/
Автор: Игумнов Д. В. Костюмина Г.П.
Теги: электротехника полупроводниковые устройства микропроцессоры полупроводники полупроводниковые приборы издательство горячая линия телеком
ISBN: 5-93517-226-7
Год: 2005
Текст
Д. В. Игумнов
[. п. Костюнина
ОБНОВЫ
ПОЛУПРОВОДНИКОВОЙ
ЭЛЕКТРОНИКИ
Допущено У МО по образованию
в области прикладной информатики
в качестве учебного пособия для студентов
высших учебных заведений, обучающихся
по специальности 351400 -
«Прикладная информатика (по областям)»
и другим междисциплинарным специальностям
Москва
Горячая линия - Телеком
2005
УДК 621.396.6
ББК 32.852
И28
Рецензенты: чл.-корр. РАН, профессор Л. Д. Бахрах
доктор техн, наук, профессор В. И. Соленое
Игумнов Д. В., Костюнина Г. П.
И28 Основы полупроводниковой электроники. Учебное пособие. -
М: Горячая линия-Телеком, 2005. - 392 с.: ил.
ISBN 5-93517-226-7.
В книге изложены основы построения современных полупроводнико-
вых аналоговых и цифровых устройств. Приведены сведения о физических
явлениях в полупроводниковых элементах, рассмотрены различные диоды,
биполярные и полевые транзисторы. Описаны особенности интегральных
схем. Основное внимание уделяется рассмотрению разнообразных транзи-
сторных и интегральных устройств непрерывного и импульсного действия.
Для студентов вузов, будет полезна специалистам смежных с элек-
троникой областей, которые занимаются вопросами, требующими от них до-
полнительных знаний по электронике.
ББК 32.852
Адрес издательства в Интернет www.techbook.ru
e-mail: radios_hl@mtu-net.ru
Учебное издание
Игумнов Дмитрий Васильевич
Костюнина Галина Петровна
ОСНОВЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
Учебное пособие
Редактор Е. П. Стариков
Корректор В П. Петрова
Художник Л Г. Летинов
Подготовка оригинал-макета О. А. Москвина
Лицензия ЛР № 071825 от 16.03.99 г.
Подписано к печати 02.08.2004. Формат 60x88 1/16.
Усл. печ. л. 24,5. Изд. № 226. Тираж 5000 (1-й завод 3000 экз.)
Отпечатано в ООО ПФ «Полиграфист». 160001. г. Вологда, ул. Челюскинцев, 3.
ISBN 5-93517-226-7
© Д. В. Игумнов, Г. П. Костюнина, 2005
© Оформление издательства
•<Горячая линия-Телеком», 2005
ПРЕДИСЛОВИЕ
Электроникой принято называть широкую область науки и тех-
ники, охватывающую изучение процессов переноса и взаимодей-
ствия электрических зарядов в материалах и приборах, изготов-
ленных на их основе, разработку этих приборов и создание
устройств обработки и хранения информации, а также общие воп-
росы применения электронных устройств. В электронике можно
выделить ряд основных направлений: физическую электронику,
прикладную информационную электронику, энергетическую про-
мышленную электронику и др. Конечно, особо следует предста-
вить одну из лидирующих в современном развитии среди облас-
тей электроники - микроэлектронику, являющуюся основной
частью полупроводниковой электроники. Именно благодаря мик-
роэлектронике на сегодняшний день трудно найти область науки
и техники, где электроника еще не нашла своего применения.
Однако современный уровень развития требует все большего
насыщения различными электронными устройствами научно-
исследовательских, оборонных, промышленных и других объектов.
История электроники относительно коротка. Предтечей ее
следует считать открытие радио нашим соотечественником
А. С. Поповым в 1895 г. Один из первых значительных шагов на
пути развития электроники сделал американский изобретатель
Л. де Форест, предложивший в 1906 г. первый усилительный элек-
тронный элемент - ламповый триод. В 1920 ; О. В. Лосевым был
впервые использован полупроводниковый элемент для получе-
ния усиления и генерации электрических сигналов. Примерно со
времени этого события происходит постепенное нарастание ин-
тересов к полупроводниковой электронике, и хотя практически
она остается «чисто ламповой», все больше и больше выполня-
ется интересных исследосаний нс физике полупроводников
и полупроводниковых элементов, среди которых одно из веду-
щих мест занимали работы А. Ф. Иоффе и его учеников. Из работ
этого периода развития электроники следует отметить статью
немецкого физика В. Шотки, разработавшего теорию контакта
металл-полупрозодник, который широко используется в совре-
3
менной полупроводниковой электронике. Особо выделим осно-
вополагающее изобретение американского инженера Г. Блэка по
использованию отрицательной обратной связи. Сейчас ясно лю-
бому электронщику, что без отрицательных обратных связей даже
невозможно представить себе современную электронику. Одна-
ко тогда, в 1928 г., патентное ведомство США назвало это фунда-
ментальное предложение «глупой затеей».
В 1948 г. американские физики Дж. Бардин и В. Браттейн об-
наружили эффект усиления тока в полупроводниковой структуре
с двумя р-п переходами. Это революционное событие в элект-
ронике привело к созданию В. Шокли биполярного транзистора -
основного и на сегодняшний день активного (усилительного) эле-
мента полупроводниковой электроники. В дальнейшем электро-
ника стала развиваться очень быстрыми темпами: ежегодно
появлялись новые типы полупроводниковых приборов, улуч-
шалась технология их изготовления, создавались различные ус-
тройства информационной и энергетической электроники и т.д.
Электроника становится незаменимой помощницей во многих об-
ластях производства и науки, обороны и космических исследо-
ваний. В конце шестидесятых годов появляются первые изделия
микроэлектроники - интегральные схемы (микросхемы), которые
быстро совершенствовались и стали основными изделиями со-
временной электроники.
Современная электроника - это полупроводниковая электро-
ника. Сегодняшний этап ее развития характеризуется быстро
растущей степенью интеграции; уже созданы интегральные схе-
мы, содержащие на одном полупроводниковом кристалле более
106 элементов. В перспективе развития полупроводниковой элек-
троники намечается функциональное укрупнение конструктивных
единиц за счет использования новых физических явлений, позво-
ляющих с помощью простых нерасчленяемых структур осуще-
ствить функции, обычно реализуемые с помощью многоэлемен-
тной сложной цепи или устройства. Реализация такого принципа
соответствует появлению новых типов изделий полупроводни-
ковой электроники. Они и представляют собой новый этап раз-
вития электроники - функциональную электронику.
Каждый технически грамотный человек должен знать элект-
ронику. Посильный вклад в решение этой задачи стремятся вне-
сти и авторы настоящей книги. Ее материал изложен в достаточно
краткой форме. Книга предназначается для широкого круга ин-
4
женерно-технических специалистов смежных с электроникой
областей, которые занимаются вопросами, требующими от них
дополнительных знаний по электронике. В настоящей книге
авторы стремились изложить материал таким образом, чтобы,
сохранив известную строгость, дать возможность сравнительно
легко разобраться в нем лицам, которые не получили фундамен-
тальной подготовки по физике и электротехнике. Она можат быть
использована и как дополнительное учебное пособие для студен-
тов соответствующих факультетов вузов и техникумов.
Предлагаемая вниманию читателей книга содержит 17 глав.
В первых пяти главах сообщаются необходимые сведения о по-
лупроводниковых элементах, на оснсзо которых выполняются со-
временные электронные устройства. Последующие пять глав по-
священы рассмотрению разнообразных, прежде всего микро-
электронныхусилителей. В гл. 11 описаны частотно-избиратель-
ные устройства, а в гл. 12 - вторичные источники электропита-
ния. Последние пять глав посвящены устройствам дискретного
действия: транзисторным ключам, логическим элементам, уст-
ройствам памяти, генераторам импульсных сигналов и некото-
рым цифровым устройствам. В книге использованы фрагменты
лекций, читаемых авторами в течение многих лет в Московском
институте радиотехники, электроники и автоматики
Авторы благодарны Бабенко В. П . Дрожжеву В. В., Изъюро-
вой Г. И., Королеву Г. В., Левинсону Г. Р. и|Матсону Э. А.|за крити-
ческие замечания и советы, сделанные при обсуждении отдель-
ных разделов книги.
5
Глава 1. СВОЙСТВА ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНЫХ
ПЕРЕХОДОВ
1.1 ..СТРУКТУРА И ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ЗОНЫ
ПОЛУПРОВОДНИКОВ
В абсолютном большинстве случаев устройства современной
электроники изготавливаются из полупроводниковых материа-
лов. Полупроводниками обычно называют материалы, удельное
сопротивление которых больше, чем у проводников (металлов),
но меньше, чем у изоляторов (диэлектриков). Сразу следует за-
метить, что различие между полупроводниками и диэлектрика-
ми только количественное, тогда как различие между полупро-
водниками и металлами более принципиальное - качественное.
Полупроводники являются разновидностью диэлектриков: мож-
но сказать, что они являются диэлектриками с уменьшенным
удельным сопротивлением, тогда как с металлами у них значи-
тельно меньше общего.
Для того чтобы представить особенности полупроводниковых
материалов, следует рассмотреть их структуру и энергетичес-
кие зоны
Любое твердое тело представляет собой множество атомов,
сильно взаимодействующих друге другом благодаря малым ме-
жатомным расстояниям. Эти расстояния минимальны у метал-
лов и максимальны у диэлектриков. Однако в любом случае всю
совокупность атомов в куске твердого тела следует рассмат-
ривать как единую целую структуру, которая подобно атому ха-
рактеризуется некоторым единым энергетическим спектром.
Особенность этого спектра в том, что он состоит из дискретных
разрешенных зон.
Строго говоря, разрешенные зоны сами имеют дискретную
структуру и состоят из большого числа разрешенных уровней
(равного числу атомов в рассматриваемом образце), но энерге-
тические расстояния между ними малы (~ 10-22 эВ), поэтому иног-
да разрешенные зоны можно считать сплошными.
6
На рис. 1.1 приведена зонная диаграмма для
полупроводника. Прежде всего следует обратить
внимание на запрещенную зону (зону запрещен-
ных энергий), которая разделяет разрешенные
зоны. Отметим, что у диэлектриков ширина зап-
рещенной зоны больше, чем у полупроводников,
а у металлов разрешенные зоны сливаются, так
что запрещенной зоны у них нет. Ширина запре-
щенной зоны е3, определяющая энергетический
промежуток запрещенных энергий, является
Зона проводимости
Запрещенная зона Ез
Валентная
зона
Рис. 1.1
важнейшим параметром полупроводника. Для наиболее часто
используемых в электронике полупроводников германия, крем-
ния и арсенида галлия ширина запрещенной зоны равна соответ-
ственно 0,7; 1,1 и 1,4 эВ.
Верхняя разрешенная зона называется зоной проводимости.
Электроны, находящиеся в этой зоне, обладают довольно боль-
шой энергией и могут ее изменять под действием электрическо-
го поля, перемещаясь в объеме полупроводника. Электропровод-
ность полупроводника и определяется этими электронами.
Нижняя разрешенная зона называется валентной зоной. Энер-
гетические уровни этой зоны обычно заполнены электронами
внешней оболочки атомов - внешних устойчивых орбит (валент-
ными электронами). При наличии свободных уровней в валент-
ной зоне электроны также могут изменять свою энергию под
действием электрического поля. Если же все уровни зоны запол-
нены, то валентные электроны не смогут принять участие в про-
явлении электропроводности полупроводника.
Рассмотрим теперь структуру собственного (беспримесного)
полупроводника. Монокристаллические полупроводники пред-
ставляют собой кристаллы с регулярной структурой. Кристалли-
ческая решетка кремния (германия) называется тетраэдрической
или решеткой типа алмаза. Она характерна для всех четырехва-
лентных элементов. Для определенности будем рассматривать
структуру кремния. Это справедливо хотя бы потому, что прибли-
зительно 97 % всех изделий полупроводниковой электроники на
сегодняшний день выполняются на основе кремния.
Связь атомов в кремнии устанавливается вследствие наличия
специфических обменных сил, возникающих при парном объе-
динении валентных электронов У соседних атомов кремния по-
являются общие орбиты, на которых в соответствии с фундамен-
7
тальным положением физики, называемым принципом запрета
Паули, находится не более двух электронов. Поскольку атом крем-
ния имеет четыре валентных электрона, то он использует эти
электроны для связи с четырьмя другими атомами, которые,
в свою очередь, также выделяют по одному валентному электро-
ну для связи с каждым из своих четырех соседних атомов. Таким
образом, получается, что любой атом кремния связан с каждым
из четырех соседних атомов общей орбитой, причем на этой об-
щей орбите находится два электрона. Такая связь атомов назы-
вается парноэлектронной или ковалентной.
На рис. 1.2 приведена упрощенная модель решетки (а) и зон-
ная энергетическая диаграмма (б) для беспримесного кремния.
На этом рисунке между каждыми двумя атомами кремния прове-
дены две связывающие их прямые линии. Каждая такая линия
символизирует собой наличие электрона на общей орбите у этих
атомов. Ее принято называть связью (валентной связью). Вален-
тный электрон, находящийся в такой связи, по энергии располо-
жен в валентной зоне.
Электроны во всех связях будут присутствовать только при
температуре абсолютного нуля. По мере нагревания полупровод-
ника происходит нарушение связей, т.е. некоторые валентные
электроны получают от тепла энергию, необходимую для их пе-
рехода в зону проводимости (рис. 1.2, б). Такой переход соответ-
ствует ионизации связи и выходу из нее электрона (рис. 1.2, а).
Появившиеся свободные электроны будут принимать участие
в образовании тока в полупроводнике (при приложении напря-
жения к полупроводнику).
Появление вакантных уровней в валентной зоне свидетель-
ствует о том, что для валентных электронов появляется возмож-
Si ) f Si ) ( Si
Si ) ( Si ) ( Si
Si )-----[ Si
Рис. 1.2
ность изменять свою энергию
(переходить с одного разре-
шенного уровня валентной
зоны на другой), а следова-
тельно, участвовать в процес-
се прстекания тока через по-
лупроводник. С повышением
температуры возрастает чис-
ло свободных электронов
в зоне проводимости и число
вакантных уровней в валент-
ной зоне. Заметим, что этот процесс будет проходить интенсив-
нее в полупроводниках с узкой запрещенной зоной.
Вакантный энергетический уровень в валентной зоне и соот-
ветственно ионизированную валентную связь принято называть
дыркой. Дырка является подвижным носителем положительного
заряда, равного по модулю заряду электрона. Перемещение дыр-
ки (положительного заряда) соответствует встречному переме-
щению валентного электрона (из.связи в связь). Движение дыр-
ки есть поочередная ионизация валентных связей.
Отметим, что процесс образования свободного электрона
и дырки принято называть генерацией. Поскольку в рассматри-
ваемом случае генерация происходит под действием тепла, то
ее можно назвать термогенерацией
Появление электрона в зоне проводимости и дырки в валент-
ной зоне на энергетической диаграмме (см. рис. 1.2, б) представ-
лено в виде кружочков с соответствующими знаками зарядов.
Стрелкой обозначен переход электрона из валентной зоны в зону
проводимости.
Таким образом, за счет термогенерации в собственном (бес-
примесном) полупроводнике, который принято обозначать бук-
вой /, образуются два типа подвижных носителей заряда: свобод-
ные электроны п и дырки р, причем их число одинаково (л(. = р().
Эти носители заряда иногда называют собственными, а электро-
проводность, ими обусловленную, - собственной электропровод-
ностью. В полупроводниковой электронике, в отличие от соб-
ственной электропроводности, наиболее часто используют при-
месную электропроводность, характерную для примесных полу-
проводников.
1.2. ПРИМЕСНЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКИ
Примесными полупроводниками принято называть полупро-
водники, электропроводность которых обусловлена носителями
заряда, образующимися при ионизации атомов. Если в кремний
ввести атом пятивалентного элемента (например, фосфора), то
четыре из пяти валентных электронов этого элемента вступят
в связь с четырьмя соседними атомами кремния (подобно ато-
мам собственного полупроводника). Пятый же электрон будет
в данном случае избыточным. Он оказывается очень слабо свя-
занным со своим атомом, поэтому оторвать его от атома и пре-
9
вратить в свободный носитель заряда можно даже
при воздействии малой тепловой энергии.
На энергетической диаграмме, соответствую-
Ед щей рассматриваемому случаю (рис. 1.3), обозна-
чен разрешенный энергетический уровень ед, ко-
торый принес с собой атом фосфора. На этом
уровне при очень низкой температуре и будет
Рис. 1.3 ' находиться избыточный электрон фосфора. При
незначительном повышении температуры он
переходит в зону проводимости и становится свободным. Ней-
тральный атом фосфора при этом превращается в положительный
ион (его заряд обусловлен отсутствием валентного электрона).
Количество энергии, необходимое для отделения избыточного
электрона и образования иона, называется энергией актива| 1ии
(ионизации) примеси (Дед=0,1 эВ). Отметим, что ион прочно свя-
зан с кристаллической решеткой и не может перемещаться по-
добно дырке.
Таким образом, появление в кремнии атома фосфора приве-
ло к образованию в зоне проводимости свободного электрона.
Образование данного электрона не связано с существованием
дырки.
В реальных случаях вводится, конечно, далеко не единствен-
ный атом примеси (1014... 1018 атомов/см3), поэтому и примес-
ных уровней получается довольно много. Примесные уровни
образуют примесцую зону, которая в рассматриваемом здесь
случае будет находиться в запрещенной зоне кремния вблизи
зоны проводимости.
Атомы пятивалентной примеси принято называть донорами.
Примесные разрешенные уровни, приносимые донорами, назы-
вают донорными. Примесные полупроводники, полученные за
счет введения доноров, называются электронными, или полупро-
водниками л-типа. Электропроводность электронных полупро-
водников определяется свободными электронами, которые здесь
являются основными носителями заряда. Дырки в полупровоц-
нике л-типа являются неосновными носителями заряда. Дырок
здесь очень мало (лп » рп), но они все-таки есть (дырки образу-
ются за счет термогенерации подобно собственным носителям
в беспримесном полупроводнике).
Итак, за счет введения донорной примеси образуется элект-
ронный полупроводник, электропроводность которого опреде-
10
ляется электронами, причем число свободных электронов прак-
тически равно числу ионизированных доноров.
Рассмотрим теперь дырочный полупроводник, или полупро-
водник p-типа. Такой полупроводник получается за счет введе-
ния в него трехвалентных атомов примеси (например, бора). Ато-
мы трехвалентной примеси принято называть акцепторами.
Находясь среди атомов кремния, атом бора образует только
три заполненные валентные связи. Четвертая связь оказывается
незаполненной, однако она не несет заряда, т.е. атом бора явля-
ется электрически нейтральным. При воздействии даже неболь-
шой тепловой энергии электрон одной из соседних заполненных
валентных связей кремния может перейти в эту связь. Во внеш-
ней оболочке атома бора появляется лишний электрон, т.е. атом
бора превращается в отрицательный ион. Ионизированная связь
атома кремния (из которой электрон перешел к атому бора) не-
сет собой уже положительный заряд, являясь дыркой.
На энергетической диаграмме, соответствую-
щей рассматриваемому здесь случаю (рис. 1.4),
обозначен разрешенный энергетический (акцеп-
торный) уровень еа, который принес с собой атом
бора. Этот уровень будет не заполнен лишь при
очень низкой температуре. При небольшом повы-
шении температуры один из электронов валент-
ной зоны переходит на акцепторный уровень, зат-
эатив при этом небольшую энергию, равную энер- Рис-1 4
гии активации примеси (Аеа= 0,1 эВ). Таким обра-
зом, получаются дырка (в валентной зоне) и ионизированный
акцептор.
Электропроводность дырочного полупроводника определяет-
ся дырками, которые здесь являются основными носителями за-
ряда. Электроны в полупроводнике p-типа являются неосновны-
ми носителями и их очень мало (рр » пр). Итак, за счет введения
и актизации акцепторной примеси образуется дырочный полу-
проводник, электропроводность которого определяется дырка-
ми, причем число их практически равно числу ионизированных
акцепторов.
При рассмотрении примесных полупроводников обычно ис-
пользуют понятие «концентрация примеси». Концентрацией на-
зывается число зарядов или частиц r единичном объеме (напри-
мер, в 1 см3). Понятие что чем больше концентрация доноров
11
Nr, тем больше и концентрация электронов, а чем больше кон-
центрация акцепторов Л/А, тем больше концентрация дырок в по-
лупроводнике.
Если оба типа примеси находятся в равном количестве (Л/д =
= Л/д), такой полупроводник принято называть компенсирован-
ным. Компенсированный проводник похож на собственный (лк =
= рк), но имеет ряд интересных свойств и отличий.
Необходимо отметить, что рассмотренные выше процессы
являются, вообще говоря, обратимыми. Наряду с переходами
электронов с нижних энергетических уровней на более высокие
происходят и обратные переходы. Особое внимание обратим на
то, что одновременно с генерацией пар «электрон-дырка» про-
исходит и обратный процесс - процесс взаимного уничтожения
свободного электрона и дырки, который принято называть реком-
бинацией (свободный электрон переходит из зоны проводимости
в валентную зону). При некоторой установившейся температуре
полупроводник находится в состоянии термодинамического рав-
новесия. Процесс генерации уравновешивается процессом ре-
комбинации.
Одним из основных параметров полупроводника является уро-
вень Ферми, вероятность заполнения которого при температу-
ре, отличной от абсолютного нуля, равна 0,5. Энергетический
уровень Ферми представляет собой среднюю термодинамичес-
кую энергию тела на один электрон. Фундаментальное положе-
ние физики указывает, что уровень Ферми одинаков во всех час-
тях равновесной системы, какой бы разнородной она ни была.
Для собственных полупроводников уровень Ферми проходит
по середине запрещенной зоны. В электронном полупроводнике
в сравнении с собственным имеется большое число электронов
в зоне проводимости, т.е. средняя энергия электронов (и всего
полупроводника) здесь будет выше. Следовательно, в электрон-
ном полупроводнике уровень Ферми должен находиться выше
середины запрещенной зоны, причем чем больше концентрация
доноров, тем выше будет располагаться уровень Ферми. Анало-
гично можно заключить, что в дырочном полупроводнике уровень
Ферми должен быть ниже середины запрещенной зоны, причем
тем ниже, чем больше концентрация акцепторов.
Необходимо отметить, что помимо рассмотренных здесь при-
месных полупроводников в электронике находят применение
и так называемые вырожденные полупроводники. У таких полу-
12
проводников уровень Ферми обычно располагается в разрешен-
ных зонах: в зоне проводимости для электронного и в валентной
зоне для дырочного полупроводника. На практике обычно исполь-
зуются вырожденные полупроводники с сильной степеныс । ырож-
дения (например, в туннельных диодах), получаемые за счет зна-
чительного повышения концентрации примеси (109...1021 см-3).
1.3. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
Выше были уже рассмотрены некоторые параметры полупро-
водников, в том числе и самый важный - ширина запрещенной
зоны. В этом разделе остановимся на параметрах, в той или иной
степени влияющих на электропроводность полупроводника.
Эти параметры часто используются при описании принципа дей-
ствия и характеристик многих элементов полупроводниковой
электроники.
Вторым по значимости параметром полупроводника (после
е3), пожалуй, является подвижность носителей заряда ц. Подвиж-
ность носителей по определению есть их средняя направленная
скорость в полупроводнике при напряженности электрического
поля Е= 1 В/см.
Как правило, подвижность электронов всегда больше под-
вижности дырок цр. Это объясняется большей инерционностью
дырок (соответствующей инерционности валентного электрона),
чем свободного электрона. Наиболее значительно это проявля-
ется у арсенида галлия. Чем больше подвижность, тем больше
скорость движения носителей и тем выше быстродействие по-
лупроводникового элемента. Отсюда становится понятым пре-
имущество высокочастотных элементов, изготовленных из элек-
тронного арсенида галлия.
Подвижность носителей заряда зависит от ряда факторов,
важнейшим из которых является температура. Зависимость ц от
температуры определяется механизмом рассеяния носителей.
Поскольку с повышением температуры увеличивается интенсив-
ность колебания атомов кристаллической решетки, то возраста-
ет и число столкновений в единицу времени, следовательно, на-
блюдается падение подвижности носителей. Для кремния л-типа
можно записать
М = М0(7-0/Т)3/2. (11)
13
где ц0 - подвижность носителей при начальной (комнатной) тем-
пературе То. Аналогичные зависимости имеют место и для дру-
гих полупроводниковых материалов; отличие заключается толь-
ко в величинах показателя степени.
Подвижность носителей заряда в примесных полупроводни-
ках обычно уменьшается с повышением концентрации примесей,
причем степень влияния концентрации примесей на ц возраста-
ет при ее увеличении. При очень больших напряженностях элек-
трического поля (больших значениях критической напряженнос-
ти Екр) подвижность уменьшается по закону
М = Р^Кр/Е- (1-2)
Здесь ц0 - подвижность носителей заряда при Е = Екр (для крем-
ния n-типа, например, Е.^ = 2,5 кВ/см).
Подвижность носителей заряда связана с другим параметром
полупроводника - коэффициентом диффузии D - соотношени-
ем, которое принято называть соотношением Эйнштейна:
D = <ртщ
где <рт = kT/q - тепловой потенциал, который при комнатной тем-
пеоатуре приближенно равен 26 мВ; к - постоянная Больцмана:
q - заряд электрона. Коэффициенты D, также как и подвижности,
имеют разные значения для электронов и дырок, причем Dn > Dp.
Еще одним важным параметром полупроводника является
время жизни т. Временем жизни носителя заряда следует назвать
время от его генерации до рекомбинации. Это время во многом
определяет длительность переходных процессов в элементах
полупроводниковой электроники. Рекомбинация является основ-
ным процессом, определяющим величину т. Различают непос-
редственную рекомбинацию и рекомбинацию через ловушки. Не-
посредственной рекомбинацией называют переход электрона из
зоны проводимости непосредственно в валентную зону, где он
занимает вакантный уровень и уничтожает дырку. В некоторых
элементах, выполненных на основе арсенида галлия и некоторых
других полупроводников, непосредственная рекомбинация мо-
жет играть важную роль (см. разд. 2.8). Однако в таких полупро-
водниках, как германий и кремний, непосредственная рекомби-
нация маловероятна.
В большинстве практических случаев главную роль играет ре-
комбинация через ловушки (рис. 1.5). Ловушками называются
14
глубокие энергетические уровни, расположен-
ные вблизи середины запрещенной зоны. Ло-
вушки образуются за счет введения особых
примесей или наличия дефектов кристалличес-
кой решетки полупроводника. Реально всегда
существуют и мелкие дефектные уровни (уров-
ни прилипания), которые расположены вблизи
дна или потолка запрещенной зоны, но на про-
цесс рекомбинации они практически не влияют.
Рис. 1.5
Рекомбинация через ловушки происходит в два этапа: снача-
ла электрон переходит из зоны проводимости на уровень ловуш-
ки, а затем с уровня ловушки в валентную зону. Эти переходы
обозначены стрелками на рис. 1.5.
Чем больше в полупроводнике ловушек, тем интенсивнее про-
исходит рекомбинация и соответственно меньше т. Поэтому ма-
лые времена жизни свойственны поликристаллам, где дефекты
расположены на всех гранях отдельных зерен, и поверхностным
слоям монокристаллических полупроводников, где много различ-
ных дефектов и посторонних примесей.
В общем случае движение носителей заряда в полупроводни-
ках обусловлено двумя физическими процессами: диффузией
и дрейфом. Диффузией называется направленное перемещение
носителей зарядов вследствие неравномерности их концентра-
ции, т.е. перемещение под действием градиента концентрации
носителей зарядов. Дрейфом называется направленное переме-
щение носителей заряда под действием электрического поля.
За время жизни в результате диффузионного движения носи-
тели заряда будут проходить некоторое среднее расстояние L,
называемое диффузионной длиной. Более строго диффузионная
длина определяется как расстояние, на котором концентрация
носителей уменьшитсяв е (~ 2,7) раз. Диффузионную длину мож-
но определить как L =
Сточки зрения конструирования и эксплуатации элементов по-
лупроводниковой электроники очень важным параметром явля-
ется удельная проводимость полупроводников.
1.4. ПРОВОДИМОСТЬ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
Поскольку в полупроводниках имеется два типа подвижных
носителей заряда, удельная проводимость о складывается из
15
двух составляющих: электронной и дырочной, т.е. о= qnjin + <7РРр.
Поскольку для собственного полупроводника обе составляющие
равнозначны, можно записать:
Ч = + Цр)-
Отметим, что концентрация носителей заряда в собственном
полупроводнике при заданной температуре определяется шири-
ной запрещённой зоны. Так, поскольку е3 у германия меньше, чем
у кремния, то nj у германия больше (приблизительно на три по-
рядка), чем у кремния. Аналогично для электронного полупровод-
ника запишем:
оп = <7лцп. (1.3)
Формула (1.3) является общей для любого состояния полупро-
водника n-типа. Если донорная примесь активировалась, то л
можно заменить на лп. Удельная проводимость дырочного полу-
проводника определяется как
ор = рлцр. (1.4)
Сравнение (1.3) и (1.4) позволяет сделать важный практичес-
кий вывод: при равной концентрации примесей электронный по-
лупроводник будет иметь большую удельную проводимость, чем
дырочный, поскольку 1^ > Рр.
Рассмотрим теперь температурную зависимость проводимо-
сти полупроводника, например электронного. Так как при темпе-
ратуре абсолютного нуля в полупроводнике отсутствуют свобод-
ные носители заряда, то л = 0, следовательно, оп = 0. При повы-
шении температуры оп будет увеличиваться за счет активации
примесных атомов (доноров). В этом случае электроны с донор-
ных уровней (донорной зоны) переходят в зону проводимости
(см. рис. 1.3), что соответствует возрастанию п в формуле (1 3).
Этот рост будет происходить до тех пор, пока не активируется
вся примесь. Температура, при которой все атомы примеси уже
отдали свои избыточные валентные электроны, принято называть
температурой активации Такт. Эта температура определяется ти-
пом примеси и ее концентрацией. В первом приближении можно
считать Такт - -100 °C.
Поскольку вся примесь уже активирована, то при дальнейшем
повышении температуры концентрация электронов остается
практически постоянной. Это соответствует qn = const в форму-
16
ле (1.3). Следовательно, теперь изменение проводимости будет
определяться лишь изменением подвижности носителей, т.е. оп
будет изменяться по закону (1.1).
При дальнейшем повышении температуры проводимость рез-
ко возрастает за счет интенсивной термогенерации. Здесь тем-
пература становится уже достаточной для перевода электронов
из валентной зоны в зону проводимости. Поскольку сильно уве-
личивается как число электронов, так и число дырок (собствен-
ная электропроводность преобладает над примесной), то про-
водимость полупроводника резко возрастает. Температура Ткр,
начиная с которой происходит возрастание проводимости, на-
зывается критической, или температурой вырождения. Хотя Ткр
и зависит от концентрации примесных носителей, определяющим
параметром для нее является ширина запрещенной зоны. Чем
шире запрещенная зона, тем больше Ткр. Так, если для кремния
Ткр = 330 °C, to для германия критическая температура будет
меньше (-100 °C). Рабочий температурный диапазон примесных
полупроводников ограничен снизу Такт, а сверху Ткр. Абсолютное
большинство полупроводниковых устройств электроники и ис-
пользуются в этом диапазоне температур (обычно даже в более
узком диапазоне: -60...100 °C). Таким образом, основной рабо-
чей областью полупроводника является область, в которой его
проводимость уменьшается с ростом температуры.
1.5. СТРУКТУРА И ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА
р-п ПЕРЕХОДА
Прежде всего рассмотрим два образца полупроводника -
с электронной и дырочной электропроводностями (рис. 1.6, а).
Напомним, что в дырочном полупроводнике присутствуют в рав-
ном количестве подвижные положительные дырки и неподвиж-
ные отрицательные ионы. На рис. 1.6, а дырки обозначены
знаками «плюс», а отрицательные ионы - знаками «минус», зак-
люченными в кружки. Для нашего рисунка концентрация примеси
в электронном полупроводнике выбрана в 2 раза меньше, чем в ды-
рочном . Аналогично обозначениям зарядов в дырочном полупро-
воднике в электронном полупроводнике электроны обозначены
знаками «минус», а положительные ионы - знаками «плюс», заклю-
ченными в кружки. Поскольку Л/д = 2/уд, то заряды в дырочном по-
лупроводнике нарисованы в 2 оаза чаще ем в электронном.
17
Теперь представим, что рассмотренные нами два образца яв-
ляются просто областями единого кристалла полупроводника
(рис. 1.6, б). Тогда по закону диффузии электроны из области п
будут перемещаться в область р, а дырки, наоборот, - из облас-
ти р в область п. Встречаясь на границе рил областей, дырки
и электроны рекомбинируют. Следовательно, в этой погранич-
ной области значительно уменьшается концентрация носителей
заряда и обнажаются нескомпенсированные заряды неподвиж-
ных ионов. Со стороны области п обнажаются положительные за-
ряды доноров, а со стороны области р - отрицательные заряды
акцепторов. Область нескомпенсированных неподвижных заря-
дов и есть собственно область р-л перехода. Ее часто называют
обедненным, истощенным слоем, или /-областью, имея в виду
резко сниженную концентрацию подвижных носителей заряда.
Иногда эту область называют запорным слоем электронно-ды-
рочного перехода.
Отметим, что р-л переход в целом должен быть электронейт-
ральным, т.е. отрицательный заряд левой части и положитель-
ный заряд правой части должны быть одинаковы. Поскольку
в рассматриваемом нами случае Л/д=2Л/Д (несимметричный пере-
ход), протяженность областей расположения зарядов оказывает-
ся разной: одну треть/-области занимают акцепторы, а две трети -
доноры. Таким образом, большая часть обедненной области
сосредотачивается в слаболегированном (высокоомном) слое.
В реальных р-л переходах концентрации доноров и акцепто-
ров отличаются на несколько порядков. В таких несимметричных
переходах практически весь обедненный слой сосредоточен
в слаболегированной части. Ширина обедненного слоя (/-облас-
18
ти) в равновесном состоянии /0 (см рис. 1.6, б) является важным
параметром р-п перехода. Другим, не менее важным парамет-
ром равновесного состояния является высота потенциального
барьера (контактная разность потенциалов) Д<р0. Этот параметр
показан на зонной энергетической диаграмме р-п перехода,
изображенной на рис. 1.7 (где eF - уровень Ферми).
Потенциальный барьер образуется электрическим полем про-
странственного заояда обедненного слоя. При отсутствии внеш-
него поля (равновесное состояние) уровень Ферми является
общим для всего объема полупроводника и расположен в запре-
щенной зоне. Поскольку в полупроводнике n-типа уровень Фер-
ми смещен вверх относительно середины запрещенной зоны,
а в полупроводнике p-типа вниз, то разрешенные зоны дыроч-
ной области должны располагаться на более высоких энергиях,
чем разрешенные зоны электронной энергии. Следовательно,
в обедненном слое диаграмма энергетических зон искривляет-
ся. Заметим, что в /-области уровень Ферми проходит вблизи се-
редины запрещенной зоны.
Электрическое поле электронно-дырочного перехода, пред-
ставляемое на рис. 1 7 потенциальным барьером, препятствует
прохождению электронов из области л-типа в область р-типа
и дырок в обратном направлении Более строго: дрейфовые со-
ставляющие тока равны диффузионным. С некоторым прибли-
жением можно считать, что в равновесном состоянии р-л пере-
хода его внутреннее электрическое поле компенсирует процесс
диффузии носителей заряда, в результате чего ток черезр-л пере-
ход не протекает. Анализируя рис. 1.7, следует помнить, что элект-
роны в зоне проводимости стремятся занять уровни минимальной
энергии, а дырки в валентной зоне - максимальной энергии.
Высоту потенциального барьера
Дф0 удобно выражать в единицах на-
пряжения - вольтах. Довольно сильное
влияние на величину Д<р0 оказывает ши-
рина запрещенной зоны исходного >то-
Рис. 1.8
19
лупроводника: чем больше е3, тем больше и Д'р0. Так, для большин-
ства р-п переходов из германия Дср0 = 0,35 В, а из кремния - 0,7 В.
Ширина р-п перехода во многом определяется величиной Д<р0.
Это хорошо видно из общей формулы для <0 при А/д » N-
/0 = ^E0EnA%/to/VJ, (1.5)
где е0, еп, - диэлектрическая проницаемость вакуума и полупро-
водника соответственно. Величина f0 обычно составляет десятые
доли или единицы микрометра. Из (1.5) следует, что для созда-
ния широкогор-п перехода следует использовать малые концен-
трации примеси, а для создания узкого перехода - большие кон-
центрации. При равных концентрациях примеси /0 будет больше
у р-п перехода с большим А(р0 и, следовательно, с большей еэ.
Таким образом, у кремниевых р-п переходов /0 обычно больше,
чем у германиевых.
Если к р-п переходу подключить внешний источник напряже-
ния, то нарушится условие равновесия и потечет ток. При этом
должна измениться высота потенциального барьера и соответ-
ственно ширина р- п перехода.
Рассмотрим сначала прямое смещение р-п перехода
(рис. 1.8). В этом случае внешнее напряжение U приложено
в прямом направлении, т.е. знаком «плюс» к области р-тига. Вы-
сота потенциального барьера Д<р при этом снижается:
Д<р = Д<р0 - U. (1.6)
Заменив в (1.5) Д<р0 на Дкр и подставив в (1.5), можно убедиться,
что и ширина р-п перехода уменьшается при прямом смещении.
Уменьшение высоты потенциального барьера приводит к сни-
жению электрического поля, препятствующего диффузии носи-
телей заряда. Дырки из области p-типа начинают переходить
в область л-типа, а электроны, наоборот, из области n-типа в об-
ласть р-типа. В каждой области появляются избыточные концен-
трации неосновных носителей. Процесс нагнетания неосновных
носителей заряда в какую-либо область полупроводника назы-
вается инжекцией.
За счет разной концентрации примеси в областях несиммет-
ричных р-л переходов концентрации основных носителей тоже
будут разные (обычно отличаются на несколько порядков). В рас-
сматриваемом нами случае Л/А » А/д, следовательно, рр » лп.
Сильнолегированную дырочную область обозначим как р+
20
(рис. 1.8). Она имеет относительно малое удельное сопротивле-
ние и обычно называется эмиттером. Область n-типа, имеющая от-
носительно большое удельное сопротивление, называется базой.
В несимметричных р-п переходах концентрация инжектиро-
ванных носителей из эмиттера в базу всегда гораздо больше, чем
в обратном направлении. Параметром, характеризующим сте-
пень однонаправленности инжекции, является коэффициент ин-
жекции д. Для рассматриваемого нами перехода можно записать
Y = /p/(/p + /n).
где /р, /п - токи инжекции дырок и электронов соответственно.
В реальныхр-n переходах инжекция имеет практически односто-
ронний характер: носители инжектируются в основном из эмит-
теров в базу (/р »/п), т.е. у ~ 1. Для практических расчетов удоб-
но использовать формулу
Y=1 -Рэ/Рб-
(1-7)
где рэ, рБ - удельные сопротивления эмиттера и базы соответ-
ственно. Из (1.7) следует, что чем сильнее легирован эмиттер
и чем слабее легирована база, тем ближе значение у к единице.
Теперь рассмотрим обратное смещениер-
п перехода (рис. 1.9). В этом случае внешнее | °- +0 I
напряжение U приложено в обратном направ- [Гр7 П "kJ
лении, т.е. знаком «плюс» к области n-типа. i--U---г
Высота потенциального барьера Дф при этом
повышается: Рис. 1.9
Дф = Д<р0 + U. (1.8)
Подставляя значение Дф из (1.8) в формулу (1.5), получаем для
неравновесной ширины р-п перехода (:
(= ЙА(Д%+1Ш/д) = /0>/(Д(р0+ и)/Д^“. (1.9)
Таким образом, увеличение обратного смещения приводит к
расширениюр-n перехода. Поскольку несимметричный переход
почти полностью расположен в высокоомной базе, то и его рас-
ширение происходит в сторону базы. При использовании обрат-
ного смещения р-п перехода на практике обычно U » Дф0. В этом
случае (1.9) можно переписать в виде
/=/0Шф0- (1-Ю)
21
При приложении I/в обратном направлении концентрации нео-
сновных носителей на границах/-области уменьшаются по срав-
нению с равновесными значениями. Такой процесс отсоса носи-
телей называется экстракцией.
1.6. ВОЛЬТАМПЕРНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
р-п ПЕРЕХОДА
В общем виде вольтамперная характеристика (ВАХ) р-п пе-
рехода (рис. 1.10) представляется экспоненциальной зависи-
мостью
/ = /0(ехри/фт-1), (1.11)
где /0 - обратный ток. Этот ток имеет небольшие величины (мик-
ро- или наноамперы), но довольно сильно увеличивается при
повышении температуры. Подробно /0 рассмотрим в одном из
следующих разделов настоящей главы.
Из (1.11) следует, что при прямом
смещении (U > 0) ток через р-п пе-
реход возрастает, а при обоатном
смещении (U< 0) становится малым,
приближаясь к значению /0 Посколь-
ку (рт = 26 мВ, то при положительных
и напряжениях U > 0,1 В в формуле
(1.11) можно пренебречь единицей
по сравнению с экспонентой. Таким
образом, р-п переход характеризу-
ется свойством односторонней элек-
тропроводности, т.е. хорошо проводит ток в прямом направле-
нии и плохо в обратном. Следовательно, р-п переход обладает
выпрямляющим действием, что позволяет использовать его
в качестве выпрямителя переменного тока.
Важным параметром р-п перехода является его дифферен-
циальное сопротивление г Формулу для определения гд прямой
ветви ВАХ получим из (1.11):
1 dl /9 U / + /0
—=— = —ехр—=--------
г dU <рт <рт фт
При /»/0 получим окончательно:
22
rR = ^/l. (1.12)
С ростом тока дифференциальное сопротивление р-п пере-
хода быстро падает. При токах порядка единиц и десятков мил-
лиампер гд составляет десятки и единицы ом.
При расчете выпрямительных устройств часто пользуются
другим параметром р-п перехода - сопротивлением постоянно-
му току Яст.
Из формулы (1.11) довольно просто получить зависимость Яст
от рабочего тока:
U <рт I + L
^=Т=Т^-
При прямом смещении р-п перехода (при протекании прямо-
го тока) Яст всегда больше сопротивления гд.
Поскольку на р-п переходе при больших токах может выделять-
ся достаточно большая мощность, температура перехода при
этом может заметно превысить температуру отдельных облас-
тей полупроводникового элемента и окружающей среды.
Тепловой баланс в полупроводниковой структуре устанавли-
вается через некоторое время после включения тока и опреде-
ляется теплопроводностью отдельных частей структуры. С целью
повышения максимально допустимой мощности, выделяемой на
р-п переходе, прежде всего следует улучшить теплообмен с ок-
ружающей средой. Более подробно вопрос теплового режима
будет рассмотрен в гл. 3.
При прямом смещении р-п перехода его идеализированная
ВАХ согласно (1.11) представляется однородной экспонентой.
Однако реальная характеристика имеет несколько более слож-
ную форму - состоит из нескольких участков с разными наклона-
ми. Отличия реальной ВАХ от идеализированной определяются
несколькими причинами.
Первая причина обусловлена процессами рекомбинации
в /-области р-п перехода. Она имеет место при малых прямых
смещениях. В этом случае Д<р еще велика, следовательно, имеет
место малый уровень инжекции, т.е. в /-область из эмиттера
и базы попадает малое число носителей заряда. При таком ма-
лом положительном смещении ширина перехода /еще довольно
большая - объем /-области еще достаточно велик, следователь-
но, в ней присутствует относительно много ловушек Таким об-
23
разом, за счет большого числа ловушек создаются очень благо-
приятные условия в /-области для рекомбинации малого числа
инжектированных носителей.
В рассмотренном случае ВАХ формируется за счет тока ре-
комбинации, который тоже имеет экспоненциальную зависи-
мость от напряжения, но более пологую, чем по (1.11). За счет
такого пологого начального участка вид прямой ветви реальной
ВАХ становится таким, как показано на рис. 1.11. На этом рисун-
ке представлен параметр Un. называемый напряжением «пятки».
Хотя на сегодняшний день и нет четкого определения для этого
параметра, он часто используется для прикидочных расчетов
радиоэлектронных устройств. Будем несколько условно считать,
что L)n - это напряжение нар-n переходе, при котором / = 0,1 мА.
Нетрудно заметить, что чем больше Д<р0 и /0 (чем шире е3), тем
должно быть больше и Ц,. Следовательно, у кремниевых р-п пе-
реходов Un больше, чем у германиевых, и меньше, чем у перехо-
дов из арсенида галлия (рис. 1.11). Следует отметить, что в фор-
мирование величины Un определенные вклад вносит июк /0.
Другая причина отличия реальной ВАХ
от формы (1.11) обусловлена падением
напряжения на объемном сопротивлении
базы. Эта причина проявляется при дос-
таточно большихтоках. Заметим, что сопро-
тивление базы гБ в реальных р-п переходах
обычно составляет единицы или десятки
ом. Падение напряжения на этом сопро-
тивлении /гБ является той поправкой, кото-
рую следует ввести в формулу (1 11), что-
бы учесть различие между напряжением на
самом запорном слое р-п перехода и величиной внешнего на-
пряжения U. С учетом такой поправки получаем
/ = /оехр[(и-/гБ)/Фт]. (1.13)
Падение напряжения на гБ приводит к появлению на ВАХ учас-
тка, называемого омическим. При больших токах значение Дф ста-
новится н ебольшим, сопротивление обедненного слоя уменьша-
ется и уже оказывается малосущественным, следовательно,
в таком случае можно рассматривать р-п переход как простую
двухслойную пластину, сопротивление которой приближенно
равно сопротивлению ее высокоомного слоя гБ (рэ << рБ). Сле-
24
дует отметить, что учитывать падение напряжения на гБ необхо-
димо для значительного, иногда даже основного, рабочего учас-
тка ВАХ р-п перехода.
Еще одна причина отличия реальной ВАХ от идеализирован-
ной обусловлена модуляцией сопротивления базы при больших
уровнях инжекции. Протекание больших токов определяется ин-
жекцией большого числа носителей заряда из эмиттера в базу.
В результате присутствия в базе большого числа неосновных но-
сителей заряда ее объемное сопротивление уменьшится. Это
обстоятельство делает необходимым учет влияния гБ = f(l) в фор-
муле (1.13) для больших уровней инжекции.
Обратная ветвь ВАХ р-п перехода определяется обратным
током, который, как отмечалось выше, обычно довольно сильно
возрастает при повышении температуры. Не останавливаясь
здесь на анализе обратной ветви, рассмотрим влияние темпе-
ратуры на прямую ветвь ВАХр-п перехода. Температурная зави-
симость прямой ветви ВАХ согласно (1.11) определяется изме-
нениями /0 и <рт. Заметим, что при больших токах необходимо
согласно (1.13) также учитывать изменение гБ. Влияние этих тем-
пературно-зависимых параметров на ВАХ приводи т к тому что
при малых прямых напряжениях ток возрастает с повышением
температуры, а при больших - уменьшается. В принципе суще-
ствует даже точка (область), где величина тока практически не
зависитоттемпературы. Однако эта термостабильная точка ред-
ко используется на практике, поскольку имеет место при доста-
точно больших уровнях инжекции. Для большинства же реальных
устройств ток в р-п переходе несколько возрастает с повышени-
ем температуры (при постоянном напряжении).
На практике чаще всего принято оценивать влияние темпера-
туры на ВАХр-n перехода, определяя изменение напряжения при
постоянном токе. Для оценки изменения прямого напряжения при
изменении температуры вводится температурный коэффициент
напряжения (ТКН), характеризующий сдвиг ВАХ по оси напряже-
ний. Обычно ТКН имеет отрицательный знак, что знаменует со-
бой уменьшение напряжения на р-п переходе при постоянном
токе с ростом температуры. Отметим, что ТКН зависит от тока
и несколько уменьшается с его ростом. Для р-п переходов из
кремния ТКН достигает - 3 мВ/°С.
25
1.7. ЕМКОСТИ р-п ПЕРЕХОДА
Инерционность р-п перехода во многом определяется его
емкостями. Обычно выделяют две основные емкости р-п пере-
хода: диффузионную и барьерную. При прямом смещении р-п
перехода из эмиттера в базу инжектируются неосновные для базы
носители заряда. Изменение прямого напряжения на р-п пере-
ходе приводит к изменению концентрации этих неравновесных
неосновных носителей в базе, т.е. к изменению заряда О3 в ней.
Изменение же заряда, вызванное изменением напряжения, мож-
но рассматривать как действие некоторой емкости. Эта емкость
называется диффузионной, поскольку неосновные носители заря-
да попали в базу за счет диффузии из эмиттера. На практике обыч-
но используется дифференциальная диффузионная емкость Сд:
CR=dQJdU=k/^. (1.14)
Из (1.14) следует, что диффузионная емкость будет тем боль-
ше, чем больше ток через р-п переход и чем больше время жиз-
ни неосновных носителей в базе т. Емкость Сд во многом опреде-
ляет быстродействие элементов полупроводниковой электроники.
При обратном смещении инерционность р-п перехода харак-
теризуется емкостью, которая называется барьерной (или заряд-
ной). Барьерная емкость Сб определяется изменением простран-
ственного заряда в /-области под действием приложенного на-
пряжения.
Ширина р-п перехода зависит от U по закону (1.10). При из-
менении / меняется и число некомпенсированных ионов в /-об-
ласти, т.е. меняется ее заряд. Поэтому р-п переход можно рас-
сматривать как систему из двух проводящих плоскостей, разде-
ленных диэлектриком, т.е. как плоский конденсатор. Величину
барьерной емкости можно рассчитать по формуле плоского кон-
денсатора:
С Е0Еп^/^
Здесь S, - площадь р-п перехода. Подставляя в эту формулу
(1.10), получаем
E0EnS, |Д^
Сб" 'о У и
(1.15)
26
Как видно из (1.15), Сб зависит от величины приложенного на-
пряжения, т.е. р-п переход может выполнять функции конденса-
тора переменной емкости.
В заключение заметим, что, поскольку при прямом смещении
р-п переход сужается, барьерная емкость растет. Однако в этом
случае Сб оказывается менее существенной, чем Сд.
1.8. ОБРАТНЫЙ ТОКр-п ПЕРЕХОДА
Как было отмечено выше, при обратном смещении р-п пере-
хода в нем протекает лишь небольшой ток, называемый обрат-
ным. Этот ток /0 и формирует обратную ветвь ВАХ р-п перехода
(см. рис. 1.10). В общем случае/0 состоит из четырех составляю-
щих: теплового тока, тока термогенерации, тока утечки и каналь-
ного тока.
Тепловой ток обусловлен термогенерацией электронно-ды-
рочных пар в областях р- и n-типа, удаленных от /-области не да-
лее чем на диффузионную длину (рис. 1.12). Строго говоря, диф-
фузионная длина для эмиттера и базы будет разной, но этот факт
не играет принципиальной роли для
качественного рассмотрения теплово-
го тока. Электроны и дырки, возника-
ющие в структуре, будут сортировать-
ся электрическим полем: электроны
устремляются в n-область, а дырки -
в p-область. Следует отметить, что
если термогенерация носителей заря-
да произошла в каком-либо месте Рис. 1.12
структуры, удаленном от /-области
более чем на L, то эти носители не смогут уже дойти до /-области -
они раньше рекомбинируют и, естественно, не примут участия
в образовании теплового тока.
Поскольку тепловой ток обусловлен процессами термогене-
рации носителей заряда, то он довольно сильно возрастает при
увеличении температуры. Обычно тепловой ток возрастает
в 2 раза при увеличении температуры на каждые 10 °C. Естествен-
ной представляется зависимость теплового тока от ширины зап-
рещенной зоны полупроводника, из которого выполнен р-п пе-
реход. Чем больше е3, тем меньше вероятность термогенерации
при заданной температуре и, следовательно, меньше тепловой
27
ток. Относительно теплового тока остается заметить, что он яв-
ляется основной составляющей обратного тока у германиевых
р-п переходов и слабо зависит от величины приложенного об-
ратного напряжения.
Другой составляющей обратного тока является ток термоге-
нерации, который обусловлен генерацией носителей заояда
в /-области под действием тепла. Этот ток отличается от тепло-
вого только местом, где образуются подвижные носители заря-
да. Величина тока термогенерации пропорциональна объему
обедненного слоя, т.е. ширине рч? перехода. Он растет при уве-
личении /, т.е. пропорционален ^U.
Посколькутоктермогенерации, также как и тепловой ток, об-
разуется за счет термогенерации носителей заряда, то он, по-
добно тепловому, возрастает при увеличении температуры. Од-
нако это возрастание происходит более интенсивно. Обычно ток
термогенерации возрастает в 3 раза при увеличении температу-
ры на каждые 10 °C.
В гер'маниевыхр-л переходах ток термогенерации пренебре-
жимо мал в сравнении с тепловым, а для переходов из кремния и
арсенида галлия может стать заметной частью /0 при высоких тем-
пературах.
Третьей составляющей обратного тока р-п перехода являет-
ся ток утечки. Для р-п переходов, изготовленных из достаточно
широкозонных полупроводников, поверхностные утечки могут
явиться основной составляющей, определяющей величину тока
/0. Ток утечки обусловлен многими факторами: поверхностными
энергетическими уровнями, молекулярными и ионными пленка-
ми, различными загрязнениями и т.д. При повышении напряже-
ния ток утечки возрастает по линейному закону или еще более
круто. Влияние же температуры на ток утечки выражено сравни-
тельно слабо. Отметим, что характерной особенностью тока утеч-
ки является его временная нестабильность. Образование тока
утечки, как правило, связано с несовершенством технологии из-
готовления. Примером р-п перехода, у которого ток утечки явля-
ется основной составляющей обратного тока, является кремни-
евый переход, выполненный по сплавной технологии.
Четвертой составляющей обратного тока р-п перехода явля-
ется канальный ток. Он является основной составляющей для
кремниевыхр-л переходов, выполненных по планарной техноло-
гии. Не вдаваясь здесь в особенности планарной технологии,
28
отметим, что при ее использовании поверхность кремниевых р-
п переходов покрывается защитной пленкой SiO2. Это покрытие,
с одной стороны, практически устраняетток поверхностной утеч-
ки, но, с другой стороны, порождает канальный ток Канальный
ток возникает за счет образования канала (очень тонкого слоя)
n-типа в приповерхностной области p-типа, покрытой пленкой
SiO2. Отметим, что канальный ток очень маленький: десятые доли
или единицы наноампер.
Заканчивая рассмотрение обратного тока, отметим, что, хотя
на его величину и влияют многие факторы, все же можно считать,
что он возрастает при уменьшении ширины запрещенной зоны
полупроводника, из которого выполнен р-п переход. Так, обрат-
ный ток в германиевых р-п переходах обычно на три-четыре по-
рядка выше, чем в кремниевых.
1.9. ПРОБОЙ р-п ПЕРЕХОДА
Как отмечалось выше, при рабочих величинах обратных на-
пряжений /0 невелик. Однако при превышении определенного уров-
ня U обратный ток реального р-п перехода быстро увеличивается,
т.е. наступает пробой. Под пробоем р-п перехода понимается
явление резкого увеличения обратного тока при достижении об-
ратным напряжением определенного критического значения. Все
разновидности пробоя р-п перехода можно разделить на две
основные группы пробоев: электрические и тепловые. Электричес-
кие пробои связаны с увеличением напряженности электрическо-
го поля в запорном слое р-п перехода, а тепловые - с увеличени-
ем рассеиваемой мощности и соответственно температуры.
Рассмотрим, прежде всего, основные разновидности элект-
рического пробоя: полевой (зенеровский), лавинный и поверх-
ностный. Вид ВАХ электрического пробоя
представлен на рис. 1.13. Основное -и >
внешнее отличие разновидн остей элек-
трического пробоя проявляется в вели-
чинах пробивного напряжения.
В узкихр-п переходах при относитель-
но небольших обратных напряжениях
(U < 7В) обычно возникает полевой про-
бой . В основе полевого пробоя могут ле- 'о
жать несколько эффектов. Так, под дей- Рис. 1.13
29
ствием большой напряженности электрического поля становит-
ся возможной генерация носителей заряда энергиями меньше
еэ. При малых пробивных напряжениях основным эффектом оп-
ределяющим развитие полевою пробоя, становится туннельный.
Электрический пробой, возникающий под действием этого эф-
фекта, часто называют туннельным.
В относительно широких р-п переходах при обратных напря-
жениях больше 15 В возникает лавинный пробой, механизм ко-
торого заключается в лавинном размножении носителей заряда
в сильном электрическом поле под действием ударной иониза-
ции. Электрон и дырка в запорном слое р-п перехода, ускорен-
ные электрическим полем на длине своего свободною пробега,
могут при столкновении с решеткой кристалла разорвать вален-
тную связь. В результате рождается новая пара «электрон-дыр-
ка» и процесс повторяется под действием этих новых носителей.
Таким образом, сопротивление р-п перехода начинает падать,
а ток резко возрастать.
Для того чтобы носители заряда успели приобрести высокую
скорость, необходимую при ударной ионизации, путь и время их
разгона должны быть относительно велики. Поэтому лавинный
пробой и наблюдается только в широких р-п переходах, т.е. пе-
реходах, использующих слаболегированные полупроводники.
В области р-л перехода, выступающей на поверхность, обыч-
но имеет место значительное изменение напряженности элект-
рического поля. Поверхностный заряд может привести как
к уменьшению, таки к увеличению/. В результате этого на повер-
хности р-п перехода происходит электрический пробой при на-
пряжении, меньшем, чем в объеме. Это явление носит название
поверхностного прсбоя. Большую роль в возникновении поверх-
ностного пробоя играют диэлектрические свойства поверхност-
ных покрытий.
В некоторых случаях раньше, чем возникнет электрический
пробой, может произойти тепловой. В принципе существует не-
сколько разновидностей и теплового пробоя - обычно различ-
ные локальные пробои. Однако основной интерес представляет
тепловой пробой, возникающий за счет большого /0. Этот про-
бой возникает в тех случаях, когда не обеспечивается необходи-
мый отвод тепла от р-п перехода.
Чаще всего тепловой пробой возникает в мощных германие-
вых р-п переходах, поскольку в них протекает большой обратный
30
ток. Поскольку /0 велик, то даже при небольших обратных напря-
жениях (меньших напряжения электрического пробоя) выделя-
ется большая мощность Р = Ulo. Эта мощность нагревает р-п пе-
реход, что вызывает возрастание /0, который, в свою очередь,
увеличивает Р. Такая взаимосвязь приводит к резкому увеличе-
нию тока, т.е. к пробою р-п перехода.
На рис. 1 14 приведена типовая обрат-
ная ветвь ВАХ р-п перехода при тепловом
пробое. Такая характеристика имеет уча-
сток с отрицательным дифференциаль-
ным сопротивлением. Начало этого учас-
тка соответствует температуре р-п пере-
хода, близкой к Ткр.
Заметим, что если /0 вырос благода-
ря электрическому пробою, то после это-
го может наступить тепловой пробой.
Соответственно на ВАХ после вертикаль-
Рис. 1.14
ного пробойного участка, свойственного электрическому пробою,
может иметь место участок с отрицательным сопротивлением.
Необходимо подчеркнуть, чтотепловой пробой является край-
не нежелательным явлением, поскольку он приводит к выходу
р-п перехода из строя. Поэтому в тех случаях, когда возможен
тепловой пробой, необходимо последовательно ср-п переходом
включать токоограничивающее сопротивление.
31
Глава 2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
2.1. СИЛОВЫЕ ДИОДЫ
Широкое распространение в различных электронных устрой-
ствах получили полупроводниковые диоды. Работа большинства
полупроводниковых диодов основана на использовании свойств
р-п перехода. В настоящей главе рассматриваются основные
типы современных диодов, которые широко используются в уст-
ройствах полупроводниковой электроники.
Силовыми (выпрямительными) обычно называют диоды, пред-
назначенные для преобразования переменного напряжения источ-
ников питания промышленной частоты в постоянное. Основой си-
лового диода является обычный р-п переход, вентильные свойства
которого находят в данном случае свое основное применение. Как
правило, в практических случаях р-п переход силового диода
имеет достаточную площадь для того, чтобы обеспечить большой
прямой ток. Для получения больших обратных (пробивных) напря-
жений силовой диод обычно выполняется на высокоомном мате-
риале. Пробивные напряжениг для германиевых диодов 17проб =
= 100...400 В, а для кремниевых ('гроб = 1000... 1500 В.
Основными параметрами, характеризующими силовые дио-
ды, являются:
• обратный ток при некотором значении обратного напряжения;
• падение напряжения на диоде при некотором значении пря-
мого тока через диод;
• барьерная емкость диода при подаче на него обратного на-
пряжения некоторой величины;
• диапазон частот, в котором возможна работа диода без су-
щественного снижения выпрямленного тока;
• рабочий диапазон температур.
Значение обратного тока германиевых диодов значительно
больше, чем у кремниерых диодов, причем эта разница обычно
составляет два-три порядка.
Падение напряжения на диоде при протекании прямого тока
у германиевых диодов всегда меньше, чем у кремниевых, и не
превышает обычно 1 и 1,5 В соответственно. Этот параметр ва-
32
жен при расчете допустимой мощности, рассеиваемой диодом.
Иногда, особенно в мощных силовых диодах, применяют специ-
альные радиаторы, позволяющие увеличить рассеиваемую мощ-
ность диода. Силовые диоды обычно подразделяются на диоды
малой, средней и большой мощности, рассчитанные на выпрям-
ленный ток до 0,3, от 0,3 до 10 и свыше 10 А соответственно. Ра-
бочий диапазон температур для германиевых и кремниевых ди-
одов составляет обычно -60...85 и -60... 150 °C соответственно.
Техническими условиями задаются максимальные (минималь-
ные) значения параметров для диодов данного типа. Так, задается
максимальное возможное значение обратного тока, прямого па-
дения напряжения и емкости диода. Диапазон частот задается
минимальным значением граничной частоты.
Силовые диоды, как правило, имеют очень ограниченный час-
тотный диапазон. Обычная рабочая частота равна 50 Гц. Несколь-
ко более высокую частоту (например 400 Гц) имеют некоторые
специальные диоды переменного тока. Однако силовые диоды
большой мощности в основном выпускаются для работы на пе-
ременном токе промышленной частоты 50 Гц. Рабочие же часто-
ты для силовых диодов малой и частично средней мощности, как
правило, не превышают 10 ..20 кГц.
Отметим, что, помимо одиночных диодов, промышленностью
выпускаются диодные матрицы и блоки (bi .шрямительные сбор-
ки диодов), а также высоковольтные столбы, выполненные из
последовательно соединенных диодов.
Среди силовых диодов следует особо выделить диод с барье-
ром Шотки. Барьер Шотки создается при контакте металла с по-
лупроводником (например, кремния с алюминием). Важнейшей
особенностью диодов с барьером Шотки является отсутствие
инжекции неосновных носителей заряда; их работа основана на
переносе только основных носителей. Диоды с барьером Шотки
характеризуются высоким быстродействием и малым падением
напряжения при протекании прямого тока (менее 0,4 В). Однако
к их недостаткам следует отнести малое пробивное напряжение
и большие обратные токи.
2.2. ОПОРНЫЕ ДИОДЫ
Опорными (стабилитронами) называются полупроводниковые
диоды, на вольтамперной характеристике которых имеется уча-
2-2634 3 3
VD
и-
Рис. 2.1
сток со слабой зависимостью напряже-
ния от протекающего тока. На рис. 2.1
приведены схемное обозначение опор-
ного диода (а) и его ВАХ (б). Рабочий
участок ВАХ опорного диода находит-
ся в области электрического (полевого
или лавинного) пробся перехода. В на-
стоящее время промышленностью вы-
пускаются в основном кремниевые
опорные диоды с напряжением пробоя
более 3 В (практически совпадающим
с напряжением стабилизации).
Поскольку напряжение электричес-
кого пробоя непосредственно связано
с удельным сопротивлением базы диода, то можно считать, что
опорные диоды на низкие напряжения стабилизации изготавли-
ваются из низкоомного материала (полевой пробой), тогда как
высоковольтные р-п переходы имеют достаточную ширину и в них
лавинный пробой начинается при достаточно больших обратных
напряжениях. Обычно считают, что в опорных диодах с пробив-
ным напряжением Unpo6 < 7 В имеет место полевой, а с L/npo6 >
> 15 В - лавинный пробой. При 17проб = 7...15 В пробой определя-
ется действием как лавинного, так и полевого механизмов (сме-
шанный пробой).
Опорные диоды обычно характеризуются следующими пара-
метрами: напряжением стабилизации UcV током стабилизации,
динамическим (дифференциальным) сопротивлением в режиме
стабилизации гд=dU/dl, статическим сопротивлением RCT = L/CT//CT,
коэффициентом качества Q^r^/R^, температурным коэффици-
ентом напряжения стабилизации.
Вообще говоря, напряжения пробоя и стабилизации будут
охватывать некоторую область. Поэтому для однозначного опре-
деления на вольтамперной характеристике диода некоторой точ-
ки, напряжение в которой можно принять за напряжение стаби-
лизации, необходимо задаться определенным значением тока.
Всякое отклонение от этого значения будет приводить к измене-
нию напряжения на диоде. Чем меньше изменения напряжения
соответствуют наперед заданным изменениям тока, тем лучшую
стабилизацию обеспечит опорный диод. Ток стабилизации /ст оп-
ределяется как средний рабочий ток диода. Помимо этого тока
34
в справочниках на опорные диоды иногда указываются значения
минимального и максимального токов стабилизации.
Динамическое сопоотивление г , определяющее наклон ВАХ
в области электрического пробоя, характеризует степень стаби-
лизации. Чем меньше гд, тем лучше стабилизация. Минимальные
значения гд наблюдаются у диодов с l/npo6 ~ 1 В. Статическое со-
противление RCT характеризует потери в опорном диоде для за-
данной рабочей точки. Коэффициент качества определяет, в от-
личие от динамического сопротивления, не просто наклон ВАХ,
а его отношение к напряжению стабилизации. Современные
кремниевые опорные диоды имеют коэффициент качества поряд-
ка 0,01 ...0,05 и ниже.
Исключительно важным параметром опорных диодов являет-
ся температурный коэффициент напряжения стабилизации.
С изменением температуры напряжение пробоя изменяется. Ха-
рактер этого изменения и соответственно знакТКН определяют-
ся видом электрического пробоя.
В сильнолегированных р-п переходах имеет место полевой
пробой, который определяется при прочих равных условиях ши-
риной запрещенной зоны исходного полупроводника. Темпера-
турная зависимость пробивного напряжения в этом случае
будет определяться процессами термогенерации. С ростом тем-
пературы вероятность перехода электрона из валентной зоны
в зону проводимости возрастает и, следовательно, напряжение
пробоя падает. Таким образом, низковольтные опорные диоды
имеют отрицательный ТКН.
В слаболегированных р-п переходах имеет место лавинный
пробой, который определяется при прочих равных условиях ско-
ростью носителей заряда в обедненном слое, необходимой для
ударной ионизации валентных связей. Поэтому температурная
зависимость пробивного напряжения будет определяться тем-
пературной зависимостью скорости носителей заряда. С ростом
температуры скорость носителей заряда уменьшается, поскольку
уменьшается их подвижность (см. гл. 1). Поэтому для того чтобы
при меньшей подвижности носитель заряда приобрел скорость,
необходимую для ударной ионизации, необходимо увеличить
напряженность электрического поля в обедненном слое, что до-
стигается за счет увеличения обратного напряжения. Таким об-
разом, в высоковольтных опорных диодах L/npo6 увеличивается
с возрастанием температуры, т.е. ТКН имеет положительный знак.
35
Изменение знака ТКН происходит при концентрациях приме-
сей в слаболегированной области опорного диода (базе) порядка
5- 1016см-3. В этой области (L/npo6 = 5...6 В) изменения напряжения
стабилизации с изменением температуры будут минимальны. Ти-
повые значения ТКН не более 0,2.. .0,4 %/°С.
В заключение следует отметить, что работа опорных диодов при
стабилизации малых токов не всегда возможна, поскольку в этом
режиме наблюдаются большие шумы. При возрастании тока стаби-
лизации (обычно /ст > 3 мА) шумы уменьшаются до уровней, позво-
ляющих осуществлять качественную стабилизацию напряжения.
2.3. ДИОДЫ ВЧ И СВЧ
Для того чтобы полупроводниковые диоды могли работать
в области высоких (ВЧ) и сверхвысоких (СВЧ) частот, необходи-
мо обеспечить в них минимальные реактивности, что достига-
ется благодаря специально принятым конструктивно-техноло-
гическим мерам.
Одна из основных причин инерционности полупроводниковых
диодов представляется диффузионной емкостью. При протека-
нии через диод прямого тока в базе создается избыточная
концентрация неосновных носителей заряда. Избыточная концен-
трация может во много раз превышать равновесную концентра-
цию неосновных носителей в базе. При уменьшении прямого тока
неравновесный заряд не может мгновенно уменьшиться и сохра-
няется в базе в течение определенного времени, сравнимого
с временем жизни неосновных носителей заряда. В случае, ког-
да ширина базы в несколько раз превышает диффузионную дли-
ну неосновных носителей, для определения диффузионной ем-
кости может быть использована формула (1.14).
В диодах такой конструкции уменьшить Сд можно лишь с по-
мощью уменьшения времени жизни т. Для уменьшения т обычно
используется легирование материалами, образующими большое
число ловушек (например, легирование золотом). Метод умень-
шения времени жизни неосновных носителей в базе использует-
ся в основном для изготовления мощных ВЧ диодов.
Другой разновидностью ВЧ диода является диод с короткой
базой. В таком диоде ширина оазы меньше диффузионной
длины пути неосновных носителей. Следовательно, время нахож-
дения неосновных носителей в базе будет уже определяться вре-
36
менем, необходимым им для ее прохождения и достижения
базового омического контакта. В таких диодах уменьшить Сд мож-
но за счет уменьшения ширины базы. Однако выполнить тонкий
базовый слой с равномерной шириной на большой площади тех-
нологически довольно сложно, поэтому диоды с короткой базой
обычно изготавливаются как маломощные варианты ВЧ диодов.
Еще более жесткие требования к уменьшению емкостей
предъявляются в СВЧ диодах. Корпус СВЧ диода проектируется
таким образом, чтобы он имел минимальные значения собствен-
ной емкости и индуктивности, обеспечивал надежное крепление
в детекторной камере и повторяемость настройки. Основной осо-
бенностью СВЧ диодов, определяющей их конструкции и пара-
метры, является то, что этот класс полупроводниковых диодов
предназначен для использования в волновой технике. Эксплуа-
тационные свойства СВЧ диодов принято характеризовать таки-
ми параметрами как рабочая частота, коэффициент шума, поте-
ри преобразования и т.д.
В точечных СВЧ диодах малое значение емкости получают за
счет малой площади р-п перехода. Однако малая площадь пере-
хода (контакта) позволяет изготавливать только маломощные
СВЧ диоды, причем с высокой чувствительностью к перегрузкам.
В настоящее время широко применяются СВЧ диоды с p-i-n
структурой. Такая структура представляет собой две сильно ле-
гированные области р- и n-типа, разделенные достаточно ши-
рокой областью (эпитаксиальной пленкой), проводимость кото-
рой близка к собственной (/-область). Емкость p-i-n структуры
определяется ее размерами и не зависит от приложенного на-
пряжения. Значение этой емкости можно определить по форму-
ле плоского конденсатора. Поскольку/-область значительна, то
изменение ширины обедненного слоя под действием приложен-
ного напряжения мало скажется на значении /0. В p-i-n диодах за
счет увеличения (0 можно получить малые емкости даже при боль-
ших площадях переходов, что позволяет изготовлять мощные
(до 10 кВт) СВЧ диоды.
Необходимо отменить, что в качестве ВЧ и СВЧ диодов могут
быть использованы структуры с барьером Шотки и с гетеропе-
реходом. Гетеропереходом называется переход (граничный слой)
между двумя полупроводниками с разной шириной запрещенной
зоны. В некоторых диодах с гетеропереходом, как и в диодах
с барьером Шотки, процессы прямой проводимости формиру-
37
ются за счет участия только основных носителей заряда. Таким
образом, у рассматриваемых диодов отсутствует диффузионная
емкость, связанная с накоплением и рассасыванием неосновных
носителей заряда в базе, что и определяет их хорошие высоко-
частотные свойства.
2.4. ВАРИКАПЫ
Варикапом называется полупроводниковый нелинейный уп-
равляемый конденсатор, сконструированный таким образом, что-
бы потери в диапазоне рабочих частот были минимальными.
В варикапах используется свойствор-п перехода изменять свою
емкость под действием внешнего напряжения.
Практическому применению диффузионной емкости р-п пе-
рехода препятствуют ее сильная зависимость от температуры
и част ты, высокий уровень собственных шумов и низкая доб-
ротность Барьерная емкость р-п перехода Сб лишена указанных
недостатков и поэтому широко используется (в частности, для
варикапов).
Основными параметрами варикапа являются: номинальная
емкость (при номинальном напряжении); максимальная и мини-
мальная емкости при минимальном и максимальном смещении
соответственно; коэффициент перекрытия - отношение макси-
мальной емкости к минимальной, температурный коэффициент
емкости; добротность.
Добротность варикапа О определяется отношением реактив-
ного сопротивления к активному. При работе на высоких часто-
тах добротность можно представить как Q = Д/2^С^& где гб -
сопротивление слаболегированной области варикапа. По задан-
ным значениям добротности, емкости и наивысшей рабочей
частоты можно определить максимально допустимое сопротив-
ление гб. Следует заметить, что на высоких частотах нельзя по-
высить добротность за счет увеличения площади р-п перехода,
хотя гб обратно пропорционально площади перехода, емкость пе-
рехода прямо пропорциональна площади. Помимор-п перехода
в основе варикапа можно использовать барьер Шотки. Такие ва-
рикапы имеют малое гб, поскольку в качестве одного из основ-
ных слоев используется металл.
Основное применение варикапов - электронная перестройка
частоты колебательных контуров. В настоящее время существу-
38
ет несколько разновидностей варикапов, находящих широкое
применение в различных устройствах полупроводниковой элек-
троники. Это прежде всего параметрические диоды, предназна-
ченные для усиления и генерации СВЧ сигналов, и умножитель-
ные диоды, предназначенные для умножения частоты в широком
диапазоне частот. Иногда умножительные диоды используют и
диффузионную емкость.
2.5. ТУННЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
Туннельные диоды интересны тем, что, будучи двухполюсни-
ками, могут усиливать сигналы. Это объясняется наличием на их
ВАХ участка с отрицательным сопротивлением (рис. 2.2).
Отличительными особенностями туннельного диода являют-
ся: очень малые удельные сопротивления областей р- и п- (вы-
рожденные полупроводники) и соответственно очень малая ши-
рина обедненного слоя р-п перехода. Уровни примесных атомов
сливаются с соответствующими основными энергетическими
зонами областей р-п перехода. В результате уровень Ферми рас-
полагается не в запрещенной зоне, а в разрешенных зонах: в ва-
лентной зоне для области p-типа и в зоне проводимости для об-
ласти n-типа. При этом энергетическая диаграмма туннельного
р-п перехода в равновесном состоянии будет примерно такой,
как показано на рис. 2.3. Носители зарядов имеют возможность
переходить из одной области р-п перехода в другую без измене-
ния своей энергии (по «горизонтали»), т.е. не преодолевая по-
тенциальный барьер. Это явление представляет собой туннель-
ный эффект, откуда и происходит название диодов.
Следует отметить, что туннельный переход электрона из од-
ной области в другую возможен лишь в случае, если в этой обла-
сти, куда он переходит, существует вакантный энергетический
уровень с разрешенной энергией, равной энергии данного элек-
39
трона. Поскольку потолок валентной зоны в p-области содержит
в основном вакантные энергетические уровни (заштрихованная
часть зоны), а дно зоны проводимости в п-области - занятые элек-
тронами уровни (заштрихованная часть зоны), то туннельный пе-
реход электрона из n-области вр-область наиболее вероятен при
совмещении этих заштрихсзанных частей зон.
В равновесном состоянии (см. рис. 2.3) число электронов, пе-
реходящих.за счет туннельного эффекта из n-области вр-область
и обратно, одинаково. В этсм случае ток через диод равен нулю.
При подаче нар-n переход положительного напряжения заштри-
хованные части зон начинают сходиться, возникает ток за счет
туннельного перехода электронов из n-области вр-область. Тун-
нельный ток достигает максимального значения при полном со-
вмещении заштрихованных участков зон. При дальнейшем уве-
личении положительного напряжения на диоде заштрихованные
участки зон начинают расходиться - туннельный ток уменьшает-
ся и при полном расхождении становится равным нулю. Однако
при этом за счет увеличения прямого смещения начинает появ-
ляться и возрастать диффузионный ток (обычная вольтамперная
характеристика р-п перехода). Реальная ВАХ туннельного диода
получается при сложении туннельной и диффузионной состав-
ляющих тока (см. оис. 2.2).
При подаче обратного смещения происходит туннелирование
электронов из p-области в п-область - обратный ток резко воз-
растает, что и находит свое отражение на обратной ветви ВАХ
туннельного диода (туннельный пробой).
Вольтамперная характеристика туннельного диода (см. рис. 2.2)
описывается следующими основными параметрами: током lv
соответствующим максимуму (пику) ВАХ, и напряжением на дио-
де при токе максимума Uv минимальным значением тока /2, соот-
ветствующим минимуму (седлу) В АХ, и напряжением минимума U2,
напряжением Ц, соответствующим напряжению на диоде при токе,
равном /1 на диффузионной ветви характеристики (разность
U3 - U-t принято называть напряжением скачка).
Туннельный диод представляет собой полупроводниковый
прибор, работающий при малых напряжениях (десятые доли
вольта) и относительно небольших токах (единицы миллиампер).
Разновидностью туннельного диода является так называемый
обращенный диод, ВАХ которого приведена на рис. 2.4. Особен-
ностью обращенного диода является отсутствие максимума тока
4S
на прямой ветви ВАХ. Технология изготовления 1
туннельных и обращенных диодов почти одина- ,
кова; различие состоит главным образом в под- /
боре исходных материалов - у обоащенных ди- У
одов концентрация примесей меньше, чем у тун- i
нельных.
Иногда ВАХ туннельного диода называют
/У-образной характеристикой. Действительно, та-
кая ВАХ (см. рис. 2.2) очень похожа на латинскую букву N. Участок
этой ВАХ, где с ростом напряжения происходит уменьшение тока,
представляет отрицательное сопротивление. Однако отрица-
тель! юе сопротивление может представляться не только /У-об-
разной ВАХ, но и S-образной. Среди полупроводниковых диодов
известны структуры, обладающие S-образной ВАХ. Такие диоды
называются S-диодами, или диодами с длинной базой. Физичес-
кий механизм возникновения отрицательного сопротивления в них
заключается в перераспределении внешнего напряжения между за-
порным слоем р-п перехода и базой.
2.6. ГЕНЕРАТОРНЫЕ ДИОДЫ
Генераторные диоды предназначены для осуществления ге-
нерации СВЧ колебаний. Они относятся к классу двухполюсни-
ков, обладающих участком отрицательного сопротивления на
ВАХ. Сднако в отличие от таких полупроводниковых диодов как,
например, туннельные диоды, отрицательное сопротивление
у генераторных диодов проявляется только на достаточно высо-
ких частотах и не проявляется в статическом режиме.
Одной из разновидностей генераторных диодов является ла-
винно-пролетный диод (ЛПД). На его ВАХ возникает участок
с отрицательным сопротивлением при лавинном пробое р-п пе-
рехода на высоких частотах. В результате в ЛПД, помещенном
в резонатор, могут генерироваться колебания.
Необходимо отметить, что серьезным недостатком ЛПД являют-
ся высокие уровни собственных шумов. Для СВЧ диапазона в ЛПД
преобладают дробовые шумы, которые за счет лавинного умноже-
ния возрастают во много раз. Поэтому уровень шумов ЛПД значи-
тельно выше, чем других СВЧ диодов, например, диодов Ганна.
Диодом (или генератором) Ганна является СВЧ полупровод-
никовый двухполюсник, состоящий из бруска арсенида галлия
41
катодГ7 S-1 Анод малых размеров (без р-п перехода). На тор-
.*• [ цевые части бруска нанесена металлизация,
' представляющая собой электроды диода -
Рис. 2.5 катод и анод (рис. 2.5). При приложении к
электродам диода постоянного напряжения
достаточно большой величины в ней возникают высокочастот-
ные электрические колебания.
Приблизительно механизм возникновения колебаний таков. При
приложении напряжения между катодом (минус) и анодом (плюс)
возникает определенная напряженность электрического поля
в бруске арсенида галлия. Необходимо, чтобы напряженность поля
была достаточно большой (более 3,4 кВ/см). Напомним, что при
увеличении напряженности поля выше определенного, критичес-
кого значения подвижность носителей заряда уменьшается по
закону (1.2). Предположим, что в определенном сечении рассмат-
риваемого бруска имеется некоторая неоднородность (заштрихо-
ванная область на рис. 2.5). В области этого сечения электричес-
кое сопротивление повышается и напряженность электрического
поля здесь будет выше, чем в других сечениях по длине образца.
Следовательно, при увеличении напряжения на диоде критичес-
кая напряженность возникает в первую очередь в рассматривае-
мом сечении, и именно в нем начинает уменьшаться подвижность
электронов, что. в свою очередь, приведет к увеличению сопро-
тивления и напряженности электрического поля в этом сечении.
Таким образом, напряженность электрического поля в рассматри-
ваемом сечении будет возрастать, в то время как слева и справа от
этого сечения она будет падать. Это значит, что медленные элект-
роны будут находиться лишь в довольно узкой зоне диода.
Слева и справа от этой зоны будут двигаться легкие (быст-
рые) электроны. Слева эти электроны будут догонять зону тяже-
лых (медленных) электронов, в результате образуется область
повышенной концентрации электронов - область отрицательно-
го объемного заряда. Справа легкие электроны будут уходить
вперед, благодаря чему образуется область, обедненная элект-
ронами, т.е. область положительного объемного заряда. Такой
слой объемных зарядов с высокой концентрацией медленных
электронов принято называть электрическим доменом. Электри-
ческий домен будет дрейфовать от катода к аноду.
Когда домен достигает анода, он аннигилирует (исчезает),
у катода возникает другой домен и начинает свое движение че-
42
рез диод, повторяя весь цикл. В результате возникает периоди-
ческая модуляция тока со сверхвысокой частотой. Колебания
тока, вызванные модуляционным эффектом областей сильного
поля, и составляют эффект Ганна. Частота колебаний равна дрей-
фовой скорости области сильного поля (~107 см/с), деленной на
длину образца. Например, при длине бруска порядка 10 мкм ган-
новская частота составляет 10 ГГц.
2.7. ФОТОДИОДЫ
Фотодиодами называются фотоэлектрические приборы с од-
нимр-n переходом. В фотодиоде используется явление внутрен-
него фотоэффекта.
Внутренним фотоэффектом называется процесс ионизации
атомов кристаллической решетки полупроводника или примеси
в ней квантами света, сопровождающийся образованием подвиж-
ных носителей заряда. Интенсивность фотоионизации (фото-
генерации) определяется энергией квантов падающего на по-
лупроводник излучения, их потоком и спектром поглощения
полупроводника. При ионизации атомов основного вещества
генерируются электронно-дырочные пары. Такой фотоэффект
повышает собственную электропроводность полупроводника
и называется собственным. При ионизации атомов примеси фо-
тоэффект называется примесным. В полупроводниках собствен-
ный фотоэффект проявляется значительно сильнее примесного.
Квант света может отдать свою энергию электрону, находя-
щемуся в валентной зоне. Для перехода в зону проводимости
электрон должен получить приращение энергии, превышающее
ширину запрещенной зоны. Собственный фотоэффект возникает
в том случае, если энергия кванта света превышает е3. Для крем-
ния максимальная длина волны (порог фотоэффекта) лежит в инф-
ракрасной области 1,1 мкм Граница фотоэффекта соответству-
ет переходу электрона с самого высокого уровня валентной зоны
на самый низкий уровень зоны проводимости. При более коротких
длинах волн электроны переходят с более низких уровней валент-
ной зоны на более высокие уровни зоны проводимости.
Фотодиод можно включать в схему как с внешним источником
питания (через дополнительное сопротивление), так и без него.
При приложении обратного смещения кр-п переходу режим его
работы принято называть фотодиодным.
43
При отсутствии освещения в фотодиоде протекает лишь тем-
новой ток /0, являющийся обратным током р-п перехода. Если фо-
тодиод осветить, то кванты света будут вырывать электроны из
связей. При этом дополнительно к тепловым носителям заряда
будут возникать электроны и дырки, вызванные световым воз-
буждением. Если электронно-дырочные пары образуются на рас-
стоянии от запорного слоя, не превышающем диффузионной
длины, то они смогут дойти до /-области раньше, чем успеют ре-
комбинировать. У запорного слоя парные заряды разделяются
(«сортируются» электрическим полем перехода). Те заряды, ко-
торые являются неосновными для данной области, увлекаются
полем р-п перехода. Основные носители, оставшиеся возле
/-области, создают объемный заряд, поле которого увлекает их
в противоположную сторону.
Чем сильнее световой поток, которым облучается фотодиод,
тем выше концентрация возбужденных неравновесных носите-
лей заряда вблизи запорного слоя и тем
больше фототок через диод. На рис. 2.6
приведена ВАХ фотодиода для различ-
ных значений светового потока Ф.
В широких пределах уровней освещен-
ности фототок /ф зависит от светового по-
тока, падающего на светочувствительную
часть диода, практически линейно.
Коэффициент пропорциональности
= d/ф/с/Ф называется интегральной
чувствительностью фотодиода. Обычно Кф составляет несколь-
ко миллиампер на люмен.
Наряду с интегральной чувствительностью одним из основных
параметров фотодиода является пороговая чувствительность, ко-
торая определяется минимальным световым сигналом, вызываю-
щим в диоде изменение тока, различимое на фоне собственных
шумов фотодиода. Область спектральной чувствительности фото-
диода определяется как область спектра падающего излучения,
в которой интегральная чувствительность составляет не менее
10 % максимального значения.
Кроме фотодиодного режима в устройствах полупроводни-
ковой электроники используются и другие режимы работы, наи-
более распространенным из которых является вентильный (фо-
тогальванический) режим. В этом режиме к фотодиоду не при-
44
кладывается никакого внешнего смещения, т.е. фотодиод работа-
ет без внешнего источника питания
При освещении р-п перехода фотодиода, работающего в вен-
тильном режиме, на его выводах возникает вентильное напря-
жение UB. Величина UB зависит от свойств полупроводника
(ширины запрещенной зоны, времени жизни и подвижности), со-
стояния поверхности, длины волны, интенсивности падающего
света и других параметров. Максимальное значение UB не может
превышать Дф0 (для кремниевых диодов порядка 0,7 В). Вентиль-
ный режим широко используется при работе полупроводниковых
солнечных батарей.
Отметим, что наиболее перспективные конструкции фотоди-
одов реализуются на основе p-i-n структуры.
2.8. СВЕТОДИОДЫ
Светодиодами называются маломощные полупроводниковые
источники света. В светодиодах, в отличие от фотодиодов, р-п
переход всегда смещен в прямом направлении. Светодиод пред-
ставляет собой излучающий р-п переход, свечение которого выз-
вано рекомбинацией носителей заряда в высокоомной области
диода (обычно базе).
Неосновные носители в базе (инжектированные эмиттером),
рекомбинируя (переходя из зоны проводимости в валентную зону),
могут излучать освободившуюся энергию в виде квантов света.
Такую непосредственную рекомбинацию носителей принято на-
зывать излучательной. Наиболее интенсивно излучательная ре-
комбинация происходит в так называемых прямозонных полу-
проводниках, типичным представителем которых является ар-
сенид галлия. Такие полупроводники имеют специфическую зон-
ную диаграмму. Длина волны X излучаемого света однозначно
определяется энергией кванта, которая при излучательной реком-
бинации в полупроводниках приблизительно равна ширине запре-
щенной зоны. Поэтому X=h/E3, meh- постоянная Планка. Для свето-
диодов, изготовленных из арсенида галлия, X - 0,9... 1,4 мкм (инф-
ракрасное излучение), из фосфида галлия X = 0,7 мкм (красное
излучение) и из карбида кремния X = 0,55 мкм (желто-зеленое из-
лучение).
Энергетической характеристикой светодиодов является кван-
товый выход (эффективность), определяемый как отношение чис-
45
ла генерируемых квантов света к числу рекомбинируемых элект-
ронов. Квантовый выход показывает, сколько квантов излучения
на выходе источника света возникает на каждый электрон, про-
ходящий по цепи управления. Квантовый выход всегда меньше
единицы и для современных светодиодов обычно составляет
0,01...0,04. Отметим, что в светодиодах с гетеропереходом он
может быть увеличен даже до 0,3.
Основной характеристикой светодиода как источника света
является его яркостная (мощностная) характеристика, которая
представляет собой зависимость выходной яркости (мощности)
Ри от тока /. Эту зависимость для небольших рабочих токов мож-
но представить как
Р. = Р.т2,
где Ри1 - выходная мощность излучения при / = /г С возрастани-
ем тока эта зависимость приближается к линейной. Следует от-
метить, что при повышении рабочей температуры мощность из-
лучения светодиода уменьшается.
Светодиод является быстродействующим источником света,
при работе в номинальном режиме его переключение осуществ-
ляется за 10-7...10~9 с. В настоящее время светодиоды широко
используются в различных устройствах полупроводниковой элек-
троники. Прежде всего интересен оптрон (оптоэлектронная
пара). Оптрон является одной из основных структур в оптоэлект-
ронике, он представляет собой комбинацию светодиода, гене-
рирующего свет под действием электрического тока, и фотопри-
емника (фотодиода, фототранзистора и др.), генерирующего или
изменяющего ток под действием освещения. На рис. 2.7 приве-
дено схемное изображение оптрона «светодиод-
+ —-1 [—— фотодиод». Такая комбинация по функции ана-
логична электромагнитному реле и характерна
прежде всего гальванической развязкой входной
(управляющей) и выходной (нагрузочной) цепей
Рис. 2.7 Однако в принципе возможности оптрона гораз-
до богаче: он может служить основой целого ряда
электронных устройств, характерных использованием электри-
ческих и оптических связей.
Глава 3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
3.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ
Биполярными транзисторами называются активные полупро-
водниковые элементы с двумя р-п переходами и тремя электро-
дами (внешними выводами). Главным отличительным признаком
этой группы транзисторов является то, что для обеспечения их
нормальной работы необходимо иметь носители зарядов двух
типов - электроны и дырки. В основе функционирования биполяр-
ного транзистора лежит инжекция неосновных носителей заряда.
В биполярном транзисторе используются два встречно вклю-
ченных р-п перехода. Эти р-п переходы образуются на границах
тех трех слоев, из которых состоит транзистор (рис. 3.1). В зави-
симости от типа электропроводности слоев биполярные транзи-
сторы имеют п-р-п или р-п-р тип структуры. На рис 3.1, а изоб-
ражена упрощенная структура биполярного транзистора п-р-п
типа. В дальнейшем, чтобы не дублировать всех рассуждений
и выводов, основное внимание будем уделять наиболее распро-
страненной п-р-п структуре.
Наиболее сильнолегированный крайний слой транзистора
(п+-типа) принято называть эмиттером, другой крайний слой
(п-типа) - коллектором, а средний слой (р-типа) - базой. Пере-
ход между эмиттером и базой называется эмиттерным, а р-п пе-
реход между коллектором и базой - коллекторным.
Эмиттерный переход обычно смещается в прямом направ-
лении, а коллекторный - в обратном (нормальное или прямое
включение транзистора). Если эмиттерный переход смещен в об-
47
ратном направлении, а коллекторный - в прямом, то такое вклю-
чение биполярного транзистора называется инверсным, или
обратным.
Непременным условием нормальной работы биполярного
транзистора является достаточно малая ширина базы W; необ-
ходимо, чтобы было выполнено условие W« L, где/.-диффузи-
онная длина неосновных носителей в базе. Основные свойства
биполярного транзистора определяются процессами в базе. От-
метим, что в реальных транзисторах площадь эмиттера всегда
меньше площади коллектора.
Существует несколько способов включения биполярного тран-
зистора На рис 3.1, а транзистор зключен нормально по схеме
с общей базой (ОБ). Действительно, электрод базы является об-
щим для входной и выходной цепей (на эмиттер и коллектор на-
пряжение задается относительно базы). На рис. 3 1,6 приведе-
на зонная диаграмма для биполярного транзистора п-р-п типа
в рабочем состоянии при нормальном включении.
При прямом смещении эмиттерного перехода снижается по-
тенциальный барьер и происходит инжекция электронов из эмит-
тера в базу. За счет инжекции электронов в базу, а также инжек-
ции дырок из базы в эмиттер формируется ток эмиттера /э.
Инжектированные электроны проходят базу и, дойдя до коллек-
торного перехода, экстрагируются (втягиваются электрическим
полем) в коллектор. Значит, в выходной (коллекторной) цепи по-
течет ток коллектора /к. За время прохождения базы часть элект-
ронов рекомбинирует, в результате чего образуется ток базы /Б.
Изложенное выше позволяет в соответствии с первым законом
Кирхгофа записать:
/э~^к + ^Б’ (3-1)
В большинстве практических случаев стремятся уменьшить
ток базы, что достигается за счет снижения рекомбинационных
процессов в базе. При этом улучшаются усилительные способ-
ности транзистора.
Основным параметром биполярного транзистора является ко-
эффициент усиления (передачи) по току. Для схемы ОБ коэффи-
циент усиления по току обозначается буквой а и определяется
для нормально включенного транзистора как а = /к//э. Поскольку
/к < /э, то а < 1 • Значение а стремятся по возможности прибли-
зить к единице. Для современных биполярных транзисторов
48
а = 0,98...0,999. Таким образом, схема ОБ не обеспечивает уси-
ления тока.
Если для транзистора, включенного по схеме рис. 3.1, а, уп-
разднить прямое смещение эмиттерного перехода (оборвать
цепь эмиттера), то в цепи коллектора будет протекать лишь не-
большой обратный ток коллекторного перехода /КБО (обратный
гок протекает по цепи коллектор база).
Теперь кратко остановимся на схеме ОБ, где биполярный тран-
зистор включен инверсно (рис. 3.2). Здесь использовано услов-
ное обозначение п-р-п транзистора, принятое при изображении
принципиальных электрических схем. Буквами Э, Б и К обозна-
чены выводы от эмиттера, базы и коллектора соответственно.
Отметим, что условное обозначение р-п-р транзистора отлича-
ется от обозначения п-р-п транзистора только направлением
стрелки на эмиттере.
Коэффициент усиления по току биполярного транзистора,
включенного по схеме рис. 3.2, обозначим кака,. Его принято на-
зывать инверсным коэффициентом усиления. В реальных тран-
зисторах всегда а, < а.
Если в схеме на рис. 3.2 оборвать входную цепь (цепь коллек-
тора), то в цепи обратно смещенного эмиттерного перехода бу-
дет протекать лишь обратный ток /ЭБ0 (обратный ток поотекает
по цепи эмиттер - база).
Основной схемой включения биполярного транзистора в уст-
ройствах полупроводниковой электроники является схема с об-
щим эмиттером (ОЭ). На рис. 3.3 приведена наиболее распрост-
раненная схема ОЭ для нормального включения транзистора
п-р-п типа. Напряжение 1УБЭ смещает эмиттерный переход в пря-
мом направлении. Поскольку напряжение иБЭ значительно мень-
ше, чем напряжение икэ (Е/БЭ ~ 0,7 В, а икэ обычно составляет
единицы или десятки вольт), то коллекторный переход оказыва-
ется смещенным в обратном направлении, т.е. имеет место нор-
мальное включение транзистора.
Коэффициент усиления по току биполярного транзистора для
схемы ОЭ обозначается буквой В и определяется как В = /К//Б.
Рис. 3.2
Рис. 3.3
49
Для схемы ОЭ ток базы транзистора является входным током,
а ток коллектора - выходным. Использовав соотношение (3.1),
нетрудно получить связь между В и а в виде
В = а/(1-а). (3.2)
Учитывая реальные значения а, из (3.2) находим, что значение
В обычно составляет десятки - сотни. Таким образом, транзистор,
включенный по схеме ОЭ, является хорошим усилителем тока.
Необходимо подчеркнуть, что биполярный транзистор явля-
ется полупроводниковым прибором, который управляется вход-
ным током (током эмиттера или базы). Это обусловлено малым
входным сопротивлением транзистора, при котором трудно за-
дать фиксированное значение входного напряжения. Так, для схе-
мы ОБ входное сопротивление фактически есть сопротивление
р-п перехода при прямом смещении.
3.2. ВОЛЬТАМПЕРНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Поскольку биполярный транзистор является структурой, со-
стоящей из двух встречно включенныхр-п переходов, то его мож-
но представить в виде эквивалентной схемы (физической моде-
ли), приведенной на рис. 3.4. Здесь р-п переходы изображены
в виде диодов, а их взаимодействие
отражено генераторами токов. Если
через эмиттерный диод протекаетток
/1, то за счет этого тока в цепи коллек-
тора будет протекать несколько
меньший ток а/г Если транзистор
работает в инверсном включении, то
прямому'гоку (току инжекции) р цепи
Рис. 3.4
коллектора /2 соответствует ток в цепи эмиттера а/2. Таким обра-
зом, в общем случае токи эмиттера и коллектора складываются
из двух компонентов:
/э = а/1-а/2,
(3.3a)
/к=а/1-/2. (3.36)
Связь токов /л и /2 с напряжениями на переходах такая же, как
и в отдельном р-п переходе, т.е. выражается формулой (1.11):
50
/1 = /01(ехрС/ЭБ/фт-1), (3.4a)
l2= /02(expUKB/<pT-1). (3.46)
Токи /01 и /02 являются обратными токами соответствующего
перехода при закороченном другом переходе транзистора. Их
можно выразить через обратные токи режима холостого хода /ЭЕ0
и /КБ0 следующим образом:
/01 = /эбо(1-“«.) (3.5а)
4)2 = 4<бо( 1 ~ аа/)- (3.56)
На практике именно токи /ЭБО и /КБО принято называть обрат-
ными токами переходов транзистора.
Подставив (3.4) и (3.5) в формулы (3.3), получим выражения
для статических ВАХ биполярного транзистора:
/ - _W(exp^_l)_ (ехр^-1), (3.6а)
э 1 - аа,- фт 1 - аа,- срт
. а^эво ч 4<бо , „ Ц<б ..
/к= -------(ехр—-1)- ;--------(ехр-----1). (3.66)
к 1 - аа, Фт 1 - аа, фт
Как следует из (3 1), ток базы можно записать виде разно-
сти /э и /к. Выражения (3.6) принято называть формулами Эберса
- Молла. Они являются математической моделью бип ^лярного
транзистора и составляют основу для анализа его работы.
Модель транзистора, изображенная на рис. 3.4, является иде-
ализированной, в ней использован ряд упрощений (в частности,
не учтены объемные сопротивления слоев транзистора). Поэто-
му и формулы Эберса - Молла описывают ВАХ биполярного тран-
зистора несколько приближенно. Однако, несмотря на свою при-
ближенность, они хорошо отражают основные особенности тран-
зистора при любых сочетаниях напряжений на переходах.
Необходимо отметить, что в транзисторах обычно выполня-
ется соотношение а/ЭБО = а/КБ0. Это соотношение в ряде случаев
позволяет упростить формулы (3.6). Так, используя некоторые
допущения, можно записать для тока коллектора:
'к= а]э - 'кбо^хрЦсб/Фт -1 ) (3.7)
51
Рис. 3.5
Выражение (3.7) представляет собой выходные (коллектор
ные) ВАХ биполярного транзистора, включенного по схеме, ОБ
(рис. 3.5, а). Из рис. 3.5, а видно, что выходные ВАХ располага
ются в двух квадрантах: ВАХ в перзом квадранте соответствует
активному режиму работы, а во втором квадранте - режиму на-
сыщения. Основным режимом работы биполярного транзистора
в устройствах непрерывного действия является активный режим.
Для этого режима и будут справедливы все приводимые ниже
формулы и выводы. Так, формула (3.7) в активном режиме рабо-
ты биполярного транзистора упрощается и приобретает вид
/к = а/э + /КБО. Она широко используется на практике.
В отличие от идеализированных выходных ВАХ реальные ха-
рактеристики транзистора всегда имеют некоторый наклон: ток
коллектора возрастает (хотя и очень слабо) при увеличении
выходного напряжения иКБ. Это определяется эффектом Эрли,
сущность которого состоит в том, что при увеличении обратного
напряжения на коллекторном р-п переходе он расширяется.
Расширение в основном происходит в сторону базы как более
высокоомного слоя, при этом ширина базы уменьшается. Умень-
шение ширины базы приводит ктому, что значительное число нео-
сновных носителей проходит базу, не рекомбинируя в ней, и, сле-
довательно, больше носителей заряда попадает в коллектор,
вызывая рост/к.
На рис. 3.5, б приведены входные ВАХ биполярного транзис-
тора, включенного по схеме ОБ. При 0КБ = 0 входная характерис-
тика представляется обычной диодной экспонентой. Реальная
входная ВАХ при увеличении рабочего напряжения ОКБ смещает-
ся влево вверх из-за влияния эффекта Эрли.
Теперь рассмотрим ВАХ биполярного транзистора для основ-
ной схемы включения - схемы ОЭ. Входным током в схеме ОЭ
52
Рис. 3.6
является ток базы. На рис 3.6, а приведены входные ВАХ бипо-
лярного транзистора, включенного по схеме ОЭ.
Внешне эти характеристики похожи на входные ВАХ схемы ОБ.
Однако входные ВАХ схемы ОЭ смещаются вправо вниз при уве-
личении выходного напряжения (7КЭ. Следует отметить, что для
большинства практических случаев влияние икэ входные ВАХ
прекращается уже при напряжениях, составляющих десятые доли
вольта.
При икэ = 0 (коллектор замкнут на эмиттер) биполярный тран-
зистор можно представить в виде двух диодов (эмиттерного
и коллекторного), включенных параллельно. В этом случае ток
базы представляется суммой двух токов, протекающих по эмит-
терному и коллекторному диодам. При подаче выходного напря-
жения икэ > 0 коллекторный переход смещается в обратном на-
правлении, ток в цепи коллектор - база резко уменьшается.
В этом случае входная ВАХ транзистора формируется только за
счет рекомбинации части неосновных носителей заряда, инжек-
тированных в базу из эмиттера.
На рис. 3.6, б приведены выходные ВАХ биполярного транзи-
стора, включенного по схеме ОЭ. По сравнению с выходными
характеристиками транзистора, включенного по схеме ОБ, они
имеют больший наклон, т.е. на их вид большее влияние оказыва-
ет эффект Эрли. Главной особенностью выходных ВАХ схемы ОЭ
является то, что они полностью расположены в первом квадранте.
Ток/кэо. протекающий в цепи коллектор-эмиттер транзистора
при оборванном входном электроде - базе (/Б = 0), намного боль-
ше обратного тока коллекторного перехода /КБО:
'кэо='кБо(е+1). (3.8)
Из (3.8) следует, что неуправляемый ток в цепи коллектора
в схеме ОЭ значительно больше, чем в схеме ОБ. За счет этого
53
выходные ВАХ схемы ОЭ более чувствительны к изменениям тем-
пературы. При повышении температуры выходные характерис-
тики смещаются в сторону больших токов, а наклон их увеличи-
вается.
Помимо входной и выходной характеристик иногда использу-
ется и проходная (передаточная) ВАХ биполярного транзистора
(рис 3.6, в). Эта характеристика представляет собой зависимость
выходного тока от входного, т.е. для схемы ОЭ - тока коллектора
оттока базы. Влияние напряжения икэ на проходные ВАХ прояв-
ляется через эффект Эрли. При увеличении икэ ширина базы
уменьшается и, следовательно, возрастает ток коллектора (при
заданном токе эмиттера).
Проходная ВАХ биполярного транзистора, по сути дела, явля-
ется графическим выражением коэффициента усиления потоку.
3.3. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
И ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ
Как было отмечено выше, коэффициент усиления по току яв-
ляется основным параметром биполярного транзистора. Он ха-
рактеризует собой связь между выходными и входными токами
транзистора.
Коэффициент усиления по току а биполярного транзистора
в схеме ОБ, который использовался при рассмотрении ВАХ,
является интегральным (статическим) параметром, поскольку
представляет собой отношение постоянных токов Существует
и дифференциальный коэффициент усиления по току биполяр-
ного транзистора. Он представляет собой отношение прираще-
ния тока коллектора к приращению тока эмиттера. Хотя величины
статического и дифференциального коэффициентов усиления,
вообще говоря, несколько отличаются, их принято для схемы ОБ
обозначать одинаково - а. В дальнейшем будем различать ста-
тический и дифференциальный коэффициенты а лишь тогда, ког-
да это принципиально необходимо.
Ток эмиттера, как было отмечено выше, обусловлен обоими
типами носителей заряда. Он образуется за счет инжекции элек-
тронов в базу из эмиттера и инжекции дырок в эмиттер из базы
(для п-р-п транзистора). Таким образом, ток /э можно предста-
вить в виде суммы токов инжекции электронов /Эп и дырок /Эр.
54
В образовании тока коллектора будет принимать участие толь-
ко электронная составляющая тока эмиттера (ток коллектора
образуется за счет электронов, дошедших от эмиттера к коллек-
тору). Для определения доли этой составляющей, т.е. части тока,
полезной для работы транзистора, в общем токе эмиттера ис-
пользуется параметр у = /Эп//Э, который называется коэффици-
ентом инжекции (или эффективностью эмиттера). При изготов-
лении транзисторов всегда стремятся получить значение у как
можно ближе к единице. Для этого необходимо повышать сопро-
тивление базы и понижать сопротивление эмиттера. Зависимость
у от удельных сопротивлений базы и эмиттера описывается вы-
ражением (1.7).
Инжектированные в базу неосновные носители заряда движут-
ся в направлении коллектора. Это движение может происходить
за счет как диффузии, так и дрейфа. Независимо от механизма
движения в области базы часть электронов рекомбинирует за
время, необходимое для их прохождения от эмиттера до коллек-
тора (в базовом слоер-типа). Влияние рекомбинации носителей
заряда в базе на ток коллектора представляется коэффициен-
том переноса электронов р*. который показывает, кан ая часть
инжектированных эмиттером электронов достигает коллектора:
Р* = /К//Эп Для большинства практических случаев зависимость
коэффициента р* от ширины базы И/можно представить в виде
Р* = 1-2(Е)2- (39)
Таким образом, для уменьшения рекомбинации носителей
заряда в базе, т.е. для увеличения р* базу следует делать как мож-
но более тонкой из материала с большой диффузионной длиной.
Если перемножить у с р* и раскрыть их значения, то нетрудно
получить
7Р* = (/Эп/'э)(/К//эп) = /к//э = «- (3.10)
Таким образом, коэффициент усиления биполярного транзи-
стора по току представляется произведением коэффициентов
инжекции и переноса. Теперь подставим (1.7) и (3.9) в (3.10):
а = (1-рэ/рБ)[1-1(т2]. (3.11)
55
Из (3.11) следует, что для повышения а необходимо исполь-
зовать высокоомную базу с малой шириной.
Зная величину а, нетрудно определить и коэффициент усиле-
ния биполярного транзистора по току В для схемы ОЭ. Для этого
следует воспользоваться формулой (3.2). Коэффициент В явля-
ется статическим параметром. Помимо него широко использу-
ется и дифференциальный коэффициент усиления по току р для
схемы ОЭ; р - dlK/dl5. Для определения р тоже можно воспользо-
ваться формулой (3.2), но при этом в нее следует поставить уже
дифференциальные коэффициенты а.
Необходимо отметить, что в полупроводниковых устройствах
непрерывного действия находят применение так называемые
супербета биполярные транзисторы. Такие транзисторы имеют
очень тонкую базу, а р в них достигает значений в несколько тысяч.
Расссмотрим теперь зависимости коэффициента усиления
биполярного транзистора по току от электрического режима. Хотя
все коэффициенты усиления по току и имеют одинаковые каче-
ственные зависимости, в крличественном отношении величины
Вир изменяются гораздо сильнее, чем а.
На рис. 3.7 приведена зависимость коэффициента усиления
В оттока эмиттера. В первой области этой зависимости (область
малых токов) при увеличении /э наблюдается рост В. Основной
причиной такого роста является уменьшение влияния рекомби-
нации на поверхности базы.
Во второй области рассматриваемой зависимости (область
больших токов) при увеличении /э наблюдается уменьшение В.
Причиной этому является эффект модуляции сопротивления
базы при больших уровнях инжекции. Поскольку с ростом /э
удельное сопротивление базы рБ уменьшается (за счет инжек-
ции в базу большого количества неосновных носителей заряда),
то в соответствии с (3.11) а тоже будет умень-
в шаться, а следовательно и В.
X Зависимость В от напряжения на коллекто-
/ \ ре обусловлена, во-первых, эфектом Эрли и, во-
/ \ вторых, предпробойными явлениями в коллек-
X торном переходе. Обе эти причины приводят
'--------— |э кростуВпри повышении икэ. Следует отметить,
что по техническим условиям на биполярные
Рис. 3.7 транзисторы работа в режиме лавинного про-
56
боя коллекторного перехода запрещена. Этот режим может быть
использован только в лавинных транзисторах
Зависимость В от температуры обусловлена главным обра-
зом температурной зависимостью времени жизни неосновных
носителей в области базы. Поскольку с повышением температу-
ры замедляются процессы рекомбинации, то обычно наблюда-
ется рост коэффициента усиления транзистора по току.
Теперь кратко остановимся на других параметрах биполярно-
го транзистора - сопротивлениях его переходов. Эмиттерный
и коллекторный переходы транзистора представляются своими
дифференциальными сопротивлениями. Поскольку эмиттерный
переход смещен в прямом направлении, то его дифференциаль-
ное сопротивление (сопротивление эмиттера) гэ, можно выра-
зить по аналогии с (1.12):
гэ = ^эб/с//э=фт//э.
(3.12)
Из (3.12) следует, что сопротивление гэ мало и обратно про-
порционально току эмиттера. Поскольку коллекторный переход
в транзисторе смещен в обратном направлении, ток /к слабо за-
висит от напряжения 1/КБ. Поэтому дифференциальное сопротив-
ление коллекторного перехода (коллектора) /к = dUKb / d/K имеет
достаточно большое значение (порядка 1 МОм). Сопротивление
гк в основном обусловлено влиянием эффекта Эрли, оно обычно
уменьшается с ростом рабочих токов.
При работе с малыми приращениями токов и напряжений би-
полярный транзистор можно представить в виде эквивалентной
схемы (малосигнальн< >й модели), состоящей из линейных эле-
ментов. Наибольшее распространение получили Т-образные эк-
ивалентные схемы.
На рис. 3.8 приведена Т-образная малосигнальная эквивален-
тная схема биполярного транзистора, включенного по схеме ОБ.
Для получения этой схемы можно
использовать эквивалентную схе-
му, приведенную на рис 3.4 в кото-
рой эмиттерный и коллекторный
диоды следует заменить их диффе-
ренциальными сопротивлениями.
Поскольку в рассматриваемом слу-
чае транзистор работает в актив-
ном режиме прямого включения, то
Рис. 3.8
57
из эквивалентной схемы следует убрать генератор тока а/2. Для
большего соответствия реальному транзистору в схему нужно
ввести сопротивление базового слоя гБ (сопротивление базы),
а также генератор напряжения ц0С/КБ, отражающий внутреннюю
обратную связь в транзисторе. Генератор u0L/KB не всегда пока-
зывают на эквивалентных схемах, поскольку коэффициент обрат-
ной связи по напряжению ц0 очень мал и им часто пренебрегают.
На эквивалентной схеме рис. 3.8 сопротивление коллектор-
ного перехода зашунтировано емкостью Ск. Это барьерная ем-
кость коллекторного перехода, о ней подробнее будет сказано
в следующем разделе.
Для биполярного транзистора, вклю-
/к ченного по схеме ОЭ, следует использовать
специальную эквивалентную схему (рис. 3.9).
к Здесь входным электродом транзистора
является база. Поскольку схема малосиг-
нальная, то в генераторе тока использует-
о I "14 о ся дифференциальный коэффициент усиле-
э ния р. Для рассматриваемой эквивалентной
Рис 3 9 схемы сопротивление гк* и емкость Ск* мож-
но определить по следующим формулам:
ск
гк‘ = гк(1-а),Ск‘ = ^.
Заметим, что, хотя емкость и сопротивление коллектора раз-
личны дпя схем ОБ и ОЭ, их произведение (постоянная времени
коллекторного перехода) есть величина постоянная.
Параметры Т-образной эквивалентной схемы называются
внутренними (физическими) параметрами, так как они отражают
физические процессы в транзисторе. Однако эти параметры не
всегда удобны для непосредственного измерения и расчета тран-
зисторных устройств.
Для переменных сигналов малой амплитуды, приводящих к не-
значительному изменению электрического режима в линейной
части ВАХ, биполярный транзистор можно представить эквива-
лентным линейным четырехполюсником. Существует несколько
систем параметров четырехполюсников h, z, уит.р,. Каждый спо-
соб описания свойств транзистора как четырехполюсника имеет
свои преимущества и недостатки. В полупроводниковой элект-
ронике наибольшее распространение получила система Л-пара-
58
метров (особенно для НЧ устройств непрерывного действия).
В эту систему входят четыре параметра: /?11 - входное сопротив-
ление транзистора при коротком замыкании на выходе, Ъ12 - ко-
эффициент обратной связи по напряжению при холостом ходе
на входе, /?21 - коэффициент усиления (передачи) по току при
коротком замыкании на выходе, h22 - выходная проводимость при
холостом ходе на входе. Одно из преимуществ Л-параметров зак-
лючается в легкости их непосредственного измерения.
Значения Л-параметров зависят от схемы включения транзи-
стора, поэтому параметры каждой схемы снабжаются соответ-
ствующим индексом. Приведем формулы, связывающие ^-пара-
метры схем ОЭ и ОБ:
= + ^21б)’^12Э= ^12Б'
^21Э = ^21б/^ + ^21Б^’^22Э = ^22б/^ + ^21Б^
Параметры биполярного транзистора как четырехполюсника
можно рассчитать через внутренние (физические) параметры
эквивалентной схемы. Для схемы ОБ могут быть использованы
следующие приближенные формулы:
^11Б= ГЭ + ГБ^ в ^12Б= ^0+ Гб/ГК' ^21Б= ~ а> ^22Б =
Значения /^-параметров можно определить по статическим
ВАХ биполярного транзистора построением характеристических
треугольников в заданной рабочей точке. Отметим, что существу-
ют специальные таблицы формул, связывающих ^-параметры
между собой, а также с физическими параметрами транзистора
и другими системами параметров четырехполюсника.
С помощью h-параметров можно
составить малосигнальную эквива-
лентную схему (рис. 3.10). В этой схе-
ме использован генератор напряже-
ния /712С/КБ и генератор тока h21/3.
Основной особенностью рассматри-
ваемой эквивалентной схемы являет-
ся ее универсальность - она пригод-
на для любого включения транзисто-
ра: ОБ, ОЭ и ОК (с общим коллектором). Однако значения пара-
метров при этом, конечно, меняются.
Рис. 3.10
59
3.4. ЧАСТОТНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
При рассмотрении Т-образной эквивалентной схемы отмеча-
лось, что коллекторный переход транзистора смещен в обрат-
ном направлении, поэтому его емкость в основном представля-
ется барьерной емкостью. Последняя может быть рассчитана по
формуле (1.15) без каких-либо особых оговорок. Что касается
диффузионной емкости коллекторного перехода, то она опреде-
ляется влиянием эффекта Эрли и имеет очень малое значение
(доли пикофарад).
При работе транзистора в активном режиме эмиттерный пе-
реход смещен в прямом направлении. Поскольку в биполярном
транзисторе W« L, то для определения диффузионной емкости
эмиттерного перехода можно использовать формулу (1.14), за-
менив в ней т на та - постоянную времени транзистора. Эту фор-
мулу иногда удобно использовать в несколько преобразованном
виде: Сц-та/гэ.
Для определения частотных свойств биполярного транзисто-
ра при работе на малых токах помимо Ск иногда следует учиты-
вать и барьерную емкость эмиттерного перехода Сэ. Эта емкость
обусловлена изменениями ширины эмиттерного перехода. Ток
перезарядки Сэ не имеет отношения к инжекции и не входит
в состав коллекторного тока. Отметим, что ток смещения эмит-
терного перехода обусловлен только перезарядкой барьерной
емкости. Поэтому при расчетах частотных параметров транзис-
тора диффузионную емкость обычно не учитывают, а диффузи-
онный характер распределения неосновных носителей заряда
в базе используют в определении зависимости коэффициента
усиления по току от частоты усиливаемого сигнала.
Частотные свойства биполярного транзистора определяются
временем пролета неосновных носителей заряда через базу
и временами перезарядки барьерных емкостей переходов. От-
носительная роль этих факторов зависит от конструкции и режи-
ма работы транзистора, а также от сопротивлений во внешних
цепях. Для биполярных транзисторов, предназначенных для ра-
боты в области низких и средних частот, основное влияние на ча-
стотные свойства оказывает время пролета носителей заряда че-
рез базу.
Для схемы ОБ частотные свойства биполярного транзистора
обычно представляются граничной частотой усиления fa. На
60
рис. 3.11 приведена частотная характерис-
тика коэффициента усиления а. Из рис. 3.11
видно, что граничной частотой fa является
частота сигнала, при которой дифференци-
альный коэффициент а уменьшается в
раз (падает на 3 дБ) по сравнению с его
значением на низкой частоте. Величина
f определяется постоянной времени та -
средним значением времени, потраченно-
го электроном для прохождения расстояния от эмиттера до кол-
лектора. Можно записать:
fa=1/(2nTa) = D/(iM/)2. (3.13)
Из (3.13) следует, что для получения высоких граничных
частот нужно изготавливать транзисторы с тонкой базой из по-
лупроводников с большой подвижностью носителей заряда. По-
скольку цл > jjp, структуры п-р-п типа являются более высокочас-
тотными.
Следует отметить, что при высоких уровнях инжекции (боль-
ших /э) ускоряется движение неосновных носителей заряда
в базе, что приводит к возрастанию fa. При увеличении L/KB час-
тота ^„тоже возрастает (за счет эффекта Эрли).
Для схемы ОЭ частотные свойства биполярного транзистора
иногда представляются граничной частотой усиления Гр. Гранич-
ная частота является частотой i 1гнала, при которой коэффи-
циент усиления р уменьшается в раз по сравнению с его зна-
чением на низкой частоте ро. Частоту можно определить с по-
мощью следующей формулы:
= + (3.14)
Из (3.14) следует, что частотные свойства биполярного тран-
зистора в схеме ОЭ хуже, чем в схеме ОБ. Это естественно, по-
скольку для любого активного элемента произведение коэффи-
циента усиления на полосу усиливаемых частот есть величина
постоянная.
Наиболее объективно частотные свойства биполярного тран-
зистора представляются предельной граничной частотой уси-
ления (частотой единичного усиления) fT, на которой модуль ве-
личины р становится равным единице. Граничные частоты fT и fa
61
связаны приближенным соотношениема fa = (2,2...2,6)fT, которое
указывает, что fT всегда меньше fa.
Роль барьерной емкости коллекторного перехода проявляет-
ся в повышении постоянной времени биполярного транзистора,
что приводит к снижению граничных частот. Если замкнуь кол-
лекторный и базовый электроды транзистора по переменному
сигналу, то окажется, что сопротивления гк и гБ, а также емкость
Ск включены параллельно. Поскольку гк »гБ, то постоянную вре-
мени этой цепи можно представить как тк = гБСк. При уменьше-
нии та величина тк может ограничивать предельную частоту уси-
ления транзистора.
Необходимо отметить, что постоянная времени тк определя-
ет максимальную частоту генерации fmax. Эта частота является
максимальной частотой колебаний в транзисторном генераторе
или частотой, на которой коэффициент усиления по мощности
транзисторного устройства с согласованными входом и выходом
равен единице. Частоту можно рассчитать по формуле
^ах=Ч^/(30тк). (3.15)
В формуле (3.15) следует подставлять fa в герцах, а тк - в пи-
косекундах. Из (3.15) следует, что для повышения fmax необходи-
мо увеличивать fa и снижать гБСк. Биполярный транзистор, пред-
назначенный для работы в области высоких частот, должен иметь
тонкую базу, малое сопротивление гБ и малую емкость Ск. Такие
транзисторы будут рассмотрены в разд. 3.5.
Теперь кратко остановимся на рассмотрении шумов в бипо-
лярном транзисторе, которые являются причиной, ограничива-
ющей нижний предел амплитуды возможного усиления. Шумы
транзистора представляют собой малые беспорядочные колеба-
ния тока коллектора. Сразу следует обметить, что величина шума
практически одинакова для всех схем включения транзистора, но
в значительной степени зависит от частоты.
В биполярном транзисторе существует несколько источников
шума. Основные из них следующие: тепловой, дробовый и избы-
точный (поверхностный), или фликер-шум. Тепловой шум обус-
ловлен хаотическим теплсво|м движением носителей заряда в
полупроводниковом элементе. Дробовый шум обусловлен нерав-
номерностью скоростей носителей заряда в переходах транзис-
тора и базе, а поверхностный шум - неравномерностью реком-
62
бинационных процессов на поверхности базы, токами утечки и
флуктуациями подвижности носителей заряда.
Шумовые свойства транзистора чаще всего принято представ-
лять параметром, который называется коэффициентом шума.
Коэффициент шума Рш представляет собой отношение полной
мощности шумов на выходе структуры к той ее части, которая
вызвана шумами источника сигнала.
Коэффициент шума зависит от ряда параметров транзистора
и транзисторного устройства. Наиболее важной зависимостью
является зависимость Рш от частоты (рис. 3.12). В первой облас-
ти этой зависимости наибольшую роль играют поверхностные
шумы; здесь Еш обратно пропорционален час-
тоте. Граница между первой и второй областя- рш
ми характеризуется разными значениями час- .
тоты в зависимости от типа транзистора, но \
обычно лежит в диапазоне звуковых частот или А в /т
несколько выше. С повышением температуры
поверхностные шумы возрастают. Для получе-
ния минимального Еш в первой области жела- рис 312
тельно использовать транзисторы с хорошо
обработанной и защищенной поверхностью базы (планарные
транзисторы) при малых напряжениях на коллекторе и малых то-
ках(/э= 10 ..100 мкА). Иногда транзисторы с Рш<6 дБ (на частоте
1 кГц) выделяются в специальную группу.
Вторую область частотной зависимости Гш принято называть
областью белого шума. В этой области коэффициент шума ми-
нимален и практически не зависит от частоты. Вторая область
является областью средних частот, при которых поверхностные
шумы уже не существенны, а заметный спад а еще не наступил.
Отметим, что белый шум обычно минимален у транзисторов
с малыми обратными токами переходов.
Рост в третьей области (на высоких частотах) обусловлен
шумами токораспределения (падением а). Здесь Еш возрастает
с частотой по квадратичному закону. Отметим, что на частоте
fa^1 - а0 коэффициент шума возрастает в 2 раза по отношению
к своему значению в области белого шума.
Если необходимо получить малый Еш на определенной высо-
кой частоте f, то целесообразно использовать транзистор с fa » f.
Таким образом, снижение на высоких частотах можно осуще-
ствить лишь при использовании ВЧ и СВЧ транзисторов.
63
3.5. ТРАНЗИСТОРЫ ВЧ И СВЧ
Основным механизмом движения носителей заряда в базе
в ВЧ и СВЧ транзисторах является дрейф, который определяет-
ся значительным электрическим полем, получаемым за счет не-
равномерного распределения ионов примеси в базе. Электри-
ческое поле в базе ускоряет движение носителей заряда на пути
от эмиттера к коллектору, тем самым способствует уменьшению
времени пролета носителей через базу. Такие транзисторы иног-
да называют дрейфовыми, обычно их изготавливают на кремнии
методом двойной диффузии примеси по планарной технологии.
На рис. 3.13 приведена упрощенная структура планарного тран-
зистора.
Не вдаваясь в детали технологического
э| |Б процесса, отметим, что в планарном транзи-
“Z И И сторе поверхность полупроводника всегда
I п I защищена окисной пленкой SiO2, что позво-
I—т—‘ ляет получить малые обратные токи и шумы
___Jij_____LJ___При изготовлении транзистора по планарной
___________п технологии проводят две операции диффу-
Тк зии примеси в исходный кремний л-типа.
Сначала через специальное окно в окисле
Рис. 3.13 проводят диффузию акцепторной примеси
(бора), за счет чего формируется коллектор-
ный переход. Затем через окно в окисле меньшего диаметра про-
водят диффузию донорной примеси (фосфора) на меньшую
глубину, чем акцепторной примеси, за счет чего формируется
эмиттерный переход. При проведении второй диффузии необ-
ходимо выполнить условие А/д » NA.
Полученные таким образом планарные транзисторы облада-
ют высокими граничными частотами (значение fT может дости-
гать нескольких гигагерц). Причин тому несколько: во-перзых,
удается выполнить тонкую базу (W- 1...2 мкм); во-вторых, уда-
ется получить р-л переходы небольшой площади и, в-третьих,
в базе образуется внутреннее электрическое поле, ускоряющее
движение носителей заряда от эмиттера к коллектору.
Критерием ВЧ и СВЧ транзисторов как активных элементов
является их способность осуществлять усиление мощности на
высоких частотах. Для характеристики этой способности исполь-
зуется максимальная частота генерации f^. Подкоренное вы-
64
ражение в формуле (3.15) часто называют фактором качества СВЧ
транзистора Qmax.
Наиболее полно учесть связь частотных свойств транзистора
с весьма противоречивыми требованиями к его геометрии и свой-
ствам материала можно, подставив в выражение для Отах значе-
ния параметров, выраженных через физические и геометричес-
кие величины. При этом получаем, что
Omax=W(WSK), (3.16)
где SK - площадь коллектора.
В (3.16) входит произведение подвижностей электронов
и дырок, следовательно, транзисторы п-р-п и р-п-р типа не от-
личаются по своим способностям усиливать мощность на высо-
ких частотах. Здесь следует подчеркнуть, что выбор исходного
полупроводникового материала для изготовления СВЧ биполяр-
ного транзистора следует производить по значению произведе-
ния подвижностей, а не по подвижности электронов. Основным
материалом для современных мощных СВЧ биполярных транзи-
сторов по ряду технических и техноло! ических причин является
кремний.
Частотные свойства СВЧ биполярного транзистора определя-
ются теми же постоянными времени, что и ВЧ транзистора, плюс
время переноса носителей заряда в запорном слое коллектор-
ного перехода. Это время становится необходимым учитывать,
поскольку остальные временные постоянные в СВЧ транзисто-
рах очень малы.
Различия между ВЧ и СВЧ транзисторами во многом опреде-
ляются размерами активных областей и величинами паразитных
параметров структуры и корпуса, которые стараются уменьшить
до технически возможных пределов. Хорошие результаты по
уменьшению W и SK, как отмечалось выше, имеют место в пла-
нарных транзисторах, полученных методом двойной диффузии.
Часто СВЧ транзисторы реализуются в высокоомных эпитакси-
альных пленках, выращенных на низкоомной подложке.
Структуры современных мощных СВЧ транзисторов являются
многоэмиттерными. В биполярных СВЧ транзисторах применя-
ются два типа многоэмиттерных структур: решетчатая и полос-
ковая. При решетчатой структуре эмиттеры выполняются в виде
квадратиков, причем их число может достигать нескольких со-
тен. Все эмиттеры с помощью напыленных металлических доро-
жек соединяются параллельно. В полосковой структуре эмиттер
имеет форму гребенки. Такую же форму имеют контактные пло-
щадки электродов базы и эмиттера. Общее число таких эмитте-
ров может достигать нескольких десятков.
Обе транзисторные структуры обеспечивают высокое отноше-
ние периметра эмиттера к площади коллектора, что позволяет
преодолеть отрицательные последствия эффекта оттеснения
и поддерживать плотность тока не более допустимого значения
даже при больших рабочих токах. Эффект оттеснения имеет
место при больших и быстрых изменениях тока и состоит в сме-
щении на края эмиттера основной части инжектированных носи-
телей заряда. Подобие этого эффекта имеег место в лавинных
транзисторах при развитии вторичного пробоя. Лавинные тран-
зисторы будут рассмотрены в разд. 3.8.
Для повышения выходной мощности СВЧ транзистора на од-
ной подложке выполняется несколько транзисторных структур, а
в одном корпусе используется несколько подложек. Как и бипо-
лярные транзисторы других частотных диапазонов, СВЧ транзи-
сторы могут быть выполнены в корпусе и без корпуса (бескор-
пусные транзисторы).
Для реализации высоких факторов качества в некоторых мощ-
ных СВЧ транзисторах размещается специальная согласующая
цепь, выполненная в виде интегральной схемы. Иногда внутри
одного корпуса располагается несколько транзисторных струк-
тур, каждая из которых имеет отдельную согласующую цепь
(обычно LC-цепь).
Особенностью эквивалентных схем (моделей) СВЧ транзис-
торов является наличие двух основных частей. Первая часть яв-
ляется обычной эквивалентной (внутренней) схемой, которую
можно здесь назвать моделью идеального транзистора (подоб-
но ранее рассмотренным эквивалентным схемам биполярных
транзисторов). Вторая часть модели является специфичной для
СВЧ элементов, она включает в себя сопротивления активных
потерь и реактивные сопротивления электродов, выводов и кор-
пуса. Отметим, что исследование полных моделей СВЧ транзис-
торов обычно осуществляется с помощью ЭВМ.
66
3.6. РЕЖИМЫ РАБОТЫ
При использовании биполярного транзистора в радиоэлект-
ронных устройствах обычно выделяют три основных режима его
работы. Представим эти режимы работы относительно включе-
ния транзистора ОЭ (см. рис. 3.3).
Если к входному электроду (базе) приложено отрицательное
напряжение, то оба перехода транзистора п-р-п типа будут сме-
щены в обратном направлении. Такой режим называется режи-
мом отсечки, он характеризуется протеканием очень малого тока
в цепи коллектор - эмиттер, который принято называть остаточ-
ным током. Поскольку обратные токи переходов направлены
встречно, то остаточный ток можно определить как /КБО - /ЭБО. Для
планарных транзисторов этот ток обычно составляет десятые или
сотые доли наноампера. В режиме отсечки транзистор закрыт
и представляет собой большое сопротивление.
Если к базе приложено положительное напряжение (см. рис. 3.3),
вызывающее протекание тока базы, то в транзисторе будет иметь
место обычный активный режим (режим усиления): эмиттерный
переход смещен в прямом направлении, а коллекторный - в об-
ратном. Как уже отмечалось выше, активный режим является
основным рабочим режимом транзисторов в устройствах непре-
рывного действия, и практически все предыдущее рассмотрение
транзисторов велось для этого режима.
Если положительное напряжение на коллекторе окажется
меньше напряжения на базе, то уже не только эмиттерный, но и
коллекторный переход сместится в прямом направлении. Режим
работы биполярного транзистора при двух прямосмещенных пе-
реходах называется режимом насыщения. В этом режиме тран-
зистор открыт и представляет собой очень малое сопротивле-
ние. Режим насыщения характеризуется наличием небольшого
напряжения на коллекторе, которое принято называть остаточ-
ным напряжением.
Уменьшить остаточное напряжение можно с помощью исполь-
зования инверсного включения транзистора. Величина остаточ-
ного напряжения при малых рабочих токах для инверсного вклю-
чения транзистора обычно составляет единицы милливольт.
В самом типичном случае остаточное напряжение транзистора
увеличивается при возрастании тока коллектора и уменьшении тока
базы. Более подробно режим насыщения рассмотрен в разд. 13.2.
67
Инверсное включение биполярного транзистора использует-
ся относительно редко. Однако существуют электронные устрой-
ства, для успешного функционирования которых крайне необхо-
димо иметь предельно малые остаточные напряжения. К таким
устройствам относятся малотоковые транзисторные модулято-
ры, необходимые для построения усилителей постоянного тока
с преобразованием (см. разд. 9.3).
Особым режимом работы биполярного транзистора является
инжекционный режим. Этот режим обычно реализуется для схе-
мы ОБ (рис. 3.14, а). В инжекционном режиме работы на коллек-
торный переход транзистора не подается никакого внешнего на-
пряжения, а эмиттерный переход смещается в прямом направ-
лении. Носители заряда, инжектированные эмиттером и прошед-
шие базу, попадают в коллектор. За счет избыточной концентра-
ции носителей заряда в коллекторе возникает напряжение 17инж,
которое принято называть инжекционным. Для п-р-п транзисто-
ра за счет избыточного заряда электроне в на коллекторе будет
возникать отрицательное напряжение относительно базы. Выра-
жение для определения (7ИНЖ можно получить путем совместного
использования формул Эберса-Молла (3.6, а) и (3.6, б):
^инж- + ^КБО - С'/^КБоЬ (3-17)
Здесь /н = (7ИНЖ/ RH является током, протекающим в цепи коллек-
торного перехода транзистора.
Рис. 3.14
68
В инжекционном режиме работы коллекторный переход тран-
зистора является источником ЭДС. Максимальное напряжение
такого источника определяется равновесной высотой потенци-
ального барьера коллекторногор-п перехода, которая для крем-
ниевых структур близка к 0 7 В. На рис. 3.14, бив приведены
экспериментальные зависимости для маломощного планарного
транзистора, работающего в инжекционном режиме (рис. 3.14, а).
В заключение отметим, что инжекционный режим работы бипо-
лярных транзисторов широко используется в интегральных схе-
мах с инжекционным питанием (см. разд. 14.8).
3.7. МАКСИМАЛЬНЫЕ ПРЕДЕЛЬНЫЕ РЕЖИМЫ
Биполярный транзистор, как и любой другой полупроводни-
ковый прибор, может работать лишь в определенном диапазоне
токов, напряжений и мощностей. Нельзя, например, превышать
определенное значение тока коллектора или нельзя использовать
транзистор при напряжении на коллекторе меньше определен-
ного значения. Эти границы использования и принято называть
предельными или предельно допустимыми режимами. Предель-
ный режим, в отличие от предельно допустимого, определяется
только физической границей возникновения явления в транзис-
торе, которое делает его неработоспособным, т.е. предельный
режим - это физическая граница возможного использования.
Однако из-за неизбежного разброса параметров полупроводни-
ковых приборов, необходимости обеспечить высокий процент
выхода годных структур при изготовлении, повышенной надеж-
ности при эксплуатации и т.д. на практике используется (при-
водится в ТУ и справочниках) предельно допустимый режим.
Предельно допустимый режим - это режимная граница исполь-
зования транзистора, определяемая помимо физической грани-
цы некоторыми соображениями технико-экономического харак-
тера. На практике это означает введение коэффициента запаса.
Наибольший интерес для широкого круга специалистов пред-
ставляют максимальные предельные режимы работы полупро-
водниковых приборов, которыми называются физические грани-
цы их использования по максимальным токам, напряжениям
и мощностям. В зависимости от технологии изготовления тран-
зисторов возможно проявление различных причин, которыми
будет определяться максимальный ток коллектора. Однако
69
основной из них является причина, определяющая максималь-
ный ток коллектора по допустимой мощности. Поэтому прежде
всего остановимся на рассмотрении максимально допустимой
мощности Ртах.
Эта мощность непосредственно связана с тепловыми пара-
метрами транзистора: максимальной температурой переходов
Гптах и тепловым сопротивлением Rr Транзистор по своей струк-
туре состоит из разнородных слоев, на каждом из которых про-
исходит выделение мощности. Однако большая часть мощности
рассеивается на коллекторном переходе, так как к нему прикла-
дывается наибольшее напряжение, поэтому в дальнейшем, из-
лагая вопрос о максимальной мощности, будем рассматривать
максимальную мощность, которую рассеивает коллекторный пе-
реход. Связь между Ртах и тепловыми параметрами определяет-
ся следующей формулой:
^тах “ (max " ^ср^/^т’
где Тср - температура окружающей среды. За максимальную
температуру перехода можно принять критическую температуру
полупроводника с определенным коэффициентом запаса. Напом-
ним, что у полупроводников с широкой запрещенной зоной крити-
ческая температура выше. Так, у кремниевых приборов максималь-
ная температура переходов будет больше, чем у германиевых.
Поэтому кремниевые транзисторы используются в устройствах,
работающих при повышенных температурах. Кроме того, крем-
ниевые структуры способны рассеивать большие мощности.
Биполярный транзистор представляет собой довольно слож-
ную тепловую структуру, состоящую из ряда деталей (кристалла,
держателей, выводов, корпуса и т.д.), которые имеют различные
тепловые характеристики. Например, тепловой поток от коллек-
тора передается в окружающую среду через последовательно
соединенные тепловые сопротивления отдельных частей тран-
зистора. Если тепловые сопротивления малы, то это знаиит, что
существует хороший тепловой контакт перехода с внешней сре-
дой, т.е. плохая теплоизоляция. Для повышения Ртах стремятся
к уменьшению RT, для чего используют материал с хорошей теп-
лопроводностью.
Связь между всеми тепловыми параметрами определяется
моделью тепловых процессов в транзисторе. Остано- имея под-
робнее на простейшей тепловой модели (эквивалентной схеме).
70
Тепловая модель, представляющая коллекторный
_ „ „ переход Корпус Среда
собой электрическим аналог тепловых о—□—о—czi—о
процессов в транзисторе, изображе- RnK Rkc
нанарис. 3.15, где использованы еле- ‘ Рис 3
дующие обозначения: RnK - тепловое
сопротивление между коллекторным
переходом и корпусом; RKC - тепловое сопротивление между кор-
пусом транзистора и окружающей средой. Общее тепловое со-
противление «переход - среда» Rnc представляет собой сумму
сопротивлений Рпк и RKC, т.е. Rnc = Rm + RKC.
Рассмотрим последовательно маломощные и мощные тран-
зисторы. В маломощных транзисторах (Ртах 5 200 мВт), работа-
ющих без теплоотвода, для расчета теплового режима необхо-
димо знать Rnc. Поэтому в справочной литературе приводятся
данные только для Япс. В случае мощных транзисторов основным
параметром для расчета тепловых стационарных режимов явля-
ется тепловое сопротивление Рпк. Это вызвано тем, что для уве-
личения максимально допустимой мощности транзистора при-
меняются различные теплоотводы, приводящие к уменьшению
RKC. Тепловое сопротивление Rm при этом остается неизменным,
так как оно определяется лишь внутренней структурой транзис-
тора. Отметим, что уменьшение RKC возможно различными
способами: размещением транзистора на металлической тепло-
проводящей пластине с большой поверхностью, охлаждением
транзистора водой или посредством воздушного обдува; воз-
можно использование также специальных тепловых труб.
Рассмотрим теперь максимальное напряжение на коллектор-
н и переходе транзистора L/Kmax. Основной причиной, ограничи-
вающей величину L/Kmax, является лавинный пробой коллектор-
ного перехода. Сразу следует обратить внимание на то, что
максимальное напряжение на коллекторе, при котором возника-
ет лавинный пробой, в значительной степени зависит от схемы
включения транзистора. При включении транзистора по схеме ОБ
выходное напряжение оказывается приложенным непосред-
ственно между коллектором и базой. В этом случае напряжение
L/Kmax является напряжением лавинного пробоя самого коллек-
торного перехода (эмиттерный переход здесь никак не влияет на
процесс развития пробоя в коллекторном переходе).
В реальных схемах включения транзистора ОЭ между базой
и эмиттером всегда подключается сопротивление РБ (рис. 3.16),
71
Рис. 3.16
величина которого в значительной степени влияет
на t/Kmax. Так, увеличение /?Б приводит к возраста-
нию прямого смещения на эмиттерном переходе за
счет падения напряжения на /?Б при протекании тока
/КБ0. Это обеспечивает дополнительную инжекцию
электронов из эмиттера. Число электронов в кол-
лекторном переходе возрастает, и лавинный про-
бой может произойти при меньших напряжениях. На рис. 3.17
приведена зависимость t/Kmax от /?Б. Следует отметить, что для
маломощных транзисторов с точностью, достаточной для инже-
нерных расчетов, можно принять ЯБ1 = 100 Ом и РБ2 = 4 кОм.
Изложенное выше позволяет заключить,
что в любом случае для повышения надежно-
сти и безопасности работы биполярного
транзистора желательно уменьшать величи-
ну /?Б. Сам по себе процесс лавинного раз-
множения носителей заряда в коллекторном
переходе не приводит к выходу транзистора
из строя. Однако заводы-изготовители тоан-
зисторов запрещают использовать их в ла-
винном режиме, поскольку в этом случае
существует определенная вероятность развития вторичного про-
боя, выводящего транзистор из строя.
Большое практическое значение при выборе рабочих режи-
мов полупроводниковых приборов имеет область их безопасной
работы. Эту область можно определить с помощью построения
семейства выходных характеристик, на которое наносятся кри-
вая максимально допустимой мощности, а также значения L/Kmax
и максимально допустимого тока коллектора /Ктах.
На рис. 3.18 изображена об-
ласть безопасной работы для бипо-
лярного транзистора, включенного
по схеме ОЭ (заштрихованная об-
ласть). Как видно из рис. 3.18, об-
ласть безопасной работы ограни-
чена сверху кривой максимально
допустимой мощности. Правая ее
граница определена максимально
допустимым напряжением на кол-
лекторе, а ограничение области
72
слева вызвано максимально допустимым значением тока коллек-
тора. Следует заметить, что левая граница области совпадает
с участком ВАХ биполярного транзистора, соответствующим ре-
жиму насыщения. Обычно для повышения надежности работы
полупроводниковых приборов область безопасной работы умень-
шают путем снижения на 15...20 % токов, напряжения и мощнос-
ти по сравнению с максимально допустимыми.
Следует отметить, что биполярные транзисторы, предназна-
ченные для работы на больших мощностях, имеют более слож-
ную многослойную структуру. Так, мощный транзистор может
иметь п+-р-п'-л+ структуру или даже еще более сложную
п+-р-р~-гг-п- п+ структуру. Такие структуры биполярных транзисто-
ров могут пропускать через себя большие токи и выдерживают
на коллекторе большие напряжения.
3.8. ЛАВИННЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ И ТИРИСТОРЫ
Лавинные транзисторы являются разновидностью биполярных
транзисторов. К ним относятся специально созданные транзис-
торы, используемые в режиме лавинного пробоя коллекторного
перехода. Технология изготовления лавинных транзисторов
сложнее, чем обычных биполярных транзисторов.
На рис. 3.19 приведены выходные ВАХ лавинного транзисто-
ра, включенного по схеме ОЭ. Ударная ионизация в коллектор-
ном переходе приводит к увеличению коэффициента усиления
по току. Дпя лавинн ого транзистора выражение (3.10) следует
переписать в следующем виде:
а = у₽*а*.
где а* - коэффициент лавинного размно-
жения носителей заряда. В лавинном
транзисторе а* > 1, коэффициент р* уве-
личивается с ростом тока коллектора и,
следовательно, а—>1, но а* 1. При а - 1
коэффициент В = оо чего быть не может.
Поэтому при увеличении коллекторного
тока наблюдается уменьшение а за счет
снижения пробивного напряжения коллек-
тора. В результате формируется S-образ-
ная ВАХ с участком отрицательного сопро-
тивления. Лавинные транзисторы являют-
73
ся высокочастотными полупроводниковыми приборами, они спо-
собны работать на больших токах, позволяют создавать простые
и надежные схемы, имеют высокую температурную стабильность
своих параметров и т.д. Однако наряду с перечисленными пре-
имуществами эти транзисторы обладают весьма серьезном
недостатком, определяемым явлением вторичного пробоя.
Вторичный пробой приводит к резкому спаду напряжения на кол-
лекторе (др 1 ...2 В и менее) при превышении током некоторого
критичного значения. Физические механизмы, вызывающие вто-
ричный пробой, могут быть различными, но наиболее вероятна
тепловая локализация тока в отдельных участках переходов, при-
водящая к проплавлению базы и выходу транзистора из строя.
В целях избежания вторичного пробоя в лавинных транзисторах
стремятся создать более равномерное распределение потенциа-
ла по телу базы. Для этого в цепь базы иногда включают резистор
достаточно большого номинала.
Полупроводниковыми приборами, использующими биполяр-
ный механизм образования тока и имеющими S-образную ВАХ,
являются также тиристоры. Тиристоры имеют четырехслойную
р-п-р-п структуру с тремя р-п переходами. Тиристор можно пред-
ставить в виде двух биполярных транзисторов р-п-р и п-р-п ти-
пов, коллектор у которых является общим.
В рабочем состоянии напряжение знаком «плюс» подключа-
ется к крайней области p-типа, а знаком «мину?» - к крайней об-
ласти n-типа. При таком включении тиристора крайние р-п пе-
реходы окажутся смещенными в прямом направлении, а сред-
ний переход (общий коллектор) - в обратном. Крайние перехо-
ды будут инжектировать носители заряда в центральную часть
структуры, в результате в тиристоре будет протекать ток. Зна-
чение этого тока определяется потерями в центральной части
тиристорной структуры и удобно представляется суммарным ко-
эффициентом усиления по току обеих составляющих транзис-
торов 2а.
Будем считать, что формирование S-образной ВАХ в тирис-
торе происходит аналогично формированию ВАХ в лавинном
транзисторе. Поскольку коэффициент 2а более ин генсивно при-
ближается к единице, чем коэффициент одиночного транзисто-
ра а, то процесс формирования ВАХ в тиристоре выглядит об-
легченным, а сама ВАХ получает значительно больший размах по
оси напряжений.
74
В тиристорах часто используется дополнительный вывод
(управляющий электрод) от одной из центральных областей
структуры (р- или л-типа). С помощью тока или напряжения
управления, подаваемого на этот электрод, довольно просто уда-
ется в значительной степени изменять основные параметры
тиристора. При таком режиме работы тиристор является полу-
проводниковым прибором с управляемой S-образной ВАХ.
Существует большое число различных конструкций тиристо-
ров, способных реализовать приборы и устройства с разнооб-
разными свойствами. В настоящее время основное применение
тиристоры находят в энергетической электронике.
75
Глава 4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
4.1. ПОЛЕВОЙ ТРАНЗИСТОР С р-п ПЕРЕХОДОМ
Полевыми (униполярными, канальными) транзисторами назы-
ваются полупроводниковые усилительные приборы, в основе
работы которых используются подвижные носители зарядов лишь
одного типа - либо только электроны, либо только дырки- Наи-
более характерной чертой полевых транзисторов является вы-
сокое входное сопротивление, поэтому они управляются напря-
жением, а не током, как биполярные транзисторы.
На сегодняшний день наибольшее распространение получи-
ли два основных типа полевого транзистора: с р-п переходом
и со структурой «металл-диэлектрик-полупроводник» (МДП).
Принцип действия полевого транзистора с р-п переходом ос-
нован на изменении сопротивления активного слоя (канала) пу-
тем расширения р-п перехода при подаче на него напряжения
обратного смещения. На рис. 4.1 приведен идеализированный
разрез полевого транзистора с каналом n-типа (а) и его схемное
обозначение (б).
Выводы, сделанные от противоположных сторон пластины по-
лупроводника п-типа, называются истоком и стоком (на рис. 4.1
обозначены буквами И и С соответственно). Вывод от р-области
называется затвором (обозначен буквой 3). В большинстве
случаев выводы от затворов со-
единены между собой, поэтому
в полевом транзисторе (заклю-
ченном в корпус) имеется лишь
один внешний вывод от затвооа
Расстояние между р-п пере-
ходами называется шириной
канала И/, а область n-типа меж-
ду переходами - каналом. При
приложении напряжения между
истоком и стоком Uc в цепи сток -
исток потечет ток /-, величина
76
которого определяется сопротивлением канала, при постоянном
U Теперь приложим напряжение между затвором и истоком
(плюс на истоке, минус на затворе). За счет напряжения перехо-
ды сместятся в обратном направлении и соответственно расши-
рятся, вследствие чего ширина канала уменьшится, а сопротив-
ление канала возрастет. С возрастанием сопротивления канала
ток стока /с уменьшится.
Таким образом, изменяя напряжение U3, можно управлять то-
ком стока.
Полевые транзисторы могут быть выполнены как с п-, так
и p-каналом. В основе дальнейшего рассмотрения будем исполь-
зовать наиболее распространенный полевой транзистор с л-ка-
налом (рис. 4.1).
Максимальная ширина канала имеет место при U3 = 0. По-
скольку в основу работы полевого транзистора положен принцип
модуляции сопротивления канала за счет изменения ei о шири-
ны, то для транзисторов с л-каналом U3 можно изменять от нуля
в сторону отрицательных значений, т.е. р-п переходы затвора все-
гда должны быть смещены в обратном направлении и их сопро-
тивление должно быть велико. Напряжение на затворе, при ко-
тором р-п переходы затворов смыкаются, т.е. канал исчезает,
принято называт ь напряжением отсечки Uo. Этот параметр явля-
ется одним из основных для любого полевого тоанзистора.
Сразу отметим, что при воздействии напряжения Uc р-п пе-
реходы затвора тоже смещаются в обратном направлении, но при
этом оказывается, что напряжение, действующее в канале вбли-
зи стока, имеет большее значение (р-п переходы шире), чем
вблизи истока (рис. 4.2).
Рассмотрим выходную ВАХ полевого транзистора, пред-
ставляющую зависимость /с от Uc (рис. 4.3). Предположим, что
U3 - 0. При изменении напряжения Uc от нуля получаем почти ли-
Рис. 4.3.
77
нейный участок характеристики АВ (область крутой части ВАХ).
Это определяется тем, что внутреннее падение напряжения, вы-
зываемое протеканием тока стока, мало изменяет ширину запор-
ного слоя tи ширину канала. Однако некоторое изменение Wвсе
же имеет место, и характеристика на участке АВ не будет точно
следовать линейному закону. Дальнейшее возрастание Uc
приводит к более заметному изменению И/и существенному из-
менению сопротивления канала. Таким образом, увеличение Uc
приводит к возрастанию тока стока до величин, создающих зак-
рывающее напряжение нар-л переходе. Это напряжение вызы-
вает сужение канала. Сопротивление канала возрастает. Таким
образом, ток стока, протекающий чеоез канал, порождает усло-
вия, ограничивающие его дальнейшее возрастание. Увеличение
/с с ростом Uc замедляется и, начиная с некоторого значения на-
пряжения t/CH (точка Сна рис. 4.3), будет формироваться область
пологой части характеристик полевого транзистора (режим на-
сыщения).
Дальнейшее увеличение Uc практически не приводит больше
к возрастанию /с. Реакция канала на возрастание тока оказыва-
ется в этой области очень сильной.
Если U3 < 0, то ширина канала будет меньше, следовательно
сопротивление канала возрастет. Начальный участок новой вет-
ви ВАХ будет иметь наклон, соответствующий большему значе-
нию сопротивления канала. Поскольку исходная И/в этом случае
стала меньше, то влияние тока стока будет сказываться раньше,
и выход на криволинейный участок и в область пологой характе-
ристики произойдет при меньших (УСн и токах стока. Аналогич-
ным образом может быть получено все семейство стоковых (вы-
ходных) ВАХ полевого транзистора.
Напряжение 1/Сн, начиная с которого формируется пологая часть
характеристики, принято называть напряжением насыщения:
^сн=^о-^з- (4-1)
Из (4.1) следует, что при увеличении U3 (по модулю) напряже-
ние UCh уменьшается (см. рис. 4.3).
С точностью, достаточной для инженерных расчетов, стоко-
вую ВАХ полевого транзистора в области пологих характеристик,
которая является основной рабочей областью для устройств не-
прерывного действия, можно представить в следующем виде:
78
>c = /cmaxd -W (4.2)
где /Cmax - максимальный ток стока, имею-
щий место при из = 0.
На рис. 4.4 приведена стоко-затворная
ВАХ полевого транзистора с р-п переходом
с каналом п-типа.
"Однимиз основных параметров полево-
го транзистора является крутизна s =
= dl^dU^, мА/B. Для полевого транзистора
с р-п переходом крутизну можно рассчитать по формуле
S=Smaxd-^o). (4’3)
где smax - максимальная крутизна, имеющая место при U3 = 0,
которую можно определить как
Smax 3/Cmax/M
Из (4.2) и (4.3) следует, что при увеличении рабочего U3 (по
модулю) ток стока и крутизна полевого транзистора уменьшаются.
Зависимость крутизны оттока стока для полевого транзисто-
ра удобно представить в следующем виде:
* = (4.4)
где s1 - крутизна при /с = /С1.
Дифференциальное сопротивление стока (внутреннее сопро
тивление транзистора) rc = dUc/dlc i области пологой части ха-
рактеристик полевого транзистора согласно (4.2) равно беско-
нечности.
Однако на практике гс обычно составляет несколько мегаом.
Для расчета величины гс в области пологой части ВАХ можно
пользоваться формулой
rc гс/с1^с> (4-5)
где гС1 - сопротивление стока при /с = /С1. Таким образом, зная
сопротивление гС1 при определенном токе /С1, можно определить
гс при любом другом /с. Из (4.5) следует, что с падением тока стока
гс возрастает.
Дифференциальное сопротивление стока практически не за-
висит от напряжения на стоке при небольших Uc. Однако увели-
чение Uc может вызвать лавинный пробой р-п переходов в поле-
79
вом транзисторе. При этом ток стока резко возрастает, а гс зна-
чительно уменьшает свое значение. Лавинный пробой р-п пере-
ходов затвора является основной причиной, ограничивающей
использование полевого транзистора по напряжению на стоке.
Максимально допустимое напряжение стока t/Cmax обычно не-
сколько меньше напряжения лавинного пробоя (с учетом коэф-
фициента запаса). Следует отметить, что напряжение лави того
пробоя в посевом транзисторе уменьшается при возрастании U3
(по модулю).
Еще одним важным параметром полевого транзистора явля-
ется коэффициент усиления го напряжению = dUc/dU.^
Нетрудно показать, что = src. Подставив в это выражение (4.4)
и (4.5), получим
Ръ- sirci^ci//c _ Pui^ci/^c. (4.6)
Из (4.6) следует важный вывод: коэффициент при умень-
шении тока стока возрастает.
Инерционность полевого транзисто| >а с р-п переходом обус-
ловлена двумя основными факторами: зарядом барьерной ем-
кости переходов затвора и конечным временем пролета элект-
ронов вдоль канала. Сразу следует отметить, что в большинстве
практических случаев первый фактор является основным. Емко-
сти р-п переходов затвора заряжаются через сопротивление
канала. При этом разные участки емкостей заряжаются через раз-
ные сопротивления в зависимости от расстояния данного участ-
ка от истока. Однако чтобы не усложнять анализа, примем, что
канал имеет одинаковую ширину на всем расстоянии. Тогда
эквивалентную схему, описывающую частотные свойства поле-
вого транзистора, можно представить в очень простом виде
(рис. 4.5). Здесь С3 - средняя емкость затвора, гкан - среднее
продольное сопротивление канала. Цифра 2 перед С3 учитывает
наличие двух р-п переходов в полевом транзисторе. Воспользо-
вавшись эквивалентной схемой, запишем для постоянной вре-
мени т3 - 2С3гкан. Поскольку граничная частота f
связана с т3 соотношением f ,= 1/(2лт3), можноза-
писать Ггр = 1/(4лС3гкан).
гкан Изложенное выше позволяет заключить, что для
улучшения частотных свойств полевого транзисто-
ра С3 и гкан следует уменьшать. Поскольку сопро-
Рис. 4.5 тивление канала является сопротивлением полу-
80
проводниковой пластины, то при одинаковых конструкциях по-
левых транзисторов гкан для n-канала будет меньше, чем для р-
канала, так как подвижность электронов выше подвижности ды-
рок. Поэтому частотные свойства полевых транзисторов с п-ка-
налом, как правило, оказываются лучше, чем транзисторов с р-
каналом. По той же причине для одинаковых конструкций и ре-
жимов работы транзисторы с n-каналом имеют большие ток сто-
ка и крутизну. Таким образом, полевые транзисторы с п-каналом
являются предпочтительными для большинства радиоэлектрон-
ных устройств.
На рис. 4.6 приведены малосигнальные эквивалентные схемы
(модели) для переменных составляющих токов и напряжений
полевого транзистора. На моделях емкость затвора С3 условно
разделена на две части: Сзи (емкость затвор - исток) и Сзс (ем-
кость затвор - сток). Эти эквивалентные схемы являются осно-
вой для построения эквивалентных схем усилительных каскадов
на полевых транзисторах.
При изменении температуры окружающей среды определенным
образом будут изменяться и параметры полевых транзисторов.
Если рассматривать диапазон температур, в котором легирующие
полупроводник примеси полностью ионизированы, а собственная
проводимость еще не наступила (обычно - 60... 100 °C), то измене-
ние температуры приводит к изменению высоты потенциально-
го барьера переходов затвора, уменьшается их ширина, ширина
канала возрастает, сопротивление канала падает и соответствен-
но ток стока увеличивается. Однако, с другой стороны, уменьша-
ется подвижность электронов в канале, что приводит к возраста-
нию сопротивления канала и соответственно падению тока сто-
ка. Таким образом, эти два температурно-зависимых параметра
действуют встречно, частично компенсируя изменения /с.
Рассмотрим зависимости /с - f(t) для полевого транзистора
при U3 = 0 (рис. 4.7, а - для p-канала и б - для n-канала). Если
81
1с. мкА
lc. мкА
напряжение отсечки у транзисторов большое (канал широкий),
то основной причиной, определяющей эту зависимость, будет
являться изменение подвижности. В этом случае возрастание
температуры приводит к уменьшению тока стока (падающая
зависимость). Если же Uo у полевого транзистора малое (узкий
канал), то влияние температуры будет проявляться через изме-
нение потенциального барьера переходов затвора. В этом слу-
чае возрастание температуры приводит к увеличению тока стока
(возрастающая зависимость). Очевидно, при определенном
оптимальном значении напряжения отсечки (ширине канала) оба
эти явления компенсируют друг друга, и ток стока практически
будет не чувствителен к изменению температуры. Для большин-
ства кремниевых планарных полевыхтранзисторов ср-п переходом
лучшей термостабильностью /с обладают приборы с Uo ~ 0,6 В для
p-канала (рис. 4.7, а) и Uo ~ 0,8 В для n-канала (рис 4.7, б). Отме-
тим, что у таких транзисторов значения максимальных токов сто-
ка лежат в пределах 0,1... 1 мА. Следует также заметить, что при
больших сопротивлениях в цепи затвора необходимо учитывать
влияние обратного тока затвора на рассматриваемую характе-
ристику.
Таким образом, можно заключить, что, зная напряжение отсеч-
ки в полевом транзисторе с р-п переходом и 1У3, можно достаточ-
но точно предсказать характер и степень зависимости тока сто-
ка от температуры. Кроме того, по напряжению Uo можно судить
и о величинах /Стах, s, frp, UCH, а иногда и о других параметрах
транзистора. Изложенное выше позволяет рекомендовать произ-
водить предварительный выбор нужного типа полевого транзис-
тора для конкретной области применения по наиболее «автори-
тетному» параметру - напряжению отсечки.
82
Интересным и практически ценным свойством полевого тран-
зистора является падающий характер его зависимости /с = f(t)
при относительно больших UQ. Напомним, что в биполярном
транзисторе в силу различных причин ток коллектора /к увеличива-
ется при возрастании температуры. Увеличение /к приводит к воз-
растанию мощности, что, в свою очередь, приводит к увеличению
температуры и т. д., т.е. биполярный транзистор при работе на боль-
ших мощностях может явиться термонеустойчивым активным при-
бором со всеми вытекающими отсюда последствиями.
Падающий же характер зависимости тока стока от темпера-
туры в полевом транзисторе характеризует его как потенциаль-
но термоустойчивый активный прибор особо перспективный для
мощных устройств непрерывного действия.
Как было отмечено выше, наиболее характерной чертой по-
левых транзисторов является высокое входное сопротивление.
В полевых транзисторах с р-п переходом входное сопротивле-
ние определяется обратными токами р-п переходов. При исполь-
зовании для полевых транзисторов на основе кремния планар-
ной технологии входное сопротивление обычно имеет значение
в пределах Ю9...Ю120м.
Поскольку в полевых транзисторах ток стока обусловлен носи-
телями заряда одного знака (либо только электроны, либо только
дырки), причем эти носители являются основными для области
канала, параметры транзистора оказываются независящими от
времени жизни неосновных носителей заряда в канале. Благодаря
этому полевые транзисторы довольно устойчивы к воздействию
радиации Практически по тем же причинам полевые транзисторы
с р-п переходом характеризуются чрезвычайно низким уровнем
собственных шумов (при высокоомных источниках сигнала).
4.2. ТРАНЗИСТОР СО СТАТИЧЕСКОЙ ИНДУКЦИЕЙ
По своей физической сущности транзистор со статической
индукцией (СИТ) является просто мощным вариантом полевого
транзистора ср-п переходом. Однако в электронике принято его
выделять в особый тип полупроводниковых элементов. Особен-
ности конструкции СИТ связаны с необходимостью обеспечить
обработку больших электрических мощностей с минимальными
потерями. На сегодняшний день существуют и используются не-
сколько различных структур СИТ.
83
На рис. 4.8 приведен упрощенный разрез одной из наиболее
распространенных структур СИТ. Ее часто называют структурой
с вертикальным каналом. Область затвора (р+-типа) здесь выпол-
нена в виде гребешка, что нетрудно представить из рис. 4.8. При
U3 - 0 сопротивление канала СИТ мало. При отрицательном U3
р-п переход затвор-канал расширяется, т.е. зазоры между зуб-
цами «затворной гребенки» уменьшаются и, следовательно», со-
противление канала возрастает. При этом /с падает, стремясь
к нулю при U3 -> Uo (канал полностью перекрывается). Характер-
ной особенностью работы СИТ, в отличие от обыкновенных (ма-
ломощных) полевых транзисторов с р-п переходом, является не-
пременное использование режима прямого смещения р-п пере-
хода затвора, т.е. режима при U3 > 0 (для СИТ с n-каналом). Эта
особенность находит свое отражение и на его стоко-затворной ВАХ.
В качестве примера на рис. 4.9 приведена такая зависимость для
СИТ КП926. В рассматриваемом нами режиме сопротивление
канала резко снижается (за счет модуляции сопротивления кана-
ла) и достигает весьма малых значений (0,01...0,1 Ом).
Благодаря низкому сопротивлению канала СИТ имеет высо-
кую крутизну (s < 2 A/В) и хорошие частотные свойства (гранич-
ные частоты достигают значений нескольких гигагерц).
С определенной степенью допущения можно считать, что разно-
видностью СИТ является биполярный транзистор со статической
индукцией (БСИТ). Такой транзистор является нормально закры-
тым полупроводниковым элементом, т.е. при U3 = 0 в БСИТ /с = 0.
Основное применение СИТ и БСИТ находят в мощных преоб-
разовательных устройствах; их рабочие токи достигают десят-
ков ампер, а напряжения UCmax< 1 кВ.
84
4.3. МДП-ТРАНЗИСТОР v
Я
SiO2
Рис. 4.10
МДП-транзистор (металл-диэлектрик-полупроводник) иногда
называют транзистором с изолированным затвором или
МОП-транзистором (металл-окисел-полупроводник). В основе
принципа действия МДП-транзистора лежит эффект поля, пред-
ставляющий собой изменение величины и знака электропровод-
ности на границе полупроводника с диэлектриком под действием
приложенного напряжения. Рассмотрим трехслойную структуру
металл-диэлектрик (окисел)-полупроводник (рис. 4.10). Если
к верхнему электроду (точка А) приложить отрицательное напря-
жение, то, поскольку дырки имеют положительный заряд, они
будут притягиваться к диэлектрику (SiO2) и на поверхности полу-
проводника образуется слой с высокой их концентрацией. Такой
режим принято называть обогащением поверхности дырками.
Если к верхнему электроду приложить
положительное напряжение, то дырки бу-
дут отталкиваться от поверхности полу-
проводника. Поэтому на границе поверх-
ности полупроводника и диэлектрика об-
разуется слой с уменьшенной относитель-
но объема полупроводника концентраци-
ей дырок. Такой режим принято называть
обеднением поверхности дырками.
Если к верхнему электроду приложить
большое положительное напряжение, то
все дырки покинут приповерхностный слой полупроводника.
Напомним, что в полупроводнике p-типа всегда присутствуют
в незначительном количестве электроны с концентрацией, обус-
ловливающей собственную электропроводность полупро-
водника. Поскольку электроны имеют отрицательный заряд, то
они будут притягиваться к диэлектрику и у поверхности полупро-
водника p-типа образуется тонкий слой с электропроводностью
n-типа (см. рис. 4.10). Этот слой принято называть каналом,
а такой режим - инверсией электропроводности.
Таким образом, изменяя напряжение на металлическом элек-
троде в МДП-структуре, можно изменить значение и знак элект-
ропроводности на поверхности полупроводника.
Работа МДП-транзисторов основана на изменении сопротив-
ления канала (инверсного слоя) путем воздействия напряжения.
85
На рис. 4.11 приведены соответственно упрощенные разрезы
и схемные обозначения МДП-транзисторов cn-каналами: для ин-
дуцированного (а, б) и для встроенного (в, г) каналов. Следует
заметить, что в силу ряда технологических причин наибольшее
распространение получили МДП-транзисторы со встроенным
п- и индуцированным р-каналом
Для МДП-транзисторов, изображенных на рис. 4.11, выводы
от областей л-типа называются истоком и стоком (как и в поле-
вом транзисторе ср-л переходом). Вывод от металлической пла-
стины, расположенной на диэлектрике (окисле) над областью
между истоком и стоком, называется затвором.
Нижний вывод, являющийся выводом от подложки £П), соеди-
няется с истоком (в дискретных транзисторах) или общей шиной
(в интегральных схемах).
В МДП-транзисторе с индуцированным каналом при напря-
жении на затворе U3 = 0 канал отсутствует, и соответственно при
приложении разности потенциалов между истоком и стоком Uc
ток стока также будет равен нулю. При увеличении положительно-
го напряжения на затворе до момента инверсии электропровод-
ности канал не сможет образоваться. Однако при превышении
определенного напряжения Uo наступит инверсия электропро-
водности и соответственно образование канала. Напряжение Uo,
начиная с которого образуется канал (/с > 0), принято называть
напряжением отсечки, или пороговым. Необходимо отметить, что
в справочниках на транзисторы обычно в качестве Uo приводятся
значения U3, при которых /с -10 мкА. Напряжение отсечки в МДП-
транзисторе, как и в полевом транзисторе с р-п переходом,
является одним из самых основных параметров. Для МДП-транзи-
стора с индуцированным n-каналом Uo всегда имеет положитель-
ное значение, а с индуцированным р-каналом - отрицательное.
86
При U3 > L/p в МДП-транзисторах с n-каналом увеличение на-
пряжения на затворе будет npnt одить к уменьшению сопротив-
ления канала за счет обогащения поверхности электронами, ."ок
/с при этом будет увеличиваться. Такой режим работы МДП-тран-
зистора принято называть режимом обо-
гащения. МДП-транзистор с индуцирован- ic
ным каналом может работать только в ре-
жиме обогащения.
На рис. 4.12 приведена сток-затворная
ВАХ для МДП-транзистора с индуцирован-
ным n-каналом (кривая 1). Эта характери-
стика иллюстрирует изложенное выше.
В МДП-транзисторе со встроенным ка-
налом при U3 = 0 канал присутствует и при Рис-4-12
Uc > 0 ток /с > 0, т.е. протекает ток стока
(рис. 4.12, кривая 2).
При увеличении положительного напряжения на затворе МДП-
транзистора со встроенным n-каналом область канала будет обо-
гащаться электронами, сопротивление канала уменьшаться и ток
стока возрастать (режим обогащения).
При увеличении же отрицательного напряжения ча затворе
канал обедняется и /с соответственно уменьшается. Этот режим
работы МДП-транзистора принято называть режимом обеднения.
Таким образом, МДП-транзистор со встроенным каналом может
работать в режимах и обогащения и обеднения
При дальнейшем увеличении отрицательного напряжения на
затворе канал исчезает, и начиная с определенного значения
U3 = Uo ток стока становится практически равным нулю. В данном
случае Uo есть не что иное как напряжение отсечки. Для
МДП-транзистора со встроенным n-каналом Uo всегда имеет от-
рицательную величину.
Рис. 4.13
87
Рассмотрим теперь стоковые (выходные) ВАХ МДП-транзисто-
ров. На рис. 4.13 приведены стоковые характеристики для МДП-
транзисторов с п-каналом: индуцированным (а) и встроенным (6).
Из рис. 4.13 следует, что при заданном напряжении на затво-
ре по мере увеличения напряжения Uc от нулевого значения ток
стока увеличивается сначала линейно (область крутой части ха-
рактеристики), затем скорость его возрастания уменьшается
и, наконец, при достаточно больших значениях Uc ток стремится
к постоянному значению. Прекращение возрастания тока связа-
но с перекрытием канала вблизи стока (сравните с аналогичным
явлением в полевом транзисторе с р-п переходом). Как только
канал перекрыт, ток стока практически остается постоянным на
данном уровне, т.е. в первом приближении становится незави-
симым от напряжения на стоке (область пологой части характе-
ристик). Перекрытие канала наступает в результате того, что
напряжение на поверхности полупроводника у стока падает ниже
порогового (напряжение Uc вызывает обеднение канала в основ-
ном вблизи стока). Когда канал перекрыт, его ширина в месте
перекрытия (у стока) чрезвычайно мала, а сопротивление вели-
ко. Здесь, так же как и в аналогичном режиме полевого транзис-
тора с р-п переходом, реакция канала на возрастание тока ока-
зывается очень сильной.
Границу между крутой и пологой областями характеристик
обычно обозначают как напряжение UCli, которое может быть оп-
ределено по формуле (4.1).
Общее выражение для ВАХ МДП-транзистора можно записать
в следующем виде:
/C=K[(U3-UO)UC-1U2],
(4.7)
где К - коэффициент, зависящий от конструкции и технологии из-
готовления транзистора, имеющий размерность A/В2. Для поло-
гой области ВАХ, являющейся основной рабочей областью для
устройств непрерывного действия, выражение (4.7) можно пе-
реписать, положив Uc = U3 - Uo. Тогда
'c=^3-U0)=.
(4.8)
Крутизну МДП-транзистора для пологой области характерис-
тик нетрудно получить, взяв первую производную /с по U3:
88
s = K(U3-U0). (4.9)
Зависимостьs оттока стока получим, использовав (4.8) и (4.9),
в виде (4.4). Таким образом, крутизна как МДП-транзистора, так
и полевого транзистора с р-п переходом с падением тока стока
уменьшается по одному и тому же закону.
При работе в области пологой части характеристик, как отме-
чалось выше, увеличение Uc очень слабо влияет на возрастание
/с. Однако для ряда практических случаев это небольшое изме-
нение /с имеет важное значение. Зависимость тока стока от Uc
наиболее полно находит свое отражение в величине дифферен-
циального сопро ивлениястокагс. Причиной, обусловливающей
возрастание /с при увеличении Uc в области пологой части ха-
рактеристик, является эффект модуляции длины канала. При уве-
личении Uc стоковый р-п переход все более смещается в обрат-
ном направлении, ширина его увеличивается (в основном за счет
высокоомной подложки), следовательно, длина канала должна
уменьшиться. С уменьшением длины канала его сопротивление
падает, что приводит к возрастанию тока стока (аналогично эф-
фекту Эрли в биполярных транзисторах).
Сопротивление стока в МДП-транзисторах может быть опре-
делено по формуле (4.5). Таким образом, и для МДП-транзисто-
ров гс будет возрастать при уменьшении тока стока.
При работе на низкоомную нагрузку МДП-транзисторы могут
иметь неплохие частотные свойства. Однако в реальных устрой-
ствах для получения необходимого усиления в цепь стока вклю-
чаются большие сопротивления, образующие с емкостями зна-
чительные постоянные времени Это обстоятельство приводит
к резкому снижению предельных частот усиления МДП-транзи-
сторов. Для построения высокочастотных устройств необходимо
снижать номиналы стоковых резисторов, что становится возмож-
ным при использовании МДП-транзисторов с большой крутизной.
Граничную частоту МДП-транзистора можно определить с не-
которым отличием по аналогии с полевым транзистором с р-п
переходом (см. рис. 4.5):
Ггр= s/(2nC3). (4.10)
Если в (4.10) подставить (4.4), т можно заключить, что
с уменьшением тока стока частотные свойства МДП-транзисто-
ров ухудшаются:
89
f _ s^c/lci _ f
rp (2лС3) ^V/ci’
Рассмотрим теперь влияние температуры на величину тока
стока. В рабочем диапазоне температур на зависимость /с = f(t)
будут в основном воздействовать два явления: изменение
подвижности носителей заряда в канале и ионизационные про-
цессы на поверхности подзатворного полупроводника. При воз-
растании'температуры уменьшается подвижность электронов
в канале (для МДП-транзистора cn-каналом), что приводит куве-
личению сопротивления канала и падению тока стока. Но, с дру-
гой стороны, за счет возрастающей ионизации поверхностных
состояний уменьшается напряжение отсечки (для индуцирован-
ного канала), что приводит к увеличению тока стока. Первое
явление оказывается решающим при относительно больших /с
(падающая зависимость), а второе явление при малых токах сто-
ка (возрастающая зависимость). Очевидно, при определенном
оптимальном значении тока стока оба эти явления компенсиру-
ют влияние друг друга, и ток стока практически не будет чувстви-
телен к изменению температуры. Для большинства МДП-тран-
зисторов это значение лежит в пределах 0,05.. .0,5 мА. Общий вид
рассмотренных зависимостей lQ = f(t) для МДП-транзисторов
весьма схож с аналогичными зависимостями для полевых тран-
зисторов с р-п переходом (см. рис. 4.7).
Как отмечалось при рассмотрении полевых транзисторов
с р-п переходом, падающая зависимость /с = f(t) характеризует
термоустойчивость прибора при больших токах стока. Поэтому
одной из важных областей применения МДП-транзисторов мо-
гут явиться мощные устройства непрерывного действия.
Входное сопротивление МДП-транзисторов отделяется в ос-
новном утечками окисла, поэтому оно достигает весьма больших
значений. Для большинства МДП-транзисторов значение вход-
ного сопротивления обычно лежит в пределах 1012...1015 Ом
(больше, чем у полевых транзисторов с р-п переходом) Однако
р реальных устройствах такое большое значение часто не может
быть реализовано, поскольку при практическом использовании
МДП-транзисторов необходимо предусмотреть особые меры по
защите их от статического электричества.
За счет приложения больших напряжений к затвору (обычно
больше 50 В) или внутренних зарядов в диэлектрике может про-
90
изойти пробой изолирующей пленки диэлектрика (обычно плен-
ки SiO2), и транзистор выйдет из строя. Большие значения на-
пряженности электрического поля часто возникают за счет обыч-
ных внутренних зарядов в окисле. Поэтому нельзя ни пользовать,
ни хранить МДП-транзисторы с оборванным затвором. МДП-
транзисторы выпускаются со специальными закорачивающими
приспособлениями (все выводы транзистора замкнуты между
собой). Эта мера защиты необходима, поскольку заряды диэлек-
трика не смогут скопиться в нем при закороченном затворе (на
исток), и МДП-транзистор не будет испытывать действия стати-
ческого электричества.
При измерении параметров МДП-транзисторов съемное за-
корачивающее приспособление должно быть снято только перед
включением транзистора в гнезда электроизмерительного при-
бора или испытательной колодки. После проведения измерений
необходимо установить вновь закорачивающее приспособление.
Монтаж МДП-транзисторов следует производить при наличии
закорачивающего приспособления на их выводах. Лица, прово-
дящие работы с МДП-транзисторами, должны использовать для
защиты от статического электричества заземляющие браслеты
(пинцеты, кольца), уменьшающие их собственный электростати-
ческий потенциал.
При работе МДП-транзистора в конкретном устройстве все-
гда должна существовать электрическая цепь между затвором
и шиной нулевого потенциала, причем сопротивление этой цепи
для напряжений, больших 50 В, не должно превышать 1 МОм, т.е.
реальное входное сопротивление МДП-устройства при исполь-
зовании в цепи затвора обычных резисторов не может быть боль-
ше 1 МОм. Последнее показывает, что огромные входные сопро-
тивления МДП-структур таким образом реализовать нельзя.
С целью получения больших входных сопротивлений для ра-
бочего сигнала в МДП-устройствах и в го же время для устране-
ния опасного предела электрического заряда в ди-
электрике удобно использовать защитные диоды, .
включенные между затвором и истоком (рис. 4.14). vrЛЕз
В этом случае диэлектрик может разряжаться через VD1 -
защитные диоды при превышении U3 пробивного VD2,,
напряжения одного из диодов. Таким образом уст- J—
раняется опасность превышения электрического за-
ряда в диэлектрике МДП-транзистора. Рис. 4.14
91
Существуют несколько разновидностей включения защитных
диодов в цепь затвора МДП-транзистора. В качестве защитных
диодов часто используются опорные диоды. Наличие защитных
диодов незначительно уменьшает (за счет обратных токов дио-
дов) входное сопротивление МДП-устройств, причем характери-
стики транзистора остаются неизменными.
Собственный шум в МДП-транзисторах обычно меньше, чем
в биполярных транзисторах, но несколько больше, чем в полевых
транзисторах с р-п переходом. Низкочастотный шум в
МДП-структурах возникает на границе двух разнородных мате-
риалов - диэлектрика и полупроводника. Здесь часто наблюда-
ется высокая концентрация поверхностных состояний. Кроме
того, диэлектрик (окисел) имеет некристаллическую структуру
и содержит дефекты, которые способны вызвать обмен заряда
с полупроводником. Таким образом, МДП-транзистор восприим-
чив к низкочастотному шуму.
Помимо рассмотренных выше двух основных типов полевых
транзисторов, которые наиболее часто используются на практи-
ке, существует и несколько их разновидностей, а также других
самостоятельных типов полевых транзисторов.
4.4. РАЗНОВИДНОСТИ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Прежде всего кратко рассмотрим некоторые разновидности
полевых транзисторов с р-п переходом. В полевых транзисторах
крайне желательно получать большие значения таких параметров
как /Стах, s frp. Для этой цели прежде всего следует уменьшить со-
противление канала. Малое сопротивление удается получить
в транзисторах с коротким каналом. Одним из таких транзисторов
является транзистор с вертикальным каналом (рис. 4.15). Здесь
длина канала определяется уже не длиной затвора, а глубиной
Рис. 4.15
его залегания. Поскольку глубина залегания
р-п переходов может быть очень маленькой
(десятые доли микрометра), то сопротивление
вертикального канала получается незначи-
тельным, что в конечном счете и будет опреде-
лять основные преимущества рассматриваемо-
го транзистора.
Теперь остановимся на разновидностях
МДП-транзисторов. Большинство из них, при-
92
меняемых в устройствах непрерывного действия, создается
с целью повышения предельных рабочих частот, т.е. они являют-
ся ВЧ и СВЧ полупроводниковыми приборами, причем часто
изготавливаются на большие рабочие мощности. Улучшение ча-
стотных свойств МДП-транзисторов связано с уменьшением ем-
костей перекрытия затвора. Существенное (примерно на поря-
док) уменьшение этих емкостей достигается при использовании
технологии совмещенных затворов.
В современной электронике получили распространение МДП-
транзисторы с коротким каналом, выполненные на высокоомной
подложке. В таких транзисторах запорный слой стокового
р-п перехода становится в рабочем режиме настолько широким,
что может достичь истока. При смыкании истока и стока обеспе-
чивается протекание /с не только по каналу, но и через n-i-n струк-
туру. МДП-транзистор с полностью перекрытым каналом имеет
«триодные характеристики».
Одной из наиболее перспективных разновидностей МДП-
транзисторов являются ДМДП- транзисторы, изготовленные
методом двойной диффузии (рис 4.16), т.е. подобно планарному
биполярному транзистору. Такой транзистор характеризуется ма-
лой длиной канала, причем имеется возможность довольно точно
ее контролировать. Характеристики ДМДП-транзистора несколь-
ко отличаются от характеристик обычных МДП-транзисторов: при
определенном напряжении U3 его изменение практически не вли-
яет на крутизну. Отметим, что ДМДП-транзисторы являются высо-
кочастотными полупроводниковыми приборами. Так, ДМДП-тран-
зисторы с n-каналом могут работать на частотах до 2 ГГц
Другой широко распространенной разновидностью высокоча-
стотного и мощного МДП-транзистора является УМДП-транзистор,
т.е. МДП-транзистор eV-образным углублением, имеющий прак-
тически вертикальный канал (рис. 4.17) В УМДП-транзисторе
93
подложка n-типа выполняет функции истока, а толщина слоя
p-типа определяет эффективную длину канала. На поверхности
\/МДП-транзистора изготавливается глубокая канавка V-образ-
ного (или U-образного) сечения, поверхность которой после окис-
ления металлизируется и образует изолированный затвор. Крем-
ниевые \/МДП-транзисторы могут работать на частотах до 4 ГГц.
Поскольку частотные свойства полевых транзисторов поми-
мо емкости затвора определяются сопротивлением канала, то
для ВЧ и СВЧ транзистсров следует использовать короткие ка-
налы n-типа, так как электроны имеют большую подвижность, чем
дырки. Для расширения частотного диапазона полевых транзис-
торов следует использовать структуры на основе арсенида гал-
лия, который характеризуется очень высокой подвижностью элек-
тронов. Так, при одинаковых размерах полевые транзисторы на
арсениде галлия имеют граничные частоты усиления примерно
в 6 раз выше, чем транзисторы на кремнии.
Определенное место в полупроводниковой электронике зани-
мают полевые транзисторы, использующие барьер Шотки. Такие
транзисторы обычно изготавливаются из арсенида галлия с по-
мощью ионного легирования. К ним относится МЕП-транзистор,
затвор которого представляется барьером Шотки. Работа и ВАХ
МЕП-транзисторов аналогичны МДП-транзисторам, причем их
канал может быть как встроенным, так и индуцированным. Тран-
зисторы с барьером Шотки могут работать на частотах до 60 ГГц.
Они находят применение как в СВЧ устройствах непрерывного
действия, так и в цифровых устройствах (см. разд. 13.8).
4.5. ПРИБОР С ЗАРЯДОВОЙ СВЯЗЬЮ
Особым направлением в развитии электронных устройств на
МДП-структурах стало создание приборов с зарядовой связью
(ПЗС), которые позволяют почти на порядок уменьшить габари-
ты систем по сравнению с системами на обычных МДП-транзис-
торах, снизить потребляемую мощность, увеличить быстродей-
ствие и уменьшить стоимость.
Принцип действия ПЗС основан на хранении заряда неоснов-
ных носителей в потенциальных ямах, образующихся у поверх-
ности полупроводника под действием внешнего электрического
поля, и на перемещении этого заряд? вдоль поверхности при
сдвиге потенциальных ям.
94
31 Зг З3 З4 3s
Рис. 4.18
На рис. 4.18 приведена упрощенная структура прибора с за-
рядовой связью. На кремниевой подложке n-типа (или р-типа)
создаются области, покрытые тонким слоем окисла, над которы-
ми располагаются металлические электроды (затворы). Если
к затвору такой МДП-структуры, реализованной на подложке
л-типа, приложить отрицательное напряжение, по абсолютному
значению превышающее пороговое, то у поверхности полупро-
водника образуется обедненная область, которая является по-
тенциальной ямой для неосновных носителей заряда (в данном
случае дырок). Попадая в эту область, дырки под действием поля
притягиваются к поверхности и локализуются в узком инверсном
слое. Заряд неосновных носителей, инжектированных каким-
либо образом или возникший за счет фотогенерации в потенци-
альной яме, может сохраниться в ней.
Для передачи заряда к соседнему электроду прикладывается
более отрицательное (п э сравнению с напряжением хранения)
напряжение записи, которое создает более глубокую потенци-
альную яму под этим электродом и образует продольное элект-
рическое поле в области, разделяющей затворы. Под действием
этого поля и диффузии дырки начинают переходить в более глу-
бокую потенциальную яму под соседний электрод. После того как
процесс передачи закончится, потенциал электрода снизится (по
абсолютному значению) до напряжения хранения.
Необходимо заметить, что для хранения и передачи инфор-
мации в ПЗС не нужны р-п переходы. Это обстоятельство приво-
дит к повышению процента выхода годных приборов, снижению
их стоимости и повышению надежности.
Для ПЗС характерны два режима работы: хранения и передачи
информационного заряда. Информационный заряд не может хра-
ниться в ПЗС длительное время вследствие процессов термоге-
нерации, которые приводят к накоплению паразитного заряда ды-
рок в инверсном слое и к заполнению потенциальной ямы. В анало-
95
говых устройствах паразитный заряд изменяет величину общего
заряда, что приводит к искажению хранимой аналоговой информа-
ции. Максимальное время хранения для современных ПЗС обычно
находится в интервале от сотен миллисекунд до десятков секунд.
Режим передачи информационного заряда от одного затвора к
другому определяет максимальную частоту работы прибора. Про-
цесс переноса носителей заряда вдоль поверхности имеет место
вследствие дрейфа и диффузии. Сначала процесс переноса идет
интенсивно, поскольку дрейфовая составляющая потока велика.
После переноса 90...95 % заряда оставшиеся под затвором дырки
будут переноситься за счет диффузии, дрейфовая составляющая,
которая пропорциональна заряду становится весьма малой.
В процессе переноса большая часть информационного заря-
да передается в соседнюю структуру, но некоторая часть его те-
ряется. Важным параметром ПЗС является эффективность пе-
реноса зарядов, определяемая отношением величин зарядов
в соседних МОП-структурах до и после передачи соответствен-
но. Чем ближе эффективность к единице, тем через большее чис-
ло структур может быть передана информация. Обычно эффек-
тивность переноса заряда составляет 0.99...0,9999.
Время передачи информационного заряда уменьшается с уве-
личением информационного заряда. Кроме того, время переда-
чи прямо пропорционально квадрату длины затвора и обратно
пропорционально подвижности. Таким образом, из-за большей
подвижности электронов быстродействие n-канальных приборов
оказывается в несколько раз выше, чемр-канальных. Максималь-
ная частота работы для современных ПЗС обычно находится
в интервале от 200 кГц до 50 МГц.
Являясь функциональным прибором, ПЗС может выполнять
функции различных устройств. Так, ПЗС способен преобразовы-
вать световой сигнал в электрический заряд. В этом случае он
выполняет функции устройства формирования сигналом изоб-
ражения линейного типа Прибор с зарядовой связью открывает
принципиально новые возможности для создания полупроводни-
ковых передающихтелевизионныхтрубок и т.д. Так как ПЗС не про-
сто полупроводниковый прибор, а уже электронное устройство,
содержащее на одной подложке всю свою многозатворную струк-
туру, он может выполнять функцию сложной многоэлементной схе-
мы. Таким образом, ПЗС является представителем качественно
новых типов полупроводниковых устройств - интегральных схем.
96
Глава 5. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ
5.1. КЛАССИФИКАЦИЯ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ
Современная электроника характеризуется массовым выпус-
ком изделий микроэлектроники - интегральных схем (ИС) с быс-
тро растущей степенью интеграции. Интегральной схемой назы-
вается совокупность нескольких взаимосвязанных элементов,
изготовленных в едином технологическом цикле, на одной под-
ложке. Интегральная схема выполняет функцию определенного
электронного устройства. Принято считать, что в ИС на 1 см3 дол-
жно располагаться более пяти элементов (плотность упаковки или
монтажа). В современных ИС на 1 см3 уже удается получить бо-
лее 105 элементов.
В процессе развития микроэлектроники непрерывно менялась
номенклатура ИС. В настоящее время уже четко стабилизирова-
лись и заняли свое постоянное место в микроэлектронике основ-
ные типы интегральных схем.
Абсолютное большинство современных ИС получено путем
технологической интеграции различных элементов на одной под-
ложке. Поэтому ИС следует, прежде всего, различать по конст-
руктивно-технологическому признаку. По способу изготовления
и получаемой при этом структуре ИС можно разделить на три
основных типа: гибридные, пленочные и полупроводниковые.
Гибридной схемой является ИС, в которой пассивные элемен-
ты (резисторы, конденсаторы и т.д.) выполнены в едином техно-
логическом цикле на одной изолирующей подложке, а активные
элементы (диоды, транзисторы и т.д.) являются навесными, т.е.
обычными дискретными полупроводниковыми приборами, но без
своих собственных корпусов (бескорпусные элементы). Помимо
различных диодов и транзисторов навесными элементами в гиб-
ридной схеме могут быть конденсаторы больших емкостей, ка-
тушки индуктивности и т.д. Частным случаем гибридной схемы
является многокристальная ИС, представляющая собой совокуп-
ность нескольких бескорпусных ИС на одной подложке.
4—2634
97
Пассивные элементы (к ним относятся и токопроводящие до-
рожки) в гибридной схеме выполняются в виде поликристалли-
ческих или аморфных пленок.
Пленочной схемой является ИС, в которой не только пассив-
ные, но и активные элементы выполнены в виде пленок. Вариан-
тами технического исполнения пленочных схем являются тонко-
пленочные и толстопленочные ИС. К тонкопленочным схемам
условно относят ИС с толщиной пленок до 1 мкм, а к толстопле-
ночным - ИС с толщиной пленок свыше 1 мкм.
Возможны пленочные схемы, использующие какполикристал-
лические, так и монокристаллические пленки. Однако достаточ-
но хорошими параметрами и свойствами обладают только ИС,
у которых активные элементы выполнены на монокристалличес-
ких пленках. Для их изготовления обычно исполь дуется КНС-тех-
нология (кремний на сапфире).
Полупроводниковой схемой является ИС, все элементы и ме-
жэлементные соединения которой выполнены в объеме и на по-
верхности полупроводникового кристалла. Иногда полупровод-
никовую схему называют твердой или монолитной ИС.
Основной технологией изготовления полупроводниковых ИС
является планарная технология. Кроме того, широко использу-
ются методы эпитаксиального выращивания монокристалличес-
ких пленок. На сегодняшний день полупроводниковая ИС явля-
ется главным типом.
Существуют полупроводниковые ИС, в которых один или не-
сколько пассивных элементов выполняются в виде пленочных или
навесных структур. Такие ИС принято называть совмещенными.
Они используются в тех случаях, когда необходимы большие но-
миналы и высокая стабильность Ьассивных элементов.
Как правило, ИС разрабатываются и выпускаются предприя-
тиями-изготовителями в виде серий. Каждая серия характери-
зуется степенью комплектности. Серия содержит несколько ИС
различных типов, которые, в свою очередь, могут делиться на
типономиналы. К серии ИС относят совокупность ИС, которые
могут выполнять различные функции, но имеют единое конструк-
тивно-технологическое исполнение и предназначены для совме-
стного использования. Под типономичалом понимается ИС,
имеющая конкретное функциональное назначение и свое услов-
ное обозначение. Элементом схемы ИС называют часть схемы,
реализующую какую-либо функцию полупроводникового прибо-
98
ра (или пассивного дискретного элемента), которая выполнена
неразрывно от кристалла (подложки) и не может быть выделена
как самостоятельное изделие.
В зависимости от числа элементов п в ИС принято деление
схем по степени интеграции К = Inn. Так, ИС первой степени на-
зывают ИС. содержащую до 10 элементов, второй степени - до
100, третьей - до 10ОО и т.д. Интегральные схемы с К= 2.. .3 назы-
вают большими (БИС) а с К > 3 сверхбольшими (СБИС). В со-
временных СБИС степень интеграции К > 5.
Поскольку, как отмечалось выше, основным типом являются
полупроводниковые ИС, сосредоточим основное внимание на
элементах именно этих схем. Одна из особенностей элементов
ИС по сравнению с аналогичными дискретными полупроводни-
ковыми приборами состоит в том, что они имеют определенную
электрическую связь с общей подложкой, а иногда и друг с дру-
гом. Поэтому математические и физические модели элементов
ИС несколько отличаются от моделей дискретных приборов.
Другая важная особенность элементов ИС связана с тем, что
все они изготавливаются в едином технологическом цикле.
В результате параметры элементов ИС в значительной мере
взаимосвязаны и ограничены, чего нет у обычных полупровод-
никовых приборов. Следует также отметить, что в современных
полупроводниковых ИС появились такие элементы, которые не
имеют аналогов в дискретной электронике (электронике навес-
ных элементов).
Основная особенность как пассивных, так и активных элемен-
тов ИС заключается в необходимости электрической изоляции
друг от друга. Представим себе эту особенность, прежде всего,
при рассмотрении резисторов.
5.2 РЕЗИСТОРЫ
Простейшим резистором ИС является слой полупроводника,
изолированный от других ее элементов. Существует несколько
способов изоляции элементов ИС. Самый распространенный из
них заключается во введении в подложку дополнительного р-п
перехода, окружающего каждый элемент (или группу элементов).
В зависимости от технологии изготовления этого р-п перехода
можно различать диффузионный и эпитаксиальный способы.
99
Карманы
Р
Рис. 5.1
При диффузионном способе (рис. 5.1) на пер-
вой операции диффузии в подложке p-типа со-
здаются области n-типа заданной конфигурации,
в которой затем могут формироваться необходи-
мые элементы. Таким образом, между каждым
элементом ИС включены навстречу друг другу два
р-п перехода. Напомним, что обедненный слой
р-л перехода имеет высокое сопрстивление,
близкое к сопротивлению диэлектрика. Изолированные друг от
друга области подложки (в рассматриваемом случае области
л-типа) часто называют карманами. При диффузионном спосо-
бе пробивные напряжения между карманами и подложкой состав-
ляют 40...60 В а токи утечки в нормальных рабочих режимах -
единицы наноампер. В результате обеспечивается достаточно
надежная изоляция элементов. Отметим, что в ИС имеют место
паразитные емкости связи (в частности, барьерные емкости изо-
лирующих переходов), которые ограничивают частотный диапа-
зон работы схемы.
Другие способы изоляции элементов ИС (например, с помо-
щью диэлектрической пленки) хотя и обеспечивают надежную
изоляцию и значительно снижают паразитные емкости связи,
имеют повышенные сложность и стоимость.
Наиболее чаете в ИС применяются диффузионные резисто-
ры. Их можно просто реализовать, выполнив металлические кон-
такты к противоположным сторонам кармана. Такие резисторы
являются линейными при небольших значениях напряжения. По-
скольку площадь, отводимая на подложке под резисторы, имеет
ограничения, то для получения повышенных номиналов диффу-
зионные резисторы выполняются в виде длинных и узких зигза-
гообразных полосок. Число петель в таких полосках обычно не
превышает трех. Диффузионные резисторы оказываются связан-
ными с паразитными диодами (карманов) и распределенными
емкостями, зависящими от напряжения обратного смещения.
В некоторых случаях создание определенного смещения в кар-
мане бывает трудным и неудобным. Для устранения такой необ-
ходимости можно использовать резистор, полученный методом
двойной диффузии (рис. 5.2, а). В качестве резистора здесь ис-
пользуется полупроводниковый слой p-типа. Максимальное со-
противление резистора может достигать 50 кОм. Разброс сопро-
тивлений относительно расчетного номинала в ИС составляет
100
Рис. 5.2
15...20 %. Отметим, что резисторы, расположенные на одной под-
ложке, могут изменять свое сопротивление лишь в одной степе-
ни, поэтому разброс их значений будет гораздо меньшим - не
более 3 %. Эта особенность играет важную роль и широко исполь-
зуется в усилителях с глубокой отрицательной обратной связью.
Если необходимо получить резистор большего номинала, то
можно использовать так называемую пинч-структуру (рис. 5.2, б).
По сравнению с обычными диффузионными резисторами пинч-
резистор имеет меньшую площадь сечения, чем и определяется
его большое сопротивление.
Характерной особенностью любого резистора полупроводни-
ковых ИС является наличие у него паразитной емкости связи
относительно подложки и кармана. Совокупность резистора
и паразитной емкости представляет собой распределенную
RC-линию. Это обстоятельство ограничивает высокую рабочую
частоту, при которой резистор может выполнять свою функцию.
В гибридных и пленочных схемах используются пленочные
резисторы, получаемые за счет нанесения резистивного веще-
ства на изолирующую подложку. Структура и конфигурация пле-
ночного резистора практически такая же, как и у диффузионного
(обычно зигзагообразная). Сопротивление пленочного резисто-
ра зависит от материала, толщины пленки и может достигать
значений , орядка 1 МОм. Отметим, что после нанесения резис-
тивной пленки обычно производится подгонка резистора под но-
минал. В результате можно получить прецизионные и стабиль-
ные резисторы.
В заключение отметим, что хотя и имеется возможность со-
здавать резисторы больших номиналов в ИС, но это является
очень неудобным при построении сложных изделий с весьма
малыми габаритными размерами. Поэтому в ИС стремятся ис-
пользовать минимальное число резисторов, причем возможно
меньших номиналов.
101
5.3. КОНДЕНСАТОРЫ
В полупроводниковых ИС обычно применяют два основных
типа конденсаторов: на основе р-п переходов и на основе струк-
туры металл-диэлектрик-полупроводник (МДП-конденсаторы).
В ИС, выполненных с использованием биполярных транзистор-
ных структур, роль конденсаторов играютр-n переходы. Посколь-
ку при их изготовлении необходимо провести хотя бы одну
диффузионную операцию, конденсаторы на основе р-п перехо-
дов часто называют диффузионными.
Диффузионные конденсаторы основаны на использовании
барьерной емкости обратносмещенногор-п перехода (рис. 5.3).
В качестве диэлектрика здесь выступает обедненная область
р-п перехода. Поскольку ширина обедненной области зависит от
распределения легирующей примеси и от приложенного напря-
жения, то величина барьерной емкости р-п перехода будет
определяться не только его площадью, но и характером распре-
деления примесей и напряжением, смещающим р-п переход
в обратном направлении. Необходимым условием практическо-
го использования диффузионных конденсаторов является соблю-
дение полярности смещающего напряжения.
Поскольку емкость диффузионного конден-
сатора зависит от приложенного напряжения,
то рассматриваемые конденсаторы могут
выполнять роль как постоянной, так и пере-
менной емкости (варикапа). Роль постоянной
емкости диффузионный конденсатор выпол-
няет достаточно хорошо лишь при наличии по-
стоянного смещения, намного превышающе-
го амплитуду переменного сигнала.
Применение конденсаторов на основе р-п переходов в ИС ог-
раничивают два паразитных параметра: эквивалентное последо-
вательное сопротивление и параллельная паразитная емкость.
Для диффузионных конденсаторов сопротивление потерь опре-
деляется сопротивлением слаболегированных участков структу-
ры. Поэтому конденсаторы, рассчитанные на высокое рабочее
напряжение, имеют меньшую добротность по сравнению с кон-
денсаторами, рассчитанными на малое напряжение.
Паразитная емкость диффузионного конденсатора является
барьерной емкостью вспомогательныхр-п переходов (в частно-
102
сти изолирующего перехода). Наличие паразитной емкости при-
водит к неполной передаче напряжения через конденсатор в на-
грузку. В реальных ИС паразитную емкость не удается сделать
меньше 0,15 С6, где Сб - емкость диффузионного конденсатора.
При этом коэффициент передачи конденсатора не превышает 0,9.
Приближенное значение максимальной емкости диффузионно-
го конденсатора составляет 500 пФ, максимально допустимое ра-
бочее напряжение - 15...25 В.
Отметим, что в ИС часто применяется диффузионный конден-
сатор, имеющий четырехслойную структуру (структуру интеграль-
ного биполярного транзистора). В таком конденсаторе можно
использовать сильнолегированный р-п переход малой площади
или слаболегированный переход большей площади, а также оба
этих перехода.
Конденсаторы с МДП-структурой являются вторым основным
типом конденсаторов в полупроводниковых ИС. Они обычно
используются в МДП ИС. Идеализированный разрез МДП-кон-
денсатора приведен на рис. 5.4. Здесь над сильнолегированным
слоем п+-типа выращивается тонкий слой окисла, на который
в дальнейшем наносится алюминиевая пленка, служащая одной из
обкладок конденсатора. Вторая обкладка - слой кремния п+-типа.
Важным преимуществом МДП-конденсаторов по сравнению
с диффузионными является то, что они работают при любой по-
лярности напряжения. Однако и МДП-конденсатор тоже пред-
ставляет собой нелинейную емкость. Существенной особеннос-
тью МДП-конденсатора является зависимость его емкости от
частоты. Коэффициент передачи МДП-конденсатора в ИС состав-
ляет не менее 0,9, максимальная его емкость - 300 пФ, макси-
мально допустимое рабочее напряжение- 30 В.
Значительно большую емкость можно получить при исполь-
зовании пленочного конденсатора (рис. 5.5). Пленочный конден-
сатор представляет собой многослойную структуру, нанесенную
на изолирующую подложку. Для получения такой структуры на
Рис. 5.4
Рис. 5.5
103
подложку последовательно наносят три слоя: первый металли-
ческий слой, выполняющий роль нижней обкладки конденсато-
ра, слой окисла и второй металлический слой, выполняющий роль
верхней обкладки конденсатора. Емкость пленочного конденса-
тора рассчитывается по формуле плоского конденсатора. Тол-
щина окисной (диэлектрической) пленки сущеегвенно зависит от
технологии: для тонких пленок 0,1 ...0,2 мкм, для толстых пленок
10...20 мкм, Отметим, что различие в толщине диэлектрика мо-
жет быть компенсировано величиной диэлектрической проница-
емости материалов. Для получения наибольших значений емко-
стей предпочтительно использовать в качестве диэлектрической
пленки окись тантала (танталовые конденсаторы). Для ВЧ тонко-
пленочных конденсаторов оптимальным диэлектриком является
моноокись кремния.
Следует отметить, что площадь подложки, занимаемая кон-
денсатором в ИС, значительно превышает площадь, занимаемую
другими элементами (например, транзисторами). Поэтому
всегда стремятся разрабатывать ИС с минимальным числом кон-
денсаторов, причем крайне желательно использовать конденса-
торы лишь малых емкостей. Некоторые ИС вообще не имеют
конденсаторов. В последнее время в связи с наличием миниатюр-
ных дискретных конденсаторов (с емкостью до нескольких мик-
рофарад) иногда заменяют пленочные конденсатеоы навесными.
5.4. КАТУШКИ ИНДУКТИВНОСТИ
Сразу следует отметить, что катушка индуктивности является
крайне нежелательным элементом в ИС Поскольку с помощью
твердотельной технологии очень трудно создать необходимую
индуктивность, стараются проектировать и изготавливать мик-
роэлектронные устройства без применения индуктивных элемен-
тов. Однако не всегда, к сожалению, это возможно В тех случа-
ях, когда никак нельзя обойтись без индуктивности, вынуждены
использовать различные способы ее реализации.
Возможно изготовить катушку индуктивности методами пле-
ночной технологии. Пленочные индуктивные элементы выполня-
ются в виде плоских спиралей (квадратных или круглых), а также
в виде отрезков полосковых линий и в виде меяндра. На рис. 5.6
изображена спиральная катушка индуктивности прямоугольной
конфигурации Пленочные индуктивные элементы выполняются
104
в едином технологическом цикле (в одном
слое) с остальными пассивными элемента-
ми ИС. Существующая технология позволя-
ет реализовать индуктивности достаточно
высокой добротности (0= 100) с максималь-
ным значением порядка 1 мкГн.
В радиоэлектронных устройствах макси-
мальное значение необходимой индуктивно-
сти зависит от частоты рабочего сигнала.
В табл. 5.1 приведены расчетные максималь-
ные значения таких индуктивностей, практически необходимых
для различных рабочих частот.
Из таблицы следует, что применение пленочных индуктивнос-
тей ограничено областью высоких частот. Такие индуктивные эле-
менты наиболее успешно применяются в СВЧ ИС для работы на
частотах в несколько гигагерц.
Отметим, что для изготовления пленочных индуктивностей
в качестве основного материала используется золото. Ширина
золотой полоски составляет 30. ..50 мкм, просвет между витками -
до 100 мкм. Число витков в индуктивной спирали обычно состав-
ляет 3...5. При расчете пленочной индуктивности приходится
учитывать не только длину и ширину полоски, но и ее толщину,
а также влияние металлизации обратной стороны.
Если пленочную спираль покрыть защитным диэлектриком,
а на поверхность этого диэлектрика нанести еще одну спираль,
то можно получить пленочный трансформатор. Толщина защит-
ной пленки, разделяющей первичную и вторичную обмотки в виде
спиралей, определяет взаимную индуктивность. Коэффициент
взаимодействия в этсм случае очень мал, поскольку материал
изолирующей пленки не является феррома! нитным.
Другой возможностью получения индуктивности в ИС являет-
ся использование микроминиатюрных проволочных катушек.
Применение таких катушек индуктивности предпочтительно на
Таблица 5.1. Расчетные максимальные значения
индуктивностей
Рабочая частота, МГц 1 10 -.00
Индуктивность, мкГн 350 15 0,5
105
частотах, меньших 50 МГц. Основой микроминиатюрной катуш-
ки является тороид из порошкового железа или специальных
ферритов, на который наматывается тонкая проволока. Такие
индуктивные элементы могут быть использованы в качестве на-
весных элементов ИС.
Рассмотренные способы получения индуктивности не могут
быть применены в ИС с высокой степенью интеграции. Для таких
полупроводниковых схем вместо катушек индуктивности можно
использовать специальные электронные устройства, моделиру-
ющие или имитирующие свойства индуктивности. Существует
достаточно много электронных эквивалентов индуктивности, но
для практического использования в ИС нашел применение лишь
эквивалент, который принято называть гиратором. Он будет рас-
смотрен в разд. 11.5.
В большинстве практических случаев индуктивность необхо-
дима не сама по себе, а как элемент частотно-избирательной
цепи. В последнее время в качестве частотно-избирательных
цепей в микроэлектронике все большее применение получают
акустоэлектронные структуры. Элементы акустоэлектроники рас-
сматриваются в разд. 5.9.
5.5. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Для многих ИС основным и наиболее универсальным элемен-
том является биполярный транзистор. В подавляющем большин-
стве случаев в ИС используются транзисторы п-р-п типа.
Интегральные планарные транзисторы, использующие изоли-
рующий р-п переход (рис. 5.7), изготавливаются путем проведе-
ния диффузий примеси в подложку для формирования изолиру-
ющего, коллекторного и эмиттерного переходов (тройная
диффузия). Особенностью таких планарных транзисторов явля-
ется неравномерное распределение при-
меси в коллекторной области (кармане),
причем у коллекторного перехода присут-
ствует достаточно много атомов примеси,
что обусловливает низкое значение про-
бивного напряжения коллекторного пере-
хода. В целом же тело коллектора остается
высокоомным, что определяет достаточно
большое значение его объемного (паразит-
106
ного) сопротивления. Эти особенности ограничивают возможно-
сти планарных транзисторов в полупроводниковых ИС.
Отметим, что использование эпитаксиальных пленок при из-
готовлении ИС позволяет улучшить ряд параметров транзисто-
ров. Такие транзисторы принято называть планарно-эпитаксиаль-
ными. Общим для всех интегральных биполярных транзисторов
является влияние подложки на их параметры, хотя степень и ха-
рактер этого влияния зависят от способа изоляции и технологии
изготовления.
Интегральный транзистор с изолирующим р-п переходом
в общем случае представляет собой четырехслойную структуру
п+-р-п-р типа, которую можно представить в виде биполярных
структур: основного транзистора п-р-п типа VT1 и паразитного
р-п-ртипа VT2 (рис. 5.8, а). Однако в большинстве современных
ИС коэффициент передачи тока через
слой коллектора в подложку (через
карман) очень мал (порядка 0,01), по-
этому такой транзистор можно рас-
сматривать как транзистор п-р-п типа,
к коллектору которого подключена
паразитная емкость Сп изолирующе-
го р-п перехода. Кроме того, в рас-
сматриваемую модель необходимо
ввести сопротивление коллекторного
слоя гкп (рис. 5.8, б). Вместе с сопротивлением гкп емкость Сп
образует RC-цепь, которая подключена к активной части коллек-
тора. Эта цепь шунтирует коллектор и ухудшает частотные свой-
ства транзистора.
Независимо от способа изготовления и изоляции интеграль-
ные биполярные транзисторы имеют неравномерное распреде-
ление примесей в областях базы и эмиттера, характер которого
во многом определяет основные параметры транзисторов. Для
каждой полупроводниковой ИС можно проектировать свой соб-
ственный тип транзисторов практически с любой геометрией.
В ИС могут входить одновременно транзисторы с различными па-
раметрами. Однако это далеко не всегда используется на прак-
тике, так как значительно проще создавать в ИС идентичные
структуры. С помощью различных способов включения идентич-
ных транзисторных структур можно реализовать активные эле-
менты с заданными параметрами. Типовые значения параметров
Рис. 5.8
107
интегральных транзисторов п-р-п типа: коэффициент усиления
по току 8=100, граничная частота усиления fT - 300 МГц, макси-
мальное напряжение UKrngx = 40 В.
Каждый отдельный интегральный транзистор в ИС во много
раз дешевле дискретного элемента. Это обстоятельство позво-
ляет изготавливать избыточное число транзисторных структур.
Напомним, что биполярный транзистор в сравнении с пассивны-
ми элементами занимает очень малую площадь подложки. Таким
образом, при проектировании полупроводниковых ИС появляется
возможность использовать большее число транзисторов, чем в
дискретных аналогах (например, пять-десять транзисторов в ИС
вместо двух-трех в схеме с навесными элементами).
Взаимное согласование транзисторов в полупроводниковой
ИС значительно упрощается. Все интегральные транзисторы со-
здаются в едином технологическом цикле в одном кристалле на
расстоянии в несколько десятков микрометров друг от друга. Для
образования ИС на таких транзисторных структурах предпочти-
тельно использовать непосредственную связь. Примером непос-
редственной связи элементов в ИС может служить составной
транзистор (схема Дарлингтона). Составной транзистор содер-
жит несколько (обычно две1 транзисторных структур, соединен-
ных между собой определенным образом. На рис. 5.9 приведена
принципиальная электрическая схема (а) и структура (б) состав-
ного транзистора, собранного на п-р-п элементах.
Рис. 5.9
Ток коллектора составного транзистора можно представить в
виде суммы двух слагаемых:
/к = В1/Б+(В1 + 1)/БВ2, (5.1)
где В., В2 - статические коэффициенты усиления потоку транзи-
сторов VT1 и VT2. Первое слагаемое является током коллектора
108
транзистора VT1. В цепи базы транзистора VT2 протекает ток
эмиттера транзистора VT1, равный (В1 + 1 )/Б. Поэтому, умножив
его на В2, получим ток коллектора транзистора VT2. Разделив обе
части выражения (5.1) на/Б, получим формулу для статического
коэффициента усиления по току составного транзистора:
Вс = В' + В^В2 + В2~В,В2. (5.2)
Если положить В1 = В2 = 102, то Вс =104. Такого же порядка по-
лучается и величина дифференциального коэффициента усиле-
ния по току составного транзистора Рс. Если ₽ = Р1 = Р2> то на ос-
новании (5.2) можно записать:
₽с= ₽2- (5-3)
Отме гим, что транзисторные структуры в составном транзис-
торе работают в разных режимах.
Рассматриваемый составной транзистор относится к струк-
турам со связанными коллекторами, поэтому для его реализа-
ции достаточно одного кармана (рис. 5.9, б). Составной транзи-
стор можно рассматривать как пример построения интегральной
активной структуры с заданными параметрами на основе стан-
дартных однотипных транзисторов, просто выполняемых в полу-
проводниковой ИС. Заметим, что существуют составные тран-
зисторы, использующие как п-р-п, так и р-п-р транзисторные
структуры Иногда в качестве входного элемента в составном
транзисторе используется супербета транзистор.
Особым вопросом в микроэлектронике является создание
интегральных транзисторов р-п-р типа. В большинстве практичес-
ких случаев интегральныер-п-р транзисторы существенно уступа-
ютп-р-п транзисторам по усилительным и частотным параметрам.
Поскольку дырки имеют меньшую подвижность, чем электроны,
граничные частоты усиления тока р-п-р тоанзисторов при прочих
равных условиях уже имеют примерно в 3 раза (для кремния) бо-
лее низкую частоту, чем аналогичные п-р-п транзисторы.
Простейшая транзисторная структура р-п-р типа может быть
изго~овлена одновременно с транзисторной структурой п-р-п
типа. Такой интегральный транзистор принято называть горизон-
тальным, боковым или латеральным (рис. 5.10). Он изолирован
с помощьюр-п перехода. Эмиттерный и коллекторный переходы
получаются одновременно за счет диффузии акцепторной при-
меси в область кармана.
109
В латеральном транзисторе перенос
зарядов протекает в горизонтальном
направлении, т.е. параллельно поверх-
ности подложки. Дырки, инжектирован-
ные из эмиттера, диффундируют в гори-
зонтальном направлении к коллектору.
Переход носителей заряда через боко-
вую область наиболее эффективен око-
ло поверхности, где расстояние между коллектором и эмиттером
минимально. Это расстояние является эффективной шириной
базы И/. Обычно W= 4...10 мкм, т.е. больше, чем в обычном (вер-
тикальном) п-р-п транзисторе.
Коэффициент усиления по току латерального транзистора ог-
раничен относительно небольшим значением коэффициента ин-
жекции, довольно широкой базой и эффектами поверхностной
рекомбинации. Коэффициент инжекции интегрального р-п-р
транзистора уменьшается из-за действия двух факторов: низкой
концентрации примеси в эмиттере и небольшой эффективной
площади эмиттера. С целью увеличения эффективь ой площади
эмиттера иногда используют структуры с кольцевым коллекто-
ром (охватывающим эмиттер со всех сторон). Это позволяет со-
бирать инжектированные дырки со всех боковых участков эмит-
терного перехода. В современных латеральных транзисторах
удается получить коэффициент В - 2 1 ..50.
Отметим, что латеральному транзистору обычно свойственна
симметрия, поскольку области эмиттера и коллектора одинако-
вы. Это означает, что прямой и инверсный коэффициенты усиле-
ния по току имеют близкие значения. Пробиз ные напряжения
обоих переходов в латеральном транзисторе тоже практически
одинаковы (30...50 В'. Относительно широкая база, малая под-
вижность дырок и отсутствие дрейфа носителей приводят к тому,
что граничная частота fT латерального р-п-р транзистора обычно
не превышает 30 МГц
При разработке ряда качественных ВЧ ИС возникает необхо-
димость в использовании высокочастотныхр-п-р транзисторов.
Процесс изготовления таких транзисторов требует дополнитель-
ных технологических операций, что вносит особые ограничения
в их конструкцию. В результате получаются более сложные и до-
рогостоящие структуры. Так, р-п-р транзисторы с диэлектоичес-
кой изоляцией обладают лучшими характеристиками, чем дру-
110
гие р-п-р транзисторы ИС. Коэффициент В у них достигает 100,
а граничная частота fT= 150 МГц. Остальные параметры оказы-
ваются сравнимыми с параметрами интегральных п-р-п транзи-
сторов.
Помимо рассмотренных выше биполярных транзисторов в ИС
широко используются особые транзисторные структуры, не свой-
ственные электронным устройствам на навесных элементах. Это,
прежде всего, многоэмиттерный транзистор (МЭТ). Такой
транзистор создается обычными способами в кармане, изоли-
рованном с помощью р-п перехода. Структуры МЭТ получаются
в едином технологическом процессе изготовления ИС вместе
с обычными интегральными транзисторами. Отличие МЭТ заклю-
чается в размерах коллекторных и эмиттерных переходов, числе
эмиттеров, а также в конфигурации и расположении контактов.
Многоэмиттерный транзистор содержит несколько транзис-
торных струкутур п-р-п типа, имеющих общие коллектор и базу.
Под каждым эмиттером расположена активная область базы,
а между соседними эмиттерами - пассивная область. Каждая
пара соседних эмиттеров вместе с разделяющей их пассивной
областью базы образует паразитный латеральный транзистор
п-р-п типа. Роль коллектора в таком транзисторе будет выполнять
тот из эмиттеров МЭТ, на который подано обратное смещение.
В результате в нем может протекать ток экстракции. Во избе-
жание латерального транзисторного эффекта необходимо, что-
бы расстояние между соседними эмиттерами МЭТ было больше
диффузионной длины неосновных носителей заряда в базе L.
В последнее время в ИС все чаще используется и инверсное
включение МЭТ. При таком использовании МЭТ иногда его назы-
вают многоколлекторным транзистором (МКТ). Другими слова-
ми, МКТ - это МЭТ в инверсном включении. Он находит приме-
нение в ИС с инжекционным питанием.
5.6. ДИОДЫ
В настоящее время в составе полупроводниковой ИС могут
быть изготовлены диоды почти любого типа. Однако, как уже нео-
днократно отмечалос! выше, всегда при разработке ИС крайне
желательным является использование лишь однотипных акти>
ных структур. Такими структурами обычно являются биполярные
транзисторы. Поскольку биполярный транзистор имеет два р-п
111
Рис. 5.11
перехода, то его просто использовать и в качестве диода. В по-
лупроводниковых ИС применяют различные схемы включения
транзистора в качестве диода, т.е. интегральный диод представ-
ляет собой биполярный транзистор, включенный определенным
образом. При этом имеется возможность получать у интеграль-
ных диодов различные параметры.
Диодное включение транзистора (обычно п-р-п типа) дости-
гается при выполнении внутрисхемных металлизаций, проводи-
мых после формирования всех элементов ИС. На рис. 5.11
приведены пять схем включения биполяр-
ного транзистора в качестве диода. В пер-
вом случае в качестве диода используется
коллекторный р-п переход транзистора (а).
Такой диод имеет относительно большое
пробивное напряжение (до 50 В), но
характеризуется невысоким быстродей-
ствием. Диод же, использующий эмиттер-
ный переход (б), имеет повышенное быст-
родействие, но небольшое пробивное
напряжение (до 7 В). Для диодов вид про-
бивное напряжение одинаково с диодом б,
а для диода г - с диодом а. Хотя ток термогенерации в эмиттер-
ном переходе минимален, суммарный обратный ток оказывает-
ся большим в диодах, использующих этот переход транзистора.
Самый большой обратный ток имеет место в диодед, где р-п пе-
реходы транзистора включены параллельно. Падение напряже-
ния на диоде при заданном прямом токе максимально у диода б,
использующего эмиттерный переход, а минимально у диода г.
Для получения быстродействующего диода целесообразно за-
корачивать базу с коллектором. Диод в является диодом с ко-
роткой базой (см; гл. 2). Он характеризуется малым временем вос-
становления и уменьшенным сопротивлением в прямом направ-
лении. Диоды б и г используются как накопительные элементы.
Анализ параметров интегральных диодов показывает, что оп-
тимальными вариантами включения биполярного транзистора
являются схемы бив. Малые пробивные напряжения таких дио-
дов обычно не играют существенной роли для низковольтных ИС.
Наиболее часто в полупроводниковых ИС используется диод в.
Помимо обычных выпрямительных диодов в ИС иногда исполь-
зуются и опорные диоды (интегральные стабилитроны), которые
112
реализуются тоже на основе типовой транзисторной структуры.
Конкретная схема включения интегрального транзистора здесь
выбирается в зависимости от необходимого напряжения стаби-
лизации и ТКН.
Если требуется осуществить стабилизацию напряжения до
7 В, можно использовать эмиттерный р-п переход транзистора
(диод б), работающий в режиме электрического пробоя. У тако-
го опорного диода ТКН обычно не превышает 0,2 %/°С. Для ста-
билизации малых напряжений иногда используют специальные
диоды, создаваемые путем сильного легирования подложки
в месте расположения активного р-п перехода.
Низковольтные стабилизаторы можно выполнить, применив
в р-п переходе прямое смещение. Такие стабилизаторы рассчи-
тываются на напряжения, равные или кратные равновесной
высоте потенциального барьера кремниевогор-п перехода, при-
мерно составляющей 0,7 В. Здесь можно использовать один или
несколько последовательно включенных интегральных диодов,
работающих при прямом смещении.
Обычно в низковольтных интегральных стабилизаторах ис-
пользуются диоды в.
Отметим, что для стабилизации напряжения в несколько де-
сятков вольт можно применить включение интегрального бипо-
лярного транзистора с оборванной базой в режиме лавинного
пробоя коллекторного перехода. Такой вариант интегрального
опорного диода характерен малым ТКН.
В ВЧ ИС находят применение диоды с барьером Шотки и с вер-
тикальным р-п переходом, которые выполняются в ИС на сапфи-
ровой подложке с использованием КНС-технологии.
Необходимо отметить, что не только диоды, но и резисторы
с конденсаторами часто получают с помощью транзисторной
структуры. Для интегрального резистора обычно используется
сопротивление базового слоя, а для конденсатора - барьерная
емкость р-п переходов биполярного транзистора.
Для получения диодов и других элементов ИС можно исполь-
зовать не только биполярную транзисторную структуру, но
и структуру полевого транзистора.
113
5.7. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Интегральный полевой транзистор с р-п переходом в основ-
ном применяется во входных каскадах некоторых операционных
усилителей. Технология его изготовления практически совпада-
ет с технологией биполярных ИС, и поэтому полевые транзисто-
ры могут быть совмещены на одном кристалле с биполярными.
Интегральный полевой транзистор с р-п переходом располага-
ется в кармане, изолированном с помощью р-п перехода или
другого способа.
На рис. 5.12 приведена типовая структура полевого транзис-
тора с р-п переходом в ИС с каналом p-типа. Такая структура во
многом повторяет структуру биполярного п-р-п транзистора.
Функцию канала выполняет участок области базы р-типа,
расположенный между областями п+-типа и л-типа Затвор тран-
зистора состоит из верхней области л+-типа и нижней л-типа,
соединенных друг с другом. Для того чтобы ток /с между стоком
и истоком мог протекать только через канал, область л-типа де-
лают более широкой (в плане), чем область л+-типа. В результа-
те область л+-типа своими краями перекрывает карман л-типа,
образуя контакт между двумя частями затвора. Этот контакт сим-
волически изображен на рис. 5.12 в виде линии, соединяющей
области затвора.
Отметим, что для улучшения некото-
рых параметров интегрального полевого
транзистора с р-п переходом (уменьше-
ния разброса параметров, повышения
рабочего напряжения и т.д.) иногда ус-
ложняют технологию его исполнения. Это
усложнение, прежде всего, заключается
в проведении предварительной диффу-
зии акцепторов.
Широкое распространение в ИС полу-
чили МДП-транзисторы, которые имеют
ряд преимуществ перед ИС на биполярных транзисторах, преж-
де всего более высокую плотность упаковки элементов. При
выполнении нескольких МДП-транзисторов на одной подложке
получается, что их истоки и стоки оказываются разделенными
встречно включенными р-п переходами сток-подложка и исток-
подложка. Поэтому гальваническая связь между элементами
114
будет определяться лишь малыми обратными токами этих пере-
ходов. Таким образом, для МДП ИС в большинстве случаев
дополнительная изоляция элементов не требуется, т.е. не нужно
изготавливать изолирующий карман. Отсюда следует, ч’о МДП-
транзисторы можно располагать ближе друг к другу и тем са-
мым повышать плотность упаковки и использование площади
подложки.
Поскольку интегральные МДП-транзисторы не нуждаются
в изоляции, их структура практически не отличается от структу-
ры дискретных элементов. В ИС они могут работать на более вы-
соких частотах, чем их дискретные аналоги. Это, прежде всего,
связано с меньшими паразитными емкостями ИС, которые во
многом ограничивают быстродействие МДП-устройств. Метал-
лизированная разводка в ИС весьма компактна, поэтому и пара-
зитные емкости интегрального МДП-транзистора оказываются
меньшими, чем у дискретного.
Широкое грименение в полупроводниковых ИС находят соче-
тания МДП-транзисторо1 с л- и p-каналами, которые принято
называть комплементарными МДП-транзисторами (КМДП). Осо-
бо подчеркнем, что сочетания биполярных транзисторов п-р-п
и р-п-р типа обычно называют комплементарными биполярны-
ми, или просто комплементарными транзисторами.
В некоторых случаях крайне желательным является получение
ИС, сочетающих в своей структуре как биполярные, так и МДП-
транзисторы. Такие совмещенные схемы могут быть выполнены
в виде полупроводниковых ИС. Здесь МДП-транзисторы с л-ка-
налом изготавливаются непосредственно в подложке p-типа на
этапе диффузии, формирующей эмиттерные переходы, а МДП-
транзисторы с р-каналом изготавливаются в карманах л-типа на
этапе диффузии, формирующей коллекторные переходы бипо-
лярных транзисторов.
Рассмотрим сочетание МДП и биполярной структуры, кото-
рое принято называть составным МДП-транзистором (рис. 5.13).
В качестве входной структуры здесь используется
МДП-транзистор со встроенным л-кэналсм, а вы-
ходной - биполярный п-р-п транзистор. Нетрудно
показать, что крутизна такого составного МДП-
транзистора sc - sfJ, где s - крутизна входной МДП- 'V
структуры, р - дифференциальный коэффициент
усиления по току выходной биполярной структуры. Рис. 5.13
115
Таким образом, осуществляя непосредственную связь МДП
и биполярного транзистора, получаем элемент с очень большой
крутизной и высоким входным сопротивлением.
Важным преимуществом МДП-транзисторов является
возможность их использования в качестве различных полупро-
водниковых элементов (резисторов, конденсаторов, диодов, би-
полярных транзисторов и т.д.). Особое значение это обстоятель-
ство имеет для полупроводниковых ИС.
5.8. ОСОБЕННОСТИ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ
ЭЛЕКТРОНИКИ
Развитие микроэлектроники в последние годы все больше
и больше связывается с обнаружением, исследованием и исполь-
зова! 1ием новых эффектов и явлений в твердом теле. Это обус-
ловлено тем, что традиционные области полупроводниковой
электроники имеют свой предел, определяемый конструктивной
сложностью, технологичностью изготовления, снижением на-
дежности и т.д. Наиболее принципиальной и многообещающей об-
ластью микроэлектроники является функциональная электроника.
В общем случае для функциональной электроники носителем
информации является многомерный сигнал, параметрами которого
управляют динамические неоднородности среды, возникающие
под воздействием управляющего сигнала. В таких структурах
часто нельзя выделить области, выполняющие определенные
специализированные функции, котооые способны обрабатывать
многомерную функцию. Для функциональной электроники иног-
да необходимо совмещать в одном приборе две или несколько
сред с различными динамическими неоднородностями. Исполь-
зование функциональных приборов значительно повышает про-
изводительность систем обработки информации при заданных
габаритах и потребляемых мощностях, что эквивалентно резко-
му возрастанию степени интеграции по сравнению с обычными
полупроводниковыми ИС.
Функциональным прибором является структура, способная
выполнять функции всего устройства в целом. Чтобы лучше пред-
ставить особенности функциональных приборов, рассмотрим
один пример. Для выполнения генератора или частотно-избира-
тельного усилителя по классическим схемам необходимо исполь-
зовать транзисторы, резисторы, конденсаторы и даже индуктив-
116
ности. Все эти элементы нужно определенным образом соеди-
нить друг с другом (см. гл. 11) и укомпоновать. Получается до-
вольно сложное многоэлементное устройство. Однако функцию
такого устройства (генерацию или избирательное усиление) мо-
жет выполнить функциональный прибор, обычно представляю-
щий собой небольшой брусок полупроводника с нанесенной на
него металлизацией. Вот этот брусок полупроводника, способ-
ный при определенных условиях выполнить функцию относитель-
но сложного устройства, и является полномочным представите-
лем функциональной электроники.
Для функциональной электроники характерно использование
большого числа различных физических процессов. Помимо чис-
то электрических цепей здесь используются оптические, акусти-
ческие, магнитные, химические и другие явления в твердых
телах, а также в жидкостях.
В предыдущих разделах уже были рассмотрены полупровод-
никовые приборы, которые можно назвать функциональными:
диод Ганна и ПЗС. В полупроводниковых устройствах широкое
применение находят, прежде всего, элементы акустоэлектрони-
ки, которые в абсолютном большинстве своем есть функциональ-
ные приборы.
5.9. ЭЛЕМЕНТЫ АКУСТОЭЛЕКТРОНИКИ
Явления, связанные с механическими колебаниями упругой
среды, обычно называются акустическими (или звуковыми).
Основу акустоэлектроники составляет взаимодействие акусти-
ческих и электрических сигналов. Практически все современные
акустоэлектронные приборы представляют собой структуры ре-
зонансного типа. Принцип действия многих из них основан на ис-
пользовании пьезоэлектрического эффекта (пьезоэффекта).
Прямой пьезоэффект проявляется в образовании зарядов на
поверхности твердого тела под воздействием механических
напряжений. Обратный пьезоэффект проявляется в изменении
геометрических размеров тела под действием приложенного на-
пряжения. Практически можно считать, что пьезоэффект есть ли-
нейный эффект.
Исторически первым материалом, нашедшим применение
в акустоэлектронике, был монокристалл кварца. На его основе
117
реализуются различные акустоэлектронные приборы, наиболее
распространенным среди которых является кварцевый резонатор.
Кварцевый резонатор представляет собой однородную плас-
тину кварца. Чаще всего в кварцевом резонаторе возбуждаются
продольные колебания (объемные акустические волны) по типу
сжатие-растяжение. Основным электрическим параметром квар-
цевых резонаторов является частота, вблизи которой изменение
импеданса имеет резонансный характер. Эта частота жестко фик-
сирована, и каких-либо устройств для ее изменения кварцевые
резонаторы обычно не имеют. Основной размер, определяющий
частоту продольных колебаний кварцевого резонатора, - длина
пластины. Кварцевые резонаторы по сравнению с резонаторами
из других материалов обладают наибольшей стабильностью ча-
стоты и наиболее высокой добротностью (до 106).
В теле однородной кварцевой пластины нельзя обнаружить
области, соответствующие индуктивности, емкости или сопро-
тивлению. Тем не менее кварцевая пластина выполняет функции
резонатора, т.е. заменяет несколько реактивных элементов
и резисторов. В кварцевом резонаторе возбуждаются резонанс-
ные механические колебания за счет приложения к нему пере-
менного электрического поля, и, наоборот, при возбуждении
колебаний механическим путем на обкладках резонатора появ-
ляется электрическое напряжение, при этом резонатор должен
иметь механическую связь с источником колебаний.
В электрической цепи переменного тока на частотах, близких
к резонансным, кварцевый резонатор ведет себя как последова-
тельно-параллельный колебательный контур, схема
f которого приведена на рис. 5.14. Для такой схемы
характерны два резонанса: последовательный (ре-
зонанс напряжений в ветви LCR) и параллельный (ре-
_с0 зонанс токов во всем контуре) Емкость Со является
статическим параметром резонатора, a L, R, С - ди-
~Т~. намическими. Все эти параметры резонатора срав-
6 нительно легко определяются. В первом приближе-
Рис. 5.14 нии частота резонанса (частота последовательного
резонанса) f определяется как
Гр=1/2ю/1с, (5.4)
а частота антирезонанса (частота параллельного резонанса)
fa - как
118
z
fp fa
Рис. 5.15
f =_L c+cq
a 2n]LCC0'
На рис. 5.15 приведена типовая зависи-
мость сопротивления резонатора Z от часто-
ты. Отметим, что в резонансном промежутке
сопротивление контура носит индуктивный
характер, вне резонансного промежутка - ем-
костный, а на частотах резонанса и антирезо-
нанса - активный. Избирательный характер сопротивления квар-
цевых резонаторов определил области их применения.
Помимо кварцевых резонаторов в последние годы широкое
применение получают акустоэлектронные элементы на основе
других пьезоактивных материалов. В таких пьезоэлектрических
элементах могут быть возбуждены не только объемные акусти-
ческие волны, но и изгибные, сдвиговые, поверхностные, крутиль-
ные и т.д. В низкочастотных акустоэлектронных элементах
используются изгибные, а в высокочастотных - поверхностные
акустические волны (ПАВ).
Среди акустоэлектронных элементов, представляющих осо-
бый интерес для построения устройств непрерывного действия,
следует выделить пьезоэлектрический трансформатор (ПЭТ).
Наиболее распространенный ПЭТ представляет собой монолитную
керамическую пластину, состоящую из двух секций: входной - сек-
ции возбуждения и выходной - генераторной секции (рис. 5.16).
Обе секции поляризованы и, следовательно, обладают пьезоак-
тивностью. Направление поляризации может быть выбрано со-
впадающим в секциях или взаимно перпендикулярным, как по-
казано на рис. 5.16. Отметим, что иногда во входной секции ПЭТ
наносят дополнительную металлизацию для вывода сигнала об-
ратной связи.
Секция возбуждения ПЭТ рабо-
тает по принципу обратного пьезо-
эффекта, а генераторная секция -
по принципу прямого пьезоэффек-
та. Использование прямого и об-
ратного пьезоэффектов позволяет
осуществить преобразование
электрического сигнала одного
уровня в сигнал другого (обычно
Рис. 5.16
119
более высокий). Сразу отметим, что частотная характеристика
трансформатора обладает ярко выраженными избирательными
свойствами и значительный коэффициент трансформации уда-
ется получить только в резонансном режиме работы. На рис. 5.17
приведена типовая зависимость амплитуды выходного напряже-
ния ПЭТ ивых, снимаемого с генератор-
ивых ной секции, от частоты при постоянной
амплитуде входного напряжения UBX,
] подаваемого на секцию возбуждения.
Л1 I Резонансная частота f для современ-
] \ ных ПЭТ обычно имеет значения от
*~ ’ ЮкГцдоЮМГц. Отмети м, что по ряду
причин основной рабочей частотой
Рис. 5.17 ПЭТ обычно является частота второй
гармоники.
Преобразование уровней электрических сигналов происходит
в режиме стационарных резонансных колебаний, при котором
обеспечивается высокая эффективность процесса. Выбором па-
раметров материала, геометрии керамики и электродов можно
получить такой режим работы, при котором отношение выходно-
го напряжения к входному будет много больше единицы. Коэф-
фициент трансформации по напряжению К7 = UBtMi/UBX может
достигать нескольких сотен. Зависимость Кт от геометрических
размеров трансформатора удобно представить в виде Кт = Mf/a,
где М - коэффициент, являющийся характеристикой материала
ПЭТ В первом приближении можно полагать М ~ 1. Изложенное
выше позволяет заключить, что уменьшение толщины и увеличе-
ние длины ПЭТ приводит к повышению Кт При этом следует на-
помнить, что увеличение /будет приводить к уменычению f .
Широкое распространение получили ПЭТ как элементы высо-
ковольтных вторичных источников питания. С их помощью уда-
ется выполнить малогабаритные источники с выходным напря-
жением в несколько киловольт. Помимо применения ПЭТ в энер-
гетических устройствах, определенный интерес представляет его
использование и в частотно-избирательных устройствах.
120
Глава 6. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ НА
ТРАНЗИСТОРАХ
6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Устройства непрерывного действия предназначены для обра-
ботки непрерывных (аналоговых) сигналов, т.е. они являются
устройствами для обработки информации, представленной в ана-
логовом виде. Одна из основных функций, реализуемых устрой-
ствами аналогового (линейного) типа, - усиление.
Усилителем называется устройство, предназначенное для
повышения (усиления) мощности входного сигнала. Усиление
происходит с помощью активных элементов за счет потребле-
ния энеогии от источника питания. Активными элементами в уси-
лителях чаще всего являются транзисторы; такие усилители при-
нято называть полупроводниковыми или транзисторными.
В любом усилителе входной сигнал лишь управляет передачей
энергии источника питания в нагрузку.
Принцип действия усилительного каскада удобно пояснить
с помощью схемы, приведенной на рис. 6.1 Основой усилителя
являются два элемента сопротивление/? (например, резистор)
и управляемый активный элемент АЭ (например, полевой тран-
зистоо), сопротивление которого изменяется под действием
входного сигнала (JBX. За счет изменения сопротивления АЭ из-
меняется ток, протекающий от источника питания с напряжени-
ем Ег в цепь резистора R и АЭ. В результате будут меняться па-
дение напряжения на резисторе, а следовательно, и выходное
Рис 6.1
Рис. 6.2
121
напряжение 1УВЫХ. В правильно спроектированном усилителе на-
пряжения нетрудно получить (УВЬ|Х > 1УВХ. Здесь процесс усиления
основан на преобразовании энергии источника питания Еп в энер-
гию выходного напряжения.
Рассмотрим теперь структурную схему усилительного каска-
да, приведенную на рис. 6.2. Усилитель представлен как актив-
ный четырехполюсник с общей шиной для входа и выхода. Ис-
точник входного сигнала показан в виде генератора напряжения
Ег, имеющего внутреннее сопротивление Rr. На выходе усилите-
ля подключено сопротивление нагрузки RH. Ни генератор Ег ни
нагрузка не являются частями усилительного каскада, но доволь-
но часто играют значительную роль в его работе. Усилитель на
рис. 6.2 представляется своими входным RDV и выходным со-
противлениями.
По роду усиливаемой величины различают усилители напря-
жения, тока и мощности.
Удобно подразделять усилительные каскады по соотношени-
ям величин RBX и Rr Если в усилителе RBX» Rr, то он имеет потен-
циальный вход и является усилителем напряжения. В усилителе
тока RBX « Rr, т.е. имеет место токовый вход. В усилителе мощнос-
ти вход согласован с источником входного сигнала, т.е. RBX - Rr
По соотношению между величинами RBblx и RH усилители так-
же можно разделить на усилители напряжения с потенциальным
выходом (RBblx « RH), токастоковым выходом (RBblx » RH), и мощ-
ности, которые работают на согласованную нагрузку (RBblx = RH).
Как правило, усилитель состоит из нескольких усилительных
каскадов (рис. 6.3). Каскады нумеруются в возрастающем поряд-
ке от входа. Нагрузкой первого каскада является входное сопро-
тивление второго каскада, а источником входного сигнала для
второго каскада - выход первого каскада. Аналогичное взаимо-
действие имеет место и для других соседних каскадов. Первый
каскад называется входным, предпоследний - предвыходным,
а последний - выходным
Рис. 6.3
или оконечным. Входной
каскад осуществляет согла-
сование усилителя с источ-
ником входного сигнала,
поэтому усилитель напря-
жения должен иметь боль-
шое входное сопротивле-
122
ние. Кроме того, крайне желательно, чтобы входной каскад имел
минимальный коэффициент шума.
Выходной каскад многокаскадного усилителя чаще всего яв-
ляется усилителем мощности и призван работать на низкоомную
нагрузку. Поэтому требуется, чтобы выходной каскад имел боль-
шую допустимую мощность, малое выходное сопротивление,
высокий коэффициент полезного действия и малый коэффици-
ент гармоник. Подробнее с некоторыми из этих параметров
можно познакомиться в разд. 6.2. Отметим, что остальные (про-
межуточные) каскады необходимы для обеспечения заданного
усиления, т.е. основным их параметром является коэффициент
усиления (по напряжению).
Соединение каскадов между собой в многокаскадном усили-
теле может быть осуществлено различными способами. Один из
широко распространенных способов для усилителей переменно-
го тока или напряжения реализуется с помощью разделительных
емкостей. Такой усилитель называется усилителем с емкостной
(или RC) связью. Для усилителей постоянного тока используется
непосредственная (гальваническая) связь. Отметим, что непос-
редственная связь между каскадами широко представлена в ИС.
Кроме того, в усилителях могут быть использованы трансфор-
маторная, оптическая, акустическая и другие связи между кас-
кадами, а также для подключения источника входного сигнала
и нагрузки.
6.2. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ
Одним из основных параметоов усилителя является коэффи-
циент усиления. Различают три коэффициента усиления: по на-
пряжению Ки = ивш/ивх, по току К, = /Bt,x//ax и по мощности Кр =
= ^вых/^вх = КиК. усилителей возможны различные значения
коэффициентов усиления, но принципиально то, что Кр всегда
должен быть больше единицы. Максимальные значения коэффи-
циентов усиления могут достигать 106.
Общий коэффициент усиления многокаскадного усилителя
равен произведению коэффициентов усиления отдельных каска-
дов. Так, для Ки можно записать
ки=ки,ки2ки3...кип.
123
Коэффициент усиления часто выражают в логарифмических
единицах - децибелах (дБ):
Ки (дБ) = 20lg(UBblx/UBX) - 20lgK„.
Аналогично в децибелах можно представить Kt и Кр. Для Кр
справедлива следующая запись:
Кр (дБ) = 10lg(PBblx/PBX) = 101дКр.
Выражение коэффициентов усиления в децибелах связано с
тем, что человеческое ухо реагирует на звуковые колебания в
соответствии с логарифмическим законом слухового восприя-
тия. В табл. 6.1 приведены сравнительные значения Ки, выражен-
ные в децибелах и относительных единицах.
Таблица 6.1. Значения коэффициента усиления
Ки,пБ 0 1 2 3 10 20 40 60 80
“и 1 1,12 1,26 1,41 3,16 I0 102 103 104
Если коэффициент усиления каждого каскада выражен в де-
цибелах, то общее усиление многокаскадного усилителя
Ки = Ки1 +Ки2 + КиЗ+ - + Кип-
Помимо усиления сигнала необходимо, чтобы усилитель не
изменял его форму, т.е. в идеальном случае точно повторял все
изменения (напряжения или тока). При этом допускается неко-
торый сдвиг сигнала по времени. Отклонение формы выходного
сигнала от формы входного сигнала принято называть искаже-
ниями. Искажения бывают двух видов, нелинейные и линейные.
Нетинейные. искажения определяются нелинейностью ВАХ
транзисторов, на которых собран усилитель Так, при подаче на
вход усилителя сигнала синусоидальной формы выходной сиг-
нал не является чисто синусоидальным, он будет содержать со-
ставляющие высших гармоник. Это просто пронаблюдать с по-
мощью входной ВАХ биполярного транзистора, которая имеет
форму экспоненты, а не прямой линии. Искажения этого в/да
оцениваются коэффициентом гармоник (коэффициентом нели-
нейных искажений) Кг:
Kr^y!U^ + U^+ .../Uv
124
где Uv U2, U3 - значения напряжений сигнала в выходной цепи
усилителя для основной, второй и третьей гармоник соответ-
ственно.
При оценке нелинейных искажений в большинстве случаев
учитывают только вторую и третью гармоники, поскольку более
высокие гармоники имеют малую мощность. В многокаскадных
усилителях общий Кг можно принять равным сумме коэффици-
ентов гармоник всех каскадов. На практике же основные искаже-
ния обычно вносятся выходным (иногда и предвыходным) каска-
дом, который работает на больших амплитудах сигналов.
Для приближенной оценки нелинейных искажений можно вос-
пользоваться амплитудной характеристикой усилителя (рис. 6.4),
представляющей собой зависимость амплитуды выходного на-
пряжения (Увых от амплитудного значения входного сигнала L/BX
неизменной частоты. При небольших 17вх амплитудная хаоакте-
ристика практически линейна. Угол ее наклона определяется
коэффициентом усиления на данной частоте Изменение угла на-
клона при больших 1УВХ указывает на появление искажений фор-
мы сигнала.
j .инеи 1С э искажения определяются зависимостями парамет-
poi транзисторов от частоты и реактивными элементами усили-
тельных устройств. Эти искажения зависят лишь от частоты
усиливаемого сигнала. Зависимость Ки усилителя от частоты
входного сигнала принято называть амплитудно-частотной (час-
тотной) характеристикой (АЧХ). С помощью АЧХ (рис. 6.5) можно
представить коэффициенты частотных искажений на низшей Ми
и высшей Мв частотах заданного диапазона работы усилителя:
4=^0/^; (6.1а)
AVKo/^J- (6-16)
125
Обычно допустимые значения коэффициентов частотных ис-
кажений не превышают3 дБ. Отметим, что&f=fB- fHпринято на-
зывать полосой пропускания усилителя.
В усилителях звуковых частот Гн ~ 20 Гци fB = 15 кГц; в широко-
полосных усилителях может достигать десятков мегагерц; в ча-
стотно-избирательных усилителях ~ fB и для высокочастотных
вариантов может достигать сотен мегагерь в усилителях посто-
янного тока (УПТ) Гн = 0, a fB может составлять несколько десят-
ков мегагерц.
Необходимо отметить, что в усилителях имеют место фазо-
вые сдвиги между входным и выходным сигналами, которые мо-
гут привести к появлению фазовых искажений. Фазовые искаже-
ния проявляются лишь при нелинейной зависимости фазового
сдвига от частоты. Эту зависимость принято называть фазочас-
тотной (фазовой) характеристикой (ФЧХ) усилителя. Частотные
и фазовые искажения являются линейными искажениями и обус-
ловлены одними и теми же причинами, причем большим частот-
ным искажениям соответствуют большие фазовые искажения,
и наоборот.
Помимо рассм отренных параметров и характеристик часто не-
обходимо знать коэффициент полезного действия (КПД) усили-
теля, коэффициент шума (см. разд. 3.4) стабильность, устойчи-
вость работы, чувствительность к внешним помехам и др. Как уже
отмечалось выше, важнейшим параметром усилителей мощнос-
ти является коэффициент полезного действия тр
П=РН/РО. (6.2)
где Рн - мощность, выделяемая на нагрузке усилителя; Ро - мощ-
ность, потребляемая усилителем от внешнего источника пита-
ния. Величина г) всего усилителя определяется главным образом
т] выходного каскада.
Основные параметры и характеристики усилителей зависят
как от числа каскадов, так и от типа активного элемента (транзи-
стора) и способа его включения в усилительном каскаде.
6.3. УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД НА БИПОЛЯРНОМ
ТРАНЗИСТОРЕ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ (ОЭ)
Среди многочисленных вариантов усилительных каскадов на
транзисторах самое широкое применение находит каскад на
126
Рис. 6.6.
биполярном транзисторе, включенном по схе-
ме ОЭ Принципиальная схема упрощенного
варианта усилительного каскада ОЭ приведе-
на на рис. 6.6. Эта схема удобна для первично-
го анализа. В качестве разделительных элемен-
тов в ней использованы конденсаторы С1 и С2.
т.е. источник входного сигнала Ег и сопротив-
ление нагрузки R4 подключены соответствен-
но ко входу и выходу каскада посредством
емкостной связи. Основой усилительного кас-
када ОЭ являются два элемента: резистор RK
и п-р-п транзистор.
При отсутствии входного сигнала усилительный каскад рабо-
тает в режиме покоя, который иногда называют начальным,
а в усилителях переменного сигнала - и режимом постоянного тока.
С помощью резистора /?Б задается ток покоя базы /БО = Ek/Re.
Отсюда можно представить ток покоя коллектора /ко = В/Б0. Для
большинства линейных усилителей выбирают напряжение на
коллекторе в режиме покоя икэо = /К0^к ~ EJ?-. Отметим, что
в режиме покоя напряжение 1/БЭО - 0,6...0,7 В для кремниевых
транзисторов.
При подаче на вход рассматриваемого каскада положитель-
ной полуволны переменного входного сигнала будет возрастать
ток базы, а следовательно, и ток коллектора. В результате напря-
жение на RK возрастет, а напряжение на коллекторе транзистора
уменьшится, т.е. произойдет формирование отрицательной по-
луволны выходного напряжения. Таким образом, каскад ОЭ ин-
вертирует входной сигнал, т.е. осуществляет сдвиг фазы между
ивхи(Увых на 180°.
Рассмотрим работу усилительного каскада на биполярном
транзисторе ОЭ по его входным и выходным характеристикам.
На линейном участке входной ВАХ транзистора (рис. 6.7, а) вы-
бираем (для получения минимального Кг) рабочую точку (ток
и напряжение покоя, т.е. /БО и 17БЭО). Затем прикладываем пере-
менный входной сигнал Свх. В результате ток базы станет изме-
няться от величины /Б1 до /Б2. Такой режим работы усилительного
каскада принято называть режимом (или классом) А. Это самый
распространенный режим для усилителей напряжения. Другие
режимы работы каскадов чаще используются в усилителях мощ-
ности, поэтому они будут рассмотрены в разд. 8.1.
127
Рис. 6.7
На выходных ВАХ транзистора (рис. 6.7, б) проводим линию
нагрузки по постоянному току RK, представляющую собой зави-
симость тока в цепи коллектора от напряжения 6/кэ при заданном
напряжении источника питания Ек. Эта зависимость может быть
построена по формуле /к - (Ек - UK3)/RK. На практике часто линию
нагрузки проводят через две точки: /к = О, 1УКЭ = Ех и / = EK/RK,
(7КЭ = 0. Очевидно, что наклон линии нагрузки определяется но-
миналом резистора RK. Пересечение линии нагрузки с характе-
ристикой, соответствующей /Б0, определяет точку покоя на
выходных ВАХ, т. е. /ко и /кэо.
Теперь можно зарисовать изменение тока коллектора при из-
менении тока базы от /Б1 до /Б2. Изменяющийся ток коллектора
создает переменное напряжение на резисторе RK и соответствен-
но на выходе усилительного каскада Овых. Обращает на себя
внимание то обстоятельство, что ОВЬ|Х и (7ВХ будут находиться
в противофазе, т.е., как уже отмечалось выше, рассматриваемый
каскад инвертирует сигнал.
Для более точного определения (УВЬ1Х необходимо учесть, что
по переменному току параллельно RK подключается RH (RKH -
= ^11*н)- Поскольку Rx > RXH, то линия нагрузки по переменному
току (рис. 6.7, б) будет идти круче Отметим, что линию нагрузки
по переменному току RKH строят по отношению приращений на-
пряжения к току.
Для расчета параметров усилительного каскада по перемен-
ному току удобно использовать его малосигнальную эквивален-
тную схему, которая для рассматриваемого каскада приведена
128
на рис. 6.8. Эта эквивалентная схема
представляет собой модель каскада
ОЭ для области средних частот, когда
сопротивления разделительных емко-
стей малы, сопротивление емкости
коллекторного перехода велико и не
наблюдается снижение значения ко-
эффициента р. Рис 6 8
В основе схемы рис. 6.8 использо-
вана эквивалентная схема транзистора на рис. 3.9, которая до-
полнена пассивными элементами усилительного каскада RK и /?Б,
а также генератором входного сигнала и RH. Отметим, что гене-
ратор тока р/Б шунтируется двумя цепями: г* и гэ + RKH, причем
последняя является рабочей цепью нагрузки. Учесть влияние гк*
на выходной ток коллектора можно, воспользовавшись эквива-
лентным параметром ре = + RKH). Тогда /к = Ре/Б. Здесь
и далее под значениями /к, /Б и др. будем подразумевать ампли-
тудные значения токов. Входное сопротивление каскада можно
представить как ЯВХ=ЯБ 11 [гБ + гэ(Ре+ 1)]. При RB »RBXn r*»RKH
эту формулу можно упростить. Тогда
*Вх='Б + 'Э(₽е+1)=Лцэ- <6 3)
Значение Рвхдля каскада ОЭ обычно составляет сотни ом или
единицы килоом.
Рассмотрим теперь коэффициент усиления по напряжению.
Наибольший интерес для каскада ОЭ представляет коэффици-
ент усиления относительно генератора напряжения Киг = 0вых/Ег.
Традиционными буквами для напряжений здесь и далее будем
обозначать их амплитудные значения. Амплитуда выходного на-
пряжения 1УВЫХ = -/KRKH- Амплитуда тока коллектора /к - Ре/Б, а /Б =
Ev/(Rr + RBX). Следовательно, проведя подстановки и преобразо-
вания, можно записать:
(6.4)
Формула (6.4) является одной из самых распространенных
в полупроводниковой электронике. Знак «минус» указывает на ин-
вертирование сигнала. Из (6.4) следует, что для повышения Киг
желательно выбирать транзистор с большим р, а также в извест-
ных пределах увеличивать Rx.
При RBX » Rr (6.4) преобразуется к следующему виду:
5—2634
129
К^-fiRJR^
(6.5)
Коэффициент усиления каскада ОЭ по току тносительно на-
грузки К1Н = /Н//Б зависит от соотношения сопротивлений RK и RH:
«"-WWW
(6.6)
При RH -»0 коэффициент К;. —> ₽е.
Коэффициент усиления по мощности Кр можно представить
как произведение КиКг Из всех усилительных каскадов на бипо-
лярных транзисторах каскад ОЭ обладает лучшими усилитель-
ными свойствами. Он хорошо усиливает напряжение, ток и мощ-
ность (Кр> 103).
Выходное сопротивление усилительного каскада определяет-
ся со стороны контактов сопротивления нагрузки при Ег = 0 и от-
ключенной нагрузке. Из эквивалентной схемы (см. рис. 6.8)
видно, что RBblx каскада ОЭ определяется двумя параллельными
цепями: резистором RK и выходным сопротивлением самого тран-
зистора, близким по величине к г* Поскольку обычно RK« г*, то
можно считать, что RBblx ~ RK и составляет единицы килоом.
Рассматриваемый до сих пор вариант усилительного каскада
ОЭ (см рис. 6.6) был удобен для проведенного анализа. Однако
на практике он используется довольно редко из-за низкой ста-
бильности режима покоя и коэффициентов усиления. Лучшей
стабильностью для режима покоя обладает каскад ОЭ, принци-
пиальная схема которого приведена на рис. 6.9. Все изложенное
выше относительно параметров каскада на рис 6.6 справедливо
и для каскада на рис 6.9.
В усилительном каскаде на биполярном транзисторе ОЭ
(рис. 6.9) введено два дополнительных резистора R3 и RB2, а так
же конденсатор Сэ. При расчете режима покоя обычно задаются
падением напряжения на резисторе
R3, равным L/R3 = (0,1 ...0,3)Ек. С по-
мощью R3 осуществляется стабили-
зация режима покоя усилительного
каскада, поскольку создается отри-
цательная обратная связь (ООО).
Обратная связь в усилителях будет
рассмотрена в гл. 7, однако и в насто-
ящей главе уже будут встречаться
фрагментарные упоминания о ней
(но без комментариев).
Итак, предположим, что за счет каких-либо внешних воздей-
ствий (повышения температуры, появления радиации и т.д.) ток
/ко возрос. При этом увеличится напряжение (знаком «плюс»
на эмиттере п-р-п транзистора), что при постоянном напряже-
нии на базе приведет к уменьшению УБЭО. Следовательно, умень-
шатся токи /БО и /ко. Таким образом, с помощью резистора Нэ бу-
дет поддерживаться постоянство /ко при разнообразных внешних
воздействиях. Отметим, что для поддержания постоянного на-
пряжения на базе необходимо иметь /?Б2 « RB]C
Если R3 создает ООС как по постоянному, так и по переменно-
му току, то первая, как отмечалось выше, стабилизирует режим
покоя усилителя, но вторая - снижает Ки (см. гл. 7). Для устране-
ния снижения Ки в устройство введен конденсатор Сэ, который
для переменного тока устраняет ООС, шунтируя R3. Отметим, что
Сэ влияет на работу каскада на низких частотах.
На рис. 6.9 изображена и емкость нагрузки Сн, которая в неко-
торых случаях может быть подключена к выходу усилительного
каскада, т.е. каскад ОЭ в принципе может работать на неболь-
шую емкостную нагрузку.
При работе в области средних частот рассматриваемый уси-
лительный каскад (см. рис. 6.9) может быть представлен с помо-
щью эквивалентной схемы (см. рис. 6.8). При работе в области
низких частот наблюдается спад коэффициента усиления
(см. рис. 6.5), что обусловлено влиянием конденсаторе^ Сг С2
и Сэ, поскольку при уменьшении частоты их сопротивление воз-
растает.
Рассмотрим работу каскада ОЭ в области низких частот. Вли-
яние разделительных конденсаторов и Сэ на коэффициент час-
тотных искажений Мн можно определить отдельно, используя
метод суперпозиции. Сразу отметим, что большие искажения
создаются цепью конденсатора Сэ. Поэтому, если положить, что
Мн = 3 дБ, то Л4нС1 = МнС2 = 0,5 дБ, а МвСэ = 2 дБ. Общий Мн будет
равен сумме коэффициентов частотных искажений за счет этих
трех емкостей. Если Мь представлен в относительных единицах,
ТО Л4Н — Л^нс-|Л^нс2^нСэ‘
Поскольку сопротивление конденсаторов на низких частотах
возрастает, эквивалентную схему каскада ОЭ для этой области
работы необходимо дополнить несколькими элементами
(рис. 6.10, а). Здэсь Rb - R, | |ЯБ2, а г* учтено в Ре. Сначала рас-
смотрим влияние Сг Для этого случая входную цепь усилитель-
131
ного каскада можно преобразовать к виду, представленному на
рис. 6.10 б, где многоэлементная схема действует своим сопро-
тивлением RBX, включенным в цепь С,. Для учета влияния С1 на Ки
следует в знаменателе выражения (6.4) к Rr и RBX добавить со-
противление этой емкости ХС1 = 1/доСр где со = 1 /(2л/). Для низ-
кой частоты сон можно записать:
К ________Ре^кн______
UH Rr+RBX+MU<»HCiY (6.7)
Теперь подставим (6.4) и (6.7) в (6.1а). После проведения пре-
образований получим:
Кио . 1
Кин J'<WhcY (6’8)
где снС1 = C^Rr + RBX) - постоянная времени входной цепи усили-
тельного каскада. Найдем модуль отношения (6.8):
4ci = V1+[1/(<0hThci)]2- (6.9)
Таким образом, коэффициент частотных искажений на низкой
частоте МнС1 однозначно определяется постоянной времени тнС1.
Для уменьшения МнС1 при прочих равных условиях нужно увели-
чить Сг
Выражение (6.9) может быть использовано для определения
коэффициента частотных искажений на низкой частоте практи-
чески для любой цепи любого усилительного устройства. Так, для
выходной цепи МнС2 в (6.9) следует лишь заменить тнС1 на тнС2.
В этом нетрудно убедиться, проделав аналогичные выше приве-
денным выкладки для выходной цепи рассматриваемого усили-
теля. В результате получим, что тнС2 - C2(RBblx + RH) = C2(RK + RH).
Таким образом, для определения Мн следует найти постоянные
времени всех цепей, влияющих на низкой частоте на величину
132
Ки, затем подставить каждую из них в (6.9) и полученные в деци-
белах значения коэффициентов частотных искажений сложить.
Для эмиттерной цепи усилительного каскада можно записать:
тнС2 = сэ(яэ 11 рвых) = сэявь.хэ- где «выхэ - выходное сопротивле-
ние каскада со стороны эмиттера транзистора, т.е. выходное со-
противление усилительного каскада ОК, который будет рассмот-
рен в разд. 6.6. Здесь же отметим, что его величина обычно не
превышает десятки ом, поэтому и получается весьма малая ве-
личина для тнСэ. Это обстоятельство и определяет максимальные
искажения в цепи конденсатора Сэ. Таким образом, для умень-
шения Мн в рассматриваемом каскаде требуется увеличивать
емкости С1 и С2, но в первую очередь и в большей степени Сэ.
Рассмотрим теперь частотные искаже-
ния в области высоких частот. В данном
случае эквивалентную схему каскада ОЭ
можно преобразовать к виду, приведенно-
му на рис. 6.11. Здесь устранены некото-
рые элементы, которые не оказывают прак-
тического влияния на работу усилителя на
высоких частотах. Следует отметить, что
С’к
спад Ки в основном будет обусловлен вли-
янием С* и Сн, а также падением коэффи- Рис. 6.11
циента р, который является комплексной
величиной и поэтому на схеме обозначен как р.
Эквивалентный коэффициент^, который учитывает шунтиру-
ющее влияние Ск генератора тока на высоких частотах, можно
представить в следующем виде:
Pe = Po/d +/^в)-
где тв ~ т„ + СК*ЯКН + СНЯКН - эквивалентная постоянная времени
каскада ОЭ в области высоких частот. Воспользовавшись (6.16)
и взяв абсолютное значение этого отношения, получим для выс-
шей рабочей частоты toB
Н=71+К^в)2- (6.10)
Выражение (6.10) справедливо для любого /силительного ус-
тройства. Оно указывает на то, что уменьшения искажений в об-
ласти высоких частот можно достичь снижением тв, значение
которой во многом определяется используемым в каскаде тран-
зистором. Для низкочастотных транзисторов тв ~ тр = та(Р + 1),
133
поскольку их частотные свойства в основном определяются вре-
менем пролета неосновных носителей заряда через базу. Для ВЧ
транзисторов (при Си = 0) тв ~ C*RKti, т.е. зависит не только от
параметров тоанзистора, но и от Якн.
Необходимо отметить, что в области ВЧ с ростом частоты не
только возрастает Мв, что соответствует уменьшению коэффи-
циентов усиления каскада, но и увеличивается фазовый сдвиг СУВЫХ
относительно L/BX. При этом угол фазового сдвига для каскада ОЭ
с ростом (ов стремится от 180 к 360°.
Какуже отмечалось выше, одним из основных параметров уси-
лительного каскада является стабильность его работы. Прежде
всего важно, чтобы в усилителе обеспечивался стабильный ре-
жим покоя.
6.4. СТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМА ПОКОЯ КАСКАДА
НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Параметры биполярных транзисторов, как и других полупро-
водниковых приборов, в значительной степени подвержены
влиянию внешних факторов (температуры, радиационного воз-
действия и др.). Кроме того, разброс параметров транзисторов
также затрудняет проектирование стабильных усилительных ус-
тройств.
При рассмотрении усилительного каскада ОЭ уже кратко
останавливались на вопросе стабилизации его режима покоя.
Теперь проанализируем этот важный вопрос для усилительных
устройств в более общем виде.
Существуюттри основные причины, влияющие на изменение
тока /ко под действием температуры (или другого вида внешне-
го воздействия). Так, при возрастании температуры, во-первых,
увеличивается обратный ток коллекторного перехода /КБО
(см. разд. 1.8), во-вторых, уменьшается напряжение 1УБЭ0
(см. разд. 1.6) и, в-третьих, возрастает коэффициент В (см. разд. 3.3).
Последовательно рассмотрим влияние этих факторов на при-
ращение тока коллектора А/ко. Начнем с влияния приращения об-
ратного тока Д/КБО. Приращение тока коллектора в этом случае обо-
значим как Д/КО1. Очевидно, что при РБ = /?Б111 ВБ2 - 0 (см. рис. 6.9)
Д/ко1 = Д/КБО. Если ВБ = о®, то, воспользовавшись (3 8), можно
записать: Д/К01 = Д/КБО(В + 1). Однако в реальном каскаде имеют
134
место конечные величины ЯБ и Яэ, поэтому для определения Д/КО1
следует использовать коэффициент токораспределения уБ =
= Яэ/(Яэ + ЯБ).Так,
а/ _ Д/КБо(6 + 1) о Д/КБО е д/
КО1" (1 + уБВ). " нс~7Г ~ нс КБ0. (6-11)
где SHC - коэффициент нестабильности усилительного каскада,
определяемый как
SHC = B/(1+уБВ). (6.12)
Коэффициент SHC показывает, во сколько раз в рассматривае-
мом каскаде изменения тока покоя больше, чем в идеально ста-
билизированном устройстве. Чем меньше SHC, тем стабильней
усилитель.
Отметим, что (6.11) описывает основное приращение Д/ко уси-
лительных каскадов, выполненных на германиевых транзисторах.
В кремниевых усилителях этот фактор малозначителен.
Следующим фактором, влияющим на величину Д/КО1, являет-
ся приращение Д(УБЭ0. Приращение тока коллектора здесь будем
обозначать как Д/КО2. Нетрудно показать, что Д/КО2 = ЗнсД(/БЭ0:
(ЯБ + Яэ), но ДС/БЭ0 = еДГ, где ef - ТКН, являющийся отрицатель-
ной величиной. Последнее указывает на то, что с возрастанием
температуры Д/КО2 уменьшается. Для расчета Д/К02 можно исполь-
зовать следующую формулу:
a/ko2-Shcr^- <6-13)
Из (6.13) следует, что для уменьшения Д/КО2 нужно увеличи-
вать Яэ, а величина ЯБ влияет менее значительно (через коэффи-
циент SHC). Формула (6.13) описывает основное приращение Д/ко
для усилительных каскадов на кремниевых транзисторах.
Теперь остановимся на влиянии приращения коэффициента
усиления транзистора по току ДВ на Д/К02, которое здесь будем
обозначать как Д/коз. По аналогии с выводом (6.11) можно за-
писать:
д/коз = $нс “^“(^кбо + )• (6.14)
135
Отметим, что обычно ДВ/В = 10-2... 10-3. При получении выра-
жений для каждой из составляющих Д/ко полагали, что факторы
действуют независимо друг от друга. Поэтому на основании
(6.11), (6.13) и (6.14) для Д/ко можно записать:
*. о г*> EfAV ДВ,, । м
Д4х> - 5нс[Д/кбО + о--^- + -^-(/кБО +/б)]-
Кб + кэ в
(6.15)
Формула (6.15) может быть использована для определения
Д/Ко усилительного каскада при любой схеме включения в нем
биполярного транзистора.
Сообщим дополнительные сведения относительно коэффици-
ента SHC. При повышении Вэ и уменьшении ЯБ коэффициент SHC
уменьшается, стремясь в пределе к величине а. При этом усили-
тельный каскад будет иметь наилучшую стабильность. Однако
необходимо отметить, что уменьшение SHC приводит к снижению
коэффициента усиления (см. гл 7). Если, наоборот, увеличивать
ВБ и уменьшать Вэ, то SHC будет стремиться к своему максималь-
ному значению В. Такая плохая стабильность характерна для
усилительного каскада, схема которого приведена на рис. 6.6.
Обычно задаются SHC - 2...5. При этом для практических случаев
можно считать, что уБ = 0,5.. 0,2.
Для повышения стабильности работы в усилительных каска-
дах иногда используют термокомпенсацию. Принципиальная схе-
ма одного из таких каскадов ОЭ приведена на рис. 6.12 Здесь
в цепь базы транзистора включен прямосмещенный диод VD, ТКН
которого равен ТКН эмиттерного перехода транзистора. При из-
менении температуры окружающей среды напряжение 11БЭО
и напряжение на диоде будут меняться одинаково, в результате
чего ток покоя /БО останется постоянным. При-
менение этого метода особенно эффективно
в каскадах на кремниевых транзисторах, где,
как указывалось выше, основную нестабиль-
ность порождает Д1УБЭО. В ИС диод заменяет-
ся транзистором, включенным по схеме
рис. 5.11 б или в. При этом реализуется наи-
лучшая термокомпенсация, поскольку оба
транзистора выполняются на одном кристал-
Рис. 6.12
ле кремния в едином технологическом цикле
и, естественно, имеют идентичные параметры.
136
Помимо термокомпенсации с помощью прямосмещенного
диода в усилительных каскадах находят применение и другие тер-
мокомпенсирующие элементы и цепи. Определенный интерес
представляют каскады с термокомпенсацией, использующие
сочетания биполярных и полевых транзисторов (см. разд. 6 11).
6.5. УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД НА БИПОЛЯРНОМ
ТРАНЗИСТОРЕ С ОБЩЕЙ БАЗОЙ (ОБ)
Рис. 6.13
Усилительный каскад на биполярном транзисторе, включен-
ном по схеме с ОБ, может быть использован как с одним, так и с
двумя источниками питания. Рассмотрим каскад ОБ с двумя ис-
точниками питания и RC-связью, принципиальная схема которо-
го приведена на рис. 6.13. Сразу отметим, что, поскольку в этом
каскаде RB = 0, он имеет наилучшую стабильность (SHC - а).
Для расчета режима покоя следует
учесть, что СКБ0 - £rK -/KORK и СЭБО - Еэ - /ЭОЯЭ.
Обычно Еэ> 1 В. Основой усилительного кас-
када ОБ являются два элемента: резистор RK
и п-р-п транзистор. Конденсаторы С1 и С2 вы-
полняют функцию разделительных емкостей.
При подаче на вход рассматриваемого
каскада положительной полуволны Свх будет
уменьшаться ток эмиттера, а следователь-
но, и /к. В результате напряжение наЯкумень-
шится, а напряжение на коллекторе транзистора возрастет, т.е.
произойдет формирование положительной полуволны (7ВЫХ. Та-
ким образом, полярности UBX и L/Bblx совпадают. Следовательно,
каскадОБ не инвертирует входной сигнал.
Анализ работы усилительного каскада ОБ по входным и вы-
ходным характеристикам можно провести аналогично анализу
работы каскада ОЭ (см. разд. 6.3). Отметим, что в каскаде ОБ
нелинейные искажения меньше, так как его выходные ВАХ более
линейны. Эквивалентная схема усилительного каскада ОБ для
области средних частот приведена на рис. 6.14. Обычно в реаль-
ных устройствах rK» RXH, поэтому влиянием гк на выходную цепь
часто пренебрегают Поскольку R3 » Л11Б, то для входного со-
противления можно записать:
дВх=гэ + лб(1-«)- (6.16)
137
Из (6.16) следует, что RBX в каскаде ОБ
очень мало (обычно не превышает десятки
ом). Малая величина RBX является суще-
ственным недостатком усилительного кас-
када ОБ.
Другой весьма серьезный недостаток
каскада ОБ состоит в том, что он не усили-
вает ток. Нетрудно показать, что для рас-
чета К/н следует воспользоваться следую-
щей формулой, полученной аналогично
(6.6): Krt = aRK/(RK + RH) < 1. Коэффициент усиления по напряжению
относительно генератора входного сигнала можно выразить на
основе эквивалентной схемы каскада ОБ в виде, аналогичном (6.4):
(6.17)
Из (6.17) следует, что получить усиление по напряжению в кас-
каде ОБ можно только при работе на высокоомную нагрузку, т.е.
при больших значениях RXH. Если же использовать последователь-
ное соединение нескольких каскадов ОБ, то, поскольку нагруз-
кой предыдущего каскада является очень малое RBX последую-
щего каскада, получить усиление напряжения не удается.
Выходное сопротивление усилительного каскада на биполяр-
ном транзисторе, включенном по схеме с ОБ, можно считать рав-
ным RK (как и в каскаде ОЭ). Его значение обычно равно едини-
цам или десяткам килоом.
Коэффициент частотных искажений для области НЧ в рассмат-
риваемом каскаде определяется влиянием разделительных кон-
денсаторов С1 и С2. Для цепи зарядки как конденсатора Ср так
и С2 постоянные времени и коэффициенты частотных искажений
рассчитываются по тем же формулам, что и для каскада ОЭ. Об-
щий коэффициент Л4Н = Л4нС1 + МнС2, pJE>. При этом основная часть
искажений происходит во входной цепи, поскольку RBX « RBblx.
Это обстоятельство необходимо учитывать при проектировании
каскадов ОБ.
При определении коэффициента частотных искажений в об-
ласти ВЧ следует пользоваться формулой (6.10), где в каиестве
постоянной нужно подставить тр = та + CKRKH. Так как та « тр, то
обычно в каскаде ОБ тр и соответственно Мв значительно мень-
ше, чем в каскаде ОЭ.
138
Таким образом, усилительный каскад ОБ более стабилен
и может работать на более высоких частотах, чем каскад ОЭ, но
он не обладает усилением по току и имеет очень малое входное
сопротивление. Каскад ОБ на практике используется не часто,
причем обычно лишь в сочетании с другими усилительными кас-
кадами (см. разд. 6 10).
\/ 6.6. ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ
Эмиттерным повторителем называется усилительный каскад
на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общим кол-
лектором (ОК). Принципиальная схема наиболее распространен-
ного варианта каскада ОК с RC-связью приведена на рис 6.15.
Здесь коллектор через очень малое внутрен-
нее сопротивление источника питания соеди-
нен с общей шиной каскада, т.е. вывод от
коллекторного электрода является общим вы-
водом для входной и выходной цепей устрой-
ства. Отметим, что в рассматриваемом каска-
де ОК коллектор соединен с общей шиной
лишь по переменному сигналу, для которого
мало выходное сопротивление источника пи-
тания (обычно выходная емкость источника
питания бь вает весьма большой). Основой
усилительного каскада ОК являются два эле-
мента: резистор R3 и п-р-п транзистор.
Напряжения и токи для режима покоя в каскаде ОК задаются
с помощью резисторов RB1, RB2 и R3. В этом каскаде Ек = t/K30 +
+ /эс/?э, причем слагаемые в правой части этого выражения для
усилителя переменного тока должны быть примерно равны. Ко-
эффициент SHC = 2...5. Конденсаторы С1 и С2 выполняют свои
обычные функции, т.е. являются разделительными.
Нетрудно также убедиться, что каскад не инвертирует вход-
ной сигнал. В каскаде ОК напряжение переменного входного сиг-
нала подается между базой и общей шиной, а выходное напря-
жение снимается между эмиттером и общей шиной устройства.
Таким образом, оказывается, что напряжение сигнала, приложен-
ное к эмиттерному переходу, является разностью L/BX - L/Bbjx. Чем
больше выходной сигнал (при заданном 17вх), тем меньше ока-
жется напряжение, приложенное к эмиттерному переходу, а сле-
139
Рис. 6.15
Рис. 6.16
довательно, и напряжение, управля-
ющее работой транзистора. Это бу-
дет приводить к падению тока эмит-
тера и соответственно к падению
L'a 1Х. Такая связь выходной и входной
цепей усилительного каскада явля-
ется 100%-й ООС. Наличие ООС во
многом определяет параметры кас-
када ОК (в частности, Кг).
Эквивалентная схема усилительного каскада ОК для области
средних частот приведена на рис. 6.16. Здесь Яэн - R3 11 Ян и ЯБ =
= ЯБ1 11 ЯБ2. Из схемы следует, что при высокоомном ЯБ для вход-
ного сопротивления каскада можно записать:
ЯВх = гБЯ₽+1)[г/||(гэ^Чн)]- (6.18)
При гх* » (гэ + Яэн) выражение (6.18) преобразуется к виду
«ох^ПэМР+ПЯэн. (6-19)
а при больших значениях р и Яэн - к виду
RBX = PR3H = PR3- (6-20)
Приведенные выражения показывают, что при высокоомном
ЯБ в каскаде OK Явх велико (десятки или сотни килоом) и возрас-
тает при увеличении Яэ. Если Яэ °° то из (6.18) следует Явхп1ах =
= гБ + (Р + 1 )гк* = гк. Таким образом, максимально возможная вели-
чина входного сопротивления в каскаде ОК определяется значе-
нием гк и имеет порядок мегаома. Однако достижение таких боль-
ших значении Явх затруднено, так как рост Яэ требует увеличения
Ек. Кроме того, в ИС выполнить резистор большого номинала прак-
тически невозможно (см. разд. 5.2). Вследствие этого высокие зна-
чения Явх могут быть получены только в специальных каскадах ОК,
которые будут рассмотрены в разд. 6.7. Получение больших зна-
чений Явх затруднено также тем, что ЯБ включено параллельно Явх,
как видно из рис. 6.16. Поэтому в каскадах ОК желательно исполь-
зовать высокоомный делитель в цепи базы, причем часто ЯБ2 = °о
Высокое входное сопротивление является одним из основных
преимуществ каскада ОК. Оно крайне желательно в случае при-
менения каскада в качестве согласующего устройства при рабо-
те от источника входного сигнала с большим внутренним сопро-
тивлением Яг
140
Для коэффициента усиления по току в каскаде ОК можно за-
писать: Kj = /ВЬ|Х//ВХ ~ /Э//Б = Р +1. Теперь аналогично (6.6) нетрудно
получить
^ = (₽+W(*3 + Rh)-
Приведенные соотношения показывают, что усилительный
каскад ОК имеет максимальное усиление по току относительно
каскадов ОЭ и ОБ. Поскольку в каскаде OK RBX велико, то обычно
выполняется условие RBX» Rr, поэтому коэффициент усиления
по напряжению относительно генератора Киг = Ки- L/Bblx/(JBX. По-
лагая 17вых = /ЭЯЭН и UBX = /BRBX, после подстановки в выражение
для Ки и проведения преобразований получим
^ = (₽+1)«эн/^1Э + (Р+1)«Эн]- (6-21)
Из (6.21) следует, что Ки < 1.
Усилительный каскад на биполярном транзисторе, включен-
ном по схеме с ОК, часто называют эмиттерным повторителем,
так как его выходное напряжение (на эмиттере) практически пол-
ностью повторяет входной сигнал (по амплитуде, фазе и форме).
Выходное сопротивление каскада ОК можно представить из
рис. 6.16. Полагая, что величины RB и гк* весьма велики, получа-
ем для расчета RBb|X следующую формулу:
ЯВЫх = гэ + (гб + ЯгМ₽+2)- (6.22)
Анализ параметров, входящих в (6.22), показывает, что RBb|X
в каскаде ОК мало (обычно составляет десятки ом). Малое вы-
ходное сопротивлени э является важным преимуществом рас-
сматриваемого каскада. Оно крайне желательно при примене-
нии каскада в качестве согласующего устройства для работы на
низкоомную нагрузку.
Эмиттерный повторитель хотя и не усиливает напряжения,
является хорошим усилителем мощности (Кр - К,). Он обычно
используется в качестве согласующего каскада, т.е. каскада
с большим входным и малым выходным сопротивлением.
Коэффициент частотных искажений для области НЧ в рассмат-
риваемом каскаде определяется аналогично каскаду ОБ. Здесь
также величина А4Н представляется из двух значений: МнС1 и МнС2.
Однако для каскада ОК МнС2 > МнС1, так как RBblx мало, a RBX вели-
ко. Таким образом, основные искажения происходят в выходной
141
цепи каскада, что необходимо учитывать при практическом про-
ектировании усилителей.
Хотя общий анализ в области ВЧ для каскадов ОЭ и ОК прак-
тически совпадает, каскад ОК является значительно более высо-
кочастотным. Это его важное преимущество определяется нали-
чием 100%-й ООО (см. гл. 7).
Необходимо также отметить еще одно важное преимущество
эмиттерного.повторителя: благодаря малому ЯВЬ1Х он может эф-
фективно работать даже на относительно большую емкостную
нагрузку.
6.7. РАЗНОВИДНОСТИ ЭМИТТЕРНЫХ
ПОВТОРИТЕЛЕЙ
При проектировании эмиттерных повторителей для ИС одним
из основных требований является повышение входного сопро-
тивления, при этом нужно использовать только стандартные тех-
нологические операции. Как отмечалось выше, в ИС можно ис-
пользовать резисторы лишь небольших номиналов.
Одним из вариантов интегрального эмит-
Рис. 6.17
терного повторителя является каскад на со-
ставных транзисторах, принципиальная схе-
ма которого приведена на рис. 6.17. Состав-
ные транзисторы рассмотрены в разд. 5.5.
Для определения входного сопротивления
рассматриваемого каскада можно использо-
вать формулу (6.20), в которую вместо р под-
ставим значение коэффициента усиления
составного транзистора по току из (5.3). Тог-
да получим
(6.23)
Сравнение (6 20) и (6.23) показывает, что в эмиттерном по-
вторителе на составном транзисторе можно получить значитель-
но большее Явх при заданном Яэ, или, что является самым глав-
ным, достаточно высокое RBX при относительно небольшом но-
минале Яэ. Последнее и позволяет достаточно просто реализо-
вать рассмотренный каскад в интегральном исполнении.
Широкое распространение в микроэлектронике получили эк-
виваленты резисторов, представляющие собой специальные ус-
142
Рис. 6.18
a)
тройства на транзисторе, которые принято называть источником
(генератором) стабильного тока (ИСТ). С помощью такого ИСТ
часто реализуется эмиттерный повторитель в составе ИС. На
рис. 6.18, а приведена принципиальная схема эмиттерного по-
вторителя с ИСТ (схема с динамической нагрузкой). Здесь п-р-п
транзистор VTI выполняет свои обычные функции в усилитель-
ном каскаде, резистор ЯБ служит для задания режима покоя тран-
зистора VT2, а функции традиционного резистора R3 выполняет
ИСТ, основой которого является п-р-п транзистор VT2. Резисто-
ры Rv R2 и R3 обычно имеют небольшие номиналы и служат для
задания рабочего режима в транзисторе VT2. Помимо задания
тока /БО в ИСТ осуществляется и его стабилизация. Для выбран-
ного тока /БО = const транзистор VT2 представляется ветвью сво-
ей выходной ВАХ, приведенной на рис. 6.18, б.
Обычно для рабочего режима покоя в транзисторе VT2 выби-
рают (Укэо = 2...5 В, т.е. рабочая точка располагается на пологом
участке ветви выходной ВАХ. Из рис. 6.18, б нетрудно заключить,
что при изменении падения напряжения от сигнала между кол-
лектором и эмиттером VT2 его /к практически не изменяется, т.е.
транзистор VT2 в этом случае является ИСТ. В реальных ИСТ уда-
ется получить эквивалент сопротивления переменному току
в сотни килоом или единицы мегаом.
Таким образом, за счет реализации ИСТ в цепи эмиттера тран-
зистора VT1 рассматриваемый эмиттерный повторитель имеет
большое входное сопротивление, примерно равное гк/2 (без учета
шунтирующего влияния /?Б).
Интересной особенностью рассмотренного ИСТ является то,
что в режиме покоя его внутреннее сопротивление невелико
(Яст = икэо/1ко), поэтому ИСТ потребляет от источника питания
относительно небольшую мощность.
143
Помимо рассмотренных разновидностей эмиттерных повто-
рителей иногда используют более сложные устройства: с допол-
нительным источником питания, с дополнительной обратной свя-
зью, на комплементарных транзисторах и др. Находят примене-
ние и повторители, которые выполнены на сочетании биполяр-
ных и полевых транзисторов. Усилительным устройствам на би-
полярных и полевых транзисторах будет посвящен разд. 6.11.
6.8. УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД НА ПОЛЕВОМ
ТРАНЗИСТОРЕ С ОБЩИМ ИСТОКОМ (ОИ)
Среди усилительных каскадов, выполненных на полевых тран-
зисторах, наиболее широкое применение получил каскад, в ко-
тором полевой транзистор включен по схеме с общим истоком
На рис. 6.19 приведена принципиальная схема наиболее распро-
страненного варианта каскаде ОИ с RC-связью. Основой такого
усилительного каскада являются два элемента: резистор Rc
и полевой транзистор с р-п переходом и n-каналом. Аналогич-
ный каскад может быть выполнен и на МДП-транзисторе со встро-
енным каналом.
Рис 6.19
Поскольку полярность напряже-
ния источника питания Ес определя-
ется типом канала, то в рассматри-
ваемом каскаде Ес должно быть
положительно (используется транзи-
стор с п-каналом). Резистор R3 осу-
ществляет гальваническую связь
затвора с общей шиной, а также ста-
билизирует входное сопротивление
каскада. Обычно R3 < 1 МОм. Источ-
ник входного сигнала Ег подключен ко
входу каскада через разделительный
конденсатор С,, а сопротивление на-
грузки RH подключено к выходу каскада через разделительный
конденсатор С2.
Цепь автоматического смещения RMCM обеспечивает стабиль-
ное отрицательное напряжение на затворе для режима покоя
С/30.Требуемую величину RM для заданного тока покоя .'со обычно
определяют с помощью стоко-затворной ВАХ полевого транзис-
тора (см. рис. 4.4). По этой ВАХ определяют 1/30 для заданного
144
/со. Поскольку за счет протекания /со по £?и между затвором и ис-
током полевого транзистора возникает напряжение
Цзо ^со^и1 (6.24)
то из (6.24) можно просто определить необходимое значение Яи.
Отметим, чго с помощью /?и одновременно осуществляется
стабилизация режима покоя. Так, при повышении температуры
в каскаде ОИ уменьшится ток /со, в связи с этим уменьшится па-
дение напряжения на /?и, а следовательно, по (6.24) станет мень-
ше и отрицательное напряжение на затворе полевого транзис-
тора с n-каналом, что приведет к возрастанию /со (см. рис. 4.4).
Другими словами, стабилизация режима покоя осуществляется
за счет того, что создает последовательную ООС по постоянно-
му току. Одновременно возникает и отрицательная обратная связь
по переменному току, которая снижает коэффициенты усиления
каскада. Чтобы этого не происходило, вводят конденсатор Си.
Б режиме покоя для линейного усилителя (работающего в ре-
жиме А) выбирают напряжение между истоком и стоком полево-
го транзистора Осо = /C0Rc в общем соотношении Ес = Uco + /C0Rc +
+ /СОЯИ, где Rc ориентировочно равно нескольким килоомам. При
этом1/С0>(УВЬ1Х + (1...2В).
При расчете каскада ОИ может оказаться, что RM имеет отно-
сительно большое значение, что приведет к получению слишком
большого отрицательного напряжения на затворе. Для реализа-
ции необходимых режимов работы в усилительном каскаде на
полевом транзисторе можно использовать делитель напряжения
в цепи затвора (рис. 6.20). В этом случае для U30 можно записать:
U3O = ECR3/(R3 + R)-ICQR„.
Формула (6.25) указывает на широкие
возможности по выбору режима покоя в уси-
лительном каскаде ОИ (рис. 6.20). Отметим,
что в таком каскаде полевой транзистор
с р-п переходом может быть заменен
МДП-транзистором как со встроенным, так
и с индуцированным каналом.
Рассмотрим теперь параметры каскада
ОИ для переменного сигнала. Нетрудно по-
казать, что при подаче положительной полу-
волны UBX в каскаде ОИ будет формировать-
(6.25)
Рис. 6.20
145
ся отрицательная полуволна (7ВЫХ (как
и в каскаде ОЭ), т.е. усилительный кас-
кад ОИ инвертирует входной сигнал.
На рис. 6.21 приведена малосигналь-
ная эквивалентная схема в области
средних частот для усилительного кас-
Рис. 6.21 када ди Эта схема получена на осно-
ве схемы рис. 4.6, а, в которой устра-
нены межэлектродные емкости (не играющие существенной роли
в области средних частот) за счет внесения в нее внешних эле-
ментов каскада. Здесь RCH = Rc 11 RH = Rc. Входное сопротивление
каскада ОИ на средних частотах практически однозначно опре-
деляется величиной R3, поэтому обычно RBX = 1 МОм.
Для амплитудного значения тока стока в рассматриваемом
каскаде можно записать:
lc = sU3 + Uc/rc. (6.26)
Поскольку амплитуда выходного напряжения (Увых=-Uc = -lcRc
(знак «минус» указывает на противофазность сигналов на выхо-
де каскада и на Rc), то (6.26) можно привести к следующему виду:
/с = srcU3/(rc + Rc), откуда для коэффициента усиления Ки получим:
^вых Uc srcRc »uRe
UB% U3 rc + Rc гс + Rc
(6.27)
Знак «минус» показывает, что каскад ОИ инвертирует сигнал.
При гс » Rc, что обычно имеет место на практике, выражение
(6.27) можно представить в достаточно простом виде
Ku = -sRc. (6.28)
Подставив (4 4) в (6.28), получим:
- ~siRc\lco 14xi - ^urv^co /4:oi >
<6.29)
где Ko1 - коэффициент усиления каскада ОИ по напряжению при
/со = /С01. Из (6.29) следует, что Ки каскада уменьшается с падени-
ем тока стока в режиме покоя (при постоянном Rc). В реальных
каскадах ОИ обычно Ки = 3...50.
Выходное сопротйвление рассматриваемого каскада нетруд-
но представить как RBblx = rc 11 Rc. Поскольку обычно rc » Rc, то
RBblx ~ Rc-
146
Рассмотрим работу каскада в области НЧ. Спад коэффициен-
та усиления (см. рис. 6.5) для каскада ОИ обусловлен влиянием
конденсаторов Cv С2 и Си. Анализ каскада ОИ в области НЧ прак-
тически совпадает с анализом для каскада ОЭ. При расчете коэф-
фициентов частотных искажений для каждой цепи (МнС1, МнС2 и Л4Си)
следует использовать формулу (6.9), в которую необходимо под-
ставить значения постоянных времени рассматриваемых цепей:
THC1 = C1(Rr + R3) = C1R3; (6.30 а)
*нс2=сЖ+*н) = С2Ян; (6.30 6)
^нси-Си(Яи||ЯвыхИ) = Си/5. (б.ЗОв)
В выражении (6.30 а) учтено, что обычно R3 » Rr Постоянная
тнС1 имеет большое значение и слабо влияет на искажение сиг-
нала. В выражении (6.30 6) учтено то обстоятельство, что в мно-
гокаскадном усилителе обычно каскад ОИ работает на последу-
ющий каскад на полевом транзисторе с большим своим входным
сопротивлением, т.е. каскад ОИ обычно работает на высокоом-
ную нагрузку. Для истоковой цепи каскада ОИ (6.30 в) учитывает,
что выходное сопротивление со стороны истока /?вых и мало
(Явых и « RJ- Сопротивление /?вых и фактически является выход-
ным сопротивлением каскада ОС, который будет рассмотрен
в разд. 6.9. Из-за малого /?вых и цепь зарядки Си вызывает самые
большие искажения коэффициента Мн. При расчете усилитель-
ного каскада для области НЧ необходимо общую (заданную) ве-
личину Мн распределить по всем трем цепям неравномерно, учи-
тывая, что МнС1 < МнС2 < МнСи
Рассмотрим теперь работу каскада ОИ в области ВЧ. При ана-
лизе работы каскада на полевом транзисторе прежде всего сле-
дует рассмотреть изменение входного сопротивления каскада.
При возрастании частоты входного сигнала для определения
входного сопротивления необходимо учитывать влияние емкос-
тей Сзи и Сзс. Уже на частотах в несколько десятков килогерц мо-
жет проявиться проводимость, обусловленная этими емкостями,
и входное сопротивление становится комплексным. На рис. 6.22
приведены эквивалентные схемы для входной части каскада ОИ
в области ВЧ. Схема на рис. 6.22, а получена на основе схемы,
изображенной на рис. 4.6, а.
147
Рис. 6.22
При работе на высоких частотах одним из основных парамет-
ров усилительного каскада на полевом транзисторе становится
входная емкость Свх. Для каскада ОИ входной ток затвора /3 мож-
но представить как
/ _/ +/ _ и3 и3(Ки+1)
'з-'зи + 'зс - п v
1/(;юСзи) 1/(7<оСзс)
Проведя преобразования, получим
/з = ;(о1/3[Сзи + Сзс(Ки + 1)]. (6.31)
Выражение (6.31) позволяет представить Свх в следующем виде:
Свх = Сзи + Сзс(Ки +1)« СхКи. (6.32)
Подставив (6.29) в (6.32), получим:
Озх = C3CKu1^/Co//coi = Свх1 ^co/^coi- (6.33)
Из (6.33) следует, что возрастание тока стока приводит к уве-
личению Свх, за счет чего уменьшается входное сопротивление
каскада. Следует заметить, что аналогичное явление имеет мес-
те при возрастании RC(RCH)-
Постоянную времени входной цепи в области ВЧ можно пред-
ставить из эквивалентной схемы рис. 6.22, б, где входная часть
каскада ОИ представлена емкостью Свх: тв1 = CBX(Rr 11 R3). Коэф-
фициент частотных искажений как для входной Мв1, так и для вы-
ходной Мв2 цепи каскада можно рассчитать по формуле (6 10),
а затем для получения общего Мв в децибелах сложить Л4в1 и Мв2.
Отметим, что постоянная времени выходной цепи каскада в ос-
новном определяется постоянной времени зарядки емкости на-
грузки тв2 = CHRCH.
148
Уменьшения искажений в области ВЧ
можно достичь путем выбора ВЧ полевого
транзистора с малыми межэлектродными
емкостями, а также за счет введения цепей
высокочастотной коррекции. На рис. 6.23
приведена принципиальная схема каскада
ОИ с высокочастотной коррекцией. Здесь
в цепи истока кроме традиционного звена
RMCM, обеспечивающего стабильный режим
покоя, включена корректирующая цепь
RkopCkop- Емкость Скор обычно невелика, она
выбирается из условия 1 /а)Скор » RKop в об-
ласти средних частот. Таким образом, в об-
Рис. 6.23
ласти средних частот влияние С отсутству-
ет, за счет чего резистор RKop образует последовательную ООС
по переменному току и снижает усиление каскада. Но в области
ВЧ 1/(соСкор)«RKop. Следовательно, ОС исчезает и Ки возраста-
ет. В результате удается расширить полосу пропускания усили-
тельного каскада в области ВЧ.
Отметим, что существуют и другие способы коррекции АЧХ
в области ВЧ, но рассмотренный выше способ наиболее широко
используется на практике как в каскадах на полевых, так и бипо-
лярных транзисторах. Существуют также и способы коррекции
АЧХ в области НЧ, наиболее распространенный из которых со-
стоит в подключении дополнительного резистора в цепь стока
(коллектора) на низких частотах.
Стабильность каскадов на полевых транзисторах в основном
определяется изменениями /со под влиянием температуры или
других внешних факторов. Влияние температуры на ток стока
полевых транзисторов рассмотрено в гл. 4. Уменьшить прираще-
ние тока стока в режиме покоя А/со, возникшее под действием
какого-либо внешнего фактора, можно с помощью использова-
ния ООС по постоянному току. Так, в каскаде рис. 6.20 общее при-
ращение тока стока в режиме покоя равно Д/со/(1 + sRM),т.е. в(1 +
+ sRJ раз меньше, чем в одиночном полевом транзисторе.
1 6.9. ИСТОКОВЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ
Истоковым повторителем называется усилительный каскад на
полевом транзисторе, включенном по схеме с общим стоком
149
Рис. 6.24
(ОС). На рис. 6.24 приведена принципиаль-
ная схема каскада ОС с RC-связью. Здесь по-
добно каскаду ОК сток через очень малое
сопротивление источника питания соединен
с общей шиной каске да, т.е. вывод от стока
является общим для входной и выходной
цепей устройства. Основой рассматривае-
мого каскада ОС являются два элемента:
резистор Яи и полевой транзистор с р-п
переходом и п- каналом.
Назначение остальных элементов каскада аналогично каска-
ду ОК. Кроме того, резистор /?и является также сопро . ивлением
автоматического смещения для режима покоя (как в каскаде ОИ).
В каскаде ОС для режима покоя Ес = Uco + /СОДИ.
рассматриваемом каскаде подобно каскаду ОК существует
100%-я ООС по напряжению, за счет чего реализуется малый Кг
и Ки <1. Кроме того, нетрудно убедиться, что каскад ОС не ин-
вертирует фазу сигнала. Отсюда и происходит название - исто-
ковый повторитель.
Для каскада ОС U3 = UBX - U = U -1 R mU = -L/Bblx = -lcRH.
Подставив эти выражения в (6.27), после проведения преобра-
зований получим
Ки =Р1А/[?С + FtM +1)]-
Поскольку обычно > > 1, то из (6.34) можно записать:
Ku = sRVi!{\- sR„).
(6.34)
(6.35)
Из (6.35) следует, что Ки < 1 и при увеличении s/?r коэффициент
Ки -*1-
Выходное сопротивление для каскада ОС в области средних
частот можно представить в следующем виде:
Яых l) = l/s.
(6.36)
Из (6.36) следует, что /?вых в каскаде ОС меньше, чем в каскаде
ОИ. Для каскада ОС оно обычно составляет сотни ом.
В области низких частот спад коэффициента усиления опре-
деляется влиянием конденсаторов С1 и С2. Для каскада ОС в об-
ласти НЧ тнС1 = C}(RT + R3) и тнС2 - С2(ЯВЫХ + RH). Анализ этих ве-
личин позволяет заключить, чтотиГ1 >тиГ,и, естественно, <
150
< Л4нС2. Таким образом, основные частотные искажения возника-
ют в выходной цепи каскада ОС, следовательно, для уменьше-
ния М" прежде всего необходимо увеличивать номинал С2.
Входное сопротивление истокового повторителя для низких
и средних частот, так же как и в усилительном каскаде ОИ, опре-
деляется сопротивлением R3, которое обычно выбирается поряд-
ка 1 МОм.
Рассмотрим теперь входную емкость каскада ОС, которая
в области ВЧ снижает входное сопротивление. Емкость Свх мож-
но определить из эквивалентной схемы для каскада ОС, которая
приведена на рис. 6.25, а. На выходе схемы подключена емкость
нагрузки Сн, Яин = RM 11 RH. По аналогии с анализом каскада ОИ
для каскада ОС можно записать:
Свх — Сзс + Сзи(1-Кв) ~ Сзс.
(6.37)
Из (6.37) следует, что Свх в каскаде ОС в основном определя-
а) б)
Рис. 6.25
ется межэлектродной емкостью затвор - сток, которая обычно
составляет несколько пикофарад. Сравнение (6.32) и (6.37) по-
зволяет сделать вывод, что Свх в каскаде ОС значительно мень-
ше, чем в каскаде ОИ. Этим и определяется большее входное
сопротивление в области ВЧ для каскада ОС.
Для определения коэффициента частотных искажений в об-
ласти ВЧ для каскада ОС воспользуемся другим вариантом эк-
вивалентной схемы, которая приведена на рис. 6.25, б. На осно-
вании этой схемы нетрудно представить постоянные времени
входной тв1 и выходной тв2 цепей рассматриваемого каскада
в следующем виде:
Тв1 ~ CBX(Rr || R3), тВ2 = CHRBblx = CJs.
Подставив значения тв1 и тв2 в (6.10), получим Л4в1 и Мв2, сумма
которых в децибелах составит полный Мв.
151
Выражение для тв1 в общем виде одинаково для усилительных
каскадов на полевых транзисторах (ОИ и ОС), но в истоковом
повторителе Свх значительно меньше. Из выражений для тв2 сра-
зу видно, что для каскада ОС ее величина значительно меньше,
чем для каскада ОИ. Таким образом, изложенное выше указыва-
ет на то, что истоковый повторитель является более высокочас-
тотным усилительным каскадом, чем каскад ОИ.
Возвращаясь к вопросу о входном сопротивлении усилителей,
напомним’ что реализовать потенциальные возможности поле-
вых транзисторов в рассмотренных устройствах нельзя из-за
включения резистора R3. Даже при работе в области средних ча-
стот RBX обычно не превышает 1 МОм.
Для получения больших значений /?вх можно использовать раз-
новидность истокового повторителя, принципиальная схема
которого приведена на рис. 6.26. Для такого каскада U30 = -/С0Яи1-
Входное сопротивление здесь можно определить по следующей
формуле:
К R
Kbx=R3/(1----° и2 )•
ВХ 3/ ' D , D '
+ *'и2
Сопротивление /?вх в таком повторителе обычно составляет
несколько мегаом.
Помимо усилительных каскадов на полевых транзисторах с ОИ
и ОС известен и каскад, в котором полевой транзистор включен
по схеме с общим затвором (ОЗ). На рис. 6 27 приведена прин-
ципиальная схема каскада ОЗ с одним источником питания. Уси-
лительные каскады ОЗ на практике используются чрезвычайно
редко. Основным их недостатком явля-
Рис. 6.27
Рис. 6.26
152
6.10. ФАЗОИНВЕРСНЫЙ И КАСКОДНЫЙ УСИЛИТЕЛИ
При создании устройств непрерывного действия в ряде слу-
чаев, например для реализации двухтактного каскада усилителя
мощности, требуется иметь два сигнала (напряжения), равные
по величине относительно общей шины, но противоположные по
фазе. Использование для этой цели электромагнитного транс-
форматора не всегда возможно из-за вносимых им искажений.
Кроме того, напомним, что в ИС изготовить трансформатор
чрезвычайно сложно. Поэтому на практике для получения двух
противоположных по фазе и одинаковых по амплитуде сигналов
часто используют фазоинверсный (парафазный) усилитель, прин-
ципиальная схема которого приведена на рис. 6 28.
Основой рассматриваемого фазоинверс-
ного усилителя являются три элемента:
п-р-п транзистор и резисторы /?к и Нэ. По сути
своей фазоинверсный усилитель является
однокаскадным усилителем, который вобрал
в себя функции двух каскадов: ОЭ и ОК.
Резистор RK и п-р-п транзистор образуют
каскад ОЭ, а резистор R3 с тем же транзис-
тором - каскад ОК. Выходной сигнал L/Bb|X,
снимаемый с коллектора транзистора, име-
ет противоположную полярность относи-
тельно входного сигнала L/BX, а выходной сигнал UBl.x2, снимае-
мый с эмиттера транзистора, совпадает по фазе с (JBX.
Поскольку для сигнала, снимаемого с эмиттера, коэффици-
ент усиления по напряжению Ки2 < 1 (см. раздел 6 6) и по усло-
вию работы фазоинверсного усилителя - Ки2, то в усилителе
отсутствует усиление по напряжению. Для выполнения равенства
Ки1 = Хи2 необходимо, чтобы р/?к = (₽ + 1 )РЭ. При больших значе-
ниях р достаточно, чтобы RK - R3.
Выходные сопротивления в фазоинверсном каскаде различ-
ны: для эмиттерного выхода /?ВЬ|Х значительно меньше, чем для
коллекторного. Однако все же основным недостатком рассмот-
ренного фазоинверсного усилителя следует считать отсутствие
в нем усиления по напряжению.
Получить = Ки2 > 1 можно в эмиттерно-связанном фазоин-
версном усилителе, принципиальная схема которого приведена
на рис. 6.29. Этот вариант фазоинверсного усилителя содержит
153
Рис. 6.28
два каскада: первый фазоинверсный каскад с Ки} » Ки2 и второй
каскад ОБ. Каскад ОБ не инвертирует фазу сигнала, но усилива-
ет напряжение. Усиление каскада ОБ подбирают таким образом,
чтобы получить равные по амплитуде выходные сигналы: L/Bblx1=
= L/Bblx2. Выходные сопротивления для эмиттерно-связанного уси-
лителя значительно меньше отличаются друг от друга, чем в уси-
лителе на рис. 6.28.
Реализовать фазоинверсный усилитель с Ки1 = Ки2 > 1 можно
и на одном транзисторе. На рис. 6.30 приведена принципиаль-
ная схема оптоэлектронного фазоинверсного усилителя. Здесь
использованы МДП-транзистор со встроенным n-каналом и опт-
рон «светодиод - фотодиод». Фотодиод работает в вентильном
режиме: при изменении сигнала на входе оптрона (на светодио-
де) будет меняться вентильное напряжение на фотодиоде, т.е.
напряжение, приложенное непосредственно между затвором
и истоком МДП-транзистора. Таким образом, резистор Яи не об-
разует отрицательной обратной связи в рассматриваемом уси-
лителе, за счет чего удается значительно повысить усиление по
напряжению. Для получения L/Bblx1 = L/Bblx2 необходимо, чтобы Яс =
= RH. Особо следует подчеркнуть, что фазоинверсный усилитель
на рис. 6.30 за счет применения оптрона обеспечен гальваничес-
кой развязкой во входной цепи.
В ряде практических случаев находит применение каскодный
усилитель. Каскодным усилителем принято называть такое устрой-
ство, в котором используются два транзистора, включенные пос-
ледовательно по постоянному и переменному току. Транзисторы
в каскодных усилителях могут быть включены различными спо-
собами. На рис. 6.31 приведена принципиальная схема каскод-
Рис. 6.29
Рис. 6.30
154
ного усилителя на биполярных транзисторах. ।—у-о+Ек
Здесь транзисторХЛГ 1 включен по схеме ОЭ, а П П rk
транзистор VT2 - по схеме ОБ. Такой усили- т Т
тель называется каскодом ОЭ-ОБ. | || 1(l)vt2
В рассматриваемом усилителе входной П д'
сигнал подается на базу транзистора VT1. Ток Uex
коллектора VT1 практически равен току
коллектора транзистора VT2, который на ре- Т_,
зисторе RK образует падение напряжения,
являющееся 1/вых. Каскод ОЭ-ОБ позволяет
получить большое усиление по напряжению, Рис’6 31
его Kj определяется усилением каскада ОЭ,
RBX - входным сопротивлением каскада ОЭ, а /?вых - выходным
сопротивлением каскада ОБ.
Каскодный усилитель находит широкое применение в резо-
нансных усилителях, где Rx заменяется LC-контуром. Большое
выходное сопротивление транзистора, включенного по схеме ОБ,
дает возможность реализовать высокую добротность. Кроме
того, рассматриваемый каскод имеет резко ослабленную внут-
реннюю обратную связь, что повышает устойчивость усилителя.
Рассмотренная конфигурация рис. 6.31 довольно просто изго-
тавливается и выпускается в качестве ИС.
6.11. УСИЛИТЕЛИ НА БИПОЛЯРНЫХ
И ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Существует ряд практических случаев, когда требуется обес-
печить взаимодействие усилительных каскадов на биполярных и
полевых транзисторах. Классическим примером этого является
устройство, в котором в качестве входного каскада использует-
ся усилитель на полевом транзисторе, а за ним следуют каскады
на биполярных транзисторах.
На рис. 6.32 приведена принципиальная схема каскодного уси-
лителя на МДП и биполярном транзисторе. Здесь использован
МДП-транзистор со встроенным n-каналом, включенный по схе-
ме ОИ, и п-р-п транзистор, включенный по схеме ОБ За счет того
что входной сигнал поступает на затвор МДП-транзистора, кас-
кодный усилитель обеспечивает большое входное сопротивле-
ние. Наиболее ярко это преимущество проявляется на ВЧ, так как
в рассматриваемом каскоде ОИ-ОБ потенциал стока МДП-тран-
155
Рис. 6.32 зистора изменяется в процессе рабо-
ты незначительно.
Поэтому здесь Свх = Сзс + Сзи и имеет значительно меньшую
величину, чем в одиночном каскаде ОН, где Свх определяется по
формуле (6.32). Это обстоятельство позволяет получить в рас-
сматриваемом усилителе хорошие частотные свойства.
Еще одним примером полезного совместного использования
полевого и биполярного транзисторов является повторитель,
принципиальная схема которого приведена на рис. 6.33. Здесь
использован составной транзистор на полевом транзисторе с
р-п переходом с n-каналом и п-р-п транзисторе. Как показано
в разд. 5.7, крутизна составного транзистора равна произведе-
нию крутизны транзистора VT1 и коэффициента усиления VT2 по
току, т.е. (3s. В результате рассматриваемый повторитель всегда
имеет большое Явх и даже при относительно небольшом /?э коэф-
фициент Ки = 1. Выходное же сопротивление здесь будет много
меньше, чем в истоковом повторителе (см. рис. 6.24), т.е. ЯВЬ|Х
составит лишь десятки ом (как в эмиттерном повторителе). Осо-
бый интерес представляет совместное использование биполяр-
ных и полевых транзисторов для взаимной термокомпенсации их
нестабильностей. Напомним, что обычно при возрастании темпе-
ратуры ток /со полевого транзистора уменьшается, а ток /ко бипо-
лярного транзистора увеличивается. Изменяя режимы работы тран-
зисторов, можно подобрать необходимые температурные коэффи-
циенты. За сче г совместного использования биполярных и поле-
вых транзисторов удается обеспечить термокомпенсацию не толь-
ко режимов покоя, но и коэффициентов усиления. Наиболее вы-
сокой температурной стабильностью обладают сочетания каска-
дов ОС - ОЭ и ОС - ОК, что во многом определяется наличием ООС.
156
Глава 7. УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Обратная связь находит широкое использование в разнооб-
разных устройствах полупроводниковой электроники. В усили-
телях введение обратной связи призвано улучшить ряд основ-
ных показателей или придать новые специфические свойства.
Особую, принципиальную роль обратная связь играет в микро-
электронных усилителях. Можно утверждать, что без ее широко-
го использования было бы крайне трудно осуществить серийный
выпуск линейных ИС
Обратной связью называется передача энергии из выходной
цепи усилителя во входную цепь. Выходной сигнал может посту-
пать на вход устройства полностью или только определенной ча-
стью. Сниматься сигнал обратной связи может с выхода всего
устройства или с какого-либо промежуточного каскада и пода-
ваться как на вход всего устройства, так и во входную цепь про-
межуточного каскада. Обратную спязь, охватывающую один кас-
кад, принято называть местной, а охватывающую весь многокас-
кадный усилитель, - общей.
Структурная схема усилителя с обратной связью приведена
на рис. 7.1. Здесь коэффициент усиления устройства К и коэф-
фициент обратной связи к обозначены в виде комплексных
величин. Этим утверждается возможность фазового сдвига в об-
ластях НЧ и ВЧ за счет наличия реактивных элементов как в са-
мом усилителе, так и в цепи обратной связи. Коэффициент к
представляет собой отношение сигнала обратной связи, посту-
пающего на вход с и ыхода устройства, к выходному сигналу.
Обычно с выхода на вход устройства пе-
редается лишь часть сигнала, но имеют-
ся также случаи, когда сигнал обратной
связи превышает по уровню входной сиг-
нал усилителя.
Обратная сьязь может специально вво-
диться а усили гель для изменения его ха-
Вход
Выход
Рис. 7.1
157
рактеристик и параметров, а также возникать за счет влияния
(обычно нежепательного) выходных цепей на входные (паразит-
ная обратная связь).
Наличие обратной связи может привести либо к увеличению,
либо к уменьшению сигнала на выходе устройства и соответ-
ственно коэффициента усиления. В первом случае фазы входно-
го сигнала и сигнала обратной связи совпадают и амплитуды
складываются, такую обратную связь называют положительной
(ПОС). Во втором случае фазы противоположны и амплитуды
сигналов вычитаются, такую обратную связь называют отрица-
тельной. Положительная обратная связь находит применение
в генераторах, а иногда и частотно-избирательных усилителях
(см. гл. 11). В большинстве же усилителей ПОС является неже-
лательной и используется крайне редко.
Основное применение в усилительных устройствах находит
отрицательная обратная связь. Она позволяет повысить стабиль-
ность работы усилителей, а также улучшить другие важные пара-
метры и характеристики. Сразу следует подчеркнуть, что сниже-
ние коэффициента усиления в современных усилительных
устройствах за счет ООС не является сегодня уж очень значитель-
ным фактором, так как широко используются микроэлектронные
структуры с большими собственными коэффициентами усиления
(имеется значительный запас по величине К). В настоящей главе
основное внимание будет уделено именно ООС.
В усилителях применяются различные виды ООС в зависимо-
сти от способов подачи сигналов ООС во входную цепь усилите-
ля и снятия их с выхода усилителя. Если во входной цепи усили-
теля вычитается ток в цепи ОС из тока входного сигнала, то
такую ООС называют параллельной. Если же во входной цепи
вычитаются напряжения входного сигнала и сигнала обратной
связи, то такую ООС называют последовательной.
По способу получения (снятия) сигнала обратной связи раз-
личают ООС по напряжению, когдс сигнал ООС пропорционален
L/Bblx усилителя, и ООС по току, когда сигнал ООС пропорциона-
лен току через нагрузку.
Таким образом, следует выделить четыре варианта цепей об-
ратных связей: последовательная по напряжению, последова-
тельная по току, параллельная по току и параллельная по напря-
жению, Существуют и смешанные (комбинированные) ОС.
158
7.2. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
ПО НАПРЯЖЕНИЮ
При последовательной обратной < вязи по напряжению с со-
противления нагрузки усилителя снимается часть выходного на-
пряжения Uoc, которое во входной цепи алгебраически склады-
вается с UBX На рис. 7.2 приведена структурная схема усилите-
ля с последовательной обрат-
ной связью но напряжению.
Напряжение обратной связи
ЦэС ~ ^вых’ ГДе к ~ + ~
~R2/R) (обычно R1 »R2). Здесь
во входной цепи усилителя дей-
ствует напряжение, равное
Ча ± 4>с-
Прежде всего рассмотрим
влияние последовательной ОС
по напряжению на коэффици-
ент усиления по напряжению.
Для усилителя, охваченного об-
ратной связью,
Рис. 7.2
киос=ивьодивх ±UOc)=UBblx/[UBx(1±/<KJ],
но коэффициент усиления но напряжению усилителя без обрат-
ной связи Ки = U^/U^, поэтому после проведения преобразова-
ния для ООС можно записать
КиОС=Кц1(А + кКи). (7.1)
Хотя величины Ки\лк комплексные, но для простоты изложе-
ния будем использовать их действительные значения, что соот-
ветствует области средних частот работы усилителя. Формула
(7.1) справедлива для случая ООС. В этом легко убедиться, по-
скольку КиОС < Ки. Отметим, что при ПОС в знаменателе правой
части (7.1) следует использовать знак «минус».
Из (7.1) следует; что при последовательной ООС по напряже-
нию стабилизируется величина Ки0С. Так, при кКи =100 значение
Ки за счет каких-либо причин возросло на 50 %, но Ки0С при этом
увеличится примерно лишь на 0,2 %.
159
Введем понятие глубины обратной связи F. Для ООС
F=1+kKu. (7.2)
Из (7.2) следует, что глубина ООС возрастает при увеличении
к и Ки. При очень глубокой ООС F= кКи, поэтому в данном случае
(7.1) можно переписать в следующем виде:
^uoc = "I = (^1 + ^2)^2- (7.3)
Из (7.3) следует очень важный вывод, что при глубокой ООС
(Г> 10) удается практически полностью исключить влияние па-
раметров транзистора и всего усилителя (в частности, Ки) на его
Ки0С. Здесь уже не будут влиять такие факторы, как изменение
температуры, радиационное воздействие, разброс параметров,
старение и др. Таким образом, можно утверждать, что введение
глубокой последовательной ООС по напряжению обеспечивает
стабильность усиления по напряжению. Коэффициет усиления
по (7.3) определяется лишь величиной к, т е отношением номи-
налов двух резисторов. В разд. 7.4 этот вывод будет подтверж-
ден в применении к конкретным усилителям.
Улучшение стабильности коэффициента усиления с помощью
ООС широко используется для расширения АЧХ усилителя. На
рис. 7.3 приведена традиционная АЧХ для Ки усилителя без ООС:
там же приведена АЧХ для КиОС. Эту АЧХ
Кц для усилителя с ООС удобно рассчитать
ки с помощью (7.1). Поскольку/с = const, то
Z'Киос однозначно определяется величи-
/ Киос ной Ки. При отклонении в области НЧ
< ____________ { или ВЧ уменьшается Ки, но уменьшает-
ся и глубина ООС, т.е. 1 + кКи. В резуль-
Рис. 7.3 тате КиОС изменяется слабо и реализу-
ется АЧХ с широкой полосой пропуска-
ния. Таким образом, можно заключить, что наличие ООС умень-
шает частотные искажения, т.е. снижает значения Мн и Мв.
С помощью ООС удается уменьшить нелинейные искажения,
а также влияние помех в усилителе. Поскольку с увеличением F
будет уменьшаться напряжение управления усилителем, то его
работа станет осуществляться на меньшем участке ВАХ активно-
го элемента (транзистора). Уменьшение рабочих размахов токов
и напряжений на участках ВАХ и приведет к уменьшению коэф-
фициентов гармоник. С некоторым приближением можно считать,
160
что ООС обеспечивает работу усилителя на участках ВАХ с ма-
лой нелинейностью. Для коэффициента нелинейных искажений
усилителя, охваченного ООС, можно записать: КгОС = Kr/F. Это
обстоятельство в ряде случаев оказывает решающее значение,
особенно для выходных каскадов усилителя.
Входное сопротивление усилителя с ООС ЯвхОС определяется
способом подачи сигналов обратной связи во входную цепь. При
последовательной ООС по напряжению RBx0C можно представить
как Rbxoc = ^вх+ ЦхЛ- Поскольку Uoc = kKuUBX, то после прове-
дения преобразований можно получить
Rbxoc-^ + kKu) = RBXF. (7.4)
'вх
Из (7.4) следует, что последовательная ООС по напряжению
увеличивает входное сопротивление усилителя в F раз. Таким
образом, чем глубже рассматриваемая здесь ООС, тем больше
Rbxoc- Это обстоятельство имеет важное значение для входных
каскадов усилителей, работающих от источников (датчиков) вход-
ного сигнала с большим внутренним сопротивлением Rr
Выходное сопротивление усилителя с ООС Явь|хОС определя-
ется способом снятия сигнала обратной связи с выхода устрой-
ства. При последовательной ООС по напряжению (JBt,x усилителя
меньше зависит оттока нагрузки, что соответствует уменьшению
его выходного сопротивления. Для рассматриваемого вида ООС
можно записать
RblixOC^Rblix/R- (7-5)
Из (7.5) следует, что последовательная ООС по напряжению
уменьшает выходное сопротивление в Граз. Таким образом, чем
глубже ООС, тем меньше Явых0С. Это обстоятельство имеет особо
важное значение в усилителях напряжения, поскольку позволяет
значительно снизить зависимость выходного напряжения от RH.
Изложенное выше позволяет заключить, что последователь-
ная ООС по напряжению уменьшает и стабилизирует коэффици-
ент усиления по напряжению, снижает как линейные, таки нели-
нейные искажения, повышает входное сопротивление и умень-
шает выходное сопротивление усилителя.
6—2634
161
7.3. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ ПОТОКУ
ид
1вых
иос
Рис. 7.4
При последовательной обоатной связи по току в выходной
цепи усилителя включается специальный резистор Roc, падение
напряжения на котооом Uoc пропорционально выходному току.
Во входной цепи усилителя это Uoc алгебраически складывается
с входным напряжением. На рис. 7.4 приведена структурная схе-
ма усилителя с последовательной
обратной связью по току. Здесь
^ос ~ ^вых^ос и к ~ ^ос/^н-
Поскольку во сходной цепи усили-
теля алгебраи юски складываются
напряжения как для последователь-
ной ООС по напряжению, так и для
последовательной ООС по току, то
формула (7.1) является общей для
любой последовательной ООС. При
глубокой ООС по току (7.1) можно
преобразовать к следующему виду:
^иос ~ Uk — RJRqc-
(7.6)
Из (7.6), так же как и из (7.3), следует вывод о стабильности
Хи0С, но этот принципиальный вывод здесь справедлив лишь при
R4 = const. Таким образом, различного рода внешние воздей-
ствия, процессы старения, разброс параметров транзисторов
и т.д. не оказывают существенного влияния на КиОС усилителя
с глубокой последовательной ООС по току. Однако такой усили-
тель весьма чувствителен к изменению сопротивления нагрузки.
Следовательно, усилитель с ООС по току рекомендуется приме-
нять в основном при постоянной нагрузке.
Последовательная ООС по току, как и по напряжению, умень-
шает частотные искажения (расширяет полосу пропускания АЧХ)
и нелинейные искажения усилителя. Введение ООС снижает так-
же влияние помех и наводок, проникающих в усилитель.
Входное сопротивление усилителя с ООС, как отмечалось
выше, определяется способом подачи сигналов во входную цепь.
Поскольку и в данном случае используется последовательная
ООС, то оказывается справедливой формула (7.4) со всеми вы-
текающими из нее выводами.
162
Настало время четко указать, что способ снятия сигнала об-
ратной связи с выхода усилителя никоим образом не влияет на
величину RBxOC и совершенно неважно, какая ООС используется:
по напряжению или по току. На величину /?вхОС определяющее
влияние оказывает способ подачи сигнала обрагной связи во
входную цепь - при последовательной ООС во входной цепи уси-
лителя происходит алгебраическое сложение напряжений, что
и определяет повышение RBxOC.
Наиболее существенное отличие последовательных ООС по
напряжению и 'оку проявляется через величину .4xQC. Выход-
ное сопротивление усилителя с ООС определяется способом
снятия сигнала обратной связи с выхода устройства. При этом
способ подачи сигнала ООС во входную цепь не играет никакой
роли. Для ДвыхОС усилителя, охваченного ООС по току, можно за-
писать следующее выражение: RBbtx0C = RBb,„ + +1). откуда
следует, что выходное сопротивление возрастает Таким образом,
рассматриваемая ООС приводит к увеличению RBblxOC. причем тем
в большей степени, чем глубже обратная связь.
Изложенное выше позволяет заключить, что последова тель-
ная ООС по току стабилизирует коэффициент усиления по напря-
жению при постоянной нагрузке, снижает искажения, повышает
входное и выходное сопротивления усилителя.
7.4. УСИЛИТЕЛИ С ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЙ ООС
В гл. 6 уже были рассмотрены усилительные каскады, в кото-
рых использовалась последовательная ООС. Теперь подробнее
остановимся на способах создания последовательной ООС и ее
влиянии на параметры конкретных усилителей.
В эмиттерном (см. рис. 6.15) и истоковом (см. рис. 6.24) по-
вторителях имеет место 100%-я последовательная ООС по на-
пряжению. Прежде всего остановимся на анализе эмиттерно-
го повторителя. Напомним, что входное напряжение в нем при-
кладывается между базой транзистора и общей шиной, а выход-
ное напряжение снимается между эмиттером и общей шиной.
Таким образом, к эмиттерному переходу транзистора оказыва-
ется приложенным управляющее напряжение, равное L/BX - L/Bblx.
Поскольку во входной цепи происходит алгебраическое сложе-
ние напряжений, то данная обратная связь является последова-
тельной. Так как сигнал обратной связи снимается с Hai рузки
163
(с выхода усилителя) и пропорционален 1УВЬ1Х, то таке я обратная
связь является связью по напряжению. Поскольку напряжение
обратной связи Uoc составляет не часть, а все L/Bblx, то обратная
связь является 100%-й. Во входной цепи происходит вычитание
амплитуд напряжений (напряжение входного сигнала на базе
и напряжение сигнала обратной связи на эмиттере находятся
в фазе), т.е. уменьшается управляющий сигнал между базой
и эмиттером транзистора, поэтому связь оказывается отрица-
тельной.
Для определения способа снятия сигнала обратной связи
с выхода усилителя удобно пользоваться методом короткого за-
мыкания (КЗ) нагрузки В реальном усилителе для использова-
ния этого метода под нагрузкой следует понимать резистор,
с которого снимается выходной сигнал Для рассматриваемого
каскада ОК таким резистором является R3. Если при (мысленном)
замыкании нагрузки обратная связь исчезает, то эта связь по на-
пряжению, а если не исчезает (даже несколько возрастает), то
эта связь по току
В эмиттерном (истоковом) повторителе замыкание ЯЭ(ЯИ) при-
водит к исчезновению L/Bblx, которое и является напряжением L/oc.
Таким образом, при КЗ нагрузки обратная связь исчезает, сле-
довательно, в эмиттерном (истоковом) повторителе имеет мес-
то обратная связь по напряжению.
Из разд. 6.6 известно, что каскад ОК имеет КиОС < 1, малые
искажения, большое входное и малое выходное сопротивления.
Теперь можно, не вдаваясь в детали, сделать общие выводы т-
носительно параметров каскада ОК. Малый КиОС и малые иска-
жения получены за счет 100%-й ООС, большое RBxOC - за счеттого,
что ООС последовательная, а малое RBblxOC - за счеттого, что ООС
по напряжению. То же самое можно повторить и для каскада ОС.
Теперь рассмотрим усилители с последовательной ООС по
току. На рис 7.5 приведена принципиальная схема каскада ОЭ
с последовательной ООС по току, которая создается резистором
R3. Рассуждая аналогично анализу каскада ОК, нетрудно пока-
зать, что рассматриваемая обратная связь является последова-
тельной ООС (на эмиттере присутствует напряжение сигнала
обратной связи той же полярности, что и t/BX на базе). Однако
здесь уже будет ООС по току, что можно доказать с помощью ме-
тода КЗ нагрузки Так, при (мысленном) замыкании резистора Rx,
с которого здесь снимается выходной сигнал, обратная связь не
164
исчезает (а даже несколько возрастает), следовательно, эта связь
по току. В том, что в рассматриваемом каскаде имеет место об-
ратная связь по эку, можно убедиться, обратив внимание на то,
что сигнал ООС снимается со специального, дополнительного
резистора (в данном случае с R3).
Теперь рассмотрим параметры каскада на рис 7.5. За счет
того, что ООС последовательная, будет большое входное сопро-
тивление. Нетрудно показать, что здесь RBx0C описывается вы-
ражением (6.20), как и в каскаде ОК, где тоже
имеет место последовательная ООС. I Т °+Ек
Для коэффициента усиления по напряже- П ПВк
нию в этом случае можно использовать об- ¥ ц
щую формулу (6.4), справедливую для любо- иВх >-]|-HSOvt
го усилительного каскада ОЭ. Но в каскаде п п 1
с последовательной ООС RBxOC » Rr, следо- U U Ra |] Rh
вательно, пренебрегая Rr и подставляя (6.20) 1—±—1
в (6.4), после проведения преобразований
можно получить - Рис. 7.5
KUOC = -RJR3- (7.7)
Полезно сравнить (7.7) с общей формулой для усилителя
с последовательной ООС (7.3) или (7.6). Формула (7.7) уже на кон-
кретном примере подтверждает сделанный ранее важный вывод,
что глубокая последовательная ООС исключает влияние парамет-
ров транзистора и всего каскада на величину КоОС, т.е. ООС ста-
билизирует величину Ки0С. Наиболее важным, пс жалуй, являет-
ся даже не стабилизация относительно внешних воздействий,
а отсутствие влияния не только параметров транзисторов, но
даже самих величин RKH и R3. Из (7.7) следует, что Ки0С определя-
ется лишь отношением RKH и R3.
Материал гл. 5 позволяет (в несколько упрощенном виде)
представить основные проблемы при выполнении усилителей
в виде монолитных ИС. Так, изготовлению ИС в разное время, на
разных подложках, а то и на разных заводах-изготовителях не-
минуемо сопутствует разброс параметров их элементов. Если не
принять специальных схемотехнических мер, то в результате та-
кие усилители будут иметь очень большой разброс значений сво-
их параметров, что поставит под сомнение целесообразность
выпуска таких ИС. И вот решить эту очень важную проблему уда-
ется с помощью ООС. Формулы (7.3), (7.6) и (7.7) это и доказы-
165
вают. В разд. 5.2 отмечалось, что для конкретного образца ИС
разброс номиналов резисторов относительно друг друга мень-
ше 3 %. За счет ряда причин номиналы и RK и RH могут быть либо
больше, либо меньше заданного значения, но их "тношение все-
гда почти постоянно и практически не зависит от отклонении
технологического цикла изготовления ИС. Таким образом, исполь-
зование последовательной ООС позволяет обеспечить устойчи-
вый выпуск усилителей в виде ИС с заданными параметрами.
Еще раз обратимся к (7.7). Здесь ярко проступает напомина-
ние о том, что все изложенное выше справедливо, но только при
RH = const. Да, это так, поскольку в рассматриваемом каскаде
используется ООС по току. Такое ограничение указывает на то,
что каскады с последовательной ООС по току следует использо-
вать при постоянной нагрузке. Обычно к ним относятся входные
или промежуточные каскады в многокаскадных усилителях.
Изложенное выше также позволяет заключить, что в выход-
ных каскадах усилителей желательно использовать ООС по на-
пряжению не только потому, что она снижает RBblxOC, но и позво-
ляет обеспечить стабильность Ки0С при изменении RH. Такими
каскадами и являются усилительные каскады ОК и ОС.
Усилительный каскад на полевом транзисторе с последователь-
ной ООС по току можно представить как каскад ОИ (см. рис. 6.19)
при отключенном конденсаторе Си. В этом случае сигнал ООС
образуется на резисторе RM. Нетрудно показать, что Ки0С можно
рассчитать по формуле
KuOC = ~sRc^+sRJ. (7.8)
Глубина ООС F- 1 + sR*. При sRM » 1 выражение (7.8) можно
переписать как
Kuoc = -Rc/^ (7-9)
Формула (7.9) почти повторяет (7.7). Разница состоит лишь
в кажущемся отсутствии влияния RH. Однако на самом деле для
низкоомной нагрузки в (7.9) следует заменить Rc на RCH.
Выходные сопротивления каскадов ОЭ и ОИ должны возрас-
тать при использовании ООС по току. Во внутренней структуре
усилителя это так и происходит. Однако выход этих каскадов шун-
тируется резисторами RK и Rc. В результате в них обычно сохра-
няется постоянное RBblx, примерно равное RK ,или Rc).
166
Теперь вернемся к каскаду ОИ (см. рис. 6.19), но уже к его на-
чальному варианту, где присутствует конденсатор Си. Этот кон-
денсатор, как указывалось в разд. 6.8, вводится для устранения
ООС по переменному току. Действительно, теперь в каскаде ОИ
будет лишь последовательная ООС по постоянному теку, стаби-
лизирующая режим покоя. Поскольку на резисторе Яи теперь не
выделяется переменное напряжение 17ос, то в формуле (7.8) сле-
дует положить Яи = 0, что приведет ее к виду (6.28). Таким обра-
зом, при устранении ООС по переменному току коэффициент
усиления увеличился.
То же самое можно получить при шунтировании резистора Яэ
в каскаде ОЭ (см. рис. 7.5) конденсатором Сэ. В этом случае уже
переходим к каскаду рис. 6.9. В реальных усилительных каскадах
ОЭ и ОИ стараются ввести возможно большей глубины ООС по
постоянному току для лучшей стабилизации режима покоя, а для
переменного тока - дозированную ООС. При этом учитывается
величина КиОС и его стабильность, а также значения других пара-
метров усилителя.
На рис. 7.6 приведена принципиальная схема одного из вари-
антов каскада ОИ на МДП-транзисторе со встроенным л-каналом.
Здесь по постоянному току создается последовательная ООС за
счет резисторов Яи1 и Яи2, а по переменному току - за счет лишь
резистора Яи1. Для расчета Кмс в рассматриваемом каскаде мож-
но использовать формулу (7.8), подставив в нее Яи1 вместо Яи.
Рассмотрим теперь использование последовательной ООС на
примере многокаскадного усилителя, выпускаемого в виде по-
лупроводниковой ИС. На рис. 7.7 приведена принципиальная схе-
ма трехкаскадного усилителя с непосредственной связью. Пер-
Рис. 7.6
167
вый каскад ОЭ выполнен на биполярном транзисторе VT1, в нем
имеет место местная последовательная ООС по току, создавае-
мая резистором Яэ1. Второй каскад ОЭ выполнен на транзисторе
VT2, в нем тоже присутствует местная ООС по току, создаваемая
резистором Третий каскад ОК выполнен на транзисторе VT3,
в нем имеется местная 100%-я последовательная ООС по напря-
жению, создаваемая резистором Яэ3. Помимо местных ООС
в усилителе используется общая обратная связь, создаваемая
цепью резистора Яос, соединяющей выход усилителя с эмитте-
ром транзистора VT1.
Так как сигнал обратной связи поступает на эмиттер транзис-
тора VT1, a UBX - на его базу, то происходит алгебраическое сло-
жение напряжений, следовательно, общая обратная связь пос-
ледовательная. Поскольку сигнал обратной связи снимается
с выхода усилителя (с нагрузки), то это обратная связь по напря-
жению (данный вывод можно проверить с помощью метода КЗ
нагрузки).
Для того чтобы убедиться в том, что общая обратная связь
является отрицательной, полезно изобразить полярности полу-
волн напряжения во всех существенных точках принципиальной
схемы. Так, на входе усилителя присутствует положительная по-
луволна UBX (см. рис. 7.7). При этом на коллекторе транзистора
VT1 будет отрицательная полуволна, а на его эмиттере - поло-
жительная; на коллекторе транзистора VT2 и, следовательно, на
эмиттере транзистора VT3 в данном случае будет присутствовать
положительная полуволна напряжения. Эта положительная по-
луволна 1УВЫХ поступает на эмиттер транзистора VT1, в то время
как на его базе присутствует положительная полуволна
UBX. Следовательно, на эмиттерном переходе транзистора VT1
будет управляющее напряжение UBX - 17вых. Таким образом, во
входной цепи усилителя происходит вычитание напряжений, что
указывает па получение общей последовательной ООС.
Резистор Яос не входит в состав ИС, он является внешним
дискретным элементом При использовании такого усилителя
имеется возможность подключать к специальным выводам ре-
зисторы Яос разных номиналов, в результате будут изменяться
Ки0С и Другие параметры усилителя. Таким образом, возможность
изменять глубину ООС (при /?ос - 0 имеется 100%-я ООС) значи-
тельно расширяет сферу использования рассматриваемого уси-
лителя и делает ИС многоцелевой.
>68
7.5. ПАРАЛЛЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ ПО ТОКУ
При параллельной обратной связи по tokv в выходной цепи
усилителя включается специальный резистор R, падение напря-
жения на котором пропорционально выходному току. Это напря-
жение образует во входной цепи ток обратной связи проте-
кающий через специальный дополнительный резистор Roc. Во
входной цепи усилителя происходит алгебраическое сложение
/ос и тока входного сигнала. На рис. 7.8 приведена структурная
схема усилителя с пар аллельной обратной связью потоку Здесь
Uoc = а коэффициент обратный связи по току к(- = /ОС//ВЬ|Х =
~ Я/Яос. Глубина ООС по току = 1 + кД.
Поскольку параллельная ООС по току применяется в основ-
ном в усилителях тока, то наиболее интересным является ее воз-
действие на коэффициент усиления по току К)ОС. Аналогично (7.1)
здесь нетрудно представить Дос:
KiOC=Ki/(A+kiKi) = Ki/Fi. (7.10)
где Д- коэффициент усиления потоку усилителя без ООС. Точно
так же, как при ООС по напряжению стабилизируется Ки0С, при
параллельной ООС по току стабилизируется Кюс. В этом случае
значительно снижается влияние и внешних факторов и разброса
параметров на величину Дос. При глубокой параллельной ООС
по току (7.10) преобразуется к следующему виду:
K«c=1A/=Roc/R. (7.11)
т.е. коэффициент усиления по току будет определяться лишь от-
ношением двух резисторов. Отметим также, что введение парал-
169
лельной ООС по току уменьшает как линейные, таки нелинейные
искажения токовых сигналов.
Так как входное сопротивление усилителя в ООС определяет-
ся лишь способом подачи сигнала обратной связи во входную
цепь, то для параллельной ООС можно записать RBxOC = RBy/Fj-
Здесь во входной цепи усилителя алгебраически складываются
токи. Таким образом, параллельная ООС уменьшает RBxOC, причем
величина RBx0C обратно пропорциональна глубине ООС по току.
Как было выше показано, ООС по току способствует увеличе-
нию выходного сопротивления усилителя. Для параллельной ООС
по току RBblxOC может быть рассчитано по следующей приближен-
ной формуле: RBblxOC = RBJy
Изложенное выше позволяет заключить, что параллельная
ООС по току уменьшает и стабилизирует коэффициент усиления
по току, снижает искажения токовых сигналов, уменьшает вход-
ное и увеличивает выходное сопротивления усилителя.
7.6. ПАРАЛЛЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
ПО НАПРЯЖЕНИЮ
При параллельной обратной связи по напряжению с сопро-
тивления нагрузки снимается выходное напряжение, которое во
входной цепи образуетток обратной связи, протекающий через
специальный резистор Roc. На
рис. 7.9 приведена структурная
схема усилителя с параллельной
обратной связью по напряжению.
Хотя во входной цепи усилителя
алгебраически складываются
токи, при анализе усилителя с па-
раллельной ООС по напряжению
часто используют коэффициент
обратной связи по напряжению к.
При этом необходимо учитызать
шунтирующее влияние входной цепи усилителя, поскольку в дан-
ном случае RBX мало. Поэтому к можно представить в следую-
щем виде:
к = 1>ОС^ВЫХ = (Rr IIRBX )/(Roc + Rr II Rbx )•
(7.12)
170
Выделение напряжения 17О(, во входной цепи усилителя про-
исходит на сопротивлениях /?г||/?вх. Входное сопротивление при
параллельной ООС было рассмотрено в разд. 7.5. За счет мало-
го Явх на внутреннем сопротивлении источника сигнала Rr будет
теряться солидная доля Ег. В результате ко входу усилителя при-
кладывается напряжение
Uex = Er
ЯВх II Нос
Er + ^вх II Нос
- УоС^г-
(7.13)
Использовав (7.1), (7.12) и (7.13), после проведения преоб-
разований можно получить коэффициент усиления по напряже-
нию при глубокой параллельной ООС по напряжению:
^иос ~ Yoc^u/И" ^и)— Уос/^-Hoc/Rr.
(7.14)
Полезно сравнить (7.6) и (7.14). Если при последовательной
ООС по току Ки0С стабилен при Ян = const, то в данном случае при
параллельной ООС по напряжению Ки0С стабилен при Rr - const.
Таким образом, при глубокой параллельной ООС по напряжению
можно исключить влияние внешних факторов на величину КиОС,
уменьшитьлинейные и нелинейные искажения. Однако такой уси-
литель совершенно не подходит по своим свойствам для вход-
ного каскада многокаскадного усилителя, в частности, из-за его
высокой чувствительности к изменению Яг. Усилители с парал-
лельной ООС по напряжению рекомендуется использовать в ка-
честве промежуточных и выходных каскадов.
Это тем более справедливо, поскольку при ООС по напряже-
нию снижается ЯВЬ|х0С- Величину Явых0С для рассматриваемой
ООС можно приближенно рассчитать по формуле (7.5).
Изложенное выше позволяет заключить, что параллельная
ООС по напряжению стабилизирует коэффициент усиления по
напряжению при постоянном сопротивлении источника сигнала,
снижает искажения, уменьшает входное и выходное сопротив-
ления усилителя.
7.7. УСИЛИТЕЛИ С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ ООС
Как уже отмечалось выше, параллельная ООС по току доволь-
но редко используется на практике. На рис 7.10 приведена прин-
ципиальная схема усилителя с параллельной ООС по току, кото-
171
о+Ек
рый наиболее широко представлен в ли-
нейных ИС. Как в первом, так и во вто-
ром каскаде с помощью резисторов /?э1
Ubwx
Ubx^P^)vti Цт)ут2 и Я,2 созданы местные последователь-
ные ООС по току. Кроме того, в усилите-
Нэ1 П R°C [Рэг ле используется общая параллельная
Т______J ООС по току, созданная цепью резисто-
ра /?ос, соединяющей эмиттер транзис-
Рис 7 10 тора VT2 со входом усилителя.
В рассматриваемом усилителе как
входной сигнал, так и сигнал ООС прило-
жены к одной точке схемы - к базе транзистора VT1. В результате
во входной цепи усилителя происходит алгебраическое сложение
токов, следовательно, данная обратная связь является параллель-
ной . Так как сигнал обратной связи пропорционален выходному току
и снимается со специального сопротивления в выходной цепи уси-
лителя Яр2, то данная обратная связь является связью по току (что
можно доказать и с по мощью метода КЗ нагрузки)
Для того чтобы убедиться в том, что общая обратная связь
является отрицательной, полезно изобразить полярности полу-
волн сигналов во всех существенных точках схемы подобно тому,
как это рассмотрено в разд. 7.4 для усилителя на рис 7.7. Не-
трудно убедиться (см. рис. 7.10), что во входной цепи усилителя
полярности полуволн входного сигнала и обратной связи нахо-
дятся в противофазе и вычитаются. Отсюда и следует, что рас-
сматриваемая общая параллельная обратная связь по току яв-
ляется ООС.
Рассматриваемый усилитель (см. рис. 7.10) имеет малое вход-
ное (поскольку ООС параллельная) и большое выходное (посколь-
ку ООС по току) сопротивления, за счет чего он особенно приго-
ден в качестве усилителя тока. Если принять, что /^усилителя при
разомкнутой цепи общей ООС велик и источник входного сигна-
ла имеет большое внутреннее сопротивление, то Кюс будет оп-
ределяться только резисторами обратных связей и его можно
приближенно рассчитать по формуле
KiOC - (^э2 + «ос ) /Rs2
(7.15)
При Roc » Рэ2 (7.15) практически повторяет общую формулу
(7.11), где R = Яэ2. Таким образом, на конкретном примере под-
172
тверждается вывод о том, что глубокая
параллельная ООС по току исключает вли-
яние параметров транзисторов и всего
усилителя на величину К/ос, т.е. стабилизи-
рует ее, а также снижает искажения выход-
ного сигнала.
Значительно шире в полупроводнико-
вых устройствах представлена параллель-
ная ООС по напряжению. На рис. 7.11
приведена принципиальная схема усили-
тельного каскада ОЭ с параллельной ООС
Рис. 7.11
по напряжению, которая создается путем включения резистора
R1 между коллектором и базой транзистора. Отметим, что цепь
ЯЭСЭ образует в рассматриваемом каскаде последовательную
ООС по постоянному току, стабилизирующую режим покоя.
Сигнал с коллектора транзистора через резистор R^ в противо-
фазе с входным сигналом поступает во входную цепь каскада,
причем оба сигнала подключены к одной точке устройства (базе
транзистора), следовательно, происходит вычитание токов, что и
определяет обратную связь как параллельную ООС. Так как сигнал
обратной связи снимается с выхода каскада, т.е. с нагрузки (и ис-
чезает при ее КЗ), то данная ООС является связью по напряжению.
Рассматриваемый усилительный каскад имеет малое входное
(поскольку ООС параллельная) и выходное (поскольку ООС по
напряжению) сопротивления. При глубокой параллельной ООС
по напряжению для коэффициентов усиления рассматриваемо-
го каскада можно записать:
Kuoc=Ri/flr (7.16а); К/Ос=«Л (716 6)
Формула (7.16 а) фактически повторяет общую формулу (7.14)
и указывает на то, что реализуется стабильный КиОС, но только
при Rr - const. Формула (7.16 б) указывает на то, что здесь реа-
лизуется и стабильный К/ос, но только при RH = const.
Усилительный каскад на рис. 7.11 удобно использовать в ка-
честве промежуточного в многокаскадном усилителе.
Как показывают приведенные выше примеры, в усилите] ьных
устройствах часто одновременно используются различные цепи
ООС. Число возможных комбинаций велико и иногда их трудно
классифицировать. Это, прежде всего, относится к многокаскад-
ным усилителям, но может наблюдаться и в одиночных каскадах.
173
Рис. 7.12
На рис. 7.12 приведена принципи-
альная схема одного из вариантов уси-
лительного каскада ОИ на МДП-тран-
зисторе со встроенным п-каналом
и несколькими цепями ООС. Здесь ре-
зисторы Яи1 и Яи2 образуют последова-
тельную ООО по постоянному току,
а резистор Яи1 также и ООС по пере-
менному току. Для лучшей стабильно-
сти режима покоя ООС по постоянно-
му току желательно делать глубокой.
Для получения стабильного и все же
достаточно большого Ки0С ООС по пе-
ременному току делают строго дозиро-
ванной. С целью улучшения стабильности режима покоя КиОС
и друих параметров каскада в нем можно использовать допол-
нительную ООС по напряжению с помощью цепи резистора Rr
В рассматриваемом каскаде МДП-транзистор управляется по
подложке с помощью биполярного механизма. Как отмечалось
в разд. 5.7, МДП-транзистор может выполнять функцию биполяр-
ного транзистора: сток выполняет функцию коллектора, исток -
эмиттера, а подложка - базы. Таким образом, МДП-транзистор
с n-каналом содержит в себе и п-р-п транзистор. В нашем слу-
чае сигнал с нагрузки (с выхода устройства) через резистор R1
подается на подложку МДП-транзистора с n-каналом (базу п-р-п
транзистора). Если ток /со возрос, то напряжение на стоке, а сле-
довательно, и на подложке уменьшится, что приведет к сниже-
нию величины тока коллектора в биполярной структуре. В резуль-
тате и общий ток, протекающий в цепи стока /со, уменьшится.
Таким образом осуществляется дополнительная стабилизация не
только режима покоя но и Ки0С. Что касается вида обратной свя-
зи, выполненной с помощью резистора R,, то можно лишь утвер-
ждать, что она отрицательная и по напряжению.
Какуже неоднократно отмечалось выше, самое широкое при-
менение ООС находит в полупроводниковых линейных усилите-
лях, выполненных в виде ИС.
174
7.8. ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЕ СВЕДЕНИЯ
ПО ОБРАТНЫМ СВЯЗЯМ
Прежде всего несколько практических советов по определе-
нию вида ООС в многокаскадном усилителе. Если общая ООС
снимается с какого-либо каскада, причем с того же сопротивле-
ния, что и местная ООС в данном каскаде, то обе эти обратные
связи одинаковы по способу снятия (по току или по напряжению).
Вообще, для определения вида обратной связи по способу ее
снятия с выхода самым универсальным, простым и надежным
является рассмотренный в разд. 7.4 метод КЗ нагрузки.
Поскольку в усилителях обычно используются каскады ОЭ, ОК,
ОИ и ОС, то можно просто определить вид ООС по способу пода-
чи ее сигналов во входную цепь. Если сигнал обратной связи
поступает на эмиттер (или исток) транзистора, то эта связь пос-
ледовательная, а если на базу (или затвор), то параллельная. На-
помним, что для определения принципиального вида обратной
связи (отрицательная или положительная) полезно изображать
полярности полуволн сигналов во всех существенных точках схе-
мы многокаскадного усилителя.
При разработке многокаскадных усилителей необходимо
помнить, что наряду с i юложительными свойствами введение
общей ООС может принести с собой и весьма существенный
недостаток - неустойчивость работы, за счет чего в устройстве
может возникнуть самовозбуждение. Если это произойдет, то уси-
литель перестанет выполнять свою основную функцию - усили-
вать, т.е. он вообще перестанет быть усилителем, а превратится
в генератор (см гл. 11). Такая неудача может произойти за счет
того, что на некоторой частоте ООС превращается в положитель-
ную обратную связь (ПОС), причем эта частота может находить-
ся за пределами полосы пропускания
усилителя. На рис. 7.13 приведены АЧХ
усилителя без ООС и с обратной связью,
из которых следует, что возникновение
ПОС часто происходит на частотах,
близких к fH и fB.
Для получения ООС в усилителе не-
обходимо, чтобы суммарный угол сдви-
га фаз (ру0С, вносимый самим усилите-
лем и цепью обратной связи, был равен
Рис. 7.13
175
180° во всем частотном диапазоне усилителя. В многокаскадном
усилителе это условие можно выполнить лишь на одной частоте
или нескольких отдельных частотах. На остальных частотах (осо-
бенно на границах и за пределами полосы пропускания АЧХ)
Фуос * 180°. Это происходит за счет дополнительных фазовых
сдвигов, вносимых как самим усилителем, так и цепью обратной
связи. Эти сдвиги будут тем больше, чем большее число каска-
дов охвачено общей обратной связью. Если дополнительный фа-
зовый сдвиг достигнет 180°, то (руОС станет равным 360°, и ООС
превратится в ПОС. При кКи > 1 для ПОС усилитель превращает-
ся в генератор. Отметим, что обычно за полосой пропускания АЧХ
Ки мало, поэтому мало и кКи. следовательно, возбуждение уси-
лителя на таких частотах маловероятно. Однако чем большее чис-
ло каскадов в усилителе охвачено общей ООС, тем больше и кКи,
а следовательно, и вероятность самовозбуждения. Поэтому для
обеспечения устойчивой работы усилителя целесообразно охва-
тывать общей ООС возможно меньшее число каскадов, а также
применять специальные корректирующие цепи.
Один каскад с частотно-независимой ООС устойчив при лю-
бой глубине обратной связи. Двухкаскадный усилитель с RC-свя-
зью и общей ООС устойчив, если F< 4. Не рекомендуется охва-
тывать общей ООС более трех усилительных каскадов. При
использовании усилителей с большим количеством каскадов
обратными связями охватывают по частям группы каскадов
(обычно пары каскадов). Если существует необходимость создать
многокаскадный усилитель с глубокой ООС. то требуется исполь-
зовать специальные корректирующие цепи, некоторые из кото-
рых будут рассмотрены в гл. 10.
Как отмечалось в начале настоящей главы, обратная связь
в усилителе может возникнуть и непроизвольно за счет появле-
ния паразитной связи между выходными и входными цепями.
Такая обратная связь называется паразитной. Наличие паразит-
ной обратной связи может изменить АЧХ усилителя и даже выз-
вать его самовозбуждение. Средствами борьбы с паразитной
обратной связью являются грамотная конструкция (исключаю-
щая близкое размещение входных и выходных цепей), использо-
вание различных видов экранирования, введение развязываю-
щих фильтров в цепи питания каскадов и т.д.
176
Глава 8. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
8.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Усилители мощности предназначены для передачи больших
мощностей сигнала без искажении в низкоомную нагрузку. Обычно
они являются выходными каскадами многокаскадных усилителей.
Основной задачей усилителя мощности является выделение
в нагрузке возможно большей мощности. Усиление напряжения
в нем является второстепенным фактором.
Для того чтобы усилитель отдавал в нагрузку максимальную
мощность, необходимо выполнить условие RBblx = Rh. В тех случа-
ях, когда этого достичь трудно, для согласования с нагрузкой
используют электромагнитные трансформаторы, чем одновре-
менно обеспечивается гальваническая развязка цепей. Итак, по
способу подключения нагрузки каскады усилителей мощности
могут быть трансформаторными и бестрансформаторными.
Так как выходной каскад усилителя мощности работает с боль-
шими амплитудами сигналов, то при его анализе вследствие не-
линейности ВАХ транзисторов пользоваться малосигнальной
эквивалентной схемой нецелесообразно. Обычно в усилителях
мощности используют графический (или графо-аналитический)
метод расчета по входным и выходным характеристикам.
Основными показателями усилителя мощности являются: от-
даваемая в нагрузку полезная мощность Рн, коэффициент полез-
ного действия г), коэффициент нелинейных искажений Кг и поло-
са пропускания АЧХ Величины q и К во многом определяются
режимом покоя транзистора - классом усиления. Поэтому преж-
де всего рассмотрим классы усиления, используемые в усили-
телях мощности. Выбор класса усиления в активных элементах
является определяющим моментом при разработке усилителей
мощности и к нему следует подходить очень ответственно
177
8.2. КЛАССЫ УСИЛЕНИЯ
Для всех рассмотренных выше усилителей предполагалось,
что они работают в режиме класса А. Выбор рабочей точки покоя
(см. рис. 6.7, а) производится таким образом, чтобы входной сиг-
нал полностью помещался на линейном участке входной ВАХ
транзистора, а значение тока покоя /Бо располагалось по сере-
дине этого линейного участка. На выходной ВАХ транзистора
(см. рис. 6.7, б) в режиме класса А рабочая точка (/ко и t/K30)
располагается на середине нагрузочной прямой так, чтобы ампли-
тудные значения сигналов не выходили за те пределы нагрузочной
прямой, где изменения тока кпллектооа прямо пропорциональ-
ны изменениям тока базы. Поскольку режим класса А характерен
работой транзисторов на почти линейных участках своих ВАХ, то
усилитель мощности в этом режиме будет иметь минимальные
нелинейные искажения (обычно Кг < 1 %).
Введем понятие угла отсечки. Углом отсечки фотс называется
половина времени за период, в течение которого транзистор
открыт, т.е. через него протекает ток. При работе в режиме клас-
са А транзистор все время находится в открытом состоянии,
следовательно, <ротс = 180°. Потребление мощности происходит
в любой момент, поэтому в усилителе мощности, работающем
в режиме класса А, коэффициент т] невысок (всегда меньше 0,4).
Режим усиления класса А применяется в тех случаях, когда необ-
ходимы минимальные искажения, а Рн и д не имеют решающего
значения.
Более мощные варианты выходных каскадов часто работают
в режиме класса В. При этом /БО = 0 (рис. 8.1), т.е. в режиме покоя
транзистор закрыт и не потребляет мощно-
сти от источников питания. В режиме клас-
са В транзистор будет открыт лишь е тече-
ние половины периода входного сигнала,
т.е. <ротс = 90°. Относительно небольшая по-
требляемая мощность позволяет получить
в усилителях мощности, работающих в ре-
жиме класса В, повышенное значение д
(обычно до 0,7). Режим класса В применяет-
ся в двухтактных устройствах, где прекраще-
ние протекания тока в одном транзисторе
компенсируется появлением тока в другом
транзисторе (другом плече устройства). Существенный недоста-
ток данного режима - большой уровень нелинейных искажений
(обычно Кг< 10 %).
Режим класса АВ занимает промежуточное положение между
режимами классов А и В. Он также применяется в двухтактных
устройствах. В режиме покоя транзистор лишь немного приотк-
рыт, в нем протекает небольшой ток /Б0 (рис. 8.2), выводящий
основную часть рабочей полуволны UB ча участок ВАХ с относи-
тельно малой нелинейностью. Угол отсечки в режиме класса АВ
достигает 120... 130°. Так как/БО мал, тот] здесь выше, чем в клас-
се А, но ниже, чем в классе В, так как все же /БО > 0. Нелинейные
искажения усилителя, работающего в режиме класса АВ, отно-
сительно невелики (Кг < 3 %).
Для класса С в усилителе имеет место начальное смещение,
соответствующее режиму отсечки транзистора, т.е. в режиме
покоя транзистор закрыт напряжением смещения на базе. В ре-
зультате <ротс < 90° (рис. 8.3). Поскольку больше noj ювины рабо-
чего времени транзистор оказывается надежно закрытым, по-
требляемая мощность от источников питания снижается, что
и определяет повышение т]. Таким образом, класс С более эко-
номичен, чем класс В. Однако в режиме класса С велики нели-
нейные искажения, поэтому класс С применяется либо в очень
мощных устройствах, где основным по важности фактором
является даже незначительное повышение т], а нелинейные ис-
кажения несущественны, либо в генераторах или резонансных
усилителях, где высшие гармоники в выходном сигнале устра-
няются с помощью резонансного контура, настроенного на оп-
ределенную частоту.
В мощных транзисторных преобразователях постоянного напря-
жения находят применение автогенераторные устройства, в кото-
рых транзисторы работают в режиме класса D. Этот класс опреде-
ляет ключевой режим работы транзистора: открыт - закрыт (насы-
щен - заперт). Работа осуществляется на прямоугольных импуль-
сах и характеризуется минимальными потерями мощности.
Таким образом, активный элемент (транзистор) в усилителе
мощности, может работать как без отсечки тока (класс А), так
и с отсечкой (классы АВ, В, С и D). Класс усиления задается по-
ложением рабочей точки в режиме покоя.
Отметим также, что в преобразовательной технике исполь-
зуются и иные классы усиления, например, класс Е, при котором
осуществляется преобразование энергии в резонансном режиме.
8.3. ОДНОТАКТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
В однотактном усилителе мощности всегда используется ре-
жим класса А. К однотактным усилителям можно отнести рас-
смотренные выше каскады ОЭ и ОК или ОИ и ОС. И все же при
работе на больших амплитудах входных сигналов предпочтение
следует отдать эмиттерному (истоковому) повторителю, посколь-
ку за счет 100%-й ООС он имеет минимальный Кг. Напомним, что
усиление мощности в повторителе осуществляется за счет уси-
ления тока.
Другим чрезвычайно важным преимуществом каскада ОК яв-
ляется малое выходное сопротивление (за счет 100 %-й ООС по
напряжению), что в ряде случаев позволяет согласовать его
с Ян без каких-либо дополнительных элементов. Каскады ОК на-
ходят основное применение в двухтактных бестрансформатор-
ных усилителях мощности, выполняемых в виде ИС. Они будут
рассмотрены в разд. 8.5.
Для осуществления хорошего согласования с нагрузкой лю-
бого каскада усилителя мощности обычно используют электро-
магнитные трансформаторы. При трансформаторном включении
нагрузки постоянная составляющая выходного тока не протека-
ет через Рн, что уменьшает потребление мощности от источни-
ков питания и повышаетт]. Однотактные каскады обычно приме-
няются при относительно небольших выходных мощностях (Рн <
< 3 Вт). В зависимости от требований к величинам Рн и Кг в каче-
стве однотактного усилителя мощности можно использовать раз-
180
личные каскады, но наиболее часто в усили-
телях мощности с трансформаторным вклю-
чением нагрузки используется каскад ОЭ.
Напомним, что каскад ОЭ имеет максималь-
ный коэффициент усиления по мощности.
На рис. 8.4 приведена принципиальная
схема усилителя мощности ОЭ класса А
с трансформаторным включением нагрузки.
Режим покоя здесь задается с помощью де-
лителя напряжения в цепи базы и цепью
Рис. 8.4
ЯЭСЭ, которая также его стабилизирует за
счет образования ООС по постоянному току. Необходимо отме-
тить, что для получения больших выходныхтоков следует исполь-
зовать R3 небольшой величины (обычно не более десятков ом).
Это обстоятельство вынуждает применять конденсаторы весьма
больших номиналов, что не всегда возможно. Поэтому часто Сэ
вообще не подключают в устройство, и каскад работает с отно-
сительно небольшой последовательной ООС как по постоянно-
му, так и по переменному току.
В выходной цепи рассматриваемого каскада сопротивление
по постоянному току близко к нулю, поскольку оно представля-
ется лишь активным сопротивлением первичной обмотки транс-
форматора Т. При построении линии нагрузки по постоянному
току на выходных ВАХ транзистора следует провести прямую ли-
нию из точки Ек практически вертикально. Линия нагрузки по пе-
ременному току должна проходить через координаты рабочей
точки /ко и 17кэо, лежащей на линии нагрузки по постоянному току.
Наклон линии нагрузки по переменному току будет определять-
ся приведенным к первичной обмотке трансформатора сопро-
тивлением нагрузки усилителя:
R' = RH/KT2, (8.1)
где Кт = w2/wy - коэффициент трансформации трансформатора
Т. Для получения наибольшей Рн в усилителе мощности линию
нагрузки по переменному току следует проводить как касатель-
ную к кривой максимально допустимой мощности транзистора
в пределах области безопасной работы (см. рис. 3.18).
При работе рассматриваемого усилителя мощности ток базы
транзистора изменяется от нуля до своего максимального зна-
чения /Бт. При этом ток коллектора будет изменяться от /кэо до
181
/Кт. Размах изменений напряжения икэ ограничивается остаточ-
ным напряжением транзистора и падением напряжения /кэс/?н
(1/Кт ~ Ек - IK3qR„)- Для получения минимального Кг значения /ко
и икэо следует выбирать из условия симметрии полуволн сигна-
ла: /к.п = /и /2 и L/fon = ик^/2.
Мощность сигнала в первичной обмотке трансформатора (в кол-
лекторной цепи транзистора) Рвых можно определить через Рн:
РВых=Рн/ПТр. (8.2)
где дтр = 0,8...0,9 - коэффициент полезного действия трансфор-
матора. Кроме того, величину РВЬ1Х можно определить из следую-
щего соотношения:
РВь^'коЦ<эо/2 = 'кпЖ/8- (8-3)
При выборе типа транзистора для рассматриваемого усили-
теля мощности следуетучитывать ограничения по максимальным
значениям тока, напряжения и мощности. Если необходимо, что-
бы Е < /„„ov и LL < то Pmav > 2POUIV. Отметим, что для тран-
зистора часто приходится использовать теплоотвод (радиатор).
Мощность, потребляемая усилительным каскадом от источ-
ника питания, Ро - 1к0Ек. Если пренебречь потерями в трансфор-
маторе Т и на резисторе Рэ, то можно приближенно записать:
Р0 = ^ко^кэо- (8-4)
Подставив в (6.2) Рн ~ Рвых, из (8.3) и (8.4) определим, что ко-
эффициент полезного действия усилителя д - 0,5. Это значение
д получено при пренебрежении потерями на транзисторе и дру-
гих элементах схемы. Поэтому в реальных каскадах, работающих
в режиме класса А, максимальное значение д оказывается ниже
(обычно 0,35...0,4), что и является их существенным недостат-
ком. Особо отметим, что в наиболее распространенных случаях
д этого класса усилителей не превышает сотых долей.
Для заданной мощности РВЬ1Х действующее сопротивление Я'
можно рассчитать как Я'=ЕК2/2РВЫХ, откуда для заданного Ян из (8.1)
следует определить необходимый Кт трансформатора Т. По задан-
ной мощности РВЬ|Х можно также рассчитать и необходимый ток /ко:
/ко = 2рвых/^- (8-5)
Из (8 5) следует, что при заданной РВЬ|Х уменьшение Ех приво-
дит к увеличению тока покоя. За счет роста /ко происходит уве-
182
личение нелинейных искажений, поскольку при больших токах
нелинейности ВАХ транзистора возрастают. Таким образом, луч-
ше использовать режим работы каскада при повышенном Ек, но
меньшем /ко. При этом нужно учитывать, что t/Km = 2ЕК. Отметим
также, что в рассматриваемом усилительном каскаде следует ис-
пользовать источник питания с малыми пульсациями напряжения.
Частотные искажения в усилителе мощности на рис. 8.4 опре-
деляются как традиционными причинами, которые были рассмот-
рены в гл. 6 (влиянием конденсаторов и параметрами транзис-
тора), так и частотными свойствами трансформатора. Именно
наличие трансформатора является основным препятствием для
получения широкополосных усилителей мощности.
Уровень нелинейных искажений в усилителе мощности зави-
сит как от схемы включения транзистора, так и от отношения Rr
и RBX. Для уменьшения Кг требуется применять ООС. Заметим,
что в некоторых случаях заметные нелинейные искажения может
вносить электромагнитный трансформатор вследствие нелиней-
ности характеристики намагничивания его сердечника.
За счет большей линейности своих характеристик транзистор,
включенный по схеме ОБ, позволяет уменьшить уровень нели-
нейных искажений в усилителе мощности. На рис. 8.5 приведена
принципиальная схема усилителя мощности ОБ класса А. Не про-
водя подробного анализа этого каскада, обратим внимание на
то обстоятельство, что в нем использовано уже два электромаг-
нитных трансформатора. Выходной трансформатор служит для
согласования с RH, а трансформатор входной цепи необходим для
согласования малого входного сопротивления каскада ОБ с со-
противлением Rr.
Усилительные каскады на рис. 8.4 и 8.5 являются типичными
представителями усилителей с трансформаторной связью.
К преимуществам таких усилителей сле-
дует отнести: гальваническую развязку по
входной и выходной цепям, возможность
согласования усилителя с Rr и RH, полу-
чение произвольной фазы выходного сиг-
нала (на выводах вторичных обмоток)
и возможность организации двухтактно-
го выхода.
Как было отмечено выше, трансфор-
матор может вносить существенные
183
искажения в выходной сигнал усилителя. Кроме того, большие га-
бариты трансформатора (в сравнении с другими современными
элементами электроники) в однотактных усилителях мощности
являются слишком дорогими издержками даже для перечислен-
ных выше его положительных качеств. Поэтому электромагнит-
ный трансформатор следует использовать лишь при крайней
необходимости, когда другие способы оказываются малоэффек-
тивными. На сегодняшний день усилители мощности с трансфор-
маторами находят основное применение в качестве двухтактных
устройств, работающих при больших Рн в режиме класса В.
8.4. ДВУХТАКТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СВЯЗЬЮ
Двухтактные усилители мощности характеризуются не только
лучшими энергетическими показателями, но и более приемле-
мыми габаритами и массой. На рис. 8.6 приведена принципиаль-
ная схема двухтактного усилителя мощности с трансформатор-
ной связью. При работе в режиме класса В в усилителе отсут-
ствует цепь резистора (обозначена на рис. 8.6 штриховой ли-
нией), т.е. в транзисторах /Б0 = 0. Данный усилитель выполнен на
двух п-р-п транзисторах VT1 и VT2, а также двух трансформато-
рах Т1 и Т2. Вторичные обмотки обоих трансформаторов состо-
ят из двух секций и имеют вывод от средней точки.
Трансформатор Т1 обеспечивает передачу входного сигнала
в базовые цепи обоих транзисторов. Кроме того, он осуществля-
ет согласование RBX усилителя с внутренним сопротивлением
источника сигнала. В многокаскадных усилителях первичная об-
мотка Т1 обычно включается в цепь коллектора предыдущего кас-
када. Трансформатор Т2 осуществляет согласование Явых усили-
теля с RH. Первая секция первичной
обмотки Т2 включена в цепь коллек-
тора транзистора VT1 ,а вторая сек-
ция - в цепь коллектора VT2. Для
трансформатора Т1 коэффициент
трансформации Кт1 = 0,5w2/wv
а для Т2 - Кт2 = и^/О.би/р где w, и
w2 - число витков в первичной
и вторичной обмотках трансформа-
торов соответственно.
184
При работе рассматриваемого усилителя мощности в режи-
ме класса В при отсутствии входного сигнала в нем протекают
лишь малые обратные токи коллекторных переходов транзисто-
ров. В этом случае напряжения на коллекторах транзисторов VT1
и VT2 равны Ек, а на нагрузке - нулю. При подаче отрицательной
полуволны входного сигнала на секции вторичной обмотки Т1,
подключенной к базе VT1, будет действовать положительная,
а на секции вторичной обмотки, подключенной к базе VT2, - от-
рицательная полуволна. В результате транзистор VT2 останется
закрытым, a VT1 откроется и через него и первую секцию пер-
вичной обмотки Т2 станет протекать ток /к1. При этом на сопро-
тивлении нагрузки будет выделяться положительная полуволна
выходного сигнала увеличенной мощности.
Если теперь на вход усилителя мощности (см. рис. 8.6) будет
поступать положительная полуволна (JBX, то полярности напря-
жений во вторичной обмотке трансформатора Т1 изменятся на
противоположные. В результате транзистор VT1 закроется, aVT2
- откроется. Следовательно, уже будет протекать ток /к2 по цепи:
источник питания - вторая секция первичной обмотки трансфор-
матора Т2, коллектор - эмиттер VT2, общая шина. За счет этого
во вторичную обмотку Т2 будет трансформироваться отрицатель-
ная полуволна выходного сигнала.
Таким образом, усиление сигнала в рассматриваемом усили-
теле мощности происходит в два такта работы устройства. Если
первый такт сопровождается усилением одной п. пуволны сиг-
нала с помощью транзистора VT1, то второй такт - усилением
второй полуволны транзистором VT2.
Графический анализ работы двухтактного усилителя обычно
проводят лишь для одного плеча, полагая, что плечи устройства
симметричны. Этот анализ выполняют с помощью выходных ВАХ транзистора и нагрузочной прямой для переменного тока, которые приведены на рис. 8.7, а также входной ВАХ (см. рис. 8.1). При работе в режиме класса В можно счи- тать, что линии нагрузки как по постоян- ному, так и по переменному току исходят из точки, соответствующей Ек на оси на- пряжений. Поскольку сопротивление первичной обмотки трансформатора по 1к Г 1 \ 1 V _Ш1- ТХЕкикз Рис. 8.7
185
постоянному току близко к нулю, его линия нагрузки располагает-
ся почти вертикально. Наклон линии нагрузки по переменному току
определяется приведенным сопротивлением нагрузки R', которое
можно рассчитать по формуле (8.1), подставив в нее вместо ^зна-
чение Кт2.
Теперь рассмотрим основные энергетические показатели уси-
лителя мощности на рис. 8.6. Выходную мощность в первичной
обмотке трансформатора Т2 можно представить как
(8-6)
Значения РВЬ|Х и Рн связаны друг с другом соотношением (8.2).
Так как потребляемый от источника питания ток представляет
собой пульсации с амплитудой /Кт, то его среднее значение мож-
но представить в виде 2/Кт/л. Отсюда для мощности, потребляе-
мой устройством, можно записать
Ро = 2/КтЕк/л. (8.7)
Подставив в (6.2) Рн = Рвьх из (8.6) и (8.7), получим:
П = £л/4, (8.8)
где £ = U^/E* - коэффициент использования напряжения пита-
ния. Из (8.8) следует, что при Е, = 1 значение т] = 0,78. В реальных
же усилителях мощности класса В £, = 0,87...0,92, что позволяет
определить максимальное значение т] = 0,7. Эта величина указы-
вает на то, что двухтактный усилитель мощности класса В более
экономичен (примерно в 1,5 раза), чем усилитель класса А.
Мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора, можно
представить в следующем виде: Рк = (Ро - РВЬ1Х)/2. Подставив это
выражение в (8.6) и (8.7), нетрудно убедиться в том, что Рк явля-
ется функцией т]. При ориентировочнок выборе транзистора
обычно полагают, что его Рпах должна быть больше Рвых/3.
При выборе типа транзистора по максимально допустимому
напряжению на коллекторе необходимо учитывать тот факт, что
на коллекторе закрытого транзистора действует напряжение при-
мерно равное 2ЕК. Это происходит за счет суммирования Ек
и напряжения на секции первичной обмотки трансформатора Т2.
Выбор транзистора по току производится по величине /Кт. Вслед-
ствие того что каждый из транзисторов пропускает ток только для
одной полуволны, режим В характеризуется лучшим использо-
ванием транзистора по току.
186
Поскольку токи в секциях обмоток трансформаторов проте-
кают в разных направлениях, отсутствует подмагничивание их
сердечника. Отметим также, что в двухтактном усилителе исклю-
чена паразитная обратная связь по источнику питания и в выход-
ном сигнале отсутствуют четные гармоники.
Как уже отмечалось выше, отсутствие тока покоя в усилителе
для класса В приводит к появлению значительных нелинейных
искажений. При малых токах базы сигнал в рассматриваемом
усилителе существенно меньше, чем при амплитудных значени-
ях, причем и сам ток базы нелинейно зависит от (JBX (см. рис. 8.1).
В результате выходной сигнал в двухтактном усилителе класса В
имеет форму, изображенную на рис. 8.8. Показанные на рис. 8.8
искажения принято называть переходными типа «ступеньки».
Уменьшения нелинейных искажений обыч-
но достигают за счет изменения режима ра- иВых
боты, т.е. перехода к режиму класса АВ. Для _
осуществления этого необходимо задать
в базы транзисторов VT1 и VT2 небольшой ток -L_> t
покоя /Бо (на рис. 8.6 /Б0 задается с помощью \ /
резистора R1). За счет полученного токового V
пьедестала удается исключить влияние уча-
стка входной ВАХ транзистора с самой боль- Рис. 8.8
шой нелинейностью.
Если точкой покоя для режима В на рис. 8.7 была точка Ек, то
для режима АВ точкой покоя будет точка Ео. В результате ослаб-
ляется влияние и нелинейностей выходной ВАХ транзистора.
Токи покоя в усилителе мощности класса АВ малы и практи-
чески не влияют на энергетические показатели устройства в срав-
нении с классом В, поэтому можно считать, что все приведенные
в разделе соотношения справедливы и для двухтактного каскада
класса АВ.
8.5. БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
МОЩНОСТИ
В современной электронике при создании усилителей на не
слишком большие выходные мощности и не слишком малые
сопротивления нагрузки наиболее широко применяются двухтак-
тные устройства без использования трансформаторов. Такие уси-
лители мощности имеют небольшие габаритные размеры и мас-
187
Ubx >— ФУ
Рис. 8.9
су, повышенную надежность и просто ре-
ализуются в виде ИС.
Простейший вариант бестрансфор-
маторного двухтактного усилителя мощ-
ности можно выполнить с помощью
фазоинверсного усилителя (ФУ). На
рис. 8.9 приведена структурная схема такого усилителя. В нем
использован ФУ и выходной двухтактный каскад усилителя мощ-
ности (УМ). Поскольку ФУ позволяет получить на своих выходах
два противоположных по фазе и одинаковых по амплитуде сиг-
нала (см. разд. 6.10), то УМ может успешно функционировать
и без входного трансформатора. Таким образом, в рассматрива-
емом варианте ФУ выполняет функции трансформатора, а УМ
может быть реализован на двух однотипных транзисторах. Се-
рьезным недостатком усилителя мощности на рис. 8.9 является
относительно большая потребляемая мощность, так как ФУ
работает в режиме класса А, что приводит к значительному сни-
жению Т).
гораздо лучшими параметрами обладают двухтактные
Оестрансформаторные усилители мощности, выполненные на
комплементарных транзисторах (п-р-п и р-п-р типов). Такие уси-
лители мощности принято называть бустерами. Различают
бустеры тока и напряжения. Если бустер тока предназначен для
усиления тока, то бустер напряжения усиливает не только ток, но
и напряжение. Поскольку усиление напряжения обычно осуще-
ствляется предыдущими каскадами многокаскадного усилителя,
наибольшее распространение получили выходные каскады в виде
бустера тока.
На рис. 8.10 приведена принципиальная схема простейшего
варианта бустера тока класса В. Здесь использованы п-р-п тран-
зистор VT1 и р-п-р транзистор VT2, базы которых подключены ко
входу усилителя непосредственно. Особо обратим внимание на
использование двухполярного питания (двух
напряжений питания +Еи -Е).
При подаче на вход бустера положительной
полуволны UBX открывается транзистор VT1
и через нагрузку потечет ток в направлении, ука-
занном стрелкой. При подаче отрицательной
полуволны UBX открывается уже транзистор VT2
Рис. 8.10 и ток через нагрузку изменяет свое направле-
188
ние на противоположное. Таким образом, на /?н будет формиро-
ваться переменный выходной сигнал.
Оба транзистора в рассматриваемом бустере включены по
схеме ОК. Как уже отмечалось в разд. 8.2, каскад ОК очень хоро-
шо подходит для его использования в выходном усилителе мощ-
ности, поскольку имеет малые коэффициенты нелинейных иска-
жений и Нвых. Кроме того, каскад ОК характерен большим RBX, что
позволяет хорошо согласовывать его с предыдущим каскадом
усилителя напряжения. Напомним, что эти преимущества, а так-
же малые частотные искажения имеют место в каскаде ОК за счет
100%-й последовательной ООС по напряжению. Коэффициент
усиления по напряжению здесь обычно близок к единице.
Схема рис. 8.10 обращает на себя внимание тем, что Ян не от-
делено от самого усилителя никаким разделительным элемен-
том, т.е. имеет место гальваническая связь каскада с нагрузкой.
Это чрезвычайно важное обстоятельство становится возможным
благодаря использованию двух источников питания (или одного
и общей средней точкой). При этом потенциал на эмиттерах тран-
зисторов в режиме покоя равен нулю, а в нагрузке будет отсут-
ствовать постоянная составляющая тока. Напомним, что в выход-
ной цепи обычного каскада ОК (см. рис. 6.15) конденсатор
должен иметь большой номинал для получения приемлемых зна-
чений Мн (см. разд. 6.6), а реализовать такой конденсатор в ИС
чрезвычайно сложно. Таким образом, использование двухполяр-
ного питания, что широко распространено в ИС непрерывного
действия, позволяет получать мощные надежные усилители пе-
ременного и постоянного тока. При использовании дискретных
транзисторов следует выбирать комплементарные пары с близ-
кими значениями своих параметров. Такие пары транзисторов
выпускаются отечественной промышленностью: КТ502 и КТ503,
КТ814 и КТ815, КТ818 и КТ819, КТ972
иКТ973др.
Необходимо отметить, что существен-
ным недостатком бустера на рис. 8.10
является большой К, (более 10 %), что
и ограничивает его использование на
практике. Свободным от этого недостат-
ка является токовый бустер класса АВ,
принципиальная схема которого приведе-
на на рис. 8.11. Токи покоя баз транзисто-
Рис. 8.11
189
ров VT1 и VT2 здесь задаются с помощью резисторов R1 и R2,
а также диодов VD1 и VD2. При интегральном исполнении в каче-
стве диодов используются транзисторы в диодном включении.
Напомним, что падение напряжения на прямосмещенном крем-
ниевом диоде составляет примерно 0,7 В, а в кремниевых ИС
с помощью диодов осуществляется термокомпенсация рабоче-
го режима. В режиме покоя входная цепь рассматриваемого бу-
стера потребляет малую мощность (менее 5 % Рн). Сопротивле-
ние Rorp вводится для лучшего согласования с предыдущим кас-
кадом усилителя. Обычно Rorp - (0,3...0,5)RBX.
Рассмотрим работу входной части усилителя при положитель-
ной полуволне 1/вх. Поскольку в первый момент времени диод VD1
оказывается призакрытым, то напряжение на его аноде возрас-
тет (примерно до уровня UBX + Д<р0), что приведет к возврату дио-
да VD1 практически в свой изначальный режим. Таким образом,
диод VD1 остается в открытом состоянии, а напряжение на базе
транзистора VT1 будет «отслеживать» потенциал на входе уст-
ройства (катоде диода VD1). В результате происходит интенсив-
ное открывание транзистора VT1 и течет ток по цепи: источник
питания +Е, коллектор - эмиттер транзистора VT1, сопротивле-
ние RH, общая шина. При отрицательной полуволне 17вх состоя-
ния диодов и транзисторов изменятся на противоположные
и в нагрузке потечет ток транзистора VT2 в противоположном на-
правлении. В результате на нагрузке будет формироваться напря-
жение, которое нетрудно рассчитать по следующей формуле:
LI = LRH = V2PRH-
Н М Н НН
Рис. 8.12
Токовый бустер, изображенный на
рис. 8.11, позволяет обеспечить в нагруз-
ке ток /н < 0,3 А при мощности Рн < 3 Вт.
Более мощные усилители могут быть
выполнены с использованием составных
транзисторов. Принципиальная схема
бустера тока на составных транзисторах
приведена на рис. 8.12. Такой бустер по-
зволяет обеспечить /н < 5 А и Рн < 30 Вт.
Составные транзисторы в рассмат-
риваемом бустере образованы п-р-п
транзисторами VT1, VT3 и р-п-р транзи-
сторами VT2 и VT4. Диоды VD1 и VD2
190
и резисторы R1 и R2 вводятся для повышения термостабильнос-
ти устройства. Падение напряжения на резисторах 7?1 и f?2 выби-
рается порядка 0,4 В, за счет чего мощные выходные транзисто-
ры VT1 и VT2 оказываются закрытыми при малых токах нагрузки.
При увеличении выходного тока большая часть токов эмиттеров
VT3 и VT4 уже будет протекать в базах транзисторов VT1 и VT2
соответственно, т.е. ток нагрузки будет формироваться транзи-
сторами VT1 и\/Т2.
Для задания необходимого режима покоя иногда диоды VD1
nVD2 заменяют парами последовательно включенных диодов. Для
получения увеличенных входных сопротивлений бустера в его
входной цепи включают источники стабильного тока (ИСТ), вы-
полненные на р-п-р транзисторе VT5, диоде VD3, резисторах R3,
R3 и п-р-п транзисторе VT6, диоде VD4 и резисторах /?4, Re. Прин-
цип действия ИСТ рассмотрен в разд. 6.7 на примере повторите-
ля рис. 6.18. Ток делителя /д, т.е. ток ИСТ, обычно выбирают из
соотношения /д = /Бт + (1... 5) мА. Здесь /Бт - макси мал ьное значе-
ние тока базы транзисторов VT3 и VT4 Нетрудно показать (см.
рис. 8.12), что рабочие напряжения надиодах VD3 и VD4 должны
быть больше 0,7 В. Поэтому целесообразно в качестве VD3 и VD4
использовать пары последовательно включенных диодов или све-
тодиоды. Поскольку светодиоды выполняются на широкозонных
полупроводниках, то они имеют и значительные Дф0. Например, у
светодиода из фосфида галлия (красное излучение) Дср0 ~ 1,8 В.
Коэффициент усиления (передачи) рассматриваемого бустера
тока по напряжению Ки ~ ₽CRH/RBX, где Рс - коэффициент усиления
по току составного транзистора. Обычно Ки ~ 1.
В заключение отметим, что при необходимости получить боль-
иие Рн можно использовать более сложные схемы бустера, в кото-
рых применяются мощ( <ые выходные однотипные транзисторы. Для
снижения нелинейных искажений рекомендуется бустер и преды-
дущий усилительный каскад охватг ,|вать общей глубокой ООС
191
Глава 9. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
9.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Усилителями постоянного тока (УПТ) называются устройства,
предназначенные для усиления медленно изменяющихся сигна-
лов вплоть до нулевой частоты. На рис. 9.1 приведена АЧХ для
усилителя постоянного тока. Отличительной особенностью УПТ
является отсутствие разделительных элементов, предназначен-
ных для отделения усилительных каскадов друг от друга, а также
от источника сигнала и нагрузки по постоянному току.
Таким образом, для осуществления передачи
сигналов частот, близких к нулю, в УПТ использу-
ется непосредственная (гальваническая) связь.
Непосредственная связь может быть использо-
вана и в обычных усилителях переменного тока
f с целью уменьшения числа элементов, простоты
реализации в интегральном исполнении, ста-
бильности смещения и т.д. (см., например,
рис. 7.7, 8.12 и др.). Однако такая связь вносит
в усилитель ряд специфических особенностей, затрудняющих как
его выполнение, так и эксплуатацию. Хорошо передавая медлен-
ные изменения сигнала, непосредственная связь затрудняет
установку нужного режима покоя для каждого каскада и обуслав-
ливает стабильность их работы.
При разработке УПТ приходится решать две основные пробле-
мы: согласование потенциальных уровней в соседних каскадах
и уменьшение дрейфа (нестабильности) выходного уровня напря-
жения или тока.
9.2. ДРЕЙФ НУЛЯ УСИЛИТЕЛЯ
Применение усилительных каскадов в УПТ ограничивается
дрейфом нуля. Дрейфом нуля (нулевого уровня) называется са-
мопроизвольное отклонение напряжения или тока на выходе уси-
192
лителя от начального значения. Этот эффект наблюдается и при
отсутствии сигнала на входе. П скольку дрейф нуля проявляется
таким образом, как будто он вызван входным сигналом УПТ. то
его невозможно отличить от истинного сигнала.
Существует достаточно много физических причин, обуслов-
ливающих наличие дрейфа нуля в УПТ. К ним относятся неста-
бильности источников питания, температурная и временная
нестабильности параметров транзисторов и резисторов, низко-
частотные шумы, помехи и наводки. Среди перечисленных
причин наибольшую нестабильность вносят изменения темпера-
туры, вызывающие дрейф. Этот дрейф обусловлен теми же при-
чинами, что и нестабильность тока коллектора усилителя в ре-
жиме покоя (см разд. 6.4): изменениями /КБ0, иБЭО и В. Поскольку
температурные изменения этих параметров имеют закономер-
ный характер, то в некоторой степени могут быть скомпенсиро-
ваны. Так, для уменьшения абсолютного дрейфа нуля УПТ необ-
ходимо уменьшать коэффициент нестабильности SHC.
Абсолютным дрейфом нуля Д1УВЬ|Х называется максимальное
самопроизвольное отклонение выходного напряжения УПТ при
замкнутом входе за определенный промежуток тремени/Каче-
ство УП .'обычно оценивают по напряжению дрейфа нуля, приве-
денного ко входу усилителя: едр - AUBb,JKu. Приведенный ко вхо-
ду усилителя дрейф нуля не зависит от коэффициента усиления
по напряжению и эквивалентен ложному входному сигналу. Ве-
личина едр ограничивает минимальный входной сигнал, т.е. оп-
ределяет чувствительность усилит еля.
В усилителях переменного тока, естественно, тоже имеет ме-
сто дрейф нуля, но так как их каскады отделены друг от друга
разделительными элементами (например, конденсаторами), то
этот низкочастотный дрейф не передается из предыдущего
каскада в последующий и не усиливается им Поэтому в таких
усилителях (рассмотренных в предыдущих главах) дрейф нуля
минимален и его обычно не учитывают. В УПТ для уменьшения
дрейфа нуля прежде всего следует заботиться о его снижении
в первом каскаде.
Приведенный ко входу усилителя температурный дрейф сни-
жается при уменьшении номиналов резисторов, включенных
в цепи базы и эмит гера. В УПТ резистор R3 большого номинала
может создать глубокую ООС по постоянному току, что повысит
стабильность и одновременно уменьшит Ки для рабочих сигна-
7—2634
193
лов постоянного тока. Поскольку здесь Ки пропорционален SHC,
то величина едр оказывается независимой от SHC. Минимального
значения едр можно достичь за счет снижения величин R&, f?fi и
При этом для кремниевых УПТ можно получить едр - At/B3O -
Кремниевые УПТ более пригодны для работы на повышенных тем-
пературах.
Следует подчеркнуть, что работа УПТ может быть удовлетво-
рительной, только при превышении минимальным входным сиг-
налом величины едр. Поэтому основной задачей следует считать
всемерное снижение дрейфа нуля усилителя.
С целью снижения дрейфа нуля в УПТ могут быть использованы
следующие способы: применение глубоких ООС, использование
термокомпенсирующих элементов, преобразование постоянного
тока в переменный и усиление переменного тока с последующим
выпрямлением, построение усилителя по балансной схеме и др.
9.3. ОДНОТАКТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ
Однотактные УПТ прямого усиления по сути своей являются
обычными многокаскадными усилителями с непосредственной
связью. В качестве первого варианта УПТ здесь можно рассмат-
ривать усилитель, изображенный на рис. 7.7. В таком усилителе
резисторы /?э1 и /?э2 не только создают местную последователь-
ную ООО по току, но и обеспечивают необходимое напряжение
17БЭо в своих каскадах. В многокаскадном усилителе наблюдает-
ся последовательное повышение потенциала на эмиттере тран-
зистора каждого последующего каскада. Необходимость повы-
шения потенциалов эмиттера от каскада к каскаду обусловлена
тем, что за счет непосредственной связи потенциал коллектора
у каждого последующего транзистора оказывается выше, чем
у предыдущего.
Обеспечить необходимый режим покоя в каскадах рассмат-
риваемого усилителя можно и за счет последова гельного умень-
шения номиналов коллекторных резисторов от каскада к каскаду
(Як1 > Rk2). Однако в этом случае, как и в рассмотренном выше,
будет падать усиление УПТ.
При разработке УПТ целесообразным является выбор эмит-
терных резисторов по заданным значениям коэффициентов уси-
ления и SHC, а рабочие напряжения 1УБЭО можно обеспечить путем
194
дополнительных мер. На рис. 9.2 приведе-
ны принципиальные схемы двух вариантов
каскадов УПТ в одном из которых (а) по-
тенциал эмиттера устанавливается за счет
балластного сопротивления Ro, во втором
(б) за счет применения опорного диода VD.
Отметим, что вместо опорного диода мож-
но включить несколько обычных прямос-
мещенныхр-n переходов. Часто использу-
ются сочетания обоих вариантов схем,
приведенных на рис. 9.2.
При разработке УПТ необходимо обеспечивать согласование
потенциалов не только между каскадами, но и с источником сиг-
нала и нагрузкой. Если источник сигнала включить на входе уси-
лителя между базой первого транзистора и общей шиной, то
через него будет протекать постоянная составляющая тока от ис-
точника питания Е„. Для устранения этого тока обычно включают
генератор входного сигнала между базой транзистора VT1 и сред-
ней точкой специального делителя напряжения, образованного
резисторами /?1 и R2. На рис. 9.3 приведена принципиальная схе-
ма рассматриваемого входного каскада УПТ прямого усиления.
При правильно выбранном делителе потенциал его средней точ-
ки в режиме покоя равен потенциалу покоя на базе транзистора.
Нагрузка усилителя обычно включается в диагональ моста, об-
разованного элементами выходной цепи УПТ. На рис. 9.4 приве-
дена принципиальная схема такого выходного каскада УПТ. Рас-
сматриваемый здесь способ включения нагрузки используется
для получения UH = 0 при Ег - 0. Номиналы резисторов R3 и Д4
выбираются таким образом, чтобы напряжение средней точки
делителя равнялось напряжению на коллекторе выходного тран-
Рис. 9.4
195
зистора в режиме покоя. При этом в нагрузке для режима покоя
не будет протекать ток.
В каждом каскаде УПТ прямого усиления за счет резисторов
в цепи эмиттера образуется глубокая ООС. Поэтому для опреде-
ления входного сопротивления и Ки0С каскада ОЭ здесь можно
пользоваться формулами (6.20) и (7.7) соответственно. Обычно
максимальное усиление свойственно первому каскаду, у которо-
го RK имеет наибольшее значение. Однако и в последующем кас-
каде УПТ, где RK меньше, все равно его номинал должен быть боль-
ше номинала R3.
В многокаскадных УПТ прямого усиления может происходить
частичная компенсация дрейфа нуля. Так, положительное при-
ращение тока коллектора первого транзистора вызовет отрица-
тельное приращение тока базы и, следовательно, тока коллекто-
ра второго транзистора. В результате суммарный дрейф нуля
второго каскада может оказаться меньше, чем в отсутствие пер-
вого каскада, а в идеальном случае и сведен к нулю. Заметим,
что полная компенсация дрейфа нуля возможна лишь при специ-
альном подборе элементов и только для некоторой конкретной
температуры. Хотя на практике это почти недостижимо, тем не
менее в УПТ с четным числом усилительных каскадов наблюда-
ется снижение дрейфа нуля.
Способ построения УПТ на основе непосредственной связи
в усилительных каскадах с глубокой ООС может быть использован
для получения сравнительно небольшого коэффициента усиле-
ния (в несколько десятков) при достаточно большом L'BX > 50 мВ.
Если в таких УПТ попытаться повысить Ки, то неизбежно получим
резкое возрастание дрейфа нуля, вызванного не только темпе-
ратурной нестабильностью, но и нестабильностью источников
питания. Отметим, что применение традиционных методов
уменьшения влияния нестабильностей Ек с помощью фильтрую-
щих конденсаторов здесь не дает желаем го результата (слиш-
ком низкие частоты).
Для снижения температурного дрейфа в УПТ прямого усиле-
ния иногда применяют температурную компенсацию. В настоя-
щее время в качестве термокомпенсирующего элемента обычно
используется диод в прямом смещении, включенный в цепь базы
транзистора. Принцип построения таких устройств практически
одинаков для усилителей постоянного и переменного тока
(см. рис. 6.12).
196
Все рассмотренные выше УПТ имеют большой температур-
ный дрейф (едр составляет единицы милливольт на градус).
Кроме того, в них отсутствует зримая компенсация временного
дрейфа и влияния низкочастотных шумов. Эти факторы могут
оказаться даже более существенными, чем температурный
дрейф нуля.
Отмеченные недостатки усилителей прямог о усиления в зна-
чительной степени преодолеваются в УПТ с преобразованием
(модуляцией)сигнала.
9.4. УСИЛИТЕЛИ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ
При усилении малых сигналов постоянного тока или напряже-
ния часто применяют усилители с преобразованием постоянно-
го тока в переменный. Такие УПТ имеют малый дрейф нуля, боль-
шой коэффициент усиления на низких частотах и не нуждаются
в подстройке нулег.го уровня. На рис. 9.5 приведена структур-
ная схема усилителя с преобразованием постоянного тока
в переменный. На этой схеме использованы следующие обозна-
чения: М - модулятор, У - усилитель переменного тока, ДМ - де-
модулятор. Такой УПТ часто называют усилителем с модуляцией
и демодуляцией (МДМ).
В УПТ с МДМ входной сигнал
постоянного напряжения 1/вх
(или тока) сначала преобразу-
ется в пропорциональный ему
сигнал переменного напряже-
ния с помощью модулятора М,
потом усиливается обычным Рис-9 5
усилителем У, а затем демоду-
лятором ДМ преобразуется в сигнал постоянного напряжения.
Поскольку в усилителях переменного тока (например, с RC-свя-
зью) дрейф не передается от каскада к каскаду, то в МДМ усили-
телях реализуется минимальный дрейф нуля. Работу рассматри-
ваемого усилителя удобно проиллюстрировать с помощью вре-
менных диаграмм напряжений (или токов) в основных точках схе-
мы рис. 9.5, которые приведены на рис 9.6. Преобразование по-
стоянного t/BX в переменное осуществляется с частотой сигнала
управления (модуляции) 17упр, обычно имеющего вид меандра.
Для успешной работы УПТ с МДМ необходимо, чтобы частота
197
Рис. 9.6
сигнала управления была, как минимум, на порядок выше макси-
мальной частоты входного сигнала.
Из многообразия возможных вариантов построения модуля-
торных устройств наибольшее распространение получили тран-
зисторные модуляторы (прерыватели или малотоковые переклю-
чатели). Рассмотрим работу простейшего транзисторного мо-
дулятора, принципиальная схема которого приведена на рис. 9.7.
Здесь постоянное входное напряжение L/BX приложено между
эмиттером и коллектором п-р-п транзистора, который с помо-
щью трансформатора Т управляется сигналом 17упр. Транзистор
работает как ключ, те. он имеет два рабочих состояния: открыт
(режим насыщения) и закрыт (режим отсечки). Если в режиме
отсечки сопротивление транзистора велико, то в режиме насы-
щения оно близко к нулю. В результате ток через транзистор бу-
дет прерываться с частотой сигнала управления. Этот ток и яв-
ляется входным сигналом для усилителя переменного тока У.
Связь устройств М и У обычно осуществляется через раздели-
тельный конденсатор.
198
Рис. 9.7
Схема на рис. 9.7 обращает на себя внима-
ние тем, что в ней представлен транзистор в
инверсном включении. Действительно, в тран-
зисторных модуляторах получило распростра-
нение инверсное включение транзистора. Дело
в том, что дрейф нуля в УПТ с МДМ в основном
определяется дрейфом модулятора, который
обусловлен нестабильностью остаточных параметров транзис-
тора (тока и напряжения). В разд. 3.6 было указано, что транзис-
тор в инверсном включении имеет существенно меньшие оста-
точные параметры, чем в прямом включении. Это преимущество
инверсного включения транзистора особенно ярко проявляется
в значении остаточного напряжения. Напомним, что остаточный
ток планарного транзистора чрезвычайно мал и для прямого
включения (десятые или сотые доли наноампер), поэтому исполь-
зование инверсного включения имеет смысл именно для умень-
шения остаточного напряжения.
С помощью формул Эберса-Молла (3.6) можно получить рас-
четные отношения для остаточного напряжения прямого L/0CT
и инверсного (7ост1 включения транзистора при токах коллектора,
близких к нулю:
Ц^оМпИ/оц) (9.1а); 1/ост1 = <рт1п(1/а).
(9.16)
Из (9.1) следует, что L/oct1 < L/0CT, поскольку a > a1, т.е. при ма-
лых токах коллектора инверсное включение транзистора лучше
подходит для использования в модуляторах. Современные тран-
зисторы при /к = 0 и оптимальном токе базы имеют L/oct1 < 1 мВ.
Для качественных УПТ эту величину не всегда можно считать
удовлетворительной. Меньшего остаточного
напряжения можно достичь с помощью ком-
пенсированного модулятора (ключа) на двух
инверсно включенных транзисторах, принци-
пиальная схема которого приведена на
рис. 9.8. Здесь транзисторы включены встреч-
но и поэтому их ос гаточные параметры должны
компенсировать друг друга. Так, для остаточ-
ного напряжения рассматриваемого модулято-
ра L/octK можно записать:
ЦэстК ^ост1 ^4>ст2’
Рис 9.8
(9.2)
199
где L/oct1 , 1/ост2 - остаточные напряжения транзисторов VT1 и VT2
соответственно Из (9.2) следует, что снижения 17остК, а следова-
тельно, и дрейфа всего УПТ можно достичь за счет того, что
L/Octi ~ ^ост2- Минимальный разброс параметров транзисторов
можно получить при их изготовлении на одной подложке в еди-
ном технологическом цикле (см. гл. 5). Такие модуляторные тран-
зисторы, являющиеся простейшими ИС, и получили основное
применение в современных УПТ с МДМ (например, ИС К101 КТ 1).
Остаточное напряжение в них обычно не превышает 100 мкВ.
С точки зрения современных требований к электронным уст-
ройствам рассмотренные модуляторы имеют существенный не-
достаток, состоящий в присутствии электромагнитных трансфор-
маторов, которые очень трудно изготовить в виде ИС. Отметим,
что иногда трансформаторы в модуляторах удается заменить
оптронами.
При работе с источниками входного сигнала с малыми L/BX
и большими внутренними сопротивлениями R. лучшие результаты
получаются, когда модулятор выполняется на полевых транзисто-
рах. Дело в том, что при токе стока, равном нулю, они имеют нуле-
вое остаточное напряжение (чего нет в биполярных транзисторах).
Это обусловлено тем, что проводимость цепи между стоком и ис-
током имеет, как правило, резистивный характер (сопротивление
канала). Кроме того, большое RBX позволяет использовать управ-
ляющие сигналы малой мощности. Однако с возрастанием С/вх
и уменьшением Rr преимущества таких модуляторов исчезают.
В качестве демодулятора ДМ можно использовать различные
электронные устройства. Простейшим демодулятором является
обычный двухполупериодный или мостовой выпрямитель с фильт-
ром на выходе (см. гл. 12). Более совершенным следует считать
демодулятор, выполненный как фазочувствительный выпрямитель.
На рис 9 9 приведена принципиальная схема одного из вари-
антов демодулятора - фазочувствительного выпрямителя. Она
удобна тем, что ее основу составляет
уже использованный в модулятоое мо-
дуляторный транзистор, состоящий из
двух транзисторных структур в инверс-
ном включении.
UynP
Рис. 9.9
На вход демодулятора поступает пе-
ременное напряжение U2 с усилителя.
В базовые цепи транзисторов посред-
200
ством трансформатора поступает общий управляющий сигнал
L/ynp. Транзисторы здесь открываются лишь при положительных
потенциалах баз, что происходит именно в момент поступления
на вход информационного сигнала, усиленного с помощью уси-
лителя У. Такой модулятор успешно функционирует в широком
диапазоне рабочих сигналов. Емкость Сф выполняет функции
сглаживающего фильтра.
Достичь существенного улучшения электрических, эксплуата-
ционных и массо-габаритных показателей УПТ можно за счет их
построения по балансным схемам.
9.5. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В настоящее время наибольшее распространение получили
дифференциальные (параллельно-балансные или разностные)
усилители. Такие усилители просто реализуются в виде монолит-
ных ИС и широко выпускаются отечественной промышленностью:
К118УД, КР198УТ1 и др. Их отличает высокая стабильность ра-
боты, малый дрейф нуля, большой коэффициент усиления диф-
ференциального сигнала и большой коэффициент подавления
синфазных помех.
На рис. 9.10 приведена принципиальная схема простейшего
варианта дифференциального усилителя (ДУ). Любой ДУ выпол-
няется по принципу сбалансированного моста, два плеча кото-
рого образованы резисторами Лк1 и Rk2, а два других - транзис-
торам VT1 и VT2. Сопротивление нагрузки включается между
коллекторами транзисторов, т.е. в диагональ моста. Сразу отме-
тим, что резисторы R01 и Я02 имеют небольшие величины, а часто
и вообще отсутствуют. Можно считать, что резистор R3 подклю-
чен к эмиттерам транзисторов.
Обращает на себя внимание то
обстоятельство, что питание ДУ осу-
ществляется от двух источников,
напряжения которых равны (по моду-
лю) друг другу. Таким образом, сум-
марное напряжение питания ДУ
равно 2Е. Использование второго
источника (-Е) позволяет снизить
потенциалы эмиттеров VT1 и VT2 до
потенциала общей шины. Это обсто-
Рис. 9.10
201
ятельство дает возможность подавать сигналы на входы ДУ без
введения дополнительных компенсирующих напряжений (что
требуется, например, для усилителя на рис. 9.3).
При анализе работы ДУ принято выделять в нем два плеча,
одно из которых состоит из транзистора VT1 и резистора Rk1
(и R01), второе - из транзистора VT2 и резистора Rk2 (и R02). Каж-
дое плечо ДУ является каскадом ОЭ. Таким образом, можно зак-
лючить, что ДУ состоит из двух каскадов ОЭ. В общую цепь эмит-
теров транзисторов включен резистор R3, которым и задается их
общий ток.
Для того чтобы ДУ мог качественно и надежно выполнять свои
функции, а также в процессе длительной работы сохранить свои
параметры и уникальные свойства, в реальных усилителях тре-
буется выполнить два основных требования. Рассмотрим эти тре-
бования последовательно.
Первое требование состоит в симметрии обоих плеч ДУ, т.е.
необходимо обеспечить идентичность параметров каскадов ОЭ,
образующих ДУ. При этом должны быть одинаковы параметры
транзисторов VT1 и VT2, а также Rk1 = Rk2 (и R01 = Ro2). Если пер-
вое требование выполнено полностью, то для получения идеаль-
ного ДУ больше ничего и не требуется. Действительно, при L/Bx1 =
= 1Увх2 = 0 достигается полный баланс моста, т.е. потенциалы кол-
лекторов транзисторов VT1 и VT2 одинаковы, следовательно,
напряжение на нагрузке равно нулю. При одинаковом дрейфе
нуля в обоих каскадах ОЭ (плечах ДУ) потенциалы коллекторов
будут всегда изменяться одинаково, поэтому на выходе ДУ дрейф
нуля будет отсутствовать. За счет симметрии плеч ДУ будет обес-
печиваться высокая стабильность при изменении напряжения
питания, температуры, радиационного воздействия и т.д.
Все это абсолютно верно, но возникает вопрос: «Как обеспе-
чить симметрию плеч в ДУ?» На первый взгляд может показать-
ся, что решить этот вопрос довольно просто. Действительно, все-
гда можно подобрать пары транзисторов и резисторов с весьма
близкими параметрами. Если собрать ДУ на таких дискретных
элементах, то он может быть и продемонстрирует желаемый
результат, но только в относительно небольшой промежуток вре-
мени. С течением времени параметры транзисторов и резисто-
ров будут изменяться различным образом в соответствии с за-
конами своей собственной структуры. Естественно, что на них
различным образом будут влиять и внешние факторы, а следо-
202'
вательно, нарушится симметрия плеч со всеми вытекающими
отсюда последствиями. В конечном счете можно заключить, что
на дискретных элементах (изготовленных в разное время и в раз-
ных условиях) осуществить выполнение первого требования для
ДУ практически невозможно. Это и обусловило тот факт, что пре-
красные свойства ДУ не нашли должного использования в диск-
ретной электронике.
Приблизиться к выполнению первого основного требования
для ДУ позволила микроэлектроника. Ясно, что симметрию плеч
ДУ могут обеспечить лишь идентичные элементы, в которых все
одинаково и которые были изготовлены в абсолютно одинако-
вых условиях. Так, в монолитной ИС близко расположенные эле-
менты действительно имеют почти одинаковые параметры
(см. гл. 5). Следовательно, в монолитных ИС первое требование
к ДУ почти выполнено. Это «почти» позволяет реализовать ДУ
пусть не с идеальными, но все же с хорошими параметрами, но
при непременном условии выполнения второго основного тре-
бования к ДУ.
Второе основное требование состоит в обеспечении глубокой
ООС для синфазного сигнала. Синфазными называются одина-
ковые сигналы, т.е. сигналы, имеющие равные амплитуды, фор-
мы и фазы. Если на входах ДУ (рис. 9.10) присутствуют L/Bx1 = L/bx2,
причем с совпадающими фазами, то можно говорить о поступ-
лении на вход ДУ синфазного сигнала. Синфазные сигналы обыч-
но обусловлены наличием помех, наводок и т.д. Часто они имеют
большие амплитуды (значительно превышающие полезный сиг-
нал) и являются крайне нежелательными, вредными для работы
любого усилителя.
Выполнить второе основное требование позволяет введение
в ДУ резистора R3 (или его электронного эквивалента). Если на
вход ДУ поступает сигнал синфазной помехи, например, поло-
жительной полярности, то транзисторы VT1 и VT2 приоткроются
и токи их эмиттеров возрастут. В результате через резистор R3
будет протекать суммарное приращение этихтоков, образующее
на нем сигнал ООС. Нетрудно показать, что R3 образует в ДУ
последовательную ООС потоку. При этом будет уменьшаться ко-
эффициент усиления по напряжению для синфазного сигнала
каскадов ОЭ, образующих плечи ДУ, и Кисф2. Поскольку ко-
эффициент усиления ДУ для синфазного сигнала Кисф - -
- /<иСф2 и за счет выполнения первого основного требования
203
Кисф1 = Кцсф2< то удается получить весьма малое значение Кисф,
т.е. значительно подазить синфазную помеху.
Так как в монолитном ДУ с достаточным приближением
можно выполнить оба основных требования, удается не только
подавить синфазную внешнюю помеху, но и снизить влияние внут-
ренних факторов, проявляющихся через изменения параметров
элементов схемы. Конечно, параметры составляющих каскадов
будут изменяться, но по весьма близким зависимостям, влияние
которых будет дополнительно ослабляться наличием ООС.
Теперь рассмотрим работу ДУ для основного рабочего вход-
ного сигнала - дифференциального. Дифференциальными (про-
тивофазными) принято называть сигналы, имеющие равные ам-
плитуды, но противоположные фазы. Будем считать, что входное
напряжение подано между входами ДУ, т.е. на каждый вход по-
ступает половина амплитудного значения входного сигнала, при-
чем в противоположных фазах. Если С/вх1 в рассматриваемый
момент представляется положительной полуволной, то UBx2 -
отрицательной.
За счет действия L/Bx1 транзистор VT1 приоткрывается и ток
его эмиттера получает положительное приращение Д/Э1, а за счет
действия t/Bx2 транзистор VT2 призакрывается и ток его эмитте-
ра получает отрицательное приращение, т.е. - Д/Э2. В результате
приращение тока в цепи резистора R3 составляет Д/оэ = Д/Э1 -
- Д/Э2. Если плечи ДУ идеально симметричны, то Д/яэ = 0 и, сле-
довательно, ООС для дифференциального сигнала отсутствует.
Это обстоятельство позволяет получать от каждого каскада ОЭ
в рассматриваемом усилителе, а следовательно, и от всего ДУ
большое усиление. Отсюда происходит и название усилителя -
дифференциальный. Так как для дифференциального входного
сигнала в любой момент напряжения на коллекторах транзисто-
ров VT1 и VT2 будут находиться в противофазе, то на нагрузке
происходит выделение удвоенного выходного сигнала. Итак, ре-
зистор R3 образует ООС только для синфазного сигнала.
Поскольку в реальных ДУ идеальную симметрию плеч осуще-
ствить нельзя, то R3 все же будет и для дифференциального сиг-
нала создавать ООС, но незначительной глубины, причем чем
лучше симметрия плеч, тем меньше ООС. Небольшую последо-
вательную ООС по току задают в каскадах ДУ с помощью резис-
торов R01 и f?02. Как отмечалось выше, эти резисторы имеют
небольшие номиналы (участки полупроводниковой подложки),
204
поэтому создаваемая ими ООС невелика и существенно не вли-
яет на усилительные свойства ДУ.
Таким образом, при выполнении в ДУ двух основных требова-
ний он обеспечивает стабильную работу с малым дрейфом нуля,
с хорошим усилением дифференциального сигнала и со значи-
тельным подавлением синфазной помехи. В зависимости оттого,
как подключены в ДУ источник входного сигнала и сопротивле-
ние нагрузки, следует различать схемы его включения.
9.6. СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО
УСИЛИТЕЛЯ
Можно выделить четыре схемы включения ДУ: симметричный
вход и выход, симметричный вход и несимметричный выход, не-
симметричный вход и симметричный выход, несимметричный
вход и выход. Рассмотрим их последовательно при воздействии
рабочего входного сигнала.
При симметричном входе источник входного сигнала подклю-
чается между входами ДУ (между базами транзисторов VT1
и VT2). При симметричном выходе сопротивление нагрузки
подключается между выходами ДУ (между коллекторами тран-
зисторов VT1 и VT2). Такое включение ДУ и было рассмотрено
в предыдущем разделе. Теперь остановим-
ся на определении параметров симметрич- +Е
ного включения ДУ. яК1Г|иВЬ|Х/2
Проанализируем работу одного плеча, U Ан
т.е. одного каскада ОЭ, входящего в ДУ. Для \<£~0~|-гд~о
этого представим плечо ДУ в виде, изобра- Rr J]1
женном на рис. 9.11. Здесь отсутствует ре- rU П R°1
зистор R3, поскольку, как было показано в ег/2^Ь -I__е
разд. 9.5, он не участвует в работе на диф- х
ференциальном сигнале. Для входного со-
противления плеча ДУ Явхпл можно записать: Рис. 9.11
«вх.пл = гБ + гэ(₽ + 1) + R0(P + 1) = ^ 1э + ₽R0. (9.3)
Здесь опущены индексы для номеров резисторов, так как пле-
чи ДУ практически симметричны. Слагаемое р/?0 вносится за счет
последовательной ООС. При Ro = О уравнение (9.3) можно пере-
писать в виде (6.3). В качестве входных транзисторов в ДУ обыч-
но используются структуры с очень большим р, поэтому с неко-
205
торым приближением (6.3) для нашего случая можно упростить
до следующего вида:
Явх.пл=₽Гэ- (9.4)
Меньшую погрешность при расчете RBX пл формула (9.4) обес-
печивает для ДУ, работающего на малых токах. Поскольку при
симметричном входе источник входного сигнала включается
между входами ДУ, то общее входное сопротивление ДУ будет
равно 2RBX пл.
Для рассматриваемо! о включения ДУ коэффициент усиления
его плеча можно представить как Кипл = (L/Bblx/2)(2/Er) = L/Bblx/Er =
- Кодиф1 те- коэффициент усиления по напряжению всего ДУ ра-
вен Кипл. В нашем случае для Кипп можно переписать (6.4) в не-
сколько измененном виде:
. pRK||(RH/2)
‘ипл р I Е>
+ ^вх.пл
(9.5)
Здесь учтено, что к выходу одного плеча подключается только
половина RH. Действительно, средняя точка резистора RH для рас-
сматриваемого режима ДУ всегда будет иметь нулевой потенциал
(потенциал общей шины). Если RK«(R.,/2), RB*пл » Rr и р велико,
то (9.5) можно переписать в следующем приближенном виде:
^диф^з’ (9-6)
Учитывая изложенное выше, коэффициент усиления ДУ по току
мож! к > представить в виде (6.6), заменив RH на RH/2.
Нетрудно показать, что выходное сопротивление ДУ для рас-
сматриваемой схемы его включения равно удвоенной величине
выходного сопротивления плеча RBblx пл, которое для каскада ОЭ
можно считать равным RK.
Теперь остановимся на схеме включения ДУ с симметричным
входом и несимметричным выходом. В этом случае источник
входного сигнала подключается между входами ДУ; сопротивле-
ние нагрузки подключается одним концом к коллектору одного
из транзисторов, а другим - к общей шине. При этом в коллек-
торной цепи второго транзистора может отсутствовать резистор
RK. Поскольку способ подачи входного сигнала здесь совпадает
с ранее рассмотренным случаем, то входное сопротивление так-
же можно определить с помощью (9.3) или (9.4). Однако выход-
206
ной сигнал снимается лишь с одного выхода ДУ, следовательно,
выходное сопротивление ДУ RBb|X пл = RK. По той же причине Кадиф
оказывается в 2 раза меньше, чем при симметричном выходе.
Интересна схема включения ДУ с несимметричным входом и
симметричным выходом. Для удобства восприятия специфики
этого включения ДУ на рис. 9.12 приведена
его принципиальная схема. Здесь Ro - О,
а входной сигнал подается на базу транзис-
тора VT1. Плечо, образованное транзисто-
ром VT1, является каскадом ОЭ с ООС,
образуемой резистором R3. Кипп для него
может быть рассчитан по формуле (9.5),
а RBX пл - по формуле (9.3), где Ro следует за-
менить на /?э. У этого плеча ДУ есть и выход
с эмиттера, поэтому полезно его сравнить с
фазоинверсным усилителем (см. разд.
6.10), но в нашем случае коэффициент уси-
Рис. 9.12
ления по напряжению для эмиттерного выхода Kut,« К^. С эмит-
терного выхода плеча ДУ будет сниматься неинвертированный
сигнал с Ких, который можно представить в следующем виде:
- (₽ + 'О^вх.Б^г + ^вхлл)
(9.7)
где F : Б - входное сопротивление каскада ОБ, который является
плечом ДУ, образованным транзистором VT2. Для эмиттерного
выхода первого плеча RBX Б является сопротивлением нагрузки.
Формула (9.7) справедлива при Яэ » RBX Б.
Для каскада ОБ, образованного транзистором VT2, коэффи-
циент усиления по напряжению
к gRK||(RH/2) PRk||(Rh/2)
"Б «ВХ.Б (₽ + 1)«вх.Б
(9.8)
Формула (9.8) записана для условия RBX Б » RBblxж, где RBblx к -
выходное сопротивление по цепи эмиттера каскада на транзис-
торе VT1.
При получении значения Кипл для выхода с коллектора VT2 сле-
дует перемножить (9.7) и (9.8). После проведения преобразова-
ний нетрудно записать и для этого плеча ДУ формулу (9.5). Таким
образом, несмотря нато, что входной сигнал подается лишь на один
вход ДУ, его усиливают оба плеча, причем плечо, на базу транзис-
207
тора которого подан входной сигнал, инвертирует, а другое плечо
не инвертирует сигнал. В данном случае общий Квдиф = 2Кипл.
При несимметричных входе и выходе работа ДУ происходит
аналогично предыдущей схеме включения ДУ Если входной сиг-
нал подан на вход того же плеча, с выхода которого снимается
выходной сигнал ДУ, то в этом случае работает на усиление сиг-
нала лишь одно плечо, Здесь на выходе имеет место инвертиро-
ванный сигнал с коэффициентом усиления Кипл. Если входной
сигнал подан на вход одного плеча ДУ, а выходной сигнал снима-
ется с выхода другого плеча, то на выходе имеет место неинвер-
тированный сигнал с тем же Кипп, что и в первом случае. Если сни-
мать выходной сигнал всегда с одного заданного выхода ДУ, то
входам усилителя можно присвоить названия «инвертирующий»
и «неинвертирующий».
Изложенное выше показывает, что усилительные параметры
ДУ для рабочего сигнала зависят от схемы его включения, кото-
рая выбирается в зависимости от конкретных технических тре-
бований.
9.7. КОЭФФИЦИЕНТ ОСЛАБЛЕНИЯ
СИНФАЗНОГО СИГНАЛА
Коэффициент ослабления (подавления) синфазного сигнала
(КОСС) является основным параметром ДУ, характеризующим
качество его работы. Для того чтобы представить этот параметр,
прежде всего необходимо определить коэффициент усиления по
напряжению ДУ для синфазного сигнала Кисф.
При воздействии синфазного сигнала на ДУ можно предста-
вить, что его входы соединены друг с другом. Как уже анали-
зировалось в разд. 9.5, в данном случае резистор R3 будет со-
здавать последовательную ООС по току для каждого плеча ДУ
(каскада ОЭ). Обычно эту ООС стараются сделать глубокой.
Коэффициент усиления плеча для синфазного сигнала можно
представить как Киос каскада ОЭ при глубокой ООС с помощью
формулы (7.7), т.е. для первого плеча Кисф1 = Дк1/Яэ и для второго
” Кцсф2 = ^к2^э- Теперь можно записать для Кисф всего ДУ:
^сф-Йк1/Яэ-Нк2/Нэ = ДЯк/Нэ. 0.9)
Отметим, что с учетом всех сделанных допущений (9.9) смо-
жет принять следующий вид:
208
/<исф = ДРк/2Рэ.
Из (9.9) следует основной вывод, который в разд. 9.5 был
сформулирован в виде двух основных требований к ДУ. Действи-
тельно, чем лучше симметрия плеч ДУ, тем меньше Д/?к. Посколь-
ку идеальная симметрия невозможна, то всегда ARK * 0. При за-
данном ДЯК уменьшить Кисф можно за счет увеличения глубины
ООС, т.е. увеличения R3. Отметим, что входное сопротивление
ДУ для синфазного сигнала значительно больше, чем для диф-
ференциального, и может быть рассчитано по формуле (6.20).
Обычно КОСС представляется как отношение модулей Кадиф
и Кисф, выраженное в децибелах, т.е. КОСС = 201д(Кидиф/Кисф). Рас-
крыв значения коэффициентов усиления из (9.6) и (9.9), можно
записать
^ддиф _ RK
^дсф ARK 6 Гэ
(9.10)
где 8 = ARK/RK - коэффициент асимметрии ДУ. При необходимос-
ти коэффициент асимметрии можно дополнить слагаемыми,
представляющими разброс других параметров элементов уст-
ройства. Напомним, что разброс номиналов резисторов в моно-
литных ИС не превышает 3 %.
В ДУ всегда стремятся сделать КОСС как можно больше. Для
этого следует увеличивать номинал Рэ. Однако существует не-
сколько серьезных причин, ограничивающих эту возможность,
самая главная из которых заключается в больших трудностях при
реализации резисторов значительных номиналов в монолитных
ИС (см. разд. 5.2). Решить эту проблему позволяет использова-
ние электронного эквивалента резисто-
ра большого номинала, котооым является
источник стабильного тока, рассмотрен-
ный в разд. 6.7. На рис. 9.13 приведена
принципиальная схема ДУ с ИСТ. Здесь
ИСТ выполнен на транзисторе VT3. Рези-
сторы R1, R2 и R3, а также диод VD служат
для задания и стабилизации режима по-
коя транзистора VT3.
Напомним, что для реальных условий
ИСТ представляет собой эквивалент со-
противления для изменяющегося сигна-
Ubxi
Рис. 9.13
209
ла (в нашем случае синфазного) большого номинала - до единиц
мегаом. Это обстоятельство хорошо иллюстрируется на рис. 6.18,
б. Кроме того, в режиме покоя ИСТ представляет собой относи-
тельно небольшое сопротивление (порядка единиц килоом), из-
за чего и все устройство будет потреблять от источников пита-
ния относительно небольшую мощность.
Таким образом, использование ИСТ в ДУ позволяет реализо-
вать усилитель в виде экономичной монолитной ИС, имеющей
большой КОСС. Современные ДУ могут быть выполнены по раз-
личным схемам, но в них всегда используется ИСТ. Для таких ДУ
значения КОСС обычно лежат в пределах 60... 100 дБ.
9.8. РАЗНОВИДНОСТИ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
В большинстве практических случаев ДУ используется как
входной каскад многокаскадных усилительных ИС. Поэтому при
разработке ДУ стремятся реализовать в нем значительное вход-
ное сопротивление для дифференциального сигнала. Одной из
разновидностей таких устройств является ДУ на составных тран-
зисторах, принципиальная схема которого приведена на
рис. 9.14. Здесь ИСТ изображен символически.
Напомним (см разд. 5.5), что составной транзистор позволя-
ет получить большой коэффициент усиления потоку. При равен-
стве параметров транзисторов в плече ДУ его RBX пл может быть
рассчитано по формуле (6.23), где вместо R3 следует подставить
сопротивление эмиттерного перехода гэ транзистора VT3 (или
VT4). Для получения больших/?вх пл целесообразно использовать
ДУ в режиме малых токов (в микрорежиме), что согласно (3.12)
Рис. 9.14
будет приводить к возрастанию гэ.
Кроме того, желательно применять
транзисторы с высокими значени-
ями р. Для ДУ с большими входны-
ми сопротивлениями в качестве
транзисторов VT1 и VT2 целесооб-
разно использовать супербета тран-
зисторы (см. разд. 3.3). Например,
супербета транзисторы используют-
ся во входном каскаде операционно-
го усилителя серии 140УД6.
210
Другой разновидностью ДУ с повышенным входным сопротив-
лением является усилитель на полевых транзисторах. На рис. 9.15
приведена принципиальная схема одного из вариантов ДУ на
МДП-транзисторах. Здесь использованы МДП-транзисторы
с л-каналом, который может быть и встроенным, и индуцирован-
ным. Подложки МДП-транзисторов могут быть соединены со сво-
ими истоками или с общей шиной.
В рассматриваемом ДУ МДП-транзисторы VT1 и VT2 выпол-
няют свои основные усилительные функции активных элементов,
a VT3 и VT4 - функции резисторов Такой ДУ иногда называют
усилителем с динамической нагрузкой.
Коэффициент усиления по напряжению для дифференциаль-
ного сигнала определяется отношением ширин каналов МДП-
транзисторов VT1 и VT3 (или VT2 и VT4). Технологически это от-
ношение сделать большим очень трудно, поэтому в реальных
структурах К^ф обычно не превышает 10. И КОСС у таких ДУ тоже
меньше, чем у ДУ на биполярных транзисторах. Однако входные
сопротивления велики как для дифференциального, так и для
синфазного сигналов (более 1О10 Ом). В ДУ на МДП-транзисто-
рах обычно RBX пл определяется утечками структуры. Для получе-
ния ДУ с очень большими входными сопротивлениями и с хоро-
шими другими паоаметрами целесообразно использовать
усилитель рис. 9.14, в котором транзисторы VT1 и VT2 являются
МДП -транзисторами.
В ИС широкое распространение получили замены резисторов
транзисторами, которые, как показано в гл. 5, являются наибо-
лее предпочтительными элементами для ИС. Пример такой за-
мены приведен с помощью рис. 9.15. Однако не только МДП-тран-
зисторы, но и биполярные широко используются в усилительных
ИС (в частности, в ДУ) вместо резис-
торов RK, т.е. выполняют в усилителях
функцию динамических нагрузок.
На рис. 9.16 приведена принципи-
альная схема одного из вариантов ДУ
с динамической нагрузкой. Этот ДУ вы-
полнен на комплементарных транзис- Ubxi
торах: п-р-п транзисторах VT1, VT2 и
р-п-р транзисторах VT3 и VT4. Транзи-
сторы VT1 и VT2 выполняют свои обыч-
ные функции усилительных элементов, Рис. 9.15
211
а транзисторы VT3 и VT4 - нагрузочных
элементов, т.е. резисторов. Транзистор
VT3 включен по схеме диода. Предполо-
жим, что на базу транзистора VT1 при-
ложена в рассматриваемый момент
положительная полуволна L/Bx1. В резуль-
тате в цепи транзистора VT3 возникает
приращение тока Д/К1, протекающего
в направлении, указанном стрелкой на
рис. 9.16. За счет этого тока возникает
приращение напряжения между базой и
эмиттером VT3, которое является приращением входного напря-
жения для транзистора VT4. Таким образом в цепи эмиттер - кол-
лектор VT4 возникает приращение тока, практически равное Д/К1,
поскольку в ДУ плечи симметричны. Структуру, основой которой
являются транзисторы VT3 и VT4, принято называть отражателем
тока, или токовым зеркалом. Отражатели тока находят широкое
применение в современных ИС непрерывного действия.
Итак, в рассматриваемый момент на базу транзистора VT2
приложена отрицательная полуволна 17вх2. Следовательно, в цепи
его коллектора появилось отрицательное приращение тока д/К2,
протекающего в направлении, указанном стрелкой на рис 9.16.
При этом приращение тока нагрузки для ДУ равно Д/К1 + Д/К2,
т.е. ДУ с отражателем тока обеспечивает большее усиление диф-
ференциального сигнала. В данном случае Квдиф - PRH/(Rr + RBX).
Необходимо также отметить, что для рассматриваемого вариан-
та ДУ в режиме покоя ток нагрузки равен нулю.
В многокаскадных УПТ Ян является входным сопротивлением
последующего каскада, величина которого, как было показано
выше, может быть очень большой. Таким образом, ДУ с отражате-
лем тока является усилителем с большим Квдиф и, естественно,
обладает всеми преимуществами дифференциальных усилителей.
9 9. ТОЧНОСТНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
Для ряда практических применений ДУ предъявляются до-
вольно жесткие требования к величинам точностных параметров.
К точностным параметрам относятся паразитные напряжения
и токи, имеющие место в режиме покоя, но оказывающие влия-
ние на качество усиления рабочего сигнала.
212
Сразу подчеркнем, что точностные параметры либо обуслов-
лены, либо проявляются через асимметрию плеч ДУ. В идеаль-
ном ДУ (с идентичными плечами) погрешности, проявляемые
через точностные параметры, отсутствуют. В реальном ДУ за счет
асимметрии плеч на выходе устройства всегда присутствует раз-
баланс коллекторных потенциалов транзисторов VT1 и VT2, т.е.
присутствует паразитное напряжение между выходами ДУ. Для
сведения к нулю этого паразитного напряжения на вход (плеча)
ДУ необходимо подать компенсирующий сигнал. Напряжение это-
го сигнала называется напряжением смещения нуляЦ^) Оно пред-
ставляет собой кажущийся входной дифференциальный сигнал.
Напряжение UCM представляет собой функцию нескольких па-
раметров, вернее, разброса параметров элементов схемы. Так,
часть напряжения смещения нуля t/'M порождается разбросом
величин обратных токов эмиттерных переходов транзисторов
^эбо1 и ^эво2- Другая часть U"M - разбросом номиналов резисто-
ров Як1 и Рк2. Для этих напряжений можно записать:
?S/см = Фт^ЭБОТ^ЭБОг И ^см =
Отметим, что и разброс других параметров элементов схемы
может некоторым образом повлиять на общую величину UCM, но,
как правило, это влияние менее существенно.
Следует иметь в виду, что UCM зависит от температуры. Эта
зависимость обычно представляется самостоятельным точнос-
тным параметром - температурной чувствительностью. Темпе-
ратурная чувствительность dUCM/dTобычно имеет размерность
мкВ/°С. Для основной части напряжения смещения, возникаю-
щей за счет разбаланса токов эмиттеров, температурную чувстви-
тельность можно представить как разность ТКН эмиттерных пе-
реходов транзисторов VT1 и VT2. Отметим, что обычно темпера-
турная чувствительность уменьшается пропорционально умень-
шению величины UCM.
Еще одним точностным параметром ДУ является ток смеще-
ния Д/вх, представляющий собой разбаланс (разность) входных
токов (токов баз транзисторов). В реальном ДУ Д/вх можно пред-
ставить через значения токов эмиттеров, /Э01, /Э02 и коэффици-
ентов усиления транзисторов по току В1 и Вг в следующем виде:
^вх = ^aoi/®i “ ^302/^2- (9.11)
213
Наиболее неблагоприятный случай будет иметь место, когда
/Э01 > 1Э02 и В1 < В2. Из (9.11) следует, что ток смещения умень-
шается при снижении рабочих токов ДУ и увеличении коэффи-
циентов В.
Протекая через сопротивление источника сигнала, ток сме-
щения создает на нем падение напряжения А/вхВг, действие кото-
рого равносильно ложному дифференциальному сигналу. Поэто-
му естестренным представляются усилия, направленные на сни-
жение Д/вх в ДУ.
Средний входной ток /вхср также является точностным пара-
метром ДУ. Его можно представить как
'вх.сР-(/бо14-/Бо2)/2 = /эо/2В. (9.12)
Из (9.12) следует, что для уменьшения /вх ср и Д/вх следует при-
нимать одни и те же меры. Отметим, что средний входной ток
значительно больше тока смещения.
Протекая через Вг, средний входной ток создает на нем паде-
ние напряжения, действующее как синфазный входной сигнал.
Хотя и ослабленное в Кисф раз, это напряжение все же вызовет на
выходе ДУ разбаланс потенциалов.
Оба точностных тока представляются и через свои темпера-
турные чувствительности. Из (9.11) и (9.12) видно, что влияние
температуры, прежде всего, проявляется через изменение ко-
эффициентов усиления В. Обычно уменьшение температурных
зависимостей для Д/ и / „„ достигают за счет снижения самих
ТОЧНОСТНЫХ токов.
Поскольку в ДУ на МДП-транзисторах велико входное сопро-
тивление, то входные токи оказываются пренебрежимо малы.
Таким образом, ни сами токовые точностные параметры, ни их
температурный дрейф не являются ограничивающими фактора-
ми для таких ДУ. Однако L/CM в ДУ на МДП-транзисторах имеет
большую величину, чем в ДУ на биполярных транзисторах. По-
этому ошибки в работе ДУ на МДП-транзисторах в основном оп-
ределяются величиной напряжения смещения нуля.
В настоящее время ДУ представляет собой основной базовый
каскад ИС непрерывного действия. На основе ДУ создают самые
разнообразные усилительные и генераторные устройства. В ча-
стности, ДУ является входным каскадом любого операционного
усилителя.
214
Глава 10. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
10.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Операционным усилителем (ОУ) принято называть высокока-
чественный интегральный усилитель постоянного тока с диффе-
ренциальным входом и однотактным выходом, предназначенный
для работы с цепями обратных связей. Название усилителя обус-
ловлено первоначальной областью его применения — выполне-
нием различных операций над аналоговыми сигналами (сложе-
ние, вычитание, интегрирование и др.). В настоящее время ОУ
выполняют роль многофункциональных узлов при реализации
разнообразных устройств электроники различного назначения.
Они применяются для усиления, ограничения, перемножения,
частотной фильтрации, генерации, стабилизации и т.д. сигналов
в устройствах непрерывного и импульсного действия.
Необходимо отметить, что современные монолитные ОУ по
своим размерам и цене незначительно отличаются от отдельных
дискретных элементов (например, транзисторов). Поэтому
выполнение различных устройств на ОУ часто осуществляется
значительно проще, чем на отдельных элементах или других уси-
лительных ИС.
Идеальный ОУ имеет бесконечно большой коэффициент уси-
ления по напряжению (Ku0V -»«>), бесконечно большое входное
сопротивление, нулевое выходное сопротивление, бесконечно
большой КОСС и бесконечно широкую полосу пропускания.
Естественно, что на практике ни одно из этих свойств не может
быть осуществлено полностью, однако к ним можно приблизить-
ся с достаточной для многих областей применения точностью.
На рис. 10.1 приведено два возможных условных обозначе-
ния ОУ. На рис. 10.1, а дано упрощенное обозначение ОУ без вы-
водов для подключения источников питания, общей шины и вне-
шних элементов, а на рис. 10.1, б приведены некоторые из этих
выводов. Кроме выводов для подключения напряжения питания,
имеются выводы ЧК - частотная коррекция, которые использу-
ются в ОУ без внутренней коррекции (см. разд. 10.6). Если неин-
вертирующий вход ОУ соединен с общей шиной и сигнал подан
215
Инвертирующий
вход
Неинвертирующий
вход
б)
Выход
а)
РИС. 10.1
на инвертирующий вход, то выходной сигнал окажется сдвину-
тым на 180°, т.е. произойдет инвертирование сигнала. Если с об-
щей шиной соединен инвертирующий вход, а сигнал подан на не-
инвертирующий, то выходной сигнал окажется в одной фазе
с входным сигналом. Таким образом, входной сигнал ОУ не обя-
зательно должен быть дифференциальным, а может быть подан
лишь на один вход ОУ (инвертирующий или неинвертирующий).
Необходимо отметить, что электропитание ОУ (как и ДУ) по-
чти всегда осуществляется от двух источников с одинаковым (по
модулю) напряжением (+Еи -Е) и общей точкой. И еще, на прак-
тике ОУ обычно охватывается глубокой ООС, для подключения
которой используется инвертирующий вход.
В своей внутренней структуре ОУ содержит несколько усили-
тельных каскадов. На рис. 10.2 приведена структурная схема ОУ.
Первый (входной) каскад ОУ является ДУ. Этим каскадом опре-
деляется входное сопротивление и точностные параметры ОУ. За
входным каскадом, как показано на рис. 10.2, следуют один или
два промежуточных каскада, которые обеспечивают необходи-
мое усиление ОУ по напряжению и улучшают КОСС. В зависимо-
сти от количества каскадов, требуемых для получения необходи-
мого КиОУ, принято различато двух- и трехкаскадные ОУ.
В двухкаскадных ОУ для получения необходимого Ки0У исполь-
зуется входной ДУ и один дополнительный (промежуточный) кас-
кад, а в трехкаскадном ОУ - входной ДУ и два дополнительных
каскада. В качестве промежуточных каскадов могут быть исполь-
зованы какДУ, так и однотактные усилители. В трехкаскадных ОУ
Рис 10.2
216
обычно применяются каскады с резистивными элементами (на-
пример, ДУ на рис 9.13), а в двухкаскадных - с динамическими
нагрузками (например, ДУ на рис. 9 16). Более совершенные ОУ
выполняются по двухкаскадной схеме.
Выходной каскад ОУ выполняется по схеме бустера (см.
разд. 8.5). Он призван обеспечить низкое выходное сопротивле-
ние (для согласования с нагрузкой), максимальный коэффици-
ент полезного действия и малые нелинейные искажения. Кроме
того, бустер должен иметь достаточно большое входное сопро-
тивление, чтобы не перегружать последний из промежуточных
каскадов ОУ. Принципиальная схема одного из возможных вари-
антов выходного каскада ОУ приведена на рис. 8.12.
Помимо перечисленных каскадов в ОУ могут быть использо-
ваны и вспомогательные каскады и элементы, предназначенные
для согласования основных каскадов ОУ и коррекции его пара-
метров. Одним из таких каскадов является ус-
тройство сдвига уровня, принципиальная схе- <?+е
ма которого приведена на рис. 10.3. Основу uBX>-^)vn
каскада сдвига уровня составляет каскодное TL
включение п-р-п транзистора VT1 и р-п-р тран- U
зистора\/Т2, позволяющее осуществить сдвиг набустер
уровня усиливаемого сигнала до нуля (потен- UcM >му'Я2
циала общей шины). Уровень сигнала сдвига- °~Е
ется за счет падения напряжения на резисто-
ре R и эмиттерном переходе транзистора VT1 Рис. 10.3
Отметим, что коэффициент усиления рассмат-
риваемого каскада по напряжению обычно близок к единице.
Сигналы с выхода каскада сдвига уровня подаются на вход бус-
тера, обеспечивающего в нагрузке заданную мощность выход-
ного сигнала.
10.2. ОСНОВНЫЕ.ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ
Основным параметром ОУ, как и любого усилительного уст-
ройства, является коэффициент усиления. Прежде зсего это ко-
эффициент усиления по напряжению без обратной связи КиОу.
Этот коэффициент иногца также называют полным коэффициен-
том усиления по напряжению. На низких и средних частотах его
иногда можно обозначать как K,j0W Этот коэффициент усиления
может достигать нескольких десятков тысяч!
217
Весьма важными параметрами ОУ являются точностные па-
раметры напряжение смещения нуля t/CM, температурная чув-
ствительность напряжения смещения нуля dUCM/dT, ток смеще-
ния Д/вх и средний входной ток /вх . Все эти параметры опреде-
ляются входным каскадом ОУ, и их значения желательно предель-
но уменьшать.
Входные и выходные цепи ОУ представляются входным /?вх0У
и выходным RBblxOy сопротивлениями. Обычно эти параметры
приводятся для ОУ без цепей ООС. Чаще всего желательно гщ
вышать ЯЬлОУ и сниж а ь f?BoiXOy. Выходную цепь ОУ представляют
также такие параметры как максимальный выходной ток (/ВЬ1хОУ
< 20 мА) и минимальное сопротивление нагрузки (RHmin 1 кОм),
а иногда и максимальная емкость нагрузки. Входная цепь ОУ тоже
может быть представлена входной емкостью, т.е. емкостью меж-
ду входными выводами и общей шиной.
Среди параметров ОУ следует отметить КОСС и коэффици-
ент ослабления влияния нестабильности источнр ка питания
КОВНП = 20lgAE/A(JBX. Оба эти параметра в современных ОУ име-
ют значения в пределах 60... 120 дБ
К энергетическим параметрам ОУ относятся ток потребления
/потр, т.е. ток покоя (без нагрузки), потребляемый ОУ от источни-
ков питания, и потребляемая мощность. Обычно/потр составляет
десятые доли - десятки миллиампер. Потребляемая мощность
при заданном напряжении источников питания однозначно оп-
ределяется значениями /потр и обычно составляет единицы - де-
сятки милливатт. Дальнейшее развитие технологии изготовления
и схемотехники ОУ предполагает снижение потребляемых мощ-
ностей до уровня десятков микроватт.
Как уже отмечалось выше, электропитание ОУ осуществляет-
ся от двух источников с напряжением ±Е, которое также является
важным параметром ОУ. В частности, им во многом определяет-
ся максимально возможное (неискаженное) выходное напряже-
ние сигнала L/Bbix гпах, которое относится к максимально допусти-
мым параметрам ОУ. К максимально допустимым параметрам ОУ
также относятся: максимально допустимая мощность рассеива-
ния, рабочий диапазон температур, максимальное напряжение
питания, максимальное входное дифференциальное напряжение
и др. Обычно допускается превышение Е примерно на 10 %.
Теперь остановимся на частотных параметрах ОУ Это прежде
всего абсолютная граничная частота или частота единичного
218
усиления fT (или L), т.е. частота сигнала, при которой КиОу = 1.
Кроме того, иногда используются скорость нарастания выходного
напряжения и время установления выходного напряжения. Эти
параметры определяются по реакции ОУ на воздействие скачка
напряжения на входе. Для некоторых ОУ приводятся также пара-
метры, отражающие специфическую область их применения.
Подчеркнем, что внимательное изучение параметров при выбо-
ре ОУ является необходимым условием для их успешного исполь-
зования. В табл. 10.1 приведены осн< >ные параметры для неко-
торых отечественных ОУ.
Одними из важнейших характеристик ОУ являются его ампли-
тудные (передаточные) характеристики. Они представлены на
рис. 10.4 в виде двух зависимостей С/вых = f(UBX). Одна из этих за-
висимостей (1) соответствует инвертирующему, а другая (2) -
неинвертирующему входам ОУ Когда на обоих входах ОУ 1УВХ = 0,
то на выходе будет присутствовать напряжение ошибки U0UJ, оп-
ределяемое точностными параметрами. На рис 10.4 (70Ш не по-
казано ввиду его малости. Об этом параметре подробнее будет
сказано ниже, а сейчас лишь отметим, что наличие L/0UJ иногда
может существенно изменить амплитудную характеристику ОУ.
Амплитудную характеристику ОУ ус-
ловно можно разделить на наклонный и
горизонтальный участки. Рабочим участ-
ком является наклонный (линейный) уча-
сток характеристики, угол наклона кото-
рого определяется значением КиОу. При
изменении L/BX выходное напряжение для
горизонтального участка характеристики
остается постоянным.
Это напряжение 1/вых является мак-
симальным выходным напряжением ОУ.
Иногда ивых тах для инвертированного и неинвертированного сиг-
налов различаются по величине (например, для ОУ К140УД5А).
Обычно значения LL ненамного меньше напояжения пита-
ния Е.
Частотные свойства ОУ представляются его амплитудно-час-
тотной характеристикой. При построении этой характеристики
КиОу приводится в децибелах, а частота откладывается по гори-
зонтальной оси в логарифмическом масштабе, что делает оису-
нок компактным и наглядным. Поэтому АЧХ ОУ принято называть
219
Таблица 10.1
Тип ИС ±FB “^вых max’ ® RHmin.K°W л ^иОУО’ тыс- 'вххр- нА Д/вх. нА
К140УД1А 6,3 — — 0,9 5000 1000
К140УД5Б 12 4,5 5 1 10 000 5000
К140УД6 15 11 1 30 100 25
К140УД7 ' 15 11,5 — 50 200 50
К140УД8А 15 10 2 50 0,2 0,1
К140УД8Б 15 10 2 50 0,2 0,1
К140УД8В 15 10 2 20 0,2 0,1
К140УД9 12,6 10 1 35 350 100
К140УД10 15 12 2 50 250 50
К140УД11 15 12 1 25 500 200
К140УД12 3... 16,5 — 5 50 7,5 3
К140УД13 15 1 10 0,01 0,5 0,2
К140УД14 5... 18 До 13 1 20 2 0,2
К153УД1 15 6 2 15 600 250
К153УД2 15 6 2 20 500 200
К153УДЗ 15 3,6 2 25 200 50
К153УД4 6 0,8 1 5 400 150
К153УД5 15 10 2 1000 100 20
К153УД6 15 10 2 50 75 15
К154УД1 15 12 2 200 20 10
К154УД2 15 10 2 100 100 20
К154УДЗ 15 9,5 2 80 230 30
К284УД1 9 5 2 20 10 —
К544УД1А 15 10 2 50 0,15 0,05
К544УД1Б 15 10 2 20 1 0,5
К544УД1В 15 10 2 20 1 0,5
К544УД2А 15 10 2 20 0,1 0,1
К544УД2Б 15 10 2 10 0,5 0,5
220
исм' мВ dU^dT, МкВ/°С ^вхОУ1 МОм fr МГц КОСС, ДБ Примечание
7 20 0,04 5 60 Общего применения
5 10 0,003 14 80 Широкополосный
10 20 1 1 70 Малые входные токи
4 6 400 0,8 70 С защитой входа
20 50 1000 1 64 Общего применения с большим
входным сопротивлением
30 100 1000 1 64 Тоже
50 150 1000 1 64 «
51 5 0,3 5 80 Среднего класса точности
4 50 1 15 80 Быстродействующий
10 70 1000 15 70 Тоже
5 3 5 0,3 70 С изменением потребляемой
мощности
0,05 0,5 50 0,01 110 Прецизионный УПТ
2 20 30 0,5 85 Микромощный
5 30 0,2 1 65 Общего применения
5 20 0,3 1 70 Тоже
2 1 5 0,4 1 «
5 50 0,2 0,7 70 С малой потребляемой мощностью
1,5 5 1 0,3 110 Прецизионный
2 5 0,3 0,7 80 Общего применения
3 30 — 1 86 Тоже
2 20 - 15 70 Быстродействующий
9 30 — 15 70 Тоже
20 600 5 0,1 60 Гибридный
30 20 1000 1 65 Малошумящий
50 — 1000 1 65 Тоже
50 — 1000 1 65 «
30 50 1000 15 70 Широкополосный
30 — 1000 15 70 Тоже
221
Тип ИС ±Е, В ±С/выхта^ В °нт!пЛОм ^иОУО' ТЬ|С- 'вхср-НА Д/вх- нА
К544УД2В 15 10 2 20 1 1
К551УД1А 15 10 2 500 100 20
К553УД1А 15 10 2 15 1500 500
К553УД1В 15 10 2 25 200 50
К553УД2 ' 15 10 2 20 1500 500
К574УД1Б 15 10 2 50 0,5 0,2
К740УД4 15 12 1 70 50 15
К740УД5 3 - 2 70 500 300
Рис. 10.5
логарифмической (ЛАЧХ). Рассмот-
рим ЛАЯХ ОУ, которая в общем виде
представляется характеристикой
обычного УПТ. На рис. 10.5 приведе-
на типовая ЛАЧХ для ОУ К140УД10.
Общий вид этой ЛАЧХ справедлив
и для других тит в ОУ.
Спад КиОУ на рис. 10.5 имеет мес-
то только в области высоких частот.
Используя (6.16) и (6.10), можно
представить модуль КиОУ через коэффициент усиления ОУ по на-
пряжению на низких и средних частотах КоОУО в следующем виде:
^иоу - ^иоу о/7^+(“тв)2 (Ю-1)
Здесь тв - постоянная времени ОУ, которая при Мв = 3 дБ опреде-
ляет частоту сопряжения (среза) усилителя (см. рис. 10.5); шв =
= 1/тв = 2л4.
Заменив в (10.1) тв на 1/шв, получим выражение, которое при
представлении Ки0У в децибелах предстанет в следующем виде:
^иоу _ 201дКиОУо - 201д^1 + (со/сов)2.
(Ю.2)
Выражение (10.2) представляет собой запись ЛАЧХ. При низ-
ких и средних частотах Ки0У = 20 lg КиОУО, т.е. ЛАЧХ представляет
собой прямую линию, параллельную оси частот. С повышением
222
Окончание табл. 10.1
мВ dU'JdT. МкВ/"С ^вхОУ’ МОм fr МГц КОСС, ДБ Примечание
30 — — 15 70 Широкополосный
45 — 1 0,3 80 Общего применения
7,5 — — — 65 Тоже
7,5 - - - 80 «
2 — __ — — «
50 100 10000 10 60 С большим входным сопротивлением
8 20 2 1 70 Бескорпусный
7,5 1500 0,001 15 70 Тоже
частоты Ки0У начнет уменьшаться за счет влияния второго члена
в правой части (10.2). С некоторым приближением можно счи-
тать, что на высоких частотах спад КиОУ происходит со скоростью
20 дБ на декаду, т.е. возрастание частоты в 10 раз приводит
к уменьшению КиОУ на 20 дБ. Действительно, при со »сов можно
упростить подкоренное выражение второго члена в правой час-
ти (10.2). При этом получим
Ки0У =20!дКиОУО-20 lgco/coB. (Ю.З)
Таким образом, ЛАЧХ в области ВЧ представляется прямой
линией с наклоном к оси частот 20 дБ/дек. Точка пересечения
рассмотренных прямых, представляющих ЛАЧХ ОУ, соответству-
ет частоте сопряжения coB(fB).
Отменим, что спад КиОУ иногда представляется в децибелах
на октаву. Октавой называется изменение ‘метопы в 2 раза. Не-
трудно получить, что спад 20 дБ/дек соответствует спаду Ки0У на
6 дБ/окт. Такая скорость спада характерна для простых RC-филь-
тров НЧ и скорректированных ОУ.
Реальная ЛАЧХ ОУ, естественно, несколько отличается от при-
веденной на рис. 10.5. Разница между ними составляет на часто-
те fB максимально 3 дБ (штриховая линия на рис. 10.5). Однако
для удобства анализа ЛАЧХ ОУ обычно аппроксимируют прямо-
линейными отрезками. Такие графики принято называть диаграм-
мами Боде.
Следует различать ОУ с внутренней и внешней коррекцией.
В ОУ с внутренней коррекцией за счет корректирующих RC-це-
223
пей, выполненных в одном полупроводниковом кристалле со всем
усилителем, обеспечен спад КиОУ 20 дБ/дек. Для ОУ с внешней
коррекцией (без внутренней коррекции) необходимый спад/<и0У
получают за счет подключения внешних RC-цепей к специальным
выводам (например, выводы ЧК на рис. 10.1, б).
К ОУ с внутренней коррекцией относятся ИС К140УД6,
К140УД8, К140УД12, К140УД13, К154УД1, К544УД1, К544УД2,
К574УД1 ,и др. В таких ОУ для области спада ЛАЧХ можно рассчи-
тать на заданной частоте f по следующей формуле: Ки0У = fT/f.
Подставив в эту формулу fB вместо f, получим максимальное зна-
чение киОУ0.
Еще одной характеристикой ОУ является логарифмическая
фазочастотная характеристика (ЛФЧХ). На рис. 10.6, приведена
типовая ЛФЧХ ОУ, представляющая зависимость фазового сдвига
<р выходного сигнала относительно входного от частоты.
Рис. 10 6
Отметим, что реальная ЛФЧХ скорректиро-
ванного ОУ отличается от изображенной на
рис. 10.6, но незначительно. Максимальная
ошибка линейной аппроксимации ЛФЧХ
обычно не превышает 6°. Отметим, что и для
реального ОУ на частоте fB фазовый сдвиг
Ф = 45°, а на частоте Ст - 90°. Таким образом
собственный фазовый сдвиг рабочего сигна-
ла в скорректированном ОУ в области ВЧ мо-
жет достигать 90°.
Рассмотренные выше параметры и харак-
теристики ОУ представляют его при отсут-
ствии цепей обратных связей. Однако, как отмечалось выше, ОУ
практически всегда используется с цепями ООС, которые суще-
ственно влияют на все его показатели.
10.3. ИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ
Среди усилителей, выполняемых на основе ОУ, наиболее час-
то используются инвертирующий и неинвертирующий варианты.
В этом разделе рассмотрим инвертирующий усилитель на ОУ.
Принципиальная схема такого усилителя приведена на рис. 10.7.
Цепи электропитания, частотной коррекции и другие вспомога-
тельные цепи для простоты восприятия не показаны. Входной
сигнал подан на инвертирующий вход, следовательно, 17вых бу-
224
дет находиться в противофазе с входным
напряжением. Резистор R1 является внут-
ренним сопротивлением источника сигна-
ла Rr. Неинвертирующий вход соединен
с общей шиной через резистор R2. Нетруд-
но показать, что на рис. 10.7 ОУ охвачен
параллельной ООС по напряжению (цепью
резистора Roc).
Если положить, что здесь используется
идеальный ОУ, то разность напряжений на
Roc
Рис. 10.7
его входе должна стремиться к нулю. Поскольку неинвертирую-
щий вход соединен с общей шиной, то потенциал на инвертиру-
ющем входе (в точке 4) тоже должен быть равен нулю. Точку А
принято называть «кажущейся землей», или «точкой виртуального
нуля». В результате появляется возможность записать для токов
в рассматриваемой схеме на идеальном ОУ: /г = /ос, т.е. Er/R1 -
= -L/Bbix/Roc. Отсюда нетрудно получить выражение для коэффи
циента усиления инвертирующего усилителя по напряжению:
^UHHB “^вых/^г — Rqc/^1- (10.4)
Выражение (10.4) повторяет общую запись для Ки0С при лу-
бокой параллельной ООС по напряжению (7.14). Знак «минус»
в (10.4) указывает на инвертирование сигнала. Таким образом,
в идеальном ОУ Киинв определяется отношением внешних резис-
торов и не зависит от самого ОУ.
Для реального ОУ необходимо учесть входной ток /вх самого
ОХ т-е 5^/0£Д/вХ или
(Er-UBJ/R, = (UBX -ивых)/Я0С +UBX/RBxOy. (Ю.5)
где 1УВХ — напряжение сигнала на инвертирующем входе ОУ, т.е.
в точке А. Теперь из (10.5) можно получить общее выражение для
Киинв усилителя, собранного на реальном ОУ:
К —
_____~^oc/^1_______
1 (1+Rpc + Roc
Кцоу у ^вхОУ >
(10.6)
Чем больше в ОУ величины КиОУ и RBxOy, тем меньшую погреш-
ность дает использование простой и удобной формулы (10.4)
8—2634
225
в сравнении с (10.6). Например, при Ки0У = 103, RBxOy =10 кОм,
/?ос = 100 кОм, Ri = 1 к°м погрешность в определении К по
формуле (10.4) составляет примерно 9 %, а при Ки0У =10* и тех
же других параметрах - менее 0,1%. Обычно допускается исполь-
зование (10.4) при Ю Киинв < Ки0У (т.е. при глубине ООС F > 10),
что справедливо для большинства практических случаев. С рос-
том частоты КиОУ уменьшается (см. рис. 10.5), что может привес-
ти к возникновению большей погрешности при использовании
(10.4). Поэтому чем выше граничная частота fT, тем в более ши-
роком диапазоне частот действительно выражение (10.4) со все-
ми его преимуществами.
Номиналы резисторов в устройствах на ОУ не должны превы-
шать единиц мегаом. При больших номиналах возможна неста-
бильная работа усилителя из-за влияния входных токов ОУ,
токов утечек в корпусе ОУ и монтажной плате и др. Однако при
расчете для Roc часто получается
требуемое значение более 1 МОм.
В этом случае вместо Roc целесооб-
разно использовать Т-образную цепь
обратной связи (рис. 10.8), которая
позволяет при умеренных номиналах
резисторов выполнить функцию
эквивалента высокоомного Roc.
Здесь последовательно включено
два делителя для выходного напря-
жения: сначала t/Bblx делится на R0C2
и Roc3, затем на R0C1 и Rr Для рассматриваемого случая форму-
лу (10.4) можно использовать в следующем виде:
К - ROC1.ROC2
^17 ИНВ Г, D (10.7)
К1 ^осз
На практике часто полагают, что ROC1 = ROC2 » ROC3, величина
R1 обычно задана. Поэтому с помощью (10.7) достаточно просто
определяется конкретное значение ROC3.
Входное сопротивление инвертирующего усилителя на ОУ
RBX инв имеет относительно небольшое значение. Этот факт оп-
ределяется параллельной ООС. Для RBX инв можно записать:
^ВХ.ИНВ = R< + (^Ос/^иОУ +1)1 RaxOy” ‘f- (10.8)
226
Из (10.8) следует, что при больших К,,оу сопротивление RBX инв
определяется внешним резистором Rr Рекомендуется, чтобы
R1 < 10 кОм.
Выходное сопротивление инвертирующего усилителя на ре-
альном ОУ RBblx мнвхотя и отличается от нуля, но все же невелико.
Малая величина RBbJX инв определяется как небольшим RBb|xOy, так
и глубокой ООС по напряжению. Для RBblXMHB при глубине ООС
F > 10 можно записать:
^вых.инв- ^выхОу/^- ^выхОУ^иинв^иОУ’ ( 1 0.9)
Из (10.9) следует, что RBblXMHB снижается пропорционально
уменьшению Киинв.
Через величину /<иинв можно с помо-
щью ЛАЧХ ОУ представить и частотный
диапазон усилителя. На рис. 10.9 изоб-
ражена ЛАЧХ ОУ и там же проведена ли-
ния, соответствующая определенному
значению Киинв. Из рис. 10.9 видно, что
^ем меньше /<иинь (чем глубже ООС), тем
выше частота сопряжения fgOC, т.е. шире
полоса пропускания усилителя. Нетруд-
но показать, что для усилителя на ОУ
Рис. 10.9
с внутренней коррекцией
4ос = ^инв- (Ю-Ю)
В пределе можно получить Киинв = -1. В этом случае из (10.10)
следует, что fB0C = fr Такой усилитель на ОУ принято называть
инвертирующим повторителем. Для инвертирующего повтори-
теля С С 9) предстанет в следующем виде:
^вых повт ^выхОу/^иОУ (10.11)
Из (10.11) следует, что 100%-я ООС по напряжению позволи-
ла получить в усилителе на ОУ минимальное выходное сопро-
тивление.
Еще раз обратимся к (10.4). Это и сражение показывает, что
изменять величину Киинв можно с помощью как резистора Roc,
так и резистора R,. Однако номинал резистора R, практически
однозначно определяет RBX инв, поэтому заданного XU1[ID целесо-
образно добиваться с помощью изменения Roc.
227
Для реального ОУ на выходе усилителя при UBX = 0 всегда
будет присутствовать напряжение ошибки 1/ош. Это паразитное
напряжение в основном порождается двумя точностными пара-
метрами входного каскада ОУ: UCM и Д/вх. С целью снижения U0U1
стремятся, чтобы общие эквиваленты резисторов, подключен-
ные ко входам ОУ, были равны. Так, для схемы на рис. 10.7 необ-
ходимо, чтобы
R2 /?.[• 11 Roc,
(10.12)
а для схемы на рис. 10.8 - fi2 = 11 (ROC1 + Я0С211 R0C3)- Назначе-
ние резистора Я2 - снижение токовой ошибки. При выполнении
условия (10.12) и Коинв > 10 можно записать:
«0’3)
С целью снижения 1/ош можно осуществить установку нуля на
выходе усилителя с помощью специальной схемы смещения. Эта
схема обычно представляет собой резистивный делитель напря-
жения, к крайним выводам которого подключены источники
питания +Е и -Е. В делителе напряжения предусматривают на-
личие переменного резистора, средняя точка которого подклю-
чается к неинвертирующему выводу. Изменяя положение этой
средней точки (движка), можно задать на неинвертирующий вход
ОУ небольшое напряжение, компенсирующее на выходе 1/ош. От-
метим, что этот метод предполагает наличие дополнительных
элементов и не гарантирует постоянства нуля на выходе устрой-
ства. Лучшей гарантией получения минимального С/ош является
правильный выбор типа ОУ и выполнение необходимых соотно-
шений резисторами схемы. При этом желательно использовать
в устройстве резисторы небольших номиналов.
Рис. 10.10
Рассмотренный выше инвертирую-
щий усилитель на ОУ является УПТ.
В некоторых случаях (в частности, для
уменьшения 17ош) возникает необходи-
мость в создании усилителей только пе-
ременного тока на ОУ Для этого можно
использовать обычный усилитель, при-
веденный на рис 10.7, включив в него
разделительный конденсатор (или кон-
денсаторы на входе и на выходе). На
рис 10.10 приведена принципиальная
228
схема инвертирующего усилителя переменного тока на ОУ с раз-
делительным конденсатором С, во входной цепи. Здесь имеет
место дозированная параллельная ООС по переменному напря-
жению и 100%-я ООС по постоянному напряжению.
Для расчета основных параметров инвертирующего усилите-
ля переменного тока в области средних частот можно использо-
вать выражения (10.4), (10.8) и (10.9). Все основные выводы,
справедливые для инвертирующего УПТ на ОУ, справедливы и в
данном случае. Конденсатор С1 не позволяет пройти на вход ОУ
сигналам постоянного тока (в том числе и паразитным), что уже
приносит рассматриваемому усилителю преимущества, харак-
терные для усилителей с разделительными элементами
Постоянная времени в области НЧ тн = C(R Подставив значе-
ние тн в (6.9), нетрудно определить коэффициент частотных ис-
кажений Мн. При использовании разделительного конденсатора
и на выходе рассматриваемого усилителя расчет Мн следует про-
водить как для входной, так и для выходной цепей, а затем полу-
ченные в децибелах значения сложить (см. разд. 6.3).
10.4. НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ
Другой широко распространенный вариант включения ОУ
реализуется в виде неинвертирующего усилителя. На рис. 10.11
приведена принципиальная схема неинвертирующего усилите-
ля на ОУ. Входной сигнал поступает на
неинвертирующий вход ОУ, а на инверти-
рующий вход подается сигнал обратной
связи. Нетрудно показать, что в неинвер-
тирующем усилителе ОУ охвачен после-
довательной ООС по напряжению. По-
скольку UEX и сигнал ООС подаются на раз-
ные входы ОУ, то для идеального ОУ мож-
но записать: L/BX = UBbKRJ(R' + Roc), отку-
да коэффициент усиления неинвертиру-
Рис. 10.11
ющего усилителя по напряжению
Кинеинв^+Яос/Rr (10.14)
Сравнивая (10.14) с (10.4), можно записать Кнеинв=1 + I^uhhbI-
Для неинвертирующего усилителя на реальном ОУ (10.14) спра-
ведливо при достаточно глубокой ООС (F > 10), что, как правило,
229
и имеет место на практике. Отметим, что обычно значения сум-
мы Roc + R1 лежат в пределах от 50 кОм до 1 МОм. При Roc >
>1 МОм следует использовать Т-образную цепь ООС.
Входное сопротивление неинвертирующего усилителя на ОУ
RBX чеинв всегда имеет большое значение. Этот факт определяет-
ся и значительным RBxOy, и глубокой последовательной ООС. Для
RBX неинв формула (7.4) перепишется в следующем виде:
р
''вх.неинв
— ^вхОУ^~ ^вхОУ^оОу/^инеинв •
(10 15)
Из (10.15) видно, что в неинвертирующем усилителе входное
сопротивление возрастает при уменьшении Кинеинв- Обычно
RBX ыеинв составляет единицы или десятки гигаом.
Поскольку как в неинвертирующем, так и в инвертирующем
усилителях на ОУ имеет место ООС по напряжению, то при оди-
наковой глубине ООС RBblXHeMHj = Нвых.инв. Для расчета Явых.неинв
можно использовать формулу (10.9).
Расширения полосы пропускания ЛАЧХ в неинвертирующем
усилителе мс жно достичь, как и в инвертирующем, за счет повы-
шения глубины ООС, т.е. снижения КЦ|С|1|Ю. Все, что изложено по
этому вопросу в разд. 10.3, справедливо и для неинвертирую-
щего усилителя на ОУ.
Для снижения токовой ошибки в неинвертирующем усилите-
ле тоже следует в эшолнять условие (10.12), где для усилителя
рис 10.11 нужно заменить R2 на Rr. Однако в реальных случаях
неинвертирующий усилитель часто используется при больших Rr
(что возможно за счет большого RBX неинв), поэтому значение UOU]
оказывается выше. Кроме того, входной сигнал на неинвертиру-
ющем входе (без инвертирования) усиливается ОУ и затем в той
же фазе поступает на инвертирующий вход. В результате на
обоих входах ОУ появляются сигналы с одинаковой фазой т.е.
синфазные сигналы. Наличие синфазного сигнала приводит к по-
вышению 1УОШ и является недостатком рассматриваемого усили-
теля на ОУ.
Пои увеличении глубины ООС в неинвертирующем усилителе
Кинеинв будет уменьшаться и при 100%-й ООС станет равным еди-
нице Такой усилитель принято называть неинвертирующим по-
вторителем, или просто повторителем. На рис. 10.12 приведена
принципиальная схема повторителя на ОУ. Здесь 100%-я после-
довательная ООС по напряжению создана цепью резистора Roc.
230
Рис. 10.12
В повторителе реализуется максимальное входное и мини-
мальное выходное сопротивления для используемого типа ОУ.
Рассчитать эти параметры можно с помощью формулы (10 15),
положив в ней Кин(М в = 1, и (10.11) соответственно. Повторитель
на ОУ, как и любой другой (эмиттерный или истоковый), исполь-
зуется как согласующий каскад.
Для уменьшения токовой ошибки в повторителе стараются вы-
полнить равенство: Яг = Яос. Однако из-за больших Яг это не все-
гда удается осуществить. При Яг » 1 МОм резистор Яос пере-
стает выполнять свою компенсирующую роль и его обычно не
ставят вообще. В этом случае (10.13) предстанет в следующем
виде: U = U + / Я = / Я . —- —
“ош ‘'см вх ср г вх.ср г'
Неинвертирующий усилитель на ОУ может быть выполнен
и как усилитель переменного тока. Для этого следует использо-
вать разделительный конденсатор во входной (или в выходной)
цепи. Принципиальная схема такого усилителя приведена на
рис 10.13. Резистор Я2 служит для перезарядки конденсатора С,.
Для расчета основных параметров неинвертирующего усили-
теля переменного тока в области средних частот можно исполь-
зовать выражения (10.14), (10.15) и (10.9). Для получения мини-
мальных искажений в области НЧ разделительный конденсатор
следует включать во входную цепь (а не в выходную). Постоян-
ная времени входной цепи тн = С4(ЯГ.+ Я2' Сопротивление Я2
обычно выбирается из условия Явх неинв » Я2 » Яг. В этом случае
£ = C^R2. Подставив значение тн в (6.9), получим значение коэф-
фициента частотных искажений Мн.
Помимо инвертирующего и неинвертирующего усилителей на
основе ОУ выполняются многообразные варианты устройств не-
прерывного действия, некоторые из них рассмотрим в следую-
щем разделе.
231
10.5. РАЗНОВИДНОСТИ УСИЛИТЕЛЬНЫХ
УСТРОЙСТВ НА ОУ
Прежде всего рассмотрим разностный (дифференциальный)
усилитель на ОУ, принципиальная схема которого приведена на
рис. 10 14. На инвертирующий вход подается напряжение 1/вх1,
а на неинвертирующий - UBx2. Разностный усилитель на ОУ мож-
но рассматривать как совокупность инвертирующего и неинвер-
тирующего вариантов. Для (Увых разностного усилителя можно за-
писать:
^вых ~ ^иинв^вх1 +KmBUB^R3/(R2 + R3). (10.16)
Обычно R1 = R2 и R3 = Roc, следовательно, R3/R2 - Roc/Ry - т.
Раскрыв значения коэффициентов усиления из (10.4) и (10.14)
в (10.16), получим 17ВЬ)Х = m(UBx2 - 1Увх1) и для частного случая R2 =
= R3 запишем
^вых ^вх2 ^вх1'
(10.17)
Из (10.17) следует, что устройство
__ - может осуществить вычитание двух
Ri I I напряжений с коэффициентом про-
^BX1 ивых порциональности, равным единице.
1X2 ' * Последние записи для t/DlJV четко
I I Rn вых
LJ разъясняют происхождение названия
и назначение рассматриваемого уси-
лителя на ОУ.
Рис. 10.14 В разностном усилителе на ОУ при
одинаковой полярности входных на-
пряжений имеет место синфазный сигнал, который увеличивает
ошибку усилителя. Поэтому в разностном усилителе желательно
использовать ОУ с большим КОСС.
Недостатками рассмотренного разностного усилителя явля-
ется определенная трудность в регулировке коэффициента
усиления и разная величина входных сопротивлений по инвер-
тирующему и неинвертирующему входам Эти недостатки обыч-
но устраняются в устройствах на нескольких ОУ. В качестве
примера на рис. 10.15 приведена принципиальная схема разно-
стного устройства на двух повторителях.
232
Рис. 10.16
Рис. 10.15
Входное сопротивление здесь по обоим входам устройства
очень велико и может быть рассчитано как произведение
РВхоу^иоу Коэффициент усиления по напряжению всегда равен
единице. Схема симметрична и характеризуется малым UOU1.
К ее недостаткам можно отнести работу на нагрузку, которая
непосредственно не соединена с общей шиной (незаземленная
нагрузка).
На основе ОУ может быть выполнен логарифмический усили-
тель, принципиальная схема которого приведена на рис. 10.16.
Такой усилитель за счет использован ия нелинейных свойств ВАХ
р-п перехода позволяет получить 1/вых, пропорциональное лога-
рифму входного напряжения. Полярность напряжения на диоде
всегда должна обеспечивать прямое смещение его р-п перехода.
Полагая, что ОУ идеальный, можно приравнятьт > <и в цепи рези-
стора R и цепи диода VD. Используя (1.11), нетрудно записать
^Вх/« = /о[ехр(ивь1Х/фт)-1],
откуда после проведения преобразований получим
Ц>ых =<Рт|п(^вх//о^) = Фт(|п^Вх - ln/0K)- (10.18)
Из (10.18) следует, что С/ВЬ|Х пропорционально 1п17вх, а член In/0R
представляет собой ошибку логарифмирования.
Отметим, что при замене местами резистора R и диода VD по-
лученный усилитель на ОУ будет выполнять функцию антилога-
рифмического усилительного устройства.
Широкое распространение получили инвертирующие
и неинвертирующие сумматоры на ОУ. Такие устройства также
называются суммирующими усилителями, или аналоговыми сум-
маторами. На рис. 10.17 приведена принципиальная схема ин-
вертирующего сумматора на ОУ с тремя входными сигналами.
233
Рис. 10.17
Это устройство является разновид-
ностью инвертирующего усилителя
(см. рис. 10.7), многие свойства ко-
торого проявляются и в инвертиру-
ющем сумматоре.
При использовании идеального
ОУ можно считать, что сумма вход-
ных токов усилителя, вызванных
напряжениями L/Bx1,1/вх2 и 1/вх3, рав-
на току, протекающему по Roc, т.е.
^xl/R! + Ubx2/R2 + ^BX3/R3 = -^Bbix/Roc откуда
II - lROCll ROCII I Rocu 1
ивых - I o ‘'bx'I + D UBX2+ D UBX3I-
*<1 •'г ’'з
(10.19)
Из (10.19) следует, что выходное напряжение устройства пред-
ставляет собой сумму входных напряжений, умноженную на ко-
эффициент усиления /<иинв. При ROC = R1 =R2 = /?3 формулу (10.19)
можно переписать как 0вых = -(L/Bx1 + UB)(2 + L/Bx3). Знак «минус»
указывает на инвертирование сигнала.
При выполнении условия R4=ROC 11 R, 11 R211 R3 токовая ошиб-
ка устройства мала и 1/ош на выходе можно рассчитать по форму-
ле иош = исм(киош+ 1)-гДеК’иош = яос/(/?111 R2 11 ^-коэффициент
усиления ошибки, который имеет большее значение, чем Коинв.
Неинвертирующий сумматор может быть реализован анало-
гично рассмотренному выше инвертирующему сумматору, но для
него следует уже использовать неинвертирующий усилитель на
ОУ (см. рис. 10.11), т.е. входные сигналы необходимо подавать
на неинвертирующий вход.
Широко распространенным уст-
ройством является также интегратор
(аналоговый интегратор) на ОУ, прин-
ципиальная схема которого приведе-
на на рис. 10.18. Такое устройство
реализуется заменой резистора Roc
(см. рис. 10.7) конденсатором С. При
использовании идеального ОУ по ана-
логии с устройством на рис. 10.7 (или
на рис. 10.16) можно приравнять токи
Рис. 10.18
234
в резисторе R1 и конденсаторе С. Поэтому можно записать:
bBX/R1 = ~CdUBtJdt’ откуда
1 t
UBbK=-—\uBXdt. (10.20)
RiCo
Точность выполнения (10.20) тем выше, чем больше КиОУ.
Кроме рассмотренных усилительных устройств, ОУ находят
применение в целом ряде устройств полупроводниковой элект-
роники. Некоторые из них будут рассмотрены в последующих
разделах настоящей книги
10.6. КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
Под коррекцией частотных характеристик будем понимать
изменение ЛАЧХ и ЛФЧХ для получения от устройств на ОУ необ-
ходимых свойств и, прежде всего, устойчивой работы. Напом-
ним, что ОУ всегда используется с цепями глубокой ООС. Однако
при некоторых условиях ООС может превратиться в ПОС
(см. разд. 7 8) и усилитель потеряет устойчивость. Поскольку об-
ратная связь глубокая (кКи » 1), то особенно важно обеспечить
фазовый сдвиг между выходным и входным сигналами, гаранти-
рующий отсутствие возбуждения.
В разд. 10.2 была рассмотрена ЛФЧХ для одиночного каскада
(см. рис. 10.6), из которой видно, что максимальный фазовый
сдвиг ф < 90° при КиОУ > 1. Таким образом, при любой глубине
ООС этот каскад устойчив. Следует напомнить, что такой усили-
тельный каскад имеет в области ВЧ спад коэффициента усиле-
ния 20 дБ/дек.
Поскольку обычно ОУ состоит из нескольких каскадов, то каж-
дый из них имеет скорость спада 20 дБ/дек.
ЛАЧХ такого ОУ имеет более сложную форму, чем ЛАЧХ, при-
веденная на рис. 10.5 или 10.9, даже если она построена на ос-
нове аппроксимации Боде. Если ОУ состоит из трех каскадов, то
максимальный спад ЛАЧХ достигает 60 дБ/дек, так как общий
коэффициент усиления всего ОУ представляется суммой Ки всех
каскадов в децибелах. Максимальный сдвиг ф одного каскада
равен 90°, следовательно, трех каскадов - 270°. Таким образом,
рассматриваемый ОУ с цепью ООС будет неустойчив.
235
Для обеспечения устойчивой работы устройств на ОУ в нем
используются внутренние или внешние цепи коррекции
(см. разд. 10.2), с помощью которых добиваются общего фазо-
вого сдвига при разомкнутой цепи ООС менее 135° на максималь-
ной рабочей частоте. При этом автоматически получается, что
спад КиОУ составляет значение порядка 20 дБ/дек.
В качестве критерия устойчивости устройств на ОУ удобно ис-
пользовать критерий Боде, который можно сформулировать сле-
дующим образом: «Усилитель с цепью обратной связи устойчив,
если прямая его коэффициента усиления в децибелах пересека-
ет ЛАЧХ на участке со спадом 20 дБ/дек». Обратимся к рис. 10.9.
Здесь прямая Киинв пересекает ЛАЧХ. Если точка пересечения
соответствует участку со спадом 20 дБ/дек, то усилитель устой-
чив. Таким образом, можно заключить, что цепи частотной кор-
рекции в ОУ должны обеспечивать спад Киинв на ВЧ порядка
20 дБ/дек.
При последовательном включении нескольких ОУ иногда це-
пью общей ООС охватывают два каскада. В этом случае также
следует вводить корректирующие цепи, обеспечивающие над-
лежащий запас устойчивости всего устройства. Остановимся
теперь на рассмотрении самих цепей частотной коррекции. На-
помним, что эти цепи могут быть как встроенными в один полу-
проводниковый кристалл с ОУ, так и созданными внешними эле-
ментами. Простейшая цепь частотной коррекции реализуется
с помощью подключения к выходу ОУ конденсатора достаточно
большого номинала Скор. Необходимо, чтобы постоянная време-
ни этой емкости ткор = RBblxCKop была больше, чем 1/2nfB. При этом
сигналы высоких частот на выходе ОУ будут шунтироваться кор-
ректирующей емкостью и полоса пропускания сузится. Получен-
ная в этом случае ЛАЧХ будет отражать спад КиОУ, составляющий
20 дБ/дек, а сам ОУ будет устойчив при введении ООС, посколь-
ку <р никогда не превысит 135°. Рассмотренная коррекция при-
влекает своей простотой, но сильно сужает полосу пропускания
ОУ, из-за чего не всегда может быть использована на практике.
Более совершенны корректирующие цепи интегрирующего
и дифференцирующего типов. В общем виде коррекция интег-
рирующего типа (запаздывание) проявляется аналогично дей-
ствию корректирующей (нагрузочной) емкости, корректирующая
RC-цепь включается между каскадами ОУ На рис. 10.19 приве-
дена принципиальная схема корректирующей цепи интегрирую-
236
щего типа. Резистор R, является
выходным сопротивлением первого
каскада ОУ, а сама цепь коррекции
состоит из RKop и Скор и включена
между выходом (первого) каскада
ОУ и общей шиной. Постоянная
Рис. 10.19
времени этой цепи должна быть
больше постоянной времени сопряжения любого из каскадов ОУ.
Поскольку цепь коррекции является простейшей однозвенной
RC-цепью, то наклон ее АЧХ равен 20 дБ/дек, что и гарантирует
устойчивую работу усилителя. И в этом случае цепь коррекции
сужает полосу пропускания усилителя. Однако заметим, что ши-
рокая полоса пропускания все равно ничего не дает, если усили-
тель самовозбуждается.
Если необходимо обеспечить устойчивую работу ОУ при ши-
рокой полосе пропускания, обычно используется коррекция диф-
ференцирующего типа (опережение). Сущность такого способа
коррекции ЛАЧХ и ЛФЧХ заключается в том, что ВЧ сигналы про-
ходят внутри ОУ в обход каскадов (или элементов), обеспечива-
ющих максимальный КиОУО (на низких частотах), т.е. не усилива-
ются этими каскадами и не задерживаются ими по фазе. В этом
случае ВЧ сигналы будут усиливаться меньше и на меньшем ко-
личестве каскадов ОУ, но зато обеспечивается малый сдвиг <р,
обеспечивающий запас устойчивости при работе на высоких ча-
стотах. Для реализации коррекции дифференцирующего типа
обычно к специальным выводам ОУ подключается корректиру-
ющий конденсатор (например, к выводам ЧК на рис. 10.1, б), че-
рез который сигналы ВЧ и проходят, минуя часть каскадов ОУ.
Помимо рассмотренных корректирующих цепей известны
и другие, которые также находят применение (в частности, и со-
вместно с рассмотренными выше) в устройствах на ОУ. В спра-
вочниках на ОУ без внутренней коррекции иногда приводятся
сведения по коррекции частотных характеристик, наиболее под-
ходящие схемы и номиналы элементов для конкретного типа ОУ
и вида ЛАЧХ.
237
10.7. УПРАВЛЯЕМЫЕ ИСТОЧНИКИ НА ОУ
Особый класс устройств на ОУ составляют управляемые ис-
точники тока и напряжения. Источник напряжения, управляемый
напряжением (ИНУН), характеризуется тем, что его выходное
напряжение пропорционально t/BX. Это означает, что ИНУН явля-
ется по сути усилителем напряжения. В идеальном источнике 17ВЬ1Х
не должно зависеть от выходного тока, а за счет бесконечно боль-
шого RBX входной ток должен быть равен нулю. Естественно, что
на практике идеальный источник может быть реализован лишь
приближенно.
В качест ве ИНУН можно использовать как неинвертирующий,
так и инвертирующий усилитель на ОУ (см. рис 10.7 и 10.11),
причем инвертирующий усилитель можно применять лишь для
низкоомных источников сигнала. Если в ИНУН не требуется осу-
ществить усиление по напряжению, то лучшими характеристи-
ками будет обладать повторитель на ОУ (см. рис. 10.12). За счет
100%-й последовательной ООС такой источник имеет очень боль-
шое входное сопротивление, а за счет 100%-й ООС по напряже-
нию минимальное выходное сопротивление.
Другим управляемым источником на ОУ является источник на-
пряжения, управляемый током (ИНУТ). В идеальном ИЧУТ вход-
ное и выходное сопротивления должны быть равны нулю. Управ-
ляющим сигналом здесь является входной ток /вх. На рис. 10.20
приведена принципиальная схема ИНУТ на ОУ, которая является
частным случаем инвертирующего усилителя (см. рис. 10.7). Для
ИНУТ на идеальном ОУ нетрудно записать /вх = -(^ВЬ|Х/Я0С- Отсю-
да получим: UBblx = -/BXROC- В рассматриваемом ИНУТ величины
входного и выходного сопротивлений определяются как парамет-
рами самого ОУ, так и параллельной ООС по напряжению. Для
получения нужных параметров ИНУТ целесообразно увеличивать
глубину ООС.
Roc
Овых
Рис. 10.20
Rh
Рис. 10.21
238
В источниках тока, упоавляемых напряжением (ИТУН), ток на-
грузки /н не зависит от С/вых, а определяется только входным на-
пряжением. На рис. 10.21 приведена принципиальная схема од-
ного из вариантов ИТУН на ОУ. Сопротивление нагрузки непос-
редственно не соединено с общей шиной, а включено в цепь пос-
ледовательной ООС. Такой ИТУН принято называть источником
с незаземленной нагрузкой. Основной недостаток данного ИТУН
состоит в том, что ни к одному из выводов резистора RH нельзя
приложить постоянный потенциал, поскольку в этом случае бу-
дет закорочен либо вход, либо выход ОУ. Существует достаточно
много схем ИТУН, свободных от этого недостатка.
Хорошими свойствами ИТУН обладают источники на основе
ОУ и полевого транзистора, принципиальная схема которого при-
ведена на рис. 10.22. Полевой транзистор работает в режиме
источника стабильного тока (ИСТ) подобно биполярному тран-
зистору в аналогичной схеме ИСТ, рассмотренной в разд. 6.7.
В рассматриваемом ИТУН резистор R1 выбирается из условия,
чтобы падение напряжения на нем было равно L/BX. При этом вы-
ходной ток устройства равен L/BX/Rr Выходное сопротивление
определяется эквивалентом сопротивления ИСТ, которое при
использовании полевого транзистора может достигать десятков
мегаом на низких частотах. В ряде случаев для получения необ-
ходимых выходных параметров ИТУН совместно с ОУ могут быть
использованы структуры составных транзисторов.
В качестве источника тока, управляемого током ИТУТ, может
быть использовано устройство, приведенное на рис. 10.22, в ко-
тором следует неинвертирующий вход ОУ соединить с общей
шиной, а входной сигнал подавать на инвертирующий вход. По-
скольку теперь входное сопротивление ста-
новится близким к нулю, а выходное сопро-
тивление остается чрезвычайно большим, то
выполненное таким образом устройство яв-
ляется ИТУТ. Отметим, что существуют и дру-
гие ИТУТ, в частности источники, в которых
может изменяться направление протекания
выходного тока.
Теперь кратко остановимся на преобра-
зователе отрицательного сопротивления на
ОУ. Понятие отрицательного сопротивления
и его отражение на ВАХ были рассмотрены
Рис. 10.22
239
Нос
Ubxi
UBX2
Вос
Рис. 10.23
в разд. 2.5. Реализовать заданную величину
отрицательною сопротивления при хорошей
ее стабильности позволяют устройства на
основе ОУ. В качестве примера реализации
такого устройства на рис. 10.23 приведена
принципиальная схема одного из возможных
вариантов преобразователя отрицательного
сопротивления на ОУ. Здесь использованы
цепи как ООС, так и ПОС. Для идеального ОУ при положительной
полярности L/BX1 = UBx2 входной ток по инвертирующему входу бу-
дет положительным, а по неинвертирующему - отрицательным.
Это обстоятельство и определяет получение отрицательного
входного сопротивления по неинвертирующему входу. Отметим,
что для обеспечения устойчивой работы устройства на рис. 10.23
необходимо обеспечить в нем большую глубину ООС, чем ПОС.
Глава 11. ЧАСТОТНО-ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ
УСТРОЙСТВА
11.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Частотно-избирательные устройства предназначены для вы-
деления, усиления или генерации сигналов на определенных ра-
бочих частотах. Основой любого частотно-избирательного уст-
ройства является пассивный фильтр, образованный RC- или LC-
цепью. Именно пассивный фильтр ыделяет сигнал заданных ча-
стот из всего их спектра, а остальная часть электронного устрой-
ства производит аналоговую операцию по усилению или генера-
ции этого сигнала. Кроме того, электронная часть устройства
улучшает избирательные свойства самого частотно-задающего
пассивного фильтра.
Многообразие частотно-избирательных устройств определяет-
ся не только их назначением, но и способом реализации, который
во многом зависит от места включения, параметров и функции пас-
сивного фильтра в схеме. Итак, представляется целесообразным,
прежде всего, рассмотреть пассивные RC- и LC-фильтры.
11.2. ПАССИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ И ИХ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Основное назначение фильтров состоит в том, чтобы обеспе-
чить передачу сигналов в рабочем диапазоне частот и исключить
прохождение сигналов, не входящих в этот диапазон. К пассив-
ным фильтрам относятся используемые в области низких или
звуковых частот RC-фильтры и предназначенные для работы на
более высоких частотах LC-фильтры. Фильтры также можно клас-
сифицировать, исходя из диапазона тех частот, которые они
пропускают или подавляют. Существуют четыре основные раз-
новидности фильтров: фильтрнижнихчастот(ФНЧ), который про-
пускает только сигналы с частотой ниже некоторого заданного
значения (а сигналы более высоких частот подавляет); фильтр
верхних частот (ФВЧ), который пропускаеттолько сигналы с час-
тотой выше заданного значения; полосно-заграждаюший фильтр,
241
который подавляет только сиг-
налы определенного диапазона
частот (а сигналы с более низ-
кими и более высокими частота-
ми пропускает); полосно-про-
пускающий фильтр, который
пропускает только сигналы за-
данного диапазона часто’
Ubux
Ubx c
Рис. 11.1
Простейший ФНЧ представляет собой однозвенную RC-цепь,
состоящую из последовательно включенного резистора и шун-
тирующего конденсатора (рис. 11.1, а). На рис. 11.1,6 приведе-
на АЧХ такого ФНЧ. На низких частотах сопротивление конден-
сатора велико, поэтому сигнал не шунтируется конденсатором
и СВЬ|Х максимально. С повышением частоты сигнала сопротив-
ление конденсатора уменьшается, что приводит к падению 1УВЫХ.
Основным параметром ФНЧ является частота среза (сопря-
жения) fB - 1/2nRC. При частоте сигнала, равной fB, максималь-
ное значение L/Bblx уменьшается на 3 дБ. При f > fB выходное на-
пряжение уменьшается с возрастанием частоты со скоростью
20 дБ/дек или 6 дБ/окт, о чем уже неоднократно упоминалось
в гл. 10. Диапазон частот от нуля до fB называется полосой про-
пускания ФНЧ. Для рассматриваемого простейшего RC-фильт-
ра ФНЧ представляется характеристикой скорректированного ОУ
(см. рис. 10.6).
Для получения более крутого спада 1УВЬ|Х в ФНЧ при f > fB (для
получения лучшей избирательности) можно использовать мно-
гозвенный RC-фильтр. На рис. 11.2, а приведена принципиаль-
ная схема трехзвенного ФНЧ. Для много?венного фильтра повы-
шается затухание (увеличиваются потери) не только на высоких,
но и на низких частотах. Однако скорость спада Свых здесь выше,
чем в однозвенном ФНЧ. Так, для двухзвенного RC-фильтра она
примерно составляет 40 дБ/дек, а для трехзвенного - 60 дБ/дек.
И все же самостоятельное применение такого фильтра ограни-
иВх с
Ubux
Рис. 11.2
242
чено большими потерями сигнала в нем и дополнительными ог-
раничениями на выбор fB. Необходимо также отметить, что в мно-
гозвенных фильтрах с возрастанием числазвеноевувеличивает-
ся фазовый сдвиг ср. Так, в трехзвенном фильтре на высоких час-
тотах максимальный <р стремится к 270°.
Значительно лучшими параметрами обладают LC-фильтры. На
рис. 11.2, б приведена принципиальная схема однозвенного
(Г-образного) LC-фильтра нижних частот. Отметим, что LC-фильт-
ры могут также содержать и резисторы.
Всем LC-фильтрам присуще активное взаимодействие обоих
реактивных элементов: индуктивности и емкости. Так, при
возрастании частоты сигнала сопротивление емкости уменьша-
ется, а сопротивление индуктивности увеличивается, а при
уменьшении частоты сигнала - наоборот. В результате на НЧ рез-
ко снижаются потери, а спад АЧХ становится более крутым.
В большинстве лС-фильтрэв произведение полных сопротивле-
ний емкости и индуктивности при изменении частоты остается
постоянным. Для улучшения параметров ФНЧ в Г-образный
фильтр следует ввести дополнительную индуктивность, включа-
емую последовательно с основной на выходе фильтра. Такой
фильтр носит название Т-образного ФНЧ. Низкочастотные
LC-фильтры наиболее широко используются в качестве сглажи-
вающих во вторичных источниках питания.
Однозвенный RC-фильтр верхних частот может быть получен
путем замены местами конденсатора и резистора в ФНЧ
(рис. 11.1, а). На рис. 11.3 приведена принципиальная схема (а),
АЧХ (б) и ФЧХ (в) для такого ФВЧ. Здесь частота среза fH, так же
как и fB в ФНЧ, соответствует уменьшению 1/вых на 3 дБ и сдвигу
фазы на 45°. Многозвенные RC- и LC-фильтры верхних частот ха-
рактеризуются теми же преимуществами и недостатками, что
аналогичные ФНЧ.
Рис. 11.3
243
Рис. 11.4
Полосно-заграждающий фильтр иногда называют полосно-по-
давляющим, или фильтром «пробкой». Наибольшее распростра-
нение получил полосно-заграждающий RC-фильтр, выполненный
по схеме двойного Т-образного моста. На рис. 11.4, а приведена
принципиальная схема двойного Т-образного моста. Нетрудно
заметить, что здесь RvR2v\ С3 образуют звено ФНЧ, а С1, С2 и R3 -
звено ФВЧ. Таким образом, оассматриваемый RC-фильтр явля-
ется совокупностью ФНЧ и ФВЧ. Мост симметричен при выпол-
нении условия: R1 = R2 = 2R3 и С1 = С2 = С3/2. В этом случае АЧХ
моста имеет вид, показанный на рис. 11.4, б.
На частоте f0 выходное напряжение равно нулю (в хорошо на-
строенном фильтре). Эту частоту, называемую частотой квази-
резонанса (как бы резонанса), можно рассчитать по формуле
f0=V(2nR,CJ. (11.1)
При f < f0 фазовый сдвиг отрицательный, он стремится к -90°
при f—> fQ. На частоте квазирезонанса ф меняет свой знак, стано-
вится равным 90°, а затем при f > f0 уменьшается практически
приближаясь к нулю при f> 100 f0.
Полоса пропускания Т-образного моста Доопределяется как
разность частот, при которых выходное напряжение фильтра (при
заданном UBX) составляет 0,707 максимального значения 17вых
(СВЬ|Х уменьшается на 3 дБ) на склонах ФНЧ и ФВЧ. Зная ДО, мож-
но определить добротность фильтра О:
Q = fo/Af. (11.2)
Для двойного Т-образного моста максимальное значение
0=1/4.
Значительно более высокую добротность (до сотен) можно
достичь путем замены резисторов на катушки индуктивности. На
244
Lex Ci Г 11вых
Рис. 11.5
рис. 11.5 приведена принципиальная схема
одного из вариантов полосно-заграждаю-
щего LC-фильтра. Этот фильтр состоит из
параллельного контура L1C1 и последова-
тельного контура L2C2. Резонансные часто-
ты для этих контуров можно рассчитать по
формуле (5.4). Параллельный контур на ре-
зонансной частоте создает максимальное
сопротивление, а последовательный - ми-
нимальное. Если резонансные частоты для обоих контуров рав-
ны f0, то на этой частоте сигнал на выход фильтра не пройдет.
При отклонении частоты от f0 сопротивление параллельного кон-
тура довольно резко падает, а сопротивление последовательно-
го контура - возрастает. При этом L/Bblx стремится к своему мак-
симальному значению.
Полосно-пропускающий ЯС-фильтр чаще всего реализуется
по схеме моста Вина. На рис. 11.6 приведена принципиальная
схема моста Вина (а) и его АЧХ (б). Максимальное выходное на-
пряжение 1УВЫХ = L/BX/3 имеет место на частоте квазирезонанса f0
при Я1 = Я2 и С1 = С2. Для расчета f0 можно использовать формулу
(11.1). При f< f0сопротивление конденсатора С, становится боль-
шим и СВЬ|Х уменьшается, а при f> f0 сопротивление конденсато-
ра С2 падает и шунтирует выход фильтра, за счет чего L/Bblx тоже
уменьшается. Отметим, что фаза выходного напряжения моста
Вина на частоте f0 совпадает с фазой входного напряжения.
Значительно более узкой полосы пропускания и большей доб-
ротности можно достичь в полосно-пропускающем LC-фильтре.
Такой фильтр получается из фильтра рис. 11.5 заменой местами
параллельного и последовательного контуров. Принципиальная
схема полосно-пропускающего LC-фильтра приведена на
рис. 11.7. На частоте резонанса сопротивление контура L1C1
Рис. 11.6
245
Li Ci мало, а сопротивление контура £2С2вели-
0 ко. В результате сигнал проходит через
ивх c2-r- <L2 иЕых фильтр почти без потерь и на выходе и ме-
о--------1—I—о ет место максимальное 17вых. При отклоне-
нии частоты сигнала от fQ сопротивление
Рис 117 контура возрастает, а сопротивление
контура L2C2 - падает, за счет чего и умень-
шается ивих.
Для всех основных разновидностей фильтров лучшие пара-
метры получаются в LC-, чем в RC-структурах. Как отмечалось
в разд. 5.9, очень высокие значения добротности характерны для
акустоэлектронных элементов, в частности для кварцевых резо-
наторов.
При выборе конкретного пассивного фильтра приходится учи-
тывать не только электрические, но надежностные и эксплуата-
ционные параметры, а также массо-габаритные показатели
и возможности технологии изготовления. В зависимости от кон-
кретных технических требований в электронных устройствах
могут быть использованы RC-, LC- или акустоэлектронные филь-
тры. При работе на высоких частотах широкое применение полу-
чили избирательные усилители с LC-контурами.
11.3. РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Резонансные усилители предназначены для усиления сигна-
лов в заданной узкой полосе частот. В них применяется частот-
но-зависимая нагрузка, в качестве которой обычно выступает
параллельный LC-контур, настроенный на частоту усиливаемого
сигнала. Обычно резонансные усилители имеют рабочую часто-
ту свыше десятков килогерц. К ним предъявляются требования
возможно большего усиления, высокой избирательности и ста-
бильности, малого уровня шумов, удобства настройки и др.
Хотя транзистор в резонансном усилителе можно включить
различным образом, в большинстве случаев используется
схема ОЭ, обеспечивающая максимальное усиление с малым
уровнем шумов. Отметим, что на максимально высоких для
используемого транзистора частотах следует применять в резо-
нансном усилителе схему ОБ. Колебательный контур можно вклю-
чить в усилитель по автотрансформаторной, трансформаторной,
емкостной и другим схемам.
246
Рис. 11.8
На рис. 11.8 приведена принципиаль-
ная схема резонансного усилителя. Ос-
новная особенность такого усилителя со-
стоит в том, что вместо традиционного
резистора в цепь коллектора транзисто-
ра включен параллельный LC-контур.
Сопротивление нагрузки RH через разде-
лительный конденсатор подключено
к промежуточному выводу от индуктивно-
сти LC-контура. С помощью Яэ и Сэ в уси-
лителе обеспечивается последовательная ООС по постоянному
току, стабилизирующая режим покоя.
Резонансная частота параллельного LC-контура f0 может быть
рассчитана по формуле (5.4). Параллельный контур на частоте f0
имеет очень большое сопротивление Zo, которое можно опреде-
лить по следующей формуле
Z0=(2nf0L)2/rni, (11.3)
где L - индуктивность контура; гпт - сопротивление потерь. Пара-
метром, обратным гпт, является добротность Q, определяющая
полосу пропускания усилителя как (11.2). Для Q в LC-контуре
можно записать:
Q = 2nf0L/rm=2nf0CZ0. (11.4)
Формулы (11.3) и (11.4) справедливы для отдельно взятого
LC-контура. При работе резонансного усилителя на показатели
контура влияют сопротивление нагрузки и параметры транзис-
тора. На рис. 11.9, а приведена эквивалентная схема выходной
части резонансного усилителя. Генератор тока р/Б, сопротивле-
ние г* и емкость С* представляют выходную часть усилителя
(транзистора), а приведенное сопротивление R* - цепь нагруз-
ки. Величину Ян' можно рассчитать по формуле (8.1), где в каче-
стве Кт следует использовать отношение числа витков wH, к кото-
рым подключена нагрузка, к общему числу витков w в катушке ин-
а) б)
Рис. 11.9
247
дуктивнести, т.е. Кт = wH/w. При и/н = w приведенное сопротивле-
ние нагрузки равно /?н. Эквивалентную схему на рис. 11.9, а мож-
но преобразовать к виду, приведенному на рис. 11.9, б. В этой
эквивалентной схеме Сэкв = С * + С и Р?экв = г * 11 Zo 11 /?в. На осно-
вании этого можно записать для добротности контура с учетом
влияния параметров транзистора и нагрузки:
Оэкв = 2л^0СэквЯэкв- (11-5)
Для модуля полного сопротивления, включенного в цепь кол-
лектора Z, можно записать:
Z = R3KB/^+(Q3KB^f/f0}2.
(11.6)
Из (11.6) следует, что Z уменьшается при отклонении частоты
сигнала от резонансной частоты, т.е. с увеличением ДА Посколь-
ку в усилителях Ки пропорционален сопротивлению нагрузки, то,
используя (6.1), (6.4) и (11.6), можно записать:
Ки = К00/71+(ОэквЛ17(о)2- (11-7)
Выражение (11.7) описывает АЧХ резонансного усилителя,
которая приведена на рис. 11.10. При М=3 дБ из (11.7) нетрудно
получить Ки=Ки0/^2, что позволяет представить Оэкв в виде (11.2).
В результате полоса пропускания усилителя представится как
(11.8)
Ки и
Кио
Ikio _
Из (11.8) следует, что при больших Q3KB полоса пропускания
становится узкой, а эквивалентную добротность можно опреде-
лить по АЧХ усилителя (рис. 11.10).
На частотах, отличных от f0, колебательный контур является
для усилителя комплексной нагрузкой, ввиду чего появляются
фазовые сдвиги при прохождении сигнала че-
рез устройство. Отметим, что в транзисторе
имеется внутренняя обратная связь, да и в са-
мом усилителе всегда присутствуют паразит-
ные обратные связи. В результате общий
фазовый сдвиг между выходным и входным
сигналами может достичь критических значе-
ний и усилитель самовозбудится (на частотах,
близких к f0). Поэтому в резонансных усилите-
t
to
Рис. 11.10
248
лях часто применяют нейтрализацию, осуществляющую ООС на
частотах, близких к резонансной. Нейтрализация реализуется
с помощью RC-цепей, включенных между выходом и входом уси-
лителя и компенсирующих опасные паразитные фазовые сдви-
ги, т.е. нейтрализующих действие паразитной ПОС. Усилитель
с нейтрализацией можно представить себе как сбалансирован-
ный мост, в диагональ которого включен источник сигнала и на-
грузка. Отметим, что для тех же целей в резонансных усилителях
широко используются каскодные схемы. В многокаскадных ре-
зонансных усилителях связь между каскадами осуществляется
с помощью разделительных конденсаторов или трансформато-
ров. При использовании трансформаторной связи первичные об-
мотки выполняют роль индуктивностей колебательных контуров,
включенных в цепи коллекторов транзисторов. Поскольку коэф-
фициентусиления многокаскадного усилителя равен произведе-
нию Ки своих каскадов, то АЧХ этого усилителя имеет более
узкую полосу пропускания, чем одиночного резонансного каска-
да. Если значения f0 в каскадах отличаются друг от друга, то
появляется возможность получить разнообразные виды АЧХ.
В интегральном исполнении резонансный усилитель реали-
зуется лишь частично. Обычно в качестве резонансного усили-
теля используется усилительная ИС, к которой подключается на-
весной LC-контур. Отметим, что иногда подключается лишь одна
навесная катушка индуктивности, а небольшая емкость контура
содержится в самой ИС. Для получения микроминиатюрных ре-
зонансных устройств широко используются многокаскадные уси-
лители только с одним колебательным контуром, который под-
ключается лишь к одному каскаду.
Как отмечалось выше, резонансные усилители применяются
при рабочих частотах свыше десятков килогерц. При более низ-
ких частотах их использование становится нерациональным из-
за больших габаритов и массы индуктивностей и емкостей. В этом
диапазоне частот для различных сфер использования нашли при-
менение частотно-избирательные устройства, объединенные
общим названием «активные фильтры».
11.4. АКТИВНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Активные фильтры реализуются на основе усилителей (обыч-
но ОУ) и пассивных RC-фильтров. Среди преимуществ активных
249
фильтров по сравнению с пассивными следует выделить отсут-
ствие катушек индуктивностей, получение хорошей избиратель-
ности, исключение затухания полезных сигналов или даже их уси-
ление, хорошие массо-габаритные показатели и др. Активные
фильтры имеют и недостатки: они потребляют энергию от источ-
ников питания и не могут быть использованы на частотах свыше
десятков мегагерц (что в основном определяется величинами fT
ОУ). Отметим, что чем ниже рабочие частоты, тем ярче проявля-
ются преимущества активных фильтров; даже при частотах сиг-
налов в доли герц они позволяют создавать устройства прием-
лемых габаритов.
В общем случае можно считать, что ОУ в активном фильтре
корректирует АЧХ пассивного фильтра за счет обеспечения раз-
ных условий для прохождения различных частот, компенсирует
потери на заданных частотах, что приводит к получению более
крутых спадов С/вых на склонах АЧХ. Для этого часто используют-
ся разнообразные частотно-избирательные обратные связи в ОУ.
В активных фильтрах обеспечивается получение АЧХ всех разно-
видностей фильтров.
Создание активного фильтра начинается с выбора вида АЧХ,
отвечающего предъявленным к фильтру требованиям. При этом
помимо таких показателей как полоса пропускания, частота сре-
за, скорость спада АЧХ и коэффициент затухания, необходимо
обращать внимание на допустимые неравномерности (пульса-
ции) характеристики в полосе пропускания фильтра (а иногда
и за ее пределами). Для активных фильтров наиболее широко ис-
пользуются аппроксимации АЧХ с помощью функции Баттервор-
та, Чебышева и Бесселя. При этом обязательно следует знать
число полюсов функции (порядок фильтра). Не вдаваясь в мате-
матические подробности, отметим, что число полюсов указыва-
ет на скорость спада функции, которая соответствует скорости
спада АЧХ фильтра Так, если для фильтра первого порядка ско-
рость спада АЧХ составляет 20 дБ/дек, то для второго порядка -
40 дБ/дек, для третьего - 60 дБ/дек и т.д. На каждый полюс фун-
кции (порядок фильтра) в реальной схеме активного фильтра
обычно приходится один конденсатор. Таким образом, можно
считать, что число конденсаторов в большинстве устройств ука-
зывает на порядок фильтра.
Фильтр Багтерворта (вернее, функция Баттерворта) описыва-
ет АЧХ с наиболее плоской частью в полосе (области) приопуска-
250
ния, но с относительно небольшой скоростью ее спада. Характе-
ристика такого ФНЧ может быть представлена в следующем виде:
UBblx=UBX/^ + (f/fB)2n,
(11.9)
где п - порядок фильтра. Увеличивая п, можно осуществить более
плоскую АЧХ в полосе пропускания и увеличить спад ее за преде-
лами. Фильтр Баттерворта применяется в тех случаях, когда ос-
новным требованием является постоянство коэффициента пере-
дачи в заданной полосе пропускания.
Фильтр Чебышева (функция Чебышева) описывает АЧХ с оп-
ределенной неравномерностью в полосе пропускания, но с бо-
лее крутым спадом 1/вых за полосой пропускания. Здесь необхо-
димо задаваться допустимой неравномерностью АЧХ. Большая
скорость спада АЧХ в фильтре Чебышева является его наилуч-
шим свойством.
На рис. 11.11 приведены сравнительные АЧХ фильтров Бат-
терворта (а), Чебышева (б) и Бесселя (в). Для фильтра Бесселя
АЧХ не полностью представляет его свой-
ства Этот фильтр характеризуется линей-
ной ФЧХ. В результате форма сигналов, ча-
стоты которых лежат в полосе пропускания,
проходят через фильтр без искажения.
В частности, фильтры Бесселя не дают выб-
роса при обработке колебаний прямоуголь-
ной формы. Фильтры же Баттерворта и осо-
бенно фильтры Чебышева в этом случае име-
ют выбросы, которые могут существенно по-
влиять на работу последующих устройств.
Эти фильтры требуют большего времени установления, чем фильтры
Бесселя.
В табл. 11.1 приведены некоторые параметры активных ФНЧ.
Помимо перечисленных аппроксимаций АЧХ активных фильт-
ров известны и другие, в частности обратного фильтра Чебыше-
ва, эллиптического фильтра и т.д.
При практической реализации активных фильтров следует
помнить, что возрастание порядка фильтра приближает его АЧХ
к идеальной, но при этом затрудняется настройка фильтра и ухуд-
шается стабильность его параметров. Максимальная добротность
активного фильтра может достигать Q ~ 100 на низких частотах.
251
Таблица 11.1
Тип фильтра Гц Порядок фильтра Выброс, % Подавление на 2fB, дБ
Бесселя 1 2 0,4 10
1 4 0,8 13
1 8 0,3 14
Баттерворта 1 2 4 12
1 4 11 24
1 8 16 43
Чебышева (пульсации 0,5 дБ) 1,39 2 11 8
1,09 4 18 31
1,02 8 23 76
Чебышева (пульсации 2 дБ) 1,07 2 21 15
1,02 4 28 37
1,01 8 34 83
Теперь рассмотрим некоторые схемы активных фильтров.
Широко применяются активные фильтры на основе ИНУН. На
рис. 11.12 приведена принципиальная схема простейшего актив-
ного ФНЧ на ИНУН первого порядка. Такой активный фильтр со-
стоит из пассивного RC-фильтра и изолирующего (буферного)
каскада на ОУ с большим входным и малым выходным сопротив-
лением. В полосе пропускания коэффициент передачи фильтра
/<и0 = 1, а спад его составляет 20 дБ/дек (как в однозвенной
RC-цепи). Преимущество фильтра на ИНУН состоит в отсутствии
влияния нагрузки на его АЧХ, что обеспечивает постоянство па-
раметров фильтра при изменении RH.
В активных фильтрах более высоких порядков ИНУН охваты-
вается частотно-избирательной ПОС (схемы Сайлена и Кея). На
рис. 11.13 приведены принципиаль-
ные схемы активных ФНЧ (а) и ФВЧ (б)
второго порядка на ИНУН. Рассмот-
I рим работу активного ФНЧ. При сиг-
,, Д’ иВых налах, частота которых находится
1— в полосе пропускания фильтра, Ки0 =
= (Roc/R3) +1 и Сеь1Х имеет максималь-
ное значение (в фильтрах Баттервор-
Рис. 11.12 та), поскольку сопротивления емкое-
252
Рис. 11.13
тей велики и они не оказывают влияния на работу ФНЧ. При сиг-
налах, частоты которых соответствуют участку спада ивых
(см. рис. 11.1,6), часть входного сигнала шунтируется уменьшен-
ным сопротивлением конденсатора С1 (как в фильтре первого
порядка). Однако сопротивление конденсатора С2 тоже умень-
шается (при увеличении f), следовательно, обнаруживается дей-
ствие ПОС на этих частотах, что увеличивает Ки фильтра. При
очень больших f сигналы не проходят на вход ОУ, полностью шун-
тируясь минимальным сопротивлением конденсатора Сг Таким
образом формируется АЧХ с более крутым спадом UBtM.
В обоих активных фильтрах (рис. 11.13) используются по две
RC-цепи, поэтому спад АЧХ в них составляет порядка 40 дБ/дек.
Участок спада формируется под действием ПОС, которая осуще-
ствляется через конденсатор С2 для ФНЧ и через резистор Я2 для
ФВЧ соответственно. При построении таких фильтров обычно
задаются С1 = С2 и R1 - R2, что позволяет легко рассчитать и реа-
лизовать устройство. Для этого случая частота среза активного
фильтра на ИНУН определяется по формуле (11.1), где вместо f0
следует записать fB или fH. Коэффициент передачи такого фильт-
ра Ки < 3, причем повышение Ки приводит к получению более кру-
того спада АЧХ (за счет большей глубины ПОС). Однако при Ки ~ 3
наблюдается появление неравномерностей, характерных для
фильтра Чебышева. Если необходимо получить Ки > 3, то сопро-
тивления резисторов нельзя брать равными друг другу. С повы-
шением Ки увеличивается различие между номиналами Я1 и R2,
а также ухудшается устойчивость работы фильтра (за счет ПОС).
Для получения активных фильтров более высоких порядков
следует использовать последовательное включение нескольких
фильтров первого и второго порядков. Так, последовательное
(каскадное) включение фильтров первого и второго порядков
дает фильтр третьего порядка, последовательное включение двух
253
фильтров второго порядка дает фильтр четвертого порядка, пос-
ледовательное включение трех фильтров второго порядка -
фильтр шестого порядка и т.д. Увеличивая число соединенных
фильтров, можно получить фильтр любого нужного порядка.
Фильтры нечетных порядков всегда содержат фильтр первого
порядка. Необходимо отметить, что в фильтрах высоких поряд-
ков может изменяться частота среза (за счет сужения полосы
пропускания) и повышаться неравномерность АЧХ. Ввиду этого
отдельные каскады активных фильтров должны иметь различные
параметры. Для лучшего подавления шумов каскады фильтров
включаются по мере возрастания добротности.
Помимо ФНЧ и ФВЧ на ИНУН могут быть выполнены полосно-
заграждающие и полосно-пропускающие активные фильтры. На
рис. 11.14 приведена принципиальная схема полосно-пропуска-
ющего активного фильтра с мостом Вина. Здесь мост Вина, со-
стоящий из резисторов R^ R2 и конденсаторов С1 и С2, включен в
цепь ПОС ОУ. При частоте сигнала, равной fQ, по цепи ПОС посту-
пает на вход ОУ максимальное напряжение обратной связи, сле-
довательно, на этой частоте имеет место максимальное UBblx. При
отклонении частоты сигнала от f0 напряжение ПОС будет умень-
шаться (см. рис. 11.6, б). В результате L/Bblx активного фильтра
становится меньше и формируется АЧХ типа рис. 11.10.
Для успешного функционирования
рассматриваемого фильтра необхо-
димо, чтобы глубина ООС была боль-
ше глубины ПОС.
Поскольку для моста Вина на час-
тоте квазирезонанса 1/вых/(/вх = 1/3, то
нужно обеспечить Ки < 3. В противном
случае активный фильтр перейдет
в режим автогенерации. Таким обра-
зом, серьезным недостатком полос-
но-поопускающего активного фильт-
ра с мостом Вина является возможность самовозбуждения, что
вообще свойственно устройствам с ПОС. Кроме того, в фильт-
рах с ПОС при стремлении получить большую добротность ста-
ноЕ1Ится слишком велика нестабильность под действием внешних
факторов и резко возрастает различие номиналов элементов,
входящих в состав устройства, что технологически весьма не-
удобно.
254
Рис. 11.15
Лучшие результаты при умеренных добротностях получаются
в активных фильтрах с многопетлевой ООС на ОУ. На рис. 11.15
приведена принципиальная схема ФНЧ третьего порядка с мно-
гопетлевой ООС (схема Рауха). При частоте сигнала, соответству-
ющей участку спада АЧХ, и более высоких частотах одновремен-
но действуют две цепи ООС: через резистор Яос и через конден-
сатор Сос. Отсюда происходит и название активного фильтра.
Если из устройства на рис. 11.15 убрать фильтр первого поряд-
ка, состоящий из Я1 и Cv то получится ФНЧ второго порядка.
Коэффициент усиления фильтра в полосе пропускания опре-
деляется из (10.4), где для фильтра третьего порядка вместо Я1
следует подставить (Я1 + Я2). При Я, = Я2 = Я3 = Яос Ки = 0,5. Обо-
значим Со = 1/(2л/вЯ1). Эта емкость Со позволяет рассчитать но-
миналы входящих в фильтр конденсаторов: Сп = тлС0, С2 - т2С0
и Сос = т3С0. Значения коэффициентов т сведены в табл. 11.2.
В ней учтено, что в фильтре второго порядка отсутствует цепь из
R-i и Сг При определении порядка фильтра [например, по фор-
муле (11.9)] полученную величину следует округлять до целого
числа в большую сторону. Если порядок для фильтра Баттервор-
Таблица 11.2
Типы фильтров Порядок фильтра т2 т3
Бесселя 2 - 1 0,33
3 1,19 0,69 0,16
Баттерворта 2 — 2,12 0,47
3 2,37 2,59 0,32
Чебышева (пульсация 1 дБ) 2 — 2,73 0,33
3 4,21 5,84 0,16
255
та велик, то следует перейти к фильтру Чебышева. При малых
порядках иногда целесообразно использовать фильтр Бесселя,
обладающий минимальными искажениями сигнала.
Применяя последовательное включение рассмотренного ФНЧ
и аналогичного ФВЧ, можно реализовать полосно-пропускающий
активный фильтр. Скорость спада 1/вых такого фильтра опреде-
ляется порядком выбранных ФНЧ и ФВЧ, a f0 - частотами среза.
Полосно-пропускающий активный фильтр с многопетлевой ООС
получается и с помощью двойного Т-образного моста и ОУ. На
рис. 11.16 приведе на принципиальная схема (а) и АЧХ (б) такого
фильтра.
Рис. 11.16
В рассматриваемом активном фильтре цепь Т-образного мо-
ста образует частотно-избирательную ООС, последовательную
по напряжению. На частое f0 коэффициент обратной связи к = О,
а при частотах сигнала, отличных от f0, к~ 1 (см. рис. 11.16, б).
Верхняя кривая на рис. 11.16, б представляет АЧХ ОУ без обрат-
ной связи. Из (7.1) следует, что при к = 1 для активного фильтра
Ки = 1. По мере приближения частоты сигнала к f0 коэффициент
передачи двойного Т-образного моста уменьшается (см. рис.
11.4, б), что вызывает снижение ООС, т.е. величины к, а следова-
тельно, повышение Ки фильтра. На частоте f0 ООС будет отсут-
ствовать и Ки = КиОУ.
В полосно-пропускающем фильтре с Т-образным мостом ис-
пользуется только ООС, что стабилизирует его работу и улучша-
ет эксплуатационные свойства. Такой активный фильтр находит
широкое практическое применение. Из-за большого коэффици-
ента усиления его часто называют частотно-избирательным уси-
лителем. Частота квазирезонанса f0= 1/(2nRC), а полоса пропус-
кания Af=fJC>. Эквивалентная добротность G> = K„nJ4.
U Эго 1 зкв U\Jj
256
Изложенное выше справедливо при работе Т-образного мос-
та в режиме, близком к холостому ходу, с питанием от источника
с малым внутренним сопротивлением. Эти условия реализуются
в активном фильтре на рис. 11.16, а. Однако лучшее использова-
ние Т-образного моста получается при его включении между вы-
ходом и входом повторителя. Немаловажную роль играет и обес-
печение точности номиналов элементов схемы. Если разброс
номиналов окажется значительным, то нарушится режим работы
активного фильтра.
Помимо рассмотренных выше фильтров существует и исполь-
зуется достаточно большое число и других активных частотно-
избирательных устройств, некоторые из которых обладают из-
вестной универсальностью. В качестве примера на рис. 11.17
приведена принципиальная схема одного из вариантов универ-
сального активного фильтра. Здесь имеется три выхода: Вых 1 -
выход ФВЧ, Вых 2 - выход полосно-пропускающего фильтра
и Вых 3 - выход ФНЧ. Такой активный фильтр принято называть
фильтром с единичным усилением, поскольку в полосе пропус-
кания Ки - 1. Рассматриваемое устройство одновременно пред-
ставляет ФНЧ, ФВЧ и полосно-пропускающий фильтр второго
порядка. При этом АЧХ полосно-пропускающего фильтра зави-
сит от параметров ФНЧ и ФВЧ. Так как АЧХ всех трех фильтров
формируются с помощью одних и тех же элементов, то характе-
ристики ФНЧ и ФВЧ должны быть одного типа
Универсальный активный фильтр имеет хорошую стабиль-
ность и высокую добротность (до 100). В серийных ИС довольно
часто используется подобная схема фильтра.
Следует упомянуть о существовании синхронных фильтров
с коммутируемыми емкостями, обладающими высокими доб-
9—2634
257
ротностями, и о фильтрах на ПЗС (например. ФВЧ 528ФВ1). Осо-
бое место среди частотно-избирательных устройств занимают
гираторы.
11.5. ГИРАТОРЫ
Гиратором называется электронное устройство, преобразу-
ющее полное сопротивление реактивных элементов. Обычно это
преобразователь емкости в индуктивность, т.е. эквивалент
индуктивности. Иногда гираторы называют синтезаторами индук-
тивностей. Широкое распространение гираторов в ИС объясня-
ется большими трудностями изготовления катушек индуктивно-
стей с помощью твердотельной технологии (см. разд. 5 4)
Использование гираторов позволяет получить относительно
большую индуктивность с хорошими массо-габаритными пока-
зателями.
На рис. 11.18 приведена принципиальная схема одного из ва-
риантов гиратора. Сущность работы гиратора заключается в том,
чтобы с помощью напряжения на конденсаторе вынудить напря-
жение и ток на входе устройства изменяться подобно напряже-
нию и току в катушке индуктивности. Напомним, что при увели-
чении частоты сигнала сопротивление индук~ивности растет, что
приводит к повышению напряжения на ней.
Roc
Рис. 11.18
В схеме рис. 11.18 использован повто-
ритель на ОУ. Кроме того, ОУ охвачен час-
тотно-избирательной ПОС, образуемой це-
пью резистора /?ос и конденсатора С1.
Поскольку с увеличением астоты сигна-
ла сопротивлениекойденсатора (^умень-
шается, то напряжение в точке Б (на резис-
торе RJ будет возрастать Вместе с ним
будет возрастать напряжение на выходе ОУ.
Увеличенное напряжение с выхода ОУ по
цепи резистора Roc и конденсатора С1 поступает на вход, что
приводит к дальнейшему росту напряжения в точке Б, причем тем
интенсивнее, чем выше частота. Таким образом, напряжение
в точке Б ведет себя подобно напряжению на катушке индуктив-
ное гй Для расчета синтезированной индуктивности можно ис-
польз звать формулу L = RaR^jE\. Добротность гиратора опреде-
ляется как
258
Q — 0,5^^" 11 Rqc . (11.10)
Из (11.10) следует, что для повышения добротности необхо-
димо снижать номинал Roc.
Одной из основных проблем при создании гираторов являет-
ся трудность в получении эквивалента индуктивности, у которой
оба вывода не соединены с общей шиной. Такой гиратор выпол-
няется, как минимум, на четырех ОУ. Другим ограничением воз-
можностей гиратора является сравнительно узкий рабочий диа-
пазон частот (обычно частоты не должны превышать нескольких
килогерц).
11.6. ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ
Среди генераторных устройств следует различать генерато-
ры синусоидальных (гармонических) колебаний и генераторы
прямоугольных колебаний, или сигналов прямоугольной формы
(генераторы импульсов). Существуют и генераторы колебаний
специальных форм (например, генераторы линейно изменяюще-
гося напряжения). Генераторы импульсов будут рассмотрены
в гл. 16. В общем случае генератором называется автоколеба-
тельная структура, в которой энергия источников питания пре-
образуется в энергию электрических автоколебаний. Генерато-
ры синусоидальных колебании обеспечивают образование на
выходе устройства переменного тока (напряжения) заданной ча-
стоты. В них часто используются колебательные LC-контуры
(обычно параллельные).
Представим себе параллельный LC-контур. Если зарядить
емкость такого контура до определенного напряжения, то в нем
будет запасена определенная энергия е. Теперь замкнем этот
заряженный конденсатор на индуктивность. В результате будет
происходить колебательный обмен энергией между конденсато-
ром и катушкой индуктивности. Частота колебаний при этом оп-
ределится по формуле (5.4), а период колебаний
T = 1/f = 2nVtC. (1111)
Через четверть периода вся энергия е будет сосредоточена
уже в магнитном поле катушки индуктивности, а конденсатор пол-
ностью разрядится. После этого конденсатор начнет перезаря-
259
жаться за счет энергии магнитного поля, которая в момент вре-
мени Г/2 вернется на конденсатор в виде е, но полярность
напряжения обкладок конденсатора изменится на противополож-
ную. В момент Т конденсатор снова полностью зарядится и ко-
лебательный процесс будет продолжаться Поскольку в реаль-
ном контуре всегда имеют место потери, эти колебания будут
затухать. Для предотвращения затухания нужно периодически
подавать в контур дополнительную энергию. Обычно пополнение
энергии осуществляется от источника питания с помощью уси-
лительного каскада.
Генеоаторы синусоидальных колебаний обычно содержат уси-
лительный каскад, охваченный частотно-избирательной ПОС,
которая обеспечивает устойчивый режим самовозбуждения на
заданной частоте. На рис. 11.19 приведена
_____ структурная схема генератора синусоидальных
|—I к I f > выход колебаний. Здесь К и коэффициент обратной
| | связи к обозначены в виде комплексных вели-
--- чин, чем учитывается их зависимость от часто-
ты. В дальнейшем будем иметь это в виду, но
Рис. 11.19 запись этих параметров будем производить
в обычном виде.
Для работы электронного устройства в режиме автогенера-
ции необходимо выполнение двух условий, которые можно за-
писать в следующем виде:
Кк>1 (11.12а) и ср = <ру + <рос = 2пл, (11.126)
где фу, фос - фазовые сдвиги, вносимые усилителем и цепью об-
ратной связи соответственно; п - целое число. Для получения на
выходе генератора синусоидального напряжения необходимо,
чтобы соотношения (11.12) выполнялись лишь на одной частоте.
Соотношение (11.12а) принято называть балансом амплитуд.
Амплитуда сигнала на выходе усилителя оказывается в К оаз
больше, чем на входе. Но она ослабляется в к раз цепью обрат-
ной связи Для возникновения генерации необходимо, чтобы сиг-
нал, поступающий на вход по цепи обратной связи, не был мень-
ше начального сигнала на входе устройства, т.е. К > 1 /к. Это
условие позволяет первоначальным изменениям токов и напря-
жений (появившихся при подключении устройства к источнику пи-
тания) осуществить необходимое нарастание. Условие Кк = 1
определяет установившийся режим генерации. В этом режиме
260
сигналы на входе и выходе генератора равны своим установив-
шимся значениям, т.е. коэффициент усиления компенсируется
коэффициентом обратной связи
Соотношение (11.126) принято называть балансом фаз. Воз-
никший на входе сигнал (при подключении источника питания)
после поохождения усилителя и цепи обратной связи должен
возвратиться на вход устройства без изменений своей фазы, т.е.
суммарный фазовый сдвиг должен быть равен 0, 2л, 4л и т.д.
В результате происходит увеличение этого сигнала за счет сло-
жения тока (или напряжения) с возвратившимся по цепи ПОС сиг-
налом. Соотношение (11.126) обязывает обеспечить в генерато-
ре устойчивую ПОС.
Генераторы синусоидальных колебаний принято различать по
типу используемых частотно-избирательных элементов. Так,
можно выделить LC-, RC- и кварцевые (акустоэлектронные) ге-
нераторы.
11.7. LC- ГЕНЕРАТОРЫ
В LC-генераторах в качестве частотно-избирательных (частот-
но-задающих) элементов используются катушки индуктивности
и конденсаторы. Обычно на основе катушек индуктивности и кон-
денсаторов формируются параллельные пли последовательные
колебательные контуры, которые настраиваются на заданную
рабочую частоту f0. В LC-генераторах f0 обычно превышает зна-
чение 40 кГц.
На рис. 11.20 приведена принципиальная схема одного из ва-
риантов LC-генератора. Основой такого устройства является ре-
зонансный усилитель на рис. 11.8, в котором с помощью трансфор-
матора Т создана ПОС. Условия возбуждения
генерации (11 12) обеспечиваются для резо-
нансной частоты контура, которую можно оп-
ределить из (5.4). При подключении источни-
ка питания Ек в цепях усилителя образуются
приращения токов и напряжений В результа-
те в LC-контуре возникают синусоидальные
колебания с частотой f0, которые поддержи-
ваются с помощью ПОС в устройстве.
Если частота отклонится от значения f0, то
сопротивление контура перестанет быть
Рис. 11.20
261
чисто активным и приобретет реактивный (индуктивный или
емкостный) характер, что вносит дополнительный фазовый сдвиг
и условие (11.126) перестанет выполняться. Кроме того, откло-
нение частоты от резонансной приводит к снижению Ки
(см. рис. 11.10), что может нарушить выполнение условия
(11.12а). Таким образом, генерация автоколебаний в устройстве,
изображенном на рис. 11.20, осуществляется на частоте f0 (или
очень близко к ней).
Усилительный каскад ОЭ в рассматриваемом генераторе ин-
вертирует сигнал, поэтому для выполнения балансов фаз транс-
форматор Т должен осуществить поворот фазы сигнала на 180°.
Если обмотки трансформатора имеют одно направление намот-
ки, то необходимо вторичную обмотку включить встречно по на-
правлению к первичной (см. рис. 11.20). Точки около выводов
обмоток Т указывают на синфазность напряжения на них. Обыч-
но первичная обмотка Т, являющаяся индуктивностью контура,
состоит из большего количества витков, чем вторичная.
Выполнить LC-генератор можно и без использования транс-
форматорной связи. В этих случаях цепь обратной связи подклю-
чается непосредственно к колебательному контуру, который
состоит из нескольких секций индуктивности (или емкости). В ге-
Рис. 11.21
нераторах такого типа LC-контур соединяется с усилителы .ым кас-
кадом в трех местах (тремя точками). Поэтому их часто называют
трехточечными. На рис 11.21 приведена принципиальная схема
генератора с индуктивной трехточечной связью (схема Хартли).
Здесь LC-контур образован секционированной индуктивностью L
и емкостью параллельно включенного конденсатора С. Сигнал ПОС
образуется на верхней секции L Напряжения на выводах L относи-
тельно шины Ек находятся в противофазе. Амплитуда напряжения
обратной связи устанавливается положением
средней точки в катушке индуктивности L. Из всех
конденсаторов, используемых в рассматривае-
мом устройстве, минимальной емкостью должен
обладать конденсатор С.
При реализации генератора с емкостной
трехточечной связью в контур параллельно ка-
тушке индуктивности включаются последова-
тельно два конденсатора. Цепь обратной связи
в этом случае подключается к общей точке этих
конденсаторов (емкостного делителя).
262
Помимо рассмотренных выше гене-
раторов существует достаточно много
и других LC-генераторов (с эмиттерной
связью, с двухтактной схемой и др.).
Выполняются LC-генераторы и на осно-
ве ОУ, принципиальная схема одного из
таких генераторов приведена на
рис 11.22. Электронная часть генерато-
Rooc
Рис. 11.22
ра выполнена на неинвертирующем усилителе. Поскольку неин-
вертирующий ОУ имеет малое выходное сопротивление, то
LC-контур следует подключать к выходу ОУ через резистор Япос.
На частоте резонанса f0 параллельный контур имеет очень
большое сопротивление и не шунтирует вход ОУ. При этом глу-
бина ПОС становится больше глубины ООС и в устройстве
выполняются условия возникновения генерации (11.12). При от-
клонении частоты от f0 сопротивление контура уменьшается
и приобретает реактивный характер, что приводит к уменьшению
Ки усилителя (за счет снижения глубины ПОС, которая становит-
ся меньше глубины ООС) и появлению дополнительных фазовых
сдвигов. Таким образом, генерация в устройстве на рис. 11.22
оказывается возможной лишь на частотах, весьма близких к fQ.
Отметим, что определенные отклонения частоты генерации
могут происходить за счет изменения режимов работы и пара-
метров элементов схемы, в частности под действием температу-
ры Нестабильность частоты генерации обратно пропорциональ-
на добротности контура. Поэтому в качестве высокостабильных
генераторов представляются устройства с частотно-избиратель-
ными элементами высокой добротности. К таким элементам от-
носятся элементы акустоэлектроники (см. разд. 5.9), наивысшей
добротностью среди которых обладает кварцевый резонатор.
11.8. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Обеспечить высокую стабильность частоты генерации можно
при включении кварцевого резонатора в цепь обратной связи
обычного LC-генератора. Для лучшей стабильности желательно
использовать частоту последовательного резонанса кварца fp.
При этом важно, чтобы общее сопротивление цепи обратной свя-
зи было значительно меньше собственного сопротивления R
кварцевого резонатора (см. рис. 5.14). Это условие выполняется
263
в генераторе, принципиальная схема которого
приведена на рис. 11.23. Здесь используется
усилительный каскад ОБ.
Для генерации колебаний необходимо на-
строить LC-контур на резонансную частоту квар-
цевого резонатора fp. В этом случае полное со-
противление LC-контура велико, что позволяет
получить в каскаде большое Ки, а сопротивле-
ние кварцевого резонатора ZQ мало, что обес-
печивает глубокую ПОС между коллектором
и базой транзистора. Частоту LC-контура можно выбирать в це-
лое число раз больше f. При этом кварцевый резонатор возбу-
дится на соответствующей высшей гармонике. В серийных квар-
цевых резонаторах fp = ЮкГц... 10МГц, но некоторые из них могут
возбуждаться на частотах до 250 МГц. Таким образом, работа на
высших гармониках целесообразна для получения генерации на
частотах свыше 10 МГц.
Отметим, что нагрузка в рассматриваемом генераторе может
подключаться к коллектору транзистора. Для уменьшения ее вли-
яния на режим работы кварцевого генератора иногда использу-
ется дополнительный согласующий каскад.
Если возбуждать кварцевый резонатор на основной частоте
fp, то можно выполнить генератор и без использования LC-кон-
тура. На рис. 11.24 приведена принципиальная схема одного из
вариантов такого кварцевого генератора (схема Пирса). Частота
генерации однозначно определяется значением fp. На частотах
ниже 2 МГц к кварцевому резонатору желательно подключить
емкостный делитель напряжения, состоящий из конденсаторов
С1 и С2 (цепь обозначена штриховой линией на рис. 11.24). Этот
делитель способствует выполнению баланса
Рис.11 24
фаз на частоте генерации. Отметим, что в ге-
нераторе на рис. 11.24 индуктивность L иногда
можно заменить резистором или параллельной
цепью из резистора и конденсатора.
Если стабильность кварцевого генератора
все же оказывается недостаточной для некото-
рых специальных случаев, то следует приме-
нить термостатирование кварцевого резонатора.
Необходимо отметить, что даже если получена
хорошая температурная стабильность, остают-
264
Рис. 11.25
ся еще серьезные причины, которые могут изменить частоту ге-
нерации. К ним относятся временные нестабильности, старение,
удары, вибрации и т.д. В тех случаях, когда стабильность термо-
статированных резонаторов не удовлетворяет предъявленным
требованиям, можно лишь рекомендовать применять атомные
стандарты частоты.
На сегодняшний день наибольшее распространение в высо-
костабильных генераторах нашли кварцевые резонаторы. Одна-
ко помимо них определенный интерес может вызвать примене-
ние и других элементов акустоэлектрони-
ки в генераторных устройствах специаль-
ного назначения. В качестве примера на
рис. 11.25 приведена принципиальная схе-
ма генератора на пьезоэлектрическом
трансформаторе (ПЭТ). Здесь использован
усилительный каскад ОИ на МДП-транзис-
торе, охваченный ПОС с помощью ПЭТ.
Применение МДП-транзистора целесооб-
разно благодаря его большому входному
сопротивлению, поскольку выходное со-
противление ПЭТ достаточно велико. По-
средственные усилительные свойства простейших МДП-транзи-
сторов не вызывают в рассматриваемом устройстве каких-либо
трудностей, так как ПЭТ на частоте генерации имеет значитель-
ный коэффициент трансформации Кг Напомним, что основная
частота в ПЭТ совпадает со второй гармоникой, на которой обыч-
но и возникает генерация колебаний.
Цепь из конденсатора С и резисторов R и R3 способствует вы-
полнению баланса фаз на частоте генерации. Что касается ба-
ланса амплитуд, то это условие выполняется всегда (за счет боль-
шого /Ст). Кроме того, часто следует снижать амплитуду сигнала,
поступающего на затвор МДП-транзистора из-за значительных
величин Свых. Генераторы на ПЭТ, подобные рассмотренному,
позволяют при относительно хорошей стабильности частоты
обеспечивать UBtM величиной в несколько киловольт, что и опре-
деляет их сферу использования - высоковольтные преобразо-
ватели напряжения.
Для генерации сигналов низких частот можно использовать
акустоэлектронные элементы, работающие на изгибных колеба-
ниях, а также RC-цепи. Самое широкое распространение в со-
265
временной электронике получили низкочастотные синусоидаль-
ные RC-генераторы.
11.9. ЯС-ГЕНЕРАТОРЫ
В RC-генераторах в качестве частотно-избирательных цепей
используются цепи обратной связи, состоящие из конденсато-
ров и резисторов. В генераторах могут использоваться усили-
тельные каскады, инвертирующие и неинвертирующие сигналы.
В первом случае RC-цепь обратной связи должна обеспечивать
дополнительный фазовый сдвиг на 180°, а во втором - ее фазо-
вый сдвиг должен быть равен нулю. Значительное число возмож-
ных RC-генераторов определяется большими схемотехнически-
ми возможностями RC-цепей.
На рис. 11.26 приведена принципиальная схема RC-генера-
тора на инвертирующем усилительном каскаде. В цепи ПОС ис-
пользован трехзвенный ФВЧ, сдвигающий фазу сигнала на 180°.
Roc
Рис. 11 26
АЧХ и ФЧХ для одного Г-образного RC-звена приведены на
рис. 11.3. Максимальный фазовый сдвиг, вносимый одним таким
звеном на частоте, близкой к нулю, стремится к 90°, поэтому для
получения сдвига на 180° RC-цепь должна содержать не менеэ
трех последовательно включенных звеньев. В этом случае каж-
дое звено на частоте генерации f0 обеспечивает сдвиг 60°, при
этом еще сохраняется приемлемый коэффициент передачи все-
го ФВЧ. Для четырехзвенного фильтра (который тоже иногда ис-
пользуется в RC-генераторах) фазовый сдвиг на частоте f0 для
одного звена составляет 45°. Четырехзвенные ФВЧ обладают
меньшим затуханием сигнала на частоте генерации, и для выпол-
нения генератора требуется усилитель с меньшим коэффициен-
том усиления.
266
Обычно в RC-генераторах R1 = R2 = R3 и С1 = С2 - С3. При этом
частота может быть определена как f0 = 1/(2nRCV 6) для гене-
ратора с трехзвенной цепьюи f0= 1/(2nRC\'lO/7)c четырехзвен-
ной цепью ПОС Сравнение этих формул показывает, что в гене-
раторе с четырехзвенным RC-фильтром fQ выше.
На частоте f0 коэффициент обратной связи к для трехзвенной
RC-цепи равен 1/29, а для четырехзвенной 1/18,4. Следователь-
но, возбуждение генератора будет происходить, если в устрой-
стве Ки = 29 в случае трехзвенного и Ки= 18,4 в случае четырех-
звенного ФВЧ.
Регулировка Ки в усилителе на ОУ осуществляется за счет из-
менения глубины ООС (обычно с помощью Roc). Кроме того, глу-
бокая ООС в рассматриваемом RC-генераторе применяется для
улучшения формы синусоидальных колебаний и снижения влия-
ния элементов схемы на работу устройства.
Снижения затухания в цепях ПОС и улучшения других пара-
метров генераторов можно достичь за счет использования так
называемых прогрессивных цепей. В таких цепях используются
резисторы, номиналы которых для каждого последующего звена
берутся в п раз больше, чем в предыдущем звене, и конденсато-
ры, номиналы которых, наоборот, уменьшаются для каждого пос-
ледующего звена в п раз. Так, при л = 5 в трехзвенной цепи к ~ 1/11.
Необходимо отметить, что в RC-генераторах в цепи ПОС мо-
гут быть использованы не только ФВЧ, по и ФНЧ. Однако в этом
случае для получения заданной f0 требуются большие номиналы
R и С со всеми вытекающими отсюда последствиями.
Если неинвертирующий усилитель охватить ПОС, то он будет
генерировать колебания и без использования фазовращающих
RC-цепей. Однако условия (11.126) в таком генераторе будут
выполняться для целого спектра частот, что приведет к появле-
нию колебаний несинусоидальной формы. Для осуществления
генерации только синусоидальных электрических колебаний
в устройстве должна быть использована цепь ПОС, обеспечива-
ющая условие баланса фаз только для одной частоты f0. В такой
RC-цепи на частоте f0 фазовый сдвиг должен быть равен нулю.
Этим свойством обладает мост Вина (рис. 11.6), который широ-
ко используется в RC-генераторах.
На рис. 11.27 приведена принципиальная схема RC-генера-
тора на неинвертирующем усилительном каскаде с мостом Вина
в цепи ПОС. Поскольку па частоте f0 коэффициент передачи мос-
267
Roc
Ubhx
Рис. 11.27
та Вина равен 1/3(см.разд. 11.1),то/с =
= 1/3 и возбуждение генератора имеет
место при Ки > 3. Из (10.14) следует, что
это соответствует Fioc/FI^ > 2. Частота f0
определяется по формуле (11.1).
В общем случае частота генерации
будет зависеть и от параметров усили-
теля. Однако применение ОУ с глубокой
ООС практически устраняет этот фактор. В результате темпера-
турная нестабильность f0 RC-генератора на ОУ определяется
только нестабильностью RC-цепей и имеет весьма малые
значения.
Глава 12. ВТОРИЧНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
12.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Неотъемлемой частью как усилительных устройств, так
и любых других электронных узлов и систем являются вторич-
ные источники питания (ВИП), обеспечивающие их электричес-
кой энергией требуемого вида и качества. Эта электрическая
энергия вырабатывается в первичных источниках питания, к чис-
лу которых относятся электростанции, электромашинные
генераторы, аккумуляторы, гальванические, солнечные и атом-
ные батареи и др. Параметры первичных источников электро-
энергии не всегда удовлетворяюттребованиям, предъявляемым
к ним радиоэлектронной аппаратурой. Поэтому между самим
источником и электронной системой обычно включают специаль-
ное преобразующее устройство, называемое ВИП. Таким обра-
зом, назначение ВИП состоит в передаче энергии электронным
устройствам с необходимым преобразованием и минимальны-
ми потерями.
По выходной мощности ВИП подразделяют на маломощные
(до 100 Вт), средней и большой мощности. В настоящей главе
в основном будут рассмотрены наиболее важные каскады ВИП
малой мощности.
12.2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
Наиболее широко используются ВИП, преобразующие пере-
менное напряжение промышленных и специальных сетей элек-
тропитания в постоянное. По числу фаз первичной сети все ВИП
разделяют на однофазные и многофазные (обычно - трехфаз-
ные). Частота переменного напряжения определяется видом пер-
вичного источника.
На рис. 12.1 приведена структурная схема простейшего ста-
билизированного ВИП. Основными элементами и каскадами ВИП
являются: силовой трансформатор Т, выпрямитель В, сглажива-
269
Рис. 12 1
ющий фильтр Ф и стабилизатор напряжения Ст. Трансформатоо
служит для преобразования амплитуды входного напряжения (на-
пряжения Ьервичного источника) до необходимого значения, оп-
ределяемого заданным выходным (постоянным) напряжением
ВИП. Кроме того, трансформатор обеспечивает электрическую
изоляцию (развязку) цепи нагрузки ВИП от первичного источни-
ка, что в ряде случаев является необходимым условием для нор-
мальной работы системы. Выпрямитель преобразует перемен-
ное напряжение с выхода трансформатора в однополярное
(пульсирующее) напряжение, поступающее на сглаживающий
фильтр. Чаще всего выпрямитель выполняют на силовых полу-
проводниковых диодах. Сглаживающий фильтр необходим для
устранения (уменьшения) пульсации выпрямленного напряжения.
Стабилизатор служит для обеспечения постоянства напряжения
на нагрузке при ее изменении и воздействии других факторов
нестабильности. Отметим, что стабилизатор (регулирующий эле-
мент) может быть выполнен и на входе ВИП, где он будет осуще-
ствлять стабилизацию напряжения, реагируя на изменение его
амплитуды. Помимо перечисленных узлов ВИП может содержать
различные каскады регулирования, управления, защиты от пе-
регрузок и т.д.
Наиболее дорогостоящими элементами с большой массой
и габаритами являются трансформатор и сглаживающий фильтр.
Из-за их использования ВИП может занимать до 50 % (а в ряде
случаев и более) объема и массы всей радиоэлектронной сис-
темы. Улучшить эти показатели можно, учитывая, что с ростом
частоты переменного напряжения уменьшаются масса, габари-
ты и стоимость трансформаторов и фильтров. Работа на
повышенной частоте преобразования используется в ВИП
с бестрансформаторным входом.
На рис. 12.2 приведена структурная схема одного из вариан-
тов ВИП с бестрансформаторным входом и промежуточным
преобразованием частоты. Переменное напряжение первично-
го источника (например, частотой 50 Гц) с помощью выпрямите-
270
Рис. 12.2
ля В1 и сглаживающего фильтра Ф1 преобразуется в постоянное
(обычно сравнительно высокое) напряжение. Инвертор И преоб-
разует это постоянное напряжение в переменное повышенной
частоты (10...20 кГц), обычно имеющее прямоугольную форму.
В состав инвертора входит высокочастотный трансформатор,
обеспечивающий получение необходимой амплитуды напряжения
и электрической изоляции для цепи нагрузки. Напряжение с вы-
хода инвертора выпрямляется и сглаживается каскадами В2 и Ф2.
Выходное напряжение с нагрузки RH подается на инвертор
в качестве регулирующего напряжения обратной связи, за счет
чего обесг ечивается его стабильность.
Несмотря на введение дополнительных каскадов (И, В2\л др.),
габариты и масса всего ВИП уменьшаются за счет значительного
снижения габаритов и массы трансформатора и фильтра, рабо-
тающих на повышенной частоте. К фильтру Ф1 в рассматрива-
емом ВИП не предъявляют жесткие требования, и он может быть
выполнен без использования катушек индуктивностей.
Если в качестве первичного источника электропитания исполь-
зуется батарея, то в схеме рис. 12.2 следует устранить каскады
D1 иФ1 и подключить батарею непосредственно ко входу инвер-
тора. Конечно, такой ВИП используется только в том случае, когда
параметры батареи (прежде всего, напряжение) не соответствуют
необходимым значениям для питания радиоэлектронного устрой-
ства. Параметры ВИП, специфические требования к ним, особен-
ности построения, а также их основные каскады будут рассмот-
рены в последующих разделах настоящей главы.
Одним из основных каскадов, оказывающих решающее влия-
ние на качество работы ВИП, является выпрямитель.
12.3. ВЫПРЯМИТЕЛИ НА ДИОДАХ
Показатели выпрямленного напряжения во многом определя-
ются как схемой выпрямления, так и используемыми элементами.
271
Для маломощных ВИП в качестве выпрямляющих (вентильных) эле-
ментов чаще всего используются силовые диоды (см. разд. 2.1).
На рис. 12.3 приведена принципиальная схема простейшего
однополупериодного выпрямителя (а) и временные диараммы
напряжения на нагрузке (б). В качестве входного напряжения (на-
пряжения первичного источника) использовано однофазное си-
нусоидальное напряжение.
Нагрузка RH чисто активная, она
VD ’ ин включена последовательно с сило-
о __вым диодом Анализируя рабо-
Ubx []Rh I] (J | ту такого выпрямителя, обычно по-
° б) 1 лагают, что выходное сопротивле-
ние первичного источника и сопро-
Рис. 12.3 тивление диода VD при прямом
смещении много меньше RH, а со-
противление VD при обратном смещении - чрезвычайно велико.
При поступлении от первичного источника переменного на-
пряжения амплитудой L/BX диод будет открыт при положительной
полуволне и закрыт при отрицательной. В результате при поло-
жительной полуволне через диод VD и нагрузку /?н будет проте-
кать ток /н, значение и форма которого определяются по ВАХ ди-
ода (см. рис. 1.10 и1.11),апри отрицательной полуволне вход-
ного напряжения ток через нагрузку равен нулю. Таким образом,
на нагрузке f?H появляются импульсы напряжения, имеющие фор-
му, близкую к полуволнам синусоиды (рис. 12.3, б), т.е. однопо-
лупериодный выпрямитель преобразует переменное напряжение
в пульсирующее.
Постоянная составляющая пульсирующего напряжения 1/н0
представляет собой среднее значение выпрямленного напряжения
С/н0 = 0,4517н, а постоянная составляющая тока в нагрузке
/н0 = Uh0/Rh = /н/л (где /н - амплитудное значение выпрямлен-
ного тока).
Рассмотренное однополупериодное устройство выпрямления
имеет большие пульсации с низкой частотой. Для их снижения
используются сглаживающие фильтры, простейший из которых
представляется в виде конденсатора, включенного параллельно
нагрузке /?н. Для этого случая форма выпрямленного напряже-
ния 1УН представлена на рис. 12.3, б штриховой линией.
На рис.12.4 приведена принципиальная схема двухполупери-
одного выпоямителя (а) и временные диаграммы напряжения на
272
Рис. 12.4
нагрузке (б). Здесь использован трансформатор Тс выводом от
средней точки вторичной обмотки. Такая схема состоит из двух
однополупериодных выпрямителей, работающих на общую на-
грузку RH. Напряжения на диодах VD1 и VD2 находятся в противо-
фазе. В один полупериод входного напряжения открыт один диод
(например, VD1), а второй закрыт (например, VD2). В другой
полупериод состояния диодов изменяются на противоположные.
Таким образом, один из диодов в устройстве практически всегда
открыт и по нагрузке /Зн будет протекать ток в течение обоих по-
лупериодов входного напряжения. Среднее значение выпрямлен-
ного тока и частота пульсации в данном случае в 2 раза больше,
чем в однополупериодном выпрямителе. Если на выходе двух-
полупериодного выпрямителя включить сглаживающий конден-
сатор, то форма выпрямленного напряжения UH будет представ-
лена на рис. 12.4, б штриховой линией.
Наиболее часто в маломощных ВИП используется мостовая
схема выпрямителя, содержащая два последовательно включен-
ных двухполупериодных выпрямителя на одной обмотке транс-
форматора. На рис. 12.5 приведена принципиальная однофаз-
ная мостовая схема выпрямителя. Она содержит трансформатор
Т и четыре диода, включенных по схеме
моста. К одной диагонали моста подведе-
но переменное напряжение, а с другой
снимается выпрямленное напряжение UH.
При положительной полуволне напря-
жения на верхнем выводе вторичной об-
мотки Тток нагрузки будет протекать че-
рез диоды VD1 и VD3, а при отрицатель-
ной полуволне - через диоды VD2 и VD4.
Рис. 12.5
Через нагрузку в любой полупериод протекает ток в одном на-
правлении. При этом во вторичной обмотке Гток будет пе-
ременным. Особо следует подчеркнуть, что импульсы выпрям-
10—2634
273
ленного тока протекают последовательно через два диода, что
увеличивает потери в устройстве. Поэтому желательно исполь-
зовать диоды с малым падением напряжения при заданном пря-
мом токе. Что касается обратного напряжения на диодах, то оно
образуется за счет половины амплитуды напряжения на вторич-
ной обмотке трансформатора. В результате появляется возмож-
ность использовать диоды с меньшими пробивными напряже-
ниями, чем в рассмотренных выше выпрямителях.
Мостовая схема выпрямителя имеет следующие преимуще-
ства: для получения заданного выходного напряжения требуется
вдвое меньшее число витков вторичной обмотки трансформа-
тора, у которой отсутствует вывод от средней точки, обеспечи-
вается большая выходная мощность, отсутствует намагничива-
ние сердечника.
В ВИП средней и большой мощности часто используются раз-
личные трехфазные выпрямители. В трехфазных выпрямителях
получаются меньшие пульсации выходного напряжения и обес-
печивается облегченный режим работы силовых диодов (или
Рис. 12.6
иных выпрямительных элемен-
тов). На рис. 12.6 приведена
принципиальная трехфазная мо-
стовая схема, ыпрямителя (схема
Ларионова), которая наиболее
широко используется на практи-
ке. Обмотки трансформатора Т
обычно соединяются звездой
(или треугольником).
В любой момент в таком выпрямителе работают два диода:
один из верхней группы, а другой из нижней. Проводят ток те ди-
оды, амплитудные значения напряжений на которых в рас-
сматриваемый момент больше (по модулю). Длительность про-
текания тока через каждый диод составляет 1/3 периода. К на-
грузке оказывается приложенным сумма выпрямленных напря-
жений каждой группы диодов.
Отметим, что в мощных ВИП могут использоваться выпря-
мители напряжений большего числа фаз (например, шестифаз-
ные схемы).
274
12.4. СИНХРОННЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
Рис. 12.7
В диодных выпрямителях имеют место существенные потери
за счет падения напряжения на диодах при протекании прямого
тока. Особо велики эти потери в низковольтных ВИП, предна-
значенных для питания микросхем. Снизить потери и соответ-
ственно позысить коэффициент полезного действия т] выпря-
мителя можно при использовании способа синхронного
выпрямления. Особо перспективны синхронные выпрямители на
МДП -транзисторах.
На рис. 12.7 приведена принципиальная схема синхронного
выпрямителя на МДП-транзисторах с индуцированными р-ка-
налами. За счет дополнительных витков во вторичной обмотке
трансформатора Т на затворах МДП-транзисторов всегда будет
присутствовать большее по модулю напряжение, чем на истоках.
Если к затвору и истоку МДП-транзистора VT1 приложено отри-
цательное напряжение (отрицательная полуволна), причем на-
пряжение U3 между затвором и истоком по мо-
дулю больше порогового напряжения Uo, то
транзистор VT1 открывается и через него
потечет ток нагрузки. При этом к затвору
и истоку МДП-транзистора VT2 будет прило-
жено положительное напряжение, и он ока-
жется закрытым. В следующий полупериод
входного напряжения состояния МДП-транзи-
сторов изменятся на противоположные, и ток
нагрузки потечет через VT2. В результате на
нагрузке Ян будет иметь место пульсирующее
напряжение вида, представленного на рис. 12.4, б. При увеличе-
нии разности I U3 I -1 Uo I сопротивление канала МДП-транзисто-
ров снижается и падение напряжения на нем при прямом токе
уменьшается. Это обстоятельство позволяет получить близкий к
единице т] даже при малых (7ВХ (единицы вольта).
Существенным недостатком рассмотренного синхронного
выпрямителя является обязательное присутствие сложного
трансформатора (с дополнительными выводами), который
нельзя изготовить методами интегральной технологии.
Бестрансформаторные преобразователи напряжения будут
рассмотрены в разд. 12.11.
275
12.5. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ
Сглаживающие фильтры являются ФНЧ и служат для сниже-
ния пульсации выходного напряжения. Пульсации напряжения
обычно оцениваются по значению коэффициента пульсации, ко-
торый представляет собой отношение амплитуды основной гар-
моники к постоянной составляющей !/н0. В ВИП, предназначенных
для питания радиоэлектронной аппаратуры, коэффициент пуль-
сации составляет 0,1...0,001 %.
Простейший сглаживающий фильтр образуется путем вклю-
чения конденсатора параллельно сопротивлению нагрузки
(рис. 12.8). Для успешной работы такого фильтра
° Т 1 необходимо, чтобы сопротивление конденсатора
ивх Сф=т= ПНн Сф на частоте входного напряжения было много
о----1—Г меньше RH, т.е. /?н » 1/(2лГСф). На рис. 12.3, б
и 12.4, б штриховой линией показана форма вы-
Рис. 12.8 ходного напряжения выпрямителя при наличии
Сф. За время паузы между импульсами тока на
выходе конденсатор (через RH) частично разряжается, что при-
водит к уменьшению Сн, а затем очередная полуволна заряжает
его до значения, близкого к ее амплитуде.
Наиболее широкое распространение получили Г- и П-образ-
ные сглаживающие фильтры. На рис. 11.1, а и 11.2, б приведены
принципиальные схемы Г-образных RC- и LC-фильтров соответ-
ственно. Сопротивление нагрузки в них должно быть включено
параллельно конденсатору.
В RC-фильтре конденсатор заряжается через резистор R,
а разряжается через сопротивление нагрузки. Для получения ма-
лого коэффициента пульсации желательно выполнять условие
R » RH » 1/(2nfC). В таком фильтре за счет падения напряже-
ния на R уменьшается VH и снижается г]. К преимуществам RC-
фильтров относятся небольшие габаритные размеры и масса,
а также возможности интегрального (гибридного) исполнения.
Лучшие энергетические характеристики реализуются
в LC-сглаживающих фильтрах. В них сглаживающие функции
выполняют оба реактивных элемента: конденсатор и катушка ин-
дуктивности (дроссель). Если пренебречь активным сопротив-
лением катушки индуктивности L, то потери постоянной состав-
ляющей на ней будут равны нулю, а следовательно, выпрямлен-
ное напряжение UH будет иметь свое максимальное значение. Пе-
276
ременная составляющая создает падение напряжения как на L,
так и на RH. В результате даже при малых RH (и больших токах)
такой фильтр имеет небольшой коэффициент пульсации. В LC-
фильтрах желательно выполнять условие: со/.» 1/соС.
Итак, Г-образные LC-фильтры целесообразно использовать
в мощных ВИП, а RC-фильтры - при небольших токах нагрузки
I менее 10 мА).
Помимо Г-образных фильтров в ВИП применяются и П-об-
разные сглаживающие фильтры. На рис. 12.9 приведена прин-
ципиальная схема П-образного LC-фильтра. Поскольку в катушке
индуктивности протекают как переменный, так и постоянный ток,
то для уменьшения постоянного подмагничивания ее сердечника
он выполняется с немагнитным зазором. Такой сердечник условно
обозначают линией с разрывом посередине (см. рис. 12.9).
П-образные фильтры следует рассмат-
ривать как последовательное соединение
емкостного и Г-образного фильтров. По-
этому коэффициент пульсации можно пред-
ставить произведением коэффициентов
пульсации этих фильтров. Обычно емкости
обоих конденсаторов равны, т.е. Сф= С.
Сглаживающие П-образные фильтры ис-
Рис. 12.9
пользуются в ВИП с малыми коэффициентами пульсации.
К недостаткам LC-фильтров относятся большие габариты
и масса, значительная стоимость, сильная зависимость
коэффициента пульсации от нагрузки RH, наличие переходных
процессов при изменении нагрузки, почти беспрепятственное
воздействие на нагрузку медленных изменений напряжения
с выпрямителя, невозможность реализации в интегральном
исполнении.
От этих недостатков свободны активные сглаживающие филь-
тры (электронные фильтры), в основе работы которых исполь-
зован принцип активной фильтрации (см. разд. 11.4). Отличием
активного сглаживающего ФНЧ является отсутствие источника
напряжения питания, роль которого выполняет само пульсирую-
щее напряжение с выхода выпрямителя. В активных сглажи-
вающих фильтрах обычно используются транзисторы, роль ко-
торых подобна роли катушки индуктивности в обычном
LC-фильтре. В активных сглаживающих фильтрах транзисторы ра-
ботают в активном режиме, поэтому небольшим изменениям (пе-
277
ременного) напряжения соответствует большое сопротивление
транзистора, а постоянному напряжению соответствует значи-
тельно меньшая величина. С некоторыми допущениями можно
считать, что в рассматриваемых фильтрах транзистор работает
как ИСТ (см. разд. 6.7).
Известно большое число разновидностей активных сглажи-
вающих фильтров. Существуют фильтры с последовательно
включенной нагрузкой в цепь коллектора или в цепь эмиттера,
а также с параллельной нагрузкой. На рис. 12.10 приведена прин-
ципиальная схема активного сглаживающего фильтра с нагруз-
кой, последовательно включенной в цепь коллектора. Здесь ис-
пользовано фиксированное смещение эмиттерного перехода
транзистора. Конденсатор Сф выполняет функцию обычного ем-
костного фильтра, что способствует улучшению характеристик
всего устройства.
Сигналы постоянного напряжения (и весьма низких частот)
будут непосредственно воздействовать на цепь эмиттера тран-
зистора, поскольку сопротивление конденсатора С1 оказывает-
ся очень большим. В результате эти сигналы почти беспрепятст-
венно пройдут на нагрузку. Однако сигналы высоких частот
окажут слабое воздействие на выпрямленное напряжение UH, так
как сопротивление С1 станет малым и напряжение эмиттер-база
транзистора практически перестанет изменяться, т.е. транзис-
тор в данном случае будет представлять собой большое сопро-
тивление для этих сигналов.
В рассмотренном активном сглаживающем фильтре напряже-
ние йи будет меняться под действием температуры и тока нагруз-
ки. Свободными от этих недостатков являются активные фильт-
ры с цепями ООС. На рис. 12.11 приведена принципиальная схе-
ма активного сглаживающего фильтра с нагрузкой, последова-
тельно включенной в цепь эмиттера. Такое устройство можно рас-
сматривать как каскад ОК, сигнал на базе которого уменьшается
при возрастании частоты (с помощью конденсатора С1). Посколь-
R1 VT
Рис. 12.10
Рис. 12.11
278
ку здесь использована 100%-я ООС по напряжению, то выходное
сопротивление фильтра снижается и значительно повышается его
стабильность (в частности, термостабильность). В таком фильт-
ре нет необходимости использовать элементы Сф и R1, что по-
зволяет улучшить массогабаритные показатели и повысить т].
Активные сглаживающие фильтры основное применение на-
ходят в низковольтных ВИП, работающих при относительно боль-
ших токах нагрузки. Отметим, что в основе работы активных сгла-
живающих фильтров используются те же принципы, что и для
некоторых разновидностей стабилизаторов напряжения.
12.6. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
Стабилизаторы напряжения, прежде всего, необходимы в ВИП
для обеспечения заданной стабильности выходного напряжения,
питающего различные радиоэлектронные устройства. Основные
параметры стабилизаторов - коэффициент стабилизации KCJ
и выходное сопротивление. Помимо этих параметров, характе-
ризующих качество стабилизации, необходимо учитывать г|
и массогабаритные показатели.
Стабилизаторы напряжения обычно подразделяют на
параметрические и компенсационные. В качестве основных эле-
ментов параметрических (диодных) стабилизаторов обычно
используются опорные диоды (см. разд. 2.2). Простейшая схе-
ма параметрического стабилизатора на опорном диоде приве-
дена на рис. 12.12.
Балластный резистор Ro включен последова-
тельно с цепью источника (входного) напряжения,
а нагрузка - параллельно опорному диоду VD1.
При изменении входного напряжения L/BX или
нагрузки Ян выходное напряжение UH будет изме-
няться незначительно из-за того, что напряжение
стабилизации UCT опорного диода очень слабо
зависит от тока, протекающего через него (см. рис. 2.1).
В рассматриваемом стабилизаторе L/H= Ucr Средний ток стаби-
лизации /ст выбирается следующим образом:
1Ст=<ив*-и^0-и„/Рн. (12.1)
Rn
Ubx VD1] -О
Рис. 12.12
279
При заданном /ст необходимое Ro можно определить на основа-
нии (12.1). Изменение t/H определяется изменением (7СТ от/ст, т.е.
значением динамического сопротивления гд опорного диода.
Коэффициент КС1 любого стабилизирующего устройства оп-
ределяется как
(12.2)
,, AL/bx / At/M
K"=~u~ hf'
увх / ''н
где At/BX, At/H—приращения напряжения на входе и нагрузке ста-
билизатора соответственно. Из (12.2) нетрудно представить Кст
в следующем виде:
^=W(RA)- <12-3)
Другой основной параметр стабилизатора напряжения ЯВЬ1Х
в нашем случае запишется как
*ВЫх = ^1'«='«• (12.4)
Из (12.3) и (12.4) следует, что для получения большого Кст
и малого /?вых необходимо использовать опорные диоды с низ-
ким гд. Для таких стабилизаторов удается получить Кст < 50.
С целью дальнейшего повышения Кст следует увеличивать Ro.
На практике это обычно реализуется с помощью ИСТ, выпол-
няющего функцию большого Яо для переменной составляющей.
На рис. 12.13 приведена принципиальная схема параметриче-
ского стабилизатора напряжения с ИСТ. Здесь использовано два
опорных диода - VD1 и VD2. Диод VD2 поддерживает постоян-
ным напряжение в цепи резистора Ro и перехода эмиттер-база
транзистора. При повышении (по модулю) напряжения L/BX паде-
ние напряжения на Ro возрастает, а на переходе эмиттер-база
уменьшается, что влечет за собой повышение сопротивления
транзистора и падения напряжения на нем. Таким образом и бу-
дет обеспечиваться стабильность напряжения UH.
Рис. 12.13
Рис. 12.14
280
Для стабилизации переменного напряжения можно использо-
вать встречно включенные опорные диоды. В качестве примера
на рис. 12.14 приведена принципиальная схема простейшего па-
раметрического стабилизатора переменного напряжения. При
входном напряжении положительной полярности стабилизи-
рующее действие обеспечивается опорным диодом VD1, а при
отрицательной полярности - диодом VD2. Отметим, что такой
стабилизатор существенно искажает форму напряжения, прибли-
жая ее к прямоугольной. Этот недостаток устраняется в более
сложных устройствах стабилизации переменного напряжения.
Рассмотренные выше параметрические стабилизаторы напря-
жения обычно обеспечивают С/вх > 2,5 В, что определяется зна-
чениями 1УСТ опорного диода. Для получения более низких ста-
бильных напряжений можно использовать обычный диод
(р-п переход), работающий при прямом смещении. На рис. 12.15
приведена принципиальная схема парамет-
рического стабилизатора напряжения на
прямосмещенном диоде. Здесь использо-
ван ИСТ, эквивалентное сопротивление ко-
торого обозначено как Ro.
Напряжение (7И в рассматриваемом ста-
билизаторе равно падению напряжения на
р-п переходе, которое близко к Дф0
(см. разд. 1.6). Для кремниевого диода Д<р0 ~ 0,7 В. Если необхо-
димо получить большие значения стабильного напряжения, то
можно последовательно включить несколько кремниевых диодов
(см., например, разд. 8.4). Кроме того, можно использовать лишь
один светодиод при прямом смещении, поскольку светодиоды
выполняются из широкозонных полупроводников. Так, в свето-
диодах с инфракрасным излучением Д<р0 = 1,4 В, а с красным
Д<р0 ~ 1,8 В.
Необходимо отметить, что при использовании одного диода
(светодиода) реализуется малое Явых, которое, исходя из (12.4),
можно рассчитать по формуле (1.12).
Температурная чувствительность 1/н у рассмотренных стаби-
лизаторов определяется ТКН самих стабилизирующих диодов.
Используя одновременно опорные диоды с положительным ТКН
и прямосмещенные р-п переходы с отрицательным ТКН, можно
получить общий ТКН устройства близким к нулю.
Рис. 12.15
281
Теперь рассмотрим компенсационные стабилизаторы напря-
жения, которые обычно обладают более высоким Кст и меньшим
РВых по сравнению с параметрическими. Сущность таких ста-
билизаторов состоит в изменении сопротивления регулирующего
элемента под действием сигнала отрицательной обратной свя-
зи, снимаемого с нагрузки. В качестве регулирующего элемента
в полупроводниковых стабилизаторах используется биполярный
или полевой транзистор.
Регулирующий транзистор может быть включен либо после-
довательно, либо параллельно нагрузке. В зависимости от этого
принято различать компенсационные стабилизаторы последова-
тельного и параллельного типов. На рис. 12.16 приведена прин-
ципиальная схема одного из вариантов компенсационного
стабилизатора напряжения последовательного типа. База
биполярного транзистора через делитель напряжения, сос-
тоящий из резисторов R2 и R3, подключена к выходу параметри-
ческого стабилизатора, выполненного на опорном диоде VD1.
В частном случае сопротивление R2 может быть равно нулю.
Напряжение (JCT на диоде VD1 является опорным напряжением
всего устройства.
Рассматриваемый стабилизатор образуется каскадом ОК. За
счет 100%-й ООС по напряжению реализуется малое выходное
сопротивление. Напряжение L/H можно представить через напря-
жение база-эмиттер транзистора иБЭ, которое близко к Д<р0 эмит-
терного перехода, как UH - UCJ- 1/БЭ. Необходимо отметить, что
в стабилизаторе последовательного типа недопустимо резкое
уменьшение нагрузки RH, так как может произойти перегрузка
транзистора. В связи с этим мощные стабилизаторы последова-
тельного типа снабжаются специальной схемой защиты.
Получить минимальное выходное сопротивление, а также по-
высить KCJ можно за счет включения операционного усилителя
ОУ в цепь базы регулирующего транзистора. Принципиальная
Рис. 12.16
Рис. 12.17
282
схема такого стабилизатора приведена на рис. 12.17. Подобные
схемы ИНУН были описаны в разд. 10.7. Рассматриваемый здесь
стабилизатор состоит из неинвертирующего усилителя на ОУ и
выходного эмиттерного повторителя. Питание ОУ осуществля-
ется однополярным напряжением, что накладывает ограничения
на допустимый диапазон сигналов, которые всегда должны иметь
положительную полярность. В качестве напряжения питания ОУ
используется L/BX. Опорное напряжение 1УВХ может быть получено
различными способами, в частности с помощью опорного диода
подобно устройству на рис. 12.16.
В полупроводниковых стабилизаторах параллельного типа
регулирующий транзистор включается параллельно нагрузке.
Стабилизаторы параллельного типа используются реже, что
во многом определяется их относительно низким г). В качестве
примера на рис. 12.18 приведена принципиальная схема одного
из простейших вариантов компенсационного стабилизатора на-
пряжения параллельного типа. Транзистор выполняет роль
дополнительного регулирующего резистора нагрузки. Так, при
возрастании 1УВХ ток опорного диода и соответственно ток базы
возрастают, что приводит к увеличению тока коллектора тран-
зистора, а следовательно, общего тока нагрузки. Таким образом
осуществляется регулировка напряжения 17н. Необходимо отме-
тить, что для улучшения ряда параметров иногда используется
каскадное включение нескольких стабилизаторов.
В качестве регулирующего элемента в компенсационных ста-
билизаторах напряжения может быть использован и МДП-тран-
зистор. На рис. 12.19 приведена принципиальная схема ста-
билизатора на МДП-транзисторе со встроенным п-каналом,
включенным по схеме ОИ. Резисторы Ro и R1 образуют с цепью
затвора МДП-транзистора параллельную ООС по напряжению,
за счет чего поддерживается постоянным выходное напряжение
ивых. Это уже стабилизированное напряжение является входным
напряжением для диодного стабилизатора, состоящего из
Рис. 12.18
Рис. 12.19
283
балластного резистора R2 и р-п перехода исток-подложка
МДП-транзистора. Таким образом, за счет использования двух
последовательно включенных стабилизирующих цепей (на одном
МДП-транзисторе) реализуется повышенный КсГ
Выше были рассмотрены стабилизаторы напряжения непре-
рывного действия. Широко используются также импульсные
стабилизаторы, которые выполняются на основе импульсных
преобразователей постоянного напряжения с регулирующим
элементом, работающим в ключевом режиме.
12.7. СТАБИЛИЗАТОРЫ ТОКА
Помимо стабилизаторов напряжения широкое применение
находят полупроводниковые устройства, стабилизирующие ток.
Они призваны обеспечить неизменный ток в нагрузке при измене-
нии входного напряжения L/BX и нагрузки RH. Стабилизаторы тока
уже неоднократно встречались в предыдущих главах настоящей
книги (см., например, разд. 6.7 и 9.7), где они обозначались как ИСТ
На рис. 12.20 приведена принципиальная схема основного
варианта стабилизатора тока. Здесь использован р-п-р транзи-
стор с двумя цепями ООС, образованными резисторами Ro и Roc,
а также опорным диодом VD. Транзистор выполняет функцию вы-
сокоомного регулируемого резистора для приращений тока
(см. рис. 6.18,6). Именно транзистором и задается постоянный
(в определенных пределах) ток в нагрузку. При этом напряжение
на нагрузке будет изменяться.
Если все же произойдет отклонение тока в нагрузке от задан-
ного значения, то через цепь Roc осуществится компенсирующее
изменение прямого смещения эмиттерного перехода транзистора.
В результате значение тока нагрузки будет скорректировано.
Рис. 12.20
+о—
bl||
VT1.
Ubx (
вх||
-о-----
IVT2
Rai НэгП|1эг
Ли, и2ТЦ
Рис. 12.21
284
Широкое распространение в полупроводниковых устройствах
непрерывного действия нашел стабилизатор тока, получивший
название отражателя тока, или токового зеркала (см. разд. 9.7).
На рис. 12.21 приведена принципиальная схема одного из вари-
антов отражателя тока. В принципе такой стабилизатор весьма
схож с обычным ИСТ, где вместо опорного диода используется
прямосмещенный р-п переход в виде эмиттерного перехода
транзистора VT1 (и резистор /?0).
Основой для рассмотрения работы отражателя тока является
следующее равенство:
^ + hA = U2 + l32R32. (12.5)
Если пренебречь малым током базы транзистора VT2, то 1Э2-
= /н и /Э1 = /вх. При идентичных транзисторах VT1 и VT2 и равенстве
/?Э1= ЙЭ2 из (12.5) следует, что /вх= /н. Таким образом, ток нагруз-
ки повторяет (отражает) входной ток /вх.
Отражатели тока находят основное применение в ИС непре-
рывного действия.
12.8. УСТРОЙСТВА УМНОЖЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ
Устройства умножения напряжения являются преобразовате-
лями переменного напряжения в постоянное, но в отличие от рас-
смотренных в разд. 12.2 и 12.3 выпрямителей они позволяют по-
лучить в несколько раз большее напряжение на нагрузке (при за-
данной амплитуде напряжения на вторичной обмотке транс-
форматора). Кроме того, устройства умножения напряжения
можно реализовать и без использования трансформатора. Они
обычно применяются для получения высоких постоянных на-
пряжений с малыми токами нагрузки.
Простейшим устройством умножения
напряжения является выпрямитель с удво-
ением напряжения (схема Латура). Принци-
пиальная схема такого устройства удвоения
напряжения приведена на рис. 12.22. Это
устройство содержит два однополупери-
одных выпрямителя, включенных последо-
вательно (с нагрузкой).
При положительной полуволне напряже-
ния на верхнем выводе вторичной обмотки
VD1
Рис. 12.22
285
Рис. 12.23
трансформатора Т через диод VD1 будет заряжаться конденса-
тор С1, а при отрицательной полуволне через диод VD2 будет за-
ряжаться конденсатор С2. Из рис. 12.22 нетрудно заключить, что
напряжение на нагрузке будет равно сумме напряжений обоих
конденсаторов. Отметим, что частота пульсации напряжений на
нагрузке та же, что и в двухполупериодном выпрямителе.
На рис. 12.23 приведена принципиальная
схема еще одного варианта устройства удвое-
ния напряжения. Оно также состоит из двух
однополупериодных выпрямителей. При реа-
лизации такого устройства можно обойтись
и без использования трансформатора, по-
скольку входная и выходная цепи могут иметь
общую шину.
При положительной полуволне входного напряжения через
диод VD1 будет заряжаться конденсатор С1. При отрицательной
полуволне напряжение UBX суммируется с напряжением на конден-
саторе С1. Этим суммарным напряжением через диод 1/О2теперь
будет заряжаться конденсатор С2. В результате на нагрузке будет
действовать постоянное напряжение, примерно равное удвоен-
ному амплитудному значению UBX. В рассмотренном здесь устрой-
стве выходное напряжение имеет отрицательную полярность от-
носительно общей шины.
Разновидности рассмотренных выше устройств могут быть
реализованы в виде умножителей напряжения в 3 раза и более.
В некоторых случаях при малых токах нагрузки (/н < 2 мкА) можно
осуществить умножение до 100 раз, получив при этом напряже-
ние UH в десятки киловольт.
Все устройства умножения напряжения можно разделить на
симметричные и несимметричные. На. рис. 12.24 приведена
принципиальная схема несимметричного устройства утроения
(умножения в 3 раза) напряжения. При первой отрицательной
полуволне на входе устройства через диод
VD1 заряжается конденсатор С/ до напря-
жения, близкого к амплитудному значению
UBX. При положительной полуволне вход-
ное напряжение складывается с напряже-
нием на конденсаторе С1, и этим суммар-
ным напряжением (2(7ВХ) через диод VD2
заряжается конденсатор С2. При следую-
286
О—• 1
С1 =1= VD2 сз =
Ubx Т ™ Т ™ ' VDli C2=bVD3 » я T • ° VD4=bC4
о-1 1 Т -о
Рис. 12.25
щей полуволне напряжения на входе оказывается, что к нагрузке
приложено напряжение, примерно равное ЗС/ВХ (суммарное на-
пряжение с конденсаторов С1 и СЗ).
Время установления 17вх здесь равно трем полупериодам вход-
ного напряжения. Рассмотренное устройство можно преобра-
зовать в умножитель напряжения и в большее число раз, введя
в него дополнительные элементы.
Теперь рассмотрим симметричное устройство умножения,
принципиальная схема которого приведена на рис. 12.25. В пер-
вый отрицательный полупериод
входного напряжения (на верхней
входной клемме) через диод VD1
заряжается конденсатор С/ до на-
пряжения , близкого к амплитуд-
ному значению Свх. При этом диод
VD2 закрыт. В следующий полупе-
риод (положительная полуволна)
UBX складывается сЦ и конденсатор С2 заряжается до напряже-
ния U2 = UBX+ U, через диод VD2 (как в устройстве на рис. 12.23).
В следующий, третий полупериод открывается диод VD3 и кон-
денсатор СЗ зарядится до напряжения U3 = UBX+ U2 ~ 3UBX и т. д.
Одновременно с конденсатором СЗ подзарядится и С1. Конден-
сатор Сп зарядится до напряжения UB = nUBX через п полуперио-
дов. Отметим, что нагрузочная характеристика такого устройства
умножения имеет ярко выраженный падающий характер за счет
большого выходного сопротивления.
Существенным недостатком рассмотренных устройств умно-
жения напряжения является большое количество конденсаторов
(обычно значительных номиналов) и низкое быстродействие (для
получения заданного напряжения требуется п полупериодов
входного напряжения).
12.9. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ В ПЕРЕМЕННОЕ
Преобразователи постоянного напряжения в переменное (ин-
верторы) находят применение в качестве основного каскада ВИП
с бестрансформаторным входом (см. разд. 12.2). Различают не-
зависимые, или автономные, инверторы, в которых частота пере-
менного напряжения задается внутренними цепями, и инверторы,
287
ведомые сетью, частота переменного напряжения которых за-
дается внешней цепью переменного напряжения. Обычно
в инверторах первичная обмотка трансформатора поочередно
подключается к источнику постоянного напряжения с противопо-
ложной полярностью. При этом на обмотках трансформатора
появляется переменное напряжение, форма которого вообще
может быть различной. На практике обычно используется
энергетически выгодная прямоугольная форма напряжения.
В качестве силовых переключающих элементов в инверторах
используются транзисторы и тиристоры.
Автономные инверторы являются преобразователями с само-
возбуждением и обычно выполняются в виде автогенераторов
с трансформаторной ПОС. В то же время можно выполнить ин-
вертор в виде усилителя мощности с маломощным задающим
генератором, который обеспечивает подачу импульсов управле-
ния к силовым элементам. В этом случае задающий генератор
иногда можно рассматривать как внешнюю цепь.
На рис. 12.26 приведена принципиальная схема однотактного
инвертора с самовозбуждением, который является разновид-
ностью LC-генератора (см. рис. 11.20). Точки около выводов
обмоток трансформатора Туказывают на синфазность напряже-
ний на них.
При подаче t/BX, которое является напря-
жением питания для генератора, через ре-
зистор R1 на базу транзистора поступает пи-
тающий сигнал. Транзистор открывается
и через первичную обмотку трансформато-
ра, включенную в цепь коллектора, начинает
протекать ток, который вызывает нарастание
магнитного потока в магнитопроводе (сер-
дечнике) трансформатора. При этом в об-
мотке трансформатора, включенной в цепь
+UbX°~
R1
Рис. 12.26
базы транзистора, возникает сигнал с полярностью, способству-
ющей дальнейшему открыванию транзистора. Когда ток коллек-
тора достигнет своего максимального значения, нарастание маг-
нитного потока в трансформаторе прекратится, полярность на-
пряжений на обмотках изменится на противоположную и про-
изойдет быстрый процесс закрывания транзистора.
Нетрудно видеть, что в рассматриваемом инверторе отсут-
ствуют цепи ООС, что способствует обеспечению ключевого
288
режима работы транзистора (см. разд. 3.6,13.2 и 13.3). При этом
во вторичной обмотке трансформатора формируется последо-
вательность прямоугольных импульсов.
Лучшие энергетические показатели реализуются в двухтакт-
ных инверторах. Основой автономного двухтактного инвертора
является двухтактный усилитель мощности (см. рис. 8.6). Для
реализации инвертора следует устранить трансформатор Т1,
а в Т2 ввести дополнительные (базовые) обмотки. Эти обмотки
должны быть подключены к базам транзисторов таким образом,
чтобы была осуществлена ПОС. В результате такое устройство
обеспечит генерацию прямоугольных сигналов. При этом тран-
зисторы работают в ключевом режиме: если один транзистор
открыт (режим насыщения), то другой закрыт (режим отсечки).
Инверторы с внешним управлением тоже могут быть одно-
тактными и двухтактными. Такие устройства являются усилите-
лями мощности (например, рис. 8.4 и 8.6), входной сигнал для
которых формируется специальным устройством (например,
мультивибратором) в виде последовательности прямоугольных
сигналов. Необходимо отметить, что могут быть использованы
и бестрансформаторные усилители мощности.
В ВИП средней и большой мощности широкое распростране-
ние получили тиристорные инверторы.
Обычно в инверторах предусматривается возможность регу-
лировки выходного напряжения с помощью сигналов обратной
связи, снимаемых с нагрузки (см. рис. 12.2). Такая регулировка
прежде всего служит целям повышения стабильности выходного
напяжения UH. Простейший способ регулировки заключается в из-
менении постоянного напряжения (7ВХ. Если напряжение источни-
ка постоянного тока нельзя изменить, то между ним и инвертором
включается регулирующий каскад. Широкое распространение по-
лучил широтно-импульсный способ регулировки выходного напря-
жения ВИП.
При построении высоковольтных ВИП
весьма перспективным является приме-
нение пьезоэлектрических трансформа-
торов (ПЭТ). Автономный инвертор в этом
случае может быть выполнен по схеме ге-
нераюра на ПЭТ (см. рис. 11.25). Для по-
лучения более мощного и стабильного
выходного сигнала обычно используют
11—2634
289
внешний задающий генератор, настроенный на резонансную ча-
стоту ПЭТ. На рис. 12.27 приведена упрощенная структурная схе-
ма инвертора на ПЭТ. Постоянное напряжение L/BX является на-
пряжением питания задающего генератора ЗГ (см. разд. 11.9),
обычно выполняемого в виде мультивибратора (см. разд. 16.3).
С выхода ЗГ прямоугольные сигналы поступают на каскад СК, со-
гласующий выход ЗГ с входным сопротивлением ПЭТ. В подобных
устройствах всегда предусматривается возможность регули-
ровки напряжения (JH с помощью регулирующего каскада РК, на
который поступает сигнал обратной связи с выхода инвертора.
Инверторы на основе ПЭТ обеспечивают небольшие выход-
ные токи (десятки милиампер), но напряжения 17н могут достигать
нескольких киловольт.
В заключение отметим, что в качестве маломощных преобра-
зователей постоянного напряжения в переменное можно
использовать и обычные генераторы различных видов, прежде
всего генераторы прямоугольных колебаний.
12.10. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ
Преобразователи постоянного напряжения (конверторы) ис-
пользуются для изменения значения (повышения или понижения)
и полярности постоянного напряжения. В общем случае конвер-
тор включает в себя инвертор и выпрямитель с фильтром. Один
из вариантов конвертора может быть реализован на основе
инвертора, представленного на рис. 12.26, во вторичную обмот-
ку трансформатора которого включены диод и конденсатор, как
показано на рис. 12.28. Сразу отметим, что полярность подклю-
чения диода во вторичную обмотку трансформатора определя-
ет особенность передачи энергии в нагрузку.
В рассматриваемом преобразователе при открытом транзи-
сторе диод будет препятствовать прохождению сигнала в на-
Рис. 12.28
грузку. При закрывании тран-
зистора (в момент паузы)
полярность напряжений на об-
мотках трансформатора изме-
няется на противоположную,
диод VD1 открывается и вып-
рямленное напряжение по-
290
ступает на нагрузку. Индуктивность вторичной обмотки трансфор-
матора выполняет также функцию катушки индуктивности
в сглаживающем фильтре.
В преобразователе на основе инвертора рис. 12.26 можно ис-
пользовать и другую схему выпрямителя, в частности схему,
приведенную на рис. 12.28, б. В этом варианте передача энер-
гии в нагрузку происходит при открытом транзисторе, т.е. в мо-
мент формирования выходного импульса в инверторе. При этом
выпрямленный ток нагрузки протекает через катушку индуктив-
ности сглаживающего фильтра L, запасая в ней энергию, а кон-
денсатор фильтра С заряжается до напряжения UH. В момент па-
узы (при закрытом транзисторе) сглаживающий фильтр отдает
запасенную энергию в нагрузку. Ток нагрузки в этом случае будет
протекать через диод VD2.
Получить повышенное выходное на-
пряжение можно и без использования
трансформатора. На рис. 12.29 приве-
дена принципиальная схема конверто-
ра, повышающего напряжение. За-
дающий генератор импульсов ЗГ мож-
L VD
Рис. 12.29
но выполнить в виде мультивибратора (см. разд. 16.3). При поступ-
лении положительного импульса на базу транзистора он открыва-
ется и катушка индуктивности L накапливает энергию от источника
постоянного напряжения (JBX. При закрывании транзистора энер-
гия в нагрузку будет передаваться как с входного источника, так и с
катушки индуктивности. В результате выходное напряжение по-
лучится равным сумме входного UBX и напряжения на индуктивнос-
ти. В этот промежуток времени запасает энергию конденсатор С.
Теперь рассмотрим один из вариантов преобразователя
постоянного напряжения, позволяющего изменить полярность
напряжения на выходе относительно входного напряжения. На
рис. 12.30 приведена структурная схема такого преобразовате-
ля. Ко входу задающего генератора ЗГ приложено постоянное
напряжение UBX положительной полярности, являющееся для него
напряжением питания. В качестве ЗГ можнс использовать мульти-
вибратор. Импульсы положительной полярнос-
ти с выхода ЗГ поступают на выпрямитель В, со- ^о-[зг~|—
бранный по схеме удвоения напряжения (см.
рис. 12.23). Однако этот выпрямитель будет вы-
полнять несколько необычные для себя функции. Рис. 12 30
291
При поступлении положительного импульса на выпрямитель
В через его диод VD1 зарядится конденсатор С/. Вовремя паузы
потенциал на выходе ЗГ равен нулю и конденсатор С1 станет раз-
ряжаться на конденсатор С2 через диод VD2 (см. рис. 12.23).
В результате напряжение на нагрузке | (JH| = | 1УВХ|, но полярность
выходного напряжения (относительно общей шины) будет отри-
цательной.
Рассмотренный преобразователь постоянного напряжения
(рис. 12.30) относится к классу преобразователей на конденсато-
рах. Преобразователи постоянного напряжения на конденсато-
рах могут также использоваться как для повышения, так и для
понижения напряжения. Для повышения напряжения несколько
конденсаторов заряжаются параллельно (от первичного источ-
ника), переключаются в последовательное соединение и затем
разряжаются на нагрузку. Для коммутации обычно используются
диоды и транзисторы в ключевом режиме.
Понижение напряжения осуществляется с помощью его деле-
ния на конденсаторах. В этом случае от источника постоянного
напряжения заряжается п последовательно включенных конден-
саторов. Затем эти конденсаторы переключаются в параллель-
ное соединение, напряжение ча котором будет равно напряже-
нию на отдельно взятом конденсаторе и явится выходным на-
пряжением устройства, т.е. L/H=L/BX/n. Для реализации такого
преобразователя требуется (Зп -1) диодов. Преобразователи на
конденсаторах (как постоянного, так и переменного напряжения)
не содержат моточных элементов, что позволяет улучшить их
массогабаритные показатели и повысить надежность.
Для получения микроэлектронных преобразователей, пони-
жающих постоянное напряжение, иногда применяются устрой-
ства, выполненные по принципу деления напряжения на актив-
ных элементах. В этом случае резко уменьшается т], что ограни-
чивает возможности таких преобразователей. Обычно в них реа-
лизуется деление UBX лишь в 2-3 раза.
12.11. ОСОБЕННОСТИ НИЗКОВОЛЬТНЫХ
ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Для современных интегральных схем характерны низкие
напряжения электропитания. Высокие потери в диодах выпрями-
теля даже при напряжениях в единицы вольт ставят серьезные
292
проблемы относительно повышения коэффициента полезного
действия таких ВИП. В некоторых специальных областях микро-
электроники требуется напряжение питания порядка 1 ..2 В
(а иногда и менее), трудности обработки которого оказываются
еще более значительными.
Минимальные потери при выпрямлении низких напряжений
можно получить в синхронных выпрямителях (см. разд. 12.3)
Однако они содержат трансформатор (с дополнительными выво-
дами), что исключает интегральное исполнение таких устройств.
Потери низковольтных выпрямителей могут быть уменьшены
за счет замены силовых (кремниевых) диодов диодами с барье-
ром Шотки (см. разд. 2.1), имеющими относительно малое па-
дение напряжения при протекании прямого тока (0,2...0,4 В), что
и позволяет их эффективно использовать в низковольтных вып-
рямителях (на сравнительно высоких частотах). Основным недо-
статком диодов с барьером Шотки следует считать большой об-
ратный ток.
Другим выпрямительным элементом, решающимтеже задачи,
что и диод с барьером Шотки, может явиться обращенный диод
(см. разд. 2.5). Прямая ветвь ВАХ обращенного диода имеет
обычный для р-п перехода вид, а обратная ветвь формируется
за счет туннельного эффекта и представляется резким увели-
чением обратного тока при возрастании напряжения (см. рис. 2.4).
Если амплитуда выпрямляемого напряжения оказывается мень-
ше напряжения «пятки», то обращенный диод может выполнить
функцию выпрямительного элемента с малыми потерями. В ка-
честве иллюстрации этого на рис. 12.31 приведены (в первом
квадранте) экспериментальные
ветви ВАХ диодов: а—обратная
ветвь для GaAs обращенного ди-
ода ЗИ402И, б—прямая ветвь для
GaAs диода (светодиода из опт-
рона АОД101 А) ив—прямая ветвь
кремниевого диода Д220Б. Из
рис. 12.31 видно, что обращен-
ный диод (при обратном включе-
нии) имеет меньшее падение на-
пряжения по сравнению с диодом
как из кремния (при прямом вклю-
чении), так и арсенида галлия.
12—2634
293
Это обстоятельство открывает перспективу исполь-
зования обращенных диодов совместно с ВЧ ИС,
которые выполняются на основе арсенида галлия.
Еще один путь снижения потерь при выпрямле-
нии низкого переменного напряжения - использо-
вание инжекционных элементов. Простейшим ин-
жекционным элементом является биполярный
транзистор, работающий в инжекционном режи-
ме (см. разд. 3.6). Напомним, что максимальное
значение выходного (инжекционного) напряжения в кремниевом
транзисторе близко к 0,7В. Для получения большего выходного
напряжения 1УН можно использовать инжекционный элемент на
комплементарных транзисторах, принципиальная схема которо-
го приведена на рис. 12.32.
В определенном диапазоне малых входных напряжений L/BX
в инжекционном элементе выходное напряжение L/H оказывается
больше, чем в обычном диодном выпрямителе (см. рис. 12.3, а),
т.е. инжекционные выпрямительные элементы характеризуются
меньшими потерями напряжения. Для одиночного транзистора,
работающего в инжекционном режиме, минимальные потери на-
пряжения наблюдаются при t/JX=Д<р0, а в инжекционном элемен-
те на комплементарных транзисторах - при UBX~ 2Д<р0.
В инжекционных выпрямительных элементах, в отличие от
диодных выпрямителей, имеют место и потери по току за счет
того, что не весь входной ток поступает в нагрузку, а часть его
образует токи баз транзисторов. Это обстоятельство в опреде-
ленной степени снижает г]. Тем не менее при работе на низких
напряжениях у инжекционных выпрямителей можно получить
больший т), чем в диодных. На рис. 12.33 приведены экспери-
ментальные зависимости т] от(/вхдля кремниевых элементов при
Ян - 100 Ом. Кривая а соответствует одиночному транзистору
(см. рис. 3.14, а), кривая б - инжекционному элементу на комп-
лементарных транзисторах (см. рис. 12.32), а кривая в - обычному
диодному однополупериодному выпрямителю (см. рис. 12.3, а),
функцию диода в котором выполнял транзистор, используемый
и в инжекционных элементах.
Из рис. 12.33 следует, что преимущества инжекционных эле-
ментов проявляются в относительно узком диапазоне Квх (при-
мерно ±10... 15 %). Однако при практическом использовании низ-
ковольтных преобразователей такого диапазона может оказаться
294
вполне достаточно, тем более что
инжекционный элемент может вы-
полнять одновременно и функцию
дополнительного стабилизатора на-
пряжения. При превышении опреде-
ленного порогового значения L/Bx на-
блюдается очень слабая загиси-
мость UH = где максимальное
значение UH, как было показано вы-
ше, в основном определяется вели-
п
0,8
0,6
0,4
0,2
ивх. в
0,6 1 1.4 1,8 2,2
Рис. 12.33
чиной Дф0. Это обстоятельство позволяет снизить потери на пред-
варительных стабилизирующих элементах, за счет чего появля-
ется дополнительная возможность повысить?] всего ВИП.
Выходная цепь инжекционных элементов за счет барьерных
емкостей коллекторных переходов транзисторов оказывает сгла-
живающее влияние на форму выходного напряжения. При раз-
рядке этих емкостей наблюдается уменьшение их значений, что
способствует поддержанию UBX. Такое параметрическое воздей-
ствие позволяет значительно снизить номиналы элементов сгла-
живающего фильтра. Однако существенным недостатком рас-
сматриваемых инжекционных элементов является утечка заряда
конденсаторов сглаживающего фильтра через прямосмещенные
коллекторные переходы транзисторов. Для устранения этого не-
достатка следует в инжекционный элемент (см. рис. 12.32) ввес-
ти дополнительный (коммутирующий) транзистор. Принципиаль-
ная схема такого инжекционного выпрямителя приведена на
рис. 12.34. Здесь дополнительный п-р-п транзистор при поло-
жительном импульсе (полуволне) входного напряжения на его
базе открыт и практически не влияет на работу всего инжекци-
онного элемента. При отрицательном (^дополнительный тран-
зистор закрывается и разрывает цепь баз, по которым для вып-
рямителя рис. 12.32 разряжались конден-
саторы сглаживающего фильтра. В резуль-
тате для выпрямителя рис. 12.34 появляет-
ся возможность уменьшить номинал Сф
со всеми вытекающими отсюда послед-
ствиями. Отметим также, что низковольт-
ный выпрямитель рис. 12.34 оказывается
VT1
VT3
предпочтительным для получения повы-
шенного?].
Рис. 12.34
295
Таким образом, инжекционные элементы являются перспек-
тивными для их использования в низковольтных преобразовате-
лях переменного напряжения в постоянное. Такие устройства
способны выполнять функции не только выпрямителей, но и ста-
билизаторов, и сглаживающих фильтров.
Решение задачи по созданию высококачественных низко-
вольтных ВИП непосредственно связано с использованием в них
МДП-транзисторов. Для биполярных транзисторов существуют
фундаментальные ограничения по минимальному рабочему на-
пряжению, определяемому значением ширины запрещенной
зоны полупроводника (через Л<р0). В МДП-транзисторах подоб-
ное ограничение накладывается лишь техническими параметра-
ми: напряжением UQ и конечным значением сопротивления кана-
ла. Эти параметры можно максимально приблизить к нулю. Так,
минимальное сопротивление канала можно получить в МДП-
транзисторе с коротким каналом (см. разд. 4.4). Таким образом,
не существует фундаментальных препятствий при создании ВИП
на МДП-транзисторах для сколь угодно низких напряжений, а су-
ществующие технические трудности следует преодолевать ме-
тодами полупроводниковой технологии и схемотехники.
Итак, для эффективного использования в низковольтных ВИП
следует применять МДП-транзисторы с коротким каналом и ма-
лым ио.
ГЛАВА 13. ТРАНЗИСТОРНЫЕ КЛЮЧИ
13.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Все огромное многообразие электронных устройств принято
разделять, прежде всего, на две основные группы - аналоговые
и цифровые устройства. К аналоговым относят устройства не-
прерывного действия: усилители, стабилизаторы, генераторы
синусоидальных колебаний и др. Цифровые же устройства явля-
ются устройствами дискретного действия. Обычно в них исполь-
зуются лишь два основных состояния (два варианта рабочего
сигнала).
В зависимости от вида сигналов и способов кодирования циф-
ровые схемы можно подразделить на импульсные, потенциаль-
ные и импульсно-потенциальные. При импульсном кодировании
логический сигнал определяется наличием или отсутствием им-
пульса (напряжения или тока), а при потенциальном кодирова-
нии — потенциалами различных уровней.
Основу цифровых устройств образуют транзисторные ключи.
Ключом называют устройство, основное назначение которого
состоит в замыкании и размыкании цепи нагрузки под действи-
ем управляющих сигналов (подобно обычному механическому
ключу, рубильнику, тумблеру и др.). Активным элементом элект-
ронного ключа обычно является транзистор. У любого транзис-
торного ключа существуют два основных состояния - замкнутое
и разомкнутое.
Специфику работы транзисторного ключа удобно пояснить
с помощью его передаточной характеристики (рис. 13.1). На
рис. 13.1, а приведена характеристика для простейшего варианта
(неинвертирующего) ключа, который кроме замыкания-размыка-
ния цепи не выполняет никаких функций. Такие ключи на практи-
ке используются редко. Имеет смысл рассмотреть аналогичную
характеристику другого, наиболее распространенного инвертиру-
ющего ключа (инвертора). У такого ключа малым входным сигна-
лам соответствует высокое напряжение, и наоборот (рис. 13.1,6).
297
При работе транзисторного ключа его выходное напряжение
принимает только два значения - высокое (JBblx (в разомкнутом
состоянии) или низкое 1УВ°ЫХ= 0(в замкнутом состоянии) Величи-
ны этих уровней практически определяются только напряжени-
ем источника питания и самой схемой. Для обеспечения рабочих
уровней ивых необходимо, чтобы UBX < U°x или 17вх > UBX, причем
конкретные значения здесь не играют существенной роли. Лишь
в диапазоне от L/°x до 1/вх имеют место значения запрещенных для
ключа уровней. Этот диапазон является рабочим для аналоговых
устройств (например, усилителей), его характеристики чувстви-
тельны к различного рода воздействиям, что является существен-
ным недостатком.
Что же касается диапазона работы цифровых (ключевых) уст-
ройств, то именно он и определяет слабую чувствительность
к разбросу и изменениям параметров полупроводниковых эле-
ментов, внешним воздействиям и шумам, чем и определяется
преимущественное использование таких устройств в современ-
ной электронике.
13.2. СТАТИЧЕСКИЙ РЕЖИМ КЛЮЧА
НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ
В большинстве случаев в транзистооном ключе используется
биполярный транзистор, включенный по схеме ОЭ. На рис. 13.2
приведены принципиальная схема одного из вариантов простей-
шего транзисторного ключа (а) и положение рабочей точки клю-
ча на выходных ВАХ транзистора (б). При отсутствии входного
сигнала ключ закрыт отрицательным Есм, а п-р-п транзистор на-
ходится в режиме отсечки, поскольку оба его р-п перехода сме-
298
щены в обратном направлении. При этом ток коллектора /к = /ост=
= ^эбо “ ^кбо ~ 0>а Чзых = чемУ соответствует рабочая точка а на
ВАХ транзистора.
При подаче положительного L/BX потечет ток базы /Б и транзис-
тор начнет открываться. В процессе открывания он может опре-
деленное время находиться в активном режиме (режим усиле-
ния), например в точке б. Напомним, что в этом режиме обычно
работают линейные усилители (см. рис. 6.7, б). Эмиттерный пе-
реход здесь смещен прямо и инжектирует электроны в базу,
а смещенный в обратном направлении коллекторный переход их
экстрагирует. На рис. 13.3 показано упрощенное распределение
концентрации (суммарного заряда) электронов в базе транзис-
тора для различных режимов работы. Поскольку в транзисторе
ширина базы И/« L, то это распределение для активного режи-
ма Оакт соответствует линейному спаду суммарного заряда от
эмиттера (из которого электроны нагнетаются в базу) к коллек-
тору (он их вытягивает из базы), т.е. концентрация
электронов у коллектора практически равна нулю.
При нарастании /Б рабочая точка будет переме-
щаться по линии нагрузки влево вверх. Когда
1/Вых < UBX, уже не только эмиттерный, но и коллек-
торный переход сместятся в прямом направлении,
т.е. возникнет режим насыщения (точка в на
рис. 13.2, б).
При этом инжекция электронов в базу будет
происходить как со стороны эмиттера, так и со сто-
роны коллектора, поэтому в базе будет скапли-
Рис. 13.3
299
ваться избыточный заряд QHac, поддерживающий прямое смеще-
ние обоих р-п переходов. Для того чтобы имел место режим на-
сыщения, необходимо выполнить условие
е/Б^/кн=—
D 1\Н у—> *
нк
(13 1)
где В - коэффициент усиления по току транзистора, включенного
по схеме ОЭ, /Кн - ток коллектора в режиме насыщения. Произведе-
ние В/Б принято называть кажущимся током. При В1Б = /Кн имеет
место граница между активным режимом и режимом насыщения
(граничный режим).
Для анализа работы транзисторного ключа в режиме насыще-
ния часто используется параметр NH, который называется сте-
пенью насыщения:
В/Б_В/Б/?К
н / F
'Кн СК
(13.2)
При граничном режиме работы NH = 1; обычно же Л/н составля-
ет единицы или десятки. Чем больше Л/н, тем стабильнее режим
работы открытого (насыщенного) ключа. Стабильность прежде
всего заключается в постоянстве остаточного напряжения L/OCT,
которое на практике обычно близко к 0,1 В.
В большинстве цифровых устройств применяются ключевые
цепочки, в которых используются последовательные и параллель-
ные соединения транзисторных ключей. Обычно один ключ на-
гружается несколькими параллельно включенными ключами. На
рис. 13.4 в качестве примера приведена принципиальная схема
варианта ключевой цепочки. Здесь ключ, выполненный на тран-
зисторе VT1, нагружен, как минимум, двумя параллельно вклю-
ченными ключами, выполненными на транзисторах VT2 и VT3. Для
подобных соединений часто используется параметр п, называе-
мый нагрузочной способностью ключа, ко-
Рис. 13.4
торая определяется максимальным количе-
ством нагрузочных ключей, которыми мо-
жет управлять один ключ.
Если рассматривать один ключ в цепоч-
ке, то его открывающий ток базы можно
представить как/Б= (Ек - UI})'RK, где Un - на-
пряжение «пятки» входной ВАХ транзисто-
300
ра, которое для кремниевых структур примерно равно 0,7 В
(см. рис. 1.11). Поскольку один транзисторный ключ нагружен п
ключами, то открывающий ток каждого из них
, _ЕК- 0.7(B)
(13.3)
Из условия насыщения (13.2) имеем:
Приравняв правые части (13.3) и (13.4), решим полученное
выражение относительно п. В результате для нагрузочной спо-
собности кремниевого транзисторного ключа получим:
Из (13.5) следует, что для повышения л следует использовать
ключ на транзисторах с большим В. Что же касается снижения
NH, то использовать эту возможность следует осторожно, по-
скольку уменьшение степени насыщения отрицательно скажет-
ся на стабильности открытого состояния ключа.
13.3. ДИНАМИЧЕСКИЙ РЕЖИМ КЛЮЧА
НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Переключение ключа, т.е. его открывание и закрывание, про-
исходит под действием изменений входного сигнала. На рис. 13.5
приведены временные диаграммы токов и напряжений в транзи-
сторном ключе. В исходном состоянии транзистор закрыт отри-
цательным напряжением Есм, и токи в нем не протекают. При по-
ступлении на вход ключа достаточно большого положительного
17вх транзистор начинает открываться через небольшой проме-
жуток времени f3, называемый временем задержки и определяе-
мый зарядкой входной емкости Свх. Здесь Свх примерно равна
сумме барьерных емкостей эмиттерного и коллекторного пере-
ходов транзистора.
Транзистор открывается, когда напряжение на эмиттерном
переходе достигает значения L/ - I Е.„ I > ип. Возникает откры-
1 их им 11
301
вающий ток /Б1. Поскольку при
этом транзистор работает в
активном режиме, то ток кол-
лектора будет нарастать экс-
поненциально (как в усилите-
ле), стремясь к значению В/Б1.
Однако при достижении зна-
чения /Кн= EK/RK прекращает-
ся нарастание тока и заканчи-
вается формирование фронта
выходного импульса транзис-
торного ключа. Во время фор-
мирования фронта увеличива-
ется заряд электронов в базе
транзистора за счет их инжек-
ции из эмиттерного перехода
(см. рис. 13.3).
Длительность фронта вы-
ходного импульса Гф выража-
ется следующим образом:
В/б1 .
1-а В/б1~/кн
(13.6)
Заметим, что здесьта может несколько превышать свою обыч-
ную величину. Основной вывод, который следует из изложенно-
го выше, заключается в том, что с целью уменьшения нужно
прежде всего увеличивать /Б1. Другими словами, открывание клю-
ча происходит быстрее при возрастании L/BX.
После окончания этапа открывания транзистора ток коллек-
тора достигает своего максимального значения /Кн и наступает
режим насыщения. В этом режиме продолжается процесс накоп-
ления электронов в базе, но токи в транзисторе практически не
меняются. Напряжение на коллекторе при этом стремится к L/By=
= 0, а напряжение на базе транзистора превышает + 0,7 В, следо-
вательно, и коллекторный р-п переход смещается в прямом на-
правлении. Таким образом, в режиме насыщения оба перехода
транзистора смещены в прямом направлении и инжектируют
электроны в базу. Происходит процесс накопления заряда в базе.
Величина постоянной времени накопления заряда тн близка
302
к среднему времени жизни электронов, а сам процесс накопле-
ния завершается через промежуток времени, примерно равный
(2...3)тн.
После окончания импульса L/BX начинается рассасывание
избыточного заряда, накопленного в базе (и коллекторе) тран-
зистора. При этом сохраняется режим насыщения, хотя к базе
транзистора и приложено закрывающее Есм, которое порождает
закрывающий ток /Б2. Уменьшения времени рассасывания (р мож-
но достигнуть за счет повышения закрывающего тока базы, что
достигается увеличением Есм. Во время fp для большинства прак-
тических случаев происходит равномерное уменьшение зарядов
в базе, а поскольку у коллекторного перехода их было значитель-
но меньше, чем у эмиттерного, то заряд электронов становится
близким к нулю сначала именно у коллекторного перехода, и он
смещается в обратном направлении. Таким образом, по оконча-
нии промежутка времени tp наступает активный режим работы
транзистора: коллекторный переход находится под обратным
смещением, а эмиттерный - под прямым смещением. Это пря-
мое смещение обусловлено зарядом электронов в базе у эмит-
терного перехода (см. рис. 13.3).
После окончания рассасывания заряда формируется спад тока
коллектора (выходного импульса) ключа. Этот процесс происхо-
дит в активном режиме работы транзистора. Заряд электронов
в базе уменьшается как за счет рекомбинационных процессов,
так и за счет вытекания их из базы током /Б2. В результате Оакт -»
—> 0 и эмиттерный переход также смещается в обратном направ-
лении.
По окончании формирования спада выходного импульса тран-
зистор переходит в режим отсечки. Время спада выходного им-
пульса tc можно рассчитать по формуле:
* та |_Ан/Б_рБ2|
(,3-7)
Из (13.7) следует, что для уменьшения tc необходимо повышать
закрывающий ток /Б2.
В заключение обратим внимание на то, что (Увых имеет форму,
сходную с фермой импульса тока коллектора, но противополож-
ной полярности.
303
13.4. СПОСОБЫ ПОВЫШЕНИЯ БЫСТРОДЕЙСТВИЯ
Рассмотрим основные способы уменьшения времени пере-
ключения транзисторного ключа, т.е. повышения его быстродей-
ствия. Для быстродействующего ключа следует использовать
(изготавливать) транзисторы с малыми та и тн, а также с боль-
шим В. Этот способ можно назвать конструктивно-технологичес-
ким. Отметим, что при изготовлении быстродействующих тран-
зисторов обычно используют диффузию атоме в золота, что
существенно снижает время жизни носителей заряда (в базе
и коллекторе).
Как следует из изложенного выше, на время переключения
ключа значительное влияние оказывают величины открывающе-
го и закрывающего токов базы. Назовем этот способ повышения
быстродействия режимным. Так, для уменьшения 1эи Гф следует
увеличивать 17вх (т.е. повышать /Б1) и уменьшать Есм. Однако в про-
стых схемах ключей эти возможности весьма ограничены други-
ми показателями (величиной Ек, помехозащищенностью, термо-
стабильностью и др.)
Для уменьшения tp следует уменьшать UBX и увеличивать Есм,
т.е. удовлетворять требования, противоположные требованиям
к уменьшению t3 и Гф. Из всех перечисленных возможностей наи-
более приемлемой в режимном способе повышения быстродей-
ствия транзисторного ключа является повышение закрывающе-
го Есм. Действительно, возрастающий при этом /Б2 интенсивно
отсасывает электроны из базы, следовательно, их количество
форсированно уменьшается. Однако на практике существует ог-
раничение на максимальную величину закрывающего тока 1Б2: не
рекомендуется использовать/Б2> /Кн.
Если эта рекомендация не выполняется, то возможно воз-
никновение режима работы транзистора, называемого эмиттер-
ным рассасыванием. Напомним, что обычно транзистор перехо-
дит из режима насыщения в активный режим при изменении
распределения суммарного заряда электронов в базе от 0нас к 0акт
(см. рис. 13.3), т.е. имеет место обычное (коллекторное) расса-
сывание, характерное тем, что в обратном направлении первым
смещается коллекторный переход, поскольку именно у коллек-
тора О-> 0. Если же использовать большой /Б2, то более интен-
сивно станет уменьшаться заряд электронов у эмиттерного пе-
рехода, и он первым сместится в обратном направлении, что
304
и носит название эмиттерного рассасывания. Распределение за-
ряда электронов в базе при этом режиме 0эм показано на рис. 13.3,
а буквой Б обозначен вывод от области базы транзистора.
Такое распределение заряда во многом определяется конст-
руктивно-технологическими особенностями биполярного тран-
зистора. Так, вывод от области базы обычно выполняется вбли-
зи эмиттерного перехода (см. рис. 13.3), а в базе присутствует
дрейфовое поле. Хотя при эмиттерном рассасывании получают-
ся небольшие tp и tc, тем не менее в ключе могут наблюдаться
выбросы тока и напряжения, что способно вызвать ложное сра-
батывание отдельных цифровых узлов.
Наиболее широкое применение получили схемные способы
повышения быстродействия транзисторных ключей. Один из рас-
пространенных способов повышения быстродействия представ-
лен на рис. 13.6 принципиальной схемой (а) и временными диаг-
раммами входного напряжения и тока (б). Такой ключ принято
называть транзисторным ключом с ускоряющим конденсатором
(с форсирующей емкостью). Здесь с помощью конденсатора СБ
удается при переключении транзистора увеличить начальное зна-
чение /Б1 (при открывании) и /Б2(при закрывании) по сравнению
с их значениями, задаваемыми с помощью резистора Rb.
При подаче положительного импульса L/BX в первый момент
времени возникает большой открывающий ток /Бп1ах ~ UBX/{Rr +
+ Л11Э). Здесь Rr - сопротивление источника входного сигнала,
Ъ11Э - входное сопротивление транзистора. Этот большой ток вы-
зывает форсированное открывание транзисторного ключа. За-
тем по мере зарядки конденсатора СБ, открывающий ток будет
уменьшаться, стремясь к /Бн ~ UB*/(Rr + ЯБ + Л11Э). В результате
Ubx
305
величина NH будет представляться значением /Бн и иметь относи-
тельно небольшое значение. Итак, при открывании ключа конден-
сатор позволяет уменьшить время Гф.
С некоторым допущением можно считать, что после оконча-
ния импульса Um положительно заряженная обкладка конденса-
тора СБ окажется подключенной к общей шине, а отрицательно
заряженная обкладка - к базе транзистора. В результате в пер-
вый момент времени будет присутствовать закрывающее Есм ~
= L/BX, что вызовет протекание относительно большого закрыва-
ющего тока /Бтах2, форсирующего закрывание транзистора. Это
обстоятельство и будет способствовать уменьшению tp и tc. По
мере разрядки конденсатора ток базы снизится до нуля и тран-
зисторный ключ будет готов к эффективному приему следующе-
го входного импульса.
Выбор номинала СБ определяется следующими соображени-
ями. Конденсатор должен быть полностью заряжен еще до окон-
чания действия входного положительного импульса и успеть раз-
рядиться к приходу следующего положительного UBX. Однако ма-
лая величина СБ снижает эффективность работы за счет слиш-
ком короткого времени воздействия форсированных режимов
переключения.
Для быстрой разрядки СБ эмиттерный переход транзистора
иногда шунтируют диодом (в частности, для исключения эмит-
терного рассасывания).
Основным временным фактором, ограничивающим быстро-
действие современных ключей на биполярных транзисторах, сле-
дует считать время рассасывания. Ограниченность режимных
способов определяет особую важность применения схемных ре-
шений, позволяющих резко снизить tp. Общепризнанный на се-
годняшний день способ получения t = 0 - создание ненасыщен-
ных ключей, т.е. ключей, режимы работы транзисторов в которых
не заходят в область насыщения. В ряде схемных решений и не-
Рис. 13.7
насыщенный ключ позволяет сохранить ста-
бильное состояние открытого транзистора.
Так, на рис. 13.7 приведена принципиаль-
ная схема быстродействующего транзис-
торного ключа с нелинейной обратной свя-
зью. Здесь величина напряжения на пере-
ходе коллектор-база фиксируется с помо-
щью кремниевого диода.
306
При поступлении на вход ключа положительного б/в1хтранзис-
тор открывается и напряжение на его коллекторе б/в°ых уменьша-
ется. Когда 1/в1х - 1УВ°Ь|Х = Un = 0,7 В, то диод открывается, фикси-
руя величину 1/в°ых = L/B1x - 0,7 В.
При этом открывающий ток /Б1 создает на /?Б падение напря-
жения , так что иБЭ = 1УВ1Х - /Б1ЯБ, откуда для напряжения на коллек-
торном переходе имеем:
икь = иБэ ~ Ц° х = °-7 (В)- /б^б-
Для икБ= 0 получаем ЯБ = 0,7 (В)//Б1. Поскольку для гранично-
го режима /Б1 = EK/RKB, то окончательно будем иметь:
О р
Кб =^(0,7) В. (13.8)
fcK
Выражение (13.8) позволяет рассчитать необходимую вели-
чину Як, обеспечивающую работу открытого транзистора факти-
чески в активном режиме (более строго - на границе активного
режима и режима насыщения). В результате в базе транзистора
отсутствует избыточный заряд электронов, а следовательно,
и нечему рассасываться, т.е. Гр = 0.
Поясним работу рассматриваемого ключа (рис. 13.7) число-
выми примерами. Например UBX - 1 В, тогда б/в°ых = 1 - 0,7 - 0,3 В.
Эмиттерный р-п переход (впрочем, как и коллекторный) кремни-
евого транзистора имеет Un~ 0,7 В, следовательно 1УКБ= -0,4 В.
Получилось, что коллекторный переход оказался смещенным
в прямом направлении напряжением, которое меньше его б/п. Это
обстоятельство позволяет заключить, что хотя формально име-
ет место режим насыщения, но инжекции электронов из коллек-
тора фактически не происходит, что и определяет tp -»0. Другой
пример: 17вх = 1,5 В. Рассуждая аналогичным образом, получим
икБ~ +0,1 В. В этом случае коллекторный переход оказывается
под обратным смещением, но величиной лишь 0,1 В. Таким об-
разом, даже при изменении величины L/Jx напряжение на кол-
лекторном переходе близко к нулю, т.е. фактически транзистор
работает в ненасыщенном (граничном) режиме.
Более совершенным вариантом ненасыщенного ключа являет-
ся ключ на биполярном транзисторе с диодом Шотки (см. разд. 2.1).
На рис. 13.8 приведена принципиальная схема такого ключа (а)
и вариант его схемного обозначения (б). Сочетание биполярно-
307
Рис. 13.8
го транзистора с диодом Шотки принято называть транзистором
Шотки, его схемное обозначение и приведено на рис. 13.8, б. От-
метим, что современная технология изготовления ИС позволяет
достаточно легко осуществить такое сочетание.
Поскольку напряжение L/n коллекторного перехода кремние-
вого транзистора примерно равно 0,7 В, а у диода Шотки Un =
= (0,2...0,4) В, то при открытом транзисторе его 1/КБ = -(0,2...0,4) В.
При этом коллекторный переход оказывается смещенным этим
небольшим напряжением в прямом направлении. Однако инжек-
ции электронов в базу практически нет, а следовательно, fp = 0.
Основным недостатком ненасыщенных транзисторных клю-
чей является повышенная величина 1/в°ых = (7ОСТ. Так, для ключа
с кремниевым диодом обычно L/Bblx = 0,5 В, а для ключа с диодом
Шотки-(0,2...0,4) В.
В заключение отметим, что достичь повышенного быстродей-
ствия транзисторного ключа можно с помощью последователь-
ной ООС, реализуемой в переключателях тока, которые находят
основное применение в логических схемах с эмиттерной связью
(см. раздел 14.7).
13.5. ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ КЛЮЧЕЙ
Кроме полезных информационных сигналов на цифровые ус-
тройства воздействуют и сигналы псмех, возникающие за счет
различных паразитных явлений. Транзисторные ключи должны
быть нечувствительными к воздействию помех, т.е. не реагиро-
308
вать на них. Что же касается рабочих сигналов, управляющих со-
стоянием ключей, то они всегда должны превышать уровень помех.
Невосприимчивость ключевого устройства к воздействию по-
мех принято называть помехоустойчивостью или помехозащи-
щенностью. Отметим, что помехоустойчивость транзисторных
ключей в зависимости от полярности сигналов помехи может
быть различной. Помехоустойчивость ключей следует рассмат-
ривать в совокупности со всей электронной системой. Обычно
анализируют работу цепи последовательно включенных ключей
при воздействии сигнала помехи.
При поступлении на вход первого транзисторного ключа сиг-
нала помехи Дб/вх всегда появится некоторой величины сигнал на
его выходе Д1/вых. Если для этого сигнала Kv- (&UBba!/AUBJ < 1, то
в последующих аналогичных ключах он будет затухать, и их со-
стояния (открыт - закрыт) не изменятся, те помеха не будет вос-
принята устройством. Если же для этой помехи окажется, что
Kv> 1, то такой паразитный сигнал в последовательной цепи клю-
чей будет нарастать, что приведет к ложному срабатыванию вы-
ходных ключевых каскадов и, следовательно, всего устройства.
Таким образом, для помехи необходимо обеспечить Kv < 1,
что достигается за счет установления порога срабатывания клю-
чевого устройства, обеспечивающего заданную помехоустойчи-
вость. Она обычно представляется величиной сигнала помехи
(в вольтах), который еще не вызывает ложного срабатывания. Зна-
чения порога срабатывания (порога активного воздействия поме-
хи) удобно представить с помощью передаточной характеристики
транзисторного ключа в виде, представленном на рис. 13.8, в.
Линию для Kv= I на передаточной характеристике инвертиру-
ющего ключа можно получить, соединив точки на осях координат
при UBX = (7ВЬ|Х (например, Ьвх = 1УВЬ1Х = Ек). На участках передаточ-
ной характеристики, где она имеет более крутой наклон, чем
линия единичного усиления, у ключа Kv > 1, а где менее крутой
наклон - Kv < 1. Нетрудно определить точки а и б, где Kv = 1. Из
рис. 13.8, в следует, что для обеспечения устойчивой работы клю-
чей необходимо, чтобы положительная помеха была меньше (У*ом,
а отрицательная - меньше U~OM. С учетом нестабильности пере-
даточной характеристики, вызванной воздействиями температу-
ры и других дестабилизирующих факторов, следует обеспечи-
вать определенный запас помехоустойчивости.
309
Основной способ повышения помехоустойчивости - повыше-
ние величин Un+0M и L/-0M. Если транзистор открыт (UBX = U'BX, UBblx =
= Е/Воых), то для нарушения устойчивости этого состояния должна
действовать помеха отрицательной полярности | ДС/ВХ | > U~0M.
Повысить же величину порога срабатывания можно прежде все-
го за счет увеличения Ек. Этим показателем и накладываются
жесткие ограничения на минимальную величину Ек в цифровых
устройствах. С учетом энергетических и экономических факто-
ров необходимо, чтобы Ек > 1,5 В.
Для поддержания закрытого состояния транзисторного клю-
ча желательно иметь возможно меньшее (7ОСТ в предыдущем клю-
че. Повышения помехоустойчивости закрытого ключа следует
добиваться путем увеличения порога его открывания Простей-
ший способ реализации этого состоит в повышении закрываю-
щего Есм (см. рис. 13.2, а). Однако использование дополнитель-
ного источника питания не всегда возможно. При его отсутствии
величина О*омопределяется напряжением Un эмиттерного пере-
хода транзистора Для повышения помехоустойчивости ключа
в базовой цепи транзистора можно использовать различные
делители напряжения (с диодами и без них). На рис. 13.9 в каче-
стве примера приведена принципиаль-
ная схема транзисторного ключа с повы-
шенной помехоустойчивостью. Если
в подобной схеме использовать п пос-
ледовательно включенных диодов, то
Щом увеличится примерно на riUn.
В заключение отметим, что более вы-
сокой помехоустойчивостью в закрытом
состоянии обладают ключи на МДП-
Рис. 13 9 транзисторах.
13.6. КЛЮЧИ НА ОДНОТИПНЫХ МДП-ТРАНЗИСТОРАХ
Сразу подчеркнем, что в ключах обычно используются МДП-
транзисторы с индуцированным каналом. На рис. 13.10 приведена
принципиальная схема простейшего инвертирующего ключа на
МДП-транзисторе с индуцированным р-каналом Его работа ана-
логична работе ключа на биполярном транзисторе. Остаточный ток
в нем мал (единицы наноампер), но относительно велико остаточ-
ное напряжение (десятые доли вольта). Помехоустойчивость та-
310
Ubx >
-Ec
Rc
Ubux
Рис. 13 10
кого ключа определяется пороговым напряже-
нием UQ МДП-транзистора. Так, для открывания
ключа необходимо, чтобы I Uo I < I UBXI = Ес.
Для большинства МДП-транзисторов с п-ка-
налом Uo = 0,2...1 В, а с р-каналом - 2...5 В.
В специальных высокопороговых МДП-транзи-
сторах Ц,достигает6... 8 В. Чем больше Uo, тем
лучше помехоустойчивость. Для ключей на
МДП-транзисторах можно рекомендовать ис-
пользовать Ес = ЗС/0; при этом 1/п+ом = U~OM = Uo.
Среди ключей на МДП-транзисторах наиболее широкое рас-
пространение получили интегральные схемы ключей с динами-
ческой нагрузкой На рис. 13.11 приведена принципиальная
схема одного из вариантов такого ключа на МДП-транзисторах
с п-каналом. В ключах с динамической нагрузкой вместо резис-
тора Rcиспользуется дополнительный (нагрузочный) МДП-тран-
зистор VT2, выполняющий функцию резистора. Подложка VT2
может быть соединена либо со своим истоком, либо с общей
шиной. Представить работу рассматриваемого ключа удобно
с помощью ВАХ МДП-транзистора VT1, приведенных на
рис. 13.12. Линия нагрузки здесь представляет собой ВАХ МДП-
транзистора VT2. Поскольку для VT2 U3 = UCK, то он работает
в пологой области ВАХ. Точка пересечения ВАХ МДП-транзисто-
ров (точка б) соответствует открытому состоянию ключа ((7ВХ >
> 1701), при котором на выходе имеет место t/°blx = t/0CT. Для сни-
жения (7ОСТ необходимо, чтобы крутизна VT1 была много больше
крутизны VT2, что в определенной степени реализуется конструк-
тивно-технологическими методам и
(имеющими, естественно, опреде-
ленные ограничения). В современ-
ных ИС удается получить L/0CT< 0,1 В.
-O+Ec
Ubx>
Рис. 13 1
311
При t/BX < L/01 МДП-транзистор VT1 закрыт (точка а на ВАХ),
остаточный ток, как и в ключе на биполярных транзисторах, бли-
зок к нулю, а вот выходное напряжение ключа
^вых~^С 4)2-
(13.9)
Из (13.9) следует, что всегда 17вых< Ес. Это объясняется тем,
что для обеспечения начальной электропроводности канала VT2
необходимо в нем задать напряжение затвор-исток примерно
равное U02.'
Относительно небольшое 1/вых (особенно при малых Ес) явля-
ется существенным недостатком рассматриваемого варианта
ключа (рис. 13.11). Хотя при уменьшении UQ2 возрастает (7вых, но
при этом ухудшается помехоустойчивость ключа, так что возмож-
ности такого метода весьма ограничены.
Этот недостаток устраняется в ключе на МДП-транзисторах
с дополнительным источником питания Есм, принципиальная схе-
ма которого приведена на рис. 13.13. Для хорошей работы тако-
го ключа необходимо, чтобы Есм> Ес + U02. При этом МДП-тран-
зистор VT2 будет всегда открыт, т.е. Есм - L/Bblx> Uo2. В результате
(7ВЬ|Х=ЕС. Теперь основным недостатком ключа становится необ-
ходимость использования дополнительного источника питания.
Рассмотрим еще один вариант ключа на МДП-транзисторах
с p-каналом, принципиальная схема которого приведена на
рис. 13.14 Такой ключ можно назвать МДП-ключом со встроен-
ным преобразователем напряжения. Здесь МДП-транзисторы
VT1 и VT2 образуют основной инвертирующий ключ, а МДП-тран-
зисторы VT3 и VT4 - дополни-
тельный, который вместе с кон-
денсатором С1 и диодом VD1
составляют преобразователь
напряжения.
Рис. 13.13
Рис. 13.14
312
При поступлении на вход устройства отрицательного напряже-
ния t/BX МДП-транзисторы VT1 и VT3 открываются. В результате
конденсаторе, заряжается через диод Х/Д1 от источника питания
до напряжения, примерно равного Ес.
При поступлении на вход устройства U°x МДП-транзисторы VT1
и VT3 закрываются. В результате напряжение на истоке МДП-тран-
зистора VT4 складывается с напряжением заряженного конденсато-
ра С,. В результате на затворах МДП-транзисторов VT2 и VT4 при-
сутствует отрицательное напряжение смещения! Есм |=2| Ес |-| Uo |.
В дальнейшем Есм возрастает (по модулю), стремясь к 2ЕС. Это
происходит за счет того, что увеличивается напряжение на истоке
МДП-транзистора VT4, а следовательно, и суммарное напряжение
Есм. Итак, напряжение Ес..-2ЕС, что приводит к и^ых = Ес. В резуль-
тате обеспечивается повышенное L/Bblx при использовании лишь
одного источника питания, что также позволяет применять источ-
ник с меньшим, в сравнении с ключом рис. 13.11, значением Ес для
поддержания заданного L/Bblx со всеми вытекающими отсюда послед-
ствиями (снижение потребляемой мощности, уменьшение массы
и габаритов источника питания, повышение надежности и т.д.).
Такой ключ особенно эффекти юн при использовании высокопо-
роговых МДП-транзисторов.
Поскольку МДП-транзисторы обладают большими входными
сопротивлениями, то можно применять конденсатор с относи-
тельно небольшой емкостью. Полученное в этом случае Есм мож-
но использовать и для поддержания необходимых режимов
работы еще в нескольких ключах или других цифровых устрой-
ствах. Ключ с преобразователем напряжения (или его модифи-
кации) иногда способен обеспечить напряжением Есм = 2ЕС
маломощные цепи смещения всей интегральной схемы.
Быстродействие ключей на МДП-транзисторах в основном
определяется временем перезарядки эквивалентной емкости
Сэхв, главной составляющей которой является входная емкость
последующего (нагрузочного) ключа. Типичные значения Сэхв
в последовательных цепях ключей на МДП-транзисторах состав-
ляют единицы пикофарад. В реальных цифровых устройствах на
МДП-транзисторах для улучшения быстродействия обычно стре-
мятся увеличить Ес.
13—2634
313
13.7. КЛЮЧИ НА КОМПЛЕМЕНТАРНЫХ
МДП-ТРАНЗИСТОРАХ
Для улучшения ряда показателей транзисторных ключей час-
то используют структуру на комплементарных (дополняющих)
МДП-транзисторах (КМДП-ключ). Принципиальная схема КМДП-
ключа приведена на рис. 13.15. Здесь в каче-
о+Еп стве VT1 использован МДП-транзистор с ин-
Й) VT2 Аудированным n-каналом, a VT2 -ср-каналом.
ивх „ ивых При поступлении на вход ключа Ц^транзи-
вх ЫХ стор VT1 закрывается, a VT2 открывается.
AS'VT1 В этом случае на его выходе L/Bblx ~ Еп. При по-
ступлении L/BX > Uo транзистор VT1 будет от-
Рис. 13.15 крыт, a VT2 закрыт. В этом режиме 1/в°ых = 0.
Таким образом, в статическом состоянии из
двух последовательно включенных МДП-транзисторов один все-
гда открыт, а другой закрыт. В результате в КМДП-ключе не про-
текает ток, а, следовательно, не потребляется мощность от ис-
точника питания.
Мощность в рассматриваемом ключе потребляется только
в момент переключения МДП-транзисторов. Потребляемая от ис-
точника питания мощность Рпотр пропорциональна частоте пере-
ключения ключа f:
Р =Е2С f, (13.10)
потр П ЭКВ’ IIU.IV,
где Сэхв — эквивалентная (узловая) емкость, являющаяся функци-
ей емкостей МДП-транзисторов и паразитных емкостей схемы.
Как следует из (13.10), для уменьшения Рпотр следует снижать
Еп до минимально возможной величины. При этом необходимо
помнить, что Uo у МДП-транзистора с p-каналом больше (по мо-
дулю), чем у МДП-транзистора с л-канагом. В большинстве прак-
тических случаев, когда основными требованиями остаются ста-
бильность и быстродействие ключа, Еп должно быть значительно
выше порогового напряжения МДП-транзистора с р-каналом.
И все же работа КМДП-ключа характерна минимальной Рпотр сре-
ди всех транзисторных ключей.
При переключении КМДП-ключа Сэкв перезаряжается через
один из открытых МДП-транзисторов (через малое сопротивле-
ние его канала), чем и определяется значительно большее (при-
314
мерно на порядок) быстродействие в сравнении с ключами на
однотипных МДП-транзисторах.
КМДП-ключи обладают хорошей помехозащищенностью
и высокой нагрузочной способностью (л = 15 ...10).
В заключение отметим, что для получения двухполярного вы-
ходного напряжения в КМДП-ключе следует использовать два
источника питания (+Епи -Еп).
13.8. КЛЮЧИ НА МЕП-ТРАНЗИСТОРАХ
Ключи на полевых транзисторах с управляемым переходом
металл-полупроводник (МЕП-транзисторах) характеризуются
очень высоким быстродействием, определяемым высокочастот-
ными показателями МЕП-транзисторов (frp < 60 Ггц). Напомним,
что МЕП-транзисторы изготавливаются из арсенида галлия
и имеют л-канал, управление шириной которого осуществляется
изменением обедненной области барьера Шотки (см. разд. 4.4).
На рис. 13.16 приведена принципиальная схема ключа на МЕП-
транзисторах (МЕП-ключа). Здесь в качестве VT1 использован
нормально закрытый транзистор, a VT2 - нормально открытый.
Обычно у управляемого МЕП-транзистора VT1 пороговое напря-
жение Uo= 0,1.. .0,2 В, а у нагрузочного 'Л2 -Uo- -(0,2...0,4) В.
Напряжение Еп = 1...2 В. Работа рассматривае-
мого ключа аналогична работе ключей на одно- о+Еп
типных МДП-транзисторах. Преимуществом (СПу2
МЕП-ключей является также отсутствие обяза- | > ивы>
тельного дополнительного источника смещения хт!
для VT2 (сравните со схемой рис. 13.13). По- иВх>А*к' 1
скольку у МЕП-ключа нагрузочный транзистор
VT2 всегда открыт, то ^ых = Еп при Ц°х = 0. Рис. 13.16
Использование небольших рабочих напряже-
ний способствует снижению потребляемой мощ-
ности, но одновременно приводит к уменьшению помехозащи-
щенности ключа. Для ее повышения иногда приходится исполь-
зовать дополнительный источник закрывающего напряжения для
МЕП-транзистора VT1.
315
ГЛАВА 14. ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ
14.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
При выполнении различных логических операций в современ-
ных цифровых устройствах числа обычно представляются в дво-
ичной системе счисления. В двоичной системе любое число мож-
но представить набором только двух цифр: 0 и 1. Для такого пред-
ставления удобно использовать транзисторный ключ, обладаю-
щий двумя четкими состояниями. Одному из этих состояний со-
ответствует цифра 0, а другому - 1. Наблюдаемая при этом про-
стота и определила как основное именно двоичное представле-
ние чисел в цифровой электронике.
Логическими элементами (или вентилями) называют элект-
ронные устройства, выполняющие простейшие логические опе-
рации. В них обычно высокий уровень (потенциал) сигнала, со-
ответствующий значению 1, обозначается как L/1 (U^, 1НЫХ),
а низкий уровень, соответствующий значению 0, как U°. В этом слу-
чае принято считать, что работа элементов соответствует поло-
жительной логике.
При противоположном представлении сигналов работа логичес-
ких элементов соответствует отрицательной логике. Хотя
принципиальной разницы здесь нет (тем более, что любой элемент
можно использовать для работы и в той, и в другой логике), наибо-
лее широкое распространение получила положительная логика.
Разность уровней Д1/л = L/1 - (7° называется логическим перепа-
дом. Чем больше Д1УЛ, тем лучше помехоустойчивость устройства.
Основной характеристикой логического элемента является его
передаточная характеристика. Как было рассмотрено выше, она
может быть неинвертирующей и инвертирующей (см. рис. 13.1).
Инвертирующую характеристику реализует транзисторный ключ,
являющийся простейшим логическим элементом - инвертором,
который выполняет функцию отрицания (инверсию), т.е. функцию
НЕ. Все рассмотренные выше ключи являются инверторами. На
рис. 14.1 приведено схемное (условное) обозначение инверто-
316
ра. Кружок в этом обозначении символизирует инвер-
сию; его можно показать и на входе элемента (как это
принято в ОУ).
Если на входе инвертора имеет место сигнал 1, то Рис. 14.1
на выходе его нет, т.е. есть 0 (и наоборот). Логичес-
кие функции и логические операции принято описывать с помо-
щью алгебры логики, или булевой алгебры. Так, если в инверто-
ре одно из значений логического сигнала обозначить как А, а дру-
гое как С (не А), то для элемента НЕ можно записать. С = А, т.е.
при А = 1 на входе выходной сигнал С имеет значение А = 0 (про-
тивоположное А).
14.2. ОСНОВНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ФУНКЦИИ
Рассмотренная выше функция отрицания производится над
одной переменной. Остановимся теперь на логических функци-
ях для двух переменных. Так, элемент ИЛИ, схемное обозначе-
ние которого приведено на рис. 14.2, выполняет функцию логи-
ческого сложения (дизъюнкцию). Для него можно записать С = А
+ В. По правилам алгебры логики А+1 = 1,А + 0 = А,А + А = А,А +
+ А = 1. Таким образом, появление на выходе элемента сигнала 1
будет иметь место, если хотя бы на одном из его входов присут-
ствует сигнал 1. Выполняемую элементом логическую функцию
удобно задавать с помощью таблицы истинности. Таблица истин-
ности для элемента ИЛИ приведена табл. 14.1.
Сочетание функции ИЛИ с инверсией приводит к комбиниро-
ванной логической функции ИЛИ - НЕ: С = А + В. На рис. 14.3
приведено схемное обозначение элемента, выполняющего фун-
кцию ИЛИ - НЕ, а его таблица истинности представлена
табл. 14.2. Такой элемент выполняетту же логическую операцию,
что и элемент ИЛИ, но кроме того осуществляет инверсию.
ЭлементИ выполняетфункциюлогическогоумножения (конъюн-
кцию): С=А&В=А-В.На рис. 14.4 приведено схемное обозначение
элемента, выполняющего функцию И, а его таблица истинности
С = А + В
Рис. 14.2 Рис. 14.3
Рис. 14.5
Рис. 14 4
317
Таблица 14.1
А В С
0 0 0
0 1 1
1 0 1
1 1 1
Таблица 14.2
А В С
0 0 1
0 1 0
1 0 0
1 1 0
Таблица 14.3
А В С
0 0 0
1 0 0
0 1 0
1 1 1
Таблица 14.4
А В С
0 0 1
0 1 1
1 0 1
1 1 0
представлена табл. 14.3. На выходе элемента И появляется 1 толь-
ко тогда, когда на обоих его входах имеются сигналы 1.
Сочетание функции И с инверсией приводит к комбинирован-
ной логической функции И - НЕ: С = A-В. На рис 14.5 приведено
схемное обозначение элемента И - НЕ, а его таблица истиннос-
ти представлена табл. 14 4. Такой элемент выполняетту же логи-
ческую операцию, что и элемент И, но, кроме того, осуществляет
инверсию.
Логический элемент И - НЕ можно заменить элементом ИЛИ,
на входе которого действуютуже инвертированные сигналы. Воз-
можна и обратная замена. Элемент ИЛИ - НЕ может быть заме-
нен логическим элементом И с инвертированными входными сиг-
налами. На основе логических элементов ИЛИ-НЕиИ-НЕ мож-
но реализовать любую другую логическую функцию. Отметим так-
же, что количество входов у логических элементов может быть
равно трем, четырем и более.
Все логические элементы могут быть выполнены на основе
различных полупроводниковых приборов и реализованы в виде
ИС. Логические ИС базируются на нескольких основных схемных
решениях, т.е. на нескольких типах логики. Рассмотрим эти ос-
новные типы логических схем.
14.3. ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА
С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ
Транзисторная логика с непосредственными связями (ТЛНС)
относится к структурам со связанными коллекторами, т.е. кол-
лекторы транзисторов логического элемента соединены между
собой. Принципиальная схема элемента ТЛНС приведена на
318
рис. 14.6. Он довольно просто реа-
лизуется в виде ИС, где использует-
ся единая область коллектора для
всей транзисторной сборки. Коллек-
торы здесь подключены к общему
резистору, второй вывод которого
подключен к источнику питания.
Базы транзисторов непосредствен-
но (без разделительных элементов) подключены к коллекторам
предыдущих транзисторов (других элементов ТЛ НС).
Рассматриваемый элемент ТЛ НС имеет два входа и содержит
два транзистора VT1 и VT2, а транзистор VT3 относится к преды-
дущему элементу. При положительной логике элемент работает
на открывание транзисторных ключей и выполняет функцию
ИЛИ - НЕ. Если на входы А и В приходит сигнал 0, т.е. = 17ост <
< Un, то оба транзистора будут закрыты, а на выходе устройства
^вых~ Ек- ПРИ подаче сигнала 1, т.е. сигнала высокого уровня U^,
хотя бы на один вход транзистор (VT1 или VT2) откроется и и°ых ~
~ (JOCT. На выходе элемента имеет место сигнал логического нуля
и при поступлении (JBX на базы обоих транзисторов
При отрицательной логике в исходном состоянии транзисто-
ры должны быть открыты; при этом элемент работает на закры-
вание и выполняет функцию И-НЕ. Если на обоих входах элемен-
та имеются 1/^х, то оба транзистора открыты и 1/вых = 1/°Ь|Х ~ (7ОСТ.
Если теперь на один из входов поступит сигнал низкого уровня
UB°X, то соответствующий транзистор закроется, но UBblx практи-
чески не изменится. Только при поступлении L/°x на оба входа эле-
мента и VT1, и VT2 закроются, а (7ВЬ|Х станет равным 1/вых ~ Ек.
Подобная замена функций при переходе от положительной
логики к отрицательной (и наоборот) является общим свойством
логических элементов и в дальнейшем не будем на этом оста-
навливаться.
К преимуществам элементов ТЛ НС следует отнести простоту
схемы со всеми вытекающими отсюда последствиями (техноло-
гичность исполнения, малые габариты и масса и др.) и возмож-
ность работы при низких питающих напряжениях: Ек = 3...5 В.
Отметим, что = Ек может иметь место только при работе
ТЛНС в режиме холостого хода (при отключенной нагрузке). Ре-
ально же 1/вых < Ек, но больше L/n. Логический перепад для таких
319
элементов обычно составляет 0,5 ... 0,6 В, что указывает на пло-
хую помехозащищенность ТЛНС.
К другим недостаткам ТЛНС следует отнести жесткие требо-
вания по снижению (JOCT (для надежного закрывания последую-
щего транзистора), особенно при повышенной температуре,
и критичность к распределению токов между базами нагрузоч-
ных транзисторов. Все это является следствием использова-
ния непосредственных связей (оголённости базовых цепей
транзисторов). Для улучшения параметров ТЛНС в цепи баз тран-
зисторных ключей следует включить разделительные элементы.
14.4. ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА
С РЕЗИСТИВНО-ЕМКОСТНЫМИ СВЯЗЯМИ
Транзисторная логика с резистивно-емкостными связями (РЕГЛ)
также относится к структурам со связанными коллекторами. Прин-
ципиальная схема элемента РЕТЛ приведена на рис. 14.7. Если
(мысленно) исключить из схемы конденсаторы, то получится схе-
ма элемента резистивно-транзисторной логики (РТЛ). Такой эле-
мент РТЛ отличается отТЛНС включением в базовые цепи транзи-
сторов резисторов (в несколько сотен ом).
Наличие резисторов позволяет выров-
нять базовые токи транзисторов и снизить
требования к величинам 1У0СТ. При этом
обычно оказывается необходимым повы-
сить Ек, что приводит к возрастанию СЛ Ь|Х.
Повышение (7^ых определяет увеличение
Д(/л до 1,5...2 В, что обуславливает улуч-
шение помехозащищенности логического
элемента. Однако наличие базовых рези-
сторов усложняет технологию изготовле-
Рис. 14.7
ния, ухудшает массогабаритные показатели элементов и опре-
деляет их низкое быстродействие. Эти недостатки и определили
крайне редкое использование элементов РТЛ в современной
электронике.
При переходе от РТЛ к РЕТЛ в схему вводятся ускоряющие
конденсаторы Основой РЕТЛ являются ключи с ускоряющими
конденсаторами (см. рис. 13.6), определяющие параметры
и свойства логических элементов, прежде всего их высокое быс-
тродействие.
320
Для повышения числа входов в РЕТЛ (и других логических эле-
ментов) приходится увеличивать число транзисторов (а также
резисторов и конденсаторов), что резко усложняет схему и ухуд-
шает массогабаритные показатели. Кроме того, с ростом числа
параллельно включенных транзисторов увеличивается выходная
ёмкость логического элемента, складывающаяся из ёмкостей
коллекторных переходов транзисторов. Это обстоятельство при-
водит к снижению быстродействия.
Из-за использования большого числа резисторов и конден-
саторов элементы РЕТЛ весьма затруднительно реализовать
в монолитном исполнении.
14.5. ДИОДНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА
В тех случаях, когда на первое место выдвинуты требования
относительно высокого быстродействия и помехозащищеннос-
ти, а также малой стоимости, хорошие результаты можно полу-
чить от элементов диодно-транзисторной логики (ДТЛ) и ее раз-
личных модификаций. На рис. 14.8 приведена принципиальная
схема элемента ДТЛ. Такой элемент
обладает логикой на своем входе, т.е.
логическая операция осуществляется
диодами VD1 и VD2, а транзисторный
ключ выполняет инверсию и повышает
нагрузочную способность. У многовхо-
дового элемента ДТЛ может быть ис-
пользован только один транзистор.
VD1
А>—W-
VD2
ю+Ек
-> с
IVT
-Есм
Рис. 14.8
Диоды смещения VD3 и VD4 всегда смещены в прямом направ-
лении. Совместно с источником закрывающего напряжения Есм
они обеспечивают устойчивую работу логического элемента.
Непосредственное назначение диодов VD3 и VD4 - создание сме-
щения (сдвига) уровня Hai |ряжения на величину 2Un ~ 1,4 В.
Для любого состояния рассматриваемого элемента через ре-
зистор Ro протекает небольшой и практически постоянный ток
/л0 (десятые доли миллиампера). Отметим, что номинал Ro дос-
таточно велик, что создает определенные трудности при моно-
литном исполнении ДТЛ.
Рассмотрим работу элемента ДТЛ. Пусть на оба вхсца элемен-
та поданы сигналы 1УВХ = 0. При этом VD1 и VD2 открыты и через
них протекает ток /лС величину которого можно определить как
321
/л0 = (Ек - Un)/R0. Этот ток создает в точке а падение напряжения
Un (относительно общей шины). Поскольку на двух прямосмещен-
ных последовательно включенных диодах VD3 и VD4 падает на-
пряжение 2L/q, то оказывается, что у транзистора С/Бэ = -Un.
Таким образом, эмиттерный (как и коллекторный) переход ока-
зывается смещенным в эратном направлении (режим отсечки),
т.е. транзистор закрыт. Подчеркнем здесь, что для надежного за-
крывания транзистора нельзя использовать менее двух диодов
смещения. Нетрудно показать, что в рассмотренном режиме ра-
боты Ц^ых = Ек.
Если теперь на один из логических входов (А или В) подать
сигнал 1/^х, то соответствующий диод (VD1 или VD2) закроется
и ток через него протекать не будет. Однако другой логический
диод останется по-прежнему открытым, так что в точке а сохра-
нится напряжение, близкое к t/n. Таким образом, и в этом случае
транзистор будет закрыт, а на выходе элемента 1^ых = Ек.Только
при поступлении сигнала L^x на все логические входы элемента
ДТП логические диоды закроются. Тогда ток л0 будет протекать
уже в базу транзистора, открывая (и насыщая) его. При этом
U° = U =0.
вых ост v
Итак, рассмотренный элемент ДТП в режиме положительной
логики выполняет функцию И - НЕ. Нетрудно заметить, что в режи-
ме отрицательной логики он будет выполнять функцию ИЛИ - НЕ.
Элемент ДТЛ обладает большим логическим перепадом
Д1/л ~ Ек, что обеспечивает хорошую помехоустойчивость. Есте-
ственно, что при устранении закрывающего Есм снижается поме-
хоустойчивость элемента.
Относительно высокое быстродействие ДТЛ во многом опре-
деляется малыми паразитными емкостями и постоянными вре-
мени диодной логики (диодной сборки на входе элемента). Эф-
фективным способом дальнейшего повышения быстродействия
является использование диодов и транзисторов Шотки в ДТЛ.
Однако наибольшее распространение элементы с барьером
Шотки получили в транзисторно-транзисторной логике.
14.6. ТРАНЗИСТОРНО-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА
В элементе транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ) с це-
лью улучшения массогабаритных и электрических показателей
входные логические диоды и диод смещения интегрируются
322
в многоэмиттерный транзистор (МЭТ). Структура МЭТ была рас-
смотрена в разд. 5.5.
Элемент ТТЛ с простым инвертором, принципиальная схема
которого приведена на рис. 14 9, состоит из МЭТ выполняющего ло-
гическую операциюИ, и транзисторного ключа, выполняющего опе-
рацию НЕ. В результате реализуется функция И - НЕ (как и у ДТЛ).
При отсутствии сигнала L/BX хотя бы на од-
ном логическом входе элемента ТТЛ ток /л0 бу- г----a-о +ек
дет замыкаться на этом входе и не сможет по- Пр° Ц
ступить на базу выходного транзистора, кото- д ? 6^ (ТпутС
рый будет сохранять закрытое состояние. в>_з-'2 зх
Только при поступлении сигнала L/BX на все вхо-
ды элемента эмиттерные переходы МЭТ сме- Рис. 14.9
стятся в обратном направлении и через них уже
не будет протекать ток. В этом случае /л0 станет через прямосме-
щенный коллекторный переход МЭТ втекать в базу выходного п-р-
п транзистора, открывая и насыщая его. В результате L/Bblx= 0.
Отметим, что наличие лишь одного диода смещения (коллек-
торного перехода МЭТ) снижает помехоустойчивость и термо-
стабильность ТТЛ. Зато существенный выигрыш получается за
счет улучшения массогабаритных показателей и устранения Есм
(по сравнению с ДТЛ).
Заметим также, что взаимное влияние между эмиттерами МЭТ
тоже несколько снижает помехоустойчивость ТТЛ. Тем не менее
выигрыш по массогабаритным показателям у ТТЛ весьма велик,
а ухудшение некоторых электрических параметров мало. Эти
обстоятельства и обусловили наибольшее распространение
в современной электронике различных модификаций ТТЛ.
Элемент ТТЛ с открытым коллекторным выходом, принципи-
альная схема которого приведена на рис. 14.10, позволяет рас-
ширить его функциональные возможности. В таком варианте эле-
мента выходом ТТЛ является коллектор до-
полнительного транзистора VT2. К выходу г----±-о+ек
может быть подключен какой-либо навесной JJ Ц
элемент (или электрическая цепь), другой л> (/ту /рун ,, с
вывод которого следует подключить кЕк. в>—'~w£)vt2
Рассмотренный вариант ТТЛ позволяет осу- П
ществлять связи различных участков цепей, £
работающих от различных уровней напряже-
ния питания. Рис. 14.10
323
Элемент ТТЛ со сложным инвертором,
принципиальная схема которого приве-
дена на рис. 14.11, позволяет существен-
но увеличитьпомехоустойчивость и нагру-
зочную способность, повысить быстро-
действие (при работе на емкостную на-
г рузку). При увеличении числа нагрузок у
элемента ТТЛ возрастает нагрузочная ем-
кость Сн, что приводит к снижению быст-
родействия у простых, рассмотренных
выше, элементов ТТЛ. У элемента со сложным инвертором удается
резко снизить время перезарядки Сн.
Транзистор VT1 совместно с резисторами R1 и R2, образуют
фазоинверсный усилитель (см. разд. 6.10), выходные сигналы
которого управляют состояниями транзисторов VT2 и VT3, обра-
зующими бустер на однотипных транзисторах. При закрытом
транзисторе VT2 и открытом VT3 емкость Сн заряжается от Ек,
а при изменении состояний этих транзисторов на противополож-
ные - быстро разряжается через VT2. Резистор R3 служит для ог-
раничения сквозного тока во время переключения транзисторов.
Диод создает на эмиттере VT3 небольшое положительное напря-
жение, закрывающее его при открытом VT2.
Итак, элемент ТТЛ со сложным инвертором обладает повы-
шенной нагрузочной способностью и быстродействием. Поме-
хоустойчивость ТТЛ увеличивается за счет последовательно
включенных двух диодов смещения (как у ДТЛ), образованных
коллекторными переходами МЭТ и VT1.
Недостаток рассмотренного варианта ТТЛ - невозможность
работы нескольких элементов на общую нагрузку. Если допустить
такое состояние логических элементов, то в их выходной части
Рис. 14.12
будут протекать большие сквозные
токи. Это приведет не только к повыше-
нию потребляемой мощности, но даже
может вызвать выход ТТЛ из строя.
Структуру ТТЛ можно использовать
для получения элемента с тремя состо-
яниями. Такой элемент ТТЛ, принципи-
альная схема которого приведена на
рис. 14.12, получается при добавлении
к предыдущему варианту схемы диода
324
VD2, соединяющего коллектор транзистора VT1 с дополнитель-
ным эмиттером МЭТ и входной клеммой линии разрешения (от-
ключающим входом X).
В отличие от элементов с двумя состояниями, характеризую-
щимися малыми выходными сопротивлениями, данный вариант
ТТЛ обладает еще одним состоянием с очень большим выход-
ным сопротивлением. Это состояние получается при подаче на
вход X напряжения низкого уровня (при подключении его к об-
щей шине). При этом на коллекторе МЭТ будет напряжение, близ-
кое к 0, а на коллекторе VT1, - примерно равное Un. В результате
обеспечивается закрытое состояние VT1 и VT3, а следователь-
но, и VT2. Таким образом, элемент ТТЛ окажется отключенным
от нагрузки, т.е. его выходное сопротивление будет очень боль-
шим (определяется лишь токами утечек).
При подаче положительного напряжения высокого уровня на
вход X диод VD2 и дополнительный эмиттерный переход МЭТ
закроются, и элемент ТТЛ будет работать обычным образом,
выполняя функцию И - НЕ.
Логические элементы с тремя состояниями при необходимо-
сти работы на общую нагрузку позволяют объединить свои
выходы, поскольку в процессе работы просто обеспечивается
подключение только одного элемента одновременно. Остальные
элементы не оказывают при этом никакого влияния, так как име-
ют высокое выходное сопротивление.
Для повышения быстродействия в элементах ТТЛ можно
применить структуры с барьером Шотки. Такой элемент ТТЛШ,
принципиальная схема которого приведена на рис. 14.13, обес-
печивает высокое быстродействие в основном из-за отсутствия
режима насыщения в транзисторах (см. рис. 13.8, а, б). В ТТЛШ
могут быть использованы различные
варианты сложных инверторе з.
Диоды Шотки на входе элемента слу-
жат для гашения колебаний «звона»,
возникающего в линиях связи меж-
ду быстродействующими устрой-
ствами, и для ограничения амплиту-
ды отрицательных помех.
К недостаткам элементов ТТЛШ
следует отнести несколько понижен-
ную помехоустойчивость, поскольку
325
в ненасыщенном ключе 1/°ых увеличивается примерно на 0,2 ...
0,3 В, что уменьшает Д(7Л. Кроме того, при изготовлении ТТЛШ
необходимо использовать более сложную технологию. Среди
преимуществ элементов ТТЛШ особо выделим относительно не-
большую потребляемую мощность (в несколько раз меньшую, чем
у ТТЛ) при сохранении заданного высокого быстродействия.
14.7. ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА
С ЭМИТТЕРНЫМИ СВЯЗЯМИ
Транзисторная логика с эмиттерными связями (ТЛЭС), или
эмиттерно связанная логика, в своей основе использует пере-
ключатели тока. Поэтому прежде всего рассмотрим работу пе-
реключателя тока, фактически являющегося дифференциальным
усилителем (ДУ) с несимметричным входом (см. разд.9.6), ра-
ботающим в ключевом режиме. Принципиальная схема переклю-
чателя тока приведена на рис. 14.14. Один из входов ДУ пред-
назначен для подачи на него управляющего напряжения 1/вх, а на
другой вход подается постоянное напряжение Ео, называемое
напряжением смещения, или опорным напряжением.
При поступлении положительного L/BX на
г—j—o +Ек коллекторе транзистора VT1 появляется от-
рк1Ц Qrk2 рицательное ДС/К1, а на коллекторе VT2 - по-
UUbx>K) (УГ ложительное д^к2- Примем IД1УК11=Д17К2, сле-
вх довательно, приращения токов коллекторов
Ь1 (и эмиттеров) обоих транзисторов (по моду-
ле лю) равны, что подтверждает постоянство
суммарного /э.
Рис. 14.14 Если величина L/BX достаточна для полно-
го открывания транзистора VT1, то VT2 при
этом закроется, т.е. весь /э будет протекать через VT1. При зак-
рывании же VT1 весь ток /э будет протекать уже через открытый
транзистор VT2. Итак, в рассматриваемом устройстве с помощью
входного напряжения осуществляется переключение тока из од-
ного транзистора в другой, что и объясняет происхождение на-
звания «переключатель тока».
В реальных переключателях тока для его перевода из одного
состояния в другое обычно достаточен перепад входного напря-
жения порядка 0,1 В.
326
Источник стабильного тока (ИСТ) в рассматриваемой схеме
может быть выполнен различными способами (см. разд. 6.7).
В практических случаях чаще всего используется резистор R3,
при этом ток /э не является строго постоянным.
Основным достоинством переключателя тока является очень
высокое быстродействие (время переключения составляет едини-
цы наносекунд.), которое определяется следующими причинами:
• отсутствием режима насыщения в транзисторах, что обес-
печивается подбором номиналов R3 (создающего ООС), Яки Ек;
• осуществлением переключения устройства с помощью ма-
лых AUn;
• использованием схем включения транзисторов ОК и ОБ, об-
ладающих лучшими частотными свойствами;
• использованием резисторов небольших номиналов, что
уменьшает время перезарядки паразитных ёмкостей устройства.
Основным недостатком переключателя тока является боль-
шая потребляемая мощность, вызванная протеканием значи-
тельных токов.
Рассмотрим теперь непосредственно элементТЛЭС, принци-
пиальная схема которого приведена на рис. 14.15. В левом пле-
че элемента вместо одного транзис_ора включена логическая
сборка из двух транзисторов VT1 и VT2, с помощью которых осу-
ществляется логическая операция ИЛ И. Такой вариант элемента
ТЛЭС наиболее распространен, в нем к общей шине подключен
не отрицательный, а положительный вывод источника питания,
что позволяет несколько снизить влияние помех.
При традиционном подключении источника питания (см., на-
пример, рис. 14.6) помеха, поступающая по шине питания Ек,
будет воздействовать на базу (и коллектор) транзистора. По-
скольку обычно управля-
Rk2 0 □ Rk3 Q) VTiT VT2j LVT3 ( А>К)В><) (She C=A+B>—" 4 4 Г [j gRs Рис. 14.15 -] ющим (инжектирующим) является эмиттерный Лут5 Р~п переход транзисто- 0 VT2 >D = A + B +E<>“© Т > ивых п Е)вх >-(к)УТ 1 -4—0 Еп Рис. 14.16
327
pa, а потенциал эмиттера постоянен (равен нулю), то помеха мо-
жет вызвать ложное срабатывание элемента. Конечно, при ис-
пользовании ООС влияние помех ослабнет, но первопричина все
же останется. В нашем случае (рис. 14.15) помеха воздействует
и на базу, и на эмиттер, в результате чего напряжение 1/БЭ будет
изменяться относительно слабо, чем и определится повышение
помехозащищенности. Однако, как будет показано ниже, общая
помехозащищенность элементов ТЛЭС все же невысока.
Отметим также, что сам элемент ТЛЭС практически не гене-
рирует помехи по шине питания, поскольку /э почти не изменяет-
ся при переключениях.
Эмиттерные повторители, выполненные на транзисторах VT4
и VT5, служат для согласования рассматриваемого элемента
с другими устройствами ТЛЭС Они понижают уровни логичес-
ких сигналов на величину Un эмиттерных переходов. Отметим, что
использование повторителей увеличивает потребляемую устрой-
ством мощность.
Элемент ТЛЭС переходит из одного логического состояния
в другое при поступлении хотя бы на один его вход сигнала >
> Ео, достаточного для переключения устройства. При этом на
выходе повторителя, выполненного на транзисторе VT4, имеем
^вых = Еп ” (для Работы входных транзисторов в граничном
режиме). Если же оба входа элемента ТЛЭС испытывают воздей-
ствие закрывающих сигналов L/°x, то на коллекторах VT1 и VT2
будет напряжение Еп, а на выходе повторителя, выполненного на
транзисторе VT4, напряжение (^ых = Еп - Un. Таким образом, для
логического перепада в ТЛЭС имеем:
дил = 1Уп = 0,7В.
Величину Ео обычно выбирают равной полусумме уровней 17ВЬ1Х
и ив°ых, т.е. значения выходных логических уровней располагают-
ся симметрично относительно Ео ±0,5L/n.
Изложенное выше указывает на относительно низкую поме-
хоустойчивость ТЛЭС, повысить которую можно, но либо за счет
ухудшения быстродействия (используя небольшое насыщение
транзистороь), либо за счет усложнения схемы и увеличения по-
требляемой мощности.
Рассматриваемый элементТЛЭС по выходу повторителя, ре-
ализованного на транзисторе VT4. выполняет функцию ИЛИ - НЕ,
а по выходу повтооителя, выполненного на VT5, - функцию ИЛИ.
328
Последнее происходит благодаря использованию каскада на
транзисторе VT3. Если транзистор VT1 или (и) VT2 открывается,
то VT3 закрывается и выходной потенциал с его коллектора по-
ступает (через повторитель) на выход устройства. Итак, данный
элемент ТЛЭС выполняет функции ИЛИ / ИЛИ - НЕ.
В заключение отметим, что элементТЛЭС не предназначен для
использования в ИС с высокой степенью интеграции.
14.8. ИНТЕГРАЛЬНАЯ ИНЖЕКЦИОННАЯ ЛОГИКА
Основой для интегральной инжекционной логики (И2Л) явля-
ется транзисторный ключ с инжекционным питанием. Такой ключ,
принципиальная схема которого приведена на рис. 14.16, выпол-
няется на комплементарных транзисторах: р-п-р транзистор ра-
ботает в инжекционном режиме (см разд. 3.6), а его нагрузкой
является управляемый п-р-п транзистор.
При наличии U°x~ 0 транзистор VT1 закрыт и не шунтирует ис-
точник инжекционного питания, представляемый транзистором
VT2; в результате 1/дЫХ = (Уинж = 0,7 В. При использовании допол-
нительного резистора этотуровень может быть несколько выше.
При поступлении на вход ключа t/’x транзистор VT1 открывается,
его сопротивление резко падает, а 1/в°ых-> 0. Итак, инжекционный
ключ является инвертором, т.е. выполняет операцию НЕ.
В рассматриваемом ключе транзистор VT2 является инжектс
ром и его внутреннее сопротивление выполняет роль традици-
онного резистора RK. В ключе с инжекционным питанием исполь-
зуются только биполярные транзисторы, что позволяет осуще-
ствить простую реализацию ИС (БИС).
Поскольку в таком ключе ^ых-> 0,7 В, то его помехоустойчи-
вость оказывается невысокой (особенно для помех отрицатель-
ной полярности). Получить большее
(а следовательно, ДЦ,) можно в ключе
с двумя инжекторами (инжекторное пи-
тание по двум шинам).
На рис. 14.17 приведена принципи-
альная схема ключа с двумя инжектора-
ми, выполненными на транзисторах VT2
и VT3. Транзистор VT4 включен в разрыв
базовых цепей инжекторов. При поступ-
лении на вход ключа сигнала 17вхтранзи-
329
14—2634
стор VT 1 открывается, a VT4 закрывается. В результате прекра-
щается протекание тока по цепям база - эмиттер инжекторов VT2
и VT3, а следовательно, исчезает инжекционное напряжение на
выходе устройства. При этом открытый VT1 позволяет получить
малое выходное сопротивление. Таким образом, в рассматри-
ваемом варианте инжекционного ключа мощность от внешнего
источника питания потребляется в открытом состоянии транзи-
стора VT4, что, естественно, позволяет уменьшить потребляемую
ключом мощность. Напряжение и^ых здесь достигает величин
1,5... 1,6 В (а иногда и больше).
Обычно в качестве базового элемента И2Л используется пред-
ставленная на рис. 14.18 структура с открытым коллектором. Для
управляемого п-р-п транзистора областью эмиттера является
подложка, т.е. для традиционной транзисторной структуры ис-
пользуется инверсное включение. Латеральный р-п-р транзис-
тор работает в инжекционном режиме, его эмиттер является ин-
жектором. Он обеспечивает стабильность протекающего тока
базовой цепи п-р-п транзистора. Иногда в рассматриваемую ин-
жекционную структуру вводится дополнительный балансный ре-
зистор /?0. Схемные обозначения такого элемента И2Л приведе-
ны на рис. 14.19.
Рис. 14.18
Рис. 14.19
В реальных устройствах один элемент И2Л нагружается на
другой, т.е. в основе такого включения получается транзистор-
ный ключ с инжекционным питанием. Принципиальная схема
последовательного включения двух базовых элементов И2Л при-
ведена на рис. 14.20. При логическом анализе устройств И2Л рас-
сматривают два состояния управляемого транзистора (в нашем
случае транзистора VT2): либо его база замкнута на общую шину
предыдущим насыщенным транзистором VT1, либо цепь базы
оборвана этим закрытым транзистором. В первом случае
330
управляемый транзистор VT2 закрыт, а во
втором - открыт и насыщен током инжекто-
ра, протекающим в его базу.
Обычно работа элементов И2Л происходит
на малых токах (в микрорежиме) и малых Е=
= 1...2 В, что позволяет потреблять малые
мощности от источников питания.
Другим важным преимуществом И2Л яв-
Рис. 14.20
ляется очень высокая плотность упаковки элементов в ИС, что
особенно ценно для БИС и СБИС. Последнее во многом опреде-
ляется отсутствием изолирующих карманов и резисторов. Отме-
тим также хорошее быстродействие И2Л (время переключения
составляет десятки наносекунд), прежде всего за счет малых пло-
щадей, а следовательно, и ёмкостей элементов (которые обыч-
но не превышают 1 пФ).
В элементах И2Л часто используются многоколлекторные
(фактически, инверсно включенные многоэмиттерные) транзис-
торы (МКТ). Принципиальная схема одного из вариантов логи-
ческого элемента И2Л с МКТ приведена на рис. 14.21. Здесь МКТ
VT3 - многоколлекторный инжектор, обеспечивающий питанием
постоянным током базовые цепи управляемых n-p-n MKTVT1, VT2
и VT4. Ток инжектора распределяется между всеми коллектора-
ми, число которых может достичь 20 и более.
Если рассматриваемый элемент нагружен на вход МКТ VT4, то
на выходной клемме имеет место лишь при наличии t/°x=Она
обоих входах А и В (логическая операция И - НЕ). Если хотя бы на
одном из входов элемента И2Л появляется L/BX, то соответствую-
щий МКТ (VT1 или VT2) зашунтирует выход и L/Bblx = и°ых~ 0
Теперь остановимся еще на одном варианте элемента И2Л,
принципиальная схема которого приведена на рис. 14.22. Этот
Рис 14.21
Рис. 14.22
331
элемент выполняет функцию И. Транзисторы VT3 и VT4 являются
инжекторами (инжектором и переинжектором), ток которых про-
текает лишь при открытых управляемых транзисторах VT1 и VT2.
Таким образом, на выходе элемента имеется 1/ВЬ|Х лишь при по-
ступлении 1УВХ на оба входа (А и В). Поскольку при закрытом тран-
зисторе VT1 ток в устройстве не протекает, то реализуется мини-
мальное потребление от внешнего источника питания.
В заключение отметим, что применение приборов с барьером
Шотки позволяет повысить быстродействие И2Л в 2 ... 3 раза.
14.9. МДП-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА
Основой для МДП-транзисторной логики (МДПТЛ) являются
ключи на МДП-транзисторах. В них обычно используется только
один тип МДП-транзисторных структур. Наиболее широкое
распространение находят элементы на МДП-транзисторах с п-
каналом за счет более высокого быстродействия. Их анализ су-
щественно проще, чем логических элементов на биполярных
транзисторах, поскольку входные цепи (затворов) практически
не потребляют токов, так что при последовательном включении
элементов МДПТЛ можно рассматривать их как отдельные эле-
менты. Влияние нагрузки сводится лишь к изменению нагрузоч-
ной емкости Сн, а логические уровни при этом сохраняют свои
значения.
На рис. 14.23 приведена принципиальная схема элемента
МДПТЛ, выполняющего функцию ИЛИ-HE. Подложки всех МДП-
транзисторов здесь подключены к общей шине. В двухвходовом
элементе логические МДП-транзисторы VT1 и VT2 включены па-
раллельно, так что если хотя бы один из них открыт, то L/Bblx = L/°blx.
При исполнении МДПТЛ в виде ИС 1/в°ых = L/0CT <0,1 В, т.е. соот-
ветствует уровню открытого ключа. Отметим, что Ц°ых будет
Рис. 14.23
уменьшаться пропорционально увеличе-
нию числа логических МДП-транзисторов.
Используя (13.9), можно представить
логический перепад для рассматрива-
емого элемента МДПТЛ как Д17л = Ес -
- Uo - 17ост. На практике Ес выбирают в не-
сколько раз больше величины Uo, так что
Д1УЛ = 4...8 В, т.е. намного превышает его
значение для логических элементов на би-
332
полярных транзисторах. При воздействии открывающей помехи
уровень помехоустойчивости в основном определяется порого-
вым напряжением логических МДП-транзисторов, поэтому жела-
тельно использовать высокопороговые VT1 и VT2.
Быстродействие цифровых устройств на МДП-транзисторах
ограничивается постоянной времени перезарядки Сэхв = Сн, кото-
рая пропорциональна числу нагрузок. Для повышения быстродей-
ствия можно использовать МДП-транзисторы с коротким каналом,
что, однако, для ИС не всегда реализуемо. В результате на сегод-
няшний день элементы МДПТЛ существенно уступают по быстро-
действию логическим элементам на биполярных транзисторах.
При последовательном включении логических МДП-транзис-
торов реализуется элемент МДПТЛ, выполняющий функцию И-
НЕ. На рис. 14.24 приведена принципиальная схема двухвходо-
вого варианта такого элемента. Низкий уровень 1УВ°ЫХ имеет мес-
то только при открытых обоих логических МДП-транзисторах VT1
и VT2. Это происходит при поступлении сигнала t/BX на все логи-
ческие входы (А и В).
Уровень 1/вых пропорционален числу логических МДП-транзис-
торов и для многовходового элемента может достигать относитель-
но высоких значении (до 1 В). Это обстоятельство приводит к сни-
жению MJn и ухудшению помехоустойчивости таких элементов,
особенно при использовании низкопороговых МДП-транзисторов.
Одним из возможных путей решения этой проблемы может
стать использование дополнительного источника питания, реа-
лизуемого, например, за счет встроенного преобразоветеля на-
пряжения в элементе МДПТЛ. Принципиальная схема такого ус-
тройства приведена на рис. 14.25. МДП-транзисторы VT4 и VT5
образуют встроенный преобразователь напряжения, обеспечи-
Рис. 14.24
Рис. 14.25
333
вающий подачу на исток VT2 отрицательного Есм, которое ком-
пенсирует (или даже делает отрицательным) уровень и°ых. Рабо-
та встроенного преобразователя напряжения здесь аналогична
работе подобного преобразователя в ключе рис. 13.14. Иногда
конденсатор можно использовать в виде навесного элемента. За
счет использования встроенного преобразователя в устройстве
МДПТЛ повышается Д1/л и улучшается его помехоустойчивость.
14.10. КОМПЛЕМЕНТАРНАЯ
МДП-ТРАНЗИСТОРНАЯ ЛОГИКА
В комплементарной МДП-транзисторной логике (КМДПТЛ)
используются КМДП транзисторные ключи. Основное преимуще-
ство КМДП-ключей, состоящее в минимальной потребляемой
мощности, характерно и для элементов КМДПТЛ.
На рис. 14.26 приведена принципиальная схема двухвходово-
го элемента КМДПТЛ, выполняющего операцию ИЛИ-HE. Логи-
ческие МДП-транзисторы с n-каналом VT1 и VT2 здесь включены
параллельно, а МДП-транзисторы с р-каналом VT3 и VT4 - пос-
ледовательно. Если на оба входа элемента подать L/°x> то МДП-
транзисторы VT1 и VT2 закрыты, a VT3 и VT4 - открыты. В резуль-
тате Ц^ЫХ = ЕС. Если хотя бы на один вход (А или В) подан сигнал
(JBX, то VT1 или VT2 откроется, a VT3 или VT4 закроется, и на вы-
ходе элемента будет ив°ЫУ=0. Мощность от Ес здесь потребляет-
ся лишь при переключении МДП-транзистопов
На рис. 14.27 приведена принципиальная схема двухвходового
элемента КМДПТЛ, выполняющего логическую операцию И - НЕ.
МДП-транзисторы с л-каналом VT1 и VT2 включены последова-
тельно, а МДП-транзисторы ср-каналом VT3 и VT4 - параллельно.
Рис. 14.26
Рис. 14.27
334
Логический перепад у элементов КМДПТЛ практически равен
величине Ес, которую выбирают из условия, что Ес должна быть
больше суммы пороговых напряжений МДП-транзисторов с п-
и p-каналами. Помехоустойчивость по отношению как к L/*OM, так
и к U~ou у них существенно выше, чем у рассмотренных выше ло-
гических элементов.
Важным преимуществом КМДПТЛ является относительно вы-
сокое быстродействие (см. раздел 13.7), однако обычно они ра-
ботают на низких частотах переключения (менее 1 МГц), посколь-
ку при этом удается максимально снизить потребляемую от
источников питания мощность (до значений менее 10 мкВт).
Наиболее быстродействующими логическими элементами на
сегодняшний день являются ТЛЭС, ТТЛШ и МЕПТЛ, а наиболее
экономичными - И2Л и особенно КМДПТЛ.
В заключение отметим, что МДП-транзисторы позволяют
создавать элементы динамического типа, в которых на затворы
нагрузочных МДП-транзисторов подаются тактовые импульсы
с амплитудой Ес. При воздействии тактового импульса логичес-
кий элемент работает аналогично рассмотренным выше, а при
его отсутствии устройство обесточено и выходные сигналы не за-
висят от состояния логических МДП-транзисторов. Режим рабо-
ты таких динамических элементов принято называть синхронным
(в отличие от обычного - асинхронного).
14.11. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ УРОВНЕЙ ЛОГИЧЕСКИХ
ЭЛЕМЕНТОВ
Как было показано выше, логические элементы отличаются
друг от друга по ряду параметров и, прежде всего, по уровням
логических сигналов. При проектировании электронной аппара-
туры возникает необходимость в использовании специальных
устройств, преобразующих выходные сигналы логических эле-
ментов одного типа во входные сигналы элементов другого типа.
Такие устройства принято называть преобразователями уровней,
или устройствами согласования уровней. Известно большое раз-
нообразие преобразователей уровней логических элементов.
Рассмотрим некоторые из них.
Среди наиболее часто используемых логических элементов
с высоким быстродействием выделяют элементы ДТЛ, ТТЛ
и ТЛЭС. Принципиальная схема одного из вариантов преобра-
335
зователя уровней ДТЛ ->ТЛЭС при-
ведена на рис. 14.28. Первый каскад,
выполненный на транзисторе VT1,
с помощью делителя R1, R2 и напря-
жений +Еи -Еосуществляет смеще-
ние выходного уровня до необходи-
мого для ТЛЭС входного сигнала.
Довольно часто в таком преобразо-
вателе вместо резистивного делите-
ля используются делители напряже-
ния на диодах. Аналогичным образом выполняется преобразова-
тель уровней ТТЛ —> ТЛЭС.
В качестве универсального способа построения преобразо-
вателя уровней логических сигналов можно предложить исполь-
зование оптронов, осуществляющих развязку каскадов, что су-
щественно облегчает смещение уровней сигналов на необходи-
мую величину. Чаще используется оптрон светодиод-фотодиод.
Так, если в цепь эмиттера транзистора VT1 включить светодиод,
а в цепь базы VT2 - фотодиод, то после небольших изменений в
схеме рис. 14.28 нетрудно получить оптоэлектронный вариант
преобразователя уровней. Отметим, что такой способ позволя-
ет довольно просто выполнять устройства согласования уровней
и для других логических элементов.
Как отмечалось выше, наиболее значительно отличаются
логические уровни экономичных элементов И2Л, МДПТЛ
и КМДПТЛ. На рис. 14.29 приведена принципиальная схема од-
ного из вариантов преобразователя МДПТЛ -> И2Л. Выходной
п-р-п транзистор VT4 здесь имеет открытый коллектор. При по-
ступлении на вход сигнала L/°x МДП-транзистор VT1 будет зак-
рыт, следовательно, токи в устройстве не протекают. В результа-
те и транзистор VT4 тоже будет закрыт. При появлении на входе
t/gX, уровень которого соответствует МДПТЛ, МДП-транзистор
VT1 откроется. При этом в инжекторе
Рис. 14.29
VT2 и переинжекторе VT3 потекут токи,
определяющие открытое состояние
VT4, напряжение база-эмиттер которо-
го будет равно инжекционному напря-
жению VT3. Токи базы транзистора VT4
определяются номиналом резистора R
и параметрами VT2 и VT3.
336
Рис. 14.30
При создании некоторых преобра-
зователей логических уровней не-
обходимо использовать два источника
питания. На рис. 14.30 приведена
принципиальная схема преобразова-
теля МДПТЛ -> ТТЛ. Для элементов,
выполненных на МДП-транзисторах
ср-каналом, требуется отрицательное
Ес, а для ТТЛ элементов, выполненных
на п-р-п транзисторах, - положительное Ек. В рассматриваемом
здесь варианте обычно используются Ес = -20 В и Ек = -20 В
Если на входе устройства присутствует U°x, то МДП-транзис-
тор VT1 закрыт, а отрицательное напряжение на его стоке (исто-
ке VT2) примерно равно I Ес I - I Uo I. Номиналы резисторов
следует выбирать такими, чтобы обеспечивалось надежное зак-
рывание транзистора VT3 (чтобы напряжение на базе VT3 имело
отрицательную полярность). Итак, U^-E*. При поступлении на
вход устройства Ц]х МДП-транзистор открывается, напряжение
на его стоке резко снижается (по модулю), а возникающий при
этом ток базы открывает транзистор VT3. В результате 1/в°ых ~ 0.
В рассмотренном здесь преобразователе МДПТЛ ТТЛ на
выходе использован простой инвертор. При замене его на более
сложный вариант нетрудно получить необходимые логические
уровни.
В настоящее время существуют разнообразные преобразо-
ватели логических уровней, выполненные в виде ИС различной
степени интеграции.
337
Глава. 15. ЭЛЕМЕНТЫ И УСТРОЙСТВА ПАМЯТИ
15.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В ряде электронных систем, прежде всего в электронно-
вычислительных машинах, важное место отводится разнообраз-
ным запоминающим устройствам. В них информация записыва-
ется, хранится и считывается в виде цифровых сигналов. Не вда-
ваясь в классификационные тонкости запоминающих элементов
и устройств (ЗУ), принятые в вычислительной технике, выделим
лишь две основные группы - постоянные ЗУ и оперативные ЗУ.
В постоянных ЗУ (ПЗУ) информация сохраняется длительное
время, причем в отсутствие источников питания. В большинстве
оперативных ЗУ (ОЗУ) информация сохраняется за счет потреб-
ления энергии от источников питания и разрушается при их вык-
лючении. Различают два основных типа ОЗУ - статические
и динамические. Статические ОЗУ могут хранить информацию
сколь угодно долго (при включенном источнике питания), а ди-
намические - лишь определенное ограниченное время.
Начнем рассмотрение элементов и устройств памяти с ПЗУ.
15.2. ПОСТОЯННЫЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
Информация в ПЗУ обычно записывается один единственный
раз (или, по крайней мере, очень редко), а затем она только счи-
тывается. Различают внешние и внутренние ПЗУ. Внешние ПЗУ
относятся к особому разделу электронной техники и не являются
темой для настоящей книги. Отметим лишь, что обычно они вы-
полняются на основе магнитных структур (пленок, дисков и др.).
Внутренние ПЗУ обычно реализуются в составе ИС. Наиболь-
шее распространение получили ПЗУ и виде диодных и МДП-
транзисторных матриц. На рис. 15.1. приведена принципиаль-
ная схема одного из вариантов диодной матрицы, содержащей
четыре строки (адресные шины - АШ) и четыре столбца (раз-
рядные шины - РШ). Обычно диоды изготавливаются во всех уз-
лах матричного устройства. Затем ненужные для данного конк-
338
ретного применения логические ди-
оды (точнее перемычки) пережига-
ются - тем самым осуществляется
запись информации. Перемычки у
диодов пережигаются путем пропус-
кания в соответствующей цепи зна-
чительного тока. На рис. 15.1. диоды
с перегоревшими перемычками по-
казаны штриховыми линиями.
При появлении сигнала логичес-
кой единицы на какой-либо адресной
шине его уровень передается лишь на
те разрядные шины, с которыми имеются диодные связи. На дру-
гих разрядных шинах сохранится сигнал логического нуля. Следо-
вательно, информация на выходе устройства будет определяться
не только сигналами с дешифратора, но и матрицей ПЗУ.
С целью расширения функциональных возможностей и сни-
жения потребляемой мощности вместо диодных запоминающих
ячеек часто используют ячейки на МДП-транзисторах. Это могут
быть МДП-транзисторы с р- или п- каналом, а так же КМДП-эле-
менты. На рис. 15.2 приведена принципиальная схема узла мат-
рицы на МДП-транзисторах с п- каналом. Затворы МДП-транзис-
торов в такой матрице подключаются к адресным шинам, стоки -
к разрядным, а истоки - к шине питания. Информация в таком ПЗУ
записывается путем нанесения мета] юизации затворов только для
тех МДП-транзисторов, которые должны быть задействованы
в матрице. У остальных МДП-транзисторов затворы не подключа-
ются к адресным шинам и эти транзисторы оказываются отключен-
ными от схемы
В современных вариантах ПЗУ часто осуществляется более
сложная организация памяти, использующая в качестве ячеек
двухвходовые логические элементы. Большой универсальностью
обладают матрицы ПЗУ с применением специальных
типов МДП-транзисторов (МНОП-транзисторы, тран-
зисторы с двумя поликремниевыми затворами,
элементы на горячих электронах и др.). В таких уст-
ройствах, называемых полупостоянными или про-
граммируемыми, можно измерять записанную
информацию, подавая специальные электрические
сигналы записи и стирания на затворы МДП-элеменгов.
339
15.3. БИСТАБИЛЬНЫЕ ЯЧЕЙКИ
Рис. 15.3
Основным базовым элементом статических ОЗУ является би-
стабильная ячейка (БЯ). Простейшая БЯ состоит из двух транзи-
сторных ключей с перекрестными положительными обратными свя-
зями (рис. 15.3). Такие элементарные структуры обладают двумя ус-
тойчивыми состояниями, что и определило их название - БЯ. В пер-
вом устойчивом состоянии транзистор VT1 открыт и насыщен,
а транзистор VT2 закрыт. Во втором устойчивом состоянии уже
VT2 открыт, a VT1 закрыт.
Транзисторные ключи абсолютно одинако-
вые, т.е. БЯ симметрична, однако добиться
одинаковых состояний транзисторов невоз-
можно из-за действия положительной ОС. Так,
например, малейшее самопроизвольное повы-
шение /к в транзисторе VT1 вызовет снижение
его UK3, что в VT2 приведет к уменьшению 17БЭ
и /Б. В результате снизится и /к в VT2, а его икэ
возрастет, что приведет к повышению иБЭ, /Б и,
соответственно, /к в VT1. В результате ток кол-
лектора транзистора VT1 быстро достигнет своего максимально-
го значения /Кн (VT1 будет открыт и насыщен), a VT2 закроется.
Такой (лавинообразный) процесс нарастания тока в одном клю-
че БЯ и снижения тока в другом называется регенерацией. Посколь-
ку флуктуация (самопроизвольное отклонение) может проявлять-
ся как в увеличении, так и в уменьшении токов, то в исходном со-
стоянии БЯ нельзя заранее предугадать, какой из транзисторов
будет открыт, а какой - закрыт.
Поскольку остаточное напряжение на открытом транзисторе
U0CT~ 0,1 В, а для кремниевого р-л перехода L/n= 0,7В,тоС/остдля
одного из транзисторе »в, являющееся напряжением иБЭ для дру-
гого, не сможет открыть последний. Это обстоятельство и обес-
печивает устойчивость состояний БЯ. Однако помехозащищен-
ность такой ячейки невысока.
Существуют различные варианты БЯ на биполярных транзи-
сторах, в которых с целью повышения помехозащищенности
и термостабильности использованы не непосредственные свя-
зи между транзисторными ключами, а резистивные или резис-
тивно-емкостные.
340
Получить БЯ, свободную от многих недо-
статков, можно при ее реализации на осно-
ве МДП-транзисторов с индуцированным
каналом и необходимыми значениями поро-
говых напряжений. Для микромощного
варианта БЯ удобно использовать КМДП-
ключи (рис 15.4). В статическом состоянии
такая БЯ потребляет очень малую мощность.
Однако при ее реализации в составе БИС
требуется большая (в 1,5...2 раза) площадь
Рис. 15.4
кристалла, чем для БЯ на однотипных транзисторах. Отметим
также, что лучшие массогабаритные показатели имеет БЯ на
МДП-транзисторах с л-каналом.
При выполнении БЯ на бипопярных транзисторах в составе
БИС наилучшее результаты п лучаются для структур с инжекци-
онным питанием (рис. 15.5) Такая БЯ имеет примерно те же мас-
согабаритные показатели, что и ячейка на МДП-транзисторах.
Если для создания БЯ использовать два интегральных инвер-
тора, то интегральная схема такой ячейки памяти будет иметь вид,
приведенный на рис. 15.6. Одно устойчивое состояние БЯ соот-
ветствует хранению логического нуля, а второе устойчивое со-
стояние - хранению логической единицы, т.е. БЯ сохраняет 1 бит
информации.
Рис. 15.6
Управление состояниями БЯ, т.е. их задание и изменение, мож-
но производить путем подачи сигналов (положительных и отрица-
тельных) на базы (затворы) и коллекторы (стоки) транзисторов. БЯ,
дополненная цепями управления, является простейшим триггером
15.4. ТРИГГЕРЫ
При отсутствии внешних воздействии триггер можетскольугод-
но долго сохранять заданное устойчивое состояние (при включен-
’ 341
ном источнике питания). Основная функция триггера - хранение ин-
формации, хотя возможны и другие сферы применения (например,
счет импульсов). В настоящее время существует множество раз-
новидностей триггеров, которые обычно реализуются в составе ИС
По способу записи информации следует различать асинхрон-
ные (нетактируемые) и синхронные (тактируемые) триггеры. Сна-
чала рассмотрим асинхронные триггеры. Состояния транзистор-
ных ключей в Б'Я асинхронного триггера изменяются при поступ-
лении сигналов управления на соответствующий вход.
На рис. 15.7 приведены структурная схема RS-триггера на двух
логических элементах ИЛ И - НЕ (а) и его схемное обозначение (б).
Такой асинхронный триггер имеет два информационных входа - S
(англ. Set-установка) и R (Reset-сброс), а также два выхода. Уров-
ни напряжений на выходах триггера разные
и одновременно изменяются на противопо-
ложные. На рис. 15.7 главный выход обозна-
чен какО, а другой - как ©(инверсия, что ото-
бражается на схеме кружком). Если Q, = 1,
то соответственно 0=0.
Таблица истинности RS-триггера пред-
ставлена табицей 15.1. При поступлении
на оба входа сигналов логического нуля
(S = R = 0) состояние триггера не изменится, т.е. будет сохра-
Рис. 15.7
няться состояние, предшествующее поступлению управляющих
сигналов: или О = 1 (б = 0), или 0 = 0(6 = 1).
Для задания исходного состояния триггера необходимо на
установочном входе обеспечить S = 1. В этом случае на выходах
получим: О = 1 и О = 0. Это состояние будет сохраняться и после
окончания единичного импульса управления на входе S, т.е. и при
Таблица 15.1
S R Q
0 0 Прежнее значение
0 1 0
1 0 1
1 1 Неопределенность
S = R = 0. Если теперь на вход
сброса R поступит сигнал логи-
ческой единицы, то триггер пе-
рейдёт в другое устойчивое со-
стояние: О = 0 и б = 1.
Итак, рассмотренный RS-триг-
гер является асинхронным, т.е.
триггером, у которого состояния
изменяются при поступлении сиг-
нала на определенный информа-
ционный вход.
342
Для многих электронных устройств необходимо осуществлять
синхронизацию во времени при переключении входящих в него
триггеров. Поэтому более широкое распространение получили
синхронные триггеры, у которых состояния могут изменяться
только при воздействии (кроме информационного сигнала) спе-
циальных тактовых импульсов. В отсутствие тактовых импульсов
состояние триггера не может быть изменено. Синхронные триг-
геры обладают большими логическими возможностями, чем
асинхронные.
Рассмотрим сначала простейший синхронный RST-триггер
(RSC-триггер). На рис. 15.8 приведены его структурная схема (а)
и схемное обозначение (б). Символ Т означает наличие входа для
тактового импульса, который на схеме обозначен буквой С (Clock
- времязадающий). Рассматриваемый триггер состоит из RS-
триггера, выполненного на двух элементах И - НЕ, и еще двух
входных элементов И - НЕ , благодаря которым переключение
происходит только в том случае, если сигнал логической едини-
цы имеется одновременно и на тактовом входе С, и на одном из
информативных входов S или R. При С = 0 состояние триггера
измениться не может, поскольку во входных элементах И - НЕ
уровни S и R инвертируются лишь при наличии тактового импуль-
са на входе С. Отметим, что как для RS-триггера, так и для RST-
триггера недопустимо состояние S = R = 1.
Синхронные триггеры переходят в свое другое состояние
обычно в момент появления фронта или спада тактового импуль-
са. Если триггер переключается фронтом сигнала, то его (дина-
мический) вход можно обозначить на схеме треугольником, ост-
рие которого направлено вовнутрь (см. рис. 15.10, б), а если спа-
дом импульса, то вовне (см. рис. 15.9, б). Другим обозначением
для входа С триггера, переключающегося фронтом сигнала, мо-
жет быть наклонная черта, идущая вверх слева направо, а для триг-
гера, переключающегося спа-
дом импульса аналогичная чер-
та, идущая вниз.
Рассмотрим теперь Т-триггер.
Он имеет лишь один вход С
и переключается либо фронтом,
либо спадом импульса. Всякий
раз при появлении (или после
окончания действия) на входе
343
С = 1 триггер изменяет свое состояние на противоположное. По-
этому его часто называют счетным. На рис. 15.9 приведены струк-
турная схема (а), схемное обозначение (б) и временные диаграм-
мы (в) Т-триггера, управляемого спадом импульса. Он состоит
из двух RST-триггеров (ведущего VT1 и ведомого VT2) и инвер-
тора. В интервале между тактовыми импульсами ведущий триг-
гер оказывается готовым к изменению своего состояния за счет
обратных связей с выхода ведомого триггера. При появлении
С = 1 состояние триггера VT1 изменится на противоположное,
а состояние триггера VT2 при этом сохранится. После этого при
С = 0 уже изменится состояние триггера VT2, а следовательно,
и всего Т-триггер?..
Итак, в рассматриваемом Т-триггере каждый входной импульс
обеспечивает изменение его состояния на противоположное
с запаздыванием на время длительности этого импульса. Из
рис 15.9, в хорошо видно, что частота позторения выходного сиг-
нала Q вдвое меньше, чем частота повторения входных импуль-
сов С, т.е. Т-триггер осуществляет деление частоты импульсов
на 2. Отметим, что имеются и другие варианты счетных Т-тригге-
ров. Они широко используются в счетчиках импульсов, делителях
частоты и иных переключающих устройствах.
Еще больше разновидностей существует у D-триггера (Delay -
задержка). На рис 15.10 приведены структурная схема (а), схем-
ное обозначение (б) и временные диаграммы (в) D-триггера, уп-
равляемого фронтом тактового импульса. У такого триггера име-
344
ется два входа - информационный D и тактовый С. Он запоминает
свое состояние в момент поступления очередного тактового им-
пульса и сохраняет его до следующею такта. Таким образом,
D-триггер является элементом памяти.
В рассматриваемом варианте D-триггера (см. рис 15.10) ис-
пользованы RST-триггер и инвертор. Информационный сигнал
поступает не только на вход S, но и на вход инвертора, выход ко-
торого подключен ко входу R RST-триггера. В этом триггере ока-
зывается невозможным осуществить запрещенное состояние
S - R = 1. На выходе О сигнал появляется только в момент совпаде-
ния информационною сигнала D (или его части) и фронта тактово-
го импульса. Таким образом, D-триггер осуществляет задержку
установки О = 1 при D = 1 до нача< ia поступления тактового импуль-
са. В дальнейшем эта информация сохраняется на выходе О и при
D = 0 до прихода следующего тактового импульса (задержка без
использования емкостей). На этом основании D-триггер называ-
ют триггером задержки.
Наиболее универсальным триггером является JK-триггер
(Jump-переброс, Keep-сохраняй). Для него допустимо сос-
тояние, запрещенное в RST-триггере: S = R = 1. На рис 15.11
приведены структурная схема (а) и схемное обозначение (б)
JK-триггера. Таблица его истинности представлена табли-
цей 15 2. В основе рассматриваемого варианта JK-триггера ис-
пользована структура Т-триггера (см рис. 15.9, а), в цепях пере-
крестных обратных связей которой включены два элемента И.
Нетрудно убедиться, что при подаче на входы J и К сигналов,
используемых в RS-триггере, на выходах JK-триггера получают-
ся те же уровни (см. табл. 15.1 и 15.2). Однако состояния JK-триг-
гера могут меняться только по окончании тактового импульса.
Рис. 15.11
345
Таблица 15.2
J к Q
0 0 Прежнее значение
0 1 0
1 0 1
1 1 Изменяется при каждом такте
Например, пусть Q = 0 и Q = 1,ана вход поступает J = 1 и К = О.
В этом случае на входе ведущего триггера S = 1 и при С - 1 он
выдаст на своих выходах уровни Q = 1 и Q - 0. По окончании дей-
ствия тактового импульса уже ведомый RST-триггер перепишет
свое состояние на Q = 1 и Q = 0. Таким образом, работа JK-триг-
гера аналогична работе одиночного RST-триггера с внутренней
задержкой.
Как уже отмечалось выше, существенным отличием JK-триг-
гера является допустимость состояния, когда на оба информа-
ционных входа поступают сигналы логической единицы. Напри-
мер, при О = 0 и О = 1 поступают сигналы J = К = 1. Тогда на входах
ведущего RST-триггера имеем S = 1 и R = 1, что при С = 1 опреде-
лит и на входах ведомого триггера те же уровни сигнала. Затем
уже при С = 0 получим на выходе всего JK-триггера Q = 1 и 2 = 0.
Итак, при появлении J = К = 1 триггер изменяет свое состояние
на противоположное при каждом такте.
Отметим, что в JK-триггерах имеются специальные выводы,
предназначенные для его установки в нужное начальное положе-
ние. Универсальная структура JK-триггера позволяет выполнять
на его основе все типы синхронных триггеров.
15.5. ДИНАМИЧЕСКИЕ ЗАПОМИНАЮЩИЕ
ЭЛЕМЕНТЫ
Принцип действия динамических запоминающих элементов
основан на хранении информационного сигнала в виде электри-
ческого заряда на конденсаторе определенной емкости. В каче-
стве активных элементов при динамической памяти чаще всего
используются МДП-структуры. На рис 15.12 приведена принципи-
346
Рис. 15.12
пиальная схема простейшего динамического запо-
минающего элемента, являющегося частью матри-
цы памяти (подобно элементам ПЗУ). Здесь Со-
емкость основного запоминающего конденсатора,
Срш - емкость разрядной шины.
Если на разрядной шине (на стоке МДП-тран-
зистора) имеется напряжение логической едини-
цы 1УрШ, то при поступлении на затвор с адресной
шины сигнала (7АШ > Uo МДП-транзистор откры-
вается и конденсатор Со заряжается практически до уровня 1/рШ.
При САШ= 0 МДП-транзистор закрывается, а напряжение UpW на
конденсаторе определённое время сохраняется. Поскольку кон-
денсатор будет разряжаться через обратносмещенный р-п пе-
реход исток-подложка и иные цепи утечки, то для поддержания
уровня 1/рШ на Со необходимо периодически его подзаряжать
(осуществлять регенерацию). Весь процесс поддержания 17рШ
сводится к считыванию информации через определенное время
с помощью усилителя считывания и последующей записи в рас-
сматриваемый элемент памяти.
Существует множество элементов динамической памяти,
в которых совмещены конденсатор и МДП-транзистор (транзис-
торы). Конденсатор небольшой емкости реализуется в виде МДП-
конденсатора или использует барьерную емкость р-п перехода
(см. разд. 5.3). Для повышения помехоустойчивости динамичес-
ких элементов памяти следует увеличивать уровень (7рШ и емкость
Со. Напомним, что относительно большую емкость можно полу-
чить в тонкопленочных конденсаторах, выполняемых на поверх-
ности кристалла ИС.
Динамические запоминающие элементы используются в ОЗУ.
Они содержат меньшее количество МДП-транзисторов по срав-
нению с триггерами, что позволяет в некоторых случаях получать
улучшенные массогабаритные показатели. Основным недостат-
ком динамической памяти следует считать непременное присут-
ствие конденсаторов и устройств регенерации
Применение динамических запоминающих элементов наибо-
лее целесообразно в системах с большим объемом памяти. Осо-
бенно полно преимущества динамической памяти реализуются
в цифровых ЗУ с большой информационной емкостью, выполнен-
ных на основе приборов с зарядовой связью (ПЗС).
347
15.6. ТРИГГЕР ШМИТТА
Среди всего разнообразия элементов и устройств памяти
особняком располагается триггер Шмит га. Он является порого-
вым элементом и относится к классу компараторов.
Компаратор представляет сооой устройство сравнения нап-
ряжений. Практически любой ОУ может быть использован в ка-
честве компаратора, хотя промышленностью выпускаются
специальные ИС компараторов. Они отличаются более высоким
быстродействием и стабильностью выходного напряжения.
На рис. 15.13 приведена схема включения ОУ в качестве ком-
паратора. Принцип его действия удобно представить с помощью
амплитудной характеристики (см. рис. 10.4). Когда Um меньше
опорного напряжения Uon, то преобладающим оказывается не-
инвертирующий вход, что определяет (JBblx = L/Bblxmax ~ + Е. При
относительно небольшом превышении входным напряжением
величины (Уоп доминирующее влияние уже оказывает инвертирую-
щий вход ^Bblx^Bb|XmaX ~ ~ Е. Рассмотрим пример. Пусть Е~ ±15 В
и KvOY = 104. Тогда при (JBX - Uon> E/KV0Y> 1,5 мВ установиться уро-
вень - ^выхтах = -Н = -15 В, а при (Uon - UJ <1,5 В - уровень
и = +£=+15 В.
вых_тах
Отметим, что при использовании лишь од-
о+е него источника питания сигнал на выходе ком-
ивх ивь|Х паратора будет изменяться от L/Bblxmax пример-
u°n но до нуля.
В случае переменного (в частности, сину-
Рис. 15.13 соидального) 1УВХ компаратор формирует (7ВЫХ
в виде прямоугольных импульсов. Длитель-
ность этих импульсов при заданной амплиту-
де входного синусоидальною напряжения определяется величи-
ной Uon. Таким обоазом, здесь осуществляется преобразование
напряжения в длительность импульса.
Итак, компаратор обеспечивает сравнение двух уровней
напряжения (L/BX и 1УОП) с высокой точностью, определяемой зна-
чением Kv0Y. Основным недостатком рассматриваемого компа-
□атора следует считать низкую помехозащищенность, посколь-
ку его высокая чувствительность способствует возникновению
ложных срабатываний (за счет шумов, наводок и др.).
Простейший способ улучшения помехозащищенности компа-
ратора заключается в повышение уровня 17оп. Более совершен-
348
Рис. 15.14
ный вариант компаратора получается при использовании цепи
ПОС, благодаря чему на амплитудной характеристике формирует-
ся петля гистерезиса. Такой компаратор с памятью называют триг-
гером Шмитта.
У триггера Шмитта уровни включения и выключения не совпа-
дают, как это наблюдается у обычного компаратора, а различа-
ются на величину ДЦВХ = 1/вх1 -UBx2. На рис. 15.14 приведена прин-
ципиальная схема (а) и амплитудная характеристика (б) тригге-
ра Шмитта на ОУ. Цепь ПОС здесь создаётся делителем напря-
жения из резисторов Roc и /?1, а входной сигнал подаётся на ин-
вертирующий вход ОУ.
При относительно большом отрица-
тельном LL имеет место LL1Х - LI тях.
DA пЫА оЫЛ 11 IdA
Если теперь увеличить UBX до значения
ивх1 s 4,b™R1/(%c + то про-
изойдет смена полярности выходно-
го напряжения, причем процесс по-
явления L/=-U ,хтях весьма скоро-
течен за счет действия ПОС. Часть от-
рицательного выходного напряжения
поступает на неинвертирующий вход
ОУ и поддерживает это устойчивое
состояние. При дальнейшем увеличе-
нии 17вх уровень 1УВЫХ сохранится. Со-
хранится он и при уменьшении (Увхдо
тех пор, пока не будет достигнуто на-
пряжение L/bx2= -^b,xmax«1/(R1 +%с) = -4x1- В этот момент влия-
ние UBX проявится сильнее, чем сигнала цепи ПОС, что и приведет
к повышению L/Bblx. Сразу после этого включается в работу ПОС,
в результате чего произойдет переброс триггера в другое устойчи-
вое состояние Цвых=+17выхгпах. Отметим, что в триггере Шмитта шумы
и помехи, имеющие амплитуду меньше I Ubx1 I и I UBx21, не смогут
вызвать его ложного срабатывания.
Помимо рассмотренной схемы триггера Шмитта, который назы-
вают инвертирующим, существуют и иные его варианты (неинверти-
рующий, прецизионный и др.). Рассмотрим триггер Шмитта, вы-
полненный на биполярных транзисторах. На рис 15.15. приведена
его принципиальная схема (а) и амплитудная характеристика (б).
Основой этого варианта триггера является переключатель тока (см.
рис. 14.14), дополненный делителем напряжения, R1R2.
349
Если обозначить напряжение на коллек-
торе транзистора VT2 как 17К1, то напряже-
ние на его базе можно представить как
17Б2 - (7K1/R2(R1 + R2). При UBX = 0 транзис-
тор VT1 закрыт, a VT2 открыт и работает
в активном режиме (хотя при определенных
условиях может быть достигнут и режим на-
сыщения).
При увеличении UBX до значения Ubx1
произойдет переключение триггера
(см. рис. 15.15, б). В этом случае открывает-
ся транзистор VT1, что приводит к умень-
шению t/K1, а следовательно и UE2. В цепи
эмиттеров VT1 и VT2 при этом также сни-
жается напряжение от U3max до L/3min, что
способствует дальнейшему открыванию
VT1. Итак, регенеративный процесс приво-
дит устройство в состояние, когда транзи-
стор VT1 открыт, a VT2 закрыт. При дальней-
шем увеличении UBX состояние триггера не изменяется.
Для перевода триггера в первоначальное состояние необхо-
димо уменьшить UBX до уровня йвх2. За счет небольшого L/3min
транзистор VT1 начнет закрываться только при UBX - UBx2, что вы-
зовет новый регенеративный процесс (по цепи ПОС). В резуль-
тате триггер перейдет в состояние, при котором транзистор VT1
будет закрыт, a VT2 открыт. Напомним, что биполярный транзис-
тор закрывается, когда его напряжение база-эмиттер становит-
ся меньше напряжения Un. После завершения процесса переклю-
чения в цепи эмиттеров устанавливается (J3max.
Если ток ИСТ обозначить как /3, то ширина петли гистерезиса на
амплитудной характеристике может быть рассчитана по формуле
А1>вх=1>Вх1-^вх2«-^|-0.2В.
/1 I + П£
Напряжение 1/вх1 часто называют напряжением (порогом)
срабатывания, a UBx2- напряжением отпускания триггера.
350
Глава 16. ФОРМИРОВАТЕЛИ И ГЕНЕРАТОРЫ
ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ
16.1. ПРОХОЖДЕНИЕ ИМПУЛЬСА В RC-ЦЕПИ
В современной полупроводниковой электронике используется
широкий спектр разнообразных импульсных сигналов, среди ко-
торых основное место занимают импульсы прямоугольной формы.
Импульсные сигналы могут быть представлены одиночными
импульсами и их сериями, а также переменным прямоугольным
напряжением (меандром). Форма реального прямоугольного сиг-
нала всегда отличается от идеального прямоугольника. Обычно
нарастание и спад прямоугольного напряжения происходят не
мгновенно, а за определенный промежуток времени (Гф и tc
сответственно), который определяется инерционными процес-
сами в электронных цепях и устройствах (например, транзистор-
ных ключах).
Помимо импульсного прямоугольного сигнала, имеющего
определенную длительность Ги, в цифровых устройствах исполь-
зуются сигналы в виде скачков и пиков, в виде импульсов пило-
образной, экспоненциальной, колоколообразной и других форм.
При создании формирователей и генераторов импульсных
сигналов необходимые временные интервалы (длительности
импульсов и паузы между ними) обычно обеспечиваются с по-
мощью RC-цепей. Ранее уже неоднократно отмечалось и рас-
сматривалось использование RC-цепей в качестве основных
узлов в устройствах полупро! щниковой электроники. Теперь
остановимся на особенностях их применения в качестве цепей
дифференцирующего и интегрирующего типа при прохождении
через них прямоугольных импульсов.
Дифференцирующая цепь (см. рис. 11.3, а) формирует выход-
ные сигналы, амплитуда которых пропорциональна скорости из-
менения входного напряжения. На рис. 16.1 приведены вре-
менные диаграммы напряжений на ее входе и выходе. Напомним,
что при рассмотрении частотно-избирательных устройств такая
RC-цепь являла собой фильтр верхних частот ФВЧ (см. разд. 11.2).
351
При поступлении на вход дифференцирующей цепи положи-
тельного прямоугольного импульса в первый момент времени
1УВЬ|Х будет максимальным, поскольку напряжение на конденса-
торе Uc скачком измениться не может. Затем конденсатор начи-
нает заряжаться с постоянной времени RC и напряжение на нем
растет, a t/Bblx (напряжение на резисторе) уменьшается до нуля
(рис. 16.1, а). Ток зарядки конденсатора можно представить с по-
мощью формулы, хорошо известной из курса электротехники:
/ = С^. (16.1)
dt
Поскольку Uc = UBX - UBblx, то (16.1) перепишем в следующем
виде:
/ = cf _ ^(^ВЫХ
dt dt J'
Умножая обе части (16.2) на Я, получим
IR = = RC^^-RC^*-
ВЬ1Х dt dt
(16.2)
(16.3)
Последний член в (16.3) представляет собой погрешность
дифференцирования. Полагая его равным нулю, для идеализи-
рованного случая имеем
ивых
= RC——^
dt
(16.4)
Это выражение достаточно точно представляет процесс ра-
боты рассматриваемой цепи при RC -> 0. На практике обычно вы-
бирают RC существенно меньше tK входного импульса. При этом
длительность выходных сигналов примерно равна (2...3) RC.
После окончания действия входного импульса конденсатор
разряжается через резистор R, что обуславливает (аналогично
процессам, отраженным на рис. 13.6, б) появление импульса от-
рицательной полярности. Поскольку входной импульс не может
быть идеально прямоугольным, то на выходе дифференцирую-
щей цепи образуются разнополярные остроконечные импульсы.
Чем меньше t^ и tc у входного сигнала, тем больше амплитуда
у выходных остроконечных импульсов.
352
Ubx
Рис. 16.1
Если на вход дифференцирующей цепи подавать трапеции-
дальные сигналы (рис. 16.1, б), то на выходе получим прямоу-
гольные импульсы разной полярности, поскольку боковые сто-
роны трапеции (фронт и спад) соответствуют изменению напря-
жения с постоянной скоростью, т.е. dUBX/dt- const. Плоская вер-
шина трапециидального импульса соответствует dUBX/dt = 0, что
в (16.4) даст С/ВЬ1Х — 0.
Принципиальное отличие дифференцирующей цепи от меж-
каскадных связующих RC-цепей состоит лишь в значении посто-
янной времени. Напомним, что в усилителях RC выбирают боль-
ше периода входного напряжения на самой нижней частоте уси-
ливаемого сигнала.
Рассмотрим теперь интегрирующую
цепь, представляющую собой RC- фильтр
нижних частот ФНЧ (рис. 11.1, а). На
рис. 16.2 приведены временные диаграм-
мы напряжений на ее входе и выходе.
При поступлении на вход рассматри-
ваемой цепи положительного прямоу-
гольного импульса в первый момент вре-
мени UBblx = 0. Затем конденсатор заря-
жается и UBblx-^ UBX. После окончания действия входного сигнала
конденсатор разряжается и С/вых -> 0.
Поскольку в интегрирующей цепи L/Bblx = Uc и IR - UBX - UBblx,
то из (16.1) можно получить
UBX = ивых + RC^^. (16.5)
DA DtXA '
При больших значениях R и С выходное напряжение нараста-
ет очень медленно (начальный участок экспоненты практически
353
линеен) и можно считать, что Um » LL„. В этом случае (16.5)
вх вых *
перепишем в следующем виде:
UBX*RC^*-
вх dt
Решение (16.6.) имеет вид
UB^-^UBXdt.
пЬ 0
(16.6)
(16.7)
Итак, рассматриваемая цепь выполняет операцию интегриро-
вания, причем точность этого действия возрастает с РС^> °°.
16.2. ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУДЫ ИМПУЛЬСОВ
Ограничителями (фиксаторами) амплитуды называют устрой-
ства, выходное напряжение которых линейно зависит от входно-
го напряжения только в определенном диапазоне, за пределами
которого (7ВЬ|Х уже не зависит от 1/вхи остается постоянным. По-
рог ограничения задается величинами напряжений по максиму-
му (сверху) L/01 и по минимуму (снизу) U02, т.е. всегда 1/01 > 1/вых>
> U02. Такие ограничители (с двумя порогами ограничения) назы-
вают двусторонними. Амплитудная характеристика двусторонне-
го ограничителя приведена на рис. 16.3.
На практике часто используют односторонние ограничители,
т.е. устройства с одним порогом ограничения. На рис. 16.4 при-
ведена принципиальная схема параллельного диодного ограни-
чителя по максимуму. Здесь основной ограничительный элемент
(диод) включен параллельно с нагрузкой. Если UBX < (J01, то диод
закрыт и при больших RH t/Bblx= UBX. Если UBX> Uov то диод откры-
вается и шунтирует сопротивление нагрузки, в результате чего
Рис. 16.3
Рис. 16.4
354
Ro
o-jzzj—♦—*---------о-
Ubx VD1± ivD2UBb|)i’
+Е01О O-Eq2
о-------------—----ci-
Рис. 16.5
Rh
рис. 16.3. Здесь пороги
С/вых ~ Цл = ^oi + Чг Поскольку чаще всего применяются кремни-
евые диоды, то U01 = Е01 + 0,7 В.
Изменив полярность включения диода и источника опорного
напряжения, создадим параллельный ограничитель по миниму-
му. Если же поменять местами диод и резистор Ro, то получим
последовательный диодный ограничитель. Отметим, что после-
довательный ограничитель амплитуды будет иметь на выходе
нежелательную постоянную составляющую, обусловленную про-
хождением Ео в нагрузку.
Если требуется ограничить амплиту-
ду напряжения одновременно и по мак-
симуму, и по минимуму, то следует при-
менять двусторонние ограничители,
принципиальная схема одного из воз-
можных вариантов которого приведена
на рис. 16.5. Его работа хорошо иллюст-
рируется амплитудной характеристикой
ограничителя: L/01 = Е01 + Un и U02 = -(Е02 + UJ.
С помощью двустороннего ограничителя (формирователя)
удобно преобразовать синусоидальное напряжение в импульсы
трапециидальной или прямоугольной формы с хорошей стабиль-
ностью (рис. 16.6.). При мгновенных значениях входного напря-
жения, меньших по абсолютной величине, чем (J01 и U02, оба дио-
да закрыты и форма выходного напряжения совпадаете 1УВХ. При
L/BX > 1701 диод VD1 открывается и шунтирует нагрузку, что опре-
деляет 6ВЫХ = L/01. При отрицательной полуволне напряжения ана-
логичное ограничение наступает при | L/BX |>| U02 |. Подбором зна-
чений (701 и 17О2 можно регулировать амплитуду положительных
и отрицательных импульсов.
Отметим, что для получения прямоугольных импульсов ампли-
туда входного напряжения должна во много раз превышать поро-
говые значения ограничителя.
При изучении этого раздела
курса многие обратят внимание
на уже встречавшееся ранее на-
чертание принципиальных схем.
Действительно, принципиальные
схемы ограничителей амплитуды
почти полностью повторяют схе-
мы параметрических стабилиза-
Uoi
U02
Рис. 16.6
355
торов напряжения (см. разд. 12.6). Принцип действия у этих уст-
ройств тоже однотипен, разве только параметрические стабили-
заторы в основном призваны для работы с постоянными напря-
жениями, а ограничители стабилизируют максимальные ампли-
туды импульсных сигналов при L/BX> Uo.
Опорные диоды широко распространены и в ограничителях
амплитуды импульсов. Если в ограничителе рис. 16.4 вместо
обычного выпрямительного диода включить опорный диод, то
отпадает необходимость в использовании источника опорного
смещения Е01, a t/01 будет равно напряжению стабилизации 1УСТ
самого диода.
При реализации двусторонних ограничителей часто исполь-
зуется последовательно встречное включение двух опорных, а
иногдаивыпрямительныхдиодов(см., например, рис. 16.7). Для
такого включения при любой полярности сигнала один из дио-
дов окажется смещенным в прямом направлении и практически
не будет влиять на прохождение сигнала, а вот другой опорный
диод ограничит амплитуду своим Ucr
Иногда ограничители амплитуды включаются в цепи обратных
связей различных устройств. На рис. 16.7 приведена принципи-
альная схема усилителя на ОУ с двусторонним ограничителем
в цепи ООС. При любой полярности сигнала один из опорных ди-
одов смещен в прямом, а другой - в обратном направлении. По-
этому при небольших амплитудах диодную цепь ООС можно счи-
тать оборванной, а коэффициент усиления устройства будет
представлен хорошо известной формулой (10.4)
Однако когда сигнал начнет превышать пробивное напряже-
ние обратносмещенного р-п перехода одного из диодов, то его
сопротивление гд -» 0 и ООС становится почти стопроцентной.
В результате КУинв резко падает, т.е. наступает ограничение амп-
литуды ивых.
В заключение отметим, что ограни-
чители амплитуды сигналов часто
используются не только для формиро-
вания и селекции импульсов по ампли-
туде и полярности, но и для защиты
различных цепей: затвора МДП-тран-
зистора (рис. 4.14), входа чувствитель-
ного усилителя и др.
356
16.3. МУЛЬТИВИБРАТОРЫ
Практически любая электронная система содержит генерато-
ры импульсов, задающих ритм ее работы. Основной генератор
(опорной частоты) вырабатывает последовательности импуль-
сов, с помощью которых вспомогательные генераторы форми-
руют свои тактирующие последовательности. В качестве гене-
раторов прямоугольных импульсов чаще всего используются
мультивибраторы.
Мультивибратор является автогенератором и работает без
помощи входных сигналов. Существует несколько вариантов
мультивибраторов. На рис. 16.8 приведена принципиальная схе-
ма классического мультивибратора на биполярных транзисторах.
Нетрудно заметить, что здесь фактически использована биста-
бильная ячейка с емкостной связью между транзисторными
ключами. В отличие от генераторов синусоидальных колебаний
в мультивибраторах обеспечивается глубокая ПОС в относитель-
но широкой полосе частот, формирующих последовательность
прямоигольных импульсов. Отсюда и происходит название «Муль-
тивибратор» (англ, multi - много).
Наиболее распространенным явля-
ется симметричный мультивибратор, I 1Rb2 I Х~°+Ек
плечи (транзисторные ключи) которо- RkiD c2 U ReiU Ci [JRk2
го выполнены на одинаковых элемен- —lh?
тах (VT1 — VT2, RK1 — RK2, — ^Б2 ^J^2
и C1 = C2). Рассмотрим работу такого T J
мультивибратора.
Предположим, что в выбранный Рис. 16.8
нами момент времени для начала рас-
смотрения работы мультивибратора транзистор VT1 открыт
и находится в режиме насыщения за счет относительно большо-
го тока базы (заряжающего конденсатор СД В этом случае VT2
будет закрыт напряжением заряженного ранее конденсатора С2,
поскольку егр положительно заряженная обкладка (через откры-
тый VT1) подключена к общей шине, а отрицательно заряженная -
к базе транзистора VT2. В рассматриваемый м jMem времени
конденсатор С1 будет заряжаться от Ек через RK2 и прямосме-
щенный р-п переход база - эммитер VT1, а С2 - разряжаться че-
рез RB2 и открытый VT1. Итак, зарядный ток С1 является током
базы VT1, и он поддерживает открытое состояние VT1.
357
После того как С2 разрядится до нуля, он начнет заряжаться
(через RB2 и Ек), и как только напряжение на нем достигнет Un =
~ +0,7 В, откроется транзистор VT2. К этому моменту времени
конденсатор С1 уже будет полностью заряжен примерно до Ек.
Его положительно заряженная обкладка через открытый VT2
окажется подключенной к общей шине, а отрицательно заряжен-
ная - к базе VT1, что приведет к закрыванию этого транзистора.
Возникший регенеративный процесс форсирует переключение
состояний транзисторов, по окончании которого VT2 будет ра-
ботать в режиме насыщения, a VT1 - в режиме отсечки. В даль-
нейшем будут происходить аналогичные процессы, приводящие
к пеоиодическому изменению состояний транзисторов. В резуль-
тате перепады напряжений на коллекторах VT1 и VT2 сформиру-
ют последовательность прямоугольных импульсов.
Постоянная времени зарядки каждого конденсатора тзар =
= CRK, а постоянная времени разрядки траз = С/?Б. Успешная ра-
бота мультивибратора имеет место при -сраз » тзар, что необхо-
димо для полной зарядки одного из конденсаторов за то время,
пока другой конденсатор поддерживает закрытое состояние
соответствующего транзистора. Итак, всегда НБ > 10RK. Это ука-
зывает на то, что наряду с величинами емкостей длительность
импульса Ги и частота прямоугольных колебаний f0 мультивибра-
тора определяются и ~ миналами НБ:
fM = R6Cln2; (16.8а)
072
f0^. (16.86)
Для симметричного мультивибратора времена открытого
и закрытого состояний у транзисторов одинаковы, поэтому Ги
у него всегда равно длительности паузы между импульсами, т.е.
период колебаний Т = 2fM, а скважность Оск = T/tK = 2.
У несимметричного мультивибратора R^C, *ЯБ2С2, в резуль-
тате чего Ги уже не будет равно паузе. Обычно импульс имеет
меньшую чем пауза длительность. Это отличие чаще всего не
очень большое, и Оск не превышает 10.
Классический вариант мультивибратора на транзисторах не
'бладает всеми необходимыми показателями, требуемыми для
источника опорных импупьсов. С целью повышения стабильнос-
358
ти основных временных параметров в рассматриваемом муль-
тивибраторе можно использовать дополнительный источник пи-
тания базовых цепей ЕБ. Он подключается к базам транзисторов
через соответствующие резисторы ЯБ1 и НБ2, причем ЕБ > Ек.
Поясним особенность работы такого мультивибратора с по-
мощью рис. 16.9. Выберем один из конденсаторов (С1 или С?)
для рассмотрения процесса его перезарядки. Пусть конденса-
тор С2 заряжен до напряжения Ек, причем к базе закрытого тран-
зистора VT2 подключена его отрицательно заряженная обклад-
ка. Этот конденсатор будет разряжаться с траз = С2ЯБ2 по траек-
тории, устремленной к +ЕК в классическом варианте (кривая а),
и к +ЕГ в рассматриваемом здесь варианте (кривая б). Транзис-
тор VT2 открывается при (УБЭ= Un. Однако фиксация этого момента
затруднена из-за влияния различных внутренних и внешних фак-
торов (изменение температуры, шумы и др.), чем и определяет-
ся разброс значений напряжения на конденсаторе, при котором
возникают условия для начала открывания транзистора. Этот
разброс на рис. 16.9 показан заштрихованной областью неопре-
деленности в районе Un ~ 0,7 В. Чем быстрее Uc проходит эту об-
ласть, тем меньше будет временной интервал нестабильности
момента открывания VT2. Из рис. 16.9 видно, что при ЕБ > ^тра-
ектория перезарядки конденсатора проходит круче и ДГ имеет
меньшую величину. Поэтому здесь лучше фиксируется момент
времени, когда транзистор открывается, чем и обеспечивается
большая четкость в формировании импульсов.
359
Итак, можно заключить, что стабильность временных интер-
валов возрастает при повышении ЕБ. Кроме того, из рис. 16.9
следует, что при этом уменьшается и увеличивается f0.
Существенным недостатком мультивибраторов на транзисто-
рах, прежде всего, является необходимость в использовании двух
конденсаторов. Кроме того, эти мультивибраторы обычно весь-
Овых
Рис. 16.10
ма чувствительны к изменениям нагрузки, а их вых< дные сигна-
лы не всегда согласуются со стандартными уровнями логических
элементов.
Мультивибраторы на основе логических ИС не требуют спе-
циальных устройств для согласования с другими устройствами и
поэтому находят широкое применение в цифровых системах. На
рис. 16.10 в качестве примера приведена принципиальная схема
одного из вариантов мультивибратора на интегральных инвер-
торах. Кратко остановимся на его работе.
Если в начальный момент времени на-
пряжение в точке А равно значению логи-
ческого нуля (С/д = U° < 0), то в точке Б име-
ет место логическая единица (С/Б = L/1 ~
~ +ЕП), следовательно L/Bblx - U°. К этому
моменту емкость окажется заряженной до
напряжения 1Ус(полярность напряжения
указана на рис. 16.10), поэтому она будет
перезаряжаться через R, и t/A станет увеличиваться, стремясь
к (А Как только UA превысит пороговое напряжение инвертора,
произойдет его переключение и U5 - U°, a t/Bb|X = L/1. Полярность
напряжения на конденсаторе к этому моменту времени изменится
на противоположную. В этом случае 1/ВЬ|Х складывается с напря-
жением Uc, т.е. к точке А будет приложено относительно боль-
шое положительное напряжение l/A = Uc + L/1. Теперь конденса-
тор опять начнет перезаряжаться, а напряжение 1УА при этом
станет уменьшаться. Когда оно достигнет порогового значения,
произойдет обратное переключение инверторов. Полярность Uc
опять совпадет с указанной на рис. 16.10, а описанные выше про-
цессы повторятся.
Рассмотренный мультивибратор (рис. 16.10) обычно реали-
зуется на двух КМДП - инверторах. Различные его модификации
находят широкое применение.
При выполнении мультивибратора на основе элементов ТТЛ
необходимо учитывать их относительно небольшое входное со-
360
противление, причем разное для
сигналов логического нуля и еди-
ницы. На рис. 16.11 приведена
принципиальная схема одного из
вариантов мультивибратора на
интегральных ТТЛ элементах.
Рис <6.11
Времязадающая цепь здесь со-
стоит из R1 и С. Резистор R2 играет вспомогательную роль по
выравниванию временных интервалов.
Поскольку в серийных ИС напряжение порога переключения
всегда имеет разброс своих величин, то для получения заданных
временных интервалов в мультигибраторах на их основе требу-
ется индивидуальный подбор номиналов навесных элементов.
Лучшими показателями для опорных генераторов низких
и средних частот обладают мультивибраторы на основе диффе-
ренциальных и операционных усилите-
лей. На рис. 16.12 приведена принци-
пиальная схема симметричного муль-
тивибратора на ОУ (а) и временные ди-
аграммы напряжений на инвертирую-
щем входеС/с и выходе 17ВЬ|Х(б). Конден-
сатор и резистор Rqqc образуют интег-
рирующую цепь, выполняющую функ-
цию ООС, а резисторы Rnoc и R1 обра-
зуют делитель напряжения, обеспечи-
вающий присутствие ПОС. Напомним,
что питание ОУ осуществляется напря-
жением ±ЕП. Рассмотрим работу тако-
го мультивибратора.
Предположим, что в выбранный
нами момент времени для начала рас-
смотрения работы мультивибратора
^вых = +17выхтах = +Еп- ПРИ ЭТОМ (ПОрОГО-
вое) напряжение на неинвертирующем
входе ОУ будет равно
/ / R
U _ ^выхтах* *1
^ПОС +^1
Рис. 16.12
(16.9)
15—2634
361
а отрицательное напряжение на конденсаторе начнет уменьшать-
ся за счет его разрядки через Rooc. Затем, пройдя нулевое зна-
чение, Uc получит уже положительный знак и станет увеличивать-
ся, стремясь к +ЦЗЬ1хтах- Пока сохраняется условие Uc < Uo,
выходное напряжение мультивибратора останется постоянным
^выхтах- Когда же Uc превысит Uo, превалирующим окажется дей-
ствие напряжения на инвертирующем входе, что приведет к сни-
жению (УВЬ|Х, а следовательно Uo, и гызовет начало регенератив-
ного процесса. Лавинообразное уменьшениеС/вых до -UBblxmax =
~ -Еп происходит за счет действия ПОС (подобно переключению
триггера Шмитта). При этом напряжение на неинвертирующем
входе Uo сохранит свое абсолютное значение, определяемое со-
отношением (16.9), но уже станет отрицательным.
Теперь конденсатор начнет разряжаться через /?оос: напряже-
ние Uc будет уменьшаться от +U0, стремясь к -ивыхп1ах- Когда
I Uc (станет чуть больше I Uo I, опять возникнет регенеративный
процесс, скачком переводящий мультивибратор в противополож-
ное состояние: UBblx = +(-/выхтах- После этого отрицательное Uc нач-
нет уменьшаться (по модулю) и весь цикл работы повторится, как
было описано выше.
Длительность выходного положительного импульса опреде-
ляется промежутком времени, при котором Uc изменится от -Uo
до +U0 . Поскольку конденсатор перезаряжается с постоянной
времени ЯоосС, то можно записать:
+ . г> z-ч^^выхтах
Ги - ноосс|п7} ПГТ- (16.10)
‘'выхтах ^0
Подставив (16.9) в (16.10), и проведя несложные преобразо-
вания, получим для симметричного мультивибратора:
Т ( 9R А
'и“ЯоосС1п 1+^-4.
к '’ПОС)
(16.11)
Из (16.11) следует, что для повышения /^следует уменьшить
С, Rooc и Яр a Япос увеличить. Рассмотренный мультивибратор
генерирует импульсы со скважностью 2. Если необходимо изме-
нить QCK, т.е. получить несимметричный мультивибратор, то сле-
дует реализовать разные постоянные времени для зарядки и раз-
рядки С. Принципиальная схема одного из вариантов несиммет-
362
ричного мультивибратора приведена на
рис. 16.13. Если в (16.11) вместо Яоос
подставить ЯООС1, то получим выражение
для 1И, а если ЯООС2- то для длительнос-
ти паузы (длительности отрицательного
импульса).
Обращает на себя внимание тот факт,
что временные интервалы не зависят от
параметров ОУ. Это указывает на высо-
кую стабильность работы рассмотренных мультивибраторов При
необходимости еще больше увеличить стабильность можно ре-
комендовать использовать кварцевые резонаторы, которые
обычно включаются в цепь ПОС.
16.4. ОДНОВИБРАТОРЫ
Одновибраторами, или ждущими мультивибраторами, назы-
вают формирователи прямоугольных импульсов, управляемые
короткими входными запускающими сигналами. Одновибратор
является мультивибратором с одним устойчивым состоянием. Он
может быть использован в качестве временной задержки импуль-
сов. На рис. 16.14 приведена принципиальная схема одного из
вариантов одновибратора на транзисторах. В нем используется
дозированная связь между коллектором транзистора VT2 и ба-
зой VT1 с помощью делителя напряжения. Рассмотрим работу
такого одновибратора.
В исходном состоянии транзистор VT1 закрыт, a VT2 открыт
и насыщен, т.е. L/Bblx = 0. Одновибратор запускается отрицатель-
ным импульсом UBX. К рассматриваемому моменту времени кон-
денсатор С будет заряжен до напряжения Uc~ Ек, складываясь
с которым, 1УВХ закрывает VT2.
В результате L/Bbix возрастает по-
чти до Ек, что приводит к откры-
ванию VT1. Теперь уже закрытое
состояние VT2 поддерживается
напряжением -Uc. Это состоя-
ние, формирующее 1и, можно
рассчитать с помощью (16.8а).
Когда конденсатор перезарядит-
ся (через /?Б) до +Un, откроется
Рис. 16.14
363
VT2 ,что вызовет регенеративный процесс, который скачком пе-
реведет одновибратор в устойчивое первоначальное состояние
(сформируется спад выходного импульса).
Это состояние должно сохраняться во время зарядки С, кото-
рый должен закончиться до прихода следующего запускающего
импульса. Отметим, что во входной цепи рассматриваемого од-
новибратора включена дифференцирующая цепь, преобразую-
щая UBX в короткий импульс запуска.
Теперь остановимся на одновибраторе, выполненном на ло-
гических элементах. Пожалуй, главным его достоинством явля-
ется простота, а вот стабильность tr, относительно невелика.
На рис. 16.15 в качестве примера приведена принципиальная
схема одного из вариантов одновибратора, реализованного на
ИС логического элемента И - НЕ и инвертора. В исходном состо-
янии на входе одновибратора имеет место высокий уровень на-
пряжения (UBX = L/1). Поскольку напряжение на входе инвертора
равно нулю, то UBblx1 = I/1 и (JBblx2 - U°- Конденсатор разряжен.
Одновибратор запускается импульсом низкого уровня.
При этом UBblx2 = (Д что обуславливает бросок напряжения на
выходе дифференцирующей цепи (см. рис. 16.1, а). В результа-
те переключается инвертор и L/Bblx1 = U°, чем поддерживается
(7Вых2 = • Затем конденсатор начинает заряжаться и напряже-
ние на входе инвертора будет снижаться. Как только оно станет
меньше порогового значения, произойдет обратное переключение
инвертора (и всего одновибратора), т.е. L/Bblx1 = L/1 и L/Bbix2 = U°.
Для того чтобы одновибратор был готов к приходу следующе-
го запускающего сигнала, конденсатор должен успеть разрядить-
ся. С целью форсирования этого процесса используется диод.
Рассмотрим теперь одновибратор на ОУ, принципиальная схе-
ма которого приведена на рис. 16.16. В исходном состоянии
Рис. 16.15
364
UBblx = “^выхтах’ величина которого определяется типом ОУ и зна-
чением Еп. Конденсатор С шунтирован диодом VD1 и почти раз-
ряжен, поэтому напряжение на инвертирующем входе ОУ равно
Uc = -Un ~ -0,7 В. Отрицательное напряжение на неинвертирую-
щем входе (7нач относительно велико:
^нач ^выхтах
Я1||Я2
Япос +^l||^2
(16.12)
т.е. 11Унач I > I Un I. Таким образом, исходное состояние одновиб-
ратора устойчиво и может сохраняться сколь угодно долго.
Положительный импульс запуска UBX поступает на неинверти-
рующий вход ОУ через дифференцирующую цепь и диод VD2.
Поскольку 17вх > I UHa41, то на этом входе ОУ (и на выходе) появ-
ляется положительное напряжение. Включается регенеративный
процесс, приводящий к появлению на выходе одновибратора
+^выхтах- *"*а неинвертирующем входе ОУ (после окончания дей-
ствия импульса запуска) устанавливается напряжение Uo, вели-
чину которого можно рассчитать с помощью (16.9). Положитель-
ное (7выхтах заряжает С, и напряжение на инвертирующем входе
возрастает с постоянной времени RoocC. Как только оно превы-
сит Uo, опять включается регенеративный процесс и L/Bblx скач-
ком изменяется до значения -ОВЬ1хтах.
Временной интервал, в течение которого на выходе одновиб-
ратора имеется +L/Bblxmax и есть длительность выходного импуль-
са Ги. При определении учитываем, что начало формирования
импульса происходит при Uc~ -0,7 В, т.е. I Uc I«I L/Bbixmax I. С уче-
том этого обстоятельства перепишем (16.10) в следующем виде:
fH=RoocCln вь,хт"
'-'вых max '-'О
(16.13)
Подставляя (16.9) в (16.13), после проведения преобразова-
ний получим:
~ RoocCIn 1+
Ri
О
''пос /
(16.14)
После формирования спада выходного импульса одновибра-
тор должен определенное время находиться в исходном устой-
чивом состоянии, пока конденсатор С не разрядится до уровня -
365
-Un. Это есть время паузы. После ее окончания новый запускаю-
щий импульс сможет обеспечить новое срабатывание одновиб-
ратора.
В заключение отметим, что одновибраторы, как и другие уст-
ройства с ПОС, имеют низкую помехозащищенность. Поэтому на
практике желательно работать при повышенных Еп и UBX.
16.5. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ
Для получения коротких импульсов повышенной мощности
с большими паузами можно использовать блокинг-генераторы.
Блокинг-генератором принято называть генератор прямоуголь-
ных импульсов, в котором ПОС осуществляется через импульс-
ный трансформатор. Сразу отметим, что применение трансфор-
матора обеспечивает гальваническую развязку цепи нагрузки
и позволяет получить t/Bblx необходимого уровня. Блокинг-гене-
раторы имеют несколько разновидностей и могут работать как
в автоколебательном, так и в ждущем режимах.
В настоящее время чаще применяется ждущий блокинг-гене-
ратор, принципиальная схема которого приведена на рис. 16.17.
Такой блокинг-генератор по сути выполняет функции мощного
варианта одновибратора. Его Ги обычно задается параметрами
трансформатора и составляет от десятых долей до десятков мик-
росекунд.
Основой рассматриваемого устройства является транзистор-
ный ключ, в коллекторную цепь которого включена первичная
обмотка импульсного трансформатора. С помощью двух других
обмоток осуществляется подключение нагрузки и цепи ПОС.
-Есм
Рис. 16.17
Диод VD и резистор R предназначены для
защиты транзистора от перенапряжений,
возникающих при его закрывании.
В исходном устойчивом состоянии тран-
зистор находится в режиме отсечки, что
обеспечивается наличием закрывающего
напряжения Есм. В этом режиме в обмотках
трансформатора токи не протекают и t/Bblx =
= 0. При поступлении положительного им-
пульса запуска транзистор открывается,
включается в работу ПОС, что порождает
возникновение регенеративного процесса
366
(прямой блокинг-процесс), приводящего транзистор в режим
насыщения. В результате формируется выходной импульс на RH.
После окончания процесса намагничивания сердечника
импульсного трансформатора нарушаются условия насыщения
транзистора посредством действия ПОС, и он начинает зак-
рываться.
Как только /к уменьшается, вновь возникает регенеративный
процесс (обратный блокинг-процесс), формирующий спад t/Bblx,
что заканчивается переходом ранзистора в режим отсечки.
При изменении полярности Есм и части конфигурации схемы
можно реализовать блокинг-генератор, работающий в автоколе-
бательном режиме. Автоколебательный блокинг-генератор по
сути выполняет функцию варианта мультивибратора (с относи-
тельно невысокой стабильностью частоты).
В заключение отметим, что мощный блокинг-генератор мож-
но выполнить не только на основе транзистора, но и тиристора,
а относительно маломощный - на основе специализированной ИС.
16.6. СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ ИС
Помимо цифровых и аналоговых ИС общего применения, на
базе которых выполняются формирователи и генераторы импуль-
сных сигналов, отечественной промышленностью выпускаются
серии ИС, имеющие специализированные для этих целей изде-
лия. Преимущество в их использовании перед устройствами на
транзисторах и ИС общего применения состоит не только в улуч-
шенных массогабаритных показателях, но и в большей стабиль-
ности при внешних воздействиях и при изменении Еп .
Для реализации ждущего блокинг-генератора удобно исполь-
зовать ИС КР119, к определенным выводам которой следует под-
ключить обмотки импульсного трансформатора, конденсаторы
и резисторы. Схемы подключения и номиналы рекомендуемых
навесных элементов приводятся в справочной литературе.
Основополагающие структуры одновибраторов и мультивиб-
раторов достаточно широко представлены в составах развитых
серий ИС, базирующихся на ТТЛ и КМДПТЛ-элементах. Для пре-
образования их в реальные импульсные устройства требуется
только внешняя времязадающая RC-цепь. В качестве примера на
рис. 16.18 приведено схемное обозначение ИС К155АГ1 с под-
ключенной внешней RC-цепью. Эта ИС помимо собственно од-
367
Рис. 16.18
новиоратора содержит входной логи-
ческий элемент и триггер Шмитта, что
существенно расширяет ее функцио-
нальные возможности.
Время tM задается здесь RC-цепью
и может быть рассчитано с помощью
(16.8а). Помимо внешнегоR1 имеется
и внутренний резистор /?вн = 2 кОм.
При отсутствии внешних навесных эле-
ментов ИС будет генерировать очень
короткие импульсы (Ги = 30...35 нс) за
счетЯвн и паразитной емкости между выводами.
Запуск одновибратора можно осуществить в двух вариантах.
Он отработает при спаде запускающего импульса, поданного на
вход А1 или А2, если на входе В имеется высокий уровень напря-
жения. Кроме того, запуск можно выполнить и по фронту импуль-
са, поданного на вход В, если ко входу А1 и (или) А2 приложено
напряжение логического нуля.
Помимо К155АГ1 выпускаются и другие варианты ИС, специ-
ально предназначенные для реализации одновибраторов и муль-
тивибраторов (К155АГЗ, К561АГ1 и др.).
Особой разновидностью ИС, совмещающей в одном кристал-
ле аналоговые и цифровые функции, является формирователь
импульсов различной длительности и частоты следования, на-
зываемый таймером (англ, time - время). Таймер представляет
Рис. 16.19
собой БИС, содержащую ряд логических элементов, компарато-
ров, триггеров и других полупроводниковых узлов и цепей. Од-
нако его применение отличается простотой. На базе таймера
легко реализуются мультивибраторы, одновибраторы и многие
другие импульсные устройства.
На рис. 16.19 приведена принципиаль-
ная схема одного из вариантов мультивиб-
ратора на основе таймера КР1006ВИ1.
Такой генератор обеспечивает Го< 1 МГц
с высокой стабильностью (изменение Еп
от 5 до 12В приводит к уходу частоты не
более 0,1 %). Временные интервалы зада-
ются параметрами внешней цепи, состо-
ящей из резистора R и конденсатора С.
Скважность практически равна 2, a tM мож-
368
но рассчитать с помощью (16.8, а). Резистор R1 = 1 ...2кОм слу-
жит для получения С/^Ь|Х=ЕГ1, С1 = 0,01 ...0,1 мкФ.
Таймер КР1006ВИ1 хорошо согласуется с ИС ТТЛ и КМДПТЛ,
мощными транзисторами, светодиодами и т.д. Помимо генера-
торов прямоугольных импульсов он может стать основой и для
множества других устройств, в частности, для генераторов ли-
нейно изменяющегося напряжения.
16.7. ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ
НАПРЯЖЕНИЯ
Генераторы линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН)
предназначены для формирования импульсов выходного напря-
жения, обычно имеющих форму неравностороннего треугольни-
ка. Такое напряжение часто называют пилообразным. Существу-
ет несколько форм пилообразного напряжения. На рис. 16.20.
приведены временные диаграммы одн( полярного пилообразно-
го напряжения. Линейно изменяющуюся, как правило, более
длительную часть импульса, принято называть прямым (рабочим)
ходом fnp, а короткую часть - обратным ходом (стадией восстанов-
ления) Гобр. Амплитуда пилообразного импульса 17выхгпах определя-
ется разностью напряжений в начале и конце прямого хода.
В общем случае длительности Гпр и to6p могут находиться в са-
мых разнообразных отношениях. Формы импульсов могут быть
не только треугольными, но и трапецеидальными, а также ины-
ми, представляющими сложные геометрические формы с раз-
ной полярностью.
В нашем изложении за основу будем брать широко распрост-
раненное пилообразное напряжение (рис. 16.20).
Получить такую форму напряжения можно с помощью конден-
сатора С (рис. 16.21), заряжающегося от +ЕП до напряжения
Рис. 16.21
369
^выхтах с относительно большой постоянной времени RKC при
закрытом транзисторе и быстро разряжающегося практически до
нуля через открытый транзистор.
Помимо указанных выше, к основным параметрам ГЛИН сле-
дует отнести коэффициент использования напряжения питания
5, и коэффициент нелинейности Кнл. Обычно £, = (^выхтах/^п) < 1 •
Почти всегда стремятся сделать его величину максимальной.
В зависимостиот области применения ГЛИН используют различ-
ные определения для Кнл. Наиболее часто его представляют
в следующем виде:
О^вых.нач ^^вых.кон
dt_____________dt
^^вых.нач
dt
(16.15)
где dUBblK Ha4/dtvi dUвьк K0H/dt - скорости изменения напряжения в
начале и конце прямого хода соответственно. При Кнл < 0,3 для
примерной оценки его конкретной величины можно использовать
очень простую формулу:
к пр
нл~ RKC’
(16.16)
К высокоточным относят ГЛИН с Кт < 1 %.Если Кнл=1...10%,
то считают, что ГЛИН имеет среднюю линейность, а если Кнп >
> 10 %, то низкую.
Простейший ГЛИН (рис 16.21) при формировании прямого
хода представляет собой ин гегрирующую цепь. Подставим в вы-
ражение (16.5) Еп вместо t/BX и RK вместо R, а затем перепишем
его в следующем виде:
dUBblx — ^вых
ГЗЫА I I DdA _
dt RKC С
(16.17)
Из (16.17) следует, что при L/Bblx « Еп скорость нарастания на-
пряжения максимальна и почти постоянна, а 0. Таким об-
разом можно заключить, что использовать рассматриваемый ва-
риант ГЛИН желательно лишь при небольших fnp и
Из (16.17) также следует, что в ГЛИН необходимо стабилизи-
ровать ток зарядки. В качестве стабилизаторов тока удобно ис-
370
пользовать биполярные и полевые транзисто-
ры, работающие на пологих участках ВАХ.
Напомним, что стабилизация тока осуществ-
ляется тем лучше, чем больше дифференци-
альное сопротивление токостабилизирующе-
го элемента, являющегося в нашем случае
сопротивлением цепи зарядки конденсатора
гзар. На рис. 16.22 приведена принципиальная
схема ГЛИН стокостабилизирующим полевым
транзистором. Резистор R создает по отноше-
Рис. 16.22
нию VT2 ООС, в результате чего сопротивление гзар = rc(1 + SR),
где S и гс - параметры полевого транзистора (см. разд. 4.1) На
практике удается получить гзар = 1...1.5 МОм. Этот простой вари-
ант ГЛИН экономичен и применяется довольно часто , когда до-
пустим Кнл= (5...10) %.
Лучшие показатели можно получить в ГЛИН, принципиальная
схема которого приведена на рис. 16.23. Ток зарядки основного
конденсатора С1 здесь стабилизируется с помощью обратной
связи, созданной посредством включения конденсатора Со. Та-
кая повторительная положительная следящая связь порождает
появление на зарядном резисторе RK компенсирующего напря-
жения, пропорционального значениям напряжения на основном
конденсаторе L/C1.
В исходном состоянии транзистор VT1 открыт и насыщен,
в результате чего 17С1 ~ 0. Конденсатор Со через диод и резистор
Rg заряжается до UC0~EK.
При поступлении отрицательного импульса (7ВХтранзистор VT1
закрывается и начинается формирование прямого хода пилооб-
разного напряжения за счет зарядки С1 через диод и RK. Транзи-
стор VT2 включен по схеме ОК, так что (Увых будет повторять зна-
чения L/C1. Это напряжение, склады-
ваясь с Uco, поступает на диод и зак-
рывает его. После этого С1 заряжа-
ется по цепи: VT2, Со и RK. Цепь за-
рядки представляет собой токоста-
билизирующую структуру. Дей-
ствительно, если напряжение на
нижнем выводе Rr равно Ucv то на
верхнем выводе - UC1 + Uco. По-
скольку всегда Со » С1 ,то за вре-
Рис 16.23
371
мя fnp конденсатор Co почти не разряжается. В результате паде-
ние напряжения на резисторе RK практически не меняется и ос-
тается равным Uco ~ Ек, чем и определяется постоянство тока
зарядки. После окончания действия импульса t/BXтранзистор VT1
открывается и С1 разряжается, формируя обратный ход пилооб-
разного напряжения.
Существует много разнообразных вариантов рассмотренной
схемы ГЛИН. В.таких устройствах часто используется дополни-
тельный источник питания эмиттерной цепи VT2, вместо эмит-
терного повторителя включается повторитель на ОУ и др. Боль-
шинство из этих вариантов обеспечивают Кт- (1 ...5) % и £, < 0,9.
При необходимости получить^ > 1 можно использовать ГЛИН,
принципиальная схема которого приведена на рис. 16.24. Такое
устройство называют как ГЛИН со встроенным преобразовате-
лем напряжения. МДП-транзисторы VT1 и VT3 имеют индуциро-
ванный, a VT2 - встроенный n-канал. МДП-транзисторы VT1 и VT2
вместе с конденсатором С1 и резистором R1 образуют собствен-
но ГЛ ИН (подобно рис. 16.22), где токостабилизирующим элемен-
том является VT2. МДП-транзистор VT3 вместе с диодом, кон-
денсатором С2 и резистором R2 образуют цепь повышения
напряжения (встроенный преобразователь напряжения).
При поступлении положительного
UBX транзисторы VT1 и VT3 открыва-
ются. Если перед этим С1 был заря-
жен, то происходит его разрядка, т.е.
формируется обратный ход пилооб-
разного (Увых. Одновременно заряжа-
ется С2 по цепи: Еп, диод, С2, VT3, об-
щая шина. В результате UC2 -> Еп.
После окончания входного импульса
VT1 и VT3 закрываются. Напряжение
UC2 будет складываться с Еп (через
резистор R2), и этим суммарным напряжением станет заряжать-
ся С1 (через R1 и VT2). Постоянная времени его зарядки зависит
как от номинала С1, так и от параметров Т2, R1 и R2. В результате
сформируется участок прямого хода пилообразного напряжения,
у которого L/Bblxmax-> 2ЕП. Для успешной работы такого ГЛИН не-
обходимо, чтобы С2 » Сг
Рассмотрим теперь простейший вариант ГЛИН, выполненный
на основе ОУ. Этот ГЛИН является аналоговым интегратором
372
Ubx
+ёп°-
r2
VT2
Рис. 16.24
Ri
> Чвых
Cl
(см. рис. 10.18), работа которого
была рассмотрена в разделе 10.5. На
рис. 16.25 приведены диаграммы для
его входного и выходного напряжения.
На инвертирующий вход ОУ
поступают двухполярные импульсы
управления (меандр). При положи-
тельном ступенчатом UBX формирует-
ся ход ивых, представляемый сниже-
нием напряжения, которое можно представить из (10.20) как
U = -Ub* t
вых
(16.18)
а при отрицательном UBX формируется ход пилообразного напря-
жения, представляемый его нарастанием. Выражение (16.18)
определяет процесс формирования t/Bblx. Таким образом, здесь
получается двухполярное пилообразное напряжение с t = Гоб
(см. рис.16.25).
С целью стабилизации работы ГЛ ИН на ОУ в него часто вводят
стабилизирующие структуры ограничителей амплитуды. Допол-
нив рассмотренное устройство компаратором во входной цепи
и ОС, связывающей выход ГЛИН со входом компаратора, нетруд-
но реализовать автоколебательный вариант генератора линей-
но изменяющегося напряжения.
В заключение отметим, что для получения линейно изменяю-
щегося тока необходимо реализовать большое сопротивление
RBblx. Генератор такого типа называют генератором линейно из-
меняющегося тока. Он находит основное применение в отклоня-
ющих системах электронно-лучевых трубок.
373
Глава 17. ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА
, 17.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Цифровые устройства служат для обработки информации
в виде цифровых сигналов. Такая обработка осуществляется пу-
тем выполнения определенной последовательности арифмети-
ческих и логических операций. При этом, как уже отмечалось
выше, числа обычно представляются в двоичной системе счис-
ления, где любое число можно записать с помощью определен-
ного набора только двух цифр: 0 и 1.
Для того чтобы перевести целое число из обычной десятич-
ной системы в двоичную, необходимо последовательно делить
его на 2, каждый раз записывая остаток. Полученные остатки за-
тем следует прочитать справа налево. Например, для перевода
числа 13 в двоичную систему нужно провести следующие опера-
ции: 13/2 = 6, остаток 1; 6/2 = 3, остаток 0, 3/2 - 1, остаток 1;
1/2 = 0, остаток 1. Итак, получим 1101.
Поскольку двоичные числа имеют большую длину, то для их
записи в цифровых системах часто используют восьмеричное или
шестнадцатиричное представления. Применяются и другие ме-
тоды представления информации.
Все многообразие устройств цифровой электроники принято
разделять на две основные части: комбинационные и последо-
вательные цифровые устройства.
К комбинационным относятся устройства, выходные функции
которых однозначно определяются входными логическими фун-
кциями в данный момент времени. Проще говоря, у комбинаци-
онных устройств отсутствуют элементы памяти.
В отличие от комбинационных устройств последовательные
цифровые устройства содержат элементы памяти. Они способ-
ны не только выполнять логические операции, но и запоминать
отдельные состояния переменных.
374
17.2. КОМБИНАЦИОННЫЕ ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА
Комбинационные устройства выполняются на основе базовых
логических элементов и реализуют различные логические функ-
ции. Рассмотрим прежде всего выполнение функции «Исключа-
ющее ИЛИ», которая хотя и не относится к числу основных, но
широко используется на практике.
Эта функция задается таблицей истинности, представленной
в виде табл. 17.1, из которой следует, что С = 0 не только при А =
= В = 0, но и при А = В = 1. В этом и состоит ее основное отличие
от простейшей операции ИЛИ.
Несмотря на то ито выполнение функции «Исключающее ИЛИ»
обычно осуществляется цифровым устройством, содержащим
различные базовые элементы, его часто называют тоже логичес-
ким элементом. На рис. 17.1. приведены два варианта структур-
ной схемы (а и б) и схемное обозначение элемента (устройства)
«Исключающее ИЛИ» (в). В первом варианте (рис. 17.1, а) исполь-
зовано два элемента НЕ, два элемента И и один элемент ИЛИ,
а во втором (рис. 17.1,6)- два элемента НЕ и три элемента И - НЕ.
Рассмотрим работу схемы по первому варианту. Если на вхо-
дах всего устройства действуют сигналы А и В, то на выходах ин-
верторов будут соответственно А и В. Поступая на входы элемен-
тов И, такие уровни совместно с входными сигналами устройства
вызовут на выходах этих элементов АВ и АВ, в результате чего на
выходе элемента ИЛИ (и всего устройства) получим: С=АВ +
+ АВ = А Ф В. Такой же резуль-
375
Итак, рассмотренная логическая операция совпадает с опе-
рацией ИЛИ во всех случаях, кроме одного - когда А - В - 1. По-
этому она и называется «Исключающее ИЛИ».
Простейшим комбинационным цифровым устройством явля-
ется полусумматор. Он предназначен для сложения двух одно-
разрядных чисел, записанных в двоичной системе счисления. На
рис. 17.2 приведены структурная схема (а) и схемное обозначе-
ние полусумматора (б). Для его реализации использована логи-
ческие элементы «Исключающее ИЛИ» и И.
Одноразрядные числа в виде уровней напряжения А и В пода-
ются на входы логических элементов. На выходе элемента «Ис-
ключающее ИЛИ» получается их сумма S = 0 или 1. Выход эле-
мента И называется «переносом». При А = В = 1 получаем Р - 1,
что означает перенос единицы в следующий (старший) разряд. Таб-
лица истинности полусумматора представлена в виде табл. 17.2.
Рис. 17.2
Таблица 17.2
А В S Р
0 0 0 0
1 0 1 0
0 1 1 0
1 1 0 1
Правила сложения чисел, записанных в двоичной и десятич-
ной системах счисления (кодах), одинаковы. Сравним такое сло-
жение на примере:
13 +1101
+_9 1001
22 10110
Сложение происходит поразрядно от младшего разряда
к старшему. Если сумма в младшем разряде равна двум (при дво-
ичном коде), то записываем 0, а в старший разряд переносим 1.
Во всех последующих разрядах складываются уже три числа: два
слагаемых и перенос из суммы предыдущего разряда. Реализа-
ция этой операции происходит в комбинационном устройстве,
называемом сумматором (или полным сумматором).
376
р|> СО GO чг HS S р s_ Таблица 17.3
1— 1 р А В Ро S р
— р I 0 0 0 0 0
Ро А В SM f= 1 S р 1 — 1 0 0 1 0
0 1 0 1 0
0 0 1 1 0
Рис. 17.3 На рис. 17.3 приведена структурная схема (а) и схемное обозначение (б) од- норазрядного сумматора, состоящего из двух полусумматоров и элемента ИЛИ. Здесь результат сложения чисел А 1 1 0 0 1
1 0 1 0 1
0 1 1 0 1
1 1 1 1 1
и В суммируется с сигналом переноса Ро предыдущего разряда
и вырабатывается перенос Р в следующий (старший) разряд. Таб-
лица истинности сумматора представлена в виде табл. 17.3. В ее
последней строке А = В = Ро = 1, т.е. суммируются три единичных
сигнала. В результате S = Р = 1, т.е. на выходе сумматора получа-
ем число три, записанное в двоичном коде: 11.
Для получения многоразрядого сумматора следует использо-
вать одноразрядные сумматоры, подключенные друг к другу
в соответствии с правилами сложения. Многоразрядные сумма-
торы выпускаются промышленностью в виде ИС.
Операция вычитания производится также с помощью сумма-
тора. Для этого к уменьшаемому, записанному в обычном пря-
мом коде двоичной системы счисления, прибавляют вычитаемое,
но записанное в дополнительном обратном коде. При переводе
числа в обратный код следует все единицы заменить на нули
и все нули на единицы, а затем еще прибавить единицу.
Умножение и деление производятся методом сдвига и после-
довательного сложения и вычитания. Для ускорения и упроще-
ния арифметических операций часто применяют специальные
алгоритмы.
Как отмечалось выше, в цифровой электронике используются
различные методы представления информации. Для выполнения
операций перевода (кодирования и декодирования) информации
377
1 2 3 4 DC 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
Рис. 17.4
из одной системы в другую применяются специальные устрой-
ства, реализуемые на основе логических элементов.
Дешифратором (декодером) называется комбинационное ус-
тройство, выделяющее одну определенную кодовую комбинацию
из множества других. На рис. 17.4. приведено схемное обозна-
чение дешифратора. Он имеет несколько выходов, количество
которых равно числу возможных комбинаций входных перемен-
ных. Так, у дешифратора с четырьмя входами (рис. 17.4) должно
быть 24= 16 выходов.
Если на входы дешифратора подать сигна-
лы, представляющие запись определенного
_ числа в двоичной системе (коде), то на одном
— из его выходов появится единичный сигнал.
— Номер этого выхода и будет соответствовать
записанному числу. Например, на входы пода-
_ нысигналы А=1,В = 1,С = ОиО = 1,т.е. появи-
— лась информация, представляющая число
— тринадцать в двоичной записи. Тогда на всех
~ выходах устройства окажутся нулевые уровни,
_ кроме тринадцатого, где будет присутствовать
— сигнал логической единицы.
Итак, основное назначение дешифратора -
_ преобразование двоичного кода в десятичный,
хотя это устройство находит применение и для
решения ряда других задач цифровой электро-
ники. Отметим, что выпускаемые промышлен-
ностью ИС дешифраторов помимо основных
выводов имеют и вспомогательные, с помощью которых удается
расширить их функциональные возможности.
Обратную задачу, т.е. задачу преобразования десятичного
кода в двоичный, призван решать шифратор (кодер). При поступ-
лении сигнала на какой-либо определенный вход шифратора на
его выходах устанавливаются сигналы, соответствующие запи-
санному числу (знаку,), представленному в двоичной системе
счисления. Так, при поступлении единичного сигнала на вход
№ 13 на выходах шифратора устанавливаются следующие логи-
ческие уровни: на первом (Д на втором L/1, на третьем U° и на
четвертом L/1. Эта запись 1101 соответствует числу тринадцать.
К комбинационным устройствам также относятся мультиплек-
сор и демультиплексор. Мультиплексор служит для подключения
378
заданного информационного входа к единой выходной шине.
Выбор входа происходит с помощью сигнала, представленного
в двоичном цифровом коде, поступающего на адресные шины.
Демультиплексор служит для решения обратной задачи. Он про-
изводит подключение единой входной информационной шины
к одной из нескольких выходных.
17.3. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЕ ЦИФРОВЫЕ
УСТРОЙСТВА
Наиболее простым из устройств последовательного типа яв-
ляется счетчик импульсов Он служит для проведения счета вход-
ных импульсов, результат которого обычно представляется в дво-
ичном коде. Основным параметром счетчика является модуль
счета Мзч, представляемый максимальным числом, которое он
может просчитать (после чего счетчик возвращается в исходное
состояние). Простейшим счетчиком импульсов является обыч-
ный Т-триггер, его Мсч= 2.
При последовательном включении п триггеров реализуются
счетчики с Мсч = 2П. На рис. 17.5. приведена структурная схема
четырехразрядного суммирующего счетчика импульсов на
Т-триггерах с Мсч=16 Перед началом работы все триггеры долж-
ны быть в исходном состоянии (О' = 02 = Q3 - О4 = 0). Для этого
уТ-триггеров предусмотрены установочные входы R, подключен-
ные к шине «Установка», на которую поступает импульс сброса.
По окончании действия первого положительного входного
импульса на выходе первого триггера появляется сигнал логи-
ческой единицы (Q1 = 1), а на остальных выходах остается логи-
ческий ноль. После окончания каждого последующего входного
импульса будут меняться состояния некоторых триггеров в счет-
ной цепочке, т.е. станет записываться определенное число в дво-
ичном коде. Так, например, после окончания тринадцатого им-
Рис. 17.5
379
пульса получается: Q, = 1, Q2 = О, Q3 = 1, Q4 = 1. Здесь запись
проведена в обратном порядке, т.е. последний разряд является
старшим, а первый - младшим Следовательно, для нашего слу-
чая имеем в двоичном коде 1101, что соответствует числу 13
в десятичном коде. Максимальное число, которое можно запи-
сать в рассмотренном счетчике, равно 15 (в двоичном коде 1111),
а шестнадцатый входной импульс автоматически проводит об-
нуление счетчика, т.е. устройство считает до шестнадцати.
Аналогично суммирующему счетчику реализуется счетчик
на вычитание. Его отличие от рассмотренного выше варианта
заключается в том, что на вход каждого из последующих тригге-
ров (разрядов) сигнал поступает уже с инвертирующего выхода
предыдущего. Это означает, что пеоеключение триггера будет
происходить на переднем фронте отрицательного импульса.
У такого счетчика в начале работы устанавливается состояние
Qi = Q2 = Q3 = О4 = 1 за счет подачи сигнала сброса. Исходное
состояние счетчика импульсов соответствует максимальному чис-
лу записи. Затем это число будет уменьшаться с приходом каждо-
го нового входного импульса до нуля.
Иногда возникает необходимость в устройствах, которые мог-
ли бы осуществить как сложение, так и вычитание поступающих
на вход импульсов. Такие счетчики импульсов принято называть
реверсивными. Они имеют два счетных входа. На рис. 17.6 при-
ведено схемное обозначение ИС четырехразрядного счетчика
импульсов. При поступлении импульсов на вход «+1» счетчик ра-
ботает как суммирующий, а при подаче импульсов на вход «-1» -
как вычитающий. Реверсивный счетчиктакже имеет установочные
входы R и S.
Помимо двоичных счетчиков иногда используются счетчики
с произвольным коэффициентом счета, прежде всего десятичные.
На выходе десятичного счетчика формируется
сигнал при поступлении на его вход десяти
импульсов.
На основе счетчиков выполняются распре-
делители импульсов, которые поочередно
формируют импульсы на выходах устройства.
Широкое применение в цифровой электро-
нике находят регистры. Регистром называет-
ся устройство, предназначенное для записи,
хранения и выдачи (считывания) информации,
которая обычно представляется в виде многоразрядных двоич-
ных чисел. Каждый разряд двоичного числа записывается в сво-
ём триггере, поэтому количество триггеров в регистре опреде-
ляет разрядность информационного числа. Основными видами
регистров являются параллельный и последовательный.
Если все разряды числа записываются в ячейки (триггеры)
регистра одновременно, то такой регистр принято называть па-
раллельным, или регистром памяти. На рис. 17.7 приведена
структурная схема одного из вариантов четы-
рехразрядного регистра на синхронных
D-триггерах. Здесь информация на все входы ре-
гистра поступает одновременно, а на тактовые
входы всех триггеров подается команда Т
«Записать информацию». При этом каждый
триггер переходит в заданное своим входным
сигналом состояние. В результате на выходах
регистра появляется определенное число, за-
писанное в двоичном коде. Эта информация
в виде нулей и единиц будет храниться в регис-
тре и может быть считана с выходов триггеров.
Наиболее распространенным видом регис-
тра является последовательный, или сдвиго-
вый, регистр, в котором разряды числа запи-
сываются последовательно во времени -
разряд за разрядом. На рис. 17.8 приведена
структурная схема четырехразрядного последовательного ре-
гистра на JK-триггерах. До записи все триггеры установлены
в нулевое состояние. Затем на вход регистра подается серия им-
пульсов, представляющая записываемое число, а на вход Т по-
ступают тактовые импульсы.
Рассмотрим пример. Пусть при первом тактовом импульсе на
входе регистра имеется сигнал логической единицы. Тогда в кон-
А>----
в>----
с?----
D
Рис. 17.7
Рис. 17.8
Qi
381
це такта получаем О4 = 1 и О1 = Ог = О3 = 0. По окончании следую-
щего тактового импульса информационный сигнал переходит
в следующий триггер и становится Q3 - 1. Если при этом входной
сигнал равнялся нулю, то ОЛ = О2 = О^ = 0. При третьем тактовом
импульсе пусть входной сигнал опять равен единице. Тогда в кон-
це такта получим О4 = О2 = 1 и О3 - О1 - 0.
Если при четвертом тактовом импульсе на входе регистра
имеется информационный сигнал единичного уровня, то полу-
чим окончательно О4 = О3 = О1 = 1 и О2 = 0. Таким образом, после
четырех тактов число 1101 оказывается записанным в регистре,
причем старший разряд записан в левом, а младший - в правом
триггере. Для сохранения записанной информации (число 13)
следует прекратить подачу тактовых импульсов.
Считывание информации в сдвиговом регистре может быть
как параллельным, так и последовательным. При параллельном
считывании информация снимается одновременно с выходов
всех триггеров, а при последовательном - только с выхода О1 при
поступлении соответствующих тактовых импульсов.
Помимо рассмотренного варианта сдвигового регистра суще-
ствует множество его модификаций. При необходимости осу-
ществить сдвиг информации и влево и вправо, т.е. в обоих
направлениях, используются последовательные регистры, назы-
ваемые реверсивными. Различные варианты последовательных
регистров широко используются для выполнения арифметичес-
ких операций.
При обработке многоразрядных чисел могут быть исполь-
зованы не только рассмотренные выше статические, но и дина-
мические регистры. Динамические регистры выполняются на ос-
нове МДП-транзисторов или ПЗС (см. разд. 4.5). Они проще
в изготовлении, потребляют меньшую мощность, имеют лучшие
массогабаритные показатели, но требуют специальных устройств
регенерации. Как отмечалось ранее (см. раздел 15.5), преиму-
щества динамической памяти являются определяющими в ОЗУ
с очень большим объемом информации.
Наиболее совершенный динамический регистр реализуется
на основе ПЗС. Кратко рассмотрим работу трехтактного вариан-
та регистра (рис. 17.9). Отрицательные тактовые импульсы по-
очередно поступают на соответствующие шины устройства. Шина
Т1 соединена с первым, четвертым, седьмым и т.д., шина Т2 со-
единена со вторым, пятым, восьмым и т.д., а шина Т3-с третьим,
382
шестым, дезятым и т.д. затво-
рами. При поступлении такто-
вых импульсов записи под со-
ответствующими затворами
образуются потенциальные
ямы для дырок. Если импульс
подан на Т1, а от устройсна
ввода информации поступает
зарядовый пакет дырок, то
Рис. 17.9
этот заряд попадает в чму под первым затвором и будет там со-
хранен. При поступлении тактовых импульсов на шину Т2 (а за-
тем на Т3) зарядовый пакет будет перемещаться под соседний
затвор. Одновременно под другими затворами также записыва-
ется и сохраняется зарядовая информация. Таким образом осу-
ществляется запись и перемещение информации от затвора
к затвору.
Отметим, что в регистрах на ПЗС обязательно присутствие уст-
ройств ввода и вывода зарядовых пакетов. Устройство ввода
осуществляет преобразование уровней напряжения в сигналь-
ные зарядовые пакеты, а устройство вывода информации - об-
ратное преобразование.
17.4. ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ И АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Информация в электронных вычислительных машинах обра-
батывается и выдается обычно в цифровом виде, а вот поступа-
ет часто в аналоговой форме (например, сигналы с различных
датчиков). При этом возникает необходимость в преобразова-
нии аналоговой информации в цифровую. Часто возникает и об-
ратная задача (например, для работы стрелочных приборов,
громкоговорителей и др.) - преобразовать цифровую информа-
цию в аналоговую форму. Для выполнения таких преобразова-
ний используются аналого-цифровые и цифро-аналоговые пре-
образователи, которые обычно представляют собой ИС или БИС.
Сначала рассмотрим цифро-аналоговые преобразователи
(ЦАП). Большинство устройств ЦАП основано на суммировании
токов, величина каждого из которых пропорциональна старшин-
ству («весу») цифрового разряда при его единичном значении.
Реализация этого принципа может быть осуществлена в сумма-
383
торе на ОУ (см. рис. 10.17). Количество входов здесь определя-
ется числом разрядов преобразуемого сигнала, записанного в
двоичном коде.
Обозначим единичный сигнал старшего разряда как С/^х1, а
младшего - Ц]х3. Поскольку Ubx1 = Ujx2 = L/Bx3, то необходимо что-
бы 4R1= 2 R2= R3, т.е. сопротивление на входе ОУ для более млад-
шего разряда должно быть в два раза больше (входной ток в два
раза меньше),'чем у следующего по старшинству разряда. В этом
случае (10.19) можно записать как
u = _ flocULi Г1+1+Л = -К -7,
ВЫХ q 2 4у *
гдеКмш=ЯосЦ^х1/4П1_ коэффициент пропорциональности, опре-
деляющий масштаб преобразования цифрового сигнала.
Записанное выше справедливо для числа 7, которому в дво-
ичном коде соответствует запись 111 (на все входы поданы еди-
ничные сигналы). Если на входах ЦАП присутствуют сигналы дво-
ичной записи 101, то на выходе получим (7ВЫХ - -Кмш • 5, а если на
входах имеем сигналы 010, то 1/вых = -Кмш • 2 и т.д.
В рассмотренном варианте ЦАП очень жесткие требования
следует предъявлять к номиналам резисторов, точность которых
и определяет точность всего преобразователя. Обойти эти серь-
езные трудности удается в другом варианте ЦАП, принципиаль-
ная схема которого приведена на рис. 17.10. Здесь использова-
на матрица резисторов (лестничный делитель), которые имеют
лишь два номинала R и 2R и неинвертирующий усилитель на ОУ.
С помощью ключей (обычно транзисторных) ко входам ЦАП
подключается либо напряжение единичного сигнала от эталон-
Рис. 17.10
+Ео©-
384
ного источника Ео, либо общая шина. Положение ключей на
рис. 17.10 соответствует числу 13, т.е. в двоичном коде - 1101.
Любая часть матрицы резисторов имеет выходное сопро-
тивление равное R. Например, в узле D имеет место параллельное
включение двух сопротивлений по 2R, следовательно его RBblx= R.
В узле С последовательно включены выходное сопротивление
узла D и сопротивление R, параллельно которым включено сопро-
тивление 2R, т.е. полное сопротивление равно (R + R) 11 2R - R. Не-
трудно видеть, что это правило действует по всей матрице.
Для единичного сигнала старшего разряда на неинвертирую-
щем входе ОУ (т. А) создается напряжение Eq/З. От единичных
сигналов младших разрядов создаются напряжения в 2,4 и 8 раз
меньше соответственно.
В рассматриваемом варианте ЦАП и ему подобных можно
использовать ключи как на биполярных, так и на МДП-транзис-
торах. КМДП-ключи при всей их привлекательности обладают
достаточно большим собственным сопротивлением, что созда-
ет при их использовании ряд трудностей. Поэтому в ЦАП лучше
применять ключи на биполярных транзисторах.
Существует много различных вариантов аналого-цифровых
преобразователей (АЦП). В ряде случаев в них используется ме-
тод сравнения преобразуемого аналогового сигнала с набором
стандартных аналоговых сигналов, каждый из которых заведомо
равнозначен определенному числу, записанному в цифровом
двоичном коде.
На рис. 17.11 приведена структурная схема одного из рас-
пространенных вариантов АЦП. Она содержит генератор такто-
вых импульсов ГИ, реверсивный счетчик, ЦАП и компаратор К.
Счетчик импульсов подсчитывает число тактовых импульсов,
выводя на свои выходы информацию об этом в двоичном коде.
Эта информация преобразуется ЦАП в аналоговую, которая чаще
Выходы
Qi Q2 Q3 Q4
Рис. 17.11
385
всего представляется в уровнях напряжения Uo. Компаратор
сравнивает уровни UBX и Uo. Если UBX > Uo, то на выходе компара-
тора будет положительное напряжение, а при UBX < L/n - отрица-
тельное.
В первом случае счетчик импульсов работает на суммиро-
вание, увеличивая с каждым очередным тактовым импульсом
двоичное число на своем выходе и, соответственно, напряжение
на выходе ЦАП.
Если на вход счетчика «+» поступает нулевой уровень, то он
переходит в режим работы на вычитание, что приводит к умень-
шению Uo. Таким образом, АЦП работает как замкнутая система
регулирования, поддерживая U0~UBX.
Выходной цифровой сигнал АЦП снимается с разрядов ревер-
сивного счетчика. Он соответствует значению аналогового сиг-
нала Цвх.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Бурный рост электроники в течение последних десятилетий
сейчас сменился более плавным развитием. Она уже накопила
огромный арсенал технических и научных знаний и представляет
собой необходимый атрибут современной цивилизации. Объять
весь наработанный несколькими поколениями специалистов ма-
териал - задача трудная и не всегда рациональная.
В настоящей книге изложены лишь основы полупроводнико-
вой электроники. При подборе материала, расстановке акцен-
тов, описании связей и обобщении выводов мы стремились
заложить ту основу, которая бы позволила читателю получить не-
обходимую стартовую подготовку. Конечно, при этом были ис-
пользованы не только общепризнанные критерии, но и свой
субъективный взгляд.
Изучив материал книги хотя бы на 70...80 %, можно уже начи-
нать профессиональную деятельность как в «чистой» электрони-
ке, так и в смежных с ней «примененческих» областях. При этом
обязательно следует заняться проработкой специальных разде-
лов электронных дисциплин, примыкающих к тем областям тех-
ники, которым решил посвятить себя читатель. Это может быть
радиотехника, вычислительная техника, энергетическая электро-
ника и др. Мы искренне желаем нашим читателям успехов на этом
нелегком, но интересном пути.
387
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Зи С.М. Физика полупроводниковых приборов. - М.: Мир, 1984. Т. 1,2.
2. Блихер А. Физика силовых биполярных и полевых транзисторов. - Л.: Энер-
гоатомиздат, 1986. - 248 с.
3. Виноградов Ю.В. Основы электронной и полупроводниковой техники. - М.:
Энергия, 1972. - 624 с.
4. Миклашевский С.П. Промышленная электроника. - М.: Недра, 1973. - 341 с.
5. Забродин Ю.С. Промышленная электроника. - М.: Высшая школа, 1982. -
496 с.
6. Изъюрова Г. И., Кауфман М .С. Приборы и устройства промышленной элек-
троники. - М.: Высшая школа, 1975. - 368 с.
7. Степаненко Н.П. Основы микроэлектроники. - М.: Сов. радио, 1980. - 424 с.
8. Основы проектирования микроэлектронной аппаратуры / Под ред. Б.Ф Вы-
соцкого. - М.: Сов. радио, 1977. - 351 с.
9. Ленк Д. Электронные схемы. - М.: Мир, 1985. - 343 с.
10. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. - М.: Мир, 1982. -512 с.
11. Фолкенберри Л. Применение операционных усилителей и линейных ИС -
М.: Мир, 1985.-572 с.
12. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. - М.: Мир, 1983. - Т. 1,2.
13 Алексеев О.В., Китаев В.Е., Шихин А.Я. Электротехнические устройства.
- М.: Энергоиздат, 1981. - 336 с.
14. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. (Справочник) /
Под ред. Г.С. Найвельта - М.: Радио и связь, 1985. - 576 с.
15. Гольденберг Л.М. Импульсные устройства. - М.: Радио и связь. 1981, - 224
с.
16. Аваев Н.А., Наумов Ю.Е., Фролкин В.Т. Основы микроэлектроники. - М.:
’’адио и связь. 1991, - 288 с.
17. Гальперин М.В. Практическая схемотехника в промышленной автоматике. -
М.: Энергоатомиздат. 1987, - 320 с.
18. Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е. Промышленная электроника. - М.: Энерго-
атомиздат. 1988, - 320 с.
19. Игумнов Д.В., Королев Г.В., Громов И.С. Основы микроэлектроники. - М.:
Высшая школа. 1991, - 254 с.
20. Зельдин Е.А. Импульсные устройства на микросхемах. - М.: Радио и связь.
1991,-160 с.
21. Бондарь В.А. Генераторы линейно изменяющегося напряжения. - М.: Энер-
гоатомизат. 1988. - 160 с.
388
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие..................................................... 3
Глава 1. Свойства электронно-дырочных переходов................. 6
1.1. Структура и энергетические зоны полупроводников . . 6
1.2. Примесные полупроводники ............................ 9
1.3. Основные параметры полупроводников................... 13
1.4. Проводимость полупроводников......................... 15
1.5. Структура и основные свойства р-п перехода........... 17
1.6. Вольтамперная характеристика р-п перехода.............22
1.7. Емкости р-п перехода..................................26
1.8. Обратный ток р-п перехода............................ 27
1.9. Пробой р-п перехода................................ 29
Глава 2. Полупроводниковые диоды................................32
2.1. Силовые диоды.................................. ... 32
—— 2.2. Опорные диоды........................................33
2.3. Диоды ВЧ и СВЧ....................................... 36
2.4. Варикапы..............................................38
2.5. Туннельные диоды......................................39
2.6. Генераторные диоды....................................41
2.7. Фотодиоды ............................................43
2.8. Светодиоды ...........................................45
Глава 3. Биполярные транзисторы.................................47
t3.1 . Принцип действия......................................47
3.2. Вольтамперные характеристики..........................50
3.3. Усилительные параметры и эквивалентные схемы..........54
3.4. Частотные параметры...................................60
3.5. Транзисторы ВЧ и СВЧ..................................64
3.6. Режимы работы.........................................67
3.7. Максимальные предельные режимы.................. ... .69
3.8. Лавинные транзисторы и тиристоры.................... 73
Глава 4. Полевые транзисторы....................................76
[4.1 . Полевой транзистор с р-п переходом....................76
4.2. Транзистор со статической индукцией...................83
4.3. МДП-транзистор........................................85
4.4. Разновидности полевых транзисторов....................92
4.5. Прибор с зарядовой связью.............................94
Глава 5. Элементы интегральных схем.............................97
5.1. Классификация интегральных схем.......................97
5.2. Резисторы............................................ 99
5.3. Конденсаторы........................................ 102
5.4. Катушки индуктивности............................... 104
5.5. Биполярные транзисторы.............................. 106
5.6. Диоды................................................. 111
5.7. Полевые транзисторы................................. 114
5.8. Особенности функциональной электроники.............. 116
5.9. Элементы акустоэлектроники . 117
Глава 6. Усилительные каскады на транзисторах .................121
6.1. Общие сведения...................................... 121
6.2. Основные параметры и характеристики................. 123
"Г 6.3. Усилительный каскад на биполярном транзисторе с общим
эмиттером (ОЭ)............................................. 126
389
/* 6.4. Стабилизация режима покоя каскада на биполярном транзисторе 134
-1 - - . 6.5. Усилительный каскад на биполярном транзисторе с общей
базой (ОБ)...................................
6 6. Эмиттерный повторитель.............
6.7. Разновидности эмиттерных повторителей
6 8. Усилительный каскад на полевом транзисторе с общим истоком (ОИ) .144
~~ 6.9. Истоковый повторитель................................ 149
6.10. Фазоинверсный и каскодный усилители.................. 153
6.11. Усилители на биполярных и полевых транзисторах....... 155
137
139
142
Глава 7. Усилители с обратной связью............................157
7.1. Общие сведения....................................... 157
7.2. Последовательная обратная связь по напряжению........ 159
7.3. Последовательная обратная связь по току.............. 162
.’ ". Усилители с последовательной ООС.................... 163
7.5. Параллельная обратная связь по току.................. 169
7.6. Параллельная обратная связь по напряжению............ 170
7.7. Усилители с параллельной ООС........................ 171
—7.8. Дополнительные сведения по обратным связям........... 175
Глава 8. Усилители мощности....................................177
8.1. Общие сведения..................................... 177
8.2. Классы усиления ................................... 178
8.3. Однотактные усилители мощности..................... 180
1.4. Двухтактные усилители с трансформаторной связью... 184
8.5. Бестрансформаторные усилители мощности............. 187
Глава 9. Усилители постоянного тока ..........................192
9.1. Общие сведения..................................... 192
9.2. Дрейф нуля усилителя............................... 192
* 9.3. Однотактные усилители прямого усиления............ 194
9.4. Усилители с преобразованием ....................... 197
"•9.5. Дифференциальные усилители ........................201
9.6. Схеь ы включения дифференциального усилителя........205
9.7. Коэффициент ослабления синфазного сигнала.......... 208
9.8. Разновидности дифференциальных усилителей...........210
~ 9.9. Точностные параметры........................... 212
Глава 10. Операционные усилители...............................215
[10.1. Общие сведения......................................215
10.2. Основные параметры и характеристики............... 217
10.3. Инвертирующий усилитель........................... 224
10.4. Неинвертирующий усилитель......................... 229
10.5. Разновидности усилительных устройств на ОУ........ 232
10.6 Коррекция частотных характеристик.................. 235
10.7. Управляемые источники на ОУ...................... 238
Глава 11. Частотно-избирательные устройства ..................241
11.1. Общие сведения................................... 241
11.2. Пассивные фильтры и их характеристики............ 241
11.3. Резонансные усилители.............................246
11.4 Активные фильтры...................................249
11.5. Гираторы......................................... 258
11.6. Генераторы синусоидальных колебаний.............. 259
11.7. LC-генераторы.....................................261
11.8. Кварцевые генераторы . .. . ., ...................263
11.9. RC-генераторы.....................................266
Глава 12. Вторичные источники питания...................... 269
12.1. Общие сведения . ............................ 269
390
12 2 Структурные схемы................. ........... ... ..... .... . 269
12.3. Выпрямители на диодах........................... ... 271
12.4. Синхронные выпрямители ........................... 275
12.5. Сглаживающие фильтры............................... 276
12.6. Стабилизаторы напряжения........................... 279
12.7. Стабилизаторы тока................................. 284
12.8. Устройства умножения напряжения.................... 285
12.9. Преобразователи постоянного напряжения в переменное....... 287
12.10. Преобразователи постоянного напряжения............ 290
12.11. Особенности низковольтных выпрямителей............ 292
Глава 13. Транзисторные ключи .......................................297
13.1. Общие сведения..................................... 297
13.2. Статический режим ключа на биполярном транзисторе......... 298
13.3. Динамический режим ключа на биполярном транзисторе........ 301
13.4. Способы повышения быстродействия .................. 304
13.5. Помехоустойчивость ключей.......................... 308
13.6. Ключи на однотипных МДП-транзисторах................310
13.7. Ключи на комплементарных МДП-транзисторах.......... 314
13.8. Ключи на МЕП-транзисторах.......................... 315
Глава 14. Логические элементы .................................316
14.1. Общие сведения..................................... 316
14.2. Основные логические функции........................ 317
14.3. Транзисторная логика с непосредственными связями... 318
14.4. Транзисторная логика с резистивно-емкостными связями...... 320
14.5. Диодно-транзисторная логика........................ 321
14.6. Транзисторно-транзисторная логика.................. 322
14.7. Транзисторная логика с эмиттерными связями......... 326
14.8. Интегральная инжекционная логика................... 329
14.9. МДП-транзисторная логика .... ... ..................332
14.10. Комплементарная МДП-транзисторная логика ......... 334
14.11. Преобразователи уровней логических элементов...... 335
Глава 15. Элементы и устройства памяти.........................338
15.1. Общие сведения..................................... 338
15.2. Постоянные запоминающие устройства................. 338
15.3. Бистабильные ячейки ............................... 340
15.4. Триггеры........................................ 341
15.5. Динамические запоминающие элементы................. 346
15.6. Триггер Шмитта..................................... 348
Глава 16. Формирователи и генераторы импульсных сигналов.............351
16.1. Прохождение импульса в RC-цепи..................... 351
16.2. Ограничители амплитуды импульсов ...................354
16.3. Мультивибраторы.................................... 357
16.4. Одновибраторы...................................... 363
16.5. Блокинг-генераторы..................................366
16.6. Специализированные импульсные ИС................... 367
16.7. Генераторы линейно изменяющегося напряжения............... . 369
Глава 17. Цифровые устройства..................................374
17.1. Общие сведения............_........................ 374
17.2. Комбинационные цифровые устройства................. 375
17.3. Последовательные цифровые устройства............... 379
17.4. Цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи....... 383
Заключение.....................................................387
Библиографический список...................................... 388
391
Вышли в свет:
Кардашев Г. А. Виртуальная электроника. Компьютерное моделиро-
вание аналоговых устройств. - М.: Горячая линия-Телеком, 2002. -
260 с.: ил. (Массовая радиобиблиотека; Вып. 1251), ISBN 5-93517-067-1.
Дается введение в схемотехническое моделирование аналоговых электрон-
ных устройств на компьютере. Моделирование выполняется без формул на языке
схем и графиков с использованием наиболее простых и популярных программ
Electronics Worcbench и Micro-Cap. Подробно рассказывается методика компью-
терного моделирования более 150 простейших схем, и приводятся соответст-
вующие результаты в виде screen shot (экранных снимков). Изложение сопровож-
дается необходимыми советами по применению программ.
Поясняется смысл испопьзуемых научно-технических терминов, и приводят-
ся короткие этимологические и исторические справки. Разбираются парадоксы,
возникающие при моделировании реальных устройств. Рассматривается компью-
терное моделирование ряда аналоговых устройств, которые могут быть изготовлены
самостоятельно из электронных наборов и модулей комплектов «Мастер КИТ».
Кардашев Г. А. Цифровая электроника на персональном компьютере.
Electronics Workbench и Micro-Cap. - М.: Горячая линия-Телеком, 2003. -
311 с.: ил. - (Массовая радиобиблиотека; Вып. 1262), ISBN 5-93517-140-4.
Дается введение в схемотехническое моделирование цифровых электронных
устройств на компьютере. Моделирование выполняется с использованием наибо-
лее простых и популярных программ Electronics Workbench и Micro-Cap. Подробно
излагается методика компьютерного моделирования цифровых устройств от про-
стейших логических элементов до микропроцессора. Последовательно с рас-
смотрением работы моделей даются необходимые сведения о программах и
советы по их конкретному применению. Книга может быть использована для изу-
чения и практического применения цифровой электроники и методов схемотехни-
ческого моделирования электронных устройств на компьютерах.
Для широкого круга читателей.
Покровский Ф. Н. Материалы и компоненты радиоэлектронных
средств: Учебное пособие для вузов. - М: Горячая линия-Телеком,
2005. - 350 с.: ил., ISBN 5-93517-215-1.
Систематизированы базовые сведения о структуре твердых тел, применяе-
мых в качестве радиоматериалов, а также их электрических, механических, хими-
ческих свойствах, некоторых способах их промышленного получения. Приведены
общие сведения о наиболее используемых радиокомпонентах (классификация,
назначение, основные характеристики). Рассмотрены некоторые схемотехниче-
ские и конструктивные особенности применения компонентов в составе узлов
и блоков радиоэлектронных средств (РЭС). Уделено внимание перспективным
функциональным компонентам РЭС, принцип действия которых основан на физи-
ческих явлениях и эффектах в твердом теле.
Для студентов радиотехнических специальностей, изучающих дисциплину
«Радиоматериалы и радиокомпоненты», может быть полезна специалистам.
Получить дополнительную информацию и приобрести книги можно
в издательстве: тел. (095) 287-49-56, e-mail: radios__hl@mtu-net.ru
Заказать книги наложенным платежом можно выслав почтовую открытку по
адресу: 107113, Москва, а/я 10, «Dessy»; тел. (095) 304-72-31, post@dessy.ru
СПЕЦИАЛЬНОСТЬ
УЧЕБНОЕ ПОСОБИЕ
ДЛЯ ВЫСШИХ УЧЕБНЫХ ЗАВЕДЕНИЙ
ОСНОВЫ
ПОЛУПРОВОДНИКОВОЙ
ЭЛЕКТРОНИКИ
Л. В. Игумнов
[. П. К слонина
www.techbook.ru
0. В. Игумнов
I. И. Косшнина
ОСНОВЫ
ПОЛУОРОВОДНИКОВОЙ
ЭЛЕКТРОНИКИ
В книге изложены основы построения современных полу-
проводниковых аналоговых и цифровых устройств. Приве-
дены сведения о физических явлениях в полупроводниковых
элементах, рассмотрены различные диоды, биполярные и
полевые транзисторы. Описаны особенности интегральных
схем. Основное внимание уделено рассмотрению разнообраз-
ных транзисторных и интегральных устройств непрерывного
и импульсного действия.
Для студентов вузов, будет полезна специалистам смежных
с электроникой областей, которые занимаются вопросами,
требующими от них дополнительных знаний по электронике.