токи, и их экранирование;
введение электростатического экрана между первичной и вто-
ричной обмотками трансформатора усилителя мощности, который
соединяется с отрицательной шиной сетевого выпрямителя;
подключение лакопленочного конденсатора емкостью 0.01 —
0,22 мкФ параллельно той диагонали выпрямителя сети, к кото
рой подводится переменное напряжение с целью уменьшения ам-
плитуды колебаний, возникающих в момент запирания диодов вы-
прямителя,
введение экранирующих прокладок между транзисторами
усилителя мощности и радиатором, которые соединяются с от
рицательной шиной выпрямителя и уменьшают емкость паразит
иой связи.
Источники и модули питания бортовой аппаратуры обычно
конструктивно размещаются вместе с функциональной аппарату
рой, , которую они питают. Для уменьшения массы и габаритов
таких ИВЭ целесообразно совмещать элементы конструкции при
бора с теплоотводом. Пример такого выполнения конструкции
модуля питания показан иа рис. 11 4. Модуль выполнен в алю-
миниевом корпусе, на основании / которого размещаются тепло-
выделяющие элементы 3. В мощных полупроводниковых приборах
один из выводов обычно соединен с корпусом. Поэтому установка
нх на общее металлическое основание производится через электро-
изоляционные прокладки. Слаботочные элементы 6 и цепи управ-
ления размещаются на печатных платах 2 Электрическая связь
между верхней и нижней платами осуществляется через эластич
иый плоский кабель. Входное и выходные напряжения выведены
через изолированные выводы 4 5, размещенные на противополож-
ных боковых стенках модуля.
Корпус модуля питания, являясь одновременно и радиатором,
обеспечивает отвод теплоты от мощных полупроводниковых при-
боров Кроме того, при установке модуля питания в корпус при-
бора масса последнего используется как дополнительный теплоот-
вод.
В конструкциях источников электропитания могут быть ис-
пользованы и другие решения, обеспечивающие передачу теплоты
от тепловыделяющих элементов на корпус прибора.
На рис 11.5 показан пример выполнения печатных плат на теп-
лоотводе. На пластине / из алюминиевого сплава с помощью тепло-
проводного клея ВК 9 укреплены печатные платы 2. Переход с
одной печатной платы иа другую осуществляется через изолиро-
ванные штыри 3. Мощные тепловыделяющие элементы 4 устанавли-
4G0
ваются непосредственно на металлическую пластину / через прорези
в печатной плате. Для электрической изоляции от общего тепло-
отвода мощных полупроводниковых приборов, у которых один из
выводов соединен с корпусом, применяются изоляционные про-
кладки из теплопроводного материала, например анодированного
алюминия, устанавливаемые с применением теплопроводной пасты
КПТ-8
Конструкция одной из ячеек питания открытого типа для МЭЛ
показана на рис. 11.6|5| Основанием ячейки служит печатная пла-
та I. на которую наклеена металлическая рамка 2 с установленными
иа ией микросборками 3. На поле печатной платы н металлической
рамке выделены зоны 4 для установки дискретных элементов, вхо-
дящих в состав ИВЭ. Электрические соединения ячейки осуществля-
ются через контактные площадки (или выводы), которые размеща-
ются на контактном поле 5. Габаритные и присоединительные раз-
меры ячеек унифицированы это позволяет производить их монтаЖ
и герметизацию в составц.МЭА с наименьшими потерями полезного
объема.
Ячейки с микросборками помещаются в герметичный объем,
заполненный сухим газом с избыточным давлением 30 кПа. что га-
рантирует только истечение газа из герметического объема и исклю-
чает проникновение влажного воздуха во внутрь его
Массогабаритные характеристики ИВЭ, выполняемые по тон-
ко- или толстопленочной технологии с применением бескорпусных
элементов ИМС и гибридных ИМС существенно зависят от вы-
бранного способа герметизации прибора Объясняется это тем что
комплектующие элементы ИВЭ имеют различную высоту, например,
гибридные ИМС на поликоровой подложке не превышают 3—4 мм.
в то время как трансформаторы, дроссели и конденсаторы сглажи-
вающих фильтров могут иметь высоту 10—15 мм. Вследствие это-
го плотность упаковки элементов получается низкой — не более
0.2—0.5 эл/см:|. Для сравнения отметим, что плотность упаковки
в цифровых устройствах МЭЛ составляет 10—30 эл/см"
Рис 11 5. Конструкция печатной
платы ИВЭ па теплоотводе:
I — алюминиевая пластина. 2 — не-
чатиые платы. 3 — проходные изоля-
торы; 4 — тепловыделяющий полупро-
водниковый прибор; 5 — стенки кор-
пуса
Рис 11.6 Конструкция ячейки пи-
тания микроэлектронной аппарату-
ры
/ — печатная плата 2 — металличе-
ская рамка 3 — микросборки откры-
того типа. 4 — зоны для установки
дискретных элементов, 5 — контактные
площадки
461
Рнс. 11.7 Удельные характеристики некоторых типов ИВЭ
/—Un — 27 В. гибридно-пленочный (РП + СН). /п —50 кГц: 2 — 1/п—27 В. а
дискретных ЭРИ (РП-»СН); /п-50 кГц: 3 ИПБВ (/с-220 В: /с-50 Гц
/п-20 кГц. 4 — (Л-220 В. 3 фазы: /г-400 Гц (ВР): 5 — (/с-220 В 3 фазы
/.=50 Гц (ВР): 6 — (А--220 В. I фаза, /с-400 Гц (ВР); 7 — (Л-220 В. I фаза
/с 50 Гц (ВР). ВР — выпрямитель регулируемый
Возможны два способа компоновки ИВЭ для МЭА. 1) ячейки
питания размещаются и герметизируются в одном корпусе с функ
аномальным прибором, который они питают. 2) из герметизованиых
ячеек набирается отдельный блок питания Первый способ явли
ется предпочтительным; он обеспечивает высокие удельные харак
теристики источников питания (более 100 Вт/дм3) и функциональ
ную законченность приборов. Во втором случае удельные харак
теристики ИВЭ значительно ниже (40- 50 Вт/дм3) Кроме того,
возникает проблема соединения ИВЭ с другими приборами через
гермососдннптели и кабели, параметры которых ухудшают электрн
веские характеристики выходных питающих, напряжений: увели-
чивается падение напряжения на соединительных проводах, а
паразитные индуктивности и емкости кабеля увеличивают пульса
цию постоянных напряжений и могут явиться причиной возникно-
вения генерации в ИВЭ
Прн сравнении различных типов ИВЭ и оценке качества спро-
ектированных приборов пользуются удельными показателями
Вт/дм3 или Вт/кг На рис. 11.7 приведены графики зависймости
удельного объема от выходной мощности для некоторых типов ИВЭ.
Графики построены по результатам анализа данных ряда разрабо-
танных приборов за последнее время. Следует отметить, что удель
иые показатели, определяемые по графикам на рис. 11.7, являются
весьма ориентировочными; они иллюстрируют тот факт, что срав
пивать между собой можно только однотипные ИВЭ, работающие
в одинаковых условиях эксплуатации.
462
11.4. Обеспечение надежности на этапе разработки
приборов
Источники вторичного электропитания должны в течение опре-
деленного времени сохранять свои параметры в пределах, заданных
требованиями ТЗ, обеспечивая бесперебойную работу РЭЛ. которую
они питают. Надежность ИВЭ обеспечивается всеми мероприятиями,
выполняемыми па этапах разработки, изготовления и эксплуата-
ции приборов. При этом основы надежности закладываются на эта-
пе разработки мероприятиями, без выполнения которых трудно
рассчитывать на создание надежных источников питания.
Ос оанымн причинами ненадежной работы ИВЭ являются не
только катастрофические отказы элементов, но также неправильно
заданные требования к качеству выходных питающих напряжений,
при которых РЭА ие может обеспечить требуемые тактико-техннчес
кне характеристики, ошибки, допущенные человеком при производ-
стве и эксплуатации приборов и т.п. Хотя в некоторых случаях раз-
работчик и ие отвечает формально за многие из этих причин отказов,
ои, как правило, может оказать решающее влияние на обеспечение
высокой надежности разрабатываемых им приборов, если позаботит-
ся об этом на раннем этапе прн проектировании ИВЭ.
Можно сформулировать следующий план обеспечения надеж
ногти ИВЭ при нх разработке
1) разработка технических требовашн) к выходным параметрам
ИВЭ с учетом заданных условий эксплуатации; •
2) выбор структурной схемы устройства’ в которой наиболее
просто реализуются заданные технические требования;
3) . выбор элементной базы и облегченных режимов работы;
4) разработка конструкции, обеспечивающей безошибочность
действий человека с аппаратурой в процессе ее производства и
эксплуатации
5) испытания макетов в процессе эскизного проектирования
Разработка технических требований к источникам питания ве-
дется заказчиком с участием ра работшка ИВЭ. При этом разра-
ботчик нередко знает значительно больше, чем заказчик, не только
о том, как выполнить требования ТЗ, но и как нужно нх сформу
пировать, чтобы прибор был надежным Поэтому разработчик ИВЭ
должен не только формально, но и по существу чувствовать себя
ответственным за надежность разрабатываемого устройства. Нередко
при согласовании ТЗ возникают противоречия между заказчиком
и разработчиком, оазрешить которые можно только достигнув взаи
мопонимания. Заказчик должен четко сформулировать условия
эксплуатации ИВЭ, возможные режимы работы аппаратуры и тре
боваиия к питающим напряжениям, нх стабильности, допустимым
уровням пульсации Необоснованно'завышенные требования к па-
раметрам усложняют электрическую схему прибора, снижают на-
дежность ИВЭ. Разработчик при согласовании ТЗ должен учитывать
специфику работы ИВЭ в комплекте. Например, при согласовании
допустимой пульсации в ИВЭ с высокочастотным преобразованием
энергии необходимо учитывать узкие пики, устранить которые
значительно проще на маломощном входе потребителя с помощью
простого развязывающего фильтра, чем на сильноточном выходе
ИВЭ
Перспективным для повышения надежности является установ-
ка интегральных стабилизаторов непосредственно у потребителя
4ЬЗ
Прн этом достигается защита аппаратуры от воздействия по iex,
исключается влияние соединительных кабелей на качество питаю-
щих напряжений
Выбор структурной схемы ИВЭ должен производиться с уче-
том обеспечения надежности. Для этого разработчик должен ввести
в схем; ряд функциональных узлов, которые могут быть не ука-
заны в ТЗ, например защита силовых элементов ИВЭ от возможных
коротких замыканий в нагрузке, защита потребителя от превыше-
ния и понижения выходных пнтающ! х напряжений и т.п При вы
боре структурной схемы ИВЭ надо максимально использовать имею-
щийся науч 10-технпческий опыт, прим (ять проверенные п испы
тайные функциональные узлы, новые технические решения должны
быть исследованы и проверет ы на макетах
Выбор элементной базы в наибольшей мере влияет на надеж
ность ИВЭ Разработчик должен хорошо знать характеристики эле
ментной базы, быть эрудированным в принципах работы с тем,
чтобы грамотно использовать элементы в разрабатываемых прибо-
рах. При выборе силовых полупроводниковых приборов для им-
пульсных ИВЭ необходимо учитывать наряду с частотными свой
ствами их перегрузочную способность по току и напряжению, так
как в переходных процессах коммутации такие режимы наиболее
опасны. При выборе полупроводниковых приборов для схем управ
ления ИВЭ предпочтение нужно отдавать полупроводниковым ин
тегральным микросхемам; они позволяют реализовать многие функ-
ции управления ИВЭ с меньшим числом элементов и паяных соеди
нений
Надежность элементов в значительной степени зависит от их
электрических и температурных режимов работы в составе ИВЭ
Для повышения надежности элементы необходимо использовать в
облегченных режимах, определяемых коэффициентами нагрузки
Коэффициент нагрузки — это отношение данного параметра эле-
мента в рабочем режиме к его максимально-допустимому значению
Коэффициенты нагрузки для ЭРИ в источниках электропитания
обычно устанавливаются по нескольким параметрам одновременно,
например, но напряжению, току, рассеиваемой мощности, темпера
туре В табл 11 4 приводятся рекомендуемые значения коэффиниен
тов нагрузки для некоторых типов ЭРИ, наиболее часто используе
мых в ИВЭ.
Меры, направленные на безошибочную работу человека с ап-
паратурой, должны предусматривать исключение возможных оши-
бок, которые может допустить человек в процессе производства или
эксплуатации ИВЭ, в результате чего блок питания или питаемая
от него аппаратура выйдет из строя. Типичными ошибками такого
вида являются: перемена полярности входного напряжения, питания
постоянного тока, в результате чего в блоке питания возникает
короткое замыкание и «выгорает» входной каскад ИВЭ, перемена
местами входного и выходного соединителей, от чего «выгорают»
выходные цепи блока питания: отключение блокировки или системы
охлаждения мощных высоковольтных ИВЭ и т.п.
Для устранения таких ошибок разработчик на этапе проекти-
рования должен так развести цепи напряжения питания, чтобы мон-
тажник или оператор не смог перепутать плюс с минусом. Кроме
того, необходимо предусмотреть блокировку и сигнализацию, чтобы
без включения системы охлаждения нельзя было включить мощ-
ный выпрямитель и т п.
46'
Таблица 114
Рекомендуемые коэффициенты нагрузки для некоторых типов
элементов, используемых в источниках электропитания
Элементы и их параметры Коэффициент нагрузки
Резисторы: по напряжению по мощности Конденсаторы по напряжению по реактивной мощности Выпрямительные диоды и тиристоры по прямому току по обратному напряжению по температуре перехода Стабилитроны по максимальному току стабилизации по минимальному току стабилизации Транзисторы по току коллектора -по напряжению коллектор — эмиттер по рассеиваемой мощности но температуре перехода 0.7-0.8 0,3—0,7 0,7-0,8 0,8—0.9 0.7—0,8 0,7—0,85 0,7—0.8 0,7—0.8 1.3—1.5 0,7—0,8 0,7—0,8 U.7- 0,8 0.7 -0.8
Если позволяет конструкция, то входное и выходное напряже
ния питания ИВЭ необходимо вывести на два раздельных соедини
теля, отличающиеся между собой габаритами или конструкцией,
чтобы их невозможно было перепутать при стыковке.
Испытание макетов в процессе эскизного проектирования поз
воляет экспериментально подтвердить правильность принятых ре
шений по обеспечению заданных технических требований по ТЗ.
измерить режимы работы элементов, определить температуру иа
грева силовых полупроводниковых приборов и проверить доста
точность принятых мер по обеспечению допустимых температурных
режимов элементов.
Лабораторно обработочные испытания конструктивного маке
та ИВЭ обычно проводятся автономно. Основная задача этих испы
танин по обеспечению надежности состоит в том, чтобы выявить
«слабые места» в схеме ИВЭ, в конструкции и устранить их на ран
нем этапе разработки, до выдачи задания на конструирование опыт
иых образцов ИВЭ. Разработчик должен составить программу не
пытании, включив в нее не только проверку выполнения требований
ТЗ, но и определить работоспособность в более жестких режимах
с целью выявления имеющихся запасов.
Результаты испытаний должны фиксироваться в протоколах
или в специальном журнале и оформляться отчетом Разработчик
должен тщательно анализировать полученные результаты и прини
мать по ним решения об изменении схемы или доработке конструк
ции.
Кроме автономных испытаний необходимо провести совместные
отработанные испытания макета ИВЭ с приборами РЭА. для питания
которых они предназначены. Цель таких испытаний состоит в про
465
верке правильности заданных параметров по ТЗ. уточнении токов
потребления по каждой выходной цепи, определении помех по вход-
ным шинам питания, наводок и помех от ИВЭ, а также других
взаимных влияний, определяющих надежность аппаратуры.
При разработке ИВЭ с особо жесткими требованиями по надеж-
ности возникает необходимость их резервирования. Такую задачу
приходится решать при разработке необслуживаемой аппаратуры
с длительным сроком службы или при разработке автоматов, которые
должны выполнять возложенные на них функции при одном отказе
любого комплектующего элемента. Одним из возможных способов
построения источников питания такой аппаратуры является по-
элементное резервирование Однако при этом возрастают потери
мощности в блоке питания, возникают трудности проверки резерви
роваиных элементов. Более рациональным является поканальное по-
строение аппаратуры, при которой каждый резервируемый объем
функциональной РЭА выполняется со своим автономным источником
питания. При этом включение и выключение аппаратуры, а также
проверка резерва осуществляются подачей на ИВЭ входного на-
пряжения питания.
Обычно аппаратура повышенной надежности выполняется трех
канальной с мажоритарным элементом, обеспечивающим работо-
способность прн исправных любых двух каналах с автономными
источниками питания в каждом канале. Габариты и потребляемая
мощность такой аппаратуры существенно возрастают Улучшить
массогабаритные и энергетические характеристики можно за счет
двухкаиальиого построения аппаратуры, из которых один канал
является рабочим, а второй находится в «холодном» резерве. В этом
случае источники питания также выполняются автономными для
каждого канала, а переключение каналов осуществляется специаль-
ным автоматом. Питание этого автомата нельзя осуществлять ни от
первого, ни от второго каналов, так как в момент переключения
каналов он вообще будет обесточен. Для питания такого автомата
выполняется отдельный маломощный ИВЭ. обычно трехканальный
Глава двенадцатая
Подавление электромагнитных помех
в источниках вторичного электропитания
Источники вторичного электропитания содержат цепи с изме-
няющимся во времени током. Большинство ИВЭ являются источ
никами электромагнитных помех (ЭМП), интенсивность и спектраль
ные характеристики которых зависят от скорости и степени изме-
нения тока (напряжения), конструкции помехоизлучающнх элемеи
тов, монтажа межузловых соединений и контуров заземления Вы-
сокий уровень регулярных импульсных помех создают инверторы,
конверторы, импульсные стабилизаторы напряжения переменного
и постоянного тока
Электромагнитная совместимость (ЭМС) источников вторич
кого электропитания в РЭА обеспечивается иа этапе их проектиро-
вания прогнозированием возможных источников ЭМП, снижением
уровня ЭМП в местах их возникновения, подавлением помех, излу
466
Рнс. 12.1. Структурные схемы распространения кондуктивпых помех
по симметричному (и) и несимметричному (б) путям Эквивалентные
сопротивления. Ztn—сети питания ИВЭ Zr утечки от корпуса иа
шину заземления, Zu—нагрузки ИВЭ, ZC|, Ze!, Zin. ZM — нагрузки
в цепи несимметричных помех
чаемых в пространство, и помех, передаваемых по проводам пита
иия. сигнализации и управления, выполнением монтажных соедп
неиий с учетом требований помехоподавления. снижением воспри-
имчивости к помехам от ИВЭ в аппаратуре, т е помехозащищен-
ностью се. Удельные массогабарнтные показатели устройств поме-
хоподавления не должны существенно снижать характеристики
всей системы электропитания.
Распространение ЭМП по проводам (кондуктивиые помехи) про-
исходит по симметричному (рис 12.1, с) и несимметричному (рис
12 1 б) путям. Распространение ЭМП в окружающее ИВЭ простраи
ство (помехи излучения) проявляется в виде электрического, маг
иитного и электромагнитного поля в ближней пли дальней зоне
приема помех Особенностью ИВЭ является преимуществеииое про-
явление электрического и магнитного поля в ближней зоне, в то
же время кондуктивиые помехи могут распространяться иа десятки
и сотни метров от источника помех
12.1. Методы подавления электромагнитных помех
Схемотехнические методы подавления ЭМП используются на
начальных стадиях проектирования ИВЭ при выборе схемы и элек
трических режимов работы элементов, при размещении их и соеди
нении с корпусом.
Выбор схемы построения ИВЭ Относительно низкий уровень
ЭМП обеспечивают
двухтактные схемы преобразователей напряжения с незави
еимым возбуждением и поочередной коммутацией транзисторов |3|.
тиристорные ИВЭ с включением ключевого элемента при пере-
ходе фазы сети через нуль
импульсные стабилизаторы постоянного тока, не инвертирую
щие. полярность,
инверторы с насыщающимися трансформаторами, использую
щие коррекцию асимметрии переключения 187];
преобразователи с амплитудно импульсным преобразованием
тока треугольной формы.
Применение элементов в схеме ИВЭ должно предусматривать
выбор транзисторов с граничной частотой коэффициента пере-
дачи тока, не превышающей времени обратного восстановления
диода в контуре переключения;
467
выбор выпрямительных диодов е минимальным временем вое
становления обратного сопротивления;
плавную характеристику насыщения сердечника дросселя вы
Ходного фильтра импульсного стабилизатора постоянного тока;
незначительное снижение магнитной проницаемости сердечника
дроссели при увеличении тока в его обмотке;
минимальную емкостную связь между обмотками в трансфор-
маторе преобразователя напряжения;
- использование во входных н выходных фильтрах конденсато-
ров с малым эквивалентным последовательным сопротивлением.
Электрические режимы элементов и узлов ИВЭ Скорости на-
растания и спада тока прн формировании импульса переключения
Должны быть ограннче! ы. Эго достигается использованием следую-
щих схемных решении
включением последовательно с ключевым транзистором индук
тивности Ln т, значение которой определяется по формуле
(-Ц.Т Ф («О (12 I)
включением параллельно коммутирующему диоду конденса-
тора С1и, емкость которого выбирается из условия |88|
(Тф/гн In — Сд Сш > (0., 16т<{/Г||) Сд, (12 2)
где Тф — длительность фронта переключающего импульса; Сд —
общая емкость диода.
В переключающих транзисторах коэффициент избыточности
тока базы />‘1|ас тах выбирается так, чтобы он не превышал
значения определяемого условием минимальных потерь на пере-
ключение |3|
Входной LC фильтр ПН или ИСН должен ограничивать импульс-
ное потребление тока от питающей сети в соответствии с заданным
коэффициентом пульсации тока /гно , и выбранной скважностью Q
Индуктивность фильтра при входной емкости Свх ф и частоте преоб-
разования /к должна выбираться из условия
f-вх.ф > 8 (l-1/Q)/^ Свх.Ф *1Ю1- С2 3)
Некоторые примеры схемотехнических решений, предусматри-
вающие снижение уровня ЭМП от ИВЭ, приведены в табл. 12.1
Конструктивное размещение элементов ИВЭ должно предусмат-
ривать
взаимную компенсацию магнитных потоков в контуре переклю-
чении. например, применение бифилярного монтажа цепей с им-
пульсным током
ноузловое экранирование элементов схемы ИВЭ в силовом кон
туре;
снижение паразитных емкостных связей между корпусом и
элементами с импульсным током.
Подключение узлов с импульсным током должно осуществлять-
ся наикратчайшим монтажным соединением Необходимо разделять
цепи постоянного и импульсного тока при соединении этих цепей в
отдельных конструктивно определенных точках, исключать неконт-
ролируемое присоединение к общей шиие, цепи с импульсным током
монтировать с учетом возможных путей распространения ЭМП.
В табл 12 2 приведены примеры конструктивного размещения и
монтажного соединения некоторых элементов ИВЭ
468
Таблица 12 i
Основные выражения для схем подавления переходных процессов
в некоторых силовых узлах ИВЭ источников вторичного
электропитания
469
Окончание табл. 12.2
Схема Расчетная формула
В табл 12 I обозначено:
L/max амплитуда переменного напряжения дросселя (трансформаго-
ра), Up max—максимальное напряжение на дросселе (трансформаторе) о
момент размыкания ключа: Л/ — выходное сопротивление источники напря-
жения
Таблица 122
Примеры конструктивного размещения и монтажного соединения
некоторых элементов источников втор «чиого электропитания
Взаимная компенсация
магнитных потоков при
размещении элементов
ИВЭ на плате (подлож-
ке)
Бнфнлярное монтажное
соедиие ше
470
Поузловое экранирова-
ние
/ ’
471
tu0
Рис. 12.2. Схема разводки
трех нагрузок. Шй — шина
заземления общих проводов
источника вторичного элек-
тропитания
металлические корпуса
Соединение с корпусом дотжно
исключать случайный монтаж. Точки
соединений с корпусом целесообраз-
но предусматривать в чертежах
ИВЭ. При выполнении монтажа эле-
ментов следует придерживаться сле-
дующих основных правил:
исключать образование замкну-
тых контуров заземлений с большой
площадью;
общие провода необходим объ-
единять шиной, обеспечивающей ми-
нимальное сопротивление между
точками подключения;
ИВЭ постоянного тока, предназ-
наченные для нескольких потреби-
телей. должны использовать ра-
диальную схему разводки парами
проводов (рис. 12.2):
ИВЭ необходимо заземлять.
все сигнальные заземления" ие должны подключаться к контуру
Заземлений силовых импульсных цепей.
Заземление ИВЭ в системе электропитания осуществляется в
самом ИВЭ непосредственно на его выходных (входных) зажимах
или вне ИВЭ у потребителя В первом случае фильтрация заземляю-
щего провода ие требуется, во втором — по входным и выходным
цепям следует устанавливать фильтры Все другие соединения с
Землей должны отсутствовать, а подключение к .корпусу устройства
необходимо делать через общие шины электропитания, как это по-
казано на рис 12 2 (шина
12.2. Помехоподавляющие фильтры
Серийно выпускаемые помехоподавляющне фильтры (ППФ) и
помехоподавляющие конденсаторы предназначены для подключе-
ния к готовому оборудованию Однако требование подавления по-мех
в местах их возникновения вызывает необходимость разработки
ППФ для встраивания их в ИВЭ. Выбор типа фильтра зависит от
соотношения сопротивления источника помех и его нагрузки, а
также от вида ЭМП (симметричные или несимметричные помехи).
В табл 12 3 приведены рекомендации по применению ППФ и их
основные схемы.
Расчет полных сопротивлений при анализе ЭМП кондуктивного
типа по функциональной схеме на рис 12.3 в большинстве практи-
ческих случаев можно свести к расчету реактивных составляющих,
полученных в результате спрямления экспериментальных частот-
ных зависимостей полных сопротивлений или расчетных частотных
4
Рис 12.3 Функциональная схема конту-
ра подавления помех, Z„ Z*, Zl, Zc.
Zn — сопротивления источника помех,
линии, /С-фильтра и нагрузки
*
472
м
я
X
ч
ю
Н
Применение помехоподавляющих фильтров при различных
соотношениях сопротивления источника
и нагрузки электромагнитных помех
473
474
Рис. 12 4. Примеры спрямления частотных характеристик полных со-
противлений:
а — конденсатора; б — дросселя; в — внутреннего сопротивления
сети; г — нагрузки
характеристик внутреннего сопротивления ИВЭ, его нагрузки и
элементов ППФ — емкости конденсатора С и его собственной ин-
дуктивности £0, индуктивности дросселя L и его собственной ем-
кости Со.
На рис. 12.4 приведены примеры спрямления частотных харак-
теристик полных сопротивлений методом равных площадей выше
прямой (вертикальная штриховка) и ниже прямо (горизонтальная
штриховка). По наклонам прямых и их пресечениям определяются-
составляющие внутреннего сопротивления сети
Lg = 0,16 &XL Cg- 0,16/ДХс< Д/ (12 4)
составляющие нагрузки
L„ = 0,16 ДХ. /Д/; С„ = 0,16/ДХг Л/. (12.5)
н ri
значения элементов ППФ
L — 0,16 ДХд Д/; С=-0Г6ДХсД/; (12 6)
Lo = 0,16 ДХ. /Д/, Св =0,16/ДХг Д/; (12.7)
о
резонансные частоты, при которых происходит перемена вида
реактивности,
fp=0,I6 (ЛаСр)-о,5. (>2 8)
где а и Р — индексы пересекающихся спрямленных графиков
475
При отсутствии экспериментальных частотных характеристик
полных сопротивлений контур помехоподавления строится по рас-
четным данным, исходя из схемотехнических решений ИВЭ, его на-
грузки и ППФ, элементы которого оцениваются с помощью частот-
ных характеристик конденсаторов и дросселей с учетом их паразит-
ных параметров (номогрлммы па рнс. 12.5 и 12 6). Номограммы поз-
воляют определить частоты собственных резонансов дросселя и
конденсатора и принять решение об использовании выбранных эле-
ментов ППФ в заданном диапазоне частот.
В § 12.5 приведен метод экспериментального определения мо-
дулей полных сопротивлений конденсаторов и дросселей и вычисле-
ния по результатам измерения значений паразитных параметров
(-о * С„
Проверка граничной частоты резонанса контура помехоподав-
ления является важным этапом расчета ППФ. Критерием правиль-
ного выбора следует считать непревышение ее значения нижнего
предела частоты заданного диапазона помехоподавления.
В табл. 12.4 приведены данные по схемам замещения для основ-
ных типов ППФ и ход решения по номограммам на рис. 12.7 и 12 8
Определение граничной частоты производится для нескольких ва-
риантов ППФ. Пользование номограммами предусматривает приме-
нение в исходных данных сложение емкостей (рнс. 12.7) илн сложе-
ние индуктивностей (рис. 12.8) Линии связи элементов контура по-
давления помех представляются индуктивностью £л
Расчет помехоподавляющего контура проводится по следующим
исходным данным: диапазон частот подавления помех, в котором
обеспечивается максимальный коэффициент ослабления /01 — /0»;
минимальный коэффициент ослабления помех К'в т(П при минималь-
ном пределе частотного диапазона рабочий ток и напряжение
вид тока, падение напряжения на дросселе фильтра; конструкти
ные требования и требования по технике безопасности. Порядок
расчета помехоподавляющего контура следующий
I В заданном диапазоне частот производят оценку полных со-
противлений нагрузки Z, и внутреннего сопротивления ИВЭ Z;
При этом вычисляют параметры схемы замещения С,-, L(, Сн, £н по
формулам (12.4), (12.5).
2. В заданном диапазоне частот определяют порядок значений
сопротивлений Zu, используя параметры Сн или £н и Z,-, а также па-
раметры Cj или L;. При этом могут применяться номограммы иа
рнс. 12.5 и 12.6
3. По табл. 12.3 выбирают принципиальную схему ППФ удов-
летворяющую определенному виду помех (симметричные или несим-
метричные помехи).
4. По табл. 12.4, используя данные пп. 1 и 2, а также требова-
ния по удаленности нагрузки от ИВЭ, выбирают схему замещения
контура подавления помех.
5. По графику на рис. 12.9 определяют индуктивность проводов
линии питания заданного диаметра и длины /.
6. Определяют возможность использования в качестве помехо-
подавляющего элемента блокировочного конденсатора. По формуле
из табл 12 4, соответствующей выбранной схеме замещения, оп-
ределяют значение емкости конденсатора, а с помощью номограммы
на рис. 12.5 принимают решение о целесообразности его использо-
вания, ориентируясь на практическую возможность осуществления
необходимой для заданного частотного диапазона собственной ин-
дуктивности конденсатора.
ч
476
Рис 12,5 Частотная характеристика дросселей Рис. 12 6. Частотная характеристика конденсато-
ров
477
«э
Рис 12 8. Номограмма резонансной частоты контура подавления помех по исходным значениям ин-
дуктивностей
Основные характеристики и схемы замещении контуров подавления
Эквивалентная схема
помехоноданлония.
Коэффициент
ослаблення Ко
Соотноше
кие пол-
ных сопро-
тивлений
Схема замещении
Емкость фильтра
I
2
1 Конденсатор, включенный непосредственно
2. Конденсатор, включенный на
480
помех
Таблица 12.4
Граничная частота резонанса контура помехоподавления fo Номограмма
К? рисунка Ход реигенмя Параметры номограммы
4 5 6
на выходе ИВЭ и на входе нагрузки
Резонанс отсутствует
O.l6(LHC6n)-05 Рис С "X 12.7 к С=Соя Z. _ L„
<М6К<(С&.+-Сн)Г0-5 С — Сдд+ См Lt
! LiL,, \-o.s Рис 12 8 С — £бл
L £
O.lblCj^ 1
\ / £*=£/
h ftp
входе нагрузки после линии о..бк 1 06 Рис С Сг 2Е 12 7 к С| "“Ссл+Сц Ct=Q
С/ ftp
16 Зак 736
481
482
Продолжение табл 12 4
J 4 5 0
/ ctc6„ \-o.5 °-,6 ^rLr \ С,-4-СбЛ / Рис. С 12 7 Г* »1 о Й II ||
Ci ftp
О,16(СПл^1.)“0-5 Рис. С 12 7 к С=С(5Л /.= Z-H
ftp
выходе ИВЭ до линии и нагрузки
О |в/, _£бл£н_\-0 5 О lb I tn • 1 \ СблЧ" Си / Рис. Сг ' 12 7 к X S Ц L) U *J 1 II II и С
Ct ftp
о. 16!C6J, (/.л + Лн)Г° 6 Рис. С 12.7 к С«-Сбл Сл-|“ Дц
1 0.16 шсблг0 6 ftp С — ьбл
( Сбяс„ \-o.6 °.«бII, ] \ ^-бл + ^и / Рис С Сг с, 12 7 ftp С? II 1 II и и
16*
483
3
4 Конденсатор, включенный
484
Продолжение табл. 12 4
5 6'
после части линии до нагрузки 01й/, сбПСн \-°» ° ,ьСл’сбл+си ) Рис. С 12.7 'к4 С- о о 1 и ’ll Г Р
Ct ftp
О.161Сбл(/.н4-^)|~05 Рис. С 12 7 к с=сбл = ^н + ^-Л1
fv
включенный на выходе ИВЭ и bxoj . ..[. (Сф + Си)С, !-»•* 161 Ф Сф+Сн4С( J f С,Сл \-os 0 16Г* с\с \ ь/ 4- Сф / ie нагрузк! Рис. С сг « • 12 7 \4 и* + < ст (j i и || Il II II О >j и (J «4 С
Ct ftp
0 16ЦГ| + /.ф)(Сф-|-Сн))_0 5 Рис С 12 7 С=. Сф4-Сн L —Lt -р- Лф
ггр
485
Продолжение табл. 12 4
| <__________________________________________1 5 | 6
Л . J + ]-o.s Рис. 12 8 L
О, ib I Сд. 1 1 t-н + L 1 •+ l-ф J Wk Д, ftp n t- n <?Г
включенный на выходе ИВЭ до линии н нагрузки
0 k>(l СфСн 1 Г Рис С Сг 1 2.7 е , я я и (J -~1 В В II G" и
l л Сф+С„ J
f-t fV
о, 16|Сф(£л+ Z.H>|_0 s Рис С 2.7 L С=Сф Z. = 7-л4* £-н
• ’•“гЧ+ц+и+г. 1 Рис £ 1г 2 8 С С=Сф tj = £.f+ £ф ^-а = ^я+ ^-ж
ftp
487
I
2
3
7. Г-образный фильтр с емкостным входом.
8. Г-образиый фильтр с емкостным входом,
488
Продолжение табл. 12.4
1 < 1 5 1 . 6
включенный на выходе ИВЭ и на входе нагрузки
Рнс. 12.7
/ СФСН \~0’5 ° -16 р-Ф * ) С к_ •О’ Я А и и «J || II II у и -J
с.
Рис. 12.7
0.16|Сф(/.,|, + £ц)| —0,5 С к- с«=сф £ = £ф Ч-£ц
ГФ
Рис. 12.7
n |а(/ СФС» \~°-5 ° Г* сФ+с1( ) С h ~TS к. е з & у и 1 II 0 — м «J У У
Сг
включенный после линии Рис. 12 7
oiefz. СфС" Г0,6 С сг г> е> ю » II р Г> Г1
’ Гф Сф+cJ К - £-/ф
с, fv
489
490
Продолжение табл 12,4
4 5
• Рис 2 7
о.1е|(/ф4-мСфГ05 С С=Сф ^i|j 4-^ц
ftp
Рис 12.8
„ 1гь (Л|+кп)(1-ф4-Г..)'|-Р-5 0.16 1 ел — 1 [ * Д;+.£л + £ф+-/.„ ] 1г £ ч = II II и •U*
ftp
ha выходе ИВЭ и входе нагрузки
П 1кб СФ«С<М У0,5 и lol Lfh - 1 Рис. 12.7 С Г> Г> II II е> г> е •& № ~
\ СФ1 + сфа / Сг < Г» ftp t-Z-ф
491
11 Т-образный фильтр, включенный
492
Окончание табл. 124
после линии на входе нагрузки
Рис 12.7 -
016/, Сф<Сф’ V08 kbt С] = Сф|
" 6ГФ Q. + С„ J (?2 ^-ф2 £ — Аф
Сг
на выходе ИВЭ и входе нагрузки
•«('♦ттН'” \ Сф сн / РиС С Сг 12.7 II “° § - г> и * и ’ ®
Ci ftp
о 16|Сф(£.ф4-М1~° 5 Рис С 12 7 к С-Сф А = Аф -j- Ец
493
7 При использовании индуктивно-емкостного фильтра по номо
грамме па рис. 12.10 и исходным данным Котах. /0| и /ог необходимо
определить произведения LC и L0C0, соответствующие наклонным
прямым, как это предусмотрено ходом решения номограммы на
рис. 12.11, а
задаваясь значением индуктивности L так, чтобы получить с
помощью нижней половины номограммы на рис. 12.10 прн пересе-
чении графика L в точке, соответствующей частоте /01, значение Со,
которое обеспечивается на практике. При этом необходимо опреде
лить значение емкости из произведения LC, а при частоте /02 ана
логичным приемом отметить значение Lo и оценить возможность ее
практической реализации.
подставляя исходные значения Komtn, faH и значение L = Гф
в формулу емкости фильтра, приведенной для выбранной схемы
вмещения в табл. 12.4, находим значение емкости Сф и выбираем из
двух значений С и Сф наибольшее.
8. По номограмме на рис. 12.7 илн 12.8 используя полученные
в результате расчета параметры, определяем граничную частоту
резонанса контура подавления помех /гр, значение которой не долж-
но превышать частоты /и „. Ход решения номограммы и значения ее
параметров приведены в табл. 12.4.
Пример 1. Требуется рассчитать контур подавления помех в
ИВЭ по следующим исходным данным: максимальный коэффициент
ослабле.ния помех Ко тах = 60 дБ; диапазон частот, в котором
обеспечивается K0mov fol —fot “ 5-?70 МГц; минимальный коэф
фициент затухания контура Кп тщ — 40 дБ при минимальном пре
деле диапазона частот fa.n — I МГц; помехи распространяются по
несимметричному пути; нагрузка подключена к ИВЭ проводом
длиной 0,5 м, диаметр провода 0,5 мм.
1. Анализ частотной характеристики внутреннего сопротивле
ния ИВЭ и нагрузки показал, что они могут быть представлены па
раметрами С1 — 0,1 мкФ и LH =50 мкГн.
Рис 12 9 Номограмма индуктивности медного провода круглого се
чепия
494
Рис. 12.10 Номограмма типовой характеристики ослабления электро-
магнитных помех для Г образного ДС-фильтра
495
Рис. 12.11. Ход решений номограммы иа рис. 12 10 foi=0,16(Z.C0)“°-5;
/02=О.16(/.оСГ°-5
2. Определим возможность использования блокирующего кон
денсатора:
выбираем схему замещения п 2.2 табл. 12.4;
для выбранной схемы замещения и заданным значениям Ct *
= 0,1 мкФ и Komin = 100 (40 дБ) определяем емкость блокирую-
щего конденсатора;
Сбл = ^от1» с« “ 100 0,1 = 10 мкФ;
по номограмме на рис 12.5 для диапазона частот 5—70 МГц
конденсатор емкостью 10 мкФ должен иметь собственную индуктив-
ность порядка 10-4 мкГн, что не может быть выполнено для кон-
де (саторев большой емкости.
3. Расчет индуктивно емкостного ППФ- по номограмме иа рис.
12 5 для заданного диапазона частот 5—70 МГц по параметру за-
мещения сети Cf = 0,1 мкФ определяем реактивное сопротивление
XCi — 0 35 — 0,02 Ом. Аналогично по номограмме на рис. 12.6 по
параметру замещения нагрузки 50 мкГн определяем реактив
ное сопротивление
XLU = >.5 • 103 — 2 10* Ом
4 Ориентируясь на полученное соотношение сопротивлений
сети и нагрузки по табл. 12.3 выбираем Г-образный фильтр с ни
дуктивным входом для несимметричных помех
5. Определяем элементы ППФ по номограмме иа рис. 12 10
по заданным КОтах в 60 дБ, /01 =• 5 МГц, /oi ™ 70 МГц на-
ходим значения произведений LC •— 1 мкГн мкФ и £0С0 — 6 К
X 10*° мкГн мкФ
по заданному К0П|щ “ 40 дБ при частоте /н и =» 1 МГц оп
ределяем прямую, соответствующую произведению LC “ 3.5 мкГнХ
X мкФ. При этом новое значение частоты /oi = 3 МГц.
6 Задаваясь индуктивностью L “ 10 мкГц, определяем
С = 3,5. 10 “ 0,35 мкФ
по номограмме иа рис. 12.10 для частоты /01 — 3 МГц и С-==
“ 0,35 мкФ находим Z.o = Ю-1 мкГн, а для частоты fat 70 МГц
и I “II мкГн — значение С, “ 0,5 пФ;
496
определяем емкость Сф по формуле п 6.2 табл 12.4 и заданным
значениям Kllrn,-n — 100(40 дБ) и fu.n — 1 МГц. Принимаем L *
= Гф 10 мкГн
/(о mjn (•+Сф/Сц) 100-1 2 -
<'«= ------iSTir'0 3 "кф
Выбираем большую из емкостен С н Сф С ** 0,35 мкФ
6. По заданной длине проводов ИВЭ — нагрузка и их диаметру
(0.5 м и 0,5 мм) по рис 12 9 определяем индуктивность проводов лн
иии питания Ln ~ 2 0.85 — 1,7 мкГн. Множитель <2» учитывает
обратный провод.
7. По номограмме на рис. 12 7 и ее параметрам С = Сф
= 0.35 мкФ и 1= £, + LH ~ 1,7 4- 50 да 52 мкГн проверяем гра
ничиую частоту резонанса контура подавления помех в соответствии
с ходом решения, приведенным в п. 6.2 табл 12.4
Частота М. = 0.1 МГц. Требование /г1></п и~ 1 МГц выпол-
няется.
Определение диапазона частот подавления ЭМП по известным
параметрам ППФ осуществляется По номограмме на рис 12.10
Прн этом производится оценка максимального коэффициента ослаб-
ления Котах- На рис 12.11, в показан ход решения поставленной
Задачи
Пример 2. Даны параметры индуктивно-емкостного ППФ-
/. —10* мкГн. С=» 10—4 мкФ Си = 1 пФ Z.u=10—2 мкГн
Требуется определить границы частотного диапазона, в котором
осуществляется максимальное ослабление помех
1 По заданным параметрам вычисляем произведение
LC = IO*-10— 4= 1 мкГи-мкФ,
L„ С„^= I0"2 1 10-fi=JO“8 мкГи-мкФ
2 . По номограмме на рис 12 10 в соответствии с рис. 12 11.0
определяем fOi = 1,5 МГц, /от =150 МГц Значение Катах — 40 дБ
Параллельное включение блокирующих конденсаторов увеличи
вает частотные пределы помехоподавлення, если подключаемый кон-
денсатор более высокочастотный, чем основной. На рис 12.12 при
ведеиа эквивалентная схема включения конденсаторов н спрямлен-
ные частотные характеристики полного сопротивления цепи. Резо-
нансная частота параллельно включенных конденсаторов лежит
между резонансными частотами ft, f3 конденсаторов С|, С2 и равна
/р=О,16(/.о:1 С.,)"05 (12 9)
где Т-оэ*3 Lei -f-Z-oj Св—С, С4/(С,-|-С4)
Модуль полного сопротивления на частоте резонанса /₽
Обычно Lm < £.0|, С2 < С2 Прн этом /р=в,1б(£.О1 С2) 0,5
Zo.^ —0,5 У£.qi/£-2
497
Последовательное включение дросселей предусматривает увели-
чение полного сопротивления индуктивного элемента ППФ На рис
12.13 приведена-эквивалентная схема включения индуктивно несвя-
занных дросселей и спрямленные частотные характеристики полно-
го сопротивления цепи.
Резонансная частота последовательно включенных дросселей
/р-O.lfi (£3 Сяа)-°-5. (12.11)
где Co» = Coi+Co2. Модуль полного сопротивле-
ния на частоте резонанса
Zol.= O.5/£:,/CU;1 (12 12)
Взаимная индуктивность близко расположенных дросселей уве-
личивает полное сопротивление цепи. При включении однотипных
дросселей
=0.16 (ЛС0)-°-5 в Zol_=0,25 j/1/С^
где Z-, » Lt Сп С01 =. С02.
Поглощающие фильтры применяются в диапазоне частот свы-
ше 20—50 МГц. Они используют магиитопровод тороидального типа
С внутренним диаметром, согласованным с диаметрам провода, под-
ключаемого к входным или выходным зажимам ИВЭ. Материалом
магннтопровода являются ипкель-цинковые ферриты с низкой на-
чальной магнитной проницаемостью и альсифсровые магнитоди-
электрические материалы
Включение поглощающего фильтра в контур подавления ЭМП
эквивалентно применению последовательной индуктивности. Гн
1101).
1=0 2р0 й 1» ~ 10 9 (12.13)
LB
где-р* = lim дд, мкГн/м — обратная магнитная постоянная; й =
длине магннтопровода, м; D, d — внешний и внутренний диаметры
магннтопровода
Рис. 1212 Частотные характе-
ристнки двух параллельно
включенных конденсаторов
Рнс. 12.13. Частотные характерн
стики двух последовательно нклю
ченных дросселей
498
Рис 12.14 Схема сетевого по-
мсхоподавляюшего фильтра
Рис 12 15. Функциональная схема
активного помехоподавляющего
фильтра
Помехоподавляющие фильтры в сети переменного тока (сете
вые фильтры — СФ) имеют ряд особенностей отличающие их от
ППФ в цепи постоянного тока Расчет и выбор элементов СФ дол-
жен предусматривать
наличие в цепях симметричных и несимметричных путей рас-
пространения ЭМП и безопасное значение тока утечки через емкость
фаза корпус, подключаемую в контур несимметричной помехи
1891
/ут = I . 1 Uc. {11 (лс Сф.« + СИз)*1 + 4/? } ° 6
где Uc. <ос — напряжение и частота сети. R — сопротивление тела
человека; Сф к. Сиз — емкость фаза—корпус и емкость изоляции
фазы пе — число параллельно включенных конденсаторов в СФ
рассматриваемого ИВЭ Сопротивление R лежит в пределах 20
50 кОм
допустимое падение напряжения рабочего тока из условий по
терь в дросселе фильтра
Входная емкость фильтра, подключаемая между фазами для
ослабления симметричных ЭМП. не должна создавать излишнюю
реаыпвную мощность в первичном источнике питания
Выбор схемы СФ и его элементов, расчет коэффициента ослаб-
ления ЭМП проводится по методике, изложенной выше с использо-
ванием табл. '12.3 и номограмм на рнс. 12.5—12.10. Расчет ведется
раздельно для несимметричных и симметричных помех Прн этом
два двухобмоточных дросселя включаются так, чтобы в одном нз
них подключение обмоток было согласным для несимметричных
помех и встречным —для симметричных (рис 12 14)*.
В сетевых фильтрах эффективно применяются четрехвыводиые
конденсаторы типа K73-2I и пленочные конденсаторы типа K73-I7,
а в качестве магнитопроводов — пермаллой МП 140. ферриты
600НН, 200ВНРП Конструктивный расчет дросселя и всего Сф
проводится с учетом необходимого экранирования от внешних по-
лей
Активные помехоподавляющие фильтры (АППФ) эффективно
используются в низкочастотном диапазоне (ниже 1 5 МГц), так
как масса и объем пассивных ППФ в этом диапазоне существенно
возрастают Применение АППФ позволяет использовать методы гиб-
риди< пленочной и полупроводниковой технологии обеспечивает
создание импульсных ИВЭ. удовлетворяющих требованиям ЭМС в
РЭА
* Схема фильтра разработана Г. С Векслером.
499
Частотные характеристики коэффициента ослабления активных
помехоподавляющнх фильтров
Таблица 12 5
№ ae пи Схема входной цепи Эквивалентная емкость Интервал частот Коэффициент ослаблении Логарифмическая амплитудно час тотиая характеристика
1 ftx Г 1 Sp Ку Тах Vl +ш‘т*ф ы<1/Тк.ф ш>1/Тк ф U>“ Та ф TBJl <0 Ти.ф ТНХ/ТК ф *4 ф 20^- Ы1\ j / 1 1 JK 1 \ J LA—
Vr..e о
2 *г л S X fXl/ЧФ w2> l/Лк ф ш а та ф о та.ф/Тк Ф Афф 20 ° .
ы v 1 + ы2 т® ф 1 —_1 /1 A 1A
7/Тхф C0Q1 й)щ й)
Продолжение табл /2 5
8
*
1 № ue- i ПИ | Схема входной цепи Эквивалентная емкость Интервал частот Коэффициент ослявлении
TjZxh^Tk ф w а ф ш2ата,фТ| (0 Q ^а,ф^|/Тк.ф
ш< 1 / т, 1 1 — <ш< — т, ат! 1 1 — <ш< аТ1 ТК.Ф
3 U । ’ a Sp Ку ]/1 -l-w4 Ti 1 (1>> —— тк Ф Та.ф/Тк ф
ш l/(l + <o2a2T2)(l+w®T’^) тк Т| ш о ф а ф/^к Ф ш о та ф Т)/тк ф Та.ф/Тк ф
1 ш<1 /тк ф 1 ) <Ш< тк.ф 1 1 . <и>< ' т, ат, 1 ш > пт.
Логарифщическаи амплитудно-
частотная характеристика
ыог ш
7,5?, Г, ф
if
_ ____ &02 й!
ti вГ<
Примечания ^ВХ 1Э фа^р ^у ^Др' г>’* т*а,яа Я.;), (Do1’® 1// L - С» Woz^ I / / Lo С
802
АППФ с параллельным регулирующим элементом (рис 12.15)
отличаются от активных сглаживающих фильтров входными це-
пями усилителя обратной связи Zr. Z2. определяющими вид частот-
ной характеристики коэффициента ослабления ЭМП При анализе
АППФ необходимо учитывать собственную емкость дросселя С(, и
собственную индуктивность L„ конденсатора, включенного парал
лельно нагрузке.
Коэффициент ослабления АППФ Кл ф “ to2LnpC3KB где
СЭКн — частотно-зависимый модуль эквивалентной емкости фнльтра
В табл 12.5 приведены значения СЯКв и логарифмические ампли-
тудно-частотные характеристики коэффициента Кя.ф. который
определяется крутизной регулирующего элемента Sp. коэффициентом
усиления усилителя Ку. соотношением постоянных времени
входной цепи твх. т,. х, и наибольшей постоянной времени в кон-
туре обратной связи тк ф Постоянная времени та ф “• SpKyLnP
характеризует эффективность АППФ
Из табл. 12.5 видно что для всех логарифмических ампли-
тудно-частотных характеристик (ЛАЧХ) характерно снижение
коэффициента ослабления с ростом частоты выше резонансной часто-
ты дросселя шо1‘=в 1 1^-дрСо н прекращение влияния АППФ на
подавление ЭМП иа частоте выше резонансной частоты конденса-
тора ci>nt = l/]/L Сн где проявляется лишь сглаживающее свой
ство пассивной части АППФ (пунктирный график)
АППФ позволяет получить значения эквивалентной емкости
порядка десятков и сотен микрофарад, а с помощью его входных це-
пей — формировать необходимые ДАЧХ коэффициента ослабления
и обеспечивать устойчивую работу Влияни£*внутреннего сопротив-
ления источника ЭМП Z,- и нагрузки Zh оценивается дополннтель
иым коэффициентом ослабления, модуль которого для АППФ с
входной иеп-ью №1 в табл. 12.5
Кк ф (ш) =» JA +<ч2 т’х I ыС, Rll J/ 1 +<й» т» ф
где тк = SpKyRit С/ к R„ выходная емкость источника ЭМП
и нагрузка АППФ В низко (астатном диапазоне Кк ф (<>) — l/«o X
X CtRu. На частоте со > 1/тк ф влияние помехоподавляющего кон-
тура снижается в соо ветствни с зависимостью Кк ф (ш) =
* Sp КуТвх/соС| тк.ф. В высокочастотном диапазоне при ц> > 1/ти,
учитывая соотношение постоянных времени твх и тн =» CltR„,
можно определить интенсивность возрастания Кк ф (со) с рэстом
частоты по формуле ^.ф = <отдн V 1 + • + ш±т х где
Тдп “ ^-др^ R»-
Коэффициент ослабления помехоподавляющего контура опре-
деляется суммой Кя ф (ю) + Кк.ф (")
12.3. Экранирование в источниках вторичного
электропитания
При экранировании ИВЭ материал и толщина стенок экрана
выбираются так чтобы не было излишнего увеличения массы, ухуд-
шения теплового режима усложнения обслуживания Электри-
чески негерметичные экраны т е экраны, содержащие щели, раз-
меры которых выше допустимых резко теряют свою эффективность
503
и восполнение ее не может быть обеспечено за счет применения ма-
териала с высокой проводимостью или путем увеличения толщины
стенок экрана. Поэтой же причине в ИВЭ не нашли широкого при-
менения многослойные экраны.
Незамкнутые экраны имеют простое конструктивное исполне-
ние практически не ухудшают тепловой режим ИВЭ если воздуш-
ный конвективный поток или направление обдува происходит вдоль
плоскости экрана. Эффективность незамкнутого экрана на частоте/
кГц определяется коэффициентом электромагнитной связи К3 с»
дБ. контуров с эквивалентным радиусом гд. см ориентировочно оп-
ределяемым по конструкции излучателя и приемника ЭМП |102|.
Кэ.с = IOIr |(feMr ,df)2 -f- 11 . (12 14)
где d — толщина материала экрана см. - безразмерный коэф-
фициент. определяемый по графику на рнс 12 16 по удельному со-
противлению выбранного материала экрана
Замкнутые экраны Эффективность экранирования электричес-
кого и магнитного полей в относительных единицах определяется
соотношениями
ЭЕ- EtfEt Эы =а. (12 >5)
где £, и Я, — действующая напряженность электрического и маг-
нитного полей при отсутствии экрана Е.г и Нг — то же прн наличии
экрана
Эффективность экранирования, выраженная в децибелах
Эс =. 201g (Е,1Е.г). ЭЛ1 = 201s (Я,/Я4) (12.16
Расчет эффективности экранирования проводится по номограм-
мам иа рис 12.16—12.19 построенным по зависимостям 1991. Эф-
фективность экранирования электрического поля медных экранов
сплошного (рис 12 17)
7 10* Я~0л3 Г 1 08 exp (2nJ//nlt)
сетчатого (рис 12 18)
Э' -6 ГО» (R3 /)-oas d, S~° 5 exp ljid,/(S-dg)l;
из фольги (рнс 12 19)
Э| 2.7-10’(Лн/)““ ” d0,5
504
Здесь приняты следующие обозначения f — частота, при которой
определяется эффективность экранирования, МГц; Ra -в 0,63 X
X — внутренний эквивалентный радиус экрана, м, Ув —
объем экрана, м®; d — толщина материала экрана, м, тн — наиболь-
шая длина щелей в экране м; d3, S — диаметр проволоки и ее шаг
для сетчатого экрана, м.
Эффективность экранирования электрического поля метали-
зированной поверхностью (рис. 12 20)
=3.5 10’ (/?э f)-0-83 (<?м РТ«)-° 5
Рис 12.17 Номограмма эффективности экранирования сплошного
медного экрана
505
Параметрами материала металлизации являются: QM — расход
металла. кг/м2, р — удельное электрическое сопротивление. Ом м.
Vm “ плотность, кг/м3.
Эффективность экранирования магнитного поля медным экраном
в децибелах Эм = пЭЕ\ или Эм 201g (лЭ£), где п — показатель
эффективности экранирования магнитной составляющей поля
л - Г(1 + Г2) (I + Г3) 03 (12 |7)
Функция Г= 0 02RJ Размерность: R3, м, f, МГц. Частотная
зависимость показателя п приведена на рис. 12.21. Эффективность
506
Рис 12.19 Номограмма эффективности экранирования экрана из
фольги
экранов выполненных иэ алюм» ния, латуни, бронзы, рассчитыва-
ется ио эффективности медных экранов с использованием коэффи-
циента
Кв= 1,14 - 10
На рис. 12.22 приведена зависимость коэффициента Кьот у дель
ного электрического сопротивления материала экрана р.
Эффективность стальных и пермаллоевых экранов рассчиты-
вается с учетом коэффициента /(• = £fip-«.2s.
507
На рнс. 12.23 приведена зависимость коэффициента fee от удель-
ного электрического сопротивления р прн постоянных значениях
относительной магнитной проницаемости |ЛГ.
На частотах свыше 20 МГц необходимо пользоваться поправоч-
ным коэффициентом, учитывающим электрическую негерметичность
замкнутого экрана
= (14-Ю-«т„Пв-
Длииа щели /пн принимается наибольшей по сравнению с дру
гимн для рассматриваемого экрана. На рнс. 12 24 приведена час-
тотная зависимость коэффициента km
Снижение эффективности экранирования перфорацией учи-
тывается множителем fen = (а — D)2/a*, где D — диаметр отверстий
а — расстояние между их центрами (рис. 12.26)
На рис 12 25 показана зависимость коэффициента kn от пара-
метров перфорации.
Расчетные формулы для различных типов экранов приведены
в табл- 12 6 Последовательность расчета эффективности экрани-
рования изложена в следующих примерах.
Пример 3. Определить эффективность экранирования для замк-
нутого экрана из алюминиевой фольги.
Рис. 12 20 Номограмма эффективности экранирования металлизиро
ванной поверхностью
508
Рве 12.21 График показателя эффективности экранирования магнит
него поля
Ряс 12 22. График расчетного
коэффициента для материалов
с Цт=1
Рнс 12 23 График расчетного
коэффициента для материалов
с Цг=Л 1
509
Рис 12.24 Графики поправочного коэффициента эффективности эк
ранирования в ысокочастотном поле
Исходные данные: частота, на которой ослабляется магнитная
составляющая поля, f — 30 МГц; объем экрана Va <=• 350 см*
толщина фольги d — 0 02 мм; наибольшая длина щели тн 20 мы
1 Определяем эквивалентный радиус экрана
3___ 3 ______________
Яэ=0,631А'в =0,63 И350-IO”6 =4.3-10~* м
2 По номограмме на рис. 12 19 в соответствии с ходом решении
приведенным иа поле номограммы, по заданным значениям /?в, d и /
определяем эффективность экранирования электрической составляю-
щей поля для медной фольги — 1,3 • 10s (102 дБ).
3 По графикам на рис. 12 24 и значениям f — 30 МГц н т„-=
— 20 мм определяем поправочный коэффициент km — 0 94
4 По удельному электрическому сопротивлению алюминия
р=2 8 I0-8 Ом • м из графиков на рис. 12.22 определяем попра
вочнын коэффициент = 0 82.
5 По графикам иа рис. 12 21 и значениям f и RB находим пока-
затель п = 2 5 10-2
Рис. 12 25 Графики коэффициента «жжения эффективности экрани
рования перфорацией
510
Таблица 126
Эффективность экранирования замкнутых экранов
Тнп экрана Материал экрана Электрическое поле Магнитное поле Номограмма
Сплошной Медь njfm Эр Рис. 12 17
Алюминий латунь бронза km Эр nk6km ЭЕ
Сталь, пермаллой ьт эЕ nkfr km ЭЕ
Перфори- рованный Медь ^н km ЭЕ лЛд km Э£ Рис 12 17”
Алюминий, латунь, бронза kf) пп Эр 1 nk^ kn km 3 g
Сталь, пермаллой ЯР о« 2е" яг 5 Оз $ е
Сетчатый Медь km ЭСЕ nkm эЕ ч Рнс. 12 18
Алюмнннй, латунь, бронза k^ km ЭЕ km е
Сталь иЩ £ ** nfe6 ^т ЭСЕ
Из фольги Медь Л" 3 & nkm3$ Рис 12 19
Алюминий *6 km ЭЕ nkm kE
Металлизм роваииый См номо- грамму на рнс. 12 20 k/п 3>U СТ) S Рнс 12.20
51)
6. Искомая эффективность экрани
рования магнитной составляющей поля
для экрана из алюминиевой фольги оп-
ределяем по формуле нз табл. 12 6’
3% = nk6km Э| = 2,5 10-2-О 82 х
X 0.94-1,3-10» = 2.6- IO» (68 дБ)
Пример 4 Определить допустимое
значение показателя электрической не-
герметичности тя для сплошного экрана
Рис. 12.26 Параметры из стили Э46 по следующим исходным
перфорации данным, эквивалентный радиус экрана
Ra = 0 02 м. толщина стенки d =«
— 0,75 мм. Эффективность экранирования на частоте 100 МГц
должна быть ЭЕ = 10s. ,
I. Для стали Э46 по справочным данным относительная маг
нитная проницаемость = 750; удельное сопротивление р =55 х
X 10-4* Ом м.
2. По график м на рис 12 23 находим значение коэффициента
ftd = 0.075.
3. По формуле эффективности экранирования сплошного сталь
ного экрана (табл 12 6) определим значение ЭЕ для медного экрана,
прн этом по графикам на рис. 12.24 для частоты f=a 100 МГц при-
мем ориентировочно пределы коэффициента 0.75—0.95:
ЭЕ — — 10s/(0,75 -j- 0,95) 0.075 = (1.4 - 1 8) x
X 10*
4 По номограмме на рис. 12 17, используя значения ЭЕ /
определяем отношение d/mH = 0.1—0 15 Ход решения прнннма
ется противоположным указанным на номограмме направлениям
стрелок.
5 Допустимое значение электрической негерметичности экра
на при заданной толщине стенок d ~ 0.75 мм составит
тн = <1/(0,1 — 0 15) — 5 -i- 7.5 мм
Общая эффективность подавления ЭМП посредством ППФ
встроенных в экранируемый ИВЭ, обеспечивается в случае, если ос
лабление помех в проводах примерно равно эффективности экранн
рования При этом принимаются меры для уменьшения паразитных
связей между входом и выходом встроенного ППФ
В связи с тем, что приведенные методы расчета эффективности
подавления кондуктивиых помех и экранирования излучений от
ИВЭ являются приближенными, иа частотах выше 200—300 МГц не
обходимо иметь достаточный запас При оценке границ уверенного
(с точки зрения точности) расчета можно использовать номограммы
иа рис 12 5 и 12.6 для элементов ППФ по их практической реалн
Зуемости и неравенство /, МГц С 50//?в, м для контроля эквива
лентиого радиуса экрана при заданной верхней границе частот по-
давления помех излучения.
512 •
12.4. Электромагнитное помехи в гибридных
интегральных микросхемах и микросборках
Миниатюризация ИВЭ иа основе гибридных интегральных мик-
росхем и мнкросборок привела к качественному изменению излу-
чаемых и передаваемых по проводам помех. Повысилась роль емкост-
ных связей между близко расположенными элементами, сократи-
лись расстояния от ИВЭ до ее нагрузки. В микросборках помехи
ослабляются металлическим корпусом.
Методы подавления помех, приведенные в § 12.1, в основном
применимы к ИВЭ, выполненным по гибридно-пленочной техноло-
гии; однако необходимо учитывать следующие особенности:
при установке на подложку бескорнуслых конденсаторов долж-
но быть обеспечено четырехпроводное соединение их с другими эле-
ментами схемы так. чтобы создать раздельные входные и выходные
импульсные цепи;
взаимное расположение элементов микросборкн осуществля-
ется с учетом самокомпенсаиии импульсных магнитных полей;
экранирование дросселей импульсных стабилизаторов и транс-
форматоров преобразователей должно предусматриваться в кон-
струкции корпуса микросборкн;
входные и выходные выводы микросборкн попарно распола-
гаются так, чтобы соединения их с контактными площадками имели
минимальную площадь. Вход и выход модуля ИВЭ должны быть
разнесены или расположены на противоположных сторонах корпуса
Оценка перекрестных помех внутри микросборки производится
ио воздействию низкоомного силового контура импульсного ИВЭ
(активная цепь) на высокоомный контур управления (пассивная
цепь).
При этом определяются [85]: индуктивность проводника (ре-
зистора) L, мкГн
L = 2 • 10"31 [2.3 lg (2//fc) -Ь 0.22WZ + 0 51. (12.18)
взаимная индуктивность связи МСв, мкГн, параллельных про-
водников одинаковой длины
Л4Св = 2 IO”3 I [2.31g (21/а) — 1 — о//| (12.19)
емкость связи Ссв. пФ, в пересечении проводников
Ссв - 0,05 (et 4- е2) S/d (12 20)
Здесь I н Ь длина и ширина проводника или резистора, см, а —
расстояние между осями проводников, см; в], ег — относительные
диэлектрические проницаемости окружающей среды и подложки;
5— площадь взаимного пересечения, см2; d — толщина диэлектри-
ка. см.
Максимальное значение емкостной помехи от перепада напря-
жения в активной линии а с длительностью фронта /ф при
воздействии на пассивную линию с эквивалентной нагрузкой в
виде параллельно включенных емкости С„ э1(в и активного сопротив-
ления А?,1ЭКв 11011:
.. _ Сев 7?11. ЭКв
UC max ,
'Ч>
X
Д17
1 — exp X
'Ф
R1! ЭКд (СсвЧ-Сц эКв)
(12.21)
17 Зак. 726
513
Максимальное значение индуктивной помехи в пассивной цепи
с внутренним сопротивлением /?Вц и эквивалентной нагрузкой
J?o. эки от скачка тока в активной цепи Л/а с длительностью
фронта /ф:
д/
(12.22)
ULmax- Л’сЕ /ф + ]J ’
Пример 5. Требуется оценить индуктивную перекрестную поме-
ху для гибридного импульсного ИВЭ по следующим исходным дан-
ным: длина п ширина проводников / 5 см. b = 0,7 мм; расстоя-
ние между проводниками а = 1 мм; отношение внутреннего сопро-
тивления и эквивалентной иа[рузки пассивной линии RwIRn, ЭИв —
~ 0,5; скачок тока в активной линии и длительность его фронта
Л/а — 5 А, == 0,3 мкс.
1 . Взаимная индуктивность связи проводников
Л1СП = 2 • 10-3 • 5 12,3 1g (2 - 5/0,1) — 1 — 0,1/5] = 3,6 х
X 10~2 мкГц.
2 Максимальное значение индуктивной помехи на эквивалент-
ной нагрузке пассивной линии но формуле (12.22)
5
(7, 3,6.10-8-----------------= —0,14 В.
0,3-10 ь (0,5+1)
Пример 8. Требуется оценить значение емкостной помехи от
пересечений проводников по следующим исходным данным; пло-
щадь взаимного пересечения S - 0,25 см2; толщина диэлектрика
d = 0,3 мм; диэлектрическая проницаемость среды и подтожкн
€i = I. е2 — 6 Эквивалентные параметры нагрузки в пассивной
ливни Сд.зив = 40 иФ, Яп.экв = 500 0м. Перепад напряжения и
его фронт в активной линии Л1/Д.а = 27 В, 1$ — 0,2 мкс.
I. Емкость связи в пересечении проводников
Ссв = 0,05 • (1 + 6) • 0 25/0,03 — 0,27 нФ
2. Максимальное значение емкостной помехи на эквивалентной
нагрузке пассивной линии по формуле (12.21)
0,27-10 12-500 I
’ 0,2.1^-27>‘-
/ 0,2-10-6
'l = 0,0I8B.
— exp
500 (0 27 + 40) 10 12
Эффективность экранирования корпуса микросборки с учетом
электрической негерметичности за счет выводов определяется по
номограмме на рис 12.17. Длина щели экрана ==/iBd0.u, где
пв — число выводов, d0.B — диаметр отверстий под выводы.
Пример 7. Требуется определить эффективность экранирования
корпуса типа К-159 на частотах I и 100 МГц для магнитной состав-
ляющей поля по следующим исходным данным: внутренний объем
корпуса Уэ ==> 12,3 см3; материал корпуса — сплав 47НД; число
выводов пв = 44 (4 вывода ие учитываются, так как они располо-
жены на одной линии с другими выводами); диаметр отверстий вы-
водов </о в — 1«1 мм; средняя толщина стенок d = 1 мм
514
1. Определим величину тн — 44 • 1,1 = 48.5 мм
2. Параметры номограммы d/mu = 1/48,5 = 0 02;
з
/?а=0,63И 12,3-10-е =|,4310~2 м.
3. Для сплава 47НД находим удельное электрическое со iponin-
ление р = 45 • 10-® Ом • м и относительную магнитную проницае-
мость |ir = 1G0.
4 По графикам на рис. 12.23 определяем коэффициент kb =
= 0 13.
5. По графикам иа рис. 12.24 находим значение коэффициента
= I и 0 75 для частот 1 и 100 МГц сответствснио.
6. По графикам на рис. 12.21 определяем коэффициент и —
— 3 • 10-4 и 3 10-2 для частот 1 и 100 МГц соответственно.
7. По номограмме на рис. 12.16 пределяем эффективность экра-
нирования электрической составляющей поля медным сплошным
экраном:
для f, = I МГц ЭЕ 1,3- 10° (124 дБ), для /2 = 100 МГц
ЭЕ~ 104 (80 дБ).
8. По формуле из табл. 12.6 для стального сплошного экрана
определяем эффективность экранирования магнитной составляющей
поля:
для h — I МГц; Эм = k^nkm ЭЕ = 0,13 • 3 I0-4 • 1 X
у 1,3 10“ = 51 (34 дБ); для ft — 100 МГц Эы = 0,13 3 х
X 10-2 0.75 • 104 = 29 (29 дБ)-
12.5. Измерение электромагнитных помех
Кондуктивные ЭМП измеряются па всех входных и выходных
контактах, включая цепи управления, сигнализации и др. Напря-
женность ноля ЭМП измеряется иа заданном расстоянии от И13Э.
как правило, со стороны передней панели. Методы испытаний, тех-
нические требования к приборам и нормы на ЭМП определяются
нормативными документами, которые распространяются на функцио-
нально законченные системы электропитания, стойки, блоки, узлы
и модули, непосредственно подключаемые к общей первичной сети.
Источники электропитания могут излучать уровни ЭМП выше
установленных норм, если объединяющие нх устройства содержат
ППФ н экраны, обеспечивающие необходимое подавление ЭМП
Последнее не распространяется на унифицированные ИВЭ
Измерение напряжения ЭМП по симметричному пути распростра-
нения производится между зажимами на входе или выходе,
а по несимметричному — относительно одного из зажимов и корпуса
устройства, содержащего ИВЭ, или пулевого провода сети (см. рис.
12.1)
Контроль ЭМП предусматривает применение измерительных
приборов (измерителей помех) с аттестованными техническими ха-
рактеристиками. Измерение ЭМП другими приборами (осциллогра-
фом, микровольтметром эффективного или амплитудного значений,
спектрометром и др ) ие может обеспечить получения данных для
сравнения с заданными нормами. В качестве примера на рис 12 27
17* 515
Рис. 12.27. Нормы на допустимые электромагнитные помехи по на-
пряжению (нулевой уровень соответствует напряжению 1 мкВ):
I. 3 — для радиоприемных устройств; 2, 4 — для вычис
литс.тьных устройств; 5 —для телефонии и телеграфии
п 12.28 приведены нормы на допускаемые уровни напряжения и
напряженности поля ЭМП помех для иекторых типов функциональ-
ных приборов РЭА.
Основные приемы измерения помех заключаются в следующем.
Измерение напряжения ЭМИ от ИВЭ должны проводиться в
экранированных помещениях или вне их при условии, что уровни
посторонних помех на 10 дБ ниже допускаемых нормами зпа генни.
Схемы измерения напряжения ЭМП приведены на рис. 12 29, а,
б. Опн предусматривают подключение измеряемых ИВЭ к сетям
переменного нли постоянного тока через эквивалент сети, регла-
ментирующий нагрузку при измерении помех в питающей сети или
лю (нулевой уровень соответствует напряженности 1 мкВ/м)
/—для радиоприемных устройств; 2 — для вычислительных устройств; 3 —
для телефонии и телеграфии
516
Рнс. 12.29. Схема измерения электромагнитных помех источника
электропитания:
а — на входных зажимах; б — ira выходных зажимах
ЭС —эквивалент сети; П — противовес; ИП — измеритель помех
используемый в качестве фильтра подавления помех в сети при
измерении на выходе ИВЭ.
Противовес выполненный из медного, алюминиевого или брон-
зового листа толщиной не менее 0,5 мм, применяется при измерениях
на открытых площадках. При отсутствии противовеса корпус ИВЭ
п ко пус эквивалента сети соединяются короткой шиной, длина ко-
торой в ’> раз н более меньше ширины.
ИВЭ, наибольшая сторона которого менее 0,8 м и масса менее
50 кг, должен устанавливаться на противовесе размером более
1 X 2 м, для крупногабаритных ИВЭ — не менее 2x2,5 м.
В диапазоне частот 0,01—30 МГц при измерении напряжения
ЭМП используется эквивалент сети. Допускается применение проб-
ников напряжения при измерении помех: в наземных транспортных
средствах; в цепях сигнализации, связи и управления; в цепях, где
эквивалент сети влияет на режим ИВЭ или прн использовании сети
400 Гц н более.
Рис. 12.30 Схема измерения напряженности поля электромагнитных
помех от источника электропитания
517
Таблица 12.7
Условия измерений напряженности поля электромагнитных помех
Диапазон частот. МГц 1, м Л, м Положение диполя антенны Составляющая поля
0,01 -0,15 1 1 Горизонтальное Магнитная
0,15—30 1 1 Вертикальное Электрическая
30—300 3 2 Вертикальное н горизонтальное Электрическая
10 3 То же То же
300-1000 10 3 х>
' Измерение напряжения ЭМП на выходе ИВЭ производится по
схеме на рис. 12.29, б; при этом ЭМП измеряются также у заземлен-
ного вывода нагрузки
На зажимах ИВЭ, связанных с автономной сетью и автономной
нагрузкой, допускается превышение иа 10 дБ уровнен ЭМП уста-
новленных графиками иа рис. 12.27, 12 28.
Измерение напряженности поля ЭМП производится в соответ-
ствии с рнс. 12.30 при соблюдении расстояний и установке диполей
антенны измерителя помех согласно табл. 12.7. Крупногабаритные
ИВЭ располагаются на противовесе
Измерение напряженности поля целесообразно проводить на
объединительных устройствах ИВЭ (блок, секция, стойка); при этом
находится положение ИВЭ с наиболее интенсивным излучением.
Рнс. 12.31. Схема измерения вносимого затухания фильтра п его эле-
ментов.
а — метод замещения фильтра; б — метод отношения напряжений;
/ С - генератор сигналов, РА развязывающий аттенюатор, РУ — раздели-
тельное устройство, Ф (3) измеряемый фильтр (элемент); А — аттенюатор;
ИРГ — источник рабочего тока; ИП — измерительный приемник
518
Рис. 12 32 Схема разделительного уст
роиства:
С, — конденсатор емкостью 0.2—0.5 мкФ (Z<?i<
<10 Ом); С2 — проходной конденсатор емко-
стью 0.5 — 1 мкФ; L — дроссель (Zt>500 Ом)
Измерение вносимого затухания фильтра ЭМП и его элементов
осуществляется в соответствии с ГОСТ 13661 — 79, который пред-
усматривает использование, метода замещении фильтра (элемента)
аттенюатором по схеме на рнс. 12.31, о; метода отношений напря-
жений на выходе схемы измерения (рис. 12.31, б)
Измерения проводятся на заданной частоте без рабочего тока
(в диапазоне 0,01 — 100 МГц) и при наличии рабочего тока (в диа-
пазоне 0,01—30 МГц) по симметричной или несимметричной схеме
распространения ЭМП. При измерении с рабочим током применяется
разделительное устройство (рис. 12.32) и источник рабочею тока
соответствующего типа (постоянного, импульсного, переменною
напряжения) с выходными зажимами, изолированными от общей
схемы измерения.
Входное сопротивление Znx схемы измерения вносимого зату-
хания к коэффициент стоячей волны напряжения определены
ГОСТ 1366) — 79. Собственные резонансные частоты дросселей и
конденсаторов /01, /02 определяются по самой низкой частоте в про-
цессе измерения вносимого затухания А, дБ.
Собственная индуктивность Lo, мкГц, конденсатора па частоте
I > Ю/о.г. МГц:
£o=0,08ZBX 10~ Л,го/(
Собственная емкость дросселя. Со. пФ. па частоте f > Ю/щ
МГц;
8 10*
Сп~
Для типовых дросселей (Д13. ДМ) ориентировочное значение
собственной емкости Со можно определить по табличным данным
индуктивности L и резонансной частоты /р=/01, используя номограм-
му па рис. 12.6. При этом ход решения номограммы принимается про
тивоноложным направлениями стрелок, показанных на рис. 12.6.
Аналогично по резонансной частоте конденсаторов можно
ориентировочно определить собственную индуктивность конденса-
тора LB, используя чомограмуу на рис. 12.5. При этом производится
оценка индуктивности выводов по графикам на рис. 12.9
519
Глава тринадцатая
Обеспечение тепловых режимов источников
вторичного электропитания и их элементов
13.1. Основные сведения о тепловом режиме
аппаратуры
Источники электропитания, как правило, являются наиболее
теплонапряженной частью РЭЛ. Поэтому при разработке ИВЭ при-
ходится уделять большое внимание их тепловому конструированию
Тепловое конструирование включает в себя расчеты, выбор средств
обеспечения и экспериментальную отработку теплового режима
устройств и его необходимо проводить на всех этапах разработки,
начиная от технических предложений и эскизного проекта и кончая
выпуском рабочей документации.
Основой теплового конструирования являются расчеты тепло-
вого режима отдельных функциональных элементов и устройств в
целом.
Методы расчета теплового режима ИВЭ, как и других устройств,
входящих в РЭЛ, создаются в соответствии с закономерностями тео-
рии теплообмена 1105, 112, 111 и др.]. При этом чем больше расчет-
ная тепловая модель отражает особенности конструктивного ис-
полнения устройства, тем ближе результаты полученных расчетов
к оптимальному техническому решению при выборе средств обеспе-
чения теплового режима и конструктивному построению РЭА.
В настоящей главе изложены методы теплового расчета ИВЭ
с учетом особенностей их конструкции, что должно способствовать
более рациональному конструированию, повышению надежности
и улучшению массогабаритных характеристик ИВЭ.
Расчет теплового режима начинается с составления тепловой
модели. В настоящее время получили развитие две группы тепло-
вых моделей РЭЛ. В тепловых моделях первой группы все поверх-
ности разделяются на отдельные условно изотермические участки
(тела) — нагретые зоны и процессы переноса теплоты в них рассмат-
риваются так, как если бы они протекали между изотермическими
поверхностями.
В тепловых моделях второй группы нагретая зона, представ-
ляющая собой неоднородную систему многих тел, идеализируется в
виде однородного тела с некоторыми эффективными значениями ко-
эффициентов теплопроводности Лэ и теплоемкости са. Тепловые
модели первой группы исследуются при помощи метода тепловых
схем, которые описывают с помощью неоднородных нелинейных
алгебраических уравнений. Обычно этот метод сводится к определе-
нию тепловых коэффициентов и решению системы алгебраических
уравнений. В тепловых моделях второй группы используются диф-
ференциальные уравнения теплопроводности. В более сложных
конструкциях тепловые модели могут содержать изотермические и
однородные тела.
Процесс переноса теплового потока Р, от изотермической по-
верхности । с температурой к изотермической поверхности или
среде / с температурой Tj можно описать с помощью зависимости,
520
аналогичной по структуре процесса»! переноса электричества 1105,
1121
Г; - Т} = FijPi или Pt = (Ti- Tj)/Fi}, (13.1)
где Fц— коэффициент пропорциональности, являющийся в общем
случае функцией температур Tt и Tj
В интегральной форме закон Ома для двух эквипотенциальных
поверхностей i и / имеет вид
<Pi — Ф; = Rijli' (13 2)
где <pj н <f — потенциалы в точках i и /, Rtj — электрическое со-
противление между поверхностями I и /; — электрический ток,
проходящий через поверхность St.
Аналогия между тепловыми ir электрическими параметрами вы-
глядит следующим образом: Т ср, Pt*-* I;, Ft Rij.
Если между изотермическими поверхностями отсутствуют стоки
или источники энергии (например, обусловленные эффектом Пельтье,
химическими реакциями и т.п.), то тепловой поток не изменяется
на пути между этими поверхностями, т. е. P(l) — Pi — const; / —
длина пути теплового потока. Тогда параметр F-tj будем называть
тепловым сопротивлением 7?^ (но аналогии с электрическим со-
противлением), а обратную величину —тепловой
проводимостью между f и / изотермическими поверхностями.
Если Р(/)у= const, то функция Fjj выражается более сложной за-
висимостью и ее тогда называют тепловым коэффициентом [105, 112].
В большинстве практических задач условие Р(1) = const соблюда-
ется. поэтому расчет теплового режима РЭА сводится к определению
тепловых сопротивлений (тепловых проводимостей) 7?,,(о,-у) при
всех способах переноса теплоты: конвекции, излучения, кондукции
(теплопроводности) и их совместном проявлении. Овладев методами
расчета величин Я;;(о,,-). читатель может самостоятельно рассчп
тать тепловой режим интересующего устройства.
Перенос теплоты конвекцией между поверхностью твердого
тела S; и окружающей его газообразной или жидкой средой подчи
няется закону Ньютона—Рихмапа 1105 112]
^.;.е=ак,с S,НЪ-Тс). (13.3)
где Рц{С — тепловой поток от поверхности твердою тела к окружаю-
щей среде, aKic — коэффициент теплообмена между поверхностью
тела н средой; Г, и TQ — температура поверхности тела и средь
Произведение S,- = ol(jc — тепловая проводимость между
телом i и средой; обратная величина l/cKjc = Rule.— тепловое со-
противление между телом i и средой.
Как видно из параметров, входящих в (13.3), расчет теплового
режима сводится к вычислению коэффнцептов конвективного теп-
лообмена ак для различных поверхностей изотермического тела:
~ ( rzH,S|1 Rn, (13 4)
где 4’к — площадь поверхности изотермического тела — заданная
величина
Коэффициент теплообмена конвекцией ак численно характе
разует мощность, рассеиваемую единицей поверхности твердого
тела при разности температур между телом и средой в 1 ГС. Коэф
фициеит теплообмена представляет собой сложную функцию боль-
шого числа параметров, существенно влияющих иа процесс тепло-
521
обмена. i> том числе, физические свойства среды, температуру тела
и среды, конфигурацию и размеры тела, скорость набегающего по-
тока. ускорение силы тяжести и др 1105. 111. 112 и др 1
В табл. 13 1 н 13.2 приведены основные формулы для расчета
коэффициентов конвективного теплообмена различных поверхно-
стен. которыми будем пользоваться при тепловых расчетах ИВЭ.
Перенос теплоты излучением Для расчета мощности, передавае-
мо) излучением в единицу времени от поверхности площадью S,- па
другую поверхность площадью или в окружающую среду, можно
пользоваться формулами 1105 112|.
= S,- или — (Т, —Гу)//?,.^-. ('3 5)
где аЛ|-у Sr- = = l/Rnij — тепловая проводимость излучением
между телами i и /; Rnij — тепловое сопротивление между ними;
«Лы=*н<> Фо f (Ti- ГР (13 6)
— коэффициент теплообмена излучением между новерхностнмн i
и I enij — приведенная степень черноты <р;у — коэффициент
облученности (угловой коэффициент показыпаю1цпй, какая часть
энергии, излучаемая телом i. попадает на тело /);
(Т, + 273)’ —(Г, + 273)4
--------. Вт/м*-К. (13 7)
где о = 5,67 • IO_R Вт/м* • К’.
Через f (Тi, Тj) обозначена функция от температур первой и второй
поверхностей. Ее значения приведены в табл. 13.3. Значения сте-
пени черноты некоторых технических материалов приведены в табл.
13 4
Перенос теплоты к идукцией К переносу теплоты кондукцией
относят процессы переноса теплоты теплопроводностью через эле-
мешы конструкции аппаратуры (через стенки различной формы,
стержни и пластины). Характерной чертой стержней и пластин яв-
ляется малый перепад температур в поперечном сечении этих тел,
обычно его принимают равным нулю. Процесс переноса теплоты в
стенках отличается от процесса распространения теплоты в стерж-
нях и пластинах.В стационарном режиме тепловой поток через
стенку неизменен, а в стержнях н пластинах через различные изо-
термические поверхности проходит разный по величине поток. Это
объясняется тем, что прн передаче теплоты кондукцией в стержне
или пластине происходит непрерывное рассеяние тепловой энергии
с поверхности этих тел в окружающую среду благодаря конвекции
и излучению.
Перенос теплоты кондукцией (теплопроводностью) можно также
записать в виде
Tt—Tj
Рг. =--------- или Г,Pri. (13.8)
*0
। де PTi (/) = const
Тепловые сопротивления для плоской 1?п, цилиндрической Кц и
шаровой RUI стенок:
6 । 1 ( 1 J)
Raij “ Х$п“ ’ R,ili ~ 2лЛ« ' Ru,ii ~ 4пА V «, «2 /
522
Формулы для расчета коэффициентов конвективного теплообмена
523
Способ отвода теплоты
Расчетная формула
Продолжение табл. 13.1
Определяемые критерии и параметры
и диапазон их изменения
для горизонтально ориентиро-
ванной плоской поверхности,
обращенной нагретой стороной
вверх
для горизонтально ориентиро-
ванной плоской поверхности,
обращенной нагретой стороной
вниз
в) тетоотдача со штыря радиато-
ра
г) теплоотдача с внутренних по-
верхностей ребристого радиа-
тора
aK = I,34(T-Tr)1/3
ак=0,7Л3 (Г-Тс)'/3
Nu л
ак= —.
где Nu = l ,18 (Gr Рг)|/8
Nu/.
«н = .
6
6Gr6-y
где Nu6 =-----------— у
12,84 + Gre —
1 10» c Gr Рг < 5-10«
d—эквивалентный диаметр штыря
Gr ± _ 6
6 I v2 I
„ 6
при Gre — <22
ft — половина межреберного расстоя-
ния, Z — высота радиатора
Продолжение табл. 13.1
Способ отвода теплоты Расчетная формула Определяемые критерии н параметры н диапазон их изменения
2. Теплоотдача при вынужденном движении газа нли жидкости вдоль плоской стенки или цилинд- рической поверхности, в том числе с наружной поверхности пластин радиа горз: а) ламинарное движение газа или жидкости б) турбулентное - движение газа или жидкости a,( = Nu -у . где Nu=0,66 Re0,5, Re = —— V Nu X ак — . где Nu = 0,032 Re°8 Re < I03. Re—число Рейнольдса, / — длина стенки по направлению потока, и — скорость потока Re > IO3
3. Теплоотдача с внутренних поверх- ностей ребер радиатора при вы- нужденной конвекции. а) при ламинарном режиме СП кэ СП Nu X 4S>K где , Nu = 7,5 при RePrX d, ' d,\0’°4 5 X -y-<5. Nu=7(RePr-у 1 d3 — эквивалентный диаметр, 5Ж — площадь живого сечения, V — омываемый периметр. За определяющую температуру Т при расчете Re и Nu принимают среднюю температуру воздуха в ка- нале радиатора
Примечание, А. А,, А} — коэффициенты зависящие от физических параметров среды (см табл 132)
526
Таблица 13.2 Значения коэффициентов At, Л2 н А3 для воздуха
0 10 го 30 40 00 во 100 120 ио 150
Д2 0.291 1.69 1,40 0 295 1 38 1.61 1,36 0,300 1 34 1.53 0,306 1 31 1.45 0,310 1,29 1,39 0,315 1,27 1,33 0,320 1,26 1,25 1,245 1,23
где 6 = и2 — а, — толщина стенки; Sn — btb.2', b, b.2 — длина и
ширина плоской стенки; а — длина цилиндрической стенки; Л — ко-
эффициент теплопроводности стенки.
Если плоская стенка состоит из k разнородных слоев н омыва-
ется газом нли жидкостью с температурой на противоположных
поверхностях стенки Tci и Tcj, то тепловой ноток, протекающий
через стенку в стационарном режиме,
Prill'd -TejyiR.j. (13.9)
где
Rij~-----r + Z ---------------Г: <1310)
ctj к etj— коэффициенты теплообмена конвекцией от i и / среды к
поверхности тела
•чл 1-k s„
$h + J^ ——+ af S„.
*-1 *
11роцесс переноса теплоты через стержни и пластины выража-
ется общей зависимостью 1105. 112|
(7; — Tc)/Fh (13.11)
где Fi — тепловой коэффициент, зависящий от положения изотер,
ми ческой поверхности i, так как в этих телах тепловой поток не-
прерывно рассеивается в окружающую среду с поверхности тела,
т.е Р = f(l).
Отметим, что тепловой коэффициент и тепловое сопротивление
имеют одинаковые размерности. При вычислении тепловых коэф-
фициентов для стержней и пластин можно пользоваться 1105,
1121.
Сложный теплообмен перенос теплоты конвекцией, излуче-
нием и кондукцией В большинстве случаев процесс переноса теп-
лоты от изотермической поверхности i к поверхности j происходит
одновременно при помощи двух нли трех механизмов переноса теп-
лоты и вклад их бывает различен Суммарный тепловой поток Рц
равен сумме тепловых потоков, переносимых конвекцией PKij,
излучением Pjiij и кондукцией (теплопроводностью) РТ1-у.
Рц = Р>и, + РЯц + рти (13.12)
527
Г а 6 л и ц а 13.3
Значения функции f(TТ )
Т . °C 7 . °C / _
5 10 - 20 25 30 35
10 5.03 —
15 5.16 5.32 — — — — —
20 5.31 5.45 5.59 — — — —
25 5.45 5,59 5.76 5.90 — — —
30 5.59 5.76 5.90 6.05 6.20 — —
35 5.76 5.90 6 05 6.20 6.35 6.51 —
40 5.90 6.06 6 20 6.35 6.51 6.60 6.82
45 6.05 6.20 6,35 6.51 6.66 6.83 7.00
50 6,20 6.35 6.51 6.67 6.83 7.00 7.17
60 6.65 6.70 6.87 7.04 7 19 7.35 7.51
70 6 90 7.06 7.21 7.39 7 55 7 72 7.86
80 7.27 7,44 7.59 7.75 7.80 8 07 8.26
90 7.63 7.82 7.98 8.13 8.31 8 49 8 67
100 8 03 8 19 8.37 8.53 8.72 8 91 9 09
НО 8.43 8.60 8.79 8.97 9 15 9 33 9 51
120 8.85 9.02 9,20 9.40 9.56 9.77 9.98
130 9.30 9 49 9.65 9.88 10.01 10.22 10.41
140 9 75 9.95 10 12 10.30 10 50 10.72 10,99
150 Ю.20 10.39 10.57 10.77 10.96 11.16 11,37
Окончание табл. 13 3
Г , QC rj. °с
40 45 50 60 70 80 90 100
10 —* — — — — —
15 — — — — — — — —
20 — — — . — — •— —
25 — — — — — —
30 — — — — —• — — —
35 — — — — — — — —
40 — - —— — — — — —
45 7.14 — — — — — — —
50 7,35 7.50 —. —. — — — —
60 7.69 7,87 8,05 — — — — —
70 8 05 8.24 8,42 8 80 — — — —
80 8 45 8,65 8,83 9.20 9.62 — — —
90 8,86 9,04 9,25 9,65 10.03 10,46 — —~
100 9,28 9,46 9.66 10.08 10 49 11.91 11 36 —
НО 9 71 9 90 10.10 10 51 10.93 11,38 11.82 12.30
120 10 17 '0 35 10 56 11,01 11.42 11.87 12 31 12.80
130 10.62 10.81 И, 02 11 42 11.90 12.37 12.82 13,32
140 1) 10 11 31 11.51 11,94 12.40 12.89 13.40 13.85
150 11.57 11 79 12.00 12.44 12.90 13.38 13.87 14 38
528
или
P,j = (T -Tj)/Rij=aJj (1',-Tj}
где
Illi
---- =: ------ -)-------------
Rlj Rllij R.'lij Rrij
CU~ a«u + °ti;:
Rij — общее тепловое сопротивление. o,;- — общая тепловая про-
водимость
Таблица 13.4
(13.13)
(13.14)
(13. 15)
Степень черноты различных поверхностей
Материал и состояние поверхности Температура. *С Степень черноты, е
Алюминий тщательно полирован- ный 200—600 0,04—0,06
Алюминий сильно окисленный 35—500 0,2—0,31
Алюминиевая фольга (без масла) — 0,09
Дюралюминий Д16 50—350 0,37—0 41
Силуминовое литье (в песчаной форме) 100— 500 0,31—0.33
Силуминовое литье (в кокильной форме) Анодированные алюминиевые сплавы для радиаторов 100—500 0 16—0 22 >0,85
Сталь полированная 100 0,066
Сталь сильно окисленная 25 0 8—0.82
Латунь прокатанная 22 0,06
Латунь тусклая 50 350 0,22
Медь окисленная 50 (500) 0 6 (ОВД)
Медь полированная 20 0 03
Окись магния — 0.2
Никель технический чистый поли- рованный — 0,07—0,09
Никели, окисленный при 600 °C — 0.37—0,48
Окись никеля — 0,59—0,86
Титан — 0,63
Краски эмалевые, лаки различных цветов 20—100 0,92
Краски матовые различных цве- тов 100 0.92—0.96
Лак черный матовый 40—100 0 96—0 98
Краска защитно-зеленая 20 0,9
Краска бронзовая 100 0,51
Краска алюминиевая 100 0,28
Окиси металлов — 0,4-0 8
Золото — 0,1
Золото тщательно полированное — 0,02 0,03
Стекло — 0,91—0.94
Резина твердая — 0,95
Резина мягкая, серая, шерохова тая — 0.86
529
13.2. Расчет и выбор радиаторов для мощных
полупроводниковых приборов и интегральных
микросхем
Надежность полупроводниковых приборов (ПП) и интегральных
микросхем (ИМС) во многом определяется их тепловым режимом
При этом определяющим параметром является максимально дону
стнмая температура р-п перехода 7П. Для уменьшения температуры
перехода используют теплоотводы Мощные ПП и ИМС обычно ох-
лаждаются с помощью внешних теплоотводов, часто называемых ра-
диаторами. В качестве радиаторов используют специальные метал-
лические теплоотводы с развитой поверхностью теплоотдачи а
также несущие элементы конструкции ИВЭ (шасси, корпуса, стен-
ки кожухов и т.д.) 1112 114 111 115, 117 и др].
Полная и упрощенная тепловые схемы конструкции радиатора
с установленными иа нем ПП или ИМС приведены на рис. 13.1.
Температура перехода и корпуса ПП нли ИМС, установленной на
радиаторе, в соответствии с упрощенной тепловой схемой определя-
ется из выражений
Л, = Гс+Л7'ртах+/,р №. к+Дк-р); <13 16)
Рк— 7с+-ЛТр 1)1пх-|-Рр , (13.17)
где Д7р тах = PpRpc'g— максимальный перепад температур
между основанием радиатора и окружающей средой в месте крепле
ния ПП нли ИМС; Рр — мощность, рассеиваемая радиатором;
Лп.ц= А7п1;/Рр — тепловое сопротивление переход— корпус ПП
(задается в технических условиях); Д7'п к — перепад темпера-
тур между переходом и корпусом; 7?к.р = ДГк.р/Рр— тепловое
контактное сопротивление корпус—радиатор; Д7п.к — перепад
температур между корпусом и радиатором; g=»(Tp — Тс)/(Тр тах —
— Тс) — коэффициент неравномерности температурного поля
по радиатору 1107], Тр— средняя поверхностная температура ра-
диатора; Тптах — температура радиатора в месте крепления ПП
илн ИМС.
Значения коэффициентов неравномерности температурного поля
для наиболее распространенных типов радиаторов приведены на
рнс 13.2—13 4
Введение коэффициентов неравномерности температурного по-
ля упрощает выбор конструктивных параметров радиаторов, так
как в этом случае исключается расчет тепловых коэффициентов Гр.с
для пластин различных конфигураций н сводится к определению
теплового сопротивления между радиатором и окружающей средой
Яр с-
Рис. 13.1. Полная («) и упрощенная (б) тепловые схемы радиатора
с источником теплоты
530
Рис 13.2. График
для определения
коэффициента не-
равномерности
температурного по-
ля пластинчатого
радиатора (g —
отношение темпе-
ратуры в месте
расположения ис-
точника теплоты
к температуре на
краю радиатора.
/ — определяю-
щий размер)
Рнс. 13.3. График
для определения
коэффициента не-
равномерности
температурного по-
ля ребристого ра-
диатора
Рис 13.4 График
для определения
коэффициента не-
равномерности
температурного
поля штыревого
радиатора
0,76
Таблица 135
Основные тепловые параметры некоторых типов элементов
Тип элементов Максимальная рассейв е мая мощность PmaJ[, Вт Предельно допустимая температура перехода V -с Предельно допустимая температура корпуса гк- ’£ Тепловое сопротив- ление между переходом и корпусом R К/Вт Тепловое сопротивление между переходом и окру- жающей средой ₽п , К/Вт Диапазон изменения температуры корпуса Гк' °С Ртпх
2Д212А, Б 1 140 — 10 по —
2Д213Л, Б 10-12 140 — 1.5 70 —
2Д203А, Б, Г. 20 140 — 2,5 — —
КТ908А 50 150 125 2,0 — -60-+50
КТ809А 40 150 125 2,5 —60-У+50
KT8I9 100 150 125 1,25 41,6 —604- +50
К142ЕН1.2 — 150 — 40 НО —
К142ЕП1 — 150 —• 40 ПО —
К142ЕН3 4 4 150 100 5 50 —60-4+100
KI42EH5A. Б 10 165± 10 100 — — —г,0-:-+юо
2У202Д 20 — 70 — — —
2У202Н 1,5 — ПО — — —
Справочные данные но допустимым температурам н тепловым
сопротивлениям перехода и корпуса для некоторых типов ЭРИ при-
ведены в табл. 13 5.
Тепловой расчет радиатора сводится к определению его тепло-
вого сопротивления Rp.e, которое не должно превышать некоторо-
го значения, определяемого в соответствии с (13.16), те.
Rp с < Rp с дои - (13.18)
Если в технических условиях на ЭРИ указана допустимая тем-
пература перехода, то допустимое тепловое сопротивление радиа-
тора определяется по формуле
Rp .<. дои А7",, до11 Рр (Гц PpRu.p Rr),Rp,
где
А, р.дол Тр доп — Те; Ru.p Rii.k F Rjj.p:
Rpno<i SI Rn —Rp(RnK Rk p)l (13 19)
Когда в технических условиях задана допустимая температура
корпуса, то
Rp c-дон (Rk Rp Rn к)/рр- I' 0)
Rp доп g(RK-RpRK.p). (13.21)
532
Максимальный перегрев основания радиатора относительно
окружающей среды еще представляют в виде
A7'pmnx=7’pm«x-5r'c=(7'p— TcVg^Op/g. (13.22)
Если на радиаторе установлен один элемент, то Рр — Рэ. если не-
п
сколько, то Рр — 2 Р-л1- гДе п — количество ЭРИ. При этом допу-
1ж1
стимое тепловое сопротивление радиатора /?р.с определяют для
ЭРИ. имеющего минимально допустимую температуру Тп.
При выборе радиаторов обычно возникают вопросы: какую мощ-
ность способен рассеять радиатор выбранной конфигурации и раз-
меров; как изменяется мощность рассеиваемая радиатором, в за-
висимости от числа ребер, высоты, их толщины, расстояния .между
ними, состояния поверхности, а также условий теплообмена с окру-
жающей средой. Без решения этих вопросов трудно выбрать опти-
мальную конструкцию радиатора.
В общем случае мощность, рассеиваемую радиатором в окру-
жающую среду, можно определить по формуле (13.1). принимая во
внимание, что fp.c =- Rp.clg'-
(Tn —Tr) g
Рр— ~ нли Рр =gffp.c (Тр—Тс). (13.23)
«р.с
Процесс конвективного и лучистого теплообмена различных
поверхностей радиатора, имеющих сложную конфигурацию, ие
всегда может быть описан одинаковыми зависимостями. Тогда по-
верхность радиатора разбивают на п отдельных частей, тепловые
сопротивления которых Rp.ci, а фактически коэффициенты тепло-
обмена аД/?р.с ,-) = l/ajS/. где — поверхность i-й части радиа-
тора (заданная величина) описывается своими формулами для каждой
из простейших поверхностей радиатора. Тогда выражение (13.23)
примет вид
п
Рр= i ^lSi(Tp- Тс) (13.24)
i=. i
Мощность Рр, рассеиваемая радиатором, может быть вычислена
по формуле (13.24), если известны коэффициенты теплообмена от-
дельных поверхностей радиатора cq и температура окружающей среды
в пространстве между ребрами.
Приближенно выражение (13.24) для определения мощности,
рассеиваемой радиатором.
Р р —‘ Т'р — рic “Ь ал(^р ’ T’cJlSp (13 25)
Здесь 7\с — температура среды между ребрами.
Расчет коэфф| циентов конвективного теплообмена отдельных
поверхностей радиатора проводится по формулам, приведенным в
табл 13.1.
Обычно в ИВЭ применяют радиаторы следующих типов: пла-
стинчатые. ребристые, штыревые, петельно-проволочные, а также
различного рода конструкции, получаемые гибкой, штамповкой
(типа «краб», «звездочка», «корзинка», «цанга», «крыльчатка»).
Конструкции некоторых типов радиаторов приведены иа рис. 13.5,
13.6,<г Рекомендации по их выбору даны в табл 13.61114 117 идр ].
533
Рекомендации по выбору радиаторов
Таблица 13.6
ел СО СП Тип радиатора и условия теплообмена Рассеивае мая МО1Ц кость. Вт Основные размеры радиаторов. X 1 0 -з м
Толщина основания Высота ребра (штыря; Размеры основания и плане £ л • a a if г ю 3 «Зе ь- г О „5 Я С. Высота । радиатора! Примечание
Пластинчатый радиатор (естественная конвекция) Ребристый радиатор (односторонний и двусторонний). а) естественная конвекция б' вынужденная конвекция Штыревой радиатор (односторонний н двусторонний) з) естественная конвекция б) вынужденная конвекция Пластинчатый петелько проволочный радиатор Естественная конвекция а) радиатор из алюминия б) радиатор из медн Радиатор скраб®. а) естественнвя конвекция б) вынужденная конвекция До 5 От 5 до 20 До 100 От 5 до 20 100 15 60 80 100 1 5 60 80 100 5 — 20 До 100 КЗ КЗ 4-4^ W W | | Л ы ео кз сл-с w | | | | | СЛ СЛ СЛ СП о о СС 00 со со 1 1 III II 1 WGJ WGJ КЗ КЗ КЗКЗ До 100X100 До 150X150 До 150X150 До 150X150 До 150X150 40X40 "0X100 100X150 150X 200 40X40 70Х 100 100X150 150X200 8-14 4- 6 5-9 5-9 7- 8 7-8 10-12 10 — 12 7-8 7 -8 10—12 10-12 0—3 0-3 1 5 -24 15- 24 15—20 1 5 — 50 Ширину н длину радиатора лучше делать одинаковыми Размеры радиаторов для едн намного прибора не более 100X100 Толщина ребра 1— 2 мм Нижнее основание штыря 2.5— 3 мм. blрхнгг — 1 — 1.5 мм Диаметр проволоки 0.9 мм Продольный шаг проволочных 1 ебер 2—2.5 мм Диаметр проволоки 0 7 мм Ширина ребер 3-8 мм
Наибольшее распространение получили пластинчатые ребрис-
тые и штыревые радиаторы. Сравнение штыревых и ребристых ра-
диаторов показывает, что для блоков, масса которых ограничена,
рекомендуется применять штыревые радиаторы. Если габариты име-
ют решающее значение, применяют ребристые радиаторы. Шты-
ревой радиатор при естественной конвекции работает более эффек-
тивно при горизонтальном расположении штырей при обдуве по-
ток газа должен быть направлен в торец радиатора Ребристый ра-
диатор в условиях естественной конвекции должен располагаться
ребрами вертикально, а при наличии обдува — боковой поверх-
ностью ребер по направлению потока газа. Если радиатор установ-
лен на горизонталь! ом шасси, то снизу необходимо предусмотреть
отверстия для прохода газа или поднять радиатор над шасси на рас-
стояние (10—15) 10~3 м. Не рекомендуется применять ребристые
н штыревые радиаторы с высотой ребра (штыря) более 32 • 10_3 м.
Петельио-проволочиые радиаторы эффективнее оребренных и
штыревых в 1.5—2,3 раза по массовым и объемным характеристикам,
одиако их применение ограничено сложностью технологии изготов-
ления-
Радиаторы типа «краб» имеют высокую эффективность, которая
достигается ступенчатым расположением ребер. Они расположены
так, что ие излучают друг иа друга лучистой энергии, геометрия лег-
ко обеспечивает естественное ко шективное охлаждение, при обду-
ве не требует строго направленного потока газа.
При подборе покрытия на адиаторах должна обеспечиваться
степень черноты е не менее 0,8
В качестве материалов рекомендуется применять алюминиевые
сплавы, которые обладают хорошей теплопроводностью и малой
плотностью, а также отвечают требованиям технологии изготовления.
При жестких требованиях к массе для радиаторов используют
магний; однако изготовление радиаторов из магниевых сплавов бо-
лее трудоемко.
В табл. 13.7 приведены наиболее распространенные материалы
Для радиаторов, а также нх свойства
Таблица 137
Некоторые характеристики материалов, используемых
для изготовлении радиаторов
Материал Марка Плотность. К1 /м3 Теплопровод- ность, Вг/(М’К)
Технический алю- АД1, ЛД, AM 2710 218—226
МИНИН АМЦ 2730 180
Алюминиевые АЛ2 2650 175
сплавы АЛ9 2660 151
Д16М 2780 192
Д16Т 2780 121
Медь Ml, М2, М3 8940 385
Латунь Л96 8850 80— 1 10
Магниевые сила- МА-1 116
ВЫ МА-3 МА-8 1700—1800 65 124 —
ВМ-65-1 109
I
I
t
Важное значение для обеспечения нормального теплового ре-
жима ЭРИ, устанавливаемых иа радиаторах, имеет значение тепло-
вого контактного сопротивления (ТКС) соприкасающихся поверхно-
стей ЭРИ и радиатора /?к.р |см. (13.16), (13.17)1, которое определя-
ется в основном следующими факторами: контактным давлением, ше-
роховатостью, неплоскостностью и волнистостью, наличием раз-
личных прокладок и смазок, теплофизическими свойствами и тем-
пературой контактирующих поверхностей и проводимостью в тонких
газовых щелях. При расчетах рационально пользоваться экспери-
ментальными значениями ТКС, однако в нервом приближении
пользуются и расчетными значениями.
Поверхность контакта радиатора должна иметь шероховатость
поверхности не более 2,5. Для уменьшения контактного сопротив-
ления поверхности покрывают обычно теплопроводной пастой КПТ-
8 (X = 0,7 Вт/м • К), полнметилсилоксановой жидкостью с вязко-
стью от 200 до 1000 Сп (Х= 0,12—0,16) Вт/м- К, устанавливают
на клей—герметик «Эластосил II—01» (Х= (0,7—1,0) Вт/м • К).
По опытным данным смазка контактных поверхностей в 2—2,5
раза уменьшает ТКС и влияние шероховатости контактных поверх-
ностей, а также влияние случайных факторов (затяжка винтов,
попадание пыли, наличие заусенцев).
Усилие затягивания винтов, крепящих ЭРИ к радиатору,
должно соответствовать требованиям, указанным в технических усло-
виях на элементы. Если момент силы затягивания не указан, то
рекомендуется для винтов М3 — не менее 14,7 II • м ±10%, а для
винтов М4— ие менее 39,2 Н м±10%. При меньшем усилии
затяжки винтов ТКС резко возрастает.
Применение электроизоляционных прокладок между поверхно-
стями ЭРИ и радиаторами вносит дополнительное тепловое сопро-
тивление в зону контакта, вследствие чего повышается температура
ЭРИ. Поэтому, выбирая способ его крепления, приходится идти на
компромисс между требованиями, предъявляемыми к электрической
изоляции, и ТКС. В табл. 13.8 приведены удельные тепловые со-
противления некоторых электроизоляционных прокладок для полу-
проводниковых приборов
Расчетные зависимости и рекомендации по выбору радиаторов
позволяют рассчитать геометрические размеры радиатора при за-
данной мощности, рассеиваемой ЭРИ (проектный расчет) или при
известных геометрических размерах определить мощность, рассеи-
ваемую радиатором для заданной допустимой температуры перехода
ПП или корпуса ПП (ИМС), т.е. провести проверочный расчет.
Методику и порядок проектного и поверочного расчетов про-
иллюстрируем на конкретных примерах.
Пример I. Рассчитать тепловой режим диодов 2Д212А и 2Д213А
с мощностью рассеяния Р = 0,8 Вт каждый. Диоды работают в
условиях естественной конвекции при температуре окружающей
среды Тс — 45 °C н нормальном давлении.
Из табл. 13.5 находим
для диода 2Д212Л — с = 110 K/Вт, Т„ иоп = 140 °C,
для диода 2Д213А — Rnc — 60 K/Вт, Ти. дои = 140 °C.
1. Определяем температуру перехода диода 2Д212А
Та = Тс+ RncP = 45 + 110 0,8 = 133 °C
537
536
Таблица 13.8
Удельное тепловое сопротивление некоторых электроизоляционных
прокладок для i олупроводниковых приборов
Материал прокладки Толщина прокладки б МКХ101 м Удельное тепло- вое сон роти вл е нис прокладки /СуХ10‘ К«мг/Вт
Без прокладки 1,14-1.52
Без прокладки, с пастой КПТ-8' —— 0,38—0,76
Без прокладки, со смазкой ЦИАТИМ — 1,14—1.33
Без прокладки, поверхность теп- лоотвода оксидирована, лак У Р-231 — 6.85
Без прокладки, поверхность теп- лоотвода оксидирована лакокра- сочное покрытие — 7.0
Без прокладки, со смазкой ПМС-200 — 1.14
Слюда двухслойная (2X30). (2X25), (2X20), (2X15) без па сты СО. 50, 40, 30 3,23; 2,39; 2,24; 1,98
Слю га двухслойная с пастой КПТ-8 между всеми контактными поверхностями 60, 50, 40, 30 1.52; 1.14, 1,03; 0.83
Капроновая сетка с пастой КП Г-8 35 150 9,12 7,5
Лавсановая сетка <10 4.34
Лавсановая сетка с пастой КПТ 8 Алюминиевая прокладка, глубоко оксидированная: 200 7,98
без пасты 1000 8,75
с пастой КПТ-8 1000 3.42
Триацетатная пленка с пастой КПТ 8 50 2.85
* Данные табл. 13.8 относятся к следующим условиям: давление и влаж
ность окружающей среды — нормальные; чистота поверхностей контакта
1.6—0.8: усилие затяжки винтов крепящего фланца (3 шт ) 58.9-т 78.5 II м
температура в зоне контакта 50— 120 °C.
2 Определяем температуру перехода диода 2Д213А
Г„ = Тс + Яи.с Р = 45 4- 70 0.8 = 101 еС.
В заданных условиях и режимах работы оба диода могут рабо
тать без радиатора.
Пример 2 Определить размеры пластинчатого радиатора для
транзистора КТ809А мощностью рассеяния Р — 5 Вт, работающего
при температуре окружающей среды Тс = 50‘С в условиях ес-
тественной конвекции и нормальном давлении. Транзистор уста
ионлеи с помощью насты КПТ-8 на вертикально ориентированный
пластинчатый радиатор Степень черноты радиатора ер = 0,9 (про
ектиый расчет)
538
Из табл. 13.5 находим: /?„.к = 2,5 K/Вт, Rlt D — RK - =
= 0,4 К Вт, Тп = 150 С
]. Задаемся высотой пластины D — 0 05 м
2 По графику на рис. 13 2 для D = 0,05 м определяем коэффи-
циент неравномерности температуры пластинчатого радиатора
3. Определяем допустимую среднюю поверхностную темпера-
туру радиатора и его перегрев по формуле (13.19):
Ур.доп ~8 [7'п Р Яп,|<4 /?к.р)1 —0,99 (150—5 (2,5-|-0,4)] = 135° С;
ДУр.дон = 135— 50 =85° С.
4 Для вертикально ориентированной поверхности высотой
D — 0,05 м ио формуле, приведенной в табл 13.1, рассчитываем
коэффициент теплообмена при естественной конвекции
ак = Л2
тР-т
D
•/«
= 1,28
(135 — 50)1 /4
0,05
6,4 Вт/м2-К,
где Л2(Ут) = 1,28— по табл 13.2;
для средней арифметической температуры
Тт = 0,5 (Тр + Тс) = 0,5 (135 + 50) = 92,5 °C.
Закон движения 1/4 выбирался из условия (Ур — Ус) (840/£>)3;
здесь размерность D в миллиметрах (табл. 13.1).
5. Вычисляем коэффициент теплообмена излучением по формуле
(13.6)
«л.р.с=е11.р.сФр.с/(Ур, Гс)=0.9.|.11 3=10 2Вт/№-К,
где еп = 8р = 0,9 фр.с — । — на основании 11121. Значение функ-
ции / (Ур, Ус) — f (135,50) — 11,30 Вт/м2 К взято из табл. 13.3.
6 Определяем суммарный коэффициент теплообмена
а= ак р.с4"кл р.с =6,42-f- 10,2 = 16,62 Вт №• К
7. Рассчитываем площадь теплоотдающей поверхности радиа-
тора
5 = Р/аДТр ДО11 = 5/(16,62 85) = 0,00355 м2.
8. На основе рекомендаций табл. 13.6 задаемся толщиной пла-
стины 6= 0,003 м и вычисляем ширину пластины
S—2D5 0,00355—2-0,05-0 003
В =--------— = -----------------------= 0,0307 м
2 (D |-5) 2(0,05-1-0,003)
Размеры пластины радиатора для заданных исходных данных
принимаем следующие:
D х В х 6 — 50 X 31 X 3 мм
Пример 3. Рассчитать размеры радиатора для тех же исходных
данных что и в примере 2, ио при давлении окружающей среды
0,532 • 10Б Па (400 мм рт. ст.)
В предыдущем примере необходимо пересчитать значение ко-
эффициента теплообмена ак для условий работы при пониженном
давлении и уточнить дальнейший расчет (начиная с и. 4 примера 2).
Значение коэффициента теплообмена излучением от давления не
зависит и остается прежним
539
1. Определяем коэффициент теплообмена при естественной кон-
векции при давлении Нр — 400 мм рт. ст (см. табл. 13 I)
( НР \0 5 <• / 400 \0 5
«кн-=«к -^"1 =М2 — = 4,67 Вт/м2-К,
\ ** ро / ' 7о0 /
где <хк = 6,42 Вт/м* • К — значение, полученное в предыдущем
примере (см. п. 4) прн нормальном давлении.
2. Уточняем значение суммарного коэффициента теплообмене
а = “к.Н + “л = 4.67 4- 10.2 = 14 87 Вт/м* • К.
3. Рассчитываем площадь теплоотдающей поверхности радиа-
тора
S = Р/аДТр.д0П — 5/14,87 • 85 = 0,00396 м*.
4 Вычисляем ширину пластины радиатора
S—2£>6 0,00396 — 2-0.05 0,003
В — —------— =------------------------= 0,04 м.
2 (£>4-6) 2(0.054-0.003)
Размеры пластины радиатора при давлении Н = 5,32 • 104 Па
D X В х 6 — (50 х 40 х 3) мм.
Пример 4. Рассчитать размеры радиатора при исходных данных,
оговоренных в примере 2, ио при условии, что радиатор находится в
вакууме.
1. В вакууме коэффициент теплообмена конвекцией ак = 0,
Поэтому суммарный коэффициент теплообмена
а= ап = 10,2 Вт/м2 • К-
2. Уточняем площадь теплоотдающей поверхности радиатора
5= Р/аД7’р.дог1 = 5/10 ,2 • 85 = 0,00578 м*.
3- Определяем ширину пластины радиатора
S—2D6 0,00578 — 2-0,05-0,003
В —-------— — ---------------1--------=0,0517 м.
2(04-6) ......—
2(0,054-0,003)
Размеры пластины радиатора, работающего в условных вакуума
D X В = 50 х 52 х 3 мм
Пример 5 Поверочный расчет Определить мощность, рассеи-
ваемую ребристым радиатором, прн следующих геометрических раз-
мерах: высота 0—0,101 м; ширина В = 0,101 м, высота ребра Нх =
= 0,02 м; толицта ребра Ь = 0,001 м; шаг а = 0,01 м; толщина
основания Л = 0 005 м; число ребер п = 11; температура окружаю-
щей среды Тс — 50 СС; степень черноты еп = 0 9 Теплообмен
происходит в условиях естественной конвекции при нормальном
давлении.
540
! Определяем площади i = х частей поверхности радиатора:
S, = (п - i) aD = (11 — I) 0,01 0,101= 1,01-10-2 м2
S2 = 2 (я — I) HtD = 2 (II — 1) 0,02 - 0,101 =4,04 10~2 ы2;
S3 = 2HD = 2 • 0,025 • 0,101 = 0,505 • 10~2 м2,
S4 = nb (D + 2Н,) + 2(Н — Hj) В - 11 • 0,£01 (0,101+
+ 2 0,02) -4 2 (0,025 - 0,02) 0,1 » 1.65 • 10~2 м»;
Ss = BD = 0 101 • 0,101 = 1.01 I0-2 м2:
S = S Sf = 8,3 • 10-2 м2.
< I
2. В первом приближении задаемся средней поверхностной темне
ратурой радиатора Гр = 76 °C.
3. Определяем среднюю арифметическую температуру
Тт = 0.5 (Тр + 7С) = 0,5(76 + 50) = 63 °C. (13.26)
4. Определяем температуру окружающей среды между ребрами
по формуле 1105)
7|с = Тр-(Гр - Тс) М (5). (13.27)
где М (В) — критерий, учитывающий повышение температуры ок-
Ружаювсей среды между ребрами Т,с относительно температуры
в пространстве, достаточно удаленном от радиатора Для воздуха
Значения критерия Л1 (£) приведены в табл 13 9
Значения £ определяется по формуле
(7'п —Т'с)174
l = (? „,) (0- 8) (мм) р ’-------, (13.28)
D1'4 (мм)
где (Тгп) — параметр, учитывающий свойства окружающей
среды при температуре ТП1 (для воздуха этот параметр представлен
в табл. 13.10); о, b и D — в миллиметрах.
Таблица 139
Зависимость критерия М от параметра g
£ 0 0,2 0.5 0,8 1,0 1,5
м 0 0,095 0,245 0,390 0,480 0,680
Окончание табл. 13.9
6 2.0 2.5 3,0 3,5 4,0 4,5
М 0,815 0,895 0,935 0,960 0,980 0,990
541
Таблица 13.10
Зависимость параметра At от температуры Тт
тт. °C 0 10 20 30 40 50 60
А, 0.395 0,375 0,36 0,35 0,335 0,325 0,315
Окончание табл. 13 10
Тт. °C 70 80 100 120 140 160
0,303 0,293 0,280 0,260 0,250 0,235
Проводим численный расчет температуры Тic:
а) из табл 13.10 определяем At (63 СС) = 0,311;
б) по формуле (13.28) рассчитываем
(76—50),/4
£=0.311 (0 01—0,001) - 103 —----------=1.985,
(О.ЮЫО’)1'4
в) нз табл. 13.9 определяем М (1,985) = 0,81;
г) по формуле (13.27) рассчитываем искомое значение темпе-
ратуры
Т,-с = 76 — (76 — 50) 0,81 — 55 °C.
5. Рассчитываем коэффициент теплообмена конвекцией для i-x
частей поверхности радиатора:
а) для поверхностей St и S2 по формуле, приведенной в табл. (3.1,
(Т-П)
D
<Xi(t,2= Аг
/ (76 — 55) Х1/4
= 1,3 ---------- = 4,92 Вт/м-К,
\ 0,101 /
где Л2 (65,5 С) = 1,3 прн Tim = 0,5 (Т„ -f Tic) - 0,5 (76 +
4 55) = 65,5 °C;
б) для поверхностей S3, S4, Se при Т ic = Тс — 50 °C и Тim =
~ Тт ~ 63 °C (см. п. 3 примера) по формуле из табл. 13.1 опре-
деляем
«КЗ. 4. 5 — 1,3
76-50'
0 101
— 5,18 Вт/м2-К
6 Определяем коэффициент теплообмена излучением для г-х
частей поверхности радиатора.
а) для поверхностей 51 и Sa по формуле (13.6)
“ni.a == МРр-с / (Tv, Тс) = 0,9 0,0476 8,6 = 0,378 Вт/м* К,
542
где коэффициент облученности определяется по формуле
а 0,01
(<>_ С(2=-----= ---------------=0,0476,
р 1 « + 2О 0,01+20,10]
а вы ражеине f (76 °C, 10 °C) = 8,6 Вт/м8 • К — ио формуле (13 7);
6) для поверхностей S3 S4 S5c учетом соотношения <fp.c3,<3 =
= 1 ио формуле (13.6) определяем
ал 9,4,s= 0,9 • 1 • 8,6 = 7,75 Вт/м8 • К,
7. Рассчитываем мощности, рассеиваемые i ми частями
поверхности радиатора, и суммарную рассеиваемую мощность
радиатора по формуле (13.25)
5 s
2 pi= 2 1«к»МГр-Гс)+ал15{(Гр-Ге)],
i— 1 /=1
откуда
Pi = 4,92 1,01 • 10-г (76 — 55)0,378 1,101 10~8 X
(76 — 50) = 1,14 Вт,
Р2 = 4,92 • 4 04 10-2 (76 55) + 0,378 • 4 04 • 10~2 х
X (76 50) = 4,59 Вт;
Р3 = 5,18 • 0,505 10 8 (76 — 55) + 7,75 • 0,505 • 10~2 х
X (76 — 50) = 1,57 Вт;
Р, = 5,18 • 1,65 • I0-2 (76 — 55) + 7,75 - 1,65 • 10~8 х
X (76 — 50) = 5 13 Вт;
Р5 = 5,18 1,02 • 10 2 (76 — 55) + 7,75 • 1,02 • 10 2 х
X (76 — 50) = 3,26 Вт;
Рр = 1,14 + 4,59 + 1,57 + 5,13 -|- 3,14 = 15,59 Вт.
Аналогично производится расчет для других значений средней тем-
нературы поверхности радиатора, из которого можно получить теп-
ловую характеристику радиатора в виде Р — f (Гр).
Теперь предположим: что иа этом радиаторе установлены ЭРИ
мощностью Р— 15,59 Вт; определим их температуру
а) Пусть на радиаторе с помощью пасты KI1T-8 установлен
транзистор КТ809А, рассеивающий мощность Р — 15,59 Вт; тог-
да температуру перехода определим по формуле (13.16)
и=Гс+ДТрмох + Рр (ЛП.1< + ^1<.р)= 7 р max + Гр (7?ц.к+/?1(.р) =»
= 76-1-15,59(2,5- 0,4) = 121 2° С
б) Пусть иа радиаторе установлены транзисторы КТ8О9Х (Рр =
= 5,59 Вт) и КГ908А Рр-= 10 Вт), тогда для транзистора КТ8( Л
7’п = 76 + 5,59 (2,5 -|- 0,4) = 92,1 °C;
для транзистора КТ908А
Та = 76 + 10 (2,5 | 0,4) - 105 °C.
543
13.3. Расчет тепловых режимов при конструировании
гибридных интегральных микросхем и микросборок
При расчете тепловых режимов конструкции гибридных ИМС
и микросборок независимо от технологии их изготовления могут
быть представлены двумя моделями, изображенными на рис 13.7
(108 109 111] Первая модель соответствует корпусированиым
ИМС и микросборкам, вторая — бсскорпусиыи. Учитывая, что в
обеих моделях основная доля теплоты передается от подложки к
корпусу или от теплоотводящей шины в окружающую среду, при
расчете их тепловых режимов можно воспользоваться единой теп-
ловой моделью и тепловой схемой, которые приведены на рнс. 13.8
и 13.9 Тепловая модель на рис. 13 8 представляет собой двухслой-
ный прямоугольный параллелепипед с размерами llt /2 и l3 = h„ +
+ Л|<. где 11п — толщина подложки, hK — толщина слоя клея или
компаунда. Если в микросборке подложки припаиваются к корпусу,
то, пренебрегая тепловым сопротивлением контакта, тепловую мо-
дель можно рассматривать как однослойный параллелепипед, со-
стоящий только из подложки толщиной 13 = ЛП. Источники теп-
лоты размещаются произвольно на верхней большой стороне парал-
лелепипеда. Температура корпуса (теилоотводящей шины) микро-
сборки считается изотермической поверхностью с температурой /«
При расчете теплового режима микросборок с заданной топо-
логией определяют температуру пленочных и дискретных бескорпус-
пых элементов Tt (резисторов, конденсаторов, транзисторов, диодов
и др ), расположенных иа поверхности подложки, сравнивают по-
Рис. 13 7. Модели конструкций корпусированной (о) и бескорпусиой
(б) микросборок
/ — корпус (теплоотводящая шина), г подложка 3 — клеЛ или компаунд
4 — выводы
Рис. 13.8. Тепловая модель микросборки
544
Рис. 13.9. Тепловая схе-
ма микросборки
Ряп—“° *—J <—J-*
Тпг
лученные температуры элементов с допустимыми температурами Тjg,
указанными в ТУ. а затем делают заключение о приемлемости тепло-
вого режима элементов. При расчете пленочные элементы заменяют
плоскими источниками теплоты, дискретные представляют плоскими
источниками теплоты с тон же мощностью и внутренним тепловым
сопротивлением между переходом и поверхностью подложки. Ис-
точники теплоты представляют в виде плоских прямоугольников с
размерами 2Д, х 2Д„ параллельных осям к и у иа тепловой модели
(см. рис. 13.8).
В гибридных ИМС и микросборках, как правило, иа поверхно-
сти подложки плотно друг около друга расположено большое число
элементов, поэтому при разработке топологии необходимо учиты-
вать взаимодействие их тепловых полей.
Предполагая, что система линейна, для определении темпера-
туры 1-го элемента применяют принцип суперпозиции тепловых
полей
л
7’| = 7'„ + Оп + Оф1 = 7’к4- 2 0/ь (13.29)
<- I
где 0{| — собственный перегрев, обусловленный только мощио-
л
стью Z-го источника; — фоновый перегрев от всех
остальных источников теплоты; Од — фоновая составляющая пе-
регрева t'-ro элемента, обусловленная /-м источником теплоты; п —
число источников теплоты.
При практических расчетах фонового перегрева вводится по-
нятие о зонах влияния или зонах тепловой защиты, за пределами
которых влияние фоновой составляющей температурного поля
пренебрежимо мало. Другими словами, зона тепловой защиты опре-
деляет расстояние, за пределами которого тепловым влиянием со-
седних ЭРИ можно пренебречь (рис. 13 10) Размеры зоны тепловой
защиты можно определить по результатам поверочного теплового
расчета топологии по приведенной ниже методике. Приближенно эти
Рис 13.10 Схе-
ма конструкций
зон защиты
18 Зак 726
545
Рис. 13.1]. Гра-
фики для опре-
деления шири-
ны зон защиты:
а — при дву-
сторонней за-
щите; б — при
защите по пе-
риметру
размеры можно также оценить с помощью графиков, приведенных
на рис. 13.1] |108|.
Ширина зоны защиты зависит от геометрических размеров по-
верхности подложки, занятой навесными элементами, приведенной
толщины подложки и максимально допустимой удельной мощности
рассеяния пленочных резисторов
Параметры а и рт, обозначенные на графиках, находятся нз
соотношения a — l/h, Рт= Р'^Р0, где I — меньший размер зоны,
занимаемый навесными элементами, — ha + Лк Ап/Х1( — приве-
денная толщина подложки; Ро — удельная мощность рассеяния
пленочных резисторов; Р„ — максимально допустимое значение
удельной мощности рассеяния пленочных резисторов, при которой
обеспечивается нормальны, тепловой режим навесных элементов.
С помощью рие. 13.11 через параметры а и рт находят'значеине
коэффициента б, а затем определяют ширину зоны защиты /3=>
= 6/®. Если при выбранной конструкции микросборки размеры
зон защиты не удовлетворяют требованиям топологии, то применя-
ют дополнительные конструктивные меры, в том числе используют
материалы подложки и компаундов с более высокой теплопровод-
ностью, специальные методы монтажа (например, размещение мощ-
ных бескорпусиых транзисторов непосредственно на металлическом
основании корпуса) или применяют более интенсивные средства
охлаждения.
В качестве материалов для корпусов получили распространение
алюминиевые сплавы, ковар и пластмассы, для подложек — ситалл,
поликор, бериллиевая керамика (табл. 13.11).
Пример. Рассчитать тепловой режим элементов фрагмента то
пологий микросборки (рис. 13 12) для двух вариантов конструкций
подложки: а) нз поликора; б) из ситалла Толщина йП = 0,5 • 10~3 м;
элементы установлены на корвус с помощью клея толщиной hK ==
= 0,1 • 10—3 м. Исходные данные следующие
Керамический резистор /?3: мощность Р 50-10~3 Вт; размеры
в плане 2Дг 3,5 • 10 3 м; 2Д2 3,0 • 10—3 м; плотность теп-
лового потока q0 = Р/2Дг • 2Д2 0,477 • 104 Вт/м2.
Бескорпусиой транзистор К7’атипа2Тб25АМ-2‘ Р = 250 • 10—3Вт;
2Д, = 1,0 10 3 м; 2Д2 = 3 10~3 м Ро = 8,33 • 104 Вт/м2; R —
= 35 К/Вт.
Керамический конденсатор С7 типа К10-17: 2Д! — 1,5-10-3 м,
2Аа=> 1,5 - 10-3 м:
а) Определяем собственный перегрев перечисленных элемен-
тов, установленных иа подложке из поликора Хп = 30 Вт/м К,
с помощью клея Хк 1,5 By м - К)
546
Таблица 13.11
Материал Теплопро- водность. Вт/м К
Ситалл 1.22-1,46
Поликор 25-37,7
Ковар 15-21
Бериллиевая керамика 220
Компаунды и клеи 0,2—1,0
Пластмассы 0.2—1,0
1 Определяем сум» зрную
толщину подложки и клея
/з= Ли + h.<= (0.5 + 0 1)х
X IO~S= 0,6 • IO—» м.
2 . Рассчитываем тепловое
ПОДЛОЖКИ
Рис. 13.12 Фрагмент топо-
логии микросборки
сопротивление единицы площади
0.5-10—» 0,1-10—s
rT = /llI/Xll+ftK/XK--------+ • =0,083-IO-з м^-К/Вт
ои I, о
3 Вычисляем масштабный коэффициент KL для двухслойной
пластины:
— (ftu4’ M/(*n + *K*n/M—
О.б-Ю-з
= ---------------------------- =0,24
0,5.10-3+0,1 (1,5/0,3) • 10_з
4 Определяем значения функций у (6, KL, 62 К,) с помощью
Графиков на рис. 13.13. предварительно вычислив относительные
размеры пленочного R3, и навесных С7, VTt элементов 6t, ба н
11091
Примечание. Свойства функции, которые необходимо
знать при расчете температурных полей элементов па подложке.
у (г, <?) = sign г sign q у(| г |, | q |); у (г, q) = у (<?, г).
Функции signr и sign»/ учитывают знак параметра. Они равны
4-1, если знак параметра положителен, и нулю, если параметр равен
нулю
5 Определяем максимально возможный перегрев элементов
^ilmax — i ~ гт
6 Рассчитываем собственный перегрев элементов •дц ==
~ max Y (г- <7) Результаты расчета ио пп. 4—6 приведены в
табл 13.12.
б). Определить собственный перегрев тех же элементов, уста-
новленных на подложке из ситалла = 1,5 Вт/м • К с по-
мощью клея Хк — 0,3 Вт м К
18'
547
Рис. 13 13 Зависимость у функ-
ции от параметров q и г.
а — q—O-i-O,l' б—9=0,14-0,4’
в— 9=0,44-1,0; г — 9=1,04-
4-4,0
548
Т а б л и ц а 13.12
Расчет собственных перегревов элементов фрагмента топологам,
установленных на подложке из поликора
Элементы 1*0 1 !© 3, KL v (в, «. KL) 0,, Umax О о
5.8 5 1.4 1.2 0.82 0,396 0 325
VTt 1.66 5 0.4 1.2 0,515 6,92 3,57
С? 2.5 2.5 0.6 0.6 0,52 0 0
Порядок и расчет аналогичен предыдущему.
1. /» = (0.5 + 0.1) 10-» - 0.6 • 10-’ м:
2. гт = 0.5 • 10 ’/1.5 + 0.1 • 10-V0.3 = 0.67 - 10~» м» К/Вт;
3. 0.6 - 10-«/ 10.5 10-» 4-0J (1.5/0.3) 1О-»|= 0,6.
Остальные вычисления сведены в табл. 13,13.
Транзистор VTa на этой подложке имеет собственный перегрев
33,6 К и может создать заметную фоновую составляющую перегрева
для соседних элементов /?, и С7. Поэтому следующим этапом рас-
чета проверим тепловое влияние транзистора V7\ на соседние эле-
менты к С7.
4. Определяем фоновые составляющие перегревов Офд и 0ф *
в центре резистора Я3 с координатами хв|= 0.15 • 10-3 м. у0( =
= 3,5 10—3 м, и в центре конденсатора С7 с координатами xQfe
в —1.5 • 10“3 м, Увк— —0,75 • 10*3м (координаты сняты из
фрагмента топологии иа рис. 13 12).
Таблица 13 13
Расчет собственных перегревов элементов, установленных
на подложке из ситалла
Элементы < *•€> в. о '9 в, К/. v (5> Кй t,K/. з. •'““"’о, 1 О о
Кз 2,9 2.5 1 74 1.5 0 88 3.19 2,8
VTt 0,83 2.5 0 498 1.5 0,60 56 33,6
Ст 1,25 1,25 0 75 0,75 0.60 0 0
549
Таблица 13.14
Результаты расчетов фоновых перегревов резистора /?э
и конденсатораот теплового влияния транзистора VT2
Резистор R,
Конденсатор С,
xo=xofl3—O.15- Ю—з/0,6- 10гЗ=Л,25
Уо=Уа/<т=3.5-1О 3/0,б. 10-’=5.82
<7i = <\ +|лъ1 = 2,9 + 0,25=3.15
q2=bx — |j^| = 2,9—0,25=2.65
''1 = ^ + 1^1=2,54-5.82=8.32
'2=^-1 Уо 1=2,5-5,82 = —3.32
=3,15 0,6=1,86
Л'ь = 2,65-0.6= I 59
г, Л, =8,32-0.6 = 4,98
r2KL=— 3,32-0.6 = 1.99
sifin fl2 = +1
sign r2 = —I
V(<7iГ|Л'£) = О.96
У (4>KL; r2A'J=0.9
G «£)=0 93
YCViA'l'. ггк1 .)=0.93
ОфЯ=55.7 (0.96-0,9+0,93-
— 0,93) = 0,835 °C
л0=—1,5-Ю-з/0.6 10-»=
=—2,5
7Я = — 0.75- Ю-з/0.6- 10-з =
=•—1,25
^=1,25 + 2 5 = 3.75
?2= 1,25-2,5 = -1,25
г, =1,25+Г,25=2.5
г2=1,25- I 25 = 0
q, К,=3,75-0,6=2.25
q2 X, =—| ,25-0,6 = - 0.75
г, К,=2.5-0.6= 1.5
г,К£ = 0
signi/2 = -1
sign r,=-0
у =0,9!
у=0
у=0.71
у=0
Pj/?T;=55,7
— 55,7 ——(0,91 —
4
— 0 71)=»2,8 °C
Порядок расчета и их результаты указаны в табл. 13.14.
5. Определяем суммарные перегревы элементов, установленных
на ситалловой подложке относительно корпуса микросборки:
вкз “ 0и+ 3,134- 0.835 = 3,965 К
бКт2 "* уУ1 “ + *»7н 33 6 + 35 • 250 IO-3 = 42,35 К;
0* — ^ф/*^ 2-3 К
55С
Из примера видно, что собственные и фоновые перегревы эле-
ментов. установленных на подложке из полнкора, значительно мень-
ше перегрева элементов, установленных на подложке нз ситалла
13.4. Расчет тепловых режимов при конструировании
модулей питания
Принцип построения ИВЭ из функциональных модулей явля-
ется наиболее прогрессивным. Конструктивно модули питания вы-
полняются на металлическом основании, на котором устанавливают-
ся наиболее мощные ЭРИ и печатных плат, закрепленных на осно-
вании с помощью стоек из изоляционного материала. Для мощных
ЭРИ на основании предусмотрены посадочные места с фланцами.
Модуль питания своим металлическим основанием, как правило,
устанавливается иа массивные элементы конструкции блока или
устройства, в состав которых он входит. Для создания надежного
теплового контакта между основанием и конструкцией блока нано-
сят теплопроводный клей или компаунд.
В зависимости от назначения и условий эксплуатации модули
г итаппя могут быть открытого типа или закрыты перфорированными
кожухами Имеются разновидности модулей с корпусными микро-
сборками, тогда в платах делают соответствующие вырезы под теп-
лоотвод, от которого рассеиваемая мощность непосредственно пере-
дается к основанию.
В модулях питания будем выделять нагретые зоны в виде метал-
лического основания с установленными на нем мощными ЭРИ, плат
с остальными ЭРИ и кожуха, среднюю поверхностную температуру
которых будем отождествлять со средней поверхностной темпера-
турой основания, платы или кожуха.
В табл. 13.15 показаны типичные тепловые модели и соответст
дующие тепловые схемы модулей питания для которых там же при
ведеиы зависимости для расчета тепловых режимов.
При расчете теплового режима модуля питания определяются
средние поверхностные температуры: металлического основания
Гх, платы / (Гг) и платы 2 или кожуха (Т3). Температуры конструк-
ции блока (Тк) и окружающей среды (Тс) считаем заданными.
Определив с помощью зависимостей в табл. 13.15 перечисленные
температуры, можно рассчитать перегревы наиболее термокри-
тичных ЭРИ модуля питания (Тя)- Методику теплового расчета
модулей питания рассмотрим на конкретном примере.
Пример Рассчитать тепловой режим модуля питания (см
табл. 13-15 схема б), работающего в условиях естественной конвек-
ции при температуре окружающей среды Тс — 45 °C и нормальном
давлении На металлическом основании / установлены чезыре дио-
да 2Д213Б с мощностью рассеяния 2 Вт каждый (Pi = 2 4 =
= 8 Вт). Мощность ЭРИ. рассеиваемая на плате 2, равна Р2 = 1,5 Вт
(в состав модуля входит трансформатор, влияние которого иа теп-
ловой режим основания и платы ие учитываем) Размеры основания,
длина I, = 0,1 м, ширина /4 = 0,05 м, размеры платы' = 0.06 м
=. о 05 м, расстояние между платой и основанием Ь — 0 014 м
Модуль питания через слой клея (йк = 0 0005 м, = 0 3 Вт м К)
крепится основанием к конструкции блока Поверхность контакта
с конструкцией бгека SMI — 0.002 м2 Температура конструкции
блока Тк = 50 °C.
551
g Таблица 13.15
Типичные тепловые модели и соответствующие тепловые схемы модулей питания и зависимости для расчета
их теплового режима
Тепл вея модель Тепловая схема Расчетные зависимости Примечание
а) tn-—1*-; й || + II р -н 11 Я “ « “и .« + •„ + гт ; Ц з в = *> II о , 0 q | о -°- „Ч *Г С О q ~ ~— .. с? II II 5. II о 1 * -й 3 * и °1.Р а ? ' “а —— - ' S. SP II “ 2 - О .4 Q ” я-1* (1 51 । е q П II М м ** О’ rv. 1 II .? 5> г 5 -°- ° о £ » ? "| + II ”7?_ Модуль питания не име- ет теплового контакта с конструкцией блока Рм н Rnt — мощность и теп- ловое сопротивление i-ro элемента, установленно- го на основании нли плате
♦ ч 1 — металлическое основание 2 — плата
б) Д’ г Я оТк *1* Т], Тг. D,, D2, D — см. а); 0ц=а12 + + °ic + °ik; С1г=—сти, ^1=^1 + + &1С T'c+ffiK Тн', «21=—^13 Огз“ = ст1г4"стгс: b2='Pj-f-Ojc Т'с; Модуль питания метал- лическим основанием за креплен на конструкции блока (здесь Тк — за данная величина)
'!
4 Г
L_ у- к
К — конструкция блока
Продолжение табл. 13.15
Тепловая модель
Тепловая схема
Расчетные зависимости
Примечание
г,- —,Та- D ,т, - 0 .п,-
Модуль питания с кожу*
ХОМ
bi о» а1» 01j 61 01»
— t >2 Ом Oj » Di = Oil 6, Oa, »
6» Оз» Озз o»i bt aM
ап а1» bi 0ц ait ou
D, 0,1 Ом Ь, ; D= o»i о,, aM
a»i аи Ъ3 0»i Я32 O33
=ctik + ctij! аи--ст1»! «и---ст1з»
6i=Pi+<J1K тк; о»1 = —а»; аа, = а1,+
+ <т,3; «2»=—стаз‘> 6»=^»; а81 = —ои;
а3»=—о,з; азз = о,з+°1з+озс; 6з =
=-°зс То,
553
Тепловая модель , Тепловая схема Расчетные зависимости Примечание
554
1. Определяем площади поверхности основания и платы:
= l1i2 = 0,1 0,05 = 0,005 м2; S2 = 0,06 • 0,05= 0,003 м*
2. В первом приближении задаемся конвективными и лучисты-
ми составляющими коэффициентов теплообмена между платой и
основанием с окружающей средой и между ними
ак1св — сск2св -®i<i2 — 7Вт/м2-К; сС|(2сн—аи21 — 3,5Вт/м--К
«ли = 4 5 6 Вт/м2 К «лю = «ascii = 1 Вт/м2 К ал2СВ =8 Вт/м2 - К
Индексами «bs и «н» здесь обозначают верхнюю и нижнюю сто-
роны платы
Примечание. Порядок .значений коэффициентов тепло-
обмена и формулы дли их определения взяты нз 1112| н далее рас-
считываются в п. 6 настоящего примера
3. Определяем соответствующие тепловые проводимости:
Oic = (aiac + a.nc) $,= (7 + 1).0,005=-0,04 Вт/К,
О2е = (ак2СВ + а1<2СЦ + аЯ2СВ + ССЛ2С1|) ^2 =
=(7-|-3 5 4-8-1-1) 0,003 =0,0585 Вт/К
aH12 а1;21 ^2 , „
°12 = “ ё ГКЛ12 •>! ^=-
aKl2 П-ак21 й2
7-0,005-3,5-0,003
7-0,005 -f-3,5-0,003
4-5 0,005=0,033 Вт 'К;
°1К--
Хц ^1К
0,3-0 002
0 0005
= 1,2 Вт К
6к
4 Определяем коэффициенты, входящие в матрицы для опре-
деления температур Tj и Тг
«и = «12 + °1е + о1К = 0,033 4 0,04 4- 1,2 = 1,273 Вт/К,
«12 = —Оц = —0,033 Вт/К, 61 = Pi + Oic^c + Ощ^к — 8 +
+ 0,04 45 + 1,2 50 = 69,8 Вт. о21 = —о12 = — 0 033 Вт/К;
«22 = 012 4- О2С = 0,033 + 0,0585 = 0,0915 Вт/К Ьг = Р2 +
4-о2сГс = 1,5 + 0,0585 45 = 4,13 Вт; = \а22 — 62си =
= 69,8 0,0915 — 4,13 ( 0,33) = 6,536 Вт*/К. D, — anb2 — а21 х
X Ьх - 1,273 4 13 — (—0,033) 69,8 = 7,57 Вт2/К D = auX
X в2а — a2l aI2 = 1.273 • 0,0915 — (—0,033) (—0 033) =
= 0,1166 Вт2/К
5 В первом приближении вычисляем значения средних поверх
костных температур основания I и платы 2:
Tt = DjD = 6,53^0,1166 = 56 °C, Г2 = 7,57/0,1166 =-65 °C
6 Уточняем значения коэффициентов теплообмена по результа-
там расчета температур, полученных в п 5
555
а) С помощью данных табл. 13.2 определяем коэффициенты А*
и Л; для своих характерных температур*
А; = 1,325 при Tt = 0.5 (56 + 45) = 50.5 °C;
1.32 при Г, = 0.5 (65 + 45) = 55 °C;
б) . Рассчитываем значения конвективных составляющих коэф-
фициентов теплообмена между поверхностями и окружающей сре-
дой (см. табл. 13 1):
аК1СВ — ВИ1»
Т—7С
I
56—45 \1/4
=6,67 Вт/м* К.
аК2СВ*
65— 45
0,05
= 7,7 Вт/м*-К;
иц21 — ®И2СН— 0,7Л»
т-тс
I
65—45
=0,7.1,321-----—
к 0,05
1/4
=4,12 Вт/М«. К;
в) . Рассчитываем лучистые составляющие коэффициентов теп-
лообмена между основанием н платой и окружающей средой по фор-
муле (13 6)
Функции температур
/ (Тъ TJ = f (56, 45) = 7 66 Вт/м* К;
f (Т„ Тс) = f (65. 45) = 8,03 Вт/м»- К;
f (Л, TJ = f (65, 55) = 8 4 Вт/м* • К
(см табл 13.3)
Коэффициенты облученности
<₽1св = <₽»сн = b/(b + 21J =
= 0,014/(0 014 + 2 • 0,05) = 0,123,
где Zs = 0 05 м — длина стороны пла-
ты; Ф12 = 0,68 при lt/b =0.05/0 014=
= 3,57 и /,//, = 0,1/0,05 = 2 (см.
рис. 13 14)
Коэффициенты теплообмена*
«nice = епФ1с / (7\> Т’с) =
Рис. 1314 Зависимость
коэффициента облучен-
ности параллельных
плоских пластин с раз-
личным соотношением
сторон:
I — /Л » 1. 2 — 3 —
i — пластины кру
лой формы
= 0.9 0 123 7,66 = 0.848 Вт/м* К,
аЛ»Св= епФ»В f ^с) =
= 09 1 8,03 = 7 22 Вт/м* К
аЛ1СН — епФ2СВ f (/'» 2*с)
= 0.9 0,123 8,03 = 0,89 Вт/м* К;
®ЛИ~ епФ12 i (^1, Г.)
= 09 0 68 84=5 15 Вт/м» К
556
7 Уточняем значения тепловых проводимостей.
°ic = (аМс + аЛ1С) Зц = (6 67 + 0 848) • 0 005 = 0,0376Вт/К,
<Ъс = (анзсв 4~ан2сн алтсв + алгсн) Sa =
=47,7 + 4,124-7 2240,89) 0,003 = 0,06 Вт/К
ак12 S I 0^к21 Sa „
°‘2— „ с 1 „ с «Л13*1 =
ак1» г>1 "Г “ни •за
6,67 0 005 4,12-0,003
- 667.0 005 + 4 12 Ш +5' '5 °-0® ° Ю47 ВТ/К
°1к = 1-2 Вт'К
8 Уточняем значения коэффициентов, входящих в матрицы:
ап = 0,0347 4 0,0376 4- 1.2 = 1,272 Вт/К;пи=* —0,0347 Вт/К
fej «в 8 4- О 0376 • 45 4- 1 2 50 = 69,7 Вт; = —0,0347 Вт/К
fltl = 0,0347 4 0,06 = 0 0947 Вт/К; Ьг - 1,5 4- 0 06 45 = 4,2 Вт;
D, = 69 7 • 0 947 — 4,2 (—0,0347) = 6,74 Вт2/К; D2 = 1,272 х
X 4,2 — (—0,0347) 69 7 = 7 76 Вт’/К, D = 1,272 0,0947 —
— (-0,0347) • (-0,0347) = 0,12) Вт2/К2.
9 Вычисляем значения средних поверхностных температур
основании и платы во втором приближении:
Г, = 6,74/0,121 = 55,7 °C 7'2 = 7,76/0,121 = 64 °C
10 . Определяем тепловое сопротивление контакта RK между ме-
таллическим основанием и корпусом днода 2Д213Б (диоды установ-
лены через анодированную прокладку из алюминиевого сплава тол-
щиной 0 0005 м и пасту КПТ-8 толщиной 0 0002 м):
2<51( бц 2 0,0002-4 0,0005-4 „ „„ „ „
Яи=—— 4---------—= --------------4------------ =3,73 К Вт.
ХК5Д А,п5д 0,7я0,0143 т 100л0,0142
Здесь 6И, Хк. 6П, Хп и 5Д соответственно толщина и теплопро-
водность слоя । асты КПТ 8 прокладки из алюминиевого сплава
к площадь посадочной поверхности диода
11 Рассчитываем температуру перехода диодов 2Д213Б
7'>=7Д = 714-Р; (/?н к+«к т) “55,74-2(1,643,73) =66,2° С
где /?п к ~ 1,5 K/Вт—из табл 13 5.
13.5. Охлаждение элементов и блоков
с использованием тепловых труб
Тепловая труба (ТТ) обычно представляет собой герметичный
контейнер внутренняя поверхность стенок которого покрыта ка-
пиллярной структурой (КС) (рис 13 15) Капиллярная структура
заполняется рабочей жидкостью обычно после вакуумирования
тепловой трубы. Часть внутреннего объема тепловой трубы, ие за-
нятая КС и з полненная насыщенным паром рабочей жидкости, на-
зывается паровым каналом Несмотря иа конструктивную простоту
тепловых труб, передача теплоты в иих осуществляется в результате
557
Рнс. 13 15 Схема простейшей тепловой трубы:
/ — корпус; 2 — капиллярная структура; S — поток жидкости. 4 — поток пара;
5 — штснгель
взаимодействия комплекса сложных физических процессов, без рас-
чета которых невозможно проектирование этих устройств
Работа тепловой трубы происходит следующим образом.
Теплота, подведенная к тепловой трубе, поглощается в виде скрытой
теплоты парообразования при испарении жидкости в зоне подвода
теплоты из КС в перовой канал. Поглощенная теплота переносится
паром, движущимся по паровому каналу, в зону отвода теплоты,
где происходит ее выделение при конденсации пара на поверхности
жидкости, находящейся в КС. Восполнение испарившейся в зоне
подвода теплоты жидкости осуществляется в результате переноса
жидкости по КС из зоны конденсации под действием капиллярных
сил.
В качестве КС используют различные пористые материалы
одно- и многослойные металлические сетки, металловолокнистые
спеченные структуры, зернистые материалы (порошки), различного
рода резьбовые профили (канавки), выполненные на виутрениих
поверхностях стенок тепловых труб, и др Во всех конструкциях
тепловой контакт КС со стенками тепловой трубы должен быть иан
лучшим. В качестве теплоносителей используют воду, ацетон, ам-
миак, фреоны, спирты Особенно перспективно их использование в
Рис 13.16. Типовые схемы систем охлаждения с применением тепло-
вых труб.
/ — охлаждаемое изделие; 2 тепдовая труба; 3 — оребрение; 4 — коммутн
рующиЙ элемент; 5 — теплоотвод
современных ИВЭ, проектируемых на базе комплексной микроминиа-
тюризации
На рис. 3 16 приведены типовые схемы систем охлаждения на
основе тепловых труб [103]
Разработчику важно уметь проводить расчеты тепловых режи-
мов ИВЭ, когда в состав их конструкций । ходят тепловые трубы.
Приведем методику, с помощью которой можно приближенно рас-
считать тепловой режим ИВЭ когда параметры и конструкция теп-
ловой трубы уже известны. Если задачу расчета ограничить опре-
делением средних поверхностных температур, то тепловую модель
системы ИЁЭ- ТТ можно представить в внде совокупности изотер-
мических тел. Для простоты будем считать ИВЭ одиночным изотер-
мическим телом Тепловая модель и тепловая схема этой системы
приведены на рис. 13.17, а, б Здесь тепловая труба условно разби-
вается иа три изотермических участка: испарительный, транспорт-
ный, конденсационный Между ИВЭ и изотермическими участками
тепловой трубы выделяют следующие тепловые сопротивления, со
стввляющне цепь передачи теплоты в системе: Т?^ЕЭ — между по-
верхностью ИВЭ (не контактирующей с тепловой трубой) и окружаю-
щей средой; — в месте контакта ИВЭ с поверхностью теп-
ловой трубы на испарительном участке; Л”я, ₽ян, /?ян — КС со-
ответственно на испарительном, конденсационном и транспортном
Рис. 1317. Тепловая модель (а) и тепловая схема (б) системы ох-
лаждения с использованием тепловой трубы-
I — ИВЭ. 2 — тепловая труба; 3 — теплоотвод
участках; К*неши и /?’Нешн ~ межАУ стенкой тепловой трубы со-
ответственно иа конденсационном и транспортном участках и окру-
жающей средой.
В соответствии с представленной иа рис 13 17.6 схемой пере-
грев ИВЭ в стационарном тепловом режиме описывается с помощью
следующего выражения:
г>ИВЭ пТТ
^внешн <чвнешн
^'ивэ = 7’ивэ—7’с = /’ивэ „ИВЭ , рТТ ’
*'выешн ' *'виешк
(13.30)
559
где
пИВЭ ___рИВЭ 1 г>н
Авнешн Ас 1" <'внешн
рТТ ____©и
Авнешн пвн
(^и ~Ь ^внешн) (^вн ~Ь ^ввеши)
(«вв + K„)+(*L + ^внешя)
Теплообменом транспортного участка тепловой трубы с окружающей
средой обычно можно пренебречь, поэтому принимают 1/RJKenra = 0.
Тогда
^вмешв ~ Ятт 4" ^внешн • (13.31)
где Ртт = /?“н + ^вн =" / <5 >
Лф отг
Сн ОК
„ °вв °ви
<2>тт — ~ »
SJH+S«H
бф, \j> — толщина и эффективная теплопроводность КС; S“H,
S«H — площади поверхности испарительного и конденсационного
участков тепловой трубы, STT — эффективная поверхность тепло-
передачи тепловой трубы.
Тепловое сопротивление /?тт =? (Ти — Т^Р?? для сконструи-
рованной тепловой трубы является величиной известной. У каждого
изготовленного образца тепловой трубы значение /?тт проверяется
экспериментально и записывается в паспорт Прн этом измеряются
величины Тц и Тк — температуры на поверхности испарительного
и конденсационного участков и Ртг — мощность, передаваемая
тепловой трубой Мощность Р^ — Рцп^, если передача теплоты в
окружающую среду с поверхностей ИВЭ помимо тепловой трубы
незначительна н ее можно не учитывать. На практике это условие,
как правило, соблюдается поэтому из тепловой схемы на рис. 13 17,6
можно исключить тепловое сопротивление Тогда перегрев
ИВЭ
®ИВЭ = ^ИВЭ-То =/>ИВЭ (^имешя + ^тт+ ^внеши)- 03.32)
Таким образом, здесь перегрев ИВЭ складывается из перепадов
температур в месте контакта поверхности ИВЭ с тепловой тру-
бой (Рцвз ^ввешв) по Длине тепловой трубы (Рцвз ^тт) н между
поверхностью радиатора тепловой трубы (поверхностью конденса-
ционного участка) и окружающей средой (Рцвэ ^внеша) Послед-
ним выражением н будем пользоваться при оценочных расчетах
ИВЭ, установленного на поверхности тепловой трубы.
Пример. Рассчитать перегрев ИВЭ, установленного на поверх
ности тепловой трубы, имеющей оребрение, по следующим исходным
560
данным: мощность, рассеиваемая ИВЭ, РИвэ = 20 Вт. площадь
поверхности ИВЭ, контактирующая с тепловой трубой (площадь
испарительного участка) $£неши = 16 • 10-* м1 ИВЭ установлен
иа тепловой трубе с помощью пасты КПТ-8 (толщина слоя пасты
6П — 0.5 • IO-3 Mv 1П = 0,7 Вт м- К). Конструктивные параметры
тепловой трубы н ее оребрения известны Тепловое сопротивление
тепловой трубы ₽тт = 0 2 K/Вт. Охлаждающая среда — воздух.
Давление 1,01 10* Па (760мм рт ст), скорость обдува о= 4 м/с,
максимальная температура 7’с = 60°С. Параметры оребрения
толщина b — 2 10—3 м, высота Н =• 20 10~3 м длина по направ-
лению обдува D = 0,04 м, расстояние между ребрами а =2 Ю-3 м
число ребер п 25. Ребра выполнены из алюминиевого сплава и
запрессованы на поверхность конденсационного участка тепловой
трубы
I Определяем тепловое контактное сопротивление между по
верхиостямн ИВЭ н тепловой трубы
ПН 6° °-5 10~’
ВИеШ" Л..5Н 0.7-18-10—*
п --'внешн
0,446 К/Вт.
Расчет ttJJHenni проводим по формулам табл 43 1
2. Определяем число Рейнольдса
Re
vD
V
4 0 04
18.97 10-«
=0 843-10*
где v = 18,97 • 10~» м’/с— коэффициент кинематической вязкости
воздуха при Те= 60 °C.
3 Рассчитываем критерий Нуссельта (при Re < 101)
Nu = 0,66 Re0 8 = 0,66 (0 843 • IO4)0 5 = 60.6
4 Вычисляем коэффициент теплообмена между ребрами
А. 2 9- 10—а
<иешн = Nu — = 60.6 -04 = 44 Вт/м« К
где А — 2 9 10~* Вт/мК — теплопроводность воздуха при Тс —
— 60 °C.
5 Определяем суммарную площадь поверхности ребер
„=2пЯ£>=-2-25 20 10~3 0 04 = 0 04 м2
6 Вычисляем тепловое сопротивление между поверхностью
оребренин тепловой трубы и окружающей средой
Явнешв =<неши ^кеши^3 44 0 04 = 1,76 К/Вт
7 . Рассчитаем перегрев ИВЭ
^ИВЭ = РИВЭ (^пнешн + ^ТТ + Сешя) =
= 20(0.446 4-0,2-f-1.76) = 48 12° С
8 Определяем искомую среднюю массовую температуру ИВЭ
гивэ = ге + «цвэ = 60 4- 48 12 = 108.12 °C.
561
Как видно из примера, основной перегрев получается на участ-
ке контакта ИВЭ с тепловой трубой и при теплообмене оребренной
поверхности с окружающей средой, в то время как перегрев по
длине тепловой трубы в данном случае ^ивЭ^ТТ = %® ' ~
13.6. Охлаждение источников электропитания
с использованием плавящихся рабочих веществ
Плавящиеся рабочие вещества — теплоаккумуляторы. обла-
дающие значительными эндотермическими эффектами при фазовых
или химических превращениях, получили применение в таких ИВЭ,
которые работают кратковременно, с длительными перерывами меж
ду повторными включениями или используются в разовых «пиковыхх
включениях. При этом время перерыва между включениями ИВЭ
должно быть таким чтобы рабочее вещество успело полностью
затвердеть к началу следующего никла включения аппаратуры
11041
Способ охлаждения считается локальным и обычно использу-
ется для отвода теплоты от наиболее теплонапряжеииых ЭРИ, на-
пример мощных транзисторов, диодов и микросхем. Применение
плавящихся рабочих веществ в устройствах охлаждения ИВЭ поз-
воляет в ряде случаев получить заметный выигрыш в массе и габа-
ритах теплоотводов. Обычно решение о выборе способа охлаждения
принимается после сравнения параметров систем охлаждения. В дан
ном случае наиболее наглядным является сравнение массы н раз-
меров типовых металлических радиаторов, рассчитанных на работу
в стационарном режиме, и устройств с плавящимися рабочими ве-
ществами с учетом времени включения в одном цикле. На рис. 13.18
приведена кривая, разделяющая две области значений рассеиваемой
мощности Р в зависимости от времени работы источника теплоты
в одном цикле включения тц Область 1 показывает, что применение
плавящихся веществ дает выигрыш в массе и размерах охлаждаю-
щих устройств, область// — где выгоднее применять типовые радиа
торы из алюминиевых сплавов.
Перечень некоторых рабочих веществ, которые могут быть ре-
комендованы для использования в устройствах охлаждения ИВЭ, и
нх теплофизические свойства приведены в табл. 13 16.
Окончательное решение о выборе способа охлаждения с исполь-
зованием плавящихся веществ следует принимать на основе тепло-
вого расчета. Основные исходные данные, необходимые для его про-
ведения: мощность, рассеиваемая ЭРИ и блоком ИВЭ; длительность
цикла работы тц, длительность паузы между включениями тп;
условия теплообмене с окружающей средой; предельно допустимая
температура корпуса устройства к концу цикле работы ИВЭ 7и.доп.
Рис. 13.18 Области целесообразного при-
менения устройств с плавящимися вещест-
вами и металлических радиаторов при крат-
ковременной работе источников теплоты
562
Рис. 13.19. Типовые схемы охлаждающих
устройств с использованием плавящихся
веществ.
I — источники теплоты: 2 — корпус; 3 — рабо-
чее вещество
Рис. 13.20 Расчетная тепловая схема устройства-
» — координата границы раздела твердой и жидкой фаз рабочего вещества:
/—корпус; // — жидкая фаза: III — бесконечно тонкий слой вещества на гра-
нице раздела фаз; IV — твердая фаза
Расчет теплового режима охлаждающего устройства про-
водится после определения объема рабочего вещества В первом
приближении объем выбранного вещества определяется по формуле
Рв 1Г г Ст (Т'кр — ^с) + сж (Т’ж.доп— Т’кр)
где ри, г, ст, с)К, Гдр, Тж доп—соответственно плотность, удель-
ная теплота плавления, теплоемкости твердой и жидкой фаз, тем-
пература плавления и допустимая средняя массовая температура
жидкой фазы вещества (можно принимать ст = с}к = с); тц — время
разового включения ИВЭ После этого выбирается рациональная
форма и определяются размеры устройства в нервом приближении
(рис. 13.19). Затем составляется его тепловая расчетная схема
(рис. 13.20).
Методику теплового расчета н порядок его проведения покажем
иа конкретном примере*. Здесь приведен более доступный ана-
литический метод расчета, основанный на закономерностях теории
мгновенного регулярного режима. Из методики исключены расчеты
для промежуточных толщин расплава с координатой £ и приведены
формулы только прн полном расплавлении вещества в устройстве,
т.е. прн £ — I Более точные расчеты приведены в 1104]
Пример. Требуется определить среднюю массовую температуру
корпуса охлаждающего устройства, выполненного из алюминиевого
с сплава, на котором установлены с хорошим тепловым контактом
тепловыделяющие элементы ИВЭ с общей рассеиваемой мощностью
ривэ = 30 Вт. Устройство прямоугольной формы заполнено кри-
сталлическим азотнокислым никелем. Масса вещества G — 0,885 кг.
* Методика теплового расчета разработана совместно с В. В Лн
тоновым.
563
Теплофизические свойства некоторых плавящихся рабочих веществ
Примечание. Наиболее часто применяются парафин, воск, сплав Вуда, нафталин, дифинил. обладающие лучшими
эксплуатационными свойствами (в основном это устойчивая обратимость процесса превращения и коррозионная совмести-
мость)
564
Площадь контакта внутренних стенок корпуса с рабочим веществом
SK = 0.016 м*. Параметр, характеризующий теплосодержание стен-
ки корпуса: (ср6)к = 2,1 • 104 Дж(м* • К), где с, р, 6 — теплоем-
кость, плотность и эквивалентная толщина стенки корпуса устрой-
ства. Теплообменом в цикле включения ИВЭ пренебрегаем, т.е.
1//?кс = 0 Температура окружающей среды Тс = 20 42 Свойства
вещества приведены в табл. 13.16.
I. Составляем эквивалентную одномерную расчетную тепловую
модель охлаждающего устройства (см. рис 13.20).
2. Определяем удельную рассеиваемую мощность ИВЭ
91 - 30/0,016 = 1850 Вт/м*.
3. Рассчитываем условную толщину слоя рабочего вещества
I = С/рв5к = 0.885/2050 • 0,016 = 0,027 м.
4. Определяем значение удельного теплового потока, подво-
димого к границе слоя жидкой фазы с корпусом по формуле
/. 8 Г , 2Л + В
9.ср -91 [ [arctg У4ЛС-В- ~
в В
-"с1е?пс=г11|-
для чего сначала рассчитываем параметры, необходимые для вы-
числения коэффициентов А, В, С'
м (срб)н 91 _ (920-2750 0,0083)
6гХри ” 6 155000 0.56 2015 ’ ’
\
ср/ 1970 2015 0,027
- 1Ь =----------= -----------------= 5 I
т (срб)к 900 2750 0,0083
565
Удельный тепловой поток
</2гр=1860 {1
_________8__________
У 4-2,6-94.4 — 24 42
2 26 —24,4
X I arctg _ , ---
[ У4-2,6-94,4 — 24,4-
— 24,4 1|
— arctg —г=.В = I767 Вт/м2
е У4-2.6-94 4 — 24,42 JJ '
5. Вычисляем среднюю массовую температуру корпуса охлаж-
дающего устройства в конце периода плавления
К =Гкр +
<7i 4-</аг.р — (<?i —<7гср) (I —Ф)
2Х
/=56.7-f-
1860±|767—(1860—1767) (15,1) Q Q
2-0.56
6. Определяем среднюю массовую температуру жидкой фазы
нгщества в конце периода плавления
^ж = 7'кр + (3?»ер + 2</2Ср ф—2<?,ф)=*_56 7-f-
ьл
О 027
-j- ’о , —(3-1767 у2; 1767-5,1—2 1860-5.1) =91,6° С.
7 Рассчитываем удельную тепловую нагрузку па рабочее ве
щество в период времени предшествующий началу плавления, по
формуле
D-VD2-12<7i/2M7’kp-7'C)
Яги —
2/2
где 0=3 (q.6K) А_ (7кр - Гс) 4- q,P + 3/Х (Ткр — Тс)= 3 X
СР|.
566
X 920 • 2750 • 0.0083 0.14 • 10~s (56,7 — 20) 4 1850 • 0.027» 4
4 3 • 0.027 0.56 (56.7 — 20) = 3.35 Вт.
отсюда
3.35—Т/3,352 —12-1860.0,0273-0,56(56.7 — 20)
fl21I -------------------------------------------
2 0.0272
=1285 Вт/мг
8. Рассчитываем среднюю массовую температуру твердой фа ы
вещества в начале периода плавления
тн_ у 1285-0.027
' н / цр —— do / — " 36 С
в 31 3-0,56
9 Вычисляем время плавления на всю глубину елся вещества
тпл= |(ср«)« (7S-rKp)4-q>Bl(T^-^)4pB^j =
= ---- J920-2750 0 0083(130 4 -56.7)4-1970 2015-0 027
(91.6 — 36)4 2015 0 027-155000] =8570 с
10. Определяем искомую среднюю массовую температуру кср-
пуса в зависимости от . продолжительности циклов включения "ц
(1200 с, 2400 с, 3600 с) и до полного расплавления (тП «= 8570 с)'
Tr— кр4
?14"92ср—(?i — 92ср)! 1Ч~ тц II
______________\______тп / J
21т„
18604-1767- (1860—1767) (14 ТцУ|о,О27т„
________________________ \ 8570 / J_____
2-0,56-8570
отсюда Тк (1200 с) = 68,4 °C; Тк (2400 с) = 79,7 °C
Тк (3600 с) = 90.5 °C и Тк (т„) = Тк (8570 с) = 130,4 °C.
Примечание. В даш-ом примере была заведомо в-ята
завышенная толщ» на елся вещества R, чтобы показать дг «нику
роста температуры корпуса устройства в зависимости от коордгва-
ты границы раздела жидкой и твердой фаз L
Если после провед имя ресчета по п. 10 время полного расп^ в-
ления тп при заданном э» ачении толщины слоя вещества R будет
превышать продолжительность работы в цикле тп, те тп > ти то
проводят ювторньй расчет с меньшей толщин и с я вещества R
до выполнения условия тп = тц Затем уточняют размеры S стрийств
в плайе соответствующие вычисл иному объему вещества V го
формуле (13 33).
Расчет теь сературы тепловыделяющих эле ентов РВЭ, уста
новленяых на корпусе устройства, обьчпо осуществляют по фор у
лам для стацнонт рного режи а Т инэ=^« + P^Re.
567
где Тк — значение температуры корпуса устройства, определенное
по формуле, приведенной в и. 10 настоящего параграфа; Рэ — мощ-
ность, рассеиваемая элементом Ra — тепловое сопротивление меж-
ду характерной поверхностью элемента и корпусом устройства.
13.7. Экспериментальная отработка теплового режима
источников вторичного электропитания
После того как ИВЭ разработан, всегда возникает вопрос о
соответствии его теплового режима допустимому Тепловой режим
считается допустимым если температуры на всех элементах равны
или ниже заданных по техническим условиям на эти элементы Это
соотве ствие устанавливается экспериментальными исследованиями
с замерами температур в критических зонах непосредственно на
корпусах теплоиапряженных элементов или окружающей среды в
районе их расположения.
Критические зоны ЭРИ чаще всего недоступны для измерения
температуры. Поэтому тепловой режим в критических зонах задают
таким образом, чтобы число зон было минимальным н они были
доступны для измерений, а по результатам измерений можно было
в случае необходимости, рассчитать тепловой режим в интересующих
критических зонах Оценку температурного режима ЭРИ произво-
дят по температуре поверхности (корпуса) или окружающей среды
в зависимости от требований технических условий на ЭРИ.
Если хотя бы у одного ЭРИ измеренное значение температуры
больше заданного в технических условиях, то тепловой режим при
бора считается необеспеченным и его конструкцию необходимо до-
рабатывать
В качестве чувствительных элементов для измерения темпера-
туры применяют стеклянные термометры, термопары, термометры
сопротивления, термокраски (термонидикаторы) Все этн средства
имеют достаточно малую инструментальную погрешность, н область
их применения определяется свойствами объектов измерения и по-
грешностью метода измерений.
Для определения температуры поверхности рекомендуют про-
изводить измерения:
а) медь константановыми и медь-нихромовыми микротермопа-
рами с диаметром термоэлектродов 0,03- 0,15 мм;
б) с пленочными медь-никелевыми термопарамв, напыленными
на контролируемую поверхность,
в) терморезисторамн бусинковского исполнения,
г) имитаторами полупроводниковых микроэлементов, которые
моделируют тепловой режим микросхем и одновременно позволяют
контролировать температуру их кристаллов
Наиболее распространенным и универсальным чувствительным
элементом является термопара (за исключением измерений в полях
СВЧ высокой интенсивности) Обычно применяют хромель-копеле
вые и хромель алюмелевые термопары стандартных градуировок
и термоэлектродных проводов диаметром 0.03- 0,5 мм
Термопврыдля измерения температуры газа в блоках закрепля
ют на растяжках из нитн, концы которых закрепляют на деталях
блока или ЭРИ, а также на специальных стойках из теплоизоляци-
онных материалов Для уменьшения лучистого нагрева чувстви-
тельные элементы экранируют материалами с малой степенью чер-
ноты, иапрнмер алюминиевой фольгой или полиэтилентерефталат-
568
т
ной пленкой, причем экран не должен касаться чувствительного
элемента.
Термопары для измерения температуры поверхности корпусов
ЭРИ устанавливают с помощью клеев или компаундов, например
клея БФ-4, герметика «Эластоснл 11-01»; стяжных хомутов, пружин-
ных зажимов липкой ленты, ниток и других средств.
Если допускается повреждение объекта исследований, то при
нспользованин термопар крепить рабочие спаи следует пайкой,
сваркой или зачеканкой, так как эти способы крепления обеспечи-
вают наименьшую погрешность. Для зачеканки рабочего спая ми-
ниатюрной термопары рекомендуют делать канавку длиной 1—2 мм
и глубиной 0,5—0 8 мм При пайке рекомендуют сначала рассвер-
лить отверстие диаметром 0,6—0.8 мм и глубиной около 1 мм, за-
тем вложить в него рабочий спай термопары н запаять.
Прн экспериментальной отработке теплового режима ИВЭ мож-
но использовать инфракрасные радиометры, точнее, их разновид-
ность — тепловизоры, с помощью которых можно осуществлять
качественный и количественный анализ температурного поля кон-
струкции блока. Обычно его следует применять при выявлении зои
наибольшего перегрева различных ЭРИ
После того как проведена подготовительная работа, связанная
с ознакомлением с технической документацией иа испытуемый
ИВЭ выявлением всех наиболее термокритичиых зои. выбором ме-
тодов и средств измерения и способов крепления чувствительных
элементов, вскрытием блока я размещением чувствительных эле-
ментов в нем. монтажом проводов с обязательной маркировкой и
Выводом их на коммутационные устройства, ИВЭ собирают, помеща-
ют в испытательной камере и проверяют его иа нормальное функцио-
нирование. После этого ИВЭ готов к экспериментальной отработке
теплового режима
Измерения температур рекомендуется проводить приблизи-
тельно в следующем юрядке:
включенный ИВЭ выдерживают до достижения равновесного
теплового режима при заданной температуре окружающей среды,
признаком которого является постоянство температуры во времени
в точках измерения
проверяют основные контролируемые параметры ИВЭ;
производят измерение температуры последовательно во всех
точках, в том числе и температуру окружающей среды в камере.
Исследование теплового режима следует производить при тем-
пературе окружающей среды равной предельно допустимой. Если
этого сделать нельзя, то испытывают при приемлемой температуре
окружающей среды Пересчет измеренных температур при одном
и том же давлении и составе газовой среды приближенно рассчиты-
вают по формуле
Г=Г1-)-ЛГ. (13.34)
где Т,- — измеренное значение температуры; 67’ — разность меж-
ду температурой окружающей среды в условиях эксплуатации
и при измерениях Тi.
По результатам испытаний составляется отчет и делается за-
ключение о соответствии теплового режима отдельных ЭРИ и ИВЭ
в целом допустимому ио техническим условиям иа иих
569
Список литературы
1. Проектирование стабилизированных источников электропи-
тания радиоэлектронной аппарату ры/Л. А. Краус, Г. В. Гейман,
М. М. Лапиров-Скобло, В И. Тихонов. — М.: Энергия. 1980. —
288 с
2. Источники электропитания на полупроводниковых прибо
рах. Проектирование и расчет/Под ред. С. Д. Додика и Е И. Галь
перина. — М.. Советское радио, 1969. — 448 с.
3. Моин В. С-, Лаптев Н Н. Стабилизированные транзисторные
преобразователи. — М.: Энергия, 1972. — 512 с.
4. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и
интегральным схемам/Под ред. Н Н. Горюнова, 3-е изд. — М..
Энергия, 1972. — 569 с.
5. Источники вторичного элетропитания/С. С. Букреев. В. А Го-
ловацкий, Г. Н Гулякович и др. Под ред. Ю. И. Конева. — М.
Радио и связь, 1983. — 280 с.
6. Справочник по преобразовательной тсхнике/Под ред
И. М. Чиженко. — Киев: Техника, 1978. — 447 с
7. Полупроводниковые приборы диоды, тиристоры, оптоэлек-
тронные приборы. Справочник/Под общ. ред. Н. Н Горюнова. —
М : Энегроиздат. 1982. — 744 с.
8. Ромаш Э. М. Источники вторичного электропитания радио
электронной аппаратуры — М . Радио и связь. 1981. — 224 с
9. Додик С. Д. Полупроводниковые стабилизаторы постоянного
напряжения и тока — М.: Советское радио, 1980. — 344 с.
10 Алексенко А. Г., Коломбет Е. А., Стародуб Г. И. Приме-
нение прецизионных аналоговых ИС. — М.. Советское радио,
1980. — 224 с.
II Хорвиц П , Хилл У. Исукусство схемотехники, т. I' Пер с
англ — М Мир, 1983. — 598 с.
12 Ромаш Э. М. Транзисторные преобразователи в устройствах
питания радиоэлектронной аппаратуры. — М.: Энергия. 1976 —
175 с.
13 А. с. № 970610 (СССР). Двухтактный преобразователь на-
лряжения/А М. Михеев, В А. Попов Э М. Ромаш. — Опубл, в
Б. И.. 1982. № 40.
14 Иванчук Б. Н-, Липман Р. А., Рувинов Б. Я. Тиристорные
и магнитные стабилизаторы напряжения. — М Энергия, 1968. —
117 с.
15. Гуликовнч Г. Н О создании микроэлектронных унифици-
рованных источников питания. — ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. —
М.: Советское радио. 1981. вып. 12, с. 137- 141 .
16 Розенблат М. Г., Михайлов Г. X. Источники калиброванных
напряжений постоянного тока М. Энергия. 1976. — 208 с.
17 Мкртчян Ж. А. Электропитание электронно-вычислитель-
ных машин М Энергия, 1980. — 206 с
18 Аналоговые интегральные микросхемы. Справош ик/
Б П. Кудряшов, Ю. В. Назаров, Б В Тарабрин и др. — М. Радио
и связь. 1981. — 160 с.
570
19. Интегральные микросхемы. Справочннк/Б. В Тарабрин.
Л. Ф. Лунин, Ю. Н Смирнов и др. Под ред. Б. В. Тарабрнна —
М.: Радио н связь, 1984. — 528 с.
20. А. с. № 418947 (СССР). Тиристорный стабилизатор напря-
жения постоянного тока/Г П Затикян. — Опубл, в Б. И 1974.
№ 10.
21. А. с. ЛЬ 598051 (СССР) Стабилизированный источник по*
стоянного иапряжения/Г. П. Затикян. С. В Левинзоп — Onvfijt.
в Б. И. 1978, № 10. у
22. Александров Ф. И., Сиваков А. Р. Импульсные полупровод-
никовые преобразователи и стабилизаторы постоянного напряжения.
— Л.: Энергия, 1970. — 188 с.
23. Хусаинов Ч. И. Высокочастотные импульсные стабилиза-
торы постоянного напряжения — М. Энергия 1980. ______ 90 с.
24. Ануфриев Ю. А., Гусев В Н., Смирнов В. Ф. Эснлуатацион-
ные характеристики и надежность электрических конденсаторов, —
М.: Энергия, 1976. — 224 с.
25. Мощные диоды е барьером Шотки и особенности их приме-
нения во вторичных источниках питания/Е А. Альперович, В К. Во-
ронин, Э. Е Вольфсон и др. — ЭТвА/Под ред. Ю И Конева. —
М.. Радио и связь, 1981, вып. 12, с. 37—42
26. Высоковольтные высокочастотные диоды для вторичных ис-
точников питаиия/В. Г Воронин, А. П. Грибачев; И. П. Крикунов
и др. — ЭТвА/Под ред. Б. И Конева. — М . Советское радио 1980,
вып. 11, с. 149—152.
27 Коссов О. А. Усилители мощности на транзисторах в режи-
ме переключения — М.: Энергия, 1971. — 431 с.
28. Полянин К- П. Полупроводниковые интегральные микро-
схемы электропитания аппаратуры. — ЭТвА/Под ред. Ю. И. Ко-
нева. — М.. Советское радио, 1978. вып. 10, с. 30—54.
29. Руденко В. С., Сенько В. И. Чиженко И. Л4. Основы преоб-
разовательной техники —М.: Высшая школа, 1980. — 340 с.
30. Выпрямление полупроводниковым диодом переменного на-
пряжения прямоугольной формы повышенной частоты/Г. С. Нан-
вельт, Э. М Ромаш, Г. П. Вересов. И. К. Васильева. — Полупро-
водниковые приборы и их применение/Под ред. Я А Федотова. —
М.. Советское радио, 1969. вып. 22, с. 185—203.
31 Транзисторы для аппаратуры широкого применения. Спра-
вочиик/К- М Брежнева. Е. И Гантмаи, Т. И. Давыдова и др./Под
ред. Б Л Перельмана. —М.. Радио и снизь, 1981. — 656 с.
32 Транзисторы/А. А. Чернышев, В. И. Иванов, В. Д. Галахов
и др./Под общ. ред. А. А. Чернышева. — 2-е изд., персраб. и доп —
М Энергия, 1980. — 144 с.
33. Гусев В. Г., Гусев Ю. М. Электроника М Высшая шко*
ла, 1982 — 340 с
34 Бертинов А. И., Кофман Д. Б. Тороидальные трансформа-
торы статических преобразователей. — М.. Энергия, 1970 96 с.
35 Нанвелът Г. С., Фильцер И. Г. Интегральные схемы управ-
ления импульсными высокочастотными источниками питания
Полупроводниковая электроника в технике связи/Под ред. И. Ф Ни
колаевского —М. Радио и связь, 1982, вып. 22, с. 181 —185.
36. И ванов-Цы ганов А. И. Электротехнические устройстве ра-
диосистем. — М.: Высшая школа, 1979. — 304 с
37 Головацкий В. А. Транзисторные усилители и стабилизато-
ры постоянного напряжения — М Советское радио. 1974. — 158 с
571
38. Полянин К. П. Интегральные стабилизаторы напряжения.—
М. Энергия. 1979, — 190 с.
39 Электропитание устройств связно О А Доморацкий,
А С. Жериеико, А Д Кратиров и др — М.: Радио и связь, 1981.—
320 с
40. Найвельт Г. С., Фильцер И. Г* Микросхемы управления для
многоканальных стабилизирующих преобразователей постоянного
напряжения. — Полупроводниковая электроника в технике связи/
Под ред. И, Ф Николаевского. — М : Радио и связь, 1985, вып. 25,
с 117—123.
41. Найвельт Г. С., Фильцер И. Г. Маломощные многоканаль-
ные стабилизирующие преобразователи на гибридных микросхе-
мах — Полупроводниковая электроника в технике связн/Под ред.
И Ф. Николаевского. — М ; Радио и связь, 1985, вып. 25, с. 124—
128
42. Забродин Ю. С Промышленная электроника — М Выс-
шая школа, 1982. — 496 с
43. А. с. № 305465 (СССР). Стабилизатор низких напряжений/
В А. Комаров, В И Тихонов. А. С. Христианов. — Опубл в Б. И.
1979. № 18
44. А. с. № 828375 (СССР). Кольцевой автогеиератор/И Г Филь-
цер, В. И. Махов, Г. С. Найвельт, А. В. Киселев. — Опубл, п Б.И.
1981, № 17.
45. Шило В- Л. Линейные интегральные схемы — М Совет-
ское радио, 1974. — 311 с.
46 А. С. № 905804 (СССР). Стабилизатор постоянного тока/
В В. Тихонов, А. С. Христианов,'М А. Баукни — Опубл, в Б. И.
1982. №6.
47 Бальяи Р X. Трансформаторы для радиоэлектроники —
М Советское радио, 1971 — 214 с.
48 Каретникова Е. И , Рычина Т. А-, Ермаков А. И. Трансфор-
маторы питания и дроссели фильтров для радиоэлектронной аппа-
ратуры — М.. Советское радио. 1973. — 180 с.
49. Белопольский И. И , Репин А. М. Христианов А. С. Стаби-
лизаторы низких и миллнвольтных напряжений. — М Энергия,
1974. — 159 с
50 Штильмаи В. И. Микроэлектронные стабилизаторы иапря'
жения. — Киев: Техника, 1976. — 166 с.
51 А. с. № 970588 (СССР). Предоконечиый каскад блока уп-
равления мощным переключающим транзистор ом/И Г Фильцер,
Г. С. Найвельт, А. В Киселев — Опубл, в Б. И 1982, № 40.
52 Белопольский И. И , Тихонов В И. Транзисторные стабили-
заторы на повышенные и высокие напряжения. — М.: Энергия,
1971. — 78 с.
53 А. с. № 509962 (СССР). Двухтактный транзисторный ивер*
тор/Л, Н Шаров Опубл в Б. И , 1976, № 13.
54 Журавлев А. А., Мазель К. Б. Преобрвзоввтели постоянного
напряжения на транзисторах. — М Энергия, 1974 — 89 с.
55. Полупроводниковые приборы, транзисторы. Справочник/
В Л Аронов, А В Баюков, А А. Зайцев и др. Под
общ. ред. Н Н Горюнова М.: Эн ргоиздат, 1982 — 904 с
56 А. с. № 828338 (СССР). Стаблизироваиный конвертор/
Л. Н Шаров. — Опубл в Б И . 1981, № 17
57. Вопросы оптимального проектирования магнитно-транзи-
сторных преобразователей напряжеиия/Г. С Найвельт. И К- Ва-
572
сильева, Д Б. Кофман, С А Кузнецов. — В кн Магнитные эле-
менты непрерывного действия. — М : Наука 1972 с. 31—37.
58 А. с. Jft 694957 (СССР). Стабилизированный источник пи-
тания Ю Г. Дычко, В А. Попов. — Опубл, в Б. И., 1979. № 40.
59. А. с. № 483777 (СССР). Понижающий конвертор/Л. Н. Ша-
ров — Опубл, в Б И , 1975 № 33.
60. Динамические потерн в преобразователе напряжения с пе-
реключающим трансформатором/И К Васильева, Г П Вересов,
Г. С. Найвельт, Э М. Ромаш — Полупроводниковые приборы в
технике электросвязи/Под ред И. Ф Николаевского. — М Связь
1971, вып. 7, с 36—43.
61. Найвельт Г С., Захаров В. В. Сравнительный анализ вы
сокочастотных стабилизирующих преобразователей постоянного на-
пряжения — Полупроводниковая электроника в технике связи/Под
ред. И. Ф. Николаевского. — М : Радио и связь, 1983, вып. 23,
с. 159—163.
62 Гулякевич Г. Н , Горбач А. В. Модульный принцип кон-
струирования ВИП с применением гиб идно-пленочных сборок —
ЭТвА/Под ред. Ю. И Коиева — М Сов. радио, 1977, вып 10
с. 46 54
63. Росляков В. В. Анализ процесса запуска двухтактного тран-
зисторного преобразователя с самовозбуждением, работающего на
активную нагрузку. — Полупроводниковые приборы и их приме-
неиие/Под ред. Я. А. Федотова. — М : Советское радио. 1964
вып. 12 с 189—213.
64. Росликов В. В. К вопросу самовозбуждения двухтактного
транзисторного преобразователя напряжения. — Полупроводнико-
вые приборы и их применение/Под ред. Я А Федотова. — М Со-
ветское радио. 1966, вып 16. с 197—227.
65. Найвельт Г. С., Росляков В. В., Ромаш Э М Влияние ха-
рактера и величины нагрузки на работу транзисторного пре
образователя напряжения. — Полупроводниковые приборы в тех-
нике электросвязи/Под ред. И Ф Николаевского. — М : Связь,
1969, вып 4, с 222- 240
66. А. с. № 860233 (СССР). Стабилизированный конвертор.
(В В Захаров, А Ф Сукач, Г. С. Найвельт. — Опубл, в Б И
1981, № 32.
67. А. с. Л 768425 (СССР). Стабилизированный конвертор/
В В Захаров, А Ф Сукач. И К Васильева и др. Опубл, в Б И ,
1980 № 31
68 Сергеев Б. С. Генератор прямоугольных импульсов —
ЭТвА/Под ред Ю И Конева. — М Советское радио 1976, вып. 8
с 216—221.
69 Опадчий Ю Ф., Картаев П. И. Однотактиые стабилизиро-
ванные преобразователи малой мощности.—ЭТвА/Под ред
Ю И. Конева. — М, Советское радио, 1971, вып. 9, с. 147—153.
70 Мелешин В. И. Энергетические соотношения в ключевых
преобразователях постоянного напряжения.—ЭТвА/Под ред.
Ю И. Коиева. — М.: Советское радио, 1977, вып 9, с. 83—98.
7] Степанов Ю. Б., Лукви А. В., Опадчий Ю. Ф Функциональ-
ные узлы интегрально гибридных ВИП — ЭТвА/Под ред. Ю. И Ко-
нева.— М Сов. радио, 1980 вып 11, с 16—24
72. Сергеев Б С. Анализ влияния индуктивности трансформато
ра тока на базовую цепь одиотактиого преобразователя напряже-
ния — ЭТвА/Под ред Ю И. Конева —М Советское радио, 1976,
вып. 8, с 100—106
573
73. Лукин А. В. Анализ работы преобразователя напряжения с
внешним управлением при высокой частоте преобразования —
ЭТвА/Под ред. Ю И. Конева. — М Советское радио, 1980, К° II,
с. 95—10Ю.
74. А с. № 428519 (СССР). Трсхфаэный управляемый выпрями-
тель/Г. П Затикян. — Опубл в Б И., 1974 № 18.
75. Ас, № 301802 (СССР). Шестнфазный источник питания/
А. Г Виленкин, Ю. Н. Шуваев — опубл, в Б. И , 1971, № 14.
76. А. с. № 547017 (СССР). Многофазный выпрямитель Ю Н. Шу-
ваев, А. Г Виленкин. — Опубл, в Б И., 1977, №6.
77 Шуваев Ю. Н. Камеиомосткий Я А. Секционированные
низковольтные выпрямители. — Полупроводниковая электроника
в технике связи/Под ред. И. Ф Николаевского. — М : Связь 1977,
вып 18, с. 93—104.
78. Диоды и тиристоры/А. А Чернышев, В И. Иванов. В Д. Га-
лахов и др. Под общ. ред. А. А. Чернышева. — 2-е изд. перераб и
доп. — М. Энергия. 1980, — 176 с.
79. Справочник по радиоэлектронным устройствам, Т.2/Р Г. Вар’
лямов, С. Д. Доднк, А И. Иванов-Цыганов и др Под pea-
fl П Линде. — М Энергия, 1978. — 328 с.
80 Основы проектирования микроэлектронной аппаратуры/
А Г Алексенко, С. С. Бадулин и др. Под ред. Б Ф Высоцкого —
М Советское радио, 1977. — 352 с.
81. Китаев В. Е., Левинзои С. В Электрическая защита полу
проводниковых источников питания. —М : Связь, 1967, — 160 с
82. Михайлов А. С. Измерение параметров ЭМС РЭС — М
Связь. 1980. — 200 с.
83. Васильева И. К.. Кузнецов С. А , Кофман Д. Б. Расчет по-
терь в стали при несинусоидалыюй форме кривой напряжения пи-
тания. — Электротехника, 1-970, № 11, с. 46—49.
84. Динамические характеристики магнитных материалов в
звуковом диапазоне частот/С. А Кузнецов, К М. Тулепов.
В М Кондрашов и др. — В ки.: Магнитные цифровые
элементы —М.: Наука, 1968, с 232 -240.
85. Конструирование и расчет БГИС, мнкросборок и аппарату-
ры на их основе/Г В Алексеев, В Ф. Борисов, Т Л. Воробьева
др. Под ред. Б Ф. Высоцкого. — М.: Радио и связь, 1981, — 215 с
86. Резисторы Справочник Ю Н Андреев, А А Антонян,
Д М Иванов и др. Под ред И И Четверткова. — М.- Энерго-
издат, 1981. —• 352 с.
87. Юрченко А И., Головацкий В. А , Картаев П И. Транзи-
сторные преобразователи с непосредственным контролем режима
перемагничивания сердечника трансформатора. — ЭТвА/ По ред.
Ю И Конева. — М Советское радио, 1978. вып 10. с. 118—122.
88 Горбач А. В. Резонансные явления в импульсном стабили-
заторе. Полупроводниковые пргборы в технике электросвязи/Под
ред И Ф Николаевского. —М.. Связь, 1974, вып. 13 с. 143—148
89 Лившиц Д. М. Техника безопасности при подавлении радио-
помех в электроустрс йствах. — Электротехника. 1969, № 8, с- 384.
90 Глибнцкий М М., Мезенина И. С. Способ ограничения одно-
стороннего насыщения трансформатора транзисторного преобра-
зователя. — ЭТвА/Под ред. Ю И Конева. —М Советское радио.
1978 вып. 10 с 122 124
91. МелешииВ И., Опадчий Ю. Ф. Симметрирование траизи
сториых преобразователей напряжения с внешним управлением —
574
ЭТвА/Под ред. Ю И Конева. — М. Советское радио, 1974, вып. 6,
с 50—55.
92 Охотников В- А , Фомичев В. В. Методы снижения мощности,
рассеиваемой в высоковольтных транзисторах преобразователей
напряжения промышленных сетей. — ЭТвА/Под ред. Ю И. Коне-
ва — М • Советское радио, 1980, вып. 11 с 100—105.
93. Мелешни В. И , Опадчий Ю Ф. Устойчивость установивше-
гося режима импульсного стабилизатора напряжения — ЭТвА/Под
ред Ю И Конева — М Советское радио, 1976, вып. 8, с. 69- 80-
94 А. с. № 178891 (СССР). Управляемый выпрямитель/М. И. Ла-
ииров-Скобло, Г П Затикян — Опубл, в Б. И , 1965, № 4
95. А. с- № 817913 (СССР). Стабилизированный конвертор
В. В. Захаров, А. Ф. Сууач, Г. С. Найвельт.—Опубл, в Б. И.,
1981, Ns 12.
96. Машуков Е. В., КоневЮ. И. 'Силовые МДП ключи — ЭТвА/
Под ред. Ю И Конева. — М.: Советское радио, 1975, вып. 7, с. 21 —
25
97. Захаров Ю. К. Сравнительный анализ двухтактного и одно-
тактного стабилизированных преобразователей постоянного напря-
жения. — ЭТвА/Под ред. Ю. И Конева. — М Советское радго
1980. вып. II. с. 24—30.
98. Опадчий Ю. Ф. Стабилизированные маломощные ВИП на
основе одиотактных преобразователей. — ЭТвА/Под ред. Ю. И. Ко-
нева — М.: Советское радио, 1980, вып. 11, с. 30—43
99. Полонский Н Б Конструирование электромагнитных экра-
нов для радиоэлектронной аппаратуры. — М Советское радио
1979. — 216 с.
100. Рекомендации по типовым схемам подавления индустри-
альных радиопомех от электроустройств различного назначения. —
М Связь, 1979. — 48 с
101. Пономарев М. Ф. Конструирование и расчет микросбороЛ
и микроэлементов ЭВА. —М.: Радио и связь, 1982. — 288 с.
102. Волгов В. А Детали и узлы РЭА — М : Энергия, 1977 —
656. с.
103. Алексеев В. А., Арефьев В. А. Тепловые трубы для охлаж-
дения и термостатирования радиоэлектронной аппаратуры М.:
Энергия, 1979. — 128 с.
104. Алексеев В. А. Охлаждение радиоэлектронной аппарату-
ры с использованием плавящихся веществ. — М : Энергия 1975.
88 с.
105. Дульиев Г Н , Тарковский Н. Н Тепловые режимы элект-
ронной аппаратуры. — Л.: Энергия, 1971. — 248 с.
106. Серийные интегрально-гибридные вторичные источники
пнтания/Е И Каретникова. Ю И Конев, А В. Лукин и др.—
ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Советское радио, 1981, вып. 12,
с. 13—20
107. Степанов Ю Б., Лукин А. В. Высокочастотный иитегралъ
ио-гибридвый унифицированный источник питания. — ЭТвА Под
ред Ю И Конева — М Советское радио, 1978, вып. 10, с. 87 93.
108 Конструирование и расчет больших гибридных интеграль-
ных схем, мякросборок и аппаратуры иа их основе/ Г В Алексеев,
В Ф. Борисов, Т Л Воробьева, и др. Под ред. Б. Ф. Высоцкого. —
М.: Радио и связь, 1981. — 216 с.
109. Ермолаев Ю. П., Пономарев М Ф , Крюков Ю Г Конст-
рукции и технология микросхем/Под ред. Ю. П Ермолаева М
Советское радио, 1980 — 256 с.
575
110 Векслер Г. С. Сглаживающий фильтр с параллельным
транзистором, управляемым с выхода. — Радиотехника, 1966, № 12.
с 58—61.
IH.Potkoh Л. Л,, Спокойный Ю. Е. Обеспечение тепловых
режимов при конструировании радиоэлектронной аппаратуры. —
М. Советское радио 1976. — 230 с
112. Дульнев Г. Н., Сема ткни 3. М. Теплообмен в радиоэлект-
ронных аппаратах. — М Энергия, 1968 — 359 с.
113. Давидов П. Д Анализ и расчет тепловых режимов полупро-
водниковых приборов. — М : Энергия. 1967. — 243 с.
114. Аксенов А. И., Глушкова Д. Н., Иванов В. И. Отвод теп-
ла в полупроводниковых приборах. — М . Энергия. 1971 — 175 с.
115 Скрипников Ю. Ф Радиаторы для полупроводниковых
приборов —М Энергия. 1973. — 48 с
116. Ромаш Э. М , Кузнецов С. А. Транзисторные пр< образова-
тели с иеиасыщающимся трансформатором —ЭТвА/Под ред.
Ю. И Конева — М Советское радио. 1973. вып 5 с 83—88
117 Обеспечение тепловых режимов изделий электронной тех-
ники/А. А Чернышев, В И Иванов. А И Аксенов и др — М
Энергия. 1980 — 216 с.
118 А. с. № 254584 (СССР) Непрерывно-импульсный стабили-
затор постоянного иапряження/Б В Горбачев. — Опубл в Б И.,
1969. № 32.
119 А. с. №259180 (СССР) Непрерывно-ключевой стабилиза-
тор постоянного- напряжения/Горбачев Б В Ю -М Лысяков. —
Опубл в Б И . 1970, № 2
120. Файншмидт Л. И., Скрыпников В- П. Применение микро-
схемы К142ЕП1 в ключевых стабилизаторах постоянного напряже-
ния ЭТвА/Под ред. Ю И Конева —М. Советское радио. 1978.
вып 10 с. 74—79
ГРИГОРИЙ СОЛОМОНОВИЧ НАЙВЕЛЬТ
КЛИМЕНТИЙ БОРИСОВИЧ МАЗЕЛЬ
ЧИНГИЗ ИДРИСОВИЧ ХУСАИНОВ и др
ИСТОЧНИКИ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
Заведующий редакцией Ю. И. Рысев. Редактор Г. Н. Астафуров
Переплет художника Н А. Пашуро Художес венный редактор
Т. И. Бусарова. Технический редактор Т. Н Зыккиа. Корректор Т. Л Кускова
ИБ № 40
Сдано в набор 15.03.85. Подписано в печать 23 07.85 Т 15949
Формат 84 х108’/„. Бумага типАфЗ Гарнитура литературная
Печать высокая- Усл печ. л. 30,24 Усл кр.-отт 30.24 Учг-нзд л 36.02
Тираж 120 000 »кэ 2 й (завод:60001 — 120 000 акз ) Изд № 19918 Зак №726
Цена 2 р 10 к
Издательство «Радио и связь» 101000 Москва Почтамт а/я 693
Московская типография № 4 «Союзполиграфпрома» прн Государственном
комитете СССР по делам издательств полиграфии и книжной торговли
Москва И-41. Б Переяславская. 46
728