Текст
8Ф2.124
ПО
УДК 621.396.62.001.2
Рецензент: Н. А. Гуревич
Горшелев В. Д. и др.
Г70 Основы проектирования радиоприемников. Л., «Энер-
гия», 1977.
384 с. с нл.
Перед заглавием авт.: В. Д. Горшелев, 3. Г. Красноцветова, Б. Ф. Фе-
дорцов.
Книга посвящена проектированию и инженерному расчету профессиональ-
ны* приемников радиосвязи. Приведена методика выбора и проектирования
структурной схемы по заданным техническим условиям. Излагаются методы рас*
чета схем каскадов; Общего радиотракта, частных трактов приема сигналов и си*
схем регулирования. Впервые подробно рассмотрены расчет контуров при плавной
в дискретной перестройке, проектирование шкал, систем селекции в тракте про*
межуточной частоты н 'др.
Книга предназначена для работников радиопромышленности, студентов
и преподавателей радиотехнических факультетов втузов.
г — 185-77 6Ф2.124
051(01)-77
© Издательство «Энергия», 1977
ПРЕДИСЛОВИЕ
Книга посвящена вопросам проектирования профессиональ-
ных приемников радиосвязи гектометрового, декаметрового и
метрового диапазонов волн. В отличие от многих вышедших
в свет книг по проектированию приемников в настоящей работе
большое внимание уделено проектированию структурной схемы
радиоприемника, т. е. важнейшему этапу проектирования, в зна-
чительной мере определяющему последующие решения по прнн-
, ципиальным схемам н параметрам приемника. Учитывая, что
одним из основных требований, которому должен удовлетворять
современный профессиональный приемник, является требование
''Высокой частотной точности, дается анализ и сопоставление
систем стабилизации частоты и устройств установки и индика-
ции частоты настройки и на этой базе намечаются пути для вы-
убора соответствующих систем, которые в основном определяют
. Структуру супергетеродинного приемника. В последующем на
основе анализа требований по чувствительности, односигнальной
и многосигнальной избирательности излагается методика проек-
тирования тракта прохождения сигналов. В частности, даются
рекомендации по расчету структуры общего радиотракта много-
целевого приемника и частных трактов приема разного рода сиг-
ралов с различными видами модуляции.
Значительное место в книге отведено изложению методов проек-
тирования и расчета принципиальных схем основных каскадов
' Л^рйемника: входных устройств, усилителей сигнальной и проме-
'^ж-уточной частоты, преобразователей частоты и детекторов. Рас-
•Wfer каскадов ориентируется на современную элементную базу
^Профессиональных приемников — полевые и биполярные тран-
зисторы и только в некоторых узлах — на электронные лампы.
В книге представлен материал для выбора и расчета избира-
у^еЛьных систем трактов сигнальной и промежуточной частоты.
’ассматрнваются возможные способы плавной перестройки Тракта
мгнальной частоты с помощью механических (переменных кон-
(енсаторов и индуктивностей) и электронных (варикапов, вари-
^цдов, ферровариометров) систем. Приводятся необходимые
. I* 3
№
Продолжение
Параметр Требования по клааоам
f [1 111 ‘
Относительное изменение частоты настройки: а) за сутки б) за 6 месяцев в) при воздействии дестабилизирующих факторов (1+5)-10-’ 1•io-* 1,2-10-* 5-10-е 1 - ю-4 2-10-* 5-10-< 1 - io-» 2-Ю-3
Чувствительность, кТа 5—10 15 20
Избирательность: а) неравномерность АЧХ, дБ б) коэффициент пря- моугольное™ для режимов F1 и F6: Кп (40 дБ) Кп (60 дБ) в) ослабление помех по побочным каналам. приема, дБ г) двухсигнальиая из- 'бирательиость, дБ 3 \ 3 4 80 60—100 3 3 5 60 3
Динамический диапазон, дБ 80—100 —
Диапазон регулирования РРУ по ПЧ, дБ Диапазон регулирования АРУ, дБ 80 90 55 50 55 50
Уровень ВЧ излучений приемника, мкВ: а) ца антенном входе б) в цепи питания Устойчивость к воздей- ствию синусоидальной по- мехи, дБ: а) дли режима F1 б) для режима F6 10—20 30 -3 20 30 -3 —6 22 30 f
Вид управления Местное и ди- станционное Местное Местное
Примечание. В настоящее время ставятся и реализуются более жесткие требования к не- которым параметрам приемника, в частности: 1) интервал дискретности для приемников класса I берется равным 100, 10 я 1 Гц, класса II — 100, 10 и I кГц; 2) относительное изменение частоты настройки при воздействии дестабили- зирующих факторов для приемников класса I задается примерно на порядок лучше, а для приемников класса II при дискретной перестройке — на два порядка; 3) динамический диапазон по взаимной модуляции 3-го порядка при возлей-' отвин помех внда h + Р и fnt «• !, + 2F берётся в пределах до 90—100 дВ и ваше для приемников класса 1, 70—90 дВ — класса !! в 50—70 дБ — класса НГ: 4) чувствительность задается отдельно Для двух вариантов входа — одно- контурного и двухконтуриого, причем в последнем случае она берется иа 20— 30 единиц kTt куже, Чем для одноконтурного, данные для которого приведена в таблице.
J
Глава вторая
ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ВЫБОРА ТИПА
„И ОСНОВНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК СТРУКТУРНОЙ
СХЕМЫ ПРИЕМНИКА
АНАЛИЗ ТРЕБОВАНИЙ ТЕХНИЧЕСКОГО ЗАДАНИЯ
J ллю частотной точности
высокие требования к электрическим характеристикам совре-
профессиональных приемников предопределяют их по-
ц\^СТроение во схеме супергетеродина. Рассмотрение требований
। ^чувствительности и избирательности дает материал для реше-_
1я вопроса о структуре тракта прохождения сигналов, способе
яййбивки на поддиапазоны, числе преобразований частоты, номи-
|йлах промежуточных частот н т. д. Следует отметить, что в иа-
Йрящее время реализация достаточно высоких требований по
|Оствительностн не вызывает серьезных трудностей. Вместе
новые жесткие требования к многоснгнальнбй избнраТель-
ив.сти, динамическому диапазону приемника реализуются с боль-
шим трудом и в ряде случаев являются определяющими для вы-
&ора элементов И структуры тракта прохождения сигналов. Для
табора типа избирательных систем важным является время
перестрой к и.
& ' Анализ требований к частотной точности дает исходные данные
мя выбора системы стабилизации частоты, способа установки
индикации частоты настройки. Для профессиональных прнем-
|Йй6в требования к частотной точности, являясь определяющими
Kfa .выбора системы стабилизации частоты, в свою очередь в ре-.
ВЙощей степени влияют на структуру приемника в целом. Высо-
те’ требования к частотной точности профессиональных прием-
есть следствие необходимости обеспечения устойчивой
И^освязи, в том числе обеспечения возможности вхождения
«Юв.ь без поиска и поддержания связи без подстройки. Требо-
1дУЙЯ по частотной точности особенно высоки при необходимости
тегёчения однополосной радиосвязи, а также частотной й фазо-
ЮЙЙёлеграФии.
таШля установления и поддержания устойчивой радиосвязи
Д^рдимо возможно более точное совпадение частот передат-
Корреспондента и настройки приемника /пр. В идеаль-
МтеЩучае реализации связи на заданной' частоте номиналы
КЙ- передатчика и приемника /пр. иом должны быть
[Ушаковыми. т. е. различие, или асинхроннзм, частот в радно-
иШй должно быть сведено к нулю:
~А/рл /пд. НОМ /пр. НОМ------
13
данные для систем дискретной перестройки в помощью дискрет-
ных конденсаторов, переключаемых герконами. Даются необхо-
димые соотношения для расчета элементов контура. ’
Книга рассчитана на преподавателей и студентов радиотех-
нических институтов, а также работников радиопромышленности.
Главы 1, 2, 3 н 4 написаны Б. Ф. Федорцовым, главы 5, 6 — -
3. Г. Краеноцветовой, главы 7, 8, 9 — В. Д. Горшелевым.
При окончательной подготовке рукописи к печати были уч-
тены пожелания рецензента кандидата технических наук Н. А. Гу-
ревича, способствовавшие улучшению содержания книги, за
что авторы выражают ему свою искреннюю благодарность. Ав-
торы с признательностью примут все замечания и предложения,
которые СлёДует направлять по адресу: 192041, Ленинград, Мар-
сово поле, дом 1, Ленинградское отделение издательства «Энергия».
Глава первая
ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОПРИЕМНИКА
$ :$М, ТРЕБОВАНИЯ К ПАРАМЕТРАМ И ХАРАКТЕРИСТИКАМ
< ПРИЕМНИКА
S’,
•'й >
* 34ft
Vf, Исходными данными для расчета структурной и принципиальной схем
„^'„Йриемника являются технические требования к параметрам и характеристикам
* " емннка. Эти требования обычно содержат следующие основные разделы
,58).
I. Виды работы. В радиолиниях магистральной радиосвязи в зависимости
вида модуляции и рода первичного сигнала обеспечивается работа в одном
’ следующих режимов: ' , • .
А1—телеграфия прн амплитудной манипуляции;
А2 — тональная телеграфия при амплитудной манипуляции;
АЗ — телефония при амплитудной модуляции;
А ЗА — телефония при однополосной модуляции 'я ослабленной
несущей;
АЗВ — телефония при однополосной модуляции (с ослабленной
или подавленной несущей) по двум независимым боковым
полосам;
А ЗН — телефония при однополосной'модуляции' с полной не-
сущей;
A3J — телефония при однополосной модуляции о подавленной
несущей;
,А4А (В, Н, J) — фототелеграфия прн амплитудной модуляции поднесущей
\ в однополосном каиале;
447А (В, И, J) — многоканальная тональная телеграфия в однополосном
>-
канале;
А9В — комбинация телефонии и многоканальной тональной
телеграфии по двум независимым полосам;
F1 — телеграфия при частотной' (или фазовой) .манипуляции;
F3 — телефония при частотной модуляции;
F4 — фототелеграфия при частотной модуляции поднесущей
в однополосном канале;
F6 — двойная телеграфия при частотной манипуляции.
в указанных выше режимах может производиться с учетом:
[две пары телефонов,
«й1
Работа
а) слухового приема телеграфных сигналов (на одну,
ткоговоритель) при излучениях типа Al, А2, Fl; F6;
б) регистрирующего приема телеграфных сигналов (непосредственно на
[Графный аппарат) при излучениях типа Fl, F6;
а)'слухового приема телефонных сигналов (на одну, две пары телефонов,
йкоговорнгель) при ^излучениях типа АЗ, АЗА (В, Н, J), F3i
б
г) приема фототелеграфных сигналов (через преобразователь ЛМ или ЧМ
поднесущей в фототелеграфные сигналы) при излучениях типа А4 или F4\
д) регистрирующего приема многоканальной телеграфии (через аппаратуру
разуплотнения) при излучениях типа Д7 или А9.
2. Диапазон рабочих частот. В технических требованиях указываются номи-
нальные границы диапазона принимаемых частот, допустимое число поддиапа-
зонов, способ перестройки приемника в диапазоне (плавный, дискретный, плавно-
дискретный), допустимое время перестройки с приема одного корреспондента
иа прием другого. В некоторых случаях может быть огбвореио использование
способа перестройки, механического или электронного, местного или дистан-
ционного.
Для декаметрового диапазона Международным консультативным комитетом
по радио (МККР) рекомендуется участок радиочастот от 3 до 30 МГц *. Этот
участок частот является основным для магистральных радиоприемников
(ГОСТ 14663—69).
В случае плавной перестройки диапазон рабочих частот задается областью
от ft мин до /о макс, а .при дискретной — непосредственно частотами /oi, /о«,
/os...ftN или разносом Д/ф соседних фиксированных частот. Относительная
ширина диапазона оценивается коэффициентом диапазона (перекрытия) Ад =
/о макс-
/о мин
При работе радиоприемника в составе автоматизированных систем связи
оговаривается допустимое время перестройки с одной частоты иа другую. Для
магистральных приемников оно составляет значение единиц и долей секунды.
При этом предполагается, что к моменту поступления команды на перестройку
окончились тепловые, механические и электрические нестационарные процессы.
Длительность последних оговаривается отдельным параметром — временем
подготовки приемника и работе.
3. Частотная точность приемника' Д/пр 2 включает в себя как первона-
чальную погрешность установки Д/пр.у заданного номинала
настройки, так инестабильиость настройки Д/Пр. к приемника.
Погрешность установки зависит от способа установки и метода индикации ча-
стоты настройки, а нестабильность, настройки — от ухода частоты настройки
из-за самопрогрева, климатических и механических воздействий, изменения
питающих напряжений и др. Высокая частотная точность магистрального прием-
ника необходима для беспоискового вхождения в связь и поддержавия связи
без подстройки.
Техническими требованиями может оговариваться либо частотная точность
приемника, либо раздельно — погрешность установки и нестабильность на-
стройки. Последняя в ряде случаев вследствие необходимости раздельного рас-
чета и проверки также задается по частям: в зависимости от самопрогрева, изме-
нения тепературы, влажности, ударов и вибраций, колебаний напряжения источ-
инков питания.
Нестабильность настройки приемника может также задаваться в некоторых
случаях допустимым изменением частоты гетеродинов приемника за время само-
прогрева и допустимым изменением частоты гетеродинов в последующее за само-
прогревом время. Важным параметром является температурный коэффициент
частоты гетеродинов, т. е. относительный уход частоты при изменении иа 1’ G
температуры воздуха, окружающего приемник.
Наиболее жесткие требования к частотной точности предъявляются к при-
емникам, предназначенным для приема однополосно-модулированных радио-
сигналов (А/ 2 = 5+10 Гц) и сигналов с относительной фазовой манипуляцией
(А/пр 2 — 0,5+1,0 Гц). Из этого следует, что относительная частотная точ-
ность приемников высших классов в декаметровом диапазоне должна составлять
* Этот диапазон, называющийся коротковолновым, МККР рекомендует
называть по длине волны декаметровым, а по частоте — высокочастотным и обо-
значать ВУ (HF).
6
значение 10~7—10*8. При применении в приемнике системы стабилизации ча-
стоты с одним опорным генератором выполнение требований к относительной
частотной‘точности определяется этим генератором. Для уменьшения в общем
размере частотной неточности доли, обусловленной неточностью первоначальной
установки частоты, техническим заданием может предусматриваться возмож-
ность коррекции частоты опорного генератора приемника по внешнему эталону
частоты.
В зависимости от набора видов работы для проектируемого приемника опре-
деляются требования к частотной точности, а это позволяет, в свою очередь,
определить тип системы установки частоты (шкального устройства) и тип опор-
ного генератора (кварцованного или плавного, с термостатированием или без
него).
4. Чувствительность. Техническими требованиями чувствительность прием-
ияка может задаваться наименьшими значениями электродвижущей снлы£'а(мкВ),
мощности Ра (Вт) или удельной мощности va (Вт/Гц; kT0) в антенне, при ко-
торых обеспечиваются заданные значения напряжения (или мощности) иа вы-
воде приемника и необходимое соотношение между уровнями сигнала и шума
(при обусловленных параметрах модуляции).
При задании чувствительности в единицах электродвижущей силы Еа
должны оговариваться:
а) ширина полосы пропускания (до и после детектора)}
б) сопротивление эквивалента антенны;
в) нормальный уровень сигнала в необходимое соотношение сигнал-шум
иа выходе приемника;
г) вид работы;
» д) частота и глубина модуляции (при AM) или девиация частоты (при
ЧМК
Норма чувствительности, указанная в задании, должна быть выдержана
“ во всем диапазоне рабочих частот (или оговаривается отдельно для нижиих и
верхних поддиапазонов). В требованиях могут быть указаны допустимые пре-
делы Изменения чувствительности при работе с антеннами, эквивалентные сопро-
тивления которых отличаются от сопротивления эквивалента основной антенны.
В случае задания чувствительности в единицах мощности должны быть
определены:
а) ширина полосы пропускания (до и после детектора);
б) нормальный уровень сигнала н необходимое превышение сигнала над
.-уровнем шума на выходе приемника.
Задание чувствительности в единицах удельной мощности va требует опре-
деления только нормального уровня сигнала на выходе и необходимого его пре-
. вышения над уровнем шума. В этом состоит преимущество этого способа задания
чувствительности. При этом легко сравнить приемники, предназначенные для
'приема сигналов разных видов, имеющих различные Полосы пропускания и раз-
ные сопротивления эквивалентов антенны.
Пороговая чувствительность, при определении которой уровни сигнала
и шума на выходе приемника равны между, собою, может задаваться непосред-
ственно коэффициентом шума N. Это обусловлено тем, что пороговая чувстви-
/тельиость va в единицах kT0 численно равно коэффициенту шума приемника V.
л 5. Избирательность. Техническими требованиями на магистральный прием-
ник отдельно задается односигнальная и многосигнальная избирательность.
Требованиями определяется односигнальная избиратель-
Я р с т ь:
• t а) по соседнему ’ каналу, при этом задаются:
1) градации полос пропускания AFn (на определенных уровнях отсчета
Допустимой неравномерности амплитудно-частотной характеристики) до и
$гйосле детектора;
'’й®' 2) метод изменения полосы (дискретный, плавный);
3) полосы мешания AFU (на определенных уровнях отсчета) или коэффи-
ты прямоугольности для каждой из полос пропускания;
4) допустимая погрешность настройки тракта основной промежуточной
7
б) по зеркальному каналу, задаваемая относительным зиаФнй'ем ослабле-
ния Еа>\/Ел. о чувствительности на частотах зеркальных каналов первого,
второго в т. д. пробразований частоты;
в) по промежуточной частоте, определяемая относительным ослаблением
Еа. пч/Еа. о чувствительности для первой, второй и т. д. промежуточных частот;
г) по комбинационным каналам приема, задаваемая относительным ослаб-
лением Еа. кк/Еа. о чувствительности для наиболее опасных для данного при-
емника каналов.
Значения ослабления чувствительности по всем видам побочных каналов
приема супергетеродина задаются в децибелах (или разах) в предположении,
что.ластройка приемника будет осуществляться на худшую для данного канала
частоту диапазона. Следует иметь в виду, что параметры односигиальиой избира-
тельности определяют селективные свойства приемника в условиях, когда не
Сказываются нелинейные эффекты.
М и ог ос и г и ал ь и а я избирательность, определяемая
двух- или трехситнальным методом, задается:
а) по блокированию— допустимой полосой блокирования ДЕбп (или) отно-
сительной полосой блокирования AFenZ/o) при воздействии на приемник полез-
ного сигнала нормального уровня Еа. с и немодулированиой помехи с заданным
уровнем. Еа. п (I; 3 или 30 В), вызывающей на границах полосы блокирования
уменьшение сигнала на заданное значение (обычно на 20%, что соответствует
коэффициенту блокирования Кбл = 0,2);
б) по перекрестной модуляции — допустимым уровнем Еа. п модулирован-
ной помехи при одновременном воздействии на вход приемника полезного сиг-
нала нормального уровня Еа. 0 и модулированной помехи Еа. п, абсолютиаи Д/
или относительная А/// расстройка которой задается, и при этом коэффициент
перекрестных искажений КПер ие превышает заданных норм (обычно для прием-
ников класса I Лпер = 0,01, для приемников класса Ill /(пер = 0,03);
в) по взаимной модуляции — допустимым уровнем двух Еа. ni=Ea. м
совместно воздействующих на приемник помех (иа частотах, комбинационные
компоненты которых при суммировании или вычитании соответствуют частотам
сигнала fc, зеркального канала f3 или канала по промежуточной частоте /пч),
создающих на выходе приемника напряжение, которое в заданное число раз
ниже напряжения полезного модулированного сигнала, действующего иа ча-
стоте настройки приемника fc=fo',
г) по динамическому диапазону — допустимым уровнем двух помех Еа П1 =
= Еа. пз = Ея. п. доп, воздействующих на вход приемника на частотах Р
и /0 + 2F, при которых иа выходе приемника устанавливается нормальное
напряжение. Этот уровень относят к 1 мкВ н динамический диапазон выра-
жают в дБ.
6. Характеристики частных трактов и выходов. Для частных трактов прием-
ника техническими требованиями в зависимости от вида модуляции и рода пер-
вичного сигнала задаются:
а) вид оконечного устройства (телефон, громкоговоритель, телеграфный
или фототелеграфный аппарат, линия и др.), поминальный уровень (но мощности
или напряжению) на входе оконечного устройства, необходимое Соотношение
сигнал-шум, номинальное сопротивление входа оконечного устройства;
б) амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) — в виде зависимости
выходного напряжения приемника 1/Вых (или остаточного затухания) от ча-
стоты F гармонически изменяющегося модулируемого параметра. В некоторых
случаях задаются только полоса пропускания и требования по неравномерности
АЧХ в пределах полосы и в переходных областях;
в) фазочастотная характеристика (ФЧХ) — в виде зависимости сдвига
фазы выходного напряжения от частоты F гармонически изменяющегося
модулируемого параметра.
Эти характеристики нормируются в зависимости от вида работы и класса
приемника.
При приеме иа слух (при амплитудной, однополосной, частотной модуляции)
качество звучания с учетом воспроизводящего устройства обычно оценивается
только амплитудно-частотной характеристикой. Эта характеристика носнт
8
t
ж
w
w
название кривой .верности воспроизведения. Параметры ее определяются соот-
ветствующими нормалями.
*' При приеме фототелеграфных сигналов нормируются не только амплитудно-
частотная, но и фазочастотная характеристика соответствующего частного тракта.
Последнее- имеет принципиальное значение для устранения многоконтурноств
принимаемого изображения, обусловленной нелинейностью фазовой характе-
ристики канала.
Нормирование АЧХ и ФЧХ обязательно в случае вторичного уплотнения
•телефонного канала.
Частные тракты, предназначенные для приема телеграфных сигналов, иногда
А » формируются переходной характеристикой, отображающей характер изменения
- фб .времени напряжения на выходе приемника (/шх при единичном скачке моду-
лируемого параметра на входе. В принципе можно оценить значение искажений
телеграфных сигналов по виду переходной характеристики. Тем не менее из-за
^сложности этой связи часто задают допустимое Значение искажений телеграфных
>Л < (Сигналов в виде допустимого звачеиия временных преобладаний — постоянных
'**. ' ф племенных. Значение переменных преобладаний задается раздельно как для
.' 'Асинхронного, так в для синхронного режимов работы оконечной аппаратуры;
/, г) нелинейные искажения — в виде амплитудной характеристики, пред-
д--'. . Сбавляющей собою зависимость амплитуды первой гармоники напряжения на
W 13Й£рй)де приемника <7вых1 от амплитуды гармонически изменяемого параметра
входе. Степень отклонения этой характеристики от линейной зависимости
возможность определить динамический диапазон по линейности Д =
£*акс, где £мии — пороговая чувствительность, £Мак«— чувствительность
ри-Допустимом отклонении реальной амплитудной характеристики от вдеаль-
Линейной.
При приеме телефонных сигналов нелинейные искажения могут нормн-
1а?ься коэффициентом гармоник kr, представляющим собой отношение сред-
' 'адратичного значения уровней гармоник к уровню основной частоты сину-
Доальио-модулируемого параметра;
. Д) искажения, вызванные внутренними помехами в системе стабилизации
, приводящие к паразитным частотной (ПЧМ), фазовой (ПФМ) или ам-
тудной (ПАМ) модуляциям. Значение указанных искажений оценивается
идексом ПЧМ или ПФМ и коэффициентом ПАМ. Прн приеме телеграфных
овалов наличие рассматриваемых искажений сигналу приводит к увеличению .
временных временных преобладаний.
Жесткие требования к уменьшению интенсивности паразитной угловой
фуляции (ПЧМ или ПФМ) предъявляются в системах с частотной^ или фазовой
ауляцией (манипуляцией). Влияние ПАМ в этих системах связи обычно пре-
гоежнтельно мало, так как оиа ослабляется с помощью амплитудных ограни-
гей. Следует отметить, что наиболее жесткие требования к ослаблению пара-
зй угловой модуляции накладываются многоканальными системами, причем
гость требований возрастает с увеличением числа каналов. В зависимости
$ййа модуляции н рода работы устанавливаются значения допустимых ПЧМ
$ФМ исходя из заданной вероятности ошибок и энергетического проигрыша
. 58 ].
^"Требования к значению ПАМ сигнала за счет системы стабилизации обычно
^ авливаются применительно к используемым в 'приемнике видам работы
ШЙИвтудной модуляцией или манипуляцией.
^Аналогичным образом задаются параметры дополнительных выходов по
уточным частотам и низкой частоте, а также параметры выхода системы
; Характеристики ручных и автоматических регулировок. В техническом
ян обычно формулируются требования к ручным н автоматическим регули-
обеспечивающим нормальный прием сигналов прн изменении внешних
ЙВЙ н параметров приемника. Параметры различных видов регулнровои
я:
^-ручная регулировка усиления (РРУ) —глубиной регулировки усиления
>дном аттенюаторе, трактах до и после детектора. Глубина регулировки
9
в трактах ВЧ и ПЧ количественно оценивается отношением сигналов>в антенне
при двух положениях регулятора: максимального и минимального усиления,
при которых обеспечивается нормальный прием. В современных магистральных
приемниках класса I это отношение достигает 80 дБ, класса II — 60—70 дБ,
класса III — 50—60 дБ. Ручная регулировка в тракте НЧ должна обеспечивать
уменьшение напряжения на 30—40 дБ по сравнению с напряжением прн макси-
мальном усилении;
б) автоматическая регулировка усиления — допустимым изменением уровня
сигнала на выходе приемника при изменении уровня сигнала на входе в задан-
ных пределах (характеристика АРУ). Численно система АРУ характеризуется
динамическим диапазоном регулирования, представляющим частное отношение
изменений сигнала в антенне к допустимым изменениям сигнала на выходе,
при которых обеспечивается нормальный прием. В магистральных приемниках
допускается изменение на слуховых выходах на 6 дБ, при этом в приемниках
класса I входной сигнал изменяется до 100 дБ, в приемниках класса И —до
80 дБ, класса III — до 60 дБ. Для автоматической регулировки усиления могут
быть заданы постоянная времени системы АРУ н пороговое напряжение задержки,
до момента достижения которого система АРУ тте работает;
в) регулировка полосы пропускания — пределами изменения полосы, ха-
рактером изменения полосы в заданных пределах (плавный или дискретный),
коэффициентом прямоугольности при самой узкой и самой широкой полосе,
местом регулировки полосы (до или после детектора);
г) автоматическая подстройка частоты — полосой схватывания, полосой
удержания, точностью и временем подстройки частоты;
д) автоматическая перестройка приемника — максимальным и средним
временем перестройки на одну нз группы заранее заданных частот с помощью
автоматической системы.
8. Типы в параметры антенн и их эквивалентов. Профессиональный приемник
может быть рассчитан для работы с нескольким типами антенн, одна из которых
является основной. Техническими условиями задаются:
а) типы антенн, на работу с которыми должен быть рассчитан приемник;
б) характеристики антенн или их эквиваленты с подробным указанием пара-
метров основной антенны и допустимого изменения основных параметров прием-
ника при работе на другие типы антенн.
9. Электромагнитная совместимость, включающая меры по уменьшению соб-
ственных излучений приемника н мероприятия, позволяющие ограничить влия-
ние помех на приемник от других устройств. Она задается следующими пара-
метрами:
а) значением допустимых напряжений, возникающих от просачивания
колебаний гетеродинов на антенный и другие входы, а также на выходы прием-
ника. Эта величина нормируется" в пределах 10—50 МкВ;
б) значением допустимых напряжений, возникающих от просачивания
колебаний гетеродинов в цепи питания и управления;
в) ослаблением чувствительности по цепям питания и управления .по сравне-
нию с чувствительностью по антенному входу, обычно составляющим 100—
140 дБ;
г) уровнем магнитных излучений;
д) чувствительностью к внешним магнитным полям.
10. Работоспособность, т. е. способность сохранять основные качественные
показатели в пределах требований, определяемых техническими условиями,
при заданном изменении:
а) климатических условий — температуры, влажности, давления воздуха;
б) механических воздействий;
в) питающих напряжений;
г) параметров во времени — при эксплуатации и длительном хранении.
Соответствующие технические требования к работоспособности регламенти-
рованы нормалями в зависимости от категории по назначению приемника и
группы по условиям его эксплуатации.
11. Надежность работы радиоприемника, являющаяся одним из важней-
ших качественных показателей, техническими требованиями может задаваться
Средним времейем наработки на отказ, средним временем безотказной работы,
вероятностью безотказной работы, а также средним временем отыскания и устра-
нения неисправности.
В Зависимости от назначения н условий эксплуатации те или иные нз пере-'
численных параметров являются определяющими. Параметры надежности опре-
Являются при сохранении в определенных пределах параметров внешней среды
(климатических условий и механических воздействий), а также питающих напря-
1 ' Жжений.
12.'Электропитание. Техническими требованиями определяются:
а) основной источник питания, которым для профессиональных приемников
является сеть переменного тока напряжением 220/127 В, 50 Гц;
- ” б) вспомогательный (аварийный) источник питания, когда могут быть ис-
пользованы аккумуляторные батареи;
в) потребляемая приемником мощность — от сети и от аварийного источника;
1 Г) допустимые пределы изменения напряжения сети и аварийного источника,
njpii которых приемник должен обеспечивать сохранение параметров в заданных
техническими требованиями нормах.
13. Требования к конструкции, габаритам и массе. Техйическое задание
обычно содержит, различные требования к конструктивному решению приемника
/вцелом и отдельных его элементов, к органам управления, габаритам н массе.
Эти требования в значительной мере определяются назначением приемника
и условиями его эксплуатации. В задании, кроме того, могут излагаться тре-
бёвания к используемым материалам, защитным покрытиям, к размещению
органов управления н контроля н т. д.
1-2. ТИПОВЫЕ ЗНАЧЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ ПРИЕМНИКА
Типовые значения некоторых основных параметров и характеристик маги-
стральных приемников, установленные ГОСТ 14663—69, приведены в табл. 1-1.
Таблица 1-1
Типовые значения параметров магистральных приемников
< 1 ‘‘,5 Параметр Требования по классам
I И • ш
; Виды работы Al, А2, АЗ, АЗА (В, J, Н) А4, А4А (В, J, Н), А7А (В, J), А9В, Fl, F4, F6 At, АЗ АЗА (В, Н) Fl, F6 At, АЗ
Диапазон рабочих ча- стот, МГц 3—30 3-30 3—30
Способ перестройки Дискретный - Дискретный и плавный Плавный
»• Интервал дискретности 100 Гц 10—100 кГц —
1 : перестройки, с 15—5 . — —
В действительности, следует предположить расхождение частот
от заданных номиналов как в момент установления связи за счет
погрешностей установки частот передатчика Д/пду и приемника
Д/пр. у, так и 8 последующем за счет; нестабильности частоты
корреспондента Д/пд. и и частоты настройки приемника Д/пр н.
В этом случае асинхронизм частот в радиолинии, называемый
частотной точностью радиолинии, будет составлять
Д/рл = /пд /пр = (fпд. иом Д/пд. у ~Ь & fПД. и)
(/пр. ибм Ч~ Д/пр. у ”f* Д/пр. в)’ (2* I )
Так как номиналы частот передатчика и приемника при реали-
зации связи на заданной частоте должны совпадать, то частот-
ная точность радиолинии:
Д/рл = (Д/пд. у + Д/пд. в) - (Д/пр. у + Д^р. в). (2-2)
В худшем случае погрешности за счет передатчика и приемника
имеют разные знаки. Тогда при арифметическом суммировании
погрешностей
Д/рл = Д/пдЕ + Д/прД» (2-3)
ГДе Д/пд £ — пд. у 4" Д/пде Д/пр £ = Д/пр. у Д/пр. я COOT*
ветственно частотные точности передатчика и приемника.
Учитывая, что погрешности установки и уходы частот настройки
могут и не иметь разных знаков и не одновременно достигают
максимальных значений, можно производить квадратичное сумми-
рование погрешностей. Тогда
Д/рлe J/" (д/пд. у 4“ Д/пд. в) 4“ (Д/пр. у 4- Д/пр. и) =
где
Д/пд Е = j/ Д/пд. У 4- Д/пд7я» Д/пр S e "J/"Д/пр. у 4“ Д/прГв-
Из соотношений (2-3) и (2-4) можно видеть, что частотная точ-
ность радиолинии Д/рл, определяемая допустимым асинхронизмом
несущей передатчика и частоты настройки приемника для данного
вида связи, зависит от частотных точностей передатчика и прием-
ника. Если предположить, что в современных системах профес-
сиональной связи блоки установки и стабилизации частоты в пере-
датчике и приемнике однотипны, т. е. частотная
точность приемника может быть определена как часть частотной
точности радиолинии. Учитывая, что при арифметическом сум-
мировании Д/рл — 2 Д/пр Е, получим
Д/пр £ = Д/пр. у 4- Д/пр. в = (2-5)
14
Так как при квадратичном суммировании Л/рл = ]/2Д/прг, то
Д/пр Г = Д/пр. у + Д/пр. и = у % . (2-6)
Таким образом, если задана для обеспечения данного вида
связи необходимая частотная точность радиолинии, то может быть
определена необходимая частотная точность приемника. В свою
очередь, рассчитанную указанным выше способом или непосред-
ственно заданную частотную точность приемника Д/прГ можно
распределить на части — погрешность установки Д/пр> у и не-
стабильность частоты настройки 'Д/пр.н приемника. Доля, выде-
ляемая на погрешность установки, определяется видом системы
/ установки и индикации частоты настройки в приемнике, и в пер-
вую очередь видом частотно-шкального устройства. Для совре-
менных систем установки и индикации она составляет от 10 до 30%
частотной точности приемника, т. е.
>• * < Д/„Р.у==(0,1 + 0,3)Д/пр2. (2-7)
Часть частотной точности, выделяемая на погрешность, обус-
ловленную нестабильностью настройки, в супергетеродине в ос-
' - новном зависит от нестабильности частот гетеродинов. Так как
t вопросы стабилизации частоты гетеродинов решаются, более
' сложно, то на погрешность за счет нестабильности выделяется
от 70 до 90% частотной точности приемника
А/пр.и=(0>7-0,9)Д/пр2. (2 8)
Частотная точность (суммарная погрешность) приемника Д/пр2,
полученная при арифметическом или квадратичном суммирова-
нии частотных погрешностей Д/пр у и Д/пр. и, не должна превы-
сить заданной техническими требованиями.
2-2. ВЫБОР ТИПА СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ПРИЕМНИК^
Основой для выбора типа структурной схемы профессиональ-
- -• него приемника являются требования к. стабильности частоты
'> настройки Д/пр,„. При этом учитываются также требования
К уровню шумов гетеродинов, а также требования к допустимому
’‘уровню паразитных угловой (ПЧМ и ПФМ) и амплитудной (ПАМ)
, Модуляций сигнала, вызываемых внутренними помехами в си-
стабилизации. Действительно, различные варианты схем
. Супергетеродинов различаются между собой в основном построе-
системы стабилизации частоты. Поэтому при выборе струк-
схемы приемника прежде всего следует, хотя бы в общих
Wfj-jfepTax, выбрать схему формирования гетеродинирующих напря-
7ж>|Йений, которая бы обеспечивала заданную техническими требо-
ЙЖ^Иями или рассчитанную указанным в предыдущем параграфе
Допустимую нестабильность настройки приемника Д/пр> и.
10
.Целесообразность первоочередного решения вопроса о системе
стабилизации частоты обусловлена также тем, что схема формиро-
вания гетеродинирующих напряжений в значительной мере влияет
на построение тракта прохождения сигналов в приемнике, в част-
ности на количество преобразований частоты, номиналы промежу-
точных частот и метод разбивки диапазона рабочих частот на под-
диапазоны.
При выборе структуры системы стабилизации частоты следует
иметь в виду, что уход частоты настройки супергетеродина и,
следовательно, нестабильность его настройки определяется в ос-
новном гетеродинами и в значительно меньшей степени — неста-
бильностью настройки контуров в тракте прохождения сигналов.
Практически считаются только с нестабильностью настройки
гетеродинов. Причем при нескольких преобразованиях частоты
нестабильность настройки определяется всеми гетеродинами,
участвующими в преобразованиях.
Так, в схеме с тремя преобразователями частоты абсолютный
уход частоты настройки за счет нестабильности частот гетероди-
нов составляет [27, 671:
''4м“А/зп,.и = ^г-^ + ^, (2-9)
при этом предполагается для определенности-, чтО при всех пре-
образованиях частоты взята верхняя настройка гетеродина (при
нижних настройках знаки надо соответствен ио поменять).
Относительная нестабильность частоты настройки приемника
*S ____ е ^/ir /1Г - А/»г ftr | ^fsr f»r
°пр.н-У8пч.И Лг ftm fap ftm T f3n4
ИЛИ
6пр.и = 61ргиА-62г.н7^- + 6зг.и-г^. (2-Ю)
где flr, — частоты соответствующих гетеродинов; Aflr,
Af2r, &fsr — абсолютные уходы частот гетеродинов; 61г, 6^,
б3г — относительные нестабильности частот соответствующих ге-
теродинов; /Зпч и Д/зпч — соответственно третья промежуточная
частота и ее уход вследствие нестабильности всех гетеродинов.
Так как обычно f1T/f3n4 > ЛЛзпч > Мзпч, то даже при
одинаковых относительных нестабильностях всех гетеродинов
наибольшая нестабильность вносится при первом преобразовании
частоты. Указанное обстоятельство влечет за собою необходимость
уделять серьезное внимание стабилизации частоты первого, затем
второго и т. д. гетеродинов.
С этих позиций ниже рассмотрены различные типы структур^
ных схем супергетеродинов и дана их оценка с точки зрения воз-
можной стабильности частоты настройки этих схем. В конце
параграфа приведено сопоставление схем по стабильности, что
дает материал для выбора типа схемы проектируемого приемника.
16
Супергетеродин о плавным многодиапазонным первым
гетеродином
Структурная схема показана на рис. 2-1. На ней представлен
типовой супергетеродин с двумя преобразованиями частоты.
Перестройка первого гетеродина ГЕТ-1 — плавная в пределах
Каждого поддиапазона. При переходе с одного поддиапазона
другому скачком переключаются контура тракта сигнальной
.частоты и гетеродина. Переключение контура гетеродина по
Поддиапазонам, наличие контактов обусловливает невысокую
^’"стабильность частоты гетеродинирующего напряжения. Относи-
'Ж'
ПоЗдимамиы
Рис. 2-1. Структурная схема приемника с плавным многодиапа-
зонным первым гетеродином
спе-
кон-
ьная нестабильность частоты многодианазонного гетеродина
вставляет величину порядка 10"3—10~4, причем лучшая граница
Лабильности достигается только в случае использования
Ййльных мер параметрической стабилизации,' герметизации
фа гетеродина- и стабилизации питания гетеродина.
Сравнительно низкая стабильность частоты настройки
Й;.^сюппх^опм пполдл наи/пгюписю чскших ndct [JunnH уКЗ-
Мной схемы предопределяет ее использование только в про-
ййшнх профессиональных приемниках. Диапазон рабочих ча-
т обычно разбивается на поддиапазоны простейшим способом —
|вных коэффициентов перекрытия. Для некоторого повыше-
стабильности гетеродина целесообразно по принципу равных"
ффициентов перекрытия разбивать диапазон перестройки ге-
рдина. В этом случае контур гетеродина упрощается, а его
ibiiocTb повышается, так как элементы сопряжения вклю-
тся не в контур гетеродина, а в контуры преселектора.
|3|3ля повышения стабильности гетеродина может быть исполь-
на его верхняя настройка,'при которой коэффициент пере-
дня по частоте в гетеродине уменьшается. В гетеродине также
^меняются все возможные способы повышения стабильности
^частоты: стабилизация параметров контура, термокомпенса-
уменьшение связи между электронным прибором и контуром,
лизация питания гетеродина, установка буферного каскада
у гетеродином и смесителем, герметизация контуров или
дина в целом, повышение механической прочности узлов
17
а*иаци*н
I
и деталей гетеродина. Повышение стабильности может быть полу-
чено при использовании двухконтурной схемы гетеродина. Нако-
нец, предусматривается коррекция частоты гетеродина по вну-
треннему кварцевому калибратору.
По рассматриваемой схеме строятся самые простые профес-
сиональные приемники класса III.
2. Супергетеродин с плавным однодиапазонным первым
гетеродином и умножителем частоты
Схема приемника показана на рис. 2-2. На ней представлен
супергетеродин с двумя преобразованиями частоты. Основной
особенностью схемы является применение однбдиапазонного,
непереключаемого первого гетеродина, в качестве которого ис-
пользован генератор плавного, диапазона ГПД. Гармоники этого
генератора используются в качестве гетеродинирующих частот
Рис. 2-2.* Структурная схема приемника с плавным одиодиапа-
зонным первым гетеродином и умножителем частоты
в различных поддиапазонах. Для образования необходимых
частот гетеродина по поддиапазонам используется также верхняя
и нижняя настройки гетеродина. Выделение необходимой гар-
моники осуществляется каскадом умножителя частоты УМН.
Одновременно этот каскад является буфером, уменьшающим
взаимное влияние между гетеродином и смесителем. Так как гете-
родин не переключается и имеет минимально возможное число
деталей и контактов, то стабильность его частоты существенно
улучшается. Второй гетеродин ГЕТ-2 собирается на кварце,
вследствие чего нестабильность его частоты несущественно будет
влиять на стабильность настройки приемника.
В рассматриваемой схеме приемника вся его нестабильность
в основном определяется нестабильностью частоты первого гете-
родина. Для повышения стабильности его частоты наряду с глав-
ной мерой — применением непереключаемой по поддиапазонам
схемы — используются все рассмотренные для предыдущей схемы
методы параметрической стабилизации частоты, стабилизация
18
питания гетеродина, герметизация, повышение прочности кон-
струкции и т. д. Предусматривается также возможность коррек-
ции частоты первого гетеродина с помощью кварцевого калиб-
ратора.
Относительная нестабильность частоты однодиапазонного гете-
родина с непереключаемым по поддиапазонам контуром примерно
на порядок лучше многодиапазоннрго гетеродина и составляет
10"4—10"5, причем лучшее значение стабильности достигается при
использовании всех вышеперечисленных мер стабилизации.
Разбивка диапазона рабочих частот на поддиапазоны в рас-
сматриваемой схеме является частным случаем разбивки по рав-
ным коэффициентам перекрытия (по равным коэффициентам
перекрытия разбивается диапазон гетеродина). Пример разбивки
по способу «однодиапазонного гетеродина» приведен в гл. 3
(табл. 3-2). По рассматриваемой схеме строятся профессиональ-
ные приемники классов III и II.
3. Супергетеродин с плавным однодиапаэониым первым
гетеродином и генератором подставок
| Достаточно высокая стабильность частоты настройки при
Av, ^разбивке диапазона частот по способу равных частотных интер-
’‘ валов может быть получена при использовании однодиапазонного
непереключаемого первого гетеродина и генератора частотных
подставок (рис. 2-3).
А
Hl
плавным однодиапа-
Рис. 2-3. Структурная схема приемника с
вонным первым гетеродином и'генератором подставок
tf
«У
В этой схеме в оптимальном участке с точки зрения стабиль-
ности частоты выбирается диапазон специального плавного гене-
атора (ГПД). Этот диапазон А/Гпд берется равным интервалу
Частот в поддиапазонах А/с, на которые разбивается диапазон
ринимаемых частот. Затем в специальном смесителе СМ о по-
мощью дискретных частот, поступающих от кварцованного гене-
ора подставок, диапазон ГПД переносится в необходимый
19
поддиапазон изменения гетеродинирующей частоты. Пример преоб-
разований частоты в такой схеме приведен в гл. 3 (табл. 3 3).
В приемниках этого типа при разбивке диапазона на равные час-
стотные интервалы первая промежуточная частота постоянна
во всех поддиапазонах.
В рассматриваемой схеме нестабильность настройки опреде-
ляется нестабильностью ГПД. Все остальные генераторы могут
быть сделаны кварцова иными. Так как ГПД — однодиапазон-
ный, непереключаемый, то стабильность его частоты может быть
сделана достаточно высокой. При выборе оптимального диапазона
перестройки, малого коэффициента перекрытия, при использо-
вании всех применяемых мер стабилизации возможно получение
стабильности ГПД порядка 10"8.
4. Супергетеродин с кварцованным первым и плавным вторым
гетеродинами
Основной особенностью схем супергетеродинов, показанных
на рис. 2-4, является постоянство частоты первого гетеродина
в пределах каждого поддиапазона. Вследствие этого первый
гетеродин, вносящий в обычных схемах наибольшую нестабиль-
ность, в рассматриваемой схеме может быть кварцованным.
Возможны два' варианта реализации схемы кварцованного пер-
вого гетеродина:
а) схема многокварцевой стабилизации, когда в каждом под-
диапазоне подключается свой кварц, а схема гетеродина коммути-
руется, что ухудшает ее стабильность (рис. 2-4, а);
б) схема однокварцевой стабилизации, когда имеется один
опорный кварцевый генератор ОКГ, а необходимые для каждого
поддиапазона частоты получаются путем умножения и деления
частоты опорного кварцевого генератора (рис. 2-4, б).
Если в первой схеме с переключаемыми кварцами может быть
реализована стабильность порядка 10-ь, то во второй схеме с не-
переключаемой схемой гетеродина возможно получение стабиль-
ности порядка 10-в, а при. термостатировании — даже более
высокой.
В рассматриваемых схемах при перестройке преселектора
в пределах некоторого поддиапазона А/с, так как частота первого
гетеродина постоянна, то оказывается переменной первая проме-
жуточная частота, причем пределы ее изменения A/in4 — Afc.
Целесообразно, чтобы при перестройке приемника в любом под-
диапазоне первая промежуточная частота изменялась в одном
и том же интервале. С SYofi целью осуществляется перенос оди-
наковых по ширине участков диапазона принимаемого сигнала
в один и тот же участок изменения 1-й промежуточной частоты.
Это осуществляется выбором дискретных значений частот первого
гетеродина через Д/1Г = Д/с ~ А/1ПЧ. Этим самым при первом
преобразовании многодиапазонный приемник превращается в од-
20
нодиапазонный. В последующем, чтобы сделать промежуточную
частоту постоянной и на ней реализовать основные усиление и
с избирательность, вводится второе преобразование частоты. Вто-
‘ рой гетеродин делается перестраиваемым с диапазоном пере-
стройки Д/2Г = Д/тч = Д/ir — Таким образом, второй гете-
'Л ( родин может быть однодиапазонным, непереключаемым. Стабиль-
’^/Ябсть частоты этого гетеродина может быть достаточно высокой,
В. рассматриваемых схемах, так как первый гетеродин кварцо-
, \ван, практически вся нестабильность настройки приемника опре-
Ж4
Рис. 2-4. Структурная схема приемника с кварцованным первым
и плавным вторым гетеродинами: а — с коммутируемыми кварцами;
б — с монокварцевой схемой
дается нестабильностью частоты второго гетеродина. Поэтому
«схеме этого гетеродина, кроме указанной возможности исполь-
ть цепереключаемую схему, применяется весь комплекс
ТЪдов стабилизации частоты плавного второго гетеродина,
этом случае возможно получение стабильности порядка 10~5.
?хеме обычно предусматривается возможность коррекции частоты
юго гетеродина с помощью кварцевого калибратора.
Из предыдущего следует, что в рассматриваемых схемах раз-
ЗКа диапазона рабочих частот на поддиапазоны производится
Способу равных частотных интервалов. По этим схемам строятся
рфессиональные приемники класса II. Схемы могут быть при-
1евы и в приемниках класса I с дискретной перестройкой,
для получения гетеродинирующих частот второго преобра-
21
зования использовать сетку высокостабильиых дискретных частот,
стабилизированных от единого для приемника опорного квар-
цевого генератора.
б. Супергетеродин с нварцованным первым и интерполяционным
(плавным или дискретным) вторым гетеродинами
В отличие от рассмотренных выше супергетеродинов в схеме,
показанной на рис. 2-5, второй интерполяционный гетеродин —
сменный. При приеме сигналов в плавном диапазоне в качестве
второго гетеродина используется генератор плавного диапазона
ГПД, а при приеме на дискретных частотах используется сетка
дискретных частот, образуемая в блоке опорных частот БОЧ.
В первом случае может быть получена стабильность порядка 10~Б,
во втором 10~® и лучше.
Рис. 2-5. Структурная схема приемника с кварцоваииым первым
и интерполяционным (плавным или дискретным) вторым гетеродинами
Рассматриваемая схема может быть применена в профессио-
нальных приемниках классов 11 и 1. Схема удобна тем, что про-
стым переключением второго гетеродина осуществляется переход
от режима плавного приема, когда может вестись поиск корреспон-
дентов или контроль за их работой, к режиму дискретного приема,
когда может быть осуществлен уверенный прием сигналов, тре-
бующих высокой частотной точности радиолинии, в том числе
однополосной телефонии или буквопечатающей телеграфии.
В схеме целесообразно реализовать монокварцевую стабилизацию
частоты от единого для приемника опорного кварцевого генера-
тора. Этот генератор реализуется на оптимальной частоте (по-
рядка 5 МГц), при необходимости используется одинарное или
двойное его термостатирование (стабильность 10-в—10~7).
От этого генератора, при использовании умножителей и дели-
телей, образуются гетеродинирующие частоты для первого преоб-
разования частоты. Частота этого генератора является опорной
также для блока опорных частот, используемых в качестве гете-
родинирующих при втором преобразовании частоты.
22
6, Супергетеродин с блоком опорных частот
Структурная схема приемника показана на рис. 2-6. Основ-
ной особенностью схемы является использование блока опорных
частот (БОЧ), в котором образуется сетка дискретных частот,
причем стабильность схемы определяется стабильностью опор-
ного кварцевого генератора и составляет примерно 10"®—10“’.
При использовании БОЧ прием осуществляется на дискретных
частотах, причем интервал дискретности определяется разносом
дискретных частот сетки, формируемой в БОЧ.
Рис. 2-6. Структурная схема приемника с блоком опорных частот
Второй особенностью схемы является использование способа
выделения желательной составляющей сетки опорных частот
'методом сравнения с частотой вспомогательного генератора,
роль которого выполняет первый гетеродин (ГЕТ-1). Одна из
\ частот сетки, формируемая в БОЧ, после селекции при участии
Частоты вспомогательного генератора преобразуется в смесителе
постоянной частоте узкополосного фильтра (УПФ), в котором
Дг Осуществляется выделение необходимой и подавление соседних
-^Составляющих сетки. Выделенная частота. непосредственно или
зЛЛцрсле дополнительного преобразования, опирающегося на высо-
-^КРстабильную частоту от БОЧ, используется как частота второго
^гетеродина.
Полученная частота имеет погрешность, равную погрешности
^'-Частоты вспомогательного генератора (ГЕТ-1). Эта погрешность
Ш|О0мпенсируется при двойном преобразовании частоты, так как
4^^теродинирующая частота первого преобразования имеет ту же
' Ж’1'Решн°сть1 обусловленную погрешностью вспомогательного
23
генератора. Действительно, если частота первого гетеродина
ушла на Д/ и стала равной
fir 23 fir. НОМ 4" А А
то первая промежуточная частота также изменится на Af:
А пч = /1г “ А = А г. вом 4~ Д/ “ fa 23 fl пч. ном 4“ Д f •
Так как источником погрешности является вспомогательный
генератор, т. е. частота Аг» то частота второго гетеродина изме-
нится на то же значение, т. е.
fir = fir fбоч ~ fl г. ном + Д/ “ fбоч = А г. ном 4~ Д/•
Следовательно, вторая промежуточная частота останется неиз-
менной:
ft пч := fЗг ~~ fl пч == (/2 F. иом 4~ Д/) — (А г. НОМ.4" Д/)
= fir. ном fl пч. ном ~ 1г пч. нОм’
Таким образом, стабильность второй промежуточной частоты
в рассматриваемой схеме определяется стабильностью состав-
ляющих дискретной сетки Использование метода компен-
сации ухода частоты первого гетеродина требует применения
в приемнике двойного преобразования частоты даже тогда, когда
это не вызывается другими условиями.
Необходимо иметь в виду, что несмотря на компенсацию ухода
частоты вспомогательного первого гетеродина, абсолютный уход
частоты должен быть настолько малым, чтобы выделяемая частота
сетки не вышла за пределы полосы узкополосного фильтра.
С этой целью в схеме приемника используется система вспомога-
тельной автоподстройки частоты АПЧ первого гетеродина, вклю-
чающая два элемента — дискриминатор и управляющее устрой-
ство, воздействующее на гетеродин ГЕТ-1.
Приемник может использоааться также для приема сигналов
в плавном диапазоне. В этом случае отключается БОЧ, первый
гетеродин используется независимо, а в качестве второго гетеро-
дине ГЕТ-2 применяется отдельный генератор с фиксированной
настройкой. Стабильность частоты настройки приемника в плав-
ном режиме определяется стабильностью частоты первого гете-
родина. Так как этот гетеродин является многодиа па зонным и
плавным, то стабильность его частоты небольшая.
Схема может применяться а приемниках классов II и I.
7. Супергетеродин с декадным синтезатором частоты
Структурная схема приемника представлена иа рис. 2-7.
В этой схеме метод компенсации совмещается с интерполяционным
способом формирования дискретной сетки частот. Первый гете-
родин ГЕТ-1, как и в предыдущей схеме, играет роль вспомога-
24
Тельного генератора. Колебания с частотой Дг подаются к пер-
вому смесителю приемника СМ-1 й к системе декадной установки
% частоты. В случае необходимости с помощью частот подставок
частота первого гетеродина, преобразуется к диапазону декадного
синтезатора частоты.
s. В декадном синтезаторе с помощью селектороа Сх—Сп уста-
навливается частота принимаемого (или преобразованного а блоке
Частотных подставок) сигнала. Сетки частот селекторов Сг—Сл
имеют следующие частотные интервалы: 10 МГц, 1 МГц, 100 кГц,
CM-2
СМ-1
УПЧ-1
fir
f,r
f/пч
вспомогал?.
ЛПЧ
СНдоп
БОЧ
окг
JOI
------Лгпч
УПЧ-2
ГЕГ-1
(вспои, ген.)
- Рис. 2-7. Структурная схема приемника с декадным синтезатором частоты
И) кГц, 1 кГц, 100 Гц (при необходимости добавляются селекторы
" интервалами 10 Гц и даже 1 Гц). Частота первого гетеродина
^Настройка преселектора изменяются (аручную или аатомати-
ески) в пределах диапазона. При этом определенной совокуп-
£сти частот селектороа (установленных ручками) соответствует
1лько одна частота гетеродина, при которой выходная частота
^ерполяционной схемы совпадает со средней частотой полосы
пускания выходного узкополосного фильтра У ПФ. Эта частота
оходит через фильтр, обусловливает момент остановки первого
геродина и непосредстаенно или после дополнительного преоб-
ЗОвания выдается как частота второго гетеродина. Таким обра-
момент появления напряжения на выходе узкополосного
ьтра является моментом окончания поиска корреспондента,
е этого остается действующей только система электронного
гения с помощью АПЧ. Пределы подстройки частоты первого
Юдина при помощи этой системы ограничиваются полосой
пускания узкополосного фильтра.
20
Достоинством этой схемы является монокварцевая стабили-
зация частоты от единого для приемника опорного кварцевого
генератора ОК Г. Частоты, подводимые к селекторам и дополни-
тельному смесителю СМлоп, необходимому для получения второй
промежуточной частоты, образуются от частоты ОК Г. Стабиль-
ность настройки приемника определяется стабильностью ОКГ
и может достигать 10~7—10~8 при использовании двойного термо-
статирования схемы генератора. Схема используется в профес-
сиональных приемниках класса I.
8. Сопоставление супергетеродинов по стабильности настройки
Из рассмотрения структурных схем супергетеродинов можно
видеть, что нестабильность настройки определяется в основном
стабильностью опорного генератора — плавного при плавной
перестройке и кварцованного при дискретной. Приближенные
значения относительной нестабильности частоты опорного гене-
ратора, которые можно получить при действии различных деста-
билизирующих факторов, видны из приводимой ниже табл. 3,-1.
Таблица 2-1
Относительные нестабильности гетеродинов
Тио схемы гетеродина Относительная нестабильность
Многоднапазонный плавный гетеродин . . . . Однодиапазонный плавный гетеродин Переключаемый кварцованиый гетеродин . . . Непереключаемый кварцованиый гетеродин с одинарным термостатнрованием Непереключаемый кварцованиый гетеродин с двойным термостатнрованием 10*3—10-* 10-‘—10'» 10-* 10-’ 10-’— 10-а
В современных приемниках с целью повышения точности
установки и стабильности настройки:
1) предусматривается возможность коррекции частоты опор-
ного кварцевого генератора по внешним эталонным частотам
с доведением точности частоты генератора до уровня, на порядок
выше требований точности установки частоты настройки;
2) реализуется монокварцевая стабилизация всех гетеродини-
рующих частот от единого для приемника опорного кварцевого
генератора;
3) в режиме дискретной перестройки предусматривается ис-
пользование: опорного кварцевого генератора на оптимальной
с точки зрения стабильности частоте; декадных синтезаторов
частоты с образованием сетки дискретных частот о интервалом 10*,
где k — 0, +1, +2, ... в зависимости от диапазона и потреб-
ностей связи; электронно-цифрового индикатора настройки( имею-
26
щего в качестве базы единый для приемника ОКГ\ автоматической
установки заданной частоты настройки;
4) в режиме плавной перестройки предусматривается исполь-
зование: однодиапазонного, непереключаемого генератора с плав-
ной перестройкой, оптимальным с точки зрения стабильности
выбором частоты, с коэффициентом перекрытия 1,1—1,2 и менее
и реализацией такого генератора в виде единого конструктивного
целого; метода компенсации .ухода частоты генератора при не-
скольких преобразованиях частоты; системы автоматической под-
стройки частоты; электронно-цифрового индикатора частоты на-
стройки, единого при дискретной и плавной перестройке; ручной
установки частоты настройки по показаниям электронного инди-
катора частоты.
Сопоставление заданных требований к частотной точности
приемника с возможностями той или иной схемы супергетеро-
дина дает необходимые данные для решения вопроса о выборе
у- типа схемы проектируемого приемника.
> *?**$*
2-3. ВЫБОР СИСТЕМЫ УСТАНОВКИ И ИНДИКАЦИИ
ЧАСТОТЫ НАСТРОЙКИ
Заданная техническими требованиями или рассчитанная по
формуле (2-7) допустимая погрешность установки номинала ча-
}; Стоты настройки приемника Д/пр>у обеспечивается правильным
^выбором системы установки и индикации частоты настройки.
Системы установки и индикации частоты настройки в приемнике
могут быть различными в зависимости от:
1) метода настройки приемника — плавного или дискретного;
2) степени жесткости требований к допустимой погрешности
t установки частоты настройки;
3) требований к простоте и удобству регистрации результатов
отсчета частоты настройки;
' 4) необходимого быстродействия системы отсчета;
5) степени необходимой автоматизации процесса установки
отсчета частоты настройки.
Индикация частоты настройки в современных профессиональ-
ных приемниках производится с помощью частотных шкал, кото-
ые могут быть визирными или цифровыми.
У.'Виэирныв шкалы без оптического увеличения
Й/ Визирные шкалы используются преимущественно в приемниках
акрлавной перестройкой. В профессиональных приемниках дека-
«етрового диапазона при использовании визирных шкал без
^итического увеличения погрешность установки частоты настройки
ЩЬставляет значение единиц килогерц при условии предваритель-
gtefr.коррекции шкалы по внутреннему кварцевому калибратору.
27
Визирные шкалы в приемниках обычно совмещаются с вер-
ньерным устройством, осуществляющим перемещение либо визира
относительно неподвижной шкалы, либо шкалы относительно
неподвижного визира. Перемещение визира или шкалы сопря-
гается механически с перемещением роторов переменных конден-
саторов или индуктивностей перестраиваемых избирательных
систем. В этом случае каждому положению ротора избирательной
систем соответствует определенное положение подвижных ви-
зира или шкалы, что дает возможность производить отсчет частоты
настройки. Точность отсчета зависит от конструктивных данных
шкалы и визира, их взаимного расположения, освещенности,
а также субъективных особенностей оператора. Она обычно ха-
рактеризуется абсолютной Д/пр. у или относительной бпр> у погреш-
ностью установки. При разработке приемника решается общая
задача выбора типа и размеров шкалы, обеспечивающей заданные
требования к допустимой погрешности установки.
В случае использования шкалы без оптического увеличения
ее размеры могут быть определены из следующих условий. Пола-
гают, что разрешающая способность зрения, определяемая в нор-
мальных условиях освещения при наблюдении результатов изме-
рения на расстоянии 250 мм от шкалы и угле зрения в одну ми-
нуту, составляет Д/ = 0,1н-0,2 мм. Тогда для заданных Д/пр. у
или 6пр. у необходимая длина шкалы /ш определяется из пропор-
циональной зависимости
Д/ Д/пр. у «
1ш “ /о “°"Р-Г '
т. е.
, Az . Az f = /»
ш"' бпр.у Д/пр. у '° . fen
(2-11)
где kn = —"р-У = n^jnpkyri---частотная плотность шкалы, выра-
жаемая в герцах (или килогерцах) на миллиметр длины шкалы.
Так, если задана относительная точность установки бпр.у =
= 10"’, что равносильно абсолютной погрешности ' Д/пр у =
= 1000 Гц на частоте настройки /0 = 10е Гц, то при Д/ = 0,1 мм
длина шкалы должна составлять 1Ш =* 100 мм, а ее частотная
плотность kn = 10000 Гц/мм. При более высоких требованиях
к точности установки линейный размер шкалы должен быть
соответственно ббльшим. Вследствие этого визирные шкалы без
оптического увеличения находят применение только в простей-
ших профессиональных приемниках класса III при невысоких
требованиях к точности установки частоты настройки, когда
необходимый линейный размер шкалы имеет конструктивно прием-
лемое значение.
28
Визирные шкалы могут быть дисковыми, цилиндрическими
или барабанными (рис. 2-8). Линейный размер шкалы дискового
или цилиндрического типа определяется из соотношения
= (2-12)
где D — диаметр, выбираемый для дисковой шкалы не более
150—180 мм, а для цилиндрической — ие более 75—100 мм;
<р — угол использования шкалы, берущийся при дисковой шкале
в пределах до 180’ и даже 270’, а при цилиндрической 270’ н
даже 360*.
Рис. 2-8. Визирные шкалы приемника: а — дисковая;
б — цилиндрическая; в — барабанная
Дисковая шкала чаще используется при разбивке диапазона
'Йкбочих частот приемника на поддиапазоны способом равных
аэффициентов перекрытия, при этом шкала с самым малым диа-
ком отводится, для 1-го поддиапазона, а с самым большим ---
i. последнего поддиапазона. Цилидрическая шкала обычно
юльзуется в случае разбивки диапазона рабочих частот на
[рщпазоны способом равных частотных интервалов. Это обус-
лено тем, что в рассматриваемом случае шкалы всех поддиапа-
рв имеют одинаковые диаметры.
Линейный разме’р шкалы барабанного типа определяется высо-
; многогранника h, которая обычно составляет не более 100—
J мм. Поперечный размер а обычно берется не более 50—75 мм.
29
Дисковые, цилиндрические и барабанные шкалы могут быть
открытыми и закрытыми. Шкалы открытого типа характеризуются
возможностью наблюдения всей шкалы одного поддиапазона или
одновременно шкал всех поддиапазонов (рис. 2-9). Основным
достоинством .их является простота конструктивного оформле-
ния. К недостаткам относятся: сложность получения равномерного
освещения всей шкалы, рассеивание внимания оператора большим
количеством одновременно наблюдаемых шкал и рисок на каждой
шкале, большая площадь, занимаемая шкалой на передней па-
Рис. 2-9. Открытые визирные шкалы: а — дисковая с подвижным визиром;
б — дисковая с вращаемой шкалой;'в — барабанная
/-—визир; 2—шкала; 3 —общий вид внзнрно*шкального устройства
нели приемника. Шкалы открытого-типа обычно используются
для грубой настройки на частоту корреспондента, для отсчета
частоты тона в телеграфном гетеродине и для других второсте-
пенных целей.
Шкала закрытого типа (рис. 2-10) характеризуется тем, что
для наблюдения открывается небольшой участок, в середине
которого располагается частота настройки приемника. Это осу-
ществляется с помощью специальной шторки с окном, закрыва-
ющей ненужные шкалы и открывающей рабочий участок шкалы
включенного поддиапазона. Это сосредоточивает внимание опе-
ратора на рабочем участке шкалы и исключает возможность гру-
бых ошибок. Достоинством закрытых шкал является также их
защищенность от случайных механических повреждений. При
закрытой шкале более просто решаются вопросы равномерного
освещения открытого участка шкалы и использования простей-
шей оптики в виде увеличительной линзы.
30
- При проектировании следует иметь в виду следующие осиов-
Ж;иые правила выполнения визирных шкал. Градуировка шкалы
^^ профессиональных приемников производится в единицах частоты
Ж||$кГц, МГц). Направление повышения частоты на шкале должно
МЙбыть слева направо при горизонтальных и снизу вверх при вер-
ОКтикальных шкалах. Направление перемещения визира (или
^уавкалы) должно совпадать с направлением вращения ручки на-
Ж. егройки приемника. При использовании закрытой шкалы опе-
RS»"
Рис. 2-10. Закрытые визирные шкалы: а — дисковая;
6 — цилиндрическая
/ *- визир; 2 шкала; 3 •— общий вид визирно-шкального
устройства; 4 — подвижная шторка
рйтор должен видеть при любом положении шкалы ие менее двух
.у^исок, отмеченных цифрами. В случае применения открытой
/^Жкалы в приемнике с несколькими поддиапазонами шкалы сле-
зает снабжать указателем включенного поддиапазона. Жела-
•^^едьно, чтобы указатель показывал также частотные границы
' * Поддиапазона.
х На шкале высота-рнсок должна быть не менее 1,5 мм, а цифр —
»е. менее 2 мм. Между цифрами дробление следует производить
удобное для отсчета число частей: 2, 5, 10 (в последнем слу-
- разделить более высокой меткой по 5 частей). По возмож-
ней цена делений должна быть одинаковой на всех поддиапа-
онах. Желательно использование прямочастотных шкал (равно-
ёрных по частоте). Визир или шкалу следует непосредственно
Совмещать с осью блока конденсаторов или вариометров. Шкалы
31
профессиональных приемников должны иметь искусственное ос-
вещение. Градуировку шкал обычно осуществляют индивидуально
для каждого приемника.
Если в приемнике предусматривается кварцевый калибра-
тор для коррекции градуировки шкалы, то на всех шкалах под-
диапазонов должны быть отмечены опорные точки, соответству-
ющие дискретным частотам калибратора. Шкальные устройства
профессиональных приемников обычно имеют систему коррек-
торов градуировки, которые должны обеспечивать компенсацию
погрешностей, возникающих в процессе эксплуатации или под
влиянием внешних условий.
2. Визирные, оптические шкалы
В профессиональных приемниках класса II и при высоких
требованиях к точности установки частоты настройки в прием-
никах класса III с целью уменьшения габаритов-шкалы исполь-
зуется оптическое увеличение. При применении визирных шкал
с оптическим увеличением в профессиональных приемниках дека-
метрового диапазона погрешность установки частоты настройки
составляет значение сотен герц при условии предварительной
коррекции шкалы пр внутреннему кварцевому калибратору.
Эффективная длина шкалы при проекционном увеличении
равна ее оптическому изображению, т. е.
/ш.*Ф = и. (2-13)
Где L — коэффициент линейного увеличения оптической системы,
выбираемый при использовании простейшей оптики равным 2—4,
а в случае применения сложной оптической системы 5—50
(обычно 10—30).
Оптическая шкала о простейшей оптикой представляет собой
сочетание визирной шкалы закрытого типа с оптическим увели-
чительным устройством, устанавливаемым перед визиром шкалы.
Оптика обычно представляет собой объектив, состоящий из одной
двояковыпуклой, плосковыпуклой или цилиндрической линзы.
Линейное увеличение L такого сравнительно простого объектива
из-за больших оптических искажений на краях линзы выбирается
не более 2—4. Это дает возможность сократить соответственно
линейный размер шкалы или при заданном допустимом размере
шкалы увеличить точность установки и отсчета частоты настройки.
Следует иметь в виду, что использование простого увеличения
шкалы связано с указанными выше краевыми искажениями,
что приводит к быстрой утомляемости оператора, и нерационально
в том случае, если производится частая перестройка приемника
с одной частоты на другую.
При более жестких требованиях к точности установки частоты
настройки применяются проекционные оптические шкалы. Прин-
цип построения таких шкал состоит в том, что освещенный уча-
32
|~сгок реальной шкалы с нанесенными на ней делениями и цифрами
к с помощью специального изображающего объектива проеци-
I' руется с большим увеличением на специальный матовый экран.
Г Основное преимущество проекционных шкал заключается в воз-
f можности получения весьма больших эффективных размеров
& проекционной шкалы при достаточно малых размерах реальной
g-шкалы. Изготовление шкалы малых размеров с высокой точностью
Цобычно осуществляется фотоспособом, вследствие чего такую
К'шкалу называют микрофотошкалой.
Г Светооптическая схема шкального устройства а проекционным
увеличением приведена на рис. 2-11, где О — источник света
Рио. 2-11. Светооптическая схема проекционной шкалы
^ИЙялампа накаливания или газосветная лампа), «ZZj — конденсор-
дИВВвый объектив, Ш — микрофотошкала, Л2 — изображающий объ-
Ни№рнв. Э — матовый экран с нанесенной риской визира. Микро-
!^^Ш®сала перемещается сопряженно с роторами переменных кон-
Лдийтасаторов или индуктивностей перестраиваемых избирательных
жжя||Ьгем, вследствие чего источник света освещает в каждый данный
эданЕЖМи^нт строго определенный участок шкалы.
!/: Необходимая освещенность шкалы достигается выбором мощ-
МйиЬсти источника света О и установкой конденсорного объектива
'.^МУреду источником и шкалой. Этот объектив содержит одну-две
ШЙйЙгнзы и предназначен для концентрации светового потока источ-
зЯИ№ка. излучаемого в некотором пространственном угле соь опре-
ЯЕ|$|ляемом диаметром зрачка объектива «77! и его расстоянием аг
источника света. Конденсор Лг направляет световой поток
микрошкалу Ш, освещая на ней участок необходимого раз-
.Ц^Екра !1( значение которого зависит от фокусного расстояния объ-
ЗМжКтива и расстояния между объективом и шкалой.
ЙЯК Освещенная часть микрошкалы Ш проецируется о помощью
ДИ^Вображающего объектива Л2 на матовый экран Э с необходимым
И»ейным увеличением L = Ь2> определяемым параметрами этой
ИИнЖГической системы: фокусным расстоянием объектива Л2, его
ЯВН1Жсто я н и я м и а2 — от шкалы н Ь2 — от экрана. Размер спрое-
В* Д' Горшелев и др. 33
пнрованиого на экране участка с учетом коэффициента увеличе-
ния L объектива /2 — Ь1г.
В многодиапазонных приемниках микрошкала содержит не-
сколько шкал поддиапазонов, расположенных друг над другом.
В частности, при микрошкале дискового типа шкалы отдельных
поддиапазонов размещаются на окружностях разных радиусов.
Оптическая система такой шкалы несколько изменяется (рис. 2-12).
Световой поток источника в этом случае конденсором «77j сначала
превращается в параллельный пучок, а затем часть его с помощью
дополнительной линзы Л\ направляется па тот участок шкалы Ш,
Рис. 2-12. Светооптическая схема проекционной шкалы
с подвижными объективами
где нанесены деления, соответствующие данному поддиапазону.
Объектив Л2 образует на экране изображение освещенного участка
шкалы. При смене поддиапазонов дополнительный объектив Л\
и изображающий объектив <77 2 перемещаются вдоль радиуса диска
мнкрошкалы с помощью механизма, связанного с переключением
поддиапазонов. При этом объективы Л\ и Лч устанавливаются
каждый раз перед микрошкалой включенного поддиапазона и
на световом экране проецируется изображение рисок и цифр
этого поддиапазона.
Так как расстояния а2 и Ь2 могут оказаться достаточно боль-
шими, иногда используется система зеркал (Зг и 32) и призм,
изменяющих направление светового потока. Это облегчает задачу
по размещению светового экрана в наиболее удобном месте перед-
ней панели приемника и дает возможность более компактно рас-
положить элементы светооптической системы. Следует иметь
в виду, что использование зеркал приводит к уменьшению осве-
щенности шкалы на 3—5% на каждое стеклянное и на 10—20%
на каждое металлическое зеркало, а применение толстых зеркал
недопустимо вследствие раздвоения изображения. Последнее обус-
34
ловлено тем, что отражение дает не только зеркальная, но и
передняя поверхность стекла. Вследствие этого более целесооб-
. разно применять металлические полированные или стеклянные
очень тонкие зеркала толщиной не более 0,15—0,30 мм.
Светооптические системы проекционных шкал характеризуются
‘ ” следующими техническими данными. В качестве источников света
‘ чаще всего используются лампы накаливания мощностью 3—
10 Вт. Конденсорный объектив берется с фокусным расстоянием
порядка 10—25 мм. Микрошкала представляет собою диск из
. полированного стекла высокой прозрачности толщиной 2—4 мм
и диаметром 75—150 мм. Для нанесения рисок и цифр исполь-
зуются светочувствительные эмульсии — коллоидные, репродук-
|ционные или диапозитивные. При применении коллоидных эмуль-
сий расстояние между соседними рисками берется не менее 0,003—
0,002 мм, при репродукционных — не менее 0,06 и диапозитив-
ных 0,09 мм. Микрошкала может иметь черный фон со светлыми
рисками и цифрами или светлый фон с черными цифрами. Иссле-
дования показывают, что черные шкалы со светлыми цифрами
меньше утомляют оператора при длительной работе.
В качестве изображающего объектива используются высоко-
качественные, исправленные в отношении аберраций, объективы
с фокусным расстоянием 9—25 мм, светосилой 2—4,5 и углом
зрения 15—35°. Световой экран, на который проецируется шкала,
представляет собой матовое стекло толщиной 2—3 мм и размером
от 20 X 60 до 30 X 100 мм. Визирная риска толщиной 0,1 —
0,2 мм наносится в середине экрана.
При выполнении указанных выше требований к оптической
системе достижимая частотная точность при использовании про-
екционных шкал составляет 0,3—1,0 кГц на 1 мм для прием-
ников КВ диапазона.
3. Расчет основных параметров визирной шкалы
Исходной величиной для выбора типа и расчета основных
параметров шкалы является требование к погрешности установки
частоты настройки приемника Д/пр_ у Эта погрешность либо за-
дается непосредственно, либо рассчитывается по формуле (2-7),
если известно требование к частотной точности приемника.
Расчет производится в такой последовательности:
- 1. Определяется необходимая частотная плотность шкалы kn,
вытекающая из заданного требования к точности установки Д/пр. у,-
Эти величины связаны соотношением
Д/пр. у Д/пр.у_
п М 0,14-0,2’
где Д/ = 0,1-7-0,2 — разрешающая способность зрения, которую
Цри шкалах без оптического увеличения следует брать равной
О,1 мм, а для оптических шкал 0,2 мм.
36
Ухудшение разрешающей способности при проекционных
шкалах обусловлено меньшей контрастностью изображения от-
счетных рисок при их оптическом проецировании.
2. Рассчитывается эффективная длина шкалы, необходимая
для обеспечения найденной частотной плотности
/ е=
ш- э* k„
где Д/д = /омакс — /омни — диапазон рабочих частот приемника,
= 1,03-4-1,10 для прямочастотных шкал и кш = 1,5ч-2,0
для других шкал — коэффициент, учитывающий возможную не-
равномерность нанесения делений на шкале.
3. Решается вопрос о разбивке всей эффективной длины шкалы
1Ш на приемлемое число Af частных шкал отдельных поддиапа-
зонов для определения необходимой длины шкалы одного под-
диапазона
к9фСПЯ, = -Ц^. (2-16)
4. Если рассчитанное значение 1Ш. эф(пд) все же неприемлемо
большое по конструктивным соображениям, определяются необ-
ходимость применения оптической системы и значения ее коэф-
фициентов линейного увеличения
L = (2-17)
<Ш(ПД)
где /ш (Пд)—допустимый линейный размер шкалы частного под-
диапазона.
5. Учитывая, что частотная плотность шкалы составляет
ь____ А/»д ь _ А;пд ь
ЛП -- / , ш / /
‘Ш. эф (ПД) *Ш. ПДЬ
(2-18)
приравнивая (2-14) и (2-18), находят интервал частот, уклады-
вающийся в поддиапазон с заданной погрешностью установки
А/пд = /пд. мако /пд. мнн ~ (0| 1 0,2)<ПДР (2-19)
6. Определяют по рассчитанному значению (ш. эф<пд)»с учетом
требований к конструкции приемника, тип визирной шкалы,
ее геометрические размеры, а при L 4= 1 также параметры опти-
ческой системы. Некоторые рекомендации по проектированию
визирных шкал без увеличения и с использованием оптики при-
ведены выше.
Проектирование светооптической системы при использовании
проекционного увеличения производится обычными для оптики
способами. Для конденсора следует выбирать объектив с воз-
можно большим относительным отверстием == Д1//1 (свето-
силой), где Дг — диаметр зрачка, /г — фокусное расстояние.
36
' Это даст возможность более эффективно использовать световой
поток источника или уменьшить мощность осветительной лампы.
, Нить накала источника должна иметь возможно меньшие размеры
и располагать ее надо в фокусе конденсорного объектива.
При выборе изображающего объектива надо исходить из того,
I чтобы объектив был исправлен относительно аберраций, свето-
/сила была наибольшей, а фокусное расстояние f — наименьшим.
^Это позволит сократить расстояния а—между шкалой и объек-
тивом и b — между объективом и экраном, так как
(2-20)
Вм*
(2-21)
В;4. Электронные цифровые шкалы
gif Требования дальнейшего повышения точности, быстродействия
удобства индикации частоты настройки приемника привели
использованию в профессиональных приемниках класса I
|жЛектронных устройств для установки частоты и цифровых систем
Цйтсчета. Точность установки и индикации частоты настройки при
^использовании электронных цифровых шкал может достигать
рдесятков, единиц и даже долей герц и зависит от числа разрядов
Bgfe-системе счета и на электронном цифровом табло.
fc. По своим эксплуатационным свойствам электронные цифровые
а&калы характеризуются следующими положительными свой-
Ц^вами: высокой точностью индикации, отсутствием субъективной
Ерюгрешностн отсчета, простотой и удобством регистрации резуль-
ВШтов, быстродействием.
к: Возможность реализации точного метода индикации частоты
Оастройки обусловлена введением цифрового отсчета. Это, кроме
к'Того, приводит к устранению погрешностей, обусловленных
1',явлениями параллакса, утомляемостью, психо-физиологическими
^недостатками оператора. Быстродействие индикации определяется
Использованием практически безынерционной системы отсчетов.
I Электронные цифровые шкалы используются в приемниках
дискретной и плавной перестройками. В первом случае элек-
энное цифровое табло непосредственно отражает положение
чек установки частоты в селекторах декадного синтезатора и,
едовательно, заданную частоту настройки приемника. Во вто-
м случае система индикации частоты настройки построена по
инципу электронного частотомера, производящего измерения
:тоты плавно перестраиваемого гетеродина приемника (с уче-
и поправки, равной значению промежуточной частоты). Это
мчно относительно сложная система, электронное цифровое
1ло которой составляет небольшую ее часть.
Количество разрядов в цифровом табло зависит от заданной
абсолютной Д/пр.у или относительной 6пр>у = Д/пр. у//о погреш-
ности установки частоты настройки. Число разрядов п связано
с заданной точностью измерения 6пр>у соотношением б = 1/ап,
где а — основание системы счисления. Отсюда
Так, если задана точность установки Д/пр. у = 10 Гц на ча-
стоте /0 = 10- 10е Гц, то бпру = 1О’в и необходимое число раз-
рядов при десятичной системе счисления составит
“-ТТЛТ-6' <2'23>
т. е. емкость шкалы цифрового табло для рассматриваемого слу-
чая должна быть не меньше 10е Гц.
Ниже приведено краткое рассмотрение систем установки и
индикации частоты настройки приемника в случаях дискретной
и плавной перестроек.
При дискретной перестройке приемника возможны два вида
установки частоты (рис. 2-13):
а) ручная установка заданной частоты переключателями декад;
б) кнопочная установка одной из i (в частности, из десяти)
заранее набранных на запоминающем устройстве частот.
Ручная установка частоты производится набором заданного
номинала частоты настройки переключателями Пъ Пг, ..., Пп.
Количество переключателей определяется необходимым числом
декад, рассчитываемом по формуле (2-22). В преемнике КВ диапа-
зона переключатель /7j управляет набором частот через 10 МГц,
П2 — через 1 МГц, Пв —через 100 кГц и т. д. Каждый из пере-
ключателей //j—Пп имеет 10 положений. Переключатели управ-
ляют частотами селекторов гармоник.
При установке режима «Ручная установка частоты» через раз-
вязывающие диоды Д\, Дъ, .... Д'п на переключатели Пх—Пп
подается напряжение —25 В. С этих переключателей в зависи-
мости от положения их рукояток напряжение —25 В подается
на устройство, которое управляет селекторами. Каждому поло-
жению переключателя соответствует строго определенная частота
селектора в дайной декаде. Одновременно напряжение —25 В
подводится к соответствующему катоду цифровой лампы для
индикации на электронном табло.
Таким образом, при ручной установке отсчет частоты может
производиться как по положению переключателей /71—Пп, так
и по показаниям цифровых ламп «/Zj—Дп, установленных па
электронном табло. Каждая лампа имеет анод и десять катодов,
выполненных в виде цифр. Подача напряжения на тот или дру-
гой катод зависит от положения переключателя. Если напряже-
38
ЗУ
ж
ние, приложенное между анодом и катодом, превышает потенциал
зажигания лампы, происходит ионизация газа и загорается’цифра,
соответствующая данному катоду. Чтобы уменьшить потребление
мощности, включение схемы производится при нажатии кнопки
«Отсчет частоты».
%20
„ Отсчет епт1 управления селекторами
частоты
0*2008
<o
8
2
5
7
J
4
6
ЗУ,
10-
9-
8-
7-
6-
5-
4-
3-
2-
1-
О
^0_
Be
-М «Ю
....-М
_УЗ кв
— -У^
-М Ks
-Н к 4
М Кг
Установка
частоты:
'—^кнопочная
I—--------25в
н-------------------------------- д;
I ... — ............... О---------1ручная
Рис. 2-13. Электронно-цифровая система установки и индикации
частоты настройки при дискретной перестройке приемника
На рнс. 2-14 показана упрощенная схема устройства отсчета
частоты. Из схемы видно, что напряжение +200 В через рези-
стор 7?t и кнопку «Отсчет частоты» подводится к делителю Т?2—/?3.
ЗУ Напряжение с резистора /?2 подводится к участку анод—катод
", * Цифровой лампы. Кроме того, на катод лампы через переключа-
39
тель 7?i подается напряжение —25 В. При разомкнутой кнопке
за счет падения напряжения на резисторе разность потенциалов
между анодом и катодом меньше потенциала зажигания лампы,
и цифра не высвечивается. При нажатии кнопки резистор
шунтируется, разность потенциалов на участке анод—катод пре-
вышает потенциал зажигания лампы, и соответствующая цифра
высвечивается на табло.
Кнопочная установка .частоты позволяет производить выбор
одной из i (десяти) заранее набранных в запоминающем устрой-
стве частот. Последнее выполняется в виде ламельных комму-
таторов, число которых соот-
ветствует числу декад. Ка-
ждое запоминающее устрой-
ство представляет собой поле
из 10 горизонтальных и 10
вертикальных шин. Каждая
горизонтальная шина соот-
ветствует номеру заданной
волны от 1-й до 10-й. Каждая
вертикальная шина соответ-
ствует числам от 0 до 9
в каждой декаде.
Предварительный набор
каждой заданной волны со-
„Отсчет частоты
Рис. 2-14. Упрощенная схема устрой-
ства отсчета частоты на цифровой лампе
стоит в том, что в запоминающем устройстве устанавливается
штепсель на пересечении горизонтальной шины (соответствующей
номеру заданной волны) и вертикальной шины (соответствующей
значению частоты). При установке штепселя в определенное гнездо
коммутатора с горизонтальной шины на вертикальную (при вклю-
чении одной из десяти кнопок) подается напряжение —25 В,
которое управляет установкой частоты селекторов гармоник.
Так как вертикальные шины коммутаторов подключены к като-
дам цифровых ламп, напряжение —25 В подводится также
к соответствующему катоду цифровой лампы. Таким образом,
отсчет частоты, соответствующей включенной кнопке, произво-
дится на электронном цифровом табло. Чтобы исключить влияние
установки штепселей одного коммутатора на другой, .напряже-
ние —25 В ко всем десяти горизонтальным шинам подается через
развязывающие диоды Дх—Д10.
При плавной перестройке приемника принцип индикации
частоты настройки состоит в измерении частоты fx плавно пере-
страиваемого гетеродина приемника (с учетом поправки на зна-
чение промежуточной частоты). Структурная схема устройства
измерения частоты с индикацией на электронном цифровом табло
приведена на рис. 2-15. Основой измерительной схемы служит
высокочастотный кварцевый генератор (единый для приемника).
Стабильность этого генератора на порядок должна превышать
необходимую точность отсчета. Этот генератор обеспечивает полу-
40
Цбние фиксированного интервала времени, в течение которого
ШЙдсчитывается число периодов измеряемой частоты. Базу вре-
ёйени для измерения дает деление частоты опорного генератора
В нужное число раз. Электронный счетчик, запускаемый и выклю-
чаемый в начале и в коггце отмеряемой базы времени, пересчиты-
вает число периодов измеряемого колебания.
fe Схема, показанная на рис. 2-15, работает следующим обра-
Вадм. Измеряемое колебание частоты fx преобразуется в форми-
istSac. 2-15. Структурная схема электронно-цифровой системы индикации частоты
настройки при плавной перестройке приемника
ВЙующем устройстве в импульсную последовательность с периодом
и|1ждования Тх = 1//х. Эти импульсы через сигнальный селектор
Кйгут попасть на электронный декадный счетчик импульсов только
открытом селекторе, в качестве которого используется управ- -
^Шемый вентиль. Этот селектор включается и выключается импуль-
в|Шми от делителя частоты опорного кварцевого генератора по цепи:
№вле счета времени — линия задержки — сигнальный селектор.
вК/Им пульсы с выхода делителя частоты подаются на диодный
Еайлектор и реле времени счета, выполняемое в виде триггера.
ИйЬ. входу .«пуск» реле счета импульсы от делителя частоты посту-
Кдают непосредственно, а ко входу «стоп» — только через диодный
^тектор, когда он открыт. Импульс, поступивший на вход «пуск»,
ЦЦреводит реле в открытое состояние. В закрытре состояние реле
41
времени счета перебрасывается при поступлении импульса на
вход «стоп». База времени обеспечивается интервалом между
этими состояниями реле счета.
Счет импульсов измеряемой частоты fx начинается при "поступ-
лении импульса от реле времени счета к сигнальному селектору
и параллельно к схеме сброса показаний. Так как сброс преды-
дущего показания счетчика требует времени и эта операция
должна быть завершена до начала нового счета, между реле вре-
мени счета и сигнальным селектором ставится линия задержки.
Диодный селектор управляется от генератора импульсов
индикации. Эти импульсы периодически запирают диодный селек-
тор, отмеряя базу времени и не допуская в течение этого интервала
сброса предыдущего показания частоты. Очень важным элемен-
том схемы является электронный декадный счетчик. Каждая из
декад этого счетчика составляется из двоичных ячеек в виде
триггеров с обратными связями. Импульс на входе второй декады
образуется после счета десятого импульса в первой декаде, на
входе третьей — после счета сотого импульса и т. д. Количество
декад определяется необходимым числом разрядов, рассчитанным
по формуле (2-22) или числом знаков частоты [х, считываемых
со счетчика.
Индикация результата счета осуществляется в цифровой
форме на электронном цифровом табло с помощью электронных
цифровых ламп. Катоды этих ламп подсоединяются к определен-
ным точкам соответствующих декад счетчика. Число ламп должно
быть равным числу разрядов. Относительная погрешность изме-
рения б зависит от относительных погрешностей опорного квар-
цевого генератора бОкГ, делителя частоты бдел и числа импуль-
сов N (периодов измеряемой частоты), зарегистрированных счет-
чиком:
б = 60кр + бдел + 4-. (2-24)
С течением времени показания на цифровом табло могут из-
меняться вследствие нестабильности измеряемой частоты гете-
родина. Это изменение показаний соответствует отклонению изме-
ряемой частоты от первоначального значения. Следовательно,
нестабильность настройки приемника находит визуальное отобра-
жение и фиксируется по значению и знаку. Появившуюся таким
образом расстройку можно устранить вручную или автоматически.
В конечном счете погрешность настройки приемника может быть
сведена до погрешности, вносимой системой отсчета.
2-4. РАСЧЕТ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ И КОЭФФИЦИЕНТА
ПРЯМОУГОЛЬНОСТИ ОБЩЕГО РАДИОТРАКТА
В общем радиотракте приемника принимаемый сигнал подвер-
гается предварительной подготовке: отфильтровывается от помех,
усиливается, преобразуется к оптимальной промежуточной ча-
42
стоте с целью обеспечения наилучших условий обработки в схеме
детектора. Это, в частности, влечет за собой предъявление вполне
определенных требований к основным характеристикам радио-
тракта: амплитудно-частотной, фазо-частотной, амплитудной и
т. д. Характеристики приемника должны быть в возможно боль-
шей степени согласованы с характеристиками спектра прини-
маемого сигнала. Полоса пропускания, форма основных харак-
теристик в пределах полосы и прилегающих областях должны
удовлетворять требованиям сохранения параметров сигнала.
Полоса пропускания общего радиотракта определяется реаль-
ной шириной спектра принимаемого сигнала и запасом, зависящим
от частотной точности радиолинии:
ДГрт = ДГс + 2ДД,л, (2-25)
где AFC — реальная ширина спектра радиосигнала, который
должен быть пропущен ко входу соответствующего детектора;
Д/рл — расхождение между частотой принимаемой станции и
частотой настройки приемника, т. е. частотная точность линии.
Реальная ширина спектра зависит от рода первичного сигнала,
вида модуляции радиосигнала и допустимых искажений^ Если
приемник предназначен для приема одного вида радиопередачи,
полоса пропускания и требования к характеристикам опреде-
ляются однозначно. Однако, если приемник предназначен для
приема нескольких видов радиопередач, то в таких приемниках
тракт радиосигналов является общим, а его параметры изменяются
с целью обеспечения приемлемого качества приема каждого
из видов радиопередач. В частности, в трактах промежуточных
частот предусматривается скачкообразная или плавная регули-
ровка полосы пропускания.
Для определения реальной ширины спектра радиосигнала
необходимо иметь данные о первичном электрическом сигнале
и допустимых его искажениях. С этой целью можно воспользо-
ваться рекомендациями МККР.
1. Полосы спектров первичных сигналов
Телефонные сигналы речи при передаче по каналу связи
должны на приемном конце воспроизводиться таким образом,
чтобы обеспечивался прием сигналов в спектре частот от Емии
ДО ^макс. причем нижняя и верхняя границы этого спектра за-
висят от требований к качеству приема. Для профессиональных
приемников эти требования могут быть разбиты на три категории
в соответствии с табл. 2-2.
Обычно высокое качество приема обеспечивается в приемниках
класса I, хорошее — класса II, хорошее и удовлетворительное —
класса III.
Телеграфный сигнал, передаваемый однополярными или двух-
полярными импульсами постоянного тока, должен воспроизво-
диться с допустимым искажением формы. Наиболее широкий
4 3
Таблица 2-2
Полоса частот телефонного сигнала
Категория качества Качество приема Граничные частоты спектра, Гц Полоса спектра, Гц
р мин р макс
1 Высокое 300 3400 3100
2 Хорошее 300 2700 2400
3 Удовлетворител ьное 400 2500 2100
спектр телеграфного сигнала присущ периодической последова-
тельности элементарных импульсов и пауз. При этом частота
манипуляции
Л.аи = -2^ = 4 ’ (2-26)
где т0 — длительность элементарного импульса, с; В — скорость
телеграфирования, Бод. -
Реальный спектр телеграфного сигнала, который необходимо
передать по каналу, должен включать в зависимости от метода
регистрации-от 1 до 3—5 гармоник частоты манипуляции. Поэтому
максимальная частота, которую должен пропустить канал связи,
определяется из условия
^ако = ^4 = -4-> (2-27)
где а = Зч-5 — при регистрации сигналов методом укороченного
контакта, а=! — при регистрации интегральным способом.
Фототелеграфный сигнал в зависимости от скорости передачи
характеризуется следующими граничными модулирующими часто-
тами
F N • F 1 in noi
гмип= 60 > гмако= 2 6(Ммин ’ ' Z '
где N — скорость передачи в строках в минуту; L — длина
строки, мм; с/мии — размер наименьшей передаваемой детали,
примерно равный ширине растр-элемента, мм.
2. Реальная ширина спектра радиосигналов
Реальная ширина спектра модулированных радиосигналов,
о учетом сказанного для первичных сигналов, определяется сле-
дующим образом:
. 1. При амплитудной манипуляции (А1)
^0 = 2^иако = 2^ыаи = ^ = аВ. (2-29)
vo .
44
g 2. При амплитудной тональной манипуляции (Л2)
А^с = 2(Л) + /;макс) = 2(Л> + а/:’ман), (2-30)
|(где Fo = 800-е-1000 Гц — частота тона.
3. При амплитудной модуляции (АЗ)
AFC = 2FMSKC. (2-31)
4. При однополосной модуляции с ослабленной (ЛЗЛ) или
j полной (АЗН) несущей
F - А^с = ^макс- (2-32)
5-:..
£ 5. При однополосной модуляции с подавленной несущей (A3J)
t bFz = FMaKC - FMHH. (2-33)
J; V MdKv Mnn \ /
| 6. При однополосной модуляции с передачей по двум неза-
^висимым боковым полосам (АЗВ)
^e = 2FuaKC. (2-34)
7. При частотной манипуляции (F1)
w AFe = 2FMaH —— тчы тчи, (2-35)
где D — заданное ослабление спектра на границах полосы (10-г-
.100), /и,м = А/От/Гман — коэффициент модуляции, A/m — Fd/2 —
‘девиация частоты, равная половине разноса Fd частот манипу-
ляции; FuaK — максимальная частота манипуляции.
is 8. При частотной модуляции (F3)
AFC₽« 2Гмакс(1 +тчм),
(2-36)
;фде тчи = Afm/FMaKC — коэффициент модуляции, А/От — деви-
ация частоты.
Здесь следует различать два частных случая:
а) узкополосной частотной модуляции (/ичм «С 1), при этом
ДР Op
с 41 макс,
(2-36а)
Ь. б) широкополосной частотной модуляции (тчы 1), когда
АГС 2 \fm. (2-366)
.Запас на частотную неточность радиолинии
Запас по полосе пропускания с учетом расхождения частот
' радиолинии берется различным в зависимости от требований
степени автоматизации и устойчивости связи.
1. Для приема с поиском и подстройкой расхождение частот
£редатчика и приемника как в момент настройки, так и в после-
ющем устраняется оператором вручную, запаса по полосе
46
можно не брать, вследствие чего полоса пропускания радиотракта
рассчитывается только на пропускание спектра радиосигнала, т. е.
AFpi = ДЕС. (2-37)
Этот вид приема допустим только для самых простейших прием-
ников класса III, рассчитанных на ручные поиск и подстройку.
2. В случае приема-’ с поиском, но без подстройки первона-
чальный поиск и точная настройка приемника на частоту прини-
маемого сигнала производится оператором. Полоса пропускания
радиотракта при этом должна быть расширена с учетом неста-
бильности радиолинии после первоначальной точной настройки,
т. е.
ДЕрт = ДЕс-|-2Д/н, (2-38)
причем в соответствии с формулой (2-4) нестабильность радио-
линии
Л/рл. в = /Д/пд.в + Д/пр.в. (2-39)
Этот вид приема допускается в приемниках класса III и в про-
стейших приемниках класса II.
3. При приеме без поиска и подстройки полоса пропускания
должна иметь запас как на возможную неточность первоначаль-
ной установки частот настройки передатчика и приемника, так
и на уходы в последующем за счет нестабильности
ДЕрт = ДЕс + 2Д/рл, (2-40)
где Д^рл учитывает погрешности установки Д/у и нестабильности
настройки Д/н частот передатчика и приемника и рассчитывается
по формуле
Д/рл — XД/пр (2-41)
Эта величина может быть задана техническими требованиями
или определена из допустимого асинхронизма радиолинии для
данного вида радиопередачи. Наиболее жестки эти требования для
однополосных и фазово-манипулированных передач. Если же
техническими требованиями задана частотная точность не радио-
линии, а только приемника, то при предварительных расчетах
можно исходить из того, что передатчик обладает такой же ча-
стотной точностью, т. е. Д/пд2 = Д/Прг- Тогда в соответствии
с формулой (2-41) может быть определена частотная точность
радиолинии
д/рл-’Ггд/нрх. (2-42)
Часто может стоять обратная задача — определение частотной
точности радиолинии и, следовательно, необходимого запаса по
46
полосе при известных параметрах элементов, характеризующих
частотную точность передатчика и приемника. Так, для прием-
ника по результатам предварительного выбора структурной схемы
могут быть определены типы и частотные точности гетеродинов,
а также тип и частотная точность шкалы. Тогда
Д/пр 2 — Д/пр. у Д/пр. н« (2-43)
Величина Д/„р. у определяется по формуле (2-7) как часть
частотной точности приемника или является результатом выбора
и расчета частотно-шкального устройства; величина Д/пр>н может
быть определена по формуле (2-8) как часть частотной точности
приемника или рассчитана на основании (2-9) по известным неста-
бильностям гетеродинов и фильтров:
Д/пр. Н = Д/1Г + Д/2г Н-1- Д/?.г + Д/2ф, (2-44)
причем Д/г = бг/г, Д/ф = бф/ф — соответственно абсолютные не-
стабильности всех гетеродинов и узкополосного фильтра в тракте
прохождения сигнала; бг и бф — относительные нестабильности;
//г — максимальная частота соответствующего гетеродина; /ф —
средняя частота настройки узкополосного фильтра, определя-
ющего полосу пропускания для данного вида сигнала.
Ориентировочные данные для относительной нестабильности
. гетеродинов можно взять из табл. 2-1. Долговременная неста-
бильность средней частоты настройки применяемых в настоящее
время многозвенных фильтров LC составляет (З-г-5)» 10"4, а квар-
цевых (14-3)-10“4. Следует иметь в виду, что учет нестабильности
настройки фильтров имеет смысл только при расчете полосы
пропускания радиотракта, предназначенного для приема сигна-
лов узкополосных передач, в особенности если нестабильность
фильтра соизмерима или превышает нестабильность гетеро-
динов.
При связи с быстродвижущимися объектами следует учиты-
вать возможное допплеровское изменение частоты сигнала, при
этом максимальный сдвиг частоты составляет
Д/д = "7"/с. макс» (2-45)
где v — радиальная относительная скорость движения объек-
тов, на которых установлены передатчик и приемник, с — ско-
рость света, /с, МакС — максимальная частота корреспондента.
С учетом возможного изменения частоты корреспондента полоса
пропускания должна быть расширена на
2 Д/рл = 1/"д/Пд гЛ/пр sД/д» (2-46)
47
Запас по полосе на частотную неточность радиолинии может
быть существенно уменьшен при использовании системы автома-
тической подстройки частоты:
ДЛ-рт = ДЛ0 + 4^, (2-47)
Лапч
где Капч = Ю-т-30 — коэффициент автоматической подстройки
частоты, причем нижняя граница соответствует простейшим,
а верхняя—довольно сложным системам АПЧ.
4. Коэффициент прямоугольное™
Частотная избирательность радиотракта определяется не только
полосой пропускания, но и прямоугольностью характеристики
избирательности. Требование к прямоугольное™ зависит от
заданного техническими требованиями уровня подавления D
передач, осуществляемых в примыкающих к полосе пропуска-
ния участках диапазона. Чтобы помеха в соседнем канале прак-
тически не оказывала воздействия на принимаемый сигнал, ам-
плитуда ближайшей составляющей спектра радиопередачи в со-
седнем канале должна быть ослаблена избирательной системой
приемника в заданное техническими условиями число раз D.
Для простейших приемников класса III ослабление должно быть
не менее 40 Дб, для приемников класса II — 50 дБ, для прием-
ников класса I — 60 дБ и более.
В зависимости от этих требований необходимый разнос сосед-
них каналов должен составлять (27 ]
+ (2-48)
а требуемый коэффициент прямоугольности характеристики изби-
рательности радиотракта
’ <2'49)
рт
где Д/Ск — заданный разнос соседних каналов, AFpT — полоса
пропускания радиотракта, рассчитанная приведенным выше спо-
собом.
Рассчитанный по формуле (2-49) коэффициент прямоугольное™
избирательной системы радиотракта в значительной мере опреде-
ляет выбор фильтров в тракте основной промежуточной частоты
приемника. При невысоких требованиях к коэффициенту прямо-
угольности тракт основной промежуточной частоты может быть
реализован в виде простейшей многокаскадной системы 1, 2 или
3-го типа. Данные для реализуемых значений коэффициентов
прямоугольное™ приведены в табл. 3-9. В случае жестких требо-
ваний к избирательности, чем и отличаются профессиональные
приемники, в тракте основной промежуточной частоты устанав-
48
'ЗМВЗЗД'-И-
; --^W- ливается высококачественный фильтр с высокой прямоугольностью
характеристики избирательности, определяющий в основном всю
' избирательность тракта — фильтр сосредоточенной избиратель-
OB' иости (ФСИ). Этот фильтр может быть реализован в виде много-
|Яп звенного полосового фильтра LC либо сложного кварцевого или
||fci электромеханического фильтра.
У 2-5. ВЫБОР КОЛИЧЕСТВА ПРЕОБРАЗОВАНИЙ ЧАСТОТЫ
И НОМИНАЛОВ ПРОМЕЖУТОЧНЫХ ЧАСТОТ
1, Постановка задачи
дРу
№ ’ При решении вопросов о количестве преобразований частоты
v Mik' и выб°Ре номиналов промежуточных частот производится оценка
MgE различных вариантов системы преобразований частоты в тракте
м||? * сигнала и разновидностей построения системы стабилизации
Sy' с точки зрения всего комплекса требований к приемнику. При
.в* этом учитывается противоречивость условий, влияющих как на.
ЯЦ выбор количества преобразований, так и на выбор номиналов
промежуточных частот.
ЯЦ:. В профессиональных приемниках используются различные
ЯВВ варианты преобразований частоты:
а) с переносом спектра принимаемого сигнала как ниже ми-
И|к' нимальной, так и выше максимальной частоты диапазона прием-
ника;
Ofe. б) суммарное или разностное преобразование частоты; .
’Я в) разностное преобразование при верхней или нижней на-
ЯВ' стройке гетеродина.
ЯЦ. Каждое из этих видов преобразований имеет свои преимуще-
ства и недостатки.
ЯКи Перенос спектра чиже минимальной частоты диапазона резко
яМк упрощает схему приемника, так как при этом уменьшается коли-
ЯК чество преобразований частоты, облегчается получение в каска-
дах, стоящих после преобразователя, высоких коэффициентов
усиления и высокой избирательности. Однако при этом более
.ЯВ трудно получить сильное подавление побочных каналов приема
по зеркальной и промежуточной частотам.
Перенос спектра выше максимальной частоты диапазона дает
нМкг возможность 'резко увеличить подавление побочных каналов
№ приема, а также уменьшить число фокусов комбинационных кана-
лов в диапазоне рабочих частот. Вместе с тем в приемнике, как
правило, увеличивается количество преобразований частоты и
возникают серьезные трудности в изготовлении высококачествен-
''Иж ных фильтров в тракте первой /7¥.
Суммарное преобразование, используемое при переносе спек-
тра принимаемого сигнала выше максимальной частоты диапа-
зона приемника, обладает тем положительным свойством, что
частота первого гетеродина может быть взята относительно низ-
49
кой. Вместе с тем этому виду преобразования свойственны серьез-
ные недостатки — увеличение числа фокусов комбинационных
каналов приема в диапазоне рабочих частот, а также усложнение
схемы перестройки, так как для сохранения постоянства промежу-
точной частоты настройки преселектора и гетеродина должны
изменяться в разные стороны.
Разностное преобразование должно реализовываться с уче-
том следующего. При использовании нижней настройки гетеродина
(fn < /с) спектр принимаемого сигнала после преобразователя
не инвертируется. При верхней настройке гетеродина происходит
инверсия боковых спектров, что необходимо учитывать при
последующей их обработке, в особенности при приеме сигналов
с несимметричным спектром, например однополосных. В случае
верхней настройки гетеродина целесообразно осуществлять пере-
нос спектра сигнала «вверх», па нижней — «вниз». Причем, чем
выше fi т взята в первом случае и чем ниже во втором, тем меньше
фокусов комбинационных каналов попадет в диапазон рабочих
частот приемника.
2. Выбор количества преобразований частоты
Причины, определяющие необходимость использования не-
скольких преобразований частоты, .сводятся к следующему:
1. Два и более преобразований частоты могут быть вызваны
выбором структурной схемы приемника из условия реализации
требований к частотной точности (см. § 2-2)и В частности, два
преобразования частоты неизбежны в случае выбора структурной
схемы супергетеродина:
а) с однодиапазонным первым гетеродином при числе под-
диапазонов более трех;
б) с кварцованным первым гетеродином и плавным вторым
гетеродином;
в) с использованием принципа компенсации ухода частоты
вспомогательного генератора, являющегося общим источником
при формировании гетеродинирующих напряжений первого и
второго преобразования.
2. Двойное преобразование частоты применяется как способ
разрешения противоречия между требованиями подавления по-
мехи по зеркальному каналу и высокой избирательности по сосед-
нему каналу. Первое условие предполагает выбор возможно более
высокой первой промежуточной частоты, второе — возможно
более низкой второй промежуточной частоты.
Зеркальная помеха первого преобразования f13 = fQ — 2/1пч
подавляется в тракте сигнальной частоты. Если на этапе расчета
структурной схемы предположить, что в этом тракте используется
псч одиночных контуров с результирующими добротностями
Q9. вх = -рУдТ — во входном устройстве, Q9. сч = Q31усч = Q3 2усч =
60
= ... = Qanyw—в каскадах усиления сигнальной частоты, т<
для расчета подавления зеркальной помехи можно исходить и:
соотношения
]Л-+зи(^)2[)Л + Сэ.сч (^)2]'
2^ з. тр
откуда вытекает условие для выбора нижнего предела перво!
промежуточной частоты:
/о макс 1 + °2) з. тР
4Qs. сч
(2-50
При расчете /, пч по формуле (2-50) следует иметь в виду
что./0макс — верхняя частота диапазона приемника, а — пара
метр рассогласования антенно-фидерной системы и входа прием,
ника (при работе с настроенной антенной в режиме согласовав
ння а — 1, при связи с ненастроенной антенной при рассогласо-
вании надо полагать a 0,5); Q3 сч = Q0/q — реально достй-
жимая результирующая добротность контуров в тракте сигналь-
ной частоты, причем величинами Qo и q при проектировании
структурной схемы следует задаваться на основании имеющихся
дачных по предшествующим разработкам или воспользоваться
табл. 3-7 и 4-4; £)13 тр— требуемое техническим заданием подав-
ление зеркального канала; псч — число контуров в тракте сиг-
нальной частоты, в том числе во входном устройстве.
На этапе расчета структурной схемы следует испытать воз-
можности выполнить поставленные требования более простыми
средствами, в частности выбором небольшого числа псч перестраи-
ваемых избирательных систем при относительно невысокой их
добротности Qs. сч. Поэтому надо последовательно задаваться
небольшим псч = 2, 3, ... и брать невысокие значения результи-
рующей добротности <2э.сч= 50, 70, ... Решение задачи по фор-
муле'(2-50) дает нижнюю границу первой промежуточной частоты
при заданном числе контуров и их добротности в тракте сигналь-
ной частоты. Избранные величины Q3 C4 и лсч в последующем
надо подтвердить расчетом или экспериментом при проектирова-
нии тракта сигнальной частоты.
В случае, если заранее предполагается использовать во вход-
ном устройстве или каскадах усиления сигнальной частоты двух-
контурные или более сложные фильтры, необходимо построить
их кривые избирательности, затем кривую избирательности всего
тракта сигнальной частоты, а потом по ней определить, при какой
расстройке Д/Зк = пч будет обеспечено выполнение требо-
вания по подавлению Dls зеркального канала.
Подавление соседних каналов приема осуществляется изби-
рательными системами тракта основной промежуточной частоты
(в приемнике с двойным преобразованием — трактом второй
51
промежуточной частоты). Так как расстройка соседнего канала,
как видно из (2-48), составляет Д/Ск = 1/2 AF^ [КП|В) + Ии
соизмерима с полосой пропускания приемника, основной тракт
должен обладать возможно более узкой полосой ДР2пч. Эта по"
лоса более простым путем реализуется на достаточно низкой про-
межуточной частоте. Если в тракте используются обычные резо-
нансные контуры LC, достижимая их добротность ограничена
некоторым практически осуществимым значением Сэ(осущ), т. е.
О-----------
4s 2 пч ДГ2 „ч'Р (п2 пч)
откуда
/гпч^^пч'Зэгпч^^пч). (2-51)
где при предварительных расчетах ДР2пч — (1,1-*- 1,2)AFm,
добротность 2пч задается на основе опыта предшествующих
разработок или может быть взята из табл. 4-4, функция Т (п2пч)
зависит от типа схемы и числа каскадов в тракте основной ПЧ.
Значение этой функции может быть взято из табл. 3-9, где при-
ведены данные различных усилителей, их избирательных свойств,
характеризуемых коэффициентом прямоугольности, для разного
числа каскадов.
Если в приемнике предполагается иметь несколько полос
пропускания, расчет номинала основной ПЧ по формуле (2-51)
производится для самой узкой полосы. Решение задачи дает верх-
нюю границу для выбора основной ПЧ при заданном числе и
добротности контуров в этом тракте. Избранные значения Q3 2п,
и н2Пч и тип схемы в*последующем надо подтвердить при проекти-
ровании тракта основной промежуточной частоты,
В случае, если в приемнике должны быть обеспечены очень
узкие полосы пропускания (десятки или сотни герц), более целе-
сообразно в тракте основной ПЧ применить сложный кварцевый
или электромеханический фильтр, чем прибегать к понижению
промежуточной- частоты. В этом случае выбор основной ПЧ дик-
туется возможностями изготовления соответствующего фильтра,
с заданной полосой пропускания и прямоугольностыо при опре-
деленной средней частоте его настройки, которая и предопределит
выбор номинала основной ПЧ. В гл. 3 приведены табл. 3-10,
3-11 с данными некоторых фильтров ПЧ.
Если результаты расчетов по формулам (2-50) и (2-51) не
противоречат друг другу, может быть использовано одно преоб-
разование частоты. В противном случае в приемнике использу-
ется двойное преобразование частоты.
3. Два преобразования частоты используется для того, чтобы
удовлетворить противоречивым требованиям ослабления влияния
побочных комбинационных каналов приема и высокой избиратель-
ности по соседним каналам.
62
Требование высокой избирательности по соседним каналам
влечет за собою необходимость выбора оптимального значения
основной промежуточной частоты в соответствии с соображениями,
изложенными выше, в пункте 2.
Требование уменьшения влияния побочных комбинационных
каналов 127, 58] может диктовать:
а. Выбор возможно более высокой 1-й ПЧ, в частности, путем
переноса спектра принимаемого сигнала выше максимальной
рабочей частоты приемника (fln4 > f0 макс). Такой перепое неиз-
бежен при суммарном преобразовании частоты 11Ч = flr + fa
и целесообразен при разностном преобразовании частоты вида
ЛпЧ=Лг — fe> т- е- в случае верхней настройки гетеродина
(fir > /с)- Предпочтительнее с точки зрения ослабления влияния
комбинационных каналов приема выбирать первую промежуточ-
ную частоту /1ПЧ в 4—5 раз выше верхней частоты f0uaKO диа-
пазона приемника, т. е.
/1 пч (45)/0 макс. (2-52)
Из этого следует, что для декаметрового диапазона fln4 следует
выбирать в интервале частот 120—150 МГц. Выбор такого высокого
значения flm может ограничиваться возможностями изготовления
высококачественного фильтра с высокой средней частотой настрой-
ки и хорошей прямоугольностью. В этом случае приходится не-
сколько снижать номинал f, пч. При этом следует учитывать,
что наиболее опасным будет прямое попадание в полосу фильтра
1-й ПЧ сравнительно невысоких гармоник сигнала mf0 и гетеро-
дина nflr. Для устранения этого fln4 выбирают в промежутке
между частотами соседних гармоник.
При окончательном выборе flU4 следует рассчитать число
фокусов комбинационных каналов в диапазоне рабочих частот
приемника при предварительно избранном номинале промежу-
точной частоты. В случае необходимости следует скорректировать
выбор/1пч- При этом следует.иметь в виду, что в рассматриваемых
случаях преобразования чем выше номинал /1пч, тем меньше фо-
кусов. Расчет может быть сделан по номограммам, приведенным
в приложении 1 соответственно для суммарного и разностного
(при flr >/с) преобразований. На номограммах (рис. П-1, П-2,
наносятся две горизонтальные прямые на уровнях /1Пч7оиня
и /1йч//омакс- В области, ограниченной этими прямыми, подсчиты-
вается число точек пересечения линий с различными тип (пред-
варительно задавшись допустимым порядком т и п). Число пере-
сечений соответствует числу фокусов. Как видно из номограмм,
‘ число фокусов уменьшается с ростом fln4 (по сравнению с f0).
Кроме того, следует учитывать, что при суммарном преобразовании
при прочих равных условиях число фокусов будет больше, чем
при разностном.
б. Выбор возможно более низкой 1-й ПЧ, в частности, при пере-
носе спектра принимаемого сигнала ниже минимальной рабочей
63
частоты приемника (/1ПЧ < f0 M!IIJ.. Такой перенос целесообразен
при разностном преобразовании вида Лпч = /с — fir. т. е- ПРИ
нижней настройке гетеродина (flT < fc). С точки зрения ослабле-
ния влияния комбинационных каналов приема предпочтителен
выбор /1пч по крайней мере в 5—10 раз ниже /Оиин> т- е-
(2-53)
Таким образом, для декаметрового диапазона fln4 следует
выбирать в интервале частот 0,3—0,6 МГц. В рассматриваемом
случае выбор такого низкого значения /1ПЧ может ограничиваться
требованием достаточно высокого ослабления зеркальной помехи.
С учетом этого приходится несколько повышать номинал f г )1ч,
ослабляя требования по комбинационным каналам приема. Вместе
с тем значительное увеличение пч, т. е. приближение ее к fOmn,
нежелательно с точки зрения подавления побочного канала при-
ема по промежуточной частоте. Следует проверить, удовлетво-
ряется ли норма подавления Dln4 этого капала.
При окончательном выборе fln4 следует рассчитать число
фокусов комбинационных каналов в диапазоне рабочих частот
приемника при предварительно взятом номинале промежуточной
частоты. Расчет может быть произведен с помощью номограммы
(рис. П-3), приведенной в приложении 1 для разностного преобра-
зования частоты при/ip < fc. На номограмме выделяется участок,
ограниченный прямыми /1Пч7оМин и /шч^омакс, и в пределах
этого участка подсчитывается число пересечений линий с разными
/л и п (не более заданного порядка этих величин). Число пересе-
чений и будет соответствовать числу фокусов. В случае необхо-
димости следует скорректировать величину Д пч, имея в виду, что
с ее уменьшением (по сравнению с /0) уменьшается число фокусов.
3. Выбор номиналов промежуточных частот
При окончательном выборе номиналов промежуточных частот
дополнительно следует учитывать следующие факторы:
1. Номинальные значения промежуточной частоты должны
находиться вне диапазона рабочих частот приемника и отстоять
как можно дальше от его границ. Увеличение расстояния по
частоте от границ диапазона увеличивает ослабление чувстви-
тельности по каналу промежуточной частоты. Фактическое по-
давление помехи на частоте /х пч должно быть равно или превы-
шать требуемое техническими условиями О1Пч(тР). Полагая
при предварительных расчетах структурной схемы, что в тракте
сигнальной частоты используется пСч одиночных контуров, это
условие для проверки подавления Dln4 помехи по промежуточ-
ной частоте запишется в виде:
2Лпч = £л62[|/~1 -J-СЙ.счб] ^гО1пч(тР); (2-54)
64
где б = -----относительная расстройка помехи
/о /1114
по каналу 1-й ПЧ от частоты настройки приемника, причем при
использовании в приемнике преобразования «вниз» имеем f0 =
= /о мии» а ПРИ преобразовании «вверх» f0 = [0 макс; значения Q3<BX,
Сэ.сч и псч следует задавать точно такие, как было указано выше.
2. Кроме того, промежуточная частота должна выбираться
возможно более высокой, так как чем выше /пч, тем:
а) лучше фильтрация сигналов промежуточной частоты на
выходе схемы детектора, причем практически достаточно, чтобы
/пч (5-J- 10)FMaKC, где FMaK0— высшая частота спектра первич-
ного сигнала;
б) лучше воспроизводится форма импульсных сигналов и сох-
раняется их длительность, если /пч > (10-т-20)/т, где т — длитель-
ность самого короткого импульса;
в) меньше влияние шумов гетеродина на чувствительность
приемника;
г) более устойчиво работает система автоматической подстройки
частоты.
3. С другой стороны, промежуточная частота должна выби-
раться возможно более низкой, так как чем ниже /пч, тем:
а) более высокое устойчивое усиление можно получить на
один каскад;
б) меньше зависимость усиления и полосы пропускания от
разброса и изменения параметров ламп и транзисторов;
в) меньший коэффициент шума можно реализовать в каскадах
усиления промежуточной частоты.
4. Номинальные значения промежуточных частот следует вы-
бирать в диапазоне, где не работают мощные радиовещательные
станции. Основные частотные диапазоны, выделяемые для станций
средневолнового и коротковолнового диапазона, регламентиру-
ются МККР.
5. По возможности следует выбирать стандартизованные зна-
чения основных промежуточных частот, в соответствии с которыми
создаются типовые блоки и необходимая измерительная аппара-
тура. В настоящее время установлены стандартные значения про-
межуточных частот только для вещательных приемников: 110
и 465 кГц. Для профессиональных приемников длинных, средних
и коротких волн стандартных значений не установлено, но суще-
ствуют нормализованные значения промежуточных частот, вы-
бираемые в диапазонах ПО—115 кГц, 125—130 кГц, 210—215 кГц,
460—465 кГц, 490—510 кГц, 720—750 кГц, 910—930 кГц, 1500—
1600 кГц, 2200 кГц и 3000 кГц.
Глава третья
ПРОЕКТИРОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
ТРАКТА ПРОХОЖДЕНИЯ СИГНАЛОВ
3-1. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ
В предшествующей главе, посвященной выбору типа и основ-
ных параметров структурной схемы приемника в целом, изложен
материал, который дает возможность определить: тип и структуру
приемника в крупных блоках; вид, параметры и структуру системы
Рис. 3-1. Обобщенная структурная схема магистрального приемника
стабилизации частоты; вид и параметры системы установки и
индикации частоты настройки; необходимое число преобразова-
ний частоты и номиналы промежуточных частот.
Последующая задача состоит в уточнении структуры каждого
тракта с точностью до каскада. В первую очередь уточняется
структура тракта прохождения сигналов, а именно трактов сиг-
нальной, промежуточных частот, и частных трактов приема сиг-
налов разного вида. Исходными данными для проектирования
тракта прохождения сигналов являются требования технического
задания по: чувствительности; односигнальной избирательности
по соседним каналам; односигнальной избирательности по побоч-
ным каналам; многосигнальной избирательности (динамическому
В6
диапазону); линейности; допустимому уровню паразитной угловой
(ПЧМ и ПФМ) и амплитудной (ПАМ) модуляций и шумов гетеро-
дина; степени равномерности основных параметров и характери-
стик в диапазоне рабочих частот приемника.
Для выбора типа избирательных систем в преселекторе и в
особенности способа его настройки весьма важным является за-
данное время перестройки приемника.
Вначале, учитывая необходимость обеспечения равномерности
основных качественных показателей приемника при его перестрой-
ке по диапазону, производится разбивка диапазона рабочих частот
приемника на поддиапазоны. Этим самым уточняется структура
тракта сигнальной частоты по поддиапазонам.
. В последующем, исходя из принятой структуры приемника
в целом и общих требований к нему, выбираются элементы, раз-
граничивающие тракты -сигнальной, промежуточных частот и
частные тракты — преобразователи и детекторы. Это дает возмож-
ность в качестве следующего шага распределить усиление и из-
бирательность между отдельными трактами, а затем определить
вплоть до каскада состав трактов: Сигнальной, промежуточных
частот и частных трактов приема сигналов разного вида.
Обобщенная структурная схема магистрального приемника,
предназначенного для приема сигналов с разными видами модуля-
ции и разным родом работы, представлена на рис. 3-1.
3-2. РАЗБИВКА ДИАПАЗОНА РАБОЧИХ ЧАСТОТ
НА ПОДДИАПАЗОНЫ
1. Способы разбивки, исходные данные и цели разбивки
При проектировании радиоприемника, предназначенного для
работы в широком диапазоне частот, общий диапазон рабочих
j частот обычно разбивается на поддиапазоны с относительно ма-
лыми частотными интервалами в каждом поддиапазоне. От пра-
вильности разбивки общего диапазона на поддиапазоны в значи-
тельной мере зависят электрические, эксплуатационные, конструк-
тивные и производственные данные приемника.
С одной стороны, следует стремиться к уменьшению частотного
интервала Д/пдв каждом поддиапазоне, т. е. к увеличению числа N
поддиапазонов, так как это дает возможность повысить частотную
точность приемника, а также получить более высокие и равномер-
ные по диапазону чувствительность и избирательность. Другими
словами, с увеличением числа поддиапазонов создаются условия
для улучшения электрических характеристик приемника.
С другой стороны, уменьшение Д/пд, т. е. увеличение
резко усложняет схему, конструкцию и эксплуатацию приемника.
При большом числе поддиапазонов заметно возрастают объем
и вес приемника, так как, каждый поддиапазон требует своего
комплекта деталей, что усложняет схемы коммутации и системы
67
переключений. Усложнение схемы и конструкции снижает надеж-
ность приемника, удорожает его производство. С ростом числа
поддиапазонов чаще приходится прибегать к переключе-
нию поддиапазонов, а это увеличивает время перестройки при-
емника.
Поэтому при разбивке диапазона рабочих частот приемника
на поддиапазоны решение находится как компромисс, учитываю-
щий электрические, конструктивные, производственные и эксплуа-
тационные требования к данному типу приемника.
. В практике проектирования профессиональных радиоприем-
ников применяются следующие способы разбивки диапазона ра-
бочих частот на поддиапазоны:
1J способ равных коэффициентов пере-
крытия kna для всех поддиапазонов. Если f0, flt f2,
fu — граничные частоты поддиапазонов, то при рассматривае-
мом способе разбивки
Л = Л = Л== ...=_^L_ = &n const, (3-1)
/о /1 fl lN-1
где knA — коэффициент перекрытия, одинаковый для всех под-
диапазонов;
2) способ равных частотных интервалов
Д^,д для всех поддиапазонов. Пусть Jo, fu f2, .... fN_lt fN —
граничные частоты поддиапазонов. Тогда при рассматриваемом
способе разбивки
Л — /о — f2 — fi — fa fa~ ' ’’ "Av — Av-i =“ Д/пд = const, (3-2)
где А/пд — интервал частот, приходящийся на каждый поддиа-
пазон;
3) комбинированный способ, при использовании
которого нижний участок общего диапазона разбивается по спо-
собу равных коэффициентов перекрытия, а верхний — равных
частотных интервалов:
. — ь — const
(о ft ~ ft па
— для нижних поддиапазонов,
Av — Av-i — In-i — Zv-2= fti-2 — fn-s — • • • = А/пд = const
— для верхних поддиапазонов.
Графически эти способы иллюстрируются на рис. 3-2, где
показаны варианты деления без взаимных перекрытий и с взаим-
ными перекрытиями. Некоторый запас по частоте для взаимного
частотного перекрытия необходимо предусматривать, чтобы иметь
гарантию непрерывности общего диапазона, которая может ока-
заться нарушенной при расстройке контуров, смене электронных
приборов, изменении климатических условий и т. п. Запас на
68
перекрытие при механических системах перестройки образуется
за счет неиспользования начального, в пределах 1—3°, и конеч-
ного, в пределах 3—6°, участков угла поворота переменных кон-
денсатора или вариометра. Вследствие этого оказывается возмож-
ным перестроить приемник при полном повороте ротора конден-
сатора или вариометра в границах, несколько больших, чем это
соответствует номиналам границ данного поддиапазона.
золы: а — при разбивке впритык; б — при разбивке со взаимным
перекрытием
/
- При разбивке по первому способу с запасом выбирается коэф-
фициент перекрытия, причем фактический коэффициент перекры-
тия &Пд. ф берется больше номинального &пд на 2—5%, т. е.
*Пд. ф = 42*пд = (1.02 4- 1,05) k№. (3-3)
В случае разбивки по второму способу берется запас перекры-
тия по частоте в начале Д/н ив конце Д/к каждого поддиапазона.
Этот запас следует брать одинаковым для всех поддиапазонов
с целью сохранения принципа равных частотных интервалов Д/ля
в поддиапазонах. Иногда запас в начале поддиапазона принимается
несколько меньшим, чем в конце. Примерное значение запаса
составляет 3—5% от Д/пд, т. е.
А/пд.ф = (1,03 4-1,05) ДД,Я. (3-4)
В принципе возможен также смешанный способ раз-
бивки на поддиапазоны, который соответствует условиям
^дд I % ^|>д II ^пд III (3-5)
пд. N-2 пд. N-l лд W1
69
(3-6)
причем практически чаще всего соблюдаются неравенства
^ПД I ^ПД I 1 ^ПД III ‘ ^ПД
Д/пд I ‘ ‘ ‘ *< Д/пД. N~2<''. пд. Л/-1 < Д/пд /V
Выбор смешанного способа разбивки зависит от схемы тракта
стабилизации частоты супергетеродина, выбора типа частотно-шка-
льного устройства, а также от заданного диапазона рабочих ча-
стот, в особенности если приемник должен перекрывать не непре-
рывный диапазон частот, а только некоторые участки — в диапа-
зонах длинных, средних и коротких волн.
Исходными данными для разбивки диапазона рабочих частот
на поддиапазоны являются:
а) диапазон рабочих частот, его нижняя /Омнн и верхняя
/о макс границы (по частоте сигнала или по частоте гетеродина);
б) требования по равномерности чувствительности и избиратель-
ности (допустимые коэффициенты перекрытия по поддиапазонам);
в) допустимая погрешность установки Д/пр. у частоты настройки
приемника.
В результате расчета разбивки на поддиапазоны должны быть
определены: а) способ разбивки на поддиапазоны; б) число под-
диапазонов N\ в) граничные частоты поддиапазонов — номиналь-
ные и фактические.
2. Выбор способа разбивки иа поддиапазоны
Выбор способа разбивки диапазона рабочих частот приемника
на поддиапазоны определяется следующими факторами:
а) классом приемника, его назначением и условиями.эксплуа-
тации; '
б) диапазоном рабочих частот и способом перестройки прием-
ника в поддиапазонах;
в) типом структурной схемы приемника, избранной исходя из
требований к стабильности настройки;
г) видом системы установки и индикации частоты настройки.
Знание класса приемника необходимо для того, чтобы оценить
весь комплекс требований к приемнику, в первую очередь по
частотной точности, чувствительности и избирательности и их
равномерности по диапазону приемника. Класс приемника также
позволяет произвести оценку допустимого усложнения схемы,
конструкции, а также требований к простоте в эксплуатации.
Оценка диапазона рабочих частот производится по его коэф-
фициенту перекрытия. Если /с>мнн и /с макс— граничные частоты
диапазона приемника, то его коэффициент перекрытия ka =
fe.. макс. затем следует ^оценить реальный коэффициент перек-
рытия элементов, которые предполагается использовать для пере-
стройки приемника (переменного конденсатора, варикапа, варио-
60
метра, ферровариометра и т. д.), т. е. определить k„6 = I/ -7” —
* Омин
- или k„L = Т/ —~макс. Разбивка на поддиапазоны неизбежна,
Г ^МИН
если диапазон рабочих частот приемника шире, чем диапазон,
который могут перекрыть избранные переменные емкость С или
г индуктивность L, т. е. если
/с. макс Т/ Смаке ~Ь бпост _ 1/ Сэ, макс (3*7)
/с. мин ' Смин "Ь Сцост г Сэ. мин
ИЛИ
/с. макс Т/ СМакс Н~ ^-пост _ 1/ Сэ, Макс (3-8)
/с. мин г Смин Н~ Споет t Cgt мин
; где Спост и Спост — начальные постоянные емкость и индуктив-
: ность в схеме перестраиваемых контуров, Сэ и Ьэ — результирую-
: щие емкость и индуктивность. Значения указанных величин С
и L можно найти в следующей главе.
Чем относительно более широк диапазон рабочих частот при-
емника, т. е. чем большим коэффициентом перекрытия диапазона
, он характеризуется, и чем более узок диапазон, перекрываемый
практически используемыми переменными емкостями или иидук-
•; тивностями, тем больше поддиапазонов будет в приемнике. Сле-
' дует при этом иметь в виду, что резонансная система должна иметь
. не только достаточно большой и конструктивно осуществимый
; коэффициент перекрытия, но и сохранять по возможности свои
параметры при перестройке по частоте под влиянием дестабили-
вирующих факторов и во времени. В частности, по возможности
’ меньше при перестройке должны изменяться-характеристическое
; и резонансное сопротивления избирательной системы.
В более узком интервале частот в каждом поддиапазоне резо-
нансное сопротивление и результирующая добротность избира-
тельной системы меньше изменяются и, следовательно, меньше
; меняются коэффициенты усиления и избирательные свойства
^ перестраиваемых каскадов и приемника в целом. Статистические
данные, накопленные в процессе разработки, дали возможность
А. А. Савельеву (37, 57 ] рекомендовать к использованию опреде-
ленные значения реально осуществимых коэффициентов перек-
рытия /гпд в поддиапазонах, при которых обеспечивается необ-
ходимая равномерность чувствительности и избирательности.
Эти данные приведены в табл. 3-1. Из нее видно, что /гпд в прием-
никах может лежать в пределах от 1,05 до 3,5. Коэффициенты
перекрытия должны браться тем меньшими, чем выше класс при-
> емника и чем выше по частоте расположен диапазон рабочих
частот приемника.
Знание способа перестройки — плавного или дискретного —
необходимо, с одной стороны, для выбора типа шкалы (визирной
или цифровой) и, с другой стороны, для оценки требований к точ-
61
Таблица 3-1
Допустимые значения коэффициентов перекрытия
Участок спектра радиочастот Значения в приемниках;
класса I класса II класса III
100 кГц и менее 2,5—3,0 2,5—3,2 2,5—3,5
100—1500 кГц 2,0-3,0 2,5—3,0 2,5-3,0
1500—6000 кГц 1,5—2,5 1,7—2,5 1,8—2,8
6-30 МГц 1,1 —1,7 1,4-2,0 1,5-2,5
30-300 МГц 1,05-1,2 1,05—1,4 1,1-1,5
пости установки частоты настройки по шкале и, следовательно,
допустимой частотной плотности в каждом поддиапазоне. При
плавной перестройке приемника, в особенности в приемниках
классов III и II, как правило, применяются визирные шкалы.
При использовании визирной шкалы важное значение с точки
зрения точности установки частоты настройки имеет линейный
размер шкалы. Действительно, чем больше эффективный линей-
ный размер шкалы /ш. эф, тем больший интервал частот &fna
можно уложить в поддиапазоне при заданной частотной плот-
ности kn, выражаемой в килогерцах на миллиметр Шкалы, т. е.
= <3‘9)
*111. Эф
где величины /ш 9ф = laL — эффективный линейный размер
шкалы, = 1,03-ь 1,10 — коэффициент неравномерности на-
несения делений на шкале; определяются они в зависимости от
типа шкалы и технологии ее изготовления в соответствии о ука-
заниями, приведенными в § 2-3, для разных типовых шкал.
Частотная плотность шкалы kn связана с заданной техниче-
скими требованиями допустимой погрешностью установки частоты
настройки соотношением
<3’°>
откуда при равенстве правых частей выражений (3-9) и (3-10)
следует, что
~ fan. мако /пд. мин ~ ((Ц Q 2) э4>’ (3'11)
Таким образом, интервал частот укладываемый в под-
диапазоне, определяется заданной техническими условиями точ-
ностью установки частоты настройки Д/пРу и параметрами шкалы
/ш. Эф и /гщ. Интервал Л/пД должен быть тем меньшим и, следова-
тельно, число поддиапазонов N тем большим, чем меньше допу-
стимая погрешность установки частоты настройки и чем меньше
линейные размеры шкалы.
62
При дискретной перестройке в магистральных приемниках
в особенности класса I, используются электронно-цифровые шка-
лы *. В этих приемниках гетеродинирующие напряжения полу-
чаются от блока опорных частот, образующего высокостабильную
дискретную сетку частот, а установка частоты настройки основана
на индикации выходной частоты синтезатора с помощью специаль-
ного индикатора точной настройки. Электронно-цифровое шкаль-
ное устройство на своем табло только фискирует положение ключей
селекторов, соответствующих номиналу устанавливаемой частоты.
Следовательно, точность установки частоты настройки зависит
не от шкального устройства, а от
точности номиналов сетки частот
и в конечном счете определяется
точностью номинала опорного
кварцевого генератора.
Для профессиональных прием-
ников важнейшим требованием,
в значительной мере определяю-
щим облик приемника, является
требование частотной точности.
Одна составляющая этого требо-
вания — стабильность настройки—
определяет выбор типа структур-
ной схемы, вторая составляющая—
точность установки частоты на-
стройки — предопределяет выбор
частотно-шкального устройства.
Рис. 3-3. Схема контуров и их ком-
мутации при разбивке на поддиапа-
зоны способом равных коэффициен-
тов перекрытия
В свою очередь, выбор типа структурной схемы и системы
установки частоты настройки влияют на выбор способа разбивки
диапазона рабочих частот на поддиапазоны.
К простейшим приемникам класса III предъявляются относи-
тельно низкие требования к стабильности настройки, вследствие
чего его схема может быть построена по принципу супергетеро-
дина с плавным многодиапазонным первым гетеродином. Если
к этому приемнику предъявляются также невысокие требования
к точности установки частоты настройки, то в нем может быть
использована простейшая шкала дискового типа. Оба эти условия
в значительной степени предопределяют выбор первого способа
разбивки на поддиапазоны. Такой выбор хорошо согласуется
со структурой приемника и типом шкалы и целесообразен вслед-
ствие простоты схемы контуров и системы переключений при
равных коэффициентах перекрытия во всех поддиапазонах
(рис. 3-3). Контуры во всех поддиапазонах содержат минимальное
число элементов — переменную емкость С (или индуктивность),
общую для всех поддиапазонов, и индуктивность L (или емкость),
* При плавной перестройке приемников класса I в принципе может быть
использована электронно-цифровая шкала с достаточным числом разрядов.
63
разную для каждого поддиапазона. При этом предельно простыми
будут схемы контуров и их коммутация по поддиапазонам. При
выборе разбивки на поддиапазоны первым способом целесообразно
также применение дисковой шкалы, так как диапазонам, имеющим
большую протяженность по частоте, отводится шкала о большим
диаметром, а для диапазонов с малой протяженностью — шкалы,
расположенные ближе к центру (см. рис. 2-8, а). Это в известной
мере ослабляет свойственный первому способу недостаток — рез-
кое различие частотных интервалов, приходящихся на поддиа-
пазон.
В супергетеродине с плавным многодиапазонным первым гете-
родином способ разбивки на поддиапазоны по равным коэффи-
циентам перекрытия используется в двух вариантах:
а) по равным коэффициентам перекрытия разбивается диапазон
перестройки преселектора от fc. мин до fc. макс-В этом случае кон-
туры сигнальной частоты содержат минимальное число элементов,
предельно просты по схеме и конструкции. Дополнительные
элементы для целей сопряжения настройки включаются в контуры
гетеродина, что не является лучшим решением в точки зрения
стабильности частоты гетеродина;
б) по равным коэффициентам перекрытия разбивается диапа-
зон перестройки гетеродина от fr.K„„ до /г>мак0. При этом варианте
разбивки предельно простыми во всех поддиапазонах являются
контуры гетеродина, а элементы сопряжения включаются в кон-
туры тракта сигнальной частоты. Простота контуров гетеродина
в рассматриваемом случае обусловливает повышение стабильности
его частоты. Вместе с.тем схема приемника в целом усложняется,
так как дополнительные элементы сопряжения ставятся в большое
число контуров преселектора.
Тот или другой вариант первого способа разбивки применяется
в зависимости от требований к стабильности настройки и допусти-
мого усложнения схемы приемника.
Приемники класса 111 с высокими требованиями по частотной
точности и некоторые простейшие приемники класса II могут
строиться по схеме супергетеродина с плавным однодиапазонным
первым гетеродином и умножителем частоты. В этом случае раз-
бивка па поддиапазоны автоматически определяется выбором
диапазона перестройки гетеродина. Необходимые значения ге-
теродинирующих частот для других поддиапазонов получаются
путем умножения частоты основного генератора. Этот вариант
разбивки является частным случаем первого способа — равных
коэффициентов перекрытия по частоте гетеродина, так как
= . . . = 2?ф мзкс. = = const, (3-12)
/г. мин */г. МИН Я/г. мин
где 1, 2, п — номера используемых гармоник гетеродина.
Этот способ называется вариантом однодиапазонного гетеродина.
64
при разбивке на поддиапазоны способом рав-
ных частотных интервалов
В приемниках классов III и II с относительно широким диапа-
зоном рабочих частот, когда использование первого способа
разбивки не обеспечивает выполнения требований к точности
установки частоты настройки на верхних поддиапазонах, а при-
менение второго способа приводит к значительному усложнению
аппаратуры из-за необходимости иметь большое число поддиапа-
зонов, используют комбинированный способ разбивки. Этот
способ разбивки сочетается со схемой приемника, использующего
два однодиапазонных первых гетеродина, один из которых с по-
мощью умножителя обеспечивает получение гетеродинирующей
частоты для нижних под-
диапазонов, а второй —
для верхних. Граничные
частоты поддиапазонов
в значительной мере опре-
деляются выбором диапа-
зонов перестройки гетеро-
динов аналогично рассмо-
тренному выше способу
однодиапазонного гетеро-
дина.
Приемники класса II
с относительно высокими
требованиями к частотной
точности могут- строиться
либо по схеме с однодиапа-
зонным первым гетеродином и генератором подставок, либо по
схеме с кварцованным первым гетеродином и интерполяционным
(плавным или дискретным) вторым гетеродином. При выборе
этих структурных схем разбивка на поддиапазоны осуществляется
вторым способом — равных частотных интервалов в поддиапазо-
нах. При разбивке диапазона этим способом целесообразно
применять цилиндрическую или барабанную шкалы (см.
рис. 2-8 б, в), при использовании которых линейные размеры
шкал, отводимые на каждый поддиапазон, одинаковы. Это обес-
печивает одинаковые частотные плотности во всех поддиапа-
зонах.
- При разбивке некоторого диапазона частот ца поддиапазоны
вторым способом, имея в виду, что коэффициенты перекрытия
в поддиапазонах должны быть различными, разными оказываются
схемы контуров в поддиапазонах. Первый поддиапазон, обладаю-
щий наибольшим коэффициентом перекрытия, имеет простейшую
схему с минимальным числом элементов. Переменные С или L
рассчитываются под перекрытие первого поддиапазона. В после-
дующих лоддиапазонах с целью уменьшения коэффициентов пере-
крытия включаются дополнительные конденсаторы — параллель-
ный и последовательный (рис. 3-4). Методика расчета этих элемен-
тов приводится в гл. 4.
3 Н. д. Горшелев и др. 68
К приемникам класса I предъявляются очень высокие требова-
ния к частотной точности. Вследствие этого структурная схема
этих приемников обычно представляет собой супергетеродин
с блоком опорных частот. Стабильность частоты настройки этих
приемников определяется стабильностью частоты опорного квар-
цевого генератора. Точность установки частоты на заданйый но-
минал, как выше отмечалось, в этих приемниках определяется
не шкальным устройством, а точностью номинала опорного квар-
цевого генератора. Вследствие этого разбивка на поддиапазоны
может производиться без учета требования точности установки
по шкале. Действительно, в приемниках этого типа часто исполь-
вуется простейший способ разбивки — по равным коэффициентам
перекрытия. Следует только иметь в виду необходимость обеспе-
чения требований по равномерности чувствительности и избира-
тельности и возможности перекрытия поддиапазонов по частоте
избранным для перестройки элементом. Если используется типовой
синтезатор, следует учесть, чтобы ширина поддиапазонов по воз-
можности не превышала диапазона входных частот синтезатора.
Тогда разбивку на поддиапазоны целесообразно произвести по
способу равных частотных интервалов, соответствующих диапа-
зону синтезатора.
3. Разбивка по способу равных коэффициентов перекрытия
При разбивке по этому способу коэффициенты перекрытия во
всех поддиапазонах одинаковы, т. е.
^пд I “ ^пд II = ^ЦД III в ' * ' в ^ПД N = ^пд ~ Const. (3-13)
Графически этот способ разбивки иллюстрируется на рис. 3-5.
Коэффициент перекрытия общего диапазона kA выражается
через коэффициенты перекрытия поддиапазонов следующим
образом
— ЛПд, (3-14)
откуда необходимое число поддиапазонов
/о мако
УУ — ^А _ fo мия '
1g Апд 1g Апд
Следовательно, число поддиапазонов N может быть рассчи-
тано по известным граничным частотам общего диапазона
и /о макс и допустимому коэффициенту перекрытия в поддиапа-
воиах. Так как fOuUH и f0MaKO являются исходными величинами,
то задача сводится к определению допустимого коэффициента
перекрытия поддиапазона k^. Здесь должны учитываться: воз-
можность реализации контура с некоторым kna в данном диапа-
аоне радиочастот, требования равномерности чувствительности
вв
и избирательности, требования к допустимой погрешности установ-
ки частоты по шкале.
Данные о коэффициенте перекрытия &пд могут быть получены
после выбора элемента для перестройки контура (переменных
емкости или индуктивности) путем расчета по формуле (3-7)
или экспериментальной проработки контура. Обычно данные
о конструктивно реализуемых
коэффициентах перекрытия накап-
ливаются в результате предшеству-
ющих разработок. В результате
составляются таблицы, аналогич-
ные табл. 3-1, значений kna, удовле-
творяющих требованиям равно-
мерности таких параметров как
чувствительность и избиратель-
ность. По этим таблицам в зависи-
мости от диапазона рабочих частот
и класса приемника можно за-
даться допустимым значением йпд.
При выборе knR из требований
точности установки частоты на-
стройки допустимое значение
рассчитывается исходя из заданной
точности установки ДД,Р. у. При
разбивке по способу равных коэф-
фициентов перекрытия интервал
частот в поддиапазонах увеличи-
вается с ростом номера поддиапа-
зона. В любом t-м поддиапазоне
укладывается интервал частот
А/пд Г — Л/пд 1^пд •
Так как наиболее неблаго-
приятным о точки зрения частот-
ной точности будет самый
поддиапазон, то рассчитывается
15 -
14 -
13 -
12 -
11 -
10 -
9 -
в -
7 -
6 ~
5 -
4 -
3 -
2 -
1 -
О / 180*
Рис. 3-5. Графики разбивки на под-
диапазоны способом равных коэф-
фициентов перекрытии
протяженный по частоте последний
&ид для этого поддиапазона
л __ /о мака
ПД /о макс—Л/пдМ
или, имея в виду (3-11) для интервала частот Afna в поддиапазоне
в зависимости от требований к точности установки частоты А/пр. у
и параметров шкалы km, можно записать
_____________/о макс____________
&fnp. у
'° макс “ (0,1-г-0,2) Аш '“*• **
(3-16)
Из изложенного следует, что в зависимости от требований к рав-
номерности чувствительности и избирательности и требований
87
к частотной точности по формуле (3-15) определяются два значе-
ния N — каждое для своего k„a. Из двух значений N выбирается
большее.
После определения числа поддиапазонов N находятся номи-
нальные граничные частоты поддиапазонов при разбивке впритык
и фактические крайние частоты поддиапазонов с учетом взаимных
диапазоны по варианту «однодиапа-
зонного первого гетеродина»
перекрытий по соотношению (3-3).
Номинальные границы любого
i-ro поддиапазона находятся из
соотношений
~ /о мин i = /омин 1^пд >
f() макс ।'в fo мин 1^пд» (3-17)
а фактические границы поддиапа-
зонов с учетом перекрытия
f /(1 МИН 1 fci—'1
/Омин i (ф)--кдп ,
/омакс i (ф) = Afo мин 1^пд- (3-18)
В формулах (3-17) и (3-18) ча-
стота f0 мии, == fo мин — номиналь-
ная нижняя граничная частота
всего диапазона приемника; kna —
номинальный коэффициент пере-
крытия, в качестве которого бе-
рется &пд }/ £д /омакс//омин > &
N — рассчитанное выше число
поддиапазонов; величина А —
=/П02 -J- /I,05—запас по коэф-
фициенту перекрытия на краях
поддиапазонов.
Рассмотренным методом производится расчет разбивки в каж-
дом из двух вариантов, когда:
а) по способу равных kna разбивается диапазон перестройки
тракта сигнальной частоты от /с. МИ1, до/с> макс. Тогда границы под-
диапазонов гетеродина определяются из очевидного условия:
/г. МНИ Нф)'= /с. МИН I <ф) — /пЧ» 1 „
f __ f f ( (О*‘У)
Iг. макс I (ф) Iс. макс i (ф) — /пч» I
где /пч — промежуточная частота; знак «плюс» соответствует
верхней настройке гетеродина, а «минус» — нижней;
б) по способу равных /гпд разбивается диапазон перестройки
гетеродина от мни до /г> макс. Тогда границы поддиапазонов тракта
сигнальной частоты:
/с. мии I (ф) = f г. мин I <ф) "** /пч»
/а. макс I (ф) = fг, макс I (ф) fпч-
(3-20)
68
Вариант однодиапазонного гетеро-
д и на, являющийся частным случаем способа разбивки по
равным коэффициентам перекрытия по частоте гетеродина, харак-
теризуется тем, что прием сигналов во всем диапазоне приемника
Ьбеспечивается применением непереключаемого плавного первого
Гетеродина, использованием его основной частоты, а также верх-
ней и нижней настроек. Разбивка по этому способу поясняется
графиками (рис. 3-6) и табл. 3-2. В качестве примера в табл. 3-2
на поддиапазоны разбит сравнительно неширокий интервал час-
тот и выбраны округленные значения номиналов промежуточных
частот. Из таблицы можно видеть, что фактические границы под-
диапазонов определяются выбором диапазона перестройки гете-
родина, номера гармоники гетеродина для перекрытия данного
поддиапазона и выбором номинала первой промежуточной частоты.
Расчет разбивки производится графическим путем, как это
показано на рис. 3-6. Вначале выбирается диапазон перестройки
гетеродина, при этом его коэффициент перекрытия &пд. г берется
таким, чтобы удовлетворялись требования к равномерности чув-
ствительности и избирательности и погрешности установки ча-
стоты настройки. Затем вычерчиваются графики изменения ча-
Таблица 3-2
Разбивка иа поддиапазоны, при использовании одного
непереключаемого первого гетеродина и умножителя частоты
№ поддиапазона Частота сигнала, МГц Частота плавного гетеродина, МГц № гармоники и на* стройка гетеродина Гетеродинирующая частота после ум- ножителя, МГц Первая промежуточная частота, МГц Коэффициент пере- крытия подднапа- зона *пд.с Интервал частот в поддиапазоне Д^пд.с» МГц
I 1.0 2,0 1,5 2,5 1-я, верхняя 1,5 2,5 1,5 _ 1,0 = 0,5 2,5 — 2,0 = 0,5 2,00 1.0
II 2,0 3,0 1,5 2,5 1-я, ннжияя 1,5 2,5 2,0 — 1,5 = 0,5 3,0 — 2,5 = 0,5 1,50 1,0
III 2,5 4,5 1,5 2,5 2-я, верхняя 3,0 5,0 3,0 — 2,5 = 0,5 5,0 —4,5= 0,5 1,80 2,0
IV 4,5 6,5 1.5 2,5 2-я, нижняя 3,0 5,0 4,5 _ з,о = 1,5 ' 6,5 —5,0= 1,5 1,45 2,0
V 6,0 9,0 1,5 2,5 3-я, нижняя 4,5 7,5 6,0 — 4,5 = 1,5 ' 9,0 —7,5= 1,5 1,50 3,0
VI 7,5 11.& 1,5 2,5 4-я, нижняя 6,0 10,0 7,5 _ 6,0 = 1,5 11,5 — 10,0 = 1,5 1.54 4,0
69
стоты гетеродина по поддиапазонам (основная, первая, вторая
и т. д. гармоники). После этого определяются возможные номиналы
первой промежуточной частоты в поддиапазонах (при использо-
вании верхней или нижней настроек гетеродина). При этом до-
пустимо изменение номиналов 1-й ПЧ прн переключении поддиа-
пазонов. В заключение вычерчиваются графики перестройки
контуров сигнальной частоты. Разбивка выполнена тем лучше,
чем меньше взаимно перекрываются смежные диапазоны (в преде-
лах требуемых норм). ’
После указанной выше предварительной разбивки произво-
дится ее проверка. Для этого рассчитывается Лпд< а по частоте
сигнала в первом поддиапазоне, где он имеет наибольшее значе-
ние, и сверяется с табличными значениями (см. табл. 3-1), удовлет-
воряющими требованиям равномерности чувствительности и из-
бирательности. Затем рассчитывается частотный интервал Д/пд< 0
по частоте сигнала на последнем поддиапазоне, перекрываемом
наиболее высокой гармоникой гетеродина, н проверяется, чТобы
точность установки Д/пр#у была меньше илн равна заданной, т. е.
А/пр.у = (0.1 -0,2)^Лш^Д/пр.в.(тр) (3-21)
4. Разбивка по способу равных частотных интервалов
При разбивке по этому способу частотные интервалы во всех
поддиапазонах одинаковы, т. е.
А/пд । ~ А/пд и в А/цд Hi ~ ~ n ~ const. (3-22)
Необходимое число поддиапазонов N, если известны граничные
частоты общего диапазона /о мни и/о макс при допустимом интервале
частот в поддиапазоне Д/Пд, определяется из соотношения
ду _• fo макс /о мин
Д/пд
Из этого следует, что задача сводится к определению допустимо-
го частотного интервала Д/пД в поддиапазоне. При определении
Д/пд должны учитываться: во-первых, возможности реализации
контура с определенным значением коэффициента перекрытия,
удовлетворяющего требованиям равномерности чувствительности
и избирательности, и во-вторых, требования к допустимой пог-
решности установки частоты по шкале.
При разбивке по способу равных частотных интервалов ко-
эффициенты Перекрытия в поддиапазонах различны, причем для
любого i-ro поддиапазона
JL. t = 1 4- т-_/<пд . (3-24)
д /»мииЧ-(*-1) Д/пД
(3-23)
70
Наибольший коэффициент перекрытия имеет I поддиапазон.
Учитывая (3*24), интервал частот, укладывающийся в I поддиа-
пазоне (прн i = 1), будет составлять
А/пд1 = (*пд1-1)А>мии. (3-25)
Если [ задаться, воспользовавшись таблицами, аналогич-
ными табл. 3-1, то может быть рассчитан допустимый интервал
частот Д/пд — А/пд i> удовлетворяющий требованиям равномер-
ности чувствительности и избирательности в наиболее неблаго-
приятном в этом отношении первом поддиапазоне.
Требования в отношении допустимой погрешности установки
частоты настройки будут выполнены, если удовлетворяется ус-
ловие (3-11), откуда вытекает неравенство
пд ^(0,1 + 0,2) Аш 1ш- *»’ (3*26)
а
при выполнении которого частотная плотность шкалы обеспечивает
установку частоты настройки с заданной погрешностью.
Таким образом, рассчитываются два значения Д/пд, на основа-
нии которых по формуле (3-23) определяются два значения У —
каждое для своего Из двух значений N выбирается боль-
шее.
После расчета числа поддиапазонов У находятся номинальные
граничные частоты поддиапазонов при разбивке впритык и фак-
тические крайние частоты поддиапазонов о учетом соотношения
(3-4) для взаимных перекрытий.
Номинальные границы любого f-го поддиапазона находятся
из соотношений
fО МИИ I ~ fo МИН J Ч" (^ ~* О А/пд»
f0 мако I ~ fo мако I Ч~ * А/пд,
а фактические границы поддиапазонов о учетом перекрытия по
частоте
fo МИН I ~ fo мин I +(»-1)Ак-д/и;
fo мако I fo мин 1 4“ I А/Пд -J- А/к.
В этих формулах /0 МИ0, = /0 иин — номинальная нижняя гра-
ничная частота диапазона приемника; Д/пд = (/Омако — fo мин)^ —
допустимый интервал частот в поддиапазоне; N — рассчитан-
ное выше число поддиапазонов; Д/н и Д/к — запасы по частоте
в начале и корце поддиапазонов, которые берутся либо одинако-
выми для начала и конца каждого поддиапазона, либо запас
для конца поддиапазона выбирается несколько большим чем
для начала, причем
Д/н + Д/н = (0,03^-0,05) ДДц,. (3-29)
7f
В заключение следует подсчитать значения коэффициентов
перекрытия по частоте сигнала во всех поддиапазонах:
Ь /о маис! Ь /о макс II /о “акс V
----->ЛпдЦ==~7------7>‘,‘>кпд№_] — •
" fa мин I Ионии И Iomhhw
Выше отмечалось, что разбивка на поддиапазоны по равным
Д/пд осуществляется в схемах о кварцованным первым и плав-
ным вторым гетеродином, а также в схеме с однодиапазонным
первым' гетеродином и генератором подставок. Пример разбивки
й преобразований частоты для второго случая приводится ниже
в табл. 3-3.
Таблица 8-3
Разбивка иа поддиапазоны при использовании одного
иепереключаемого первого гетеродина и генератора подставок
№ под- диа- пазо- на Частота сигнала, Мгц Частота плавного гетероди- на, МГц Частота генерато- ра под- ставок, МГц Гетероди- нирую- щая ча- стота пос- ле смеси- теля, МГц Первая промежу- точная частота, МГц Частота второго 'гетероди- на, МГц Вторая промежу- точная частота, МГц
I 1.0 3,0 2,0 4,0 — 2,0 4,0 1,0 1,0 1,2 0,2
и 3,0 5,0 2,0 4,0 2,0 2,0’ 4,0 - 6,0 1,0 1,0 1,2 0,2
111 5,0 7,0 2,0 4,0 4,0 4,0 6,0 8,0 1,0 1,0 1,2 0,2
IV 7,0 9,0 2,0 4,0 6,0 6,0 8,0 10,0 1,0 1,0 1,2 0,2
V 9,0 11,0 2,0 4,0 8,0 8,0 10,0 12,0 1,0 1,0 1.2 0,2
. . . . - . < . . • . . . . , . . . , . в . . в
XII 23,0 25,0 2,0 4,0 22,0 22,0 24,0 26,0 1,0 1,0 1,2 0,2
б. Разбивка комбинированным способом
Чаще всего разбивка на поддиапазоны комбинированным спо-
собом производится так, что в цескольких нижних поддиапазонах
берутся одинаковыми коэффициенты перекрытия
^пд! "“^пдп ^^пят = • •• = ^пд = const, (3-31)
а в нескольких верхних поддиапазонах берутся равными частот-
ные интервалы
А/пд N = Д/пд. N-1 = А/пд. Л1-2 = • • • = А/пд e Const. (3-32)
72
Графически этот способ иллюстрируется на рио. 3-7.
При комбинированном способе разбивки можно получить
вполне удовлетворительную равномерность частотной плотности
по диапазону приемника — лучшую, чем при первом способе
разбивки и несколько худшую, чем при втором. Контуры первых
поддиапазонов, имеющие
одинаковые коэффициенты
перекрытия, будут конст-
руктивно простыми, а кон-
туры последних поддиапа-
зонов, обеспечивающие пе-
рекрытие равных частот-
ных интервалов, будут бо-
лее сложными (включать
в себя дополнительные
конденсаторы для умень-
шения. коэффициентов пе-
рекрытия).
Количество поддиапа-
зонов N определяется ме-
тодом последовательного
приближения. Вначале за-
даются допустимыми зна-
чениями kna на нижних
поддиапазонах и опреде-
ляют граничные частоты
нескольких первых поддиа-
пазонов. Затем задаются
допустимыми значениями
Д/пд на верхних поддиапа-
зонах и определяют гра-
ничные частоты нескольких
последи их поддиа па зоно в.
Последовательно проводя
разбивку «снизу» и «свер-
ху» общего диапазона, на-
ходят стык участков рав-
ных коэффициентов перек-
рытия частотных интер-
валов.
Рис. 3-7. Графики разбивки на поддиапазоны-
комбинированным способом по]вариаиту двух
«однодиапазонных первых гетеродинов»
Как следует из рассмотрения первого способа разбивки, зна-
чения /гпд на первых поддиапазонах должны соответствовать
некоторым значениям, определяемым возможностями их реали-
зации при избранном элементе перестройки (С или L) о учетом
требований равномерности чувствительности и избирательности.
Ориентировочные-значения /гпд можно взять из табл. 3-1. Тогда
номинальные границы нижних поддиапазонов определяются по
формулам (3-17), а фактические — по формулам (3-18).
73
Из рассмотрения второго способа разбивки следует, что частот-
ный интервал Л/пд на верхних поддиапазонах должен быть таким;
чтобы удовлетворялось требование (3-26) к точности установки
частоты настройки при избранной частотной шкале. Тогда номи-
нальные границы верхних поддиапазонов могут быть определены
по формулам: : . .
f0 мии (N-k) ~ fo макс “ "Ь. 1)
fo макс (Л'-fc) = /о макс “ ^/пд> )
а фактические
fo мии (N-k)~fo макс “ "f* 0 Д/пд “ ^/н>1 ,п
г _ с bAF I AF I (3-34)
/Омакс<Л'-Ъ—/о макс "Win *т* ^/к’ ’
где N — номер последнего, (N — 1) — предпоследнего, (W — k)
Л-го «сверху» поддиапазона.
Из приведенного выше следует, что запасы перекрытия по
краям поддиапазонов, разделенных по одинаковым &пд, выбира-
ются как в первом способе, а на поддиапазонах о одинаковым
Л/пд — аналогично со вторым способом разбивки на поддиапазоны.
Рассмотренный вариант комбинированного способа разбивки
в некоторых случаях сочетается со структурной схемой супер-
гетеродина, в которой используется два непереключаемых пер-
вых гетеродина — один для нижних и другой для верхних подди-
апазонов. Вариант такой разбивки приведен в табл. 3-4.
Таблица 3-4
Разбивка на поддиапазоны при использовании двух
йепереключаемых первых гетеродинов ,
№ поддиапазона Ч-астота сигна- ла, МГц Частота 1-го ге- теродина, МГц № гармоники к настройка гетеродина ; Частота умно- жителя. МГц Первая промежу- точная частота, МГц Коэффициент пе- рекрытия под- диапазона Лвд Иятервал частот в поддиапазоне д/пд.,с МГц
I 1,о 2,0 1,3 2,3 1-я, верхняя 1,3 2,3 1,3— 1,0= 0,3 2,3 — 2,0 = 0,3 2,00 1.0
11 2,0 4,0 1,3 2,3 2-я, верхняя 2,6 4,6 2,6 — 2,0 = 0,6 4,6 — 4,0 = 0,6 2^00 2,0
111 4,0 8,0 1,3 2,3 4-я, верхняя 5,2 9,2 5,2 — 4,0 = 1,2 9,2 —8,0 = 1,2 . 2,00 4.0
IV 8,0 12,0 1,3 2,3 4-я, ннжняя 5,2 9,2 8,0 — 5,2 = 2,8 12,0 — 9,2 = 2,8 1,50 4,0
V 12,0 16,0 9,0 н,о 2-я, верхняя 18,0 22,0 18,0 — 12,0 = 6,0 22,0 — 16,0 = 6,0 1,33 4,0
V! 16,0 20,0 9,0 11,0 2-я, . верхняя 18,0 22,0 18,0 — 16,0 = 2,0 22,0 — 20,0 = 2,0 1,25 4,0
74
Как можно видеть из таблицы, на первых трех поддиапазонах
разбивка произведена способом равных коэффициентов перек-
рытия, на последних трех — способом равных частотных интерва-
лов. Третий и четвертый поддиапазоны — граничные поддиапа-
зоны при разных способах разбивки — имеют одинаковые частот-
ные интервалы Л/пд = 4 МГц. Наибольшие коэффициенты перек-
рытия knn имеют нижние поддиапазоны, наибольшие значения
частотных интервалов Л/Пд — верхние.
3-3. ВЫБОР ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ И ДЕТЕКТОРА
И ПРЕДВАРИТЕЛЬНАЯ ОЦЕНКА ИХ ДАННЫХ
При проектировании приемника одной из важнейших задач
является распределение усиления и избирательности междуоег.
новдыми-^трактамш-сигналънойС промежуточных частрх,щ„.част--
ввдми трактами приема,, сигналов рядных нидпн.23то~'распределе-
ние более обоснованно может быть сделано, если предварительно
будут хотя бы ориентировочно известны данные элементов, раз-
граничивающих тракты — преобразователей частоты (при не-
скольких преобразованиях) и детекторов (при приеме нескольких
видов сигналов).
1. Выбор преобразователя частоты
К преобразователям частоты профессиональных приемников
коротковолнового и смежных с ним диапазонов предъявляются
высокие требования, определяемые назначением и классом прием-
ника. Основными требованиями являются:
1) высокая линейность преобразования частоты;
2) минимум побочных компонентов преобразования;
3) высокая избирательность нагрузки преобразователя;
• 4) малый коэффициент шума преобразователя и по возможности
высокий коэффициент передачи по мощности;
5) слабое просачивание колебаний гетеродина и его шумов
как на вход приемника, так и на выход схемы преобразователя;
6) по возможности высокие входное и выходное сопротивления,
согласующиеся с предшествующим и последующим элементами
схемы;
7) устойчивость параметров, электрическая и механическая
прочность, экономичность.
Высокая линейность преобразования частоты предполагает
практически линейную зависимость выходного напряжения про-
межуточной частоты.от входного напряжения сигнальной частоты,
т. е., малые искажения полезного сигнала и практическое отсутст-
вие нелинейных эффектов взаимодействия полезного сигнала и
помех, т. е. достаточно слабый уровень явлений блокирования,
перекрестной и взаимной модуляции. Высокая линейность преоб-
вования частоты в профессиональных приемниках имеет перво-
степенное значение.
7»
При выборе* типа нелинейного элемента для,смесителя (лампа,
биполярный или полевой транзистор),, схемы его включения, и
режима в первую очередь следует ставить требование,-чтобы ам-
плитудная характеристика преобразователя была линейной. Это
требование в наибольшей мере реализуется при квадратичном ха-
рактере проходной характеристики нелинейного элемента. В лам-
повых схемах с этой целью рабочая точка смещается в нелинейную
область, где характеристика близка к .квадратичной. Так как
полевому транзистору присуща квадратичная проходная харак-
теристика, то при смещении, соответствующем середине ее, преоб-
разователь на полевом транзисторе в наибольшей мере соответст-
вует требованиям малых искажений при преобразовании частоты.
Квадратичному характеру проходной характеристики нелиней-
ного элемента соответствует линейная зависимость крутизны.
Поэтому в ряде случаев'более целесообразно режим преобразова-
теля выбирать по характеристике зависимости крутизны от сме-
щения. При протяженном линейном участке крутизны допустимы
большие изменения уровня входного сигнала при приемлемой
величине нелинейных искажений. Усиление в каскадах, стоящих
до входа преобразователя, должно быть ограничено и регулиро-
ваться, в зависимости от уровня сигнала в антенне о тем, чтобы
напряжение сигнала на входе преобразователя UBX а не превышало
допустимых значений:
^вх. с — ^аКвх^усч ^вх. с (доп)> (3-35)
где Еа — э. д. с. сигнала в антенне, Квх, Кусч, Ксч — коэффи-
циенты передачи входного устройства, каскадов усиления сигналь-
ной частоты и тракта сигнальной частоты в целом.
Допустимое значение напряжения сигнала на входе преобразо-
вателя Ubx. о (доп), при котором нелинейные искажения сигнала
не превосходят заданного уровня, определяет верхнюю границу
динамического диапазона преобразователя
Дпр.с-201ё^^, - (3-36)
при этом нижняя граница определяется уровнем, Um собственных
шумов (который часто для удобства сравнения схем принимается
равным 1 мкВ). „
При известном для данного, типа преобразователя динамиче-
ском диапазоне из <|х)рмулы (3-36) может быть найден допустимый
уровень сигнала на входе
^х.с(ДОП) = ^ш-10Дп₽-^. (3-37)
Высокая линейность преобразования важна также в случае
одновременного ^воздействия сигнала нормального уровня и отно-
сительно сильной помехи. Чем шире линейный участок амплитуд-
ной характеристики -преобразователя, .тем выше допустимый
уровень помехи на входе преобразователя при приемлемых зна-
76
чениях величин, характеризующих явления блокирования, перек-
рестной и взаимной модуляции. Нелинейные эффекты при прочих
равных условиях проявляются тем меньше, чем большими значе-
ниями параметров нелинейности Snp/Snp и Snp/SnP обладает
нелинейный элемент преобразователя. Это, в первую очередь,
учитывается при выборе нелинейного элемента. Для каждого
вида нелинейных явлений и каждого типа преобразователя мо-
гут быть определены допустимые значения напряжения помехи
УП1П на входе при известных параметрах нелинейности и допу-
стимых значениях коэффициентов блокирования А^ х, перекрест-
ной Апер 1 или взаимной Авз 1 модуляции [27 ] на входе каждого
каскада:
V 4Кбл1 5"прР
— при блокировании,
и
V ВХ(ДОП)
—.при
|/ 2А„еР1 у,р
при перекрестной модуляции,
у 2AB31-^-f/me
взаимной модуляции 2-го порядка,
(3-38)
у 8AB31-^-Umo
взаимной модуляции 3-го порядки
Абл — 0,2; АпеР = 0,01 для приемников
" "пер = 0,03
— при
берется
пер 0,02 — для приемников класса П; А,
Обычно ।
класса I, Ак_г
для приемников класса Ш; ABS = 1-
В настоящее время нелинейные эффекты в преобразователе
чаще всего оценивают динамическим диапазоном взаимной моду
ляции 3-го порядка при взаимодействии помех вида (/0 + Д/)
н (/0 + 2Д/), где Д/ = 5 или 10 кГц, причем уровни обоих помех
берутся равными = l/mn2 = Umn (доп) и относятся к (7Ш =>
= 1 мкВ:
п on irf Ubx- п (Д0п)
Дпр. П = 201g (J2
Современные преобразователи частоты на лампах имеют дина-
мический диапазон до 70—80 дБ, на биполярных транзисторах
до 50—60 дБ, а на полевых транзисторах’до 90—100 дБ и более.
При известном для данного преобразователя динамическом диапа-
зоне для конкретного вида нелинейных явлений может быть
рассчитан допустимый уровень помехи на входе
' ^м,п(ДОП, = 1/ш.10дпр.^0. . (3-39)
77
Рис. 3-8. Схемы преобразо-
вателей частоты: а — баланс-
ная; б—кольцевая
При ориентировочном расчете структурной схемы, если не
имеется данных о динамических диапазонах преобразователя по
сигналу Dnp>0 и помехе DnH. п, значение допустимого напряжения
на входе первого смесителя при использовании ламповых преобра-
зователей берется не более 100—200 мкВ и не более 1000—2000 мкВ
иа входе второго смесителя (меньшая цифра — для приемников
класса I, большая — для класса 111). Этот уровень может быть
увеличен в 2—Зраза в схемах смесителей на полевых транзисторах
и уменьшен в 3—5 раз при. применении биполярных транзисторов.
Следует при прочих равных условиях
стремиться к уменьшению усиления
до преобразователя.
К схеме преобразователя частоты
предъявляется требование ослабления
или практически полного отсутствия
на его выходе неиспользуемых компонен-
тов преобразования частоты. Частоты
всех компонентов преобразования тока
нелинейного элемента представляются
в виде afc + fVr. где а и Р = 0, *1,
z±z2, ... . Из этих компонентов полезно
используется только одна — компонента
промежуточной частоты. Остальные
компоненты должны быть подавлены или
ослаблены в схеме преобразователя и
в селективной нагрузке. С этой' целью
используют балансные илн кольцевые
схемы преобразователей (рис. 3-8), а
в нагрузке ставят избирательную си-
стему. Если в простой схеме преобра-
зователя иа выходе присутствуют все
компоненты преобразования, в том
числе компоненты основных частот сигнала и гетеродина, то
в балансной—только компоненты, образованные нечетными гармо-
никами сигнала н гетеродина и нечетными гармониками сигнала и
четными гармониками гетеродина, а в кольцевой схеме на выходе
содержатся только компоненты, образованные нечетными гармо-
никами сигнала и гетеродина. Следует отметить, что в балансной
схеме на выходе практически отсутствуют колебания основной
частоты гетеродина, а в кольцевой — основных .частот как сиг-
нала, так и гетеродина. В балансной и кольцевой схемах ослаб-
ляются также шумы гетеродина. Вследствие указанных причин
балансные и кольцевые схемы преобразователей получили широкое
распространение, особенно во вторых и третьих преобразователях
настоты, где при неизменных частотах сигнала, гетеродина, и
промежуточной проще осуществляется баланс схемы. В балансных
и кольцевых схемах в качестве нелинейного, элемента .широко
применяются полупроводниковые диоды. Однако для получения
78 '
некоторого усиления при преобразовании; особенно в первом
преобразователе, могут быть применены лампы и транзисторы.
В частности, существуют специальные лампы с двумя анодами для
работы в балансных схемах. Транзисторы из-за трудностей под-
бора идентичных по параметрам образцов в сложных схемах пре-
. образователен используются редко..
К избирательной системе, стоящей в нагрузке преобразователя
'частоты, предъявляется требование выделения полезного колеба-
ния промежуточной частоты с полосой, необходимой для спектра
сигнала, и эффективного подавления всех остальных неиспользу-
емых компонентов преобразования вне полосы пропускания.
Последнее диктует необходимость в каждом из трактов промежу-
точных частот располагать относительно сложный фильтр непо-
средственно в нагрузке преобразователя частоты. В зависимости
от класса приемника, его структурной схемы н схемы включения
нелинейного элемента фильтр должен обеспечивать подавление
неиспользуемых компонентов преобразования не менее, чем иа
40—60 дБ. -
v Коэффициент шума и коэффициент усиления по мощности
преобразователя КРпр, в особенности прн неблагоприятных шу-
мовых н усилительных параметрах каскадов траста сигнальной
частоты, должны быть такими/ чтобы преобразователь оказывал
возможно меньшее влияние на общий коэффициент шума, приемни-
ка Л^общ. Относительное значение шумовых свойств преобразо-
вателя и последующих цепей оценивается отношением
t No6tn~ "сч ......
----*7----’ <3‘40'
Л
где
"общ "сч + Крся + КрсчКр„р +’”»
причем NC4, Nnp, N-a„ и Лрсч, КрПр— соответственно коэффи-
центы шума и коэффициенты .усиления по мощности трактов
сигнальной и промежуточной частот и преобразователя.
' Тогда
1 ( Nnp~l л. Nn4-~l , /О АН
"сч \ Крсч + КрсчКрпр (>41)
При допустимом увеличении шумов за счет преобразователя
и последующих элементов на 5—10%, т. е. £д0П = 0,05+0,10
из (3-41) можно ориентировочно установить желательные значе-
ния Nno и Крпр. Несмотря на то, что преобразователь может
быть удален от входа приемника, его шумовым и усилительным
^параметрам следует уделять должное внимание, так как коэффи-
циент шума преобразователя в 3—5 раз больше коэффициента
шума усилителя, собранного на идентичном электронном при*
боре. Первый преобразователь при прочих равных условиях следует
строить не на диодах, когда КРпр < 1, а на усилительных при-
борах, обеспечивающих КРпр > I.
79
Просачивание колебаний гетеродина на вход приемника и
в тракт промежуточной частоты должно быть минимальным. Это
обеспечивается развязкой цепей сигнала и промежуточной час-
тоты со схемой гетеродина путём использования соответствующего
вида связи смесителя и гетеродина, установкой буферного кас-
када, использованием балансных и кольцевых схем, выбором
частоты гетеродина, существенно отличающейся от частоты сиг-
нала и промежуточной частоты. Просачивание напряжения гете-
родина на вход и выход схемы преобразователя оценивается и
нормируется значением ослабления этих колебаний на указанных
входе и выходе по сравнению с уровнем их на, гетеродинном входе
(см. табл. 1-1).
Входные и выходные сопротивления, преобразователя должны
быть возможно более высокими, чтобы уменьшить их влияние
на избирательные системы предшествующего и последующего
каскадов. Значения этих сопротивлений должны облегчать меж-
каскадное согласование, желательное с точки зрения усилительных
и шумовых качеств схемы. -
Требования к устойчивости параметров преобразователя, элек-
трической н механической прочности, экономичности питания
определяются соответствующими требованиями к приемнику в це-
лом.
В результате оценки различных типов преобразователей и их
качественных показателей, а также прикидочных расчетов должны
быть получены ответы на следующие вопросы:
а) вид нелинейного элемента в смесителе (лампа, диод, полевой
или биполярный транзистор);
б) тип схемы преобразователя (простая, балансная, кольцевая),
в частности, возможности использования, параметрических преоб-
разователей;
в) способ включения нелинейного элемента (выбор общего
электрода) и вид связи нелинейного элемента с цепями сигнала,
гетеродина и промежуточной частоты;
г) тип фильтра в нагрузке смесителя; -
д) динамические диапазоны преобразователя, по сигналу и
помехе или допустимые напряжения сигнала (7ВХ.О й помехи
йа йходе преобразователя частоты;
е) примерные значения коэффициентов шума Nap и усиления
ПО МОЩНОСТИ КрПр- . . .
2. Выбор детектора г
К детекторам радиосигналов профессиональных приемников
предъявляются высокие требования, основными из которых яв-
ляются:
1) высокая степень соответствия закона изменения получаемого
на выходе первичного сигнала закону изменения модулируемого
параметра, радиосигнала (амплитуда, частота, фаза) на входе;
80
2) малое ухудшение отношений сигнал-помеха и сигнал-шум
ta-выходе по сравнению с соответствующими отношениями иа
«оде;
3) хорошая фильтрация колебаний промежуточной частоты иа
ьгходе схемы;
; 4) высокий коэффициент передачи;
5) высокое входное сопротивление;
• 6) устойчивость параметров, электрическая и механическая
рбчность, • экономичность.
. Качество работы детектора зависит не только от его собствен-
ных данных, но и от характера подготовки радиосигнала до детек-
рра. Процесс подготовки радиосигнала включает в себя фильтра-
«йно от помех, преобразование к оптимальной с точки зрения детек-
тирования промежуточной частоте, и, наконец, реализацию до-
статочно большого усиления до детектора, при котором обеспечи-
вается нормальный для данного детектора уровень радиосигнала
входе. ' ‘
L Нормальный уровень радиосигнала на входе детектора Umei,
=Грри котором возможна обработка радиосигнала в иаилучших
’•Условиях и который различен для различных схем, обеспечивается
''’всеми предшествующими трактами;
' вх — £аКрт = 1^2 Пч^2 пч • • • пч ““ т их (норм)» (3-42)
-Где Е& — сигнал в антенне, Кс„ К1П„ К»пч» — Л>пч» т
'^коэффициенты усиления в трактах сигнальной частоты, первой,
«торой, основной и других промежуточных частот и в радиотракте
целом,..
' В профессиональных приемниках радиотракт обычно является
общим для сигналов с разными видами модуляции и родами пер-
вичных сигналов, вследствие чего он может работать на несколько
,видов детекторов: амплитудный, однополосной, частотный, фа-
зовый (рис. 3-1). На вход- каждого из этих детекторов должен
быть подан сигнал с нормальным для него уровнем. В табл. 3-5
приведены значения нормального напряжения радиосигналу иа
выходе основных типов детекторов. Различие в необходимой ам-
плитуде радиосигнала на входе разных детекторов требует разного ’
^усиления до их входов. Общин радиотракт обеспечивает некото-
рое минимальное усиление, а дополнительное усиление сигналов,
^обходимое для некоторых детекторов, обеспечивается одним —
Шумя, каскадами, часто размещаемыми на входе частных трактов,
напряжение на выходе общего радиотракта обычно равно 0,01—
р2 В. . , . . \
Для последующего проектирования структурной схемы важно
^йать также коэффициент^ передачи (для амплитудного и одно-
йподосного детекторов), крутизну Детекторной характеристики
(для частотного и фазового детекторов) или ориентировочное зна-
чение напряжения иа выходе.
81
Таблица 3-5
Нормальные значения напряжения на входе детекторов 4
Тип детектор» Нормальное напряжение на входе, В
Амплитудные Диодный полупроводниковый Диодный ламповый Транзисторный __ Ламповые Катодный и анодный Сеточный Однополосные 'Кольцевой Частотные Дифференциальный Дробный Фазовые Балансный Кольцевой 0,5—1,0 1—2 0,1-0,2 0,5—2,0" 0,1—0,3 0,02-0,04 2—4 0,05—0,10 : о,о5—о,1о •' 0,05-0,10
Соответствен ио для схем амплитудного, частотного и фазового
детекторов напряжение иа выходе через параметры детектора
выражается следующим образом:
вы х —
^чм т^чд»
^фм Аф/п^фд> .
(3 43)
где /и8И, тчм, тфм — коэффициенты модуляции; Um вх, Д/т,
Дфт — амплитуда, девиация частоты и фаза радйосигнала на
входе; Kd, Sw 5фд — коэффициент передачи амплитудного
детектора, крутизна детекторной характеристики соответственно
частотного и фазового детекторов.
В современных приемниках в качестве детекторов амплшпудно-
мддулированных радиосигналов в основном используются диодные
детекторы (полупроводниковые или ламповые), работающие в ли-
нейном'режиме. Sh-и детекторы при.правильно вобранных режиме
и нагрузке вносят очень небольшие нелинейные искажения и не
бойтся перегрузок сильным сигналом. Диод, используемый в схеме,
должен обладать малой емкостью между электродами и инзкнм
внутренним сопротивлением. Преимуществом полупроводниковых
диодов перед ламповыми, наряду с «большим сроком службы,
малыми размерами и механической прочностью, являются малые
емкость между электродами и внутреннее сопротивление (для
положительных полуволн напряжения). Кроме того, характерн-
ее
стика детектирования полупроводниковых детекторов линейна
для меньших сигналов на входе. Следует, одиако, учитывать
недостатки полупроводниковых диодов — непостоянство парамет-
ров и относительно невысокое (и непостоянное) сопротивление для
отрицательных полуволн напряжения сигнала. При расчете струк-
турной схемы для диодных ламповых и полупроводниковых детек-
торов коэффициент передачи Kd можно полагать равным 0,6—0,8.
Амплитудные детекторы иа усилительных приборах (лампах
и транзисторах) имеют коэффициент передачи K.d > 1, одиако
всем им присущи значительные нелинейные искажения, оии
менее стабильны в работе и обладают другими недостатками,
которые не компенсируются преимуществом этих детекторов в уси-
лении. Поэтому детекторы иа усилительных приборах в профес-.
сиональцых приемниках практически не применяются.
Демодуляция однополосно-модулированных сигналов в профес-
сиональных приемниках производится в балансной или кольцевой
схемах, собранных на диодах, и осуществляется по тому же прин-
ципу, что и преобразование частоты радиосигнала. В нагрузке
смесительной схемы с помощью фильтра низкой частоты выделя-
ется однополосный сигнал. Уровень сигнала иа входе кольцевой
схемы должен быть невысоким в пределах 20—40 мВ, уровень
несущей в средних точках схемы смесителя составляет 1—2 В,
напряжение на выходе 10—20 мВ. Коэффициент передачи коль-
цевой схемы лежит в пределах 0,4—0,6. ' .
К частотным детекторам предъявляются требования возмож-
но большей крутизны детекторной характеристики, линейности
этой характеристики при детектировании непрерывных сигналов
и стабильности нулевой точки детекторной, характеристики.
Среди частотных детекторов, используемых в схемах приемников,
различают детекторы со взаимно-расстроеиными контурами, диф-
ференциальные детекторы с индуктивной или емкостной связью
между контурами, а также дробные детекторы (детекторы отноше-
ний). Наиболее простой является схема со взаимно-расстроенцыМи
контурами. Эта схема используется при детектировании частотно-
манипулированных сигналов ЧТ и ДЧТ, при этом в схеме расфиль-
тровки применяются узкополосные кварцевые фильтры. Исполь-
зование контуров с высокой добротностью повышает крутизну
характеристики детектора, но делает ее нелинейной, а примене-
ние кварцев улучшает стабильность нулевой точки. В линейной
схеме добротности контуров берутся малыми, вследствие чего
крутизна характеристики детектора весьма невысокая.
.* Лучшие данные в отношении крутизны и линейности детек-
торной характеристики могут быть получены в схемах дифферент
циальных детекторов, используемых при приеме телефонных
VM-радиосигналов. Крутизна характеристики достигает 10—
30 мВ/кГц. Этим схемам частотных детекторов должен предщест- х
вовать ограничитель iio амплитуде. Порог ограничения ограничи-
телей на лампах составляет 1—2 В, а для ограничителей на би-
83
полярных транзисторах 0,3—6,6 В. Вследствие этого на вход лам-
повой схемы ограничитель-детектор должно подаваться напряже-
ние не ниже 2—4 В, а на вход транзисторной не менее 0,5—1,0 В.
Иногда в приемниках используется дробный частотный детек-
тор. Его достоинство состоит в том, что он не воспринимает бы-
стрых изменений амплитуды ЧМ-сигнала и поэтому практически не.
нуждается, в предварительном ограничении сигналов до детектора.
Дробный детектор, кроме того, более чувствителен и требует на
входе меньших напряжений (0,05—0,1 В). Вместе с тем крутизна
детекторной характеристики его невысока и составляет 4—
6 мВ/кГц. "
При детектировании колебаний, модулированных по фазе,
предъявляются высокие требования подавления компонентов
-преобразования. Вследствие этого обычно используются схемы,
имеющие минимальный уровень комбинационных частот на вы-
ходе,— балансные и кольцевые фазовые детекторы на полупровод-
никовых диодах. В балансной схеме подавляется значительная
часть комбинационных составляющих. § еще большей мере эти
вредные компоненты компенсируются в кольцевой схеме. На вход
балансной и кольцевой схем подводится напряжение' порядка
50—100 мВ. Коэффициенты передачи схемы при ориентировоч-
~ных расчетах можно принять равными 0,5.
В результате оценки типов схем детекторов и их основные
качественных показателей должны быть получены ответы на еле*
дующие вопросы:
а) тип схемы детектора для всех видов работы;
б) вид нелинейного элемента в детекторе; • '
в) нормальное, значение напряжения на ; входе ,UBxd,
г) коэффициент передачи, крутизна детекторной характерис-
тики или уровень напряжения на выходе UBmd;
д) входное сопротивление схемы детектора RBxd,
е) оценка возможных искажений сигнала по виду детекторной
характеристики и параметрам нагрузки.
3-4. РАСПРЕДЕЛЕНИЕ. ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ И УСИЛЕНИЯ
.ПО ТРАКТАМ
Основные качественные показатели приемника: чувствитель-
ность, одноейгнальная и многосигнальная избирательности в зна-
чительной мере определяются правильностью распределения из-
бирательности и усиления между трактами сигнальной, первой
промежуточной, основной промежуточной и низкой частот. Этому
вопросу прн разработке приемника уделяется самое серьезной
внимание.
1. Распределение избирательности
При распределении избирательности следует исходить из
заданных техническими условиями требований односигнальной
избирательности по соседним каналам, побочным каналам первого
84
и последующего преобразований частоты, а также требований
многосигнальной избирательности. При этом надо иметь в виду
функциональное предназначение трактов с точки зрения всех
видов избирательности. В супергетеродине иа основные тракты-
возлагаются определенные функции в отношении избирательности,
. а. именно:
’ а) избирательность по соседним каналам в основном реализу-
ется в тракте основной промежуточной частоты, для чего в профес-
сиональных приемниках в этом тракте ставится достаточно слож-
ный фильтр основной селекции (ФОС), определяющий полосу
пропускания радиотракта и обладающий коэффициентом прямо-
угольности, обеспечивающим заданное подавление соседних ка-
налбв приема; '
б) избирательность по побочным каналам первого преобразо--
вания частоты обеспечивается избирательными системами тракта
сигнальной частоты, стоящими до входа 'первого смесителя я
в профессиональных приемниках обычно реализуемыми в виде
перестраиваемых резонансных контуров;
в) избирательность по побочным каналам второго преобразо-
вания частоты частично обеспечивается избирательными системами
сигнального тракта, но в основном реализуется в тракте первой
промежуточной частоты до входа второго смесителя, для чего
в этот тракт в приемниках высших классов ставится специальный
фильтр (Ф1ПЧ);
' г) избирательность по побочным каналам последующих преоб-
разований ..частоты, если они есть в приемнике, обеспечивается
всеми избирательными системами, стоящими до входа соответст-
вующего смесителя; .
д) многосигнальная избирательность .в значительной мере улуч-
шается при установке сложных избирательных систем во входном
устройстве, зависит от избирательности в последующих элементах
и тем она лучше, чем ближе фильтр основной селекции ко входу.
Результирующая характеристика избирательности тракта про-
хождения сигналов/в предположения линейности всех элементов
представляет собой результат перемножения соответствующих
ординат кривых избирательности отдельных трактов:
Ьовщ(А/) = DCJt (ЛЛ-^in,(АЛ(А/). • AЩ), (3-44)
причем сомножители этого произведения представляют’ собой
ослабления амплитуды колебаний данной частоты при прохожде-
нии через тракты сигнальной частоты, первой, основной и других
промежуточных частот и низкой частоты.
На рис. 3-9 графически представлен вариант формирования об-
щей характеристики избирательности приемника, причем для
удобства все ослабления выражены в децибелах, при этом орди-
наты частных характеристик Суммируются.
86
Рис. 3-9. Формирование характеристики избирательности при-
емника: о —тракта сигнальной частоты; б «-.тракта первой
промежуточной частоты; в — тракта основной промежуточной
частоты; а—«тракта низкой частоты; д —приемника в целом
При ориентировочном расчете структурной схемы распределе-
ние избирательности производится следующим образом:
1. Параметры избирательности тракта основной промежуточ-
ной частоты находятся с учетом того, что селективные свойства
радиотракта определяются в основном этим трактрм, вследствие
чего полоса тракта берется близкой к рассчитанной полосе общего
радиотракта с небольшим превышением:
AFon, = (1,1-1,2)4/^, (3-45)
где полоса AF^ предварительно определяется по формуле
(2-25), а коэффициент прямоугольности тракта Кпоп, должен
удовлетворять условию (2-49) заданного ослабления DCK сосед-
них каналов приема.
2. Параметры избирательности тракта сигнальной частоты на-
ходятся исходя из требований ослабления побочных-компонентов
первого преобразования частоты. Учитывая, что в профессио-
нальных приемниках в этом тракте обычно используются пере-
страиваемые резонансные контуры:
а) задаются реальной добротностью Qs>c, контуров в этом
тракте, ориентировочные значения которой приведены
в табл. 4-4;
б) определяют ориентировочное число контуров в тракте,
необходимое для обеспечения заданных требований ослабления
побочных каналов первого преобразования:
„ IgF^nK ___ 1g
(3-46)
причем в первую очередь проверяется ослабление зеркального
канала при заданном DnK = Da (ту) и Af = 2f 1П„ а затем требо-
вание ослабления помехи по первой промежуточной частоте при
DaK = О1пч (ту) и А/= |/0— fin, |. Эта проверка производится
на наиболее опасной для данного канала частоте настройки [0.
Из двух значений пс, берется большее;
в) при выбранном числе контуров псч рассчитывают полосу
пропускания тракта иа нижией f0*„n и верхней f0uaKO границах
диапазона:
fo
Оэ. сч
(3-47)
и коэффициенты прямоугольности на уровнях D (заданного подав-
ления соседних и побочных каналов):
ТСп (D) =
(3-48)
По полосе и Яоэффициеиту прямоуго.тьпости можно построить
.характеристику избирательности тракта; Полоса пропускания
тракта даже иа нижией частоте диапазона приемника должна
быть шире необходимой полосы радиотракта. Больше того, она
должна быть настолько широкой, чтобы характеристика изб#
рательности тракта сигнальной частоты не суживала и не вносила
неравномерности в результирующую характеристику. Это уело’-
вие выполняется, если
AF£,~(2-h3)AFPt. -(3-49)
На верхней частоте диапазона приемника полоса не должна быть
излишне широкой; Целесообразно при коммутации контурных
катушек по поддиапазонам иметь на нижних поддиапазонах кон-
туры с меньшей, а иа верхних — с большей добротностью. Это
часто выполняется вследствие уменьшения числа витков в катуш-
ках верхних поддиапазонов.
Если одиночными контурами при практически реализуемой
добротности и приемлемом числе контуров (ие более 3—-4) не
удается получить.заданного ослабления Dm, следует использо-
вать более сложные резонансные системы, имеющие более высокую
прямоугольность-— двухконтурные или иные фильтры. Этот воп-
рос более подробно рассматривается ниже, в п. 5 § 3-5.,
3. Параметры избирательности тракта первой промежуточной
частоты (при двойном преобразовании) определяются с учетом
необходимого дополнительного подавления побочных компонентов
второго преобразования частоты. С этой целью:
а) предварительно определяется подавление второго зеркаль-
ного канала и канала по второй промежуточной частоте в тракте
сигнальной частоты
£»пк(сч)«=[]/Г1 + (2э.сч (^9ТС\ (3-50)
причем пс, считается определенной выше по условиям подавле-
ния побочных каналов первого преобразования, а Д/ — 2/2п,
для. второго зеркального канала и Д/= — f2n4[ для' канала
по второй промежуточной частоте;
б) определяется необходимое дополнительное подавление по-
бочных компонентов преобразования в тракте первой промежу-
точной . частоты ,
П — ^Пк (тУ) /Q.ЧП
^пкапч) п »
^пк (СЧ)
где £>Пк (ту) заданное техническими условиями подавление по-
бочных компонентов второго преобразования, причем если эта
норма специально не задана, то она берется такой же, как норма
подавления компонентов первого преобразования;
в) устанавливаются параметры избирательной системы, обес-
печивающей рассчитанное ослабление побочных каналов
88
Вк приема в тракте первой промежуточной частоты при расстройке
| от частоты fa пч на А/ == 2Д пч для второго зеркального канала и на
I А/==|АПч —Ь п, | для канала по второй промежуточной частоте:
либо подбирается соответствующий сложный фильтр, обеспе-
кивающий при указанных выше расстройках от средней -частоты
требуемое подавление, при этом обычно полоса пропускания
.V фильтра -
V - ДЛп, «*(1.5 4-2,0)4?^ (3-52а)
7. либо при невысоких требованиях ослабления определяется не-
обходимое число резонансных контуров (не более 2—3) в тракте,
? причем число контуров, полоса тракта и его коэффициент прямо*
угольиостй определяются по -формулам, аналогичным (3-46),
V (3-47) и (3-48), й обычно при этом
| А? ^(2-3)4/^. (3-526)
’7 Параметры избирательности тракта низкой частоты различны
для каждого частного тракта (см. рис. 3-1) в зависимости от вида
модуляции радиосигнала и рода первичного сигнала:
а) при слуховом приеме амплитудно-манипулнрованиых радио*
£; сигналов вида А] (как методом гетеродинного детектирования,
7 так и методом дополнительного преобразования частоты) полоса
7 пропускания тракта НЧ
| А?н, = (?0 + ?М»кс) - (?) - ?«акс) = 2?м8ка, (3-53)
;; где Fo— средняя частота настройки, фильтра в тракте НЧ, соот-
ветствующая тону 800—1200 Гц, ?мако — максимальная частота
манипуляции, рассчитываемая по формуле (2-27);
б) при слуховом приеме сигналов амплитудной тональной ма-
нипуляции вида А2 полоса тракта
- =(?<> +А/+ ?«вкс) - (?о-А/-Гивкс)==
| ' =2?макО + 2ЛД (3.54)
где ?0 — частота тон-генератора, Af — предполагаемый интервал
- изменения частоты тона;, ?нак0 — частота, определяемая по (2-27);
в) при приеме телефонных амплитудно-модулированных сиг-
налов вида АЗ или частотно-модулированных сигналов вида F3
полоса пропускания тракта НЧ определяется шириной спектра
первичного телефонного сигнала
AF„, = с— Fu„„, (3-55)
где FMaK0 и /?мин — максимальная и минимальная модулирующие
частоты, значения которых можно взять в табл. 2-2;
г) при приеме телефонных однополосно-модулнрованных радио-
сигналов всех видов (ЛЗЛ, АЗН, A3J, АЗВ) полоса пропускания
тракта НЧ должна иметь небольшой запас на возможную неточ-
ность А/ восстановления местной несущей:
?,Af = (FMKe + А/) - (?иии - А/) = (?ми0 - ?иии) + 2 А/; (3-56)
8®
д) при слуховом приеме частотио-манипулирОванных сигналов
полоса пропускания тракта слухового приема определяете# та-
кими же соотношениями (3-53) и (3-54), как и при слуховом при-
еме амплитудно-манипулированных сигналов.
Специфика построения трактов регистрирующего приема теле-
графных сигналов и определения параметров отдельных трактов
рассматривается ниже в. п. 4 § 3-7.
При проектировании структурной схемы после предваритель-
ного определения полос пропускания и коэффициентов прямоуголь-
иости отдельных трактов вычерчиваются характеристики избира-
тельности этих трактов. Затем путем умножения ординат находится
характеристика избирательности радиотракта и ее данные сравни-
ваются с необходимыми параметрами, установленными предыду-
щим расчетом по формулам § 2-4 для каждого вида сигналов. Де-
лается заключение о необходимых градациях изменения полосы
в тракте ПЧ. В заключение определяется результирующая харак-
теристика приемника для каждого вида сигналов и по ней произ-
водится оценка возможных искажений сигналов или резервов по
полосе.
В случае необходимости вносятся коррективы в распределение
избирательности по трактам.
2. Распределение усиления
Распределение усиления в приемнике определяется двумя
противоречивыми условиями:
а) с одной стороны, следует стремиться к увеличению усиле-
ния во входных цепях и каскадах приемника, так как чем больше
коэффициент усиления по мощности первого и следующих за ним
каскадов, тем меньше общий коэффициент шума приемника и лучше
его чувствительность;
б) с другой стороны, усиление во входных каскадах приемника
с точки зрения многосигнальной избирательности должно быть
небольшим, чтобы амплитуда сигнала (полезного и мешающего)
ие превышала диапазона линейности первого, второго и т. д. каска-
дов УСЧ, первого преобразователя и т. д. до фильтра основной
селекции, относительно слабо защищенных перестраиваемыми по
диапазону избирательными системами,
В процессе проектирования приходится принимать компромисс-
ные решения в зависимости от степени жесткости требований по
чувствительности и многосигнальной избирательности. Проблема
реализации требований высокой чувствительности в современных
профессиональных приемниках KB-диапазона при использовании
новых электронных ламп или полевых транзисторов обычно не
вызывает серьезных трудностей. Усиление по мощности в пер-
вом, затем во втором и последующих каскадах хотя и должно быть
большим, но не должно превышать минимально необходимого зна-
чения, при котором общий коэффициент шума приемника за c<ter
90
жаждого, следующего за первым, каскада возрастал бы не более
чем иа 10—20%. При этом без лишнего запаса должна выполняться
вада иная норма по чувствительности.
В современных условиях, характеризующиеся все более уве-
личивающейся загрузкой коротковолнового диапазона различ-
ными излучениями, намного сложнее решить задачу обеспечения
задаваемых высоких норм по многосигнальной избирательности.
Поэтому необходимо возможно больше ограничивать усиление
в первых каскадах приемника, чтобы сигнал на частоте настройки
или помеха при заданной расстройке имели на входах каскадов
уровни, не превышающие допустимые по линейности.
При ориентировочном расчете структурной схемы приемника
вначале производят распределение усиления между основными
трактами: сигнальной; первой, второй, основной и других проме-
жуточных частот; низкой частоты, с учетом допустимых уровней
на элементах, разграничивающих эти тракты:
1. Усиление в тракте сигнальной частоты должно быть огра-
ничено, регулироваться в зависимости от уровня сигнала в антенне
так, чтобы выходной сигнал ие превышал допустимого значения
напряжения на входе первого преобразователя частоты:
^а. мян^сч. макс = ^а. мий^Свт». макс^вх^усч. макс! .,
Р /Г Р К К К | ^вх.пр (доп)»
макс^сч. мин ^8. макс*'8тт. мин*'вх*'усч. мин )
где Катт — коэффициент ослабления аттенюатора (1; 0,1; 0,01
и т. д.), Квх—коэффициент передачи’ входного устройства, Лусч. м>ш
и ЛуСч. макс — минимальный и максимальный коэффициенты уси-
ления в каскадах усилителя .сигнальной частоты, t/Bx.npaon) —
допустимое напряжение на входе преобразователя частоты, кото-
рое выбирается или рассчитывается в соответствии с указаниями
п. 1 § 3-3. Из неравенств-(3-57) следует, что коэффициент усиления
в тракте сигнальной частоты 1 -
^ВХ.ПРСДОП) (3-58)
^'сч. макс 7= £а ' ’
причем Еа — наихудшее значение чувствительности, указанное
в техническом задании. При высоких требованиях к динамиче-
скому диапазону Ксч снижается до 3—5.
2. Усиление в тракте первой промежуточной частоты также
должно ограничиваться и быть таким, чтобы напряжение иа входе
второго преобразователя частоты (сигнала на частоте настройки
и помехи, ослабленной предшествующими избирательными систе-
мами) ие превышало допустимых значений
^ВХ 1 Пр. MHH^G ПЧ. макс) . . /О сп\
II • rz {^вх2 пр (ДОП), {О-ОУ)
1 пр. макс*' 1 пч. mhhJ '
где U„ j пр (aoni берется в соответствии с указаниями п. 1 § 3-3.
91
Из формул (3-59) может быть определено допустимое значение нет
обходимого усиления в тракте первой промежуточной частоты
Um I пр (ДОП)
пч. макс 77 Z "
Овх 1 пр (ДОП)
(3-60)
Практически 7<1Пч не превышает 10—20. : ,
3. Усиление в тракте основной промежуточной частоты должно
дополнять усиление в предшествующих трактах сигнальной и
первой промежуточной частот до нормального уровня UmBK<t, не-
обходимого для детектирования радиосигналов в наилучших усло-
виях:
1^2 Еа мии^рт. макс
мин^сч.макс^! пч. макс ' ‘ 'Ко пч. макс
^а.макс^рт. мии =
U т nx d (норм) •
(3-61)
а. макс^сч. мин^1 пч. мин’ ’ " Ко пч. мии
Амплитуда напряжения на входе детектора вх </(норм)
ляется в соответствии с указаниями п. 2 § 3-3.
Из формул (3-61) следует, что в радидуракте в целом
быть обеспечено усиление i
опреде-
должно
„ Um вх d (нори) '
Арт. макс /'о р >
V 4 Са. мин
(3-62)
а значение усиления в тракте основной промежуточной частоты
= (3-63)
АсчА1 пч..»
где К3 = (10-S-20) — запас усиления в тракте, необходимый для
компенсации возможного уменьшения усиления при старении и
емене электронных приборов, изменении режимов питания и внеш-
них условий.
Так как в профессиональных приемниках общий радиотракт
работает на несколько частных трактов (см. рис. 3-1) со своими
детекторами, расчет усиления, для радиотракта в целом и тракта
основной промежуточной частоты следует произвести для каждого
вида сигналов отдельно. Затем выделить усиление в общем радио-
тракте, приняв за него наименьшее из рассчитанных, и определить
необходимое дополнительное усиление между выходом общего ра-
диотракта и входом каждого конкретного детектора в частных
трактах. Это усиление реализуется в одном-двух каскадах, размен
щаемых на входе соответствующего частного тракта.
4. Усиление в тракте низкой частоты рассчитывается отдельно
для каждого частного тракта (см. рис. 3-1-). Несмотря на специ-
фические особенности построения трактов низкой частоты част-
ных трактов в зависимости от рода принимаемых сигналов, котр-
92
рые отражаются в последующих параграфах, можно наметить сле-
дующую каиву расчета в зависимости от вида выходной нагрузки:
а) при оконечном устройстве, управляемом напряжением, нор--
мальиое значение которого Um Вь^_ пр.ка задается техническими
условиями, необходимое уснленне в каждом частном тракте низкой
частоты должно составлять:
„ Um вых. лр-ка „
^унч 7 7 . ^3» (О*и4)
' Um вых d
причем Umemd при известных схемах и параметрах детекторов вы-
числяется по формулам (3-43), а коэффициент /<а обеспечивает не-
обходимый запас усиления;
б) при оконечном устройстве, к которому должна подводиться
определенная мощность, расчет производится иначе. Техническими
условиями задается или предварительно вычисляется суммарная
мощность, потребляемая всеми видами нагрузки в данном част-
ном тракте:
^вых. пр-кв == ^глф “I- Ргтв + РЛИЯ + •••, (3-65)
где ^тлф» Рггв> ^лин» ••• — мощности, потребляемые соответст-
ственио телефонами (одной или двумя парами), громкоговорителем,
линией (при вынесенных оконечных приборах) и т. д. Эта мощ-
ность Рвых.пр-ка с учетом потерь в согласующих устройствах
обеспечивается выходным каскадом. В соответствии со значением
этой мощности выбирается схема оконечного каскада, тип усили-
тельного прибора и необходимая амплитуда напряжения рас-
качки (/твх.ок на входе этого каскада. Затем рассчитывается не-
обходимое усиление от выхода' детектора до входа оконечного
каскада:
Хун, = 5>^-/<8. (3-66)
и т вых d
где Кя — запас усиления, выбираемый в пределах от 2 до 5.
Подробно вопросы усиления после детектора рассмотрены в § 3-7,
посвященном определению состава частных трактов.
8-6. ОПРЕДЕЛЕНИЕ СОСТАВА ТРАКТА СИГНАЛЬНОЙ "ЧАСТОТЫ
Тракт сигнальной частоты является одним из основных узлов
приемника, определяющим его основные качественные показа-
тели. От структуры и параметров тракта сигнальной частоты в ре-
шающей степени-зависят такие параметры приемника как (27]:
чувствительность, односигнальная избирательность по побочным
каналам, многосигнальная избирательность.
Требования по перечисленным выше параметрам являются ис-
ходными при определении состава и основных параметров элемен-
тов тракта. В самом общем случае структурная схема тракта сйг-
93
калькой частоты имеет вид, представленный на рис. 3-10. На этой
схеме на входе показаны аттенюатор (Д7Т), входное устройство
(Вх.У) и каскады усилителя сигнальной частоты (УСЧ). Необхо-
димость аттенюатора, количество контуров во входном устройстве
и число каскадов в усилителе сигнальной частоты определяются
при проектировании структур-
ной схемы.
Задачами проектирования
структурной схемы тракта сиг-
нальной частоты являются:
1) выбор типов электронных
приборов в каскадах УСЧ и
схем их включения;
2) ориентировочный выбор
параметров контуров;
3) предварительный выбор
вида и степени связи входных
Уровень
Рис. 3-10. Обобщенная структурная
схема тракта сигнальной частоты
контуров о антенной и первым каскадом приемника;
4) определение структуры тракта из условий обеспечения за-
данных техническими условиями: чувствительности, односигиаль-
ной избирательности по побочным каналам, многоснгнальной изби-
рательности;
5) уточнение распределения избирательности и усиления между
элементами тракта.
Расчет структурной схемы тракта целесообразно вести в ука-
занной выше последовательности постановки задач проектиро-
вания.
1. Выбор электронных приборов для УСЧ и схем их включения
При выборе типов электронных приборов для каскадов УСЧ
следует исходить из класса приемника, конкретных требований
к чувствительности и миогосигиальной избирательности, учиты-
вать требования к экономичности питания и предполагаемые источ-
ники питания, а также требования к надежности, габаритами массе
приемника. Оценка указанных факторов дает необходимые данные
для решения вопроса о применении в приемнике ламп или тран-
зисторов, а также выборе соответствующей серии электронных
приборов. Во вновь разрабатываемой аппаратуре, как правило,
следует использовать транзисторы.
В приемниках класса I, которые должны иметь предельно вы-
сокие электрические параметры и которые при этом нежестко
связаны требованиями экономичности питания, габаритами и мас-
сой, при выборе электронных приборов для УСЧ руководствуются
в основном требованиями обеспечения высоких качественных по-
казателей по чувствительности и миогосигиальной избиратель-
ности. Потребляемая мощность, габариты и масса имеют второ-
степенное значение. Из современных электронных приборов эти
требования могут удовлетворить лучшие образцы высококачествен
04
вых полевых транзисторов. При этом целесообразно использова-
ние мощных полевых транзисторов, а также каскодных-схем вклю-
чения полевых транзисторов и гибридных схем, сочетающих по- ,
левые и биполярные транзисторы. В существующем парке при-
емников используются пальчиковые лампы шестивольтовой серии.
В приемниках класса II, к которым предъявляются менее жест-
кие требования по чувствительности и многосигнальной избира-
тельности, ио в которых должны учитываться требования к эко-
номичности питания, габаритам и массе, в каскадах УСЧ исполь-
зуются экономичные высокочастотные полевые транзисторы, вклю-
чаемые по простой или каскодной схеме. В существующем парке
приемников применены экономичные сверхминиатюрные лампы.
Приемники класса III, к которым предъявляются относительно
невысокие требования по чувствительности и избирательности, но
для которых первостепенное значение имеют высокая надежность,
экономичность питания, малые габариты и масса, как правило,
должны полностью строиться иа транзисторах. В тракте сигналь-
ной частоты целесообразно применять полевые транзисторы.
При выборе конкретного типа лампы или транзистора из избран-
ной серии для каскадов УСЧ в первую очередь руководствуются
требованиями к чувствительности и миогосигиальной избиратель-
ности. Вследствие этого сопоставляются шумовые, усилительные
и нелинейные параметры электронных приборов выбранной серии.
Первые две группы параметров важны с точки зрения обеспечения
ваданной чувствительности,, третья — для обеспечения многосиг-
нальной избирательности.
К числу шумовых параметров относятся: отношение сопротив-
ления шума к входному сопротивлению усилительного при-
бора /?ш//?вх, относительная температура шума входа /вх, экви-
валентная шумовая проводимость бш для биполярных транзисто-
ров, дающие возможность оценить коэффициент шума каскада или
непосредственно коэффициент шума N усилительного прибора.
Эти параметры должны быть известны или рассчитаны для макси-
мальной частоты диапазона приемника. Лучшими являются уси-
лительные приборы, характеризующиеся меньшими значениями
^дУ^вх* ^вх ИЛИ N.
В качестве усилительных параметров оцениваются отношение
крутизны усилительного прибора к проходной емкости S/Cnpex
и отношение крутизны к сумме входной и выходной емкостей
S/(CBX + Свых). Первый параметр дает возможность оценить
устойчивость усиления, второй — широконолосность. Из группы
равноценных по другим параметрам приборов следует брать уси-
лительный прибор с большими значениями параметров 3/СПрох .
и S/(CBX -h Свых). Для некоторых приборов дается коэффициент
усиления по мощности. В этом случае следует подобрать прибор,
обеспечивающий большее значение КР.
, К числу нелинейных параметров относятся такие параметры,
Йк отношение крутизны к первой и второй ее производной, т. е.
S/S' й SIS&. Большое значение второго параметра важно о точки
зрения уменьшения эффектов блокирования, перекрестной моду-
• ляцни и взаимной модуляции 3-го порядка, а большое значение
первого параметра важно для уменьшения эффекта взаимной
модуляции 2-го порядка.
При сравнимых данных по шумовым, усилительным и нелиней-
ным параметрам следует отдавать ^предпочтение усилительным
приборам, обладающим возможно большими входным /?вх, вы-
ходным Rвых сопротивлениями, меньшими значениями входной Свх
и выходной Свых емкостями и их разбросом ДСВХ и ACBUX. Это
обусловлено тем, что при больших входных и выходных сопро-
тивлениях меньше шунтнруюТся резонансные контуры, поэтому
меньше ухудшается их добротность даже при полном подключении
усилительных приборов к контурам. При малых входных и выход-
ных емкостях и их разбросах может быть применена меньшая на-
чальная емкость в контурах и практически не возникает необхо-
димости в малых коэффициентах включения.
Шумовые параметры усилительных приборов, которые пред-
назначаются для применения в каскадах УС¥-приемников, обычно
приводятся в справочной литературе. Если этих данных нет, то
с достаточной степенью точности сопротивление шума может быть
подсчитано по формулам:
для лампового триода
п 2,5 -=- 3,0 .
/\Ш g t
для пентода
(2.5 1 \ f
4- + 20-Мт-Т7^ <3-67)
для полевого транзистора j
о _ 0,64-0,75 . ’ 1
Кш — s ’ i
для биполярного транзистора вычисляются независимое экви-
валентное сопротивление шума Rm и эквивалентная шумовая
проводимость Сш, т. е.
п 20/эССд 20/к t
(3.68)
6ш = 207э(1-«<>)« 207B,J ,
где |У21|— модуль проходной проводимости; 7к, 7э и 7в —
соответственно токи коллектора, эмиттера и базы в рабочей точке.
При определении отношения Rm/RBX надо учитывать частот-
ную зависимость входного сопротивления. Для ламп и полевых
транзисторов дается значение входного сопротивления /?Вхо на
некоторой частоте f0. Тогда иа любой другой частоте
ЛВх = ^хо(/Ж (34»)
96
Для биполярных транзисторов величина GBX = 1//?вх на ча-
стоте f рассчитывается по формулам гл. 5 и (3-133)..
В том случае, если в справочнике для ламп и полевых транзи-
сторов дано значение коэффициента входной проводимости авх, то
= или /?вх = -^-. (3-70)
Относительная температура шума входа tBX для ламп лежит
в пределах от 3 до 5, а для полевых транзисторов может полагаться
примерно равной единице.
Необходимые данные для определения усилительных пара-
S S
метров -р---- и — обычно приводятся в справочной ли-
t-прох t'BX'T'^BblX
тературе, и расчет параметров для сопоставления нескольких
типов усилительных приборов избранной серии не представляет
трудностей. Следует иметь в виду, что коэффициент усиления по
S2
мощности зависит от отношения г „----, т. е. с позиции усиле--
ния по мощности следует выбирать усилительный прибор о воз-
можно ббльшими /?вх и /?вых.
Сложнее обстоит дело с нелинейными параметрами. Эти пара-
метры в справочной литературе, к сожалению; в настоящее время
не приводятся. Их либо определяют экспериментально, либо гра-
фическим путем по проходной характеристике, либо рассчитывают
аналитически на основе аппроксимирующей функции проходной
характеристики. -
_ Для электронных ламп нелинейные параметры вычисляются
аналитически [27] на основе аппроксимации анодно-сеточной ха-
рактеристики функцией вида Ia — g + DUa)A = g (Ue -f- B)A.
При этом
S A la
S' ~ A — 1 S ’
S A2 f la \2
S ~ (A—t)(A — 2) \ S ) '
(3-71)
В формулах (3-71) /а и S — анодный ток и крутизна в рабочей
точке; показатель степени А, характеризующий нелинейность
анодно-сеточной характеристики, выражается в виде
b%rSU тс
причем предварительно по проходной характеристике (рис. 3-11)
надо определить затухание второй гармоники
h — ^та1 ‘1 ~Ь 3<‘а — 4t’» Um
s Imai *1 — 3(j4-2l3 Uma
4 В. Д. Горшелев и др.
97
Ордината берется по графику при Ес + Um, ордината ?г —
при Ес и ордината i9 — при Ее — причем Um — расчетная
амплитуда, берущаяся на графике, Umc — реальная амплитуда
сигнала, подводимая ко входу лампы. Коэффициент Um/Um. учи-
тывает, во сколько раз затухание второй гармоники слабого сиг-
нала больше, чем полученное в предположении развертывания
сигнала в широкой области Um, взятой для более точных расчетов.
Как показал Ю. Д. Крисилов, для биполярных транзисторов
параметры нелинейности определяются аналитическим путем [27]
на основе аппроксимации коллек-
торио-базовой характеристики урав-
нением
*1к — /к.н^а
В этом случае
gsi _ (1 +дб/к)2 1
g2i а I
gsi _ (1 +д6/к)4 I (3-72)
£21 аа(1—2д*/к)’
Рис. 3-11. Определение затуха-
ния второй гармоники по про-
ходной характеристике
В формулах (3-72) /к — ток кол-
лектора в рабочей точке, коэффициент
а =*39, коэффициент b — г'Б/р. где
г'б — распределенное сопротивление
базы, Р —- статический коэффициент
усиления по току. Для транзисторов^
П403—П410 коэффициент b лежит
в пределах от 0,5 до 3 Ом.
Для полевых транзисторов ана-
литического метода расчета парами
тров нелинейности не разработано. Определение этих параме-
тров производят либо графически по проходной характеристике,
либо путем измерений. Следует отметить, что аналитические ме-
тоды расчета дают большие погрешности. Поэтому результаты ана-
литических расчетов следует рассматривать как предварительные.
Для ориентировочных расчетов можно использовать приводимые
ниже в табл. 3-6 параметры нелинейности некоторых усилитель-
ных приборов.
Следует учитывать некоторое различие требований по указан-
ным выше параметрам к усилительным приборам для первого и
второго каскадов УСЧ. Если прибор для первого каскада должен
иметь возможно лучшие шумовые, усилительные и нелинейные
параметры, то к прибору для второго каскада УСЧ по этим пара-
метрам предъявляются менее жесткие требования. При достаточно
малом коэффициенте шума N и большом коэффициенте усиления
по мощности Ер первого каскада влияние второго каскада иа
общий коэффициент шума невелико. Этот каскад лучше защищен
от помех с большими расстройками, поэтому могут быть снижены
98
Таблица 3-6
Нелинейные параметры некоторых усилительных приборов
Параметр Миниатюрные (пальчиковые) лампы
6Ж1П 6Ж2П 6Ж5П 6Ж9П 6Ж1Ш 6Ж22П 6Ж38П С сч ю * 40 6Ж63П 6Э5П
S/S' S/S' 1,75 4,1 1,5 33 2,3 17 3,1 6,9 2,2 10 2,7 12 3,6 23,5 1,9 6,4 8,15 7,4 16,2 30,0
Параметр Сверхминиатюрные (стержневые) лампы
1Ж17Б 1Ж18В 1Ж24Б 1Ж29В 6Ж1В 6Ж6Б 6Ж9В Л ю * 40 6Ж46В
S/S' S/S* 2,15 16 4,25 7,2 1,04 7,7 6,0 24 3 35,5 9,1 20,8 1,9 8,8 3,3 8,9 3,4 14
Параметр Полевые транзисторы
КП-301, КП-304 (о р-каналом) КП-305, КП-300, КП-350 (о р-каналом)
S/S* 30 300 50 400
При напряжении на затворе U3 «д-3 В ^-6В 5Й.+1 В S.+3B
Примечаиие. Графические зависимости изменения параметра or «апряжеаии ва аатворе приведены в приложении (рио. П-4).
требования к нелинейным параметрам. В связи о необходимостью
автоматической регулировки усиления во втором каскаде элек-
тронный прибор для этого каскада должен иметь соответствую-
щие характеристики (например, лампы типа «К»). Может вы-
бираться прибор, меньше потребляющий мощность и т. д.
Схема включения .электронного прибора влияет на усилитель-
ные и в некоторой мере на нелинейные свойства каскадов УСЧ.
При использовании полевых транзисторов лучшие данные по
усилению имеет схема с общим истоком (ОИ). Целесообразно вклю-
чение полевых транзисторов по схеме «общий исток — общий за-
твор» (ОИ—ОЗ). Это включение дает также несколько лучшие дан-
ные по нелинейным параметрам. Целесообразно использование
мощных полевых транзисторов.
Некоторое улучшение чувствительности и повышение линей-
ных свойств дает гибридное включение полевых и биполярных
транзисторов по каскодной схеме, причем первым ставится по-
99
лёвой транзистор по схеме ОИ, а вторым — биполярный транзи-
стор по схеме ОБ. Целесообразно использование мощных полевых
н биполярных транзисторов.
Биполярные транзисторы в тракте сигнальной частоты профес-
сиональных приемников из-за неудовлетворительных нелинейных
параметров используются очень редко. Если, при очень невысо-
ких требованиях по нелинейности, такая необходимость возни-
кает — они включаются по схеме с общим эмиттером (ОЭ) илн ис-
пользуется каскодйое включение по схеме «общий эмиттер — об-
щая база» (ОЭ—ОБ). В ламповых схемах из возможных схем вклю-
чения (ОК, ОС, ОА), обеспечивающих практически одинаковый
коэффициент шума, в коротковолновом диапазоне предпочтитель-
нее включение по схеме с общим катодом (ОК). Эта схема дает
возможность получить несколько большее усиление по мощности
по сравнению со схемами с общей сеткой (ОС) и общим анодом (ОА).
С точки зрения коэффициента усиления мощности хорошие резуль-
таты дает каскодное включение ламп по схеме ОК—ОС. Такое
включение дает несколько лучшие данные н по нелинейным пара-
метрам.
Использование в первом каскаде приемника схем включения
ОК, ОИ, ОЭ обусловлено также тем, что этн схемы имеют большее
входное сопротивление, чем схемы ОС, ОЗ или ОБ соответственно.
2. Ориентировочный выбор параметров контуров
Полный расчет и экспериментальная проверка параметров ре-
вонансных контуров производится на этапе проектирования прин-
ципиальной схемы. Методика такого расчета изложена в § 4-4 н
§ 4-5. Прн проектировании структурной схемы делается ориенти-
ровочная оценка некоторых параметров, что в последующем по-
требуется при расчете чувствительности, односигнальной и много-
сигнальйой избирательности. К числу ориентировочно определяе-
мых параметров относятся: минимальная емкость Сэ. мнн, харак-
теристическое сопротивление рэ, резонансная Qo и результирую-
щая Q3 добротности контура.
1. Минимальная емкость G3 мии, полагаемая равной постоян-
ной начальной емкости контура, может быть рассчитана по фор-
муле (4-25) или выбрана в пределах, указанных в табл. 3-7.
2. Характеристическое сопротивление рэ контура на любой
частоте' f может быть рассчитано, если известны параметры кон-
тура на этой частоте, по формулам (4-37) или определено по при-
ближенной формуле
(3-73)
- 2л(?Э1 мив^мако
3. Добротность резонансного контура Qo в чистом виде рас-
считывается весьма приближенно, она либо определяется экс-
периментально по результатам измерения добротности соответ-
100
ствующей катушки, либо задается в пределах, указанных
в табл. 3-7.
Таблица 3-7
Ориентировочные параметры резонансных контуров
Диапазон частот, МГц Началь- ная ем- кость ^э.мин, пФ Резонанс- ная доб- ротность Qo Коэффициент я для
радиоламп полевых транзис- торов биполярных транзисто- ров
0,1 и' ниже 70—100 10—40 1 1 1,4—1,6
0,1—1,5 60-80 30—50 1,05—1,1* 1 1,5—2,0
1,5-6,0 50—70 40—80 1,1—1,2 1,1 2,0—2,2
6,0—30,0 40—60 - 50—120 1,2-1,3 1,2 2,2—2,5
- 30,0 и выше 10—30 70—120 1,3—1,5 1,3 2,5-3,0
4. Результирующую добротность контура, нагруженного
с обеих сторон электронными приборами, в первом приближении
можно определить по формуле
Сэ.еч = С?о/<7. , (3-74)'
причем коэффициент q выбирается в соответствии с табл. 3-7.
5. Результирующая добротность входного контура при под-
ключении антенны
«^» = ТТЗ’ <3'ге)
где Q„^Q3.c4 — добротность контура, нагруженного входной
проводимостью первого каскада; а = Pi/ptc — коэффициент рас-
согласования, выбираемый из условий, рассматриваемых ниже,
3. Предварительный выбор вида и степени связи
входных контуров с антенной и первым каскадом
При проектировании структурной схемы производится ориен-
тировочный выбор вида и степени связи входного контура с антен-
ной или антенным фидером. Это необходимо для того, чтобы оценить
характер изменения коэффициента передачи входного устройства
при его перестройке и степень влияния антенно-фидерной системы
на затухание и сдвиг частоты настройки входного контура.
Профессиональные приемники коротковолнового диапазона
могут работать как с настроенными, так и ненастроенными антен-
нами, т. е. с антеннами, у которых активные и реактивные сопро-
тивления в широком диапазоне принимаемых частот изменяются
несущественно (антенны бегущей волны, ромбические и т. д.),
и р антеннами, обладающими резонансными свойствами, у кото-
рых активные и реактивные сопротивления резко изменяются
в диапазоне частот (штырь, симметричный вибратор и др.).
101
При работе с настроенными антеннами или с антеннами с мало
изменяющимися по диапазону характеристиками влияние пара-
метров таких антени на входной контур примерно одинаково во
всех точках диапазона рабочих частот, может быть учтено (вноси-
мое активное сопротивление) или скомпенсировано (вносимое ре-
активное сопротивление). В рассматриваемом случае сравнительно
легко решается задача согласования антенны как источника сиг-
нала и входа приемника как нагрузки.
В профессиональном приемнике между антенной и входом при-
емника обычно включается антенный фидер. В точках подключе-
ния антенны к фидеру и фидера к приемнику осуществляется со-
гласование. Если активное сопротивление антенны Ra равно
волновому сопротивлению фидера Ra — рф, то антенна непосред-
ственно подключается к фидеру. При таком подключении выход
фидера эквивалентен некоторому источнику Ес = Еа е внутрен-
ним сопротивлением Rc = рф. Если же сопротивление антенны
отличается от волнового сопротивления, то между антенной и
фидером должно быть подключено согласующее устройство с коэф-
фициентом трансформации
(3-76)
F гф
В этом случае выход фидера будет эквивалентен генератору
э.- д. с. Et = Ea/pa. с выходным сопротивлением /?с = рф.
Таким образом, настроенную Антенну, подключенную к при-
емнику непосредственно или через фидер, можно представить
в виде некоторого источника э. д. с. Ео с внутренним сопротивле-'
нием Rc. При работе с настроенными антеннами во входном уст-
ройстве используется транс^юрматорная или автотрансформатор-
ная связь. Первая предпочтительнее, так как при этом вход легко
• приспосабливается для работы как 6 несимметричными, так и
с симметричными антеннами. Эта связь дает возможность управ-
лять частотной зависимостью коэффициента передачи входного
устройства, делая его возрастающим или падающим с повышением
частоты. На входе приемника обычно реализуется режим согла-
сования выбором согласующего значения коэффициента трансфор-
мации
P1 = plc = ]/Lg-, (3-77)
где Gc = 1//?0 или G„ = 1/оф — выходная проводимость антенны
или антенного фидера как источника сигнала; GH = Go + p!GBX —
проводимость нагрузки, состоящая из проводимости резонанс-
ного контура Go = 1/(рэ(?о) с добротностью Qo и характеристи-
ческим сопротивлением рэ (причем значение этих величин можно
найти, пользуясь табл. 3-7 и формулой (3-73)) и pjG^ — пересчи-
танной к контуру через коэффициент трансформации рг проводи-
мости входа первого каскада, которая для каждой конкретной
102
схемы включения электронного прибора определяется по фор-
мулам гл. 5.
При двухконтурном входном устройстве согласующее значение
коэффициента трансформации
n _ п ___1/" Gqi (1 + Я2) 13-781
Pl — Pia — у Gc (1 — П2) ’ J
где г) — параметр связи при согласовании (обычно т| < 1); GOi —
резонансная проводимость первого контура входного устройства.
Режим согласования обычно реализуется на средней частоте
каждого поддиапазона. В этой точке коэффициент передачи будет
иметь максимальное значение, несколько снижаясь к краям под-
диапазона. Допустимое уменьшение на краях не должно превы-
шать 20%. Это означает, что коэффициенты трансформации и рас-
согласования по поддиапазону следует выбирать равными:
на средней частоте — р1с и а = 1;
на крайних частотах pt р1е 0,5р1с, (3-79)
т. е. а Гй= 0,5.
В некоторых редких для приемников КВ-диапазопа случаях
с целью получения наилучшей чувствительности прибегают к ре-
жиму оптимального рассогласования по шумам путем выбора
коэффициента трансформации
Р1 = Р1 опт = «0птР1с. (3'8°)
причем значение аопт ориентировочно составляет 1,5—2,0 и может
быть рассчитано по формуле
Допт = 1/1 + [ 1 + , (3-81)
«Л L GH J
где Gh = + GBX — пересчитанная ко входу электронного при-
бора проводимость нагрузки; и /пх— шумовые Параметры
электронного прибора.
При работе с ненастроенными антеннами следует считаться
с тем, что антенна вносит в контур не только активное, но и ре-
активное сопротивления, которые к тому же резко изменяются
в диапазоне частот. Влияние параметров таких антенн различно
в разных участках диапазона рабочих частот приемника, что не-
обходимо учитывать. Трудности состоят в том, что если в одних
точках диапазона влияние может быть учтено и скомпенсировано,
то в других точках компенсация оказывается неполной.
Для связи с ненастроенными антеннами в приемниках исполь-
зуется емкостная, трансформаторная или комбинированная связь.
При выборе коэффициента трансформации pt исходят из того,
что связь должна быть настолько слабой, чтобы в худших точках
.каждого поддиапазона полоса пропускания за счет вносимого
активного сопротивления расширялась не более чем на 25%,
а сдвиг частоты настройки за счет вносимого реактивного сопро-
103
тивления не превышал 50% от полосы пропускания. Для этого
при расчете структурной схемы следует брать рх « 0,5р1в, а учи-
тывая необходимый запас
₽!« (0,2 -4- 0,4) р10, т. е. а с 0,2 -4- 0,4. (3-82)
При этом надо считаться с возможным уменьшением коэффи-
циента передачи на 30—60% и более по сравнению с его значением
при согласовании.
Если известны параметры антенны Ra и Ся на верхней'и ниж-
ней частотах поддиапазона, то на верхней частоте берут пре-
дельно допустимую связь pt = 0,5р1с (а = 0,5), а на нижней
частоте коэффициент рассогласования рассчитывается по формуле
а =
’ “ИЯ
(3-83)
где qc — Са1/Саа — отношение емкостей антенны на верхней
и нижней частотах, qe = Gal/Ga2 — отношение проводимостей
^Ga — да% a j соответственно на верхней и нижней частотах
поддиапазона, &пд — коэффициент перекрытия поддиапазона по
частоте.
При выборе коэффициента трансформации р2 между избира-
тельной системой входного устройства и входом первого каскада
исходят из следующего.
Коэффициент трансформации р2 выбирается из условия обес-
печения возможно более равномерного значения коэффициента
передачи при переходе от одного поддиапазона к другому. Для
этого на верхнем поддиапазоне значение р2 берется максимально
возможным (для ламп и полевых транзисторов р2 = 1), а для каж-
дого предшествующего — свое, все меньшее значение, обеспечи-
вающее выравнивание коэффициента передачи по диапазону.
Связь первого каскада с контуром должна выбираться из усло-
вия уменьшения влияния входных активного и реактивного со-
противлений первого каскада приемника на входной контур. При
этом исходят из того, чтобы за счет вносимых в контур входной
активной проводимости и входной емкости соответствующие пара-
метры контура не увеличивались более чем на 10—20%, т. е.
PiGm с (0,14-0,2) Gij и р2Свх < (0,14-0,2) Спост, где величина
Споет = Смин + Сп + CL + См, т. е. состоит из минимальной
емкости основного конденсатора, средней емкости подстроечного
конденсатора, паразитных емкостей катушки и монтажа. Ориен-
тировочное значение ее можно взять из табл. 3-7. Уменьшение
влияния входа возможно в том случае, если коэффициент транс-
формации рг выбран из условий:
ft=‘|/‘(0’l.;0’2) G°; р2 = 1/ L°±±0’2).£2°cjt (3-84)
» ^ВХ F Ьвх
104
:№ Следует иметь в виду, что при относительно большом входном сопротивлении усилительного прибора, т. е. прн условии Овх «С Go, и относительно малой входной емкости, которую можно компенсировать подстройкой контура, обычно применяют полное подключение усилительного прибора к контуру, т. е. р2=1. (3-85)
При использовании высокочастотных ламп и полевых транзисто- ров, имеющих большие входные сопротивления и малые входные
емкости, в коротковолновом диапазоне обычно применяется пол- ное включение (р2 = 1). /
Если входная проводимость первого каскада сильно шунти- рует контур входного устройства, т. е. если GBX соизмеримо с Go, то коэффициент трансформации рг может выбираться либо из условия обеспечения заданной полосы пропускания, либо из условия получения режима оптимального согласования по шумам. Для получения заданной полосы AFBX при согласований на входе (а — 1):
«•)’ (М6>
jM|r где dBX = рэбвх и d0 — psG0 — затухания. В случае обеспечения режима оптимального согласования по
jagg* ' л шумам в схемах на лампах или полевых транзисторах
ipb Pi = Рг опт 1/ -т/ (<вх-1)0вх _Gb ’ <3'87) В схемах на биполярных транзисторах при одноконтурном входном устройстве
Ж ’iW«4i<<’ if » ' * ® . _ / 2G„1/-Ja- Pi = Pi опт = 1 / ^-7=. (3-88) 1/ i_Gbx1/^
\N ?Я; }Л(/=н При двухконтурном входном устройстве и биполярном тран- зисторе на входе
ft' - р2-Р20ПТ-|/ (3-89) Шумовые параметры /?ш и Сш в формулах (3-87)—(3-89) бе- рутся из справочников или могут быть вычислены по формулам (3-67) или (3-68).
10В
4. Структура тракта по требованиям чувствительности
Техническим заданием на проектирование чувствительность
собственно радиоприемника может быть задана в единицах удель-
ной мощности va ( kTо, мощности Рл (Вт) или электродвижу-
щей силы Еа (мкВ), а именно [27 ]:
в единицах удельной мощности (kT0 или Вт/Гц)
va == ^общУ£. |
va = )
в единицах мощности (Вт).
Ра = £Te AF^^Wyfr
в единицах э. д. с. (мкВ)
= -Ф-/Л^.об[Лобщ/?а.
(3-90)
(3-91)
(3-92)
В формулах (3-90)—(3-92) коэффициенты Уобщ, Т> £ — без-
размерные величины, значение которых поясняется ниже:
£Го = 4-1О-21 Вт/Гц — произведение постоянной Больцмана
k= 1,38-10-23 Дж/К и комнатной температуры То = 290 К;
АГэф. Общ — эффективная шумовая полоса радиотракта прием-
ника, которая в формуле (3-91) выражается в Гц, а в (3-92)— в кГц;
/?а — сопротивление антенны или антенного фидера в формуле
(3-92), в кОм.
Необходимое для нормальной работы оконечного устройства
отношение сигнал-шум на выходе приемника характеризуется
коэффициентами:
У = (Рс/Рш)вых — по мощности;
Р = ]/у = — по напряжению.
Это отношение определяется требованиями к качеству приема
информации и зависит от вида модуляции, рода первичного сиг-
нала и способа регистрации сигнала на приемном конце. Обычно
необходимое значение у или р определяется техническим заданием.
Если этого не сделано, то расчет можно вести либо на пороговую
чувствительность (у = 1, р = 1),. что обеспечивает запас, либо
можно задаться значениями у или р, приведенными в табл. 3-8.
В этой таблице даны примерные значения у и р, необходимые
соответственно для удовлетворительного и хорошего приема.
Коэффициент £ характеризует зависимость отношения мощ-
„ ( Рс \ / Рс \
ностеи (—— ) на выходе детектора от отношения I )
\ Рш / вых \ < ш / вх
на его входе. Эта функция выражается различным образом для
радиосигналов Ъ разными видами модуляции.
106
Таблица 3-8
Необходимое превышение сигнала над шумом на выходе
приемника
Вид сигнала и способ регистрации Коэффициент превышения:
по мощности V по напряже- нию 3
Радиотелефонная связь: а) с AM б) с ЧМ в) с ОМ Радиотелеграфная связь: а) при приеме на слух б) при буквопечатающем приеме 4—16 4—9 0,5—4 9—100 . 3—1Q 2—4 2-3 0,7—2 3—10
При приеме сигналов амплитудной модуляции с коэффициентом
модуляции таы и линейном детектировании принимаемого сигнала
£ ’ (3-93)
2 таи
Если полоса пропускания радиотракта и тракта низкой ча-
стоты согласованы со спектром принимаемого сигнала, то &Fn
2 ДЕИЧ и тогда
’ т. е. П = (3-94)
-V таы С.
что надо учесть при расчете по формуле (3-92). При приеме теле-
фонных сигналов берется среднее значение коэффициента моду-
ляции таи — 0,3. В случае слухового приема телеграфных ампли-
тудно-манипулированных сигналов коэффициент модуляции
/Пам == 1.
При приеме сигналов частотной модуляции с коэффициентом
модуляции тчи коэффициент
s = или = (3’95)
3zn4M к Зтчм
•что также следует отразить в формуле (3-92). При приеме теле-
фонных сигналов коэффициент частотной модуляции /пчм —
Д/со О.ЗД fm .
р а при приеме телеграфных сигналов тч„ =
г макс “ макс
— w д -L —— где Fuait.— максимальная частота моду-
Гмакс * г макс
ляции для телефонного сигнала, определяемая по табл. 2-2, а для
телеграфного — формулой (2-27), величина Fd — частотный сдвиг,
Д/т — девиация частоты.
107
При приеме сигналов однополосной модуляции
£=1. (3-96)-
Эффективная шумовая полоса приемника А/7 эф. общ. несколько
отличается от общей полосы пропускания приемника. При точ-
ном расчете необходимые поправки могут быть сделаны с учетом
данных табл. 3-9, где приведены значения отношения — об1й-
Ы общ
для различных типов схем и разного числа каскадов. Из таблицы
можно видеть, что эффективная шумовая полоса несколько шире
общей полосы пропускания. Однако при большом числе каскадов,
а тем более при использовании в радиотракте ФОС с высокой пря-
моугольностью характеристики избирательности, это расширение
не превышает 5—10%, т. е.
Д^.общ^а.Об-г-МОМГоац. (3-97)
При расчете чувствительности в случае приема сигналов каж-
дого конкретного вида модуляции в формулы (3-91) или (3-92)
надо подставлять определенную для этого вида сигнала полосу
радиотракта (см. гл. 2, § 2-4) с учетом (3-97) или полосу про-
пускания фильтра основной селекции, включаемого при приеме
этого вида сигнала.
Для определения чувствительности приемника в любых задан-
ных техническим заданием (ТЗ) единицах по формулам (3-90),
(3-91) или (3-92) необходимо иметь данные о коэффициенте шума
приемника в худшей по чувствительности точке диапазона. В об-
щем виде коэффициент шума приемника выражается формулой:
л,««-1<^(4'* + т7Г + ^- + -)' ,3-981
где N 1( N2, ... — коэффициенты шума первого, второго и после-
дующих каскадов, Крвх., Кръ Крг, ••• — коэффициенты передачи
по мощности входного устройства, первого, второго и т. д. ка-
скадов. •
Из формулы (3-98) можно видеть, что коэффициент шума. и,
следовательно, чувствительность приемника определяются глав-
ным образом входным устройством и первым каскадом приемника.
Каждый последующий каскад влияет на коэффициент шума тем
меньше, чем большее усиление по мощности имеют предшествую- •
щие ему каскады. Следует отметить, что формулой (3-98) с раздель-
ным учетом входного устройства можно пользоваться только в том
случае, есЛи коэффициент шума первого каскада учитывает
только шумы электронного прибора без входного устройства. Это
значение АГх для полевых и биполярных транзисторов очень часто
непосредственно задается в справочной литературе. Тогда влияние
входного устройства на общий коэффициент шума учитывается
ослаблением. 1/Крвх, обратным коэффициенту передачи по мощ-
108
ностн. Коэффициент передачи входного устройства по мощности
рассчитывается по формулам [27 ]:
G*
Кр вх = Квх о —Q-; (3-99)
<з-юо)
где Квх 0 — коэффициент передачи входного устройства по на-
пряжению; Сэ = plGc + Go + рЮвх = plG0 + GB — результи-
рующая проводимость входного устройства, состоящая из прово-
димостей контура Go и проводимостей, вносимых со сторойы ан-
тенны и входа первого каскада [см. пояснения к формуле (3-77)1;
би — Go + p2GBx — проводимость нагрузки антенны как источ-
ника сигнала, состоящая из проводимости контура и проводи-
мости, пересчитанной со стороны входа; G3 = G3/p% — пересчи-
танная ко входу первого каскада результирующая проводимость
входного устройства; а = pilpie — коэффициент рассогласова-
ния, выбор которого определяется условиями, приведенными выше,
в п. 3 этого параграфа.
Входное устройство должно обладать возможно большим коэф-
фициентом передачи по мощности КРвх. Во входное устройство
не следует вводить цепи с активными потерями, по возможности
использовать контуры с высокой добротностью, осуществлять,
если это допустимо, режим согласования на входе. Если от прием-
ника требуется высокая чувствительность даже в ущерб другим
параметрам, используют простейшие одноконтурные входные уст-
ройства, При этом в формулу (3-99) подставляется коэффициент
передачи по напряжению одноконтурного входного устройства,
который при любом режиме на входе выражается в виде
^вх О (D — 1_|_а2 ^вх. с» (3-101)
причем коэффициент передачи в режиме согласования прн работе
с настроенной антенной
а при работе с ненастроенной антенной
..(3-103)
где
|УС|=/Ч+В5 О.-’тНгУ. B.—grhp-
> Таким образом, для повышения чувствительности стремятся
к режиму согласования на входе и используют простейшие одно-
109
контурные входные устройства. Если же требования по чувстви-
тельности нежесткие, но вместе о тем предъявляются очень серьез-
ные требования по многосигнальной избирательности, приходится
ставить двухконтурное и даже трехконтурное входное устройство.
При этом следует считаться с существенным уменьшением коэф-
фициента передачи, которое соответственно при критической и
отличной от критической связях между контурами учитывается
соотношениями:
для двухконтурного входного устройства
Лвх0(2)»=*у Лвх0(1); /СвхО {2) /<ВХ 0(1)! (3-104)
для трехконтуриого
ЛвХ 0{3) ^ВХ» (I)! КвХ 0 (3) j 2г)^~ ^вх 0 0)' (3-105)
Соответствующие значения /Свх(2) или Как(3) надо подставить
в формулу (3-99). Установка двухконтурного, а тем более трех-
контурного входного устройства приводит к уменьшению коэффи-
циента передачи по мощности входного устройства и соответствую-
щему резкому ухудшению чувствительности приемника. При ори-
ентировочных расчетах можно полагать, что для одноконтурных
входных устройств Квх0 (1) = 4-т-б, а для двухконтурных Квх0(2) =
»= 2-т-З.
Для расчета А^общ надо знать значения коэффициентов шума Nlt
N3, ... и коэффициентов усиления по мощности КР1, Кп, ...
хотя бы первых каскадов. На этапе расчета структурной.схемы,
учитывая относительную сложность расчета, полагают, что чув-
ствительность приемника в основном определяется шумами пер-
вого каскада, и-принимают
+ =(hl-1.2)A\. (3-106)
Это вполне допустимо, если коэффициенты усиления по мощ-
ности первых каскадов по крайней мере больше 10—20, а их коэф-
фициенты шума соизмеримы. Это в коротковолновых профессио-
нальных приемниках при использовании современных усилитель-
ных приборов обычно выполняется. Тогда
(3-107)
где АГХ—коэффициент шума усилительного прибора первого
каскада приемника.
Более частым, в особенности при применении ламп и полевых
транзисторов, является положение, когда в справочной литера-
туре задается ие непосредственно коэффициент шума У г, а шумо-
вые параметры усилительного прибора /?ш, бш, taK и др. Тогда
110
предварительно по приводимым ниже формулам следует подсчи-
тать совместный коэффициент шума Л\ входного устройства
и усилительного прибора. С учетом этого общий коэффициент
шума приемника
ЛГобщ = (1,14-1,2) ЛГЬ (3-108)
где ЛГг — коэффициент шума совместно входного устройства и
усилительного каскада.
Для расчета совместного коэффициента шума одноконтурного
входного устройства и первого каскада ниже приводятся соответ-
ствующие формулы:
а) для лампового каскада [27 ]
ЛГД = 1 4- -gg- 4- + 7?ш + G? + Gb-?)2.. ; ' (3-109)
Gc Gc Gc
б) для каскада на полевом транзисторе [47]
^=14-4-4-+ R ..(Gc+g6+Gbx)2 (3110
/ в) для каскада на биполярном транзисторе [7)
Л,-' + й+---------oj-----+----------О’,------+
, гЬВ1х О + °ц/б) ( D (G'c + Gq +Gbx)2 /Q1114
Н” n,f “Г (У' * (м-1 11)
мс °C
В этих формулах G'c = -Q- Gc, Gq — -^-, Gbk — соответ-
Pi Pi
ственно проводимости антенны как источника сигнала, контура
и входа первого каскада, пересчитанные ко входу усилительного
црйбора; Rm, tBX, бш — шумовые параметры усилительных при-
боров, определяемые по формулам (3-67) и (3-68) или находимые
в справочнике. Сопротивление г’б— распределенное сопротивле-
ние базы биполярного транзистора. Для биполярного транзи-
стора можно принять 0вх Оц и Ввх (pC1u т. е. что входные
активная и реактивная проводимости определяются соответствую-
щими входной проводимостью и входной емкостью в режиме ко-
роткого замыкания на выходе (см. формулы в гл. 5). При исполь-
зовании ламп относительная температура шума входа /вх — Зч-5,
а в полевых транзисторах, как можно видеть из сравнения (3-109)
и (3-110), /вх = 1.
При расчете структурной схемы приемника с радиолампами
или полевыми транзисторами в тракте сигнальной частоты удоб-
нее пользоваться несколько видоизмененной формулой для коэф-
111
^ициента шума, объединяющей формулы (3-109) и (3-110), а именно
.27]:
N1== 1 + А-р (3-112)
где GBX — входная проводимость первого каскада с учетом схемы
его включения; G'a == -^- ф- — пересчитанная ко входу пер-
вого каскада проводимость нагрузки; Rm и tBX — шумовые пара-
метры лампы или полевого транзистора, определяемые по фор-
мулам (3-67); а — pjpia — коэффициент рассогласования, ко-
торым задаются в соответствии с рекомендациями п. 3 настоя-
щего параграфа.
Расчет коэффициента шума JVj следует произвести в худшей
по чувствительности точке диапазона. Для этого необходимо:
а) оценить характер изменения коэффициента передачи вход-
ного устройства в поддиапазонах (который для каждого вида
связи — емкостной, автотрансформаторной, трансформаторной —
имеет вполне определенный вид) и найти частоту, на которой коэф-
фициент передачи имеет наименьшее значение, а коэффициент
шума будет самый большой;
б) установить, на каких частотах производится' согласование
и определить чувствительность на частоте наибольшего рассогла-
сования (если согласование в середине поддиапазонов, то худшая
точка по рассогласованию будет на краю).
Если лампа или полевой транзистор заданы шумовыми пара-
метрами 7?ш, /вх и необходимо применить двухконтурное вход-
ное устройство, то коэффициент шума [21]
ДГ _ бэ! (^вх — ЦСвх+Qa °э! . .
<ГС о; чк;, +
+ , (3.i в,
где G'3i — Gsi/pl, G's2 = G^/pS — пересчитанные ко входу пер-
вого каскада результирующие проводимости первого G3i =piGc 4-
+ Goi и второго G32 = Gw + ргбвх контуров; G^ = -^-Gc—
Р2
пересчитанная ко входу первого каскада проводимость антенны;
^св .
j] = -т- == — параметр связи между контурами (при расчете
г ^Э1 «эа
можно брать ц 1).
б. Структура тракта по требованиям односигнальной
избирательности
Техническим заданием устанавливаются требования ослабле-
ния побочных каналов приёма первого преобразования частоты:
ослабление помех по первому зеркальному каналу, по первой прб-
112
* .межуточной частоте и других наиболее опасных для данного при-
емника помех по побочным каналам, частоты которых в общем слу-
чае определяются формулой [21, 27]:
+ (3-114)
. причем fc = f0, fr — flr; a,$, m, n — ± (0, 1, 2, 3, ...) — числовые
коэффициенты, определяющие вид побочного преобразования ча-
стоты.
Общее ослабление помехи на частоте /пк любого побочного ка-
нала в тракте сигнальной частоты определяется ослаблением в из-
бирательных системах входного устройства Овх (/|1К) и в каскадах
усиления сигнальной частоты О1усч (/пк), D2yc4 (fnK),...,Dn ус, (/Як):
D = Овх (fm) D. усч (fm) D2 усч (fm) ...Dn усч (fnK) > DT.3, (3-115)
T. e. ослабление D (f„K) должно быть равно или больше требуе-
мого DT>S техническим заданием.
Ослабление помехи на частоте f„K в одиночном контуре, на-
строенном ца частоту f0, составляет
£> == / 1 -j- а2 = /1 4- (6Q3)2. (3-116)
При использовании двухконтурного фильтра, настроенного на
частоту fQ, ослабление помехи на частоте /пк составляет
D = + 2*2 <1 - + 0 + =
= 4 VM)1 + 2 (^э)2 (1 - п2) + (1 + пТ- (3-117)
В формулах (3-116) и (3-117) приняты следующие обозначения:
а = 6Q9 — обобщенная расстройка; б = ---= -° А^П|<—-
/0. /ПК /о
-----------относительная расстройка; Д/п — fnii — fQ — абсо-
Iо "Г пк
лютная расстройка побочного канала; r| = kCBQ3 — параметр
связи между контурами; А =1 + г]а при r| с 1 и А = 2т) при
И > 1.
Задача расчета ослабления побочных каналов состоит в том,
чтобы для заданных ТЗ частот /пк побочных каналов найти ослаб-
-ление, равное или превышающее требуемое, выбирая вид, доброт-
ность, количество и распределение резонансных систем в тракте.
Следует при этом иметь в виду, что добротности резонансных систем
входного устройства Q9.BX и каждого из каскадов усиления сиг-
113
нальной частоты Q3iC, в общем случае различны. Порядок зада-
ния величиной добротности изложен в п. 2 настоящего параграфа.
Для определения возможных величин Q3, Сч и Q3t вх следует вос-
пользоваться формулами (3-74) и (3-75), а также табл. 3-7.
Ослабление помехи по первому зеркальному каналу зависит от
вида, количества и добротности резонансных систем в тракте сиг-
нальной частоты, номинала первой промежуточной частоты и на-
стройки гетеродина (меньшее ослабление при верхней настройке).
Расчет ослабления помехи на частоте Д3 производится по фор-
муле (3-115).
Вначале выбирается простейший вариант — использование
одиночных резонансных контуров — и ослабление помехи каждым
контуром рассчитывается по формуле (3-116). Расчет ведется при
относительной расстройке
6 - -fy- - 4s- = ' и”' ~ -7—----> (3-П8)
/о /13 /о /о ± ‘/l пч
причем расстройка со знаком «плюс» относится к «верхней», а со
знаком «минус»— к «нижней» настройке гетеродина относительно
частоты настройки f0. Предварительно надо определить частоту
настройки /0, на которой ослабление будет наименьшим. Относи-
тельная расстройка 6 и ослабление D тем меньше, чем Меньше от-
ношение /1Пч//0. Если в'приемнике во всех поддиапазонах номи-
нал /1пч неизменен, расчет ведется на верхней частоте диапазона
приемника f0 = /о макс- Если же номинал /1Пч меняется скачками
при переходе от поддиапазона к поддиапазону или плавно в пре-
делах поддиапазона, надо найти частоту настройки /0, на которой
отношение /1П,//О будет наименьшим и произвести расчет ослаб-
ления в этой точке. Так как добротность контура во входном уст-
ройстве Q3. вх отличается от добротности контуров в усилительных
каскадах Q3. Сч» принимаемых одинаковыми, то расчет ослабле-
ния Ведется по формуле
D (Лз) = DBK (/13) [Dyc, (fjf-i > DT. 3 (f13), (3-119)
где п — число контуров в тракте сигнальной частоты, включая
входной, причем величиной Q3. Вх и Q3. сч следует задаться в соот-
ветствии с формулами (3-74) и (3-75). Задаваясь последовательно
числом контуров в тракте п, находят такое п, при котором выпол-
няется неравенство (3-119). Число одиночных контуров в тракте
сигнальной частоты обычно не должно превышать трех: один на
входе, два в нагрузке двух каскадов УСЧ.
Если одиночными контурами выполнить требование техниче-
ского задания не удается, следует использовать двухконтурные
фильтры. При установке двухконтурного фильтра во входном
устройстве надо считаться в ухудшением чувствительности и при
114
этом вследствие различия добротностей первого и второго контура
в формулу (3-117) подставить значение добротности
<?э = /<?эГвх<2э.сч. (3-120)
где Фэ.вх и Qs. сч — результирующие добротности первого и вто-
рого контуров.
Если двухконтурный фильтр используется в нагрузке каска-
дов УСЧ, то можно полагать Q31 = Q3i = Q3.C4 = Значение
параметра связи берется равным г) = 1 или больше критического
И = 1,5-т-2,0.
Ослабление помехи по первой промежуточной частоте зависит
от вида, количества и добротности резонансных систем в тракте
и номинала первой промежуточнойг частоты. Расчет ослабления
помехи на частоте /1ПЧ ведется по формуле (3-115).
Как и при расчете ослабления зеркальной помехи, расчет по-
давления на частоте /1ПЧ вначале производится в предположении
использования в тракте сигнальной частоты одиночных контуров.
Ослабление помехи каждым контуром определяется по формуле
(3-116) при относительной расстройке
6 = (3-121)
/о 11 пч
Расчет ведется на худшей с точки зрения подавления помехи
частоте настройки /0. Самой опасной частотой настройки является
точка диапазона приемника, ближайшая к номинальному значе-
нию /1пч. При неизменном значении /1ПЧ и преобразовании с пере-
носом спектра «вниз» самой опасной точкой будет нижняя частота
диапазона f0 — /Омни. При переносе спектра «вверх» — верхняя
частота диапазона рабочих частот fQ = f0Ma).c. Если по поддиапа-
зонам и в пределах поддиапазона значение 71п, меняется, то при
переносе спектра «вниз» самой опасной точкой будет частота f0,
при которой отношение максимально, а при переносе
спектра «вверх» — частота /0, при которой отношение
минимально. Добротностями контуров Q3 вх и Q3t сч следует за-
даться теми же, которые прйнимались при расчете ослабления
первого зеркального канала. Общее ослабление помехи
D (F1 пч) = DBX (k пч) [DyC4 (К ПЧ)Г-' > DT. 3 (А „,), (3-122)
где числом контуров п надо последовательно задаваться до выпол-
нения неравенства.
Если требования ослабления приемлемым числом одиночных
контуров выполнить не удается, применяют двухконтурные
фильтры и расчет ведут так же, как и при расчете ослабления
помехи первого зеркального канала.
116
Прн расчете ослабления помехи по /1Пч на нижней частоте
диапазона приемника /0 — /Омвн следует учитывать, чтобы прн
выбранных добротностях контуров не суживалась полоса пропу-
скания тракта &РСЧ, т. е.
(3-123>
где Y (п) — функция, зависящая от числа контуров п в тракте
и определяемая по табл. 3-9.
Если первоначально взятое значение добротности превышает
допустимое условием (3-123), то следует положить худшее значе-
ние добротности контуров преселектора в первом поддиапазоне.
Это практически часто выполняется, имея в виду худшую доброт-
ность катушки контура первого поддиапазона, имеющей большое
число витков в обмотке.
Расчет ослабления по другим побочным каналам, определен-
ным техническим заданием и структурой приемника, производится
аналогично расчету ослабления по первому зеркальному каналу
и каналу по первой промежуточной частоте. В результате расче-
тов Определяется вид, количество и добротности резонансных гн-
етем в тракте, при которых обеспечивается выполнение требова-
ний ослабления всех видов побочных каналов приема.
6, Структура тракта по требованиям миогосигнальной
избирательности
Одной из самых важных задач тракта сигнальной частоты яв-
ляется ослабление нелинейных эффектов в приемнике при одновре-
менном воздействии на его вход сигнала и относительно сильной
помехи. Эта задача решается путем выбора электронных приборов
с хорошими нелинейными параметрами, ослаблением помехи до
входа каждого электронного прибора избирательными системами
тракта и входным аттенюатором, а также ограничением усиления
в каскадах тракта сигнальной частоты.
Техническим заданием может даваться уровень помехи в ан-
тенне Еа.„ и ее абсолютная Д/п или относительная Д/п//0 рас-
стройка от рабочей частоты приемника, при котором коэффициенты
блокирования Лбл.общ, перекрестной Лпер.общ или взаимной
Лвз.общ модуляции не .должны превышать заданных норм. Иногда
требования на блокирование или перекрестную модуляцию даются
соответственно полосой блокирования или перекрестной модуля-
ции, определяемой при заданном превышении Еа_п/Еа-С помехи
над сигналом при обусловленном значении К6л. о6щ и Кпер. общ-
Требования на взаимную модуляцию часто задаются динамиче-
ским диапазоном Двз = 20 1g -ра' при котором при действии,
двух помех одинакового уровня = Еа.вЯ коэффициент
взаимной модуляции Квз = 1, а нижняя граница ЕафШ опреде-
116
ляется уровнем собственных шумов или считается равной одному
Ж; йнкровольту. Следовательно, уровень помехи в антенне £а<п либо
дается непосредственно, либо может быть определен по заданному
превышению помехи над сигналом, либо по заданному динамиче-
ggbскому диапазону. Данными также должны являться допустимые
№р- урОВНН нелинейных ЭффеКТОВ — Коэффициенты Лбл.общ, Лпер.общ
или Лвз. общ Для приемника в целом. Исходя из этого задача рас-
чета состоит в том, чтобы:
а) определить допустимое значение коэффициентов Лбл- ь ЛперЛ,
KB3i на каждый каскад;
б) определить допустимый уровень помехи Un ^ на входе
каждого каскада при присущих ему нелинейных параметрах и
избранном режиме;
в) найти или задаться параметрами избирательных систем,
стоящих до входа этого каскада и обеспечивающих необходимое
ослабление помехи;
г) уточнить допустимые значения коэффициентов усиления
в каскадах по условиям многосигнальной избирательности.
Степень влияния нелинейности усилительного прибора на
многосигнальную избирательность зависит не только от нелиней-
ных свойств данного прибора, но н его местоположения относи-
тельно входа. Влияние нелинейности усилительных приборов пер-
вых каскадов приемника, стоящих до фильтра основной селекции
в тракте первой или основной промежуточной частоты, часто яв-
ляется определяющим. Эти каскады, особенно входные, слабо за-
щищены от помех относительно широкополосными избиратель-
ными системами, стоящими до их входов. Влияние нелинейности
каскадов, стоящих после фильтра основной селекции, оказывает
значительно меньшее, а иногда пренебрежительно малое влияние
на процессы нелинейного взаимодействия. Вследствие этого можно
в первом приближении при расчете, структурной схемы учитывать
нелинейные эффекты только в каскадах тракта сигнальной ча-
стоты и в первом преобразователе (особенно если в нагрузке по-
следнего стоит фильтр с хорошими характеристиками избиратель-
ности). Это дает возможность распределить нормы на нелинейные
эффекты на ограниченное число каскадов, например п — пСч + 1,
Где псч — число каскадов усилителя сигнальной частоты. Если
одна и та же степень блокирования, перекрестной или взаимной
модуляции достигается в каскадах одновременно, то допустимые
значения для каждого каскада'определяются следующим обра-
зом [27]:
Лбл 1 — V I + Лбл. общ — 1 ’>
Лоер 1 V I “|~ Лпер общ »
. 1 + Квз. общ .
Лвз1~ ут
(3-124)
117
Затем при избранном электронном приборе, т. е. при известных
его нелинейных параметрах может быть определено допустимое
значение напряжения на входе этого прибора:
£Лпп (доп) "С
]/4Лбл14-
— при блокировании;
У2Кпер1-^
— при перекрестной модуляции;
]Лквз r A Umc
— при взаимной модуляции 2-го порядка;
У 8KP3t-^u-nc
— при взаимной модуляции 3-го порядка.
Фактическое значение напряжения помехи на входе усилитель-
ного прибора 1-го каскада определяется как произведение задан-
ного напряжения помехи £а>п в антенне на коэффициент передачи
входного устройства на частоте помехи .5ВХ ° т. е.
^*вх (/п)
Umni = Ea,a-^, (3-126)
^ВХ Viu
где Квх о — коэффициент передачи входного устройства на ре-
зонансной частоте, определяемый по формулам (3-101)—(3-103)
при одноконтурном входном устройстве и по формулам (3-104) и
(3-105) — при двухконтурном; Ьвх (/п) — ослабление помехи во
входном устройстве при заданной абсолютной Д/п или. относи-
тельной А/п//п расстройке, которое может быть подсчитано по
фюрмулам (3-116) или (3-117).
Относительная расстройка 6 полагается равной:
6 = А/п ~ Т-Лг- = ~ ~7---(3-127)
fa fo + &fn \ fo J (* "Ь ~~)
а добротности Q3 должны браться те же, что были выбраны при
расчете чувствительности и односигнальной избирательности, при-
чем если задана абсолютная расстройку Afn, то определение 6
и расчет DBX (/п) должны вестись на верхней частоте диапа-
зона f о f макс* 4
Если рассчитанное по формуле (3-126) фактическое напряже-
ние помехи на входе первого каскада при применении одноконтур-
ного входного устройства меньше допустимого, определенного по
118
I формуле (3-125), то требование выполнено. Если же окажется, что
фактическое напряжение помехи больше допустимого, следует по-
ставить двухконтурное входное устройство и повторить расчет
о учетом уменьшения коэффициента передачи, даваемого двух-
контурным фильтром (3-104), и увеличения ослабления помехи,
определяемого по формуле (3-117). В некоторых, правда редких,
случаях ставят трехконтурное входное устройство.
Напряжение помехи на входе усилительного прибора второго
каскада подсчитывается по формуле:
11 __11 ^1» —р Квхо Kto П.19Щ
^mn2-^mnl Di qj ~ С а. п {fn} Di(fn} , Р
-где Kio — коэффициент усиления первого каскада, (fa) —
ослабление помехи избирательной системой первого каскада.
. Рассчитанное фактическое значение помехи итпЯ не должно
превышать допустимого, определенного по формулам (3-125) при
выбранных параметрах нелинейности усилительного прибора этого
каскада. Если при использовании одноконтурной нагрузки ослаб-
ление Di (/„) недостаточно, следует в нагрузке первого каскада
использовать двухконтурный фильтр или уменьшить усиление
этого каскада в пределах, допустимых ухудшением чувствитель-
ности.
Напряжение помехи на входе любого n-го усилительного при-
бора
[г р Квхо___Kia K(n-j)» /п .nqv
mn« Са.п рах(/п) Dj (/п) * ’ * Dn.t(fn) * V3*1"'
Это напряжение не должно превышать допустимого (3-125), для
чего соответственно следует уменьшать коэффициенты усиления и
увеличивать ослабление в предшествующих каскадах.
При выборе электронных приборов, определении необходимых
коэффициента усиления и избирательных свойств каскадов УСЧ
следует стремиться к тому, чтобы коэффициенты передачи помехи
в каждом /-м каскаде удовлетворяли условию (3-132).
. 7,'Уточнение распределения усиления и избирательности
между каскадами тракта
gj. Из предшествующих расчетов может выявиться противоречие
Г, в распределении усиления и избирательности между каскадами
К тракта. Это противоречие обусловливается тем, что:
|р а) по требованиям многосигнальной избирательности во вход-
ном устройстве целесообразно использовать двух- и даже трех-
Р контурные фильтры, а коэффициенты передачи входного устрой-
I' ства и первого каскада приемника следует по возможности умень-
шать;
б) по требованиям чувствительности, наоборот, необходимо,
чтобы входное устройство и первый каскад приемника имели воз-
119
можно более высокие коэффициенты передачи, даже в ущерб из-
бирательности.
Окончательное решение вопроса распределения усиления и из-
бирательности в тракте зависит от требований к конкретному типу
приемника: либо выбор разумного компромисса, либо предпочте-
ние . чувствительности или многосигнальной избирательности,
либо использование адаптации входа в зависимости от условий
приема. Последнее реализуется путем изменения схемы входа.
Например, может_быть совмещен вариант повышенной многосиг-
нальной избирательности с двухконтурным входным устройством
и одним каскадом УСЧ с одноконтурной нагрузкой и вариант по-
вышенной чувствительности с одноконтурным входным устрой-
ством и Двумя каскадами УСЧ с одноконтурными нагрузками
в каждом каскаде.
В тракте в целом следует так распределить усиление и избира-
тельность, чтобы выдерживались неравенства: х
У^Е, сКсЧ = /2£а.сКвхК1 усч ... Хп усч |
< Uтс. вх. пр (доп),
ч/а р ^сч — 1/^9* F ^вх К-t усч Кп усч ’ 130)
V а' ” £>сч (/п) У а-” Овх (/n) Dt (/„) • • '£>„ (/„)
< Umn. вх. пр (доп)» . „
где £в,с — наихудшее значение чувствительности приемника,
указанное в техническом задании; £а<п — уровень помехи в'ан-
тенне, определенный требованиями к многосигнальной избиратель-
ности приемника; Хвх, Х1усч, .... Кпусч — резонансные коэф-
фициенты передачи соответственно входного устройства и каска-1
дов УСЧ-, (Jn), ..., Dn (fn)— ослабление помехи на
частоте /п соответственно во входном устройстве и каскадах УСЧ\
с.вх.пр (доп)> Um п. вх. пр (доп) допустимые значения хампли-
туды сигнала и помехи на входе преобразователя, определенные
в соответствии с указаниями п._1 § 3-3.
Усиление в первом каскаде УСЧ по требованиям чувствитель-
ности должно быть настолько большим, чтобы относительное уве-
личение шума за счет последующего каскада не превышало не-
которого значения £. Это возможно, если 137]:
iz 1 Г____________^2^э1 ~Ь Кщ2____ /Ч 12П
А1усч>|/ (р|/?Э1Вх + Яш1)(^-1) > .
где /?ш1 и Хцд — соответственно сопротивления шума усилитель-
ных приборов первого и второго каскадов; 7?ЭфВХ = РэСэ.вх и
/?Э1 = РэСэ. сч — результирующие сопротивления входного уст-
ройства и первого каскада; £ = 1,1—допустимый коэффи-
циент превышения.
Вместе с тем коэффициент усиления первого каскада УСЧ.по
требованиям многосигнальной избирательности должен быть воз-
120
ИкШможно менывим и по крайней мере не превышать значений, дик*
Ктуемых условием [21, 271:
К К1ус,<адп)|^-^7э (3-132)
р где (Х/ЗОх и (£/•$*)«— параметры нелинейности электронных
приборов соответственно первого и второго каскадов УСЧ',
НВ/ £>1 (/п) — ослабление помехи на частоте fn избирательной систе*
ИЙ,\мой, стоящей в нагрузке первого каскада. Если результаты рас-
|дЕЬ четов по условиям (3-131) и (3-132) противоречат друг другу, то
Кж. одним из путей разрешения этого противоречия является повыше*
ИЕкние £>i (/„) путем установки более сложной избирательной си-
ИЕйестемы в нагрузке первого каскада.
Иу Необходимость установки второго каскада УСЧ в приемнике
В может диктоваться следующими тремя основными причинами:
«К а) стремлением уменьшить влияние шумов преобразователя и
самым повысить чувствительность приемника;
б) требованием осуществить автоматическую регулировку уси*
КЖ ления в тракте сигнальной частоты на этом каскаде, так как охва-
К’ тывать регулировкой первый каскад нецелесообразно;
ИВ, в) использовать лампу или транзистор в качестве развязки
Б>' между контурами.
Во всех указанных случаях усиление и избирательность этого
каскада должны удовлетворять условиям, аналогичным (3-131)
К и (3-132), а общее усиление не должно превышать допустимого йе-
№ равенствами (3-130).
В 8-6. ОПРЕДЕЛЕНИЕ СОСТАВА ТРАКТА ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
№ ЧАСТОТЫ •
к; Тракт промежуточной частоты в зависимости от числа преобра-
ИЕь вований частоты подразделяется на тракты первой, второй и т. д.
промежуточных частот, последний из которых обычно является
трактом основной промежуточной частоты. В современных прйём-
Hk никах используется не более двух-трех преобразований частоты.
К Каждый из трактов состоит из преобразователя частоты и каска-
№ дов усиления соответствующей промежуточной частоты.
Ц? ' При нескольких преобразованиях частоты на тракты первых
Ц, промежуточных частот, кроме основных функций, возлагаются
к задачи подавления побочных компонентов последующего преобра-
К'- зования частоты. Требования к избирательности и усилению
№ в трактах предварительного (первого) [преобразования частоты и
К?, Ориентировочный состав этих трактов рассмотрены в § 3-4.
К.‘ На тракт основной промежуточной частоты возлагаются две ’
основные задачи: обеспечить основное усиление радиосигнала до
Детектора и основную избирательность приемника по соседним
s каналам приема. Эти требования должны быть сформулированы
при распределении усиления (3-63) н избирательности (3-45) и
121
(2-49) по трактам. Исходными данными для расчета тракта основ-
ной ПЧ являются: номинал основной промежуточной частоты
коэффициент усиления тракта Кт", полоса пропускания тракта
AFn4; необходимый коэффициент прямоугольное™ Кп, а также
дополнительные условия по равномерности амплитудно-частотной
и линейности фазо-частотной характеристик в пределах полосы и
переходной области.
Рис. 3-12; Варианты структурных схем тракта основной промежуточной
частоты: а —- схема 1-го типа] б — схема 2-го типа со взаимно-расстроен-
ными двойками каскадов; в — схема 2-го типа со взаимно-рассгроениыми
тройками каскадов; г — схема 3-го типа; д —• комбинированная схема
Задачами расчета структурной схемы тракта являются:
1) выбор типов электронных приборов в каскадах УПЧ и схем
их включения;
2) выбор типа схемы усилителя и числа каскадов;
3) выбор -основных параметров избирательных систем и сте-
пени связи избирательной системы с усилительными приборами;
4) расчет числа каскадов в тракте и необходимых параметров
одиночного каскада
Тракт основной промежуточной частоты в принципе может
быть построен по схемам (рис. 3-12):
1- го типа — с настроенными на одну частоту каскадами, каж-
дый из которых имеет одиночный контур в нагрузке (рис. 3-12, а);
2-го типа', а) с двойками взаимно-расстроенных каскадов ’ и
одиночными контурами в нагрузке всех каскадов (рис. 3-12, б);
б) с тройками взаимно-расстроенных каскадов и одиночными кон-
турами в нагрузке (рис. 3-12, в);
122
fe , 3-го типа — с настроенными на одну частоту каскадами, каж-
дай из которых в нагрузке имеет двухконтурнын фильтр
(рис. 3-12, г);
Комбинированной — с фильтром сосредоточенной селекции
(ФСС) в нагрузке первого, (и второго) каскада и в последующем
имеющая каскады, построенные по схеме 1- или 3-го типа, или ка-
' скады с резистивной нагрузкой (рис. 3-12, д).
л
1. Выбор типов электронных приборов и схем их включения
При выборе типов ламп или транзисторов для каскадов УПЧ
следует исходить из класса приемника, конкретных требований
по усилению и полосе пропускания, учитывать требования по
экономичности питания и предполагаемые источники питания,
а также требования к надежности, габаритам и массе приемника.
В первую очередь решается вопрос об 'Использовании ламп или
транзисторов и выборе их серии. Подход к этому вопросу анало-
гичен приведенному в п. 1 § 3-5 для приборов тракта сигнальной
частоты. Вместе с тем в силу того, что в тракте основной проме-
жуточной частоты электронные приборы главным образом выпол-
няют усилительные функции, а требования по шумовым и нелиней-
ным параметрам менее жесткие, чем в тракте сигнальной частоты,
соображения экономичности, надежности и габаритов предопре-
деляют предпочтительность использования, в УПЧ транзисторов —
биполярных или полевых.
При выборе конкретного типа лампы или транзистора для ка-
скадов УПЧ в первую очередь оцениваются усилительные свой-
ства, входные и выходные сопротивления и емкости и их разброс,
надежность, габариты, масса и стоимость. Для ламп и транзисто-
ров, стоящих во входных каскадах тракта, также важны доста-
точно хорошие шумовые и нелинейные параметры. Если в каска-
дах УПЧ предполагается использовать режимную регулировку,
характеристики прибора должны облегчать эту регулировку (на-
пример, надо выбирать лампы с переменной крутизной типа «К»).
Сопоставление ламп или транзисторов производится по следую-
щие усилительным параметрам'.
а) коэффициенту широкополосиости усиления, оцениваемому
отношением .
k = S
С , г----- или! 'с 4-С
Свх "Т С*ВЫХ Ь11 "Т ь22
б) устойчивости усиления, оцениваемой отношением S/CnD0.
или |Г21|/|У12|;
в) экономичности усиления, характеризуемой отношением
где JjP — суммарная мощность, потребляемая всеми
электродами.
Если эти параметры не даны в справочнике и их трудно на
основе имеющихся данных подсчитать, то выбор электронного
123
прибора производят по наибольшей крутизне S (проходной про-
водимости g21) и наименьшей проходной емкости Спрох (проход-
ной проводимости g12).
Электронные приборы для УПЧ должны иметь возможно боль-
шие входное /?вх и выходное /?вых сопротивления (соответственно
малые gn и g22 и их разброс), а также возможно меньшие вход-
ную Свх и выходную Свых (соответственно малые Оц и С22) ем-
кости и их разброс. Это обеспечит меньшее шунтирование избира-
тельных систем и меньшие вносимые в контура емкости.
Для биполярных транзисторов на этапе выбора электронных
приборов целесообразно рассчитать их входную GBX и выходную GBblx
проводимости, входную Свх и выходную Свых емкости, которые
они будут иметь на заданной промежуточной частоте fm. При вклю-
чении по схеме с общим эмиттером
бвх — — ^12К0,
^ВХ — Cjj С12Ко,
^ВЫХ ^22 >
^ВЫХ ^22>
причем вначале можно полагать
Ко — Ко уст — 0,42 ]/ (**1 j
(3-133)
(3-134) .
(3-135)
Величины G11( Cu, G22, C22, G12 и С1ъ рассчитываются по фор-
мулам гл. 5.
Выбираемый электронный прибор должен иметь возможно бо-
лее высокие предельные частоты по усилению и крутизне. Так, для
биполярных транзисторов выбор высокой предельной частоты по
усилению /р и крутизне fs fm обеспечивает устойчи-
вость параметров без использования цепей нейтрализации про-
ходной проводимости. Из биполярных транзисторов предпочти-
тельнее приборы, имеющие меньшую емкость коллектор—база Ск-в
и меньшее распределенное сопротивление базы г'б-
Шумовые и нелинейные параметры оценивают так же, как
и в приборах, используемых в усилителе сигнальной частоты.
В трактах промежуточной частоты приемников коротковолно-
вого диапазона схема включения определяется главным требова-
нией — высокого и устойчивого усиления. Этому требованию на
относительно невысоких промежуточных частотах удовлетворяют
схемы включения с общим катодом ОК, общим истоком ОИ и об-
щим эмиттером ОЭ. При необходимости согласования в тракте
е низкоомными цепями (фильтрами, кабелями) используют вклю-
чение с общим анодом ОА, общим коллектором ОК или общим сто-
ком ОС — катодный, эмиттерный, истоковый повторители.
124
Выбор типа усилителя и числа каскадов
При решении вопроса о типе усилителя и виде избирательных
ристем прежде всего оценивают — узкополосным или широкопо-
осным является проектируемый усилитель, а затем — насколько
^жесткие требования предъявляются к прямоугольности харак-
теристики избирательности. Условно усилитель считается узко-
полосным, если АГпЛпЧ < 0,1, и широкополосным, если
^AFnq//n4 >0,1. Прямоугольность характеристики усилителя счи-
тается высокой, если ее коэффициент прямоугольности Кп (1W) «1
2,0, и низкой, если Кп <юо) > 2,0. Кроме того, важно знать
'общее значение усиления, чтобы при выборе схемы число необ-
ходимых каскадов было приемлемым.
Схема 1-го типа (рис. 3-12, а) в принципе может использоваться
как в узкополосных, так и в широкополосных усилителях, ио
только в том случае, если требуется получить очень небольшое
‘усиление (не более 103) и требования по избирательности очень
низкие (Кп(юо) > 5-ь 7). Однако эта схема, самая простая в на-
стройке, обладает хорошей переходной характеристикой и имеет
С относительно очень устойчивые показатели (коэффициент усиле-
’ ния, полосу пропускания) при смене или нестабильности пара-
метров усилительных приборов.
Оба варианта схем 2-го типа (рис. 3-12, б, в) применяются
обычно только в широкополосных усилителях, к которым предъ-
является требование большого усиления (больше 105) и относи-
тельно высокой прямоугольности (Кп (ют) < 3,0-ь4,0). Схемы
этого типа сложны в настройке, критичны при смене и неста-
бильности электронных приборов. Схема с тройками взаимно-
it. расстроенных каскадов отличается большей широкополосностью
и лучшей прямоугольностью характеристики, чем схема с двой-
ками. В коротковолновых приемниках они практически не ис-
пользуются.
Схема 3-го типа (рис. 3-12, г) отличается лучшей прямоуголь-
ностью характеристики (Хп'(юо) < 2,5^-3,0) по сравнению со
схемами первого и второго типа, обладает устойчивыми пара-
метрами, обеспечивает усиление порядка 103—104 при приемлемом
числе каскадов (по усилению лучше схем первого типа и хуже схем
второго типа). Схема применяется в узкополосных усилителях.
Однако, ее использование возможно и в широкополосных схемах
при относительно небольшом усилении. /
Сопоставление схем по избирательности может быть произ-
ведено на основе приведенных в табл. 3-9 коэффициентов прямо-
угольности Кп но, Kn (100) и Ка (woo). При приемлемом числе
Каскадов (не более четырех—шести) рассматриваемые схемы
имеют коэффициент прямоугольности Кп ооо) не лучше 2,5—3,0.
Более жесткие требования к коэффициенту прямоугольности
К„(«о» < 2,0 ни одна схема даже при использовании десяти
, каскадов не может удовлетворить.
•Г
126
iae I 127
Таблица функций для анализа и расчета многокаскадных систем *
Таблица 3-9
Тип схемы Функция Значение функции при разном числе каскадов
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
Система с од- ноконтурными ¥ 1,000 1,000 1,553 1,961 2,299 2,593 2,858 3,100 3,324 3,534 3,733
каскадами, настроенными ф 2,414 7,546 27,93 117,3 544,5 2748 14 902 86 027 525 025
на одну частоту Кп <1в) 9,950 100,0 4,661 15,46 3,743 3,381 3,189 3,070 2,990 2,932 2,889 2,855
*п СХОО> 8,890 6,897 5,976 5,453 5,119 4,888 4,719 4,590
Кв (1000) 1000,0 49,11 19,51 12,72 9,993 8,573 7,716 7,147 6,744 6,445
эф. общ» Д^ общ 1,571 1,220 1,155 1,128 1,114 1,105 1,098 1,094 1,090 1,087
Система с двойками ¥ 0,7071 — 0,8814 0,9903 — 1,072 —* 1,139
взаимно- ф 1,000 2,414 •я» 7,546 __ 27,93 117,3
расстроенных
каскадов ^п <10> 3,154 2,159 1,935 1,839 1,786
(критическая
расстройка) ^П (100) —- 10,10 3,931 — 2,982 2,626 2,444
1 К* <!ооо> *—* 31,62 •— 7,007 •— 4,418 — 3,567 м ** 3,161
А^эф. общ Д^Общ 1,111 — 1.038 1,021 —— 1,013 —*• 1,009
Продолжен»
Тип схемы Функция Значение функции при разном числе каскадов
1 i 3 4 5 6 7 8 9 10
Система с тройками ч — 0,500 — — 0,579 — —- 0,626 —
взаимно- расстроенных ф 1,000 — 2,414 — — 7,546 —•
каскадов Кп (10) —— 2,161 —. 1,670 — 1,552.
(критическая 2,491 2,071
расстройка) doo) — 4,642 — — — — —
*П (1000) — — 10,000 — — 3,662 —* — 2,692 —
эф, обш Д^* общ — *— 1,047 — — 1,010 — — 1,001 —
Система с у 0,7071 0,8814 0,9903 1,072 1,139 1,195 1,245 1,289 1,329 1,366
двухконтурны- 6637 23 187’
ми фильтрами ф 1,414 3,108 7,770 21,14 61,26 186,7 593,1 1953
(критическая
связь) Кп (io) 3,154 2,159 1,935 1,839 1,786. 1,752 1,729 1,712 1,700 1,690
Кп (100) « 10,0 3,931 2,981 2,626 2,444 2,335 2,263 2,211 2,172 2,142
Кп (1000) 31,62 7,008 4,418 3,567 3,161 2,928 2,778 2,673 2,597 2,539
Д^7эф. Общ Д общ 1,111 1,038 1,021 1,013 1,009 1,006 1,004 1,003 1,002 1,001
• Таблица рассчитана по программ а, составл енной Н, И. Клюев ым, с помощью элект ронно-вычислительной машине.
При высоких требованиях к подавлению соседних каналов
приема и, следовательно, жестких требованиях к коэффициенту
прямоугольности (Кп(юо) порядка 2,5 и меньше) используются
фильтры сосредоточенной селекции ФСС — многозвенные фильтры
LC, сложные кварцевые и электромеханические фильтры. Необ-
ходимая избирательность тракта обеспечивается одним или двумя
ФСС, включаемыми в нагрузке первых каскадов тракта (смесителя
и первого УПЧ). Заданное усиление в этом случае обеспечивается
последующими каскадами, представляющими собой относительно
Таблица 3-10
Коэффициенты прямоугольности многозвенных фильтров
при одном и двух каскадах
Параметр 4-контурный 5-контурный 6-контурный
Одни Два Одни Два Один Два
Кп (10в) 2,2 1.3 1,8 1,2 1,5 1,15
Кп (1000> 3,7 1,7 2,7 1,5 2,2 1,3
*(«) 2,82 2,6 2,82 2,6 2,82 2,6
широкополосную многокаскадную систему 1-го или 3-го типа
или каскады с резистивной нагрузкой. Таким образом, в рас-
сматриваемом случае выбирается комбинированная схема тракта.
Для ориентировочной оценки избирательных свойств некото-
рых типов ФСС в табл. 3-10 н 3-11 приведены их некоторые дан-
ные. В табл. 3-10 даны коэффициенты прямоугольности при
использовании 4-, 5- и 6-контурных фильтров LC в одном и двух
каскадах. А в табл. 3-11 приведены сравнительные данные раз-
личных типов ФСС по относительной полосе = AFn7o и КРУ"
Таблица 3-11
Относительная полоса и крутизна скатов некоторых ФСС
Параметр Значения параметров для разных тнпов фильтров
Многозвенный LC Кварцевый дифферен- циальный однозвеиный Кварцевый дифферен- циальный двухзвенный Электроме- ханический
Уф (1,5+2)-Ю"2 ^5-10-* 5-Ю’* 2,5-10-3
5ф, дБ/Гц 5^0,15 5?0,04 ^0,35 ^0,3
128
(3-136)
дензне 5ф скатов характеристик избирательности фильтров, причем
под крутизной скатов понимается отношение
о __ 2ОМ___________2£>м
|i- Ф ДГм (О, — AFп ДГп [Лп (D) — 1] *
,;где DM — ослабление на границах полосы мешания, дБ; AF„ —
^Полоса пропускания, ДЕМ (д> — полоса мешания при заданном
^ослаблении DM, Кп (О) — коэффициент прямоугольности.
gt В профессиональных приемниках КБ-диапазона в основном
^Используются комбинированные схемы тракта основной ПЧ.
|сБолёе подробные данные о выпускаемых фильтрах можно найти
йв,. специальной справочной и информационной литературе.
Выбор типа схемы для проектируемого усилителя пронзво-
|дится при сопоставлении предъявленных требований н возможио-
&стей каждой из указанных выше схем и избирательных систем,
решение о выборе типа схемы, в свою очередь, предопределяет
.выбор вида избирательных систем в нагрузке каждого каскада:
Одноконтурной, двухконтурной илн фильтра сосредоточенной се-
^лекции.
Г Далее следует ориентировбчно определить число каскадов п
: в усилителе. Для схем 1, 2 и 3-го типов это число каскадов можно
; найти, пользуясь табл. З-Э'. По требуемому техническим заданием
/значению коэффициента прямоугольности КП(О) можно найти
: для выбранного типа усилителя такое число каскадов п, при
котором Кп < Кп (о, т. е. определить необходимое число каска-
' дов по требованиям избирательности. Кроме того, следует опреде-
г лить ориентировочное число каскадов п по требованиям усиления,
>' полагая все каскады одинаковыми и для каждого каскада считать
усиление, равным устойчивому, т. е.
' Кпч = К1 уст или П = ,
5 причем KiyCT в зависимости от схемы включения электронного
прибора предварительно рассчитывается по формулам гл. 6.
. Если найденное число каскадов по условиям избирательности
и усиления различно, берется большее число каскадов п.
(3-137)
3. Выбор основных параметров избирательных систем
и степени связи с усилительными приборами
. Для одноконтурных и двухконтурных нагрузок каскадов УПЧ
определяются, основные параметры контуров:
1) 'значением результирующей емкости контуров С3 первона-
чально задаются, руководствуясь графиком рис. 3-13;
2) в зависимости от промежуточной частоты задаются резо-
нна йеной добротностью контуров Qo в соответствии о табл. 4-4
и определяют затухание контуров в чистом виде
d0 = 1/QO; (3-138)
б В. Д. Горшелев н др
129
действия такого трансформатора составляет обычно лтр = 0,7-5»
0,8. В итоге выходной каскад приемника должен обеспечить
мощность, перекрывающую потери в трансформаторе,
п Рынка ЛйРн
вых Пч, Чтр ’
(3-152)
Эту мощность Рвых должна отдать лампа или транзистор,
примененные в оконечном каскаде. Для ламп или транзисторов,
специально разработанных для использования в мощных оконеч-
ных каскадах, в справочниках даются зависимости отдаваемой
мощности от значения сигнала на входе при соответствующем
коэффициенте гармоник. Используя эти данные, можно выбрать
лампу или транзистор и определить амплитуду напряжения рас-
качки на входе оконечного каскада (7Мвкс.вх.ок- Если таких дан-
ных нет, соответствующий расчет производят по характеристикам
предполагаемого усилительного прибора.
Допустимое значение коэффициента гармоник для оконечного
каскада Лг.ок является частью заданного для приемника в целом
коэффициента kt. В первом приближении
Д-. он = (3-153)
где krd — коэффициент гармоник детекторного каскада (0,01
0,07 в зависимости от схемы).
В том случае, если в выходном каскаде необходимую мощ-
ность РВых нельзя получить от одной лампы или транзистора,
применяют двухтактную (иногда параллельную) схему включения
ламп или транзисторов. В этой схеме меньше нелинейные искаже-
ния, так как в нагрузке компенсируются четные гармоники, и
не происходит подмагничивания сердечника выходного трансфор-
матора. Предшествующий двухтактному каскаду усилитель низ-
кой частоты строится либо по фазоинверсной схеме, либо имеет
в нагрузке трансформатор.
Определив амплитуду напряжения раскачки на входе оконеч-
ного каскада {/макСфВЖ#Ок, необходимую для получения нужной
выходной мощности Рвых, вычисляют амплитуду входного на-
пряжения каскада при нормальном коэффициенте модуляции
^/пвх.ок =°>ЗУмвкс.вх.ок- (3-154)
В последующем рассчитывается необходимое усиление от вы-
хода детектора до входа оконечного каскада
is ___ вх. он ь-
»'УНЧ в 1Г . *'в«
Um вых d
(3-155)
где Кв — запас усиления, учитывающий уменьшение усиления
в каскадах за счет старения электронных приборов (К3 = 2-т-З),
а также обеспечивающий возможность регулировки усиления при
расширении полосы пропускания тракта (/С8 =» 4-г5 и более).
134
I Амплитуды напряжения на выходе амплитудного и частотного
^детекторов могут быть определены по формулам (3-43) с учетом
жданных, в табл. 3-5 напряжений на входе детектора и коэффициен-
гтов передачи или крутизны характеристики в схеме избранных
* детекторов. При расчете коэффициента усиления по формуле
' (3-155) надо учесть запас на случай, если между нагрузкой детек-
-тора и первым каскадом УНЧ ставится катодный или эмиттерный
1 повторитель с целью уменьшить влияние на нагрузку входа сле-
. дующего каскада. Коэффициент передачи этих каскадов 0,8—0,9.
По известным значениям необходимого усиления Кун, и полосе
; пропускания тракта AFyB„ рассчитанной по формуле (3-55),
/выбирают электронные приборы для каскадов предварительного
' усиления НЧ, схему этих каскадов и определяют их количество.
Обычно это каскады с резистивной нагрузкой, коэффициент уси-
ления которых соответственно для ламповой и транзисторной
схем:
= (3-156)
где максимально допустимая нагрузка Ra при известной суммар-
ной емкости Сн, шунтирующей нагрузку,
т/^унч/2 ~
Ra < _L____’ (3-157)
2nFMaKCC|t;
причем пув, = 2-т-З — число каскадов в тракте, включая оконеч-
ный. Для каскада на транзисторе
= » (3-158)
где R’H — сопротивление нагрузки в коллекторной цепи, RBX 2 —
входное сопротивление следующего каскада, причем Ra должно
удовлетворять (3-157).
Для фазоиивереного каскада коэффициент усиления также
рассчитывается по формуле (3-156), причем подставляется в ка-
честве Ra сопротивление одного плеча.
Число каскадов в предварительном усилителе
'л.- = -ТДГ- (3459).
Если в тракте НЧ не включается сложных фильтров, то обычно
Достаточно иметь один каскад предварительного усиления. Если
применяются сложные фильтры с регулируемой полосой, должен
иметься необходимый запас усиления, компенсирующий умень-
шение усиления при расширении полосы. Включение фильтров
приводит к необходимости согласования со стороны их входа
и выхода, что лучше сделать между двумя предварительными
каскадами УНЧ. Все это приводит к необходимости иметь два
предварительных каскада УНЧ.
< ’ 138
2. Тракт приема сигналов АТ(Л1 и А 2)
Прием на слух амплитудно-манипулированных радиосигналов
А1 возможен методами гетеродинного детектирования, дополни-
тельного преобразования частоты и тональной модуляции в при-
емнике (рис. 3-15).
При приеме методом гетеродинного детектирования (рис.
3-15, а) к обычному амплитудному детектору подводятся два ко-
Рис. 3-15. Структура частного тракта при приеме ампли-
тудно-манипулированных сигналов (А1) методами: а —
гетеродинного детектирования; б — дополнительного пре-
образования частоты; в — тональной модуляции на прием-
ном конце
лебания: напряжение радиосигнала с амплитудной манипуляцией
от общего радиотракта и напряжение специального телеграфного
гетеродина1. Частота последнего должна отличаться от промежу-
точной на значение тона F = 800-ь 1200 Гц, т. е. /1ЛГ = /п, ± F.
Колебания двух близких частот /п, и /тлг образуют биения, оги-
бающая которых изменяется с разностной частотой F. После
детектора АМС в предварительном УНЧ ставится фильтр о узкой
полосой AFyH4, выбираемой в соответствии с (3-53), причем сред-
няя частота настройки фильтра должна соответствовать оптималь-
ной частоте тона F (обычно 1000 Гц). Чтобы огибающая биений
изменялась по возможности по синусоидальному закону, ампли-
туда напряжения от телеграфного гетеродина Umr должна в не-
сколько раз превышать напряжение промежуточной частоты итпч>
136
По крайней мере
(3-160)
где В — допустимое изменение уровня на выходе при включен-
ной АРУ. Обычно В = 2-ьЗ.
Амплитуда напряжения ТЛГ-гетеродина, подводимая к детек-
тору АМС, составляет обычно не менее 2—3 В при использовании
ламповых и 1,0—1,5 В — полупроводниковых диодов в схеме
детектора. Напряжение на выходе детектора АМС, учитывая,
что при приеме сигналов А Т коэффициент /пам = 1, будет
meuxd” (3-161)
т. е. больше, чем в среднем при приеме телефонных сигналов АЗ,
что является одной из причин более высокой чувствительности
приема сигналов А1.
Учитывая, что для случая приема ТЛГ-сигналов задается
более высокая чувствительность, напряжение на входе детектора
Umbx d = Umn4 может оказаться более низким. Однако,, имея в виду
полное использование амплитуды сигнала при детектировании
(maM = 1), напряжение итвых.а будет примерно таким же, как
и при приеме ТЛФ-сигналов. Вследствие этого весь последующий
расчет тракта и его состав может быть таким же, как при приеме
телефонных сигналов. Исключением является либо введение
в тракт узкополосного фильтра со средней частотой Fo ~ F =?
— 800-ь 1200 Гц, либо требование сужения полосы при переходе
в телеграфный режим, если тракт НЧ является общим при приеме
телефонных и телеграфных сигналов.
К достоинствам этого метода относится его простота, возмож-
ность сужения полосы до 200—300 Гц в трактах ПЧ и НЧ, легкость
регулировки тона изменением частоты ТЛГ-гетеродина. Недо-
статок — сравнительно большие искажения то'на за счет нелиней-
ных явлений при биениях.
При приеме методом дополнительного преобразования
(рис. 3-15, б) устанавливается отдельный преобразователь частоты
(смеситель и гетеродин). На вход смесителя подаются колебания
частоты /п, от общего радиотракта и частоты телеграфного гете-
родина /ТЛР = /п, ± F, различающиеся на частоту тона. F —
= 800ч-1200 Гц. Напряжение разностной частоты после пре-
образователя подводится к УНЧ, состоящему из каскадов предва-
рительного усиления, полосового фильтра со средней частотой
Fo = F = 1000 Гц и оконечного каскада. Напряжение на выходе
преобразователя
U т вых. пр = ^пр^Лппч = ^пр^а^т пч> (3-162)
где Snp «=» 0,25S — крутизна преобразования.
При приеме телеграфных сигналов на вход преобразователя
можно подавать сигналы Umrn относительно большой амплитуды
(десятки и сотни милливольт). Учитывая коэффициент усиления
' 137
3) рассчитывают результирующее затухание контуров 8 вави-
симости от типа схемы
d8==x-^i.’F(n), (3-139)
/ПЧ
где Y (л) — функция, взятая из табл. 3-9 для избранной схемы;
4) из условий получения заданной полосы пропускания и до-
статочно высокого значения коэффициента усиления выбираются
Рис. 3-13. Выбор емкости контура в зависимости от номинала промежуточной
частоты
коэффициенты трансформации при использовании электронных
приборов с малыми входными и выходными сопротивлениями 16 Ъ
для каскадов с одноконтурной нагрузкой
Л-ZW?' <3-140>
для каскадов е двухконтурной нагрузкой
W г О
<*вых — РАых = И dBX 3 = РАх 2 =
— затухания за счет соответственно выходной проводимости рас-
считываемого и входной проводимости следующего каскадов,
130
р' При больших входных и выходных сопротивлениях электрон-
>: вых прибор в, когда вносимые в контур потери пренебрежимо
I' малы, коэффициенты включения pt и pt берутся равными еди-
нице, а для получения нужного d3 либо берут контур о малым
затуханием de, либо, наоборот, шунтируют контур сопротивле-
ниями. Это имеет место при использовании ламп и полевых тран-
зисторов, когда полагается рг = 1 и р, = 1.
/ 4. Расчет числа каскадов и параметров одиночного каскада
При одноконтурной или двухконтурной нагрузке во всех
каскадах:
z 1. При известных коэффициентах трансформации pt и pt
производится проверка правильности выбора результирующей
р емкости С3 по трем условиям (4-25), (4-26) и (4-27). Если хотя бы
: по одному условию окажется, что емкость взята малой, следует
; ее соответственно увеличить и скорректировать расчеты.
2. Рассчитывается единичный фиктивный коэффициент уси-
ления
- 2«CS ДР1М ИЛИ =* -^/ c3lC^F„r {3 142)
j причем для ламп и полевых транзисторов | Ка1[ S, а для
емкостей контуров в двухконтурной нагрузке C3i C3i = С3.
3. Определяется необходимое число каскадов по требованиям
усиления из неравенства
^пч = ^пч’»-’>• (3-143)
где |KSi| или S — крутизна усилительного прибора в каскадах
УПЧ,,[ Kjitnp или Snp — крутизна преобразования, которую при
использовании в преобразователе усилительного прибора можно
полагать равной Snp & 0,25S; <р(и) — функция, зависящая от
типа усилителя и числа каскадов, значение которой берется
в табл. 3-9.
В формулу (3-143) подставляются последовательно возраста-
ющие значения п, пока не будет выполнено неравенство. Это
Число каскадов и, если оно одновременно удовлетворяет требо-
ваниям избирательности по коэффициенту прямоугольности, счи-
тается окончательным.
4. Считая п известным, формулируются требования по усиле--
нию и полосе AFt одиночного каскада:
— п --- у Апч, (3-144)
AFX == AFn4¥ (л) — для каскадов с одним контуром; 1
> (3—145)
AFf =»y 2 Fa^V(n) — для каскадов о двумя контурами. }
• 181
преобразователя, амплитуда напряжения на выходе
может составлять доли вольта или достигать вольта, т. е. имеет
почти такое же значение как на выходе детектора АМС при
приеме сигналов А3 или А1. Поэтому в предварительном УНЧ
требуется обычно не более одного-двух каскадов.
Этот метод обладает всеми преимуществами метода гетеродин-
ного детектирования, но отличается чистотой тона, меньшими
его искажениями. Его недостаток — усложнение за счет введения
отдельного преобразователя частоты
В случае приема методом тональной модуляции в одном из
каскадов УПЧ (рис. 3-15, в) приемник должен иметь тональный
генератор звуковой часто-
ты F = 800ч-1200 Гц, ко-
лебания которого исполь-
зуются для модуляции
принятого сигнала А1 то-
ном F. В результате на
выходе модулируемого
каскада УПЧ получается
колебание вида А2. Полоса
вслед за этим каскадом
должна быть относительно
широкой, определяемой
условием (2-30) и состав-
лять не менее 1600—
2400 Гц. В последующем
образовавшиеся сигналы
вида А2 детектируются
Рис. 3-16. Взаимное расположение промежу-
точной частоты и частоты зеркального теле-
графного канала (при «верхней» настройке
телеграфного гетеродина)
в обычном детекторе АМС н усиливаются в тракте НЧ, ана-
логичном по составу такому же тракту при приеме телефонных
сигналов А3. Полоса может быть сужена до пределов, указанных
в формуле (3-54).
Главным достоинством способа является независимость тона Р
от нестабильности частоты радиолинии. Поэтому используется
он при работе на линиях с низкой стабильностью. Помехоустой-
чивость приема невысока.
Прием сигналов вида А2 при тональной модуляции в передат-
чике осуществляется в тракте приема, совершенно аналогичном
тракту приема телефонных1 сигналов АЗ (рнс. 3-14, а). Полоса
пропускания в тракте ПЧ определяется условием (2-30), а в тракте
НЧ — формулой (3-54). Недостатком является невысокая помехо-
устойчивость, являющаяся следствием широких полос до и после
детектора.
При приеме ТЛГ-сигналов с использованием местного теле-
графного гетеродина опасна помеха по зеркальному телеграфному
каналу (рио. 3-16). Необходимое ослабление помехи иа частоте
fa.rm достигается повышением избирательности в радиотракте
до детектора при приеме ГЛГ-сигналов, повышением избиратель-
138 -
нести в тракте низкой частоты (чтобы тон от сигнала попал в по-
лосу, а тон от помехи, в общем случае отличающийся по частоте,
был ослаблен), изменением частоты fr.tm (чтобы сделать различ-
ным тон от сигнала и помехи). Техническим заданием устанавли-
ваются требования ослабления помехи D3t„P по зеркальному
телеграфному каналу. Этим самым задается требование к харак-
теристике избирательности тракта основной промежуточной ча-
стоты при узкой полосе пропускания D3^m при расстройке Д/ =
= 2F. Поставленные требования обычно" реализуются узкополос-
ными фильтрами с полосой 200—300 Гц и высокой прямоуголь-
ностью скатов.
3. Тракт приема сигналов ОМ (АЗВ, АЗА, АЗ/}
Структурная схема тракта приема однополосно-модулирован-
ных сигналов (ОМС) по двум, независимым полосам (АЗВ), по
одной полосе с ослабленной несущей (АЗА), по одной боковой без
несущей (A3J) приведена на рис. 3-17. Схема современного про-
Рис. 3-17. Структура частного тракта при приеме одяополосно-модули-
рованных сигналов (АЗВ, АЗА, A3J)
фессионального приемника рассчитана обычно иа прием по двум
независимым боковым (ВБ и НБ), либо только по верхней боковой
(ВБ), либо только по нижней боковой (НБ). Обычно предусматри-
ваются режимы приема сигналов с пилот-сигналом (ПС), для чего
в приемнике имеется тракт выделения и усиления пилот-сигнала
и режим приема с местной несущей (МН), получаемой от местного
опорного кварцевого генератора с очень высокой стабильностью.
Высококачественный прием телефонных сигналов обеспечивается
при восстановлении несущей, подаваемой к демодулятору одно-
полосно-модулированных сигналов, с точностью не менее 20—
30 Гц. При вторичном уплотнении однополосного канала требова-
ния к восстановлению несущей повышаются — асинхроннзм не
должен превышать 5—10 Гц.
139
При проектировании тракта основной ПЧ по комбинированной
схеме, когда необходимая избирательность обеспечивается одним
или двумя ФСС, а заданное усиление определяется последующими
каскадами, представляющими собою многокаскадную систему
1-го или 3-го типа, расчет ведется следующим образом:
1) фильтры сосредоточенной селекции должны иметь полосу
пропускания и коэффициент прямоугольности, определяющие
избирательные свойства тракта в целом, т. е.
дрфсс = депч; Кп.фсс^ Кп.пЧ; (3.146)
2) чтобы характеристика избирательности тракта в основном
определялась каскадами, имеющими в нагрузке ФСС, полоса
пропускания всех последующих каскадов должна быть в 2—3 раза
шире полосы ФСС:
AF > (24-3) ДРПЧ; (3-147)
3) усиление каскадов, стоящих за каскадами с ФСС, должно
составлять
К=Кпч/Кфсс. (3-148)
причем для каждого ФСС предварительно можно положить
Лесе = 0,01.4-0,02. При рассчитанных по формулам (3-147) н
(3-148) усилении К и полосе AF можно для указанных выше ехем
1-го или 3-го типа найти необходимое число каскадов п, а также
усиление и полосу каждого каскада. Выбор схемы 1-го или 3-го
типа определяется требованиями к равномерности характеристики
избирательности в пределах полосы и прилегающих областях.
Результирующая характеристика избирательности определяется
путем перемножения ординат характеристик избирательности ФСС
и последующих каскадов.
Если вслед за ФСС ставятся каскады на резисторах, требова-
ния к ФСС формируются, как и для рассмотренного выше случая,
по соотношениям (3-146). Амплитудно-частотная характеристика
этих каскадов в пределах /пч '(14-1,5) должна быть по
возможности равномерной. Необходимое усиление этих каскадов
определяется по формуле (3-148), а число каскадов
<3-149>
где Ki — возможное усиление одного каскада о резистивной
нагрузкой.
3-7. ОПРЕДЕЛЕНИЙ СОСТАВА ЧАСТНЫХ ТРАКТОВ
1. Тракты приема сигналов AM (АЗ) и ЧМ(ГЗ)
При приеме телефонных сигналов с амплитудной и частотной
модуляцией структура частных трактов идентична (рис. 3-14).
Техническими условиями задаются виды оконечных устройств:
телефоны* (одна или две пары), громкоговоритель и линия**
* Обычно телефоны TA-56 (Ua= 1,5 В, /?н = 600 Ом на F= 1000 Гц).
* * Сопротивление линии полагается равным 600 или 1500 Ом. 4
132
(при необходимости относить на расстояние оконечные приборы).
Задается также значение нормального напряжения иа входе
оконечного устройства и его входное сопротивление. Подсчиты-
вается мощность, потребляемая каждым оконечным прибором,
и определяется суммарная мощность, которую будут потреблять
те оконечные приборы, которые могут быть подключены к выходу
приемника одновременно:
Р t/"1 | а"г |
н Rb. тлф • Rb. ГГВ Rb. ЛИИ
Желателен такой набор нагрузок, чтобы при всех вариантах
их включения сопротивление нагрузки для выходного каскада
менялось несущественно. ,
Рис. 3-14. Структура частных трактов при приеме сигна-
лов: а — с амплитудной модуляцией (АЗ)', б ~ с частот-
ной модуляцией (F3)
При приеме амплитудно-модулированных сигналов (АМС)
нормальный режим соответствует среднему значению коэффи-
циента модуляции /пср = 0,3. Оконечный каскад приемника дол-
жен обеспечивать безыскаженное усиление сигнала ие только
со средним, но и с максимально допустимым коэффициентом моду-
ляции тмакс = 0,9-ь 1,0. В последнем случае выходная мощ-
ность должна быть больше нормальной в ( ffi-MaKQ.) раз. В слу-
' \ тср /
чае приема частотно-модулированных сигналов (ЧСМ) нормаль-
ный режим соответствует работе со средним отклонением частоты
О,ЗД/т-, а максимальный — девиации частоты Д/т.
Таким образом, максимальная мощность, потребляемая на-
грузкой,
(^=У Р.-(3-151)
Вследствие того что входные сопротивления оконечных при-
боров существенно отличаются от оптимальных сопротивлений
нагрузки для ламп или транзисторов, при которых они обеспе-
чивают наименьшие искажения и наиболее экономичный режим
работы, между электронным прибором и нагрузкой ставится согла-
сующий низкочастотный трансформатор. Коэффициент полезного
133
При приеме без несущей (A3J) восстановленная несущая по-
ступает к демодулятору ОМС от единого для приемника опорного
кварцевого генератора ОКТ. В этом режиме указанные выше вы-
сокие требования к точности восстановления несущей должна
удовлетворяться за счет высокой стабильности всей радиоли-
нии — передатчика и приемника, так как их работа протекает
автономно. Это возможно, если в диапазоне КВ _ стабильности
частот передатчика и настройки приемника составляют значение
не хуже 10~т. При работе без пилот-сигнала реализуются основ-
ные преимущества однополосной радиосвязи.
При приеме с пилот-сигналом (ЛЗЛ) наряду а однополосной
передачей на вход приемника поступает ослабленная несущая
(10%, 30% от номинала). В приемнике по частоте пилот-сигнала
подстраивается генератор местной несущей ГМН с помощью
системы автоподстройки, включающей фазовый детектор ФД
и управляющее устройство УУ. Уходы частоты передатчика
и точность системы автоподстройки в приемнике должны обеспе-
чивать поставленные требования к точности восстановления не-
сущей. При низких уровнях пилот-сигнала система выделения
и автоподстройки пилот-сигнала подвергается сильному воздей-
ствию помех. Для снижения действия помех следует, всемерно
сужать полосу фильтра пилот-сигнала ФПС, а иногда идти на
повышение уровня пилот-сигнала, что является нежелательным.
Рассмотрим кратко последовательность расчета основных элемен-
тов структурной схемы приемника ОМС.
а) Расчет избирательности трактов бо-
ковых полос. Относительное расположение ВБ, НБ и ПО
и характеристик соответствующих фильтров ФВБ, ФНБ и ФПО
приведены на рис. 3-18.
Полосы пропускания фильтров боковых полос определяются
шириной спектра однополосной передачи AF0 и запасом на ча-
стотную точность радиолинии 2А/рл, т. е.
AFn = AF^ = AFh6 =. AFe + 2 Д/рл = (FMaK0 — FMaa) 4- 2 ДД>Л.
(3-163)
Граничные частоты фильтров выделения боковых:
для ФВБ .
fвб. мин == fпч "4* ^мин Afрл, fвб. макс == fпч "4” ^мака "4“ рл>
ДЛЯ ФНБ
fив. мако в /пч Виан 4* Afрл, fаб. миа = /пч ^иака Д/рл-
Но нормам взаимной помехозащищенности для уменьшения
переходных искажений составляющие соседней боковой должны
быть ослаблены на величину Du, равную не менее 60 дБ (рис. 3-18).
Полоса мешания при этом
AFM (D) = AFn 4-2 ДГф, (3-164)
где AFj, = 2FMaa — 2Д/рл — полоса расфильтровки.
140
Коэффициент прямоугольности на уровне DM:
is &Fм (D) । . 2ДГф
Лп<с>=-ДТГ =-------------
(3-165)
т. е. должен быть тем лучше, чем меньше АГф по сравнению с поло-
сой AFn. По полосе пропускания AFn и коэффициенту прямоуголь-
ности Кп может быть подобран или заказан фильтр. Однако чаще
Рис. 3-18. Взаимное расположение характеристик избирательности филь*
трое выделения боковых полос и пилот-сигнала
данные для фильтров даются в виде относительной полосы уф
и крутизны скатов 5ф (см. табл. 3-11). Для рассматриваемых
фильтров
Уф“/оср’
Q _. 2DM Du
* ДГм (D) — ДРп ~ ДТ’ф
(3-166)
где /оср—средняя частота настройки ФВБ или ФНБ.
Рассчитанные данные надо сравнить с характеристиками
конкретных фильтров и выбрать фильтр для проектируемого
приемника. Неравномерность характеристики избирательности
в полосе пропускания фильтра не должна превышать 0,5—1,0 дБ.
Полоса пропускания радиотракта двухканального приемника
ОМС должна быть не уже
Д^,«2(Л.вк0 + д/рл). (3-167)
б) Р а в ч е т избирательности тракта выде-
ления пилот-сигнала.. Полоса пропускания фильтра
должна быть возможно более узкой для устранения вредного
влияния внешних помех, а также влияния составляющих боковых
полос на систему восстановления местной несущей. Однако при
141
слишком узких полосах ФПС могут появиться нарушения в ра-
боте системы АПЧ из-за возможного ухода пилот-сигнала из
полосы, пропускания. Полоса пропускания ФПС обычно должна
быть не уже 40—60 Гц, если связь поддерживается с неподвижными
объектами, и не уже 200—250 Гц при связи о быстролетящими
объектами, учитывая необходимый запас на уход частоты вслед-
ствие эффекта Допплера. Целесообразно в универсальном прием-
нике иметь возможность изменять полосу фильтра (например,
50 и 200 Гц), т. е.
AFn = 50 или 250 Гц. (3-168)
Полоса мешания фильтра определяется крайними составля-
ющими спектра боковых полос (БП) ^,иака и подавление
которых должно быть также не менее Du (обычно 60 дБ и более):
AFu(D)=2FmB-2^pa. (3-169)
После этого можно определить основные параметры фильтра
для поиска необходимого типа или заказа нового фильтра:
ь<- Afa(D)
An (О) — дрп
v ==
* ftn ’
с ________2ОМ____
°Ф = дгм<о>- A/V
(3.170)
в) Усиление в трактах БП и ПС. Усиление в об-
щем радиотракте Аорт и дополнительных каскадов УПЧ в тракте
БП, с учетом потерь в фильтрах (А*. б1]), должно обеспечивать
нормальную работу демодулятора ОМС. Этот демодулятор в со-
временных приемниках строится по кольцевой схеме, на его вход
подается сигнал порядка 20—40 мВ, амплитуда подводимой
к нему местной несущей берется не меньше 1—2 В, коэффициент
передачи схемы = 0,5. Таким образом:
АорЛф. бЛуп, = Кз. (3-171)
где Аф.бп = 0,1-^0,2, а должно дополнять усиление до
необходимого на входе демодулятора, Еа — номинальное значе-
ние чувствительности, К3 — коэффициент запаса (10-*-20).
После демодулятора при приеме телефонных сигналов будет
обычный тракт низкой частоты с полосой, обусловленной ниж-
ней Гыин и верхней Гнак0 модулирующими частотами речи, а'уеи-
ление определится из известных значений амплитуды напряжения
раскачки на входе оконечного каскада и амплитуды напряжения
на выходе демодулятора (m = 1):
итвтЛ~КлипвыкЛ' (3-172)
142
Определение состава тракта НЧ можно сделать таким же
путем, как это указано для трактов приема AM или ЧМ. Так как
на выходе демодулятора ОМС обычно напряжение невелико и
составляет 10—20 мВ, усиление в тракте НЧ однополосных при-
емников должно быть большим. Это требует соответственно уве-
личения числа каскадов предварительного усиления НЧ.
Усиление в тракте пилот-сигнала должно обеспечить нор-
мальный уровень напряжения на входе фазового детектора. Этот
детектор собирается по балансной или кольцевой схеме, на вход
которой подается напряжение не больше 50—100 мВ. Тогда
*орЛф.пе*упч = -у|М^*з. (3-173)
откуда при известном Лорт, заданном /Сф.по можно найти необ-
ходимое /Суп, для обеспечения нормального значения
4. Тракты приема сигналов*??' (F1) и ДЧТ(Р6)
Структурные схемы трактов показаны на рио. 3-19. Соотноше-
ние полос пропускания в элементах тракта иллюстрируется
рис. 3-20. Основная особенность этих схем — построение по прин-
6 7
Рве. 3-19. Структура частного тракта при приеме сигналов! а — частотной
телеграфии (F/); б — двойной частотной телеграфии (F6)
3 широполосный тракт; 2 — ограничитель Ml; 2 и 4 — узкополосный тракт, со.
стоящий нз проходного фильтра и дополнительного усилителя; 5 ограничитель М 3;
4 и 7 ™ частотный детектор, включающий разделительные фильтры я амплитудные
детекторы; 8 — мема усиления в формирования посылок телеграфного сигнала
143
ципу ШОУО: «широкая полоса — ограничитель — узкая полоса —
ограничитель» [27 ], обеспечивающая необходимую помехоустой-
чивость при буквопечатающей радиосвязи. Основными элемен-
тами этой системы являются:
Широкополосный тракт, включающий в себя все каскады об-
щего радиотракта, выполняющие обычные функции, и вместе
с тем являющийся элементом классической системы ШОУ, пред-
назначенной для повышения помехозащищённости при воздей-
ствии импульсных помех. Требования к полосе пропускания этого
тракта противоречивы. Учитывая стремление не увеличивать
существенно длительность импульсной помехи при прохождении
через тракт и этим самым уменьшить в последующем интервал
поражения полезного сигнала помехой, полоса тракта должна
быть возможно более широкой. Однако с точки зрения помехо-
защищенности при действии сосредоточенных и флюктуационных
помех полоса тракта должна быть возможно более узкой (огра-
ничиваться спектром сигнала). Компромиссное решение устанав-
ливает соотношение полос широкополосного и узкополосного трак-
тов: первая должна быть по крайней мере в три-четыре раза
шире второй.
Ограничитель № 1 — элемент системы ШОУ для борьбы с им-
пульсными помехами, обеспечивающий уменьшение амплитуды
импульсной помехи до уровня полезного сигнала. Амплитуды
помехи и сигнала на выходе ограничителя определяются порогом
ограничения. Кроме того, ограничитель № 1 выравнивает уровни
сигнала на частотах нажатия и отжатия. Следует учитывать, что
в ограничителе как нелинейном элементе возникают нелинейные
взаимодействия сигнала и сосредоточенной помехи, которые
при большом уровне помехи приводят к:
а) уменьшению абсолютного уровня полезного сигнала (бло-
кированию), вследствие чего этот уровень может оказаться не-
достаточным для нормальной работы оконечных каскадов;
б) колебанию, нестабильности уровня, если сосредоточен-
ная помеха имеет меняющийся уровень;
в) ухудшению соотношения сигнал-помеха (в пределе при
относительно сильной помехе в два раза). -
Таким образом, ограничитель № 1 при действии сосредото-
ченной помехи играет отрицательную роль. Порог этого ограни-
чителя не должен быть излишне низким.
Узкополосный тракт системы ШОУ состоит из проходного
фильтра и дополнительного усилителя.
Проходной фильтр, в котором:
а) при воздействии импульсной помехи кратковременные и
ограниченные в ограничителе № 1 импульсы помехи вследствие
нестационарных процессов в фильтре растягиваются и их ампли-
туда становится меньше амплитуды большего по длительности
сигнала, дорастающего до установившегося значения;
б) сосредоточенные помехи, лежащие вне полосы фильтра,
144
вследствие узкой полосы и высокой прямоугольности характе-
ристики избирательности подавляются, не допускаются ко входу
ограничителя № 2 и этим самым не ставят его в условия, когда
он играл бы отрицательную роль наподобие ограничителя № 1.
- Исходя из этого полоса пропускания проходного фильтра
должна быть возможно более узкой, определяющейся только
спектром сигнала и разносом частот нажатия и отжатия. Скаты
фильтра должны быть возможно более крутыми. Обычно в качестве
проходного фильтра берется кварцевый фильтр.
Дополнительный усилитель имеет цель соз-
дать запас усиления после ограничителя № 1. Этот запас необ-
ходим вследствие блокирования сигнала в ограничителе № 1,
уровень которого может настолько уменьшиться, что оконечное
устройство перестанет нормально работать. Чтобы устранить
отрицательные последствия действия сосредоточенной помехи
на ограничитель № 1, дополнительный усилитель должен повы-
сить уровень сигнала выше порога ограничителя № 2.
Ограничитель № 2 предназначен для создания постоянного
выходного уровня сигналов, усиленных в предыдущем дополни-
тельном усилителе. Этим самым:
а) уровень сигнала на выходе ограничителя № 2 не будет
зависеть от воздействия сильной сосредоточенной помехи на входе
ограничителя № 1, уровень сигнала будет постоянным, несмотря
на возможные его колебания на выходе ограничителя № 1;
б) будут одинаковыми амплитуды посылок на частотах нажатия
и отжатия, что предохранит систему от возможного преобразова-
ния преобладаний по амплитуде в преобладания по времени при
прохождении сигналов через последующие разделительные
фильтры.
Разделительные фильтры играют роль системы преобразования
сигналов, манипулированных по частоте, в сигналы, манипули-
рованные по амплитуде. Полоса пропускания фильтров:
а) должна быть возможно более узкой, определяемой только
требованиями к воспроизведению формы импульсов на выходе
и запасом на нестабильность;
б) должна быть настолько широкой, чтобы возникающие
вследствие нестационарных процессов временнйе преобладания
не превысили допустимых норм".
Разделительные фильтры представляют часть схемы частотного
детектора, а именно — частотно-амплитудный преобразователь.
Второй частью схемы является обычная схема амплитудного
детектирования, выделяющая огибающую амплитудно-манипу-
лированных сигналов, получаемых на выходе разделительных
фильтров. .
Иногда, если приемник предназначен для приема сигналов
в различными частотными сдвигами и ставить для каждого сдвига
свой набор разделительных фильтров нерационально, используют
так называемую линейную схему частотного детектора со взаимно-
146
расстроенными контурами низкой добротности. Эта схема имеет
линейную характеристику детектирования в широких пределах.
В пределах линейного участка этой характеристики должны
укладываться частотные сдвиги.
Схема формирования и усиления телеграфных посылок, обычно
собираемая на триггерах, обеспечивает необходимую форму и
амплитуду выходных импульсов для нормальной работы телеграф-
ного аппарата.
Рис. 3-20. Взаимное расположение и соотношение полос пропускания
при приеме сигналов; а — частотной телеграфии; б — двойной частот-
ной телеграфии
1 широкополосный тракт; i — узкополосный тракт; 3 *— разделитель-
ные фильтры
На основании сказанного ниже приводится примерная схема
распределения полос и усиления в тракте.
Расчет полос пропускания, а. Разделительные фильтры:
А^раз = &Fо + 2 А/рл»
(3-174)
где полоса спектра сигнала
з
— — при регистрации методом укороченного
** контакта,
—----при оптимальной полосе, обеспечивающей
т* максимум отношения сигнал—шум;
0,2 + 0.4
—--------при регистрации интегральным ме-
тодом;
146
запас на частотную точность радиолинии:
2 А/рл = 2 JZ Д/од 2 4- A/npF •
Частотные точности передатчика и приемника:
А/пд 2 = А/пд. у “f~ А/пд. н>
Д/пр 2 = Д/пр. у 4~ Д/пр. н 4~ Д/пр. ф)
причем Д/у — погрешность установки, Д/я — погрешность за
счет нестабильности гетеродинов, АЛ, — погрешность средней
частоты настройки фильтров (см. п. 2 § 2-4).
Следует проверить, чтобы переменные временнйе преоблада-
ния не превосходили допустимых норм (Дт/т)доп = 0,10-т-0,15.
Это возможно при
л г- 0,4В
^раэ> (Д1/г>доп’
(3-175)
где В — скорость телеграфирования в бодах.
Но выбранное значение полосы AFp»s не должно быть больше
частотного разноса Fd частот манипуляции •
AF^F* (3-176)
Если это последнее равенство фильтрами не обеспечивается,
что может иметь место при очень малых сдвигах, приходится
переходить к линейному частотному детектору со взаимно-рас-
строенными контурами малой добротности.
б. Проходные фильтры (см. рио. 3-20). При приеме сигна-
лов ЧТ:
^ = ^ + -^2. (3-177)
При приеме сигналов ДЧТ:
AFym = 3Frf + 2^-, (3-178)
где Fd— частотный разнос, AFpas—полоса пропускания раз-
делительного фильтра. При переходе от работы в одним сдвигом
к работе с другим соответственно будут разные полосы, и для
каждой полосы создается свой проходной фильтр.
Полоса пропускания дополнительного усилителя, стоящего
после проходного фильтра, берется в несколько раз больше по-
лосы проходного фильтра, чтобы простейшие резонансные си-
стемы, используемые в усилителе, не ухудшали характеривтики
фильтра.
в. Широкополосный тракт. Из указанных выше компромисс-
ных условий
AFumT = (3-4)AFy(„, (3-179)
причем полоса AFynt берется наибольшая из определенных по
формулам (3-177) или (3-178).
147
Полоса пропускания АГШПТ определяется фильтром основной
селекции, включаемым в тракте основной промежуточной частоты.
Распределение усиления, а. Усиление в широкополосном
тракте до ограничителя № 1 находится по заданной чувствитель-
ности Еа в режиме ЧТ или ДЧТ и порете ограничения 1)01 этого
ограничителя
(3-180)
где U01 *=« 0,14-0,2 -В, Кв = 10ч-20 — запас усиления.
б. Коэффициент усиления узкополосного тракта до ограни-
чителя № 2 с учетом-запаса 2Ь усиления в дополнительном уси-
лителе
= 2Ь, (3-181)
7 иО1»ЫХ
где Uo2 & 0,24-0,4 В; U01Bta = KoiUol', коэффициент б «=
= (t7n/t7c)Bx.orpj^ берется равным 100—200 в предположении,
что сосредоточенная поме.ха на входе ограничителя № 1 может
превышать сигнал в это число раз; Kol = (44-5) — коэффициент
усиления ограничителя № 1.
в. Коэффициент усиления дополнительного усилителя
Лдоп.уо = ^упт/^ф. (3-182)
где Кф = (0,14-0,3) — коэффициент передачи проходного
фильтра.
Чувствительность, Чувствительность приемника ЧТ или ДЧТ
рассчитывается по формулам (3-90)—(3-92) е учетом того, что не-
обходимое соотношение сигнал-шум у на выходе приемника опре-
деляется исходя из заданной вероятности ошибки элементарной
посылки рэ = 10_?4-10~4. Для ЧТ значение у берется из табл. 3-12
или рассчитывается по формуле: '
’-21п^ ₽-Г7=/21п^;. (3-183)
Для ДЧТ у может быть определена из табл. 3-12.
Таблица 3-12
Соотношение снгнал-шум прн заданной вероятности ошибки
10*’ ю-а ю”8 10"4
Учт 3,22 7,82 12,43 17,02
Удтч 6.1 9,0 14 19
148
Л
. Полоса пропускания при расчете чувствительности в единицах
; мощности или электродвижущей силы берется равной полосе
i проходного фильтра ДГуп,, определяющей полосу пропускания
до демодулятора.
Глава четвертая
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИЗБИРАТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ
ТРАКТА СИГНАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ
; 4-1. ВВОДНЫЕ ЗАМЕЧАНИЯ
j Одним из основных видов избирательности, используемом
; в радиоприемнике, является избирательность по частоте. Для
целей частотной избирательности в трактах сигнальной и проме-
жуточных частот приемника применяются одиночные резонансные
? контуры и многозвенные полосовые фильтры, настраиваемые
на среднюю частоту спектра принимаемого модулированного
V колебания. В тракте сигнальной частоты и гетеродине резонанс-
ные системы, как правило, перестраиваются. В трактах промежу-
| точных частот, в особенности в тракте основной промежуточной
частоты, резонансные системы обычно имеют фиксированную-
настройку.
f; Резонансные системы тракта сигнальной частоты часто услож-
С няются дополнительными элементами, обеспечивающими задан-
ный закон перестройки частоты, пределы перестройки и необхо-
i!-• димое сопряжение настроек этих резонансных систем в наСтрой-
кой контура гетеродина. Кроме того, в контур включаются эле-
менты укладки в заданный поддиапазон в виде подстроечного
Ь конденсатора для укладки на верхней частоте и сердечника ка-
f тушки индуктивности для укладкн на нижней частоте поддиа-
пазона.
? Конкретное назначение каждой резонансной системы суще-
Г етвенно влияет на ее схему "й конструкцию. Проектирование
Г резонансной системы требует особого внимания разработчика,
£ который должен учитывать условия работы каждого резонансного
| контура в схеме приемника, требования к избирательности и
fc коэффициенту передачи резонансной системы. Основные параметры
приемника — чувствительность, односигнальная избирательность
по побочным каналам приема и в значительной степени много-
сигнальная избирательность — зависят от схемы и параметров
резонансных систем в тракте сигнальной частоты. Все эти особен-
ности и требования следует учитывать при выборе и расчете ре-
зонансных систем.
В настоящей главе рассматривается методика расчета резо-
нансных систем тракта сигнальной частоты, выбор типа и пара-
149
метров которых производится в процессе проектирования струк-
турной схемы тракта прохождения сигналов в приемнике. В по-
следующем, при разработке принципиальной схемы, параметры
резонансной системы уточняются и производится ее подробный
электрический и конструктивный расчет, а также эксперимен-
тальная проверка.
4-2. ВЫБОР ЭЛЕМЕНТА ДЛЯ ПЛАВНОЙ ПЕРЕСТРОЙКИ КОНТУРА
Плавная перестройка контура в заданном диапазоне частот
может осуществляться либо переменной емкостью, либо перемен-
ной индуктивностью или наконец совместно емкостью и индук-
тивностью. Изменение резонансной частоты fe контура от макси-
мального значения, определяемого начальными значениями ем-
кости С,.ннв или индуктивности £9<ннн, до минимального про-
исходит в равной степени как при увеличении емкости на АС,
так и при увеличении индуктивности на AL:
f — 1
f-Э. МИН (Сэ. MBH "f" AQ (4 ।)
2я (£э, нив 4" Cs мвн ]
Следует, однако, иметь в виду, что при увеличении индуктивности
Ls результирующее сопротивление контура R3 растет, а при уве-
личении емкости Сэ — уменьшается:
2
= <4-2>
что влияет на закон изменения усиления в каскадах приемника.
Способы перестройки частоты колебательных систем можно
разделить на механические и электронные. В первом случае
параметры контура — индуктивность или емкость — изменяются
путем механического перемещения деталей конструкции: пластин
конденсатора переменной емкости, катушек вариометра. Во вто-
ром — механические перемещения отсутствуют, а изменение па-
раметров контура осуществляется соответствующим изменением
управляющего напряжения или тока, подводимых к электронному
элементу с изменяемыми параметрами. Указанное различие ме-
ханических и электронных методов перестройки определяет одну
из главных эксплуатационных характеристик приемника — время
настройки на заданную частоту. Степенью жесткости требований
к времени настройки приемника и определяется выбор механиче-
ского или электронного способа перестройки. Время перестройки
при использовании механических способов составляет в прием-
никах декаметровбго диапазона десятки секунд, при электронных
(в том числе при использовании дискретного конденсатора) т-
доли секунды.
1вб
f 1.Характеристика механических способов перестройки
F Для плавной перестройки частоты в механических системах
Используются конденсаторы переменной емкости или вариометры.
г Несмотря на то, что с точки зрения равномерности усиления це-
: лесообразно использовать перестройку контура индуктивностью,
.. в настоящее время при использовании механических систем пере-
? стройка контуров обычно осущест-
Ъналс
4 пин
вляется конденсатором переменной
емкости, что обусловлено:
а) сравнительной простотой
получения необходимого закона
изменения емкости (и, следова-
тельно, частоты);
б) возможностью реализовать
большие коэффициенты перекры-
тия по емкости (см. табл. 4-3);
в) возможностью получить
сравнительно простым путем со-
пряжение нескольких перестраи-
ваемых контуров;
г) конструктивной простотой
реализации относительно быстрой
перестройки контуров.
Основным типом конденсатора
переменной емкости, используе-
мым в приемной аппаратуре, яв-
Рис. 4-1. Частотные характери-
стики переменных конденсаторов
/ — прямочастотиого; 2 — логарифми-
ческого; 3 лрямоемкостяого
ляется конденсатор с вращательным движением плоских пластин
и воздушным диэлектриком. Конденсаторы этого типа различа-
ются по закону изменения емкости, определяющему в свою оче-
редь закон изменения частоты, и бывают: прямочастотные, прямо-
емкостные, логарифмические. На рнс. 4-1 показаны частотные
характеристики указанных конденсаторов.
Емкость контура состоит из постоянной и переменной частей!
С3 = С9.ивн + АС (<р), (4-3)
причем величина Сэ мян определяется тремя условиями, рас-
смотренными ниже, в п. 2 § 4-4, а переменная часть емкости
АС (<р) изменяется по различным законам в конденсаторах разных
типов, вследствие чего по-разному изменяется частота настройки
как функция угла поворота ротора <р [2].
2. Характеристика электронных способов перестройки
Для плавной перестройки частоты электронными способами
могут быть использованы варикапы, вариконды и ферроварио-
метры. Важнейшими преимуществами электронных способов пере-
стройки являются:
а) высокая скорость перестройки;
ММ
Рис. 4-2. Изменение емкости варикондов от
приложенного напряжения
J — типа BKI-0; 2 — типа ВК1-3
б) легкость перестройки путем изменения электрических ве-
личин— управляющего напряжения или тока;
в) малые габариты устройства;
г) возможность использования перспективной технологии, ос-
нованной на полупроводниковых материалах, и практически пол-
ный отказ от механических конструкций.
Вместе с тем недостатками электронных способов перестройки
являются:
а) сравнительно низкая стабильность изменяемых емкостей
или индуктивностей при воздействии различных дестабилизи-
рующих факторов;
б) очень жесткие требо-
вания к точности номина-
лов и стабильности упра-
вляющего напряжения или
тока;
в) заметная нелиней-
ность перестраиваемых
емкостей или индуктивно-
стей, т. е. зависимость
параметров от амплитуды
сигнала. ,
Вариконды пред-
ставляют собой сегнетоке-
рамические конденсаторы,
диэлектрическая прони-
цаемость которых изме-
няется при изменении напряженности приложенного электри-
ческого поля. Диэлектрическая проницаемость материалов, при-
меняемых при изготовлении варикондов, увеличивается с возраста-
нием напряженности поля, достигая максимума при сравнительно
слабых полях, а затем плавно уменьшается (13]. Преимуществен-
ное применение в радиоаппаратуре для перестройки контуров
в диапазоне до 100 МГц находят варикоиды, выполненные на основе
материалов ВК-1, ВК-2 и ВК-4. У этих варикондов коэффициент,
перекрытия по емкости составляет 4—5. Зависимости емкости С
от приложенного напряжения для варикондов ВК.1-0 и ВК.1-3
показаны на рис. 4-2. Кривые зависимости емкости для других
типов варикондов из материала ВК1 имеют идентичный характер.
Следует отметить, что вариконды не получили широкого рас-
пространения для перестройки контуров в тракте сигнальной
частоты и гетеродине профессиональных приемников вследствие
свойственных им недостатков.
Варикапы представляют собою приборы, в которых ис-
пользуется нелинейная емкость полупроводникового диода. Из
различных типов полупроводниковых емкостей в настоящее время
используется главным образом емкость запертого р—п-перехода,
так называемая барьерная емкость. Варикапы, построенные на
162
использовании барьерной емкости, обладают высокой доброт-
ностью, низким уровнем собственных шумов, сравнительно малым
температурным коэффициентом, и их параметры мало зависят
от частоты (вплоть до частот миллиметрового диапазона) [10].
Варикапам как конденсаторам переменной емкости, кроме отме-
ченных выше, присущи по сравнению с другими элементами для
электронной перестройки следующие положительные свойства:
а) практическая безынерционность изменения емкости;
б) требуется малая мощность источника управляющего на-
пряжения;
в) относительно высокая стабильность емкости при изменении
внешних условий;
г) нечувствительность к вибрациям.
Все это позволило использовать варикапы для плавной пере-
стройки контуров в некоторых приемниках, правда, при относи-
тельно небольших коэффициентах перекрытия и при не очень
высоких требованиях к линейности.
Большинство варикапов в настоящее время изготовляется
методом вплавления примесей в полупроводник (резкий р—«-пе-
реход). Для таких варикапов зависимость барьерной емкости от
приложенного напряжения определяется соотноще!й1ем
С ((/)=»—7====-, (4-4)
Vu + uk
где С (U) — барьерная емкость, соответствующая приложенному
к варикапу обратному (запирающему) напряжению; — коэф-
фициент, зависящий от параметров исходного полупроводника;
S — площадь р—«-перехода; Uk — высота потенциального
барьера между областями р и « при отсутствии внешнего напря-
жения, причем при инженерных расчетах можно принять, что
при комнатной температуре для германиевых^ р—«-переходов
Uk = 0,3-7-0,5 В, а для кремниевых {/А = 0,5-т-0,7 В.
Если известно значение барьерной емкости при некотором
напряжении Uъ то на основе формулы (4-4) можно найти значе-
ние барьерной емкости при напряжении [/2:
ЭД-ЭДУ!^ ' <4'5’
Зависимость емкости С от напряжения U для варикапов, из-
готовленных методов вплавления примесей, приведена на рис. 4-3.
Для варикапов, изготовленных методом диффузии примесей
(плавный р—«-переход), зависимость барьерной емкости от при-
ложенного напряжения определяется следующим приближенным
соотношением
С (</)=*(4-6)
1.63
т. е. отличается от приведенной выше зависимости (4-4), причем
k2 — коэффициент, определяемый параметрами полупроводника
и режимом диффузии примесей. Графически эта зависимость для
некоторых типов кремниевых варикапов показана на рис. 4-4.
Из сравнения (4-4) и (4-6) видно, что в варикапах, изготовлен-
ных вплавлением примесей, емкость от приложенного напряже-
ния изменяется быстрее, чем в варикапах, изготовленных путем
диффузии. Поэтому в большинстве случаев варикапы изготавли-
ваются методом вплавлеиия (о резким р—п-переходом).
Рис. 4-3. Изменение емкости от при-
ложенного напряжения для варикапов,
изготовленных методом вплавлеиия
Рис. 4-4. Изменение емкости от прило-
женного напряжения для варикапоц,
изготовленных методом диффузии
Выбор диапазона изменения прикладываемого к варикапу
запирающего напряжения U производится на основе следующего.
Максимальное напряжение на варикапе имаке должно быть меньше
пробивного. Значение икак0 обычно приводится в паспорте ва-
рикапа. Нижнее значение напряжения ограничивается напряже-
нием, близким к нулю, при котором емкость перехода шунтируется
сопротивлением открытого диода и ее добротность резко умень-
шается. Минимальное напряжение для германиевых варикапов
должно быть не меиее 0,2—0,3 В, для кремниевых — не менее
ОД В.
Коэффициент перекрытия по емкости в рабочем интервале
At/ = 17макс — Uum для варикапов, изготовленных путем вплав-
ления примесей, учитывая (4-5), рассчитывается по формуле
г С (t/мин) 1/ ^макс 4* Uk /л
С(Ы ~ V Uum,+Uk ' (4'7'
-Заметим, что для варикапов эта величина имеет обычно не-
большое значение, порядка 3—4, т. е. много меньше, чем для кон-
денсаторов переменной емкости, и несколько меньше, чем для ва-
рикондов. Это обусловливает использование варикапов для плав-
ной перестройки в пределах небольшого интервала.
Барьерная емкость варикапа С не зависит от частоты во всем
радиотехническом диапазоне.. Для различных типов варикапов
вначение барьерной емкости различно и лежит в пределах от
десятых долей пикофарады (в варикапах, созданных для диапа-
вона сверхвысоких частот) до десятых долей микрофарады (в ва-
рикапах диапазона низкой частоты).
Добротность варикапа, как всякого полупроводникового диода,
вависит как от сопротивления утечки /?пар, полагаемого включен-
ным параллельно с емкостью С, т. е. от составляющей доброт-
ности
Qi = 2л/0СТ?пар, (4*8)
так и от сопротивления материала полупроводника и контак-
тов RBOCt полагаемого включенным последовательно, т. е. от
составляющей добротности
Qt = - (4'9^
Результирующая добротность
«=-Ж- ‘4-|0>
На низких частотах можно пренебречь влиянием последова-
тельного сопротивления диода (/?поо.= 0) и тогда результирующая
добротность Сэ «=« Qi, а на высоких частотах можно пренебречь
действием параллельного сопротивления (7?пар = оо) и тогда
Qs Qt' Добротность варикапа может быть достаточно высокой.
Рабочий диапазон варикапа ограничен допустимым уменьшением
Рис. 4-5. Схемы включения варикапов в контур: а —
с одним варикапом; б — при встречном включении двух
варикапов
его добротности. Задаваясь минимальным значением добротности,
можно, пользуясь формулами (4-8) и (4-9), иайти верхнюю Д,
и нижнюю fH границы применимости варикапа (при известных
/?пар и Япос)- Дяя Диапазона частот от единиц до десятков мега-
герц созданы специальные варикапы. Параметры некоторых из
них приведены в табл. 4-1.
Варикапы в схему контура включают, как показано на
рис. 4-5. Контур в схеме рис. 4-5, а образуется катушкой с индук-
тивностью L и емкостью варикапа С. Между ними ставится раз-
делительный конденсатор Се, емкостью в десятки — сотни раз
WO
Таблица 4-1
Данные варикапов
Тип Номинальная емкость, пФ Добротность Максималь- ное напря- жение, В Обратный ток, мкА
КВ-102А КВ-102Б КВ-102В • КВ-102Г К-В-Ю2Д КВ-102Е На частоте 1—10 МГц: 20-25 22—27 25-37 14-22 19—28 25—37 На частоте 50 МГц: 40 40 50 50 100 100 45 1
КВ-ЮЗА КВ-103Б На частоте 1—10 МГц: 18-32 28—48 На частоте 50 МГц: 50 40 80 80 10 10
КВ-104А КВ-104 Б КВ-104В КВ-104Г КВ-104Д На частоте 1—Ю МГц: 90—120 106—144 , - 128—192 95—143 128—192 На частоте 10 МГц: 100 100 100 100 100 . 45 45 45 80 80 5 В
Примечания: 1. Номинальное значение емкости задается: а) для КВ-102 и КВ-Ю& при постоянном обратном напряжении 4 В н амплитуде перемен- ного напряжения не более 0,1 В; б) для КВ-104 прн постоянном обратном напря- жении 1 В н амплитуде переменного напряжения не более 0,1 В. 2. Обратный ток для всех варикапов задан для температуры 25° С.
больший емкости варикапа и служащий для отделения цепи пи-
тания варикапа от катушки индуктивности. Постоянное управ-
ляющее напряжение подается на варикап е потенциометра 7?s
через высокоомный резистор Их суммарное сопротивление
должно быть таким, чтобы контур практически не шунтировался.
Так как обратные токи диодов, используемых в варикапах,
малы, то падение напряжения на мало и практически все
управляющее напряжение подводится к варикапу. Это напряже-
ние должно быть точным по уровню и стабильным во времени.
В противном случае будет изменяться емкость варикапа и, следо-
вательно, частота контура. Допуск на стабильность управляющего
напряжения klllll определяется допустимой расстройкой А///.
Примерно можно считать, что (36]:
(4-П)
При большом переменном напряжении высокой частоты на
контуре, соизмеримом о управляющим напряжением, контур
166
расстраивается. Чтобы уменьшить это влияние, используется
встречное включение двух варикапов, как это показано на
рис. 4-5, б. В этой схеме по постоянному напряжению варикапы
включены параллельно, а по переменному —последовательно
и, что самое главное, встречно. Благодаря встречному включению
при любом изменении переменного напряжения на контуре на-
пряжение на одном из варикапов увеличивается, а на другом —
уменьшается. В этой схеме среднее значение емкости при дей-
ствии переменного напряжения изменяется значительно меньше
и, следовательно, меньше изменяется резонансная частота кон-
тура. При постоянном напряжении в несколько вольт переменное
напряжение должно иметь амплитуду не более нескольких деся-
тых долей вольта.
Следует иметь в виду недостатки варикапов при использова-
нии их для перестройки приемников:
а) нелинейность емкости, что при больших уровнях перемен-
ного напряжения может привести к ухудшению многосигнальной
избирательности;
б) необходимость высокой точности установки номинала и ста?
бильности источника питающего напряжения;
в) небольшой коэффициент перекрытия по емкоети.
Методика расчета контура о плавной перестройкой приведена
в § 4-4.
4-3. ВЫБОР ЭЛЕМЕНТОВ ПРИ ДИСКРЕТНОЙ ПЕРЕСТРОЙКЕ
КОНТУРА
Вместо переменного конденсатора или переменной индуктив-
ности в приемниках с дискретной перестройкой используются
магазины емкостей или индуктивностей (или то и другое вместе).
Возможные варианты схем переключений показаны на рис. 4-6
(21]. Резонансная частота перестраиваемого контура зависит
от положения ключей в магазинах.и является некоторой функцией
числа /, определяемого количеством замкнутых или разомкнутых
ключей в схеме коммутации.
Система ключей, используемых для переключений, может
строиться по десятичному, двоичному или по любому другому
коду. В простых схемах переключений, когда коммутируются
только емкости или только индуктивности, зависимость частоты/0
настройки от числа i обычно имеет сложный характер. В комбини-
рованных, схемах коммутации, когда одновременно переклю-
чаются как емкости, так и индуктивности, в некоторых случаях
можно получить прямочастотную зависимость изменения частоты
от числа i. Управлять системой переключений в современных
профессиональных приемниках можно с помощью специальных
электронных схем. Ключи обычно строятся на герконах [251.
При этом надо стремиться к выбору переключателей с наимень-
шими емкостями, минимальным сопротивлением при замкнутом
ключе и максимально возможным — при разомкнутом.
107
Показанные на рнв. 4-6 схемы дискретно перестраиваемых
контуров разбиты на четыре типа. В схемах тина 1 используется
параллельное соединение конденсаторов (1а) и последовательное
соединение катушек (16) соответственно в магазинах емкостей
к индуктивностей. Прн схемах типа 2 применяемые катушки со-
Рис. 4-6. Схемы контуров при дискретной перестройке ча-
стоты
единяются параллельно (2а), а конденсаторы— последовательно
(26). В комбинированных схемах типов 3 и 4 одновременно комму-
тируются как катушки, так и конденсаторы. Схема За является
сочетанием схем 1а а 2а, схема 36 — схем 16 в 26. Соответственно
схема 4а представляет собой сочетание схем 1а и 16, а схема 46 —
схем 2а и 26.
В начальном положении ключей, показанном на риа. 4-6,
резонансная частота /0 определяется начальными значениями
емкости Са и индуктивности L», т. е.
2л *
(442)
168
В схемах типа 1 конденсаторы в магазине емкостей подклю-
чаются параллельно, а катушки в магазине индуктивности соеди-
няются последовательно. Поэтому при размыкании ключей в
схеме 1а и замыкании контактов в схеме 16 емкость или индук-
тивность контура уменьшаются, т. е. резонансные частоты могут
быть выражены в виде:
г _ ________1
2я /МСо-«ДСми>>)’
f = 1
2я — i ДЛцшО.Со
(4-13)
где / — некоторое число, определяемое положением ключей
в схеме коммутации; ДСМИН и ДАНВВ — наименьший дискретный
скачок емкости и индуктивности.
Относительное изменение частоты настройки, называемое на-
строечной характеристикой контура, представляется следующим
образом:
где kc = ДСнии/Св и k’L = ДДмяя/Lo — коэффициенты, характе-
ризующие дискретность перестройки.
В схемах коммутации типа 2 катушки соединяются парал-
лельно, а конденсаторы — последовательно. Вследствие этого
при замыкании ключей в схеме 2а и размыкании в схеме 26 со-
ответственно уменьшаются индуктивность и . емкость контура.
Резонансные частоты для указанных схем соответственно выра-
жаются в виде:
(4-16)
где А£ыехс, АСнакв — изменяемая часть индуктивности н емкости
контура. В рассматриваемых случаях вид настроечной характе-
169
ристики представляется зависимостями
+1 = j/~i + ikL> (4-16)
ф- = V1 + t -^С”ак° = T/~ 1 4- ike, ' (4-17)
где kL = —-р^ми" и kc = О+Омчн—коэффициенты дискрет-
ности перестройки.
В комбинированных схемах коммутации типов 3 и 4 одновре-
менно коммутируется как индуктивность, так и емкость. Дискрет-
ность перестройки в емкостной и индуктивной ветвях обычно бе-
рется одинаковой, т. е. kQ = kL — k. Тогда результирующая
настроечная характеристика представляется произведением на-
строечных характеристик, полученных при раздельном рассмо-
трений коммутации ветвей контура. Из показанных на рис. 4-6
схем коммутации конденсаторов и катушек схема 46, сочетающая
схемы 2а и 26, представляет наибольший интерес, так как она
обладает прямочастотной настроечной характеристикой вида:
4е = У1 + ikL У1 + ik'c = 1 + ik; (4-18)
Положительным свойством колебательного контура с комбини-
рованной дискретной перестройкой является равномерность доброт-
ности и коэффициента передачи в широком диапазоне частот.
Следует иметь в виду, что характеристики дискретно перестраи-
ваемых контуров определяются как параметрами подключенных
конденсаторов и катушек, так и качественными показателями
переключателей и паразитными емкостями катушек и монтажа.
Промышленностью в настоящее время разработаны герметизи-
рованные магнитоуправляемые контакты (герконы), специально
предназначенные для коммутации высокочастотных цепей в схе-
мах перестройки приемников и маломощных передатчиков (251.
Достоинствами герконов являются: 1) малое электрическое со-
противление замкнутых контактов (0,05—0,2 Ом); 2) высокое ср-
противленве изоляции (109—101? Ом); 3) малая емкость (0,4—
1,0 пФ); 4) высокое быстродействие (0,3—2 мс); 5) высокая надеж-
ность (до 107—108 переключений); 6) высокая механическая устой-
чивость (удары до 150г/, вибрации 15—25zy); 7) большой диапазон
рабочих температур (—60° С до +150° С); 8) отсутствие гальва-
нической связи между цепями управления и нагрузки; 9) малая
мощность управления (50—150 мВт); 10) малые габариты и масса.
Например, геркон МК-17 специально предназначен для ком-
мутации цепей в схемах перестройки частоты в приемниках и
возбудителях передатчиков на частотах до 100 МГц. Прямое со-
противление его равно 0,2 Ом, обратное 10® Ом, емкость 0,6 пФ.
Габариты: длина 20 мм, диаметр 3,1 мм.
160
Время перестройки контура с дискретными емкостями или
индуктивностями, коммутируемыми с помощью герконов, состав-
ляет десятые и даже сотые доли секунды. При расчете контура
с дискретной перестройкой следует руководствоваться указаниями
§ 4-4 с учетом соотношений § 4-7.
4-4. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ОДНОКОНТУРНОЙ
РЕЗОНАНСНОЙ СИСТЕМЫ
1. Основные, расчетные соотношения для изолированного контура
При расчете параметров одиночного параллельного резонанс- ного контура: резонансной частоты /0, индуктивности L, емкости С, характеристического сопротивления р, добротности Qo или зату- хания d0, резонансного сопротивления Ro или резонансной про- водимости б0 — используются следующие основные формулы: f 159 , f2 25 300 . .. /°= VVc ИЛИ LC ; <449>
- . _ 25 300 . r __ 25 300 . (4-20)
p — 2nf0L — 2л^с - c , (4-21)
<?0=:_7==^Г; do = V = pGo: (4-22)
(4-23)
В формулах (4-19)—(4-20) индуктивность L — в микрогенри,
емкость С — в пикофарадах, частота f0 — в 'мегагерцах. При ис-
пользовании формул (4-21)—(4-23) величины L — в генри, С —
в фарадах, f0 — в герцах, р, /? иг — в омах.
При необходимости перехода от частоты f0 к длине волны Ха
и наоборот
Хо = -^, (4-24)
причем Л.о — в метрах, f0 — в мегагерцах.
2. Исходные данные и последовательность проектирования
перестраиваемого в диапазоне контура
При проектировании перестраиваемой в диапазоне частот ре-
зонансной системы известными являются:
а) основные параметры тракта, где используется контур,
элементы, предшествующие и следующие за контуром, их входные
н выходные параметры и степень их связи с контуром;
6. В; Д. Горшелев н др. 161
б) минимальная /Омия и максимальная /Омако частоты пере-
стройки контура нли минимальная /Омяя частота диапазона
и коэффициент перекрытия диапазона по частоте kR —
“ f 0 мако^/o мин>
в) требования по полосе пропускания ДГП и полосе мешания
Д/\, на заданных уровнях или по подавлению наиболее опасных
помех Du на частотах fu = f0 =±= Д/и.
При проектировании одноконтурного фильтра целесообразно
придерживаться такой последовательности:
1) определить способ перестройки контура — плавная или
дискретная;
2) произвести выбор элемента для перестройки контура (см.
§ 4-2 и 4-3);
3) определить минимально необходимую емкость контура;
4) рассчитать пределы изменения емкости (индуктивности);
5) определить результирующие емкости и индуктивности:
а) при плавной перестройке — на крайних и средней частотах
каждого поддиапазона;
б) при дискретной перестройке — на всех дискретных частотах;
6) рассчитать результирующие затухания и добротности кон-
туров в тех же точках, где рассчитывались емкости и индуктив-
ности;
7) рассчитать и построить характеристики избирательности
н определить полосы пропускания и мешания в тех же точках,
где рассчитывались добротности;
8) произвести конструктивный расчет элементов контура (ка-
тушек индуктивности, конденсаторов переменной емкости, системы
экранировки, схемы переключений и др.).
3. Определение минимально необходимой емкостн
Полная или результирующая емкость контура является одним
из основных параметров, который определяет коэффициент уси-
ления н стабильность характеристики избирательности каскадов
в тракте сигнальной частоты. С одной стороны, следует стре-
миться к уменьшению емкости контура, так как при. этом могут
быть улучшены усилительные свойства каскадов. С другой сто-
роны, с уменьшением емкости ухудшается стабильность харак-
теристики избирательности каскадов. Вследствие этого мини-
мально допустимое расчетное значение емкости выбирается исходя
из трех основных условий: превышения паразитных и вносимых
в контур емкостей, обеспечения заданной стабильности харак-
теристики избирательности и реализации необходимого устой-
чивого усиления.
По первому условию расчетное, значение результирующей
емкости должно браться не меньшим, чем суммарное значение всех
паразитных и вносимых емкостей контура:
С3 > Сиш| + С1ОСТ> (4-25)
162
где
Споет = Р1 (Свых -р Си1) -р CL -р Сп. ср *f* Pi (Свх ~р Сиз),
причем Сиян — начальное значение переменной емкости контура,
о выборе которого сказано ниже, в п. 4 настоящего параграфа.
Величины Свых и Свх — соответственно выходная емкость
предшествующего и входная емкость последующего каскадов,
которые зависят от типа лампы или транзистора, схемы их вклю-
чения, режима и выбираются на основании справочных данных
с учетом изменения параметров в схеме конкретного каскада
(см. формулы в гл. 6 и 7); См1 и См2 — емкости монтажа соответ-
ственно со стороны предшествующего и последующего каскадов,
зависящие от вида монтажа, типа ламповых панелей, системы
экранировки н типа переключателей поддиапазонов, при предва-
рительных расчетах берутся равными 8—12 пФ; CL — србственная
емкость катушки индуктивности, зависящая от конструкции ка-
тушки н каркаса, при ориентировочных расчетах берется равной:
для однослойных намоток с шагом 1—2 пФ, без шага 2—6 пФ, для
катушек с перекрестной универсальной намоткой 5—10 пФ,
для простой универсальной намотки 15—30 пФ, для рядовой мно-
гослойной 50 пФ и выше; величина СПфСР = (Сп мия + Сп. м«о)/2 —
средняя емкость подстроечного конденсатора, учитывающаяся
только в контурах, перестраиваемых в диапазоне частот, причем
вначения емкостей СПфИНЯ н Сп. мак<< могут быть взяты из табл. 4-3,
pt и р2 — коэффициенты трансформации со стороны предшеству-
ющего и последующего каскадов, которые определяются при
трансформаторных и автотрансформаторных схемах связи как
отношение соответствующего числа витков р2 = wjw и pt =»
= wt/w, а при связи через емкостный делитель pt = CJC2 и
Pi = Cj/C,, где Са, Ci и Ct — результирующая емкость контура
н емкости соответствующих частей делителя.
Всё указанные выше емкости — паразитные и вносимые —
должны быть возможно меньшими. Уменьшение влияния вноси-
мых емкостей достигается также уменьшением связи контура
с предшествующим и последующим электронным прибором,
т. е. уменьшением рг и рг. Эго, однако, не всегда желательно,
так как приводит к снижению усиления.
По второму условию результирующая емкость контура должна
быть настолько большой, чтобы сдвиг частоты настройки за счет
разброса емкостей электронных приборов и изменения их пара-
метров под влиянием внешних условий и режима не превышал
некоторого допустимого значения
<4'26’
где /0 — резонансная частота настройки; ДРобщ — полоса про-
пускания контура или тракта в целом в многокаскадной системе;
ДС — разброо и нестабильность емкостей, вносимых в контур
• 163
со стороны электронных приборов в учетом коэффициентов транс-
формации (ДС == pl ДСВЫх + pl ДСВХ); S — коэффициент, зави-
сящий от допустимого значения сдвига настройки и типа много-
каскадной системы, причем для частного случая — допустимого
изменения усиления на 3 дБ и полосы на 20% при числе контуров
6—8 — составляет значения, приведенные в табл. 4-2. В случае
применения одного каскада коэффициент 6 может быть взят
равным единице.
Таблица 4-2
Значения коэффициента запаса 6 при выборе емкости контура
Тип схемы 6
, Система с настроенными на одну частоту каска- дами и одноконтурными фильтрами в нагрузке Система с настроенными на одиу частоту каска- дами и двухкоитурными фильтрами и нагрузке Система с двойками взаимно-расстроеиных ка- скадов Система с тройками взаимно-расстроенных ка- скадов 1,5—2,0 2,0—2,5 6,5—10 10—20
По третьему условию результирующая емкость контура должна
превышать некоторое значение, ниже которого усиление стано-
вится неустойчивым:
L , (4-27)
2л &F общ^о уст /<₽(«)
где | Yл|— крутизна проходной характеристики усилительного
прибора; pi, р2 — коэффициенты трансформации; ДРовщ — по-
лоса пропускания тракта; п — число каскадов в тракте; <р(п) —
функция, вависящая от количества каскадов и типа усилителя
и определяемая по табл. 3-9.
При окончательном выборе расчетного значения емкости по
указанным выше трем условиям следует иметь в виду, что оно
выбирается ббльшим из трех значений, полученных при расчетах
по формулам (4-25), (4-26) и (4-27). Если избранное значение ре-
зультирующей емкости окажется больше постоянной емкости Cmot,
рассчитанной по условию (4-25), то в контур «ледует включить
дополнительный конденсатор
£доп = Сэ — С|ЮС»’ (4-28)
4. Пределы изменения емкости
При плавной перестройке тракта сигнальной частоты в ка-
честве изменяемого элемента в контуре в настоящее время в основ-
ном используются конденсаторы переменной емкости и варикапы.
164
При дискретной перестройке контуров преселектора в совре-
менных приемниках обычно используются магазины емкостей —
дискретные конденсаторы переменной емкости.
Таким образом, в схемах приемников большее равпростране-
ние получили способы перестройки изменением емкости. При этом,
выбирая элемент для перестройки емкости, надо определить ми-
нимальное Смин и максимальное Смак0 значения емкости и закон
изменения емкости в диапазоне частот.
Для перестройки контура, при прочих равных условиях,
целесообразно использовать конденсаторы, варикапы или дискрет-
ные конденсаторы, имеющие по возможности малое значение на-
чальной емкости. Минимальное значение емкости Смин переменных
конденсаторов зависит от их конструкции и диапазона частот и
может быть взято из табл. 4-3. О выборе Смин варикапа сказано
в п. 2 § 4-2. Значение СМИ|) для дискретного конденсатора, опреде-
ляемое как паразитная емкость при всех разомкнутых ключах,
может быть определено в соответствии с указаниями § 4-7.
Максимальная емкость Смакс контура должна быть такой,
чтобы обеспечивалась его перестройка в диапазоне (поддиапа-
зоне), имеющем наибольший коэффициент перекрытия диапазона
^д. макс по частоте
Смаке = ('-'мнн Споет) ^д. маке ~ Споет» (4-29)
где Споет определяется по формуле (4-25).
Часто перед разработчиком стоит обратная задача — исполь-
зовать имеющийся тип переменной емкости с известными или опре-
деленными по характеристикам значениями емкостей Смни и Смако.
В этом случае вначале определяется необходимая постоянная
емкость Спост (яеобх), обеспечивающая требуемый коэффициент
перекрытия диапазона kn = f0 uaKJfo мни, причем из условия
"I/ Смаке 4~ Спост (иеобх) __
г' Смин Сцост (иеобх) л
находится емкость
с _____________________________________ь2 с
’'макс “Д^мин
Споет (необх) —---J--------> (4-OV)
- «д—1
а затем рассчитываете^фактическое значение постоянной емкости
в контуре
Споет (факт) — Р1 (СВЫх 4~ С„1) 4* Cl Сп. ср 4~ Р2 (Свх 4- Сгп).» (4*31)
причем входящие в эту формулу величины имеют то же значение,
что и в формуле (4-25).
В заключение определяется емкость дополнительного конден-
сатора постоянной емкости как разность
Сдоп = Споет (необх) “ Споет (факт)- (4-32)
165
Таблица, 4-3
Примерные значения емкостей переменных и подстроечных конденсаторов
Диапазон частот, МГц Емкость переменного конденсатора. пФ Емкость подстроечного конденсатора, пФ
Смнн ^макс ^п. мин. Сп. макс
0,1 и ниже 0,1—1,5 1,5-30 ’ 30—100 15-30 12—25 7-15 3—7 450—750 250—500 50—250 10—50 2-5 2-3 2—3 0,6—1,5 15-25 . 10—20 8-15 2-5
Примечание. Выбор С„„„ и С„а„_ для варикапа или дискретного кон- инн маки денсатора переменной емкости производится в соответствии с § 4-2 или 4-7.
Подстроечные конденсаторы, данные которых приведены
в табл. 4-3, служат, как известно, для точной подгонки емкости
контура при заводской регулировке приемника. Такой конденса-
тор ставится в контур для укладки в заданный диапазон на его
верхней, частоте. Диапазон изменения емкости подстроечного t
конденсатора должен быть несколько больше общего разброса
начальной емкости контура и обычно составляет 20—40% на-
чальной постоянной емкости.
Кроме выбора или расчета минимальной Смин и максималь-
ной Смакс емкостей элемента перестройки контура, надо задаться
илн выбрать закон изменения емкости в пределах перестройки.
Характеристики различных типов переменных емкостей приведены
выше в § 4-2.
б. Результирующие емкость и индуктивность контура
При рассчитанных или выбранных значениях емкостей Смни
и Смаке представляется возможным спроектировать конденсатор
переменной емкости или выбрать подходящий тип варикапа.
В последующем, с учетом сказанного выше, может быть определена
результирующая емкость контура, перестраиваемого в диапазоне
частот
ч Сэ, инн = Смнн-J-Спост, 1
с =г -4-Г (4'33)
э- макс '-'макс ч '-'пост- >
Аналогичным образом производится выбор и расчет минималь-
ного и максимального значений индуктивности.
Результирующая индуктивность контура, перестраиваемого
в диапазоне частот от f0 мав до f 0 макс, определяется следующим
образом:
. 25 300 „ . 25 300 Q. .
- 7—7-------- НЛИ Ьз = -------с-------’ (4‘34)
/О мин'-'э. макс /Омакс'-'э. мнв
где L9 — в микрогенрн, Сэ — в пикофарадах, f0 — в мегагерцах.
166
Если в контуре кроме его собственной катушки в индуктив-
ностью L имеется параллельно включенная катушка (напри-
мер, дроссель в схеме параллельного питания), то результи-
рующая индуктивность такого контура
г-. = ТТГ7- '«5>
В том случае, если кроме собственной катушки в контуре
других индуктивностей нет и не вносится из других схем,
L, = L. (4-36)
Характеристическое сопротивление контура в результирующими
параметрами
<М7>
в. Результирующие затухание и добротность контура
Добротность и. затухание собственно резонансного контура
e»-v=,k: «.-к-рА- <4М)
где г — потери в контуре, Go — резонансная проводимость.
При проектировании приемника добротностям резонансных
контуров уделяется самое серьезное внимание, так как от них
непосредственно зависят такие параметры приемника, как изби-
рательность (полоса), чувствительность (усиление), стабильность
частоты в гетеродинах. Добротность по возможности должна
быть высокой. Однако надо считаться с возможностями реализо-
вать заданную добротность и недопустимостью ее повышения
с точки зрения сужения полосы и искажения спектра сигнала.
Следует также иметь в виду, что задание повышенной доброт-
ности существенно усложняет производство резонансных кон-
туров. При высоких добротностях и; следовательно, относительно
узких полосах пропускания приемника на его качественные по-
казатели очень сильно влияют расстройки резонансных контуров
при смене электронных приборов, прн внешних воздействиях
н т. д.
Определение добротности собственно резонансного контура
или результирующей добротности с учетом вносимых затуханий
не дает необходимой точности вследствие того, что трудно оце-
нить все потерн в элементах контура, как собственные, так и вно-
симые. Вследствие этого при подробном расчете приемника обычно
берут за основу экспериментальные данные, полученные на макете,
воспроизводящем соответствующий тракт приемника.
167
Надо подчеркнуть, что при этом определяется не добротность
контура в чистом виде Qo, а некоторая результирующая доброт-
ность ф9 контура, включенного в схему. Эта добротность учиты-
вает затухания, вносимые выходом предшествующего и входом
последующего элементов схемы. При этом результирующее за-
тухание контура:
d$= Pidanx Н- do -J- PzdsK2t (4'39)
где и — коэффициенты трансформации со стороны пред-
шествующего и последующего за контуром элементов схемы;
р!^вых = р!рэОВых — затухание, вносимое в контур со стороны
выхода предшествующего элемента; p?dBx 2 = р!р^ОВх г— затуха-
ние, вносимое со стороны входа последующего элемента схемы
приемника.
Учитывая (4-39), найдем результирующую добротность кон-
тура
Qs = = РэЖых А + ^Вх2) ’ (4’40)
На"этапе проектирования структурной схемы приемника доброт-
ностью контуров обычно задаются в пределах, указанных
в табл. 4-4, полагая эту добротность неизменной в поддиапазоне
и несколько увеличивая ее при переходе от нижних к верхним
поддиапазонам.
' Таблица 4-4
Примерные значения добротностей контуров
Тракт сигнальной частоты Тракт промежуточной частоты
Диапазон частот. МГц Добротность Диапазон частот, кГц Добротность
0,1 и ниже 0,1—1,5 1,5—6,0 6,0—30 30—300 10—40 30—50 40—80 50—120 70—120 100—200 200—400 400—600 1 000—5 000 5 000—20 000 20 000—60 000 100—150 150-250 250-300 80—100. 50—100 30-50
Примечания: 1. Контуры в тракте сигнальной частоты иа относи- тельно низких частотах 0,1 — 1,5 МГц можно сделать с более высокой добротностью» чем указано в таблице. Однако более высокие добротности обычно невозможно использовать, так как при этом полоса пропускания становится недопустимо узкой. - 2. Для контуров в тракте промежуточной частоты в диапазоне 0,1 —0,6 МГц указаны практически достижимые добротности. Для диапазона 1 — 60 МГц можно получить более высокие добротности. Этого, однако, нет смысла делать, так как на этих частотах используются относительно широкополосные системы, при реали- зации которых приходится даже шунтировать контуры для расширения полосы пропускания.
1«8
7. Характеристика избирательности контура
Избирательные свойства одиночного резонансного контура
с результирующими параметрами оцениваются характеристикой
избирательности, уравнение которой представляется в виде:
D = /пр* ₽ /Г+W5 = У1 + - у)’. (4-41)
где (?э = I/d9 — результирующая добротность, / = — Д/ —
текущее значение частоты, f0 — резонансная частота контура,
S — -i----&----относительная расстройка, о = SQs — приве-
те /
денная расстройка,
, При проектировании приемника обычно интересуются двумя
областями характеристики избирательности: областью малых
расстроек (в пределах полосы пропускания) и областью больших
расстроек (в пределах действия различного рода внеполосных
помех). Для области малых расстроек можно использовать упро-
щенную формулу, для которой предполагается симметрия кривой
избирательности:
Задавая различные значения абсолютной расстройке Д/ =».
е= /—/о. по формулам (4-41). или (4-42) можно рассчитать и по-
строить характеристику избирательности (рис. 4-7) непосред-
ственно в единицах подавления (рис. 4-7, а) или в децибелах
(рис. 4-7, б), причем
DUBj-201gD. (4-43)
Кривая избирательности может характеризоваться не непре-
рывным рядом точек, а полосами, отсчитываемыми на заранее
обусловленных уровнях.
Полоса пропускания на ординате 1,41 (3 дБ) равна
ДЛ.« = ^/о = 4-- U-44)
Полосы пропускания соответственно на уровнях 2 (б дБ),
10 (20 дБ), 100 (40 дБ) и 1000 (60 дБ) составляют
AF4i0^l,73dJ0= 1,73-^-;
AF10^10d3f0=loA-;
AFieo~IOOdJo=lOO-^-;
ДЛооо « Ю00 djo = 1000 Л-.
4$
(4-45)
169
Практически важно учитывать, что коэффициенты прямоуголь-
ности, оценивающие избирательные свойства любой резонансной
системы и представляющие собой отношение полосы мешания
на обусловленном уровне (10, 100, 1000 и т. д.) к полосе пропуска-
ния для одиночного колебательного контура, будут составлять
(Ю) Ю; Кп (Ют) 100; Кп (км») Ю00. (4-46)
В случае, если необходимо рассчитать подавление, которое
дает контур на некоторой частоте f (например, зеркальной, про-
Рис. 4-7. Характеристики избирательности одиночного резонанс-
ного контура
• межуточный и др.), для расчета следует использовать исходную
формулу (4-41), действительную при любых, в том числе при
сравнительно больших, расстройках, на которых действуют по-
мехи по побочным каналам. При этом надо предварительно уста-
новить, на какой частоте настройки приемника f6 подавление D
данной помехи на частоте f будет наименьшим, и иметь сведения
о добротности контура Q9.
4-5. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ МНОГОКОНТУРНЫХ РЕЗОНАНСНЫХ
СИСТЕМ
Сложные избирательные системы в тракте сигнальной частоты
приемника используются в том случае, если предъявляются
повышенные требования к селекции помех до входа первого кас-
када или первого смесителя. В первом случае двухконтурный
(в редких случаях трехконтурный) фильтр ставится во входном
устройстве. Во втором случае двухконтурные фильтры могут быть
установлены не только во входном устройстве, но и в нагрузке
каскадов усилителя сигнальной частоты.
' 170
Многозвенные неперестраиваемые фильтры в тракте сигналь-
ной частоты приемника используются сравнительно редко. Эти
фильтры в основном применяются в приемниках, работающих
на одной или небольшом числе фиксированных частот. Известны
попытки применения многозвенных фильтров в широкодиапазон-
ных магистральных приемниках, диапазон которых перекрыва-
ется набором полосовых фильтров. Однако-успеха эти попытки
не имели.
Повышенные требования к избирательности выражаются в
необходимости получения относительно узкой полосы пропуска-
а) б) в)
Рис. 4-8. Схемы двухконтурных полосовых фильтров
ния при малом коэффициенте прямоугольности. Необходимо иметь
в виду, что реализация требований повышенной избирательности
путем использования многоконтурных избирательных систем до-
стигается за счет уменьшения коэффициента передачи во входных
элементах приемника и, следовательно, ухудшения его чувстви-
тельности.
По конструкции многоконтурная перестраиваемая избиратель-
ная система сложнее одноконтурной главным образом за счет
использования двух или трех переменных емкостей или индук-
тивностей.
Двухконтурная избирательная система (рис. 4-8) со-
стоит из двух параллельных контуров, связь между которыми
может быть трансформаторной (рис. 4-8, а), внешнеемкостной
(рис. 4-8, б), внутриемкостной (рис. 4.-8, в) или комбинирован-
ной. В последнем случае связь представляет собой сочетание
трансформаторной и внешнеемкостной (рис. 4-8, г), трансфор-
маторной и внутриемкостной (рис. 4-8, д) или внешнеемкостной
и внутриемкостной (рис. 4-8, е). Комбинированная связь в при-
емниках с перестраиваемым диапазоном частот используется для
сохранения постоянства коэффициента передачи и избиратель-
ности по диапазону.
171
При трансформаторной связи между контурами не требуются
дополнительные элементы связи, однако ее недостатком является
трудность регулировки связи. В случае внешнеемкостной связи
между контурами достигается простота регулировки связи (что
важно в условиях герметизации и экранизации контуров) и не-
сколько уменьшаются габариты всей системы. При виутриемко-
стной связи также может быть достигнута простота регулировки
связи, но вследствие того, что конденсатор связи включается
в контур, ои должен обладать большой емкостью, что кроме
прочего увеличивает потери в контурах.
Первый контур двухконтурного фильтра, стоящего на входе
приемника, соединяется с антенной (или фидером), а в усилите-
ле — с выходной цепью предшествующей лампы или транзистора.
Связь первого контура с антенной или фидером может быть емко-
стной, автотрансформаторной, трансформаторной или комби-
нированной. Связь с выходной цепью усилителя сигнальной ча-
стоты может быть полной, автотрансформаторной или транс-
форматорной.
Второй контур фильтра непосредственно или с помощью авто-
трансформаторной, трансформаторной связи или связи через
емкостной делитель связывается со входом последующего каскада.
Влияние предшествующих и последующих цепей надо соответст-
ственно учесть при определении результирующих параметров
первого и второго контура.
Основные параметры каждого из контуров, входящих в фильтр,
определяются из тех же предпосылок и в той же последователь-
ности, что и параметры одноконтурного фильтра (см. § 4-4), а
именно:
а) определяется способ и элемент для перестройки контура;
б) определяются минимально необходимые емкости контуров,
при этом полагается, что в каждый контур вносятся емкости только
с одной стороны:
CS. мин! Pl (СВЫХ -ЬСМ1) -|- С1ИИН И- Си -ф- С„1 ср» 1 -
2 . . I (4-47)
Сэ. инн2 <=• £-2МИи -ф- С[_1 -ф- Сп2ср + (Свх+ ^мг); )
в) рассчитываются пределы изменения емкости, т. е. уточня-
ются значения Смин и Сыак0 и определяются результирующие
емкости контура Сэ.мак0 и С9.мин;
г) рассчитывается результирующая индуктивность контура;
д) находятся результирующие затухания контуров, при этом
учитываются вносимые в каждый контур затухания только с од-
ной стороны:
Фа = Рэ1СЭ1 — рЭ1 (р1Свых -ф- Gqi), 1
^э2 = p92G32 = Рэ2(Со2+P2Gbx)- J
172
В последующем выбирается вид связи между контурами, ко-
торая оценивается параметром связи г] = kCB/]Sd3id32 и коэффици-
ентом связи Лсв = XCJV Рэ1Рэ1» гДе *св—реактивное сопротивление
связи, выражение которого зависит от вида связи.
Расчет ведется в такой последовательности:
1. Выбирают значение параметра связи rj между контурами.
При идентичных по затуханию контурах (d31 — d32) обычно за-
даются критической связью, при которой кривая избира-
тельности имеет уплощенный минимум, т. е.
П = Пир = 1- (4-0)
В некоторых случаях, если в тракте сигнальной частоты 'ис-
пользуются как двухкоитуриые фильтры, так .и одиночные кои-
туры, применяется более сильная, чем критическая, связь. Па-
раметр связи берется в пределах от 2 до 3. Значение т| = 2 соот-
ветствует ослаблению иа 2 дБ, значению ц = 3 соответствует
ослабление 4 дБ иа средней частоте. При этом результирующая
характеристика тракта, являющаяся результатом перемноже-
ния ординат кривых избирательности всех двухконтуриых и одно-
контурных фильтров в тракте, должна иметь уплощенный ха-
рактер. При неидеитичиых по затуханию контурах в фильтре
(d91 = ds2) целесообразно использовать так называемую п е р е-
ходиую связь между контурами, при которой параметр
связи определяется из условия:
/ 44^- «эд
В этом случае, несмотря иа существенное различие параметров
контуров, кривая избирательности имеет, одни уплощеииый ми-
нимум.
2. При заданном параметре связи л рассчитывают необхо-
димый коэффициент связи
= (4-51)
причем следует проверить практическую реализуемость этого
вначения keB, имея в виду, что для однослойных катушек kCB <
с 0,4-г-0,5, а для многослойных kCB < 0,6-5-0,8.
3. В завивимости от выбранного вида связи между контурами
определяют:
коэффициент взаимоиндукции при трансформаторной связи
= (4-52)
емкость конденсатора при внутриемкостной связи
(4-53)
"СВ
173
емкость конденсатора при внешнеемкостной связи
Ссв = ^св/ад2. (4-54)
Если в последнем случае окажется, что Ссв соизмерима в ем-
костью монтажа или настолько мала, что физически не выпол-
нима, применяется неполная внешнеемкостная связь. Конден-
сатор Ссв автотрансформаторно подключается к обоим контурам
в коэффициентом включения р. Тогда
Ссв = -^-/ад;. (4-55)
4. Определяют характеристику избирательности фильтра, ис-
пользуя формулы:
при критической связи (р = 1)
(4-56)
при связи слабее критической (п < 1)
D “ 4- 2а4 (1 “ П4) + (1 + ; (4-57)
при связи сильнее критической (t) > 1)
D = ~ /^ + 2о2(1 -п8) 4-(1 4- пУ; (4-58)
при переходной связи в случае неидентичных контуров
<М91
/ f
В этих формулах --------------у---относительная расстройка,
о = -т- = -4- (4----4-) — обобщенная расстройка, f = f0 4"
Я? «9 \ /0 / /
+ Д/ — текущее значение частоты, Д/ — абсолютная расстройка,
которой последовательно задаются при построении кривой изби-
рательности D =
На рис. 4-9 приведены кривые избирательности двухконтур-
ного фильтра с идентичными по затуханию контурами, предста-
вляющие собой зависимость подавления D от обобщенной рас-
2 д/
стройки о —при различных значениях параметра связи т|.
Использование этих графиков облегчает расчет перестраиваемого |
в диапазоне частот фильтра в комбинированной связью между
контурами. Исходными данными для расчета являются: нижняя
/н и верхняя fB частоты диапазона перестройки, допустимое
ослабление Do на средней частоте f0 настройки фильтра, необхо-
димое подавление наиболее опасной помехи и ее расстройка
174
в
&
V.
f.
i
AfM от средней частоты (например, зеркальная помеха). Расчет
ведется в предположении обеспечения постоянства полосы меша-
ния AF = 2Д/М при перестройке фильтра.
Делается он в следующем порядке:
1. По графикам рис. 4-9 выбирается значение параметра т)п
на нижней частоте настройки фильтра, при котором при о = О
удовлетворяется требование D^D0.
Рис. 4-9. Характеристики избирательности двухконтурного фильтра
170
2. Определяется обобщенная расстройка на нижней частоте,
настройки фильтра
ДРИ
он =
3. По графику рис. 4-9, относящемуся к избранному г) = т]н,
находится DH, соответствующее определенной выше расстройке
ои. Это подавление должно быть не меньше заданного, т. е. Он>
Du. В противном случае следует изменить выбор т], улучшить
добротность контуров или перейти на трехконтурный фильтр.
4. Рассчитывается коэффициент связи на нижней частоте
*св. в = ЛЛ- . (4-60)
5. По графикам рис. 4-9 находится параметр т]в на верхней
частоте перестройки фильтра при обеспечении Da = Da и обоб-
щенной расстройке
□„ = 7^. (4-61)
6. Рассчитывается необходимый коэффициент связи на верх-
ней частоте
кв = лЛ (4-62)
7. Рассчитываются элементы связи между контурами:
а) в случае применения комбинированной трансформаторной
и внешнеемкостной связи (рис. 4-8, г):
емкость конденсатора связи
г _ ^св. в — fees, н 7- р . /д
'-'ев == р р '“'э. макет-'?• миы» V*
Ьэ. маке — Ьэ. мин
коэффициент взаимоиндукции
Л4=А(Л0В.в- ' (4-64)
б) в случае применения комбинированной трансформаторной
и внутриемкостной связи (рис. 4-8, д):
емкость конденсатора связи
с = -Сэма,<с- Сэ..мнВ . (4.65)
^СВ. 11 ** *вв. в
коэффициент взаимоиндукции
(4-66)
в) в случае применения комбинированной внешнеемкостной
и внутриемкостной связи (рис. 4-8, е):
емкостью конденсатора внешнеемкостной связи Ссв1 задаются
в пределах 1—3 пФ;
176
емкость конденсатора внутриемкостной связи рассчитыва-
ется как
Ссв2 =----. (4-67)
А ЬСВ1
*СВ. И--Л
Ьэ. мако
8. Строится график зависимости D = ср( А/) путем использо-
вания кривых рис. 4-9 на нижней частоте при т] =г]н и верхней
частоте перестройки при т] = т]в при пересчете значений о в Д/.
Трехконтурная избирательная система иногда ис-
пользуется во входном устройстве приемника при жестких тре-
бованиях по многосигнальной избирательности. Связь между
контурами, аналогично двухконтурной системе, может быть транс-
форматорной, внешнеемкостной, внутриемкостной или комби-
нированной. Выбор вида связи определяется требованиями к рав-
номерности коэффициента передачи по диапазону и удобствами
конструктивной реализации. Вид и глубина связи первого кон-
тура с антенной н последнего контура со входом первого каскада
определяются условиями согласования и уменьшения влияния
соответствующих элементов на параметры контуров. Связь между
контурами берется критической или несколько выше критической,
обеспечивающей малую изменяемость полосы при перестройке
фильтра.
Параметры каждого из контуров в отдельности определяются
исходя из тех же предпосылок н в той же последовательности,
как и параметры контуров одноконтурного или двухконтурного
фильтров. Вид связи между контурами и параметры связи вы-
бираются и рассчитываются как для двухконтурного фильтра,
Таблица 4-5
Характеристики избирательности миогокоитуриых систем
Тип схемы Кривая избирательности при r}*jM Кривая избира- тельности при л=1 Коэффициент прямоуголь- ное™
Кп(ю> ^П(1ОО)
Однокон- турная 1 Ио2+ 1 10 100
Двухкон- турная Ц.Д а4+2ог(1-П2)+(1+п2)2 ^+4 КГб Kioo
Трехкон- турная -±-тЛ0»_а4(4^-3) + 1-|-2т)2Г +о2(2т)<+2г]2 + 3) +2ц2+1 1 . >/То"
-5-и 0е—04-70’4-3 О ><100
177
используя приведенные выше расчетные соотношения для опре-
деления элементов связи между контурами. Анализ характеристик
избирательности многоконтурных систем дает расчетные соот-
ношения, сведённые в табл. 4-5. Предполагается, что все контуры
идентичны по своим затуханиям и с одинаковой глубиной связи
соединены между собою. В таблице использованы следующие
обозначения: г] = kzlJd3 — параметр связи, о = 6/d9 — обобщенная
расстройка, Кп — коэффициент прямоугольности.
4-6. РАСЧЕТ ДИСКРЕТНОЙ ПЕРЕСТРОЙКИ В ПРЕДЕЛАХ
ПОДДИАПАЗОНА
Дискретная перестройка в пределах поддиапазона может произ-
водиться одним из следующих способов:
1. Преселектор перестраивается плавно, а частота гетеродина
меняется дискретно, скачками. При этом в контурах преселектора
используются элементы плавной перестройки, характеристика
которых дана в § 4-2, а расчет параметров производится в соот-
ветствии с методикой, изложенной в § 4-4. Для образования сетки
дискретных гетеродинирующих частот применяются дискретные
синтезаторы частоты.
2. Частота настройки преселектора и частота гетеродина из-
меняются скачками и синхронно. При этом предполагается, что
в преселекторе используются дискретные элементы, рассмотрен-
ные в § 4-3, и в момент приема сигнала преселектор настраива-
ется на частоту сигнала, т. е. f0 = fc, а частота гетеродина удовлет-
воряет условию |/с—/г| =/пч. «ом- В случае малого разноса
между дискретными частотами при этом способе перестройки
в контурах преселектора требуется большое число коммутируе-
мых дискретных элементов, что усложняет схему и коммутацию.
3. Частота настройки преселектора изменяется крупными
скачками, а частота гетеродина — мелкими. При этом частота
сигнала /с, оставаясь в пределах полосы пропускания преселек-
тора, в общем случае может отличаться от частоты его настройки
/0. Учитывая, что полоса пропускания преселектора AF может
оказаться значительно более широкой, чем скачки изменения
частоты гетеродина, прием сигналов осуществляется на дискрет-
ных частотах, обусловленных скачками изменения частоты гете-
родина, пока спектр принимаемого сигнала находится в полосе
пропускания преселектора, т. е. при выполнении условий
I/о — А>| и 1/с —/г1 = /«.ном- В рассматриваемом слу-
чае контуры преселектора, перестраиваясь крупными скачками,
содержат не более 6—8 коммутируемых ветвей, а прием сигналов
на большом числе дискретных частот достигается использованием
сетки гетеродинирующих частот от дискретного синтезатора.
При дискретной перестройке контуров преселектора может
быть применена одна нз схем в использованием магазинов емко-
178
стей и индуктивностей, рассмотренных в § 4-3. В настоящее время
вследствие простоты схемы собственно контуров, а также системы
коммутации и управления дискретными элементами преимуще-
ственное распространение получили схемы о магазинами емко-
стей. В контуре такой магазин емкостей заменяет обычный кон-
денсатор переменной емкости, вследствие чего он получил на-
именование дискретного конденсатора переменной емкости (ДКПЕ).
При использовании ДКПЕ расчет необходимых начальной н ко-
нечной емкостей собственно ДКПЕ, т. е. Смин и Смакс, и резуль-
тирующих емкостей контура Сэ. мии и С9. мак0 производится
в соответствии с рекомендациями, изложенными в § 4-4. Следует
при этом только учитывать значения паразитных величин ком-
мутируемых элементов ДКПЕ и его монтажа. Вопросы сжатия
коэффициентов перекрытия преселектора по поддиапазонам и со-
пряжения настроек решаются либо простейшим путем использо-
вания дополнительных конденсаторов, либо применением метода
функционального сопряжения путем согласования кода установки
ключей дискретных элементов в контурах преселектора и кода
установки частоты настройки в синтезаторе.
Расчет дискретной перестройки преселектора в пределах под-
диапазона, осуществляемой ДКПЕ, включает в себя следующие
вопросы:
1. Определение допустимой относительной расстройки ча-
стоты сигнала относительно средней частоты настройки пресе-
лектора.
2. Расчет числа и номинальных значений дискретных частот
в диапазоне.
3. Определение номинальных значений емкости контура на
дискретных частотах.
4. Расчет дискретного конденсатора переменной емкости.
5. Расчет и построение настроечной характеристики.
1. Расчет допустимой относительной расстройки
Допустимая относительная расстройка Рдоп = -lArzAL0Пре-
/О
деляется из условий допустимого ухудшения основных качествен-
ных показателей приемника (чувствительности, односнгнальной
избирательности по побочным каналам и двухсигнальной изби-
рательности) при расстройке частоты сигнала [л относительно
средней частоты настройки f0 преселектора.
А. Допустимая расстройка из условия ухудшения чувстви-
тельности находится в предположении, что коэффициент шума
приемника А при расстройке уменьшается по сравнению с коэф-
фициентом шума No на частоте настройки преселектора на неко-
торую величину s= - У- и прн этом удовлетворяются задан-
ные требования по чувствительности.
179
Для преселектора, содержащего п одиночных контуров, до-
пустимая относительная расстройка находится из условия
Если преселектор содержит п двухконтурных фильтров с кри-
тической связью между контурами (tj = 1), допустимая рас-
стройка ______________ _____________________
При ориентировочных расчетах, если учитывать ослабление
сигнала только за счет входного устройства, допустимая рас-
стройка для приемника соответственно с одноконтурным и двух-
контурным входным устройством определяется из условий
(4‘70)
В формулах (4-68) — (4-70) величина (?э — предполагаемая
результирующая добротность контуров преселектора; Еа, Е ао
у N, N9 — э. д. с. в антенне и коэффициент шума, характеризую-
щие чувствительность приемника при расстройке и на частоте
настрюйки преселектора соответственно; AN/N — допустимая не-
равномерность коэффициента шума в пределах расстройки, ва-
даваемая в границах 0,8—1,0. Последнее означает ослабление
чувствительности на границе полосы пропускания в единицах
э. д. е. (E/JEm) в)/2 раз и в единицах мощности или удельной
мощности Рд/Рдо* или NINq) в 2 раза. • .
Б. Допустимая расстройка из условия ухудшения односигналь-
ной избирательности по зеркальному каналу определяется в пред-
положении, что характеристика избирательности преселектора,
смещаясь в сторону зеркального канала, не вызовет уменьшения
подавления зеркального канала ниже требуемого значения D3. ту,
заданного техническим заданием.
При одноконтурном входном устройстве и УСЧ с одиночными
контурами
2-^2.-^ яеч+1___________
Рдов< Д+Г ’ где + о2) (4’71)
В случае применения двухконтурного входного устройства
и УСЧ е одноконтурными нагрузками
Р«011 ± 1 ’
гпр а - 1 П<ч4.2/а+^)и + па) р м.™
Где — 2Qg у j __ ТУ *
180
Расчет по этим формулам производится в наихудших точках
каждого поддиапазона, где отношение f„Jf0 минимально. В фор-
мулах (4-71)—(4-72) Q3 и псч — добротность и число каскадов
УСЧ, а — параметр рассогласования, г] — параметр связи между
контурами.
В. Допустимая расстройка из условия ухудшения двухсиг-
нальной избирательности находится в предположении, что умень-
шение подавления помехи вследствие смещения настройки пре-
селектора не приведет к-увеличению ее уровня на входе первого
каскада приемника и вследствие этого значение искажений (по
перекрестной модуляции или блокированию) не превысит норм,
определенных техническим заданием.
При одноконтурном входном устройстве
А/тУ
Рдоп < ] • где
£а. п. ТуКдха
2«э У 2Кпер J
(4-73)
Для двухконтурного входного устройства
A/ту _ D
-А ' где В* = £а'п-туАвх0 (1 + аЩдХ. (4-74)
+ 2 4^0 -«W) У 2Кпе1,^-
В формулах (4-73)—(4-74) Ея п. ту и Д/ту — заданные тех-
ническими условиями уровень и расстройка помехи относительно
сигнала, Лпер — допустимый для приемника коэффициента пе-
рекрестной модуляции.
Из рассчитанных трех значений допустимых относительных
расстроек Рдоп выбирается наименьшее.
При расстройке преселектора относительно принимаемой ча-
стоты сигнала следует также считаться с влиянием неравномер-
ности амплитудно-частотной и нелинейности фазо-частотной ха-
рактеристик для составляющих спектра принимаемого сигнала.
Однако это влияние относительно невелико, если расстройка
преселектора не превышает половины его полосы пропускания 121].
2. Расчет числа и номинальных значений дискретных частот
в поддиапазоне
Разбивка поддиапазона на дискретные частоты Zo = Zo мин»
fi, fs» • • •> Л,- • -Ля = Ломакс может быть произведена способами:
а) равных частотных интервалов (Д/ = const), б) равных относи-
тельных расстроек ф* = const).
* Для сокращения записей индекс «доп» в обозначении относительной рас-
стройки Р в последующем опущен.
181
В первом случае частотные интервалы между дискретными
частотами определяются выражением:
A/1 = A/8 = A/s=... = A^_1 = A^ = Af = 2₽/0, (4-75)
номинальные значения дискретных частот рассчитываются по
формулам
А = 0 + 20) A; f2 = (1 + 40) A’» f3 = (1 + 60) А; ...; (1 + 2Лф) f0,
(4-76)
а число частот в поддиапазоне находится из соотношений
“ — 1
Д7 _ А/пд _ Av ft ___ fo______^ПД 1 (д
Af - 20/о — 20 20 ’
где &frm и k„n — интервал частот и коэффициент перекрытия
поддиапазона, Д/—интервал частот между дискретными ча-
стотами, N = 1, 2, 3,. . . При этом способе разбивки обычно по-
лучается относительно большое число дискретных частот и, сле-
довательно, требуется большое число коммутируемых элементов
в контурах преселектора.
В случае разбивки на дискретные частоты по способу равных
относительных расстроек интервалы между частотами расширя-
ются по мере роста номера частоты и могут быть определены
следующим образом:
ДА = 2рА; ДА = 2р (1 + 20) А; д А = 2₽ (1 н- 20)г А;...
...; AAv = 20(1 + 20)*-*А, (4-78)
номинальные дискретные частоты рассчитываются по формулам
А = 0 + 20) А; А = (1 + 20)2 А; А = d + 20)3 А; ...
.. .-,fN = (1+20)* А, (4-79)
а число частот в поддиапазоне
1g —
Д7 ________/р_________1g А1Д
1g (14-20) lg (1-1- 20) •
(4--80)
Так как относительная расстройка на дискретных частотах
остается неизменной, основные качественные показатели прием-
ника сохраняются. Общее число дискретных частот при рассматри-
ваемом способе разбивки сокращается. При этом уменьшается
число коммутируемых элементов в контурах преселектора. Од-
нако усложняется схема функционального сопряжения пере-
стройки контуров преселектора и системы установки частоты
в синтезаторе.
182
3. Определение номинальных значений емкости контура
на дискретных частотах
Если в контуре преселектора используется дискретный кон-
денсатор, начальная и конечная емкости которого соответственно
равны Смиа и Смакс, а элементы схемы контура при отключенном
дискретном конденсаторе имеют начальную емкость Спос,, то
коэффициент перекрытия поддиапазона, обеспечиваемый этим
контуром, составляет
t, _ 1/ Смаке4~ Спр-ст _ 1/ Сз. маис ц пр,
”пд у f 1 f г С ’ С*-О1)
Начальная емкость Смня дискретного конденсатора зависит
от паразитных емкостей ветвей в схеме коммутации и емкости
монтажных соединений. Значение Смин лежит в пределах 20—•
30 пФ и может быть ориентировочно рассчитано по формуле (4-91).
Конечная емкость определяется соотношением
Смака = ^пдрз. мнв — Споет = ^пд (Смин Споет) — С пост, (4-82)
а максимальная результирующая емкость контура
мако — ^пдС». мин ==* С», мин
(4-83)
где f0 = мин» In ~ fo макс — граничные частоты поддиапазона.
На дискретных частотах в пределах поддиапазона результи-
рующие емкости выбираются из условий:
р ____р ( In V . р р / In V .
’-’э! э. мин у = мин \ J > " ' ’
•••; С9, = миа ) ; ...; CiN = С9.иии. (4-84)
Далее определяется необходимая емкость дискретного конден-
сатора на любой i-й фиксированной частоте, для чего нз получен-
ных значений результирующей емкости вычитается начальная
емкость контура
G = C9Z-Cn0C9. (4-85)
По рассчитанным значениям емкости составляется таблица
номинальных значений емкости дискретного конденсатора, соот-
ветствующих дискретным частотам перестройки контуров пре-
селектора.
4. Расчет дискретного конденсатора переменной емкости
Схема дискретного конденсатора переменной емкости ДКПЕ,
представляющего собой магазин конденсаторов, каждый из ко-
торых коммутируется своим ключом, представлена на рис. 4-10.
183
— —4/ = 3^? e
c,=h
К, \кг \*.
С учетом паразитных емкостей и индуктивностей эквивалентная
схеме ДКПЕ показана на рис. 4-11*. На этих схемах Сх, С2,. . .,
С„ — коммутируемые емкости, гх, г2>. . ., гп—прямые, а 7?х,
/?2). . ., 7?„ — обратные сопротивления ключей, Lx, L2,. . .,
L — паразитные индуктивности выводов и проводов, LK1, Lk2,
. . ., L*n— паразитные индуктивности открытых ключей, СкХ,
Ск2,. . ., Скп—паразитные емко-
сти запертых ключей, L0.x,Li-2,...,
Ln-(n+i) — паразитные индуктив-
ности между соседними вет-
«Д ВЯМИ, Cl-2, С2-2, . • ., С(П_1).П —
J паразитные емкости между со-
—I седними ветвями.
п п Значения прямых сопротив-
Рис. 4-10. Схема дискретного конден- « „ г н
сатора лении ключей на герконах лежат
в пределах 0,08—0,15 Ом, клю-
чей на обычных реле 0,1—1Ом,
диодных ключей 1—5 Ом. Обратные сопротивления ключей на
герконах составляют 108—10* Ом, на обычных реле 10’—108 Ом,
на диодах 10е—10’ Ом. Поскольку прямые сопротивления клю-
чей влияют на размер потерь, а обратные — на значение резо-
нансного сопротивления и соизмеримы с соответствующими со-
Рис. 4-11. Схема дискретного конденсатора с учетом паразитных элементов
противлениями в обычных контурах, они должны учитываться
при расчете добротности ДКПЕ. Значение емкости герконов (1—
2 пФ), обычных реле (2—3 пФ) и запертых диодов (2—4 пФ)
может оказаться соизмеримым с емкостью коммутируемых кон-
денсаторов. Эти емкости оказывают также заметное влияние на
вначеиие начальной емкости контура и должны учитываться.
* Методика учета паразитных элементов схемы дискретного конденсатора
и некоторые расчетные соотношение получены А. Д. Калужским [28].
184
ItPV.
fc
К; При недостаточно продуманной конструкции ДКПЕ на па-
К раметры контура могут оказать влияние также другие показан-
ные на рис. 4-11 паразитные емкости и индуктивности. Чтобы это
г влияние снизить, ветви ДКПЕ должны быть экранированы друр
I; от друга с целью уменьшения паразитной емкости между ними,
|j элементы внутри каждой ветви должны иметь возможно более
|‘ короткие выводы и соединяться между собой проводниками с ми-
I< нимальной индуктивностью. Кроме того, высокопотенциальные
точки ветвей с целью уменьшения паразитной индуктивности
t между ними надо присоединять изолированными друг от друга
отдельными проводниками непосредственно к высокопотенциаль-
ному выводу ДКПЕ. Корпусы реле следует надежно соединять
с корпусом всего конденсатора.
| При расчете ДКПЕ определяются:
i 1. Шаг изменения емкости ДС— берется равным наименьшей
разности двух значений емкости на дискретных частотах, опре-
Ь деленной по формулам (4-84) и (4-85), т. е.
ДС=СМ1-С(. (4-86)
2. Число ветвей дискретного конденсатора
? >»4т. "~3,3218(д*;»-1. ), мп
|| *8 * \ “О/Сд. „щ, /
г где N — число дискретных частот в поддиапазоне, определяемое
по формулам (4-77) или (4-80).
| 3. Номинальные, емкости в каждой из п ветвей при двоичном
й вакоие распределения емкости
СХ=ДС; С2 = 2ДС; С3 = 4ДС; С„ = 2Л-1ДС. (4-88)
t
‘ 4. Емкости конденсаторов в, каждой из п ветвей, определяе-
% мые как разность номинальной емкости ветви и паразитной емко-
Г сти за счет ключей
Ь - (4-89)
где Сп — емкость n-й ветви, Скп — паразитная емкость запер-
• того ключа в л-й ветви.
5. Полные емкости дискретного конденсатора, обеспечиваю-
5 щие настройку контура на любую i-ю дискретную частоту в рае-
L считываемом поддиапазоне
= ОоЬС + ах2 ДС 4- аа4 ДС -|--------------fl„_i2"^' ДС, (4-90)
для чего составляется код команд включения (а = 0 или 1) для
каждой из п ветвей, обеспечивающий такие значения Cz, которые
будут равны или близки к рассчитанным по формуле (4-85) зна-
чениям емкости С( для настройки на все дискретные частоты.
180
б. Начальная емкость дискретного конденсатора, определя-
емая как некоторая паразитная емкость при всех разомкнутых
ключах,
с--='4-9|>
I
где Си — емкость монтажа в схеме ДКПЕ, причем в реальных
конструкциях общее значение СМИ(1 лежит в пределах 20—30 пФ
н несколько выше.
7. Конечная емкость дискретного конденсатора, определяе-
мая при всех замкнутых ключах,
Сиакс = Сиии + ДС S2"-1. (4-92)
i
8. Коэффициент перекрытия поддиапазона контура с дискрет-
ным конденсатором
^пД= V-7^--trnQCT> (4‘93)
Г Смин -г Ьпост
который должен определяться с учетом постоянной емкости всего
контура Спост, рассчитываемой по формуле (4-25) и быть не ниже
заданного значения &п, = .
fo мин
В последующем ориентировочно оценивается добротность дис-
кретного конденсатора. Оценка сводится к учету влияния прямых
и обратных сопротивлений ключей на добротность. Добротность
за счет обратных сопротивлений ключей будет тем меньше, чем
больше ветвей ДКПЕ разомкнуто. При размыкании всех ветвей
частота настройки контура будет f 0 накс, емкость контура С’,. ниы =
= Сыин + Спосг, а добротность
<?мИИ = -T-U- - где G„ = ‘ (4-94)
1
Добротность за счет прямых сопротивлений ключей будет наи-
меньшей при замыкании одного /г-го ключа и составляет
сиин = = ?с-гг- ’ (4’95>
\Ьп -V Спост/ *п
где соол, гп — соответственно частота и прямое сопротивление
при включении n-го ключа, Сп — АС-2я-1 — емкость n-й ветви
дискретного конденсатора.
При подключении последующих ветвей добротность возра-
стает и будет за счет прямых сопротивлений ключей наибольшей
при всех замкнутых ключах. Чтобы исключить резкое изменение
добротности, считается целесообразным, чтобы сопротивления
подключаемых ветвей изменялись по закону rt == ra 2,”i [28].
186
б. Расчет и построение настроечной характеристики
В заключение рассчитывается и строится настроечная характе-
ристика ft — <р(Л7), т. е. зависимость фактических значений ре-
зонансных частот контура [01 (при реальных значениях вклю-
чаемых емкостей С\) от номера частоты N-. Если отклонения этих
частот будут существенными, следует скорректировать выбор
шага ДС и фактические значения емкости С\ на дискретных ча-
стотах.
Глава пятая
РАСЧЕТ ВХОДНОГО УСТРОЙСТВА
6-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Входное устройство радиоприемника является частотно-зави-
симым (частотно-избирательным) или частотно-иезависимым (апе-
риодическим) элементом связи первого каскада г— усилителя сиг-
нальной частоты, преобразователя частоты или детектора — с ан-
тенной. В ряде случаев, кроме функций связи, входное устрой-
ство выполняет еще и функцию согласования системы «антенна—
вход первого каскада» для получения максимума мощности сиг-
нала (согласование по сигналу) или минимума мощности шумов
(рассогласование по шумам) на входе первого каскада.
В соответствии с выполняемыми функциями общей характе-
ристикой входного устройства являются численные значения слег
дующих показателей: резонансного коэффициента передачи на-
пряжения, коэффициента шума, полосы пропускания частот,
избирательности по соседнему сигналу, симметричному (зеркаль-
ному) сигналу, сигналу на промежуточной частоте и сигналам
комбинационных помех. Значения их определяются в результате
расчета входного устройства, на основе данных предварительного
расчета структурной схемы радиоприемника.
В процессе расчета структурной схемы приемника, который
приведен в третьей главе, произведен выбор схемы входного уст-
ройства, т. е. выбор числа входящих в его состав колебательных
контуров (резонаторов) и их параметров, а также вида антенной,
мёжрезонаторной и каскадной связей. Кроме того, определен тип
усилительного прибора и схема его включения для первого кас-
када приемника, выбрана собственная добротность контуров
преселектора и ориентировочные значения эквивалентной доб-
ротности контуров, коэффициента передачи входного устройства
и первого каскада.
Цель расчета входного устройства состоит в выборе необхо-
димой принципиальной схемы и вычислении ее параметров, обес-
187
печивающих требуемые значения качественных показателей в за-
данном диапазоне частот приемника. Для выполнения расчета
должны быть известны не только параметры его колебательных
систем, но и параметры или эквивалент приемной антенны.
В этой главе приводятся краткие сведения о параметрах и
эквивалентах приемных антенн наиболее распространенных ти-
пов и излагается методика расчета входных устройств ламповых
и транзисторных приемников широкого диапазона частот.
0-2. КЛАССИФИКАЦИЯ, ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
И ЭКВИВАЛЕНТЫ ПРИЕМНЫХ АНТЕНН
1. Открытые ненастроенные антенны радиовещательных н профессиональ-
ных приемников. Современные профессиональные радиоприемники имеют слож-
ные антенно-фидерные устройства, включающие антенну или группу антенн,
а также устройства для согласования, симметрирования, фазирования, много-
кратного использования антенн и соединительные (фидерные) линии.
В технике радиоприема применяются антенны различных типов: направлен-
ные и ненаправленные, настроенные и ненастроенные, виутреииие (встроенные)
и внешние, электрические и магнитные.
Режим настроенной антенны соответствует случаю /Оа = /с, когда антенна
* настроена в резоиаис с частотой принимаемого сигнала. Этот режим антенны
используется при работе радиоприемника на одной частоте, в относительно' узком
диапазоне частот или в случае подстройки антенной цепи иа частоту принимае-
мого сигнала.
Режим ненастроенной антенны соответствует случаю /с> когда антенна
не настроена в резонанс с /с. Этот режим аитеииы применяется в случае работы
радиоприемника в широком диапазоне частот, в границах которого /Оа не должна
совпадать с /с.
Независимо от типа приемная антенна может быть представлена эквивалент-
ным генератором напряжения с внутренней э. д. с. Еа и внутренним, в общем
случае комплексным сопротивлением Za.
Значение внутренней э. ,д. с. Еа эквивалентного генератора зависит от на-
пряженности электромагнитного поля в месте приема, частоты сигнала, типа
и геометрических размеров антенны. Оиа связана с напряженностью электри-
ческой составляющей Е поля соотношением:
£а = ЛдЕ,
где йд — расчетный параметр, называемый действующей высотой антенны.
Характер и значение внутреннего сопротивления эквивалентного генератора
определяется преимущественно типом и геометрическими размерами антенны.
У антенн некоторых типов это сопротивление чисто активно и практически по-
стоянно в рабочем диапазоне частот; у антенн других типов оно содержит значи-
тельную реактивную составляющую и сложным образом меняется при измене-
нии частоты сигнала, что вызывает изменение параметров первого контура вход-
ного устройства и его расстройку относительно резонансной частоты сигнала /0.
Значение этой расстройки будет меняться в пределах диапазона, что затрудняет
при регулировке приемника ее полную компенсацию
Эквивалентный генератор работает иа нагрузку, состоящую из приемника
или из соединительной фидерной линии с включенным па ее конце приемником.
Напомним, что при внутреннем сопротивлении генератора Za — Ra +/Ха
и сопротивлении нагрузки Zu = /?а + /Лн получение максимума мощности
в нагрузке требует выполнения двух условий:
1) реактивные составляющие сопротивлений нагрузки Х„ и генератора Ха
должны взаимно компенсироваться, т. е. должно соблюдаться равенство Ха 4-
+ Ха = 0;
2) активные составляющие сопротивлений нагрузки /?н и генератора /?,
должны быть равны.
1&8
Радиовещательные приемники в диапазоне длинных, средних и коротких
воли работают от открытых ненастроенных, ненаправленных антенн.
Открытыми приемными антеннами называются простейшие электрические
ненаправленные и ненастроенные антенны, состоящие из одиночного вертикаль-
ного или наклонного провода Нли из двух проводов— вертикального и гори^
зонтальиого, образующих Г- или Т-образную конфигурацию. Открытые антенны
непосредственно присоединяются к входным зажимам приемников. Антенны
этого типа имеют комплексное сопротивление, сложным образом меняющееся
при изменении частоты сигнала. Экспериментальные исследовании открытых
антенн в диапазоне частот 5—10 МГц
показали, что при длине антенны I
^мив/3 (^мин — минимальная длина
волны сигнала) активная и реактивная
20мкГ
Са
Ш..пеР3200н
Рис. 5-1. Графики измеренных
составляющих полного сопро-
тивления ненаправленной антен-
ны в диапазоне 5—20 МГц
80 Он 125.PV
: *1
a
Ct
сг
0
Рис. 5-2. Стандартный эквивалент ан-
тенны в СССР для радиовещательных
приемников
составляющие сопротивления ее изменяются в области частот от 0 до 1,7 /ва
(fit — собственная частота антенны) приблизительно так же, как и активная
и реактивная составляющие сопротивления последовательного резонансного
контура (рис. 5-1). Отсюда легко прийти к выводу, что при длине открытой ан-
тенны I Хмин/З эквивалентом ее в области частот от 0 до 1,7 /ва может служить
последовательный резонансный контур со значениями параметров /?а, Са и Lt.
Радиовещательные приемники обычно работают с открытыми антеннами средних
геометрических размеров, т. е. с вертикальными антеннами, длина которых
составляет 15—20 м, или с Г- и Т-образиыми антеннами, имеющими длину вер-
тикальной части обычно 6—7 м, а горизонтальной 15—20 м. Для открытых антенн
средних размеров ц Советском Союзе установлен стандартный эквивалент
(ГОСТ 9783—61), хорошо отображающий изменение полного сопротивления Za
этих антенн в диапазоне частот 0,15—12,1 МГц. Схема стандартного эквивалента
приведена иа рис. 5-2.
Для любой частоты сигнала, выраженной в килогерцах, при указанных
иа рис. 5-2 значениях параметров активная н реактивная составляющие ком-
плексного сопротивления стандартного эквивалента открытых антенн могут
быть подсчитаны по формулам!
716,6-Ц^
/с
°’153-------7~Г i780 \2
‘+°',9(тао -4-)
здесь /0 =---! = 1780 кГц.
2лК1.С2
18»
В диапазонах длинных (ДВ) в коротких воли (КВ) можно пользоваться
упрощенным, по сравнению со стандартным, эквивалентом открытых антенн.
Так, в диапазоне частот 150—415 кГц (ДВ) индуктивное сопротивление <в£а
мало и шунтирует цепь Ct—Rp Поэтому эквивалентом аитеии здесь фактически
является конденсатор Cj. В диапазоне частот 3,95—12,1 МГц (КВ) малб емкост-
ное сопротивление l/fcoCj), а индуктивное сопротивление wLa велико, н экви-
валент открытых антенн вырождается в цепь из последовательного соединения
конденсатора и сопротивления Др Существенно отметить, что иа частота»
выше 10 МГц емкостные сопротивления много меньше активного сопротивле-
ния Ri, так что для частот больше 10 МГц в качестве эквивалента открыты»
аитеин можно принимать активное сопротивление, равное 400 Ом.
Радиовещательные приемники часто работают с открытыми комнатными
антеннами, длина которых ие превышает пяти метров. В диапазоне частот 150—
Рис. 5-3. Эквивалент комнат-
ной антенны для диапазона
длинны» и средин» волн
Рис. 5-4. Эквивалент штыре-
вой автомобильной антенны
для диапазона длинных и
средних волн
1600 кГц эквивалентом таких антенн является цепь, показанная на рис. 5-3,
а на частотах свыше 6 МГц — активное сопротивление, равное 200 Ом.
В полевых условиях (в геологических вкспедициях, туристских походах,
альпинистских лагерях и т. п.) нередко используются открытые аитеииы следу-
ющих типов: наклонный луч, Т-образная, наклонная Т-образная, зонтичная,
вертикальный симметричный вибратор, вертикальный штырь, вертикальный
неоднородный петлевой вибратор и др. Входное сопротивление Za этих антенн
сильно зависит от конкретного конструктивного их выполнения и весьма слож-
ным образом меняется в диапазоне частот.
На движущихся объектах — автомобилях, поездах, самолетах — приме-
няются открытые малоразмерные аитеииы повышенной прочности.
Типичная автомобильная антенна представляет собой гибкий хлыстообраз-
ный вертикальный штырь длиной около 1,5 м. Схема эквивалента автомобиль-
ной штыревой антенны для диапазона частот 150—1600 кГц приведена на рис. 5-4.
Для частот от 150 до 30*Х> кГц поездные аитеииы выполняются, как правило,
Г-образными с высотой подвеса иад массой объекта (вагой, локомотив) порядка
0,5 мне длиной горизонтальной части 8—20 м. Они, следовательно, относятся
к категории низко расположенных иад землей Г-образиых аитеии. На сопро-
тивление этих аитеин большое влияние оказывают размеры н конструктивные
особенности вагонов или локомотивов, иад которыми Они подвешены. Поэтому
значения активной и реактивной составляющих сопротивления поездной аитеииы
должны определяться экспериментальным путем для каждого конкретного объ-
екта. При ориентировочных расчетах в качестве эквивалента поездных аитеин
может приниматься последовательная цепь из активного сопротивления вели-
чиной 2—10 Ом и конденсатора емкостью 50—80 пФ.
В диапазоне частот 2—20 МГц и при скорости полета, ие превышающей
600 км/ч, основным типом самолетных связных аитеии являются Г- и Т-образиые
антенны. Сопротивление самолетной аитеииы зависит от размещения ее иа само-
лете, типа и размеров самолета. Антенны разных самолетов заметно различаются
сопротивлением. Для суждения о значении и характере сопротивления самолет-
ных антенн на рис. 5-5 и 5-6 приведены экспериментально полученные кривые
значений активной н реактивной составляющих сопротивления двух антенн
190
1
в функции частоты. Кривые рис. 5-5 соответствуют Г-обраЗиой аитеине с высотой
подвеса 0,75 мне длиной горизонтальной части около 7 м, а кривые рис. 5-6 -»•
Т-образиой аитеине с высотой подвеса 1,3 м и с длиной горизонтальной части
Около 6 м. Следует обратить внимание иа то, что в указанном диапазоне частот
реактивные составляющие сопротивления антенн меняются не только по значе-
Рис. 5-5. Графики измеренных со-
ставляющих полного сопротивления
проволочной самолетной аитеииы Г-
образной конструкции
Рис. 5-6. Графики измеренных со-
ставляющих полного сопротивления
проволочной самолетной антенны
Т-образиой конструкции
Ji
иию, но и по знаку. Собственная частота первой антенны равна 11 МГц, а вто-
рой близка к 9 МГц. Для связи в диапазоне частот 100—150 МГц иа самолетах
широко применяется аитеииа в виде жесткого наклонного четвертьволнового
штыря: обтекаемой формы. На рис. 5-7 указаны размеры штыря и показаны кри-
вые значений активной и реактивной составляющих его сопротивления в функ-
ции частоты.
В диапазонах километровых и бо-
лее коротких волн для магистральной
иизовой и военной радиосвязи приме-
няются аитеины следующих типов:
Т-образиая аитениа (для ГМВ и ДМВ),
наклонная Т-образная, антенна бегу-
щей волны (однопроводная, симметрич-
ная, сдвоенная вертикальная), ромби-
ческая антенна (вертикальная, гори-
зонтальная), полуромбическая верти-
кальная антенна, горизонтальный диа-
пазонный вибратор, шунтовой диапа-
зонный вибратор и др. В любом из этих
диапазонов частот составляющие вход-
ного сопротивления многих указанных
типов антеии резко меняются, поэтому
без точного знания Ra и Ха невоз-
можно рассчитать :
Сделаем несколько
открытых антеии. Если
ствеиной длины волны
считана по формуле:
Хорда 100 мм, толщина 30 нм
Ом
80
60
40
20
О
-20
30'
Рис. 5-7. Графики измеренных состав-
ляющих полного сопротивления шты-
ревой самолетной антенны и, ее эскиз
а
входное устройство профессионального приемника,
замечаний относительно расчета действующей высоты
длина волны Л.с сигнала в три и более раз больше соб-
КОа аитеины, то действующая высота может быть рас-
высота антенны, м; I — полная геометрическая длина
где Л — геометрическая
антенны или, иначе, длина пути тока от основания аитеииы до крайней точки
ее, м.
Для симметричного вибратора, когда длина плеча вибратора много меньше
длины волны сигнала 1С, действующая высота оказывается равной половине
геометрической длины вибратора
I.
Для симметричного полуволнового вибратора (/=Ас/4) действующая
высота определяется по формуле
Л 4/
Йд —
* 4 л
0,64-2/.
Для вертикальной антенны, у которой отсутствует горизонтальная часть,
1= h и йд «=« й/2, т. е.
геометрической высоты.
Действующая высота
тывается по формуле:
действующая высота приблизительно равна половине
заземленной антенны типа «наклонный луч» подсчн-
, 2л ,
1 — COS -у- I
*Д = -5=-----------cos «.
TsinJrz
где а — угол, образуемый антенной с вертикалью к поверхности Земли (чаще
всего а = 45° н cos а = 0,707).
2. Диапазонные направленные коротковолновые антенны профессиональных }
приемников. К этой категории антенн относятся антенны бегущей волны (одно-
проводная, симметричная с собирательной линией и др.), ромбические, полу-
ромбическне, V-образные наклонные, многовибраторные синфазные антенны
н др. Особенностью этих антенн является их высокое однонаправленное действие
и несущественное изменение в широком диапазоне частот 7?а и Ха. Практи-
чески в границах рабочего диапазона их входное сопротивление является чисто
активным, так как эти антенны на конце нагружены па чисто активное сопро-
тивление, равное нли близкое их волновому сопротивлению. Поэтому в про-
водах антенны устанавливается режим бегущей волны. В зависимости от кон-
структивного выполнения входное сопротивление антенны бегущей волны
бывает от 200 до 400 Ом, ромбической — от 400 до 600 Ом, полуромбиче-
ской — порядка 400—500 Ом, наклонной V-образной антенны 300 Ом. Антенны
соединяются с приемниками согласованными симметричными фидерными ли-
ниями с волновым сопротивлением рф, равным входному сопротивлению антенны,
т. е. Да = Рф- Эквивалентом антенно-фидерной системы в этом случае будет
активное сопротивление Рф, с которым должен быть согласован вход первого
каскада приемника.
3. Настроенные коротковолновые и ультракоротковолновые антенны про-
фессиональных и радиовещательных приемников. Настроенные коротковолновые
и ультракоротковолновые антенны предназначены для работы на фиксированной
волне.
Простейшим типом настроенной антенны является вертикальный нлн гори-
зонтальный симметричный полуволновый вибратор, часто называемый диполем.
Конструктивно симметричный полуволновый вибратор представляет собой
отрезок провода нлн металлической трубки соответствующей длины с разрывом
в центре.
Диполь обладает направленным действием; характеристика направленности
его в плоскости, проходящей через ось, имеет в полярных координатах внд вось-
мерки с максимумами приема в направлениях, перпендикулярных оси ди-
поля, н с минимумами приема вдоль осн.
Входное сопротивление симметричного полуволнового вибратора чисто
активно и равно 70—80 Ом (расчетное значение 73,3 Ом). Вибратор обычно со-
единяется с приемником коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением
73 Ом. Активное сопротивление такого значения и составляет в данном случае
эквивалент антенно-фидерной системы.
192
Наряду с симметричным полуволновым вибратором в диапазоне ультрако-
ротких и метровых воли применяются настроенные петлевые и шунтовые вибра-
торы, имеющие чисто активное входное сопротивление Ra от 300 до 600 Ом.
Эти вибраторы соединяются с радиоприемником симметричными коаксиальными
кабелями с волновым сопротивлением, равным сопротивлению Ra вибратора.
Значение Рф будет эквивалентом антенно-фидерной системы этих антенн.
Для получения остро направленного действия в диапазонах декаметровых,
ультракоротких и метровых волн широко применяются сложные антенны, со-
стоящие из большого числа вертикальных и горизонтальных диполей. Не вда-
ваясь в детали конструкции таких антенн, отметим, что, соединение их с при-
емниками осуществляется симметричными фидерными линиями с волновыми
сопротивлениями 200 и 400 Ом, что и определяет -характер и значение экви-
валентов этих антенно-фндерных систем.
б-З. ТРЕБОВАНИЯ К ВХОДНОМУ УСТРОЙСТВУ ПРИ РАБОТЕ
С НЕНАСТРОЕННЫЙ^! И НАСТРОЕННЫМИ АНТЕННАМИ
Работа радиоприемника в широком диапазоне частот (декаметровых и более
длинных волн) требует использования режима ненастроенной антенны. В этом
диапазоне волн основными помехами радиоприему являются внешние, посту-
пающие на вход приемника вместе с сигналом нз антенны. Входное устройство
одинаково усиливает сигнал и помеху, не изменяя их соотношения, поэтому
значение резонансного коэффициента передачи входного устройства не влияет
на реальную чувствительность приемника.
В рассматриваемом диапазоне к входным устройствам предъявляются сле-
дующие требования: максимально возможный коэффициент передачи,- доста-
точно равномерный в пределах всего рабочего диапазона; создание необходимой
полосы пропускания н частотной односигнальной и многосигнальной избира-
тельности, включая избирательность по зеркальному каналу и по помехам на
промежуточной н комбинационных частотах; слабое влияние параметров аитеннЫ
на качественные показатели входного устройства; изменение качественных по-
казателей входного устройства не должно превышать допустимых значений при
настройке на любую частоту диапазона (или поддиапазона); простота осуще-
ствления настройки и перестройки в заданном диапазоне частот наряду с сохра?
нением постоянства настройки н обеспечением быстрой перестройки приемника.
Для обеспечения первых четырех требований необходимо уменьшить влия-
ние изменений параметров антенны на первый контур входного устройства.
Поэтому работа антенны при резких изменениях сопротивлений Ra н Ха (область
от 1,7 /Оа до 2,3 /оа на рнс. 5-1) исключается. Для работы используется область
частот от 0,1 до 1,7 /оа (т. е. I Хмин/3), в пределах которой даже высшая ча-
стота диапазона не попадает в область резких изменений Ra н Ха- Резонансную
частоту антенной цепи /Оа выбирают за пределами диапазона рабочих частот.
Действующая высота антенны йд в начале диапазона будет меньше чем
в конце, но коэффцщ<енФ-передачи входного устройства на более низких частотах
будет больше чем на высоких, поэтому малое значение не приведет к сниже-
нию чувствительности приемника.
Сопротивление Za ненастроенной антенны вносит в первый контур входного
устройства реактивное сопротивление, вызывающее расстройку относительно /0.
Прн регулировке приемника эта расстройка компенсируется изменением под-
строечного конденсатора нли индуктивности контура.
Если контура преселектора перестраиваются конденсаторами переменной
емкости, то для Ха, эквивалентного изменению емкости контура, компенсацию
расстройки лучше производить на верхней частоте поддиапазона, где расстройка
максимальна н подстроечный конденсатор обеспечит наибольшие пределы под-
стройки.
Компенсация расстройки производится в середине поддиапазона изменением
индуктивности катушки первого контура, если вносимое Ха эквивалентно изме-
нению индуктивности.-Полную компенсацию вносимого Ха можно осуществить
7 В, Д. Горшелев и др. 193
только на одной частоте. В пределах всего поддиапазона это сделать невозможно,
поскольку в различных участках поддиапазона влияние параметров антенны Ra
и Ха различно. На участках поддиапазона, где компенсация оказывается непол-
ной, расстройка контура будет определяться значением фактического изменении
емкости (индуктивности) первого контура от скомпенсированного значения.
Таким образом, полностью скомпенсировать смещение настройки первого кон-
тура невозможно, ио ее можно свести к допустимому значению путем выбора
слабой связи с антенной, значение которой рассчитывается.
При использовании для радиоприемников антенн различных типов необ-
ходимо учесть разброс их емкостей и индуктивностей (т. е. Са и La), отлича-
ющихся от принятого при расчете среднего значения. Для расчета необходимо
задаваться коэффициентами разброса емкости и активного сопротивления ан-
тенны
с Са. мин Са R Ra. мин Ra
в пределах 1,2—2,0.
В случае применения ненастроенной антенны согласование системы «ан-
тенна—вход каскада» существенно усложняется из-за необходимости при пере-
стройке приемника изменять параметры первого контура входного устройства
дли соблюдения условий согласования. Поэтому в данном случае согласование
обычно не производится. Входное устройство проектируется так, чтобы оно
обеспечивйло передачу из антенны иа вход первого каскада возможно большего
напряжения сигнала при заданном законе изменения коэффициента передачи
в рабочем диапазоне частот и при допустимом и заранее оговоренном ухудшении
частотно-избирательных свойств, обусловленных реакцией антенны.
Работа радиоприемника с настроенной антенной, у которой на одной ча-
стоте или в очень узком диапазоне частот Za — Ra, предусматривает выполнение
условии согласования антенны с фидером и фидера с первым контуром. Если
7.а = Ra< то вносимое из антенны сопротивление имеет чисто активный харак-
тер, которое не создает расстройку, а лишь увеличивает затухание и ухудшает
избирательность первого контура входного устройства. Разброс параметров
настроенной антенны не имеет существенного значения.
Если сопрогивлеиие антенны не имеет реактивной составляющей и антенна
соединяется с приемником фидерной линией с волновым сопротивлением рф,
то для получения максимума мощности сигнала на входе первого каскада прием-
ника необходимо согласование активных сопротивлений антенны и фидера, а также
фидера и входа первого каскада. Первое согласование (антенна—фидер) осу-
ществляется или путем использования фидера с необходимым значением волно-
вого сопротивления, или же с помощью антенио-фидерной переходной цепи,
трансформирующей сопротивление антенны до значения, равного волновому
сопротивлению фидера. Второе согласование (фидер—вход каскада) выпол-
няется посредством входного устройства. Режим работы с настроенной антен-
ной возможен в очень узком диапазоне частот, если не предусмотрен специальный
орган настройки антенны. При отсутствии у антенны органа настройки ее кон-
структивно выполняют таким образом, чтобы собственная резонансная ча-
стота /оа была равна средней частоте диапазона (поддиапазона) /ср- На /«р
входное сопротивление антенны будет чисто активным, и согласование будет
легко выполнимо. На других частотах, отличных от резонансной, сопротивление
антенны будет комплексным и согласование антенны с фидером нарушится, что
вызовет потерю мощности сигнала. Для обеспечения допустимого значения
рассогласования по мощности диапазон рабочих частот радиоприемника должен
соответствовать полосе пропускания антенны,' которая'обычно составляет от /Оа
не более 10—20%. В случае работы в широком диапазоне частот для обеспе-
чения согласования антенны с фидером во всем диапазоне применяются
в антенно-фидерном устройстве (АФУ) специальные широкодиапазоиные согла-
сующие устройства.
В диапазоне коротких и особенно метровых воли внешние помехи (атмосфер-
ные и промышленные) оказывают меиьшее влияние по сравнению с внутренними
194
помехами радиоприемника. Основными источниками внутренних помех являются
собственные шумы входного устройства и первого усилительного электронного
прибора. В этом случае получение максимально возможной реальной чувстви-
тельности может быть достигнуто при максимальном уровне сигнала на входе
первого каскада. Для этого входное устройство должно иметь наибольший резо-
нансный коэффициент передачи, минимальный уровень собственных шумов
И-оптимальную (или близкую к ней) связь фидера с первым контуром. В рас-
сматриваемом диапазоне к входным устройствам предъявляютси следующие
требования; обеспечение максимально возможного коэффициента передачи по
напряжению и мощности; получение заданного значении связи и условий согла-
сования системы «антенна—фидер—вход первого каскада»; обеспечение мини-
мально возможного значения собственных шумов входного устройства; созда-
ние требуемой ширины полосы пропускания и необходимой частотной односиг-
нальной и многоснгнальной избирательности, включая избирательность по
зеркальной помехе, промежуточной и комбинационным частотам.
6-4. ОСНОВНЫЕ ТИПЫ ВХОДНЫХ УСТРОЙСТВ
Входное устройство, как составная часть преселектора радиоприемника,
в значительной мере определяет его электрические характеристики по чувстви-
тельности, по односигиадьиой и многоснгнальной избирательности.
Рис. 5-8. Схема с транс-
форматорной связью вход-
ного контура с антенной
Рис. 5-9. Схема с внешне-
емкостиой связью вход-
ного контура с антенной
Входные устройства классифицируются по следующим основным признакам:
1. По диапазону рабочих частот и способу перестройки: с плавной пере-
стройкой в случае приема сигналов на любой из частот в диапазоне от /мни до
/макс! с дискретной перестройкой при приеме сигналов иа нескольких фикси-
рованных частотах foi> fm в заданном диапазоне.
Рис. 5-10. Схема с комбини-
рованной связью входного
контура с антенной
Рис. 5-11. Схема с автотранс-
форматорной связью входного
контура с антенной
2. По виду избирательной системы: с одним резонансным контуром (одно-
контурные), с двуми и более резонансными контурами (миогоконтурные), со
специальными полосовыми фильтрами.
3. По виду связи избирательной системы с антенной или антенным фидером
(рис. 5-8—5-11): с трансформаторной связью, виешнеемкостной, комбинирован-
ной и автотрансформаторной.
196
4. По виду связи избирательной системы с первым каскадом приемника
(рис. 5-12—5-14): с полным включением, с автотрансформаторной связью, с транс-
форматорной связью, со связью через емкостной делитель.
5. По симметрии входа: с симметричным входом в случае работы с симме-
тричными антеннами или фидерами; с несимметричным входом при работе с не-
симметричными антеннами или фидерами, а также с использованием переходных
устройств при работе с симметричными антеннами.
6. По конструктивному оформлению избирательных систем: в диапазоне
длинных, средних, коротких и метровых воли с применением в контурах эле-
0
-0
Рис. Б-12. Схемы связи входного контура
с первым каскадом приемника: а — пол-.
ное включение контура; б — автотранс-
форматорная связь
ментов с сосредоточенными пара-
метрами; в диапазоне дециметровых
воли с использованием отрезков
длинных линий в виде коаксиаль-
ных н полосковых резонаторов;
в диапазоне сантиметровых волн
с применением объемных резона-
торов.
7. По способу подстройки входа .
(входного контура): без подстройки
входа в случае работы с одним
типом антенны или на одной фик- •
сироваииой частоте, когда не про-
изводится компенсация вносимой со стороны антеииы расстройки; с подстрой-
кой входа в случае работы с несколькими типами ненастроенных антенн,
когда компенсация производится только при переходе от одного типа
антенны к другому; с подстройкой входа, если работа происходит в широком
диапазоне частот, когда компенсация разных по значению вносимых со стороны
антенны реактивных сопротивлений производится на каждой из частот рабочего
диапазона.
Перечисленные признаки классификации входных устройств не являются
равноценными. Главными признаками считаются вид избирательной системы
(одноконтурное, двухконтурное, многоконтурное входное устройство), вид
связи с антенной и конструктивное оформление.
Рис. 5-13. Схема транс-
форматорной связи вход-
ного контура с первым
каскадом приемника
Рис. 5-14. Схема связи вход-
ного контура с первым каска-
дом приемника через емкост-
ной делитель
Выбор вида избирательной системы определяется требованиями ТЗ по изби-
рательности и чувствительности приемника. Одноконтурное входное устройство
имеет наибольшую чувствительность, ио худшую избирательность. В много-
коитурном входном устройстве значительно улучшается избирательность, но
ухудшается чувствительность. »
Выбор вида и значения связи с антенной определяются параметрами антенны
или фидера и требованиями к значению и характеру изменения коэффициента
передачи входного устройства в диапазоне частот.
Связь избирательной системы с антенной — источником сигнала — харак-
теризуется коэффициентом трансформации рп а связь избирательной системы
с нагрузкой — входом первого каскада — характеризуется коэффициентом
трансформации рг. Для всех схем входных устройств (рис. 5-8—5-11) коэффи-
циент р^ в общем случае определяется как отношение напряжений р, =
Коэффициент трансформации рг схем рис. 5-12—5-14 в общем случае опреде-
ляется как отношение напряжений рг =
196
S’
ж
Необходимо отметить, что в резонансных усилителях применяются те же
Г. схемы межкаскадных связей, характеризуемых коэффициентами трансформации ,
pi и р2, что и во входных устройствах, т. е. схемы рис. 5-8—5-14. При этом надо
для схем рис. 5-8—5-11 за источник сигнала принимать ие антенну, а анодную,
коллекторную или стоковую цепь усилительного прибора рассматриваемого
каскада, а за нагрузку каскада считать вход следующего каскада.
Ниже будут приведены выражения для расчета pt и р2, соответствующие
различным схемам входных устройств и резонансных усилителей сигнальной
и промежуточных частот.
г В диапазоне длинных, средних и коротких воли наиболее часто применяются
одноконтурные входные устройства, имеющие связь с антенной: трансформатор-
ную, .внешнеемкостную, комбинированную (индуктивно-емкостную).
Входное устройство с трансформаторной связью (рис. 5-17) применяется
в работе с ненастроенными и настроенными, несимметричными и симметричными
антеннами. В трансформаторной схеме можно настройку антенной цепи и зна-
чение связи с антенной выбирать независимо друг от друга, в пределах поддиапа-
зона придавать коэффициенту передачи желаемый характер изменения, в широких
пределах изменять связь с колебательным контуром и усилительным прибором;
Для.этой схемы с ненастроенной антенной возможны два режима работы: режим
удлинения (понижения частоты) и режим укорочения (повышения частоты).
В режиме удлинения, когда резонансная частота антенной цепи выбрана
ниже минимальной частоты поддиапазона /оац </пд. мин» можно получить вы-
сокую равномерность коэффициента передачи по напряжению в пределах под-
диапазона. В режиме укорочения (/о ац >/пд. макс) возрастает неравномерность
коэффициента передачи в пределах поддиапазона и увеличивается его значение.
В данной схеме связь с антенной в процессе работы ие меняется, поэтому схема
не может быть использована с ненастроенными антеннами, имеющими большой
разброс параметров.
Входное устройство с,емкостной связью (см. рис. 5-15) используется при
работе с ненастроенными песиммегричными антеннами. Это устройство отли-
чается простотой выполнения. Выбором конденсатора Ссв можно изменять зна-
чение коэффициента связи с антенной в процессе работы, что позволяет приме-
нять его с различными антеннами,- имеющими большой разброс параметров.
Недостатком этого входного устройства является резкое изменение коэффициента
передачи в диапазоне частот.
В целях уменьшения неравномерности коэффициента передачи в радиоприём-
никах с большим перекрытием поддиапазона применяются входные устройства
с комбинированной связью (см. рис. 5-18).
При работе радиоприемников в условиях сильных помех и в случае повы-
шенных требований по избирательности до- входа первого каскада применяются
двухконтурные и трехконтуриые входные устройства. Эти схемы работают с теми
же типами антенн, что и входные устройства "с трансформаторной связью- В двух-
коитуриых входных устройствах связь с антенной чаще всего выбирается транс-
форматорной, а между ^рнтурами комбинированной для обеспечения высокой
чувствительности и постоянства избирательности. Многокоптурные схемы вход-
ных устройств по сравнению с одноконтурными имеют более сложную конструк-
цию и худшие качественные показатели: уменьшенное значение коэффициента
передачи, большее значение коэффициента шума и меньшую чувствительность.
Расчет двухконтурных входных устройств приведен в 3-й и 4-й главах данной
книги и в [43]. .
В диапазоне КВ при работе с настроенными антеннами и симметричным
фидером используется входное устройство с трансформаторной связью с антен-
ной (см. рис. 5-19, а). В этой схеме легко обеспечивается режим согласования
с антенным фидером.
В метровом диапазоне волн с настроенными несимметричными антеннами
н антеннами, использующими несимметричный . фидер, применяется входное
" устройство с автотрансформаторной связью с антенной (см. рис. 5-20, а), в ко-
тором подбором коэффициента трансформации pi достигается режим согласова-
ния с антенным фидером. Наряду с этой схемой широко используется входное
устройство с двойной автотрансформаторной связью (рис, 5-21). Подбором коэф-
197
фнциептов трансформации Pi и р2 в схеме можно добиться согласования с антен-
ным фидером и входом усилительного прибора первого каскада. Согласование
чаще всего осуществляется на средней частоте каждого поддиапазона. Схемы
рис. 5-20, а и 5-21 имеют несложную конструкцию. В данных схемах можно
получить только один вид зависимости коэффициента передачи от частоты, что
является их недостатком. В радиоприемниках, работающих в конце метрового
диапазона н имеющих малый коэффициент перекрытия или работающих на
фиксированной частоте, применяется входное устройство с последовательной
индуктивностью (см. рис. 5-22). Условия работы данной схемы и ее характери-
стики такие же, как для схемы рис. 5-21.
б-б. РАСЧЕТ ВХОДНОГО УСТРОЙСТВА С НЕНАСТРОЕННОЙ
АНТЕННОЙ
Общие замечания. В данном параграфе приводится расчет
некоторых схем входных устройств, работающих от ненастроен-
ных антенн в диапазоне частот от 0,1 до 1,7 /Оа. Для этой области
частот предполагаются известными или параметры антенны,
нли данные’ ее эквивалента (из § 5-2). Прн расчете учитывается,
что входные устройства могут работать на электронную лампу,
биполярный или полевой транзисторы. Для выполнения,расчета
любой схемы входного устройства из технического задания на
проектирование и расчета структурной схемы радиоприемника
должны быть известны следующие общие исходные данные:
1. Граничные частоты поддиапазона /мин>пд— /макс.пД> МГц.
2. Тип резонансной системы входного устройства, ее пара-
метры и полоса пропускания.
3. Тип антенны (фидера) и средние параметры антенны, т. е.
значения активной и реактивной составляющих входного сопро-
тивления в диапазоне рабочих частот.
4. Тип усилительного прибора первого каскада, схема его
включения и значения составляющих входного сопротивления
(Rbx и —) в диапазоне рабочих частот.
5. Требования по ослаблению помех на зеркальной, проме-
жуточной и комбинационных частотах.
6. Значение ^промежуточной частоты по первому преобразо-
ванию.
1. Одноконтурное входное устройство
с емкостной связью с антенной
Принципиальные и эквивалентные схемы входного устройства
приведены соответственно на рис. 5-15, а, в, г и рис. 5-15, б, д.
Расчет приводится для случая, когда эквивалент антенны может
быть представлен последовательным соединением активного со-
противления Ra и емкости Са, значения которых известны.
В дополнение к общим исходным данным должны быть известны:
1. Собственная добротность Q или затухание d ненагруженного
контура.
2..Ориентировочное значение коэффициента усиления первого
каскада Ко (нз расчета структурной схемы).
198
3. Средние значения параметров 7?а и Сй антенны; коэффи-
циенты разброса параметров антенн
7Л — р — р "4G — р р >
*ха. мин "а <-а. мнн <-а
Характеризующие возможные отклонения активного сопротивле-
ния и емкости от средних значений. Если параметры антенны
предполагаются постоянными, то q% = 1 и qQ = 1. Для открытых
антенн значения этих коэффициентов обычно берутся в пределах
от 1,2 до 2.
Рис. 5-15. Схемы входного
устройства с емкостной связью
контуру
а — принципиальная схема для лампового приемника; б—эквивалент-
ная схема для а; в — принципиальная схема для транзисторного приём-
ника; г — принципиальная схема для первого каскада на полевом трап- *
зисторе; д — эквивалентная схема для виг
В диапазонных радиоприемниках расчет входного устройства
необходимо выполнять минимум для двух поддиапазонов: первого
и последнего. В процессе расчета на первом поддиапазоне должны
быть обеспечены максимальный коэффициент перекрытия под-
диапазона клл и на /Омии требуемая полоса пропускания. На пос-
леднем поддиапазоне необходимо обеспечить получение заданной
чувствительности и односигнальной избирательности по зеркаль-
ной помехе на /ПД# МаК0- Проверку обеспечения односигнальной
избирательности по промежуточной и комбинационным частотам
требуется делать на частотах, наиболее близких к их значениям.
Расчет параметров контура и качественных показателей входного
устройства необходимо выполнять для трех точек поддиапазона
(на /пд. мип> /пд.ср> /пд, макс)-
В диапазоне длинных, средних и коротких волн при механи-
ческом способе перестройки частоты в качестве органа настройки
чаще всего используется блок конденсаторов переменной емкости,
199
а в случае плавной электронной настройки — варикапы. По сравне-
нию с варикондами и ферровариометрами, изменяющими свои па-
раметры под действием постоянного напряжения и тока подмагни-
чивания, варикапы обладают значительными преимуществами.
Расчет входного устройства для каждого поддиапазона про-
изводится в следующем порядке:
1. Определяются параметры контура
входного устройства. Емкость контура: Расчет
обычно начинается с определения минимальной эквивалентной
емкости контура СЭфМИН без учета емкости, вносимой со стороны
антенной цепи. В случае применения в качестве органа настройки
конденсатора переменной емкости СЭфМИ1|, с учетом основных
ее составляющих, определяется по формуле:
рэ. мин — Сини -f- Cl 4* См Сп. ср 4~ РъСвх* (5*1)
Здесь Сыин — минимальная (начальная) емкость конденсатора
переменной емкости, CL — собственная емкость катушки контура,
См— суммарная емкость монтажа, Сп. ср — среднее значение
емкости подстроечного конденсатора, р$Свх — пересчитанная в
контур входная емкость усилительного прибора первого каскада.
Емкость Синн обычно выбирают в соответствии с данными табл. 4*3.-
Емкость Cl в зависимости от типа катушки индуктивности и ее
конструкции рассчитывается по данным и. 3 § 4-4 или выбирается _
Из опытных данных. Для радиоприемников коротких, средних
и длинных волн ориентировочные значения емкости монтажа
лежат в пределах 10—20 пФ; Сп.сР определяется:
ССл. макс — Сп. мии । /*• . /с. г>\
п. ср— 2 Г -п.мип»
где СПфИИВ и СПфМЗкс — соответственно минимальная и макси-
мальная емкости подстроечного конденсатора. Подстроечные кон-
денсаторы выбираются в соответствии с данными табл. 4-3.
Входная емкость первого каскада определяется по следующим
формулам:
для схемьй с общим катодом
СВх — Сс.к -|- Са-о (1 4" Ко)',
для схемы с общей сеткой
Свх — Сс-к 4" Са-0 (1 — Ко)',
для схемы с ’ общим эмиттером
f ____г ___СК- Г (5’3)
ьвх — и и — ь12л0,
для схемы с общей базой
свх = сп 4- С214- (1 - Ко) (С22 + С12):
для схемы с общим истоком
Свх — Сн-а 4“ Сс-в (1 4* Ко),
200
?д? Сн.3 — емкость исток—затвор; Сс.3 — емкость сток—за-
твор, значения которых являются паспортными данными полевого
транзистора. В формулах для Свх через Ло обозначен коэффициент
усиления напряжения первого каскада.
Известно, что внутренние характеристические параметры тран-
зистора Gw G21, G22 и С„, С12, C2i, С22 имеют сильную
зависимость от частоты и тока коллектора, поэтому они должны
определяться для каждого расчетного значения частоты экспе-
риментально нли расчетно. Для транзистора, включенного по
схеме о общим эмиттером, внутренние параметры рассчитываются
по формулам 16, 51 ]
(5-4)
В выражениях (5-4) gtl, g12, g21, g22 являются низкочастот-
ными, a CDS) Ск-в высокочастотными параметрами транзистора,
значения которых для типового режима (t/кь /кО приводятся
в справочной литературе; со = 2л/, где / — расчетная частота.
Круговая частота = 2лД = 2л/у21Э, где /s — граничная ча-
стота, при которой крутизна характеристики в схеме с общим
эмиттером уменьшается на 3 дБ по сравнению со значением У21э
на низкой частоте (при /$ У 21Э = О,7У21Эо)- Частота /, = /я —
Гй
где Гэ — сопротивление эмиттера; г'б— сопротивление базы;
/т — предельная .частота, при которой коэффициент усиления
по току в схеме с общим эмиттером равен единице (| h2l9 | = 1).
)
201
Частота f, = |Лг1э|Л где f — высокая частота, на которой
измеряется модуль й21Э. Круговая частота ®р = 2л/р = 2л/А21Э,
где /р — граничная частота, при которой коэффициент усиления
по току в схеме с общим эмиттером уменьшается на 3 дБ по сравне-
нию со значением й21Э на низкой частоте (при/р й21Э = 0,7й21Эо).
Частота fp = faia = Величины гэ, г'Б, Лг1э,
| й21э |, /т являются параметрами транзистора, и их значения
приводятся в справочной литературе.
Отношение круговых частот = —Цт-. Если выбранный
режим транзистора Uk2, /кг отличается от типового, то для
определения параметров можно воспользоваться следующими
приближенными формулами:
§п (^кг) -7~ §11 (^ki)’> £21 (^кг) '—£21
'Ki ' К1
§22 (^кг) = ‘7~?22 (^К1)’ ^К-Б (^кг) 1/ ** Ок-Б (^К1)’
‘К1 ' 17 К2
as (Л<г) "7^7 Ч
(5-4а)
Для первых каскадов, выполненных на лампах и полевых
транзисторах (схема е общим истоком), можно считать коэффициент
трансформации включения входа каскада = 1. Для первых
каскадов на биполярных транзисторах коэффициент трансфор-
мации р2 предварительно может быть определен из условия, что
вносимая в контур емкость со стороны входа первого усилитель-
ного элемента составляет не более 10—20% минимальной емкости
СМИН. П СМИН 4" С/, 4* Сы 4* Сп ср
1/ (0.1 -S- 0.2) См„н, П .
Г б’вх ’
(5-5)
Более точное значение рг определяется в процессе расчета.
Максимальная эквивалентная ёмкость контура СЭфМак0 опреде-
ляется по формуле
Сэ. макс *** Сэ. мин^пд*^ •'/ ••• ' (5*6)
Эквивалентная емкость контура на средней частоте поддиапа-
зона
Сэ, ср = мин^э. макс’ (5-7)
Максимальная емкость конденсатора настройки Сиак0 равна
Смаке 1=3 Сэ, макс ~ (Сд 4- см 4- сп. ср 4- Р/-вк)- * (5-7а)
Максимальное изменение емкости Смин — Смака должно быть
обеспечено на первом поддиапазоне блоком конденсаторов пе-
ременной емкости контуров преселектора или варикапами. На
202
детальных поддиапазонах обычно производится или «сжатие»
поддиапазона или сопряжение настроек с контуром гетеродина,
и для них kua будет меньше. Уменьшение 1гпд достигается различ-
ными способами. Наиболее часто применяется способ включения
дополнительных конденсаторов в контуры преселектора.'
Расчет сопряжения настроек контуров преселектора о кон-
туром гетеродина приведен в работе [43].
Расчет емкости контура при перестройке варикапами ведется
на основе п. 2, § 4-2 и работы [36]. При использовании ва-
рикапов необходимо учитывать нелинейность емкости варикапа
тур:
а — встречно-последовательное; б — встречно-параллельное;
в — встречно-последовательное с дополнительными конденсато-
рами
при больших уровнях переменного напряжения, что может при-
вести к нелинейному взаимодействию между полезным сигналом
и мешающими и к потере'избирательности колебательным кон-
туром. Кроме того, варикап вносит потери в контур, значение
которых изменяется с частотой, поэтому добротность контура
в диапазоне коротких волн на частоте / = 10 МГц не может быть
больше 80—100, а на частоте f = 50 МГц не менее 40—50.
Для ослабления влияния нелинейности характеристик ва-
рикапа предлагается встречно-последовательное (рис. 5-16, а) и
встречно-параллельное их включение (рис. 5-16, б). Встречно-
последовательное включение обеспечивает лучшие результаты
работы контура. В схеме рис. 5-16, а при надлежащей симметрии
характеристик варикапов и при встречном их включении четные
^гармоники напряжения будут иметь противоположные напряже-
ния и взаимно скомпенсируются. При неполной симметрии ха-
рактеристик ослабленное напряжение четных гармоник появится
на катушке индуктивности. При таком включении суммарная
емкость варикапов Сс определяется:
р __. Г1вГав
° б]В 4-^28
где С1В и С2Е— емкости Перехода первого и второго варикапа.
Значения С1в и С2в берутся из экспериментально снятых кривых
вависимости емкости перехода от напряжения смещения или рас-
(5-8)
203
считываются по формулам [361. Суммарная емкость Со рассчи-
тывается соответственно для минимального и максимального зна-
чений емкостей варикапов..
На рис. 4-4 показана кривая изменения емкости перехода
варикапа типа 2В104Б от напряжения, смещения. Начальная —
минимальная емкость Смин = 40 пФ — получается при Ео0 —
= —40В, а максимальная емкость С„ак0 = 120 пФ при Ес0 =
= —4В. Емкость контура, перестраиваемого варикапом, вклю-
чает в себя, помимо суммарной емкости Сс, еще дополнительную
нёперестраиваемую емкость Со МИ|1. Эта емкость состоит из соб-
ственной емкости катушки CL, емкости монтажа С„, емкости
постоянного конденсатора Сп включенного параллельно катушке
и ослабляющего связь варикапа с контуром, емкости подстроеч-
ного конденсатора С„. Емкость СОмнн определяется [361:
СпСв. макс — kznCe. мин /е л\
о мин------—_ j---------> (5-У)
ГДе ke = -^а- ^с+^омин = = / А1Д. макс \2 . (5-Ю)
ЯЬв. МИН “Г ^0 МЯН X /пд. мин /
В выражениях (5-9), (5-10) под индексом и надо понимать не
количество варикапов, а количество пар, включенных встречно-
последовательно. Для схемы рис. 5-16 п = 1. Минимальная экви-
валентная емкость контура определяется
СЭ. мин = Q МИИ Н" Со мин- (^*'1 1)
Максимальная эквивалентная емкость будет
С3. макс = Сэ. мни^пд- (5-12)
Для уменьшения перекрытия по частоте и снижения потерь,
вносимых варикапами в контур, в него включаются дополнитель-
ные конденсаторы постоянной емкости: параллельный Cj и после-
довательный С2 (рис. 5-16, в). В этом случае общая емкость кон-
тура на максимальной частоте составляет
С ______ С I С2С<., мин /с , о,
Э. МИН Г Р { Р » цЭ 10)
^2 t Ьс. мин
где Сс.„ии — суммарная емкость варикапов на /мак0.
Таким образом, в случае электронной настройки способ до-
полнительных конденсаторов обеспечивает «сжатие» поддиапа-
зона. Расчет значений емкостей дополнительных конденсаторов
и проверка правильности расчета осуществляются так же, как для
случая перестройки контура конденсатором [формулы из [431
и формула ( 5-9) ]. В схемах со встречным включением варикапов
напряжение смещения Ес0 подается через сопротивление рези-
стора R„. . ’
В схеме рис. 5-16, а резистор /?„ включен в контур о коэффи-
циентом р = 0,5, а в схеме рис. 5-16, 6 — параллельно всему
204
колебательному контуру, т. е. шунтирует его в четыре раза силь-
нее. В работе [36] приведены данные влияния /?п на значение
.перекрестных искажений, второй гармоники, уровень комбина-
ционных образований второго порядка. При. /?п = 1,5 МОм
ври точной настройке на частоту сигнала можно получить ослаб-
ление перекрестной модуляции примерно в 100 раз.
Индуктивность контуров преселектора на „максимальной ча-
стоте поддиапазона рассчитывается по формуле:
К 25 300, ' (5-14)
' /оьэ. мив
где f0—в МГц, Сэ мии — в пФ, L3 — в мкГ. Индуктивность
-контуров преселектора и гетеродина для случаев «сжатия» под-
диапазонов или сопряжения рассчитывается по формулам из [43].
V2. Выбирается емкость связи. Расчет емкости
связи производится на максимальной частоте поддиапазона. Вы-
числяется значение емкости связи, обусловливающее относитель-
ную расстройку входного контура ие более чем на половину по-
лосы пропускания, т. е. на величину 0 = &flf0 « 1/(2Q):
р - 10s i
“1. «,-i- <5‘15)
В (5-15) подставляются: f — в МГц, Сл — в пФ, Ls — в мдГ.
При определении 0 для каскадов на лампах и полевых транзи-
сторах считают Q равной собственной добротности контура.
Для каскада на биполярном транзисторе, с учетом вносимых
потерь со стороны его входной проводимости, величина 0 = 1/(2QH),
где
<5'16)
С. =Ge4-^GB,; (5-17)
I'. 4; > (!И8)
<5'191
В формуле (5-17) входная проводимость первого каскада GBX
в зависимости от схемы включения транзистора определяется
следующими выражениями:
для схемы с общим эмиттером
GBX <= Gn — Gl2/(0;
для схемы с общей базой
GBX = Gu 4* G2j + (1.— Ко) (G22 -j- G12).
206
В формулах (5-20) внутренниепараметры транзистора Сц,
G12, 021 и С22 рассчитываются по (5-4) или определяются экспе-
риментально. Значение Ко можно считать порядка 3-5.
Если ‘GBX Ga, то выбирают р2 = 1. В этом случае Q„ = Q
и d„ = d.
Если проводимости 60 и GBX соизмеримы, то коэффициент
трансформации р\ выбирают, исходя из. выполнения условия
допустимого увеличения затухания контура входного устройства,
согласно неравенству [61:
(5-21)
где авх = KdBxld — допустимое относительное изменение зату-
хания контура входного устройства за счет влияния входной
проводимости первого каскада.
3. Определяется емковть связи. Она должна
быть такой, чтобы расширение полосы пропускания входного
устройства за счет сопротивлений, вносимых из антенны, про-
изошло не более чем на 25%, а уменьшение коэффициента пере-
дачи напряжения по сравнению с максимальным — не более
чем на 20%:
= 1/ у-^-- . (5-22)
г 'макета ча’Я
В (5-22) f подставляется в МГн, /?а — в Ом, /,э— в мкГ,
ДС' — в пФ.
Для каскадов на лампах и полевых транзисторах d = p3G0,
на биполярных транзисторах d = dH = psGH, где G„ определя-
ется по формуле (5-17).
Из двух полученных значений емкости связи берут меньшую.
4. П о д с ч и т ы в а е т-с я резонансный коэф-
фициент передачи напряжения входного
устройства. Это делается для трех или двух частот:
/<вх = -^-Сэ» (5-23)
где
С
3 с;+с’
.у-»' _ _б*СВСа
э~ Ссв + Са •
(5-24)'
(5-25)
Здесь Сэ — эквивалентная емкость контура; С'3 — резуль-
тирующая емкость антенной цепи; Q3 — эквивалентная доброт-
ность входного устройства. Для каскадов иа лампах и полевых
транзисторах в рассматриваемых частотных диапазонах влиянием
входной проводимости усилительного прибора можно пренебречь
206
и считать, что добротность определяется только собственными
J'1-' потерями в контуре с учетом влияния антенны. При этом прини-
'’s мается, что Q3 постоянно в диапазоне и определяется по формуле:
< Qs == —£— = —, (5-26)
4 ‘ + гю , , р • сэ
‘Т’ ”£•”
где <о0 = 2л/0. В (5-26) f0 в герцах; гк и R3 в Омах; С и С3 в фа-
радах и L3 в генри. Для каскадов на биполярных транзисторах
добротность Q3 определяется не только собственными потерями
- в контуре, но и вносимыми потерями Оо стороны входа транзи-
стора и антенны. В этом случае
^ = ^7’ <5-27>
где
.... Сэ = piGa + Go -I- АгСвх» (5-28)
Составляющие выражений (5-27, 5-28) определяются по фор-
мулам (5-17—5-21).
"• Определяется коэффициент передачи входного устройства по
мощности
Лрвх=С-т^-. (5-29)
В формуле (5-29) считается Са по (5-34), а Свх по формулам
J (5-20, 5-35, 5-36, 5-42).
</"5. Рассчитывается избирательность в х о д-
,* иого устройства. Для одиночного контура уравнение
характеристики избирательности
<. П = (5-30)
7 где
Т ’-‘(г-})- <м,)
6. Вычисляется для трех (двух) частот
? полова пропускания входного устройства:
I дЛп = #- (5-32)
& 7. Рассчитывается ослабление побочных
каналов приема в наихудших точках рае-
iji считываемого поддиапазона.
Ослабление помехи по зеркальной частоте считается на мак-
симальной частоте поддиапазона по формуле (5-30) о подстанов-
- кой в (5-31) значения f = f0 2/пч (знак «+» соответствует
; . /г > f0, знак «—» /р < /с). Ослабление помехи по промежуточной
частоте считается по (5-30), (5-31) на частоте, наиболее близкой
207
к /пч, при подстановке в (5-31) f — fn4. Ослабление комбинацион-
ной помехи, отстоящей от частоты гетеродина на —0,5Д1ч, счи-
тается по (5-30), (5-31) при подстановке в (5-31) / = /г — 0,5/пч.
При двойном преобразовании частоты в приемнике ослабление
побочных каналов приема определяется соответственно для пер-
вого и второго преобразования.
8. Вычисляется коэффициент шума вход-
ного устройства и первого каскада, Коэф-
фициент шума контура входного устройства и первого каскада
на лампе, включенной по схеме с общим катодом, при точной
настройке на частоту сигнала определяется выражением [6, 27 ]:
JV = 1 4- -°2- + (ZBX-1)GBX + Яш (G" + G')2' (5,33)
°о 6с °о
В формуле (5-33) обозначены: GH = Go -j- G
1 __ Gn
8Х" d
пере-
считанная на вход лампы проводимость нагрузки; Go = -%- =
Рг
1
= —т-——пересчитанная на вход лампы резонансная прово-
димость контура; (р2 — коэффициент трансформации со стороны
входа лампы. В случае, когда Go GBX, берут р2 = 1); G'z =
= -75-Gc — пересчитанная в контур и-и а вход лампы проводимость
Pi
источника сигнала — антенны.
Здесь
G = G =___________—
° а R'i + *1
(5-34)
Для ненастроенных антенн связь контура с антенной берут
слабой, поэтому, pi выбирают порядка р, < 0,5 р1с, где р10—
соответствует режиму согласования.
Кроме того, в (5-33) обозначены: tBX — относительная темпе-
ратура входного сопротивления лампы RBX; Rm — эквивалент-
ное сопротивление Лума лампы; GBX — входная проводимость
лампы, которая вычисляется по формуле
GBX — Gq.k = ссвх/о, (5-35)
(мкСм\ , , * г
МГц2 J — коэффициент входной проводимости лампы,
который приводится в справочниках. Если в справочной литера-
туре указаны значения входного сопротивления лампы /?вх на
частоте f, то входная проводимость на требуемой частоте
определяется по формуле
Gck-Gbx = -^- (А)2. (5:36)
208,
й, Входная проводимость каскада по схеме о общим катодоь
= Ос-к;
для схемы с общей сеткой
0вх — Ос-к 4* 4" Од.к (1 — Ко)-
(5-37
gs Для ламп в оксидным катодом в диапазоне коротких вол*
К-принимают tBX = 3, в диапазоне УКВ и выше /вх = 5. Эквива
лентное сопротивление шума лампы приводится в справочниках
г Если неизвестно, то оно может быть определено по формулак
f (З-'б?).
При расстройке контура входного устройства, вызванно!
неточностью сопряжения настроек или влиянием антенны, коэф
фициент шума возрастает и может быть определен, согласно [6
27], по формуле:
& Np = N + &N. (5-38
В (5-38) N — коэффициент шума при точной настройке кон-
тура, определяемый выражением (5-33);
47? G2
1 ДМ = Q262 —------------прирост коэффициента шума, вызванньш
$ расстройкой.
Qnopv А = 9
Й" Здесь б = 2Д///0 — относительная расстройка.
ж- Коэффициент шума современных полевых транзисторов зна-
К чительно Меньше, чем у ламп и биполярных транзисторов, и на
gf частотах f > 100 МГц составляет Ммин 1 дБ (1,3 раза). Мало*
значение Ммии обусловлено тем, что в полевых транзисторам
& ер—«-переходом и МОП-структурой основными шумами являются
тепловыё шумы в токопроводящем канале и во входной проводи,
мости, а также дробовые шумы затвора. Тепловые шумы в токо-
s*^ проводящем канале характеризуются шумовым сопротивлениек
Rm. Ток затвора в полевом транзисторе с р—«-переходом соста-
£ вляет 13 — 9- 10-9 А при То = 300° К, а в транзисторе а МОП-
%, структурой /3 при той же температуре на несколько порядков
| меньше. Следовательно, доля дробовых шумов затвора по сравне-
, , нию с тепловыми ничтожно мала и обычно ею пренебрегают.
!р Эквивалентная шумовая схема полевого транзистора при прене-
брежении шумовыми токами затвора /щ. в полностью совпадает
в аналогичной схемой для лампы. Это приводит к совпадение
i ' выражений для коэффициентов шума.
1 Для каскада на полевом транзисторе по схеме а общим исто-
| ком формула коэффициента шума при точной настройке входного
устройства иа частоту сигнала совпадает а выражением (5-33),
I но при условии = 1- Это объясняется тем, что у лампы
7ш. вх —4й/Вх7'оОВх АЕц. эфф,
а у полевого транзистора
/ш. вх 1=3 4&7qGBx АЕд. эфф.
(5-39)
(5-40)
209
Для полевых транзисторов с р—«-переходом или МОП-струк-
турой коэффициент шума, согласно [7, 471, рассчитывается по
формуле
+ + + ~ (й + Go)2, (5-41)
Go ,Ge °с
где
Овх = Сп-ад0^Си • (5-42)
— входная проводимость каскада с общим истоком; — шумо-
вое сопротивление полевого транзистора определяется по фор-
муле (3-67). Остальные составляющие (5-41) имеют то же значение,
что и в (5^33), и определяются аналогичным образом. Для поле-
вых транзисторов GBX Go, поэтому принимают р2 = 1.
Коэффициент шума входного устройства и первого каскада на
транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером, при точ-
ной настройке контура на частоту сигнала определяется по фор-
муле 161 ]:
л? _ 1 । °0 । гб(°с + °о)2 , [1 + гБ (Gc+ Go)]2 ,
I ГБВ11 0 +GiurB) , Rm (Gc + Go + °ll)2 /е И0Ч
+---------г.--------1--------------------’ (5-43)
, °а G«
В формуле (5-43) обозначены параметры транзистора: г'в —
омическое сопротивление базы; а0 — коэффициент усиления по
току для схемы включения с общей базой;
Сш 20/э (1 - ао)« 20/в (5-44)
— эквивалентная шумовая проводимость транзистора;
20/э а0 20/ к
ш “ 7КГГ2
(5-45)
•—эквивалентное шумовое сопротивление транзистора.
Обычно ввиду небольших сопротивлений г'в можно полагать
Сшг'б < 1. й Дц = сооСп— активная и реактивная со-
ставляющие входной проводимости транзистора; пересчитанная
на вход транзистора резонансная проводимость контура
PAGh
(5-46)
пересчитанная в контур и на вход транзистора проводимость ис-
точника сигнала — антенны
2
С;=.Са-4-, (5-47)
₽2
где Ga определяется по (5-34).
210
Характеристические параметры транзистора Bllt F21
и-Др- имеют сильную зависимость от частоты, поэтому они должны
-й' определяться для каждого расчетного значения частоты по фор-
мулам (5-4) или экспериментально.
В формуле для Со величина QH — добротность контура с уче-
J&' том потеРь> вносимых со стороны входа транзистора QH == l/p3GH,
£г где рэ, Gn, Go, GBX и р2 определяются соответственно формулами
(5-16—5-21). В диапазоне длинных и средних волн коэффициент
трансформации входа транзистора р2 определяется из условия
обеспечения избирательности или необходимой полосы пропуска-
> ния контура входного устройства т. е. по (5-21).
Из'формулы (5-43) следует, что при условии настройки вход-
' , ного контура на среднюю частоту спектра сигнала в выражении
(5-43) не происходит полной компенсации реактивных проводи-
м? мостей, как это получается в ламповых каскадах. Поэтому коэф-
4 фициепт шума при настройке контура в резонанс не достигает
- минимума. Как показано в [61 ], коэффициент шума транзистор-
&' ного каскада зависит от многих факторов: параметров гв и а0,
М частоты (ввиду сильной частотной зависимости У-параметров),
/внутренней обратной связи, режима согласования с источником
Ж" сигнала, режима питания, значений напряжений питания.
2. Одноконтурное входное устройство
йВ с трансформаторной связью с антенной
«к На рис. 5-17, а приведена принципиальная схема, а па
gf рие. 5-17, б — эквивалентная схема входного устройства. Рас-
йл чет проводится для случая, когда эквивалент антенны может быть
представлен последовательным соединением активного сопроти-
Рис. 5-17. Схема входного устройства с трансформаторной
связью с антенной: а — принципиальная схема; б —- эквива-
лентная схема
г вления /?а, емкости Са и индуктивности La. Исходные данные
L- для расчета такие же, как и в предыдущем случае (см. общие
замечания и п. 1 § 5-5).
; Порядок расчета:
1. Определяются параметры контура
входного устройства в той же последовательности, что и для
5 схемы с емкостной связью с антенной (см. § 5-5). В случае пере-
#• стройки приемника конденсатором переменной емкости расчет
. емкости контура ведется по формулам (5-1—5-7). При электрон-
211
ной настройке контур выполняется по схеме рис. 5-15, а или
5-15, б, а расчет емкости производится по формулам (5-8—5-13).
Индуктивность контура рассчитывается по (5-14).
2. Производится выбор режима работы
входного устройства. Известно, что для диапазонных приемников
в зависимости от выбора-значения индуктивности катушки связи
могут быть два режима -работы этой схемы. При /Оа < /Мвн —
режим удлинения, соответствующий понижению собственной
частоты антенной цепи, и режим укорочения при fOa > /мак0>
соответствующий повышению собственной частоты антенной цепи.
Режим удлинения обеспечивает, большую равномерность коэф-
фициента передачи напряжения по поддиапазону, чем режим
укорочения,, поэтому ои применяется чаще.'
После выбора одного из режимов работы входного устройства
определяют коэффициент удлинения
* = /МИн//о. (5-48)
или коэффициент укорочения
* = 7оЛ«акс- (5-49)
Коэффициент v выбирается в пределах от 1,3 до 3,0. При вы-
боре его нужно учитывать, что при меньших значениях увеличи-
вается коэффициент Передачи напряжения входной цепи и одно-
временно увеличивается его непостоянство при настройке на раз-
ные частоты поддиапазона. Кроме того, необходимо -упитывать,
чтобы резонансная частота антенной цепи /Оа не совпадала с ча-
стота-ми побочных каналов приема: зеркальной, промежуточной
и комбинационной, отстоящей на 1,5/пч от частоты настройки
входного устройства. Собственная частота ацтеннрй цепи в ре-
жиме удлинения fOa = /Пд. mhiA» в режиме укорочения' /Оа ==
'’/пд. макс-
3. Определяются или выбираются коэф-
фициенты разброса параметров антенны qR, qc и qL.
Обычно полагают, что заданные параметры равны средним гео-
метрическим, т. е. например, что La = мшЛа.макс- Ана-
логично считают Са и Ra. Если пределы изменения параметров
антенны не заданы, то коэффициенты q следует выбрать в преде-
лах 1,2—2,0. Чем ниже рабочая частота, тем меньше необходимо
брать q.
4. Определяется индуктивность катушки
связи из условия обеспечения резонанса антенной цепи на
выбранной частоте /Оа. Полагая для режима удлинения соОа =
• = coMHH/v и учитывая вероятный разброс параметров антенны,
получим
т _ у2дьяс ,
212
5. Определяются активное с о п р о т и в л.е-
'ди е и за т'ухание антенной цепи для режима удлинения.
Задаваясь затуханием катушки связи в пределах dCB = 0,01 -*•
iri-0,03 (QCB = 1004-33), определяют ее активное сопротивление
йа минимальной частоте поддиапазона, на которой вносимое
активное сопротивление из антенной цепи будет наибольшим
^СВ = 2л/ МИН^СВ^СВ»
здесь f—в мегагерцах, L — в микрогенри, г — в омах.
Активное сопротивление антенной цепи будет
га. ц = (Ra + гсв)
- Затухание антенной цепи
* - • Я __________Га- '^L_
а-«~ 2л/МШ1 (LCB + La) ’
где f— в мегагерцах, L — в микрогенри иг — в омах.
6. Определяется минимальное значение
коэффициента связи контура с антенной цепью,, ко-
торое обеспечивает оптимальную связь, соответствующую согла-
сованию по мощности:
• ,ев.МиИ=/4ГГ1-(Л)2]- (5-50)
В режиме удлинения минимальное значение коэффициента
связи будет иа нижней частоте поддиапазона. На этой частоте
определяется добротность контура. Обычно добротность Q3 рас-
считывается с учетом шунтирующего действия входного сопро-
тивления усилительного прибора. Для каскадов,- выполненных
.на лампах й полевых транзисторах, в диапазоне длинных и сред-
них волн можно пренебречь влиянием /?вх и полагать в (5-50)
= Q- Для каскадов, выполненных на биполярных- транзи-
сторах, и в диапазоне коротких волн для каскадов на лампах
и полевых транзисторах необходимо учитывать влияние /?вх.
В формуле (5-50) надо полагать Q3 = QH, значение которой опре-
деляется по (5-16—5-21) и (5-35, 5-36, 5-42). Добротность антен-
ной цепи на. самой нижней частоте (худший случай, где влияние
антенны наиболее сильно проявляется) определяется по формуле:
О ’ Ра. ц ^мии (^-а ~Ь ^-св)
а,ц Га. ($а4*Гсв) QnQL
где
_ _ й>мнн^св
св~ Сев' ’
причем QCB можно выбирать от 30 до 100.
7. Находится значение коэффициента
связи, при котором затухание контура увеличится за счет
213
реакции антенной цепи не больше чем на 25%, а коэффициент
передачи напряжения уменьшится не больше чем на 25% по
сравнению с коэффициентом при оптимальной связи:
0>5^св. мин-
8. Определяется значение коэффициента
связи, обусловливающее допустимый сдвиг резонансной ча-
стоты контура (допустимое смещение настройки), вызываемый
реактивной составляющей сопротивления антенной цепи
CB2^'V V ‘/Ж.д-' • ’
где knA = /пд. макЛпд. МШР а 0 = Л/0//о есть умещение • настрой-
ки. Обычно полагают р < 1/(2Q), считая при этом допустимым
смещение настройки на половину полосы пропускания. Согласно
этому способу расчета предполагается, что вносимое в контур из
антенной цепи реактивное сопротивление емкостного характера
должно компенсироваться соответственным увеличением индук-
тивности контура. Это возможно сделать только на одной какой-то
частоте, поскольку значение вносимого сопротивления ХВ11 =
*св у
----— ла ц зависит от частоты, поэтому на всех других ча-
Za. ц
стотах будет расстройка в пределах р.
Из двух рассчитанных значении коэффициента связи берут
наименьшее. Конструктивно выполнимый коэффициент связи
не может быть больше 0,5—0,7.
9. Находится значение взаимоиндукции
Л1=ЛСВ/Щ.
10. Определяется резонансный коэффи-
циент передачи напряжения
\ f0)
где /о частота настройки входного контура;
f _______159
~ ГО-св "На) Са
— средняя частота антенной цепи, соответствующая средним
параметрам антенны.
Здесь f — в мегагерцах, L3 — в микрогенри и С — в пико-
фарадах. Величина Q3 определяется, как в подпункте 6.
Если известны /Оамнн и /оа.мако ТО, ПОДСТЭВЛЯЯ ИХ ЗНЭЧеНИЯ
в формулу (5-51) взамен /Оа, можно найти пределы изменения
214
Квх ПРИ изменении параметров антенны. При этом считают, что
яИвЕ эквивалентная добротность контура постоянна в поддиапазоне.
Я^" .11. Рассчитывается коэффициент пере-
аИВГ дачи входного устройства по мощности
(5-52)
Здесь Оа считается по формуле (5-34), a GBX по формулам (5-35,
-Ж, 5-36, 5-20, 5-42).
В дальнейшем порядок расчета полностью совпадает о п. 1
§ 5-5,и производится согласно подпунктам 5, 6, 7 и 8.
jailgk В случае выбора режима укорочения /Оа >/мак0 расчет вход-
ной цепи производится по другим формулам, но в такой же после-
ЯгаГ довательности:
lUL v 1- Определяется коэффициент укорочения v = /Оа-7мако-
Wv - 2. Устанавливаются значения коэффициентов qL, qa, qR.
(IRb 3. Находятся индуктивность катушки связи
'S^ I —________1________£
ЖГ ’ ымаксу 4ь4сСа
жд; 4. Вычисляется минимальное значение оптимального коэффи-
дВк/ циепта связи, соответствующего режиму согласования,
® *св. мин =/%-“[ (-Л-)2 - 1 ] • (5’53)
' Чэ L \ /макс / J
Ж» В' случае /Оа > /мак0 минимальное значение /гСВф мин будет
|Е на максимальной частоте поддиапазона, па которой и определя-
ет юте я <2а-ц и Q3.
. В (5-53) величины Qail и Q3 определяются, как и для режима
Жч удлинения.
alL- 5. Определяется значение коэффициента связи, при котором
у1* затухание контура увеличится за счет реакции антенной цени
ж? не больше чем на 25%, а коэффициент передачи напряжения умень-
шится не больше чем на 20% по сравнению с коэффициентом при
у оптимальной связи:
- ^СВ1 = 0>5^св. мни’
ж'. 6. Рассчитывается значение коэффициента связи, допустимое
по соображениям расстройки входного контура:
Ж А __ 2 1/в (v2-0 (vWnA-O
f СВ2' V У
ж" где
Ж b ___ А1Д. мако о А/о I •
№ /ПД.МИН Ир= 2Q •
216
Из двух полученных выше значений kCB берут наименьшее
с учетом возможности его конструктивного выполнения.
7. Находится значение взаимоиндукции М =» /гсв У LLBB. •
8. Подсчитывается резонансный коэффициент передачи напря-
жения для трех частот поддиапазона
.......... (5-54)
/ /оа I _ I ' ьсв
В (5-54) величина Q3 определяется, как в формуле (5-53).
Определяется коэффициент передачи входного устройства КР
по мощности по формуле (5-52). В дальнейшем порядок расчёта
производится согласно подпунктам 5, 6L 7 и 8 п. 1.
3. Одноконтурное входное устройство
• с комбинированной связью с антенной
На рис. 5-18 представлена схема входной цепи с комбиниро-
ванной индуктивно-емкостной связью с антенной. Эквивалентная
схема отличается от схемы рис. 5-17, б только наличием конден-
сатора Ссв.
Для случаев, когда рабочая частота /0-с1,7/0а и известны
'параметры антенны, расчет данной схемы проводится аналогично
расчету схемы с индуктивной свя-
зью контура с антенной в режиме
небольшого удлинения, а затем
рассчитываются емкость связи Ссв
и коэффициент передачи.
Для расчета схемы к исходным
данным предыдущего расчета (§ 5-5
п. 2) добавляется значение тре-
буемой неравномерности коэффи-
циента передачи входной цепи.
В результате расчета ехемы
с индуктивной связью 6 антенной
должны быть определены следующие величины: LCB — индуктив-
ность катушки связи; М — значение взаимоиндукции между
катушками связи и контурной; Q3 — эквивалентная добротность
контура для трех частот диапазона; КВх L — резонансный ко-
эффициент передачи входного устройства с -индуктивной связью;
вспомогательные величины:
Л'оа. макс . г- 'оа. мни
= к-------- И Ь — —к-----.
Г Г
'мин 'макс
Для режима удлинения
f ______ /мнн . Г _____ С 1/ Са &С
IОа. макс v > /Оа. мин ' Оа. макс у -(- ДС ’
где ДС — изменение емкости антенны, определяемое через qe..
216
Рис. 5-18. Схема входного устрой-
ства с комбинированной связью
с антенной
ИКр*’- Перечисленные величины являются исходными для' расчета
р^емкости связи, порядок которого следующий:
1. Рассчитывается емкость конденсатора связи
И? г М н (.1 — Л) — (1 — 5) г '
Икг** ^СВ - 1 С ''мин»
LcB (I -Б) - — А)н
Ии»-1-/ Смаке
Вв|* здесь Смин и Смакс — минимальная и максимальная емкости
иЖ'Р°итура, а Н — допустимая неравномерность коэффициента пе-
ИВ^ййпячи входного устройства с комбинированной связью в расчет-
И&'иом диапазоне.
2. Рассчитывается коэффициент передачи входного устрой-
ШВ стня на трех частотах поддиапазона
к» Ь- w ( 1 I ^вх ^св \
Ж; ' Авх= a8xl +-с7 ~м~)'
* 3. Определяется неравномерность коэффициента передачи вход-
кого устройства
fflgfe.- - Н = ^вх-макс
Bjgfe Хвх. мин
ЙВу Вычисляется коэффициент передачи входного устройства по
В£ мощности по формуле (5-52).
Последующий расчет производится по подпунктам 5, 6, 7, 8
К" §5-5, п. 2.
Цх> 5*6. РАСЧЕТ ВХОДНОГО УСТРОЙСТВА С НАСТРОЕННОЙ
К ‘ АНТЕННОЙ
R, Общие сведения. При работе с настроенной антенной, а также
с антенной, соединяющейся с приемником длинной фидерной ли-
й£у'",нией, для обеспечения высокой реальной чувствительности необ-
йр ходимо обеспечить режим согласования по мощности системы «ан-
тенна — вход приемника». В случае применения активного экви-
К валента антенны реакция ее проявляется в увеличении потерь
I1- контура вследствие вносимого в контур дополнительного сопро-
тивления. При согласовании системы «антенна — приемник» вно-
симое в контур активное сопротивление равно по значению соб-
ственному активному сопротивлению контура, что вызывает умень-
g шение в два раза полосы пропускания входного устройства и ухуд-
шение избирательности.
gj При применении эЛектроиных приборов со значительными вход-
ными проводимостями, когда Gnx сравнима с резонансной прово-
F димостью контура 60> применяется режим оптимального согласо-
л вания по шумам. При непосредственном подключении антенны ко
£ входу приемника или через короткий фидер необходимо применять
F режим оптимального рассогласования по шумам-
217
Соответствующий режим согласования или. рассогласования
осуществляется обычно на средней частоте поддиапазона в случае
плавной настройки приемника или на каждой из фиксированных
частот при дискретной перестройке.
В метровом диапазоне входные устройства телевизионных,
радиолокационных, . радионавигационных и других приемников
работают на одной фиксированной частоте, на которой должно
быть обеспечено согласование. Условию согласования соответ-
ствует оптимальная связь антенны с входным устройством, при
которой из антенны вносится активное сопротивление, равное со-
противлению контура. При работе приемника на фиксированной
частоте требуемое согласование выполняется сравнительно легко,
а расчеты получаются наиболее простыми. При работе в относи-
тельно широком диапазоне частот для согласования антенны с фи-
дером применяются различные широкодиапазонные согласующие
устройства. В этом случае выбирают две (или больше) частоты
диапазона, для каждой из них рассчитывается согласующий коэф-
фициент трансформации р1с. Основные качественные показатели
входного устройства рассчитывают для той частоты, которой соот-
ветствует наибольшее значение pic; для остальных частот учиты-
вается степень рассогласования. Таким образом, расчет контура
и основных качественных показателей входного устройства ве-
дется на1 одной частоте, а для остальных частот определяется из-
менение качественных показателей в пределах диапазона.
Входные устройства приемников УКВ ЧМ-вещания предназна-
чаются для работы в некотором диапазоне частот без специальных
диапазонных согласующих устройств. В этом случае коэффициент
перекрытия поддиапазона должен быть небольшим для избежания
вредного действия рассогласования фидера с антенной при боль-
ших расстройках. При этом контур входного устройства должен
быть рассчитан так, чтобы обеспечить настройку на любую ча-
стоту диапазона, а основные качественные показатели входного
устройства рассчитываются для средней частоты узкого поддиа -
пазона.
1. Входное устройство с трансформаторной связью
В диапазоне коротких волн при работе приемника с направлен-
ной антенной и при использовании симметричной фидерной линии
одноконтурное входное устройство выполняется с трансформа-
торной связью с фидером (рис. 5-19, а). Для устранения паразит-
ной емкостной связи в фидерной и контурной катушках индуктив-
ностей, вызывающей нарушение симметрии в работе фидерной
линии, между катушками помещается заземленный электростати-
ческий экран.
Выходным сопротивлением системы «антенна — фидер» здесь
является волновое сопротивление рф фидера. Равное ему по зна-
чению активное сопротивление Ra составляет в данном случае
эквивалент антенны.
218
< При работе коротковолнового приемника с ненаправленной
^антенной входная цепь выполняется по схеме с трансформаторной
связью и имеет вид рис. 5-17, а. Ив этом случае эквивалент а нтенны
г представляет собой активное сопротивление, но другого значения
(ем. § 5-2).
В обоих случаях эквивалентная схема входных цепей по су-
ществу одинакова. Она приведена па рис. 5-19, б.
В случае работы приемника с несимметричной фидерной линией
фидер подключается к зажиму (рис. 5-19, а), а корпус прием-
ника соединяется с зажимом А 2. Расчет входного устройства для
Несимметричного фидера совпадает с расчетом для симметричного
фидера.
Настройка
Рис. 5-19. Схема входного устройства с .трансформаторной связью при работе
на коротких волнах: а — принципиальная схема; б — эквивалентная схема
Исходные данные для расчета совпадают с исходными данными
§ 5-5. В дополнение к общим исходным данным'должны быть из-
вестны: среднее значение активного сопротивления антенны Ra,
собственная добротность контура Q, ориентировочное значение
коэффициента усиления первого каскада.
Расчет входного устройства для каждого поддиапазона произ-
водится в следующем порядке:
1. Определяются параметры контура
входного устройства. Если коэффициент перекрытия
поддиапазона к„л < 1,2, можно ограничиться расчетом параметров
контура, Лвх и других характеристик входного устройства только
на средней частоте поддиапазона. Если &пд > 1,2, то расчет пара-
метров контура, и остальных характеристик производится
в двух-трех точках поддиапазона. Расчет емкости контура в слу-
чае перестройки приемника конденсатором переменной емкости
ведется так же, как для схемы с емкостной связью с антенной
[см. §5-5, формулы (5-1)—(5-7)]. При электронной перестройке
приемника контур выполняется по схеме рис. 5-16, а или 5-16, б, в,
а расчеты емкости выполняется по формулам (5-8)—(5-13). Индук-
тивность контура и добротности QH и Q3 рассчитываются по фор-
мулам (5-14), (5-16) и (5-27).
В метровом диапазоне в однодиапазонных приемниках при
относительно небольших коэффициентах перекрытия диапазона
для настройки приемника применяют переменную индуктивность.
Чаще всего изменение индуктивности достигается перемещением
219
внутри катушки сердечника из диамагнитного материала. Емкость
контура должна превышать разброс паразитной емкости (входной)
усилительного прибора. Значение результирующей емкости кон-
тура Сэ выбирается из условия допустимой расстройки контура,
равной половине полосы пропускания, и должно удовлетворять
неравенству [6, 27]:
Х7Э р~2 &CBXQ3,
где АСВХ — разброс входной емкости; Q3 — QJ2 — эквивалент-
ная добротность контура при согласовании с фидерной линией;
Qu определяется по (-5-16). Предварительно р2 принимают рав-
ным .0,5. ' -
Величина С3 определяется:
Сэ ^пост п. ср = Cl 4~ £м 4~ РгСвх 4- Сп _ ср.
Составляющие С3 имеют те же значения, что и в (5-1), а коэффи-
циент р2 определяется по (5-5). Максимальная индуктивность
контура определяется:
. 25 300 ’
^-э.мгкс л >
'0минсэ
а минимальная
j ________L3, макс
^э. мнн ,2 •
Лпд
В этих формулах /0 — в МГц, С3 в пФ, L3 — в мкГ.
2. Ра-с считывается собственная резонанс-
ная проводимость (сопротивление) контура
иа средней частоте
__ 1
0 — 2n/cp£Q ’
D ___ 1
(5-55)
где fcp = Юмин/макс *» характеристическое сопротивление рэ—
=я 2л/ср/,э при настройке емкостью и рэ — - 1 при настройке
индуктивностью.
3. Определяется коэффициент трансфор-
мации р2. Значение р2 зависит от входной проводимости пер-
вого каскада и требований к входному устройству. Если GBX Go,
то для обеспечения максимального коэффициента передачи берется
полное включение контура к усилительному прибору р2 = 1.
Если проводимости Go и GBX соизмеримы или GBX Go, что имеет
место при использовании биполярных транзисторов или ламп в диа-'
пазоне УКВ, то коэффициент р2 выбирается из условия получения
минимального коэффициента шума или требуемой полосы пропу-
220
GoonT
ания контура при согласовании по мощности с антенной (фиде-
ом). Из выражений (5-33, 5-41, 5-43) следует, что коэффициент
$Вума входного устройства и первого каскада существенно зависит
^от Пересчитанных на вход усилительного прибора проводимостей
"контура Go и источника сигнала Gc. Оптимальное по шуму значе-
ние проводимости источника сигнала ие очень критично и для
** временных транзисторов составляет Сс.0Пт = (1,2-*-3,0) мСм.
Выбором оптимального значения проводимости контура Go от
,и" соответствующего значения piom можно уменьшить коэффи-
циент шума.
В случае применения ламп при оптимальном согласовании по
’даумам 16, 27]:
Ргот ~
К'
---- при Я = —— = 1. Х5-56)
Ubx-DGbx с ₽»=
--------- -- и8х
4ЯШ
(5-56) Go рассчитывается по (5-55), а 'величины /вх, Gm и опре-
гяются так же, как в (5-33).
Из обеспечения необходимой полосы пропускания при а — 1
e»43J: - ’
Pi
AFп, Вх
2/о
(5-57)
dBx = p3GBX; d0 = p-3Gp.
Для транзисторного каскада при оптимальном согласовании
;ЛО шумам [61]: -
Go
л-'гопт |/
V GfloriT
Где Go определяется по (5-55), а оптимальное значение проводи-
мости контура — выражением.. [61 ]:
(5-58)
< 1
б
Оц
2
11
1 •
-(5-59)
Здесь параметры транзистора Он, г'в, Сш, Bi, 7?ш определяются
так же, как в (5-43). В зависимости от-соотношения между пара-
метрами 6ц, г'в, Сш и Вн подкоренное выражение в формуле (5-58)
может иметь значения больше единицы, меньше единицы и даже
/меньше нуля. Это означает, что режим оптимального согласова-
ния не всегда можно реализовать на практике, и ои может быть
осуществлен только при G6 ОПТ > О- Поэтому, если при данных
параметрах схемы после подсчета 66опт ее значение оказывается
отрицательным, это значит, что режим оптимального согласования
практически не реализуем, и необходимо выбрать режим согла-
сования, при котором следует принять = 1.
221
В транзисторных каскадах практически на всех частотах вы-
полняется неравенство О0 С 0н, что позволяет пренебрегать ве-
личиной 60 в выражении для согласования, которое примет вид
PionA = Gn, откуда р1опт = j/при рг = 1.
Режим согласования может быть реа’лизуем при = 1, если
Go > Сц. В большинстве практических случаев это условие вы-
полняется, так как для резонансных транзисторных усилителей
источником сигнала является антенна или фидерная линия, у ко-
торых проводимости довольно велики и имеют порядок (1ч-2) X
X 10~? См. Из работ [6, 27] известно, что на частотах f <fs
(fs — граничная частота по крутизне) режим оптимального рас-
согласования обеспечивает меньшее значение коэффициента шума
по сравнению с режимом согласования. Этот режим может быть
использован только при приеме радиовещания и телефонии, по-
скольку из-за рассогласования с источником сигнала в фидере по-
является отраженная волна,’которая вызывает фазовые искаже-
ния сигнала и изменёпие его формы. Коэффициент шума при опти-
мальном рассогласовании уменьшается из-за уменьшения про-
водимости контура Go, которое достигается увеличением связи
контура со входом усилительного прибора, т. е. увеличением коэф-
фициента трансформации р2. Наиболее часто в этом режиме при-
нимают р2 = 1.
Необходимо отметить, что в режимах согласования и оптималь-
ного рассогласования эквивалентная добротность входного кон-
тура Q3 уменьшается, что приводит к ухудшению избирательности.
Таким образом, требования получения высокой избирательности
во входном устройстве и минимального коэффициента шума яв-
ляются противоречивыми. Поэтому в первых каскадах радио-
приемника, шумы которых определяют его чувствительность, не-
обходимо добиваться уменьшения коэффициента шума, а требова-
ния обеспечения избирательности и полосы гГропускания предъ-
являть к последующим каскадам.
В транзисторных каскадах из-за сильного шунтирующего дей-
ствия входной проводимости транзистора требование получения
заданной полосы пропускания может быть обеспечено при опре-
деленном — оптимальном значении коэффициента рг, которое
определяется выражением [43]:
/ткг1- <5-6о>
В (5-60) Go определяется по (5-55), GBX по (5-20) и (5-4), а
8 = -#^- = -у-« (5-61)
мнн Чэ
где 8 — коэффициент расширения полосы, показывающий, во
сколько раз полоса пропускания нагруженного контура &Ра,л
222
.шире полосы пропускания ДГП.мин ненагруженного контура. При
.оптимальной связи (режим максимального коэффициента передачи
по мощности) е = 2. Коэффициент г может изменяться в преде-
ллах 2 е < 2, но не может быть равен единице. Значение г для
'(5-60) рассчитывается по (5-61), где Q3 =
4, Подвчитывается э к в и в а л 'е нтная р е з о-
ч ц а н е н а я проводимость (сопротивление)
контура с учетом влияния нагрузки — входной проводимо-
«ти усилительного прибора
---— ^0 +
(5-62)
(5-63)
,5. Определяется эквивалентная доброт-
ность контура с учетом влияния нагрузки
(5-64)
В формулах (5-62) и (5-64) за со0 = 2л/0 считают, частоту, на
которой осуществляется согласование.
6. Находится э к вщ в а л е н т н’а я добротновть
контурас учетом реакции антенны при согласовании
Q3. О = Qh/2,
(5-64а)
где QH находится по (5-64). ,
7. Определяется индуктивность катушки
в в я з и
вдесь соо—резонансная частота при фиксированной настройке
приемника; «= V®мнн®макв — средняя частота поддиапазона.
•8. Находится &св. мии — минимальный коэффициент,
обеспечивающий условие согласования антенны и контуром:
Если kCB' мнн получится меньше 0,6, то он конструктивно осу-
ществим, если /?св. МНн > 0,6, то расчет необходимо произвести
заново. В этом случае необходимо задаться значением kCB — 0,6
и определить Z,CB из формулы:
Т f 1 / РФ | )
г Qu \ Рф /
223
При расчете входного устройства радиовещательного прием-
ника В формулу для kZB и ~во все последующие формулы вместо
величины Рф надо подставлять /?а.
При известных значениях feCB = 0,6, Q3, рф и <о0, решая фор-
мулу для kZB относительно £св, получаем следующее выражение:
,' ^св^нРф 1 1 ~ Осв^иРф) „2
2^ - <о0 V 4 Рф*
Эта формула справедлива для значений QH > 6.
9. Определяется коэффициент взаимоин-
дукции, соответствующий 6СВ мнн и режиму согласования,
^6 = ^в.мин/^ = -^^/^рГ, -
где рэ — w0Ls — l/(w0C3) — характеристическое сопротивле-
ние контура. В случае пересчета величины kZB в формулу для Мо
ставится вместо Асв. мин выполнимое значение kZB, т. е. то значе-
ние, которым задавались.
10. Вычисляется максимальный резонанс-
ный коэффициент передачи напряжения,
соответствующий режиму согласования,
Лвх.мак- = ^
где /?н определяется по (5-63).
11. Д л я случая, когда kZB Асв>мин, резонансный
коэффициент передачи напряжения определяется:
К ____ Рг 1/" ^п- 2l)
Аих~ 2 У рф 1 -1-1)» ’
где
&СВ _____, М
&СВ. МИН
Если > 1,2, то Квх подсчитывается в двух-трех точках
поддиапазона по общей формуле:
*Вх = АРг-^-, (5-66)
где
_ (ОрЛ^сРф .
Р1~ I Za.u | Рэ ’
l^a.ul — ^/"Рф + (®0^св) »
Ga = G3 = plGa + Go -j- pi GBX.
224
S ^.-Определяется
м огЩ н о с т и, когда kaB
и согласовании
13. На ходите
^св. мни*
14. О п р е д е л я
сдовии согласования
коэффиц И
^св. мин ' ..
i/k ^вх
=* Авх •
иа
Кр вх. о
Р2°вх
4бц
е
н т
передачи
(5-67)
я
е
т
доброти овт ь
<?э =
<?э
ся полоса пр
д р ___ __ У»
п-°“ Q,.c ~ Он •
о
к о
п У
н
о
15. Для случая, когда йсв МиН>
скания находится по формуле
AFn = А
Сэ
Q3 *
тура
кани
полоса
при
я при
(5-68)
про-
... 16. Избирательность входного устрой-
ства на частоте f — fcp рассчитывается по формулам (5-30, 5-31),
-./'полоса пропускания по (5-32).
17. Расчет ослабления ложных каналов
П р и е м а производится согласно п. -1 § 5-5. .При расчете ослабле-
ния в режиме согласования в формулы надо подставлять значе-
:ийе.Зэ = (Ээ.о
18. Рассчитывается ко эф фициент шума
•входного устройства и первого каскада на лампе по формуле (5-33)
И при расстройке контура по (5-38).
М В режиме согласования по мощности No рассчитывается по
формуле [6, 27]:
Wo = 2 +
Квх--- 1) Овх
где условие согласования
фициент трансформации
стотах, когда Go С Свх и величина G'a
•нимает вид:
——I-------р
°н
6н = Go + GBX = + GBX И коэф-
Р-2
— Рю* На относительно высоких ча-
GBx, формула (5-69) при-
^0 = 2 + (;Вх-1) + 4/?шСвх.
® В. Д. Горшелев и др.
(5-69)
(5-70)
226
В режиме оптимального согласования пошумам условие согла-
сования имеет вид
Он — Go 4 Овх = —п-2—)- GBX.
^2опт
Для этого режима коэффициент шума имеет минимальное 'зна-
чение при р2=. р2опт (формула 5-56) в определяется [6,271:
^с. «ин = 2 + 4 ]//?ш (/Dx- 1) GBX. (5-71)
В режиме оптимального рассогласования по шумам минималь-
ное значение коэффициента определяется 16, 27 ]:
2VMBH = 1 4- 27?ШС' + 2 |/Г7?ш0ф + (Zb^,1) 6пх + 7?U,G' . (5-72)
В области относительно высоких частот, где G6 С GBx и G'n *=«
Овх, формула (5-72) принимает вид [6, 27):
^мин = 1 + 2/?шGBX + 2 /^Gex^x + ^GJ. (5-73)
/При этом р1опт > р1с.
'''Для входного устройства и первого каскада на полевом тран-
зисторе, включенного по схеме с общим истоком, коэффициент
шума рассчитывается по формуле (5-41).
Коэффициент шума входного устройства транзисторного при-
емника йфи включении транзистора по схеме с общим эмиттером
рассчитывается по формуле (5-43). Как было отмечено в п 1 § 5г5,
значение коэффициента шума зависит от условий согласования
источника сигнала—антенны со входо'м первого каскада.
Условие согласования по мощности имеет вид
2
G" = g; == Ga = Gi + Gn = -% + Gib
₽2 . P2
В режиме согласования по мощности коэффициент шума опре-
деляется формулой [61 ]:
(V = 14. °0 I Гб (20° +011)2 । гбдп . .
Go+Gn Go + Gu °о + бц
, [1 + ГБ (2<?о +G11)]2 , лп (г' | г. \ /с 7ЛЧ
+----------г—----------------1- 4/?ш (Go 4 Gn). (5-74)
°о + °п
Выражение (5-74) можно упростить, учитывая, что практически
на всех частотах выполняется неравенство Go GBX и что для
226
f7 уменьшения коэффициента шума стремятся выбирать рг— 1, т. е.
>GB = Go. G учетом этого условие согласования можно записать
де
Co = picGa = Gn,
Pio
Gn
г 17 а
выражение (5-74) примет вид [61]:
» у к 2 9 2
К Мс = 1 + (гв + /?ш) Gn + 0 +-БГО11) + ГбВп - ‘ (5-75)
гЖ • ° 11
руТ4
Шч При выборе р2 — 1 режим согласования можно обеспечить
Столько в случае, если Ga С1Р Это условие на практике обычно
^^выполняется. Известно, что путем выбора оптимального значе-
О.ИИЯ Go (формула (5-59)) можно уменьшить коэффициент шума и
получить согласование по шумам. В режиме оптимального согла-
Ж^сования по шумам значение коэффициента определяется [61]:
мн"= —2гб0ц + 2ОшГб (1 —ГбОц)]
й* “ + 8 (гб Дш) (Gn Gooht)- (5-76)
V
gi Как отмечалось выше, режим оптимального согласования по
шумам на практике не всегда может быть реализован.
р' Минимально возможный коэффициент шума достигается в ре-
жиме оптимального рассогласования. Для этого режима коэффи-
циент шума определяется выражением [61 ]:
I-' N
& х’мин
Где
с. опт], (5-77)
+ гБ5П +
Go. ОПТ -
(5-78)
Ж
£
ГБ +^ш
В Теперь рассмотрим входное устройство с трансформаторной
* связью, работающее в метровом диапазоне. В этом случае при ра-
боте приемника используются направленные антенны: диполь,
/ ^петлевой диполь, волновой канал и др. Эквивалентом этих антенн
|L является активное сопротивление, равное по значению волновому
сопротивлению фидера.
Данная схема применяется в УКВ ЧМ-приемниках, профессио-
нальных, телевизионных и радиолокационных.
Принципиальная и эквивалентная схемы входного устройства
аналогичны соответствующим схемам § 5-6. Поэтому совпадает
и методика расчета этих схем.
В результате расчета входного устройства в порядке, указан-
ном в п. 1 § 5-6, должны быть найдены значения LCB, йсВ и М,
» 227
ж
обеспечивающие согласование системы «антенна — приемник»,
и значения коэффициента передачи напряжения, эквивалентной
добротности контура, полосы пропускания, избирательности,
коэффициента шума.
2. Входное устройство с двойным неполным включением контура
по индуктивной ветви (двойная автотрансформаторная связь)
Достоинства входного устройства с двойным неполным вклю-
чением контура заключаются в возможности согласования системы
«фидер— вход каскада» и в уменьшении реакции входных актив-
ной проводимости и емкости усилительного прибора (УП) первого
каскада на настройку контура, что ведет к повышению его избира-
тельности и к увеличению стабильности резонансной характерн-
ая б) '
Рис. 5-20. Схема входного устройства с двойным автотранс-
форматорным включением контура: а — принципиальная
схема; б — эквивалентная схема
стики. Недостаток входного устройства с двойным неполным вклю-
чением контура проявляется в заниженном значении коэффициента
передачи напряжения.
Принципиальная схема входного устройства изображена на
рис. 5-20, а, а эквивалентная — на рис. 5-20, б.
Исходные расчетные данные здесь те же, что и при расчете
входного устройства с трансформаторной связью (п. 1 § 5-6).
Расчет производится в следующем порядке:
1. Определяются параметры контура. Рас-
чет емкости, индуктивности и собственной резонансной проводи-
мости производится так же, как для схемы с трансформаторной
связью (п. 1 § 5-6).
2. Рассчитываются — коэффициент трансформа-
ции контура в антенный фидер и р2 — коэффициент трансформации
контура во входную цепь УП. Эти коэффициенты через параметр
контура определяются:
11 y L3 w у ц w
Здесь — витки катушки контура, соответствующие индук-
тивности Llt а иу2— витки, соответствующие индуктивности L2;
L9 — индуктивность контура; М — коэффициент взаимоиндук-
ции.
228
Ip. Коэффициент включения pi выбирается таким, чтобы обеспечи-
|Цалось согласование между источником сигнала—антенным фи-
Йером — и контуром.
|F. Условие согласования антенно-фидерной системы с контуром
|$меет вид [43]:
Ga — Go + GBX = —£—GBX,
Pi
2 2
Ga — plcGa — —и- Ga — •—7—-
02 P2^a
(5-79)
ft - Для получения режима согласования с источником сигнала зна-
чение р10 должно быть
Р1о
С0 + °их
(5-80)
ЖвШде Ga = GJp\ — проводимость источника сигнала, пересчитан-
ддййя во входную цепь усилительного прибора; Go = Grffft — про-
ЯМ^ЮДИмость контура, пересчитанная во входную цепь усилительного
^ШВярибрра; Go — определяется по формуле (5-55), GBX — в зависи-
аКдасти от типа усилительного прибора по формулам (5-35), (5-36),
в(5-20), (5-42).
Для первого каскада на лампе или полевом транзисторе (ПТ)
Жй^'Уоэффициент включения р\ можно выбирать в пределах 0,3—0,5,
коэффициент рг — в пределах 0,5—0,8, исходя из допустимого
Уменьшения коэффициента передачи 7(вх и обеспечения требова-
Дяе-нйй по избирательности.
Mg Значение р1с должно быть меньше единицы: если оно полу-
Явив чается равным или больше единицы, то согласование невозможно.
Mg* Для получения согласования нужно обеспечить условие Go +
ЖВ 4- GBX < Ga, для этого надо уменьшить р\с и произвести весь
расчет вновь. Чтобы обеспечить режим полного согласования
ж;«антенна — входное устройство» и «входное устройство — вход
ШТ-', первого каскада», значение р2с выбирают из условия равенства
.входной проводимости лампы и пересчитанной к цепи сетки про-
ЦТ Водимости контура. Таким образом,
Gbx = ~2-, откуда р2о = у 7Г~.
Pio r Qbx
‘л-
(5-81)
gC Условие полного согласования, соответствующего согласова-
яию по шумам, имеет вид:
Г Go = -%- = GBX. опТ. (5-82)
Г . ₽2о
fe. Для ламп величина р2о = р2оПт и рассчитывается по (5-56).
229
Исходя из требований получения необходимой полосы пропу-
скания (для телевизионных, УКВ ЧМ-вещания и профессиональ-
ных приемников) р2 определяется по (5-57). Найдя р2, рассчиты-
вают р2опт.
Для транзисторного каскада при оптимальном согласовании
по шумам р2опт и Со опт рассчитываются по (5-58) и (5-59). .
Для режима полного согласования и обеспечения требования
получения заданной полосы пропускания величина р2оПт опреде-
ляется формулой (5-60), pLom выражением (43]:
ftonT = /2ii^r-22- (5-83)
Здесь СВЬ|Х Ga = 1/Да = 1/рф, а величины Go и е опреде-
ляются, как в (5-60).
3. Вычисляется эквивалентная резонанс-
ная проводимость контура для согласования па
гходе контура:
-2
Сэ. с = (Г, + Go + GBX = Ga + А- + GBX.
Р2 Рг
Для режима полного согласования
_______ ₽lc I Go I .о
иэ. опт "р^Т" “1 г (jbx-
4. Определяются соответственно значе'
ния эквивалентного сопротивления коп*
тура и эквивалентной добротности:
D ___ I г\ ________ С ___ /?Э. С . г> 1
пэ. с q ’ Ч:э. с п г > опт С ’
^э. с рэ ^Э.
__ *э. опт
9. ОПТ п •
рэ
5. Подсчитывается входная емкость уси-
лительного прибора, которая подключается к контуру,
в режиме согласования
Свх = р!Свх.
В режиме полного согласования С'вх = р1оСвх.
Здесь Свх — входная емкость усилительного прибора, значение
которой в зависимости от вида схемы и типа усилительного при-
бора определяется по формулам (5-3) и (5-4).
6. Определяется коэффициент передачи
входного устройства, соответствующий выполнению
условию согласования на входе контура:
/ О>
К Р'2 __ Р2 1 / а
Лвх.макс- 2р1с ~ 2 И G;, + GBX •
230
АЛ - .
Для режима полного согласования
<д' __ Рге _ Ргс I / G&
Л Лвх-макс-опт“ 2р1с ~ 2 У Go + Свх'
f' Вычисляется коэффициент передачи по мощности. При согла-
V совании
Д' Gbx_ Р&х
р»:- • Ga 4(Go + Gbx)
*,*'• Для режима полного согласования
'» J __ j/2 GBx _ ₽2с^вх
ЛР вх. опт — *\вх. макс, опт ~ — л \ П—Г*
, < иа Ми0~гивх)
Тл 7. Полоса пропускания входного устрой-
f ; ст в а при согласовании определяется по (5-68) и при
£*' полном согласовании по той же формуле, но с подстановкой зна-
Ж ЧеНИЯ Qs. опт*
Ж*, 8, Расчет характеристики избиратель*
н о в т и входного устройства производится по фор*
уР мулам (5-30), (5-31), а ослабление побочных каналов приема —
р * в'соответствии с п. 1 § 5-5. При расчете избирательности и ослаб-
£ ления в режиме согласования и полного согласования в формулы
надо подставлять соответственно Qs = Q3> с и Q3 = Qs.onT*
др 9. Коэффициент шума входного устрой-
ж; с т в а и первого каскада на лампе или полевом транзисторе рас-
1- считывается по формулам (5-33), (5-41), при расстройке контура —
J по (5-38), в режиме согласования по мощности — по (5-69) и (5-70),
в режиме оптимального согласования по шумам — пользуясь
(5-71) и в режиме оптимального рассогласования по шумам по
1 (5-72) и (5-73). Для первого каскада на биполярном транзисторе
у надо пользоваться соответственно формулами; (5-43), (5-75), (5-76)
' И (5-77).
3 На частотах 30—300 МГц при использовании несимметричного
i фндера ‘(коаксиальный кабель) широко применяется входное
t* устройство с автотрансформаторной связью. Принципиальная
схема входного устройства приведена на рис. 5-21. Расчет этой
’ схемы производится так же, как предыдущий (с двойной авто-
1 трансформаторной связью), с подстановкой в формулы значений р2
В и Pzo равными единице.
*& 3. Входное устройство
С с последовательным включением индуктивности
В метровом диапазоне волн применяется входное устройство
В С двойным неполным включением контура по емкостной ветви —
>г двойная емкостная связь (схема с последовательной индуктив-
ностью). Принципиальная схема входного устройства изображена
на. рис. 5-22. Емкость контура образуется последовательным со*
? 231
I
единением емкостей С2 и С2, что облегчает получение высоких зна-
чений резонансной частоты его. Поэтому такая схема находит пре-
имущественное применение в более коротковолновой части метро-
вого диапазона.
Сопротивление резистора Ro выбирается во много раз больше
входного сопротивления УП, и влиянием этого сопротивления на
контур можно пренебречь. Иногда резистор 7?0 заменяется дрос-
селем с достаточно большим индуктивным сопротивлением.
Емкость Ci является элементом связи контура с антенно-фи-
дерной системой, а емкость С2 есть элемент связи контура с вхо-
Рис. 5-21. Схема входного уст-
ройства с автотрансформатор-
ной связью
Рнс. 5-22. Схема входного устрой-
ства с последовательно включенной
индуктивностью
дом УП. Очевидно, коэффициент трансформации контура в ан-
тенно-фидерную систему Рх — CIClt тогда как коэффициент транс-
формации контура в цепь входа УП р2 = С/С2, где С — емкость
контура. Таким образом, подбором емкостей и С2 можно транс-
формировать значения сопротивлений для согласования антенно-
фидерной системы со входом первого каскада приемника. Схема
рис. 5-22 предназначена для работы на фиксированной частоте,
но если потребуется изменение частоты настройки контура, то
из конструктивных соображений ее удобнее производить измене-
нием индуктивности.
Для расчета схемы удобно пользоваться общим коэффициен-
том трансформации т от выхода антенного фидера до входа лампы:
т _ _ Jh. _ Pl_ _ £1
и2 - ик и2 р2 Сх‘
При расчете входного устройства рекомендуется придержи-
ваться следующего порядка:
1. Установить значение емкости С2, учитывая, что эта емкость
представляет собой сумму емкостей добавочного конденсатора
контура Ск, схемы Ссх, входной емкости усилительного прибора Свх:
С2 =* Ск -I- Сс, -4- Свх.
Емкость С2 должна иметь минимальное значение, допускаемое
условиями согласования. Поэтому емкость Ск сначала прини-
мается равной нулю, а затем ее значение уточняется. Значение
232
Вводной емкости Свя в зависимости от вида схемы и типа усили-
|яельного прибора определяется по формулам (5-3) и (5-4). Что же
|жасается емкости ехемы Ссх, то в приемниках метрового диапазона
Ке значение обычно не превышает 5 пФ. В схеме рис. 5-22 емкость Сся
|эдадо считать состоящей из дв^х равных частей: одной, входящей
С2, а другой -в С/
2. Подсчитать общий коэффициент трансформации, обеспечи-
вающий условие согласования входа усилительного прибора с вы-
водом антенного фидера
же;
Ш&»:откуда
PlcGa — Свх,
3. Определить значение емкости Сх, обеспечивающее режим
^согласования:
^коэффициент р! должен быть меньше единицы. Для выполнения
^условия согласования необходимо при заданном значении ем-
ВЙкости Са подбирать Сх включением добавочного конденсатора кон-
|Втура Ск. .
ж 4. Подсчитать значения емкости и индуктивности контура!
^1^2
э ~ с, + С2 + Cl’ La = <о§С3 •
^'Значение L3 может оказаться настолько малым, что катушку
^Конструктивно нельзя будет выполнить. Для получения конструк-
^гТивно выполнимой катушки индуктивности необходимо умень-
<*щать емкость контура, т._е. значения Сг и Са, за счет емкостей Св
Ссх. Значение CL обычно мало и составляет (0,5-ь2) пФ.
В предельном случае, при я» 0, для соблюдения условия ео-
2- гласования с источником сигнала параметры схемы должны быть:
-/рф^вх-Рф)
< . с2= 1//?вх- рФ—
J/ Рф <*RBX
В этом случае емкость добавочного конденсатора
st . . Ск = С2 (См — Ск).
’ - ‘5. Определить коэффициенты включения:
%*4
«?»
с с2 с ct
Р1~ Ci~ Ci + Ct И Р*~ С, = Сх4-С2 •
233
6. Вычислить коэффициент передачи по напряжению, обеспе-
чивающий условие согласования,
7. Подсчитать эквивалентную резонансную проводимость кон-
тура е учетом вносимых сопротивлений со стороны входа и выхода
\ схемы:
G9 = Go -|- + $GW
где
С 1 - 1
0 (О0£э0 '
Добротность контура Q можно полагать в пределах 70—100.
Проводимость Сф = 1/рф, a GBX в зависимости от типа усили-
тельного прибора определяется по формулам (5-35), (5-36), (5-20),
(5-42). Коэффициенты передачи по напряжению и мощности при
согласовании находятся по (5-65) и (5-67).
8. Эквивалентная добротность контура и полоса пропускания
при согласовании подсчитываются соответственно по формулам
(5-64а) и (5-61).
9. Расчет характеристики избирательности входного устрой-
ства ослабления побочных каналов приема и коэффициента шума
входного устройства проводится так же, как для схемы о двойной
автотрансформаторной связью (§ 5-6, п. 2).
6-7. ЗАЩИТА ВХОДА РАДИОПРИЕМНИКА ОТ ВНЕШНИХ ПОМЕХ
1. Подавление помех от радиолокационных станций
Для защиты входа радиоприемников профессионального типа,
работающих в диапазоне километровых — декаметровых волн, от
сигналов радиолокационных станций применяются специальные
а) L $) L L в) L L
Рис. 5-23. Схемы противолокациопных фильтров
противолокационные фильтры. Противолокационпый фильтр вклю-
чается в цепь антенны между антенным вводом и входным устрой-
ством и представляет собой фильтр нижних частот, задерживаю-
щий колебания частот, превышающих /0 = 200 МГц, т. е. частота
среза фильтра равна 200 МГц. На рис. 5-23 представлены вари-
анты схем противолокационных фильтров. Из рис. 5-23 видно,
234
что фильтры выполнены из звеньев типа k и образуют одно П-об-
разное звено, два П-образных звена и два Г-образных полузвена.
Число П-образных звеньев или Г-образных полузвеньев, обра-
зующих противолокационный фильтр, зависит от требований ТЗ
1 по подавлению помехи, частота которой равна или больше частоты
среза фильтра.
'X Противолокационный фильтр должен иметь характеристиче-
ское сопротивление, равное активному сопротивлению антенны 7?а
-л или волновому сопротивлению антенного фидера. Для эффектив-
’ного подавления помех вход и выход фильтра должны быть на-
' .гружены на характеристическое сопротивление.
Рнс. 5-24. Схема заграждающих фильтров
S ’ Расчет фильтров нижних частот, простейших и более сложных,
приведен в [11, 35, 39].
йГ Конструктивно противолокационный фильтр выполняется
® в виде небольшого литого из алюминия ввода цилиндрической
В, формы. Размеры этого ввода (диаметры, длина) выбираются та-
fe кими, чтобы элементы фильтра — индуктивности и емкости —
Т, составляли часть его конструкции.
ж ‘ . Противолокационный фильтр включается bz антенный ввод
приемника, а антенна непосредственно включается в цилиндриче-
ский ввод, т. е. в противолокационный фильтр. Напряжение при-
’’ ' нимаемого сигнала после фильтра поступает во входное устрой-
ство. Необходимо учитывать, что включение противолокацион-
& ного фильтра уменьшает входное сопротивление приемника, и
это приводит к уменьшению его чувствительности.
| В диапазоне метровых волн для подавления сигналов мешаю-
Г , щих станций применяются на входе радиоприемника заграждаю-
£ щие (режекториые) фильтры, которые задерживают сигналы в по-
f'J лосе частот от h до f2- Заграждающие фильтры делаются узкопо-
с лосными с крутыми скатами частотной характеристики на основе
L . звеньев типа т или их производных т' — т"-. На рис. 5-24 при-
’ вёдены варианты выполнения заграждающих фильтров. Расчет
J, этих фильтров приведен в [11, 35, 39]. Обычно заграждающие
I ' фильтры включаются после антенны параллельно резонансным
1 контурам входного устройства.
236
2. Подавление помех от радиостанций, работающих
в декаметровом диапазоне
В настоящее время промышленные помехи и помехи от рабо-
тающих радиостанций являются основными видами радиопомех
в диапазоне ДМВ. Динамический диапазон уровней помех от радио-
станций на входе профессионального приемника составляет 100—
120 дБ (относительно 1 мкВ).
Из [20, 211 известно, что вероятностное распределение спек-
тральной плотности станционных помех имеет ярко выраженный
неравномерный характер, поскольку в начале диапазона (/
!=« 1,5-j-1,8 МГц) максимальный уровень помех составляет 100—
120 дБ (средний уровень 40—60 дБ), затем по мере увеличения ча-
стоты уровень помех снижается. В середине диапазона (частоты
f 10-е 15 МГц) максимальный уровень помех составляет 40—
60 дБ и к концу диапазона (частоты f «=* 25-е 30 МГц) — порядка
15—20 дБ.
Для обеспечения в таких трудных условиях уверенного радио-
приема входные устройства выполняют в виде набора сложных
фильтрующих систем типа заграждающих фильтров. Эти фильтры
обладают узкими полосами пропускания, высокими значениями
коэффициента прямоугольности, обеспечивающими ослабление
сигналов за частотами среза порядка 80—100 дБ, и коэффициен-
тами передачи в пределах 1,1 —1,3. Одним из эффективных спо-
собов борьбы со станционными помехами является применение
входных устройств в виде полуоктавных фильтров — сложных
высокоселективных систем. Набор фильтров с перекрывающимися
частотными характеристиками вне полосы пропускания каждого
фильтра, с крутыми скатами характеристик и разными полосами
пропускания перекрывает весь рабочий диапазон приемника,
обеспечивая полное подавление помех внутри полосы пропуска-
ния каждого фильтра. В начале ДМВ-диапазона, где уровень по-
мех очень велик, применяют ряд полуоктавных фильтров с уз-
кими полосами пропускания, имеющими перекрытие поддиапазона
по частоте knA 1,07-г 1,08, затем по мере возрастания частоты и
снижения уровня пом'ех knA фильтров постепенно увеличивается
и в середине диапазона может составлять 1,1—1,2, а к концу диа-
пазона может быть 1,3—1,4. Из изложенного следует, что число
полуоктавных фильтров может быть велико (больше 20) и их пере-
ключение должно осуществляться надежными устройствами, не
вносящими потерь и искажений в работу фильтров. На рис. 5-25
показан вариант выполнения полуоктавного фильтра. Из рассмо-
трения рис. 5-25 следует, что полуоктавный фильтр представляет
собой многозвенный АС-фильтр, состоящий из пяти П-образных
звеньев LC, соединенных последовательно между собой через
емкость связи С\. Фильтры с аналогичной схемой, называемые
фильтрами сосредоточенной избирательности (ФСИ), применяются
в трактах промежуточной частоты. Методика их-расчета приве-
дена в [6, 431. Поэтому здесь мы ограничимся некоторыми заме-
236
маниями в связи с их применением в преселекторе приемника.
£'Из рис. 5-25 следует, что полуоктавный фильтр на входе имеет
Гйизкоомный источник сигнала (7?а илирф = 75 Ом), а на выходе —
^входное сопротивление усилительного прибора, которое значи-
|'тельно больше /?а и равно 600 Ом. Для обеспечения работы фильтра
без отражения энергии от его выхода он должен быть нагружен на
выходе на сопротивление, равное характеристическому (/?в). Если
..-' нагрузкой фильтра является ламповый каскад по схеме с ОК или
транзисторный каскад на ПТ по схеме с ОИ, то R„ выбирается
, в пределах 50—150 кОм, а для транзисторного каскада по схеме
S*
дат?
Рис. 5-25. Схема пятизвенного полуоктавного фильтра
ОЭ /?в берут порядка 3—20 кОм. Для согласования характери-
.стического сопротивления фильтра и сопротивления источника
^.-сигнала на входе фильтра, а также входного сопротивления УП
Р(на выходе фильтра) применяют его включение с коэффициентом
трансформации. Коэффициенты трансформации определяются:
л / RtiGa ’ Pi ~ V RaGBll
Вр*- где рх — коэффициент трансформации со стороны входа фильтра,
Ra—характеристическое сопротивление фильтра, Оа— прово-
димость антенны или антенного фидера, р2 — коэффициент транс-
формации со стороны выхода фильтра, GBX — входная проводи-
& мость усилительного прибора. Коэффициент передачи полуоктав-
<£' ного фильтра зависит от соотношения сопротивлений нагрузок на
Й его входе и выходе и, благодаря их различию, поручается больше
единицы (порядка 1,1—1,3). Коэффициент передачи входного уст-
ройства с полуоктавным фильтром определяется:
д- __ д' ~\f Rb
Aux — лп.ф у ~
Ж. .где Лд.ф — коэффициент передачи многозвенного фильтра, зиа-
;чение которого меньше единицы и находится из [43].
. Известно, что затухание фильтра в полосе пропускания и кру-
тизна скатов его характеристики зависят от .значения эквивалент-
иой добротности контуров фильтра, поэтому катушки индуктив-
ности контуров необходимо-та к выполнять, чтобы значение Q3
было не ниже 150.
237
Конструкция всего набора полуоктавных фильтров получается
довольно сложной. Конструкция отдельного фильтра должна быть
выполнена из высокодобротных микроминиатюрных радиодеталей,
иметь тщательный монтаж с минимальными паразитными емко-
стями и соединительными проводами, иметь высокую степень экра-
нировки. Переключение фильтров должно осуществляться герко-
нами или специальными быстродействующими реле.
Применение полуоктавпых фильтров, помимо обеспечения по-
давления станционных помех, позволяет осуществить дистанцион-
ную настройку приемника, быстроту вхождения в связь и бы-
строту перестройки, значительное подавление излучения гетеро-
динов приемника, высокую избирательность (односигнальную и
многосигнальиую).
3. Защита входа радиоприемника
от станционных помех в метровом диапазоне
В настоящее время в диапазоне частот 50—500 МГц и выше
для создания узкополосных селективных цепей широко исполь-
зуются спиральные резонаторы. Они представляют собой высоко-
качественные фильтры диапазона СВЧ, обладающие малыми по-
терями в полосе пропускания (< 1 дБ), плоской вершиной харак-
теристики, высоким значением коэффициента прямоугольности,
малыми габаритами и массой, а также высокой надежностью кон-
струкции. Односекциониый (с-одним резонатором) спиральный ре-
зонатор по принципу работы имеет сходство с четвертьволновым
коаксиальным резонатором, поскольку катушка индуктивности
секции фильтра в форме однослойного соленоида (называемой
также спиралью) эквивалентна внутреннему проводу коаксиаль-
ного резонатора, а экран фильтра — внешнему проводу. Доброт-
ность йена груженного фильтра может быть от нескольких сотен
до нескольких тысяч. Односекционный спиральный резонатор
состоит из однослойного соленоида (спирали), заключенного
в экран, сделанный из материала высокой проводимости. Экран
может иметь круглую или прямоугольную форму. Один вывод
спирали присоединен непосредственно (припаян) к экрану, дру-
гой остается свободным. Из конструктивных соображений связь
с источником сигнала и нагрузкой фильтра чаще всего делается
трансформаторной, посредством витков связи. Если фильтр со-
здается из нескольких резонаторов (практически изготовляют от
2 до 7), то связь между резонаторами делается с помощью щелей
связи, витков связи или конденсаторов малой емкости. Резонанс-
ная частота спирального резонатора и ослабление сигналов вне
полосы пропускания зависят от размеров фильтра (длины, ширина,
высоты) и числа резонаторов. Чем уже требуемая полоса пропуска-
ния и выше коэффициент прямоугольности, тем размеры фильтра
становятся больше. Спиральные резонаторы позволяют. осуще-
ствить подстройку резонансной частоты, а также электронную
перестройку [161. Расчет спирального резонатора приведен в [381.
238
7 Схемой замещения спирального резонатора можно считать
двухконтурный полосовой фильтр при критической связи между
/контурами, т. е. резонансная кривая фильтра имеет пологую вер-
. шину с относительно крутыми скатами и коэффициентом передачи,
'близким к единице (практически Кп.ф^О.Э).
В качестве примера приведем данные о двухсекционном спи-
; ральном резонаторе, имеющем среднюю частоту настройки f ==
= 174 МГц, полосу пропускания (на уровне 3 дБ) ДГП = 1,5А1Гц,
* потери в полосе пропускания < 1 дБ, коэффициент стоячей волны
.не более 1,5. Этот фильтр подавляет зеркальную помеху частоты
f= 126 МГц на 50 дБ. Значение добротности ненагруженного
фильтра равно 1400, нагруженного 116. Спираль фильтра (ка-
тушка) выполнена толстым медным проводом (d — 8,23 мм) в виде
однослойного соленоида с 4,5 витками, диаметром спирали 34,6 мм
•> и длиной спирали вдоль оси 52,4 мм. Характеристическое сопро-
тивление спирального резонатора равно 227 Ом. Размеры фильтра
. следующие: длина 105 мм, ширина 52,4 мм, высота 84 мм.
Фильтры со спиральными резонаторами значительно упростили
проблему фильтрации сигналов на частотах диапазона метровых и
дециметровых волн.
Г лава шестая
РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ СИГНАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ
**6-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Функциями усилителя сигнальной (принимаемой) частоты яв-
ляются:
1) усиление полезного сигнала;
2) обеспечение совместно, с входным устройством частотной
избирательности приемника по отношению к побочным сигналам
(зеркальному, промежуточной частоты и комбинационным);
3) снижение коэффициента шума приемника, что обеспечивает
повышение реальной чувствительности приемника;
4) обеспечение линейности усиления и ослабления нелинейных
явлений в радиоприемнике, возникающих в условиях одновре-
менного приема сигнала и сильных помех.
Полоса пропускания усилителей сигнальной чайоты выби-
рается всегда шире Общей полосы пропускания приемника. По-
этому, за исключением диапазона длинных волн (КМВ и ГМВ),
она практически не учитывается при определении избирательности
приемника по отношению к сигналам соседних станций.
239
В соответствии с выполняемыми-функциями усилитель сигналь-
ной частоты должен удовлетворять заданным численным значе-
ниям следующих качественных показателей.
1) диапазона рабочих частот или фиксированной рабочей ча-
стоты;
2) полосы пропускания, определяемой при проектировании
структурной схемы из условий требуемых ослаблений побочных
сигналов;
3) коэффициента устойчивого усиления, определяемого при
проектировании'структурной схемы;
4) требуемого значения динамического диапазона;
5) минимально возможного коэффициента шума.
В зависимости от диапазона и назначения проектируемого при-
емника могут использоваться усилители сигнальной частоты раз-
ных типов: транзисторные, на лампах бегущей волны,"параметри-
ческие и молекулярные. Для перечисленных типов усилителей ка-
чественные показатели имеют различный вес. Так, например, для
усилителей диапазонов КМВ, ГМВ и ДМВ основными показате-
лями являются: .динамический диапазон, обеспечение заданной
полосы ’ пропускания и ослабление побочных каналов приема;
в усилителях дециметрового диапазона главным является получе-
ние минимального коэффициента шума; в параметрических усили-
телях требуется-обеспечить возможно большее усиление в широкой
полосе частот. Поэтому при выборе типа и схемы усилителя должно
отдаваться предпочтение тем типам и схемам, которые в большей
степени удовлетворяют требованию получения наиболее важного
качественного показателя.
В каскадах преселектора качество воспроизведения модулирую-
щей функции определяется нелинейными амплитудно-частотными
и фазовыми искажениями. Роль каждого из этих видов искажений
определяется назначением приемника (его родом работы). Так,
в ДМ-приемниках, радиовещательных и радиотелефонных, основ-'
ными видами искажений являются нелинейные и амплитудно-
частотные. В приемниках 77И-сигналов основными искажениями
являются амплитудно-частотные и фазочастотные, а в телевизион-
ных и импульсных приемниках — фазочастотные.
В современных профессиональных радиоприемниках, работаю-
щих в условиях большого уровня помех (станционных и др.),
важным критерием при выборе усилительного прибора для каска-
дов преселектора является требование обеспечения большого дина-
мического диапазона и минимального уровня: нелинейных иска-
жений модуляции полезного сигнала, эффекта блокирования, эф-
фектов перекрестной и взаимной модуляций. Известно [6, 27, 431,
что при воздействии на вход приемника полезного сигнала нор-
мального уровня и мощных помех, действующих вне общей по-
лосы пропускания приемника, усилительные приборы первых ка-
скадов приемника могут перейти в нелинейный режим работы. В ре-
зультате этого возможны следующие явления: эффект блокирова-
240
3
я
Ййия сигнала, проявляющийся в заметном уменьшении или увели-
чении уровня полезного сигнала; эффект перекрестной модуляции,
‘^проявляющийся в переходе модуляции мешающей, станции на по-
лезный сигнал, и эффект взаимной модуляции, возникающий под
воздействием двух (и более) колебаний на входе приемника и при-
одящий к появлению паразитного третьего колебания на частоте
олезного сигнала или — побочного канала.
При AM указанные явления могут привести к.большим иска-
||жениям полезного сигнала или полному срыву радиоприема,
р? В настоящее время для разработки преселектора магистраль-
Еных радиоприемников и связных высокого класса по причинам,
^изложенным ниже, электронные лампы и биполярные транзисторы
применяются. Их успешно заменили мощные высокочастотные
^'полевые транзисторы со структурой МДП и МОП.
g* Не останавливаясь на анализе нелинейных явлений, рассмотренном в {6,
рг--27, 43], отметим, что нелинейные искажения модуляции сигнала, вызывающие
^-искажение огибающей кривой выходного напряжения, обусловлены нелиией-
£Дностью вольт-амперной характеристики (ВАХ) усилительного прибора. 1^оэф-
фициент нелинейных искажений модуляции Аг определяется выражением [6, 27 ]:
KF-i io g21
Kg Из выражения (6-1) следует, что для уменьшения Кг необходимо выбрать
№. ВАХ усилительного прибора и режим его работы такими, чтобы отношение
iih^gii/ggi было минимальным. При ВАХ параболической формы или близкой к па-
раболе величина gh -» 0 или £21= 0. При этом нелинейные искажения мрдуля-
ции сигнала будут отсутствовать, а колебательная характеристика каскада —
gk. зависимость амплитуды тока первой гармоники сигнала от входного напряже-
шь' ния |(/т вых 1 = f (Uc)) — будет линейной. Для каскадов сигнальной частоты
№. допустимое значение К, составляет 1—1,5%.
Ц£г ч Для биполярных транзисторов (ВТ) характерно, что входная (t/g) и
ag* проходная 1ц ((/в) ВАХ имеют очень короткие линейные участки, особенно
входная. Поэтому ВТ для профессиональных приемников не могут обеспечить
SfeP технических требований: по миогосигиальной избирательности, динамическому
диапазону, нелинейным искажениям модуляции сигнала и нелинейным явлениям
(блокированию, перекрестной модуляции, взаимной модуляции). ВТ находят
Г* применение в преселекторе радиовещательных приемников и в радиоприемниках
£ портативных и носимых радиостанций (связных и.специальных). АР транзистор-
К- ного каскада при f определяется по формуле (51 }:
г • А 3 тВ<>
где В3 — уВт1)— обобщенная амплитуда несущей входного сигнала; улг
jfc 39 1/В — коэффициент. Для уменьшения Кг транзисторного каскада следует
В&-. уменьшать напряжение входного сигнала.
К- Электронные лампы с переменной крутизной имеют ВАХ параболической
формы, поэтому до появления полевых транзисторов они и специально разрабо-
тайные лампы с широким линейным участком входной ВАХ применялись в каска-
Дах преселектора транзисторных профессиональных и специальных приемников.
? Полевые транзисторы с изолированным затвором (со структурой МДП и
МОП) имеют проходную характеристику I0(U3), близкую к квадратичной (па-
раболической), поэтому для них -* 0, н колебательная характеристика ка-
1‘ скада близка к линейной.
241
Для уменьшения Кт в каскадах на ПТ наряду с уменьшением амплитуды
напряжения входного сигнала следует выбирать их режим работы так, чтобы
отношения ^21/^21 было минимальным.
При одновременном воздействии на вход усилительного прибора сигналов:
слабого полезного и сильного — мощной помехи (вне общей полосы пропуска-
ния приемника) его характеристики используются в широких границах прило-
женного напряжения ±Д(/ вокруг исходной точки смещения. Поэтому режим
работы усилительного прибора становится динамическим, и в составе выходного
тока из-за нелинейности ВЛХ будут составляющие wc, 2wc> Зшс» к>п, 2шп,
Зй>п, а также комбинационные составляющие вида ±/л«в ± лып.
В динамическом режиме проходную характеристику усилительного прибора
обычно представляют полиномом третьего или пятого порядка. Для проходной
характеристики, представленной в виде полинома третьего порядка, выражение
для амплитуды первой гармоники выходного тока будет иметь вид [6, 27 ]:
(>+v +т -^7 “"-J • ‘6-21
где g2id и Й21Л— соответственно активная составляющая крутизны и ее вторая
производная для динамического режима; Umz, Umn — амплитуды полезного
сигнала и помехи.
Из выражения (6-2) следует, что при g'jid > 0 с увеличением амплитуды
помехи сильнее возрастает амплитуда первой гармоники выходного тока, а при
<?2id < 0 с возрастанием Umn амплитуда выходного тока быстрее уменьшается.
Следовательно, колебательная характеристика каскада становится нелинейной,
и степень ее нелинейности определяется амплитудой помехи. При этом в случае
g’sid < 0 с возрастанием уровня помехи полезный сигнал уменьшается, а при
isid > 0 — увеличивается.
Такое изменение уровня сигнала под действием помехи называется блоки-
рованием и оценивается коэффициентом блокирования К,бл- За величину Кбл
принимают относительное изменение амплитуды сигнала на выходе нелинейного
элемента при действии немодулированиой помехи. Выражение для Кбл имеет
вид [6, 27, 43):
Кбй = 4_^_(72 (6-3)
4 glld тп
Из выражения (6-3) следует, что для уменьшения Кбл необходимо выбирать
УП с наименьшим отношением gtn/gud и ослаблять амплитуду помехи на
входе УП путем улучшения избирательности предшествующих резонансных,
систем.
Из формулы (6-3) для выбранного типа УП и режима его работы, а также
известных значениях и Кбл можно по формуле (3-125) из п. 6 §3-5
рассчитать допустимое напряжение помехи (Umn, доп) иа входе УП.
При воздействии на вход усилительного прибора модулированной помехи,
имеющей большую расстройку относительно несущей полезного сигнала и вызы-
вающей нелинейный режим его работы, из [6, 27 ] известно, что в этом случае
наряду с эффектом блокирования сигнала возникает модуляция сигнала тоном
помехи. При этом полезный сигнал получает вторую модуляцию, и все последу-
ющие каскады пропускают на вход детектора сигнал с двойной амплитудной
модуляцией. После детектирования модуляция полезного сигнала получается
искаженной, и при больших уровнях помехи прием полезного сигнала может
совсем прекратиться.
В случае явления перекрестной модуляции возникающие нелинейные иска-
жения оцениваются коэффициентом перекрестных искажений Кпер> который
может быть определен [6, 27, 43]:
^=777?^”’ (6'4)
S2id ma
где щп и тс — коэффициенты модуляции помехи и сигнала; Umn — амплитуда
напряжения помехи. Из выражений (6-3) и (6-4) следует, что величины Кбл и
242
л Кпер определяются параметром нелинейности УП и амплитудой по-
£ мехи иа его входе. Поэтому совпадают и меры борьбы с этими двумя вредными
явлениями.
£ Из [51] известно, что Япер транзисторного каскада при / </» рассчиты-
fr вается по формуле:
Jlf где Впо = уВгппо — обобщенная амплитуда несущей входного напряжения по-
мехи; у «=* 39 1/В — коэффициент.
Ж „Для уменьшения Япер в транзисторном каскаде необходимо уменьшать
Ж", амплитуду напряжения помехи повышением избирательности предшествующих
'ф. резонансных систем.
(Ж‘‘ Полевые транзисторы с изолированным затвором (со структурой МДП и
ьЖ МОП) из-за квадратичной формы проходной характеристики имеют l&id ** О-
Поэтому в каскадах на ПТ коэффициенты Ябл и Япер получаются значительно
меньше (на порядок и более) по сравнению с аналогичными коэффициентами
для каскадов иа БТ.
ЗЯ ' Из выражения (6-4) можно при известных: УП, режиме его работы, g’iid/gud
MS' и Ядер по формуле (3-125) ив п. 6 § 3-5 рассчитать допустимое напряжение
помехи (Umn. доп) на входе УП.
Эффект взаимной модуляции возникает при воздействии двух (и более)
йЖ* мощных колебаний помех, которые вызывают нелинейный режим УП, харак-
Ж, теризующийся появлением в составе выходного тока комбинационных состав-
ч ляющнх вида:
± /П(0П1 ± ПСОпз = ^ПЧ»
± M(Oni ± Л(0П2 =
Комбинационные помехи, частоты которых совпадают с частотой полезного
сигнала или частотой одного из побочных каналов (<опч, °з и др.), могут создать
искажения модуляции полезного сигнала, которые оцениваются коэффициентом
взаимной модуляции ЯВз- За величину ЯВз принимают относительное изменение
амплитуды сигнала,, при воздействии помех, комбинационные составляющие
которых дают частоту сигнала нли побочного канал. Явз определяется по фор-
муле [6, 27, 43}:
___1_ Siid UmniUmnf
2 gild Ume
(6-5)
Из выражения (6-5) следует, что для уменьшения эффекта взаимной моду-
ляции вида ± <вП1 — п>п2 надо выбирать УП и его режим работы так, чтобы
было минимальное отношение g'tid/gud> а также снижать уровень помех повы-
шением избирательности до входа УП.
Из выражения (6-5) можно, при известных: УП, режиме его работы,
Явз и считая Umnt = Umn2, определить по формуле (3-125) из п. 6 § $-5 допу-
стимое напряжение помехи (Umn, доп) иа входе УП.
Наиболее вредное действие оказывают помехи, удовлетворяющие условиям!
± 2<йп1 ± 0>па — <йс1
± Зс0п1 — ®п8 — ь)с; 2a»ni ~ 2<0п2 и т. д.
Диализ [6, 27] показал, что для взаимно-модулирующих составляющих
с более высоким порядком эффект взаимной модуляции определяется более
высокой производной крутизны.
Из рассмотрения выражений (6-1), (6-3)—(6-5) и (3-125) следует, что Кг,
Кбл< Кпер и КВз> а также допустимое напряжение помехи определяются отно-
543
шепиями g"2}d^nd’ ffiid/^id и амплитудой напряжения помехи. Следовательно,
многосигнальная избирательность определяется видом проходной характери-
стики УП и выбором его рабочей точки. Для обеспечения высокой многосигналь-
ной избирательности УП должны обладать достаточно малыми значениями пара-
метров нелинейности g^d/gud и gsid^id- Практически дли многих типов УП
выбор режима УП, при котором одновременно были бы минимальными
н fatd/giid' почти невозможен. Известно [6, 27], что для ламп отношения S'/S,
S"/S будут меньше для тех типов, у которых меньше отношение 5//а- Малые
отношения S/Iа, S'/S и 575 получаются в лампах с протяженным линейным
участком. В § 3-5, п. 1 изложена методика определения нелинейных параме-
тров для ламп и БТ.
Для ПТ нелинейные искажения и параметры нелинейности определяются
нелинейностью проходной характеристики 1С (4/3). Они получаются достаточно
малыми в случае применения мощных высокочастотных ПТ, проходная харак-
теристика которых обладает протяженным линейным участком и для- нее g'^ -> О
или равно нулю. В настоящее время еще не разработанаметодика аналитиче-
ского расчета параметров нелинейности для ПТ. Они определяются либо гра-
фически ио проходной характеристике, либо путем измерений.
Для ориентировочных расчетов можно воспользоваться данными табл. 3-6,
в которой приведены значения S/S' н S/S" для некоторых типов ламп и ПТ.
Кроме того, в приложении 2 приведены графические зависимости изменения
параметра 575 от напряжении на затворе U3 для нескольких типов ПТ.
Амплитудно-частотные искажения преселектора обусловлены нелиней-
ностью частотной характеристики резонансных систем каскадов и определяютси
шириной их полосы пропускания н коэффициентом прямоугольности. Они оце-
ниваются по кривой верности воспроизведения, представляющей зависимость
выходного напряжения (нлн звукового давлении вблизи звуковоспроизводящего
устройства) от частоты модуляции сигнала. Эти искажении не проивляютси в пре-
селекторе приемников ДКМ- и метровых волн, но могут возникнуть в прием-
никах КМВ- и ГМВ-диапазонов из-за узкополосности тракта.
Фазочастотные искажения обусловлены нелинейностью фазовой характе-
ристики резонансных систем преселектора. Прн приеме речи и музыки фазо-
частотные искажения не проявляются нз-за инерционных свойств -человеческого
уха. В случае приема импульсных и телевизионных сигналов фазочастотные
искажения приводят к изменениям формы передаваемого сигнала, поэтому для
их уменьшении необходимо иметь в резонансных системах преселектора линей-
ные фазовую н амплитудно-частотную характеристики. Это_ условие легко вы-
полняется в широкополосных резонансных системах.
Качество воспроизведения импульсных сигналов в преселекторе оценивается
с помощью переходных характеристик по огибающей. Если ширина спектра
входного импульса существенно меньше полосы пропускании преселектора, то
частотная характеристика преселектора практически не оказывает влияния на
форму огибающей выходного импульса. В этом случае ширина спектра выходного
напряжении приблизительно равна ширине спектра входного. Если спектр
входного напряжения много больше полосы пропускания преселектора, то в этом
случае форма выходного импульса существенно зависит от частотной харак-
теристики'^преселектора. Спектр выходного напряжении будет определяться
полосой пропускания преселектора.
В случае приема ЧМ-снгналов нелинейные искажения модуляции полезного '
сигнала возникают из-за нелинейности фазочастотной характеристики каскадов
высокочастотного тракта приемника и нелинейности характеристики частотного
детектора.
Из [6, 66] известно, что чем больше нелинейность фазочастотной харак-
теристики высокочастотного тракта, тем соответственно будет неравномернее
характеристика фазового запаздывании и тем больше нелинейные искажении
модуляции полезного сигнала.
Необходимо отметить, что неравномерность амплитудно-частотной харак-
теристики высокочастотного тракта ие вызывает нелинейных искажений полез-
ного VM-сигнала, так как появляющаяся нз-за этой неравномерности паразит-
ная AM в значительной мере устраняется ограничителем амплитуды приемника,
244
flMteb-- Полоса пропускания преселектора VM-приемника значительно шире полосы
«Пропускании тракта основной промежуточной частоты (ПЧ), поэтому нелиней-
йЖЙу ные искажения возникают из-за неравномерности фазочастотной характеристики
каскадов усиления основной ПЧ.
jSsp Для случая усиления синусоидалыю-модулироваиного по частоте напря-
жении в резонансном усилителе с одиночными контурами коэффициент иели-
.MMF иейиых искажений модуляции может быть рассчитан [66]:
В случае применении усилителя с двухконтурными полосовыми фильтрами
при критической связи (т] = 1) Кг можно определить [66 ]:
ИЦГ В этих формулах: ф0 — индекс модуляции входного напряжения сигнала
аг — амплитуда изменении частоты этого напряжения (девиация частоты)
мЬ'-АЛм — полоса пропускании усилителя, отсчитываемая иа уровне 0,5.
Кг'.- Формулы (6-6) и (6-7) не учитывают нелинейных искажений, вносимых
S& за счет нелинейности характеристики частотного детектора. Оценка этих иска-
женнй может производиться графическим методом, сходным с методом расчета
Ц’ нелинейных искажений в каскадах УНЧ по динамической характеристике УП.
Ж' Вход приемника УМ-сигналов также может подвергаться воздействию силь-
цых помех: пемодулированной, с частотной и амплитудной модуляцией. Харак-
ES терным примером радиоприема в условиях сильных помех является работа
glp,приемника радиорелейной линии свизи. Эти вопросы были изучены в [33, 34]
В для приемника радиорелейной линии связи с узкополосной ЧМ. В указанной
к работе была проанализирована работа каскадов преселектора и преобразователя
условиях сильных помех различного вида, выяснены причины появления пе-
К" линейных эффектов: перекрестных частотных искажений, блокирования, взаим-
Ц' вой модуляции и дана количественная оценка явлению перекрестных искажений,
ga Результаты анализа были подтверждены экспериментальной проверкой, выпол-
Е Пенной на ламповых каскадах УВЧ и преобразователя. Не вдаваясь в подроб-
ности анализа, приведем краткие выводы из [33].
№ 1. Перекрёстными частотными искажениями, нли перекрестной частотной
модуляцией, называют явление, при котором частотная - модуляция сигнала
gfc1 будет изменяться в зависимости от модуляции помехи.
U 2. Перекрестные частотные искажения появляются иа практике значительно
реже, чем перекрестные искажения при AM.
К 3. Значение коэффициента перекрестных частотных искажений невелико,
К , в худших случаях оно бывает порядка процента. Эти искажения проявляются
fc. в виде фона и не срывают слуховой прием.
4. Причиной появления нелинейных искажений при ЧМ так же, как и при
fe'. AM, является изменение сеточного тока. .
5. Приемник с частотной модуляцией является нечувствительным к ЧМ-
помехе, вызывающей сеточный ток в усилителе высокой частоты, и будет реаги-
Г “ ровать лишь на помеху с AM, вызывающей изменение сеточного тока.
к 6. Процесс преобразовании частоты при воздействии сильной (порядка
вольта на входе приемника) ЧМ-помехи, не попадающей в полосу пропускания
к приемника, почти не нарушается присутствием помехи.
£ В приемниках УЛЬсигналов эффекты блокирования и взаимной модулиции
К* проявляются в таком же виде, как и в приемниках ЛМ-сигналов, т. е. в умень-
К* шеиии усилении и ухудшении избирательности за счет появлении дополнитель-
К иых каналов приема — в виде «пораженных участков» приема,«пораженных»
Is участках (точках) прием полезного сигнала оказывается невозможным, слышна
fa. лишь помеха. Она попадает в полосу приемника, занимай место полезного сиг-
245
нала, хотя сама по себе частота помехи не попадает непосредственно в полосу
приемника. Анализ опытных данных [33] привел к выводу, что причиной эффекта
блокирования и,«пораженных точек» в приемнике V/И-сигналов ивляется нели-
нейный режим работы усилителя высокой частоты.
Необходимо отметить, что нелинейные эффекты, возникающие при воздей-
ствии сильных помех в каскадах преселектора и трактов ПЧ приемников ЧМ-
сигналов, выполненных на биполярных транзисторах, будут проявляться ана-
логичным образом, но в значительно большей мере, чем в ламповых каскадах.
Это обусловливается постоянным протеканием базового тока во входной цепи БТ
и его изменением иод действием напряжения помех, а также значительной нели-
нейностью входной и проходной характеристик.
Можно полагать, что перекрестные частотные искажения в каскадах прием-
ника ЧМ-снгиалов, выполненных на полевых транзисторах, будут проявляться
в меньшей степени, чем в ламповых каскадах, поскольку ток в цепи затвора ПТ
всегда много меньше сеточного тока лампы.
Ниже приводится методика расчета усилителей сигнальной частоты, наи-
более широко применяемых в диапазонах КМВ, ГМВ, ДМВ и метровом.
6-2. ТРЕБОВАНИЯ К УСИЛИТЕЛЮ СИГНАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ
В усилителях сигнальной частоты требования по созданию необходимой
полосы пропускания, односигнальной и многосигнальной избирательности
к помехам, включая избирательность по побочным каналам приема, совпадают
с аналогичными требованиями для входных устройств, изложенных в § 5-3.
Также совпадают требования по обеспечению коэффициента усиления каскада,
создающего линейность усиления, минимально возможного коэффициента шума,
диапазонности, простоте осуществления настройки и перестройки каскада, бы-
строте вхождения в связь.
В дополнение к перечисленным требованиям усилители сигнальной частоты
должны обеспечивать: 1) устойчивое усиление в рабочем диапазоне частот;
2) изменение коэффициента усиления в допустимых пределах в условиях нор-
мальной эксплуатации; 3) требуемый динамический диапазон принимаемых
сигналов; 4) минимальные линейные и нелинейные искажения сигнала.
Усилители сигнальной частоты должны обеспечить в пределах рабочего
диапазона частот устойчивый коэффициент усиления. Для этого должны быть
устранены все виды паразитных обратных связей между каскадами: за счет общей
цепи питания, емкостная и магнитная связи между входом и выходом одного
каскада и всего усилителя, а также внутренняя обратная связь в УП за счет
проходной проводимости (У12)- Паразитные обратные связи через цепи питания
устраняютси применением развязывающих фильтров в цепях питания каждого
каскада. Обратная связь в виде паразитных электрических и магнитных полей
устраняется экранировкой, рациональным расположением деталей и правильным
выполнением печатной схемы. Обратную связь через Yl2 полностью устранить
нельзя. Ее влияние можно только ослабить, уменьшая коэффициент усиления
каскада или применяя специальные схемные решения (схемы с ОС, ОБ, ОЗ,
каскодные схемы, цепи нейтрализации и др.).
И? теории устойчивости резонансных усилителей [51, 52] известно, что
для получения большего значения Ко уст следует выбирать тип ламп и полевых
транзисторов с наибольшим отношением g21/bl2 и биполярные транзисторы с наи-
большим отношением Уц/Уц.
6-3. ОСНОВНЫЕ ТИПЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
Усилители сигнальной частоты различаютси по виду применяемого усили-
тельного прибора, по схеме включения электродов УП, по виду нагрузки изби-
рательной системы усилителей и виду связи нагрузки с выходом усилительного
прибора и входом следующего каскада, по схеме питания и другим признакам.
По виду применяемого УП усилители делятся на ламповые и транзисторные
(на ПТ и БТ). Отметим особенности БТ и ПТ по сравнению с лампами, которые
необходимо учитывать При проектировании каскадов преселектора.
246
-J
Же По сравнению с лампами БТ характеризуются: конечными и высокими зна-
. М/ чениими активной входной и выходной проводимостей, обусловливающими
потребление транзисторными каскадами мощности от источников сигналов;
s' более сильной внутренней обратной Связью, снижающей коэффициент устой-
:чнвого усилении и вызывающей в некоторых случаях нестабильность резонаис-
ных кривых и взаимозависимость настроек входных и выходных контуров; зна-
" чительную зависимость параметров от изменения температуры и режима пита-
ния, Повышение температуры внешней среды и внутренней температуры тран-
зистора вызывает увеличение обратного тока /^0 коллекторного перехода и сме-
щение статических характеристик, приводящее к изменению значений параметров
1 в широком ди-
_ апазоне температур приходится применять специальные меры температурной
&,’ стабилизации рабочих точек [43].
-w Прямой учет внутренней обратной связи БТ, т. е. оценка влияния ее на
5#' результирующие (включая внешние цепи) проводимости транзисторного каскада,
представляет собой сложную задачу, решение которой не всегда может быть
произведено с необходимой точностью. Поэтому при проектировании транзистор-
’ ных приемников прямой учет обратной связи обычно не производится. Расчет
..... .
транзистора. Для обеспечения нормальной работы транзисторов
ЛЖ" апазоне температур приходится применять специальные меры
1
г?
У®
S4S(;
W. ....
‘№:' транзисторных каскадов ведется в предположении, что внутренняя обратная
связь отсутствует. Косвенный учет внутренней обратной связи осуществляется
поверочным расчетом каскадов на устойчивость работы при их детальном
- расчете.
В транзисторных усилителях i:o сравнению с ламповыми из-за большого
^значения обратной проходной проводимости уже на относительно низких ча-
стотах (/о 1 МГц) трудно обеспечить устойчивую работу. Коррекция и ней-
трализация внутренней обратной связи эффективно повышает устойчивость
работы усилителей лишь на одной фиксированной частоте или в очень узком
диапазоне частот. Поэтому их применение ограничивается усилителями с фикси-
• роваипой настройкой или с очень малым коэффициентом перекрытия поддиапа-
зонов. Расчет цепей нейтрализации и коррекции приведен в [51, 53]. В диапа-
зонных усилителих для обеспечения устойчивого усиления необходимо приме-
нять транзисторы с достаточно высокими граничными частотами (fa порядка
- 3—10/0) в сочетании с пассивными методами повышения устойчивости [51, 53].
Выбор транзистора с fa нли /т, превышающими в несколько раз рабочую
частоту, обеспечивает также относительное постоянство характеристических
проводимостей транзисторов в пределах поддиапазона, меньшее шунтирующее
действие их на резонансные системы, большее значение многосигнальной изби-
рательности усилителя.
В резонансных усилителях на БТ для эффективной передачи мощности
.от одного каскада к другому необходима трансформация входных и выходных
проводимостей каскадов,‘поскольку входная и выходная активные проводимо-
сти БТ существенно различаютси по значению. Для этих целей в качестве транс-
форматора проводимостей, обусловливающего межкаскадное согласование,
используется колебательный контур, включаемый с определенными коэффициен-
тами трансформации, т. е. практически применяются те же схемы включения
контура, что и в ламповых усилителях.
В последнее время в радиоаппаратуре нашел широкое применение новый
класс полупроводниковых приборов — полевые транзисторы, которые имеют
бесспорные преимущества перед биполярными транзисторами и лампами. Вы-
пускаются два основных типа полевых транзисторов: с управляющим р-п-
переходом и с изолированным затвором (МДП- и МОП-транзисторы) с проводи-
мостью каналов р- и n-типов. Транзистор типа МДП — прибор со структурой
металл—диэлектрик—полупроводник; МОП — прибор со структурой металл—
окисел—полупроводник. Полевые транзисторы с n-каналом при одинаковой
геометрии имеют более высокую крутизну и высокочастотность.
В оТличие от БТ полевой транзистор является униполярным активным
элементом, работа которого основана на движении основных носителей в полу-
проводнике (за счет дрейфа), а управление током в выходной цепи осуществ-
ляется управляющим напряжением, поэтому их усилительные свойства харак-
теризуются крутизной | E2i | = S и внутренним сопротивлением /?/.
247
жепнем; усилителях низкой
Рис. 6-1. Структура ПТ
с изолированным затвором
(встроенный канал)
1 — исток; 2 — затвор; 3 —
сток; 4 — сильно легированная
область ГС-типа; 5 — канал
««типа; 6 подложка р*типа
в функции напряжения на
Полевые транзисторы обеспечивают большое усиление напряжения и мощ-
ности, обладают очень высокими входным и выходным сопротивлениями, малым
уровнем собственных шумов, квадратичностыо проходной характеристики (за-
висимостью выходного тока от управляющего наприжёния), которая обеспечи-
вает низкий уровень перекрестной и взаимной модуляции и блокировании (по-
давления) сигнала помехой, высоким быстродействием, достаточно высокой термо-
стабильностью и радиационной стойкостью, способностью работать при сверх-
низких температурах.
В радиоприемниках ПТ используются: в усилителях высокой частоты;
смесителях; гетеродинах; усилителях АРУ; аттенюаторах, управляемых напря-
частоты, работающих от высокоомных датчиков;
в активных избирательных фильтрах; истоко-
вых повторителях; синхронных детекторах
и др.
В каскадах преселектора наиболее часто
применяются ПТ со структурой МДП. Выпу-
скаются два типа ПТ с изолированным затцором
(МДП): со встроенным каналом и с индуциро-
ванным каналом. На рис. 6-1 показана струк-
тура ПТ МДП со встроенным каналом. Ои
состоит из пластины полупроводника (подложки),
в которой созданы две сильно легированные об-
ласти с Проводимостью, противоположной типу
проводимости подложки. На рис. 6-1 в под-
ложке p-типа созданы области n-типа. Легиро-
ванные области являютси истоком и стоком УП.
Слой полупроводника между истоком и стоком
называетси каналом (как в ПТ с р—«-перехо-
дом). Металлический затвор изолирован от ка-
нала слоем диэлектрика.
На рис. 6-2 показано семейство стоко-
вых характеристик (зависимости тока стока
стоке при-- У3_и = const) полевого МДП-триода.
Из рис. 6-2 видно, что эти вольтам'перные характеристики подобны семейству
анодных характеристик радиоламп — пентодов или выходных характеристик
биполярных транзисторов. Характеристики имеют две области: участок левее
перегиба — область омического сопротивлении, или триодный режим, участок
правее перегиба — область насыщения тока стока, или пентодный режим. Триод-
ный режим простираетси от нуля до напряжения насыщении (2—4 В); пентодный
режим простирается от напряжении насыщении до наприжения пробоя проме-
жутка исток—сток. Следовательно, полевой транзистор может работать в двух
режимах: при малых напряжениях стока и в режиме насыщении.
В первом режиме полевой транзистор можно считать пассивным элемен-
том — проводимостью, управляемой напряжением затвора. В режиме насыщения
полевой транзистор можно считать активным четырехполюсником с характери-
стиками, подобными характеристикам -радиоламп (пентодов) или биполярных
транзисторов.
В усилительных схемах используют режим насыщения, в схемах АРУ и
управлиемых делителих напряжения — первый режим — триодный.
Вольт-амперные характеристики ПТ со встроенным каналом показаны
на рис. 6-3. В транзисторе этого типа канал образован слоем полупроводника
того же типа проводимости, что н у областей стока н истока (это показано на
рис. 6-1). При подаче смещения на затвор между затвором и каналом возни-
кает электрическое поле н с изменением его напряженности мениется ток канала.
Для n-канала при нулевом смещении на затворе в цепи исток—сток проходит
ток, при положительном напряжении, на затворе стоковой ток возрастает (это
называют режимом обогащения канала), а при отрицательном напряжении
уменьшается (это называют режимом обеднении канала). Из рассмотрения рис. 6-3
следует, что в ПТ МДП со встроенным каналом при нулевом напряжении на
затворе (С/3_а = 0) ток стока имеет определенное значение, но не максимальное.
248
^fok стока прекращается (Zo = 0) при некотором отрицательном напряжении
^смещения на затворе 1/3_н. о (напряжение отсечки).
Й В ПТ с индуцированным каналом проводимость канала противоположна
•проводимостям областей стока и истока. При нулевом смещении на затворе
^гок в цепи стока равен нулю, так как р— n-переход стока включен в обратном
направлении. Отсутствие тока будет продолжаться до тех пор, пока положи-
Ойласть насыщения
Рис. 6-2. Семейство стоковых (выход-
ных) вольт-амперных характеристик
полевого МДП-триода
Рис. 6-3. ВАХ ПТ со встроенным
каналом
Рис. 6-4. ВАХ ПТ с индуци-
рованным каналом
тельиое напряжения на затворе по абсолютному значению будет меньше неко-
торого порогового напряжении. (Пороговым наприжением называют такое,' при
котором часть подложки p-типа между n-областями изменяет проводимость на
n-типа). При подаче положительного наприжении на затвор транзистора в слу-
чае применения канала n-типа появится индуцированное электрическое поле,
которое вызовет перемещение электронов из объема полупроводника к поверх-
ности УП (в канал) и вызовет увеличение
проводимости канала. Подачей на затвор
достаточно большого напряжении смещения
той же полярности, что и напряжение стока,
можно управлять шириной канала, а следо-
вательно, и током в цепи исток — сток.
Необходимо отметить, что в литера-
туре ПТ с индуцированным каналом назы-
вают также ПТ с изолированным затвором,
работающим в режиме обогащения.
ВАХ ПТ с индуцированным каналом
показана на рис. 6-4. Из рассмотрения
рис. 6-4 следует, что в- ПТ МДП с индуци-
рованным каналом при U3_K = 0 ток стока
равен иулк>. Напряжение смещения иа за-
творе имеет ту же полирность, что и напри-
жение стока. Ток стока возникает только
при достижении порогового напряжения
смещении 1/3-и. пор-
Семейство проходных (переходных) характеристик МДП-триода (зависимости
тока стока в функции напряжении на затворе при (/с_и = const) показано на
рис. 6-5, а, б. Особенность этих характеристик состоит в том, что начало всех
кривых соответствует напряжению отсечки Uo, при котором проводящий канал
полностью обеднен, и ток в канале от истока к стоку стремится,к нулю. Для
МДП-триодов с каналом n-типа положительное напряжение отсечки указывает
на прибор с обогащением, отрицательное — на прибор с обеднением,. Для
приборов с каналом р-тнпа отрицательное наприжение стсечки указывает ва
249
прибор с обогащением, положительное — на прибор с обеднением. Из харак-
теристик рис. 6-5, а, б видно, что они могут аппроксимироваться функцией,
близкой к квадратичной (параболической).
ПТ с изолированным затвором обладают лучшей квадратичностыо проходной
характеристики, чем ПТ с управляемым р—п-нереходом.
Рис. 6-5. Семейство проходных (переходных) ВАХ МДП-триода: а —
характеристика для транзистора в режиме обеднения; б — характери-
стика, представляющая режимы обеднения и обогащения
ПТ целесообразно использовать в диапазоне частот, ограниченном предель-
ной частотой генерации траизистора /г, на которой Кр в режиме согласова-
ния по входу и выходу равен единице. Предельная частота генерации ПТ, со-
гласно [29]:
/Г= 2лС3.с(Н-0ги) ’ • (6’8)
Рис. 6-6. Эквивалентная схема
ПТ для частот, близких к fp
где G — внутренняя крутизна ПТ; С3_0 — барьерная емкость р-п-перехода;
ги — омическое сопротивление, которое обусловлено наличием неуправляемых
участков канала ПТ вблизи области истока.
Для ПТ с током стока насыщения /с. иа0
порядка 1 мА ги не превышает 200 Ом,
при увеличении /с. нас гн уменьшается.
Согласно [29], эквивалентная схема ПТ
для режима усиления слабых сигналов в уси-
лителе с ОЙ в диапазоне частот, близких
к /ri существенно упрощается. Она показана
на рис. 6-6. Из схемы рис. 6-6 следует, что
сопротивление ги создает в ПТ внутреннюю
обратную связь между входом и выходом
траизистора и существенно влияет на харак-
теристики и свойства ПТ, уменьшая его
реальную крутизну, линеаризируя проходную
характеристику и т. д. Для схемы рис. 6-6 с ОИ выражения для /-параметров
в широком диапазоне частот приведены в, [29]. /-параметры схем с ОИ, ОЗ,
ОС приведены также в [32].
Граничная частота ПТ по крутизне fs характеризует его усилительные
свойства. На этой частоте модуль крутизны уменьшается в /*2 раз по сравне-
нию с его низкочастотным значением. Согласно [29], граничная частота fs опре-
деляется
f —
s 2лС3.и,ги
(6-9)
260
* Из выражений для /г и fs следует, что отношение граничных частот ПТ
зависит от соотношения параметров
fs _ C3.c(l+GrKy
/г £з-и'67и
Для отечественных ПТ с р—n-переходом обычно соотношения параметров
имеют значения: С3_с/С3.и'= 1—0,4 и Gra = 0,14-0,2, поэтому граничная
частота fs в несколько раз превышает предельную частоту /г. Так, для отече-
ствениых ПТ с р-п-переходом 129]:
Л = (2—5) /г.
Согласно [29], в диапазоне частот до fr выражения для параметров зна-
чительно упрощаются и имеют вид:
£11 = <о2С3./н; bn = w (С3.а С3.с);
2=0; b = — (оС„ „
в12 ’ 12 ^з-с
Й22 = ~Б------’> *22 =
А с-и
К высокочастотным параметрам ПТ для схемы с ОИ относятся:
Оци — входная активная проводимость при короткозамкнутом выходе;
С11и = Сз_и Сэ_0 — входная емкость при закороченном выходе; С22И —
выходная активная проводимость при короткозамкнутом входе; С22и— выход-
ная емкость при закороченном входе (С22и = Сс_и 4- С3_с); 012н — активная
проводимость обратной передачи; Спр = С12и — емкость обратной связи (про-
ходная емкость); коэффициент шума N; коэффициент усиления мощности Кр.
В [17, 29] приведены зависимости высокочастотных параметров полевых
транзисторов от частоты и режима питания, из которых следует, что выходная
проводимость 022И равна G;H — внутренней проводимости примерно до частот
порядка 50 МГц, а входная проводимость б11И увеличивается пропорционально
квадрату частоты в соответствии с выражением: .
®1ти/ — Оцио
(6-10а)
где fa — частота, па которой измерялась 0ц и0.
Активная составляющая проводимости обратной передачи й12и равна нулю
практически во всем рабочем диапазоне частот при работе в режиме насыщения
и начинает проявляться лишь на частотах выше 100 МГц и при напряжениях
на стоке Uc_a sg 2 В.
При изменении частоты во всем рабочем диапазоне значения междуэлек-
троных емкостей Сц, С22 и С12 остаются постоянными.
При изменении напряжений на стоке и затворе в рабочем диапазоне напря-
жений наблюдается некоторое изменение входной емкости Сц, ,а выходная ем-
кость С22 и проходная С]2 практически остаются неизменными. Так, входная
емкость в зависимости от напряжения на затворе изменяется ие более чем на
20% при изменении от напряжения отсечки до напряжения номинального ре-
жима (/0 = 5 мА).
Верхний частотный предел МДП-триода определяется временем пролета тх
основных носителей заряда от истока к стоку и равен fu — 1/тх. При длине
канала 10 мкм, при котором МДП-триод может работать как усилитель, верх-
ний частотный предел равен нескольким сотням мегагерц.
261
Произведение коэффициента усиления Кр на полосу пропускания частот
(площадь усиления) определяется выражением:
Для частот меньше 0,7/г эквивалентная схема ПТ еще более упрощается
и по своему начертанию совпадает с эквивалентной схемой электронной лампы.
В этом случае /-параметры определяются уравнениями (6-10), за исключением
проводимости gllt которую надо считать равной нулю.
На частотах меньше 0,7/г влияние ги проявляется лишь в уменьшении кру-
тизны и иа частотных свойствах ПТ не сказывается. Из рассмотрения эквивалент-
ной схемы ПТ (рис. 6-6) и выражений для /-параметров (6-10) можно сделать
вывод, что на частотах f /г методы расчета каскадов усиления высокой ча-
стоты на ПТ те же, что и для ламповых усилителей.
Приведем некоторые данные о кремниевом МДП-триоде с n-каналом типа -
КП-305 (ТН-12М). Предельная частота усиления (при которой Кр = I) этого
триода составляет 550 МГц, собственные шумы в УКВ-диапазоне имеют та-
кой же уровень, как и у лучших малошумящих радиоламп, а устойчивость триода
к явлениям перекрестной, взаимной модуляций и блокированию сигнала поме-
хой значительно превосходит (более чем иа порядок) биполярные транзисторы,
а также большинство приемно-усилительных ламп. Динамический диапазон
усиления полевых транзисторов сравним с динамическим диапазоном лучших
радиоламп. В полевых транзисторах значение проходной емкости С12 суще-
ственно влияет на значение устойчивого коэффициента усиления по мощности.
Коэффициент усиления по мощности Кр без нейтрализации емкости С12 почти
на порядок меньше, чем в случае нейтрализации С\2.
Включение нагрузки между анодом и катодом лампы, коллектором и эмит-
тером транзистора, стоком и истоком полевого транзистора приводит к созданию
схем усилителей: с общим катодом (ОК), общим эмиттером (ОЭ) и общим исто-
ком (ОН), обладающих аналогичными свойствами.
Включение нагрузки между анодом и сеткой лампы, коллектором и базой
транзистора, стоком и затвором полевого транзистора создает схемы усилителей:
с общей сеткой (ОС), общей базой (ОБ) и' общим затвором (ОЗ), обладающих
одинаковыми свойствами.
Усилители с ОК, ОЭ и ОИ находят очень широкое применение в диапазо-
нах КМВ, ГМВ, ДМВ, так как по сравнению с усилителями, имеющими другие
виды включения электродов, обеспечивают наибольший коэффициент усиления
по мощности.
Схемы с ОС,. ОЗ и ОБ используются в диапазоне метровых волн, где они
обеспечивают устойчивое усиление.
На частотах выше 30—40 МГц устойчивое усиление в широком диапазоне
частот, большой коэффициент усиления по мощности и малый коэффициент шума
приемника обеспечивают каскодные схемы на лампах типа ОК—ОС, на транзи-
сторах ОЭ—ОБ и на ПТ схемы ОИ—ОЗ. Наряду с каскодными схемами при-
меняются гибридные двухкаскадные схемы усилителей, в которых ’ входной
каскад выполнен на ПТ, а выходной — на БТ. Из всех возможных схем вклю-
чения каскадов, выполненных на ПТ и БТ, наибольшее применение в УВЧ по-
лучил усилитель ОИ—ОБ.
Схемы усилителей с общим анодом, общим коллектором и общим стоком
в тракте сигнальной частоты не применяются из-за малого значения устойчи-
вого коэффициента усиления и неустойчивой работы, обусловленной внутренней
положительной обратной связью.
По виду связи нагрузки с электродами усилительного прибора различают:
усилители с трансформаторной связью, с автотрансформаторной (одинарной
и двойной), с двойной емкостной (схема С последовательной индуктивностью)
и комбинированной.
Усилители с трансформаторной связью широко применяются в диапазон-
ных приемниках КМВ—ДМВ. В таких усилителях выбором собственной ча-
стоты анодной цепи /оа (коллекторной или стоковой /ос) и значения связи
262
^избирательной системы с электродами усилительного элемента можно полу»
&'чить требуемую зависимость коэффициента усиления в диапазоне частот.
Усилители с автотрансформаторной связью имеют более простую схему
и конструкцию, проще в настройке но сравнению с трансформаторными, но они
'имеют существенную неравномерность коэффициента усиления в диапазоне
частот. Выравнивание усиления в пределах поддиапазона производится выбором
коэффициента включения нагрузки к аноду, коллектору или стоку.
? При использовании биполярных транзисторов наиболее эффективна схема
С двойной автотрансформаторной связью, позволяющая получить, путем выбора
;; коэффициентов включения коллектора и базы,
^согласование нагрузки — входа следующего
каскада с источником сигнала.
В приемниках с относительно большими
• коэффициентам^! перекрытия для выравнива-
гиия усиления в пределах поддиапазона при-
меняют комбинированную связь избиратель-
ной системы с выходом усилительного при-
• бора (траисформаторио-емкостную).
Питание анодов, коллекторов и стоков
.может быть по последовательной или парал-
- лельиой схеме. При последовательной схеме рис Схема усилителя с па-
питания элементы контура находятся под раллельным питанием выходной
‘ напряжением анодного (коллекторного, сто- цепи ур
нового) источника пйтания. Изменение по-
-стоянной составляющей анодного (коллек-
торного, стокового) тока может вызвать изменение магнитной проницаемости
. подстроечного сердечника и соответственно вызвать расстройку контура из-за
изменения индуктивности.
При параллельной схеме питания (6-7) на элементах контура нет напряжения
анодного (коллекторного, стокового) питания. Постоянная времени переходной
цепи Ссгд много меньше, чем при последовательной схеме, что уменьшает после-
действие импульсной помехи. Недостатком схемы параллельного питания яв-
ляется большее потребление мощности от источника питания резистором Ra,
поскольку его значение должно быть значительным, чтобы не вызвать шунти-
рование контура. Резистор Ra можно заменить дросселем с индуктивностью,
много большей индуктивности контура, т. е. выбирать £др (20-4-50) L. При
этом необходимо учитывать влияние паразитной межвитковой емкости дросселя
на настройку и начальную емкость контура.
Выбор каждой из перечисленных схем усилителей зависит от назначения
проектируемого приемника, Диапазона рабочих частот и требований к приемнику
по избирательности, динамическому диапазону, чувствительности и др.
6-4. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ СИГНАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ
Общие замечания, Каскады преселектора усиливают слабые
уровни полезного сигнала, поэтому обычно они работают в линей-
ном режиме. Известно, что при линейном режиме усиления анализ
производится методами теории четырехполюсников. На основе
этой теории любой тип УП (лампа, ПТ, БТ) представляют линей-
ным активным четырехполюсником с определением внутренних
параметров четырехполюсника через систему У-параметров. По-
этому для всех видов УП схемные решения и методики расчета
усилителей имеют много общего. Например, для схем усилителей
с ОК, ОИ, ОЭ расчетные формулы отличаются лишь выражениями
для У-параметров. Это же можно сказать и о расчете усилителей
с ОС, ОЗ, ОБ. Выше было отмечено, что расчет усилителей высо»
263
кой частоты на ПТ в диапазоне частот f с /г (т. е. диапазоны КМВ,
ГМВ, ДМВ и метровый) производится по тем же формулам, что
и для ламповых усилителей.
В данном разделе приводится расчет некоторых схем усилителей
сигнальной частоты: с трансформаторной связью, с автотрансфор-
маторной, комбинированной связью и др. При расчете учитывается,
что каждая схема усилителя может работать с различными УП.
В результате расчета структурной схемы радиоприемника опре-
деляется тип резонансной системы для преселектора. Обычно из
конструктивных соображений в преселекторе используются иден-
тичные контуры.
Усилитель с одиночным резонансным контуром в качестве на-
грузки (одноконтурный усилитель) находит широкое применение
из-за простоты схемного выполнения (по сравнению с многокон-.
турными системами) и обеспечения более высокого коэффициента
усиления.
Многоконтурные резонансные системы в тракте сигнальной
частоты применяются в случае предъявления повышенных требо-
ваний по односигнальной и многосигнальной избирательности и не-
обходимости получения и сохранения относительно узкой полосы
пропускания. Вопросы применения и расчета двухконтурных и
многоконтурных резонансных фильтров рассмотрены в § 4-5.
Там же, на рис. 4-8, показаны шесть схем двухконтурных фильтров
и для всех схем приведена методика расчета.
Поэтому в данном разделе эти вопросы рассматриваться не
будут.
Для выполнения расчета любой схемы усилительного каскада
из технического задания на проектирование и расчета структур-
ной схемы радиоприемника должны быть известны следующие об-
щие исходные данные: 1) граничные частоты поддиапазонов
/пд. мин — /пд,макс* 2) тип резонансной системы и ее параметры;
3) тип усилительного прибора рассчитываемого усилителя, после-
дующего каскада и его параметры; 4) собственная добротность Q
или затухание d ненагруженной резонансной системы; 5) коэф-
фициент усиления и допустимый характер его изменения в пре-
делах поддиапазона; 6) полоса пропускания каскада усиления;
7) значение промежуточной частоты по первому преобразованию;
8) требование по ослаблению помех на зеркальной, промежуточ-
ной и комбинационным частотах.
1. Усилители с трансформаторной связью с контуром
Схема каскада усилителя с трансформаторной связью с кон-
туром показана на рис. 6-8.
В этой схеме значение коэффициента усиления и его изменение
будут сильно зависеть от собственной частоты /Оа (или /Ос, /ок) кон-
тура, включенного в цепь выхода УП, образованного La и Са.
Существуют два режима работы анодной цепи: режим укороче-
264
м •
Рис. 6-8. Схема усилителя с
трансформаторной связью с кон-
туром
ния foa > /пд. макс (режим повышения частоты) и режим удлине-
ния fOa < /пд. мин (режим понижения частоты). Соответственно
для усилителй в ОЙ и ОЭ для режима укорочения будет /Оо >
>/пд. макс И /ок >/пд, макс» а ДЛЯ реЖИМЗ удлинения /Оо </„д. мин
и /ок < /пд мнн- В режиме удлинения для получения требуемой
резонансной частоты fOa (или /Ос, /ок)
1в выходную цепь УП включается
< дополнительная емкость. В режиме
'удлинения обеспечивается постоян-
ный или мало изменяющийся коэф-
• фициент усиления в пределах под-
диапазона. В режиме укорочения
- коэффициент усиления сильно растет
. с повышением частоты и его абсо-
лютное значение больше, чем в ре-
жиме удлинения.
На рис. 6-9 приведена принци-
пиальная схема двухкаскадного уси-
i лителя высокой частоты ДМВ-диапазона на ПТ в трансформа-
торной связью с контуром по схеме ОИ. На схеме показан транзи-
стор в изолированным затвором и индуцированным каналом р-типа
с обеднением. Входная активная проводимость полевого транзи-
стора в этом диапазоне практически равна нулю, а входная ем-
Рис. 6-9. Принципиальная схема усилителя сигнальной частоты с ИО
на ПТ типа МДП
кость составляет несколько единиц пикофарад, поэтому затворы
транзисторов подключены непосредственно к колебательным кон-
турам (р2 — 1). Выходное сопротивление полевого транзистора
велико и слабо шунтирует контур, поэтому для обеспечения устой-
чивой работы каскада стоковая цепь подключается к контуру в при-
менением трансформаторной связи. Колебательные контуры уси-
лителя имеют электронную настройку е помощью варикапов,
266
емкость которых изменяется путем изменения отрицательного на-
пряжения смещения, снимаемого с потенциометра. Варикапы вклю-
чены встречпо-последовательно для ослабления влияния нелиней-
ности их характеристик (рис. 5-16, а). Цепочка R5—С4 служит
для создания положительного смещения и подачи его в цепь за-
твора транзистора. Через резисторы R3 и R8 проходят токи утечки
в цепи затворов транзисторов. Конденсаторы С1, СЗ, С4, С6 бло-
кируют по высокой частоте резисторы Rl, R2, R5, R7, конден-
саторы С2 и С7 являются блокировочными — разделительными.
Напряжение батареи цепи стока стабилизировано с помощью ста-
билизатора напряжения, образованного стабилитроном ДЗ и ре-
зистором R4.
Усилители с трансформаторной связью широко применяются
в радиоприемниках КМВ, ГМВ и ДМВ диапазонов.
Приводим расчет этой схемы для каждого поддиапазона и для
о т о т а анод-
цеп и:
двух режимов, работы выходной цепи УП.
1. Находится собственная- ч
ной (стоковой, коллекторной)
f fпд. мин
/оа ------
для режима = ^пд- УЙД
укорочения, v
с /пд. мин
/оа = v/пд. макс
/ос = v/пд. макс
/оК =У/пд. макс
для режима
удлинения.
Значение v выбирают в пределах ф,5—4,0 для режима укороче-
ния и 1,2—2,0 для режима удлинения. При выборе v необходимо
учитывать, чтобы частота /Оа (/Ос, /оК) в режиме укорочения не
совпала' с частотой зеркальной помехи, а в режиме удлинения —
со значением промежуточной частоты и частотой, отстоящей на
1,5 /пч от частоты сигнала. При выборе коэффициента v следует
учитывать, что чем больше его значение, тем большее ослабление
побочных каналов приема осуществляется контуром усилителя,
тем меньше изменяется коэффициент усиления в пределах поддиа-
пазона, но при этом уменьшается усиление каскада.
2. Определяют индуктивность катушки
е в я з и
£______1___
а - (2л/0а)2Са •
В режиме укорочения Са •= Свых + CL + Ссх, где Свва —
выходная емкость УП; CL — емкость катушки связи; Ссх — ем-
кость схемы. Значения Са и Ссх берут по данным гл. 4, § 4-4. В ре-
жиме удлинения Са = Ск_а + Свых + CL + Ссх, где Ск_а —
емкость конденсатора, включаемого параллельно катушке связи.
Значение Ск_а выбирают так, чтобы индуктивность Lt была од-
ного порядка е индуктивностью контура La.
266
Ж-
’’’
ЯЗ. Определяются параметры резонанс-
но го контура. Если в преселекторе применяются идентич-
:и/||1’яые контуры, то при определении параметров контура усилителя
-Жгможно воспользоваться данными расчета параметров контура вход-
^№=иог° устройства.
Если контуры преселектора неидентичные, то расчет параметров
.резонансного контура диапазонного усилителя аналогичен расчету
JiSj.KOHTvDa входного устройства, поэтому остаются справедливыми
5,|ж^'общие замечания в § 5-5, предшествующие первому пункту рас-
к||8г.'Яета — расчету параметров контура.
Емкость контура. Конденсатор переменной емкости выби-
рается с учетом обеспечения перекрытия наиболее низкочастот-
!”^;яого поддиапазона, имеющего максимальный &пд. макс- Мини-
Й'-Ж^мальная емкость конденсатора контура выбирается в соответствии
данными табл. 4-3. Минимальная эквивалентная емкость кон-
Чг ’%тУРа Сэ. „ин рассчитывается по формуле (5-1), в которой под ем-
т ^'-костью надо . понимать входную емкость следующего ка-
Декада р’Свх 2, определяемую для схем с ОК, ОС, ОИ, ОЭ и ОБ
( _-<спо формулам (5-3). В рассчитываемых диапазонах в схемах на лам-
: 1 -пах и ПТ обычно рг = 1. Для схем с ОЭ и ОБ от правильного вы-
>»’ бора коэффициентов трансформации рг и р2 зависят значения ем-
’/ хости, проводимости и избирательности контура. Паразитная по-
*. стоянная емкость контура Спост зависит от коэффициентов рг
\ и р2, так как рассчитывается по формуле:
^посг — Р\^22 + -^L + + /’i^BX 2-
Поэтому при определении С3 предварительно определяют и р2,
задаваясь допустимым увеличением начальной емкости контура
в пределах 10—20% и пользуясь выражением:
(6-П)
, 1 4- 0,2) Си. мни
С22 + Свх 2
(6-12)
где Сн.мин = СМН11 + CL + См + Сп.ср — начальная емкость кон-
г,. тура без учета влияния емкости транзисторов.
Для схем с ОК, ОС, ОИ, ОЭ и ОБ средняя емкость подстроеч-
| ного конденсатора определяется по формуле (5-2), максимальная
и средняя эквивалентные емкости контура — по формулам (5-6)
Sg.; и (5-7), а максимальная емкость конденсатора настройки — по
формуле (5-7а).
Максимальное изменение емкости СМин — Смаке должно быть
| обеспечено на первом поддиапазоне. На остальных поддиапазонах
В - Алд будет меньше. Для случаев «сжатия» поддиапазона или сопря-
fe, жения настроек контуров преселектора с контурами гетеродина
значения дополнительных конденсаторов, включаемых в контуры
В? преселектора, рассчитываются согласно [43].
Расчет емкости контура при перестройке варикапами произ-
fe водится так же, как в п. 1 § 5-5, по формулам (5-8)—(5-13).
9 В. Д. Горшелев в др. 257
Индуктивность контура рассчитывается по формуле (5-14).
4. Равечитываются параметр связи р0, ха-
рактеризующий значение коэффициента связи между катушками La
и L, и pt — коэффициент трансформации между вы-
ходом УП и контуром.
Параметр связи р0 = MIL3 выбирается из следу[рщих четырех
условий: а) из условия обеспечения устойчивой работы каскада;
б) из условия увеличения затухания контура не более чем на 25%,
т. е. допустимого ухудшения избирательности и уменьшения уси-
ления; в) из условия смещения настройки контура не более чем на
половину полосы пропускания; г) из условия обеспечения требуе-
мого коэффициента усиления.
Согласно первому условию, если считать допустимым измене-
ние проводимости контура за счет влияния проходной емкости
лампы не более чем на 10% (при этом коэффициент устойчивости
ky — 0,9), то параметр связи
0.42G,, I/ f0 V j
К «о максб«р5 I \ /оа /
(6-13)
где
сн = со 4- pIGbx 2; с0 = = -^- = 2я/омакс£(2;
GDx2 = 1/^вх2> /?вх — входное сопротивление лампы следующего
каскада, определяемое для схемы е ОК па /макс по формуле:
р р ( /1 \2
2ХВХ ^вх 1 I f / »
х /макс /
где J?„x j — значение входного сопротивления для частоты
приведенное в справочнике для ламп. В диапазонах КМВ и ГМВ
проводимость GBX можно не учитывать ввиду ее малости. Коэф-
фициент трансформации р2 обычно берется равным единице при
G0»GBx2. Если проводимости 60 и 6вх2 соизмеримы или 6вх2
больше 60, то коэффициент р2 может быть определен из условия
допустимого увеличения затухания анодного контура усилителя
по формуле (5-21). Gnp = С3_а + Сп. л — проходная емкость
лампы. Значение Са_с берется из справочника для ламп; Спл =
~ 0,02 пФ — емкость ламповой панельки для ламп пальчиковой
серии при заземлении центрального лепестка. В формулу (6-13)
Gu подставляется в сименсах (-q-j-); /Мак0 — в герцах; крутизна
лампы S — в амперах на вольт; Спр — в фарадах.
В режиме удлинения условие (6-13) можно не выполнять.,
Формула (6-13) справедлива для схемы g ОИ при условии подста-
новки в нее параметров ПТ и замены /Оа на /оо-
268
Усилительные свойства ПТ характеризуются крутизной ВАХ
5 = |У2Х| = £21 = |-^|
I 21| 621 | d„3 |uc==const’
где ic — ток стока; и3 — напряжение на затворе; Ua — напряже-
ние на стоке. Модуль крутизны в рабочем диапазоне частот ПТ
практически не меняется.
Важным статическим параметром ПТ является его внутреннее
•сопротивление Rt или внутренняя проводимость G, = l//?z. Вы-
ражения для /-параметров ПТ для схемы с ОИ в диапазоне частот
до fr определяются выражениями (6-10).
Для схемы с ОЭ коэффициент трансформации pt из условия
устойчивости работы, считая kv = 0,9, находится по формуле
[6, 271: _________
PiCA- (6-15)
где .________
Д __ п “о I ^21 I I б]2 I .
Л —/'гвх 1,68G22
Ргвх — коэффициент трансформации контура на входе рассчиты-
ваемого каскада, который можно определить по формуле (6-12);
1У211 = Ус'21 + ((о0С21)2. (6-15а)
Для усилителя с трансформаторной связью контура о выходом
транзистора после определения рх необходимо рассчитать пара-
метр связи р0 и коэффициент связи, обеспечивающие на выбран-
ной частоте поддиапазона данное значение pt [6, 27, 43]:
а> = л|(т^)2-1|’ (6'16>
где f0K — собственная частота коллекторной цепи.
В других точках поддиапазона pt определяется по формуле
Согласно второму условию, исходя из условия увеличения зату-
хания контура не более чем на 25%, получают значение ра из
формулы:
для схемы с ОК
где Ga.K = 1//?г; GH — определяется так же, как в (6-13). Расчет
производится на верхней частоте поддиапазона.
Формула (6-18) справедлива для схемы в ОИ при условии за-
мены /Оа на /Оо и Ga.K на СД = II Rt.
259
Для схемы с ОЭ в случае выполнения условия обеспечения от-
носительно высокой избирательности и максимального коэффи-
циента усиления каскада оптимальный коэффициент трансфор-
мации /?10ПТ находится по формуле:
где адоп = AQ/Q — допустимое относительное ухудшение доброт-
ности контура за счет вносимых потерь; Со — определяется, как
в формуле (6-13).
После определения р1ОПт определяют р0 по формуле (6-16).
Согласно третьему условию, р0 для схемы с ОК определяют из
выражения:
Формула (6-20) справедлива для схемы с ОИ при условии за-
мены /Оа на /Ос.
Для схемы с ОЭ необходимо учитывать, что расстройка кон-
тура в основном получается за счет изменения входных и выход-
ных емкостей транзистора в пределах поддиапазона. Для обеспе-
чения расстройки, не превышающей половины полосы пропуска-
ния, вносимая емкость должна быть [6, 271:
дс< Самаке. , (6-21)
Чэ
ГДе
АС = (Р1С22 -}- РгСвхг)^ — (Р1С22 +
— изменение паразитных емкостей на крайних частотах поддиапа-
зона fB и /„.
Согласно четвертому условию — обеспечения требуемого коэф-
фициента усиления по напряжению:
₽•-_(6-22)
Здесь Лотр — требуемое значение коэффициента усиления
каскада; результирующая проводимость контура определяется:
—. (6-23)
Для схем с ОИ или ОЭ в формулу (6-22) надо вместо /оа под-
ставлять /ос или /ок- Для Режима укорочения р0 рассчитывается
на нижней частоте поддиапазона, а для режима удлинения — на
верхней. Из четырех полученных значений р0 для расчета выби-
вается наименьшее.
260
Коэффициент трансформации/)! определяется для режима уко-
рочения по формуле:
_Ро
(6-24)
для режима удлинение
Pl / f \ 2
-i
Находится коэффициент
ц и и
Для схем с ОИ и ОЭ в формулы (6-24) и (6-25)
соответственно подставлять fOa и f0K.
; 5. "
.ДУ к
вместо
(6-25)
foa надо
м о и н-
и, обес-
ка тушке
в за
и
— PqL3.
Определяется коэффициент
с в я
6.
печивающий найденное значение М при выбранной
гсвязи La,
3
k - м
CD гцтг
Если kca < 0,7, то практически обеспечить его будет возможно;
если же kca > 0,7, то реализация его будет затруднена. В этом
*;случае для уменьшения kCB надо выбрать меньшее значение р^
или увеличить L3.
7. Вычисляется для
а о
я
трех частот поддиа-
н а резонансный коэффициент' усиле-
на ска да. Коэффициент усиления по напряжению
/<0 = , (6-26)
Мэ
1П а
и и
Pi
Ш-'
Т где .... . ...
по формуле (6-23).
Для схем с ОК и ОИ эквивалентная добротность Q, рассчиты-
вается по формуле
__ Рэ _ Ь>о£-э
»“ Лэ - л + а2/
и р2 определяются по формулам (6-24) или (6-25), а 6Э —
Ра
Ri
Рэ , 2
-Q +а
©oLa
, С6’27)
Q/ + \Q, Ri )
Ро
Ра — Ы(Ла-
а —
(6-28)
(6-29)
2в1
г
Здесь Qa — добротность анодной (стоковой) катушки; обычно
Qa = (0,3-ь0,5) Q. В этом случае при подсчете эквивалентной доб-
ротности контура Q3 влияние входного сопротивления лампы и
ПТ следующего каскада не учитывается.
Для схем с ОЭ в формулу (6-26) вместо 5 надо подставлять
| У21| из (6-15а), в формулу (6-27) вместо подставлять /?вых =
= 1/G22. в формуле (6-28) вместо/Оа считать/ок, а в формуле (6-29)
понимать под £а индуктивность катушки, включенной в цепь
коллектора.
При значительном изменении К» в поддиапазоне для его вы-
равнивания необходимо в режиме удлинения уменьшить /Оа или
/Ос, или /оК, а в режиме укорочения, наоборот, увеличить /Оа
или /ос> или /ок- При выравнивании усиления в пределах всего
диапазона необходимо на низкочастотных поддиапазонах умень-
шить параметр связи р0 и его значение рассчитывать по формуле
(6-22). В выражение (6-22) необходимо подставлять вместо Котр
минимальное значение коэффициента усиления каскада на послед-
нем поддиапазоне, при расчете которого параметр связи р0 на-
ходится из условий, приведенных выше (подпункт 4).
После определения Ко необходимо сделать проверку на устой-
чивость полученного усиления, т. е. определить 7(Оуст и фавнить
его с Ко-
Для схемы с ОК
0.42/lAl. (6-ЭД
В формуле'(6-30) значение Спр и размерности величин такие же,
как в формуле (6-13).
Для схемы с ОИ устойчивый коэффициент усиления каскада
без применения цепочки для нейтрализации емкости С12 подсчи-
тывается [29]: ____
(МОа)
Здесь размерности величин такие же, как в, формуле (6-30).
Для схемы с ОЭ устойчивое усиление определяется по формуле
(6-30а) с заменой величины 5 на |/21|.
Если полученное значение Ко < КОу„, то усиление будет
устойчивым. Если Ко будет больше KOyCT, то необходимо выбрать
другой тип усилительного прибора (с большей S или | У21|) или
увеличить емкость контура С9, или уменьшить ри р2 и вновь по-
вторить расчет Ко и проверку на устойчивость.
Коэффициент усиления по мощности
Кр=Ко^, (6-31)
^вх
где GBX и Gbx2— входные проводимости рассчитываемого и по-
следующего каскадов, которые рассчитываются, как в формуле
(6-13); Ко определяется по формуле (6-26).
262
Для схемы с ОИ устойчивый коэффициент усиления мощности
каскад3 без применения цепочки, нейтрализации емкости С12
рассчитывается [29]:
И - (Wo)2 I ' '
выражение (6-33) надо вместо /Оа под-
скания контура подсчиты-
' Для схемы с ОИ коэффициент усиления каскада с нейтрализо-
; ванным ПТ определяется выражением [29]
4gngw
Здесь gtl и g22 определяются по формуле (6-10).
8; Рассчитывается для трех частот под-
диапазона избирательность усилителя.
, Для одноконтурного усилителя характеристика избирательности
(6-32)
где о определяется [6]:
д _ Qa I (///оа)2 — । I' I 1 — (/oa//)8 I
Для схем с ОИ или ОЭ в
ставить f0o или /оК.
9. Полоса пропу
. вается по формуле (5-32).
10. Ослабление зеркальной помехи на
максимальной частоте поддиапазона, помехи на про-
межуточной частоте и помехи, отстоящей от частоты сигнала на
1,5 f„4 (в сторону частоты гетеродина), в наихудших точках под-
. диапазона рассчитывается по формуле (6-32) с подстановкой соот-
ветствующих значений частот в выражение для о:
f = /о ± 2/пч: f = /пЧ; f = /о =t= 1,5/пЧ.
Ослабление по соседнему каналу определяется по формуле (6-32)
о подстановкой значения
2Д/ г,
”—тгС1'-
При подсчете ослабления по соседнему каналу расстройка Af
для радиовещательных приемников берется 10 кГц, а для профес-
сиональных ее значение задается в технических условиях.
11. Коэффициент шума лампового усили-
теля (ОК) с одноконтурной нагрузкой рассчитывается по фор-
муле (5-33) с подстановкой в формулу вместо G" = p^Ga вели-
чины c;.K = ^Ga.K = p2-^-.
263
Для системы с ОИ коэффициент шума усилителя с одноконтур-
ной нагрузкой определяется по формуле (5-41) о подстановкой
в формулу вместо G" величины G" и = Р,0с.и = р\-~.
Коэффициент шума усилителя с ОЭ при одноконтурной на-
грузке находится по формуле (5-43) о подстановкой в нее вместо
G'c = A-Ga величины G£ = A-G22.
pi Pi
12. Определяются элементы схемы питания
и цепей фильтрации. Для обеспечения фильтрации по вы-
сокой частоте в цепях катода (истока, эмиттера) и анода (стока,
коллектора) емкости фильтров выбираются так, чтобы их емкост-
ные сопротивления на низшей частоте диапазона были в 10—
200 раз меньше соответствующих активных сопротивлений.
а. Элементы автоматического смещения в цепи катода. При
отсутствии справочных данных для сопротивления резистора сме-
щения, обеспечивающего типовой режим, его значение опреде-
ляется ио формуле:
р__________^со
к / ао + ^сао ’
(6-34)
10 4- 20
ымин^?к *
(6-35)
где ®нн„ — минимальная частота рабочего диапазона.
б. Развязывающий фильтр в цепи питания анода:
(6-36)
с 100 -ь 2оо
Ф С^МИИ^ф
(6-37)
в. Развязывающий фильтр в цепи питания экранной сетки
п ____ Е& — Uc2
АС2 — /
< его
Емкость фильтра Сс2 выбирается из условия ослабления обрат-
ной связи между сеткой и анодом лампы и обеспечения фильтрации
по высокой частоте:
Сс2 > (2,5 -г- 5)
С а _к Ес -к
Са-о
Сс2 >
100 200
^мин^сг
, Ея—ил .
Ф “ / :
Из двух полученных значений Сс2 берется большее. Рассчи-
танные значения сопротивлений и емкостей округляются до бли-
жайших по ГОСТ, и выбираются их тип, мощность и класс точ-
ности.
264
gW/ В Маломощных транзисторных каскадах обычно применяется
^’4«йособ термостабилизации рабочей точки транзистора в помощью
П^трех линейных (термонезависимых) сопротивлений, включаемых
схеме> приведенной на рис. 6-10. При этом способе эффект ста-
'^уфйЛизации достигается за счет использования в каскаде последо-
' “тёльной отрицательной обратной связи по постоянному току,
’езисторы /?3 и /?а образуют делитель напряжения источника пи-
ония. Очевидно, напряжение между базой и эмиттером равно
азности падений напряжений на сопро-
йрдеииях резисторов 7?t и /?2. Паде-
йе напряжения на сопротивлении ре-
зистора 7?! есть функция выходного
Л^Нока транзистора. При изменении тока
'Осеменяется напряжение между базой и
Р^Д^Йигтером, противодействуя росту или
„у?уменьшению выходного тока. Глубина
^•^братной связи тем больше, чем больше
,\^^®начение сопротивления резистора /?ц
;^;йлчем меньше значение сопротивления
^^езистора 7?г. Для устранения отрица-
>'тельной обратной связи по переменному
/ЙтЪку резистор 7?! шунтируется конден-
Ж/Дтором достаточно большой емкости.
в цепи
Иф
•4
0-
1
И ~rf«
0-Х-------X..I '«
Рис. 6-10. Схема питания и
цепей термостабилизации ра-
бочей точки усилителя, иы-
•полненного на БТ
^'Развязывающий фильтр 7?фСф
• ''-v межкаскадную положительную
коллектора ослабляет
Межкаскадную положительную обратную связь через источник
'‘'яитания.
Температурную нестабильность рабочего режима транзистора
/обычно принято оценивать коэффициентом нестабильности в еле-
дующем определении:
к.
(6-38)
! 'll!’ ’ .
; Здесь ток коллектора /к — 7Ко + а/э, где /Ко •*- обратный
ток коллекторного перехода; а — коэффициент усиления по току;
* , /э ток эмиттера.
• ’ Стабильность рабочей точки будет тем выше, чем-меньше S (/Ко).
Однако следует иметь в виду, что уменьшение S (/Ко) ведет к уве-
личению сопротивлений резисторов 7?п 7?а и 7?3 и к увеличению
! " мощности, теряемой в них..
< При применении германиевых транзисторов рекомендуются
; следующие численные значения коэффициента нестабильности:
. в диапазоне температур ±50° С S (/Ко) = 1,5-т-З.О; в диапазоне
\температур от +60 до +80° С 5 (/Ко) = Зч-5.!
i Г*/ Для заданного рабочего режима транзистора обычно известны:
*' напряжение £к источника питания, ток /к коллектора, коэффи-
циент усиления по току а, обратный ток /Ко коллекторного пере-
вода.
260
Расчет схемы стабилизации рабочей точки производится в сле-
дующем порядке [43]:
1. По выбранному значению 8 (/Ко) подсчиты-
ваются значения сопротивлений резисторов Rlt R2 и R3, обеспе-
чивающие выбранный режим и необходимое значение 8 (/Ко);
р Ек К?(/Ко)— 1J
*8~ /ко-S (/Ко)/к. в
р _ go (^К — /ко/?ф — //ко) .
1 /ко —/к. В ’
р______________RjR, [S(/Ko)- Ц____________
2 aoS (/ко) R3 - [S (/Ко) - Ц («1 + /?») ’
(6-39)
(6-40)
(6-41)
где /ко, t/K0— соответственно ток и напряжение на коллекторе
в выбранном режиме транзистора; /к.в“~ток коллектора при
нулевом значении входного тока; 7?ф — сопротивление резистора
фильтра развязки в коллекторной цепи (обычно задаются /?ф =
= 14-2 кОм).
Емкость конденсатора фильтра в цепи коллектора определяется
по формуле (6-37). Емкость блокировочного конденсатора в цепи
вмиттера находится из условия:
Сх > , (6-42)
, й)мин*ч
Для схемы рис. 6-10 коэффициент нестабильности при извест-
ных Rlt Rt и Rg можно определить из выражения:
В П
где Ra = -р-Поскольку a « 1 и (I — а) — 0, то
1 +А.
•S(/k.)~—5^- = >+l.
Ra
2. Определяется мощность, рассеиваемая на со-
противлениях Rlt R2 и Ra'.
Pi=-Rill, где /э = ;
Pi =» /?2^л и Рз в /?з/д»
здесь /д = Uk. — напряжение на коллекторе.
266
' Для уменьшения потерь мощности в резисторах /?2 и /?3 не-
обходимо выбирать их значения так, чтобы сумма их проводимостей
была меньше входной проводимости последующего каскада и удов-
летворяла неравенству
- G2 + G3<(0,14-0,05)Gbx2. (6-43)
' Рассчитанные значения сопротивлений и емкостей округляются
до ближайших по ГОСТ. Затем выбираются их тип, мощность и
класс точности.
I . При определении Сф в цепи питания выхода усилительного
?-' прибора необходимо проверять выполнение неравенства
|<z Сф>(50ч-100)Сэ.макс. (6-44)
|1!, t Выбор режима ПТ по постоянному току производится на основе
.его ВАХ, т. е. проходной и выходной характеристик. Для режима
- усиления по выходной характеристике исходную рабочую точку
. выбирают в области насыщения тока стока, в которой параметры
ПТ определяются в основном напряжением на затворе (крутизна
, линейно зависит от £/3), а по проходной.характеристике — на ее
линейном участке. Выбор исходной рабочей точки для ПТ по
сравнению с выбором для БТ несложен, поскольку существенное
влияние на усиление каскада оказывает только крутизна ПТ,
I ; а при БТ на усиление влияют все его характеристические пара-
1 метры, которые сложным образом зависят от режима БТ по по-
s стоянному току.
i . Крутизна ПТ имеет максимальное значение в области откры-
того перехода, т. е. при больших токах стока, но при работе в этой
3 области теряются основные преимущества ПТ — линейная зави-
I , симость крутизны от напряжения на затворе и большое входное
| л сопротивление. Поэтому при выборе исходной рабочей точки ПТ,
I работающего в режиме усиления слабых сигналов, исходное напря-
жение на затворе U30 выбирают таким, чтобы рабочая точка на
проходной характеристике (рис. 6-5) находилась на ее линейном
| - участке и в области закрытого р—«-перехода й отстояла от точки
!• Uа — 0 на амплитуду, превышающую максимально возможную
' амплитуду входного сигнала. Напряжение на стоке выбирают та-
; ким, чтобы работать в пологой области выходных характеристик.
; Из характеристик получают значения начального тока стока
и напряжений на стоке и затворе U30. Пользуясь проходной
характеристикой ПТ, можно также оценить его усилительные
свойства и определить характер и значение коэффициента нелиней-
ных искажений.
Характеристики и параметры ПТ зависят от изменения тем-
/ пературы окружающей среды. Это объясняется температурной
еависимостью исходных физических величин: контактной разности
.. потенциалов р—«-перехода <р и подвижности носителей заряда р.
, Влияние температуры приводит ю температурной нестабильности
напряжения отсечки (запирания) Uo, тока стока /с, крутизны
267
транзистора g21 и обратного тока р—«-перехода — тока зат-
вора /3. Из [29, 32] известно, что проходные характеристики ПТ
с р—«-переходом имеют термостабильные точки — точку термо-
стабильного тока стока и точку термостабильной крутизны. В этих
точках ток стока ПТ и его крутизна не зависят от температуры. Для
ПТ типа МДП не существует температурно-стабильной точки,
а есть температурно-стабильная область. На практике режимы
термостабильных точек имеют ограниченное применение, так как
ПТ прн этих режимах имеют малую крутизну (порядка 0,1 мА/В),
а положение самих термостабильных точек меняется при смене
Рис. 6-11. Каскад УВЧ на ПТ с цепями питания и смещения!
а — для ПТ с управляемым р—n-переходом и каналом п-
типа; б — для ПТ МДП обедненного типа с п-каналом
транзистора, т. е. зависит от технологического разброса. Поэтому
обычно .используют другие режимы работы, и для обеспечения
нужной температурной стабильности применяют специальные
меры, основанные на использовании глубокой отрицательной об-
ратной связи (ООС) или применении специальных термозависимых
элементов. Эти меры во многом схожи с методами обеспечения
температурной стабилизации усилителей на БТ.
Вопросы стабилизации режимов усилительных каскадов на ПТ
подробно освещены в [29, 32].
Для обеспечения выбранного режима работы ПТ по повтоян-
ному току и его температурной стабильности в усилительный
каскад должны быть введены вспомогательные цепи — цепи сме-
щения. На рис. 6-11, а приведена схема цепи смещения каскада
УВЧ на ПТ с р—-«-переходом, а на рис. 6-11, б — та же схема
для ПТ типа МДП. В цепи смещения ток затвора протекает на
исток через резистор /?3, создавая на нем падение напряжения,
которое вызывает дополнительное приращение постоянной состав-
ляющей стокового — выходного тока. Обычно резистор /?а вы-
бирают таким, чтобы оно не шунтировало входной контур, вклю-
ченный в цепь затвора. Значение Ra обычно выбирается из условия
Ra о (10 ч-20) /?0, (6-45)
где — резонансное сопротивление контура. Практически R3
бывает в пределах 200—1000 кОм. Емкость переходной цепочки
268
аепи затвора С8 должна быть значительно больше входной ем-
ти ПТ. Обычно Са выбирается из условия
С8>(20^50)Свх.
(6-46)
Резистор R„ стоит в цепи автоматического смещения. На. сопро-
ении резистора /?и постоянная составляющая тока стока со-
ает падение напряжения ООС по постоянному току, уменьшаю-
lie приращение стокового тока. Для предотвращения действия
)С по переменному току к резистору /?и должен быть подключен
йденсатор Сл. В случае отсутствия конденсатора С„ или недо-
статочной его емкости в цепи смещения будет действовать ООС,
рая приведет к уменьшению крутизны и коэффициента усиле-
я в у раз, где у = 1 + кр == 1 + g21/?H.
Если известны значения /с0 и UM для исходной рабочей точки,
to сопротивление резистора 7?н находится из отношения
n I ^зо I
ли — , •
/со
(6-47)
В условиях радиоприема с пильными помехами для выбора
‘Эйяейного режима работы каскадов значение /?я подбирается, экс-
периментально. Необходимо отметить, что правильный выбор со-
т'нвления резистора /?и, помимо повышения термостабильности
жима, позволяет получить расширение динамического диапа-
бна и уменьшение проявления нелинейных эффектов: блокирова-
я сигнала, перекрестной и взаимной модуляций.
„ Емкость С„ можно определить по формуле (6-35) с подстанов-
зй в нее значения R„ вместо RK. Развязывающий фильтр /?фСф
Йёпи питания стока рассчитывается аналогично фильтру в анод-
й цепи, т. е. по формулам (6-36), (6-37) и о учетом (6-44).
.Усилители с комбинированной связью
выходной цепью усилительного прибора
HF
усилителя с ком-
Рис. 6-12. Схема
бииированной связью выходной це-
пи УП с контуром
Ж";, В диапазонных усилителях с относительно большими коэф-
,фициентами перекрытия поддиапазонов-при перестройке проис-
W^Xb-HHT значительное изменение усиления. Для выравнивания уси-
|^‘’А^ния в одноконтурных усилите-
|Д ^ах используют комбинированную
'у'-связь контура с выходной цепью
xXjiPtl. Эффективно работает схема
< В трансформаторной и внешнеем-
'Меткой связями, показанная на
'SW*0, 6*12’ Э™ схема работает как
" в₽ежиме укорочения (/Оа>/пд. макс),
^Нкак и в режиме удлинения (fOa <
'|Х/пд.мии). . Для выравнивания
’Лфиления в пределах поддиапазона
^Й^Обходимо, чтобы в режиме удли-
269
пепия напряжения на контуре, создаваемые за счет обеих видов
связи (Л1) и (Со), складывались, а в режиме укорочения вычита-
лись. Это обеспечивается соответствующим фазированием обмоток
катушек связи и контурной.
Коэффициент трансформации контура, стоящего в выходной
цепи УП, приближенно может быть определен нз следующего
выражения [6 ]:
где р — (~г-} О- ±т параметр комбинированной связи
(знак «плюс» — при работе в режиме удлинения, знак «минус» *-
при работе в режиме укорочения). Для схем с ОИ или ОЭ в выра-
жении для Pi и р надо вместо /Оа соответственно подставлять /Оз
и /оК. Расчет схемы с комбинированной связью производится
аналогично расчету усилителя с трансформаторной связью (§ 6-4,
п. 1). Для этого случая по формулам подпункт 4 указанного
расчета рассчитывается параметр комбинированной связи р
(в формулы вместо pQ подставляется р) и из четырех полученных
значений р берется наименьшее. Далее рассчитывается коэффи-
циент взаимоиндукции (Л!) и емкость связи (Со), обеспечивающие
постоянство коэффициента усиления на крайних частотах, под-
диапазона.
а. Для режима удлинения: /
где обозначено
GH мак0 и GH, мни — проводимость нагрузки в конце и начале под-
диапазона соответственно;
/9 (в формуле для М) — значение частоты, при которой опреде-
лено значение параметра р,
270.
б. Для режима укорочения:
I, М • л М Л — 1
; t СВ“ /Ж’ С°-Са'17_Л_-
; Если при расчете М. и Со их значения получаются со знаком
3 «минус», то это означает, что параметр комбинированной связи
% Определяется выражением
' D = f_L.V£!L
\ /оа / Са
1 , В схемах с ОИ или ОЭ в формулах для величин М, Со, Д и р
| для режимов удлинения и укорочения вместо /Оа надо подставлять
1 1 /ос или f0K. Далее расчет проводится согласно подпунктам 7—12
| § 6-4, и. 1.
т 3. Усилители с автотрансформаторной связью с контуром
Схема каскада усилителя с двойной автотрансформаторной
' связью с контуром показана на рис. 6-13. На рис. 6-13 емкость
s .контура является результирующей, включающей емкость кон-
|,т- денсатора настройки, все паразитные емкости и емкость кондея*
s \ саторов сопряжения. Эта схема является
| общей для всех разновидностей авто-
4 ?, трансформаторных усилителей, каждая
р из иих является ее частным случаем.
| . Схема рис. 6.13 применяется в метро-
j вом диапазоне волн, где необходимо
< “.учитывать шунтирующее действие вход-
' ных и выходных сопротивлений УП,
значения которых становятся малыми,
| определяющими эквивалентное резонанс-
ч пре сопротивление контура. Неполное
включение контура уменьшает шунти-
< рующее действие со стороны УП. Схема
рис. 6-13 дает возможность повысить избирательность каскада путем
соответствующего подбора коэффициентов трансформации и р2,
3 также выполнить условие согласования. Она может применяться
в вариантах как с последовательным, так и с параллельным
Яитанием. Конструктивно она сложнее одинарной автотрансфор-
маторной схемы (Pj< 1, р2= 1 или pL = 1, рй’<. I), так как в ней
требуется подбор двух отводов от катушки контура. Расчет этой
. схёмы можно применить для любого автотрансформаторного
усилителя.
Сс
Рис. 6-13. Схема усилителя
с двойным автотрансформа-
торным включением контура
271
Расчет усилителя с двойной автотрансформаторной связью
с контуром производится в следующем порядке:
1. Определяются параметры контура. При
перестройке контура конденсатором переменной емкости расчет
элементов контура проводится в том же порядке, что и для транс-
форматорной схемы (п. 1 § 6-4).
Минимальная эквивалентная емкость контура рассчитывается
по формуле:
Сэ. мин = С*Ш11 + CL + + С1Гср + Р1СВЬ>Х + р2Св* 2’ <6’48)
где СМЩ|, CL, Сы, С„ ср имеют те же значения, что и в формуле
(5-1); Свых— выходная емкость УП; Свх2— входная емкость
следующего каскада, определяемая формулой (5-3). Значения
коэффициентов трансформации рь и р2 определяются в процессе
расчета схемы. Для расчета Сэ. МШ| можно этими значениями ори-
ентировочно задаться или рассчитать по формуле (6-12). Так, для
схем с ОК, ОИ и ОЭ значение рг можно принимать в пределах
0,5—0,7, значение р2 для схемы в ОК — в пределах 0,3—0,5,
для схемы с ОИ — в пределах 0,7—1,0 и для схемы в ОЭ — в пре-
делах 0,2—0,3.
Максимальная и средняя эквивалентные емкости контура на-
ходятся по формулам (5-6) и (5-7). Индуктивность контура опреде-
ляется по формуле (5-14).
В приемниках метровых волн (однодиапазонных) иногда ис-
пользуют переменную индуктивность. В этом случае емкость
контура выбирают из условия обеспечения допустимой расстройки
контура при смене УП.
Расстройка контура не будет превышать половины полосы
пропускания, если удовлетворяется неравенство [6, 27 ]: Сэ >
> (АСВЫХ + АСвх2) Q3, где АС — разброс емкостей УП;
Q3^~—----------результирующая добротность контура; адо„ =
адоп Т '
Ad АО '
---допустимое относительное ухудшение доброт-
ности контура за счет вносимых потерь. Кроме того, значение Сэ
должно быть больше суммы всех паразитных емкостей, поэтому
должно выполняться условие
С. > Р?СВЫХ
п. ср "Ь Рг^вхг*
После выбора Сэ определяется индуктивность контура. Для
начала диапазона
^-э.мако == ~~д 'Т, » Где f о — В МГц, С3 — В пФ, £,э> мако ~~ ® МкГ.
#0 мнн^э
В конце диапазона
Г _ мака
^Эмян ь'2 *
Лпд
272
считая fey — 0,9,
(6-49)
г В приемниках с фиксированной рабочей частотой параметры
контура Сэ и L3 определяются для этой частоты. Подстройка кон-
тура на фиксированную частоту осуществляется индуктивностью
передвижным латунным сердечником или подстроечным кон-
” -.денсатором.
2. Р а с с ч и т ы в а то т в я коэффициенты транс-
г- ф о р м а ц и и Pi и рг.
Для диапазона ДМВ и более длинных волн коэффициент pi
находится из следующих условий [6, 431:
а. Из условия устойчивой работы схемы,
0,426н
Pi ’
Ргвх У максСпр I I
<где р2вх — коэффициент включения входа УП
- усилителя к контуру, включенного во в ходне? й
•определяется, как в формуле (6-13);
G,,-o»+m+w
рассматриваемого
цепи УП; Спр —
(6-50)
В формуле (6-50) величины Go и Gbx2 определяются, как в фор-
муле (6-13). Величина Go = \/R0 — проводимость резистора утечки
цепи входа УП, которая должна быть порядка рг (0,054-0,1) Go;
коэффициент р2 — 1 при Go GBx2 и при соизмеримых значениях
-Go и GBX 2 определяется по формуле (5-21).
В формуле (6-49) размерности величин такие же, как в фор-
муле (6-13).
Расчет Pi производится иа верхней частоте поддиапазона.
б. Из условия допустимого ухудшения избирательности и
^.уменьшения усиления каскада
Я
да
Г*
адоп0ц
бвых
(6-51)
7 где GBblx — 1//?(, a GH определяется, как в формуле (6-49). -
Расчет производится на верхней частоте поддиапазона.
г в. Из условия обеспечения требуемого коэффициента усиления
п __________________________ ^отрби
Р1"Рг1Гг1|’
где GH и р2 рассчитываются, как в формуле (6-49).
Коэффициент'Pi рассчитывается на нижней частоте поддиапа-
^яаона. Для расчета из трех полученных значений ру выбирается
^''меньшее.
fe’ При выравнивании усиления в пределах диапазона значение pt
Мдля каждого поддиапазона рассчитывается по формуле (6-51),
куда вместо /СОтр необходимо подставить КОмин< при расчете ко-
г; торого должно выполняться условие (6-49).
273
В ламповых усилителях метрового диапазона и в транзистор-
ных усилителях чаще всего рабочим режимом является согласо-
вание по мощности со входом следующего каскада или режим обес-
печения требуемой полосы пропускания в условиях согласования
с источником сигнала.
Для режима согласования со входом следующего каскада
коэффициент трансформации рг рассчитывается по формуле:
_ 1 f Р1°вых +
Gc4-Gbx2 •’
где проводимости определяются так же, как и для формулы (6-49).
Необходимо учитывать, что в режиме согласования избиратель-
ность усилителя в значительной мере ухудшается из-за уменьше-
ния добротности. Относительное расширение полосы пропускания
усилительного каска’да может быть определено по формуле [6, 271:
». = адтг + '-
Если требуется обеспечить относительно высокую избиратель-
ность и при этом максимальный коэффициент усиления каскада
по напряжению, то оптимальные значения коэффициентов транс-
формации р1011т и р2опт определяются следующими форму-
лами [43]:
<6-52^
р2опт= У 2(ОоД+Овх2)’ (6-52а)
где адоп = AQ/Q — допустимое относительное ухудшение доброт-
ности контура за счет вносимых потерь. Остальные величины
определяются, как в (6-49).
В профессиональных и специальных (телевизионных, УКВ ЧМ-
вещаиия и др.) приемниках требование получения заданной полосы
пропускания AFn усилителя высокой частоты без нарушения
условий согласования на входе с источником сигнала является
жестким. Значение полосы пропускания зависит от связи с вы-
ходной цепью УП, т. е. от коэффициента Поэтому в этом слу-
чае коэффициент /?х должен подсчитываться по формуле
Л - • <6'53’
Порядок расчета здесь следующий: имея значение заданной
полосы пропускания АЛП и задавшись полной емкостью кон-
тура Сэ, по формуле (6-53) находят после чего определяют р2а
274
и Ломакс- Рассчитанные коэффициенты рг и р2 реализуются в виде
соответствующего отвода от катушки индуктивности контура:
В случае, если рассчитанное значение рг или р2 будет больше
единицы или равно ей, это означает, что контур может быть вклю-
чен непосредственно в выходную или входную цепь УП.
3. Определяются резонансный коэффи-
циент усиления каскада, эквивалентная
добротность и полоса пропускания.
Коэффициент усиления по напряжению
/Со = 1 , (6-54)
где
Оэ = ^ВЫх + Оо + Р22(0с + 0вх2)-
Эквивалентная добротность нагруженного контура
(Ээ = -4- = — • (6-55)
Э рэбэ рэ
Полоса пропускания контура подсчитывается по формуле
(5-32). При согласовании по мощности, которое обычно осуществ-
ляется на средней частоте поддиапазона, коэффициент усиления КОа
определяется
(6-56)
где проводимость источника сигнала GH — piGBax + Go', G =
== Gc + Gax2. В формуле (6-56) коэффициент трансформации pt
определяется по формуле (6-49), величины Go и Свх2 имеют те же
вначения, что и в формуле (6-13), a Gc определяется, как для фор-
мулы (6-50).
Для схем с ОК и ОИ величина GBblx = 1/7?(, для схемы с ОЭ
^вых ^22-
При согласовании эквивалентная добротность
<2э.о = 4-’ ' (6’57)
где
О' =*-----------------.
Рэ (°0 + Р10вых)
Полоса пропускания при согласовании
Д/?п.«=0Г7- (6'59)
27Б
Для случая рассогласования (без изменения частоты настройки
контура) коэффициент усиления
Ко = ^00-^2-, (6-60)
где а — p2/pic — коэффициент рассогласования.
При рассогласовании эквивалентная добротность
Q3 = Q'(l+«2). (6-61)
Полоса пропускания при рассогласовании определяется по
формуле (5-32) с подстановкой Q3, рассчитанного но формуле
(6-61). После определения Ко или Л00 необходимо сделать про-
верку на устойчивость полученного усиления, т. е. определить КОус>
по формулам (6-30) или (6-30а) и сравнить его значение с получен-
ным Ко-
4. Коэффициент усиления каскада по
мощи ости (в общем случае) подсчитывается по формуле (6-31).
При согласовании по мощности
_2 । у/ 12
ЛРс = Л Ос ----Тее • (О-О2)
Здесь величины GH и GBX определяются, как в формуле (6-56).
5, Избирательность усилителя рассчиты-
вается по формуле (6-32) с подстановкой значений а
a = Q3(i-b-), (6-63)
где Q3 определяется формулой (6-55).
6. Расчет ослабления зеркальной помехи,
помехи на промежуточной частоте и ком-
бинационной помехи, отстоящей от частоты гетеро-
дина на 0,5 [т (в сторону частоты гетеродина), производится
в наихудших точках поддиапазона по формуле (6-32) с подстанов-
кой в выражение (6-63) соответствующих значений частот:
/ =/о — 2/ =/пч; / =0,5/пч.
Ослабление по соседнему каналу подсчитывается, как в под-
пункте 10 § 6-4, п. 1.
7. Коэффициент шума усилителя подсчиты-
вается так же, как в подпункте 11 § 6-4, п. 1.
8. Элементы схемы питания и цепей филь-
трации рассчитываются, как в подпункте 12 § 6-4, п. 1.
При расчете элементов переходной цепочки Сс и Ra необхо-
димо, чтобы их значения удовлетворяли неравенствам:
Сс>(20+50)Свх2,
/?о>-^(10 + 20)/?0. (6’б4)
276
Усилители, с последовательной индуктивностью
|»/' Принципиальная схема усилителя с последовательной индук-
ттивностыо (схема с двойной ёмкостной связью с контуром) пока-
Цвана на рис. 6-14, а, а эквивалентная — на рис. 6-14, б. В этом
1-усилителе индуктивность . контура оказывается подключенной
источнику сигнала — выходу первого УП через емкость Свых,
&з вход второго УП — к контуру через Свх2. Таким образом, кон-
г/тур подключается и к источнику сигнала и к нагрузке через
емкостные делители с соответствующими коэффициентами транс-
В*
Рис. 6-14. Схема усили-
теля с последовательной
индуктивностью: а—прин-
ципиальная схема; б —
эквивалентная схема
СвЬН
СД1 Сдг
|hr‘формации /?, и. р2. Усилитель находит применение в диапазоне
В? 150—300 Л(Гц в однодиапазонных приемниках или в приемниках
с фиксированной настройкой.
Sv- В однодиапазонных усилителях перестройка контура, как
правило, производится путем изменения индуктивности. Для
5ЙГ* случая применения переменной индуктивности расчет параметров
‘"’контура производится по формулам, приведенным выше, в под-
’t,, пункте 1 §6-4, п. 3.
Усилитель (рис. 6-14, а) имеет параллельную схему стокового
питания. Расчет его выполняется в следующем порядке:
1. Оп р е дел я ют общи й коэфф и ц и ент тр а нс*
формации схемы, обеспечивающий условие согласования
входа второго УП с выходом первого УП, т. е. GBUx — р1бВХ2.
|к'‘При этом пренебрегают значениями распределенной емкости ка-
тушки CL и резонансной проводимости контура Go. .
В схеме рис. 6-14, а элементы переходной цепочки £др п /,др 2
Цг и конденсатор Са не должны шунтировать контур и изменять его
К параметры. Поэтому их значения выбираются из условия:
£др1 =»£ДР2> (10-т-20)£э и Са > (10-4-20) Свм.
В этой схеме вместо дросселя LAP 2 может быть включен рези-
стор Ra, значение которого должно рассчитываться по формуле
(6-64)
277
Проводимости О'выл и Свх соответственно определяются*
Оеых = Овых+^Ц^-;
Свх = Свх 2 + 7~7- ИЛИ СВх = Свх 2 ~|—п~ •
ШиЬдра Кв
/бвых + ---
------^о|др.,
бвх 9 Ч-
Величина рс = < 1 определяется из условия согласова-
Pi
ния по формуле:
ВЫ* йХЛдр t
GBXi+^L^
С другой стороны, величина рс является отношением емкостей
схемы, т. е. ре = С'вх г/С'ВЫх.
Для получения режима согласования и значения рс < 1
емкости Свых и Свх 2 должны удовлетворять условию С'вх г/С'вых =
= Рс = Р1/рг-
Выполнение этого условия обеспечивается подбором добавоч-
ных конденсаторов СД1 и Сд2, подключаемых соответственно
к емкостям СвыХ и СВх 2- Обычно задаются значением емкости
Свых > Свых + СМ[ и определяют С'ВХ2 = рсС’вых. Отсюда ем-
кости добавочных конденсаторов равны:
СД1 = СВЫх (СВых "Ь См1) И Сд2 — Свх 2 ~~~ (СВх2 Смг)>
2. Находится значение полной емкости
контура
q___ СРых^вх2
(-вых + Свх 2
откуда индуктивность
В случаё, если емкость катушки CL необходимо учитывать»
г»' р'
q __ °выхивх2 . q
э“с;ых+^х2+ L’
где CL — (0,5-т-2) пФ.
3. Определяются коэффициенты вклю-
чения выхода первого УП и входа второго УП р2:
^вх 2 ^вых
jDt - ! t ’ 9 Pi - t ' ’ ♦
^выхЧ“^вх2 ^вых4“^вх2
278 ‘
4. Рассчитываются эквивалентная резо-
нансная проводимость контура и характе-
ристическое сопротивление контура
Сэ = р1°вых + Рэ =
5. Вычисляется максимальный резонанс-
ный коэффициент усиления, соответствующий ре-
жиму согласования,
К ____________________1^211____________
г \ Ц>Ьдр i / \ й>оЬдр з /
Значение КОа должно быть меньше КОуст> подсчитанного по
формулам (6-30) или (6-30а).
Коэффициент усиления по мощности при согласовании
где Сн = 0вЫх + тгг—» а Gbx и GBX 2 определяются, как в фор-
ШоЬдр 1
муле (6-13).
6. В случае рассогласования, когда р=£р0,
коэффициент усиления определяется вы-
ражением:
гг _ 1г
Ло — Лоо ] | »
где г) — р/рс. Значение Ко должно быть меньше КоуСт.
7. Подсчитываются эквивалентная доб-
ротность и полоса пропускания контура
усилителя:
при согласовании — по формулам
при рассогласовании — по формулам
Q3 — 14-^5
AFn = 4-.
<2Э
Здесь я =* plpot a Q берется в пределах 70—100.
8. Избирательность усилителя рассчиты-
вается по формуле (6-32) с подстановкой значения а по формуле
(6-62).
9. Расчет ослабления зеркальной по-
мехи, помехи на промежуточной частоте
и комбинационной помехи, отстоящей от частоты
279
настройки на 1,5 [пч (в сторону частоты гетеродина), производится
так же, как в подпункте 10 § 6-4, п. 3.
10. Коэффициент шума усилителя рассчиты-
вается так же, как в подпункте 11 § 6-4, п. 3.
11. Вспомогательные элементы схемы рас-'
считываются по формулам подпункта 12 § 6-4, п. 3.
б. Трибдные усилители сигнальной частоты
Усилители мостового типа, В приемниках высокой чувстви-
тельности (профессиональных, УКВ ЧМ-вещания и телевизион-
ных) первый каскад усилителя сигнальной частоты может быть
о)
Рис. 6-15. Схема триодного усилителя сигнальной частоты с ем-
костным мостом: а — принципиальная схема; 6 •— эквива-
лентная схема
выполнен на триоде по схеме с компенсацией действия проходной
емкости Спр усилительного прибора (лампы или ПТ). Нейтрали-
зация вредного действия Спр осуществляется, в мостовой схеме.
На рис. 6-15 приведены принципиальная и эквивалентная схемы
усилителя мостового типа. Из эквива-
лентной схемы (рис. 6-15, б) видно,
что емкость Спр является плечом
моста, образованного емкостями Се.к,
Cj и С2. Емкости Ci и С2 специ-
ально рассчитываются. Входной кон-
тур соединен с одной диагональю
моста, а выходной — с другой, и
при балансе моста связь между
ними отсутствует, что устраняет
опасность самовозбуждения каскада.
Рис. 6-16. Вторая эквивалентная
схема триодного усилителя, изо-
браженного иа рис. 6-15
Из второй эквивалентной ехемы (рио. 6-16) видно, что в этом слу-
чае проводимость входа лампы и утечки сетки бг включаются
в контур через емкостные делители. Для осуществления мостовой
схемы каскада при' настройке контуров изменением емкости не-
обходимо применять блок конденсаторов переменной емкости
280
Йе разрезным статором (с емкостным токосъемом). Схема такого
^усилителя показана на рис. 6-17.
| Баланс моста осуществляется изменением емкости С2 при со-
кответствующем выборе значений С2, СА и R2 = 1/02. Значения
ёмкостей Спр, Сс.к и проводимости 6С К известны нз справочника.
>Рис. 6-17. Принципизль-
мая схема диапазонного
-t/триодного усилителя сиг-
ч налыюй частоты с емкост-
ным мостом
г
S&
к, Примерный порядок расчета схемы:
1. Из условий баланса моста
^С-К ____ Gj • £Пр _____ ^С-К ,
:. бс.к С2 С1 С2
к( при выборе значения /?2 = (50-ь 100) кОм, емкости С2 и Ci опре-
k деляют по формулам:
2. Определяется полная емкость входного контура, равная
сумме емкостей двух ветвей моста (рис. 6-15, б и 6-16),
Г — СпрС1 . Сс-кС2
cnp4-q+сс.к + с2-
3. Подсчитываются коэффициенты включения входа лампы и
утечки б2 (рис. 6-16):
а = 1; а = —
. и 1 +
, и' < 1
’ р =7~5Г
* 1 i
Ьпр
4. Параметры контура находятся по вышеприведенным фор-
мулам: индуктивность контура по (5-14), характеристическое со-
противление ps, резонансная проводимость Go, как в формуле
(6-13).
281
5. Вычисляются эквивалентная резонансная проводимость G3
входного контура и его эквивалентная добротность Q3:
Расчет величин kCB, /СОс, LCB, Q3 и AFn для входного контура
усилителя производится по формулам § 5-6, п. 1. Параметры
контура, включенного.в выходную цепь УП, который может быть
подсоединен полностью (рг — 1) или автотрансформаторно (pi <
< 1), определяются так же, как
для усилителя с автотрансфор-
маторной связью е контуром
(§ 6-4, п. 3). Расчет остальных
характеристик усилителя про-
изводится также по формулам
§ 6-4, п. 3.
Рассмотрим вопрос нейтра-
лизации действия емкости Спр
в усилителях на ПТ.
Выше было указано на силь-
ное влияние проходной емкости
полевого траизистора на умень-
шение устойчивого коэффи-
циента усиления по мощности.
Для получения больших значе-
ний устойчивых коэффициентов
ода: а — принципиальная схема; б —
эквивалентная схема
усиления напряжения (мощности) в каскадах усиления сигналь-
ной частоты на полевых транзисторах необходимо применять
схемы нейтрализации проходной емкости С3.с. Для полевых тран-
зисторов схемы нейтрализации проходной емкости подобны схе-
мам, применяемым в ламповых усилителях метрового диапазона.
Наиболее широкое применение в усилителях высокой частоты
на ПТ имеют схемы нейтрализации трех типов: индуктивная,
мостовая емкостная затворная и мостовая емкостная стоковая.
На рис. 6-18, а приведена схема индуктивной нейтрализации,
а на рис. 6-18, б — ее эквивалентная схема. Как следует из
рис. 6-18, а, из индуктивности нейтрализации Lu и проходной
емкости С3.с образуется параллельный контур, в ротором на
определенной частоте (обычно рабочей частоте усилителя) на-
ступает резонанс токов, благодаря чему действие обратной связи
устраняется. Индуктивная схема нейтрализации обеспечивает
устранение влияния Сэ.с лишь в очень узком диапазоне частот,
практически на одной частоте, что является недостатком схемы.
Поэтому при применении этой схемы в диапазонных усилителях
для каждого поддиапазона должно включаться соответствующее
значение индуктивности LH, что усложняет конструкцию уси-
лителя.
На рис. 6-19, а показана схема мостовой затворной нейтрали-
зации, на рис. 6-19, б — ее эквивалентная схема. Данная схема
282
по принципу действия аналогична схеме нейтрализации емкости
ЯРтС.,.. (Спр) в ламповых усилителях (рис. 6-15, б и 6-16); расчет
схемы приведен выше. В схеме рис. 6-19, б подбором емкостей С\
«; и Ct обеспечивается баланс емкостного моста в широком диапа-
воне частот, при этом прохождение напряжения из стоковой цепи
(Ф выхода схемы) на вход в цепь затвора будет отсутствовать.
9L Эта схема является частотно-независимой, но по сравнению
. Рис. 6-19. Схема мостовой за-
творной нейтрализации проход-
ной емкости МДП-триода:
а принципиальная схема;
• б —- эквивалентная схема
выход
Г с индуктивной схемой нейтрализации при одинаковых условиях
к обладает в два раза меньшим коэффициентом усиления по напря-
ги жению. Для расчета данной схемы можно применить методику
L. расчета ламповой схемы рис. 6-15, а, б, 6-16 при подстановке
Г в формулы значений емкостей, соответствующих схеме
; рис. 6-19, б, и параметров ПТ.
На рис. 6-20, а показана схема мостовой стоковой нейтрали-
г вации, а на рис. 6-20, б — ее эквивалентная схема. По принципу
Рис. 6-20. Схема мостовой
стоковой нейтрализации про-
ходной емкости МДП-триода:
а — принципиальная схема;
б •=- эквивалентная схема
И. действия эта схема аналогична предыдущей (рис. 6-19, а, б),
т. е. является частотно-независимой и имеет меньший коэффи-
И циент усиления напряжения, чем схема с индуктивной нейтрали-
Я вацией.
К Наряду с указанными тремя схемами нейтрализации суще-
М ствуют еще другие схемы, являющиеся вариантами рассмотренных.
В Как было отмечено выше, расчет резонансного усилителя по
И схеме с ОИ для диапазона частот f < /г, где входная проводимость
» каскада GBX 6П, т. е. равна входной проводимости ПТ и
Я практически равна нулю, а входная емкость относительно мала и
Ж имеет значение в несколько единиц пикофарад, производится
Ж по формулам расчета лампового усилителя с ОК с подстановкой
В- в них значений параметров ПТ (6-10).
283
Для рабочих частот, где входная и выходная проводимости ПТ
имеют конечные значения, а входная и выходная емкости (Cit
и С22) изменяют емкость резонансного контура, необходимо для
схемы с ОИ пользоваться расчетными формулами усилителя с авто-
трансформаторной связью (§ 6-4 п. 3), подставляя в них значения
параметров ПТ и считая коэффициенты трансформации рг < 1
и рг < 1. В этом случае методика расчета будет подобна расчету
усилителя с ОЭ.
Усилители с общей сеткой ОС, общим затвором ОЗ и общей
базой ОБ. На частотах выше 30 МГц в диапазонных усилителях
применяются усилители на триодах по схеме с ОС, ОБ и ОЗ,
так как они обеспечивают в широком диапазоне частот меньший
коэффициент шума, высокое значение устойчивого коэффициента
усиления напряжения, а схемы с ОБ и ОЗ — лучшую термоста-
бильность рабочей точки.
В усилителе с ОС устойчивая работа каскада на триоде объяс-
няется наличием стопроцентной отрицательной обратной связи
по току, так как переменная составляющая анодного тока проте-
кает не только через выходной контур, но и через входной. Об-
ратная связь приводит к появлению значительной активной вход-
ной проводимости, т. е. к малому значению активного входного
сопротивления каскада и невысокому усилению по номинальной
мощности. Ввиду наличия сильной обратной связи входное со-
противление каскада зависит от сопротивления нагрузки выход-
ного контура, а выходное сопротивление—от сопротивления
источника сигнала, что усложняет расчет схемы. Повышенная
чувствительность этой схемы обусловлена малым уровнем шумов
триода.
Для случая согласования входа каскада с источником сигнала
и выхода со входом следующего каскада расчет несколько упро-
щается. Расчет для этого случая приведен в [43].
На рис. 6-21 показана принципиальная схема усилителя с ОБ,
имеющего последовательное питание коллекторной цепн и авто-
трансформаторную связь контура с эмиттерной цепью, а также
трансформаторную связь- с источником сигнала и входом сле-
дующего каскада. Усилитель с ОБ имеет аналогичное схемное
выполнение с усилителем ОЭ и одинаковую с ннм классифи-
кацию.
Внутренние параметры транзистора для включения о ОБ
определяются через внутренние параметры для схемы с ОЭ по
формулам [27, 51 ]:
Уц в — У 21 + Уц = G21 + Gu + /о (С21 Сц)>
У 21 В — У 21 = (G21 -f- j®C21);
1 У12 в У22= G22 + /wG22;
У 22 В = У22 — G22 4~ jtoCjfr
(6-65)
284
f.L Входная емкость и проводимость каскада с ОБ находятся по
формулам (5-3) и (5-20), Расчет параметров контура, коэффициен-
тов трансформации р,, рг и коэффициентов усиления по,напряже-
нию и мощности производится по формулам § 6-4, п. 3 с подста-
новкой в них значений внутренних параметров схемы с ОБ.
»> Для схемы с ОБ при ку = 0,'
|^по формуле (51, 541:
Г Д’ О-2 (ОМ
I/ -----• (6’66)
Г. При согласовании на входе
транзистора пересчитанная про-
К’ водимость источника сигнала Gc
. 'должна быть равна входной
проводимости каскада GBX:
и Pi = р2 = 1 KoVCT находится
Рис. 6-21. Принципиальная схема уси-
лителя с ОБ, с последовательным пи-
танием, автотрансформаторной- связью
контура с эмнттериой цепью и тран-
сформаторной связью с источником
сигнала и входом следующего кас-
када
(6-67)
(6-68)
(6-69)
При согласовании на выходе транзистора пересчитанная про-
водимость нагрузки Gh должна быть равна выходной проводи-
мости транзистора С22:
G'-G22, j (6-70)
тогда
Sj = G21/2 и Gbx «=* G2i/2.
При согласовании на входе и выходе транзистора КОус1 опре-
деляется:
Для УСТОЙЧИВОГО усиления ДОЛЖНО быть КОмакс < Ко усг
Коэффициент шума транзисторного усилителя с ОБ при одно-
контурной нагрузке и настройке входного контура на частоту
сигнала рассчитывается по формуле (54, 611:
Gn (О" 4- 0,’Л2
G- G„
ГБ (fiH + ^21)2
°;
[ 1 + гБ (Ос + Go)]2 -^щ [(Сс +О0 + О;,)2 -}- В21]
+ G'q + в'о
где (% = - J Ой.
285
Составляющие этой формулы являются /-параметрами тран-
зистора с ОЭ и определяются так же, как в формуле (5-43).
Минимальное значение коэффициента шума транзисторного
одноконтурного усилителя с ОБ (режим оптимального рассогласо-
вания) при р2 — 1 рассчитывается по формуле [61 1:
NБ. мин = 1 4“ 2 (ГбСш RuiGll -|- (Гб -ф" Яш) Gc. опт],
где
с;. =/. (6.7з)
’ гБ~гКш
Рис. 6-22. Принципиальная схема
усилителя ОЗ, с последовательным
питанием цепи стока, автотрансформа-
торной связью контура с истоковой
цепью и трансформаторной связью с ис-
точником сигнала и нагрузкой
Составляющие последних
формул являются /-параме-
трами транзистора с ОЭ.
Усилитель с ОЗ имеет много
общего с ламповым каскадом ОС
и транзисторным ОБ. Схема
каскада с ОЗ показана иа
рис. 6-22. Из этой схемы сле-
дует, что в каскаде имеется глу-
бокая параллельная отрицатель-
ная обратная связь по току,
вызванная протеканием выход-
ного тока через входной контур,
которая обусловливает устой-
чивую работу каскада. Наряду
с ООС в каскаде имеется поло-
жительная обратная связь (ПОС) по напряжению, вызываемая
наличием проходной емкости, но значение ПОС много меньше
ООС, поэтому обычно усилитель работает устойчиво в широком
диапазоне частот. Выходное напряжение каскада при резонансе
совпадает по фазе с входным напряжением. Каскад с ОЗ, так же
как и каскады с ОС и ОБ, имеет высокое выходное сопротивление
и малое входное, что вызывает трудности согласования с источни-
ком сигнала и нагрузкой, т. е. требует тщательного подбора
коэффициентов трансформации рх и р2. Коэффициент усиления
напряжения каскада с ОЗ практически такой же, как у каскада
с ОИ, а коэффициент усиления по току равен единице.
Согласно [29], если известны /-параметры ПТ для основной
схемы включения — схемы с ОИ, то можно получить параметры
остальных схем. Для схемы с ОЗ /-параметры будут определяться
как
/ц 03 ~ ^21 + ^11 + 12 + ^22>
^21 03 = (^21 4~ ^22)!
^12 03 1=3 (^12 4~ ^2г)>
/2203 = ^22 •
(6-74)
283
Здесь составляющими выражений (6-74) являются Y-napa-
< метры схемы с ОИ, которые находятся по формулам (6-10).
Расчет параметров контура каскада, коэффициентов трансфор-
мации р! и р2, коэффициентов усиления и остальных характе-
ристик производится по формулам § 6-4, п. 3 с подстановкой
в mix значений внутренних параметров ПТ для схемы с ОЗ.
Устойчивый коэффициент усиления каскада с ОЗ при ky — 0,9
можно рассчитать по формуле [29]
р -I-
£21-Г~2
iz л Q _____2 в*
Л°УСТ ’ pi >
где gn — крутизна ПТ; G01 — пересчитанное значение резонанс-
ной проводимости входного контура; р2вх — коэффициент транс-
формации со стороны входа первого ПТ; — коэффициент транс-
формации со стороны выхода ПТ; р2 —. коэффициент трансфор-
мации со стороны входа второго ПТ.
Каскодные усилители. Каскодные усилители на триодах типа:
’ ОК-ОС, ОЭ-ОБ, ОИ-ОЗ и ОИ-ОБ по сравнению с двухкаскадными
усилителями на триодах типа ОК-ОК, ОЭ-ОЭ, ОС-ОС и др. дают
более высокое устойчивое усиление напряжения и мощности в ши-
роком диапазоне частот, меньший коэффициент шума, более вы-
. сокую чувствительность и лучшую многосигнальную избиратель-
ность.
Каскодная схема ОК-ОС находит применение в качестве уси-
лителя приемников метрового диапазона. Она выполняется на
специально разработанных лампах типа 6Н14П, 6Н23П и дру-
гих, обладающих малыми емкостями Са.к и Ск.„.
Каскодная схема в-варианте «общий катод—общая сетка» яв-
ляется основной схемой входных каскадов УВЧ и УПЧ радио-
локационных, телевизионных и других специальных приемни-
ков. Эта схема является нанлучшей из всех применяемых триод-
ных усилителей высокой частоты, так как первая лампа (с за-
земленным общим катодом) обладает большим усилением по номи-
нальной мощности, что не имеет места ни в одной из схем. Вторая
лампа (с заземленной общей сеткой) обеспечивает высокое устой-
чивое усиление по напряжению.
Коэффициент усиления второго каскада является общим коэф-
фициентом усиления каскодного усилителя. Поэтому такое соче-
тание двух ламп дает возможность избавиться от недостатков
усилителя с общей сеткой и одновременно сохранить его преиму-
щества. Избирательные свойства каскодного усилителя опреде-
ляются анодной цепью второй лампы. Высокое значение коэффи-
циента усиления по номинальной мощности первой лампы делает
коэффициент шума каскодной схемы независимым от коэффи-
циента шума второй лампы. Поэтому можно считать коэффициент
шума каскодной схемы равным коэффициенту шума только пер-
вой лампы. Расчет каскодной схемы ОК-ОС приведен в [43].
287.
Каскодные усилители по схеме ОЭ-ОБ нашли широкое при-
менение. Процесс работы каскодного усилителя ОЭ-ОБ аналоги-
чен процессу в ламповом усилителе по схеме ОК-ОС, т. е. первый
транзистор работает в ре-
жиме усиления мощности,
а второй — в режиме уси-
ления напряжения и обес-
печения избирательности
усилителя.
Каскодные усилители
выполняются по схеме
Рис. 6-23. Принципиальная схема каскодного
усилителя ОЭ-ОБ с последовательным пита-
танием коллекторных цепей
в два раза большее напряжение
. с последовательным пита-
нием транзисторов по по-
стоянному току (рис. 6-23) и
с параллельным (рис. 6-24).
Схема рис. 6-23 требует
источника питания.
Для расчета каскодного усилителя ОЭ-ОБ, который прово-
дится по тем же формулам, что и усилителя с ОЭ, необходимо знать
внутренние параметры транзисторов. Известно, что для малых
сигналов каскодный каскад может быть заменен эквивалентным
Рис. 6-24. Принципиальная схема каскодного усили-
лителя ОЭ-ОБ с параллельным питанием коллекторных
цепей
активным четырехполюсником, составленным из двух четырех-
полюсников, эквивалентных первому и второму транзисторам.
Известно [43], что для линейного режима внутренние статические
параметры каскодного усилителя Кцэ-в> К12э-в. К21Э-в
и Y22 э-в определяются:
Э-Б И1Э«
^21Э-Б«^ У21э;
И22 Э-В Y12 э!
(6-75)
^12 Э-В
У12 э^12 Б ___ у ^12 э ^22 э
Г22э + Г11В~ 12Э э *
Из формул (6-75) следует, что входная статическая проводимость
Кпэ-в и прямая статическая проводимость И21э-в каскодного
288
усилителя приблизительно равны статическим проводимостям
и К21Э первого транзистора.' Проводимость К22э-в мала
по сравнению с К22э, что позволяет выходной контур полностью
включать в коллектор второго транзистора. Из формулы для.
У12э-в следует, что внутренняя обратная связь в усилителе много
меньше, чем в схеме с ОЭ. Из экспериментальных данных известно,
что в зависимости от рабочей частоты, типа транзистора и режима
его работы проводимость К12э-б может быть в 100 и более раз
меньше, чем К12э- Значительное уменьшение внутренней обрат-
ной связи обеспечивает получение большого устойчивого коэф-
фициента усиления в широком диапазоне частот без использова-
ния цепей нейтрализации или коррекции обратной связи.
Внешние параметры Гвх.э-в> ^вых. э-в каскодного усилителя
определяются по формулам [6, 43]:
. входная проводимость /Вх.э в ~ ^вХ + /ыСвх Иц э,
где GBXi э-в э! Свх. э-в Сц э’>
выходная проводимость КВЫХ.Э.Б = GBbIX + /(оСвых = И22Э-Б,
где GBblx. э-в С22 э-в С12 э> Свых э-в = С22э-б Сцэ-
Коэффициент усиления каскодного усилителя на резонансной
частоте рассчитывается по формуле
^o = PiP2^2t3|.t (б.7б)
где G3 = piGi2 3 + Go + P2GBX2.
Здесь | К12э| — модуль крутизны первого транзистора;
612э—выходная проводимость первого транзистора; GBx 2—
входная проводимость последующего каскада; Go — собственная
резонансная проводимость контура, включенного в коллектор-
ную цепь, второго транзистора; рг—коэффициент включения
цепи коллектора второго транзистора в контур; р2 — коэффициент
включения цепи базы последующего транзистора. Коэффициенты
трансформации и р2 рассчитываются по формулам для усили-
теля с ОЭ (§ 6-4 п. 3).
Коэффициент шума каскодного - усилителя приблизительно
равен коэффициенту шума первого каскада, т. е. усилителя с ОЭ.
Расчет коэффициента усиления мощности, коэффициента шума и
избирательности каскодного усилителя производится по тем же
формулам, что и усилителя с ОЭ (§ 6-4 п. 3).
В усилителях сигнальной частоты на ПТ часто применяются
каскодные и гибридные схемы типа ОИ-ОЗ и ОИ-ОБ. Каскодная
схема ОИ-ОЗ по процессу работы и своим характеристикам не
отличается от ламповой схемы ОК-ОС.
Схема каскада ОИ-ОЗ показана на рис. 6-25. Из этой схемы
следует, что нагрузкой каскада с ОИ является входная цепь
каскада с ОЗ, обладающая значительной проводимостью цо сравне-
нию с входной проводимостью первого каскада. Нагрузкой уси-
лителя является контур, включенный в стоковую цепь каскада
10 В. Д. Горшелев в др. 989
с 03. Таким образом, первый каскад с ОИ работает в режиме,
близком к режиму короткого замыкания (КЗ) на выходе, а второй,
с 03 — в режиме, близком к режиму холостого хода (XX) на
.входе.
Для усилителя ОИ-ОЗ расчет параметров контуров, коэффи-
циентов трансформации входа каскада с ОИ pt и выхода стоковой
цепи каскада с 03 р2, избирательности можно производить как
для отдельных каскадов с ОИ и 03 (§ 6-4 п. 3, п. 5). Остальные
характеристики усилителя для частот / <£ /г рассчитываются
так же, как для каскодной схемы ОК-ОС [431, а на частотах, где
Рис. 6-25. Принципиаль-
ная схема каскодного уси-
лителя ОИ-ОЗ с последо-
вательной схемой питания
входная и выходная проводимости ПТ имеют конечные значения
и относительно большие емкости С1Г и С22, необходимо пользо-
ваться расчетом каскодной схемы ОЭ-ОБ с подстановкой в фор-
мулы значений /-параметров П.Т для схем с ОИ и 03.
В усилителе ОИ-ОЗ коэффициент усиления по напряжению
первого каскада определяется:
К _ I /2111 ,_____ I ^2111
1 ^21 1з
Здесь Gax 2 = Свх.оз I У а |2, а рх — коэффициент транс-
формации входа каскада с ОИ.
При одинаковых ПТ | У21 |г — | /21 |2 и К01 1. Поэтому
коэффициент усиления схемы ОИ-ОЗ находится:
Коои-оз = KoiKo2 = pip2-^^-^~ | ^21 J2Кэ2.
Ubx 2
При одинаковых ПТ можно считать
Ко он-оз — Р1Р2 1^2111 Кэ2 = PlP2g2lRs2‘
(6-77)
Следовательно, К0ои.оз равен коэффициенту усиления одного
первого каскада. Коэффициент усиления по мощности первого
каскада равен
Г7 UВЫХ Овх 2 ь-2 Свх 2 _ GBX 2
lx Pl = ——5— 7;- = Л01 7;-«=* ---
^вх ^Bxi OBxi OBxi
(6-78)
Поскольку GBX 2 Gbx i> to Kpi" имеет большое значение.
Коэффициент шума каскодной схемы находится как
^-03 = ^0» + -^^-^^. (6-79)
290
Следовательно, коэффициент шума усилителя определяется
коэффициентом шума первого каскада.
Усилитель ОИ-ОЗ имеет высокий устойчивый коэффициент
''- усиления, который определяется вторые каскадом — с ОЗ, по-
скольку Кt>i 1, а для каскада с ОЗ характерно высокое зна-
чение коэффициента усиления по напряжению.
Одной из мер повышения температурной стабилизации режима
усилителей на ПТ является применение гибридных каскодных
схем, т. е. каскадов, выполненных иа ПТ и БТ. Наибольшее при-
менение нз всех возможных гибридных схем в УВЧ получила
Рис. 6-26. Принципиальная схема гибридного усили-
теля ОИ-ОБ с параллельной схемой питания
схема ОИ-ОБ. Эта схема имеет высокое входное сопротивление
и низкий коэффициент шума, обеспечиваемые первым каскадом,
весьма слабую внутреннюю обратную связь между транзисто-
рами, обладает хорошей термостабильностью режима и повышен-
ной устойчивостью работы.
В гибридных схемах можно осуществить взаимную компенса-
цию температурных дрейфов ПТ и БТ. Это объясняется тем, что
температурный коэффициент коллекторного тока всегда бывает
положительным, а у ПТ температурный коэффициент тока стока
(знак и значение) зависит от напряжения смещения на затворе и
может быть как положительным, так и отрицательным. Подбирая
для ПТ напряжение смещения на затворе таким, чтобы темпера-
турный коэффициент был отрицателен и равен по значению тем-
пературному коэффициенту БТ, можно значительно снизить ре-
зультирующий температурный дрейф гибридного каскада [29].
Повышение термостабилизации режима приводит к повышению
устойчивости работы усилителя.
Гибридная каскодная схема ОИ-ОБ показана на рис. 6-26.
По процессу работы она не отличается от каскодной схемы ОИ-ОЗ,
имеет улучшенные характеристики по термостабильности режима
и устойчивости работы, но требует тщательного подбора режимов
работы по постоянному току обоих каскадов, особенно второго —
на БТ.
4
291
Коэффициент усиления гибридного каскада ОИ-ОБ опреде-
ляется:
Ко г. к = Ко оиКо OB PlPl TV ZT I ^21оБ I Kg2*
I ‘ вх. oB I
Так как |KBX>og | ^ | У2юб Ь т0 Ко Р.к PiPiPnоиКЭ2.
Выражение для КОг.к совпадает с формулой (6-77).
Для схемы ОИ-ОБ коэффициент усиления по мощности может
быть определен по формуле (6-78), коэффициент шума — по фор-
муле (6-79) с подстановкой в них значений параметров транзи-
сторов ПТ и БТ. Расчет усилителя по схеме ОИ-ОБ может быть
выполнен на основе расчетов каскада на ОИ и ОБ, а также кас-
кодной схемы ОЭ-ОБ.
Г лава седьмая
РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
ЧАСТОТЫ
7-1. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ УПЧ
Функциями усилителя промежуточной частоты (УПЧ) яв-
ляются: обеспечение основной избирательности приемнйка по
отношению к сигналам, несущие частоты которых близки к не-
сущей частоте принимаемого сигнала; формирование в основном
полосы пропускания частот приемника, обусловливающей необ-
ходимую точность (верность) воспроизведения на его выходе оги-
бающей принимаемого сигнала по высокой частоте.
Частотная.избирательность усилителя определяется крутизной
скатов его резонансной характеристики, а полоса пропускания —
шириной резонансной характеристики на заданном уровне (обычно
на уровне 3 или 6 дБ). Для суждения об избирательности усили-
теля пользуются величиной ослабления сигнала £)м>0 при опреде-
ленной расстройке AFMtC резонансной системы или коэффициентом
прямоугольности характеристики избирательности Кп усилителя,
заданном при определенном уровне отсчета ослабления мешаю-
щего сигнала (чаще всего на уровнях 20, 40, 60 или 80 дБ). Оче-
видна связь между ДКм>0 и Кп, взятых при одних и тех же уровнях
отсчета ослабления,
где ДГП — полоса пропускания усилителя на уровне 3 дБ. Изби-
рательность усилителя может быть распределена по его каскадам
292
г?с простыми однотипными селективными контурами LC или двух-
' «ойтурными полосовыми фильтрами с оптимальной связью. Уси-
^лители с такими селективными системами получаются много-
; каскадными с одновершинной частотной характеристикой.
Избирательность может быть также сосредоточена в одном-
двух его каскадах, а заданное усиление в этом случае достигается
применением широкополосных усилительных каскадов. Частот-
ная- характеристика таких усилителей получается волнистой,
в несколькими максимумами.
Усилители первого типа имеют более линейную фазочастот-
ную характеристику, они проще в производстве и настройке.
• Поэтому такие усилители иногда могут оказаться предпочтитель-
нее усилителей второго типа [68].
Полоса пропускания ДЛП определяется добротностью Q резо-
. наторов, ’ применяемых в УПЧ. Коэффициент усиления Ко за-
висит от числа каскадов, схемы и'типа электронных приборов
усилителя.
В этой главе излагается методика расчета узкополосных тран-
зисторных усилителей промежуточной частоты.
7-2. МЕЖКАСКАДНЫЕ ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
ЧАСТОТЫ
Межкаскадные цепи в усилителях промежуточной частоты необходимы для
-осуществления частотно-нзбирательной функции приемника н передачи прини-
маемого сигнала по возможности с минимальными потерями.
Если электронные приборы усилителя потребляют значительную мощность
на входе (например, биполярные транзисторы), то прибегают к межкаскадному
-согласованию, т. е. обеспечению условий передачи максимальной мощности
сигнала от его источника в нагрузку.
Функций межкаскадпого согласования или, другими словами, функции
трансформации выходной (источник сигнала) и входной (нагрузка) проводи-
мостей чаще всего осуществляют, наряду с частотно-избирательной функцией,
ыежкаскадныё цепи усилителя.
В качестве межкаскадных цепей в УПЧ широко используются резонансные
системы, состоящие из LC, пьезоэлектрических н электромеханических резона-
торов, называемых электрическими фильтрами. Применяются также апериоди-
ческие цепи (с резисторами и дросселями).
1. LC-фильтры
Простейшей межкаскадной цепью в УПЧ может быть одиночный резонанс-
ный контур LC, настроенный в резонанс на центральную частоту полосы про-
пускания усилителя (резонансные УПЧ). УПЧ с расстроенными двойками н
тройками контуров здесь не рассматриваются.
Резонансные контуры связываются также в резонансные системы. В связи
с этим различают УПЧ с двумя связанными контурами в одной межкаскадной
‘цепи. В.-транзисторных приемниках массового производства широко приме-
няются межкаскадные цепи с тремя н четырьмя связанными контурами.
В профессиональных приемниках с высокой избирательностью применяются
полосовые фильтры сосредоточенной избирательности LG-ФСИ (с числом резо-
нансных контуров в системе больше четырех). Для построения таких фильтров
используются Г-образные полузвенья, из которых образуют Т- или П-образ-
ные звенья.
293
В ФСИ усилителей промежуточной частоты предпочтительнее использова-
ние П-образных звеньев (рис. 7-1, а). Они подвержены меньшему влиянию пара-
зитных емкостей; характеристическое сопротивление П-образного звена умень-
шается за пределами полосы пропускания и, шунтируя вход и выход электрон-
ных приборов, улучшает избирательность усилителя, т. е. дополнительно ослаб-
ляет составляющие спектра частот в полосе задерживания. Однотипность звеньев
a) Zt 5) с, с, с, с, г,
Рис. 7-1. Фильтр сосредоточенной избирательности: а — П-образное звено
фильтра; б — пятизвенный фильтр
в фильтре улучшает технологичность его изготовления и настройку. Несколько
звеньев такого типа, соединенные в последовательную цепочку, образуют много-
звенный фильтр (рнс. 7-1,6). Заметим, что число звеньев в фильтре будет
на единицу меньше числа контуров LC.
Для получения хорошей прямоугольности характеристики затухания фильтр
должен иметь пять-шесть звеньев, а его АС-коптуры — обладать высокой доброт-
ностью. При низкой добротности контуров не только уменьшается избиратель-
ность ФСИ, но и существенно возрастает затухание в полосе пропускания его,
что вызывает необходимость увеличения числа каскадов усилителя промежуточ-
ной частоты.
2. Пьезокристаллические фильтры
В тех случаях, когда в приемнике требуется сформировать очень узкую
полосу пропускания частот, для полосовых фильтров УПЧ применяются резо-
наторы из материалов, обладающих пьезоэлектрическим эффектом. К таким
материалам относятся, например, кварц
естественный и синтетический, виннокислый
этилендиамин (ЭДВ).
Добротность пьезокристаллических резо-
наторов
Рнс. 7-2. Элементарное звено и имеет порядок 101—10е, что определяет
кварцевого фильтра мостового узкополосность пьезофильтров.
типа Наибольшее распространение в пьезо-
кварцевых фильтрах получили симметричные
(с равными сопротивлениями в противопо-
ложных плечах) мостовые схемы (рис. 7-2). Они обладают целым рядом пре-
имуществ перед цепочечными. Однако мостовые схемы требуют высокой ста-
бильности сопротивлений плеч, что наиболее достижимо при применении ивар-
цевых резонаторов.
На практике кварцевые фильтры реализуются в виде дифференциальных
схем (рис. 7-3, а). Дифференциальная схема, имея эквивалентную мостовой
характеристику затухания, требует на один резонатор меньше чем мостовая.
Однако в этой схеме необходим идеальный трансформатор (под идеальным транс-
форматором понимается такой трансформатор, в которое отсутствуют потери
294
ввергни н рассеяние магнитного поля, индуктивности обмоток которого — каж-
дая в отдельности — стремятся к бесконечно большому значению, а отношение
этих индуктивностей равно конечной величине).
Рис. 7-3. Кварцевый фильтр дифференциального типа:
а — элементарное звено; 6 — двухзвенный фильтр
Рис. 7-4. Многозвенный
фильтр из пьезокерамиче-
ских резонаторов
Дифференциальная схема может быть и многозвенной. На рис. 7-3, б пока-
зана двухзвенная дифференциальная схема, эквивалентная двум элементарным
звеньям мостового типа. По аналогии могут быть построены схемы с числом
звеньев больше чем два.
3. Пьезокерамические фильтры
Описанные выше избирательные системы ФСИ хоти и позволяют получить
хорошую прямоугольность частотной характеристики УПЧ, одиако они зна-
чительны по габаритам. Поэтому за последние годы были разработаны мало-
габаритные полосовые фильтры на основе поликристаллических веществ, т. е.
веществ, в которых проявляется пьезоэффект после нх поляризации постоянным
электрическим нолем.
На основе пьезокерамики изготовляются пьезо-
керамические резонаторы в виде прямоугольных
брусков, дисков или колец.
При включении в электрическую цепь пьезоре-
зоиатор ведет себя как последовательно-параллель-
ный контур LC (аналогично кварцевому резона-
тору).
Примерные параметры пьезорезонаторов в ди-
сковом исполнении на частотах 450—500 кГц сле-
дующие: Ls = 2ч-20 мкГ; Cs= 20+100 пФ;
Rs~ 10+100Ом; Ср= 150+800 пФ; Q= 300+500.
Если пренебречь потерями энергии в резонаторе, то его частотная харак-
теристика. имеет вид, аналогичный частотной характеристике кварцевогЬ резо-
натора.
Из-за более низких добротностей пьезорезонаторов нх полосы пропускания
частот более широкие, чем у кварцевых резонаторов.
Многозвенные фильтры из пьезокерамических резонаторов (ПФ) технологи-
чески целесообразнее строить по лестничной схеме. На рис. 7-4 изображен вось-
ми резонаторный фильтр, построенный по лестничной схеме. Количество резо-
наторов в фильтре может быть и больше восьми.
На частотах 200—3000 кГц пьезокерамические фильтры хорошо согласуются
по своим входным и выходным сопротивлениям с транзисторами, в то время как
кварцевые фильтры в этом случае требуют, как правило, согласующих трансфор-
маторе®.
Фильтры из пьезокерамических резонаторов обладают более низкой тем-
пературой и временной стабильностью параметров.
В настоящее время как у нас, так и за границей выпускаются типовые много-
звенные пьезокерамические фильтры. В табл. 7-1 приведены каталожные данные
пьезокерамических фильтров, выпускаемых нашей промышленностью.
296
' Таблица 7-1
Параметры типовых пьезокерамических фильтров
Параметры фильтра Значение параметра для разных фильтров
ПФ1П-4-4 ПФ1П-5-4 ПФ1 П-6-4 ПФ1 П-7-4
Средняя частота по- лосы пропускания, кГц 465=5=2 465—2 465—2 465=5=2
Полоса пропускания на уровне Ьп — 6 дБ, кГц .... 8,5—1,5 11,5=5=2,5 18,0=2,5 25=5=3
Коэффициент прямо- угольное™ Кп (iooo) . . 3 3 3 3
Неравномерность вер- шины резонансной кри- вой Dp, дБ, не более Коэффициент переда- чи напряжения Кф, не менее 2 2 2 2
0,4 0,4 0,4 0,4
Номинальное значе- ние входного характери- стического сопротивле- ния, кОм Номинальное значе- ние выходного характе- ристического сопроти- вления, кОм Интервал рабочих тем- ператур, °C 2,0=5=10% 2,0= 10% 4,3=5=10% 4,3=1=10%
1,0=5= 10% 1,0=±= 10% 4,7=5= 10% 4,7=5=10%
от —40 от —40 ' от —40 от —40
Длина фильтра, мм до +70 до +70 до +70 до 4-70
30,5 30,5 30,5 30,5
Масса, г 6,15 6,15 6,15 6,15
4. Пьезомеханические фильтры
Наряду с пьезокерамическими фильтрами разработаны и применяются
в УПЧ радиоприемников пьезомеханические фильтры, звенья которых могут
иметь различную конструкцию. На рис. 7-5, а показано, например, звено пьезо-
Рис. 7-5. Пьезомеханнческий фильтр; а — звено пьезомеханического фильтра
типа Н; б —- условное изображение звеиа; в — эквивалентная схема звена
механического фильтра, представляющее собой металлическую пластину Н-
образной формы, на которую нанесены пьезоэлементы. Образованные таким обра-
зом пьезорезонаторы связаны при помощи связки. При возбуждении резонанс-
ных колебаний в одном из резонаторов они передаются прн помощи связки в дру-
гой. Степень связи между резонаторами зависит от размеров связки. На
рис. 7-5, б дано условное изображение звена, а на рнс, 7-5, в его электрнче-
296
ская схема замещения. На последней схеме Ls, Cs, Rs — параметры пьезомеха-
нического резонатора, Со — динамическая емкость, ZCB —элемент связи между
пьезоэлементами.
В другом варианте конструкции звено фильтра состоит из двух дисковых
пьезоэлементов, между которыми помещается механическая связка меньшего
диаметра. (Условные обозначения и схема замещения звена соответствуют
рис. 7-5, б, в. Для образования многозвенного фильтра резонаторы н связки
помещаются в металлическую обойму.
В табл. 7-2 приведены каталожные данные пьезомеханнческих фильтров
дискового типа, выпускаемых нашей промышленностью.
Таблица 7-2
Параметры типовых пьеаомехаиических фильтров
Параметры фильтра Значение параметра для разных фильтров
ПФ1П-4-1 ПФ1П-4-2 ПФ1П-4-3 ПФ1 П-5-3
Количество звеньев Средняя частота поло- 1 2 3 3
сы пропускания, кГц Полоса пропускания 4652:2 .465—2 4652:2 4652:2
иа уровне 6 дБ, кГц Ослабление прн рас- стройке а: 10 кГц, дБ, не 7—16 7—10 7—10 9—14
менее Неравномерность ре- зонансной кривой в по- лосе пропускания, дБ,' 16 24 36 26
не менее Коэффициент переда- чи по напряжению Лф, - 1 2 4 4
не менее Номинальное значе- ние выходной проводи- мости преобразователя, 0,67 0,45 . 0,25 0,25
мСм . . . Номинальное значе- ние проводимости на- 0,5 0,5 0,5 0,5
грузкн, мСм Габариты (диаметр и 1 1 1 1
длина), мм 9X9 9Х 16,5 9X23,5 . 9X23,3
Масса, р Интервал рабочих тем- ператур, °C 1,8 3,3 от —10 ; 4,7 Ю +50 4,7
б. Электромеханические фильтры (магнитострикционные)
Широкое применение в УПЧ находят полосовые электромеханически,
фильтры (ЭМФП) (рис. 7-6, а), действие которых основано на использовани!
механических колебаний металлических стержней. Фильтр состоит нз цепочк!
ферромагнитных резонаторов р и связок с между ними. Электрическая схем,
замещения звена фильтра показана на рис. 7-6, б. На входе фильтра предусма
триваетси преобразователь электрических колебаний в механические, действи
которого основано на использовании магнитострикционного эффекта, т. е. свой
сгва ферромагнитных тел изменять свой размеры под действием магнитного поля
На выходе фильтра включается преобразователь механических колебаний в элей
трнческие, который действует на принципе обратного магнитострнкциоиног
29
эффекта, т, е. свойства возбуждать электрические колебания в контуре при
изменении размеров ферромагнитных тел. Преобразователи колебаний состоят
нз тех же резонаторов н контуров LG. Постоянные магниты в преобразователях
служат для начального смещения по напряженности магнитного поля в резона-
торах.
Рис. 7-6. Магнитострикционный фильтр: а — упрощенное изображение
фильтра! б эквивалентная схема замещения звена фильтра
Добротность резонаторов высокая и может достигать 105, добротность связок
значительно меньше.
Фильтр имеет небольшие габариты н массу,
В табл. 7-3 приведены каталожные данные по параметрам электромеханиче-
ских фильтров, выпускаемых нашей промышленностью.
Таблица 7-3
Параметры типовых электромеханических фильтров
Параметры фильтра Значение параметра для разных фильтров
ЭМФП-5-465-6 ЭМФП-5-465-9 ЭМПФ-5-465-13
Количество звеньев . . Средняя частота полосы 5 5 5
пропускания, кГц . . . . Полоса пропускания на 465*1,5 465*1,5 465*1,5
уровне Da = 3 дБ, кГц Ослабление D при рас- стройке А/ = *10 кГц, дБ, 5,6—6,4 8,4—9,6 12,2-13,8
не менее Неравномерность верши- ны резонансной кривой в пределах полосы пропуска- 56 42 26
ния, дБ, не менее . . . . Коэффициент передачи по напряжению Лф, не 2,5 3,0 3,5
менее Номинальные емкости конденсаторов настройки 0,38 0,45 0,4
фильтров, пФ ...... С£= 300, Сг** 300, Ст= 300,
Номинальное знвченне С8= 1500 Сг = 2200 Ct= 3300
входной проводимости, мСм Номинальное зиаченве проводимости нагрузки, 1 I 1
мСм .......... 0,1 0,1 о,1
Габариты, мм . . , . . 30X5X5 80X5X5 30X5X5
Масса, г . 2,5 2,5 2,5
296
6. Цифровые фильтры
Цифровые фильтры строятся на основе общих методов цифровой обработк;
алектрических сигналов. Особенностью таких методов является дискретизаци;
(разбиение на дискретные значения) аналоговой функции, определяющей рабочи;
процесс какого-либо устройства, и представление дискретных величин в вид<
цифрового кода. Последнее обеспечивает ввод данных в ЦВМ и, как результа:
этого, высокую точность оценки исследуемого процесса.
На рис. 7-7 представлена упрощенная функциональная схема цифровой
фильтра. Фильтр состоит-из трех частей — преобразователя непрерывной вели
чины в цифровую (НЦ), цифрового счетного устройства (ЦВМ) н преобразова
теля цифровых величии в непрерывную функцию (ЦН).
Преобразование входного непрерывного сигнала в цифровое значение осу
ществляется в устройстве НЦ в два этапа. Вначале измеряется (практнчесю
Рис. 7-7. Упрощенная структурная схема
цифрового фильтра
мгновенно) значение входного сигнала в тактовой точке Ц (таких тактовых точе:
может быть п). Затем в течение некоторого времени производится сравнен»
взятой пробы по шкале квантованных уровней, которые закодированы в цифре
вой системе, и посылка кодовой комбинации в ЦВМ. Эта операция осуществляете
периодически с периодом, определяемым частотой квантования Ft 2FB, гд
FB — верхняя частота спектра сигнала.
Кодирование заключается в присвоении данному уровню по шкале кванте
вания определенной комбинации из кодовой группы импульсов. При этом каж
дый импульс кодовой группы может иметь только два значения высоты: 1 (нм
пульс есть) и 0 (импульса нет). Такой код, составленный из п элементов с двум
значениями, носит название n-значного двоичного кода и соответствует л-раа
рядному двоичному числу (слову). Число уровней, которое может быть закоди
рованб при помощи п-зкачного двоичного кода, определяется по формуле N =
= 2П, где п — число импульсов, кода, 2 — основание в двоичной системе счис
ления.
Таким образом, на конечном этапе в преобразователе аналог-цифра ампли
туда импульса переводится в кодовое слово. Это кодовое слово является коди
роваиной последовательностью X (пТЦ бинарных единиц (бит), которая пре/
ставляег амплитуду импульса с точностью, определяемой длительностью 7
на входе ЦВМ.
Вычислительное устройство ЦВМ реализует по определенному алгоритм
преобразование последовательности чисел X (nTt) в последовательност
Y (nTt) — выходную цифровую функцию. Далее при помощи цифро-аналоговог
преобразователя ЦН функция F (пТЦ преобразуется в ступенчатую, котора
сглаживается при помощи обычного фильтра в непрерывный' аналоговый сигнат
Центральным узлом описанного фильтра является ЦВМ, которая по опр<
деленному алгоритму определяет частотную характеристику цифрового фильтр:
Цифровые фильтры обладают рядом существенных преимуществ по сравш
иию с аналоговыми. К ним прежде всего относятся простота формирования чг
стотной характеристики фильтра, высокая стабильность параметров, не завис;
щая от температуры, времени н климатических условий; они не содержат реа>
тивных элементов, не требуют согласования, могут обладать линейной фазовс
характеристикой н др.
Возможность выполнения цифровых фильтров иа интегральных блока
открывает широкую перспективу их применения во многих областях ради:
электроники.'
29
7-3. МЕЖКАСКАДНОЕ СОГЛАСОВАНИЕ
Межкаскадное согласование обеспечивает условия передачи
максимальной мощности сигнала от предыдущего прибора (гене-
ратора сигнала) к последующему (в нагрузку). При использо-
вании в качестве согласующих цепей резонансных контуров усло-
вия передачи максимальной мощности в нагрузку совпадают в ус-
ловиями передачи максимального напряжения (тока). В соответ-
ствии с пропорциональностью между проводимостями цепей и
напряжениями на них условия согласования выражают обычно
через трансформированные значения проводимостей межкаскад-
ных цепей.
К межкаскадному согласованию прибегают в тех случаях,
когда проводимости нагрузки имеют большие значения и заметно
поглощают мощность полезного сигнала. Это имеет место во всех
диапазонах частот при использовании в качестве усилительных
электронных приборов биполярных транзисторов. Полевые тран-
зисторы имеют небольшие входные и выходные проводимости по
сравнению с проводимостями селективных систем, так что вопроа
о'согласовании в межкаскадных цепях в схемах с полевыми тран-
зисторами в большинстве случаев отпадает.
По условиям расчета УПЧ наряду с другими его параметрами
должны быть обеспечены заданная полоса пропускания частот
усилителя и его коэффициент усиления. Таким образом, расчет
усилителя ведется на получение максимально достижимого усиле-
ния от каждого каскада при заданной полосе пропускания всего
усилителя промежуточной- частоты.
При конструировании усилителей с каскадами распределен-
ной избирательности на полосу пропускания и коэффициент пере-
дачи напряжения могут существенное влияние оказывать прово-
димости электронных приборов, которые шунтируют контуры.
В этом случае максимальный коэффициент усиления каскада
достигается при условии равенства вносимых затуханий в контур
со стороны соседних электронных приборов, что соответствует
условию
p2Gi = p2G2> (7-1)
где Gi — проводимость на выходе предыдущего (по отношению
к контуру) усилительного прибора; G2 — проводимость на входе
последующего усилительного прибора; рг и р'2 — коэффициенты
трансформации (включения) со стороны выхода и «входа усили-
тельных приборов соответственно.
При pL — 1
<7-1а>
При сохранении равенства (7-1) коэффициенты рг и -р8 мо-
гут изменяться в широких пределах.
800
Эквивалентное затухание контура при условии согласована;
(7-1) имеет значение
. . . . 2PiGi
do + Ш()С9 -44- ШоСэ >
(7-2
где величины со0, d0, Gt, G2 являются выбранными и на первое
этапе расчета не подлежат варьированию. Следовательно, экви
валентное затухание контура определяется коэффициентами р
и р2 при условии наложенного на них ограничения (7-1), и экви
валентной емкостью С9 контура.
Из (7-2) следует, что
_____2 2Gg _________ 2 2Gj уу о
Ч — Р2 (4э-4) и)0 — (d»-d0) Wo * л
В целях упрощения' конструкции колеба'тельного контур;
целесообразно полагать р, = 1. Тогда
п 2Gi п л
CS(P1=1) - {d3_d<))u)o • V'4
При pi = 1 величина р2 определяется из (7-1а) и при Gt < G
соответствует случаю р2 < 1.
Таким образом, одновременное выполнение условий (7-1
и (7-3) или (7- 1а) и (7-4) обеспечивает требуемое эквивалентно
ватухание контура и максимально возможный коэффициент уси
ления каскада, равный
Ки^-0’5^' (1—(7-Б
01 /ОА \ d3 J v
Из (7-5) видно, что с расширением полосы пропускания каскад
/сохранением условий согласования коэффициент усиления Ко
увеличивается.
Заметим, что случай согласования при рг = I и р2 < 1 яв
ляется предельным, так как значение pi > 1 не соответствует ре
альным условиям, а дальнейшее увеличение р2 будет приводит
к рассогласованию. Эквивалентная емкость контура С3 (Pl=i
имеет при этом максимально возможное значение.
При Сэ (Р1=1) индуктивность контура будет минимальной:
^к. ивн ~ (7"®
“°Сэ (P1=i)
и может оказаться меньше конструктивно осуществимой Сдес
Тогда емкость контура надо определять нз условия
^Э1ДОП ш2£ »
“о^доп
где величина £доп берется по табл. 7-4.
(7-6а
8С
Таблица 7-4
Минимальные индуктивности контурных катушек
f, МГц 0,1—0,5 0,5—1,0 1-5 5—10 10—20 20—40 40-100
^мян’ мкГ 1000—400 400—250 250—20 20—10 10—5 5—0,8 0,8—0,05
При этой емкости величина
/шоСэ1яоп (Лэ — da)
2Gj
а величина
(7-7)
(7-8)
Анализируя соотношение (7-4), можно прийти к заключению
о том, что расширение заданной полосы пропускания усилителя
(увеличение d9) будет приводить по условиям ее обеспечения (при
ааданных d0, Gt и G2) к уменьшению емкости С9 (Pl=i>. При неко-
тором значении полосы пропускания эта емкость окажется равной
минимально допустимой С9>мид по условиям стабильности резо-
нансной характеристики усилителя. Дальнейшее расширение
полосы пропускания приведет к неравенству Сэ (P1=i) < С9. мии,
что, очевидно, нежелательно.
Итак, мы пришли к случаю, когда при С9. мии, выбранных зна-
чениях d0, Gb G2 и при р2, ограниченном условием (7-1а), расчет-
ная полоса пропускания оказывается уже заданной, т. е. d9iP <
<d9i3. Свести это неравенство к равенству с сохранением усло-
вия согласования (7-1а) можно увеличением собственного зату-
хания (-по технологическим соображениям) контурной катушки
или шунтированием контура активной проводимостью, что также
ведет к увеличению затухания контура. В обоих случаях потре-
буется увеличение затухания контура на величину
Дб?0 = ~ ’
Проводимость шунта в этом случае находится из условия
Ado = Рк°ш-
Коэффициент усиления каскада при этом определяется по фор-
муле (7-5) с подстановкой в нее величин d9.3 и dj = dj + Ado.
Очевидно, что он окажется меньше максимально возможного
(при С9 <С9.МИ11).
Расширить полосу пропускания рассчитываемого каскада
в некоторых пределах можно увеличением коэффициента р2,
отступив от условия согласования (7-1а). Последний случай ока-
802
вывается выгоднее, чем первые два. Коэффициент усиления в та
ком случае надо определять по общей формуле
Kol = Pip2r] -211 . (7-9
иэ. з
Как показывают исследования, наиболее приемлемым способоь
расширения полосы пропускания является одновременное шунти
рование контура активной проводимостью и увеличение коэф
фициента рг.
В рассматриваемом случае
GiI=-^_(GK4-G1), (7-10
где G3<TP— требуемая эквивалентная проводимость, а коэффи
циент включения
"I / мин^э .з /7 11
Л==-у -----2G2---• <7-П
При достижении условия Pi = р2 = 1 единственным способол
расширения полосы пропускания является шунтирование кон
тура активной проводимостью (если считать неизменными про
водимости Gn и G22). Коэффициент усиления каскада в этом елу
чае будет изменяться обратно пропорционально ширине полось
пропускания каскада и определяться по общей формуле (7-9
при Pi = р2 = 1-
При практических расчетах может встретиться случай, когдг
Gj G2 0, a pi = р2 = 1. Тогда эквивалентная емкость кон
тура выбирается по иным соображениям: ее задают или рассчиты-
вают по трем критериям, описанным в § 4-4 п. 3.
Обеспечение эквивалентного затухания контура здесь дости-
гается либо выбором контурной катушки с соответствующе?
добротностью, либо шунтированием контура активной проводи-
мостью
== ®оСэ (d3. з — d2).
Коэффициент усиления каскада усилителя определяется пс
формуле (7-9) при pt = р2 = 1.
В УПЧ в двухконтурными полосовыми фильтрами'в межкаскад-
ных цепях заданная полоса пропускания определяется собствен
ным затуханием контуров и затуханиями, вносимыми в них сс
стороны электронных приборов, а условия передачи максимально?
мощности обеспечиваются выбором критической связи между кон-
турами.
При настройке контуров на номинальное значение промежуточ-
ной частоты (соо — ®пч) коэффициент трансформации напряжения
из первого контура во второй
80$
Полагая п = 1 и т « pjpu а также приняв pr = 1, получим
условие согласования в виде
Тогда эквивалентные емкости контуров при условии^ что d31
= d32 = d9.3, определятся как
®пч (da, з -dp)
®ПЧ (da. 3 -* d0) *
(7-12)
(М3)
гДе d3'S — требуемое по условиям заданной полосы пропускания
эквивалентное затухание контура.
Коэффициент усиления каскада со связанными контурами
при согласовании будет
_ 0,51 Yjj 1/< dj \
01 KGA V da. з / •
При практическом расчете УПЧ может оказаться, что экви-
валентные емкости С91 или С92 получаются меньше минимально
допустимой С9.мин по условиям стабильности работы каскада.
Если С91 < С3 мин, то необходимо зашунтировать первый
контур активной проводимостью, получаемой из формулы
Q111 ~~ МНИ (^Э. 3 ^о)>
а коэффициент включения р2 определить по формуле
пересчитав и емкость' С92 по (7-13).
Если окажется, что р2 > 1, то необходимо положить его рав-
ным единице и зашунтировать и второй контур активной про-
водимостью, получаемой из формулы
(^ш2 — ®пчСэ2 (^э. з — ^о),
где Сэ2 определяется по (7-13) при р2 = 1.
При С52 <СЭ.мин коэффициент ра определяется так:
_ __ 1 f (dj, 3 —- dp) (1>п. ЧСэ, Мин
804
Если окажется случац, когда Gt G.2 0, а рг=р2= 1,
то согласование невозможно и в нем нет необходимости. В этом
случае эквивалентная емкость контура берется из других сообра-
жений (например, по условиям устойчивой работы каскада),
необходимое затухание контуров достигается шунтированием кон-
туров активными проводимостями или соответствующей подгон-
кой добротности контурных катушек..
Проводимости шунтов подсчитываются по формулам
ОШ1 = ®ПЧС91 (d9 — d0),
СШ2 = ®пч^э2 (4з d0).
Коэффициент усиления каскада усилителя определяется по
общей формуле
При использовании в УПЧ в качестве межкаскадных селектив-
ных систем на ФСИ с LC полоса''пропускания усилителя опреде-
ляется в основном параметрами фильтра и мало зависит от прово-
димостей электронных приборов. Поэтому межкаскадные соеди-
нения определяются значением заданного коэффициента рассо-
гласования р3 на концах фильтра (рассогласования на входе
фильтра р£ и его выходе р2 принимаются -одинаковыми и рав-
ными pg).
Если G4/G1 > рз и бф/б2 > р3, то электронные приборы под-
ключаются к фильтру полностью, а на .его входе и выходе вклю-
чаются шунты с проводимостями
и 0^ = ^--G..
Рз Рз
При Сф/Gi < рз и Сф/О2 < Рз необходимо прибегнуть к транс-
формации проводимостей электронных приборов- на входе и вы-
ходе, причем
г СГ1рз * * Чарз
Значение коэффициента усиления каскада в фильтром можно
получить из общего выражения для передачи мощности через
фильтр. По определению
где Mt — мощность, которую отдал бы генератор в нагрузку,
равную внутреннему сопротивлению генератора; м2 — мощность,
поступающая в нагрузку, включенную на выходе фильтра, Ьр —
рабочее затухание фильтра.
806
Раскрывая значения величин и м2, придем к выражению
коэффициента усиления каскада с ФСИ на LC для средней частоты
полосы пропускания
= <7'|4>
где — NЬст 4* 2догл Ьат.
В последнем выражении Ьрт — рабочее затухание фильтра
на средней частоте полосы пропускания; N — количество звеньев
фильтра; Ьспг — собственное затухание звена фильтра на средней
частоте; 26от — затухание отражения на средней частоте; Ьвт —
Еатухание взаимодействия отражений па средней частоте.
Формулу (7-14) можно представить в ином виде. Для случая
шунтирования фильтра проводимостями СШ1 и Сш2
д-_____1_ I ^211 Рз bpm____________J____________
“-2 «♦
В случае трансформации проводимостей электронных прибо-
ров
ь- 1 PtPi I Y2i I р3 —bpm
Aoi “ ~2 Gi е
Если рабочее затухание фильтра характеризуется заданным
коэффициентом передачи, то для коэффициента усиления каскада
с фильтром (при р3 == 1) получим
где Л’ф — коэффициент передачи по напряжению фильтра.
7-4. ТИПЫ УЗКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
Узкополосные усилители промежуточной частоты применяются в профес-
сиональных связных и вещательных приемниках амплитудно-модулировапных
сигналов в диапазонах километровых, гектометровых, декаметровых и метровых
воли. Засоренность указанных диапазонов индустриальными помехами и преоб-
ладание в них станционных помех вынуждают проектировать усилители про-
межуточной частоты с возможно более высокой избирательностью. По этой
причине здесь мало приемлемы резонансные усилители с одиночными контурами
в каскадах, поскольку при любом, сколь угодно большом числе контуров резо-
нансные характеристики таких усилителей существенно отличаются от идеаль-
ного прямоугольника. Однако резонансные усилители могут применяться
в тракте УПЧ в сочетании с высокоизбирательными каскадами сосредоточенной
избирательности.
Схема резонансного усилителя в транзисторном исполнении показана на
рис. 7-8.
Чаще в тракте УПЧ приемников применяются каскады с двухконтурным
полосовым фильтром (рис. 7-9) при критической связи между контурами. Связь
806
между контурами больше критической применяется редко, так как двухвершин-
кость резонансной характеристики каскада затрудняет техническую эксплуата-
цию приемника. Кроме того, связь больше критической при узких полосах про-
пускания требует высокой добротности контуров. При связи меньше критиче-
ской можно обеспечить узкие полосы пропускания фильтра при меньших доброт-
ностях контуров. Однако это ведет к снижению коэффициента передачи фильтра
и поэтому связь между контурами меньше критической в полосовых фильтрах
приемников применяется так же редко;
Рис. 7-8. Резонансный ‘УПЧ Рис. 7-9. УПЧ со связанными кон-
турами
При повышенных требованиях к избирательности узкополосные УПЧ
строятся с тремя, четырьмя и более связанными контурами LC, а также с пьезо-
кристаллическими, пьезокерамическими, пьезомеханическими и магнитострик-
ционными (электромеханическими) резонаторами. Упрощенная схема усилителя
с фильтром высокой избирательности (ФВИ) показана на рис. 7-10. Транзисторы
подключаются на входе и выходе фильтров ФВИ через согласующие трансфор-
маторы ТР1 и ТР2, В качестве этих трансформаторов чаще всего используются
элементы фильтров.
Рис. 7-10, Упрощенная схема УПЧ с фильтром высокой
избирательности
Весьма перспективными в УПЧ являются каскады на полевых транзисторах.
Полевые транзисторы могут включаться в радиоустройствах по схемам с общим
истоком, с общим стоком и с общим затвором. Однако в усилительных устрой-
ствах они, как правило, используются, по схеме с общим истоком.
На рис. 7-11 приведены схемы УПЧ на полевых транзисторах. Входные
и выходные цепи каскадов могут иметь различные варианты построения, ана-
логичные соответствующим цепям ламповых схем' и схем на биполярных тран-
зисторах.
Следует иметь в виду, что схему усилителя на транзисторе со встроенным ка-
налом можно поставить в режим нулевого, положительного или отрицательного
307
смещения на затворе. Транзистор с р—n-переходом н n-проводимостью может
работать только прн отрицательном смещении на затворе. Подача положитель-
ного смещения на затвор включаетр—n-переход в прямом направлении, что при-
водит к росту тока затвора н сильному падению входного сопротивления тран-
~Чр
Резонансная
система
Рис. 7-11. Схемы УПЧ на полевых транзи-
сторах: а — с р—n-переходом; б — со встроен-
ным каналом; в — с индуцированным ка-
налом
вистора (до нескольких десятков ом). Этот режим можно использовать в спе-
циальных целях, например, в системах АРУ. Транзистор с’ индуцированным
каналом n-типа работает только при положительном смещении на затворе.
Если полевые транзисторы имеют канал е р-проводимостью, то, естественно,
полярности напряжений иа электродах изменяются на обратные.
7-6. ИСХОДНЫЕ РАСЧЕТНЫЕ ДАННЫЕ И ОСНОВНЫЕ ЭТАПЫ
РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
При расчете усилителя промежуточной частоты любого типа
основными исходными данными, полученными в результате рас-
чета структурной схемы приемника, являются:
1. Значения первой fn4l и второй fm г промежуточных частот
(при однократном преобразовании fn4j.
2. Коэффициент усиления приемника Кобщ.
3. Ориентировочные значения:
а) коэффициента передачи первого преобразователя ча-
стоты КПР 15
б) коэффициента усиления усилителя первой промежуточной
частоты Ку1пч;
в) коэффициента передачи второго преобразователя ча-
стоты Кпр 2;
г) коэффициента усиления усилителя второй промежуточной
частоты КУ2пч-
808
4. Полоса пропускания Тракта второй промежуточной ча-
стоты ДГП.
5. Ослабление мешающего соседнего сигнала DM 0, заданное
при определенной расстройке или требуемым значением
- коэффициента прямоугольности характеристики избиратель-
ности тракта второй промежуточной частоты.
6. Тип усилительных электронных приборов и их параметры.
7. Тип усилителя.
8. Ориентировочное число каскадов усилителя п.
Рис. 7-12. Переходная характеристика усилителя (а) и относительные
значения выбросов и впадии (б)
9. При оценке параметров УПЧ в принципе необходимо рас-
сматривать изменения формы сигналов, вносимые усилителем
в переходном режиме, так называемые переходные искажения.
При расчете усилителей непрерывных колебаний, работа кото-
рых относится к установившемуся режиму, вопрос о переходных
искажениях обычно не рассматривается, и расчет усилителей
ведется по их частотным характеристикам. В тех же случаях,
когда осуществляется прием импульсных сигналов (телеграфия,
фототелеграфия, телевидение), приходится учитывать их пере-
ходные искажения, так как приемник большую часть времени
работает в переходном режиме. В последнем случае расчет усили-
теля ведется по переходным характеристикам, т. е. временным
методом.
Напомним, что переходной характеристикой называется зави-
симость мгновенных (переходных) значений коэффициента усиле-
ния от времени при подведении ко входу усилителя стандартного
сигнала, называемого единичной функцией. На рис. 7-12, а при-
ведены переходные характеристики, нормированные по коэффи-
циенту усиления усилителя в установившемся режиме:
809
Искажения переднего фронта импульса оцениваются длитель-
ностью фронта (временем установления) /ф, соответствующего из-
менению у (0 от d до 1 — d, где d равно 0,1 или 0,05.
В случае колебательного устанавливающегося процесса (кри-
вая б) вводят понятия относительных выбросов Нв = YK!tKe — I
и впадин Нвп = 1 — Эти величины выражают обычно
в процентах.
Для участка характеристики больших времен определяют
относительные значения подъема и спада плоской вершины им-
пульса (рис. 7-12, б) Дп = Уп.макс — 1 и Дс = 1 — УП.М1Ш. Здесь
Упмакс и Лим™—наибольшее и наименьшее значения в пре-
делах плоской части характеристики.
При оценке переходной характеристики иногда вводят время
группового запаздывания t3 — время, за которое выходное напря-
жение достигает 50% установившегося значения.
В общем случае рассчитываются усйлители первой У1ПЧ
и второй У2ПЧ промежуточных частот. При расчете У1ПЧ
должно быть учтено следующее. Коэффициент усиления его не
должен превышать нескольких единиц по условиям уменьшения
нелинейных искажений принимаемого сигнала во втором пре-
образователе частоты. Селективная система У1ПЧ предназна-
чается для подавления комбинационных помех от первого пре-
образователя частоты. Наиболее опасной из них является зер-
кальная помеха для второго преобразователя. Обозначим ча-
стоту этой помехи через /з2. Помеха с частотой /з2 проявляется
в результате прямого просачивания ее со входа приемника во
входную цепь второго преобразователя частоты или в результате
действия на входе приемника такого мешающего сигнала, ко-
торый, пройдя цепи преселектора недостаточно ослабленным,
после преобразования в первом преобразователе дает на его вы-
ходе частоту /э2. Обозначим частоту этого мешающего сигнала fBX> з2.
Очевидно, что расчет подавления помехи с частотой /вх.зг селек-
тивной системой У1ПЧ необходимо производить иа частоте /зг
с учетом подавления помехи с частотой /вхз2 трактом преселек-
тора и после ее преобразования на частоте Д2 селективной систе-
мой первого преобразователя частоты.
Порядок расчета У1ПЧ следующий.
1. Уточняется тип усилительного, электронного прибора.
Предпочтительнее выбрать полевой транзистор.
2. Определяется ослабление зеркальной помехи в усилителе
первой промежуточной частоты. Для этого задаются общим ослаб-
лением зеркальной помехи
общ = £>з. пресса. npi^a. у1 пч
по второй промежуточной частоте (не менее чем ослабление по
первой), где Озпр(,0 ослабление зеркальной помехи по второй
промежуточной частоте в преселекторе на частоте /вх, з2; £>3.npi —
то же в селективной системе первого преобразователя частоты
810
иа частоте/82; D3> у1 п, — то же в усилителе первой промежуточной
частоты на частоте /82.
Для определения D8.-про, необходимо внать разность между
частотой /вХ>82 и частотой fa сигнала. Эта разность определяется
по формулам (8-51—8-54) в вависимости от соотношений между
частотами в проектируемых преобразователях частоты. После
этого определяется обобщенная расстройка
п ______ Wax. з г
из. прес — я f
«э/смакс
и далее по характеристикам преселектора D = <р(о) определяется
величина 2?3<прес. В приведенном выражении d3 и/еМаК0 известны
из предыдущих расчетов.
При определении величины Оа. npi необходимо выбрать селек-
тивную систему первого преобразователя частоты. Часто она мо-
жет быть простейшей (например, одиночный колебательный кон-
тур). Полосу пропускания этой системы определим как
д/Гп.пр1 = (4^6)ЛГп.вбщ,
где AFn< общ — полоса пропускания приемника. Эквивалентное
ватуханне контура системы
<*э.пр1 = -^НЕ1-ЧГ<П)’
Тач 1
где функция Ч' (п) берется по табл. 3-9 при п = 1.
Далее определяется обобщенная расстройка
. ст ____ % пча)
3,n₽1 d3, npifn«i * ч
по которой определяется величина D3 пр1.
Требуемое ослабление зеркальной помехи в У1ПЧ
Г) _ ^з. общ
^3, у! ПЧ П Г) , »
ч L'a. speeds, пр 1
на которое и ведется расчет селективной системы усилителя первой
промежуточной частоты.
3. Рассчитывается селективная система У1ПЧ.
а. Выбирается ее полоса пропускания
Д ^п. у1 пч = (4 6) AFп. о6щ.
б. Выбирается тип системы и определяется вквивалентное
ватухание контура
rf9.yin,= ^^Y(n),
/ПЧ1
где n = 1.
311
в. Вычисляется обобщенная расстройка
_ 2(2/пч2^
°3. V1 ПЧ = Л , f . »
“3. У1 пч/пч 1
по которой определяется величина £>3, у1пч.
Если полученное ослабление зеркальной помехи в усилителе
промежуточной частоты окажется меньше требуемого, то следует
усложнить селективную систему У1ПЧ.
4. Определяется коэффициент усиления У1ПЧ в общем случае
по формуле
*у1пч = |Ги[/С9,
где Gs — эквивалентная проводимость селективной системы
У1ПЧ.
Далее рассчитываются элементы усилителя.
При электрическом расчете усилителя второй промежуточной
частоты должны быть обеспечены основные' параметры его — ко-
эффициент усиления и избирательность. •
Расчет У2ПЧ ведется в такой последовательности.
1. Уточняется значение расчетного коэффициента усиления
тракта второй промежуточной частоты (второй преобразователь,
У2ПЧ).
!>*; К К ' ^общ
ПЧ 2 пр 2 у2 ПЧ (КвцКувч)ииИ Кцр iKyi ПЧ * -
где Ко&ц — коэффициент усиления приемника; Кпр 2 — коэф-
фициент передачи второго преобразователя частоты; Ку2 пч —
коэффициент усиления У2ПЧ-, (#ВцЛувч)мвн — минимальное
расчетное значение произведения коэффициентов передачи вход-
ной цепи и усилителя высокой’ частоты; Кпр х — коэффициент
передачи первого преобразователя частоты; A'yin,—коэффи-
циент усиления У1ПЧ.
В целях уменьшения комбинационных помех на выходе первого
преобразователя частоты его целесообразно выполнять на диодах
по балансной, мостовой или двойной балансной схеме. Поэтому,
учтя сказанное выше о коэффициенте #у1пч, можно полагать
<Кпр l^yl пч 1 •
2. Рассчитывается избирательность усилителя. Для много-
каскадного усилителя с однотипными - селективными системами
и при оценке избирательности коэффициентом прямоугольновти
резонансной характеристики порядок расчета можно принять
следующий.
а. Выбирается тип усилителя и, согласно табл. 3-9, по задан-
ному определяется число его каскадов п.
812
б. Определяется эквивалентное затухание контура селектив-
ной системы, при котором обеспечивается заданная полоса про-
пускания усилителя
d3.mi = ^4(n),
/ПЧ2
где ¥ (п) выбирается по табл. 3-9.
Если второй преобразователь частоты имеет однотипную с уси-
лителем селективную систему, то вместо п надо подставлять
Zl -J- 1.
3. Рассчитывается коэффициент усиления У2ПЧ.
а. Определяется коэффициент единичного усиления
/г ___ Р1Р21 ^211
Л' “ 2лСэДГп ’
где pi и р2 — коэффициенты включения контура; С9 — эквива-
лентная емкость Контура (для двухконтурного усилителя С9 =я
= C3iC3i).
Величины pi и р2 подлежат определению, а У21 и &Fn известны.
Если в каждом каскаде многокаскадного усилителя приме-
нено согласование по полосе пропускания, то при pt = 1 коэф-
фициент р2 определяется из условия (7-1а), а эквивалентная ем-
кость — из (7-4), которые и подставляются в формулу для единич-
ного усиления. При отсутствии согласования plt р2 и С9 могут
выбираться исходя из общих соображений.
б. Коэффйциент усиления n-каскадного усилителя
к Кг
лу2пч— ,
где <р(п) берется по табл. 3-9, а одного каскада
к Кг
/ Ф(«)
При учете усиления второго преобразователя частоты резуль-
тирующий коэффициент усиления тракта ПЧ2
к -К к K'+l
лп«2 — Лпр2Лу2пч ~ у21
а одного каскада
Кг
K1
коэффициент усиления не должен быть менее
Полученный
заданного.
4. Значение
с коэффициентом устойчивого усиления. Должно выполняться
условие
коэффициента усиления каскада сравнивается
с Ку.
813
Далее рассчитываются элементы усилителя.
При оценке избирательности усилителя по уровню ослабле-
ния Ё>м>0 мешающего сигнала расчет ее ведется так:
а. Если учитывается ослабление сигнала на границах полосы
пропускания приемника; даваемое преселектором Dnpec и трак-
том первой промежуточной частоты Е>Пр1^У1пч, то- ослабление
сигнала за счет тракта ПЧ2 (с учетом 2-го преобразователя ча-
стоты) на этих границах
г-. __ Робщ__________1,41
пч 2 ^прес^пр 1^у1 пч ^прес^пр 1^у1 пч '
где Оо6щ — ослабление принимаемого сигнала на границах
полосы пропускания, даваемое всем трактом радиочастоты. Обычно
Ообщ — 1»41. Произведение DnpecDnp iPynl пч в зависимости от
условий может быть равно 1,05—1,2.
б. Определяется ослабление сигнала на границах полосы
пропускания за счет одного каскада
По величине Di определяется по обобщенным резонансным
характеристикам для выбранной селективной системы усилителя
обобщенная расстройка 'Оа и рассчитывается затухание контура
резонансной систёмы
d -
ЙЭ.ПЧ2- Mnq2 •
Если избирательность тракта приемника до 2-го преобразо-
вателя не учитывается, то
Йэ.пч2 = -^Т(«)-
/ПЧ8
в. По значению ds.nq2 вычисляется обобщенная расстройка
для мешающего сигнала
2AFM,C
^М, С f rf 9
/пч 2 аЭ. ПЧ 2
а затем по обобщенным резонансным характеристикам находится
ослабление DM. С1 соседнего сигнала, обусловленное одним кас-
кадом.
Ослабление, даваемое всем трактом второй промежуточной
частоты,
ом,о = Д5+с1.
Общее ослабление DM,C должно быть не менее заданного. В про-
тивном случае увеличивается число каскадов усилителя, и расчет
производится заново. Или же выбирается другой тип селективной
системы.
314
Коэффициент усиления каскада усилителя в рассматриваемом
случае рассчитывается при отсутствии согласования в каскадах
по общей формуле (7-9). При наличии согласования — опреде-
ляется согласно данным § 7-3.
Если УПЧ имеет разнотипные каскады — узвдполосные с со-
средоточенной избирательностью и широкополосные с контурами
LC, расчет каскадов ведется раздельно, после чего их параметры
с бъединяются.
В заключение этого раздела приведем некоторые расчетные
формулы для приемника, работающего в импульсном режиме.
1. Минимальные искажения формы - импульса получаются,
если полосы пропускания УПЧ выбраны из условия *
2. В резонансном усилителе независимо от числа каскадов
с достаточной для практики степенью точности выполняется
соотношение
. 0.7
В усилителе со связанными контурами при тех же условиях
и при л = 1
, ~ 0,75
ГФ ~ ДГп ’
Обычно необходимо осуществлять с (0,01—0,1) мкс.
3. В общем случае относительное значение выброса можно
определить как
Яв«5%,
а значения подъема Ап и спада Ас плоской вершины импульса
можно принять порядка нескольких процентов.
4. Время группового запаздывания для многокаскадного ре-
зонансного усилителя
, at (л)
3—
где
ai = —йггг -
Время группового запаздывания для многокаскадного усили-
теля со связанными контурами
3 Afn ’
где
, , п
a, (п) = .
£ ’ 2лТ2 (п)
Ниже приведены расчеты некоторых каскадов усилителей
g высокой избирательностью.
310
7-в. РАСЧЕТ УПЧ С ФИЛЬТРАМИ НА LC
1. Расчет УПЧ с трехконтурным
и четырехконтурным полосовыми фильтрами
Каскады усилителей с трехконтурными и четырехконтурными
полосовыми фильтрами позволяют получить более высокую изби-
рательность, чем с одноконтурными и двухконтурными (со свя-
занными контурами) фильтрами. Так, например, коэффициент
прямоугольности частотной характеристики трехконтурного
фильтра при л — 1 и ослаблении D = 10 составляет 2,75, а для
четыреэуюнтурного 2,12. Однако с увеличением числа контуров
в фильтре уменьшается коэффициент усиления каскада УПЧ
и усложняются изготовление и регулировка фильтров. Тем не
менее по условиям повышения избирательности рассматриваемые
УПЧ находят широкое применение в транзисторных приемниках.
УПЧ с трехконтурными полосовыми
фильтрами. Связь между контурами фильтра может быть
индуктивной или емкостной. Со сторон входа и выхода фильтра
применяется неполное подключение контуров к электронным при-
борам с целью обеспечения требуемых затуханий. Контуру фильтра
обычно делают подобными. Однако в отдельных случаях для уве-
личения крутизны скатов частотной характеристики фильтра
затухание контуров делают неодинаковыми [68].
Коэффициент усиления каскада УПЧ с трехконтурным филь-
тром на резонансной частоте выражается зависимостью
Ко — Р1Рг | ^211 Рк^Сфо> (7-15)
где рк — характеристическое сопротивление контура; К$о —
коэффициент передачи фильтра на резонансной частоте.
В общем случае коэффициент передачи трехконтурного фильтра
определяется как [68]
7Z _ ^1^2 __________ ’
где k( —' коэффициент связи; dt — затухание контура.
При подобных контурах и одинаковых связях между ними
к ч2
Лф0 “ Рк 1 + п2 '
Характеристику избирательности трехконтурного фильтра,
когда его контуры подобны, можно рассчитать по формуле
п_Ко. _ /о8 + (3 — 4ц2) о4 + (3 + 4ц4) О2 + (1 + ЭД8
А ~ 1 + 2ца . ’
Формулы для расчета избирательности фильтра при разных
параметрах контуров можно найти в [68].
316
На рис. 7-13 приведены обобщенные характеристики избира-
тельности трехконтурного полосового фильтра, рассчитанные
по данной формуле.
Расчет УПЧ с трехконтурным фильтром сводится к следую-
щему.
, 1. По уровню D = 1,41 и выбранному значению т] находится
обобщенная расстройка оп, а затем подсчитывается эквивалентное
Рис. 7-13. Обобщенные характери-
стики избирательности трехконтур-
иого полосового фильтра
Рис. 7-14. Обобщенные характери-
стики избирательности четырехкон-
туриого полосового фильтра
ватухание d3 контура фильтра, соответствующее заданной полосе
пропускания усилителя,
2. Определяется обобщенная-расстройка oMiC, соответствую-
щая абсолютной расстройке Д^м. с мешающего сигнала,
_____ 2&-Fм, с
М-°~ <*э/пч
с помощью которой определяется по обобщенным характеристикам
ослабление мешающего сигнала £>м. с.
3. Рассчитывается- коэффициент усиления.'
УПЧ с четырехконтурным полосовым
фильтром. Для повышения избирательности УПЧ приме-
няются четырехконту^эные полосовые фильтры. Включение че-
тырехконтурного фильтра- в схему УПЧ производится анало-
гично включению трехконтурного.
317
Коэффициент усиления каскада УПЧ с четырехконтурным
фильтром определяется по формуле (7-15). Здесь К^в общем
случае имеет значение
^фо -j- fejd3d4 k‘^d\di -j- kjd^ -j-
При одинаковых k и d
К — Л3
Лф0 рк 1 + Зт]а +V ’
Обобщенные характеристики избирательности для четырех-
коитурного полосового фильтра с подобным контурами приведены
на рис. 7-14. Формулы для расчета характеристик избира-
тельности можно получить на основании работы [68].
Расчет УПЧ с четырехконтуриым полосовым фильтром про-
изводится так же, как и с трехконтурным.
Глава восьмая
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
ЧАСТОТЫ ПРИЕМНИКА
8-К ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ ЧАСТОТЫ
Преобразователь частоты супергетеродинного радиоприемника
осуществляет функцию перемещения (транспозиции) спектра при-
нимаемого сигнала. Это перемещение происходит в преобразо-
вателе без нарушения ширины спектра и с сохранением (в пер-
вом приближении) закона модуляции. Преобразователь частоты
рассматривается как элемент линейной части супергетеродинного
приемника; он обеспечивает практически линейную зависимость
между амплитудой промежуточной частоты и амплитудой напря-
жения сигнала.
Так как спектр принимаемого радиосигнала состоит из несущей
частоты и боковых частот, состав которых зависит от вида ис-
пользуемой модуляции (AM, ЧМ, ИМ и т. п.) и содержащейся
в сигнале информации, то понятие сдвига спектра можно опре-
делить также как понижение (или как повышение) всех боковых
частот сигнала в соответствии с новым значением несущей частоты
при сохранении исходных разностных соотношений между не-
сущей и боковыми частотами.
При необходимости преобразователи частоты позволяют по-
лучить постоянное значение промежуточной частоты независимо
от частоты принимаемого радиосигнала. Это дает возможность
318
осуществить большое усиление и хорошую избирательность радио-
сигнала в тракте промежуточной частоты.
Преобразователи частоты супергетеродинных приемников со-
стоят из преобразующего элемента, генератора высркой частоты
и резонансной системы.
Преобразующий элемент представляет собой двухполюсный
или многополюсный нелинейный элемент, т. е. элемент с нели-
нейной вольт-амперной характеристикой. В соответствии с уста-
новившейся терминологией этот элемент в дальнейшем будем
называть смесителем.
Генератор высокой частоты, получивший название «гетеродин»,
вырабатывает синусоидальное напряжение высокой частоты, ис-
пользуемое для изменения крутизны вольт-амперной или вольт-
фарадной характеристик смесителя во времени, — это и обеспе-
чивает преобразование частоты принимаемого сигнала.
При преобразовании частоты на смеситель подаются одно-
временно напряжения сигнала и гетеродина. Эти напряжения
прикладываются к одним и тем же или к разным электродам
смесителя. Независимо от типа смесителя и условий'преобразо-
вания полученный продукт преобразования всегда один и тот
же — напряжение промежуточной частоты с огибающей, тождест-
венной огибающей принимаемого сигнала. Для выделения тре-
буемых составляющих спектра выходного напряжения на выходе
смесителя используются резонансные системы с определенной
полосой пропускания частот.
Ниже приводятся рекомендации и расчетные соотношения по
проектированию преобразователей частоты наиболее распростра-
ненных типов.
В целях повышения отношения напряжения сигнала к напря-
жению шумов приемника предусматривается в общем случае
согласование по максимуму передачи мощности с выхода пред-
шествующего преобразователю блока на' вход УПЧ (согласо-
вание на входе преобразователя частоты). Учитывая, что на
выходе смесителя часто включается фильтр сосредоточений из-
бирательности, полоса пропускания которого практически не
зависит от электронных приборов, а на входе — резонансная
система с относительно широкой полосой пропускания,’ прини-
мается согласование по равенству приведенных проводимостей
источника сигнала и нагрузки.
При наличии внутренней обратной связи через проводимость
обратного действия в смесителях входной ток смесителя опре-
деляется не только входным, но н выходным напряжениями пре;
образователя. Это учитывается при рассмотрении условий со-
гласования по цепям преобразователя.
8-2. ОСНОВНЫЕ РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ
На рис. 8-1 представлена обобщенная эквивалентная схема
преобразователя частоты.
319:
На схеме и ниже в тексте приняты следующие обозначения:
/и — ток источника сигнала; Ga — проводимость источника сиг-
нала; U i — напряжение сигнала иа входе резонансной системы;
UK1 — напряжение сигнала на контуре; р1вх — — коэф-
фициент включения со стороны источника сигнала; U2 — напря-
жение на входе преобразователя частоты (ПР)-, р2вх = U2HJK.l —
коэффициент включения со стороны входа преобразователя;
6К1 — собственная проводимость контура; U3 — напряжение на
выходе преобразователя; Ull2 — напряжение на контуре проме-
жуточной частоты; р1вых = G3/t/K2— коэффициент включения
Рис. 8-1. Эквивалентная схема преобразователя частоты с вход-
ными и выходными цепями
со стороны выхода преобразователя; (Д — напряжение на вхо-
де УПЧ', р2вых = — коэффициент включения со стороны
входа УПЧ', 0к2 — собственная проводимость контура проме-
жуточной частоты; GBX 2 — проводимость на входе УПЧ', Gj —
проводимость цепей на выходе источника сигнала (без прово-
димостей электронных приборов); G2 — то же на входе преоб-
разователя; G3 — то же на выходе преобразователя; Gi — то же
на входе УПЧ', GBX — входная динамическая проводимость пре-
образователя; GBblx — выходная динамическая проводимость пре-
образователя; К„р — коэффициент передачи преобразователя ча-
стоты; G(/Iip—проводимости преобразователя частоты.
Наличие проводимости -между входом и выходом преобразо-
вателя частоты, что характерно для диодных преобразователей
частоты, приводит к обратной реакции выходных цепей смесителя
на его входные цепи. Это вызывает необходимость совместного
рассмотрения условий согласования по цепям от выхода преды-
дущего преобразователю каскада до входа УПЧ.
Коэффициент включения при согласовании на входе преобра-
зователя частоты с учетом обратной реакции в соответствии со
схемой рис. 8-1 ____________________
1 f р21 вх (°я + °1) + °К1
Р2ВХ.С- |/ (011Пр-р 02) а
(8-1)
Коэффициент включения при согласовании на выходе пре-
образователя частоты с учетом наличия обратной реакции выхода
на вход смесителя в соответствии с той же схемой рис. 8-1
1 f [Pl вых (°22 пр + °з) + °к2 ] а
Г бвх 2 + О*
(8-2)
320
В этих соотношениях
„ __ 1 / 1 Н21прН12пр ZO о»
а-у 1 (Г+OTW (8'3)
— коэффициент, учитывающий обратную реакцию выхода пре-
образователя на его вход; 6ц пр, О22пр—проводимости смесителя
в режиме преобразования.
В формуле (8-3)
М21 Пр = ф1^ и Н12 пр = 4^ (8-4)
и22 11р МЦ пр
— нормированные коэффициенты преобразования в прямом и
обратном направлениях;
— коэффициенты.
Если связью между входом и выходом преобразователя через
проводимость К12пр можно пренебречь, то коэффициент обрат-
ной реакции а = 1 и соотношения (8-1) и (8-2) учитывают усло-
вия согласования на входе и выходе преобразователя независимо
друг от друга.
Проводимости Сх, О2, 03, и G4 не всегда требуется учитывать,
в частных случаях они все или по отдельности могут быть равны
нулю.
Коэффициент передачи напряжения от входа предшествующего
преобразователю частоты каскада до входа УПЧ определяется так:
Кобщ = ^КпрК2. (8-6)
где — коэффициент передачи от входа предшествующего кас-
када до входа преобразователя; Кпр — коэффициент передачи
преобразователя; К2 — коэффициент передачи от выхода пре-
образователя до входа УПЧ.
Коэффициент передачи в общем виде имеет значение
Ki = ----------iPibxP2bxI^i!-----------, (8-7)
Р1 вх (°и + + GKi + ?2вх (°П пр + °2)
где Г21 — крутизна электронного прибора, предшествующего
преобразователю частоты.
При согласовании с учетом (8-1) получим
(8-8)
К (Оц пр + 02) а р/ 0и 04 4-
11 В. Д. Горшелев и др. 321
При а ~ 1 формула (8-8) соответствует условиям согласования
на входе преобразователя при отсутствии связи между выходом ’
и входом его.
Коэффициент передачи по напряжению преобразователя ча-
стоты в общем виде определяется так:
где
= + (8-10)
?1 ВЫХ Pl вых
Выражение (8-9) с учетом (8-2) и (8-10) принимает вид, соот-
ветствующий согласованию на выходе преобразователя:
v _ I ^21 лр I
1 'пр. с — / г,
I ^К2
^22 Пр *Т U3 -Г --
\ Р1 ВЫХ
(8-11)
При а == 1, G3 = 0 и роых = 1 имеем при согласовании
без обратной связи и при полном подключении выходного кон-
тура к смесителю
jz _ I ^21 пр |
*'пр. с п j. С
^22 Пр Г иК2
(8-12)
Коэффициент передачи по напряжению с выхода преобразо-
вателя частоты на вход УПЧ с учетом согласования при обратной
связи на основании (8-2) •' х
/(О22 г.р + 63 -|- —J- j а
\ Р1 вых /
овх2 + о4 • (8-13)
Если G3 = 0, G. = 0 и Р1ВЫХ = 1, а а = 1, то
Д']/ ^пр + Скг., (8-14)
Г С/вх 2
Проводимости на входе и выходе преобразователя с учетом
обратной связи равны соответственно
GBX = Gn пр (1 + (а - -А-) , (8-15)
Свых = С22пр(1 + ^) (8-16)
Если на входе УПЧ включен ие резонансный контур, как
рассматривалось выше, а фильтр сосредоточенной избирательности,
322
то коэффициент передачи по напряжению со входа предшествую-
щего преобразователю каскада до входа УПЧ
Кобщ = (8-17)
где К2— коэффициент передачи по напряжению согласующего
элемента (это может быть и резонансный контур); /Q, — коэф-
фициент передачи ФСИ.
В рассматриваемом случае
Gbx2 = ^. (8-18)
где — характеристическое сопротивление- ФСИ.
Рис. 8-2. Эквивалентная схема преобразо-
вателя частоты с выходными цепями в виде
двух связанных контуров
Когда на выходе смесительного прибора включен двухкон-
ТУР на ный полосовой фильтр (рис. 8-2), коэффициент трансформации выходе при согласовании с учетом обратной связи будет ^с=1/> <8-19) V [Р1 вых (°22 пр + °з) + °01] а
где _ UKi ' _ ия _ и4 т°— икя ’ Р1 в“* — иК1 ’ Ргвых “ 1/К2 ’ я2с=~ (8-20) та Pi вых
где п ~\f 0э — Gqi G9 — Орг Р1вых“ У СвыхН-03’ Ргвых F оВХ2 + о4-
Величина а в (8-19) имеет то же значение, что и в (8-3). Однако
величина q2 в этом выражении имеет другое значение:
^ = ^0------+о^-’ (8-21)
Н выхи22 пр и22 пр
Если коэффициенты а, р1вых, р2вых равны единице, a G3
и С4 — нулю, то из (8-19) Получим
^e-l/rSX2tr2 • (8-22)
с У GMnp4-Goi 4
323
При включении на выходе смесителя двухконтурного полосо-
вого фильтра и при условии, что проводимости G22np и ,
близки к нулю, вопрос о согласовании может не ставиться. Тогда
коэффициенты включения р1вых и р2вых будут равны единице.
Полагая также G01 — GOi = Go, из (8-22) имеем т = 1, и коэф-
фициент передачи по напряжению преобразователя частоты на
основании (8-9) примет вид .
Knp=J2irL’ <8'23)
где 2G0 = GH.
Это! же коэффициент Кпр определяет передачу напряжения
со входа преобразователя на вход УПЧ (т = 1). Если учитыва-
ются потери, вносимые в контуры полосового фильтра, то про-
водимость Go в формуле (8-23) заменяется эквивалентной прово-
димостью Gs контура.
8-3. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ПРИ ПРЕОБРАЗОВАНИИ
ЧАСТОТЫ
Проводимость. У21пр. При подаче на смеситель напря-
жения гетеродина его проводимость К21 изменяется периодически
с частотой гетеродина в широких пределах. Представляя эту
зависимость рядом Фурье и учитывая взаимодействие напряжений,
действующих на зажимах смесителя, с каждой составляющей
разложения, получим для случая простого преобразования зна-
чение проводимости преобразования (крутизны преобразования)
в прямом направлении
где Ат1 — амплитуда первой гармоники при разложении в ряд
функции K2i(Z7r).
Проводимость Упйр. Проводимость У11пр получа-
ется как постоянная составляющая К21 при разложении в ряд
Фурье той же зависимости K2i(t/r), т. е.
Ец цР = E2i=.
П р о в о д и м о.с т ь Г12ПР- При подаче на смеситель напря-
жения гетеродина его проводимость Y22, так же как и проводи-
мость K2i, изменяется в широких пределах. Представляя эту
зависимость рядом Фурье и учитывая взаимодействие напря-
жений, действующих на зажимах смесителя, с каждой составля-
ющей разложения, получим для случая первичного обратного
324
преобразования значение проводимости обратного преобразова
ния (крутизны обратного преобразования)
^12 пр ~ ~2~ ^т1>
где Вт1 — амплитуда первой гармоники при разложении в ря;
функции Y22(Ur).
Проводимость У22пр. Проводимость Г22пр представ,
ляет собой постоянную составляющую Г22 при разложении в ряд
зависимости K22(t/r), т. е.
Y22 пр — ^22=.
Можно несколькими способами определить У-параметры пре
образования.
Во-первых, аналитическим способом по известным зависимо,
стям токов смесителя от напряжения на его электродах. Име?
„ аналитические зависимости Y ([/), можно было бы найти всь
проводимости, исходя из известных формул Фурье для коэффи.
циентов разложения. Однако этот способ на практике применить
трудно из-за сложности аналитических выражений для токоь
транзистора.
Во-вторых, графоналитическим способом по известным вольт-
амперным характеристикам транзистора.- Этот способ применя-
ется на практике. Однако он может носить лишь ориентировочный
характер, так как имеет дело с усредненными статическими
характеристиками транзистора. Кроме того, статические харак-
теристики транзистора снимаются на постоянном токе и не учщ
тывают частной зависимости.
В-третьих, можно определить У-параметры способом изме-
рения. Этот способ дает наиболее точные значения проводимостей
преобразования и должен применяться в ответственных случаях.
Методы измерения параметров преобразования рассмотрены в [24 ].
JB-четвертых, К-параметры можно определить на основании
опытных данных, полученных при измерении параметров преоб-
разования современных полупроводниковых триодов, которые
в режиме преобразования имеют следующие усредненные значе-
ния:
пр — (0,5—0,8) Оп; У21 Пр = 0,25 Y22;
^22пр = (0,3—0,5) G22; К12пр ~ (0,1-0,2) Y12;
^-22пр ~ (0,3—0,5) С22; Сппр = (0,5-ь-0,8) Сц,
где Оц, У2Ь О22, У12, С22, Сц — параметры транзистора в уси-
лительном режиме.
Графо-аналитическое определение зависимостей Y (Ср) по ха-
рактеристикам транзистора идет в следующем порядке.
1. Выбор рабочей точки и определение
амплитуды напряжения гетеродина преоб-
325
разователя частоты. Пусть напряжение гетеродина
подается в цепь базы смесителя. Тогда по выходным статиче-
ским характеристикам транзисторного смесителя /к = ДС/К.Э)
при /Б = const в соответствии со значением резонансной нагрузки
Рис. 8-3. Выходная динамическая
характеристика транзисторного сме-
сителя
Рис. 8-4. Входная динамическая
характеристика транзисторного
смесителя
динамическая характеристика
Рис. 8-5. Проходная и сквозная динами-
ческие характеристики транзисторного сме-
сителя
смесителя строится выходная
(рис. 8-3). На этой характеристике выбирается ориентировочно
рабочая точка «О» по условию равенства Оа Об и по энерге-
тическим соображениям. Да-
лее по выходной динамиче-
ской характеристикестроится
входная динамическая харак-
теристика (рис. 8-4). За вход-
ную динамическую характе-
ристику может быть принята,
например, зависимость /Б —
. = / (1/Б-э) при UK = —5В,
после чего строятся проход-
ная и сквозная динамические
характеристики.
Проходная динамическая
характеристика (рис. 8-5)
представляет собой зависи-
мость выходного тока (/к) от
входного напряжения (£/в-э)
при наличии нагрузки в вы-
ходной цепи и при равенстве
нулю внутреннего сопротив-
характеристика (кривая 1 на.
входной динамической харак-
ления источника сигнала /?г. Эта
рис. 8-5) может быть получена из
теристики заменой в соответствующем масштабе входных токов
базы (/б. мин, /б, /Б. макс) ТОКЭМИ Коллектора (/к. мнн, /к> IК. макс)-
326
Рис. 8-6. Схема для
пояснения построения
сквозной динамической
характеристики тран-
зисторного смесителя
Для определения пределов изменения переменного напряже-
ния гетеродина Ur соответствующих выбранным пре-
делам изменения токов базы, необходимо учесть, что по условиям
подачи напряжения гетеродина на смеситель
в цепь база—эмиттер оказывается включен-
ным выходное сопротивление Rr гетеродина
(рис. 8-6). Этот учет влияния Rr во входной
цепи смесителя производится построением
сквозной динамической характеристики (кри-
вая 2 на рис. 8-5). На проходной динамиче-
ской характеристике токам /к. мин, 7'к, /к. маК0
соответсвуют напряжения Ub, мии» U’b,
Ub. макс, а для сквозной — тем же токам
соответствуют значения э. д. с. на входе
смесителя еБ.э = 1/Б.э + /БЯг-
Значение амплитуды напряжения гетеро-
дина определяется, как показано на рис. 8-5.
Обычно для современных биполярных тран-
зисторов амплитуда напряжения гетеродина, полученная из
рассмотренных выше условий, равняется 150—200 мВ.
2. Определение проводимостей И21 пр и Уипр.
Проводимости Г21пр и ГПпр определяются по сквозным харак-
Рис. 8-7. График для определения
параметров У21пР и /11Пр методом
пяти ординат
Рис. 8-8. График для определения
параметров /12Пр и У22Пр методом
пяти ординат
теристикам /к = ¥(еБ.э). Имея эти характеристики, строят
зависимость Y 21 = <р (еБ.э) (рис. 8-7), по которой определяются
искомые проводимости графоаналитическим путем по методу
327
пяти ординат:
У Vi (Y.-Yjl + Y.-Y, _
*21 пр— § * (с-24)
Уц пр = 4 + 4- + уз + Л + Г6). (8-25)
3. Определение проводимостей Л2 пр и У22 пР-
Для определения этих проводимостей по характеристикам рис. 8-3
Рис 8-9а График, поясняю-
щий методику определения
внутренних параметров ди-
одного смесителя
«» dtK
строится зависимость Y22 — =
~ фШ показанная на рис. 8-8. Затем
по методу пяти ординат определяют
проводимости У12пр и К22Пр по форму-
лам (8-24) и (8-25), заменяя в них У21пр
на К12 пр и Yи пР на У22пР'
Параметры преобразования полевых
транзисторов можно определить по той
же методике, что и биполярных транзи-
сторов. В рассматриваемом случае стро-
ится зависимость Gt = <р (uv)\ Gt берется
в усилительном режиме, а затем мето-
дом пяти ординат определяется параметр преобразования Gz пр-
В первом приближении, не прибегая к указанным построениям,
для полевых транзисторов можно принять
с _____ Змакс fl
°пр — 2Ua Urm’
где £макс 2/с> пас/^о1
При игт=и0/2
S„p = SMaiiC/4; Gz пр ~ G/м (1 + 7^) ,
где GZM — значение Gz при U03 ~ 0.
Для кристаллического диодного смесителя при аппроксима-
ции характеристики диода выражением
i = i0(eau — 1)
коэффициенты аппроксимации i0 и а определяются по вольт-
амперной характеристике рис. 8-9 в пределах криволинейного-
участка:
г0 = 12/(еаи« - 1),
а =
328
Амплитуда напряжения гетеродина может быть определена
по формуле
г, 1,5+ 2,5
^гт Q
и обычно не превышает 1,5—2 В.
При указанной аппроксимации параметры преобразователя
с диодным смесителем определяются по формулам
Snp = ai^ J, (aUrm),
Gi пр = ai<£au° Jo (aUrm)<
.CO _ A (aUrm)
MnP — ‘^пр'Ч np — Je (aUtm} t
где Uo — напряжение смещения, которое при расчетах часто
принимают равным нулю; Ji(aUrm) и Jo (aUrm)— функции
Бесселя первого и нулевого порядка от аргумента aUrm, кото-
рые табулированы.
8-4. ВЫБОР СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
Известно большое количество различных схем преобразова-
телей частоты, каждая из которых может выбираться в зависи-
мости от требований к проектируемому радиоприемнику.
Общими требованиями к преобразователям частоты являются:
возможно больший коэффициент передачи при преобразовании;
минимальный уровень шумов, вносимых преобразователем в тракт
приемника; высокая стабильность работы гетеродина; минимальное
просачивание энергии гетеродина в антенну.
В качестве смесительных элементов преобразователей частоты
в современных приемниках километровых, гектометровых, деци-
метровых и метровых (КГД и М) волн применяются электронные
приборы е резистивной и реактивной нелинейными проводимостями.
К первой группе приборов относятся транзисторы (биполярные
и полевые) и различные высокочастотные диоды, работающие
на прямой ветви вольт-амперной характеристики, а ко второй —
параметрические диоды. В последних используется вольт-фарад-
ная характеристика.
Преобразователи частоты на биполярных транзисторах могут
выполняться на одном триоде, т. е. в совмещенным гетеродином,
и на двух триодах, в которых один выполняет функции смеси-
теля, а другой — гетеродина. В случае использования автоном-
ного гетеродина легче подобрать оптимальные режимы работы
смесителя и гетеродина, что определяет использование преоб-
разователей с отдельным гетеродином в приемниках повышенного
класса.
Наиболее распространенными ехемами преобразований ча-
стоты на биполярных транзисторах являются схемы, в которых
829
принимаемый сигнал подается в цепь базы, т. е. когда для напря-
жения сигнала схема смесителя является схемой с общим эмит-
тером. В этом случае, так же как и в усилительных схемах, по-
лучается больший коэффициент передачи преобразователя.
Напряжение гетеродина может подаваться как в цепь базы
(смеситель по отношению к этому напряжению работает по схеме
с общим эмиттером), так и в цепь эмиттера, что соответствует
схеме с общей базой. При подаче напряжения гетеродина в цепь
базы требуется при прочих равных условиях меньшая мощность,
так как входное сопротивление схемы с общим эмиттером больше,
чем схемы с общей базой. Однако в первом случае увеличивается
взаимосвязь между входным контуром преобразователя (сиг-
нальным) и контуром гетеродина. Известно, что такая взаимо-
связь ухудшает стабильность работы гетеродина, затрудняет
настройку контуров при их сопряжении, увеличивает проса-
чивание энергии гетеродина в антенну. Когда напряжение гете-
родина подается в цепь базы, то связь между гетеродином и сме-
сителем приходится осуществлять через конденсатор с весьма
небольшой емкостью.
При подаче напряжения гетеродина в цепь эмиттера не
требуется непосредственно связывать между собой контуры гете-
родина и сигнала. Однако между этими контурами существует
паразитная связь за счет емкости Сэ-в смесительного транзистора.
Другим недостатком схемы является влияние внутреннего со-
противления транзистора смесителя на частоту гетеродина. По-
следнее особенно нежелательно при регулировании усиления
смесителя с помощью системы АРУ. Помимо этого, в такой схеме
с повышением рабочей частоты увеличивается отрицательная
обратная связь по току сигнала, снижающая коэффициент пере-
дачи преобразовательного каскада. Перечисленные, недостатки
схемы возрастают с увеличением рабочей частоты.
При использовании любой схемы преобразователя частоты
уменьшение взаимного влияния настроек гетеродинного и сиг-
нального контуров может быть достигнуто: увеличением проме-
жуточной частоты, т. е. увеличением разности частот гетеродина
и сигнала; переходом к использованию высших гармоник частоты
гетеродина; введением буферного каскада между гетеродином и
смесителем. Последнее особенно удобно при работе на гармо-
никах, когда буферный каскад используется в -режиме умно-
жения.
Следует заметить, что на первом этапе развития транзистор-
ной техники биполярные транзисторы широко использовались
как смесители. Однако'они имеют вольт-амперную характеристику,
далекую от идеальной (квадратичной), и в настоящее время
вытесняются полевыми транзисторами.
Полевые транзисторы имеют вольт-амперную характеристику,
близкую к квадратичной кривой, поэтому крутизна характери-
стики их изменяется в зависимости от напряжения на затворе
330
по закону, близкому к линейному. Линейная зависимость кру-
тизны полевого транзистора позволяет уменьшить нелинейные
искажения принимаемого сигнала. Как показывают исследова-
ния, полевые транзисторы обеспечивают коэффициент перекрест-
ной модуляции на 50 дБ ниже, чем при использовании биполяр-
ных транзисторов. Кроме того, полевые транзисторы позволяют
обеспечить более низкий коэффициент, шума. Их входное сопро-
тивление значительно выше, чем у биполярных.
Рис. 8-10. Схемы преобразователя: а — со смесителем на полевом МОП-транзи-
сторе; б — с двухзатворным смесителем; в — со смесителем на двух нолевых
транзисторах; г —• на двух транзисторах в другом варианте
Если используют полевые транзисторы в качестве смесителей,
то они работают обычно с отдельным гетеродином. Напряжение
сигнала подается, как правило, на затвор, а напряжение гете-
родина может быть подано как на затвор, так и на исток. Вли-
яние способов подачи напряжения гетеродина здесь такое же,
как и в преобразователях на биполярных транзисторах.
На рис. 8-10, а показана- схема преобразователя со смесите-
лем на полевом МОП-транзисторе. Напряжение гетеродина по-
дается в цепь истока транзисторного смесителя. Другая схема
(рис. 8-10, б) с двухзатворным смесителем. Здесь напряжение
гетеродина и сигнала подаются на разные затворы. Этим дости-
гается хорошая развязка контуров гетеродина и сигнала, а также
требуется меньшая амплитуда гетеродина, чем в схеме с обычным
МОП-транзистором. Еще большое ослабление связи между упо-
мянутыми контурами обеспечивают схемы рис. 8-10, в и
331
рис. 8-10, г [68]. Как видно из приведенных схем, полевые транзи-
сторы соединены в них последовательно. Изменение крутизны по
напряжению на затворе входного транзистора получается за счет
изменения проводимости цепи сток—исток дополнительного тран-
зистора при подаче на него напряжения гетеродина.
Для повышения эффективности подавления побочных каналов
приема, а также для уменьшения излучения гетеродина через
Рис. 8-11. Схемы преобразователя иа диодах: a — балансного; б —
балансного в другом варианте; в —• кольцевого
цепь антенны в рассматриваемом диапазоне волн могут приме-
няться смесители на диодах с резистивной проводимостью—
балансные, мостовые и кольцевые.
На рис. 8-11, а приведена упрощенная схема балансного
диодного преобразователя частоты. В хорошо отсимметриро-
ванной схеме балансного преобразователя на его выходе и входе
образуются составляющие частотного спектра wc, сор qz сос,
Зсог (ос, 5(оР юс, ..., в то время как в простом преобразо-
вателе, кроме того, 0, (ог, 2соР, 4сог, 6соР. Отсутствие состав-
ляющей (оР в спектре балансного преобразователя частоты умень-
шает излучение гетеродина через антенну и шумы в тракте при-
емника. Другая схема балансного преобразователя частоты по-
казана на рис. 8-11, б. По своим электрическим свойствам она
не отличается от предыдущей.
Схема кольцерого преобразователя иа диодах дана иа
рис. 8-11, в. В спектре кольцевого преобразователя отсутствуют
те же составляющие, что н в балансном, и, кроме того, состав-
ляющая с частотой сов.
332
. В качестве диодов в сложных диодных преобразователях
частоты могут применяться точечные, микросплавные, туннель-
ные диоды с резистивной проводимостью, а также более совре-
менные диоды, называемые диодами Шоттки. Последние обеспе-
чивают более низкий коэффициент шума преобразователя, чем
точечные, и больший динамический диапазон смесителя.
На рис. 8-12 представлена схема смесителя на диодах Шоттки
[55L
Наряду с электронными приборами, работающими на рези-
- стивной ветви вольт-амперной
телях частоты в диапазонах
КГД- и М-волн могут приме-
няться нелинейные реактивные
приборы. К таким приборам
относятся параметрические дио-
ды — варакторы. Это диоды
с р‘—«-переходом, в которых
используется зависимость емко-
сти запирающего слоя от напря-
жения. Такие диоды обычно
работают без захода в область
прямого тока.
Варакторы обладают сравни-
тельно большой нелинейной би-
характеристики, в преобразова-
Рис. 8-12. Схема преобразователя на
диодах Шоттки с двумя мостами
костью и малыми потерями.
Поскольку в рассматриваемом преобразователе частоты пере-
менным параметром, изменяющимся от напряжения гетеродина,
является емкость, такой преобразователь называется емкостным.'
Принцип действия преобразователя частоты такой же, как
и резистивного. Напряжение гетеродина, действуя на нелинейную
емкость параметрического диода-, изменяет крутизну вольт-фа-
радной характеристики его, в результате чего на выходе преоб-
разователя образуется широкий спектр частот. Рассматриваемый
преобразователь частоты обладает тем замечательным свойством,
что в случае неинвертирующего преобразования, т. е. при fm =
= fT + /с» коэффициент передачи по мощности преобразователя
имеет значение
Кпр. М ~ /пч//с>
т. е. он тем больше, чем больше превышение промежуточной
частоты над частотой сигнала.
Так как коэффициент шума преобразователя на параметри-
ческих диодах очень мал и его коэффициент усиления по мощности
можно сделать достаточно большим, емкостные преобразователи
частоты применяются в приемниках с высокой чувствительностью.
-Практически для получения большого усиления в емкостном
преобразователе производится преобразование «вверх», т. е.
по закону /пч = /г 4* /с. а затем «вниз» т. е. по закону
333
fn, = frFc> Для получения нужной избирательности и усиле-
ния в обычном усилителе промежуточной частоты. В емкостных
преобразователях частоты могут использоваться параметриче-
ские диоды, выпускаемые промышленностью, а также диоды
Шоттки. Преобразование «вверх» может применяться также
с целью увеличения ослабления зеркальной помехи.
Существующие принципы построения функциональных схем
супергетеродинных приемников предусматривают понижение ча-
стоты принимаемого сигнала до промежуточной (часто до 455—
465 кГц). Такое понижение предпринимается с целью обеспече-
ния высокой селективности сигнала. Однако при этом крайне
затрудняется ослабление помехи по зеркальному каналу на выс-
ших частотах рабочего диапазона.
Основываясь на работе [55], приведем некоторые особенности
построения функциональной схемы супергетеродинного прием-
ника при преобразовании «вверх». В тракте промежуточной
частоты в качестве селективных систем используются стандартные
высокоселективные кварцевые фильтры диапазона метровых волн
(30—120 мГц). Выбрав промежуточную частоту, например, 40 мГц
в приемнике с диапазоном 2—30 мГц и используя до преобразо-
вателя эллиптический фильтр нижних частот с частотой среза,
например, 31 мГц, можно получить на всех частотах рабочего
диапазона ослабление зеркальной помехи, не зависящее от ча-
стоты сигнала, 80 дБ. Этот же фильтр нижних частот уменьшает
излучение гетеродина в антенну. Кроме того, в рассматриваемом
случае упрощается конструкция гетеродина.
Естественно, что при работе УПЧ на частотах, выше чем
верхняя частота диапазона приемника, требуется соответству-
ющая оценка его коэффициента шума.
8-6. ОСОБЕННОСТИ РАСЧЕТА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
ЧАСТОТЫ РАЗЛИЧНОГО ТИПА
1. Преобразователи частоты на биполярных транзисторах
При слабой связи смесительного транзистора с входным и
выходным контурами эффект обратного преобразования при
расчете параметров преобразователя можно не учитывать, при-
няв К12Пр = 0 и полагая в соответствующих формулах § 8-2
коэффициент обратной реакции а = 1. В частности, коэффициент
передачи преобразователя будет определяться по формуле (8-9)
или (8-23). Если указанные выше допущения сделать нельзя,
то при расчете транзисторного преобразователя частоты следует
в полной мере учитывать расчетные соотношения § 8-2. Напря-
жение гетеродина для биполярных смесителей берется обычно
не более 250 мВ.
334
2. Преобразователи частоты на полевых транзисторах
При расчете преобразователей частоты со смесителями на
полевых транзисторах на сравнительно невысокие частоты можно
считать, что входная и обратная проводимости приблизительно
равны нулю. При этом в соответствующих расчетных формулах
§ 8-2 следует полагать коэффициент а = 1. Расчетное значение
амплитуды напряжение гетеродина в данном случае может иметь
значение 1,5—2 В (0,8t/o).
3. Преобразователи частоты на высокочастотных диодах
При использовании формул § 8-2 для расчета диодных прео&х
разователей частоты следует полагать GUnp = Сггпр-^^пр и
^21 пр = К12Пр = Гпр. Тогда на основании (8-^_MnP = 1Ч«пр =
= цпр и при 6г ~ 0 коэффициент передачи (8-11) для диодного
преобразователя частоты выразится зависимостью
17__________________Мпр____________
^ПР.О— / /------5--. •
(1 + ?2) ( 1 + 1/ 1 — )
\ г J ,т чг /
Часто q2 — 0. Входная и выходная проводимости определя-
ются согласно (8-15) и (8-16) с учетом сделанных выше замеча-
ний.
Коэффициент шума диодного преобразователя частоты опре-
деляется по формуле
А^пр = 1 + Ь 2 I’ (1 Pop + 1 Рпр ),
''пр. в Н-пр
1/2
где V = 1 + В—, а коэффициент В определяется по коорди-
натам двух точек вольт-амперной характеристики:
J____1_
В =*8,6-^—
Входная проводимость диодного преобразователя частоты со
стороны гетеродина
/} __ а; ^1
'-'вх пр. г ot0 Urm *
Мощность, потребляемая преобразователем от гетеродина,
^вх. г = 4^Г. mJl
Очевидно, что при слабой связи гетеродина со смесителем
мощность самого гетеродина должна быть в несколько десятков
раз больше мощности, потребляемой смесителем.
336
Кольцевой преобразователь частоты на кристаллических дио-
дах рассчитывается по тем же формулам, что и простой диодный
преобразователь частоты. Однако побочные частоты преобразо-
вания в этом случае определяются так:
t = (2а + 1) fT ± (2р + 1) fa,
что составляет по количеству в четыре раза меньше, чем в простом
диодном преобразователе.
Расчет балансного преобразователя частоты на кристалличе-
ских диодах может проводиться по той же методике, что и про-
стого диодного преобразователя. Надо только иметь в виду,
что у балансного преобразователя частоты Snp и 0пр в два раза
меньше, чем у простого или кольцевого. Количество побочных
компонентов преобразования у балансного преобразователя ча-
стоты вдвое меньше, чем в простом, и определяется по формуле
- / = afP (2р + 1) fe.
8-6. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ГЕТЕРОДИНАХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
1. Стабилизация частоты в гетеродинах
К гетеродинам преобразователей частоты предъявляются следующие главные
требования.
I. Уход частоты генерируемых колебаний не должен отражаться иа каче-
ственных показателях проектируемого приемника.
2. Напряжение гетеродина, подаваемое на смеситель, должно иметь требуе-
мую амплитуду, по возможности постоянную во всем рабочем диапазоне частот.
Для обеспечения высокой стабильности частоты гетеродина необходимо,
чтобы его колебательная система обладала максимальной фиксирующей способ-
ностью и высокой эталонностью. Под фиксирующей способностью буде^ понимать
свойство колебательной системы гетеродина препятствовать уходам частоты при
нарушении условия баланса фаз. Чем выше добротность колебательной.системы,
тем круче ее фазочастотная характеристика и тем выше фиксирующая способность.
Отсюда вытекает необходимость применения в-контурах гетеродина деталей
с высокой добротностью.
Заметим, что контуры LC имеют практически достижимые добротности
порядка 200—300, что препятствует их применению в гетеродинах о высокой
стабильностью частоты-
Требования к фиксирующей способности относятся ие только к колебатель-
ной системе, но и к другим цепям, влияющим на условия баланса фаз, напри-
мер к цепи обратной связя.
Способность колебательной системы сохранять неизменной собственную
частоту называется эталонностью. Очевидно, эталонность тем выше, чем стабиль-
нее параметры контуров. Одиако на параметры контуров действуют различные
дестабилизирующие факторы.
Амплитуда напряжения генерируемых колебаний должна быть по возмож-
ности максимальной, что позволяет варьировать значением связи гетеродина
со смесителем (при большом напряжении гетеродина можно ослабить связь
между гетеродином и смесителем). Практически из-за нарушения режима А
при больших напряжениях гетеродина оно имеет порядок 200—250 мВ для би-
полярных транзисторов и 1—2 В для полевых.
Основными факторами, вызывающими нестабильность частоты гетеродина,
являются: а) изменение напряжения источника питания гетеродина по постояи-
336
ному току; б) изменение окружающей температуры; в) обусловленное мехапи
ческими воздействиями изменение геометрических размеров элементов контур;
и нарушение взаимного расположения монтажных проводов; г) изменение влаж
ности и атмосферного давления.
В гетеродине с контуром LC при отсутствии стабилизации частоты относи
тельная нестабильность &/r/fr = 10“2-}-5-10_3. Такие гетеродины малопри
годны для работы в преобразователях частоты супергетеродинных приемников
Для повышения стабильности частоты гетеродина принимаются специальны;
- меры. Применение стабилизаторов напряжения с высокой степенью ставили
зации позволяет свести к минимуму влияние источников питания на частот)
гетеродина. Современные методы монтажа радиоприемников позволяют устра-
нить влияние механических усилий па частоту гетеродина. Для устранение
влияния влажности и атмосферного давления с успехом используются гермети-
зированные детали.
Если принять перечисленные выше меры, то главным дестабилизирующим
фактором будет оставаться изменение окружающей температуры. В этом случае
основным показателем устойчивости частоты гетеродина будет температурный
коэффициент частоты (ТКЧ)
... А/г//г ад —ас
a(~~t 2 ’
где — температурный коэффициент (ТК) индуктивности; ад — ТК емкости.
Эти величины имеют разные знаки.
С учетом вышесказанного ТКЧ может служить показателем общей устой-
чивости частоты гетеродина.
К мерам обеспечения температурной устойчивости относятся! а) стабили-
зация исходного режима транзистора в условиях изменения температуры
окружающей среды; б) применение в каскаде гетеродина материалов и деталей
в малым ТК; в) термокомпенсация параметров контура гетеродина; г) вакуум-
ная герметизация деталей; д) термостатирование каскада гетеродина.
Исходный режим транзистора гетеродина может существенно нарушаться
при изменении температуры окружающей среды. Это объясняется значительной
температурной зависимостью параметров транзистора. Прн повышении темпе-
ратуры выходной ток транзистора увеличивается, а при понижении — падает.
Так как описанный процесс происходит весьма медленно, то можно говорить
О смещении исходной рабочей точки. Смещение рабочей точки на характеристиках
транзистора может привести, при прежних пределах изменения входного тока
(/в), к отсечке коллекторного тока в первом случае и к отсечке напряжения на
коллекторе — во втором. В этих случаях возникают сильные нелинейные ис-
кажения гетеродинного напряжения и, как результат этого, появляются ин-
тенсивные гармоники в его составе.
Два неприятных факта следуют из этого. Во-первых, увеличивается число
и интенсивность комбинационных составляющих на выходе преобразователя
и, во-вторых, наблюдается уход частоты гетеродина нз-за нарушения условия
баланса фаз по цепям гетеродина.
Изменение параметров транзистора (активных и реактивных составляющих)
влияет на частоту гетеродина в совокупности. Вносимые в контур реактивности
сдвигают резонансную частоту контура и тем самым нарушают эталонность
колебательной системы, в то время как вносимые активные составляющие ухуд-
шают фиксирующие свойства ее. И то и другое приводит к изменению частоты
генерируемого напряжения.
Стабилизация исходного режима гетеродинного транзистора может осу-
ществляться, так же как усилительного, за счет линейной отрицательной обрат-
ной связи, компенсирующей петлевое усиление внутренней положительной обрат-
ной связи, и за счет нелинейных цепей, компенсирующих изменеине выходного
тока, вызываемое дестабилизирующими факторами.
Заметим, что при правильном выборе схемы термокомпенсации можно свести
н минимуму влияние температуры на уход частоты гетеродина за счет изменения
параметров транзистора гетеродина.
337
Схемы и методы стабилизации исходного режима траизистора широко опи-
саны в литературе, например в [8], и здесь ие рассматриваются.
Значительное ослабление влияния изменения параметров транзистора на
частоту гетеродина можно получить при ослаблении его связи с внешним кон-
туром гетеродина. Как указано в [31 ], при уменьшении коэффициента включе-
ния от 0,75 до 0,5 относительная нестабильность частоты уменьшается Примерно
в 6—8 раз для генератора, работающего в интервале температур.
Уменьшения коэффициента включения транзистора в контур можно добиться
повышением резонансного сопротивления R3 = РСэ — Qa/(<^CK) последнего
против требуемого по условиям обеспечения режима работы гетеродина. Оче-
видно, чем больше Дэ, тем меньше потребуется коэффициент включения. Отсюда
понятно стремление к повышению характеристического сопротивления контура
и его добротности.
Следует также отметить, что влияние параметров транзистора иа частоту
гетеродина увеличивается с ростом рабочей частоты. Отсюда понятно стремле-
ние к использованию режима умножения частоты гетеродина.
Для повышения эталонности колебательной системы в гетеродинах широко
применяется схемная термокомпенсация, когда в контур гетеродина включаются
специальные термокомпенсирующие конденсаторы с отрицательным ТКЕ, ем-
кость которых при нагревании уменьшается (у обычных конденсаторов опа, как
правило, увеличивается).
Температурная компенсация возможна лишь в том случае, если изменения
действующих в контуре индуктивности и емкости цикличиы (после нагревания
или охлаждения детали и возвращения ее температуры к первоначальному зна-
чению емкость или индуктивность возвращается к исходному значению).
Промышленность выпускает большой ассортимент цикличных керамических
конденсаторов таких типов, как КТК, КДК, КДМ, КТМ и др., пригодных для
контуров гетеродина. Эти конденсаторы в зависимости от диэлектрика имеют
различные температурные коэффициенты и разделены па группы. Каждая группа
имеет свой цвет окраски или отличительный знак:
группа С — синий цвет,
группа Р — серый цвет,
группа М — голубой цвет,
группа Д — красный цвет,
группа К — красный цвет
При схемной термокомпенсацни положительные температурные коэффи-
ас = + (120 ± 30) 10*’;
ас = + (30 ± 30) 10*’;
ав= —(50 ± 20)-10*’;
а6= — (700 ± 20)-10*’;
с зеленой точкой, ag = — (1300+^о) • 10**.
циенты индуктивности и емкости контура компенсируют включением в контур
конденсаторов небольшой емкости, но с большим отрицательным температурным
коэффициентом. В результате общий температурный коэффициент всей емкости
контура становится отрицательным н равным по абсолютному значению поло-
жительному температурному коэффициенту индуктивности, т. е. -фад = I—ad-
Для простейшего контура (рнс. 8-13, а)
Ci = C---------—,
% — асн
(8-26)
(8-27)
где С = С, -ф Си — заданная суммарная емкость контура; ад — положитель-
ный ТКИ катушки [должен быть измерен или взят приблизительно ад₽а< (20ч-
ч-50)-10*’]; а<? — отрицательный ТКЕ (должен быть взят равным по абсолют-
ному значению ад); ас, — положительный ТКЕ из группы конденсаторов С
нли Р (выбрать); а<?к — отрицательный ТКЕ из группы конденсаторов М,
Д, К (выбрать).
Для примера: при ад =50-10*’, ас——50-10*’, ас, = 30-10*’, аек =
— -700-10*’ и С = 270 нФ получается С\ = 240 пФ и Сл = 30 пФ.
338
В простой параллельной схеме термокомпепсации контура, работающего
в диапазоне частот (рис. 8-13, б), можно получить полную компенсацию только
в одной точке диапазона. На этой схеме: С.— переменная часть емкости кон-
денсатора настройки Смакс ^-мин» Со = Смйн “И См -4~ ^£.1 Ск — емкость кон-
денсатора термокомпенсации.
При большом коэффициенте перекрытия диапазона илй поддиапазона, когда
£д = /мако. > J д рационально точку полной компенсации выбрать при [макс-
/мин
Тогда в схеме рис. 8-13, б полагается С.
_дам (8-26) и (8-27), в которых С, = Со
и ас, = ас,. В результате такой ком-
пенсации получается, что в диапазоне
частот контур будет иметь ТКЧ от а = 0
+аг/ • 1 \
при /иака до а = а —------I 1 + -JF I
при /мии, т. е. во всех точках диапа-
зона, кроме /иакс, будет иметь место
иедокомпенсация (ТКЧ отрицатель-
ный).
Если Ьд < 1,5, то значительно
лучшие результаты по термокомпецса-
ции в диапазоне частот можно полу-
= 0 и расчет производится по форму-
Рис. 8-13. Примеры схемной термоком-
пенсациц: a — простейшая схема тер-
мокомпенсации; б — параллельная схе-
ма термокомпепсации
чить, если принять так называемую «оптимальную термокомпенсацию», сущ-
ность которой заключается в том, что при/макс делают перекомпенсацию (ТКЧ
положительный), а при /мин — недокомпеисацию (ТКЧ отрицательный), причем
абсолютные значения ТКЧ при /макс и /мин должны быть равны. В результате
точка полной компенсации a = 0 будет лежать в промежутке между /МИя
н /мако> а ТКЧ на концах диапазона будет найден из выражения:
Для получения оптимальной компенсации в схеме рис. 8-13, б необходимо,
чтобы температурный коэффициент всей минимальной емкости контура СМ1Ш =
Са был
aG_
бмни '11 Ск + Со
М "Г 1
ЙД
\ йд аСкСк + аСоСО
Более подробные сведения о термокомпенсации можно найти в работе [43].
Рассмотренные меры стабилизации частоты не позволяют, однако, получить
нестабильность лучше, чем Д/г//г«=* 10-4. При необходимости получения более
высокой стабильности вместо контуров LC в гетеродине используются кварцевые
резонаторы.
Кварцевые резонаторы наиболее полно отвечают требованиям стабилизации
частоты гетеродина. Они обладают высокой фиксирующей способностью из-за
весьма больших добротностей. Их добротность в сотни тысяч раз может превы-
шать добротность контуров LC- При уменьшении температурной нестабильности
кварца путем выбора среза, вида колебаний и вакуумной герметизации можно
получить хорошую эталонность.
Применение таких резонаторов позволяет довести нестабильность частоты
гетеродина до Д/Р//Р = (1ч-5) • 10-в4-10-7.
Заключение резонатора или всего гетеродина в термостат (современные тер-
мостаты обеспечивают поддержание температуры внутри своего объема с точ-
339
ностью до тысячных долей градуса) и другие меры стабилизации обеспечивают
нестабильность кварцевых гетеродинов в интервале 10"’—10"в.
Невозможность перестройки кварцевого резонатора существенно затрудняет
стабилизацию частоты гетеродина в плавном диапазоне. Однако, несмотря на
усложнение схемы приемника, высокие фиксирующие и эталонные свойства
кварцевых резонаторов используются и в плавном диапазоне частот. Для этого
применяются специальные схемы.
На рис. 8-14 приведена структурная схема стабилизации частоты в плавном
диапазоне с применением кварцевого резонатора.
Схема состоит из двух преобразователей частоты П, СМ1 и Г2, СМ2. Пер-
вый гетеродин Г1 имеет фиксированную частоту, стабилизированную кварцевым
резонатором. Прн изменении частоты сигнала /0 первая промежуточная частота
/пч j будет также изменяться. После усиления в селективном усилителе У1ПЧ
напряжение первой промежуточной
частоты подается на второй преобразо-
ватель, после чего на его выходе выде-
ляется вторая промежуточная частота
/пч 2 — /га — /пч г Постоянство второй
промежуточной частоты достигается
сопряженной с У1ПЧ настройкой вто-
рого гетеродина Г2. Переход с одного
поддиапазона на другой обеспечивается
сменой кварцевого резонатора. Так как
изменение первой промежуточной ча-
стоты на всех поддиапазонах происхо-
дит в одних и тех же пределах, второй
гетеродин может быть однодиапазоп-
ным.
астоты в плавном диапазоне позволяет
Рис. 8-14. Структурная схема кварце-
вой стабилизации в плавном диапа-
зоне
Приведенный способ стабилизации
обеспечить Д/г//г 2-10"^, что определяется в основном стабильностью частоты
второго гетеродина. Может показаться, что добавление в схему кварцевого гете-
родина ничего не меняет. Однако в рассматриваемом случае второй гетеродин
можно сделать одиодиапазонным и работающим на частотах значительно ниже,
чем самая высокая частота всего диапазона приемника /с. маке. Естественно,
что во втором гетеродине предусматриваются все виды параметрической стаби-
лизации. Все это значительно повышает стабильность его работы. .
Весьма высокие требования к диапазонной радиосвязи (беспоисковое вхож-
дение в связь, быстрота смены волн связи и т. п.) привели, на-осиовании извест-
ных ранее принципов синтеза частот, к интенсивной разработке синтезаторов
частоты.
Синтезаторы частоты — это устройства, позволяющие получить когерентную
сетку частот с заданными интервалами между частотами сетки. Если интервалы
между соседними частотами сетки достаточно малы, то ею можно заменить не-
прерывный диапазон частот.
К настоящему времени известно большое количество методов и схем син-
теза. Наиболее приемлемым для техники радиоприема вариантом синтезатора
является цифровой синтезатор с одним опорным генератором с кварцевой ста-
билизацией, упрощенная функциональная схема которого изображена на
рис. 8-15. На этом рисунке УГ— управляемый генератор; ФУ—формирующее
устройство; ДПК.Д — делитель частоты с переменным коэффициентом деле-
ния; ИФД — импульсно-фазовый детектор; ФНЧ — фильтр нижних частот;-
РЭ — реактивный управляющий элемент; ОГ — опорный генератор.
В основу работы цифрового синтезатора положен косвенный метод синтеза
с применением делителя частоты в кольце фазовой автоподстройкн управляемого
генератора.
Управляемый и опорный генератор вырабатывают гармонические колебания
с частотами и /0Р соответственно. Эта колебания при помощи формирующих
устройств превращаются в импульсы с теми же частотами следования. Частота
следования импульсов управляемого генератора, кроме того, делится в ДПКД
в раз. После этого частоты следования импульсов опорного и управляемого
840
генераторов сравниваются в фазовом детекторе. Сигнал ошибки подается через
фильтр нижних частот на управляющий реактивный элемент. Если частота упра-
вляемого генератора находилась в пределах полосы захватывания ФАП, то
произойдет автоподстройка управляемого генератора. После действия авто-
подстройки в системе будет иметь место условие
fyr/A'fl = for нли fyr = д/f ог<
где — коэффициент деления частоты управляемого генератора со значениями
ряда натуральных чисел от Ул. м.,н до Мд. Мако.
Таким образом, система позволяет стабилизировать управляемый генератор
на частотах в диапазоне от fyr, мин“ ^д. мин for до fyr. мако“ ^д. макс for
с шагом сетки f0F.
Для перестройки синтезатора устанавливается новый коэффициент деле-
ния ДПКД, и перестраивается управляемый генератор. Для изменения шага
сетки следует взять другое значение частоты f0P.
< in hi min <-•-*
Рис. 8-15. Структурная схема синтезатора частоты
Весьма важным узлом в синтезаторе рассматриваемого типа является дели-
тель с переменным коэффициентом деления ДПКД, При помощи этого делителя
осуществляется управление рабочей частотой генератора У Г. Процесс деления
заключается в том, что с началом подачи на вход делителя серии импульсов начи-
нается их счет. После отсчета Na импульсов с выхода делителя выделяется один
импульс, после чего Происходит «сброс» схемы, и счет импульсов' повторяется.
Таким образом, частоты поступающих на вход делителя импульсов делятся
в Wn раз. Значение коэффициента деления можно легко изменять.
Подобные делители называются счетчиковыми делителями частоты. Их
описание можно найти в литературе по импульсно-цифровой технике.
Рассматриваемый цифровой синтезатор частоты обладает рядом достоинств
145]:
1. Схема допускает изменение шага сетки. Для этого достаточно изменить
частоту сравнения for и коэффициент деления ДПКД.
2. Схема обеспечивает большую полосу захватывания.
3. В кольце ФАП отсутствуют смесители, что существенно уменьшает по-
бочные колебания.
4. В схеме минимум перестраиваемых элементов.
К недостаткам синтезатора следует отнести зависимость верхнего диапазона
используемых частот от скорости работы ДПКД и увеличения времени установ-
ления процессов в системе с уменьшением шага сетки.
2. Схемы гетеродинов
Условия самовозбуждения гетеродинов на транзисторах такие же, как
и в гетеродинах иа электронных лампах, т. е. должен обеспечиваться баланс
амплитуд и фаз напряжений цепей нагрузки и обратной связи. В связи с этим
для каждой схемы гетеродина на лампах можно подобрать транзисторный аналог.
341
Схемы гетеродинов с обратной связью могут быть построены по трем основ-
ным принципам, отличающимся способом получения связи между управляющим
электродом электронного прибора и резонансным контуром. Связь может быть
автотрансформаторная, трансформаторная и емкостная.
Из транзисторных вариантов схем гетеродинов предпочтительнее схемы с би-
полярными транзисторами. Они работают более устойчиво, так как биполярные
транзисторы имеют крутизну вольт-амперной характеристики на порядок больше,
чем полевые. Хотя могут использоваться и схемы с полевыми транзисторами.
Включение транзистора в схему может быть с общим эмиттером, с общей
базой и общим коллектором. Последняя чаще всего используется з схемах с сов-
мещенным гетеродином. На низких частотах схемы гетеродинов с общим эмит-
Рис. 8-16. Схема гетеродина: а — совмещенная со смесителем; б —в отдельном
исполнении; в —. с кварцевой стабилизацией, г — на туннельном диоде
тером по рабочим параметрам сравнимы со схемами с общей базой. На более
высоких частотах схема с общим эмиттером обладает более низкой стабильностью.
Обратная связь в гетеродинах может быть как внешней, так и внутренней за
счет транзистора. В качестве резонансных систем в гетеродинах применяются
чаще всего параллельные резонансные контуры, так как онн обеспечивают по-
лучение колебаний, более близких к синусоидальным.
На рис. 8-16, а приведена схема гетеродина с общим коллектором, совме-
щенная со смесителем. Такая схема предпочтительнее по экономическим сообра-
жениям, однако она труднее в наладке и менее устойчива в работе, чем схема
с отдельным гетеродином. На ,рис. 8-16, б дан пример схемы отдельного гете-
родина. Сопротивление R в цепи обратной связи имеет значение в несколько
десятков или сотен ом и включается с целью уменьшения влияния нелинейности
эмиттера на работу генератора в режиме класса А-
В технике радиоприема широко применяются кварцевые генераторы, ко-
торые используются как в отдельности, так и в составе синтезаторов частоты.
Одна из схем гетеродина с кварцевой стабилизацией представлена на рис. 8-16, в.
Наиболее простыми по технической реализации являются генераторы на
туннельных диодах. В отличие от транзисторных генераторов они не требуют
внешней обратной связи, потребляют весьма небольшую мощность от источника
смещения. Другими достоинствами схем генераторов иа туннельных диодах
342
являются их широкодиапазонность и высокая температурная стабильность.
Значительным недостатком генераторов на туннельных диодах является малая
выходная мощность.
Напомним, что в режиме генерации рабочая точка диода должна быть сме-
щена на отрицательный наклон вольт-амперной характеристики.
Существуют различные схемы генераторов на туннельных диодах [22] —
последовательная, обеспечивающая максимальную рабочую частоту, параллель-
ная, дающая наибольшую мощность, и параллельно-последовательная, имеющая
наилучшую стабильность и форму колебаний.
На рис. 8-16, г приведена последовательно-параллельная схема генератора.
Частота генерируемых колебаний такой схемы определяется по формуле
2л ]/ £(СН-СД) г^Сд(С + Сд) ’
где Сд — паразитная емкость туннельного диода; гд =—&U/&i—сопротив-
ление диода в рабочей точке.
Генератор на туннельном диоде может иметь кварцевую стабилизацию гене-
рируемых колебаний.
3. Влияние сильных мешающих сигналов на работу гетеродина
Отметим некоторые особенности работы гетеродинов при воздействии силь-
ных мешающих сигналов на преобразователь частоты.
а. Если сильный мешающий сигнал с АЛ1 воздействует на преобразователь
частоты, то он может вызвать угловую модуляцию гетеродинного напряжения,
что в конечном счете приведет к паразитной угловой модуляции промежуточной
частоты. Объясняется это тем, что сильный мешающий сигнал действует на гете-
родин как дестабилизирующий фактор.
Для ослабления влияния мешающего сигнала следует уменьшать связь
гетеродина со смесителем.
б. Наличие сильного мешающего сигнала, частота которого находится вне
полосы пропускания приемника, но близка к частоте принимаемого сигнала,
и шумовых боковых полос гетеродина, приводит к появлению в тракте УПЧ
помех типа интермодуляционных. Это объясняется взаимодействием (без участия
напряжения гетеродина) мешающего сигнала и шумовых составляющих гете-
родина на нелинейном участке характеристики смесительного прибора, что при-
водит к попаданию части шумового спектра, ограниченного полосой пропуска-
ния УПЧ, в тракт приемника.
Описанное явление носит также название эффекта блокирования. Эффект
блокирования может привести к значительному ухудшению динамического диа-
пазона приемника. Для ослабления эффекта блокирования следует стремиться
к ослаблению мешающего сигнала до преобразователя частоты, увеличению
динамического диапазона смесительного прибора и сужению полосы пропуска-
ния резонансной системы гетеродина.
8-7. ВЫБОР ЧАСТОТ ПРИ ДВОЙНОМ ПРЕОБРАЗОВАНИИ ЧАСТОТЫ
В соответствии со структурной схемой рис. 8-17 принципиально возможны
следующие соотношения между преобразуемыми частотами сигналов и частотам»
гетеродинов первого в второго преобразователей:
/в > /п и /г2 >• fn4
/c"C/ri И
fc > fn и /га "С /пч i!
fa < fri и /га < /пч !•
(8-30)
343
В первом случае преобразование частоты f0 принимаемого сигнала в первую
промежуточную частоту /пч ( происходит по закону
/пч 1 = /о — frit
W fri — частота гетеродина первого преобразователя.
Отсюда
/с = fri + /пч !•
(8-31)
При отсутствии надлежащих мер защиты на входе первого преобразователя
в тракте сигнальной частоты ТСЧ может оказаться мешающий сигнал, частота
/вх. si которого с частотой первого
гетеродина образует также первую
промежуточную частоту по закону
. /пч1 = /г!— /вх. 3 1<
откуда -
/вх. з 1 == fri — /пч ! (8-32)
Учитывая, что /Г{ == /с — /пч !>
получим
Рис. 8-17. Структурная схема двойного
преобразователя частоты для расчета со- . _, ___п (8-33)
отношений между частотами преобразо- /вх. з1 —/с пчь ( • >
вателя Как известно, мешающий сиг-
нал с частотой /вх. si носит на-
звание симметричной помехи (здесь — для первого преобразователя).
Разность между частотами сигнала и симметричной помехи для первого
преобразователя с учетом (8-33)
Д/вХ. 3 1 - /с--- /вх. 3 1 - 2/пч 1-
(8-34)
Из (8-34) следует, что для увеличения ослабления напряжения симметрич-
ной помехи частоты /вх. si резонансной системой тракта сигнальной частоты
следует повышать значение первой промежуточной частоты [пч1.
Напряжение полезного сигнала с частотой /пч1 поступает через усилитель
первой промежуточной частоты У1ПЧ на вход второго преобразователя, где
преобразуется в напряжение второй промежуточной частоты /ПЧ2 согласно усло-
вию
/пч а = /гг — /пч I,
где /Г2 — частота гетеродина второго преобразователя.
Симметричную помеху можно рассматривать так же, как это сделано для
первого преобразователя.
При соответствующих условиях (в результате прямого просачивания через
цепи сигнальной частоты и первого преобразователя мешающих сигналов или
путем их преобразования в первом преобразователе) на" входе второго преобра-
зователя может оказаться напряжение мешающего сигнала, частота /з2 которого
с частотой гетеродина второго преобразователя также образует вторую проме-
жуточную частоту по закону
/пч 2 ==/з2—/г2>
откуда
/зг = /г2 + /пч 2* (8-35)
Учитывая, что
/г2 — /пч 1 + /пч 2>
получим
/в2 = /пч 1 + 2/пч 2* (8-36)
344
Разность между первой промежуточной частотой н частотой симметричной
помехи для второго преобразователя с учетом (8-36) будет
А/зг — 1з2~ /пч I — 2/пч 2.
(8-37)
Из (8-37) следует, что для увеличения ослабления напряжения симметрич-
ной помехи с частотой /32 резонансной системой усилителя первой промежуточ-
ной частоты необходимо повышать значения второй промежуточной частоты fm 2.
Однако значение/пч 2 следует согласовать с требованиями к полосе пропускания,
коэффициенту усиления и с другими общими требованиями для тракта проме-
жуточной частоты.
В общем случае можно рассматривать следующие условия преобразования
мешающего сигнала, приходящего на вход первого преобразователя, в частоту
помехи для второго преобразователя:
/зг = /вх. з г + /п>
/з2 ~ /вх. 3 2 — /г1»
/32 ™ fri-----/вх. 3 2-
(8-38)
В этих формулах /вх. зг — такая частота мешающего сигнала иа входе прием-
ника, которая, преобразуясь в первом преобразователе, дает частоту /32 симме-
тричной помехи для второго преобразователя.
Из (8-38) следует соответственно:
/вх. з 2 — /32 — fri»
/вз. 3 2= /п + /з2>
/вх. 3 2 = fri --- /зг-
Ваменяя в (8-39) /32 из (8-36), получим:
/вх. 32 — /пч 1 "Ь 2/пч 2 -----fri t
/вх. 32 = /пч I 4" 2/ПЧ 2 + fri,
/вх. зг — /пч 1 — (/пч i 2/пч г)»
(8-39)
(8-40)
(8-41)
(8-42)
Очевидно, что (8-40) соответствует случаю /32 > /rj, а (8-42) — случаю
/н > /за» тогда как (8-41) не имеет ограничений. Для того чтобы установить
степень ослабления напряжения мешающего сигнала с частотой /вх. 32 цепями
сигнальной частоты, определим разность между частотами принимаемого н ме-
шающего сигналов.
В общем случае можно рассматривать
А/ вх. 3 2 — /с — /вх. 3 2<
А/вх. з 2 ~ /вх. 3 2 — fa-
(8-43)
(8-44)
Подставляя поочередно в (8-43) и (8-44) величину /с из (8-31), а /вх. 32
из (8-39) и учитывая (8-36), получим шесть уравнений:
Д/вх. з 2= 2 (/Г1----/пч 2),
Д/в . з 2 = — 2 (/г1 — /пч г),
Д/вх. з 2 ~ — 2/пч 2»
Д/вх. 3 2 = 2/пч 2,
Д/вх. з 2 — 2 (/пч 1 + /пч г)>
А/вх. з 2 = — 2 (/пч । Ц- /пч г)»
(8-45)
(8-46)
(8-47)
(8-48)
(8-49)
(8-50)
34В
Принимая во внимание только положительные знаки в правых частях выра-
жений (8-45)—(8-50), а также (8-34), получим
ei у „ tr Б -5 | 5 + 01 г* сч о* И II сч « сч “ 11 Г" ” S еч <1 < (8-51)
Рассматривая остальные случаи (8-30), найдем:
второй случай А/вх. з 1 ~ 2/Пч j,
А/вХ. 3 2 = 2 If ci (/пч 1 4" /пч Л/вх.з 2 — 2 (/пч 1 4" /пч г)» г)1. (8-52)
А/вх. 3 2 = 2/пч 2«
третий случай А/ВХ. 3 1 == 2/пч 1»
!• А/вх. з а = 2 (/ci -|- /пч з)> A/вх. з 2 = 2/пч 2» Л/вх. 3 2 = 2 (/пч 1 — /пч г)» Z (8-53)
четвертый случай Л/вх. з i = 2/пч I»
А/вх. э 2 — 2 [/г1 — (/пч 1 — /пч а)1 » А/вх. з з я 2 (/пч х —* /пч г)» (8-54)
&fsx. 3 2 — 2fII4 J.
При количественной оценке ослабления напряжения мешающих сигналов
необходимо учитывать следующее. Ослабление D симметричной помехи с часто*
той ^зх. si Для первого преобразователя осуществляется резонансными цепями
тракта сигнальной частоты и определяется по известным формулам в соответ-
ствии с (8-34). Ослабление сигналов с частотой /вх. 33 для второго преобразова-
теля определяется вначале для сигнальных цепей согласно (8-51)—(8-54), а затем
для цепей У1ПЧ согласно (8-37).
Результирующее ослабление Добщ будет определяться ослаблением помехи
в тракте сигнальной частоты £>сч и ослаблением Dyin4 в цепях У1ПЧ, т. е.
^общ — ДсчОу! пч*
Расчетные значения по (8-51)—(8-54) связаны с конкретными соотношениями'
между рабочими частотами преобразователей. Заметим, что опасным является
значение Д/вх. 33 = 2/пч 3.
При правильном выборе промежуточных частот fmi и /Пчг. можно полу-
чить значительное ослабление мешающих сигналов /вх. 31 и /вх. 32, поступающих
иа вход приемника. При низком значении второй промежуточной частоты и
недостаточной избирательности У1ПЧ для частоты /33 возможен случай, когда
общее ослабление помехи с частотой fBX. 33 цепями тракта сигнальной частоты
У1ПЧ будет меньше, чем ослабление помехи иа частоте /вх. 31 сигнальными
цепями.
346
Кроме рассмотренных соотношений между частотами при двойном преоб-
разовании частоты необходимо учитывать комбинационное преобразование во
втором преобразователе. В частности, следует избегать соотношений
. 2 , 3 .
/Г2 ~з~ /пч 1 И /Г2 ~2~ 'ПЧ 1>
при которых происходит преобразование мешающих сигналов во втором смеси-
теле по второй гармонике частоты второго гетеродина в первом случае н по вто-
рой гармонике частоты мешающего сигнала во втором.
Глава девятая
РАСЧЕТ ДЕТЕКТОРОВ
9-1. ДЕТЕКТОРЫ АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
1. Выбор схемы детектора ДМ-сигналов
Детектирование Л/И-сигналов осуществляется в настоящее
время главным образом диодными детекторами в режиме линейного
детектирования. Режим диодного линейного детектирования поз-
воляет получить наименьшие нелинейные искажения принимае-
мого сигнала при детектировании по сравнению с другими ре-
жимами и схемами детектирования.
Существенно подчеркнуть, что термины «линейный детектор»
и «линейное детектирование» относятся исключительно к рабо-
чему режиму такого принципиально нелинейного каскада прием-
ника, каким является обычно используемый амплитудный детектор.
В режиме линейного детектирования вольт-амперная харак-
теристика диода детектора аппроксимируется линейно-ломаиой
зависимостью. Режим линейного детектирования, по существу,
тождествен режиму выпрямления — диод работает в прерывистом
или, иначе, в ключевом режиме, т. е. уподобляется переключа-
телю, периодически замыкающему и размыкающему цепь тока.
Линейный детектор отличается от выпрямителя с реостатно-
емкостным фильтром только объектом выпрямления (амплитудно-
модулированное напряжение вместо синусоидального) и требуе-
мым результатом (получение тока низкой частоты вместо посто-
янного тока). Подобно выпрямителю линейный детектор может
выполняться по однополупериодной, двухполупериодной или
мостовой схемам.
Квадратичные диодные амплитудные детекторы, в которых
для получения эффекта детектирования используется небольшой
квадратичный участок вольт-амперной характеристики диодов
в окрестностях точки наибольшего изгиба, применяются в миниа-
тюрных транзисторных приемниках, в детекторных приемниках
и в специальной аппаратуре. Из-за присущих квадратичному
347
детектированию значительных нелинейных искажений прини-
маемого сигнала этот режим не применяется в профессиональ-
ных и вещательных приемниках.
По способу включения сопротивления нагрузки схемы диодных
детекторов подразделяются на последовательную и параллель-
ную, с разделенной и неразделенной нагрузкой.
На рис. 9-1, а показана последовательная схема диодного
детектора е разделенной нагрузкой (/?,, = Ri + Rz) транзистор-
ного приемника. Она имеет более высокое входное сопротивление,
чем параллельная, и обеспечивает лучшую фильтрацию напря-
РиС. 9-1. Схемы амплитудного детектора на кристаллическом диоде!
а — с последовательной нагрузкой; б — с параллельной нагрузкой
жения промежуточной частоты. Конденсатор Сх способствует
повышению коэффициента передачи детектора, звено C2#i яв'
ляется фильтром промежуточной частоты. Как правило, постоян-
ная составляющая выпрямленного напряжения детектора' в по-
следующих каскадах приемника не' используется и является
нежелательной. Для ее устранения в схему детектора вводится
разделительный конденсатор Ср, реактивное сопротивление ко-
торого на низкой частоте мало. Введение разделительного конден-
сатора уменьшает нагрузку детектора на частоте модуляции
и может привести к большим нелинейным искажениям принима-
емого сигнала. Для уменьшения нелинейных искажений в детек-
торе по указанной причине и прибегают к разделению нагрузки
детектора.
При параллельной схеме (рис. 9-1, б) напряжение проме-
жуточной частоты на выходе детектора практически равно его
входному напряжению. Здесь также необходимо прибегать к схеме
с разделенной нагрузкой-нлн предусматривать на выходе детек-
тора фильтр нижних частот. В некоторых случаях на диод
детектора подается положительный поляризующий потенциал
(0,1—0,5 В) с целью уменьшения его внутреннего сопротивления
в рабочем режиме. Для диодных детекторов могут в успехом
применяться кристаллические точечные диоды.
348
Транзисторные амплитудные детекторы применяются преи-
мущественно в миниатюрных приемниках, где повышенный по
сравнению с диодным детектором их коэффициент передачи по
напряжению обеспечивает большую компактность приемных схем
и где нелинейные искажения, свойственные транзисторному де-
тектору, отодвигаются на второй план. Эффект детектирования
в транзисторном детекторе может быть получен при включении
транзистора по схеме с общей базой, общим эмиттером или об-
щим коллектором. Однако на практике почти исключительно
применяется схема с общим эмиттером по тем же соображениям,
Рис. 9-2. Схемы амплитудного детектора на транзисторе: а — без
начального смещения на базе; б —. с начальным смещением на базе
что и в усилительных каскадах. При использовании схемы детек-
тора с общим эмиттером детектирование может осуществляться
в коллекторной, коллекторно-базовой н коллекторно-эмиттерной
цепях.
Наиболее'часто применяется первый вариант — коллекторный
детектор с использованием характеристик iK = f (t/в-э) транзис-
тора и включением нагрузки детектора в коллекторную цепь.
Действие такого детектора можно уподобить анодному детектору
на ламповом триоде.
Коллекторный детектор может работать в двух режимах:
в режиме нулевого поляризующего потенциала базы по схеме
рис. 9-2, а и в режиме малого (0,05—0,1 В) смещения на базе
(рис. 9-2, б). Последний режим позволяет выбрать оптимальную
рабочую точку детектора, но его схема несколько усложняется.
Режим нулевого или небольшого смещения на базе приводит
к отсечке коллекторного тока с углом, близким к 90°. Высоко-
частотные составляющие коллекторного тока отфильтровываются
емкостью Сг, а напряжение звуковой частоты выделяется на
нагрузке детектора /?н.
Детекторные характеристики коллекторного детектора с общим
эмиттером имеют значительную криволинейность, что вызывает
большие нелинейные искажения. Для получения более линейных
детекторных характеристик могут быть применены коллекторно-
базовый или коллекторно-эмиттерный детекторы. Однако они
сложнее, чем коллекторный детектор;
949
2. Расчет диодного детектора
ЛЛТ-сигналоз транзисторного приемника
Исходными данными для расчета являются:
1) fn4 — значение промежуточной частоты приемника;
2) Q3, L, С—параметры контура УПЧ: эквивалентная доб-
ротность, индуктивность, емкость;
3) итпЧ — амплитуда напряжения промежуточной частоты
на входе детектора (Umn4 > 0,3-г-0,5 В);
4) —Fa — диапазон модулирующих частот;
5) /?ц и Сц — входные сопротивление и емкость первого
каскада УНЧ.
Кроме того, необходимо задаться следующими величинами:
1) коэффициентами частотных искажений /И,, и Ма на мини-
мальной Fa и максимальной Fa частотах модуляции; эти коэф-
фициенты выбираются в пределах 1,05—1,2;
2) коэффициентом модуляции; обычно принимают тмако = 0,8,
а тср = 0,54-0,6;
3) коэффициентом фильтрации напряжения промежуточной
частоты; его значение может лежать в пределах 20—50.
Кристаллический диод для А/И-детектора выбирается .по
предельной частоте (/пред > /пч) с условием, чтобы обратное
сопротивление его Rt обр и крутизна S были по возможности
большими, а междуэлектродная емкость Сд — минимальной
(обычно Сд = 0,54-1 пФ).
При расчете детектора, кроме прочих его показателей (ча-
стотные искажения, входное сопротивление, коэффициент пере-
дачи напряжения, коэффициент фильтрации), необходимо обе-
спечить отсутствие нелинейных искажений, которые могут воз-
никнуть из-за различия нагрузок детектора постоянному и пере-
менному токам и за счет инерционности работы детектора.
Нелинейные искажения из-за различия нагрузок постоянному
и переменному токам более опасны, так как эти искажения имеют
место при всех модулирующих частотах, в то время как нелиней-
ные искажения из-за комплексности нагрузки детектора прояв-
ляются практически только на высших модулирующих частотах.
Для устранения нелинейных искажений за счет разделительной
цепи Ср— Ru (рис. 9-1), т. е. из-за разницы нагрузок постоян-
ному и переменному токам, необходимо соблюсти условие
-^->^Макс. (9-1)
где /?н~ — сопротивление нагрузки детектора по переменному
току; RH — то же по постоянному току; тмако — максимальный
коэффициент модуляции.
350
В общем случае для кристаллического детектора при разде-
ленной- нагрузке
(п | ^11^2 \ п
+ /?„+#2 ) Hlo6P, р (/?, + RJ Ri обо
в~ п । RmRz , п. , ' в + Rt + Ri об»
"Г _|_ r -Г «I обр
где /?п — входное сопротивление транзисторного УНЧ\ Rlo6p —
обратное сопротивление диода.
Учитывая, что R, обр = 0,14-0,5 МОм, а сопротивления на-
грузок обычно невелики, влияние Rio6p при рассмотрении усло-
вия (9-1) допустимо не учитывать. Однако при определении вход-
ного сопротивления детектора обратное сопротивление диода
необходимо принимать во внимание.
Полагая щмаКс > 0,8 и нагрузку детектора неразделенной,
на основании (9-1) с учетом значений RH~ и Ra получим
Ru < 0,25/? u, ' (9-2)
где • R„ — сопротивление нагрузки детектора по постоянному
току без учета Rt 0Ср. Входное сопротивление /?ц в транзистор-
ных УНЧ имеет низкое значение, что Л приводит, в соответствии
с (9-2), к весьма небольшому значению сопротивления нагрузки
по постоянному току /?н детектора. При такой нагрузке входное
сопротивление детектора будет сильно шунтировать контур УНЧ,
и для уменьшения шунтирования потребуется неполное под-
ключение детектора к контуру с небольшим коэффициентом
включения. Коэффициент передачи напряжения системы УПЧ —
детектор будет также низким. Низкое значение сопротивления Re
приведет, кроме того, к увеличению нелинейных искажений в де-
текторе за счет нелинейности детекторной характеристики. При
неразделенной нагрузке RB мал коэффициент фильтрации напря-
жения промежуточной частоты.
Для увеличения сопротивления нагрузки детектора по постоян-
ному току можно включить первый каскад УНЧ по каскодной
схеме, или применить последовательную отрицательную обратную
. связь в первом каскаде УНЧ, или включить в качестве первого
каскада УНЧ эмиттерный повторитель.
С целью уменьшения нелинейных искажений за счет нелиней-
ности детекторной характеристики, повышения входного сопроти-
вления детектора и увеличения коэффициента фильтрации напря-
жения промежуточной частоты нагрузку R„ увеличивают, а для
удовлетворения неравенству (9-1) ее разбивают на две части Rx
и R2 (рис. 9-1, а), где резистор R2 определяет напряжение зву-
ковой частоты на входе УНЧ, а резистор /?г— коэффициент
фильтрации напряжения промежуточной частоты. Однако раз-
деление нагрузки ведет к уменьшению коэффициента передачи
детектора.
361
и и разделении нагрузки детектора величина на основа-
нии (9-1) и в учетом шмак0 = 0,8 будет иметь значение
R2 = 0,1₽н (1 + V 1 + 2QRn/Rs ). (9-3)
Задаваясь R„ и зная значение Rllt можно определить сопро-
тивление R2, после чего
Ri — Ru — Ri- (9-4)'
В общем случае можно полагать
Ru = (0,54-0,8) (9-5)
В зависимости от требований к детектору коэффициенты при
Ru могут иметь другие значения. При необходимости повысить
входное сопротивление детектора и коэффициент фильтрации
промежуточной частоты коэффициенты в (9-5) следует увеличить.
Заметим, что увеличение RH при одновременном удовлетворе-
нии (9-1) приведет к тому, что коэффициент передачи детектора
будет снижаться. С учетом сделанных замечаний порядок расчета
кристаллического детектора ЛТИ-сигналов транзисторного при-
емника можно принять следующий.
1. Определяются параметры нагрузки
детектора: по известному значению Rtl вычисляется сопро-
тивление нагрузки детектора, согласно (9-5). Значение сопротив-
ления R2 определяется по формуле (9-3), a /?1— по (9-4).
Для обеспечения безынерционной работы детектора постоянная
времени цепи его нагрузки должна отвечать условию
при т = 0,54-0,6, причем
Сн < -А • • (9-6)
2. Коэффициент передачи детектора Кд
при полной нагрузке RH определяется по графику — 4>(RUS),
показанному на рис. 9-3. Коэффициент передачи детектора с уче-
том разделения нагрузки будет иметь значение
р = Й! (йа + йп” + ад!1 * (9'7)
Коэффициент передачи Кд может быть определен также из
общего условия
Кд — cos 0,
где угол отсечки 0 находится из равенства
tg0_0= « .
1\W*
352
3. Входное сопротивление детектора о
учетом обратного сопротивления диода
г>' — Rbx. ftffi обр
*SX-A Язх.д + Я/обр*
Значение RBX д (входное сопротивление при идеальном диоде)
можно определить по графику рис. 9-3 в таком порядке: по зна-
чению RttS находят cos 0, а по нему <р(0) = ё— sin Hcos'e ‘
Последняя формула позволяет определить /?вх.д3, откуда легко
Рис. 9-3. График для расчета параметров диодного детектора в функции RaS
Из зависимости = <p (RHS) (график рис. 9-3) нахо-
дится внутреннее сопротивление диода Rta в динамическом ре-
жиме.
При > 50 (0 < 30°) коэффициент передачи может быть
определен также из условия
где
Кл = cos 0,
и динамическое внутреннее сопротивление
При этом
р — - л
S0 •
/?н
^зк'а 2 4- 3RH/Ri обр
0-8)
(9-9)
(9-Ю)
12 В. Д. Горшелев к др.
363
4. Коэффициент подключения р2 детектора
к контуру каскада УПЧ определяется исходя из обеспечения
его эквивалентной добротности:
р2 = 1Л do) R'bx. д
' 2я/пч£
(9-11)
При р2 > 1 полагают его равным единице и шунтируют кон-
тур резистором. Проводимость шунта в этом случае
= (9-12)
где рк — характеристическое сопротивление контура УПЧ\
Свх#д—входная проводимость детектора, равная 1/Явх. д-
5. Рассчитываю т’с я частотные иска ж^е н и я.
Частотные искажения на низшей частоте модуляции собственно
детектора малы, и ими можно пренебречь. Требования по ча-
стотным 'искажениям на низшей частоте модуляции за счет пере-
даточной цепи Ср — будут выполнены, если емкость разде-
лительного конденсатора Ср удовлетворяет условию
С„ >--------, (9-13)
₽ З^рез/^’н-1
где результирующее сопротивление
= (9-14)
«ЧДТ‘ЧТ*'а А|-ГАЭ
Коэффициент частотных искажений на высшей частоте моду-
ляции определяется так:
Мв« Г1 + (2лРв/?гУ(Сн + Сц)2. (9-15)
6. Емкости цели на грузки детектора опре-
деляются из следующих условий. Емкость нагрузки детектора
Сц «=w Ci Са,
где Са = Сз + С и + Смз; СМ2 — емкость монтажа входной
цепи УНЧ.
По условиям работы фильтра промежуточной частоты (RiC'z)
г, (0,5 4- 0,8)
тогда
' С2 = Са — (Сп Смз),
после чего
Ci = С„ — Са.
7. Определяетвя коэффициент фильтра-
ции напряжения промежуточной частоты. Под коэффициентом
364
фильтрации понимается отношение напряжения промежуточной
частоты на входе детектора к напряжению промежуточной ча-
стоты на резисторе R2. Этот коэффициент имеет значение
6 (9-16)
сд
где Сд = Сд + CMi; Cmi я» (2ч-5) пФ — емкость монтажа . цепи
диода.
8.. Напряжение звуковой частоты на
входе УНЧ
Uт& - Um вх. дЛд. р(9-17)
3. Расчет транзисторного детектора А М сигналов
Схемы транзисторного детектора показаны на рис. 9-2. Исход-
ными данными для его расчета являются те же, что и для диод-
ного детектора ДЛ4-сигналов. Кроме того, необходимо располагать
детекторными параметрами транзисторного детектора и
RlT-д. Эти параметры могут быть определены на основании"ана-
литических выражений для вольт-амперных характеристик тран-
зистора, однако практически это может встретить затруднения
из-за сложности расчета.
Достаточно точные значения детекторных параметров можно
получить по экспериментально снятым колебательным характери-
стикам транзистора, которые представляют собой зависимость
тока коллектора от напряжения на коллекторе при различных
напряжениях промежуточной частоты на базе. По этим характе-
ристикам определяются
Зт. д = ' ПРИ t/к-э — const,
Wm пч
dUK Э
Ягт.д= -^7^ прн t/mn4==const.
На основании колебательных характеристик могут быть также
построены характеристики детектирования.
Значения 5Т>Д и /?гт.д могут быть определены по прибли-
женным формулам:
•$т. д '2 5 _?з>3 И ,
где | У 21| — модуль проходной проводимости транзистора на
рабочей частоте; 022 — активная составляющая выходной про-
водимости транзистора в режиме короткого замыкания его входа.
Расчет транзисторного детектора можно выполнять в следу-
ющем порядке.
1. По известному значению промежуточной частоты приемника
производится выбор транзистора в соответствии с условием:
/пред (2 -г- 5) /пч.
Збб
2. Выбирается сопротивление нагрузки детектора, согласно
(9-2).
3. Определяется коэффициент передачи детектора
где + 6Н + Сц.
В большинастве случаев для транзисторов выполняется усло-
вие G, т.д < (GH + Сц) и поэтому принимается
G~ && Gu Gn.
4. Исходя из допустимых частотных искажений на высшей
частоте модуляции определяется емкость нагрузки детектора
Емкость конденсатора, который реально включается в на-
грузку детектора,
G"i ~ Сн (С22 + Сп),
где С22 и Сц — выходная емкость транзисторного детектора
и выходная емкость УНЧ соответственно.
Значение емкости конденсатора разделительной цепи вычи-
сляется из условия обеспечения заданных частотных искажений
на низшей частоте модуляции
Ср> 1/(2лРн/?рез/М‘ -1),
где /?ре3 = /?ц + Ra.
5. Производится расчет элементов питания каскада тран-
зисторного детектора по постоянному току:
а) выбирается ток делителя (потенциометра) /?2 из условия
/„ = (504-100)/Б,
где /Б /ко;
б) полагая
£7Б.Э = (0,054-0,1) определяем сопротивления
р _ I£к I. р __ I ЧБ-э I .
— 7 > t\2--------г-- ,
конденсатора фильтра выбирается из условия
Сф>(5-4-10)/(2лЛЛ).
в) емкость
6. Активная и реактивная составляющие входной проводи-
мости детектора определяются по приближенным формулам:
GBX. т. я ~ ((У,25 + 0,5) Gu; Ввх. д (0,25 - 0,5) Вп.
7. Имея значение входной проводимости детектора, можно
определить коэффициент его включения в контур УПЧ (9-11).
При ш2>1 контур шунтируется активной проводимостью (9-12).
366
9-2. ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
1, Выбор схемы частотного детектора
Для детектирования частотпо-модулированных непрерывных
сигналов в основном используются три типа ЧМ-детекторов:
дифференциальный со связанными и настроенными в резонан'а
на промежуточную частоту контурами, дифференциальный с рас-
строенными контурами и дробный. Все три типа детекторов со-
держат преобразователь частотной, модуляции, преобразующий
изменения частоты ДМ-сигнала в пропорциональные частоте
изменения амплитуды сигнала, и два одинаковых, обычно диод-
ных, амплитудных детектора. Для устранения паразитной ампли-
тудной модуляции ДМ-сигналов в состав преобразователей моду-
ляции вводятся амплитудные ограничители, включаемые до
частотного различителя. При строгом подборе амплитудных де-
текторов дробный детектор в меньшей степени подвержен влия-
нию паразитной амплитудной модуляции, чем дифференциальный.
Однако на практике обычно не удается добиться строгого подо-
бия амплитудных детекторов. Поэтому введение в состав дробного
детектора специального ограничителя амплитуд значительно улуч-
шает качество приема.
Наиболее широкое применение дробные детекторы находят
в приемниках массового использования, так как позволяют
уменьшить требуемый коэффициент усиления УПЧ (дробный
детектор при отсутствии ограничителя амплитуд действует при
меньших амплитудах сигнала на входе преобразователя моду-
ляции).
Частотные детекторы с расстроенными контурами находят
меньшее применение, так как они сложнее в устройстве.
На рис. 9-4, а приведена принципиальная схема дифферен-
циального частотного детектора с индуктивной связью между
контурами. Высокочастотный дроссель Др практически разры-
вает по высокой частоте цепь тока, в которую он включен. Фильтр
/?фСф служит для фильтрации высокочастотного напряжения.
Он, кроме того, корректирует частотную характеристику де-
тектора в зоне верхних частот модуляции с целью компенсации
результата специального подъема частотной характеристики в зоне
верхних частот, осуществляемого в передатчиках ЧАЬсигналов.
Поэтому он часто называется фильтром предыскажений.
На рис. 9-4, б изображена принципиальная схема дробного
частотного детектора. Связь контуров выполняется здесь а по-
мощью катушки связи LCB. Резистор R3 ухудшает добротность ка-
тушки связи для устранения резонансных явлений в цепи связи.
Он также способствует уменьшению импульсных помех, про-
никающих на вход детектора через цепь связи. Главное отличие
этой схемы от схемы дифференциального детектора со связанными
контурами заключается в способе получения выходного напря-
357
жения и в наличии стабилизирующего напряжения на конден-
саторе Cs, которое и определяет постоянное значение напряжения
на конденсаторах Ct и С2. Напряжение низкой частоты будет
появляться на выходе детектора только тогда, когда изменится
Рис, У-4. Схемы частотного детектора; а — со связанными кон-
турами* б —дробного; в —с расстроенными контурами
отношение продетектированных напряжений на конденсаторах Сг
и С2, а это отношение изменится лишь при изменении частоты
ЧЛКсигнала.
На рис. 9-4, в приведена принципиальная схема частотного
детектора с расстроенными контурами. Контуры L2Ck2, LSCM
частотного различителя расстроены в разные стороны относительно
номинального значения промежуточной частоты на AF. В осталь-
ном схема подобна 7/И-детектору со связанными контурами.
368
Коэффициент передачи частотного детектора в целом (от
входа электронного прибора преобразователя модуляции до
выхода А М.-детектора)
/<ч. д == Кп. м^Д>
где Кп „ — коэффициент передачи преобразователя модуляции;
Кд—коэффициент передачи детекторной части частотного детектора.
Величина
ЯП. м = У 1^21. Лэ. Ф (П °)Ь
где У21—крутизна характеристики электронного прибора пре-
образователя модуляции; если электронный прибор преобразо-
вателя модуляции работает в режиме ограничения, то величина
/21 представляет собой крутизну по первой гармонике тока
электронного прибора и в дальнейшем обозначается с|в; /?э —
эквивалентное разопансное сопротивление контура преобразова-
теля модуляции; <р (т], а) — функция, учитывающая схему и прин-
цип действия резонансной системы преобразователя модуляции.
Коэффициент передачи детекторной части дифференциального
частотного детектора
Кд,=2<»
а дробного детектора
лд-л;.
где Кд — коэффициент передачи одного плеча амплитудного де-
тектора.
2. Ограничители амплитуды напряжения
Для устранения паразитной -амплитудной модуляции в частотном детекторе
его преобразователь модуляции''работает в режиме ограничения амплитуды вход-
ного сигнала. Ограничители амплитуды обеспечивают при определенных усло-
виях постоянство амплитуды выходного сигнала,
когда входной сигнал достигает порогового зна-
чения Упор-
Действие ограничителя амплитуды напря-
жения можно характеризовать его амплитудной
характеристикой Увых = <р (УВх) (рис. 9-5).
По этой характеристике можно определить
основные качественные показатели ограничи-
теля: коэффициент ограничения и интервал
перехода к режиму ограничения.
Коэффициент ограничения определяется [46]
в соответствии с рис. 9-5 как
Рис. 9-5. К определению
коэффициента ограничения
h Кмакс ai
°гр~ Лмин -tga2 j
(9-18)
где Хмакс = tg at — максимальный дифференциальный коэффициент передачи
ограничителя; Кигт — — минимальный дифференциальный коэффициент
передачи ограничителя.
Для лучшего подавления амплитудной модуляции амплитудная характе-
ристика в области ограничения должна быть по возможности ближе к горизон-
тальной прямой. Хорошие ограничители имеют коэффициент ограничения по-
369
рядка нескольких десятков и сотен единиц, а интервал перехода от ливейного
режима к режиму ограничения Д(/п — порядка десятых долей вольта.
В режиме ограничения каскад преобразователя модуляции обычно работает
в сильно нелинейном режиме, так что крутизна вольт-амперной характеристики
електрониого прибора в рабочем диапазоне изменяется в широких пределах.
Для получения зависимости тока первой гармоники промежуточной частоты
в ограничителе от входного напряжения сигнала прибегают к линейно-ломаной
аппроксимации вольт-амперной характеристики, что в конечном счете приводит
к значению средней крутизны характеристики как функции угла отсечки
^21ср — (0) = V2i<p (COS 0),
гДе ^51 — крутизна характеристики на участке аппроксимации; <р' (0) — функ-
ция, зависящая от вида аппроксимации вольт-амперной характеристики; 0 —
угол отсечки тока.
Рис. 9-6. Ограничитель на транзисторе Рис. 9-7. Динамические характеристики
транзисторного ограничителя по кол-
лекторной цепи
Следовательно,
U яых — Y вх.
Так как с уменьшением угла отсечки /21Ср уменьшается, то при увеличении
входного напряжения UBX рост выходного напряжения (/вых происходит по не-
линейному закону, т. е. замедляется.
На рис. 9-6 приведена схема ограничителя на транзисторе, действующая за
счет отсечки тока коллектора. Режим работы каскада осуществляется при по-
ниженном коллекторном напряжения t/к-Э. н- При помощи резисторов /?к и
Ri, подбирается исходная рабочая точка (U^-э. о> «Бо)> как показано на
рис. 9-7. Линии 1 и 2 соответствуют динамическим режимам по постоянному
1 переменному токам.
Схема обеспечивает двустороннюю отсечку коллекторного тока за счет пере-
хода в области навыщения и нулевых значений коллекторного тока.
На практике иногда могут применяться схемы ограничителей с шунтирую-
цим диодом (рис. 9-8, а).
На диод Д, включенный параллельно колебательному контуру, подано за-
дающее напряжение. После компенсации запирающего напряжения выходным
спряжением сигнала диод открывается и шунтирует контур. С этого момента
сминается ограничение выходного напряжения. На рис. 9-8, б показан график,
юясняющий работу ограничителя.
Для наиболее эффективной работы ограничителя значение UBX о должно
>ыть выбрано в несколько раз большим, чем UBX. мин (рис. 9-8, в).
Недостатком ограничителя с шунтирующим диодом является расширение
юлосы пропускания каскада с начала действия диода, а также необходимость
юдачи специального запирающего напряжения на диод. Однако существуют
.иоды с вольт-амперными характеристиками, позволяющими исключить необ-
ходимость в запирающем напряжении, как, например, стабилитроны.
160
Рис. 9-8. Ограничитель с шунтирующим диодом!
а — схема ограничителя; б — график измене-
ния тока шунтирующего диода в зависимости
от приложенного напряжения; в — амплитудная
характеристика усилительного каскада с шунти-
рующим диодом
Uex.HUH Vgn о UM
__________;_________:____ Рис. 9-9. Ограничи-
тель с двумя шунти-
_____________________________________ рующими диодами!
Чех а — схема ограничи-
0 10 20' 30 40 U»x пав теля; 6 график из*
ех.пор меиения токов диодов
в ограничителе; в — обобщенные амплитудные характеристики в уси-
лителе с шунтирующими диодами
8в1
Если параллельно контуру включить два диода (рис. 9-9, а), то эффект огра-
ничения повышается, а входное пороговое напряжение может быть уменьшено
по сравнению с аналогичными характеристиками схемы, где применяется один
диод. График рис. 9-9, б поясняет работу ограничителя с двумя диодами. На
рис. 9-9, в показаны обобщенные амплитудные характеристики ограничителя.
3. Расчет ограничителя на транзисторе
Для расчета средней крутизны транзисторного ограничителя необходимо
располагать его сквозной динамической характеристикой. Построение сквозной
динамической характеристики производится известным из теории электронных
усилителей низкой частоты способом. Для ее построения необходимо иметь вы-
ходные и входные статические характеристики транзистора ограничителя. Вна-
чале строится выходная динамическая характеристика по переменному току
Рис. 9-10. График аппроксимации вольт-амперной ха-
рактеристики ('к = f (К/в-э) транзисторного ограни-
чителя
(рис. 9-7). Входная динамическая характеристика представляет собой зависимость
входного тока от входного напряжения при наличии нагрузки в выходной цепи
каскада. Она строится на основе входных статических характеристик транзистора
и выходной динамической характеристики каскада. Проходная характеристика
представляет собой зависимость выходного тока от входного напряжения прн
наличии нагрузки в выходной цепи и при равенстве нулю внутреннего сопро-
тивления источника сигналов, т. е. при возбуждении каскада ограничителя от
идеального генератора э. д. с. Сквозная динамическая характеристика отличается
от проходной тем, что изменении выходного тока определяются в ней по отно-
шению к э. д. с. источника сигналов, имеющего отличное от нуля внутреннее
сопротивление.
На рис. 9-10 показан примерный вид аппроксимированной сквозной харак-
теристики транзистора в ограничительном режиме. Для этой характеристики
УИОр = [<р (cos ех) — <р (cos 64)] 4- У21а<₽ (cos 93)
362
где
_ Ui
0! = arccos '
Um вх
A U,
02 = arccos -у---
Um вх
А U<,
03 — arccos
Um вх
, 6 — sin 0 cos 0
Ф (cos 0) —
л
Для удобства расчетов значения функции <f (cos 0) приведены в табл. 9-1.
Таблица 9-1
Значения ф (cos 0) при различных значениях cos 6
cos б 0,00 0.01 0,02 0,03 0.04 0,05 0,06 0.07 0.08 0.09
0,0 0,5000 4936 4872 4808 4745 4681 4618 4554 4491 4427
0,1 4364 4301 4238 4175 4112 4049 3986 3923 3360 3797
0,2 3735 3673 3611 3549 3487 3425 3364 3303 3242 3181
0,3 3120 3059 2999 2938 2878 2818 2759 2699 2640 2581
ОЛ 2523 2465 2407 2349 2292 2235 2178 2122 2066 2010
0,5 1955 1900 1845 1791 1737 1684 1631 1578 1526 1475
0,6 1420 1373 1323 1273 1224 1175 1127 1080 1033 0986
0,7 0940 0895 0851 0807 0764 0722 0680 0639 0599 0559
0,8 0521 0483 0446 0410 0375 0341 0308 0276 0245 0215
0,9 0187 0160 0134 ОНО 0088 0067 0048 0031 0017 0006
Примечание. Значение cos 0 суммируется из двух слагаемых, иахо-
дящнхся в левом столбце и Ф (cos 0) » 0,3797. верхней строке. Например, прк COS 0 = 0.19
Задаваясь различными значениями напряжения на входе ограничителя,
можно получить зависимость Ytl ср = f (1/вх), которая может быть использована
для построения амплитудной характеристики преобразователя модуляции
^вых = । •>' У41ср^вх/?9>
1 Т т|
где /?э — эквивалентное сопротивление контура.
На основании (9-18) определяется коэффициент ограничения и оценивается
эффект ограничения. Для хорошей работы амплитудного ограничителя значение
напряжения иа его входе должно в 1,6—2 раза превышать пороговое значение,
при котором наступает ограничение.
4. Расчет ограничителя с шунтирующими диодами
Схема и график работы ограничителя с двумя шунтирующими диодами
даиы на рис. 9-9.
При идентичности диодов и равенстве отпирающих напряжений = Е2 —
= £ углы отсечки токов диодов 0j = 02 — 0.
363
............лаьлада игра ичителя с учетом шунтирования контура
диодами
V______________Уц
2WP- I-J-25д/?э, нф (cos 0) ’
где
cos0 = 7^- = --n<b;x-nop , (9-19)
Мвых Vflbix
<p (cos 0) =-— (9 —• sin 0 cos 0) —функция, которая может быть взята по
табл. 9-1, 5Д =-т7—1-—-s-крутизна шунтирующего диода; Rs. и — экви-
(-'ВЫХ “""С
валентное сопротивление контура» не зашунтироваииого диодами.
Амплитудная характеристика каскада определяется зависимостью
Uвых ~ U^YitcpRa. и*
Полагая известными Е, Зд, Уг1, Ra, в и задаваясь различными значениями
амплитуды входного напряжения итвх, определяют соответствующие значе-
ния FMcp и подсчитывают амплитуды выходного напряжения Um вых. Строится
амплитудная характеристика.
Вид амплитудной характеристики ограничителя существенно зависит от
значения произведения SnRa. в. Имея в виду, что для рассматриваемой схемы
__ i + 2^д/?э. нф (cos 0)
UВХ. ПОР C0S 9
и учитывая (9-19), можно построить семейство обобщенных амплитудных харак-
теристик ограничителя для различных значений Зд/?э. и (рис. 9-9, в).
б. Расчет частотного детектора со связанными
и настроенными контурами транзисторного приемника
Балансный (рис. 9-4, а) й дробный (рис. 9.-4, б) частотные
детекторы со связанными контурами имеют одинаковые преобра-
зователи модуляции и отличаются лишь в части амплитудных
детекторов — демодуляторов. Это позволяет вести их расчет
по одной и той же методике с учетом указанного различия.
Исходными данными Для расчета частотного детектора со
связанными контурами являются:
1) промежуточная частота /п, приемника;
2) AFm — максимальная девиация частоты;
3) низшая FH и высшая ?в частоты модуляции;
4) Qo — конструктивно- выполнимая добротность контуров;
5) kr — допустимый коэффициент нелинейных искажений
в VAf-детекторе;
6) Rii — входное сопротивление первого каскада УНЧ;
7) /?22 — выходное сопротивление транзистора преобразова-
теля модуляции;
8) Уг1 — крутизна характеристики транзистора преобразо-
вателя модуляции.
Большая часть этих данных должна быть известна нз расчета
структурной схемы приемника, а некоторыми из них следует
задаться.
364
| Перед расчетом частотного детектора следует выбрать кри-
I сталлические диоды для .АМ-детектора, входящего в состав
Е ЧМ-детектора.
Г Расчет преобразователя модуляции целесообразно вести по
I; заданному значению нелинейных искажений, возникающих за
г счет нелинейности характеристики дискриминатора и оцениваемых
| коэффициентом нелинейных искажений kr. Такой подход поз-
li воляет выбрать наибольший коэффициент передачи преобразо-
t вателя модуляции Кп.ы (под которым будем понимать отношение
напряжения на входе ЛМ-детектора к напряжению на входе
электронного прибора преобразователя) при минимальных 'не-
| линейных искажениях.
I Как показывают исследования, величина Кп.м имеет сложную
| зависимость от параметров преобразователя. На основании данных,
| представленных в табл. 9-2,
F К
-Ф(^,В. п),
п. м. макс
| где Ка.и — рабочий коэффициент передачи преобразователя мо-
дуляции; Кп.м.макс ~ максимально возможный коэффициент
I преобразователя модуляции при ц —♦ оо ; ц— параметр связи
между контурами; В = <2AFml&F — коэффициент использования
| полосы пропускания частотного детектора; ДВ — полоса про-
| пускания ЧМ-детектора, определяемая разностью частот между
г экстремумами статической характеристики детектора.
К Расчет частотного детектора со связанными контурами можно
I проводить в следующей' последовательности.
| 1. По заданному значению коэффициента гармоник kT из
| табл. 9-2 находится максимальное отношение у, что также опре-
| деляет Виц.
| 2. Для' выбранного значения В определяется полоса пропу-
I скания частотного детектора
I * v 2Д Fт
а по известному значению т] рассчитывается требуемая эквива-
лентная добротность связанных контуров. При ц > 1 можно
принять ц = |омакС|. Тогда
^э=Т1д7’
3. Задаются емкостью связанных контуров С\ = С2 = С
(порядка 200—250 пФ) и определяют индуктивность контуров
L1=L2=L=4n2/^c .
Коэффициент связи между контурами
k —П-.
св~ <2э
865
Таблица 9-2
Значения отношения у — Кпм/Кп. м. макс коэффициента использования
полосы В при различных значениях ц и kr
*г- % 4 = 1 Л = 2 Л = 2,5 4=3 4=4 4=5
V в V В V В V В V в V В
0,2 0.4 0,6 0,8 1,0 1.2 1.4 1,6 1.8 2,0 2,2 2,4 2,6 2.8 3,0 3,2 3,4 3.6 3,8 4,0 4,2 4,4 4,6 4,8 5,0 0,005 0,01 0,015 0,02 0,025 0,03 0,035 0,04 0,041 0,042 0,05 0,056 0,06 0,064 0,067 0,07 0,074 0,078 0,082 0,085 0,088 0,092 0,15 0,22 0,27 0,3 0,35 0,38 0,41 0,43 0,46 0,47 0.5 0,52 0,54 0.56 0,58 0,6 0,62 0,63 0,65 0,67 0,69 0,71 0,07 0,1 0,12 0,15 0,17 0,19 0,21 0,22 0,23 0,25 0,26 0,27 0,28 0,29 0,30 0,307 0,314 0,32 0,328 0,334 0,34 0.345 0,535 0,358 0,36 0,35 0,4 0,48 0,53 0,56 0,58 0.62 0,64 0,67 0,68 0,7 0,72 0,73 0,75 0,76 0,77 0,79 0,8 0.81 0,82 0,83 0.84 0.85 0,86 0,87 И 1 1 1 1 f И 1 I ! 1 I I 1 1 1 1 1 1 СИ -q •— СП 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 сп 0,02 0,045 0,07 0,14 0,59 0,6 0,61 0,62 0,625 0,63 0,638 0,642 0,648 0,654 0,658 0,661 0,666 0,67 0,672 0,674 0,678 0,682 0,685 0,688 0,69 0,15 0,25 0,32 0,43 0,87 0,88 0,89 0,9 0,9 0,9 0,9 0.9 0,9 0,9 0,9 0,9 0,9 0,9 0,9 0,9 0,9 0,9 0.9 0,9 0,9 0,012 0,025 0,04 0,062 0,08 0,1 0,125 0,16 0,2 0,27 0,34 0,42 0,46 0.5 0,53 0,572 0,62 0,65 0.1 0,15 0,23 0,27 0,3 0,33 0,38 0,42 0,47 0,53 0,6 0,66 0,69 0,71 0,74 0,76 0,77 0,78 шг* 0,01 0,02 0,03 0,04 0,052 0,07 0.08 0,09 0,1 0,12 0,136 0,154 0,176 0,2 0,23 0,265 0,32 0,42 0,46 0,5 0,525 0,545 0,56 0,57 0,59 0,1 0,15 0,18 0,21 0,23 0,27 0,28 0,3 0,32 0,34 0,365 0,385 0,415 0,44 0,465 0,5 0,55 0.6 0,65 0,665 0,68 0,69 0.7 0,71 0,72
4. Учет влияния АМ-детектора на добротность контуров
необходимо проводить из условия шунтирования второго контура
величиной 2Т?ВХ д, а первого /?вхд/2. Поэтому входное сопро-
тивление детектора, обеспечивающее требуемое эквивалентное
затухание второго контура при полном подключении к нему
детектора, будет
и я/пч^-
После этого определяется нагрузка детектора
Ri——
______2/?;обр______
Rlo6p!Rax. д — 3
Очевидно, что при этом необходимо выполнение условия
Я/обр/^вх. д> 3,
в противном случае следует выбрать диоды детектора с боль-
шим /?(обр или увеличить значение d3.
Коэффициент подключения транзистора к первому контуру
преобразователя модуляции определяется из условия равенства
добротности контуров полосового фильтра с учетом шунтирова-
366
ния первого контура как входным сопротивлением /?вх д/2 де-
тектора, так и выходным сопротивлением транзистора:
5. Емкости, шунтирующие нагрузки детекторов,
_ „ „ 1 —
fy _ т М«КС
''1 == С3 = сн 2л# Р т 9
4пг в^н^макс
где тиако 0,5.
6. Коэффициент передачи АМ-детектора определяется по
углу отсечки тока диодов
e=F-S-
Г оКн
После этого внутренние параметры детектора будут:
крутизна характеристики
с S sin 0
дд_ я
и внутреннее сопротивление
Г> _-
se • •
Тогда коэффициент передачи детектора
где
б9=б<д + <5Н + бц-
7. Коэффициент передачи частотного детектора (от входа
преобразователя модуляции до. входа УНЧ)
^д=^п.м^д:=4"Л1Г211^Дф^’ (9-20)
где /?8= 2nf„4L/dв — эквивалентное сопротивление контура пре-
образователя модуляции; Уг1 — крутизна транзистора преоб-
разователя модуляции;
j/i+d+n.)’-
ф (п, «и=1------ -< . -,
]/(l+oS _Т)74-4П’
где ом = — обобщенная расстройка, соответствующая
максимальной девиации частоты.
867
при WJir<£ I
8. Постоянная времени /?фСф «ь 50-ь 100 мке;
*-» 50-ь100 в л БОч-100 в г
“" 2л/пч/?э ’ GP “ 2лГн/?п ’
9. В заключение рассчитывается амплитудно-чавтотная ха-
рактеристика частотного детектора по уравнению
Ивых — Pl I ^211 ^BxRsKa<P(T]i о),
где
2Д/
. п«
6. Особенности расчета дробного частотного
детектора транзисторного приемника
При проектировании дробного частотного детектора в случае,
если не предусматривается ограничитель паразитной амплитудной
модуляции, следует особое внимание обратить на подбор иден-
тичных диодов ЛМ-детекторов, в противном случае не будет
надлежащего подавления амплитудной модуляции в цепях де-
тектора.
Расчет дробного детектора.(рис. 9-4, б), как уже указывалось
выше, может производиться по той же методике, что и расчет
дифференциального детектора со связанными контурами.
По пп. 1, 2, 3 расчет соответствует расчету дифференциаль-
ного ЧД. По п. 4 -
Ri + ft =Rt + R’2 = Ra = ,
Kl обр _о
Явх. д
где Явх.д подсчитывается по той же формуле, что и в п, 4.
Коэффициент трансформации рассчитывается из тех же
соображений, что и в предыдущем случае.
Расчет по пп. 5, 6, 7 совпадает в расчетом дифференциального
детектора. При этом при расчете по (9-20) Кд = К'л.
8. Значения симметрирующих сопротивлений плеч АЛ1-детек-
торов могут иметь порядок
Ri &R2& (200 -t- 1000) Ом.
Тогда
Ria Ru — Ri и R2 — Ru — Rz.
9. Постоянная времени цепи
(Ri + Ra) Ca =. т =- (0,1 -5- 0,4) g;
368
Откуда
г _ О.1+ 0.4
8~ «i + K, *
10. Индуктивность катушки связи
LCB (0,5 ч-0,6) L. '
11. Коэффициент взаимоиндукции между контурными катуш-
ками
12. Значение разделительной емкости
г _ 50 ч- 100
р“ 2nFHZ?u *
13. Индуктивность дросселя
Lrp^10L.
14. Амплитудно-частотная характеристика дробного детектора
рассчитывается по формуле
«вых = Т Pl I У211 @bJW<P (Г], о).
7. Расчет частотного детектора
с расстроенными контурами транзисторного приемника
Для расчета частотного детектора с расстроенными контурами
необходимо располагать теми же исходными данными, что и в слу-
чае расчета частотного детектора со связанными контурами.
Рассмотрим случай, когда
fpl = /пч А/р,
/р2 =ж /п! “l" А/р<
@91 @92 = @9»
33 ^э2 33
т. е. контуры имеют одинаковую расстройку Д/р относительно
промежуточной частоты и равные параметры.
- Последовательность расчета принимается следующая.
1. Для допустимого значения kr по графику рис. 9-11 опре-
деляются обобщенная расстройка контуров ар и коэффициент
использования полосы В. Из всех возможных значений ор и В,
обеспечивающих допустимый kr, необходимо выбрать пару,
у которой В имеет наибольшее значение. Если k„ соответствует
двум значениям ор при одном и том же В, то следует брать боль-
шее значение ар. При указанных условиях выбора ар и В полу-
чается наибольший коэффициент передачи частотного детектора.
369
2. Полоса пропускания частотного детектора
В •
эквивалентная добротность контуров
О == гт —
3. Емкость контуров можно выбирать в пределах 200—250 пФ.
Полагая С‘1 = С‘2 = С‘8 = С‘, найдем индуктивность контура
Рис. 9-11. График зависимости kr =
= q> (Ор) в частотном детекторе
с расстроенными контурами
первичном цепи
Л = 4л2/2,С ’
индуктивность контура вторичной
цепи
~ 4л’/^1С
где
где
/р1--/пч 4“
1
= 4л7»2С ’
/р2 = /пч — &Р
4. Учет влияния ЛЛ4-детекто-
ров на добротность второго и
третьего контуров необходимо про-
водить из условия шунтирования
их входным сопротивлением
детектора. ’
Заметим, что условия шунти-
рования первого и второго конту-
ров вторичной цепи входными сопротивлениями Лдетекторов
различны из-за различия характеристических сопротивлений кон-
туров. Однако при небольших расстройках контуров относительно
промежуточной частоты эти различия допустимо не учитывать
и рассматривать шунтирующее действие детекторов на проме-
жуточной частоте.
Из условия получения эквивалентной добротности контуров Q3
при заданном значении собственной добротности контуров Qo
I 2л/пч^1
вх.д~ d3-d0 •
Исходя из этого определяется нагрузка детектора
— Rs — Ru^3
2Rj обр
Ri обр! Ron. д — 3
870
5. Для обеспечения эквивалентной добротности Q3 первичного
контура коэффициент включения транзистора в контур
Л = "К 2nfa4L,C~’
6. Емкость нагрузки детектора
у 1 — ^макс
2nF в^н^макс
где /имакс «=> 0,5.
7. Коэффициент передачи А М-детектора определяется
по тем же формулам,' что и дифференциального.
8. Коэффициент передачи ча-
стотного детектора с расстроен-
ными контурами
Д’ = J_ Pl I Г21 I Кд , ,
Лвд 2 лАРС
где
__________1________.
/1 + (а+ар)2 ’
при (а/ор)2< 1
9. Статические характеристики
частотного детектора с расстроен-
ными контурами можно построить
на основании выражения
Чвых
Рис. 9-12. Статические характери-
стики частотного детектора с рас-
строенными контурами в обобщен-
ных координатах
«Вых(Л/) = /<вд.пред^х^-^Х
где
к __ Pl I ^21 I Кд др е м- _. 01Z'
'ЧД. пред ji&F2C
На рис. 9-12 приведены статические характеристики частотного
детектора с расстроенными контурами в обобщенных координатах.
371
.8-3. ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
1. Выбор схемы фазового детектора
Фазовые детекторы предназначаются для детектирования двух
напряжений одинаковой частоты, но различных по фазе. В тех-
нике радиоприема фазовые детекторы применяются для детек-
тирования сигналов, моду-
лированных по фазе, и как
фазовые различители в си-
стемах автоматической
подстройки частоты.
При детектировании
фазомодулированных сиг-
налов входными напря-
жениями детектора явля-
ются напряжение от мест-
ного опорного гетеродина
Um sin со? с постоянной
частотой со и напряжение
с выхода УПЧ тоже с ча-
стотой со, но с переменной
фазой Vm sin [со/ + <р (/) L
При использовании фа-
зового детектора в каче-
стве фазового различители
на его вход подаются на-
пряжение от местного эта-
лонного генератора и на-
пряжение промежуточной
частоты, изменяющейся
вследствие дестабилизиру-
ющих факторов. В послед-
нем случае частотные изме-
нения напряжения проме-
жуточной частоты приво-
дят к изменению его мгно-
венной фазы, что и обна-
руживается фазовым раз-
личителем.
На рис. 9-13, а показана схема однотактпого фазового детек-
тора. В качестве нелинейных элементов в фазовых детекторах
применяются, как правило, диоды по той же причине, что
н в других детекторах.
2. Расчетные соотношения в фазовом детекторе
Работу фазового детектора можно оценить амплитудно-фазовой
характеристикой нвых (<р) и чувствительностью 5ф (<р) =
= дпвых/<Э<р, где <р — мгновенная разность фаз.
372
Для однотактной схемы нормированное выходное напряжение
выражается зависимостью
- “вых = V1 т* 4- 2m cos <р,
где К'д — коэффициент передачи амплитудного детектора; а т =
= UmiIU^. Нормированная чувствительность определяется по
формуле
£ф ___ т sin ф
K'nUmi + /п2 4- 2m cos <р
Эти зависимости представлены на рис. 9-14. Из рассмотрения
их видно, что простой фазовый детектор имеет следующие осо-
бенности:
1) его выходное напряжение при изменении разности фаз <р
в интервале 2л не меняет своего знака и при т 1 имеет состав-
ляющую, не зависящую от ф;
а) Чвых
Рис. 9-14. Зависимости в однотактном фазовом детекторе: а — ампли-
тудно-фазовая характеристика; б — зависимость чувствительности
детектора от разности фаз между напряжениями- аг и и2
2) характеристика чувствительности имеет резко выраженный
нелинейный характер.
Указанные особенности однотактного детектора следует от-
нести к его недостаткам.
Для устарения этих недостатков используются более сложные,
балансные (рис. 9-13, б) н кольцевые (рис. 9-13, в) фазовые де-
текторы, а также некоторые разновидности балансных фазовых
детекторов.
373
Амплитудно-фазовая характеристика балансного детектора
определяется выражением
Ывых = (К 1 4- т2 4- 2m cos <р — "К1 4- /и2 — 2tn cos ф),
(9-21)
а его чувствительность
<SA = — K'ntnU’т2 sin <р ( 1 ------, 1 - .
ф \ К1 + тг 4* 2m cos (р К1 + m2 — 2m cos <p /
(9-22)
Зависимость (9-21) показана на рис. 9-15, а, из которой видно,
л 3
что выходное напряжение детектора при <р = и при ср = -^ л
меняет знак, а при ф = п функция «вых (ф) претерпевает раз-
рыв непрерывности. Это относится’ также к ф = 0 и ф = 2л.
Рис. 9-15. Зависимости в ба-
лансном фазовом детекторе:
а — амплнтудно-фазовая ха-
рактеристика; б — зависи-
мость чувствительности де-
тектора от разности фаз меж-
ду напряжениями ut и и2;
в — амплитудно-фазовая ха-
рактеристика при т = 1
Характеристикц фазовой чувствительности детектора
(рис. 9-15, б) при т — 1 обладает хорошей равномерностью.
Поэтому этот режим наиболее приемлем для измерения разности
фаз ф в относительно широких пределах ее изменения.
374
Входное сопротивление фазового детектора со стороны «х:
п________________mnRi I-./- j ~
BX1 tif (0 — sin 0 cos 0) p 1 + m22m cos <p
"Ь l-|-m2— 2mcos<p)’
где «j — коэффициент трансформации трансформатора Tplt 0 —
угол отсечки в цепи диодного детектора. Входное сопротивление
фазового детектора со стороны «2:
^вх2 = «22 (9 — sin 0 cos 0) ( ]/ j -j-m2 + 2m cos <р +
+ ~\[--------------
~ r 1 + m2 — 2m cos <p / ’
где n2 — коэффициент трансформации Тръ.
Выходное сопротивление детектора
^вах “ 2 (/?z д /?1 + ^)>
где /?1 = Ritii и Т?2 = — вносимые в цепь диодов сопро-
тивления.
Формулы (9-21) и (9-22) для частных значений величины m
могут быть представлены в следующем виде.
При in — 1, т. е. при «х = «2, имеем
^BUx = 2^f/ml(|cos-|-|-|sln^-|) (9.23)
и
5ф==_’^д^'п1(|С05т|+^51пт|)’ (9-24)
При m <£ 1, т. е. при
^вых ~ пл COS ф,
£ф == 2Дд£/от1 sin ф.
Зависимость (9-23) —^вы* = Т (ф) приведена на рис. 9-15, в.-
Kp.Uml
Можно доказать, что эта зависимость на участках изменения ф
от 0 до л и от л до 2л представляет собой участки синусоидальных
кривых, сдвинутых по фазе на ±3/2л и имеющих цикличность
в 4л (штриховые кривые). Следует также отметить, что зависи-
мость (9-24) соответствует наиболее линейной части отмеченных
выше синусоидальных кривых.
ПРИЛОЖЕНИЕ I
Рис. П-1. Номограмма для определения фокусов побочных каналов
приема в случае суммарного преобразования частоты
Рве. П-2. Номограмма для определения фокусов побочных каналов при-
ема в случае разностного преобразования вида fr—fo =
376
ПРИЛОЖЕНИЕ 2
ема в случае разностного преобразования вида /» — /₽== /пч
Рис. 11-4. Зависимость нелинейного параметра -у- от напряжения иа затворе </3
в полевых транзисторах: а—для р-каиальиых транзисторов типа КП-301,
КП-304; б — Для n-канальиых транзисторов типа КП-305, КП-306, КП-350
377
•СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Абугова И. Д. Быстродействующие амплитудные радиоимпульсные
ячейки памяти. — «Радиотехника», 1966, № 12, с. 35—39 с ил.
2. Азарх С. X. Конденсаторы переменной емкости. М.—Л., «Энергия»,
1965. 328 с. с ил.
3. Айибиидер И. М. Входные каскады радиоприемников. М., «Связь»,
1973. 325 с. с ил.
4. Александров А. И. Генераторы высокостабильпых колебаний. М., «Связь»,
1967. 143 с. с ил.
5. Алексеев Ю. П. Современная техника радиовещательного приема. М.,
«Связь», 1975. 168 с. с ил.
6. Анисимов А. Г., Мартынов В. А., Федорцов Б. Ф. Радиоприемные ус-
тройства. Л., ВКЛС, 1965. 737 с. с ил.
7. Арсланов М. 3., Рябков В. Ф. Радиоприемные устройства. М., «Совет-
ское радио», 1972. 390 с. с ил.
8. Безладиов Н. Л. Усилительные устройства. Л., СЗПИ, 1971. 304 с. с ил.
9. Берестнев П. Д. Автоматическая регулировка усиления в транзисторной
радиоаппаратуре. Куйбышевское книжное изд-во, 1973. ПО с. с ил.
10. Берман Л. С. Варикапы. М.—Л., «Энергия», 1965. 35 с. с ил.
И. Босый К- Д- Электрические фильтры. Киев, Гостехиздат, 1960. 222 с.
с ил.
12. Великии Я- И., ГельмоитЗ. Я., ЗеляхЭ. В. Пьезоэлектрические фильтры.
М., «Связь», 1966. 396 с. с ил.
13. Вербицкая Т. Н. Вариконды. М.—Л., «Энергия», 1958, 64 с. с ил.
14. Верзунов М. В. Однополосная модуляция в радиосвязи. М., Воениздат,
1972. 296 с. с ил.
15. Волий М. Л. Усилители промежуточной частоты. М., «Советское радио»,
1956. 231 с. с ил.
16. Волошин Л. А., Чугаева В. И., Дущенко Н. И. Электронная перестройка
спиральных резонаторов. — «Вопросы радиоэлектроники. Техника радиосвязи».
1971, вып. 7, с. 121—129 с ил.
17. Галкии В. Н. Полевые транзисторы в чувствительных усилителях. Л.,
«Энергия», 1974. 144 с. с ил.
18. Гозлииг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
160 с. с ил.
19. Голубев В. Н. Основные характеристики современных радиоприемных
устройств магистральных линий радиосвязи. — «Электросвязь», 1965, № 12,
с. 69—78 с ил.
20. Голубев В. Н.. Пути развития принципов построения профессиональных
радиоприемных устройств КВ диапазона.— «Электросвязь», 1969, № 12, с. 62—
71 с ил.
21. Голубев В. Н. Частотная избирательность радиоприемников АМ-сиг-
налов. М., «Связь», 1970. 198 с. с ил.
22. Горюиов Н. И., Кузнецов А. Ф., Экслер А. А. Схемы на туннельных
диодах. М., «Энергия», 1965. 80 с. с ил.
23. Гуткии Л. С. Преобразование сверхвысоких частот и детектирование.
М., Госэнергоиздат, 1953. 414 с. с ил.
24. Гуткии Л. С., Лебедев В. Л., Сифоров В. И. Радиоприемные устройства.
В 2-х ч. М., «Советское радио», ч. I. 1961, 702 с. с ил., ч. II. 1963, 399 с.
с ил.
25. Диковский Я- М., Капралов Н. Н. Магпитоуправляемые контакты. М.,
«Энергия», 1970. 152 с. с ил.
26. Ефимов И. Е. Современная микроэлектроника. М., «Советское радио»,
1973. 143 с. с ил.
27. Заварии Г. Д., Мартынов В. А., Федорцов Б. Ф. Радиоприемные устрой-
ства. М., Воениздат, 1973. 423 с. с ил.
378
28. Калужский А. Д. К расчету дискретного конденсатора переменной ем-
кости. — «Вопросы радиоэлектроники. Техника радиосвязи», 1974, вып. 2,
с. 129—137 с ил.
29. Каскады радиоприемников на полевых транзисторах. Под ред. Н. Г. Пе-
трова. М., «Энергия», 1974. 191 с. с ил.
30. Киссельгоф Б. 3. Современные требования к изменению параметров
паразитной частотной (фазовой) модуляции возбудителей и гетеродинов в диапа-
зонно-кварцевой стабилизации частоты. — «Сборник трудов Мин. связи СССР»,
1966, вып. 4 (44), с. 25—40 с ил.
31. Кобзев В. В., Шишмаков В. Н. Каскады радиоприемников на транзи-
сторах. М., Госэнергоиздат, 1960. 271 с., с ил.
32. Козинцева Л. П. Усилители па полевых транзисторах. М., «Связь»,
1975. 93 с. с ил.
33. Красноцветова 3. Г. К вопросу о воздействии сильной помехи с частот-
ной модуляцией па работу каскада УВЧ и преобразователя частоты при при-
еме УЛЬсигпалов. — «Сборник трудов ЛЭТИ», 1957, № 31, с. 88—111 с ил.
34. Красноцветова 3. Г. О перекрестных искажениях в усилителе высокой
частоты приемника с частотной модуляцией. —«Радиотехника», 1958, т. 13, ,
№ 5, с. 127—132 с ил.
35. Куцко Т. Ю. Расчет полосовых фильтров. М.—Л., «Энергия», 1965.
191 с. с ил.
36. Лабутин В. К. Частотно-избирательные цепи с электронной перестрой-
кой. М.—Л., «Энергия», 1966. 206 с. с ил.
37. Лобанов Н. Л., Савельев А. А., Тетерин Г. Н. Основы проектирования
радиоприемников. Л., ВКАС, I960. 467 с. с ил.
38. Мекельиайн У. У., Шильдкнехт Р. О. Номограмма для конструирования
спирального резонатора. — «Электроника», 1960, № 32—33, с. 198—203 с ил.
39. Меньших О. Ф. Электронно-оптические многоустойчивые устройства.—
В кн.: Многозначные элементы и структуры. . М., «Советское радио», 1967,
с. 230—235 с ил.
40. Мостыко В. С. Фильтр сосредоточенной избирательности с плавно регу-
лируемой полосой пропускания. — «Труды Рязанского радиотехнического инсти-
тута», 1972, вып. 39, с. 225—232 с ил.
41. Новиков В. В. Теоретические основы микроэлектроники. М., «Высшая
школа», 1972. 272 с. с ил.
42. Основы импульсной и цифровой техники. М., «Советское радио»,
1975. 440 с. с ил. Авт.; В. В. Гусев, Л. Г. Зеличепко и др.
43. Основы проектирования радиоприемников. Л., «Энергия», 1967. 452 с.
с ил. Авт.: В. Д. Горшелев, 3. Г. Красноцветова, А. А. Савельев, Г. Н. Те-
терин.
44. Основы радиоприема. Л., СЗПИ, 1971. 353 с. с ил. Авт.: В. Д. Гор-
шелев, 3. Г. Красноцветова, Г. Н. Тетерин, И. В. Шаров/
45. Паии А. А. Синтезаторы частоты. Л., ВКАС, 1974. 115 с. сил.
46. ПалшковВ. В. Радиоприемные устройства. М., «Связь», 1965. 543 с. с ил,
47. Перцев С. В., Шуцкой К. А. Входные цепи радиоприемников, М.,
«Энергия», 1973. 255 с. с ил.
48. Полевые транзисторы. (Пер. с англ.) М., «Советское радио», 1971.
373 с. с ил.
I 49. Полупроводниковые диоды, транзисторы и интегральные схемы. [Спра-
вочник]. Под ред. Н. Н. Горюнова. М., «Энергия», 1972. 569 с. с ил.
50. Проектирование транзисторных радиовещательных и телевизионных
приемников. (Пер. с англ.) М., «Энергия», 1971. 254 с. с ил.
51. . Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., «Советское
радио», 1974. 559 с. с ил.
52. Радиоприемные устройства на полупроводниковых приборах. Под
ред. Р. А. Валитова, А. А. Куликовского. М., «Советское радио», 1968. 383 с.
с ил. г
53. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. Под
ред. Р. А. Валитова. М., «Связь», 1972. 464 с. с ил.
379
54. Расчет радиоприемников.- М., Воениздат, 1971. 496 о. с ил. Авт.:
Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, В. П. Николаев.
55. Роде У. Улучшение технических характеристик современных радио-
приемников. — «Электроника», ' 1975, № 4, с. 37—44 с ил.
56. Саати Т. П. Элементы теории массового обслуживания и ее приложе-
ния. М., «Советское радио», 1961, 326 с. с ил.
57. Савельев А. А. Проектирование радиоприемных устройств. Элементы
настройки. Л., ВКАС, 1950. 132 с. с ил.
58. Сартасов Н. А., Едвабный В. М.. Грибив В. В. Коротковолновые маги-
стральные радиоприемные устройства. М., «Связь», 1971. 288 с. с ил.
59. Симонов Ю. П. Усилители промежуточной частоты. М., «Советское
радио», 1973. 383 с. с ил.
60. Сифоров В. И. Радиоприемные устройства. М., Воениздат, 1951. 648 с. с ил.
61. Фалькович С. Е., Музыка 3. Н. Чувствительность радиоприемных ус-
тройств с транзисторными усилителями. М., «Энергия», 1970. 127 с. с ил.
62. Федорцов Б. Ф. Фототелеграфия. М.—Л., «Энергия», 1960. 354 с. с ил.
63. Федорцов Б. Ф. Проектирование приемников СВЧ. Л., BKAG, 1963.
239 с. с ил.
64. Харинский А. Л., Светлов Н. Н. Метод сохранения единой характери-
стики настройки в контурах, работающих с различными коэффициентами пере-
крытия. — «Радиотехника», 1956, т. 11, № 6, с. 50—57 с ил.
65. Харинский А. Л. Основы конструирования радиоаппаратуры. Л., «Энер-
гия», 1971. 464 с. с ил.
66. Чистяков И. И., Сидоров В. М., Мельников В. С. Радиоприемные
устройства. М., Связьиздат, 1958. 895 с. с ил.
67. Чистяков Н. И. Декадные синтезаторы частоты. М., «Связь», 1969.
80 с. с ил.
68. Чистяков Н. И., Сидоров В. М. Радиоприемные устройства. М., «Связь»,
1974. 408 с. с ил.
69. Шитиков Г. Т. Стабильные диапазонные автогенераторы. М., «Советское
радио», 1965. 614 с. с ил.
70. Шольц Н. Н., Пискарев К- А. Ферриты для радиочастот. М.—Л., «Энер-
гия», 1966. 258 с. с ил.
71. Ягодин В. П. Техника буквопечатающей связи. М., Воениздат, 1973.
232 с. с ил.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие...................................................... 3
Глава первая. Основные характеристики радиоприемника
1-1. Требования к параметрам и характеристикам приемника......... б
1-2. Типовые значения параметров приемника....................... 11
Глава вторая. Общие вопросы выбора типа и основных
характеристик структурной схемы прием-
ника
2-1. Анализ требований технического задания по частотной точности . . . 13
2-2. Выбор типа структурной схемы приемника...................... 15
1. Супергетеродин с плавным многодиапазопным первым гетеродином 17
2. Супергетеродин с плавным однодиапазонным первым гетеродином
и умножителем частоты .............................* . . . . 18
3. Супергетеродин с плавным однодиапазонным первым гетеродином
и генератором подставок ................................. 19
4. Супергетеродин с кварцованным первым и плавным вторым гете-
родинами .................................................... 20
5. Супергетеродин с кварцованным первым и интерполяционным '
(плавным или дискретным) вторым гетеродинами ....... 22
6. Супергетеродин с блоком опорных частот................... 23
7. Супергетеродин с декадным синтезатором частоты........... . 24
8. Сопоставление супергетеродинов по стабильности настройки .... 26
2-3. Выбор системы установки и индикации частоты настройки .... 27
1. Визирные шкалы без оптического увеличения................. 27
2. Визирные оптические шкалы................................ 32
3. Расчет основных параметров визирной шкалы................ - 35
4. Электронные цифровые шкалы .............................. 37
2-4. Расчет полосы пропускания и коэффициента прямоугольности общего ' ,
радиотракта.................. . ................................ 42
1. Полосы- спектров первичных сигналов....................... 43
2. Реальная ширина спектра радиосигналов.................... 44
3. Запас на частотную неточность радиолинии........... 45
4. Коэффициент прямоугольности ............................. 48
2-5. Выбор количества/преобразованнй частоты и номиналов промежуточ-
ных частот ...........................49
1. Постановка задачи ........................................ 49
2. Выбор количества преобразований частоты.................. 50
3. Выбор, номиналов промежуточных частот..................... 54
Г лава третья. Проектирование структурной схемы тракта
прохождения сигналов
3-1. Постановка задачи........................................... 56
3-2. Разбивка диапазона рабочих частот на поддиапазоны............ . 57
1. Способы разбивки, исходные данные и цели разбивки......... 57
2. Выбор способа разбивки на поддиапазоны................... 60
3. Разбивка по способу равных коэффициентов перекрытия .... 66
4. Разбивка по способу равных частотных интервалов.......... 70
5. Разбивка комбинированным способом . . . .................. 72
3-3. Выбор преобразователя и детектора и предварительная оценка их
данных.......................................................... 75
1. Выбор преобразователя частоты .................. 75
2. Выбор детектора w........................................ 80
381
,3-4. Распределение избирательности и усиления по трактам....... 84
1. Распределение избирательности.............................. 84
2. Распределение усиления .................................... 90
3-5. Определение состава тракта сигнальной частоты................ 93
1. Выбор электронных приборов для УСЧ н схем их включения . . . 94
2. Ориентировочный выбор параметров контуров................ 100
3. Предварительный выбор вида и степени связи входных контуров
с антенной и первым каскадом................................. 101
4. Структура тракта по требованиям чувствительности......... 106
5. Структура тракта по требованиям односигиальной избирательности 112
6. Структура тракта по требованиям миогосигиальной избиратель-
ности ....................................................... 116
7. Уточнение распределения усиления н избирательности между
каскадами тракта......................................... 119
3-6. Определение состава тракта промежуточной частоты............ 121
1. Выбор типов электронных приборов н схем их включения . . . .' 123
2. Выбор типа усилителя и числа каскадов.................... 125
3. Выбор основных параметров избирательных систем н степени
связи с усилительными приборами.............................. 129
4. Расчет °;,:ла каскадов и параметров одиночного каскада .... 131
3-7. Определение состава частных трактов......................... 132
1. Тракты приема сигналов AM (ЛЗ) и ЧМ (F3) ......... 132
2. Тракт приема сигналов АТ (А1 и А2) ............ 136.
3. Тракт приема сигналов ОМ (АЗВ, АЗА, A3J)............ 139
4. Тракты приема сигналов ЧТ (F1) и ДЧТ (F6) . .. 143
Глава четвертая Проектирование избирательных сис-
тем тракта сигнальной частоты
4-1. Вводные замечания......................................... 149
4-2. Выбор элемента для плавной перестройки контура.............. 150
I. Характеристика механических способов перестройки......... 151
2. Характеристика электронных способов перестройки.......... 151
4-3. Выбор элементов при дискретной перестройке контура.......... 157
4-4. Расчет параметров одноконтурной резонансной системы......... 161
1. Основные расчетные соотношения для изолированного контура 161
' 2. Исходные данные и последовательность проектирования перестраи-
ваемого в диапазоне контура............................... 161
3. Определение минимально необходимой емкости............... 162
4. Пределы изменения емкости............................. . 164
5. Результирующие емкость и индуктивность контура........... 166
6. Результирующие затухание и добротность контура........... 167
7. Характеристика избирательности контура................... 169
4-5. Расчет параметров многоконтурных резонансных систем........ 170
4-6. Расчет дискретной перестройки в пределах поддиапазона...... 178
1. Расчет допустимой относительной расстройки.............. 179
2. Расчет числа и номинальных значений дискретных частот в под-
диапазоне ................................................... 181
3. Определение номинальных значений емкости контура на дискрет-
ных частотах ............................................... 183
4. Расчет дискретного конденсатора переменной емкости...... 183
5. Расчет и построение настроечной характеристики........... 187
Глава пятая. Расчет входного устройства
5.1. Общие сведения . . . ....................................... 187
5-2. Классификация, основные параметры н эквиваленты приемных
антенн ..................................................... 188
5-3. Требования к входному устройству при работе с ненастроенными
и настроенным антеннами..................................... 193
5-4. Основные типы входных устройств........................... 195
382
5-6- Расчет входного устройства с ненастроенной антенной ....... 198
1. Одноконтурное входное устройство с емкостной связью с антенной 198
2. Одноконтурное входное устройство с трансформаторной связью
с антенной .................................................. 211
3. Одноконтурное входное устройство с комбинированной связью
с антенной.................................................. 216
5-6. Расчет входного устройства с настроенной антенной............. 217
1. Входное устройство с трансформаторной связью.............. 218
2. Входное устройство с двойным неполным включением контура
по индуктивной ветви (двойная автотрансформаторная связь) 228
3. Входное устройство с последовательным включением индуктив-
ности .................-.................................... 231
5-7. Защита входа радиоприемника от внешних помех................. 234
1. Подавление помех от радиолокационных станций ....... 234
2. Подавление помех от радиостанций, работающих в декаметровом
диапазоне..................................................... 236
3. Защита входа радиоприемника от станционных помех в метровом
диапазоне.................................................... 238
Глава шестая. Расчет усилителя сигнальной частоты
6-1. Общие сведения ............................................' 239
6-2. Требования к усилителю сигнальной частоты . . . . ............ 246
6-3- Основные типы усилителей..................................... 246
6-4. Расчет усилителей сигнальной частоты.......................... 253
1. Усилители с трансформаторной связью с контуром . Т....... 254
2. Усилители с комбинированной связью с выходной цепью усили-
тельного прибора ............................................. 269
3. Усилители с автотрансформаторной связью с контуром......... 271
4. Усилители с последовательной индуктивностью................ 277
5- Триодные усилители сигнальной частоты...................... 280
Глава седьмая. Расчет усилителей промежуточной ча-
стоты
7-1. Основные параметры УПЧ....................................... 292
7-2. Межкаскадные цепи усилителей промежуточной частоты ...... 293
1. LC-фильтры ............................................... 293
2. Пьезокристаллические фильтры............................... 294
3. Пьезокерамнческие фильтры................................. 295
4. Пьезомехаинческие фильтры.................................. 296
5- Электромеханические фильтры (магнитострикционные)........ 297
6- Цифровые фильтры ......................•................... 299
7-3. Межкаскадное согласование .................................... 300
7-4. Типы узкополосных усилителей промежуточной частоты .>..... 306
7-5- Исходные расчетные данные и основные этапы расчета усилителей
промежуточной частоты ......................................... 308
7-6. Расчет УПЧ с фильтрами на LC.................................. 316
к Расчет УПЧ с трехконтурным и четырехконтурным полосовыми
фильтрами .................................................... 316
Глава восьмая. Проектирование преобразователей ча-
стоты приемника
8-1. Общие сведения о преобразователях частоты..................... 318
8-2- Основные расчетные соотношения................................ 319
8-3. Определение параметров прн преобразовании частоты ...... 324
8-4. Выбор схемы преобразователя частоты........................... 329
8-5- Особенности, расчета преобразователей частоты различного типа 334
1. Преобразователи частоты па биполярных транзисторах........ 334
2. Преобразователи частоты на полевых транзисторах ....... 335
383
3. Преобразователи частоты на высокочастотных диодах.........
8-6. Общие сведения о гетеродинах преобразователей частоты........
1. Стабилизация частоты в гетеродинах........................
2. Схемы гетеродинов..........................................
3. Влияние сильных мешающих сигналов на работу гетеродина . . .
8-7. Выбор частот при двойном преобразовании частоты..............
Глава девятая. Расчет детекторов
9-1. Детекторы амплитудно-модулированных сигналов............. . .
1. Выбор схемы детектора ЛЛ4-сигналов........................
2. Расчет диодного детектора ЛЛ4-сигналов транзисторного приемника
3. Расчет транзисторного детектора ЛЛ4-сигналов..............
9- 2. Частотные детекторы . . . '.................................
1. Выбор схемы частотного детектора..........................
2. Ограничители амплитуды напряжения.........................
3. Расчет ограничителя на транзисторе........................
расчет ограничителя с шунтирующими диодами.................
Расчет частотного детектора со связанными и настроенными кон-
турами транзисторного приемника............................
Особенности расчета дробного частотного детектора транзистор-
ного приемника ............................................
Расчет частотного детекторах расстроенными контурами транзи-
сторного приемника ........................................
9-3. Фазовые детекторы............................................
1. Выбор схемы фазового детектора ...........................
2. Расчетные соотношении в фазовом детекторе ................
Приложение 1......................................................
Приложение 2.....................'................................
Список литературы.................................................
336'
336 ?
341
343
343
4.
5.
6.
7.
347
347
350
355
357
357
359
362
363
364
368
369
37/’
372
372
376
377
378
Василий Дмитриевич Горшелев
Зинаида Григорьевна Красноцветова
Борис Федорович Федорцов
ОСНОВЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
Редактор В. А. Романов
Художественный редактор Г. А. 1 удков
Технический редактор О. С. Жнтвнкова
Корректор В. В. Румянцев
ИБ № 99
Сдано в набор 31/1П 1977 р. Подписано к печати 5/VIi 1977 р.
М-21701 Формат 60X90/16. Бумага типографская № 3.
Печ. л. 24. Уч.-изд. л. 28,51. Тираж 40000 экз. Заказ 96. Цена 1 >70
Ленинградское отделение издательства <Энергия».
194201, Ленинград, Марсово поле, 1.
Ленинградская типография № 6 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете Совета Министров СССР
по делам издательств, полиграфии и книжной торговли
193144, Ленинград, С-144, ул. Моисеенко, 10