Измерения в технике связи - Кушнир Ф.В., Савенко В.Г., Верник С.М.

Автор: Кушнир Ф.В. Савенко В.Г. Верник С.М.
Теги: электротехника связь измерение связи
Год: 1976
Похожие
Термостатирование в технике связи
Сборник методических указаний поверки средств измерений проводной связи. Ч. 13
Основы радиоэлектроники и связи
Проектирование сетей связи
Текст
                    Ф. В. КУШНИР.
В. Г. САВЕНКО
С. М. ВЕРНИК
ИЗМЕРЕНИЯ

В ТЕХНИКЕ
СВЯЗИ
Под редакцией Ф. В. Кушнира.
ДОПОЛНЕННОЕ И ПЕРЕРАБОТАННОЕ
Допущено
Министерством связи СССР
в качестве учебника
для студентов электротехнических
институтов связи
ИЗДАНИЕ ВТОРОЕ,
Издательство «Связь»
Москва 1 976

6Ф2.08
К 96
УДК 621.317:621.39(075.8)
Кушнир Ф. В. и др.
К96 Измерения в технике связи. Учебник для вузов. Изд. 2-е,
доп. и перераб. М., «Связь», 1976.
432 с. с ил.
Перед загл. авт.: Ф. В. Кушнир, В. Г. С а в е н к о, С. М. В е р н и к.
Систематически излагаются современные измерения в технике электри-
ческой связи. Рассматриваются метрологические основы измерений и элемен-
ты теории погрешностей. Излагаются методы измерения параметров сигна-
лов и цепей, линий и аппаратуры связи во всем диапазоне частот, исполь-
зуемых в технике связи и вещания. Обосновываются требования к средствам
измерений и рассматриваются их структурные схемы.
Книга предназначена в качестве учебника для студентов технически^
факультетов институтов связи. Она может быть полезна инженерно-техниче*
ским работникам в их практической деятельности в области измерений.
30405 — 079
К 4 — 76 6Ф2.08
045(01)-76
Рецензент А. А. Аскинази
© Издательство «Связь», 1976 г.

ПРЕДИСЛОВИЕ
В настоящем учебнике впервые осуществлена попыт-
ка систематически изложить основные измерения, зна-
ние которых необходимо будущим инженерам радио-
связи, радиовещания, автоматической и многоканальной
связи.
В книге рассматриваются основные методы электри-
ческих измерений режимов и параметров устройств
радио- и электросвязи, а также измерения частоты, фазо-
вых параметров и спектров различных сигналов. Изла-
гаются теоретические основы и принципы построения
измерительных приборов, применяемых в технике связи,
от простейших электромеханических для измерения тока
и напряжения до сложных электронных устройств много-
целевого назначения. Приводятся основы измерений
характеристик случайных сигналов. Большое внимание
уделено теории погрешностей и способам их учета в ре-
зультатах измерений. Наряду с разделами, общими для
всех специальностей, в книге излагаются основы теории
и техники измерений, применяемых только в проводной
или радиосвязи. Поэтому при изучении курса следует
рекомендовать студентам различных факультетов
уделять большее внимание отдельным разделам в зави-
симости от их специальности.
В книге отсутствуют специфические вопросы измере-
ний в технике связи, например телевизионных, телеграф-
ных, антенных и т. д.; они изучаются в рамках соответ-
ствующих курсов. Не приводятся схемы измерительных
приборов и порядок работы с ними; этот раздел про-
граммы изучается в процессе выполнения лабораторно-
го практикума.
Второе издание подготовлено в полном соответствии
с новой программой курса. Заново написаны введение,
главы по измерению параметров двухполюсников,
анализу формы и спектра сигналов. Сокращены мате-
риалы по магнитным измерениям, магнитографам, источ-
никам питания постоянного тока. Остальные главы пере-
работаны методически и дополнены новыми сведениями,
в том числе по результатам научно-исследовательских
работ, выполненных на кафедре измерений в технике
связи ЛЭИС им. проф. М. А. Бонч-Бруевича в течение
последнего времени. При работе над вторым изданием

приняты во внимание новые ГОСТ, а также рекоменда-
ции и предложения преподавателей электротехнических
институтов связи, высказанные в процессе работы с
первым изданием и его рецензирования.
Авторы признательны А. В. Кандинову, А. В. Микла-
шевской, А. Д. Ионову, В. А. Зеленскому, В. Ф. Шерепе
и А. А. Аскинази, ценные замечания которых учтены при
работе над рукописью.
Введение, главы 5, 8, 9, 10, 12, 15, § 1.3, 1, 5 и прило-
жение 4 написаны Ф. В. Кушниром; главы 1 (без §1.3 и
1.5), 2, 3, 4, 14 и приложения 1, 2, 3, 5 — В. Г. Савенко;
главы 6, 7, И и 13 — С. М. Верником.
Все замечания и предложения по книге следует на-
правлять в издательство «Связь» по адресу: 101000, Мо-
сква-центр, Чистопрудный бульвар, 2.
Авторы

«Наука начинается с тех пор, как начи-
нают измерять; точная наука немысли-
ма без меры».
Д. И. Менделеев
ВВЕДЕНИЕ
Содержание и задачи курса. Измерением называется
процесс, выполняемый с помощью специальных технических
средств, в результате которого находится численное значение изме-
ряемой физической величины.
Роль измерений в жизни и развитии человеческого общества
огромна. Любая область науки и техники немыслима без измере-
ний. В настоящее время на измерения в научных исследованиях, на
производстве и в эксплуатации различных устройств затрачивается
более десятой части общественного труда. А во многих областях,
например в радиоэлектронной или космической, их доля достигает
половины всех затрат. Уровень измерительной техники является
одним из важнейших показателей научно-технического прогресса.
Измерения играют важную роль и в технике связи. Успешное
решение научных проблем и технических задач при разработке и
изготовлении аппаратуры связи, интенсификация и автоматизация
средств связи, обеспечивание высокой надежности и эффективности
и повышение качества систем связи невозможны без использования
высококачественной измерительной аппаратуры. В связи с созда-
нием Единой автоматизированной системы связи страны (ЕАСС),
обеспечивающей надежную и достоверную передачу всех видов ин-
формации, перед техникой измерений ставятся новые задачи ее
развития. Главной из них является автоматизация процесса изме-
рения и связанный с нею переход к цифровым методам, обеспечи-
вающим повышение скорости, уменьшение погрешности и сокраще-
ние трудоемкости измерений. Особое место в развитии техники из-
мерений занихмает разработка методов и приборов для выполнения
измерений без нарушения связи.
Все измерения, проводимые в технике связи, можно разделить
на следующие группы:
— измерение параметров сигналов — напряжения, тока, мощ-
ности, частоты, формы и т. д.;
— измерение величин, характеризующих условия передачи
сигналов связи, — усиления, ослабления, отражения, искажения,
помех;
— измерение параметров отдельных элементов аппаратуры свя-
5

зи — сопротивлений резисторов, емкостей конденсаторов, индук-
тивностей катушек и различных двух- и четырехполюсников;
— измерение характеристик, определяющих свойства аппара-
туры, каналов и трактов связи, — частотных, амплитудных, моду-
ляционных, временных и др.;
— определение характера и места повреждения в аппаратуре и
на магистралях связи;
— поверка измерительных приборов.
При изучении курса «Измерения в технике связи» рассматри-
ваются основные метрологические понятия и начала теории по-
грешностей; методы измерения и регистрации электрических сиг-
налов; средства измерений; их устройство и принцип действия; фи-
зические процессы, протекающие в измерительных приборах во
время работы; измерение параметров электрических и радиотехни-
ческих цепей как с сосредоточенными, так и с распределенными
постоянными; измерение напряженности электрического поля и
индустриальных радиопомех; определение мест повреждения це-
пей. Кроме того, в курсе нашли отражение вопросы статистических
измерений и автоматизация измерений различных величин.
Основная задача данного курса — научить правильно и обос-
нованно выбирать метод и измерительные приборы, обеспечиваю-
щие наилучшую достоверность данного измерения, проводить само-
измерение, обрабатывать полученные показания с учетом неизбеж-
ных погрешностей и определять значение измеренной величины,
наиболее приближающееся к истинному.
Основные понятия об измерениях. Количественно
свойства различных объектов или процессов оцениваются путем
измерения физических величин, характеризующих эти свойства. Ре-
зультат измерения выражается числом, показывающим отношение
измеряемой величины к единице измерения. Основное уравнение
измерения имеет следующий вид: Х = п[х], где К — измеряемая ве-
личина, [х] — единица измерения, п — численное значение изме-
ряемой величины при выбранной единице измерения. Это уравне-
ние можно использовать для записи результатов любых измерений,
например (7 = 220 В. Здесь U — измеряемая величина (напряже-
ние), В — единица измерения (вольт), 220 — числовое значение
измеряемой величины.
В связи с развитием автоматизации измерений их результаты
могут непосредственно поступать на вход электронно-вычислитель-
ной машины или системы автоматического регулирования в форме
электрического кода и не представляться визуально числовым зна-
чением. Поэтому измерение в более широком смысле можно опре-
делить как процесс приема и преобразования информации об изме-
ряемой величине с целью получения количественного результата ее
сравнения с единицей измерения в форме, наиболее удобной для
использования.
С измерениями связаны следующие понятия:
— истинное значение измеряемой величины — значение, свобод-
ное от погрешностей;
б

— действительное значение измеряемой величины — значение,
полученное в результате измерения и настолько приближающееся
к истинному значению, что для данной цели может быть исполь-
зовано вместо него;
— средства измерений — технические средства, предназначен-
ные для целей измерений и имеющие установленную погрешность;
к средствам измерений относятся: меры, измерительные преобразо-
ватели, измерительные приборы, измерительные установки и ин-
формационно-измерительные системы;
— мера — тело или устройство, предназначенное для хранения
и воспроизведения единицы измерения данной физической величи-
ны, ее дробного или кратного значения;
— эталон — средство измерений (или комплекс средств изме-
рений), обеспечивающее воспроизведение и хранение единицы
измерения, выполненное по особой спецификации и официально
утвержденное в установленном порядке в качестве эталона; пер-
вичный эталон — эталон, обладающий наивысшей в данной стране
точностью по сравнению с другими эталонами данной единицы;
государственный эталон — первичный эталон, официально утверж-
денный в качестве исходного для страны;
— измерительный преобразователь — устройство, с помощью
которого осуществляется функциональное преобразование измеря-
емой величины в сигнал измерительной информации в форме, удоб-
ной для передачи, дальнейшего преобразования, хранения и об-
работки;
— измерительный прибор — средство измерений, предназначен-
ное для выработки сигнала измерительной информации в форме,
доступной для непосредственного восприятия наблюдателем;
— измерительная установка — совокупность объединенных
средств измерений и вспомогательных устройств, предназначенная
для выработки измерительной информации в форме, удобной для
непосредственного восприятия наблюдателем, и расположенная в
одном месте;
— измерительная система — совокупность средств измерений и
вспомогательных устройств, соединенных между собой каналами
связи, предназначенная для выработки сигналов измерительной
информации в форме, удобной для автоматической обработки, пе-
редачи и (или) использования в автоматических системах управ-
ления.
Измерения делятся на прямые, косвенные, совместные и сово-
купные. Прямым называют измерение, при котором непосредствен-
но определяется значение измеряемой величины, например измере-
ние силы тока амперметром, электрического напряжения вольтмет-
ром и т. п. Прямые измерения выполняются методом непосредст-
венной оценки, когда значение измеряемой величины определяется
по отсчетному устройству измерительного прибора, шкала которого
проградуирована в единицах измеряемой величины, и методом
сравнения, когда значение измеряемой величины определяется
сравнением ее с мерой величины того же рода.
7

Косвенным называют измерение, результат которого получается
после прямых измерений ряда величин, связанных с измеряемой
величиной известной зависимостью. Например, измерение электри-
ческого сопротивления или мощности в цепи постоянного тока при
помощи измерения тока и напряжения амперметром и вольтметром
с последующим вычислением; определение резонансной частоты
колебательного контура по измеренным значениям индуктивности
и емкости и т. д.
Совместными называют измерения двух или нескольких неодно-
родных величин с целью нахождения зависимости между ними.
Примером совместных измерений может служить определение за-
висимости сопротивления проводника от температуры. Уравнение
такой зависимости, например, для платинового терморезистора
имеет вид (в интервале температур от 0 до 660°Q
/?/1=/?оО+^ + «Я).
где /?о — сопротивление при 0°С; Л и В — постоянные коэффици-
енты, которые и нужно определить. Определяя сопротивление тер-
морезистора при трех значениях температуры — 0, /j и 1% измеряе-
мых терхмометром, — получим систему уравнений
Решив эту систему уравнений, найдем значения А и В.
Совокупными называют одновременные измерения нескольких
одноименных величин, при которых искомые значения находят
путем решения системы уравнений, получаемых при прямых изме-
рениях различных сочетаний этих величин.
Совокупные и совместные измерения встречаются преимущест-
венно в практике научно-исследовательских работ.
Наиболее точным методом измерения является метод сравнения.
По способу осуществления он может быть нулевым, дифференци-
альным, методом замещения или совпадения.
При нулевом методе измеряемая величина сравнивается с дру-
гой величиной, значение которой определяется мерой. Результиру-
ющий эффект воздействия обеих величин на прибор сравнения до-
водится до нуля. Примером нулевого метода может служить опре-
деление ЭДС уравновешиванием (компенсацией) ее значения изве-
стным падением напряжения на образцовом резисторе, по которо-
му протекает ток с известным значением. Момент компенсации
определяется по нулевому показанию гальванометра. Такой метод
часто называют методом компенсации.
При дифференциальном методе значение измеряемой величины
определяется как разность между измеряемой величиной и извест-
ной, воспроизводимой мерой; разность воздействует на прибор
сравнения, который показывает ее значение.
8

При методе замещения в измерительную установку сначала
включают элемент с измеряемым параметром и отмечают показа-
ние прибора. Затем вместо этого элемента включают другой с изве-
стным параметром, воспроизводимым мерой, значение которого
изменяют до получения прежнего показания прибора. Очевидно,
что значения измеряемой и известной величин в этом случае равны
друг другу.
При методе совпадений значение измеряемой величины опре-
деляют по совпадению сигналов, отметок и других признаков, от-
носящихся к измеряемой и известной величинам.
Все измерения делятся на аналоговые (непрерывные), при ко-
торых значения измеряемой величины фиксируются непрерывно, и
дискретные, когда результаты измерений фиксируются только в
некоторые заданные моменты времени.
Широкое распространение получила классификация измерений
по объектам измерений: линейные (измерение длины, площади,
диаметра и т. д.), механические (измерение силы, давления), элек-
трические, акустические, оптические и т. д. Наибольшее значение
имеют электрические измерения, с помощью которых можно изме-
рять электрические и многие неэлектрические величины как непос-
редственно, так и дистанционно, одновременно измерять большое
число различных по своей природе величин, получать высокую и
регулируемую чувствительность измерительных приборов в широ-
ком диапазоне значений измеряемых величин. К достоинствам
электрических измерений также можно отнести малую инерцион-
ность измерительной аппаратуры, возможность выполнения изме-
рений в широком диапазоне частот, удобство решения задач авто-
матического регулирования и управления, широкие возможности
для автоматического проведения математических операций над-ре-
зультатами измерений.
Электрические измерения в технике связи делятся на общие,
измерения в проводной связи и радиотехнические. Такое деление
обусловлено различными диапазонами частот, в которых проводят-
ся измерения, особенностями среды, в которой распространяются
сигналы радио- и проводной связи, и разнообразием объектов из-
мерений в проводной связи, радиосвязи, радиовещании и теле-
видении.
Характерными особенностями измерений в технике связи явля-
ются множество измеряемых величин, большие пределы измеряе-
мых значений, широкий диапазон частот. Здесь приходится изме-
рять разнообразные по форме изменяющиеся во времени токи, на-
пряжения, мощности, электрические величины в цепях с сосредото-
ченными и распределенными параметрами, напряженности электро-
магнитных полей, режимы и характеристики большого числа раз-
нообразных по устройству, принципу действия и назначению средств
связи, их узлов и элементов. Частотный диапазон измерений не-
обычайно широк — от постоянного тока до десятков гигагерц. Пре-
делы измеряемых мощностей исчисляются от долей пиковатт до со-
тен мегаватт, сопротивлений от микроом до тысяч мегаом, на-
9

пряженностей электрических полей — соизмеримых с флуктуацион.--
ными шумами и достигающих сотен вольт на метр. Все эти особен-
ности предопределяют значительное число используемых методов
измерений, способов их реализации и еще большее количество не-
обходимых средств измерений.
Виды измерений в технике связи определяются целью и объек-
том измерения, а также условиями и местом их выполнения. Раз-
личают следующие основные виды измерений:
— лабораторные измерения, проводимые при научных исследо-
ваниях и разработке систем и аппаратуры связи; эти измерения от-
личаются разнообразием, сложностью и точностью применяемых
средств измерений;
— производственные и приемо-сдаточные измерения, проводи-
мые на заводах, в процессе строительства, монтажа, настройки и
приемо-сдаточных испытаний станционных и линейных сооруже-
ний связи;
— эксплуатационные измерения, к которым относятся периоди-
ческие, проводимые в порядке плановых профилактических меро-
приятий для определения состояния оборудования и всей системы
связи; контрольно-испытательные, проводимые повседневно для
суждения об исправности оборудования; оперативные, проводимые
согласно рабочим инструкциям по эксплуатации отдельных видов
аппаратуры и оборудования (например, для изменения частоты, на
которой осуществляется радиосвязь, для установления режима ра-
боты и т. п.); аварийные, проводимые для выявления характера и
места повреждения;
— поверка мер и измерительных приборов, состоящая из ряда
операций, проводимых с целью определения соответствия поверяе-
мых приборов требованиям, которые предъявляются к ним стан-
дартами, нормами или инструкциями. Поверка выполняется в со-
ответствии с общегосударственными и ведомственными положения-
ми о порядках и сроках поверки мер и измерительных приборов.
Законченное измерение включает следующие элементы: объект
измерения; измеряемую величину, характеризующую свойство или
состояние объекта; единицу измерения; условия измерений; техни-
ческое средство измерения, проградуированное в выбранных еди-
ницах; метод измерения; наблюдателя или регистрирующее уст-
ройство, воспринимающее значение измеряемой величины; резуль-
тат измерения. Следует подчеркнуть, что результат измерения при-
нимается за действительное значение измеряемой величины лишь
тогда, когда оценена погрешность этого значения.
Единицы измерений. Единицей измерения называют кон-
кретную физическую величину, которой по определению присвоено
числовое значение, равное I. Единицы измерений служат для ко-
личественной оценки величин того же рода. Единицы делятся на
основные, выбираемые произвольно (метр, секунда, килограмм и
др.), и производные, образуемые па основании уравнений связи,
выражающих математическую зависимость между величинами
(ватт, ом, герц, вольт и т. д.). Кроме того, используются дольные и
10

кратные единицы, равные части или целому числу основных или
производных единиц.
Системой единиц называют совокупность основных и производ-
ных единиц, относящихся к некоторой системе физических вели-
чин — электричество и электротехника, акустика, оптика, атомная
и ядерная физика и т. д.
В СССР введен Государственный стандарт «Международная
система единиц», которым установлена как предпочтительная еди-
ная унифицированная система единиц для всех областей науки,
техники, народного хозяйства и педагогической практики. Между-
народная система единиц сокращенно обозначается символом SI
или в русском написании СИ. Этот стандарт принят в соответствии
с рекомендациями X и XI Международных Генеральных конферен-
ций по мерам и весам. Система единиц СИ предусматривает широ-
кое использование современных достижений науки и техники для
создания наиболее точных по возможности неуничтожаемых этало-
нов основных единиц. Такая задача будет постоянно стоять перед
метрологией, так как наука и техника по мере своего развития бу-
дут обеспечивать создание более совершенных эталонов.
Международная система единиц построена на семи основных
единицах: длины — метр (м), массы — килограмм (кг), времени —
секунда (с), силы электрического тока — ампер (А), термодинами-
ческой температуры — кельвин (К), силы света — кандела (кд),
количества вещества — моль (моль) — и двух дополнительных:
плоского угла — радиан (рад) и телесного угла — стерадиан (ср).
Основные и дополнительные единицы СИ, производные, имеющие
собственные наименования, и производные электрических и маг-
нитных величин приведены в приложении 1 (табл. П. 1.1). Кратные
и дольные единицы получаются умножением основных и производ-
ных единиц на 10к, где К — целое положительное или отрицатель-
ное число. Если /С>0, то новые единицы будут кратными, а если
К<0 — дольными по отношению к исходной (табл. П. 1.2).
Для определения усиления, ослабления, нелинейных искажении
и других параметров устройств и каналов связи широко пользуют-
ся внесистемными безразмерными единицами. В основу построе-
ния этих единиц принимается логарифм отношения значений двух
величин одинаковой размерности. Если используется десятичный
логарифм, то за единицу принимается децибел (дБ), если нату-
ральный, — непер (Нп). По определению 1 дБ равен десяти лога-
рифмам отношения двух энергетических величин (мощности, энер-
гии), если 10 lg (Pl/P2) = l1 или P1/P2=10V10= 1,259. Для «сило-
вых» величин (напряжения, силы тока и т. п.) 1 дБ равен двадцати
логарифмам их отношения, если 20 lg (Ui/U2) = U или Ui/U2=
= \0l(20 = 1,122; 1 Нп равен половине логарифма натурального
отношения двух энергетических величин если 1/2 In (Pl/P2) = l.
или Р\/Р2 = е2 = 7,389. Для «силовых» величин 1 Нп равен ло-
гарифму натуральному их отношения, если f/i/f/2 = e = 2,718. В
практике измерений предпочтительно применяется децибел. Меж-
U

ду непером и децибелом существуют следующие соотношения:
1 Нп = 8,686 дБ; 1 дБ= 0,115 Нп.
Для удобства оценки усиления, ослабления, шумов и других
параметров введены понятия «уровни», обозначаемые буквой р.
Уровни передачи напряжения, тока или мощности определяются
по отношению к некоторым выбранным условно, с точки зрения
практической целесообразности, нулевым уровням соответствую-
щих величин. В технике проводной связи различают абсолютные,
относительные и измерительные уровни передачи.
Абсолютные нулевые уровни установлены для активных мощно-
стей — 1 мВт, для кажущихся мощностей — 1 мВ-А. Абсолютный
нулевой уровень мощности Р0 связан с абсолютными нулевыми
уровнями напряжения Uq и тока /о через сопротивление R0 соот-
ношением P0=£/g//?0 = /g/?o. Так, при Р0=1 мВт и /?0 = 600 Ом
абсолютные нулевые уровни £/0 = 0,775 В и /0 = 1,29 мА. При дру-
гих значениях сопротивлений R0 абсолютные нулевые уровни на-
пряжения и тока определяются по этой же формуле при неизмен-
ном значении Я0, равном 1 мВ-А или 1 мВт. Абсолютные уровни
Ри (напряжения), pY (тока), рР (мощности) определяются с учетом
абсолютных нулевых уровней из выражений:
P(J = In (UiU0) Нп; р{ = In (III,) Нп; рр = 1 /2 In (Я/Я0) Нп.
Относительные уровни напряжения, тока и мощности опреде-
ляются логарифмами отношений: ри — In {UxlU2)\pt = In (/J/g)
pPa= 1/2 In (Л/Л),
где Uu Р\ — напряжение, ток и мощность в какой-либо точке
измерений /; U2, h, Р2 — напряжение, ток и мощность в точке 2.
Относительный уровень можно определить через абсолютные, на-
пример,
р Ui2 = In (ЩЩ = In (U{U0IU0U2) =ln (ЩЩ - In (ЩЩ = pu% - ри.
Измерительный уровень определяется как абсолютный уровень
напряжения в измеряемой точке системы, если к ее входу подведе-
но напряжение с уровнем 0 Нп (дБ). Диаграмма уровней представ-
ляет собой график распределения уровней вдоль канала связи.

1.
13
Метрологические
основы измерений
в технике связи
1.1. МЕТРОЛОГИЧЕСКАЯ СЛУЖБА
В СССР уделятся большое внимание развитию измерительной
техники, так как она обеспечивает получение всей объективной ин-
формации, необходимой для решения практически любых научных,
производственных и социальных задач. Широкое развитие измери-
тельной техники и измерений — одна из важнейших предпосылок
научно-технического прогресса в любой отрасли народного хозяй-
ства, в том числе и в области связи.
Основной задачей измерений в технике связи, как и всяких из-
мерений, является обеспечение достоверности, надежности, един-
ства и сопоставимости их результатов. Эту задачу решают наука
метрология и метрологическая служба. Метрологическая служба в
СССР, возглавляемая Государственным комитетом стандартов Со-
вета Министров СССР, представляет собой разветвленную сеть на-
учных и контрольно-испытательных организаций, выполняющих
научно-теоретические и прикладные работы в области техники точ-
ных измерений.
Метрология — наука о точных измерениях, рассматривающая
единицы измерения, эталоны, способы передачи значений единиц,
методы и средства точных измерений, обработку результатов изме-
рений. Родоначальником отечественной метрологии был великий
русский ученый Дмитрий Иванович Менделеев (1834—1907 гг.). В
содержание метрологии входят вопросы теории и практики обеспе-
чения единообразия и правильности измерительной информации,
получаемой с помощью измерительной техники. С этой целью про-
изводятся овеществление размеров единиц измерений с помощью
образцовых мер и образцовых измерительных приборов и передача
правильных размеров этих единиц рабочим мерам и приборам.
Образцовые меры и образцовые измерительные приборы наи-
высшей точности, создаваемые и хранящиеся в метрологических
институтах, являются государственными эталонами СССР. По ним
или с помощью соответствующих образцовых мер градуируются и
поверяются все применяемые в стране меры и приборы. Правомер-
ными являются только те измерения, которые выполняются с по-
мощью мер и приборов, поверенных в установленном порядке по
соответствующим образцовым мерам и приборам.
В обязанности метрологической службы входит также государ-
ственный контроль за внедрением и соблюдением стандартов и

состоянием измерительной техники на предприятиях и в различных
организациях, осуществляемый разветвленной сетью учреждений
государственного надзора.
1.2. МЕРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН
+ N
При выполнении измерений в технике связи пользуются образ-
цовыми и рабочими мерами ЭДС (напряжения), активного и оми-
ческого сопротивлений, емкости, индуктивности и взаимной индук-
тивности, затухания. Меры могут иметь постоянные и переменные
номинальные значения.
В качестве образцовой меры ЭДС используют нормальный эле-
мент, т. е. специальный гальванический элемент, составные части
которого строго подбирают по химическому составу веществ и их
дозировке. При правильном использовании элемента обеспечивает-
ся постоянство его ЭДС. Нормальные элементы изготовляют двух
типов: с раствором сернокислого кадмия, насыщенным при темпе-
ратурах применения элемента или ненасыщенным при температуре
выше +4°С.
Нормальный насыщенный элемент
(рис. 1.1) представляет собой запаян-
ный стеклянный сосуд Н-образной
формы, в нижние приливы которого
впаяны платиновые проволочки. Поло-
жительным электродом служит ртуть,
над которой расположен слой пасты
(деполяризатор) из смеси сернокис-
лой закиси ртути с кристаллами серно-
кислого кадмия. Отрицательным элек-
тродом является амальгама кадмия.
Для сохранения насыщения электро-
лита — водного раствора сернокислого
кадмия — над обоими электродами
помещены его кристаллы. Элемент за-
ключается в металлический, деревян-
ный или пластмассовый кожух с хоро-
шо изолированными зажимами, к ко-
торым присоединяются проводники от
электродов. Внутри кожуха с помощью
термометра измеряют температуру, так
как ЭДС нормального элемента может колебаться в некоторых
пределах при ее изменении. ЭДС определяют по эмпирической
формуле
Et = Е20 - 406 • 1(Г7 (/- 20) - 9,5 . 10~7 (t - 20)2 + 0,1 . 1(П7(< -20)'
где Et — ЭДС при температуре t\ £2о — ЭДС при температуре
20°С.
Насыщенные нормальные элементы в зависимости от точности
определения ЭДС и ее стабильности делятся на три класса: 0,001;
Рис.
Устройство нормально-
го элемента:
/ — раствор CdS04, 2 — кристаллы
CdS04. 3 — паста, 4 — амальгама
кадмия, 5 — ртуть
14

0,002 и 0,005. Данное число показывает допустимое изменение
ЭДС за год. Так, к нормальному элементу класса 0,005 предъявля-
ется требование, чтобы изменение ЭДС за год не превышало
50 мкВ, а ЭДС при 20°С находилась в пределах от 1,01850 до
1,01870 В. Элементы двух первых классов применяются только для
особо точных метрологических работ, для поверки нормальных
элементов класса 0,005 и ненасыщенных элементов; элементы
класса 0,005 используются при точных лабораторных поверочных
измерениях, например в компенсаторах постоянного тока для по-
верки приборов с непосредственным отсчетом классов 0,1; 0,2 и 0,5.
Насыщенные нормальные элементы обладают внутренним со-
противлением от 500 до 1500 Ом; для сохранения устойчивости
ЭДС эти элементы нельзя нагружать током более 1 мкА. В момент
измерения ток, проходящий через нормальный элемент, не должен
превышать несколько тысячных микроампер. Нормальные элемен-
ты следует оберегать от сотрясений и опрокидываний, сильных ис-
точников света, защищать от солнечных лучей, хранить и приме-
нять при возможно более постоянной температуре (не превышаю-
щей 10—40°С).
Ненасыщенные нормальные элементы отличаются от насыщен-
ных тем, что при температуре выше +4°С раствор электролита не
содержит свободных кристаллов сернокислого кадмия. Ненасыщен-
ные нормальные элементы выпускаются класса 0,02. Они обладают
несколько большим разбросом ЭДС: при 20°С от 1,0186 до 1,0194 В;
изменение ЭДС за год допускается до 200 мкВ; внутреннее сопро-
тивление равно 300—600 Ом. К достоинствам ненасыщенных эле-
ментов следует отнести малую зависимость ЭДС от температуры —
порядка 0,0002% на 1°С.
Меры электрического сопротивления изготовляют
в виде образцовых резисторов, выполненных на одно значение со-
противления, кратное десяти — от 10~5 до 109 Ом, или в виде ма-
газинов сопротивлений. Последние представляют собой набор об-
разцовых резисторов, смонтированных в одном корпусе и снабжен-
ных коммутирующим (переключающим) устройством, которое поз-
воляет получать различные значения сопротивлений. Меры элек-
трического сопротивления должны минимально зависеть от темпе-
ратуры окружающей среды и не должны вырабатывать термоэдс.
Поэтому их изготовляют в виде катушек из манганиновой прово-
локи или ленты. Манганин — сплав меди (80—84%), марганца
(10—13%) и никеля (1,5—3%) — имеет высокое удельное сопро-
тивление (порядка 0,45 Ом-мм/м), малую зависимость сопротивле-
ния от температуры (температурный коэффициент порядка 0,002%
на ГС), в паре с медью небольшую термоэдс (порядка 1,5 мкВ на
ГС), хорошую устойчивость против окисления. Меры большого
сопротивления и магазины сопротивления (106—109) Ом изготовля-
ют из микропровода, диаметр которого исчисляется микромет-
рами.
На рис. 1, 2 показано устройство образцового резистора. Про-
волока 1 намотана на металлический или фарфоровый каркас 2,
15

который прикреплен (припаян) к корпусу 3 так, что проволока ока-
зывается герметизированной в полости между каркасом и корпу-
сом; это предохраняет проволоку от влаги и обеспечивает стабиль-
ность сопротивления резистора во времени. Концы 4 катушки при-
соединены к зажимам 5 и 6. Ток к катушке подводят через зажимы
5' и 5" (токовые зажимы), а падение напряжения на катушке из-
меряют на зажимах 6' и 6" (потенциальные зажимы); зажимы
5' и 6', а также 5" и 6" электрически соединены между собой. Для
охлаждения обмотки в корпусе имеются отверстия. Температуру
обмотки определяют с помощью термометра через отверстие 7 в
крышке 8.
Если образцовый резистор из манганина включается в цепь при
температурах от +10 до +35°С, то поправку на изменение его со-
противления от температуры не вносят. При необходимости прове-
дения осч)бо точных измерений поправку можно вычислить по фор-
муле
Rt = /?*>[(!+*(*- 20) + р (t - 20)2],
где Rt — сопротивление резистора при /°С; Roo — тс же, при 20°С;
аир — температурные коэффициенты.
При использовании образцовых резисторов в виде катушек со-
противления в цепях переменного тока (особенно при повышенной
частоте) необходимо учитывать появляющееся при этом реактив-
ное сопротивление, обусловленное индуктивностью L0 обмотки ка-
тушки и распределенной емкостью С0 между витками. Схемы ка-
тушки активного сопротивления
Л* 7 q» j" представлены на рис. 1.3а. Соот-
0 R
о-
6)
Рис. 1.3. Схемы катушки
активного сопротивления и
индуктивности:
а) истинная, б) эквивалент-
ная
Рис. 1.2. Устройство образцово-
го резистора
ношения между параметрами этих схем можно определить из ра-
венства их полных сопротивлений
(/?-HcoZ.0)/iq)C0
R + ia>Z,0-r- l/icoC0
(i.i)
i6

где R — омическое сопротивление катушки (постоянному току);
R:) — эквивалентное активное сопротивление катушки на перемен-
ном токе с частотой со = 2nf: LQ — эквивалентная индуктивность ка-
тушки в цепи переменного тока. Сравнивая вещественные и мни-
мые части равенства (1.1), получаем выражения для /?э и Ьэ:
Rs = . (1-2)
(1-и210С0)2 + (соС0Я)2
L = ^о(! ~"0)2 Loco) — R2co л 3)
(l-co2Z0C0)2 + (a>C0tf)2 '
Значения R, Lo, С0 также зависят от частоты вследствие по-
верхностного эффекта, потерь в изоляции, эффекта близости и т. д.
При низких частотах переменного тока (не превышающих звуко-
вые) значения L0 и С0 очень малы. В этом случае полное сопротив-
ление Z3 катушки с достаточным приближением можно выразить
формулой
Z3 = /? + ia)(Z0-/?2C()), (1.4)
а степень безреактивности катушки, обычно характеризуемую по-
стоянной времени, представить в виде
х = (А, —/гяС0)//?; (1.5)
чем меньше постоянная времени т, тем лучше катушка, тем меньше
влияние ее реактивных параметров. Для уменьшения Lo и С0 в ка-
тушках сопротивления применяют различные виды намотки про-
вода. При конструировании безреактивных резисторов следует учи-
тывать, что в случае низкоомных катушек сопротивления большое
влияние на * оказывает индуктивность L0 катушки, а в случае вы-
сокоомных — емкость Со. Малоомные безындуктивные катушки по-
лучают с помощью бифилярной намотки, при которой провод скла-
дывается вдвое и наматывается на цилиндрический каркас. Умень-
шение емкости Со при бифилярной намотке достигается секциони-
рованием обмотки катушки, так как при последовательном соеди-
нении емкостей отдельных секций общая емкость обмотки умень-
шается. Существуют и другие виды намоток для уменьшения по-
стоянных времени катушек сопротивления. Значения т безреактив-
ных резисторов колеблются в пределах от 10~8 до 10~6 с.
Точность изготовления катушек сопротивления обусловлена
классами точности: 0,002; 0,005; 0,01; 0,02 и 0,05. Цифра класса
точности указывает наибольшее допустимое отклонение действи-
тельного значения сопротивления катушки от номинального при
токе через нее, не превышающем определенного значения. Если на
катушке не указано значение тока, следует исходить из того, что
мощность, выделяемая в измерительной катушке сопротивления,
не должна превышать 3 Вт, а при точных измерениях — 1 Вт.
Магазины сопротивлений являются образцовыми мерами с пе-
ременным значением сопротивлений. Применяемые в магазинах
катушки сопротивлений обычно имеют простую бифилярную намот-
ку. В магазинах сопротивлений, изготовляемых для измерений с
17

повышен поп точностью в цепях переменного тока, для уменьше-
ния постоянной времени катушек применяют более сложные намот-
ки. Во многих случаях магазины сопротивлений используются в
качестве реостатов или потенциометров для регулирования тока
или напряжения в маломощных электрических цепях.
В зависимости от способа переключения сопротивлений магази-
ны делятся на штепсельные и рычажные. Штепсельные имеют на-
бор катушек сопротивлений, соединенных последовательно. Каждая
катушка подсоединяется к латунным пластинам, которые можно
соединять между собой с помощью штепселей — конических стерж-
ней, вставляемых в специальные гнезда, и тем самым закорачивать
катушки. При полностью вставленных штепселях все катушки со-
противлений будут закорочены и сопротивление магазина будет
минимальными, наоборот, если все гнезда будут свободны от штеп-
селей, сопротивление магазина будет максимальным.
Рычажные магазины сопротивлений состоят из нескольких де-
кад. Концы однотипных катушек сопротивлений для каждой дека-
ды подсоединяются к контактам, по которым скользят щетки, же-
стко скрепленные с рычагами. Суммарное сопротивление магазина
отсчитывается по положению рычагов в каждой декаде.
Магазины сопротивлений выпускаются следующих классов точ-
ности: 0,01; 0,02; 0,05; 0,1; 0,2; 0,5 и 1,0. При работе ток (мощность
рассеяния) не должен превышать допустимого значения, указанно-
го на маркировке. Магазины сопротивлений, предназначенные для
использования на высоких частотах (сотни килогерц и выше), из-
готовляют из непроволочных резисторов. Точность таких магазинов
не лучше класса 1,0.
Меры индуктивности и взаимной индуктивно-
сти выполняют в виде образцовых катушек и магазинов. Образ-
цовая катушка состоит из изолированного провода, намотанного
на плоский каркас из мрамора, фарфора или пластмассы (рис. 1.4),
Рис. 1.4. Образцовые катушки:
а) индуктивности, б) взаимной индуктивности
Для уменьшения активного сопротивления и влияния поверхност-
ного эффекта используется провод, состоящий из большого числа
тонких изолированных жил, так называемый «литпендрат». Для
улучшения изоляции витков и повышения стабильности индуктив-
18

ности обмотку пропитывают парафином. Витки жестко скрепля-
ются между собой и каркасом.
Катушки взаимной индуктивности состоят из двух индуктивно
связанных образцовых катушек (рис. 1.4 б) и могут быть исполь-
зованы как двухполюсник или четырехполюсник. Катушки индук-
тивности изготовляют на значения от 0,0001 до 10 Г, а катушки
взаимной индуктивности — на значения от 0,001 до 0,1 Г.
Меры индуктивности применяются для измерения в цепях пе-
ременного тока. Каждая катушка, кроме собственной индуктивно-
сти Lo, имеет межвитковую емкость Со и некоторое омическое со-
противление R. Поэтому эквивалентные схемы (рис 1.3) и ф-лы
(1.2) и (1.3) справедливы и для катушек индуктивностей. Если
учесть, что значения С0 и R в данном случае стремятся получить
минимальными, то выражение (1.3) можно привести к виду
Ь = Ь—, (1.6)
1-(///0)2
где /0= 1/2*^7^.
Из выражения (1.6) следует, что действующая в измерительной
цепи индуктивность L3 зависит от частоты / и ее отношения к соб-
ственной резонансной частоте /о катушки. Катушки индуктивности
характеризуются добротностью Q = (oL0//?a, где /?э определяется из
ф-лы (1.2).
Мерами переменных и взаимных индуктивностей служат мага-
зины индуктивностей' и вариометры. Магазины индуктивностей
представляют собой набор катушек индуктивностей, расположен-
ных в одном корпусе с переключающими устройствами. Чтобы при
различных значениях индуктивностей не изменялось активное со-
противление цепи, предусмотрены катушки сопротивления, заме-
щающие активное сопротивление /?э выключаемых катушек индук-
тивности.
Вариометры изготовляют из двух индуктивно связанных кату-
шек. Меняя плавно взаимное расположение этих катушек, можно
изменять коэффициент взаимной индуктивности. Катушки варио-
метра можно соединять последовательно или параллельно, что
позволяет менять общую индуктивность вариометра в зависимости
от угла поворота одной катушки относительно другой. Угол пово-
рота отсчитывается по шкале, а значения индуктивности и взаим-
ной индуктивности определяют по градуировочным таблицам.
Меры электрической емкости изготовляют в виде
образцовых измерительных конденсаторов постоянной емкости, ма-
газинов емкостей и конденсаторов переменной емкости. В образ-
цовых конденсаторах постоянной емкости диэлектриком является
воздух или слюда. Такие «воздушные» и «слюдяные» конденсато-
ры имеют большое сопротивление изоляции и малые потери в ди-
электрике; их емкость не зависит от частоты и формы приложен-
ного напряжения, а зависимость от температуры — минимальна.
Особо высокая точность воспроизведения емкости обеспечивается
19

конденсаторами с воздушным диэлектриком, однако из-за больших
габаритов они выпускаются до емкости 0,01 мкФ. Конструкция об-
разцовых конденсаторов определяется рабочим напряжением: при
низких напряжениях пластины плоскопараллельные, при высоких
— цилиндрические. Погрешность емкости образцовых воздушных
конденсаторов находится в пределах ± (0,03-7-0,05) %.
Конденсаторы со слюдяным диэлектриком (рис. 1.5) позволяют
получить большие значения емкости при меньших размерах и пото-
му широко применяются как образцовые и рабочие меры, а также
в магазинах емкостей. Слюдяные конденсаторы выпускаются с но-
минальным значением емкости от 0,01 до 1 мкФ; диэлектрические
потери и температурный коэффициент емкости у них в несколько
раз больше, чем у воздушных.
В магазинах емкостей необходимое
значение емкости подбирается с помощью
переключающих устройств штепсельно-
го (рис. 1.6а) или рычажного (рис. 1.66)
типа. В последнее время образцовые
конденсаторы малой емкости — от 1 до
5 • 103пФ — изготовляют с воздушно-
кварцевым или воздушно-полистиро-
ловым диэлектриком, а большой емкости
— до 108 пФ — со стирофлексным.
В качестве образцовых конденсаторов
переменной емкости применяются исклю-
й)
Слюк
, Слюда
Металли-
ческий
литок
СлюЗй
~°1£Г
"OtfT
о
Рис. 1.5. Образцовый конденсатор со слюдяным
диэлектриком
Рис. 1.6. Схемы магази-
нов емкостей:
а) штепсельного, б) ры-
чажного
чительно воздушные конденсаторы с высококачествен-
ной изоляцией ротора от статора и совершенным отсчетным
устройством. Максимальная емкость таких конденсаторов не пре-
вышает 0,01 мкФ, потери в диэлектрике tg 6=10-4, погрешность ус-
тановки емкости составляет (0,05-f-0,l) %, температурный коэффи-
циент емкости не превышает 0,003% на 1°С.
Меры затухания изготовляются в виде четырехполюсни-
ков, при помощи которых можно устанавливать некоторые опреде-
20

ленные соотношения между напряжением, током или мощностью
на их входе и выходе. Они выполняются как в виде отдельных при-
боров, так и в виде встроенных в измерительную аппаратуру бло-
ков. Эти приборы градуируются в единицах передачи или отноше-
ния напряжений. Меры затухания подразделяются на образцовые
с постоянным затуханием и образцовые магазины, делители на-
пряжения и аттенюаторы, позволяющие получать переменные зна-
чения затухания.
Образцовые меры затухания состоят из отдельных четырех-
полюсных резисторных звеньев, выполняемых в виде Т-, Н- и П-об-
разных, а также мостиковых T-образных схем (рис. 1.7). Звенья
Рис. 1.7. Схемы соединения резисторов в образцовых мерах затухания:
а) Т-образная, б) Н-образная, в) П-образная, г) мостовая, д.) Т-образная пере-
крытая, е) Т-образная, симметричная
могут быть симметричными и несимметричными, относительно зем-
ли. На низких частотах применяются преимущественно симметрич-
ные схемы. При принудительном симметрировании измерительных
схем относительно земли на частотах от 10 кГц до 15 МГц приме-
няют звенья со средней точкой, например две Т-образные схемы,
симметричные относительно общего среднего провода. Несиммет-
ричные схемы используются на частотах от 50 кГц и выше. Пре-
дельная номинальная частота для мер затухания на резисторах не
превышает сотен мегагерц.
Образцовые меры затухания рассчитываются и градуируются
по собственному затуханию ас; поэтому соотношения вида
U\<U2 = /j//2 = e с между напряжениями и токами на входе
и выходе звена справедливы только при согласованной нагрузке,
т. е. когда к входным зажимам меры подключен резистор с актив-
ным сопротивлением, равным ее характеристическому сопротив-
лению.
Образцовые магазины затухания представляют собой набор
звеньев образцовых мер затухания, расположенных в одном кор-
пусе с переключающими устройствами. Магазины характеризуются
номинальными пределами устанавливаемых затуханий, характери-
стическим сопротивлением, основной и дополнительными погреш-
ностями, допустимым напряжением на входе, симметрией схемы
относительно земли. Схемы отдельных звеньев магазина могут
21

быть различными, но обязательно симметричными или несиммет-
ричными относительно земли.
По способу переключения отдельных звеньев магазины затуха-
ний делятся на рычажные, ключевые и кнопочные. Переключение
осуществляется обычно по декадному принципу, а число звеньев в
декаде определяется способом коммутации. Различные схемы ма-
газинов затухания показаны на рис. 1.8. Максимальное затухание
разными звеньями
ограничивается паразитными связями между входом и выходом ма-
газина, которые при больших значениях затухания трудно устра-
нить. Номинальные характеристические сопротивления равны 75,
100, 135, 150, 600 и 1400 Ом.
Делители напряжения и аттенюаторы (ослабите-
ли) предназначаются для понижения напряжения (мощности) 'в
определенное число раз. Эти приборы характеризуются коэффици-
ентом деления (ослабления) m=UBX/UBblXy построением электриче-
ской схемы, частотным диапазоном, в котором сохраняется посто-
янство коэффициента деления, допустимой мощностью рассеяния
и погрешностью. Принцип построения и конструктивное решение
делителей зависят от частоты делимого напряжения. Выполняются
они с постоянным или переменным коэффициентом деления. Гра-
дуировка делителей осуществляется либо в натуральных числах
(кратных 10), либо в логарифмическом масштабе (в децибелах).
Схемы их могут реализоваться как на резисторах, так и на конден-
саторах и с совместным использованием этих элементов. Секцио-
нированный делитель напряжения (рис. 1.9а) обеспечивает коэф-
фициент деления
m = {Rl + Ri + ... + Rn)l(Ru + ...+ Rn_l + Rn)
при условии, что сопротивление нагрузки RH значительно превы-
шает полное сопротивление делителя напряжения, т. е. h^h- Де-
литель напряжения такого типа можно применять в диапазоне
22

частот до 1 МГц. На более высоких частотах появляется влияние
паразитных емкостей и индуктивностей, вследствие чего коэффи-
циент деления т приобретает различные значения на разных ча-
стотах.
Ступенчатый делитель напряжения на резисторах (рис. 1.96)
при условии согласованной нагрузки сохраняет выходное и вход-
Рис. 1.9. Принципиальные схемы делителей напряжения на резисторах:
а) секционированного, б) ступенчатого с постоянным входным и рыходньш сопро-
тивлениями
ное сопротивления постоянными независимо от изменения коэффи-
циента деления т переключателем /С. Сопротивления входящих в
него резисторов вычисляются по формулам:
/?i = /?н (т + !)/(/» - 1 );/?, = #н + 1)/2 (т - 1);
#» = 1)/2/тг.
В ступенчатых делителях напряжения резисторы могут иметь не-
большие сопротивления (десятки ом), поэтому их можно осущест-
вить с малыми реактивностями. Параметры делителей с такими ре-
зисторами не зависят от частоты в диапазоне до 100 МГц.
Делитель напряжения на конденсаторах (емкостный делитель)
изображен на рис. 1.10. Выходное напряжение снимается с кон-
денсатора большей емкости. Коэффициент деле-
ния такого делителя не зависит от частоты до не-
скольких сотен мегагерц'
-1
Рис. 1.10. Емкост-
ный делитель нап-
ряжения
m = UnIUBm = (C1 + Ci)IC1.
При более высоких частотах на него начинает су-
щественно влиять паразитная индуктивность. Не-
достаток емкостных делителей напряжения со-
стоит в том, что их входные и выходные сопротив-
ления изменяются с частотой. По этой причине
использование их ограничено.
Делители напряжения на резисторах и конденсаторах — ком-
пенсированные делители — (рис. 1.11) имеют постоянный коэффи-
циент деления в широком диапазоне частот. Это достигается под-
бором емкостей конденсаторов Си С% и сопротивлений резисторов
R\> /?2 таким образом, чтобы соблюдать равенство постоянных вре-
мени звеньев делителя х\ = R\C\ =Т2=/?2С,2; кроме того, эти емко-
сти должны быть больше емкости нагрузки Сн и паразитных ем-
костей.
23

Деление (ослабление) мощности на частотах от 1000 МГц и вы-
ше осуществляется предельными, поглощающими и поляризацион-
ными аттенюаторами. В предельном аттенюаторе ослабление про-
исходит в результате затухания энергии электромагнитного поля в
предельном волноводе; в поглощающем 1— за счет нагревания ма-
териала, помещенного в электромагнитное поле; в поляризацион-
ном — за счет поглощения одной из составляющих электрического
поля при его расщеплении на две составляющие.
Предельный аттенюатор (рис. 1.12) представляет собой отрезок
волновода, критическая длина
волны Якр которого короче рабо-
чей длины волны X. В таком вол-
новоде затухание электромагнит-
ного поля происходит по экспон-
ненциальному закону. Постоян-
ная затухания
с
-И-
Сн
Рис 1.11. Схема компенсирован-
ного делителя напряжения
При ЯКР7Я<С1 ф-ла (1.7) упроща-
ется
а~2*/Хкр, (1.8)
т. е. в любом волноводе, на любой частоте постоянная затухания
зависит только от поперечных размеров волновода и типа распро-
страняющихся по нему колебаний.
Стщющиб резисторы
Рис. 1.12. Предельные аттенюаторы:
а) с взаимоиндуктивной связью, б) с взаимоемкостной связью
Конструктивно удобно применять волноводы круглого сечения.
Для колебаний типа Ни Якр = 3,42 г, для колебаний £оДкр = 2,61 г,
где г — радиус волновода. Для ввода и вывода энергии аттенюа-
тор соединяется с отрезками коаксиальной линии, внутренние про-
водники которых оканчиваются либо витками с взаимоиндуктив-
ной связью при колебаниях #ц, либо дисками с взаимоемкостной
связью при колебаниях Е0\. Последовательно с элементами связи
включаются согласующие резисторы, сопротивления которых рав-
ны волновым сопротивлениям коаксиальных линий.
24

Постоянная затухания в предельном волноводе при колебаниях
Ни на основании (1.8) равна
*п«2*/Хкр = 6,28/3,42 г;
6,28/2,61 г~2,4/г.
1,84/г,
а при £01 а01
Затухание при длине волновода / составляет, дБ,
Ахх = 8,68 . 1,84 Цг + А0 = 15,91\г + Л0,
А0х = 8,68 . 2,4//г + А0 = 20,8 //г + А0.
Начальное затухание Aq обусловлено тем, что в реальном волново-
де, кроме основной, возбуждаются волны и высших типов, поэтому
затухание приобретает линейный характер на некотором расстоя-
нии от возбуждающего элемента связи, где колебания других типов
уже затухнут (рис. (1.13). Значение Л о зависит от типа волны и
конструкции аттенюатора и составляет 10—15 дБ.
Если элементы связи неподвижны, то '
вносимое затухание постоянно; если
один из элементов можно перемещать —
затухание будет меняться. Достоинством
предельного аттенюатора является воз-
можность расчета вносимого им зату-
хания по его геометрическим размерам.
Поглощающие аттенюаторы по конст-
рукции делятся на коаксиальные и вол-
новодные. В обоих случаях внутрь трак-
та передачи сверхвысокочастотной
энергии вводится материал, обладающий
свойствами поглощать энергию, напри-
мер диэлектрики с большими по-
терями (бакелит, текстолит и др.) или проводники с большим
объемным сопротивлением в виде тонких пленок (нихром^ аквадаг1
«,*6
50
50
40
30
20
10
Рис. 1.13. Затухание пре-
дельного волновода
с)
6)
1_ J
0
<_£Z>
Рис. 1.14. Поглощающие аттенюаторы:
а), б) коаксиальные с постоянным затуханием, в), г) волно-
водные с постоянным и перменным затуханием соответственно,
о) коаксиальный с переменным затуханием
гРафитаКВаДа<Г ~~~ калл0ИАная. сУспе1*зия углерода, например, порошкообразного
25

и др.), нанесенных на высококачественный диэлектрик. Различные
поглощающие аттенюаторы с постоянным и переменным затухани-
ем приведены на рис. 1.14. Поглощающие элементы имеют срезы
на краях для согласования. Затухание поглощающих аттенюаторов
не поддается расчету, а потому они градуируются. Затухание од-
ного аттенюатора составляет 40—60 дБ. Для получения большего
затухания их соединяют последовательно.
Поляризационный аттенюатор состоит из трех секций
(рис. 1.15): первая и третья являются переходами от прямоуголь-
Рис. 1.15. Поляризационный аттенюатор щающие пластины. На ВХОД
аттенюатора поступают ко-
лебания типа #ю; в среднюю секцию они попадают в виде #ц.
Когда все три пластинки лежат в одной плоскости, затухание
пренебрежимо мало, так как силовые линии электрического
поля перпендикулярны поглощающим поверхностям. Если сред-
нюю секцию повернуть на угол ср, то поле в ней разложится
на две составляющие: параллельную £ sirup и перпендикулярную
Е cos ф. Параллельная составляющая поглощается в пластинке, а
перпендикулярная с поляризацией, повернутой на угол ср, проходит
к третьей секции. На ее входе поле вновь разлагается на составля-
ющие: Е cos ф-sin ф, которая поглощается, и Е cos2 ф, проходящую
на выход аттенюатора. Таким образом, затухание является функ-
цией только угла поворота средней секции и не зависит от частоты.
Поляризационные аттенюаторы являются наиболее совершен-
ными устройствами этого вида. Они изготовляются с высокой точ-
ностью и могут служить образцовыми мерами для калибровки ат-
тенюаторов других типов. Максимальное затухание таких аттенюа-
торов — 30—80 дБ, а начальное ослабление — от 0,3 до 1,5 дБ,
точность калибровки достигает нескольких сотых децибела.
1.3. МЕРЫ ЧАСТОТЫ И ВРЕМЕНИ
Меры частоты и времени используются для поверки рабочих,
а эталоны — образцовых средств измерения частоты и времени. Ча-
стота колебаний / определяется как их число п в единицу времени
t, т. е. f=n/t, следовательно, для определения частоты необходимо
знать интервалы времени. До 40-х гг. эталонами частоты служили
генераторы с кварцевой стабилизацией, снабженные синхронными
часами. Они систематически сверялись с периодом обращения Зем-
26
ного волновода к круглому и
обратно, вторая представляет
собой отрезок круглого волно-
вода, который можно повора-
чивать относительно продоль-
ной оси на некоторый угол ф.
Во всех секциях в диаметраль-
ной плоскости, перпендикуляр-
ной составляющей электриче-
ского поля, помещены погло-

ли вокруг ее оси, который принимался за естественный абсолютный
эталон времени. Секунда, основанная на этом эталоне, называется
секундой всемирного времени (UT) и принимается равной 1/86400
суток среднего солнечного времени на меридиане Гринвича.
Эталоны частоты с кварцевой стабилизацией систематически све-
рялись по сигналам астрономического времени. Основная частота
эталона, обычно 100 кГц, делилась до 1000 Гц, и напряжением этой
частоты приводился в действие синхронный мотор, который приво-
дил в движение стрелки (часовую, минутную, секундную и совер-
шающую 10 оборотов в секунду), расположенные на часовых ци-
ферблатах. Значение и знак «ухода» часов относительно сигналов
астрономического времени определяли значение и знак «ухода»
частоты образцовой меры.
Длительные и тщательные сравнения астрономических наблю-
дений с высокостабильными кварцевыми часами (при нестабильно-
сти Ю-8) в конце 40-х гг. показали, что продолжительность суток,
а следовательно, и секунды всемирного времени является далеко
не постоянной: погрешность средних солнечных суток составляла
10~7. Такая точность для современной науки и техники недоста-
точна.
В 1960 г. в качестве абсолютного эталона времени был принят
тропический год, т. е. период обращения Земли вокруг Солнца.
Это равномерно текущее время — эфемеридное время (ЕТ) —зна-
чительно более стабильно, чем всемирное. За секунду был принят
интервал времени, равный 1/31 556 925, 9747 части тропического го-
да на 0 января 1900 г. в 12 ч. эфемеридного времени. Эта секунда
равна усредненному значению средней солнечной секунды за пе-
риод около 200 лет. Точность определения секунды в системе эфе-
меридного времени повысилась почти на три порядка. За тот же
период определены и законы движения планет, в которых незави-
симой переменной является также секунда ЕТ. Эфемеридное время
связано с длительными астрономическими наблюдениями, оно труд-
но воспроизводимо и потому используется только для калибровки
других систем времени.
За последние годы благодаря большим успехам в области кван-
товой физики созданы молекулярные и атомные эталоны частоты
и времени, основанные на способности молекул и атомов излучать
и поглощать энергию во время перехода между двумя энергетиче-
скими уровнями в диапазоне радиочастот. В научный и технический
обиход теперь введено третье — атомное время (AT). Секунда
в этой системе времени определяется как интервал времени, в те-
чение которого совершается 9 192 631 770 колебаний, соответствую-
щих резонансной частоте энергетического перехода между уровня-
ми сверхтонкой структуры основного состояния атома цезия — 133
при отсутствии возмущений внешними полями. Атомные или кван-
товые эталоны частоты позволяют легко воспроизводить секун-
ду AT.
Квантовый эталон частоты состоит из квантового генератора,
генератора с кварцевой стабилизацией и устройства автоподстрой-
27

ки частоты последнего по частоте квантового генератора. Частота
квантового генератора v связана с энергетическими уровнями пере-
ходов уравнением Бора: v=(W2—Wi)/h, где W\ и ^ — энергети-
ческие уровни состояния атома; Л=6,624- Ю-27 эрг-с — постоянная
Планка.
Широко используются атомы цезия, рубидия и водорода. Резо-
нансная частота Cs133 равна 9 192 631 770 Гц, Rb87- 6 834 682 608 Гц
и атомарного водорода— 1 420 405 751,6 Гц. Эти частоты опреде-
ляются атомными постоянными вещества и потому обладают вы-
сокой стабильностью, повторяемостью и точностью.
Принцип работы цезиевого и рубидиевого эталонов частоты за-
ключается в резонансном поглощении энергии колебаний сверхвы-
соких частот в луче атомов цезия или рубидия соответственно (пас-
сивные эталоны), водородного — в возбуждении лучом (пучком)
атомов водорода незатухающих колебаний в объемном резонаторе,
собственная частота которого близка к частоте перехода между
уровнями (активный эталон).
Генератор с кварцевой стабилизацией, входящий в состав кван-
тового эталона частоты, обычно вырабатывает сигнал частотой
Г 2
IP
~ 1— Щ ЛЛ \/Т
р п п (P^L
Умножители
частоты
ЗШМГц
подстройки.
Генератор с
ккрцебой „
стабилизацией
Рис. 1.16. Структурная схема цезиевого эталона частоты!
1 — источник луча, 2 — вакуум, 3 — фазирующий волновод, 4 — кол-
лиматорная щель, 5 — детектор, 6 — экран, 7 « фотоумножитель,
8 — резонатор, 9 — волновод, 10 — резонатор
5 МГц. Для сравнения частоты квантового перехода с частотой
кварцевого генератора последняя умножается и синтезируется до
нужного значения.
В качестве примера рассмотрим работу цезиевого эталона ча-
стоты (рис. 1.16). Источником атомного луча цезия является печь,
выходное отверстие которой имеет форму щели, так что луч имеет
форму ленты толщиной 0,5 мм; расход цезия равен примерно
28

Ю-7 г в час. Луч цезия через поле первого постоянного магнита
проникает в резонаторы 10 и 8, где под воздействием синфазного
магнитного поля, полученного за счет энергии колебаний генератора
с кварцевой стабилизацией, частота которых доведена до 9192 МГц,
часть атомов переходит на другой энергетический уровень. Этому
переходу сопутствуют поглощение некоторыми атомами кванта
энергии и изменение их магнитного момента. В магнитном поле
второго постоянного магнита атомы с разными магнитными мо-
ментами разделяются, и те, которые поглотили энергию, попадают
на детектор с поверхностной ионизацией. Этот детектор представ-
ляет собой нагретую вольфрамовую проволочку, на поверхности ко-
торой ионизируются атомы. Образовавшиеся ионы цезия поступа-
ют на фотоумножитель. Очевидно, что выходной ток фотоумножи-
теля определяется числом атомов, совершивших переход; график
изменения выходного тока в зависимости от частоты представляет
собой резонансную кривую переходов. Этот ток при помощи устрой-
ства автоподстройки регулирует частоту кварцевого генератора
так, что после синтезирования и умножения она становится равной
резонансной частоте перехода. Эффективная добротность луча це-
зия зависит от расстояния между резонаторами / и при /=50 см
достигает 3- 107. Цезиевая трубка очень чувствительна к внешним
магнитным полям; эти влияния устраняются тщательным экрани-
рованием.
Суточная нестабильность цезиевого эталона составляет 2 • 10~и,
рубидиевого — 5-Ю-11, водородного — 5-10~13, а за 10 с — IX
Х10-10; 5-Ю-11 и МО-13 соответственно.
Квантовый эталон частоты, снабженный синхронными часами,
называют квантовыми (атомными) часами. Точность хода этих ча-
сов — 1 с за многие сотни лет; например, атомные часы, в основе
которых использован водородный квантовый генератор, имеют точ-
ность хода — 1 с за 30 ООО лет.
Государственный первичный эталон времени и частоты СССР
включает следующую аппаратуру:
— два комплекта водородных квантовых генераторов;
— пять генераторов с кварцевой стабилизацией;
— четыре комплекта делителей частоты до 1 Гц;
— аппаратуру интегрального сличения частот кварцевых гене-
раторов;
— аппаратуру кратковременного сличения частот кварцевых ге-
нераторов;
— аппаратуру сличения секундных сигналов синхронных часов;
— аппаратуру международных сличений эталонов частоты;
— аппаратуру дистанционного контроля температуры термоста-
тов и напряжения питания кварцевых генераторов.
Государственный эталон времени и частоты СССР обеспечивает
воспроизведение единицы времени и частоты с погрешностью
±1 • 10-и.
29

1.4. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ
Измерения в технике связи выполняются с помощью различных
измерительных приборов, которые классифицируются по разным
признакам. Одним из признаков является характер преобразова-
ния измеряемой величины в. удобную для наблюдения или регист-
рации форму индикации — угловое (линейное) перемещение под-
вижной части прибора, отклонение луча электроннолучевой трубки,
появление цифрового отсчета, — позволяющую определить значе-
ние измеряемой величины. В приборах используются прямое и ком-
пенсационное преобразования; в первых — измеряемая величина
непосредственно или через промежуточные преобразователи воз-
действует на отсчетное устойство; во вторых — обычно исполь-
зуется метод сравнения.
Измерительные приборы прямого преобразования называются
прямопоказывающими. На шкале такого прибора непрерывно фик-
сируется значение измеряемой величины. Шкала прямопоказываю-
щих приборов градуируется заранее, и поэтому при работе с ними
меры не нужны. К таким приборам относятся амперметры, вольт-
метры, циферблатные весы.
Приборы прямого преобразования по физическим явлениям, на
которых основана их работа, делятся на механические, оптико-ме-
ханические, электромеханические, электротепловые, электрохимиче-
ские, электронные и др. В технике связи наибольшее применение
нашли электромеханические, электротепловые и электронные при-
боры.
Приборы компенсационного преобразования называются при-
борами сравнения или сравнивающими, компарирующими. Для
работы с ними требуются отдельные меры и ряд дополнительных
действий, выполняемых вручную или автоматически. К этим при-
борам относятся мосты, гиревые весы и т. д. Приборы сравнения
имеют более высокую точность, чем прямопоказывающие. Однако
более широкое распространение получили последние, так как с их
помощью проводить измерения проще, дешевле и быстрее.
Приборы, непрерывно измеряющие или регистрирующие изме-
ряемую величину, называют приборами непрерывного действия или
аналоговыми. Приборы, осуществляющие измерение через некото-
рые промежутки времени, называют приборами дискретного дейст-
вия.
Измерительные приборы классифицируются и по другим при-
знакам: по назначению, по роду измеряемой величины, по классам
точности, по пределам измерения, по роду тока, по частотному диа-
пазону.
В настоящее время разрабатывается единая система классифи-
кации всех измерительных устройств, в том числе и электроизмери-
тельных приборов. До ее введения действуют отдельные ведомст-
венные нормали и технические требования. В качестве примера
в приложении приведена ныне действующая классификация радио-
измерительных приборов.
30

1.5. СВОЙСТВА СРЕДСТВ ИЗМЕРЕНИЙ
Средства измерений характеризуются свойствами. Одни свойст-
ва присущи всем средствам измерений и являются общими, другие
относятся лишь к определенным подгруппам и видам средств из-
мерений и являются частными.
К общим свойствам относятся: погрешности, диапазон измере-
ния (для измерительных приборов) или диапазон воспроизводимой
величины (для многозначных мер), условия применения, стабиль-
ность и надежность. К частным свойствам относятся: чувствитель-
ность, быстродействие, потребляемая от измеряемой цепи мощ-
ность, входное или выходное сопротивление.
Рассмотрим кратко эти свойства. В дальнейшем они будут изу-
чаться подробнее в соответствующих разделах курса.
Погрешностью измерительного прибора называется разность
между показаниями прибора и истинным значением измеряемой ве-
личины; погрешность меры — разность между номинальным зна-
чением меры и истинным значением воспроизводимой ею величины.
Различают статическую погрешность средства измерения, которая
существует и проявляется при измерении постоянной величины,
и погрешность средства измерения в динамическом режиме, т. е.
при измерении переменной во времени величины. В соответствии
с этими понятиями динамическая погрешность средства измерения
определяется как разность между погрешностью средства изме-
рения в динамическом режиме и его статической погрешностью,
соответствующей значению величины в данный момент времени.
Диапазоном измерения называется область значений измеряе-
мой ВеЛИЧИНЫ ОТ Амин ДО ХМакс, ДЛЯ КОТОрОЙ Нормированы ДОПуСТИ-
мые погрешности. Диапазон измерения часто разбивают на не-
сколько поддиапазонов, ограниченных соответствующими преде-
лами.
Условия применения средств измерения делятся на нормальные
и рабочие. Нормальными условиями называются такие, при кото-
рых влияющие величины находятся в пределах нормальной обла-
сти значений или имеют нормальные значения, установленные для
данного средства измерения. Рабочими называются условия, при
которых значения влияющих величин находятся в пределах рабо-
чих областей.
Влияющей величиной называется физическая величина, не из-
меряемая данным средством измерения, но оказывающая влияние
на результаты измерений. К главным влияющим величинам отно-
сятся: метеорологические условия — температура, влажность и дав-
ление окружающей среды; частота или диапазон частот, в котором
проводится данное измерение; напряженность магнитного или элек-
трического поля, в котором находится средство измерения; напря-
жение и частота источника питания и др.
Стабильность средства измерения является качественным по-
казателем, отражающим неизменность во времени его метрологи
ческих свойств,
31

Надежностью называется свойство выполнять свою функцию,
сохраняя установленные эксплуатационные характеристики в оп-
ределенных пределах в течение заданного времени, в заданных ус-
ловиях. Надежность характеризуется средним временем безотказ-
ной работы. Значение среднего времени для разных средств изме-
рений колеблется от сотен часов до десятков тысяч часов.
Чувствительностью измерительного прибора называется отно-
шение изменения величины на выходе к вызывающему его измене-
нию измеряемой величины на входе: S=dajdx. При линейной (рав-
номерной) шкале S = a/X = const, для нелинейной шкалы значения
чувствительности в разных ее точках различны: S = Aa/AX. Такая
чувствительность называется абсолютной и имеет размерность, на-
пример, вольт на деление, миллиметр на вольт и т. д. Применяется
понятие относительной чувствительности.
S= Да/А-* 100.
Здесь чувствительность выражается отношением изменения вели-
чины на выходе прибора к изменению на 1 % измеряемой величины.
Часто пользуются понятием «порог чувствительности». Порогом
чувствительности называют изменение значения измеряемой вели-
чины, вызывающее наименьшее изменение показания прибора, раз-
личимое без дополнительных устройств. Порог чувствительности
имеет размерность измеряемой величины. Порог чувствительности
цифровых приборов совпадает с единицей младшего разряда.
Быстродействие характеризуется интервалом времени, необхо-
димым для выполнения единичного измерения. Быстродействие при-
боров со стрелочным индикатором определяется временем успокое-
ния стрелки и нормируется в пределах 3—4 с; быстродействие циф-
ровых приборов определяется их структурной схемой и выражает-
ся числом измерений в секунду или длительностью одного измере-
ния (цикла), например 500 измерений в секунду, 20 мс и т. д.
Потребляемая мощность средством измерения от измеряемой
цепи является важнейшим свойством, так как определяет влияние
прибора на измеряемую цепь, которое должно быть минимальным.
При измерении на постоянном токе или токе низкой частоты может
нарушиться энергетическое состояние измеряемой цели. Если из-
мерительный прибор с внутренним сопротивлением Rn включается
последовательно в измеряемую цепь для измерения тока /, то по-
требляемая им мощность />пр = /2^пр. Если же прибор включается
параллельно участку измеряемой цепи для измерения напряжения
U, то Pnp=U2/Ruv. Отсюда очевидно, что для минимального влия-
ния измерительных приборов на измеряемую цепь приборы, вклю-
чаемые последовательно (амперметры), должны иметь возможно
меньшее внутреннее сопротивленце (единицы или доли ома), а
включаемые параллельно — возможно большее (тысячи и миллио-
ны ом).
32

На высоких частотах входную цепь измерительного прибора сле-
дует рассматривать как состоящую из сосредоточенных параметров
L*x, Свх и /?вх, создающих комплексное входное сопротивление
ZBX (рис. 1.17а). Из рисунка видно, что входная цепь представляет
собой электрический контур и потому, кроме влияния перечислен-
ных выше параметров на измеряемую цепь, возможно возникнове-
ние резонанса при добротности контура Q>1. Входная цепь имеет
/0= \\2*Vl^C
eni
Рис. 1.17. Схемы входной
цепи из мерительного при-
бора:
а) полная, б) упрощен-
ная
собственную резонансную частоту f0— \\*1ъу LBXCBX, и для
уменьшения ее влияния на измеряемую цепь и измеряемую вели-
чину рабочая частота fpa6, на которой
проводится измерение, должна быть во
много раз ниже собственной частоты
входной цепи. При этих условиях и в
силу малости LBX эквивалентную схему
входной цепи можно представить в виде
параллельного соединения /?вх и Свх. Та-
кая входная цепь (рис. 1.176) обычно ха-
рактеризуется раздельно входным сопро-
тивлением /?вх и входной емкостью Свх,
а также входным импедансом
ZBx = Rbx/1+\ соСвх/?вх. Очевидно, что
входное сопротивление ZBX измеритель-
ных приборов зависит от частоты, на ко-
торой проводится измерение.
Часто возникает необходимость согла-
сования выходного сопротивления измеряемого объекта с входным
сопротивлением средства измерения. На постоянном токе и на низ-
ких частотах согласование осуществляется при /?Вых = #вх, а на вы-
соких — при /?Вых = Явх и Хвых = —Хвх. При выполнении условий
согласования передается максимальная мощность.
Выходным сопротивлением называется электрическое сопротив-
ление между выходными зажимами данного устройства, например
генератора. Для согласования выходного сопротивления с нагруз-
кой предусматривается возможность его изменения. Например, у
генераторов низких частот путем переключения можно установить
выходные сопротивления, равные 50, 150, 600 и 5000 Ом. Выходные
сопротивления генераторов с коаксиальным выходом равны 50 или
75 0м, а с волноводным — 400—500 Ом в зависимости от их сечений.
Кроме рассмотренных свойств средств измерений, при необхо-
димости вводятся понятия: цена деления, среднеквадратическая по-
грешность, помехоустойчивость и информативность. Среднеквадра-
тическая погрешность, как и все погрешности, подробно рассмат-
ривается в гл. 2. Под помехоустойчивостью понимают способность
измерительного прибора правильно воспроизводить значение изме-
ряемой величины при наличии внешних и внутренних
помех. Под информативностью данного прибора понимают
количество информации в единичном измерении при допу-
стимой погрешности. Напомним, что количество информа-
2 Зак. 1092 33

ции / при равновероятности всех событий выражается как
/ = logNMaKC=logam, где ММакс = ат — максимально возможное чис-
ло значений при измерении данной величины, а — основание систе-
мы счисления, а т — число разрядов. При двоичной системе счи-
сления /=т log22=:/TC, т. е. количество информации в единичном
измерении равно числу двоичных разрядов. Максимально возмож-
ное число дискретных значений, включая нуль, при измерении рав-
но Ломаке = ^макс/Да+1, где Лмакс — верхний предел измеряемой ве-
личины, Да — цена деления для стрелочного прибора или ступень
квантования для цифрового.
Примем для простоты, что абсолютная погрешность АХ равна
цене одного деления аналогового прибора или единице младшего
разряда цифрового. Тогда относительная погрешность 6 = ах/х
и количество информации становятся зависимыми от допустимой от-
носительной погрешности измерения: 7 = log2 (1/6+1). Отсюда по
заданной погрешности можно определить необходимое количество
двоичных разрядов т цифрового прибора. Например, при 6=1%
m=/ = log2 (100+1) =7 дв. разрядов. Вводя интервал времени, не-
обходимый для передачи количества информации / со скоростью
о—//ДГ, можно сравнивать измерительные приборы по их способ-
ности передавать количество информации в единицу времени.
Все свойства средств измерений выражаются в численных зна-
чениях. Совокупность свойств данного средства измерения являет-
ся его технической характеристикой.

2.
2.1. ПОГРЕШНОСТИ ИЗМЕРЕНИЙ И ИХ КЛАССИФИКАЦИЯ
Любое измерение выполняется с некоторой погрешностью
(ошибкой), которая искажает результат измерения и позволяет
определить лишь приближенное значение измеряемой величины.
Погрешности вносят ограничение в число достоверных значащих
цифр числового значения измеряемой величины и характеризуют-
ся разностью между полученным при измерении и истинным значе-
ниями измеряемой величины.
По способу числового выражения различают абсолютные по-
грешности АА, выраженные в единицах измеряемой величины,
и относительные 6, выраженные в процентах. Погрешности вычис-
ляются по следующим формулам:
где Лх — измеренное значение величины; А — истинное ее значение.
При выполнении измерения следует стремиться получить зна-
чение измеряемой величины, возможно более близкое к истинному.
Для этого необходимо исключить все возможные погрешности и оце-
нить те из них, устранить которые не удается. Если погрешности
измерений известны, то результаты измерений определяют по фор-
муле: А=АХ±АА или А=АХ±8А.
Поправкой называется абсолютная погрешность, взятая с об-
ратным знаком. Алгебраическая сумма поправки ДС и измеренно-
го значения дает истинное значение измеряемой величины ЛЗС + ДС=
*=Л. Иногда для оценки погрешности пользуются поправочным ко-
эффициентом, равным А\АХ. Для получения истинного значения
следует измеренное значение умножить на поправочный коэффи-
циент.
Погрешности делятся на три основных вида: систематические,
случайные и промахи. Систематические погрешности — погрешно-
сти постоянные или изменяющиеся по определенному закону в за-
висимости от вызывающих их причин. Такие погрешности можно
определить, заранее учесть и исключить из результатов измерения.
Случайные погрешности — погрешности неопределенные по значе-
нию и знаку, возникающие в результате совокупного действия раз-
личных случайных причин. Этот вид погрешностей обнаруживается
2* 35
ДЛ = Л,-Л,
(2.1)
(2.2)
8 = МюО°/(
А
Элементы теории
погрешностей

при многократном измерении одной и той же величины в одинако-
вых условиях с помощью одних и тех же средств. Числовые резуль-
таты, получаемые при измерениях, всегда несколько отличаются
друг от друга. Случайные погрешности нельзя исключить, их влия-
ние на результат измерений следует учитывать методами теории
вероятностей и математической статистики.
Промахи — большие погрешности, резко искажающие резуль-
таты измерения. Они возникают из-за неисправностей измеритель-
ной аппаратуры, ошибок в измерительных схемах, неправильных
действий наблюдателя (неправильные записи наблюдений, невер-
ный отсчет показаний измерительных приборов) и других причин.
Результаты измерений, содержащие промахи, должны быть отбро-
шены как недостоверные. Во избежание промахов перед проведе-
нием измерений нужно исключить создающие их причины и обра-
щать особое внимание на соблюдение аккуратности и тщательно-
сти в работе с приборами и записями отсчетов.
Каждая из перечисленных погрешностей может состоять из ря-
да частных погрешностей, обусловленных разными причинами. При
анализе результатов измерений нужно уметь их суммировать. Для
этого пользуются понятием суммарной или общей погрешности из-
мерений, правила определения которой рассматриваются ниже.
2.2. СИСТЕМАТИЧЕСКИЕ ПОГРЕШНОСТИ
Систематические погрешности делятся на
— инструментальные, обусловленные конструктивными недо-
статками измерительных приборов и мер, их неправильной граду-
ировкой или их неисправностью;
— погрешности установки, вызываемые неправильной установ-
кой измерительной аппаратуры и приспособлений, а также отступ-
лением от нормальных условий их работы;
— методические, вызываемые несовершенством выбранного ме-
тода или недостаточным знанием особенностей изучаемых величин,
применением неточных, эмпирических формул;
— субъективные, зависящие от индивидуальных особенностей
экспериментатора.
Систематические погрешности могут быть постоянными, т. е.
сохраняющими свой знак и значение в течение всего времени изме-
рений, и изменяющимися по определенному закону — прогрессив-
ные, периодические и более сложные.
Для выявления и исключения систематических погрешностей
необходимо предварительно изучить источники погрешностей, про-
вести контрольные проверки мер и измерительных приборов, ис-
пользовать поправочные формулы, кривые, таблицы, исключить,
если это возможно, источник той или иной погрешности (устано*
вить указатель прибора перед проведением измерений в нулевое
положение, устранить источники температурных и других влияний),
применить специальные приемы измерения.
Одним из приемов является способ замещения, сущность кото-».
36

рого заключается в том, что измерение осуществляют в два этапа:
вначале измеряют неизвестную величину и получают ax + s,
где s — абсолютная систематическая погрешность, а затем, ничего
не изменяя в измерительной установке, вместо ах подключают ре-
гулируемую меру и подбирают такое значение a + s, при котором
достигаются те же показания приборов, что и при измерении ах.
Тогда ax=(a + s)—s = a.
Другим приемом исключения систематических погрешностей
является компенсация погрешности по знаку. Для этого измерения
выполняют так, чтобы систематическая погрешность входила в ре-
зультаты измерения дважды: один раз с одним знаком, другой раз
с обратным. Например, a^ax + s, а2 = ах—5, тогда ах =
= (а1+а2)/2.
В зависимости от измеряемой величины, закона изменения по-
грешности, требуемой точности, условий проведения измерений
и других причин применяются и другие способы исключения систе-
матических погрешностей: способы противопоставлений, симмет-
ричных наблюдений и т. д.
2.3. СЛУЧАЙНЫЕ ПОГРЕШНОСТИ
Законы распределения случайных погрешностей
Случайные погрешности обнаруживают при проведении ряда
измерений одной и той же величины. Результаты измерений при
этом, как правило, не совпадают между собой, так как из-за сум-
марного воздействия множества различных факторов, не поддаю-
щихся учету, каждое новое измерение дает и новое случайное зна-
чение измеряемой величины. При правильном проведении измере-
ний, достаточном их числе и исключении систематических погреш-
ностей и промахов можно утверждать, что истинное значение из-
меряемой величины не выходит за пределы значений, полученных
при этих измерениях. Оно остается неизвестным до тех пор, пока
не определено теоретически вероятное значение случайной погреш-
ности.
Пусть величину а измеряли п раз и наблюдали при этом значе-
ния аь а% а3,..., аг-,...,ап. Случайная абсолютная погрешность еди-
ничного измерения определяется разностью
Ai = ai—А.
(2.3)
Графически результаты от-
дельных измерений представ-
лены на рис. 2.1. При доста-
точно большом числе п одни и
те же погрешнсти, если они
имеют ряд дискретных значе-
ний, повторяются и поэтому
можно установить относитель-
ft
t ||| 1 м—1
*t й1 h Ч а7
аг at а$ ол а
А
Рис 2.1. Графическое изображение ре-
зультатов измерений
37

ную частоту (частость) их появления, т. е. отношение числа полу-
ченных одинаковых данных тг- к общему числу проведенных изме-
рений п. При продолжении измерений величины А эта частота не
изменится, поэтому ее можно считать вероятностью появления по-
грешности при данных измерениях Р (Д») = mi/n.
Статистическая зависимость вероятности появления случайных
погрешностей от их значения называется законом распределения
погрешностей. Для дискретных величин этот закон выражается в
табличной форме или в виде линейной гистограммы (рис. 2.2). Ве-
роятности появления погрешностей здесь пропорциональны длинам
вертикальных линий; изображенные в определенном масштабе, эти
линии в сумме дают единицу.
При очень большом числе измерений и высокой точности изме-
рительных приборов погрешности Д* могут сколь угодно мало от-
личаться друг от друга. В этом случае следует рассматривать ве-
роятность появления погрешности в каком-то интервале 6Д их воз-
можных значений, так как частость появления той или иной кон-
кретной погрешности теряет смысл. Теперь закон распределения по-
грешностей можно представить в виде таблицы или гистограммы
(рис. 2.3), на которой вероятность изображается площадью прямо-
угольника с основанием 6Д. Общая площадь всей гистограммы со-
ответствует вероятности, равной единице.
-Л
1
1 &ь Ъг Дг О Дк As Дп
Рис. 2.2. Закон распределения ди-
скретных погрешностей
-й
Л
Pl&i)
Рис. 2.3. Гистограмма
Для каждого прямоугольника можно найти среднюю плотность
вероятности погрешности, если взять отношение вероятности появ-
ления погрешности в данном интервале к значению самого интер-
вала. При бесконечном возрастании числа измерений п интервал
6Д беспредельно сужается и плотность вероятности Р\{1±) стремит-
ся к некоторому пределу:
Рх (А) = lim |8 РЩ = dP\d А, (2.4)
гд—о
где ЬР — вероятность появления погрешности в интервале от Д$
до Дг + бД; 6Д— рассматриваемый интервал. Из выражения (2.4)"
38

легко определяется интегральная связь между вероятностью появ-
ления погрешности в некотором интервале от А\ до Д2 и плотностью
вероятности:
Я(А)={Л(Д)^.
(2.5)
Здесь вероятность появления погрешности представляется в анали-
тической форме как непрерывная функция погрешности.
Некоторые встречающиеся на практике законы распределения
погрешностей можно изобразить в виде графиков, приведенных на
рис. 2.4. Особый интерес представляет наиболее часто встречаю-
щийся нормальный закон (закон Гаусса), основанный на следую-
щих справедливых при большом числе измерений общих статисти-
ческих закономерностях (аксиомах):
— погрешности измерений могут принимать непрерывный ряд
значений;
— вероятность (частость) появления случайных погрешностей,
равных по абсолютной величине, но противоположных по знаку,
одинакова;
— вероятность (частость) появления малых случайных погреш-
ностей больше вероятности появления значительных (малые по-
грешности встречаются чаще, чем большие).
Аналитическое выражение плотности вероятности или кривой
нормального распределения случайных погрешностей называют
формулой Гаусса или формулой ошибок. Эту формулу можно запи-
сать в виде
Р!й)
0,5
r^~< ( I—1 , ,1, \ >ОГ—,4.
Рис. 2.4. Законы распределения погрешностей:
а) равновероятный, б) линейный, в) параболический,
г) нормальный
е
е
jit
о К 2л
39

где е — основание натуральных логарифмов; о — средняя квадра-
тическая погрешность ряда измерений, определяемая по формуле
Af + А22 + . . . + А/ +
+ *2
2 (Д/)3
. (2.7)
При числе измерений а2 — дисперсия.
Из выражения (2.6) следует, что средняя квадратическая по-
грешность а полностью определяет характер распределения слу-
чайных погрешностей; она показывает степень случайного разбро-
са результатов отдельных измерений относительно истинного зна-
чения А\ малому значению о соответствует преобладание малых
случайных погрешностей, а следовательно, и большая точность из-
мерения данной величины и, наоборот, большому значению а соот-
ветствует меньшая точность измерения.
Графически выражение (2.6) для различных значений о можно
представить колоколообразной кривой с максимальной плотностью
вероятности 1/с]/"2тс в точке Д^О (рис. 2.5). Вероятность того,
Рис. 2.5. Кривые нормаль-
ного распределения слу-
чайных погрешностей
при различных а
А 2.5
что погрешность Д результата измерений находится между выбран-
ными пределами Д] и Д2, определяется с помощью выражения (2.5):
Д2 Д2 1_ / Д \2
/>(А,<А<А2) = j/>,(A)dA = J у— е ''"'dA^a, (2.8)
где а — доверительная вероятность, определяемая по таблицам
(приложение 2) или из выражения
:Ф(*):
2 ? * "а" а
е да,
2 г-
(2.9)
где х=Ыа.
40

Результаты расчетов для некоторых пределов приведены
в табл. 2.1, где тм и те — число измерений, имеющих абсолютную
Таблица 2.1
А
п
тб
п
лбД
А
т
—%
тб
п
0,5000 а
0,6745 а
1,0000а
38
50
68
62
50
32
2
3
2,0000а
3,0000 а
4,0000 а
95
99,7
99,999
5
0,3
0,01
22
370
15 625
погрешность, меньшую и большую заданного значения А соответ-
ственно; п — число единичных измерений; тм/п и т^п — вероятно-
сти появления меньших и больших погрешностей, чем заданное
значение А, %; /гбд —число измерений, при которых одна случай-
ная погрешность больше А.
Из таблицы следует, что из 370 измерений только одно измере-
ние имеет погрешность больше За, а из 15 625 измерений — одно
измерение с погрешностью, превышающей 4 а. Это позволяет счи-
тать, что при практических измерениях появление погрешности,
большей, чем 3 а, почти исключено; если же такая погрешность
имеется, то соответствующее ей значение следует считать прома-
хом. Погрешность, равную 3 а, принято называть наибольшей воз-
можной погрешностью ряда измерений, предельной погрешностью
или максимальной ошибкой.
Оценка погрешностей результатов измерений
Средняя арифметическая погрешность Истинное
значение А измеряемой величины почти всегда неизвестно, и поэто-
му определить погрешность каждого отдельного измерения по раз-
ности (2.1) не представляется возможным. Если число измерений
п достаточно велико, то вместо значения А берут наиболее досто-
верное значение — среднее арифметическое (действительное);
S«/
А= *i + fla + - • - +а" # Ю.10)
п п
Эта формула математически выражает постулат среднего ариф-
метического: наиболее достоверное значение измеряемой величи-
ны, которое можно получить на основании большого ряда заслужи-
вающих одинакового доверия измерений, есть арифметическое
среднее из полученных значений.
Зная среднее арифметическое значение, можно по аналогии
с разностью (2.3) определить разность:
Vi=ai—A, г(2.11)
где V{ — отклонение результата единичного измерения от среднего
значения. Это отклонение может быть вычислено для каждого из-
41

мерения. Следует помнить, что сумма отклонений результата изме-
рений от среднего значения равна нулю, а сумма их квадратов —
i=n i=n
минимальна, т. е. ^ г>/ = 0и 2 ^-♦mln. Эти свойства исполь-
/= 1 i= 1
зуются при обработке результатов измерений для контроля пра-
вильности вычислений.
Из сравнения выражений (2.11) и (2.3) следует, что погрешно-
сти Vi отличаются от случайных погрешностей Д* так, как отличает-
ся среднее арифметическое значение ряда измерений А от истинно-
го Л — значения их близки друг другу, но, как правило, не равны.
Степень приближения V{ к Дг- будет тем больше, чем больше п,
и при я->оо можно считать, что Vi=Ai. Это позволяет все теорети-
ческие выводы, относящиеся к случайным погрешностям Д2-, рас-
пространить и на Vi — отклонение результата единичного измерения
от среднего (действительного) значения. Абсолютную погрешность
X, которая появляется при замене истинного значения А действи-
тельным А, можно оценить по их разности:
\ = А~А= -А= Ai+V+...+A„ л (2Л2)
п п
Если вычесть почленно из ур-ния (2.3) ур-ние (2.11) и учесть
выражение (2.12), то получается, что Х=Дг—Vi. Эту погрешность
называют случайной погрешностью результата измерений (средне-
го арифметического), в отличие от Дг-, называемой случайной по-
грешностью единичного измерения. Пользуясь значением А как ко-
нечным результатом ряда измерений, можно допустить погрешность
А,, которая меньше, чем значения Д* единичных измерений.
Средняя квадратическая погрешность. Случай-
ную погрешность чаще оценивают с помощью средней квадратиче-
ской погрешности а. Практически она определяется по результатам
измерений согласно теории вероятностей по приближенной форму-
ле, вытекающей из (2.7) и приводимой здесь без доказательства:
a~S= + \ f (д1-^)2 + (д2--Я)2+. . .+(gn-A)2__
~ ~~ V /2 — 1
(2.13)
где Vi —- отклонение результата единичного измерения от сред-
него значения; п — число измерений.
Так как среднее арифметическое обладает некоторой случай-
ной погрешностью и имеет определенную вероятность в отношении
большего или меньшего ее значения, теория случайных погрешно-
стей вводит также понятие о среднем квадратическом отклонении
среднего арифметического (средняя квадратическая погрешность
результата измерений).
42

Возведя в квадрат правую и левую части равенства (2.12)
и выполнив необходимые преобразования, получим
°J « $а = ± SIV~^= ± У,S /л (« - 1), (2.14)
гле — приближенное значение средней квадратической погреш-
ности Од ряда из п измерений.
Степень приближения о к 5 и oj к Sj определяется чис-
лом измерений п\ в пределе они равны друг другу: о = lim S и cj =
= lim5j. Из ф-лы (2.14) следует, что с увеличением числа
П-+оо
измерений точность результатов возрастает, но это происходит мед-
леннее, чем увеличение числа измерений.
При обработке результатов измерений иногда определяют сред-
нее относительное квадратическое отклонение a-j по формуле
6^ =S-A /Л7 (2.15)
Максимальная погрешность. При оценке результатов
измерений иногда пользуются понятием максимальной или пре-
дельной допустимой погрешности, значение которой определяют в
долях а или S. В настоящее время существуют разные критерии
установления максимальной погрешности, т. е. границы поля допу-
ска ±Д, в которые случайные погрешности должны уложиться. Об-
щепринятым пока является определение максимальной погрешно-
сти, равной Д=3а (или 3S). В последнее время на основании ин-
формационной теории измерений проф. П. В. Новицкий рекоменду-
ет пользоваться значением А=2 ст.
Доверительные вероятность и интервал. При
оценке погрешностей результатов измерения требуется определять
точность и надежность полученных результатов для среднего зна-
чения и среднего квадратического отклонения. Пусть а означает
вероятность того, что результат измерений (действительное значе-
ние) отличается от истинного не более чем на А. Это можно запи-
сать в виде
Я(Л-Д<Л<Л + Д) = а. (2.16)
Вероятность а называется коэффициентом надежности или довери-
тельной вероятностью, а интервал значений от Л—А до Л + А —
доверительным интервалом.
Из выражения (2.16) следует, что результат измерений не вы-
ходит за пределы доверительного интервала с вероятностью, рав-
ной а, т. е. чем больше доверительный интервал, тем вероятнее, что
результаты измерения не выйдут за его пределы и надежность бу-
дет выше. Очевидно, что при этом будет больше допустимая погреш-
ность (точность измерения уменьшается). Следовательно, для ха-
рактеристики случайной погрешности необходимо задавать два зна-
чения: погрешность (доверительный интервал) и доверительную
вероятность, так как указание только погрешности делает задачу
43

неопределенной. Знание доверительной вероятности позволяет оце-
нить степень надежности полученного результата.
На практике степень надежности проводимых измерений зави-
сит от их характера. При большинстве обычных измерений можно
ограничиться доверительной вероятностью 0,9 или 0,95, если не
требуется более высокая степень надежности. Вероятность опреде-
ляется законом, распределения погрешностей. Для нормального за-
кона распределения значение доверительной вероятности можно
определять по ф-ле (2.9) или по таблицам (приложение 2). Так,
средней квадратической ошибке а соответствует значение довери-
тельной вероятности 0,683; ошибке 2 а—0,954"; ошибке 3 or—-0,997.
Погрешность конечного ряда измерений
До сих пор искомая величина А определялась с помощью боль-
шого числа измерений (п^17)у и при этом считалось, что она ле-
жит в некотором интервале А±Х. При технических измерениях зна-
чение неизвестной величины обычно определяется при малом числе
измерений (я^2), поэтому в ф-лу (2.12) следует вводить коэффи-
циент ta: А — А = ± ta X или А — А ±£а1. Закон изменения
коэффициента /а определяется распределением Стыодента (псев-
доним английского статистика Госсета). Распределением Стьюден-
та при любом п^2 называется распределение с плотностью веро-
ятности 5 (/, п):
где п — число измерений; Г — гамма-функция; t= (Л — А) ]/" п jo
нормированное значение случайной величины. Для любого задан-
ного значения tQ доверительную вероятность (надежность а) не-
равенства — <вопределяют с помощью интеграла
dt
или по таблицам (приложение 3). Значения X определяют из выра-
жения
х=ta о IV Т = К у J / п (п -1) = /в s.
Точность, надежность и число измерений связаны между собой.
Зависимость относительной погрешности от числа измерений при
заданной надежности показана в табл. 2.2.
44

Таблица 2.2
Относи-
Число измерений п при надежности а
тельная
погреш-
шсть, Х/о
0,5
0,7
0,8
0,9
0,95
0,99
0,999
1,0
0,5
0,3
0,2
0,1
2
3
6
13
47
3
6
13
29
108
4
9
20
43
166
5
13
32
70
273
7
18
. 46
99
387
11
31
78
171
668
17
50
127
277
1089
Как показывают расчеты, при малом числе измерений п и за-
данной погрешности метод Стьюдента дает меньшую надежность,
чем при нормальном законе распределения: при д->оо распределе-
ние Стьюдента приближается к нормальному.
2.4. ПРАВИЛА СУММИРОВАНИЯ СЛУЧАЙНЫХ И СИСТЕМАТИ-
ЧЕСКИХ ПОГРЕШНОСТЕЙ
Погрешность сложных измерительных приборов зависит от по-
грешностей отдельных его узлов (блоков). Погрешности суммиру-
ются по определенным правилам.
Пусть, например, измерительный прибор состоит из т блоков,
каждый из которых обладает независимыми друг от друга случай-
ными погрешностями. При этом известны абсолютные значения
средних квадратических ои или максимальных Ми погрешностей
каждого блока.
т т
Арифметическое суммирование 2 аь или 2 дает мак-
симальную погрешность прибора, которая имеет ничтожно малую
вероятность и поэтому редко используется для оценки точности ра-
боты прибора в целом. Согласно теории ошибок результирующая
погрешность арез и Мрез определяется сложением по квадратическо-
му закону арез = I/ f oj или Жрез = ±1/ 2 Ч-
f к =1 7 /г=1
Аналогично определяется и результирующая относительная по-
грешность измерения:
6рез = ]/| Ч- (2Л7>
Уравнение (2.17) можно использовать для определения допу-
стимых погрешностей отдельных блоков разрабатываемых прибо-
ров с заданной общей погрешностью измерения. При конструирова-
нии прибора обычно задаются равными погрешностями для отдель-
ных входящих в него блоков. Если существует несколько источни-
ков погрешностей, которые на конечный результат измерения влия-
ют неодинаково (или прибор состоит из нескольких блоков с раз-
45

ными погрешностями), в ф-лу (2.17) следует ввести весовые коэф-
фициенты ki
Spes = |/*№УЧ№У2+... + (^и2, (2.18)
где бь 62,...,6т — относительные погрешности отдельных узлов (бло-
ков) измерительного прибора; ku k2f..fkm — коэффициенты, учиты-
вающие степень влияния случайной погрешности данного блока на
результат измерения.
При наличии у измерительного прибора (или его блоков) также
и систематических погрешностей общая погрешность определяется.
их суммой: *общ==28со>)+ V^S8/' где 8с(,» — система-
тическая погрешность от воздействия на i-й блок \i-ro фактора; бг—
случайные погрешности для t-ro блока.
Суммирование погрешностей, имеющих взаимную корреляцион-
ную связь, основано на следующем положении теории вероятностей:
дисперсия суммы двух коррелированных случайных величин, харак-
теризующихся дисперсиями о2 и о| и коэффициентом корреля-
ции г\2у определяется выражением о\ = о\-\-2г12а,аа + с|. Из
этого следует, что средняя квадратическая результирующая по-
грешность вычисляется по формуле
^1 = К^ + 2гмаЛ+о|. (2.19)
На практике обычно пользуются двумя крайними случаями ф-лы
(2.19): при Ti2«±l, когда составляющие погрешности суммируют-
ся алгебраически с2 = ]/~ о2 ± 2ata24-a2 = сх + а2, и при ri2 —О,
когда погрешности суммируются геометрически ся = }/" о*-]-а*.
Такой же подход справедлив и для большего числа составляю-
щих.
При оценке влияния частных погрешностей следует учитывать,
что точность измерений в основном зависит от погрешностей, боль-
ших по абсолютной величине, а некоторые наименьшие погрешно-
сти можно вообще не учитывать. Частная погрешность оценивается
на основании так называемого критерия ничтожной погрешности,
который заключается в следующем. Допустим, что суммарная по-
грешность брез определена по ф-ле (2.17) с учетом всех m частных
погрешностей, среди которых некоторая погрешность бг- имеет ма-
лое значение. Если суммарная погрешность 8рез, вычисленная без
учета погрешности бг-, отличается от брез не более чем на '5%, т. е.
8рез — ^рез \ 0,05 8ре3 или 0,95 8ре3 <[ 8рез, то 8/ можно считать ничтож-
ной погрешностью. Принимая во внимание, что ( 8рез)2 = 82ез — Ь2,
легко установить критерий ничтожной погрешности: 6^0,3 брез.
Это означает, что если частная погрешность меньше 30% общей
погрешности, то этой частной погрешностью можно пренебречь.
В случае нескольких погрешностей критерий ничтожности их сово-
купности имеет вид:
46

В практике технических расчетов часто пользуются менее стро-
гим критерием — в эти формулы вводят коэффициент 0,4.
2.5. ПОГРЕШНОСТИ КОСВЕННЫХ ИЗМЕРЕНИЙ
При косвенных измерениях искомая величина А функционально
связана с одной или несколькими непосредственно измеряемыми ве-
личинами ху y,...yt Рассмотрим простейший случай определения по-
грешности при одной переменной, когда A = F(x). Обозначив абсо-
лютную погрешность измерения величины х через ±Ах, получим
A+AA = F(x±Ax).
Разложив правую часть этого равенства в ряд Тейлора и прене-
брегая членами разложения, содержащими Ах в степени выше пер-
вой, получим
А + А А ^ F\х) ±-F-^ Ах
dx
или
dx
Относительная ошибка измерения функции определится из выраже-
ния
в АЛ Ах dF(x)
А — х dx
Если измеряемая величина А является функцией нескольких пе-
ременных A=^F(x, у,„.,0, то абсолютная погрешность результата
косвенных измерений [по аналогии с выражениями (2.27) и (2.18)]
будет равна
"-/©,"+^Г4"+-+(^)'4'-
Частные относительные погрешности косвенного измерения опреде-
, ^ , А х 6F * , Ay OF
ляются по формулам: 8^= ± ; оу= ± -f —
А дх А ду
и т. д. Относительная погрешность результата измерений:
47

2.6. ПОГРЕШНОСТИ МЕР И ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ ПРИБОРОВ
Значения, полученные в результате измерений с помощью изме-
рительного прибора или меры, отличаются от истинного значения
на некоторую величину, называемую погрешностью прибора (ме-
ры). Погрешность прибора (меры) нужно рассматривать как сум-
му систематической и случайной погрешностей. Соотношения меж-
ду ними различны. У мер случайная погрешность обычно мала, по-
этому погрешность меры представляет собой величину постоянную.
У измерительных приборов, наоборот, случайная составляющая по-
грешности часто превышает систематическую и поэтому общая по-
грешность имеет неопределенное, но заключенное в некоторых
пределах значение.
Погрешности измерительного прибора (меры) определяются по-
веркой, т. е. сравнением показаний поверяемого прибора (меры) с
показаниями более точного образцового прибора (меры) при изме-
рении ими одной и той же величины. Значение измеряемой величи-
ны, определенное по образцовому прибору (мере), принято считать
действительным ее значением. Однако действительное значение от-
личается от истинного из-за наличия погрешности, присущей дан-
ному образцовому прибору (мере).
Различают следующие погрешности измерительных приборов
(мер): абсолютные, относительные и приведенные. Абсолютные и
относительные погрешности вычисляются по ф-лам (2.1) и (2.2).
Приведенная погрешность выражается в процентах от полной шка-
лы измерений
8np = -&=-L 100 = Ad 100, °/0, (2-20)
Ащ Am
где Am — наибольшее значение рабочей части шкалы прибора.
Если прибор имеет двустороннюю шкалу, то приведенная по-
грешность выражается в процентах от суммы пределов измерений
по обе стороны от нуля.
Погрешности мер и измерительных приборов зависят от усло-
вий их работы. Условия, при которых градуируется измерительный
прибор (мера), называют нормальными, а общую погрешность при-
бора (меры) при этих условиях называют основной погрешностью.
Дополнительной погрешностью называется изменение показаний
прибора, вызванное нарушением нормальных условий. Электроиз-
мерительные приборы делятся по точности на восемь классов: 0,05;
0,1; 0,2; 0,5; 1,0; 1,5; 2,5; 4,0. Класс прибора бк.п определяет наиболь-
шую допустимую приведенную основную погрешность в рабочей ча-
сти шкалы, значение которой равно приведенной погрешности в про-
центах, т. е. бк.п^бпр, %. Так, при классе точности 1,0 основная
приведенная погрешность может находиться в пределах ±(0,51 —
4-1,0)%. Класс прибора и приведенная погрешность связаны не-
равенством
43

По классу точности показывающих приборов можно определить
наибольшую абсолютную погрешность ДЛмаКс в любой точке шка-
лы: ± А Лмакс== АтЬпр1\00 < AmbKJ 100' Относительная погреш-
ность при этом определяется из выражений (2.2) и (2.20):
6 = 6ПрАт/А. С учетом (2.21) и того, что А^АХ> можно получить
представление о верхнем пределе б:
*<AmbKjA~AmbKJAx. (2.22)
Из выражения (2.22) следует, что большая точность будет в том
случае, когда значение Ах близко к Лт, т. е. когда стрелка прибора
находится в последней трети шкалы.
Если дополнительная погрешность превышает основную, то
класс точности определяется по дополнительной приведенной по-
грешности.
Для некоторых приборов основная погрешность выражается в
виде суммы двух величин, первая из которых пропорциональна зна-
чению измеряемой величины, а вторая постоянна и характеризует
остаточную погрешность. Например, абсолютная и относительная
погрешности моста для измерения индуктивности определяются
соответственно по формулам: Д1 = ±(00,1 L + 2 мкГ); б = Д1/£ =
db (1+200/L). %, где l — измеряемая индуктивность в микрогенри.
2.7. ОБРАБОТКА РЕЗУЛЬТАТОВ ИЗМЕРЕНИЙ
Запись результатов измерений
Результаты, полученные в процессе измерений, следует пред-
ставлять в удобном для дальнейшей обработки виде. При этом надо
записывать столько значащих цифр, сколько позволяет получить
отсчетное устройство измерительного прибора. Значащими счита-
ются все цифры в числовом результате, в том числе и нуль, если он
стоит в середине или в конце числа. Так, числа 1,5; 0,15; 0,0015;
1,5-10~4; 1,5-103; 15 имеют две значащие цифры; числа 1,50; 15,0;
150; 15,0-Ю-4; 15,0-102 — три значащие цифры; числа 1,500; 15,00;
1500; 0,01500; 150,0-103 — четыре значащие цифры и т. д.
Из-за наличия погрешностей в результате любого измерения по-
лучают, как правило, только приближенные значения измеряемой
величины. Поэтому при обработке результатов измерений имеют де-
ло с приближенными числами, в которых содержится некоторое ко-
личество верных знаков. Верными считаются все знаки в числовом
результате, достоверность которых не вызывает сомнения. Коли-
чество верных знаков обусловлено свойствами и точностью аппара-
туры, с помощью которой проводятся измерения. В каждом случае
числовой результат следует записывать так, чтобы значащих цифр
было на единицу больше, чем верных знаков. Например, запись
26,18 показывает, что верных знаков в таком числе три (26,1). По-
следний знак (8) не является достоверным; он служит для под-
тверждения достоверности предыдущего знака.
49

При записи окончательных результатов измерений нужно при-
держиваться следующих правил. При очень точных измерениях
в полученном результате последний знак (сомнительный) может от-
личаться не более чем на единицу в ту или другую сторону, т. е. аб-
солютная погрешность не должна превышать ±1 последнего знака
числа. Значение измеренной величины с учетом абсолютной погреш-
ности следует записывать так: А 1 = 0,999727±0,000001 или /Ь =
= 3,475±0,001 и т. д. В табличной записи абсолютные погрешности
указывать не принято. Если абсолютная погрешность выходит за
указанные границы, ее значение приводится обязательно, например
Л3=657,274±0,003 или Л4 = 3,75±0,04.
Если число имеет большое количество знаков и точность его ока-
зывается излишне высокой по сравнению с другими,, результат сле-
дует округлять. При этом лишние знаки отбрасывают, а последнюю
из оставшихся цифр увеличивают на единицу, если первая из отбра-
сываемых цифр больше 5. В случае необходимости вводят множи-
тель в виде десяти в соответствующей степени. Так, скорость света
рекомендуется принимать равной с = (2,997925±0,000003) • 108 м/с =
= (2,997925±0,000003).105 км/с или с = 299792,5+0,3 км/с. Округ-
лить это число можно так: с^2998-102 км/с. Более распространен-
ным округлением является с^3-105км/с. В последнем случае
запись с=300 000 км/с неверна, так как все знаки, за исключением
последнего, следует считать верными и, значит, скорость света
300 000 км/с известна с точностью до ±1 км/с, что неверно.
Таким образом, при окончательной записи результата измерения
нужно указывать его погрешность (абсолютную или относитель-
ную); если она не указывается, то следует считать абсолютную
погрешность данного числа равной ±1 его последнего знака.
Представление данных измерений. Интерполяция и экстраполя-
ция
Результаты измерений обычно записывают в виде таблиц, фор-
ма которых зависит от числа измеряемых физических величин, чис-
ла измерений и величин, подлежащих вычислению.
При обработке результатов измерений переменных, функцио-
нально связанных величин, широко используются графики. Так, из-
меряя значения у, отвечающие отдельным значениям х, записыва-
ют в таблицу соответственные пары значений: Х\ и у\, #2 и уг, #8 и
Уз,», по которым составляют графическую зависимость y=F(x) в
прямоугольной, реже — в полярной системе координат. Если функ-
ционально связаны три переменные величины — f(x, у, z) =0, то ча-
сто одной из величин, например г, дают ряд последовательных зна-
чений zu 22, £з и для каждого из них экспериментально определя-
ют функциональную зависимость двух других: строят семейство
кривых y=F(x) для каждого г{. Графики строят по эксперимен-
тальным точкам (данным измерения), каждая из которых измере-
на с некоторой погрешностью. Поэтому график вычерчивают так,
50

чтобы он плавно проходил возможно ближе ко всем точкам, а не
просто соединял их ломаной линией. Графическое изображение ре-
зультатов измерений позволяет наглядно представить взаимную за-
висимость исследуемых величин, определить неизвестные величины
по известным, интерполировать и экстраполировать данные измере-
ний. Графики для интерполирования и экстраполирования вычер-
чиваются с большой точностью в крупном масштабе.
Функциональную зависимость между результатами измерений
можно выражать алгебраическими уравнениями — эмпирическими
формулами. Такие уравнения (формулы) для установленной при из-
мерениях функциональной зависимости y=F(x) подбираются в два
этапа: сначала выбирается вид формулы, а затем находятся чис-
лецные параметры, для которых приближение к искомой функции
оказывается наилучшим. Рекомендации по составлению уравнений
и определению параметров эмпирических кривых даны в литерату-
ре по математической обработке результатов измерений.
Табличная форма представления результатов измерения имеет
дискретный характер. В тех случаях, когда необходимо найти зна-
чение функции для произвольных значений аргумента, не совпадаю-
щих с табличными, приходится прибегать к интерполяции или экс-
траполяции. Когда значение искомого аргумента задано внутри об-
ласти его табличных значений, то данные измерений интерполиру-
ют, если же значение аргумента задано вне табличной области —
экстраполируют. Разработаны различные аналитические способы
интерполяции и экстраполяции по табличным данным. Наиболее
простой является линейная интерполяция, при которой допускают,
что приращение функции пропорционально приращению аргумента.
Сложнее пользоваться интерполяционными формулами Ньютона,
формулами центрированных разностей и интерполяционными поли-
номами.
Как уже упоминалось, интерполяцию и экстраполяцию можно
проводить графически; это наиболее простой и удобный способ, но
точность его ограничена точностью построения графика.
Определение погрешности измерения
Способ оценки погрешностей выбирается в зависимости от изме-
ряемой величины, условий измерения, выбранных метода и прибо-
ров. Шкалы измерительных приборов градуируют так, чтобы абсо-
лютная погрешность при отсчете не превышала 0,5 самого малого
деления шкалы; например, при отсчете по миллиметровой шкале аб-
солютную погрешность принимают равной 0,5 мм.
Обработка результатов измерения состоит в определении при-
ближенного значения иЗхмеряемой величины А и указании ее по-
грешности а. Если измерения проводятся по одной и той же мето-
дике средствами одинаковой точности и при неизменных внешних
условиях, то такие измерения называют равноточными. При равно-
точных измерениях ряда значений аи а2,..,ап результаты измерений
обрабатывают в следующей последовательности:
5!

— вычисляют среднее арифметическое А по ф-ле (2.10);
— определяют приближенное значение среднего квадратическо-
го отклонения S по ф-ле (2.13);
— вычисляют приближенное значение среднего квадратическо-
го отклонения Sj величины А по ф-ле (2.14);
— вычисляют при необходимости среднее относительное квадра-
тическое отклонение 6jno ф-ле (2.15);
— устанавливают доверительный интервал и максимальную по-
грешность найденного значения А.
Величину А принимают за значение измеряемой величины, а
S и Sj характеризуют точность измерений и полученного резуль-
тата А. Полученные при обработке данные можно записать в виде.
А ж А; с ^ S',Gfi ж Sj. Обработка результатов измерения сопро-
тивления резистора продемонстрирована на примерах с большим
и малым числом измерений.
Пример 1. 16 отсчетов измерений сопротивления и вычисле-
ния скобок (cti—А) и («1— А)2 сведены в табл. 2, 3; по этим данным
определяют: с « S = ]/~3,1780/(16-1) « 0,46; SX = S \V~n =0,115.
Полученный результат записывают так: А = 84,43;5 = 0,46;5д-=
= 0,115; /г = 16. Если принять предельную погрешность 35^ , то
результат можно записать в виде /?^84,43±0,34 Ом; п=16.
Таблица 2.3
а. - а
(я/ - ау
84,17
84,35
84,97
84,86
84,24
84,64
83,94
84,30
84,73
83,71
85,66
84,38
84,21
84,19
84,21
84,32
-0,26
-0,08
+0,54
4-0,43
-0,19
4-0,21
-0,49
-0,13
4-0,30
-0,72
Н-1,23
-0,05
-0,22
—0,24
-0,22
-0,11
0,0676
0,0064
0,2916
0,1849
0,0361
0,0441
0,2401
0,0169
0,0900
0,5184
1,5129
0,0025
0,0484
0,0576
0,0484
0,0121
А =
135 088
16
2 л/
= 84,43 Ом
—И)2 = 3,1780
52

Полная обработка результатов измерений требует знания дове-
рительной вероятности. В зависимости от постановки задачи зада-
ются чем-то одним и определяют второе. Для данного примера ве-
роятность того, что результат измерения не выйдет за пределы
84,3<Яг<84,5, определяется по таблице (приложение 1) . Установ-
ленный доверительный интервал ±0,1 пересчитываете в долях
а: 0,1 :0,46=0,218, и по таблице определяется значение доверитель-
ной вероятности а«0,16 для #=0,2. Это означает, что только Y/jS ре-
зультатов измерений уложится в интервал ошибок ±0,1.
Решим обратную задачу — каким должен быть доверительный
интервал, чтобы примерно 93% всех результатов попали в него? Из
той же таблицы (приложение 1) находим, что значение а—0,93 со-
ответствует #=1,8, следовательно, А=хо= 1,8• 0,46^0,8, т. е. Л =
= (84,4 ±0,8) Ом определяем с доверительной вероятностью 0,93.
Пример 2. Рассмотрим пример обработки результатов при ма-
лом числе измерений. Используем для этого первых три измерения
из табл. 2.3 (я = 3). Среднее арифметическое Л =84,4966 Ом округ-
ляем до Л =84,5. Среднее квадратическое отклонение а=±0,42 Ом.
Средняя квадратическая погрешность результата
оД/""/Г = ± 0,42/К~3 - ± 0,242 Ом.
Зададим надежность а = 0,93 и определим соответствующий ко-
эффициент ta по таблице приложения 3; путем интерполяции нахо-
дим значение £а =3,750. Доверительный интервал точности опреде-
ления /?ср = А будет X = taa\Y"b = 3,750 . 0,242^0,9. Таким обра-
зом, можно утверждать с вероятностью 0,93, что /?Ср=84,5±0,9 Ом.
В заключение отметим, что при практической работе средней
квадратической погрешностью единичного измерения а следует
пользоваться в тех случаях, когда требуется характеризовать точ-
ность применяемого метода измерений, а средней квадратической
погрешностью среднего арифметического <^j = oj]^ п , когда оце-
нивается погрешность значения (числа), полученного в результате
обработки измерений.

Измерение тока
и напряжения
гл. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
Намерения электрического тока и напряжения являются наибо-
лее распространенными в технике связи. В зависимости от рода то-
ка, его значения, формы кривой и частоты применяются различные
методы измерений. Чаще других пользуются методами непосредст-
венной оценки и сравнения.
Метод непосредственной оценки основан на исполь-
зовании прямопоказывающих приборов — амперметров и вольтмет-
ров. Это электромеханические или электронные приборы со стрелоч-
ным или цифровым способом отсчета. Амперметры и вольтметры
соответствующих систем позволяют измерять токи и напряжения от
микроампер до килоампер и от микровольт до нескольких кило-
вольт, поэтому к названию прибора прибавляется приставка — мик-
ро, милли или кило, например микроамперметр, киловольтметр.
Токи и напряжения измеряются в цепях постоянного и перемен-
ного токов в диапазоне частот до нескольких сотен мегагерц. Изме-
рения на высоких частотах имеют особенности, из-за которых в
этом диапазоне преимущественно измеряются напряжения, а не
токи. Наиболее высокую точность измерений получают в цепях по-
стоянного тока. На переменном токе точность зависит от частоты, с
повышением которой она снижается.
Все электромеханические измерительные механизмы, у которых
угол поворота подвижной части зависит от проходящего через них
тока, могут быть применены непосредственно или с измерительны-
ми преобразователями для измерения силы тока и напряжения.
В зависимости от назначения электронных измерителей напря-
жения их шкалы градуируют в вольтах или в единицах уровня —
децибелах (неперах). В последнем случае приборы называются
измерителями уровня. Электронные вольтметры и измерители уров-
ня изготовляют широкополосными и избирательными (селективны-
ми), т. е. позволяющими измерять напряжение определенной часто-
ты или в некоторой узкой полосе частот.
Для измерения силы тока цепь, в которой производят измерение,
разрывают и между точками 1—2 (рис. 3.1 а, б, в) включают эле-
менты измеряющих устройств: измерительный механизм, шунт, об-
разцовый резистор. Их сопротивления должны быть незначительны-
ми по сравнению с полным сопротивлением измеряемой цепи, что-
бы не искажать режим работы последней. Например, при измерении
54

постоянного тока по схеме рис. 3. 1 а ток / зависит от приложенного
к цепи напряжения U и суммы сопротивлений амперметра Ra и на-
грузки Rn, т. е. I=U/(RH+RA). Если RA<Rn, то ток / практически
не изменится при включении в цепь амперметра.
Рис. 3.1. Схемы измере-
ния тока и напряжения:
а) с амперметром, б) с
измерительным механиз-
мом с шунтом, в) с ре-
зистором, г) с вольтмет-
ром
Между точками /—2 (на амперметре) создается падение напря-
жения Ua = IRa- При максимальном значении измеряемого тока /м
падение напряжения также максимально £/ам = /м#а, а потребляе-
мая амперметром мощность равна ^ам^^м^л- Тот прибор, ко-
торый потребляет меньшую мощность РАм, является лучшим.
Влияние амперметра на изменение измеряемого тока можно ха-
рактеризовать отношением Ra/(Ra + Rh)- Например, при отноше-
нии, равном 0,01, уменьшение тока в цепи не больше 1%, при
0,1 — достигает 10% и т. д.
Вольтметры присоединяются к точкам цепи, разность электриче-
ских потенциалов между которыми следует определить (рис. 3.1 г).
Чтобы не искажался режим работы цепи, входное сопротивление
вольтметра должно быть большим, а потребляемая им мощность
малой. Если активное сопротивление вольтметра Rv, то потребляе-
мая вольтметром мощность Ry = U2/Rv.
Метод сравнения позволяет измерять напряжение и ЭДС с
более высокой точностью, чем метод непосредственной оценки. Реа-
лизуется этот метод в компенсаторах постоянного и переменного то-
ков, компенсационных схемах и в электронных вольтметрах. Ком-
пенсационный метод измерения напряжения позволяет косвенным
путем измерять ток с высокой точностью; применяется он, главным
образом, для градуировки точных амперметров.
К вольтметрам и амперметрам предъявляются следующие основ-
ные требования: стабильность градуировки шкалы, высокая точ-
ность измерений, известная зависимость показаний от формы из-
меряемых токов и напряжений, большое входное сопротивление у
вольтметров и малое у амперметров, высокая селективность для из-
бирательных вольтметров, малая зависимость показаний от часто-
ты у широкополосных приборов.
55

3.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ ИЗМЕРЯЕМЫХ ВЕЛИЧИН
И ГРАДУИРОВКА ПРИБОРОВ
В отличие от постоянных токов и напряжений, переменные, пе-
риодически изменяющиеся, характеризуются мгновенным, ампли-
тудным (пиковым, максимальным), действующим (среднеквадрати-
ческим) и средним значениями.
Мгновенные значения электрических колебаний наблюдают на
осциллографе и определяют для каждого момента времени по ос-
циллограмме, все остальные значения измеряются соответствующи-
ми вольтметрами.
Амплитудным значением напряжения Um или просто амплиту-
дой принято называть максимальное значение из всех мгновенных
значений синусоидального колебания за период или полупериод
(рис. 3.2а). Пиковым значением называют максимальное из всех
мгновенных значений в положительной UM+ или отрицательной
UM_ полуволнах несинусоидального колебания (рис. 3.26, в). Сум-
ма этих пиковых значений напряжений называется «размахом» на-
пряжения (рис. 3.26, г).
t о
1 и
\
f
\
\
Ураз
0
1 •
Рис. 3.2. Формы мгновенных значений напряжений
Действующее значение напряжения является средним квадра-
тическим за период
U--
u2(t)dt
(3-1)
Для синусоидального напряжения и (t) = l/m sin со t и на основании
ф-лы (3.1) получаем U= Um /]/^2. Для несинусоидального напря-
жения пользуются разложением в ряд Фурье и представляют и (t)
56

в виде суммы гармонических составляющих. В этом случае дейст-
вующее значение напряжения равно корню квадратному из суммы
квадратов действующих значений всех гармонических составляю-
щих U = VUl + U\ + ... + U2n я
Среднее значение напряжения является среднеарифметическим
г
за период U =-у ^ u(f)dt. Для симметричных относительно оси
о
времени напряжений U=0, поэтому для характеристики таких ко-
лебаний пользуются средневыпрямленным значением, которое яв-
ляется средним арифметическим из абсолютных мгновенных зна-
т
чений: £/ср = -i- (t)\ dt
о
Для каждого закона изменения напряжения (формы кривой
мгновенных значений) существует определенная связь между ам-
плитудным, действующим и средним значениями. Она характери-
зуется коэффициентами амплитуды и формы кривой напряжения.
Коэффициент амплитуды Ка равен отношению амплитудного зна-
чения напряжения к действующему:
Ka=Um/U. (3.2)
Коэффициент формы равен отношению действующего значения
к средневыпрямленному:
Кф=и/исх>. (3.3)
В зависимости от системы прибора, режима работы преобразова-
теля и градуировки шкалы его показания могут соответствовать
действующему, средневыпрямленному или амплитудному (пиково-
му) значениям измеряемого напряжения.
Обычно вольтметры градуируют на синусоидальном напряжении
(/Ca^Ml, /Сф=1,11) в действующих либо в пиковых значениях.
Если с помощью таких приборов измеряют несинусоидальные на-
пряжения, то показания прибора следует переоценить в соответ-
ствии с другими соотношениями между амплитудным, действующим
и средневыпрямленным значениями измеряемого напряжения. Для
переоценки показания необходимо знать коэффициенты измеряе-
мого напряжения К'й и К'^ а также на какое значение перемен-
ного напряжения реагирует измерительный механизм прибора и в
каких значениях проградуирована его шкала. Последнее особенно
важно в связи с тем, что измерительные механизмы вольтметров
могут реагировать на одно значение напряжения, например средне-
выпрямленное, а его шкала проградуирована в другом значении,
например действующем.
Пользуясь коэффициентами Ка и Кф для синусоидального граду-
ировочного напряжения, определим, например, амплитудное зна-
чение пилообразного напряжения ( К'ф = 1,16;К'й = 1,73). Пока-
57

зание вольтметра, реагирующего на средневыпрямленное значение
и градуированного в действующих значениях напряжения, равно
^изм- На основании (3.3) определяем средневыпрямленное значе-
ние напряжения исг>=иизм/Кф; оно связано с действующим значе-
нием пилообразного напряжения U через коэффициент /Сф,£/=
= исрК'ф. Теперь, пользуясь соотношением (3.2), опреде-
лим ит = иК[. Объединяя эти соотношения,, получаем
Um = UmMKф /С;//Сф = 6/изм 1,16 - 1,73/1,11«1,8и»ш.
Если коэффициенты К'^ и К'а измеряемого напряжения неизвестны,
по показанию вольтметра нельзя судить о действительном значении
измеряемой величины.
Все стрелочные вольтметры, кроме специально предназначенных
для измерения импульсных напряжений, градуируются в действую-
щих значениях синусоидального напряжения. Процесс градуиров-
ки состоит в том, что на измерительный прибор подают строго оп-
ределенные напряжения и для каждого установившегося положе-
ния указателя .(стрелки) делают отметку на чистой шкале, обоз-
начая ее соотБетствующей цифрой. Промежуточные деления шкалы
получают путем деления расстояния между точками, обозначенны-
ми цифрами, на определенное число частей.
Вольтметры и измерители уровня обычно градуируют либо
сравнением показаний градуируемого прибора с показаниями об-
разцового (более высокого класса точности) прибора, либо с по-
мощью образцовых источников напряжения. В первом случае гра-
дуируемый и образцовый вольтметры подключают параллельно к
выходу измерительного генератора и за действительное значение
напряжения принимают показания образцового вольтметра, а во
втором—градуируемый прибор подключают к образцовому источ-
нику напряжения, на выходе которого с помощью делителя напря-
жения устанавливают необходимые значения градуировочного на-
пряжения.
Измерители уровня градуируют в децибелах. При этом за на-
пряжение нулевого уровня U0 принимают действующее значение
напряжения, выделяющее на градуировочном сопротивлении /?Гр
мощность в 1 мВт, являющуюся абсолютным нулевым уровнем мощ-
ности. Таким образом, U0 связано с /?гр следующими соотноше-
ниями: Я0 = Т<Г3 Вт = иЦ$ф Вт; U0 = У #гр 1(П3, В. Например,
при /?Гр = 600 Ом действующее значение напряжения
О'о=0,775 В; при /?гр=100 Ом напряжение /70=0,333 В. При граду-
ировке прибора для измерения уровня в децибелах
ft, = 20 lg(№0), дБ
Напряжение Ux при этом определяется из соотношения
58

3.3. ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИЕ АМПЕРМЕТРЫ И ВОЛЬТМЕТРЫ
Общие сведения
Электромеханические амперметры и вольтметры относятся к ши-
роко распространенному классу приборов непосредственной оцен-
ки. Большинство- из них состоит из измерительной цепи и измери-
тельного механизма (рис. 3.3). Измерительная цепь содержит один
щеебразоватепь
Изшрмлъныи
механизм
0&
Рис. 3.3. Схема электроизмери-
тельного прибора непосредст-
венной оценки
или несколько измерительных преобразователей, с помощью кото-
рых измеряемая величина X преобразуется в электрическую У,
удобную для измерения измерительным механизмом. Между ве-
личинами X и У должна существовать функциональная зависимость:
У=ф(Аг). Величина У воздействует на измерительный механизм
и преобразуется в перемещение его подвижной части, чаще всего
угловое. Таким образом, измерительные механизмы электромехани-
ческих приборов также являются функциональными измерительны-
ми преобразователями электрических величин У в механическое пе-
ремещение а, т. е. а=/ (У). В конечном итоге перемещение подвиж-
ной части электромеханического измерительного прибора являет-
ся мерой измеряемой величины X: а = / (У) = f [<р(Х)] = F (X).
Если измеряется электрическая величина X=Yy то отпадает необ-
ходимость в измерительном преобразователе; в этом случае изме-
рительный механизм является электромеханическим прибором.
Измерительные механизмы электромеханических приборов ра-
ботают на принципе преобразования энергии электромагнитного
поля в механическую энергию. В зависимости от вида преобразо-
вания их можно разделить на следующие системы:
— магнитоэлектрические, основанные на взаимодействии поля
постоянного магнита и одного или нескольких контуров с электри-
ческим током;
— электромагнитные, основанные на взаимодействии поля со-
леноида с сердечником из магнитомягкого ферроматериала;
— электродинамические, основанные на взаимодействии под-
вижных и неподвижных контуров (катушек) с токами;
— электростатические, основанные на взаимодействии электри-
чески заряженных тел (электродов);
— индукционные, в которых взаимодействуют переменные маг-
нитные потоки с индуктированными ими в металлических подвиж-
ных частях (диски, барабанчики) электрическими токами;
— тепловые, в которых отклонение подвижной части происхо-
дит вследствие,изменения геометрических размеров тела при на-
гревании его электрическим током,
59

В зависимости от системы применяемого измерительного меха-
низма измерительные приборы делятся на амперметры магнито-
электрической системы, вольтметры электростатической системы
и т. д. Кроме перечисленных, имеются приборы, содержащие изме-
рительные механизмы магнитоэлектрической системы и дополни-
тельные преобразователи. В зависимости от вида преобразователя
эти приборы называются выпрямительными (детекторными) или
термоэлектрическими.
Устройство и принцип действия измерительных механизмов
Измерительный механизм электромеханического прибора состо-
ит из подвижной и неподвижной частей, на которые действуют ме-
ханические силы, пропорциональные значению измеряемой элек-
трической величины. Они создают вращающий момент относитель-
но оси подвижной части, под влиянием которого она совершает уг-
ловое перемещение а. Для всех измерительных механизмов, в ко-
торых используются силы электромагнитного поля, выражение для
вращающего момента, вытекающее из уравнения Лагранжа вто-
рого рода, имеет вид
M = dWJda, (3.4)
где We — электрокинетическая энергия, т. е. запас энергии элек-
трического и магнитного полей измерительного механизма.
Электрокинетическая энергия We функционально зависит от не-
которой величины У (тока, напряжения), которая подводится к из-
мерительному механизму (рис. 3.3), и от параметров этого меха-
низма А\ поэтому и вращающий момент является функцией вели-
чин У и А, т. е. М = / (A, Y). Запишем выражение для вращающего
момента с учетом зависимости У от измеряемой величины
M = f\A4(X)\ = F(A,X). (3.5)
Воздействие одного вращающего момента на подвижную часть
измерительного механизма не позволяет получить зависимость меж-
ду моментом М и углом поворота подвижной части а, так как при
любом значении М (отличном от нуля) подвижная часть без пре-
пятствия всегда будет поворачиваться до упора. Чтобы найти та-
кую зависимость, надо в измерительном механизме создать проти-
водействующий момент Жа, который бы возрастал с увеличением
о. Осуществить это можно как механическим, так и электрическим
способами.
В первом случае противодействующий момент создается с по-
мощью плоских спиральных пружинок, тонких ленточек или нитей
(растяжек и подвесов), один конец которых закреплен в подвиж-
ной, а другой в неподвижной частях измерительного механизма. При
движении подвижной части механизма на угол а пружинка или ра-
стяжка закручивается и противодействует этому движению. Момент
Ма для таких упругих элементов пропорционален углу а, т. е.
Ma=W ^ (3.6)
60

где W — удельный противодействующий момент, зависящий толь-
ко от свойств и размеров упругого элемента.
Во втором случае противодействующий и вращающий моменты
создаются за счет энергии электромагнитного поля. Приборы та-
кого типа называются логометрами.
Очевидно, чем больше вращающий момент, тем больше должен
быть и противодействующий и тем больше будет угол закручивания
упругих элементов. Установившееся равновесие подвижной части
прибора наступает при равенстве моментов
М = Ма. (3.7)
Подставляя в ур-ние (3.7) выражения (3.5) и (3.6), получаем в об-
щем виде зависимость угла поворота а подвижной части от измеряе-
мой величины X и параметров измерительного механизма А
a=F'(A,X)]W. (3.8)
Уравнение (3.8) характеризует свойства электромеханического
прибора и его отсчетное устройство.
Установившееся состояние подвижной части прибора наступает
после некоторого переходного процесса, который описывается диф-
ференциальным уравнением
J1F"2M" (3-9)
/=1 -
где / d2a/dt — момент количества движения подвижной части при-
бора (J — момент инерции относительно оси вращения); d2a/dt2—
угловое ускорение; 2Л4г- — сумма всех моментов, действующих на
подвижную часть прибора. Решение ур-ния (3.9) в виде a=F (t)
позволяет проанализировать переходные процессы (объяснить вид
движения указателя к установившемуся положению), протекающие
в приборе, определить время успокоения, влияния параметров на
его работу и т. д.
На подвижную часть прибора, кроме момента инерции, дейст-
вуют вращательный (3.4) и противодействующий (3.6) моменты,
а также моменты успокоения Mp=Pda/dt (Р — коэффициент успо-
коения, da/dt — угловая скорость) и трения Мт. После подстановки
всех моментов в ур-ние (3.9) получается дифференциальное урав-
нение движения подвижной части измерительного механизма-
'?£ + pd-±+w*+m1 = m. (3.10)
dt2 dt
Решение ур-ния (3.10), как известно, представляет собой сумму
частного решения при заданных начальных условиях и общего ре-
шения данного уравнения без правой части
a^ctc+Y- (3.11)
Для установившегося состояния, когда подвижная часть изме-
рительного механизма отклоняется на конечный угол ас, ур-ние
61

L(3,10) примет вид Wac = M9 откуда частное решение ур-ния (3.10)j
W
W да
(3.12)
Уравнение (3.10) без правой части имеет решение: 7 = С{ eXlt -f-
+ С2 е
x2t
где С\ и С2 — постоянные интегрирования, а #1 и хч —
корни характеристического уравнения Jx2-\-Px-{-W = 0 (моментом
трения пренебрегаем):
*i2 = _^±1/ ^L_Zi.
'•2 2J v 4Л J
(3.13)
—7
7" ^
^ т ^
W 7
ь
/ /т!
НУГ
\1У\ /
l6^"^ 1 SJ-——• -
\ 1
\
\ 1
При Р2<4 WJ корни будут мнимые и разные, при Р2>4 WJ —
вещественные и разные, при Р2 = 4 WJ — вещественные и равные,
С целью упрощения (3.13) введем следующие обозначения:
PfiVlw (3.14)
и W\J =4 (3.15)
тогда
(3.16)
где р — степень успокоения,
соо — круговая частота сво-
бодных собственных колеба-
ний подвижной части при-
бора.
Значениям р при различ-
ных режимах соответствуют
три вида решения ур-ния
(ЗЛО): колебательное дви-
жение при Р<1 (рис. 3.4,
кривые / и 4) \ апериодическое движение при р>1 (рис. 3.4, кри-
вая 2); критическое успокоение при р=1 (рис. 3.4, кривая 3).
Общие узлы и детали
Существует большое разнообразие конструкций и типов меха-
низмов электроизмерительных приборов, однако все они содержат
ряд общих деталей и узлов. К ним относятся корпус прибора, от-
счетное устройство, приспособления для установки подвижной ча-
сти, устройство для создания противодействующего момента, кор-
ректор.
Корпус прибора предназначен для защиты измерительного ме-
ханизма от пыли, влаги и внешних механических воздействий, Кор-
пус изготовляют из стали, сплавов цветных металлов, пластмассы,
дерева или из их сочетаний. Приборы специального назначения име-
62
Ш
Рис. 3.4. Графики движения подвижной
части прибора в различных режимах

ют герметический корпус. Размеры и форма корпусов могут быть
различны.
Отсчетное устройство служит для наблюдения значения изме-
ряемой величины, а в самопишущих приборах — для записи пока-
заний в виде диаграммы. Оно состоит из шкалы и указателя. Шка-
ла прибора представляет собой совокупность отметок, соответствую-
щих отдельным значениям измеряемой величины. Расстояние меж-
ду осями двух соседних отметок называется делением шкалы, а из-
менение измеряемой величины, вызывающее перемещение указате-
ля на одно деление, — ценой деления С. Обычно цена деления вы-
бирается больше погрешности показаний прибора Л/п=С^А,
где А — предел измерений по шкале; п — число делений шкалы;
Д — погрешность показаний прибора в единицах измеряемой вели-
чины. У многих приборов С=2 А или С=4 Д.
Шкалы приборов Могут быть равномерными и неравномерными,
т. е. с практически одинаковыми или неодинаковыми делениями.
Приборы с равномерной шкалой более удобны и позволяют про-
изводить отсчет с большей точностью. От способа нанесения штри-
хов, их размеров, окраски шкалы и штрихов, формы указателя
и т. д. зависят удобство, быстрота и точность отсчетов. У электро-
механических приборов шкалы наносят черной тушью на пластийку
из алюминия (основание шкалы), окрашенную белым нитролаком.
Иногда для усиления контрастности на черном фоне проставляют
белые или желтые штрихи. Кроме штрихов, на лицевой стороне
прибора (циферблате) указывают:
— единицы измеряемой величины (А — амперметр, V — вольт-
метр, тА — миллиамперметр и т. д.);
■— класс прибора;
— условное обозначение системы прибора;
— условное обозначение рабочего положения прибора;
— условное обозначение степени защищенности от магнитных
н электрических влияний;
— условное обозначение испытательного напряжения изоляции;
— год выпуска и заводской номер.
Примеры этих обозначений приведены в приложении 5.
Указатели должны быть легкими и достаточно прочными. Этим
требованиям удовлетворяют дюралюминиевые стрелки. Точность
отсчета зависит от расстояния между шкалой и указателем. При
больших расстояниях возникает погрешность от параллакса (paral-
laxis—уклонение), т. е. при неподвижной стрелке получаются раз-
ные отсчеты в зависимости от изменения точки наблюдения.
В некоторых приборах применяют оптическое отсчетное приспо-
собление (рис. 3.5), увеличивающее чувствительность прибора.
Луч света от лампы 1 проходит через диафрагму с нитью или стрел-
кой и фокусирующую линзу 2 и попадает на зеркальце 3, прикреп-
ленное к подвижной части измерительного механизма. Отразив-
шись от зеркальца, луч падает на шкалу в виде светового пятна 4
с теневым изображением нити или стрелки. Такое оптическое при-
63

Рис. 3.5. Отсчетное устройство со
световым указателем:
/ — источник светае 2 — линза, 3 —
зеркальце _
способление монтируется внутри
корпуса прибора, а шкала может
быть расположена и вне его.
Подвижная часть прибора по-
ворачивается вокруг некоторой
оси, для чего устанавливается на
опорах, растяжках или подвесе.
Опоры содержат подпятники, за-
крепленные в стойках, между ко-
торыми располагаются оси (по-
луоси с кернами. Керны изготов-
ляют из стали, концы их затачи-
вают и шлифуют на конус с за-
круглением на конце, Керн опи-
рается на агатовые, рубиновые
или корундовые подпятники,
выдерживающие большие давле-
ния.
Подвижная часть на растяжках устанавливается с помощью
двух ленточек или нитей, которые одним концом прикрепляются к
неподвижной части прибора, а другим — к подвижной. На рис. 3.6
показана установка рамки / электромеханиче-
ского прибора на растяжках 2. Концы растя*
леек с помощью букс 3 прикрепляются к пру-
жинам 4, создающим необходимое натяжение.
При таком способе крепления повышается
чувствительность механизма, устраняется ме-
ханическое трение в опорах, улучшается
устойчивость к тряске и вибрации. Ток к рам-
ке 1 подается через пружины 4 и растяжки 2.
У высокочувствительных приборов — гальва-
нометров — легкая подвижная часть подвеши-
вается на конце нити — подвесе. Растяжки и
подвесы изготовляют из различных бронзовых
или платиновых сплавов. Упругие элементы
создают противодействующие моменты. Кор-
ректор позволяет установить перед началом
измерения стрелку отсчетного устройства на
нуль, так как она под влиянием различных
причин (изменения температуры, остаточных
механических напряжений в деталях, сотря-
сения прибора и т. д.) может смещаться с ну-
левой отметки.
Успокоители служат для уменьшения време-
ни движения подвижной части прибора перед
достижением ею установившегося положения.
Время переходного процесса уменьшается
обычно с помощью воздушного или магнитоиндукционного успокои-
теля (демпфера). Воздушные успокоители изготовляют крыльчато-
го (рис. 3.7а) или поршневого (рис. 3.76) типа. На оси подвижной
64
Рис. 3.6. Установка
подвижной части при-
бора на растяжках:
/ — рамка, 2 — растяж*
ка, 3 — буксы, 4 *• пру*
жины

Рис. 3.7. Типы успокоителей:
а) крыльчатый, б) поршневой, в) магнито-
индукционный
части жестко укрепляется
алюминиевое крыло или
поршень, которые могут
свободно перемещаться
внутри закрытой камеры.
При перемещении воз-
никает сопротивление воз-
духа, быстро успокаиваю-
щее колебания подвижной
части. Магнитоиндукцион-
ные успокоители состоят из
постоянного магнита и эле-
мента в виде алюминиевого
сектора, диска, пластины, цилиндра, жестко связанного с осью
подвижной части. Например (рис. 3.7в), в зазоре постоянного
магнита перемещается тонкий алюминиевый сектор, в котором
при пересечении магнитного потока индуктируются, токи; взаимо-
действие последних с полем постоянного магнита создает тормозя-
щий успокаивающий момент.
Характеристики электромеханических приборов
При выборе измерительного прибора представляют интерес сле-
дующие свойства, характеризующие его качество и возможности:
чувствительность, точность, вариация показаний, время успокоения
и потребляемая мощность.
Чувствительность S характеризует способность прибора реаги-
ровать на изменение измеряемой величины и оценивается отноше-
нием перемещения указателя относительно шкалы к изменению
измеряемой величины, вызвавшему это перемещение (см. § 1.5).
Величина, обратная чувствительности прибора, называется посто-
янной прибора Cx—\\Sx = dx\dct.. Чувствительность прибора,
построенного по схеме рис. 3.3, зависит от чувствительностей изме-
рительного преобразователя и измерительного механизма
q d a d a dy ^ ^
dx dy dx
где Sum — чувствительность измерительного механизма; Snp — чув-
ствительность измерительного преобразователя.
- В зависимости от характера измеряемой величины чувстви-
тельность электроизмерительных приборов делится на чувствитель-
ность к току и чувствительность к напряжению.
Вариация, или различие показаний, при измерении одной и той
же величины при неизменных внешних условиях может возникать
в результате трения в опорах, механического гистерезиса пружи-
нок, магнитного гистерезиса деталей измерительного механизма,
наличия люфта кернов в подпятниках. Вариация показаний влияет
на погрешность измерительного прибора.
Время установления показаний прибора, или время успокоения,
характеризует возможную продуктивность работы прибора, так как
3 Зак. 1092 6-

из-за инерционности его подвижной части после включения прихо-
дится некоторое время выжидать, пока указатель не перестанет
перемещаться. Желательно, чтобы время этого процесса было ми-
нимальным. Практически время успокоения определяется проме-
жутком времени от момента изменения измеряемой величины до
момента, когда амплитуда колебаний указателя становится не
больше, чем погрешность прибора. Для большинства типов прибо-
ров время успокоения установлено ГОСТ не более 4 с.
Потребление мощности измерительным прибором является од-
ной из важнейших характеристик. При измерениях в маломощных
цепях потребление прибором мощности может нарушать режим ра-
боты цепи. Потребляемая измерительным прибором мощность за-
висит от его системы и конструкции.
Характеристики точности приборов включают в себя понятия о
погрешностях и классах точности приборов.
Магнитоэлектрические приборы
Магнитоэлектрический измерительный механизм содержит маг-
нитопровод с постоянным магнитом и контур с током, выполненный
в виде катушки. Для перемещения подвижной части механизма ис-
пользуется энергия взаимодействия магнитных полей магнита и
катушки. Конструктивно магнитоэлектрические измерительные ме-
ханизмы выполняются либо с неподвижным постоянным магнитом
и подвижной катушкой, изготовленной в виде рамки, либо с непо-
движной катушкой и подвижным постоянным магнитом.
Наиболее часто применяют механизмы с подвижной рамкой
(рис. 3.8). Магнитная система такого механизма состоит из сильно-
го постоянного магнита 1 из
* высококоэрцитивной стали,
магнитопровода 2, полюс-
ных наконечников 3 и непод-
вижного сердечника 4. Маг-
нитопровод, полюсные на-
конечники и сердечник из-
готовляются из магнитомяг-
ких материалов. Полюсные
наконечники имеют цилинд-
рическую выточку, в кото-
рую концентрически поме*
щается сердечник 4. Меж-
ду полюсными накснечни-
Рис. 3.8. Магнитоэлектоический измери-
тельный механизм с подвижной рамкой
и внешним магнитом:
j — магнит, ? — магнн.опровод, -1 ~ полюс-
ные наконечники, 4 — сердечник. 5 — рамка»
6 — полуоси. 7 — стрелка. s — uioiиьоаесы,
9 —■ пружины, 10 — зажимы
66

ками и сердечником имеется воздушный зазор, в любой точке
которого существует радиальное магнитное поле с по-
стоянным значением магнитной индукции В. Между по-
люсными наконечниками и сердечником располагается под-
вижная рамка (катушка) 5, представляющая собой легкий алю-
миниевый каркас обычно прямоугольной формы, на который намо-
тана тонкая медная или алюминиевая изолированная проволока
диаметром от 0,03 до 0,2 мм. Иногда рамки изготовляют бескаркас-
ными. В этом случае для создания необходимой жесткости витки
проволоки склеивают бакелитовым лаком. К рамке с двух сторон
приклеивают алюминиевые буксы, в которых закрепляются полу-
оси 6 или растяжки. Установленная на полуосях или растяжках
рамка может свободно поворачиваться вокруг сердечника 4 на не-
который рабочий угол и перемещать жестко скрепленную с ней
стрелку 7 относительно шкалы. Ток к рамке подается через зажи-
мы 10 и две спиральные пружины 9, создающие противодействую-
щий момент.
В магнитоэлектрических механизмах для успокоения колеба-
ний подвижной части специальные успокоители не применяются:
магнитоиндукционное успокоение происходит при перемещении
алюминиевого каркаса катушки в поле постоянного магнита, а
электромагнитное успокоение — от наведения ЭДС в обмотке пере-
мещающейся в магнитном поле рамки (особенно, когда обмотка
рамки замкнута на некоторое внешнее сопротивление). Для увели-
чения момента успокоения на рамку иногда наматывают несколько
короткозамкнутых витков.
Рассмотрим теорию работы ма-
гнитоэлектрического механизма
с подвижной рамкой и равномер-
ным радиальным магнитным по-
лем. Когда по рамке протекает
измеряемый постоянный ток /, на
активные части витков ее обмот-
ки действует пара сил F, создаю-
щая вращающий момент (рис.
3.9). Для определения вращаю-
щего момента из общего уравне-
ния динамики системы (3.4) на-
ходят запас электрокинетической
энергии измерительного механиз-
ма. Он состоит из энергии посто-
янного магнита №п.м, магнитной
энергии контура с током ы2/2 и энергии вяаимодействия постоян-
ного поля магнита и контура с током
We=WBM + lpj2 + W/, (3.17)
где L — индуктивность контура с током (рамки); х¥ — потокосцеп-
ление, т. е. произведение числа магнитных силовых линий, пересе-
ченных обеими активными сторонами рамки, иа число витков п ее
обмотки.
3* 67
Рис. 3.9. Подвижная катуш-
ка в радиальном магнитном
поле

Из ур-ния (3.4) следует, что вращающий момент определяется
только изменением запаса энергии от угла поворота подвижной
части, так как энергия постоянного магнита неизменна, а измене-
нием индуктивности L в рассматриваемой конструкции можно пре-
небречь.
Применительно к данному случаю выражение (3.4) можно пред-
ставить в виде
M = deWld*=:/dWjdoL. (3.18)
При повороте рамки на угол а каждая ее сторона опишет дугу
Ьа/2 (рис. 3.9) и пересечет силовые линии магнитного поля. Число
линий, пересеченных одной стороной рамки, определяется произ-
ведением /Ша/2, где В — магнитная индукция в воздушном зазо-
ре; / — длина активной стороны рамки. Поэтому полное потоко-
сцепление определяется выражением
где s = bt — площадь рамки. Подставив ф-лу (3.19) в (3.18), полу-
чим выражение вращающего момента для магнитоэлектрического
измерительного механизма с радиальным магнитным полем
M = BnsL (3.20)
Под влиянием вращающего момента подвижная часть измери-
теля поворачивается, закручивает противодействующие пружины,
чем создается противодействующий момент. При равенстве вра-
щающего и противодействующего моментов подвижная часть оста-
навливается. Для режима установившегося отклонения с учетом
ф-лы (3.7) можно написать
tL = BnsI\W = SJ, (3.21)
где Si — чувствительность прибора к току. Чувствительность S\
не зависит от угла поворота рамки и постоянна по всей шкале, т. е.
шкала магнитоэлектрического прибора равномерная.
Из ф-лы (3.21) следует, что при изменении направления изме-
ренного тока /, проходящего через прибор, меняется и направление
отклонения рамки. Поэтому при включении прибора в электриче-
скую цепь следует учитывать полярность постоянного тока.
Если по рамке магнитоэлектрического измерительного прибора
протекает переменный ток /(0, то выражение (3.20) для вращаю-
щего момента зависит от времени t:
M{t) = Bnsi{t). (3.22)
Угол поворота а подвижной части прибора в этом случае будет
зависеть от ее конструктивного исполнения, а также от формы и
частоты тока. Обычные измерительные приборы магнитоэлектриче-
ской системы из-за инерционности подвижной части не реагируют
на переменный ток промышленной частоты, если в нем отсутствует;
постоянная составляющая,- При наличии последней угол а пропор-
ционален ей. Малоинерциониые измерительные приборы магнито*
68

электрической системы применяются для осциллографирования,
вибрационных гальванометров и других специальных целей.
Угол а можно отсчитывать по шкале прибора после окончания
переходного процесса, в течение которого подвижная часть нахо-
дится в движении. Переход подвижной части в положение равно-
весия происходит под воздействием момента успокоения, который
возникает в результате трения подвижной части о воздух, воздей-
ствия токов, индуктированных в металлическом каркасе рамки,
при ее движении в поле постоянного магнита, взаимодействия то-
ков, индуктированных в витках обмотки рамки с магнитным полем,
если она замкнута на какое-либо сопротивление.
Первая составляющая — момент воздушного успокоения AfB.y —
обычно мала по сравнению с остальными, не поддается регулиров-
ке или изменению у готового прибора и, как показывают исследо-
вания, пропорциональна угловой скорости движения подвижной
части:
MB.y = — PB.yd<x/dtt (3.23)
где Рв.у — коэффициент воздушного успокоения. Знак «минус»
указывает на то, что Мв<у имеет противоположное вращающему мо-
менту направление.
Вторую составляющую — момент электромагнитного успокое-
ния Af3.y — можно определить, если в выражение (3.22) вместо
i(t) подставить ток / = el(RmiA + /?н)> индуктированный в обмотке
при перемещении в поле воздушного зазора:
Жэ.у= BnseKRw + R^ (3.24)
где /?Изм — сопротивление рамки измерительного прибора; 7?н — со-
противление внешней цепи (наружное); ё — ЭДС, индуктирован-
ная в обмотке; е = —d^V/dt — полный поток, сцепляющийся с рам-
кой.
С помощью выражения (3.19) найдем производную
**- = Bns^. (3.25)
dt dt
Учтя знак ЭДС и подставив (3.25) в (3.24), получим
■ м _ __ (Bnsf <U_ _ р da_
Э'У #изм + #н dt 9,У dt
Коэффициент электромагнитного успокоения
Р9.у = (Вп8У1Щпш + Ян) <3.26)
зависит от сопротивления цепи рамки и может быть изменен по
желанию оператора — путем включения различных RH-
Третья составляющая — Рэ.у.к — момента успокоения опреде-
ляется аналогично второй, так как в этом случае алюминиевый кар-
кас является короткозамкнутым витком (я=1) с сопротивлением
цепи RK. Учитывая (3.26), получаем коэффициент электромагнитно-
69

го успокоения каркаса ра.ум = b2s2/rl(. Полное выражение для мо-
мента успокоения
•л; Му = - (Яв.у + />э.у + Р3,,к) d-±=-Pd-±, (3.27)
где Р — результирующий (суммарный) коэффициент успокоения.
Достоинствами магнитоэлектрических измерительных механиз-
мов являются:
— возможность создания приборов высокой чувствительности
(известны микроамлерметры с током полного отклонения
0,01 мкА);
— возможность изготовления высокоточных приборов (классов
0,05; 0,1; 0,2);
— малое собственное потребление электрической энергии; в рам-
ках измерителей потребляемая мощность составляет Ш-5—Ю-6 Вт,
а в совокупности с измерительной схемой — несколько десятых до-
лей ватта.
К недостаткам магнитоэлектрических измерителей следует от-
нести сравнительно сложное их устройство, боязнь перегрузок (пе-
регорают обычно токопод водящие пружинки), возможность изме-
рения только постоянных токов.
Магнитоэлектрические измерительные механизмы широко при-
меняются при различных измерениях. Их используют в качестве
амперметров и вольтметров для измерения тока и напряжения в
цепях постоянного тока, а в сочетании с различного рода преобра-
зователями и для измерения тока и напряжения в цепях перемен-
ного тока.
Амперметр ы. Непосредственное включение в цепь между
точками /—2 (см. рис. 3.1а) магнитоэлектрического измерительно-
го механизма позволяет измерять малые токи. Тонкий провод об-
мотки рамки измерителя и спиральные пружинки нельзя нагружать
токами, большими, чем (20-~50) мА, поэтому измерительный меха-
низм выполняет функции микро- и миллиамперметра. Высокочувст-
вительным микроамперметром является гальванометр с зеркальной
шкалой.
При измерении больших токов пользуются шунтами, которые
включают параллельно измерительному механизму (см. рис. 3.16).
Сопротивление шунта Rm выбирают таким, чтобы большая часть
измеряемого тока / протекала по шунту, а остальная /ИЗм не пре-
вышала допустимого для обмотки измерителя значения. Отноше-
ние токов ///изм — я называют коэффициентом шунтирования. Изме-
ряемый ток 1=п1Иш. Для удобства п выбирается целым числом
(/2 = 2; 5; 10 и т. д.). Шунты обычно изготовляют из манганина —
сплава с малым температурным коэффициентом сопротивления.
Сопротивление шунта определяется из равенств (см. рис. 3.16):
= /цам#изм и Ли = / — /изм, ОТКуда Яш = /?Изм/ (п— 1) , ГДе
Яизм — сопротивление рамки измерительного механизма.
Конструкция шунтов и условия их использования определяются
пределами измерения амперметров и их назначением. Шунты, пред-
70

назначенные для измерения сравнительно небольших токов (до
30А), монтируются в корпусе прибора и называются внутренними.
Большие токи (до нескольких тысяч ампер) измеряют с помощью
наружных шунтов.
Шунты могут быть однопредельными и многопредельными
(рис. 3. 10а). С помощью нескольких однопредельных шунтов мож-
но получить несколько пределов измерения (рис. 3.106).
Рис. 3.10. Схемы амперметров:
а) с многопредельным шунтом, б) с несколькими однопредельными шунтами
Шунты 'делятся на индивидуальные, пригодные только для того
измерительного механизма, который с ним градуирован, и калибро-
ванные, рассчитанные на определенные номинальные токи и паде-
ния напряжения. Последние пригодны для работы с любым изме-
рительным механизмом, имеющим соответствующие сопротивление
и предел измерения. Калиброванные шунты изготовляют на номи-
нальные напряжения 45, 60, 75, 100 и 300 мВ. Сопротивление шун-
та можно определить делением номинального напряжения на но-
минальный ток. В зависимости от точности подготовки шунты де-
лятся на классы: 0,02; 0,05; 0,1; 0,2; 0,5 и 1,0.
Шунты имеют зажимы: токовые — для подключения к измеряе-
мой цепи и потенциальные — для подключения измерительного ме-
ханизма амперметра.
При подключении шунта погрешность измерительного механиз-
ма значительно возрастает. Это объясняется тем, что при измене-
нии температуры и неизменном измеряемом токе сопротивление
изменится на Д/?Изм, сопротивление шунта из манганина остается
прежним, в результате ток /ИЗм, проходящий через измерительный
механизм, изменится и в показаниях появится погрешность. Для её
уменьшения пользуются разными способами температурной ком-
пенсации; например, в цепь рамки включают терморезисторы с от-
рицательным температурным коэффициентом сопротивления.
Вольтметры. Непосредственное включение магнитоэлектри-
ческого механизма между точками с разными электрическими по-
тенциалами применяется только при незначительной разности по-
тенциалов, исчисляемой милливольтами. В этом случае измерения
71

проводят с помощью стрелочных милливольтметров или гальвано-
метров.
При измерении больших напряжений ток следует ограничивать
добавочным резистором, включаемым последовательно измеритель-
ному механизму (рис. 3.11а). Если предел измерения напряжения
измерительного механизма необходимо расширить в m раз,
а)
Рис. 3.11. Схемы соединения изме-
рительного механизма с добавоч-
ным резистором
= mUmM, то сопротивление добавочного резистора /?д определяют
из следующего равенства:
Л/ = Цнш/Яиэм = mUmJ(Rmu + /?J = U\R4, (3.28)
где /у — ток через вольтметр, Ry — полное сопротивление вольт-
метра. Отсюда $д = /?изм(т—1). Подставив значение /у в выраже-
ние (3.21), получаем а = BnsU\WR^ = Sv Uf где ^ — чувст-
вительность прибора к напряжению. Отсюда следует, что шкалу
можно проградуировать в единицах напряжения, она равномерна
и вольтметр обладает полярностью.
Вольтметр с добавочным сопротивлением малочувствителен к
изменению окружающей температуры, так как обычно ЯИзм<^д и
незначительные изменения /?изм от температуры при постоянстве
/?д не приводят к заметным изменениям тока 1\. Таким образом,
добавочные сопротивления не только расширяют предел измерения
напряжения, но и уменьшают дополнительную температурную по-
грешность вольтметра. Для удобства измерений вольтметры изго-
товляют на несколько пределов измерения (рис. 3.116).
Добавочные резисторы изготовляются из манганиновой изоли-
рованной проволоки, которая наматывается на каркасы в виде ка-
тушек или пластин. Применяются внутренние, встроенные в корпус
вольтметра, и наружные добавочные резисторы. Последние могут
быть индивидуальными, применяемыми только с тем прибором, с
которым производилась градуировка, и калиброванными, приме-
няемыми с любыми приборами, номинальный ток которых равен
номинальному току добавочного резистора. Калиброванные доба-
вочные резисторы делятся на классы: 0,02; 0,05; 0,1; 0,2; 0,5; 1 —
ч изготовляются на номинальные токи: 0,5; 1; 3; 7,5; 15 и 30 мА.
Магнитоэлектрические вольтметры отличаются от вольтметров
других систем высокой точностью и большой чувствительностью.
Гальванометры. Гальванометрами называют высокочув-
ствительные приборы, которые обычно имеют неградуированную
72

шкалу. Цену деления шкалы (постоянную) гальванометра определя-
ют экспериментальным путем или по паспортным данным прибора.
Гальванометры широко применяют для измерения малых токов, на-
пряжений, количества электричества или в качестве нулевых ин-
дикаторов при установлении наличия или отсутствия тока, напря-
жения в электрической цепи. Отсчетное приспособление у гальва-
нометров может быть стрелочным или зеркальным. Стрелочные
гальванометры удобны в эксплуатации, зеркальные—обладают бо-
лее высокой чувствительностью. Гальванометры выполняются пере-
носными и стационарными. Первые изготовляют с внутренней шка-
лой и стрелочным или оптическим указателем, вторые — с внеш-
ними (относительно измерительного механизма) шкалой к освети-
телем. Чувствительность гальванометров зависит от способа уста-
новки подвижной части: она будет
сравнительно невысокой, если подвиж-
ная часть установлена на кернах, сред-
ней при установке ее на растяжках и
высокой при установке на подвесе.
Диапазон измеряемых токов довольно
широк — от 10~5 до 5- 10~п А.
Гальванометры могут быть различ-
ных систем. Наибольшее распростра-
нение получили гальванометры маг-
нитоэлектрической системы с подвиж-
ной рамкой (рис. 3.12). Бескаркасная
рамка 1 подвешена на упругой нити 2.
Ток /г к рамке подается с двух сторон—
через металлическую ленточку 4 и
подвес 2. Угол поворота рамки изме-
ряется с помощью зеркальца 3.
Дифференциальное уравнение движения рамки гальванометра
полученное из (3.10), имеет вид
jt±+pdjl + w* = bnsin
dt2 ^ dt ^
а его решение в виде графиков для разных значений степени успо-
коения р представлено на рис. 3.4. Граничным между графиками
апериодического и колебательного движения является график дви-
жения рамки при критическом режиме работы гальванометра
(рис. 3.4, кривая 3). Этот режим устанавливается при определен-
ном коэффициенте успокоения для данного гальванометра, кото-
рый называют критическим P = PKV>. Из ф-лы (3.14) следует, что
при р=1 P = PKp=2v7w=PBuy+P9.y. Учитывая (3.26), по-
лучаем
о -2v7w=pb.y+ {bns?
Рис. 3.12. Устройство галь-
ванометра:
/ — рамки, 2 — нить, 3 — зер-
кальце, 4 — лента
кр "
(3.29)
rr Н~ ^и.кр
где Rr — сопротивление цепи рамки гальванометра; i?H.Kp — внеш-
нее (наружное) критическое сопротивление гальванометра,
73

Полное сопротивление цепи рамки гальванометра /?Кр = #г + /?н.1ф
называют полным критическим сопротивлением гальванометра.
Если воздушное успокоение незначительно по сравнению с элек-
тромагнитным, т. е. Яв.у>Лэ.у, выражение (3.29) упрощается:
Якр = 2 V1W « (BnsyiRKr (3-30)
Внешнее и полное критическое сопротивления гальванометра одно-
значно определяются его конструктивными параметрами /. W, В,
п, s, RT, и поэтому их включают в характеристику (паспорт) галь-
ванометра.
Таким образом, тот или иной режим движения рамки гальва-
нометра зависит от степени успокоения р, что в общем виде теперь
можно записать так:
р= Я/2 У7¥= Я/Якр « RKpIR = (Rr + /?н.кр)/(/?г + /?и), (3.31)
где RH — любое внешнее (наружное) сопротивление в цепи рамки
гальванометра, определяющее характер успокоения гальваномет-
ра; R=RT+RH — полное сопротивление цепи рамки гальванометра.
Из выражеия (3.31) следует, что режим работы гальванометра
практически изменяется или подбирается изменением сопротивле-
ния 7?н цепи рамки гальванометра. Выбор режима зависит от об-
ласти применения гальванометра, так как в каждом конкретном
случае существуют свои критерии для определения наилучшего
значения р. Так, для обеспечения устойчивой работы гальваномет-
ра (повышения его устойчивости по отношению к внешним меха-
ническим воздействиям — сотрясениям, толчкам) применяют пере-
успокоенный режим (Р = 5-г-10). Во многих случаях для получения
быстрого успокоения гальванометра стремятся создать условия,
при которых р = 0,8-7-1.
Важными характеристиками гальванометров являются их чув-
ствительность к току Sj и напряжению Sv. Чувствительность к току
5, = а//г= BnsiW (3.32)
определяет отклонение подвижной части гальванометра при проте-
кании единицы тока через его рамку. Если учесть, что падение на-
пряжения на рамке Ur=IrRT, то можно определить чувствитель-
ность гальванометра к напряжению:
Su = ajUr = Bnsl WRT = Sj\Rv. (3.33)
На практике чувствительность гальванометра к напряжению часто
определяется по соотношению угла поворота его подвижной части
к напряжению, приложенному к цепи критически успокоенного
гальванометра:
S'i/ = oLl/rRK9 = SiIRKy (3.34)
Последнее обусловлено тем, что в большинстве практических слу-
чаев гальванометры работают в режиме, близком к критическому.
Из выражений (3.32) и (3.33) видно, что повысить чувствитель-
74

ность можно уменьшением удельного противодействующего момен-
та W и увеличением магнитной индукции В. Практически это осу-
ществляется только в определенных границах. Например, получе-
ние малых W ограничивается механической прочностью подвеса и
появлением у гальванометра повышенной чувствительности к со-
трясениям и толчкам, микросейсмическим колебаниям и т. д.
Чувствительные к току гальванометры обычно изготовляют с
большим периодом собственных незатухающих колебаний Т0 и
большим критическим сопротивлением, поэтому они обладают ма-
лой чувствительностью к напряжению. У гавальнометров, чувстви-
тельных к напряжению, сопротивление рамки и критическое сопро-
тивление незначительны.
При работе с гальванометрами не всегда требуется высокая
чувствительность, и поэтому ее иногда уменьшают с помощью ре-
гулятора чувствительности (шунта). Схема ступенчатого шунта на
несколько положений приведена на рис. 3.13. Сопротивление, на
которое замкнут гальванометр, остается почти постоянным при
любом положении переключателя. Цифры около штепсельных гнезд
показывают отношение токов /Г/А Гальванометры, предназначен-
ные для измерения кратковременных импульсов тока, называют
баллистическими. Основное уело- " ^
ной части и обладают значителы Рие 3 13 РеГуллтор чувствитель-
ным периодом колебаний, дости- ностиТальва^ к току""
гающим 15—25 с и более.
Измерение импульсов тока с помощью баллистического гальва-
нометра сводится к интегрированию тока / во времени, т. е. опре-
делению количества электричества, прошедшего через рамку за
время, равное длительности импульса т.
Графики импульса тока и отклонения рамки баллистического
гальванометра изображены на рис. 3.14. Максимальное отклонение
вие баллистического режима со-
стоит в том, что длительность т
импульса тока должна быть во
много раз меньше длительности
периода собственных незатухаю-
щих колебаний Т гальванометра,
т. е. т<Г. Поэтому баллистиче-
ские гальванометры имеют увели-
ченный момент инерции подвиж-
«(№)
Рис. 3.14. Графики
импульса тока и от-
клонения рамки бал-
2 листического гальва-
номегра
75

ат называется баллистическим отбросом. Он пропорционален ко-
личеству электричества Q, прошедшего через рамку гальванометра
за время действия импульса тока: am = 56Q или Q = C6am, где S6 —
баллистическая чувствительность, а Со — баллистическая постоян-
ная гальванометра (определяется обычно экспериментальным пу-
тем).
Электромагнитные приборы
Перемещение подвижной части электромагнитных механизмов
происходит под воздействием энергии магнитного поля системы,
состоящей из неподвижного контура с измеряемым током и одного
или нескольких подвижных сердечников из ферромагнитного мате-
риала. Контур обычно представляет собой плоскую или круглую
неподвижную катушку, на которую намотан медный провод. Сер-
дечники, изготовляют из магнитомягких материалов (электротехни-
ческая сталь, пермаллой). В измерительных механизмах, изобра-
женных на рис. 3.15, магнитное поле создается при протекании по
катушкам / тока /. В приборах с плоской катушкой (рис. 3.15а)
Рис. 3.15. Электромагнитный измерительный механизм:
а) с плоской катушкой, б) с круглой;
1 — катушка, 2 — сердечник, 3 —- ось, 4 — пружина, 5 — пластинка стальная, 6 — успокои-
тель, 7 — стрелка
это поле втягивает в узкую щель сердечник в виде стальной плас-
тинки 2, жестко укрепленной на оси 3; при этом создается вращаю-
щий момент; противодействующий момент образуется пружиной 4.
76

В приборах с круглой катушкой (рис. 3.156) вращающий момент
создается в результате взаимодействия подвижной 2 и неподвиж-
ной 5 пластин, расположенных внутри катушки /. При прохожде-
нии тока по обмотке катушки обе пластинки намагничиваются и
взаимодействуют друг с другом. Вследствие этого подвижная плас-
тина 2 вместе с осью 3 и стрелкой 7 поворачивается на некоторый
угол а и закручивает противодействующую пружину 4. Для быст-
рого успокоения движения подвижной части применяют воздушные
успокоители 6. При протекании через катушку индуктивности L
измеряемого тока / энергия магнитного поля равна lF9.M = L/2/2, от-
куда вращающий момент
М~~а 2 да '
так как при перемещении ферромагнитного сердечника изменяется
индуктивность катушки. При установившемся отклонении подвиж-
ной части вращающий момент уравновешен противодействующим
моментом. Из равенства (3.8) следует, что угол перемещения
a=-L-^-/2. (3.35)
2W да v ;
Если внутреннее сопротивление катушки R, а приложенное к ней
напряжение U, то ток I — U/R. Подставив это значение / в (3.35),
получим
1 — U\ (3.36)
2WR2da
Из выражений (3.35) и (3.36) следует, что
— шкалу измерительного механизма можно градуировать в еди-
ницах силы тока и напряжения;
— знак угла поворота подвижной части не зависит от направле-
ния тока в катушке, поэтому электромагнитные приборы можно
применять для измерений в цепях постоянного и переменного то-
ков; при переменном токе показания пропорциональны действую-
щему значению измеряемой величины; градуировку прибора мож-
но производить при постоянном токе;
— шкала электромагнитных приборов неравномерная — квад-
ратичная, сжатая в начале.
Электромагнитные приборы проще по конструкции и дешевле
других, надежны в работе и из-за отсутствия токоподводов к по-
движной части способны выдерживать большие перегрузки. Рас-
смотренные конструкции используются в качестве амперметров и
вольтметров. Основное применение в силу малой чувствительно-
сти — измерение в цепях переменного тока помышленной частоты
50 и 400 Гц. Широкое распространение получили щитовые приборы
классов точности 1,5 и 2,5; в настоящее время изготовляются пере-
носные приборы класса 1,0.
Амперметры — измерительные механизмы, катушки кото-
рых включаются в разрыв измеряемой цепи (рис. 3.1а). Число вит-
ков катушки выбирается таким, чтобы ампер-витки, образующие
77

магнитное поле внутри катушки, обеспечили полное отклонение
подвижной части механизма при номинальном значении тока.
Пределы измерения электромагнитных амперметров на перемен-
ном токе расширяются с помощью измерительного трансформатора
тока; шунтирование не применяется из-за громоздкости шунта.
Электромагнитные амперметры изготовляют стационарными
(щитовыми) и переносными: первые— однопредельные, чаще всего
на 5 А (для использования с измерительным трансформатором то-
ка); вторые — многопредельные, с несколькими секциями катушки
измерительного механизма. Для расширения предела измерений
секции переключаются с последовательного соединения на парал-
лельное.
Измерительные трансформаторы тока (сокра-
щенно трансформаторы тока) применяются для расширения преде-
лов измерения амперметров. С помощью измерительных трансфор-
маторов измеряемый переменный ток уменьшается до значения, ко-
торое можно измерить амперметром с номинальными пределами
шкалы, например 1 или 5 А. Трансформатор тока (рис. 3.16) пред-
ставляет собой замкнутый сердечник из электротехнической стали,
на котором размещены две изолированные друг от друга обмотки.
Первичная обмотка с числом витков W\ включается в измеряемую
цепь с током /ь а вторичная — с числом витков w2 и током h замк-
нута на амперметр. Первичная обмотка выполняется из провода,
сечение которого рассчитано на номинальный первичный ток /щ.
Вторичная обмотка рассчитывается на номинальный ток /2н = 5 А
(реже 1 А).
Измеряемый ток U определяют по показанию амперметра пу-
тем умножения значения /2 на номинальный коэффициент транс-
формации kj^rx = kj /2. Номинальный коэффициент трансформа-
78

ции равен отношению номинальных значений первичного и вторич-
ного токов £/н = Лн/Лн и является для каждого трансформатора
постоянным. Более точно определить первичный ток можно с по-
мощью действительного коэффициента трансформации ^7 = /1//2,
однако ki зависит от режима работы трансформатора (токов, на-
грузки, частоты и т. д.) и не является постоянным. Поэтому поль-
зуются kIn вместо kIt хотя это и приводит к некоторой погрешно-
сти (в"%)|
8 = -* L Ю0= —2 — 100.
/ kf
Значение б лимитируется классом точности измерительного транс-
форматора (0,05; 0,1; 0,2; 0,5; 1; 3; 10).
Для обеспечения правильной работы трансформатора тока об-
щее сопротивление его вторичной цепи не должно превышать номи-
нальной нагрузки, которая также нормирована и составляет 0,2;
0,6; 0,8; 1,2 и 2 Ом. Увеличение сопротивления вторичной обмотки
(например, обрыв цепи R2-*oo) является аварийным режимом
трансформатора тока. В этом случае, как известно, полная намаг-
ничивающая сила f0wt = IxWx + I2w2 (рис. 3.166) станет равной
I0w1 — Ixwu так как h будет близко или равно нулю. Значительное
увеличение намагничивающих ампер-витков приводит к увеличе-
нию магнитного потока Ф в несколько десятков раз, что может вы-
звать перенапряжения и пробой изоляции, а также перегрев магни-
топровода, так как потери в стали пропорциональны квадрату маг-
нитной индукции. Номинальным режимом работы для трансформа-
тора тока является режим короткого замыкания.
Вольтметры — измерительные механизмы, катушки которых
имеют большое число витков тонкого медного провода. Схема со-
единения измерительного механизма с добавочным резистором у
электромагнитных вольтметров такая же, как и у магнитоэлектри-
ческих.
Пределы измерения вольтметров при работе на переменном то-
ке можно расширить (помимо применения добавочных резисторов)
с помощью измерительных трансформаторов напряжения
(рис. 3.17). Эти трансформаторы отличаются от трансформаторов
тока тем, что работают в режиме, близком к холостому ходу: во
вторичную обмотку включается вольтметр, внутреннее сопротивле-
ние которого велико. В первичную обмотку с числом витков W\>w2
подается измеряемое напряжение Uu а вторичная обмотка с чис-
лом витков W2<W\ подключается к вольтметру, номинальное на-
пряжение которого U2H обычно равно 100 В. Измеряемое напряже-
ние U\ определяется путем умножения показания вольтметра U2 на
номинальный коэффициент трансформации £v = UJU2W U\ =
Погрешность измерения напряжения б, возникающая в резуль-
тате использования номинального коэффициента трансформации
79

вместо действительного, определяется аналогично предыдущему:
* = [(U[-Ui)jUx\ 100 = |(AVh - k^jk^ 100, где kY = U}/U2 -
действительный коэффициент трансформации. Допустимая погреш-
ность 6 стандартизована и не должна для соответствующих классов
трансформаторов напряжения превышать 0,05; 0,1; 0,2; 0,5; 1; 3%.
Аварийный режим работы трансформаторов напряжения возни-
кает при значительном уменьшении сопротивления вторичной об-
мотки. Для предохранения обмоток от повреждения при коротком
замыкании трансформаторы напряжения следует всегда включать
через плавкие предохранители на токи менее 0,1 А.
Конструктивное выполнение трансформаторов зависит от изме-
ряемого напряжения U\. При больших напряжениях измерительные
трансформаторы потребляют меньшую мощность, чем добавочные
резисторы, обеспечивают большую точность измерений и имеют
меньшие габариты.
У некоторых электромагнитных вольтметров пределы измерения
изменяются путем секционирования обмотки катушки и переключе-
ния секций с последовательной схемы на параллельную.
Температурная и частотная погрешности у вольтметров электро-
магнитной системы больше, чем у амперметров. Это объясняется
наличием добавочного резистора и значительно большим числом
витков катушки измерительного механизма.
Основная область применения электромагнитных вольтметров—
измерение в цепях переменного тока промышленной частоты.
Электродинамические приборы
Подвижная часть электродинамических измерительных меха-
низмов перемещается под воздействием энергии магнитного поля
системы неподвижных и подвижных контуров с токами. Конструк-
тивно контуры с токами представляют собой катушки круглой или
прямоугольной формы. На рис. 3.18а и б показано устройство элект-
родинамических механизмов, а на рис. ЗЛ8в — изображение кату-
шек в электрических схемах. Внутри неподвижной KafyiHKH А вра-
щается бескаркасная подвижная катушка В. Ток в катушке В под-
водится через пружины или растяжки, которые создают противо-
действующий момент. Успокоение подвижной части прибора дости-
гается воздушным успокоителем.
Электродинамические приборы, у которых магнитные потоки
проходят через ферромагнитные магнитопроводы, называются фер-
родинамическими.
В результате взаимодействия протекающих по катушкам по-
стоянных /д и 1В или переменных iA и iE токов создается вращаю-
щий момент, который можно определить из выражения (3.4). Элек-
тромагнитная энергия системы катушек соответственно равна
2 ^а1 а г 2 в if — а в а в
80

61
г и
> с
'г,
1Г
или
Рис. 3.18. Электродинамический измерительный механизм с ка-
тушками:
а) круглой, б) прямоугольной, в) схемное обозначение
wv-- { lapa + ± lbi?b±mablalb,
где LA и LB — индуктивности катушек А и 5; Л1ЛВ — взаимная ин-
дуктивность между ними.
Дифференцируя эти выражения согласно (3.4), нужно учиты-
вать, что индуктивность LAt LB и токи не зависят от пространствен-
ного расположения катушек. Тогда
(3.37)
В случае переменных токов подвижная часть измерителя не успе-
вает следовать за мгновенными изменениями момента M(t), а реа-
гирует па его среднее значение Mcv:
dt
и и
Если токи ia и ib синусоидальны и совпадают по фазе, то
шм . &М л о
(3.38)
где /д и /в — действующие значения синусоидальных токов 1а и ib.
При установившемся отклонении подвижной части измерителя вра-
щающий момент, вычисленный по (3.37) или (3.38), уравновешен
противодействующим моментом. Откуда
81

w
(3.39)
Из выражения (3.39) следует, что
— измерительный механизм электродинамической системы яв-
ляется множительным устройством;
— если токи 1а и /в совпадают по фазе, то измерительный меха-
низм может иметь одну шкалу для постоянных и переменных токов;
— путем изменения дМАВ/да можно менять характер шкалы.
Электродинамические приборы в основном изготовляют в виде
переносных приборов классов 0,1; 0,2 и 0,5 для измерений тока, на-
пряжения и мощности в цепях постоянного и переменного токоз
при частотах 50—400 Гц. В настоящее время выпускают приборы
для более высоких частот (1—5 кГц). Приборы классов 0,1 и 0,2
используются для градуировки и поверки приборов других систем.
Амперметры, предназначенные для измерения токов до 0,5 А,
имеют последовательное соединение катушек а и в (рис. 3.18в),
а для измерения токов свыше 0,5 А — параллельное. Расширение
пределов измерения электродинамических амперметров возможно
либо переключением катушек измерительного механизма с после-
довательного соединения на параллельное, либо с помощью изме-
рительных трансформаторов тока. Шунты, как и у электромагнит-
ных амперметров, не используются.
Вольтметр представляет собой из-
мерительный механизм электроди-
намической системы с добавочным
резистором /?д (рис. 3.19). Катушки
прибора — подвижная в и непод-
вижная а — соединяются последо-
вательно. Ток в катушках при изме-
рении постоянного напряжения 1а =
= ib==iv==uiry, где ry = ra+rb+
+#д. Подставляя ток /у в выраже-
ние (3.39) для вольтметров постоян-
ного тока, получаем
Рис. 3.19. Схема электродина-
мического вольтметра
да
При измерении переменных напряжений ток вольтметра опреде-
ляется как Iv=U/Zv, где Zv — полное сопротивление цепи вольт-
метра. Поэтому для вольтметров переменного тока
1 дма
а = ■
wzi
1ав
да
Обычно при низких частотах в вольтметрах переменного тока
выдерживаются соотношения ra+rb^r^ xv<^rv и Ry~Zv. Это
позволяет градуировать шкалу вольтметра на постоянном токе и
иметь одну шкалу для измерений постоянных и переменных напря-
жений.
82

Электродинамические вольтметры выпускают обычно на не-
сколько пределов измерения, которые получают с помощью не-
скольких добавочных резисторов. Высокие напряжения (выше
600 В) измеряют с помощью измерительных трансформаторов на-
пряжения. Наиболее точные вольтметры электродинамической си-
стемы классов 0,1; 0,2; 0,5 изготовляют астатическими (см. § 3.4),
на растяжках, со световым отсчетом,
Электростатические приборы
Подвижная часть электростатических механизмов перемещает-
ся под воздействием электрического поля системы подвижных и не-
подвижных электрически заряженных проводников (пластин). При
перемещении подвижной части вольтметра изменяется электриче-
ская емкость между пластинами вследствие изменения их активной
площади или за счет изменения расстояния между ними.
Вольтметр с изменяющейся активной площадью пластин конст-
руктивно представляет собой конденсатор переменной емкости
(рис. 3.20а). Между неподвижными пластинами / закрепляются на
Рис. 3.20. Электростатический вольтметр, принцип действия
которого основан на изменении:
а) поверхности пластин, б) расстояния между пластинами;
1, 2, 3 — пластины, 4 — лента, 5 ■— тяга, 6 — ось, 7 — успокоитель
оси или растяжках подвижные пластины 2. К подвижным и непо-
движным пластинам подводится напряжение, создающее между ни-
ми электрическое поле. Под воздействием сил поля подвижные пла-
стины втягиваются в пространство между неподвижными и увели-
чивают свою активную поверхность. Пластины обычно изготовляют
из алюминия. Противодействующий момент создается спиральной
пружиной. Отсчет угла поворота производится либо с помощью
стрелки, либо световым указателем. Чувствительность измеритель-
ного механизма повышается увеличением числа подвижных и непо-
движных пластин.
Электростатический вольтметр с изменяющимся расстоянием
между пластинами изображен на рис. 3.206. Между неподвижными
• 4 83

пластинами 1 и 2 перемещается подвижная легкая алюминиевая
пластина 3, подвешенная на металлической ленточке 4. Пластина 3
электрически соединена с пластиной 1 и изолирована от пласти-
ны 2. При наличии между пластинами разности потенциалов одно-
именно заряженные пластины отталкиваются, а разноименно заря-
женные «-и притягиваются. Перемещаясь, пластина 3 через тягу 5
поворачивает ось 6, на которой жестко укреплен указатель. Проти-
водействующий момент создается весом подвижной пластины 3, а
успокоение осуществляется с помощью магнитоиндукционного ус-
покоителя 7.
В электростатических механизмах энергия электрического поля,
как известно, равна
We=CU*/2. (3.40)
Вращающий момент М определяют из выражения (3.4) и ур-ния
(3.40):
da 2 да
Если противодействующий момент создается растяжками или
пружинками и равен вращающему моменту, угол поворота подвиж-
ной части механизма определяют из выражения
2W да
Отсюда следует, что напряжение можно измерять в цепях постоян-
ного и переменного токов, так как при изменении полярности на-
правление отклонения подвижной части не меняется. При измере-
нии переменного напряжения отклонение а будет определяться
средним за период вращающим моментом, пропорциональным квад-
рату действующего значения приложенного напряжения. Шкалу
прибора можно приблизить к равномерной, если произведение
идс/да поддерживать постоянным. Это удается выполнить в неко-
торых пределах (примерно на 80% длины шкалы} выбором особой
формы подвижных и неподвижных пластин.
При помощи электростатических вольтметров можно непосред-
ственно измерять напряжения от десятка вольт до нескольких со-
тен киловольт. Они изготовляются как стационарными — для из-
мерения высоких напряжений (100 кВ и выше), так и переносными
(до 30 кВ).
Измерения можно выполнять в широком диапазоне частот,
вплоть до нескольких десятков мегагерц. Верхний частотный пре-
дел ограничивается значением тока через измерительный механизм
/v = 2tc/Cv£/ и возможностью появления резонанса напряже-
ний в цепи вольтметра из-за наличия индуктивности соединитель-
ных проводов и емкости вольтметра Су. Собственная резонансная
частота вольтметров равна 200—300 МГц, поэтому рабочая частота
может быть 20—30 МГц.
84

Электростатические вольтметры чаще всего изготовляют клас-
сов 1,5—2,5, хотя имеется возможность доведения точности до клас-
са 0,1 и даже 0,05. Внешние электростатические поля сильно влия-
ют на показания вольтметров, поэтому для уменьшения дополни-
тельной погрешности применяют электростатическое экранирова-
ние. Для этого внутреннюю поверхность неметаллических корпусов
покрывают фольгой или токопроводящей краской или применяют
металлические корпуса.
Пределы измерения электростатических вольтметров можно рас-
ширить с помощью емкостных (на переменном токе) делителей на-
пряжения. Шкалы вольтметров градуируют в действующих значе-
ниях напряжения; градуировка не зависит от формы измеряемого
напряжения.
Основными достоинствами электростатических вольтметров яв-
ляются: малое собственное потребление мощности, способность из-
мерять постоянные и переменные напряжения в широком диапазо-
не частот, возможность непосредственного измерения больших на-
пряжений.
К недостаткам следует отнести: малую чувствительность, нерав-
номерность шкалы и невозможность ее градуировки в начале, зави-
симость входной емкости от измеряемого напряжения, а также
опасность электрического пробоя между пластинами вольтметра.
В последнее время электростатические приборы применяют сов-
местно с электронными усилителями, что позволило значительно
расширить их область применения; например, созданы высокочув-
ствительные миллиамперметры и вольтметры переменного тока.
Термоэлектрические приборы
Термоэлектрические амперметры состоят из термопреооразова-
теля и магнитоэлектрического измерительного механизма. Термо-
преобразователь представляет собой нагреватель в сочетании с од-
ной или несколькими термопарами, в которых под воздействием
тепла, выделяемого измеряемым током в нагревателе, возникает
электродвижущая сила. Значение термоэдс зависит от силы тока в
нагревателе. Нагреватель изготовляют из жаростойкого материа-
ла (константана, нихрома, платиноиридия). Термопреобразователи
могут быть контактными и бесконтактными. В контактном термо-
преобразователе (рис. 3.21а) термопара М—N и нагреватель АВ
сварены друг с другом. Концы термопары присоединяются к маг-
нитоэлектрическому гальванометру. Иногда контактные термопре-
образователи образуются соединением двух разнородных металлов
крест-накрест, получается так называемый «термокрест»
(рис. 3.216). В этом случае нагреватель не нужен.
В бесконтактном преобразователе (рис. 3.21в) нагреватель и
термопара изолированы друг от друга. Хотя это и уменьшает не-
сколько чувствительность и увеличивает инерционность термопре-
образователя, но зато позволяет создавать термобатареи
(рис. 3.21г). Кроме того, преимуществом бесконтактных термопре-
85

Рис. 3.21. Схемы термоамперметра:
а) с контактным термопреобразователем, б) с термопреобразователем в виде
креста, в) с бесконтактным термопреобразователем, г) термобатарея, д), е) мо-
стовые
образователей являются отсутствие гальванической связи между
измеряемой и измерительной цепями, слабая емкостная связь меж-
ду ними, что значительно уменьшает влияние паразитных емкостей
прибора на точность измерения лри высоких частотах.
Показания термоэлектрического прибора зависят от тока /ИЗм,
который определяется термоэдс Ет (для термобатареи — 2£т) и
полным сопротивлением измерительной цепи ZR: 1тм = Ет/1>Я или
/изм = 2>ЕТГ/2Д% Термоэдс Ет пропорциональна количеству тепла, вы-
деляемому нагревателем, которое, в свою очередь, пропорциональ-
но квадрату измеряемого тока 1Х. Поэтому показания прибора про-
порциональны квадрату действующего значения измеряемого тока:
а = &/|, где k — коэффициент пропорциональности, зависящий от
свойств термопары и параметров измерительного механизма.
Из этого следует, что шкалы термоэлектрических приборов
можно градуировать в действующих значениях измеряемого тока и
использовать приборы для измерений как переменного, так и по-
стоянного токов; шкалы имеют квадратичный характер.
Термоамперметры позволяют измерять токи в очень широких
пределах — от миллиампер до нескольких сотен ампер. Для изме-
рения малых токов термопреобразователи помещают в вакуум, что
приводит к уменьшению потерь на излучение тепла в окружающую
среду, увеличению нагрева места спая и, следовательно, увеличе-
нию термоэдс термопары. При измерении больших токов поверх-
ность нагревателей должна охлаждаться, поэтому токоведущие ко-
лодки нагревателя снабжаются охлаждающими ребрами — радиа-
торами.
Для эффективного использования термоэдс нескольких термо-
пар их нужно соединить в виде моста и в его диагональ включить
86

измерительный механизм (рис. 3.21д). На рис. 3.21 ^ показана схе-
ма, в которой термопары, образующие плечи моста, своими откры-
тыми концами присоединяются к медным пластинам /С, хорошо от-
водящим тепло от концов термопар. В результате этого при про-
хождении измеряемого тока создается разность температур меж-
ду местом спая термопар и медными пластинами. Мост состоит из
двух нагревателей, изготовленных из разных материалов М и N9
припаянных к массивным медным пластинам К. К середине нагре-
вателя N приварена проволочка из материала М9 а к середине на-
гревателя М — из материала N. Образуются две термопары в мес-
тах спая С, и измерительный механизм ИМ измеряет сумму двух
термоэдс, пропорциональных квадрату измеряемого тока, подводи-
мого к пластинам /О
При выборе термоэлектрических приборов следует руководство-
ваться паспортными данными термопреобразователей, в которых
указываются: максимально допустимый измеряемый ток, значение
которого зависит от размеров нагревателя и ограничивается наи-
большей допустимой температурой места спая; максимальная рабо-
чая частота, зависящая в основном также от размеров нагревателя
(при малых диаметрах и длинах нагревателя паразитные индуктив-
ности, емкости и поверхностный эффект пренебрежимо малы и не
сказываются до частот порядка нескольких сотен мегагерц); тер-
моэдс для определенных значений тока нагревателя; чувствитель-
ность, т. е. термоэдс, возникающая при изменении температуры ме-
ста спая термопары на ГС; сопротивление термопары, необходимое
для правильного выбора магнитоэлектрического измерителя; сопро-
тивление нагревателя, определяющее потребление энергии от изме-
ряемой цепи.
Погрешности термоэлектрических приборов зависят от погреш-
ностей измерительного механизма, температуры окружающей сре-
ды, частоты измеряемого тока. Погрешности измерительных меха-
низмов определяются их классом точности. Температурные погреш-
ности возникают за счет изменения сопротивления нагревателя и
цепи измерительного механизма. На высоких частотах проявляют-
ся паразитные параметры термопреобразователя и поверхностный
эффект в нагревателе. Это приводит к появлению частотных по-
грешностей, которые зависят от многих факторов, в том числе от
конструкции термопреобразователя, измеряемых токов, рода изме-
ряемой величины. Так, при измерении токов до 100 мА с помощью
бесконтактного преобразователя эта погрешность будет незначи-
тельной вплоть до 1000 МГц, но сильно возрастет в приборах для
измерения больших токов. Поэтому каждый прибор рассчитан на
работу до определенной частоты, указанной в его паспорте. Диапа-
зон этих частот велик — от одного до нескольких сотен мегагерц.
Термоэлектрические амперметры выполняют стационарными и пе-
реносными, классов точности 1,0—4,0. Шкалы их близки к квадра-
тичным.
Малое влияние частоты*и формы кривой переменного тока на
показания термоэлектрических приборов определяют область их
87

применения: они незаменимы при измерениях тока на радиочас-
тотах.
К главным недостаткам термоэлектрических приборов следует
отнести: недопустимость даже кратковременных перегрузок, не-
большой срок службы термопреобразователей, тепловую инерцию,
значительное потребление мощности.
Расширить пределы измерения термоамперметров можно приме-
нением трансформаторов тока или включением отдельных термо-
преобразователей для каждого предела измерения на один и тот
же измерительный механизм.
Вольтметр термоэлектрической системы представляет собой тер-
моэлектрический миллиамперметр с последовательно включеннььм
резистором Rjx (рис. 3.22). Частотный диапазон измерений зависит
только от термомиллиамперметра. Для уменьшения утечки тока че-
рез паразитную емкость (корпус прибора — земля) миллиампер-
метр всегда включается у заземленной точки схемы. Утечку тока
через емкость резистор — земля можно учитывать как поправку,
изменяющуюся с частотой. Входное сопротивление термовольтмет-
ра определяется проходящим через термопреобразователь током.
Этот ток не может быть меньше (10—15) мА, и потому входное
сопротивление составляет около 100 Ом/В. Для увеличения этого
сопротивления можно включать термоприбор через катодный повто-
ритель (рис. 3.23).
Точность измерения довольно высокая — (1 —1,5)%. Показания
термовольтметра пропорциональны действующему значению изме-
ряемого напряжения независимо от его формы; шкала вольтмет-
ра — квадратичная.
Малая чувствительность и небольшое входное сопротивление
ограничивают область применения термовольтметров. В основном
они используются как образцовые приборы для измерения дейст-
вующего значения напряжения и градуировки вольтметров других
систем на звуковых и высоких частотах, вплоть до 50 МГц.
Рис. 3.22. Схома термоэлектри-
ческого вольтметра
Рис. 3.23. Схема термовольт-
метра с большим входным
сопротивлением
88

Выпрямительные приборы
Выпрямительный (детекторный) прибор представляет собой
магнитоэлектрический измерительный механизм в сочетании
с полупроводниковыми выпрямительными преобразователями
(рис. 3.24).
Рис. 3.24. Схемы соединения измерительного механизма с полу-
проводниковыми выпрямителями при измерении тока
Полупроводниковые преобразователи предназначены для вы-
прямления (детектирования) знакопеременного тока в пульсирую-
щий, среднее значение (постоянная составляющая) которого изме-
ряется магнитоэлектрическим прибором.
В качестве выпрямительных элементов применяются плоские
и точечные германиевые и кремниевые диоды. Выпрямляющее дей-
ствие диодов основано на том, что они обладают разным электри-
ческим сопротивлением для тока разных направлений. Ток, встре-
чающий меньшее (прямое) сопротивление /?пр, называют «пря-
мым» /пр, а ток противоположного направления, встречающий боль-
шее сопротивление /?0бр> называют «обратным» /0бр.
Зависимость между приложенным к
выпрямителю (детектору) напряжением
и проходящим через него током находит-
ся экспериментально при определенной
температуре окружающей среды. Вольт-
амперная характеристика выпрямитель-
ного элемента (рис. 3.25) имеет нелиней-
ные и линейные участки. Для расчета и
анализа работы прибора эксперимен-
тальную характеристику аппроксимиру-
ют в аналитическую зависимость i = F(u).
Например, в области малых значений
приложенного напряжения эту кривую
можно аппроксимировать квадратичной зависимостью i = au29 а в
области больших значений — уравнением прямой i = Su, где а и S —
коэффициенты, зависящие от свойств детектора.
Выпрямляющее действие полупроводникового преобразователя
характеризуется коэффициентом выпрямления /Св = 1пр/1 обр =
= ^oGp/#np. Этот коэффициент зависит от значения и частоты при-
ложенного напряжения и температуры окружающей среды, т. е.
о
1ф
Рис. 3.25. Вольт-амперная
характеристика выпрями-
тельного элемента при по-
стоянной температуре
; 9

Кь = ^(иу /, t)\ при низких частотах и нормальной температуре у
германиевых диодов /Св = 4000-^-5000, у кремниевых — /Св=105-М06.
С увеличением частоты коэффициент выпрямления уменьшается.
Изменение температуры диода вызывает изменение его сопротив-
лений /?Пр и /?обр', с повышением температуры они уменьшаются.
Однако температурный коэффициент обратного сопротивления з
несколько раз выше температурного коэффициента прямого сопро-
тивления, поэтому с повышением температуры коэффициент вы-
прямления уменьшается.
Полупроводниковые диоды выполняют свои функции только з
некоторых пределах приложенного напряжения: при малых значе-
ниях выпрямление отсутствует, а при чрезмерном повышении на-
пряжения наступает электрический пробой. Чтобы не было пробоя,
обратное напряжение на один диод не должно превышать несколь-
ких единиц, десятков, а иногда и сотни вольт. Это значение зависит
от материала и устройства диода. С увеличением приложенного к
диоду напряжения в пределах рабочей области коэффициент вы-
прямления возрастает.
Выпрямительные элементы обладают собственной емкостью, ко-
торая ограничивает частотный диапазон их использования.
Амперметры. Выпрямительные приборы могут работать по
одно- и двухполупериодной схеме выпрямления. При однополупе-
риодном выпрямлении ток через прибор /Пр проходит только в те-
чение половины периода (см. рис. 3.24а и 3.26а), обратная полу-
Рис. 3.26. Осциллограммы напряжений и токов:
а) при однополупериодном выпрямлении, б) при двухполупериодном
волна пропускается через выпрямитель В2. Такая схема амперметра
не нарушает режим работы цепи и предохраняет выпрямитель В{
от йробоя. При двухполупериодном выпрямлении (рис. 3.246) вы-
прямленный ток /Пр проходит через прибор каждый полупериод
(рис. 3.266). Чувствительность таких приборов выше, и, в отличие
от приборов с однополупериодным выпрямлением, они позволяют
правильно измерять токи, содержащие постоянную составляющую.
В сочетании с шунтами схема двухполупериодного выпрямле-
ния образует различные измерительные цепи выпрямительных ам-
перметров. Часто число выпрямительных элементов сокращают, за-
90

меняя их резисторами г (рис. 3.27а, б). При этом уменьшается за-?
висимость показания прибора от окружающей температуры, но
снижается чувствительность и увеличивается потребление энергии.
Схему рис. 3.276 удобно применять при измерении больших токов,
так как в ней в каждый полупериод один из резисторов г выпол-
няет роль шунта. Подбирая необходимые значения г, можно полу-
чить любой верхний предел измеряемого тока. Схема рис. 3.27в по-
зволяет с помощью трансформатора Тр отделить цепь измеряемого
тока от цепи измерителя; к недостаткам этой схемы следует отне-
сти наличие трансформатора и возможность измерения только пе-
ременной составляющей тока.
Рис. 3.27. Схемы двухполупериодного выпрямления
Во всех выпрямительных схемах ток /Пр через измерительный
механизм ИМ протекает в одном направлении и согласно ур-нию
(3.22) создает вращающий момент M(t) с мгновенным значением
M(t) =B/z5/np.
Зависимость показаний ИМ от измеряемого тока определим,
исходя из среднего значения момента за период, так как из-за инер-
ционности подвижная часть ИМ не будет успевать следить за изме-
1 т
нением мгновенного значения момента М(/):Жср=-у- ^M{t)dt =
о
= Wa. После подстановки соответствующих величин получаем для
одно- и двухполупериодного выпрямления соответственно
Bns /ср и п Bns Г о лл\
а — и а— уср, 3.41)
т
2
о
Отсюда следует, что при помощи выпрямительных приборов
можно измерять среднее значение переменного тока, а их шкалы
могут быть отградуированы в средних значениях для любой формы
кривой измеряемого тока.
Действующее значение переменного тока /, которым чаще всего
интересуются на практике, связано со средним через коэффициент
формы /Сф, поэтому выражения (3.41) можно записать такз
а = Bns/12 WKb и а = Bnsl\ (3.42)
91

На основании ф-л (3.42) шкалу выпрямительного прибора мож-
но отградуировать в действующих значениях переменного тока, но
для некоторой определенной формы кривой. Обычно выпускаемые
промышленностью выпрямительные 'амперметры градуируются в
действующих значениях для синусоидальной формы кривой. Если
такими приборами измерять несинусоидальные токи, то их пока-
зания будут иметь дополнительные погрешности. Из-за нелинейно-
сти вольт-амперных характеристик выпрямителей шкалы выпрями-
тельных приборов в начальной части сжаты.
Миллиамперметры обычно изготовляют без шунтов. Ампермет-
ры снабжают шунтами, которые, кроме уменьшения тока в измери-
тельном механизме и плотности тока в выпрямителях, используют
для компенсации погрешностей от температуры и частоты и для
создания многопредельных амперметров. Схемы амперметров с тем-
пературной и частотной компенсацией изображены на рис. 3.28.
Рис. 3.28. Схемы выпрямительных амперметров для токов:
а) малых, б) больших
Изменение эквивалентного сопротивления выпрямителей, обладаю-
щих отрицательным температурным коэффициентом сопротивле-
ния, компенсируется изменением сопротивления добавочного рези-
стора Rt из меди, имеющей положительный температурный коэф-
фициент сопротивления. Компенсация будет не полной, так как
изменение температуры вызывает изменение и коэффициента вы-
прямления. Это особенно существенно в схемах приборов, предна-
значенных для измерения малых токов. Для уменьшения этой по-
грешности в цепи шунта также предусматривается резистор из ме-
ди, сопротивление которого увеличивается при увеличении окру-
жающей температуры, в результате чего часть тока, поступающая
в выпрямительную схему, также увеличивается.
Для компенсации дополнительной погрешности от изменения
частоты включается катушка индуктивности L (рис. 3.28а) или кон-
денсатор С (рис. 3.286). В первом случае с увеличением частоты
увеличивается реактивное сопротивление XL = 2n/L, что также при-
водит к увеличению тока в цепи выпрямителей. Во втором — кон-
денсатор обеспечивает уменьшение сопротивления в цепи выпрями-
телей, в результате ток в них увеличивается и компенсирует умень-
шение коэффициента выпрямления. Точность выпрямительных ам-
перметров зависит также от изменения параметров выпрямителей
92

с течением времени. Все эти причины ограничивают класс точности
амперметров (2,5; в лучшем случае — 1,5).
Выпрямительные приборы в основном применяются при измере-
нии синусоидальных токов и напряжений на повышенных частотах.
Диапазон рабочих частот выпрямительных амперметров зависит от
внутренней емкости используемых диодов и наличия частотной
компенсации. Приборы с меднозакисными выпрямителями исполь-
зуются на частотах до 2 кГц, а при наличии частотной компенса-
ции — до 10 кГц. На более высоких частотах — до 100 МГц — при-
меняются плоскостные германиевые и кремниевые диоды, а на ча-
стотах до (1—3) ГГц — с точечными контактами, но в этом случае
приборы выполняют роль индикаторов. Пределы измерений выпря-
мительными амперметрами составляют от нескольких миллиампер
до нескольких десятков ампер при соответствующем шунтиро-
вании.
Вольтметры. Для измерения напряжений также применяют
схемы одно- и двухполупериодного выпрямления. Различные преде-
лы измерений вольтметров получают включением добавочных рези-
сторов в цепь переменного тока перед выпрямляющим устройством.
Эти резисторы изготовляют из манганина и частично из меди для
компенсации температурных изменений в полупроводниковых дио-
дах. Для измерения малых напряжений обычно применяют схему
однополупериодного выпрямления, а при измерении больших на-
пряжений — двухполупериодного. Показания измерительного ме-
ханизма пропорциональны среднему значению измеряемого напря-
жения для любого закона его изменения во времени. Градуируют
выпрямительные вольтметры в действующих значениях синусо-
идального напряжения. Погрешность этих приборов составляет
± (2,5-т-10) %. Пределы измерений выпрямительных вольтметров
колеблятся от десятых долей вольта до нескольких сотен вольт.
В большинстве случаев выпрямительные приборы выполняют
комбинированными и многопредельными. В ^корпусе прибора вме-
сте с измерительным механизмом размещают диоды, набор шунтов
и добавочных резисторов; с помощью коммутирующих устройств
можно создавать различные измерительные схемы на постоянном
и переменном токах: амперметры, вольтметры, омметры (см.
§ 12.2). Таким образом, создается компактный и удобный в работе
переносный универсальный прибор — тестер («испытатель»).
3.4. ПОГРЕШНОСТИ ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИХ ПРИБОРОВ
Общими для всех систем приборов являются систематические
погрешности, связанные с неточностью градуировки шкалы. Исклю-
чить эту погрешность из результатов измерения можно с помощью
поправок. Общими для всех систем приборов являются также по-
грешности случайного характера от вариации показаний.
Дополнительные погрешности возникают при нарушении усло-
вий нормальной работы: неправильном положении измерительного
механизма в пространстве; изменении температуры окружающей
93

среды; появлении или изменении внешних магнитных или электри-
ческих полей; несоответствии между частотой исследуемых процес-
сов и той частотой, на которую рассчитывалась нормальная работа
прибора; появлении других причин, например, изменении гравита-
ционных влияний, влажности среды и т. д. Однако указанные при-
чины оказывают неодинаковое действие на приборы различных си-
стем. Даже на приборы одной системы они влияют по-разному —
в зависимости от их .измерительных схем (преобразователей). Срав-
ним с этой точки зрения измерительные механизмы магнитоэлект-
рической и электромагнитной систем.
Изменение температуры практически не сказывается на работе
магнитоэлектрического измерителя, так как при увеличении темпе-
ратуры магнитный поток и упругость пружины уменьшаются и, на-
оборот, при понижении температуры магнитный поток и упругость
возрастают. Эти изменения имеют одинаковый порядок (0,2-4-0,4%'
на 10°С) и согласно выражению (3.21) на показания прибора не
оказывают влияния. Изменение сопротивления обмотки рамки так-
же незначительно.
Иначе обстоит дело с измерительным механизмом электромаг-
нитной системы. Из выражения (3.35) следует, что изменение упру-
гости пружины W от температуры ничем не компенсируется. Кроме
того, некоторые измерительные механизмы электромагнитной систе-
мы имеют большое число витков медной проволоки, поэтому при из-
менении температуры заметно изменяется электрическое сопротив-
ление катушки измерителя, что, в свою очередь, влияет на погреш-
ность прибора.
Неодинаковые дополнительные погрешности возникают у магни-
тоэлектрических и электромагнитных измерителей от влияния
внешних магнитных полей. В воздушном зазоре магнитной системы
магнитоэлектрического измерителя собственное магнитное поле
сильное, поэтому влияние земного магнитного поля и его вариации
практически не влияют на точность приборов. У электромагнитных
измерителей собственное магнитное поле слабое и поэтому внеш-
ние магнитные поля оказывают более существенное влияние на
угол поворота подвижной части механизма.
Увеличение частоты измеряемых сигналов сверх допустимой
приводит к изменению режимов работы измерительного механизма:
изменяется сопротивление отдельных элементов прибора, возника-
ют околорезонансные и резонансные режимы работы электрических
цепей прибора и т. д. Эти явления вызывают значительные погреш-
ности. Так, погрешность электродинамического прибора класса 0,5,
предназначенного для измерения в цепях промышленной частоты,
при использовании его на частоте 1 кГц возрастает до нескольких
процентов.
Для уменьшения влияния температуры и частоты на работу из-
мерительных приборов применяют различные схемы температурной
и частотной компенсации. Дополнительные погрешности от магнит-
ных и электрических полей уменьшают с помощью магнитного или
электрического экранирования измерительных механизмов или
94

астатических приборов. При магнитном экранировании (рис. 3.29)
измерительный механизм ИМ окружают ферромагнитной оболоч-
кой с высокой магнитной проницаемостью, приводящей к такой
трансфигурации наружного поля Ян, при котором магнитное по-
ле Нв внутри экрана Э оказывается во много раз меньше Ян. Кожух
прибора, изготовленный из листовой стали, также служит экраном.
Однако практика показывает, что даже при наличии кожуха поле
порядка 400 А/м вызывает изменение показаний у электромагнит-
ных приборов до 2%.'. Поэтому приходится применять специальные
экраны в виде цилиндра. При надлежащем экранировании влияние
внешнего магнитного поля практически исключается.
Устройство астатического при-
бора показано на рис 3.30а. На
общей оси укреплены два сердеч-
ника из пермаллоя, каждый из
которых может втягиваться в
свою катушку. Катушки включе-
ны между собой последователь-
но, а направление обмоток и то-
ков выбрано таким, что их маг-
нитные потоки ф\ и Фг равны по
величине, но противоположны по
направлению (рис. 3.306). Если
такое устройство поместить во
внешнее поле Ф, то магнитный
поток 0i одной катушки будет Рис. 3.29. Магнитное экранирова-
ослабляться, а магнитный поток ние измерительного механизма
Ф2 второй катушки — возрастать.
Суммарный момент, действующий на ось при измерении определен-
ного тока, остается неизменным. В данном случае точность измере-
ния повышается за счет усложнения и удорожания конструкции
прибора.
95

3.5. ЛОГОМЕТРЫ
Все рассмотренные выше показывающие электромеханические
измерительные механизмы различных систем имеют механический
противодействующий момент, а положение их подвижной части
определяется значением тока или напряжения, подведенного к их
зажимам. Поэтому их можно использовать для измерения тока,
напряжения или величин, им пропорциональных. Кроме того, при-
меняются измерительные механизмы, угол поворота подвижной ча-
сти которых пропорционален отношению токов или напряжений.
Приборы, предназначенные для измерения отношения двух вели-
чин, называют логометрами (от греческого слова логос — отноше-
ние, пропорция).
В электромеханических логометрах нет противодействующей
пружины, но всегда существуют два элемента, на каждый из кото-
рых воздействует одна из величин, входящая в измеряемое отно-
шение. На подвижную часть логометра воздействуют два момента,
направленные навстречу друг другу. Один из них можно считать
вращающим, а второй — противодействующим; один из них (или
оба) должен обязательно зависеть от угла поворота подвижной ча-
сти. Положение равновесия наступает при равенстве моментов.
Логометры различных систем — магнитоэлектрической, элект-
родинамической, электромагнитной — применяются для измерения
отношений двух токов., для измерения электрических величин (со-
противления, емкости, частоты, фазового сдвига), а также различ-
ных неэлектрических величин электрическими методами (темпера-
туры, давления, расхода и уровня жидкости и т. д.).
В магнитоэлектрическом логометре (рис 3.31) в неравномерном
Рис. 3.31. Схемы логометра:
ч) магнитоэлектрического, б) электродинамического;
!, 2 — рамки
магнитном поле (сердечник имеет эллиптическую форму) враща-
ются две жестко скрепленные между собой (под углом 30—90°)
рамки — /, 2, по которым протекают токи 1\ и 12. Ток к каждой
рамке подводится с помощью двух тонких металлических ленточек,
практически не создающих противодействующих моментов. На-
правление токов выбирают таким, чтобы моменты М{ и М2, воздей-
ствующие на рамки, действовали навстречу друг другу. Учитывая
96

выражение (3.20), можно написать в общем виде зависимость Мх
и М2 от токов, параметров рамки и магнитной индукции в воздуш-
ном зазоре (в местах расположения активных частей рамки):
Мх = Blnlsl/l = kjx (а) А; М2 = B2n2s2/2 = £2/2 (а) /2; где kt = ад, £2 =
= /й2, a /j (а) и f2 (а) — функции, определяющие зависимость из-
менения индукций В\ и В2 для каждой рамки при перемещении их
в зазоре. Под действием разности этих моментов подвижная часть
будет поворачиваться до тех пор, пока не наступит равенство мо-
ментов kx /, (а) /, = k2 /2 (а) /2, откуда /, (а)//2 (а) = k2L\kxIv Ре-
шая это уравнение относительно а, находим a==F(I{/I2). Следова-
тельно, поворот подвижной части зависит от отношения токов в
рамках. В результате неравномерности магнитной индукции в зазо-
ре магнитной системы логометра f\(ct)^f2(a). Логометры магнито-
электрической системы можно изготовить с двумя неподвижными
катушками и подвижным постоянным магнитом.
Электродинамический логометр (рис. 3.316) состоит из несколь-
ких неподвижных катушек Л, по которым протекает ток /, и двух
жестко укрепленных на оси под углом у подвижных катушек —
1 и 2. Токи /} и 12 подводятся к подвижным катушкам по безмо-
ментным токоподводам. Если по катушкам протекает переменный
ток и не накладывается условие равенства фаз токов в подвижных
и неподвижных катушках, как это было при выводе выражения
(3.38), то можно получить выражения для моментов М\ и М2у дей-
ствующих на подвижную часть логометра:
где МАВ2 и MABi — коэффициенты взаимной индуктивности меж-
ду неподвижной катушкой А и подвижными катушками 1 и 2 соот-
ветственно.
Если катушки выполнены так, 4TodMABJd<x — dMAB2 /da,то при
равновесии моменты Mi и М2 будут равны друг другу, откуда
lx cos (//J cos (7 — a) — /2 cos (//2) cos a или ft cos (//J//2 cos(//2)^=
= cos a/ cos (f — a) = F (a). Из этого выражения следует, что
угол поворота электродинамических логометров зависит от отно-
шения токов 1\/12 от фазового сдвига между током в неподвижной
обмотке и токами (напряжением) в подвижных обмотках, а также
от частоты, если токи зависят от нее. Используя одну из этих зави-
симостей, электродинамические логометры применяют для измере-
ния фазы (фазометры), частоты (частотомеры) и т. д.
3.6. ОСОБЕННОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ НА ВЫСОКИХ
ЧАСТОТАХ
Измерения, напряжений в технике связи выполняют в диапазоне
частот до 500—1000 МГц. На более высоких частотах измерения
4 Зак. Ю92 97

осуществляются в основном с целью индикации экстремальных зна-
чений. В этом случае абсолютные погрешности измерения сущест-
венного значения не имеют. Включение измерительных устройств
не должно нарушать электрического состояния измеряемого объек-
та (четырехполюсника, колебательного контура, магистрали и т. д.).
Для этого входное сопротивление измерительного прибора должно
быть существенно больше (в 50—100 раз и более) модуля сопро-
тивления, на котором измеряется напряжение. Высокое входное
сопротивление измерителей напряжения обеспечивается примене-
нием во входной цепи прибора катодного (эмиттерного) повторите-
ля или детектора с высокоомным входом.
Измерительный прибор соединяется с измеряемым объектом с
помощью линии, обычно отрезка гибкого кабеля с волновым сопро-
тивлением 75 или 150 Ом длиной 1,0—1,5 м (рис 3.32а). В резуль-
0
измеритель
напряжения
б)
ус 1ы
иг
вынос-
ная
головка
ш
измеритель
напряжения
Рис. 3.32. Включение измерителей напряжения к измеряемому объекту с помощью:
а) соединительного кабеля, б) выносной головки
тате к измеряемому объекту подключается не сопротивление изме-
рительного прибора Znp, а входное сопротивление линии ZBX, нагру-
женной на сопротивление прибора:
ZBX = p(chT/+^shT/^
где р, у и / — волновое сопротивление, постоянная распростране-
ния и длина соединительной линии соответственно.
Практически Znp>pnp/>a/, поэтому ZBX^pcth[3/. Вход-
ное сопротивление уменьшается с увеличением частоты вследствие
возрастания коэффициента (3 = о> . В диапазоне частот до
нескольких сотен килогерц при длине соединительных проводов не
более 1,5 м ZBX остается достаточно высоким. На частотах выше
1 МГц необходимо принимать специальные меры по устранению
влияния соединительных проводов. С этой целью измерительный
прибор подключается к измеряемому объекту через выносной блок
(головку, пробник), обеспечивающий высокоомное входное сопро-
тивление. Длина соединительных проводов от входных зажимов
пробника до измеряемого объекта в данном случае составляет все-
го 2—3 см (рис. 3.326).
На частотах выше 30—40 МГц длина кабеля, соединяющего из-
мерительный прибор с пробником, становится соизмеримой с дли-
ной волны электрических колебаний. В этом случае входной сигнал
нужно детектировать в пробнике, что уменьшает погрешности, вы-
зываемые образованием стоячих волн в кабеле вследствие внут-
98

Рис. 3.33. Эквивалентная схема входной це-
пи на высоких частотах
ренних неоднородностеи в нем и несогласованности сопротивлений
нагрузок.
Упрощенная эквивалентная схема входной цепи пробника пред-
ставлена на рис. 3.33. Входное сопротивление ZBX зависит
от частоты: ZBX = (г, + г,) + i ш (А + Q + (RJ(\ +i со Свх/?вх).
Здесь LiL2 и Г1/2 — индуктивности и сопротивления проводов, со-
единяющих точки 1—2
с соответствующими
электродами входной
лампы. Эти величины
определяются не толь-
ко длиной соединитель-
ных проводов, но и раз-
мерами выводов элект-
родов лампы на цо-
коль; RBX и Свх—экви-
валентное активное со*
противление и входная
емкость входной лампы.
Значения параметров схемы рис. 3.33 являются функциями ча-
стоты: так, с ее увеличением RB* уменьшается за счет потерь в ди-
электрике, а сопротивления Г\ и г2 возрастают вследствие скин-
эффекта.
В области частот выше 60—80 МГц различают две группы ча-
стотных погрешностей измерения напряжения Ux, обусловленные
входными цепями. Погрешности первой группы связаны с конеч-
ным значением ZBX, которое приводит к нарушению режима работы
измеряемого объекта вследствие уменьшения сопротивления на-
грузки от ZH до Z3 = ZHZBX/(ZH + ZBX). Эта погрешность обыч-
но определяется расчетным путем. Она зависит от схемы, в кото-
рую включена нагрузка, и соотношения между модулями и углами
сопротивлений ZH и ZBX. При расчетах часто ограничиваются учетом
только сопротивлений RBX и Свх (/?BX>^i + ^2), а при /?Вх>1/соСвх
принимают во внимание лишь входную емкость.
Погрешности второй группы определяются различием между
измеряемым напряжением Ux (рис. 3.33) и напряжением на элект-
родах входной лампы 11э. Эти ошибки становятся заметными при
частотах выше 100 МГц, когда начинают сказываться резонансные
явления во входной цепи, представляющей собой последовательный
резонансный контур. Резонансная частота контура со0 ^
« i/J/^bxCbx = l/r (А +А)Свх • в момент равенства часто-
ты входного сигнала собственной частоте контура /о напряжение на
конденсаторе составит UC = U9^ Ux\% Свх (rt + r2) = UXQ, где Q—
добротность входного контура (Q>1).
Зная частоту соо и допустимую погрешность измерения, можно
рассчитать верхнюю границу рабочего диапазона частот прибора.
Так, из схемы рис. 3.33 при /?Вх>1/о)Свх непосредственно следует
«• 99

2\2
[ О-*9/"о)2 + ('"Свх)2
1 -со2/
так как rcoCDX<l. Например, при со = 0,25 соо ошибка измерения
равна +6%. Знак «плюс» показывает, что UQ>UX.
Для увеличения верхнего предела частотного диапазона прини-
мают специальные меры по уменьшению LBX (уменьшение габари-
тов ламп, длины входных проводов, коаксиальное расположение
выводов ламп) и Свх (исключают входные клеммы, входные прово-
да заменяют штырьками, отстоящими друг от друга на значитель-
ном расстоянии, монтаж ламп выполняют без панельки и т. д.). Та-
ким путем удается повысить резонансную частоту входной цепи до
1,5—2 ГГц.
С возрастанием частоты увеличивается погрешность, вызываемая
конечным временем пролета электронов в диоде. Если это время
становится соизмеримым с периодом сигнала, появляется отрица-
тельная погрешность, так как не все электроны, покидающие катод,
при анодном напряжении, близком к пиковому, достигают анода из-
за изменения полярности и значения напряжения входного сигнала
за время их пролета между электродами. Для уменьшения этой
погрешности применяют миниатюрные лампы с малым расстоянием
между электродами. Указанная погрешность сильнее проявляется
при малых напряжениях и становится заметной при частотах от
500 МГц и выше.
Погрешности, вызываемые резонансом входной цепи и конечным
временем пролета электронов, частично компенсируют друг друга.
3.7. ЭЛЕКТРОННЫЕ ВОЛЬТМЕТРЫ И ИЗМЕРИТЕЛИ УРОВНЯ
Структурные схемы и основные характеристики
Электронные вольтметры выполняются в основном по двум схе-
мам: детектор — усилитель постоянного тока (рис. 3.34а) и усили-
тель переменного тока — детектор (рис. 3.346). Вольтметры пер-
вого типа предназначаются для измерения постоянного и перемен-
ного напряжений от десятых долей вольта до нескольких сотен
вольт в широком диапазоне частот—от десятков герц до 1000 МГц.
Вольтметры второго типа используются для измерения малых на-
пряжений переменного тока — от единиц микровольт до единиц
вольт. Их частотный диапазон обычно не превышает десятков мега-
герц.
Рассмотрим назначение, устройство и основные характеристики
блоков электронных вольтметров.
Входное устройство обеспечивает требуемое входное
сопротивление и расширение пределов измеряемых напряжений в
сторону больших значений. Входное сопротивление электронного
вольтметра очень велико. Активная составляющая лежит в преде-
лах от 0,1 до 100 МОм (обычно значение 1—4,0 МОм), входная
100

Входное
устройстдо
Входное
устройств
Детектор
Усилитель
постоянного\
тона
Стрелоч-
ный
прибор
V
ч
Входное
устройстве
Усилитель 1
переменного**-
Детентор
тона J
Стрелочный
прибор
Калибратор \
Рис. 3.34. Структурные схемы электронных вольтметров:
а) для измерения постоянного и неременного напряжений,
б) для измерения переменного напряжения
Измеряемый
объект
а.
2
1
г—Н
w
ЭлеШронный
Вольтметр
1
fa-
Рис. 3.35. Соединение вольтметра
мым объектом
с измеряе-
емкость 1—30 пФ. Вход обычно несимметричен, поэтому измерение
напряжения возможно на объектах, также несимметричных относи-
тельно земли. При соединении вольтметра с измеряемым объектом
зажим, соединенный с
корпусом прибора, не-
обходимо подключать
к точке нулевого или
более низкого потен-
циала (рис. 3.35). В
противном случае из-
меряемый объект ока-
жется нагруженным на
паразитную емкость
корпуса вольтметра от-
носительно земли, ко-
рая достигает сотен пикофарад. В некоторых электронных вольт-
метрах входное сопротивление выполняется симметричным относи-
тельно земли.
Большое входное сопротивление схемы с усилителем перемен-
ного тока (рис. 3.346) обеспечивается катодным (эмиттерным) по-
вторителем, а в случае детектирования сигналов в выносной голов-
ке (рис. 3.34а) — применением детекторных схем с высокоомным
входом.
Различают детекторы с «открытым» и «закрытым» для постоян-
ной составляющей напряжения входами. В последнем случае после
входной потенциальной клеммы включается разделительный кон-
денсатор,
101

Пределы измеряемых напряжений расширяются с помощью де-
лителей напряжения. При напряжениях 100—200 В применяются
резисторные частотнокомпенсированные делители с низкоомным
входом, устанавливаемые после входной лампы электронного вольт-
метра. При больших напряжениях делители включаются перед
входной лампой. В этом случае применяются высокоомные частот-
нокомпенсированные резисторные делители или при напряжениях,
достигающих нескольких киловольт, — внешние емкостные делите-
ли. В некоторых типах вольтметров расширение пределов измере-
ния достигается изменением глубины отрицательной обратной свя-
зи в усилителе.
Усилители переменного напряжения, используе-
мые в электронных вольтметрах, должны иметь заданный и высо-
костабильный коэффициент усиления в рабочем диапазоне частот и
температур, малые нелинейные искажения и быть нечувствительны-
ми к колебаниям напряжения питания. Для выполнения этих тре-
бований в усилителях используют отрицательную обратную связь.
Так как при этом уменьшается коэффициент усиления Кос^
= ЛУ(1—р/С), то для обеспечения достаточного усиления сигналов
усилители делают трех- или шестикаскадными. Каждые три каска-
да охватывают последовательной (рис. 3.36) отрицательной обрат-
ной связью, что приводит к увеличению входного сопротивления
^вх.ос = ^вх <1 — рА1 и уменьшению выходного ZBbIX ос «
где ZBX и
^вых — входное и выходное сопротив-
ления усилителя без обратной связи; К — коэффициент усиления
без обратной связи; р — коэффициент обратной связи; р/(<0. Та-
кие изменения входного и выходного сопротивлений способствуют
согласованию усилителя с делителем напряжения и детекторным
устройством.
Заметим, что при подаче сигнала обратной связи параллельно
входному сигналу, например в операционных усилителях, входное
сопротивление уменьшается.
Рис. 3.36. Схема включе-
ния обратной связи в уси-
лителях электронных Рис. 3.37. Схема мостового усили-»
вольтметров теля постоянного тока
102

Усилители постоянного напряжения работают
обычно в режиме усилителей мощности й, по существу, являются
усилителями постоянного тока. Они имеют высокое входное я ма-
лое выходное сопротивления, в результате чего обеспечивается со-
гласование небольшого внутреннего сопротивления индикатора с
большим сопротивлением нагрузки детектора или входного делите-
ля напряжения. К усилителям постоянного напряжения предъявля-
ются жесткие требования в отношении постоянства коэффициента
усиления и малого дрейфа нуля. Они выполняются в виде мостовых
схем с отрицательной обратной связью (рис. 3.37), Такая схема поз-
воляет осуществить установку нуля без вспомогательных источни-
ков питания изменением напряжения на сетке лампы Л2 и имеет
малый дрейф нуля вследствие того, что изменения накального и
анодного напряжений воздействуют одинаково на оба верхних (по
схеме) плеча; отрицательная обратная связь по току за счет сопро-
тивлений резисторов R\ и R2 способствует стабилизации работы
схемы.
Детекторы служат для преобразования измеряемого пере-
менного напряжения в постоянное или пульсирующее, которое изме-
ряется магнитоэлектрическим прибором. В зависимости от закона
преобразования напряжение на выходе детектора может быть про-
порционально пиковому, средневыпрямленному или действующему
(среднеквадратическому) значению входного напряжения. Детек-
торы измерительной аппаратуры и электронные вольтметры клас-
сифицируются по этому признаку.
Калибраторы предназначены для уменьшения погрешности
прибора. Они вырабатывают высокостабильное синусоидальное на-
пряжение определенного значения, которое подается на вход при-
бора для проверки его показаний. Если показания прибора отли-
чаются от напряжения калибратора, корректировка осуществляет-
ся изменением коэффициента усиления усилителя.
Амплитудные и импульсные вольтметры
В этих вольтметрах показание прибора пропорционально ампли-
тудному (пиковому) значению измеряемого напряжения. В прибо-
рах используются амплитудные детекторы, содержащие элемент
памяти, запоминающий максимальное значение входного напряже-
ния. В качестве элемента памяти применяется конденсатор. На
рис. 3.38 показаны схемы диодных пиковых детекторов с открытым
и закрытым входами.
Рассмотрим работу пикового детектора с открытым входом при
измерении синусоидального напряжения (рис. 3.38). В течение
первого положительного полупериода конденсатор С заряжается
через диод большим импульсом тока. Если постоянная времени за-
ряда т31р = А>/дС соизмерима с периодом Т измеряемого на-
пряжения, конденсатор зарядится не полностью, а лишь до некото-
рого напряжения иСх. В момент, когда ивх = Lysine*)/< uQi
ЮЗ

Рис. 3.38. Схемы пико-
вых детекторов:
с открытым входом,
б) с закрытым
диод запирается и конденсатор начинает разряжаться через резис-
тор /?; постоянная времени цепи разряда Траз=#С>7. Сопротив-
ление резистора R выбирается очень большим R > /?/ поэто-
му за период Т напряжение на конденсаторе изменится незначи-
тельно. При второй положительной полуволне конденсатор подза-
ряжается до напряжения ис% > иС|. Таким образом, после не-
скольких периодов наступает установившийся режим (рис. 3.39),
при котором напряжение на конденсаторе ис будет почти постоян-
ным и близким к входному напряжению. Показание микроампер-
метра определяется средним значением разрядного тока /ср =
Рис. 3.39. Графики напряжения
и тока при измерении синусои-
дального напряжения пиковым
детектором с открытым входом
в установившемся режиме
Вследствие того что сопротивление диода в открытом состоя-
нии не равно нулю, а сопротивление R^=oot среднее напряжение
на конденсаторе в установившемся режиме отличается от Um. От-
ношение £/ср к Um определяется углом отсечки Q:Ur =Umcos 9
для идеального диодного детектора 6 =]/ Зтс (RtJR )• Например,
при /?== 1000/?/д Uc жО$ит; получающаяся при этом погреш-
ность учитывается при градуировке прибора.
Рассмотрим особенности измерения импульсных напряжений
(рис. 3.40) пиковым детектором с открытым входом. Среднее зна-
чение напряжения на конденсаторе в установившемся режиме мож-
но получить исходя из равенства количества электричества q3> по-
лучаемого конденсатором во время его подзаряда при действии им-
пульса длительностью т, и qp, стекающего с конденсатора во время
его разряда tp = Г—т. Принимая, что напряжение на конденса-
торе изменяется по линейному закону, получаем
104

Рис. 3.40. .График напряжения при
измерении пиковым детектором им-
пульсного напряжения в установив-
шемся режиме
г
т
Откуда Uc ==
Из данного выражения видно, что погрешность измерения импульс-
ного напряжения возрастает с увеличением его скважности. На-
пример, при RiA\R = Ю-3 получим для /р/т=10 Uc = 0,99 Um
а для /р/т=Ю'£/г =0,5f/m. СР
При измерении напряжений прямоугольных импульсов со срав-
нительно невысокой скважностью пиковый вольтметр может не за-
фиксировать их высоты, если длительность импульса будет невели-
ка по сравнению с постоянной времени заряда тзар. Поэтому им-
пульсные напряжения, особенно при неизвестной форме, целесооб-
разно вначале исследовать с помощью электронного осциллографа.
Указанные трудности можно устранить увеличением отношения
JRIRitf однако на практике это не всегда возможно. Емкость кон-
денсатора С определяется требованием получения при заданном
/?/д, значения тзар, много меньшего т. Эта емкость должна состав-
лять 102—104 пФ, так как при ее уменьшении ограничивается раз-
рядный ток, что приводит к необходимости повышать чувствитель-
ность прибора. Кроме того, при малых значениях С увеличивается
влияние паразитных емкостей на точность измерения.
Сопротивление разрядного резистора R ограничивается следую-
щими факторами:
— допустимой инерционностью прибора, так как при очень
большом сопротивлении R прибор будет показывать наличие вход-
ного напряжения в течение значительного времени после его от-
ключения; с целью ускорения разряда конденсатора после отклю-
чения в схемах некоторых амплитудных вольтметров предусматри-
вается шунтирование резистора R с помощью специальной кнопки;
— обратным сопротивлением диода и сопротивлением изоляции
конденсатора, определяющим токи утечки, которые должны быть
значительно меньше полезного разрядного тока;
— чувствительностью стрелочного индикатора (микроампермет-
ра), если он включается без усилителя (см. рис. 3.38).
105

Сопротивление резистора R в зависимости от типа детектора
(лампового или полупроводникового) колеблется в пределах от
109 до 106 Ом. Такие высокие сопротивления требуют применения
соответствующих изоляционных материалов во входной цепи проб-
ника.
Рассмотрим способ компенсации начального тока, возникающе-
го в диоде вследствие того, что его вольт-амперная характеристика
не начинается от нуля из-за наличия «быстрых» электронов, соз-
дающих начальный ток при нулевом напряжении на аноде. Наибо-
лее распространенным способом является применение компенси-
рующего диода, создающего компенсационный ток, протекающий
через прибор навстречу току основного диода (рис. 3.41), или
применение мостовой схемы (см. рис. 3.37) для компенсации сеточ-
ного тока триода.
Пиковый детектор с закрытым входом (см. рис. 3.386) не реаги-
рует на постоянную составляющую входного напряжения. Напри-
мер, в случае измерения однополярных положительных импульс-
ных напряжений (см. рис. 3.40) ключ К находится в положении
« +», детектор с закрытым входом измерит не Um> a U\ = Um—Uo.
Измерение Um пиковым детектором с закрытым входом можно вы-
полнить путем изменения полярности входной цепи. Напряжение
Um определится суммой показаний первого и второго измерений.
Среднее значение входного сопротивления амплитудных (пико-
вых) вольтметров обычно выражается через сопротивление резис-
тора R, RBx = kR, где /е<1 является функцией схемы, параметров
диода и измеряемого напряжения. В области напряжений, доста-
точных для работы на линейном участке характеристики диода, для
схемы с открытым входом k<]/2, а для схемы с закрытым входом
£<7з. С уменьшением напряжения и повышением частоты входное
сопротивление уменьшается.
Достоинством пиковых детекторов является большое входное со-
противление, простота схемы, высокая точность преобразования
напряжения. В амплитудных вольтметрах магнитоэлектрический
прибор обычно включается после усилителя постоянного тока, что
повышает их чувствительность. Одной из главных причин дополни-
тельных погрешностей пиковых детекторов является зависимость
внутреннего сопротивления диода от температуры.
Рис. 3.41. Схема компенсации
нулевого токл дно да
Рис. 3.42. Схема вольтметра для измере-
ния размаха напряжения
106

Для измерения размаха напряжения прямоугольной формы ис-
пользуются детекторы (рис. 3.42), схема которых представляет со-
бой параллельное соединение двух схем детекторов с закрытым
входом. Максимальное входное напряжение положительной поляр-
ности фиксируется резистором R\9 а при отрицательном полуперио-
де — резистором R2, сопротивления которых 107—108 Ом. Суммар-
ное напряжение U=Um+-\-Um_ подается на усилитель постоянного
тока и затем на магнитоэлектрический прибор.
Шкалы импульсных вольтметров градуируются при синусои-
дальном напряжении в амплитудных значениях образцового напря-
жения. Такая шкала справедлива также и при измерении пиковых
значений несинусоидальных напряжений.
Пиковые детекторы часто используются в вольтметрах, пред*
назначенных для измерения малых переменных напряжений, й в
универсальных вольтметрах. Шкалы этих приборов градуируются в
действующих значениях синусоидального напряжения и справедли-
вы только при измерении синусоидальных напряжений. В случае
измерения несинусоидального напряжения с известным коэффи-
циентом амплитуды /Са действующее значение напряжения опреде-
ляется по формуле и = 1/\1,41/Ка- Если коэффициент амплитуды
измеряемого напряжения не известен, то возможно определение
только пикового значения напряжения, которое вычисляется путем
умножения отсчета U на коэффициент амплитуды синусоидального
напряжения.
Линейные вольтметры
Показания прибора в линейном вольтметре пропорциональны
средневыпрямленному значению измеряемого напряжения. Про-
стейшим линейным вольтметром является детекторный прибор.
Электронные линейные вольтметры обычно строятся по схеме, при-
веденной на рис. 3.34. Наличие входного устройства и усилителя не
только обеспечивает необходимое входное сопротивление и чувст-
вительность прибора в широком диапазоне частот, но и позволяет
установить (путем ослабления во входном устройстве или усиления
в усилителе) динамический диапазон напряжений на входе детек-
тора, обеспечивающий характер детектирования сигнала, близкий
к линейному. Строго линейное детектирование, в принципе, невоз-
можно, так как при малых значениях измеряемого напряжения де-
тектирование производится на квадратичных участках вольт-ампер-
ной характеристики. В результате показания индикатора оказыва-
ются непропорциональны ни действующему, ни средневыпрямлен-
ному значениям этого напряжения, что приводит к дополнитель-
ным погрешностям.
Для улучшения линейности вольт-амперной характеристики
последовательно с микроамперметром (рис. 3.43а) включают доба-
вочный резистор /?Доб >#/д- В результате ток уменьшается, но
вольт-амперная характеристика становится практически линейной
(на рис. 3.436 показана прямой линией). Снижение чувствитель-
107

ма токов и напряже
НИИ
ности за счет линеаризации вольт-амперной характеристики при
необходимости можно скомпенсировать с помощью дополнитель-
ных каскадов усиления. Температурные погрешности линейных
вольтметров невелики из-за наличия добавочного резистора.
Шкалу линейного вольтметра обычно градуируют в действую-
щих значениях, поэтому она верна только при синусоидальном на-
пряжении. При измерении несинусоидального напряжения дейст-
вующее значение определяется по формуле U= £/у/(ф/1,11, где Кф—
коэффициент формы измеряемого напряжения.
Вольтметры действующего значения
В этих вольтметрах сила тока, протекающего через индикатор,
пропорциональна квадрату действующего значения измеряемого
напряжения. В качестве детекторов здесь применяются нелинейные
элементы, например термоэлектрические преобразователи и диоды,
обладающие квадратичной вольт-амперной характеристикой. При
работе на квадратичном участке характеристики диода ток, возни-
кающий под действием приложенного напряжения w, определяется
выражением
i = au + bu2. (3.43)
Если uEX = Um sin cot, то
i = a(Jm sin со/-}- bUm sin2 cot = bU2ml2 + aUm sin o)/ — (bU2m/2) cos2co/.
Магнитоэлектрический прибор реагирует на постоянную состав-
ляющую этого тока /0 = ЬиЦ2 = bU2'
Путем подстановки ивх в ур-ние (3.43) нетрудно убедиться, что
если входное напряжение несинусоидально, т. е. представляет собой
сумму гармонических составляющих, то постоянная составляющая
тока квадратичного детектора также будет пропорциональна квад-
рату действующего значения приложенного напряжения, т. е. если
п п
Ыэх= S ^Wvsin (va)/: + ?v), то ^о = ^2 = &2 ^v- Следовательно,
V=l ' v=l
градуировка вольтметра с квадратичным детектором в действую-
щих значениях справедлива при любой форме измеряемого напря-
108

жения, что является основным его преимуществом перед другими
типами вольтметров.
Если обеспечить работу диодов на начальном участке вольт-ам-
перной характеристики, квадратичный детектор может быть вы-
полнен по обычной двухполупериодной схеме. Однако практиче-
ская реализация этого условия сопряжена с рядом трудностей,
обусловленных малой протяженностью квадратичного участка
вольт-амперных характеристик диодов, нарушением градуировки
при их замене, необходимостью подбора рабочей точки и т. д. По-
этому схемы квадратичных детекторов стремятся строить так, что-
бы увеличить протяженность этого участка и обеспечить высокую
стабильность ее работы.
Одним из способов получения квадратичного детектора являет-
ся применение диодной цепочки. Идея этого способа состоит в ку-
сочно-линейной аппроксимации параболической кривой второго по-
рядка (рис. 3.44а). В случае такой аппроксимации параболическая
Рис. 3.44. Вольтметр действующего значения:
а) получение квадратической характеристики, б) упрощенная схема
кривая составляется из нескольких отрезков, длина которых соот-
ветствует квадратичному участку характеристики диода. На
рис. 3.446 изображена схема квадратичного детектора на диодной
цепочке. На диод Д1 смещение не подается, квадратичный участок
его характеристики соответствует отрезку 0—/ кривой (рис. 3.44а).
При напряжении ивх>Есм1 открывается диод Д2 и через микроам-
перметр протекает суммарный ток i\ + i2. Сила тока i\ определяет-
ся линейным участком характеристики диода Дь а тока i2 — квад-
ратичным участком характеристики диода Д2. Суммарный ток со-
ответствует отрезку 1—2 параболической кривой и т. д. В резуль-
тате показания измерительного прибора будут соответствовать за-
висимости i=aul^ определяемой кривой рис. 3.44а. Включен-
ный на входе схемы симметрирующий трансформатор позволяет
измерять как симметричные, так и несимметричные напряжения.
109

Измерители уровня
Измерители уровня предназначены для определения синусои-
дальных напряжений. Измерители уровня градуируются в относи-
тельных единицах в логарифмическом масштабе. Входное сопро-
тивление их может быть симметричным и несимметричным относи-
тельно земли. Для получения симметричного входа обычно устанав-
ливается симметрирующий трансформатор. Входное сопротивление
может быть высокоомным (при измерении уровней ри и Рр на внеш-
ней нагрузке Zn) и низкоомным (при измерении уровня рР), когда
в качестве нагрузки используется резистор, находящийся в прибо-
ре. В измерителях уровня с симметричным входом высокоомное
входное сопротивление (вследствие наличия симметрирующего
трансформатора) обычно составляет 104 Ом, а в измерителях с не-
симметричным входом — (2-^5) • 105 Ом.
Делитель напряжения входного устройства также градуируется
в относительных единицах — неперах или децибелах.
3.8. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ ВОЛЬТМЕТРЫ И ИЗМЕРИТЕЛИ УРОВНЯ
Приборы избирательного действия — вольтметры и измерители
уровня — предназначаются для измерения синусоидальных напря-
жений в условиях наличия помех. Помехи в этих приборах подав-
ляются путем селекции входного сигнала по частоте, т. е. они изме-
ряют не все входное напряжение, а лишь значение входного напря-
жения определенной частоты или, точнее, определенной узкой по-
лосы частот. Избирательные приборы находят широкое применение
при измерении сигналов малых уровней, когда уровень полезного
сигнала соизмерим с уровнем помехи или ниже его.
Приборы избирательного действия используются в технике свя-
зи для измерения сигналов контрольных частот в трактах переда-
чи, определения амплитудно-частотных характеристик и диаграммы
уровней в трактах передачи без нарушения их действия, измерения
переходного затухания между цепями линий связи, а также для
измерения гармонических составляющих сигналов. Избирательные
измерители уровня с полосой пропускания 3100 Гц позволяют
совместно с псофометром измерять напряжения шумов в эквива-
лентной полосе канала тональной частоты (см. гл. 10).
Схемы приборов избирательного действия разнообразны. В за-
висимости от условий работы и технических требований к этим при-
борам в них применяется однократное, двукратное, а иногда и трех-
кратное преобразование частоты. На рис. 3.45 приведена структур-
ная схема избирательного измерителя уровня с двукратным преоб-
разованием частоты, предназначенного для измерения уровней на-
пряжений контрольных частот в системах уплотнения.
Входное устройство обеспечивает требуемое входное сопротив-
ление и напряжение входного сигнала. Для устранения влияния
напряжений с зеркальными частотами на входе обычно ставится
фильтр нижних частот, граничная частота которого несколько вы-
ше максимальной рабочей. Чтобы улучшить отношение сигнал/шум,
НО

Измерение
Входное
Устройство
KmuSpqQ
ш
Кщтфшр
щитещ
ный
усилитель
Фильтр
{прообраз. ^Арромешут,
чистоты
\Усилитель
рромежцт.
частоты
чистоть\
\Гетеродин
\переменнои\
частоты
прЪбраз)А$цЛи- lhemem\
mm
гетеродин.
\тштной
частоты
Стрелоч]
ный
прибор
Рис. 3.45. Структурная схема избирательного указателя уровня
в некоторых приборах на входе устанавливаются полосные фильт-
ры, настраиваемые одновременно с гетеродином.
Частотная селекция входного сигнала осуществляется с помощью
преобразователя частоты, гетеродина переменной частоты и фильт-
ра промежуточной частоты. Преобразователи обычно выполняются
по схеме кольцевых балансных модуляторов, обеспечивающих хо-
рошее подавление основных частотных составляющих. Гетеродин
для удобства настройки градуируется в частотах рабочего диапазо-
на /р, а его частота изменяется в пределах от /пр~г-/р. мин до
/пр + /р. макс- Амплитуда колебаний, генерируемых гетеродином,
должна быть стабильна. Фильтр промежуточной частоты — узко-
полосный, для обеспечения необходимой избирательности. В фильт-
ре подавляются напряжения всех частот, отличных от частоты, на
которую настроен гетеродин. На выходе фильтра амплитуда на-
пряжения равна Um=kUmBX(f), где k — коэффициент преобразо-
вания, определяемый параметрами гетеродина, смесителя, фильт-
ра, усилителя и делителя напряжения; UmBX — амплитуда входно-
го напряжения частоты /, на которую настроен гетеродинный гене-
ратор.
Усилитель промежуточной частоты представляет собой много-
каскадный резонансный усилитель напряжения, охваченный отри-
цательной обратной связью по току и напряжению для обеспечения
необходимой стабильности коэффициента усиления.
Каскад вторичного преобразования частоты состоит из гетеро-
дина постоянной частоты, равной (/Пр ^/прг), преобразователя
частоты и кварцевого или электромеханического фильтра, опреде-
ляющего полосу пропускания и избирательные свойства прибора.
После фильтра сигнал дополнительно усиливается высокостабиль-
ным усилителем.
Калибратор уровня используется для исключения систематиче-
ских погрешностей, обусловленных нестабильностью напряжений
гетеродинов, изменением коэффициентов усиления усилителей, тем-
пературными колебаниями параметров схемы и т. д. Калибровка
прибора производится после предварительного прогрева непосред-
ственно перед проведением измерений.
Избирательные измерители уровня, предназначенные для рабо-
ты в системах связи, обеспечивают выделение эквивалентной поло-
сы канала тональной частоты 3,1 кГц и шумового канала 1,74 кГц.
В трактах многоканальной связи при наличии контрольных частот
измерения возможны только избирательными приборами.
Ш

3.9. ЦИФРОВЫЕ ВОЛЬТМЕТРЫ
Одно из главных направлений развития современной измери-
тельной техники — внедрение измерительных приборов с цифро-
вым отсчетом. Основным узлом цифровых приборов является ана-
лого-цифровой преобразователь, в котором непрерывные (аналого-
вые) измеряемые величины, например напряжение, частота, интер-
валы времени, фазовые сдвиги и другие, преобразуются в число-
вой код (цифру).
Цифровые вольтметры существенно повышают точность измере-
ний по сравнению со стрелочными приборами, обеспечивают воз-
можность непосредственного ввода результата измерений в счетно-
решающие устройства для дальнейшей обработки, позволяют авто-
матизировать процесс измерений и телеизмерений, создают воз-
можность выдачи результата с помощью цифропечатающих уст-
ройств, уменьшают или полностью устраняют субъективные ошиб-
ки оператора, позволяют одним прибором измерять различные ве-
личины, например напряжение, сопротивление, частоту и т. д. В на-
стоящее время разработаны и выпускаются также цифровые изме-
рители уровня.
Основным недостатком цифровых приборов является сложность
схемы, приводящая к высокой стоимости и меньшей надежности по
сравнению со стрелочными приборами.
Цифровые вольтметры предназначены для измерения постоян-
ных или медленно изменяющихся напряжений. Цикл измерения в
основном определяется временем, необходимым для фиксации опе-
ратором результата измерения. При непосредственном вводе ре-
зультатов измерений в счетно-решающие или цифропечатающие
устройства цикл измерения определяется скоростью изменения
входного напряжения и быстродействием данных устройств и мо-
жет достигать сотен и даже десятков микросекунд при погрешности
отсчета ± (0,14-0,5) %. Такие приборы обычно не имеют устройст-
ва для визуального отсчета результата измерения и используются
как преобразователи напряжения в цифровой код. В случае изме-
рения переменных напряжений на входе цифрового вольтметра
включается детекторный преобразователь, при этом погрешность
измерения возрастает.
Погрешность цифровых вольтметров задается в виде относи-
тельной погрешности 6, %, и погрешности дискретности а, которая
может составлять т1) единиц наименьшего разряда счета. Абсолют-
ная погрешность измерения определяется из формулы. A U — ±
± [(§£/. 100) +а]> В, а относительная погрешность вычисляется
как обычно: б = ±Д U/U-100, %.
При измерениях на постоянном токе 6= (0,01-г-0,1) %, а при из-
мерениях напряжений переменного тока 6= (0,14-0,5) %. В случае
измерения слабых сигналов, напряжение которых сопоставимо с
погрешностью дискретности, относительная погрешность измерения
согласно гост 9763—67 значения т выбирают из ряда 0,5; 1; 2.
112

может быть значительной. С помощью цифровых вольтметров мож-
но измерять напряжения от 1 мВ до 1000 В.
По способу преобразования напряжения в цифровой код имеют-
ся цифровые вольтметры с время-импульсным преобразованием,
со ступенчатоизменяющимся напряжением, с поразрядным кодиро-
ванием, с частотным преобразованием и комбинированные.
Обобщенная структурная схема цифрового вольтметра пред-
ставлена на рис. 3.46.
вховное
утроит 8о *
сравнивающее
" устройства
лрее'бразоват
напряжения
д нов
управляющее
устройства
шнтротый
нлюч
щентртщ
счешш
вьщз
устройства
цифрового
отсчета
Рис. 3.46. Обобщенная структурная схема цифрового вольт-
метра
Входное устройство при измерении постоянных или мед-
ленно меняющихся напряжений представляет собой высокоомное
сопротивление (10 МОм) или катодный (эмиттерный) повторитель
с калиброванным делителем, а при измерении высокочастотных на-
пряжений — частотнокомпенсированный делитель, катодный повто-
ритель и детекторный преобразователь.
На рис. 3.47 приведены схемы детекторных преобразователей,
обеспечивающих имерение средневыпрямленного значения. Для
улучшения линейности амплитудной характеристики и повышения
стабильности работы преобразователя детекторы включаются з
цепь обратной связи усилителя с рационально выбранными коэф-
фициентами усиления и глубиной отрицательной обратной связи.
Подобные схемы позволяют получить погрешность преобразования
не более (0,2-f-0,5) % в диапазоне частот от 100 Гц до 100 кГц.
В качестве детекторных преобразователей применяют также амп-
литудные детекторы с автокомпенсационной схемой (см. § 3.10).
Эти схемы позволяют снизить погрешность преобразования почти
до 0,1%.
Сравнивающее устройство (называемое иначе нульор-
ганом) служит для фиксации равенства измеряемого и образцово-
то напряжений. Сравнение напряжений производится компенсаци-
онным методом, что обеспечивает высокую точность измерения.
Наиболее распространены диодные схемы сравнивающих уст-
ройств с трансформаторной обратной связью (рис. 3.48а) и.релак-
сационными устройствами регенеративного типа. Кроме того, при-
меняются схемы с суммирующими операционными усилителями
!(рис. 3.486). В качестве таких усилителей используются усилители
113

т *
J—I им
t
[~ I Усилитель\
Рис. 3.47. Схемы детекторного преобразователя:
а) мостовая, б) однополупериодная
Нрелак-
' сатору
Нрела'н-
сатиру
Рис. 3.48. Схемы сравнивающих устройств:
а) диодная, б) с операционным усилителем
постоянного тока с большим коэффициентом усиления, охваченные
параллельной отрицательной обратной связью. Выходное напряже-
ние операционного усилителя UBbJX = KU0 может быть определено
методом узловых напряжений:
Uq — Ub\ . ^обр
r2
откуда
1Н
Ro
К-1-Л0(1//?1 + 1/Я2)
^0 ^0
Ri

Если
/C»l+^o(l//?i+l//?2). (3.44)
получим ивы* = KU0 = — R0 (UBxIRl + £/обр//?2).
При Ri = R2 = Ro будем иметь: /7ВЫХ = — (£/вх + С/0бр)"- Таким обра-
зом, выходное напряжение при соблюдении условия (3.44) равно
алгебраической сумме входного и образцового напряжений и не за-
висит от коэффициента усиления усилителя К.
Управляющее устройство обычно состоит из тактового
генератора, задающего циклы измерения и управляющего работой
узлов цифрового вольтметра, и логических схем, обеспечивающих
согласованную работу, коммутацию и выполнение логических опе-
раций в вольтметре. Управляющее устройство может работать как
в автоматическом режиме, так и в режиме ручного управления.
Преобразователь напряжения в код вырабатывает
образцовое напряжение, подаваемое на сравнивающее устройство,
и соответствующее этому напряжению число (цифру), которое
фиксируется в электронном счетчике. Чтобы измеряемое напряже-
ние выражалось непосредственно этим числом, максимальное на-
пряжение образцового генератора должно быть кратным основа-
иию данного кода. Например, в случае десятичного кода 1/0бр. макс =
= 10n, л = 0,1, 2. Если это условие не соблюдается и £/0бр. маке я
= М- 10п, то для перевода показания десятичного счетчика в вольты
необходимо произвести соответствующий пересчет (умножить
цифру на М).
Рассмотрим основные типы преобразователей напряжения в
код. Структурная схема время-импульсного преобразователя пока-
зана на рис. 3.49а. Напряжение на выходе генератора пилообраз-
ных импульсов пропорционально интервалу времени А/ от момента
запуска генератора до момента равенства U0^=UBX. Этот интер-
вал измеряется числом импульсов т генератора счетных импульсов!
^обР = ^вх = тиобрМкс1/Т= ът\/= 5 т, где / — частота генера-
тора счетных импульсов; и — скорость изменения линейного на-
пряжения, В/с; т — число импульсов, зафиксированных счетчиком
в течение kt = m/f; £ — постоянный коэффициент для данного циф-
рового вольтметра.
Электронный ключ открывается тем же импульсом, который за-
пускает генератор образцового напряжения, и закрывается им-
пульсом сравнивающего устройства.
Преобразователь ступенчатого типа (рис. 3.496)
работает аналогично, но образцовое напряжение изменяется «сту-
пеньками», число которых равно числу импульсов генератора счет-
ных импульсов в момент равенства напряжений: UBX = tn\u (Аи —
значение «ступеньки» напряжения образцового генератора, равное
единице значащего разряда).
Преобразователь с поразрядным кодирова-
нием (рис. 3.49в) вырабатывает ряд образцовых напряже-
ний, изменяющихся по определенному закону, и затем
последовательно сравнивает эти напряжения с напряже-
нием £/вх. в блоке делителя напряжений образцовое на-
115

Уф
а;
СраВнооо;ощее\
устройство
Генератор
пилообразн.
импульс об
I
Генератор
счетных им-
пульсоб
f=const ■
г .
Сигнал Сигнал на. Иа элентранньш
„Запуск"от злентрон- счетчин(через
ипраВляшще- ныйнлюч длен тронный,
го устройства ключ)
Ф
СрабниВающее
устройстве
Генератор
Генератор
ступенчат.
счетных
напряжен.
им пульсе В
1 ^ обр. м а не
1
1
1
t
,р—ht —*-
**—ттнс~
\\\\\тш\\\\\\\\\\Ш\
_J v
i
—— т —=-
Uq6p манс
/77
J
Согнал Сигнал на На злентрон-
„Запуск"от электрон- ный счетчик
упрадляюще- ный ключ
го устройства
&
и,
Генератор
тантобый
1 1
< * *
Делитель
напряжении
номмупттер
Логичесное
устройство
5
СЧ
и8х
123
\*-т-^щ
IIMilMIII
La
JJL
Uotp
Vex "^ЛустройсщВо
На счетчик
и цифровое
устройства
у
Г\Г^Щ/иЩ'^е
Лоназание счетчина
S двоичном ноде
Рис. 3.49. Структурные схемы и временные диаграммы преобразователей:
а) время-импульсного, б) ступенчатого, в) с поразрядным кодированием
пряжение делится по заданному закону, например в двоич-
ном коде по закону геометрической прогрессии со знаменателем 2.
При этом, если £/обр 0=£/0, то £/обр1=£/0/2; Uo6p2 = Щ2\...; Uo6pn =
= U0\2n. Значение U0 и число п определяют погрешность дискретно-
сти вольтметра ад^£/0/2п. Значение U0 выбирается таким, чтобы
Uo>Ubx.макс. С помощью коммутатора, управляемого тактовым ге-
нератором и блоком логических устройств, образцовые напряжения
последовательно подключаются к сравнивающему устройству. При
первом такте подается напряжение Uo6vo=U0. Если £/вх<£/обро, то
f/вых будет иметь тот же знак, что и £/0бро. Этот сигнал воздейст-
вует на блок логических устройств, который посылает в коммута-
тор блока образцовых напряжений импульс, отключающий напря-
жение f/обро от сравнивающего устройства. Отключение обычно
происходит при поступлении следующего (второго) тактового им-
пульса. Одновременно второй тактовый импульс подключает к срав-
нивающему устройству напряжение Uo6v\ = U0/2. Если U0qv\>U
то третий импульс отключает U0qv i и подключает Uqqv2=0q/A<U:
116
вх>

При этом с блока логических устройств поступает импульс на дво-
ичный счетчик, который переводит соответствующий разряд счет-
чика (в данном случае третий от наивысшего) из положения 0 в
положение 1. Напряжение £/0бр2 от сравнивающего устройства не
отключается. При следующем такте напряжение f/06p з сравнивает-
ся с напряжением UBX—f/06p 2-
Сравнение последующих разрядов образцовых напряжений с
разностью £/ЕХ—£/0бр2 производится аналогичным образом с по-
грешностью не выше UQ/21\ которая определяет требование к чув-
ствительности сравнивающего устройства. На примере, приведен-
ном на рис. ЗА9в, входное напряжение в двоичном коде выражает-
ся следующим числом: 001 010...О, следовательно, £/пх=[/0бр2 +
Частотный преобразователь напряжения в код преобразует из-
меряемое напряжение в частоту, которая измеряется цифровым
частотомером. Принцип работы преобразователей данного типа
аналогичен принципу работы ЧМ генераторов. Погрешность преоб-
разователей составляет (0,34-0,5)%. Их достоинством является
сравнительно малая чувствительность к помехам, что объясняется
интегрирующим действием ЧМ преобразователя.
Сравнение рассмотренных методов преобразования напряжения
в код позволяет сделать следующие выводы:
— метод поразрядного кодирования обеспечивает высокое быст-
родействие системы и необходимую точность измерения, которая
уменьшается с увеличением скорости измерения вследствие влия-
ния переходных процессов; основным недостатком преобразовате-
лей данного типа является сложность схемы;
— время-импульсный преобразователь имеет наиболее простую
схему и обеспечивает достаточно высокую скорость преобразова-
ния; основным недостатком этих преобразователей является мень-
шая точность измерения (б>0,1%); погрешность определяется не-
линейностью изменения пилообразного напряжения образцового ге-
нератора;
— ступенчатый преобразователь позволяет получить такую же
точность измерения, как и при поразрядном кодировании, но имеет
сравнительно низкую скорость преобразования; по сложности схе-
мы преобразователь занимает промежуточное положение по срав-
нению с двумя предыдущими.
В комбинированных преобразователях сочетаются положитель-
ные свойства рассмотренных выше основных типов преобразовате-
лей. Например, преобразователь, в котором сочетается метод час-
тотного преобразования с методом поразрядного уравновешивания,
позволяет получить высокую точность измерения при малой чувст-
вительности прибора к помехам.
Электронный ключ управляет цепью поступления счет-
ных импульсов в счетчик, если в схеме работает время-импульсный
или ступенчатый преобразователь. Основное требование к электрон-
ному ключу состоит в обеспечении необходимой и стабильной ско-
рости срабатывания. Существуют различные схемы электронных
117

ключей. В простейшем случае это может быть пентод, управляемый
по третьей сетке потенциальными импульсами, поступающими с
триггерных схем преобразователей и сравнивающих устройств.
Электронные счетчики осуществляют отсчет измеряемо-
го напряжения в двоичном или в другом коде при выходе на циф-
ровые машины и цифропечатающие устройства. При выходе на
устройство цифрового отсчета результат представляется в десятич-
ном коде. В последнем случае вводятся специальные пересчетные
схемы для перевода результата из двоичной в десятичную систему
счета. Схемы электронных счетчиков, их свойства и принцип рабо-
ты подробно рассматриваются в курсе «Импульсная и вычислитель-
ная техника».
Цифровые индикаторы могут выполняться в виде раз-
личных устройств. Наиболее часто в качестве индикаторов исполь-
зуются цифровые газоразрядные лампы, преобразующие электри-
ческие напряжения в цифры. Конструктивно подобные устройства
представляют собой стеклянный баллон, заполненный нейтральным
газом, например неоном. Внутри баллона расположены один сет-
чатый анод и десять независимых проволочных катодов (от 0 до 9),
имеющих форму арабских цифр. При подаче соответствующего на-
пряжения с выхода счетчика на данный катод вокруг последнего
возникает свечение, которое наблюдается с торца баллона, выве-
денного на переднюю панель цифрового вольтметра.
3.10. КОАЛПЕНСАЦИОННЫЙ МЕТОД ИЗМЕРЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ
Наиболее точно напряжение измеряется компенсационным мето-
дом. Принцип этого метода состоит в уравновешивании (компенса-
ции) неизвестной ЭДС Ех (рис. 3.50) известным падением напря-
жения UK на образцовом резисторе /?0бр. Момент компенсации оп-
ределяется по нулевому показанию гальванометра Г, когда Ех =
= ^к = /р^обр. Значение рабочего тока /р устанавливается в рабочей
цепи, питаемой вспомогательной батареей £в.б, с помощью реоста-
Рпс. 3.50. Схема из-
мерения напряжения
компенсационным ме-
толом
Рис. 3.51. Схема компенса-
тора постоянного тока
118

та R и определяется по амперметру. В момент компенсации изме-
рительная схема не потребляет мощности от объекта измерения и
позволяет с большой точностью определять ЭДС генераторов по-
стоянного тока.
Устройства, предназначенные для выполнения измерений ком-
пенсационным методом, называют компенсаторами или потенцио-
метрами. Принципиальная схема компенсатора постоянного тока
изображена на рис. 3.51. К четырем парам зажимов компенсатора
подключаются: вспомогательная батарея, реостат, нормальный эле-
мент Еи, гальванометр Г и измеряемое напряжение Ux. В отличие
от схемы рис. 3.50, рабочий ток здесь определяется более точно с
помощью образцовых мер ЭДС и резистора RH. Для этого переклю-
чатель П ставят в положение / и с помощью реостата добиваются
нулевого показания гальванометра Г. Это означает, что ЭДС Еи
уравновешена падением напряжения /?ц/р, т. е. £н = Л>#н. Отсюда
определяют рабочий ток, который в процессе дальнейших измере-
ний изменяться не должен. Затем переключатель П устанавливают
в положение 2 и определяют Ux путем получения такого падения
напряжения R06^^ которое компенсировало бы Ux. При нулевом
показании гальванометра Ux=R0^Iv = EuR0bV/Rll. Компенсатор со-
стоит из набора высокоточных резисторов, позволяющих получать
нужные напряжения.
Принцип действия компенсационных схем на переменном токе
такой же, как и на постоянном: измеряемая ЭДС уравновешивает-
ся известным напряжением, создаваемым переменным рабочим то-
ком на активных сопротивлениях вспомогательной цепи. Полного
уравновешивания добиться в этом случае труднее, так как, кроме
равенства по модулю измеряемого и компенсирующего напряже-
ний, надо обеспечить еще противоположность их фаз и равенство
частот. Компенсаторы переменного тока имеют меньшую точность
измерений, так как рабочий ток устанавливается по амперметрам
в лучшем случае класса 0,1 или 0,2.
3.11. КОМПЕНСАЦИОННЫЕ ВОЛЬТАЛЕТРЫ
Компенсационные вольтметры находят широкое применение для
измерения постоянных, переменных и импульсных напряжений.
В этих вольтметрах измеряемое напряжение уравновешивается по-
стоянным образцовым напряжением; они являются прецизионными
приборами, использующимися часто для поверки электронных
вольтметров.
Измерения проводят следующим образом (рис. 3.52а). Пере-
ключатель входа ставится в положение U а компенсирующее на-
пряжение UK устанавливают равным нулю, при этом через гальва-
нометр протекает ток, обусловленный только термоэмиссией диода.
Значение этого тока при повторных измерениях поддерживают не-
изменным путем регулировки тока накала диода. Затем переклю-
чатель переводят в положение 2 и, изменяя компенсирующее на-
пряжение UK, добиваются прежнего показания гальванометра. Пос-
119

Рис. 3.52. Схемы компенсационно-
го вольтметра:
К эЛектриннимд
- о осциллограф
а) общая, б) для измерения нано- J- J- i -i-
сскундных импульсов
ле измерения вновь переводят ключ входа в положение / и убеж-
даются в сохранении показания гальванометра. Компенсирующее
напряжение измеряется вольтметром высокой точности. Очевидно,
что UBX = UX.
Достоинством компенсационного вольтметра является то, что
он не нагружает (за исключением входной емкости, которая может
быть очень мала) источник сигнала, и то, что стрелочный индика-
тор питается от независимого источника, что позволяет применить
в качестве индикатора точный прибор в случае необходимости да-
же с малым сопротивлением и значительной потребляемой мощ-
ностью. Частотный диапазон подобных вольтметров достигает со-
тен мегагерц, а основная погрешность обычно не превышает
±(0,5—0,1)%. Нижняя граница динамического диапазона равна
(204-30) мВ. Например, прибор ВЗ-9 имеет пределы измеряемых
напряжений от 20 до 1250 мВ; диапазон рабочих частот — от 103 Гц
до 108 Гц; основную погрешность — не более ± (0,2-{-0,08/£/*) %,
где Ux — действующее значение измеряемого напряжения в воль-
тах.
Существенным недостатком компенсационных вольтметров яв-
ляется сравнительно большое время измерения. Для его уменьше-
ния в последние годы используются вольтметры с автокомпенса-
цией. В таких приборах может применяться серводвигатель, пере-
мещающий щетку потенциометра R. Двигатель управляется напря-
жением (после усиления), которое снимается с резистора, включен-
ного в анодную цепь лампы вместо гальванометра.
Рассмотрим схему автокомпенсационного вольтметра для изме-
рения напряжения однополярных наносекундных импульсов боль-
шой скважности (рис. 3.52.6). Импульсы подаются на резистор /?з,
сопротивление которого должно быть таким, чтобы на нем не появ-
лялось заметного напряжения за счет постоянного тока сетки. Если
положительное пиковое напряжение ненамного превышает посто-
янное напряжение на конденсаторе С3, то лампа открыта и кон-
денсатор С\ разряжается на С3 в течение длительности импульса.
Затем конденсатор С] опять медленно заряжается через резистор
R\ и получающийся при этом импульс можно наблюдать на осцил-
лографе. Увеличивая напряжение компенсации на С3 до тех пор,
пока выходной импульс не исчезнет, можно определить пиковке
значение входного импульса.
120

4.
4.1. СРЕДНЯЯ И ИМПУЛЬСНАЯ МОЩНОСТИ
В цепях постоянного тока потребляемая нагрузкой мощность равна произве-
дению тока и напряжения. В цепях переменного тока мгновенная мощность так-
же определяется произведением p~ui, где ни/- мгновенные значения напряже-
ния и тока. В цепях, питающихся синусоидальным током, различают активную
(среднюю за период)
1 с U2
р=т jpdt=67 003 9 e PR = (4Л)
о
реактивную Q=UI sin ср и кажущуюся S=UI мощности, где V и / — действую-
щие значения напряжения и тока; R — активное сопротивление нагрузки; <р —
угол сдвига фаз между напряжением и током. Наибольший практический инте-
рес в технике связи представляет измерение активной мощности. При несинусои-
дальном токе средняя мощность определяется как сумма средних мощностей от-
дельных гармоник.
Если в цепи существует импульсный режим, то определяют импульсную и
среднюю мощности. Импульсная мощность Яи определяется как среднее значе-
Рис. 4.1. К измерению
средней мощности:
а) импульсномодули-
розанное напряжение,
б) произвольный им-
пульс
ние мощности за время длительности т одного прямоугольного импульса
т
(рис. 4.1а): РИ = 1/х \uldt = Um/mf2. Средняя мощность Р за период по-
о
вторения импульсов связана с импульсной мощностью соотношением 4
т
U тп^т
dt.
т
У
(4.2)
Обычно измеряют среднюю мощность Р и по ней определяют импульсную Ри из
соотношения (4.2). При импульсах другой формы (например, рис. 4.16) мощность
121
Измерение
мощности

импульса определяют по эквивалентному прямоугольному импульсу той же ам-
плитуды, длительность которого равна интервалу времени между точками оги-
бающей импульса на уровне половины ее амплитуды.
4.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ
Измерение мощности в электрических цепях является распространенным ви-
дом измерения, а в радиотехнике — одним из основных. В передающих, прием-
ных, измерительных и других устройствах связи диапазон измеряемых мощностей
простирается от 107 до 10~16 Вт. Мощность условно считается большой, если она
превышает 10 Вт, средней — от 10 до 0,10 Вт, малой — от 0,1 до 10"6 Вт и очень
малой — от 10~6 Вт и меньше. Широкий диапазон частот, большие пределы и
разные допустимые погрешности обусловили применение большого числа методов
и разнообразных приборов для измерения мощности.
В цепях постоянного тока, промышленной и звуковой частоты применяются
прямые методы измерения мощности с помощью ваттметров и косвенные, напри-
мер, с помощью амперметра и вольтметра. Мощность определяется путем прямого
перемножения электрических величин и с преобразованием.
Методы прямого перемножения позволяют получить мощность P—LJI на вы-
ходе множительного устройства с помощью электромеханических приборов (в ви-
де механической величины) либо с помощью преобразователей Холла и электрон-
ных множительных устройств (в виде электрических величин).
Методы преобразования позволяют умножать две величины и выполнять дру-
гие математические операции. При этом основываются на известном соотношении
ARui— (u+Ri)2— (w—Ri)2 и используют квадраторы — устройства, обладающие
параболической характеристикой. Квадраторы создают на электронных лампах,
полупроводниковых диодах, карборундовых нелинейных сопротивлениях типа ти-
рита и других приборах.
На низких частотах большие мощности измеряют с помощью электромехани-
ческих ваттметров, при этом точность измерения достигает 0,1—0.2%. На высо-
ких частотах мощность определяют путем измерения напряжения или тока на из-
вестных сопротивлениях, а на сверхвысоких частотах — с помощью методов, ос-
нованных на преобразовании электромагнитной энергии в другие виды — свето-
вую (фотометрический метод), тепловую (методы калориметрический, терморезч-
стора) или в механическое действие (пондермоторный метод). Точность измере-
ний малой мощности на радиочастотах считается высокой, если погрешность не
превышает 5%, и средней, если погрешность не превышает 25%- В последние го-
ды для измерения мощности почти во всем используемом диапазоне частот при-
меняются приборы, основанные на эффекте Холла в полупроводниках.
В диапазоне СВЧ измеряют поглощаемую
нагрузкой или поступающую к нагрузке мощ-
ность. В соответствии с этим существуют мето-
ды и приборы для измерения поглощаемой и
проходящей мощностей. Поглощаемая мощность
измеряется тогда, когда надо определить
мощность, потребляемую определенной нагруз-
кой, согласованной с линией передачи или с ге-
нератором (источником) мощности. В этом слу-
чае реальная нагрузка обычно заменяется экви-
валентной, часто находящейся в самом изме-
рительном устройстве, т. е. нагрузкой являет-
ся сам ваттметр, измеряющий поглощаемую
им же мощность (рис. 4.2а). Проходящая мощ-
ность (рис. 4.26) измеряется при определении
мощности в линиях передач, соединенных -с
произвольной нагрузкой. Измерителньые устрой-
ства при этом должны потреблять минималь-
ную мощность
а)
6)
генеритр
Нагрузка-
измеритель
поглощаем.
мощности
Генератор
Нагрузка
Измеритель
проходящей
мощности
1
Рис. 4.2. Структурные
схемы измерения мощно-
сти в диапазоне СВЧ
122

4.3. ИЗМЕРЕНИЕ МОЩНОСТИ В ЦЕПЯХ ПОСТОЯННОГО
И ПЕРЕМЕННОГО ТОКОВ ПРОМЫШЛЕННОЙ ЧАСТОТЫ
Косвенное измерение мощности в цепях постоянного тока
него то-
Мощность Р, потребляемая сопротивлением R при протекании через ¥,
ка / и приложенном к нему напряжении ^определяется произведением: ^
При косвенном определении мощности нужно измерять напряжения и ток и
полученные значения перемножать. Напряжение и ток измеряют амперметром и
вольтметром либо компенсатором. В первом случае возможны две схемы включе-
ния амперметра и вольтметра. В схеме, приведенной на рис. 4.3а, показания ам-
перметра /а соответствуют току в нагрузке /я, а показания вольтметра Uv пре-
вышают напряжение на нагрузке VR на величину падения напряжения на ампер*
метре: UA = 1ARA. Потребляемая нагрузкой мощность равна Pr^IrVr^
= IaUv-IaUa=IaUv-Pa.
а)
л-
1
1
Рис. 4.3. Измерение мощности амперметром и вольтметром
В схеме рис. 4.36 показания амперметра /а = /д4-/у, а показания вольтмет-
ра Uv соответствуют напряжению на нагрузке UR. Потребляемая нагрузкой мощ-
ность равна PR = IRUR=IAUv — lyUv*=!AUv—Pv.
В обеих схемах мощность, подсчитанная по показаниям приборов, больше
фактической на величину, равную мощности, потребляемой амперметром или
вольтметром. Эта методическая погрешность обусловлена конечным сопротивле-
нием амперметра и вольтметра: Яа^О, Rv — oo.
Относительные погрешности определяются по формуле
100, %.
(4.4)
Если учесть, что для одной схемы (рис. 4.3а) Uv = UA + UR и 7А = /я, а для
другой (рис. 4.36) Uv = UR и /а = /у+/д, то выражение (4.4) можно соответст-
венно преобразовать:
R R
6= -~100,% и5 = -7Г~ 100, %. (4.5)
R *<\
Выражения (4.5) для относительных погрешностей подсказывают правильный
выбор приборов и схемы их включения: точность измерения будет выше в том слу-
чае, если в схеме рис. 4.3а сопротивление амперметра будет меньше, а в схеме
рис. 4.36 сопротивление вольтметра будет больше по сравнению с сопротивлени-
ем нагрузки. С помощью схем, приведенных на рис. 4.3, можно определить мощ-
ность, отдаваемую генератором. В этом случае погрешности будут иметь то же
значение, но с отрицательным знаком, т. е. измеренная косвенным путем мощ-
ность будет меньше отдаваемой генератором.
Для получения высокой точности измерения тока и напряжения, например,
при градуировке или поверке высокоточных ваттметров применяют компенсаторы.
Напряжение на нагрузке измеряют с помощью делителя напряжения, а ток —
123

косвенным путем: с помощью компенсатора измеряют падение напряжения на об-
разцовом сопротивлении, включенном последовательно с нагрузкой.
К недостаткам косвенных измерений мощности можно отнести: необходимость
вычислений после каждого измерения (Jul; невозможность определения мощно-
сти при изменяющихся значениях U и / из-за неудобства одновременных отсче-
тов по двум приборам.
Измерение мощности электродинамическим ваттметром
Для измерения мощности в цепях постоянного и переменного токов широко
пользуются ваттметрами электродинамической системы. При этом недостатки,
присущие косвенным методам, исключаются.
Электродинамический измеритель при определении мощности включают так,
чтобы его неподвижная катушка А работала как амперметр, а подвижная В с
добавочным резистором как вольтметр (рис. 4.4). При таком включении угол по-
Рис. 4.4. Измерение мощности ваттметром
ворота подвижной части а будет пропорционален мощности; докажем это. При
постоянном токе /а = / и /b = /v = ^/^v, где Rv^RB+кд. Подставляя значения
токов /а и /в в ф-лу (3.38) и учитывая выражение (4.3), получаем выражение
для вращающего момента
М =
dMAB Ш
da Rv
дМ
ав
1
да
Р.
(4.6)
Если учесть, что противодействующий момент М — Ма , то при М = Wa
дМ
ав
'■ Cw Р,
(4.7)
1 дмав
где CV = — г — постоянная ваттметра. Чтобы шкала ваттметра была
WRyj д а
равномерной, величина Cw должна быть постоянной. Для этого используются
конструктивные возможности расположения и изготовления катушек А и В.
При переменном токе мгновенное значение вращающего момента M(t) опре-
деляется токами /а и 1ву проходящими через катушки. Если приложенное к цепи
напряжение w= i/m sin о/, то ток ia = /=/m sin (cof—гр),а /в = /у = /т v sin (cof—1|)),
где ф и \|) — фазовые сдвиги между приложенным напряжением и и током /, про-
ходящим через нагрузку, и током tv, проходящим через подвижную катушку В
соответственно; Imv = Um/Zv — амплитудное значение тока, протекающего через
катушку В\ Zy — полное сопротивление вольтметровой цепи ваттметра.
Из-за инерционности угол поворота подвижной части электродинамического
измерителя определяется средним значением момента за период:
124

1 с °мав 1 1
M^ = T)M{t)dt = ~dT"z7 UmlmT
о о
дмав 1
= —^ — У/со8(9-ф), , (4.8)
(7 а
где U и 7 — действующие значения приложенного напряжения и тока через на-
грузку.
Из сравнения выражений (4.8) и (4.1) следует, что для того чтобы момент
Мср был пропорционален активной мощности, вольтметровая цепь ваттметра
должна иметь чисто активный характер или ее рактивная составляющая Xv
должна быть пренебрежимо мала по сравнению с активной Rv. Это имеет место
при малой индуктивности Ly и низкой частоте. При /?v>A"v, Zy^Ry и \|)~0
дмав 1 ,г/ дмав 1 п /ДОч
Мер = — — UIcos 9 = — — Р. (4.9)
* да Ry да
Из равенства Afcp = Ма определяют угол поворота подвижной части ваттмет-
ра: а= (\/WRv) (дМАв1да)Р = Ст&Р. Полученное выражение аналогично
ф-ле (4.7), поэтому электродинамические ваттметры (без стали) градуируют и по-
веряют на постоянном токе, а используют для измерений в цепях как постоян-
ного, так и синусоидального токов промышленной частоты.
Направление поворота указателя ваттметра зависит от взаимного направле-
ния токов в его неподвижной и подвижной катушках. Поэтому для правильного
включения ваттметра в измеряемую цепь один зажим его токовой катушки (по-
следовательная цепь) и один зажим катушки напряжения (параллельная цепь)
отмечены звездочкой. Эти зажимы называют «генераторными» потому, что при
соединении их друг с другом и с одним из полюсов генератора указатель ватт-
метра будет отклоняться в нужном направлении. Показанные на рис. 4.4 схемы
правильного включения катушек ваттметра полностью идентичны схемам, приве-
денным на рис. 4.3, для косвенного измерения мощности, поэтому данные выше
выражения для определения погрешностей справедливы и в этом случае. Погреш-
ности следует учитывать только при измерениях в маломощных цепях.
В переносных ваттметрах, имеется переключатель двух неподвижных кату-
шек А с последовательного на параллельное соединение и наоборот. Кроме того,
с помощью нескольких добавочных резисторов расширяются пределы измерения
по напряжению. Такие многопредельные ваттметры обычно имеют одну неиме-
нованную шкалу, а измеренная мощность определяется путем умножения числа
делений, указываемых стрелкой ваттметра, на его постоянную. Для обычных ватт-
метров постоянную (цену деления) определяют по формуле C = /m £/m/am, Вт/дел,
где 1т и Um — предельные ток и напряжение для данного предела измерения;
am — полное число делений шкалы ваттметра.
Электродинамические ваттметры применяются в качестве индикаторов в схе-
мах выпрямительных ваттметров, предназначенных для измерений на частотах до
1 МГц достаточно больших мощностей. В таких ваттметрах выпрямители питают
обмотки электродинамического измерителя постоянным током.
j sin (to t — ср) sin ((о t ф) dt =
4.4. ИЗМЕРЕНИЕ МОЩНОСТИ НА ЗВУКОВЫХ И ВЫСОКИХ
ЧАСТОТАХ
Общие сведения
Элекромеханические ваттметры можно применять только при сравнительно
низких частотах и при относительно больших значениях измеряемой мощности.
Частотный диапазон таких ваттметров ограничивается повышением реактивного
сопротивления катушек на высоких частотах и влиянием паразитных емкостей.
125

Поэтому при необходимости измеряемая мощность преобразуется в пропорцио-
нальный ей постоянный ток (напряжение). Функциональная схема такого ватт-
метра (рис. 4.5) состоит из: инверторов — устройств, изменяющих фазу тока или
напряжения на 180°; сумматоров; квадратов — приборов с квадратичной вольт-
амперной характеристикой; магнитоэлектрического измерителя — прибора, изме-
ряющего постоянную составляющую тока (напряжения), пропорциональную ак-
тивной мощности переменного тока.
и
и
U+Ri
(u+Rif
Измеритель
магнитоэле-
ктрический.
Сумматор
Шдратор
Сумматор
Ri
Hi ,
~{u-Hi)1
Инвертор
'Hi
Сумматор
Ккдратор
Инвертор
Рис. 4.5. Функциональная схема ваттметра с квадраторами
Если на вход схемы подать напряжение w = t/msinco/, пропорциональное на-
пряжению на нагрузке, и напряжение Ri, пропорциональное току через нее I—
=/m sin (со?—ф), то на выходе перемножителя с квадраторами сигнал будет со-
держать постоянную и переменную составляющие: ARui = 4RUI cos ф —
—4RUI cos (2 со/—ф). Постоянная составляющая этого напряжения, пропорцио-
нальная мощности UI cos ф, измеряется магнитоэлектрическим прибором. Чтобы
ток от переменной составляющей не создавал дополнительной нагрузки для изме-
рителя, его шунтируют конденсатором.
Погрешность измерений с помощью ваттметра на квадраторах зависит от
многих факторов: от идентичности их характеристик, ошибок, связанных с изме-
нением характеристик при старении и замене квадраторов, от дрейфа выходного
напряжения сумматора. Обычно погрешность составляет 5—10%.
Измерение с помощью выпрямительных ваттметров
В этих ваттметрах в качестве квадратичных нелинейных преобразователей
используются полупроводниковые выпрямители или электронные лампы (рис. 4.6),
А_0
Рис. 4.6. Схема выпрямительного ваттметра Рис. 4.7. Схема термоэлектри*
ческого ваттметра
126

Последовательно с нагрузкой Z„ включено два одинаковых резистора Ra, сопро-
тивления которых много меньше сопротивления ZH, а параллельно с ней включен
резистор Ry, сопротивление которого много больше Zn. При этих условиях мож-
но считать, что токи, протекающие через резисторы /?а, равны току нагрузки i,
а падение напряжения иу, снимаемое с части резистора Ry, пропорционально
и = иа и находится с ним в фазе uy — kyu. В цели диода Д\ действует напряже-
ние «1, равное Wi = «a + wv, а в цепи Д2 — напряжение и2=и&—иу, где иа=£а*.
Если диоды Д\ и Д2 обладают одинаковыми вольт-амперными характеристиками
i = au-\-bu2y то можно определить токи i\ и i2, протекающие через них. Они будут
соответственно равны:/! = а (на -f- tfv ) + Ь (иа + ич )2 и /2 = я(г/а + wv ) -f Ь (на—
— «v )2, а их разность определяется выражением /0 = /\ — /2 = 2я#у +4Ьааиу .
Если в последнее выражение подставить значения «а и иу, то ток i0=2akyti +
+ Шу #аш\
Введем в последнее выражение мгновенные значения напряжения и~
= Ums'm(x)t и тока i=/TO sin (со£—ф), тогда
/0 == 4bky RqUI cos cp-f 2д£у Um sin со ^— 26&v К&С/т/т cos (со / — <p).
Магнитоэлектрический прибор А измеряет постоянную составляющую
/0 = 4bky RJJI cos ср = CP (C=4bky ~ коэффициент пропорциональности,
P — средняя мощность, потребляемая нагрузкой). Из этого следует, что шкалу
прибора А можно градуировать в единицах мощности.
Потребляемая выпрямительными ваттметрами мощность незначительна.
С помощью этих приборов можно осуществлять измерения в диапазоне частот до
100 кГц, однако погрешность измерения сравнительно большая — (5—10)%. Это
объясняется в основном трудностью подбора диодов с одинаковыми квадратич*
ными вольт-амперными характеристиками.
Термоэлектрические ваттметры
Схема включения термопреобразователей для измерения мощности приведена
на рис. 4.7. Она отличается от схемы выпрямительного ваттметра только тем, что
вместо диодов содержит два одинаковых бесконтактных термопреобразовате-
ля — Т\ и Т2, а разность термоэдс измеряется магнитоэлектрическим милливольт-
метром. Сопротивления схемы термоэлектрического ваттметра подбираются по
такому принципу: токи в термопреобразователях i\ и i2 должны быть ничтожно
малы по сравнению с токами i и iy9 а ток iy должен быть мал по сравнению с
током проходящим через нагрузку. При этих условиях напряжение uy — kyuy
а токи i\ и i2, протекающие через нагреватели термопар, будут равны:
Л = (R3l + k\j u)\(R + г); /2 = (Яа/ — ky и )/(/? -f г) (г — сопротивление нагре-
вателя).
Термоэдс Е\ и Е2 пропорциональны квадрату действующих значений токов
h и /2:
Г
0
Г
£2 = ^Tj(*a'--*v")2^
0
где К — коэффициент пропорциональности. Разность термоэдс, измеряемая мил-
ливольтметром, равна
4K*v*a' 1 С
^E^~^-jlUidt--=CP>
0
127

т. е. она пропорциональна средней мощности, потребляемой нагрузкой, и поэтому
магнитоэлектрический прибор можно градуировать непосредственно в единицах
мощности. Термоэлектрические ваттметры работают в диапазоне частот до 1 МГц.
С их помощью удобно определять частотные погрешности электродинамических
ваттметров в области повышенных частот и измерять мощность при больших фа-
зовых сдвигах, например, при определении потерь в диэлектриках.
4.5. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ЭФФЕКТА ХОЛЛА ПРИ ИЗМЕРЕНИИ
МОЩНОСТИ
Преобразователи
Преобразователи, основанные на эффекте Холла, относятся к устройствам,
позволяющим перемножать две величины и выдавать результат в виде напряже-
ния, пропорционального произведению. Эффект Холла проявляется в полупровод-
никовых материалах, обладающих
большой подвижностью носителей
тока, поэтому преобразователи
изготовляют из германия, кремния,
мышьяковистого или сурьмянисто-
го индия, селенида или теллурида
ртути.
Устройство преобразователя
Холла показано на рис. 4.8. Тон-
кая полупроводниковая монокри-
сталлическая пластинка имеет две
пары электродов: токовые Т и
холловские X. К токовым элект-
родам подводится постоянный или
переменный ток. Когда на пла-
стинку воздействует магнитное по-
Рис. 4.8. Устройство преобразователя ле, то между точками X—X воз-
Холла никает ЭДС Холла ех% величина
которой пропорциональна произве-
дению
ех = kBi^k^Hi, (4.10)
где k — коэффициент, зависящий от материала, размеров и формы пластинки, а
также от температуры окружающей среды и напряженности магнитного поля;
В — магнитная индукция.
Электроды X—X присоединяются к боковым граням преобразователя Холла
в эквипотенциальных точках при отсутствии внешнего магнитного поля. Магнит-
ное поле создается электромагнитом, сконструированным так, чтобы при опре-
деленном изменении тока iK в намагничивающей катушке L зависимость между
током и индукцией В в зазоре сердечника была линейной:
В = Л//К = kvuK. (4.11)
Если в ф-лу (4.10) подставить (4.11), получим
ех =kkitKi = kk^ ик I. (4.12)
Катушка электромагнита может питаться постоянным или переменным то-
ком.
Преобразователи Холла практически безынерционны, имеют простую конст-
рукцию, малые габариты, долговечны и надежны в работе. С их помощью можно
измерять активную и кажущуюся мощности в широком диапазоне частот, вклю-
чая СВЧ. К недостаткам преобразователей Холла следует отнести зависимость
их параметров от температуры.
128

Ваттметр с преобразователем Холла
Возможность измерения мощности в цепях постоянного тока с помощью пре-
образователя Холла вытекает из его способностей перемножать токи и напряже-
ния. Если через пластинку Холла пропускать постоянный ток, пропорциональный
току через нагрузку /н, а к катушке электромагнита приложить напряжение, про-
порциональное напряжению на нагрузке t7H, то из выражения (4.12) следует, что
ЭДС ех будет пропорциональна мощности Ян = с7н/н, потребляемой нагрузкой.
Эти выводы справедливы и при использовании преобразователя Холла в це-
пях синусоидального переменного тока: «=L/msinco/, /=/msin (со/—ф). Если ка-
тушка электромагнита создает магнитное поле, пропорциональное напряжению
ы = ик, а через пластинку Холла проходит ток i, то ЭДС Холла согласно выра-
жению (4.12) равна
ек = kky Um]m sin со t sin (со t — ср) = kky £//cos<p — kkY Ul cos (2W — cp). (4.13)
Следовательно, показания магнитоэлектрического прибора, измеряющего
ЭДС Холла, будут пропорциональны средней мощности цепи переменного тока, а
его шкалу можно отградуировать в единицах мощности.
Существуют разные варианты схем измерителей мощности с преобразовате-
лями Холла. В простейшей схеме ваттметра (рис. 4.9а) катушка электромагни-
40
1 »<й
чу
Рис. 4.9. Схемы измерения мощ-
ности ваттметром с преобразо-
вателем Холла:
а) простейшая, б) в диапазоне
звуковых частот, в) на высоки*
частотах
та L питается током, пропорциональным току нагрузки, а через пластинку Хол-
ла (ПХ) протекает ток, пропорциональный напряжению, приложенному к на-
грузке ZH. Значение этого тока ограничивается сопротивлением добавочного ре-
зистора /?Доб. Направление магнитных силовых линий вектора индукции В в маг-
нитном поле сердечника магнитопровода показано пунктирной линией. ЭДС Хол-
ла регистрируется гальванометром Г магнитоэлектрической системы.
Б Зак. 1092 120

Так как чувствительность преобразователя Холла не зависит от частоты в
широких пределах, то частотная характеристика ваттметра и его чувствитель-
ность целиком определяются элементами схемы, в первую очередь катушкой на-
магничивания.
Более совершенная схема ваттметра представлена на рис. 4.96. Она пригод-
на для измерения мощности на частотах до 20 кГц. Магнитное поле создается ка-
тушкой Lu включенной последовательно с добавочным резистором /?ДОб, сопро-
тивление которого выбрано так, чтобы на самой высокой рабочей частоте сопро-
тивление этой цепи возрастало незначительно. Напряжение, снимаемое с сопро-
тивления шунта Rui и пропорциональное току нагрузки, создает ток через высоко-
омный преобразователь Холла. Катушка индуктивности L2, включенная после-
довательно с пластинкой Холла, служит для компенсации фазовых искажений,
возникающих потому, что в намагничивающей цепи ток несколько отстает от на-
пряжения. Резистор Ro позволяет балансировать напряжение между холловски-
ми электродами при отсутствии магнитного поля. Шкала прибора Г равномерная.
При измерении мощности в диапазоне частот до 500 кГц преобразователь
Холла, питается током нагрузки обычно через высокочастотный трансформатор
тока ТТ (рис. 4.9б). Намагничивающая катушка L\ с оксиферовым сердечником
имеет высокую добротность. Катушку Lx шунтирует резистор Ru который вместе
с последовательно включенным конденсатором С\ является делителем питающе-
го нагрузку напряжения. Активное и реактивное сопротивления выбирают так,
чтобы магнитное поле, воздействующее на пластинку Холла, было пропорциональ-
но напряжению на нагрузке и находилось с ним в фазе. В этом случае ЭДС Хол-
ла пропорциональна активной мощности, потребляемой нагрузкой. С увеличени-
ем частоты растет реактивное сопротивление катушки намагничивания, а также
напряжение на активном сопротивлении делителя (так как напряжение на емко-
сти уменьшается), поэтому магнитное поле в датчике Холла практически не за-
висит от частоты.
Погрешности ваттметров, основанных на эффекте Холла, зависят от их конст-
рукции, изменения температуры окружающей среды, от частоты источников пи-
тания и других факторов. В диапазоне температур 10—50°С в цепях промышлен-
ной частоты погрешность ваттметров не превышает ±0,5%.
С помощью преобразователей Холла, кроме непосредственного измерения
мощности, можно определять мощность при переходных процессах в электриче-
ских цепях, суммарную мощность нескольких объектов, мощность при телеизме-
рениях, а также автоматически регулировать и распределять мощность.
В настоящее время разработаны принципы и схемы для измерения мощно-
сти электромагнитных колебаний при частотах до 4000 МГц.
4.6. ИЗМЕРЕНИЕ МОЩНОСТИ НА ВЫСОКИХ
И СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
Общие сведения
Прежде чем изучать измерение мощности на высоких и сверхвысоких часто-
тах, вспомним основные законы передачи энергии от генератора к нагрузке на
этих частотах. Генератор с внутренним сопротивлением Zv=RT-\-\XT отдает в на-
грузку с сопротивлением Za=RH + iXa мощность
P=U\Ral\(Rr+Rn? + № +*н)2], (4.14)
где Ur — действующее значение напряжения на выходе генератора. Наибольшую
мощность будет отдавать генератор при сопряженном согласовании сопротивле-
ний, т. е. при Rr=Ru и Хг= — Хп. Тогда и ф-лы (4.14) Р = U] /4ЯГ= Р0.
Величина Р0 называется располаеатой мощностью генератора и ни при каких
условиях не может быть превзойдена.
Электрическая энергия высоких и сверхвысоких частот передается от генера-
тора к нагрузке, как правило, по однородной линии с распределенными парамет-
рами (рис. 4.10). Будем считать, что в этой линии потери пренебрежимо малы
130

(«линия без потерь»), а ее волновое сопротив-
ление равно р. Тогда мощность, отдаваемая со-
гласованным с линией генератором в произ-
вольную нагрузку, равна ЯП = Р0 (1—|ГН|2, где
Гн — коэффициент отражения по напряжению
от нагрузки, равный, как известно из теории
длинных линий:
1 о
•^н ^ ^отр / 7Jпад ^ №отр / ^пад! ^ Н ~
= (Z„ - P)/(ZH + Р), (4.15)
где Он — фазовый сдвиг между напряжениями (70тР и (Упад. Из ф-лы (4.15) сле-
дует, что при условии согласования волнового сопротивления линии передачи с
сопротивлением нагрузки (ZH=p) коэффициент отражения Ги равен нулю и к на-
грузке поступает располагаемая мощность.
В общем случае при несогласованных генераторе и нагрузке мощность в по-
следней может быть представлена так:
Рн = Я0<1 - |Г„Р)(1 - |Гнр)/|1 - ГгГир, (4.16)
где
Гг = (Zr - P)/(Zr + р) = \UmlUM\ Л , (4.17)
a Or — фазовый сдвиг на выходе генератора между напряжениями (У0тр и с7Пад
со стороны нагрузки.
Мощность в нагрузке достигает максимума, но не достигает располагаемой
мощности генератора при наименьшем значении знаменателя в (4.16), что имеет
место в случае ГгГп=|ГгГн|, т. е. если сумма углов 6Г и 0Н [выражения (4.15) и
(4.17)] равна нулю или кратна 2я. Минимальная мощность получается при мак-
симальном значении знаменателя, т. е. когда 8r+6H=(2n+ 1)я и ГГГИ=—|ГГГН|.
В зависимости от электрической длины линии р/=2я//Х (/ — физическая дли-
на линии передачи, а X — длина волны) и распространяющихся по ней электро-
магнитных колебаний мощность, поступающая в нагрузку, может принимать лю-
бые значения между максимумом и минимумом. Это явление объясняется тем,
что фазовый сдвиг изменяется от конца линии к ее началу и коэффициент отра-
—12 (3 /
жения в соответствии с этим тоже меняет свое значение Гнач=|Г| е
При измерении мощности на высоких и особенно сверхвысоких частотах не-
обходимо всегда иметь в виду вопросы согласования. Полное сопряженное со-
гласование в тракте передачи осуществляется при условии /?г=р=^н, Хг=—Х1и
т. е. при равенстве активных и взаимной компенсации реактивных сопротивлений.
Методы измерения
Для определения мощности на активной, согласованной нагрузке действи-
тельно известное выражение: PH=U1=I2RH = U2JRH. Следовательно, поглощаемую
мощность можно найти косвенным измерением, измерив ток и напряжение, или
при известном значении Rn — либо ток, либо напряжение. Выбор метода измере-
ния зависит от многих причин: от ожидаемой мощности, вида нагрузки, частоты
колебаний, наличия и качества измерительных приборов (вольтметров и ампер-
метров), удобства измерений, выполнения требований охраны труда и т. д.
На частотах выше 500 МГц широко используется явление нагрева, при кото-
ром мощность электромагнитных колебаний преобразуется в теплоту. Возраста-
ние температуры нагреваемого тела служит мерой поглощаемой мощности. Явле-
ние нагревания терморезисторов, сопротивление которых зависит от температу-
ры, также используется для измерения мощности на сверхвысоких частотах.
В этом случае мерой поглощаемой мощности служит изменение сопротивления
терморезистора. Мощность при этом можно измерить как методом непосредствен-
ной оценки, так и косвенно.
На сверхвысоких частотах возникает пондеромоторный эффект, на котором
основан пондеромоторный метод измерения мощности. Сущность его состоит в
г Линия \
[передачи \
Рис. 4.10. К вопросу о пере-
даче СВЧ энергии
5*
131

том, что под влиянием электромеханической силы происходит перемещение (по-
ворот) легкой металлической пластинки, по которому судят о проходящей мощ-
ности. Поглощение мощности при этом методе измерения пренебрежимо мало.
Известно, что при изменении значения проходящей мощности по линии пере-
дачи в последней изменяются соотношения между амплитудами падающей и от-
раженной волн. Следовательно, для получения данных о мощности в нагрузке
достаточно измерить рефлектометром эти амплитуды в линии.
Эффект Холла в полупроводниках также с успехом используется для изме-
рения мощности на сверхвысоких частотах.
Таким образом, основными методами измерения мощности на высоких н
сверхвысоких частотах являются: метод вольтметра и амперметра, калориметри-
ческий метод, метод терморезистора, пондеромоторный метод, метод рефлектомет-
ра и метод, основанный на эффекте Холла. Известны и другие методы измере-
ния мощности на высоких и сверхвысоких частотах: фотометрический, в котором
яркость свечения нити, являющейся нагрузкой, служит мерой мощности; осцилло-
графический, когда на экране электроннолучевой трубки образуется светящаяся
фигура, площадь которой пропорциональна мощности. Но эти методы не находят
широкого применения в силу известных неудобств их выполнения в значительной
погрешности измерения.
4.7. ИЗМЕРЕНИЕ ПОГЛОЩАЕМОЙ МОЩНОСТИ
Метод вольтметра и амперметра
Этот метод применяется на сравнительно низких частотах, когда можно счи-
тать, что через амперметр и нагрузку проходит одинаковый ток и напряжения
на нагрузке и вольтметре также одинаковы. Другими словами, метод вольтметра
и амперметра можно применять в цепях с сосредоточенными параметрами, не
опасаясь значительных погрешностей. Если цепь представляет собой систему с
распределенными'параметрами, то необходимо правильно выбирать места вклю-
чения приборов. Например, вольтметр следует включать на расстоянии / от на-
грузки, точно равном 1 = пХ/2 (п — любое целое число, а А, — длина волны, со-
ответствующая частоте колебаний в измеряемой цепи). В этом случае напряже-
ние на нагрузке равно напряжению в месте измерения. Амперметр нужно вклю-
чать возможно ближе к нагрузке, так как погрешность измерения А зависит от
отношения 1/Х, которое должно быть не более 0,01, чтобы погрешность не пре-
вышала 1 %.
Для измерения мощности источника энергии — радиопередающего устройст-
ва или генератора — на его выходные ^зажимы включается эквивалент нагрузки,
который должен иметь определенное сопротивление и рассеивать нужную мощ-
ность. На низких частотах при больших мощностях в качестве эквивалента на-
грузки применяются специальные резисторы с принудительным охлаждением воз-
духом или водой: проволочные, силикатные или углеродные. При измерении сред-
них по значению мощностей применяются такие же резисторы, но без принуди-
тельного охлаждения. Если при измерении мощности допускается излучение, то
генератор или передатчик можно нагрузить на антенну. При измерении мощно-
сти на известном сопротивлении эквивалента нагрузки или антенны обычно ис-
пользуется один прибор — амперметр (рис. 4.11а и б) или вольтметр (рис. 4.11в).
Рис. 4.11. Схемы измерения мощности одним прибором
132

П-750И
Диапазон частот, измеряемая мощность и погрешность ее измерения опреде-
ляются применяемыми приборами. Обычно пользуются термоэлектрическими ам-
перметрами и электронными вольтметрами, поэтому диапазон частот не превы-
шает 100 МГц, погрешность — ±10% (с понижением частоты погрешность умень-
шается), а измеряемая мощность колеблется от десятых долей ватта до десятков
и сотен киловатт.
На методике вольтметра и амперметра ос-
нованы также приборы с непосредственным от-
счетом для измерения мощности на более вы-
соких частотах — до 1000 МГц. Прибор со-
стоит из эквивалента поглощающей нагрузки,
пикового вольтметра и блока питания (рис.
4.12). Эквивалент нагрузки представляет собой
поверхностный углеродистый резистор сопро-
тивлением 75 Ом, рассчитанный на максимум
измеряемой мощности. Резистор заключен в
экран особой формы, улучшающий условия со-
гласования с коаксиальной линией передачи.
Пиковый вольтметр, шкала которою про-
градуирована в единицах мощности, подклю-
чается к части резистора, чем расширяются
пределы измерения. Для увеличения мощности
рассеивания применяется принудительное воз-
душное охлаждение резистора с помощью вен-
тилятора. Рассеиваемая резистором мощность
указывается для режима непрерывной генерации, т. е. средняя; при импульсных
сигналах мощность определяется с помощью соотношения (4.2).
ПиКОдЬШ
Вольтметр
Рис 4.12. Схема измерения
мощности:
/ — коаксиальный
2 — экран
вход,
Калориметрический метод
Этот метод основан на преобразовании электрической энергии в теплоту, ко-
торая нагревает некоторое рабочее тело. Нагрев осуществляется в специальных
устройствах — калориметрах. По принципу действия калориметры делятся на
статические и поточные: в статическом калориметре нагреваемое тело неподвиж-
но, в поточном оно находится в непрерывном движении. В обоих случаях в ка-
честве нагреваемого тела удобно использовать воду.
Наибольшее распространение получили поточные калориметры, в которых
мерой высокочастотной мощности является разность температур непрерывно те-
кущей жидкости на входе и выходе устройства. Жидкость может охлаждать на-
грузочный резистор или сама являться нагрузкой. Последнее удобно на сверхвы-
соких частотах, так как тангенс угла потерь даже дистиллированной воды на ча-
стоте 1 ГГц приблизительно равен 0,1. На более низких частотах для улучшения
поглощения, т. е. увеличения потерь, в воду добавляют хлористый натрий или
глицерин.
Поточные калориметры бывают открытые, где жидкость, обычно водопровод-
ная вода, используется один раз, и замкнутые, где подкачиваемая насосом жид-
кость непрерывно циркулирует, охлаждаясь в радиаторе перед поступлением в
калориметр.
Количество теплоты Q, определяемое объемом V/ протекающей жидкости, ее
теплопроводностью с и разностью температур на входе Т\ и выходе Т2 калори-
метра, равно Q = cW(Т2 — 7^) = cW А Т. Согласно закону Джоуля—Ленца ко-
личество теплоты Q=0,24 I2Rt=0,24 Pt. Приравняв правые части этих выражений,
получим
Р = cWA 770,24* « 4,17с?У7Д T\t, (4.18)
где Р — измеряемая мощность, Вт; W — объем протекающей за время измерения
жидкости, см3; t — время измерения, с; с — теплоемкость жидкости (для воды
с=1).
При постоянной скорости протекающей воды t> = ^/f^const мощность прямо-
пропорциональна разности температур Р = аДГ. Если определять скорость v в
литрах в минуту, то а=69,5.
133

Конструкция калориметра зависит от диапазона частот и значения измеряе-
мой мощности. На рис. 4.13а представлена упрощенная схема открытого поточ-
ного калориметра для измерения мощности передатчика, рассеиваемой на экви-
валенте антенны. Такие калориметры применяются на частотах до 50—60 МГц
при мощностях до десятков киловатт. Вместо термометров часто используются
термопары. При последовательном и встречном их включении (рис. 4.136) микро-
амперметр можно градуировать непосредственно в единицах мощности в соответ-
ствии с формулой Р = аДГ и превратить косвенное измерение в прямое.
На рис. 4.13в приведена упрощенная схема поточного замкнутого калоримет-
ра. Работа его не нуждается в особых пояснениях. Такие калориметры исполь*
зуются автономно, так как не требуют внешнего источника воды. В калориметре
предусмотрена калибровка
</Приток
стрелочного ваттметра СВЧ
по низкочастотному ватт-
метру методом замещения. '
Калибровка справедлива при
постоянной скорости тече-
ния воды. Подобные кало-
риметры выпускаются про-
мышленностью на средние
мощности ст 5 до 2000 Вт,
максимальная мощность в
импульсе — 1 МВт, диапа-
зон частот — 2,5—4 ГГц;
8,7—9,6 ГГц; 36,5-37,2 ГГц.
Заменяя волноводные изме-
рительные головки, можно
измерять мощность в раз-
личных участках диапазона
частот.
Калориметрический ме-
тод применяется на любых
частотах для измерения
средних и больших мощно-
стей, имеются лабораторные
установки для измерения
Рис. 4.13. Конструкции калориметров:
а) открытого с термометрами, б) открытого с термопарами, в) поточного замкну*
того:
1 —* место залива воды, 2 <— место слива воды, 3 « двигатель, 4 — насос, 5 — термопары,
6 — калибровочная спираль, 7 — стеклянная трубка, 8 — волновод, 9 — водяная нагрузка,
10 — сменная насадка, // ^ прибор для измерения мощности на СВЧ, 12 = прибор для ка«
либровки
134

малых мощностей. Систематические погрешности этого метода определяются не-
полным согласованием нагрузки с линией передачи энергии, утечкой мощности,
неполной теплоизоляцией установки, потерей тепла. К случайным погрешностям
относятся неточности измерения разности температур и расхода воды. В случае
применения способа замещения случайные погрешности и влияние потерь тепла
становятся пренебрежимо малыми. На точность измерения мощности поточным
калориметром большое влияние оказывает скорость течения жидкости. При малой
скорости возможны неравномерность потока, плохое перемешивание жидкости,
возникновение пузырьков воздуха-. При большой скорости разность температур
получается очень малой и ее трудно точно измерить. Практически скорость тече-
ния следует устанавливать не большей, чем нужно для уверенного отсчета раз-
ности температур жидкости. Погрешность измерений мощности калориметриче-
ским методом составляет 5—7% при использовании калориметров заводского
производства и не превышает 1% в лабораторных установках или образцовых
устройствах.
Метод терморезистора
Для измерения мощности применяются два вида терморезисторов — боло-
метры и термисторы, поэтому метод терморезистора часто называют болометри-
ческим или термисторным.
Болометр представляет собой тонкую и короткую нить из вольфрама
или платины, помещенную в стеклянный баллон. К нити припаяны более толстые
выводы (рис. 4.14). Чтобы увеличить рассеиваемую мощность, баллончик запол-
няют инертным газом. Для согласования болометра с линией передачи и получе-
ния высокой чувствительности его размеры должны быть малыми: поперечное
сечение нити 3—10 мкм, длина нити /^0,1 л (X длина волны, на которой про-
изводится измерение). Допустимая мощность рассеивания заключается в преде-
лах от 50 мВт до 2 Вт. Сопротивление болометров в холодном состоянии — от 6
до 120 Ом; температурный коэффициент — положительный.
Основной характеристикой болометра является зависимость его сопротивле-
ния от рассеиваемой на нем мощности, т. е. /?б=/(^). Чувствительность боло-
метра 5б, т. е. крутизна этой характеристики составляет от 1,5 до 8 Ом/мВт. На
рис. 4.14 представлены характеристики болометра с вольфрамовой нитью. Боло-
метры подобной конструкции применяют на частотах до 1 ГГц.
UJ
- SO-1
V"
\
А*
К?*
1
Рис. 4.14. Болометр:
а) конструкция и схемное обо-
значение, б) характеристики
$00
то
Ум
\
\
W
№
sit
20
л & в w их,нЬт
Рис. 4.15. Термистор:
а) конструкция, б) схемное
обозначение, в) характеристики
На более высоких частотах применя-
ются пленочные болометры, представляю-
щие собой тонкую пластинку из слюды
или стекла с нанесенным слоем (пленкой)
платины или нихрома толщиной в десятые доли микрона. Такой боло-
метр пригоден для частот вплоть до 79 ГГц (Л<4 мм), имеет удобную конструк-
цию, легко включается в волноводный тракт и хорошо с ним согласуется. Чувст-
вительность пленочных болометров на частотах до 10 ГГц составляет 3—
3,5 Ом/мВт и понижается на частотах миллиметрового диапазона волн до 6,2—
135

0,3 Ом/мВт. Рабочее сопротивление постоянному току равно соответственно
200—300 и 560 Ом.
Термистор (рис. 4.15) выполняется в виде бусинки диаметром около
0,5 мм из полупроводникового материала — обычно окиси некоторых металлов,
например из смеси окиси марганца, никеля и кобальта. В бусинку впрессованы
платиновые выводы диаметром 25 мкм. Бусинка покрыта тончайшим слоем стек-
ла и заключена в стеклянный баллончик, в который запаяны более жесткие вы-
воды.
Сопротивление термисторов в холодном состоянии зависит от температуры
окружающей среды и колеблется от нескольких сотен ом до сотен килоом. Оно
резко изменяется с изменением поглощаемой мощности; чувствительность ST тер-
мисторов достигает 10—100 Ом/мВт, т. е. значительно больше чувствительности
болометров. Температурный коэффициент термисторов отрицательный.
Рабочая точка термисторов выбирается обычно при сопротивлениях от 75 до
400 Ом, что достигается предварительным подогревом постоянным током или то-
ком низкой частоты. Термисторы применяются для измерения мощности от еди-
ниц микроватт до единиц милливатт в диапазоне частот до 78 ГГц. На более вы-
соких частотах погрешность измерения резко возрастает.
Измерители мощности, в которых используется метод терморезистора, состоят
из измерительной головки (болометрической или термисторной), мостовой схемы
с измерительными приборами для измерения сопротивления терморезистора и ис-
точника питания.
Измерительная головка представляет собой высокочастотное устройство, в
котором помещаются терморезистор и элементы согласования его с сопротивле-
нием линии, откуда поступает измеряемая энергия. В зависимости от диапазона
частот головки выполняются из отрезка коаксиальной либо волноводной линии
соответствующего сечения (рис. 4.16).
Рис. 4.16. Схемы термисторных измерительных головок:
а) коаксиальная, б) волноводная
На термисторе или болометре должна рассеиваться вся мощность. Для обес-
печения этого согласующие поршни П устанавливаются на расстоянии нечетного
числа четвертей дл.ин волн от термистора, чтобы энергия, отразившись от поршня,
возвратилась на термистор в фазе с поступающей для измерения энергией. Ем-
кость С разрыва внешнего проводника коаксиальной линии или тела волновода
не мешает прохождению токов сверхвысоких частот и обеспечивает прохождение
постоянного тока моста через терморезисторы; без этого разрыва терморезистор
по постоянному току закорочен.
Коаксиальные головки применяются на частотах от 20 МГц до 6 ГГц, волно-
водные — до 40 ГГц. Для перекрытия этих диапазонов частот используется на-
бор головок, так как отдельные головки, выполненные на термисторах и прово-
лочных болометрах, не обеспечивают согласование в широкой полосе частот. Пле-
ночные болометры являются более широкополосными — одной коаксиальной го-
ловкой с таким болометром, перекрывается диапазон частот от 100 МГц до
10 ГГц, а одной волноводной — от 7,5 до 40 ГГц На рис. 4.17 показана конст-
рукция концевой части измерительной волноводной головки для пленочного бо-
лометра.
136

Мостовая схема предназначается для изме-
рения сопротивления терморезистора, а следо-
вательно, и высокочастотной мощности. Боло-
метр или термистор включается в одно плечо
моста; другие плечи образуются постоянными
резисторами, сопротивления которых равны
сопротивлению термистора в рабочей точке. Та-
кой равноплечий мост обладает наибольшей
чувствительностью. Измерение мощности вы-
полняется двумя способами: балансным и раз-
балансным. При балансном способе мост урав-
новешивается сначала с помощью мощности по-
стоянного тока или переменного тока низкой
частоты, а затем подается измеряемая сверх-
высокочастотная мощность, равновесие моста
нарушается и баланс вновь восстанавливается
изменением мощности постоянного тока или
низкой частоты. При разбалансном способе микроамперметр в диагонали моста
предварительно градуируется по известной мощности постоянного или низкоча-
стотного тока. В обоих способах предполагается, что одинаковые количества низ-
кочастотной (постоянной) и сверхвысокочастотной энергии вызызают одинаковое
тепловое действие и тем самым одинаковое изменение сопротивлений терморези-
сторов.
Простейшая мостовая схема для разбалаисного способа представлена на
рис. 4.18а. Измерение проводят следующим образом. Сначала до включения вы-
Рис. 4.17. Концевая часть
волноводной головки для
пленочного болометра:
/ — изолятор, 2 — пружина,
3 «— болометр (нихром), 4 ~
контактная пленка (золото)
Рис. 4.18. Схемы мостов для измерения мощности:
а) разбалансным способом, б) балансным способом, в) с термоком-
пеисациеи
сокочастотной энергии мост приводят в равновесие на постоянном токе. Для это-
го, изменяя сопротивления резисторов Ru добиваются нулевого показания мик-
роамперметра в диагонали моста. Отсутствие тока в диагонали свидетельствует
о равенстве сопротивления терморезистора всем остальным сопротивлениям плеч.
Затем в измерительную головку подают высокочастотное колебание, мощность ко-
торого нагревает термистор или болометр, сопротивление его изменяется, мост
выходит из равновесия и стрелка микроамперметра отклоняется. Показания гра-
дуированного ранее микроамперметра соответствуют измеряемой мощности. Раз-
балансный способ позволяет непосредственно и непрерывно измерять мощность,
схема его проста и надежна в работе. Однако он имеет ряд недостатков: необхо-
димость градуировки и ее периодической проверки и значительную погрешность,
превышающую 10%. Причины погрешности заключаются в невозможности согла-
137

сования сопротивления линии с терморезистором, так как сопротивление послед-
него принимает разные значения в зависимости от значения измеряемой мощ-
ности, изменения температуры окружающей среды и нестабильности напряжения
источника питания.
Значительно меньшая погрешность получается при использовании балансного
способа (рис. 4.186). До подачи на измерительное устройство сверхвысокочастот-
ного колебания мост приводят в равновесие изменением сопротивления резисто-
ра Ri и замечают величину питающего его постоянного тока /ь Так как через
термистор протекает половина питающего тока, мощность Рь рассеиваемая тер-
мистором RT, равна:
Л = (Л/2)2ЯТ = l\ #т/4 = l\R/4. (4.19)
Затем подается высокочастотное колебание, термистор дополнительно на-
гревается, его сопротивление уменьшается и мост выходит из равновесия. Увели-
чивая сопротивления резистора Ri, т. е. уменьшая ток, проходящий через терми-
стор, мост вторично приводят в равновесие. Обозначим в этом случае постоян-
ный ток, питающий мост, через h- Теперь мощность питающего тока Рг> рассеи-
ваемая на терморезисторе RT, согласно ф-ле (4.19) равна:
Очевидно, что уменьшение мощности постоянного тока точно равно прило-
женной высокочастотной мощности Р^9 т. е.
Измерение мощности балансным способом является косвенным, так как тре-
бует вычислений. Преимущество этого способа по сравнению с разбалансным со-
стоит в том, что во время измерения не нарушается согласование, так как со-
противление терморезистора остается неизменным и поэтому погрешность изме-
рений невелика. Она определяется точностью измерения токов 7i и h, так как вы-
ражение (4.21) можно представить в виде Р„ = (Д -f 72)(/j — /2) R/4.
Максимальная измеряемая мощность зависит от возможности минимального
отсчета разности токов. Недостатком рассматриваемого способа являтся необхо-
димость двух операций балансировки моста в процессе одного измерения и вы-
полнение вычислений. Чтобы повысить чувствительность моста, его можно пи-
тать от генератора переменного тока звуковой или высокой частоты (до 100 кГц).
В этом случае в качестве индикатора равновесия вместо микроамперметра по-
стоянного тока используются соответствующий усилитель и ламповый вольтметр.
Для убыстрения и упрощения операций при измерениях мощности балансным
способом применяются схемы самобалансирующихся мостов.
Погрешность измерения мощности методом терморезистора определяется тре-
мя факторами: ошибками индикаторного устройства (погрешностью приборов, не-
постоянством напряжения источников питания); ошибками, возникающими при
замещении мощности постоянного тока сверхвысокочастотной мощностью; ошиб-
ками, возникающими при согласовании и в результате потерь в контактах. Пер-
вая группа ошибок может быть незначительной, так как электроизмерительные
приборы постоянного или низкочастотного тока можно выбрать высокого класса
точности, а источники питания снабдить хорошими стабилизаторами напряжения.
Ошибка замещения мощностей при использовании болометра тем меньше, чем
тоньше диаметр его нити или толщина пленки и короче нить или меньше пло-
щадь пленки. Термисторы, если их бусинки намного меньше длины волны, также
не вносят заметной ошибки. При размерах, указанных выше, погрешность по этой
причине не превышает 2%.
Основной причиной погрешности измерения является ошибка согласования;
при неполном равенстве волнового сопротивления, тракта передачи и сопротив-
ления терморезистора последний не поглощает всю энергию, поступающую в из-
мерительную головку; потери в контактах, соединяющих терморезистор с конст-
рукцией головки, еще усугубляют рассогласование. Мерой этой ошибки является
коэффициент стоячей волны напряжения kc головки в рабочем диапазоне частот.
Правильно сконструированная измерительная головка обеспечивает
.^(1,2-5-1,3); при этом погрешность не превышает 2%.
р2 =I22RI4.
(4.20)
(4.21)
138

В гермисторных головках возможно появление ошибки измерения при зна-
чительном изменении температуры окружающего пространства. Если по условиям
работы это неизбежно, головки термостатируют или применяют термокомпенса-
цию моста. На рис. 4.18в приведена схема самобалансирующегося моста с тем-
пературной компенсацией. Генератор низкой частоты, в цепь положительной об-
ратной связи которого включен мост с измерительным термистором, вырабаты-
вает такую мощность для питания обоих мостов, чтобы сопротивления измери-
тельного и компенсационного термисторов были одинаковы и равны 200 Ом. Что-
бы на вход генератора поступало некоторое напряжение обратной связи uBXt
измерительный мост должен быть немного разбалансирован. Компенсационный
мост находится в равновесии, и стрелочный индикатор показывает нуль. Измери-
тельный и компенсационный термисторы располагают внутри коаксиальной (вол-
новодной) головки. Температура окружающего термисторы пространства должна
быть одинаковой; причем компенсационный термистор располагают вне сверхвы-
сокочастотного поля.
При подаче СВЧ мощности на измерительный термистор его сопротивление
уменьшается, что вызывает уменьшение положительной обратной связи и мощ-
ности генератора. Вследствие этого компенсационный мост разбалансируется,
так как сопротивление термистора в его плече возрастает, и стрелка индикатора
дает показания. Эти показания пропорциональны уменьшению мощности генера-
тора низкой частоты и, следовательно, измеряемой сверхвысокочастотной мощно-
сти. Изменение окружающей температуры оказывает одинаковое действие на оба
термистора, поэтому соответствующее изменение мощности генератора возвратит
сопротивление термистора к исходному значению и не повлияет на ^показания
индикатора. - - < -.
Если при измерении импульсной или модулирующей мощности терморезистор
имеет малую постоянную времени, возможно появление еще одной ошибки. В этом
случае сопротивление терморезистора изменяется с изменением модулируемой
мощности и среднюю мощность определить не удается. Такая ошибка присуща
болометрам с тонкой нитью; термисторы — инерционные приборы и не реагируют
на модуляцию и манипуляцию. Суммарная погрешность от перечисленных причин
составляет от 5 до 10%.
Промышленностью выпускаются измерители малой мощности, разнообразные
термисторные и болометрические головки и отдельно мосты к ним. Эта аппарату-
ра позволяет перекрыть весь сверхвысокочастотный диапазон частот, используе-
мый в настоящее время. Значение измеряемой мощности методом терморезистора
составляет от единиц микроватт до единиц ватт, но эти пределы можно легко
расширить в сторону больших значений, если между источником СВЧ энергии и
измерительной головкой включить градуированный аттенюатор, ответвитель или
делитель мощности
4.8. ИЗМЕРЕНИЕ ПРОХОДЯЩЕЙ МОЩНОСТИ
Ответвление проходящей мощности
По линии, соединяющей генератор с нагрузкой при неполном их согласовании,
распространяются в противоположные стороны две волны: падающая с амплиту-
дой УПад (от генератора к нагрузке) и отраженная £/0Тр (от нагрузки к гене-
ратору). Соответственно этому мощность, поступающая в нагрузку, равна раз-
ности мощностей, определяемых падающей и отраженной волнами, т. е.
Р-Р р
г~ г пад—г отр-
Эта мощность называется проходящей, и для ее определения нужно измерять
обе составляющие. Однако в линиях передачи энергии согласование, как прави-
ло, хорошее и коэффициент стоячей волны kc не превышает 1,1—1,3. В этом слу-
чае мощностью отраженной волны можно пренебречь, так как ошибка не превы-
шает 2%. Следовательно, возникает задача измерения только падающей волны
в линии, где существуют обе составляющие. По линиям, соединяющим генератор
с нагрузкой, передаются мощности самых разных значений, вплоть до весьма зна-
чительных. Для их измерения удобно ответвить известную часть проходящей
мощности.
139

Эти две задачи решаются одним устройством — направленным огветвителем,
состоящим из двух линий — глазной и вспомогательной, которые соединены меж-
ду собой элементами связи. Главная линия может быть нагружена на любое со-
противление нагрузки, вспомогательная же с обеих сторон нагружается на сопро-
тивления, равные волновому сопротивлению линии. По глазной линии распрост-
раняются падающая волна от генератора к нагрузке и отраженная от нагрузки
к генератору. Через элементы связи часть энергии падающей и отраженной волн
попадает на вспомогательную линию, где устанавливаются бегущие волны в обе
стороны от элементов связи: в одном направлении распространяется энергия,
пропорциональная только падающей волне, в другом — только отраженной.
Направленные ответвители бывают двухпрозодные, коаксиальные, волновод-
ные и полосковые (рис. 4.19а, б). В двухпроводных ответвптелях связь осущест-
вляется за счет взаимоиндуктивного и взаимоемкостного сопротивлений, в коак-
сиальных — зондами или петлями за счет электрических и магнитных полей соот-
ветственно, в волноводных — через общие отверстия s прилегающих стенках.
Направленные ответвители характеризуются коэффициентом направленно-
сти D и переходным ослаблением С: D—10 lg (ДЯпад/ДР0тр), дБ, где ДЯпад —
ответвленная во вспомогательную линию часть падающей мощности; ДЯ0Тр — то
же, отраженной мощности; С= 10 lg (ЯПад/Д^пад), дБ. Коэффициент D обычно
составляет от 20 до 40 дБ и зависит от частоты. Ослабление С определяется
связью между линиями и может принимать значения от 10 до 30 дБ.
Рассмотрим несколько подробнее работу направленного ответвителя на при-
мере ответвителя волноводной конструкции (рис. 4.19в). Между главной и вспо-
могательной линиями имеются отверстия связи, расстояние между центрами ко-
торых равно четверти длины волны в волноводе. Падающая волна (обозначена
сплошной линией) возбуждает при помощи щелей колебания во вспомогательной
линии; энергия этих колебаний разветвляется в точках 3 и 4 в обе стороны.
В точке 4 и далее направо колебания находятся в одинаковой фазе, гак как рас-
стояния /—3—4 и /—2—4 равны друг другу. Следовательно, к выходу вспомо-
гательной линии ответвителя распространяется сумма возбуждаемых колебаний.
Аналогично энергия отраженной волны (обозначена пунктирной линией) также
возбуждает колебания во вспомогательном волноводе, но в точке 4 и далее на-
право эти колебания взаимно компенсируются, так как расстояния 2—/—3—4 и
2—4 отличаются на половину длины волны и колебания находятся в противо-
фазе.
Таким образом, к выходу вспомогательной линии ответвителя поступает
энергия, пропорциональная мощности только падающей волны. Колебания, воз-
никшие за счет отраженной волны и распространяющиеся влево (по схеме), з
точке 3 складываются и, проходя далее, поглощаются сопротивлением нагрузки
140

вспомогательного волновода. Колебания, возникшие от падающей волны, в точ-
ке 3 и левее нее компенсируются, так. как разность длины путей 1—2—4—3 и
1—3 равна половине длины волны. Отсюда следует, что, подключив к выходу
вспомогательной линии направленного ответвителя измеритель мощности, можно
определить мощность, проходящую через главный волновод.
Если повернуть направленный ответвитель на 180°, то на выход измерителя
будет ответвляться энергия, пропорциональная мощности только отраженной вол-
ны. Включив два таких ответвителя, можно одновременно измерять ответвлен-
ную мощность падающей и отраженной волн.
В направленном ответвителе нужные фазовые соотношения соблюдаются
лишь в том случае, если расстояние между отверстиями точно равно четверти
длины волны распространяющихся в волноводе колебаний. Следовательно, тех-
нические характеристики ответвителя зависят от рабочей частоты. Расширение
частотного диапазона достигается увеличением числа отверстий связи; перекры-
тие не превышает 1,5 для волноводных и 2 для коаксиальных ответвителей.
Применение направленных ответвителей с градуированными аттенюаторами
позволяет измерять методом терморезистора практически любую проходящую
мощность. Погрешность измерения складывается из погрешности измерения мощ-
ности и неточности определения переходного ослабления направленного ответ-
вителя.
Метод рефлектометра
Рефлектометром называется отрезок длинной линии, слабо связанной с глав-
ной линией передачи энергии и нагруженной с двух сторон на резисторы, сопро-
тивления которых равны ее волновому сопротивлению. Рефлектометр представ-
ляет собой направленный ответвитель с нагрузками для ответвленной части
энергии падающей и отраженной волн и индикаторами для их измерений. Можно
выполнить индикатор, регистрирующий величину, пропорциональную разности
мощностей падающей и отраженной волн, т. е. проходящей мощности.
Конструктивно рефлектометры, как и направленные ответвители, бывают
двухпроводные, коаксиальные, волноводные — в зависимости от рабочих частот,
для которых они предназначаются.
Для диапазона коротких и ультракоротких волн рефлектометр выполняется
в виде двухпроводной линии (рис. 4.20а), связанной с главной линией передачи
распределенной емкостью C=d2/ и взаимоиндуктивностью M=Mi2l, где / — дли-
на линии рефлектометра (/<Д.), а С]2 и М12 — погонные емкость и взаимоиндук-
тивность. Линия нагружена на два равных сопротивления: R2 = R<} = ро.
Рис. 4.20. Двухпроводный рефлектометр:
а) принцип работы, б) схема
Так как длина линии рефлектометра / зыдчительно меньше длины волны %,
то ток / и напряжение U в главной линии на Длине / практически не меняются.
Через каждый резистор R2 и R2 проходят токи: /м = а/, вызванный магнитной
связью, и ic = bUt вызванный емкостной связью между линиями. Как видно из
141

рис. 4.20а, в резисторе R2 направления этих токов совпадают, а в резисторе
R2 — противоположны, т. е.
Pi
Н2 Pi
(4.22)
(4:23)
Как известно, напряжение V и ток / в любой точке линии являются суммой
напряжений и токов падающей и отраженной волн:
* — упаде уотр е »
(4.24)
где х — расстояние от нагрузки до места наблюдения (рассмотрения).
Подставляя ф-лу {4.24) в (4-23), вынося за скобки соответствующие множи-
тели и учитывая, что /пад-=^лад/р1 и /0тр = ^отр/р.ь получаем
7R% = (6 + а/р,)^ е! + (ft - e/f,) £/отр е-' *х , 1
^^-a/pJ^^' + ^ + fl/pJ^e-'P'. J (4,25)
Из выражений (4.25) видно, что если выполняется условие
b = al9lt (4.26)
то ток / г , проходящий через правый (по схеме) резистор R2> пропорционален
напряжению (току) отраженной волны, а ток, проходящий через левый рези-
стор R2, — напряжению (току) падающей волны. Замерив падение напряжений
на R2 и R2 квадратичными измерительными приборами, получим показания, про-
порциональные мощности падающей и отраженной волн соответственно. Усло-
вие (4.26) легко выполняется при осуществлении следующего равенства: pip2—
которое реализуется соответствующим подбором диаметра проводов,
расстояния, между ними в каждой линии и расстояния между линиями.
Практически рефлектометр выполняется из двух (рис. 4.206") идентичных от-
резков линии, замкнутых на два резистора, один из которых представляет со-
бой подогреватель термопреобразователя. Развиваемая в термопреобразователе
термоэдс пропорциональна падающей или отраженной мощности. Термопары в
отрезках линий включаются навстречу друг другу, поэтому показания микроам-
перметра пропорциональны проходящей мощности и его шкалу можно градуиро-
вать непосредственно в единицах мощности. Рефлектометр, как и направленный
ответвитель, является прибором, характеристики которого зависят от частоты.
На центральной частоте погрешность измерений достигает 1,5—2%; при отклоне-
нии частоты она резко возрастает. Для точной работы рефлектометра требуется
тщательное согласование его линий и нагрузок с главной линией передачи. Не-
смотря на эти недостатки, рефлектометры находят широкое применение при из-
мерении мощности на коротких и ультракоротких волнах. К достоинствам реф-
лектометров относятся: возможность измерения больших мощностей, вплоть до
сотен киловатт, относительная простота конструкции и, главное, возможность не-
прерывных измерений без нарушения работы устройства.
142

Генераторы
измерительных
сигналов
5.1. НАЗНАЧЕНИЕ, КЛАССИФИКАЦИЯ И ОСНОВНЫЕ
ТЕХНИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ
Генератором измерительных сигналов называется прибор, создающий элект-
рические сигналы с известными параметрами — частотой, напряжением (мощ-
ностью) и формой. Основное назначение измерительных генераторов — имита-
ция сигналов, поступающих на вход исследуемого устройства в реальных рабо-
чих условиях. Кроме того, они могут использоваться в качестве источников пи-
тания различных измерительных устройств — мостов, резонансных цепей, пре-
образователей и т. п.
В соответствии с определением и назначением идеальный генератор измери-
тельных сигналов должен выдавать напряжение (мощность) любой необходи-
мой формы во всем диапазоне частот, используемом в технике связи1*. Однако
на практике генераторы выпускаются со сравнительно узкими диапазонами ча-
стот и каждый из них вырабатывает одну (иногда две) заданную форму сиг-
нала. Измерительные генераторы разных видов в совокупности дают возмож-
ность перекрыть диапазон частот от 0,001 Гц до 80 ГГц. По, форме выходных
сигналов они делятся на генераторы синусоидальных сигнашов, генераторы, им-
пульсов и генераторы шумовых сигналов. Выходная частота может изменяться
плавно (генераторы с плавной настройкой) или дискретна (генераторы с фик-
сированной настройкой). Установка частоты может выгоэлняться ручным или
автоматическим способом.
К генераторам измерительных синусоидальных сигналов относятся также
синтезаторы частоты, у которых выходные частоты устанавливаются дискретно
в десятичной системе счета.
Все генераторы измерительных сигналов должны соответствовать техниче-
ским требованиям в отношении формы генерируемых сигналов, диапазона гене-
рируемых частот, точности установки частоты, допустимой нестабильности час-
тоты, сохранения заданных параметров сигналов, пределов изменения выходно-
го напряжения (мощности), постоянства установленного напряжения (мощ-
ности) в заданном диапазоне частот и во времени, возможности согласования
выходного сопротивления генератора с сопротивлением нагрузки, уровня гар-
монических и негармонических составляющих в выходном напряжении,, экрани-
ровки. Мощность генераторов сигналов, как правило, невелика (до 5 Вт), по-
этому КПД не имеет практического значения. Рассмотрим пути осуществления
этих требований.
Диапазон генерируемых частот характеризуется коэффициен-
том перекрытия rj, равным отношению максимальной генерируемой частоты
/макс к минимальной /Мин, т. е. г] = /макс//:ми11. Расширение диапазона частот
чаще всего обеспечивается применением частичных поддиапазонов. Коэффи-
циент перекрытия зависит от конструкции примененных в генераторе колеба-
тельных систем или от построения схемы генератора. На низких и высоких час-
тотах колебательные системы выполняются в виде цепей с сосредоточенными
параметрами L, С, R. Значения этих параметров легко изменять скачкообразно
или плавно. На сверхвысоких частотах в качестве колебательных систем при-
меняются отрезки коаксиальных линий или объемные резонаторы, т. е. цепи с
распределенными параметрами. Переключать подобные конструкции довольно
трудно, поэтому чаще всего в диапазоне СВЧ используются генераторы с одним
Оптический диапазон частот здесь не рассматривается,,
143

диапазоном, перекрываемым изменением длины отрезка коаксиальной линии
или объема резонатора. Иногда применяется умножение частоты в два или че-
тыре раза, осуществляемое изменением режима генератора. Таким образом,
коэффициент перекрытия генератора тем больше, чем ниже частота. На низких
частотах rj достигает 10 000 и более, на высоких — нескольких сотен, на сверх-
высоких всего 1,1—1,3. В синтезаторах частоты выходные частоты занимают
очень широкую полосу частот, например от 50 Гц до 50 МГц, и коэффициент
перекрытия у них достигает 10б.
Точность установки частоты определяется у генераторов с
плавной настройкой качеством шкальных устройств и механизмов приводов ор-
ганов настройки. Измерительные генераторы общего применения снабжаются
заранее гравированными шкалами, и частота генератора во время заводской
градуировки вводится в пределы шкалы каждого поддиапазона элементами под-
стройки. Точность установки частоты при таком способе невелика. На низких
и высоких частотах погрешность составляет 1—2%, а на сверхвысоких — от
0,1 до 1,5%. Генераторы высокого качества градуируются индивидуально.
Абсолютная погрешность установки частоты для генераторов обычно выра-
жается в виде Л=±(б/ + л), Гц, где б — относительная погрешность, п — ми-
нимальная абсолютная погрешность, Гц. Очевидно, что слагаемое б/ определяет
погрешность на высоких, а п — на низких частотах данного генератора. Для
измерительных генераторов высоких и сверхвысоких частот относительная по-
грешность установки частоты составляет 10~2—10"3. В генераторах с фиксиро-
ванной настройкой, частоты которых устанавливаются переключением элемен-
тов колебательных цепей или узлов схемы, а также при использовании диапа-
зонно-кварцевой стабилизации частоты относительная погрешность достигает
ю-6—ю-7.
Высокая стабильность генерируемой частоты является,
важнейшим требованием. В генераторах с плавной настройкой причинами неста-
бильности могут быть изменение геометрических размеров элементов колеба-
тельных контуров, изменение параметров ламп и транзисторов, непостоянство
электрических параметров элементов и деталей, изменение напряжения источ-
ников питания, влияние нагрузки генератора.
Механические деформации исключаются или уменьшаются применением кар-
каса и деталей жестких конструкций, жесткого монтажа, изготовлением вра-
щающихся узлов высокого класса точности. Изменение геометрических размеров
катушек индуктивности под влиянием изменения температуры уменьшается проч-
ным сцеплением .витков с каркасом из высокочастотной керамики. Конденсато-
ры переменной емкости изготовляются из сплавов с минимальным температур-
ным коэффициентом линейного расширения — инвара, суперинлара или Н35КХ
В качестве изоляционных материалов используется радиокерамика или плав-
ленный кварц.
Изменение параметров ламп и транзисторов после их предварительного
прогрева незначительно. Прогрев электронных ламп сопровождается существен-
ным изменением междуэлектродных емкостей, а прогрев транзисторов — изме-
нением сопротивления промежутка база — эмиттер, что приводит к так называе-
мому выбегу частоты. В дальнейшем изменение частоты в транзисторных гене-
раторах пренебрежимо мало, а в ламповых частота медленно понижается. Это
понижение можно компенсировать при помощи включенного в колебательный
контур конденсатора постоянной емкости с отрицательным температурным коэф-
фициентом емкости.
Для уменьшения влияния колебания напряжения питающей сети выпрями-
тели снабжаются стабилизирующими устройствами.
Стабильность работы генераторов повышается применением специально от-
бираемых электронных приборов, часто работающих в облегченном режиме. Ко-
лебательные системы (контуры, длинные линии, объемные резонаторы) приме-
няются высокой добротности, а остальные элементы — дроссели, конденсато-
ры, резисторы, переключатели и т. д. — самого высокого качества; электриче-
ские параметры их остаются практически постоянными в заданных пределах
изменения рабочих напряжений, токов, температуры и влажности воздуха.
Влияние изменения нагрузки генераторов уменьшается включением на их
выходе аттенюаторов с постоянными входными и выходными сопротивлениями
141

и введением между задающим генератором и последующими узлами буферных
каскадов усиления.
Приведенные способы уменьшения влияния дестабилизирующих факторов
обеспечивают нестабильность частоты у большинства генераторов с плавной
настройкой Ю-3—10~4. Такая нестабильность не удовлетворяет требованиям
настройки аппаратуры связи, особенно многоканальной и однополосной. Для
этих целей применяются генераторы с диапазонно-кварцевой стабилизацией
частоты, нестабильность которых составляет 10~6—Ю-7, или синтезаторы часто-
ты с нестабильностью Ю-8 и даже Ю-9. Нестабильность является функцией вре-
мени, поэтому ее значение указывается за определенный интервал времени: для
низкочастотных генераторов — за 1 ч или несколько часов, для СВЧ генерато-
ров — за 10 мин, а для особо точных генераторов и синтезаторов частоты —
за сутки и более.
Форма выходных сигналов обеспечивается у генераторов сигна-
лов синусоидальной формы применением глубокой отрицательней обратной свя-
зи в усилителях этих сигналов. Получение и сохранение заданной формы им-
пульсов обеспечивается соответствующими формирующими каскадами и широ-
кополосными усилителями с линейными частотными и фазовыми характеристи-
ками.
Широкие пределы изменения выходного напряжения
или выходной мощности обеспечиваются в основном при помощи регулируемых
ослабителей (аттенюаторов). Для исследования и настройки высокочувствитель-
ных приборов выходные напряжения и мощности должны ослабляться на сто
и более децибел.
Постоянство установленного выходного напряжения
(мощности) во всем диапазоне частот генератора обеспечивается также глубо-
кой отрицательной обратной связью, а в высокочастотных генераторах — авто-
матической регулировкой выходного напряжения (мощности). Непостоянство
выходного уровня сигналов колеблется в пределах ±(1—2)%.
Уровень гармонических составляющих в выходном сигнале
характеризуется коэффициентом гармоник, который у генераторов общего при-
менения колеблется от 0,3 до 2%. При необходимости любая гармоника может
быть подавлена при помощи внешнего измерительного фильтра. Особо высоко-
качественные генераторы измерительных сигиалоз, например, предназначенные
для проверки и настройки каналов и трактов связи, имеют коэффициент гармо-
ник 0,05—0,015%. У генераторов с диапазонно-кварцевой стабилизацией часто-
ты и у синтезаторов частоты принципиально неизбежно появление негармониче-
ских побочных составляющих, которые отфильтровать нельзя. Эти составляю-
щие подавляются в самих приборах, а их уровни нормируются. Например, в
диапазоне частот ниже 100 кГц негармонические составляющие не должны пре-
вышать — 54 дБ, т. е. быть меньше максимального значения выходного сигна-
ла в 500 раз.
Экранировка генераторов сигналов, особенно высоких и сверхвысоких
частот, совершенно необходима для устранения или значительного ослабления
излучения электромагнитной энергии. Наличие такого излучения создает в
окружающем пространстве радиопомехи, поэтому отдельные узлы и блокЯ, а
иногда и каскады высокой частоты, находящиеся внутри генератора, также
экранируются, чем устраняются и паразитные связи между ними. Экраны вы-
полняются из меди, алюминия или из их сплавов в виде штампованных или ли-
тых конструкций. При необходимости для устранения влияния изменения влаж-
ности или давления воздуха экраны делаются герметичными. Большинство экра-
нов имеет отверстия для осей, проводов питания, вентиляции и т. п., поэтому
получить хорошую экранировку весьма сложно.
Все генераторы измерительных сигналов имеют определенное выходное со-
противление Явых, устанавливаемое в зависимости от сопротивления подклю-
ченных к генератору нагрузок — линий, входных сопротивлений исследуемых
устройств и др. Наиболее распространенными значениями /?Вых низкочастотных
генераторов являются 5, 50, 100 и 600 Ом; высокочастотных — от долей ома
до 75 Ом. Выходное сопротивление сверхвысокочастотных генераторов с коак-
сиальным выходом определяется диаметрами коаксиала и равно 50 или 75 Ом,
а с волноводным выходом — сечением волновода н типом волны.
115

5.2. ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СИНУСОИДАЛЬНОЙ ФОРМЫ
Общая характеристика
Генераторы измерительных радиотехнических сигналов синусоидальной фор?
мы предназначены для работы в диапазонах инфранизких, низких, высоких^
ультравысоких и сверхвысоких частот. К ним относятся также генераторы ка^
чающейся частоты — свипгенераторы и источник напряжений с дискретно уста*
навливаемыми точными частотами ^ синтезаторы частоты. В генераторах вы*
^оких, ультравысоких и сверхвысоких частот предусматривается возможности
модуляции, в первых амплитудной, в остальных — частотной, импульсной, а
иногда и фазовой.
Генераторы сигналов инфранизких частот
Генераторы измерительных сигналов инфранизких частот предназначены для
исследования и настройки различной электронной и электроакустической аппа*
ратуры, узлов и систем автоматического регулирования, сервомеханизмов, ана-
логовых вычислительных машин и других устройств, работающих в диапазоне
частот, нижняя граница которых находится в области сотых долей герца.
Большинство инфранизкочастотных генераторов выдает сигналы синусои*
дальной формы, но в некоторых из них предусмотрена возможность получения
сигналов прямоугольной, треугольной и пилообразной форм.
По схемным решениям они делятся на генераторы основной частоты и на
биениях. У последних выходная частота является разностью между двумя близ-
кими частотами, получаемыми от двух высокочастотных генераторов.
Генератор основной частоты содержит задающий генератор
(рис. 5.1 а), который является его главным узлом. Выполнить задающий генера-
тор, вырабатывающий напряжение с частотой в доли герца, на обычных коле-
бательных контурах очень трудно, поэтому чаще всего применяется электронная
схема, моделирующая незатухающий колебательный процесс. По существу это
аналоговое вычислительное устройство, на выходе которого получается напря-
жение «вых = ^вых Sin((D* + Cp). ЭТО
л)
26НЩТ.
mm
I f f
Влок
питания
Вых.
устр.
Вольт-
метр
'вых
выражение является решением диф-
ференциального уравнения
d2iW tdf2 + о)2 и вых = 0, (5.1) /
Рис. 5.1. Структурные схемы генера-
торов измерительных сигналов ин-
франизких частот:
а) основной частоты, б) на биениях
280-JOOmJ
дотоль
m N000
I
ЛЯ. 1--150Q
260-ШцЛП.
Усили- / \Преобр&
* тель ~*bo6amefib
300Гц JUL
У 0-20 Гц
Фортро\
датель
Усили-
тель
Фильтр
Аттеню-
Вь№д
нижних
атор
частот
0}0h
20Гц
Фильтр
нижних
частот
146

следовательно, вычислительное устройство должно представлять собой линей-
ный интегратор второго порядка.
Для удобства практической реализации схемы генератора вместо интегра-
тора второго порядка используют два простых интегратора, соединяемых после-
довательно. В соответствии с этим ур-пие (5.1) следует заменить эквивалентной
системой дифференциальных уравнений первого порядка. Обозначив duBhlx/dt=*
е=— Мвх и подставив в (5.1), получим:
du^jdt = —jMbx, duB}ildt = —Мвых- <5'2)
Таким образом, структурная схема задающего генератора должна содержать
один интегратор с коэффициентом передачи —kx и другой — с коэффициентом
передачи —&2 = o)2/&i. Между интеграторами помещается инвертирующий кас-
кад (коэффициент передачи равен —1) для перемены знака выходного напряже-
ния, подаваемого на вход второго интегратора (рис. 5.2я).
-1
Инвертор
Рис. 5.2. Задающий генератор инфраиизких частот в виде модели колебательного
процесса:
а) структурная схема, б) эквивалентная схема электронного интегратор*
Возвращаясь к уравнению второго порядка (5.1), описывающему работу схе-
мы, с учетом обозначений (5.2) получаем d2uBUx/dt2+kik2uBbiX = 0t откуда сле-
дует, что частота выходного напряжения о> = ]/' kik2 , т. е. зависит от коэффи-
циента передачи каждого интегратора. На эквивалентной схеме электронного ин-
тегратора (рис. 5.26) показана одна из реализаций регулировки коэффициента
передачи, с учетом которой k — a/RC. Следовательно, со
Обычно схема составляется так, что ai = a2=a; R\ = R2=iR', Ci = C2=C; тогда
f—a/2nRC. Переключение поддиапазонов осуществляется изхменением значений
R и С, а линейное изменение частоты — изменением а.
Генераторы на биениях имеют в своем составе два генератора вы-
соких частот, преобразователь и фильтр нижних частот. Один из генераторов
генерирует фиксированную частоту [ф, второй можно плавно перестраивать в пре-
делах от /пл = /ф до /пл = /ф*"-Ляакс, где ^макс^ОД/ф — максимальная выход-
ная частота. Оба напряжения с разными частотами поступают на входы преобра-
зователя частоты, выполненного по кольцевой схеме, и на его выходе в резуль-
тате преобразования получаются переменный ток разностной частоты и высоко-
частотные составляющие. Последние отфильтровываются фильтром нижних час-
тот, а сигнал с разностной частотой поступает на выход генератора.
Главным требованием к генераторам высокой частоты, входящим в состав
генератора на биениях, является высокая стабильность генерируемых частот,
так как даже незначительное относительное отклонение частоты каждого из ^их
приводит к большой относительной нестабильности выходной частоты. Обозначим
относительную нестабильность генераторов фиксированной частоты и с плавной
настройкой бф и 6Пл соответственно. Тогда относительная нестабильность на вы-
ходе генератора 6г=(6ф/ф—блл/пл)//7. Отсюда следует, что 6F тем больше, чем
меньше F и чем существеннее отличаются друг от друга бф и бпл.
Для улучшения стабильности выходной частоты относительные нестабиль-
ности высокочастотных генераторов должны быть возможно более близки друг
к другу, а сами генераторы должны быть схемно и конструктивно идентичными.
Последнее требование приводит к отклонению частот обоих генераторов под'воз-
147

действием внешних условий в одну и ту же сторону, в результате чего разност-
ная выходная частота не изменяется.
Рассмотрим структурную схему генератора на биениях. Генератор состоит
из трех каналов: канала переменной частоты, канала фиксированной частоты и
канала выходной разностной частоты (рис. 5.16).
В канал переменной частоты входят: генератор, вырабатывающий напряже-
ние синусоидальной формы с плавной перестройкой частоты от 280 до 300 кГц;
устройство, формирующее из синусоидального напряжения однополярное напря-
жение прямоугольной формы той же частоты; делитель частоты в 1000 раз, на
выходе которого получается импульсное напряжение с частотой от 280 до 300 Гц;
усилитель мощности импульсов и преобразователь, работающий в ключевом ре-
жиме.
В канал фиксированной частоты входят: генератор 450 кГц; формирующее
устройство; делитель частоты в 1500 раз; фильтр нижних частот, выделяющий
первую гармонику частоты следования импульсов 300 Гц, которая поступает на
второй вход преобразователя.
В канал выходной частоты, которая может принимать любые значения от
0,01 до 20 Гц, входят фильтр нижних частот, подавляющий частоты выше 20 Гц,
и ступенчатый аттенюатор для регулировки уровня выходного напряжения до
—ПО дБ.
Применение генераторов со столь высокими частотами и последующее деле-
ние частот облегчают получение шкалы с малой ценой деления и настройку ге-
нератора с малой частотной погрешностью. В контур генератора фиксированной
частоты включен небольшой конденсатор переменной емкости Ср, при помощи
которого можно изменять выходную частоту в любой точке настройки на
±0,15 Гц через 0,01 Гц.
Генераторы сигналов низких частот
Генераторы измерительных сигналов низких частот применяются для на-
стройки и определения нелинейности различных устройств связи и вещания, для
снятия амплитудных, частотных и модуляционных характеристик усилителей и
передатчиков, а также для питания различных измерительных приборов и уста-
новок.
Название «генератор сигналов низких частот» означает, что у данного гене-
ратора имеется диапазон звуковых частот 20—20 000 Гц, весь же диапазон его
может быть гораздо шире. Если диапазон достигает сотен килогерц, то генератор
называют генератором звуковых и ультразвуковых частот, а если он простирается
до 10 МГц — генератором видеочастот. Последнее название возникло в связи с
возможностью использования генераторов для настройки и регулировки каналов
изображения (видеоканалов) в телевизионных системах.
По принципу получения частоты выходного сигнала генераторы делятся на
генераторы основных колебаний и на биениях. По схемным решениям — на гене-
раторы LC, RC и с диапазонно-кварцевой стабилизацией. В генераторах LC час-
тота определяется индуктивностью и емкостью колебательных контуров согласно
известному выражению
которое при большой добротности Q упрощается и принимает вид 112т. V LC,
где f — в герцах, L — в генри и С — в фарадах.
Нетрудно убедиться, что конструкция генератора с плавным диапазоном час-
тот от /Мин = 20 Гц до /макс = 20 кГц, т. е. с перекрытием г] = 103 на контурах LC,
очень громоздка. Однако такие контуры широко применяются в генераторах сиг-
налов низких частот, работающих на принципе биений или выполненных на не-
сколько фиксированных частот. Генераторы с фиксированными частотами обычно
встраивают в другие приборы и используют в качестве источников модулирую-
щих частот или испытательных сигналов для нескольких определенных точек диа-
пазона проверяемого тракта.
148

В генераторах RC частота определяется сопротивлениями резисторов и
емкостями конденсаторов, входящих в цепь положительной обратной связи, не-
обходимой для осуществления генерации. Вследствие простоты схемы и высоких
качественных показателей генераторы RC (рис. 5.3а) получили широкое распро-
странение.
Основным блоком генератора RC является генератор с самовозбуждением.
В качестве такого генератора используется двухкаскадный усилитель с коэффи-
циентом усиления К и равномерной частотной характеристикой в широкой полосе
частот, охваченный положи- ф
дыхо&
тельной частэтнозависимой и
отрицательной частотнонезави-
симой обратными связями. По-
ложительная обратная связь
обеспечивает генерацию колеба-
ний определенной частоты, от-
рицательная — стабилизирует
работу генератора зо всем диа-
пазоне генерируемых частот.
Напряжения обратных свя-
Генератор
RC
Усилитель
Выходное
устроите
t
t
{Выпрямитель
~1сеть
Вольт-
метр
Рис. 5.3. Схемы /<С-генератора
измерительных сигналов:
а) структурная; б, в) принци-
пиальные
R76,2k
}{ycunumsm

зей поступают на вход усилителя (рис. 5.4) через мостовую схему (мост Вв«
на). Коэффициент положительной обратной связи такого усилителя
•Г
О*
i = z.iiz, + z2),
отрицательной
R4
(R3 + R<)'
(5.3)
(5.4)
а результирующий коэц
ратной связью
[нишэчт усиления с об*
Кос = К/[1 -К(т-Р)]-
(5.5)
Рис. 5.4. Схема усилителя с
положительной и отрица-
тельной обратными связями
Результирующее напряжение на входе усили-
теля иах равно разности напряжений положи-
тельной и отрицательной обратных связей:
(5.6)
есть не что
^Лзх — ^п — Uq — 7 ^вых — Р ^вых
Известно, что отношение выходного напряжения ко входному
иное, как коэффициент усиления К, поэтому из ф-лы (5.6) получаем •
/С=6/вых/6/вх = 1/(т-Р). (5.7)
Сопоставляя ф-лы (5.7) и (5.5), убеждаемся, что при выполнении равенства (5.7)
возникает генерация, о чем свидетельствует выражение (5.5), где /(ос-*00.
Таким образом, условие генерации запишется в виде
К(т-Р)> 1. <5'8)
Для возникновения генерации необходимо совпадение по фазе выходного и вход-
ного напряжений, что требует при двухкаскадном усилителе вещественного харак-
тера коэффициента положительной обратной связи. Из рис. 5.4 и выражения (5.3)
оче.зидьо, что
. /?а/(1+ 1<о/?2Сд)
7 ~" я, + l/ia>C, + #3/(i 4. io)C2#2) в
Практически в схеме моста всегда Ri = R2=R и С1 = С2 = С. Поэтому
. 1
7 ~ 3 + 1(<оДС — 1/<о#С)
и для получения баланса фаз необходимо и достаточно, чтобы мнимая часть зна-
менателя была равна нулю, т. е. о)/?С= 1/со/?С; откуда частота, при которой воз-
буждаются автоколебания, а) = 1//?С и f=\/2nRC, а коэффициент положительной
обратной связи у = Чз- Подставляя это значение и выражение (5.4) в условие
(5.8), получаем условие баланса амплитуд: К (1/3 — Ril(R3-\- R±j) = 1 или К =
= 3 (/?3 + /?4)/(/?з — 2/?4)-
Соотношение сопротивлений /?3 и RA определяется из условия равновесия
моста Вина: Z1/?4 = Z2/?3. Подставляя выражения Z\ и Z2 с учетом равенств Ri=*
=xR2=R и С2 = С2 = С, получаем 2R4 + i <о CRR^ -f R4/i о CR = R3. Отсюда сле-
дует, что мост находится в равновесии при R^=2RA на частоте о)=1//?С, т. е. во
время генерации колебаний коэффициент отрицательной обратной связи Р = Уз,
положительная обратная связь полностью компенсируется отрицательной, и по-
этому результирующее напряжение на входе усилителя UBX равно нулю. Это же
вытекает из рассмотрения схемы (см. рис. 5.4), так как напряжение UEX сни-
мается с диагонали моста, находящегося в равновесии. При UBZ = 0 генерация не-
возникает. Это противоречие разрешается тем, что сопротивление /?3 выбирается
чуть большим, чем 2#4, а |3 при этом оказывается чуть меньшим, чем у, т. е. в
схеме действует результирующая положительная обратная связь и, хотя мост не-
150

много разбалансирован, генерация имеет место. Генерируемые колебания получа-
ются хорошей синусоидальной формы, так как напряжение £УВ* мало и усилитель
работает в линейном режиме.
На рис. 5.36 представлена принципиальная схема /?С-генератора с конкрет-
ными данными деталей. Нелинейность, которая принципиально необходима в ге-
нераторе, обеспечивается включением в цепь отрицательной обратной связи нели-
нейного сопротивления /?3 (последовательно соединенные термистор и полупере-
менный резистор) и резистора Ri, с которого снимается напряжение отрицатель-
ной обратной связи. Термистор представляет собой инерционный полупроводни-
ковый прибор, сопротивление которого уменьшается при увеличении протекаю-
щего через него тока и, наоборот, увеличивается при его уменьшении. Наличие
термистора обеспечивает быстрое самовозбуждение генератора; в момент вклю-
чения термистор холодный, его сопротивление Rt велико, а напряжение отрица-
тельной обратной связи на резисторе /?4 мало. Результирующее напряжение на
входе лампы Л\ вызывается в основном положительной обратной связью, и ампли-
туда колебаний быстро возрастает. При этом сопротивление термистора умень-
шается, растет напряжение отрицательной обратной связи, уменьшается входное
напряжение и устанавливается баланс амплитуд. Первоначальное соотношение
сопротивлений /?3 и /?4 устанавливается полупеременным резистором /?3 так,
чтобы в установившемся режиме выполнялось условие малого разбаланса моста
(/?/+/?3) > 2#4. Сопротивление термистора из-за его инерционности не мо-
жет измениться в. течение одного периода колебания, т. е. оно зависит не от мгно-
венного значения тока или напряжения, а от некоторой средней амплитуды за
несколько периодов. Это позволяет обеспечить постоянство выходного напряже-
ния в диапазоне генерируемых частот.
Как видно из схемы (рис. 5.36), в каждом каскаде имеется отрицательная
обратная связь по току (резисторы /?4 и R6), которая существенно уменьшает
влияние колебаний напряжения питающей сети на коэффициент усиления усили-
теля и улучшает форму генерируемых колебаний.
На рис. 5.3<з приведена схема ЯС-генератора на транзисторах. Здесь двух-
каскадиый усилитель напряжения на транзисторах Т\ и Г3 работает по схеме с
общим эмиттером. Между каскадами усиления включен каскад, работающий по
схеме с общим коллектором (транзистор Т2), облегчающий согласование выход-
ного сопротивления первого каскада с входным сопротивлением последнего. Це-
пи положительной и отрицательной обратных связей аналогичны тем же цепям в
ламповом генераторе. Резисторы R3—R7 и Riz—#15 образуют делители напряже-
ний, с помощью которых устанавливаются необходимые постоянные напряжения
между коллекторами и эмиттерами транзисторов Т\ и 7Y Резисторы Rio, Rn и
Ris являются нагрузками соответствующих каскадов. Остальные элементы схемы
пояснений не требуют.
Рассмотренные /^С-геиераторы не могут отдавать мощность во внешнюю на-
грузку, так как присоединение к анодной цепи лампы Л2 (рис. 5.36) или к кол-
лекторной цепи транзистора Г3 (рис. 5.3в) дополнительного резистора вызовет
уменьшение усиления и нарушение условия самовозбуждения, срыв генерации.
Поэтому после генератора обязательно включается усилитель, первый каскад ко-
торого работает в буферном режиме. Весь же усилитель предназначается для
создания необходимой мощности на нагрузке во всем диапазоне генерируемых
частот. Выходное напряжение усилителя изменяется от нуля до максимума при
помощи потенциометра, включенного на его входе. Для обеспечения высоких ка-
чественных показателей усилители выполняются по строго симметричной двух-
тактной схеме с глубокой отрицательной обратной связью. Ламповые усилители
имеют, как правило, два каскада, транзисторные — три. Напряжение на выходе
усилителя измеряется вольтметром, а затем поступает на выходное устройство.
Выходное устройство предназначено для установки нужного уровня выход-
ного сигнала и согласования выходного сопротивления генератора с сопротивле-
нием нагрузки. В соответствии с этим оно состоит из градуированного аттенюато-
ра и согласующего трансформатора.
Генераторы на биениях сложнее генераторов RC как в схемном.,
так и в конструктивном отношениях. Однако они имеют, по крайней мере, два
неоспоримых преимущества, благодаря чему широко применяются в измеритель-
ной технике: весь диапазон выходных частот перекрывается без коммутации эле-
151

ментов колебательных контуров и выходное напряжение практически не зависит
от частоты. Эти особенности не только облегчают работу с ними, но позволяют
использовать их при автоматической записи частотных характеристик различных
радиотехнических и акустических устройств путем автоматической перестройки
частоты с заданной скоростью.
Рассмотрим одну из структурных схем генератора на биениях (рис. 5.5), ра-
ботающего в диапазоне частот 20—40 000 Гц. Частота /макс задана равной 40 кГц,
поэтому фиксированная частота выбрана /ф = 400 кГц; тогда частота генератора
высокой частоты с плавной настройкой должна изменяться в пределах 400—
360 кГц. Диапазон частот генератора от 0 до 40 000 Гц перекрывается одним по-
воротом ротора конденсатора С (рис. 5.5), причем емкость контура изменяется
всего на 20%. Шкала ротора конденсатора градуируется в пределах от 20 до
40 000 Гц в логарифмическом масштабе.
Генератор
зп
Регулируемый
Усилитель
каскад
Контрольный
"дшод
Рис. 5.5. Структурная схема генератора низких частот на биениях
В контуре генератора фиксированной частоты включен переменный конден-
сатор Ср небольшой емкости, позволяющий изменять выходную частоту в любой
точке настройки на ±100 Гц. Конденсатор выполняется с прямочастогной фор-
мой пластин, и его шкала («расстройка») градуируется в герцах. Выходная ча-
стота определяется как сумма показаний главной шкалы и шкалы расстройки.
Близкие частоты двух автогенераторов при наличии связи между ними «за-
хватываются» или синхронизируются, т. е. становятся равными друг другу. По-
этому для получения на выходе генератора самых низких разностных частот оба
генератора должны быть тщательно экранированы, развязаны фильтрами по це-
пям питания и отделены от остальной части схемы буферными эмиттерными по-
вторителями и усилителями. Преобразователь работает в ключевом режиме, для
обеспечения которого напряжение генератора с плавной настройкой преобразуется
в усилителе-ограничителе в импульсы.
Фильтр нижних частот, включенный между преобразователем и усилителем
низкой частоты, должен пропускать только разностные частоты в пределах от 0
до 40 кГц. Высокочастотные составляющие должны подавляться не менее чем
на 60 дБ ниже максимального уровня выходного сигнала, поэтому фильтры вы-
полняются двух- или трехзвенными.
Усилитель низкой частоты собран по симметричной двухтактной схеме с глу-
бокой отрицательной обратной связью, чем обеспечивается хорошая форма вы-
ходного сигнала.
Для поддержания неизменным уровня выходного сигнала необходимо, что-
бы выходное напряжение генератора фиксированной частоты было постоянным.
Для этого предусмотрено автоматическое регулирование его уровня. Выходное
напряжение с контрольного выхода фиксированной частоты подается на вход АРУ
(см. рис. 5.5), усиливается, выпрямляется, фильтруется и через эмиттерный по-
152

вторитель поступает на вход регулируемого каскада усипителя напряжения фик-
сированной частоты.
Перестраивать генератор переменной частоты можно как вручную, так и ав-
томатически при помощи устройства автоматики и коммутации, двигателя и ре-
дуктора, связанного с осью конденсатора.
Генераторы с диапазонно-кварцевой стабилизацией
частоты предназначены для настройки и проверки современной радиотехнической
и многоканальной аппаратуры связи. В этих генераторах для повышения стабиль-
ности частоты применяются кварцевые резонаторы. Последние, как известно, ста-
билизируют лишь одну частоту, в то время как от генераторов измерительных
сигналов требуется широкий диапазон стабильных частот. Это противоречие мож-
но решить двумя способами: формированием выходного сигнала из одной или
нескольких высокостабильных частот опорного генератора с кварцевой стабилиза-
цией путем их умножения, деления или смешения; получением выходного сигна-
ла от обычного LC- или /?С-генератора, частота которого автоматически подстраи-
вается по частоте опорного генератора. В обоих случаях на выходе таких гене-
раторов получаются дискретные частоты, стабильность которых близка к стабиль-
ности частоты опорного генератора.
Для получения плавного перекрытия между соседними дискретными частота-
ми применяется способ интерполяции. В этом способе дискретные частоты ста-
бильного генератора и плавно изменяющаяся частота /и.г интерполяционного ге-
нератора подаются на преобразователь частоты, на выходе которого после соот-
ветствующей фильтрации получаются частоты /:вых = /гг±/и.г. Однако стабильность
выходных частот в этом случае понижается.
Рассмотрим практическую структурную схему (рис. 5.6) генератора с диапа-
зонно-кварцевой стабилизацией частоты, на выходе которого создается напряже-
ние синусоидальной формы в диапазоне частот 1 кГц — 2 МГц дискретно через
1 кГц. Между каждой парой дискретных значений при помощи интерполяционно-
го генератора можно плавно изменять частоту в пределах ±500 Гц.
ФУ5
ИФДЗ
5Ш
Индикстор\
нулебых"
"биений
7,7-9J МГц ~[
- ФУ/
ИФД1
Гетеродин
/
50кГи ~~] \
© I
Интерлоля- \ \
цц'онньш 1 1
генератор \ j
ФИШ
Упробляю-
щий
элемент 1
й,Шц
Упрабляю-
ФНЧЗ
щий
элементе
{ Ж^25(Ыц_ PJi'^fJl J
Рис. 5.6. Структурная схема генератора с диапазонно-кварцевой стабилизацией
153

Структурная схема состоит из пяти блоков: А — блока опорных частот;
Б — блока гетеродина 1 с импульсно-фазовой автоподстройкой частоты в диапа-
зоне 7,7—9,7 МГц; В — блока гетеродина 2 с фазовой автоподстройкой частоты
в диапазоне 9,7—9,75 МГц; Г — блока гетеродина 3 с импульсно-фазовой авто-
псдстрс йкой частоты через 1 кГц в диапазоне частот 200—250 кГц, напряжение
которого используется как опорное для фазовой автоподстронки частоты гетеро-
дина 2; Д — выходного блока. Кроме того, в схеме предусмотрены интерполяци-
онный генератор и индикатор нулевых биений. Интерполяционный генератор ра-
ботает с частотой 50 кГц±500 Гц. Центральная частота проверяется с помощью
индикатора нулевых биений с частотой 50 кГц, получаемой через делитель часто-
ты от опорного генератора.
Выходные частоты образуются в результате смешения напряжений гетеро-
дина 1 и гетеродина 2 в преобразователе / и выделения разностной частоты
фильтром нижних частот ФНЧ. Гетеродин 1 синхронизируется импульсным напря-
жением с частотой следования 50 кГц, получаемым через делитель частоты 1 от
опорного генератора с кварцевой стабилизацией 10 МГц.
Гетеродин 2 также синхронизируется напряжением опорного генератора, но
через гетеродин 3, в свою очередь, синхронизируемый стабильным по частоте
импульсным напряжением с частотой следования 1 кГц, получаемой через дели-
тель частоты 2. Опорное напряжение для фазовой автоподстройки частоты гете-
родина 2 снимается с преобразователя 3 через резонансный усилитель. В преоб-
разователе 3 суммируются частоты гетеродина 3 и интерполяционного генера-
тора.
Таким образом, все гетеродины управляются по частоте напряжением опор-
ного генератора с кварцевой стабилизацией. Это обеспечивает основную абсолют-
ную погрешность установки дискретных значений выходных частот при выклю-
ченном интерполяционном генераторе ±Ы0~6/Вых, а при включенном интерпо-
ляционном генераторе при условии его проверки по индикатору биений через
каждые 4 мин — ± (1 • 10~б/вых + 0,3) Гц. Нестабильность выходной частоты пос-
ле двухчасового предварительного прогрева при выключенном интерполяционном
генераторе не превышает ±3«Ю~7 в течение трех часов непрерывной работы.
Генераторы сигналов высоких и ультравысоких частот
Генераторы высоких частот являются источниками незатухающих или моду-
лированных синусоидальных измерительных сигналов, параметры которых —
частота, амплитуда и коэффициент модуляции — известны с установленной по-
грешностью и могут регулироваться в определенных пределах. Такие генераторы
предназначаются для настройки и испытаний радиоприемников, усилителей, теле-
визионных устройств, антенн, кабелей и линий связи и другой радиотехнической
и многоканальной аппаратуры. Кроме того, их можно применять для питания из-
мерительных устройств соответствующего диапазона частот. Генераторы сигна-
лов высоких частот работают в диапазоне 100(50) кГц — 25(50) МГц, т. е. пе-
рекрывают диапазон длинных, средних и коротких волн.
Колебательные системы в этом диапазоне выполняются в виде высококачест-
венных колебательных контуров с сосредоточенными параметрами. Для перекры-
тия нужного диапазона частот последний делится на несколько поддиапазонов
(до восьми) с малым перекрытием (до двух), что обеспечивает высокую точность
градуировки и установки частоты по шкале генератора.
Структурная схема измерительного генератора сигналов высокой частоты на
электронных лампах показана на рис. 5.7а. Задающий генератор работает обыч-
но на пентоде по схеме с электронной связью, что позволяет разделить генератор
и нагрузку для улучшения стабильности генерируемой частоты. Усилитель высо-
кой частоты, работающий по обычной резонансной схеме, выполняет три функ-
ции: буферного каскада, модулируемого каскада и регулирования напряжения
несущей частоты. Настраивается он одновременно с генератором, так как их ка-
тушки индуктивности располагаются на одном вращающемся барабане, а кон-
денсаторы переменной емкости — на общей оси. Уровень несущей, т. е. напряже-
ние на входных зажимах аттенюатора, устанавливается путем изменения постоян-
ного напряжения на экранирующей сетке лампы усилителя и, следовательно, его
коэффициента усиления. Амплитудная модуляция осуществляется в цепи экрани-
154

с)
Задающий
генератор
Усши
быт
част
me/ib
т
оты
°1нтняя ^ 1
| Внутренняя
Генератор
низкой
частоты
1\РУ
BbMt
Выход i
6ыШ
Внещний ' К л.
делитель S6"
til
БЛОК
питания
Ьсет.
\3адающий ■ >д
генератору} \
Усилитель
дь№д
\Модулятор
-4
Аттенюа-\
тор
Усилитель
Аттенюа-
тор
4\ ВЬ№
'00
Линейный
детектор
Регулятор
\напряжения\
Аетешр\
ВнШняя
модуляция
а Выход
Генератор
НУ '
AAA.
Блок
питания
Рис. 5.7. Структурные схе1ш генератороз сигналов высоких
частот:
а) лампового, б) транзисторного
рующей сетки той же лампы. Коэффициент модуляции регулируется изменением
напряжения низкой частоты. Источником модулирующего напряжения может
быть внутренний или внешний генератор низкой частоты. Внутренний (встроен-
ный) генератор обычно выполняется по простейшей трансформаторной схеме на
одну или две частоты, чаще всего 400 и 1000 Гц. В качестве внешнего исполь-
зуется генератор измерительных сигналов низких частот, позволяющий модули-
ровать напряжение несущей частоты в заданном диапазоне частот.
В состав генератора сигналов высоких частот обязательно входят измери-
тельные устройства электронный вольтметр для контроля установленного на-
пряжения несущей частоты и измеритель коэффициента амплитудной модуляции.
Напряжение несущей частоты устанавливается на некоторую постоянную опорную
единицу, относительно которой определяется напряжение на выходе генератора,
уменьшенное калиброванным аттенюатором.
На рис. 5.76 показана структурная схема генератора сигналов высокой ча-
стоты на полупроводниковых приборах, относящегося к единой конструктивной
серии генераторов на диапазон частот от 100 кГц до 1000 МГц, предназначенной
для замены существующего парка генераторов измерительных сигналов.
155

Генератор состоит из задающего генератора, двух высокочастотных кана-
ловосновного и вспомогательного, модуляционного устройства и блока пита-
ния. В основной канал входят: модулятор, широкополосный усилитель, высоко-
частотный аттенюатор и устройство стабилизации и регулирования уровня вы-
ходного напряжения. Стабилизация осуществляется следующим образом. Диод-
ный линейный детектор выделяет среднее значение высокочастотного сигнала на
выходе широкополосного усилителя; это постоянное напряжение подается на
один из входов дифференциального усилителя постоянного тока. На его второй
вход поступает опорное напряжение, устанавливаемое регулятором. Усиленная
разность этих напряжений является управляющим сигналом, воздействующим на
управляющий электрод регулирующего каскада так, что уровень выходного на-
пряжения в точке подключения детектора всегда пропорционален уровню опор-
ного напряжения. При постоянном опорном напряжении обеспечивается стаби-
лизация выходного напряжения основного канала, а при плавном изменении
опорного напряжения регулятором выходное напряжение изменяется в пределах
10 дБ. Для расширения пределов регулирования служит аттенюатор. Амплитуд-
ная модуляция происходит в высокочастотном модуляторе, представляющем собой
широкополосный усилитель с нелинейной функцией передачи, на вход которого
поступают высокочастотный сигнал с малой амплитудой и низкочастотный — с
большой. Модулирующее напряжение перемещает рабочую точку транзистора иа
участки характеристики с различной крутизной, вследствие чего осуществляется
амплитудная модуляция высокочастотного сигнала. Источником модулирующего
напряжения является встроенный генератор на 1000 Гц; можно использовать и
внешний генератор измерительных сигналов с диапазоном частот 50—15 000 Гц.
Глубина модуляции подбирается в два этапа: сначала устанавливается неко-
торое опорное модулирующее напряжение регулятором напряжения низкой час-
тоты, контролируемое при помощи детектора и индикатора, затем оно регули-
руется аттенюатором низкой частоты с дискретностью 10%.
Вспомогательный канал состоит из одного широкополосного усилителя, на
выходе которого имеется немодулированный сигнал. Напряжение этого сигнала
можно использовать для контроля частоты генератора и для других целей.
Для проверки и настройки радиоприемников однополосной системы свлзи
создан генератор с диапазонно-кварцевой стабилизацией частоты, работающий в
диапазоне частот от 100 кГц до 70 МГц с дискретной перестройкой частоты че-
рез 10 кГц. Сигналы этого генератора отличаются высокой стабильностью частоты
(±Ы0"7 за 10 мин) и точностью ее установки (Ы0~7). В генераторе преду-
смотрены следующие режимы работы: незатухающие колебания, амплитудная
модуляция и манипуляция (AM и AT), частотная и двусторонняя частотная ма-
нипуляция (ЧТ и ДЧТ), трехчастотный сигнал (однополосный режим), двух-
частотный сигнал (пилот-сигнал и помеха).
Генераторы ультравысоких частот работают в диапазоне от 30 до 3000 МГц,
т. е. перекрывают диапазон метровых и дециметровых волн. Колебательные кон-
туры при частотах до 400 МГц, состоящие из катушек индуктивности и перемен-
ных конденсаторов, обеспечивают перекрытие в поддиала^онах не более 1,5. При-
чина заключается в том, что минимальная емкость в контуре увеличивается за
сет монтажных и междуэлектродных емкостей генераторной лампы, а макси-
мальная емкость конденсатора настройки ограничена условием получения ультра-
высоких частот. При частотах от 300 до 3000 МГц колебательные системы вы-
полняются в виде отрезков коаксиальных линий. Основная резонансная волна
короткозамкнутого отрезка линии без потерь равна ее учетверенной длине А,=4/,
поэтому необходимая длина отрезка находится по заданной частоте из выраже-
ния /=c/4f, где с — скорость распространения электромагнитной энергии в воз-
духе (см. § 8.1). Настройка на нужную частоту осуществляется изменением дли-
ны линии при помощи подвижных устройств — поршней или плунжеров. Диапа-
зон частот не разбивается на поддиапазоны.
Структурная схема генератора измерительных сигналов ультравысоких частот
приведена на рис. 5.8а. В диапазоне до 400 МГц в качестве генераторных ламп
применяются миниатюрные триоды, на более высоких частотах — до 3000 МГц —
генераторные триоды маячковой конструкции или металлокерамические. В этих
лампах размеры электродов и расстояния между ними весьма малы, поэтому вре-
мя пролета электронов значительно уменьшается,
156

Генераторы обычно выполняются по
емкостной трехточечной схеме с зазем-
ленной сеткой; составными элементами
схемы также являются монтажные и
междуэлектродные емкости. В диапазоне
ультравысоких частот большое влияние
на генерируемую частоту оказывает ин-
дуктивность выводов лампы, особенно ка-
тода. Ее значение должно быть настоль-
ко незначительным, чтобы на самой высо-
кой частоте рабочего диапазона сопротив-
лением вывода катода можно было пре-
небречь. Для выполнения этого условия
выводы у миниатюрных триодов делают-
ся короткими и толстыми, а у маячковых
и металлокерамических — дисковыми.
Выводы электродов в виде металличе-
ских дисков обеспечивают возможность
4)
Задающий
генератор
Атте-
нюатор
Внешняя^ щ цм)
модуляция ^Внутренняя '-'"jj*
Модулятор
Внешняя /1
SL о—о' пВнутренняя JL
модуляция 9
И.щшщ
блок
Внешняя 6 синхронизация
0
Задающий]
генератор
Целитель
частоты
Фильтр
-^О'
-^>-о
Делитель
частоты
UJ Фильтр
и \1
Вспомогатет
ный Выход
Модулятор
г
Усилитель
Рис. 5.8. Структурные схемы генератора ультразысоких частот:
а) без деления частоты; б) с делением частоты
соединения этих ламп с коаксиальными линиями. Генераторы на нужную частоту
настраиваются изменением длины этих линий, осуществляемым одновременным
перемещением кольцевых закорачивающих поршней.
В ультравысокочастотных измерительных генераторах предусматривается ам-
плитудная, импульсная и частотная модуляции, последняя необходима при на-
стройке радиовещательных приемников с УКВ диапазоном, телевизоров и для
других измерений. В большинстве схем генераторов этого диапазона отсутствуют
усилители, поэтому амплитудная модуляция осуществляется обычно по схеме
анодной модуляции. Частотная модуляция, т. е. изменение генерируемой частоты
генератора в соответствии с изменением модулирующего напряжения, осуществ-
ляется воздействием на емкость или индуктивность колебательного контура. Для
этого параллельно контуру включается конденсатор или катушка, емкость или
индуктивность которых изменяется под действием модулирующего напряжения,
или каскад (на лампе или транзисторе), представляющий собой эквивалентную
реактивность — емкость или индуктивность. Частотную модуляцию чаще всего
осуществляют с помощью эквивалентной реактивности. Отклонение (девиация)
частоты в ультравысокочастотных генераторах, предназначаемых для радио- и
телевизионного вещания, составляет 1—75 или 1—150 кГц.
Импульсная модуляция осуществляется напряжением видеоимпульсов пря-
моугольной формы, получаемым от внутреннего или внешнего генератора. На
выходе ультравысокочастотного генератора появляются радиоимпульсы, форма
огибающей которых близка к форме модулирующих импульсов. Иногда преду-
сматривается возможность задержки радиоимпульсов и изменения их временного
положения. При импульсной модуляции не должна возникать паразитная частот-
ная модуляция. Для выполнения этого и других требований в состав генерато-
ров включают сложные пмпульсномодуляциопные блоки. Кроме того, предусмат-
ривается измеритель мощности, а иногда и измеритель частоты генерируемых сиг-
налов, а также возможность измерения параметров модулированных сигналов.
157

Основным недостатком рассмотренных схем ультравысокочастотных генерато-
ров является необходимость коммутации колебательных контуров задающего ге-
нератора. В связи с этим в рамках новой полупроводниковой серии генераторов
разработана новая схема, предназначенная для работы в диапазоне частот до
400 МГц, в которой задающий генератор вырабатывает частоты в узком диапа-
зоне частот, 200—400 МГц. Напряжение этих частот поступает на делители часто-
ты с коэффициентом деления 2П, где м=0, 1, 2, 3, 4. С выхода каждого делителя
через фильтры нижних частот, подавляющие высшие гармонические составляю-
щие, снимаются напряжения выходных частот от 400 до 12,5 МГц путем пере-
ключения делителей совместно с их фильтрами (рис. 5.86). Далее сигнал раз-
ветвляется во вспомогательный канал, где усиливается широкополосным усилите-
лем, и в основной канал, в котором он модулируется, усиливается и поступает
на выход через соответствующий аттенюатор.
Генераторы сигналов сверхвысоких части.
Генератор
Ш
лАттнтатор
■й-
Генераторы сигналов СВЧ, т. е. работающие на частотах выше 1000 МГц,
предназначаются для исследования, настройки и испытаний радиорелейных линий
связи, аппаратуры связи с различными видами модуляции, телевизионных ре-
трансляторов, а также отдельных трактов и узлов, работающих в диапазоне сан-
тиметровых и миллиметровых волн. Структурная схема простейшего генератора
СВЧ представлена на рис. 5.9. Блоки СВЧ и выход генератора с нагрузкой со-
единяются при помощи коаксиальных кабелей (на частотах ниже 3000 МГц) или
волноводов (в диапазоне сантиметровых
и миллиметровых волн).
Наиболее распространенным элект-
ронным прибором, используемым в изме-
рительных генераторах СВЧ диапазона,
является отражательный клистрон. В диа-
пазоне миллиметровых болн применяются
лампы обратной волны. Для генерации
сигналов на частотах ниже 7500 МГц
применяются отражательные клистроны с
внешним коаксиальным резонатором,
включенным между дисковыми выводами
клистрона (рис. 5.10а). Настройка осу-
ществляется изменением длины коакси-
ального резонатора при передвижении за-
корачивающего поршня. Для частот вы-
ше 7500 МГц применяются отражатель-
ные клистроны с объемным резонатором,
помещенным внутри баллона (рис. 5.106);
в этих клистронах грубая настройка про-
изводится упругой деформацией резонатора (механически), а точная —- изме-
нением напряжения на отражателе (электрически).
Модулщион-
'Блок
. ный блок
. литания
о Сеть«
Рис. 5.9. Структурная схема ге-
нератора сигналов сверхвысо-
ких частот
■Or
Рис. 5.10. Отоажательные кли-
ЫоИ стР°ны:
СВЧ а) с внешним резонатором,
б) с внутренним
О О
158

Напомним кратко процесс генерации. В отражательном клистроне сфокуси-
рованный электронный луч пролетает через сетки резонатора, находящегося под
положительным относительно катода напряжением, и попадает в область тормо-
жения, существующую между резонатором и отражателем, так как последний
находится под отрицательным относительно катода и резонатора напряжением.
В области торможения электроны замедляются, останавливаются и возвращают-
ся обратно к резонатору.
В момент прямого пролета электронов в резонаторе возникает импульс ин-
дукционного тока, возбуждающий сверхвысокочастотное напряжение в зазоре ре-
зонатора (на его сетках). В результате взаимодействия электронов с этим на-
пряжением их скорость меняется; в области торможения электроны группируют-
ся в сгустки или пакеты и в таком виде возвращаются к резонатору, проникая
в его зазор. Если пакет электронов встречает в зазоре тормозящее поле, вызван-
ное данным мгновенным значением сверхвысокочастотного напряжения, то он от-
дает свою энергию резонатору и поддерживает в нем возникшие колебания. Нао-
борот, если электроны влетают' в ускоряющее поле, то они пролетают через сет-
ки резонатора по направлению к катоду, отбирают энергию из резонатора и ко-
лебания прекращаются, т. е. генерация срывается. Следовательно, возникновение
генерации определяется временем группирования электронов в моменты их воз-
вращения к зазору резонатора относительно части периода высокочастотного на-
пряжения. Это время зависит от напряженности постоянного тормозящего элект-
рического поля между резонатором и отражателем и регулируется разностью по-
тенциалов между ними. Практически напряжение на резонаторе поддерживается
постоянным, а напряжение на отражателе регулируется так, чтобы обеспечива-
лось необходимое время группирования и возвращения электронов.
Амплитуда генерируемых колебаний
будет максимальной в том случае, когда
время группирования а0, выраженное в
радианах, точно равно а0=2я(/г+3/4).
где /г = 0, 1, 2... Разные значения п соот-
ветствуют определенным напряжениям на
отражателе, при которых возникает гене-
рация, т. е. существуют зоны генерации
(рис. 5.11).
Если изменять напряжение отража-
теля в окрестностях максимальной мощ-
ности генерируемых колебаний, то она
плавно уменьшается. Одновременно с из-
менением мощности изменяется и генери-
руемая частота: она увеличивается при
повышении напряжения и уменьшается
при его понижении. Крутизна изменения
частоты в зависимости от изменения на-
пряжения достигает 2 МГц/В. Таким об-
разом, отражательный клистрон можно
настраивать двумя способами: механи-
ческим грубо и электронным точно. Первый способ позволяет изменять частоту
до 30%, второй — до 1—2%. Диапазон электронной настройки ограничивается
половиной генерируемой мощности в данной зоне.
Генерируемая энергия выводится из резонатора петлей связи и далее через
коаксиальную линию и штырь связи поступает в волновод, к которому присоеди-
няется нагрузка. Глубина погружения штыря определяет связь клистрона с на-
грузкой. Для уменьшения влияния нагрузки на работу клистрона в волноводе
помещен аттенюатор, вносящий затухание 8—10 дБ. У клистронов, работающих
в диапазоне миллиметровых волн, сверхвысокочастотная энергия выводится из
резонаторов при помощи волновода соответствующего сечения.
В отражательных клистронах легко осуществляется импульсная и частотная
модуляция. Для импульсной модуляции модулирующее напряжение включается
последовательно с постоянным напряжением отражателя. Модуляцию можно осу-
ществлять двояко — возбуждая колебания на время длительности импульса
(рис. 5.12 а) или срывая их на то же время (рис. 5.126). В первом случае скваж-
ность радио- и видеоимпульсов будет одинаковой, QP = QB; во втором различ-
Рис.
сти
5.11. Зависимость мощно-
и частоты генерируемых
на
колебаний от напряжения
отражателе
\59

ной, Qp = l— QB. Модуляцию
можно осуществлять как
положительными, так и от-
рицательными импульсами.
Высота модулирующих им-
пульсов UM должна быть
достаточной для полного
возбуждения или срыва ко-
лебаний, а форма их, воз-
можно, более приближаю-
щейся к прямоугольной; вы-
полнение последнего требо-
вания позволяет предотвра-
тить или уменьшить паразит-
ную частотную модуляцию.
Для осуществления ча-
стотной модуляции последо-
вательно с источником по-
стоянного напряжения отра-
жателя включается источник
модулирующего напряже-
ния, обычно пилообразной
или синусоидальной формы.
Значение постоянного нап-
ряжения на отражателе
устанавливается так, чтобы
мощность генерируемых ко-
лебаний была максималь-
ной; максимальное модули-
рующее напряжение выби-
рается из соображений ми-
нимума паразитной ампли-
тудной модуляции и в пре-
делах линейного участка ха-
рактеристики Af=/ (£Л>тР)
(рис. 5.12#). В генераторах
измерительных сигналов
сверхвысоких частот, пред-
назначенных для регулиров-
ки и проверки узлов радио-
релейных линий связи, девиация частоты в любой точке диапазона должна быть
в пределах 50 кГц — 5 МГц.
Источником модулирующих напряжений обычно служит встроенный в гене-
ратор модуляционный блок; возможна и внешняя модуляция. В состав генера-
тора сверхвысоких частот обязательно входят частотомер для измерения частоты
колебаний клистрона и измеритель генерируемой мощности. Блок питания содер-
жит не менее трех выпрямителей: для питания цепей резонатора, отражателя и
модуляционного блока. Напряжения первых двух выпрямителей стабилизируют-
ся, чем обеспечивается постоянство режима генерации и стабильность генерируе-
мой частоты.
Промышленность выпускает десятки типов генераторов сигналов сверхвысо-
ких частот, перекрывающих диапазон от 1 до 17 ГГц с нестабильностью частоты
за 10 мин от 4-Ю-4 до Ы0-6, и генераторов миллиметрового диапазона; рабо-
тающих па частотах 16,66—78,95 ГГц с нестабильностью 2-Ю-4.
Генераторы сигналов качающейся частоты
Генераторы качающейся частоты (свипгенераторы) являются источниками
сигналов, частота которых автоматически меняется по заданному закону в ши-
роких пределах (часто в пределах ширины полосы данного поддиапазона частот),
A7S'
u«t\
6)
А Л
Рис. 5.12. Диаграммы, поясняющие процесс
модуляции в отражательном клистроне:
а, б) импульсная модуляция, в) частотная
160

а значение выходного напряжения сохраняется. Генераторы качающейся частоты
обычно являются частью автоматических приборов для измерения различных ха-
рактеристик в функции частоты (амплитудных, группового времени замедления,
переходных, коэффициента стоячей волны, полного сопротивления и т. д.).
Сочетание генератора качающейся частоты с двухкоординатным самопишу-
щим устройством позволяет записывать частотные характеристики любого четы-
рехполюсника, а сочетание с осциллографическим индикатором — визуально на-
блюдать за различными характеристиками и автоматически измерять полное со-
противление, коэффициент стоячей волны напряжения и коэффициент отражения
в линиях с распределенными параметрами. Такие измерительные устройства чрез-
вычайно упрощают проверку, настройку и исследование каналов связи, усилите-
лей высокой и промежуточной частоты радиоприемников и телевизоров, фильт-
ров и других четырехполюсников, выходное напряжение которых зависит от
частоты, а также значительно повышают производительность труда настройщиков
в цехах, исследователей в лабораториях, ускоряют процесс измерения в условиях
эксплуатации и строительства систем связи.
Свипгеиераторы выпускаются на все диапазоны частот — от низких до сверх-
высоких. Схема низкочастотного свипгенератора подобна схеме генератора на
биениях (рис. 5.5) и отличается только тем, что в генераторе переменной частоты
предусматривается автоматическое непрерывное изменение частоты (свипирова-
ние) под воздействием напряжения или тока пилообразной или треугольной фор-
мы. В первом случае свипирование высокочастотного генератора происходит по
линейному периодическому закону в установленных пределах от /Мин до /макс и
ВО время спада пилообразного напряжения частота быстро возвращается к
7мии. Во втором случае частота с равной скоростью возрастает до /макс и умень-
шается до /мин. Значение максимального свипирования определяется амплиту-
дой свипирующего напряжения, а частота последнего определяет скорость или
период свипирования.
Свипирование осуществляется как механическим, так и электронным (чаще)
способами. Реализация первого способа зависит от диапазона частот и конкрет-
ного схемного решения генератора: в низкочастотных и высокочастотных генера-
торах — вращением ротора конденсатора переменной емкости или поступательно-
возвратным движением сердечника катушки индуктивности колебательного кон-
тура; в ультравысокочастотных генераторах — изменением длины коаксиаль-
ного колебательного контура, движением закорачивающего плунжера; в сверх-
высокочастотных — изменением размеров объемного резонатора с помощью порш-
ня или стержня. При механическом свипировании частота чаще всего изменяется
по треугольной форме, так как она соответствует возвратно-поступательному дви-
жению органов настройки, легко получаемому из вращательного движения. Фор-
ма изменения частоты при вращающемся роторе конденсатора определяется фор-
мой его пластин. Период свипирования при механическом способе составляет еди-
ницы и десятки секунд.
Простейшими электронными способами свипирования являются: изменение
магнитной проницаемости ферромагнитного сердечника катушки индуктивности»
помещенного в модулированный магнитный поток; изменение под воздействием
свипирующего напряжения емкости варикапа, включенного в контур; изменение
эквивалентной емкости или индуктивности реактивного каскада, присоединенного
параллельно колебательному контуру; изменение частоты клистронного генера-
тора сверхвысоких частот подачей свипирующего напряжения на отражатель. Все
перечисленные способы основаны на использовании нелинейных устройств, и пото-
му линейную зависимость изменения частоты по закону изменения свипирующего
напряжения удается получить в относительно узких пределах. Свипгеиераторы,
использующие эти способы, строятся на принципе биений; тогда относительно не-
большие изменения частоты одного из высокочастотных генераторов вызывают
изменение разностной частоты в широких пределах. Периоды свипирования обыч-
но составляют 0,02 или 0,04 с, но встречаются и более длительные, вплоть до
нескольких секунд.
На сверхвысоких частотах в диапазоне 1—16,6 ГГц применяются широко-
диапазонные генераторы, работающие на лампах обратной волны типа О (с пря-
мым электронным потоком и продольным фокусирующим магнитным полем.
б Зак. 1092
161

Рис. 5.13. Схема свипгенератора
рис. 5.13). Этот электронный прибор,
в котором происходит непрерывное
взаимодействие электронного потока
с электрическим полем, обладает ши-
роким диапазоном частот и его мож-
но плавно и безынерционно перестраи-
вать изменением напряжения кол-
лектора. Выходная мощность лампы
обратной волны также определяется
напряжением коллектора, поэтому в
свипгенераторах качание частоты
ограничивается 30% от центральной,
в то время как полное изменение ча-
стоты может быть значительно больше.
Понятие о синтезаторах частоты
Синтезаторы частоты представляют собой источник синусоидального напря-
жения, выходная частота которого получается в результате преобразования ча-
стоты опорного высокостабильного генератора, обычно с кварцевой стабилиза-
цией. Выходная частота может принимать любые значения (практически от
50 Гц до 50 МГц) с декадной установкой частот и дискретностью до 0,01 Гц.
Нестабильность выходной частоты определяется нестабильностью опорного гене-
ратора и не преьышает Ы0~8 в сутки и 5»Ю-9 в секунду.
Синтезаторы частоты строятся по методу прямого и косвенного синтеза. Пря-
мой синтез основан на выполнении четырех арифметических действий над часто-
той опорного сигнала с последующей фильтрацией неизбежно возникающих со-
ставляющих высших частот. Косвенный синтез заключается в синхронизации час-
тоты автогенератора, создающего выходной сигнал с частотой и стабильностью,
определяемыми синхронизирующим опорным генератором.
Синтезатор частоты в самом общем виде можно представить состоящим из
опорного генератора с* кварцевой стабилизацией, блока опорных частот, содер-
жащего в простейшем случае делители, умножители и преобразователи частоты,
и блока синтеза частот (рис. 5.14), в котором создаются выходные сигналы.
Блок синтеза состоит из ряда частотных декад и коммутационных цепей для
их переключения. Частотная декада преобразует одну из опорных частот в не-
сколько частот в пределах одного десятичного разряда. Она содержит узлы, вы-
полняющие арифметические действия (при прямом синтезе), и фильтры или син-
хронизируемый генератор с электронной перестройкой и фазовой автоподстрон-
кой частоты (при косвенном синтезе).
Дискретные выходные сигналы заданной частоты образуются при включении
необходимой последовательности частотных декад. Перекрытие между дискрет-
ными значениями осуществляется при помощи интерполяционного генератора.
На рис. 5.146 приведена упрощенная структурная схема формирования сетки
частот по методу прямого синтеза. На схеме не показаны фильтры и раздели-
тельные усилительные каскады. Схема позволяет проследить, как из одной часто-
ты опорного генератора формируется ряд частот, отстоящих на 10 кГц друг от
друга. Выполняя аналогичные действия, можно получить интервалы между часто-
тами вплоть до долей герца.
В выходном сигнале синтезатора содержится высших гармонических до 3%,
напряжения комбинационных частот ослаблены на 70 дБ, а кратные частоте пи-
тающей сети — на 64 дБ.
Синтезаторы частоты представляют собой сложные электронные устройства,
однако применение интегральных микроузлов и полупроводниковых приборов
позволило создать надежные, малогабаритные и сравнительно с небольшой мас-
сой приборы, обладающие высокими эксплуатационными характеристиками.
Промышленностью выпускается несколько типов подобных синтезаторов час-
тоты, работающих в диапазоне частот от 50 Гц до 50 МГц с разрешающей спо-
собностью установки частоты выходного сигнала 0,01 Гц и нестабильностью ча-
стоты за 24 ч не более Ы0~8.
162

л
Генератор
Л*
БЛОК
опорных
частот
н
Блок
синтеза
частот
опорный
Кг
fSb3
Рис. 5.14. Синтезатор частоты:
а) структурная схема, б) к пояснению
процесса прямого синтеза
б)
гжр.
стаб.
Умн.
на 3
Мел.
на 5
Умн.
на 1
наш
Умн.
на *t
\8П0
Преобр.
Преобр.
1МГЦ ?МГЦ 3МГц
МГц
ШкГц
на 10
Умн.
на 2
Преобр.
то
на 10 [
\310кГЦ ,
I зтгц
5.3. ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ ИМПУЛЬСНОЙ ФОРМЫ
В технике связи, телевидения, электронно-вычислительных машин, радиоло-
кации, телеуправления и телеметрии для настройки, проверки и контроля импульс-
ных схем и устройств, а также для исследования переходных характеристик ши-
рокополосных усилителей используются измерительные сигналы в виде импуль-
сов напряжения прямоугольной, трапецеидальной, экспоненциальной и других
форм. Источниками таких сигналов являются генераторы, которые обеспечивают
на своих выходах напряжения в виде импульсов с гарантированными или конт-
ролируемыми основными параметрами.
Генераторы импульсных измерительных сигналов классифицируются по чис-
лу каналов, характеру последовательности генерируемых импульсов, классам точ-
ности, группам назначения и диапазонам регулирования основных параметров.
По числу каналов эти генераторы делятся на одноканальные, в которых сигна-
лы на одном или нескольких связанных выходах не имеют раздельной для каж-
дого выхода регулировки параметров, за исключением высоты импульсов и их
полярности, и многоканальные (на 2, 3 или 5 каналов), выдающие на не связан-
ных между собой выходах синхронные сигналы, имеющие независимую для каж-
дого выхода установку длительности, высоты и полярности.
По характеру последовательности генерируемых импульсов различают гене-
раторы непрерывных последовательностей импульсов с одинаковыми параметра-
ми и постоянной частотой следования, генераторы серий импульсов, ограничен-
ных по длительности групп одинаковых импульсов, и генераторы кодовых групп
(пакетов) импульсов. Кодовая группа состоит из точно фиксированного числа им-
пульсов. Некоторые из этих импульсов могут отличаться одним или несколькими
параметрами и даже исключаться из группы.
По назначению генераторы импульсов делятся на четыре группы: I — с точ-
ной калибровкой амплитуды, II — с точной калибровкой длительности и времен-
ных сдвигов, III — с точной калибровкой частоты следования и IV — универ-
сальные, с одинаковой точностью основных параметров. По точности они делят-
ся на семь классов: 0,01; 0,03; 0,1; 0,3; 1; 3; 10. Универсальные генераторы выпу-
скаются 1; 3 и 10-го классов точности, а у генераторов I, II и III групп класс точ-
ности относится к параметру, определяющему группу назначения. Остальные па-
раметры определяются техническими требованиями или техническими условиями,
б* г 163

Упрощенная структурная схема генератора измерительных сигналов импульс-
ной формы приведена на рис. 5.15. Задающий генератор работает в непрерывном
или ждущем режиме. В первом случае колебания генератора можно синхронизи-
ровать, а во втором они возбуждаются внешним источником напряжения. Частота
задающего генератора определяет частоту следования импульсов. В качестве за-
дающих генераторов чаще других применяются либо симметричные мультивибра-
торы, либо блокинг-генераторы. Иногда используются задающие генераторы си*
нусоидального напряжения.
дход
. Задающий
генератор
—>
Блок
задержки
Блок
формиро-
вания
Выходные
каскады
i
<
* * *
1
Каскад
Внешнего
запуска
блок
питания
Измерительн.
блок
Делитель
напряжения
Сеть
дылод
Рис. 5.15. Упрощенная структурная схема генератора сигналов импульсной формы
Блок задержки служит для установки определенного временнбго сдвига ге-
нерируемых импульсов относительно внешнего запускающего (синхронизирующе-
го) напряжения или при работе без внешнего воздействия для установки импуль-
сов в удобное для наблюдения положение. В блоке формирования вырабаты-
ваются импульсы нужной формы и длительности. Схемы этих блоков чрезвычай-
но разнообразны — от простого триггера до многокаскадных устройств, состоя-
щих из ограничителей, усилителей, блокинг-генераторов, линий задержки и т. д.
Выходные каскады представляют собой в большинстве случаев широкополосный
усилитель, в котором окончательно устанавливаются требуемая амплитуда и по-
лярность импульсов.
Делитель напряжения, или аттенюатор, служит для регулирования высоты им-
пульса на выходе и для согласования выходного сопротивления измерительного
генератора с сопротивлением нагрузки. Высота импульса обычно регулируется
ступенями, кратными 10п, при я=1, 2, 3 и 4. В измерительном блоке применяются
импульсные вольтметры или осциллографические устройства. Первые позво-
ляют измерять высоту импульсов, а вторые — наблюдать на экране электроннолу-
чевой трубки форму импульсов и проверять частоту их следования. Блок питания,
как правило, состоит из нескольких выпрямителей, напряжение одного из них ста-
билизируется для питания особо ответственных цепей.
Полную характеристику генераторов измерительных сигналов импульсной
формы можно получить с помощью специальных показателей, к которым относят-
ся основные параметры и параметры искажений выходных импульсов (рис. 5.16) —
полярность, длительность т, высота Л, частота следования, длительность фронта
Тф, длительность среза тс. неравномерность вершины 6, выброс на вершине Ь\9
выброс в паузе 62, значение и характер внешней нагрузки, параметры сигналов
внешнего запуска, временные сдвиги импульсов, допустимые основные погрешно-
сти параметров выходных импульсов и дополнительные погрешности.
Прямоугольным (рис. 5.16а) называется импульс, у которого длительность
плоской части вершины составляет не менее 0,7 т; трапецеидальным (рис. 5.166) —*
прямоугольный импульс с линейным, регулируемым по длительности и контроли-
руемым фронтом или срезом; экспоненциальным (рис. 5.16в) — импульс без пло-
ской вершины с пренебрежимо коротким фронтом и с экспоненциальным срезом.
Качество формы прямоугольного и трапецеидального импульсов характеризуется
164

Рис. 5.16. Основные параметры сигналов импульсной формы:
а) прямоугольного, б) трапецеидального, в) экспоненциаль-
ного
нелинейностями фронта и среза и неравномерностью вершины, а экспоненциаль-
ного — длительностью фронта и неэкспонёнциальностыо среза.
Промышленностью выпускается значительное число типов генераторов им-
пульсных сигналов общего применения, вырабатывающих импульсы длитель-
ностью от нескольких наносекунд до единиц секунд с частотой следования от еди-
ниц герц до десятков мегагерц и высотой до 200 В. Кроме того, имеются генера-
торы для настройки каналов связи, предназначенных для передачи дискретной
информации и сигналов телевидения, вырабатывающие пилообразные, треуголь-
ные колоколообразные, косинусквадратные и специальной формы импульсы.
5.4. ГЕНЕРАТОРЫ ШУМОВЫХ СИГНАЛОВ
Шумовым сигналом называется совокупность одновременно существующих
электрических колебаний, частоты и амплитуды которых носят случайный харак-
тер; спектр шумовых сигналов занимает широкую полосу частот. Если этот спектр
равномерен на всех частотах от 0 до оо, то такой шум называется «белым». Прак-
тически такой шум получить нельзя, но для любого устройства, полоса пропуска-
ния которого во много раз меньше спектра шумового сигнала, шум можно счи-
тать «белым». Используемая мощность шумовых сигналов определяется полосой
пропускания устройства, на вход которого они поступают.
Генераторы шумовых сигналов применяются в качестве имитаторов флуктуа-
ционных помех при исследовании предельной чувствительности радиоприемных и
усилительных устройств, в качестве калиброванных источников мощности при из-
мерениях напряженности поля или шумов внеземного происхождения, в качестве
имитаторов полного сигнала многоканальной аппаратуры связи при измерениях
перекрестных помех в коаксиальных и радиорелейных линиях связи. Кроме того,
они используются для статистических измерений.
165

По диапазону генерируемых частот генераторы шумовых сигналов делятся
на низкочастотные, высокочастотные и сверхвысокочастотные. Схема такого гене-
ратора проста и состоит из источника шумовых сигналов, калиброванного широ-
кополосного аттенюатора и измерителя выходного уровня. Конструкция его тоже
не сложная, так как отсутствуют колебательные цепи и органы настройки.
К источникам шумовых сигналов предъявляются следующие основные тре-
бования: равномерность спектральной плотности мощности и достаточная выход-
ная мощность (напряжение) в заданном диапазоне частот, постоянство выходного
уровня во времени, взаимозаменяемость после истечения срока службы. Наибо-
лее распространенными источниками шума являются резисторы, вакуумные дио-
ды, фотоэлектронные умножители и газоразрядные лампы.
Шумы, возникающие в резисторе, обусловлены хаотическим тепловым движе-
нием электронов, которое прекращается только при абсолютном нуле. Среднеквад-
ратическое значение шумового напряжения резистора, сопротивление которого не
зависит от частоты, определяется известной формулой Найкзиста, полученной из
термодинамических соображений:
С/ш = V^AkTR А /э, (5.9)
где &=1,38*10~23 Вт/(Гц-К) — постоянная Больцмана; Т — температура, К;
R — сопротивление резистора, Ом, при Г=290 К; Д/э — эквивалентная полоса
пропускания, Гц.
В большинстве реальных радиоустройств полоса пропускания Af близка к
прямоугольной, и потому в ф-лу (5.9) можно подставлять ее значение вместо точ-
ной эквивалентной полосы Af3.
Если нагрузить шумящий резистор на другой, равный ему по сопротивлению,
находящийся при той же температуре, но не шумящий (идеальный), то на втором
резисторе выделится мощность
Ли= U2m\AR = kTbf. (5.10)
Отсюда можно определить спектральную плотность мощности шума или интенсив*
ность шума резистора:
5(/-) = Яш/А/=^Г, Вт/Гц. (5.11)
Введем понятие «шумовая температура»:
Тш = 8(/)!к = Рш1кАГ. (5.12)
Из ф-л (5.11) и (5.12) вытекает определение этого понятия: шумовая температу-
ра источника равна температуре такого резистора, интенсивность шума которого
равна интенсивности шума источника. Очевидно, что это понятие может относить-
ся к любым источникам шумовых сигналов.
За нормальную температуру принимают Г0 = 290 К. Интенсивность шума про-
волочного резистора с любым сопротивлением при нормальной температуре равна
kT0= 1,38 • 10"23 • 290 ^ 4 • 10-21 Вт/Гц.
Из выражения (5.10) сопротивление резистора равно R = U2mJAkTAf;
отсюда следует, что активные элементы, в которых возникают шумы Um (лампы,
транзисторы, диоды), можно замещать эквивалентным шумящим резистором, шу-
мовое сопротивление Rm которого при нормальной температуре Т0 равно Rm =
= UlJ4kT0Af.
Понятия «интенсивность шума» и «шумовая температура» используются на-
ряду с единицами мощности и напряжения для измерения выходного уровня гене-
раторов шумовых сигналов. Например, при интенсивности 5 kT0 температура экви-
валентного шумового резистора для получения той же интенсивности должна
быть в пять раз выше нормальной.
Шумы в вакуумном диоде, находящемся в режиме насыщения, возникают
вследствие случайного характера процесса термоэлектронной эмиссии — анодный
ток непрерывно изменяется вокруг своего среднего значения. Эта переменная со-
ставляющая анодного тока называется шумовым током. Среднеквадратическое
значение этого тока для диодов с вольфрамовым или ториево-вольфрамовым ка-
166

тодом определяется известным выражением /ш = V^2els^f, где е — заряд
электрона (t?= 1,6-Ю-19 Кл); /3 — ток насыщения, А; Д/ — полоса пропускания
устройства, на вход которого поступает ток насыщения, Гц.
Шумовой ток im зависит от тока насыщения диода /«, который легко можно
регулировать изменением тока накала диода. В качестве генераторов шума ва-
куумные диодц применяются в диапазоне частот от нескольких килогерц до 300—
400 МГц. На более высоких частотах шумовой ток уменьшается вследствие влия-
ния индуктивностей выводов электродов диода (особенно катода), междуэлект-
родной и монтажной емкостей и времени пролета электронов от катода к цноду.
Хорошим источником шума в диапазоне частот от единиц герц до десятков
мегагерц является фотоэлектронный умножитель. Природа возникновения шумов
фотокатода такая же, как и в вакуумном диоде, но так как в фотоэлектронном
умножителе фототок усиливается за счет вторичной эмиссии, то его значение
в несколько раз больше тока диода. Средняя шумовая мощность легко регу-
лируется изменением светового потока, падающего на фотокатод.
В газоразрядных приборах шумы обусловлены . беспорядочным движением
электронов в ионизированном газе (плазме). Под влиянием приложенного элект-
рического поля они движутся с высокой скоростью, и поэтому мощность шума до-
стигает относительно больших значений. Из
всех газоразрядных приборов удобно использо-
вать в качестве источников шума тиратроны и
газоразрядные трубки, наполненные инертным
газом (тиратроны — на низких, а газоразряд-
ные трубки — на сверхвысоких частотах).
Интенсивность шума газоразрядной трубки
равна kTCy где Те — «электронная температу-
ра», зависящая от состава газа и его давле-
ния (рис. 5.17). Здесь Уи — потенциал иониза-
ции газа, а — постоянная, характеризующая
газ, р — давление газа иг — радиус трубки.
Определим электронную температуру трубки,
наполненной неоном, для которого Уи = 21,5 В
и а = 6-10~3, предположим, что произведение
а/?г=4-10-2, тогда Те =Уи-Ю3-21 500 К.
В качестве источников шума можно ис-
пользовать также полупроводниковые диоды,
стабилитроны, туннельные диоды и отражатель-
ные клистроны при отсутствии в них генерации.
Рассмотрим схемы различных генераторов
шумовых сигналов.
Тепловой генератор шума состоит из резистора, нагретого до не-
которой температуры, термостата с автоматическим устройством для поддержа-
ния постоянства температуры резистора и линии передачи шумовой энергии. Вол-
новое сопротивление линии равно сопротивлению нагретого резистора. В зависи-
мости от диапазона частот, в котором нужно получать шумовую энергию, тепло-
вые генераторы шума выполняются коаксиальной (рис. 5.18а) или волноводной
(рис. 5.186) конструкции. Промышленностью выпускаются тепловые генераторы
шума с волновым сопротивлением 75 и 50 Ом, коаксиальные, работающие в диапа-
зоне от 0,1 до 4,0 ГГц и волноводные — в диапазоне от 4,0 до 11,5 ГГц. Полоса
частот каждого волноводного генератора определяется сечением волновода и не
превышает 30—35% от средней частоты.
Шумящий резистор для генераторов коаксиальной конструкции выполняется
в виде тонкого керамического стержня, на который нанесена пленка из термо-
стойкого материала с высоким удельным сопротивлением. Шумящий резистор для
генераторов волноводной конструкции представляет собой графитовую, керами-
ческую или карборундовую нагрузку клиновидной формы. Шумящие резисторы
нагреваются до 460°С (733 К). При этой температуре интенсивность шума со-
ставляет ЬЮ-20 Вт/Гц, что удобно для определения используемой мощности шу-
ма в данном конкретном устройстве. Тепловые генераторы шума являются основ-
ными эталонами мощности шума или шумовой температуры и широко исполь-
Рис. 5.17. Характер измене-
ния электронной температу-
ры в столбе плазмы для лю-
бых газов
167

Рис. 5.18. Конструкция
теплового генератора
шума:
а) коаксиального, б) вол-
/jv новодного:
~—^7 — термопара, 2 — согла-
сующий резистор, 3 — теп-
лоизоляторы, 4 — коаксиаль-
ная линия, 5 — медный ци-
линдр, 6 — шумящий рези-
стор, 7 — волновод, 5 — ра-
диатор
зуются при калибровке генераторов шума других типов, измерителей слабых сиг-
налов, измерителей коэффициента шума и т. д.
Диодный генератор шума имеет достаточно простую схему
(рис. 5.19). Миниатюрный вакуумный диод, например 2Д2С, работает в режиме
насыщения. Сопротивление нагрузки R должно быть согласовано с входным со-
противлением устройства, на вход которого подается мощность шума. Миллиам-
перметр, регистрирующий постоянную составляющую тока эмиссии, обычно гра-
дуируется в единицах kT0, так как интенсивность шума прямо пропорциональна
току насыщения диода kT=Pm/Af=2 eRls = al8. Интенсивность шума обычно за-
ключена в пределах (1-г-50)£Го.
Конструктивно генератор состоит из двух частей: корпуса, в котором разме-
щены источники питания, реостат RH и миллиамперметр, и отдельной «головки», в
которой смонтированы диод, нагрузка R и фильтрующие элементы L и С. Головка
с одной стороны соединяется экранированными проводами с гнездами питания
на корпусе прибора, а с другой — с помощью штепселя коаксиального разъема
непосредственно с входом исследуемого устройства. Такая конструкция позво-
ляет защитить шумовые цепи от влияний посторонних электромагнитных полей и
значительно уменьшить погрешность измерений. Выходное сопротивление обычно
составляет 75 Ом. Для уменьшения мощности шума между головкой генератора
и входом устройства включают аттенюаторы с постоянным ослаблением коакси-
альной КОНСТРУКЦИИ. ; '
Генератор шумовых сигналов на фотоэлектронном
умножителе (рис. 5.196) работает в диапазоне частот от нескольких герц до
нескольких мегагерц при напряжении шума в несколько сотен микровольт. После
широкополосного усиления на выходе генератора можно получить мощность до
10 мВт. Уровень выходной мощности резко зависит от напряжений на вторичных
эмиттерах, поэтому для питания фотоумножителя требуется высоковольтный вы-
прямитель с хорошей стабилизацией выпрямленного напряжения. Промышлен-
ностью выпускается генератор шума с видеочастотным диапазоном от 50 Гц до
6 Мгц, напряжением шума 0,75 В и выходным сопротивлением 75 Ом.
168

Источник оШй.
Д- Диафрагма
Рис. 5.19. Принципиальные схемы
генератора шумовых сигналов:
а) на диоде, б) на фотоэлектрон*
ном умножителе
Генераторы шума на газоразрядных трубках широко
используются на частотах от 500 МГц до 12 ГГц. Для частот от 500 МГц до
4,5 ГГц эти генераторы выполняются коаксиальной конструкции, для частот выш*
4д> ГГц — волноводной. Генератор коаксиальной конструкции (рис. 5.20а) пред-
Выхо!
г з
Рис. 5.20. Конструкция ге-
нератора шумовых сигналов
на газоразрядных трубках:
а) коаксиального, б) волно-
водного:
/ — согласующий резистор, 2
спираль связи, 3 — газоразряд-
ная трубка, 4 — согласующая
нагрузка, б « предельный вол-
новод
169

ставляет собой металлическую камеру цилиндрической формы, в центре которой
помещается газоразрядная трубка. Вокруг трубки строго концентрически распола-
гается металлическая спираль. Концы спирали с одной стороны соединяются с
поглощающим (согласующим) резистором, а с другой — с коаксиальным штепсе-
лем, при помощи которого генератор включается на вход испытуемого устройства.
Спираль охватывает столб плазмы газоразрядной трубки на всей его длине и яв-
ляется элементом связи между шумовыми колебаниями плазмы и нагрузками.
Диаметр спирали и ее шаг выбираются такими, чтобы волновое сопротивление
спиральной линии, образованной спиралью и внутренней поверхностью камеры,
было равно 50 или 75 Ом в соответствии с сопротивлениями коаксиальных перехо-
дов к нагрузкам. Промышленностью выпускается более 10 типов коаксиальных га-
зоразрядных генераторов шума. Перекрытие спектра шума у них колеблется от 2
до 5; уровень выхода достигает 80 kT0.
В генераторе волноводной конструкции (рис. 5.206) газоразрядная трубка по-
мещается параллельно узкой стороне волновода и под углом ср= (8-4-10)° к его
оси. Такое расположение обеспечивает хорошее согласование плазменного столба
«горячей» трубки с волноводом. При «холодной» трубке согласование генератора
обеспечивается поглощающей клиновидной нагрузкой. Анодный и катодный кон-
цы трубки выступают за пределы волновода и могут излучать энергию шумов.
Для устранения этого явления концы трубки помещаются в круглые экраны, яв-
ляющиеся предельными волноводами. Диаметр их выбирается таким/чтобы мощ-
ность шумов во всем спектре данного генератора не могла по ним распростра-
няться.
Мощность на выходе волноводного генератора зависит от электронной тем-
пературы плазмы и потерь в волноводной секции. Интенсивность шума достигает
70 kT0. Ширина спектра шумов определяется сечением волновода и составляет
30—35% от средней частоты. При необходимости для регулирования получаемой
мощности шума между выходом генератора и полезной нагрузкой включают плав-
нопеременный или ступенчатый градуированный аттенюатор соответствующей
конструкции.

6.
6.1. ОСНОВНЫЕ МЕТОДЫ АНАЛИЗА
В технике связи применяются два основных экспериментальных
метода анализа электрических сигналов: -временной и спектраль-
ный. Задачей временного анализа является качественное и количе-
ственное исследование зависимости исследуемого сигнала от вре-
мени/Результат этого иследования обычно представляется в виде
графика зависимости напряжения или тока сигнала от времени
(осциллограммы). Время исследования может длиться от долей
микросекунды до многих суток. Приборы, предназначенные для на-
блюдения, измерения и регистрации электрических сигналов, назы-
ваются осциллографами. Существуют две основные группы осцил-
лографов: электромеханические, используемые для исследования
низкочастотных сигналов (/р.макс^5-~6 кГц), и электронные —
для анализа как низкочастотных, так и высокочастотных сигналов
(/р. макс< Ю ГГЦ).
Основная задача спектрального анализа состоит обычно в опре-
делении спектра сигналов, т. е. в нахождении амплитуд и частот
гармонических составляющих сигнала. При этом в некоторых слу-
чаях, например при измерении нелинейных искажений, ставится
задача определения амплитуд и частот гармонических составляю-
щих сигнала, появившихся в результате его прохождения через из-
меряемую систему, а также сравнения этих составляющих с со-
ставляющими, которые были в спектре входного сигнала.
В данной главе рассматриваются указанные методы анализа
электрических сигналов и принципы построения измерительных
устройств, используемых для этих целей.
6.2. АНАЛИЗ ФОРМЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
Анализируемый сигнал, являющийся известной функцией на-
пряжения (тока) от времени u(t)9 графически часто представляют
в декартовой системе координат. По оси абсцисс в определенном
масштабе наносят значения времени, по оси ординат — напряже-
ния u(t). Такой график y = u(t) называют формой электрического
сигнала.
Для удобства представления формы сигнала необходимо пра-
вильно выбрать масштаб времени и напряжения. На рис. 6.1а по-
казана для примера форма прямоугольного импульса.
Анализ
электрических
сигналов
171

U,8
'An
Sr.
Y,cm
ж
Х,ем
Y,CM
i i Xflt
Y,cm
'An
2) . YtCM
An
Х,см
Рис. 6.1. К пояснению за*
висимости вида осцилло-
грамм от параметров ос-
циллографа:
а) форма сигнала, б)
ж) осциллограммы
При экспериментальном исследовании электрических сигналов
их форма определяется путем снятия осциллограмм напряжения
(тока) сигнала. Очевидно, что для безыскаженного воспроизведе-
ния формы сигнала необходимо обеспечить строго линейную зави-
симость между временем и значением координаты осциллограммы
по оси абсцисс (X), а также координаты по оси ординат (У) и на-
пряжением (током) исследуемого сигнала. Кроме того, для полу-
чения правильной осциллограммы необходимо также, чтобы мас-
штаб осциллограммы по обеим ее осям соответствовала значениям
измеряемого сигнала.
Запись осциллограмм в электромеханических осциллографах
осуществляется световым лучом, а в электронных осциллогра-
фах — электронным лучом.
На рис. 6.16 показана осциллограмма напряжения сигнала, изо-
браженного на рис. 6.1а, в случае выполнения вышеуказанных ус-
ловий, т. е. когда
x = vxt9 (6.1).
y = SYu{t)9 (6.2),
где vx — скорость перемещения по оси X записывающего осцил-
лограмму луча; Sy = const — чувствительность осциллографа, опре-
деляющая перемещение луча по оси Y на единицу напряжения
входного сигнала [см/В].
Масштабы осциллограммы по оси X—qx и по оси Y—qY опре-
деляются как величины, обратные vx и SY:
172

4x = l/v.X9 (6.3)
?y=l/Sy. (6.4)
Оси У и X, как показано на рис. 6.16, могут быть проградуиро-
ваны в единицах напряжения u = qYy и времени t*=qxx. Если зна-
чения vx и SY непостоянны, т. е. зависят от времени или напряже-
ния u(t), то преобразования (6.1) и (6.2) становятся нелинейными,
а масштабы по осям X и У [ф-лы (6.3) и (6.4)] неравномерными.
В результате осциллограмма искажается и не соответствует фор-
ме измеряемого сигнала.
Рассмотрим два простейших примера искажений осциллограмм,
обусловленных непостоянством скорости vx и чувствительности
5У. Допустим, что скорость
**W = *a*0-e~"V). (6-5)
где xv — постоянная времени установления скорости vx. В началь-
ные моменты времени, когда значения t)xv малы, скорость vx(t)<^
<С%х, что приводит к сжатию осциллограммы импульса в его на-
чальной части и, в первую очередь, его переднего фронта
(рис. 6.1 б). Для практически безыскаженного воспроизведения
импульса обычно требуется, чтобы Тф/тг)>3—5, здесь тф — длитель-
ность фронта импульса.
В случае аналогичной (6.5) зависимости чувствительности запи-
сывающего преобразователя осциллографа от времени Sy — Soy
VI — е / форма сигнала также искажается (рис. 6.1г). Обыч-
но это проявляется в увеличении длительности фронта и спада
импульса, однако, если th/ts<3, уменьшаются высота импульса и
его длительность.
При недостаточном значении vox осциллограмма импульса сжи-
мается (рис. 6.1д), что делает невозможным анализ фронта и спа-
да исследуемого импульса, а малая чувствительность SY уменьша-
ет возможность анализа различных частей импульса. Кроме того,
в обоих случаях увеличивается погрешность отсчета значений по
осям осциллограммы вследствие роста инструментальной погреш-
ности.
Слишком высокие значения vox и SY приводят к выходу линий
осциллограммы за допустимые пределы. Такие режимы осцилло-
графирования также недопустимы из-за невозможности воспроиз-
ведения формы исследуемого сигнала. Однако в случае необходи-
мости детального анализа части сигнала, например его фронта, до-
пускается проведение осциллографирования при высоких значени-
ях их (рис. 6.1ж).
На основании изложенного можно сформулировать следующие
основные требования к осциллографическим устройствам, предназ-
наченным для безыскаженного воспроизведения и анализа формы
электрических сигналов:
— в осциллографе должно осуществляться линейное преобра-
зование координат осциллограммы по осям X и У со значениями
J 73

напряжения (тока) измеряемого сигнала и времени соответст-
венно;
— масштабы осей qx по времени и qY по напряжению (току)
должны изменяться в широких пределах и регулироваться так,
чтобы полученная осциллограмма воспроизводила форму сигнала в
оптимальных для заданного осциллографа размерах;
— система управления осциллографа должна обеспечивать уста-
новку заданного режима осциллографирования по известным (или
определяемым) параметрам исследуемого сигнала.
6.3. ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИЕ ОСЦИЛЛОГРАФЫ
Электромеханический осциллограф состоит из вибраторов (маг-
нитоэлектрических и ферродинамических), оптического устройства
для визуального наблюдения и фотозаписи исследуемых процессов,
лентопротяжного механизма с приспособлением для фотографиро-
вания, отметчика времени и блока питания.
Магнитоэлектрические вибраторы имеют следующее устройст-
во (рис. 6.2). Между полюсами сильного постоянного магнита на-
тянута токопроводящая петля (шлейф) из тонкой металлической
ленты. Натяжение ленты обеспечивается призмами 2 и пружинкой
4. На петле укреплено зеркальце 3. Магниг вибратора изготовляют
из сплавов, позволяющих создавать большие магнитные индукции
в воздушном зазоре — до (1-г-1,2) Г. Токопроводящие ленты дела-
ют из фосфористой бронзы или других сплавов. Для достижения
необходимого коэффициента успокоения (3 = 0,6-7-0,7 измерительный
механизм заключают в пластмас-
совый корпус, заполненный спе-
циальным маслом. В корпусе про-
I тив зеркальца имеется окно для
>^44sJ^>| прохождения лучей света. Собст-
^ ' 1 — венная частота колебаний такого
вибратора в основном определя-
' ется поперечным сечением ленты
и расстоянием между призмами
и находится в пределах от 200 до
20 ООО Гц. При прохождении по
петле вибратора измеряемого
электрического тока i на каждую
ее сторону действуют силы F. При
малом моменте инерции подвиж-
ной части вибратора и большой
собственной частоте ее колеба-
ний угол отклонения зеркальца
от нулевого положения в каждый
> момент времени пропорционален
мгновенному значению измеряе-
Рис. 6.2. Устройство магнитоэлектри- мого тока. Угол отклонения зер-
ческого вибратора: кальца определяется с помощью
/ — шлейф; 2 — призмы; 3 —зеркальце;. г
4 - пружины светового луча.
174

Для повышения чувствительности вибратора вместо токопрово-
дящей петли в поле постоянного магнита помещают миниатюрную
катушку (рамку).
Принципиальная схема электромеханического осциллографа
изображена на рис. 6.3а. Луч от сильного источника света / через
Рис. 6.3. Электромехани-
ческий осциллограф:
а) схема, б) осцилло-
грамма;
/ — источник света, 2 —
щель, 3, 5 — призмы, 4 —
зеркальце, 6 — линза, 7 — ба-
рабан зеркальный, 8 — эк-
ран, 9 — светочувствитель-
ный материал
)WW\M/WW^^
узкую щель 2 и призму 3 направляется на зеркальце 4 вибратора.
От зеркальца луч отражается на призму 5 и на цилиндрическую
линзу 6. С призмы 5 концентрированный луч направляется на мно-
гогранный зеркальный барабан 7, от которого отражается на ма-
товый экран 8. Часть луча, сфокусированная линзой 6, попадает
на фотопленку или светочувствительную бумажную ленту 9. Если
зеркальный барабан 7 и фотопленка 9 находятся в покое, то при
колебаниях зеркальца вибратора луч света будет рисовать на эк-
ране и фотопленке прямую линию разных масштабов. Для наблю-
дения и фотографирования картины изменения исследуемого тока
во времени надо развернуть движение луча на экране и на фото-
пленке, что достигается вращением зеркального барабана и посту-
пательным движением фотопленки.
Чтобы исследуемая кривая была неподвижной на экране, зер-
кальный барабан должен вращаться с вполне определенной ско-
ростью, т. е. луч света должен перемещаться по одной грани бара-
бана в течение времени, равном целому числу периодов исследуе-
мого тока. Многогранный зеркальный барабан «разворачивает»
процесс изменения тока во времени; такое устройство называется
механической разверткой. Фотопленка перемещается с помощью
J 75

лентопротяжного механизма, снабженного коробкой перемены ско-
ростей. В зависимости от скорости изменения исследуемого про-
цесса скорость передвижения фотопленки можно менять от 1 до
10000 мм/с. Результат записи исследуемого процесса представляет-
су в виде осциллограммы 7 (рис. 6.36). Для определения масшта-
ба времени на осциллограмме записывают вспомогательную кри-
вую 2 с периодом, получаемым от отметчика времени. Известны
микрофонные, камертонные, электронные и другие отметчики вре-
мени.
Ось времени 3 (рис 6.36) на осциллограмме вычерчивается с
помощью нулевого зеркальца. Его устанавливают неподвижно в
таком положении, чтобы отраженный от этого зеркальца луч света
совпадал с лучом света, отраженным от зеркальца вибратора при
нулевом значении тока.
Лентопротяжный механизм и многогранный зеркальный бара-
бан приводятся в движение электрическим двигателем. Фотоплен-
ка перематывается с барабана на барабан в кассете.
Осциллографы изготовляют стационарными или переносными.
Инерционность подвижной части вибратора ограничивает об-
ласть применения электромеханических осциллографов. Они позво-
ляют регистрировать без существенных искажений синусоидальные
токи и напряжения с частотой до 5 кГц.
6.4. ЭЛЕКТРОННОЛУЧЕВЫЕ ОСЦИЛЛОГРАФЫ
Назначение. Типовая структурная схема
Основное назначение электронных осциллографов — обеспечить
возможность визуального наблюдения и измерения формы электри-
ческих сигналов, т. е. зависимости исследуемого напряжения от
времени в широком диапазоне частот.
При всем многообразии выпускаемых осциллографов их струк-
турные схемы в основном одинаковы. Электронный осциллограф
состоит из электроннолучевой трубки с электростатическим откло-
нением луча, двух электрических каналов, по которым поступают
к ней напряжения для вертикального и горизонтального отклоне-
ния луча, измерительных блоков и источника питания (рис. 6.4),
Канал вертикального отклонения и составляющие его элементы
обозначаются через У, а канал горизонтального отклонения — че-
рез X (например, «Вход У», «Усилитель X», «Пластины У» и т. д.)".
Осциллографы характеризуются следующими основными тех-
ническими параметрами: размером экрана, чувствительностью ка-
налов, максимальным напряжением исследуемого сигнала, полосой
пропускания каналов, входным сопротивлением и входной ем-
костью, видами разверток, погрешностью измерения амплитуд и
временных интервалов. Обязательными требованиями к осцилло-
граммам являются хорошая яркость и четкость изображения и вы-
сокая устойчивость осциллограмм.
176

„ Канал
дертикального отклонения
Входное
Усилитель
устроЫо
дертикального
отклонения
Рис. 6.4. Типовая структурная схема электронного осциллографа
Электроннолучевая трубка
Главным элементом электронного осциллографа является элект-
роннолучевая трубка с электростатическим управлением лучом.
Она представляет собой стеклянный баллон с высоким вакуумом
(рис. 6.5), внутри которого находятся электронный прожектор и
две пары взаимно перпендикулярных пластин. На внутреннюю по-
верхность дна баллона нане-
сен тонкий слой люминофора,
который образует экран труб-
ки.
Электронный прожектор,
предназначенный для создания
тонкого электронного луча, со-
стоит из катода, управляюще-
го электрода и двух анодов.
Подогревный катод, имеющий
форму цилиндра, окружен уп-
равляющим электродом с от-
верстием для пропускания
электронов. Назначение уп-
равляющего электрода — кон-
центрировать луч к оси трубки и изменять его интенсивность, для
чего на управляющий электрод подается регулируемое отрицатель-
ное (относительно катода) напряжение (установка «Яркости»).
Кроме того, на управляющий электрод можно подавать внешнее
переменное напряжение, которое будет менять установленную яр-
Рис. 6.5. Электроннолучевая трубка:
К — катод, М — модулятор, Aif А2 Аг —
аноды, X — горизонтально отклоняющие
пластины, У — вертикально отклоняющие
пластины, Э — флуоресцирующий экран
177

кость, т. е. модулировать луч. Управляющий электрод поэтому на-
зывают модулятором. Модулятор и относящийся к нему входной
блок образуют «Канал Z».
Электронный луч должен быть хорошо сфокусирован. Главную
роль в фокусировке играет первый анод — цилиндр с несколькими
диафрагмами, находящийся под положительным потенциалом от-
носительно катода в несколько сотен вольт. Регулируя этот потен-
циал, можно изменять конфигурацию электрического поля, созда-
ваемого катодом, модулятором и первым анодом, и тем самым фор-
мировать тонкий конец луча.
Второй анод, также имеющий форму цилиндра, является уско-
ряющим электродом; он сообщает электронам дополнительную
энергию движения в сторону люминофора экрана. После второго
анода расположены две пары взаимно перпендикулярных пластин,
на которые подаются напряжение смещения, исследуемое перемен-
ное напряжение и напряжение развертки.
Одной из важнейших характеристик электроннолучевых трубок
(ЭЛТ) является яркость, которая определяется выражением
B = k/Ua3fldv. (6.6)
Здесь k — коэффициент, зависящий от свойств люминофора экра-
на; / — ток электронного луча; £/а3 — разность потенциалов меж-
ду третьим анодом и катодом; / — частота сигнала; d — диаметр
электронного луча; v — скорость перемещения электронного пятна
по экрану.
Ток электронного луча обычно не превышает 100 мкА и уста-
навливается путем регулировки потенциала модулятора. Ручка
этого потенциометра «Яркость» выводится на переднюю панель
осциллографа. Увеличение тока свыше 100 мкА нецелесообразно,
так как при этом возрастает диаметр d (вследствие усиления вза-
имного отталкивания электронов) и появляется опасность прожога
люминофора экрана. Диаметр электронного луча d = 0,1-т-0,2 мм.
Экраны трубок изготовляют из люминофоров с разными цвета-
ми свечения: желтым, зеленым, оранжевым, синим и белым, а так-
же с различными комбинациями указанных цветов. Люминофоры
характеризуются длительностью послесвечения, т. е. временем спа-
дания яркости до 1 % от яркости в момент прекращения действия
электронного луча. Люминофоры с коротким послесвечением име-
ют время послесвечения менее 10 мс, со средним — до 0,1 с, дли-
тельным — более 0,1 с. Трубки с длительным послесвечением об-
легчают осциллографирование непериодических и медленно изме-
няющихся сигналов. Существуют электроннолучевые трубки с ре-
гулируемым временем послесвечения. Для изучения одиночных;
процессов иногда используются трубки с «памятью», в которых
создается потенциальный рельеф на диэлектрической мишени. За-
пись сохраняется до нескольких суток.
При осциллографировании быстрых процессов (v — велико)
электронный луч не успевает возбудить люминофор и свечение
экрана получается слабым. Для увеличения яркости электронам
178

придают дополнительное ускорение, подавая на третий анод высо-
кое напряжение (рис. 6.5). Это напряжение устанавливается в раз-
личных электроннолучевых трубках в довольно широких пределах
от 0,5 до 25 кВ.
Экраны имеют круглую или прямоугольную форму. Наиболее
часто экраны выполняют следующих размеров: 45, 75, 150 и 250 мм.
На экран наносят масштабную сетку, позволяющую определять
геометрические размеры осциллограммы с погрешностью не более
±0,5 мм. Этим устраняются возможные ошибки отсчета длины от-
резков осциллограмм вследствие параллакса. Подсветка масштаб-
ной сетки, предусмотренная в некоторых осциллографах, также по-
вышает точность измерения.
Электроннолучевая трубка представляет собой измерительный
преобразователь, в котором осуществляется линейное преобразова-
ние измеряемого напряжения в соответствующее отклонение луча
по оси У:
y = STYuCf (6.7)
где STy — статическая чувствительность трубки, равная обычно
t(0,4—0,8) мм/В; ис — напряжение сигнала.
Для безыскаженного воспроизведения формы сигнала необхо-
димо обеспечить постоянство чувствительности STr во времени, в
том числе и ее независимость от напряжения сигнала ис. Аналити-
яеское выражение для расчета STy имеет следующий вид:
STy = (L + ll2)U2dUa2.
(6.8)
Из ур-ния (6.8) видна важность обеспечения высокой стабили-
зации напряжения питания электроннолучевой трубки.
На горизонтально отклоняющие пластины подается напряжение
генератора развертки (рис. 6.6), которое при прямом ходе изме-
няется по линейному закону их —Ы или a =UQ — kU а при
обратном — обычно по экспоненциальному закону uKn = Um (1 —
•г-е~"//х) или uXq — ите~'1х. Во время обратного хода генератора
Щ
Я
и*
Г/т
Рис. 6.6. Форма напряжения генератора развертки:
а) линейно возрастающая, б) линейно падающая
развертки электронный луч, как правило, запирается отрицатель-
ным импульсом, подаваемым на модулятор трубки.
179

Во время прямого хода напряжения генератора развертки элект-
ронный луч перемещается по экрану слева направо:
x = Sxux = Sxkt = vxty (6.9)
где vx — скорость движения пятна электронного луча по экрану
ЭЛТ. Если vx постоянно, то координата электронного пятна по оси
X масштабной сетки ЭЛТ оказывается пропорциональна времени.
В результате воздействия напряжений сигнала и генератора раз-
вертки на электронный луч траектория движения пятна по экрану
трубки представляет собой осциллограмму исследуемого сигнала.
Установка оптимальных масштабов времени и напряжения по
осям X и У экрана обеспечивается соответствующими регулиров-
ками параметров каналов вертикального и горизонтального откло-
нений. Оптимальные размеры осциллограмм, при которых дости-
гается наибольшая точность, составляют примерно 2/з длины и вы-
соты экрана. При больших размерах осциллограмм заметно воз-
растает погрешность вследствие увеличения нелинейных искаже-
ний, обусловленных уменьшением чувствительности трубки из-за
сильного смещения электронного луча от нейтральной линии к от-
клоняющим пластинам. В случае же малого размаха осцилограм-
мы погрешность воспроизведения формы сигнала растет вследствие
увеличения относительных ошибок, определяемых конечной шири-
ной линии осциллограммы и масштабной сетки экрана, равных от-
ношению А//, где А — толщина линий осциллограммы и масштаб-
ной сетки; /— размах осциллограммы.
Выводы всех электродов, кроме третьего анода, как правило,
проходят через ммогоштырьковый цоколь, расположенный со сто-
роны, противоположной экрану; вывод третьего анода во избежа-
ние пробоя в цоколе помещается на баллоне трубки.
Входное сопротивление электроннолучевой трубки для сигналь-
ных напряжений равно нескольким мегаомам, входная емкость
обычно составляет 2—20 пФ, верхняя граница диапазона рабочих
частот достигает 150—200 МГц. Эта граница определяется собст-
венной резонансной частотой трубки, обусловленной взаимодейст-
вием емкости между пластинами и индуктивности их выводов, а
также конечным временем пролета электронов между пластинами.
Для воспроизведения частот выше 200 МГц вместо пластин приме-
няют отклоняющие системы с распределенными постоянными, при
этом удается наблюдать осциллограммы процессов с частотой в
несколько гигагерц.
Для удобного расположения осциллограммы на экране элект-
роннолучевой трубки в электронных осциллографах предусмотрена
возможность ее смещения вверх и вниз по оси У, а также вправо
и влево по оси X масштабной сетки. Смещение осуществляется спе-
циальными потенциометрами, ручки управления которых выведены
на переднюю панель электронного осциллографа. Потенциометры
имеют симметричную схему, что позволяет обеспечить необходимое
смещение луча по экрану и сохранить практически неизменным
180

потенциал пространства вокруг средней линии между пластинами,
где проходит электронный луч. Последнее весьма важно для сохра-
нения постоянства чувствительности.
Канал вертикального отклонения
Канал вертикального отклонения электронного осциллографа
предназначен для преобразования мгновенного напряжения изме-
ряемого сигнала в соответствующее отклонение электронного пятна
по оси У экрана трубки. Здесь же предусмотрена возможность за-
держки сигнала. Он состоит из входного устройства, усилителя и
вертикально отклоняющих пластин трубки (рис. 6.4).
Входное устройство обеспечивает заданное вход-
ное сопротивление и расширение динамического диапазона изме-
ряемых напряжений в область больших значений.
Входное сопротивление канала вертикального отклонения со-
ставляет 0,5—10,0 МОм, входная емкость — 10—40 пФ. В некото-
рых осциллографах предусмотрен низкоомный вход, используемый
для исследования высокочастот-
ных или широкополосных сигна-
лов. Такие сигналы подаются
через коаксиальный кабель, со-
единяющий источник сигнала с
осциллографом. Волновое сопро-
тивление кабеля равно 50 или
75 Ом, поэтому для согласования
тракта на входе осциллографа
переключателем Я2 (рис. 6.7)
включается резистор Rs, сопро-
тивление которого также равно
50 или 75 Ом.
Схема и параметры элементов Рис- 6J- Схема в*°™> делителя
v v w напряжения
входного делителя должны обе-
спечивать постоянство коэффи-
циента деления во всем диапазоне частот, на который рассчитан
осциллограф, заданный коэффициент деления и необходимое вход-
ное сопротивление. Этим требованиям отвечает компенсированный
делитель (см. рис. 6.7). Погрешность коэффициента деления не
должна превышать ± (0,1—2) % во всем диапазоне рабочих
частот.
Постоянная времени входной цепи первой лампы Т2 = С2/?2, где
С2 — входная емкость катодного (эмиттерного) повторителя; R2—
сопротивление утечки сетки входной лампы.
Условие равенства постоянных времени должно выполняться
в любом положении переключателя:
■с, = /?1С1 = х2 = R2C2 = т3 = (С2 + С3) /?,/?,/(/?, + /?а) = \ =
= (C2+C4)R2RJ(R2 + Ri). (6.10)
Часто выбирают R\ = R2 и Ci = C2; тогда для получения последо-
вательного декадного деления достаточно удовлетворить равенство
131

^2#зУ(#2 + #з) =#i/99, откуда находятся остальные сопротивления:
/?3=/?,/8; /?4=^i/98. Очевидно, что емкости соответствующих кон-
денсаторов будут равны: С3 = 8Сь С4 = 98 С\.
Сопротивление резистора r2 обычно равно 2 МОм, а входная
емкость лампы (транзистора) С2=(10-т-25) пФ. Так как она точно
не известна, то в качестве конденсатора С\ применяют триммер, из-
менением емкости которого добиваются равенства постоянных вре-
мени звеньев. Критерием точности установки является отсутствие
искажений формы испытательного прямоугольного импульса, про-
шедшего через делитель. Если емкость конденсатора С\ меньше не-
обходимой, длительность фронтов импульса увеличивается, если
больше — появляются выбросы.
Делители напряжения градуируются в значениях коэффициен-
та деления п (я=1; 10; 100) или в значениях единиц масштаба эк-
рана ЭЛТ — qY по оси У в В/см, мВ/см или В/дел, мВ/дел, где
«дел» — деление масштабной сетки. Это дает возможность осу-
ществлять непосредственно цифровой отсчет напряжений измеряе-
мого сигнала путем умножения ординаты осциллограммы на вели-
чину qY:
и{Ь)=ЯгУ(и), В.
Усилитель канала вертикального отклонения
предназначен для расширения динамического диапазона исследуе-
мых напряжений в область малых значений. Усилитель должен
обеспечивать заданный коэффициент усиления при необходимой по-
лосе частот, минимальные амплитудные и фазовые искажения и
симметричное выходное напряжение. Коэффициент усиления опре-
деляется требуемой чувствительностью осциллографа и достигает-
ся выбором соответствующего числа каскадов усиления и их схем-
ного решения. Чувствительность осциллографа So равна произведе-
нию чувствительности трубки ST на коэффициент усиления К: So~
= «ST/C.
Чувствительность колеблется от 10—25 мм/В в осциллографах
низкой чувствительности до 1 мм/мкВ в осциллографах высокой
чувствительности. В первом случае применяются одно- или двух-
каскадные усилители с усилением 25—50, во втором — многокас-
кадные усилители с усилением порядка нескольких тысяч.
Наиболее распространены резистивные усилители с коррекцией
в области низких и высоких частот. Такие усилители обычно состо-
ят из нескольких каскадов (рис. 6.8): предварительного усиления,
фазоинверсного и оконечного. Первый каскад выполняют по схеме
катодного или эмиттерного повторителя, чем обеспечиваются боль-
шое входное сопротивление и малая входная емкость усилителя.
Фазоииверсиый каскад часто выполняют по простой схеме с раз-
Вход
Катодный
повторитель
Предварит.
Раза-
индерсный.
каскад
Паратазный
усилитель
каскад
Рис. 6.8. Структурная схема усилителя канала вертикального отклонения
182

деленной нагрузкой. Оконечный каскад должен создавать на выхо-
де два симметричных противофазных напряжения и иметь малое
выходное сопротивление. Такие каскады называются парафазными.
Парафазный каскад работает на емкостную нагрузку Со, со-
стоящую из параллельно соединенных емкостей отклоняющих плас-
тин электроннолучевой трубки Спл, емкости монтажа См и еыход-
ной емкости Са.к ламп этого же каскада. Такая нагрузка не потреб-
ляет активную мощность, и потому казалось бы в оконечном каска-
де можно использовать маломощные приемные или усилительные
лампы. Однако, для того чтобы частотная характеристика парафаз-
ного каскада была равномерной до очень высоких частот, постоян-
ная времени выходной цепи Твых = #выхСо Должна быть возможно
меньшей. Сомножитель С0 = Са.к4-Спл + См имеет определенное зна-
чение, следовательно, уменьшать можно только явых- Для этого в
парафазных каскадах применяются выходные пентоды или триоды
или даже маломощные генераторные лампы (например, ГУ-50) с
малым внутренним сопротивлением.
Парафазный, т. е. симметричный,
выход усилителя позволяет сохра- я
нить неизменным потенциал сред- 4L . j. t
ней линии между пластинами у2 \ ^ 1
(рис 6.9а) и тем самым предотвра- 0 jm1 —
тить появление нелинейных искаже- ■ ■ г
ний осциллограммы сигнала. По- "%> J q |
следние возникают при несимметрич-
ном характере отклоняющего напря-
жения (рис. 6.96), при котором ПО- рис бд потенциал средней
теициал средней линии оказы- ЛИНИи между пластинами при
вается равным Иу/2, что Приводит к включении напряжения:
изменению чувствительности ЭЛТ по °) симметрично, б) несиммет-
координате У [ур-ние (6.8)] вслед- рично
ствие зависимости скорости дви-
жения электронов в направлении к экрану от значения uY.
Кроме чисто ламповых и транзисторных усилителей канала вер-
тикального отклонения, широко используются комбинированные
схемы усилительных устройств, а также усилители на интегральных
схемах.
Рабочая полоса частот усилителей канала вертикального откло-
нения простирается от нуля до 80 МГц, а иногда до 100—200 МГц.
Для более широкого диапазона частот используются схемы с рас-
пределенным усилением.
Как уже отмечалось, к усилителям вертикального отклонения
предъявляются весьма жесткие требования к постоянству частот-
ной характеристики коэффициента усиления, отсутствию фазовых
и нелинейных искажений. В одном усилителе, как правило, не
удается одновременно достичь высокого коэффициента усиления и
очень широкой полосы частот. Вместе с тем на практике часто воз-
никают задачи, связанные с необходимостью исследования сравни-
тельно узкополосных сигналов малой амплитуды. Для расширения
183

эксплуатационных возможностей электронных осциллографов не-
которые из них выпускаются со сменными блоками каналов верти-
кального отклонения. К одному осциллографу придаются от дву^
до пяти блоков канала вертикального отклонения, каждый из ко-
торых характеризуется полосой рабочих частот1), чувствитель-
ностью и входным сопротивлением, а также погрешностью преоб-
разования напряжения сигнала в отклонение электронного луча по
оси У, которая обычно лежит в пределах от 1 до 5%. С целью
дальнейшего расширения эксплуатационных возможностей осцил-
лографов к ним придаются специальные измерительные преобразо-
ватели, с помощью которых можно осуществить осциллографирова-
ние токов, выборку случайных процессов, исследование частотных
характеристик сопротивлений, коммутацию исследуемых напряже-
ний.
В случае осциллографирования импульсных напряжений сте-
пень искажения различных частей импульса может быть различна.
В первую очередь оценивают искажения фронта импульса, кото-
рые определяются временем установления усилителя ту, вычисляе-
мого по формуле.
ту = 0,35//р.макс. (6.11)
Действительная длительность фронта определяется выражением
4 = V t^-^, (6.12)
где Тф.изм — измеренная длительность фронта импульса.
Формула (6.12) дает удовлетворительные результаты при усло-
вии ту^ (0,2-—0,3)тф.ИЗм.
При невыполнении данного неравенства, т. е. если Тф.изм стано-
вится сопоставимым с ту, искажения осциллограммы не могут быть
учтены с помощью ф-лы (6.12). В этом случае необходимо исполь-
зовать более широкополосный осциллограф (или установить в дан-
ном осциллографе соответствующий блок канала вертикального
отклонения), верхняя граница рабочих частот которого дает значе-
ние Ту (6.11), удовлетворяющее вышеуказанному неравенству.
Неравномерность вершины прямоугольного импульса опреде-
ляется нижней границей рабочих частот усилителя /р.мин и оцени-
вается следующей приближенной формулой:
8Н ^ 2тстимп хп /р.мин, (6.13)
где тп — длительность прямоугольного импульса.
В случае достаточно больших напряжений сигналов они могут
непосредственно подаваться на вертикально отклоняющие пласти-
ны ЭЛТ.
В канал У осциллографа вводится специальное устройство —
линия задержки. Эта линия при одновременной подаче сигнала на
вход и на генератор развертки задерживает поступление сигнала
1 В ряде случаев предусматривается возможность переключения режимов ра-
боты усилителя: при узкой полосе частот обеспечивается большее усиление, чем
при широкой.
184

на пластины Y до того момента, пока на пластинах X не появится
напряжение развертки рис. 6.10. На практике в качестве такого
устройства применяются отрезки коаксиального кабеля (время за-
держки которого составляет 5—6 нс/м) или искусственные длинные
линии (рис. 6.11), представляющие собой ряд последовательно
включенных одинаковых звеньев L и С, соединенных по схеме
фильтра нижних частот. Такие электрические линии используются
для задержки сигналов на время от десятых долей микросекунд
до десятков микросекунд.
вт
•к.
Входной
Катодный,
делитель
побторит.
задержки.
Усилитель
Y
К пласт* Y
Генератор
ждущей
разбертни.
Усилитель^'мш.Х
X
Рис. 6.10. Схема включения линии задержки
L L L/2
Вход ф db i i
Рис. 6.11. Искусствен-
ная линия задержки
Чтобы вносимые линией искажения были минимальными, ее
надо нагрузить на активное сопротивление, равное волновому
Zc = ]/rLjC. Кроме того, линия должна иметь возможно более
широкую полосу пропускания, в пределах которой коэффициент
передачи близок к единице. Полоса пропускания определяется гра-
ничной частотой
/rP=l/2*KZc, (6.14)
откуда следует, что индуктивность и емкость элементов линии
должны быть малыми.
Длительность задержки, создаваемой каждым звеном
а общее время задержки линии из п звеньев /8п=я&1.
Волновое сопротивление обычно равно 400 или 600 Ом.
Канал горизонтального отклонения луча трубки осциллографа
Этот канал служит для создания напряжения развертки; он
состоит из входного устройства, усилителя канала горизонтального
отклонения, генератора развертки и горизонтально отклоняющих
185

пластин. Напряжение развертки, как видно из рис. 6.4, может по-
ступать от внешнего источника и от генератора развертки. Возмож-
ные виды напряжений разверток, создаваемых внешними источни-
ками, рассматриваются ниже. В режиме исследования формы сиг-
налов в основном используется внутренняя развертка, напряжение
которой генерируется генератором линейной развертки электронно-
го осциллографа.
Входное устройство канала горизонтального отклоне-
ния обеспечивает заданное входное сопротивление и ослабление
(при необходимости) напряжения внешнего источника, подключае-
мого на вход X электронного осциллографа. Таким образом, функ-
ции этого устройства в основном аналогичны входному устройству
канала вертикального отклонения, однако параметры входных уст-
ройств канала горизонтального отклонения, как правило, сущест-
венно ниже. Например, входное сопротивление не превышает 0,05—
0,5 МОм, делитель имеет две-три ступени деления, погрешность
коэффициента деления не нормируется.
Усилитель канала горизонтального отклоне-
ния имеет в общем случае такую же структурную схему, как и
усилитель канала вертикального отклонения (рис 6.8).,Он усили-
вает напряжение внешних генераторов развертки, подключаемых
на вход X электронного осциллографа. В режиме работы от внут-
реннего генератора развертки усилитель используется для увеличе-
ния синхронизирующего напряжения или запускающих импульсов,
которые необходимы для управления работой генератора раз-
вертки.
Параметры усилителя канала горизонтального отклонения су-
щественно отличаются от параметров усилителя канала вертикаль-
ного отклонения; он имеет меньший коэффициент усиления и более
узкий диапазон рабочих частот. Это необходимо иметь в виду при
работе электронных осциллографов в режиме внешней развертки.
Генераторы линейной развертки служат для гене-
рации линейно изменяющегося во времени (пилообразного) напря-
жения развертки (рис. 6.6). Структурная схема генератора линей-
синщ
Блок
Генератор
синхронизации
раздертки
Усилитель
—
генератора
раздертки
ибых
Рис. 6.12. Структурная схема линейного генератора раз-
вертки
ной развертки представлена на рис. 6.12. Она состоит из генера-
тора развертки, блока синхронизации и усилителя, который усили-
вает напряжение генератора развертки и обеспечивает симметрич-
ность выходного напряжения. В некоторых случаях блок синхрони-
зации и усилитель могут отсутствовать.
186

Генераторы развертки работают в двух основных режимах —
непрерывном и ждущем. По принципу действия различают генера-
торы развертки релаксационного типа и интегрирующие. Они вы-
полняются на ионных приборах, электронных лампах, транзисто-
рах и интегральных схемах.
Генераторы развертки вырабатывают линейно возрастающее
или линейно подающее напряжение, которое характеризуется сле-
дующими основными параметрами: максимальным значением
Умакс, длительностью пилообразного импульса Тпл, длительностью
обратного хода т0бр, минимальным напряжением UMvm и коэффи-
циентом нелинейности бпл, вычисляемым по следующей формуле:
]du/dt\,t —\duldt\t_f t_ irr о
Ьпл = ±!s_J IfzfL. = tg« —tgp ^ (g j5)
\duldt\t_t * tga
н
. Значения бпл напряжений генераторов развертки электронных
осциллографов в зависимости от их класса точности лежат в ин-
тервалах от 0,1 до 15%.
При работе генератора развертки в режиме непрерывной раз-
вертки его напряжение характеризуют также частотой fx=l/Tx,
которая может принимать значения от десятых долей герца до де-
сятков мегагерц. Кроме того, вводится понятие о скорости разверт-
ки vx = D/xtui, см/с, или чаще об обратной величине, называемой
длительностью развертки:
<7х=ТплУА (6.16)
где D = StX(Um3mc—£Дган). Данная характеристика позволяет осу-
ществлять цифровой отсчет масштаба времени по формуле t = qxx
[ур-ние (6.3)]. Длительность развертки современных осциллогра-
фов заключена в пределах от долей нс/см (нс/дел) до десятков
с/см (с/дел).
Некоторые осциллографы имеют также сменные блоки горизон-
тального отклонения, называемые обычно временными блоками.
Наличие таких блоков расширяет динамический диапазон длитель-
ности разверток осциллографа.
Рассмотрим схемы и принцип действия некоторых часто встре-
чающихся на практике генераторов развертки при их работе в не-
прерывном и ждущем режимах.
Примером генератора развертки, работающего на ионном при-
боре, может служить тиратронный генератор (рис. 6.13а). При
включении анодного напряжения конденсатор С\ заряжается через
резистор R\. Когда напряжение на конденсаторе достигнет напря-
жения зажигания U3 тиратрона, сопротивление последнего резко
уменьшится и конденсатор С\ разрядится. Разряд происходит до
тех пор, пока напряжение на конденсаторе не достигает напряже-
ния погасания Un тиратрона. В этот момент тиратрон гаснет, его
сопротивление резко возрастает и конденсатор снова начинает за-
ряжаться через резистор R\.
Если то постоянная времени зарядной цепи тзар значи-
тельно больше постоянной времени разрядной цепи тРаз- Напряже-
187

HI-
Источник
* Г~
образобого
Электронный
напряженшЩ
ключ 1
Операционные
усилитель
К»/
X
Электронный
ключ^ 2
IT
Порогобое Г°
устройстбо!
Цмин
имин\
Рис. 6.13. Схемы и диаграммы напряжений генераторов развертки:
а) тиратронного, б) с отрицательной обратной связью по току, в) интегрирую-
щего
ние развертки на конденсаторе щ при заряде его через резистор
растет по экспоненциальному закону. Используя малую часть на-
чального участка кривой заряда конденсатора, можно получить на-
пряжение развертки достаточно линейным. Напряжение погасания
тиратрона £7П — величина постоянная, следовательно, качество ли-
нейности определяется выбором потенциала зажигания £/3.
Период развертки тиратронного генератора удобно изменять ре-
гулировкой постоянной времени заряда. Диапазон генерируемых
тиратронным генератором частот лежит в пределах от сотых долей
герца до нескольких десятков килогерц. Верхний предел генерируе-
мых частот ограничивается инерционностью процессов ионизации и
особенно деионизации (рекомбинации). С повышением частоты-вре-
188

мя обратного хода возрастает, достигает времени прямого хода и
затем колебания срываются.
Коэффициент нелинейности тиратронного генератора опреде-
ляется по формуле
Km = (U*-Uu)I&-Uu)- (6.17)
В качестве примера генератора развертки на электронных лам-
пах рассмотрим схему (рис. 6.136) с отрицательной обратной
связью по току, которая получила довольно широкое распростра-
нение.
В этих генераторах электронная лампа Л у (пентод) является
стабилизатором разрядного тока конденсатора С. Управление за-
дающим генератором прямоугольных импульсов осуществляется
напряжением на конденсаторе С. При минимальном значении ис~
= ^мин выходная лампа задающего генератора (обычно несиммет-
ричный мультивибратор) отпирается и конденсатор С быстро заря-
жается с постоянной времени x3=RrC до напряжения Uc = UM3iKCi
которое запирает выходную лампу задающего генератора. Время
заряда конденсатора соответствует обратному ходу (т0бр) напря-
жения генератора развертки. Затем происходит разряд конденса-
тора через лампу Л] током /раз, значение которого остается пример-
но постоянным. Стабилизация разрядного тока осуществляется за
счет изменения падения напряжения на резисторе отрицательной
обратной связи RK. Действительно, если ток /раз начнет уменьшать-
ся вследствие падения напряжения на конденсаторе С, то соответ-
ственно уменьшится и падение напряжения на резисторе/?к,
что приведет к снижению внутреннего сопротивления лам-
пы Л1 и к увеличению тока /раз. При возрастании тока на-
блюдается обратная картина — уменьшение, потенциала сетки
вследствие увеличения напряжения обратной связи, что приводит
к росту R{. Таким образом, любой тенденции изменения разрядного
тока /раз сопутствует изменение внутреннего сопротивления лампы,
т. е. осуществляется стабилизация разрядного тока конденсатора
/раз=Л>аз=const. Напряжение на конденсаторе при разряде опре-
деляется выражением
Qo Qp rr 1 Г*. г г ^раз , , j y.
— ^ — ^макс ~7г \ *раз — с/макс 7i * ^макс
Раз С С J С
(6.18)
Из рис. 6.136 с учетом ф-лы (6.18) непосредственно получаем
тпл= (UMUKC—Uum)/k. (6.19)
Коэффициент нелинейности подобных генераторов определяется
следующим выражением бПл~^Макс/^, где \х — коэффициент уси-
ления лампы; Е — ЭДС источника. Из данного выражения следу-
ет, что для уменьшения коэффициента нелинейности целесообраз-
но использовать лампы с большим значением т. е. пентоды.
Частоту пилообразных импульсов в рассмотренном генераторе
можно плавно изменять путем регулирования потенциала экрани-
189

рующей сетки пентода, что приводит к изменению разрядного то-
ка /раз. В верхнем положении движка потенциометра (рис. 6.136)
/раз=/р.макс и коэффициент k в ур-ниях (6.18) и (6.19) принимает
максимальное значение, скорость разряда конденсатора и частота
следования импульсов также максимальны, а длительность прямо-
го хода пилообразного импульса тпл минимальна. В нижнем поло-
жении — частота минимальна. Коэффициент плавного перекрытия
частот составляет 1,5—2,5. Ступенчатое изменение частоты осу-
ществляется путем включения в схеме рис. 6.136 конденсаторов С
различной емкости. Очевидно [ур-ние (6.19)], что с уменьшением
емкости конденсатора частота следования импульсов возрастает,
так как коэффициент k в ур-нии (6.19) становится больше.
Генераторы развертки интегрирующего типа (рис. 6.13в) рабо-
тают на принципе интегрирования постоянного входного напряже-
ния. Эти генераторы обычно реализуются на электронных лампах
(так называемые интеграторы Миллера) или на транзисторных
(интегральных) операционных усилителях интегрирующего типа.
Напряжение ва выходе такого усилителя определяется уравнением
Ивых = -^ (6-20)
О
При постоянном значении ивх выходное напряжение изменяется
по закону
uBUX=-UBJlRC = kt. (6.21)
В режиме непрерывной развертки генератор работает следую-
щим образом. Когда / = 0, uBblx=Umim срабатывает пороговое уст-
ройство, которое замыкает электронный ключ Ж\ и размыкает
электронный ключ ЭК2у шунтирующий нагрузку. Напряжение на
выходе возрастает в соответствии с ур-нием (6.20). Если выходное
напряжение достигнет значения [/макс, пороговое устройство сраба-
тывает вновь; при этом размыкается Ж\ и замыкается Жо, через
цепь которого разряжается конденсатор С. В момент иВых=^мин
процесс повторяется.
Генераторы развертки интегрирующего типа позволяют полу-
чить малый коэффициент нелинейности (до 0,1%). Изменение ча-
стоты генераторов осуществляется обычно только дискретно, путем
переключения емкостей конденсатора С и сопротивлений резистора
/?. Градуировка генераторов, как правило, осуществляется в значе-
ниях длительности развертки qx [ур-ние (6.16)].
В режиме ждущей развертки генератор развертки вырабаты-
вает линейно изменяющееся напряжение только при поступлении
на его вход запускающего импульса от внешнего источника. Это
напряжение подается на вход блока синхронизации и после усиле-
ния приобретает крутой фронт для обеспечения высокой скорости
запуска. При необходимости в блоке синхронизации осуществляет-
ся не только усиление внешнего напряжения, но и его дифферен-
цирование, что позволяет еще более сократить время запуска гене-
190

ратора развертки. Каждый запускающий импульс вызывает один
цикл колебаний генератора развертки.
Для перевода генераторов развертки в ждущий режим необхо-
димо разорвать цепь положительной обратной связи, которая обес-
печивает автоколебательный режим работы. Например, для пере-
вода тиратронного генератора (см. рис. 6.13а) в ждущий режим
достаточно увеличить напряжение смещения £а до такого значе-
ния, при котором напряжение зажигания тиратрона станет больше
Еа. Тогда конденсатор зарядится до напряжения источника анодно-
го питания £а и генератор перейдет в режим ожидания. Когда на
вход Ucmi (см. рис. 6.13а) приходит положительный запускающий
импульс, тиратрон зажигается, конденсатор С разряжается, а за-
тем начинает заряжаться, образуя линейно изменяющееся напря-
жение.
В генераторе развертки (см. рис 6.136) ждущий режим обычно
обеспечивается путем изменения режима работы задающего гене-
ратора прямоугольных импульсов таким образом, чтобы при мак-
симальном напряжении на конденсаторе С выходная лампа не за-
пиралась. Запускающий импульс запирает лампу и вызывает один
цикл колебаний генератора развертки.
Для перевода в ждущий режим интегрирующего генератора раз-
вертки (см. рис. 6.13в) нужно в пороговом устройстве выключить
нижний порог срабатывания. Включение ЭК\ и выключение 5/С2
при этом осуществляются запускающим импульсом.
Особенностью работы электроннолучевой трубки при ждущем
режиме генератора развертки являются гашение электронного лу-
ча во время «ожидания» и резкое
увеличение его интенсивности Щр
(подсметка) во время прямого хо- ♦
да развертки. Гашение луча в ре- u№crj\ \ / V /""""
жиме ожидания предохраняет U\ |\д \j t
экран ЭЛТ от прожога в случае UmH gn~=i=L- — »
продолжительной паузы. Под- >гл« >1 |< .
светка луча обеспечивается путем
подачи положительного импульса Рис. 6.14. Диаграмма напряжений
на модулятор при прямом ходе генератора в ждущем режиме
развертки.
Калибратор амплитуды представляет собой генератор
образцового по значению переменного напряжения, предназначен-
ного для проверки (и при необходимости установки) правильности
масштаба по оси У, масштаба экрана трубки или для измерения
напряжений сигнала.
В соответствии с этими функциями различают две основные
группы калибраторов: с постоянной калиброванной амплитудой на-
пряжения и с плавно изменяющимся выходным напряжением.
Калибраторы первой группы нашли широкое применение в со-
временных осциллографах. Они представляют собой генераторы
прямоугольных импульсов с частотой 1—5 кГц. Амплитуда импуль-
сов стабилизирована стабилитронами (рис, 6.1.5а) с погрешностью
191

не более ±(0,5—1)%. В режиме калибровки на вход канала по-
дается напряжение калибратора и с помощью входного делителя
напряжения устанавливается заданный масштаб канала вертикаль-
ного отклонения, при котором размах осциллограммы по оси Y
должен быть равен определенному, обычно отмеченному на мас-
штабной сетке экрана, значению. На рис. 6.156 для примера пока-
зана осциллограмма калибратора амплитуды при «медленной раз-
вертке», когда на экране видны несколько периодов образцового
напряжения, а на рис. 6.15в — осциллограмма при «быстрой раз-
вертке», когда общая длительность раззертки меньше Гк/2, где Гк—
период напряжения калибратора. В случае, представленном на
рис. 6.156, коэффициент усиления усилителя канала вертикально-
Генератор
прятугольных\
импульсоб
Ланий
градуиродт
Линии осциллогримиы
Рис. 6.15 Калибратор амплитуды:
а) схема, 6) осциллограмма напряжения
в) то же, при быстрой развертке
при медленной развертке,
го отклонения оказался выше номинального и в результате калаб-
ровки должен быть уменьшен путем плавной регулировки усиле-
ния усилителя до совпадения размаха линий осциллограмм с ли-
ниями калиброванного отклонения.
Погрешность измерения напряжений часто оценивают по сле-
дующей приближенной формуле:
8=±(&np + |il^|), (6.22)
где бпр — основная приведенная погрешность измерения, равная
1—5%; [b2 — yj)jbyi — дополнительная погрешность, обуслов-
ленная отличием измеренного размаха осциллограммы yi от опти-
мального значения 6, при котором достигается максимальная точ-
ность измерения (6 = 2/3 #0, где Но — размер экрана по оси У).
Калибраторы второй группы обычно строят по схеме неуравно-
вешенного моста, которая позволяет получать плавно регулируе-
мое напряжение от сети. Это напряжение определяют по градуиро-
ванной шкале потенциометра или измеряют вольтметром. Измере-
ние проводится методом сравнения. Вначале фиксируют ординату
измеряемой точки осциллограммы iji при известном коэффициенте
деления п входного делителя. Затем на вход усилителя подают на-
пряжение калибратора £/к, которое плавно регулируют так, чтобы
размах отклонения осциллограммы равнялся также \)\. Измеряе-
мое напряжение u(ti) находят из выражения<
192

u(ti) = nUKi. (6.23)
Основная погрешность измерения напряжений подобными калибра-
торами составляет ±(5—7)%.
Калибратор длительности предназначен для проверки
(и при необходимости установки) длительности развертки элект-
ронного осциллографа. Калибратор длительности представляет со-
бой источник синусоидальных сигналов образцовой частоты, период
которых является рабочей мерой времени.
В электронных осциллографах применяются два типа калибра-
торов: калибраторы постоянной образцовой частоты для проверки
и установки масштаба длительности развертки и калибраторы с
несколькими фиксированными частотами, предназначенные для не-
посредственного измерения длительности осциллограммы.
Калибратор первого типа представляет собой генератор, часто-
та которых обычно равна 105 или 106 Гц. Часто для повышения
точности применяется кварцевая стабилизация частоты. Напряже-
ние калибратора подается на вход канала вертикального отклоне-
ния. Переключатель длительности устанавливается в такое положе-
ние, чтобы на заданном отрезке масштабной сетки /о (рис. 6.16)
0
, Л
Л 1
Л
1 \/
1
1 V
0
г
и
/
2
Рис. 6.16. К определению масштаба длительности раз-
вертки:
а) Тх = Г/2, б) Тх = Г/4
укладывалось число периодов, соответствующее номинальной дли-
тельности развертки. Например, на рис. 6.16а длительность раз-
вертки равна Т/2 с/см, а на рис. 6.166 —
Г/4 с/см и на отрезке /0 = 4 см уклады-
вается соответственно два или один пери-
од напряжения сигнала калибратора.
Если длительность развертки окажет-
ся выше номинальной, то на длине уло-
жится более чем два периода осцилло-
грамы. Ошибку удобно корректировать
путем плавной регулировки напряжения
Um генератора развертки (рис. 6.17).
Пусть напряжения U\ и U% генератора
развертки соответствуют смещению элек-
Рис. 6.17. Корректировка
длительности развертки
7 Зак. 1092
193

тронного луча по оси X от точки / к точке 2. Тогда время движе-;
ния луча t2—1\ окажется равным
t2-tx = (U2 - Щ zJ,Um = kx (U2 - Щ. (6.24)
При увеличении Um до U'm и сохранении тпл получим Ц
Г2-Гх = (U2- ЩЧл\ит = k2(U2- Щ. (6.25)
Из (6.24) и (6.25) непосредственно следует, что длительность
развертки с повышением напряжения сократилась пропорциональ*
но увеличению напряжения: i
& ~ *г - t[) = kx\k2 = U'JUm > 1. (6.26)
Поскольку погрешность калибровки длительности электронных
осциллографов мала, то необходимые пределы изменения напряже-
ния не превышают ±(5—10) %. Погрешность калибраторов данно-
го типа составляет ± (1—2) %.
Калибраторы длительности с несколькими фиксированными
частотами используются для измерения длительности путем моду-
ляции яркости осциллограммы. Выходное напряжение калибратора
подается на модулятор трубки (канал)
и вызывает увеличение или уменьшение
/ \ яркости осциллограммы при положитель-
ш f \ - ном и отрицательном полупериодах соот-
ветственно. В результате осциллограмма
Рис. 6.18. Определение приобретает вид прерывистой линии
длительности сигнала с ( 6 щ Темный и светлый отрезки
помощью меток \г / о г
линии называют меткой.
По длительности цена метки соответствует периоду напряжения
калибратора и указывается на переключателе поддиапазонов ка-
либратора в мс или мкс. Длительность меток устанавливается так,
чтобы их число на осциллограмме исследуемого напряжения было
по возможности больше, что повышает точность измерения длитель-
ности исследуемых сигналов, которая определяется из выражения*
/=/гГ0, где п — число меток между измеряемыми точками осцилло-
граммы, Г0 — цена метки.
Для получения на экране ЭЛТ неподвижных меток необходима
точная синхронизация частоты напряжения генератора развертки
(или моментов его запуска в случае ждущего режима работы) с
частотой напряжения калибратора длительности.
Основная погрешность измерения длительности сигналов по-
добными калибраторами обычно составляет ± (5—10) %. Дополни*
тельная погрешность, вызываемая неоптимальностью протяжен-
ности измеряемой осциллограммы по оси X, оценивается по форму-
ле, аналогичной (6.22).
6.5. СИНХРОНИЗАЦИЯ ГЕНЕРАТОРА ЛИНЕЙНОЙ РАЗВЕРТКИ
Синхронизация генератора линейной развертки необходима для
обеспечения согласования Моментов действия напряжения иссле-
194

дуемого сигнала на пластинах У трубки и напряжения генератора
развертки на пластинах X при непрерывном режиме его работы.
При таком согласовании изображение на экране осциллографа бу-
дет казаться неподвижным в случае достаточно высокой частоты
повторения (более 15 Гц), или при более низких частотах траек-
тория движения луча по экрану при каждом периоде исследуемого
напряжения окажется постоянной. Нетрудно путем геометрических
построений убедиться в том, что это условие выполняется, если
частота линейной периодической развертки равна или в целое чис-
ло раз меньше частоты исследуемого сигнала или, другими слова-
ми, период развертки должен быть равен или кратен периоду сиг-
нала. Для осуществления синхронизации необходимо в схему гене-
ратора развертки ввести напряжение синхронизирующей частоты.
Процесс сихронизации сложен и протекает различно в разных схе-
мах генераторов развертки. Рассмотрим его на простейшем приме-
ре синхронизации частоты тиратронного генератора (см. рис. 6.13а)
"при допущении, что время обратного хода равно нулю. Период ко-
лебаний этого генератора в некоторых пределах зависит от потен-
циала зажигания тиратрона U3.
При постоянном смещении — Eg — на сетке тиратрона
(рис. 6.19а) потенциал зажигания U3 будет постоянным, а период
развертки равным 7Р (рис. 6.196). Если ввести в цепь сетки пере-
менное синусоидальное напряжение синхронизации wCKn, то потен-
циал зажигания U'z начнет изменяться в соответствии с измене-
нием этого напряжения и тиратрон зажжется раньше. Последнее
объясняется тем, что потенциал зажигания U3 в момент равенст-
ва его напряжению развертки окажется ниже (рис. 6.196, точка А),
чем без синхронизации. Период развертки Гр будет равен периоду
синхронизации Гсин. Частота синхронизирующего напряжения мо-
Рис. 6.19. К пояснению процесса
синхронизации
t
7*
195

жет изменяться в некоторых пределах, и частота развертки будет
точно следовать за ней. На рис. 6.196 пилообразное напряжение без
синхронизации изображено сплошными линиями, а при наличии
синхронизации — пунктирными. Так же получается и кратная син-
хронизация, когда частота синхронизации в целое число раз боль-
ше частоты генератора развертки, но это число должно быть неве-
лико. Такая синхронизация носит название синхронизации на суб-
гармониках синхронизирующей частоты.
Устойчивость синхронизации в большой степени зависит от
амплитуды синхронизирующего напряжения; ее нужно устанавли-
вать наименьшей, при которой получается устойчивое изображение.
При увеличении амплитуды синхронизирующего напряжения изме-
няются длительность периода и амплитуда напряжения развертки
(рис. 6.19в). Если синхронизация осуществляется на субгармони-
ках, возникают скачкообразные изменения кратности. Например
(рис. 6.19г), при напряжении зажигания и3\ период развертки ра-
вен ГР1 и синхронизация кратна трем, а при увеличении напряже-
ния зажигания до из2 период развертки уменьшается до Гр2 и крат-
ность оказывается равной двум. Одновременно уменьшается и мак-
симальное напряжение развертки, что сужает размеры изображе-
ния на экране осциллографа по горизонтали.
Синхронизация осуществляется не только синусоидальным на-
пряжением, но и импульсным. При синхронизации импульсным на-
пряжением необходимо, чтобы частота развертки была немного ни-
же частоты следования.
В качестве синхронизирующего используются исследуемые на-
пряжения, напряжение питающей сети и напряжения от любых
внешних источников. Наиболее распространенной является так на-
зываемая «внутренняя» синхронизация, при которой напряжение
исследуемого сигнала подается в переключающую цепь генератора
развертки с выхода первого каскада усилителя вертикального от-
клонения. При этом создаются наилучшие условия наблюдения, так
как исследуемый сигнал даже при его нестабильности «ведет» за
собой частоту развертки и изображение остается неподвижным.
Синхронизация от сети переменного тока используется в тех слу-
чаях, когда исследуются процессы, частота которых кратна 50 Гц.
При «внешней» синхронизации частота генератора развертки син-
хронизируется с частотой внешнего источника напряжения. Для
обеспечения независимости качества синхронизации от величины и
формы синхронизирующего напряжения последнее подается на кас-
кад синхронизации, получает там оптимальную величину и форму
и затем поступает в генератор развертки.
При практической работе с электронными осциллографами сле-
дует иметь в виду, что режим работы генератора развертки, когда
период напряжения развертки равен и больше периода исследуемо-
го сигнала, не всегда оптимален и что устойчивость изображения
сигнала на экране электроннолучевой трубки не является еще кри-
терием его соответствия форме сигнала. Последнее поясняется вре-
менными диаграммами рис. 6.20. На рис. 6.20а показана форма ис-
196

следуемого напряжения, а на рис. 6.206—6.20« приведены времен-
ные диаграммы напряжений генератора развертки при различном
отношении частот fc/fx и соответствующие им осциллограммы. На-
пример, если fc/fx = 3/2 (рис. 6.206), то на экране при достаточно
высокой частоте сигнала появится осциллограмма, приведенная на
рис 6.20я.
РАЛ
Як"*
AAAAAA
ООО
tr\y
2пНцим
2ЦЧМ
Рис. 6.20. Искажения формы сигнала при осцил-
лографировании
При нечетных циклах колебаний генератора развертки элект-
ронный луч будет двигаться по линии, отмеченной номером (2/г-Н
+ 1), а при четных — по линии 2п. Вследствие интегрирующего
свойства человеческого зрения осциллограмма кажется неподвиж-
ной. Аналогично и при fc/fx=l/2 (рис. 6.20е) форма кривой сигнала
искажается (рис. 6.20ж). Рисунки 6.20г и з соответствуют отноше-
ниям частот fc/fx=l и /с/Ьс = 2 и дают правильное изображение
формы сигнала (рис. 6.205 и и). Из временных диаграмм напря-
жений 6.20г и з нетрудно установить следующее простое правило
проверки правильности осциллограммы: если при увеличении или
уменьшении частоты развертки или соответственно ее длительности
в два раза по сравнению с исходной характер осциллограммы не
меняется, то данная осциллограмма правильно отображает форму
измеряемого сигнала.
Случай, когда оптимальный режим осциллографирования до-
стигается при частоте генератора развертки, превышающей частоту
сигнала, иллюстрируется рис. 6.21. Это в основном относится к ис-
следованию формы импульсных напряжений, следующих со скваж-
ностью Q = 77тИмп>1 (Рис- 6.21а).
На рис. 6.216 приведена временная диаграмма напряжения ге-
нератора развертки при /с//х=1. В этом случае исследуемый им-
197

пульс воздействует на пластины У в течение незначительного вре*
мени прямого хода генератора развертки и его осциллограмма
(рис. 6.21 в) имеет низкую разрешающую способность.
Рис. 6.21. Диаграммы импульсных напряжений
При увеличении частоты генератора развертки, когда время пря'
мого хода становится сопоставивым с длительностью импульса, его
осциллограмма на экране расширяется. Однако, если Q>5-f-8, за»
трудняется синхронизация частоты генератора развертки и изобра-
жение становится неустойчивым. В этих случаях переходят на жду-
щий режим работы генератора развертки (рис. 6.21г), при котором
его запуск осуществляется исследуемым сигналом (рис. 6.21(9).
Длительность развертки устанавливается такой, чтобы получить
по оси X размер осциллограммы, близкий к оптимальному. Запуск
генератора развертки в ждущем режиме может осуществляться так-
же от внешнего источника (режим внешней синхронизации). Это
позволяет во многих электронных осциллографах включить линию
задержки из канала вертикального отклонения, что обычно улуч-
шает воспроизведение формы кривой сигнала.
При исследовании непериодических одиночных импульсов элект-
ронные осциллографы работают только в ждущем режиме, обычно
при внутреннем запуске. Для визуального наблюдения осцилло-
грамм таких импульсов применяют электроннолучевые трубки е
длительным послесвечением или фотографируют осциллограмму.
Существуют осциллографы с памятью, в которых осциллограммы
запоминаются до нескольких суток.
Наибольшие трудности при осциллографировании одиночных
импульсов связаны с установкой длительности развертки qx и
масштаба qY отклонения по оси У, которые должны обеспечивать
близкие к оптимальным размеры осциллограммы. Поэтому при
исследованиях одиночных, в том числе и случайных, импульсов же-
лательно иметь предварительную информацию об их основных па-
раметрах.
198

6.6. ВНЕШНИЕ РАЗВЕРТКИ ЭЛЕКТРОННОЛУЧЕВЫХ
ОСЦИЛЛОГРАФОВ
Общие сведения
Внешние развертки электронных осциллографов создаются сто-
ронними источниками напряжений, подключаемыми на вход X ос-
циллографа, который работает в режиме внешней развертки, т. е.
при выключенном внутреннем генераторе развертки. Напряжение
внешней развертки в общем случае может иметь любой вид, а при
исследовании параметров непериодических процессов быть также
непериодическим.
В ряде случаев внешняя развертка создается путем подачи на-
пряжения развертки не только на горизонтальные, но и на верти-
кальные отклоняющие пластины трубки. При этом исследуемый
сигнал подается или на вертикально отклоняющие пластины, т. е.
параллельно напряжению развертки, или на канал Z электронного
осциллографа. В последнем случае информация об исследуемых
параметрах сигнала представляется в виде модуляции яркости
луча.
В технике связи наиболее часто применяются синусоидальная,
эллиптическая или круговая и спиральная развертки. Эти разверт-
ки используются для измерения и исследования следующих пара-
метров сигналов: частоты, фазового сдвига, временных интервалов,
нестабильности частоты и др. Форма сигнала при внешних разверт-
ках не измеряется.
Синусоидальная развертка
При синусоидальной развертке на пластины X подается напря-
жение ux = Ux sin a>t. Если на пластинах У напряжение отсутствует
и частота выше 15 Гц, то на экране трубки получается горизон-
тальная линия — линия развертки. Эта линия создается неравно-
мерным движением луча. Каждый полупериод напряжения разверт-
ки вызывает перемещение луча вправо и влево со скоростью, изме-
няющейся по синусоидальному закону. Следовательно, синусои-
дальная развертка является нелинейной. Время прямого и обратно-
го ходов луча при синусоидальной развертке одинаково, и элект-
ронный луч при обратном ходе не гасится. Эта развертка обычно
применяется для измерения частоты и фазового сдвига сигнала.
Если на пластины Y поступает напряжение тех же частоты и
формы, что и на пластины X, но имеющее некоторый фазовый сдвиг
uY=UY s\n (cof + ф), то мгновенные отклонения луча на экране бу-
дут соответственно равны:
где а и b — амплитуды отклонения луча в горизонтальном и верти-
кальном направлениях.
х = Sx UK sin со t = a sin со t,
y = Sy Uy Sin (iut -f cp) = &sin(co/ + cp),
(6.27)
(6.28)
;99

Чтобы выяснить, какая фигура получится на экране, нужно
исключить время t из ур-ний (6.27), (6.28) и определить зависи-
мость между х и и. Из равенства (6.27) находим:
sin с t = х\а\ cos о) t = V 1 - W а)2 = К(а2- х*)\а\ (6.29)
Выражение (6.30) является уравнением эллипса. Если ср = 0, то
у = Ьх/а\ еслиф = лт, то у = —Ьх/а, т. е. в этих случаях эллипс вырож-
дается в прямые, наклоненные под углом i|) = aretg(±fr/a) к оси X.
При равенстве напряжений, поступающих на пластины, прямые на-
клонены под углом 45 или 135° к горизонтальной оси. Если фазовый
сдвиг между напряжениями равен 90 или 270°, то после несложного
преобразования получаем х2/а2+у2/Ь2=\. Это уравнение эллипса с
полуосями, совпадающими с осями координат. Соотношение полу-
осей зависит от соотношения между напряжениями Ux и UY и чув-
ствительностями трубки Sx и SY по обоим каналам. Если a = 6 = r,
то х2+у2 = г2 и осциллограмма принимает вид окружности с радиу-
сом г. Процесс синусоидальной развертки удобно рассмотреть гра-
фически (рис. 6.22а). Периоды приложенных напряжений разбива-
ются на несколько равных частей (чем больше частей, тем точнее
построение), н ординаты их сносятся на схематическое изображе-
ние экрана трубки. Точки пересечения выносных линий обозначим
теми же цифрами, что и части периодов, и, соединив их плавной
кривой, получим фигуру Лиссажу в виде эллипса. При частоте от-
клоняющих напряжений больше 15 Гц эта фигура будет видна на
экране осциллографа. Если частота ниже, то можно наблюдать, как
конец луча в виде светящейся точки описывает эту фигуру. Форма
фигур Лиссажу зависит от фазовых сдвигов между напряжениями
uY и их, как, например, показано на рисунке.
Рассмотрим таким же способом получение фигуры Лиссажу
при кратных частотах приложенных напряжений. Пусть, например,
частота fY вдвое выше частоты fx, начальные фазы одинаковы и
амплитуды равны друг другу. Построение фигуры приведено на
рис. 6.226 и особых пояснений не требует. Если начальные фазы не-
одинаковы, то «восьмерка» изменяет вид, как показано на рисунке.
Осциллограммы неподвижны только в том случае, если перио-
ды (частоты) приложенных напряжений относятся друг к другу как
целые числа: Tx/TY = n/m. Это объясняется тем, что за промежуток
времени T=mTx = nTY периоды обоих напряжений повторяются це-
лое число раз и луч возвращается в исходное положение. Полу-
чающаяся фигура Лиссажу имеет замкнутый вид при кратном от-
ношении п/т и разомкнутый — при дробном (рис. 6.22в). Устойчи-
вость осциллограммы тем лучше, чем меньше я и т, а полная ее
200
Подставив в ф-лу (6.28) значение
sin (со t + <р)= s'n 03 * cos <Р + cos 031 sin ff
и воспользовавшись ф-лой (6.29), получаем
(6.30)

/О О Ъ\
tO 45°или
Warn Жали. i$09
270* 22j°
45* 80° 22у
ООО сх
J«7
3-2
4:j
Рис. 6.22. Построение и
вид фигур Лиссажу для
разных фазовых сдвигов:
а) при равенстве частот,
б) при двойной кратно-
сти частот, в) при раз-
личных отношениях ча-
стот
201

неподвижность обеспечивается только при равенстве или кратности
частот. Если отношение частот близко к целочисленному, перемеще-
ние происходит медленно и осциллограмма принимает различные
очертания. В случае сильного отличия частот фигура перемещается
так быстро, что на экране видны лишь ее следы, сливающиеся в
сплошной светящийся прямоугольник, стороны которого пропорцио-
нальны амплитудам отклоняющих напряжений.
Эллиптическая (круговая) и спиральная развертки
Если на оба входа осциллографа подать два развертывающих
синусоидальных напряжения одной и той же частоты, то в зависи-
мости от фазового сдвига между напряжениями и соотношения их
амплитуд на экране осциллографа появится траектория луча в ви-
де эллипса или окружности. В первом случае развертка называется
эллиптической, во втором — круговой.
Для получения разверток такого вида напряжение ар подводит-
ся к фазорасщепляющей цепи CR (рис. 6.23), с которой снимаются
Рис. 6.23. Получение эл-
липтической (круговой)
развертки:
а) при подаче напряже-
ний на отклоняющие
пластины), б) то же, на
входы X и У
два напряжения, сдвинутые по фазе относительно друг друга на
90°. Круговая развертка получается при одинаковых максимальных
отклонениях луча по горизонтали и вертикали, что возможно при
выполнении равенств:
hYUY=hKUx, (6.31)
hy KY UY = hx Кх Ux. (6.32)
Первое равенство соответствует подаче развертывающего напря-
жения непосредственно на пластины (рис. 6.23а), а второе — на
выходы усилителей У и X (рис. 6.236). Равенство (6.31) достигается
изменением напряжения Ux (регулировкой сопротивления резисто-
ра R фазорасщепляющей цепи), а равенство (6.32) — регулировкой
усиления в соответствующих каналах.
Достоинством круговой развертки является относительное уве-
личение времени наблюдения и точности отсчетов, так как линия
развертки — окружность — длиннее линии развертки по оси X в
я раз. Еще большее время наблюдения можно получить при спи-
ральной развертке, когда на оба напряжения круговой развертки
одновременно воздействуют периодические линейные (пилообраз-
ные) напряжения. При этом их амплитуды изменяются во времени
цо линейному закону (см. рис. 6.24а), а конец луча описывает архи-
202

медову спираль (см. рис. 6.246). Период пилообразного напряже-
ния должен быть кратен периоду синусоидального напряжения
развертки, так как только в этом случае спираль будет повторяться
и казаться неподвижной.
Рис 6.24. Спиральная развертка:
а) форма развертывающего напряжения, б) линия развертки, в) ос-
циллограмма
При круговой и спиральной развертках исследуемое напряже-
ние подается на модулятор трубки или на ее первый анод. В пер-
вом случае электронный луч гаснет и вспыхивает с частотой иссле-
дуемого напряжения, во втором — с той же частотой изменяется
чувствительность трубки, что приводит к изменению максимально-
го отклонения луча. Осциллограммы образуются пунктирными или
зубчатыми линиями (рис. 6.24в).
6.7. ОДНОВРЕМЕННОЕ НАБЛЮДЕНИЕ НЕСКОЛЬКИХ
ОСЦИЛЛОГРАММ
Для одновременного наблюдения нескольких осциллограмм тре-
буются многолучевые электронные осциллографы или однолучевые
осциллографы с электронным коммутатором. В обоих случаях ос-
циллограммы получают при длительности развертки, одинаковой
для всех исследуемых сигналов.
Многолучевые осциллографы изготавливают обычно с числом
каналов вертикального отклонения от двух до пяти. Установка чув-
ствительности, фокусировка, регулировка яркости и смещения
электронного луча на экране ЭЛТ для каждого канала произво-
дятся раздельно. Электроннолучевая трубка этих осциллографов
имеет общую для всех лучей систему развертки и раздельные для
каждого луча вертикально отклоняющие пластины. Наибольшее
распространение получили двухлучевые осциллографы.
Одновременное наблюдение двух или нескольких осциллограмм
периодических напряжений возможно и на однолучевом осцилло-
графе с помощью электронного коммутатора, в котором к каналу У
попеременно подключаются исследуемые напряжения.
Принцип работы электронных коммутаторов поясняется струк-
турной схемой рис. 6.25. В этой схеме генератор прямоугольных
тактовых импульсов определяет частоту переключения и время
включения исследуемых напряжений на вход канала вертикально-
го отклонения.-Это время выбирается равным или большим макси-
203

мального периода из всех исследуемых напряжений или значитель-
но меньшим минимального периода. В последнем случае линии ос-
циллограмм являются штриховыми; длительность темного штриха
соответствует циклу переключений электронного коммутатора.
Частота генератора развертки электронного осциллографа син-
хронизируется с частотой генератора тактовых импульсов. Она
должна быть равна частоте генератора тактовых импульсов, если
при каждом подключении /-го исследуемого сигнала (рис. 6.25)'
нужно наблюдать его полную осциллограмму, или значительно
меньше тактовой частоты, если при каждом подключении исследуе-
мого напряжения можно фиксировать лишь небольшую часть ос-
циллограммы.
Распределительное устройство поочередно подает управляющие
импульсы на электронные ключи, которые подключают исследуемое
напряжение данного канала ко входу У на время действия управ-
ляющего импульса. Схемы электронных ключей весьма разнооб-
разны. На практике используются транзисторные ключи, диодные
мостиковые схемы, триггерные схемы, а также ключи, построенные
на интегральных схемах.
Электронные
ключи
РиС. 6.26. Принципиаль-
Рис. 6.25. Структурная схема элект- ная схема транзисторно-
ронного коммутатора го ключа
На рис. 6.26 приведена принципиальная схема транзисторного
ключа с двумя последовательно и встречно включенными транзи-
сторами. Для стабилизации сопротивлений размыкания /?р транзи-
стора их шунтируют, если это допустимо, резисторами Rm с сопро-
тивлениями 10—15 кОм. Остаточное напряжение на ключе uQ =
= Woi—^02, поэтому транзисторы подбирают по этому критерию,
т. е. u0i~u02. В настоящее время выпускаются интегральные ключи,
например ИП-1, которые имеют остаточное напряжение около
50 мкВ.
В качестве распределительных устройств могут использоваться
кольцевые счетчики и другие импульсные устройства. В простей-
шем случае при наблюдении двух процессов может быть применен
мультивибратор,
204

6.8. ССЦИЛЛОГРАФИРОВАНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ
Общие сведения
Электронные осциллографы дают возможность полностью ис-
следовать импульсные напряжения. Вместе с тем для безыскажен-
ного воспроизведения импульсов, особенно малой длительности
(10—20 не) и с фронтами порядка единиц наносекунд, требуется
особая тщательность в подготовке и проведении измерений.
Осциллографирование импульсных напряжений выполняется
обычно в следующей последовательности. Вначале по заданны^ или
ожидаемым параметрам исследуемого импульсного напрй|кёиия
(частоты следования, длительности импульса и его фронтов, ампли-
туды) определяют возможность применения данного типа элейтрон-
ного осциллографа. В первую очередь проверяют соответствие диа-
пазона рабочих частот осциллографа требуемым значениям в соот-
ветствии с ф-лами (6.11) —(6.13).
При составлении и сборке измерительной установки в импульс-
ных системах рекомендуется тщательно экранировать соединитель-
ные провода, учитывать влияние измерительных приборов на на-
стройку и нагрузку испытуемых устройств, обеспечить правильное
согласование, избегать применения соединительных проводов та-
кой длины, при которой могут возникнуть резонансные явления,
учитывать паразитные параметры резисторов, катушек и конденса-
торов, включая возможные нелинейности их параметров.
Существенные искажения формы импульсов возможны при от-
сутствии согласования соединительного кабеля с нагрузкой в слу-
чаях, когда длительность импульса меньше времени распростране-
ния соединительного кабеля /рас = Ij/^LC , где L и С — индуктив-
ность и емкость кабеля на единицу длины, а / — его длина.
На рис. 6.27а приведена схема для экспериментальной проверки
согласования нагрузки кабеля. Для измерения в линию подают им-
пульсы и наблюдают на экране электронного осциллографа отра-
жения (рис. 6.276). Затем плавно изменяют нагрузку R до тех пор,
пока не исчезнут отражения или их амплитуды не станут мини-
мальными (рис. 6.27в), что свидетельствует о правильном согласо-
вании. После этого сопротивление нагрузки может быть измерено
мостом.
Рис. 6.27. К определению нагрузки соединительного кабеля:
а) схема измерения, б) осциллограмма напряжения при несогласованной на
ке, в) то же, при согласованной
205

Согласование генератора с испытуемым устройством часто осу-
ществляется с помощью Г-образного звена (рис. 6.28) в случае низ-
ких модулей сопротивлений. Элементы схемы должны удовлетво-
рять равенствам: R2IRl=Z2IZ1— 1, R{R2 = Z{Z2y где Z\ и Z2 —«
модули согласуемых сопротивлений. Совместное решение этих урав-
нений дает следующие значения:/?! =Zlj]/' 1 — Zj/Z2,/?2==Z2X
X ~V 1 —ZJZ2. При этом нетрудно убедиться в справедливости
соотношений: Zx = R{ (R2 + Z2)\{R, + R2 + Z2), Z2 = R2 + RXZ,\(R, +
Правильный выбор точек заземления измерительной схемы и ее
хорошее экранирование ослабляют воздействие флуктуационных
помех. Эти помехи представляют собой непрерывный во времени
случайный процесс; они ухудшают фокусировку луча и увеличива-
ют «размытость» линий осциллограммы. Флуктуационные помехи
возникают в измерительной установке и слагаются из напряжений,
наводимых сторонними высокочастотными полями, и низкочастот-
ных, определяемых в основном помехами питающей сети.
Рис. 6.28. Схема согласую- Рис. 6.29. К определению помех
щего Г-образного звена на входе осциллографа
На рис. 6.29 приведена эквивалентная схема соединительных
цепей электронного осциллографа с источником сигнала. Продоль-
ные высокочастотные помехи, наводимые в соединительных прово-
дах 1 и 2, обозначены в\ и е2 соответственно. Результирующая поме-
ха определяется выражением
^ВЧ = (*1 — ^вх/(^г + Zln + Z2n + ZBX), (6.33)
где Zm и Z2n — соответственно продольные сопротивления первого
и второго соединительных проводов на частоте помехи; Zr — внут-
реннее сопротивление источника сигнала; ZBX — входное сопротив*
ление электронного осциллографа. Если модуль ZBX значительно
больше Zm, Z2n и Zr, то
евч « ^ — ег (6.34)
Таким образом, основным методом уменьшения высокочастот-
ной помехи еъч является в общем случае повышение степени экра-
нирования соединительного кабеля, что уменьшает абсолютные зна-
чения в\ и е2. В качестве соединительных проводов используются
Ш

коаксальные гибкие кабели, обладающие достаточным экранирую-
щим эффектом. Диаметр кабеля выбирается небольшим, что приво-
дит к выравниванию ЭДС, наводимых в этих проводниках вслед-
ствие близости расположения прямого и обратного проводов, а сле-
довательно, и к уменьшению евч .
Из сравнения выражений (6.33) и (6.34) следует, что уровень
высокочастотных помех можно дополнительно уменьшить путем
перехода на низкоомное входное сопротивление ZBX = Zr электронно-
го осциллографа. Так, при ZBX = Zr помеха уменьшается более чем
в два раза. В случае исследования коротких импульсов данный ре-
жим работы электронного осциллографа является обязательным
для обеспечения работы кабеля на согласованную нагрузку.
Низкочастотная помеха ет (см. рис. 6.29) определяется раз-
ностью потенциалов точек заземления корпуса генератора и элект*
ронного осциллографа:
НЧ ^2п + + Zno Z3 + Zr + Zln + Zno -f- ZBX
где Zno — сопротивление заземления электронного осциллографа.
При ZBX > (Z3 + Zr + Zm + Zno) выражение (6.35) прини-
мает вид
eH tte3Zlnl(Z2n + Z3 + Zno). (6.36)
Отсюда следует, что и сетевая помеха уменьшается при низко-
омном входном сопротивлении электронного осциллографа, так как
при ZBX = Zr значение енч определяется разностью составляющих
помехи (6.35). Правильный выбор точек заземления позволяет
уменьшить ез.
В общем случае при осциллографировании импульсных напря-
жений целесообразно использовать ждущий режим работы генера-
тора развертки. Если в измерительной установке имеется источник
синхронизирующих импульсов, опережающих исследуемый сигнал
на регулируемое время, то следует работать в режиме внешнего за-
пуска (синхронизации). Это позволяет, как указывалось выше, не
только выключить в канале вертикального отклонения линию за-
держки и тем самым уменьшить искажения осциллограммы сигна-
ла, но и путем регулировки времени запуска генератора развертки
и длительности развертки обеспечить возможность детального ис-
следования отдельных частей осциллограммы.
Например, на рис. 6.30 показаны структурная схема измерения
и вид осциллограмм импульса при таком осциллографировании.
Как видно из рис. 6.306, импульс исин опережает напряжение сигна-
ла и на значение регулируемой задержки t3=tcim—tc, где tcim и tc —
моменты прихода синхронизирующего (запускающего) импульса и
сигнала на вход электронного осциллографа. На рис. 6.30<з приве-
дена осциллограмма импульса, когда длительность развертки вы-
брана такой, чтобы осциллограмма занимала примерно 2/з диамет-
ра экрана. Для исследования формы фронта импульса скорость
развертки увеличивается так, чтобы осциллограмма перед-
207

него фронта занимала то же место (рис. б.ЗОг). С учетом вы-
сокой скорости движения луча по экрану значение 13 должно быть
минимальным. Осциллографирование среза импульса (рис. 6.30(9)
осуществляется при отрицательном значении t3, т. е. когда запус-
кающий импульс подается на вход электронного осциллографа по*
еле исследуемого напряжения. Ускорение настройки работы осцил-
лографа путем использования плавного смещения осциллограммы
по оси X позволяет ослабить требования к точности установки зна-
чения t3.
U<0
Рис. 6.30. Осциллографирование импульса при внешнем запу-
ске:
а) структурная схема, б) диаграмма напряжений сигнала и
синхронизации, в, г) передний фронт, д) срез
Для осциллографирования импульсных напряжений промышлен-
ностью выпускаются специальные импульсные электроннолучевые
осциллографы. Они отличаются от универсальных ос.пиллогпзспов
общего назначения в основном наличием ряда дополнительных ре-
гулировок и данных, облегчающих установку оптимального режи-
ма работы и оценку его возможностей. Например, в паспорте при-
бора указываются время установления для усилителей канала вер-
тикального отклонения, пороговые значения сигналов внешнего за-
пуска, предельные значения фронтов осциллографируемых импуль-
сов. Импульсные осциллографы часто не имеют режима внешней
развертки, так как при исследовании формы импульсов исполь-
зуется линейная внутренняя развертка. В этом случае вход капа-
ла X обозначают иногда как «запуск» или «синхронизация». В не-
которых импульсных осциллографах предусмотрен переключатель
напряжения третьего анода, которое устанавливается в зависимо-
сти от параметров исследуемого сигнала — чем короче исследуе-
мый импульс, тем выше должно быть напряжение {Уаз. Некоторые
типы импульсных осциллографов имеют в своем комплекте фото-
аппаратуру для фотографирования осциллограмм.
Для измерения импульсов длительностью в несколько наносе-
кунд с фронтом в 1—2 не обычные импульсные осциллографы не-
пригодны. Усилители вертикального отклонения имеют недостаточ-
ную полосу пропускания для неискаженной передачи формы им--
203

пульса. Электроннолучевая трубка из-за конечного времени проле-
та электронов и наличия паразитных параметров выводов и пла-
стин искажает форму импульса. Для скоростной осциллографии
использовались усилители с распределенным усилением и специаль-
но разработанные электроннолучевые трубки с пластинами, верти-
кального отклонения, построенными и работающими по принципу
бегущей волны. Однако такие сверхвысокочастотные импульсные
осциллографы из-за сложности, дороговизны и неудобств в эксплуа-
тации не получили широкого распространения. Для изучения нано-
секундных импульсов и колебаний сверхвысоких частот использует-
ся стробоскопический способ.
Стробоскопический способ осцнллографирования
наносекундкых импульсов
Принцип стробоскопического осциллограф и-
р о в а н и я. Стробоскопический способ осциллографирования зак-
лючается в трансформации масштаба времени исследуемого им-
пульса (сигнала). Последний искусственно «растягивается» во вре-
мени, строго сохраняя свою форму. Эквивалентная полоса пропус-
кания усилителя вертикального отклонения расширяется во столь-
ко раз, во сколько растягивается исследуемый импульс. Удается
осуществить растяжку в десятки тысяч раз.
Одним из технических решений стробоскопического способа ос-
циллографирования является амплитудная импульсная модуляция
коротких прямоугольных импульсов (называемых «стробирующи-
ми» тст) напряжением исследуемого сигнала. Длительность этих
импульсов значительно меньше длительности т исследуемого им-
пульса. Период следования стробирующих импульсов Гст равен или
кратен периоду следования Ги наблюдаемых импульсов. Кроме то-
го, начало каждого последующего стробирующего импульса сдвину-
то во времени относительно предыдущего импульса на интервал AT.
Интервал AT в m раз короче длительности сигнала, но больше или
равен длительности стробирующего импульса: т»ДГ:^т;ст.
На рис, 6.31 представлены графики, поясняющие принцип изме-
нения масштаба времени. Стробирующие импульсы как бы зонди-
руют в данный момент исследуемый импульс и приобретают высо-
ту, равную мгновенному значению последнего. Из рисунка видно,
что требуется жесткая синхронизация частоты следования строби-
рующих и исследуемых импульсов, чтобы положение первых совпа-
дало по времени с одним и тем же местом вторых при многократ-
ном их повторении. Отсюда также следует, что сведения о форме
импульса заключены только в значении амплитуды стробирующих
импульсов, воспроизведения вершин которых достаточно для полу-
чения на экране осциллографа изображения, подобного исследуе-
мому импульсу.
При р-кратном периоде следования стробирующего импульса
относительно периода исследуемого сигнала стробимпульсы моду-
лируются только (р-И)-м сигнальным импульсом. Изменение мас-
209

штаба, или коэффициент временной трансформации 9=/?Ги/ДГ. Ско«Г
рость развертки осциллографа, необходимая при этом способе, в
q раз меньше, чем при прямом осциллографировании.
Модулированный по амплитуде стробирующий импульс усили«
вается (при необходимости) и обязательно удлиняется (расши*
ряется) без изменения его высоты. Это легко выполняется, так #ajf
Рис. 6.31. К принципу стробоскопического осциллографи-
рования:
а) последовательность измеряемого сигнала, б) строби-
рующие импульсы, в) измеряемый сигнал в измененном
масштабе времени
коэффициент заполнения последовательности стробирующих им-
пульсов очень мал. Расширенные импульсы поступают на вход
усилителя вертикального отклонения осциллографа, и их верхушки
высвечивают точки на экране. Осциллограмма состоит из светящих*
ся штрихов, число которых равно т—1. Чем короче интервал ДГ и
больше т, тем более подробно представляется исследуемый им«
пульс в измененном масштабе времени.
Из принципа стробирования очевидно, что этим способом можно
наблюдать только периодическую последовательность импульсов*
.Чувствительность стробоскопического способа исследования нано*
секундных импульсов высокая, так как до входа усилителя осцил*
лографа амплитудномодулированные стробимпульсы усиливаются
и расширяются. Поэтому усилитель вертикального отклонения ос-
циллографа может быть узкополосным и с большим усилением.
Схемные решения. Одна из возможных структурных схем
(рис. 6.32), реализующих принцип стробоскопического осциллогра-
фирования, работает следующим образом. На блок формирования
t
t
.ДНО

импульса
Импульсный
модулятор^
Изажиму „ синхронизация''
Рис. 6.32. Упрощенная структурная схема стробоскопического осцил-
лографа
поступают исследуемые сигнальные импульсы. Можно подавать
Й запускающие импульсы, от которых одновременно срабатывают
^рточник сигнала и стробирующее устройство. В блоке формирова-
ния импульсы усиливаются и формируются в короткие прямоуголь-
ные импульсы с крутым фронтом (рис. 6.33а). Назовем эти импуль-
сы синхронизирующими, так как их назначение — синхронизиро-
вать частоту генератора развертки осциллографа и частоту гене-
ратора второго пилообразного напряжения.
Синхронизируют* импульсы
Т~Т~М1 Л\Ни
1 / 1 1
1_——
ряжение раздер
осциллографа
I /
1/
mm 1
I I ^ ^
и
to 'j
Р !
шрооирующш
1 j
г
? импульсы
\ \
j
1 !
1
1—
Рис. 6.33. Способ осуществления сдвига стробирующих им-
пульсов
Период колебания развертки осциллографа во много раз боль-
ше периода колебаний второго генератора, поэтому последний ча-
сто называют генератором «быстрой пилы», а пилообразное напря-
жение развертки осциллографа — «медленной пилой». Напряже-
ния медленной и быстрой пил поступают на блок сравнения, кото-
рый вырабатывает короткий импульс всякий раз, когда эти напря-
жения оказываются равными (рис. 6.336). Каждый момент равён-
811

ства напряжений в пределах одного периода развертки осциллогра-
фа сдвинут относительно предыдущего на интервал ДГ. Импульс
илока сравнения запускает генератор стробирующих импульсов
п блок подсветки. Первый выдает стробирующий импульс
(рис. б.ЗЗв), который поступает на импульсный модулятор-вентиль
(рис. 6.32) и генератор «быстрой пилы», второй вырабатывает по-
ложительный импульс, осуществляющий подсветку луча в момент
возникновения стробимпульса.
Импульсный модулятор-вентиль нормально находится в закры-
том состоянии и открывается только в момент прихода стробирую-
щего импульса. На его выходе появляется импульс, амплитуда ко-
торого равна значению сигнала в данный момент. Так как строби-
рующие импульсы открывают модулятор-вентиль последовательно
со сдвигом ДГ, то они оказываются амплитудномодулированными
исследуемым сигналом и в совокупности за время развертки осцил-
лографа повторяют «по точкам» форму этого сигнала. Генератор
«быстрой пилы» тем же стробирующим импульсом закрывается
и «ждет» следующего синхронизирующего импульса, который сно-
ва его запускает. Назначение усилителя и расширителя приведено
выше.
Интервал времени между началом синхронизирующего импуль-
са и возникновением стробирующего импульса хотя и очень мал,
но конечен, поэтому существует опасность «опоздания» стробирую-
щего импульса к началу исследуемого сигнала. Чтобы устранить
эту опасность, сигнал задерживается линией задержки, которая
в данном случае представляет собой небольшой отрезок коаксиаль-
ного кабеля.
Промышленностью выпускаются одно- и двухканальные стро-
боскопические осциллографы с эквивалентной полосой частот
0—5 ГГц и длительностью развертки 0,05 нс/дел — 10 мкс/дел.
6,9. ИСКАЖЕНИЯ ОСЦИЛЛОГРАММ
Причины, вызывающие искажения осциллограмм, т. е. их несо-
ответствие форме исследуемого сигнала, разнообразны. Основные
из них рассмотрены выше в соответствующих, разделах данной гла-
вы. Здесь рассматриваются дополнительные специфические иска-
жения осциллограмм, возникающие в электронных осциллографах,
работающих на электроннолучевых трубках с электростатическим
отклонением луча. К ним относятся: астигматизм, т. е. неравномер-
ность фокусировки по разным осям; трапецеидальные искажения;
дефокусировка луча; нелинейные искажения вблизи границ экрана
трубки.
Астигматизм возникает в основном вследствие неправиль-
ной взаимной юстировки элементов электронного прожектора и от-
клоняющих пластин. Уменьшить астигматизм можно установкой
среднего потенциала каждой пары пластин относительно второго
анода посредством раздельного регулирования.
Трапецеидальные искажения объясняются тем, что
чувствительность пластин, расположенных ближе к электронному
212

прожектору, зависит от напряжения, приложенного ко второй паре
пластин. Эта зависимость резко уменьшается при симметричном
питании пластин (рис. 6.9), когда средний потенциал их не изме-
няется и равен потенциалу второго анода.
Дефокусировка луча, т. е. размытость пятна на экране,
возникает вследствие нестабильности напряжения питания. Воз-
можной причиной может быть также несимметричность напряже-
ний, поступающих на пластины вертикального отклонения.
Нелинейные искажения вблизи краев экрана возника-
ют из-за краевого эффекта в отклоняющих пластинах, заключаю-
щегося в том, что электростатическое поле между ними неоднород-
но у их краев. При большом отклонении луча траектория его ис-
кривляется. Нелинейные искажения не будут проявляться при ог-
раничении размеров осциллограмм по обеим осям (примерно 70%
диаметра экрана).
Погрешность электронных осциллографов задается не только
в форме (6.22), но и в виде
о=±(80 + ЛЧЛ), °/0>
где бо==2-т-5% —основная погрешность; /V — некоторое постоянное
число, которое зависит от диаметра экрана трубки (Л/=20^-80);
А— размах осциллограммы по вертикали (горизонтали). Второе
слагаемое в ф-ле (6.36) учитывает возрастание погрешности
с уменьшением размаха осциллограммы. Минимальная погреш-
ность оказывается при А=Амакс.
6.10. АНАЛИЗ СПЕКТРА СИГНАЛОВ
Общие сведения
Основная задача экспериментального анализа спектра сигна-
лов — определение амплитуд и частот его гармонических состав-
ляющих. Кроме того, в системах связи анализ спектра сигнала
необходим для выявления паразитной модуляции; при помощи па-
норамных анализаторов спектра можно найти детерминированную
помеху, наблюдать спектр многочастотных сигналов в групповых
и линейных трактах систем уплотнения. Особенностью методов из-
мерений спектра является необходимость определения большого
числа гармонических составляющих, которое при исследовании
непериодических сигналов стремится к бесконечности. При этом ли-
нейчатый спектр вырождается в сплошной.
Спектральная функция сигнала / (t) определяется известным
оо
выражением S(io>)= J f(t)e~[oitdt. В реальных условиях
— оо
функция S (ico) измеряется в течение конечного времени Т, поэто-
му измеряемый спектр в общем случае является функцией не толь-
ко частоты, но и времени измерения:
2}3

ST(l<°) = J/(*)e-Ie/<ft..
о
Функция ST (ia>) называется текущим спектром сигнала. Она име-
ет большое значение при разработке методики измерения, в част-
ности для определения времени измерения.
Текущий спектр ST (io>) связан с функцией спектральной плот-
ности мощности G (со) следующим соотношением:
G(u>) = -llim JMi!>ii.
71 т->оо Т
Для конечного интервала времени измерения Т получим так назы-
ваемый статистический или энергетический спектр GT ((d) =*•
= |5г(1ю)|3/*Г.
Измерение спектральном плотиости импульсных напряжений
Спектральная плотность импульсных напряжений измеряется
с помощью анализаторов гармоник и спектра. Анализаторы гармо-
ник предназначаются для измерения амплитуд и частот отдельных
гармонических составляющих периодических несинусоидальных сиг-
налов, когда спектр исследуемого сигнала имеет линейчатый харак-
тер и относительный интервал между соседними составляющими
достаточно велик по сравнению с полосой расфильтровки. В зави-
симости от способа выделения гармоник различают анализаторы
гармоник с резонансными и избирательными контурами и гетеро-
динные. Наиболее широкое распространение получили гетеродин-
ные анализаторы, принцип работы которых аналогичен принципу
работы селективных вольтметров или избирательных измерителей
уровня. Гетеродинные анализаторы отличаются тщательно отгра-
дуированной шкалой гетеродина, обеспечивающей заданную по-
грешность определения частоты измеряемой гармонии, обычно
db (Ю-6-^-3), и высокой избирательностью.
Анализаторы спектра предназначаются для визуального наблю-
дения спектра исследуемых сигналов. Эти приборы различаются по
способу проведения анализа — последовательного, одновременного
и смешанного действия; по схемному решению — одноканальные
и многоканальные; по типу индикаторного устройства — осцилло-
графические и с самописцем; по диапазону частот — низкочастот-
ные, высокочастотные, сверхвысокочастотные, широкодиапазонные}
по способу предварительной обработки исследуемых сигналов —
с непосредственным введением сигнала, с предварительной за-
писью сигнала на магнитной ленте, со сжатием сигнала во времени,
с накоплением сигнала по амплитуде, с использованием дисперси-
онных линий задержки. Чаще других при измерениях пользуются
анализаторами с последовательным и одновременным анализом.
Анализаторы спектра с последовательным ана-
лизом. Анализаторы последовательного действия содержат или
перестраивающийся фильтр (рис. 6.34а) или перестраивающийся
214

ретеродин (рис. 3.346). В первом случае исследуемое напряжение
через входное устройство поступает на перестраивающийся узко-
полосный фильтр, настройка которого изменяется, проходя после-
й)
Входное
устройстбо
Фильтр LJ
Шдратит
детектор
Регистр
устройств
в)
Us,
Входное
устройство
Смеситель
Гетеродин
Резонатор
и УПЧ
К6аоиатичн{
детектор
. Регистр \
\устройстдо\
Рис. 6.34. Структурные схемы анализатора спектра последовательного дей-
ствия:
а) с перестраивающимся фильтром, б) с гетеродином
довательно весь исследуемый спектр частот. Выходное напряжение
фильтра после детектирования фиксируется регистрирующим
устройством, чаще всего самописцем. В качестве перестраивающих-
ся фильтров обычно применяются двойные Т-образные /?С-мосты,
рключенные в цепь отрицательной обратной связи усилителя
(рис. 6.35). Добротность такого фильтра определяется выражением
Q=[{l+K)/2]QRC (Qrc~0,5 — добротность двойного Т-образного
/?С-моста: К — коэффициент усиления усилителя без отрицатель-
ной обратной связи). Относитель-
ная ширина полосы пропускания
2А///=
Рис. 6.35. Схема перестраивающе-
гося фильтра
Рис. 6.36. К определению функции
спектральной плотности
215

Перестойка частоты / фильтра осуществляется плавным изме*1
нением емкостей конденсаторов и сопротивлений резисторов. ч&'«
сто для этой цели используется двигатель, который одновременно
перемещает ленту самописца. На выходе фильтра получаются со-
ставляющие спектра (/—Д/)-г-(/+Д/), которые по мере изменения
резонансной частоты / фильтра будут проходить рабочий диапазон
измеряемого спектра (рис. 6.36). В результате детектирования
в квадратичном детекторе выходное напряжение перестраивающе-
гося фильтра преобразуется в видеоимпульс, напряжение которого
пропорционально средней мощности Рд соответствующего участка
спектра в полосе частот 2Д/; усреднение производится в магнито-
электрическом приборе самописца:
Если полоса 2 Дсо достаточно узка, чтобы спектральную плот-
ность мощности GT (со) можно было полагать в ней постоянной,
справедливо равенство Яд ^ (2/2к) gr (ш) До) = 2<7Т (/) Д/ ъ или О
Значение 2Д/ определяется разрешающей способностью ана-
лизатора, равной минимальному расстоянию по оси частот между
двумя составляющими спектра, при которой можно выделить от-
дельные линии спектра и измерить с заданной погрешностью их
уровни.
В СВЧ диапазоне в качестве перестраивающихся фильтров ис-
пользуются высокодобротные резонаторы, обычно перестраиваемые
вручную. Основным недостатком подобных приборов является срав-
нительно низкая разрешающая способность из-за невысокой доброт-
ности фильтров.
Анализаторы с перестраивающимися гетеродинами (см.
рис. 6.346) позволяют получить высокую разрешающую способность
за счет применения высокодобротных резонаторов, обычно кварце-
вых фильтров, настроенных на постоянную промежуточную частоту
/пр, выбираемую достаточно низкой; поэтому применяется двойное
и даже тройное преобразование частоты.
Принцип работы подобных анализаторов нетрудно уяснить, рас-
сматривая их обобщенную структурную схему (см. рис. 6.34б)„
Пусть гетеродин имеет диапазон рабочих частот от /г.МИн до ^г.макс,
резонатор и усилитель промежуточной частоты УПЧ настроены на
частоту /Пр и необходимо определить спектральную мощность вход-
ного сигнала на частотах гармонических составляющих
По мере перестройки частоты гетеродина разность между его
текущей частотой /rv и частотой v-й составляющей спектра в не-
который момент окажется равной /Пр±Д/; при этом получится сле-
дующее соотношение частот гетеродина и v-й гармоники:
</)«Р4/2 А/.
2»• • •»
/v>« • •» ft
216

/пр - а / < / rv - /ч < /пр + Д f9 (6.37)
После квадратичного детектора сигнал поступает на регистрирую-
щее устройство, показания которого пропорциональны PAv.
В качестве примера анализатора с гетеродинным преобразова-
нием рассмотрим структурную схему панорамного анализатора
(рис. 6.37а).
[Калибратор
Входное
устройство
Смеси
/ПОЛЬ
j гкч
Резонатор
иУПЧ
Детектор
коадратичн.
Генератор
разверти
б)
■ Входя ое-
утройстбе
Резонатор
f,
летектор
Резонатор
Детектор
Резонатор
Летектор
коммутатор
. и регистр,
устройство
Рис. 6 37. Структурные
схемы анализаторов:
а) последовательного
действия с осциллогра-
фическим индикатором»
б) одновременного дей-
ствия
Исследуемый периодический сигнал сложной формы поступает
через входное устройство на смеситель, к которому подводится на-
пряжение генератора качающейся частоты ГКЧ. Линейное измене*
ние частоты во времени осуществляется модуляцией сигналов ГКЧ
напряжением генератора развертки. Вследствие этого отклонение
электронного луча по горизонтали пропорционально изменению ча-
стоты ГКЧ и горизонтальная ось масштабной сетки является осью
частот. На выходе смесителя образуются напряжения комбинаци-
онных частот. Составляющие спектра, частоты которых лежат в по-
лосе пропускания усилителя промежуточной частоты /Пр±ДД уси-
ливаются и после детектирования, и усиления подаются на верти-
кально отклоняющие пластины электроннолучевой трубки. Таким
217

образом, отклонение луча в вертикальном направлении пропорци-
онально мощности определенной узкой полосы спектра исследуемо-
го сигнала (/—Д/)-г-(/+Д/) и удовлетворяет неравенству, анало-
гичному (6.37):
/-Д/</гкч-/пр</+А/, (6.38)
где frK4 = fo+at—мгновенная частота генератора качающейся
частоты.
в некоторых анализаторах спектра применяются логарифмиче-
ские усилители, которые дают возможность наблюдать составляю-
щие спектра с большим отношением амплитуд— 100: 1 или 1000: 1.
В этих приборах обычно имеются переключатели для перевода из
логарифмического режима усиления в линейный. В логарифмиче-
ском режиме проводится общая оценка спектра, а линейный режим
используется для детального анализа выбранного участка частот-
ного спектра. В анализаторах спектра применяются трубки с по-
слесвечением.
Калибратор (рис. 6.37) служит для создания частотных меток на
экране. При включении калибратора на экране анализатора, кроме
линий исследуемого спектра, появляются линии составляющих
спектра калибратора, частота которых известна. В результате на
оси частот получают опорные точки известной частоты, что позво-
ляет уточнить масштаб оси частот.
Основным недостатком анализаторов последовательного дейст-
вия является большая продолжительность анализа. Например, для
получения п спектральных линий периодического напряжения ми-
нимальное время анализа должно быть равно пТ, где Т — период
исследуемого напряжения. При непосредственном введении иссле-
дуемого напряжения эти приборы можно использовать для анали-
за спектра периодических, в том числе и редко повторяющихся, сиг-
налов (радиоимпульсов или видеоимпульсов), когда время анали-
за особого значения не имеет.
Спектры одиночных импульсов можно измерять анализатором
последовательного действия при их предварительной неискажаю-
щей записи. В этом случае появляется возможность неоднократ-
ного повторения анализа.
Выпускаемые промышленностью анализаторы последовательно-
го действия работают в диапазоне от инфранизких до сверхвысо-
ких частот. Порог чувствительности низкочастотных приборов на-
ходится в пределах 10~4—10~3 В, а сверхвысокочастотных—в преде-
лах 10~7—10~12Вт. Погрешность измерения по амплитуде состав-
ляет ± (5—10) %, по частоте — ± (2—3) %.
Анализаторы с одновременным анализом. Эти
анализаторы позволяют осуществить одновременный анализ спект-
ра исследуемого сигнала, т. е. их можно использовать для непо-
средственного измерения спектров одиночных импульсов и стати-
стических процессов. Исследуемый сигнал после входного устрой-
ству (рис 6.376) одновременно подается на п резонаторов, каждый
из которых выделяет узкую полосу частот. После детектирования
218

действующие значения составляющих через коммутирующее устрой-
ство попадают на электроннолучевую трубку или самописец. Ана-
лизаторы подобного типа предназначаются для работы в области
низких частот, обычно не свыше 100 кГц.
Типы применяемых резонаторов зависят от частотного диапа-
зона прибора. Для инфранизких и низких частот используются из-
бирательные /?С-цепи, для более высоких — LC-цепи или электро-
механические фильтры. Коммутаторы обеспечивают поочередное
подключение детекторов к регистрирующему устройству. Если чис-
ло каналов невелико, то коммутатор может отсутствовать. В этом
случае число регистрирующих устройств должно быть равно числу
каналов. Промышленностью выпускаются анализаторы с числом
каналов от 8 до 80.
Параметры анализаторов спектра. О параметрах
анализаторов спектра, приводимых в технических паспортах, диа-
пазоне рабочих частот, чувствительности, погрешности измерения
по амплитуде и частоте говорилось выше. Для обеспечения задан-
ной точности измерения необходимо правильно выбрать анализа-
тор по его динамической разрешающей способности, продолжитель-
ности и скорости анализа, промежуточной частоте, диапазону кача-
ния частоты гетеродина и частоты развертки в соответствии с пара-
метрами исследуемого напряжения. Может быть поставлена и об-
ратная задача: по имеющемуся прибору определить параметры
сигналов, которые могут быть измерены с заданной погрешностью.
Динамическая разрешающая способность д/р связана прямо
пропорционально с полосой пропускания дильтра д/ф:
д/р = ?д/ф, г(6.39)
где q — заданное число, определяемое допустимой погрешностью
6. Чем меньше полоса д/ф, тем больше разрешающая способность
прибора. На рис. 6.38 поясняется различие между д/ф и д/р при за-
данной погрешности б (для данного случая 6^0,2); из рисунка
видно, что чем меньше б, тем больше q.
Рис. 6.38. Резонансные характеристики анализаторов:
а) одновременного, б) последовательного действия;
i —- статическая, 2 — динамическая
219

В процессе проведения измерений необходимо учитывать пере-
ходные явления, которые приводят к уменьшению разрешающей
способности прибора. Степень этого уменьшения определяется па-
раметрами анализатора и скоростью (временем) анализа.
Динамическая разрешающая способность анализатора одновре-
менного действия изменяется во времени примерно по экспонен-
циальному закону. В момент включения (/=0) исследуемого сиг-
нала на вход анализатора, состоящего из набора резонаторов с оди-
наковой добротностью и равноотстоящими резонансными частота-
ми, выходное напряжение равно нулю. С течением времени дина-
мические резонансные кривые приближаются к статическим, форми-
руются седлообразные кривые (рис. 6.38а), анализатор разделяет
составляющие сигнала. Время, в течение которого характеристика
анализатора приближается с заданной погрешностью к статической
его характеристике, называют временем установления ty. Это вре-
мя обратно пропорционально полосе пропускания Д/ф, т. е.
/у = В/Д/ф, с, (6.40)
где В— коэффициент, зависящий от типа резонатора и близкий
к единице.
В анализаторах последовательного действия при измерении пе-
риодических сигналов переходные процессы возникают вследствие
непрерывного изменения возбуждающей резонатор частоты, опре-
деляемой скоростью изменения частоты У/ генератора качающейся
частоты.
На рис. 6.386 показаны статическая / и динамическая 2 харак-
теристики резонатора в виде зависимости квадрата коэффициента
передачи резонатора К от параметра обобщенной расстройки:
х=2 (о—(Oo)/dco0, где соо — резонансная частота, d — затухание ре-
зонатора. Искажения характеристик резонатора определяются сле-
дующими соотношениями:
S= 8Vfld2u>l — смещение максимума;
Д С = IGv^jd*^ —уменьшение высоты максимума;
S2 — А (\6vjld*— приращение относительной ширины
полосы пропускания, где Л зависит от типа резонатора.
Время анализа для анализаторов одновременного действия при-
мерно равно времени установления резонаторов. Имея в виду ур-
ние (6.40), получим
Tw*tty = B\bfb = Bq\Lfy (6.41)
Скорость анализа определяется отношением рабочего диапазона
частот анализатора /р'(рис. 6.38а) к времени анализа Годн:
«одн^р/Уодн^/рА/ф/А (6.42)
Обозначим /5=5&Д/р, где Д/р—разрешающая способность резонато-
ра, определяемая ур-нием (6.39). После замены Д/ф = Д/р/# получим
скорость одновременного анализа vom = (k/qB) Д//2Р,
220

Скорость последовательного анализа определяется уравнением
1>посл = Д/р/'у или с учетом (6.39) и (6.40) vJl0ca = Д/р lq В. Время
анализа в этом случае будет равно
^посл =/Р/^посл = qBk Д/р/Д /2 = A^fl/Д/р. (6.43)
Из ур-ний (6.41) и (6.43) следует, что время последовательного
анализа примерно в k раз больше времени, необходимого для одно-
временного анализа.
Промежуточная частота выбирается так, чтобы при минималь-
ной длительности исследуемого импульса т изображение спектра,
получаемое по зеркальному каналу, не накладывалось на спектро-
грамму основного канала (рис. 6.39). В большинстве случаев при
исследовании спектра ограничиваются измерением основного и трех
боковых лепестков спектра. Ширина основного лепестка прямо-
угольного импульса равна 2 т, а боковых лепестков — 1/т. Таким об-
разом, для устранения возможности перекрытия необходимо, чтобы
/пР>4/т.
Рис. 6.39. Прямое и
зеркальное изобра-
жения спектра
Диапазон качания частоты гетеродина определяется шириной
исследуемого спектра. Для измерения основного и трех боковых ле-
пестков диапазон качания должен быть равен (рис. 6.39) /ГМакс —
—/гмин^Зт. Частота развертки определяет число циклов качания
частоты гетеродина в секунду. Минимальный период развертки ха-
рактеризуется временем последовательного анализа ГПОсл. При
анализе спектра периодических импульсных сигналов период раз-
вертки Гр связан с периодом следования сигналов Тс соотношением
Тр = тТс^Тпосл, где m — число линий спектра, наблюдаемых на
экране трубки.
6.11. ИЗМЕРЕНИЕ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ
Методы измерения
Нелинейные искажения возникают в системах, содержащих не-
линейные элементы — электронные лампы, транзисторы, катушки
индуктивности с ферромагнитными сердечниками. Необходимость
измерения нелинейных искажений связана с исследованием пара-
метров усилителей и генераторов синусоидальных колебаний. Зна-
чение нелинейных искажений исследуемого устройства зависит от
221

напряжения или мощности сигналов на его входе и выходе и их
частоты.
Нелинейные искажения некоторого устройства характеризуют-
ся гармоническими или комбинационными составляющими, а так-
же случайными (статистическими) составляющими, появляющими-
ся в спектре выходного сигнала. В соответствии с этим различают
три основных метода измерений нелинейных искажений: гармони-
ческий, комбинационный и статистический. При выборе того или
иного метода руководствуются следующим правилом: частоты сиг-
налов-продуктов нелинейных искажений на выходе исследуемого
устройства должны находиться в диапазоне его рабочих частот.
Гармонические методы измерения нелинейных искажений
Гармонические методы применяются для характеристики нели-
нейных искажений в области низких частот исследуемых устройств:
при этом, как уже отмечалось, продукты высших гармонических со-
ставляющих выходного сигнала должны находиться в диапазоне
рабочих частот. Нелинейные искажения характеризуются коэффи-
циентом гармоник:
где U\U2, ...,Un — действующие значения напряжений соответст-
вующих гармоник, измеренные на выходе исследуемого устройства,
когда на его вход подано напряжение первой гармоники; п долж-
но быть не менее 5—10.
Часто вместо Кг измеряют коэффициент нелинейных искаже-
ний Кн'.
Ka==V + + Щ+Щ + ...+ Ul. (6.45)
Коэффициенты Кг и /<н связаны между собой следующим соот-
Коэффициенты Кг и Кв измеряются при частоте входного сиг-
нала обычно не более (0,2—0,1) /р.макс для того, чтобы обеспечить
прохождение через измеряемое устройство 5—10-й гармоники сиг-
нала, являющейся продуктом нелинейных искажений.
В соответствии с ур-нием (6.45) для измерения коэффициента
нелинейных искажений необходимо измерить действующее значе-
ние исследуемого сигнала (знаменатель) и действующее значение
высших гармонических составляющих (числитель). На рис. 6.40
(6.44)
ЧВходное
устройство
Усилитель
Рис. 6.40. Структурная схема измерителя нелинейных искажений
222

приведена структурная схема измерителя нелинейных искажений,
реализующая указанные операции. Входное устройство прибора
обеспечивает необходимое значение и характер входного сопротив-
ления. С помощью усилителя напряжение сигнала устанавливают
на такую отметку шкалы прибора, при которой облегчается отсчет
коэффициента нелинейности в процентах.
Вначале измеряют действующее значение сигнала. Эта опера-
ция, называемая «калибровкой», заключается в регулировке коэф-
фициента усиления усилителя до тех пор, пока показание прибора
не станет равным заданному значению — обычно 1 или 10 В. Затем
переходят к измерению действующего значения высших гармониче-
ских составляющих. Напряжение основной частоты подавляется за-
граждающими фильтрами, в качестве которых используются фильт-
ры LC, выполненные в виде параллельных колебательных контуров
на ряд фиксированных частот, или перестраивающимися фильтрами
RC, представляющими собой обычные или Т-образные мосты
(рис. 6.35).
В диапазоне частот выше 0,2 /р.макс и ниже 0,33 /р.Макс нелиней-
ные искажения характеризуются коэффициентом гармоник по вто-
рой и третьей гармоникам: Kv2 = U2IU{ и Лгз = Напряжения
гармоник на выходе исследуемого объекта измеряются при помощи
анализатора гармоник избирательного вольтметра (измерителя
уровня).
Коэффициенты нелинейных искажений часто выражают в про-
центах или в логарифмических единицах — неперах и децибелах:
Сн=1п(1//Сн),Нп, или aH=201g (1//Сн),дБ. В последнем случае вво-
дят понятие «затухание нелинейности».
•в)
Исследуемый
оЫкт
ЦШитт р
КйаЗратиш
Вольтметр.
Ч Щ
Генератор
ft
12
Исследуемый
1
Селективный
объект
<*•
вольтметр
Рис. 6.41. Структурные схемы измере-
ния затухания нелинейности:
а) методом сравнения, б) по комби-
национным частотам '
&3

При очень малых коэффициентах гармоник, например усили-
тельных устройств кабельных магистралей, коэффициент нелиней-
ности которых составляет сотые и тысячные доли процента, что
соответствует затуханию нелинейности 90—100 дБ, измерение вы-
полняют методом сравнения (рис. 6.4кг). На вход исследуемого
устройства через фильтр нижних частот ФИЧ и магазин затуханий
'М3\ подается от генератора напряжение основной частоты. Мага-
зин затухания позволяет регулировать уровень входного сигнала.
К выходным зажимам устройства включается удлинитель, обес-
печивающий постоянную нагрузку. Вольтметром действующих зна-
чений попеременно измеряют напряжение высших гармонических
составляющих, проходящих через фильтр верхних частот ФВЧ,
и несинусоидальное выходное напряжение — через второй магазин
затухания М32. Затухание М32 регулируется таким образом, чтобы
напряжение на его выходе стало равным напряжению высших гар-
монических составляющих. Отсюда следует, что затухание нели-
нейности без учета затухания фильтра в полосе пропускания
#Мз2- С учетом затухания фильтра ан = лМЗв_— аф.
Метод комбинационных частот
В верхнем диапазоне частот исследуемого устройства нелиней-
ность определяют по составляющим комбинационных частот, вводя
коэффициент нелинейности /(к, равный отношению действующего
значения напряжения разностной комбинационной частоты
к напряжению синусоидальных сигналов с частотами f\ и f%
одинакового уровня U. Оба напряжения измеряются на выходе ис-
следуемого устройства: KK = Ufi_f2jU. В некоторых случаях
комбинационные составляющие изменяют при подаче на вход ис-
следуемой системы трех синусоидальных напряжений.
Затухание нелинейности измеряют селективным вольтметром
(рис. 6.416) или с использованием разделительных фильтров. Се-
лективным вольтметром (указателем уровня или анализатором гар-
моник) измеряют напряжения частот /1 и /2 и разностной частоты
на выходе исследуемого объекта. Затухание нелинейности по ком-
бинационной частоте /1—/2 определяется формулой ак =
= 20lg [ UfJ Ufi_f2 ], дБ. Частоты f\—f2 выбирают таким образом,
чтобы разностная частота находилась в диапазоне рабочих частот
исследуемого устройства и селективного вольтметра. Если измере-
ние проводится селективным измерителем уровня, в котором на-
пряжения указаны в логарифмических единицах, то aK = Pfi —
— Р
Измерение ак с использованием разделительных фильтров вы-
полняется методом сравнения по схеме, приведенной на рис. 6.42.
Генераторы Л и Г2 создают напряжения основных частот /1 и /2.
Фильтры нижних частот ФНЧ{ и ФНЧ2 задерживают высшие гар-
224

моники генераторов. Переключатели П{ и П2 служат для подклю-
чения к исследуемому объекту генераторов или резисторов R, рав-
ных внутренним сопротивлениям генераторов. С помощью указате-
ля уровня УУ устанавливают необходимый уровень сигнала гене-
раторов — при установке уровня первого генератора вместо второ-
го генератора в схему включают резистор R, затем так же устанав-
ливают уровень второго генератора. Магазин затухания с характе-
Рис. 6.42. Структурная схема измерения нелинейности по комбинационным
частотам методом сравнения
ристическим сопротивлением, равным выходному сопротивлению
исследуемого объекта, является образцовой мерой затухания. По-
лосовой фильтр (или ФНЧ) служит для выделения нужной комби-
национной частоты fi—/2; он включается в схему через два транс-
форматора, обеспечивающих согласование нагрузки испытуемого
объекта. При несимметричной схеме вместо трансформаторов мож-
но применять эмиттерные или катодные повторители: высокоомный
индикатор И представляет собой указатель уровня или электрон-
ный вольтметр.
Вначале устанавливают требуемые уровни сигналов на выходе
исследуемого объекта путем последовательной регулировки уровня
генераторов с использованием переключателей Пх и П2> затем под-
ключают оба генератора и измеряют напряжение разностной ком-
бинационной частоты, равное £/И(/|_я = ^(/,_/а) е Ф> r^e аФ —
затухание фильтра. Потом переключателем П\ или П2
отключают один генератор и с помощью магазина затухания доби-
ваются того же показания индикатора: £/и — Ufi е °мз . Зату-
хание нелинейности определяют по формуле aK = ln [ i//f/(/i__/o)] =
— #мз — Яф> Нп или в децибелах.
8 Зак, iuyj
225

Статистический метод
Изложенные выше методы измерения нелинейности имеют су-
щественный недостаток — они, как правило, не воспроизводят пол-
ностью реальных условий работы исследуемых объектов, в частно-
сти устройств связи, по которым проходят информационные сигна-
лы, имеющие случайный характер и обычно сплошной спектр. Ста-
тистический метод обеспечивает наибольшее приближение условий
измерения нелинейности к рабочим условиям измеряемых объектов.
Сущность метода ясна из структурной схемы измерения рис. 6.43а.
На вход исследуемого объекта подается напряжение генератора
белого шума с равномерной в диапазоне рабочих частот
характеристикой спектральной плотности (рис. 6.436). С
о)
Генератор
Узкополосный
Ubx
Измеряемый
ооъелт
1Йых
Селектибный
белого-
фильтр
"Г
болыпметр
шума
п
4
fpnm /ср /рте
/рмин fcp
fprtOKc
Рис. 6.43. Измерение
нелинейности стати-
стическим методом:
а) схема, б) спек-
тральная плотность
сигнала на входе из-
меряемого объекта,
в) то же, на выходе
помощью заграждающего полосового фильтра из спектра вход-
ного сигнала вырезается определенная узкая полоса составляющих
сигнала со средней частотой /ср. На выходе измеряемого устройст-
ва;, в этой полосе частот образуются составляющие выходного сиг-
нала U (/ср), являющиеся продуктами нелинейных искажений. Эти
составляющие измеряют с помощью узкополосного селективного
вольтметра с квадратичным детектором или выделяют полосовым
фильтром и измеряют вольтметром среднеквадратического значе-
ния. Этим же вольтметром измеряют составляющие выходного сиг-
нала U. Значение нелинейности измеряемого объекта оценивается
отношением KQ1 (/ср) = U(fcv),U-

7.
7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Фазовые параметры элементов и узлов аппаратуры, линий и
трактов связи имеют большое значение, так как для точного вос-
произведения сигналов необходимо обеспечить равное время рас-
пространения всех передаваемых частот. Это особенно важно при
передаче дискретной информации и телевизионных сигналов, а так-
же для всех без исключения видов передачи на большие расстоя-
ния.
Если время распространения синусоидального сигнала по цепи
равно /рас, то абсолютный фазовый угол фа в радианах, на который
изменится фаза сигнала за это время, равен фа = со/рас. Относитель-
ным фазовым сдвигом называется величина, равная ф=фг—Фь где
ф2 — фаза синусоидального сигнала на выходе измеряемой систе-
мы, определенная без учета целого числа периодов; ф! — фаза на
входе системы (этот сигнал обычно называют опорным и полагают
Ф1 =0).
Фазовые искажения многочастотных сигналов характеризуются
частотной зависимостью абсолютного группового времени запазды-
вания, которое определяется производной фазового сдвига ф по кру-
говой частоте u'.tas? = dy\dсо = tpac + со(atpucjdсо). Отсюда сле-
дует, что абсолютное групповое время запаздывания
равно /рас плюс некоторая величина, учитывающая изменение за-
держки фазы с частотой. Если /рас не зависит от частоты, то Та.гр.^
= /рас. При практических измерениях группового времени запазды-
вания бесконечно малые приращения частоты и фазы заменяются
относительно малыми конечными приращениями: /гр = Д<р/Дсо =
~W — т'Ж03" — <*>') (?" и ср'—сдвиги фазы на частотах со" и со7).
Величина trp называется относительным групповым вре-
менем запаздывания. Она может отличаться от действи-
тельной (абсолютной) величины /а.гР на величину 2 fcrt/co. Непосто-
янство /Гр с изменением частоты или, что одно и то же, отклонение
частотной характеристики сдвига фаз от линейности называют ис-
кажением характеристики /гр или фазовым искажением.
При исследовании фазовых параметров четырехполюсников, уз-
лов и элементов аппаратуры связи, электронных схем и т. п. обыч-
но измеряют фазовые сдвиги и их частотные характеристики. Из-
мерив фазовый сдвиг между напряжением и током, можно также
оценить коэффициент мощности в силовых цепях.
** 227
Измерение
фазового сдвига
и фазовых параметров

На действующих магистралях и при испытаниях аппаратуры
связи обычно измеряются групповое время запаздывания и частот-
ные характеристики аппаратуры. В каналах тональной частоты
нормируются значения неравномерности /гр относительно частоты
1000 Гц, а в широкополосных каналах — относительно средней ча-
стоты канала. Таким образом, в устройствах связи измеряется за-
держка сигнала при некоторой частоте со относительно опорной ча-
стоты соо. Поэтому величину /гр, являющуюся относительным вре-
менем распространения, оправданно называют групповым време-
нем запаздывания.
Существуют следующие методы измерения фазового сдвига:
осциллографический, метод измерения суммарных и разностных на-
пряжений, метод преобразования фазового сдвига во временной
интервал между импульсами, методы сравнения и компенсации, ме-
тод с преобразованием частоты и метод, основанный на измерении
входных сопротивлений.
На практике приходится сталкиваться с понятием «фазовый
сдвиг» между двумя периодическими импульсными напряжениями
по основной частоте. Эта разность определяется относительным вре-
менным сдвигом между импульсами исследуемых напряжений:
Ф=360°Л//Г (Т — период импульсного напряжения).
Групповое время запаздывания измеряется следующими мето-
дами: «по точкам», осциллографическим, передачей групповых сиг-
налов и панорамным, являющимся разновидностью последнего ме-
тода. Заметим, что все методы измерения фазового сдвига могут
быть использованы для косвенного определения относительного
времени запаздывания.
7-2. ОСЦИЛЛОГРАФИЧЕСКИЙ МЕТОД
Существует два основных способа измерения фазового сдвига
с помощью осциллографа: по осциллограммам исследуемых нап-
ряжений и по фигурам Лиссажу. В первом случае используется
двухлучевой или однолучевой осциллограф с электронным комму-
татором, имеющим два входа. Исследуемые напряжения
ux = Umx sin (©/ + 90 и w2 = f/mjsin(a)/ + cp2)
подают на вход вертикального отклонения двухлучевого осцилло-
графа или через электронный коммутатор на вход У однолучевого
электронного осциллографа и по осциллограмме (рис. 7.1а) опре-
деляют фазовый сдвиг ф = 360° 1/L. Погрешность измерения со-
ставляет ± (5-f-10)°.
Для определения фазового сдвига по фигурам Лиссажу иссле-
дуемые напряжения щ = Z7mi sin со/ и и2 = Um2s\n (со/ + ф) пода-
ют соответственно на входы горизонтального и вертикального ка-
налов электронного осциллографа при выключенном генераторе
развертки. Отклонение электронного луча по осям X и Y равно
228
х = A sin to /, у = Б sin (© / + ср).
(7.1)

Выражения (7.1) представляют собой уравнения эллипса в пара-
метрической форме (рис. 7.16). Точка пересечения у0 образующей
эллипса с осью Y соответствует значению sin со/ = О, т. е. со/ = kn
(k = О, 1,2 ...). Таким образом, у0 = Б \s\ny\ или |ф| = arcsin (уо/Б).
Нетрудно убедиться также и в справедливости равенства:
|ф| = arcsin (хо/А). При ф = 0 ур-ние (7.1) вырождается в урав-
нение прямой, проходящей через начало координат (на рис. 7.16
пунктирная линия); когда ф = 90°, оси эллипса совпадают с ося-
ми координат; если 90°<ф<180°, то большая ось эллипса рас-
полагается во втором и четвертом квадрантах.
Перед проведением измерений следует проверить установку
пятна на экране трубки в центре масштабной сетки, по которой
отсчитывают значение Л, Б, Хо и уо, а также оценить паразитные
фазовые сдвиги в вертикальном и горизонтальном каналах осцил-
лографа путем подачи на оба его входа напряжения и\.
Основными недостатками рассмотренного способа измерения
являются:
— измерение в пределах от 0 до 180° без определения знака
сдвига фаз;
— необходимость вычисления угла ф;
— зависимость погрешности измерения сдвига фаз от ее значе-
ния. При измерении разности фаз, близких к 180 и 0° погрешность
составляет ± (1—2)°, а при сдвиге фаз около 90° она достигает
±10°. Это обусловлено конечным значением диаметра луча, влия-
229

нием высших гармонических составляющих и уменьшением ско-
рости изменения функции sin ср при значениях ф, близких к 90°.
Существенно увеличить точность измерения сдвига фазы вбли-
зи значений ф, прилегающих к 90°, можно измерением большой и
малой осей эллипса. Соотношение между осями эллипса фигуры
Лиссажу и фазовым сдвигом устанавливается из выражения для
радиуса-вектора г фигуры (рис. 7Лв):
г = у х2 + у2 = {[A sin со t}2 + [Бsin (со / + ср) ]2}2. (7.2)
При г, равном большой и малой осям эллипса, получим экстре-
мальные значения функции (7.2), т. е. производные от нее по со/
будут равны нулю. Если выбрать режим работы осциллографа
так, чтобы А = Б, то в результате дифференцирования и прирав-
нивания dr/diot нулю получим
<о/ = —<p/2jf , со/= (тс — <р)/2| т
1 ' мин 7 4 т/' I 'мякс
(7.3)
(7.4)
(7.5)
неза-.
Подставляя эти значения в ф-лу (7.2), будем иметь
2гМин = 2 у 2 A sin (ср/2) — а — малая ось, |
2^"макс = 2 v~2 A cos (ср/2) = b — большая ось. \
Откуда
tg(?/2) = a/6 и cp = 2arctg(a/6).
Погрешность измерения в этом случае равна ± (1— 2)с
висимо от угла ф.
7.3. МЕТОД ИЗМЕРЕНИЯ СУММАРНЫХ И РАЗНОСТНЫХ
НАПРЯЖЕНИЙ
Способ непосредственного измерения напряжений
Сумма гармонических напряжений зависит от фазового сдвига
между ними (рис. 7.2а): Щ = Щ + U\ + 2UXU2 cos ср,
откуда
ф = arc cos
(7.6)
Jr44 6)
230
[Исследуемый
четырех-
полюсник
Рис. 7.2. Измерение фа-
зового сдвига методом
суммы и разности на-
пряжений:
а) векторная диаграмма,
б) схема измерения

Эта зависимость используется для определения фазового сдвига
непосредственным измерением суммарных и разностных напря-
жений и измерением их с одновременным детектированием.
Примером непосредственного измерения может служить спо-
соб трех вольтметров (рис. 7.26). Здесь измеряются напряжения
Uи 02 и с72 , аф находится по ф-ле (7.6). Для упрощения расче-
тов амплитуды напряжений Ux и U2 выравнивают: U\ = U2—U.
В этом случае £/j? = 2<72(l + cos<p) = 4£/2 cos2 (<р/2), откуда ср =
= 2arc cos ( £/я/2£/).
Можно измерять не сумму, а разность напряжения, которая
будет равна U*= Щ + U\- W^cosy. При UX = U2 = U <р -
= 2arcsin (UJ2U).
Схемы суммирования напряжений выполняются с использова-
нием электронных ламп, транзисторов и операционных усилите-
лей.
Погрешность определения фазового сдвига непосредственным
суммированием напряжений зависит от точности выравнивания
напряжений, погрешности схемы сумматора и значения измеряемо-
го фазового сдвига. Ошибки измерения составляют от ± (1—2)°
до ± (10—15)°.
Сложение прямоугольных имлульсов напряжения (тока)
Основное преимущество этого способа по сравнению с преды-
дущим состоит в том, что отпадает необходимость измерения амп-
литуд входных сигналов, которые преобразуются с помощью огра-
ничителей в прямоугольные
напряжения одинаковой ам- ^
плитуды1) — (рис. 7.3). Ширина *'
импульсов суммарного напря-
жения зависит от фазового
сдвига между измеряемыми $ ^
сигналами.
Среднее значение выпрям- щ
ленного напряжения при ин- огр1
вертировании одного из напря-
жений прямо пропорциональ-г)^ .
но фазовому сдвигу. Структур- 2
ная схема фазометра, основан-^;,, \\\
ная на этом принципе, приве-
дена на рис. 7.4а. Фазометры
с суммированием прямоуголь-
ных импульсов тока строятся
по аналогичным схемам; ис-
ключение составляет схема ин-
дикации, в качестве которой
часто используются схемы де-
исдин\
I Г
J i (А! !
i ! P
tr
l/l
mi
Рис. 7.3. Временные диаграммы преобра-
зования напряжений:
а, б) входные напряжения, в, г) напря
жения на выходе ограничителей, д) сум
марное напряжение
0 Ограничители могут вносить фазовые искажения.
231

Усилитель-
ограничитель
1
Усилитель-
ограничи-
тель
LtP-
Инвертор]
Рис. 7.4. Фазометр, работающий по принципу суммирования напря-
жений:
а) схема, б) напряжение на выходе сумматора
тектора средневыпрямленного значения. Приборы подобного типа
работают в диапазоне частот до нескольких мегагерц. Погреш-
ность измерения зависит от частоты сигналов и находится в преде-
лах ± (2—6)°.
Как видно из временной диаграммы (рис. 7.3), фазовый сдвиг
определяется в пределах от 0 до 180°, а в пределах 0—360° имеет-
ся двузначность показаний (рис. 7.46), Для однозначного опреде-
ления разности фаз применяют деление частоты в два раза; при
этом фазовый сдвиг уменьшается также в два раза.
Сложение напряжений с одновременным их детектированием
Такой способ используется для измерения фазового сдвига с
помощью фазовых детекторов. Приборы работают на принципе
измерения суммарного и разностного напряжений с одновремен-
ным их детектированием. В зависимости от схемы, режима детек-
тирования и способа регистрации выпрямленного напряжения
применяют различные способы измерения фазового сдвига с по-
мощью фазовых детекторов. Рассмотрим два случая применения
балансного фазового детектора, работающего в разных режимах.
1. Балансный фазовый детектор работает в режиме амплитуд-
ного детектирования, а в качестве индикатора применен электрон-
ный вольтметр (рис. 7.5а). Исследуемые напряжения выравнива-
U2*Um$in(wUY)
Рис. 7.5. Балансный фазовый детектор:
а) схема, б) график зависимости напряжения от фазового сдвига
232

ются и калибруются по величине. Это дает возможность градуи-
ровать электронный вольтметр непосредственно в градусах. Пусть
Ul =Um sin о)/; tta = £/wsin(<o* + <p). К диодам Д\ и Д2 приложе-
ны сумма и разность напряжений соответственно:
Ul + u2 = Um [sin со / + sin (со / + ср)] = 26^cos(— ср/2) sin (со t + <р/2^
щ — и2 = Um [sin со / — sin (со / + ср)] = 2Um sin (— ср/2) cos (со t + ср/2).
(7.8)
Сопротивления резисторов R и емкости конденсаторов С\ и С2
выбираются такими, чтобы /?Ci = RC2^>T, где Г — период изме-
ряемых напряжений. В этом случае напряжения на конденсаторах
С\ и С<2 в установившемся режиме равны амплитудным значениям
суммарного (7.7) и разностного (7.8) напряжений, т. е. ис =
=^2Um\cos (— ср/2)| и йс = 2£/да |sin(—ср/2)|. Показания вольтметра
пропорциональны разности напряжений wCj и «Сз>:
t/9, = 2c7w[|coscp/2|-|sincp/2|]. (7.9)
На рис. (7.56) приведена зависимость показаний вольтметра в
относительных единицах с7эв/2 Um от угла фазового сдвига. До-
стоинством этой схемы фазового детектора является почти линей-
ная зависимость выходного напряжения от фазового сдвига. Сле-
дует отметить двузначность показаний прибора (кроме точки + 1
и —1): каждому показанию прибора соответствуют два значения
угла ф. Правильный результат можно получить, зная характер ис-
следуемой схемы или путем дополнительного измерения, при ко-
тором напряжение и2 сдвигается с помощью линии задержки на
определенный незначительный угол ф0.
Из рис. 7.56 видно, что если показанию вольтметра при первом
измерении соответствуют два значения фазового сдвига ф и ф', то
после дополнительного сдвига фаз на угол ф0 показания вольтмет-
ра для углов ф1 = ф + фо и ф^ = ф' + ф0 будут различны. Поль-
зуясь графиком рис. 7.56 и измерив значения tV3Bi и иэв2, легко
определить действительный фазовый сдвиг (при 0дв\>иэв2 угол
О^ф^я, при Uqb\<Uqb2 угол я,<ф^2 л),
2. Фазовый детектор работает в режиме квадратичного детек-
тирования, а в качестве индикатора применена электроннолучевая
трубка. В этом случае схема фазового детектора межет быть ана-
логична схеме, приведенной на рис. 7.5а, ко для квадратичного
режима детектирования постоянные RC{ = RC2<T, где Т — пе-
риод напряжений их и u2l а амплитуды этих напряжений не долж-
ны выходить за пределы квадратичных участков характеристик
диодов. При соблюдении этих условий токи на выходе детекторов
равны / == аи 4- Ьи2.
Напряжения на выходе первого и второго диодов определяются
соответственно из выражений: uR — i{R = [afa+uj+bfa + u2f]R
и иъ = hR =? [а (щ - u2) + b\ux - u2y\ R.
233

Напряжение на выходе первого фазового детектора иф^ — R (/, —
—i2)=2aRu2~\-4Rbulu2. После подстановки величин щ и и2 получим
йфд = 2aRUmt sin (ш/ + ср) + 2RbUmi Um [cos? - cos (2co + ср)].
Постоянное напряжение, подаваемое на горизонтально отклоняю-
щие пластины, Ux — 2RbUmi Um cos ср.
Аналогично можно получить выражение для постоянного нап-
ряжения, поступающего со второго фазового детектора на верти-
кально отклоняющие пластины при подаче на его вход сдвинутого
по фазе на 90° опорного напряжения ux = Um cos tut\UY=2RbUmx X
\Um> sin ср. Таким образом, на экране трубки получится неподвиж-
ное пятно,полярные координаты которого равны 2RbU U и ср,
В реальных приборах подобный принцип используется не толь-
ко для измерения фазового сдвига, но и для определения ампли-
туды выходного напряжения, а также их частотных характеристик.
Чтобы отклонение пятна от центра экрана трубки было пропор-
ционально амплитуде выходного сигнала, опорный сигнал ограни-
чивается. В результате его амплитуда становится постоянной и
отклонение пятна определяется напряжением: ^ = CUm , где С —
= 2RbU = const. Более удобное изображение можно получить,
прерывая измеряемый сигнал с помощью манипулятора и модуля-
тора. Тогда луч вычерчивает прямую от центра экрана до назван-
ной точки (рис. 7.6).
Фазовые детекторы работают в широком диапазоне частот (до
нескольких сотен мегагерц) и обеспечивают достаточно высокую
Входное
устрой стдо
«Г итг
Моду;
Манипулятор
Входное
Ограничитель
устройстдо
Рис. 7.6. Структурная схема измерения фазового сдвига с помодыо двух квадра-
тичных фазовых детекторов
234

"игр
0Ш
-4*
точность измерения фазового сдвига; погрешность обычно не пре-
вышает ± (2—3)°. Фазовые детекторы используются также в при-
борах, предназначенных для контроля за постоянством фазового
сдвига, при этом точность контроля достигает десятых долей гра-
дуса.
7.4. МЕТОД ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ФАЗОВОГО СДВИГА
ВО ВРЕМЕННОЙ ИНТЕРВАЛ МЕЖДУ ИМПУЛЬСАМИ
Принцип измерения состоит в преобразовании измеряемых
напряжений в остроконечные однополярные импульсы, соответст-
вующие моментам переходов этих напряжений через нуль от отри-
цательных к положительным значениям, и в последующем измере-
нии относительной длительно-
сти (по отношению к периоду) ивх
временных интервалов между 1
передними фронтами этих им-
пульсов, которые пропорцио-
нальны фазовому сдвигу
(рис. 7.7):
ср = о)Д t = 2Ш\ Т, рад,
ср=360° М\Т. (7.10)
Независимость относительного
интервала времени от ампли-
туд измеряемых напряжений
(начиная с определенного ми-
нимального значения послед-
них), строгое соблюдение ли-
нейной зависимости между
сдвигом фаз и измеряемым ин-
тервалом времени, возмож-
ность получения непосредст-
венного отсчета в пределах от
0 до 360°, а также хорошо раз-
работанная методика измере-
ния временных интервалов определили широкое применение этого
метода в фазометрах различных типов.
Верхняя граница рабочего диапазона частот приборов, рабо-
тающих на этом принципе, обычно не превышает 100—200 кГц.
Это ограничение определяется увеличением погрешности измере-
ния А (ф) с ростом частоты за счет возрастания влияния ошибки
Д (/) измерения временных интервалов между импульсами:
А (ф) = 360° A (t)/T = 360° / Д(/).
Абсолютное значение допустимой погрешности определения
интервала А (/) при допустимой погрешности измерения сдвига
фазы, равной 1°, составит А (/) < 1/360° / « 2,78-10~3 Г, с. Напри-
мер, при частоте 100 кГц А (/) ^2,78-10~8 с,
1 1 !
At !
кк U U
Рис. 7.7. К измерению фазового сдви-
га преобразованием его во времен-
ной интервал
235

На практике в основном используются три типа фазометров,
работающих на данном принципе измерения: с осциллографиче-
ским индикатором, с измерителями релаксационного типа и циф-
ровые (метод дискретного счета).
Фазометр сосциллографическим индикатором
(рис. 7.8а). Электронный осциллограф работает в режиме круго-
вой развертки. Яркость осциллограммы устанавливают очень ма-
лой. Исследуемые напряжения подаются на формирующее устрой-
ство, в котором фазовый сдвиг преобразуется во временной интер-
вал. С выхода суммирующего устройства на модулятор М элект-
роннолучевой трубки поступают короткие импульсы положитель-
ной полярности, которые вызывают увеличение яркости осцилло-
грамм в точках 1 и 2, соответствующих моментам перехода через
нуль напряжений ивх и ивых. Фазовый сдвиг, равный углу между
точками / и 2, отсчитывается с помощью масштабной сетки. По-
грешность измерения данным методом составляет (1—2)°. При
малых углах для повышения точности измерения увеличивают ча-
стоту круговой развертки в п раз по сравнению с частотой изме-
ряемых напряжений. В этом случае угол между метками будет в п
раз больше действительного угла фазового сдвига.
Фазометр с измерителем релаксационного
типа. В этих фазометрах относительный интервал времени, про-
порциональный фазовому сдвигу, определяется путем измерения
среднего значения тока, протекающего через одну из цепей релак-
сационного устройства, которое управляется остроконечными им-
пульсами, поступающими с выхода формирующего каскада. В ка-
честве релаксаторов используются триггеры и синхронизированные
мультивибраторы, выполненные на лампах или транзисторах. Рас-
смотрим работу фазометра с триггерным измерителем (рис. 7.86).
Фазовый сдвиг определяется измерением среднего значения
анодного тока, протекающего через миллиамперметр. При поступ-
лении с формирующего устройства отрицательного импульса /
триггер опрокидывается и через магнитоэлектрический миллиам-
перметр протекает ток /а. С приходом отрицательного импульса 2
схема приходит в начальное состояние /а = 0. Среднее за период
значение тока, которое покажет прибор (см. рис. 7.7), I^ — U^t/T.
Сравнивая полученное выражение с ф-лой (7.10), имеем ср =
= 360о/ср//а = 360° btjT. Величина /а для данного прибора постоян-
на, поэтому шкалу индикаторного прибора градуируют непосредст-
венно в градусах. Изменением значения Rm получают различные
шкалы прибора. Погрешность измерения релаксационных фазо-
метров составляет ± (1—2)°.
Если на выходе триггера включить низкочастотный фильтр, вы-
деляющий постоянную составляющую выходного напряжения, и
обеспечить ее измерение цифровым вольтметром с погрешностью
не более ±0,01%, то получается схема цифрового фазометра с пре-
образованием: фазовый сдвиг — временной интервал — постоян-
ное напряжение.
236

а)
\ генератор \
иесщ7уемый
четырех-
полюсник
{д**|[!!Ш| U&ij ИВУ
формирующее дстртшй/г
5)
с
4:
Формирующее
устройстбо
У/
1
0
Формирующее
устррастдо
У2
Триггер
Яш
усилитель-
лги
селещор 1
ограничитель
~£
(ems „и")
усилитель -
■%
селектор 2
ограничитель
(схема,, w)
X
г
шкторз
ген ер am оо
импульсоб
счетчик
.(46-ю7) имп.
пдек
устройство
цифрового
отсчета.
главный
счетш
Рис. 7.8. Структурные
схемы фазометров:
а) с осциллографиче-
ским индикатором, б) с
триггерным измерителем,
в) цифрового
Подобные цифровые фазометры выпускаются промышлен-
ностью и обеспечивают измерение фазовых сдвигов в диапазоне
частот 10 Гц — 20 кГц с погрешностью порядка ±0,1—0,2° и до
2 МГц с погрешностью ±2°.
Цифровые фазометры (метод дискретного счета).
В этих фазометрах интервал времени между остроконечными им-
237

пульсами измеряется с помощью цифровых измерителей интерва-
лов времени — счетчиковых частотомеров, работающих в режиме
измерения времени. Показание данных приборов легко перевести в
значение фазового сдвига, воспользовавшись ур-нием (7.10) и
рис. 7.7. Промежутки времени At и Т в цифровой форме будут вы-
ражены в виде чисел импульсов п и N, следующих с известным
периодом
T0:M = nT0i T=NT0\ 9 = 360°fl/N = 360V//0,
где / — частота измеряемых сигналов.
Таким образом, цена каждого счетного импульса (при я=1) в
единицах сдвига фаз зависит не только от частоты следования этих
импульсов /о, но и от частоты напряжений /, между которыми изме-
ряется фазовый сдвиг. Это приводит к непостоянству погрешности
дискретности, которая возрастает с увеличением частоты / сигна-
ла. Обычно требуют, чтобы /о//^Ю3, при этом погрешность диск-
ретности Афд^0,36°. Частота следования счетных импульсов в из-
мерителях интервалов времени, как правило, не превышает
10 МГц, а максимальная частота измеряемых сигналов не может
превышать 10 кГц. Это является существенным недостатком циф-
ровых фазометров данного типа, ограничивающим возможность их
использования.
Подобные фазометры удобно использовать в качестве регистри-
рующих приборов при измерении фазового сдвига методом преоб-
разования частоты. Разностная частота выбирается равной или
кратной величине 2,78 кГц, при которой цена импульса в единицах
фазового сдвига становится кратной градусу.
Большинство цифровых фазометров с целью расширения час-
тотного диапазона строятся по принципу измерения среднего зна-
чения фазового сдвига. Сущность этого способа основана на том,
что интервал времени At измеряется не за один, а за достаточно
большое число периодов. При этом погрешность дискретности, ко-
торая имеет случайный характер, с возрастанием числа периодов,
в течение которых проводится измерение, в соответствии с законом
сложения случайных ошибок убывает и может быть сделана до-
статочно малой при небольшом отношении /о/А Данный способ из-
мерения иногда называют способом «перекрытия». На рис. 7.8в
приведена структурная схема устройства для измерения фазового
сдвига способом «перекрытия». На вход А подается опорное напря-
жение ии а на вход В — измеряемое и2. После ограничения эти
сигналы, а также счетные импульсы образцовой частоты /о посту-
пают на селекторы / и 2, представляющие собой схемы типа «И».
На выходе этих схем образуются импульсы #C4i и аСЧг, синхрон-
ные счетным, если соответствующие входные сигналы положитель-
ны в момент прихода счетных импульсов. Следовательно, макси-
мальный отсчет фазового сдвига будет равен 180°. Селектор 3 со-
бран по схеме вычитания исч^ = исч — исч . Поэтому он пропу-
скает импульсы исч^ при отсутствии импульсов uc4i. Этим осу-
238

ществляется логическое действие „#C4i, но неиСЧ2и. Среднее зна-
чение фазового сдвига за п периодов равно
Значение nT = nNT0 = nN/f0 представляет собой общее время изме-
рения, которое фиксируется счетчиком счетных импульсов (см.
рис. 7.8в). Для удобства расчетов по ф-ле (7.11) значение /о выби-
рается кратным 360° [например,/о = 3,6 • 107, тогда цена каждого
счетного импульса в градусах составляет (10_5)°].
Значение 2 д ^ = ЯТ0 (Я — число импульсов, прошедших че-
рез селектор 3 за время измерения), фиксируется в главном счет-
чике. Время измерения выбирается обычно равным 1 или 10 с. Оно
измеряется счетчиком счетных импульсов, посылающим сигнал
«Стоп» на электронный ключ, когда число счетных импульсов ста-
нет равным заданному (в данном случае nN=3,6' 107 и nNT0—l с).
Значение фазового сдвига при этом равно фср=#(10~5)°.
Погрешность измерения учитывается автоматически, путем ог-
раничения числа значащих цифр показаний главного счетчика че-
тырьмя первыми цифрами. Подобные фазометры работают в диа-
пазоне частот от долей герца до нескольких мегагерц. Их погреш-
ность зависит от частоты измеряемых напряжений (возрастает с ее
увеличением): при частотах около 300 кГц она равна ±0,3°,
7.5. МЕТОДЫ СРАВНЕНИЯ И КОМПЕНСАЦИИ.
ФАЗОВРАЩАТЕЛИ ДЛЯ НИЗКИХ, ВЫСОКИХ
И СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ
Принцип этих методов заключается в сравнении измеряемого
фазового сдвига с фазовым сдвигом в образцовом фазовращателе.
В качестве индикаторов совпадения фаз применяются фазометры
(рис. 7.9а) или избирательные индикаторы напряжения (рис. 7.96).
ohm
фазобраицшель
ihem
"Hi
оптовый
тор
фоэоВраща-
Т щель
Компенс.
Рис. 7.9. Структурные схемы измерения фазового сдвига:
а) методом сравнения, б) методом компенсации
При измерении фазовых сдвигов методом сравнения в диапазоне
низких, средних и высоких частот для индикации обычно пользу-
ются осциллографическим методом (измерение фазы с помощью
фигур Лиссажу), который обеспечивает возможность индикации
момента совпадения фаз с погрешностью, не большей ±(1—2)°.
239

Измерение методом сравнения осуществляется следующим об-
разом (см. рис. 7.9а). При нулевом фазовом сдвиге в образцовом
фазовращателе на экране осциллографа появляется изображение
эллипса. Затем регулировкой образцового фазовращателя добива-
ются получения на экране прямой линии. По градуировочной шка-
ле фазовращателя отсчитывают измеряемый фазовый сдвиг. Мак-
симальная точность соответствует наклону прямой под углом 45°V
При измерении компенсационным методом (рис 7.96) добива-
ются нулевого показания индикатора напряжения, которое полу-
чается при равенстве напряжений щ и и2 на входе компенсацион-
ного узла (в качестве этого узла обычно используется дифферен-
циальный трансформатор). Для выравнивания напряжения по мо-
дулю применяется калиброванный делитель напряжения, а для
обеспечения совпадения фаз — калиброванный фазовращатель.
Измерение проводят путем попеременного изменения модуля и фа-
зового сдвига выходного напряжения измерительного канала до
получения минимального отклонения стрелки индикатора. Прибо-
ры, построенные по данной схеме, позволяют исключить из резуль-
тирующей ошибки погрешность фазометра и обеспечивают измере-
ние не только фазового сдвига в исследуемом четырехполюснике,
но и его затухания. Поэтому такие приборы называются измерите-
лями постоянной передачи. К таким приборам относится, напри-
мер, прибор КИПП-1000.
Существует четыре основных типа фазовращателей: RC, индук-
ционные, емкостные и фазосдвигающие системы.
Фазовращатели типа RC используются для получения
фиксированного (обычно на угол 90°) и плавно изменяющегося фа-
зового сдвига в области низких частот. На рис 7.10а приведена
схема фазовращателя, обеспечивающая плавный фазовый сдвиг в
пределах от нуля до 180°, при постоянстве выходного напряжения,
а на рис. 7.106 — векторная диаграмма напряжений и токов, пояс-
няющая работу схемы. Входное напряжение делителем напряже-
ния R\—R2 делится в точке а пополам: URi=Ur . Сумма векто-
ров напряжений 0С и UR равна постоянной величине 0ВХ, а угол
между ними равен 90°, т. е. точка б при изменении сопротивления
резистора R (величины UR) будет двигаться по полуокружности,
радиус которой равен UBUX = UBJ2 = const Угол фазового сдви-
га ф можно определить по формуле
tg9/2 = ^/6^ или cp = 2arctg(l//?o)C).
Для нормальной работы фазовращателя необходимо обеспечить
высокое сопротивление нагрузки. Низкоомную нагрузку следует
включать через катодный или эмиттерный повторитель.
Индукционные фазовращатели строятся по различ-
ным схемам. Принцип их работы становится ясным при рассмот-
рении классической схемы гониометрического фазовращателя
(рис. 7.106). Гониометр состоит из двух статорных катушек, рас-
положенных взаимно перпендикулярно, которые питаются сину-
240

Рис. 7.10. Фазовращатель:
а) типа RC, б) гониометрический, в) емкостный {конденсатор и схема)
соидальными токами, сдвинутыми по фазе на 90°. Выходное на-
пряжение снимается с роторной катушки, вращающейся в магнит-
ном поле токов статорных катушек. Необходимый фазовый сдвиг
на 90° между токами i\ и /2, создающими магнитное поле, обычно
получается при помощи реостатно-емкостной фазосдвигающей це-
пи RC. ЭДС, наведенные в роторной катушке, определяются выра-
жениями ех = — М sin ср dix\dt — — о> М/т sin cpcoso) t и е2= —М cos X
X <р di2\dt = о MIm cos ср sin <о L
Суммарная ЭДС равна £вых = ех + е2 = Ми>/т (cosy smut—
— cos о) t sin ср) == Ет sin (a> t — ср),
241

где ф — угол поворота роторной катушки. Таким образом, с по-
мощью гониометра можно обеспечить плавный фазовый сдвиг в
пределах от 0 до 360° независимо от частоты входного напряжения.
Эти фазовращатели работают в области низких и высоких частот.
Выпускаемые промышленностью индукционные фазовращатели
типа БИФ (бесконтактные) представляют собой • микромашину с
однофазной обмоткой и двумя вторичными обмотками. Однофаз-
ная обмотка возбуждения создает пульсирующее поле в зазоре.
Вторичные обмотки, с которых снимается выходное напряжение,
соединены с внешним фазосдвигающим /?С-контуром, параметры
которого подбираются в зависимости от частоты рабочего сигнала.
Фазовращатели БИФ работают на дискретных частотах в диапа-
зоне от 400 Гц до 350 кГц, они обеспечивают фазовый сдвиг от 0
до 360° с погрешностью 0,4—Г.
Емкостные фазовращатели позволяют создать фазо-
вый сдвиг от 0 до 360° в широком диапазоне частот за счет измене-
ния частичных емкостей между статорными пластинами конденса-
тора Si—54 и роторной, выполненной в виде эксцентрично поса-
женной круглой или кардиоидальной пластины (рис. 7Л0в). Час-
тичные емкости между каждым сегментом статора и роторной
пластиной зависят от угла ф поворота ротора: C^Cq + С sin ср, С2=
=С0+С coscp, С3~ С0 — С sin ср, С4 = С0 — С cos ср. Зная частичные
емкости, нетрудно получить выходное напряжение, амплитуда ко-
торого при ZH^>l/o)C0 не зависит от частоты, а фаза определяется
углом поворота ротора: #BUX=^(C/2C0)(7mBXsin(a)/ — ср). Погреш-
ность емкостных фазовращателей составляет ±(0,5—2)°.
Фазосдвигающими системами служат различные
цепи с распределенными постоянными (измерительные линии, ко-
аксиальные кабели, линии задержки и т. д.), с помощью которых
обеспечивается необходимый фазовый сдвиг. Фазовый сдвиг си-
стем с распределенными постоянными определяется известной фор-
мулой: ср = р/=со/|/ LC (L и С - индуктивность и емкость цепи
на единицу длины, / — длина цепи). Изменяя /, можно плавно из-
менять фазовый сдвиг.
Из фазосдвигающих систем наиболее часто применяются изме-
рительные (коаксиальные и волноводные) линии. Они используют-
ся в диапазоне высоких и сверхвысоких частот в фазометрах раз-
личных конструкций, работающих в основном по методу компенса-
ции. В качестве компенсационных узлов в подобных устройствах
обычно применяются смесительные камеры с детекторными устрой-
ствами. Для обеспечения режима бегущей волны измерительная
линия нагружается на согласованную нагрузку (рис. 7.11а). Изме-
рительная головка перемещается вдоль линии до получения мини-
мума, соответствующего фазовому сдвигу напряжений U\ и U2 на
угол 180°. Относительное перемещение минимума при подключении
измеряемого объекта дает фазовый сдвиг в нем ф= (2яДв)А/ (А/ —
перемещение зонда по линии при подключении исследуемого объек-
та, Кв — длина волны в измерительной линии).
242

Измеряемый
Г1 аоъент
Вх. устройство ~|
Смесительная номера
Усилитель
у*Индикаторная голоШ
Стрелочный
индинатор
Измерительная линия\
\йттнюатор\
11111 lllllllllllinillHIIIIII
Шнала измерительной
линии
Нагрузка,
Генератор]
Рис. 7.11. Структурные схемы фазометров с измери-
тельной линией
При проведении измерений на СВЧ особое значение имеют со-
гласование, развязка цепей, обеспечение правильного режима де-
тектирования и чувствительность индикатора. Для повышения по-
следней часто применяется амплитудная модуляция высокочастот-
ных сигналов напряжением звуковой частоты. Это позволяет при-
менить в индикаторных устройствах узкополосные усилители зву-
ковой частоты, обладающие большим коэффициентом усиления.
Методы сравнения и компенсации применяются в широком диа-
пазоне частот (до СВЧ включительно) с погрешностью измерения
до ±(0,1-3)°.
7.6. МЕТОД С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЧАСТОТЫ
При измерении фазовых сдвигов применяются два вида преоб-
разования частоты: гетеродинное и умножение (деление). Гетеро-
динное преобразование частоты позволяет расширить частотный
диапазон, в котором измеряются фазовые сдвиги, и повысить точ-
ность измерений. Сущность этого вида преобразования состоит в
том, что частота напряжений, между которыми измеряется раз-
ность фаз, преобразуется с помощью смесителя, вспомогательного
генератора и усилителя разностной частоты (рис. 7.12) в более
низкую разностную частоту /р, которая для данного прибора
остается постоянной. При идентичности обоих каналов преобразо-
вания фазовый сдвиг между колебаниями разностной частоты ра-
вен фазовому сдвигу входных напряжений.
Процесс измерения фазовых сдвигов данным методом состоит
в следующем. Вначале настраивают частоту гетеродина. Затем вы-
равнивают паразитные фазовые сдвиги схемы с помощью вспомо-
гательного фазовращателя, находящегося во втором канале преоб-
разования частоты. Для этого на оба входа подают одно и то же
напряжение и добиваются показания нулевого сдвига фаз, которое
должно сохраняться и при переключении напряжений на противо-
положные входы. После этого проводят измерение. В качестве низ-
243

о—I
Входное
устройство
Смеситель
УПЧ
(w-wz)
Гетеродин
Входное
устройство
Смеситель
УПЧ
(ш-шг)
Низкочастотный
фазометр
r-rr%
Рис. 7.12. Структурная схема фазометра с преобразованием ча-
стоты
кочастотного фазометра удобно в данном случае использовать
цифровой фазометр, позволяющий производить непосредственный
отсчет сдвига фазы при выборе промежуточной частоты, равной
или кратной 2,78 кГц.
Умножение частоты применяется для уменьшения погрешности
измерения и увеличения разрешающей способности при измерении
малых углов. При умножении частоты напряжений
их = U sin (о)р t + cpj) и и2 = Um sin (о>рt + ср2) в я раз на выходе
умножителей частоты получим напряжения: и[ — U' sin (п о>р t +
~Ь ^ Ti) и и2 = Umsin (п о)р t + п ср3). Фазовый сдвиг между напря-
жениями и[ и и'2 равен ср' = п (срх — ср2) п ср, т. е. увеличивается в
п раз. Этот же принцип можно реализовать и без предварительно-
го умножения частоты путем выделения п-й гармоники разностной
частоты, соответствующей смещению п-х гармоник основных коле-
баний.
Данный метод измерения фазовых сдвигов используется в диа-
пазоне от инфранизких до сверхвысоких частот с погрешностью
измерения ±(0,1—0,5)°.
7.7. ИЗМЕРЕНИЕ ГРУППОВОГО ВРЕМЕНИ ЗАПАЗДЫВАНИЯ
Для измерения группового времени запаздывания /Гр опреде-
ляют приращение фазового сдвига Дф при малом приращении ча-
стоты сигнала Асо, в пределах которого trv остается постоянным.
Наиболее употребительными методами измерения являются: опре-
деление /Гр «по точкам», осциллографические и методы передачи
модулированных сигналов.
Метод измерения trv «по точкам» основан на реа-
лизации алгоритма, определяемого уравнением
trv = Дср/Ла) = 1<Р Ю — ¥ WJK — °>2> 7-12)
244

где срК) и 9 Ю — фазовые сдвиги при частотах coi и со2 соответ-
ственно.
Из ур-ния (7.12) следует, что /гр можно измерить любым из
рассмотренных выше методов измерения фазовых сдвигов. Для по-
лучения высокой точности измерений ттообходимо выполнять сле-
дующие условия: а) Аш < и ш,; б) A )t и Аш^ < Аа>; в Аср (а^
и Аср (ш2) <^ Аср, где Аа^ и Асо2 — погрешности установки частот
coi и сог; Аф(о)1) и Аф(о)2) — погрешности измерения фазовых сдви-
гов на частотах coi и сог. Основной недостаток метода — низкая
производительность измерений.
Методы измерения группового времени за-
паздывания путем передачи модулированных
сигналов получили наибольшее распространение. В зависимо-
сти от способа модуляции различают сигналы: с трехчастотной
амплитудной модуляцией, с передачей двух синусоидальных и од-
ного амплитудномодулированного сигнала с самовозбуждением
схемы по цепи модулирующего сигнала. Для примера рассмотрим
метод с передачей одного амплитудномодулированного сигнала —
метод Найквиста. В этом случае частота изменяется путем моду-
ляции сигнала напряжением низкой частоты Q<co. Амплитудномо-
дулированное напряжение аналитически выражается в виде
u=Um (1+msinQ^) sinco^ = Um [sin со/ + cos (со—Q)t —
~-^cos(a>+2);], (7.13)
где m — коэффициент модуляции. Приращение фазового сдвига
высокочастотного сигнала определяется измерением фазового
сдвига % низкочастотного сигнала (рис. 7.13а) при условии, что
период последнего превышает групповое время запаздывания
*rp<2tt/Q.
$7.5
Модулятор
Исследуемый
объект
Рис. 7.13. К измерению группового времени запаздывания методом
Найквиста:
а) графики входного и выходного напряжений, б) схема
2 45

На выходе измеряемого четырехполюсника каждая из трех ча-
стотных составляющих сигнала — со, со—Q и со+й — отличается
по амплитуде и фазе. Однако ввиду малости Q по сравнению с со
различием затуханий обычно пренебрегают. В этом случае напря-
жение на выходе четырехполюсника (рис. 7.136) равно
u2=zUm<ra {sin(<o*-ftl)+ у cos [(<d-Q)*-AI-
- f -cos [(ср+ Q)<(7.14)
где b\, b2l b3 — фазовые сдвиги в исследуемом четырехполюснике
(линии) при частотах со, со—Q и co + Q соответственно. Уравне-
ние (7.14) при отсутствии фазовых искажений можно записать в
виде
и2 = Um е~* Jsin (ut — bt) + m sin t - Ji±A-j X
Xsln^/ +A=*3_Jj. (7 15)
Так как b2 = b, — cp2, bz = b, + cp2, то bx = (b2 + 63)/2 и (62 — £3)/2=
= — tV В результате получаем
«a = e~e sin («>^ — *t) [ 1 + wsin —<pfi)]. (7.16)
Таким образом, изменение фазы огибающей низкой частоты ф3
соответствует изменению сдвига фаз при частотах o^-f-Q и о—Q,
т. е. /гр = Аср/Аш = (b2 - ft3)/((o - Q - to — 2) = ср /2 = ( ср° /360°) F.
На рис. 7.13 приведена схема измерения /Гр с помощью
двухлучевого осциллографа. Фазовый сдвиг определяется
по осциллограммам модулирующего и детектированного модулиро-
ванного напряжений и2 на выходе измеряемого четырехполюсника.
На рис. 7.14а показана упрощенная структурная схема устрой-
ства для измерения задержки с непосредственным отсчетом. Вы-
ходное напряжение балансного модулятора состоит только из двух
боковых частот, несущая подавлена, что повышает точность изме-
рения. Напряжение ивых исследуемой цепи детектируется для по-
лучения огибающей, которая затем сравнивается с опорной оги-
бающей, поступающей через калиброванный фазовращатель. Фазо-
вый сдвиг, необходимый для получения нулевого выхода компара-
тора фазы, определяет задержку огибающей. Фазовращатель при
постоянной модулирующей частоте градуируется в единицах вре-
мени.
Для измерения группового времени запаздывания в каналах
связи, вход и выход которых территориально разделен, приме-
няется схема (рис. 7.146) с дополнительным преобразованием ча-
стоты (модулятор 2), служащим для передачи сигнала с частотой
246

исследуемое
устройстдо
Генератор
несущей
балансный
модулятор
Модуляционный
генератор
Компаратор
Фазы а
индикатор
{Детектор
КалиброВочн.
fhninRnnumm
(ри^иирищи/и
МНС
6)
Генератор
несущей
Модулятор
Модулирующий
генератор
Я
9азовращатель\
мксек
Детектор2
Магазин,
затухании
11
Изт/мти
*"~ тал ~~
Вспомогательный
\ шал jl
\ДетрнторЗ\
Номпаратор И
фазы и
индикатор
I
Детектор!
Модулятор
Генератор
несущей 2
Рис. 7.14. Структурные схемы для измерения группового
времени запаздывания:
а) в четырехполюснике, б) в канале связи
co"±Q по вспомогательному каналу. В детекторе 3 колебания с ча-
стотой Q вновь восстанавливаются в пункте А. Предполагая tTp = 0
для некоторой исходной, начальной, частоты, можно измерить от-
носительное групповое время запаздывания с помощью регулиров-
ки фазовращателя и магазина затухания. Применение детектора 2
и контрольного канала с фазовращателем в пункте А позволяет
исключить из рассмотрения фазовые искажения в элементах, отно-
сящихся к преобразователю частоты /. Если по измеряемому кана-
лу, используя разделительные фильтры, передавать колебания,
частота Q которых во много раз меньше нижней частоты рабочего
247

диапазона частот измеряемого канала, то можно измерить фазо-
вый сдвиг при частоте Q непосредственно в приемном пункте Б.
При измерении /гр групповых трактов одного направления
обычно применяется умножение частоты модулирующего сигнала
до нижней частоты рабочего диапазона измеряемого тракта. Сиг-
нал этой частоты передается по измеряемому каналу, выделяется
с помощью разделительных фильтров и после деления частоты ис-
пользуется в качестве опорного сигнала низкой частоты, относи-
тельно которого определяется задержка.
Погрешность измерения /Гр методом Найквиста тем меньше, чем
ниже частота модулирующего сигнала Q и положе склоны частот-
ных характеристик затухания и группового времени запаздывания
измеряемого объекта. Кроме того, погрешность измерения может
быть уменьшена при использовании двухчастотного измериильно-
го сигнала.
7.8. ПАНОРАМНЫЕ МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ ФАЗОВЫХ
ИСКАЖЕНИЙ И ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ГРУППОВОГО
ВРЕМЕНИ ЗАПАЗДЫВАНИЯ
Фазовые искажения определяются изменением /Гр в рабочем
диапазоне частот или отклонением частотно-фазовой характеристи-
ки от линейной. Таким образом, для измерения фазовых искаже-
ний можно пользоваться описанными выше методами измерения
фазы и /гр в заданном диапазоне частот. Для непосредственного
получения частотно-фазовых характеристик и группового времени
запаздывания на экране электронного осциллографа пользуются
панорамными приборами. Они содержат генератор качающейся
частоты, с помощью которого обеспечивается возможность наблю-
дения указанных характеристик. В остальном эти приборы мало
отличаются от устройств, рассмотренных выше. Например, если
незначительно модифицировать структурную схему, приведенную
на рис. 7.8, то с ее помощью можно получить частотно-фазовую ха-
рактеристику на экране осциллографа. В этом случае питание
устройства осуществляется от генератора качающейся частоты, а
вместо блока манипулятора устанавливается генератор меток, по-
дающий на модулятор трубки положительные импульсы, увеличи-
вающие яркость изображения через равные интервалы изменения
частоты. Таким образом, обеспечивается калибровка осциллограм-
мы по частоте. Осциллограммы фазовых характеристик при отсут-
ствии и наличии искажений приведены соответственно на
рис. 7.15а и б. Погрешность измерения фазовых характеристик в
подобных устройствах имеет порядок ±3°, а диапазон свипирова-
ния может достигать десятков мегагерц.
Рассмотрим, как осуществляется измерение панорамными ме-
тодами групповою времени запаздывания tiV четырехполюсников
248

приборами типа Ф4, предназначенными для определения частот-
ных характеристик /Гр(со) четырехполюсников и линий связи в од-
ном направлении (при разнесенных территориально пунктах пере-
дачи и приема), а также модуля коэффициента передачи в диапа-
зонах частот: (0,15—10) МГц — прибор Ф4-1; (0,15—20) МГц —
Ф4-3 и 10—2100 кГц — Ф4-4. Приборы позволяют измерять отно-
сительное групповое время запаздывания методом Найквиста.
Рис. 7.15. Осциллограммы фазовых характеристик:
а) при отсутствии фазовых искажений, б) при наличии фазовых иска-
жений
В процессе измерения определяется фазовый сдвиг Д<р огибаю-
щей высокочастотных колебаний генератора качающейся частоты,
т. е. неравномерность частотной характеристики группового време-
ни запаздывания
Д /гр (ш) == Д9 (co)/Q = Дер (со)/2тс f,
где /\— частота модулирующего колебания.
При измерении частотной характеристики линии связи в одном
направлении прибор на конце А работает в режиме передатчика, а
прибор на конце Б — в режиме приемника (рис. 7.16). На пере-
дающем конце качающаяся частота изменяется в пределах рабо-
чего диапазона в такт с генератором развертки. Ее напряжение мо-
дулируется по амплитуде низкочастотным напряжением с часто-
той F, образующейся делением в п раз некоторой опорной часто-
ты /оп. На выходе прибора это опорное колебание складывается с
измерительным модулированным сигналом и подается в линию.
На приемном конце колебание /оп выделяется узкополосным
фильтром (кварцевый резонатор), делится в п раз, ограничивается
по амплитуде и поступает на фазовый детектор в качестве низко-
частотного опорного сигнала. Измерительный модулированный сиг-
249

нал усиливается, детектируется и после выделения огибающей с
частотой F ограничивается для обеспечения постоянства амплиту-
ды. Затем он подается на второй вход фазового детектора, на вы-
ходе этого детектора образуется напряжение, пропорциональное
фазовому сдвигу огибающей Аф.
Передающая часть
ГКЧ
Модулятор W
Генератор
раздертки
Синх.имл.
<РНЧ И
Сумматор
п1
Делитель
частоты
п
Опорный.
Усили-
тель
Генератор
' on
оагнал{оа
Q±2ffF
ton
Линейный
тракт
Частотн.
маркер
4-
входной
усили-
тель
Приемная часть
Н Зертин. пластинам SJIT
Д
\Резананс.
■Щ-\усили -
те ль
Изм.
чНал
Ограничи\
тель
Компенс.
f on
п
Фильтр
Граду ар.
фазодращ.
( мн сек)
ФазоВый
детектор
Тол
Делитель
частоты
п
ФНЧ
Ограничи-
тель
Ограничит,
детектор
Опорный
сигнал
Синя,
имп.
Интегра\
тор
Рис. 7.16. Структурная схема прибора для измерения группового времени
запаздывания в тракте
Для уменьшения влияния опорного колебания на измеритель-
ный сигнал при совместном детектировании амплитуда опорного
напряжения устанавливается значительно меньшей амплитуды из-
250

мерительного напряжения и, кроме того, опорный сигнал на входе
детектора компенсируется напряжением, выделенным узкополос-
ным фильтром.
Передача синхроимпульсов в приемную часть прибора для со-
гласования работы разверток осуществляется снятием модуляции
во время обратного хода генератора развертки. Синхроимпульсы
выделяются детектором в пункте Б, ограничиваются, преобразуют-
ся интегратором в линейноизменяющееся напряжение и поступают
на горизонтально отклоняющие пластины электроннолучевой труб-
ки для осуществления развертки. На вертикально отклоняющие
пластины подается напряжение при измерении времени запаздыва-
ния с выхода фазового детектора С, а при измерении модуля коэф-
фициента передачи — с выхода детектора и резонансного усилите-
ля М. Полученная на экране трубки кривая по оси частот (по го-
ризонтали) калибруется специальными маркерными метками, а по
оси группового времени запаздывания (по вертикали) — градуиро-
вочными линиями.

8.
8.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Частота является важнейшей характеристикой переменного то-
ка (напряжения). Ее измерение или контроль ее стабильности
представляет собой одну из наиболее распространенных операций.
Диапазон частот, используемых в технике связи, радио- и теле-
визионного вещания простирается от долей герца до десятков гига-
герц. Если исключить промышленную частоту тока, то весь спектр
условно можно разделить на пять диапазонов: инфразвуковые ча-
стоты — ниже 20 Гц, звуковые частоты — от 20 Гц до 20 кГц, вы-
сокие частоты — от 20 кГц до 30 МГц, ультравысокие частоты —
от 30 до 3000 МГц и сверхвысокие частоты — выше 3000 МГц.
Верхний предел используемых частот в процессе развития науки и
техники непрерывно повышается и в настоящее время превышает
300 ГГц.
Согласно решению Международного консультативного комитета
по радио (МККР) спектр частот, применяющийся для радиосвязи,
радиовещания и телевидения, разбит на девять полос. Частотные
полосы обозначаются цифрами от 4 до 12 и аббревиатурами. Каж-
дой полосе соответствует свой диапазон волн, названия которых
даны в метрической и качественной формах (табл. 8.1).
Частоту электромагнитных колебаний удобно выражать через
длину плоской волны в свободном пространстве X и период Г. Эти
величины связаны между собой простыми зависимостями: fX=c и
fT=l, где / — частота, Гц; с — скорость распространения электро-
магнитных колебаний, м/с; к — длина волны, м; Т — период коле-
бания, с.
Скорость распространения электромагнитных колебаний зави-
сит от параметров среды, в которой они распространяются:
с=\ /]/"|хе.Для свободного пространства р,о = 4л* 10~7, Г/м; е0 =
= 1/36 я -10~9, Ф/м;£0= 1 Д/"р,0е0 == 3 . 108, м/с. Значения магнитной
и электрической проницаемостей воздуха и свободного пространст-
ва близки друг к другу, и потому часто считают скорость распро-
странения электромагнитных колебаний в воздухе также равной
3- 108 м/с или 3* 105 км/с. Однако многочастотные прямые измере-
ния скорости распространения электромагнитной волны в воздухе
дают значение сВОЗА<с0. Рекомендуется принимать Свозд—
252
Измерение частоты
и интервалов времени

= 299792,5±0,3 км/с. Для любой среды с = с0\у ^отнеотн, где \кош
и 80тн — относительные магнитная и электрическая проницаемости
среды. Скорость распространения электромагнитных колебаний в
кабелях связи зависит от применяемого в них диэлектрика. В боль-
шинстве практических случаев ^0тн=1; £отн можно определить по
отношению емкости конденсатора с данным диэлектриком к емко-
сти того же конденсатора в вакуумном исполнении.
Для характеристики электрических колебаний можно измерять
частоту /, период Т или длину плоской волны в свободном прост-
ранстве X. В технике связи почти всегда измеряется частота, реже
период колебания и только на сверхвысоких частотах измеряются
и частота и длина волны.
Наиболее часто измерениями частоты пользуются при градуи-
ровке генераторов измерительных сигналов, радиоприемных и ра-
диопередающих устройств с плавным диапазоном; определении
резонансных частот колебательных контуров и различных резона-
торов; определении полосы пропускания фильтров и других четы-
рехполюсников; измерении или контроле отклонения частоты от ее
номинального значения, присвоенного данному устройству — ра-
диостанции, генераторному оборудованию системы уплотнения
и т. д. Широкое применение беспоисковой и бесподстроечной ра-
диосвязи, а также многоканальной связи с частотным разделением
каналов оказалось возможным только в результате развития мето-
дов точного измерения частоты.
Погрешность измерения частоты задается в абсолютных А/ или
чаще в относительных А/// величинах. Допустимая погрешность
определяется нестабильностью измеряемой частоты и должна быть
меньше нее, по крайней мере, в пять раз. Например, если относи-
тельная нестабильность частоты радиостанции равна Ю-6, то отно-
сительная погрешность" измерения не должна превышать 2-10~7.
Прибор, обеспечивающий подобную точность измерений, должен
проверяться по еще более точному устройству, погрешность кото-
рого в данном случае не должна превышать 4- Ю-8. Погрешность
измерений низких частот обычно допускается значительно больше:
—10~2-f-5 • 10-3, т. е. (1-7-0,5)%, за исключением частот, применяю-
щихся в тональной телеграфии, передаче данных и многоканальной
связи, где по нормам ЕАСС погрешность установки частоты долж-
на составлять 10~4 и, следовательно, измерения нужно выполнять
с погрешностью, не большей 2- Ю-5.
Частота измеряется методом сравнения и методом непосредст-
венной оценки. К методам сравнения относятся осциллографиче-
ский и нулевых биений (гетеродинный); к методам непосредствен-
ной оценки — резонансный и метод дискретного счета.
Измерение интервалов времени требуется при разработке и на-
стройке генераторов измерительных сигналов импульсной формы,
систем многоканальной связи с временным разделением каналов,
систем передачи дискретной информации, импульсной модуляции,
радиолокации, телевизионных устройств, устройств преобразова-
254

i-ия аналоговых величин в дискретные, электронных вычислитель-
гых машин, систем и средств телеметрии и телеуправления и т. д.
Длительность этих интервалов лежит в пределах от долей нано-
секунды до единиц секунд. Интервалы времени измеряются мето-
дом сравнения (осциллографическим) и методом непосредственной
оценки — дискретного счета.
8.2. МЕТОД СРАВНЕНИЯ
Характеристика метода
Широкое распространение метода сравнения объясняется воз-
можностью использовать его для измерений частоты практически
в любом диапазоне, простотой выполнения и достаточно высокой
точностью результатов. Неизвестная частота определяется из усло-
вия равенства или известной кратности другой частоте, принимае-
мой за образцовую. Поэтому для измерения неизвестной часто-
ты fx методом сравнения необходимо иметь источник образцовых
частот /обр и индикатор равенства или кратности частот fx и /0бр.
В качестве источников образцовых частот применяют образцо-
вые меры частоты, а при невысокой требовательности к точности
измерения простые приборы, так называемые кварцевые калибра-
торы. Обычно с их помощью получают две основные частоты, на-
пример 125 и 1250 кГц, и много гармоник. Нестабильность кварце-
вых калибраторов составляет ±10~5.
В качестве образцовой частоты можно использовать не-
сущую частоту с нестабильностью Ю-6 любой радиовещательной
станции. Простейшими вторичными эталонами частоты в диапазо-
не 10—40 ГГц могут служить и объемные резонаторы, снабженные
соответствующей защитой от внешних влияний.
Государственная служба времени и частоты СССР передает
сигналы точного времени (в системе атомного времени) и эталон-
ные частоты 100, 200, 2500, 5000, 10 000 и 15 000 кГц. Относитель-
ная погрешность излучаемой эталонной частоты ±Ь10~10. Прини-
мая радиоприемником эталонные частоты, можно измерять мето-
дом сравнения отклонение и уходы частоты местного высокоста-
бильного генератора или корректировать ее под эталонную. В ме-
стах, где имеются метрологические научные учреждения, образцо-
вые частоты, нестабильность которых не превышает 10~9, трансли-
руются потребителям по телефонной сети.
Осциллографический метод
Синусоидальная развертка. Для определения неиз-
вестной частоты при синусоидальной развертке напряжение образ-
цовой частоты подается на вход усилителя горизонтального откло-
нения, а напряжение неизвестной частоты — на вход усилителя
вертикального отклонения. Внутренний генератор развертки осцил-
лографа выключается. Изменением образцовой частоты добивают-
255

ся получения неподвижной или медленно вращающейся фигуры
Лиссажу. При равенстве или кратности неизвестной частоты образ-
цовой частоте фигура будет неподвижна. Скорость вращения или,
точнее, период повторения формы движущейся осциллограммы ха-
рактеризует неравенство частот. Например, при периоде враще-
ния, равном 1 с, разность между частотами Д/=/0бр—/х=1 Гц; при
периоде вращения 2 с—Д/=0,5 Гц и т. д.
Форма получающейся фигуры Лиссажу зависит от числовых и
фазовых соотношений между образцовой и неизвестной частотами.
На рис. 8.1 показаны фигуры Лиссажу при нескольких отношениях
2-1
СО Л DO \J DO
О X ft Ж Zft
о 3L л & гк
П Л Я Ж 2Ж
г z
Рис. 8.1. Фигуры Лиссажу при
разных отношениях частот и
фазовых сдзигах
п=1
WWWV
чЛ/VWVV
Рис. 8.2. К определению кратно-
сти частот:
а) по фигурам Лиссажу, б) при
круговой развергке, в) с помощью
меток при линейной развертке
частот (больших единицы) и раз-
ных фазовых сдвигах. Если фигу-
ра Лиссажу представляет собой
наклонную прямую, эллипс или
окружность (рис. 6.22), то часто-
ты равны fx = /обр. Когда фигура
имеет более сложную форму, необходимо определить кратность ча-
стот. Для этого через фигуру нужно мысленно провести горизон-
тальную и вертикальную линии (рис. 8.2а) и сосчитать число пере-
сечений ветвей фигуры по горизонтали пГ и вертикали пв. Отноше-
ние числа пересечений по вертикали к числу пересечений по гори-
256

зонтали равно отношению образцовой и измеряемой частот: пв]пг =
«=/обР//х, откуда
f*= пт/06р1пл. (8.1)
Напряжения частот fx и /обр можно подавать и на противополож-
ные входы. В этом случае отношение пг к /0бР в выражении (8.1)
должно быть обратным. Синусоидальная развертка применяется
при кратности частот до 10, так как при большем числе пересече-
ний их трудно сосчитать.
Пределы измеряемых частот при синусоидальной развертке оп-
ределяются полосой пропускания усилителей осциллографа. Если
напряжения источников сравниваемых частот достаточно велики,
их можно подавать непосредственно на отклоняющие пластины
осциллографа, минуя усилители. При этом значительно расширя-
ются пределы сравниваемых частот. Погрешность измерений зави-
сит от точности градуировки источника образцовых частот и от
стабильности сравниваемых частот. Чем больше нестабильность
любой из них, тем быстрее перемещается фигура Лиссажу и опре-
деление кратности затрудняется. Практически легко получить аб-
солютную погрешность в четверть герца.
Круговая развертка. Для определения неизвестной ча-
стоты при круговой (эллиптической) развертке напряжение образ-
цовой частоты подается через фазорасщепляющую цепь на оба
входа осциллографа (рис. 6.23) в виде двух напряжений, сдвину-
тых относительно друг друга на 90°. На экране осциллографа появ-
ляется окружность, время одного оборота которой равно периоду
образцовой частоты. Напряжение неизвестной частоты подается
на модулятор трубки, и каждый полупериод линця развертки (ок-
ружность ИЛИ ЭЛЛИПС) МОДуЛИруеТСЯ ПО ЯрКОСТИ. ЕСЛИ /х = /обр> то
одна половина окружности будет темной, а другая — светлой
(рис. 8.26). При /х>/обр на окружности появляются темные и свет-
лые участки — окружность становится пунктирной. Число темных
или светлых штрихов п равно кратности неизвестной и образцовой
частот я=/х//обр, откуда /х = ^/обр. Пунктирная окружность непо-
движна только в случае кратности fx и /обр, в противном случае она
вращается и измерение становится затруднительным.
Если измеряемая частота ниже образцовой, то напряжение пер-
вой подается через фазорасцепляющую цепь на два входа осцилло-
графа, а к модулятору присоединяется выход источника образцо-
вой частоты. В этом случае fx=fo6p/n.
При подаче напряжения неизвестной частоты не на модулятор,
а на второй анод электроннолучевой трубки чувствительность, а
следовательно, и диаметр окружности развертки будут изменяться
в соответствии с положительными и отрицательными полупериода-
ми неизвестной частоты. В этом случае осциллограмма имеет вид
зубчатого колеса, число зубцов которого равно кратности неизвест-
ной и образцовой частот (рис. 8.26).
При круговой развертке можно сравнивать частоты до кратио-
9 Зак. Ю92 257

сти 50. Пределы и точность измерений такие же, как и при синусо-
идальной развертке.
Линейная развертка. Напряжение неизвестной часто-
ты подается на вход канала вертикального отклонения осциллогра-
фа, а частота генератора линейной развертки (без синхронизации)
изменяется со стороны низких частот до тех пор, пока на экране
не получится неподвижное изображение одного периода. Тогда из-
меряемая частота становится равной установленной частоте раз-
вертки. Линейная развертка применяется только при калиброван-
ной частоте развертки.
При линейной развертке можно получить малую погрешность
измерения, если подать напряжение неизвестной частоты на вход
канала вертикального отклонения, а напряжение меток — на моду-
лятор трубки. Установив на экране осциллографа изображение не-
скольких периодов измеряемой частоты, регулируют частоту меток
так, чтобы их изображение (темные или светлые точки) попадало
на одну и ту же часть каждого периода. Если неизвестная частота
и частота меток равны или находятся в целочисленном отношении,
то геометрическим местом меток является прямая линия, парал-
лельная горизонтальной оси (рис. 8.2в); для неравных, но близких
частот эта прямая располагается под некоторым углом к горизон-
тальной оси.
Измерение временных интервалов осциллографи-
ческим методом осуществляется при помощи калиброванных меток
или спиральной развертки. В первом случае на вход канала вер-
тикального отклонения осциллографа подают импульсы, интервал
между которыми нужно измерить. Частоту развертки устанавлива-
ют такой, чтобы на экране были видны два импульса. Затем вклю-
чают калибратор длительности, вырабатывающий метки, цена ко-
торых точно известна. Временной интервал определяют по числу
меток, расположенных между импульсами, ограничивающими из-
меряемый интервал. Погрешность измерения тем меньше, чем
больше интервал, чем короче метки и чем точнее их калибровка.
Практически погрешность измерения интервалов осциллографиче-
ским методом при помощи меток составляет ±3-10-4.
Сравнительно большие интервалы времени измеряются при по-
мощи спиральной развертки, позволяющей удлинить траекторию
луча на экране осциллографа в несколько десятков раз. Процесс
измерения заключается в следующем. При отсутствии сигнала
электроннолучевая трубка заперта и развертка не работает. Пер-
вый импульс, определяющий начало отсчета временного интерва-
ла, включает спиральную развертку и вызывает импульс подсвет-
ки, поступающий на модулятор, — трубка открывается. Второй им-
пульс, соответствующий концу измеряемого интервала, прекращает
развертку и снимает подсветку — трубка закрывается. Длитель-
ность временного интервала определяется по числу витков спира-
ли развертки на экране осциллографа (рис. 6.246). Длительность
одного витка известна с большой точностью, так как генератор
круговой развертки, из которой получается спиральная, обяза-
258

тельно стабилизирован кварцевым резонатором. Например, при ча-
стоте генератора, равной 100 кГц, длительность одного витка со-
ставляет 10 мкс, а если число витков 20, то интервал между им-
пульсами составляет 200 мкс с погрешностью, присущей кварцево-
му генератору.
При необходимости измерить еще большие интервалы времени
спиральную развертку выполняют с задержкой. Напряжение за-
держки вводят после нескольких витков спирали и прекращают
развертку на определенное время, после которого развертка вновь
продолжается. Временной интервал в этом случае определяется
суммой длительности видимых витков спирали и задержкой, зна-
чение которой считывается со шкалы ее переключателя или с циф-
рового индикатора.
Для уменьшения погрешности измерения способом спиральной
развертки в цепь анода электроннолучевой трубки вводят напря-
жение меток, вырабатываемых встроенным в осциллограф генера-
тором, в результате чего на спирали появляются небольшие зубцы,
расстояние между которыми равно периоду напряжения меток
(рис. 6.28в). Например, если частота генератора равна 5 МГц, то
интервал между зубцами составляет 0,2 мкс.
Все изложенное выше относится к измерению временных интер-
валов периодических процессов, когда изображение можно наблю-
дать визуально. Если нужно измерить временной интервал между
одиночными импульсами, осциллограмму необходимо фотографи-
ровать. Для этой цели измерители временных интервалов снабжа-
ют фотоприставками. Механизм затвора фотоаппарата управляет-
ся электромеханическим устройством синхронно с запуском раз-
вертки. Электроннолучевые трубки применяются с длительным по-
слесвечением.
Промышленностью выпускаются измерители временных интер-
валов с пределами измерений от 0,5 не до Юс с погрешностью от
(4-10-9 т + 5-10-11)с до (Ь10~5 т + 5-10-9) с, где т — измеренный
интервал.
Метод нулевых биений
Метод нулевых биений, или гетеродинный, применяется для
сравнения высоких частот. Если два высокочастотных колебания с
частотами f\ и /2 подать на нелинейный элемент — детектор или
смеситель, то на его выходе появляются, кроме этих частот, еще
их гармоники nfi и mf2 (где п и т = 2, 3, 4...), сумма этих частот
/1+/2 и их разность /1—f2 или /2—f\. Разность двух высоких частот
является частотой биений: = \f{—f2\.
При равенстве частот /1 и /2 частота биений равна нулю, поэто-
му данный метод называется методом нулевых биений. Сравнение
частот по нулевым биениям осуществляют следующим образом
(рис. 8.3а). Напряжения неизвестной fx и образцовой /0бр частот
подают на вход нелинейного элемента, на выходе которого вклю-
чен индикатор (головные телефоны), пропускающий только звуко-
вые частоты. Если плавно изменять частоту образцового геиерато-
9* 259

а)
I Генератор
Генератор
'обр
Нелинейный
элемент
Индикатор
1)
16
fo6pj_
2он%ЖШШа
Сиеной
Ы f0fa
оор
Рис. 8.3. Измерение частоты способом нулевых биений:
а) структурная схема, б) образование зоны нулевых биений
ра, то при fx—/обр<15 000 Гц в телефонах появится тон разностной
частоты, понижающийся по мере сближения частот fx и /0бр. На
рис. 8.36 показан характер изменения частоты F§ в зависимости от
изменения /0бр при неизменной измеряемой частоте fx. В точке а
частота биений равна нулю и /х=/0бр. Однако определить момент,
когда /^=/обр, по отсутствию тона биений в телефоне не удается;
слышимость исчезает раньше момента равенства частот. Так как
человеческое ухо не реагирует на частоты примерно ниже 16 Гц,
то появляется зона ложных «нулевых» биений. Таким образом,
при использовании телефона в качестве индикатора получают
ошибку, абсолютное значение которой достигает 32 Гц.
Одним из простейших способов уменьшения этой ошибки яв-
ляется способ «вилочного» отсчета, который заключается в сле-
дующем: запоминают на слух некоторый тон биений перед зоной
нулевых биений, например в точке 1, и отмечают соответствующее
ему значение /оорГ, затем, после зоны нулевых биений, вновь уста-
навливают по слуху такой же тон и отмечают /0бр2- Неизвестная
частота равна среднему арифметическому образцовых частот, т. е.
fx= (/обр 1+/обр2)/2. Погрешность вилочного отсчета тем меньше,
чем точнее устанавливается равенство тонов с обеих сторон зоны
нулевых биений.
В качестве индикатора нулевых биений можно использовать
магнитоэлектрический миллиамперметр, электронно-оптический
индикатор или осциллограф. При частоте биений, меньшей 10 Гц,
стрелка миллиамперметра или светящийся сектор электронно-оп-
тической лампы колеблется. По мере приближения частоты /0бр к
fx частота этих колебаний уменьшается и при /Обр=/ос они прекра-
щаются. В случае применения осциллографа напряжение биений
подается на вход канала вертикального отклонения (генератор раз-
вертки осциллографа включен). При любой частоте развертки лег-
ко определить равенство частот fx и /0бр.
Для устранения ошибки из-за наличия ложной зоны нулевых
биений иногда измеряют частоту биений полученную при неко-
тором значении /обр^/х> тогда /х=/обр±-^б. Знак «плюс» соответст-
260
1,5-10*

вует случаю, когда /0бр находится слева (рис. 8.36) от зоны нуле-
вых биений, «минус» — когда справа, так как в первом случае
/обр</*> в° втором — Дс</обР. Какая из частот является большей,
легко определить по изменению тона биений при изменении образ-
цовой частоты. Если при увеличении /0бр тон биений понижается,
то /обр</* и значение Fq нужно прибавить к отсчитанному значе-
нию /обр- Если же при увеличении /0бр тон биений повышается, то
/обр>/* и ^б следует вычесть из значения /0бр. Частоту биений F6
можно измерить, сравнивая ее с частотой вспомогательного звуко-
вого генератора. Погрешность измерения неизвестной частоты
определяется в основном только погрешностями градуировки об-
разцового генератора высокой частоты и вспомогательного генера-
тора звуковой частоты.
При описании процесса образования нулевых биений и измере-
ния частоты предполагалось, что генераторы неизвестной и образ-
цовой частот вырабатывают колебания чисто синусоидальной фор-
мы. В действительности колебания обоих генераторов содержат
гармоники и нулевые биения получаются при равенстве
nfjc = /я/обр> (8.2)
где п= 1,2, 3, 4...;т=1, 2, 3, 4...
Неопределенность, возникающую при сравнении частот, следует
устранять предварительным приближенным измерением частоты
каким-либо другим методом. Полезно также иметь в виду, что ин-
тенсивность биений быстро падает с увеличением номеров гармо-
ник пит.
Если измеряемая частота лежит за пределами диапазона частот
образцового генератора, то для ее определения используют биения
между гармониками и основной частотой в соответствии с выра-
жением (8.2). Этот прием намного расширяет пределы измеряемых
частот. Рассмотрим два простых случая. Предположим, что
Л</обр и /обр = яЛ> гДе я> 1. Процесс измерения в этом
случае заключается в последовательной настройке образцового ге-
нератора на нулевые биения с соседними гармониками измеряемой
частоты: fQ^\=rifx и /обр2 = (/г± 1)/*; отсюда неизвестная частота
fx — |/обр1 /обрз!'
Во втором случае fx >/обр и /х = т/обр> гДе гп>\. Здесь
процесс измерения заключается в последовательной настройке со-
седних гармоник образцового генератора на нулевые биения с из-
меряемой частотой: /лг = ^/обр1 и Л = (^± 1)/0брг» отсюда неиз-
вестная частота fx =/o6pi/o6P2/ l/o6pi— /обра!-
На практике часто пользуются генераторами образцовой часто-
ты, которые выдают одну сравнительно низкую частоту и ее гар-
моники. Если неизвестная частота находится ]\гежду двумя сосед-
ними гармониками генератора образцовой частоты (рис. 8.4), то
для ее определения применяют способ прямой интерполяции
(рис. 8.46). Этот способ заключается в последовательной настрой-
261

в)
(n*i)t.
6)
Нелинейный
элемент
H Индикатор
Рис. 8.4. К пояснению способа простой интерполяции:
а) диаграмма частот, б) структурная схема
ке частоты интерполяционного генератора на нулевые биения с
измеряемой частотой /х и с соседними гармониками образцовых
частот /г/обр и (/г + 1) /обр- Обозначив соответствующие отсчеты
по шкале интерполяционного генератора через си, ах и аг в соот-
ветствии с рис, 8.4а, можно написать следующее равенство:
fx — «/обр _(п + Ц/обр — «/обр
>
а* — ai «2 — ах
откуда
/л: = Я/обр 4" ~ 1 /обр'
Точность способа прямой интерполяции тем выше, чем меньше
разность между соседними гармониками образцовой частоты (т. е,
чем ниже образцовая частота) по сравнению с используемым под-
диапазоном частот интерполяционного генератора, чем линейнее
его шкала настройки и выше ее разрешающая способность.
На основе метода нулевых биений созданы гетеродинные часто*
томеры. В них сравниваются измеряемая частота и известная ча-
стота генератора с плавной настройкой, шкала которого перед
каждым измерением калибруется. Измерения проводят следующим
образом. На один вход смесителя (рис. 8.5) подают напряжение
ух
Генератор
с плавно а
Смеситель
УНЧ
Инкшор
настройкой
Етабилизир
Выпрямитель
7
Генератор о
кварцевой
стабилизацией
Рис. 8.5 Структурная
схема простейшего
гетеродинного часто-
томера
неизвестной частоты fX9 на другой — напряжение от генератора t
плавной настройкой частоты /г; затем частота генератора изменяет-
ся до получения в телефоне нулевых биений. Значение fr=fx с^и-
тывается по шкале генератора,
262

Генератор с плавной настройкой изготовляют из высококачест-
венных деталей, питание его осуществляется стабилизированным
напряжением, поэтому генерируемые им колебания имеют доволь-
но высокую стабильность. Шкала генератора разбита на большое
число отсчетных точек, каждой из которых соответствует опреде-
ленная частота/Эти частоты указаны в градуировочной книге или
на шкале частотомера. Одним из источников погрешности измере-
ния является нарушение градуировки шкалы генератора. Для
уменьшения погрешности перед каждым измерением градуировку
проверяют и восстанавливают (калибруют) по частоте встроенно-
го в частотомер генератора с кварцевой стабилизацией.
Комбинируя основные частоты и их гармоники, получаемые от
обоих генераторов, получают серию опорных точек, в которых про-
веряется градуировка генератора с плавным диапазоном. Из-за
наличия высших гармоник в колебаниях генераторов нулевые бие-
ния возникают не только при равенстве измеряемой и основной
частот генератора с плавной настройкой, но и при равенстве их раз-
личных гармоник. Это позволяет расширить диапазон измеряемых
частот, однако в измерения вносится неопределенность, так как
одному и тому же положению настройки соответствует несколько
частот. Следовательно, измеряемая частота должна быть заранее
приблизительно известна. Методика измерения частоты зависит от
структурной схемы прибора и поэтому для различных гетеродин-
ных частотомеров различна.
Основные причины погрешности измерения заключаются в не-
стабильности частот генератора с плавной настройкой и с кварце-
вой стабилизацией, а также в неточности градуировки и калибров-
ки. В простых гетеродинных частотомерах нестабильность кварце-
вого генератора составляет около ±5«Ю-6; в сложных и дорогих
приборах, в которых применяются кварцевые резонаторы с термо-
статированием, нестабильность снижается до ±10~7. Кратковре-
менная нестабильность частоты генератора с плавной настройкой
в простых приборах составляет Ю-4, а в самых совершенных —
10~6. Указанные значения нестабильности достигаются только пос-
ле предварительного прогрева, который длится в зависимости от
типа частотомера от 20 мин до 1,5 ч.
Промышленностью выпускаются около десяти типов гетеродин-
ных частотомеров, перекрывающих диапазон частот от 100 кГц до
78,3 ГГц с погрешностью от 5- Ю-4 до 5- Ю-6.
8.3. РЕЗОНАНСНЫЙ МЕТОД
Общие сведения
В основу резонансного метода измерения частоты положено яв-
ление резонанса. Промышленные частоты 50 и 400 Гц измеряют,
используя механический резонанс, высокие, ультравысокие и сверх-
высокие частоты, электрический резонанс с помощью резонансных
частотомеров..
263

Вибрационный частотомер (рис. 8.6а) работает следующим об-
разом. Высокоомная обмотка электромагнита / включается в
электрическую сеть параллельно. Вблизи сердечника 2 располо-
жен якорь 3, установленный вместе с планкой 4 на пружинных опо-
рах 5. Вдоль планки 4 закреплено несколько стальных пластинок
6, собственная частота колебаний которых последовательно воз-
растает слева направо. Свободные концы пластинок загнуты под
углом 90° и окрашены светлой краской для удобства наблюдения.
Под воздействием поля электромагнита якорь и пластинки вынуж-
денно вибрируют. Пластинка, у которой собственные колебания
совпадают с вынужденными, будет колебаться с наибольшим раз-
махом (рис. 8.66).
Рис. 8.6. Электроме-
ханический резонанс-
ный частотомер:
/ — обмотка, 2 —> сер-
дечник, 3 — якорь, 4 —
планка, 5 — пружина,
6 f— пластина
Вибрационные электромеханические частотомеры выполняются
на небольшие пределы измерения, например 45—55 Гц или 370—
450 Гц, и содержат по 21 пластинке с собственными колебаниями
через 0,5 и 4,0 Гц соответственно. Погрешность измерений опре-
деляется точностью изготовления пластинок и составляет ± 1 %.
Эти приборы имеют простую конструкцию и удобны в эксплуата-
ции. Они применяются только в стационарных условиях, так как на
подвижных объектах вследствие возможных вибраций, частоты ко-
торых близки к собственным частотам пластинок, могут возник-
нуть ложные показания. Промышленную частоту можно измерять
и другими методами и приборами, но рассмотренный вибрацион-
ный частотомер является простым, дешевым и надежным прибо-
ром и потому широко применяется.
Резонансный частотомер (волномер) для измерения высоких,
ультравысоких и сверхвысоких частот состоит из высокодобротного
колебательного контура, прецизионного механизма настройки со
шкалой и индикатора резонанса. При измерениях частотомер на-
страивается в резонанс с неизвестной частотой и ее значение опре-
деляется по градуированной шкале настройки колебательного кон-
тура частотомера в момент резонанса. Главными характеристика-
ми частотомеров являются диапазон частот, погрешность измере-
ний и чувствительность, т. е. минимальная поглощаемая мощ-
ность, при которой получается уверенный отсчет.
Резонансный метод прост и удобен, показания при измерениях
этим методом однозначны, а погрешность составляет десятые или
сотые доли процента. Погрешность зависит от точности настройки
264

частотомера, добротности его колебательного контура, точности
отсчета, диапазона измеряемых частот, температуры и влажности
окружающего воздуха и связи частотомера с источником измеряе-
мых колебаний.
Точность настройки резонансного частотомера в резонанс с из-
меряемой частотой тем выше, чем больше добротность его колеба-
тельного контура. При малой добротности верхняя часть кривой
резонанса будет широкой («тупая» кривая) и резонансную частоту
определить трудно; при большой добротности верхняя часть кри-
вой резонанса узкая («острая» кривая), поэтому резонансную ча-
стоту можно определить с большей точностью, хотя «удержать»
стрелку индикатора в точке резонанса нелегко. Во всех случаях
точность измерения можно повысить применением так называемо-
го «вилочного» отсчета, при котором замечаются два положения
настройки — П\ и п2 — слева и справа от положения резонанса
при двух одинаковых отклонениях стрелки индикатора на уровне
70—80% максимального (рис 8.7). Положение резонанса соответ-
ствует среднему арифметическому из этих отсчетов: я= (п{ + п2у/2.
Точность отсчета определяется точностью градуировки и каче-
ством механизма настройки. Точность градуировки тем выше, чем
уже диапазон перестройки контура, так как при этом цена деле-
ния шкалы меньше. Механизм настройки должен быть без люфта,
иначе отсчет будет зависеть от стороны подхода к резонансу. Ко-
лебательный контур частотомера обычно градуируют при темпера-
туре воздуха 20°С. При работе в других условиях возможны по-
грешности из-за изменения геометрических размеров контура. Для
уменьшения температурных погрешностей элементы контуров изго-
товляют из металлов и сплавов с малым температурным коэффи-
циентом расширения или применяют температурную компенсацию.
В простейших случаях к градуировке прилагаются таблицы тем-
пературных поправок. При особо точных измерениях необходимо
учитывать ошибки, возникающие в результате изменения диэлект-
рической проницаемости среды
(воздуха) под влиянием измене-
ния влажности. Влияние влажно-
сти на точность измерений можно
7
/о
5? да?
%
70 <§
55 |
I:
Рис. 8.7. К пояснению
вилочного отсчета
Рис. 8.8. Номограмма
для определения по-
грешностей волномеров с
распределенными пара-
метрами
265

устранить герметизацией откаченного резонатора или наполнением
его сухим инертным газом. К негерметизированным волномерам
придаются номограммы погрешностей, вызываемых изменением
влажности и температуры воздуха (рис. 8.8).
Колебательный контур резонансного частотомера, с одной сто-
роны, связан с источником колебаний измеряемой частоты, с дру-
гой — с индикатором резонанса. Чтобы вносимые в колебательный
контур сопротивления не уменьшали его добротности и не увеличи-
вали погрешности измерения, эти связи должны быть минимальны-
ми. Конструкция колебательных контуров зависит от диапазона
частот, для которого они предназначены; на частотах от 50 кГц до
200 МГц используются контуры с сосредоточенными параметрами,
на более высоких частотах — контуры с распределенными пара-
метрами. Чувствительность резонансных частотомеров находится в
пределах от 0,1 до 5,0 мВт.
Резонансные частотомеры с сосредоточенными
параметрами
Резонансная частота колебательного контура с высокой доброт-
ностью составляет/= \12ъ}/~1С, следовательно, в частотомерах
г
удобно применять сменные катушки индуктивности и конденсато-
ры переменной емкости (рис. 8.9). Это позволяет перекрыть зна-
чительный диапазон частот при сравнительно узких поддиапазонах
и уменьшить погрешность измерения. Конденсатор переменной ем-
кости градуируется отдельно для каждой катушки. Механизм по-
ворота его ротора сделан с большим замедлением; шкала разде-
лена на большое число делений — до 2500.
Частотомер связывается с измеряе-
мым объектом индуктивно. Связь уста-
навливается такой, чтобы стрелка ин-
дикатора при резонансе находилась
на второй половине шкалы. Связь регу-
лируется изменением расстояния меж-
ду источником и частотомером и взаим-
ным их расположеннием. В качестве
индикатора обычно используется элек-
Рис. 8.9. Схема разонанс- тронный или детекторный вольтметр,
ного частотомера с со- v g, „ r r'
средегоченными пара- слаб° связанный с контуром частото-
метрами мера через емкостный делитель.
Резонансные частотомеры с распределенными
параметрами
В зависимости от диапазона измеряемых частот колебательный
контур частотомера выполняется либо в виде отрезка коаксиальной
линии, либо в виде объемного резонатора. Коаксиальная линия на-
страивается в резонанс изменением длины ее внутреннего провод-
266

ника, объемный резонатор — изменением его объема. Точные меха-
низмы настройки градуируются в безразмерных делениях с боль-
шим числом отсчетных точек. Для определения измеряемой частоты
или длины волны прилагаются градуировочные таблицы. Некото-
рые частотомеры градуируются непосредственно в единицах ча-
стоты.
По способу включения в измеряемую цепь частотомеры с рас-
пределенными постоянными делятся на проходные и поглощающие
(реактивные). Колебательная цепь проходного частотомера имеет
два элемента связи — входной / и выходной 2. Момент настройки в
резонанс определяется по максимальному показанию индикатора
(рис. 8.10а); если контур не настроен, показания отсутствуют.
Рис. 8.10. Способы включения частотомеров:
а) проходного, б) реактивного
Поглощающий (реактивный) частотомер имеет только один
вход, а индикатор включен в линию передачи энергии. Пока контур
частотомера не настроен в резонанс, индикатор дает максимальные
показания; при настройке контур поглощает часть энергии и пока-
зания индикатора уменьшаются (рис. 8.106). Такой вариант вклю-
чения частотомера предпочтительнее, так как он позволяет следить
за работой измеряемой установки.
Частотомеры с распределенными параметрами связывают с ис-
точниками колебаний через штыревую или рупорную антенны ли-
бо через элементы связи в виде петель, зондов, щелей и отверстий.
Для уменьшения значения связей на входе и выходе частотомера
267

часто включаются аттенюаторы; вносимое ими ослабление обычно
составляет 10 дБ. Удобно для связи применять также направленные
ответвители.
Индикатор частотомера состоит из кристаллического {германие-
вого или кремниевого) детектора и магнитоэлектрического микро-
амперметра. Связь индикатора с колебательным контуром осущест*
вляется в большинстве случаев через петлю связи; иногда детектор
непосредственно располагается в электромагнитном поле. Если ча-
стотомер предназначен для измерения частоты при импульсной мо-
дуляции, в нем применяется индикатор, состоящий из удлиняюще-
го импульсы интегрирующего каскада, усилителя низкой частоты
и детекторного вольтметра. Часто используются внешние индика-
торы — осциллографы или электронные вольтметры, которые
включаются в соответствующее гнездо на панели частотомера.
Используются следующие схемы резонансных частотомеров с
распределенными параметрами. *
Пол у в о л новый резонансный частотомер. Коле-
бательный контур такого частотомера выполнен в виде закорочен-
ного отрезка коаксиальной линии, длина которого регулируется пе-
ремещением поршня П (рис. 8.11а). Резонанс наступает каждый
1раз, когда длина линии приблизительно равна половине длины вол-
ны измеряемого колебания: 1~пХ/2.
*> и-
Рис. 8.11 Схемы частотомеров:
а) полуволново.го, б) четвертьволнового
в) четвертьволнового с температурной
компенсацией, г) с нагруженной линией
г)
-в
www/a
Если микрометрический механизм перемещения поршня градуи-
рован в единицах длины /, то, настраивая частотомер последова-
т

тельно дважды на максимум показаний индикатора, молено опреде-
лить длину волны: А = 2 (/2 = ^1), где /2 и 1\ — отсчеты положения
поршня в единицах длины при резонансах. Для увеличения точно-
сти измерений механизм перемещения поршня снабжается микро-
метрической градуировкой.
Полуволновые резонансные частотомеры применяются в основ-
ном в диапазоне частот 2500—10 ООО МГц, так как при более низких
частотах размеры коаксиальной линии становятся слишком боль-
шими, а при более высоких частотах — слишком малыми; и то и
другое неудобно как при изготовлении, так и в эксплуатации. Доб-
ротность резонансных частотомеров составляет 1000—2000 единиц,
что в сочетании с хорошим микрометрическим отсчетным устройст-
вом обеспечивает погрешность измерений от 0,05 до 0,5%. Полу-
волновые частотомеры не получили широкого распространения
из-за трудности осуществления надежного контакта шершня с вну-
тренней поверхностью наружного проводника коаксиальной линии
по всей ее длине.
Четвертьволновый резонансный частотомер.
Колебательный контур этого частотомера выполнен в виде разомк-
нутого отрезка коаксиальной линии (рис. 8.116). Настройка контура
осуществляется изменением длины / внутреннего проводника коак-
сиальной линии; резонанс наступает при длине /, равной нечетному
числу четвертей длин волн измеряемого колебания: Ы (2 п+1)Я/4,
где п — целое число. Измерением длины внутреннего проводника
при двух соседних резонансах можно найти половину длины волны:
h—h = Я/2. Четвертьволновые частотомеры применяются на часто-
тах от 600 до 10 000 МГц. Погрешность измерений находится в пре-
делах 10-4-5. Ю-4, т. е. (0,05-5-0,1) %.
К четвертьволновым относятся частотомеры на одну частоту с
температурной компенсацией (рис. 8. И б), погрешность которых не
превышает 10~4. Внутренний стержень 1, изготовленный из инвара,
закреплен на упругой диафрагме 2. Внешняя труба 3 — медная.
Отрезок стержня, длина которого 1\ близка к четверти длины вол-
ны, перемещается при температурных изменениях длины внешней
трубы; при этом резонансная частота благодаря диафрагме и ком-
пенсационным участкам /2 и /3 остается постоянной. Связь с вол-
новодом 4 осуществляется через отверстие 5. Волновод и резонатор
герметизированы и заполнены азотом.
Резонансный частотомер с нагруженной ли-
нией. Полуволновые и четвертьволновые резонансные частотоме-
ры имеют малое перекрытие — около 1,3—1,5, поэтому применяют-
ся только в той узкой полосе частот, для которой они предназначе-
ны. Для расширения диапазона измеряемых частот разомкнутая
коаксиальная линия нагружается на емкость, образуемую торцами
внутреннего и наружного проводников (рис. 8.1 Гг). При настройке
такого колебательного контура одновременно изменяются и длина
линии /, и емкость С, вследствие чего перекрытие возрастает до 3 и
даже 4. Двумя резонансными частотомерами с нагруженной лини-
ей перекрывается диапазон частот от 150 до 1500 МГц. Измеряемая
269

частота определяется при помощи градуировочных таблиц или гра-
фиков по отсчету на шкале микроверньерного механизма.
Резонансные частотомеры с объемными резо-
натора ми. Объемные электромагнитные резонаторы представ-
ляют собой замкнутые полости, ограниченные металлическими
стенками. В полости образуются стоячие волны электромагнитного
поля, длина которых определяется типом возбуждаемой волны и
геометрическими размерами полости. Для настройки объемного ре-
зонатора его объем изменяется перемещением поршня либо введе-
нием в полость металлического стержня. Объемный резонатор
предварительно градуируется при помощи измерительного генера-
тора соответствующего диапазона частот. Из-за удобства механи-
ческой обработки наибольшее распространение получили объемные
резонаторы цилиндрической формы (рис. 8.12).
в)
Рис 8.12. Схемы резонаторных частотомеров с основным колебанием:
а) типа #ш, б) типа #0п
В зависимости от способа введения в полость возбуждающего
электромагнитного поля в ней возникают колебания различных ти-
пов. При возбуждении полости через отверстие, расположенное в
центре торцевой стенки, возникают колебания типа Нш
(рис. 8.12а). В этом случае поршень должен обеспечивать хороший
электрический контакт, т. е. прохождение токов между цилиндри-
ческой и торцевой стенками. Собственная длина волны А,ш связана
с размерами / и d резонатора следующей зависимостью:
(1//)2+ 1,37(1/^)2 = (2/ХИ1)3. Если положить/=d, тоАш«1,ЗА
При возбуждении полости частотомера через отверстие в боко-
вой стенке цилиндра возникают колебания типа //0ц (рис. 8.126).
Конфигурация поля в полости характеризуется отсутствием токов
проводимости между торцевыми и цилиндрическими стен-
ками резонатора. Это позволяет применить простой бес-
контактный поршень для настройки. Колебания, возбуж-
дающиеся в нерабочем пространстве за поршнем, по-
глощаются материалом с потерями, нанесенным на зад-
нюю поверхность поршня. Зависимость собственной длины
волны от размеров резонатора определяется выражением
(l|/)2 + 5,94(l|d)2 = (2/Яоп)2. Если для этого случая также положить
/=■•</, то Л0ц«0,76Л
270

//
3
7
5
3
2 t 6 8 10 nijM
Рис. 8.13.
насгройки
резонаторов
Графики
объемных
На рис. 8.13 приведены графики настройки двух резонаторных
частотомеров одинакового диаметра (d=10 см), в которых возбуж-
даются колебания разных типов. Из графиков следует, что при по-
мощи резонатора с колебаниями типа Нш перекрывается значи-
тельный диапазон волн и его график настройки имеет линейный
участок. Резонатором с колебаниями типа
//он перекрывается значительно меньший
диапазон, что позволяет получить более точ-
ную настройку. В практике приходится
ограничивать пределы измерений, так как
возможно возникновение на краю диапазо-
на колебаний высших типов, нарушающих
однозначность измерений.
Высокая точность измерений при помощи
резонаторных частотомеров объясняется
их высокой добротностью, которая дости-
гается соответствующей обработкой внут-
ренней поверхности объемного резонатора.
Она полируется до получения зеркальной
поверхности и покрывается серебром или зо-
лотом. Такая обработка позволяет повысить добротность цилиндри-
ческих объемных резонаторов до 10 000—30 000. Особенно высокая
точность получается при изготовлении резонатора на одну частоту.
В этом случае погрешность не превышает 10~4. *
Недостатком частотомеров с объемными резонаторами является
малое перекрытие, что приводит к необходимости иметь большое
число частотомеров для измерения в нужном диапазоне частот. Од-
нако простота конструкции, удобство в эксплуатации и сравнитель-
но высокая точность позволяют широко использовать эти частото-
меры на частотах от 2000 до 79 000 МГц.
Панорамные частотомеры. Для автоматизации изме-
рения частоты в диапазоне СВЧ применяют панорамные частотоме-
ры, позволяющие обнаруживать сигналы и измерять их частоты в
некотором заданном диапазоне частот. Простейшим панорамным
частотомером является механически перестраиваемый объемный
резонатор, скорости движения органа настройки которого и гори-
зонтальной развертки синхронизированы. Когда собственные часто-
ты перестраиваемого резонатора совпадают с частотой сигнала, на
экране электроннолучевой трубки появляются вертикальные вспле-
ски. Электроннолучевая трубка с послесвечением позволяет наблю-
дать наличие сигналов, а вводимые от калибровочного генератора в
канал У частотные метки — измерять их частоту. Однако механи-
ческие резонансные частотомеры в практике измерений не получили
распространения в силу медленной перестройки, неоднозначности
результата измерения, малой чувствительности и недостаточной на-
дежности.
Указанные недостатки устранены в панорамном резонансном
частотомере, работающем на ферритовом фильтре, перестройка ко-
торого осуществляется электрическим путем. Ферритовый фильтр
271

представляет собой конструкцию из двух скрещенных и электриче-
ски связанных через общее отверстие волноводов. В центре отвер-
стия помешен ферритовый элемент в виде сферы, изготовленной из
монокристалла железоиттриевого граната (рис. 8.14а). При подаче
Рис. 8.14. Панорамный частотомер на ферритовом фильт-
ре:
а) конструкция фильтра;
/ — вход СВЧ; 2 — железоиттриевый гранат, 3 — магнитное поле,
4 — выход СВЧ;
б) структурная схема
на ферритовую сферу СВЧ мощности с частотой / и внешнего маг-
нитного поля напряженностью Я из одного волновода в другой пе-
редается энергия при условии выполнения равенства /=3,5-104 Я,
где / — в герцах, а Я — в амперах на метр. Для перекрытия неко-
торого диапазона частот от /мин до fMaKc напряженность магнитного
поля должна изменяться от Ншт до Ямакс. Это осуществляется при
помощи электромагнита, обмотка которого питается постоянным и
пилообразным токами. Постоянный ток создает среднюю напря-
женность поля Яср= (ЯМакс + ЯМИц)/2, а пилообразный — перемен-
ное поле, изменяющееся в пределах ± (Ямакс—Ямин)/2. Упрощен-
ная структурная схема частотомера 42-55 представлена на
рис. 8.146. Диапазон измеряемых частот составляет 5,64—8,24 ГГц.
Легко подсчитать, что для его перекрытия напряженность магнит-
ного поля должна меняться относительно ЯСр=198«103 А/м от
Ямин =158- Ю3 А/м до ЯМакс = 238-103 А/м, т. е. на ±40-103 А/м.
Ферритовая сфера имеет узкую резонансную характеристику,
что обеспечивает хорошую разрешающую способность. Для воз-
можности наблюдения и измерения многих сигналов одновременно
применена строчно-кадровая развертка шкалы частот с амплитуд-
ной или яркостной отметкой на экране трубки с послесвечением.
Развертка по горизонтали осуществляется от задающего генерато-
ра 200 Гц, а по вертикали — через делитель частоты в шесть раз.
Чувствительность панорамного частотомера равна 5 мкВт, разре-
шающая способность — 8 МГц, погрешность измерения — 0,5%. ,
272

8.4. МЕТОД ДИСКРЕТНОГО СЧЕТА
Переменное напряжение частоты fx легко преобразовать в ко-
роткие импульсы напряжения, частота следования которых оста-
ется равной /*. Если сосчитать число импульсов N за известный ин-
тервал времени Г0, то легко определить искомую частоту:
fx = N/T0. (8.3)
Очевидно, что результат измерения представляет собой среднее
значение частоты за интервал времени измерения Г0.
В частности, если Г0=1 с, то измеренное число импульсов N
равно неизвестной частоте Эта идея является основой метода из«
мерения частоты дискретным счетом. Приборы, созданные на осно-
ве этого метода, называются электронно-счетными частотомерами.
Результаты измерений у электронно-счетных приборов появляются
на передней панели в виде светящихся цифр. Поэтому такие прибо-
ры иногда называются частотомерами с цифровым отсчетом, или
просто цифровыми частотомерами.
Упрощенная структурная схема электронно-счетного частотоме-
ра показана на рис. 8.15а. Входное устройство состоит из делителя
напряжения и широкополосного усилителя или усилителя постоян-
ного тока, с помощью которых уменьшается или увеличивается
Входное
трмируш-
Делишь
частоты
шй 1 Сброс
■Выходы стшьных частот
-2.
т
1 ныа '
счетчик
памяти
Опорный
генеро/пор
Умножи-
тель
частоты
Селектор
ШЮходное
°\устроШо\
Формирую]
шее [
устроиащ
Дешифра-
тор
Цепи
упрадлтя
сдрос
Цифродой
Рис. 8.15. Структурные схемы электронно-счетного (цифрово-
го) частотомера:
а) для измерения частоты, б) для измерения периода
входное напряжение до значения, необходимого для нормальной
работы формирующего устройства. Формирующее устройство слу-
жит для преобразования непрерывного переменного напряжения в
импульсы определенных формы и высоты, которые поступают на се-
лектор и далее на электронный счетчик. Селектор предназначен для
пропускания импульсов на счетчик в течение известного интервала
273

времени. Время открытого состояния селектора и работы счетчика
определяется точно калиброванным импульсом, формирующимся в
цепи управления из напряжения внутреннего или внешнего опорно-
го генератора с кварцевой стабилизацией. Кварцевый резонатор и
часть деталей этого генератора заключаются в термостат, в кото-
ром поддерживается постоянная температура с точностью ±0,ГС.
Постоянство температуры и схема генератора с электронной связью
обеспечивают нестабильность частоты до ±5-10~9. Частота обычно
выбирается равной 1 или 5 МГц, и поэтому после опорного генера-
тора включаются делители частоты, на выходах которых образу-
ются частоты в 10п раз ниже частоты генератора. Длительность ка-
либрованных импульсов увеличивается во столько же раз. Практи-
чески время счета Т0 можно устанавливать равным 1, 10, 100 мс и 1
и 10 с. Кроме калиброванного импульса для образования времени
счета, цепь управления вырабатывает импульсы для автоматиче-
ского сброса показаний и установления времени индикации. При
ручном управлении длительность времени индикации не ограни-
чена.
Предусмотрены устройство памяти, предотвращающее мелька-
ние показаний, и дешифратор, преобразующий двоичный код в де-
сятичный.
При измерении низких частот число импульсов N мало и ошиб-
ка может составить десятки процентов. Поэтому вместо частоты из-
меряют период (рис. 8.156). Принцип измерения периода аналоги-
чен принципу измерения частоты с той лишь разницей, что селек-
тор открывается импульсом, формируемым из напряжения изме-
ряемого периода, а считаются импульсы, полученные из напряже-
ния опорного генератора. Если счетчик показывает число импуль-
сов N при частоте опорного генератора /оп, то измеряемый период
Тх равен:
Tx = N/f0U. (8.4)
При /оп=Ю6 Гц и N=107 Тх=10 с и /х = 0,1 Гц. Чем выше часто-
та генератора с кварцевой стабилизацией, тем точнее измеряется
период, поэтому после опорного генератора включаются умножите-
ли частоты, на выходах которых образуются частоты в 10п раз вы-
ше частоты генератора (п = 1, 2, 3). Структурные схемы отли-
чаются только местами включения входного устройства и опорного
генератора. Это позволяет при соответствующих переключениях
измерять одним прибором как частоту, так и период.
Цифровые частотомеры характеризуются пределом измеряемых
частот, погрешностью измерения, разрешающей способностью, бы-
стродействием, чувствительностью, режимом работы, параметра-
ми сигналов, выдаваемых для обработки или документального фик-
сирования результатов измерения, надежностью.
Рассмотрим погрешность измерения частоты. Эта погрешность
определяется нестабильностью частоты опорного генератора A/on
и погрешностью дискретизации. Последняя возникает вследствие
случайных временных соотношений между измеряемым сигналом и
274

напряжением опорного сигнала и приводит к возможной потере од-
ного импульса (периода) сигнала, частота которого измеряется.
Относительная погрешность дискретизации равна 1/N.
Таким образом, относительная погрешность измеряемой частоты
К = Д /,/ fx = А /оп//оп ± 1 /Л/ = 80П ± 1 //, Г0. (8.5)
Погрешность измерения определяется в основном вторым сла-
гаемым и уменьшается с увеличением измеряемой частоты (числа
импульсов N) и интервала времени измерения Тои.
Погрешность измерения периода также определяется нестабиль-
ностью частоты опорного генератора, возможной потерей одного
счетного импульса опорного генератора и, кроме того, отношением
амплитуды шума (помехи) Um к амплитуде сигнала Um, период ко-
торого измеряется. Происхождение последней составляющей по-
грешности можно пояснить при помощи рис. 8.16. Формирующее
устройство в отсутствие помехи (шума) вырабатывает имцульс, оп-
ределяющий время счета, точно равное длительности измеряемого
периода Тх. При наличии шума момент перехода через нуль может
принимать значения от ТХ + 2ЫХ до Тх—2АТХ. Относительная по-
грешность составляет 2А Ту Тх =2Дср/2тс ^ Um\KUm. Таким образом,
суммарная погрешность измерения периода 8П = 80П ± IjN ±
± иш\ъ Um или с учетом ф-лы (8.4)
*п = &оп ± 1 //on Тх ± иш\ъ Um = Son ± Л//оп ± Цп/* Um. (8.6)
Из ф-лы (8.6) следует, что погрешность измерения периода зна-
чительно превышает погрешность измерения частоты; погрешность
тем больше, чем больше частота (меньше период) измеряемого сиг-
нала; составляющая погрешности, обусловленная наличием шума
на входе электронно-счетного частото-
мера, может играть определяющую
роль. Действительно, при отношении
Um/Um= Ю-2, т. е. — 40 дБ, третье
слагаемое будет приблизительно равно
0,3%, что может намного превысить
сумму первых двух слагаемых. При
измерении п периодов погрешность
уменьшается в п раз, но время измере-
ния возрастает во столько же раз. При
измерении импульсных сигналов по-
грешность от шумов не зависит вслед-
ствие большой крутизны фронтов
импульсов.
Измерение временных интервалов методом дискретного счета
(рис. 8.17) принципиально не отличается от измерения периода.
В течение измеряемого интервала селектор открыт и пропускает на
электронный счетчик импульсы, сформированные из напряжения
опорного генератора. Измеренный интервал Tx = NTon=N/fOIly где
Топ и /оп — период и частота сигнала опорного генератора с учетом
число прошедших на счетчик импульсов.
Рис. 8.16. К определению
погрешности электронно-
счетного частотомера при
наличии шумов
умножения частоты, N
275

Селектор должен открываться под воздействием внешних сиг-
налов, определяющих начало и конец измеряемого временного ин-
тервала. Эти сигналы могут иметь различные формы, полярность и
Пуск
Стоп
1-й форми-
рователь
Тх
2~й форми-
рователь
устройство
Селектор
ft
Эдетр(шшц\
счетчик
№0Ш
штор
Рис. 8.17. Структурная схема электронно-счетного частотомера при из-
мерении длительности интервала времени
значения. Поэтому для приведения их к виду и уровню, необходи-
мым для управления селектором, предусмотрены два формирую-
щих устройства.
Кроме частоты, длительности периодов и временных интервалов,
с помощью электронно-счетных частотомеров можно измерять дли-
тельность импульсов, отношение двух частот и просто считать число
импульсов за любой интервал времени, в течение которого открыт
селектор. Кроме того, электронно-счетный частотомер является ис-
точником серии стабильных частот, получаемых от опорного генера-
тора, умножителей и делителей частоты.
Промышленностью выпускается более двадцати типов электрон-
но-счетных частотомеров с пределами измерений от 10 Гц до
120 МГц и измерителей временных интервалов с пределами от 10~6
до 1 с. Применяя переносчики частоты, можно увеличить пределы
измерений в несколько раз.

9.
9.1- ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В технике связи, радио- и телевизионного вещания применяются
различные виды модуляции: амплитудная, частотная, фазовая, од-
нополосная, импульсная и более сложные, например кодово-им-
пульсная модуляция. Значение модулирующих частот зависит от
характера связи или вещания: например, при радиотелефонной
связи — (300—3400) Гц; при звуковом радиовещании первого клас-
са качества — (40—10*000) Гц; при телевизионном вещании —
(2-f-6,5-106) Гц и т. д.
Колебания, модулированные по амплитуде, характеризуются
коэффициентом модуляции М, а модулируемые по частоте — ин-
дексом частотной модуляции /П/. Все модулированные колебания
характеризуются глубиной модуляции, равной отношению данного
коэффициента или индекса модуляции к максимально возможному,
принимаемому за 100-процентную модуляцию. При импульсной мо-
дуляции необходимо измерять параметры импульсов и их последо-
вательностей.
9.2. ИЗМЕРЕНИЯ ПРИ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Основные соотношения
Колебание, модулированное одним синусоидальным тоном, мож-
но записать в следующем виде:
где Um — амплитуда немодулированного высокочастотного колеба-
ния; со = 2я/; / — несущая частота; й = 2я/г, F — модулирующая ча-
стота; М — коэффициент модуляции.
Коэффициент модуляции М высокочастотного колебания чис-
ленно равен отношению изменения его амплитуды AUm к значению
Um при отсутствии модуляции:
Выражается этот коэффициент в процентах. Максимальное из-
менение амплитуды не должно быть выше ее значения, и поэтому
максимальный коэффициент модуляции М=1. В отсутствие моду-
ляции М = 0. При амплитудной модуляции коэффициент модуляции
и глубина модуляции совпадают как по смыслу, так и по значению.
u = Um(\ + М cos 2 /) cos со U
м = ьит\ит.
(9.2)
277
Измерение параметров
модулированных колебаний

На рис. 9.1а показан график модулированного колебания, соот-
ветствующий выражению (9.1); из графика следует, что коэффи*
циент модуляции
4 4 в)
Рис. 9.1. Амплитудномодулированные колебания:
а) при симметричной модуляции, б) при несимметричной модуляции,
в) после детектирования
М = (f/макс - ^мин)/^макс + ^мин- ДЗ)
Формулы (9.2) и (9.3) справедливы только в том случае, если мо-
дуляция симметрична, в противном случае выражение (9.3) дает
некоторое среднее значение глубины модуляции. Для определения
асимметрии (рис. 9.16) коэффициент модуляции измеряется отдель-
но «вверх»
MBB==A£/BB/U* (9.4 а)
И «ВНИЗ» !
MBH = bUjUm. (4.4 6)
Действующее значение модулированного колебания [ф-ла (9.1)]
равно 4 ■
U=U,nVl+M42lVT'. (9.5)
Следовательно, измеряя квадратичным вольтметром напряжение
высокочастотного немодулированного Um и модулированного U ко-
лебаний, можно вычислить М:
М = VT V(UlUmf- 1. (9.6)
Подкоренное выражение в ф-ле (9.5) при изменении коэффи-
циента модуляции от 0 до 100% изменяется всего от 1 до 1,5, а от-
носительное изменение показания прибора — от 1 до 1,225, поэто-
му точность измерения таким способом невелика, особенно при ма-
лых М. Коэффициент амплитудной модуляции определяется двумя
методами: осциллографическим и методом выпрямления.
Осциллографический метод
Для определения коэффициента модуляции осциллографиче-
ским методом можно пользоваться тремя способами развертки: ли-
нейной, синусоидальной и эллиптической. При линейной развертке
в канал вертикального отклонения подается высокочастотное моду-
лированное колебание, а частота развертки устанавливается в
278

2—3 раза ниже модулирующей частоты. На экране появляется ос-
циллограмма модулированного колебания (рис. 9.1а) в виде и =
=/(/). Измерив при помощи масштабной сетки максимальное от-
клонение луча Л = 2/7маКс и минимальное £=2[7MHH согласно
ф-ле (9.3), получим
М=(А—Б)1(А + Б). (9.7)
Для получения неподвижной осциллограммы генератор развертки
синхронизируется модулирующим напряжением.
В канал вертикального отклонения можно подать детектирован-
ное модулированное колебание, т. е. напряжение его огибающей.
Если осциллограф предназначен для наблюдения постоянного тока,
то на его экране появится осциллограмма (рис. 9.1в), по которой
определяется коэффициент модуляции. Размеры А и Б измеряются
относительно линии развертки.
Для определения коэффициента модуляции при синусоидальной
развертке в канал вертикального отклонения подается модулиро-
ванное высокочастотное колебание, а в канал горизонтального от-
клонения — модулирующее напряжение. Верхняя огибающая мо-
дулированного колебания, вызывающая отклонение луча в верти-
кальном направлении, определяется выражением y = Um(l +
+ М cos 2^). Отклонение в горизонтальном направлении получает-
ся в результате воздействия модулирующего напряжения х =
= Um cosQf. Исключая cos Ш, получаем y=Um+Mxt т. е. верх-
ний и нижний края изображения ограничены прямыми линиями,
наклон которых зависит от значения М. На экране осциллографа
появляется осциллограмма в виде светящейся плоскости трапе-
цеидальной формы (рис. 9.2а). Прямые, ограничивающие плоскость,
о)
в
Рис. 9.2. Осциллограммы модулированных колебаний:
я), б), в) при синусоидальной развертке, г) при эллиптической развертке
являются фигурами Лиссажу, получающимися за счет взаимодей-
ствия огибающих модулированного колебания с модулирующим
напряжением при отсутствии фазового сдвига между ними. Разме-
ры Л и Б соответствуют максимальному и минимальному значе-
ниям модулированного напряжения, поэтому коэффициент модуля-
ции вычисляется по ф-ле (9.7). Если источник модулирующего на-
пряжения недоступен, то на вход горизонтального отклонения ос-
циллографа подается продетектированное модулированное коле-
бание.
279

Напряжения предпочтительно подавать непосредственно на от-
клоняющие пластины, так как усилители осциллографа могут со-
здать фазовый сдвиг и осциллограмма примет другой вид
(рис. 9.26). Здесь вместо прямых, ограничивающих фигуру, появи-
лись эллипсы. Такая осциллограмма может свидетельствовать и о
том, что в исследуемом устройстве между огибающими модулиро-
ванного колебания и модулирующим напряжением возникает фа-
зовый сдвиг. Коэффициент модуляции вычисляется так же, как и
раньше, только размеры А и Б определяются по касательным к ме-
стам максимального и минимального отклонений луча. О наличии
нелинейных искажений в одном из колебаний или о возникновении
их в процессе детектирования модулированного колебания свиде-
тельствует осциллограмма, изображенная на рис. 9.2в. Значения
этих искажений по осциллограмме определить невозможно.
По виду фигуры, получающейся на экране осциллографа при
отсутствии искажений и фазового сдвига, способ синусоидальной
развертки часто называют способом трапеции.
При определении коэффициента модуляции способом эллиптиче-
ской развертки модулированное колебание через фазорасщепляю-
щую цепь (см. рис. 6.23) подается на оба входа осциллографа при
выключенном генераторе развертки. На экране появляется светя-
щаяся эллипсоидальная фигура, внутренние и внешние размеры ко-
торой зависят от глубины амплитудной модуляции измеряемого
колебания. Коэффициент модуляции вычисляется также по ф-ле
(9.7), а размеры А и Б измеряются так, как показано на рис. 9.2г.
Эллипс, обозначенный пунктирной линией, получается при отсутст-
вии модуляции.
Осциллографический метод прост, нагляден и удобен. Приме-
няется он при исследованиях и испытаниях модулируемых генера-
торов или передатчиков, когда модуляция осуществляется одним
синусоидальным напряжением в заданном диапазоне звуковых ча-
стот. Несущие частоты ограничиваются полосой пропускания уси-
лителей применяемого осциллографа, поэтому напряжение лучше
подавать непосредственно на отклоняющие пластины электронно-
лучевой трубки.
Соединение источника модулированных колебаний с входом ос-
циллографа должно быть выполнено очень тщательно. На несущих
частотах ниже 10 МГц согласование не влияет на качество осцил-
лограммы. На высоких частотах длина соединительной линии долж-
на быть намного меньше четверти длины волны. При большей длине
соединительной линии ее волновое сопротивление должно быть, по
крайней мере, в 10 раз меньше реактивного сопротивления входной
емкости осциллографа.
Осциллографическим методом можно измерять коэффициент
модуляции от 0 до 100%, а также наблюдать перемодуляцию. Точ-
ность метода невелика; она зависит от качества фокусировки и тща-
тельности измерений размеров А и Б. Погрешность достигает
8—10%. При модулирующих сигналах, соответствующих речи или
музыке, удобно наблюдать модулированные колебания при линей-
280

ной развертке, т. е. в функции времени, но выполнять измерения
при этом невозможно из-за случайной природы таких сигналов.
Рис. 9.3. Осциллограмма детекти-
рованного телевизионного сигна-
ла:
J — уровень черного, 2 уровень бе-
лого, 3 — импульсы синхронизации
строк, 4 — импульсы синхронизации
кадров
Осциллографический метод используется для визуальной инди*
кации модуляции телевизионных сигналов (рис. 9.3); по осцилло-
грамме удобно контролировать стандартизированные уровни «бело-
го», «черного», синхронизирующих и гасящих импульсов.
Метод выпрямления
Метод выпрямления применяется для измерения коэффициента
модуляции в процессе эксплуатации. Сущность метода заключает-
ся в том, что высокочастотное модулированное колебание сначала
детектируется, а затем измеряются его постоянная и переменная
составляющие. Приборы, основанные на этом методе, называются
измерителями модуляции. Их индикаторы обычно градуируются в
процентах коэффициента модуляции М, т. е. они являются прямо-
показывающими приборами. В зависимости от применяемых ин-
дикаторов метод выпрямления осуществляется несколькими спосо-
бами. Наиболее распространенными являются способы квадратич-
ного вольтметра и пикового вольтметра.
Способ квадратичного вольтметра реализуется с помощью схемы
^рис. 9.4а), в которую входит высокочастотный диодный детектор,
•Л1
Линейный
щШапент
антенны
Рис. 9.4. Схемы измерения модуляции методом выпрямления:
а) с помощью вольтметра действующего значения, б) с помощью пи-
кового вольтметра
нагруженный после фильтра на два прибора. В результате линейно-
го детектирования на нагрузке в точке А создается пульсирующее
напряжение низкой частоты, совпадающее по форме с огибающей
модулированного колебания; постоянная составляющая £/= соот-
281

ветствует напряжению несущей частоты. Значение U= измеряется
магнитоэлектрическим вольтметром, защищенным дросселем от пе-
ременной составляющей. Переменное напряжение низкой частоты
измеряется квадратичным вольтметром, показания которого соот-
ветствуют действующему значению напряжения низкой частоты
/7=0,707MUm. Отсюда коэффициент модуляции равен
Более удобно привести показания обоих вольтметров к одина-
ковому значению при 100-процентной модуляции, так как, устано-
вив показания вольтметра постоянного тока на некоторую постоян-
ную «условную единицу», шкалу квадратического вольтметра мож-
но градуировать в «М%». Из ф-лы (9.8) следует, что для этого до-
статочно включить перед квадратичным вольтметром трансформа-
тор или автотрансформатор с коэффициентом трансформации 1,41.
Если в схеме (рис. 9.4а) квадратичный вольтметр заменить
диодным пиковым вольтметром с закрытым входом, показания ко-
торого пропорциональны амплитуде положительного Д£/Вв или от-
рицательного Л/7ВН полупериода напряжения низкой частоты, то по
ф-лам (9.4) легко определяются коэффициенты модуляции «вверх»
и «вниз». Так как напряжение U= устанавливается всегда на «1»,
то шкала пикового вольтметра может градуироваться непосредст-
венно в «М%». Измерители модуляции, работающие по способу пи-
кового вольтметра, широко применяются на практике. Структурная
схема одного из них приведена на рис. 9.4а.
Промышленностью выпускается несколько типов измерителей
амплитудной модуляции, перекрывающих диапазон несущих частот
от 80 кГц до 1500 МГц и модулирующих частот от 50 Гц до 500 кГц.
Погрешность измерений составляет ± (2—3) %.
9.3. ИЗМЕРЕНИЯ ПРИ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Основные соотношения
Системы с частотной модуляцией обладают высокой помехоус-
тойчивостью, поэтому их применяют для высококачественного ра-
диовещания на ультракоротких волнах, для передачи сигналов зву-
кового сопровождения телевидения, в радиорелейных и спутнико-
вых линиях связи, а также для передачи телеграфных и фототеле-
графных сигналов.
Если модуляция производится одним синусоидальным тоном, то
выражение для частотномодулированного колебания имеет вид
где Um — амплитуда высокочастотного колебания; соо = 2л/о; /о —•
высокая (несущая) частота до модуляции; Q = 2nF\ F — частота
модулирующего напряжения; т/ — индекс частотной модуляции,
определяемый из выражения
M = l,41 U/U=.
(9.8)
u = Um cos (о>01 + mfs\n Q t),
(9.9)
m, = Ao)/2 = A f\F,
(9.10)
282

где А/ — отклонение высокой частоты при модуляции (девиация
частоты).
Мгновенное значение частоты частотномодулированного сита-
ла f=fo±Af. rnm: • trirrv:
Девиация частоты при модуляции пропорциональна только амп-
литуде модулирующего напряжения и не зависит от его частоты:
Af=aUr (9.11)
На рис 9.5 приведен график частотномодулированного колеба-
ния, соответствующий выражению (9.9). Частота модулирующего
колебания определяет скорость изменения мгновенного значения
девиации А/ = А/макс cos Qt (А/макс— максимальная девиация).
В практике радиоизмерений, особенно
в условиях эксплуатации, определяется
девиация частоты А/; индекс частотной
модуляции при модуляции одной часто-
той определяется по ф-ле (9.10). Для
точных измерений частотномодулирован-
ных колебаний при настройке передаю-
щих и калибровке измерительных уст-
ройств определяется индекс частотной рис 95 График частот.
модуляции rrif и по ф-ле (9.10) — де- смодулированного ко-
виация частоты А/. лебания
Измерение девиации частоты
Наиболее просто девиацию частоты измерять методом частотно-
го детектора. Сущность его состоит в том, что частотномодулиро-
ванные колебания преобразуются в амплитудномодулированные, а
затем детектируются амплитудным детектором, в результате чего
получается напряжение, пропорциональное напряжению модули-
рующей частоты. Это напряжение измеряется пиковым вольтмет-
ром, включенным на выходе амплитудного детектора. Как следует
из выражения (9.11), шкалу пикового вольтметра можно програ-
дуировать непосредственно в единицах отклонения частоты — кило-
герцах. Частотномодулированные колебания преобразуются в коле-
бания низкой частоты частотным детектором (рис. 9.6а), характе-
рно. 9.6. Частотный детектор:
а) схема, б) характеристика
283

ристика которого uF = ср (Д/) имеет вид S-образной кривой
(рис. 9.66). Детали частотного детектора, в особенности колеба-
тельные контуры, должны быть высококачественными, так как ма-
лейшее изменение их параметров во времени вызывает значитель-
ную погрешность измерений.
Структурная схема прибора для измерения девиации методом
частотного детектора приведена на рис. 9.7. Прибор представляет
Входной
аттенюа-
Смеситель
тор
Гетеродин
УПЧ
а
Калибратор
©-
УНЧ
Ограничи-
тель
щстотный
детектор
I
ФНЧ
Рис. 9.7. Структурная схема измерителя девиации частоты
собой, по существу, калиброванный высококачественный приемник
частотномодулированных колебаний с измерительными приборами
для непосредственного считывания показаний. Модулированный
сигнал преобразуется в промежуточную частоту, усиливается, огра-
ничивается и поступает на частотный детектор, выходное напряже-
ние которого пропорционально девиации частоты; результат детек-
тирования проходит через фильтр нижних частот, усиливается и из-
меряется пиковым вольтметром. Шкала последнего проградуирова-
на в единицах девиации — килогерцах. При помощи внутреннего
калибратора проверяются частотный детектор и вся измерительная
часть прибора. Погрешность измерения составляет ±(5—10)%.
Измерение индекса частотной модуляции
Выражение (9.9) для частотномодулированного колебания моле-
но представить в спектральной форме
оо
и = UmJ0(mf) cos <о0/ + Um2 Jn(rrij) J cos (u>0 + n9)t-\-
+ (- 1)" cos K — /iQ)0], (9.12)
где Jo(rrif) — функция Бесселя первого рода нулевого порядка от
аргумента, равного индексу частотной модуляции пц\ Jn(mf) —
то же, п-го порядка, где п — номер боковой частоты в частотно-
модулированном колебании.
884

Графики спектров частотномодулированных колебаний для неко-
торых индексов модуляции приведены на рис. 9.8, а зависимость
il.li.
I I I I 1 i « . > 1 L
fo
JLl
i_L
fo fo
0) г)
Ла-
Рис. 9.8. Примеры спект-
рального состава частот-
номодулированного ко-
лебания при модуляции
одним синусоидальным
тоном:
а) при тг = О, б) при
ftij = ОД в) при m'f ■=
= 2,4, г) при nif = 6,0
8,5311,73
функции Бесселя первого рода нулевого порядка от аргумента
mf — на рис. 9.9. Первое слагаемое ф-лы (9.12) представляет собой
колебание несущей частоты,
амплитуда которого меняется в
соответствии с изменением функ-
ции Бесселя нулевого порядка и
при равенстве индекса модуля-
ции irtf значениям корней бессе-
левой функции обращается в
нуль, исчезает из спектра колеба-
ний. Это происходит при т/ = 2,4;
5,52; 8,65; 11,79; 14,93; 18,07 и т.д.
На основе этого явления разрабо-
тан метод измерения индекса
частотной модуляции, названный методом исчезающей несущей.
Осуществить метод можно двумя способами: с постоянной моду-
лирующей частотой и с постоянной амплитудой напряжения моду-
лирующей частоты. Структурные схемы измерений (рис. 9.10)
одинаковы для обоих способов.
Рис. 9.9. График функции Бесселя
первого рода нулевого порядка
чм
Входные '
передатчик
цели
{генератор)
Генератор
низкой
частоты
Смеситель
УПЧ
AM
УПЧ
1-й
гетеродин]
2-й •
гетеродин
и
Рис. 9.10. Структурная схема измерения индекса частотной модуляции мето-
дом исчезающей несущей
285

Определение индекса частотной модуляции генератора (пере-
датчика) методом исчезающей несущей с постоянной модулирую-
щей частотой заключается в постепенном повышении модулирую-
щего напряжения на входе модулятора и определении на выходе
узкополосного приемника моментов исчезновения напряжения не-
сущей частоты.
Полоса пропускания УПЧ приемника должна быть меньше уд-
военной модулирующей частоты, иначе невозможно отделить пер-
вые боковые частоты. Измерение выполняют так: приемник на-
страивают на немодулированную несущую частоту передатчика
(рис. 9.8а) и на индикаторе устанавливают удобное значение отсче-
та. Если индикатором является телефон, то второй гетеродин на-
страивают на удобный для прослушивания тон (например, 1000 Гц).
Затем постепенно повышается напряжение UF модулирующей ча-
стоты при каком-то постоянном ее значении (например, 3 кГц), по-
казание индикатора (звук в телефоне) уменьшается и, наконец, при
некоторой величине UF^ исчезает. Напряжению UFi соответст-
вует первый корень бесселевой функции, равный 2,4 (см. рис. 9.9),
следовательно, т/ = Л//77 = 2,4 и девиация Lf^ — m^ /7=2,4 • 3 = 7'2
кГц.
Продолжая увеличивать напряжение модуляции, находят вто-
рое его значение, при котором снова исчезает показание индикато-
ра. Это происходит при напряжении Up> которому соответствует
второй корень бесселевой функции, равный 5,52. Отсюда mf2 = 5,52,
а девиация Л/г = 5,52-3 = 16,56 кГц. Результаты измерений
сводят в таблицу (табл. 9.1), по данным которой строят график
Таблица 9.1
Напряжение
модулирующей
частоты
Значения индекса модуляции
и девиации частоты при
f = const (3000 Гц)
Напряжение
модулирующей
частоты
Значения индекса модуля-
ции и девиации частоты
при f = const (3000 Гц)
т/
Д /, кГц
т j
[ Д /, кГц
иР,
0
0
иРш
14,93
44,79
uPt
2,4
7,2
uF,
18,07
54,21
Up,
5,52
16,56
Up,
21,21
63,63
Up,
8,65
25,95
Up[
24,35
73,05
"к
11,79
35,37
Uf,
27,49
82,47
(модуляционную характеристику), позволяющий определить все
промежуточные значения индекса mf и напряжения Uf, а также
границу линейного участка, за которым начинаются нелинейные
искажения (рис. 9.11).
Для получения меньшей девиации можно понизить модулирую-
щую частоту, но при этом ее удвоенное значение не должно быть
меньше полосы пропускания приемника. В противном случае на-
пряжения боковых частот будут попадать на индикатор и исчезно-
вение несущей определить не удастся.
286

Определение индекса my частот-
ной модуляции при постоянном
модулирующем напряжении UFi
а значит, и постоянной девиации
А/ заключается в постепенном по-
нижении модулирующей частоты
(от значения, приблизительно
равного половине установленной
для данной системы девиации
частоты) и фиксировании после-
довательного исчезновения несу-
щей при прохождении индекса т/
через значения корней бесселевой
функции при определенной часто-
те модуляции F. Например, пони-
жаем модулирующую частоту с
/7 = 25 кГц и несущая исчезает при
= 2,4-20 = 48 кГц. Понижая частоту F дальше, найдем
это произойдет при F2 = Л f\mh = 48,'5,52 ^ 8,7 кГц и т. д.
Первый способ является более наглядным, удобным и полезным,
поэтому им широко пользуются на практике. Точность его очень ве-
лика и тем выше, чем уже полоса пропускания приемника. Этот
способ с успехом применяется для первичной настройки передатчи-
ков, калибровки генераторов и в других случаях.
Рис 9.11.
теристика
Модуляционная харак-
20 кГц; mfi = 2,4
т, =
и А/ =»
= 5,52—
9.4. ИЗМЕРЕНИЯ ПРИ ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Общие сведения
Любой вид импульсной модуляции (рис. 9.12) образуется из
опорной последовательности импульсов со строго заданной часто-
той следования F. Модуляции подвергаются видеоимпульсы, кото-
рые затем получают высокоча-
стотное заполнение, преобра-
зуются в радиоимпульсы и пе-
редаются по кабельным, ра-
диорелейным или спутнико-
вым линиям связи. В месте
приема радиоимпульсы детек-
Рис. 9.12. Виды импульсной модуля-
ции:
я) опорная последовательность им-
пульсов, б) модулиэующее напряже-
ние, в) АИМ, в) ЧИМ, д) ВИМ
(ФИМ), е) ШИМ, он:) КИМ (ИКМ)
.11
ПППППП1 I я п п
!!l III
287

тируются и преобразуются в видеоимпульсы. Измерениям подвер-
гаются в основном только видеоимпульсы как на передающм, так
и на приемном концах линий связи.
В процессе прохождения импульсоз через различные радиотех-
нические цепи и устройства, а также во время распространения
радиоимпульсов между передающей и приемной антеннами форма
их изменяется (искажается) и в общем случае может иметь вид,
показанный на рис. 5.16а. Для определения качества и парамет-
ров импульсной модуляции любого вида нужно измерять высоту и
длительность импульса, длительность фронта и среза, снижение
вершины, положительные и отрицательные выбросы, а в особо от-
ветственных случаях — нелинейность фронта и неэкспоненциаль-
ность среза. В периодической последовательности импульсов опре*
деляется их частота или период следования (повторения), а также
скважность или коэффициент заполнения.
Измерение высоты, длительности и частоты повторения
импульсов
Импульсные напряжения, меньшие 100 В, преимущественно из-
меряют при помощи импульсных осциллографов, которые позво-
ляют определить по осциллограмме не только высоту, но и точную
форму импульса. При измерении импульсов тока их сначала пре-
вращают в импульсы напряжения. Для этого в цепь, по которой пе-
редаются импульсы тока, включают вспомогательный резистор, на
котором измеряют падение напряжения. Чтобы не нарушался ре-
жим цепи и не искажалась форма импульсов, сопротивление этого
резистора должно быть значительно меньше сопротивления цепи.
Погрешность измерения составляет 5—10% и зависит от линейно-
сти отклонения луча по вертикали и качества фокусировки.
Глубину амплитудной импульсной модуляции (рис. 9.12а) из-
меряют осциллографическим методом при помощи линейной раз-
вертки и вычисляют по ф-ле (9.7) применительно к рис. 9Лв.
Импульсы, используемые в технике связи и вещания, бывают
разной длительности, поэтому нужно уметь измерять интервалы
времени от единиц секунд до долей наносекунд. Измерения вы-
полняют в основном осциллографическим методом и методом диск-
ретного счета. Осциллографический метод осуществляется спосо-
бом калиброванных меток или способом сравнения с периодом,
длительность которого известна. При способе калиброванных ме-
ток длительность импульса или его фронта определяется по числу
меток на осциллограмме импульса, вырабатываемых калибратором
длительности осциллографа. Этот способ пригоден для импульсов
любой формы.
Способ сравнения с известным периодом Т применяют при фор-
ме импульсов, близкой к прямоугольной, и небольшой скважности,
когда на осциллограмме хорошо видны два соседних импульса
(рис. 9.13). В этом случае по масштабной сетке измеряют отрезки
Zi=t и 12 = Т\ полученные данные позволяют вычислить длитель-
268

Рис. 9.13. К опре-
делению длитель-
ности импульса
ность импульса по формуле т= {l\lh)T. Изме-
рение длительности импульсов методом дис-
кретного счета изложено в разделе измерений
временных интервалов.
Частота повторения импульсов обычно ко-
леблется от нескольких десятков герц до де-
сятков и сотен мегагерц. Наиболее простым,
точным и удобным методом ее измерения яв-
ляется метод дискретного счета. При отсутст-
вии электронно-счетного частотомера при-
меняют метод сравнения, который осуществляют при помощи ос-
циллографа. На вход канала вертикального отклонения подают на-
пряжение последовательности импульсов, частоту повторения кото-
рых следует измерить, а на вход канала горизонтального отклоне-
ния — напряжение от измерительного генератора соответствующей
частоты. При этом генератор развертки осциллографа должен быть
выключен. Частоту генератора плавно повышают со стороны са-
' мой низкой частоты до тех пор, пока на экране не возникает устой-
чивое изображение одного импульса. Частота генератора при этом
равна частоте повторения импульсов. Точность измерения опреде-
ляется точностью градуировки частотной шкалы используемого из-
мерительного генератора. Последовательность наносекундных им-
пульсов измеряется при помощи стробоскопического осциллографа.
ДО Здк. 1092
289

10.
290
Измерение напряженности
электромагнитного поля
и помех
10.1. ПОМЕХИ И ШУМЫ В КАНАЛАХ СВЯЗИ
Помехами называют напряжение (ток) постороннего происхож-
дения, появляющееся в каналах связи и ограничивающее дальность
передачи полезных сигналов. Помехи, частоты которых лежат в по-
лосе звуковых частот, создают слышимый в телефоне или громкого-
ворителе шум, снижающий качество связи или вещания. Такие по-
мехи называют шумами. Высокочастотные помехи, проходя через
аппаратуру канала связи, также могут проявляться в виде шумов.
Помехи в полосе видеочастот ухудшают изображение на экране
кинескопа телевизора.
В зависимости от источника возникновения и от характера их
воздействия помехи делятся на собственные помехи канала связи,
взаимные, создаваемые влиянием каналов связи друг на друга, и
внешние (наводки) от посторонних электромагнитных полей. Соб-
ственные помехи или шумы возникают от источников, находящихся
в данном канале связи. Они существуют независимо от передачи
информации по другим каналам связи и в основном определяются
следующими причинами: флуктуационными шумами; пульсацией
выпрямленного напряжения источников питания; контактными шу-
мами, вызываемыми недоброкачественными контактами в аппара-
туре и на линиях, кратковременными короткими замыканиями, тре-
сками, создаваемыми токами разряда конденсаторов, микрофонны-
ми шумами и акустическими, попадающими в микрофоны,.продук-
тами нелинейных искажений в аппаратуре тракта передачи.
Особое значение имеют флуктуационные помехи, вызываемые
случайными колебаниями (флуктуациями) некоторых физических
величин около их среднего значения. К ним относятся: тепловые
флуктуации в резисторах, дробовой эффект в электронных лампах,
флуктуации контактных разностей потенциалов и магнитных пара-
метров. Тепловые флуктуации в резисторах, обусловленные движе-
нием свободных электронов в веществе, создают переменное на-
пряжение, которое определяется формулой Найквиста (5.9). Спект-
ральная плотность флуктуационных помех постоянна во всем ис-
пользуемом в технике связи диапазоне частот. Это усложняет борь-
бу с их влиянием на работу каналов и аппаратуры связи, так как
эти помехи невозможно устранить без потери информационного
сигнала.
Взаимные помехи, возникающие при передаче информации по
соседним каналам, появляются в результате: недостаточного пере*

ходного затухания между данным каналом и плияющими каналами,
незначительного затухания фильтров, предназначенных для разде-
ления каналов или для подавления частот, различных повреждений
в аппаратуре влияющих каналов (выход из строя ламп, разбаланси-
роЕка преобразователя частоты, нарушение заземления и экрани-
рования аппаратуры, повреждение фильтров, появление асиммет-
рии в аппаратуре).
Внешние помехи делятся на промышленные, радиопомехи, атмо-
сферные и космические. Промышленные помехи создаются в ре-
зультате влияния электромагнитных полей различных электриче-
ских устройств: линий электропередач, электрооборудования про-
мышленных предприятий, медицинских установок, контактных се-
тей электрифицированного транспорта (трамвая, троллейбуса),
световой рекламы на газоразрядных лампах и т. д. Радиопомехи
возникают от излучения радиостанций различного назначения,
спектр которых по каким-либо причинам накладывается на спектр
полезных сигналов тракта связи. К атмосферным помехам отно-
сятся помехи, вызванные различными атмосферными явлениями:
магнитными бурями, северными сияниями, грозовыми разрядами
и т. д. К космическим помехам относятся электромагнитные поме-
хи, создаваемые излучением Солнца видимых и невидимых звезд,
туманностей в соответствующих диапазонах частот.
Чтобы шумы заметно не снижали качества передачи, их влия-
ние необходимо ограничивать. Значительного ослабления помех
всех видов можно добиться рациональным конструированием аппа-
ратуры.
Мешающее действие шумов в проводных каналах определяется
отношением напряжения шумов к напряжению полезного сигнала.
Это отношение оценивается разностью между уровнями полезного
сигнала и шумов, называемой защищенностью канала от шума.
Иногда измеряют напряжение шумов в точке тракта с известным
полезным уровнем и получают защищенность в данной точке.
В радиотехнике особое внимание уделяется флуктуационным
шумам, определяющим предельную чувствительность устройства —
радиоприемника или усилителя, поэтому последние характеризуют-
ся коэффициентом шума. Коэффициент шума показывает, как ухуд-
шается отношение сигнал/шум на выходе некоторого линейного че-
тырехполюсника при прохождении через него сигнала с некоторым
отношением сигнал/шум на входе.
Исследования показали, что при воспроизведении речи и музы-
ки необходимо иметь вполне определенные соотношения сиг-
нал/шум. Так, предел понимания речи составляет 10 дБ (1,15 Нп);
нормальный прием речевого сигнала обеспечивается при 20 дБ
(2,3 Нп). Хорошее воспроизведение радиовещания возможно при
40 дБ (4,6 Нп), а высококачественная передача музыки — при
60 дБ (6,9 Нп). В телефонных и вещательных каналах ме-
шающее действие шумов определяется наличием в их частот-
ном спектре составляющих, которые наиболее сильно воздей-
ствуют на слух человека.
10* 291

Известно, что не все частоты одинаково воспроизводятся теле-
фоном или громкоговорителем и воспринимаются ухом. Поэтому
при определении действия шумов на речевые и музыкальные сигна-
лы необходимо учитывать частотную зависимость чувствительно-
сти слуха и частотные характеристики телефона и громкоговорите-
ля. Доказано, что наибольшая чувствительность системы телефон-
ухо лежит в области 800 Гц, а громкоговоритель—ухо — в области
1000 Гц. Это положение легло в основу оценки шумов в каналах
связи и вещания, рекомендованной Международным консультатив-
ным комитетом телефонии и телеграфии (МККТТ).
10.2. ПСОФОМЕТРИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Помехи измеряются с учетом избирательности органов восприя-
тия (слуха и зрения) и неравномерности амплитудно-частотных ха-
рактеристик различных устройств каналов связи, вещания и теле-
видения. Для этого при измерении помех в области звуковых частот
в телефонных и вещательных каналах определяют не общее напря-
жение помех, а так называемое псофометрическое напряжение.
При измерении помех в телевизионных каналах используют частот-
ную характеристику чувствительности глаза, для чего применяют
взвешивающий фильтр нижних частот с характеристикой затуха-
ния, учитывающей воздействие на телевизионное изображение раз-
личных отношений сигнал/помеха на разных частотах спектра ви-
деосигнала.
Псофометрическим напряжением называется напряжение
помех, существующее на нагрузочном резисторе сопротивлением
600 Ом, согласованным с выходным сопротивлением питающей его
цепи, и измеряемое с учетом неодинакового воздействия напряже-
ний различных частот / на качество телефонной или вещательной
передачи. Неодинаковость воздействия учитывается весовым коэф-
фициентом Af отдельных составляющих напряжения относительно
весового коэффициента для частоты сравнения 800 Гц—Л8оо при
телефонной передаче и для частоты 1000 Гц—Ато — при вещатель-
ной передаче.
В соответствии с этим псофометрическое напряжение для веща-
тельной передачи
Часто рассматривается и псофометрическая ЭДС Е^ которая чис-
ленно равна удвоенному значению U^.
Весовые коэффициенты установлены многолетними исследова-
ниями и рекомендуются МККТТ на очередной период для всех
стран мира. Очевидно, что по мере усовершенствования средств
связи и уточнения результатов исследований весовые коэффициен-
ты менялись и будут меняться и впредь.
292

в настоящее время
(1976 г.) для телефон-
ных каналов дейст-
вуют рекомендации
1954 г., для вещатель-
ных каналов высшего
класса — 1968 г., пер-
вого класса — 1954 г.,
а каналы второго клас-
са оцениваются по той
же рекомендации, но в
суженном диапазоне
частот — от 60 до
6000 Гц.
Зависимость весовых
коэффициентов от ча-
стоты называется псо-
фометрической харак-
теристикой. На рис. 10.1
приведены псофомет-
рические характери-
стики для телефонной
и радиовещательной
передач.
20 к0
т тощг k о п гот
Рис. 10.1. Псофометрические характери-
стики:
/ — вещательного канала высшего класса, 2 —
вещательного канала первого класса, 3 — те-
лефонного канала
10.3. ПСОФОМЕТР
Псофометром называется электронный измерительный прибор
для измерения помех в каналах связи и вещания. Он представляет
собой электронный вольтметр (рис. 10.2) с избирательностью, опре-
Рис. 10.2. Структурная схема псофометра
деляемой псофометрическими характеристиками. Определяющими
узлами псофометра являются полосные фильтры: ПФ\ с телефонной
псофометрической характеристикой и ПФ2 с вещательной псофомет-
рической характеристикой. Для измерения общего напряжения мо-
293

мех бея учета весовых коэффициентов вместо фильтров включает-
ся эквивалентное звено ЭЗ, затухание которого равно затуханию
псофометрических фильтров на средних частотах. Входное устрой-
ство обеспечивает значительное входное сопротивление — 200 кОм
на средних частотах и не менее 6 кОм на краях диапазона. Преду-
смотрено низкоомное входное сопротивление 600 Ом, необходимое
для согласования входа псофометра с измеряемой цепью.
Детектор с квадратической характеристикой позволяет измерять
действующее значение всех частотных составляющих напряжения.
Стрелочный индикатор представляет собой магнитоэлектрический
микроамперметр, градуированный в пределах 0,05—100 мВ. На-
значение делителей напряжения и усилителей пояснений не тре-
бует.
Псофометры тщательно экранируются для защиты от внешних
влияний. Провода, соединяющие входные зажимы прибора с ме-
стом измерения, также должны быть экранированными.
В процессе эксплуатации телефонных каналов систематически
проверяют напряжение шумов путем их измерения в точке канала
с установленным относительным уровнем передачи 7дБ (0,8 Нп).
Схема измерения псофометрического напряжения шума в кана-
ле показана на рис. 10.3а. В том случае, когда сопротивление в ме-
а)
Канал
Отечная
связи
Оконечная
станцияА
станция б
—
Рис. 10.3. Схема из-
мерения псофометри-
ческого напряжения
шума в канале связи:
а) без согласующе-
го трансформатора,
б) с согласующим
трансформатором
сте измерения отличается от 600 Ом, псофометр следует включать
через согласующий трансформатор (рис. 10.36); псофометрическое
напряжение шума для сопротивления 600 Ом вычисляют по форму-
ле 1/ф =U V 600/1 р], где U — измеренное псофометром напряже-
ние на сопротивлении, не равном 600 Ом; |р| — модуль волнового
сопротивления измеряемого канала связи. Псофометрическое на-
пряжение шума, полученное в результате измерения, не должно
превосходить допустимое напряжение, установленное нормами
МККТТ для данного типа канала. Например, для 12-канальных си-
стем уплотнения воздушных линий уровень напряжения шумов в
конце переприемного участка длиной 2500 км не должен превы-
шать — 53 дБ (6,1 Нп), что соответствует £/ф = -175мВ; для си-
стем уплотнения кабельных магистралей уровень напряжения шу«
мов не должен превышать — 57 дБ (6,55 Нп), 1,09 мВ.
294

Допустимое напряжение шума устанавливается для точки кана-
ла с относительным уровнем полезного сигнала р{. Допустимое на-
пряжение шума для другой точки с относительным уровнем полез-
ного сигнала р2 можно определить по формуле
Для полного представления о шумах в канале связи надо еще
знать защищенность полезного сигнала от шума, частотный спектр
шума и внятность шума. Защищенность а канала связи от шумов
определяется как разность между уровнями сигналов рс и шумов
Рт-а = Рс—Рш> ДБ (Нп), или a=ln (UJUm)>Нп и а=20 lg (UJUm\ дБ.
Частотный спектр определяется действующими значениями от-
дельных составляющих напряжения помехи Uu U2 которые из-
меряются селективными измерителями уровней или анализатора-
ми спектра. Внятность шума исследуется прослушиванием с по-
мощью телефона.
При отсутствии псофометра напряжение помех можно прибли-
женно оценить измерением их суммарного напряжения Um элект-
ронным вольтметром действующего значения или измерителем
уровня. В последнем случае, когда измеритель уровня градуирован
в неперах или децибелах, напряжение вычисляется по формулам
k k
где Um — в милливольтах; р — уровень в неперах или децибелах
соответственно по шкале; k — псофометрический коэффициент, рав-
ный 1,25 при ширине полосы частот до 2400 Гц и 1,33 при ширине
полосы до 3100 Гц. При таком измерении предполагается, что по-
мехи равномерно распределены в полосе пропускания канала.
10.4. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА ШУМА
Для сравнения радиотехнических устройств между собой с точ-
ки зрения ухудшения соотношения сигнал/шум на выходе устрой-
ства по сравнению с тем же отношением на входе введено поня-
тие «коэффициент шума В соответствии с этим определением
выражение для коэффициента шума согласованного по входу \\
выходу линейного четырехполюсника при неизменной полосе про-
пускания может быть записано в следующем виде:
is Рс.вх/Рщ.зх Рсвх Рш.вых 1 ^Ш.ВЫХ /1П П
р /р р р — 7? -~р ' ( '
* с.вых/'ш.вых ~с.вых ' ш.вх и ' Ш.ВХ
где Рс/Рш — отношение мощности сигнала к мощности шума; G —
— Р'с.вых/'Рс.вх — коэффициент передачи четырехполюсника по мощ-
ности.
Выражение (10.1) для четырехполюсника, вход которого при-
соединен к резистивному источнику шума, с учетом выражения
(5.9) преобразуется к виду Кт = .(I/O) (Яш-вых/А^оД/, где Г0 = 290К
295

(17°G) —нормальная температура). Отсюда можно определить об-
щую мощность шума на выходе
Рш.т = КшакТъЫ> (Ю.2)
которая состоит из двух слагаемых: Рш.соб — мощности собствен-
ных шумов четырехполюсника и Яш.и — мощности за счет источни-
ка шума. Следовательно, собственный шум четырехполюсника
Лн.соб определяется разностью: />ш.соб=ЯШвВЫХ—Рш.и=/СшО>АГ0Д/—
-ОА70А/ = (/Сш- \)GkT»Lf.
Если на вход четырехполюсника подать сигнал Рс, то общая
мощность на выходе ЯВых будет равна сумме мощностей сигнала и
шумов, определяемой по формуле
^вых = ОРс + KmGk Т0 А /. (10.3)
Предположим, что при включении сигнала выходная мощность
удваивается, тогда слагаемые в ф-ле (10.3) равны друг другу:
GPC = KmGk 70 А /,— и коэффициент шума
КШ===ЯС/£7;Д/. (10.4)
На этом выражении основан простейший метод измерения коэф-
фициента шума линейных четырехполюсников при нормальной тем-
пературе 70 = 290 К, который так и называется методом удвоения
мощности. Измерения коэффициента шума этим методом осуществ-
ляются двумя способами: с помощью генератора синусоидальных
сигналов или с помощью генератора шума.
Для измерения Кш первым способом (рис. 10.4а) ко входу испы-
тываемого четырехполюсника подключают генератор сигналов с из-
Генератор
синусоидальных
сигналов
Четырех-
Измеритель
полюсник
мощности
6)
Генератор
Четырех-
шума
полюсник
Рис. 10.4. Структурные схемы измерения коэффициента шума четырехпо-
люсника:
а) с помощью генератора синусоидальных сигналов, б) с помощью генера-
тора шумовых сигналов
вестной и регулируемой ЗДС Ес и выходным сопротивлением /?Г|
равным сопротивлению, присоединенному ко входным зажимам че-
тырехполюсника. Например, если измеряется коэффициент шума
296

радиоприемника, то сопротивление Rr должно быть равно сопротив-
лению антенны, с которой работает данный приемник. Температу-
ра выходного сопротивления должна быть равна Т0. При измере-
нии мощности лучше пользоваться терморезисторным прибором или
детекторным вольтметром с квадратической характеристикой и
двухполупериодным выпрямителем. Мощность следует измерять до
детектора (ограничителя) на промежуточной частоте, т. е. только в
линейных каскадах.
Вначале при £"0 = 0 замеряют выходную мощность Ри затем
устанавливают ЭДС генератора такой величины Ес, чтобы мощ-
ность на выходе Р2 удвоилась: Р2 = 2Р\. При этом из ф-лы (10.4)
очевидно: Кш = E2cjAR4k Т0 Д/.
При использовании генератора шума вместо измерителя мощ-
ности можно применять произвольный индикатор. В этом случае
вначале замеряют отклонение указателя индикатора при подклю-
ченном ко входу четырехполюсника неработающем генераторе, за-
тем последний включают и мощность шумов на его выходе доводят
до значения, при котором показания индикатора на выходе четы-
рехполюсника удвоятся. Кш вычисляется по ф-ле (10.4).
Удобно измерять коэффициент шума по схеме рис. 10.46. Одина-
ковые показания индикатора в начале и в конце измерения уста-
навливают с помощью аттенюатора с постоянным затуханием 3 дБ,
включаемого на выходе четырехполюсника.
10.5. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕННОСТИ ПОЛЯ
Методы измерения
Для определения диаграммы направленности антенн, характера
распределения излученной электромагнитной энергии вдоль зем-
ной поверхности, дальности действия радиостанций и ретранслято-
ров, наличия паразитных излучений радиопередающих устройств,
качества экранировки индустриальных и атмосферных радиопомех
и других характеристик, определяющих качество радиосвязи, теле-
визионного и радиовещания, необходимо измерять интенсивность
электромагнитного поля, существующего в форме плоской волны.
Интенсивность характеризуется векторами: плотности потока энер-
гии П, Вт/м2, напряженности электрического поля Е, В/м и напря-
женности магнитного поля Н, А/м. Напряженности электрического
и магнитного полей совпадают по фазе и в любой момент времени
пропорциональны друг другу, причем коэффициент пропорциональ-
ности между ними (волновое сопротивление среды) зависит от
свойств среды, в которой распространяется электромагнитная вол-
на, и равен у р/е. . Для свободного пространства у р-0/£о = 120 тс=
== 376,6 Ом.
Все три вектора перпендикулярны друг другу и численно свя-
заны между собой следующими соотношениями: /7 = ЕН\ //==
297

—Е\\20т.\ Е — У 120тс /7 * Очевидно, что мощность Р потока энер-
гии, проходящего через некоторую поверхность площади S, равна
P = I7S. Отсюда следует, что для измерения интенсивности электро-
магнитного поля можно измерять любой вектор. Практически удоб-
нее всего измерять напряженность электрического поля Е, которая
выражается в В/м, мВ/м, мкВ/м.
Важной характеристикой поля является его поляризация. Раз-
личают линейную, эллиптическую и круговую поляризации. При
линейной поляризации вектор Е сохраняет свое направление вдоль
определенной прямой. Относительно земной поверхности сущест-
вуют две линейные поляризации: вертикальная и горизонтальная.
Эллиптическая поляризация характеризуется непрерывным враще-
нием вектора Е в плоскости, перпендикулярной направлению (рас-
пространения, с одновременным изменением его длины.
При круговой поляризации длина вектора не меняется. Наиболее
распространенными видами поляризации являются вертикальная и
горизонтальная.
Напряженность электрического поля можно вычислить по изме-
ренной мощности на согласованной нагрузке приемной антенны,
если известна ее эффективная площадь S:
E^VTWnPiS. (10.5)
Основными методами измерения напряженности электрическо-
го поля являются методы эталонной антенны и сравнения. В пер-
вом случае используется антенна известных размеров и формы, ко-
торая располагается в электромагнитном иоле в плоскости, парал-
лельной плоскости поляризации электромагнитной волны. В антен-
не индуктируется ЭДС
Е = Z: /гд, (10.6)
где Лд — действующая высота эталонной антенны. Значение Лд оп-
ределяется расчетным путем для любой конструкции антенны и по-
этому является известным, а значение Е измеряется вольтметром
или с помощью амперметра. По этим данным вычисляется напря-
женность поля. В диапазоне длинных, средних и коротких волн на-
пряженность электрического поля лучше определять по напряже-
нию на выходе эталонной антенны, в метровом или дециметровом
диапазонах (до 30 см) — по току в антенне, а на волнах короче
30 см — по мощности.
Метод сравнения осуществляется способами замещения и ка-
либровки. При замещении напряжение, индуктированное в произ-
вольной антенне измеряемым электромагнитным полем, сравни-
вается с напряжением, индуктированным в той же антенне заме-
щающим полем эталонного генератора; этот способ часто назы-
вают способом эталонного поля. При калибровке измерительное
устройство перед каждым измерением калибруется по эталонному
генератору, входящему в состав этого устройства.
Выбор метода определяется интенсивностью поля. Для измере-.
298

ния сильных полей вблизи источника излучения удобен метод эта-
лонной антекны, для измерения слабых полей — метод сравнения.
На основе метода эталонной антенны созданы простые измери-
тельные устройства — индикаторы поля; на основе метода сравне-
ния —- измерительные приемники, измерители напряженности по-
ля и плотности потока мощности. Для измерения напряжения по-
мех и напряженности поля помех применяются как перечисленные
выше приборы, так и специальные измерители помех.
Индикаторы поля
Индикаторы поля состоят из эталонной антенны и прибора для
измерения в ней напряжения, тока или мощности. в качестве эта-
лонной можно использовать любую антенну,- характеристики кото-
рой известны. При измерениях в диапазоне длинных, средних и ко-
ротких волн применяются рамочные антенны, в диапазоне метро-
вых и дециметровых воли — полуволновые вибраторы, а в диапазо-
не сантиметровых волн — рупорные антенны. Иногда пользуются
и простыми штыревыми антеннами.
Индикатор поля с рамочной антенной представлен на рис. 10.5.
Рамка, квадратная или круглая, состоит из одного или N витков
изолированной проволоки; число витков зависит от диапазона ча-
стот, для которого она предназначается. Чтобы распределение тока
в рамке можно было считать равномерным, длина одного витка
должна быть меньше А./8, где X — длина волны электромагнитного
колебания, напряженность поля которого измеряется. Конденсатор
переменной емкости служит для настройки всего индикатора на ча-
стоту источника излучения, поле которого измеряется в данный мо-
мент.
Рамка
Рис. 10.5. Схема индикатора поля с рамочной ан-
тенной
ЛампоВыи
Вольтметр
Рис. 10.6. К определению
действующей высоты ра-
мочной антенны и ее на-
правленности:
а) рамочная антенна,
б) направление прихо-
да радиоволн, в) диаг-
рамма направленности
299

Найдем действующую высоту рамки со сторонами а и Ь
(рис. 10.6а), для чего определим индуктированную в ней ЭДС е
при прохождении под некоторым углом ф (рис. 10.66) вертикально
поляризованных радиоволн с напряженностью поля Е. В вертикаль-
ных проводах рамки индуктируются две ЭДС, направленные на-
встречу друг другу: ех = Ebsinut и е2 = Ebsina>(t — /3), где t3 =
= d\c — a cos у\с —- время запаздывания ЭДС во втором проводе
относительно ЭДС в первом проводе; с — скорость света.
Фазовый сдвиг aytz между двумя ЭДС выражается через дли-
ну волны: о) t3 = о) a cos <fjc — 2ъ\Т (а\с) coscp = (2ic а\\) cos у
Результирующая ЭДС в рамке е является разностью e^e^e—tbX
X [sin id /—sin (со t — (2тг а\\) cos <р)]=2£# sin (тс/Х) a cos ср) cos (со
ic/X)acoscp).Ee амплитуда Е пропорциональна числу витков рамки N:
Е = 2EbN sin^Y a cos ср) « 2EabN у cos ср = 2E^ cos ср. (10.7)
Сопоставляя ф-лы (10.6) и (10.7), получаем выражение для дей-
ствующей высоты рамки
Aa=-| = 2-^cos?. (10.8)
Е к
Формула (10.8) справедлива для рамок любой формы. Множи-
тель coscp характеризует направленные свойства рамки. Для полу-
чения максимальной ЭДС плоскость рамки должна совпадать с на-
правлением на источник излучения, тогда <р=0 и cos(p=i
(рис. 10.6 в).
Напряженность поля измеряется следующим образом. Рамоч-
ную антенну настраивают и ориентируют на максимум приема. От-
мечают показание вольтметра, т. е. напряжение на конденсаторе, в
момент резонанса
£/с = /р*с=5- ' (10.9)
где /р—ток антенны при резонансе; /?р—активное сопротивление
антенны на рабочей частоте /; Со — емкость переменного конденса-
тора при резонансе. Подставляя в это уравнение ф-лу (10.6) и ре-
шая его относительно напряженности поля Е, получаем
£=(Ус/?ро)С0/Ад. (10.10)
Заменив /гд его значением [выражение (10.8)], сократив 2 л и
заменив произведение частоты на длину волны скоростью света
(Х/=с«3-108 м/с), получим окончательно, В/м,
£ = 3. 10«£/c/?pC0/6W, (ЮЛ1)
где Ус — в вольтах; Rp — в омах; С0 — в фарадах; S — в квадрат»
ных метрах. Формула (10.11) справедлива лишь в том случае, если
вносимое в рамочную антенну активное сопротивление лампового
вольтметра пренебрежимо мало по сравнению с активным сопро-
тивлением /?р самой антенны.
300

Если сопротивление /?р я абсолютное значение емкости С0 неиз-
вестны, напряженность поля можно определить по добротности ра-
мочной антенны: Qp= 1/соС0/?р. Подставив это выражение в ф-лу
(10.11), получим
J10.12)
Добротность рамочной антенны легко
определяется в процессе измерения, для
чего нужно отметить три отсчета на шка-
ле переменного конденсатора: при резо-
нансе ао и по обе стороны от него cti и а2
при одинаковых показаниях вольтметра
Uc\ (рис. 10.7). Добротность вычисляет-
ся по формуле
_ а1+«2 -| /
«2 — <*1 W
и\-и\х
и
(10.13)
cl
Рис. 10.7. К определению
добротности рамочной
антенны
Если установить значение Uc\ =0,707 UG
то выражение под корнем превращается
в единицу и тогда ф-ла (10.13) приводит-
ся к виду
E=UC (о, — а,)/Ая (а, + а,).
Промышленностью выпускаются измерительные рамочные ан-
тенны на диапазон 0,15—30 МГц, который перекрывается четырьмя
антеннами.
Индикатор поля с полуволно-
вым вибратором (рис. 10.8) рабо-
тает следующим образом. В про-
межуток между плечами вибрато-
ра, т. е. в пучность тока, включа-
ется термомиллиамперметр, со-
противление нагревателя /?т кото-
рого известно. Сопротивление по-
луволнового вибратора R% посто-
янно и примерно равно 73 0м. Та-
ким образом, наведенная в антен-
не ЭДС легко определяется умно-
жением показания / термомиллиамперметра на сумму сопротивле-
ний RT и /?s. Разделив значение ЭДС на действующую высоту
[(длину) полуволнового вибратора йд = Я/л, получим напряженность
электрического поля Е = л/ (73+^т)^.
Полуволновый вибратор при измерениях должен быть ориенти-
рован так, чтобы на нем возникала максимальная ЭДС. Он может
располагаться горизонтально или вертикально в зависимости от
ориентации вектора Е, т. е. поляризации поЛя. Полуволновые виб-
раторы, применяемые в диапазоне частот 150—1000 МГц, выполня-
Рис. 10.8. Схема индикатора
поля с полуволновым вибрато-
ром
301

ются из трубок, которые вставляются друг в друга для возможности
изменения длины антенны.
В полосе частот от 30 до 150 МГц, где рамки слишком малы, а
вибраторы слишком велики, применяются простые вертикальные
штыревые антенны. Если длина (высота) штыря / меньше рабочей
длины волны в пять и более раз, то его действующая высота не за-
висит от частоты и приблизительно равна половине его длины:
Ад w 1/2.
.Индикатор поля для диапазона сантиметро-
вых волн состоит из рупорной антенны, волноводного аттеню-
атора поглощающего типа и измерительного устройства. Последнее
представляет собой либо детектор и стрелочный микроамперметр
^рис. 10.9а), либо термисторный измеритель мощности (рис. 10.96).
«0
$ мосту
Рис. 10.9. Схема индикатора поля с рупорной антенной:
а) с детектором, б) с термисторным измерителем мощности
Для согласования с детектором или термистором волновод индика-
тора заканчивается подвижным поршнем. Индикатор с детектором
позволяет выполнять только относительные измерения, причем по-
казание стрелочного прибора поддерживается постоянным, а ин-
тенсивность поля определяется по показаниям шкалы аттенюатора.
Индикатор с термисторным измерителем мощности позволяет опре-
делять и абсолютное значение напряженности поля из выражения
(10.5). При подстановке в это выражение значения измеренной
мощности следует учитывать ее ослабление аттенюатором на входе
индикатора. Если эффективная площадь S антенны не известна, то
ее вычисляют по формуле 5 = GX2/4 л2, где G — усиление антенны
по мощности по сравнению с изотропным излучателем; X — длина
волны, на которой выполняется измерение. Промышленностью вы-
пускается большое число рупорных измерительных антенн со шта-
тивами, перекрывающих диапазон частот от 100 до 36 500 МГц.
Индикаторами измеряются интенсивности полей, напряженность
которых превышает десятки мВ/м. Погрешность измерений состав-
ляет 30—40%. Основными причинами погрешностей измерения ин-
дикатором с рамочными антеннами являются наличие антенного
эффекта рамки за счет емкости ее на Землю и неточность ее ориен-
тировки и настройки; индикатором с вибраторами — влияние бли-
зости к вибраторам земной поверхности и оператора, а также не-
точность ориентировки вибратора, индикатором с рупорными ан-
302

теинами — неточность измерения мощности, неполное согласова-
ние и погрешность в определении эффективной площади или коэф-
фициента усиления рупорной антенны.
Измерители напряженности поля и измерительные
приемники
Для измерения малых напряженностей поля разработаны спе-
циальные устройства — измерители напряженности поля и изме-
рительные приемники. Эти устройства представляют собой чувст-
вительные супергетеродинные радиоприемники с ламповым вольт-
метром на выходе, делителем напряжения в тракте промежуточ-
ной частоты и аттенюатором на входе. Для уменьшения погреш-
ности перед каждым измерением шкала выходного прибора калиб-
руется по напряжению внутреннего калибровочного генератора.
Если такой приемник укомплектован измерительными эталонными
антеннами, то он является измерителем напряженности поля, без
антенн — по существу, выполняет роль селективного вольтметра и
называется измерительным приемником.
Упрощенная структурная схема измерителя напряженности по-
ля представлена на рис. 10.10. Процесс измерения делится на три
Атте-
нюатор
Г
У 54
Смеситель
Делитель
еапряж.
УПЧ .
Генератор
Ретеродин
УНЧ
Детек-
тор
Рис. 10.10. Структурная
схема измерителя напря-
женности поля
этапа: предварительную настройку, калибровку и измерение. Для
предварительной настройки ко входу измерителя напряженности*
поля подключают антенну и настраивают его на частоту радио-
станции, напряженность поля которой измеряется. Чтобы откалиб-
ровать прибор точно на рабочей частоте, настройку осуществляют
по максимальному показанию выходного вольтметра при произ-
вольных значениях ослабления входного аттенюатора и коэффи-
циента деления в тракте промежуточной частоты.
Калибровка состоит в том, что на вход усилителя высокой ча-
стоты подают известное напряжение калибровочного генератора и,
регулируя усиление по высокой частоте (при отсутствии деления в
тракте промежуточной частоты), устанавливают стрелку выходно-
го вольтметра на условное деление. При этом усиление всего при-
емника приводится к известному значению. После калибровки ге-
нератор отключают, включают антенну и, регулируя ослабление
аттенюатора высокой частоты и коэффициента деления на проме-
жуточной частоте, устанавливают стрелку выходного вольтметра
в удобное для отсчета положение. Шкала вольтметра проградуи-
303

рована в значениях входного напряжения усилителя высокой ча-
стоты, поэтому его показание U=EhK /Саа адн, где аа и адн —
коэффициенты ослабления аттенюатора и делителя напряжения со-
ответственно. Отсюда напряженность поля Е = Ujh^K ааослн. Зна-
чения йд и К для каждой частоты известны, поэтому определе-
ние значения напряженности поля Е не вызывает затруднений.
Пределы измерения напряженности поля такими приборами —
от долей микровольта до 105 мкВ/м, а измерителями плотности по-
тока мощности — от 0,07 мкВт/см2 до 30 мВт/см2. Погрешность из-
мерения достигает ±30%. Причины ее возникновения те же, что. и
в индикаторах поля.
Измерители радиопомех
Радиопомехи могут возникать во время работы различных про-
мышленных электрических установок, медицинской высокочастот-
ной аппаратуры, от влияния контактных сетей электротранспорта,
двигателей внутреннего сгорания, электроинструмента, лифтов, бы-
товых электрических приборов и ряда других причин. Эти и подоб-
ные им источники создают помехи в виде электромагнитных полей
различной частоты, которые засоряют окружающее пространство,
затрудняют выполнение измерений и работу радиоприемных уст-
ройств.
В СССР установлены общесоюзные нормы допустимых индуст-
риальных радиопомех в диапазоне от 0,15 до 300 МГц. Измерять
же помехи необходимо в диапазоне от 10 кГц до 1000 МГц. Для
определения уровня помех измеряют напряжение между зажимом
источника помехи и его корпусом или напряженность поля как
электрического, так и магнитного. Измерения выполняют метода-
ми, регламентированными подробнейшим образом в том же доку-
менте, где приведены нормы допустимых помех. Метод и порядок
измерения зависят от вида источника помех.
Напряжение радиопомех или напряженность их поля измеряет-
ся при помощи измерителей, подобных измерителям напряжен-
ности поля и измерительным приемникам. В связи с возрастающим
международным сотрудничеством объединяются усилия ученых
многих стран для разработки единых методов оценки радиопомех,
единых методов контроля источников радиопомех, единой терми-
нологии и т. д.
В рамках Международного электротехнического комитета соз-
дан Международный специальный комитет по радиопомехам. Од-
ной из главных задач этого комитета является унификация основ-
ных характеристик измерителей радиопомех. Разработаны и
утверждены технические требования на измерители помех и мето-
ды измерений в трех участках диапазона частот: 10—150 кГц,
0,15—30 МГц и 30—1000 МГц.
Радиопомехи в большинстве случаев имеют хаотический им-
пульсный характер, поэтому в выходном вольтметре они должны
усредняться так, чтобы можно было оценить их мешающее дейст-
304

вие. Усреднение выполняется при помощи так называемого квази-
пикового детектора. Главными его характеристиками являются
формально устанавливаемые постоянные времени цепей заряда и
разряда. При выборе этих постоянных предполагается, что напря-
жение на нагрузке детектора изменяется по экспоненциальному за-
кону.
На рис. 10.11 приведена эквивалентная
схема квазипикового детектора. Напряже-
ние U\ снимается с контура промежуточной
частоты, эквивалентное сопротивление ко-
торого представлено резистором Rl{. Детек-
торный диод рассматривается как идеаль-
ный с линейно-ломаной характеристикой.
Предположим, что постоянное внешнее на--
пряжение U] внезапно подано на вход Рис* Ш{' Сх™а
г гт 1 м ква-шпикового детек-
схемы. Напряжение на нагрузке детекто- тора
pa U будет возрастать в соответствии с
формулой и== i/,(l - е~'//?к ) . Через интервал времени, опреде-
ляемый постоянной времени заряда /=т3 = /?кС, напряжение до-
стигнет значения U = Ux (1-е-1) « 0,632 Ux.
Если при заряженном до напряжения Uc конденсаторе отклю-
чить источник внешнего напряжения, то на нагрузке детектора на-
пряжение будет уменьшаться в соответствии с формулой U = £/сХ
X е~"///?дС. Через интервал времени, определяемый постоянной вре-
мени разряда t = тр = /?ДС, напряжение достигнет значения
U = UC е-* ■» 0,3681/с.
Из изложенного следует, что постоянная времени заряда чис-
ленно должна быть равна интервалу времени, в течение которого
при внезапно приложенном синусоидальном сигнале на вход изме-
рителя помех напряжение на нагрузке детектора достигнет 63,2%
своего установившегося значения. Постоянная времени разряда
должна быть численно равна интервалу времени, в течение кото-
рого при внезапно снятом сигнале напряжение на нагрузке детек-
тора снизится до 36,8% своего начального значения.
Кроме квазипикового детектора, в измерителях радиопомех
предусматриваются детекторы среднего, действующего и пикового
значений, включаемые соответствующим переключателем. Это
позволяет при измерении помех по сопоставлению показаний полу-
чить некоторые дополнительные данные о характере помехи и, кро-
ме того, использовать измерители помех в качестве измерителей
напряженности поля радиостанций при наличии модуляции и се-
лективных вольтметров.
Для возможности сопоставления результатов измерений напря-
жения или напряженности поля радиопомех установлены полосы
пропускаемых частот усилителями промежуточной частоты изме-
305

рителей помех на уровне — 6 дБ: для принимаемых частот от 10
до 150 кГц — 200 Гц; от 0,15 до 30 МГц — 9,0 кГц и от 30 до
1000 МГц — 120 кГц.
В СССР разработана серия измерителей помех, отвечающая
всем международным требованиям: первого класса типов ПКЗ-3,
ПКЗ-4, ПКЗ-5, ПКЗ-6 и ПКЗ-7 на весь диапазон частот 10 кГц —
1000 МГц и второго класса — упрощенные, малогабаритные ти-
пов П4-12А и П4-13А, работающие в диапазоне частот 0,15-—
300 МГц. Погрешность измерения в зависимости от характера из-
меряемой величины составляет от ±2 до ±4 дБ. Чувствительность
достигает долей микровольта. Погрешность установки частоты
±1%.
Измерение эффективности экранирования
Эффективность экранирования измеряется при оборудовании
экранированных помещений, определении качества материала для
экранов, наличия излучения (утечки) коаксиальных кабелей, за-
щитного действия оболочки и брони кабелей связи, на выходных
зажимах измерительных генераторов при полностью введенном ат-
тенюаторе и т. д. Эффективность экранирования, как правило, из-
меряется в относительных единицах, за исключением измерения
утечки коаксиальных кабелей. Измерения проводятся с помощью
источников энергии необходимой частоты и мощности (радиопере-
датчиков или измерительных генераторов) и соответствующих чув-
ствительных индикаторов (измерительных радиоприемников, изме-
рителей радиопомех, электронных вольтметров).
Качество экранирования помещений определяют либо по утеч-
ке высокочастотной энергии, либо по ее проникновению. В первом
случае (рис. 10.12) передатчик устанавливают в центре помеще-
ния против двери, а калиброванный приемник — вне помещения.
Антенну приемника располагают вблизи двери; измерения и от-
счеты производят дважды — при закрытой и открытой дверях. От-
ч)
рриемни^ |
а уР—
_1
6)
передат-
чик
Экранированное помещение
Приемник
ч5
Приемник
Г"
I
Приемник
I
Рис. 10.12. Определение качества экранирования помещения:
а) по утечке высокочастотной энергии, б) по проникновению высо-
кочастотной энергии, в) с помощью передатчика большой мощности
306

ношение этих отсчетов, выраженное в децибелах, дает ослабление
за счет экранирования. Во втором случае (рис. 10.126) места рас-
положения передатчика и приемника взаимно меняют. Измерения
также выполняют дважды — при закрытой и открытой дверях, за-
тем вычисляют ослабление.
Если мощность передатчика настолько велика, что при откры-
тых дверях на индикаторе приемника отсчет взять невозможно,
передатчик располагают на достаточно большом удалении от мес-
та измерения, а приемник устанавливают снаружи у дверей поме-
щения (рис. 12.12в). Антенну ориентируют на максимум приема, и
делают первый отсчет. Затем приемник с антенной вносят в экра-
нированное помещение и располагают в его центре; антенну вновь
ориентируют на максимум приема, и производят второй отсчет.
Вместо передатчика можно использовать измерительный гене-
ратор соответствующего диапазона по возможности с большим вы-
ходным напряжением. В качестве передающей и приемной антенн
применяют двухвитковую катушку диаметром 50 мм.
Расстояние между антеннами должно быть постоянным и рав-
ным 15 см. Измерение выполняют в следующем порядке. Устанав-
ливают передающую антенну вблизи наружной стенки помещения,
а приемную — параллельно ей вблизи внутренней; делают отсчет
показания приемника. Затем антенны располагают аналогично в
свободном пространстве и при помощи аттенюатора на входе при-
емника устанавливают прежнее показание на выходе приемника.
Ослабление в децибелах равно разности показаний аттенюатора
при двух измерениях. Выходное напряжение генератора должно
поддерживаться постоянным.
Качество материала экрана определяется следующим образом.
Предположим, что нужно измерить ослабление электрического по-
ля при экранировании его латунной сеткой. Для этого из данной
сетки на любом каркасе изготовляют экран в виде параллелепи-
педа или куба, размеры которого должны быть достаточными для
расположения внутри приемника и антенны. Экран с приемником
и антенной устанавливают не далеко от передатчика на площадке,
свободной от мешающих предметов. Антенну ориентируют на мак-
симум приема, и делают отсчет первого показания. После этого
экран и приемник удаляют от передатчика на несколько десятков
метров, а приемную антенну оставляют на прежнем месте в от-
крытом пространстве. При помощи соответствующего коаксиаль-
ного кабеля антенну соединяют с приемником, находящимся внут-
ри экрана, для того, чтобы на него не действовало поле передатчи-
ка. Между антенной и входом приемника включают градуирован-
ный аттенюатор соответствующего диапазона и с его помощью
л устанавливают прежнее показание. Изменение отсчета по аттенюа-
тору плюс затухание антенного кабеля дает значение ослабления
данного экранирующего материала.
Для определения качества экранирования измерительного гене-
ратора к его закороченному выходу при полностью введенном ат-
тенюаторе подносят на расстояние (100—120) мм виток связи,
307

WML
Рис. 10.13. Схема изме-
рения коэффициента за-
щитного действия обо-
лочки кабеля связи
включенный ко входу чувствительного радиоприемника. Показания
индикатора должны отсутствовать или в крайнем случае быть пре-
небрежимо малыми.
Одним из параметров, характеризу-
ющих качество кабелей связи, являет-
ся идеальный коэффициент защитного
действия оболочки и брони т0б, числен-
но равный отношению модулей и про-
дольных ЭДС: Е0б, возникающей в
оболочке и броне кабеля при протека-
нии по ним тока, и Ет, индуктирован-
ной при этом в жиле, т. е. г0б = £ж/£об.
Это отношение легло в основу способа
измерения идеального коэффициента
защитного действия (рис. 10.13).
Отрезок исследуемого кабеля длиной 1,2--1,7 м включается в
цепь переменного тока с частотой /; напряжение цепи регулируется
потенциометром R. Ток /, проходя по проводу а, оболочке кабеля
/ и обратному проводу cb, создает продольную ЭДС на оболочке
кабеля £об. Ее измеряют с помощью измерительного провода d29
располагаемого в одном шланге с обратным проводом так, чтобы
их погонная взаимная индуктивность была численно равна сред-
нему значению погонной индуктивности заземленной оболочки и
брони кабеля в данной почве. Обычно она равна 2 мГ/км, что до-
стигается при т = 40 см и я = 4,3 мм. Напряжение £/02, зарегистри-
рованное милливольтметром, равно продольной ЭДС оболочки, а
(Уоз — продольной ЭДС жильь
Таким образом, коэффициент за-
щитного действия можно опреде-
лить по отношению £/0з к t/02 при
разных токах или частотах: т0б =
= £ж/£об = ^03/^02 = F (I) или
Гоб = Uqs/Uo2 = Ф (7).
Идеальные коэффициенты за-
щитного действия некоторых ти-
пов кабелей связи со свинцовой
оболочкой и стальной броней при
продольном напряжении 30 В/км
приведены в табл. ЮЛ.
Таблица 10.1
Кабель
Значение
'об "Ри
частоте,
Гц
0(: ' 800
ГЬ J00x2x0,5 ....
МКСБ 4x4x1/2 . . .
МКБ 13 X 4 Х1.3+6Х
х29х1.3
0,45
0,67
0,28
0,060
0,107
0,040

II.
11.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Измерение характеристик случайных сигналов необходимо при исследовании
помехоустойчивости систем связи и определении качества и надежности элементов
и узлов устройств техники связи и измерительных приборов. В большинстве слу-
чаев аргументом изучаемых случайных сигналов является время L
Возможны два основных способа экспериментального исследования случай-
ной функции X (t). Первый из них состоит в проведении п независимых опытов, в
результате которых определяются п реализаций функций Xi(t): X\(t), X2(t). ....
xn(t) (рис. 11.1). В зависимости от способа регистрации случайного процесса
функция Xi(t) может быть определена для всех значений времени t в измеряемом
интервале или для определенных дискретных его значений x<(/i), x<(t2),..Xi (*ц ),
совокупность которых образует выборку i-й реализации случайного процесса.
Ш1
Xi(t)
x2(t)
Рис. 11.1. График случайной функции X (/), ее реализации
Х{ (t) и сечения Х<«> (/,)
Второй способ заключается в определении совокупности значений случайной
функции в данный момент времени tf: ^(1)(**<), х(2)('<). ..., x^(ti). Эта совокуп-
ность называется ансамблем значений или сечением случайной функции X(f,)
(см. рис 11.1). Наиболее полную информацию о случайной функции X (/), иногда
называемой ансамблем реализаций л^ЧОэ x^(t), . . . , x^Xt)t получают при про-
ведении исследования обоими способами.
Наиболее изученными случайными процессами являются так называемые
стационарные случайные процессы, у которых статистические характеристики ос-
таются постоянными во времени (рис. 11.2). Часто стационарные случайные про-
цессы обладают эргодическим свойством, которое заключается в том, что при ста-
тистической обработке данных по совокупности реализаций [ансамбля значений
309
Измерение характеристик
случайных сигналов

случайной величины X(ti)] и по времени [реализации функции Xi(t)] получают
одинаковые результаты (рис. 11.2). Следовательно, при изучении статистических
характеристик случайных сигналов вместо q реализаций длительностью tq каж-
дая можно воспользоваться одной реализацией длительностью qtq. Эргоднческие
свойства широко используются в практике измерений характеристик случайных
сигналов.
x(t)
t
Рис. 11.2. Стационарный эргодический сигнал
При измерении характеристик случайных сигналов получить полностью до-
стоверные результаты теоретически невозможно, так как время исследования про-
цесса ограничено. Характеристики, полученные экспериментально, называются
статистическими характеристиками или оценками. Они дают приближенное значе-
ние теоретических характеристик случайных сигналов.
Стационарность и эргодичность реальных случайных сигналов ввиду ограни-
ченности времени их наблюдения всегда определяют с тем или иным приближе-
нием. Например, к стационарным эргодическим сигналам в технике связи относят
«нормальные» шумы каналов связи, статистические характеристики некоторых
способов кодирования при передаче данных. Случайные возрастаний импульсных
помех и перерывов сигналов передачи не являются стационарными эргодически-
ми сигналами.
Сущность одного из основных методов измерения параметров нестационар-
ных случайных сигналов заключается в приведении их к виду, позволяющему ана-
лизировать эти сигналы с помощью аппаратуры, непосредственно предназначен-
ной для исследования стационарных эргодических сигналов. Это достигается при.
менением запоминающих устройств, с помощью которых записывают анализируе-
мый ансамбль реализаций, а затем анализируют «сечение» семейства реализаций
(см. рис. 11.1) теми же способами, что и одну реализацию стационарного эргоди-
ческого сигнала. В результате определяют параметры исследуемого сигнала для
момента времени г*.
Рассмотрим основные методы получения характеристик стационарных эргоди-
ческих "случайных сигналов: законов распределения вероятностей, среднего и
среднеквадратического значения, средней мощности и дисперсии случайных сиг-
налов, корреляционной и взаимокорреляционных функций.
11.2. НАХОЖДЕНИЕ ЗАКОНОВ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ
ВЕРОЯТНОСТЕЙ
Основные определения и методы измерения
Законы распределения вероятностей наиболее полно характеризуют случай-
ные сигналы в статистическом отношении, однако их экспериментальное определе-
ние связано с большими трудностями. Так, задача нахождения закона распреде-
ления (см. рис. 11.1) сводится к необходимости определения многомерной функ*.
310

а растров в этом случае
ции распределения вероятности. Число независимых
теоретически стремится к бесконечности.
На практике в большинстве случаев сталкиваются с задачей нахождения за-
конов распределения одномерных случайных величин. Эти величины представ-
ляют собой 1-ю реализацию случайного сигнала x(t) или ансамбль случайных зна-
чений определенного сечения А'(/т-). Как известно, одномерная вероятность рас-
пределения Р(Х) определяет вероятность события х(/)<А, т. е. Р(Х) =Р(х^.Х).
Часто удобнее иметь дело не с самой вероятностью распределения, а с ее первой
производной Р\(Х)Ч называемой одномерной плотностью вероятности случайного
сигнала Р,(Х) - dP(X)/dX.
Из рис. 11.3 видно, что вероятность и плотность вероятности могут быть вы-
ражены через относительное время пребывания сигнала x(t) в интервале опре-
ф x(t)
Рис. 11.3. К определению Р (Х{)
путем измерения относительного
пребывания реализации х (/) в
интервале уровней
и р №)
времени
заданном
деленных значений X. Так, вероятность численно определяется через относитель-
ное время превышения значений Хх (рис. 11.36): Р(Хх) = Р [х (t) < Л,] = 1 —
—Р [x(t) > Хх] = 1 — Mm [S т//Г], где 2тг- — суммарное время пребывания
Г-*оо
величины x(t) выше уровня Xly а Т — общее время измерения.
311

Плотность вероятности вычисляется путем .нахождения времени пребывания
x(t) в интервале значений Х{ и Х{ + АХ (рис. М.Зв): рх (Х]) = Р [CY, <х(t)<
1
AX-+q
AX
2
где 1M\ — суммарное время пребывания
величины x(t) в интервалах Х\ и Xi + AX.
В условиях аппаратурного определения функций распределения бесконечно
большое время наблюдения заменяют ограниченным интервалом времени, а беско-
нечно малый интервал АХ — конечной величиной. В результате получают следую-
щие оценки величин Р*(Х{) и /71 (Х{):
(ИЛ)
которые определенным образом зависят от выбора значений Т и АЛ". Указанные
значения должны выбираться так, чтобы эта зависимость по абсолютной или отно-
сительной величине не превышала допустимой погрешности измерения характери-
стики случайного сигнала.
Для повышения точности измерений интервалы времени пребывания опреде-
ляют приборами дискретного счета. Если Т = Л"то,
2т'='гхои2А'',==тто. то Р* (Xi) — 1 — nfNf (11.3)
p*(Xx)=mlb XN, (11.4)
где то — период дискретизации процесса наблюдения времени пребывания функ-
ции x(t).
Методы измерения вероятности и плотности вероятности целесообразно клас-
сифицировать по способу определения времени пребывания х(() в заданном ин-
тервале значений. Различают аналоговые методы, в основу которых положены со-
отношения (11.1) и (11.2), и методы дискретного счета, в которых использованы
соотношения (11.3) и (11.4).
Аналоговые методы измерения статистических
характеристик распределения
В зависимости от способа регистрации результата измерения аналоговые ме-
тоды анализа статистических сигналов можно разделить на две группы: методы,
реализуемые с помощью электрических регистрирующих устройств, и методы,
реализуемые приборами с электроннолучевыми трубками и фототехническими ре-
гистрирующими устройствами. В технике связи наибольшее применение находят
устройства первой группы.
На рис. 11.4 показана типовая структурная схема устройства для измерения
функций вероятности и плотности вероятности одномерных случайных процессов,
основанная на преобразовании интервалов т. и Дг* в последовательность прямо-
угольных импульсов той же длительности. Входное устройство и усилитель служа»
для обеспечения необходимого входного сопротивления прибора и напряжения
*(/), подаваемого на амплитудные селекторы. В последних интервалы времени
пребывания x(t)>X\ преобразуются в последовательность прямоугольных импуль-'
сов той же длительности (рис. 11.36, в). В качестве амплитудных селекторов при-:
меняют следующие одновибраторы (триггеры Шмитта), реагирующие на те мгно-
венные значения входного сигнала x(t), которые превышают установленный порог
Хи и диодные сравнивающие устройства, аналогичные сравнивающим устройст-:
вам цифровых вольтметров.
Формирующие устройства предназначены для стандартизации фронтов и
амплитуды выходных импульсов и придания импульсам требуемой полярностй|
312

Рис. 11.4. Структурная схема устройства для измерения вероятности и
плотности вероятности одномерного случайного сигнала
В простейших случаях эти блоки могут отсутствовать: полярность импульсов в
этом случае определяется в фазо-инверсном каскаде.
В режиме измерения функции вероятности распределения регистрирующее
устройство подключается к выходу блока формирования и измеряет среднее
значение нерегулярной последовательности прямоугольных импульсов (см. рис.
11,36), которое пропорционально относительному времени пребывания напряже-
ния исследуемой функции x(t) над уровнем Х\. Часто в качестве регистрирующих
устройств используются магнитоэлектрические приборы со шкалой, нроградуиро-
ванной непосредственно в единицах вероятности. Нижний предел шкалы, как
следует из ур-ния (11.1), соответствует единице, а верхний — нулю.
Для расширения пределов интегрирования регистрирующего устройства при-
меняют интеграторы различных типов. На рис. 11.5 приведены схемы квазипиково-
го детектора и интегрирующего усилителя, используемые в качестве интегратора
и позволяющие существенно увеличить время интегрирования по сравнению с вре-
менем интегрирования стрелочного прибора. Для характеристики интегрирующих
свойств этих приборов рассмотрим их передаточные функции, которые представля-
ют собой отношение изображения выходного напряжения к входному. В случае
идеальной интегрирующей системы эта функция равна: UBhlx(S)/UBX(S) = 1/aS.
Для квазипикового детектора (рис. 11.5а), пренебрегая сопротивлением дио-
да в открытом состоянии по сравнению с сопротивлением резистора Ri, нетруд-
но получить
UBUX(S)!UBX (S) = HRfi, (s + ^ + *а ), (115)
где Usx(S) и UBhni(S) — изображение входного и выходного напряжений (сиг-
налов), преобразованных по Лапласу, S — комплексная переменная преобразова-
ния Лапласа. Следовательно, эта схема обеспечивав* хорошее качество интегри-
Рис. 11.5. Схемы интеграторов:
а) квазипикового детектора, б) интегрирующего усилителя
313

:ования при условии соМ;Л1> (Ri + ity/R&Cu где «мин — минимальная частота
спектра исследуемой реализации.
Передаточная функция интегрирующего усилителя (рис. 11.56) имеет вид
£/вых (S)/tf„x (S) - КЦ1 + RCS (1 + К)]. (И.6)
Если K'>(\+RCS)y то передаточная функция интегрирующего усилителя стре-
мится к идеальной:
*/вых #вх (S) * - 1 //?CS. (И.7)
Время интегрирования в таких усилителях может достигать нескольких десятков
минут. Величина (оМин при этом должна удовлетворять требованию соМин>
»1/ЯС(1+К).
Таким образом, погрешность интегрирования в усилителе существенно мень-
ше, чем в схемах с пассивными элементами. В практических схемах интегрирую-
щего усилителя сопротивления R представляет собой прецизионный резистор с
малым температурным коэффициентом; конденсатор С в цепи обратной связи вы-
бирается с малыми потерями и очень малой утечкой; усилитель постоянного тока
с высоким коэффициентом усиления должен иметь малый дрейф нуля и достаточ-
ную стабильность.
В качестве индикаторов регистрирующих устройств рассмотренного типа ис-
пользуются самопишущие устройства и электроннолучевые трубки с длительным
послесвечением. На вертикально отклоняющие пластины трубки подается напря-
жение с выхода интегратора, на горизонтально отклоняющие — напряжение раз-
вертки, которое синхронизируется с моментами изменения уровня анализа.
Наиболее удобным и универсальным регистрирующим устройством являются
цифровые измерители временных интервалов. С их помощью измеряется общая
длительность импульсов, число которых соответствует времени превышения на-
пряжения исследуемой функции x(t) над заданным уровнем. Время интегрирова-
ния подобных устройств не ограничено.
Функция одномерной плотности вероятности Рх (X) может быть определена
путем графического дифференцирования функции Р*(Х) или из соотношения
(11.2). Для измерения функции Р*(Х) напряжение на регистрирующее устройство
поступает с выхода сумматора (см. рис. 11.4). При этом работают оба амплитуд-
ных селектора с интервалом порогов срабатывания, равным АХ (рис. П.Зг). Им-
пульсы с первого формирующего устройства подаются на суммирующую схему
непосредственно (см. рис. 11.36), а импульсы второго формирующего устройст-
ва — через фазоинвертор (рис. И.Зв). На выходе суммирующей схемы получает-
ся разность импульсов щ и и2 (см. рис. Н.Зг), которая определяет общее время
пребывания функции x(t) в интервале Х{ + АХ и Х\. Это время фиксируется ре-
гистрирующим устройством.
Погрешности измерения функций распределения определяются числом уров-
ней квантования, точностью их установки и поддержания, быстродействием сра-
батывания амплитудных селекторов, искажениями формы прямоугольных импуль-
сов, продолжительностью интервала наблюдения, погрешностью регистрирующих
устройств. Наибольшие трудности возникают в блоках амплитудных селекторов и
формирования прямоугольных импульсов. Это ограничивает частоту исследуемых
процессов звуковым диапазоном. Ширина канала АХ составляет 0,05—0,02 от мак-
симальной амплитуды измеряемого напряжения, достигающей обычно несколь-
ких десятков вольт.
Измерение статистических характеристик
распределения методом дискретного счета
Эти методы основаны на преобразовании исследуемой непрерывной функ-
ции времени в дискретную функцию. Схема статистических анализаторов, исполь-
зуемых для реализации этого метода, зависит от способа преобразования. В про-
стейшем случае дискретизация отсчета времени производится путем амплитудн>
314

импульсно.ч модуляции входного сигнала. Структурная схема прибора, работаю-
щего по этому принципу, отличается от схемы, представленной на рис. 11.4 тем,
что после усилителя включаются модулятор и генератор импульсов с постоянной
частотой следования /0 и постоянной амплитудой Um. На выходе модулятора ис-
следуемая функция преобразуется в последовательность импульсов различной
амплитуды. В зависимости от измеряемой величины Р*(Х) или р*(Х) в регистри-
рующем устройстве — электронном счетчике — подсчитывается общее число им-
пульсов п за время пребывания реализации выше уровня X или т импульсов за
время пребывания реализации в интервале X-t-X + hX. Таким образом, в соответ-
ствии с ур-ниями (11.2) и (11.3) получим:
Р*(Л)= 1 -nlTf0=\-n!N, 01.8)
р* (X) = ml А X Tf0 = /и/A XN, (11.9)
где Т — время измерения реализации а:(г); N — общее число импульсов, подсчи-
танных за время измерения Т. Минимальная частота генератора импульсов долж-
на в соответствии с требованиями теоремы Котельникова удовлетворять условию
/о>2/макс, где }макс. — максимальная частота спектра реализации исследуемой
функции.
На рис. 11.6 приведена структурная схема универсального цифрового многоце-
левого анализатора, используемого в качестве статистического анализатора с диск-
ретным преобразованием исследуемой функции. В этом анализаторе уровни ана-
лиза изменяются автоматически по специальной программе. Дискретизация ис-
следуемого процесса x(t) по времени осуществляется в сравнивающем устройстве
при поступлении в него импульсов напряжения питания только в моменты изме-
рения процесса — моменты опроса. Прибор позволяет измерять различные харак-
теристики случайных процессов.
хп)>/л
устройство
М Усилитель
\11рогромми~
' рующее
СрадниШ-
щее
i innnnnrmPin
Усилитель
yUlljJUuLlliUU
-п.
ycmpoucmbo W Усилитель
Датчик
импульса Щ
опроса
Счетчик
импульсод
СраШЬаю-
щее
Усилитель-
устройств
инбертор
2
Схема
Электрон-
ный
счетчик
W/X)
Рис. 11.6. Структурная схема цифрового статистического анализатора
Рассмотрим измерение функции вероятности. В этом случае используется один
измерительный канал. На вход / сравнивающего устройства подается исследуе-
мое напряжение *i(0> а на ВХ°Д Н ~ опорное напряжение Хи определяющее уро-
вень анализа. Датчик импульсов опроса подает напряжение питания на сравни-
вающее устройство с частотой Fonp. Если выполняется условие Х\>Хи то при
каждом импульсе опроса на выходе сравнивающего устройства возникает импульс
определенной полярности. Этот импульс после усиления фиксируется в электрон-
ном счетчике (переключатель П находится в положении /). Когда X\(t)<Xh им-
315

пульс на выходе сравнивающего устройства не возникает. В результате показа-
ние счетчика определит вероятность P[x(t)>X^\% которая будет равна
PnmlF0tt?T9 (П.Ю)
где т — число импульсов, сосчитанных счетчиком; Т — время измерения. Таким
образом, изменяя с помощью программирующего устройства значения Х% получил
вероятность Р*(Х)=\— P[x(t)>Х].
При измерении плотности вероятности исследуемый процесс x(t) одновре-
менно подается на оба входа схемы рис, 11.6. Электронный счетчик подключаете?)
на выход схемы совпадения, для чего переключатель Я ставят в положение 2.
В сравнивающих устройствах устанавливают соответствующие уровни анализ?,
равные Х\ и Х+кХ. При выполнении условия x(t)>X\ на выходе сравнивающего
устройства / возникает импульс положительной полярности, который передается
без изменения знака на первый вход схемы совпадения. Если одновременно вы-
полняется условие: x(t)<Xi + &X, то на выходе сравнивающего устройства 2 по-
является импульс отрицательной полярности. Полярность его изменяется усилите-
лем-инвертором, и на второй вход схемы совпадения также подается положитель-
ный импульс. При одновременном поступлении положительных импульсов на оба
входа схемы совпадения на ее выходе возникает положительный импульс, кото-
рый регистрируется электронным счетчиком. Таким образом, счетчик считает чис-
ло m попаданий исследуемого напряжения в интервал X{<x(t)<Х\ + &Х. Плот-
ность вероятности определится отношением
p*(X) = mfTFonpbX. (11.11)
Уровни анализа X и Х+ДХ переключаются программирующим устройством
автоматически при сохранении неизменного значения ДХ. Описанные анализато-
ры позволяют исследовать широкополосные случайные процессы. Значения изме-
ряемых вероятностей находятся в пределах от 10~8 до 1, а плотностей вероятно-
сти — от 10~6 до 1. Динамический диапазон напряжений сравнивающих устройств
обычно равен 0,1—-100 В.
•Существенным недостатком рассмотренных анализаторов является относи-
тельно большое время измерений, так как измерения проводятся последователь-
но для каждого уровня анализа X. Чтобы ускорить измерение, применяют много-
Входное
устройстбо
Усилитель
Генератор
лилосо'разн.
но пряжения
СраВ.чиЗающ.
устройство
Коммутатор]
\Мраспредеми-\
тель
Генератор
тактодых
импульсоВ
Счетчик
1-го каналах
Счетчик
2-го канала
Счетчик
к-го канала
^Счетчик
м-го канала
Рис. 11.7. Структурная схема многоканального аиализатооа
316

канальные анализаторы, в которых случайный процесс исследуется по М уровням
напряжения одновременно. Для этого в схему через развязывающие катодные
или эмиттерные повторители параллельно включается М сравнивающих устройств,
электронных счетчиков и устройств совпадения. Показание mh счетчика k-vo ка-
нала с уровнем анализа Хк, отнесенное к общему числу импульсов опроса N, дает
точку P[x(t)>Xk]. Общее число этих
точек будет равно М.
Однако такая схема при большом
числе каналов получается довольно
сложной и громоздкой. Более рацио-
нальной является схема многоканаль-
ного анализатора с коммутирую-
щим устройством. На рис. 11.7 пока-
зана структурная схема многоканаль-
ного анализатора с время-импульсным
преобразованием* а на рис. 11.8 —
диаграмма, поясняющая принцип
коммутации сигналов по различным
каналам. На вход сравнивающего
устройства подается исследуемое нап-
ряжение и напряжение пилообразных
импульсов, повторяющееся с перио-
дом Тп. Напряжение исследуемого
сигнала при i-м импульсе пилообраз-
ного напряжения равно х, =
= (Um/Tn) Ati. За один период пило-
образного напряжения Гп, который
задается тактовым генератором, коммутатор-распределитель через равные проме-
жутки времени ДГ=ГП/М= l/^onp последовательно подключает счетчики всех М
каналов к выходу сравнивающего устройства. Импульс, возникающий на выходе
этого устройства в момент равенства пилообразного напряжения *-го периода ис-
следуемому напряжению xit попадает в счетчик 1-го канала (на рис. 11.8 номе-
ра каналов показаны по оси абсцисс), который окажется подключенным к срав-
нивающему устройству через интервал АЛ после начала /-го периода пилообраз-
ного напряжения. Если порог срабатывания i-ro канала равен Х\+АХ (на рис.
11.8 номера порогор срабатывания показаны по оси ординат), то показания это-
го счетчика окажутся пропорциональными относительному времени пребывания
процесса x(t) в интервале Xi-7~Xi + bX=Xi+\.
Таким образом, число импульсов в каждом счетчике, отнесенное к произведе-
нию &XFonpT, дает значение плотности распределения вероятностей. Для опреде-
ления величины Р*(Х{) необходимо просуммировать показания первых i счетчи-
ков и разделить полученный результат на F0nvT (Т — общее время наблюдения).
В качестве коммутатора-распределителя в описанной схеме используют электрон-
нолучевой коммутатор, например трохотрон.
Рис. 11.8. Диаграмма, поясняющая
принцип время-импульсного преоб-
разования и распределения по кана-,
лам
11.3. ИЗМЕРЕНИЕ СРЕДНЕГО ЗНАЧЕНИЯ, СРЕДНЕЙ
МОЩНОСТИ И ДИСПЕРСИИ СЛУЧАЙНЫХ СИГНАЛОВ
Среднее значение, средняя мощность и дисперсия являются численными ха-
рактеристиками случайного сигнала. Для стационарных эргодических сигналов
эти величины определяются следующими выражениями:
среднее значение реализации x(t)
Щ*(01 = *(0=Дт ^~ ^x(t)dt\
-г
(11.12)
317

средняя мощность сигнала, т. е, мощность, выделяемая на сопротивлении в
i ом — л = щ1)у
г
P1 = FW=llm ~~ [x*{f)dt\ (11.13)
-Т
дисперсия D [*(/)] Г
D[x(t)] = Um -1- С U (*)-*(*)]'Л.- (11-Н)
7 ->оо 2/ J
В процессе измерений указанных величии интервал времени измерения Т ог-
раничивается, что приводит к появлению случайной погрешности. Время измере-
ния должно быть достаточно большим по сравнению с максимальным временем
корреляции исследуемого сигнала. Под максимальным временем корреляции по-
нимают время, по истечении которого коэффициент корреляции убывает до нуля
(с заданной погрешностью), т. е. процесс становится эргодическим. Если это ус-
ловие выполняется не полностью, то в общем случае величины, определяемые
ур-ниями (11.12) —(11.14), только оцениваются:
г
1
у ^x't)dt, (11.15)
о
x4tf = у ^ x4t)dt% (11.16)
и
Г
D* \х (01 = ]- ^ 1 х \t) - x~4t)}2 dt (И . 17)
Оценка среднего значения случайного процесса сводится к интегрированию
функции х(() [ур-ние (11.15)] в течение времени Т. В зависимости от длительно-
сти исследуемого сигнала измерения можно проводить с помощью аналоговых и
дискретных интеграторов различных типов. Аналоговые интеграторы (магнито-
электрические приборы, /?С-цепи, усилители с отрицательной обратной связью)
обеспечивают возможность проведения измерений в интервалах времени от долей
секунд до нескольких десятков минут. Процесс измерения состоит в отсчете по
прибору, включенному на выходе интегратора, напряжения, полученного за время
измерения и деления этого напряжения на время Т.
В качестве усредняющих устройств используются фильтры нижних частот.
При необходимости проведения измерений в течение длительного интервала вре-
мени применяются дискретные интеграторы, представляющие собой цифровые
устройства, суммирующие мгновенные значения напряжений измеряемой реали-
зации x(t). Эти устройства, в принципе, не отличаются от цифровых анализаторов
случайных сигналов. Они состоят из преобразователей напряжения в дискретные
величины и электронных счетчиков, фиксирующих алгебраическую сумму налря-
п
жений. Среднее значение определяется по формуле х* (t) = 2 xn(t])/n, где
Xp,(ti) — напряжение x(t) в момент tiy выраженное в дискретной (цифровой)
форме; п — общее число циклов измерений случайной величины х (г).
318

Оценка средней мощности сводится к интегрированию функции x2(t) \ ур-ние
(11.16)]. Для этого перед интегрированием входной сигнал преобразуется при по-
мощи аналогового или дискретного устройства с квадратичной характеристикой.
В качестве аналоговых устройств применяются вольтметры среднеквадратическо-
го (действующего) значения и измерители мощности. Показание такого вольт-
метра при подключении на его вход напряжения реализации x(t)
г Г т
и = У xHtf у j x4t)dt . (11.19)
Преобразование x(t) в x2(t) осуществляется в нелинейном элементе, интегри-
рование — в магнитоэлектрическом приборе, а извлечение корня квадратного за-
ложено в градуировке шкалы. В результате из (11.19) получим: x2(t)*^U2.
Электронные вольтметры, применяющиеся для измерения среднеквадратических
значений реализаций случайных сигналов, должны иметь открытый вход, боль-
шую протяженность квадратичного участка характеристики детектора, высокую
чувствительность и значительное время усреднения. Поэтому между выходом де-
тектора и измерительным магнитоэлектрическим прибором включают детекторы,
выполненные по схеме аппроксимирующей диодной цепочки, и дополнительные
интеграторы. При измерении среднеквадратического значения случайных сигна-
лов можно также пользоваться электростатическими и термоэлектрическими
вольтметрами.
При необходимости высокой точности измерений и обеспечения большого вре-
мени усреднения применяют приборы дискретного типа.
Дисперсию случайного сигнала определяют косвенным путем по среднеариф-
метическому и среднеквадратическому значениям или по значению корреляциои-
ной функции при т=0 (см. § 11.5). Дисперсию можно выразить через величины
x*(t) и x2(t)* путем непосредственного интегрирования ур-ния (11.17):
Т 7
#Ч*«] = у- ^x4t)dt-2x^Tt) у ^x(t)dt + [x* (0]2 =
о о
= [x^Jij]2. (11.20)
11.4. ОПРЕДЕЛЕНИЕ КОРРЕЛЯЦИОННЫХ
И ВЗАИМОКОРРЕЛЯЦИОННЫХ ФУНКЦИЙ
Корреляционная функция характеризует статистическую связь между мгно-
венными значениями случайного сигнала, разделенными заданным интервалом
времени (т). Корреляционная функция R(x) стационарной эргодической случай-
ной величины равна среднему значению произведения переменной составляющей
случайного сигнала на такую же переменную составляющую, но запаздывающую
на заданное время:
т
ЯМ = *~ V)x~ (*—*) = Um \ [x(t)-mx\ [x(t-х)-mx]dtt (11.21)
-г
где тх — математическое ожидание сигнала x(t); х~ (i) и х~ (t—x) —перемен-
ные составляющие x(t)\ Т — время усреднения.
При измерении корреляционных функций бесконечные интервалы времени за-
меняют конечными и, таким образом, оценивают функцию R*(x)i
319

г
где лг_ ft) = .V (t) — (t — х) = л: (/ — х) — mz.
Взаимокорреляцмонная функция характеризует статистическую связь между
мгновенными значениями двух случайных сигналов, разделенными заданным ин-
тервалом времени. Эта функция определяется средним значением произведения
переменной составляющей сигнала па запаздыгающую на заданное время пере-
менную составляющую другого случайного сигнала.
В случае стационарного эргодического процесса взаимокорреляционная функ-
ция определяется следующим выражением:
Т
(11.23)
Оценка взаимокорреляционной функции имеет вид
7
■ -г
Экспериментальное определение корреляционных и взаимокорреляционных
функций является одним из наиболее распространенных видов анализа случайных
процессов. Это объясняется не только важностью этих функций при решения
многих задач техники связи,«но и тем, что через данные функции выражаются и
некоторые другие характеристики случайных процессов. Например, при т=0
fl(0)=D|jc(OI, (11.25)
где D[x(t)] — дисперсия случайной функции x(t). Нормированная корреляциоя-
ная функция. г(х) также выражается через корреляционную функцию:
г (т) = R (т)/*1 it) = R (z)lR (0). (11.26)
Энергетический спектр представляет собой преобразование Фурье от корре-
ляционной функции, аргументом которой является частота:
оо
W (ь>) = 4 | R (т) cos юг d х. (11.27)
о
Взаимный энергетический спектр выражается через преобразование Фурье от
взаимокорреляционной функции:
Н^,(»> = J^We-'^dx. (11.28,
— оо
Различают прямые и косвенные методы измерения корреляционных и взаимо-
корреляционных функций, которые, в свою очередь, делятся на аналоговые и дис-
кретные (цифровые). В технике связи обычно используются прямые методы изме-
рения этих функций.
Аналоговые методы измерения корреляционных функ-
ций основаны на непосредственной реализации математических операций, опре-
320

Входное
устройство
Г
1
Устройстбо
памяти
и
преобразования
1
1
Усилитель
Устройстбо
регулируемой
задержки
1
L
1
y(t)
Входное
устройство
Устройстбо
памяти
и
\пре'образование
Усилитель
Перемножитель\
рргистрирую\
щее
устройство
Интегратор]
Рис. 11.9. Структурная схема электронного коррелометра
деляемых ф-лами (11.22) или (11.24). На рис. 11.9 приведена обобщенная струк-
турная схема двухканального коррелометра, в котором выполняются все дейст-
вия, предусмотренные этими уравнениями: относительный сдвиг одного из иссле-
дуемых сигналов на время т, перемножение сигналов, интегрирование произведе-
ния в течение времени Т и усреднение интеграла за время Г. В результате этой
операции получается одна точка корреляционной функции R (т).
Рассмотрим назначение и устройство основных блоков коррелометра. Вход-
ные устройства обеспечивают необходимое входное сопротивление коррелометра
и ослабление или усиление исследуемых сигналов. Их схемы аналогичны схемам
входных устройств и усилителей электронных вольтметров. Устройства памяти и
преобразования служат для предварительной регистрации исследуемых сигналов
на бумажной ленте (в виде графика), на фотопленке, на магнитных лентах или
на специальных электроннолучевых трубках, обеспечивающих возможность на-
копления зарядов. Эти устройства могут отсутствовать при исследовании стацио-
нарных сигналов, когда их напряжения непосредственно вводятся в блоки корре-
лометра. В процессе проведения измерений корреляционной функции зафиксиро-
ванная информация преобразуется в электрические сигналы, мгновенные значения
которых пропорциональны значениям случайных функций в определенной точке
аргумента памяти коррелометра. При этом для увеличения скорости измерения
преобразуется масштаб времени (или другой аргумент) исследуемого сигнала.
Усилители (обычно типа RC на заданный рабочий спектр частот) обеспечи-
вают расположение исследуемых сигналов в определенном динамическом диапа-
зоне. Устройство регулируемой задержки сдвигает исследуемое напряжение на
заданный интервал времени т. В этом узле форма исследуемого напряжения не
должна искажаться, т. е. должны отсутствовать амплитудные и фазовые иска-
жения. В качестве устройств регулируемой задержки используют электрические
линии задержки (при исследовании высокочастотных случайных процессов), маг-
нитные и емкостные запоминающие устройства. Магнитные запоминающие устрой-
ства, выполненные в виде магнитных барабанов, удобны для работы, так как по-
зволяют регулировать задержку изменением расстояния между головками записи
и воспроизведения. Интервал т определяется временем, в течение которого вра-
щающийся магнитный барабан проходит это расстояние. Головка воспроизведе-
ния может перемещаться непрерывно, плавно двигаясь по окружности магнитно-
го барабана, или фиксироваться на одном из заданных значений.
П Зак. 1092
321

Множители выполняются по разным схемам. Схема умножителя зависит от
допустимой погрешности и параметров исследуемых напряжений. Например, ум-
ножители, применяемые в электронных ваттметрах, состоят из сумматора и
устройства возведения в квадрат: xl(t)x2(t) = l/4{[*t(0 +М0]2— [МО — МОРЬ
Интеграторы выполняются на базе интегрирующих усилителей или электрон-
ных счетчиков. Показания интегрирующих устройств после проведения измерения
для данного значения т и фиксации результата сбрасываются в результате замы-
кания выхода интегрирующего устройства на малое сопротивление. В качестве
регистрирующих устройств могут применяться стрелочные приборы, самописцы,
электронные трубки с длительным послесвечением.
Для ускорения процесса измерения применяются приборы с многоканальным
измерением функции корреляции нецентрированного процесса. В этих приборах
устройство задержки обеспечивает возможность различной задержки сигнала x(t)
на различных выходах. Сигналы с каждого выхода умножаются, интегрируются,
а результат регистрируется в виде отдельных точек корреляционной функции.
Дискретные методы измерения корреляционных функ-
ций делятся на методы с предварительной регистрацией исследуемых процес-
сов на перфолентах и методы с непосредственным вводом исследуемых процес-
сов в измерительный прибор — коррелометр. Рассмотрим кратко второй метод.
Исследуемая величина x(t) поступает на блок запоминания, затем через время х
измеряется ее значение x(t—т). Полученная пара значений перемножается, и ре-
зультат запоминается. Этот процесс выполняется для всех п пар произведений при
данном значении т. Корреляционная функция определяется путем суммирования
полученных произведений:
Л(т) = — У Xi(t)Xi(t - х). (11.29)
Точность аппаратурного определения корреляционной функции зависит от
числа точек, в которых измеряется ее значение. Это число определяется характе-
ром исследуемого сигнала и, прежде всего, его спектром. Обычно снимают ш+1
отстоящих друг от друга на интервал То точек: /0=0; Л=то; t2=2 т0; ...;
tm = тх0 • Значение То выбирают так, чтобы на интервале, равном периоду выс-
шей гармонической составляющей спектра мощности исследуемого процесса Гв»
располагалось 5—10 точек: т0«7У(10-г-5).
Максимальное время задержки tm » т% выбирают таким, чтобы оно было
больше периода самой низкочастотной составляющей спектра мощности Га, т. е.
число точек т определяется соотношением: т«(5ч-10)Гн/хо>(5-f-l0)Та/Тв. Час-
то значение m связывается с числом членов в сумме (11.29), которое зависит от
частоты опроса Fonp и времени измерения Т: п *» F0nj> Т. Если изменять
частоту опроса таким образом, чтобы для каждого г*=/то соблюдалось условие
ti = \/Fonpii то можно заменить задержку исследуемого сигнала сдвигом импуль-
сов опроса, включающих поочередно элементы памяти и сравнивающие устрой-
ства. При этом отпадает необходимость в узле задержки, а произведение (11.29)
составляется из соседних значений отсчета сравнивающих устройств или элемен-
тов памяти:
ni
R(V)= 2 M0*(/+i) (О/*/- (П.ЗО)
Аналогичный результат можно получить и при постоянной частоте опроса,
равной Fonr> — q/x0. В этом случае необходимо обеспечить запоминание и отбор
Значений Xi(t), отстоящих друг от друга на заданный интервал т< = iq/F0Up.
Процесс вычислений существенно упрощается при использовании корреломет-
ров, работающих по принципу формирования импульсов, амплитуды которых
322

пропорциональны дискретным значениям исследуемого процесса аи а длительно-
сти — значениям Ьи сдвинутым относительно а< на интервал т. Импульсы пере-
множаются и интегрируются; выходное напряжение пропорционально сумме про-
изведений выбранных значений исследуемого сигнала.
Измерительная аппаратура для определения корреляционных функций отли-
чается большой сложностью. Это, в первую очередь, относится к блоку регулируе-
мой задержки и аналоговому перемножителю (см. рис. 11.9). Поэтому в настоя-
щее время изыскиваются возможности упрощения этой аппаратуры. Наибольший
Рис. 11.10. К пояснению клиппирования случайного сигнала:
а) сигнал x~(t), б) клиппированный сигнал sgnx~(t), в),
г) корреляционные функции этих сигналов, д) зависимость мето-
дической погрешности нормированной корреляционной функции
Мт)-г„ (/)]отг(т)
интерес для практического использования представляет квантование одного или
обоих входных сигналов на два уровня, т. е. измерение так называемых релей-
ных и полярных корреляционных и взаимокорреляционных функций. В релейной
корреляционной функции один из перемножаемых непрерывных случайных сигна-
лов заменяется клиппированным знакопеременным сигналом постоянной ампли-
туды — сигнум-сигналом (sgn), знак которого соответствует знаку входного сиг-
нала (рис. 11.10). В полярной корреляционной функции оба входных сигнала
представляют собой сигнум-сигналы исходных непрерывных сигналов. В этом слу-
чае коррелометр определяет степень совпадения полярностей входных сигналов.
Таким образом, релейная корреляционная функция определяется выражением
[ср. с (11.21)]
Г
У?р (х) = Ип^ J х„ 0) sgn [ х„ (t - x)]dt, (11.31)
8 ее оценка, получающаяся при ограниченном Т, — выражением
Т
?pW = -y" j^(0sgn[*„(/-x)]^. (11.32)
о
!• 823

Полярная корреляционная функция имеет вид
у
/?„ (х) = Нт -у J [sgn W J sgn [ х„ (t - х)] Л, (11.33)
а ее оценка #* (х)
Т
< СО = "J" j sgn [ х„ (0] sgn [ (/ - х)] Л. (11.34)
о
Аналогичным образом вводятся понятия о релейной взаимокорреляционной
функции и ее оценке:
т
Яр хит, w=^ IF S w sgn [*2 ('~х)3 dt% (11,35)
т
^^,w = -f J^w*11^^-^"^ (п.зб)'
-г
а также о полярной взаимокорреляционной функции и ее оценке:
#п хЛ М =г»т J sSn »] sSn l*«<* - ?>1 Л. (И -37)
-7
7
#n jr.*, W = T I sgn l*i Wl sgn [дг2 (I - x)] dt. (11.38)
и
Как видно из определения релейных и полярных корреляционных функций,
их применение позволяет упростить аппаратуру коррелометров. Множительное
устройство заменяется интегрирующим устройством и устройством релейного
действия, изменяющим знак интегрируемого сигнала в соответствии со знаком
сигнум-функции, амплитуду которой можно принять равной единице. При изме-
рении полярной функции множительное устройство заменяется схемой совпа-
дения.
Устройство регулируемой задержки также становится значительно проще,
так как вместо задержки сигнала произвольного вида ставится задача задержки
сигналов прямоугольной формы, фронты которых соответствуют моментам пере-
хода исходной функции через ноль.
Переход от обычных корреляционных функций к релейным увеличивает
методическую погрешность. На рис. ll.lOd для примера показана зависимость
абсолютной методической погрешности нормированной корреляционной функции,
определяемой разностью г(т)—гр(т) и возникающей при замене исходной функ-
ции клиппированным сигналом, от величины г(т) [ур-ние (11.26)].
В технике связи и радиотехнике часто возникают задачи, связанные с на-
хождением корреляционных, взаимокорреляционных, а также нормированных
корреляционных функций, но выполняемые с целью определения других пара-
метров [ур-ния (11.25), (11.27), (11.28)]. В качестве еще одного примера доволь-
но широкого класса измерительных систем, работающих на принципе измерения
корреляционных функций, можно привести корреляционные экстремальные уст-
ройства, которые используются в различных областях техники для измерения
временного сдвига между двумя случайными сигналами — зондирующим и из-
324

меряемым. Последний обычно представляет собой продукт отражения зондирую-
щего сигнала от исследуемого объекта.
Зная скорость распространения и измерив временной сдвиг, можно опреде-
лить расстояние до исследуемого объекта, а также скорость его перемещения.
Временной сдвиг измеряют путем определения значений корреляционной функции
между отраженным и зондирующим сигналом. Последний вводят в коррелометр
через блок регулируемой задержки (рис. 11.11). Задержка т регулируется экстре-
мальным регулятором пока не станет равной времени распространения сигнала
до измеряемого объекта и обратно. В этот момент корреляционная функция
принимает наибольшее (экстремальное) значение, фиксируемое измерительным
прибором. Таким образом, измеряя корреляционную функцию в коррелометре
и регистрируя ее экстремальное значение, получают из блоков регулируемой за-
Измеряемый
| объект
Рис. 11.11. Структурная
схема корреляционного
прибора для определе-
ния места повреждения
кабеля
держки информацию о временном сдвиге сигналов и с указателя дальности счи-
тывают расстояние до измеряемого объекта.
Особенностью экстремальных корреляционных методов измерений является
их высокая точность по сравнению с методами непосредственного измерения
корреляционных функций. Это объясняется тем, что положение экстремума кор-
реляционной функции на оси абсцисс (времени задержки т) может быть опреде-
лено с высокой точностью. Методическая погрешность большинства измеритель-
ных систем не превышает долей процента. В технике связи подобные задачи
встречаются при исследовании условий распространения радиоволн KB и УКВ
диапазона, слежения за спутниками связи, определения распределения неодно-
родностей и мест повреждения линий связи.
11.5. ПОГРЕШНОСТИ АППАРАТУРНОГО АНАЛИЗА
СЛУЧАЙНЫХ СИГНАЛОВ
Разработка методики исследования и определение погрешности аппаратурно-
го анализа случайных сигналов сопряжены с необходимостью решения весьма
сложных задач: следует определить характер сигнала (стационарный эргодиче-
ский, нестационарный), какие характеристики исследуемого сигнала наиболее, це-
лесообразно измерять, ширину его спектра и динамический диапазон, примерное
значение радиуса корреляции, определяющего время измерений. Указанные во-
просы решают априорно до начала измерений, затем разрабатывают методику
измерения на основании имеющейся аппаратуры, собирают схему и проверяют
правильность ее работы. Надежность принятых в основу исследования положе-
325

ний должна быть значительно выше надежности результатов исследований, ко-
торые предполагается получить.
Источники погрешностей измерения случайных сигналов можно разделять
на две группы: аппаратурные погрешности, которые определяются так же, как й
для любого измерительного электронного прибора классом точности прибора, и
погрешности метода измерения, обусловленные ограничением времени измерений,
способом выборки (непрерывная или дискретная), числом уровней квантова-
ния по времени и амплитуде, способом вычислений. Погрешности, зависящие от
времени измерения, выборки, способа выборки и уровня анализа X, являются
случайными; погрешности, определяемые числом уровней квантования по ампли-
туде и времени, — систематическими.
Имеется ряд работ, устанавливающих связи между погрешностями измере-
ния и условиями их проведения. Для иллюстрации приведем без доказательства
некоторые выражения, относящиеся к определению необходимого числа некор-
релированных выборок /V и времени измерения Т при заданных относительных
среднеквадратических погрешностях о.
При измерении плотности вероятности р\ (X) с интервалом АХ число N
равно: N « 1 j c^r А Хрх (X).. При измерении среднего значения х (/) стационар-
ного процесса со средней спектральной плотностью Со длительность измерения 7}
определяется по формуле: Т « 60/2<j„акс \х(t)J2, где оМакс — допустимая средне-
квадратическая погрешность.
Для измерения корреляционных функций, когда они аппроксимируются
функцией вида Rx СО = С е-а ^ cos рт, длительность интервала интегрирования
определяется неравенством Т > 2/сдЯ, где o# — допустимая относительна i
среднеквадратическая погрешность. Существенные трудности возникают и при
анализе полученных результатов. Они обычно заключаются в определении харак-
тера функций распределения и степени их согласия с известными теоретическ! -
ми функциями распределения (нормальными, Рэлея и т. д.), а также точности
и надежности статистических оценок измеряемых случайных сигналов.

12.
Измерение параметров
двухполюсников
12.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Двухполюсником называется электрическая цепь с двумя точками подклю-
чения. Здесь рассматриваются пассивные двухполюсники, т. е. такие, внутри ко-
торых не содержатся источники ЭДС. Для любой электрической цепи двухпо-
люсник представляет нагрузку и потому характеризуется входным сопротивле-
нием. Для постоянного тока входное сопротивление Rbx — U/I, для переменно-
го синусоидального тока 2ВХ= ^/Л где U и / — комплексные амплитуды напряже-
ния, приложенного к двухполюснику, и тока, идущего от источника к двух-
полюснику.
Простейшими двухполюсниками являются отдельные элементы цепи — ре-
зисторы, катушки индуктивности, конденсаторы. Во многих случаях двухполюс-
ники представляют собой различные соединения нескольких элементов, напри-
мер колебательный контур.
Входное (полное) сопротивление двухполюсника ZBX зависит от частоты
питающего его тока. Эта зависимость называется частотной характеристикой
двухполюсника. В общем случае входное сопротивление — комплексная величи-
на и можно выделить его модуль и аргумент:
'ZBX = [Z| е1?.
Зависимость модуля |Z| от частоты называется амплитудно-частотной характери-
стикой, зависимость аргумента ф — фазо-частотной характеристикой. При необ-
ходимости или для удобства вместо входного сопротивления рассматривается
входная проводимость.
Кроме входного сопротивления (проводимости), двухполюсники характери-
зуются: активным сопротивлением (проводимостью), реактивным сопротивлением
(проводимостью), емкостью, индуктивностью, взаимоиндуктивностью, доброт-
ностью.
Измерение этих параметров и характеристик необходимо при отборе и про-
верке элементов, входящих в аппаратуру связи, для выявления зависимости со-
противлений (проводимостей) от частоты, температуры и других влияющих ве-
личин, определения входных сопротивлений приборов и линий связи, нахождения
места повреждения и установления его характера в устройствах связи.
Измерение параметров двухполюсников может быть прямое и косвенное.
Прямые измерения выполняются методами непосредственной оценки и сравне-
ния. Широко применяется метод дискретного счета. Косвенные измерения про-
водятся методом вольтметра и амперметра, резонансным методом и комбинацией
последнего со способом замещения.
Выбор метода измерения и используемой для данного частного случая ап-
паратуры определяется характером и ожидаемым значением измеряемой величи-
ны, требованием к быстроте и точности измерения и диапазоном частот, в кото-
ром производится измерение.
327

12.2. ПРЯМЫЕ ИЗМЕРЕНИЯ
Метод непосредственной оценки
Метод непосредственной оценки реализуется при помощи прямопоказываю-
щих приборов, основанных на непрерывном измерении значения измеряемой ве-
личины или на измерении некоторых дискретных значений. В первом случае
приборы снабжены стрелочными индикаторами, во втором — цифровыми. Рас-
смотрим, измерение сопротивления, емкости и добротности.
Измерение сопротивления на постоянном токе выполняется при помощи ом-
метра, мегаомметра и тераомметра. Различают две схемы омметров — с после-
довательным (рис. 12.1а) и параллельным (рис. 12.16) включением измеряемого
Рис. 12.1. Схемы омметров:
а) последовательная, б) параллельная, в) с применением лого-
метра (мегаомметр)
резистора Rx относительно измерительного прибора — милли- или микроампер-
метра с внутренним сопротивлением Нк. Схема с последовательным включением
применяется для измерения больших сопротивлений, а с параллельным — малых.
Показание прибора в первом случае определяется выражением а = SU/(RK +
4-#9-f-/?x), а во втором а==££У#х/[#д(#и+/?*) +Rn + Rx\> где 5 — чувствитель-
ность индикатора по току, U — напряжение, получаемое от встроенного в омметр
источника ЭДС в виде гальванического элемента или герметического аккумуля-
тора. Все величины, кроме Rx, постоянны, поэтому шкала индикатора градуи-
руется непосредственно в единицах сопротивления Rx.
Источник ЭДС с течением времени разряжается, и перед каждым измерени-
ем омметр необходимо калибровать. Омметры с последовательным включением
измеряемого резистора калибруются при коротком замыкании ключом К зажи-
мов, предназначенных для включения RXt путем изменения напряжения U ре-
гулировкой сопротивления калибровочного реостата RK или чувствительности
магнитоэлектрического прибора S с помощью магнитного шунта до установки
стрелки на отметку «О». Омметры с параллельным включением измеряемого ре-
зистора калибруются при разомкнутых зажимах прибора с помощью тех же ор-
ганов регулировки, добиваясь установки стрелки на отметку «оо». Шкала схемы
параллельного включения прямая, последовательной — обратная. В обоих слу-
чаях шкалы неравномерны. Погрешность измерения сопротивлений составляется
± 4% и больше.
В качестве индикаторов в омметрах можно использовать логометры. Такие ом-
метры не требуют калибровки, так как показания логометров не зависят от нап-
ряжения источника питания, а являются функцией отношения токов, протекаю-
щих по обмоткам: а = F (Л//2) = F [(r2 + Rn)/(r\ + RR + Rx)] (рис. 12.1в). Для
расширения пределов измерения сопротивлений омметры с логометрическими ин-
328

дикаторами снабжаются источником напряжения в виде генератора постоянного
тока с ручным приводом. Генератор развивает напряжение в несколько сотен или
тысяч вольт, что дает возможность измерять сопротивления до нескольких ты-
сяч мегаом. В соответствии с этими пределами омметры с логометрами называют
Рис 12,2. Упрощенные схемы электронных:
а) мегаомметра и б) тераомметра
мегаомметрами. Для измерения больших сопротивлений—порядка"ТО*— 10м Ом—
применяют специальные приборы — электронные мегаомметры и тераомметры.
&ти приборы работают на принципе измерения падения напряжения на образцо-
вом резисторе, входящем в делитель напряжения, образованный неизвестным и
образцовым резисторами. Измерение выполняется при помощи усилителей по-
стоянного тока (рис. 12.2а).
Для делителя напряжения, состоящего из Rx и /?о> можно написать следую-
щее соотношение: U0 = U& Rol(Rx + Ro)- Анодное напряжение Ua и сопротивле-
ние образцового резистора Ro постоянны и известны, следовательно, шкалу изме-
рителя тока можно градуировать в единицах искомого сопротивления. Мега- и
тераомметры часто выполняются с преобразованием постоянного тока в перемен-
ный, что повышает их чувствительность, а если применить избирательный усили-
тель, то и помехоустойчивость.
При измерении сопротивлений свыше 1ТОм на входе прибора должна уста-
навливаться электрометрическая лампа, отличающаяся пренебрежимо малыми
сеточными точками (Ю-13—10~!4 А). На рис. 12.26 приведена упрощенная схе-
ма тераомметра. Примером промышленного тераомметра может служить прибор
Е5-14 с пределами измерений 107—1017 Ом и погрешностью измерений от 4 до
10%. Входное сопротивление равно 1015 Ом.
В настоящее время большое распространение получили электронные вольт-
метры как аналоговые, так и цифровые, в которых предусмотрена возможность
измерения сопротивления постоянному току. Например, в универсальном цифро-
вом вольтметре В7-16, кроме измерения постоянного и переменного напряжений,
имеется возможность измерения сопротивлений от 1 кОм до 10 МОм, а в анало-
говом вольтметре В7-17 —- от 10 Ом до 1000 МОм.
Сопротивление резисторов и емкость конденсаторов можно измерять методом
дискретного счета на принципе определения интервала времени /, пропорциональ-
ного постоянной времени т = RC; здесь R — измеряемое сопротивление, С — об-
разцовая емкость или наоборот.
Напряжение на конденсаторе с емкостью С, заряжаемом через резистор с
сопротивлением /?, растет по закон/
329

Через интервал времени t = т *» RC напряжение будет равно
Uc% = U{\ -е"1 ) = 0,632 U.
JUL
Следовательно, задача заключается в том, чтобы определить интервал времени,
в течение которого напряжение изменяется от U до 0,632 U.
Прибор с цифровым отсчетом для измерения сопротивления или емкости
(рис. 12.3) работает следующим образом. Источник постоянного напряжения
при замыкании ключа К начинает за-
ряжать конденсатор Сх через образ-
цовый резистор #ог,р. Напряжение
UCx поступает на зход / сравниваю-
щего устройства. Одновременно при
помощи триггера открывается элект-
ронный ключ и начинается счет им-
пульсов, поступающих от генератора
с кварцевой стабилизацией. На вход 2
сравнивающего устройства с делителя
Ri R2 всегда поступает опорное нап-
ряжение £/Оп = 0,632 U\ при достиже-
нии равенства напряжения на конден-
саторе и опорного сравнивающее
устройство вырабатывает импульс,
который через триггер закрывает
электронный ключ и счет импульсов
прекращается. Число импульсов, посту-
пивших на счетчик, h =f i=*fRC, отку-
да Aj = NJfC0 или Cx = N/fR0. Знаме-
натели этих выражений постоянные
и искомые значения измеряемых вели-
чин прямо пропорциональны показа-
ниям счетчика. Погрешность измере-
ния у таких приборов составляет
0,1—0.20/0-
Добротность колебательного кон-
тура или катушки индуктивности
можно измерить методом дискретного счета, используя процесс свободных за-
тухающих колебаний, вызванных воздействием на контур одиночного импульса.
Огибающая свободных колебаний, как известно, имеет вид экспоненты
I
\
\
\
iiiifiitiiifim
UT--RC-
Рис. 12.3. Структурная схема цифро-
вого прибора для измерения сопро-
тивления и емкости и характеристи-,
ки, поясняющие его работу
U=UX e~at = U, е 2Q . (12.1)
Если ограничиться наблюдением в течение интервала времени t, равного количе-
ству затухающих колебаний, умноженному на их период t = NT, и положить
N = Q, то ф-ла (12.1) примет вид
и = их<Г% = 0,0433^.
Отсюда следует, что если сосчитать количество колебаний от первого с амплиту-
дой Ui до N-ro с амплитудой 0,0433 U\t то показание счетчика будет численно
£авно добротности измеряемого контура.
Одна из возможных структурных схем цифрового измерителя добротности
гредставлена на рис. 12.4. Импульс напряжения, вырабатываемый генератором,
уряжает конденсатор С до напряжения (Уь которое открывает электронный
кдач. Одновременно в контуре начинается процесс свободных колебаний, коли-
чество которых фиксируется электронным счетчиком. Когда амплитуда очередно-
го колебания уменьшится до значения 0,0433 U\y сравнивающее устройство за-
Црувает Электронный ключ и счет прекращается. Через некоторое время показа-
|J0 -

ние цифрового индикатора сбрасывается и процесс повторяется. Для четкой ра-
боты счетчика затухающие колебания преобразуются после ключа в импульсную
форму. Погрешность цифрового измери-
теля добротности не превышает десятых
долей процента и тем меньше, чем боль-
ше добротность.
Рис- 12.4. Структурная схема
цифрового измерителя добротно-
сти и характеристики, поясняю-
щие его работу
Метод сравнения
Простейшим способом измерения сопротивления является метод сравнения,
заключающийся в сравнении показаний вольтметра или амперметра, поочередно
подключаемых к измеряемому и образцовому резисторам. Определив напряже-
ния Ux на измеряемом Rx и U0 на образцовом /?0бр резисторах (рис. 12.5а), вы-
числяем значение неизвестного сопротивления Rx = Яобр Ux/Uo. Этот способ
удобно использовать при малом значении измеряемого сопротивления, во всяком
случае при Rx < Rv, где Rv — входное сопротивление вольтметра.
Рис 12.5. Схемы измерения сопротивления методом сравнения:
а) малых значений, б) больших
При большом значении Rx удобнее применить схему, показанную на рис.
12.56, где сравниваются токи через Rx и #<>бр при неизменном напряжении пита-
ния измерительной схемы. В этом случае искомое сопротивление вычисляется по
формуле
Rx = (Яобр + ЛА) hUx ~ #А • <12-2)
Если сопротивление амперметра много меньше измеряемого, т. е. Rx > Ra> тог-
да ф-ла (12.2) упрощается Rx=R0qv V^«- В обоих случаях погрешность мини-
мальна при равенстве напряжений или токов и определяется точностью образцо-
вого резистора.
Метод сравнения получил большое распространение благодаря применению
удобных и точных приборов сравнения — мостов. Как известно, мостом называ-
331

ется электрическая цепь, состоящая из четырех плеч и двух диагоналей; плечи
представляют собой некоторые сопротивления; в одну из диагоналей включается
источник питания моста, в другую — указатель равновесия. Мост постоянного
тока (рис. 12.6а) состоит из четырех резисторов — Ru Я2, Rs и /?4, — питается
постоянным током; в качестве индикатора (указателя) равновесия применяется
магнитоэлектрический гальванометр с внутренним сопортивлением Rr. Ток через
гальванометр можно определить на основании законов Кирхгофа
. U{R\RB— R2R4) ,j2 д\
г ~ йг(Лг.+ №з +We + #4) + RsRARi +
При измерениях в соответствии с формулой возможны два состояния мостовой
схемы: неуравновешенное, когда ток в гальванометре не равен нулю, и уравнове-
шенное, когда ток в гальванометре равен нулю. В соответствии с этим мосты
разделяют на две группы предназначенные для работы только в неуравнове-
шенном или только в уравновешенном состояниях.
В неуравновешенных мостах сопротивление одного из плеч неизвестно, а
остальные — постоянны, следовательно, шкалу гальванометра можно проградуи-
ровать в единицах измеряемого сопротивления, т. е. такой мост является прямо-
показывающим прибором.
В уравновешенных мостах ток гальванометра в момент отсчета равен нулю,
что достигается при равенстве нулю числителя выражения (12.3), т. е. при равен-
стве произведений сопротивлений противолежащих плеч:
Rx Rz = R2 /?4. (12.4)
Отсюда следует, что если сопротивления трех плеч известны, то из условия (12.4)
можно определить неизвестное сопротивление четвертого плеча. Например, пусть
R{ == RX) тогда Rx = R2 RJRz- Уравновешивание моста постоянного тока дости-
гается изменением значения сопротивления плеча R2 й отношения сопротивлений
плеч R4IR3. Отношение обычно изменяется скачками, а сопротивление R2—плавно.
Мосты характеризуются относительной чувствительностью и погрешностью.
Под относительной чувствительностью моста 5М условились понимать отношение
изменения показания гальванометра Да к относительному изменению сопротивле-
ния какого-либо плеча вблизи равновесия, выраженному в процентах, т. е.
5„ = ДЯ/~- • 100 = ( А* / Д /г). (а /г/"~ -Юо) = 5rS„,
где 5Г — чувствительность гальванометра, £ц — чувствительность электрической
цепи моста. Расчеты и эксперимент показывают, что максимальную чувствитель-
ность имеют равноплечие мосты, т. е. когда соблюдено условие равенства сопро-
тивлений плеч: Ri = R2 = R3 = RA.
Основная погрешность моста постоянного тока определяется его чувствитель-
ностью, погрешностью известных значений сопротивлений плеч, неточной баланси-
332

ровной (уравновешиванием) моста. Дополнительная погрешность возникает при
изменении температуры и за счет сопротивлений внешних соединительных про-
водов и контактов.
При измерении малых сопротивлений погрешность возрастает не только за
счет внешних соединительных проводов, но и за счет внутренних соединений
плеч. Для измерения сопротивлений, меньших 1 Ом, разработаны и применяются
так называемые двойные мосты. В схеме двойного моста (рис. 12.66) обозначены:
/?1э #2, ^з» ^4 -~ сопротивления резисторов в плечах основного моста;
г и r2t гз> г4 — сопротивления соединительных проводов и контактов в соответст-
вующих плечах; R — сопротивление вспомогательного резистора; /?0бр — сопро-
тивление образцового резистора; Rx — измеряемого.
В уравновешенном состоянии схемы двойного моста токи Л =» /2, Л = /3.
УЛ«=/0бр. Пусть сопротивления проводов и контактов входят в соответ-
ствующие сопротивления плеч, т. е. /?х «= Rx + гх и т. д.; напишем уравнения
Кирхгофа:
Отсюда находим Rx*
Из этого выражения следует, что при отсутствии тока в гальванометре соедини-
тельные провода и контакты учитываются в условии равновесия моста, а так как
второе слагаемое равно нулю, то искомое сопротивление /?* = #0бр Ri/R2-
Двойной мост несколько труднее сбалансировать, чем одинарный, поэтому
для уменьшения погрешности за счет неточного уравновешивания вспомогатель-
ный резистор выполняется в виде отрезка медной шины с весьма малым сопротив-
лением.
Промышленность выпускает много типов простых и двойных мостов постоян-
ного тока с пределами измерений от 10~6 до 1014 Ом и классами точности от 0,05
до 5,0 в зависимости от назначения.
Если в схеме моста постоянного тока (рис. 12.6а) заменить в плечах сопро-
тивления резисторов полными сопротивлениями некоторых двухполюсников, то по
лучим схему моста переменного тока (рис. 12.7а). Такой мост питается перемен-
ным напряжением, обычно получаемым от генератора низкой частоты. В качеств
индикатора равновесия используются электронные вольтметры с избирательным!
усилителями и нулевые индикаторы с электроннолучевой трубкой. В обоих случа
ях входное сопротивление индикаторов очень высокое и потому представляет инте-
рес выражение для напряжения на его входе, т. е. в индикаторной диагональ
моста: UB = Um[(Z{Z3-Z2 Z4)/(Z4+Z3) (Z2+Z4)].
Отсюда следует, что равновесие моста переменного тока, т. е. когда напряжг^к
на входе индикатора равно нулю, достигается при равенстве произведений пол-
ных сопротивлений противолежащих плеч:
Z, Z3 = Z2 Z4. (12.5)
Заменив Z его выражением в показательной форме, получим
|Z,| е!<" |Z3| е1* = |Z2| е1*2 |Z4| (12.6)
где |Zi|, |Z21, |Z3| и IZ4| — модули полных сопротивлений плеч, а <рь ц:
Фэ и ф4 — фазовые сдвиги между током и напряжением в соответствующих плс
чах. Тогда равенство (12.6) распадается на два условия равновесия:
1^1 |Z3| = |Z2| |Z4|, )
<Pi + <рз = 9а + 94» /

Из (12.7) следует, что мост переменного тока можно уравновесить регулировкой
не менее двух элементов схемы с переменными параметрами, так как нужно до*
биваться равновесия по модулям и фазам раздельно. Практически мост можно
привести в равновесие только последовательными приближениями, так как даже
при 'раздельных регулировках активных и реактивных составляющих модуль и
Рис. 12 7 Схемы мостов переменного тока:
а) общая, б) для измерения индуктивности,
в) для измерения емкости, г) для измерения ин-
дуктивности по образцовой емкости
фаза изменяются одновременно. Быстрота достижения равнозесия, т. е. число
поочередных регулировок одного и другого параметра, определяется конструк-
тивным решением моста и характеризуется сходимостью процесса уравновеши-
вания.
Второе условие равновесия моста переменного тока (12.7) — суммы фазовых
сдвигов в противолежащих плечах должны быть равны друг другу: q>i + ф3=
= ф2 + Ф4, определяет построение схемы моста. Действительно, если в первом и
третьем плечах включены резисторы, то во втором и четвертом плечах должны
находиться реактивные сопротивления с обратными знаками, а если в смежных
плечах, например первом и втором, стоят резисторы, то в другой паре смежных
должны быть включены одинаковые реактивности. Очевидно, что во всех плечах
можно располагать двухполюсники с сопротивлениями одинакового характера.
Рассмотрим некоторые схемы мостов переменного тока. На рис. 12.76 пред-
ставлен мост для измерения индуктивностей. Два его плеча составлены из рези-
сторов R\ и R2. В третье плечо включают измеряемую катушку индуктивности с
параметрами Lx и Rx. Четвертое плечо образовано последовательно соединенными
образцовыми катушкой с параметрами L06p и RL и резистором с небольшим соп-
ротивлением #обр. При выполнении условия равновесия (12.5) получается сле-
дующее равенство:
R, (Rx + i to 1"х) == Л» (Лобр + RL + * » ^обр).
Приравняв вещественные и мнимые слагаемые, получим:
$34

lx = *2W#b Rx = #2 (Лобр + RL )/#i> Qx = <*Lx IRx =
= <«> £обр/(#обр + Rjl)-
Аналогичный мост для измерения емкостей представлен на рис. 12.7<з. Потеря
ми в образцовом конденсаторе пренебрегаем, а для возможности уравновешива-
ния моста последовательно с образцовым конденсатором включаем небольшое
сопротивление /?0бр- При равновесии моста действительно равенство:
#i (Rx + 1/1 « Сх) = R2 (У?обр + 1/1« Собр),
откуда
Сх — Co6pRjR2, Rx = #2#o6p/^i» 9jr==9o6p»
В технике интересуются не углом ф*, а дополняющим его до 90°, так назы-
ваемым углом потерь бх = я/2 — ф* = я/2 — фобр. Угол потерь, как правило,
мал и можно считать его равным тангенсу того же угла 6x«lg6x, что справедли-
во до 10° с погрешностью, меньшей 1%.
Рассмотренные мосты называют мостами отношения плеч, так как для опреде-
ления параметров измеряемого двухполюсника нужно располагать известным
значением отношения сопротивления смежных плеч.
Измерение индуктивности можно выполнить, используя образцовый конденса-
тор. В этой схеме моста (рис. 12.7г) плечи R2 и /?4 образуются магазинами соппо-
тивлений, а первое плечо — образцовое, состоит из образцового конденсатора
без потерь и плавнопеременного образцового резистора /?0бр. Условие равновесия
имеет вид
2обр%х = #2#4
или
Добр (Я, + U £*)/(! + I » СобрДобр) = R'R*>
откуда Lx = R2RiCo6py Rx = #2#4/#обр» Qx = ^ LXIRX = Я0бр « Собр.
Такой мост называют мостом произведения плеч.
Рассмотренные схемы мостов переменного тока конструктивно объединяют в
универсальных мостах для измерения параметров L, С, R. В таких мостах путем
переключений элементов схемы можно получить любой из рассмотренных выше
мостов, в том числе и мост постоянного тока.
Основная погрешность измерения при помощи моста переменного тока зависит
от чувствительности индикатора, погрешностей параметров двухполюсников, об-
разующих плечи моста, сопротивлений, индуктивностей и емкостей, монтажных
проводов и переходных сопротивлений контактов. Для этих мостов характерно
появление погрешностей за счет емкостных связей между элементами моста, из-
менения частоты напряжения питания, температуры и воздействия внешних элект-
ромагнитных полей. Теоретическое определение погрешности данного моста для
любых условий его работы невозможно. Погрешности определяются для некото-
рых пределов измеряемых величин при одной частоте питания. В документации
указывается основная погрешность в виде суммы, первое слагаемое которой пред-
ставляет собой процент п от измеряемой величины модуля МХу л второе — неко-
торое абсолютное значение т измеряемой величины, являющееся порогом по-
грешности данного моста. В соответствии с этим абсолютная и относительная
погрешности представляются в следующем виде:
а-±(й5-** + «). »-±(«+^ioo)«.
При повышении частоты напряжения, питающего мост, резко возрастает погреш-
ность за счет емкостных связей. Для их уменьшения применяется экранирование
элементов моста, строгое симметрирование схемы и заземление узловых точек.
Это задача очейь сложная, особенно в рассмотренных схемах мостов, где отсут-
335

ствует общая точка между источником питания моста и индикатором. Тщатель-'
ное экранирование расширяет верхнюю границу рабочих частот всего .до не-
скольких десятков килогерц. Мосты переменного тока выпускаются следующих
классов точности: 0,1; 0,2; 0,5; 1,0; 2,0 и 5,0.
Для измерения параметров двухполюсников на более высоких частотах при-
меняются Т-образные и дифференциальные мосты.
Существенным достоинством Т-образных мостов является возможность за-
земления одной из входных и выходных клемм, что облегчает проблему экрани-
ровки и позволяет использовать генераторы и индикаторы с несимметричными
входом и выходом. Рабочий диапазон частот этих мостов достигает 30 МГц.
Для измерения сопротивлений и проводимостей двухполюсников применяют-
ся двойные и перекрытые Т-образные мосты. Условия равновесия определяются
следующими выражениями для двойного моста (рис. 12. 8а): Zx + Z:i -f Z1Z3/Z2+
+ Zj -f- Z3 + ZlZ3jZ2 = 0 и для перекрытого (рис. 12.8e): Z\ + Z3 + ^4 +,
+ zxz3/z2 = 0.
Рис. 12.8. Схемы Т-
обрлзных мостов:
а) общая, двойного
Т-образного, б) прак-
тическая, двойного
Т-образного, в) об-
щая, перекрытого Т-
образиого, г) прак-
тическая, перекрыто-
го Т-образного
Практическая схема двойного Т-образного моста^пригодная для измерения
двухполюсника с активной проводимостью gx и реактивной Ьх, приведена на рис.
12.86. Измерение обычно проводят способом замещения, который позволяет
уменьшить влияние паразитных параметров на результат измерения. Процесс из-
мерения состоит в следующем. Сначала уравновешивают схему без измеряемого
двухполюсника. Пусть при равновесии моста С0 = С0 и С2 = С2, тогда имеем
l/# = #i£o2C2( 1 +С2/С,) и l/o)Z = «o(2C+ Co + C2/Ci).
Затем параллельно конденсатору С0 подключают измеряемый двухполюсник
и мост вновь уравновешивают с помощью конденсаторов С0 и С2, значения кото-
рых в момент равновесия будут равны С0 и С2 ; теперь условие равновесия
будет иметь такой вид:
1/Я + = /?,»*С + Cj'/Ci) и 1/(оI- ^ = со(2C + C'Q' -bC'ld).
336

Проводимости gx и Ъх определяются как разность двух измерений:
gx^Rt^Cld (Са'-Са); = « ( С^-С^');
паразитные параметры исключаются и не влияют на ре зультат измерений.
Практическая схема Т-образного перекрытого моста изображена на
рис. 12.8г. Формулы для вычисления неизвестной индуктивности Lx и активного
сопротивления Rx можно получить из условия равновесия моста:
^ = 2/о>2С0; Rx=HRo*2C20.
Г-образные мосты часто используются в цепях обратных связей уси-
лителей для создания определенной частотной зависимости коэффициента усиле-
ния усилителя, например, в активных #С-фильтрах.
Схемы дифференциальных мостов осуществляются с применением дифферен-
циальных трансформаторов (рис. 12.9а) и дифференциальных дросселей (рис.
12.96). Дифференциальные мосты, так же как и Т-образные мосты, позволяют
Рис. 12.9. Схемы дифференциальных мостов:
а) трансформаторная, б) дроссельная
упростить задачу экранировки за счет возможности заземления одной из точек
моста и применения экранированных дифференциальных трансформаторов. Из-
мерение проводится способом замещения. Сначала уравновешивают мосты без
измеряемого двухполюсника. Это «начальное уравновешивание» выполняется с
помощью специальных конденсатора и резистора, включаемых в измерительную
ветвь моста. Затем включают измеряемый двухполюсник Zx и уравновешивают
мост обычным порядком.
В качестве образцовых двухполюсников 20бр в дифференциальных мостах
используются магазины емкостей и резисторов. Равновесие моста наступает при
условии Zx = Zo6v.
При емкостном характере Zx двухполюсник 20бр представляет собой парал-
лельное соединение конденсатора С0бр и резистора R0op (проводимости £0ор).
В этом случае уравнения для определения модуля и угла измеряемого сопротив-
ления имеют вид
Zx = ~Т~ °б1> = Добр cos ух и tgcp^ = to СобрДобр — ^ Собр/£Гобр-
К1+Д2обр"2Собр
В случае индуктивного характера сопротивления измеряемого двухполюсника об-
337

разцовый магазин емкостей включается параллельно Zx, значение которого опре*
деляется по этим же формулам.
Дифференциальные мосты получили большое распространение вследствие
относительной простоты изготовления и настройки дифференциальных дросселей
и трансформаторов, широкого диапазона рабочих частот (до сотен мегагерц),
удобства эксплуатации, высокой чувствительности и точности измерений. По-
грешность может быть доведена до 0,1—0,5%.
Измерение сопротивлений двухполюсников можно осуществлять с помощью
автоматических мостов постоянного или переменного тока. Такие измерения осу-
ществляются при серийных проверках параметров резисторов, емкостей и индук*
тивностей.
Автоматические мосты постоянного тока изготовляются в виде цифровых
приборов. Сопротивления в плечах моста в процессе его уравновешивания пере-
ключаются электронными ключами, управляемыми от индикатора разбаланса мо*
ста. После уравновешивания совокупность состояний электронных ключей соот-
ветствует значению измеряемого сопротивления в определенном коде, который
при необходимости с помощью дешифратора преобразуется в десятичный. Струк-
турная схема подобных цифровых омметров подобна схеме цифрового вольтмет-
ра, содержащего поразрядный преобразователь напряжения в код. При этом
блок коммутации напряжений преобразовывается в блок коммутации сопротив-
лений моста, а выходное напряжение представляет собой напряжение разбаланса
моста. Это позволяет изготовлять комбинированные приборы, пригодные для из-
мерения постоянных напряжений и сопротивлений. К таким приборам относятся
приборы типа Е6-8 и Е6-9, позволяющие измерять сопротивление соответственно
от 10 Ом до 10 Мом с погрешностью ± (0,05 — 0,07)%.
Автоматический мост переменного тока (рис. 12.10) предназначен для изме-
рения емкости и диэлектрических потерь конденсаторов. Реактивная и активная
utbttn*
Катодный
по8торит\
1
"on
Усилитель uono
*~\управле№\
тель
90°
блок
управления
Рис. 12.10. Схема автоматического моста переменного
тока
компоненты балансируются раздельно с помощью автоматических ступенчатых
регуляторов. Результаты измерения печатаются на бумажной ленте или наблю-
даются визуально. К усилителю пбДводятся напряжение и с диагонали моста че-
рез трансформатор, опорное напряжение и0ц и напряжение , сдвинутое по фа-
ie на 90° по отношению к иоа. Напряжение и0и, снимаемое с выхода катодного
Ш

повторителя, находится в фазе с напряжением щ. Напряжение «одо возбуждается
напряжением и0п> т. е. они пропорциональны по амплитуде. Оба эти напряжения
после усиления подводятся к блокам, предназначенным для регулировки сопро-
тивления плеча моста Д3 и емкости конденсатора С4.
12.3. КОСВЕННЫЕ ИЗМЕРЕНИЯ
Метод вольтметра и амперметра
Схема для измерения сопротивления двухполюсника методом вольтметра и
амперметра (рис. 12.11а) представляет собой последовательное соединение ис-
4
O-pfb-
о—Qy
1
v
U =
53
Рис. 12.11. Измерение сопротивлений методом ампер-
метра и вольтметра:
а) схема измерения, б) измерение взаимоиндуктивно-
сти, в) и г) измерение сопротивления постоянному току
точника питания, исследуемого двухполюсника, амперметра и реостата. Вольт-
метр присоединяют к зажимам двухполюсника. По показаниям вольтметра U
и амперметра / определяют модуль полного сопротивления \ZX\:
где \Zv\ — модуль входного сопротивления вольтметра. При достаточно боль-
шом \Zv\ током, ответвляющимся в вольтметр, можно пренебречь и тогда \ZX\ «
Хх
«= U/I. Фазовый сдвиг ух = arctg —— при таком измерении установить невоэ-
Rx
можно. Метод вольтметра и амперметра целесообразно применять на низких ча-
стотах для измерения индуктивности и емкости и на постоянном токе для измере-
ния сопротивления.
Включив в схему рис. 12.11а в качестве двухполюсника конденсатор, нахо-
дят его емкостное сопротивление Xc — ll<dCx = UcII, откуда емкость Cx=\/(dUc,
где со 2я f — круговая частота напряжения питания измерительной цепи. Если
включить катушку индуктивности, то можно определить ее индуктивное сопро-
тивление XL = 0 LX=UL/I и индуктивность Lx = U/o)I.
Взаимоиндуктивность измеряется по схеме рис. 12.116 аналогично. Ток /,
протекающий по первой катушке, наводит во второй ЭДС £=/о>М/ откуда вза-
•22*

имоиндуктивность М = Е/(й1. Взаимоиндуктивность можно измерить и по схещ
рис. 12.11а. Для этого измеряют два значения общей индуктивности последова-
тельно включенных катушек: сначала при встречном Lu а затем при согласном
L2 их включении, после чего вычисляют М = (L2—Z*i)/4.
Сопротивления резистора постоянному току измеряется по схеме рис 12.11 в
при условии Rx<Rv либо по схеме рис. 12.11 г при /?х>/?а- В обоих случаях
значение сопротивления равно Rx = U/I. Если указанные условия не выполняются,
то для схемы рис. 12.11 в сопротивление вычисляется по формуле Rx—1)1(1—*.
—U/Ry), а для рис. 12.11 г «— по формуле /?«=(У//—/?А.
Погрешность измерения зависит от классов точности примененных вольт»
метра и амперметра; практически погрешность достигает 7% и возрастает о
увеличением частоты. Диапазоны измеряемых данным методом параметров опре-
деляются пределами показаний вольтметра и амперметра, а также частотой пи*
тающего напряжения. Например, при использовании вольтметра со шкалой до
150 В, набора амперметров со шкалами от 50 мА до 1 А при частоте 50 Гц мож-
но измерять емкость конденсаторов в пределах от десятков тысяч пикофарад до
тысяч микрофарад и индуктивность катушек от единиц миллигенри до сотен ген-
ри. Для понижения пределов измеряемых значений нужно увеличить частоту
напряжения питания измеряемой цепи. <
Метод вольтметра и амперметра можно применять для измерения парамет-
ров нелинейных двухполюсников, например индуктивности с ферромагнитным
сердечником/Следует только учесть, что измеряемые параметры зависят от со-
стояния двухполюсника и потому он должен находиться в рабочем режиме.
Метод вольтметра и амперметра прост и легко осуществим, однако из-за ма-
лой точности/ограниченных пределов измеряемых значений, возможности приме-
нения только на низких частотах он используется реже других методов.
Резонансный метод
Резонансный метод измерения сводится к определению степени влияния из-
меряемого двухполюсника на параметры образцового измерительного контура в
момент настройки в резонанс. В соответствии с этим процесс измерения выпол-
няется в два этапа. Вначале определяют параметры образцового контура L, С\ и
добротность Qi при частоте со= 1/LCi. Затем к контуру подключают измеряемый
двухполюсник Zx и настраивают контур в резонанс путем изменения образцовой
емкости и определяют новые параметры контура С2 и Q2 при прежних значениях
частоты и индуктивности. По данным первого и второго измерений вычисляют
значения измеряемых параметров на частоте ю.
Для измерения параметров двухполюсников резонансным методом применяв
ются измерительные приборы — измерители добротности (куметры). Структур-
ная схема измерителя добротности включает в себя генератор высокой частоты,
последовательный измерительный контур и индикатор резонанса (рис. 12.12). Ге-
Рис. 12.12. Структурная схема измерителя катора резонанса обычно при-
добротности меняется встроенный электрон-
ный вольтметр. В измеритель-
ный контур через емкостный делитель вводится напряжение £о> равное обычно
50 мВ. Значение этого напряжения контролируется вольтметром V\.
Электронный вольтметр V2 служит индикатором резонанса, и его шкала гра-
нератор снабжен градуирован-
ной . шкалой для установки ча-
стоты, на которой должно про-
водиться измерение. Измери-
тельный контур состоит из об-
разцового конденсатора пере-
менной емкости и исследуемой
или вспомогательной катушки
индуктивности. В качесте инди-
340

дуирована в единицах добротности Q. Возможность измерения добротности
Вольтметром У2 основана на том, что при резонансе последовательного контура
на его реактивных сопротивлениях возникают равные напряжения, в Q раз боль-
шие вводимого в контур напряжения: UL/E0=*Uc/E0—I(dL/IRL=:ri{uCoRL~
-XlIRl-XcIRl-Q.
Кроме добротности, по показаниям куметра можно вычислить индуктивность,
сопротивление и собственную емкость катушек индуктивности, емкость и тангенс
угла потерь конденсаторов, полные сопротивления пассивных двухполюсников,
затухание и волновое сопротивление коаксиального кабеля и некоторые другие
параметры. При выполнении измерений отсчет производится в момент настрой-
ки в резона не, т. е. при максимальном показании вольтметра V% и отсчитываются
значения частоты емкости образцового конденсатора С0бР и добротности Q. 1 '
Рассмотрим измерение параметров простейшего двухполюсника — катушки
индуктивности. Катушка индуктивности характеризуется индуктивностью Хж, со-
противлением потерь RL и собственной емкостью Сь. Катушку присоединяют к
зажимам 1-^2 (рис. 12.13), и изменением частоты генератора и емкости образ-
Рис. 12.13. Определе-;
ние параметров двух*
полюеников при по-
мощи, измерителя
добротности
цового конденсатора добиваются резонанса; записывают значения частоты, емко-
сти и добротности. Полученные данные позволяют рассчитать емкостное сопро-
тивление Xq = 1/о> Собр = Х^ = to LXy откуда индуктивность Lx = Xq /а> =
1/(<»2Собр) — 1/4*2/2 С0бр и сопротивление потерь RL = Хс jQ = 1 /(о С0бР Q).
Собственная емкость катушки определяется по двум значениям частот —
fx и h:—i- и двум соответствующим значениям емкости образцового конденсато-
ра — Сх и С2. Удобно вторую частоту выбрать больше первой. При настройке в
резонанс на первой частоте будет справедливым следующее равенство:
/, ss 1 /2п |/ L (С, 4- CL ) , на второй — /2 = 1 /2к У L (С2 + С'*). Разделим второе
равенство на первое и возведем результат в квадрат:
/1/ f21 = (C1+CL)!(C2 + CL) = n*,
откуда искомая собственная емкость катушки, индуктивности
CL = <px-n*Cj> («2~1).
Удобно установить отношение частот равным целому числу, в частности 2, тогда
Методика измерения полного сопротивления двухполюсника состоит в сле-
дующем. Сначала измеряют на заданной частоте f параметры Си Qi измеритель-
ного контура, образованного вспомогательной (образцовой) катушкой L и образ-
цовым конденсатором при замкнутых накоротко зажимах 3—4 (см. рис. 12.13).
Затем измеряемый двухполюсник включают либо последовательно (в Зажи-
мы 3—4) при малом значении модуля \ZX\ сопротивления, либо параллельно (в
зажимы 4—5) при большом значении модуля \ZX\. Если порядок модуля не из-
вестен, следует опробовать обе схемы включения и остановиться на той, при ко-
торой возможна настройка в резонанс или добротность окажется выше.
Допустим, \ZX\ мало и измеряемый двухполюсник включен последовательно
с вспомогательной катушкой индуктивности в точках 3—4 (см. рис. 12.13). Кон-
341

денсатором С0бр измерительный контур вновь настраивают в резонанс и записы-
вают показания С2 и Q2. Сопротивление между точками 1—5 равно 1
Z,^ = RL+l^L--~^ + Zx = RL + i^ (12.8)
Предположим, что сопротивлене двухполюсника имеет индуктивный характер,
тогда выражение (12.8) нужно записать в виде
Z1-5 = RL + Rx + 1 (»l + Xx- l/coC2). (12.9)
Отсюда легко определить реактивное сопротивление измеряемого двухполюсника}
Хх = 1/со С2 - со L = 1 /со С2 — 1/coCj = (d - С2)/со СгС2. (12 ЛО)
Активное сопротивление определяется аналогично: j
Rx=V(<*C2Q2)-RL = 1 /(соC2Q2) — 1 /(соC,0i) = (QiCt — Q2C2)/ соC&QiQ*.
Если выражение (12.10) оказалось положительным, то предположение об индук-
тивном характере реактивного сопротивления оказалось правильным, а если от-
рицательным, то сопротивление имеет емкостный характер. В первом случае из-
меряемый двухполюсник имеет сопротивление Zx~Rx-\-'mLx и индуктивность
Lx— (Ci—С2)1(о2С{С2. Во втором — сопротивление Zx = Rx+\I\(uCx и емкость
Cx^=CiC2/ (С2—С\).
При большом значении модуля Zx двухполюсник включается параллельно об-
разцовому конденсатору (в точках 4—5). Предположим, что двухполюсник пред-
ставляет собой параллельное соединение конденсатора и резистора, т. е. его со-
противление имеет емкостный характер. Тогда сопротивление измерительного кон-
тура между точками 1—5 равно:
z/-5 = Rl + 1—7 + 1 (со Z. -
Освобождаясь от мнимости в знаменателе и учитывая, что
СХ + С, = С, и со*д2(С, + С2)2>>1,
после соответствующих преобразований получаем
z/-5 =RL + —V + I (»L - -
Rxb>*C2x \ coC\
В момент резонанса реактивное сопротивление измерительного контура рав-
но нулю, отсюда реактивное сопротивление двухполюсника
*ж = ~7 1Г 1 г, • 02.11)
toCjr co(Cj — С2)
Как и в первом случае, правильность предположения о характере сопротивления
двухполюсника проверяется по знаку выражения Хх. Если Хх>0, т. е. Ci>C2,
то реактивное сопротивление имеет емкостный характер и равно (12.11), а кон-
денсатор в двухполюснике имеет емкость СХ = СХ—С2. Если же Хх<0, то реак-
тивное сопротивление имеет индуктивный характер = 1/со2(С2—Ci) и индуктив-
ность можно определить из выражения £* = 1/о)2(С2—Ci). Активное сопротивле-
ние измеряемого двухполюсника находится по двум значениям добротности
Qi и Q2:
со L coZ.
Ql= RL ' Q3= RL + \,RX»*C\ '
Из этих выражений с учетом, что при резонансе mCia)L=l, получаем
Rx^QxQil^CAQi-Qi)-
Ш

Измерение
отношения
При необходимости как в первом, так и во втором случаях можно вычис-
лить добротности и угол потерь двухполюсника.
Основными источниками погрешностей измерения являются: неточность на-
стройки в резонанс, неточность отсчетов по шкалам значений частоты, емкости
образцового конденсатора и добротности, неточная установка уровня входного
напряжения Е0. Относительная погрешность измерения добротности составляет
4—-5%, индуктивности и емкости — 2—5%.
Для быстрого и нагляд-
ного представления об изме-
нении полного сопротивле-
ния двухполюсника в неко-
тором диапазоне частот при-
меняются автоматические
приборы для снятия частот-
ных характеристик — пано-
рамные характериографы.
Принцип действия подобных
приборов состоит в сравне-
нии напряжений на двух-
полюснике и некотором об-
разцовом резисторе при воз-
действии на них напряже-
ния, частота которого периодически изменяется в заданных пределах. В случае
достаточно высокого входного сопротивления измерительного устройства
(рис. 12.14) отношение напряжений на сопротивлениях Zx и Добр равны отно-
шению самих сопротивлений: "*
2§>
Рис. 12.14. К пояснению принципа
панорамного характериографа
действия
U\ ^Добр Добр Добр
Структурная схема панорамного измерителя полных сопротивлений двухпо-
люсников приведена на рис. 12.15. Источник иамерительных сигналов состоит из
двух генераторов, работающих на частотах fi и /2, генератора качающейся ча-
стоты, фильтров нижних частот и усилителей двух сигналов — рабочего с ча-
стотой /с и гетеродинного с частотой /с—/up, где /Пр=/2--/.. Напряжение рабо-
Генератор
]ff пост.часпюп\
' Смеситель| >|
гнч
Смеситель
2
Генератор
пост. частоп\
\
\
\
I
4ВД
ч>нч
(кшнериттцм
\^Усилит«&№^
Рис. 12.15. Структурная схема панорамного измерителя полных сопротивлений
543

чего сигнала поступает на цепочку, образованную последовательным соедине-
нием Яобр и ZXy а гетеродинного — непосредственно на смесители 3 и 4 измери-
тельного устройства. Выходные напряжения этих смесителей подаются на усили-
тели промежуточной частоты, имеющие автоматическую регулировку выходных
уровней (АРУ). В качестве управляющего сигнала АРУ использует напряжение,
пропорциональное напряжению на образцовом резисторе, и обеспечивает по-
стоянство выходного напряжения усилителя /; коэффициент усиления этого уси-
лителя K—UqIUx. Усилитель 2 управляется той же системой АРУ и имеет тот же
коэффициент усиления, поэтому напряжение на его выходе U=U2Ki — U2Uo/U\
пропорционально отношению напряжения на измеряемом и образцовом двухпо*
люсниках.
Выходное напряжение с усилителя 2
поступает на фазовращатель и после соот-
ветствующего усиления создает на экра-
не трубки осциллограмму в виде окруж-
ности, радиус которой пропорционален
отношению измеряемых двухполюсников.
На модулятор трубки поступают импуль-
сы от генератора, выдающего короткий
импульс подсветки каждый раз, когда
напряжение, пропорциональное напряже-
нию Uw проходит через нуль. В резуль-
тате высвечивается одна точка окруж-
ности, сдвинутой на угол ф относитель-
но некоторого нулевого положения. Ос-
циллограмма представляет собой частот-
ную характеристику измеряемого двух-
полюсника в виде круговой диаграммы,
проградуированной по модулю в значе-
ниях образцового сопротивления /?0бр.
В качестве примера на рис. 12.16 приве-
дена частотная характеристика полного
сопротивления параллельного колебатель-
ного контура.
Подобные автоматические панорамные дарактериографы позволяют изме-
рять полные сопротивления в диапазоне частот от 10 кГц до 200 МГц с погреиь
ностью по модулю не более ±5% и по фазе ±5°,
Рис. 12.16. Частотная характе-
ристика полного сопротивле-
ния параллельного контура

13.
Измерение затухания
четырехполюсников
13.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Затухание является энергетической мерой передачи гармони-
ческого сигнала через четырехполюсник. Затухание определяется
следующими уравнениями:
а1дБ] = 101g илиа1Нп]=±— In А (13.1)
3 2 Р3
где р, — кажущаяся мощность опорного или входного сигнала;
р2 _ кажущаяся мощность на нагрузке измеряемого четырехпо-
люсника.
Различают три вида затухания: рабочее, вносимое и собствен-
ное, которые характеризуют четырехполюсники, предназначенные
для передачи информации.
Рабочее затухание определяется выражением (13.1) при
условии, что Pi — кажущаяся мощность, которую может отдать
генератор на согласованную с ним нагрузку. Значения Р\ и Яг свя-
заны с величиной ЭДС генератора Я и напряжением на нагруз-
ке UH известными соотношениями:
P> = -f- иЯ2 = ^, (13.2)
где zT и zn — модули полных сопротивлений генератора и нагрузки.
Пользуясь ф-лой (13.2), нетрудно свести задачу измерения ка-
жущихся мощностей к более простой задаче измерения напряже-
ний и выразить рабочее затухание в децибелах через последние:
<Ь = Ю lg = 20lg + lOlg *. (13.3)
Если измеряемый четырехполюсник представляет собой усили-
тель, то Р\<Р2 и рабочее затухание отрицательно. Поэтому для
характеристики усилителей вводят величину, обратную рабочему
затуханию, — рабочее усиление Sp:
5Р = - ар = 20lg - 10lg 5l. (13.4)
345

Как следует из ф-лы (13.2), кажущаяся мощность опорного
сигнала Pi не зависит от сопротивления измеряемого четырехпо-
люсника, что обеспечивает удобство и простоту измерений.
Рабочие затухание и усиление измеряются мето-
дом известного генератора и методом Z.
Вносимое затухание четырехполюсника определяется
по ф-ле (13.1), в которой Р\ — кажущаяся мощность, выделяемая
на нагрузке четырехполюсника zB при подключении ее непосред-
ственно к выходу генератора с внутренним сопротивлением гг;
Р2 — кажущаяся мощность, выделяемая на нагрузке гн при вклю-
чении ее на выходе измеряемого четырехполюсника.
Собственное (характеристическое) затухание
ас четырехполюсника определяется соотношениями (13.1), когда
Pi и Р2 представляют собой кажущиеся мощности на входе и вы-
ходе четырехполюсника, нагруженного с обеих сторон на согласо-
ванные сопротивления. Соотношения (13.1) можно аналогично
предыдущему выразить через напряжения на входе и выходе четы-
рехполюсника:
«с = Ю lg -4-2 = 20lg Sh + Юlg ia, (13.5)
U о г<м и* *ct
где гс\ и гС2 — модули характеристических сопротивлений изме-
ряемого четырехполюсника.
Значение характеристического сопротивления измеряемого че-
тырехполюсника и его зависимость от частоты в общем случае
неизвестны. Оно содержит реактивные составляющие, обусловлен-
ные влиянием паразитных сопротивлений, величина которых имеет
случайный характер и не может быть рассчитана, и поэтому опре-
деляется с помощью дополнительных измерений. Проведение этих
измерений усложняет определение собственного затухания, которое
и без того затруднено из-за необходимости согласованного вклю-
чения четырехполюсника.
Собственное затухание отдельных блоков аппаратуры связи,
отрезков или строительных длин кабеля определяют только при
заводских измерениях, чтобы затем найти параметры всего комп-
лекса связи или длинной линии.
Собственное затухание четырехполюсников свыше 2—3 дБ
(0,2—0,3 Нп) определяют методами: измерения уровней, сравне-
ния, компенсационным, холостого хода и короткого замыкания.
С необходимостью измерения малых собственных затуханий
(менее 2 дБ) встречаются при исследовании четырехполюсников
с малыми потерями энергии и при измерении отклонений затуха-
ний от первоначального значения под влиянием различных факто-
ров: температуры, времени, влажности, колебания напряжения пи-
тания и др.
346

С уменьшением значения собственного затухания измеряемого
четырехполюсника существенно возрастают относительные погреш-
ности, обусловленные отклонениями нагрузочных сопротивлений от
номинальных значений, влиянием переходных сопротивле-
ний, погрешностью измерительных приборов и паразитными свя-
зями между элементами измерительной схемы. Поэтому измерение
малых затуханий требует особо тщательной разработки методики
измерения, оценки погрешностей, высокого качества сборки изме-
рительной схемы и выполнения измерений. Такие затухания изме-
ряются следующими методами: непосредственного измерения, из-
мерения характеристического и входного сопротивлений, двух
вольтметров и методом куметра.
Понятие «затухание» применяется также и для оценки парамет-
ров четырехполюсников, образованных случайными или паразит-
ными сопротивлениями, приводящими к появлению помех или
к ухудшению работы систем связи. В этом случае термином «за-
тухание» обычно характеризуют источник паразитного сигнала
«затухание несогласованности», «балансное», «переходное» и т. д.
13.2. ИЗМЕРЕНИЕ РАБОЧЕГО ЗАТУХАНИЯ
Метод известного генератора основан на исполь-
зовании измерительного генератора
ротивлением Zr и ЭДС Е. Для
определения рабочего затухания
четырехполюсника этим методом
достаточно измерить напряже-
ние U на выходе четырехполюс-
ника (рис. 13.1). Если напряже-
ние на нагрузке определяется с
помощью измерителя уровня, то
ур-ние (13.3) можно переписать в
следующем виде (в децибелах и
неперах):
с известными внутренним соп-
Рис. 13.1. Схема измерения ра-
бочего затухания методом из*
вестного генератора
0p = 2Olg
EU0
Яр = 1п
2ад
+ 101g *и - рвп-ри (н)+ Юlg (13.6а)
1 I- *н
2ВД
pv+±lnb, (13.66)
где Ре/2 — известный уровень напряжения на выходе согласован-
но нагруженного генератора; ри — уровень напряжения \\\
нагрузке четырехполюсника; £/0 — напряжение нулевого уровня.
При гн=2г рабочее затухание (в децибелах) определяется фор-
мулой
[13.7)
q^Pe[2 — Рал =Ре~Рип*
U7

Выражение (13.7) еще более упрощается при /?е/2=0. В этом слу-
чае рабочее затухание численно равно уровню напряжения на
нагрузке:
Данный режим измерения позволяет ускорить и автоматизировать
процесс снятия частотных характеристик рабочего затухания
Ар = ф(/).
Значение ЭДС и внутреннего сопротивления генератора в рабо-
чем диапазоне частот могут изменяться под влиянием паразитных
параметров выходного блока генератора и колебания значения
сопротивления нагрузки, поэтому во время измерения рабочего
затухания необходимо следить за постоянством ЭДС и внутреннего
сопротивления генератора. Для стабилизации параметров на вы-
ходе генератора часто включают резисторные удлинители, пред-
ставляющие собой звенья Т- и П-образных четырехполюсников, за-
тухание которых соответствует затуханию электрически длинной
линии, т. е. 15—20 дБ. В результате получают «известный» генера-
тор с более стабильными параметрами: внутренним сопротивле-
нием, равным характеристическому сопротивлению удлинителя,
и ЭДС, равной напряжению на его выходе без нагрузки. Погреш-
ность измерения рабочего затухания методом известного генера-
тора определяется в основном погрешностью измерительного при-
бора и составляет обычно ± (0,1—0,8) дБ.
Измерение рабочего затухания методом Z осу-
ществляется с помощью схемы, показанной на рис. 13.2а. Между
генератором и измеряемым четырехполюсником включается сопро-
тивление Z, в результате получается эквивалентный генератор с но-
выми параметрами. Для их определения сравним эквивалентные
схемы исходного генератора и образованного по методу Z
(рис. 13.26). Для первой схемы справедливы следующие равенства:
A = E/(Zr+ZBX), U=E-IZr; для второй: /= t/,/(Z+ZBX), U2=UX-IZ.
Из сопоставления этих уравнений следует, что в качестве ЭДС эк-
вивалентного генератора, образованного по методу Z, следует при-
нять выходное напряжение U\ реального генератора; внутреннее
сопротивление эквивалентного генератора равно Z. В соответствии
с ур-нием (13.6) рабочее затухание определится формулой
*р = Ри,2 ~ Рил + 1° V = Ри, ~ Риа + Ю lg 7- - 20 lg 2.
(13.8)
Для удобства вычислений величину z берут равной гн.
При этом
Погрешность измерения рабочего затухания, как и в предыду-
щем случае, определяется погрешностью измерений уровней напря-
848

Li
.. i L
Магазин
затуханий
R Г
Измер.
Цц 4-пмюс-
нин
Магазин
затуханий
Рис. 13.2. Измерение рабочего затухания методом Z:
а) общая схема, б) эквивалентные схемы реального генератора и генератора, об-
разованного по методу Z, в) схема сравнения для симметричных четырехполюс-
ников, г) схема сравнения для несимметричных четырехполюсников
жений U\ и UH и составляет ±(0,1—0,8) дБ. С целью повышения
точности измерений методом Z пользуются схемами сравнения для
симметричных (рис. 13.2в) и несимметричных (рис. 13.2г) четырех-
полюсников. Рабочее затухание измеряемого четырехполюсника
сравнивается с затуханием образцового магазина затухания МЗ.
Процесс измерения состоит в регулировке затухания образцового
МЗ до тех пор, пока напряжение на его выходе U'a не станет рав-
ным напряжению на нагрузке [/„> что регистрируется индикатором
с высоким входным сопротивлением с помощью переключателя П.
Рабочее затухание определяется из следующих соотношений:
откуда при рц = ри, получаем ар = аМз .
н н
Погрешность измерения рабочего затухания в этом случае
определяется, главным образом, погрешностью образцового МЗ,
обусловленной ошибкой дискретности, равной примерно половине
наименьшего значения затухания образцового магазина затухания.
Эта ошибка в зависимости от класса точности и диапазона рабо-
349

чих частот составляет ±(0,05—0,1) дБ. Индикатор не оказывает
заметного влияния на результирующую ошибку измерения.
Для уменьшения ошибки дискретности применяют способ изме-
рения рабочего затухания, основанный на методе Z и использую-
щий схему сравнения и непосредственного измерения. В этом слу-
чае отсчет измеряемого затухания производится не только по
показанию образцового магазина затухания, но и по шкале стре-
лочного прибора, которая калибруется по образцовому магазину
затухания. Имеется значительное число схем реализации этого
способа.
Рассмотрим в качестве примера порядок измерения затухания
по схеме, представленной на рис. 13.3. Сначала проверяют иден-
тичность обоих каналов измерительного устройства в рабочем
диапазоне частот путем подачи к точкам 1 и 2 одного и того же
Генератор \
i *1
Калиброван-
ный магазин
затуханий\
Измеряемый
четыре*-полю-\
сник
1
\
I Входное
Детектор
Согласую-
| устроишио
1
щее здено
[ Измерительное устройстбо
2' I
1^
Входное
Летектор
Устансбт
2
нуля
\
^1
Измери-
тельный
прибор
Рис. 13.3. Схема измерения рабочего затухания методом сравнения и непосред-
ственного отсчета
напряжения. Измерительный прибор (микроамперметр) реагирует
на разность потенциалов выпрямленного напряжения. При появле-
нии асимметрии в каналах разность потенциалов выравнивается
потенциометром установки нуля. Затем с помощью образцового
магазина затухания, включаемого в первый канал (рис. 13.4), до-
биваются минимального отклонения стрелки прибора а\ при усло-
вии, КОГДа Яр.изм Д ^МЗмин ^ ^МЗ <^ #р.изм> где Д ямз мин
минимальная величина изменения затухания МЗ. Далее, уменьшив
величину амз на Дямзмиш отмечают отклонение стрелки прибо-
ра <*2 и осуществляют калибровку шкалы прибора в единицах за-
тухания: Sa-
А а
МЗ мин
, дБ/дел. Результат измерения определяет-
ся — ах
ся по формуле - Яр.изм = #мз +5ааь дБ. Для сохранения градуи-
ровки прибора необходимо поддерживать напряжение на выходе
генератора постоянным.
Схему, представленную на рис. 13.3, можно использовать так-
же для исследования стабильности рабочего затухания четырех-
350

полюсников в зависимости от воздействия различных факторов.
Исследуемый четырехполюсник включается во второй канал. Перед
началом испытаний затухание аттенюатора устанавливается та-
ким, чтобы стрелка измерительного прибора отклонилась на
\j2—2/3 шкалы. Затем исследуемый четырехполюсник подвергается
воздействию данного фактора (например, охлаждению или нагре-
ву); изменение затухания оценивается непосредственно по откло-
нению стрелки градуированного прибора.
Чувствительность измерения затуханий составляет (10~3—
1(Н дБ), а погрешность определяется в основном погрешностью
образцового аттенюатора или магазина затухания и в диапазоне
низких частот составляет ± (1(Н—10~3) дБ.
13.3 ИЗМЕРЕНИЕ РАБОЧЕГО УСИЛЕНИЯ
При измерении рабочего усиления необходимо следить за тем,
чтобы напряжение входного измерительного сигнала не перегру-
жало усилитель. Требуемый уровень входного сигнала устанавли-
вается с помощью делителя измерительного генератора или образ-
цового магазина затухания, включаемого перед усилителем.
Рабочее усиление определяется по ф-ле (13.4), которую можно
записать в следующем виде:
5Р = pUa + 201g2 —/?£ — 101g (zH/*r).
Схемы измерения рабочего усиления методом известного гене-
ратора и методом Z не отличаются от схем, приведенных соот-
ветственно на рис. 13.1 и 13.2а. При высокоточных измерениях ра-
бочего усиления, например измерительных усилителей, применяет-
ся метод Z со схемой сравнения. На рис. 13.4 показана схема, при-
годная для определения усиления усилителей, имеющих постоянное
активное входное сопротивление во всем диапазоне рабочих частот.
Входное напряжение регулируется М3\. На нагрузке измеряемого
усилителя при помощи М32 устанавливается напряжение, равное
2
Рис. 13.4. Схема измерения рабочего усиления методом сравнения
351

Е/2. Характеристические сопротивления магазинов М3\ и М32
должны быть равны входным и выходным характеристическим
сопротивлениям измеряемого усилителя соответственно. Нижняя
ветвь схемы рис. 13.4 представляет собой делитель напряжения,
служащий для получения опорного напряжения, равного Е/2. В ка-
честве индикатора равенства напряжений используется измеритель
уровня или электронный вольтметр с высокоомным входом.
Сопротивления резисторов делителя должны обеспечивать не-
обходимую точность деления напряжения Е. Значение этих сопро-
тивлений выбирается таким, чтобы.они не шунтировали выход ге-
нератора и симметрирующий трансформатор и в то же время были
значительно меньше входного сопротивления указателя уровня или
другого индикатора.
Рабочее усиление после уравновешивания напряжений UB и Е/2
связано со значениями затуханий магазинов ах и а2 следующим
соотношением: 5P = aj +а2— \Q\g(z2/Z\)} где zx и г2 —- характеристик
ческие сопротивления магазинов затухания. Если Z\ = z2y то Sp=»
= ai + a2.
13,4. ПАНОРАМНОЕ ИЗМЕРЕНИЕ ЧАСТОТНЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК РАБОЧЕГО ЗАТУХАНИЯ
Панорамные измерения рабочего затухания ар обычно осущест-
вляются методом известного генератора и позволяют визуально
наблюдать зависимость рабочего затухания от частоты. Эта зави-
симость регистрируется на экране электронного осциллографа или
представляется в виде графика, вычерчиваемого самопишущим
индикатором на специальных бумажных лентах. В технике связи
наиболее часто применяются электроннолучевые регистрирующие
устройства, электроннолучевые трубки которых обладают доста-
точным послесвечением для наблюдения картины (панорамы) за-
висимости рабочего затухания от частоты. На рис. 13.5а приведена
упрощенная структурная схема измерительного устройства для
панорамного измерения рабочего затухания или измерения ампли-
тудно-частотных характеристик четырехполюсников. Нетрудно ви-
деть, что рабочее затухание связано с передаточной амплитудной
характеристикой четырехполюсника G (f) = \UBbUi(f)/UBX(f)\ сле-
дующим соотношением:
ар (/) = — 20 lg (7 (/) + 10 ig — — 20 lg 2 = — 20 lg (7 (/) + const
при условии zH/zr = const. Приборы подобного типа относятся
к группе «X». Представленный на рис. 13.5а прибор предназначен
для измерения четырехполюсников, у которых клеммы «Вход» и
«Выход» находятся в непосредственной близости друг от друга.
На вход от генератора качающейся частоты ГКЧ подается напря*
352 ч

а)
Исслед.
састет
"8х
Входное
устройств
Усилитель
перемен,
тона
Детентор
и
усилитель
тост, тона
Синхр. напр.
\при внешнем
1 ГКЧ
Генератор
развертки
Выход
nil
ь
Частота
ГКЧ
Маркерное
устройство
то
Входное
Усилитель
переменно-
го /пока
\Детентор
Усилитель
[постоянно^
го тона
\ Uprp-COnst U-Kf
W
Усилитель
с
Детек-
тор
Усилитель
у
ограничи-
постоян-
я»
тель
Т
ного тока
Частота
Дипхр. цепь
стола
Рис. 13.5. Измерение рабочего затухания
с помощью панорамного измерителя ра-
бочего затухания четырехполюсника:
а) структурная схема, б) схема разверт-
ки, в) отсчет значения рабочего затуха-
ния при помощи калибровочного сигнала
жение «вх с постоянным уровнем. Напряжение «Вых поступает на
входное устройство прибора, обеспечивающее заданную нагрузку
исследуемой системы и необходимое ослабление величины напря-
жения с помощью делителей напряжения. Далее напряжение после
усиления в широкополосном усилителе, детектирования и усиления
в усилителе постоянного тока подается на вертикально отклоняю-
щие пластины электроннолучевой трубки. Напряжение развертки
одновременно является и модулирующим напряжением генератора
качающейся частоты, поэтому отклонение пятна на экране трубки
в горизонтальном направлении оказывается пропорциональным
12 За к. 1092 353

мгновенному значению частоты генератора. В результате па экране
трубки будет отображена частотная характеристика выходного
напряжения ивых = ф(7).
В зависимости от значения нагрузки исследуемой системы этим
прибором измеряют рабочее затухание (при zn = zr эти затухания
равны друг другу). Измеряемое затухание а (в децибелах) опре-
деляется по формуле
а(/) = 5р-Лд-/7э(А (13.9)
где Sp — результирующее усиление сигнала в усилителях прием-
ного канала прибора, дБ; Лд — затухание делителя входного уст-
ройства; рэф — уровень сигнала на данной частоте /, измеренный
по осциллограмме амплитудно-частотной характеристики. Частота
сигнала на осциллограмме этой характеристики определяется по
масштабным меткам калибратора частоты. Последний представ-
ляет собой генератор гармоник, напряжение которого смешивает-
ся с напряжением сигнала ГКЧ, и в момент образования нулевых
биений с данной гармоникой на осциллограмме появится масштаб-
пая метка. В панорамных приборах обычно предусматривается
возможность изменения диапазона качания частоты и значения
средней частоты сигнала, что позволяет производить измерения
различных участков амплитудно-частотной характеристики в более
крупном масштабе.
Если клеммы «Вход» и «Выход» измеряемой системы находят-
ся на значительном расстоянии друг от друга (например, в случае
измерения рабочего затухания линий и магистралей связи), гене-
ратор качающейся частоты устанавливается на передающем,
а приемное устройство — на приемном конце линии. При этом ко-
лебания ГКЧ и генератора развертки приемника необходимо син-
хронизировать. В качестве синхронизирующих сигналов исполь-
зуют обычно паузы между посылками ГКЧ.
В некоторых измерителях частотных характеристик применяет-
ся система развертки, позволяющая автоматически связать откло-
нение луча по горизонтальной оси экрана с мгновенной частотой
ГКЧ без специального генератора развертки (рис. 13.56). Сигнал
на приемном конце линии после усилителя-ограничителя поступает
на дифференцирующую #С-цепь, напряжение на выходе которой
при условии l/(x)C^>R равно
^UorpRCu = ka.' (13.10)
После детектирования и усиления это напряжение подается щ
горизонтально отклоняющие пластины и отклонение луча в гор#*
зонтальном направлении оказывается пропорциональным мгновеЙ;*
ной частоте входного сигнала. Масштабная сетка экрана трубке
подобных устройств градуируется по горизонтали непосредственнд
354
и.
£/0rp R
R + 1/iaC

в единицах частоты. Регулируя коэффициент k, можно осущест-
вить изменение масштаба градуировки по оси частот.
Панорамные измерители рабочего затухания, построенные по
структурной схеме рис. 13.5а, работают в диапазоне частот от де-
сятков герц до десятков мегагерц и обеспечивают измерение рабо-
чего затухания до 70—80 дБ с погрешностью порядка ± (0,2—
-2,5) дБ.
Для дальнейшего расширения частотного и динамического
диапазонов в структурную схему обычно вводятся следующие до-
полнения. Сигнал генератора качающейся частоты модулируют по
амплитуде напряжением низкой частоты (порядка нескольких ки-
логерц). В приемном канале прибора устанавливают не один, а два
усилителя переменного тока — один широкополосный, другой —
узкополосный, настроенный на частоту модулирующего напряже-
ния, где и обеспечивается основное усиление сигнала. Между
усилителями включается детектор, преобразующий модулирован-
ный по амплитуде сигнал ГКЧ в соответствующий ему по ампли-
туде сигнал переменного тока модулирующей частоты. Данные
изменения в структурной схеме панорамного измерительного уст-
ройства позволяют расширить диапазон рабочих частот до десятка
гигагерц и увеличить динамический диапазон измеряемых затуха-
ний до 120—140 дБ.
Увеличение точности измерения достигают путем снижения по-
грешностей, возникающих в цепях детекторных измерительных
преобразователей, и погрешностей отсчета результата измерения
на экране панорамного измерительного устройства. Первая группа
погрешностей уменьшается путем стабилизации параметров детек-
торных преобразователей и снижения паразитных связей в цепи
детекторных преобразователей. Одним из наиболее эффективных
способов повышения точности этих узлов является применение тер-
моэлектрических преобразователей.
Вторая группа погрешностей уменьшается путем увеличения
разрешающей способности экрана трубки за счет увеличения его
размера, перехода к электроннолучевым трубкам с плоским экра-
ном, что снижает нелинейные искажения осциллограммы, и, нако-
нец, применения метода сравнения измеряемого уровня, опреде-
ляемого ур-нием (13.9), с уровнем образцового сигнала, снимаемо-
го с калиброванного (образцового) делителя напряжения. Процесс
измерения в этом случае состоит в том, что уровень калиброван-
ного сигнала изменяют с помощью образцового делителя напря-
жения до тех пор, пока линия этого сигнала, появляющаяся на
экране трубки, не пересечет линию частотной характеристики в из-
меряемой точке М (рис. 13.5в). Значение ар отсчитывается по об-
разцовому делителю напряжения.
Вышеуказанные меры позволяют уменьшить погрешности из-
мерения затухания до ±(0,1—0,01) дБ,
12» 355

13.5. ИЗМЕРЕНИЕ ВНОСИМОГО ЗАТУХАНИЯ
Для измерения вносимого затухания используются те же мето-
ды, что и для измерения рабочего затухания. При этом также
не требуется производить согласование сопротивлений измеряемо-
го четырехполюсника с нагрузочными сопротивлениями.
Вносимое затухание можно выразить через напряжения и на-
грузочные сопротивления, если принять во внимание, что в данном
случае
Pi = U; р^Е'Ъ^ + г/ъР^иЦг* (13.11)
откуда
аш=Ю lg =20^-^-4-20 lg =
\zT + zn\2u\ wn |Zr + ZH|
-Op - 10lg ^ + 201g-^, (13.12)
где E — ЭДС генератора; Un — напряжение на нагрузке, включен-
ной на выходе измеряемого четырехполюсника.
В соответствии с ур-ниями (13.1), (13.11) и (13.12), различают
три способа измерения вносимого затухания четырехполюсников.
Первый способ основан на непосредственном определении отноше-
ния мощностей. Он применяется в диапазоне высоких частот —•
от 50 МГц и выше, когда измерение мощностей осуществляется
достаточно просто. Второй — состоит в измерении напряжения на
нагрузке, попеременно подключаемой к генератору U'H, и на вы-
ходе измеряемого четырехполюсника Un [ф-ла (13.11)]. Этот способ
наиболее удобен, когда вход и выход измеряемого четырехполюс-
ника расположены в одном месте, т. е. имеется возможность изме-
рить напряжения U'n и £/нодним прибором. Третий способ основы-
вается на измерении рабочего затухания ар четырехполюсника
с последующим расчетом по ф-ле (13.12). Погрешность измерения
вносимого затухания такая же, как и рабочего.
13.6. ИЗМЕРЕНИЕ СОБСТВЕННОГО ЗАТУХАНИЯ
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
Метод измерения уровней
При определении собственного затухания методом измерения
уровней (рис. 13.6а) выходное сопротивление удлинителя должно
быть равно входному сопротивлению измеряемого четырехполюс-
ника, а сопротивление нагрузки — его выходному сопротивлению.
356

Напряжения U\ и U2 измеряются измерителями уровней или элек-
тронными вольтметрами. Входные сопротивления приборов долж-
ны быть высокоомными. Собственное затухание вычисляется по
ф-ле (13.5), а при Zc = гСг зависит только от разности уровней
напряжений Ux\iU2\ас =20lg(£Л/£/2) = рц — pU2* Погрешность
данного метода определяется погрешностью измерителей уровней
ИУХ и ИУ2 и обычно составляет ± (0,5—1),
Метод сравнения
Измерение собственного затухания четырехполюсников сравне-
нием с затуханием образцового магазина затуханий выполняется
так же, как и измерение рабочего затухания, только при согласо-
вании нагрузочных сопротивлений. Метод сравнения обычно при-
меняется в тех случаях, когда входное сопротивление измеряемого
четырехполюсника в рабочем диапазоне частот практически можно
считать постоянным. К таким четырехполюсникам относятся удли-
нители, линейные трансформаторы, цепи с распределенными посто-
янными в области высоких частот, фильтры в диапазоне рабочих
частот и т. д.
Рассмотрим схему измерения собственного затухания несим-
метричного четырехполюсника (рис. 13.66), аналогичную схеме,
приведенной на рис. 13.2г. Внутренние сопротивления R генера-
тора и образцового МЗ чисто активны и равны между собой. Соп-
ротивления ZXi и Z предназначены для согласования нагрузоч-
ных сопротивлений на входе измеряемого четырехполюсника с его
характеристическим сопротивлением ZCj и на входе магазина за-
тухания с его сопротивлением R. Значения сопротивлений Z и
ZXi определяются из уравнений:
ZBX12 = ZCt = U + [R + Zj R\[2R + Zx),
ZBXU = R = Z\ + ( ZCi + Zx) R\[R + Z„ + Zx).
Решая систему ур-ний (13.13), получаем следующие выраже-
ния:
^==zRlVzcJR + ZlJ^ ~l] ===/?[Ле'* -1], (13.14)
= + ZCl + ZXl\ (13.15)
где А = \VZCx IR + Z?JR2 I и x\> — аргумент VZCx\R + Z\\R^
Из ур-ния (13.14) следует, что согласование сопротивлений в схе-
357

Удлини^
щель
согласу-\
ющий
1_
Измер.
сник
Ц f 1
б)
1 1 «ш» 1
zSxn %
т4
\4иолюсиии\
Магазин
зату'Хи-
мий.
_ Измер ^
ас
Образцодый
* МЗ
Рис. 13.6. Схемы измерения
собственного затухания:
а) методом измерения уров-
ней, б) .методом сравнения,
в) компенсационным методом
ме (рис. 13.66) возможно при Acos\J?>l; если Лсозф<1, вещест-
венная составляющая сопротивления — отрицательна.
На практике часто встречаются случаи, когда ZC=R, тогда
ф-лы (13.14) и (13.15) принимают вид
Процесс измерения состоит в выравнивания напряжений UB
и £/л', подбором величины затухания МЗ при нескольких переклки
чениях ключа П из положения / в положение 2. Измеряемый че-
тырехполюсник и магазин затуханий нагружаются на свои выход-
ные характерические сопротивления. Напряжения UB и £Г, как
видно из схемы, равны:
= U, \Zj{Zc, + | е-"с и(/; = У, |7?/(/? + ZXi) | е"й«з.
Откуда при U=U'a с учетом (13.5) получим
358

a£ = aM, + 20te
-201g
R
R + Z
Xt
+ 101g
В случае ZC = R} собственное затухание равно
^с = ^мз+ 101ё1
а при ZCi=R
(13.16)
(13.17)
(13.18)
Компенсационный метод
Схема измерения собственного затухания компенсационным ме-
тодом (рис. 13.6б) отличается от предыдущей тем, что выходные
напряжения UB и UH не попеременно, а одновременно подаются
на вход индикатора через компенсационный узел, в качестве кото-
рого обычно используется дифференциальный трансформатор ДТр.
Обмотки I и II ДТр включаются таким образом, что при подаче
на них одного и того же напряжения выходное напряжение на об-
мотке /// равнялось нулю. Модули этих напряжений выравнивают-
ся с помощью образцового МЗ, а фазы — плавным изменением
частоты генератора; при этом сдвиг фаз должен быть равен 26я,
где & = 0, 1,
Фазовая постоянная образцового магазина затухания в рабо-
чем диапазоне частот принимается равной нулю. Поэтому компен-
сационный метод применяется при изменении четырехполюсников
с малой задержкой или„ наоборот, большой, достаточной для по-
лучения необходимого (по условиям измерения) количества точек
со сдвигом фазы» кратным 2я в диапазоне рабочих частот.
Процесс измерения состоит в попеременной регулировке затуха-
ния МЗ и плавном изменении частоты генератора до получения
нулевого (или минимального) показания индикатора. В зависи-
мости от величин характеристических сопротивлений измеряемого
четырехполюсника результат измерения определяется по ф-лам
(13.16), (13.17) или (13.18).
Компенсационный метод измерения полностью исключает из ре-
зультирующей погрешности погрешность за счет влияния измери-
тельного прибора. Применение избирательных индикаторов позво-
ляет обеспечить высокую чувствительность схемы и устранить
влияние высших гармонических составляющих генератора на ре-
зультат измерения. Погрешности измерения определяются в основ*
ном классом образцового магазина затуханий и неточностью согла-
сования нагрузок с характеристическими сопротивлениями изме-
рямого четырехполюсника. Ошибки, вызванные асимметрией ДТр,
359

сравнительно просто устраняются путем начального уравновеши-
вания схемы при подаче на оба входа ДТр одного напряжения.
Основными недостатками компенсационного метода измерения
собственного затухания являются: большая трудоемкость процесса
измерений, невозможность его использования для измерения мно-
гих четырехполюсных систем и, наконец, то, что измерения прово-
дятся лишь на определенных значениях частоты.
Метод холостого хода и короткого замыкания
Этот метод относится к косвенным методам измерений. Соб-
ственное затухание определяется по результатам измерений вход-
ных сопротивлений четырехполюсника в режиме холостого хода
Zx х и короткого замыкания ZK.3 по известной из курса теории цепей
формуле
Этим методом можно измерять затухания в пределах 1,5—
15 дБ. При большем затухании погрешность измерения возрастает
за счет того, что отношение Zk.3/Zx.x стремится к единице и малым
изменениям, этого отношения соответствуют большие изменения ас.
В случае малого затухания погрешность измерения ас увеличивает-
ся за счет большого различия в величинах Zx.x и ZK>3. При этом
решающее значение имеют погрешности измерения малых сопро-
тивлений, относительная величина которых быстро возрастает
с уменьшением модуля измеряемого сопротивления.
Погрешность измерения данным методом составляет ± (3—5) %.
Достоинство метода состоит в возможности проведения измерений
без нагрузки измеряемого четырехполюсника на согласованные
сопротивления и в получении результата на любой заданной час-
тоте. Существенным недостатком метода холостого хода и корот-
кого замыкания является невозможность измерения малых значе-
ний собственного затухания из-за резкого увеличения погреш-
ности.
Для измерения собственного затухания четырехполюсников
с малым значением затуханий используются модификации метода
холостого хода и короткого замыкания. Наибольшее распростра-
нение из них получили методы измерения характеристического и
входного сопротивлений с применением измерителя добротности
и двух вольтметров.
Метод измерения характеристического и входного сопротивле-
ний может быть применен для измерения ас симметричных четы-
360
(13.19)
Zx.x Н~ ^к.з
где

рехполюсников, у которых ZCx — ZC2 — Zc. Сущность данного ме-
тода состоит в замене измерения низкоомного входного сопротив-
ления, при котором относительная ошибка принимает максималь-
ное значение, измерением волнового (характеристического) сопро-
тивления Zc и сопротивления холостого хода Zx.x и короткого за-
мыкания ZK>3, относительная погрешность измерения которых на
данной частоте достаточно мала.
В области низких частот таким сопротивлением является сопро-
тивление холостого хода. Имея в виду, что Zc — 'V Zj,uX ZKt3, нетруд-
но из ур-ния (13.19) получить выражение для ас через
^х.х—^х.хе ' и zc — zce :
ас = 4,34 Arth ^f- cos (?c - 9x.x). (13.20)
4 + 4.x
В области высоких частот значение Zxx на частоте измерения мо-
жет быть меньше ZK.3. В этом случае ас определяют через Zc и
ZK.3 по следующей формуле:
ас = 4,34 Arth £&f- cos (срк.3 - ?с). (13.21)
Н" ^к.з
Непосредственное измерение Zc производят следующим обра-
зом. Нагружают четырехполюсник на сопротивление, равное рас-
четной величине ZCp, и измеряют мостовым методом значение
входного сопротивления. Если ZCp — Zc= ZH, то ZBX = Zc . По-
следние равенства достигаются путем последовательного измере-
ния ZBX и ZH (при различных значениях ZH). В момент выполнения
указанных равенств равновесие моста не нарушается при под-
ключении на его вход сопротивлений ZBX и Zn. Если £вху=£н,
то ZH измеряют таким образом, чтобы ZBX->ZH. После нескольких
(2—3) циклов измерений при наличии некоторого опыта нетрудно
добиться равенства ZBX = ZH с погрешностью, имеющей порядок
минимальной погрешности моста. Затем обычным образом измеря-
ется Zxx или ZK.3 и по ф-лам (13.20) или (13.21) рассчитывается
собственное затухание.
Изложенная модификация метода холостого хода и короткого
замыкания позволяет расширить диапазон измеряемых собствен-
ных затуханий в сторону малых значений примерно на один по-
рядок, т. е. до 0,15 дБ.
Метод, двух вольтметров применяется для измерения
малых значений собственного затухания цепей с распределенными
361

постоянными (кабелей связи) в широком диапазоне частот, при-
мерно до 100 МГц. Напряжения на входе и выходе цепи измеряют-
ся в режиме холостого хода (рис. 13.7), когда комплексные напря-
жения на входе U\ и выходе U2 цепи связаны друг с другом сле-
дующим соотношением:
Ui = U2oh^l = U2(chа/ cos р / + ishа/sing £). (13.22)
Отношение действующих значений
напряжений получим из выражения
Щи* V ch2oc/ cos2 р / + sh2 a / sin2 р /,
(13.23)
Рис. 13.7. Схема измерения которое является функцией частоты
собственного затухания ме- вследствие зависимости а и В от по-
тодом двух вольтметров следней. Основное значение имеет из-
менение фазовой постоянной $ — 2ъ/\/ГLC, так как (3/>а/.
Отношение U\JU2 будет минимальным при cosp/ = 0 или Р =
»«(2п—1)я/2/, максимальным при sin = 0 или (3=(/г//)я, где
Л = 0, 1, 2...
Последовательная подстановка значений cosp/=0 и sinp/ = 0
в ур-ние (14.21) дает следующие формулы для определения ас:
(U\iU2)mm = sh а / = sh ас или #c=Arsh (ЩЩиит (13.24)
(^1/^2)макс = сЬа/ = с11ас или ac=Arch (Щи2)млкс. (13.25)
Формулы (13.24) и (13.25) определяют порядок проведения
измерений. Поддерживая напряжение U\ постоянным, плавно из-
меняют часто/гу генератора до получения максимального (в пер-
вом случае) или минимального (во втором случае) отклонения
стрелки вольтметра V2. Метод двух вольтметров позволяет изме-
рить собственное затухание цепи на ряде дискретных частот.
На практике предпочитают определять ас по максимальному от-
клонению стрелки [ф-лы (13.24)]'.
При измерении малых затуханий необходимо учитывать конеч-
ное значение входного сопротивления второго вольтметра, которое
нарушает режим холостого хода в измеряемой цепи. Если пред-
положить, что волновое сопротивление кабеля р чисто активно,
а его емкостная проводимость соСВх определяет входную проводи-
мость вольтметра (в области высоких частот эти предположения
справедливы), то в результате анализа общих уравнений передачи
цепн можно' получить следующую формулу для расчета асз
. Arsh
V
(13.26)
362

Погрешности измерений в основном определяются ошибками
измерения U\ и U2 и неточностью определения момента экстре-
мальных значений отношения напряженки. Их величина обычно
колеблется в пределах ±(3-г-7)%.
Измерителем добротности измеряют затухание чет-
вертьволновых или полуволновых (или кратных им) отрезков ли-
ний. В моменты резонанса входные сопротивления этих отрезков
ь режиме холостого хода или короткого замыкания чисто активны.
Если длина линии 1=2п^~ (при =1, 2...), то в короткозамкнутом
отрезке линии возникает резонанс напряжение т. е. отрезок стано-
вится эквивалентным последовательному резонансному контуру.
В разомкнутом отрезке линии такой - режим наступит при
/ = (2п + 1) Если же /= (2/г + 1) Л-, то в короткозамкнутой
линии возникает резонанс токов, т. е. линия становится эквивздент-
иа параллельному колебательному контуру. Для разомкнутой ли-
нии этот режим наступит при 1 = 2п~.
Измерение входных сопротивлений линий и определение момен-
та резонанса производятся с помощью измерителя добротности.
При резонансе напряжений, когда эквивалентное сопротивление
отрезка линии мало, линия включается последовательно с образ-
цовой катушкой куметра. В этом случае значение активного сопро-
тивления определяется по формуле R\ = (QiC[—СЬС^/соХ
XQ1Q2C1C2. В момент резонанса реактивная составляющая
входного сопротивления кабеля равна нулю. Вследствие этого зна-
чение образцовой емкости куметра при подключении кабеля
не должно измениться, т. е. в последней формуле С\ = С2. Дацное
условие используется для определения момента резонанса подбо-
ром соответствующей частоты генератора. Сначала ориентировоч-
но по формулам, связывающим длину волны с длиной кабеля,
вычисляют /Р1 и добиваются резонанса в измерительном контуре
прибора C0 = Ci. Затем подключают измеряемый кабель и прове-
ряют, сохранился ли резонанс при неизменной емкости конденса-
тора С\ и резонансной частоте /Рь Чаще всего расчетная резонанс-
ная частота несколько отличается от ее действительного значейия,
и резонанс при втором измерении наступает при Cq~C2i не рав-
ном д\. Если С\>С%, т. е. реактивное сопротивление кабеля имеет
индуктивный характер, необходимо установить емкость образцово-
го конденсатора С3 = С2+ (С\—С2/2) и, изменяя (увеличивая) час-
тоту до /р2, добиться резонанса. Затем отключают кабель и прове-
ряют, сохранился ли резонанс в контуре при частоте fa. Повторяя
эти операции последовательных приближений, нахоДят действи-
тельное значение /р.
На практике удобнее производить измерения в режиме резо-
363

нанса токов. В этом случае применяется схема параллельного
включения испытуемого отрезка кабеля и образцового конденса-
тора, а сопротивление определяется по формуле R2 = Q\Q2/toX
XC\(Qi—Q2). Резонансная частота находится также путем после-
довательных приближений, причем здесь неравенство СХ>С2 сви-
детельствует об емкостном характере входного сопротивления
и, следовательно, о необходимости уменьшения частоты измерения
по сравнению с предыдущим измерением.
Значения Rx и R2 связаны с собственным затуханием следую-
щим известным соотношением:
где p2 = R{R2 — волновое сопротивление кабеля.
Таким образом, если значение р известно (или определено), то
при измерении R\ из (13.27) получим thac= (Q\—Q2)/p(oCiQ\Q2.
Поскольку затухание четвертьволновых отрезков мало, можно по-
ложить thac«acHn. В случае измерения R2 из (13.28) имеем
th ac«ac=pcoCi (Qi—Q2)/QiQ2Hn.
Погрешности измерения затуханий на куметрах довольно ве-
лики, что объясняется значительной погрешностью определения
разности Qi—Q2.
13.7. ИЗМЕРЕНИЕ ЗАТУХАНИЯ НЕСОГЛАСОВАННОСТИ
И БАЛАНСНОГО ЗАТУХАНИЯ
Затухание несогласованности ап характеризует потери энергии
из-за несогласованности нагрузки с характеристическим сопротив-
лением четырехполюсника. Величина ап равна (рис. 13.8а):
th ас = VRiIR* = V R\\Rfi* = Я i/ft
(13.27)
(13.28)
aH = 20!g
20 lg
zx + z2
(13.29)
p
Zi-Z,
о
/YYY\
Рис. 13.8. К определению затухания:
а) несогласованности, б) балансного
Направление
-о передачи 2
364

где Z\ — комплексное характеристическое (волновое) сопротивле-
ние четырехполюсника (линии); Z2 — комплексное сопротивление
нагрузки; р — коэффициент отражения.
Балансное затухание определяется аналогичным ф-ле (13.29)
ур-нием (рис 13.86):
20 lg
С^вх ~ ^б)
где ZBX — входное сопротивление линии; Zq
лансного контура.
(13.30)
сопротивление ба-
Из выражений (13.29) и
(13.30) следует, что затуха-
ние несогласованности и ба-
лансное затухание можно
измерять одинаковыми ме-
тодами. Наибольшее рас-
пространение получили ме-
тоды измерения ав и а§,
основанные на использовав
нии неуравновешенных мос-
тов. Существует несколько
способов измерений. Рас-
смотрим измерение затуха-
ния несогласованности с по-
мощью дифференциального
моста с применением схемы
сравнения (рис. 13.9). Сна-
чала уравновешивают мост,
подключив к его входу Zx
четырехполюсник с сопротивлением Zi. После этого эквивалентное
сопротивление образцовых емкостей Со и резисторов Ro моста ста-
новится равным Z\. Затем к входу Zx моста подключают сопротив-
ление нагрузки Z2 и равновесие моста нарушается. Выходное на-
пряжение в диагонали неуравновешенного моста равно.
т f '» » — »
Рис. 13.9. Схема измерения затухания
несогласованности методом неуравнове-
шенного моста с применением схемы
сравнения
2
I Zi —
Zi + Z2
откуда 4т—2 Z> + Z* » (13.31)
ui Zi-Za
где i/2 — напряжение на выходе генератора (коэффициент транс-
формации Tpi и Тр2 принят равным единице). Уравнение (13.31)
можно записать аналогично (13.30)
20lg-^ = 201g
*1 +*2
*1 — Zi
+ 201g2 = aH-f-201g2.
(13.32)
365

После отсчета значения U\ индикатор подключают к выходу МЗ
и регулируют его затухание до тех пор, пока показания прибора
не совпадут с U\. Затухание несогласованности определяется по
формуле
ан = ат-20\ё2. (13.33)
Установлены нормы на затухание несогласованности;
20—26 дБ — для воздушных линий связи и 25—32 дБ —- для
кабельных.
13.8. ИЗМЕРЕНИЕ ПЕРЕХОДНОГО ЗАТУХАНИЯ
И ЗАЩИЩЕННОСТИ
Основные определения
Между трактами систем уплотнения или их составными частя-
ми возникают взаимные влияния, проявляющиеся в виде переход-
ных разговоров, помех и шумов. Чтобы эти помехи не мешали нор-
мальной работе канала связи, уровень их должен быть значительно
ниже уровня полезных сигналов. Тракт, создающий помехи, назы-
вается влияющим трактом, а тракт, в котором наблюдаются пере-
ходные помехи, — подверженным влиянию. Различают влияние
па передающем (ближнем) конце тракта и на приемном (даль-
нем) его конце. Степень взаимного влияния оценивается переход-
ным затуханием и защищенностью. Переходное затухание йежду
трактами на передающем или приемном конце магистрали опре-
деляется уравнением
Л = 1018-^=1018^ = 2018^+10^^1 (13.34)
где Pi — кажущаяся мощность на входе влияющего тракта; Р2 —
кажущаяся мощность помехи на ближнем или дальнем конце
тракта, подверженного влиянию; г{ и z2 — модули сопротивлений
соответственно на входе влияющего тракта и на ближнем и даль-
нем концах тракта, подверженного влиянию.
Мешающее действие помехи характеризуется защищенностью.
Значение защищенности определяется по измеренному переходно-
му затуханию и известным уровням сигналов на передающем и
приемном концах тракта. На передающем конце тракта Л3о вычис-.
ляется по формуле:
Лзо = 20 lg *Ь- + 10 lg ^ - (р01 - р02) = Л0 - (pol - /U (13.35)
а на приемном A3i — по формуле:
366

Ан - Л, - в, - (д - ph) = 20 lg А - (Л_ - ^), (13.36)
где /?oi» />02» Ph уровни сигналов на передающем и прием-
ном концах соответствующих трактов; ах — затухание сигнала во
влияющем тракте; U2 и U'2 — напряжения помехи на передаю-
щем и приемном концах тракта, подверженного влиянию;
иг и U[ — напряжения сигнала на передающем и приемном кон-
цах влияющего тракта.
Переходное затухание и защищенность измеряются методами
непосредственного измерения уровней и сравнения, а также пано-
рамными приборами, работающими на принципе измерения уров-
ней или измерения отношения амплитуд сигналов.
Метод непосредственного измерения уровней
Метод основан на измерении уровней сигналов U{ и U[ во
влияющем тракте (рис. 13.10) и Ux и U[ в тракте, подверженном
влиянию, с последующим расчетом по ф-лам (13.35), (13.36) значе-
ний переходного затухания и защищенности.
3*
Уровень измеряемых сиг-
налов может быть весьма
низким (норма на величину
переходного затухания в
ряде случаев составляет
100—140 дБ), поэтому для
получения правильных ре-
зультатов необходимо при-
нимать специальные меры
предосторожности. Перед
проведением измерений сле-
дует проверить измеритель-
ную схему на степень взаим-
ной защищенности, измерив
уровень помехи в индикато-
ре при отключенных
(рис. 13.10) измеряемых че-
тырехполюсниках. Кроме
того, необходимо убедиться
в отсутствии сторонних помех, которые измеряются измерителем
уровня при выключенном генераторе. В качестве измерителей на-
пряжений используются селективные измерители уровня или се-
лективные вольтметры, обладающие высокой чувствительностью и
обеспечивающие возможность измерения напряжения определен-
ной частоты.
Транш, подверженный
Шиною
Рис. 13.10. Схема измерения переход-
ного затухания и защищенности на
ближнем конце магистрали методом
сравнения
3G7

Переходные затухания следует измерять при нагрузках, строго
соответствующих рабочим режимам измеряемых систем, так как
аналитический учет влияния изменения нагрузки на величину пере-
ходного затухания, особенно на приемном конце системы, в общем
случае выполнить не удается из-за случайного характера дополни-
тельных помех, вызываемых отраженным от концов системы элек-
тромагнитным полем.
На действующих высокочастотных системах связи степень вза-
имного влияния между каналами тональной частоты обычно опре-
деляют путем измерения напряжения шума в каналах, подвержен-
ных влиянию. Для этого во влияющий канал или в группу влияю-
щих каналов подают нормальные для данной системы напряжения
4от одночастотного или шумового генератора, а на выходе канала,
подверженного влиянию, включают псофометр. Напряжение шу-
ма f/ш.п за счет переходных влияний определяется путем измерения
сначала собственных шумов Um.c в канале, подверженном влиянию,
когда на вход влияющего (влияющих) канала напряжение не по-
дано, и последующего измерения суммарного шума , полу-
ченного при включении генераторов на входы влияющих каналов,
по формуле f/m.n = l//" ~~ ^ш.с • Погрешности методов непос-
редственного измерения уровней напряжений обычно имеют по-
рядок 1,0—1,5 дБ.
Для измерения переходного затухания на ближнем конце мето-
дом сравнения (рис. 13.10) на вход влияющего тракта подают
напряжение требуемой частоты, а выход нагружают сопротивле-
нием Zi, равным нагрузочному сопротивлению системы в рабочем
режиме. Процесс измерения состоит в достижении одинаковых по-
казаний индикатора при подключении его к зажимам 1—1 и 2—2
путем регулировки затухания магазина затуханий амз. Переход-
ное затухание определяют из уравнения
А0 = 20 lg (ЩЩ + Ю lg №,) = ат + 10 lg (*,/*,), дБ.
Переходное затухание на дальнем конце тракта измеряется
по Той же схеме, но с включенными индикатором и МЗ на прием-
ном конце тракта. Как и в предыдущем случае, переходное затуха-
ние определяется по затуханию ат в момент равенства напряже-
ний U2 и U{:
Ai = am + ai+ 101g№i),
где а{ — затухание влияющего тракта.
Погрешность измерения переходных затуханий и защищенности
методом сравнения определяется в'основном погрешностью мага-
зина затуханий и составляет ±0,1 дБ. Применение в схеме измере-
ния высокочувствительных селективных индикаторных приборов
позволяет измерять затухания в пределах до 120—140 дБ.
368

Панорамный метод
Этот метод нашел наибольшее применение в практике измере-
ний переходного затухания и защищенности вследствие своей вы-
сокой производительности. Частотная характеристика переходного
затухания или защищенности представляется на экране панорам-
ного прибора, упрощенная структурная схема которого аналогична
схеме рис. 13.5а. Особенности панорамных измерителей переход-
ных затуханий состоят в том, что они рассчитаны на широкий ди-
намический диапазон измеряемых затуханий (до 120—140 дБ —
см. п. 13.4) и непостоянство уровня контрольного сигнала в случае
измерения переходного затухания и защи-
щенности на приемном конце линии или ка-
бельной магистрали. Для измерения этого
уровня приемное устройство периодически
подключают то к влиющей цепи, то к цепи,
подверженной влиянию. Например, в нечет-
ные циклы посылок генератора качающей-
ся частоты луч на экране панорамного из-
мерителя переходного затухания вычертит
частотную характеристику уровня сигнала
на приемном конце влияющей цепи
(рис 13.11, кривая /), а в четные циклы
приемник подключается к цепи, подвержен-
ной влиянию, и на экране прибора появля-
ется частотная характеристика уровня сиг-
нала помехи (рис. 13.11, кривая 2). Благода-
ря послесвечению экрана обе кривые видны
одновременно. Защищенность А3 определяется по формуле
Рис. 13.11. Частотные
характеристики уров-
ней переходного за-
тухания на дальнем
конце линии связи:
/ — для контрольного
канала панорамного из-
мерительного устрой,
ства, 2 — для измери-
тельного
Аг — AKtK А и<к -f - SHtK -f- (/?KtK — Ри.к)>
(13.40)
где Лк.к и Ли.к — затухания делителей напряжения во входных
Устройствах контрольного и измерительного каналов соответствен-
но; /?к.к и Ри.к — уровни тех же каналов, измеренные по осцилло-
грамме частотных характеристик; 5И.К — рабочее усиление усили-
теля измерительного канала. Погрешность панорамных измерите-
лей переходных затуханий обычно не превышает ± (2,5-~0,5) дБ.
Большой интерес представляют панорамные измерительные
устройства частотных характеристик переходных затуханий между
линейными трактами аппаратуры симметричных кабельных ма-
гистралей, осуществляющие эти измерения без перерыва действия
связи высокочастотной аппаратуры уплотнения. В процессе выпол-
нения измерений выдается также информация о частотных харак-
теристиках диаграммы уровней влияющего линейного тракта.
Принцип действия подобных устройств основан на проведении из-
мерений в межканальных промежутках аппаратуры высокочастот-
ного уплотнения. Вместо генератора качающейся частоты исполь-
369

зуется генератор — синтезатор сетки частот измерительного сиг^
нала. Значения частот соответствуют межканальным промежут-
кам аппаратуры высокочастотного уплотнения и обычно отличают-
ся на 100—120 Гц от несущих частот высокочастотной аппаратуры.
Это обеспечивает отделение измерительного сигнала от помех,
обусловленных неполным подавлением напряжений несущих час-
тот на приемном конце измеряемого тракта, осуществляемым вы-
сокоизбирательными устройствами. Измерительный генератор по-
сылает сигналы заданных частот в определенной последователь-
ности. Уровень измерительных сигналов устанавливается обычно
на 15—20 дБ ниже уровня сигналов высокочастотной аппаратуры
уплотнения для устранения возрастания помех в соседних с изме-
рительным сигналом каналах ТЧ.
На приемном конце осуществляется синхронное с измеритель-
ным генератором изменение частоты гетеродина так, чтобы /Гет =
=/с+/пр. результате на выходе преобразователя частоты выде-
ляется кварцевым узкополосным фильтром сигнал разностной час-
тоты /Пр, амплитуда которого несет информацию об амплитуде сиг-
нала влияющего тракта на приемном конце магистрали на часто-
те /с в случае, когда приемное устройство подключено к влияющему
тракту, или об амплитуде сигнала тракта, подверженного влиянию,
если приемное устройство подключено к этому тракту. После уси-
ления и детектирования сигнал поступает на вертикально откло-
няющие пластины ЭЛТ, а на горизонтально отклоняющие пласти-
ны подается соответствующее напряжение смещения. Таким обра-
зом, на экране получается частотная характеристика контроль-
ного и измерительного каналов, аналогичная рис. 13.11, но обра-
зованная не сплошными линиями, а отдельными точками, число
которых равно числу каналов ТЧ аппаратуры высокочастотного
уплотнения.
Подобные устройства, естественно, имеют значительно боль-
шую погрешность измерения вследствие влияния помех, обуслов-
ленных информационными сигналами аппаратуры уплотнения,
и меньший динамический диапазон измеряемых затуханий. Вели-
чина погрешности измерения имеет порядок ± (2—б) дБ при зна-
чениях защищенности 60—70 дБ,
13.9. ИЗМЕРЕНИЕ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
КОМПЛЕКСНЫХ ПЕРЕДАТОЧНЫХ ФУНКЦИЯ
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
Эти характеристики измеряются обычно панорамными прибо-
рами. Результат измерения представляется на экране прибора в ви-
де годографа передаточной функции измеряемого четырехполюс-.
пика.
370

Рассмотрим методику на примере измерения частотней харак-
теристики передаточной функции взаимных влня!:::.", которое осу-
ществляется при проведении работ по ослаблению взаимных влия-
ний в процессе строительства кабельных магистралей, а также
при их эксплуатации.
Комплексная передаточная функция взаимных влияний на пе-
редающем и приемном концах магистрали определяется соответст-
венно следующими уравнениями:
F^OJU^lOJUAe11*-** (13.37)
или в логарифмическом масштабе
W (I ш) = 20 lg \рх \U2 J < (<?2 - со,), (13.38)
где LJи 02у ф1 и ф2 — комплексные амплитуды и аргументы напря-
жений, обозначенных на рис. 13.10.
На рис. 13.12 приведена упрощенная структурная схема подоб-
ного устройства. Сигнал генератора качающейся частоты, вклю-
ченного на передающем конце линии, поступает на вход / прибора.
Линия, подверженная влиянию, подключается ко входу //. Вход-
ные трансформаторы / и 2 обеспечивают симметричный вход при-
бора. Входное сопротивление устанавливается либо равным вход-
ному сопротивлению аппаратуры высокочастотного уплотнения
(обычно 150—135 Ом), либо 5—10 кОм. В последнем случае
обе линии нагружаются на соответствующие внешние низкоомные
сопротивления. Сигналы влияющей и подверженной влиянию ли-
ний поступают на делители /, 2 и усилители /, 2 соответственно,
с помощью которых осуществляется регулировка напряжении
U[ (со) = Ки (со) U, (со) и *U2 (со) = Кп И Ux (со)
таким образом, чтобы измерение отношения
\Ц{ (со) / U:2 (ш); = Кы (со) Ux (со) Rn (со) U2 (со)
при качании частоты сигнала ГКЧ от сор.мин до озр.макс находи-
лось бы в пределах, фиксируемых с достаточной разрешающей
способностью на масштабной сетке электроннолучевой трубки.
С выхода усилителя / сигнал канала влияющей линии посту-
пает в сумматор, на который подается также сигнал с выхода мо-
дулятора 2 канала линии, подверженной влиянию U2 (®пр)* • Этот
сигнал постоянной частоты образуется в результате взаимодейст-
вия напряжений U2 (со) и гетеродина с7Гет(со + соПр). Напряжение
гетеродина имеет постоянную амплитуду и частоту, превышающую
частоту сигнала на соПр. Обычно /пр= 1-^-3 кГц. При подаче на мо-
дулятор напряжения wrCT на выходе модулятора образуется ком-
371

бинационная составляющая также постоянной амплитуды с часто-
той, равной (опр. В действительности для выделения заданной ком-
бинационной составляющей в гетеродине обычно осуществляется
не одинарное, как показано на рис. 13.12, а двойное преобразование
частоты: вначале образуется сигнал с частотой о/р — о>, а затем
%р ~~ шпр + 03 = шпр + ш- Частоты шпр и о/р выбираются мно-
го больше сор.макс, что облегчает задачу фильтрации паразитных
частотных составляющих на выходе модуляторов и сохраняет знак
разности фазовых сдвигов ф2(со)—ф1 (со). Амплитуда сигнала
U2 {^п{)=== KUmTQ1U2m (о)) несет информацию об амплитуд-
но-частотной характеристике напряжения подверженной влия-
нию линии, а аргумент arg U2 (а>пр) = <р2 О0) + Тгпр (ю) — фазо-
частотной характеристике этого же напряжения, ф2Пр (со) — фазо-
вый сдвиг измерительного устройства в канале линии, подвержен-
ной влиянию. Сигнал U[ (w) + U'2' (о)пр) с выхода сумматора пода-
ется на регулируемый усилитель, коэффициент которого изменяет-
ся по закону | U[" ((d) / U[ (u>) | = [const j U[ (w) [J. Для обеспечения
этого закона в приборе установлена система АРУ. Напряжение АРУ
формируется с выходного напряжения модулятора U[" (о>), ам-
плитуда которого пропорциональна U[' ((d) и поддерживается
постоянной. Детектированное выходное напряжение усилителя АРУ
суммируется с опорным напряжением цепи отрицательной обрат-
ной связи регулируемого усилителя и изменяет среднее значение
коэффициента усиления обратно пропорционально.
С выхода регулируемого усилителя через фильтр напряжение
промежуточной частоты, равное
щ») = с\ щ (шпр) / и{ кР)) = с \им{и} hi,
подается на усилитель 6 и через фазосдвигающую цепь 0—90° соз-
дает напряжение круговой развертки. Данный сигнал, пропорцио-
нальный отношению амплитуд напряжений U2m ^ , называется
ит{(й)
сигналом отношения. Амплитуда сигнала отношения определяет
отклонение электронного луча от центра экрана электроннолучевой
трубки. Напряжение ^''(юпр) с постоянной амплитудой и фазой
?i Кр) = Ь Н + Тпр (°>) » гАе фпр(о)) — результирующий сдвиг
фазы в канале влияющей цепи измерительного устройства, назы-
вают опорным напряжением. После усиления и фазового расщеп-
ления на 0—90° оно поступает на блок формирования, на выходе
которого получаются остроконечные импульсы, соответствующие
моментам переходов напряжения U[" (о)пр) через нуль. Эти им-
373

пульсы подаются на фазовые детекторы (ФД) и отпирают их
в моменты ф(сопР)=0. В эти моменты фаза сигнала отношения
равна ф2(со) [при условии фпр(ф) =ф2пр(со) ] и мгновенное напряже-
ние на входе детектора горизонтальной развертки пропорционально
cos ср2 (ш), а на входе детектора вертикальной развертки
sin ср2 (со) £/2 (<«>)/£Л (о>) постоянные составляющие на выходах
этих детекторов также пропорциональны данным величинам.
Фильтры RCi и RC2 выделяют постоянные составляющие на выхо-
де детекторов и обеспечивают узкую полоску пропускания всего
приемного устройства, что необходимо для ослабления влияния
шумов при малых уровнях входных сигналов.
В результате за каждый период промежуточной частоты на эк-
ране появится точка, расстояние до которой от начала координат
пропорционально сигналу отношения, а угол отклонения от гори-
зонтальной оси равен разности ф2(со)—ф1 (со).
Накладываясь друг на друга, эти точки образуют линию, пред-
ставляющую собой годограф передаточной функции взаимных
влияний.
Измерение осуществляют в следующем порядке. Вначале при
со = соср производят калибровку прибора путем включения между
каналами калиброванного делителя с затуханием 60 дБ. При этом
Рис. 13.13. Масштабная сетка измерителя (а) и пример годографа (б)'
переключатели делителей и усилителей У, 2 устанавливают в такое
положение, чтобы сигнал во влияющей цепи находился в заданных
пределах (фиксируемых стрелочным прибором), а значение
А\—A2 + S2—Sb определяющее разность усилений сигналов во
влияющем канале и в канале, подверженном влиянию, равня-
лось бы затуханию калиброванного делителя (60 дБ), Плавно
374

изменяя усиление усилителя 6, добиваются отклонения луча на
радиус, соответствующий нулевому уровню по масштабной сетке
экрана (рис. 13.13а), и с помощью вспомогательного фазовраща-
теля устанавливают луч на горизонтальной оси. Последняя опера-
ция устраняет различие сдвигов фазы в обоих каналах прибора.
Затем включают ГКЧ в режим автоматического качания частоты
и наблюдают за изменением положения луча на экране. Радиус
окружности, внутри которой происходят смещения луча вследствие
неидентичности частотных характеристик передаточных функций I
и II каналов измерительного устройства, не должен превышать
допустимых паспортными данными значений.
При измерении передаточной функции взаимных влияний элек-
тронный луч движется по экрану в соответствии с АЧХ и ФЧХ
этой функции. Траектория этого движения представляет собой
годограф измеряемой функции. На рис. 13.136 для примера пока-
зан годограф передаточной функции взаимных влияний между
линейными трактами кабельной магистрали. Защищенность на
данной частоте определяется из выражения
Л3 (со) = (Л1 — S\) + (S2 - Л2) + а (со), (13.41)
где Ль Л2, Si и 52 — результирующие значения затуханий и уси-
лений в канале влияющей линии и линии, подверженной влиянию,
соответственно: а (со) — значение модуля передаточной функции
взаимных влияний, отсчитанное при частоте со по масштабной сет-
ке экрана, проградуированной в децибелах. Из ур-ния (13.41)
нетрудно определить порядок установки значений А\—S{ и S2—Л2.
Например, если годограф выходит за пределы экрана, т. е. а (со)
принимает отрицательные значения, необходимо уменьшить значе-
ние S2—Л2. Если же а (со) не выходит за пределы +5 дБ, следует
уменьшить S2—Л2. Напомним, что значения А\—S{ устанавлива-
ются обычно в процессе калибровки прибора так, чтобы сигнал
во влияющем тракте прибора находился бы в допустимых
пределах.
Фазовый сдвиг определяется непосредственно по масштабной
сетке экрана, которая должна иметь достаточное послесвечение.
Значение частот фиксируется с помощью меток, генерируемых ка-
либром частоты (на рис. 13.12 не показан) в моменты, когда час-
тота сигнала ГКЧ оказывается кратной Д/к. На рис. 13.136 значе-
ние Д/к = 50 кГц.
Погрешность измерения передаточной функции взаимных влия-
ний по модулю, как правило, не превышает ±(1—0,3 дБ), а по
фазе (10—3)°. Промышленностью выпускаются приборы для из-
мерения комплексных коэффициентов передачи типов РК4-9,
РК4-10, РК4-11.
375

13.10. ИЗМЕРЕНИЕ ЗАТУХАНИЯ АСИММЕТРИИ
ПЕРЕМЕННОМУ ТОКУ
Затухание асимметрии четырехполюсников переменному току
определяется выражением
^13 + 2*2'
Л = 201д
2 (Z13 — Z23)
(13.42)
где Z13 и Z23 — входные сопротивления цепей, образованных пер-
вой клеммой четырехполюсника (первым проводом линии) и «зем-
лей» и второй клеммой четырехполюсника (вторым проводом ли-
нии) и «землей» соответственно.
Затухание асимметрии измеряется обычно методом сравнения.
На рис. 13.14 приведена схема измерения асимметрии линии с ис-
3
^
7Г т ~L
2 u^SL
Измерявши ofawm
Линия
Рис. 13.14. Схема измерения затухания асимметрии
пользованием высокочастотных дифференциальных дросселей,
обладающих высокой степенью симметрии относительно своих
средних точек. Вместо дросселей можно использовать линейные
трансформаторы.
В случае высокого входного сопротивления индикатора отно-
шение напряжений U\ и U2 равно:
UjU2 = 1 /2 [Z13Z23 + 1 со L (Z13 + Z23)] 11 to L (Z13 - Z23).
Дроссель обладает довольно значительной индуктивностью,
поэтому |<о L (Z13 + Z23) > (Z13Z23)| и, следовательно,
Аа = 20 lg [ад] = 20 lg |(Z13 + Z23)/2(Z13 - Z23)| = ДМз,
где амз — затухание магазина затуханий в момент равенства
напряжения на его выходе напряжению U2.
376

Процесс измерения состоит в регулировке затухания МЗ до по-
лучения одинаковых показаний индикатора в обоих положениях
переключателя /7. Перед измерениями следует проверить симмет-
ричность измерительной схемы, которая определяется при отклю-
ченном измеряемом объекте во всем диапазоне частот. Затухание
асимметрии измерительной схемы должно быть на 20—25 дБ выше
затухания асимметрии измеряемого объекта.
13.11. ИЗМЕРЕНИЕ ОСТАТОЧНОГО ЗАТУХАНИЯ
Остаточным затуханием канала связи называется разность
между суммой всех затуханий канала и суммой всех его усилений:
ач = 2а—2S, дБ. Контроль за соблюдением норм остаточного зату-
хания имеет большое значение для нормальной работы канала свя-
зи, так как отклонение от этих пределов приводит к изменению
слышимости и амплитудным искажениям на приемной оконечной
станции. Остаточное затухание измеряется в каналах тональной
частоты (полоса частот 300—3400 Гц) и в трактах широкополосных
каналов. Погрешность измерения должна быть не более ±0,5 дБ,
Схема измерения остаточного затухания канала тональной час-
тоты представлена на рис 13.15. Величина ач определяется раз-
ностью уровней; a4=pV\ — Pv2— и измеряется во всем диапазоне
частот канала. Частотная зависимость #ч = ср(/) характеризует сте-
пень частотных искажений передач. На основании рекомендаций
МККТТ установлены нормы остаточного затухания для различных
каналов связи. Для каналов тональной частоты остаточное зату-
хание канала определяется в точке с частотой 800 Гц..
Шйратура
^§>
высотой*
тошного
ашмелУР
Кабельная
пагастрш
Аппаратура
Ьтокочас*
тотнога
{Ш
Рис. 13.15. Схема измерения остаточного затухания
Для определения частотной характеристики остаточного зату-
хания сначала измеряют ач на частоте 800 Гц, а затем на всех
фиксированных частотах эффективно передаваемой полосы частот
канала, поддерживая постоянный уровень на его входе.
Измерение остаточного затухания в трактах систем уплотнения
часто производят без перерыва связи путем определения уровней
контрольных сигналов на приемном конце на частотах, находящих-
ся в межканальных промежутках систем уплотнения. Измерения
выполняются с помощью избирательных измерителей уровней.
377

13.12. ПОГРЕШНОСТИ ИЗМЕРЕНИЙ И СПОСОБЫ ИХ УЧЕТА
Погрешности измерений затуханий обычно учитывают раздель-
но — по погрешности измерения отношения напряжений на входе
и выходе измеряемого объекта (или разности урбвней этих напря-
жений) и по погрешности определения отношения нагрузочных
сопротивлений, если они входят в выражение, определяющее дан-
ное затухание. Основные данные по оценке погрешностей измере-
ний напяжения, уровней и сопротивлений приведены в главах 3 и 12.
В данном разделе рассматривается погрешность измерения за-
тухания, обусловленная погрешностью измерения отношений
напряжений. Значения этих погрешностей зависят от частоты,
абсолютных уровней и отношения измеряемых сигналов.
С увеличением частоты погрешность измерения возрастает
вследствие большего влияния паразитных параметров образцовых
мер затуханий на их погрешность. Так, если на частоте 1 кГц ме-
ра отношения напряжений с помощью индуктивных делителей
воспроизводится с погрешностью Ю-6, а с помощью резисторных
магазинов затуханий 10~5, то при частотах 108 Гц эта погрешность
для индуктивных делителей составляет Ю-2—Ю-3 (0,2—0,02 дБ).
В случае, когда затухание определяется путем измерения напря-
жений или панорамным способом, учет и уменьшение ошибок,
обусловленных частотной зависимостью погрешности этих прибо-
ров, которая возрастает с частотой обычно значительно быстрее,
чем ошибки пассивных образцовых мер отношения напряжений,
достигаются за счет использования: калиброванных делителей
напряжения. Калибровка приборов производится на частоте изме-
рительного сигнала и при определенном (обычно среднем) значе-
нии измеряемого затухания. Если измерение'осуществляется при
непрерывном изменении частоты (панорамные приборы), то про-
изводят проверку постоянства показаний приборов в режиме ка-
либровки во всем диапазоне частот. В последнем случае изменение
показаний калибруемого прибора не должно превышать опреде-
ленных допустимых значений. Для дальнейшего снижения погреш-
ности калибровку производят при нескольких значениях затухания
образцовой меры. В предельном случае переходят к измерению за-
туханий методом сравнения, когда затухание калиброванного дели-
теля изменяется с достаточно малым шагом дискретности и резуль-
тат измерения определяется по значению затухания этого делителя,
соответствующему равенству сигналов на выходе измерительного
объекта и образцового делителя.
Значения абсолютных уровней напряжений при измерении за-
туханий могут существенно влиять на погрешность измерения, если
эти уровни малы и сопоставимы с уровнем помех.
Экспериментальный учет воздействия помех на погрешность
измерения осуществляется обычно в процессе проверки измерн-
378

тельной системы с помощью образцового магазина затуханий,
включаемого вместо измеряемого объекта. На вход магазина за-
тухания подается напряжение, равное ми-
нимальному значению напряжения сигнала
в данной схеме. Затем определяют, при ка-
ком значении затухания магазина показа-
ния измерительного устройства схемы (элек-
тронного вольтметра, измерителя уровня
ЯйШл или панорамного прибора) систематически
перестают соответствовать приращению
затухания образцового магазина за-
туханий (рис. 13.16). Увеличение значе-
ния показаний измерительного устройства
по сравнению с расчетным значением на-
пряжения на выходе образцового магазина
затуханий свидетельствует об увеличении воздействия помех на ре-
зультат измерения. В результате определяют минимальный уровень
сигнала, при котором погрешность не превышает допустимого зна-
чения.
Рис. 13.16. Определе-
ние максимального
значения измеряемо-
го затухания

14.
Измерения
на магистралях
и линиях связи
14.1. ЗАДАЧИ ИЗМЕРЕНИЙ'
Измерения при строительстве, настройке и эксплуатации ма-
гистралей и линий связи проводятся с помощью различных мето-
дов и измерительных приборов. Особенностью этих измерений
является включение во многие измерительные схемы аппаратуры
связи. Основные задачи измерений следующие:
— проверка на соответствие нормам электрических характе-
ристик аппаратуры связи и составление паспортов на них;
— настройка многоканальных систем уплотнения линий связи,
радиорелейных линий, каналов тональной частоты и широкополос-
ных каналов с целью обеспечения требуемых техническими нор-
мами электрических характеристик и составления паспортов кана-
лов связи;
— контроль за сохранением первоначально установленных ха-
рактеристик аппаратуры и каналов связи;
— проведение контрольно-испытательных и оперативных изме-
рений в процессе эксплуатации для установления оптимального
режима работы и исправности оборудования и каналов;
— определение характера и места повреждения аппаратуры,
каналов и линий связи.
Измерения при строительстве и монтаже магистралей связи,
приемо-сдаточные и эксплуатационные измерения выполняются
в соответствии с требованиями ГОСТ и соответствующих руко-
водств по электрическим измерениям различных объектов связи,
утвержденных Министерством связи СССР. В этих документах
указываются методика проведения измерений и типы измеритель-
ной аппаратуры, используемой для данного вида измерения.
14.2. ИЗМЕРЕНИЯ НА ОКОНЕЧНЫХ И ПРОМЕЖУТОЧНЫХ
СТАНЦИЯХ МАГИСТРАЛЕЙ СВЯЗИ
Измерения на оконечных и промежуточных станциях проводят-
ся с целью определения соответствия электрических параметров
каналов и трактов техническим требованиям. Согласно основным
положениям Единой автоматизированной сети связи (ЕАСС) кана-
лы и тракты являются универсальными, т. е. они предназначаются
380

для передачи как аналоговых, так и дискретных сигналов по раз-
личным линиям и системам связи.
На оконечных станциях измеряются электрические параметры
каналов, по которым передаются сигналы телефонии, дискретной
информации, телевидения, фототелеграфии, а также стандартных
каналов тональной частоты, первичных трактов диапазона частот
(60—108 кГц) и других широкополосных каналов. На промежуточ-
ных станциях измеряются параметры источников питания и все,
что относится к линейному тракту и групповым (при наличии вы-
деления). Объем и способы проведения этих измерений рассматри-
ваются при изучении устройств и аппаратуры связи в соответ-
ствующих специальных курсах. Поэтому здесь ограничимся только
кратким описанием особенностей измерений, электрических пара-
метров каналов и трактов.
Параметры каналов и трактов измеряются после проведения
измерений параметров станционной аппаратуры. В каналах тональ-
ной частоты измеряются и нормируются: полоса эффективно пере-
даваемых частот, амплитудная характеристика канала, средне-
квадратическое отклонение остаточного затухания, входное сопро-
тивление, затухание асимметрии, защищенность от внятного пере-
ходного разговора, среднее псофометрическое напряжение шума,
изменение частоты передаваемого сигнала, относительное группо-
вое время запаздывания и изменение фазы передаваемого сигнала.
Полоса эффективно передаваемых частот должна находиться
в пределах 300—3400 Гц. Она определяется одновременно с изме-
рением частотной характеристики остаточного затухания канала,
которое на крайних частотах не должно превышать более нем на
8,7 дБ (1 Нп) затухание на частоте 800 Гц.
Процесс измерения частотной характеристики состоит в сле-
дующем. На передающей станции на вход четырехпроводной части
измеряемого канала подают от генератора измерительных сигна-
лов напряжение с уровнем —13 дБ (1,5 Нп) и частотой 800 Гц.
На приемной станции к выходу четырехпроводной части канала
подключают измеритель уровня с входным сопротивлением 600 Ом
и с помощью регулятора усиления усилителя низкой частоты уста-
навливают уровень (4,34±0,43) дБ (0,5±0,05 Нп). Подавая на
вход канала поочередно частоты 200, 300, 400, 600, 800, 1200, 1600,
2000, 2400, 3000, 3200, 3400 и 800 Гц с уровнем —13 дБ (1,5 Нп),
измеряют неравномерность амплитудно-частотной характеристики
на выходе канала. Расхождение в показаниях на частоте 800 Гц
в начале и в конце измерений не должно превышать 0,43 дБ
(0,05 Нп). Разность остаточных затуханий в соседних точках изме-
рения не должна превышать 1,74 дБ (0,2 Нп). Остаточное затуха-
ние канала для частоты 800 Гц называется номинальным. Оно
определяется нормами, устанавливаемыми для различных видов
окончания канала (двухпроводный или четырехпроводный),
381

Амплитудная характеристика канала на одном переприемиом
участке длиной 600 км должна быть такой, чтобы при включенном
ограничителе пиковых значений остаточное затухание, измеренное
на частотах 300—3400 Гц, оставалось постоянным с точностью до
0,3 дБ при изменении уровня измерительного сигнала на входе
канала от —17,4 до 3,5 дБ (от —2,0 до 0,4 Нп) в точке относитель-
ного нулевого уровня.
Среднеквадратическое отклонение остаточного затухания
во времени на один переприемный участок протяженностью 600 км
не должно превышать 1 —1,5 дБ (0,12—0,17 Нп). Максимальное
отклонение остаточного затухания канала за час не должно превы-
шать ±2,2 дБ (±0,25 Нп) от номинального значения с вероят-
ностью 0,95.
Входное сопротивление канала тональной частоты должно быть
равно 600 Ом. Коэффициент отражения — не более ± (5—*
10%). Вход и выход канала должны быть трансформаторными,
симметричными.
Затухание асимметрии входных и выходных цепей должно быть
не менее 43,4 дБ (5,0 Нп) в полосе частот 300—3400 Гц. Коэффи-
циент нелинейных искажений на одном переприемном участке дли-
пой 600 км не должен превышать 1,5%. В случае отсутствия специ-
ального прибора для измерения нелинейных искажений коэффи-
циент нелинейности измеряют с помощью генератора с коэффици-
ентом нелинейности не более 0,1% и анализатора напряжений или
избирательного измерителя уровня. На приемной станции изме-
ряют действующие значения первой, второй и третьей гармоник.
Коэффициент нелинейных искажений определяют по приближенной
формуле: Кн ^ (УЩ + иЩ) 100 < 1,5%. Отдельно нормируется
коэффициент нелинейных искажений по третьей гармонике:
К3 = (UJUi) 100 < 1°/0. При п участках нелинейность должна воз-
растать не более чем на 1,5]/ я°/0.
Защищенность от внятного переходного разговора между кана-
лами тональной частоты на участке протяженностью до 600 км,
измеренная на частоте 800 Гц, должна быть не менее 60 дБ
(6,9 Нп) для 100% комбинаций и 55 дБ (6,3 Нп) между направ-
лениями передачи и приема одного канала.
Среднее значение псофометрического напряжения шума в кана-
ле тональной частоты в течение любого часа, измеренное в точке
с относительным уровнем —6,9 дБ (—0,8 Нп) псофометром, на од-
ном переприемном участке длиной '600 км не должно превышать
0,55 мВ (2640 пВт в точке относительного нулевого уровня). Изме-
рение проводится после настройки всех каналов тональной часто-
ты на приемной части поочередно в каждом четырепроводном вы-
ходе оконечной аппаратуры уплотнения,
382

Изменение частоты передаваемого сигнала на длине линии
связи до 1400 км не должно превышать 0,1 Гц.
Отклонение группового времени запаздывания сигнала от зна-
чения, измеренного на частоте 1000 Гц (относительное время за-
паздывания), на одном переприемном участке длиной 600 км
не должно превышать ±0,05 мкс.
Изменение фазы передаваемого сигнала в канале тональной
частоты протяженностью 1400 км со скоростью 2° в миллисекунду
не должно появляться чаще чем один раз за 3 ч.
Кроме перечисленных основных параметров, в канале тональ-
ной частоты измеряют резкие изменения уровней, устойчивость ка-
пала, потерю достоверности. На оконечных станциях проверяют и
регулируют параметры унифицированного оборудования, предна-
значенного для образования первичных трактов и широкополосных
каналов, состоящих из различного числа первичных трактов, так
называемых преобразовательных и генераторных стоек. В стойках
измеряются уровни всех частот, уровни побочных частот, защищен-
ность между различными каналами, контролируются и регули-
руются с помощью подстроечных конденсаторов частоты основных
н резервных генераторов. Погрешность измерения частоты не долж-
на превышать Ю-7—10~6.
На промежуточных и оконечных станциях измеряются следую-
щие параметры первичных трактов и широкополосных каналов:
полоса частот, номинальный уровень передачи в точке коммутации,
частотная характеристика уровней и ее неравномерность, входйое
сопротивление, коэффициент отражения, коэффициент асимметрии,
отклонение группового времени запаздывания в полосе частот, уро-
вень шума (средний за час), среднеквадратическое отклонение
остаточного затухания (усиления), амплитудная характеристика
тракта при повышении уровня передачи, защищенность от взаим-
ных влияний, частость Появления кратковременных завышений
уровней сигнала, изменение фазы и частоты передаваемого сигна-
ла. Перечисленные выше основные измерения на оконечных и про-
межуточных станциях являются общими для кабельных магистра-
лей связи, радиорелейных и радиотелефонных линий,
Особенность измерений на оконечных и промежуточных станци-
ях кабельных магистралей состоит в необходимости проведения
измерений и настройки электрических параметров необслуживае-
мых усилительных пунктов НУ П. Эти измерения состоят из провер-
ки и регулировки напряжения питания, установки диаграммы уров-
ней, корректировки частотных характеристик служебных каналов,
трактов и широкополосных каналов, проверки амплитудных харак-
теристик и определения уровня помех. Измерения осуществляются
последовательно во всех ЯУЯ, расположенных между соседними
станциями, начиная от первого, прилежащего к данной оконечной
или промежуточной станции. Испытательные сигналы номиналь-
383

ного уровня подаются с определенной оконечной или промежуточ-
ной станции (в зависимости от направления передачи) непосредст-
венно в линейные гнезда выхода усилителя данного направления
передачи. Измерения на выходе усилителя НУП осуществляются
операторами выездной бригады, ответственной за проведение изме-
рений и настройку магистрали. Измерения и настройка электри-
ческих параметров НУП проводятся в первую очередь, т. е. до из-
мерения параметров трактов и каналов между станциями.
На радиорелейных и радиотелефонных станциях дополнительно
проверяются электрические параметры передатчиков, приемников,
антенных и фидерных устройств.
14.3. ТЕЛЕИЗМЕРЕНИЯ
Телеизмерения — измерения на расстоянии — являются срав-
нительно новой, быстро развивающейся областью измерительной
техники. В большинстве случаев телеизмерения применяются
в системах контроля и автоматического управления для получения
информации об измеряемой величине в тех случаях, когда не-
посредственное ее измерение технически невозможно или нецеле-
сообразно.
В настоящее время имеется целый ряд производств, развитие
и существование которых немыслимо без проведения телеизмере-
ний: например, производства химической и атомной промышлен-
ности, требующие полной автоматизации контроля и управления
технологическими процессами ввиду недопустимости присутствия
человека по соображениям техники безопасности. Другим приме-
ром могут служить дистанционные системы измерений, контроля и
управления энергетическими сетями, космическими объектами, неф-
те- и газопроводами, железными дорогами и т. д.
В технике связи телеизмерения широко применяются для кон-
троля за состоянием и работой кабельных и радиорелейных ма-
гистралей, аппаратуры автоматических телефонных станций и уз-
лов связи, спутников связи и т. д. С помощью телеизмерений удает-
ся существенно увеличить коэффициент готовности системы связи
за счет сокращения времени, затрачиваемого на отыскание места
неисправности и установление его характера.
Разработка методики проведения телеизмерений и построение
телеизмерительных систем требуют решения целого комплекса
новых и сложных вопросов, выделяющих указанные измерения в са-
мостоятельную отрасль измерительной техники. Телеизмеритель-
ные системы характеризуются следующими основными параметра-
ми: числом и характером измеряемых величин; допустимыми
погрешностями измерения: скоростью проведения измерений и об-
щим временем всего цикла измерений; способом передачи измери-
тельной информации; надежностью; формой представления инфор-
334

мации о результатах измерения и контроля; наличием и видом
самоконтроля; возможностью и точностью прогнозирования состоя-
ния поверяемой аппаратуры; стоимостью, весом и габаритами.
Число и характер измеряемых величин выбирают таким обра-
зом, чтобы при минимальном числе измерений получить необходи-
мый объем информации об измеряемом объекте. Данные вопросы
решают па основании анализа характеристик измеряемого объекта
и определения величин, наиболее полно определяющих его пара-
метры. На этом же этапе определяют методику проведения изме-
рений и последовательность их выполнения.
Погрешности измерений рассчитывают не только с учетом по-
грешности измерительной аппаратуры и измерительных преобра-
зователей, которые обычно выбирают, исходя из допустимой ре-
зультирующей погрешности, но и с учетом дополнительных по-
грешностей, обусловленных необходимостью передачи результата
измерения на заданное расстояние. В процессе решения этого
вопроса определяют основные требования к скорости проведения
отдельных измерений и способу передачи измерительной информа-
ции. В большинстве случаев выбирают последовательный способ
передачи информации, при котором результаты отдельных измере-
ний после соответствующего кодирования последовательно пере-
даются по каналу связи. Для этой цели применяют коммутацион-
ные устройства, обеспечивающие определенную последователь-
ность передачи информации в каждом цикле.
Требования к надежности телеизмерений определяются важ-
ностью информации об исследуемом объекте. Для повышения на-
дежности применяют дублирование измерений и каналов связи,
системы самоконтроля и автоматической проверки правильности
передачи информации.
В зависимости от характера телеизмерений информация о ре
зультатах измерения и контроля представляется в виде показаний
стрелочных и цифровых приборов, а также при помощи осцилло-
грамм, световой сигнализации, графиков самописцев, записи на
магнитных лентах, перфокартах и перфолентах, кодов для ввода
в цифровые вычислительные машины и т. д. Об аварийном состоя-
нии исследуемого объекта или угрозе аварии свидетельствуют
специальные звуковые и световые сигналы тревоги.
Обобщенная структурная схема телеизмерительного устройства
показана на рис. 14.1. При телеизмерениях осуществляются после-
довательные функциональные преобразования измеряемой величи-
ны х. В передающем устройстве она преобразуется в величину
Л=ф1(л:). На выходе канала связи функция у>\{х) несколько изме-
няется вследствие наличия помех и искажений в самом канале,
и на вход приемного устройства поступает сигнал В=ф2(Л). В при-
емном устройстве величина В преобразуется в величину С = ф3(В),
которая и отмечается измерительным прибором. Таким образом,
13 Зак. 1092 385

Помеха
Рис. 14.1. Структурная схема телеизмерительного устройства
показания выходного прибора а являются сложной функцией
измеряемой величины.
Примерами телеметрических устройств, используемых на ма-
гистралях и линиях связи, могут служить устройства дистанцион-
ного измерения контрольных сигналов, передаваемых по трактам
магистрали, установки для обнаружения НУП с повышенной не-
линейностью, системы автоматического измерения и поддержания
напряжения питания аппаратуры связи и НУП, устройства для
непрерывного или периодического измерения параметров магистра-
лей без перерыва связи, устройства для непрерывного контроля
и измерения сопротивления изоляции, устанавливаемые на кабель-
ных линиях связи и позволяющие обнаруживать повреждение
внешних покровов кабеля на ранней стадии, когда прохождение
сигналов связи по кабелю еще не нарушается. Перечисленные
устройства обычно работают совместно с аппаратурой связи и по-
дробно изучаются в соответствующих курсах.
14.4. ИЗМЕРЕНИЯ НА ЛИНИЯХ ПРОВОДНОЙ СВЯЗИ
Приемо-сдаточные измерения
Приемо-сдаточные измерения на линиях связи осуществляются
по усилительным участкам после окончания всех строительно-мон-
тажных работ. Электрические характеристики принимаемых в экс-
плуатацию линий и их соответствие действующим нормам опреде-
ляются на основании результатов измерений на постоянном и пере-
менном токах.
Вначале проводят измерения на постоянном токе; например,
в кабельных линиях измеряют сопротивления изоляции жил, сопро-
тивления цепей (сопротивление каждого шлейфа), омическую
асимметрию и электрическую прочность изоляции жил. Если полу-
ченные данные соответствуют нормам, переходят к измерениям на
переменном токе: измеряют собственное затухание цепей, переход*
йог затухание, защищенность, затухание асимметрии переменному
току; снимают импульсные характеристики. Коэффициент затухав
ния измеряют в рабочем диапазоне частот в 10% цепей кабеля.
Собственное затухание коаксиальных и симметричных цепей
38G

измеряют методом известного генератора или при соединении цепей
шлейфом — методом сравнения и компенсации, а неоднородность
волнового сопротивления коаксиальных пар — импульсным мето-
дом (см. § 14.5).
Защищенность симметричных высокочастотных пар измеряют
с одной стороны усилительного участка во всем диапазоне переда-
ваемых частот при различных комбинациях влияющих и подвер-
женных влиянию пар с переменой их мест; в протокол записывают
минимальные значения защищенности при данной комбинации пар.
Защищенность низкочастотных цепей измеряют на частоте 800 Гц.
Характеристическое сопротивление всех симметричных пар с до-
полнительной индуктивностью, кроме пар вещания, измеряют на
частоте 800 Гц, а экранированных цепей вещания — на частоте
5 кГц. Кроме того, на одной цепи снимают частотную характерис-
тику в 6—9 точках рабочего диапазона.
Асимметрию низкочастотных цепей переменному току измеряют
как переходное затухание между основной и искусственной несим-
метричными цепями. При этом в качестве влияющей используют
искусственную цепь, составленную из жил испытуемой пары и ме-
таллической оболочки. На одном конце пары подключают к гене-
ратору и измерителю уровня, а на другом — к симметричному
трансформатору, первичную обмотку которого заземляют в сред-
ней точке, а вторичную нагружают на сопротивление, равное вол-
новому сопротивлению основной пары.
Объем и последовательность измерений регламентируются для
каждого вида линий связи.
Эксплуатационные измерения
Для оценки электрического состояния линий связи в процессе
эксплуатации и приведения их электрических характеристик к нор-
мам проводят эксплуатационные измерения. Объем и периодич-
ность этих измерений определяются соответствующими инструк-
циями.
На кабельных и воздушных линиях связи эксплуатационные
измерения проводят с целью определения характера и места по-
вреждения. Наиболее характерными повреждениями на этих ли-
ниях являются: нарушение изоляции между проводами электри-
ческих цепей или между проводами и землей, обрыв проводов,
омическая асимметрия и повышенное сопротивление жил кабелей,
комбинированные повреждения. Повреждения могут быть постоян-
ными, т. е. устойчиво фиксироваться при измерениях, и временны-
ми; в последнем случае обнаружить их труднее.
Метод измерения выбирают в зависимости от характера по-
вреждения, а также от имеющихся измерительных средств, требуе-
мой точности и длительности измерения. Для выявления харак-
13* 387

тера повреждения сначала проводят измерения на постоянном
токе: проверяют сопротивление изоляции, сопротивление проводов
и асимметрию цепи постоянному току. Если с помощью этих изме-
рений определить неисправность линии не удалось, а характеристи-
ки каналов тональной или высокой частоты продолжают оставать-
ся не в норме, то при исправном станционном оборудовании прово-
дят ряд измерений на переменном токе: определяют уровень помех,
собственное затухание каждой цепи, переходное затухание между
цепями, неоднородность коаксиальных пар.
Основной оценкой определения места повреждения линии связи
является погрешность измерений:
О I изм -1х* 1 100,
I / I
где /*изм — подсчитанное по результатам измерений расстояние до
места повреждения; /хд — действительное расстояние до места
повреждения; / — длина измеряемой линии. Для кабельных линий
6^0,5%, а для воздушных б» 1,0%.
Рассмотрим методы измерений, применяемые при нахождении
некоторых видов повреждений линий связи.
Определение места повреждения изоляции.
Расстояние 1Х до места повреждения изоляции при сравнительно
небольшом переходном сопротивлении в месте повреждения опре-
деляется при помощи моста. Измерения проводятся между пунк-
тами Л и £ (на воздушных линиях между двумя контрольными
столбами, на кабельных — между муфтами).
Рассмотрим случай нахождения повреждения изоляции отно-
сительно земли (рис. 14.2а) при одном исправном проводе (жиле).
Из условия равновесия моста RRX = R0 [(#а + #б) — следует
Rx /(Я. + Re) - RoKR + Rol (Н.l)
Учитывая пропорциональность сопротивления провода его дли-
не и предполагая, что /?а = /?б> можно написать
RjJ2Ru = ljJ2L (14.2)
Из ф-л (14.1) и (14.2) получаем искомое значение
/, = 2ВД/? + /?0). (14.3)
Чувствительность и точность данного метода тем ниже, чем мень-
ше 1Х по сравнению с /. Напряжение батареи Е выбирают равным
нескольким вольтам, увеличивая его при больших переходных
сопротивлениях /?п или при наличии помех от переходных токов.
Если сопротивления проводов не равны друг другу и их значе-
ния не известны, то измерения выполняют с обоих концов измери-
тельного участка поврежденной линии. Первое измерение проводят
в пункте А по схеме рис. 14.2а, и значение Rx определяют из
ф-лы (14.1):
388

Рис. 14.2. К определению места повреждения изоляции кабеля
с помощью измерений:
а) из пункта Л, б) из пункта Б, в) методом амперметра и вольт-
метра
^ = /?о(/?а + /?б)/(/? + /?о). (14.4)
Второе измерение проводят в пункте Б по схеме, показанной на
рис. 14.26. При равновесии моста R' (R6 — Rx) = RQ (Ru + Rx\
откуда
, R* = {R'R6-R'fi*)l{R'+R'u)> (145>
где R' и R'0 — образцовые сопротивления плеч моста в момент
равновесия. Исключив /?а из ур-ний (14.4) и (14.5), найдем
389

Rr = RbR.i (/?' + /Q!\R„ (R' + IQ +RJR + /?„)]• (14.6)
Учитывая, что Rx/Ro = lx/l, получаем
iRo (/?' + R'0)I\K„ \R' + R0) + /?„)]• (14-7)
При повреждении изоляции всех жил кабеля расстояние до
места повреждения определяют методом вольтметра и амперметра
(рис. 14.2в). Измерения проводят с двух сторон линии с помощью
двух комплектов одинаковой измерительной и вспомогательной
аппаратуры. В каждый комплект входят: батарея Е (80 В), реос-
тат /?Доб, делители напряжений R (по 1000 Ом), вольтметр со шка-
лой до 100 В и миллиамперметр со шкалой до 30 мА. Вольтметры
и амперметры должны иметь класс точности 0,2 или, в крайнем
случае, 0,5.
Батареи Е включают так, чтобы направления контурных то-
ков /А и 1б были одинаковы. При их равенстве ток через сопротив-
ление изоляции /?из будет равен нулю. На основании метода кон-
турных токов напишем: /А (2RX + /?из + /?АЧ) — /Б/?из = £/А и
/Б (2Rt - 2RX -f/?АБ + /?из)- /А /?из= UB, где /?АА и /?АБ - сопро-
тивления миллиамперметров.
Если на миллиамперметрах установить одинаковые токи,
т. е. 1а = 1б =1» то из отношения
/ {2RX + /?„ + /?АА - /?Из)// [Щ - 2RX + ЯАА - /?„,) = */А/£/Б
можно определить
/?, = |£/А (2R, + /?АБ) - </Б /?АА}/2 (£/А + */,).
Расстояние 1Х до места повреждения определяется по формуле
lx = Rx/r)KM}, км, где />М] — километрическое сопротивление по-
врежденного провода, Ом/км.
Ток в испытательной цепи должен равняться 15—20 мА. Перед
началом измерений измерительную цепь в течение 5 мин следует
держать под напряжением UA = Uб, чтобы за это время установи-
лось действие поляризации.
Определение места обрыва проводов (жил).
Этот вид повреждения обнаруживается с помощью трех методов:
мостового, баллистического и импульсного. Мостовой метод при-
меняется для определения места обрыва жил коаксиального кабе-
ля при неповрежденной изоляции в месте обрыва, а также жил сим-
метричного кабеля при поврежденной и неповрежденной изоляции
в месте обрыва. Баллистический метод применяется для определе-
ния места обрыва проводов воздушной линии и для определения
места обрыва всех жил симметричных кабельных линий. Импульс-
ный метод применяют для определения места обрыва проводов
390

воздушных линий и жил коаксиального кабеля при поврежденной
и неповрежденной изоляции в месте обрыва. Импульсный метод
будет рассмотрен более подробно (см. § 14.5).
При мостовом и баллистическом методах фактически измеря-
ются емкости проводов относительно земли или соседних проводов
и для определения места повреждения используется прямая зави-
симость между емкостью и длиной провода. Поэтому при опреде-
лении места обрыва проводов можно воспользоваться и другими
методами измерения емкости.
Рассмотрим эквивалентную схему частичных емкостей на воз-
душной линии связи, состоящей из одного оборванного провода
и системы окружающих проводов (рис. 14.3). Предположим, что
2
1^1
Окружающие провода
С9У
777
\ОбрыВ
т
6)
Окружающие
продода
X -^+*— У
Рис. 14.3. К определению частичных емкостей на воз-
душной линии с одним оборванным проводом и зазем-
ленными соседними проводами:
а) эквивалентная схема, б) вторая проекция схемы,
в) то же, но при отсутствии обрыва
соседние окружающие провода заземлены, х — расстояние до мес-
та обрыва, С\ и С2 — емкости провода относительно соседних на
километр длины. Если исследуемый провод не имеет обрыва
(рис. 14.3в), измерительный прибор определяет емкость Ci=C\l+
-f С21= (С\ + С2)1. При наличии обрыва прибор показывает емкость
Cx = C\X+C2x = (С\ + С2)х. Из отношения полученных выражений
получаем Cx/Ci=x/l или x=lCx/Ci.
В зависимости от характера обрыва измерения можно осу-
ществлять мостовыми схемами, питаемыми переменным или пуль-
сирующим током. Мосты переменного тока применяют для опреде-
ления или уточнения места обрыва на непупинизированных ка-
бельных участках длиной до 5 км при неповрежденной изоляции
в месте обрыва (рис. 14.4а). Жилы а и Ь на дальнем конце зако-
рачивают.
Для получения расчетной формулы составим эквивалентную
схему с частичными емкостями (рис. 14.46). Для удобства зазем-
ленную оболочку кабеля изобразим внешним заземленным прово-
дом з, а соседние жилы объединим и обозначим буквой с. Получен-
ное в этой схеме соединение звездой емкостей С2х, С3/ и С2(1+у)
391

ff
s
3
Рис. 14.4. К определению места обрыва
жилы кабеля при помощи моста перемен-
ного тока:
а) схема, б) эквивалентная схема, в) и
г) преобразованные эквивалентные схемы
можно преобразовать
в соединение треуголь-
ником (рис. 14.4в),
где
Саз = хС,С31(2С2 + С3);
Сьг=(1+у)С2Св1(2С2 +
+ С3).
Емкость Саь включена
параллельно индикато-
ру И и на настройку
моста не влияет.
Из схемы рис. 14.4в
следует, что емкости
СХХ И Саз, С, (1+0) И
Съг соответственно со-
единены параллельно.
Следовательно, воз-
можно дальнейшее
упрощение эквивалент-
ной схемы (рис. 14.4г):
Са=С1х+хС2С31(2С2 +
+ Сз)=[С1+С2С3/(2С2+
+ С3)\хиСь=[(С1 +
=СА)/(2С2+С3)1(/+у)-
Для уравновешен-
ного моста справедли-
во равенство
/?i/1«>СА = /?,/! «о С4 или
/?«//?. =с,/св==(/ +
+ у)/* = (2/
Отсюда получаем рас-
четную формулу
* = 2//?я/(/?1 + ЯЛ
(14.8)
из которой следует, что соседние жилы кабеля на результаты изме-
рений не влияют.
Мосты постоянного тока, питаемые пульсирующим током,
позволяют измерять место обрыва внутреннего и внешнего прово-
дов коаксиальной пары., обрыва жилы на пупинизированных и не-
пупинизированных кабельных линиях большой протяженности. За-
тухание кабельной линии при низких частотах на результат изме-
рения практически влиять не будет.
392

Баллистический метод определения места обрыва проводов
основан на измерении емкости с помощью баллистического галь-
ванометра. При обрыве одного из нескольких проводов выбирают
такой провод, изоляция которого в месте обрыва не повреждена.
Чтобы исключить влияние частичных емкостей (между измеряе-
мыми и соседними проводами), соседние провода при измерениях
заземляют.
Если учесть, что емкости линий пропорциональны их длинам,
а баллистические отбросы гальванометра пропорциональны ем-
костям проводов, то можно написать отношения ах/а/ = Сх/С/==л://,
из которых приближенно определяется расстояние до места обрыва
x~l(ax/ai).
Определение места омической асимметрии.
Омическая асимметрия возникает в результате неоднородности
сопротивлений проводов, в частности, из-за плохих контактов
в местах спаек. Разность сопротивлений жил, составляющих одну
пару, измеряют обычно мостами постоянного тока.
Место расположения паразитного сопротивления, вызывающего
асимметрию проводов, в принципе, можно определять многими
методами. Обычно используют осциллографический метод1 и метод
измерения частотной характеристики переходного затухания меж-
ду основной и искусственной цепями. Эти методы можно применять
при наличии на обследуемом участке только одного паразитного
переходного сопротивления и при незначительном влиянии емкост-
ной и индуктивной асимметрий.
Осциллографический метод определения места омической асим-
метрии основывается на изменении переходного затухания между
линиями при появлении повреждения. Его рекомендуется приме-
нять для определения места постоянной или меняющейся омичес-
кой асимметрии на пупинизированных и непупинизированных ка-
бельных линиях и на воздушных линиях связи при минимальной
асимметрии 5—6 Ом.
Схема, реализующая метод осциллографа, приведена на
рис. 14.5а. Ко входам X и Y электронного осциллографа подводят-
ся напряжения от генератора: одно через магазин затуханий МЗУ
другое — через измеряемую линию. Измерения сводятся к следую-
щему. Плавным изменением частоты генератора (начиная с мини-
мума) добиваются появления на экране осциллографа прямой
линии при некоторой частоте f\. После этого продолжают увели-
чивать частоту и фиксировать значения частот (/2, /з и т. д.), при
которых на экране появляются прямые линии. Появление прямых
линий означает, что фазы напряжений, подаваемых на осцилло-
граф, совпадают и, следовательно, на пути от генератора до входа
осциллографа через поврежденную линию укладывается целое
число волн напряжения (тока).
1 Метод разработан В. Н. Кулешовым и В. О. Шварцманом.
393

Рис. 14.5. К определению места омической асим-
метрии на кабельной линии.
а) цепи на кабельной линии, б) цепи на воздуш-
ной линии
Если бы путь волны напряжения проходил по линиям с одина-
ковыми параметрами, можно было бы написать, что 21х = пк\,
где п — целое число волн, укладывающих на пути до места по-
вреждения и обратно, a k\ = v/f\ — длина волны, соответствующая
частоте Д. Однако в рассматриваемом случае волна напряжения,
перед тем как поступить на вход осциллографа со стороны кабель-
ной линии, распространяется по искусственной и основной цепям,
где скорости распространения различны, следовательно, различны
и длины волн при одной и той же частоте. Поэтому при частоте fu
если считать, что на пути распространения укладывается п волн,
можно написать /,/Х, + lxj Х[ = п, где \ = v\fx, \[ = v'jfv v и v' —
скорости распространения волн по рассматриваемым линиям.
При частоте /2 на пути до повреждения и обратно укладывается
на одну волну больше, чем при частоте /1, поэтому аналогично
можно написать lx\\2 + lx\ \'2 = п -f- 1; а при частоте /3 — /*/\*+
+ ^Аз = # + 2 и т. д. После подстановки в эти формулы значений
волн, выраженных через частоты, получим:
1**£г'*-* /.-«+!': /,-Ц*/,-*+2ит.д
VV VV VI/
Отсюда, вычитая из последующего выражения предыдущее,
можно определить разность соседних частот: А/,=/3—-/1== vv'\lx X
X(v+ v')\ А /3 =/3 -/» = w'\lx (v + v') и т. д.
Обычно пользуются среднеарифметическим значением разности
394

частот, при которых на экране трубки получают прямые линии:
А/ср = (АЛ + А/2 +... + Д/„)//* = vv'\lx (v + v').
Расчетная формула для определения расстояния до места асиммет-
рии (или другого вида повреждений — обрыва, короткого замыка-
ния, сообщения) цепи имеет вид
/, = от'/Д/сР(* + П О4-9)
Скорость распространения электромагнитных волн следует
определить заранее для каждого типа линии в отдельности. Для
этого на известном расстоянии /ИЗв в линиях с одинаковыми пара-
метрами создают искусственную асимметрию и вышеизложенным
методом определяют Д/ср. Так как в этом случае v = v'9 то из ф-лы
(14.9) получают, км/с,
« = /«.2 Д/ср. (14.10)
Погрешность определения расстояния до места повреждения
может составлять 2% от длины измеряемой линии.
На симметричных кабельных линиях связи с жилами диамет-
ром 0,9—1,2 мм место асимметрии определяют на расстояниях от
0,3 до 30 км от пункта измерения, на воздушных линиях связи —
па расстояниях от 0,3 до 80 км. При измерениях на воздушных
линиях необходима одна пара проводов, а на кабельных — две
пары жил.
Определение омической асимметрии путем измерения частотной
характеристики переходного затухания между основной и ис-
кусственной цепями кабельной и воздушной линий выполняется
соответственно по схемам, приведенным на рис. 14.56 и в. Процесс
измерений заключается в следующем. Плавно увеличивая частоту
генератора, фиксируют те частоты (/ь /2,
/з и т. д.), при которых показания указа-
теля уровня У У (рис. 14.56) будут экст-
ремальными, а на осциллографе (рис.
14.5в) будут видны прямые наклонные I—I 1 1 ■ э
линии. По полученным данным строят $ Ь b W
зависимость показаний указателя уровня
ОТ частоты p = F(f) (рис. 14.6). Затем Рис. 14.6. Зависимость уров-
подсчитывают все разности между со- ня от частоты
седними частотами: Д/i = /2—/ь
А/2 = /з—/2 и т. д. — и определяют их среднее значение Д/ср. Рас-
стояние до места омической асимметрии определяют по формуле
= а/2 Д/ср, гДе v — скорость распространения электромагнитных
волн в линии, определяемая по ф-ле (14.10) в соответствии с при-
мененной при ее выводе методикой измерений. Рассмотренный
метод пригоден для определения места асимметрии при минималь-
ном ее значении 6—7 Ом. Место асимметрии определяется с по-
грешностью 2%.
395

Определение места сосредоточенной нели-
нейности. Этот вид неисправности возникает в результате окис-
ления контактов или недоброкачественности сердечников пупинов-
ских катушек индуктивности. Наличие нелинейного элемента в це-
пи- приводит к появлению гармонических и комбинационных коле-
баний при посылке в линию сигналов соответственно одной или
двух частот.
Для определения места сосредоточенной нелинейности необхо-
димо провести анализ изменения амплитуд или фаз продуктов
нелинейного элемента цепи. Наиболее распространенными метода-
ми определения нелинейности являются амплитудный и метод
комбинационных частот.
Сущность амплитудного метода состоит в сравнении амплитуд
второй гармоники, измеренных в начале и в конце исследуемой
линии, при питании Линии напряжением основной частоты
(рис. 14.7я). Питание линии осуществляется через фильтр низкой
а) амплитудным методом, б) методом ком-
бинационных частот
частоты ФНЧ, подавляющий высшие гармоники напряжения гене-
ратора, и согласующий трансформатор С7р. Колебания, распро-
страняясь вправо и влево от места сосредоточенной нелинейности,
затухают в линии пропорционально длинам х и /—х. Уровни второй
гармоники, образованной в месте сосредоточенной нелинейности,
измеряют избирательными указателями уровня, настроенными на
частоту /2=2/1. Если уровень второй гармоники равен р, то уровень
этой же гармоники на концах линии можно определить по следую-
щим уравнениям: р!2 = р — а2(/ — х)\р2 = р — а8л:,где а2 — посто-
янная затухания цепи при частоте, соответствующей второй гар-
монике. Из полученных выражений следует, что л:=//2—(fa — р2)Х
Х2аз. Амплитудный метод дает удовлетворительные результаты на
коротких линиях при измерении в цепях с общим затуханием по-
рядка 15—20 дБ на частоте /2.
396

Метод комбинационных частот позволяет с помощью той же
измерительной аппаратуры исследовать линию значительно
большей длины (рис. 14. 76). Схема измерений на правом конце
линии не показана, так как она совпадает со схемой измерения на
левом конце линии с той лишь разницей, что в ней отсутствуют ге-
нераторы и фильтры нижних частот.
В линию посылают колебания двух различных частот. При на-
личии в линии нелинейности образуются колебания комбинацион-
ных частот: /9 — Д; f\ + U 2/, — Д; 2/t —■ 2/2 и т. д. Для определе-
ния места сосредоточенной нелинейности измеряют уровни коле-
баний одной из комбинационных частот на обоих концах линии.
Чаще всего измеряется нижняя комбинационная частота /ш кото-
рая равна: /н = /2 — fu колебания частоты /н меньше затухают в
линии, чем колебания других комбинационных частот, и потому
измерения упрощаются.
Колебания частоты /ш возбужденные в месте повреждения,
распространяются в обе стороны линии и придут к оконечным
трансформаторам с левой и правой сторон линии с различным за-
туханием. Избирательные измерители уровня, настроенные на ча-
стоту /н на станциях А и Б соответственно, отметят уровни />и'
р'н. Расстояние до места повреждения определяется по формуле
х = //2—(/7Н— /?н)/2ан,где ан — постоянная затухания линии, со-
ответствующая нижней комбинационной частоте /н. Уровень коле-
баний можно измерить и при другой комбинационной частоте, ес-
ли ее уровень больше уровня на частоте fH.
Метод комбинационных частот может применяться для опре-
деления места повреждения, вызывающего нелинейность на цепях
с общим затуханием порядка 20 дБ.
14.5. ИМПУЛЬСНЫЙ МЕТОД ИЗАЛЕРЕНИЯ ЛИНИЙ СВЯЗИ
Сущность метода
Импульсный метод измерения кабельных и воздушных линий
связи основывается на явлении частичного отражения электромаг-
нитных волн в местах изменения волнового сопротивления цепи.
Эти изменения возникают в результате нарушения технологии
производства коаксиальных и симметричны* кабелей, а также
вследствие механических и электрических повреждений цепей при
строительстве и эксплуатации магистралей. В первом случае из-
меряют и сравнивают с установленными нормами значение внут-
ренних неоднородностей и характеристических сопротивлений на
строительных длинах кабеля; во втором — определяют характер
и место повреждения линии.
397

При измерениях импульсным методом в линию посылают си-
нусквадратные импульсы, которые частично, отражаясь от неод-
нородностей, возвращаются обратно. Посылаемые (зондирующие)
и отраженные импульсы наблюдают на экране электроннолучевой
трубки и по их виду судят о характере неоднородности или по-
вреждения линии. Отраженные импульсы возвращаются в им-
пульсный прибор через некоторое время / с момента посылки зон-
дирующего импульса. Зная скорость распространения электро-
магнитной энергии v по линии и время пробега t импульса ог
начала линии до места неоднородности (повреждения) и обратно,
можно определить расстояние 1Х до места этой неоднородности:
1х = vt/2. Каждый тип линии имеет определенную скорость рас-
пространения v. Так, для воздушной линии с медными проводами
она равна примерно 286 • 103 км/с, для коаксиальных кабелей —
270• 103 км/с, для симметричных кабелей — 220• 103 км/с. Время
а следовательно, и расстояние 1Х отсчитываются по горизонталь-
ной оси электроннолучевой трубки с учетом скорости развертки.
В процессе наблюдения зондирующее импульсы посылаются в ли-
нию многократно.
Рассмотрим распространение одиночного импульса по одно-
родной линии с волновым сопротивлением Zc, нагруженной на со-
противление ZH. При согласованной с линией нагрузке (ZH = Zc)
энергия импульса целиком поглощается сопротивлением нагрузки,
Поэтому отраженной волны не будет, а на экране электроннолуче-
вой трубки импульсная характеристика линии будет иметь вид, по-
казанный на рис. 14.8а. Если Zh=^=Zc> то распространяющийся им-
пульс отразится от нагрузки. Амплитуда и фаза отраженного им-
пульса зависят от соотношения между ZH и Zc: при ZH > Zc отра-
женный импульс имеет тот же знак, что и зондирующий (рис.
14.86), а при ZH<ZC отраженный импульс имеет противополож-
ный знак (рис. 14.8в). На практике каждому предельному значе-
нию ZH соответствует повреждение: ZH = со — обрыв линии, a ZH =
= 0 — короткое замыкание. Расстояние S между изображениями
импульсов на экране трубки пропорционально удвоенному рас-
стоянию до места отражения (повреждения). На экране появляет-
ся столько отраженных импульсов, сколько неоднородностей име-
ется на линии. Так, для линии длиной /> разомкнутой в конце и
398
Рис. 14.8. Импульсные
характеристики идеаль-
ной линии при различ-
ных нагрузках

имеющей на расстоянии U плохой контакт "(дополнительное сопро-
тивление а на расстоянии /2 утечку с сопротивлением R2 (рис.
14.9а), импульсная характеристика линии представляется тремя
отраженными импульсами (рис. 14.96),
В рассматриваемом примере учитывались однократные отра-
жения. В действительности же в линии возникают вторичные и
многократные отражения; амплитуда импульсов, обусловленная
этими отражениями, обычно мала и ими при измерении пренебре-
гают.
Импульсная характеристика реальной линии из-за наличия
различного рода неоднородностей технологического характера
имеет извилистую форму с множеством мелких импульсов различ-
ной полярности. При наличии повреждений в линии на эти мелкие
импульсы накладываются импульсы с большей высотой (рис.
14.96). Затухание распространяющихся вдоль линии импульсов
о = 2ал + ан, дБ, где ал — затухание линии до места неоднород-
ности; ан — затухание вследствие неполного отражения в
месте неоднородности. Значение ан определяют из выражения
ан = Ю lg |(ZH+ZC)/(ZH—Zc)\ (Zu — входное сопротивление линии
в месте неоднородности, являющееся несогласованной нагрузкой;
ZB можно определить для каждого вида повреждения).
Точность измерений импульсным методом зависит от мощности
зондирующих импульсов, скорости распространения импульсов по
линии, расстояния до места повреждения и коэффициента затуха-
ния на высоких частотах.
Дальность действия, т. е. максимальная длина линии, просмат-
риваемая с помощью импульсного метода, зависит от напряжения
U3 зондирующего импульса и от минимального напряжения и0мив
отраженного импульса, еще видимого на экране электроннолуче-
вой трубки. Соотношение этих значений определяет чувствитель-
ность импульсного прибора: a4 = 201g (£/3/(70мин). Отраженные
импульсы могут быть обнаружены данным прибором, если их за-
Рис. 14.9. Измерение в линии с двумя повреждениями:
а) схема, б) импульсная характеристика
399

тухание меньше чувствительности прибора, т. е. при 2ал + ан ^
От длительности зондирующего импульса зависит разрешаю-
щая способность прибора, т. е. возможность обнаружения расстоя-
ния между двумя соседними повреждениями на линии. Если дли-
тельность зондирующего импульса равна или больше времени
перемещения импульса от одного места повреждения до соседне-
го и обратно, то оба места повреждения будут отмечены как одно.
Поэтому для увеличения разрушающей способности прибора сле-
дует уменьшать длительность иЬшульса. Однако при этом увели-
чивается искажение формы импульса за счет большого затухания
высокочастотных составляющих, что ограничивает возможность
уменьшения длительности импульса.
Для определения расстояний до места повреждения линии на
экране трубки прибора по оси развертки формируются с извест-
ным и постоянным периодом масштабные метки. Метки выраба-
тываются генератором калибрационных меток, который жестко
синхронизируется с генератором зондирующих импульсов.
Применение импульсного метода
Импульсный метод существенно дополняет ранее рассмотрен-
ные методы определения места повреждения на постоянном и пе-
ременном токах и в некоторых случаях, например при определе-
нии мест перепутывания (разбитости пар) или обрыва жил кабе-
ля, что сопровождается понижением изоляции, дает более точные <
результаты. Кроме того, импульсный метод позволяет различатВ
несколько повреждений, существующих одновременно, и опреде-
лять расстояние до каждого из них; пригоден для определения
мест повреждений, имеющих неустойчивый характер; позволяет
быстро и наглядно проводить измерения; не требует для проведе-
ния измерений высококвалифицированного персонала. К недостат-
кам импульсного метода следует отнести слабую чувствительность
к некоторым видам повреждений, например понижению сопротив-
ления изоляции.
Импульсные приборы, с помощью которых осуществляются из-
мерения на воздушных линиях, существенно отличаются от им-
пульсных приборов, предназначенных для измерений на кабель-
ных линиях. Это связано с тем, что воздушные и кабельные линии
обладают различными параметрами, имеют различную ширину
полосы передаваемых частот, а также с тем, что требования в от-
ношении погрешности измерения различны.
Импульсные приборы, предназначенные для измерений на воз-
душных линиях связи, позволяют определить места повреждения,
находящиеся на расстоянии от 2 до 300 км в цепях из цветного
металла и до 100 км в стальных цепях с точностью 0,5—1,5 км.
400

После этого местоположение повреждения уточняют непосред-
ственным осмотром.
На кабельных линиях связи с помощью импульсных приборов
определяют места повреждений на расстоянии в пределах от не-
скольких сотен метров до нескольких десятков километров. Им-
пульсный метод дает хорошие результаты при измерениях на ко-
аксиальных кабелях: точность измерений расстояний до места
повреждений составляет несколько метров и позволяет обнару-
живать весьма малые отклонения от номинального значения вол-
нового сопротивления. Это объясняется сравнительно небольшим
затуханием коаксиальных кабелей на высоких частотах и их вы-
сокой степенью однородности.
При наличии в коаксиальных кабелях неоднородностей, коэф-
фициент отражения от которых исчисляется десятыми долями про-
цента, появляются искажения передаваемых сигналов. Определив
значение и количество неоднородностей кабеля, можно сделать за-
ключение о пригодности его для передачи широкополосных сигна-
лов, в том числе телевизионных. К однородности предъявляются
очень жесткие требования, поэтому ее контролируют на заводе
после изготовления кабеля, а затем при прокладке и монтаже его
на магистрали.
В заводских условиях неоднородность проверяют у небольших
отрезков кабелей. Сравнительно малые затухания таких отрезков
и короткие (порядка 0,1 мкс) зондирующие импульсы позволяют
различить на импульсной характеристике много мелких неодно-
родностей (порядка сотых долей процента) и определить расстоя-
ния до них с точностью до 1,5 — 2 м. С помощью импульсных при-
боров можно проверять кабели после их транспортировки к месту
прокладки и после сращивания отдельных кусков кабеля в тран-
шее.
В процессе монтажа и эксплуатации кабельных магистралей
импульсные приборы позволяют определять местоположение неод-
нородностей на расстоянии до 40 км. Точность определения рас-
стояния сравнительно невысока и составляет несколько десятков
метров. Обычно в этих случаях определяют местоположение не-
однородности на расстоянии до ближайшей соединительной муф-
ты, а в дальнейшем его уточняют.
Схема измерения значения и места неоднородностей коакси-
альных пар импульсным прибором приведена на рис. 14.10. Пара
в пункте Б нагружается на сопротивление Rc, равное волновому
сопротивлению. Импульсная характеристика с двумя крупными
неоднородностями в точках Нх и Н2 приведена на рис. 14.106.
При определении мест других повреждений коаксиальных ка-
белей импульсным методом пользуются той же схемой, что и при
измерении неоднородностей. Некоторые особенности имеет изме-
рение пониженной электрической прочности (неполного пробоя)
14 Зак. 1092
401

а)
Инп.
прибор
Л Б
I Коаксиальная Г t Ч
/9
I
I
К
'ТУ""1
I *,
1—*Н
Рис. 14.10. Измерение
неоднородностей в
коаксиальных парах:
а) схема, б) импульс^
вая характеристика
«0
•И
до
л 1
ЛроШш установка
Рис. 14.11. К определе-
нию мест:
а) пониженной электри-
ческой прочности, б) раз*
битости пар на кабель-
ных линиях
4
ИП
■qJL дof вир, импульс} 1"'я ааРа яиА \
X
шт* 2-в пара жил
йШ усилил.
между проводами коаксиальной пары. В этом случае в испытуе-
мую коаксиальную пару одновременно подают напряжение посто-
янного тока от пробойной установки и зондирующие импульсы от
импульсного измерителя ИП (рис. 14. И а). Плавно повышая ав-
тотрансформатором А Тр напряжение постоянного тока высоко-
вольтного выпрямителя ВВ, добиваются пробоя изоляции между
проводами коаксиальной пары, после чего на импульсной характе-
ристике появляется отраженный от места пробоя импульс.
Для других видов кабельных линий, имеющих сравнительно
узкую полосу пропускания, погрешность измерения расстояния от
места повреждения составляет сотни метров. Чувствительность
кабельных импульсных приборов должна быть значительно выше
чувствительности аналогичных приборов для воздушных линий,
так как кабельные цепи имеют большее затухание. На непупини-
зированных линиях и на линиях с высокочастотной пупинизацией
с помощью импульсных приборов можно определить место корот-
кого замыкания, обрыв жил, продольную омическую асимметрию,
место сообщения жил кабеля с экраном, повреждения в пупинов-
ских катушках, разбитость пар, понижение сопротивления нзоля-
402

ции (до 2 кОм). На рис. 14.116 приведена схема для определения
места разбитости пар на кабельной линии связи. В пункте изме-
рений одна пара подключается к выходу импульсного прибора ИП
и на нее подаются зондирующие импульсы, а другая пара — к вхо-
ду усилителя. В пункте Б разбитые пары размыкают и изолируют
друг от друга. В месте разбитости пар будет резкое увеличение
электромагнитной связи между парами, жилы которых перепута-
ны. Поэтому зондирующий импульс в результате большой связи
в месте перепутывания переходит из первой пары во вторую и воз-
вращается к началу линии. При наличии нескольких разбитостей
пар в измеряемой четверке жил на экране импульсного прибора
появится несколько импульсов, соответствующих этим разбито-
стям. Схема применяется для измерения на кабельных линиях дли-
ной от 150 м до 15 км. Место перепутывания жил можно опреде-
лять также путем измерения емкости разбитых пар любым спосо-
бом, в том числе и с помощью мостов переменного тока.
14*

15.
Измерение
параметров цепей
на сверхвысоких частотах
15.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Особенностью электрических цепей, работающих на СВЧ, яв-
ляется то, чтр их геометрические размеры соизмеримы с длиной
волны распространяющихся вдоль них колебаний, т. е. они пред-
ставляют собой цепи с распределенными постоянными. В качестве
примеров таких цепей можно привести линии передачи СВЧ энер-
гии, которые выполняются в виде коаксиальных кабелей и
волноводов.
Первичными параметрами цепей с распределенными постоян-
ными (линий) считаются индуктивность, емкость, сопротивление
и проводимость на единицу длины: Lu Си R\ и Gj. В практике из-
мерений пользуются более удобными для определения вторичными
параметрами: волновым сопротивлением линии р и постоянной
распространения у = a+i р, где a— коэффициент затухания, а
(3 — фазовая постоянная. Для наиболее распространенного случая
линий с малыми потерями, когда /^/(wZ^X 1 и Oj/OoС,)< 1,
коэффициент затухания и фазовая постоянная выражаются сле-
дующими соотношениями:
а волновое сопротивление можно принять чисто активным и рав
Вторичные параметры определяются только конструкцией ли-
нии и не зависят от ее длины.
Для характеристики режима работы линии при передаче энер-
гии введены понятия коэффициента отражения Г и коэффициентов
стоячей kc и бегущей k$ волн, которые определяются характером
и значением нагрузки линии ZH.
Волновое сопротивление линий находят расчетным путем по их
геометрическим размерам, а величины &с, &б, ZH и а — по кривым
распределения электрического поля вдоль линии, которые сни-
маются при помощи разработанного для этой цели прибора —
измерительной линии.
404
a
= (Gx.? +/?i/p)/2, Р~со YLXCX = ф = 2n flv = 2u/X,

На рис. 15.1а — и показаны гра-
фики распределения напряжений
вдоль линии при разных нагрузках
на ее конце. Из графиков видно, что
характер распределения, а значит,
и степень рассогласования можно
определить по отношению величин
^макс и f/мин, а характер нагрузки,
кроме того, влияет на местоположе-
ние первого минимума /о на оси
абсцисс. Если £/МИн = 0, то вся энер-
гия отажается от конца линии и в
ней устанавливается стоячая волна.
Если £/мин = U
макс» то отражение
отсутствует, вся энергия поглощает-
ся нагрузкой и в линии возникает
бегущая волна. В соответствии с
этим коэффициент стоячей волны
(КСВ) kc = U
макс /t/мин и коэффи-
циент бегущей волны (КБВ) &б =
= Umhu/UM8lKC = l/kc. Коэффициент
fee может принимать значения от
со до 1, а &б — от 0 до 1.
Мерой рассогласования линии с
нагрузкой является также коэффи-
циент отражения Г, определяемый
из выражения
Г=|£/0/(/п!е'9,
ю
S)
г)
0
9
9)
И)
Tiff
■1 »>
V
0
и
Q
U
Q
*?-
U
a
H генератору
Рис. 15.1. Графики распре-
деления напряженности по-
ля вдоль линии
(15.1)
где (Уо и Уп — амплитуды отраженной и падающей волн соответ-
ственно; в = 2(3/0— фазовый угол; р = 2л/Х — фазовая постоянная
(волновое число); X — длина волны распространяющегося вдоль
линии колебания; /0 — расстояние от места включения нагрузки
до первого минимума напряжения на линии.
Коэффициент отражения можно выразить через ZH и р; в этом
случае ф-ла (15.1) примет вид Г = (ZH — p)/(ZH + р). Модуль
коэффициента отражения можно выразить через коэффициенты
kc и k^:
mi &с 1 __ 1
1 | — *с+ 1 1 + *б'
(15.2)
Отсюда следует, что по характеру распределения напряжения
вдоль линии можно определить комплексное сопротивление на-
грузки ZU) выражение для которого имеет следующий вид:
Z„ = p
kc- 0,5i(^-l) sin 2p/0
k2cco$2$l0+ sin3p/0
(15.3)
405

Часто представляет интерес так называемое нормированное со-
противление, т. е. отнесенное к волновому сопротивлению данной
линии: Zul9 = RJ9±iXJ9.
15.2. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ЛИНИИ
Измерительной линией называется устройство для нахождения
распределения электрического поля вдоль передающей линии. В
зависимости от диапазона частот измерительные линии выполня-
ются двухпроводными, коаксиальными и волноводными. Любая
измерительная линия состоит из двух частей: основной линии и
индикаторной головки (рис. 15.2). В качестве основной линии ис-
Рис. 15.2. Схема измерительной ли- ная головка представляет со-
Г J
женным в нее зондом. В резонаторе, кроме зонда, помещаются кри-
сталический детектор и настроечные поршни.
Электрическое поле основной линии наводит в зонде ЭДС, ко-
торая возбуждает в резонаторе электромагнитные колебания, ин-
дуктирующие ток в цепи детектора. Ток регистрируется микроам-
перметром. Он пропорционален напряженности электрического
поля в точке нахождения зонда. Положение зонда по шкале рас-
стояний и соответствующее значение выпрямленного тока являют-
ся данные, необходимыми и достаточными для построения гра-
фика распределения напряженности поля вдоль основной линии.
Поле в линии передачи имеет такую же конфигурацию, так как за-
тухание в измерительной линии пренебрежимо мало, а их волно-
вые сопротивления одинаковы.
Рассмотрим несколько конструкций измерительных линий. На
рис. 15.3а показано устройство двухпроводной измерительной ли-
нии для метровых волн. Линия выполнена из латунных трубок,
прикрепленных к внешней трубе, являющейся экраном, тефлоно-
выми винтами. В экране по всей длине прорезана щель, вдоль ко-
торой передвигается зонд. Последний представляет собой миниа-
тюрный диод, соединительные провода которого образуют диполь,
406
пользуется отрезок стандарт-
ной коаксиальной или волно-
водной линии длиной около
трех длин волн с продольной
щелью, вдоль которой переме-
щается закрепленная на сколь-
зящей каретке индикаторная
головка. Этот отрезок линии
включается между генератором
и линией передачи. Индикатор-
нии:
/ — основная линия, 2 —
головка, 3 — шкала
индикаторная
бой коаксиальный или объем-
ный резонатор, <:лабо связан-
ный с основной линией погру-

Рис. 15.3. Конструкции измеритель-
ной линии:
а) двухпроводной, 6) волноводной:
1 — основная линия. 2 — индикаторная
головка, 3 —- зона, 4 — стержень, 5, 8 —
коаксиальный контур зонда,' 6 — поршень,
' — контур детектора, 9 — детекторная
секция, 10 — детектор, И — поршень
Р
расположенный в электромагнитном поле между проводами. Вы-
прямленный ток диода проходит через нагрузочные резисторы R\
и высокочастотные составляющие фильтруются конденсатора-
ми С\, С2, С3, С4 и резисторами /?з, Ra\ низкочастотная составляю-
щая поступает на согласующий трансформатор и далее на усили-
тель низкой частоты. Для повышения чувствительности линия пи-
тается модулированными колебаниями. Частота модулирующего
напряжения обычно составляет 1000 Гц; на эту частоту настраи-
ваются согласующий трансформатор и узкополосный измеритель-
ный усилитель.
Устройство волноводной измерительной линии показано на
рис. 15.36. Основная линия / выполнена из отрезка прямоуголь-
ного волновода с плоскими фланцами на концах для соединения
с волноводами передающей линии, аттенюатора, генератора или
нагрузки. Основные волноводы — сменные, что обеспечивает пере-
крытие значительного диапазона частот. В середине широкой сто-
роны каждого основного волновода имеется калиброванная щель,
длина которой составляет около трех длин волн и ширина—1,5 мм.
Индикаторная головка 2 представляет собой двойную коакси-
альную линию, в которой помещены зонд, контур зонда, контур
детектора и детекторная секция. Зонд выполнен в виде тонкой ме-
таллической иглы 3, погруженной в волновод на глубину до 4 мм.
Зонд вдоль линии перемещается с большой точностью; параллель-
ность стенкам линии — ±6 мкм, глубина погружения меняется
не более чем на ± 3 мкм. Зонд закреплен в стержень 4, являющий-
ся внутренним проводником коаксиального контура зонда 5. Внеш-
407

ним проводником этого контура является трубка 8. Контур на-
страивается поршнем 6, изменяющим его длину.
Контур детектора 7 представляет собой коаксиальную линию,
образованную наружной трубкой индикаторной головки 2 и труб-
кой 8. Детекторная секция 9 выполнена также в виде коаксиаль-
ной линии, присоединенной перпендикулярно контуру детектора,
В разрыв центрального проводника коаксиальной линии детектор-
ной секции включен германиевый детектор 10. Обе коаксиальные
линии — контур детектора и детекторная секция — настраивают-
ся поршнем 11. В детекторной секции предусмотрено гнездо для
соединения с микроамперметром. Основной волновод и каретка
размещаются на прочной станине, на которой расположен подаю-
щий механизм. Вращением оси верньера этого механизма каретка
приводится в поступательное движение, и зонд перемещается
вдоль щели. Положение зонда определяется по шкале линейки с
точностью ±0,05 мм. Значение выпрямленного тока отсчитыва-
ется по шкале чувствительного микроамперметра.
Промышленностью выпускается около 20 типов измерительных
линий: для диапазона от 0,15 до 10 ГГц — коаксиальные с волно-
выми сопротивлениями 50 и 75 Ом; для диапазона от 3 до 80 ГГц
— волноводные с сечениями от 90 X 45 до 3,6 X 1,8 мм. Погреш-
ность измерения составляет от 4 до 10%. Главные причины неточ-
ности измерений заключаются в непостоянстве связи зонда с по-
лем в линии при его движении вдоль щели, неточность отсчета по-
казаний микроамперметра, наличие отражений от зонда и в местах
соединений фланцев.
15.3. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТОВ СТОЯЧЕЙ ВОЛНЫ
И ОТРАЖЕНИЯ
Для измерения этих параметров измерительную линию вклю-
чают между генератором и нагрузкой. Если на выходе генератора
СВЧ имеется аттенюатор, то внешний аттенюатор между генера-
тором и измерительной линией не включают. Конец измерительной
линии замыкают накоротко, в линии возникает стоячая волна, и
зонд устанавливается в нулевой точке у конца линии. Положение
этой точки /к.з отмечается по шкале. Она расположена на расстоя-
нии пХ/2 от замкнутого конца линии, где п — целое число, а А, —
длина волны в линии. Расстояние между двумя соседними нуле-
выми точками равно к/2 (рис. 15.4, кривая а).
Затем вместо короткозамыкателя включают испытуемую на-
грузку. В линии устанавливается поле с максимумами и миниму-
мами конечных значений; минимумы оказываются сдвинутыми от-
носительно прежних положений нулевых точек (рис. 15.4, кривая
б). Зонд передвигается в положение минимума, ближайшего к ра-
нее определенной нулевой точке, и замечается его положение /ы.
408

Разность между этими отсчетами /о = /н —/к-з, т. е. значение сдви-
га определяет фазовый угол и коэффициент отражения. По шкале
микроамперметра делают отсчет показания аМИн и, передвинув
зонд на расстояние, равное четверти длины волны, отсчитывают
Рис 15.4. Графики распределения по-
ля вдоль линии
показание в максимуме аМакс. По этим показаниям вычисляют ко-
эффициент стоячей волны kc = аМакс/аМин при линейной и kc =
— 1^амакс/амин при квадратичной характеристиках детектора;
модуль коэффициента отражения определяется по ф-ле (15.2); фа-
зовый угол равен 0 = 2;3 /0 = 4тс /0/Х, а коэффициент отражения
в соответствии с ф-лой (15.1)
Г = |Г|е,4я/в/,\
При определении только КСВ или КБВ линию замыкать нако-
ротко не нужно. Следует помнить, что длина волны в выражении
фазового угла является длиной волны колебаний, распространяю-
щихся вдоль измерительной линии. Если измерительная линия
двухпроводная или коаксиальная, то длина волны соответствует
частоте питающего линию генератора; если линия волноводная, то
длина волны в волноводе Хв связана с длиной волны генератора
в свободном пространстве К следующим выражением: Хв =
= Х/1Л1--(Х/Х)кр]2, где Хкр— критическая длина волны для дан-
ного сечения волновода (в прямоугольном волноводе Я1ф = 2 а, где
а — размер широкой стенки). В коаксиальном кабеле, заполнен-
ном диэлектриком с диэлектрической постоянной е, фазовая ско-
рость уменьшается по сравнению со скоростью распространения
света и длина волны в кабеле Ак также отличается от длины вол-
ны в свободном пространстве X: К = ^ \V е-
Измерять приведенным выше способом значение КСВ больше
шести-семи единиц затруднительно, так как при удобном для от-
счета аМин максимальное значение тока будет находиться за пре-
делами шкалы микроамперметра, а при удобном для отсчета
аМакс — минимальное показание — вблизи нуля. В подобных слу-
чаях КСВ определяют по форме распределения напряженности
поля вблизи минимума. Для этого вблизи двух соседних миниму-
мов точно считывают значения токов по шкале микроамперметра
409

и соответствующие им положения зонда по шкале расстояний
после чего строят график, подобный приведенному на рис. 15.5. По
графику определяют длину волны X и расстояние / между ветвями
кривой распределения поля на уровне удвоенного минимального
отсчета амин. Коэффициент стоячей волны вычисляют по формуле
1
sin (к /Д)
]/ l+sin2lL,
Для kc^8 эта формула упрощается, kc « Х/я/.
Коэффициент отражения и
- ZoCMUH
стоячей волны удобно из-
мерять при помощи направ-
ленного ответвителя и цирку*
. . лятора. В измерительной уста-
1 ' 1 ' ' 1 новке (рис. 15.6) энергия от
. г генератора СВЧ поступает в
первое плечо циркулятора и
Рис. 15.5. К определению больших зна- через направленный ответви-
чений КСВ тель на измеритель мощности
падающей волны Рп. Измеряе-
мый объект (полезная нагрузка) подключен ко второму плечу цир-
кулятора. Отраженная от объекта энергия поступает на третье пле-
чо, где измеряется ее мощность. Ро. В случае неточного согласо-
вания измерителя мощности часть отраженной энергии поглоща-
ется в согласованной нагрузке четвертого плеча циркулятора. От-
ношение мощностей, измеренных на выходе направленного ответ-
\Измеритель\
мощности
Генератор
СВЧ
\Измеряемьш
объект
Направлен-
ный отВет\
битель
Измеритель
мощности
Согласован]
ная
нагрузка
Рис. 15.6. Структурная схема измерения коэффициента
отражения с помощью циркулятора
вителя и третьего плеча циркулятора, равно квадрату модуля ис-
комого коэффициента отражения:
|ГГ = />о/Л, или ;г, = Vp0jpa.
(15.4)
410

Сопоставляя ф-лы (15.2) и (15.4), легко найти коэффициент стоя-
чей волны;
15.4- ИЗМЕРЕНИЕ ПОЛНОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ НАГРУЗКИ
Полное сопротивление нагрузки ZH вычисляется по ф-ле (15.3)
через коэффициент стоячей йолны kc. Кроме того, это сопротивле-
ние можно выразить через k&
2*б-|(1-*S)sin2p/0
ZH = p — . (15.6)
1+4 +(l-^)Cos2p/0
Оба случая равноценны как по трудоемкости вычислений, так и
по точности результатов. В практике измерений при настройке раз-
личных устройств, их согласовании и т. д. приходится многократ-
но определять значение и характер полного сопротивления нагруз-
ки, что требует большой затраты времени, труда и не гаранти-
рует от ошибок.
Несравненно быстрее и с достаточной точностью ZH можно оп-
ределить с помощью круговой диаграммы (номограммы), предло-
женной независимо друг от друга Вольпертом (СССР) и Смитом
(США). Круговая диаграмма представляет собой окружность,
внутри которой расположены два семейства ортогональных окруж-
ностей, соответствующих геометрическим местам точек: R/p = const
и Х/р = const. Такие значения активного и реактивного сопротивле-
ний делают круговую диаграмму универсальной, пригодной для
измерения линий с любым волновым сопротивлением. Теория по-
строения этой диаграммы излагается в курсе теории линейных
электрических цепей; здесь рассматривается только ее примене-
ние. На рис. 15.7 приведена круговая диаграмма, применяемая на
практике. На внешней окружности диаграммы по направлению
движения часовой стрелки отложены безразмерные значения /о/Я,
пропорциональные фазовому углу, на внутренней окружности —
те же значения, но против движения часовой стрелки. Первой ок-
ружностью следует пользоваться в том случае, если расстояние до
первого минимума /о отсчитывается по направлению к генератору,
второй — при отсчете /о от генератора по направлению к нагруз-
ке. По вертикальному диаметру отложены значения /?/р, соответ-
ствующие проходящим через них окружностям равных нормиро-
ванных активных сопротивлений.
В местах пересечения окружностей равных нормированных ре-
активных сопротивлений с внешней ограничивающей диаграмму
окружностью указаны значения Х/р: в левой половине отрица-
тельные, в правой — положительные. £1а диаграмме пунктиром
411

Рис. 15.7. Круговая диаграмма Вольперта—Смита
нанесены окружности через деления шкалы /?/р с центром в точке
/?/р=1. По этим окружностям отсчитываются значения так
как шкала нормированных активных сопротивлений от 0 до 1 на
оси нулевых реактивных сопротивлений одновременно является
шкалой &б-
Полное сопротивление определяют в следующем порядке. При
помощи измерительной линии находят отрезок /о, длину волны в
линии к и коэффициент бегущей (стоячей) волны &б(^с). Вычис-
ляют /0Д; центр диаграммы (точка R/p = I) соединяют прямой
линией с внешней или внутренней окружностью в зависимости от
412

перемещения минимума «к генератору» или «к нагрузке» относи-
тельно положения при коротком замыкании в точке /о/А,. На диаг-
рамме отмечают точку пересечения прямой и окружности &б с дву-
мя ортогональными окружностями — R/p и Х/р — или им парал-
лельными. Отсчет значений R/p и Х/р, соответсвующих этому пе-
ресечению после умножения на р, дает ответ на поставленную за-
дачу: ZH = R ± \Х.
Рассмотрим примеры определения полного сопротивления по
круговой диаграмме.
1. Пусть из графика распределения напряженности поля полу-
чено: &б = 0,2; lo/K = 0,4; минимум сдвинут к нагрузке; волновое
сопротивление линии р = 50 Ом. Соединяем прямой линией (про-
зрачной линейкой) центр диаграммы с точкой 0,4 на внутренней
окружности и в месте пересечения пунктирной окружности k6 ■= 0,2
этой прямой считываем значения R/p и Х/р по двуй ортогональ-
ным окружностям, пересекающимся в той же точке. Из диаграммы
получаем R/p = 0,3; Х/р = 0,7, Искомое полное сопротивление
Z„ = 15 + i35 Ом.
2. Из графика распределения напряженности поля получено:
&б = 0,8; /0Д ^ 0,32; р = 75 Ом; минимум сдвинут к генератору.
Находим R/p « 1,14; Х/р = 0,2; 2Н ~ 85,6 —П5 Ом.
Кроме того, при помощи круговой диаграммы можно опреде-
лять входное сопротивление в любом сечении линии по известно-
му сопротивлению нагрузки; находить сопротивление нагрузки по
зданному входному сопротивлению; находить значение kc или &б
данной линии, нагруженной на ZH.
15.5. АВТОМАТИЗАЦИЯ ИЗМЕРЕНИЙ
Измерение КСВ и полных сопротивлений на сверхвысоких ча-
стотах с помощью измерительной линии представляет собой дли-
тельный процесс отсчетов и вычислений. Особенно трудоемким
является определение функциональной зависимости kc и ZH от ча-
стоты. Процесс измерения значительно облегчается при использо-
вании автоматических панорамных измерителей КСВ и полных
сопротивлений. Эти измеритель-
ные устройства содержат индика-
торы непосредственного отсче-
та — стрелочные или осциллогра-
фические.
Автоматический измеритель
КСВ (рис. 15.8) состоит из свип-
генератора, рефлектометра и ин-
дикатора. Сверхвысокочастотный рис 15а СтруктуркГая схе.
сигнал проходит от свипгенерато- ма автоматического изме-
ра к нагрузке через рефлекто- рения КСВ
413

4>
СВЧ с6ип\
генера-
тор
т
\Р.мплитудн\
модулятору
80нГц
а 8тома/mm
регулиров-
ки МОЩНОМ
Елок
частотных\
меток
Вен-
тиль
{Направлен}
ответви]
тель
Блок
качания
частоты
Направ/щ
ответвил
тель
Редзлекто-
' метр
Z
Детектор
и усилите/ик
. падаю-
щей волны
Генератор
пилоовраз-
ного напря-
жения
Нагрузка
иетектор
и усили-
ть отраж.
волны
Ламповый]
вольт-
метр
\Усилитель
отношен
напряж.
\втр
?Над.
Усилителе
горизонты
отклонен
{Усилитель]
и
детектор
Усилитещ
вертикал,
отклонен.
с о-
Ров
"работы
!4
К самописцу
Напрадлен-
отбвтдителА
Четырех-
полюсник
напрабмн-
ный
отбетйшть
ю2
V
м -
Свил-
же^атор\
Шййнжудн.
модулятор]
ЮОкги
Блок
качания
частоты\
Вен-
тиль
Блок авто]
матич. рег.
мощности
Сумматор
1—Г
2 b
Ответвил
тель
Фильтр]
№
Л т те-
нта-
тор
Частото-
Усилитель
мер
1
[Усилитель]
метан
5
X
{Усилитель]
.3
Разностный]
каскад
Усилитель
дертик.
отклан.
4-зондо-.
вый датчик]
1 1 3 4
3
\Нагрузка\
{Усилитель]
2
¥5.
фсилшпеп
Расностный]
каскад
{Усилитель
горизон.
отклон.

метр, представляющий собой два направленных ответвителя, на
выходах которых получаются напряжения, пропорциональные
энергиям падающей и отраженной волн. Отношение этих напря-
жений пропорционально модулю коэффициента отражения или
КСВ включенной нагрузки. Если частоту свипгенератора изменя-
ют вручную, значение КСВ определится в любой точке диапазона
по шкале стрелочного прибора; при автоматическом определении
частоты на экране индикатора получают осциллограмму в виде
кривой изменения КСВ в данном диапазоне частот.
Для повышения точности измерений и чувствительности пано-
рамного измерителя КСВ предусматриваются автоматическая ста-
билизация выходной мощности свипгенератора и модуляция СВЧ
колебаний. На рис. 15.9а представлена структурная схема пано-
рамного волноводного измерителя КСВ. Этим же устройством
можно измерять ослабление (затухание) четырехполюсника. В по-
следнем случае после первого направленного ответвителя (рис.
15.9а) включается исследуемый четырехполюсник (рис. 15.96) и
второй направленный ответвитель, ориентированный также на па-
лающую волну. Поэтому на шкале стрелочного индикатора пока-
зания будут пропорциональны отношению падающих волн до и
после измеряемого четырехполюсника. Погрешность измерений
при малых КСВ составляет ±5%, при больших — ±7%.
Автоматический измеритель полных сопротивлений состоит из
свипгенератора, датчиков сигналов, которые подают информацию
о распределении поля в тракте, соединяющем генератор с нагруз-
кой, и индикатора. В качестве датчиков применяют либо рефлек-
тометр с последующим усилением от-
раженного сигнала супергетеродин- 1 2 з ь
ным способом, либо измерительную ли-
нию с четырьмя неподвижными зонда-
ми, расположенными на расстоянии
одной восьмой длины волны друг от
друга. Такая ^измерительная линия на-
зывается четырехзондовым датчиком
(рис. 15.10). Индикатор применяют
/ г j 4
ш
осциллографический; на экран элек- рИс. 15.10. Схема четырех-
троннолучевой трубки накладывают зондового преобразователя ,
прозрачную диаграмму Вольперта —
Смита, в координатах которой наблю-
дают значения нагрузки в диапазоне частот свипгенератора.
Рассмотрим работу четырехзондового датчика. В цепь каждо-
го зонда включаются детекторы с квадратичной характеристикой,
на нагрузках которых возникают напряжение
Рис. 15.9. Структурные схемы панорамных измерителей:
а) КСВ, б) ослабления, в) полных сопротивлений;
/, 2, 3 — аналогичные точки обеих схем
415

Ut = a(\ + 11Т-2|Г| cos 2p/„ U3 = a(\ + HT +2|Г| cos2p/3> \
Ut = a[\ +iIT + 2|I'|sin2fi/2, Ut = a(1 + |If- 2|r|sin2pJ
(15.7)
где a — коэффициент пропорциональности, зависящий от уровня
мощности в тракте и чувствительности детектора; |Г| — модуль ко-
эффициента отражения; / — расстояние от нагрузки.
Напряжения соседних зондов сдвинуты по фазе на 90°, нап-
ряжения зондов / и 3, 2 и 4 — на 180°. Из ф-лы (15.7) определяет-
ся модуль коэффициента отражения
\T\ = V(Ut-U>Y + (Ut-Utyl4tL (15.8)
Для получения разностей напряжений в измерителе предусмот-
рены вычитающие устройства. Выходные напряжения уравнивав
ются по амплитудам и подаются к обеим парам отклоняющих
пластин. Сдвиг фаз между разностями напряжений равен 90а, по-
этому геометрическим местом точек на экране трубки будет ок-
ружность с радиусом, соответствующим модулю коэффициента
отражения 1Г|.
На каждой частоте для данного Г = |Г|е19 на экране появляет-
ся светящаяся точка, радиальное и азимутальное положения ко-
торой соответствуют значениям |Г1 и 0. При качании частоты свип-
генератора комплексный коэффициент отражения изменяется в
соответствии с характером нагрузки и на экране индикатора по-
является кривая коэффициента отражения. Так как последний
связан известной зависимостью с сопротивлением нагрузки ZH/p =
«= (RH± \Хи)/р, то эта же кривая определяет и ZH, составляющие
которого считываются по диаграмме Вольперта—Смита с экрана
индикатора. Для облегчения процесса измерений в панорамных
измерителях предусмотрены источники калиброванных напряже-
ний, которые создают на экране электроннолучевой трубки коорди-
натные окружности и диаметры. На лимбах органов регулировки
этих источников нанесены шкалы, позволяющие считывать нужные
значения.
На рис. 15.9в показана упрощенная структурная схема пано-
рамного измерителя полных сопротивлений, работающего на че-
тырехзондовом коаксиальном датчике. Промышленностью выпус-
каются автоматические коаксиальные измерители КСВ для изме-
рений в диапазоне частот 0,3 — 3,0 ГГц и волноводные — в диапа-
зоне 2,6—10 ГГц. Автоматические коаксиальные измерители пол-
ных сопротивлений работают в диапазоне частот 1,5 — 3,7 ГГц,
волноводные — 2,5 — 16,6 ГГц. Погрешность измерений этих уст-
ройств составляет 5— 7%,
416

ПРИЛОЖЕНИЯ
1. Основные единицы электрических и магнитных величин
Сокращенные
обозначения
Единицы измерения
Рус-
ское
междуна-
родное
Сила электрического тока
ампер
А
А
Количество электричества
кулон
Кл
С
Электрическое напряжение, электричес-
кий потенциал, ЭДС
вольт
В
V
Напряженность электрического поля . .
вольт на метр
В/м
V/m
. Электрическое сопротивление .....
ом
Ом
Q
Электрическая проводимость ......
сименс
См
со
Электрическая емкость . .
фарада
F
Индуктивность и взаимная индуктив-
Н
ность
генри
Г
Частота
герц
Гц
Нг
Энергия, работа, количество теплоты . ,
джоуль
Дж
J
Мощность, поток энергии
ватт
Вт
W
Вектор Пойнтинга
ватт на квадрат-
ный метр
Вт/м2
W/m2
Магнитный поток
вебер
Вб
Wb
Магнитная индукция . .
тесла
т
Т
Напряженность магнитного поля ....
ампер на метр
А/м
A/m
Магнитодвижущая сила
ампер
А
А
Образование кратных и дольных единиц
Кратность
и дольность
Сокращенные обозна-
чения
русские
Наимено-
вание
Кратность
и дольность
Сокращенные обозна-
чения
русские
Санти
КГ2
с
с
Милли
ю-3
м
m
Микро
кг6
мк
>
Нано
кг9
н
п
Пико
КГ12
п
Р
Фемто
КГ16
ф
f
Атто
ИГ18
а
а
101Я
109
10б
103
10»
101
ю-1
т
г
м
К
г
да
д
Т
G
М
к
h
da
d
417

2. Таблица значений интеграла вероятностей
Ф (х) = г — е dt 0 < Ф (л:) < 1
У2п Ъ
л
Ф ,Х)
X
Ф (X)
X
Ф уГ>
X
Ф (X)
X
Ф {X)
0,00 0,00000
0,05 0,03988
0,10 0,07966
0,15 0,11924
0,20 0,15852
0,25 0,19741
0,30 0,23582
0,35 0,27366
0,40 0,31084
0,45 0,34729
0,50 0,38292
0,55 0,41768
0,60 0,45149
0,65 0,48431
0,70 0,51607
0,75 0,54675
0,8!) 0,576^9
0,85 0,60468
0,90 0,63188
0,95 0,65780
1,00 0,68269
1,05 0,70628
1,10 0,72867
1,15 0,74986
1,20 0,76986
1,25 0,78870
1,30 0,80640
1,35 0,82298
1,40 0,83849
1,45 0,85294
1,5') 0,86639
1,55 0,87886
1,60 0,89040
1,65 ОДИОб
1,70 0,91087
1,75 0,91988
1,80 0,92814
1,85 0,93569
1,90 0,94257
1,95 0,94882
2,00 0,95450
2,05 0,95964
2,10 0,96427
2,15 0,96844
2,20 0,97219
2,25 0,97555
2,30 0,97855
2,35 0,98123
2,4') 0,98360
2,45 0,98571
2,50 0,98758
2,55 0,98922
2,60 0,99068
2,65 0,99195
2,70 0,99307
2,75 0,99404
2,80 0,99489
2,85 0,99563
2,90 0,99627
2,95 0,99682
3,00 0,99730
3,10 0,99806
3,20 0,99863
3,30 0,99903
3,40 0,99933
3,50 0,99953
3,60 0,99968
3,70 0,99978
3,80 0,99986
3,90 0,99990
4,00 0,99994
4,10 0,99996
4,20 0,99997
4,40 0,99999
4,50 0,99994
3. Таблица Стьюдента—Фишера
Значения ta , удовлетворяющие равенству 2 J 5 {t,n) dt=a при а
О
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,9
0,95
0,98
0,99
2
31
4
51
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
418
0,158
0,142
0,137
10,134
0,1321
0,131
0,130
0,130
0,129
0,129
0,129
0,128
0,128
0,128
0,128
0,128
0,1281
0,127
0,127!
0,127
[0,127
0,325
0,289
0,277
0,271
0,267
0,265.
10,263
0,262
0,261
0,260
0,260
0,259
0,259!
0,258,
0,258
0,258
0,257
0,257
0,257
0,257
,0,257]
0,510
0,445
0,424
0,414
0,408
0,404
0,402
0,399
0,398
0,397
0,396
0,395
0,394
0,393
0,393
0,392
0,392
0,392
0,391
0,391
0,391
0,727
0,617
0,584
0,569
0,559
0,553
0,549
0,546
0,543
0,542
0,540
0,539
0,538
0,537
0,536
0,535
0,534
0,534
0,533
0,533
0,532
1,000
0,816
0,765
0,741
0,727
0,718
0,711
0,706
0,703
0,700
0,697
0,695
0,694
0,692
0,691
0,690
0,689
0,688
0,688
0,687
0,686
1,376
1,061
0,978
0,941
0,920
0,906
0,896
0,889
0,883
0,879
0,876
0,873
0,870
0,868
0,866
0,865
0,863
0,862
0,861
0,860
0,859
1,963
1,336
1,250
1,190
1,156
1,134
1,119
1,108
1,100
1,093
1,088
1,083
1,079
1,076
1,074
1,071
1,069
1,067
1,066
1,064
1,063
3,078
1,886
1,638
1,533
1,476
1,440
1,415
1,397
1,383
1,372
1,363
1,356
1,350
1,345
1,341
1,337
1,333
1,330
1,328
1,325
1,323
6,314
2,920
2,353
2,132
2,015
1,943
1,895
1,860
1,833
1,812
1,796
1,782
1,771
1,761
1,753
1,746
1,740
1,734
1,729
1,725
1,721
12,706
4,303
3,182
2,776
2,571
2,447
2,365
2,306
2,262
2,228
2,201:
2,179;
2,160
2,145
2,131|
2,120
2,110
2,103
2,093
2,086
2,080|
31,821
6,965
4,541
3,747
3,365
3,143
2,998
2,896
2,821
2,764
2,718
2,681
2,6501
2,624
2,602
2,5831
2,567
2,5521
2,539|
2,528
2,518
63,657
9,925
5,841
4,604
4,032
3,707
3,499
3,355
3,250
3,169
3,106
3,055
3,012
2,977
2,947
2,921
2,898
2,878
2,861
2,845
2,831

Значения ta . удовлетворяющие равенству 2 | 5 {t,n\ dt^a при :
О
0,1
0,2
0,3
0,5
0,7
0,8
0,9
0,95
0,98
0,99
23|
24
25
26
27
28
29
30
31
41
61
121
001
0,127
|0,127
0,127
0,127
0,127
0,127
0,127
0,127
0,127
0,126
0,126
0,126
[0,126
0,256
0,256
0,256
0,256
10,256
0,256
0,256
0,256
0,256
[0,255
0,254
0,254
0,253|
0,390
0,390
0,390
0,390
0,390
0,389
0,389
0,389
0,389
0,388
0,3871
0,386
0,385|
0,532
0,532
0,531
0,531
0,531
0,531
0,530
0,530
0,530
0,529
0,527
0,526
0,524
0,686
0,685
0,685
0,684
0,684
0,684
0,683
0,683
0,683
0,681
0,679
0,677
0,674
0,858
0,858
0,857
0,856
0,856
0,855
0,855
0,854
0,854
0,851
0,848
0,845
0,842
1,061
1,060
1,059
1,058
1,058
1,057
1,056
1,055
1,055
1,050
1,046
1,041
1,036
1,321
1,319
1,318
1,316
1,315
1,314
1,313
1,311
1,310
1,303
1,296
1,289
1,282
1,717
1,714
1,711
1,708
1,706
1,703
1,701
1,699
1,697
1,684
1,671
1,658
1,645
2,074
2,069
2,064
2,060
2,056
2,052|
2,048
2,045,
2,042|
2,021
2,000
1,980
1,960
2,508
2,500
2,492
2,485
2,479
2,473
2,467
2,462
2,457
2,423
2,390
2,358
2,326
2,819
2,807
2,797
2,787
2,779
2,771
2,763
2,756
2,750
2,704
2,660
2,617
2,576
4. Классификация радиоизмерительных приборов
В соответствии с ГОСТ 15094—69 «Приборы электронные радиоизмеритель-
ные. Классификация. Наименования и обозначения», введенным с 1970 г., все
электронные радиоизмерительные приборы и меры электрических величин для
них в зависимости от характера измерений и вида измеряемых величин делятся
на 20 подгрупп. Каждая подгруппа обозначается прописными буквами русского
алфавита и состоит из нескольких видов, обозначаемых цифрами по порядку.
Каждому типу прибора присвоены порядковые номера, перед которыми ставится
черточка (дефис), например ВЗ-17.
Классификация предусматривает следующие подгруппы и виды приборов:
Подгруппа А. Приборы для измерения силы тока
А1—установки или приборы для поверки амперметров
А2 — амперметры постоянного тока
A3 — амперметры переменного тока
А7 — амперметры универсальные
А9 — преобразователи тока
Подгруппа Б. Источники питания для измерений
или измерительных приборов
Б2 — источники переменного тока
Б4 — источники калиброванного напряжения и тока
Б5 — источники постоянного тока
Б6 — источники с регулируемыми параметрами
Б7 — источники постоянного и переменного токов универсальные
Подгруппа В. Приборы для измерения напряжения
81 —приборы или установки для поверки вольтметров
82 — вольтметры постоянного тока
83 — вольтметры переменного тока
84 — вольтметры импульсного тока
85 — вольтметры фазочувствительные (векторометры)
86 — вольтметры селективные
87 — вольтметры универсальные
88 — измерители отношения напряжений и (или) разности напряжении
89 — преобразователи напряжений
419

Подгруппа Г. Генераторы измерительные
П — установки для поверки измерительных генераторов
Г2 — генераторы шумовых сигналов
ГЗ — генераторы сигналов низкочастотные
Г4 — генераторы сигналов высокочастотные
Г5 — генераторы импульсов
Г6 — генераторы сигналов специальной формы
Г8 — генераторы качающейся частоты (свипгенераторы)
Подгруппа Д. Аттенюаторы и приборы для измерения ослаблений
Д1 — установки или приборы для поверки аттенюаторов и приборов для измере-
ния ослаблений
Д2 — аттенюаторы резисторные; аттенюаторы емкостные
ДЗ — аттенюаторы поляризационные
Д4 — аттенюаторы предельные
Д5 — аттенюаторы поглощающие
Д6 — аттенюаторы электрически управляемые
Д8 — измерители ослабления
Подгруппа Е. Приборы для измерения параметров компонентов и цепей
с сосредоточенными постоянными
Е1—установки или приборы для поверки измерителей параметров компонентов
и цепей
Е2 — измерители полных сопротивлений и (или) полных проводимостей
ЕЗ — измерители индуктивности
Е4 — измерители добротности
Е6—измерители сопротивлений
Е7 — измерители параметров универсальные
Е8 — измерители емкостей
Е9 — преобразователи параметров компонентов и цепей
Подгруппа И. Приборы для импульсных измерений
И1—установки или приборы для поверки приборов для импульсных измерений
И2 — измерители временных интервалов
ИЗ — счетчики числа импульсов
И4 — измерители параметров импульсов
И9«— преобразователи импульсных сигналов
Подгруппа К. Комплексные измерительные установки
К2 — установки измерительные комплексные
КЗ — установки измерительные комплексные автоматизированные
К4 — приборы (блоки) комплексных измерительных установок
К5 — приборы (блоки) комплексных автоматизированных измерительных уста-
новок
Подгруппа Л. Приборы общего применения для измерения параметров
электронных ламп и полупроводниковых приборов
Л2 — измерители параметров (характеристик) полупроводниковых приборов
ЛЗ — измерители параметров (характеристик) электронных ламп
Л4 — измерители шумовых параметров полупроводниковых приборов
Подгруппа М. Приборы для измерения мощности
Ml — установки или приборы для поверки ваттметров
М2 — ваттметры проходящей мощности .
МЗ г—ваттметры поглощаемой мощности
М5 — преобразователи приемные (головки) ваттметров
420

Подгруппа П. Приборы для измерения напряженности поля и радиопомех
П1 — установки (приборы) для поверки приборов для измерения напряженности
поля и радиопомех
П2 — индикаторы поля
ПЗ — измерители напряженности поля
П4 — измерители радиопомех
П5 — приемники измерительные
П.6 — антенны измерительные
Подгруппа Р. Приборы для измерения параметров элементов
и трактов с распределенными постоянными
Р1—линии измерительные
Р2 — измерители коэффициента стоячей волны
РЗ — измерители полных сопротивлений
Р4 — измерители комплексных коэффициентов передач
Р5 — измерители параметров линий передач
Р6—измерители добротности
Р9 — преобразователи параметров
Подгруппа С. Приборы для наблюдения, измерения и исследования
формы сигнала и спектра
С1—осциллографы универсальные
С2 — измерители коэффициента амплитудной модуляции (модулометры)
СЗ — измерители девиации частоты (девиометры)
С4 — анализаторы спектра
С6 — измерители нелинейных искажений
С7 — осциллографы скоростные, стробоскопические
С8 — осциллографы запоминающие
С9 — осциллографы специальные
Подгруппа У. Усилители измерительные
У2 — усилители селективные
УЗ — усилители высокочастотные
У4 — усилители низкочастотные
У5 — усилители напряжения постоянного тока
У7 — усилители универсальные
Подгруппа Ф. Приборы для измерения фазового сдвига
и группового времени запаздывания
Ф1—установки или приборы для поверки измерителей фазового сдвига и груп-
пового времени запаздывания
Ф2 — измерители фазового сдвига
ФЗ — фазовращатели измерительные
Ф4 — измерители группового времени запаздывания
Подгруппа X. Приборы для наблюдения и исследования
характеристик радиоустройств
XI — приборы для исследования амплитудно-частотных характеристик
Х2 — приборы для исследования переходных характеристик
ХЗ — приборы для исследования фазо-частотных характеристик
Х4 — приборы для исследования амплитудных характеристик
Х5 — измерители коэффициента шума
Х6 — приборы для исследования корреляционных характеристик
Х8—установки или приборы для поверки измерителей характеристик радио-
устройств
421

Подгруппа 4. Приборы для измерения частоты и времени
41—установки для поверки измерителей частоты, воспроизведения образцовых
частот, сличения частот сигналов
42— частотомеры резонансные
43 — частотомеры электронно-счетные
44 — частотомеры гетеродинные; частотомеры емкостные; частотомеры мостовые
45 — преобразователи частоты сигнала
46 — синтезаторы частот; делители и умножители частоты
47 — приемники сигналов эталонных частот; компараторы частотные, фазовые,
временные; синхронометры
49 — преобразователи частоты
Подгруппа Ш. Приборы для измерения электрических
и магнитных свойств материалов
НИ—измерители электрических и магнитных свойств материалов на низких ча-
стотах
Ш2 — измерители электрических и магнитных свойств материалов на высоких ча*.
стотах
Подгруппа Э. Измерительные устройства коаксиальных
и волноводных трактов
Э1—трансформаторы
32 — переходы, соединители
33 — переключатели
34 — модуляторы
35 — направленные ответвители. разветвители, датчики полных сопротивлений
36 —- вентили, циркуляторы
37 — головки детекторные, головки смесительные
38 — фильтры
39 — нагрузки
Подгруппа Я. Блоки радиоизмерительных приборов
Я1—блоки приборов для измерения силы тока, напряжения, параметров компо-
нентов и цепей с сосредоточенными постоянными
Я2 — блоки измерителей параметров элементов и трактов с распределенными по-
стоянными; блоки приборов для измерения мощности
ЯЗ — блоки приборов для измерения частоты и времени; блоки измерителей фа-
зового сдвига и группового времени задержки
Я4 — блоки приборов для измерения, наблюдения и исследования формы сигна-
лов и спектров
Я5 — блоки измерителей характеристик радиоустройств и блоки приборов для
импульсных измерений
Я6 — блоки приборов для измерения напряженности поля и радиопомех и блоки
усилителей измерительных
Я7 — блоки измерительных генераторов и приборов для измерения ослаблений
Я8 — блоки источников питания
Я9 — блоки преобразователей измерительных; блоки для индикации результатов
измерений; блоки коммутации
Примечание. Комбинированные приборы, предназначенные для измере-
ния нескольких величин, обозначаются в соответствии с их основным назначе-
нием путем добавления к обозначению подгруппы буквы «К». Модернизирован-
ные приборы сохраняют свое прежнее обозначение, но после номера модели до-
бавляется прописная буква русского алфавита: А — первая модернизация;
Б — вторая и т. д. Приборы, предназначенные для эксплуатации в условиях тро-
пического климата, должны иметь после номера модели букву «Т».
422

Список литературы
1. Зайдель А. Н. Элементарные оценки ошибок измерений. М., «Наука». 192 с.
2. Кулешов В. Н., Шварцман В. О. Электрические измерения междугород-
ных кабелей связи. М., «Связь», 1964. 264 с.
3. Мирский Г. Я. Радиоэлектронные измерения. М., «Энергия», 1975. 600 с
4. Общесоюзные нормы допускаемых индустриальных радиопомех. М.,
«Связь», 1973. 73 с.
5. Соловьев Н, Н. Измерительная техника в проводной связи. В 4-х частях.
М., «Связь». Ч. 1. Общие вопросы измерений. 1968. 376 с. Ч. 2. Измерения напря-
жений и сопротивлений (проводимости). 1969. 342 с. Ч. 3. Измерения парамет-
ров, характеризующих искажений сигналов связи. 1971. 285 с. Ч. 4. Измерения
параметров линий, каналов и трактов. 1974, 360 с.
6. Электрические измерения. Под ред. А. В. Фремке. М, ^Энергия», 1973,
424 с.
7. Шляндин В. М. Цифровые измерительные преобразователи и приборы.
М., «Высшая школа», 1973. 240 с.

5. Условные обозначения систем электроизмерительных
приборов
Знак на шкале
Система прибора
прибора с механиче-
ским противодейст-
вующим моментом
логометра
Магнитоэлектрический с подви ей
рамкой
Q
П
Магнитоэлектрический с подвижным
магнитом
Электромагнитный
с
ft
Электродинамический
Ферродинамический
Индукционный
(0)
Электростатический
Т
—
Термоэлектрический
О
—
Выпрямительный
—
Электронный
п
-<3h
—
424

Знак на шкал*
Система прибора
прибора с механиче-
ским противодейст-
вующим моментом
логометра
Тепловой с нагреваемой проволокой
V
—
Тепловой с биметаллической лентой
—
Вибрационный
Ж.
—
Значения условных знаков на шкале прибора Вид
Постоянный
Переменный 50 Гц однофазный
Род потребляе-
мого или изме-
ряемого тока
Трехфазный при равномерной нагрузке
То же, при неравномерной нагрузке
То же, при неравномерной нагрузке четырех-
проводной сети
Постоянный и переменный
'-С
Переменный ток частотой 400 Гц
Вертикальное
±
Положение
шкалы
Горизонтальное
п
Наклонное
Класс точности
2,5
Категория защищенности от влияния внешних магнитных полей
Ш
Испытательное напряжение, кВ (2 кВ)
I
Положение прибора относительно земного меридиана

АЛФАВИТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Амперметр 59, 70, 78, 82, 86, 92
Анализ 1/1
Анализатор гармоник 310
— многоканальный 216
гт- спектра 213
одновременного действия 218
последовательного действия 214
статистический 315
Аттенюатор поглощающий 25
— поляризационный 26
— предельный 24
— резисторный 22
Болометр 135,
— пленочный 137
Вариация показаний 65
Ваттметр 124, 126, 127, 129
Взаимоиндуктивность, измерение 339
Вибратор 174
Волновое сопротивление 404
Волномер резонансный 264
Вольтметр 59, 70, 79, 82, 83, 88, 93,
ПО, 119
— цифровой 112
Входное сопротивление 33, 98, 327
— устройство 181, 186
Гальванометр 72, 75,
Генератор измерительных сигналов
143
, классификация 143
, на биениях 147, 151
, технические требования 143
Генератор линейной развертки 179,
187
— с диапазонно-кварцевой стабилиза-
цией 153
Генераторы шумовых сигналов 165
— — — на вакуумном диоде 165,
168
на газоразрядных трубках
167, 169
на фотоумножителе 167, 168
тепловые 167
Групповое время запаздывания 227
абсолютное 227
относительное 227, 245
измерение 244, 248
Двухполюсник 327, 34.2
Девиация частоты 283
Делитель напряжения 22
емкостный 23
компенсированный 24, 181
Детектор квазипиковый 305, 313
— фазовый 232
Диаграмма круговая 411
426
Дисперсия 40, 46, 318
Длина волны 252
критическая 409
Добротность 330, 341
Единицы измерения 10, 417
Емкость, измерение 330, 335, 339, 341
Емкость катушки собственная 341
Закон распределения вероятностей
310
Затухание 24, 345
— асимметрии 375
— балансное 364
— вносимое 345, 356
— несогласованности 364
— остаточное 377
— переходное 366
— рабочее 345, 347
— собственное 345, 356
Защищенность 366
Измерение 5, 6
Измерения аналоговые 9
— дискретные 9
— косвенные 8, 47
— прямые 7
— совокупные 8
— совместные 8
Измерительная установка 7
— система 7
Измеритель добротности 331, 340
— уровня 110
Индекс частотной модуляции 282,
284
Индуктивность, измерение 334, 337,
339, 341
Интервал времени, измерение 258,
275
— доверительный 43
Информативность 33
Импульсы, осциллографирование 206
Искажения нелинейные 221
— осциллограмм 172, 212
Калибратор амплитуды 191
— длительности 193
— кварцевый 255
Класс точности 48, 70
Ключ транзисторный 204
Клистрон отражательный, генерация
159
модуляция 160
Компенсатор 118
Коэффициент амплитудной модуля-
ции 277
— бегущей волны 405
— гармоник 222

— нелинейных искажений 222, 224
— отражения 405
— передачи 370
— стоячей волны 405
Коррелометр 321
Куметр 340
— цифровой 330
Линия задержки 185, 242
— передачи 404
Логометр 96
Мегаомметр 329
Мера 14
— емкости 19
— затухания 20
— индуктивности 18
— сопротивления 15
— частоты квантовая 27
активная 28
пассивная 28
— эдс 14
Метод гетеродинный 259, 262
— выпрямления 281
— дискретного счета 273, 329, 330
— дифференциальный 8 -
— замещения 9, 36
— импульсный 397
— компенсационный 118, 239
— Найквиста 245
— резонансный 263
— сравнения 8, 255, 298, 331
— осциллографический 255, 278, 393
Механизмы измерительные магнито-
электрические 66 '
электродинамические 80
■ электромагнитные 76
электростатические 83
Модуляция амплитудная 277
— импульсная 287
— частотная 282
Мост переменного тока 333, 334
Мост переменного тока высокочастот-
ный Т-образный 336
дифференциальный 337
Мост постоянного тока 332
двойной 333
< неуравновешенный 137, 332
« уравновешенный 137, 332
Мощность 32, 121, 318, 345
Нестабильность частоты 144
Омметр 328, 329
Ослабление 24
Осциллограф электромеханический
174
Осциллограф электроннолучевой 171,
176, 177, 203
стробоскопический 209
Ответвитель направленный 140
Отсчет 63
Параллакс 63
Плотность вероятности 38, 311
Погрешность 31, 35, 48, 51
— абсолютная 35, 48, 112
— анализа случайных сигналов 325
— дискретности 112
— дополнительная 48
— инструментальная 36
— максимальная 43
— методическая 36
Погрешность основная 48
— относительная 35
— осциллографирования 192, 212, 213
— приведенная 48
— систематическая 35, 36
— случайная 37
— средняя квадратическая 33, 42
Помехи 206, 275, 290
Поправка 35
Преобразователь выпрямительный 89
— измерительный 7
— термоэлектрический 85
— Холла 128
Прибор астатический 95
— выпрямительный 89
— измерительный 7, 30
— термоэлектрический 85
Развертка 176
— ждущая 190
— круговая 202, 257
— линейная 179, 186, 258
— синусоидальная 199, 255
— спиральная 259
Рефлектор метр 141, 414
Свип-генератор 160
Сигнал импульсный 165
• измерение 288
Сигнал случайный 309
Синхронизация 294
Система единиц 11
Сопротивление волновое 404
— выходное 33
— добавочное 72
— нагрузки полное 405, 411, 415, 416
Спектр сигнала 214
Среднее значение 317
Средства измерений 7
Статистические характеристики 309,
312, 314
Телеизмерения 384
Тераомметр 329
Термистор 136, 151
Трансформатор измерительный 78
Трубка электроннолучевая 177
Усиление рабочее 345, 351
Усилитель измерительный 101
— осциллографа 182
Успокоители 64
427

Фазовращатель 240
— емкостный 242
— индукционный 240
— низкочастотный 240
— поляризационный 26
— удлинитель 230, 242
Фазовый сдвиг 228, 237
Фазометр 235
— цифровой 237
Функция Бесселя 284
— взаимнокорреляционная 320
— корреляционная 319
— передачи 370
— спектральная 214
Циркулятор 410
Частота 252
Частотный детектор 283
Частотомер вибрационный 264 "
— гетеродинный 262
— резонансный 264, 268, 269
— панорамный 271
— цифровой 273
Чувствительность 32, 65, 70
Шумовой сигнал 165
Шумов, интенсивность 166, 167, 290
Шунты 70
Экранирование 95, 306
Элементы измерения 10
Эталон 7, 26, 29
—частоты 27

ОГЛАВЛ EH И Е
Стр.
Предисловие. . , . . ■. . . . . , , , , , , 3
Введение « . , # , 5
1. Метрологические основы измерений в технике связи
1.1. Метрологическая служба ............ 13
1.2. Меры электрических величин 14
1.3. Меры частоты и времени 26
1.4. Измерительные приборы ...» 30
1.5. Свойства средств измерений 31
2. Элементы теории погрешностей
2.1. Погрешности измерений и их классификация 35
2.2. Систематические погрешности 36
2.3. Случайные погрешности 37
2.4. Правила суммирования случайных и систематических погрешностей 45
2.5. Погрешности косвенных измерений 47
2.6. Погрешности мер и измерительных приборов 48
2.7. Обработка результатов измерений 49
3. Измерение тока и напряжения
3.1. Методы измерения ....... , * ... 54
3.2. Характеристики измеряемых величин и градуировка приборов . 56
3.3. Электромеханические амперметры и вольтметры ..... 59
3.4. Погрешности электромеханических приборов 93
3.5 Логометры 96
3.6. Особенности измерения напряжения на высоких частотах , . 97
3.7. Электронные вольтметры и измерители уровня 100
3.8. Избирательные вольтметры и измерители уровня ПО
3.9. Цифровые вольтметры 112
3.10. Компенсационный метод измерения напряжения . ... 118
3.11. Компенсационные вольтметры . 119
4. Измерение мощности
4.1. Средняя и импульсная мощности 121
4.2. Методы измерения мощности 122
4.3. Измерение мощности в цепях постоянного и переменного токов
промышленной частоты 123
4.4. Измерение мощности на звуковых и высоких частотах . . . 125
4.5. Использование эффекта Холла при измерении мощности . . . 128
4.6. Измерение мощности на высоких и сверхвысоких частотах . . 130
4.7. Измерение поглощаемой мощности 132
4.8. Измерение проходящей мощности 139
5. Генераторы измерительных сигналов
5.1. Назначение, классификация и основные технические требования . 143
5.2. Генераторы сигналов синусоидальной формы , * . * ^ . 146
, 429

Стр.
5.3. Генераторы сигналов импульсной формы 163
5.4. Генераторы шумовых сигналов 165
6. Анализ электрических сигналов
6.1. Основные методы анализа . . 171
6.2. Анализ формы электрических сигналов . 171
6.3. Электромеханические осциллографы . . . » , . . . , 174
6.4. Электроннолучевые осциллографы . 176
6.5. Синхронизация генераторов линейной развертки 194
6.6. Внешние развертки электроннолучевых осциллографов , . » 199
6.7. Одновременное наблюдение нескольких осциллограмм , . . 203
6.8. Осциллографирование импульсных напряжений 205
6.9. Искажения осциллограмм . , . . • 212
6.10. Анализ спектра сигналов • • 213
6.11. Измерение нелинейных искажений 221
7. Измерение фазового сдвига и фазовых параметро
7.1. Общие сведения • . 227
7.2. Осциллографический метод 228
7.3. Метод измерения суммарных и разностных напряжений . , . 230
7.4. Метод преобразования фазового сдвига во временной интервал
между импульсами 235
7.5. Методы сравнения и компенсации. Фазовращатели для низких, вы-
соких и сверхвысоких частот 239
7.6. Метод с преобразованием частоты ......... 243
7.7. Измерение группового времени запаздывания . . ■. . . . 244
7.8. Панорамные методы измерения фазовых искажений и частотных
характеристик группового времени запаздывания , . • . 248
8. Измерение частоты и интервалов времени
8.1. Общие сведения • 252
8.2. Метод сравнения 255
8.3. Резонансный метод 263
8.4. Метод дискретного счета 273
9. Измерение параметров модулированных колебаний
9.1. Общие сведения * » . . . . 277
9.2. Измерения при амплитудной модуляции 277
9.3. Измерения при частотной модуляции ........ 282
9.4. Измерения при импульсной модуляции ........ 287
10. Измерение напряженности электромагнитного поля и помех
10.1. Помехи и шумы в каналах связи * • • 290
10.2. Псофометрические характеристики ......... 292
10.3. Псофометр : .293
10.4. Измерение коэффициента шума ......... 295
10.5. Измерение напряженности поля 297
11. Измерение характеристик случайных сигналов
11.1. Общие сведения . 309
11.2. Нахождение законов* распределения вероятностей .... 310
11.3. Измерение среднего значения, средней мощности и дисперсии слу-
чайных сигналов 317
11.4. Определение корреляционных и взаимокорреляционных функций 319
11.5. Погрешности аппаратурного анализа случайных сигналов , . 325
12. Измерение параметров двухполюсников
12.1. Общие сведения .............. 327
430

Стр.
12.2. Прямые измерения 328
12.3. Косвенные измерения 339
13. Измерение затухания четырехполюсников
13.1. Общие сведения 345
13.2. Измерение рабочего затухания 347
13.3. Измерение рабочего усиления . . 351
13.4. Панорамное измерение частотных характеристик рабочего за-
тухания 352
13.5. Измерение вносимого затухания 356
13.6. Измерение собственного затухания четырехполюсника . . . 356
13.7. Измерение затухания несогласованности и балансного затухания 364
13.8. Измерение переходного затухания и защищенности .... 366
13.9. Измерение частотных характеристик комплексных передаточных
функций четырехполюсников 370
13.10. Измерение затухания асимметрии переменному току . . . 376
13.11. Измерение остаточного затухания 377
13.12. Погрешности измерений и способы их учета ...... 378
14. Измерения на магистралях и линиях связи
14.1. Задачи измерений ....... 380
14.2. Измерения на оконечных и промежуточных станциях магистра-
лей связи 380
14.3. Телеизмерения 384
14.4. Измерения на линиях проводной связи ...... 386
14.5. Импульсный метод измерения линий связи . * . . . . 397
15. Измерение параметров цепей на сверхвысоких частотах
15.1. Общие сведения 404
15.2. Измерительные линии . 406
15.3. Измерение коэффициентов стоячей волны и отражения . . . 408
15.4. Измерение полного сопротивления нагрузки 411
15.5. Автоматизация измерений . . . . 413
Приложения
1. Основные единицы электрических и магнитных величин . . .417
2. Таблица значений интеграла вероятностей 418
3. Таблица Стьюдента—Фишера 418
4. Классификация радиоизмерительных приборов 419
5. Условные обозначения систем электроизмерительных приборов . 424
Список литературы 423
Алфавитный указатель 426

Флор Васильевич Кушнир,
-Владимир Григорьевич С а вен ко,
Семен Миронович Верник.
Измерения в технике связи
Редактор Н. К. Логинова
Обл. художника В. Ф. X р о м и л и н а
Технический редактор К. Г. М а р к о ч
Корректор Т. А. Васильева
Сдано в набор 6/1 1976 г. Подп. в печ. 26/V 1976 г.
Т-06674 Формат 60X90Vie Бумага тип. № 2 27,0 усл.-печ. л.
30,04 уч.-изд. л. Тираж 37000 экз. Изд. № 17192 Зак. 1092
Цена 1 руб. 21 коп.
Издательство «Связь»
Москва — центр, Чистопрудный бульвар, 2
Отпечатано с набора типографии из-ва «Московская
правда» в Московской типографии № 4 Союзполиграф-
прома при Государственном комитете Совета Министров
СССР по делам издательств, полиграфин и книжной
торговли
г. Москва, И-41, Б. Переяславская ул. дом 46