/
Автор: Сосновский А.А. Бакулев П.А.
Теги: электротехника радиолокация радиотехника радионавигация учебное пособие для вузов
ISBN: 5-256-01148-0
Год: 1994
Текст
П.А. Бакулев
А.А. Сосновский
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
И РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ
Учебное пособие
для высших
учебных
заведений
п.А. ьакулев
а А. Сосновский
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
И РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ
Рекомендовано
Государственным комитетом Российской Федерации
по высшему образованию
в качестве учебного пособия для студентов
радиотехнических специальностей вузов
Москва
(§) "Радио и связь"
1994
ББК 32.95
Б19
УДК 621.396.96(075)
Рецензенты: кафедра радиотехнических систем ЛИАП;
доктор техн, наук, профессор П. А. Бакут
Редакция литературы по радиотехнике и электросвязи
Бакулев П. А., Сосновский А. А.
Б19 Радиолокационные и радионавигационные системы:
Учеб, пособие для вузов. — М..: Радио и связь, 1994.—
296 с.: ил.
ISBN 5-256-01148-0.
С единых позиций изложены принципы построения традиционных
и перспективных, основанных на последних достижениях науки и тех-
ники, средств радиолокации и радионавигации. Рассмотрены парамет-
ры сигналов и помех, методы и устройства измерения координат и
скорости объектов, а также особенности реализации радиоустройств
на современной элементной базе. Показана необходимость системного
подхода при создании комплексов определения местоположения объ-
ектов.
Для студентов радиотехнических специальностей вузов.
2302040000-022
Б "046(01)-94---КБ-7-386-93 ББК 32.95
ISBN 5-256-01148-0
© Бакулев П. А., Сосновский А. А., 1994
ПРЕДИСЛОВИЕ
Учебное пособие соответствует действующей программе кур-
са «Радиотехнические системы» (индекс УМУ-Т-7/188). Про-
граммой предусмотрено разбиение всего материала курса на че-
тыре раздела: основы теории радиосистем, радиолокационные
и радионавигационные системы, радиосистемы передачи инфор-
мации и радиосистемы управления. В данном учебном пособии
рассматриваются только вопросы второго раздела — радиолока-
ционные и радионавигационные системы. Причем предпола-
гается, что студент изучил первую часть курса — теоретические
основы радиосистем, поскольку самостоятельная работа над
материалом курса или чтение лекций всегда начинается с перво-
го раздела. При изложении материала авторы сосредоточили
свое внимание на системных вопросах курса, таких как связь
тактических требований и технических параметров систем, взаи-
модействие радиоустройств, входящих в систему, и выработка
требований к устройствам и каналам системы, исходя из ее так
тического назначения и тактических показателей.
В книге сделан упор на рассмотрение методов и устройств с
прогрессивной техникой обработки, преобразования и отображе-
ния сигналов, которая может быть реализована на современной
перспективной элементной базе.
Особенностью учебного пособия является- лаконичность из-
ложения и значительное число иллюстраций и таблиц. Книга
должна стать базой для последующих курсов по проектирова-
нию радиолокационных и радионавигационных систем и уст-
ройств.
При создании учебного пособия авторы опирались на более
чем десятилетний опыт чтения аналогичного курса в МАИ и на
учебные пособия, подготовленные и изданные ими по ряду раз-
делов этого курса в рамках внутривузовских изданий.
3
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
О РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
И РАДИОНАВИГАЦИОННЫХ
СИСТЕМАХ
1.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ и
ОПРЕДЕЛЕНИЯ
Радиолокация и радионавигация относятся к областям ра-
диоэлектроники, предметом которых являются методы и техни-
ческие средства для определения местоположения и парамет-
ров движения объектов с помощью радиоволн.
Радиолокация решает задачи обнаружения, распознавания и
разрешения объектов, называемых радиолокационными целями
или просто целями. При решении этих задач обычно исполь-
зуются либо отраженные от цели сигналы, либо сигналы, излу-
чаемые самой целью или установленными на ней радиоустрой-
ствами.
Радионавигация решает задачи управления движением
объектов из одной точки пространства в другую по оптимальным
в данных условиях траекториям. При этом обычно используются
•сигналы, излучаемые специальными радиоустройствами, распо-
ложенными в точках, местоположение которых известно, а так-
же сигналы, отраженные от поверхности, над которой движется
данный объект.
Радиолокационные и радионавигационные системы относят-
ся к классу радиотехнических систем извлечения информации,
предназначенных для получения- сведений об объектах из при-
нимаемого радиосигнала. Отсюда следует и общность этих сис-
тем, заключающаяся в необходимости поиска и обнаружения
радиосигнала с последующим измерением его параметров, несу-
щих полезную информацию.
Радиолокационными называют такие системы (РЛС), в ко-
торых задачи обнаружения и определения местоположения цели
решаются, как правило, без помощи установленной на цели
аппаратуры.
Радионавигационными называют такие системы (РНС), в
которых местоположение объекта определяется с помощью уста-
новленных на нем радионавигационных средств.
4
Определение местоположения в РЛС и РНС требует измере-
координат объекта (цели). В некоторых ситуациях необхо-
ПйМО также знание составляющих вектора скорости объекта
мели). Геометрические или механические величины, которые
характеризуют положение и перемещение объекта или цели, на-
зывают навигационными или локационными элементами и обоз-
начают буквой W. Радиоэлектронные устройства, входящие в
состав РЛС и РНС и выполняющие функцию измерения какого-
лйбо одного элемента W, называют радиолокационными (РЛУ)
иди радионавигационными (РНУ) устройствами.
Как РЛС, так и РНС обычно используются в качестве дат-
чиков информации в более сложных структурных образовани-
ях— комплексах.
Комплекс—предназначенная для решения заданной группы
тактических задач совокупность функционально связанных дат-
чиков, систем и устройств, работающих на различных техниче-
ских и физических принципах.
Тактическая задача — достижение определенного «положи-
тельного» эффекта, например задача управления воздушным
движением, обеспечения полета и посадки самолета и т. п.
В состав комплекса (рис. 1.1) входят следующие основные системы:
система датчиков информации (СДИ), состоящая из радиоэлектронных
устройств и систем (в том числе РЛС и РНС), а также из нерадиотехниче-
ских датчиков (например, инерциальных систем, курсовых систем и др.)’,
вычислительная система (ВС), состоящая из одной или нескольких цен-
тральных электронных вычислительных машин (ЭВМ) или из специализиро*
ванных вычислителей, закрепленных за отдельными датчиками или группами
датчиков. Эта система обрабатывает информацию датчиков, преобразуя ее в
сигналы для внешних систем (например, системы управления объектом) и
индикаторов;
система обмена информацией (СОИ), состоящая из кабельных и других
устройств связи между элементами комплекса;
система индикации и управления (СИУ), представляющая собой связу-
ющее звено между человеком-оператором и комплексом;
система контроля (СК), предназначенная для. исключения возможности
использования комплекса с неисправными датчиками и системами.
Рис. 1.1. Обобщенная структурная
схема комплекса
ft другин юлллемам
Применение РЛС и РНС в качестве одного из элементов
комплекса требует системного подхода к анализу их характе-
ристик, результатом которого в ряде случаев может быть сни-
жение требований, например, к точности и надежности РЛС и
РНС, а следовательно, возможность их упрощения и умень-
шения стоимости.
1.2. ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ И
РАДИОНАВИГАЦИОННЫХ ИЗМЕРЕНИЙ
Информативный параметр сигнала. Информация о геомет-
рических элементах W, характеризующих положение объекта
(цели), в РЛС и РНС закодирована в параметрах принима-
емого сигнала, представляющего собой электромагнитное по-
ле. Параметр радиосигнала, в котором содержится информа-
ция о W, называется информативным. В общем случае элек-
тромагнитное поле в точке приема является одновременно
функцией времени и координат пространства. Поэтому инфор-
мативными параметрами такого сигнала могут быть как его
время прихода, частота, начальная фаза или амплитуда, так
и направление прихода сигнала (два угла в пространстве) и
параметры поляризации поля.
В ряде практически важных ситуаций амплитуда (или мощ-
ность) принимаемого сигнала мала, а сам сигнал случайный.
Малая мощность сигнала объясняется большим расстоянием до
объекта (цели) и поглощением энергии сигнала при его рас-
пространении. В РЛС интенсивность сигнала существенно
уменьшается при отражении от небольших по размерам целей.
Случайный характер сигнала — следствие случайных изменений
амплитуды сигнала при распространении; флуктуаций сигнала
при отражении от цели; случайного перемещения одних эле-
ментов, излучающих или отражающих радиоволны, относи-
тельно других элементов; многолучевого распространения ра-
диоволн и других подобных факторов. В результате прини-
маемый сигнал по характеру и интенсивности становится по-
добным шумам и помехам в приемном тракте. Поэтому пер-
вой задачей большинства РЛУ и РНУ является обнаружение
полезного радиосигнала, т. е. вынесение решения о присут-
ствии сигнала в поступающей на вход приемного тракта смеси
полезного сигнала с помехами, называемой входной реализа-
цией. Эта статистическая задача решается входящим в РЛУ
или РНУ обнаружителем — специальным устройством, кото-
рое использует один из алгоритмов, основанных на оптималь-
ном или квазиоптимальном критерии обнаружения. Качество
процесса обнаружения характеризуют вероятностью правиль-
ного обнаружения D, т. е. вероятностью действительного обна-
6
руления полезного сигнала, присутствующего во входной реа-
лизации, и вероятностью ложной тревоги F, когда за полезный
сигнал принимается помеха, а сам сигнал отсутствует. Обнару-
житель тем лучше, чем больше D и меньше F.
Большинство параметров принимаемого сигнала априори неизвестны.
Поэтому при обнаружении приходится осуществлять поиск характерного па-
раметра радиосигнала, отличающего его от сопутствующих шумов и помех.
Обычно сигнал ищется по его информативному параметру. При этом при-
ходится либо поочередно просматривать все значения этого параметра, либо
ондовременно наблюдать все эти значения. Устройства поиска, основанные на
первом методе (устройства последовательного поиска), более просты в реали-
зации, но требуют затрат времени на анализ всех возможных значений пара-
метра. Устройства, основанные на втором методе (устройства параллельного
поиска), способны обнаруживать сигнал за существенно меньшее время, но
зато оказываются более сложными.
Следует отметить, что при поиске обнаружение сигнала по информатив-
ному параметру эквивалентно грубой оценке этого параметра, а следователь-
но, и элемента W. Эта информация используется при последующем точном
измерении W.
Принцип определения элементов W в РЛС и РНС. Опре-
деление элемента W основано на свойствах электромагнитных
колебаний (радиоволн) распространяться в однородной (изо-
тропной) среде прямолинейно (по кратчайшему пути между
точками излучения и приема колебаний) и с постоянной ско-
ростью.
Реальная среда не является однородной и обладает опре-
деленным коэффициентом преломления п. В такой среде ско-
рость распространения радиоволн v = clrt, где с — скорость ра-
диоволн в вакууме (скорость света), равная 299 796 456, 2±
±1,1 м/с. Неоднородность среды, в которой распространяются
радиоволны, приводит к тому, что скорость их распространения
в реальных условиях не остается постоянной, а траектория
радиоволн не совпадает с кратчайшим расстоянием между точ-
ками излучения и приема колебаний. Поэтому в точных РЛУ
и РНУ необходим учет влияния среды распространения на
точность определения элемента W. В приближенных расчетах
влиянием п часто пренебрегают и считают v = c = const, а с=
=3- 10s м/с.
Дальность в РЛС и РНС измеряют по времени запаздыва-
ния принятого сигнала относительно известного времени излу-
чения сигнала. Например, в РЛС время запаздывания отра-
женного сигнала относительно излучаемого (зондирующего)
равно tR = 2R/'c, где R— дальность до цели, а с — скорость
распространения радиоволн.
Скорость объекта обычно определяют по доплеровскому
сдвигу несущей частоты сигнала f0. В радиолокационных изме-
7
рителях радиальной скорости, например, доплеровский сдвцг
частоты Fa связан с радиальной скоростью движения объекта
Vr соотношением F^ = — (2Vr/c)fG=—2Vr/Zo, где Ло— длина
волны излучаемого сигнала.
Угловые координаты можно измерять, используя направ-
ленные свойства антенны. Например, при обзоре пространства
узким лучом антенны угловое положение объекта определяется
в момент достижения максимума принятым сигналом, а иско-
мый угол находят относительно некоторого направления луча
антенны, принятого за опорное. Широко используют и другие
методы определения угловых координат.
Одной из основных задач при обнаружении сигналов и из-
мерении их информативных параметров является разрешение
сигналов, т. е. способность РЛУ или РНУ обнаруживать и раз-*
дельно измерять малые приращения информативных парамет-
ров, соответствующие малым приращениям элементов W, ха-
рактеризующих положение и параметры движения объекта
(цели). Наиболее часто с этой задачей сталкиваются в РЛС,
где обычно говорят о разрешении целей, незначительно от-
личающихся по дальности, угловым координатам или скоро-
сти. Способность РЛУ или РНУ разрешать сигналы (цели)
определяется типом используемого сигнала, шириной диаграм-
мы направленности антенны, а также способом обработки сиг-
нала и видом принятого в системе представления информации
об объекте (цели).
В некоторых случаях по принятому сигналу требуется решить задачу
распознавания объекта (цели). В радионавигации для этого обычно исполь-
зуют простые средства типа индивидуального кода, присваиваемого той или
иной передающей станции. В радиолокации же применяют анализ тонкой
структуры принятого сигнала, которая зависит от конфигурации и размеров
отражающего объекта. Например, определенное суждение о характере цели
можно вынести на основе анализа спектра отраженного от нее сигнала.
1.3. МЕТОДЫ ОПРЕДЕЛЕНИЯ КООРДИНАТ
В РЛС И РНС
Системы координат. Местоположение объекта (цели) харак-
теризуется положением центра масс этого объекта (цели) в
некоторой опорной системе координат. Выбор опорной системы
координат зависит от используемой РЛС или РНС.
При радиолокационном определении местоположения наиболее часто при-
меняют местную сферическую систему координат, начало которой находится
в точке размещения антенны РЛС. В наземной РЛС одна из осей коорди-
натной системы обычно совпадает с северным направлением меридиана, про-
ходящего через позицию антенны РЛС, и местоположение цели Ц находится-
по результатам измерения наклонной дальности 7?, азимута а и угла места
8
определения
нат перемещается относительно земной поверхности
скорости полета ЛА, и поворачивается вокруг Земли
При определении местоположения с помощью
местную сферическую систему координат (рис. 1.2, а)
(рис 12, в)- При этом система координат неподвижна относительно зем-
Р о пОБерхности. Если РЛС располагается, например, на летательном аппа-
Н°те (ЛА), то ось X координатной системы совмещается с продольной осью
дД а ось В — с направлением правого крыла (рис. 1.2,б). В этом случае для
еделения местоположения цели измеряются наклонная дальность R, кур-
° «пй угол цели а и угол места (3. Такая связанная с ЛА система коорди-
совои J
---------------------------------------------------- со CKOpOCTbIOj равной
при его эволюциях.
РНС применяют как
так и глобальные си-
стемы. Местные системы координат используют при дальностях R, не превы-
шающих нескольких сотен километров (в зоне прямой видимости),
бальные —в РНС большой дальности. В радионавигации наиболее распро-
странены географическая и геоцентрическая глобальные системы.
В географической системе координат (рис. 1.3, а) местоположение объек-
а гло-
та определяется относительно земного геоида. Географическая широта срг
представляет собой угол между плоскостью экватора ПЭ и отвесной линией
ОЛ. Географическая долгота К есть двугранный угол между плоскостями
Гринвичского меридиана ГМ и местного меридиана ММ, проходящего через
проекцию объекта на земную поверхность.
В геоцентрической системе координат (рис. 1.3, б) Земля принимается за
Рис. 1.2. Местные сферические системы коорди-
нат
Рис.. 1.3. Географическая (а) и геоцентрическая (б)
системы координат: ЦМ-центр масс Земли
9х
шар, что существенно упрощает навигационные расчеты. Геоцентрическая цЯ
рота (рГц отсчитывается между плоскостью экватора ПЭ и направлением ъд
из данной точки к центру Земли. Геоцентрическая долгота %Гц определяет
так же, как географическая.
Методы определения местоположения объектов. РазлцхЯ
ют следующие три метода определения местоположения объ'
екта (цели): счисление пути, позиционный и обзорно-сравщя
тельный. Рассмотрим кратко сущность этих методов приме,
нительно к наиболее сложной задаче — определению местопо.
ложения ЛА.
Метод счисления пути основан на измерении вектора скоро,
сти ЛА относительно поверхности Земли (рис. 1.4, а) и интеь
рировании этого вектора по времени. В качестве датчика си-
стемы счисления применяют доплеровский измеритель скорости
ДИС1 (рис. 1.4,6), что и определяет название такой системы —
доплеровская навигационная система. С помощью ДИС обычно
измеряют модуль вектора скорости Уг в горизонтальном поле-
те (путевая скорость), представляющий собой сумму векторов
воздушной скорости Увоз и скорости ветра Увт, и угол сноса
рс, т. е. угол между продольной осью ЛА и направлением век-
тора Уг- Вычислительное устройство определяет продольную Vx
и поперечную Vy составляющие вектора Уг и рассчитывает те-
кущее местоположение ЛА. Доплеровский измеритель опреде-
ляет направление вектора Уг относительно продольной оси ЛА.
Для нахождения направления полета по отношению к поверх-
ности Земли необходимо знать курс ЛА ф, информация о кото-
ром поступает от курсовой системы КС. При известном курсе
ЛА могут быть получены составляющие скорости Vх и Vy,
Рис. 1.4. Составляющие вектора скорости ЛА (а) и функциональная
системы счисления пути (б)
1 Информация о скорости ЛА может быть получена также от инерий'
альной навигационной системы.
30
интегрирование которых
ает составляющие прой-
денного пути 8Х и Sy, Для
определения текущих ко-
ординат ЛА в систему вво-
дят координаты х0 и у0 на-
чального пункта маршрута
НПМ, с момента пролета
которого начинается счис-
ление пути.
Доплеровская навига-
Рис. 1.5. Поверхности и линии по-
ложения при определении место-
положения объекта О позицион-
ным методом: ГП — горизонталь-
ная плоскость; ПСМ — плоскость
северного меридиана
ционная система не нуж-
дается в наземных стан-
циях. Главной ее особен-
ностью является ухудшение
точности определения ме-
стоположения со временем,
что объясняется интегрированием погрешностей ДИС. Погреш
ность определения местоположения в системах счисления со-
ставляет 0,015 и 0,004 от пройденного пути соответственно для
доплеровской и инерциональной навигационных систем соот-
ветственно.
Позиционный метод основан на использовании поверхностей
или линий положения для определения местоположения объ-
екта. Поверхность положения представляет собой геометриче-
ское место точек в пространстве, соответствующих одному
значению W, т. е. одному значению дальности, угла и т. п.
Местоположение ЛА в пространстве находится как точка пере-
сечения трех поверхностей положения ПП (рис. 1.5). Пересе-
чение двух поверхностей положения, соответствующих, на-
пример, элементам Wi и ТГ3, дает линию положения ЛП, кото-
рая является геометрическим местом точек с одинаковыми
значениями элементов Wi и Т73. Если один из этих элементов
(чаще всего высота полета Н) измеряется независимым
устройством (высотомером), то для определения координат
объекта ПП! (#=const) достаточно двух линий положения, а
следовательно, двух устройств, определяющих элементы W\
и Ц?2.
В позиционных РНС измеряют элементы W, характеризую-
щие положение ЛА относительно стационарных или подвижных
’Опорных передающих или приемопередающих радиостанций,
Расположенных в пунктах с известными координатами — ра-
дионавигационных точках (РНТ).
Большинство РНС реализуют позиционный метод, что объ-
ясняется возможностью определения местоположения без уче-
та и знания пройденного пути. Однако это возможно только в
зоне действия опорных станций. Кроме того, на точность пози-
ционных РНС сильно влияют помехи, отраженные сигналы и
11
т. п. К позиционным системам относятся и все РЛС. Точность,
позиционных систем зависит от принципа их построения и от
используемого диапазона радиоволн и характеризуется погрещ.
ностью от нескольких сотен метров (в системах УКВ диапазо-
на) до нескольких километров в РНС большой дальности, ра_
ботающих в диапазонах километровых и мириаметровых волн.
Обзорно-сравнительный метод основан на определении ка-
ких-либо характеристик местности, над которой летит ЛА, н
сравнении их с соответствующими характеристиками, заложен-
ными в память системы. В системах, реализующих данный ме-
тод, используется корреляционная связь между этими характе-
ристиками, а для нахождения отклонений от заданной траек-
тории полета — различного типа корреляционные устройства.
Такие системы называют также корреляционно-экстремальны-
ми, поскольку экстремум (максимум или минимум) корреля-
ционной функции измеренных и заложенных в память системы
характеристик достигается при точном соответствии траекто-
рии полета заданной.
Примером реализации обзорно-сравнительного метода может
служить система, использующая информацию о поле высот
рельефа местности h(x,y) (рис. 1.6). В блок памяти БП перед
полетом вводится информация /гэ(х,у) о распределении высот
местности в некоторой полосе вдоль маршрута полета. Текущая
высота полета Яр определяется радиовысотомером РВ и срав-
нивается с барометрической высотой Нс- Вычислительные
устройства ВУ определяют корреляционную функцию измерен-
ного поля высот hn(x, у) и йэ(х, у) и вырабатывают сигналы
Ах и Д2 коррекции полета для системы автоматического управ-
ления САУ.
При обзорно-сравнительном методе нет необходимости во
внешних по отношению к ЛА радиостанциях, ослаблено влия-
ние помех и отсутствуют накапливающиеся погрешности. Одна-
ко сложность метода, требующего априорной информации о ха-
У I' Заданная дь/салш лале/ла
"1 п
//ра/риль
меел/мютш
Рис. 1.6. Геометрические элементы (а), используемые в обзорно-ср авнитель
ной системе, и структурная схема системы (б):
БВ — барометрический высотомер; ДИС—доплеровский измеритель скорости
12
пактеристиках местности и большой памяти системы, а также
рудности вычисления корреляционной функции ограничивают
дока широкое его применение.
1.4. ТАКТИКО-ТЕХНИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ
РЛС И РНС
Тактические и технические параметры представляют собой
совокупность величин, описывающих качество РЛС и РНС.
Технические параметры характеризуют технические средст-
ва, необходимые для обеспечения заданных тактических пара-
метров. К ним относятся значение и стабильность несущей ча-
стоты; вид и параметры модуляции излучаемых колебаний
(формат сигнала); диаграммы направленности антенных
устройств; мощность передатчика; чувствительность приемника;
надежность устройств, входящих в состав системы, и др.
Отклонение любого технического параметра от заданного
значения влияет на определенный тактический параметр (или
группу параметров), что в отдельных случаях может вызвать
выход тактических параметров РЛУ или РНУ за пределы уста-
новленных допусков, т. е. отказ системы.
Тактические параметры описывают значение и практические
возможности системы. Основными из них являются: область
обзора, рабочая область, разрешающая способность, точность,
помехоустойчивость, пропускная способность, надежность и экс-
плуатационная эффективность.
Область обзора — область пространства, в пределах кото-
рой цель может быть обнаружена с вероятностями правильного
обнаружения и ложной тревоги не хуже заданных. Этот важ-
нейший параметр РЛС характеризуется пределами обнаруже-
ния по дальности, азимуту и углу места, т. е. максимальной и
минимальной дальностями обнаружения и секторами обзора по
азимуту и по углу места. Иногда эту область называют об-
ластью обнаружения.
Рабочая область — область пространства, в пределах кото-
рой погрешность омп нахождения местоположения с помощью
РЛС или РНС с известной вероятностью не превышает задан-
ную Оз. При решении навигационных задач на плоскости поня-
тию рабочая область соответствует рабочая зона РНС (рис. 1.7).
Рабочая область характеризуется дальностью действия системы
^шах, т. е. максимальным удалением от РЛС или РНС, на ко-
тором обеспечивается заданная точность определения координат
объекта (цели). За 7?тах часто принимают максимальное рас-
стояние в пределах рабочей области (зоны).
Разрешающая способность оценивает возможность раздель-
ного определения координат близко расположенных объектов
(Целей). Мерой разрешающей способности по дальности являет-
ся минимальное расстояние 8R между двумя объектами Oi и О2
13
Рис. 1.7. Рабочая зона си- Рис. 1.8. Диаграмма разрешения объектов
стемы по дальности и азимуту
с одинаковыми угловыми координатами а, при котором воз-
можно раздельное обнаружение и измерение дальности этих
объектов (рис. 1.8). За меру разрешающей способности по угло-
вой координате принимают минимальную разность угловых по-
ложений ба (бр) объектов О2 и О3 с одинаковыми Rt р (R, а),
при которой возможно раздельное обнаружение и определение
угловых координат этих целей. Разрешающая способность по
скорости 6V — минимальная разность скоростей объектов с оди-
наковыми R, а, р, при которой возможно раздельное обнаруже-
ние и измерение скорости этих объектов. Увеличение разрешаю-
щей способности, т. е. уменьшение б/?, ба и т. д., достигается
соответствующим выбором сигнала и параметров антенной си-
стемы.
Точность отражает близость результатов измерения к истин-
ному значению измеряемой величины и характеризуется значе-
ниями систематических и случайных погрешностей.
Систематические погрешности обусловливаются известными и закономер-
ными факторами. Поэтому их можно оценить расчетным путем или экспери-
ментально и, следовательно, либо устранить, либо учесть при измерениях.
Обычно под результатом измерения понимают величину, свободную от систе-
матической погрешности.
Случайные погрешности вызываются большим числом факторов, не под-
дающихся точному учету и действующих в каждом отдельном измерении раз-
личным образом. Обычно считают, что случайные погрешности измерений X
распределены по гауссовскому закону (рис. 1.9):
w(x) = (1/а)/2л)ехр[—я2/(2а2)],
где а2 — дисперсия случайной величины х.
За меру точности принимают среднюю квадратическую погрешность 0
или срединную (вероятную) погрешность х.
Средняя квадратическая погрешность вычисляется как корень квадрат-
ный из дисперсии результатов измерений. Вероятность того, что погрешность
измерений не превысит ст при гауссовском законе о/(х), равна 0,683. В меЖ'
14
народной практике часто использу-
ет уДВ°еннУю среднюю квадратиче-
скую погрешность 2а. При этом 95%
всех измерений имеют погрешность, не
превышающую 2и. Для систем повы-
шенной точности обычно применяют
максимальную погрешность, равную
За (99,7% всех измерений имеют
погрешность не более За).
Срединная или вероятная погреш-
ность связана со средней квадрати-
ческой погрешностью при гауссовском
Рис. 1.9. Плотность распределения ве-
роятностей случайных погрешностей
измерения
распределении погрешностей соотноше-
нием %=0,67449а. Вероятность того, что погрешность измерения по абсолют-
ной величине будет меньше х, равна 0,5.
Помехоустойчивость представляет собой способность систе-
мы обнаруживать сигналы и получать информацию о местопо-
ложении объектов (целей) с требуемой вероятностью и точ-
ностью при воздействии естественных или искусственных радио-
помех определенного типа. Мерой помехоустойчивости является
предельное значение одного из параметров помехи (например,
ее мощности) при постоянном значении ее остальных характе-
ристик.
Пропускная способность является мерой способности РЛС
или РНС обеспечивать радиолокационной или радионавига-
ционной информацией одновременно определенное число объек-
тов. Ограничение пропускной способности свойственно позицион-
ным системам, в которых объект и опорная станция соединены
двусторонней линией радиосвязи.
Надежность — свойство системы сохранять тактические па-
раметры (в первую очередь точность) в заданных пределах и
условиях эксплуатации в течение требуемого интервала време-
ни. Обычно для упрощения надежность определяют при отсут-
ствии помех. Изменение состояния системы, которое сопровож-
дается потерей указанного свойства (потерей работоспособно-
сти), называют отказом. Одним из показателей надежности
является вероятность безотказной работы, т. е. вероятность
того, что в пределах заданного времени отказ системы не воз-
никнет.
Эксплуатационная эффективность Эф характеризует сред-
ние затраты времени на настройку (Гн), регулировку (Тр) и
обслуживание (То) системы по сравнению с временем 7Исп ис-
пользования системы по назначению:
Эф=7исп/(ГН+Гр+Го).
15
1.5. КЛАССИФИКАЦИЯ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ И
РАДИОНАВИГАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ
И СИСТЕМ
Основными классификационными признаками радиолокаци-
онных и радионавигационных устройств и систем являются на-
значение, степень автономности, характер принимаемого сигнала
и вид измеряемого элемента W. Кроме того, по виду информа-
тивного параметра сигнала различают амплитудные, частотные,
фазовые и временные (импульсные) устройства и системы.
Назначение. В радиолокации по назначению различают об-
зорные и следящие РЛС, а в радионавигации — РНС дальней
и ближней навигации, системы посадки и др.
Обзорные РЛС применяют для обнаружения и измерения
координат всех целей в данной области пространства или зем-
ной поверхности, а также для управления воздушным движени-
ем (УВД) противовоздушной (противоракетной) обороны (ПВО
и ПРО), разведки, получения метеоинформации и т. п. Следя-
щие РЛС выполняют функцию точного и непрерывного опреде-
ления координат одной или ряда целей. Полученная РЛС ин-
формация используется, например, для наведения оружия на
цель или для управления объектом.
Радиосистемы дальней навигации (РСДН) служат для оп-
ределения местоположения на расстояниях до 1500 км и более
от входящих в систему опорных радиостанций. Специальную
группу составляют глобальные навигационные системы, которые
могут быть использованы для навигации практически в любой
точке земной поверхности. Радиосистемы ближней навигации
применяются для той же цели, что и РСДН, но имеют даль-
ность действия до 400.. .700 км (в зависимости от высоты поле-
та ЛА). Системы посадки выдают информацию об отклонении
ЛА от заданной траектории на заключительном этапе полета и о
дальности до точки приземления (в перспективных системах).
Степень автономности. Различают автономные и неавтоном-
ные системы и устройства. Автономные системы и устройства
измеряют элементы W без помощи радиолинии, связывающей
бортовую аппаратуру данного объекта с внешними по отноше-
нию к нему радиоэлектронными устройствами. В таких систе-
мах реализуется радиолокационный принцип, т. е. информация
об элементах W извлекается из отраженного от земной поверх-
ности или цели сигналов. К этому классу относятся все РЛС
и некоторые РНУ.
Неавтономные устройства и системы имеют в своем составе
как бортовую аппаратуру, установленную на объекте, так и свя-
занную с ней радиолинией аппаратуру специальных радиостан-
ций, размещаемых на наземных пунктах, искусственных спутни-
16
Земли или других объектах. К неавтономным относится,
капример, большинство РНС.
й Характер принимаемого сигнала. По этому признаку различа-
активные, пассивные и многопозиционные устройства и СИ-
КН
стемы •
Активные устройства и системы извлекают информацию из
отраженного сигнала. При этом передатчик Прд и приемник
Прм данного устройства или системы находятся на одном объ-
екте О (рис. 1.10). Такое построение системы облегчает обра-
ботку принимаемого сигнала, так как последний в измерителе
Изм может быть непосредственно подвергнут сравнению с излу-
чаемым сигналом, формируемым блоком БФС. К числу актив-
ных относится большинство РЛС и некоторые РНС. В актив-
ных системах излучаемый сигнал называют зондирующим.
Пассивная система предназначена для получения информа-
ции либо из сигнала, специально вырабатываемого другим
объектом или наземной радиостанцией (рис. 1.11), либо из
электромагнитных колебаний, излучаемых этим ’ объектом. По-
следний метод используется в пассивных РЛС для определения
положения источника излучения. На основе пассивных систем
строится и большинство РСДН. Особенностью пассивных РНС
является сложность измерения информативного параметра сиг-
нала, так как для этого необходимо иметь на объекте точную
копию сигнала, излучаемого другим объектом.
Многопозиционные РЛС и РНС — такие системы, в которых
информация об элементах W извлекается с помощью простран-
ственно-временных методов обработки сигналов, принимаемых
(или излучаемых) одновременно в разнесенных в пространстве
точках. Многопозиционная система может быть реализована как
в активном, так и пассивном вариантах. Примером такой систе-
мы является пассивная многопозиционная РНС, в которой ме-
стоположение объекта О определяется по сигналам, излучаемым
одновременно несколькими искусственными спутниками Земли
Рис. 1.10. Структурная схема
активной системы:
АП — антенный переключатель; Ц
Цель
Рис. 1.11. Структурная схема пассив-
ной системы:
ОС — опорная станция; О — объект; БФС —
блок формирования сигнала; Изм — измери-
тель
2—5360
17
Рис. 1.12. Структура пассивной
многопозиционной РНС:
БФС — блок формирования сигнала;
Изм — измеритель
ИСЗ (рис. 1.12). Многопозц.
ционные РЛС и РНС обла^
дают рядом достоинств
сравнению с обычными (одц0,
позиционными). Так, избы-
точность информации позво.
ляет улучшить характеристик
ки обнаружения цели. Место-
положение объекта (цели) мо-
жет быть найдено по измере-
ниям только дальностей или
угловых координат по сигна-
лам, принятым на каждой из
позиций или передаваемых
разными позициями, а также
по доплеровским сдвигам
принимаемых сигналов. Увеличивается зона действия, точность,
улучшаются и некоторые другие тактические параметры систе-
мы. Указанные достоинства обусловливают перспективность
многопозиционных систем в радиолокации и радионавигации.
Вид измеряемого элемента W. По этому признаку различа-
ют угломерные, дальномерные и разностно-дальномерные уст-
ройства, а также устройства измерения скорости.
Угломерные устройства определяют угол в горизонтальной
(W7=cz) или вертикальной (Ц7=р) плоскости или в системе ко-
ординат, связанной с объектом, и подразделяются на радиома-
ячные и радиопеленгационные. Радиомаячные широко исполь-
зуются в радионавигации, а радиопеленгационные — в радиона-
вигации и в радиолокации. Радиомаячными
устройства, включающие в себя радиомаяк (обычно
называют
наземный)^
формирующий электромагнитное поле, параметры которого за-
висят от угловых координат точки приема. К радиопеленгаци-
онным устройствам (радиопеленгаторам) относят устройства,
которые позволяют найти угловые координаты источника излу-
чения электромагнитных колебаний по результатам измерения
направления прихода радиоволн.
Дальномерные устройства {радиодальномеры) предназначе-
ны для измерения расстояния от одного объекта до другого
(IF=7?). Различают радиодальномеры двух типов. Устройства
первого типа являются основой пассивных РНС, в которых ме-
стоположение объекта находят, измеряя дальность по сигналам
нескольких опорных станций. Радиодальномеры
второго типа
используют собственный сигнал, который отражается от другой
объекта. Такие устройства — основа большинства РЛС, а так-
же применяются самостоятельно, например, для нахождения
высоты полета ЛА (радиовысотомеры). Ко второму типу отНО'
сятся и радионавигационные дальномеры, реализующие приниИ11
18
запрос—ответ», когда дальнометрия производится по сигналу
^днодалвномера, ретранслируемому другим объектом.
Р разностно-дальномерные устройства позволяют найти эле-
нт w=Rb=R\^Rzi где /?1 и /?2 — расстояние до объекта от
вуХ передающих радиостанций, путем сравнения информатив-
ных параметров сигналов, принимаемых от этих радиостанций.
Такие устройства наиболее употребительны в РНС.
2. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
2.1. ВИДЫ РАДИОЛОКАЦИИ И
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМ
Радиолокационные системы обычно состоят из трех подси-
стем: радиолокационных устройств, обработки получаемой ин-
формации и передачи данных. Каждая из подсистем является
в некотором отношении самостоятельным элементом и функцио-
нирует независимо. Радиолокационные системы, в свою очередь,,
могут входить составной частью в более крупные системы, на-
пример системы противоракетной обороны, противовоздушной
обороны, управления воздушным движением (УВД) и т. п.
Виды радиолокации. В радиолокационных системах находят
применения следующие виды радиолокации: активная, актив-
ная с активным ответом и пассивная.
Активная радиолокация (рис. 2.1, а) предполагает, что об-
наруживаемый объект О не является источником радиосигна-
лов. В такой системе передатчик Прд генерирует зондирующий
сигнал, а антенна в процессе обзора пространства облучает
цель. Приемник Прм обрабатывает отраженный сигнал и вы-
дает его на выходное устройство ВУ, решающее задачу изме-
рения координат объекта.
Активная радиолокация с активным ответом (рис. 2.1, б)
реализует принцип «запрос—ответ» и отличается тем, что обна-
руживаемый объект оснащен ответчиком (рис. 2.1,6). Передат-
чик запросчика Прд1 вырабатывает сигнал запроса, а антенна
запросчика в процессе обзора пространства облучает объект с*
ответчиком. Последний принимает сигнал запроса (Прм2) и по-
сылает ответный сигнал (Прд2). Приняв этот сигнал, запросчик
с помощью выходного устройства ВУ находит координаты
объекта с ответчиком. В таких системах возможны кодирован-
ные запрос и ответ, что повышает помехоустойчивость линии
передачи информации. Кроме того, по линии запросчик—ответ-
чик можно передавать дополнительную информацию. Посколь-
ку объект активный (имеется передатчик Прд2), дальность
Действия РЛС увеличивается по сравнению с обычной активной
Радиолокационной системой, однако РЛС усложняется.
2*
13*
Пассивная радиолокация решает задачу обнаружения
тивного объекта, излучающего радиоволны (рис. 2.1, в). Прц
пассивном обнаружении цели возможны две ситуации: когда
обнаруживаемом объекте имеется радиопередатчик, сигналы
•которого используются пассивной РЛС, и когда принимается
естественное излучение пассивного объекта в радио- или инфра„
красном диапазоне волн, возникающее при температуре объек-
та выше абсолютного нуля и при температурном контрасте с
окружающими объектами. Этот вид радиолокации отличается
простотой и высокой помехозащищенностью.
Виды радиолокационных систем. По характеру размещения
компонентов аппаратуры в пространстве различают независи-
мые, бистатические и многопозиционные РЛС. Последние два
типа РЛС отличаются тем, что их элементы разнесены в про-
странстве и могут функционировать как самостоятельно, так и
совместно (разнесенная радиолокация). Благодаря пространст-
венному разнесению элементов (рис. 2.1, г) в таких системах
достигается большая информативность и помехозащищенность,
однако сама система усложняется. Расстояние между позпция-
. ми РЛС называется базой и обозначается буквой Б.
Рис. 2.1. Структурные схемы вариантов РЛС
<20
Независимые радиолокационные системы (НРЛС) отли-
даются тем, что все элементы аппаратуры располагаются в
ной точке пространства и база такой системы равна нулю,
g НРЛС реализуется активный или пассивный вид радиолока-
ции (см. Рис- 2.1, а—в). При активной радиолокации с актив-
ным ответом аппаратура запросчика располагается в одной точ-
ке пространства, а ответчика — в другой. В зависимости от
назначения РЛС и типа используемых сигналов структурные
схемы НРЛС могут быть конкретизированы и при этом значи-
тельно отличаться друг от друга.
Рассмотрим в качестве примера работу импульсной актив-
ной НРЛС обнаружения воздушных целей для УВД, структура
которой приведена на рис. 2.2. Устройство управления антенной
ууА служит для обзора пространства (обычно кругового) лу-
чом, узким в горизонтальной плоскости и широким в вертикаль-
ной. В рассматриваемой НРЛС используется импульсный режим-
излучения, поэтому в момент окончания очередного зондирую-'
щего радиоимпульса единственная антенна переключается от
передатчика к приемнику и используется для приема до нача-'
ла генерации следующего зондирующего радиоимпульса, после
чего антенна снова подключается к передатчику и т. д. Эта
операция выполняется переключателем прием-передача ППП.
Пусковые импульсы, задающие период повторения зондирую-
щих сигналов и синхронизирующие работу всех подсистем
НРЛС, генерирует синхронизатор Синх. Сигнал с приемника
Прм после цифрового устройства селекции движущихся целей
ЦСДЦ поступает на аппаратуру первичной обработки инфор-
мации АПОИ, где выполняется обнаружение сигнала (Обн) и'
измерение координат (ИД) цели. Окончательно отметки целей
формируются в устройстве ФО. Сформированные сигналы вме-
сте с информацией об угловом положении антенны передаются
для дальнейшей обработки на командный пункт, а также для
Рис. 2.2. Структурная схема НРЛС обнаруже-
ния воздушных целей
21
контроля на индикатор кругового обзора ИКО. При автономной
работе радиолокатора ИКО служит основным элементом
наблюдения воздушной обстановки.
Такая НРЛС обычно ведет обработку информации в цифр0.
вой форме. Для этого предусмотрено устройство преобразования
сигнала в цифровой код (АЦП).
Бистатические радиолокационные системы (БРЛС) пред,
ставляют собой РЛС, в которых передающая и приемная частя
расположены в различных точках пространства (см. рис. 2.1, г)
Такие БРЛС основаны на активном виде радиолокации.
2.2. МНОГОПОЗИЦИОННЫЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
Структура многопозиционных РЛС. Многопозиционные ра-
диолокационные системы (МПРЛС, рис. 2.3) в общем случае
объединяют независимые (НРЛС1 и НРЛСг),
бистатические
(БРЛС1—БРЛС6) и пассивные (ПРЛС1—ПРЛС4) РЛС, распо
ложенные в различных точках пространства (позициях). На
рис. 2.4 показана структура МПРЛС, имеющей общую переда-
ющую и три разнесенные приемные позиции. Такую МПРЛС
называют полуактивной. Частным случаем полуактивной систе-
мы является БРЛС.
Многопозиционные РЛС имеют несколько баз, которые обо-
значаются
названиям
Bj7t, где индексы j и k соответствуют номерам
позиций. Следует отметить, что в зависимости
или
от
тактического назначения МПРЛС и размещения ее элементов
базы системы могут менять положение и размеры при переба-
зировании системы или при расположении аппаратуры МПРЛС
на подвижных объектах, в том числе на космических и атмо-
сферных ЛА. Часто используется смешанное базирование
МПРЛС, например передающая аппаратура на ЛА, а приемная
на Земле и наоборот. Если при перемещении или перебазирова-
нии взаимное расположение позиций не изменяется, т. е.
= const, то такие МПРЛС называют МПРЛС с неподвижными
базами. Все другие системы составляют группу МПРЛС с
подвижными базами.
НРЛС/^-----------------------X НРЛСг
А В
Рис. 2.3. Возможная структура МПРЛС
22
В современных МПРЛС используются как отдельные виды
радиолокации, так и их совокупность, в них также можно при-
менять различные методы определения местоположения целей
в пространстве. Эти особенности приводят к большей помехо-
защищенности системы в целом. При разнесении РЛС в про-
странстве на каждой позиции может размещаться приемная
аппаратура (пассивная МПРЛС); приемная и передающая ап-
паратура (пассивно-активная МПРЛС) или аппаратура НРЛС
(активная МПРЛС).
В обобщенной структуре МПРЛС (рис. 2.5) можно выде-
лить основные компоненты системы: аппаратуру разнесенных
позиций П, каналы передачи информации (1), каналы синхро-
низации (2) и пункт обработки информации ПОИ, где посту-
пающие от разнесенных позиций сигналы и информация
объединяются и обрабатываются совместно. Совместная обра-
ботка позволяет реализовать ряд преимуществ МПРЛС по
сравнению с НРЛС. Основные из этих преимуществ: возмож-
ность формирования сложных пространственных зон обзора;
лучшее использование энергии в системе; большая точность из-
мерения положения целей в пространстве; возможность изме-
рения полного вектора скорости целей; повышение помехоза-
щищенности по отношению к активным и пассивным помехам,
а также увеличение надежности выполнения тактической зада-
чи. Однако эти преимущества достигаются ценой увеличения
сложности и стоимости системы. Возникает необходимость
синхронизации работы позиций, в том числе и при обзоре про-
странства, и организации линий передачи данных. Возрастает
и сложность обработки информации из-за большого ее объема.
Однако несмотря на указанные недостатки МПРЛС получили
Щирокое распространение в практике радиолокации.
В зависимости от задачи, решаемой в процессе обработки
Информации в МПРЛС, различают первичный, вторичный и
23
третичный виды обработки. Первичная обработка заключаете^
в обнаружении сигнала цели и измерении ее координат с соо^
ветствующими качеством или погрешностями. Вторичная обра.
ботка предусматривает определение параметров траекторий
каждой цели по сигналам одной или ряда позиций МПРЛС
включая операции отождествления отметок целей. При третич-
ной обработке объединяются параметры траекторий целей, по-
лученных различными приемными устройствами МПРЛС
включая операцию отождествления траекторий.
Виды многопозиционных РЛС. В зависимости от использо-
вания на разнесенных в пространстве позициях фазовой инфор-
мации, содержащейся в отраженных от цели сигналах, разли-
чают МПРЛС пространственно-когерентные, с кратковременной
пространственной когерентностью и пространственно-некоге-
рентные.
Под пространственной когерентностью понимают способность сохранять
жесткую связь фаз высокочастотных сигналов на разнесенных позициях.
Степень пространственной когерентности зависит от длины волны сигнала,
размеров баз МПРЛС и габаритов цели, а также от неоднородностей трасс
распространения радиоволн.
Если цель можно считать точечной, то фазовый фронт волны имеет фор-
му сферы и принимаемые на разнесенных позициях сигналы жестко связаны
по фазе и когерентны. При протяженных целях фазовый фронт формируется
в процессе интерференции электромагнитных волн от «блестящих» точек це-
ли. При большой протяженности цели флуктуации фазового фронта могут
нарушить пространственную когерентность (корреляцию) сигналов, принятых
на разнесенных позициях. В то же время временная когерентность сигналов
на разнесенных позициях обеспечивается, если интервал корреляции флук-
туаций фазы (сохранности фазовых соотношений) больше времени облуче-
ния цели.
При однородной среде распространения и малой базе (Б ~0) сигналы на
входе приемных устройств идентичны и когерентны. С увеличением базы
сигналы начинают различаться в основном из-за многолепесткового характера
диаграммы обратного рассеяния (ДОР) цели. При некотором размере базы
Б=Б1~/?Х(4/Ц)-1,
где 7? — дальность до цели, а /ц— наибольший размер цели, приемные пози-
ции принимают отраженные от цели сигналы по разным лепесткам ДОР. Эти
сигналы независимы и не коррелированы.
Если в атмосфере на высоте Ан имеется область неоднородности с гори-
зонтальным размером /н, то при приеме на одной позиции сигнала, прошед-
шего через неоднородность, а на другой позиции не прошедшего через нее,
существует размер базы Б = Б2, при котором нарушается когерентность
сигналов:
Б2 «/?/„(/?—Ан)”1.
Необходимо различать три случая разноса приемных устройств МПРЛС'
Б —принимаемые сигналы когерентны и идентичны;
24
— сигналы неидентичны из-за неодинаковой мгновенной ЭПР,
асСы распространения одинаково влияют на сигналы;
Тр _ _ Т? __ лт:ГПОП1Л иОЬ'ПГОПРПТШ.Т T.TQ-QQ ПДЧЫПГТ ГТ Р ТТРПТ.Т Ы ПТПМПИЯ
— сигналы некогерентны из-за разной ЭПР цели и из-за отличия
словий распространения по разным трассам.
V В соответствии со сказанным можно говорить о совмещенных
гда о малоразнесенных МПРЛС, когда Б1<^^<Б2, и
сенных МПРЛС при БУ*>Б2.
МПРЛС,
о разне-
Пространственно-когерентные РЛС извлекают всю инфор-
мацию, содержащуюся в пространственной структуре поля ра-
диоволн вплоть до фазовых соотношений. В этих РЛС фазовые
набеги в каналах приема и обработки сигналов различных про-
странственных позиций поддерживаются одинаковыми на ин-
тервалах времени, намного превышающих длительность сигна>
Ла (истинно когерентные системы). Поэтому аппаратура пози-
ций синхронизируется во времени, а также по частоте и фазе
высокочастотных колебаний. Разнесенные позиции образуют
специфически расположенную фазированную антенную решет-
ку (ФАР).
Системы с кратковременной пространственной коге-
рентностью поддерживают постоянство фазовых соотношений в
трактах аппаратуры позиций в пределах длительности исполь-
зуемого сигнала ' (псевдокогерентные системы). При этом можно
извлекать информацию о доплеровских частотах по изменению
фаз в пределах длительности сигнала, но нельзя осуществлять
фазовую пеленгацию, поскольку принимаемые на позициях сиг-
налы некогерентны в один и тот же момент времени. Аппара-
тура позиций синхронизируется по времени и частоте, но не по
фазе.
Пространственно-некогерентные РЛС обрабатывают сигна-
лы после их детектирования, но до объединения в пункте об-
работки информации МПРЛС. Здесь не требуется синхрониза-
ция аппаратуры позиций по частоте и фазе. Нужно отметить,
что пространственная некогерентность не противоречит времен-
ной когерентности сигналов, поступающих в аппаратуру каж-
дой позиции. Поэтому на каждой позиции можно измерять ра-
диальную составляющую скорости по доплеровскому сдвигу
частоты.
Виды объединения информации в МПРЛС. В пункте обра-
ботки информации возможно объединение когерентных сигналов
(когерентное объединение), видеосигналов, обнаруженных от-
меток и единичных замеров (результатов однократного изме-
рения параметров сигнала или элементов W), а также объеди-
нение траекторий.
Когерентное объединение — наивысший уровень объедине-
ния информации. Радиочастотные сигналы от позиций
МПРЛС поступают на центральный пункт обработки инфор-
мации, где выполняются все операции обнаружения, отожде-
25
«ствления и определения параметров движения цели и ее место-
положения. Система, в которой осуществляется когерентное
объединение сигналов, обладает наибольшими возможностями
так как в ней можно использовать пространственную когерент-
ность сигналов, при которой отсутствуют случайные изменения
разности фаз сигналов, принимаемых на позициях МПРЛС.
Такая система отличается наибольшей простотой аппаратуры
приемных позиций, однако усложняется ПОИ и требуются ши-
рокополосные линии передачи сигналов с высокой пропускной
•способностью.
Объединение траекторий — самый низший уровень объеди-
нения информации. С позиций сигналы поступают после вто-
ричной обработки и отбраковки ложных отметок целей, поэто-
му большинство вычислительных операций выполняется на по-
зициях МПРЛС, аппаратура которых наиболее сложна. Аппа-
ратура центра обработки информации упрощается, и линии
связи работают в наиболее легких условиях.
Таким образом, чем выше уровень объединения информа-
ции, т. е. чем меньше информации теряется на приемных пози-
циях до совместной обработки, тем выше энергетические и ин-
•формационные возможности МПРЛС, но тем сложнее аппара-
тура центрального пункта обработки и выше требования к про-
пускной способности линий передачи информации.
2.3. ОТРАЖАЮЩИЕ СВОЙСТВА ЦЕЛЕЙ
При облучении какого-либо объекта падающие на объект
радиоволны возбуждают на его поверхности в соответствии с
граничными условиями токи проводимости или смещения, ко-
торые зависят от формы, материала и размеров объекта. Эти
токи, в свою очередь, вызывают вторичное излучение или рас-
-сеяние радиоволн. Проще всего иллюстрировать процесс вто-
ричного излучения радиоволн на примере облучения металли-
ческой сферы при изменяющемся отношении радиуса сферы к
длине волны г /К (рис. 2.6). На рис. 2.6 видны три характерные
области или зоны:
1 — зона рефракции или зона Рэлея, когда гД<С1, при этом
Ррас/Ро невелико и монотонно меняется;
2 — зона резонансного рассеяния, когда при этом
Ppac/Ро может принимать различные значения (т. е. сильно
зависит от гД), так как сфера в этом случае ведет себя как
объемный резонатор;
3 — зона отражения, когда гД^>1 и Ррас/Р0 const.
Надо отметить, что перечисленные характерные области
возникают при отражении сигналов от всех объектов правили-
ной формы. В радиолокации стараются использовать зону от-
26
рис. 2.6. Зависимость отношения
мощности рассеяния Ррас к мощности
рассеяния Ро (при г/Х>1) от отно-
бения радиуса сферы г к длине вол-
ны X
Рис. 2.7. Взаимное положение радио-
локатора и обнаруживаемой цели
ражения и при реальных размерах целей /ц применяют радио-
волны длиной, меньшей 10 м.
[Отражающие свойства целей в РЛС принято оценивать эф-
фективной площадью рассеяния цели So:
— отр/П1~ ^О()£рас/П1 — SDq^
где g — коэффициент деполяризации вторичного поля
<1); Ротр=5£>0П1 — мощность отраженного сигнала; П1 —
плотность потока мощности радиолокационного сигнала на сфе-
ре радиусом R в окрестности точки М, где находится цель
(рис. 2.7); Do — значение ДОР в направлении на радиолокатор;
S=Ppac/rii —полная площадь рассеяния цели.
^Эффективная площадь рассеяния (ЭПР) цели представляет
собой выраженный в квадратных метрах коэффициент, учиты-
вающий отражающие свойства цели и зависящий от конфигура-
ции цели, электрических свойств ее материала и отношения раз-
меров цели к длине волны? В радиолокационных задачах рас-
познавания и классификации целей переходят к более полной
характеристике цели — ее радиолокационному портрету или так
называемой сигнатуре, связанной с геометрическими, физиче-
скими и кинематическими свойствами объекта. Условно принято '
подразделять цели на точечные, когда или /ц<б/, и
протяженные, когда или /ц>6/, где 6/? и 6Z — размеры
элемента разрешения по дальности и в поперечном направлении
при используемых параметрах зондирующего сигнала и антен-
ного устройства радиолокатора. Протяженные цели называют
также распределенными. Различают элементарные и сложные
точечные цели, а протяженные цели делят на поверхностные и
объемные.
27
2.3.1. ТОЧЕЧНЫЕ ЦЕЛИ
Элементарные точечные цели. К этому классу относят объекты, имею-
щие правильную геометрическую форму. Поэтому их ЭПР можно вычислить
теоретически в процессе решения динамической задачи рассеяния электромаг-
нитных волн на теле определенной
Обычно ЭПР представляется в
формы,
виде
Sq max
где So max — максимальная ЭПР, а
вторичного излучения или диаграмма обратного рассеяния ДОР.
ЭПР объектов простейших форм приведены в табл. 2.1.
Dpac(a, ₽) —диаграмма неравномерности
Таблица 2.1
Вид цели Геометрия цели ЭПР
Полуволно- вый вибра- тор S0(0)~0,86Vcos40 So max == 0,86 V So 0,17V
г
Шар метал- лический г»2Х г<2% z— 50=лг2 So= 144n5r6/V Sq = Sq max — So
ГТ* Vs'~i у О 1 * 1
Шир диэле- ктрический г»2Х 1 о же CO G ф Ф ? II II 11 JL "да-co" co I g + 1 + II - 5 Gol « 1 ° a c- "t 1 и
Прямо- угольная пластина 6 ' С* В- /2Л \ -12 sin -у- a sin cc . 4л {aby \Ь / 60 “ V 2л Л ^-asina J В- /2Л \ -12 sin 1 b sin p 1 1 2л I L -^-&sinjj J 5отах==4л (aby’k
Продолжение табл. 2.1
Вид цели . Геометрия цели ЭПР
S от ах — 4Л“Г47,
Выпуклая
поверхность
с радиуса-
ми кривиз-
ны Р1 и р2
Somax ~ Лр!р2
Уголковый отражатель с прямо- угольной гранью So тах==12ла4/Х2
1 а
Л-
Уголковый отражатель с треуголь- ной гранью к So тах = 4ла4/ЗХ2
Биконичес- кий отра- жатель г— s.max=^r[62(26a-e1),/2-^/-9]
Линза Лю-
неберга
So тах=4л3/'4/Л2
Пассивная
ФАР (отра-
жатель
Ван-Атта)
So шах=шг2Х2/4
29
Окончание? абл. 2.1
Сложные точечные цели. Объекты этого класса, к которому
относятся и все реальные цели, имеют ряд особенностей, в пер-
вую очередь сложную форму, что не позволяет решить электро'
динамическую задачу рассеяния электромагнитных волн цель#
и найти ее ЭПР.
30
14з-за сложной формы рассеивающего объекта в точку при-
а одновременно приходит совокупность парциальных сигна-
е в отраженных от различных частей объекта. Эти сигналы
ймеют случайные фазовые соотношения, так как точки отраже-
ния расположены друг относительно друга случайным образом
меняют взаимное расположение в течение времени наблюде-
нйЯ объекта вследствие взаимного движения цели и радиоло-
катора. При векторном сложении этих сигналов на входе при-
емника случайность их фаз приводит к флуктуации амплитуды
й фазы принимаемого от цели результирующего сигнала. При
некоторых положениях отражающего объекта возникает эф-
фект так называемой блестящей точки, соответствующей зер-
кальному отражению радиоволн от какого-либо элемента цели..
Определить ЭПР сложной (реальной) цели можно двумя
путями:
экспериментально измерить ЭПР. Однако при этом из-за
флуктуаций фазы и амплитуды отраженного сигнала и их зави-
симости от взаимного положения цели и измерительной уста-
новки приходится выполнять большой объем измерений (наби-
рать статистику);
создать феноменологические модели отражений от сложной
цели (модель цели) и с их помощью найти статистические ха-
рактеристики отраженного сигнала.
Модели отражения. Наиболее распространены две модели
отражения. В обеих моделях цель представляется в виде сово-
купности п точечных элементов, среди которых либо нет преоб-
ладающего отражателя (первая модель), либо имеется один
преобладающий отражатель (вторая модель), который дает
стабильный отраженный сигнал, что соответствует картине
отражения с эффектом «блестящей точки». С помощью указан-
ных моделей можно получить следующие выражения для плот-
ности распределения вероятностей ЭПР:
при отсутствии преобладающего отражателя
w (So) = (1 /So) exp (-So/So), (2.1)
при наличии преобладающего отражателя
где So — среднее значение ЭПР; SOo — ЭПР наибольшего отра-
жателя; /о(-) —модифицированная функция Бесселя нулевого
Порядка.
Полученные выражения иллюстрируются графиками на рис.
2-8, параметрами которых являются So и m=S00/(S0—Soo).
п
Определить So можно, используя соотношение
/=о
31
Рис. 2.8. Плотность распределения ве-
роятностей нормированной ЭПР
771 >>1 распределение ta(S0/S0)
При /тг=О, когда отсутствуй
наибольший стабильно отра>
жающий элемент, ЭПР
распределена по экспоненцй
альному закону и вероятное или
срединное значение ЭПР рав„
но SoBcp = *S*ocp = So 5096 =0,7sQt
Когда m=l, распределение ве-
роятностей отличается от экспо-
ненциального незначительно
но с ростом т начинает ска-
зываться влияние наибольшей
составляющей отражения. При
стремится к гауссовскому с мак-
симумом при S0/S0=l. Это значит, что стабильное отражение
от наибольшего отражателя превышает суммарный вклад слу-
чайных отражателей и определяет ЭПР цели.
В технической литературе по радиолокации используют
обобщенную модель Сверлинга с распределением- вида
k
о
о
о
Это выражение соответствует распределению типа %2 с 2k
степенями свободы, где k определяет сложность модели отра-
жения цели. При k=l получаем модель цели с экспоненциаль-
ным распределением ЭПР (2.1), а при k = 2 — модель цели в
виде большого отражателя, меняющего в небольших пределах
ориентацию в пространстве, или набора равноправных отража-
телей плюс наибольший.
Распределение вероятностей ЭПР характеризует изменение
значения ЭПР, но не указывает на изменение ЭПР во времени.
Статистические характеристики отраженного сигнала. Для
оценки вариаций ЭПР и их скорости необходимо знать корре-
ляционную функцию и спектральную плотность его флуктуаций.
Особенности этих характеристик при цели, состоящей из сово-
купности отражателей, определяются перемещением отражате-
лей при движении цели относительно радиолокатора, взаимным
перемещением отражателей и изменением состава отражателей
цели.
Корреляционная функция флуктуаций отраженного сигнала
____________________ т
R (т)=йт (0 (t - т)=Нт Т -1 \йт (0 U*m (t - т) di,
о
где Т — интервал усреднения (на практике он выбирается
конечным, но достаточно, большим по сравнению со средни
32
Рис 2.9. Экспериментальные нормированные корреляционная функция (а) и
спектр (б) флуктуаций амплитуды сигнала, отраженного от летящего само-
лета
периодом флуктуаций Гфл). Считается, что Z7m(/) = 0 и
Иногда переходят к нормированной корреляционной функ-
ции (рис. 2.9, а) р(т) = ^(т)//?(0) = А>(т)/о2, где о2 —мощность
(дисперсия) флуктуаций.
Спектральная плотность флуктуаций связана с корреляцион-
ной функцией флуктуаций сигнала соотношением Винера —
Хинчина:
со
G(s)= 7?(т)ехр( — ]2nfv)dT.
—со
р
с- 2.10. Диаграмма обратного рассеяния реального самолета (Х = 10 см)
3—5360 33
Можно перейти к нормированной спектральной плотности
(рис. 2.9, б)
/со
(/)</=□ (/)/о2.
О
Большинство реальных целей из-за сложной формы являют-
ся совокупностью блестящих и резонансных элементов вместе
с шероховатыми участками, имеющими диффузное рассеяние.
Поэтому ДОР имеет сложный изрезанный многолепестковый
характер (рис. 2.10), причем число лепестков и провалов меж-
ду ними, как и ширина лепестков, зависит от отношения наи-
больших размеров цели к длине волны облучающего сигнала.
Пределы изменения So достигают 30. . .40 дБ, хотя So неизменно
при его измерении в различных диапазонах радиоволн.
2.3.2. ОСОБЕННОСТИ ОТРАЖЕНИЯ РАДИОВОЛН ОТ
РЕАЛЬНЫХ ОБЪЕКТОВ
При обнаружении реальных объектов и определении их ко-
ординат или параметров движения необходимо учитывать
флуктуации не только ЭПР, рассмотренные в п. 2.3.1, но и фа-
зового фронта волны, а также фазы и частоты отраженного
сигнала. Кроме того, следует принимать во внимание изменения
интенсивности этих сигналов из-за деполяризации радиоволн и
зависимости отражательной способности цели от направления
на точку приема сигнала.
Флуктуации фазового фронта волны, фазы и частоты отра-
женного сигнала. Рассматриваемые флуктуации вызываются
изменениями ракурса и угловыми перемещениями цели, а так-
же интерференцией волн, отраженных различными ее локаль-
ными отражателями. Если в процессе облучения цели изменяет-
ся ее ракурс, то меняется и положение блестящих точек, от
которого зависит пространственное местонахождение фазового
центра отражения. При этом фазовый центр перемещается по
поверхности цели, что вызывает искажения и флуктуации фазо-
вого фронта отраженной волны и приводят к флуктуациям на-
правления прихода и фазы отраженного сигнала. Принимая в
первом приближении возможность «блуждания» центра отраже-
ния по контуру цели, можно найти наибольшее отклонение угла
прихода волны Д0 = /ц/7?. Тогда средняя квадратическая по-
грешность по угловой координате составит о0 = О,33/ц/7?. Спект-
ральный состав флуктуаций угла прихода волны (рис. 2.11)
зависит от типа и динамики движения цели. Флуктуации фазо-
вого фронта называют угловым шумом.
В действительности на таких дальностях, когда максималь-
ный угловой размер цели 6Ц соизмерим с шириной фа ДНА ра~
34
Рис. 2.11. Спектральная плотность флук-
туаций, вызываемых угловым шумом
линейных погрешностей в тангенциаль-
ном направлении при определении поло-
жения конкретного самолета
। I I - ।_।—।—।—।—।
О W 80 /20 /60
Ракурс, граУдсы
Рис. 2.12. Экспериментальные-
зависимости нормированной
ЭПР от ракурса цели (самоле-
та) при вертикальной (1) и го-
ризонтальной (2) поляризации
облучающего сигнала
диолокатора, регистрируемые на практике значения вызывае-
мых угловым шумом погрешностей Ае с вероятностью р^0,13
могут превышать 0Ц, т. е. «блуждания» центра отражения выхо-
дят за геометрические контуры цели. Это явление объясняется
интерференционной природой углового шума.
В простейшем случае, когда цель состоит из двух локаль-
ных отражателей (двухточечная модель цели), нормированная
мгновенная угловая погрешность может быть найдена из соот-
ношения
де________1—ft2
6ц 2 (1 + а2—2а cos <р)’
где а, ф — отношение амплитуд и разность фаз сигналов, приня-
тых от локальных отражателей. Видно, что при флуктуациях
амплитуд и фаз отраженных сигналов характер изменения этой
погрешности случайный, а ее значение может существенно пре-
вышать угловой размер цели. Значительный рост погрешности
AG может наблюдаться и при отсутствии амплитудных флуктуа-
ций и равновероятном распределении ф.
Перемещение центра отражения вдоль линии визирования
цели сопровождается флуктуациями времени запаздывания сиг-
нала тах^2/ц/с, а следовательно, и погрешностями по
дальности (Л7?)тах=/ц, для которых ок^0,33/ц.
Что касается флуктуаций частоты, а следовательно, и ради-
альной скорости цели, то они связаны с угловыми перемещения-
ми цели. Если известна угловая скорость цели Йц=2лЕц, то
ширина доплеровского спектра сигнала (Af)max~ (2/ц/%)Ец и
поэтому О/^0,33(2/цД)Ец.
3* 35
Рис. 2.13. Разложение эллиптически поляризованной
волны на декартовы базисные векторы
Деполяризация при отражении радиоволн. Поляризация сиг-
налов, отраженных от объектов сложной формы, обычно не
совпадает с поляризацией зондирующего сигнала. Степень такой
деполяризации зависит как от формы объекта, так и от исход-
ной поляризации падающей волны (рис. 2.12). Различие So при
двух видах поляризации достигает иногда 10 дБ, что может при-
вести к соответствующим потерям, если приемная антенна рас-
считана на прием только горизонтально или вертикально поля-
ризованной волны. В общем случае от тел сложной формы от-
ражаются
эллиптически поляризованные волны
независимо
исходной поляризации. При исходной круговой поляризации по-
тери могут достигать 3 дБ из-за неодинакового сдвига фаз
ортогональных составляющих отраженного поля.
Для учета поляризационных эффектов можно воспользо-
ваться представлением эллиптически поляризованной падаю-
щей на цель волны Ёх в виде вертикально ЁХв и горизон-
тально FIr поляризационных векторов, образующих поляриза-
ционный базис. Если ix и iy — декартовы базисные векторы
(рис. 2.13), характеризующие линейные поляризации вдоль
осей X и К, то комплексный вектор электрического поля
Ёх = ЁХг+Ё^== Ё^х+ЁхЁу. При таком представлении вектора
Ёх для описания характера поляризации поля отраженной
волны Ё-2 можно использовать поляризационную матрицу вида
(2-3)
где элементы матрицы отражения [Мэтр] в общем случае
определяются по формулам
«и = КАГотри ехР ОФп): «12=/А'отрп exp (j<p12);
«21 = КАГотрЗ! ехр (jq>2i); «22=КА'отрга ехр (]<р22).
Величины «г/. = ККОтрг-й ехР (]<Рг/г) — комплексные коэффлцчен-
ты отражения, причем индексы i и k соответствуют излучае-
36
^ому и принимаемому полю. При одной приемопередающей
антенне и однородном пространстве по принципу взаимности
^отр12 = A"0Tp2i, Ф12 = <Р21 и поляризационная матрица описывается
только пятью параметрами вместо восьми:
^отр22; Ф22-Ф11 И <р12-<рп.
Зависимость отражательной способности цели от направле-
ния на точку приема. Когда радиолокаторы расположены на
разнесенных в пространстве позициях, ЭПР цели характеризу-
ет отражательную способность объекта в направлении на при-
емные позиции РЛС. Рассмотрим бистатическую систему, когда
угол между направлениями на цель с передающей и приемной
позиций равен у. Установлено, что для элементарных точечных
целей при значение ЭПР в такой системе 802 равно обыч-
ной ЭПР Soi в направлении биссектрисы угла 7:
S02—S01 (у/2).
В общем случае облучения тел простой формы плоскими
электромагнитными волнами при 0^7^50° наблюдается мед-
ленный рост ЭПР. При 7, лежащих в пределах от 50 до 110°,
ЭПР быстро возрастает до значений, на порядок больших Soi-
Когда 7 достигает 180°, может иметь место резкое увеличение
ЭПР до значения
502(7=180°)=4лЛ2Г-2,
где А — площадь плоской фигуры, ограниченной кривой разде-
ла освещенной и теневой части объекта. Следовательно, при
42»V ЭПР S02 может быть намного больше 8оь Например,
для металлического шара 8о1 = лг2, а при 7=180° получаем
А=пг2 и, следовательно, 8о2=4л3г4Х-2, что дает увеличение от-
ношения ЭПР So2/Soi в (2лгА,-1)2 раз.
Для дипольных помех при совпадении векторов электриче-
ского поля с бистатической плоскостью (плоскость биссектрисы
Угла 7) и равновероятной их ориентации 802(7) == (0,06V) (1 +
+ COS27). При ЭТОМ (Soi)max~O,17X2, a (S02) max ~ 0,06V.
По результатам экспериментов в бистатических РЛС может
Наблюдаться уменьшение ЭПР 802 для судов на 10.. .15 дБ и
Для самолетов на 6.. .8 дБ. Одновременно отмечается уменыпе-
йие изрезанности ДОР, эффекта мерцания и вклада углового
^УМа цели.
37
2.3.3. МЕТОДЫ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ЭПР РЕАЛЬНЫХ
ЛЕЙ
Для определения So используют три основных метода: обра.
йотки гистограммы результатов записи отраженных сигналов
при движении объекта; сравнения или калибровки радиолока-
тора по эталонной цели и моделирования.
Недостаток первых двух методов — необходимость наблюде,
ния объекта в течение всего эксперимента, что связано с затра-
тами на перемещение целей на специальных полигонах или на
создание безэховых камер, где нужно размещать цель или ее
.модель, выполненную в натуральную величину. Поэтому чаще
используют метод моделирования. Сущность этих методов сво-
дится к следующему.
Метод гистограмм. Значение So находят по результатам на-
блюдения зависимости мощности отраженного движущимся
объектом сигнала от дальности Pz=f(R). Поскольку ракурс
цели и ее дальность меняются, то производится усреднение ре-
зультатов, т. е. переходят к соотношению Р2=Ко(5о/^4), где
Ко = ^Са16а2Ц1'П2^2(4л)~3 — коэффициент, учитывающий пара-
метры радиолокатора. Время усреднения должно быть, с одной
стороны, мало, чтобы R не успевало сильно изменяться и его
можно было считать постоянной величиной на интервале усред-
нения, а с другой — настолько большим, чтобы можно было на-
брать требуемую статистику флуктуаций отраженного сигнала.
Обычно это время составляет несколько секунд. Зависимость
P2=Ko(So/R4) строят в виде гистограммы, по которой и нахо-
дят величины Р2, R и So.
При методе гистограмм считается, что коэффициент Ко=
= const, а это требует поддержания технических параметров
радиолокатора неизменными в течение всего эксперимента, что
трудно обеспечить на практике.
Метод калибровки радиолокатора по эталонной цели. При
этом методе одновременно наблюдают две цели: испытуемую с
неизвестной ЭПР SOx и эталонную с известной ЭПР Зоэт. Изме-
ряя
^2эт — Kq (50эт//?эт) И Р%х — (Sojr//?A-4),
вычисляют по полученным данным
При этом зависящий от параметров радиолокатора коэффицИ'
ент Ло из расчетов исключается.
Метод моделирования. Этот метод заключается в использО'
вании на уменьшенных полигонах или безэховых камерах мо-
делей целей, размеры которых уменьшены в п раз. .Облучая
модели и измеряя отраженную мощность Р2, находят 30м- Длй'
38
I
I
f а б л и ц a 2.2
•*** " Цель So» М2 Цель s0, м2
Истребитель 1 ...5 Катер 100
Бомбардировщик 7... 10 Рубка подводной лодки 1
Дальний бомбардиров- 15... 20 Малый корабль (до 50...250
щик 200 т)
Транспортный самолет 50... 150 Средний корабль (до 3 000...
Головная часть баллис- 0,2 3000 т) ... 10 000
тической ракеты Большой корабль (свы- более
Ракета 10... 15 ше 10 000 т) 20 000
Крылатая ракета 0,1 Морской буй 1
Артиллерийский снаряд 1 Подводная лодка в над- 140
75 мм водном положении
Автомобиль, танк 7... 30 Человек 0,8... 1
на волны при таком эксперименте для удовлетворения принципа
подобия также берется в п раз меньшей (обычно в диапазоне
миллиметровых или оптических волн): /ц//м=Хц/Хм. Результа-
ты эксперимента при расчете ЭПР реальной цели увеличивают-
ся в п2 раз, т. е. 5оц=5Омп2.
Данные о средних ЭПР реальных целей приведены в табл.
2.2.
2.3.4. НАБЛЮДАЕМОСТЬ ЦЕЛЕЙ
В практике радиолокации часто приходится сталкиваться с
задачей обнаружения определенной цели (например, точечной)
среди других отражающих объектов, находящихся в одном эле-
менте разрешения с этой целью. Для характеристики условий
обнаружения в такой ситуации используется понятие наблюдае-
мости цели ^н, под которой понимают степень радиолокационно-
го контраста, т. е. ^н=/э2ц/Р2Ф, где и Р^— мощности сиг-
налов, отраженных соответственно от цели и от окружающих
ее объектов (фона). При ^н>1 цель наблюдается на фоне ме-
шающих отражений, а при <?н<1 не наблюдается. К типичным
примерам использования понятия наблюдаемости относятся за-
дачи обнаружения на фоне пространственно протяженных и
объемных распределенных целей.
Наблюдаемость цели на фоне отражений от поверхностно
протяженного объекта. Обычно в качестве поверхностно протя-
женного объекта выступает поверхность Земли при облучении
ее с помощью поднятой над ней антенны, например с какого-
либо ЛА. При импульсном зондирующем сигнале на поверхно-
сти высвечивается пятно характерной формы (рис. 2.14), конту-
ры которого образованы границей лепестка ДНА (по уровню
0,5) и элемента разрешения по дальности, определяемого дли-
тельностью импульса ти. Внутри этого контура (отражающей
площадки) имеется совокупность объектов (неровности почвы,
деревья, различные сооружения и т. п.). Отраженные от этих
39
Рис. 2.14. Формирование отражающей площадки при облучении земной по-
верхности
объектов сигналы одновременно достигают приемной антенны
и формируют результирующий сигнал на входе приемника. Та-
ким образом, можно воспользоваться одной из рассмотренных
моделей отражения от сложной цели, что приводит к плотности
распределения вероятностей ЭПР вида (2.1) и (2.2).
При высокой разрешающей способности радиолокатора
(ти<0,5 мкс) и углах визирования поверхности (3<С5° матема-
тическое описание флуктуаций амплитуды сигнала отличается
от приведенных и хорошо аппроксимируется логарифмически
нормальным распределением (особенно при отражении от вод-
ной поверхности):
Г ig(£WM) 1
—1
Введем удельную ЭПР Sy.n
где о2 —дисперсия (£7/£7М); 7/м —медианное значение рас-
пределения, и законом распределения Вейбулла
,ш(77) = (1'|фО'’1) (U (Г1),‘1Ф
где т)ф —параметр формы, связанный сои так называемым
параметром масштаба а соотношением а = оТ1Ф; т]ф>0; а<0.
При проектировании РЛС параметром статистических ха-
рактеристик сигналов, отраженных от земной поверхности,
п
считается So=^SoZ
i = l
имеющую смысл коэффициента отражения (S — площадь отра-
жающей площадки).
Фо.5г<ЗО°. Тогда средняя ЭПР земной поверхности
Sq = Sy.n (О,5сти)/?фс,5г^Я Р»
Обычно в радиолокаторах /?^>0,5сти и
(2.4)
40
Ч)
АРМ
а)
рис. 2.15. Зеркальное (а) и диффузное (б)
налов при наличии неровности с высотой h
отражения и формирование сиг-
(в)
Величина Sy.n зависит от типа
отражающей поверхности
(лес, промышленный объект, водяная поверхность и т. п.). Ха-
рактерными видами отражения являются зеркальное и диффуз-
ное. Зеркальное отражение имеет место при гладкой (рис.
2.15, а), а диффузное — при шероховатой поверхности (рис.
2.15,6). Условная граница этих видов отражения определяется
требованиями к неровностям поверхности: разность фаз сигна-
лов фр, отраженных от основания и вершины неровности (рис.
2.15, в), не должна превышать 45° для гладкой поверхности и
может быть больше для шероховатой. Относительная высота
неровности АД не должна превышать (16 sin р)-1 для гладкой
поверхности и может быть больше для шероховатой.
Наблюдаемость различных участков местности опреде-
ляется степенью их контраста, т. е.
Р2ilР2k = 5ог/5д/г ~ 5у.п {/5уп /г,
где i, k — номер, зависящий от типа местности; Р% — мощность
отраженного сигнала на входе приемника.
Наблюдаемость точечной цели на фоне местности зависит от
ЭПР цели, вида местности, и разрешающей способности радио-
локатора:
_ __°°Ц____________ ___ г 7___Л ч
q"_____________________________________________________________S^,~ Sy.n <ст-/2) Яфо.гг tg Ф) ~ 7 ( ф0,5Г’
Наблюдаемость цели на фо-
не отражений от объемно-рас-
пределенного объекта. К
°бъемно-распределенным или
протяженным относятся та-
кие объекты, как облака раз-
личного вида отражателей:
Дождевых капель, снежинок,
Ионизированных частиц, ди-
польных помех и т. п. Средняя
уПР таких объектов
|Рйс. 2.16) определяется как
о==^у.оУ, где Sy.n — удельная
Рис. 2.16. Граница облака отражаю-
щих частиц и отражающий объем
41
ЭПР с размерностью м2/м3, a v — отражающий объем,
элемента разрешения в виде эллиптического цилиндра
(О,5сТи)л(О,25/?2)ц)о,5гфО,5в.
Удельная ЭПР единицы объема
где п — число отражателей в единице объема.
Для дождевого облака ЭПР капли в виде
сферы с радиусом rY и е' = 80 (см. табл. 2.1)
диэлектрической
Sy.0 = 64
r^ = 64-g-/0>
л5
где /0 — коэффициент, связанный с интенсивностью осадков
эмпирической формулой /0=#Qb- Здесь Q — интенсивность
осадков в мм/ч, а anb— постоянные, зависящие от
волн. Например, для Х=3,2 см 10 = 1,5-IO-12 Q1,53.
диапазона
Таким образом,
5*0 — 8 ^и^?2фо,5гфо,5в^о*
Для дипольных помех (см. табл. 2.1)
п
i=l
и тогда
So = 0,02125ЛСПХ2Ти^2фо,5гфо,5в.
Наблюдаемость точечной цели на фоне дождевого облака
80Ц S0H Л
= 1^Ф = (8сл6/^)ти/?2<р015г<р0>5в/() “ f (Т"’ фо'5г’ фо’5в> )
Повысить можно, увеличив разрешающую способность
радиолокатора, т. е. уменьшив ти, фо,5г и фо,5в, а также унеЛ1
чив %. Однако при выборе большей X не следует забывать, чТ
от К зависят ф0,5г и <р0,5в (фо,5~А,/^а, где da— размер апертур*
антенны).
Кроме того, для повышения на фоне дождя можно л
пользовать метод поляризационной селекции. Сферические
42
(й дождя представляют собой цели, матрица отражения .в (2.3)
которых при декартовых базовых векторах имеет диагональную
форму:
гм 1 = ГКЛ'отрп ехр (j<P!,) ___О
1Мотр1 [ 0 У/Сотр22 exp(j(p22)J-
Поэтому отражение радиоволн от такого объекта
пит без нарушения закона поляризации:
происхо-
или
2г irКотри ехр (jSPn)»
Ё2е = Ё1В V/COTp22 ехр (jф22).
Пусть, например, передающая антенна (рис. 2.17) излучает
вертикально поляризованные волны. Циркулятор, представля-
ющий собой металлическую линзу длиной %/4, трансформирует
поляризацию волн в круговую, так как нормальная составляю-
щая электрического поля Ёп проходит линзу без сдвига фазы,
а тангенциальная Ёх— со сдвигом фазы на 90°. Таким образом,
Ёп и Ёх сдвинуты на 90° в пространстве и по фазе и образуют
поле с круговой поляризацией. Сферическая цель не изменяет
эту поляризацию, а при вторичном прохождении через циркуля-
тор отраженная волна Ёх получает снова сдвиг фазы на 90°.
Таким образом, Ёх сдвигается по фазе на 180°, в результате
чего вертикальная поляризация радиоволн на входе антенны
превращается в горизонтальную. Если антенна не рассчитана
на прием волн этой поляризации, то имеет место полное подав-
ление отраженного от дождя сигнала. Для сложной цели при
отражении получаются эллиптически поляризованные волны
^ис. 2.17. Преобразование поляризации сигналов при поляризационной селек-
43
и поэтому всегда существует составляющая, которая будет при.
нята антенной системой. Подавление отраженного от дождя
сигнала достигает 20... 25 дБ, от снега 8 ... 12 дБ, от сложной
точечной цели 6 ... 8 дБ. Улучшение наблюдаемости Зоц/5Оф
составляет для дождя 12 ... 19 дБ, а’ для снега 0 ... 6 дБ.
2.4. ВЫБОР ЗОНДИРУЮЩЕГО СИГНАЛА
В РЛС
2.4.1. ФУНКЦИЯ НЕОПРЕДЕЛЕННОСТИ
При оптимальном обнаружении сигнала на выходе опти-
мального приемника формируется сигнал, совпадающий по
форме с корреляционной функцией зондирующего сигнала.
Поэтому особенности разрешения сигнала, оценивания его па-
раметров, распознавания цели и других операций связаны с
формой двумерной корреляционной функции (ДКФ) зондирую-
щего сигнала и ее деформацией при расстройке пары «фильтр-
сигнал» по частоте Q или рассогласовании по времени т пары
«опорный сигнал—принятый сигнал» \при корреляционной обра-
ботке. Для описания зондирующего сигнала используют комп-
лексную форму.
Комплексная форма сигнала (аналитический сигнал), предполагает, что
сигнал задан действительной и мнимой составляющими, связанными преобра-
зованием Гильберта:
a = (О + Рг (О>
где —лг1 (t — т)-1 а2 (т) dr, a w2 (0 =л-1 (t— dx.
—со
—со
В этом случае спектральная плотность сигнала u(t) имеет следующие
значения:
(jco) при со>0;
S (jco) = ‘ Sj (jco) при со = 0;
О при со <0,
где Si(jco)—спектральная плотность сигнала
Узкополосные сигналы, обычно используемые в радиолокационных и
радионавигационных приложениях, можно представить в виде
--и (0 exo {j [со0£ + ф (0]} = ^т V) exp (jW)»
где Uni — (Z) exp [jq> (Z)] —комплексная модулирующая функция пли
комплексная амплитуда сигнала, которая описывается как
= Uтх (О + \Uту (О- При узкополосном сигнале Um(t) меняется, медленно
по сравнению с exp (joM)-
44
В частотной области спектральные плотности составляющих щ (t) и
(О имеют *вид
(]со) = 0,5 [S/п (jcD — j(oo) Ч-Sztz (—j<o—>о)];
52 (jCO) = 0,5 [<Sт (jw — j®o) — Sm ( J® Jwo)]j
где S/hCP)—спектральная плотность модулирующей функции
Поэтому спектральная плотность комплексного сигнала и (t)
S (]co)=S1 (jco) +jS2 (j\co) = Sz72 (jco—j(o0)=2Re[S1 (jco)].
Двумерная корреляционная функция сигнала. Для сигнала
u(t) эта функция определяется корреляционным интегралом
со
Ав(т, Q)= \ Um(t) t7m* (Z-j-T)exp (— ]Qt)dt =
с'
— СО
СО
—со
(J“)Sm(j®+i^)exp ( —jco )rfco.
На выходе согласованного фильтра или коррелятора опти-
мального обнаружителя формируются сигналы, описываемые
модулем корреляционного интеграла. Поэтому ДКФ является
обобщением корреляционного интеграла на случай рассогласо-
вания принимаемого и опорного сигналов по времени на интер-
вал т и по частоте на значение расстройки й. При этом т может
физически интерпретироваться как несовпадение задержек
принимаемого и опорного t3 сигналов при расстройке согла-
сованного фильтра относительно несущей частоты принимаемо-
го сигнала, что физически происходит из-за эффекта Доплера
при работе с движущимися объектами. Следовательно, сечения
тела ДКФ вертикальными плоскостями, параллельными оси й
и проходящими через различные точки оси т, дают зависимость
искажений спектра выходного сигнала от задержки принимае-
мого сигнала относительно опорного, а сечения ДКФ плоскос-
тями, параллельными оси т и проходящими через различные
точки оси й, дают зависимость искажений огибающей выходно-
го сигнала от расстройки по частоте пары «согласованный
фильтр — входной сигнал». Двумерная корреляционная функ-
ция имеет следующие свойства:
максимальное значение ее соответствует т=0, й = 0 и равно
со
Rm(0, 0)= J |
—со
со
ит (/) I2 dt = (2л)-1 I Sm (ja>) I2 da = 2Э,
г’
тде Э — энергия сигнала;
45
она симметрична относительно максимума или начала коор.
динат т=0, Q = 0:
&п(—т, —Q)=/tn(r, Q).
Можно перейти к нормированной ДКФ:
р(т, Q)//?m(0, 0) = /?\(т, Й)/2Э.
Функция неопределенности зондирующего сигнала (ФНЗС).
Эта функция (представляет собой модуль нормированной ДКФ
%(т, Й) = |р(т, Q) |
и широко используется для анализа свойств зондирующего сиг-
нала.
Функцию неопределенности любого зондирующего сигнала
можно изобразить в виде некоторого тела неопределенности
над плоскостью т, Q(r, f) (рис. 2.18, а). Причем форма поверх-
ности ФНЗС может быть весьма сложной. Сечение ФНЗС при
Q = 0, т. е. %(т), совпадает по форме с временной корреляцион-
ной функцией зондирующего сигнала:
Х(т)=(1/2Э) U*m (t^-x)dt =
= (1/4лЭ) \ | Sm(ja>) |2 exp ( —jor)da.
Сечение ФНЗС при т = 0, т. е. %(Q), является частотной
корреляционной функцией зондирующего сигнала
X (Q) = (1/2Э) J I ит (О I2 exp (- pj) di =
= (1/4лЭ) (Jco)Sm (jco+]Q) da
или его нормированной спектральной плотностью.
А % fa Я)
а)
Рис. 2.18. Функция неопределенности (а),
формирование диаграммы неопределенности
(б) и диаграмма неопределенности (в) зон-
дирующего сигнала
46
Основные свойства ФНЗС заключаются в следующем:
.максимальное значение в начале координат всегда равно,
единице, т. е. % (0,0) = 1;
ФНЗС — фигура центрально-симметричная;
объем тела ФНЗС постоянен:
ц==(1/2л)П%2(т, Q)tWQ=l.
Рельеф ФНЗС позволяет судить о свойствах сигнала при
оптимальной его обработке. Например, острота основного мак-
симума свидетельствует о точности измерения дальности (tR)l
и скорости (йд) или о разрешающей способности при наблю-
дении близко расположенных целей. Наличие дополнительных
максимумов рельефа ФНЗС указывает на неоднозначность из-
мерения или маскировку слабого отраженного сигнала «боковы-
ми лепестками» функции неопределенности сильного сигнала.
Наконец, постоянство объема ФНЗС при фиксированном мак-
симуме в начале координат говорит о том, что любое изменение
вида зондирующего сигнала может только деформировать тело
ФНЗС, не меняя его объема и максимума.
2.4.2. ДИАГРАММА НЕОПРЕДЕЛЕННОСТИ
Несмотря на большую наглядность тел ФНЗС, использовать
их изображения при синтезе и анализе зондирующих сигналов
неудобно, поэтому переходят к сечениям ФНЗС плоскостью,
параллельной плоскости OtQ на некотором заданном уровне,
например %(т, £2)=0,5(р(т, Q)=0,5). Можно перейти к сечению
ФНЗС с равновеликим по высоте и объему цилиндром (рис.
2.18, б). Полученные сечения, спроектированные на плоскость
ОтЙ, носят названия диаграмм неопределенности (ДН) и имеют
следующие свойства:
центр ДН всегда находится в начале координат т=0; Q = 0;
ДН — фигура центрально-симметричная;
площадь ДН при изменении параметров сигнала не меняет-
ся, т. е. ЗдН = const.
Рассмотрим особенности ДН радиолокационных сигналов,
разбив последние на три основные группы: одиночные; бесконеч-
но повторяющиеся; пачки (ограниченные группы).
Функции неопределенности одиночных сигналов. Одиночному
сигналу соответствует ДКФ Q). Например, для ра-
диоимпульса с гауссовской огибающей ФНЗС представляется в
виде
X (т, Q) = ехр {— [0,25 (Qth)2 + (г/т„)2]}.
Сечение тела неопределенности на уровне 0,5 имеет форму
эллицса
Q2 т2 .
(2,35/ТИ)2 + (1,175тп)2 ~1в
47
Эллипс, симметричный относительно начала координат й
осей координат, имеет оси 2&=4,7/ти и 2а=2,35ти, а его пло-
щадь всегда равна S = лай ~ 8,67 и не зависит от длительности
импульса. В то же время, ДН короткого импульса вытянута
вдоль оси 0Q, а длинного — вдоль оси От.
Для прямоугольного радиоимпульса ФНЗС описывается вы-
ражением
%(т, й) = (йти/2)-1 sin [Q (ти—I т |)/2],
а тело неопределенности имеет вид, показанный на рис. 2.19.
Сечение ФНЗС на уровне 0,5 по форме близко к эллипсу а
(рис. 2.20).
При внутриимпульсной линейной частотной- модуляции
(ЛЧМ) с большой крутизной dayjdt—^f/xn ФНЗС (рис. 2.21)
представляется в виде
Рис. 2.19. Тело неопределенности пря-
моугольного импульса
Рис. 2.21. Тело неопределенности
ЛЧМ радиоимпульса
Рис. 2.20. Диаграммы неопре-
деленности прямоугольного им-
пульса без модуляции (а) и с
внутриимпульсной ЛЧМ (б)
где Д/ — девиация частоты при ча-
стотной модуляции. Диаграмма
неопределенности радиоимпульса с
ЛЧМ. представляет собой также эл-
липс б (рис. 2.20), но повернутый
на угол a=arctg Д;/ти, причем при
изменении угла а крайние правая
и левая горизонтальные точки ПГТ
и ЛГТ перемещаются по вертикаль-
ным прямым, как это показано на
рис. 2.20. Площадь эллипса по-
прежнему не меняется, но за счет
растяжения по большей оси эллипс
сжимается в поперечном направле-
48
4-5360
49
нии. Протяженность ДН по горизонтали и вертикали уМе
шается, что соответствует сжатию импульса с ЛЧМ при on/'
мальной его обработке.
Если использовать внутриимпульсную фазокодовую модуЛй
цию псевдослучайным кодом, то тело неопределенности буде^
состоять из главного пика (острия) и достаточно тонкого пьед?
стала («шляпки»), образуя, «кнопкобразную» ФНЗС.
Все рассмотренные примеры сведены в табл. 2.3.
Функции неопределенности повторяющихся сигналов. фун
ция повторяемости сигнала задается в виде последовательности
со
дельта-функций «2(0=5 6(7—iTn), где Та — период повторе.
г =—со
ния, которой соответствует ДКФ
Тогда ДКФ ЛтпИт, Й) повторяющегося в бесконечных пре-
делах сигнала их (/) можно найти с помощью интеграла свертки
RmV (т, й) = \ Rm\ (т, £2) Rml &) dt =
(ь ^Rm^> £2— со) dсо =
Следовательно, ДН представляет собой фигуру, образующую-
ся при пересечении двух семейств частных ДН: и дельта-
функций. Семейство ДН является набором повторяющихся
через Тп вдоль оси т эллипсов (т—iTn, Й), а семейство дель-
та-функций дает систему горизонтальных линий, повторяющих-
ся по оси й через 2л/Гп. Таким образом, ДН содержит отрезки
прямых линий, вписанных в повторяющиеся эллипсы (табл. 2.4)-
Функция неопределенности пачки сигналов. Если пред*
ставить огибающую пачки сигналов временной функцией
гхог(/), которой соответствует ДКФ /^пог(т, &)» то ДКФ пачй
50
R,n? (Т, £2) и
Rmn(x> £2) можно определить путем свертки
тог(т> £2), т. е.
Лтп (т> £2) = \ (ь а) /?,„ог (т, £2— со) dw =
со оо
- 2 2 к. i[' •
/=—со А’=—со
Следовательно, ДН пачки сигналов образована взаимным пе-
ресечением семейства повторяющихся через Тп по оси т эллип-
сов 7^гп1 (т—1ТП, £2) одиночных сигналов и семейства повторяю-
щихся по оси Q через 2л/Гп эллипсов /?7Пог(т, Q—k2n/Tn) оги-
бающей пачки. Происходит дробление тела неопределенности на
систему пиков, которая в сечении дает группу эллипсов малого
Размера с суммарной площадью, равной площади исходного
эллипса одиночного сигнала (см. табл. 2.4).
4*
51
2.4.3. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ДН В РАДИОЛОКАЦИИ
Аппарат ФНЗС можно распространить на анализ обработки
сигналов с различной задержкой. При этом с центром плоско,
сти Отй следует совместить ДН сигнала с ^=т=0 или просачи-
вающегося зондирующего сигнала. Тогда эллипсы ДН отражен-
ного сигнала будут смещены по оси т в положительную сторону
на tR и по оси Q на Йд. При повторяющихся сигналах получим
ДН, изображенную на рис. 2.22. Анализ рис. 2.22 показывает
что однозначное измерение времени запаздывания возможно
при выполнении условия а доплеровского сдвига часто-
ты— при |йд|<л/Тп. Объединяя эти условия, находим ограни-
чения для выбора частоты повторения зондирующего сигнала*
увеличивать ти. Одновременно повышать
2Fд max^zF1/^в max-
Использование ДН для характеристики разрешения по т и Q,
Диаграммы неопределенности дают контуры тел неопределенно-
сти при пересечении ДКФ на уровне 0,5. Поэтому для разре-
шения целей (сигналов) нужно, чтобы ДН не пересекались
(рис. 2.23). Так как 6/? = &ти, а 6ЙД = А/Ти, то для высокого раз-
решения по tn(R) нужно уменьшать ти, а для высокого разре-
шения по Йд(Уг) —
8tR и 6ЙД при использовании простых сигналов нельзя, так как
•бйдб/я=const. I
Использование ДН для характеристики точности измереният
и Q. Значения дальности R и радиальной скорости Vr находят
по положению максимума ФНЗС и ДКФ по оси т или Q соот-
ветственно. Точность фиксации положения максимума ФНЗС
зависит от протяженности (остроты) пика Дт по оси т. При
простых сигналах Дт=Атн и для повышения точности следует
уменьшать длительность импульса ти. В то же время точность
фиксации положения максимума ФНЗС йт по оси Q зависит
Рис. 2.22. Диаграммы неопределенно-
сти зондирующего (ЗС) и отражен-
ного (ОС) сигналов при выполнении
условий однозначности измерения tn
и F»
Рис. 2.23. Диаграммы неопределенно'
сти сигналов, отраженных от й6*
скольких целей
52
Х(%0)
рис. 2.24. Деформация функции неопределенности сигнала
от протяженности AQ пика по этой оси. Так как А£2=й/ти, то»
точность измерения радиальной скорости возрастает при увели-
чении ти. Деформацией тела неопределенности простого сигнала
можно сделать пик функции х(т) или %(й) более острым
(рис. 2.24) и тем самым повысить точность измерения R или Vr
соответственно.
Таким образом, анализ показывает, что при простых зонди-
рующих сигналах, у которых база или произведение длительно-
сти сигнала Тс на ширину его спектра Afc имеет порядок, близ-
кий к единице (7\Afc~l), вследствие постоянства объема
ФНЗС или площади ДН невозможно повышать разрешающую
способность и точность одновременно по tR и йд. Для устране-
ния этого недостатка необходимо переходить к так называемым
сложным сигналам, у которых база сигнала Тс Afc ^>1. Посколь-
ку большая длительность сигнала позволяет увеличивать его
энергию, такие зондирующие сигналы иногда называют энерго-
емкими.
2.4.4. СЛОЖНЫЕ СИГНАЛЫ
Сложные или энергоемкие сигналы позволяют разрешать
противоречивые требования, повышения дальности обнаружения
и разрешающей способности. Дальность обнаружения повышает-
ся при использовании зондирующих сигналов с большой энер-
гией Э. Увеличение Э возможно за счет увеличения либо мощ-
ности, либо длительности сигнала. Мощность в РЛС ограничена
сверху возможностями генератора радиочастоты и особенно
электрической прочностью фидерных линий, соединяющих этот
генератор с антенной. Следовательно, проще повышать Э путем
увеличения длительности сигнала. Однако сигналы большой
Длительности не обладают хорошим разрешением по дальности.
Сложные сигналы с большой базой могут разрешить эти проти-
воречия. В настоящее время широко используются два вида
сложных сигналов: линейно-частотно-модулированные (ЛЧМ
сигналы), дискретно-кодированные (ДКС).
Линейно-частотно-модулированный сигнал. Если в преде-
Лах длительности импульса ти модулировать несущую частоту
110 линейному закону с большой девиацией частоты, то база
сигнала тиА/с будет большая и огибающая спектральной плотно-
53
<сти входного сигнала SBX(f) будет приближаться к прямоуголь^
ной: 5вх(/)= К S = const Тогда на выходе оптимального
фильтра формируется огибающая сигнала вида
Uт (/) = (1 /2л) £ SBbIX (jo) exp (] со/) rfco,
где
• ♦ • * " Q »
5вых (J®) = К (]“) 5ВХ (]®) = 5ВХ (j®) Sbx (j®) = Sbx (j®) =5
спектральная плотность сигнала на выходе оптимального
фильтра с коэффициентом передачи К (j®).
Следовательно, преобразуя по Фурье 5Вых(1®) в пределах
ширины спектра Дсос, находим выходной сигнал
(о0+0,5Дсос
£Оо—0,5Д(ос
Сделав замену cot = co —со0, получим
ит (t)=
0,5Дсос
2л 5
—0,5Дсбс
exp [j (coj + w0) /] rfcoj =
s
2л/ДОс
sin 0,5Д(О(/
0,5Дсос£
exp ]со0/.
Видно, что импульс на выходе оптимального фильтра имеет
огибающую вида sin х/х (рис. 2.25). Длительность выходного
Рис. 2.25. Графики, ил-
люстрирующие процесс
сжатия ЛЧМ радиоим-
пульса: а) огибающая
входного импульса;
б) изменение частоты
при ЛЧМ; в) входной
ЛЧМ радиоимпульс;
г) огибающая сжатого
импульса
54
Рис. 2.26. Схемы недис-
персионной (а) и диспер-
сионной (б) линий за-
держки
импульса на уровне 0,637 равна Tcm^l/Afc. Таким образом,
происходит укорочение или сжатие импульса в КСж=='Ги/гсж=
раз. Коэффициент сжатия КСж равен базе сигнала.
В качестве фильтров сжатия могут использоваться устрой-
ства с прямоугольной амплитудно-частотной характеристикой
и квадратичной фазочастотной характеристикой, например ли-
нии задержки (ЛЗ) сигнала с отводами (рис. 2.26). Если ЛЗ
не обладает дисперсионными свойствами, то отводы распола-
гают неравномерно на различных интервалах задержки и тем
самым обеспечивают синфазное суммирование сигналов при
расположении ЛЧМ импульса вдоль ЛЗ. Если используется
дисперсионная ЛЗ, у которой скорость изменения времени
группового запаздывания с частотой обратна по знаку скоро-
сти изменения частоты ЛЧМ сигнала во времени, то отводы
располагаются равномерно по ЛЗ.
Для сжатия ЛЧМ радиоимпульсов наиболее употребительны дисперсион-
ные ультразвуковые линии задержки (ДУЛЗ) на поверхностных акустиче-
ских волнах (ПАВ), представляющие собой тонкие пластины пьезоэлектри-
ческих материалов (синтетического пьезокварца, ниобата лития, германата
висмута и др.), на которые нанесены передающие металлические решетчатые
электроды (рис. 2.27). К числу основных параметров ЛЗ относятся рабочая
частота /о, полоса пропускания Af и время задержки 73, значения которых
зависят от материала ЛЗ. В табл. 2.5 приведены параметры некоторых
ДУЛЗ и ПАВ для широкополосных (ШПР) и узкополосных (УПР) резона-
торов.
В качестве примера рассмотрим ДУЛЗ, предназначенную для сжатия
ДЧМ радиоимпульса длительностью ти = 26 мкс с девиацией частоты Af=
==1'5 МГц, работающую на частоте fo=57 МГц. Фильтр на такой ЛЗ дает
Рис. 2.27. Дисперсионная ультразвуковая линия задержки на ПАВ
55
а о л и ц а
Материал ШПР УПР
fo, МГц Af, МГц 7'3, мкс f0, МГц АЛ МГц т , * 3’
Ниобат лития 60...180 60. ..180 5... 16 12...36 1,2. ..3,6 300.
Кварц 50...160 50. ..160 3-103...104 10-..30 1. ..3 (1...
Германат висмута 30...90 30. ..90 30...100 6.. .18 0,6. ..1,8 (1...
мкс
5)-11
4)
коэффициент сжатия Ксж=300 и имеет динамический диапазон сигналов
30 дБ, потери 50 дБ и уровень боковых лепестков 30 дБ. Число электродов
в решетке преобразователя составляет 3-103.
Сжатый импульс имеет форму (sin х) /х, что повышает
опасность маскировки основных лепестков сжатого радиоим
пульса, отраженного от цели с малой ЭПР (рис. 2.28), боко
выми лепестками сильного сигнала. Для борьбы с этим явле
нием применяют весовую обработку сигналов во временной ли
бо в спектральной области с помощью специальных, корректи
рующих фильтров (рис. 2.30), построенных обычно по транс
версальной схеме. В отводы трансверсальных фильтров сжатия
ставят усилители, коэффициенты передачи которых соответ-
ствуют весовым коэффициентам. В ДУЛЗ на ПАВ требуемые
весовые коэффициенты получают выбором разной длины элек-
тродов решетки.
Весовую обработку можно реализовать, использовав следу-
ющие весовые функции или амплитудно-частотные характери-
стики корректирующего фильтра.
Рис. 2.28. Маскировка слабого сигнала
(цель 2) боковым лепестком сжатого им-
пульса сильного сигнала (цель 1)
Рис. 2.29. Частотная ха-
рактеристика корректи-
рующего фильтра Дольф'
Чебышева
56
Рис. 2.30. Схемы весовой обработки во временной (а) и частотной (б) об-
ластях
1. Весовые функции Дольф—Чебышева (рис. 2.29):
4<V2 / Дсо2) ]
2л^б;л/1 [л/<бд (1—4ш2/Д(о2] f
Дсо ch [л/<б л (1
Дсо
со----
2со \ . / 2(0 ( \1 2л
Дсо ^Дсо"1 Д® ch (л/<б л) ’
где 7(б.л — коэффициент, определяющий уровень боковых лепе-
стков; Д(х)—модифицированная функция Бесселя первого ро-
да, первого порядка; и(х)—функция единичного скачка (сту-
пенька); б(х) —дельта-функция.
2. Весовая функция Тейлора:
п~ 1
Д'(о) =1ф-2 2 А'б.л т cos 12лт
т=1 \
со
Дсо
где Д^б.лт — парциальные коэффициенты, определяющие уровень
боковых лепестков. Ограничивая сумму первым слагаемым
(^=1), получаем весовую функцию Хэмминга
^С(й)) = 1+2Кб.Л1СО5(2лсо/Д(о).
3. Весовая функция общего вида
Л’(со) =7<б.л(1—Кб.л) cosn (лсо/Дсо).
В табл. 2.6 приведены основные параметры боковых лепе-
Тк°в при использовании различных весовых функций. Уровень
°ковых лепестков уменьшается обратно пропорционально вре-
57
Таблица 2.6
Весовая функция Расширение импульса Уровень боковых лепестков, дБ Потери, дб
До ль ф—Че бышев а 1,35 —40
Общего вида при (п=1, Кб.л=0,04 1,31 —23 0,82
п=2, Кб. л=0 1,62 1,47 —32,2 1,76
п=2, Кб. л = 0,08 —42,8 1,34
л==2, -Кб. л = 0,16 1,41 —34 1,01
п=3, Кб. л = 0,02 1,79 —40,8 2,23
Ц==3, Кб. л=0 1,87 —39,1 2,38
мени при всех видах весовой обработки, кроме весовой функции
Дольф—Чебышева, где он неизменен. При этом несколько рас- I
ширяется основной лепесток и возрастают энергетические по- I
тери по сравнению с оптимальной обработкой (без корректи- I
рующего фильтра). Кроме корректирующих фильтров для борь-
бы с боковыми лепестками используют изменение формы
(«Предыскажение») зондирующих сигналов и внутриимпуль-
сную нелинейную частотную модуляцию.
Дискретно-кодированные сигналы (ДКС). Разобьем ФНЗС
на две части: информативную vY и неинформативную v2 при
v = (^1+^2)/2л= 1. Пусть Тс — длительность, a AFC — ширина
спектра сигнала. Тогда согласно рис. 2.31 информативный
объем Vi представляет собой главный пик (острие), а неинфор-
мативный— пьедестал, т. е. параллелепипед объемом ц2=
=2-2лД/7с271срб2. Если потребовать, чтобы v2=vif то у2С1. Для
этого необходимо, чтобы рб< (2лТсАЕс)1/2, т. е. величина ро
должна быть тем меньше, чем больше площадь ТСДЕС, на ко-
торой «распределен» объем v2. Для выполнения этого условия
сигнал должен быть одновременно длительным и широкополос-
ным, т. е. относиться к сложным
сигналам с большой базой. Ча-
ще всего в качестве сложных
сигналов используются ДКС.
Такие сигналы принадлежат к
классу шумоподобных.
Дискретное кодирование сиг-
налов можно выполнять по фа-
зе, частоте и амплитуде как
раздельно, так и одновременно.
Обычно разделяют ДКС на ко-
дированные по амплитуд6
(АДКС), частоте (ЧДКС) и фа-
зе (ФДКС). В общем виде ДКС
можно описать следующим об-
разом:
Рис. 2.31. Условное представ-
ление функции неопределенно-
сти сложного сигнала
58
. 2a/^(OexP(n(®o+®i)z+4M} при 0<f<rc;
f=I
Ю при других Z,
(2.5)
di Ф* — параметры кодовой последовательности {0J,
вторая может содержать а<, <ой срг-; i= 1, 2,..., N — номер ди-
коета; N— число дискретов в сигнале; Umi(t)—импульс еди-
ничной амплитуды длительностью, равной длительности элемен-
та кода тк:
Umi-
О при других t.
к /тк»
При этом длительность сигнала составляет Tc=NxK.
Поскольку «г — энергетический параметр, то для сохранения
энергии сигнала неизменной необходимо нормировать (2.5) с
N
помощью дополнительного делителя (ткИо^2)1/2. Из общего вы-
ражения (2.5) можно получить следующие формулы, описыва-
ющие соответствующие ДКС.
При {9г}={аг}, {c0i}={q?i}=0 имеем последовательность им-
пульсов АД КС: .
( N
. 2 aiUmi (0 exp (j<oo/) при
i=I
.0 при других t.
При {0;}={(о,}, {«4=0,1}, {ср{}=0 получаем последователь-
ность ЧДКС. Обозначим ut (/])=a{Um{ (Z)exp (jco.Q.
Тогда
u(t) =
N
. 2 м< (0 exp (jсоо^) при 0< t < 2VrK,
i=l
<0 при других t.
Чаще других используются ФДКС или, как их называют,
фазокодомодулированные (ФКМ) и фазоманипулированные
.(ФМ) сигналы. В этом случае {9i}={<Pi}, {со<}=0, {а?}=1 и
f N
mi (Оехр[}(со0/+<рг)] при
i = l
.0 при других t.
0</ < Л^тк,
Если <р< принимает одно из двух значений — 0 или л, то по-
ручается бинарная кодовая последовательность манипуляции
59
фазы. Тогда код можно задавать в виде
значений фазы
{<р<}={0, л}
либо в виде последовательности оператора
{С,)={ехр (]»}={+!, —1},
либо, наконец, в виде последовательности символов
Таким образом, формирование бинарной кодовой последо-
вательности сводится к заданию дискретных значений <рй g
и dii
Фг сг di
0 0
л —1 +1
Логика символов сЦ определяется матрицей сложения по мо-
дулю 2:
di 0 1
0 0 1
I 1 0
Доказано, что ДКФ для бинарных кодов {СД представ-
ляется в виде
/V—k
X (т, й) = Хит (Т1, Q) 2 Cfii-k ехр [ — jQ (i — 1) тк] +
/=i
А-(*+1)
+ Х(тк т1» --) 2 ехр (
1 = \
где т=т1+^Тк — сдвиг по времени; Q — расстройка по частоту
Ti — сдвиг по времени в пределах одного элемента к0^
60
. %ufn — ДКФ единичного импульса; i— номер эле-
нта кода; k — число элементов кода при сдвиге. При й = 0
z = I
Тк / Z
Если добавить условие Tj=O, то
w=l*l
^)==*^к ^*Z^Z-A"
Z=1
При переходе от кода {С/} к коду {dj} получим
%(A,O) = (Af—1^1)—2 2 dt®dl+k>
1=1
где ® — символ сложения по модулю 2.
В качестве бинарных кодовых последовательностей ФМ сиг-
налов чаще других используют бинарные коды Баркера и
^-последовательности.
Коды Баркера обеспечивают уровень боковых лепестков
ДКФ %(&; 0), равный 1/N, т. е.
'N ' при й = 0,
, + 1 при fe ^0.
Х(А> 0) =
Однако эти коды известны только для Af=13 (табл. 2.7).
TW-последовательности или коды максимальной длины обра-
зуются с помощью рекуррентных соотношений, что позволяет
формировать их регистрами сдвига с обратной связью. Пере-
числим свойства Л1-последовательностей:
1. ^-последовательности содержат 2” — 1 знаков.
2. В {d{} число единиц больше числа нулей на единицу.
3. Сумма двух ^-последовательностей в символах dL по мо-
дулю 2 дает снова ^-последовательность.
Д'-1*1
4- %(^тк) = тк 2 CiCi-k> причем х(0) = 2—1, а %(&)= —1.
/=1
5. Повторяемость последовательностей наступает при k>n.
6. Поскольку для k~^>rb элемент последовательности di-L.l
является суммой по модулю 2 определенных элементов из пре-
дыдущих k символов, постольку существует соотношение
di+i = aldi®a2di-l® . . .
гДе (Xi могут быть равны 0 либо 1. В символах кода С£ это соот-
н°Шение можно записать так:
62
Таблица 2.7
Первые п элементов последовательности образуют базис.
6. Ci+i=-—. СыСы—имеет четное число сомно-
жителей, причем п>т> ... >/>&^1; (п+1)^^2У, а
память последовательности.
N
Например, если Сг=С^пС^ то N—2n—1, S ^=1, число
г=1
положительных единиц равно 2П-1, а отрицательных 2П-1—Г,
например, для п=2, 8, 12... получаем Af=3, 255, 4095, ...
...длин кода ТУ >13. Число последовательностей Л4=(1/п)Х
Хф(2п—1), где ф — функция Эйлера.
7. Уровень боковых лепестков ДКФ для периодической по-
следовательности с периодом ТП=ЛЧК равен 1/N, а для одиноч-
ной (усеченной) непериодической последовательности длитель-
ностью ТУтк—1/ К N.
8. Для формирования ^-последовательности максималь-
ной длины необходимо, чтобы полином регистра Р(хк) был не-
приводимым и примитивным, т. е. не разлагался на множители
и являлся делителем ткт+1 только при т>2п—1.
Каноническая схема формирования кода Л4-последователь-
ности основана на регистре сдвига (рис. 2.32) с числом элемен-
тов .памяти, равным k.
Рассмотрим частный пример. Пусть формирующий полином Р(тк) для
регистра из трех элементов тк представляется следующим образом:
Р(тк) =(7оТк0©а.Тк1®а2Тк2®азТк3.
Зададим значения аг cco=cci=a3 = l, a2=0. Тогда
Р(тк) =Тк°Фтк3.
Это выражение соответствует схеме формирования кода 0100111
(рис. 2.33), в которой в качестве элементов задержки используются тригге-
Рис. 2.32. Каноническая схема формирования кода ^-последовательности
Рис. 2.33. Схема формирования кода 0100111
63
ры Тр. Число разрядов регистра при бинарном коде n=lg(W+l)/lg2, Выбор
последовательности кодовых символов определяется начальной установкой
- триггеров в состояние «О» или «1» (в рассматриваемом примере Тр! и Тр3
находятся в состоянии «О», а триггер Тр2 — в состоянии «1»). Тактовые им-
пульсы продвигают эту комбинацию (010) по регистру.
Существует алгоритм формирования из исходных ЛЬпосле-
довательностей вновь образованных последовательностей или
так называемых кодов Голда.
Кроме бинарных кодовых последовательностей известны
так называемые многофазные коды, когда скачок фазы Д<р=
=2л//г<л. Наиболее употребительны многофазные коды Бар-
кера, Френка, Хаффмена и др.
3. ДАЛЬНОСТЬ ДЕЙСТВИЯ
И ТОЧНОСТЬ РЛС И РНС
3.1. ДАЛЬНОСТЬ ДЕЙСТВИЯ РЛС И РНС
3.1.1. ДАЛЬНОСТЬ ДЕЙСТВИЯ РЛС И РНС в
СВОБОДНОМ ПРОСТРАНСТВЕ
Одна из основных задач при проектировании РЛС или РНС
заключается в обеспечении такой мощности принимаемого сиг-
нала Дао, при которой цель обнаруживается с заданными веро-
ятностями правильного обнаружения D и ложной тревоги F или
элементы W, характеризующие положение и движение объек-
та, измеряются с заданной точностью и вероятностью.
Дальность действия активных РЛС. На входе приемника
активного радиолокатора действует отраженный сигнал, мощ-
ность которого (см. рис. 2.7)
Р2О=Р1Са1'Г|15а2'Г|25о/[(4л;)2^4], (3.1)
где Р[ — мощность передатчика; Gai — коэффициент направ-
ленного действия (КНД) передающей антенны; tji и т}2—КПД
антенно-фидерного тракта передатчика и приемника; Sa2— ак-
тивная площадь приемной антенны; So— ЭПР цели; R — рас-
стояние от радиолокатора до цели.
С помощью выражения (3.1) можно найти дальность дей-
ствия радиолокатора в свободном пространстве как при обна-
ружении цели, так и при измерении ее координат и скорости.
При заданных параметрах радиолокатора в (3.1) следует заме-
нить Р20 на (Р2 min)o6H=Pnop, где Рпор — пороговая мощность,
т. е. минимальная мощность сигнала на входе приемника, при
которой отраженный сигнал обнаруживается с заданными D
64
й f. В режиме измерения следует вместо Р2о использовать
значение (ЛгпшОизм, при котором флуктуационная погрешность
не превышает заданного значения с определенной доверитель-
ной вероятностью. Как правило, [Р2 тт)изм>РпоР и в режиме
измерения дальность действия радиолокатора всегда меньше,
нем в режиме обнаружения цели.
С учетом сказанного дальность действия радиолокатора при
обнаружении цели определяется как
/?тахО = УРпор
ИЛИ
R т ахо = *^al 'П25'()/4л%2/3пор,
(3-2)
(3.3)
где учтено, что Ga=4n(Sa/Xz). В частном случае, когда радио-
локатор работает в импульсном режиме и одна антенна исполь-
зуется как при излучении, так и при приеме сигналов, выраже-
ния (3.2) и (3.3) принимают вид
D //WS.
Afmaxo у 4л№РПор ’
В активном радиолокаторе с активным ответом дальности
действия ответчика и запросчика рассчитываются по формулам
Q ______1 / Р 1зб?а1зб?а2отЛ13 Пгот^2
^таХот-[/ (4л)2Рпор.от
р ______*8 / Р ютб^аютбгазз^ютПгз^2
КтаХЗ-|/ (4л)^пор,3
где индексы «з» и «от» служат для обозначения параметров за-
просчика и ответчика соответственно.
При R>R max от сигнал не сможет быть принят ответчиком,
а при /?>/?тах з — запросчиком. Поэтому целесообразен вариант
активной системы С активным ответом, у которой /?шахз=Лтах ОТ,
Для чего необходимо обеспечить равенство
О р Gai3 П13 р р 6?а10т Нют
*13*П0р.З /7 , ^1оТ^ ПОр.ОТ /7
^*323 Ч23 *-*Э2ОТ *|2ОТ
4 В частном случае работы в импульсном режиме (одна антен-
на на ответчике и одна на запросчике) Р 13-^ПОр. 3-------Р ЮтРпор. от.
Если радиолокатор, установленный на ЛА, имеет индикатор
Кругового или секторного обзора с яркостной отметкой, в кото-
ром яркость изображений на экране пропорциональна мощности
5—5360
65
Р2, то для правильного воспроизведения характера местности
на экране индикатора ставится условие: изображение местности
одного и того же вида вне зависимости от R и р при полете на
одной и той же высоте Н должно иметь одинаковую яркость в
пределах всего экрана индикатора, т. е. при Н= const необходи-
мо обеспечить P2=const. Поскольку Gai — Ga2=Ga (а,
==Ga0(p) и jR=Z7(sin р)-1 (рис. 3.1), то на основании (2.4) н
’(2.5)
Р 1^ао^2Ч1Ч2 (сТц/2)
(4л)3
sin4 р
cos р
/4(Р) = const.
Нормируя ДНА к единице в ее максимуме, получаем
/(p) = cosecp4/cosp ~ cosec р.
Таким образом, для наилучшей наблюдаемости земной по-
верхности навигационный радиолокатор должен иметь ДНА ко-
секанской формы.
Дальность действия позиционных РНС. В позиционных РНС
дальность приема сигналов опорных станций
^?тах 0 — рГ^'>1Оа1Оа2т11112/(4зт)2А>Г1Ор,
(3.4)
где Pi — мощность передатчика опорной станции; Gal и Ga2 —
КНД передающей и приемной антенн; гц и т]2 — КПД антенно-
фидерного тракта передатчика и приемника; РПор — пороговая
чувствительность навигационного приемника.
Поскольку обычно стремятся обеспечить прием навигацион-
ж зятя w жтгж'тгт?
Рис. 3.1. Диаграмма направленности
косеканской формы
Рис. 3.2. Зависимости интенсивности
радиотеплового излучения от длины
волны, построенные на основании
формул (3.5)------ и (3.6) (------
66
йых сигналов с любого направления, то используют ненаправ-
ленные (или слабонаправленные) антенны, у которых Gal^
/^Ga2^ 1- Поэтому
/?таХ0 = КЛП1П2^/(4л)2Р
пор*
Заметим, что в РНС основным является измерение элемен-
т0В W. Поэтому обычно Рпор выбирают из условия обеспечения
такого отношения мощностей сигнала и помех, при котором
достигается заданная точность системы.
Дальность обнаружения в пассивных РЛС. Когда принима-
ется сигнал, излучаемый целью, дальность обнаружения зависит
-от чувствительности приемников пассивной РЛС (ПРЛС) и
мощности сигнала, излучаемого целью. В том случае, когда на
объекте (цели) имеется передатчик, соотношения для определе-
ния Ршахо совпадают с выражением (3.4), полученным для
РНС. При отсутствии на объекте аппаратуры, излучающей сиг-
нал, можно решить задачу обнаружения этого объекта по его
радиотепловому излучению. Известно, что при отличии термо-
динамической температуры Тг° объекта от абсолютного нуля он
является источником излучения. Диапазон частот такого излу-
чения простирается от нуля до бесконечности, а его интенсив-
ность неравномерна в этом диапазоне и связана с температурой,
формой, материалом и степенью шероховатости поверхности.
Часть энергии при этом излучается в диапазоне радиоволн.
Интенсивность излучения задается формулой Планка
Jf=2c~'thf*[exp (hf/kTT°) — I]-1, (3.5)
где й=6,26-10_ 34 Вт-с2— постоянная Планка; &=1,38Х
ХЮ-23 Вт-Гц-1-град-1— постоянная Больцмана; f—частота в
герцах; 8 — степень черноты тела или излучательная способ-
ность. Максимум излучения приходится на длину волны Хм>.
значение которой в микрометрах определяется из соотношения
Вина: Хм = 3- 103/Гт°. В диапазоне миллиметровых и сантиметро-
вых волн справедливо неравенство поэтому экспоненту
в знаменателе (3.5) можно разложить в степенной ряд и ограни-
читься двумя членами разложения, тогда (3.5) перейдет в соот-
ношение вида
Л^28ЙТт°Х-2- (3.6).
Зависимость (3.6), показанная на рис. 3.2 штриховой линией,,
определяет интенсивность радиотеплового излучения и носит
название формулы Рэлея—Джинса. Формально она позволяет
ПРИ расчетах пользоваться не интенсивностью (яркостью) излу-
чения, а температурой объекта Tr°. С учетом степени черноты
Поверхности объекта вводят так называемую яркостную темпе-
ратуру Г° = еТт°. Полное излучение тела складывается из двух
5* 67
компонентов: собственно радиоизлучения и переизлученных
объектом радиоволн, попадающих на него извне. Для непрозрач-
ных предметов излучательная способность и коэффициент отра-
жения 7<отр связаны соотношением е+^отр 1* Поэтому эффек-
тивная яркостная температура Г0Эф = 8Гг0+КотрГЕ0, где
температура внешнего облучения. При отсутствии внешнего об-
лучения тела Гв° = 0 и поэтому ТЭф° — zTT° = TOQ. При одинако-
вой термодинамической температуре объектов их излучения
различаются из-за разной излучательной способности 8 и обна-
ружение объектов возможно по контрасту излучений или по
контрасту яркостных температур ДТ° = 7\°—Т2°= (81—е2)Тт°,
Если объект точечный, т. е. угловой размер источника излучения
Фц меньше ширины диаграммы Фа антенны ПРЛС, а Т°(а, 0) -
распределение эффективной температуры по углам а и р, то
температура антенны, согласованной с нагрузкой, равна
Га° = Фа"' 5 J Т° (а, 0)/(а, Р)б/а^«Г°ФцФГ1 = Г°/<л,
а [5
где f(a, р)—ДНА; Кл — коэффициент заполнения луча. Для
распределенных источников радиоизлучения Ал=1 и Та°=Т°.
В этом случае необходимо учесть использование площади ан-
тенны (КПД антенны) Аа, КПД фидерного тракта т]. и собствен-
ные шумы антенно-фидерного тракта Тао = Т°Каг]+^оо (1—q),
где То° — температура окружающей антенну среды. Кроме того,
следует добавить составляющую То°, соответствующую излуче-
нию, принятому по боковым лепесткам антенны Гб°(1—Ka)q.
Следовательно,
Та° = ГКаЛ+7бо(1-Аа) т]+Го° (1-п).
Протяженные цели на границе раздела имеют контраст эк-
вивалентных антенных температур, равный ДГа° = т]АаДГо. Для
расчета контраста температуры точечных целей следует знать
коэффициент заполнения луча антенны Кл, поэтому ДТз0 —
= Кл7]АаДГ.
Радиотепловой сигнал, принятый антенной, представляет
собой шум, обозначаемый далее и, а дисперсии помехи и
сигнала оп2 и ос3 пропорциональны полной температуре Гп°>
учитывающей как температуру антенны Га0, так и эквива-
лентную температуру Гпрм собственных щ/мэз приемника;
Гп° = Гао + ГПрм- Это выражение можно привести к обычному»
введя коэффициент шума /VIU приемника: Тпо'^
= Га° (1-ЬГпрм/Га°) =^Га°. Когда входная реализация за-
дается п выборочными значениями, то плотности распреде-
ления вероятностей радиотеплэзэгэ шум1 (сигнала) с шумо^
68
приемника и одного, шума приемника представляют собой
^-мерные гауссовские распределения вероятностей, отли-
чающиеся лишь дисперсиями:
Следовательно, отношение правдоподобия
Отсюда следует, что решение о наличии сигнала можно прини-
мать, сравнивая с порогом накопленное значение его мощности:
ПОР’
Z = 1
где Unop — порог, а К—масштабный коэффициент.
Оптимальный обнаружитель радиотеплового сигнала (рис.
3.3) состоит из линейного тракта приемника ЛТП (УРЧ, преоб-
разователь частоты, УПЧ), квадратичного детектора Кв. Д, на-
копителя S и порогового устройства ПУ. Приемные устройства,
используемые для обнаружения радиотепловых сигналов, назы-
ваются радиометрическими. Чувствительность таких приемни-
ков при обнаружении теплового контраста двух объектов по вы-
ходному эффекту ЛТП Az=Zi—z2, который представляет со-
бой случайную величину, имеющую при большом п или боль-
шом времени накопления Гн гауссовский закон распределения
вероятностей, определяется статистиками помех и сигнала, а
^Ис- 3.3. Структурная схема оптимального обнаружителя радиотеплового
СИгнала
69
также структурой приемника. Выражение для плотности вероят,
ностей величин Zi (или г2) имеет вид
где zx (или г2) —среднее значение, а (о22) —дисперсия
случайных величин zx (г2), действующих на выходе радиомет-
рического приемника.
Вероятность правильного обнаружения отличия Az = z1—'J2
определяется формулой
D Р (А-З t^nop) Ф [(^1 ^пор/°21] ’
а вероятность ложной тревоги при обнаружении Аг
F = P(z2> /7пор) = Ф [(г2—</пор)/аг2],
где Ф(х) =
—оо
Полагая £/Пор = 22, получаем алгоритм обнаружения кон-
траста Дг^О, где Аг имеет гауссозское распределение
вероятностей с параметрами Аг и ozi при наличии источника
излучения и 0 и при его отсутствии.
После детектора распределения видеошумов становятся
экспоненциальными со средними значениями ^1=/Сд(Т12 и z2=
= /(дО22 и дисперсиями ozi2 — КД2О14 и oz22=Aa2cf24.
Накопитель обнаружителя суммирует выбросы видеошумов.
Длительность выброса, как известно, равна гв«ткор = (А/упЧ)‘
а время накопления определяется полосой пропускания инте-
гратора ДРИ, т. е. T'h^AF"1. Поэтому число накопленных
выбросоз видеошумоз п = Гитв = Л/упчАЛ“1. При постоянстве
А/упч и AFn среднее значение случайных величин zx и г2»
отнесенное к времени накопления или, точнее, к числу
накопленных выбросов п, остается неизменным и равным г^
п п
= П 1 2d z\i = Кда12 ИЛИ *г2 = 2 Z2i = ^Да22’ а Дисперсии
i=l i=I
= 2/7Д1/<д2о,14 и о|2 = 2/г”1А"д2о,24 убывают с увеличением я-
Следовательно, с ростом интервала накопления разброс видео-
шумов относительно среднего значения уменьшается, а кон-
траст увеличивается.
70
Поскольку о2^Тп°, то
Обозначая 2П°1 = ^°2 = ГПО и Т°п1 — ^порМ’д=ДГ° пор, получаем
D = Р (а7> /7пор) = Ф [0,5 (ДГ;.поР/Гп°) УД/упч/Д^и]-
Если при вероятности ложной тревоги F вероятность пра-
вильного обнаружения температурного контраста P±Z=D, то
пороговый контраст
о
АУ а.пор
= 2Гп°ф-’(Г>)КД/7и/Д/упч.
где Ф-1(х) — аргумент функции Ф(//)=х.
Таким образом, цель с температурным констрастом ДТа°
относительно окружающей ее среды обнаруживается, если
Д7а°>Д7поа.пор, и, следовательно, яркостный контраст обнару-
живается, если
ДГа° > 2Гп5г (D) Кдли/д/упч.
Это соотношение характеризует обнаружение по контрасту
границы раздела двух протяженных целей, угловые размеры
которых больше ширины луча антенны ПРЛС. Поэтому грани-
цы раздела наблюдаются при любом расстоянии R до цели и
R в формулу не входит. При обнаружении цели, угловые раз-
меры которой меньше ширины луча антенны, условие об-
наружения записывается с учетом коэффициента заполнения
луча Кл, поэтому
Д7/ = > 27\°Ф"' (£>) КДЛ,/Д/упч-
С учетом того, что Лл=Фц/Фа, а Фц=5ц/7?2 и Фа=%2/5а, где
— площадь цели, дальность обнаружения цели оказывается
равной
р 1 /~ДГоЗц$а nKa -l/A/yiw
Лшах |/ 2^ Ф"1 (О) " ДЕИ '
3.1.2. ВЛИЯНИЕ АТМОСФЕРЫ И ЗЕМНОЙ
ПОВЕРХНОСТИ НА ДАЛЬНОСТЬ ДЕЙСТВИЯ
Влияние атмосферы. При распространении радиоволн в ат-
мосфере происходит искривление траектории радиоволн (ре-
фракция) и рассеяние электромагнитной энергии атомами и
71
молекулами газов, а также частицами воды и пыли (аэрозоля,
ми) в атмосфере. Последний фактор приводит к затуханию
диоволн.
Рефракция обусловлена непостоянством относительной
электрической проницаемости атмосферы е', которое приводит
к изменению коэффициента преломления п=у s' и в конечном
результате к искривлению траекторий распространения радио,
волн. В нижнем слое атмосферы — тропосфере—s' меняется £
высотой в зависимости от изменения давления, температуры и
влажности, что и приводит к рефракции радиоволн. По гр а.
диенту коэффициента преломления dn/dH различают следую-
щие виды рефракции и искривления траекторий распростране-
ния радиоволн (рис. 3.4):
dn/dH=G— рефракция отсутствует, траектория прямолиней-
на;
dn/dH>Q — отрицательная рефракция, траектория отклоня-
ется вверх;
dn/dH<0 — положительная рефракция, траектория отклп.
няется вниз;
(dn/dH)Kp=—0,157-10-6 м-1 — критическая рефракция, тра-
ектория радиоволн круговая относительно центра Земли;
dn/dH<Z(dn/dH)KV — сферхрефракция, когда вследствие ат-
мосферных аномалий из-за инверсного изменения влажности а0
и температуры Т° в прилегающем к поверхности Земли *слое ат-
мосферы возникают так называемые атмосферные волноводы
(рис. 3.5) и радиоволны, отражаясь от
вода и Земли, могут распространяться
Для точного расчета траекторий
знать закон изменения коэффициента
те, а это, как правило, невозможно из-за изменения состояния
атмосферы. Поэтому на этапе проектирования РЛС или РНС
верхней границы в о Лио-
на большие расстояния,
радиоволн необходимо
преломления по высо-
Рис. 3.4. Траектории распространения
радиоволн в атмосфере
Рис. 3.5. Диаграмма образования
пространственного волновода в атмо
сфере
72
Рис. 3.6. Траектория распростра-
нения радиоволн в стандартной
атмосфере
Рис. 3.7. Расчетные зависимости Rmax от
Rmax о И V
удобно пользоваться так называемыми стандартной атмосфе-
рой, для которой —4-10-8 м-1, и эквивалентным (эффек-
тивным) радиусом Земли /?3.Эф, при котором высоты точек тра-
ектории над Землей остаются прежними, а радиоволны рас-
пространяются как бы по прямолинейной траектории (рис. 3.6):
\IR3^=\IR3+dnldH.
Для стандартной атмосферы при радиусе Земли 7?3=6370 км
получаем /?3.Эф = (4/3)/?3 = 8500 км.
Затухание радиоволн в атмосфере начинает сказываться при
Х<30 см и зависит от длины волны (частоты) радиосигнала и
состояния (влажности) атмосферы. С учетом затухания даль-
ность действия радиосистемы определяется выражением
^max = 7?max0lO~0’05V/?m^ (3.7)
гДе ^гпахо — дальность действия в свободном пространстве (3.2),
а v — удельный коэффициент затухания, измеряемый в децибе-
Лах на километр.
Трансцендентное уравнение (3.7) решают .методом (последо-
вательных приближений (итераций) или графически (рис. 3.7).
Поглощение радиоволн в атмосфере зависит от длины волны и
°т интенсивности осадков Q (рис. 3.8). Пики его вызываются
Резонансным поглощением энергии радиоволн молекулами во-
и кислорода. При дождевых осадках справедлива эмпири-
еская формула
v^0,3Q/V, (3.8)
гДе Q измеряется в миллиметрах в час, а X — в сантиметра^.
73
Рис. 3.8. Зависимость поглощения электромагнитной энергии от длины волны
(а) и интенсивности осадков (б)
Влияние земной поверхности. При проектировании РЛС и
РНС необходимо учитывать искажения ДНА радиолокатора
из-за близости антенны к земной поверхности и влияние сфе-
ричности Земли на дальность действия системы.
Искажения ДНА в вертикальной плоскости обусловлены
интерференцией радиоволн, распространяющихся от антенны
радиолокатора до цели и обратно по прямому и отраженному
от земной поверхности лучам. Отраженный от земной поверх-
ности интерферирующий сигнал (рис. 3.9) появляется при вы-
полнении условия 0,5фов>Ро’ где фов — ширина главного лепест-
ка ДНА в вертикальной плоскости по уровню нулевой мощ-
ности, а Ро — угол наклона максимума ДНА к горизонту. При
интерференции указанных сигналов вместо исходной ДНА f(P)
формируется искаженная многолепестковая ДНА
(рис. 3.10). Методы нахождения fc([3) в зависимости от f(p) и
свойств подстилающей поверхности излагаются в курсе «Антен-
ны и техника СВЧ». Отметим только, что число лепестков и
провалов в результирующей ДНА, их положение и ширина зави-
сят от отношения высоты подъема антенны ha и длины вол-
ны %.
74
рис. 3.9. Отражение радиоволны от земной поверхности при широкой ДНА
Рис. 3.10. Искажение ДНА из-за влияния отраженного от земной поверхности
.сигнала
I
Провалы в ДНА играют отрицательную роль при обзоре
пространства и обнаружении целей, так как цель в провале не
обнаруживается. Поэтому стремятся уменьшить их глубину или
изменить положение, например, применив несколько разнесен-
ных по высоте антенн, высоты которых выбираются так, что-
бы лепестки одних ДНА перекрывали провалы в других ДНА.
Можно менять н длину волны и тем самым изменять положе-
ния провалов. К некоторому уменьшению глубины провалов
приводит опускание или подъем главного лепестка ДНА.
Кроме того, переход от вертикальной поляризации радиоволн
к горизонтальной приводит к тому, что лепестки и провалы
ДНА меняются местами из-за изменения на 180° фазы отра--
женного от земной поверхности сигнала. Наконец, возможна
суммарно-разностная обработка сигналов, в результате кото-
рой также меняются местами лепестки и провалы ДНА.
Влияние ДНА на дальность обнаружения в вертикальней
плоскости проследим по связи КНД антенны по мощности
Ga(P) о результирующей ДНА до напряженности поля
Ga(p) =Ga0fi:2(p), где Ga0 — максимальное значение КНД ан-
тенны. Тогда
/?тах = Zаю/11 (₽) ОагоЛ (₽)= Ятах0 КЛ1 (/) (₽).’
тде Крл — коэффициент, объединяющий все остальные пара-
метры радиолокатора.
75
Рис. 3.11. Дальность прямой видимо- Рис. 3.12. Связь истинной и приведен-
сти ной высот цели
При использовании одной антенны как при передаче, так и
при Приеме сигналов fzi(P) =М(₽) =f2(₽) и Ятах = #тах
Сферичность Земли ограничивает дальность действия РЛС.
и РНС, в которых используются радиоволны с длиной волны
менее 10 м, распространяющиеся над земной поверхностью,,
дальностью прямой видимости 7?п.в (рис. 3.11). Если высота це-
ли Я, а высота подъема антенны ha, то при учете рефракции в-
стандартной атмосфере
/?п.в~4,12(]/Я+Юга),
где /?п.в — в километрах при Н и йа» выраженных в метрах.
Кроме того, сферичность Земли требует коррекции соотноше-
ния для вычисления высоты цели. Если не учитывать сферич-
ность земной поверхности, то высота цели над плоскостью-
горизонта, как следует из рис. 3.12, Яг=^а+Я?зт р. При вве-
дении коррекции высоту цели Н над сферической поверхностью
находят как
Я=ЯГ+ДЯ,
где при стандартной атмосфере поправка ДЯ=/?2/27?3.
Из-за сферичности поверхности Земли отраженные от нее-
радиоволны расходятся. Это приводит к уменьшению коэффи-
циента отражения, что следует принимать во внимание при рас-
чете /х(р). Уменьшение коэффициента отражения учитывается
коэффициентом сферической расходимости КСф^1:
Аотр 2—АсфАотр»
где Котр 2 и Котр — результирующий и исходный коэффициенты
отражения от земной поверхности.
Зоны обнаружения (зоны видимости). Используя зависй
МОСТЬ 7?тах = ЛтахоМР), МОЖНО ПОСТрОИТЬ В ПОЛЯрНОЙ СИСТеМ
76
к00рДиНат График £max(₽)
пля контура зоны в вертикаль-
ной плоскости, в пределах ко-
брой цель с известной So об-
ларуживается с заданными
вероятностями правильного
обнаружения D и ложной тре-
воги F радиолокатором с па-
раметрами Gai, Ga2, t]i,
i]2, %. Однако такой график не
дает полного представления
об особенностях зон обнару-
жения, и поэтому его принято рис. 3.13. Зона обнаружения в верти-
строить в декартовых коорди- калькой плоскости
натах (Яшах, Н), используя
формулу для Яг. Однако при этом не учитываются рефракция
и кривизна Земли. Поэтому графики зон видимости корректи-
руют.
Для учета рефракции расчет ведется для стандартной атмо-
сферы и заменяется на 7?3. Эф = (4/3)7?3- Кроме того, остав-
ляя траектории радиоволн прямолинейными, преобразуют пря-
моугольную систему координат в криволинейную, переходя к
координатам «наклонная дальность — приведенная высота».
Под приведенной высотой понимают высоту цели над горизон-
тальной плоскостью ПГ, содержащей антенну. Приведенная вы-
сота ЯПР связана с истинной высотой цели Н следующим из
рис. 3.12 соотношением
Япр=Я—ha—&Н^Н—ha—7?2/27?3.эф.
На полученной таким образом зоне обнаружения в верти-
кальной плоскости (рис. 3.13) обычно указывают линии равных
истинных высот и линии равных углов места.
3.1.3. ОБЗОР ПРОСТРАНСТВА В РЛС
или обнаружение целей с фиксированной ЭПР So в
области пространства называется обзором простран-
обзора, т. е. продолжительность однократного про-
i этой области, за-
Поиск
заданной
ства.
Время
смотра области обзора, зависит от размера
Данного качества обнаружения и способа обзора.
Обзор пространства в независимых РЛС. Рассмотрим пара-
метры обзора при параллельном и последовательном обзоре
Пространства.
При параллельном обзоре весь телесный угол области обзо-
Ра плотно заполняется парциальными пересекающимися по
Уровню половинной мощности лучами с телесным углом каж-
I Ог°, равным угловому элементу разрешения. При этом в пре-
77
Рис. 3.14. Возможные мето-
ды обзора пространства
делах каждого парциального луча обнаружение производится
вдоль наклонной дальности последовательно за время приема
пачки отраженных импульсов тп=ппТп, где число импульсов в
пачке пп определяется заданным значением пороговой мощно-
сти. Таким образом, время обзора пространства 71обз=Тп=
= ппТп сокращается при усложнении РЛС за счет формирова-
ния многолучевой ДНА.
При последовательном обзоре луч ДНА плавно или ступен-
чато перемещается в заданной области обзора, находясь в
каждом направлении в течение времени тп=ппТп. При механи-
ческом вращении ДНА используется плавное перемещение, а
при электронном — ступенчатое. При плавном перемещении лу-
ча время обзора определяется законом и скоростью £2Обз Двй'
жения луча. Значение йОбз ограничено <
Фо.б^обз”1 >Тп=ПпТп, т. е. П0бз<Фо,5(гспТп)~1. Из широко
пользуемых способов последовательного обзора рассмотрим крУ'
говой, винтовой и секторный.
При круговом обзоре (рис. 3.14, а) пространство обзор*}
ограничивается координатами 0^а<360° и
^Фо,5в. Время обзора можно определить, используя соотноШ6'
сверху условием
ис-
ние
^>360°
п^0,5в-
78
Лри винтовом (спиральном) обзоре (рис. 3.14, б) простран-
но обзора ограничено координатами 0</?</?тах, 0<а<
<J360° и 0<р<90°. Время одного витка равно 7’B=360°Q~I3>
ЗбО°пп7’пф^5Г, а поскольку число витков /гв<90°ф“51в, то вре-
обзора определяется как
7’о6з^7’вПв = 3600-90°Пп7,п(фО,6гфО,5в1 1 = ФПп7,пФа '•
При секторном (строчном) обзоре (рис. 3.14, в) пространст-
во обзора ограничено пределами: amin^a^amax и
о . ^Р^Ртах- Время одной строки задается соотношением
<?шах ОСгп1п)^обз (cCmax C^min) ^п-^пфо^г \ 3 ЧИСЛО СТрОК
(В^ах— Ртш)фо15в-1. Время перехода луча от строки к строке
обозначим через /ПеР- Число переходов равно пПер=2(пСтр—1)~
Поэтому время обзора определяется соотношением
Тобзz== стр (^стр 1) ^пер
__Пп^пС^тах—^min) ($тах pmin) । Ртах ftmin Фр,5в
~~ Фо.бгФо.бв ПеР Ф0,5в
— 1Ч~-^'пеР’
ГДС Т^пер” 2 (/2стр —1)^пер«
При ступенчатом обзоре пространства, считая время пере-
хода пренебрежимо малым, число пространственных просмат-
риваемых элементов можно определить как пЭл = ФФа-1, а вре-
мя просмотра каждого элемента — тп = мпГп, поэтому
Гобз ~ ^элТп — И-п^пФ Ф а
Обзор пространства в многопозиционных РЛС. Зона обзо-
ра МПРЛС при независимых РЛС на разнесенных позициях А,
В и С (рис. 3.15, а) представляет собой совокупность зон обзо-
ра этих НРЛС. В бистатических РЛС границы зоны обзора
.(рис. 3.15,6) зависят от дальности обнаружения, которая опре-
деляется соотношением
Рис
• 3.15. Зоны обзора МПРЛС, состоящих из НРЛС (а) и БРЛС
(б)
79'
Рис. 3.16. Зоны обзора БРЛС
где индексы 1 и 2 отно<
сятся соответственно
передающей и приемной
позициям. Границы з0.
ны обзора можно найти
использовав рис. 3.16
положив К2 = const. Пе-
реходя к координатам х
у. нормированным к зна-
чению 0,5 Б, получаем
уравнение так называ-
емых овалов Кассини в
декартовой и полярной
системах координат:
(Л,2 + !/„2+1)2-4а'н2 = С4;
(Дон +1 )2 — 4ДОн cos2 = ОС4;
где х^гхБ"1; г/п = 2//Б-1; С = 2 VК Б“ь, Дон = -*н2+£н2-
Для получения сплошной зоны обзора, что возможно при
С>1, базу БРЛС следует выбирать из условия Б< (Т?1Д2)1/2.
При этом гарантируется С>2 и сплошная зона обзора.
В МПРЛС с разнесенными приемными и передающими по-
зициями обзор зоны организуется с двух разнесенных позиций.
При этом можно применять параллельный обзор зоны много-
лучевыми приемной и передающей антеннами (рис. 3.17, а) или
последовательный двумя перемещающимися в пространстве уз-
кими лучами передающей и приемной антенн (рис. 3.17, б). Кро-
ме того, можно производить обзор пространства узким переме-
щающимся лучом приемной антенны при неподвижном широком
80
луче передающей антенны (рис. 3.17, в) или узким лучом пе-
редающей антенны при широкой ДНА на передающей позиции
(рис. 3.17, г).
В общем случае, когда аппаратура на разнесенных пози-
циях МПРЛС может работать в разных режимах (пассивный,
активный) и состав этой аппаратуры может меняться, постро-
ение зон обзора — задача сложная и порой невыполнимая без
конкретизации состава аппаратуры и геометрии системы.
3.1.4. АНАЛИЗ ФАКТОРОВ, ОПРЕДЕЛЯЮЩИХ
ДАЛЬНОСТЬ ДЕЙСТВИЯ РЛС И РНС
На дальность действия РЛС и РНС в основном влияют сле-
дующие факторы: развязка передающего и приемного трак-
тов, длина волны радиосигнала и параметры обзора простран-
ства. Рассмотрим эти факторы.
Развязка передающего и приемного трактов. Под развязкой
понимают степень уменьшения мощности сигнала передатчика,
поступающего на вход приемника из-за связи выходных цепей
и антенны передающего тракта с входными цепями и антен-
ной приемного -тракта. Просачивающийся на вход приемника
сигнал передатчика имеет, как правило, паразитную модуля-
цию шумами генератора передатчика, вибрационными шумами
(при установке аппаратуры на ЛА) и т. п., что приводит к уве-
личению шума в приемном тракте и снижению чувствительно-
сти приемника. Поэтому развязка должна быть такой, чтобы
не наблюдалось существенного ухудшения пороговой мощ-
ности.
Для оценки требуемого значения развязки рассмотрим от-
ношение мощностей принимаемого и излучаемого сигналов в
независимой РЛС:
При обнаружении самолета с S0=l м2 на расстоянии 7? =
= 100 км радиолокатором с параметрами Sa = 10 м2; Х=10 см;
Gai = Ga2 = 4jt• 103; Ц1 = Ц2=1 отношение Р2[Р\— 10-17. Очевидно,
что для обнаружения такого слабого сигнала необходимо, что-
бь! Рп.с/Л<10“17, где Рп-с — мощность просачивающегося в
Приемный тракт сигнала передатчика, т. е. требуется развязка
хуже 10-17 или —170 дБ. Получение такой развязки —
сложная техническая задача. Для решения ее можно исполь-
зовать следующие виды развязки:
пространственную — разнесение передатчика и приемника
вместе с антеннами в пространстве;
6—5360
81
частотную — работа приемника и передатчика на разных
частотах;
поляризационную — работа на излучение и прием с сигм
лами ортогональной поляризации;
компенсацию (вычитание) просачивающегося зондирующеГо
.сигнала в приемном тракте с помощью сигнала передатчика от
специального канала;
временную — работа на излучение и прием в различные ин-
тервалы времени (что возможно при импульсном сигнале).
Длина волны. Предположим, что при наблюдении цепи ис-
пользуется зона отражения, для которой /Ц^>Х и S0=const,
a Gai и Gh2 не меняются при изменении X. Тогда, объединяя
все члены формулы (3.2), не зависящие от X, в один коэффи-
циент, получаем 7?maxo = Ki XT. Видно, что при неизменном
Ga=4nSaA,_2=4jt(aX-i) (bV1) =4л(фо,5Вфо,5г)_1, где фо,5в,г —
ширина ДНА на уровне 0,5 по мощности, выгодно увеличивать
длину волны. Это объясняется тем, что при увеличении X для
поддержания Ga неизменным нужно увеличивать размеры ан-
тенны а и b и активную площадь антенны Sa = ab. Значит, при-
емная антенна с большей Sa будет принимать больший сигнал
Р2=П2За2 и дальность обнаружения возрастет. Однако не
всегда легко увеличивать а и Ь. В бортовых устройствах а и b
обычно ограничены размерами объекта, на котором стоит
аппаратура, и поэтому Sai и Sa2 фиксируются. Тогда 7?тахо=
— и для увеличения Дтах выгодно уменьшать X, так
как при Sa = const с уменьшением К в соответствии с соотно-
шением Ga=4jiSaV2 увеличивается КНД антенн из-за сужения
главного лепестка ДНА.
Поскольку затухание радиоволн в атмосфере зависит от
длины волны, то связь дальности обнаружения с длиной вол-
ны усложняется. В самом деле, если Gai и Ga2 не меняются
при изменении длины волны, а затухание определяется дож-
девыми осадками в соответствии с (3.8), выражение для даль-
ности обнаружения принимает вид
/?гаах = ^1/^ -Ю
-0,005(Q/V)/?max
т. е. для повышения дальности обнаружения выгодно увеличи-
вать длину волны.
При фиксированных размерах антенн а и Ь, а следователь-
но, и фиксированных Sai и Sa2 соотношение для определения
Rmax изменяется:
/?тах = (/Г2/^)-Ю
-0,005(Q/V)^max
В зависимости от интенсивности осадков, влияющих на знЯ'
чение Q, решение трансцендентного уравнения относительно1
fanax будет давать разные результаты. Однако при фиксиро-
ванном Q можно, варьируя X, найти наилучшее в смысле наи-
большего 7?таХ решение.
Параметры обзора. Введем основные параметры обзора в:
формулу дальности обнаружения цели в свободном простран-
нее (2.6). Для этого воспользуемся выражением для порого-
вой мощности, которое при импульсном сигнале имеет вид
Рпор~ ?порМ) (/1пТи£) \
где 7пор — пороговое отношение мощности импульсного сигна-
ла к мощности помехи для пачки импульсов длительностью тп,.
зависящее от вида сигнала и помехи, а также от заданных ве-
роятностей правильного обнаружения D и ложной тревоги F;
Уо— односторонняя спектральная плотность помехи; пп — чис-
ло импульсов в облучающей цель пачке, равное отношению
времени облучения цели ТОбл к периоду повторения импульсов
Д; — длительность импульса; £— коэффициент потерь при
обработке, равный отношению мощностей на выходе устрой-
ства без потерь и реального устройства. Тогда дальность об-
наружения
где Ki — коэффициент, зависящий от параметров радиолокато-
ра и цели, а Эп — энергия пачки зондирующих импульсов, облу-
чающих цель. Иначе говоря, дальность обнаружения определя-
ется энергией сигнала, облучающего цель, и потерями при обра-
ботке принятого’сигнала. Учтем, что Пп = тп7п_1 = 7побл71п_1, тогда
поэтому можно говорить о том, что дальность обнаружения
зависит от средней излучаемой мощности Ср и длительности
облучения цели ТОбл. Такая зависимость сохраняется и для не-
прерывного сигнала, только вместо Р{ Ср нужно подставить
мощность передатчика этого сигнала Pi Непр.
Найдем связь дальности обнаружения Лтах о с временем
обзора 70бз и угловым размером пространства обзора ФОбэ-
Учтем, что Ga=4лФа_\ где Фа — телесный угол главного ле-
пестка ДНА, а ФобзФа"1 = ТобзТобл"1.
Соответствующие соотношения для независимой и бистати-
Ческой РЛС приведены в табл. 3.1, из которой следует, что при
Жданных параметрах РЛС дальность обнаружения тем больше,
Чем медленнее производится обзор пространства и чем меньше
3°на обзора.
83
РЛС Дальность обнаружения на фоне шума
Независимая ^тах — Э1СрТ11'Г12^2$0£ T0Q3 4л<7порМ)Фа Фобз
Бистатическая (обзор передающей позиции узким лучом, приемная позиция с неподвижным широким лучом) (^1^2)тах = Р 1ср®а2'П1Д2^25о^ (4л)2^пор^ о Р обз ®прд
Бистатическая (обзор приемной позиции узким лучом, передающая по- зиция с неподвижным широким лучом) (^1^2)таХ = Р icp (4л)э^ПОр М Р обз Фирм
Здесь обозначено /?, A*i, /?2 — расстояния цели от позиций РЛС; Gaj, Ga9—КНД пере-
дающей и приемной антенн; ФПрд> ФПрМ— угловые размеры зоны обзора передающей и
(Приемной позиций РЛС; т),, П2—КПД передающего и приемного трактов.
3.2. ТОЧНОСТЬ ПОЗИЦИОННЫХ СИСТЕМ
ОПРЕДЕЛЕНИЯ МЕСТОПОЛОЖЕНИЯ
3.2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Позиционные РЛС и РНС представляют собой наиболее ши-
рокий класс систем определения местоположения (МП). Этим
объясняется необходимость отдельного рассмотрения их точ-
ностных характеристик. Факторы, влияющие на точность систем
счисления пути и обзорно-сравнительных систем, приводятся в
разделах, посвященных автономным РЛС и РНС.
Структура позиционных систем. В' любой позиционной систе-
ме (рис. 3.18, а) можно выделить следующие устройства: опор-
ную станцию ОС (или передающий тракт радиолокатора), при-
емное радионавигационное или радиолокационное устройство
ПРУ 'И вычислитель местоположения ВМП. Передающая и при-
емная части системы связаны через среду распространения сиг-
налов СРС. Наиболее важными составляющими ПРУ, парамет-
ры которых существенно влияют на точность местоопределения,
являются устройства измерения информативного параметра сиг*
нала УИПС и определения геометрического элемента УОГ>>'
Последнее рассчитывает дальность, угловые координаты и ДРГ
гие геометрические элементы U7, характеризующие МП, исполь
зуя измеренный информативный параметр сигнала v.
Для определения разнородных элементов W требуют^
различные ПРУ, данные которых объединяются в ВМП,
Рис. 3.18. Структурная схема позиционной РНС (а) и ее точностное поле (б)
решается геометрическая задача вычисления МП по пересече-
нию поверхностей или линий положения.
Источники погрешностей местоопределения. Каждый из эле-
ментов системы влияет на ее точность, свою среднюю квадра-
тическую погрешность (СКП) щ. Искажения сигнала в среде
распространения СРС учитываются погрешностью ос.р. При на-
хождении местоположения приходится принимать во внимание
форму поверхностей (или линий) положения и геометрические
особенности взаимного расположения объекта (цели) и опор-
ных станций, вводя коэффициент Г, называемый геометричес-
ким фактором и связывающий омп — СКП определения МП с
Опт — СКП измерения W:
Омп -—1 Гщи. (3.9)
В силу сказанного оМя может быть найдена только при ана-
лизе точностного поля системы (рис. 3.18,6) и при независи-
мости погрешностей, вносимых всеми элементами системы,
составит
амп= Г Г2 [М2(о2 +<72 +а2 )Ч-о2 Ц-о2 ,
мп ' 14 о.с 1 с.р 1 исп7 1 oraJ 1 вмп’
где М — масштабный коэффициент или коэффициент пересчета
Результатов измерения v в значения W.
Погрешности оо.с и овмп могут быть сведены к приемлемому
Минимуму при тщательном конструировании опорной станции
аппаратуры объекта, а составляющая оСр зависит от рабо-
чей частоты системы, типа ее антенн, характера окружающих
опорную станцию и объект предметов и от ряда подобных спе-
цифических факторов. Поэтому остановимся на наиболее общих
пР'Ичинах снижения точности определения местоположения.
85
3.2.2. ТОЧНОСТЬ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ГЕОМЕТРИЧЕСКОГО
ЭЛЕМЕНТА, ХАРАКТЕРИЗУЮЩЕГО ПОЛОЖЕНИЕ °
ОБЪЕКТА
В большинстве РЛС и РНС связь определяемого геометра
ческого элемента W (координат объекта или зависящих от них
величин) с измеряемым параметром сигнала v может быть
•описана уравнением
U7=Mv,
(3.10)
которое является исходным при нахождении погрешности опре-
деления W. Действительно, беря полный дифференциал (3.10)
и переходя к конечным приращениям, можно получить
MF=AM Av ,
VF М v ’ ^-11;
где ДМ и Av имеют смысл текущих значений погрешностей,
обусловленных соответственно нестабильностью масштабного
коэффициента и недостаточной точностью измерительного
устройства.
Возводя обе части выражения (3.11) в квадрат и усредняя
полученный результат в предположении независимости погреш-
ностей ДМ и Av, получаем основное уравнение, связывающее
дисперсию погрешности gw2 определения элемента W с диспер-
сиями ом2 и ov2, обусловленными указанными причинами:
°м \2
М )
(3.12)
Из уравнения следуют два направления уменьшения погреш-
ности gw и в конечном итоге повышения точности местоопреде-
ления. Первое связано с уменьшением погрешности ом, которая
тем меньше, чем выше стабильность масштабного коэффици-
ента. Поэтому при проектировании РЛС и РНС обычно прини-
мают меры по стабилизации масштабного коэффициента (или
учитывают, если это возможно, его нестабильность). При вы-
полнении условия M=const уравнение погрешностей (3.12)
принимает вид ow=Mov.
Нижняя граница щ, достижимая при оптимальном постро-
ении измерителя v, задается потенциальной точностью. Неоп-
тимальность схемы измерителя информативного параметра сиг-
нала приводит к росту погрешности по сравнению с потенци-
альной. Поэтому второй способ повышения точности местоопре-
деления сводится к уменьшению масштабного коэффициента М-
Этот путь позволяет получить практически приемлемое значе-
ние при заданном или возможном на данном уровне разви-
тия техники значении gv.
3.2.3. ПОГРЕШНОСТЬ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ЛИНИИ ПОЛО-
ЖЕНИЯ
В наиболее простом случае, когда .положение объекта на
плоскости находится по пересечению двух линий положения
/ДП), погрешность местоопределения будет зависеть от погреш-
ности AZ нахождения каждой из ЛП. За погрешность А/ обычно
принимают минимальное расстояние в точке расположения
объекта (цели) между истинной ЛП и ЛП*, найденной по ре-
зультатам определения элемента W (рис. 3.19). Примем, что
погрешность определения W равна A IF и имеет, как и Av, гаус-
совский закон распределения с нулевым средним значением.
Элементу W на плоскости соответствует семейство ЛП.
Это семейство можно представить как скалярное поле элемен-
та IF, причем линии уровня этого поля и есть ЛП. Воспользо-
вавшись теорией скалярного поля, можно найти градиент изме-
нения элемента IF: | grad IF] = dWjdl, который представляет
собой вектор, перпендикулярный линиям положения и направ-
ленный в сторону возрастания IF. Переходя к конечным при-
ращениям, получаем
(3.13)
где Л’лп — коэффициент погрешности определения ЛП (едини-
цы длины/единицы параметра).
При гауссовском законе распределения погрешностей A IF
погрешности AZ также распределены по гауссовскому закону с
нулевым, как правило, средним значением и дисперсией а2лп.
Возводя обе части равенства (3.13) в квадрат, усредняя и из-
влекая квадратный корень из результата, находим
--АлпОтГ
Олп
(3.14)
гДе Олп и — СКП нахождения
линии положения и определении
элемента IF.
уИз (3.14) следует, что при од-
ной и той же погрешности о\у мож-
но снизить погрешность оЛп, непо-
средственно влияющую на точность
Мероопределения, уменьшив коэф-
фициент Клп, который зависит от
вида ЛП.
Для нахождения ХЛп необходи-
мо представить IF как функцию
^ординат X Y некоторой, напри-
Мор прямоугольной, системы коор-
динат. Тогда
Рис. 3.19. Семейство линий по-
ложения
87
Рис. 3.20. Погрешность определения линии положения при измерении даль-
ности (а) и азимута (б)
Л'лп = 1ёгас1 W Г ’ = [(<?W/dx)+(dW/dy)2]-42. (3.15)
Найдем Длп для наиболее распространенных дальномерного и угломер-
ного устройств. В радиодальномерном устройстве определяемый элемент в
прямоугольной системе координат (рис. 3.20, а) записывается как №7=^—
= (х2А~У2)1/2 и линии положения представляют собой окружности с центром
в точке установки радиодальномера. Тогда |grad W7| = l и Клп=1. Следо-
вательно, о'лп = о'д. Таким образом, при заданной погрешности радиодально-
мера &R погрешность определения ЛП постоянна и не зависит от дальности.
В угломерном устройстве, установленном в точке О (рис. 3.20,6), опре-
деляется, например, азимут а. Элемент W в прямоугольной системе коорди-
нат записывается как Tt7==a=arctg(x/y), откуда [grad — (х2+у2)~1/2=
Следовательно, о'лп = /?о'а. Таким образом, при заданной погрешности
угломерного устройства (5а погрешность определения ЛП (радиальные пря-
мые) тем больше, чем больше расстояние до объекта (цели). Данное обстоя-
тельство является серьезным недостатком угломерных устройств. Заметим,
что подобная зависимость погрешности сглп от дальности имеет место и в раз-
ностно-дальномерных устройствах. На больших дальностях линии положе-
ния этих устройств — гиперболы — практически совпадают со своими ассимп-
тотами, прямыми, радиально расходящимися из центра базы устройства.
3.2.4. ПОГРЕШНОСТЬ МЕСТООПРЕДЕЛЕНИД
Связь СКП определения местоположения амп с СКП бич й
6iv2 устройств, входящих в данную систему. Погрешности Д/i и
Д/г, как показано на рис. 3.21, приводят к погрешности Амп оп-
ределения места объекта или цели (МО). Если у — угол пере-
сечения линий положения ЛП в точке МО, то при одинаковы*
знаках ДZi и Д/г из треугольника ADB следует, что Дмп2= AD4
-\~DB2—2AD- DB cos у. Если Д/i и Д/г имеют разные знаки, то
последний член формулы будет положительным. Выразим сторо-
ны треугольника через погрешности линий положения, где знак
«плюс» будет при разных знаках Д/i и Д/г:
Дмп2=зт-2у (Д/12+Д/г2=р2Д/1Д/г cos у).
88
2
лп
1+ О2лп2Н-2рОЛп1Олп2СО5 у) 1/2,
о независимо-
Удобной мерой случайной величины Дмп является СКП мес-
^определения:
cfMn=sin-1I(o
е р —коэффициент корреляции погрешностей Д/i и Д/г- Для
{^дыпинства систем р = 0, что свидетельствует
0 определения линий положения входящими в систему устрой-
твами. Принимая р = 0 и выражая погрешности олп через коэф-
фициенты линий положения и соответствующие погрешности, на-
едим оценку точности местоопределения:
бмп = 81П-1'у[(Клп10ж1)2+ (Клп2СНу2)2]1/2.
(3.16)
Физический смысл формулы (3.16) заключается в следующем. Если по-
строить окружность с центром в точке, где расположен объект или цель, с
радиусом, равным допустимому значению амп, т. е. о"Мпд, то вероятность
того, что при измерениях погрешность Дмп окажется внутри этой окружно-
сти, т. е. не будет превышать сгМпД, равна 0,63... 0,68. Если взять радиус
окружности равным 2 сгМПд, то эта вероятность лежит в пределах 0,95 ... 0,98.
Отличие указанных вероятностей от значений 0,68 и 0,95, принятых для соот-
ветствующих погрешностей, объясняется тем, что закон распределения Дмп
не является гауссовским (в простейшем случае при у = 90° и сг^1 = о'ш2 это
закон Рэлея).
Полученные результаты могут быть использованы для пост-
роения рабочих зон позиционных систем.
Погрешность определения пространственного положения
объекта (цели) при независимости результатов измерений всех
координат
anMO = sin“17i (омп2+о2ппз) 1/2>
где у! —угол между третьей поверхностью положения и линией
положения на плоскости; омп вычисляется по формуле (3.16), а
Оппз — СКП нахождения третьей поверхности положения.
Геометрический фактор. Из (3.16) следует, что погрешность
Местоопределения зависит не
элемента W, но и от типа
позиционной системы, влия-
ющего на значение /<Лп, и
°т расположения опорных
станций и объекта, которое
Называется на значении
^ла у и на коэффициенте
^лц. Для пояснения ска-
занного рассмотрим систе-
мы» состоящие из однотип-
ных устройств (измерите-
только от точности нахождения
Рис. 3.21. Погрешность определения
местоположения объекта
8
ГГи I' Таблица 3.2
Тип системы Число баз ЛБ Измеряемые элементы IF Вид ЛП Расположение
1 Угломерно-даль- номерная, актив- ная 0 О О 0^0 Окружность Прямая Л л* ХЛП2 /V
0 хХ
I 1 Дальномерная, К| активная |1 1 Ra Rb Окружность » М2 ЛП1
У Ч7 /7V v
Ал |А\4 \ /уЬ fill
4 в ° -У х
Суммарно-разно- стно-дальномер- ная, активная 1 Of II 1 II + L я II II Гипербола Эллипс У лт -- в вл
90
Выражение для погрешности местоопределения бмп
точное приближенное для дальней зоны
ря + (Я0ое)2]1/2 и?оОе>0я)
Б sin 0О
2-1/2 (i-62)]_1+
+ %. [ 1 + К~1 (l-б2)]-1}1^
BsinOo ^Д
(cFy? мала)
s
(On мала)
/?Д/Б
(i + sin2e0)''2
(Бод Брв=Б)
91
Окончание табл. 3.2
Тип системы Число баз пБ
Угломерная, активная или пассивная 1
Разностно-даль- номерно-угломер- ная, активная или пассивная 1
Разностно-даль- номерная, актив- ная или пассив- ная 2
Измеряемые элементы IF Вид ЛП
6а Прямая
о ta
Гипербола
Окружность
с центром
в точке
О'(х=0,
// = 0,5 Б X
X cosec -ф)
радиуса
R'=
=0,5 Б
cosec
^?Д1 = Гипербола
= /?А-Яо х>
^?Д2 —
= Rb—Ro 1
лей дальности или углов). В таких системах, к числу которых
относятся дальномерные, разностно-дальномерные, угломер*
ные и некоторые другие, естественно предположить, что точ-
ность определения элемента W одинакова, т. е.
Так Как ПО УСЛОВИЮ /Слт = Клп2 = ^лп, то
Омп= CWsin у)ow'yr2=Го1У, (3-17)
92
Выражение для погрешности местоопределения бд[п
1 б0А COS 60 — боп
ОА^г ОВ
1— б0А cos 6 о
г О А
2 ^2 (/?о/Б)2
(1 +sin20o)I/2
1~бОВ sin °о
Кг ов
Г — геометрический фактор (иногда 2 не включают в Г).
Для нахождения геометрического фактора многопозиционных
^ЛС и РНС можно воспользоваться данными о точностных ха-
рактеристиках этих систем, некоторые из которых приведены
в табл. 3.2. Формулы табл. 3.2 справедливы для расположения
станций системы в точках А В и С, показанных на имеющихся
93
в таблице рисунках. Обозначения в формулах соответствую
этим рисункам, а для упрощения введены следующие сократи/
ния: б=Б/27?о, 7<г= (1—2б2 cos 20о+б4)1/2; в многобазовых Сйс'
темах 60а=Б0а/^о, 6Об=Боб/7?0, Кг оа= (1—2б0А cos Оо+б0л2) 1/2?
Кг об— (1—2бов sin 0о+бов2)1/2. В системах, состоящих из одйо1
типных устройств, owl = ow2=Ow. Коэффициент корреляции й0^
грешностей р принят равным нулю. Приближенные выражения
справедливы при больших удалениях объекта от базы системы
когда 1. Для всех однобазовых систем (п=1) точность
местоопределения максимальна на перпендикуляре к базе, т. е
при 0о=л/2. В двухбазовых системах (п=2) наивысшей точно-
сти соответствует 0о=л/4.
3.2.5. РАБОЧИЕ ЗОНЫ ПОЗИЦИОННЫХ СИСТЕМ
Рабочая зона — важнейший тактический параметр, позволяю-
щий определить число и целесообразное взаимное размещение
РЛС или РНС в данном районе. Для построения рабочей зоны
можно воспользоваться данными табл. 3.2 или более простым
выражением (3.16) в зависимости от известных разработчику
параметров системы. Обычно известны значения погрешностей
устройств системы owi и и допустимое значение погрешности
местоопределения омп.д, и для расчета границы рабочей зоны
пригодно выражение (3.16).
Рассмотрим примеры построения рабочих зон наиболее распространен-
ных дальномерной, угломерно-дальномерной и угломерной систем. Допу-
стим, что в дальномерной системе дальность объекта (цели), находящегося в
точке М (рис. 3.22) и имеющего запросчик дальномера, определяется с
одинаковой точностью uw = Сщ = <Jr2=Gr ЦО двум ответчикам, разнесенным на
расстояние Б (база системы). В такой системе Кл. п=1, а угол т==<Р и вЫ‘
ражение (3.16) принимает форму, соответствующую указанной в табл. 3.3.
Кривые равной точности, на которых амп=const (у = const), представляют со-
бой окружности, опирающиеся на базу системы как на хорду.
Таблица 3.3
Тип системы *Л. п ° МП. д
Дальномерная активная 1. sin-l,yniinO/?V2
Угломерно-дальномер- ная аЛ Кл. H1 = R Кл. П2= 1 (aa2R2+<TK2)1/2
Угломерная R Oasin-17 (R A2 + Rb2) 1/2
Рис. 3.24. Рабочая зона угломерной
системы
рис. 3.22. Рабочая зона дальномер-
ной системы
Окружность /, для которой ^=90°,—кривая
максимальной ТОЧНОСТИ СТмп min —09? V 2. Кри-
вая 2, соответствующая аМп=амп. д, представляет
собой внешний контур рабочей зоны. Внутренний
контур рабочей зоны — окружность 5, на которой
также Омп == Омп. д.
Пусть в точке О (рис. 3.23) находятся сов-
мещенные угломерные и дальномерные устройст-
ва, например радиолокатор. В такой угломерно-
дальномерной системе у = 90°. Рабочая зона имеет
форму окружности с центром в точке О и радиу-
сом, определяемым из выражения, приведенного
в табл. 3.3.
Рис. 3.23. Рабочая зона
дальномерно - угломер-
Пусть в точках А и В (рис. 3.24) распола- Н011 системы
гаются угломерные устройства, обладающие оди-
наковой точностью Gai = сга2 = Со.- Выражение для расчета рабочей зоны та-
кой угломерной системы (см. табл. 3.3) содержит три неизвестных, и конту-
ры этой зоны могут быть построены только с помощью ЭВМ.
Размеры рабочей зоны любой системы возрастают при повы-
шении точности устройств, используемых для определения мес-
тоположения, и увеличении допустимой погрешности Омп.д. На
УглЬШИХ Дальностях> как следует из табл. 3.2, погрешность амп
Номерных систем увеличивается пропорционально квадрату
альности R, а угломерно-дальномерных — пропорционально R,
. ° приводит к сокращению размеров рабочей зоны. Этот эф-
ИхКТ Несв°йствен дальномерным системам, что обусловливает
Перспективность.
95-
4. БОРЬБА С ПОМЕХАМИ
В РЛС И РНС
4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Под помехами работе РЛС и РНС в дальнейшем понимаю
ся любые мероприятия, направленные на снижение эффекТИв’
ности систем (в первую очередь дальности действия и точности
измерения). К числу таких помех относятся собственно электпо
магнитные помехи, т. е. нежелательные воздействия электромаг-
нитной энергии, которые ухудшают или могут ухудшить показа-
тели качества работы РЛС или РНС; мероприятия по уменьше-
нию наблюдаемости целей, а также специальные приемы, нару-
шающие работу РЛС и РНС.
4.1.1. ВИДЫ ПОМЕХ
По характеру воздействия на РЛС и РНС помехи разделяют-
ся на пассивные и активные, а в зависимости от причины воз-
никновения помехи — на естественные (неорганизованные) и
умышленные (организованные).
Пассивные помехи. Помехи этого класса создаются отраже-
ниями от объектов, находящихся в зоне обзора РЛС и РНС. Ес-
тественные пассивные помехи возникают при отражении сиг-
налов от земной и морской поверхности; местных предметов;
метеообразований или гидрометеоров (дождь, снег, туман); ат-
мосферных неоднородностей (следы метеоритов в атмосфере,
молнии и т. п.). Примерами умышленных пассивных помех яв-
ляются облака дипольных отражателей или ионизированных
частиц, а также ложные цели.
К числу особенностей пассивных помех относятся: появление их только
при работе передатчика радиолокаторов; точечный или протяженный харак-
тер источников помехи; расположение источника помехи либо в одном раз-
решаемом объеме с полезной целью, либо в непосредственной близости от
цели; значительное превышение над собственными шумами приемника (Дй*
намический диапазон пассивных помех, т. е. отношение мощности пассивной
помехи к мощности шума Рпп/Рш, может достигать 90 дБ); отличие пассив-
ных помех от сигналов, отраженных от движущихся целей, из-за разных
динамических характеристик отражающих объектов (радиальная скорость,
ускорение и т. п.) или статистических характеристик (корреляционная фУнК'
ция или спектральная плотность) самих помех.
Пассивные помехи, действуя на радиолокатор, могут снижать эфФеК"
тивносгь его функционирования по нескольким причинам. Во-первых, из-за
превышения пассивной помехой смеси сигнала и шума происходит маски
ровка сигнала. Во-вторых, большая мощность пассивной помехи моЖеТ
96
цвести к насыщению приемного тракта и подавлению полезных сигналов.
е того, при наличии мощных помех повышается вероятность ложной
еБОги и ложного захвата целей. К изменению вероятности ложной тревоги
• йВОдит и непостоянство (нестационарность) мощности пассивных помех.
Активные помехи. Эти .помехи представляют собой электро-
магнитные колебания, которые создаются каким-либо источни-
ком на частотах, близких к рабочим частотам РЛС и РНС или
совпадающих с ними.
К естественным активным помехам относятся атмосферные
й космические шумы, собственный шум приемника, а также
промышленные помехи. Кроме того, мешающее воздействие
могут оказывать взаимные помехи, т. е. сигналы близко рас-
положенных РЛС и РНС. Борьба с естественными активными
помехами, особенно с взаимными, ведется методами электро-
магнитной совместимости радиоэлектронных средств.
Организованные активные помехи создаются специальными
передатчиками, предназначенными для воздействия на прием-
ники РЛС и РНС.
Различают активные прицельные помехи, спектр которых
концентрируется около несущей частоты подавляемой системы;
заградительные с широким спектром, занимающим определен-
ный диапазон частот, в котором работают подавляемые РЛС
и РНС, и ответные, представляющие собой переизлученные по-
становщиком помех принятые сигналы РЛС и РНС.
В зависимости от характера воздействия на РЛС и РНС
активные помехи подразделяют на маскирующие, имитирующие
и подавляющие. Маскирующие активные помехи представляют
собой шумовой или модулированый по какому-либо парамет-
ру сигнал, который, попадая на вход приемника подавляемой
системы, искажает полезный сигнал, принимаемый одновре-
менно с помехой. Поэтому после приемного тракта радиосисте-
мы выделить полезный сигнал трудно или просто невозможно.
Маскирующие помехи могут быть как узкополосными, так и
широкополосными. Имитирующие помехи, обычно имеющие
узкий спектр, по форме близки .к сигналам подавляемой радио-
электронной системы и создают ложные сигналы и отметки це-
лей. Подавляющие помехи оказывают мешающее действие из-за
энергетического превышения помехи над сигналом. Для такого
подавления необходимы помехи большой мощности, что проще
Реализовать в узком диапазоне частот.
При спектральной плотности сигнала Gc(f) и помехи Gn(f)
Для подавления требуется, чтобы Gn(f)/Gc(f) где Кп—
Коэффициент подавления помехи в аппаратуре РЛС и РНС.
Если помеха занимает полосу частот Afn, то необходимая для
Подавления мощность помехи в месте нахождения подавляемой
Радиосистемы Pn~Gn(f) Таким образом, чем больше
Afn и /Сп, тем большая мощность Рп нужна для подавления ра-
7—5360
97
диосистемы. Это значит, что заградительные помехи являют
более энергоемкими, чем прицельные. Однако при использов^
нии прицельных помех необходимо обеспечить точную настшт'
ку помехи на несущую частоту сигнала РЛС или РНС и соцп-^
вождение этого сигнала по частоте. Заградительные помех'
подавляют все радиосистемы в заграждаемом диапазоне, а пгт
цельные подавляют только ту радиосистему, которая сопровож"
дается по частоте.
Помеховые сигналы могут быть непрерывными (модулиро^
ванные гармонические колебания и излучение шума) и импульс-
ными. При создании непрерывных помех применяют амплитуд,
ную (AM), частотную (ЧМ), амплитудно-частотную и шумо-
вую модуляции. Действие AM помех приводит к искажению
полезного сигнала, а также перегрузке УПЧ, вызывающей подав-
ление сигнала. Действие ЧМ помехи на приемник радиосистемы
подобно действию сигнала спектроанализатора. При этом
спектр помехи в зависимости от индекса ЧМ сосредоточен в
пределах удвоенных значений девиации частоты или частоты
модуляции. При нескольких модулирующих частотах или мо-
дуляции спектром частот на выходе приемника радиосистемы
появляются комбинационные сигналы различных частот, <в том
числе в звуковом диапазоне (тональные помехи). Все перечис-
ленные непрерывные помехи являются прицельными.
Помехи, основанные на использовании шума, называют шу-
мовыми. Возможны два вида таких помех. При модуляции
шумом несущего колебания по какому-либо параметру формиру-
ются AM или ЧМ шумовые помехи или их комбинация. Шумо-
вые помехи маскируют и подавляют полезные сигналы, а так-
же изменяют уровень ложных тревог в радиолокационных
приемниках. Они обычно являются заградительными. При непо-
средственном излучении шума генерируется прямошумовая по-
меха, которая в зависимости от ширины спектра может быть
как прицельной, так и заградительной.
Импульсные помехи представляют собой импульсы пример-
но той же формы, что и у подавляемой радиосистемы, но с до-
полнительной модуляцией по длительности, периоду повторения
или амплитуде. Различают синхронные импульсные помехи,
когда частота повторения импульсов помехи равна или кратна
частоте повторения импульсов подавляемой системы, и несин-
хронные, когда частоты повторения импульсов помехи и сигна-
ла различаются. Синхронные помехи создают ложные сигналы,
которые при плавном изменении фазы, частоты или задержки
создают эффект перемещения ложных целей, т. е. эти помехи
являются имитирующими. Несинхронные импульсные помехи
имеют вид последовательности импульсов, параметры которых
случайны и создают хаотическую импульсную помеху (ХИП)-
Такие помехи маскируют и подавляют сигналы радиоэлектрон-
ных систем.
98
Кроме перечисленных применяют и -ответные импульсные по-
хи когда передатчик помех работает в режиме ответчика-
^транслятора. Такие помехи могут быть однократными при из-
учении одного импульса в ответ на каждый принятый сигнал
^многократными при генерации серии мешающих импульсов в
\вет на каждый принятый сигнал. Переизлучая принятый сиг-
аЛ? можно создавать эффективные помехи системам автомати-
ческого сопровождения по дальности, скорости и угловым коор-
динатам путем изменения при ответе таких параметров излу-
чаемых помеховых сигналов, как их несущая частота, задержка
во времени или частота амплитудной модуляции. Совместив-
ответный сигнал с полезным, затем плавно изменяют (уводят)
параметры ответного сигнала, поэтому такие ответные помехи
называют уводящими.
Активные помехи генерируются передатчиками помех, в со-
став которых входят ГРЧ, модулятор и блок управляющего
или модулирующего напряжения. В качестве последнего мот
жет использоваться разведывательный приемник или анализа-
тор параметров сигнала подавляемой радиосистемы.
4.1.2. НАБЛЮДАЕМОСТЬ ЦЕЛЕЙ ПРИ ПОМЕХАХ
Одним из важнейших результатов воздействия помех на*
РЛС является ухудшение наблюдаемости цели на фоне помехи,
т. е. снижение контраста цели и, как следствие, снижение ка-
чества обнаружения сигнала, отраженного от цели.
Наблюдаемость цели на фоне пассивной помехи. Если обна-
руживаемая цель находится в одном элементе разрешения с ме-
шающим объектом, то наблюдаемость цели qn определяется
отношением мощностей сигналов от обнаруживаемой Рп.с и
мешающей Рм.с целей на входе приемника РЛС или отноше-
нием средних ЭПР Sqi и S02 этих целей:
Qh Рп-с/Л™ Sq\/Sq2.
Для снижения qn до значений, меньших единицы, необхо-
димо либо уменьшить ЭПР цели Soi, например, придавая це-
ли малоотражающую форму, либо увеличить ЭПР мешающе-
го объекта S02, например, располагая рядом с целью сильно^
отражающие объекты: дипольные помехи, ложные цели в ви-
де уголковых отражателей, пассивные антенные решетки, лин-
зы Люнеберга и т. п. Наблюдаемость обнаруживаемой точеч-
ной цели на фоне естественных пассивных помех таких, как
поверхность Земли или облака гидрометеоров, зависит от
‘размеров элемента разрешения и, следовательно, обратно про-
порциональна первой степени расстояния до поверхностного'
элемента разрешения и второй степени расстояния до объемно-
г° элемента.
7*
99>
Рис. 4.1. Взаимное расположение РЛС, цели (Ц) и постановщика
(ПП)
Наблюдаемость цели на фоне активной помехи. В общем
случае цель Ц и постановщик активных помех ПП находятся
в различных точках пространства М и N (рис. 4.1). В точке О
расположена РЛС, которая принимает полезный сигнал по
главному лучу, а мешающий сигнал — по боковым лепесткам
ДНА. Мощности этих сигналов определяются соотношениями.
PpCaip (ац> Рц) ЩрСагр (ац>
(4л)3/? ц4
Рц) 'П2р^'2*5о
КгР гДаш (ар> Рр) Л1пб?а2р (ап> Рп) 'Пгр^'2
м.с
2
П
где Рр, Рп и T]ip, т]ш — мощности передатчиков и КПД переда-
ющих антенно-фидерных трактов РЛС и постановщика помех;
Gaip и Ga2p— КПД передающей и приемной антенн РЛС;
Gam — КНД передающей антенны^ постановщика помех; /?ц и
— дальности до цели с ЭПР So и с постановщика помех;
ац, и рц, рп—азимуты и углы места цели и постановщика
помех; /<п— коэффициент подавления помехи в РЛС. Контраст
цели на фоне помех определяется отношением мощностей по-
лезного и мешающего сигналов:
1 РрЩр Gaip (оСц, Рц) Ga2p (ац, рц) So^n2
4л РпЩп Gam (ар> Рп) Ga2p (ап> Рп) Кп-^ц4
Если считать, что цель и радиолокатор находятся в главных
лепестках ДНА РЛС и постановщика помех, то Gaip(czu, рц)^
= Gaop и Gain(ap, Pp) = Gaon. Отношение Ga2p(a4, ₽4)/Ga2P(an, Рп)
зависит от взаимного расположения цели и постановщика по-
мех. Здесь возможны две крайние ситуации. В первой из них
цель и генератор помех находятся в одной точке (совмещенная
помеха), т. е. цель содержит генератор помех и тем самым
реализует самоприкрытие. Тогда Ga2p(a4, P4) = Ga2P(an, Рп) й
Поэтому
^п.с _ 1 ^р'Пщ Gaop So
Рм.с РРПп Gaon КпЯц
100
В ситуации самоприкрытия эффективность помехи тем вы-
чем больше расстояние от радиолокатора до цели, и па-
дает по мере сближения с РЛС.
Вторая ситуация соответствует действию помехи по боковым
депесткам ДНА РЛС. В этом случае
ОагрСоСп, Рп)/Са2р (ац, Рц)=Кб.л2,
где Кб.л— уровень боковых лепестков ДНА радиолокатора.
Тогда ~
£mc_ = _l РРП1Р б?аОр 1 30/?п2
Вм>с 4л пЛш ^аоп Кб.л КпКц*
и степень воздействия помех тем сильнее, чем больше уровень
боковых лепестков.
Таким образом, эффективность активной помехи опреде-
ляется энергетическими факторами PpT]ipGaopSo/(РпЛшСаоп) >
уровнем боковых лепестков ДНА радиолокатора Кб.л, взаим-
ным расположением цели и постановщика помех Rn/Кц и сте-.
пенью защищенности РЛС от данного вида активных помех Кп<
4.2. СПОСОБЫ ОСЛАБЛЕНИЯ
НАБЛЮДАЕМОСТИ ОБЪЕКТОВ ПРИ
ПАССИВНЫХ ПОМЕХАХ
Основываясь на понятии наблюдаемости, можно предло-
жить ряд способов, применение которых существенно затруд-
няет обнаружение целей. При обнаружении на фоне пассивных
помех наибольший интерес представляют такие средства ослаб-'
ления наблюдаемости, как уменьшение ЭПР или собственного
электромагнитного излучения защищаемого объекта (ракета,
самолет, корабль, сооружение), а также маскировка послед-
него.
4.2.1. УМЕНЬШЕНИЕ ЭПР ЗАЩИЩАЕМЫХ ОБЪЕКТОВ'
Для уменьшения отражения электромагнитной энергии за-
щищаемому объекту придают специальную малоотражающую
форму и применяют поглощающие и интерференционные про-'
тиворадиолокационные покрытия.
Малоотражающие формы объектов. Согласно принципам
геометрической оптики отражение от объекта уменьшается, если
отсутствуют плоские, цилиндрические и конические детали кон-
струкции, нормаль к поверхности которых совпадает с направ-
лением на радиолокатор, а также отсутствуют угловые кон-
струкции. Кроме того, можно применять экраны специальной
Формы для временного прикрытия цели, а поверхность объек-
Та Делать рельефной для рассеяния падающих радиоволн в
сторону от направления их прихода.
101
Можно управлять и ДОР объекта, если, например, покрыть его пове
ность металлическими полосками, наклеенными на изоляционный материа '
который нанесен на поверхность объекта, и, соединив их, как обкладки коц*
денсатора, с индуктивностью и сопротивлением, получить колебательный
контур. Этот контур можно настраивать на частоту падающих радиоволн
а увеличивая с помощью сопротивления затухание в контуре, можно изме'
пять ДОР объекта, чтобы уменьшать переизлучение в сторону источника
радиоволн.
Применение поглощающих противорадиолокационных по-
крытий. Действие этих покрытий основано на превращении
энергии падающих на объект радиоволн в тепловую и плохом
отражении падающих радиоволн. Отражение радиоволн от по-
верхности раздела двух сред — свободного пространства и ма-
териала покрытия — зависит от коэффициента отражения
Хотр= ?о) / (z+.Zo) »
где z0 = prpo/£o> z = y ц/е = 120л — волновые сопротивления
свободного пространства и покрытия. Выражая коэффициент
отражения через относительные диэлектрическую в'=е/е0 и
магнитную р,' = р,/цо проницаемости материала покрытия, где
&о и Цо — электрическая и магнитная постоянные свободного
пространства, получаем
А'отР = (Ке//ц/— OAKe'/lx' + l).
Следовательно, для того чтобы Котр=0, необходим материал
покрытия с что является условием полного поглощения
радиоволн. Этому условию удовлетворяют ферромагнетики и
вещества с большими потерями, представляющие собой смесь
частиц поглощающего вещества с изолирующим из немагнит-
ного диэлектрика. Такие однослойные покрытия поглощают
волны дециметрового и метрового диапазонов. В сантиметро-
вом диапазоне эффективны многослойные покрытия с перемен-
ными от слоя к слою параметрами (рис. 4.2, а). Для уменьше-
ния отражения от границы первого слоя и увеличения поверх-
ности покрытия используют рельефы, структура которых пред-
ставляет собой набор конусов или пирамид с углами при вер-
шине 0<6О°. Коэффициент отражения таких покрытий в
диапазоне длин волн 3 ... 10 см не превышает одного процента.
Применение интерференционных противорадиолокационных
покрытий. Эти покрытия имеют такую толщину, при которой
ЭПР объекта снижается из-за взаимного ослабления радио-
волн, отразившихся от поверхности покрытия foTpi и поверхно-
сти объекта ^отрг (рис. 4.2, б). Для получения такого эффекта
необходимо, чтобы эти волны складывались в противофазе.
Поэтому толщина слоя покрытия должна быть равна нечетно-
му числу четвертой длины волны Z=0,25Xn'(2n—1)/ К е'р7, г^е
102
Рис. 4.2. Примеры защитных покрытий
— длина волны в покрытии, а п=1, 2, 3,... Если обозначить
через vn поглощение при прямом и обратном прохождении по-
крытия, то необходимо, чтобы '&п=—1п|/СОТр|. Интерференци-
онные покрытия работоспособны в узком диапазоне радиоволн
и при небольшом отклонении направления прихода радиоволн
от нормали к поверхности покрытия. Так как такое покрытие
должно также поглощать энергию радиоволн, то в него обычно
добавляют ферромагнетики. Для расширения диапазона частот,
на которых эффективны эти покрытия, их делают многослойны-
ми, причем толщина каждого слоя выбирается из условий по-
глощения радиоволн определенной длины. Обычно используют
интерференционные покрытия из смеси каучука и карбониль-
ного железа. Например, в диапазоне 3 ... 3,4 см покрытие имеет
толщину 2 мм, удельную массу 7 кг/м2 и поглощение около
0,1%. Общий недостаток противорадиолокационных покрытий—
недостаточная широкополосность и значительная масса.
4.2.2. УМЕНЬШЕНИЕ СОБСТВЕННОГО РАДИОИЗЛУ-
ЧЕНИЯ ОБЪЕКТОВ И ВЛИЯНИЕ ИОНИЗИРОВАННЫХ
ОБЛАСТЕЙ АТМОСФЕРЫ
Уменьшение собственного радиоизлучения. Как указывалось
в п. 3.1.1, интенсивность собственного радиоизлучения объекта
тем больше, чем выше его температура, поэтому для снижения
излучения скоростных атмосферных ЛА и ракет необходимо
использовать теплоизолирующие материалы, которыми покры-
вают наиболее сильно нагревающиеся части их конструкции.
Морские и наземные объекты можно маскировать с помощью
аэрозольных и дымовых завес, поглощающих энергию радиоиз-
лучения. Для маскировки ЛА и наземных объектов применяют
также специальные ложные цели, излучающие радиосигналы
•значительной мощности или имеющие большую температуру
103
(осветительные ракеты, трассирующие устройства, взрыв
ющиеся и сгорающие объекты).
Влияние ионизированных областей атмосферы. Ионизапи
содержащихся в атмосфере газов происходит при нагреваниЯ
их летящим с высокой скоростью ЛА и выхлопными газами ег
двигателей. Кроме того, ионизация газов атмосферы возможна
при сгорании горючих веществ или взрывов в атмосфере.
Степень влияния ионизированных областей на прохождение радиоволн
зависит прежде всего от удельной концентрации электронов N3, которауЯ
определяет коэффициент преломления радиоволн в атмосфере
« 1—81N3f~2. По мере повышения концентрации N3 коэффициент пре-
ломления п изменяется от единицы, когда радиоволны свободно проходят
через данную область, до нуля, когда происходит полное отражение радио-
волн. Частота радиосигнала, при которой происходит его отражение, назы-
вается критической и определяется соотношением fKp~9 N3.
Проходя через область ионизации, радиоволны изменяют
траекторию и поглощаются. В зависимости от NQ может про-
исходить рефракция или отражение. Поэтому ЭПР летательных
аппаратов могут увеличиваться за счет отражения радиоволн
от ионизированных следов. Однако специально созданные об-
ласти ионизации могут маскировать цели с малыми ЭПР.
Концентрацию электронов в атмосфере на несколько часов
можно увеличить с помощью высотных (до 500 км) ядерных
взрывов, при которых, кроме того, образуются новые радиаци-
онные пояса вокруг Земли. При этом изменяются условия рас-
пространения радиоволн в атмосфере и нарушается функциони-
рование радиосистем, в частности уменьшается дальность дей-
ствия систем, работающих на мириаметровых и декаметровых
волнах. Системы, использующие гектометровые и километро-
вые волны, распространяющиеся над поверхностью Земли, не
испытывают влияния изменения концентрации электронов в ат-
мосфере.
4.2.3. ПРОТИВОРАДИОЛОКАЦИОННАЯ МАСКИРОВКА
ОБЪЕКТОВ
Противорадиолокационная маскировка позволяет предот-
вратить обнаружение защищаемых объектов радиолокационны-
ми системами. Для этого с помощью специальных отражателей,,
имеющих значительные ЭПР, искажается картина отражения
радиоволн в окрестности защищаемого объекта. Например,
слабоотражающие водные поверхности и поверхности бетони-
рованных шоссе и взлетно-посадочных полос могут быть за-
маскированы группами уголковых отражателей или линз Лю-
неберга, установленных на поплавках, специальных штангах
или подвешенных на троссах. При этом на радиолокационной
104
□Сражении искажается конфигурация береговой черты, обра-
й3юТся ложные острова или полуострова, ликвидируются зали-
т озера, реки, автострады и т. д. Кроме того, для маскировки
₽бъектов можно использовать провалы в зонах видимости ра-
0 одокационных систем, образующиеся в результате затенения
ясти пространства растительностью и неровностями рельефа.
Очевидно, что положение и размер зон радиолокационного за-
тенения в сильной степени зависят от соотношения высоты
дОдвеса антенны РЛС и высоты, образующей тень неровности
Земли.
Маскировка естественными пассивными помехами. Степень
контраста между полезной целью и фоном, образуемым пас-
сивной помехой, зависит от отношения средних ЭПР цели и
фона и уменьшается с увеличением размера элемента разреше-
ния, т. е. длительности импульса и ширины ДНА радиолокато-
ра. Кроме того, зависимость поперечного размера элемента
разрешения от дальности приводит к снижению радиолокацион-
ного контраста с увеличением расстояния до цели, замаскиро-
ванной пассивной помехой.
Маскировка искусственными пассивными помехами. Зама-
скировать свой объект, например ЛА, можно, используя полу-
волновые вибраторы или диполи, выполненные из металлизиро-
ванной бумаги, алюминиевой фольги, металлизированного
стекловолокна или полимерных нитей. Длина диполя выби-
рается несколько меньшей Z/2. Степень укорочения длины ди-
поля I зависит от его поперечных размеров диаметра d для
круглых диполей или ширины b для плоских. Коэффициент
укорочения l/d для круглых диполей и 41/Ь для плоских обыч-
но лежит в пределах 0,46 ... 0,48. Заготовленные диполи укла-
дывают в специальные пакеты или капсулы и при необходимо-
сти маскировки объекта выбрасывают или выстреливают в
атмосферу. При раскрытии упаковки диполи рассеиваются,
образуя медленно снижающееся облако дипольных помех.
Например, для диполей в виде круглых посеребренных нитей
нейлона диаметром 90 мкм с плотностью 1300 кг/.м3 средняя
скорость снижения в атмосфере составляет 0,6 м/с.
Интенсивность отражения от одного полуволнового диполя
определяется углом 0 между вектором Е и осью диполя
Км. табл. 2.1). В облаке диполей их ориентация становится
произвольной, изменяющейся случайным образом. Поэтому
средняя по всем значениям 0 ЭПР диполя 5о=О,17 2?. Для об-
разования облака с ЭПР, не меньшей ЭПР маскируемой цели
в упаковке должно быть не меньше = Sou/O,17V
Диполей. Если ввести концентрацию диполей в единице
объема п, то ЭПР одного элемента разрешения S0x==0,17 №nv,
Де — объем элемента разрешения (см. п. 2.3.4). Среднее
поло диполей, приходящихся на длину элемента разрешения,
105
равно 7VH= (сти/2) (ппПуп/А^п), где пп —число одноврем
сбрасываемых пачек (упаковок) диполей, а Д/?п— рассто^0
между соседними сброшенными пачками, равное произвел^11*6
скорости постановщика помех Уп на интервал сбрасывани Й1°
Обозначим через Kc=nn/&.Rn=nn/Vatn число пачек дипол •
сбрасываемых за единицу пройденного постановщиком ПоЛИ’
пути. Тогда ЭПР дипольной помехи Мех
Sf)z = SgNи = 0,17%2 (СТп/2) ЦупАс- 'М
Если подавляемая пассивными помехами РЛС может ослаб
лять мощность пассивных помех в Кп раз, то для получени
такой же ЭПР число диполей нужно также увеличить в К
раз. п
Упаковки диполей разбрасываются с ЛА с помощью автоматов сбрасы-
вания электромеханического или пневматического типа. Для организации
пассивных помех с наземных пунктов или судов используют автоматы раз-
брасывания пиротехнического типа, выстреливающие упаковки диполей. Су-
ществуют также автоматы, нарезающие и рассеивающие диполи в процессе
полета ЛА. В упаковку обычно укладывают диполи нескольких размеров
.для создания пассивных помех РЛС различных диапазонов волн. Исполь-
зуются также длинные металлизированные ленты, подвешенные к парашю-
там, а тонкие метализированные нити, свернутые первоначально в спирали
и развертывающиеся в воздухе.
Для маскировки очень эффективны уголковые отражатели,
объединенные в группы по четыре или восемь штук. Обладая
.значительной ЭПР, слабо меняющейся в диапазоне углов
±40°, они могут имитировать точечные, а при групповом рас-
положении и распределенные цели. Высокая степень переизлу-
чения уголковых отражателей обеспечивается при точной пер-
пендикулярности граней. При отклонении грани от перпенди-
куляра на 1° ЭПР снижается в 2 ... 5 раз. Вместо уголковых
отражателей также успешно используют биконические отража-
тели, линзы Люнеберга и пассивные антенные ретрансляцион-
ные решетки.
4.3. РАДИОТЕХНИЧЕСКАЯ РАЗВЕДКА
Для повышения эффективности радиоэлектронного подавле-
ния (РЭП) при создании умышленных помех необходимо пра'
вильно оценить тактическую ситуацию, т. е. определить распо-
ложение РЛС и РНС и их технические параметры. Для этого
используют устройства радиотехнической разведки (РР)-
единив средства пассивного и активного радиоэлектронного п°
.давления с устройствами радиотехнической разведки на баз
специализированных быстродействующих вычислителей, моЖй
создать комплексы.
106
рйС 4.3. Структурная
схема разведывательного
приемника
-----* п Г
Устройства РР служат для обнаружения сигналов радио-
истем, анализа их параметров и пеленгации источников.
Обычно такое устройство содержит антенну А, разведыватель-
ный приемник Прм, анализатор параметров сигналов с памятью
дС и устройство измерения пеленга П (рис. 4.3). Кроме того,
в устройства РР могут входить специализированный вычисли-
тель СВ и устройство управления передатчиком помех УП,
особенно при создании ответных помех. Антенна должна обес-
печивать работу устройства РР в заданном диапазоне частот и
иметь низкий уровень боковых лепестков. Приемник, обладаю-
щий достаточной чувствительностью и избирательностью, поз-
воляет обнаруживать радиосигналы в заданном частотном диа-
пазоне за фиксированное время. Важной характеристикой раз-
ведывательных приемников является способ поиска сигнала в
рабочем диапазоне частот.
Анализатор - сигналов может определять частоту сигнала и
параметры модуляции, например при импульсном излучении —
длительность импульса, частоту повторения, девиацию частоты,
вид внутриимпульсного кодирования и т. п. Устройства РР фик-
сируют факт облучения объекта радиосигналом или работы
радиосистем и определяют их местоположение и параметры ра-
диосигнала.
Среди устройств РР отдельную группу составляют приемники, служащие
Для предупреждения об облучении объекта радиосигналами (ПО). Прием-
ники ПО выполняют функции приема и опознавания сигналов, а также оп-
ределения пеленга источника излучения и устанавливаются на ЛА, кораб-
лях и наземных объектах. Обычно приемники ПО выдают звуковую или ви-
зуальную индикацию об облучении объекта, типе сигнала и пеленге источни-
ка сигналов.
Приемники РР собирают информацию о параметрах радио-
электронных систем и их местоположении для настройки гене-
раторов активных помех на источники излучения или для проек-
тирования систем радиопротиводействия.
Разведывательные приемники. Различают приемники пря-
мого усиления и супергетеродинного типа как с последователь-
ным, так и с параллельным анализом спектра частот, а также
нкустооптические приемники.
Одноканальные приемники прямого усиления состоят из УРЧ, детектора,
^34 и анализатора спектра. В многоканальных приемниках используется ряд
Приемных каналов с узкополосными УРЧ, перекрывающих анализируемый
диапазон радиочастот.
Супергетеродинные приемники с многократным преобразованием
позволяют получить большие чувствительность и избирательность 1тЧаСТ°т^
* ГТГч
емники прямого усиления. В таких приемниках обычно применяют
полосные тракты усиления по радиочастоте и первой промежуточной Р°Ко*
те, а последующие ступени УПЧ делают узкополосными и с их
анализируют просматриваемый частотный диапазон. При последовате
анализе диапазона частот используют изменение частоты одного из ге-ЯвИ
динов, а при параллельном — многоканальный УПЧ, каждый канал Кото -I
выполняет функцию узкополосного фильтра и отличается от других к °!
лов частотой настройки. Имеется также разновидность супергетеродинн
приемника со сжатием сигнала при быстрой перестройке частоты гетеродин^
Формируемые при этом ЛЧМ сигналы, проходя через сжимающий фильт *
укорачиваются во времени, что улучшает разрешение анализатора. Можно
использовать и матричные супергетеродинные приемники с многократным
преобразованием частоты и параллельной фильтрацией на всех промежуточ-
ных частотах.
Акусто оптические приемники основаны на акустооптических преобразова-
телях, например ячейках Брегга. Сигнал приемника в ячейке Брегга преоб-
разуется в акустический сигнал, а сама ячейка просвечивается лучом лазера.
Прошедший через ячейку световой поток линзой направляется на матрицу
фотодиодов. Взаимодействие в ячейке акустических волн и светового потока
лазера зависит от частоты выходного сигнала приемника, при изменении
которой меняется угол отклонения луча. Таким образом осуществляется
частотный анализ сигнала.
Кроме того, можно использовать приемники с так называемым мгновен-
ным измерением частоты с помощью корреляционной схемы, на один вход
которой подается анализируемый сигнал, а на другой — тот же сигнал, но
через линию задержки. Относительный сдвиг фаз двух сигналов при этом
пропорционален частоте анализируемого сигнала и влияет на вид корреляци-
онной функции. Коррелятор подключается к АЦП и дальнейшая обработка
ведется в специализированном вычислителе.
Дальность действия разведывательного приемника опреде-
ляется его чувствительностью или пороговой мощностью. При
обнаружении излучения радиосистемы по главному лепестку
У (4-).Ртр
где Рр — мощность передатчика радиосистемы; Gap и Gan""
КНД антенны радиосистемы и разведывательного приемника;
Лр> Лп — КПД антенно-фидерного тракта радиосистемы и при-
емника; Рпор — чувствительность разведывательного приемника.
При обнаружении излучения радиосистемы по боковым лепест-
кам ДНА, имеющим уровень Кб.а,
D _____ 1/* ^pGapnpK6^GnHiA2
^max0“ ' (4л)3РПОр
и дальность действия уменьшается пропорционально V
108
п0йство измерения пеленга. Пеленгацию источника мож-
^сТ днить с помощью ненаправленных антенн (фазовым ме~
но ры^°йЛЙ остронаправленных (амплитудным методом), когда
тодоМ) ся круговой или секторный просмотр главным лепест'
теины разведывательного приемника заданного прост-
^а При этом для приема сигналов радиосистемы, ДНА
РаНСТой* в свою очередь, перемещается в пространстве, необхо-
к°т°Р й^еть либо очень большую, либо очень малую скорость
#йМЗения луча разведывательного приемника по сравнению с
^овой скоростью ДНА пеленгуемой радиосистемы. В самом
в первом случае при ширине луча радиосистемы ф0,5Р и
Sodocth обзора QP время облучения разведывательного прием-
Сика 710бл=фо,5 р/Пр. За это время антенна разведывательного
поиемника должна один раз пересечь направление на радиоси-
стему, т. е. 3607£2п<Л>бл, где Qn — скорость обзора приемника.
За это время антенна разведывательного
При медленном вращении антенны разведывательного приемни-
ка нужно, чтобы за время одного оборота ДНА радиосистемы
антенна разведывательного приемника повернулась не более
чем на ширину ДНА приемника ф0(5п, т. е. фо,5/йп<3600/йр.
С другой стороны, за время видимости радиосистемы необходи-
мо принять несколько импульсов п радиосистемы, т. е. фо,5п/
Йп>п7п.р, где Тп.р — период повторения импульсов радиоси-
стемьп
Местоположение источника излучения определяется угломер-
ным методом с помощью нескольких разнесенных в пространст-
ве приемников или перемещения в пространстве одного прием-
ника.
4.4. БОРЬБА С ПАССИВНЫМИ ПОМЕХАМИ
Для борьбы с пассивными помехами (мешающие сигналы от
неподвижных или медленно перемещающихся целей) исполь-
зуется то обстоятельство, что полезные сигналы, т. е. сигналы,
отраженные от представляющих интерес целей (самолеты, вер-
толеты, наземные транспортные средства, корабли и т. п.), по-
ступают на вход приемника радиолокатора, как правило, с
частотой, измененной на значение доплеровского сдвига несу-
4.4.1. УМЕНЬШЕНИЕ ВЛИЯНИЯ ПАССИВНЫХ ПОМЕХ
В КАНАЛАХ ВЫСОКОЙ И ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТ
Борьба с пассивными помехами требует прежде всего ослаб-
ления мешающих отражений, принимаемых антенной радиоло-
атора, и сужения динамического диапазона помех для преду-
беждения перегрузки приемного тракта. Первая из указанных
адач наиболее часто встречается тогда, когда наземный радио-
109
локатор должен обнаруживать только воздушные цели, напри
мер в системах УВД.
Методы ослабления мешающих отражений. Для уменьшу
ния интенсивности сигналов, отраженных от расположенных
земной поверхности объектов, находят применение два основных
метода. Первый заключается в отклонении ДНА радиолокатор^,
вверх и позволяет улучшать отношение мощностей полезного ц
отраженного сигналов на 15... 20 дБ. Однако при широких
ДНА нижняя кромка диаграммы все-таки облучает земную
поверхность и принимает отраженные от нее сигналы. ДЛя
уменьшения интенсивности этих отражений применяют второй
метод — метод компенсации. При этом компенсация пассивных
помех основана на использовании двулучевых антенн (рис. 4.4)
и высокой степени корреляции принимаемых по нижнему узко-
му / и верхнему широкому 2 лучам ДНА сигналов, отражен-
ных как от земной поверхности, так и от расположенных на ней
объектов. Принятые с одинаковых дальностей и углов места
сигналы с выходов соответствующих антенн вычитаются в ком-
пенсаторе К. Остаточное напряжение пассивной помехи после
приема Прм подается на анализатор Ан, который формирует
сигнал, поступающий на управляющее устройство УУ. Под дей-
ствием этого сигнала УУ выбирает такое соотношение весовых
коэффициентов каналов компенсатора К, при котором пассив-
ные помехи от одного источника, но принятые по двум лучам
ДНА максимально компенсируются. Таким методом можно при-
мерно на 23 дБ уменьшить мощность пассивной помехи от зем-
ной поверхности и расположенных на ней объектов.
Уменьшение динамического диапазона пассивных помех.
Для решения этой задачи обычно применяют временную авто-
матическую регулировку усиления (ВАРУ), синхронизирован-
ную по времени с зондирующими импульсами, а также мгно-
венную или быстродействующую регулировку усиления (МАРУ
и БАРУ). В последнее время все чаще используют аттенюато-
Рис. 4.4. Структурная схема приемного тракта радиолокатора с компенса
цией пассивных помех в тракте УРЧ
110
которые уменьшают уровень (мощность) пассивной поме-
приемном тракте по сигналам специальной системы управ-
дейия или по определенной программе. Управление ослабле-
нием, (усилением) выполняется в каждом элементе разрешения
рабочей зоны радиолокатора в соответствии с непрерывно об-
новляемым значением средней мощности пассивных помех, хра-
нимым в блоке памяти, т. е. в соответствии с так называемой
нартой помех.
4.4.2. ОБНАРУЖЕНИЕ ЦЕЛЕЙ НА ФОНЕ ПАССИВНЫХ
ПОМЕХ
Из теории обнаружения сигналов известно, что синтез обна-
ружителей движущихся целей (ОДЦ) на фоне коррелирован-
ных" гауссовских помех дает двуступенчатую структуру опти-
мального обнаружителя (рис. 4.5), состоящую из обеляющего
(декоррелирующего) фильтра и фильтра, оптимального для об-
наружения сигнала на фоне помехи с равномерным спектром.
Таким образом, специфика ОДЦ заключается в технической
реализации устройства обеления или режекции помехи, что за-
висит в основном от режима работы радиолокатора. Поэтому
все системы ОДЦ классифицируются в зависимости от режима
излучения и от того, какой сигнал используется: когерентный
или некогерентный (рис. 4.6). Наиболее эффективными являют-
ся когерентные режимы ОДЦ.
^йс- 4.6. Классификация обнаружителей движущихся целей
Ш
Рис. 4.7. Структурная схема
простейшего ОДЦ при непре-
рывном излучении когерентного
сигнала
ОДЦ при непрерывном
нии когерентного сигнала,
стейшем устройстве ОДЦ,
ющем в этом режиме (р:
антенна А излучает вырабаты^’
емый ГРЧ непрерывный немоп^
лированный сигнал ц.(гс
mi COS '(pi= СДтиСОЗ (<Во^*4~,фо1) ,
о
*!?лУЧе,
ПВ иро.
Работа
Гл . Ч4
ф1, (Во И (poi — соответственно
амплитуда, фаза, круговая частота
и начальная фаза сигнала. Отп?
женный сигнал с учетом запаздывания и ослабления можно
представить в виде
«2(0 = um2 cos q2=Umr> cos [<DoG—M+<Poi], где t/ro2<[/
tR=2R.]c—время запаздывания. Попадая на входной контур
элемента сравнения сигналов — смесителя или детектора, отра-
женный д2(0 и опорный U\{t) сигналы создают биения с
литудой (рис. 4.8, а)
амп-
UTHZ — "VUm2~[-2Um\Uт2 COS (<Pj — ф2)
и фазой
<p2 = arctg
£7mi sin Ф1 -|- 77/П2 sin ф2
Umi cos q)j + Um2 cos ф2
Обозначим <pi—ф2=-(рд и учтем, что Umi>Um2. Тогда
Um2 ~ Uт\
1+^22-COS ф
и mi
= UmX-\-Um2 COS фд,
(4.1)
где срд=(Оо^?. Биения с амплитудой Umt (4.1) выделяются на
нагрузке элемента сравнения сигналов.
При отражении сигнала от неподвижной цели ^=const, по-
этому разность фаз (pA=2coo/?/C=const, постоянно и напряже-
ние постоянно (рис. 4.8, б).
Если цель движется и ее дальность меняется, например, по
закону R (Z) =7?о+^,^==^о+К^ то разность фаз опорного и при*
пятого сигналов записывается в форме
фд= (27?о/с)о>о— (2К/с)шо^=<Ро+йд£,
где ф0= (27?о/с)со0 — начальная фаза, а Йд^Ц—2VT/c)®o-" №
плеровский сдвиг частоты несущих колебаний, что приводит к
изменению Vmx.
Из сравнения рис. 4.8, бив видно, что при неподвижной це'
ли на выходе смесителя или детектора образуется постоянное
напряжение, а при движении цели выходное напряжение ЯВ'
ляется гармоническим с круговой частотой, равной Пд. Постоя11'
ная составляющая напряжения с выхода детектора не проход111
112
рис. 4.8. Векторная диаграмма сигналов на входе элемента сравнения (а), а
также векторные диаграммы и вид сигналов при неподвижной (б) и движу-
щейся (в) целях
Рис. 4.9. Спектры сигналов в
характерных точках схемы на
рис. 4.7
Рис. 4.10. Структурная схема когерент-
но-импульсного радиолокатора (а) и на-
пряжения в характерных точках этой
схемы (б): 1 — фазирование ГРЧ; 2 —
свободные колебания
через фильтр доплеровских частот ФДЧ, который пропускает
все гармонические составляющие в диапазоне заданных допле-
ровских частот 5Д min ... fsmax (рис. 4.9). На индикаторе можно
обнаруживать пришедшие сигналы и измерять Vr. Для изме-
рения не только радиальной скорости, но и дальности цели не-
обходимо модулировать зондирующий сигнал по какому-либо
Параметру. Наиболее распространена импульсная модуляция
амплитуды сигнала.
ОДЦ при импульсном излучении когерентного сигнала. Сущ-
ность когерентных методов при импульсном излучении, как и
При непрерывном, сводится к сравнению (на когерентном, ф»а-
3°вом или синхронном детекторе) когерентных опорного и от-
раженного сигналов. Изменение фазовых соотношений этих
8—5360
113
сигналов при движении цели является принципиальной осно-
вой ОДЦ. В когерентно-импульсном радиолокаторе (рис. 4.10, а)
в отличие от радиолокатора с непрерывным излучением сигна-
ла используется одна антенна А с переключателем прием — пе-
редача ППП и так называемый когерентный гетеродин КГ. Этот
гетеродин необходим для формирования опорного непрерывно-
го сигнала при воздействии на него импульсного сигнала ГРЧ.
Когерентность сигналов ГРЧ и КГ обеспечивает фазовая син-
хронизация (фазирование) колебаний КГ мощными импульса-
ми ГРЧ (рис. 4.10, б).
В режиме импульсного излучения необходимо учитывать
следующие особенности ОДЦ по сравнению с ОДЦ в режиме
непрерывного излучения: импульсный характер отраженного
сигнала и2(0_>^2(^—/гГп), где n=0, 1, 2...; формирование-
опорного сигнала когерентным гетеродином: UmiCosy^UmK.r\
Хсозфк-г’, образование биения только при наличии отраженных
импульсов, т. е. в интервалы времени пТп+?к^^пТп-рл+ти, и
отсутствие биений на отрезках времени nTn+tR+xn<Zt<nTa+
+tR.
В соответствии с этими особенностями изменяются вектор-
ные диаграммы и характер сигнала биений на нагрузке эле-
мента сравнения сигналов (рис. 4.11). При неподвижной цели
выходные сигналы представляют собой импульсы с неизменной
Рис. 4.11. Векторные диаграммы сигналов на выходе элемента сравнения й
характер выходных сигналов этого элемента до и после устранения по-
стоянной составляющей при неподвижной (а) и движущейся (б) целях
114
Рис. 4.12. Характер сигналов и спектров на выходе элемента сравнения сиг-
налов при неподвижной (а) и движущейся (б) целях, а также при смесит
их (в)
амплитудой, а при движении ее — импульсы, модулированные'
по амплитуде.
Анализ рис. 4.12 показывает, что для выделения сигналов
движущейся цели из смеси с коррелированной пассивной по-
мехой необходимо подавить на выходе фазового или когерент-
ного детектора все сигналы, не изменяющиеся по амплитуде
при переходе от одного периода повторения к другому. С уче-
том различий спектрального состава таких сигналов следует с
помощью режекторных (обеляющих) гребенчатых фильтров-
(РГФ) подавить все компоненты спектра, кратные частоте по-
вторения Fa.
4.4.3. МЕТОДЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ КОГЕРЕНТНОСТИ
ПРИ ОДЦ
Одной из основных проблем ОДЦ в когерентно-импульсных
Радиолокаторах является обеспечение когерентности опорного и:
зондирующего сигналов, что необходимо для выявления при их
сравнении эффекта движения целей. Различают когерентно-им-
пульсные радиолокаторы ОДЦ с внешней и внутренней коге-
рентностью (рис. 4.13). В радиолокаторах с внешней когерент-
ностью в качестве опорных используются сигналы, отраженные*
°т неподвижных предметов, расположенных в одном элементе*
Разрешения с движущимися целями (системы с совмещенной
8* 11&
Рис. 4.13. Классификация когерентных импульсных устройств ОДЦ
Рис. 4.14. Структурные схемы истинно (а) и псевдокогерентного (б) радио-
локаторов
помехой), или сигналы помехового гетеродина, фазируемые по-
мехой (системы с помеховым гетеродином). В радиолокаторах
с внутренней когерентностью источником опорного сигнала яв-
ляется когерентный гетеродин. В зависимости от направленй
фазовой синхронизации и от построения передатчика различаю
истинно- и псевдокогерентные радиолокаторы.
Истинно-когерентные радиолокаторы (рис. 4.14, а). Здес
когерентный гетеродин КГ представляет собой генератор непр®
рывных стабильных колебаний (например, кварцевый), а пер^.
датчик строится по схеме «умножитель частоты УЧ в п ра3
116
«-
В таких
лдитель мощности УМ». Зондирующий сигнал модулируется
V У амплитуде импульсами, подаваемыми на усилитель мощно-
F уМ передатчика. В качестве гетеродина супергетеродинного
спйемника используется умножитель частоты когерентного гете-
одина на п—1. Отличие на единицу коэффициентов умножения
частоты в каналах формирования зондирующего сигнала и сиг-
ала гетеродина обеспечивает преобразование частоты приня-
того сигнала на промежуточную частоту, равную частоте КГ.
Сигналы с выходов КГ и УПЧ сравниваются в фазовом детек-
торе.
Псевдокогерентные радиолокаторы (рис. 4.14,6).
Г радиолокаторах когерентный гетеродин КГ фазируется сигнала-
ми однокаскадного передатчика ГРЧ, например магнетронного
типа. При этом начальная фаза радиомпульсов хаотично изме-
няется от периода к периоду повторения, поэтому в начале
каждого периода необходима фазовая синхронизация колебаний
КГ (см. рис. 4.10,5). Фазирование осуществляется радиоим-
пульсами ГРЧ, преобразованными на промежуточную частоту в
смесителе передатчика. Для сохранения фазовых соотношений
используется гетеродин, общий для передатчика и приемника.
Как и в истинно-когерентном радиолокаторе сигналы сравни-
ваются в фазовом детекторе.
4.4.4. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ УСТРОЙСТВ ПОДАВ-
ЛЕНИЯ ПАССИВНЫХ ПОМЕХ ПРИ ОДЦ
Как уже указывалось, полезный сигнал выделяется на фоне
пассивных помех путем либо подавления сигналов, неизменных
по амплитуде от периода к периоду повторения, либо режекции
в спектре сигналов составляющих, кратных частоте повторения
(рис. 4.15). В первом случае используются так называемые
устройства череспериодного вычитания (ЧПВ) или череспе-
риодной компенсации (ЧПК), а во втором — режекторные гре-
бенчатые фильтры (РГФ).
Простейшее устройство однократного ЧПВ (ЧПК). Пока-
жем, что это устройство подавления пассивных помех (рис.
4.16, а) обладает режекторной гребенчатой частотной характе-
ристикой. В соответствии с обозначениями рис. 4.16 Arz(£) =
—u2(t). Тогда если для сигнала Ui(Z) характерен спектр
в операторной форме S(p), а для сигнала u2(t) =щ(1—Гп) —
спектр S(p) ехр (—рТв), то &u(t) будет иметь спектр S(p) —
~'S (р) ехр (— рТп) =5 (р) [1 —ехр(—рТп)]. Следовательно, в опе-
раторной форме коэффициент передачи
К (р) = 1—ехр (—рТп).
Переходя от р к io, получаем коэффициент передачи устрой-
ства ЧПВ:
^(j<a) = l—ехр(—jfi)Tn) =2 ехр [j 0,5(л—соЛт)]] sin (®7п/2)|.
117
Рис. 4.16. Структурная схема
(а) и АЧХ (б) устройства
однократного ЧПВ
Ли6»)|, Gv< (ь>)
Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) устройства одно-
кратного ЧПВ имеет вид А(со) = | K(jco) | = 21 sin(соТц/2) |, а
фазочастотная характеристика <р (со) =arg К(jсо) = (д—а>Тп)/2-
Из рис. 4.16,6 следует, что АЧХ устройства однократного
ЧПВ (сплошная линия) не соответствует АЧХ оптимального
устройства обеления пассивной помехи, равной
= l/G}/“ (jco), где Gn-n(jco) —спектральная плотность мощно-
сти этой помехи. В полосах задержания или режекции (I) имеет-
ся проигрыш в подавлении помехи по отношению к оптимал
ному РГФ и пассивная помеха, представляющая собой naw
отраженных от неподвижной цели импульсов, не обеляется.
участках II (в полосах прозрачности) устройство ЧПВ так
проигрывает по сравнению с оптимальным РГФ, так как^ 0
подавляет сигналы полезных целей, т. е. требуется устроист
'.с более равномерной АЧХ.
118
Кроме того, из-за периодического повторения на частотной
оСи полос режекции АЧХ возникает явление так называемых
сдепых скоростей, когда сигналы, отраженные от движущих-
ся целей, подавляются устройством ЧПВ (ЧПК) так же, как
й сигналы от неподвижных объектов, и потому не могут быть
обнаружены. Причина этого явления в том, что при доплеров-
ских сдвигах частоты отраженного от цели сигнала, равных
яди кратных частоте повторения импульсов, составляющие
спектра этого сигнала попадают в полосу режекции устрой-
ства ЧПВ (ЧПК). В самом деле, нули частотной характери-
стики РГФ соответствуют условию sin (сопГп/2) =0 или
,(опТп/2 = ил, где п=0, 1, 2,... Следовательно, =
=2л(2Vrn/%), откуда слепая скорость равна
Vrn=n(K/2)Tn^ (4.2)
и соответствует перемещению цели за время Тп на целое число
полуволн.
Многократные и многоступенчатые устройства ЧПВ. Эти
устройства (рис. 4.17) используются для улучшения подавле-
119
ния пассивных помех. В общем случае на выходе
n-кратного вычитания образуется остаток вычитания
устР°йсТВа
п
1г=0
где I 1 = С/— биномиальный коэффициент, а само /г-кратцое
устройство череспериодного вычитания имеет АЧХ
Л"(со)=2п|5т(соГп/2)|я.
По мере увеличения кратности вычитания АЧХ становится все более
неравномерной в полосе прозрачности. Для устранения этого недостатка
обычно используют устройства многократного вычитания с дополнительными
обратными связями или рекурсивные РГФ (рис. 4.18). Выражения для АЧХ
приведенных на рис. 4.18 устройств имеют вид:
s „ sin (“Т'п/З)
я) К (а) = -у= ====-•,
У 1 —20 cos а>Тп + [г
________________________sin2 (мГп/2)___________________
0) Л (®) - у j + р2г + (Р1 + р2)г—2(1 + p2)(p,+0г) cos ШТп+202 cos 2й)7'п 1
ч . sin (соГп/2) X
«) К(®)— y1+pi2_2piCosco7'n
+ Рз2—4(33 cos со7п + 2 cos 2со7п
"Vр22+Р42+2р2 (1 — р4) coscoTn—2p4cos2corn ’
где а, б и в относятся к соответствующим схемам рис. 4.18.
Рис. 4.18. Функциональные схемы устройств многократного ЧПВ
120
устройства борьбы со слепыми скоростями. Для уменьше-
я влияния слепых скоростей на ОДЦ в соответствии с (4.2)
меняют во времени (вобулируют) либо длину волны (несу-
11 уЮ частоту), либо частоту (период) повторения. Поскольку
вобуляции несущей частоты требуется одновременно пере-
приемника и ге-
два фиксированных
^паивать ГРЧ (передатчик), входные цепи
моДИН, то предпочтение отдают вобуляции частоты повто-
рения.
В простейшем случае при вобуляции применяют
значения периода повторения (рис. 4.19). В нечетных периодах повторения
импульс синхронизатора Синх запускает передатчик Прд без задержки, а
сигнал с фазового детектора ФД приемного тракта задерживается перед
подачей на устройство ЧПВ на АТ. В четных периодах повторения задерж-
ка вводится в сигнал запуска передатчика. Поэтому зондирующие им-
пульсы излучаются с двумя периодами повторения Тп1 и ТП2, а поступающие
на устройство ЧПВ сигналы приводятся к одному периоду повторения Тп,
что позволяет использовать обычное устройство ЧПВ, настроенное на Тп.
При вобуляции периода повторения амплитуды сигналов от неподвижных
целей не изменяются, и эти сигналы подавляются при ЧПВ. При движении
цели амплитуды отраженных сигналов изменяются в соответствии с допле-
ровской частотой, однако если скорость цели равна слепой скорости при
Тя1, то амплитуда сигнала будет отличаться от нуля при ТП2 и наоборот.
Качество ОДЦ при вобуляции периода повторения удобно оценивать с
помощью скоростной характеристики, под которой понимают зависимость
сигнала движущейся цели на выходе устройства подавления пассивных по-
мех от доплеровского смещения частоты или от радиальной скорости цели.
При отсутствии вобуляции скоростная
характеристика совпадает с АЧХ
АТ
ВацпЛ^- Структурная схема устройства вобуляции частоты повторения (а),
*апа*евия в характерных точках схемы (б) и результирующая скоростная
FtlKTepHCTHKa
121
устройства подавления. Можно показать, что неравномерность скоростной
рактеристики (рис. 4.19, в) зависит от коэффициента вобуляции Кв=Тп1/т
т. е. Кн — f (Кв) - Первый нуль результирующей
находится на частоте AF0=nFni = mFП2, где п и
латаемые на множители числа.
Хц.
<, п2,
скоростной характеристик
т — простые целые не раз
Устройства кадрового вычитания. Обычные устройства
ЧПВ (ЧПК) не позволяют выделять на фоне пассивных помех
сигналы, отраженные от малоскоростных целей и особенно от
целей, движущихся в тангенциальном относительно радиоло-
катора направлении, так как при небольших доплеровских
сдвигах частоты спектральные составляющие этих сигналов по-
падают в области режекции АЧХ устройств ЧПВ (ЧПК). Ос-
новным способом селекции полезного сигнала в рассматрива-
емом случае является увеличение времени запоминания в
устройствах вычитания до значения, при котором заметно про-
является движение цели. Чаще всего время запоминания вы-
бирают равным периоду сканирования луча антенны (периоду
обзора) или так называемому времени кадра. Соответствую-
щие устройства носят название устройств кадрового вычита-
ния. Достоинством их является чувствительность к движению
целей со слепыми скоростями. Однако меньший коэффициент
кадровой корреляции по сравнению с междупериодным приво-
дит к уменьшению коэффициента подавления. Поэтому такие
устройства ОДЦ используют как вторую ступень вычитания
совместно с одним из устройств ЧПК (ЧПВ). Устройства кад-
рового вычитания часто называют некогерентными, что не
совсем верно, так как здесь тоже используется когерентность,
но только видеосигналов (когерентность на огибающей).
4.4.5. РЕАЛИЗАЦИЯ УСТРОЙСТВ ПОДАВЛЕНИЯ ПАС-
СИВНЫХ ПОМЕХ
Устройство ЧПВ на промежуточной частоте (векторный
компенсатор). Реализация устройств ЧПВ существенно упро-
щается, если использовать в них ультразвуковые линии за-
держки (УЛЗ), работающие на промежуточной частоте. При
этом сигналы на УЛЗ можно подавать непосредственно с УПЧ
приемника и вычитать их на промежуточной частоте, т. о. с
точностью до фазы заполнения импульсов. Такое построение
ЧПВ требует подстройки частоты заполнения для компенса-
ции нестабильности времени задержки в УЛЗ, например»
из-за изменения температуры. I
В рассматриваемом устройстве ЧПВ (рис. 4.20) после Ус1^
лителя-ограничителя в - смесителе частота радиоимпульсов^
меняется до значения АР=Д-Ч—fy.r, где Д.ч—*
.частота, а Д.г — частота управляемого генератор_ _
ная частота F? точно совпадает с резонансной частотой пье
122
промежуток-
я У Г. Разност
рис. 4.20. Структурная схема векторного компенсатора
-преобразователей УЛЗ. Для поддержания постоянства фазо-
вых соотношений вычитаемых сигналов при вариациях темпе-
ратуры и задержки фаза сигнала подстраивается путем
изменения частоты fy.r цепью регулировки, чтобы выполнялось ус-
ловие 2л(Д.ч—/у-г) Тэ=const, где Т3 — задержка в УЛЗ, номи-
нально равная периоду повторения Тп. Фаза подстраивается
схемой выборки и фиксации СВФ по мощным сигналам местных
объектов, расположенных на малых дальностях. Эта схема за-
пускается управляющим импульсом УИ, селектирует сигналы
местных объектов на выходе фазового детектора и запоминает
пх на период повторения для управления генератором УГ.
Для создания АЧХ нужной формы все чаще прибегают к комбинирова-
нию выходных сигналов различных устройств ЧПВ. Примером служит схе-
ма (рис. 4.21, а), в которой складываются сигналы с выходом двух вектор-
ных устройств однократного ЧПВ. Одно из этих устройств ЧПВ использует
небалансный фазовый детектор, а второе — балансный с последующим вы-
прямлением сигнала. Сигнал на выходе небалансного фазового детектора со-
держит неподавленную постоянную составляющую U и фазовращателем,
включенным перед небалансным фазовым детектором, сдвинутые по фазе на
W относительно сигнала в другом канале. В результате сложения сигналов
формируется АЧХ, показанная на рис. 4.21,6.
Цифровые устройства подавления помех (ЦОДЦ и ЦРГФ).
Эти устройства, часто применяемые при выделении полезных
сигналов, требуют предварительного преобразования сигналов
в цифровую форму с помощью АЦП. В таких устройствах ис-
пользуется двойная дискретизация сигнала: по времени с
Дискретом А£д=тн и по уровню с квантом Аи^сгш, где пш —
среднее квадратическое значение шумового напряжения. При
Эт°м динамический диапазон d — ^max/^min ^max /ош, а требуе-
мое число двоичных разрядов когда m=]log2d[. Следовательно,
Сношение динамического диапазона сигналов или помех на
Вх°Де АЦП в децибелах к числу двоичных разрядов равно
20 log10tf - _ .
^=1даТ=6дБ/разряд-
При известном динамическом диапазоне в децибелах чис-
Разрядов АЦП составляет m=d/6.
123
Рис. 4.21. Структурная схема устройства с объединением сигналов двух схем
однократного ЧПВ (а) и напряжения, поясняющие формирование результи-
рующей АЧХ (б)
Быстродействие АЦП определяется затратами времени на преобразова-
ние, которые должны быть меньше длительности временного дискрета, т. е.
Обычно быстродействия АЦП недостаточно для преобразования
сигналов промежуточной частоты, поэтому переходят к ЦОДЦ и ЦРГФ
в виде комплексных фильтров с двумя квадратурными каналами, в которые
включены два АЦП.
Коэффициент подавления в ЦОДЦ зависит от динамического диапазона
d и кванта Дц, с точностью до которого можно вычитать напряжения поме-
хи. Дисперсия квантового шума равна Дц2/12 и удваивается при вычитании
сигналов. Поэтому шум на выходе ЦОДЦ имеет мощность Рп. вых=Аи2/6-
При числе уровней квантования (ип max—Un т1п)/Д&~^п max/6ni = d МОЩНОСТЬ
помехи на входе Рп. вх=^2п max/2 — (<2Ди)2/2. Следовательно, коэффициент
подавления
^=Рп,вх/Р
п.вых
6_____Q/72
- 2 ’Дм2 ~3d
или в децибелах
Kn=101g (3d2=20 lg 3+20 lgd=4,8+6m.
После подавления помех используется оптимальная
ботка сигнала на фоне белого шума. Обычно в систем
ЦОДЦ для этого применяют когерентное либо некогерентй
накопление модулей или квадратов остатков вычитания. -1 г
124
= £7C exp [j (пф+фо)], где
.; фо — начальная фаза. Набег фазы нужно ком-
таким сигналом Sn, чтобы Uc = Snu
, поэтому
герентном накоплении вводится поправка в фазу сигнала
компенсации движения цели. В самом деле, если известна
£3МеРена) доплеровская частота сигнала цели, то набег фа-
I За период повторения ф=£2дГп. Пусть принимаемый сигнал
зь
периоде повторения равен ип
>.1.2,.
„всировать
' Sn=exp [—j (пф+ф0)]= (Ucx cos ivty—UCy sin nty) —
—j (Ucx sin пф+ Ucy cos пф),
п.
где [/cx^oosipo, а С7Сг/= sin тр0-
Таким образом, в двух квадратурных каналах в п-м пери-
оде повторения по известному значению ф формируются по-
правки, обеспечивающие когерентность накопления.
При когерентном накоплении остатков вычитания в ЦОДЦ
’(рис. 4.22) помехи в квадратурных каналах подавляются
ЦРГФ, содержащим общие для квадратурных каналов запоми-
нающее устройство ЗУ и арифметические устройства АУ в
каждом канале. После ввода компенсирующих поправок бло-
ком ВВП сигналы интегрируются цифровым полосовым гре-
бенчатым фильтром ЦПГФ на общем для квадратурных кана-
лов и индивидуальных АУ. Квадратирующие устройства обес-
печивают на выходе сумматора квадрат амплитуды сигнала
движущейся цели, а цифро-аналоговый преобразователь ЦАП
преобразует цифровой код сигнала в импульс цели, который
затем направляется на обнаружитель и индикатор.
Из-за сложности ввода компенсирующих поправок, осо-
^Ис. 4 99 г'
Структурная схема цифрового ОДЦ с когерентным интегрирова-
м остатков вычитания
125
Рис. 4.23. Структурная схема фильтрового устройства ОДЦ
бенно при одновременной обработке сигналов нескольких це-
лей, необходимо перейти к многоканальным системам подав-
ления помех. Структуру ЦОДЦ можно упростить, перейдя к
некогерентному накоплению. В этом случае ВВП, показанный
на рис. 4.22, не требуется и ЦПГФ подключается после объ-
единения квадратурных каналов. Н
Фильтровые устройства подавления помех. Реализация
фильтровых устройств возможна как на аналоговых элемен-
тах — электромеханических, пьезоэлектрических или магнито-
стрикционных фильтрах, так и на цифровых — цифровых филь-
трах с быстрым преобразованием Фурье (БПФ) или микро-
процессорах. Типовое фильтровое устройство ОДЦ
(рис. 4.23) — многоканальное по дальности (т каналов) и
по скорости (п каналов). Селекторы дальности СД обеспе-
чивают поступление в каждый из п каналов сигналов только с
одного элемента разрешения по дальности. Гребенка филь-
тров Ф1 ... Фп предназначена для селекции по скорости в пре-
делах диапазона частот от /п.ч до Д-ч+Гп/2. Интеграторы на-
капливают пачки импульсов после их детектирования ампли-
тудным детектором. Коммутатор объединяет каналы, позволя^
анализировать сигналы после пороговых устройств ПУ в Ф°Р
мате координат 7?, Уг.
Отметим, что комбинация селекторов дальности СД, периодически
мутируемых импульсами СИ, и фильтров с полосой прозрачности от /о
fo+Af позволяет сформировать гребенчатую характеристику с частотным
тервалом следования гребней Fn.
126
рис. 4.24. Структурная схема цифрового фильтрового устройства ОДЦ
В цифровом фильтровом устройстве ОДЦ с подавлением
помех информация в ЦРГФ (рис. 4.24) записывается в опера-
тивное запоминающее устройство ОЗУ, а затем фильтруется на.
основе n-точечного алгоритма БПФ.
Качество работы устройства ОДЦ ограничивают априорная неизвест-
ность и изменчивость статистических свойств пассивной помехи. Вследствие-
этого возникает необходимость в самонастраивающихся или адаптивных
системах ОДЦ. Наиболее часто приходится считаться с изменением средней
частоты спектра и формой спектра пассивной помехи.
J
Устройство компенсации пассивной помехи. При движении
радиолокатора относительно создающих пассивную помеху
неподвижных объектов (например, при полете носителя радио-
локатора и отражении сигналов от земной поверхности) со-
ставляющие спектра помехи сдвигаются на частоту Доплера и
могут попасть в области прозрачности АЧХ устройства ЧПВ
(ЧПК). В этом случае может сработать ОДЦ и возникнет лож-
ная тревога.
Для компенсации доплеровского сдвига частоты пассивной
помехи («остановки помехи») вводят поправку в частоту сиг-
нала когерентного гетеродина. Проще всего вводить поправку
вручную, перестраивая специальный гетеродин, сигнал часто-
/г которого подается на смеситель. На вход смесителя
^ступает и сигнал частоты fK.r от когерентного гетеродина,
помощью фильтра выделяется верхняя боковая составляю-
?ая ^K.r+fr, которая вводится в качестве опорного сигнала в
фазовый детектор. Управляя частотой fr, можно компенсиро-
ть смещение средней частоты спектра помехи.
urrtJPn автоматическом вводе поправки (рис. 4.25) устройство
работающее
пропорциональный йд.пЛт, где йд.п—
НцтТ°ТЬ1 пассивн°й помехи. Для оценки Йд.
по ансамблю значения сигналов,
н Того
СаУЧае
на промежуточной частоте, формирует сиг-
д.п — доплеровский сдвиг
_ пнеобходимо усред-
, отраженных от одного
же элемента разрешения по дальности. Однако в этом
процесс оценивания, а следовательно, и адаптации затя-
127
Рис. 4.25. Структурная схема устройства авто-
матического ввода частотной поправки в сиг-
нал когерентного гетеродина
Рис. 4.26. Структурная сад
ма устройства ОДЦ с коп
реляционной обратной
СВЯЗЬЮ
гивается на большое (не менее 10) число периодов повторе-
ния. Считая помеху однородной и эргодичной по пространству,
усреднение по времени заменяют усреднением по ансамблю
"множества соседних элементов разрешения. Сигналы с фазо-
вого детектора вводят в ЛЗ, число отводов которой должно
обеспечивать достаточность статистики помехи и лежит в прет
делах 8... 64. Сигналы с отводов ЛЗ, задержка которых
отличается на интервал времени ти, соответствующий элемен?
ту разрешения по дальности, усредняются, и по полученной
оценке с помощью схемы управления СУ формируется сигнал
t/ynp, управляющий частотой перестраиваемого гетеродина.
Устройство ОДЦ с корреляционными обратными связями.
Это устройство (рис. 4.26) выполняет череспериодное вычита-
ние с весовыми коэффициентами, пропорциональными коэффи-
циенту междупериодной корреляции помехи рп.п(Тп). Выходной
сигнал Aiz используется для формирования весового коэффи-
циента Wo.с. Так как Wi(Z), w2(/) и Au(Z)—комплексные ве-
личины, а при перемножении Wi на W0.c необходимо получить
вещественную величину, то W о.с должен быть пропорционален
величине, комплексно-сопряженной с Wj. Входной сигнал Wi(0
умножается на W0.c и вычитается из задержанного сигнала th
Составляя уравнения функционирования схемы и считая WiG)
пассивной помехой, получаем
Aw (0 = w2 (t) - W0.c Щ (/); Wo.с = pAw (0 щ * (/),
где р — коэффициент усиления разомкнутой петли
связи. Отсюда
XV/ __ (М (О W1* (О _ РРп.п (Тп)
М/ о.с — - - — 1 , О 2 •
1+P|^1WI 1+₽ап.п
Если Р^>1, то Wo.c-pn.n^n) и поэтому
Aw (*) = w2 (0 “ рп.п (Т п) щ (/).
обратной
128
Ври сильно коррелированной помехе Um\ (t—Тп)
%вательно, Рп*п
IfeeXH стремится к нулю.
Основным достоинством рассмотренной схемы с корреляци-
онной обратной связью (КОС) является самонастройка на ха-
пактеристики помехи или адаптации системы к ним, в резуль-
тате чего система отслеживает изменения ширины спектра
^реляционной функции) помехи. Для самонастройки на
скорость движения помехи или, точнее, на доплеровский набег
фазы £2д7п за период повторения необходимо перейти к схеме с
двумя квадратурными каналами, каждый из которых построен
но схеме, показанной на рис. 4.26. К числу недостатков схемы
с кос относится значительное время (несколько периодов по-
вторения), необходимое для выработки установившегося зна-
чения междупериодной корреляционной функции пассивной по-
мехи. Поэтому первые периоды повторения занимает процесс
сле-
a Рп.п-^1, поэтому остаток
установления и компенсация помехи оказывается недостаточ-
ной, что приводит к явлению «кромки помехи».
Особенности устройств ОДЦ при работе радиолокатора в
импульсном режиме. Основным фактором, влияющим на по-
строение устройств ОДЦ при импульсном характере сигнала,
является скважность зондирующего сигнала. При высокой
скважности (^/^>100) предпочтение отдают подавителям
пассивных помех на базе устройств ЧПВ, а при малой скваж-
ности (^п/ти< Ю ... 25), — как правило, фильтровым устрой-
ствам подавления пассивных помех. В импульсных системах
с малой скважностью выбор частоты повторения зондирующих
импульсов связан с широкополосностью отраженных от под-
стилающей поверхности пассивных помех.
Пусть летящий над земной поверхностью ЛА оборудован радиолокато-
ром, ДНА которого состоит из главного лепестка и множества боковых
(рис. 4.27,а). Цель находится в главном лепестке ДНА, а отражение от зем-
ной поверхности сигналы принимаются всеми ее лепестками. Для расчета
спектра отраженных сигналов можно использовать простейшую аппроксима-
цию реальной ДНА главным лепестком и сплошной сферой боковых лепест-
ков.
Компоненты спектра отражения при излучении импульсного сигнала
Малой скважности и аппроксимированной ДНА состоят из пьедестала, обя-
занного отражениям по сфере боковых лепестков, и гребня, обязанного
Равному лепестку. Протяженность спектра (±РД. 3 max) определяется ско-
ростью перемещения антенны относительно подстилающей поверхности. По-
Эт°му при размещении радиолокатора на автотранспорте и морском транс-
Порте спектр пьедестала помех получается узким, в то время как при раз-
^Щении радиолокатора на самолетах и вертолетах спектр помех расширяет-
При поиске целей в передней полусфере на встречных кур-
Доплеровская частота сигнала цели больше доплеровской
9—5360
129
Рис. 4.27. Реальная Др.
бортового радиолой*^*
(а), ее аппроКсимТоРа
(б) и спектры прИНйаци!>
мых сигналов (в) мае'
частоты сигналов, отраженных от земли. Тогда для обнару-
жения сигнала в «окне», свободном от помех, обусловленных
земной поверхностью, нужно выполнить условия:
max^/oH”^7п Fд.з max> /о“Ь^д.ц гшп^/о'Т-^д.з max-
Второе условие не зависит от параметров радиолокатора, а
первое дает соотношение для выбора частоты повторения:
Fд.ц тахЧ~-^д.з max-
относительного движения радио-
низкие значения Дп, обеспечива-
‘LTPTPMW на-
При небольшой скорости
локатора и цели получаются
ющие однозначность измерения дальности. Такие системы на-
зываются системами малой скважности с низкой частотой
повторения. При скоростных целях и быстром движении радио-
локатора получаются высокие (до сотен килогерц) частоты
повторения, позволяющие однозначно измерять скорости, но не
обеспечивающие однозначного измерения дальности. Такие си-
стемы называются системами малой скважности с высокой
частотой повторения, квазинепрерывными или импульсно-ДОП’
леровскими. Промежуточное место занимают импульсные си-
стемы со средней частотой повторения.
4.4.6. КРИТЕРИИ КАЧЕСТВА ПОДАВЛЕНИЯ
ПАССИВНЫХ ПОМЕХ В УСТРОЙСТВАХ ОДЦ
Для оценки качества подавления помех в устройствах ОД и
наиболее часто используют такие критерии, как коэффидй®
подавления, коэффициент улучшения отношения сигнала и 11
130
О
Рв.овх п
ЛеИИЯ -г:
I хи, коэффициент подпомеховой видимости и наблюдаемость
<цала движущейся цели.
сИ Коэффициент подавления помех — простейший критерий,
оеделяемый как отношение мощности помех на входе
к мощности остатков помех на выходе устройства подав-
ил вых
РПЛ вх/РП.П вых-
Например, для устройства однократного ЧПВ (см. рис. 4.16,а), считая
пассивную помеху стационарным коррелированным случайным процессом,
имеем
9
г •
П.П’
п.п
Fn.n вх=и13 (О = “г2 (О = «12 {t — Тп) = О,
РП.п вых=д“а (0 = l«i (0~“г (OF = 1»1 (О — « V~ Тп)Г =
=2ап.п—2“> (О Ю1 (<—Гп)=2 п-
Следовательно, коэффициент подавления
Кп=0>5[1—рп. п(7"п)]-1
и подавление определяется лишь коррелированностью или широкополосностьк?
пассивной помехи. Например, при рп. п'->0 Лп-^0,5, а при рп. п->1 Кп-^оо.
Аналогично для двукратного ЧПВ можно получить
Кп2=0,5 [3—4рп ,п (Тп) + рп>п (2ГП)]-Ч
Однако коэффициент подавления не учитывает влияния
устройства подавления на полезный сигнал.
Коэффициент улучшения отношения сигнала и помехи
учитывает ослабление или усиление полезного сигнала в
устройстве подавления:
Ау = (Рс/Рп.п) вых/ (Рс/РП.п) ВХ = (РС вых/Рс вх) X
X ^Ра.п вх) /Рп.п вых) QcKm
где Q'c^Pc вых/Рс вх — отношение мощностей сигналов на выхо-
де и на входе.
Скоростная характеристика устройства подавления неравномерна,,
поэтому qz зависит от доплеровского сдвига частоты или радиальной
скорости цели. Для устранения этой зависимости qc обычно усредняют по
по Vг или £2д, т. е. переходят к величине #с. Например, для однократ-
ного ЧПВ Рс вых= 5^=4^ sin (шГп/2), a qc= £?/^г = 4 sin2 (оГп/2>
и £=2.
Коэффициент подпомеховой видимости показывает, во сколь-
Ко Раз при заданных вероятностях правильного обнаружения D
и ложной тревоги F средняя мощность сигнала цели Р может
Ыть меньше мощности пассивной помехи Рп.ПвХ
><(Ре/Рц.п)вх-‘ = Ку/<7пор,
9*
135
где </пор — пороговое отношение сигнала к помехе по мощцОе
на входе порогового устройства, обеспечивающее обнаружен^
с заданными вероятностями D и F. ш
Наблюдаемость сигналов движущихся целей характеп
зуется отношением мощности сигнала движущейся
Рд.ц к сумме мощностей помех Рп на выходе устройства ОДц?
где Рт — мощность i-й составляющей помехи.
4.4.7. ФАКТОРЫ, ОПРЕДЕЛЯЮЩИЕ КАЧЕСТВО
УСТРОЙСТВ ОДЦ
К числу факторов, снижающих качество работы устройств
ОДЦ, относятся просачивание сигнала передатчика на вход
приемного устройства, флуктуация ЭПР пассивной помехи
модуляция пассивной помехи при перемещении ДНА в прост-
ранстве во время обзора и нестабильная работа узлов радио-
локатора. Все эти факторы приводят к модуляции сигнала на
выходе устройства сравнения, а следовательно, к неполному
подавлению пассивной помехи и появлению остатков помехи на
выходе устройств ОДЦ. Эти остатки воспринимаются как сиг-
налы движущейся цели, что приводит к росту вероятности лож-
ной тревоги и снижению качества обнаружения, а следова-
тельно, и качества работы радиолокатора с ОДЦ, оцениваемо-
го как наблюдаемость qn.
Рассмотрим мощности составляющих, обусловленных пере-
численными факторами, ограничивающие величину qH.
Мощность РП1=^п.г сигнала, просачивающегося из-за не-
идеальности развязки приемного и передающего трактов, рас-
считывается в предположении, что в полосе системы подавле-
ния ДГодц спектр флуктуаций генератора высокой частоты
равномерен и его интенсивность равна РГКг, где Рг — мощ-
ность ГРЧ на несущей частоте, а Кг— параметр ГВЧ, опреде-
ляемый как отношение мощности боковых компонентов спек-
тра в занимаемой ими полосе Д/ к мощности составляющей на
несущей частоте Кг=Рбок/ (FiAf). Тогда с учетом коэффициен-
та развязки Ар, т. е. отношения мощности просачивающегося
„сигнала к Рг, получаем
Р К К \F
* П.Г * г-t \pZ-A-i ОДЦ*
Для уменьшения Рп*г следует применять высококачественные»
т. е. с низкими значениями Кг, ГРЧ и увеличивать развязку
приемного и передающего трактов.
Мощность Рп2^=Рп.ф флуктуаций ЭПР пассивной помех»
определяется по эмпирической формуле. Эта формула поЛУ
132
на основе обработки результатов экспериментов и связы-
яет средние квадратические значения череспериодной разно-
5т11 сигналов помехи пдм с напряжением помехи од, периодом
соВТорения Тп, длиной волны и коэффициентом К, зависящим
0 типа пассивной помехи и состояния погоды (ветер, сезон
°т, п.)’ сгдгг=К7’поггД. Поэтому
Рп.ф = (^пОи/Л.)2.
флуктуация ЭПР пассивной помехи приводят к расшире-
нию спектра отраженных сигналов. Этот спектр обычно описы-
вают формулой
G (f) = Go exp (-/2/(2^)],
где щ2 — дисперсия флуктуаций, зависящая от разброса скоро-
стей cry отражателей: 07 = 2щ/%. Ослабления влияния флуктуа-
ций на ОДЦ можно добиться применением логарифмических
УПЧ.
Мощность Рпз=^п.а помехи, вызываемой модуляцией сиг-
нала помехи при перемещении ДНА радиолокатора, может
быть найдена, если известна форма f(0) главного лепестка
ДНА и угловая скорость его перемещения Q. Максимальное
некомпенсируемое в дальнейшем изменение пассивной помехи
составит за период повторения (А«) max — [7О|^(0)/<?0 ImaxQTV
Поэтому Рп.а~ (Aw) 2тах. Для уменьшения Рп.а можно исполь-
зовать ограничение сигналов в УПЧ (до фазового детектора)
или скачкообразное сканирование ДНА.
Движение ДНА вызывает расширение спектра отраженных
сигналов, форма которого аппроксимируется, как и в предыду-
щем случае, гауссовской кривой с дисперсией сг^2, от которой
и зависит ширина спектра. При гауссовской ДНА
~0,265 Туб1л> а при ДНА вида (sinx)/x—оу~0,274
Мощность Рпч = Рнск некомпенсированной помехи опреде-
ляется с учетом нестабильной работы узлов
Пусть на входе устройства подавления сигнал
к.г~Ь ncos ф.
Т/Я |Д^п1тах; ”.
Ня Помехи из-за
п°Мехи и когерентного гетеродина |&иДит nimax
^льности в псевдокогерентном импульсном радиолокаторе (см.
₽Ис- 4.14, б). В этом радиолокаторе разность фаз ф = фгр4—,
радиолокатора,
помехи wn=
Um ncos ф. Тогда Awn = |dwn/ckp| п|зшф| Аф. Счи-
тах=^тпАф, получаем относительное изменение уров-
нестабильности разности фаз ф сигналов
= Аф.
Рассмотрим в качестве примера возможные источники неста-
₽Ис- 4.14, б). В этом радиолокаторе разность фаз
-фкг> Где фгр4 — фаза сигнала ГРЧ; фг—фаза сигнала гете-
Р°Дйна; фк.г — фаза сигнала когерентного гетеродина. Поэтому
Рйращение разности фаз определяется как Аф = Афгр4—Афг—
₽Дфк.г. Считая приращения фаз этих генераторов взаимно неза-,
самыми, можно рассматривать их влияние раздельно. Предпо-
Гая случайным характер флуктуации фаз генераторов, можно
—-ф
Р°ДйнаТ;
133
все же на малом отрезке Тп считать закон изменения част
линейным, т. е. co = coo+(dco/^)^.
Обозначая d®ldt=a и рассматривая флуктуации часто
ГВЧ, находим, что Дфг=ДюгТи=аТпТи. Значение Дфг дол^
быть меньше величины, обратней коэффициенту подавления п
напряжению Кп.н: аТптиСКп.нЛ т. е. ^(Кп.нЛтп)-1. Отсюд°
требование к допустимой скорости ухода частоты ГРЧ
I dfrp4/dt | max^ (2эг7Сп.нГпТи) 1
‘ Аналогично можно сформулировать соответствующие требо-
вания к стабильности частоты местного и когерентного гетеро-
динов с учетом того, что эти генераторы работают на интервале
времени tR max:
I dfr/dt |
(2л7<п.нГп^
r max
| dfK.r/dt |
(2nKn.KTnt
r max
Кроме рассмотренных факторов на качество ОДЦ могут
влиять временные рассогласования сигналов при нестабильной
работе модулятора и неточном равенстве периода повторения и
времени задержки сигналов в устройствах ЧПВ. 1
При среднем квадратическом значении флуктуаций длитель-
ности импульса бх относительная нестабильность |Дип/ып|тах=
=0г/ти, откуда требование к стабильности ти записывается как
О-с/Ти^С-Кп.н Н
При неточном равенстве периода повторения Тп и времени
задержки Т3 на выходе устройства ЧПВ действуют нескомпенси-
рованные импульсы общей длительностью 2оГп . Тогда требова-
ние к стабильности равенства времени задержки периоду пов-
торения в устройствах подавления определяется соотношением
GT п /Тп — Gt3 /Гз^СТи/ (2Кп.нТп) .
Мерой уменьшения; влияния этого фактора является самосин-
хронизация генератора пусковых импульсов через линию за-
держки системы подавления.
4.5. БОРЬБА С АКТИВНЫМИ ПОМЕХАМИ
Принятые антенными системами сигналы источников актив'
ных помех образуют во входной реализации смесь с полезны^
сигналом и шумами. Основные особенности взаимодействий Щ
тивных помех и полезных сигналов — полное или частичное й
перекрытие во времени и по частоте и различие в направлений
прихода радиоволн (кроме случая самоприкрытия цели). ГГ.
совместной обработке полезных сигналов и помех необходим^
учитывать, что и сигнал, и помеха представляют собой электр.|
магнитные поля (волны). Следовательно, эти сигналы явля10
134
одновременно функцией времени, частоты, начальных фаз и
F €1плитуд, а также направлений прихода сигналов (углов в про-
2 панстве) и параметров поляризации волны. После приема сиг-
сЛов и помех антенной число параметров сокращается, по-
скольку параметры поляризации и направления прихода волн
^образуются в параметры электрического сигнала, снимаемо-
го с антенны: амплитуду, разность фаз и т. п. Для выяснения
потенциальных возможностей обработки пространственно-вре-
менных сигналов на фоне помех с учетом оптимального построе-
ния как антенной системы, так и устройства обработки в прием-
нике рассмотрим основные характеристики такой обработки.
4.5.1. ПРИЕМ И ОБРАБОТКА ПРОСТРАНСТВЕННО-
ВРЕМЕННЫХ СИГНАЛОВ
Пусть в пространстве элементы антенны располагаются в
точках А, В и С, образуя на осях X и Y базы ВАВ и БАС (рис.
4.28). При значительном расстоянии до цели, расположенной
в точке Л4, можно считать, что Г1»БАВ, г2»БАС и г3»БАВ,
г4>Бас. Поэтому траектории радиоволн, падающих в точки
А, В и С, параллельны, т. е. AMЦ5Л4ЦС7И. Следовательно, раз-
ности хода траекторий радиоволн в плоскостях XOZ и YOZ
равны
х—г 1—г2 — BABsin ос—BABcos 0х—БАВСХ;
^/=Гз—r4=BACsin p = BACcos 0у=БасС1/,
где Сх и Cv— направляющие косинусы, характеризующие прост-
ранственное положение цели.
Рйс- 4.28. Геометрические особенно-
сти взаимного расположения антенн
И» В и С) и цели (М), поясняющие
°зникновение разности хода сигна-
Рис. 4.29. Функция распределения
поля в раскрыве антенны и основные
векторы, характеризующие направле-
ние прихода волны
135
Будем считать, что антенна согласована по поляризации
электромагнитным полем, поэтому поле падающих радиовод
описывается скалярной функцией.
с
Н
Принимаемый сигнал в частотно-временной области харак
теризуется напряжением — временной функцией u(t) и спек/
ром S(f), которые связаны .парой преобразований Фурье: 1
со
u(i)= jj 5(/)exp (]2л/?)</;
—со
со
£(/)= гг(^)ехр(—]2лfi'jdt,
—со
где мгновенная фаза сигнала и частота связаны соотношениями
со
<р(/)= o(z')rf/=2n// и f=(2л)н dq(t)/dt.
—со
Диаграмма направленности антенны Ga(C) и распределение
поля в раскрыве антенны SF(^) также описываются парой пре-
образований Фурье:
со
Ga (С) = J Se (fl) exp (j2nflC) dfl,
—oo
co
Se^)^ Ga(C)exp( —j2nflC)rfC
—co
(4-3)
и представляют собой функции направляющих косинусов Сх, Cv
или С и относительных координат элемента раскрыва антенны
(так называемых пространственных частот)
или тЭ,=гХ“1. Мгновенные пространственные частота и фаза
'0= (2л)“1с?ф(С)/Л и ф(С)=2лтОС.
Безразмерная функция Se(t&) является спектром простран-
ственных частот, по которому можно восстановить ДНА и най-
ти угловые координаты цели. Эта функция показывает, как
взаимодействует падающая на антенну электромагнитная вол-
на с антенной в каждой ее точке, и используется для нахожде-
ния в этой точке амплитуды и фазы пространственно-временно-
го сигнала, в также свойств шума, принимаемого вместе с сиг-
налом. Полученные таким образом сведения о сигнале и шуме
позволяют синтезировать оптимальные или близкие к опти-
мальным устройства приема и обработки пространственно-вре-
менных сигналов на фоне действующего на антенну шума.
136
Г) |Sk(^, fy)|, |«(0 I и |S(f)|. Такую
Utf/ ’ ’ .хччт/ттп ггппппфстту'гт ттлнттп /Кх ттттлтт тт nr
□писание принимаемого сигнала. Воздействие сигнала в
е электромагнитной волны на плоскость раскрыва антенны
? ис. 4.29) можно рассмотреть, ограничившись классом сим-
К тричных относительно своих максимумов функций |Ga(Cx,
^е- iq /л, л'и infMi ы 1<\Ж1 Тятгл/то электромагнитную
-у можно представить дельта-функцией направления на ее
0°тОчник 6(СЯ, Cv). Следовательно, пространственный спектр
Йолны равномерен, а напряженность поля в плоскости фронта
^олны постоянна. Ограниченный по пространству раскрыв ан-
тенны перехватывает часть фронта волны, пропорциональную
$ ^v)» и для 0ГФеДеления направления на источник, т. е.
С и Cv, необходимо выполнить обратное преобразование Фурье
спектра пространственных частот и получить функцию Ga(CXj.
С). Из-за ограниченности апертуры антенны диаграмма на-
| яр явленно сти Ga(Cx, Су) имеет конечную угловую ширину и от-
i личается от дельта-функции б(Сх, Су), но по ней можно опре-
делить направление на источник (радиоволн.
Координаты точки раскрыва N можно задать как г = гехр(]ф)
или как x=rsin<p и у = г coscp, причем jc2+z/2 = r2. Прост-
ранственно-временной сигнал u(t, г), формируемый в точке N
элементов антенны из действующего на него электрического
поля e(t, г), можно представить в виде
r) = u(i, х, y) = SE (r)e(t, r) = SE (x y) e(t, x, y),
где и и e имеют размерность напряженности электрического
поля, причем r)=u(t, х, y) = Re[ii(t, х, у)], где под
X#) понимают аналитический сигнал. Функция SE(r) =
=SE (г) exp П'ф(г)] связывает амплитуды напряженности поля
падающей волны и сигнала на выходе элемента антенны,.
| W) означает сдвиг начальной фазы.
При активной радиолокации излучается сигнал
e(0=Re [£(/)] = Re [6^(0 exp (jcoo/)],
гДе t отсчитывается от момента излучения сигнала. После от-
ражения от точечной цели, находящейся в точке М на расстоя-
нии $ от центра апертуры (точка О), в точке N антенны будет
Действовать поле отраженного сигнала напряженностью
X, i/) = Re [в(А R, г)] =
Re {/f —R/c— R (г)/с] exp [/ — R/c — R (г)/с] + ]фотр},
Учтено время прохождения сигнала до цели R/c и от цели
т°чки N, равное R(r)jc, а также сдвиг фазы сигнала при
137
отражении фотр. Коэффициент пропорциональности Д’ уЧи J
ет изменение амплитуды сигнала при отражении и распро’сЛ^
нении.
При пассивной радиолокации за начало отсчета (врем
удобно принять момент прихода сигнала в геометрический цеЛ*1
антенны с координатами г=х=у=0. Тогда напряженное*
поля сигнала в точке N сбудет
t —
Учтем, что на плоскую антенну действует только нормаль-
ная к раскрыву составляющая электрического поля, про.порци01
нальная направляющему косинусу Cz. Так как Cx2+Cv2+Cz2=.j
то Cz=(l—Сх2—С/)1/2. Тогда комплексная огибающая напря-
женности поля сигнала на элементе апертуры с координатами
х и у или г равна
U. (х, y,t) = Ео (1 - - Су2У '2 SE (х, у} X
X ет [t — р/с — Р (х, у)/с] ехр {—] (2л Д) [/?+/? (х, у)]} (4.4а)
или
^п(х, у, /) = £0(1 — Сх2— Cy2)lf2SE (х, у)х
X ет bW. j/)-q ехр {_ J (2л Д) [fl(х, г/) - fl]},
(4.46)
где Ео — постоянный размерный множитель, объединяющий всё
константы.
Свойства принимаемого антенной шума. Шум, действующий
на плоскость раскрыва антенны, складывается из внешнего и
внутреннего шумов. Внешний шум Л^ЕВнеш(х, у, t) создается
случайным электромагнитным полем, формируемым волнами,
которые приходят от источников шума, находящихся в различ-
ных точках пространства, т. е. с разных направлений. Снимае-
мое с элементов апертуры антенны, напряжение внешнего шума
по аналогии с (4.4) записывается в виде ^ЕВНеш(х, /Л
= SE(<X1 у) Ne внеш (X, У, t). •
Внутренний шум, отнесенный к элементам апертуры антенны
с эффективной площадью Sa, равен пЕ внут(0 —NE внуДО^а"' й
не зависит от координат элемента раскрыва. Следовательно,
шум на входе системы обработки дается соотношением
• Л
* Л
TVs (х, у, 1)=Ne внут (i)S~l + NE внеш (х, у, 1) Se (х, у),
а его спектральная плотность
TVq (х, /у) Л^внут 4“ Мвнеш |5£(х, у)\2.
138
g0 всех дальнейших выкладках считаем, что внешний шум
ееТ равномерную спектральную плотность во всем диапазоне
остранственных и временных частот, меньшую, чем у внут-
ПрннегО шума системы, тарке равномерно распределенного
раскрыву антенны, т. е. Ne внеш е внут и Ne (X, У, i) =
внут- При таких предположениях входная реализация
записывается в виде у(х, у, t)=u(x, t/, £)+Ne (0 и является
функцией параметров волны.
Особенности обработки пространственно-временных сигна-
чем у внут-
з
лов. Обычно оптимальную обработку пространственно-времен-
ных сигналов разделяют на пространственную и временную,
выполняемые соответственно пространственным и временным
фильтрами. Вначале производится оптимальная обработка сиг-
нала в пространстве с помощью соответственно построенной
антенной системы (пространственный фильтр), а затем сигнал
подвергается оптимальной обработке во временной области.
Полученное распределение поля на апертуре антенны
у) описывается спектром пространственных частот и
Для определения направления на точку Л4 (см. рис. 4.29) нуж-
но восстановить ДНА и ба(Фх, t^) по этому распределению
поля.
Особенности пространственной обработки сигнала удобно
рассмотреть на примере антенны с плоским раскрывом. Пусть
в точке М раскрыва с координатами х, у принимается сигнал,
который в соответствии с (4.46) можно представить в виде
пространственной функции (временная обработка здесь не
рассматривается, так как она известна из курса «Теоретические
основы р адиолокации»)
OJ =£0V(l-Cx2-Cu2)1^X
X’M'frx, '8‘1/)ехр[],2л('&яСх+'9’уС1/)].
Этот сигнал является спектром пространственных частот -&х,
Диаграммы направленности -S-J =SBX('Qx, . Как извест-
но, коэффициент передачи оптимального фильтра или любой
Другой системы оптимальной обработки сигнала на фоне шума
€ равномерным спектром комплексно-сопряжен со спектром
принимаемого сигнала. Поэтому искомый оптимальный прост-
ранственный фильтр, восстанавливающий ДНА, должен иметь
коэффициент передачи
= BSE (Ъх, еу) ехр [- ]2л (^C/+ayCy0)],
где Сх°, Су° — направляющие косинусы найденного фильтра
\°порного сигнала), а Л и В — некоторые константы. Тогда вы-
139
ходной сигнал антенной
нием
системы будет определяться произведе
К Фу) и 5ВХ (ФЛ, Фу):
5ВЫХ (Фх, Фу) = SBX (Фх, Фу) К (Фх, Фу) =
= АЕ^2 (1 - Сх2 - Су2)’/21 Se(Фх, фу I2 X
X ехр {]2л [ФДСх- Сх°)+Фу (Су - Суо)]}.
Выходной сигнал точно настроенной антенной системы
Zu (0, 0)= Jjj 5ВЫХ (Фх, Фу) е/Фх</Фу =
= X2 (1 - С2- Су2)'/2 J J ISE (Фл, Фу) I2 б/Ф^Фу =
= 5а(1-СЛ2-Су2)1/2,
площадь ан
где 5a=%2J’J 15а (flx, fty) \ 2did'xd'ftv — эффективная
тенны.
Таким образом, при оптимальной пространственной обработ-
ке с помощью антенной системы сигнал элемента раскрыва ан-
тенны с координатами х, у или пространственными частотами
fly умножается на комплексный коэффициент передачи. При
этом необходимо раздельно управлять амплитудой и фазой сиг-
нала в каждой точке раскрыва антенны. Этого можно достичь
только в ФАР, элементы которой дискретно (с интервалами а
и Ь) распределены по раскрыву. Предположим для простоты,
что число элементов решетки равно N (N— нечетное число по
координатам X и У). Тогда координаты элементов ФАР будут
= и где номера элементов решетки по коор-
динатам X и У, т. е. i и k, равны 0; ±1; ±2;... ±(М—1)/2.
Следовательно,
5^(АЛ> Ау) = 5м и
2л (fl^C^+Ау^Су) — Фм*
Поэтому коэффициент
передачи имеет дискретный характер
Х"м = ^(5£’)мехр [ — ]2л(/а%’1Сх°+&&% 1СУ°)] =
=Wik ехр(— ]фм)>
= 2ла% ТСХ^
Фм — ^фх+^фу»
V'CyO; С°
значений
Фу""
, — направление приема, задаваемое настрой
кой значений соответствующих направляющих косинусов
фазовращателями. При полуволновой антенной решетке, когД2
& ~— b; 10,5%, фх,у = лС %,у
Реализация оптимальной приемной ФАР, как и при времей'
ной оптимальной обработке в частотно-временной области, в°3'
можна в виде оптимального пространственного фильтра (РйС‘
4.30,а) или пространственного коррелятора (рис. 4.30,6).
140
Рис. 4.30. Схемы пространст-
венного фильтра (а) и корре-
лятора (б) на ФАР
В соответствии с (4.5) оптимальный пространственный
•фильтр имеет в канале обработки каждого элемента ФАР (Ао,
Ai и т. д.) весовой усилитель (аттенюатор) с коэффициентом
передачи Wih и фазовращатель для настройки на заданное
направление приема сигналов. При корреляционной обработке
весовые амплитудные множители и фазовые сдвиги вносятся на
частоте гетеродина, а настройка на заданное направление пу-
тем поворота главного лепестка ДНА выполняется на проме-
жуточной частоте.
Переход к ФАР требует существенного усложнения антенной
системы за счет введения весовых усилителей, фазовращателей,
системы управления фазовращателями и т. п. Вместе с тем по-
ложительные свойства ФАР, такие как электрическое сканиро-
вание луча, возможность формирования в ФАР одновременно
нескольких лучей, высокая надежность и т. п., привели к быст-
рому внедрению ФАР в практику радиолокации.
Все ФАР подразделяются на пассивные (облучаемые) и активные (кон-
ДУктивные). Пассивные ФАР могут быть линзового и зеркального типа. Эти
работают при каждом такте только в одном направлении. Но вместе с
Тем допускают быстрое от импульса к импульсу перемещение луча с одной
Нели на другую. В линзовой ФАР(рис. 4.31, а) линза имеет две антенные
РеШетки: входную (А01> An, Д21 и т. д.) и выходную (Д02, Д12, А22 и т. д.).
°ль весовых амплитудных коэффициентов выполняет диаграмма направ-
ленности общего излучателя О.
Первый ряд фазовращателей (ф-i, Фо, Ф1) образует коллимирующую
ЛйНзУ, формирующую плоский фронт волны, а второй ряд (ф, 2ф и т. д.) —
систему управления поворотом фронта волны ФВ, а следовательно, и диаг-
раммы направленности.
141
Рис. 4.31. Схемы линзовой (а) и зер-
кальной (б) ФАР
Особенностью зеркальной ФАР (рис. 4.31,6) является то, что сигналы,
отражаясь от замкнутых концов волноводов, дважды проходят как через-
коллимирующие (ф), так и через управляющие (ф) фазовращатели. Поэтому
для поворота луча на заданный угол требуется в два рааз меньший сдвиг
по фазе. Однако основной облучатель О зеркальной ФАР, вносящий ампли-
тудные весовые коэффициенты, затеняет антенну.
Активные ФАР можно реализовать как фильтры с параллельным и по-
следовательным питанием и как корреляторы с приемопередающими моду-
лями. Активная ФАР в виде пространственного фильтра с последовательным
питанием каналов (рис. 4.32, а) более проста, поскольку все фазовращатели
вносят одинаковые сдвиги фаз, но менее надежна, так как выход из строя
фазовращателя одного из каналов приводит к выходу из строя всех по-
следующих каналов. В активной ФАР в виде пространственного фильтра с
параллельным питанием (рис. 4.32,6) наличие в каналах когерентно воз-
буждаемых задающим генератором ЗГ усилителей мощности УМ с после-
дующим сложением сигналов в пространстве позволяет получать высокие
излучаемые мощности. Общий недостаток ФАР фильтрового типа — большие
потери мощности и высокий уровень шума фазовращателей.
Пространственный коррелятор на активной ФАР (рис. 4.33, а) состоит из
каналов, в которых приемопередающие модули ППМ (рис. 4.33,6) содер-
жат излучатель усилитель мощности УМ, переключатель прием—переда-
ча ППП, УРЧ, смеситель и предварительный усилитель промежуточной час-
ти ПУПЧ. Усилители мощности возбуждаются когерентными сигналами °т
задающего генератора с частотой fn. ч. В смесителе эти сигналы совместно с
сигналами частоты fr от генератора, установленного в блоке фазоврапхате’
лей БФВ, преобразуются на высокую частоту fr—fn. ч. При приеме происх0'
дит обратное преобразование сигналов с частотой fr—fn. ч на промежуточную
142
Рис. 4.32. Схемы пространст-
венных фильтров на активной
ФАР с последовательным (а) и
параллельным (б) питанием ка-
налов
ff)
!^с- 4.33. Схемы пространственного коррелятора на активной ФАР (а) и
Риемно-передающего модуля (б)
143
частоту fn. ч с помощью сигнала генератора блока фазовращателей к
фазовращателей, изменяя фазы сигналов, излучаемых и принимаемых
различным каналам ФАР, обеспечивает настройку ФАР при передаче П°
приеме на определенное направление (сканирование луча при приеме и п **
даче сигналов). |
4.5.2. УСТРОЙСТВА ПОДАВЛЕНИЯ
ПРОСТРАНСТВЕННЫХ АКТИВНЫХ ПОМЕХ
Изложенные в п. 4.5.1 принципы приема пространственного
сигнала позволяют не только выполнять оптимальную обработ-
ку пространственно-временных сигналов на фоне пространст-
венно-временных некоррелированных и равнсьмерных шумов
и помех, но и оптимально обнаруживать полезные сиг-
налы на фоне пространственных коррелированных помех.
Однако, как было показано, в общем случае решать эти задачи
трудно. Поэтому на основе сведений об устройствах обработки
пространственных сигналов (таких как ФАР) рассмотрим более
простые задачи компенсации мешающих пространственных сиг-
налов — разновидности пространственных коррелированных
помех. Действительно, практика радиолокации показывает, что
можно вполне успешно создавать устройства, способные подав-
лять пространственные активные помехи. Наиболее простые из
таких устройств основаны на компенсации помехового сигнала
или на деформировании ДНА и применимы при небольшом чис-
ле источников помех. В более сложных ситуациях, когда число
источников помех велико, используют системы оптимальной об-
работки пространственно-временных сигналов.
Устройства компенсации помех. Когда направления на источ-
ники сигнала и активной помехи не совпадают, можно скомпен-
сировать помеху, если применить устройство с основной и до-
полнительной антеннами.
Пусть основная антенна Ао принимает помеху у0, а допол-
нительная компенсационная антенна Ai — помеху z/i того же
источника, которая отличается на ср по фазе от уо (рис. 4.34).
Рис. 4.34. Структурная схема (а) и векторная диаграмма сигналов (б) коЬ*
пенсатора активной помехи
144
Алтаем, что на выходе сумматора образуется напряжение
гДе напряжение компенсирующего канала цк =
ь Тогда = где £/i°=jJ/i. Весовые
^эффициенты для компенсации помехи формируются в соответ-
сТ0ии С алгоритмами W=—KKM{ylys} и Wi=~KKM{yl°y^}, где
___коэффициент усиления цепи компенсации помехи, а
щ.)— математическое ожидание. Поставив в эти соотношения
значения z/2 и проведя усреднение, получим
IF=—i~\-Wy iy \У^У\^ ——XkAIIz/qI/i}—
Составляющая 7K{i/12}=a12, a AJfz/oZ/J^pooOb Кроме того,
M{yi£Zi0}=0, так как компоненты у\ и ух° ортогональны. Поэто-
му IF=—Кк(рбоП[ + Мц2), откуда
IF=—Кь-рОоЩ (1+ДКО12)
Весовой коэффициент IFi вычисляется с помощью формулы
Г,=-КкР0ОоО10[1+Кк (щ°) Т’>
где p°=Af{z/oZ/i0}(doOi0)-1, которая выводится аналогично преды-
дущей.
При Кк»1 полученные выражения упрощаются и принима-
ют вид —рооО1-1 и IFj«—p°Oo(oi0)-1. На основании этих
соотношений можно синтезировать структуру квадратурного
компенсатора с корреляционными обратными связями (рис.
4.35), в котором компенсируется помеха. Устройство обеспечи-
'У' 4.35. Структурная схема ком-
^Нсатора активной помехи с кор-
^Ляционными обратными связями
Место г/2№1 должно быть Wx)
145
10—5360
вает минимум среднего квадрата напряжения (мощности) поме
хи на выходе z/22:
мм=Жг/о+у1^1+£/1°^1°]2}=
=ММ+W?M{yf}+ ‘(Г^) W{ (j/1°F}+
+2Г1Л4{//оУ1}+2Г1°Л1{г/оУ10}+
+2^ IFi°M{W1°}=ао2+ Wo!2+ (TFi0)2 (oi°) 2+
+2IFipGoOi+2ri0p0OoOi0.
Найдем минимум этого выражения при вариации
(57W{r/22}/dI^i = 2TFiOi2+2pcFo0i = O,
откуда ^10пт=-ра0<Т1 Аналогично №?0Пт= — p^ofai0)’1- Эти
выражения совпадают с полученными ранее в предположении
^к»1.
Если подставить IFlonT и Ж?0Пт в выражение для Al{jA,
то о2 = оо2 — р2сг02— (рО)2С)02 = (У02 [1 — р2 — (р0)2]. Обозначим р2+
+(р°)2 = | р |2, поскольку p = p-|-jp- Тогда получим окончательно
о2 = сг02(1 — | р|2), откуда коэффициент подавления помехи
по мощности
Кп = Рп.вх/’Гвых = О02о72 = [ 1 - | р |2]-1.
При некоррелированной помехе |р12^0 Ап->1 и подавления
помехи нет. При сильно коррелированной помехе |р|~^1 Ап-*00
и подавление помехи максимально.
Весовой коэффициент можно представить в виде TFK=№i+
+j^i°> гАе №i = | TTjcos ф=ТГк cos *ф и TFi°= | Т^к| sin ф=
= Г к sin ф, при этом I IF| = rK=[W+ (W>)2]1/2.
Устройство подавления с деформацией ДНА. Рассматривае-
мое устройство позволяет сформировать минимум диаграммы в
направлении на источник помехи и требует дополнительной
антенны (рис. 4.36).
Рис. 4.36. Структур-
ная схема устройства
формирования прова-
ла в ДНА
Рис. 4.37. Схема пространственной
обработки для подавления
146
Обозначим через fo(0) и fi (0J исходные диаграммы направ-
ленности основной и компенсирующей антенн, а ^(0) результи-
рующую диаграмму антенной системы из антенн Ло и Ль Тогда
fs(0) =f°(0)+^7fi(0)- Если 01 — угловая координата источника
помехи, то для компенсации помехи нужно выполнить условие
f2(0i)=O, откуда W——f0(0i)fi-1 (0i) = I7(0i). Подставив это
соотношение в выражение для f2(0)\ получим fs(0)=fo(0)-
-[fo(0i)fr1 (0i)]fi (0) - Видно, что при 0->0i f2(0)->O и в направ-
лении на источник помехи образуется провал в ДНА.
При воздействии помехи от нескольких точечных источников
следует увеличивать число компенсационных антенн. Для неза-
висимого подавления помех всех N источников необходимо
компенсационных антенн или всего ЛЧ-1 антенна. Поэтому ра-
ционально использовать антенную решетку с числом элементов-
не менее АН-1, т. е. переходить к методам пространственной
обработки сигналов (рис. 4.37). Оптимальная обработка полез-
ного сигнала на фоне мешающих сигналов и собственных шу-
мов сводится к раздельным пространственной и временной об-
работкам сигналов, причем пространственная обработка свелась,
к умножению принятых реализаций y(t) в каждом канале на
весовой коэффициент 17(0) и суммированию этих произведений;,
т. е.
*
N
= (0).
Построение оптимальных устройств подавления активных
помех. Реализация оптимальной пространственной обработки
при подавлении помехи от источника с угловой координатой 0
требует определения весовых коэффициентов 17; (0) или при
объединении последних — весового вектора 17(0), связанного с
обратной корреляционной матрицей R"1^, 0). Если известны
направления на источники помех и параметры антенны, а так-
же если помеха очень интенсивна, матрицу R-1(£, 0)' можно-
вычислить однозначно. Поскольку в общем случае R-1(f, 0)‘
связана с корреляционными характеристиками помех и сигна-
лов, нахождение 17(0) зависит от использованного при синтезе-
№ критерия оптимальности. При различных критериях, напри-
мер минимума среднего квадратичного отклонения или макси-
мума отношения мощностей сигнала и помехи, вектор W будет
связан с различными корреляционными матрицами (функция-
ми), как это иллюстрируется далее.
Пусть антенная решетка (рис. 4.38) состоит из одной основ-
ной (i=0) и N вспомогательных антенн. После взвешивания с
весом Wi выходные сигналы антенн суммируются и результат
10* 147
Рис. 4.38. Схема подавителя помех с корреляционной обратной связью на
антенной решетке
сложения z/2 сравнивается с сигналом ио. По результату срав-
нения е=у2—и0 блок управления весовыми коэффициентами
БУВК формирует веса в каналах вспомогательных антенн.
Будем считать, что помеха является узкополосным гауссов-
ским случайным процессом. В момент t
N
y2(z) = 2^(Z)Wz = YT(0 W=WTY(Z),
где Y(O = ki (0> У2^)> • • • > yw(^)]T — вектор-столбец компонен-
тов сигналов элементов антенны, а т — знак транспонирования
матрицы. Каждый компонент (/) является вектором-строкой:
Уг = [У»(^1)> Уг(^г)>; • //z(^v)]- Вектор-столбец весовых коэф-
фициентов W = [IFi, W2, .. ., J
Используем критерий минимума среднего квадратического
отклонения е2 = [«о(0 — Уз(/)]2, где и0—вектор опорного сигнала.
Следовательно, М {е2} = М {[й0 (/) — Ys (Z)]2} = 7И {[zz<> (0 —
— YT(/)W]2}->min, откуда 7И{й02+ WTY (/) YT(0W—2ко(0Х
X WTY (t)}=М{it02 {WTY (/) YT (t) W}- 2«0 (/) M {WTY (/)} ->
Введем корреляционную матрицу выборок сигналов
источников помех:
R(Y, Y) = M{Y(/)YT(/)}=
УпУ\ • • • УпУ п
и вектор-столбец взаимно корреляционной матрицы опорного
сигнала и помех R (Y, й0) = Y (/) zz0 (Ц Условия минимума б2
можно, отыскать, приравняв нулю градиент искомой матричной
.148
i
ведичины: Vai [М {в2}] = 0. С учетом того, что WTR(Y, Y)W—
квадрат скалярного произведения (W, Y)2, где YYT=R(Y,*Y),
градиент от нее выражается как Vir[WTR(Y, Y) W]=2R(YY) W.
Поэтому
Vw/ [«о2-I- WrR (¥. Y) W— 2WTR (Y, zz0)] =
==2R(V, Y)W—2R(Y, zzo)=0,
откуда получаем R (Y, Y) W=R (Y, u0) или, умножая слева
на R"’ (Y, Y),
R-' (Y, Y) R (Y, Y) W = R 1 (Y, Y) R (Y, zz0).
В результате IW = R-'(Y, Y)R(Y, u0), где I —единичная
матрица.
Следовательно, алгоритм определения матрицы оптимальных
весовых коэффициентов имеет вид
WonT = R->(Y,Y)R(Y, «0).
*
Последнее выражение есть уравнение Винера —Хопфа
в матричной форме. Предполагается, что матрица R(Y, Y)
не вырождена, следовательно, существует обратная матрица
R"'(Y, Y).
Если для отыскания оптимального вектора весовых коэффи-
циентов использовать критерий максимума отношения сигнала
к помехам, то оптимальный вектор весовых коэффициентов
^опт =KR~1 (п, п) и (I),
где К— некоторая константа, а п —шумовая составляющая
входного сигнала.
Критерий максимума отношения мощностей сигнала и по-
мехи применим в стационарных условиях, даже когда отсутст-
вуют сигнал и внешние помехи, и не учитывает деформацию
ДНА, особенно в области боковых лепестков.
Таким образом, при различных подходах к подавлению ак-
тивных помех и любом критерии оптимальности приходим к
схемам пространственной весовой обработки с компенсацией
Мешающих сигналов. При этом комплексные весовые коэффици-
енты можно формировать, обращая матрицу входных реализа-
ций, помех и сигналов. Существуют два способа такого обра-
щения: прямой и рекуррентный. При больших размерах корре-
кционных матриц п\п, где п — число источников помех,
требуются большие вычислительные и временные затраты.
149
Обычно корреляционные матрицы заранее неизвестны, поэтом
их следует оценивать по входным реализациям, а затем nojnZ
чать обратную корреляционную матрицу с помощью, напримеп
схем с корреляционной обратной связью.
Использование антенных решеток с устройствами формиро
вания весов W(0)=W(C«) с учетом корреляционных связей
(см. рис. 4.37) требует уменьшения длительности переходных
процессов в устройстве или уменьшения времени установления
а также сходимости результатов оценивания к истинным значе-
ниям характеристик помех, т. е. адекватности измеренных ха
рактеристик помех истинным.
5. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
И РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ
УСТРОЙСТВА
5.1. РАДИОДАЛЬНОМЕРЫ
Радиодальномерами (РД) называют устройства, измеряю-
щие дальность до объекта (цели). Время запаздывания радио-
волн на трассе радиолокатор — цель
где R— расстояние до цели.
Зная это время, можно определить расстояние до цели
= 0,5с/л с точностью
А/? _ Ас . At
Я ’
Полагая Ас и \tR случайными неизвестными и взаимно незави-
симыми величинами, находим точность РД
®r _ f / \2 , f \2
* |/ Ь Pl Г
Дисперсия Ос2 обусловлена точностью, с которой известны
скорость распространения радиоволн и ее непостоянство вдоль
данной трассы. Для вакуума ос/с = 10-9, а скорость распростра-
нения с= (299 792 458±ос) м/с. В реальной среде ос/с= 10'4 • • •
... 10-6. Поэтому даже при идеальной аппаратуре, когда 0* *==^
точность измерения дальности (предельная точность дально-
метрик) зависит от степени знания и учета составляющей
Следует отметить, что и в реальной среде можно получить от-
носительную погрешность дальне,метрии порядка 10"7, есЛЙ
150
^пользовать методы, позволяющие определить
Болн. Наилучшие результаты дает метод, основанный на изме-
рь <
При распространении сигнала через ионосферу
сПользовать методы, позволяющие определить погрешность,
отзываемую непостоянством скорости распространения радио-
волн. Наилучшие результаты дает метод, основанный на изме-
нении одной и той же дальности на двух частотах. Например,
при распространении сигнала через ионосферу используется
зависимость погрешности измерения дальности Д/? от частоты
[сигнала: Д7? = А7~2ЧГ, где К — постоянный коэффициент,
а xjr — неизвестная функция, зависящая от параметров ионо-
сферы. Истинное расстояние R определяется по результатам
измерения /?изм из решения системы уравнений:
j сигнала: &R = Kf 2V,
сферы. Истинное расстояние R определяется
^ИЭМ2--2ЧГ-
В идеальной среде (ос=0) нижний предел погрешности о,
соответствует потенциальной точности измерения, которая реа-
лизуется при оптимальном построении измерителя:
Поскольку R—№v, где v — измеряемый параметр сигнала, а
М—масштабный коэффициент, зависящий от метода измере-
ний параметра, то
где (ov/v)noT — потенциальная точность измерения параметра v
(фазы, частоты, времени запаздывания).
К числу основных методов измерения времени запаздыва-
ния относятся фазовый, частотный и импульсный, которые реа-
лизуются фазовыми, частотными и импульсными РД.
I
5.1.1. ФАЗОВЫЕ РАДИОДАЛЬНОМЕРЫ
Принцип действия неследящего фазового РД. В простейшем
•случае такой РД (рис. 5.1) измеряет дальность на несущей час-
Рис. 5.1. Структурная
схема фазового радио-
дальномера
151
тоте о)о (переключатели П в положении /). Сигнал генепа
масштабной частоты ГМЧ (QM = co0) усиливается в УРЧ иТоРа
дирующий сигнал имеет вид
Wj(/) = [/mlcos (pi = t/„liCOS(fiM/+(poi), 1
а отраженный сигнал
И2 (0 = ^Лп2 COS ф2~ ^Лп2 COS [Йм (t—tn) Ч~фО1 “Ьфап+фотр], рд^
Um\, Um2 — амплитуды сигналов; фЬ ф2— их мгновенные фазы-
Фо1 — начальная фаза; фап — сдвиг фаз в аппаратуре радио’
дальномера; фотр— изменение фазы при отражении сигнала от
объекта.
Измеритель фазы ИФ определяет разность фаз фд опорного
(зондирующего) и отраженного сигналов:
фд ф! ф2 фап фотр»
откуда
R = 0,5с (фд~|“фап-рфотр) /Qm. (5.1)
Фазовый сдвиг фап можно исключить из (5.1) при калибров-
ке РД, когда часть сигнала с выхода УРЧ подается на вход,
приемника Прм и ИФ измеряет фд = фап. Изменение фазы
при отражении сигнала фотр сильно влияет на точность, по-
скольку при отражении от металлов и диэлектриков ф0Тр ме-
няется на 180°. Поэтому обычно выбирают QM<^co0 и работают
в режиме модуляции сигнала ГРЧ по какому-либо параметру
сигналом ГМЧ (переключатели П в положении 2). В этом слу-
чае величиной фотр в (5.1) можно пренебречь. Тогда основное
уравнение фазового РД примет вид
R — (с/2йм)фд=Мфд,
(5.2)-
где М=с/ (2QM) =%м/4л — масштабный коэффициент
= с/Ры).
Особенностью фазового РД является влияние просачивающегося зонди-
рующего сигнала ип. с, который, складываясь геометрически с отраженный
w2, образует результирующий сигнал с мгновенной фазой
итг sin <р2 + Z7m пх sin д>п с
<р2 (^) = arctg jr— -7, 77----г~ т-
21 ит2 COS ф, + и т п с cos фп с
Поскольку Um п. с» Um2, то фг(/) стремится к срп. с(0> не несущей информа-
ции о дальности. Для уменьшения влияния просачивающегося сигнала при-
меняют пространственный разнос приемной и передающей антенн или пере'
ходят к системам с активным ответом и трансформацией частоты в ответ-
чике.
152
Однозначность отчета дальности. Одна из особенностей
j-r __ возможность многозначности, когда одному измеренному
одачению фд соответствуют несколько значений R, отличаю-
И рпппиот тло (Г\ 91 ия hl. .Iе) т'псу h —- 1 9 ГГпыитлид
ДИХСЯ, -
МЙОГОЗП“—-
при <Р*> фл+2я> • •
ТЗ Г_Т ГТ ГЛ П Т-
ихся, как следует из (5.2), на йХм/2, где £=1, 2,... Причина
огозначности в том, что ИФ выдает один и тот же результат
и Фд, фд+2я’ • • •» фд+^2л. Для исключения этого явления не-
обходимо выполнение условия однозначности отсчета фазы
° 4вмах^2л. Отсюда условие для выбора масштабной
(рл max
частоты
£м^(2^мах/с)-1.
Точность измерения дальности. Из (5.2) следует (Д7?//?) =
(ДМ/М) + (Дфд/фд) или (при независимости ДМ и Дфд)
бп= (фд W+МЧ2)1/2>
где бм2 и оФ2 — дисперсии масштабного коэффициента и измере-
ния фазы соответственно.
Составляющая ом устраняется при постоянстве масштабного
коэффициента, что достигается такой стабилизацией частоты
ГМЧ (например, с помощью кварца), при которой QM = const
на интервале измерения R. Тогда ор=Мс?ф, откуда следует, что
для повышения .точности РД следует уменьшить М, т. е. увели-
чивать масштабную частоту QM.
Таким образом, в фазовом РД существуют противоречивые
требования к значению масштабной частоты, так как увеличе-
ние йм, способствуя повышению точности, ведет к сокращению
зоны однозначного отсчета дальности. Обычно при выборе Йм
отдают предпочтение точности, а возникающую многозначность
отсчета разрешают с помощью многошкальных измерителей
(см. п. 6.1.2).
Что касается величины аф, то для различных измерителей
фазы ее можно представить в виде
0Ф = Ан.о(2Рс/Рш)“1/2,
гДе -Кн.о>1—коэффициент неоптимальности, зависящий от
вида ИФ; Рс/Рш— отношение сигнала к шуму по мощности на
выходе ИФ. Если Дн.о=1, то отношение 2Рс/Рш = 4Э/М), погреш-
ность измерения фазы оф= (4Э/А^0)~1/2 и потенциальная точность
фазового РД характеризуется погрешностью
— 1/2
(М4л) (4Э/М0)
Принцип действия следящего фазового РД. Такой РД
\РИс. 5.2) служит для автоматического сопровождения цели по
Ревности. На фазовый детектор следящего измерителя фазы
К ЧФ приходит опорный сигнал от ГМЧ с мгновенной фазой
и отраженный сигнал с фазой ф2=фо1+й1А,
СИф
R 1 Г
ф1г==фо1+л/2+фф.в
153
где фф.в — сдвиг фазы в управляемом фазовращателе,
условиях выходное напряжение фазового детектора
В ЭТИХ
Uф.д Кф.д & ml ^тп2 COS (ф1 Ф2) >
В качестве синтезатора используется
где Лф.д — коэффициент передачи фазового детектора.
Так как ср±—ф2=фф.в+л/2— то ^Ф.д=КфДГ/т1[7ГП2у
Х51п(фф.в—и формируется дискриминационная характе-
ристика с нулем в точке фф.в = Рм6?, положительной ветвью при
фф.в>йм^л и отрицательной при фф.в<£Мй. Напряжение [л
поступает на экстраполятор Э, состоящий обычно из определен*
кого числа интеграторов и вырабатывающий управляющее син-
тезатором напряжение. В качестве синтезатора используется
управляемый фазовращатель со шкалой, проградуированной в
.значениях дальности.
Принцип действия цифрового фазового РД. Измерение
дальности в рассматриваемом РД основано на преобразовании
фазового сдвига фд но временной интервал и заполнении это-
го интервала счетными импульсами. В простейшей схеме цифро-
вого измерителя фазы фд (рис. 5.3) опорный сигнал от генера-
тора масштабной частоты ГМЧ и сигнал с выхода приемника
Прм поступают на формирователи соответственно опорных
ФОИ и сигнальных ФСИ импульсов. Опорный импульс ОИ от-
крывает электронный ключ ЭК и разрешает поступление счет-
ных импульсов с генератора ГСчИ на счетчик Сч. Сигнальный
импульс СИ закрывает ЭК и прекращает подачу счетных им-
пульсов на Сч. Число подсчитанных импульсов М=]/Д/ТСч[, где
Рис. 5.2. Структурная схема
следящего фазового радиодаль-
номера
Рис. 5.3. Структурная схема
цифрового измерителя разно-
сти фаз (а) и сигналы в ее
характерных точках (б)
154
7СЧ-— период их следования, а знак ]•[ означает округление до
ближайшего меньшего целого числа. С выхода счетчика сни-
жается код, содержащий оценку дальности R, получаемую в
соответствии с выражением R = 0,5cTC4N.
Цифровому методу измерения свойственна погрешность ди-
скретизации Д/?д=0,5сТсч, которая тем меньше, чем выше ча-
стота следования счетных импульсов. Следует иметь в виду,
Что повышение точности при более высоких частотах следова-
ния счетных импульсов требует увеличения быстродействия и
емкости счетчика.
5.1.2. ЧАСТОТНЫЕ РАДИОДАЛЬНОМЕРЫ
Принцип действия неследящего частотного РД. Получение
зависимости частоты сигнала от R основано на использовании
модулированного по частоте зондирующего сигнала. При линей-
ном законе ЧМ (рис. 5.4, а) в силу того, что отраженный сиг-
нал запаздывает на tR, мгновенная разность частот излучаемо-
го fi и принимаемого /2 сигналов (частота биений) равна Fq —
==А(0—/dt)tR. На практике применяют периоди-
ческие законы ЧМ (рис. 5.4, б—а), так как передатчиков и при-
емников с бесконечным диапазоном перестройки по частоте не
существует.
В простейшем частотном РД (рис. 5.5, а) звуковой генера-
тор задает частоту модуляции FM и вместе с частотным модуля-
тором формирует ЧМ сигнал, частота которого изменяется по
Рис. 5.4. Законы модуля-
ции частоты в частотных
радиодальномерах
155
и принимаемого
Рис. 5.5. Структурная схема
частотного радиодальномера
(а) и частоты сигналов в ее
характерных точках (б)
Рис. 5.6. Изменение частоты излучае-
мого
(------) сигналов в первой четверти
периода модуляции
симметричному пилообразно-
му закону с девиацией часто-
ты А/. Модулированные по
частоте колебания ГРЧ на не-
сущей частоте f0 (рис. 5.5,6)
излучаются антенной АР В ре-
зультате запаздывания отра-
женного сигнала на tR на вы-
ходе балансного смесителя
БС возникают биения с часто-
той Fq= |/i—f2|. Сигнал бие-
ний усиливается и подается на
измеритель частоты ИЧ.
Зависимость частоты бие-
ний от дальности может быть
получена из рис. 5.6, соответствующего участку графика /1,г(0
на рис. 5.5,6. Из треугольников АВС и ADE следует, что
(7м/4) : А/=^ : F6, откуда
(5.3)
Основное уравнение частотного радиодальномера имеет вид
м
8Д у
F6 = MF6,
(5.4)
где М = с7м/8Ау —масштабный коэффициент.
Частота модуляции выбирается из условия однозначно'
сти отсчета дальности в пределах заданной дистанции Лшах-
С учетом рис. 5.5, б получаем
F^c/4R
max-
(5.5)
156
ме того, ИЧ измеряют F6 или V F
тобы незначительно отличалась от
4 частотных дальномерах выбирают
^отношение (5.5) всегда выполняется.
б2, поэтому для того
F6, определяемой (5.3),
T^tR max. При этом
Дискретность отсчета дальности. Особенностью частотных
искретный характер зависимости измеренной дальности
является
фактиче-
РД
от
ской Яф (рис. 5.7), что -вызывается периодичностью закона ЧМ, а также
периодичностью смены фазовых соотношений сигналов и ttz
на входе
смесителя. Поэтому спектр сигнала биений содержит частотные компонен-
ты кратные только частоте модуляции, причем характер нарастания частоты
биений зависит от взаимного расположения векторов сигналов и\ и ц2.
Дискрет по дальности Д/?д можно найти из выражения (5.4). Так как
наименьшая частота биений F6min==^M, то минимальное измеряемое рас-
стояние
/?min — c[8Af.
При увеличении R в спектре сигнала биений последовательно появляются
частоты 2FM, 3Fm и т. д., поэтому частота биений изменяется каждый раз
на FM> а дальность — на Д/?д = /?тт-
157
Разрешающая способность частотного РД, Если необходимо
разрешать цели по дальности или измерять дальность до всех
целей, расположенных на дистанции, то в качестве измерителя
частоты используют анализатор спектра. В этом случае на вц.
ходе смесителя и усилителя низкой частоты присутствуют сиг-
налы биений всех целей (биения «отраженный сигнал — опор,
ный сигнал») и сигналы биений на комбинационных частотах
(биения «отраженный сигнал — отраженный сигнал»):
N N N
Szzg = 2w “° (z)+2 5 wи<*
х=1
где uci — отраженный сигнал от Z-й цели; и0 — опорный сигнал.
Так как то UmiUUmiUmh и двойной суммой
можно пренебречь. В результате на вход анализатора посту-
пает столько биений Ебь сколько целей (i) находится на ди-
станции.
При использовании параллельного анализатора спектра
(рис. 5.8, а и б) получаем многоканальную систему с числом
каналов, равным числу элементов разрешения:
= (Ебшах—Ебпйп) /ЛЕф= (/?шах—#тш)Ж Время анализа опре-
деляется инерционностью фильтров: 71а=1/ДЕф=1/б7?б, где
ЛЕф — полоса пропускания фильтра, а 6Еб — разрешающая спо-
собность по частоте биений.
При последовательном анализе спектра (рис. 5.8, в и г) ап-
паратура существенно упрощается, но возрастает время анали-
за, так как последовательный просмотр дистанции путем пере-
стройки фильтра может выполняться со скоростью dF§/dt, при
Рис. 5.8. Структурные схемы и идеализированные частотные характеристики
фильтров устройств спектрального анализа сигналов в частотном радиод^ль
номере
158
।
рис. 5.9. Структурная схема приемной части частотного радиодальномера с
последовательным спектроанализатором
которой за время установления процесса на выходе фильтра
^уст частота настройки фильтра изменится не более чем на
Д^Ф, т. е. (^б/<?0тУст<Л^ф. Так как TyCT=l/AF$, то
Обычно в спектроанализаторах избегают изменения АЧХ
фильтра при перестройке и меняют частоту подаваемого на
него сигнала с помощью преобразователя частоты (рис. 5.9).
Такого же эффекта можно добиться и без преобразователя с
помощью дополнительной вобуляции частоты модуляции
или девиации частоты Д/ (рис. 5.10).
Разрешающая способность частотных РД характеризуется
дискретным характером отсчетов дальности по скачкам на
6/?=2/?ГГШ1:=с/4Д; и разрешающей способностью анализатора
спектра. Чтобы спектральные компоненты двух целей не попа-
ли в полосу прозрачности фильтра анализатора, необходимо-
выполнение условия 6Fq=Fq2—F^^AF#. Отсюда с учетом (5.4)
получаем
67?>сД77ф/(8Д/Рм).
Однако улучшение 6R за счет уменьшения AF$ ограничено-
дискретностью измерения дальности и, следовательно, не может
быть меньше 6/?=2/?min = ^/(4Af). Таким образом, разреша-
ющая способность частотного РД тем выше, чем больше де-
виация частоты, т. е. чем шире спектр зондирующего сигнала.
Точность измерения дальности. На основании (5.4) и в пред-
положении случайного характера и независимости составля-
ющих суммарной погрешности получаем
^=(F62aM2+M2u2y/2.
В частотных РД принимают меры для поддержания посто-
янными величин и А/, т. е. добиваются M=const. Тогда
°й=Мсгр. и для уменьшения од стремятся увеличить частоту мо-
дуляции FM и девиацию частоты А/. Частота модуляции ограни-
чена условием (5.5), поэтому увеличивают Д/, а для неискажен-
159
Рис. 5.10. Структурная схема частотного
частоты сигналов при вобуляции частоты
ты (в)
р адиодальномера
модуляции (б) и
(а)
и изменения
девиации
часто
ной передачи закона ЧМ переходят на несущие
частоты
оценить
неопти
Погрешность измерения частоты биений можно
как аг = /Си.0/(]Л2^Гэф), где 1 — коэффициент
мальности, зависящий от типа измерителя; q—отношение
сигнал-шум по мощности на входе измерителя частоты;
— эффективная длительность
со
*— -СО
сигнала. Если К
I —со
н.о= 1, TQ
сг^=[(2Э/2У0у/22лГэф]-1,
что справедливо для оптимальной обработки сигнала с
ным временем прихода, случайной начальной фазой и
160
рующей амплитудой. При этом потенциальная точность частот-
ного радиодальномера характеризуется погрешностью
oR= (сТм/8Д/)[(2Э/М0) ^^лТэфГ1.
На точность дальнометрии может также влиять дискретность
отсчета с дискретом Д7?д==7?тт=о/8Д/, что имеет значение, од-
нако,'только при точечной цели. В этом случае для уменьшения-
влияния дискретности отсчета можно использовать одновремен-
ную модуляцию частоты зондирующего сигнала несколькими
частотами.
' Наконец, при относительном движении цели со скоростью Vr
появляется доплеровский сдвиг частоты F^——iVr/h, который
может внести погрешность в измерение дальности. Для учета
этой погрешности используют симметричные законы ЧМ и раз-
дельную обработку сигнала в двух полупериодах модуляции
(рис. 5.11). Тогда на первом полупериоде частоты модуляции
p6lz=Fn—Fz, а на втором F62=FB+FA, откуда /?п=О,5(7?б2+^’б1);
Рд=0,5(/762—^61), где Fr и Fz — частоты, пропорциональные
дальности и скорости.
Принцип действия следящего частотного РД. Для, автомати-
ческого сопровождения целей по дальности в частотных РД при-
меняют системы .автоподстройки частоты (АПЧ). В соответст-
вующем частотном РД (рис. 5.12) сигнал биений с балансного
смесителя БС после фильтрации поступает на частотный дискри-
минатор. Сигнал ошибки, пропорциональный отклонению Fe от
точки перехода через нуль Feo дискриминационной характерис-
тики, после интегрирования в экстраполяторе подается на управ-
ляемый генератор ЗГ и изменяет FM до тех пор, пока не насту-
пит равенство Fq—Fqo. В этот момент Тм = [8Д//(сГбо)]^ и по
значению Тм можно судить о дальности до цели.
В заключение следует отметить, что частотные РД часто ис-
пользуют в качестве радиовысотомеров малых частот на различ-
ных ЛА.
р
йаС’ &.11. Влияние эффекта Доплера
пя?аст°ТЬ1 сигналов в частотном
^Анодальномере
Рис. 5.12. Структурная схема сле-
дящего частотного радиодально-
мера
11—5360
161
ЬС-* С,
— интервал дискретизации, причем Гдис
Принцип действия цифрового частотного РД. Измерен
дальности в таких РД основано на дискретном преобразован^6
Фурье (ДПФ), с помощью которого можно реализовать пара,?
лельный спектроанализатор, подобный показанному на рй'
5.8, а. Из анализируемого сигнала предварительно формируй *
квадратурные сигналы, которые затем подвергаются аналоге*
цифровому преобразованию. Число выборок N каждого из квад*
ратурных сигналов должно быть достаточным для однозначного
представления исследуемого сигнала. Например, при частотно-
модулированном сигнале с постоянной амплитудой число отсче-
тов фазы сигнала длительностью Гс должно составлять
где AFC— ширина спектра сигнала, а
— I дне
При использовании алгоритма точечного ДПФ спектроанали-
затор состоит из гребенки узкополосных фильтров с централь-
ными частотами Fh=k^Fc=kF^c, где k—Q, 1,2, ..., М—1, а
Рднс — частота дискретизации сигнала. Полоса пропускания
каждого фильтра порядка' 1/Тс= 1/МАА Обнаружение и оценку
частоты сигнала производят по номеру канала ДПФ, в котором
накопленный сигнал превысил порог обнаружения. Для вычис-
ления коэффициентов ДПФ применяют алгоритмы дискретного
или быстрого преобразования Фурье, что позволяет анализиро-
вать спектр в реальном масштабе времени. Структурная схема
спектроанализатора подобна приведенной на рис. 4.24.
5.1.3. ИМПУЛЬСНЫЕ РАДИОДАЛЬНОМЕРЫ
Принцип действия импульсного РД. В этом РД (рис. 5.13)
зондирующий сигнал формируется ГРЧ, управляемым модуля-
тором-генератором импульсов. Синхронизатор Синх обеспечивает
одновременность запуска модулятора и генератора пилообразно-
го напряжения, создающего развертку на экране ЭЛТ. Импуль-
сы радиочастоты (зондирующий сигнал) через переключатель
прием — передача ППП поступают в антенну и излучаются в
пространство. Отраженные сигналы принимаются той же антен-
ной и после приемника Прм направляются на вертикально от-
клоняющие пластины ЭЛТ, выполняющей функцию измерителя
времени tR. Импульсный генератор -подсвета используется для
включения ЭЛТ только на время прямого хода развертки.
* Если цель точечная, то выбор точки отсчета tR на огибающей
импульса зависит от отношения мощностей сигнала и шума ?•
При <7^1 для повышения, точности требуется оптимальная обра-
ботка сигнала, при которой форма выходного импульса совпа*
дает с модулем корреляционного интеграла зондирующего сиг-
нала (см. гл. 2). Следовательно, при точечной цели целесооб'
разно вести отсчет tR в точке, соответствующей максимальному
значению q, ‘ т. е. по середине .отраженного сигнала. КогД^-
<7^>1, оптимальной обработки не требуется, полоса пропускайй
t
ЗИ
% Цыьг
Цель 2
Синх
Цель1
Цель 1 Л
рис. 5.13. Структурная схема импульсного
радиодальномера
рис. 5.14. Диаграммы, поясняющие связь
ftnax, ^min и 61? с параметрами импульсно-
го радиодальномера
приемника выбирается намного шире
работке, и отраженный импульс на j
сохраняет форму огибающей зондирующего
tR отсчитывают по фронту импульса. Если це
tR также удобно отсчитывать по фронту.
Минимальная дальность дальнометрии, или «мертвая» зона,,
лппрпрляется качеством работы переключателя прием—передача-
неидеальной работы ППП антенна отклю-
че только на время зондирующего импуль-
восстановления исходного состояния пере-
‘ I— Тплг ИЛИ A? m i п
4)
чем при оптимальной об-
выходе системы обработки
сигнала. При этом
. Если цель протяженная, то-
однозначного отсчета (рис. u.itt, ±. —
«йтах<Гп или Fn<(27?max/c)-1. Таким образом, Целесообразно-
использовать низкие частоты повтирсп^ * ,
ние Fn снижает пороговую мощность, так как, например, при о -
работке пачки из , -------— " I
где ^пор — пороговое
плотность 1.
определяется____
ППП. Обычно из-за
чается от приемника не
са ти, но и на время
ключателя тВос (рис. 5.14, а). Поэтому tR min
(Ти”НТвос) •
Максимальная дальность дальнометрии определяется энер-
гетикой РД, при заданной AJmax требуется выполнить условие
(рис. 5.14,6), т. е. необходимо, чтобы
^АтахЛ)"1. Таким образом, целесообразно-
частоты повторения Fn. Однако уменьше-
_______________________________так как, например, при об-
Пъ когерентных импульсов РЛор = ?пор(М/^пТи),.
iiupuiuBGC отношение’сигнал-шум; No — спектральная
мощности шума. Число импульсов в пачке
t
И-п = фо,5г/ (НскТп) ^^фО.бг-Гп/П
Фо,5г — ширина ДНА, а йск — скорость ее сканирования. Если
заданная дальность обнаружения /?тах < "
тп» ТО Рпор==7порАГо/ (М-п minTn) <
Л . О6ЫЧНО Пц ... 10.
ск,
обеспечивается чувстви-
пор m И Мп min
Отсюда FnC>
тельностью Рпор
163
Объединяя требования к частоте повторения импульсов рд
получаем
1 \ /7 \ min^cK
2^max/c П Фо,5г-
Р азрешающая способность* импульсного РД. Разрешаемый
:в импульсном РД временной интервал (рис. 5.14, в) опреде-
ляется как 6/к= (^в2—^1)ш1п = Ти. Отсюда
67? = сти/2.
Точность импульсных РД. При визуальном индикаторе, вы-
полненном на ЭЛТ, отсчитываемый интервал времени между
зондирующим и отраженным сигналами £Отс=6г+^с+Аш, где
tc — задержка синхронизации, т. е. разница между началом
зондирующего импульса и моментом запуска развертки ЭЛТ;
•tan — время запаздывания отраженного импульса в аппаратуре
РД. Тогда ^д=^отс—^ап—tc и относительная погрешность опре-
деления дальности составит
Gr/R = К (^отс/^отс^+^ап/^ап^ + ^с/^с)2-
Здесь первое слагаемое дает относительную погрешность отсче-
та времени запаздывания по индикатору РД. Нижняя граница
этой погрешности определяется потенциальной точностью изме-
рения времени запаздывания сигнала и при оптимальной обра-
ботке сигнала и отношении сигнал-шум q=23/N^ где Э —
.энергия сигнала, равна
а0Тс = а/ = L (2ЭЖ)1/22лД^эф]Л (5.7)
оо
где ДВэф =
—оо
оо
\ |S(/)|2d/—эффективная
—оо
ши-
рина спектра S(f) сигнала. Выражение (5.7) справедливо для
•сигнала с известной несущей частотой и случайной начальной
•фазой. При этом дальномерная погрешность составляет
ан=О,54(2Э/7Уо)“1/22лДРэф]-1.
Если ввести масштаб изображения Ми=/л/^:=2Ур/с, где
1R— расстояние до отраженного сигнала по шкале ЭЛТ;
•скорость развертки, то
Здесь первое слагаемое Oi/l — погрешность отсчета, зависяШаЯ
ют диаметра пятна на экране ЭЛТ, длительности фронта им-
‘164
пульса, скорости движения пятна и отношения мощности сиг*
нала и шума. Второе слагаемое ом/Ми — нестабильное 1ь мас-
штаба шкалы экрана ЭЛТ, влияние которой можно уменьшить,
используя РД со стабилизацией масштаба или его калибров-
кой.
Третье слагаемое сг/сДс определяется нестабильностью-
взаимной синхронизации начала зондирующего импульса и
начала развертки. По способу уменьшения влияния сг^ можно-
выделить РД с внешней и внутренней синхронизацией. Ра-
диодальномеры с внешней синхронизацией имеют специальный
генератор пусковых импульсов (синхронизатор на рис. 5.13),
управляющий работой модулятора и измерителя времени. Для
устранения Gt с необходимо использовать в модуляторе безы-
нерционные или жесткие электронные приборы. Поэтому такая
схема возможна лишь в радиолокаторах средней и малой мощ-
ности. Внутренняя синхронизация (рис. 5.15, а) используется
в РД значительной мощности, когда модулятор выполняется на
вращающихся разрядниках, тиратронах и т. п. В этом случае
пусковой импульс вырабатывается модулятором, а при разбро-
се начала импульса модулятора одновременно смещается и на-
чало шкалы измерителя времени (рис. 5.15,6).
Рис. 5.16. Обобщенная
структурная схема измери-
теля времени следящего им-
пульсного радиодальномера
(а) и. сигналы в ее харак-
терных точках (б)
<9
0
Рис. 5.15. Структурная схема импульсно-
0 Радиодальномера с внутренней син-
Жизацией (а) и напряжения в ее ха-
рактерных точках (б)
165
Четвертое слагаемое о/ап//ап характеризует непостоянство
времени запаздывания в аппаратуре РД. Наибольший вкдл '
в о/ап вносит приемное устройство, в котором непостоянство
запаздывания сигнала связано с флуктуацией и изменением
наклона фазочастотных характеристик. Для уменьшения влия
ния этого явления применяют параметрическую, температурную
и электрическую стабилизации, а также герметизацию прием-
ного устройства. ’ аЯ
Принцип действия следящего импульсного РД. Для авто-
матического сопровождения целей по дальности служат следя-
щие измерители времени (рис. 5.16). Временной дискриминатор
ВД сравнивает временные положения отраженного импульса и
селекторных импульсов или временные интервалы tR и tM и вы-
рабатывает сигнал ошибки — два биполярных импульса с раз-
ной при временном рассогласовании х=И=0 длительностью. Ин-
формация об х преобразуется экстраполятором Э в управля-
ющее напряжение £7упр и подается на синтезатор задержки
’Синт (временной модулятор). Под воздействием t/ynp синтеза-
тор изменяет задержку /м селекторных импульсов. Равновесие
в замкнутом кольце регулирования наступает, когда х=0, а
следовательно, tM=tR. В этом режиме Uylw~R.
Временной дискриминатор (рис. 5.17, а) представляет собой две схемы
И, на каждую из которых поданы отраженный сигнал и один из селек-
торных импульсов. Полярность снимаемых с дискриминатора сигналов сов-
а)
^Пр I
t
Рис. 5.17. Схемы временного
дискриминатора и экстраполя-
тора (а) и синтезатора (в), а
также сигналы в их характер-
ных точках (б, г)
166
адения импульсов (рис. 5.17, б) противоположна. Экстраполятор в про-
стейшем случае — интегрирующая цепочка. Синтезатор представляет собой
С, ЙСо 5.17, в) генератор селекторных импульсов ГСИ, запускаемый задер-
з^анным 1по отношению к импульсу синхронизатора сигналом с амплитуд-
ного компаратора АК. В компараторе сравниваются уровни управляющего
сигнала ^упР и быстро нарастающего пилообразного напряжения синхро-
низатора Синх (рис. 5.17, г).
Кроме измерителя времени импульсного автодальномера с двумя се-
лекторными импульсами (см. рис. 5.16) известны измерители с одним селек-
торным импульсом, а также с дифференцированием отраженного импульса.
Особенностью работы измерителя времени автодальномера является им-
пульсный характер регулирования, что сказывается на условиях устойчи-
вости замкнутой системы и характере переходных процессов.
Для работы представленного на рис. 5.16 следящего изме-
рителя времени необходим предварительный поиск цели. В ре-
жиме поиска контакт реле схемы переключения режимов СПР
(рис. 5.18) находится в положении «П» и схема поиска СП с
помощью экстраполятора Э формирует медленно нарастаю-
щее пилообразное напряжение поиска, которое вместо управ-
ляющего напряжения подается на синтезатор Синт и изменяет
а)
РИс- 5.18. Структурная
схема следящего им-
пульсного радиодально-
еРа (а) и сигналы в ее
характерных точках при
(^СКе и захвате сигнала
167
задержку селекторных импульсов. Схема захвата СЗ, на ко
рую приходят отраженные импульсы с приемника Прм и селе°'
торные импульсы от синтезатора, переключает контакт реле^
положение «С» и переводит РД в режим сопровожден^
при совпадении отраженного и селекторных импуль^
(рис. 5.18,6). °в
Скорость поиска выбирается такой, чтобы отсутствовал
пропуск цели в двух соседних периодах повторения. При ско-
рости поиска dt^jdt за время Тп селекторные импульсы сме-
щаются на интервал, меньший длительности импульса ти, т. е
(6^м/6/) 7п^тн. Однако при захвате по одному совпадению
слишком велика вероятность ложного захвата шумового
выброса.
На рис. 5.19 показана схема захвата, в которой эта вероят-
ность сведена до минимума. Сигнал совпадения отраженного и
селекторных (СИ) импульсов, прошедший через первое поро-
говое устройство ПУь запускает генератор стандартных им-
пульсов ГСтИ, работающий в ждущем режиме. Полученные
таким образом стандартные импульсы подаются на накопи-
.тель совпадений НС в п следующих подряд циклах повторе-
ния, где п не больше числа импульсов в пачке. В результате
накопления сигнал на выходе НС достигает уровня срабаты-
вания ПУ2, а при случайном шумовом выборе ПУ2 сработать
не сможет. Для схемы захвата с накопителем необходимо,
чтобы селекторные импульсы сместились не более чем на тн
за п периодов повторения: (dtM/dt)tiTn^.xu. С учетом изменег
ния tR при движении цели со скоростью dtRldt окончательное
условие выбора скорости поиска принимает вид
Схема захвата должна иметь так называемую память, не-
обходимую для удержания следящего РД в режиме сопровож-
дения на время пропадания отраженного сигнала из-за его
флуктуаций. На рис. 5.20 показаны диаграммы движения се-
лекторных импульсов СИ при пропадании отраженного сиг-
нала ОС в следящем измерителе с астатизмом первого поряд-
ка и с идеальным (1) и реальным (2) интеграторами в экстра'
Рис. 5.19. Схемы захвата импульсного следящего радиодальномера
168
Рис. 5.20. Диаграммы движения селекторных импульсов при пропадании от
раженного сигнала
поляторе. Видно, что во избежание потерь времени на переход
в режим поиска необходима память на время тпам i по положе-
нию (рис. 5.20, а) и Тпам 2 по скорости (рис. 5.20,6). Время па-
мяти должно быть достаточным для удержания системы со-
провождения в режиме слежения на время, большее интервала
корреляции флуктуаций отраженного сигнала.
Принцип действия цифрового импульсного РД. В цифровых
РД временной интервал tR преобразуют в цифровую форму,
например, по схеме на рис. 5.21, а измерителем времени слу-
жит счетчик Сч. В момент запуска передатчика импульс
синхронизатора Синх через триггер Тр открывает схему И,
Разрешая прохождение счетных импульсов от генератора ГСчИ
на счетчик Сч. Отраженный сигнал с приемника Прм откры-
вает схемы И и разрешает считывание кода, записанного в
за время tR. Сброс счетчика и перевод триггера в исходное
состояние выполняет другой импульс синхронизатора в момент
—Схема измерения реализует разрешение целей по
Дальности, причем ее разрешающая способность и точность
ОгРаничены интервалом дискретизации по времени, т. е. пери-
Д°М счетных импульсов Тсч. Показания счетчика в соответ-
дующем коде равны Л/=]^/Тсч[.
16&
Рис. 5.21. Структурная схема цифрового измерителя времени
радиодальномера (а) и сигналы в ее характерных точках (б)
Я)
Рис. 5.22. Структурная схема хифро-
вого измерителя времени при отсчете
Я по центру импульса (а) и сигналы
в ее характерных точках (6)
170
При отсчете по центру импульса используется схема (рис. 5.22), в ко-
пой сигнал с выхода приемника Прм поступает на дифференцирующую
цепь, а с нее на 'схемУ фиксации перехода через нуль СФПН, которая
^дает стандартный импульс, отстоящий от импульса синхронизатора Синх
(время Триггер Тр запускается синхронизатором и возвращается в
йсхоДИ°е состояние стандартным импульсом, поэтому длительность импуль-
са триггера равна Этот импульс открывает схему И, через которую
четные импульсы с ГСчИ проходят на счетчик Сч. Число поступивших на
счетных импульсов М=Рд/Гсч]. Результаты измерения за п периодов
повторения усредняются в схеме усреднения СУ. Радиодальномер с таким
измерителем -времени определяет дальность до ближайшей цели.
Цифровым РД присуща специфическая погрешность дискре-
тизации Д/?д=0,5 сТсч, зависящая от периода следования счет-
ных импульсов Тсч.
При автоматическом сопровождении в цифровых импульс-
ных РД (рис. 5.23) сравниваются цифровые коды двух счетчи-
ков РСч и Сч, первый из которых (реверсивный) работает
но сигналам временного дискриминатора ВД, а второй обнов-
ляет свой код каждый период повторения. Временной дискри-
минатор ВД состоит из двух схем И, на которые подаются
стандартные импульсы с приемника Прм и селекторные им-
пульсы от генератора ГСИ. Сигналы со схем И через генера-
торы стандартных импульсов ГСтИ поступают на суммирую-
щие и вычитающие входы РСч. Последний представляет собой
экстраполятор следящего измерителя времени, накапливаю-
Сигнал
рис. 5.23. Структурная схема следя- Рис. 5.24. Структурная схема шумо-
^о цифрового импульсного радио- вого радиодальномера
Дальномера
171
щий «положительные» и «отрицательные» единичные стандап
ные импульсы, которые поступают на его входы. Синтезато"
задержки Синт состоит из генератора счетных импульсов ГСчРр
схемы И, триггера Тр, счетчика Сч и схемы сравнения cq*
Схема И открывается импульсом триггера Тр, фронт которой
го совпадает с импульсом синхронизатора Синх (а следовав
тельно, с моментом излучения зондирующего сигнала), а ко-
нец — со стандартным импульсом Прм, т. е. с моментом приема
отраженного сигнала. Код счетчика Сч нарастает в пределах
длительности импульса триггера, равного Ir. Интервал tM соот-
ветствует времени от начала импульса синхронизатора до мо-
мента совпадения кодов РСч и Сч. В этот момент СС выраба-
тывает импульс, который запускает генераторы Г1 и Г2, фор-
мирующие два селекторных импульса, сбрасывает показания
Сч и останавливает ГСчИ. Сопровождение начинается после
введения в реверсивный счетчик сигнала захвата (кода даль-
ности выбранной цели) со схемы целеуказания (или со схе-
мы поиска и захвата).
5.14. РАДИОДАЛЬНОМЕРЫ СО СЛОЖНЫМИ
СИГНАЛАМИ
Для повышения дальности действия при приемлемой точно-
ности и разрешающей способности в РЛС и РНС используют
сложные сигналы. Особенности таких сигналов заключаются в.
сочетании большой длительности с широкополосностью, нали-’
чии боковых лепестков в сжатом сигнале и, наконец, в необ-
ходимости хранения копии сигнала, в том числе и в виде ко-
довой опорной последовательности или соответствующего от-
клика сжимающего фильтра. Рассмотрим в качестве примера
радиодальномеры, использующие шумовой и фазоманипулиро-
ванный (псевдошумовой) сигналы, которые применяют для
повышения скрытности и помехоустойчивости работы.
Принцип действия неследящего шумового РД. В простей-
шем шумовом РД (рис. 5.24) вырабатываемый ГРЧ зондиру-
ющий сигнал модулируется по амплитуде шумом. Модулирую-
щий сигнал формируется фильтром из напряжения, получаемого
с генератора шума. Часть зондирующего сигнала Ui(t) от-
ветвляется в опорный канал. С приемной антенны Д2 на сме-
ситель второго канала приходит отраженный сигнал ^2(0,=3
= ui(/—tR). С помощью общего гетеродина сигналы в каналах
преобразуются на промежуточную частоту, усиливаются и по-
даются на перемножитель. При этом u3(t—tR) поступает с ка-
нала отраженного сигнала непосредственно, а —13) с ка-
нала опорного сигнала через управляемую ЛЗ, При изменении
t3 огибающая напряжения, наблюдаемого на индикаторе И,
повторяет по форме корреляционный интеграл ги=Т^4(^
—М^з(^—tR)dt. В момент достижения максимума гн, т. е. при-
172
^f3 = 0, по органу регулировки ЛЗ можно определить tR.
АЧХ фильтра в канале формирования зондирующего
Канала выбирается из условия получения узкого и острого
Сяка корреляционной функции.
Пй Принцип действия следящего РД с фазоманипулированным
йГйалом. Отличительной чертой рассматриваемого РД яв-
ляется корреляционная обработка сигналов в двухканальном
ременном дискриминаторе БД (рис. 5.25, а). В качестве опор-
ного в корреляторах служит видеосигнал с тем же кодом, что
У принимаемого сигнала. На рис. 5.25,6 в качестве примера
показан 7-элементный код Баркера, вырабатываемый кодиру-
ющим устройством КУ синтезатора задержки Синт, куда вхо-
дит управляемая сигналом экстраполятора Э схема задержки
•СЗ. Схема задержки управляет моментом запуска КУ, сдви-
гая код во времени, и запускается импульсом от синхрониза-
тора Синх. Опорный сигнал подается на каналы временного
модулятора со сдвигом на время дискрета тк, что позволяет
формировать дискриминационную характеристику Д(т) в виде
производной от корреляционной функции кода.
В каждом из корреляторов код принятого и задержанного
на tR сигнала умножается на код опорного сигнала, сдвинуто-
го на Лл. Результаты перемножения интегрируются и вычита-
ются. Полученный таким образом сигнал ошибки пропорциона-
лен разности накопленных импульсов в точках 4 и 5 каналов
ВД. В приведенном примере число положительных импуль-
сов в верхнем канале больше, чем в нижнем, и экстраполятор
с помощью синтезатора сдвигает кодовую последовательность
в сторону увеличения tM. Задержка /м изменяется до тех пор,
пока сигнал ошибки не станет равным нулю, т. е. до сдвига
опорных кодов в каналах относительно tR на ±0,5 тк.
Слежение за tR начинается при захвате сигнала после ре-
^Ис- 5.25. Структурная схема автодальномера с псевдошумовым сигналом (а)
сигналы в ее характерных точках (6)
173
жима поиска. При поиске коды принятого и опорного сиг
лов грубо совмещаются при подаче на экстраполятор СИгнНа
со схемы поиска и захвата СПЗ. Пороговое устройство
схемы определяет максимум сигнала на выходе одного из °Й
налов временного дискриминатора (коррелятора) и — ^~а
ет РД в режим слежения.
пеРеключа,
определения
угломерных
качестве
5.2. РАДИОПЕЛЕНГАТОРЫ
Радиопеленгаторы (РП) предназначены для
направления прихода радиоволн.
устройств используют также радиомаяки, формирующие элек-
тромагнитное поле, параметры которого зависят от направле-
ния излучения.
По методу получения информации о направлении на источ-
ник излучения угломерные устройства делятся на амплитуд-
ные, фазовые и частотные, а по способу извлечения этой ин-
формации — на одноканальные (последовательного типа) и
многоканальные (моноимпульсные). В радиомаяках исполь-
многоканальные (моноимпульсные).
зуется также импульсный (временной) метод. Теоретические
основы работы как радиопеленгаторов, так и радиомаяков
аналогичны. В данной главе рассматриваются только радио-
пеленгаторы наиболее распространенных типов.
5.2.1. АМПЛИТУДНЫЕ РАДИОПЕЛЕНГАТОРЫ
Амплитудные одноканальные РП используют для пеленга-
ции целей методы максимума и равносильный. Особенность
таких РП — измерение в аппаратуре РП угла рассогласова-
ния 0Р (равного Да или Др) между осью симметрии ДНА и на-
правлением на цель и отсчет угла 0О (равного а0 или 0о) по
углу поворота антенны РП относительно некоторого опорного
направления (ОН). Я
Принцип действия РП, реализующих метод максимума.
В рассматриваемых РП направление на цель 0О отсчитываётся
по шкале привода антенны ПА (рис. 5.26, а)' в момент макси-
мума напряжения отраженного сигнала на выходе приемника,
когда направление максимума главного лепестка ДНА совпа-
дает с направлением на источник излучения (точка 7И). Зави-
симость амплитуды выходного напряжения приемника t/вых оТ
угла поворота антенны называется пеленгационной характери-
стикой. При линейной амплитудной характеристике приемника
пеленгационная характеристика (рис. 5.26, б) .по форме совпа-
дает с ДНА fa (0).
Классический метод максимума требует остановки антенны
в момент совпадения максимума ДНА с направлением на цель.
Однако существуют способы пеленгации и при обзоре (<<н?
проходе»), когда луч антенны сканирует. При одном из них
174
рис. 5.26. Схема амплитудного радиопеленгатора, реализующего метод мак-
симума (а), и его пеленгационная характеристика (б)
Рис. 5.27. Огибающая пачки импульсов (а), структурная схема устройства
фиксации начала и конца пачки (6) и сигналы в ее характерных точках (в)
фиксируется начало и конец пачки (или ее огибающей), а за-
тем вычисляется положение (координата) 0О ее середины (мак-
симума). С выхода приемника пачка видеоимпульсов с оги-
бающей U (6) (рис. 5.27, а) поступает на квантователь
(рис. 5.27,6), состоящий из порогового устройства ПУ и гене-
ратора стандартных импульсов ГСтИ. Последний вырабаты-
вает стандартный по форме и амплитуде импульс каждый раз,
к°гда видеосигнал превышает порог (7ПОр. Полученная таким
образом пачка импульсов прямоугольной формы * (рис. 5.27, в)
подается на схемы запрета непосредственно и через устройство
3аДержки на Тп. При этом на выходе верхней (рис. 5.27,6)
схемы запрета выделяется первый импульс (начало пачки), а
Па нижней — последний (конец пачки). Положение максимума
175
кванто-
7 «а
коэф-
" ОГИ-
как показано на
—1Я с
тогда, когда :Да
определяется соотношением 60=0,5 (0К.+ 0Н—
0к — координаты начала и конца пачки,
уровне U.
по переходу через нуль производной от ее огибающей q ЧКи
0 = 0о производится при выполнении равенства
/301е=е0 =0. Сигналы с выхода приемника проходят
ватель Кв, стандартные импульсы с которого поступают
устройство фиксации центра пачки (рис. 5.28,а). Весовые г
фициенты Wi и Wi' выбираются в соответствии с формой
бающей пачки U (0) и ее производной C7Z(0), г— _____
рис. 5.28,6. Схема запрета пропускает сигнал обнаружени
выхода порогового устройства ПУ только
запрещающем входе отсутствует сигнал. Это возможно nni
симметричном расположении импульсов пачки на отводах ЛЗ
когда на нижнем сумматоре обеспечивается выполнение усло-
п п
вия S Wi'Ui = Q, при этом на верхнем сумматоре S №/СЛ=тах
*=1 i=0
Отсчет 0о производится в момент окончания пачки. При этом
возникает систематическая погрешность Д0 = тп£2Ск/2, где тп —
длительность пачки. Эта погрешность учитывается при гра-
дуировке РП.
п отсчиТываемыё1||
»вне с/пор, a £2CK — угловая скорость сканирования ант На
Другой способ заключается в фиксации максимума
• otS;
Рис. 5.28. Схема устройства фиксации максимума огибающей пачки
пульсов (а) и принцип выбора весовых коэффициентов (б)
176
он
on
Структурная схема цифро-
При фиксации момента
Ксймума угловую коор-
М иятУ цели можно отсчи‘
^ать в цифровом коде по
Иналам датчиков угла по-
СВ ота, установленных на
В лУ антенны. Датчик 1
с 5.29) вырабатывает
«мпульс боп каждый раз,
^огда максимум ДНА про-
ходит через опорное на-
правление ОН (например,
северное направление ме-
Рис. 5.29.
вого измерителя пеленга, использу-
ющего метод максимума
Илиана). Этот импульс сбрасывает'счетчик Сч и запускает
триггер Тр. Схема И открывается, и импульсы 6СЧ с датчи-
ка 2, период повторения которых соответствует, например, од-
ному градусу поворота ДНА, поступают на счетчик. Триггер
возвращается в исходное состояние импульсом 0О со схемы,
показанной на рис. 5.28, а. Поэтому число поступивших на
счетчик импульсов ДГ=] (0О—0оп)/0Сч[-
I Точность пеленгаторов, реализующих метод максимума, оп-
ределяется шириной главного лепестка ДНА. Погрешность пе-
ленгации тем меньше, чем уже ДНА и чем острее ее макси-
мум. Если в РП угловая координата определяется «на прохо-
де», т. е. без остановки вращения антенны, то при импульсном
сигнале и постоянной угловой скорости йСк сканирования ДНА
пеленгация методом максимума сводится к фиксации времени
запаздывания максимума огибающей пачки сигналов, поэтому
оценка пеленга цели при Q
ка времени запаздывания максимума пачки. Погрешность ое =
== ^сКщ, где ое и от—-потенциальные точки измерения пелен-
га и запаздывания огибающей пачки соответственно. Если ап-
проксимировать ДНА выражением Д (0) =ехр{—л (0/сра)2}, где
фа —ширина главного лепестка на уровне 0,46, то огибающая
пачки имеет колоколообразную форму:
CK=const равна Пскт, где т — оцен-
и (0 = Uo ехр {—л (/—т) 2/тОг2},
где £ —текущее время, отсчитываемое от момента пересече-
Ния максимумом ДНА опорного направления; т—запаздывание
максимума огибающей отраженного сигнала, а тог==<ра/Пск —
Длительность огибающей на уровне 0,46. Для колоколообраз-
иого импульса тог = (2 У'зт Д/ДфД1, откуда ДЛэф = (2 р^л тог Д1
Выражение (5.7) для потенциальной точности оценки вре-
ени запаздывания в рассматриваемом случае принимает вид
От^тог[л (2Э/М>)Д1/2- Отсюда минимальное значение погреш-
ности пеленгации ое = фа[л (2Э/А0)]. Учитывая, что ширина
Лавного лепестка ДНА равна qpa=AaV^a, где 7<а— коэффи-
12—5360 177
циент использования площади антенны, a — диаметр (апе
тура) антенны, .получаем
Ое = Ка[л(2ЭЖ)]“1/2(Ш). I
При переходе к реальной форме ДНА необходимо учесть,
уменьшение отношения мощностей сигнала и помехи, введя
коэффициент потерь Лп. Тогда относительное значение пелен
гационной погрешности
Ое/Фа = (^п/KjT) (2Э/7Уо)-‘/2.
В ряде работ показано, что «0,5 и
<j0/Фа «0,5 (23/yVo)-1/2.
Последнее соотношение может быть использовано для при-
ближенной оценки точности пеленгации и при других аппрок-
симациях формы ДНА.
Принцип действия неследящего РП, реализующего равно-
сигнальный метод. Определение угловых координат равносиг-
нальным методом основано на -сравнении амплитуд сигналов^
полученных от одного и того же источника излучения двумя
антеннами, ДНА которых пересекаются в пространстве, образуя
равносигнальное направление РСН (рис. 5.30, а и б). Антен-
РСН 2В 1М £< — Д 7\ с и ИХ \ \/Sv/ 1 а) РСН н 7 ’bi (в)у /л / ив /\4 \а2' ; J_ //\ Рис. 5.30. Структурная схема радиопеленгатора^ гр реализующего равносиг- 'г нальный метод (а), ДНА в декартовых координа- тах (б) и форма сигна- Щ <|> [U ла на входе приемника л-$- “hl и* --L ’ ^пипя топит то mill Ill Ц[7 9 1-1—
178
с диаграммами fal(9) и fa2(0) поочередно с периодом Тк
одключаются к гаРиемникУ Прм. Одновременно выход Прм:
• ' __ —__ л. W — -- — — «м А. .—» W-» *-*. -W Ж-S. *-4. W T-w » * -г Ух -Т- Т-ТГ Х“\ -J<r чг-* тт Л. ПГЧ YYTT
9ЛТ« Напряжение развертки по вертикали формирует генера-
ор ГР, запускаемый импульсом синхронизатора Синх. Равен*
т go отклонений луча вправо и влево от линии развертки сви-
детельствует о нахождении цели на РСН. В момент достижения
этог° равенства с индикатора 0о считывается значение угловой
к,00рдинаты источника излучения. Если РП работает в соста-
ве импульсного радиолокатора, то по положению отметки сиг*
~ттгг' относительно начала развертки опреде-
на входе Прм (рис. 5.30, в) из-за коммута-
ции ДНА модулируется по амплитуде. Глубина AM при идеи-
,с диаграммами fai (0) и fa2(0)
подсоединяется то к одной, то к другой отклоняющей пластине
ГР, запускаемый импульсом синхронизатора Синх. Равен*
о __________________ . _ _ _ _ _ _____ _ ______
детёльствует о нахождении цели на РСН. В момент достижения
координаты источника излучения. Если РП работает в соста-
нала на экране ЭЛТ
ляется дальность цели.
Напряжение иБХ :
тичных и симметричных ДНА
1Г =
f а (0» + ер) — fа (Оо"~0р)
/а (®о + 6р) + f а (Во 6р)
(5.8)
Разложение функции fa(0o±0p) в степенной ряд по степеням.
6Р в окрестности точки 0О, соответствующей РНС:
0 0 2
/а (00 ± 0р)= /а (0О) ± Л /а' (0О)+^- /а"(0о) ± • • •.
и подстановка полученных рядов в формулу (5.8) при прене-
брежении высшими членами ряда ввиду их малости дает
m^0p[f/ (0o)/fa (0о)]=Па0Р, (5.9)
где na=faz (0О) /fa (0о) — пеленгационная чувствительность-
(способность), измеряемая в единицах глубины модуляции на
градус углового отклонения.
Таким образом, напряжение ивх содержит необходимую для:
определения углового отклонения 0Р цели от РСН информацию:
глубина амплитудной модуляции пропорциональна 0Р, а фаза
огибающей ивх изменяется на обратную при изменении знака
6р.
Точность РП, реализующих равносигнальный метод, зависит-
От формы ДНА и уровня пересечения ДНА на равносигналь-
ном направлении (т. е. от угла 0СМ отклонения максимума ДНА
°т РСН). Из (5.9) следует, что 0р=т/Па. Поскольку (см„.
Рис. 5.30)
|m2|mln^Af7^n/t/32=(Pc/P[U)-i = i/^ и 0р2->о|,
То
П0 = 1/(1^ Па) = [(2ЭЖ)’/2Па]-’.
(5.10>
12*
отношением --
пеленгационной способ
что достигается
Таким образом, точность определяется отношением мощ
ностей 'Сигнала и шума и значением пеленгационной способ
ности, которое зависит от fa' (0О) и fa(0o), а следовательно, От
выбора уровня пересечения диаграмм. Для увеличения Па еле.
дует увеличивать fa' (0О) и уменьшить fa(0o), что достигается
увеличением 0СМ и уменьшением уровня пересечения, однако при
уменьшении /а(0см) падает q. Поэтому обычно 0СМ берут таким
чтобы пересечение диаграмм направленности по мощности про’
исходило на уровне примерно 0,5 (что уже учтено в формуле
<5.10)). ' '
Можно показать, что при таком выборе 0СМ пеленгационная
чувствительность связана с шириной <ра главного лепестка
ДНА соотношением П=Адна/(0,5(ра), где К ' '
зависящий от вида аппроксимации ДНА. Если коэффициентом
/<п учесть потери мощности сигнала при переходе к реальной
форме ДНА, то относительное значение пеленгационной по-
грешности Я
главного
дна коэффициент,
Ое/фа = (Ап/Адна) [0,5 (2Э/М0)
Г
Принцип действия следящего РП с коническим сканирова-
нием. Рассмотренная схема (см. рис. 5.30, а) позволяет опреде-
лить только одну угловую координату, например азимут а.
Когда требуется одновременно измерить две угловые коорди-
наты, РСН формируется вращением ДНА, отклоненной 0СМ от
оптической оси рефлектора антенны (рис. 5.31, а). Максимум
диаграммы смещается при механической или электрической де-
фокусировке облучателя. Во время работы РП диаграмма на-
правленности вращается вокруг РСН. Такая реализация рав-
носигнального метода называется коническим сканированием.
При этом на входе приемника РП действует сигнал (рис. 5.31 б),
модулированный по амплитуде с частотой сканирования FCK.
Глубина AM зависит от углового отклонения источника из-
лучения от РСН (рис. 5.32), а фаза модуляции — от угла <рм,
лежащего в плоскости, перпендикулярной РСН, и заключенно-
го между опорным направлением (ось X) и направлением на
проекцию источника излучения на эту плоскость (точка М).
Рис. 5.31. Диаграммы, поясняющие принцип конического сканирования
480
Из рис. 5.32 следует, что
cos(pM=tgaM/tgipM; siri(pM =
^IgPw/tg'ipM. Когда фм<
<*фсм, что обеспечивается
при автосопровождении по
направлению, можно счи-
тать, что соз фм^ам/чрм, а
sin фм—Рм/фм. Таким об-
разом, азимут (хм и угол ме-
ста ₽м источника излуче-
ния можно выразить через
угол фм путем формирова-
ния сигналов, пропорци-
ональных cos фм и sin фм.
Рис. 5.32. Геометрические соотноше*
ния при коническом сканировании
При автоматическом сопровождении цели по направлению
положение ДНА радиопеленгатора с коническим сканировани-
ем (рис. 5.33) однозначно связано с фазой опорного напряже-
ния «о, вырабатываемого генератором ГОН:
^Ох(^) t/mOCOS (£2Ск^ фо), ^Оу(^) t/mosin (£2СК^ фо),
где t/тпо—амплитуда сигнала ГОН; йСк==2лГск;'ф0 — ввводимая
заранее начальная фаза.
При угле рассогласования 0Р^=О огибающая импульсов на
выходе приемника описывается выражением
Wj(^) t/-niC[H~/71COS (^2CKZ фм)] U‘ГПс'~{~fTlUjncCOS (QCK^ фм) •
После детектора сигнала ошибки ДСО (пикового детекто-
ра) и полосового усилителя сигнала ошибки У СО, настроенного
на частоту FCK, сигнал ,
^3(^) COS (Qck/—фм—фу),
где фу — сдвиг фаз в УСО, для компенсации которого в опор-
ное напряжение вводится фо. Учитывая, что согласно (5.9) т=
^фмПа, и объединяя все постоянные величины в коэффициенте
Кг, имеем
МО —Кг'фм cos (Qck—фм—фу) •
Напряжения на выходах фазовых детекторов каналов ази-
мута и угла места пропорциональны разности фаз сигнала и
опорных напряжений ГОН:
Ua=K^3mUmC cos фМ=К2Кз'фм(ам/'фм) — Кам,
=КзШ sin фм = КгКз'фм (^м/*фм) =К[}м.
Таким образом, при вращении ДНА с помощью привода
сканирования ПСк в каналах азимута и угла места образуются
Управляющие напряжения Ua и значение и полярность ко-
181
“ |—-'Л—Н
(Tltf ггТГП г ГттГГ.
t
Рис. 5.33. Структурная
схема радиопеленгатора
с коническим сканирова-
нинием (а) и сигналы в
ее характерных точ-
ках (б)
торых зависят от угла отклонения цели от РСН в соответствую-
щей плоскости. С помощью этих сигналов приводы антенны ПА
а и ПА р поворачивают антенну по углам а и р в положение,
когда ссм и (Зм равны нулю.
Информация об угловом положении цели выделяется из по-
следовательности видеоимпульсов (рис. 5.34, а), модулирован-
ных по амплитуде частотой сканирования и флуктуациями ЭПР
Рис. 5.34. Огибающая (а) и спектр (б) сигнала на выходе приемника
'л
182
пели. Спектр этого сигнала содержит компоненты частоты ска-
нирования и спектральные полосы флуктуаций (рис. 5.34,6).
jj тракте продетектированного сигнала стоит настроннный на
частоту Рек фильтр. Для однозначной связи с информацией об
угловом положении цели и минимума флуктуационных помех в
Полосе пропускания этого фильтра необходимо, чтобы Д^фЛ^
^ск<0,5^п.
5.2.2. ФАЗОВЫЕ РАДИОПЕЛЕНГАТОРЫ
Принцип действия неследящего фазового РП. Информация
о направлении на цель извлекается из фазовых соотношений
сигналов, принятых в разных точках пространства. При опре-
делении одной угловой координаты, например азимута а, сигна-
лы, принятые антеннами А и В (рис. 5.35), которые разнесены
на расстояние Б, называемое базой, из-за разности хода 7?р.х =
=Лс имеют разность фаз ф=2л/?Р.х/%. Так как 7?p.x=Bsina,
то
Ф=2л(Б/л) sin а.
(5.И)
Следовательно, информацию об азимуте цели можно получить,
измерив разность фаз ф:
a = arcsino
2л (Б/л)
(5.12)
Измерение а по разности фаз ф выполняют с помощью двух-
канального приемника (рис. 5.36) с измерителем разности фаз
ИФ, шкала которого проградуирована в значениях угла а в
соответствии с (5.12).
Рис. 5.35. Взаимное поло-
жение антенн и источника
излучения в фазовом радио-
пеленгаторе
Рис. 5.36. Структурная схе-
ма фазового радиопеленга-
тора
183
Рис. 5.37. Примеры антенн фазового РП
В фазовых РП могут использоваться как обычные зеркаль-
ные антенны (рис. 5.37, а), так и ФАР (рис. 5.37,6). При пе-
ленгации в одной плоскости ФАР разделяются на две группы
излучателей ... А3 и А4... Аб, формирующие отдельные диаг-
раммы направленности (рис. 5.37, в). Сама ФАР строится по
схеме пространственного оптимального фильтра (или корреля-
тора). Выходные сигналы щ и сдвинуты по фазе на угол ф,
связанный с направлением на точку излучения сигнала М вы-
ражением (5.11). 1
Пеленгация в пространстве выполняется трехканальным РП
с базами, повернутыми друг относительно друга на 90°. При не-
обходимости обе базы можно расположить на земной поверхно-
сти (рис. 5.38). На этих базах образуются разности фаз
фАВ=2л (БАВД) sin a cos р, <рАС = 2л (БАс/к) cosa cos р. (5.13)
Рис. 5.38. Диаграмма, поясня-
ющая фазовую пеленгацию в
пространстве
Пеленги цели в горизонтальной &
и вертикальной р плоскостях оп-
ределяются из решения системы
уравнений (5.13).
Однозначность отсчета угловой
координаты. При некоторых зна-
чениях угла а и отношения БД
фазовый сдвиг сигналов ср может
превысить 360°. В этом случае
из-за цикличности изменения Фа'
зы и возможности ее однозначного
измерения только в пределах
184
рдтель
равн°м
1° возникает неоднозначность отчета угла а, так как изме-
разности фаз покажет' одно и то же значение при ср,
например, 30 и 390° (т. е. 360+30°). Для обеспечения
чности пеленгации, в пределах сектора ±90°, когда
^I^sina^+l, необходимо, чтобы разность фаз не превыша-
±180°. Из (5.11) следует, что условие однозначности выпол-
няется только при Б/%^0,5.
Точность фазовых РП. Погрешность измерения угла 0 (рав-
ного а или р) в соответствии с (5.11) равна
ае=аФ[2л(БД) cos 0]-1, , (5.14)
где аФ=Кн.о/ VЯ — погрешность измерителя фазы, зависящая
от типа измерителя (коэффициент неоптимальности обработки
сигнала в измерителе Кн.о>1) и от отношения мощностей сиг-
нала и шума q на его входе. При оптимальной обработке сиг-
нала Кн.о=1 И погрешность по фазе оф= (2Э/М>)-1/2, что соот-
ветствует обработке сигнала с неизвестной начальной фазой.
Тогда погрешность измерения угла а, характеризующая потен-
циальную точность пеленгации, составит
о0 = (2ЭЖ)~1/2[2л (БД) cos О]”1. (5.15)
Для повышения точности целесообразно увеличивать отно-
шение БД, что противоречит условию однозначности отсчета
угла 0, требующему БДЙ^0,5. Для обеспечения и требуемой точ-
ности и однозначности используют многобазовые РП, у которых
самая большая база выбирается из условия требуемой точно-
сти, а наименьшая — из условия однозначности. Следует иметь
в виду, что переход от грубой базы к более точной требует вы-
полнения условия сопряжения шкал: погрешность на грубой, но-
однозначной шкале должна быть меньше диапазона однознач-
ного отсчета на более точной шкале.
Поскольку в (5.15) Б cos 0 = Бэф — эффективное значение
базы, а Х/Бвф^фа экв, то относительное значение пеленгацион-
ной погрешности
ое/фа экв = [2л(2ЭЖ)1/Т1.
Для устранения влияния флуктуаций амплитуды принимае-
мых сигналов на точность пеленгации в приемный тракт до
фазового детектора включают обычно амплитудные ограничи-
тели.
Как следует из (5.15), погрешность ое зависит от значения
Угла 0 и при 0->±9О° точность пеленгации резко падает. Поэто-
му Целесообразно работать в секторе вблизи перпендикуляра к
базе антенн, где cos 0^1, а все остальное пространство либо
Перекрывать с помощью многобазовой системы с базами, обра-
зующими многоугольник, либо использовать РП с поворотной
базой.
Рис. 5.39. Структурная схема следящего фазового РП
Принцип действия следящего фазового РП. Автоматическое
•сопровождение по направлению в фазовых РП может осущест-
вляться двумя способами. При первом сигнал ошибки с -выхода
фазового детектора (переключатель на рис. 5.39 в положении
1) через схему управления СУ (экстраполятор) подается на
управляемый фазовращатель, компенсирующий пространствен-
ный сдвиг фазы. Измеряемый угол 9 (а или р) отсчитывается
по шкале фазовращателя. При переводе переключателя в поло-
жение 2 реализуется вторая схема следящего РП. В этой схеме
функцию интегратора экстраполятора выполняет электродвига-
тель привода антенны ПА, который поворачивает антенную
платформу до совмещения перпендикуляра к базе с направле-
нием на источник излучения.
5.2.3. МНОГОКАНАЛЬНЫЕ (МОНОИМПУЛЬСНЫЕ)
РАДИОПЕЛЕНГАТОРЫ
Многоканальными (моноимпульсными) называют такие РП,
в которых информация о направлении на источник излучения
извлекается при сравнении однотипных информативных пара-
метров одновременно принятых разными антеннами сигналов.
При импульсном сигнале такая информация заключена в одном
принятом импульсе, чем и объясняется название рассматривае-
мых РП. По построению моноимпульсные РП в отличие от РП
с коническим сканированием, имеющим один приемный канал,
относятся к РП многоканального типа. Число приемных кана-
лов определяется числом одновременно обрабатываемых сигна-
лов и при пеленгации в одной плоскости равно двум. Основное
достоинство моноимпульсных РП — большая точность, реали-
зуемая ценой увеличения числа приемных каналов.
Моноимпульсные РП обычно используются для автоматиче-
ского сопровождения целей по угловым координатам и состоят
из двух основных элементов: углового датчика и углового
186
РСН
Рис. 5.40. Примеры амплитудных угловых датчиков и формируемые ими сиг-
налы и ДНА
Дискриминатора. Наибольшее применение получили фазовые и
амплитудные угловые датчики. Эти датчики представляют собой
антенные системы, обеспечивающие получение разности фаз на
•заданной базе (в фазовом датчике) или равносигнального на-
правления (в амплитудном датчике). Фазовый угловой датчик
не отличается от антенной системы фазового РП (см. рис. 5.37).
о качестве амплитудных датчиков используют как зеркальные
антенны (рис. 5.40, а), так и ФАР (рис. 5.40,6), формирующие
требуемые ДНА (рис. 5.40, в) и нужное соотношение векторов
исходных сигналов (рис. 5.40, г). В амплитудных датчиках на
ФАР фазовые сдвиги ф0 в фазовращателях подбираются при
Настройке антенны для получения равносигнального направле-
ния, фазовращатели ф изменяют положение РСН при пеленга-
187
Цfl Ilf!
Рис. 5.41. Структурная
р а диопеленгатор а
схема амплитудно-амплитудного
моноимпульсного
с направлением на источник излучения
ции до совпадения
(точка Л4). Управляет фазовращателями сигнал с экстраполя*
тора следящего радиопеленгатора.
Угловые дискриминаторы в зависимости от вида информа-
тивного параметра сигнала разделяются на фазовые, амплитуд-
ные и амплитудно-фазовые (суммарно-разностные). Название
моноимпульсного РП образуется из названий входящих в него
углового датчика и дискриминатора. Из возможных сочетаний
этих элементов наиболее употребительны: фазовый угловой дат-
чик+фазовый угловой дискриминатор, т. е. фазо-фазовый РП;
амплитудный угловой датчикЦ-амплитудный угловой дискрими-
натор, т. е. амплитудно-амплитудный РП; фазовый или ампли-
тудный угловой датчик+суммарно-разностный угловой дискри-
минатор, т. е. фазовый или амплитудный суммарно-разностный
РП. В суммарно-разностных РП необходим преобразователь
информации, содержащейся в фазе или в амплитуде принятых
сигналов, в информацию, заключенную как в амплитуде, так и
в фазе сигнала.
Принцип действия фазо-фазового РП. Этот РП по принципу
действия аналогичен следящему фазовому РП, схема которого
приведена на рис. 5.39 (переключатель в положении 2). Если
требуется измерить две угловые координаты а и [}, то исполь-
зуют четыре антенны со взаимно перпендикулярными базами и
четыре приемных канала.
Принцип действия амплитудно-амплитудного РП. При опре-
делении одной угловой координаты этот РП (рис. 5.41) состоит
из амплитудных углового датчика УД и дискриминатора УДЙ^-
Последний содержит два .приемных канала, в тракте УП4
которых применены усилители с логарифмическими амплитуд*
ными характеристиками. Поэтому на выходе вычитаюшег°
устройства формируется дискриминационная характеристик#
вида
188
(5.16)
U (0р) = 1п[/а (6р) /Д (—0р) ],
е 0р —Угол межДУ направлением на цель и PCH, a Д(9р) —
качение нормированной ДНА, соответствующее углу 0Р. Лога-
3 фМйческие усилители служат для нормировки принятых
рйРналов в дискриминаторе, т. е. для формирования их отноше-
ния- При такой нормировке выходной сигнал дискриминатора
[/ ых не зависит от амплитудных флуктуаций принимаемых сиг-
налов (при изменении амплитуды сигнала, одновременно при-
нимаемого по двум ДНА, отношение fa(OP)/fa(—0Р) остается
постоянным). Тем самым повышается точность определения
угловых координат.
• Принцип действия суммарно-разностных РП. В таких РП с
помощью преобразователя, в качестве которого обычно исполь-
зуют кольцевой волноводный мост (рис. 5.42, а), называемый
суммарно-разностным СРМ, формируют суммарный th и раз-
ностный t/д сигналы. Как следует из рис. 5.42, б, вне зависимо-
сти от типа углового датчика (амплитудный АУД или фазовый
ФУД) информация об угле 0Р заключена в амплитуде разност-
ного сигнала, а о знаке 0Р — в его фазе. Суммарный сигнал ис-
пользуется как опорный для определения знака 0Р и для нор-
мировки сигналов.
. Угловой дискриминатор УДис суммарно-разностного РП
(рис. 5.43) построен по двухканальной (при определении одной
угловой координаты) схеме. Чувствительным к информативным
параметрам разностного сигнала элементом является фазовый
детектор. При установке переключателя в положение 1 схема
дискриминатора соответствует амплитудному суммарно-раз-
ностному РП, а в положение 2 — фазовому. Для нормировки
сигналов служит устройство МАРУ по суммарному сигналу,
поэтому коэффициенты усиления УПЧ меняются обратно про-
лорционально U
2-
5.42.
лов (б)
Кольцевой волноводный мост (а)
и векторные диаграммы сигна-
189
Рис. 5.43. Структурная схема суммарно-разностного моноимпульсного радио-
пеленгатора
Дискриминационная характеристика вида
/7(ep)=wA(ep)/[72(ep),
где К — коэффициент пропорциональности, а С7Д (0Р) и С72(0Р) -4
амплитуды разностного и суммарного сигналов при угле 0Р
между направлением на цель и РСН (или перпендикуляром к
базе антенн при ФУД), формируется фазовым детектором. На-
пряжение на выходе последнего с учетом нормировки по сум-
марному каналу равно
вых=^Ф.д 772 COS (zZaZZs) АГф.д и COS (йд/£з).
с/2 X
Поскольку при изменении 0Р угол между и может при-
нимать два значения 0 и 180°, то
где учтено, что при малых 0Р значение t/2(0P) =t/2 и не зависит
от 0Р. Нормировка устраняет влияние амплитудных флуктуации
принимаемого сигнала и повышает точность пеленгации.
При оптимальном построении амплитудного суммарно-раз;
костного РП (рис. 5.44) с дискриминационной характеристикой
вида
Д(0р)=-Кги,(0Р)/ги(0р)
в качестве углового датчика используется ФАР, выполняют3
функцию пространственного фильтра. Весовые коэффициент^
Wi и W/ выбираются из условия формирования суммарной
разностной диаграмм. При пеленгации в пространстве неоох
190
а)
Рис. 5.44. Структурная схема оптимального амплитудного суммарно-разност-
весовых коэф-
него радиопеленгатора (а) и диаграмма, поясняющая выбор
фициентов (б)
димы три или четыре при-
емных канала и соответ-
вующие преобразователи
иа волноводных мостах
(рис. 5.45).
Точность моноимпуль-
сЧЫх РП. Точностные па-
раметры таких РП зависят
равным образом от типа
11 и степени идентичности
Рнемных каналов*.
Н0сти°Лее ДетальнО вопросы точ-
смотп^тногоканальных РЯС-
онова р v монографии А, И. Ле-
^пульснД* Фомичева «Моно-
СНая РаДиолокация».— М.:
° и связь, 1984, с. 114—197.
Рис. 5.45. Угловой датчик и преобразо-
ватель суммарно-разностного радиопе-
ленгатора при пеленгации в простран-
стве
191
Тогда ofi = оф[2л (БД)]“!, где оф — погрешность измерения фа^ 1
зы, нижнее значение которой дает формула потенциальной I
точности, т. е. оф= (23/Af0)-1/2. С учетом этой формулы потен^
циальная точность фазо-фазового РП характеризуется погрещ. ||
ностью
ое=[2л(2ЭЖ) ^(Б/М^фаРл (2ЭЖ) V2]-i,
где учтено, что при указанных на рис. 5.37 размерах антенн
фазового РП база Б=йа и ширина ДНА равна фа=%/Б, При
использовании ФАР с теми же размерами ширина ДНА состав-
ляет фа = 0,5Х/Б при той же базе.
Заметим, что при направленных антеннах с шириной диа-
граммы фа можно устранить прием сигналов, приходящих с на-
правлений, лежащих вне угла фа, и тем самым избежать много-
значности отсчета угла при сохранении высокой точности пелен- I
гации. Наибольшая точность при однозначности отсчета
достигается, если выбирать базу из условия Б = 0,5/а, где /а —
размер апертуры антенной системы.
Точность амплитудно-амплитудного РП можно найти, ис-
пользуя выражение (5.16). Разлагая In /а (0Р) в степенной ряд,
в первом приближении получаем J7(0P) —2Па0р, где Па=
—fa' (0o)/fa(0o)—пеленгационная чувствительность. Тогда при
[{7(0)]2->а2ш и 02->Ое I
о6 = -1,7[Па(2Э/^)1/2Г1. j
Если уровень пересечения ДНА выбран ~0,5 (см. п. 5.2.1),
то Па = 2/фа, откуда окончательно
ое^0,85фа(2ЭЖ)-1/2.
Точность амплитудного суммарно-разностного РП при опти-
мальной обработке сигнала (потенциальная точность) характе-
ризуется погрешностью
Ое = 0,5фа(2Э/Я)-1/2.
Таким образом можно утверждать, что при любом типе мо-
ноимпульсного РП потенциальная точность измерения характе-
ризуется погрешностью
Ое = Аофа(2ЭЖ)-1/2,
где коэффициент Ка зависит от типа РП. В фазо-фазовом РП
7<а^1,6, в амплитудно-амплитудном ТС ~ 0,85, а в суммарно-
разностном /Сп=0,5.
Погрешность фазо-фазового РП определяется выражением
(5.14), в котором следует учесть, что при сопровождении цели по
угловым координатам 0Р~ 0. '
192
Рис. 5.46. Схемы однока-
нальных моноимпульсных
радиопелегаторов
Общим недостатком всех моноимпульсных РП является вли-
яние неидентичностей фазовых или амплитудных (соответствен-
но в фазовых или амплитудных РП) характеристик приемных
каналов на точность определения угловых координат цели.
В суммарно-разностных РП это влияние слабее, однако только
при высокой идентичности высокочастотных трактов (до коль-
цевого моста). Последнее нетрудно показать при построении
соответствующих векторных диаграмм сигналов.
Для ослабления влияния неидентичностей приемных кана-
лов в угловых дискриминаторах применяют коммутацию (пере-
мену мест) приемных каналов с определенным периодом.
В импульсных системах возможно также усиление сигналов
углового датчика в общем приемном канале с использованием
сдвига сигналов во времени (рис. 5.46, а), а в системах с немо-
Дулированным сигналом — с разделением сигналов по частоте
(рис. 5.46, б). Известны и другие способы ослабления этого
влияния.
Точность следящих измерителей угловых коор'динат характе-
ризуется относительными значениями составляющих, образую-
щих суммарную погрешность одноканальных с коническим ска-
нированием 02 к.с И МНОГОКанаЛЬНЫХ МОНОИМПУЛЬСНЫХ 02 ми
Радиопеленгаторов. На точность одноканальных следящих РП
влияют шумы приемника, приводящие к погрешности ош, аппа-
ратурная погрешность оа, угловой шум оу.ш и амплитудный шум
Флуктуаций отраженного сигнала оа.ш (рис. 5.47). В моноим-
пульсных РП (при идеальной нормировке сигналов) погреш-
13—5360
193
Рис. 5.47. Составляющие погрешно-
стей в одно- и многоканальных сле-
дящих радиопеленгаторах
ность аа.ш отсутствует,
приводит к повышению точ-
ности пеленгации. Этому
способствует и большая пе-
ленгационная чувствитель-
ность сумм арно-р азностных
моноимпульсных РП, при-
мерно в два раза превыша-
ющая аналогичный пара-
метр в РП с коническим
сканированием. Отмечен-
ные преимущества моно-
импульсных РП лежат в
основе широкого распро-
странения этого типа угло-
мерных устройств.
5.3. ИЗМЕРИТЕЛИ СКОРОСТИ ЦЕЛИ
Одним из важных параметров движения, подлежащих опре-
делению в радиосистемах, является скорость движения. При
однопозиционном расположении радиосистемы (рис. 5.48, а)
можно измерить радиальную составляющую скорости движения
Vr = R' и угловую скорость перемещения объекта 9', связанную
с тангенциальной составляющей скорости Кг=/?0'. В многопо-
зиционной радиосистеме можно вычислить вектор скорости в
пространстве по трем его составляющим (радиальным скоро-
стям), измеренным на трех разнесенных позициях, или вектор
скорости на плоскости при двух разнесенных позициях (точки
Oi и О2 на рис. 5.48,6). Для этого надо знать угловые положе-
ния линий визирования цели (например, углы ai и аг на рис.
5.48).
Радиальную скорость цели можно найти либо дифференци-
рованием изменяющихся данных о дальности цели
двухпозиционной (б) системе
194
дибо измерением доплеров-
ского смещения частоты
принимаемого сигнала Р.д
при движении цели. При
использовании метода диф-
ференцирования дальности
данные о скорости обычно
извлекают из входного сиг-
нала /последнего интегра-
тора в экстраполяторе ав-
томатического радиодаль-
номера.
Оптимальным при оп-
ределении скорости по доп-
леровскому сдвигу частоты
является, как следует из
Рис. 5.49. Структурная схема измери-
теля радиальной скорости пассивно-
го объекта
формулы для потенциаль-
ной точности измерения частоты (5.6), непрерывный сигнал^
имеющий наибольшее значение эффективной длительности
сигнала ГЭф. Реализуемая при этом точность превышает дости-
жимую при методе дифференцирования, так как последняя за-
висит от точности измерения дальности и ухудшается из-за до-
полнительной обработки при выделении продифференцирован-
ного сигнала.
Принцип действия измерителей радиальной скорости, осно-
ванный на доплеровском методе. При определении скорости пас-
сивного объекта (рис. 5.49) измеряется двукратный доплеров-
ский сдвиг частоты Fp =—2 КД. Объект (цель) облучается
непрерывным когерентным на интервале измерения сигналом
частоты fo, который вырабатывается ГРЧ. Отраженный от объ-
екта сигнал с частотой fo+Дц во втором смесителе приемника
переводится на частоту подставки ГПд>1ГДтах1 для обеспече-
ния однозначного измерения в ИЧ как положительных, так и
отрицательных доплеровских сдвигов частоты. Потенциальная
точность определения скорости в рассматриваемом измерителе'
характеризуется погрешностью
в
аг=(%/2)[(2Э/#о)1/2ГэфГ1.
(5.17>
Если определяется скорость активного объекта, ГРЧ которо-
г° работает в непрерывном режиме на частоте fi (рис. 5.50)\
То в пункте измерения принимается сигнал с частотой Л+^д,
гДе —(Vr/c)fi. После преобразования на промежуточную
Частоту и усиления колебания в балансном модуляторе пере-
в°Дятся на частоту подставки Fn^ и в ИЧ измеряется значение
й Полярность доплеровского смещения F^. Достоинство этого
называемого беззапросного варианта построения измери-
ельной системы — неограниченная пропускная способность,.
13*
195
f+p w * пд 'Д
X*-/Х]-~ о Х/х,!*
к— J ll
Рис. 5.50. Структурная схема беззапросного измерителя радиальной
сти активного объекта
скоро-
т. е. возможность работы одновременно со многими пунктами
измерения. Однако этот метод требует высокой долговременной
(на все время функционирования системы) стабильности часто-
ты ГРЧ на объекте и гетеродинов в пунктах измерения. Потен-
циальная точность такого измерителя определяется выражением
(5.17), в котором вместо к/2 следует использовать X.
На рис. 5.51 показана структура измерительной системы,
состоящей из запросчика и ответчика. Запросный сигнал, излу-
чаемый на частоте /X приходит на ответчик с доплеровским
сдвигом Гд=—(Vr/c)fi и через устройство развязки приемного
и передающего каналов УР попадает на смеситель приемника.
Поскольку гетеродинный сигнал, формируемый умножителем
частоты, имеет частоту mfr, то в УПЧ сигнал усиливается на
частоте После дробно-кратного преобразова-
ния частоты с помощью, например, регенеративных делителей
частота сигнала принимает значение (п/т) (Л+Гд)—rnfr. После
Рис. 5.51. Структурная схема запросчика (а) и ответчика
радиальной скорости активного объекта
(б) измерителя
.196
второго преобразования частоты формируется несущая частота
ответного сигнала f2= (^/m) (Л+Гд‘).
Принимаемый запросчиком ответный сигнал с частотой
(г1/т)^[1+(Ут/с)][1 + (Уг/с)]^ (fi+2FJ (п/т) через-
устройство развязки УР и смеситель подается на УПЧ с часто-
той fa+^д*—fr. Опорный сигнал, имеющий частоту —fry
формируется из сигнала ГРЧ с помощью дробно-кратного пре-
образователя частоты и смесителя. После добавления частоты
подставки Гпд на последний смеситель приходит опорный коге-
рентный сигнал с частотой —fr—Fnft. Таким образом,
измеритель частоты (ИЧ) измеряет частоту ^ПД+2ГД (п/т).
Потенциальная точность измерения скорости в данной системе
определяется соотношением (5.17).
Достоинством запросного метода работы являются меньшие
требования к стабильности частоты в системе запросчик—ответ-
чик, которая должна 'быть высокой только на малых интерва-
лах времени, равных tR max = 2F max/с. Однако на борту объекта
устанавливается аппаратура, имеющая, как правило, большие
массу и объем, чем при беззапросном методе, а наличие ответ-
чика позволяет использовать этот метод только .при определе-
нии скорости кооперируемых объектов. Кроме того, ответчик
должен работать одновременно только с одним запросчиком.
Для работы с несколькими запросчиками необходима импуль-
сная или многочастотная система.
Принцип действия измерителя угловой скорости объекта
(угловой скорости линии визирования). Подобный измеритель
может быть построен на основе фазового метода радиопеленга-
ции. Пусть в соответствии с рис. 5.35 разность фаз сигналов,
принимаемых в точках А и В,
Ф= (2nB/X)sin а= (2jiB/%)cos 0Х—(2лБ/Х) Сх,
и .поэтому
d<p/dt= (2лБД)С/= (2nB/X)0/sin 0Х. (5.18)
С другой стороны, ф = С00[7?1 (t)—#2(^)]/С, и поэтому
йф/5/=соо(7?17с—F27c) =ЙД1—£2д2 = Йдд. (5.19)
Объединяя (5.18) и (5.19), находим скорость изменения угла
6® или угловую скорость линии визирования
е/ = Йдд[(2лБА)зт0х]“1.
Выполнив независимые измерения йдд и sin 0Х, можно опре-
делить 0/ (рис. 5.52). С помощью синтезатора частоты СЧ в
^вухканальном приемном тракте, каналы которого 1расстроены
На частоту .подставки Fn&, происходит преобразование сигналов,
197
Рис. 5.52. Структурная схема изме-
рителя угловой скорости линии ви-
зирования цели
выделяет составляющую, частота
принятых на концах базы В
Усиление выполняют цт ’
рокополосные УПЧ, полОс£
пропускания которых д0Лж
ны превышать двойной Ди‘
апазон доплеровских Ча'
стот. Поэтому для улучщ^
ния отношения сигнал-щум
на выходах УПЧ включены
устройства фазовой авто-
подстройки частоты ФАГ1Ч
выполняющие функцию оп-
тимальных фильтров, ко-
торые максимизируют от-
ношение мощностей сигна-
ла и шума. Фильтр на вы-
ходе фазового детектора
которой Рпд+^дд изме-
ряется в ИЧ. Вычислитель ВУ по измеренным sin 6Х и Едд рас-
считывает 6Х'.
5.4. ИЗМЕРЕНИЕ ВЫСОТЫ
Высота объекта над поверхностью Земли или планеты мо-
жет измеряться радиовысотомером автономно с борта объекта
либо с поверхности Земли радиолокационным измерителем.
В первом случае применяют частотный или импульсный радио-
дальномер с ДНА, ориентированной в направлении вертикали к
поверхности Земли или планеты (или отклоненной от вертика-
ли на известный угол). Во втором случае применяют специ-
альный радиолокатор. При высоте подъема антенны этого ра-
диолокатора над поверхностью Земли, равной /г, расстоянии до
цели А и угле визирования цели в вертикальной плоскости ₽
истинная высота цели Н может быть определена, как показано
в п. 3.1.1 и на рис. 3.12, из соотношения
Н = + 0,5/?2/?з.эф>
где //np = /?sinfi— приведенная высота, а последнее слагаемое
учитывает кривизну земной поверхности и рефракцию радио-
волн с помощью эффективного радиуса Земли R3. эф. -
Из этого соотношения следует, что специфической задаче
радиолокационного измерителя высоты является нахождение
угла места цели 0, зная который и измерив дальность R сорт
ветствующим методом, можно по известным h и 7?3. эф най^
высоту цели Н. Применяют и «более простой метод непосреДс
венного измерения /7Пр — метод V-образного луча.
198
ДО.етоды измерения угла места цели р основаны на исполь-
вании остронаправленных в вертикальной плоскости антенн,
х - ГТ ТТЛ ГТ
р.мирующих как сканирующие, так и неподвижные ДНА. При
Т -„Г^ХГТПТТТРЙ (КЯНЯТПТТТРЙРСТ^ R -ПАПТШТЯ ггкппй пллгкпстм ЯНТРМНР
.СК
-^пирующей (качающейся) в вертикальной плоскости антенне
можно измерить р методом максимума. Если сканирование
^□изводится с помощью механического привода, то снижается
темп поступления информации и вычисления //, что при боль-
шом числе быстро перемещающихся целей представляет су-
щественный недостаток.
Этот недостаток не проявляется в радиолокаторах с много-
лепестковой ДНА в вертикальной плоскости, т. е. с параллель-
ным обзором по углу места и одновременным измерением р
целей по каждому из лепестков ДНА. В таком радиолокаторе
зондирующий сигнал излучается всеми парциальными лепест-
ками ДНА одновременно, а сумма лепестков образует широкую
^формы cosec р) ДНА. При приеме отраженных сигналов каж-
дый лепесток ДНА работает на отдельный приемный канал.
Быстродействие такого радиолокатора достигается ценой
усложнения системы обработки сигналов.
В обзорных радиолокаторах, предназначенных для определения трех
координат целей, возможна комбинированная система измерения, при кото-
рой медленное механическое или электрическое вращение ДНА по азимуту
сочетается с быстрым сканированием по углу места. В таком радиолока-
торе для перемещения луча в вертикальной плоскости изменяют несущую
зондирующего сигнала (частотное сканирование), а в качестве антенны
применяют ФАР. Зависимость фазового набега сигнала в волноводных ли-
ниях передачи от частоты приводит к отклонению луча ФАР. Частота может
изменяться дискретно от импульса к импульсу или плавно.
При фиксированной несущей для управления положением луча в вер-
тикальной плоскости можно использовать лучеобразующую волноводную
матрицу. Такая матрица состоит из системы отводов от волноводов, соеди-
ненных с излучателями ФАР. Линии, проведенные по точкам подключения
отводов, наклонены к этим волноводам под углами, пропорциональными
ожидаемым углам наклона фронта волны, падающей на ФАР. Выбирая со-
ответствующую линию отвода, обеспечивают прием только того сигнала,
который приходит с определенного направления (поворачивают ДНА), и на-
ходят таким образом угол р, а затем рассчитывают высоту цели Н.
Принцип действия измерителя высоты, основанного на ме-
тоде V-образного луча. Антенная система радиолокатора, рас-
положенного в точке О (рис. 5.53), имеет два луча: вертикаль-
ный Лв и наклонный Лн. Плоскость последнего составляет с
плоскостью Лв угол 45°. Ширина лучей в азимутальной плос-
кости (обычно несколько градусов) выбирается из требуемого
Разрешения целей по азимуту. Для ослабления зависимости
мощности принимаемого сигнала от дальности обращенная в
Верхнюю полусферу часть ДНА обоих лучей по напряженности
•Поля должна изменяться .по закону cosec 6, где 0 — угол в
199
Рис. 5.53. Взаимное положение лучей при использовании метода V-образно-
го луча (а) и их проекция на вертикальную плоскость, перпендикулярную
оси X и содержащую цель (б)
плоскости луча, отсчитываемый от линии пересечения лучей.
Напомним, что подобная форма ДНА используется в радиоле*
каторах обзора земной поверхности с той только разницей, что
по закону cosec 0 изменяется не верхняя, а нижняя часть ДНА
(см. рис. 3.1). Оба луча неподвижны друг относительно друга
и имеете вращаются вокруг вертикальной оси с угловой ско-
ростью сканирования йск для обзора воздушного пространства.
При вращении антенны луч Лн проходит через цель, находя-
щуюся в точке Л4Ь Положение этой точки характеризуется
дальностью 7?, высотой Япр и горизонтальной дальностью Rr.
Обозначим проекцию точки на плоскость луча Лв через М2.
Опуская перпендикуляр на линию пересечения лучей (ось ОХ)>
получаем точку М2. Четырехугольник Л/11М2М2/М1' — квадрат,
так как его диагональ МХМ2 наклонена к сторонам под углом
45°, равным углу между плоскостями лучей Лв и Ли.
Из треугольников МХОМХ и МХОМ2 находим
ЯПр2=7?2—7?г2; /7np=/?rsin ад,
где ад— разность азимутов отметок цели при пересечении ее-
плоскостями лучей Лв и Лн, зависящая от ЯПр.
Решая совместно эти два уравнения, получаем
НПр=R (1+sш2ад)"1 /2 sin ад.
Отсюда следует, что, измерив R и ад, можно определить приве-
денную высоту ЯПР> а следовательно, и истинную высоту Н. Для
таких измерений часто пользуются индикатором «дальность-
азимут». Однако при малой Ядр из-за конечной ширины лучей Лв
и Лн отметки цели, полученные по этим лучам, перекрываются и
отсчет угла ад затрудняется. Устранить этот недостаток можно,
развернув луч Лн относительно Лв на угол ао в горизонтальной
плоскости. Тогда соотношение для определения НПр примет вид
200
^np=7?[l+sin2 (ао+ад)]~1/25т(ао+ад) —
—J?(l+sin2ao)~1/2sin a0.
Точность определения высоты зависит от погрешности
отсчета угла ад:
где oai и ^аз—'СКП при пеленгации по наклонному и верти-
кальному лучам. Так как o‘aI = Ga2sec450 = oa2K2, то оа =
== 0а2 И
СГ№)/Л3/?гСГа2-
6. РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ
6.1. РАДИОСИСТЕМЫ ДАЛЬНЕЙ
НАВИГАЦИИ
6.1.1. ОСОБЕННОСТИ РАДИОСИСТЕМ ДАЛЬНЕЙ
НАВИГАЦИИ
К радиосистемам дальней навигации (РСДН) относятся по-
зиционные системы определения местоположения подвижных
объектов (потребителей навигационной информации), дальность
действия которых не ограничена дальностью прямой видимости
и составляет тысячи километров. Несущие частоты сигналов
РСДН лежат в пределах 10 ... 100 кГц.
Все РСДН представляют собой пассивные многопозиционные
системы, основу которых составляет сеть опорных передающих
радиостанций, размещаемых в точках с известными координата-
ми (радионавигационные точки РНТ). Опорные станции (ОС) в
моменты tQi излучают навигационные сигналы, по которым по-
требитель, имеющий только приемную аппаратуру и устройства
обработки сигналов, находит свое местоположение. При этом он
Использует собственный эталон времени (опорный генератор), с
помощью которого измеряется время приема приходящего от ОС
Навигационного сигнала. Моменты излучения сигналов tQi син-
хронизированы со шкалой Всемирного координированного вре-
мени (UTC).
Геометрическим элементом W, измеряемым в РСДН, явля-
ется расстояние от потребителей до ОС или разность таких рас-
стояний до двух ОС, а информативный параметр сигнала — фа-
несущей частоты. Поэтому эти системы относятся к классу
Фазовых дальномерных, квазидальномерных и разностно-даль-
201
номерных. Фазовые дальномеры, которые используются как в
дальномерных, так и в разностно-дальномерных РСДН, обладь
ют точностью, близкой к потенциальной. Однако такая точность
на больших дальностях может быть обеспечена только при учете
изменения фазовой скорости распространения радиоволн вдоль
трассы. Кроме того, на точность измерений в фазовых системах
сильно влияет интерференция сигналов в точке приема. Так как
все опорные станции РСДН работают на одинаковых частотах
то для предупреждения интерференции сигналы одной и той же
частоты никогда не излучаются несколькими ОС одновременно.
Указанные особенности приводят к усложнению оборудования
потребителя за счет использования элементов синхронизации с
циклами излучения ОС, устройств запоминания измеренных зна-
чений фаз и коррекции фазовой скорости распространения ра-
диоволн.
Особенности дальномерных систем. Системы этого класса
требуют синхронной работы эталона времени ОС, задающего мо-
менты toi, и опорного генератора потребителя, задающего мо-
менты /Ог, в которые включается измеритель времени приема
навигационного сигнала. При синхронной работе этих генерато-
ров измеренное расстояние от потребителя до Z-й ОС
где Xi, Yit Zi — известные координаты ОС; х, у, z— искомые ко-
ординаты потребителя в некоторой, например геоцентрической,
системе координат. Для вычисления трех координат потребите-
ля необходимы три независимых уравнения, подобных (6.1)
т. е. нужно измерить три дальности Ri по трем опорным стан-
циям (7=1, 2, 3). Обычно одна из координат (высота потреби-
теля) известна, например по данным высотомера, и для расчета
координат точки П (рис. 6.1, а), где находится потребитель, до-
статочно найти две линии положения ЛП
ностям Ra и Rb до опорных станций А и
>
(окружности) по даль
В с базой Б.
Рис. 6.1. Диаграммы определения местоположения на плоскости дальномер
ной (а) и разностно-дальномерной (б) системами
202
Особенности квазидальномерных систем. Такие системы ис-
^ользуются при недостаточной стабильности опорного генерато-
ра потребителя, когда моменты излучения сигнала ОС и вклю-
чения измерителя времени потребителя не соответствуют друг
другу, т. е. имеется расхождение временных шкал системы и по-
требителя \T=tQi—tor. Тогда измеренная потребителем даль-
ность Rk < отличается от истинной на сАГ и выражение (6.1)
принимает вид
RKl = Г (-*, - х)2+(У г - yf+iZi - z)2 - сАТ. (6.2)
Так как АТ априори не известно, то для определения истин-
ного местоположения необходимо увеличить на единицу число
измерений расстояний до опорных станций. Системы, реализую-
щие алгоритм (6.2), называют квазидальномерными, а величи-
ну Rk— квазидальностью.
Точность дальномерных и квазидальномерных РСДН. Сред-
няя квадратическая погрешность (СКП) определения местопо-
ложения Омп, как указывалось в п. 3.2.4 связана с СКП gw из-
мерения элемента W соотношением оМп = Голг, где Г — геометри-
ческий фактор, характеризующий зависимость точности системы
от взаимного положения потребителя и опорных станций. В
дальномерной, (квазидальномерной) системе геометрический
фактор
I\ = K2/sin у. (6.3)
Особенности разностно-дальномерных систем. В этих систе-
мах измеряется разность расстояний до ьй и /-й опорных стан-
ций:
R&ij — RKi — RkJ — Ri — Rj —
= V z? -
- Г (Xj - x)2 + (YJ - r/)2+(Z; - г)2. (6.4)
Значение /?д не зависит от А7, а следовательно, и от стабиль-
ности опорного генератора потребителя, что является основным
преимуществом разностно-дальномерных систем. Для вычисле-
ния двух координат потребителя (при известной высоте послед-
него) нужно измерить две разности расстояний /?д12 и /?д2з (6.4)
по трем ОС (на одну больше, чем в дальномерной системе). По-
ложение точки П, где находится потребитель, рассчитывается по
пересечению двух линий положения ЛП (гипербол), создавае-
мых опорными станциями А, В к О (рис. 6.1, б).
Точность разностно-дальномерных систем. Геометрический
'фактор в системах этого класса
1 / лЬд \1/2
Гм=2^о,5(ф;+^- (cosec2—+cosec2T-j . (6.5)
^лы, входящие в (6.5), показаны на рис. 6.1.
2СЗ
(М) „
большая за
геометрического
разностно-дально-
положе-
гм
W
fW
100
80\
W
W
0 WWW W fW fW Ю fW
Рис. 6.2. Зависимость геометриче-
ского •> фактора в разностно-даль-
номерной системе от углов фд и
фв
Из сравнения
(6.5) очевидна
висимость
фактора
мерной системы от
ния потребителя, чем в даль-
номерной системе, что объя®
няется расхождением гипер-
болических линий положения
по мере удаления от базы сис-
темы, а следовательно, и уве-
личением линейной погрешно-
сти. Минимального значения
геометрический фактор rj
(рис. 6.2) достигает при фА==
= фв^109°, что соответствует
наивысшей точности системы.
Из рис. 6.3 видно, что дально-
мерная система обеспечивает
требуемую точность (т. е. заданное значение геометрического
фактора) в значительно большей зоне (опорные станции систем
находятся в точках А, В и О).
I
6.1.2. ФАЗОВЫЕ ДАЛЬНОМЕРНЫЕ РСДН
Принцип действия фазовой дальномерной системы. Предпо-
ложим, что ОС (одна из которых показана на рис. 6.4) непре-
рывно излучают навигационный сигнал в виде смодулирован-
ных колебаний частоты Источником сигнала служит высо-
костабильный эталонный генератор ЭГ, а требуемая мощность
обеспечивается усилителем УМ. Принятый потребителем П сиг-
нал поступает на УРЧ, а с него — на измеритель фаз ИФ. В ка-
честве опорных используются 'колебания, вырабатываемые гене-
ратором ОГ. Сигнал ОГ должен быть когерентным с излуча-
емым ОС навигационным сигналом. Предположим далее, что
фазовая скорость распространения радиоволн постоянная, а
доплеровский сдвиг частоты отсутствует.
Тогда в некоторый момент t на ИФ поступает сигнал ОС
Uc = [7mcsin ф!= t/mcSinfcOj (t— tR) +,фо1 + фап) ,
где фо1 — начальная фаза; фап — сдвиг сигнала по фазе в цепях
приемника, a tR=R/c. Фаза ф1 навигационного сигнала и ИФ
сравнивается с фазой ф0 опорного сигнала
Hq UmoSin фо ^-AnoSill (фог) •
Измеренная разность фаз
фи” фо—фап-р/фог Ф01) •
Информация о дальности R до ОС заключена в первой со-
ставляющей фи. Остальные составляющие должны быть изве-
стны и учтены при измерении. При выполнении этого требова-
ния фп=фди основное уравнение фазового дальномера
принимает вид 7? = c/coi= (%1/2л)фи, отличающийся
двойкой (вместо четверки) в знаменателе из-за того,
сивной системе tR=R/C.
Таким образом, как указано в п. 5.1.1, для уменьшения
определения дальности uR при заданном (достижимом на данном уровне
развития техники) значении погрешности Оф необходимо уменьшать масштаб-
ный коэффициент, т. е. работать на возможно более высоких масштабных
(в данном случае—несущих) частотах. Однако при больших fi возникает
многозначность отсчета фазы, когда
от (5.2)
что в пас-
погрешности
Фд1 = 2лп + фи, (6.6)
где п — неизвестное целое число, а <ри— показания измерителя (рис. 6.5).
^Ис. 6.4. Структурная схема аппара-
ТУрн опорной станции и потребителя
'Фазовой дальномерной системы
ЛяZAf Af
Рис. 6.5. Связь дальности и измеряе-
мого фазового сдвига в фазовой
дальномерной системе
205
Рис. 6.6. Диаграммы измерения
дальности потребителя на грубой
(а), средней (б) и точной (в)
шкалах
Разрешение многозначно-
сти. Определение п основана
в фазовых РСДН на много-
шкальном методе, при кото,
ром формируется грубая
шкала на разностной частоте
и используется однозначная
но не очень точная, информа-
ция о местоположении от сис-
темы счисления [Координат
потребителя.
Система счисления находит по-
ложение точки П на рис. 6.6, а с
СКП Ос. Положение точки П в зоне
неопределенности системы счисле-
ния, равной ±сгс, уточняется по ре-
зультатам измерений фазы на раз-
ностной частоте РД21 = /2—fi, где р
опорных станций. Если измерить фазы
и f2 — близкие друг другу
навигационных сигналов с
частоты
частотами
fi и f2 и образовать разность срД1 и <рД2, то
фA2L = фД2—фА1 — 2л (f2—f 1) R/c = (2лЕД21 /с) R.
Формирование фД21 равносильно измерению фазы на
низкой
частоте
ЕД2ь на которой интервал однозначного измерения фазы 7?оД21 = Х21 =
= сЕд21-1, а СКП измерения Ол01<СОс. Входящее в (6.6) неизвестное число
п определяется как п=] РД2-1 L где Rc— дальность, найденная по системе
счисления.
Для сопряжения шкалы, формируемой системой счисления
с более точной шкалой (рис. 6.6,6), организованной на частоте
Лш, т. е. для предотвращения потери информации о дальности
R (о числе X2i) при переходе на более точную (но неоднознач-
ную) шкалу, необходимо выполнить очевидное условие:
Дзетах —(6.7)
где Д/?с — погрешность системы счисления, а К3 — коэффициент
запаса.
Для расчета К3 нужно задать допустимую вероятность ошибочного
считывания дальности (сбоя) РСб, равную Pcg = 1—Рп. о, где Рп. о — вероят-
ность правильного измерения R при смене шкал. При гауссовском распре-
делении погрешностей
Рсб — 1—Ф (&Rc max/Лс) — 1—Ф (Кз) ,
(6.8}
где Ф(-) —интеграл вероятности. Расчет по формуле (6.8) показывает, что
для обеспечения РСб= 10~5... 10~7 коэффициент запаса должен лежать
в пределах 4,4... 5,3. По найденному коэффициенту К3 можно, используя
(6.7). 'найти значение разностной частоты РД2ь
206
Рис. 6.7. Частотно-временная диаграмма сигналов (а), излучаемых опорными
станциями системы «Omega», и временная диаграмма сигналов (б), излучае-
мых опорными станциями на частоте fi = 10,2 кГц
Затем дальность уточняют по точной шкале (рис. 6.6, в),
формируемой на несущей частоте При этом условие сопря-
жения шкал (6.7) принимает вид A/?2imax== c/fi5 где
Л»1=/?од1 — интервал однозначного измерения дальности на ча-
стоте fi. Если это условие не выполняется, то используется про-
межуточная шкала на разностной частоте —ft, где fs —
дополнительная несущая частота ОС (fi<f2<f3).
Принцип действия дальномерного варианта систем типа Omega..^Стан-
дартная система Omega состоит из восьми ОС (А, В, С, D, Е, Ft G и Н),
рабочая зона которых перекрывает практически всю поверхность Земли.
Дальность действия ОС составляет 9... 10 тыс. км. Каждая из ОС в из-
вестный момент времени начинает передачу сигналов на частотах 10,2;
И,3 и 13,6 кГц (рис. 6.7, а). Частота /1 = 10,2 кГц служит для точного
определения местоположения (Xi~29,5 км). На разностных частотах Гдз1 =
=/з—/1 = 13,6—10,2=3,4 кГц и Гд21 = /2—/1=11,3—10,2=1,1 кГц устраня-
йся многозначность отсчета (Лз1~68 км и Л,21~273 км).
В аппаратуре потребителя (рис. 6.8) поочередно принимаемые навига-
ционные сигналы ОС поступают с антенно-фидерного устройства АФУ
На три идентичных, но настроенных на разные частоты канала К1. .. КЗ
fea 'схеме раскрыт только канал К1). После усиления в УРЧ, амплитудного
ограничения и узкополосной фильтрации навигационный сигнал подается
На измеритель фаз ИФ, где его фаза сравнивается с фазой опорного сиг-
нала, вырабатываемого генератором ОГ. Генератор ОГ служит для полу-
дня -всех частот и синхросигналов, необходимых для работы аппаратуры
Потребителя, и строится на основе рубидиевого стандарта частоты -(в ква-
3иДальномерной аппаратуре может использоваться генератор с кварцевой
207
Рис. 6.8. Структурная схема аппаратуры потребителя системы <Omega>
стабилизацией). Результаты измерения разности фаз сигналов всех ОС
относительно опорного сигнала поступают в ЭВМ (специализированный про-
цессор), которая выдает на индикатор И и внешние системы ВС результат
расчета местоположения потребителя. В ЭВМ производится также счисле-
ние пути по информации о скорости V и курсе ф потребителя, а полу-
ченные данные используются вместе с вычисленными разностями фаз фД21
и фдз1 для разрешения многозначности. В ЭВМ могут включаться и от-
дельные элементы ИФ. В блоке памяти ЭВМ хранятся данные о коорди-
натах всех ОС и поправки на непостоянство фазовой скорости распростра-
нения радиоволн.
Измеритель фаз (рис. 6.9, а) реализует алгоритм оптимальной оценки
фазы сигнала цс> поступающего с узкополосного фильтра приемного трак-
та, и построен по квадратурной схеме. В устройстве получения выборок
УПВ цикл Тц навигационного сигнала с помощью тактовых импульсов ТИ,
вырабатываемых опорным генератором ОГ, разбивается на М (например,
100) элементов (выборок) длительностью Дв (N — Тц/Аь). При этом сигнал
каждой ОС с Тср~1 с (см. рис. 6.7,6) представлен п=1/Дв выборками.
Формирователь сигнальных импульсов ФСИ вырабатывает импульсы при
переходе ис через нулевое значение (рис. 6.9,6).
С опорного генератора ОГ на ИФ поступают синусные СОИ и косинус-
ные КОИ опорные .импульсы, формируемые в тот момент, когда опорное
напряжение и0 с начальной фазой, равной соответственно 0 или 90°, прохо-
дит через нулевое значение. Кроме того, с ОГ подаются счетные импульсы
СИ и синхросигналы СС. Сигнальные и опорные импульсы управляют элект-
ронными ключами ЭК, число счетных импульсов на выходе которых
(Nc или JVK) преобразуются счетчиками Сч в sin (pAl- или cos , где сры —
измеряемый на k-м периоде несущей частоты сдвиг фазы принятого сигна-
ла в Z-й выборке. Цифровые значения sin и cos (pfei накапливаются в Цйф'
ровых интеграторах ЦИ, сигналы которых пропорциональны:
тп m
=2 sin(₽*? и ₽;=У cos <рАг, (б-9)
*=i fe=i
где m — число измерений фазы за каждую выборку.
Оценки фазы фг- = arctg(ах/,рг) с помощью коммутатора К распределя-
ются по ячейкам памяти А, В, С, Н канала обработки КО. Комбин-и-
208
Рис. 6.9. Структурная схема измерителя разности фаз в аппаратуре потре-
бителя системы «Omega* (а) и сигналы в характерных точках этой схе-
мы (б)
РУя эти оценки, можно определить дальность до ОС или разность дально-
стей, устранить многозначность и выполнить другие необходимые вычисле-
ния.
Поиск, сигнала. Для того чтобы коммутатор К подключал ту ячейку
памяти, которая соответствует излучающей в данный момент ОС, он дол-
жен работать синхронно с ОС (см. рис. 6.7,а). Такую синхронизацию вы-
полняет схема поиска сигналов СПС. В режиме поиска функционирует
только тот канал приемника, который настроен на частоту fb Если в точке
пРиема присутствуют сигналы всех ОС, то огибающая принимаемого при
эт°м сигнала имеет вид, показанный на рис. 6.7, б (задержкой сигналов
ири распространении от ОС можно пренебречь по сравнению с тСр~ 1 с).
аДача поиска заключается в совмещении формируемого в аппаратуре
Потребителя опорного кода ОК (рис. 6.10, а) и принимаемого сигнала
\РИс. 6.10,6) на основе корреляционного метода. Максимум корреляцион-
н°й функции (КФ) соответствует совпадению совмещаемых сигналов с точ-
н°стыо до Дв (рис. 6.10, в).
14—5360
209
A
A
H
02c
tor
Т\^10е
Z?7
0,6
0,5
50
0
10
i=l
зо
0
__Т^Юс
а)
Рис. 6.10. Временные
диаграммы опорного ко-
да (п), принимаемой
сигнала (б) и нормиро-
ванная КФ этих сигна-
лов (в)
реальных условиях из-за слабой интенсивности сигналов отдельных
влияния помех характер временной диаграммы может отличаться от
большом времени на
ОС и
показанного на рис. 6.7, б. Однако при достаточно
копления -информации максимум получаемой КФ с большой вероятностью
соответствует совпадению сравниваемых сигналов и определяет начало цик-
ла принимаемого и опорного сигналов.
Схема поиска сигналов (рис. 6.11) построена по принципу обнаружи-
теля радиосигнала с неизвестной начальной
ный поиск, при -котором время вхождения
Сформированные в измерителе разности фаз
фазой и реализует параллель-
в синхронизацию минимально,
значения -и рг- (6.9) посту-
пают на блок формирования
величины Zf= [at24-pi2]1/2, про-
порциональной амплитуде
выборки сигнала. Блок корре'
ляторов БК содержит /V кана-
лов, каждый из которых вЫчйС‘
ляет
N
Рис. 6.11. Структурная схема устрой-
ства поиска сигнала в аппаратуре по-
требителя системы «Omega»
210
где Kt-5 — последовательность, соответствующая ОК и сдвинутая относи-
тельно первого канала на j шагов.
Опорный код ОК от генератора ГОК поступает на формирователь вы-
борок кода ФВК, который управляет тактовыми импульсами ТИ и выра-
батывает М цифровых эквивалентов ОК, сдвинутых друг относительно дру-
га на Лв. ’Схема выборок максимума СВМ определяет номер канала БК,
а котором наблюдается максимальный сигнал, а следовательно, находит то
значение /, которое соответствует наибольшему совпадению ОК с огибаю-
щей принятого сигнала. Код с такой задержкой выделяется селектором СК,
подвергается :(при необходимости) цифро-аналоговому преобразованию в
ЦАП и используется для управления коммутатором К (см. рис. 6.9,а), а
также другими схемами, требующими синхронизации с циклом работы ОС..
6.1.3. ФАЗОВЫЕ РАЗНОСТНО-ДАЛЬНОМЕРНЫЕ РСДН
Принцип действия фазовой разностно-дальномерной систе-
мы. Основа системы — цепочка из трех—пяти ОС (рис. 6.12, а).
Все ОС работают на одной несущей частоте (или на частотах,
кратных некоторой основной частоте соо). Одна из этих ОС (Л4)
ответственна за синхронизацию и когерентность сигналов ОС
данной цепочки и называется ведущей. Остальные ОС
(X, Y, Z) — ведомые.
Станции ОСТИ и OCX (рис. 6.12,6) поочередно излучают
когерентные колебания частоты со0, формируемые эталонными
генераторами ЭГ и передатчиками Прд. В аппаратуре потреби-
теля АП принятые навигационные сигналы после УРЧ подаются
на коммутатор К, работающий синхронно с переключениями
ОС. При этом сигнал ОСТИ направляется в измеритель фаз
ИФЬ а сигнал OCX — в ИФ2. Каждый из ИФ определяет фа-
зовый сдвиг соответствующего сигнала относительно сигнала
опорного генератора ОГ. Полученные значения фдм и фдх за-
ОСП
Риу. 6.12. Цепочка
77й и аппаратуры
опорных станций
потребителя (б)
(а) и структурная схема опорных стан-
фазовой разностно-дальномерной систе-
14*
211
поминаются, а затем сравниваются в устройстве сравнения фаз
УСФ. Сигнал на выходе УСФ пропорционален искомой разно,
сти дальностей от потребителя до ОСЛ4 и OCX.
Допустим, что OCX излучает сигнал с известной задержкой
t3X относительно сигнала ОСТИ, скорость распространения ра_
диоволн постоянна и доплеровский сдвиг частоты отсутствует
Тогда принимаемые потребителем сигналы можно записать в
виде
U-M (0 “ —tRjtf) COS СОо (t—^an—£rm) "
—trm) COS фм?
ux(t) = UmX (t—^rx) COS (Оо (T—t3x—tan—tRx) —
= Umx(t—^Rx) COS фх,
где Tan — задержка сигнала в аппаратуре потребителя, a tRM
и tRX— время прохождения сигналом расстояний Rm и Rx до
соответствующих ОС.
Опорный сигнал имеет ту же частоту, но отличается по фазе
от принятых сигналов:
^о = (/) COS ((ОоТ фо.г) == ^??ioCOS фо,
где фо.г— неизвестная начальная фаза ОГ.
Измеренные И®! и ИФ2 фазы сигналов ОС равны
фдлг = фо—фм^йЭсАнм+сОоТап—фо.г?
фдХ = фо—ф^“<00Твх+,СОоТап+(ОоТ3Х—фо.г,
а сигнал с УСФ пропорционален
* • ДЙ
фдмх~фдм----фдх~(0о (Тдм-tRx--tax) =
— (соо/о) (Rm—Rx)—cd0T3x= (2л/Х0)/?д—соо^зх
и не содержит неизвестных фазовых сдвигов сооТап и ф0.г. Не-
зависимость от фо.г достигается при такой стабильности ОГ,
при которой значение ф0.г не изменяется за время формирова-
ния фдМХ-
С учетом известной задержки t3 х основное уравнение фазо-
вого разностно-дальномерного устройства
R& — (Хо/2л) фдМХ = МфдмХ
аналогично основному уравнению (5.2) фазового дальномера
при tR = R/c.
Разрешение многозначности. Рассматриваемые системы Длп
грубого, но однозначного измерения используют обычно им
пульсный метод и поэтому называются импульсно-фазовыми.
Их навигационный сигнал представляет собой пачку когерент
ных импульсов, несущая частота которых служит для точного»
а огибающая — для грубого измерения R& с целью устраненй
212
многозначности точных измерений. При этом должно выпол-
няться условие сопряжения грубой и точной шкал, подобное
(6.7) •
Принцип действия разностно-дальномерной системы типа Loran-C.
g стандартной системе Loran-C все ОС работают на частоте f0—100 кГц,
стабилизированной с помощью цезиевых стандартов частоты. Навигацион-
ный сигнал ведущей ОС (рис. 6.13, а) отличается от сигнала ведомых стан-
ций (рис. 6.13,6) числом импульсов в пачке и законом фазового кодирова-
ния (О, л)> что используется для опознавания этого сигнала, кроме того,
фазовое кодирование повышает помехоустойчивость системы. Задержки сиг-
налов ведомых ОС t3x, t3Y (рис. 6.13, в) выбираются так, чтобы в пределах
рабочей зоны данной цепочки отсутствовали области одновременного прие-
ма сигналов разных ОС. Каждой цепочке ОС присваивается индивидуаль-
ный групповой период повторения Гп, г, по которому опознается данная це-
почка. Дальность действия ОС на поверхностной волне примерно 2000 км.
Основной особенностью, влияющей на точность рассматриваемой РСДН
и построение аппаратуры потребителя, является возможность интерференции
поверхностной Епов (полезной) «и пространственной Епр (мешающей) волн в
точке приема (рис. 6.14). Пространственный сигнал, образуемый при отра-
жении от ионосферы, всегда запаздывает на время Л^40 мкс относительно
поверхностного сигнала. Поэтому у результирующего сигнала Е (рис. 6.14
соответствует равенству фаз сигналов ЕпОв и £"пр) остается неискаженным
только фронт, первые 30 мкс которого (или первые три периода несущей
частоты) используются для точного измерения фазы.
Ти=135 мм 2нс
Нс- 6.13. Пачки импульсов, излучаемых в четные и нечетные периоды повто-
рения ведущей (а) и ведомой (6) станциями, и временная диаграмма сиг-
алов цепочки опорных станций (в) системы «Loran-С»
Аппаратура потребителя систем Lo-
гап-С состоит из приемника прямого уси
ления, формирователя измерительных им-
пульсов и процессора обработки сигналов
(ПОС). Формирователь служит для полу-
чения измерительных импульсов (напри-
О W 80 Г20 /30 200 ZW меР> ИИМ и иих на рис. 6.15), положе-
ние которых на временной шкале точно
соответствует концу третьего периода не-
сущих колебаний на фронте принимаемых
от ОС импульсов. Для выделения требуе-
используется характерная точка огибающей
- Рис. 6.14. Результат
ренции поверхностной
пространственной £пр
интерфе-
йсов и
волн
частоты
мого периода несущей
ХТО, в которой крутизна фронта максимальна (эта точка специально форми-
руется в аппаратуре ОС). Программное обеспечение ПОС выполняет функ-
ции поиска сигналов, измерения, усреднения и запоминания результатов из-
мерений, а также вычисления и местоположения потребителя.
Работа процессора начинается с выбора цепочки опорных станций по
вводимому оператором групповому периоду повторения Тп. г- На этом этапе
происходит обнаружение сигналов, следующих с данным Тп. г, и формиру-
ются стробирующие импульсы, повторяющиеся через каждый Тп. г- На вто-
ром этапе производится обнаружение первого импульса ведущей ОС с
использованием показанных на рис. 6.13 особенностей ее сигнала. При этом
стробирующий импульс совмещается с первым импульсом НИМ и форми-
руется последовательность стробирующих импульсов, точно совпадающих с
сигналом ведущей ОС. Таким образом устанавливается начало отсчета вре-
мени в аппаратуре потребителя, т. е. аппаратура синхронизируется с цик-
лом передачи сигналов ОСЛ4. При измерении аналогичные операции выпол-
няются с сигналами -ведомой станции OCX. Результаты измерения времени
запаздывания сигналов ведущей и ведомой станций относительно сигнала
собственного источника времени (опорного генератора) аппаратуры потре-
бителя заносятся в ОЗУ и используются для получения требуемой навига-
ционной информации. Запоминающее устройство имеет пять каналов по
ним
ИИХ
Рис. 6.15. Положение ХТО на фронте импульса и соответствующие
тельные импульсы
измерь
214
максимальному числу ОС в цепочке. Избыточное число данных позволяет
уточнить но лученные результаты и выбрать те ОС, сигналы которых обес-
печивают требуемое отношение сигнал-шум и наименьшее значение геомет-
рического фактора.
6.1.4. ОПТИМАЛЬНОЕ ОЦЕНИВАНИЕ
НАВИГАЦИОННЫХ ДАННЫХ В АППАРАТУРЕ
ПОТРЕБИТЕЛЕЙ РСДН
Аппаратура потребителей РСДН в основном предназначена
для получения навигационных данных (координат объекта) в
результате цифровой обработки сигналов ОС. Эта задача ус-
ложняется из-за малой мощности принимаемых сигналов осо-
бенно на предельных дальностях от ОС, составляющих тысячи
километров, а также из-за высокого уровня помех в диапазо-
нах километровых и мириаметровых волн. В таких условиях
для оптимальной оценки навигационных данных применяют
так называемый фильтр Калмана-алгоритм, обеспечивающий
наилучшую в смысле минимума СКП несмещенную оценку.
Принцип построения фильтра Калмана. Для реализации на
ЭВМ оптимальной фильтрации необходимо составить модели
объекта МО (рис. 6.16, а) и измерений на основе априорной
информации о характере движения объекта и о законе преоб-
разования навигационных данных в измеряемые величины
(время запаздывания или разность времени приема сигналов).
Рис. 6.16. Модели объекта и измерительной системы (а) и структурная схе
оптимального измерителя аппаратуры потребителя РСДН (б)
215
Эти модели записывают в дискретной форме. Для этого интер-
вал наблюдений to ... t разбивают .на k отрезков длитель-
ностью Д£д, где Д^д — интервал дискретизации, который дол-
жен быть меньше интервала корреляции навигационных дан-
ных, но достаточен для выполнения в ЭВМ операций по их
оценке. «
Модель объекта. Движение объекта описывается уравнени-
ем состояния
х = ® (k | k -1) x(k - 1)+Г (A | k - 1) ii) (k -1), (6.10)
где x(k) и x(k—1)—векторы состояния объекта (например,
его коордиинаты) в момент времени &Д£д и (k—1)Д^д, имею-
щие размер (п><1), соответствующий числу п оцениваемых
навигационных данных; Ф(£|/г—1) —переходная матрица
размером (пХп), определяемая динамическими свойствами
объекта; Г(£|£—1) —прогнозирующая матрица коэффициен-
тов размером (nX/), a w(k—1) —вектор формирующих белых
шумов размером (Zx 1) с нулевым математическим ожидани-
ем. В модели объекта для формирования вектора x(k—1) из
x(k) используется задержка на Д/д. Считается, что входящие
в (6.10) величины постоянны на интервале Д/д.
Модель вида (6.10) обычно применяется для описания по-
ведения объекта при внешних воздействиях. Если известно
предыдущее состояние объекта x(k—1), в частности его на-
чальное состояние х(0), то модель (6.10) позволяет найти
прогнозируемое состояние объекта x(k) на момент следующего
измерения. Используемая для этого прогнозирующая матрица
ф(£| 1) описывает динамические свойства объекта, напри-
мер скорость, ускорение и первую производную ускорения из-
менения его координат. При -возмущенном движении объекта
учитывают внешние воздействия w, -т. е. действующие на объ-
ект порывы ветра, неоднородности атмосферы, шум в системе
управления и т. п. Матрица Г(&|£—1) прогнозирует изменение
координат объекта при этих воздействиях на основе знания
предшествующих возмущений w(k—1).
Модель измерений. Соотношение, связывающее результаты
измерения с вектором состояния при тех же допущениях, что
и в модели объекта, записывается как
z(£) = H (k)x(k)+u(k\
(6.1V
где z(k) —вектор измерений размером (mXl); Н(&) —матри-
ца измерений размером (mXn); u(k) — вектор белых шумов
измерений размером (mXl) с нулевым математическим ожидЯ'
нием, не коррелированный с вектором w.
216
Оптимизация обработки навигационных данных. На
рис. 6.16, б показана структура оптимального измерителя ОИ,
Представляющего собой фильтр Калмана. Этот фильтр, исполь-
зуя известные модели формирования сигнала 2, восстанавли-
вает вектор состояния в дискретном времени. Обычно входя-
щие в (6.10) и (6.11) матрицы известны лишь приближенно,
поэтому и оценка фильтра не является полностью оптималь-
ной. Алгоритм фильтра описывается уравнениями
x(A|^)=x(A|/fe-l)+K(A)[i(^)^H(A)x(A|A-l)]; (6.12)
|— 1) = Ф(£ j & — !)-*(£— 1 i£ — 1),
(6.13)
где x(k |& —1) — экстраполированная оценка x(k) на А-м
интервале, полученная по совокупности результатов измерений
2(1), 2(2),..., z(k—1); К(&)—коэффициент передачи, вычис-
ляемый в ВКП по известным из теории калмановской фильтра-
ции формулам. Следует отметить, что при определении К(&)
рассчитывается ковариационная матрица, диагональные эле-
менты которой представляют собой дисперсии погрешностей
оценки каждого-компонента вектора состояния х, что позволя-
ет судить о качестве работы фильтра.
Практически важной особенностью фильтра Калмана является рекур-
рентность (алгоритмов, когда данные измерений включаются в последнюю,
оценку и отпадает необходимость хранения их в памяти ЭВМ. Действитель-
но, модель динамики объекта Ф(&|&—1) позволяет экстраполировать оцен-
ку состояния объекта, а модель измерительной системы —найти от-
клик системы на прогнозируемое состояние объекта. Вычитая предсказан-
л
ный результат измерения, т. е. оценку z(k k—1), из истинного результата.
2(&), получают невязку измерения z(k\k—1), которая умножается на рас-
считанную ЭВМ матрицу коэффициентов передачи К(&), а результат скла-
дывается с х(£|6—1) для получения оценки х(6|£). Последняя хранится в
памяти ЭВМ до следующего измерения. Затем цикл повторяется. Однако-
алгоритм требует хранения в памяти ЭВМ всех матриц, входящих в урав-
нения фильтра, для всех А=,1, 2, ... Порядок этих матриц зависит от
Размерности п вектора состояния объекта.
Применительно к РСДН уравнение состояния (6.10) распа-
дается на несколько аналогичных ему по форме независимых
Уравнений, число которых равно числу оцениваемых компонен-
та навигационных данных. Эти уравнения описывают измене-
ния каждого из указанных компонентов. В квазидальномерной
системе оценке подлежат две координаты (например, широ-
ка ф и долгота к) объекта и сдвиг временных шкал ОС и по-
217
Рис. 6.17. Дополнительный фазовый
сдвиг сигнала при расстройке филь-
тра
Рис. 6.18. Зависимость погрешностей
от относительной полосы пропускания
фильтра
требителя ДГ. Соответствующий фильтр Калмана имеет три
входа (т=3 по числу ОС) и три выхода (ср, X, Д7). В дально-
мерной и разностно-дальномерной РСДН достаточно оценки
двух координат ср и Л. При проведении измерений по двум па-
рам ОС (т = 2) соответствующие фильтры имеют два входа и
два выхода.
При проектировании оптимальной аппаратуры потребителя
следует иметь в виду, что запись входящих в уравнения (6.12)
я (6.13) матриц зависит от типа РСДН.
Точность оценки по приведенным алгоритмам тем выше, чем больше
отношение сигнал-помеха на входе измерителя. Однако (Использование в
приемном тракте согласованного фильтра встречает определенные трудно-
сти, так как при малой ширине «спектра сигналов РСДН, а следовательно,
узкой полосе пропускания Д/ф фильтра, выделяющего сигнал, нестабильность
несущей частоты или частоты настройки фильтра f0 (рис. 6.17) вызывает
из-за большой крутизны ФЧХ дополнительные фазовые сдвиги Дер. Эти
-сдвиги приводят к погрешности <тн~2оч/Д/ф, где оч—среднее квадратиче-
ское значение нестабильности частоты. Полоса пропускания фильтра опре*
деляется из уравнения о2= [он2 + сТфл2] 1/2 = min, где афл— флуктуационная
погрешность (рис. 6.18).
Поэтому полоса пропускания фильтра должна быть шире полосы согла-
сованного фильтра, а результирующая погрешность выше оп= (23/No)”'1/2,
.Рассмотренная особенность приводит к тому, что в аппаратуре потребителя
согласованную фильтрацию сигнала выполняют обычно с помощью специ-
альной программы при обработке дискретизированных сигналов ОС.
6.1.5. ТОЧНОСТЬ ФАЗОВЫХ РСДН
В аппаратуре потребителей дальномерных РСДН, работаю*
щих на частоте 10,23 кГц, СКП измерения фазы составляв*
примерно 0,7° (0,002-2л), а разностно-дальномерных РСДН^
около 3,6° на частоте 100 кГц. С учетом основного уравнейй
:218
-таких систем (см. п. 6.1.2) в дальномерной системе СКП опре-
деления геометрического элемента W примерно равна 60 м, а
разностно-дальномерной — 30 м. Однако в реальных усло-
виях погрешности определения линии положения возрастают
до 1 ... 2 и 0,1 ... 0,3 км ’соответственно (меньшие значения
отмечаются в дневное, а большие — в ночное время). Кроме
того, точность место определения зависит от взаимного распо-
ложения потребителя и опорных радиостанций (геометричес-
кий фактор).
Основные источники погрешностей фазовых РСДН. Точ-
ность фазовых РСДН анализируется с помощью основного
уравнения 1Г=[с(2л/0) где W— расстояние или разность
расстояний в зависимости от типа РСДН. Преобразование это-
го уравнения (см. л. 3.2.2) приводит к соотношению
9
Фд
(6.14)
где ос, О/ и Оф — средние квадратические отклонения скорости
распространения радиоволн с, несущей частоты f0 и <рд. По-
грешность Оф зависит от уровня помех, динамических парамет-
ров потребителя и стабильности ФЧХ приемного тракта. Вы-
ражение (6.14)' -справедливо при независимости возмущающих
факторов и точной синхронизации ОС.
Влияние непостоянства скорости распространения радио-
волн. Изменение проводимости и диэлектрической проницаемо-
сти поверхности, над которой распространяется электромагнит-
ная энергия, вызывает вариации скорости с, а следовательно,
появление дополнительного фазового сдвига <рд и погрешности
ос. На частоте 100 кГц значение <рд достигает десятых долей
градуса на километр трассы. Этот фазовый сдвиг рассчитывает-
ся заранее, соответствующие поправки заносятся в память
‘бортовой ЭВМ и учитываются при измерениях. Полному устра-
нению влияния данного фактора препятствуют случайные из-
менения скорости распространения, вызываемые вариациями
параметров атмосферы по трассе распространения радиоволн.
В мириаметровых фазовых системах имеет место непостоян-
ство скорости распространения радиоволн в пространственном
волноводе, образованном отражающим слоем ионосферы (Е
или D) и поверхностью Земли. Регулярные изменения высоты
Дв этого волновода при переходе от дня к ночи или при смене
времен года могут быть рассчитаны заранее. Соответствующая
поправка 6з(/) вносится в память бортовой ЭВМ и учитывает-
ся при измерении фаз сигналов. Средние квадратические зна-
чения бо(/) на частоте 10,2 кГц составляют 3 ... 5 мкс (II . . .
18° фазового сдвига). К факторам, вызывающим случайные
Изменения фазы в мириаметровом диапазоне, относятся хро-
мосферные вспышки на Солнце, потоки метеоритов и т. д.
219
эле-
Рис. 6.19.
ментов
РСДН
Расположение
дифференциальной
Влияние нестабильности
эталонных генераторов. Расхож-
дение частот А/ генераторов Эр
опорной станции и ОГ аппарату,
ры потребителя (см. рис. 6.4) й
приводят к погрешности а/, «кото-
рая подлежит учету в дально-
мерных РСДН.
Примем, что относительная взаим-
ная нестабильность частот этих гене-
раторов равна 6fr = Af/fr. Пусть оба ге-
нератора синхронизированы в момент
^о = О. Тогда за время работы Тр раз-
ность фаз генераторов составит ф0.г=
=2лА‘/ТР, что приведет к погрешности
Д/?=Мфо.г = 6/гс7’Р = сД7’. Зададимся Д/?^10 м и ТР = 1 ч. Тогда требуе-
мая относительная долговременная нестабильность частоты генераторов,
формирующих шкалы времени системы и потребителя, будет 6/г^10-11. Такая
стабильность достижима только с помощью атомных стандартов частоты
(эталонов времени).
Применение дифференциальных систем для повышения точ-
ности РСДН. Дифференциальные РСДН позволяют повысить
точность в 5—6 раз по сравнению с обычными РСДН. В диф-
ференциальных системах поправки 6i и 62, учитывающие осо-
бенности распространения радиоволн, измеряются на контроль
ной станции КС (рис. 6.19), расположенной в РНТ, и передают
ся в реальном времени потребителю П.
циального режима работы является большая площадь зоны,
Основой дифферен
которой наблюдается сильная пространственно-временная кор
реляция погрешностей фазовых измерений на рабочих часто-
тах РСДН. Радиус гк зоны пространственной корреляции по-
грешностей по уровню 0,37 доходит до нескольких тысяч кило-
метров, а интервал временной корреляции составляет несколько
часов. Эффективность использования потребителем вычислен-
ных на КС поправок наиболее высока вблизи КС. Следует
иметь в виду, что преимущества дифференциального режима
достигаются за счет уменьшения дальности действия системы
ДО значения 7?тах<Гк-
6.2. СПУТНИКОВЫЕ
РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
6.2.1. ОСОБЕННОСТИ СПУТНИКОВЫХ
РАДИОНАВИГАЦИОННЫХ СИСТЕМ
Спутниковые радионавигационные системы (СРНС) основа
ны на использовании координированной по движению и излуче'
нию сигналов сети навигационных искусственных спутник^
220
г
Земли (НИСЗ). Спутниковые РНС обеспечивают непрерыв-
ное и практически мгновенное определение местоположения и
скорости потребителя в подавляющем большинстве районов
земного шара (глобальные системы) с точностью, на порядок
превышающей точность РСДН. Для работы СРНС выделены
частоты в диапазоне дециметровых волн, близкие к оптималь-
ным с точки зрения минимального поглощения сигнала при
распространении и размеров антенн, используемых для пере-
дачи и приема. Функции опорных станций в СРНС выполняют
НИСЗ.
г Возможны как активные с активным ответом, так и пассив-
ные СРНС, / Большинство СРНС представляют собой много-
позиционные пассивные системы, имеющие неограниченную
пропускную способность.
Особенности определения местоположения потребителя в
СРНС. Из -возможных методов местоопределения в СРНС
наиболее употребителен дальномерный метод, преимущества
которого рассмотрены в п. 6.1.1. Измерения в дальномерной
(квазидальномерной) системе описываются уравнениями (6.1)
и (6.2), которые справедливы при точной синхронизации шкал
времени на всех НИСЗ. В дальномерной системе погрешность
шкалы времени НИСЗ входит в погрешность измерений. Для
того чтобы эта погрешность не сказывалась на точности си-
стемы и не превышала, например, 0,3 м, расхождение шкал
времени не должно быть больше 1 нс. Если принять, что каж-
дый НИСЗ синхронизируется один раз за 12 ч, то для хране-
ния времени на борту НИСЗ требуются генераторы со ста-
бильностью около 10~14. При использовании атомных генера-
торов с такой -стабильностью СРНС является дополнительно
источником точного времени.
Из (6.1) и (6.2) следует необходимость знания координат
НИСЗ (т. е. Х-, У< и ZY), соответствующих моменту проведения
измерений. В наиболее распространенных СРНС каждый из
НИСЗ вместе с навигационным сигналом передает свои эфе-
мериды (координаты, рассчитанные для определенного момен-
та времени). Эфемериды определяют на наземных станциях
слежения за спутниками и периодически транслируют на НИСЗ,
гДе они запоминаются для последующего включения в сигнал
спутника. В аппаратуре потребителя эфемериды пересчитыва-
ется на момент измерения и по ним находятся значения Х-, Уй Z,
спутника. Так как для определения местоположения потребителя
Необходимо несколько НИСЗ, то со спутника транслируется так-
так называемый альманах, -содержащий эфемериды всех
НИСЗ системы. Альманах служит для выбора спутника.
к В дальнейшем рассматриваются только пассивные даль-
верные СРНС, к числу которых относится отечественная
^бальная навигационная -система «Глонасс», американская
221
система «Navstar» и европейская система «Navsat». СтрукТу
ры этих систем определяются указанными особенностями
имеют много общего.
Состав СРНС. Основные компоненты СРНС — подсистема
НИСЗ, наземный командно-измерительный комплекс (кию;
подсистема потребителей.
Подсистема НИСЗ содержит такое число спутников, При
котором в любой точке земного шара в зоне видимости потре-
бителя наблюдаются не менее четырех спутников. Одна из наи-
более подходящих конфигураций созвездия НИСЗ для СРНС
содержит от 18 до 24 спутников, размещенных равномерно на
нескольких круговых орбитах, смещенных на равные интерва-
лы по долготе. Высота орбит около 20 000 км, а время обраще-
ния спутника примерно 12 ч. Большая высота орбит кроме рас-
ширения зоны видимости НИСЗ способствует уменьшению воз-
мущающего влияния атмосферы на параметры орбиты и повы-
шению точности долгосрочного прогноза эфемерид. При таком
созвездии в зоне видимости потребителя всегда находятся не
менее шести спутников, что позволяет выбрать те из них, для ко-
торых геометрический фактор минимален. Расчеты показывают,
что при созвездии из 24 НИСЗ геометрический фактор Г три
определении трех координат с вероятностью 0,99 не превыша-
ет 4, а при определении на плоскости (две координаты) при
той же вероятности Г=С2. Среднее квадратическое значение гео-
метрического фактора при пространственном местоопределении,
усредненное по времени и по поверхности Земли, составляет 2,6
при использовании четырех наилучших по геометрическому рас-
положению НИСЗ.
На одних и тех же частотах спутники излучают навигацион-
ные сигналы и служебную информацию, содержащую эфемери-
ды спутника, альманах и дополнительные данные (поправка на
ионосферную рефракцию, информация о «возрасте» данных,
поправка к эталону времени спутника, сведения о работоспо-
собности его аппаратуры и некоторые другие). Массив служеб-
ной информации формируется по сигналам КИК, закладывае-
мых в блок памяти НИСЗ.
Контрольно-измерительный комплекс выполняет следующие
операции: определение орбит НИСЗ; вычисление расхождения
бортовых шкал времени НИСЗ со шкалой системного времени;
предсказание эфемерид каждого НИСЗ и уходов бортового вре-
мени; формирование массива служебной информации и заклад-
ка его в память соответствующего спутника, а также телемеТ'
рический контроль работы систем спутников и диагностика их
состояния. Параметры орбит измеряются по навигационным
сигналам НИСЗ на рабочих частотах системы. Для выполнения
остальных функций служат дополнительные частоты децй^еТ'
рового диапазона.
222
Подсистема потребителей состоит из аппаратуры, установ-
денной на космических кораблях, самолетах, вертолетах и дру-
гцх объектах и позволяющей найти местоположение и другие
интересующие потребителя навигационные элементы.
6.2.2. СИГНАЛЫ СРНС
В аппаратуре потребителей СРНС обрабатываются два сиг-
нала спутников: навигационный, служащий для измерительных
целей, и сигнал, несущий служебную информацию. Оба сигнала
излучаются спутниками одновременно на одной несущей часто-
те и поэтому должны содержать признаки, по которым можно
идентифицировать излучающий их НИСЗ.
Навигационный сигнал. Этот сигнал служит для определе-
ния дальности и скорости потребителя. Высокую точность как
по дальности, так и по скорости при обработке одного и того
же сигнала можно получить только в том случае, если этот
сигнал имеет широкий спектр и большую эффективную длитель-
ность, т. е. относится к классу сложных сигналов. Из числа
последних в СРНС наиболее употребительны непрерывные сиг-
налы, манипулированные по фазе псевдослучайным дальномер-
ным кодом (псевдошумовые сигналы ПШС), при которых пол-
ностью используется малая (порядка сотен ватт) мощность
передатчика НИСЗ, значение которой трудно увеличить из-за
ограниченных энергетических ресурсов спутника.
Дальномерный код (код Голда) формируется из двух М-по-
следовательностей Pi (%) и ЛД*) с образующими полиномами,
например, вида
Р{ (%) = l-|-x3+^10, Р2 W = 1+%2+х3 + х5+а;8+х9+х10.
Обе 714-последовательности имеют одинаковые тактовую часто-
ту и период. Для получения дальномерного кода эти последова-
тельности складываются по модулю два:
Л (О (0 ®P2i (/) =Р. (О ®Р2 (/) (^+тг-тк), (6.15)
где mi — число символов, задающие фазовый сдвиг-кода Гго
спутника. Сформированный код (рис. 6.20) используется для би-
фазной (0 и 180°) манипуляции несущей частоты навигацион-
ного сигнала и состоит из элементов длительностью тк. Период
повторения кода Гп.к определяет интервал однозначности по
Рис. 6.20. Основные параметры дальномерного кода СРНС
223
дальности, составляющий, например, 300 км при Т
Многозначность разрешается либо с помощью кода с
Тп.к, либо с помощью грубой информации от системы
п.к— 1 Мс.
большим
координат.
От длительности
элемента кода
Тк
счисления
зависит
точность
дальнометрии, которая тем выше, чем меньше тк. Значения
лежат в пределах 0,1 ... 1,0 мкс.
Если зона однозначности и точность, реализуемые при дан
ном коде, не удовлетворяют требованиям,
сложные (точные) коды с большим Тп.к и
то
используют
меньшим
тк. Однако
при этом возрастает время поиска кода и
тура из-за большого числа его элементов
дают путем бифазной модуляции (90 и 270
(/г) несущей частоты.
усложняется аппара-
п. Точный код пере-
о\ тглтт vzn тт тттт
) той же или второй
Опознавание НИСЗ по обрабатываемому сигналу. Для раз
деления сигналов используют либо временную, либо структур
ную селекцию. При временной селекции каждый из НИСЗ ра-
ботает в отведенный для него интервал времени (как, напри-
мер, в системе «Navsat»). В основе выделения ПШС требуемого
НИСЗ в системах типа «Navstar» лежит образование корреля-
ционной функции (КФ) с формируемым в аппаратуре потреби
теля кодом, соответствующим выбранному спутнику. Поэтому
коды, присвоенные каждому из спутников, должны быть орто-
гональными, т. е. давать КФ, близкую к нулю, и обладать ма-
лым уровнем боковых «лепестков» КФ для уменьшения взаим-
ных помех. Ортогональность кодов достигается выбором т, в
выражении (6.15), т. е. сдвигом кода по фазе. Из всей совокуп-
ности кодов Голда (1025) выбирают 37 и присваивают их соот-
ветствующим спутникам системы. Уровень боковых «лепестков»
КФ для ^-последовательностей пропорционален 1/Хп, где п=
= Гп.к/Тк-
Формирование несущих и тактовых частот кодов. Все тре-
буемые частоты получают на НИСЗ от одного стандарта часто-
ты. В системе «Navstar», например, несущие частоты fi =
= 1575,42 и f2= 1227,6 МГц получаются путем умножения на
154 и 120 частоты эталонного генератора Fo= 10,23 МГц. Ча-
стота Fo является тактовой для точного кода, а частота
F0/l0 — тактовой для грубого кода. Параметры кварцевого
(КСЧ) и атомных стандартов частоты (рубидиевого РСЧ, це-
зиевого ЦСЧ, водородного ВСЧ) приведены в табл. 6,1, из ко-
торой очевидно преимущество ЦСЧ и ВСЧ по долговременной
(за сутки) нестабильности частоты 6f.
Сигнал служебной информации. Дополнительные данные передаются ко-
дом, тактовая частота которого значительно меньше, чем у дальномерных
кодов. При этом длительность элемента кода служебной информации в не-
сколько десятков раз больше длительности тк дальномерного кода. КоД
служебной информации D(t) накладывается на дальномерный код путем
224
Таблица 6.1
Параметры кеч РСЧ ЦСЧ ВСЧ
af 10-и Ю-’2 10-13 Ю-14
Масса, кг 1,35 2,25 13,5 33,8
Объем, дм3 Потребляемая мощность, 1,13 2,1.3 11,3 28
Вт 2 13’ '25 30
сложения по .модулю два, и результирующий модулирующий сигнал имеет
вид
6.2.3. АППАРАТУРА ПОТРЕБИТЕЛЕЙ СРНС
Основные функции аппаратуры потребителей. Рассматривае-
мая аппаратура выполняет следующие операции: выбор четы-
рех, необходимых для работы квазидальномерной системы
НИСЗ из числа наблюдаемых потребителем; расчет ожидаемых
значений навигационных данных для выбранных НИСЗ; поиск
сигналов выбранных спутников; выделение эфемеридной инфор-
мации; измерение временной задержки и доплеровских частот
сигналов; обработка результатов измерений и данных об эфе-
меридах для определения координат и скорости потребителя;
оценка точности полученного навигационного решения.
Выбор спутников. Созвездие из четырех рабочих спутников
выбирается по критерию минимума геометрического фактора
на основании хранящегося в памяти аппаратуры альманаха и
грубых данных о местоположении от системы счисления пути
или другой навигационной системы.
Поиск сигналов. После выбора спутников в аппаратуре по-
требителя вырабатываются опорные коды, аналогичные по
структуре дальномерным кодам тех НИСЗ, прием сигналов ко-
торых ожидается потребителем. Поиск этих сигналов основан
на нахождении максимума КФ принятого и опорного кодов.
При грубом дальномерном коде Голда процедура поиска тре-
бует просмотра 1023 вариантов сдвига кода (на тк) и порядка
Ю вариантов несущих частот (при /7Amax=10 кГц и полосе про-
пускания доплеровского фильтра 1 кГц). Для уменьшения за-
трат времени на поиск используются приближенные значения
задержки кода и полученные по грубым данным о местопо-
ложении. Поиск осложняется малым уровнем сигнала, состав-,
^яющим в лучшем случае •—160 дБ-Вт.
Измерение дальности. Информация о дальности до НИСЗ
Извлекается из задержки принимаемого кода, например кода
'G—£Hi), относительно опорного кода. При слежении за Гм
спутником управляемый генератор кода УГК (рис. 6.21, а) в
15—5360
225
«)
Рис. 6.21. Структурные схемы измерителей дальности (а) и скорости (б) ап-
паратуры потребителя СРНС, а также устройства выделения ею служебной
информации (в)
момент соответствующий моменту излучения сигнала НИСЗ,
формирует код Pi(t—т), тактовая частота которого задается
опорным генератором ОГ. Этот код подается на коррелятор
Кор, куда с приемника Прм поступает также принятый сигнал
НИСЗ. Сигнал ошибки с выхода коррелятора пропорционален
сдвигу tRi—т подаваемых на Кор кодов и после усреднения в
фильтре используется для изменения временного положения
формируемого в УГК кода. Процесс продолжается до совпаде-
ния кодов по времени (x=tRi), после чего измеритель времени
ИВ определяет сдвиг опорного кода т, используя для этого чис-
ло пс элементов кода, на которое потребовалось сдвинуть опор-
ный код.
Измерение скорости. Информация о скорости, содержащая-
ся в доплеровском сдвиге частоты Рд, извлекается с помощью
системы ФАПЧ или АПЧ (рис. 6.21,6). После замыкания цепи
слежения за кодом принятый сигнал с линейного тракта прием*
ника ЛТП демодулируется при умножении на соответствующий
данному НИСЗ код и поступает на дискриминатор следяще^
системы. Опорный сигнал с частотой /кч+Л.
управляемым генератором УГ. Сигнал ошибки фильтруется
управляет частотой УГ. В установившемся
— и ее значение с выхода измерителя частоты ИЧ ис
’ * формируется
д г Л и
режиме частота
пользуется как мера скорости.
226
Выделение служебной информации. После установления слежения за
кОдом и несущей частотой принимаемый сигнал с ЛТП (рис. 6.21, в) посту-
пает «на -коррелятор Кор. На втором входе Кор действует модулированный
п0 фазе дальномерным кодом сигнал, несущая частота которого формиру-
ется схемой слежения ССН (входящей в состав измерителя скорости), а-
модулирующий код берется со схемы слежения за вздержкой ССЗ (вхо-
дящей в измеритель дальности). Этот код управляет фазовым модулятором..
3 корреляторе дальномерный код демодулируется. Полосовой фильтр на
промежуточной частоте устраняет высокочастотные составляющие. Синхрон-
ный детектор выделяет видеосигнал служебной информации, который после
очищения от. шумов фильтром низких частот подается на схему синхрониза-
ции по битам ССБ и фильтр данных ФДн, формирующий значения битов;
служебной информации СИ.
Структурная схема аппаратуры потребителей. Для выполне-
ния указанных операций применяют как одноканальные, так и
многоканальные приемники-процессоры (ПП). Первые исполь-
зуются на объектах с низкими динамическими характеристика-
ми и вычисляют необходимые данные путем последовательного
переключения со спутника на спутник. Вторые устанавливают
на маневренных объектах. В ряде конструкций ПП вместо фи-
зического повторения каждого канала применяют временное-
уплотнение (мультиплексирование), при котором выборки сиг-
налов четырех НИСЗ поочередно обрабатываются одним кана-
лом. Выборки берутся, например, каждые 20 мс по 5 мс на каж-
дый спутник (и по 2,5 мс на каждую из частот fi и Д) •
•Возможная структурная схема ПП приведена на рис. 6.22. В линейном’
тракте .приемника ЛТП сигналы всех НИСЗ усиливаются и преобразуются
на промежуточную частоту. Синтезатор частот СЧ формирует требуемые
Для работы аппаратуры частоты и интервалы времени. Опорный термоста-
тированный генератор ОГ с кварцевой стабилизацией настроен на частоту-
CpJjG-22. Структурная схема приемника-процессора аппаратуры потребителя
15*
227
b
близкую к основной частоте Fo спутников (в аппаратуре системы «Nav
.star», например, Fo= 10,2304 МГц). Демодулятор кода ДЦ объединяет дИ£
.криминаторы цепей слежения за кодом и несущей частотой сигнала и Со
держит два квадратурных канала. Сигнал ошибки ю ДК поступает На
устройство цифровой предварительной обработки ЦПО, где подвергается
аналого-цифровому преобразованию и фильтрации. Навигационные данные
выделяются из сигнала цифровым процессором приемника ЦПП. Через
.него замыкаются цепи обратных связей как измерительных устройств, Так
и устройств регулировки параметров приемника. Блок ЦПП реализует оп-
тимальные алгоритмы оценки навигационных данных (обычно алгоритм кал-
мановской фильтрации) и содержит от одного до четырех микропроцессоров
дополненных модулями памяти.
Цифровой синтезатор кода ЦСК предназначен для получения и сдвига
.по времени кода, соответствующего спутнику, за которым ведется слежение
для поиска сигнала и измерения дальности. -Управляющий сигнал поступает
от ЦПП через определенные интервалы времени, задаваемые СЧ. Цифровой
•синтезатор доплеровских частот ЦСДЧ вырабатывает дискретные значения
частот, используя для этого сигнал от СЧ. Для получения 77д может быть
применен накапливающий сумматор, разрядность которого определяет тре-
буемый дискрет изменения Гд. Состояние старших разрядов сумматора, пред-
ставляющее собой код доплеровской частоты, преобразуется в аналоговую
-форму, смешивается с опорной частотой (например, 274) и используется в
системе слежения за частотой сигнала.
Информация с ПП выдается на блок индикации и управления БИУ,
а через него к внешним системам ВС. Этот же блок служит для ввода дан-
:ных и управления аппаратурой.
6.2.4. ТОЧНОСТЬ СРНС
Основные источники погрешностей. Суммарная погрешность
СРНС зависит от того, насколько точно известно местоположе-
ние спутников в момент измерения; от непостоянства скорости
распространения радиоволн; нестабильности бортовых эталонов
времени; числа используемых для определения дальности спут-
ников (избыточная информация позволяет повысить точность);
уровня помех и от некоторых других факторов.
Неточность информации о местоположении спутников.
Координаты спутников передаются в виде эфемерид бортовой
аппаратурой НИСЗ по данным, периодически получаемым от
КИК. Современный уровень техники позволяет смоделировать
факторы, возмущающие движение спутника по орбите (прецес-
сионное движение оси Земли, давление солнечного света и ДР-)»
с очень высокой точностью. Поэтому погрешности, вызываем^6
перечисленными причинами, не превышают нескольких метро®-
Такого же порядка и погрешность, обусловленная неточностью
модели земного шара и измерения высоты потребителя.
Непостоянство скорости распространения радиоволн. Йз^
нение этой скорости при распространении в ионосфере и троп
228
сфере приводит к погрешности
измерения (погрешность рефрак-
ции)- Знание природы этих по-
грешностей позволяет с помощью
коррекции снизить их значение
до нескольких метров. Остаточ-
ная погрешность является следст-
вием приближенности расчетных
формул и неточности сведений о
параметрах атмосферы. Погреш-
ность определения дальности
д#т, вызываемая рефракцией в
тропосфере, зависит от зенитного
угла 6з, т. е. угла между местной
вертикалью в точке определения
местоположения и направлением
метрах) равно
Рис. 6.23. Зависимость погрешно-
сти рефракции в ионосфере от
дальности и зенитного угла
на спутник, а ее значение (в
Д7?т=7930 пт sec 03,
где пт — среднее значение коэффициента преломления в тропо-
сфере. Резкое увеличение Д/?т с ростом 03 ограничивает исполь-
зование НИСЗ, .видимых под малыми (менее 5°) углами возвы-
шения.
Погрешность рефракции в ионосфере зависит от концентра-
ции электронов в ионосфере Яэ, зенитного угла 03, высоты
НИСЗ Яс и частоты сигнала f:
Д/?п = Чг(Яс, 0з, Яэ)//2.
Кроме того, Д/?и зависит от расстояния /?н, которое радио-
волна проходит в ионосфере (рис. 6.23). Радикальным спосо-
бом учета данной погрешности является работа СРНС на двух
различных частотах. Измерения на частотах f{ и одной и той
же дальности позволяют исключить (или определить) неизвест-
ную функцию W (Яс, 03, Яэ) и ввести поправку в измерения.
Точность пассивных дальномерных систем. Дополнительным источником
погрешностей в таких системах является, как указывалось, недостаточная
стабильность частоты бортового генератора потребителя. В последние годы
Разработаны рубидиевые стандарты частоты, имеющие приемлемые для
потребителя массогабаритные характеристики (см. табл. 6.1).
Оценка точности СРНС. Моделирование и эксперименталь-
ная проверка показывают, что при использовании точного кода
уКП погрешности имеют следующие предельные значения
(в метрах):
229
Неточность прогноза параметров НИСЗ.....................3 g
Неполный учет ионосферной задержки.......................23
Неполный учет тропосферной задержки.....................2*0
Многолучевой характер распространения....................fg
Погрешность бортового оборудования.......................15
При этом эквивалентная общая погрешность измерения
.дальности около 6 м, а результирующая погрешность местооп-
ределения примерно 18 м (при геометрическом факторе, равном
трем). Погрешности при грубом коде приблизительно на поря-
док больше. Средняя квадратическая погрешность измерения
составляющих скорости 0,1 м/с, а времени— 10 нс.
6.3. РАДИОСИСТЕМЫ БЛИЖНЕЙ
НАВИГАЦИИ И ПОСАДКИ
6.3.1. ОСОБЕННОСТИ РАДИОСИСТЕМ БЛИЖНЕЙ
НАВИГАЦИИ И ПОСАДКИ
Особенности радиосистем ближней навигации (РСБН).
К этому классу относятся угломерно-дальномерные и дально-
мерные позиционные системы определения местоположения ЛА
в пределах дальности прямой видимости. Основу РСБН состав-
ляет сеть наземных дальномерных и угломерных радиомаяков,
размещаемых в РНТ, относительно которых определяются даль-
ность jR и азимут а ЛА*.
Каналы дальности и азимута РСБН работают независимо.
Канал дальности строится по схеме импульсного радиодально-
мера с активным ответом. Основным элементом канала азимута
является наземный азимутальный радиомаяк. Отечественная
РСБН и каналы дальности всех систем работают в диапазоне
дециметровых волн (Х^ЗО см), а канал азимута зарубежных
РСБН — в диапазоне метровых волн (Х^З м).
Особенности радиосистем посадки (РСП). Эти позиционные
системы предназначены для определения угловых отклонений
ЛА Да и Др (рис. 6.24) от траектории захода на посадку, ко-
торая задается линией курса ЛК в горизонтальной и линией
глиссады ЛГ в вертикальной плоскостях. Полученная от РСП
информация используется для автоматизации посадки ЛА на
взлетно-посадочную полосу ВПП и для индикации положения
ЛА относительно траектории посадки на приборах экипажа. По
принципу построения РСП представляют собой угломерные си-
стемы, состоящие из независимых и идентичных по принципу
действия каналов курса и глиссады. В каждый из каналов
входит наземный радиомаяк (курсовой КРМ или глиссадный
ГРМ) и соответствующая часть общей для обоих каналов бор-
товой аппаратуры.
* Перспективные дальномерные РСБН используют только дальномернЫе
радиомаяки.
230
рис. 6.24. Формирование заданной траектории захода на посадку и измеряе
мне величины в РСП
Для определения Лех и Л(3 используют либо амплитудный
(равносигнальный), либо импульсный (временной) метод. Сиг-
нал, параметры которого содержат информацию об угловых
отклонениях ЛА, формируется с помощью специальных антенн
радиомаяков РСП. Равносигнальные РСП работают в диапазо-
не метровых (канал курса) и дециметровых (канал глиссады)
радиоволн. Импульсные РСП используют сантиметровый диапа-
зон.
6.3.2. КАНАЛ ДАЛЬНОСТИ РСБН
Принцип действия канала дальности РСБН. Канал дально-
сти (рис. 6.25) состоит из установленного на ЛА запросчика и
наземного ответчика — дальномерного радиомаяка ДРМ. Гене-
ратор запросных импульсов ГЗИ вырабатывает сигнал запроса
дальности ЗД (два импульса с определенным кодовым интерва-
Рис. 6.25. Структурная схема канала
MbIe и принимаемые сигналы (б)
дальности РСБН (а), а также излучае
231
лом между ними). Сигнал ЗД излучается на частоте fb рг
ДРМ принятый сигнал после обработки в приемнике Прм^п
подается на формирователь сигнала ответа ФСО, где изменяв 1
ся интервал между импульсами. Излучаемый ДРМ на частот* 1
fz, сигнал ответа дальности ОД принимается бортовой аппапа
турой ЛА и поступает после приемника Прм—3 на цифровой
измеритель времени ИВ, который включается в момент излуче-
ния ЗД. Измеритель времени вырабатывает код, содержащий
информацию о tR=2R/c. Задержка сигнала в аппаратуре Дрэд
(^ап) поддерживается постоянной и учитывается при измерении
Для повышения точности длительности импульсов сигналов ЗД
и ОД выбирают в пределах 1.. .3 мкс.
Различия кодовых интервалов и несущих частот сигналов
ЗД и ОД позволяют повысить помехоустойчивость запросчиков
к сигналам запросов других ЛА и предотвратить запуск ДРМ
собственными сигналами, отраженными от окружающих его
объектов.
Запросчики представляют собой обычно следящие радио-
дальномеры, в которых используются принципы поиска сигнала
и измерения tR, рассмотренные в п. 5.1.3. Отличительной особен-
ностью запросчиков РСБН является работа в специфической
помеховой обстановке. Помехи создаются главным образом при '
приеме сигналов ответа на запросы других ЛА. Для выделения
«своего» ответного сигнала применяют нестабилизированные
генераторы, задающие период повторения сигналов ЗД, и ча-
стота повторения Fn излучаемых запросных сигналов изменяет-
ся случайным образом относительно определенного среднего
значения Fn. При этом «свой» ответный сигнал оказывается за-
держанным относительно ЗД на время tR, которое можно счи-
тать постоянным на интервале в несколько Тп, а «чужие» сиг-
налы ОД представляют собой несинхронные помехи, избавиться
от которых можно с помощью стробирования приемного тракта
(или его части) по времени.
В канале дальности РСБН возможны также синхронные по-
мехи, которые возникают при повторном запуске ответчика сиг-
налом запроса, отраженным от близких к ДРМ объектов. Для
исключения синхронных помех ответчик запирается на некото-
рое защитное время /защ после приема первого (пришедшего по
кратчайшему пути) импульса запроса. Однако при этом воз-
можно уменьшение числа ответов другим ЛА, чьи запросные
сигналы попадают на интервал /защ. Поэтому запросчики всегда
рассчитываются на число ответов Мотв, меньшее числа запросов
Л^зап (коэффициент ответов /СоТв==ЛГоТв/А/’зап<1).
Использование ответчика способствует увеличению отноше-
ния мощностей сигнала и шума на входе измерителя времени
запросчика. Поэтому преобладающее влияние на точность даль-
нометрии оказывает не флуктуационная, а аппаратурная ,п°'
грешность. Так как измерители времени реализуются в цифр0-
232
Г ом -варианте, то основной составляющей этой погрешности
^0^ет быть дискретность отсчета. Для ее уменьшения исполь-
viot высокие (порядка нескольких мегагерц) частоты следова-
чИЯ счетных импульсов.
Пропускная способность канала дальности. Особенность
.канала дальности, как и любого измерительного тракта с ак-
тивным ответом, — ограниченная пропускная способность. Мак-
симальная пропускная способность Мла зависит от коэффициен-
та ответов Мотв, защитного интервала /гащ и
сигналов запроса Fn:
А^ла [1 Аотв ( 1 ^защ^п)]/ (Аотв^защ^п) *
Однако в реальных условиях пропускная
вается существенно меньше, чем связано с
частоты повторения
способность оказы-
ограниченной сред-
ней мощностью ДРМ. При увеличении пропускной способности
число ответов в единицу времени возрастает, что при заданной
импульсной мощности передатчика приводит к росту его сред-
ней мощности. Чтобы не допустить перегрузки передатчика и
искажений излучаемых сигналов, число ответов в единицу вре-
мени стабилизируют, что отрицательно сказывается на про-
пускной способности системы. Кроме того, необходимо обеспе-
чить минимальное значение Котв (обычно Котв>0,5), при кото-
ром устойчиво работает система автосопровождения по даль-
ности. Эти факторы приводят к тому, что существующие ДРМ
не могут обслуживать более 200 запросчиков одновременно.
Для повышения пропускной способности применяют две
частоты повторения: высокую (определяемую однозначностью
дальнометрии) в режиме поиска для ускорения этого процес-
са и в 5 ... 6 раз меньшую -в режиме слежения, в котором в
'Основном и работают все запросчики.
6.3.3. КАНАЛ АЗИМУТА РСБН
Для определения азимута в РСБН используют либо им-
пульсный, либо фазовый метод. Первый отличается большой
точностью, и на его основе строятся отечественные РСБН. Фа-
зовый метод более прост в реализации и применяется в зару-
бежных системах ближней навигации.
Принцип действия канала азимута, реализующего импульс-
ный метод. Азимутальный радиомаяк АРМ формирует две
ДНА в горизонтальной плоскости (рис. 6.26). Диаграмма ДН1
состоит из двух узких (около 4°) лепестков и вращается с час-
[ (600 гр а д/с). В пределах этой ДНА
непрерывные немодулированные колебания,
i горизонтальной плоскости форму,
! излучается опорный
т°той QBp=100 об/мин
у Н Я сг ----~ —
J 11VAA [JbU U1UA1JJ1'
Диаграмма ДН2 имеет в ___
близкую к окружности. С помощью ДН2 излучается опорный
Сйгнал, представляющий собой две кодированные «последова-
тельности импульсов. Эти импульсы вырабатывает датчик, свя-
233
Рис. 6.26. Диаграммы направленности антенн АРМ (а) и сигналы канала
азимута, реализующего импульсный метод (б, в)
занный с осью вращения антенны, создающей ДН1, и в соответ-
ствии с числом импульсов, приходящихся на один оборот ДН1,
они называются опорными сигналами 35 («35») и 36 («36»).
В момент, когда ось симметрии лепестков ДН1 совпадает с се-
верным направлением меридиана, импульсы обеих последова-
тельностей также совпадают, что -служит сигналом начала от-
счета времени (северный сигнал ОС) при определении азиму-
та. Импульсы «36» следуют через каждые 10° оборота ДН1.
Когда ДН1 проходит через точку приема, на выходе прием-
ника образуется азимутальный сигнал АС, форма которого по-
вторяет форму ДН1. Интервал времени /а, начало которого
соответствует моменту прохождения минимума ДН1 через се-
верное направление, а конец — средней точке азимутального
сигнала, содержит информацию об азимуте а точки приема:
/а — Сх/^вр.
Для повышения точности отсчет времени ta производят по
азимутальному импульсу АИ, который соответствует той точке
среза азимутального сигнала, где крутизна огибающей макси-
мальна. Возникающая при этом систематическая погрешность
Лас компенсируется при определении азимута.
-234
рис. 6.27. Структурная схема цифрового измерителя азимута РСБН
Для измерения применяют цифровые устройства (рис. 6.27). Посту-
пающие с декодирующего устройства приемника, импульсы «35» и «36»
подаются на контрольное устройство КУ, которое в момент их совпадения
устанавливает счетчик Сч1 на нуль и разрешает прохождение на него
счетных импульсов от генератора ГСчИ. Счетчик C4t подсчитывает число им-
пульсов за время ^0= 10°/QBp и через каждый интервал времени, соот-
ветствующий 10°, выдает импульс на счетчик Сч2. Азимутальный импульс
ДИ закрывает контрольное устройство КУ и разрешает перепись содер-
жимого счетчиков через схемы переписи СП в запоминающие устройства
ЗУ. С этих устройств снимается код азимута, так как при известном периоде
Тсч счетных импульсов их число 7УСч является мерой азимута a = QBp7c4Wc4-
Счетчик Сч! выполняет функцию точного измерения азимута, а Сч2 — гру-
бого. .
Точность импульсного канала азимута. Главный источник
погрешностей здесь — сигналы, отраженные от различных
объектов (например, от объекта 0° на рис. 6.28, а). Искаже-
ния результатов измерений вызывают те отраженные сигна-
лы, которые создают мешающее напряжение t/0Tp, по времени
совпадающее со срезом первого импульса азимутального сиг-
нала АС (рис. 6.28, б). Такая ситуация возможна для объек-
тов, азимут которых ао лежит в пределах а—O,5(pOj5<ao<a+
+0,5(pOj5, где фо,5 — суммарная ширина двух лепестков ДН1.
^ис. 6.28. Положение ЛА и отражателя в пределах диаграммы направленно-
сти АРМ (а) и результат интерференции азимутального и отраженного сиг-
налов (б)
235
Погрешность измерения азимута -при частоте вращения
ДН1, равной йвр, и длительности среза импульса АС, равной
тс, составляет
А а = Ивр'Гс (A U /ОД С/и), (6.16)
где АС/ — приращение напряжения АС в точке отсчета /а из-за
отраженного сигнала, a Ua— амплитуда АС.
Как следует из (6.16), для повышения точности следует-
уменьшать скорость вращения ДН1 и увеличивать крутизну
фронта импульса Зс=0,9Г/и/тс. Уменьшение йвр приводит к
снижению темпа поступления информации и к возможности
существенного изменения азимута ЛА за один оборот ДН1.
Повышение крутизны Sc достигается сужением ДН1, при этом
также уменьшается вероятность одновременного появления от-
ражающего сигнала объекта и ЛА в пределах ДН1. С учетом
всех дестабилизирующих факторов точность импульсного ази-
мутального канала соответствует 2о<х~0,25°.
Принцип действия канала азимута с фазовым методом из-
мерения. Антенная система АРМ (рис. 6.29, а) имеет в го-
ризонтальной плоскости ДНА, форма которой близка к окруж-
ности со смещенными относительно АРМ центром. Вращение-
этой диаграммы с угловой скоростью QBp = 30 об/с приводит к
амплитудной модуляции принимаемого сигнала частотой
/?вР = 30 Гц (рис. 6.29, б). В точке с произвольным азимутом а
фаза огибающей принимаемого AM азимутального сигнала фог.
запаздывает относительно ф-азы AM сигнала, принимаемого
в северном направлении (точка /), на фа=йвр/а=Йвра/ЙВр, где
U — время, необходимое для поворота ДН на угол а.
Основное уравнение РНУ, реализующего фазовый метод,
определения азимута, имеет вид
а=фо. (6.17)
Измерив фазу огибающей принимаемого сигнала фог, можно
непосредственно определить азимут а точки приема. Из (6.17)
следует, что оа=Оф, т. е. погрешность определения азимута о
численно равна погрешности измерения фазы бф.»
Для измерения фазы на ЛА с АРМ передают опорный
сигнал, который представляет собой частотно-модулированные'
поднесущие колебания со средней частотой fn~ Ю кГц. Моду-
лирующим напряжением служит сигнал частоты 30 Гц с по-
стоянной фазой, соответствующей фазе сигнала, принимаемо-
го в северном направлении от АРМ. Таким образом, сигнал
АРМ в точке с азимутом а имеет вид
е(/, «) =£7n[l+msin (QBP/—a) +mnsin(сМ—тчмХ
XcosQBp/) ]сооЛ (6.18)’
236
г)
Рис. 6.29. Диаграмма направленности антенны фазового АРМ (а)\ азимуталь-
ные сигналы, принимаемые в точках 1 и 2 (б); спектр принимаемого сигнала
(в) и структурная схема бортовой аппаратуры (е)
где Ет — амплитуда сигнала; т и ти — коэффициенты AM
азимутальным и опорным сигналами; тчм — индекс частотной
модуляции.
В бортовой аппаратуре ЛА (рис. 6.29, г) продетектированный сигнал
АРМ (6.18) с приемника Прм разделяется фильтрами ФЗО и Ф10, настроен-
ными соответственно на частоты FBp и fn- Из опорного сигнала после частот-
ного детектора ЧД выделяется сигнал постоянной фазы с частотой Авр,
который поступает на измеритель фазы ИФ, куда подается также азиму-
тальный сигнал той же частоты.
Точность фазового канала азимута. Погрешность рассмат-
риваемого канала зависит в основном от изменения фазы ази-
мутального сигнала при его интерференции с сигналами, отра-
237
женными от окружающих АРМ объектов. Если предположить
наличие только одного такого объекта с комплексным коэффи_
циентом отражения Аотр = АотР ехр (—jcpOTp), где /СотР<1, То
применяя формулу (6.18) к прямому и отраженному сигналам
и выполняя соответствующие преобразования, можно найти
погрешность определения азимута
Дсх — Аотр cos (соот—cpOTp)sin [(сс0—а)—Щ/г],
где т — запаздывание отраженного сигнала относительно пря-
мого, а соо—-азимут отражающего объекта. Максимальное зна-
чение этой погрешности | Да|тах = ЛотР. Если, например, 7<0Tp=
= 0,1, то | Да | max=5,63°, что не удовлетворяет существующим
требованиям к средствам навигации.
Принцип действия фазового канала азимута с доплеров-
ским АРМ. Радикальным методом повышения точности фазо-
вого канала азимута (ценой усложнения АРМ) является ис-
пользование так называемых доплеровских радиомаяков. Ан-
тенная система такого АРМ (рис. 6.30, а) состоит из большего
числа вибраторов Вг (например, из 50), размещенных по ок-
ружности с радиусом г=2,5Х, где % — длина волны несущих
колебаний. На противоположные вибраторы, например Bi и В26,
подают от передатчика токи с частотами fo±fn. Поочередное
подключение пар вибраторов к источнику высокой частоты
имитирует их вращение по окружности (Ва и Вб на
рис. 6.30, 6). Принимаемый сигнал из-за вызываемого вращени-
ем вибраторов Ва и Вб эффекта Доплера становится частотно-
модулированным:
& (t, а) = Em{ 1 -j-Ш sin QbP^~}~
+mn sin [соп^—m4M cos (QBP^—a]} sin соо/, (6.19)
a спектр его соответствует рис. 6.29, в.
Рис. 6.30. Антенная система доплеровского АРМ (а) и эквивалентная 611
антенная система с вращающимся вибраторами Ва и Вб (б), а также изМе'
нение поднесущей частоты сигналов, принимаемых в точках 1 и 2 (в)
1 *
238
Индекс модуляции тчм зависит от угловой скорости враще-
ния вибратора и частоты питающего его тока. Опорный сиг-
нал
eon=£’m(l+^sin£2BpO sin соо£
при этом передается ненаправленной антенной — вибратором
Вц. Если Явр.в доплеровском АРМ та же, что и в обычном
фазовом АРМ, то для обработки сигнала (6.19) пригодны при-
емные устройства, подобные показанному на рис. 6.29, г. Толь-
ко теперь азимутальный и опорный сигналы меняются места-
ми. Так как информация об азимуте заключена в фазе частот-
ной модуляции, то влияние отраженных сигналов на точность
канала азимута уменьшается и результирующая погрешность
снижается в 10 ... 15 раз.
6.3.4. РАДИОСИСТЕМЫ ПОСАДКИ
Принцил действия равносигнальных РСП. Рассмотрим в
качестве примера канал глиссады такой системы (рис. 6.31).
Глиссадный радиомаяк ГРМ устанавливается рядом с ВПП,
напротив точки приземления ЛА. Антенны ГРМ формируют
в вертикальной- плоскости диаграммы направленности fai(P)
и fa2(P), точка пересечения которых (РСН) соответствует за-
данной линии глиссады Л Г (рис. 6.31, а), и излучают непре-
рывные AM колебания, несущие частоты которых равны, а
частоты модуляции составляют /и = 90 Гц, а F2=150 Гц.
В точке приема действует сигнал, равный сумме напряженно-
стей полей, создаваемых антеннами ГРМ:
ei G, ₽) (Р) (1 + m sin QiO sin ^t=E\ sin co0Z;
e2 (£, ₽) =Emfa2 (₽) (1 + m sin Q2f) sin cDo^=E2sin cd0£,
Рис. 6.31. Диаграммы направленности антенн ГРМ и спектры излучаемых
сигналов (а), спектры сигналов в точках Д 2 и 3 (б) и структурная схема
бортовой аппаратуры (в)
239
где Ет—амплитуда напряженности поля; m—-коэффициент
AM; = и П2 = 2лА2. Амплитуда напряженности суммар.
ного поля в точке приема
Ez=Е! +Е2 = Ет [/а1 (₽) + /а2 (₽)] X
X + SInQ12t+W/ai(₽) + /)a2(₽)SlnQ2Z.‘ (6,20>
Коэффициенты при sin-SV и sinQ2Z определяют зависимость
амплитуд колебаний частот модуляции от угла р и называются
коэффициентами глубины пространственной модуляции:
Ali = m/al(₽)[faI(p)+fa2(p)]-I;
A42=mfa2O)[fal (р) +/а2(р)]-К
Информативным параметром принимаемого сигнала являет-
ся разность глубин модуляции РГМ:
PrM = M1-M2 = m[fal(P)-fa2(p)][fal{p)+fa2(p)]-i. (6.21)
Положение ЛА на линии глиссады соответствует РГМ=0.
При ОТКЛОНеНИИ ЛА ВВерХ ОТ ЛИНИИ ГЛИССаДЫ fal (Р) >fa2(P) и
РГМ>0, а при полете ЛА ниже линии глиссады РГМ<0
(рис. 6.31, б).
Бортовой приемник ЛА реализует алгоритм (6.21). Для формирования
сигналов, пропорциональных и М2, используется автоматическая регули-
ровка усиления АРУ приемника Прм (рис. 6.31, в) по суммарному сигна-
лу. Фильтры Ф90 и Ф150 выделяют сигналы с частотами модуляции Qi
и Й2. В схеме сравнения СС образуется разность этих сигналов, пропор-
циональная РГМ и несущая информацию об угловом отклонении Др от
линии глиссады.
Точность равносигнальных РСП. Применим подход, изло-
женный В П. 5.2.1. При fai (Р) =fa2(P) =fa(P) из (6.21) можно
получить основное уравнение равносигнальной РСП:
АР-Из'(Po)Zfa(Po)]-1-РГМ.
Переходя к погрешностям измерения РГМ и
угла Др, получаем
ор = Моргм; М= (Ро)/fa' (Ро)]=т"1Па-1,
где Па — пеленгационная чувствительность.
(6.22)
определения
(6.23)
Из (6.23) следует, что для повышения точности равносигнальной РСП
необходимо увеличивать т и /а'(Ро) и уменьшать fa(Po). Увеличение
•ограничено тем, что в суммарном сигнале Ес (6.20) общий коэффициент
модуляции на РСН не должен превышать 1. Уменьшение fa(Po) ведет к
снижению дальности действия РСП. Поэтому наиболее целесообразным
240
т.М2;
рис. 6.32. Положение ЛА и
отражателя в пределах диа-
грамм направленности ан-
тенн ГРМ и спектры сигна-
лов в точках Л41 и М2
тгIтт гт m
средством повышения точности следует считать увеличение fa'(P0)- Увеличи-
вать крутизну ДНА можно сужением диаграммы, что приводит к сокра-
щению угловых размеров зоны действия РСП, и для вывода ЛА, сле-
дующих под большими углами к заданной траектории, в зону действия
узких ДНА приходится применять дополнительные антенны с широкой
ДНА.
Одним из основных факторов, снижающих точность РСП,
является влияние сигналов, отраженных от близких к ВПП
объектов. Пусть ЛА находится в точке М на линии глиссады
ЛГ (рис. 6.32), а угловое положение отражающего объекта О
характеризуется углом р относительно ЛГ. Применяя (6.20)
к прямому и отраженному сигналам и выполняя соответству-
ющие преобразования, можно найти РГМ суммарного сигнала
РГМс(р)^РГМп(Ро)+КоТрРГМ0(р) cos яр, (6.24)
где РГМп — разность глубин модуляции прямого сигнала, рав-
ная нулю в точке М (ЛА находится на ЛГ); АОтР — модуль
коэффициента отражения объекта; РГМ0(р) =—0,5mfa2 (Р) /
fa(Po)—разность глубин модуляции отраженного сигнала, а
ф— сдвиг фаз прямого и отраженного сигналов.
Из (6.24) следует, что в результате приема отраженного
сигнала РГМС на ЛГ не равна нулю и на выходе бортовой ап-
паратуры канала глиссады действует сигнал, пропорциональ-
ный (6.24). Поэтому экипаж или система автоматического уп-
равления выведут ЛА в точку Л4Ь где РГМс=0. При этом ЛА
отклонится от Л Г на угол А. В точке
16—5360
241
(6.26)
в (6.25):
(6.27)
равносигнальном
поднята нижняя
связано с рядом
РГМс = РГМп(—Д) +АотрРГМ0(р) созф = 0. (6.25)
Для определения Д воспользуемся выражением (6.22),
ложив РГМ=РГМС и Др=—Д. Тогда
РГМП (-Д) = -m[f/ (Ро) Да (₽о) ]Д.
Искомое значение Д найдем, подставив (6.26)
Д =--Котр[/а2 (Р)/2fa (Po)]cOSlp.
Величина А тем меньше, чем больше крутизна ДНА на
направлении fB' (р0) и чем меньше fasO), т. е. чем выше
граница ДНА над земной поверхностью. Уменьшение fasO)
Ро обычно около 3°. По-
дополнительные антенны
антенн под углами к го-
которого зависит от раз-
сложностей, так как номинальный угол глиссады
этому ,в РСП повышенной точности применяют
поле которых компенсирует излучение основных
ризонту, меньшими 1°.
В (6.27) входит множитель cos гр, значение
ности хода прямого и отраженного сигналов и меняется при движении ЛА
по линии глиссады (или линии курса), что приводит к периодическому
изменению Д. При этом ЛА следует по некоторой кривой, показанной на
рис. 6.32 штриховой линией. Это явление существенно снижает точность
РСП 1и может нарушить работу системы автоматической посадки.
Радиотехнические системы посадки, реализующие равносигнальный ме-
тод, характеризуются максимальной погрешностью (За), составляющей при-
мерно 0,3° в канале глиссады и 0,25° в канале курса.
Следует отметить, что равносигнальным РСП кроме под-
верженности влиянию отраженных сигналов свойственны и дру-
гие недостатки. Один из них — постоянство номинального угла
глиссады р0 — связан с применением на ГРМ неподвижных ан-
тенн. Этот недостаток не позволяет оптимизировать угол Ро Для
ЛА с разными характеристиками. Кроме того, траектория по-
садки вблизи точки приземления находится в ближней зоне ан-
тенн глиссадного радиомаяка, что приводит к ненадежности ин-
формации о Др и вынуждает использовать на заключительном
этапе посадки радиовысотомер как главный датчик положения
ЛА в вертикальной плоскости.
От указанных недостатков свободны перспективные импульс-
ные РСП, работающие в диапазоне сантиметровых волн, где
можно применять малогабаритные антенны, формирующие уз-
кие сканирующие лучи.
Принцип действия РСП, реализующей импульсный метод-
В канале глиссады такой системы диаграмма направленности
ГРМ имеет один лепесток шириной около Г, который скани-
рует в вертикальной плоскости в пределах от pmin до ртах (РЙС'
6.33, а) с постоянной угловой скоростью йСк- Допустим, что за-
данной линии глиссады ЛГ соответствует угол р0, а ЛА нахо-
дится выше ЛГ под углом рла к горизонту. При своем движс-
242
нии луч ДНА за каждый цикл сканирования Тск дважды прохо-
дит через точку, где расположен ЛА (рис. 6.33, б).
Антенна ГРМ излучает непрерывные немодулированные ко-
лебания. При прохождении луча через точку приема на выходе
приемника формируются импульсы, длительность и форма ко-
торых зависит от скорости сканирования QCK, ширины и формы
ДНА радиомаяка. В бортовом оборудовании ЛА измеряется ин-
тервал времени /др между импульсами А и Б, соответствующими
прямому и обратному ходу луча. Интервал сравнивается с
временем То, равным тому значению £др, которое соответствует
положению ЛА на заданной линии глиссады, т. е. углу р0.
Основное уравнение рассматриваемого угломерного канала
имеет вид
Др — 0,5QCk (^дв—Tq) .
(6.28)
Для повышения точности следует уменьшать скорость сканиро-
вания йск. Нижний предел QCK ограничен необходимым при по-
садке темпом получения информации об угловых отклонениях
и обычно не менее 0,01 . . . 0,02 град/мкс.
Из сказанного следует, что заданное положение линии глис-
сады, т. е. угол Ро, определяется интервалом времени То, зна-
чение которого задается в бортовой аппаратуре ЛА. Поэтому
в импульсной РСП не возникает проблем, связанных с оптими-
зацией угла захода ЛА на посадку.
Рис. 6.33. Положение ЛА в секторе сканирования диаграммы направленно-
сти антенны ГРМ (а); зависимость углового положения луча ДНА от вре-
мени при сканировании (б) и сигналы, принимаемые бортовой антенной (б)
16*
243
В бортовой аппаратуре импуль-
сной РСП (рис. 6.34) сигнал с
приемника Прм поступает на схе-
мы ВИА и ВИБ, выделяющие им-
пульсы А и Б. Импульс А откры-
вает электронный ключ ЭК, через
который счетные импульсы с гене-
ратора ГСчИ поступают на счет-
чик Сч. Ключ ЭК закрывается им-
пульсом Б. Полученный в счет-
чике код, соответствующий вре-
мени £д₽, поступает в вычислитель-
ное устройство. На это же устрой-
ДЛГ код, соответствующий То. После
Рис. 6.34. Структурная схема борто-
вой аппаратуры импульсной РСП
‘ство подается с датчика линии глиссады
.преобразования с использованием (6.28) в вычислительном устройстве ВУ
вырабатывается код, содержащий информацию об угловом отклонении Др от
заданной линии глиссады. Этот код используется для автоматического управ-
.ления ЛА при посадке и для индикации положения ЛА на приборах экипажа.
На рис. 6.34 не показаны цепи синхронизации и сброса накопленной в
счетчике и вычислительном устройстве информации. Для установки этих
устройств в исходное состояние может использоваться специальный импульс
О (см. рис. 6.33, в), излучаемый ненаправленной антенной радиомаяка в мо-
мент, когда направленная антенна находится на границе сектора сканиро-
вания.
В рассматриваемой РСП каналы курса и глиссады работают
поочередно (временное уплотнение). Поэтому одна и та же
аппаратура при синхронизации с работой радиомаяков исполь-
зуется для определения отклонений «ЛА как в вертикальной, так
и в горизонтальной плоскостях.
Применение импульсного метода и сантиметрового диапазо-
на радиоволн позволяет снизить максимальную погрешность
(Зо) до значения, равного 0,15 ... 0,2°.
7. АВТОНОМНЫЕ
РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
7.1. ДОПЛЕРОВСКИЕ ИЗМЕРИТЕЛИ
СКОРОСТИ
7.1.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И ОСОБЕННОСТИ
В радионавигации часто требуется определить вектор скоро-
*сти подвижного объекта относительно некоторой поверхности,
условно принимаемой за неподвижную. Информация о векторе
/244
скорости необходима для системы счисления пути (см. рис. 1.4),.
при посадке вертолета или космического корабля и т. п. Для,
решения подобных задач применяют автономные доплеровские
измерители скорости (ДИС).
Принцип определения вектора скорости. Допустим, что на
ДА требуется найти составляющие вектора скорости Vxt Vy и Vz
относительно земной поверхности, например в связанной с ЛА
системе координат (рис. 7.1). Для этого ДИС, установленный
на ЛА, излучает сигнал с частотой /0. Отраженный от земной
поверхности сигнал (принимаемый на ЛА) имеет доплеровский
сдвиг частоты Гд=—2КАо, где Vr— радиальная скорость, а
Х,о — длина волны излучаемого сигнала. Пусть положение одно-
го из лучей ДИС относительно связанных с ЛА координатных
сетей XYZ характеризуется известными установочными углами
Го, Во, Yo соответственно в горизонтальной, вертикальной и на-
клонной плоскостях (предполагается, что плоскость XOZ па-
раллельна земной поверхности и содержит точку Af). Тогда ра-
диальная скорость
Vr—— Vr cos 7+VB sin Bo=—Vr cos (Го—ac) cos Bo-|-
+ sin Bo.
Соответствующий оси ДНА доплеровский сдвиг
Ffli = 22vO-1[Vr cos (Го—etc) cos Bq—VB sin Во].
(7.1)
(7.2)
В (7.2) входят три неизвестных (Гг, пс, Гв), для определе-
ния которых, а следовательно, и полного вектора скорости не-
обходимы три уравнения, получаемые при использовании трех
или четырех лучей и измерения ВДг- по каждому из них (рис.
7.2). Избыточное число лучей позволяет повысить точность из-
мерений. Все лучи ДНА имеют одинаковые установочные углы
Рис. 7.1. Диаграмма формирования
вектора радиальной скорости по од-
ному лучу диаграммы направленно-
сти ДИС
Рис. 7.2. Одна из схем расположения
лучей антенны ДИС
245
в вертикальной плоскости Во. В четырхлучевом ДИС доплеров
•ская частота по лучу 1 определяется выражением (7.2), а пс
-остальным лучам равна
Лд2=—2А,0 Vrcos (r0+ac)cos Bd—2^о VBsinB0;
7’’Д4=2Хо 'l/rcos(ro+ac)cos Bo—2A,0 *I/B sin Bo.
В самолетных ДИС скорость обычно определяют при гори
зонтальном полете (14 = 0). При этом уравнения (7.3) упро
щаются и при угле статического тангажа, равном нулю, Рд3=
= —Fal; F^=—Рд2. В этой ситуации основное уравнение
погрешностей ДИС при измерении скорости имеет вид
А1/г =
2 cos (Го—ас) cos В
(7.4)
Д/7Л1 =МкДГд1>
а при измерении угла сноса
Дас=
2ИГ sin (Го—ас) cos В
ДЛд! = Ма ДГд1,
(7.5)
где А14, Аас и АДщ — мгновенные значения погрешностей опре-
деления скорости и угла сноса и измерения частоты. Входящие
в (7.4) и (7.5) масштабные коэффициенты считаются постоян-
ными и описываются формулами
Ми = -^----(7.6)
V 2cos(r0—схс) cos Во х '
а 2Hrsin(ro—czc) cos Во ’ v
Зондирующий сигнал. Оптимальный с точки зрения точно-
сти и энергетических затрат, сигнал представляет собой непре-
рывные немодулированные 'колебания. Такой сигнал обеспечи-
вает однозначность и максимальную точность измерения Тд
(см. § 5.3 и выражение (5.17)). Повышению точности способ-
ствуют и малые потери энергии сигнала, которая сосредоточена
в узкой области частот, примыкающей к /4, а не распределена
по составляющим, соответствующим гармоникам модулирующе-
го колебания.
Отраженный сигнал. Действующий на входе приемника
ДИС, сигнал из-за конечной ширины ДНА представляет собой
сумму сигналов, отраженных от элементарных отражателей,
находящихся в пределах облучаемого участка ОУ земной по-
верхности. Очевидно, что соответствующие f-м элементарным
отражателям, расположенным под углами уг- (см. рис. 7.1), сиг-
246
йалы имеют различные доплеровские сдвиги частоты. Поэтому
сраженный сигнал содержит все частоты Ддъ соответствующие
углам Уг в пределах ДНА. Начальные фазы f-x сигналов носят
сЛучайный характер, следовательно, отраженный сигнал будет
случайным со сплошным спектром. Огибающая спектра отра-
женного (доплеровского) сигнала определяется квадратом ДНА
и ДОР отражающий поверхности. Ширина доплеровского
спектра
ДДд=2(| J/r| До)Ду sin у0, (7.8)
где Ду — выраженная в радианах ширина ДНА в плоскости
угла у0.
Из выражения (7.8) с использованием (7.1) и (7.2) можно получить
(при Гв=0) полезную для оценки относительной ширины доплеровского
спектра формулу ДГд/Гд=Ду1£у. При типовых значениях уо = 65...80° и
Ду = 3... 5° отнесенная к Гд ширина доплеровского спектра лежит в пре-
делах 0,1...0,5 (заметим, -что в самолетных ДИС fA<?15 кГц). Таким об-
разом, выделенный в приемнике ДИС доплеровский сигнал представляет
собой шумовое напряжение со сравнительно узким спектром, которое можно
рассматривать как квазигармонический сигнал со средней частотой Fr0,
соответствующей у0.
J
Принцип действия многолучевого ДИС с непрерывным
немодулированным сигналом. Подобные ДИС (ДИС НМ)
имеют либо один канал обработки сигналов, подобный показан-
ному на рис. 7.3, либо три таких канала, в каждом из которых
обрабатывается сигнал, принятый по соответствующему лучу
ДНА. В одноканальном варианте ДИС необходимы коммута-
торы, последовательно подключающие один канал обработки к
соответствующим выходам приемной антенны А2, что снижает
надежность ДИС и вызывает появление шума коммутации.
Поэтому отдают предпочтение многоканальным ДИС несмотря
на более высокую их структурную сложность.
Рис. 7.3. Обобщенная структурная схема ДИС НМ (показаны элементы, необ-
ходимые для измерения Гд по одному из лучей)
247
Зондирующий сигнал мощностью в несколько десятых долей ватта
несущей частотой fo, лежащей около 9,3 или 13,3 ГГц, вырабатывае °
ГРЧ. Передающая Ai и приемная А2 антенны формируют идентичные ДЧд
Отраженный юигнал с частотой fo+Гд преобразуется на промежуточную ца*
стоту fn. ч -в 'балансном смесителе. Такой смеситель позволяет (при идеаль
ной его симметрии) исключить влияние шумов сигнала гетеродина (ГРЧ) На
коэффициент шума приемного тракта, а перевод сигнала на промежуточную
частоту примерно на 10 дБ повышает чувствительность приемника за счет
снижения уровня шума смесителя в области fn. ч. Когерентный гетеродины
рующий сигнал формирует балансный модулятор, частоты на выходе кото-
рого равны fo±fn. ч, где fn- ч — частота гетеродина. Фильтр выделяет сигнал
частотой f0—fn. ч, поступающий на «балансный смеситель. При втором преоб-
разовании частоты исключается частота fn. ч, что позволяет ослабить требо-
вания к стабильности гетеродина. Полосовой усилитель выделяет частоту
| Гд|, сигнал которой затем подается на измеритель частоты ИЧ.
Следует иметь в виду, что в рассмотренной схеме теряется информа-
ция о знаке Гд, что не имеет значения в самолетных ДИС. Однако в тех
ДИС, в которых Требуется знать не только значение, но и направление
скорости, необходимы специальные схемы определения знака Гд (например,
в вертолетных ДИС). Кроме того, в данной схеме использован широкопо-
лосный усилитель, граничные частоты полосы пропускания которого FAniin
и Гд max соответствуют диапазону измеряемых скоростей и углов сноса.
При таком усилителе снижается отношение сигнал-шум на входе ИЧ, а
следовательно, и .точность измерения Гд. Поэтому более предпочтительны
следящие узкополосные измерители, позволяющие измерять Гд при отно-
шении сигнал-шум по мощности около 0 дБ.
Развязка передающего и приемного трактов в ДИС НМ.
Основной недостаток режима непрерывного- излучения смоду-
лированного сигнала — влияние просочившегося в приемный
тракт сигнала передатчика на шумовые характеристики прием-
ного тракта, а следовательно, на точность и предельную рабо-
чую высоту ДИС. Просочившийся сигнал ПС (рис. 7.4, а) со-
стоит из двух составляющих, каждая из которых промодулиро-
вана по амплитуде и фазе по случайным законам. Первая
представляет собой просочившийся сигнал передатчика, а вто-
рая — сигнал передатчика, попадающий на вход приемника
из-за электромагнитной связи между передающей и приемной
антеннами ДИС. Параметры случайной модуляции сигнала пе-
редатчика Прд определяются характеристиками генератора ра-
диочастоты, в то время как параметры модуляции сигнала,
обусловленного электромагнитной связью, зависят на ЛА о?
вызываемого вибрацией изменения взаимного расположения ан-
тенн ДИС и отражающих сигнал элементов конструкции (в том
числе и обтекателя антенн).
Наибольшее влияние оказывают амплитудно-модулирован-
ные составляющие просочившегося сигнала, основная доля
энергии спектра Gn.c которых на выходе смесителя
248
Рис. 7.4. Пути прохож-
дения просачивающегося
и отраженного сигналов
(а), а также их спектры
(б, в)
(рис. 7.4, б) приходится на низкочастотную часть, т. е. на тот
участок частот, где расположены составляющие Goc отражен-
ного сигнала ОС. Следует иметь в виду, что в приемнике с
двукратным преобразованием частоты, подобном показанному
на рис. 7.3, просочившийся сигнал преобразуется на /п.ч так
же, как и отраженный, и спектры будут иметь вид, показан-
ный на рис. 7.4, в (здесь Сш.б.с — спектр собственных шумов
балансного смесителя).
Просочившийся сигнал зависит только от особенностей ДИС
и приводит к увеличению коэффициента шума приемника, ко-
торый определяется теперь не только собственным шумом Gm,
но и Gn.c. В результате при больших высотах полета ЛА, где
интенсивность отраженного сигнала мала, уменьшается отно-
шение мощностей сигнала и шума и снижается точность, а при
заданной точности уменьшается предельная рабочая высота
ДИС. Поэтому одной из основных сложностей в ДИС является
подавление просочившегося сигнала, т. е. увеличение коэффи-
циента развязки | Ар| передающего и приемного трактов.
При определении требуемого коэффициента развязки исхо-
дят из допустимого увеличения коэффициента шума приемника
АА/щ из-за шума, вносимого просочившимся сигналом. Основ-
ной вклад в Д#ш дают вибрационные шумы и флуктуации сиг-
нала ГРЧ, мощность ‘которых РШ1=РгКг, где /<г— параметр
ГРЧ, равный отношению мощности боковых составляющих в
единичной полосе к мощности сигнала несущей частоты Рг
(см. п. 4.4.7).
Вибрационные шумы имеют мощность Рш^^Рг/^ где
тп^10-6... 10-7 — коэффициент паразитной AM виброшумами.
249
Учитывая, что мощность шума на входе приемника при коэф-
фициенте развязки Кр составляет ДЛп^ЛрЛпп с, ДМЩ=
=ДРШДГ, где ЙГ°=4-10-21 Вт/Гц, а пол-
ная мощность просачивающегося сигнала, получаем выраже-
ние, позволяющее оценить требуемую развязку:
Кр^Г°ДЛ/ш[Рг (Кг+0,25тн2) ]
В самолетных ДИС НМ требуемое для обеспечения задан-
ных высотности и точности значение Кр доходит до
— (80... 90) дБ.
Естественным способом увеличения развязки, т. е. уменьшения /£р, яв-
ляется пространственное разнесение передающей и прямой антенн, что не
всегда возможно на ЛА. Поэтому приемную антенну экранируют от пере-
дающей, применяют поглощающие покрытия элементов конструкции ЛА
вблизи антенн ДИС, повышают жесткость конструкции антенной системы
и ее обтекателя и т. п. Если этими мерами не удается добиться требуе-
мого значения 7<р,' то используют частотную модуляцию зондирующего сиг-
нала, при которой -спектр доплеровского сигнала переносится в область бо-
лее высоких частот, где уровень бп.с мал. Однако при этом ухудшается
использование энергии сигнала и появляются слепые высоты.
7.1.2. ДИС С ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫМ
СИГНАЛОМ
Принцип действия ДИС с частотно-модулированным сигна-
лом. Обычно в таком ДИС (ДИС ЧМ) применяется гармони-
ческий модулирующий сигнал, при котором частота зондиру-
ющего сигнала Л (/) =f0+A/Cos £2М/, где f0 — несущая частота
(имеющая те же значения, что и в ДИС НМ); Ду— девиация
частоты; QM — частота модуляции. Тогда частота принимаемо-
го сигнала f2(t) =f0+AfCOS QM(£—/л)+Ед, где tR— задержка от-
раженного сигнала относительно зондирующего из-за прохож-
дения расстояния R.
Если подать сигналы с частотами и f2 на смеситель, то
частота полученного преобразованного сигнала
Ед—f2 fд—2Aysin QM (ZR/2) sin QM (t—tn/ty.
Преобразованный сигнал также модулирован по частоте
Wnp (0 — £7тпрСО5[$а2д/ 2/7Z
ЧМ1
sinQM (/л/2) X
XsinQM(/—/л/2) ] =
^тпрСОЗ[£2д/ "/Tlqi^sin —6г/2) ]
>
где тЧМ1 = Д//Ем — индекс ЧМ излучаемого сигнала, a w4M=
= 2тЧМ1 sin 0,5Qm/r — индекс ЧМ преобразованного сигнала, за-
висящий от задержки принимаемого сигнала
250
рис. 7.5. Спектр преобразованного сигнала в ДИС ЧМ
Спектр преобразованного сигнала определяют разложением
.Unp(0 в ряд Фурье, и при’С/тПр=1 он имеет вид
оо
^пр (О == о (jTZ-чм) COS Од/Ч-Jп (ш<чм) {cos [(/^QM £2д)
п==1
— 0,5nQM^]+(— 1 )л cos [(?ZQM+Qд) t — 0,5nfiM^]},
(7.9)
где Jn (тчм) —функция Бесселя первого рода n-го порядка.
Каждая из составляющих спектра иПр (рис. 7.5), кроме со-
ставляющей с амплитудой /о(тчм), балансно модулирована до-
плеровской частотой, т. е. в спектре преобразованного отражен-
ного сигнала присутствуют только составляющие с частотами
амплитуды которых определяются /п(тчм) (рис. 7.6).
.Доплеровская частота может быть выделена из любой состав-
ляющей спектра.
Преобразованный просочившийся сигнал отличается отсутст-
вием QA и малым индексом ЧМ, так как задержка этого сигна-
ла /ркп.с=Ю~2... 10~3 мкс. Поэтому спектр шума просочившего-
ся сигнала группируется около составляющих с частотами nFM
(см. рис. 7.5) и подобен показанному на рис. 7.4, в, где часто-
ту fn.4 следует заменить на nFM. Амплитуды этих составляющих,
кроме составляющей на
нулевой частоте, очень ма-
лы, так как для прямого
сигнала тчм=0,15 ... 0,015,
и практически не сказыва-
ются на работе ДИС ЧМ.
Основное влияние оказыва-
ет составляющая на нуле-
вой частоте, повторяющая
спектр, показанный на рис.
.7.4, б. Уровень шума, вно-
симый этой составляющей,
убывают по закону, близ-
кому к 1/Д Поэтому чем
Рис. 7.6. Зависимость амплитуд гар-
моник частоты модуляции от индекса
модуляции преобразованного сигнала
251
больше номер п рабочей гармоники, тем слабее влияние просо-
чившегося сигнала на характеристики ДИС ЧМ. Однако с
увеличением п снижается максимальная амплитуда
[Jn (m4M) ]тах преобразованного сигнала. Из компромиссных
соображений ограничиваются п=3.
Для получения максимальной мощности сигнала на частоте
nFM используют такой индекс ЧМ излучаемого сигнала, при ко-
тором в спектре зондирующего сигнала превалирует n-я гармо-
ника FM. Эмпирическая формула для выбора оптимального в
указанном смысле значения m4Mi имеет вид
1)опт — 0,5(п+2).
Частота модуляции выбирается из условия однозначности
измерения Рл, т. е. ГМ>2|ГД max | j ГДе ^дтах ДОПЛерОВСКНЯ ЧЗС-
тота, соответствующая максимальной скорости ЛА. Увеличение
FM способствует (как и увеличение п) снижению влияния проса-
чивающегося сигнала. Максимальное значение Гм ограничивает-
ся тем, что при m4Mi = const одновременно с FM должна увели-
чиваться и девиация частоты Ау, что приводит к росту пара-
зитной AM сигнала, отрицательно сказывающейся на работе-
ДИС ЧМ. Поэтому обычно FM=1 МГц.
При указанных параметрах ДИС ЧМ уровень шума просо-
чившегося сигнала на nFM=3 МГц снижается по сравнению с
частотами 1 ... 15 кГц (диапазон доплеровских частот в ДИС
НМ) примерно в 1000 раз, что позволяет ослабить требования
к развязке на 20... 30 дБ. Однако при этом ухудшается на 6 дБ
по сравнению с ДИС НМ использование энергии сигнала.
Слепые высоты в ДИС ЧМ- Слепые высоты — такие высоты,,
на которых наблюдается ослабление мощности преобразованно-
го отраженного сигнала. При периодическом законе ЧМ, как
следует из (7.9), мощность этого сигнала пропорциональна,
функции
Pc (tR) =/n2[2m4Msin (0,5Qm/b)]shi2 ((0,5nQM/B),
в которой первый сомножитель определяется амплитудой преоб-
разованного сигнала, а второй обязан своим появлением фазо-
вому сдвигу, влияющему на амплитуду выделяемого на n-й гар-
монике сигнала с частотой Гд. Эта функция равна нулю при
tR=kTMn~1, где Тм — период ЧМ, а &= 1, 2, ...
Следовательно, на высотах
Яп = //сл = 0,5с/язт Bo = O,5An“1cTMsin BQ
сигнал, принимаемый под углом Во (рис. 7.7, а) бу&ет отсутст-
вовать. Если Ам=1 МГц, п=3 и Во=65°, слепые высоты пов-
торяются через каждые АЯ=45,3 м. При конечной ширине ДНА,,
ограниченной углами Bmin ... Вшах, на слепых высотах наблюда-
ется ослабление преобразованного отраженного сигнала (рис-
7.7,6), которое сопровождается снижением точности ДИС ЧМ-
252
a) 0)
Рис. 7.7. Положение луча диаграммы направленности антенны ДИС в верти-
кальной плоскости (а) и расчетная зависимость мощности принимаемого сиг-
нала от высоты полета ЛА (б)
Причем с ростом высоты полета Яп влияние слепых высот на
Мощность сигнала ослабляется. Такой характер зависимости
Рс(Нп) объясняется усреднением в ДИС сигналов от элементар-
ных отражателей в пределах отражающей площадки ОП, отли-
чающихся значениями Вй а следовательно, и значениями 6?=
= 2Н(с sin Bi)-1.
Для уменьшения влияния слепых высот желательно расшире-
ние ДНА. Чтобы предотвратить расширение спектра сигнала
(7.8), при котором снижается точность измерения Дд, применя-
ют изочастотные антенны, след ДНА которых (/ и 4) на отра-
жающей поверхности располагается вдоль изочастотной линии
ИЧЛ, соответствующей Вд=2УАо“1 cos 7 = const, т. е. y = const
(рис. 7.8). Однако такой метод требует постоянной ориентации
оси симметрии лучей ДНА относительно вектора скорости Vr,
что возможно при поворотных антеннах и связано с определенны-
ми техническими трудностями.
Другим широко используемым методом уменьшения влияния
слепых высот является вобуляция частоты модуляции с девиа-
цией около 10... 20% от Дм и периодом в несколько герц. При из-
менении частоты модуляции одному и тому же значению Нп в
разные моменты времени соответствуют отличные друг от друга
тчм. Последующее усреднение сигнала за период вобуляции при-
водит к значительному сглаживанию зависимости РС(НП).
В трехлучевом одноканальном
ДИС ЧМ (рис. 7.9) частотно-модули-
рованный сигнал коммутатором Ki
поочередно подается на три входа
передающей антенны Ai, соответст-
вующие трем лучам ДИС. Модули-
рующее синусоидальное напряжение
подается с генератора. Устройство
VB предназначено для вобуляции
Модулирующей частоты с частотой
Рис. 7.8. Расположение лучей изоча-
стотной антенны ДИС
253
Рис. 7.9. Структурная схема трехлучевого одноканального ДИС ЧМ
коммутации антенн. Выходы приемной антенны Д2 коммутатором К2 подклю-
чаются поочередно к балансному смесителю БС. Устройство управления УУ
синхронизирует работу всех коммутаторов ДИС. С помощью УПЧ из пре-
образованного сигнала выделяется полоса частот вблизи, например, частоты
ЗГМ (см. рис. 7.5). В синхронном детекторе, гетеродинирующий сигнал ко-
торого формируется умножителем частоты, выделяется сигнал |ГД|, посту-
пающий через полосовой усилитель на измеритель частоты ИЧ. Значение
| Рд ] выдается на вычислительное устройство ВУ.
7.1.3. ОСОБЕННОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ ДОПЛЕРОВСКОГО
СДВИГА ЧАСТОТЫ
Особенности измерения средней частоты спектра доплеров-
ского сигнала. Для выделения спектра доплеровского сигнала
применяют близкие к оптимальным фильтры, полоса пропуска-
ния которых несколько больше AFa (7.8). Изменение скорости
ЛА (а следовательно, и средней частоты доплеровского спектра
Fa0) в процессе полета требует перестройки фильтра либо вклю-
чения фильтра с постоянной частотой настройки в схему сле-
дящей за Адо системы. Обычно отдают предпочтение следящей
системе (следящий частотомер), так как АЧХ фильтра не меня-
ется при изменении Ад0 и уровень шума на входе частотного
дискриминатора постоянен, что при близкой к согласованной
фильтрации обеспечивает наивысшую точность измерения Лик
При построении 'измерителей частоты учитывается, что информация о
Гдо поступает с 'него в специализированный цифровой вычислитель. При
этом достаточно преобразования сигнала «в последовательность импульсов,
частота повторения которых равна или однозначно связана с Frq. Поэтому
измеритель частоты представляет собой по существу последовательное со-
единение узкополосного фильтра, функцию которого (выполняет следящий
за частотой Гд0 система, и преобразователя выделенного сигнала в поел6'
довательность импульсов.
254
Рис. 7.10. Структурная схема измерителя частоты ДИС (а) и сигналы в ха-
рактерных точках ее (б)
Определение знака доплеровского сдвига частоты. На изме-
ритель частоты (рис. 7.10, а), решающий эту задачу, с УПЧ по-
дается сигнал
Ubx== Um вх COS ((Оп.ч”Ь^д)
В квадратурном смесителе в качестве опорного используется
сигнал управляемого генератора УГ, частота fy.r которого мо-
жет меняться от /п.ч—F^ шах до /п.ч+^д max. Особенностью квад-
ратурного смесителя является изменение сдвига по фазе выход-
ных сигналов на 180° при изменении знака доплеровской час-
тоты. Опорные сигналы смесителей имеют вид
tZol-Um. oCOS ((Оу.г^+0,5зт) , W-o2== Um о COS (Оу.pt.
255
Напряжение на выходе верхнего (на схеме) смесителя будет
cos [(Асо-|-йд) /—0,5л] при Д(о-|-йд>О,
Й1 (t/^cos [(Ла)+£2д)/+0»5л] при Дй)+Нд<0,
где Дсо = соп.ч—Оу.г, в то время как напряжение на выходе ниж-
него смесителя ti2=Um соз(Дсо+£2д)/ не зависит от знака Да>+
+йд. Поэтому сравнение фаз щ и н2 позволяет определить
знак Fa0.
После фильтров, полоса пропускания которых примерно
равна Д^д, напряжения с частотой Асо+Йд подаются на им-
пульсный фазовый детектор ИФД, состоящий из амплитудных
ограничителей, дифференцирующих цепей и схем И. Как сле-
дует из рис. 7.10,6, при Дсо4-йд>0 импульсный сигнал наблю-
дается только на выходе нижней схемы И, а при Дсо+ЙдСО —
на выходе верхней. Сигнал со схем И поступает на дифферен-
циальный интегратор ДИ, знак приращения напряжения на
котором зависит от разности средних частот следования пода-
ваемых на него импульсов. Напряжение с интегратора изменя-
ет частоту соу. г до тех пор, пока не будет достигнуто равенство
Д(о+£2д = 0. В установившемся режиме следящей за частотой
системы Дсо=—йд.
Для получения |Рдо| служит нижний смеситель, сигнал кото-
рого преобразуется в последовательность импульсов с частотой
повторения, равной |FA0|. Знак F^q определяется схемой знака
СЗ, аналогичной рассмотренной. Отличие заключается только
в том, что полоса пропускания фильтров определяется FR max.
В схеме знака напряжение с ДИ подается на вычислительное
устройство ВУ.
Как и в любом следящем измерителе, процессу измерения
-Рдо должен предшествовать режим поиска сигнала. В этом ре-
жиме частота соу. г плавно изменяется до тех пор, пока спектр
доплеровского сигнала не попадет в полосу узкополосного
фильтра (на рис. 7.10, а схема поиска не показана).
Подобный измеритель частоты обеспечивает точность около
0,1 .. . 0,2% от ^до при отношении мощностей сигнала и шума
на входе около 0 дБ и относительной ширине спектра 0,2.
7.1.4. ОСНОВНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПОГРЕШНОСТЕЙ ДИС
Из основного уравнения ДИС (7.4) следует, что погреш-
ность определения скорости
*-K4+lW (7.Ю)
складывается из двух независимых составляющих: ом, обус-
ловленной непостоянством масштабного коэффициента (7.6),
256
который при (Зс=О равен MF=%0(2cosroCOsB0)_1=Xo(2cos7o)_1,
и oFi вызванной влиянием различных факторов на точность из-
мерения частоты. С учетом перечисленных причин точность са-
молетных ДИС в эксплуатационных условиях (2сг) составляет
по скорости 0,25% от Уг, а по углу сноса— 15 угл. мин.
Рассмотрим указанные составляющие погрешности ДИС и
факторы, ограничивающие минимальные их значения.
Погрешность из-за непостоянства масштабного коэффициен-
та. Основными причинами, влияющими на степень постоянства
Mv, являются нестабильность несущей частоты передатчика
ДИС и изменение углов, от которых зависит связь Уг с изме-
ряемой частотой сигнала. Если добиться 7Wr = const, то (7.10)
принимает вид oy=MvoF, откуда следует, что для повышения
точности значение масштабного коэффициента должно быть по
возможности меньшим. Для этого в ДИС обычно используют
2Jo~2,3 см и стремятся уменьшить установочные углы Во и Го.
Однако уменьшение Во приводит к снижению мощности отра-
женного сигнала, а угла Го — к ухудшению точности определе-
ния угла сноса (см. выражение (7.7)). Компромиссные значе-
ния этих углов Во=6О...75°, а Г0=15...45°.
Влияние нестабильности несущей частоты на точность ДИС.
Изменения температуры и питающих напряжений, а также ста*
рение элементов ГРЧ и смена генераторных приборов приводят
к уходам несущей частоты передатчика ДИС от номинального
значения, а следовательно, к изменению длины полны Хо и мас-
штабного коэффициента Мг, а также к появлению составляю-
щей oF погрешности ДИС. Для уменьшения влияния вариаций
Хо на точность ДИС применяют так называемые частотно-неза-
висимые волноводно-щелевые антенны, в которых установочный
угол 7о не зависит от частоты излучаемых колебаний. В таких
антеннах достигается постоянство отношения Xo/cos у0, а следо-
вательно, и Mv = const.
Влияние угловых колебаний ЛА на точность ДИС. Углы крена у и
тангажа V, возникающие при некоторых режимах полета ЛА, приводят к
повороту связанной с ЛА системы координат (см. рис. 7.1), в которой из-
меряется скорость, относительно горизонтальной системы, в которой решает-
ся навигационная задача и определяется вектор Уг. Очевидно, что в этом
случае вычисление скорости ЛА по (7.2) и (7.3) будет сопровождаться по-
грешностью, так как значения масштабных коэффициентов Му и Ма будут
отличаться от номинальных (7.4) и (7.5). При у<2,5° и v<5° погрешности
определения горизонтальной скорости и угла сноса, как правило, не превы-
шают 0,4% от Уг и 0,25° соответственно.
Для уменьшения рассматриваемых погрешностей применяют стабилиза-
цию либо антенной системы, либо выходных данных. Для стабилизации по-
ложения антенны в пространстве ее устанавливают на гироплатформу.
Этот способ, хотя и дает хорошие результаты, требует существенного уве-
личения массы ДИС, что не всегда приемлемо. При стабилизации выходных
17—5360
257
данных углы у и v, измеренные бортовыми системами ЛА, учитывают в вы
числительном устройстве ДИС при пересчете вектора скорости ЛА в гори
зонтальную систему координат.
Погрешность измерения доплеровского сдвига частоты. Ос-
новными источниками погрешности gf измерения являются
собственные шумы приемного тракта и просочившегося ,в этот
тракт сигнала передатчика, а также случайный характер доп-
леровского сигнала. Первый из этих факторов приводит к флук-
туационной погрешности ОфЛ. ш, предельное значение которой
можно найти из (5.6) с учетом развязки, рассмотренной в
п. 7.1.1.
Случайный характер сигнала — специфический фактор, вы-
зывающий методическую флуктуационную погрешность и по-
грешность смещения.
Методическая флуктуационная погрешность. Особенностью
ДИС, как указывалось в п. 7.1.1, является измерение средней
частоты случайного сигнала, имеющего сплошной спектр. При
этом все составляющие этого спектра, кроме центральной, соз-
дают помехи, снижающие точность измерения. Возникающая по
указанной причине погрешность, свойственная используемому
методу измерения, называется методической флуктуационной
и связана с шириной доплеровского спектра АГд и эффективной
шириной полосы пропускания измерителя частоты ДГИ.Ч (обыч-
но ДРи. ч~0Д Гц) соотношением ОфЛ. м~0,5 ДГдДГч. и. По-
грешность ОфЛ. м не зависит от отношения мощностей сигнала и
шума и добавляется к флуктуационной погрешности бфЛ. ш
(рис. 7.11).
Погрешность смещения. Формирование спектра случайного
доплеровского сигнала с участием земной поверхности приво-
дит к самой существенной и трудно устранимой погрешности
ДИС — погрешности смещения. Предположим, что полет ЛА
горизонтальный, и ограничимся учетом влияния на спектр сиг-
нала только угла в вертикальной плоскости Вг- (рис. 7.12, а).
Удельная эффективная площадь рассеяния Sy. п в общем слу-
или от дополняющего его до 90
угла В, (рис. 7.12, б). При поле-
те над диффузно отражающей
поверхностью (суша, а точнее
пашня) Зу.п практически не за-
висит от рп. В такой ситуации
(С на рис. 7.12) доплеровский
спектр G«(f) имеет близкую к
центрально-симметричной Ф°Р“
му (рис. 7.12, в) и его средня~
частота связана с Гдо выра^е
ниями вида (7.2) и (7.3). ч
При полете над морем (
чае зависит от угла .падения
Рис. 7.11. Зависимость флуктуа-
ционной погрешности ДИС от от-
ношения мощностей сигнала и
шума
258
Рис. 7.12. Формирование спектра
доплеровского сигнала
Рис. 7.13. Двухлепестковая ДНА по>
одному лучу антенны ДИС (а) и со-
ответствующий ей спектр доплеров-
ского сигнала (б)
зависимость Sy.n от рп (или от BJ вызывает искажение оги-
бающей! спектра и уменьшение энергии сигнала, тем большие,
чем меньше волнение моря. Максимум бд(/) смещается в сто-
рону более низких Рд, и измеренная частота Гдо* уже не соот-
ветствует Уг. Появляется погрешность смещения Д^см^
=^до*—Рдо, зависящая от характера отражающей поверхности,,
т. е. от вида функции Sy.n (В).
Для оценки относительной погрешности смещения исполь-
зуют соотношение
Л^см/ЛюКб (Ду) 2tg 70,
где Ks = dSy. n(B)/dB — крутизна изменения Sy. П(В) в точке
В = В0, выраженная в дБ/градус, а Ду — ширина ДНА в плос-
кости угла у0 в радианах.
Это выражение отражает очевидные из рассмотрения рис. 7.12 факто-
ры. Действительно, чем шире ДНА, тем больше сказываётся искажение оги-
бающей спектра сигнала. При Аб = 0 (полет над сушей) погрешность сме-
щения отсутствует. При полете над морем она в зависимости от состояния
моря достигает 1...2% от Fa0 при антеннах с узкими симметричными («ка-
рандашными») ДНА и 5... 9 % при изочастотных антеннах. Наиболее часто
применяется коррекция погрешности смещения путем увеличения коэффици-
ента передачи измерителя частоты на значение, соответствующее &FCM при
среднем волнении моря. Таким образом удается снизить относительную по7
грешность смещения до десятых долей процента.
17*
259
Для радикального снижения погрешности смещения приме-
няют антенны, формирующие две ДНА, которые перекрываются
либо касаются друг друга (рис. 7.13, а). Измерение ведется по
центральной частоте Ец суммарного спектра (рис. 7.13,6),
которая практически не смещается при искажении огибающих
спектров (погрешность смещения уменьшается в 30.. .50 раз).
Этим же методом можно бороться с погрешностями, вызывае-
мыми искажениями спектра сигнала из-за слепых высот.
7.2. ОБЗОРНО-СРАВНИТЕЛЬНЫЕ
РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
7.2.1. ПРИНЦИП ПОСТРОЕНИЯ
Обзорно-сравнительные системы (ОСС) предназначены для
'определения местоположения ЛА по результатам сравнения не-
которых наблюдаемых с помощью бортовых датчиков физиче-
ских параметров, характеризующих местность, над которой со-
вершается полет, с эталонными параметрами, хранящимися в
памяти системы. В радиотехнических ОСС наблюдаемыми па-
раметрами являются высоты точек рельефа местности, даль-
ность и угловые координаты радиолокационных ориентиров на
местности, а также другие величины, измеряемые радионавига-
ционными и радиолокационными устройствами и системами.
Простейшим примером, иллюстрирующим обзорно-сравнитель-
ный метод, может служить нахождение местоположения ЛА
путем наблюдения экипажем ЛА наземных ориентиров (непо-
средственно или с помощью радиолокатора) и сравнения на-
блюдаемой местности с полетной картой, выполняющей в дан-
ном случае функцию памяти системы.
Принцип действия ОСС. До полета составляется эталонная
карта местности (ЭКМ), над которой предполагается полет.
X
Рис. 7.14. Смещение эталонной и те-
кущей карт местности при отклоне-
нии ЛА от заданной траектории
Уот ИНС
Рис. 7.15. Обобщенная структурная
схема обзорно-сравнительной системы
260
Во время полета бортовые датчики ЛА воспроизводят текущее
изображение местности, т. е. дают текущую карту местности
(ТКМ), которая сравнивается в специальном устройстве с ЭКМ.
По результатам сравнения находят отклонение текущего поло-
жения ЛА (точка 01 на рис. 7.14) от заданного (точка О).
Продольное Дх и поперечное Дг отклонения ЛА от точки О
вычисляются по сдвигу ЭКМ, который необходим для совпаде-
ния эталонной и текущей карт местности. Значения Дх и Дг
могут быть использованы либо для вывода ЛА на заданную
траекторию, либо для коррекции основной (грубой) навигаци-
онной системы ЛА.
Структурная схема ОСС. Необходимыми элементами OCG
(рис. 7.15) должны быть датчики текущей ДТКМ и эталонной
ДЭКМ карт местности, а также формирователь текущей карты
ФТКМ, который преобразует сигналы ДТКМ в форму, удобную
для сравнения с ЭКМ. Обычно ФТКМ выполняет дискретиза^
цию по времени, квантование по уровню и масштабирование по
скорости V и высоте Н сигналов ДТКМ. Требуемая для такого
преобразования информация поступает от инерциальной систе-
мы ИНС, радиовысотомера РВ и др. Устройство сравнения УС
перебирает возможные положения ЛА на эталонной карте и
для каждого такого положения вычисляет корреляционную
функцию (КФ) наблюдаемого изображения (ТКМ) и эталонно-
го изображения (ЭКМ). Поэтому метод, на котором основана
ОСС, называют корреляционным, а сами системы относят к
классу корреляционно-экстремальных. В таких системах совпа-
дению изображений соответствует экстремум (максимум или
минимум) нормированной КФ. Решающее устройство РУ,
сопоставляя результаты сравнения с информацией о местополо-
жении ЛА от грубой навигационной системы ГНС (система
счисления пути), определяет координаты летательного аппарата
КЛА. Функции ФТКМ, УС и РУ обычно выполняет ЭВМ ОСС
или отдельные специализированные процессоры.
Особенности формирования ЭКМ. Точность ОСС зависит от
степени достоверности и детальности ЭКМ, которую получают
с помощью радиолокаторов, установленных на ИСЗ; аэросъем-,
ки местности; детальных топографических карт и других источ-
ников информации. Как правило, ЭКМ представляют собой
матрицу из ячеек (см. рис. 7.14), содержащих кодированную
информацию об элементарном участке местности. Минимальный
Размер ячейки ЭКМ определяется разрешающей способностью
бортового датчика ТКМ, а записанное в нее число — динамиче-
ским диапазоном изменения измеряемого датчиком параметра
и принятым уровнем квантования сигнала этого датчика. Чем
Меньше размеры ячейки (чем выше разрешающая способность
Датчика) и уровень квантования, тем более подробной будет
эталонная карта и тем выше потенциальная точность ОСС.
261
Ifl’f
Рис. 7.16. Схема коррекции си-
стемы счисления пути с по-
мощью ОСС
Однако при большой протяженности мар.
шрута, для которого составляется эталон-
ная карта, и большой детальности послед-
ней требуется большой объем памяти ЭВМ
ОСС. Поэтому при выборе параметров
ЭКМ исходят из компромисса между Тре-
буемой точностью и объемом памяти сис-
темы. Один из таких компромиссных под-
ходов заключается в том, что в качестве
основного навигационного средства ис-
пользуется система счисления пути ССП,
а ОСС служит для коррекции этой системы на отдельных участках траекто-
рии полета (рис. 7.16). Расстояние между участками коррекции зависит от
степени снижения точности системы счисления со временем. Чем меньше
скорость увеличения погрешностей системы счисления (т. е. чем выше точ-
ность датчиков этой систмы), тем реже ее можно корректировать и тем
меньше необходимый объем памяти ОСС.
Дополнительного снижения требований к объему памяти достигают по-
степенным повышением точности ОСС по мере приближения к конечному
пункту маршрута ЛА. В этом случае на начальном этапе маршрута исполь-
зуют более грубые ЭКМ с большими размерами ячеек и большим уровнем
квантования, а на конечном — ЭКМ с максимальной степенью детализации.
В приведенной на рис. 7.16 навигационной системе ЭВМ выполняет ос-
новные операции сравнения ТКМ и ЭКМ и вырабатывает сигналы, про-
порциональные отклонениям ЛА от заданной точки траектории (А* и Az).
Эти сигналы служат для коррекции ССП, информация от которой исполь-
зуется в навигационной ЭВМ (НЭВМ) для управления полетом.
В зависимости от вида текущей карты местности различают
.два основных типа ОСС навигации: по рельефу местности и по
картам местности.
7.2.2. СИСТЕМА НАВИГАЦИИ ПО РЕЛЬЕФУ
МЕСТНОСТИ
Принцип действия системы навигации по рельефу местности.
Эти ОСС основаны на том, что каждому участку суши соответ-
ствует свой неповторимый характер изменения высот (рис.
7.17, а). Высота полета ЛА может быть определена барометри-
ческим высотомером (//б) или радиовысотомером (Нр). Высота
отсчитывается от некоторого заранее выбранного уровня,
например от уровня мирового океана, а радиовысотомер изме-
ряет Яр относительно точки, находящейся под ЛА.
Профиль участка местности характеризуется функцией
,А(х)=Яб—Яр. Для работы ОСС выбирается контрастный по
рельефу участок местности, протяженность хк которого опреде-
ляется значением возможного отклонения ЛА вдоль траектории
полёта при навигации по системе счисления.
262
е)
б)
т
I
rinHuririHHia
^ЙЙЙ55^^55%5ЙИ^^^
г I I
ЭНК
«к
о
о
О
Рис. 7.18. Бинарно-квантованный
сигнал, характеризующий отклоне-
ние от среднего наклона местно-
сти
Рис. 7.17. Формирование ТКМ и ЭКМ в
системе навигации по рельефу
Принцип формирования карт местности. Для получения
цифровой карты местности участок протяженностью хк делится
на отрезки длиной хд=КД/д, где V—скорость полета, а Д£д—
интервал дискретизации по времени. При этом функция кван-
туется по уровню (Лк).
С учетом сказанного ТКМ (профиль рельефа) представляет
собой одномерную карту (рис. 7.17,6), имеющую вид одной
строки матрицы ЭКМ (рис. 7.17, в). Поперечный размер zK эта-
лонной карты выбирается в соответствии с возможным боко-
вым отклонением ЛА от заданной траектории из-за погрешнос-
тей системы счисления за время от предыдущей коррекции.
При рассмотренном способе требуется большой объем памяти для хра-
нения эталонного изображения и большой объем вычислений, возрастаю-
щий с увеличением числа уровней квантования. Объем памяти и число вычис-
лительных операций радикально снижают, применяя бинарное квантование
(п=2) сигнала h(x) (рис. 7.18, а). При этом несколько уменьшается точ-
ность местоопределения. Для получения бинарно-квантованного изображе-
ния сначала формируют сигнал А(х), соответствующий среднему наклону
местности, а затем определяют отклонение е(х) высот рельефа от h(x)
(рис. 7.18, б) Сигнал е(х) квантуется на два уровня (рис. 7.18, в):
Ф № =
+ 1 при h (x)>h (х),
,— 1 при /г (г) </г (г).
Структурная схема системы навигации по рельефу местнос-
ти. Приведенные к одному масштабу сигналы с выходов баро-
метрического высотомера БВ и радиовысотомера РВ (рис. 7.19)
поступают на вычитающее устройство, которое формирует
263
Рис. 7.19. Структурная схема системы навигации по рельефу местности
* »
сигнал h(x). Этот сигнал подается на ЭВМ ОСС, программное
обеспечение которой формирует карту местности (ФТКМ), вы-
бирает соответствующую участку коррекции эталонную карту
(ДЭКМ) и выполняет корреляционную обработку сформиро-
ванных карт (Кор). Корректирующие сигналы УС 3 для систе-
мы счисления пути ССП вырабатывает навигационная ЭВМ
(НЭВМ). Сигналы УС 1 служат для выбора эталонной карты/
а сигналы УС 2 необходимы для формирования ТКМ. При не-
обходимости на НЭВМ может также подаваться внешняя
информация от бортовых систем ЛА. Сигналы на систему авто-
матического управления (САУ) могут сниматься либо с ССП,
либо с НЭВМ.
Корреляционная обработка сигналов, соответствующих ТКМ
и ЭКМ, производится путем поэлементного сравнения карт, в
результате чего выбирается соответствующая строка эталонной
карты (например, третья строка на рис. 7.17, в), по положению
которой относительно центральной строки сначала определяется
поперечное смещение ЛА, а затем сдвиг карт по оси X.
Алгоритмы корреляционной обработки. Мерой совпадения
оцифрованных изображений служит нормированная КФ или
связанная с КФ функция. Соответствующие корреляционные
алгоритмы сравнения выбирают исходя из минимума требуе-
мых для вычисления КФ операций.
Одна из групп простых цифровых корреляционных алгорит-
мов основана на использовании парных функций Л;(Ах, Аг),
представляющих собой число пар элементов (ячеек) с уровнями
квантования I и /, совпадающих при данном сдвиге Дх и Аг.
Самые простые — алгоритм суммирования парных функций,
при котором вычисляется аналог нормированной КФ:
/2 — 1
Рс (Ах» Az) AZ Д//(Ax, Az),
2=0
(7.П)
где п — число уровней квантования, a N—число ячеек карты,
и алгоритм перемножения парных функций:
264
Рис. 7.20. Парные функции при бинарном квантовании
п—1
где Fij — число ячеек ,эталонного изображения с уровнем
/=о J ... 1 .. г
квантования, равным I.
При бинарном квантовании (п = 2) возможны четыре типа
парных функций (рис. 7.20), которые составляют матрицу
^СО Л)1
Fu
где для упрощения записи принято AU)=F1> Тогда алго-
ритмы (7.11) и (7.12) принимают вид
рс(Дх, A2) = (Fqo+Fi1)#-1; (7.13)
рп(Дх, Дг) = (F00/A70) (Fn/^), (7.14)
где No и jVi — число ячеек карты, содержащих 0 и 1 соответст-
венно, a 7V=^+^i-
Поясним сказанное на примере сравнения бинарно-квантованных эта-
лонной ЭКМ и текущей ТКМ карт, содержащих N= 10 ячеек и сдвинутых
на хн=ДхМд (рис. 7.21). При указанном сдвиге изображений все парные
функции равны 2, а функции рс(2)=0,4 и рп(2) =0,16. Сдвигая ЭКМ отно-
сительно ТКМ, добиваются максимального значения функций рс(0) и рп(0),
равного 1. Дальнейший сдвиг изображений приведет к уменьшению рс(хн)
И рп(Хн).
Ширина главного пика функций рс(хн) и рп(*н) зависит от
дискрета хд. Поэтому точность определения сдвига Дх (а следо-
вательно, и отклонения ЛА от заданной точки траектории) тем
выше, чем меньше хд. Нетрудно заметить, что алгоритм (7.14)
лучше (7.13), так как боковые лепестки функции рп(ян) имеют
меньший уровень, чем при использовании алгоритма (7.13).
Уровень боковых лепестков можно снизить, усложнив корре-
ляционный алгоритм.
Точность системы навигации по рельефу местности. Расчеты
показывают, что погрешность определения местоположения
составляет 0,6 размера соответствующей стороны ячейки. Наи-
лучшая точность достигается на малых высотах полета. Рас-
сматриваемые системы малоэффективны при больших высотах
полета ЛА и малом контрасте (перепаде высот) рельефа мест-
ности.
265-
Рис. 7.21. Сравниваемые карты местности (а) и аналоги их нормированной
КФ (б)
7.2.3. СИСТЕМЫ НАВИГАЦИИ ПО КАРТАМ
МЕСТНОСТИ
Принцип действия систем навигации по картам местности.
.При полете над равнинной местностью или на больших высотах
целесообразно применять в качестве датчиков ОСС импульсные
радиолокаторы. Образуемые при этом ОСС относятся к систе-
мам навигации по картам местности, так как ТКМ и ЭКМ яв-
.ляются обычно двумерными. Во всех таких системах исполь-
зуется зависимость ЭПР от характера местности и находящих-
ся на этой местности объектов.
В простейшей системе подобного рода ДНА радиолокатора
направляется в сторону земной поверхности (рис. 7.22, а). Мест-
ность характеризуется специфическим расположением отража-
ющих электромагнитную энергию объектов .в пределах отража-
ющей площадки ОП (рис. 7.22,6). Мощность отраженного от
этих объектов сигнала Рос зависит от ЭПР, а следовательно, и
вида отражающих объектов (рис. 7.22, в). Для составления те-
кущей карты местности (рис. 7.22, г) полученный сигнал кван-
туется по уровню и дискретизируется по дальности (по време-
ни). Значение дискрета зависит от разрешающей способности
радиолокатора по дальности 6R. Сформированная ТКМ в Дан-
ном случае подобна используемой в системе навигации по кар-
там местности.
266
Рис. 7.22. Формирование ТКМ
в системе навигации по картам
местности
Рис. 7.23. Схема расположе-
ния лучей антенной системы
радиолокатора
Для нахождения прост-
ранственного положения
для измерения высоты полета.
ЛА применяют антенную
систему, формирующую в
общем случае пять лучей
(рис. 7.23). Лучи 1—4 слу-
жат для получения текущей
карты местности, а луч 5 —
Последняя необходима для
преобразования наклонной дальности, измеряемой радиолока-
тором, в горизонтальную дальность, которой соответствует
ЭКМ. Избыточное число лучей (пять вместо трех), а следова-
тельно, и избыточное число измерений способствует повыше-
нию точности.
Сигналы по каждому из лучей используются для получения
.линейного, как следует из рис. 7.22, изображения местности.
Поэтому корреляционная обработка изображений может вы-
полняться по алгоритмам, аналогичным (7.11) и (7.12).
Следует отметить, что корреляционные алгоритмы чувстви-
. тельны к геометрическим и амплитудным искажениям текущего
изображения местности, вызываемым, например, снежным по-
' кровом. Учет этих искажений возможен при усложнении алго-
ритмов обработки и требует увеличения как вычислительных
возможностей ЭВМ ОСС, так и времени вычислений.
Основной недостаток системы — неудовлетворительная рабо-
та при малых высотах полета, на которых отдельные неровнос-
ти местности маскируют детали рельефа (область радиолока-
ционной тени), что приводит к снижению контрастности ТКМ.
Для восстановления работоспособности системы на малых вы-
сотах можно использовать информацию только от луча 5. При
этом система превращается в .ранее рассмотренную систему
навигации по рельефу местности. Существенно, что такой ре-
267
жим работы может быть реализован без перестройки как аппа-
ратуры системы, так и ее программного обеспечения.
Параметры антенной системы радиолокатора. Учтем, что отраженный
сигнал в пределах одного дискрета по дальности формируется разрешаемой
площадкой (заштрихована на рис. 7.22,3), поперечный размер которой за-
висит от ширины ДНА в азимутальной плоскости фа. Каждому значению
разрешаемого интервала 67? соответствует суммарная энергия сигналов, от-
раженных всеми объектами в пределах разрешаемой площадки. Поэтому чем
шире <ра> тем меньше деталей местности может быть обнаружено и тем хуже
точность местоопределения. Однако сужение ДНА приводит к усложнению
антенной системы радиолокатора. Кроме того, зависящий от фа размер Ь
отражающей площадки должен выбираться с учетом возможного попереч-
ного смещения ЛА от заданной траектории из-за погрешностей системы
счисления пути. Считается, что максимальное значение этого смещения не
должно превышать ±20% от Ь. Поэтому компромиссное значение ширины
ДНА в азимутальной плоскости составляет 10 ... 20°.
Продольный размер а отражающей площадки, а следовательно, и шири-
на ДНА в угломестной плоскости фр определяются разрешающей способ-
ностью радиолокатора по дальности и максимально допустимым числом яче-
ек эталонной карты. Минимальный размер ячейки Э.КМ равняется 6/?.
г
Поэтому общее число ячеек карты N=a/6R. Чем меньше длительность им-
пульса, тем более подробной будет карта местности и тем выше точность
местоопределения. Однако при этом возрастает объем памяти системы. По-
этому длительность импульса ти также выбирается из компромиссных сооб-
ражений и составляет несколько десятых долей микросекунды. Если при-
нять Ти = 0,25 мкс (67? = 40 м), a N^250, то а =10 км.
Структурная схема системы навигации по картам местности. Получен-
ные от радиолокатора РЛ (рис. 7.24) сигналы поступают в устройство об-
работки УО, где они подвергаются предварительной фильтрации для выде-
ления высотомерного сигнала, принятого по лучу 5. Этот сигнал направ-
ляется в устройство определения высоты УОВ, в котором в результате сов-
местной его обработки с сигналом высоты от инерциальной навигационной
системы ИНС вычисляется точное значение высоты полета.
Радиолокационные сигналы в АЦП дискретизируются по дальности и
квантуются по амплитуде. Возможно
Рис. 7.24. Структурная схема системы
навигации по картам местности
как многоуровневое квантование ам-
плитуды (обычно на три-четыре
уровня), так и бинарное. Выбор
числа уровней квантования опре-
деляется требуемой точностью и
вычислительными возможностями
системы. В преобразователе даль-
ности ПД полученная цифровая
ТКМ приводится к горизонталь-
ной дальности, для чего исполь-
зуется значение высоты полета с
УОВ. Следующим этапом обработ-
ки является цифровое интегрирО'
268
вание в ЦИ, с помощью которого увеличивается значение отношения мощ-
ности сигнала к мощности шума. Интегрированию подвергаются несколько
последовательно принимаемых отраженных сигналов. В заключение полу-
ченное изображение сравнивается с эталонной картой местности ЭКМ в
корреляторе Кор, по данным которого в устройстве УОМ определяется про-'
странственное местоположение МЛА.
7.3. РАДИОЛОКАТОРЫ С
СИНТЕЗИРОВАННОЙ АПЕРТУРОЙ
7.3.1. НАЗНАЧЕНИЕ И ПРИНЦИП ПОСТРОЕНИЯ
Синтезирование апертуры представляет собой технический
прием, позволяющий существенно повысить разрешающую спо-
собность радиолокатора в поперечном относительно положении
ДНА направлении и получить детальное изображение радиоло-
кационной карты местности, над которой совершает полет ЛА.
Режим формирования такой карты называется картографирова-
нием и применяется, например, в ОСС для получения карт мест-
ности (см. § 7.2), при разведке ледовой обстановки и в других
ситуациях. По качеству и детальности такие карты сравнимы с
аэрофотоснимками, но в отличие от последних могут быть по-
лучены при отсутствии оптической видимости земной поверхно-
сти (при полете над облаками).
Детальность радиолокационного изображения зависит от ли-
нейной разрешающей способности радиолокатора. В радиаль-
ном по отношению к радиолокатору направлении линейная раз-
решающая способность, т. е. разрешающая способность по даль-
ности б/?, определяется зондирующим сигналом, а в поперечном
направлении (тангенциальная разрешающая способность) б/ —
шириной ДНА радиолокатора и расстоянием до цели (рис. 7.25).
Детальность радиолокационного изображения местности тем вы-
ше, чем меньше 67? и б/.
'Задача уменьшения 67? решается использованием зондирую-
щих сигналов с малой длительностью импульсов или переходом
к сложным сигналам (частотно-модулированным или фазомани-
пулированным). Однако уменьшения 6Z добиться не так просто,
Рис. 7.25. Параметры, характери- Рис. 7.26. Диаграммы направленности
зующие детальность радиолока- радиолокатора бокового обзора
Ционного изображения
269
так как б/ пропорциональна дальности до цели и ширине
ДНА, а в горизонтальной плоскости ф>а=Х/^а, где X — длина
волны, а аа— продольный размер (длина)Основными путями
повышения тангенциальной разрешающей способности являются
применение в радиолокаторах вдоль фюзеляжных антенн и син-
тезирование апертуры антенны при движении ЛА.\
Первый путь привел к разработке так называемых радиоло-
каторов бокового обзора (рис. 7.26). В таких радиолокаторах
тангенциальная разрешающая способность тем выше,,
чем больше продольный размер /ф фюзеляжа ЛА. Поскольку /ф
больше диаметра фюзеляжа йф, от которого зависит обычно раз-
мер антенны da, то и детальность изображе-
ния в радиолокаторах с едольфюзеляжными антеннами улучша-
ется, хотя зависимость от дальности сохраняется.
Второй, более радикальный путь приводит к радиолокаторам
с синтезированием апертуры (РСА) при поступательном движе-
нии ЛА.
Принцип синтезирования апертуры. Пусть линейная ФАР
размером (апертурой) L (рис. 7.27, а) состоит из W+1 излучате-
лей. Суммируя принятые облучателями сигналы, можно в каж-
дый момент времени получать диаграмму ФАР с шириной фа =
—\IL. Если для обеспечения заданной фа требуется Д^>/ф, то-
можно синтезировать ФАР, последовательно перемещая один
излучатель вдоль этой апертуры с некоторой скоростью V, при-
нимая отраженные от цели сигналы, запоминая их, а затем сов-
местно обрабатывая (рис. 7.27,6). При этом синтезируется апер-
тура линейной антенны с эффективным размером L и ДНА ши-
риной фс=^/Ь, однако увеличиваются затраты времени на син-
тезирование tz=L)V и усложняется аппаратура радиолокатора.
Пусть ЛА движется на некоторой высоте с постоянной ско-
ростью V прямолинейно и параллельно земной поверхности
(рис. 7.28). Антенна, имеющая ДНА шириной <ра и повернутая
на 90° к линии пути, последовательно проходит ряд положений
i=—N!2\ ...; —2; —1; 0; + 1; +2; .. . ; -J-A//2, в которых прини-
Рис. 7.27. Фазированная антенная решетка (а)
и схема синтезирования апертуры при переме-
щении излучателя (б)
270
Рис. 7.28. Взаимное по-
ложение цели и ЛА при
синтезировании апертурЫ
мает сигналы, отраженные от цели, находящейся в точке М на
земной поверхности. При различных положениях антенны (при
различных i) сигналы от одной и той же точки проходят разные
расстояния 7?0; 7?о+А/?ь /?о+А/?2; ..., /?о+А/?^2, что приводит к
изменению фазовых сдвигов этих сигналов, вызываемых раз*
костью хода сигналов А/?. Поскольку сигнал проходит АТ? дваж-
ды; в направлении цели и от нее, то два сигнала, принятые при
соседних положениях антенны, отличаются по фазе на
А ф=со/дд=2 л (2Д7?/с) f0=2 л (2 А /?Д).
(7.15)
В зависимости от того, компенсируются или нет при сумми-
ровании сигналов фазовые набеги Афг- на отрезках Д/?г, разли-
чают фокусированные и нефокусированные РСА. В первом слу-
чае обработка сводится к перемещению антенн, запоминанию
сигналов, компенсации фазовых набегов и суммированию сигна-
лов (см. рис. 7.27, б), а во втором — к тем же операциям, но без
компенсации фазовых набегов.
Тангенциальная разрешающая способность РСА- Нефокуси-
рованная обработка обеспечивает сложение сигналов при
разности фаз сигналов с крайних и центрального элементов
апертуры ф^90°. Если положить ф = л/2, то максимальное зна-
чение А/?, кац видно из (7.15), составит Д7?=Л/8. Из рис. 7.28
следует, что (ЛЭф/2)2+^?о2= U?o+V8)2. Поэтому если 7?о^>Х/8,
то £Эф= (7?о%)1/2. Таким образом, при суммировании сигналов
на участке траектории, равном ДЭф, ширина синтезированной
ДНА составит фс=^эф=(Ж)1/2. При этом тангенциальная
разрешающая способность б/^7?офс= (V?o)1/2, а при произволь-
ном расстоянии до цели (V?)1/2 (рис. 7.29).
При фокусированной обработке сигналы суммируются на
всем том участке смещения реальной, установленной на ЛА
антенны, на котором облучается находящаяся в точке М. цель:
£Эф = А=7?офа=Ло^/^а. В этом случае ширина синтезирован-
Рис. 7.29. Диаграммы направленности (а) и зависимость тангенциальной раз-
решающей способности от дальности (б) в обычном радиолокаторе (У), а
также в несфокусированном (2) и фокусированном (5) РСА
271
Рис. 7.30. Структурная схема радио-
локатора с синтезированием апертуры
Рис. 7.31. Запоминаемый кадр мест-
ности (а), а также диаграммы запи-
си (б) и считывания (в) сигналов
ной ДНА фс=^/2£эф=^а/2До} а тангенциальная разрешающая
СПОСОбНОСТЬ б/ = /?офс = ^а/2.
Структурная схема РСА. Основу РСА составляют когерент-
ноимпульсные радиолокаторы, построенные по схеме с внутрен-
ней когерентностью (рис. 7.30). Когерентный генератор КГ на
частоте /п.ч служит для формирования в однополосном модулято-
ре зондирующего сигнала с частотой /о+/п.ч. Источником коле-
баний с частотой f0 является ГРЧ. Зондирующий сигнал модули-
руется импульсной последовательностью с модулятора М. Уси-
литель мощности УМ представляет собой оконечный каскад пе-
редатчика. Обработка сигналов (запоминание, компенсация, фаз,
суммирование) обычно выполняется на низкой частоте. Поэтому
в схеме предусматривают квадратурные каналы, каждый из ко-
торых начинается с соответствующего фазового детектора. Ис-
точником опорного напряжения для фазовых детекторов служит
когерентный гетеродин КГ. Сигналы квадратурных каналов (со-
храняющих информацию о фазе) подаются либо на устройство
аналоговой записи УЗ, либо на устройство обработки в реаль-
ном масштабе времени УОС.
Принципы обработки сигналов в РСА. При любом виде об-
работки необходимо покадровое запоминание информации о це-
лях. Размеры кадра задаются по азимуту эффективным значе-
нием синтезируемой апертуры АЭф и дальностью обзора 7?min • • •
- •. Птах (рис. 7.31, а). Поскольку принимаемые при каждом по-
ложении антенны сигналы поступают на вход приемника с про-
272
сматриваемой дистанции последовательно во времени, то и за-
писываются они последовательно в каждый из N+1 азиму-
тальных каналов, что условно показано стрелками на рис. 7.31, б..
При этом -формируется соответствующий участку местности
кадр изображения, с размерами хк и RK. Получить информацию
об угловом положении цели, т. е. о координате х, при синтезиро-
вании апертуры можно только при анализе отраженных от этой
цели сигналов, записанных на интервале синтезирования Дф..
Поэтому информация с устройства записи считывается после-
довательно в каждом из п каналов дальности (рис. 7.31, в).
Сигнал, обрабатываемый в РСА. Пусть радиолокатор рабо-
тает в импульсном режиме. Тогда за период повторения Тп ан-
тенна смещается на отрезок Д = VTn (рис. 7.32, а). Для исключе-
ния пропуска цели при таком смещении антенны потребуем,
чтобы Д<йа. Допустим теперь, что РСА неподвижен, а цель-
движется относительно него с той же скоростью V (рис. 7.32, б).
Начиная отсчет времени с момента прохода целью (точка М)
середины апертуры (i=0) и считая Ro^Vt, имеем sina~cc~
ttVtlR^ a Vr= V sin V2t/R0. При проходе цели через диа-
грамму направленности доплеровский сдвиг частоты (рис. 7,32, в);
и фаза (рис. 7.32, г) меняются по законам
(/) = - 2Vr/K = - 21/2/ (%/?0)-ь (7.16)
i
ф(/)=Д 2лДд(/)бД= — 2jiW2(^o)-1. (7.17}
J р
о
Комплексную амплитуду отраженных сигналов при синтези-
ровании апертуры можно представить в виде U (t) = Um (t) X
Xexp[jcp(/)], где Um(t) = UQGa2(Vt/Ro); <p(Z) =—2лV2/2(X/?o)-1-1
Здесь и далее огибающая, сигнала выражена через ДНА реаль-
ной антенны Ga(a) и значение амплитуды сигнала равно UQ,
при а = 0.
Рис. 7.32. Схема перемещения антенны (а),
формирование вектора радиальной скоро-
сти (б) и характер изменения доплеровской
частоты (в) и фазы (г) сигнала при про-
лете цели
X=Vt
18—5360
273
В импульсном радиолокаторе время прихода сигнала
.ляется дискретным, т. е. t=ti=iTu. Тогда
ИЛИ
пере-
(7.19)
(7.20)
exPl - j [2nWn2(X/?0ri i2}-
(7.18)
Дискретные составляющие сигнала (7.18) необходимо зц-
помнить на интервале времени NTn, где N=Lq$R\.
Алгоритмы обработки сигнала в.РСА. Для оптимальной об-
работки сигнала (7.18) необходим фильтр с импульсной
ходной характеристикой
/у; Z) = kUm (iVTn/R0) ехр {] [2n'/27V (ШГЧ *2} =
= Wt ехр (]<рД
где
W^kU^iVTjR^ ^ = [2л1/27п2(ШГ1]/2;
Устройство обработки сигналов с таким фильтром будет оп-
тимальным только для дальности Ro. Это обстоятельство
объясняет название соответствующего РСА: он оказывается
«сфокусированным» на данную дальность. Кроме того, фильтр
является оптимальным только при определенной скорости но- ]
•сителя радиолокатора.
Оптимальное устройство обработки сигналов при синтези-
ровании апертуры (рис. 7.33) состоит из фильтра СФЬ согла-
сованного с одиночным импульсом, устройства запоминания
%
И'-/
L
Уо /2
О /
Z
Рис. 7.33. Коэффициенты усиления и фа-
зовые сдвиги в фазовращателях (а), а
также функциональная схема устройства
оптимальной обработки сигнала в РСА
'(б) при синтезировании апертуры
274
сигналов на N периодов повторения, весовых усилителен с ко-
эффициентами усиления Wi, фазовращателей ср,- и сумматора
сигналов. При нефокусированной обработке, которая не яв-
ляется оптимальной, фазовращатели отсутствуют. Следует учи-’
тывать, что Wi и зависят от 7?0, поэтому система обработки
должна быть многоканальной по дальности с числом каналов-
fi=^omax/67?.
Таким образом, алгоритм фокусированной обработки имеет
вид
п (7V=l)/2
£/ф=2 2 ^fe(O^exp(j<pAz),
Z=-(/V-l)/2
(7-21>
а нефокусированной
п
С/Н.Ф=У 2
Л=! i=—(7V—1)/2
(7.22)
7.3.2. АНАЛОГОВАЯ (ОПТИЧЕСКАЯ) ОБРАБОТКА
СИГНАЛОВ РСА
Аналоговая обработка сигналов требует предварительной
записи их, например, на фотопленку. Так как при синтезирова-
нии апертуры необходимо запоминать сигналы с точностью до
фазы, то квадратурные составляющие сигналов с выхода при-
емника фиксируются на пленке после их когерентного детекти-
рования фазовыми детекторами, что эквивалентно получению
Рис. 7.34. Схема записи сигналов с экрана ЭЛТ (а) и диаграммы, поясня-
ющие формирование изображения на пленке (б, в, а)
18*
275
на выходе детекторов квадратурных электрических голограмм
изображения карты местности.
Запись сигнала одного квадратурного канала. При записи
«сигнала на пленку используется, например, ЭЛТ (рис. 7.34, а)
Протяжка пленки эквивалентна движению носителя РСА и
должна выполняться со скоростью 1/п, пропорциональной ско-
рости полета. Развертка по дальности R производится поперек
пленки.
Сигнал wBy видеоусилителя ВУ (рис. 7.34,6), включенного
на выходе фазового детектора, модулирует луч ЭЛТ по ярко-
сти. Развертка луча по дальности осуществляется запускаемым
от синхронизатора генератором ГР. В результате засвечивания
изменяется степень экспонирования пленки S (рис. 7.34, а),
т. е. величина, обратная ее прозрачности и от каждого точеч-
ного отражателя на местности на ней образуются полосы-
штрихи вдоль линии пути — оси X (рис. 7.34, г).
При записи гармонических колебаний с выходов ФД про-
зрачность пленки должна меняться относительно некоторого на-
чального уровня So по закону
S (х) =50+я cosfcpo—2л (хп—х0)2ХМх(М?й)-1],
(7.23)
где х— расстояние в пространстве вдоль оси А; ср0 — начальная
фаза; хп— расстояние на пленке; х0— координата точечного от-
Рис. 7.35. Взаимное расположе-
ние точечного объекта и траек-
тории движения РСА, соответ-
ствующие ему напряжение на
выходе фазового детектора и
запись сигнала на пленке .
ражателя на пленке; Мх=х/хп—
масштаб изображения по оси X.
Полученное рассмотренным
способом изображение точечной
цели можно трактовать как го-
лограмму этой цели. Действи-
тельно, напряжение с фазового
детектора ^ф.д соответствует
разности фаз когерентного ге-
теродина КГ (см. рис. 7.30) и
сигнала, принимаемого при пе-
ресечении траекторией движе-
ния ТД носителя РСА фронта
сферической волны СВ, отра-
женной от точечного объекта
ТО (рис.7.35). При записи на
пленке П появляются чередую-
щиеся области с разной сте-
пенью прозрачности (линии-
штрихи). Иными словами, в
плоскости пленки П образуется
интерференционная картина
Френеля вдоль оси Хп — голо-
грамма точечной цели. Эта го-
276
Рис. 7.36. Линза Френеля (а) и го- Рис. 7.37. Схема простейшего устрой-
лограмма точечной цели (б) ства оптической обработки сигнала
РСА
лограмма представляет собой сечение вдоль оси X так назы-
ваемой линзы Френеля (рис. 7.36).
Получение изображения кадра местности.» Изображение с
высоким разрешением по оси X получают при просвечивании
проявленной пленки источником когерентного света (лазером)
через коллимирующую линзу. При этом на некотором рассто-
янии от пленки. создается дифракционное поле световой энер-
гии. Как известно, в дальней зоне это поле представляет собой
преобразование Фурье от распределения яркости в плоскости
исходной пленки, которое, в свою очередь, зависит от степени
прозрачности последней.
Прозрачность пленки определяется амплитудой записанного сигнала
или степенью ее экспонирования. В то же время фазовые соотношения это-
го сигнала при обычной записи теряются. Для сохранения информации о
фазе сигнала можно записать два сигнала с выходов фазовых детекторов
квадратурных каналов. В этом случае после просвечивания квадратурных
записей и их последующего оптического спектрального анализа формируют
полупрозрачным зеркалом единый световой поток, который затем записыва-
ет изображения спектра на вторичной пленке.
При записи на пленку сигнала одного канала дальности
(7?0) с выхода фазового детектора фаза колебаний изменяется
по квадратичному закону (7.17). Поэтому фронт световой вол-
ны после просвечивания голограммы становится вогнутым. Это
означает, что поле фокусируется в точке, отстоящей от пленки
на расстояние 20, которое можно определить на основании
принципа подобия распространения радио- и оптических волн.
В самом деле, V2,t2(KRQ)~i = Vn2t2(Kcz0)^i, откуда z0 = (2v/Xc)X
X (^n/V)2/?0, где Хс— длина волны источника когерентного све-
та. Расстояние г0 обычно получается большим, и при техниче-
ской реализации устройства обработки его необходимо сокра-
тить с помощью линз. При использовании линзы Л и располо-
277
жепии пленки и экрана в фокусах линзы (рис. 7.37) яркость
изображения на расстонии Ф от линзы определяется как
S (<0х) = (Лсфл) 1 S (х) exp [ — j (со>х)] dx,
Г
где Фл — фокусное расстояние линзы, связанное с расстояниями
Ф и 2о соотношением Ф_1 = ФЛ“1+2О"1; S(x) —прозрачность ис-
ходной пленки по одному каналу дальности; сох=2лс^=
=2л/Тх^>(2лДс)зт (2лДс) (£/Фл). Здесь Тх— период
пространственной частоты; g — координата изображения на вто-
ричной пленке точки с координатой х первичного изображения;
0Х — угол между направлением на точку с координатой g и
осью линзы.
Особенности устройств оптической обработки. При записи
колебаний частоты Ед с выхода фазового детектора на пленке
Пь движущейся со скоростью Vn, фиксируются колебания с
пространственной частотой /Х=ЕД/УП. Поэтому в плоскости
экрана пленки (П2) образуется спектр пространственных ча-
стот (или пропорциональных им доплеровских частот) интен-
сивности света. Если запись на пленке П± отсутствует, то све-
товой поток имеет постоянную интенсивность (яркость), про-
порциональную So в (7.23), и дает в точке с координатой £=0
спектр типа спектра видеоимпульса (Ло на рис. 7.38), не несу-
щий никакой информации. При записи частоты Ед на пленке П2
остается спектр постоянной засветки Ао и образуются два сим-
метричных относительно с координатой £=0 спектра Д+1 и А_ь
представляющие собой спектры радиоимпульса с частотой за-
полнения Ед, расположенные в точках с координатами £=
= ±%С/ХФЛ.
Если при записи сигнала использовать поднесущую частоту
(частоту подставки Епд), что необходимо для устранения за-
светки пленки П2 световым потоком, пропорциональным So, то
все изображение смещается пропорционально Епд и с помощью
пространственного фильтра — диафрагмы Д (см. рис. 7.37),
можно выделить только световой поток спектра Л+1. Таким об-
Рис. 7.38. Спектры пространственных частот
Плен на /
Плен на 2
Рис. 7.39. Сжатие изображения при оптической обработке
разом в плоскости пленки П2 через диафрагму фокусируется
световое поле изображения пленки Пь на которой были запи-
саньисигналы с фазового детектора (рис. 7.39). Так как длина
записи на пленке П± по оси X равна хк, а ширина фокусирован-
ного пятна ХсФлАк, то сигнал сжимается в Ксж^сФлДк2 раз.
При идеальной оптической системе разрешающая способность
по пространственным частотам б/х=1/хк, а по доплеровской ча-
стоте 6FH=Vn/xK.
Смещение отверстия диафрагмы на рис. 7.37 относительно точки с коор-
динатой £ = 0 позволяет не только избежать засветки пленки Пг световым
потоком So, но и избавиться от неоднозначности по скорости. Дело в том,
что при расположении максимума диаграммы направленности перпендику-
лярно линии пути ЛА закон изменения частоты на выходе фазового детек-
тора (7.16) приводит к неоднозначности отсчета доплеровских частот
(рис. 7.40,а), так как одна и та же частота |FRi| соответствует двум раз-
ным Fz(t), а следовательно, и двум разным целям. Для устранения неодно-
Рис. 7.40. Диаграммы при неоднозначности измерения (а) и при вводе
частоты подставки ДПд (б)
279
Рис. 7.41. Расположение луча
РСА при облучении земной по-
верхности
значности вводят смещение по частоте
на значение подставки Лщ или специ-
альным гетеродином, или разворотом
диаграммы направленности антенны
РСА на некоторый угол вперед по хо-
ду ЛА. В результате шкала частот
сдвигается по оси поэтому должно
быть смещено и отверстие диафрагмы
на некоторое расстояние go-
При проектировании с пленки П1 на П2 изображение иска-
жается в поперечном направлении, поскольку при фокусиров-
ке его в наклонной плоскости проявляется зависимость 20=
CRo) =RokVn2(hcV2)~1. Это объясняется тем, что земная по-
верхность облучается под некоторым углом р (рис. 7.41) и,
следовательно, пленка П2 также должна быть повернута на
некоторый угол. Технически удобнее обе пленки располагать
в параллельных плоскостях, а для коррекции изображения
поставить горизонтально коническую линзу КЛ после пленки
П1 (рис. 7.42). Во избежание искажений в вертикальной пло-
скости, вносимых конической линзой, используется дополни-
тельная цилиндрическая линза ЦЛ.
7.3.3. ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ РСА
При аналоговой обработке в РСА с использованием фото-
пленки информация извлекается с большим запаздыванием от-
носительно момента записи (до нескольких часов). Цифровая
обработка сигналов в РСА позволяет получать картографиче-
скую информацию в реальном масштабе времени, если обеспе-
чиваются требуемые быстродействие и объем памяти специали-
зированного вычислителя (процессора).
Рис. 7.42. Схема устройства оптической обработки сигналов РСА
280
Рис. 7.43. Структурная схема устройства цифровой обработки сигналов РСА
Структурная схема устройства цифровой обработки сигна-
лов РСА. С помощью АЦП (рис. 7.43) сигналы фазовых де-
текторов двух квадратурных каналов преобразуются в цифро-
вой код и подаются в ОЗУ, состоящие из 1 азимутальных
каналов и п каналов дальности. Кодированные сигналы в каж-
дый период повторения записываются в соответствующий ази-
мутальный канал, имеющий п ячеек дальности (см. рис. 7.31).
Поэтому в каждой ячейке дальности содержится информация о
сигнале, отраженном от цели, находящейся на данном рассто-
янии и наблюдаемой под определенным азимутальным углом к
направлению полета. Содержимое ОЗУ считывается с некото-
рой задержкой относительно момента записи. При этом в
каждом периоде повторения сигнал снимается поочередно с
каждого из каналов дальности, образованного определенными
ячейками дальности азимутальных каналов. Такой сигнал со-
держит информацию об изменении отраженного сигнала от
цели на дальности R при движении ЛА на интервале синтези-
рования £Эф. Сигналы с ОЗУ обрабатываются процессором П,
реализующим алгоритм (7.21) при фокусированной обработ-
ке или (7.22) при нефокусированной. Весовые коэффициенты
Wi и фазовые сдвиги ф; вводит вычислитель опорной функции
ВОФ, который вырабатывает сигнал, представляющий собой
аналог импульсной переходной характеристики Н(1).
Устройства фокусированной обработки. Фокусированная
обработка требует умножения сигнала каждого канала даль-
ности на зависящую от дальности функцию H(Rq). Для этого
с помощью вычислителя опорной функции ВОФ формируется
сигнал, описываемый выражением (7.19), который перемно-
жается с сигналом ОЗУ. После умножения производится
суммирование сигналов с данной дальности по всем азиму-
тальным ячейкам, в результате чего образуются сигналы и
19—5360
281
сдвига
сигна-
У2, соответствующие корреляционным интегралам квадратур-
ных каналов. Выходной сигнал процессора представляет собой
корень квадратный из суммы квадратов и У2.
Компенсирующий сдвиг фазы ф/ (7.20) можно ввести, из-
менив ортогональные проекции вектора сигнала. Это дости-
гается изменением составляющих сигнала в квадратурных ка-
налах. В самом деле, если нужно ввести фазовую поправку яр
и вектор сигнала Ui имеет квадратурные составляющие Xi==
= С7тсо5ф1 и У1 = {7т5тфЬ то новый фазовый угол, очевидно,
вычис-
= {7тС03ф1 И У1=[7т51Пф!
будет ф2=ф1-У гр. При этом квадратурные составляющие
ляются как
Х2 = Um cos (ф1 + яр) = Um cos ф1 cos яр—Um sin ф! sin яр=
Y2 = Um sin (фя+'ф) = Um sin ф! cos -ф+C/m cos epi sin яр =
= У1 cos *ф+Х1 sin ip.
Следовательно, алгоритм ввода компенсирующего
фазы ф путем изменения ортогональных составляющих
ла 2Y1 и У1 получается следующим:
Таким образом, ввод поправки сводится к формированию
составляющих Х2, У2 после сложения и вычитания квадратур-
ных взвешенных с весами cos ф и sinip составляющих Xi и Уь
Значение ф, а следовательно, и веса cos яр и sin яр по азиму-
тальным ячейкам меняются в соответствии с соотношени-
ем (7.17) и рис. 7.32,г для различных каналов дальности, так
как ф зависит от Ro.
В данном периоде повторения в любом канале дальности
(рис. 7.44) формируется сумма сигналов с 7V+1 азимутальных
ячеек каждого квадратурного канала. Выходы каналов даль-
ности объединяются коммутатором.
Требования к устройствам цифровой обработки сигналов РСА. Пусть за-
дано значение б/ = 6 м на расстоянии 7?о=16О км. Для этого при Х=3 см
требуется сформировать искусственный раскрыв (апертуру) размером L=
= /?офс = #(Л/6/ = 800 м. При скорости движения носителя радиолокатора
400 м/с время запоминания сигнала t—L/V=2 с. Число каналов дальности
при 6R—(jl и Rmax = jRo= 160 КМ рЗВНО П = -/?тах/^~2,5 104. ЧИСЛО СуММирув-
мых сигналов равно числу отраженных импульсов за время запоминания и
при Fn = 1 000 Гц составляет 2000. Если динамический диапазон системы обра-
ботки 102, то необходим объем памяти около 103 двоичных единиц.
Быстродействие системы обработки должно быть достаточным для полу-
чения радиолокационного изображения в реальном масштабе времени. При не-
фокусированной обработке в каждом канале дальности за Тп должны выпол-
няться одна операция' сложения (прибавляется очередной отраженный им-
282
Рис. 7.44. Структура одного канала дальности фокусированной обработки
информации в процессоре РСА
пульс) и одна операция вычитания (устраняется первый из накапливаемых
импульсов). Скорость обработки при этом составляет 2nFn~107 операций/с.
При фокусированной обработке сложению сигналов предшествует введение
компенсирующего сдвига фаз, что увеличивает требуемое быстродействие до
109... 1010 операций/с.
Таким образом, цифровые устройства требуют элементной
базы со значительным быстродействием и использования слож-
ных аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразований,
что приводит к росту стоимости, размеров и массы устройств.
Структурная схема устройства на приборах с зарядовой
связью. Приборы с зарядовой связью (ПЗС) перспективны для
обработки сигналов в РСА, поскольку в них необходима толь-
ко дискретизация сигнала по времени, а АЦП не требуется,
что существенно упрощает построение устройства обработки
и снижает требования к быстродействию и объему памяти.
При использовании ПЗС для обработки сигналов РСА.
(рис. 7.45) сигнал после фазового детектора квадратурных
каналов дискретизируется по времени дискретизатором Дек и
превращается в последовательность примыкающих друг к дру-
гу видеоимпульсов с изменяющейся амплитудой. Эти видео-
импульсы запоминаются в ячейках ОЗУ на ПЗС период за пе-
риодом в течение (N+l)Tn. Считывание информации произ-
водится с одинаковых ячеек дальности ОЗУ на ПЗС, т. е. по
азимуту. Сама обработка амплитуд видеоимпульсов реали-
19*
283:
От У Л У
ФД — Дея
ПЛЗ С “Ф^ых
От ЯГ
Е
Рис. 7.45. Структурная схема одного квадратурного канала обработки на
ПЗС
зуется в аналоговом виде в процессоре на ПЗС (ППЗС) и
может заключаться в простом суммировании сигналов азиму-
тальных ячеек ОЗУ при нефокусированной обработке или в
суммировании взвешенных сигналов квадратурных каналов
при фокусированной. Управление устройством осуществляется
тактовыми импульсами ТИ. С выхода процессора аналоговый
сигнал сразу может подаваться на индикатор для отображения
информации.
7.4. ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ
КОМПЛЕКСНЫХ НАВИГАЦИОННЫХ
СИСТЕМ
7.4.1. ОБЩИЕ ПРИЧИНЫ СНИЖЕНИЯ ТОЧНОСТИ
ИЗМЕРЕНИЙ В РЛС И РНС
Устройства, входящие в РЛС и РНС, предназначены для
определения характеризующего местоположение и движение
•объекта элемента W (дальность, угловые координаты, про-
изводные дальности и угловых координат по времени) по ре-
зультатам измерения информативного параметра сигнала v
(время запаздывания, амплитуда, доплеровский сдвиг часто-
ты, фаза). Поэтому точность системы сильно зависит от сте-
пени совершенства измерителей информативного параметра
сигнала, в качестве которых наиболее употребительны следя-
щие измерители, реже — разомкнутые измерители.
Качество следящего измерителя определяется полосой про-
пускания ДЕз.с и порядком т астатизма замкнутой следящей
системы. Измерители, построенные по разомкнутой схеме, час-
то называют измерителями с непосредственным отсчетом, так
как здесь параметр v преобразуется в напряжение, которое
после фильтрации в инерционном звене с полосой пропускания
ДАи.з (подается на измеритель напряжения. Качество измери-
теля с непосредственным отсчетом зависит от постоянства и
линейности коэффициентов передачи его звеньев и от полосы
пропускания ДЕИ.3.
Общими причинами снижения точности следящего и несле-
дящего измерителей информативного параметра сигнала яв-
ляются флуктуационная и динамическая погрешности.
284
Рис. 7.46. Зависимость дисперсий по*
грешностей измерения информативно*
го параметра сигнала от полосы про-
пускания измерителя
Флуктуационная погреш-
ность вызывается шумами и
помехами, действующими на
входе измерителя. При дан-
ном уровне мешающих воздей-
ствий флуктуационная погреш-
ность измерителя стфЛ тем
меньше, чем уже его полоса
пропускания ДГИ, равная ДГ3.с
в измерителе следящего типа
и А^и.з в измерителе с непо-
средственным отсчетом.
Динамическая погрешность
является следствием измене-
ний параметров движения объ-
екта или цели (скорость, уско-
рение и т. п.). В следящем измерителе характер динамической
погрешности од (т. е. погрешности по скорости, по ускорению и
т. п.) зависит от порядка астатизма т. При оптимальном экстра-
поляторе следящего измерителя, содержащем т=п-\-\ интегра-
торов, где п — порядок дифференциального уравнения, опи-
сывающего изменение параметра v при движении объекта
(цели), динамическая погрешность отсутствует. В этом случае
экстр аполятор полностью учитывает динамику движения
объекта или цели и точно прогнозирует (экстраполирует) зна-
чение параметра v сигнала при следующем измерении. Одна-
ко обычно из-за технических трудностей не удается оптими-
зировать экстраполятор и возникает динамическая погреш-
ность, которая при данном т тем меньше, чем больше коэф-
фициент передачи разомкнутой следящей системы измерите-
ля, т. е. чем шире полоса пропускания Д/^.с измерителя. В из-
мерителе разомкнутого типа од уменьшается при расширении
полосы пропускания ДТ^и.з инерционного звена.
Таким -образом, чем больше полоса пропускания измери-
теля ДГН, тем меньше его динамическая погрешность, но боль-
ше флуктуационная погрешность (рис. 7.46).
Полоса пропускания измерителя оптимизируется по крите-
рию минимума дисперсии суммарной погрешности:
СТ2 = афл+°Д2 = min‘ (7'24>
Полученное из решения уравнения (7.24) значение ДГИ
считается оптимальным (ДГИОпТ) и обычно составляет 0,1...
...1,5 Гц.
Следует иметь в виду, что следящий измеритель с данной AFH опт опти-
мален только при определенном законе изменения параметра *v(0> а следова-
тельно, и элемента 1^(0- Например, если AFhodt рассчитана для невозмущен-
ного движения объекта, когда W изменяется сравнительно медленно, то при
285
маневрировании объекта значения €»д и сгц увеличиваются. Если выбрать
AFn Опт применительно к изменениям W во время маневрирования объекта,
то в нормальных условиях погрешность будет больше оптимальной из-за
роста Офл. Адаптация к условиям движения объекта приводит к усложнению
аппаратуры, увеличению ее стоимости и снижению надежности. Поэтому
общепризнанным методом повышения точности измерения считается комплек-
сирование на основе бортовых ЭВМ радиотехнических измерителей с измери-
телями, основанными на нерадиотехнических методах, что позволяет снизить
флуктуационную и другие составляющие погрешности (в том числе методи-
ческую) без увеличения динамической погрешности.
7.4.2. КОМПЛЕКСНЫЕ НАВИГАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
~ Комплексирсвание основано на введении избыточности из-
мерительной системы для повышения ее точности и надеж-
ности. Избыточность означает, что в данной системе имеются
•несколько измерителей, определяющих один и тот же элемент
W(t).
Структурная схема простейшей комплексной системы. Та-
кая система (рис. 7.47) основана на инвариантном относитель-
но W алгоритме обработки сигналов двух измерителей И1 и
И2. Предполагается, что сигналы на выходах пропорциональ-
ны W (коэффициент пропорциональности принят равным еди-
нице). Помехи №Ш1 и Ц7ш2-на выходах измерителей считаются
стационарными независимыми случайными процессами.
• Основной элемент рассматриваемой системы — фильтр Ф —
должен подавлять составляющие спектра G2(co) помехи П?ш2 и
беспрепятственно пропускать помехи со спектром Gi(co).
Выделяемая на выходе фильтра помеха ТУш1 компенсирует в
вычитающем устройстве IFmi, чем достигается минимум флук-
туационной погрешности. Поэтому данная схема называется
схемой компенсации. • / -
Вводя передаточную функцию фильтра Кф(р) и переходя в
область комплексной переменной р, г. е. применяя преобразо-
вание Лапласа, можно записать процесс' у(1) на выходе схемы
компенсации в виде '
. ^(Р) = ^(Р) + ^ш2<Р)Хф(Р) + ^ш1(Р)[1-
-Яф(р)]=Г(р)+Гш(р).
Составляющая Wm(p) этого процесса приводит к флуктуа-
ционной погрешности измерения офл, дисперсия которой может
быть найдена из соотношения
со
°фл = (2<’ $ {G2 (со) I кФ (]со) P+Gj (со) 11 -кФ 0 со) Р) с/со =
О
се
= (2л)”2 Л (б))б/со,
о
286
где Кф (jco)—комплексный
коэффициент передачи
фильтра, получаемый заме-
ной р на jco в выражении
для Хф(р). Наименьшего
значения флуктуационная
погрешность достигает при
минимуме подынтегрального
Л (со) соответствует
фильтра
Рис. 7.47. Структурная схема ком-
плексной системы
выражения Л (со). Минимуму
коэффициент передачи
оптимальный
ЛфопТ(со) = 01((о)[б1(со)+02(со)] 1
При Лф=7<фопТ флуктуационная погрешность определяется
формулой
°фл min
со
С G, (со) G2 (со)
1/2
(7.25)
О
Из (7.25) следует, что -результирующая ф-луктуационная по-
грешность комплексной системы всегда меньше флуктуацион-
ной погрешности каждого измерителя, определяемой спектром
Gi(co) или G2(co). В частном случае, когда спектры Gi(co) и
G2(co) не перекрываются, офл=0.
Спектры Gi(co) и G2(co) лучше различаются (а -следователь-
но, легче выделяется помеха Жги), если в качестве измерителя
И1 используется -механический датчик (обычно инерциальная
навигационная система), а в качестве И2 — радиотехнический
измеритель. В такой -системе помеховые составляющие П7Ш1 -со-
средоточены в области низких частот (рис. 7.48), а шумы №ш2
занимают широкую полосу частот от нуля до значения, опреде-
ляемого полосой пропускания измерителя И2. Указанное допу-
щение о характере спектров Gi(co) и G2(co) справедливо, если
измерители И1 и -И2 построены по разомкнутой схеме и не
Рис. 7.48. Спектры помех на входе (а) и на выходе (б) фильтра комплекс-
ной системы
287
имеют узкополосных сглаживающих инерционных элементов.
Заметим, что отсутствие инерционных элементов обеспечивает
минимум -собственной динамической погрешности измерителей,
а следовательно, и всей комплексной системы. Из рис. 7.48 сле-
дует, что при перекрытии спектров G^co) и G2(co) часть состав-
ляющих спектра G2(co) проходит через фильтр Ф (G2*(co)),
что приводит к флуктуационной погрешности комплексной си-
стемы.
Значение флуктуационной погрешности (Гфлппп, соответствующее (7.25),
можно получить, включив на выходе радиотехнического измерителя фильтр с
частотной характеристикой, аналогичной той, которую имеет фильтр Ф рас-
смотренной схемы. Однако при этом неизбежна динамическая погрешность.
Комплексирование измерителей не приводит к дополнительной динамической
погрешности, так как полезный сигнал, содержащий информацию о W, не
проходит через инерционные (фильтрующие) звенья (верхняя цепь на
рис. 7.47). Таким образом, комплексная система приобретает свойство инва-
риантности к изменению W, но ценой информационной избыточности системы.
Дополнительное достоинство комплексирования — повышение надежности. От-
каз одного из измерителей приводит к снижению точности, а не к потере
информации о навигационном элементе W. При этом «отказ» данного из из-
мерителей может быть вызван плохим качеством или отсутствием прини-
маемого сигнала (например, сигнала ДИС при полете над морем или сигнала
РНС на пределе дальности ее действия).
Если в радиотехническом измерителе И2 применена следя-
щая система (как это обычно и делается), то при комплекси-
ровании используют фильтрующие элементы, входящие в сле-
дящий измеритель СИ (рис. 7.49). Пусть, например, в сле-
дящий измеритель входят инерционные звенья с операторными
коэффициентами передачи Ki(p) и К2(р), а сигнал от радиотех-
нического измерителя И1 вводится через фильтр с операторным
коэффициентом передачи Н(р). Выходной сигнал комплексной
системы
„ = К(р)+Н(р)Кг(р)
У() 1+/<(р)
+rrw“7-w.
где К(р)=Л1 (р)Кг(р).
w)+^(pj^(y UW)+
Рис. 7.49. Структурная схема комплексной системы с использованием эле-
ментов следящего измерителя
288
Если выполняется условие
Кг(р)Н(р) = 1, (7.26)
то
у (t) = W (0 +[ 1+К (р) ]-' И7ш1 (о +к (Р) [1+
+Т<(р)]-1Гш2(0. ' (7.27)
Выражение (7.27) свидетельствует о том, что полученная
схема не вносит динамической погрешности. Следовательно,
формула (7.26) отражает условие инвариантности комплексной
системы по отношению к изменениям W. Если положить
Лф(р)=К(р)[1+7<(р)]-1, то полученная система становится эк-
вивалентной системе, построенной по схеме компенсации (см.
рис. 7.47).
Рассмотренные на рис. 7.47 и 7.49 схемы компенсации отно-
сятся к классу разомкнутых, в которых уменьшаются возник-
шие в измерителях погрешности. Если же погрешности одного
из измерителей, например И1 на рис. 7.50, возрастают с тече-
нием времени (как при измерении скорости методом интегриро-
вания ускорения), а погрешности И2 стационарны, применяют
замкнутую схему компенсации. В такой схеме фильтр Ф оцени-
вает погрешность измерителя И1, а корректирующее устройст-
во КУ устраняет причины, приводящие к накоплению погреш-
ности этого измерителя.
Отметим, что при комплексировании приходится оценивать ряд составля-
ющих помех на выходе измерителей. Для такой оценки применяют многомер-
ные линейные фильтры (фильтры Калмана), реализующие на базе ЭВМ оп-
тимальные алгоритмы обработки подаваемых на них сигналов. Данное об-
стоятельство отражено она рис. 7.50 выделением элементов схемы, входящих
в состав бортовой ЭВМ (БЭВМ).
Структурная схема комплексной навигационной системы.
Рассматриваемая система (КНС) состоит из нескольких (не
менее двух) разнородных измерителей одного и того же эле-
мента W, объединенных бортовой ЭВМ (БЭВМ). Эта БЭВМ
оценивает составляющие погрешности одного из измерителей,,
принятого в данной системе за основной, и корректирует эти
погрешности или устраняет вызывающие их причины. В качест-
Рис. 7.50. Структурная схема
замкнутой комплексной системы
Рис. 7.51. Структурная схема КНС
определения скорости
289'
ве основного измерителя обычно используется инерциальная на-
вигационная система (ИНС), в которой отсутствуют фильтры,
ограничивающие ее быстродействие. Это обстоятельство, а так-
же то, что инерциальный измеритель разомкнут по отношению
к измеряемому элементу W, обусловливает практическое отсут-
ствие динамических погрешностей ИНС. Так как схема комп-
лексирования не вносит дополнительных динамических погреш-
ностей, то и КНС будет обладать хорошими динамическими
свойствами.
Основным элементом КНС является многомерный дискрет-
ный линейный фильтр Калмана (см. рис. 6.16). На фильтр
подается процесс z=xr—х2, где Xi и х2— погрешности комплек-
сируемых измерителей. При формировании алгоритма оптималь-
ной обработки Xi и х2 представляются линейными стохастиче-
скими дифференциальными уравнениями п-го порядка, описы-
вающими поведение составляющих погрешностей во времени.
Такое представление эквивалентно записи погрешностей в виде
вектора состояния х размером (пХ1)- При этом процесс z
также записывается в.виде вектора z размером (тХО> где
т — число скалярных измерений на входах фильтра.
Реализация алгоритмов фильтра Калмана требует высокого
быстродействия и большого объема памяти БЭВМ. Наибольшее
влияние на эти параметры БЭВМ оказывает размерность п век-
тора х. Число умножений и сложений, определяющее требуемое
быстродействие БЭВМ, пропорционально п3, а число постоянно
используемых ячеек ОЗУ пропорционально п2. Увеличение чис-
ла измерений т не вызывает существенного роста объема вы-
числений и времени решения задачи. Современные БЭВМ поз-
воляют выполнить все вычислительные операции за время, не
превышающее 1 с, т. е. почти в реальном масштабе времени.
Рассмотрим в качестве примера КНС определения скорости ЛА по дан-
ным ИНС и ДИС (рис. 7.51). Основным измерителем здесь является ИНС.
Информация о трех составляющих вектора скорости в цифровой форме по-
дается на блок предварительной обработки БПОИ, в котором синхронизи-
руется частота поступления информации в фильтр Калмана ФК. Очевидно,
что информация на ФК должна подаваться дискретно с интервалами, доста-
точными для выполнения цикла вычислений в фильтре. Сигнал измерений
фильтра формируется путем образования разностей соответствующих состав-
ляющих вектора скорости, измеренных ИНС и ДИС. Поэтому в рассматри-
ваемом случае вектор z имеет размер (2X1) • Вектор х включает основные
составляющие погрешности ИНС и ДИС. Порядок системы дифференциаль-
ных уравнений, описывающих погрешности ИНС, а следовательно, и число
учитываемых при построении КНС составляющих, входящих в вектор х, оп-
ределяется требуемой точностью компенсации. С учетом двух составляющих
погрешности ДИС (по двум компонентам скорости) общее число составля-
ющих вектора х может доходить до 10... 15. - -
290
Фильтр Калмана в данной системе выдает оценки погрешностей ИНС по
скорости AVx,i/ на основе заложенной в фильтр априорной информации о
поведении погрешностей во времени (матрица Ф) и о шумах измерения и
(см. п. 6.1.4). Скорректированные значения составляющих горизонтальной
скорости поступают от ИНС в блок индикации и управления БИУ. При не-
большом усложнении данная КНС может быть использована и для опреде-
ления местоположения ЛА.
I
Комплексирование измерителей позволяет в несколько раз
повысить точность определения путевой скорости по сравнению
с инерциальной системой.
СПИСОК ОСНОВНЫХ СОКРАЩЕНИИ
’А‘М — амплитудная модуляция
'АПЧ — автоподстройка частоты
АРУ — автоматическая регулировка усиления
’.АЦП — аналого-цифровой преобразователь
АЧХ — амплитудно-частотная характеристика
ВАРУ — временная автоматическая регулировка усиления
’ГРЧ — генератор радиочастоты
ДИС — доплеровский измеритель скорости
/ДКФ — двумерная корреляционная функция
ДН — диаграмма неопределенности (сигнала)
ДНА — диаграмма направленности антенны
ДОР — диаграмма обратного рассеяния
ИКО — индикатор кругового обзора
КНД — коэффициент направленного действия
КПД — коэффициент полезного действия
КФ — корреляционная функция
’ЛА — летательный аппарат
ЛЗ — линия задержки
ЛЧМ — линейная частотная модуляция
МАРУ — мгновенная автоматическая регулировка усиления
1ОДЦ — обнаружение движущихся целей
ОЗУ — оперативное запоминающее устройство
ОСС — обзорно-сравнительная система
ПАВ — поверхностные акустические волны
ГВЗС — прибор с зарядовой связью
(РГФ — режекторный гребенчатый фильтр
(РД — радиодальномер : .
РЛС — радиолокационная система
РНС — радионавигационная система.
РНТ — радионавигационная точка
!РП — радиопеленгатор
РСА — радиолокатор с синтезированной апертурой
"РСБН — радиосистема ближней навигации
,РСДН — радиосистема дальней навигации
РСН — равносигнальное направление
СДУ — система автоматического.управления (самолетом)
СКП — средняя квадратическая погрешность
СРНС — спутниковая радионавигационная система
УВД — управление воздушным движением .
улз —
УПЧ —
УРЧ —
ФАПЧ —
Ф4АР —
.•ФМ —
ФНЗС —
Ф)ЧХ —
ЧМ —
ЧПВ —
МАП -
ЦОДЦ -
-ЦРГФ —
.элт —
ЭПР —
ультразвуковая линия задержки
усилитель промежуточной частоты
усилитель радиочастоты
фазовая автоподстройка частоты
фазированная антенная решетка
фазовая модуляция
функция неопределенности зондирующего сигнала
фазочастотная характеристика
частотная модуляция
череспериодное вычитание
цифро-аналоговый преобразователь
цифровое обнаружение движущихся целей
цифровой режекторный гребенчатый фильтр
электронно-лучевая трубка
эффективная площадь рассеяния
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Авиационная радионавигация: Справочник / А. А. Сосновский, И. А. Хаи-
мович, Э. А. Лутин, И. Б. Максимов; Под ред. А. А. Сосновского.—
М.: Транспорт, 1990.— 264 с.
2. Баклицкий В. К., Юрьев А. Н. Корреляционно-экстремальные методы
навигации.— М.: Радио и связь, 1982.— 256 с.
3. Бакулев П. А., Степин В. М. Методы и устройства селекции движущих-
ся целей.— М.: Радио и связь, 1986.— 288 с.
4. Виницкий А. С. Автономные радиосистемы.— М.: Радио и связь, 1986.—
336 с.
5. Жуковский А. П., Оноприенко Е. И., Чижов В. И. Теоретические основы
радиовысотометрии.— М.: Сов. радио, 1979.— 320 с.
6. Киикулькин И. Е., Рубцов В. Д., Фабрик М. А. Фазовый метод опреде-
ления координат.— М.: Сов. радио, 1979.— 280 с.
7. Кондратьев В. С., Котов А. Ф., Марков Л. Н. Многопозиционные радио-
технические системы / Под ред. В. В. Цветнова.— М.: Радио и связь,
1986.— 264 с.
8. Коростелев А. А. Пространственно-временная теория радиосистем.— М.:
Радио и связь, 1987.— 320 с.
9. Лезин Ю. С. Введение в теорию и технику радиотехнических систем.—
М.: Радио и связь, 1986.— 280 с.
10. Радиолокационные станции воздушной разведки / А. А. Комаров,
'Г. С. Кондратенков, Н. Н. Курилов и др.; Под ред. Г. С. Кондратенко-
ва.— М.: Воениздат, 1983.— 152 с.
11. Радиолокационные станции обзора Земли / Г. С. Кондратенков,
В. А. Потехин, А. П. Реутов, Ю. А. Феоктистов; Под ред. Г. С. Кондра-
тенкова.— М.: Радио и связь, 1983.— 272 с.
12. Радиолокационные станции с цифровым синтезированием апертуры
антенны / В. Н. Антипов, В. Т. Горяйнов, А. Н. Кулин и др.; Под ред.
В. Т. Горяйнова. —М.: Радио и связь, 1988.— 304 с.
13. Радиолокационные характеристики летательных аппаратов / М. Е. Вар-
ганов, Ю. С. Зиновьев, Л. Ю. Астанин и др.; Под ред. Л. Т. Тучкова.—
М.: Радио и связь, 1985.— 236 с.
14. Радионавигационные системы сверхдлинноволнового диапазона /
С. Б. Волошин, Г. А. Семенов, А. С. Гузман и др.; Под ред. П. В. Оля-
нюка.— М.: Радио и связь, 1985.— 264 с.
15. Радиотехнические системы. Учеб, для вузов / Ю. П. Гришин, В. П. Ипа-
тов, Ю. М. Казаринов и др.; Под ред. Ю. М. Казаринова.— М.: Высшая
школа, 1990.— 496 с.
292
16. Репин В. Г., Тартаковский Г. П. Статистический синтез при априорной
неопределенности и адаптации информационных систем.— М.: Сов.
радио, 1977.— 432 с.
17. Свистов В. М. Радиолокационные сигналы и их обработка.— М.: Сов.
радио, 1977.— 448 с.
18. Свердлик М. Б. Оптимальные дискретные сигналы.— М.: Сов. радио,
1975.— 200 с.
19. Сетевые спутниковые радионавигационные системы / В. С. Шебшаевич,
П. П. Дмитриев, Н. В. Иванцевич и др.; Под ред. В. С. Шебшаевича,—
М.: 'Радио и связь, 1993.— 272 с.
20. Сосулин Ю. Г. Теоретические основы радиолокации и радионавигации:
Учеб, пособие для вузов.— М.: Радио и связь, 1992.— 304 с.
21. Справочник по радиолокации: В 4-х т. / Под ред. М. Сколника.— М.:
Сов. радио, 1976—1979.— Т. 1—4.
22. Финкельштейн М. И. Основы радиолокации.— М.: Радио и связь, 1983.—
536 с.
23. Черняк В. С. Многопозиционная радиолокация.— М.: Радио и связь,
1993.— 416 с.
24. Ширман Я. Д., Манжос В. Н. Теория и техника обработки радиолока-
ционной информации на фоне помех.— М.: Радио и связь, 1981.— 416 с.
25. Ширман Я. Д. Разрешение и сжатие сигнала.— М.: Сов. радио, 1979.—
360 с.
26. Ярлыков М. С. Статистическая теория радионавигации.— М.: Радио и
связь, 1985.— 344 с.
।
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ...................................................... 3
1. Общие сведения о радиолокационных и радионавигационных систе-
мах .............................................................. 4
1.1. Основные понятия и определения............................. 4
1.2. Физические основы радиолокационных и радионавигационных из-
мерений .................................................. 6
1.3. Методы определения координат в РЛС и РНС .... 8
1.4. Тактико-технические параметры РЛС и РНС....................13
1.5. Классификация радиолокационных и радионавигационных
устройств и систем..............................................16
2. Радиолокационные системы ......................................19
2.1. Виды радиолокации и радиолокационных систем................19
2.2. Многопозиционные радиолокационные системы..................22
2.3. Отражающие свойства целей..................................26
2.3.1. Точечные цели.........................................28
2.3.2. Особенности отражения радиоволн от реальных объектов 34
2.3.3. Методы определения ЭПР реальных целей .... 38
2.3.4. Наблюдаемость целей...................................39
2.4. Выбор зондирующего сигнала в РЛС...........................44
2.4.1. Функция неопределенности........................ 44
2.4.2. Диаграмма неопределенности.......................47
2.4.3. Использование ДН в радиолокации..................52
2.4.4. Сложные сигналы..................................53
3. Дальность действия и точность РЛС и РНС........................64
3.1. Дальность действия РЛС и РНС...............................64
3.1.1. Дальность действия РЛС и РНС в свободном пространстве 64
3.1.2. Влияние атмосферы и земной поверхности на дальность
действия.....................................................71
3.1.3. Обзор пространства в РЛС..............................77
3.1.4. Анализ факторов, определяющих дальность действия РЛС
и РНС........................................................81
3.2. Точность позиционных систем определения местоположения . 84
3.2.1. Общие сведения........................................84
3.2.2. Точность определения геометрического элемента, характе-
ризующего положение объекта.................................86-
3.2.3. Погрешность определения линии положения .... 87
3.2.4. Погрешность местоопределения..........................88
3.2.5. Рабочие зоны позиционных систем.......................94
4. Борьба с помехами в РЛС и РНС..................................96
4.1. Общие сведения.............................................96
4.1.1. Виды помех............................................96
4.1.2. Наблюдаемость целей при помехах......................99*
294
4.2. Способы ослабления наблюдаемости объектов при пассивных по-
мехах .............................................................101
4.2.1. Уменьшение ЭПР защищаемых объектов.....................101
4.2.2. Уменьшение собственного радиоизлучения объектов и влия-
- ние ионизированных областей атмосферы.........................ЮЗ
4.2.3. Противорадиолокационная маскировка объектов ... 104
4.3. -Радиотехническая разведка...................................106
4.4. Борьба с пассивными помехами.................................109
4.4.1. Уменьшение -влияния пассивных помех в каналах высокой
• и промежуточной частот.......................................109
4.4.2. Обнаружение целей на фоне -пассивных помех . . . 111
4.4.3. Методы обеспечения когерентности при ОДЦ . . . 115
4.4.4. Принципы построения устройств подавления пассивных
помех при ОДЦ..................................................117
4.4.5. Реализация устройств подавления пассивных помех . . 122
4.4.6. Критерии качества подавления пассивных помех в устрой-
ствах ОДЦ......................................................130
4.4.7. Факторы, определяющие качества устройств ОДЦ . . 132
4.5. Борьба с активными помехами..................................134
4.5.1. Прием и обработка пространственно-временных сигналов 135
4.5.2. Устройства -подавления пространственных активных помех 144
5. Радиолокационные и радионавигационные устройства .... 150
5.1. Радиодальномеры..............................................150
5.1.1. Фазовые радиодальномеры............................151
5.1.2. Частотные радиодальномеры..........................155
5.1.3. Импульсные радиодальномеры.........................162
5.1.4. Радиодальномеры со сложными сигналами .... 172
5.2. Радиопеленгаторы.............................................174
5.2.1. Амплитудные радиопеленгаторы.......................174
5.2.2. Фазовые радиопеленгаторы...........................183
5.2.3. Многоканальные (моноимпульсные) радиопеленгаторы . 186
5.3. Измерители скорости цели.....................................194
5.4. Измерение -высоты . . 198-
6. Радионавигационные системы......................................201
6.1. Радиосистемы дальней навигации...............................201
6.1.1. Особенности радиосистем дальней навигации .... 201
6.1.2. Фазовые дальномерные РСДН........................205
6.1.3. Фазовые разностно-дальномерные РСДН........211
6.1.4. Оптимальное оценивание навигационных данных в аппара-
туре потребителей РСНД...................................215
6.1.5. Точность фазовых РСНД............................218
6.2. Спутниковые радионавигационные -системы......................220
6.2.1. Особенности спутниковых радионавигационных систем . 220
6.2.2. Сигналы СРНС.....................................223
6.2.3. Аппаратура потребителей СРНС ................225
6.2.4. Точность СРНС.................................... 228
6.3. Радиосистемы ближней навигации и посадки....................230
6.3.1. Особенности радиосистем ближней навигации и посадки . 230
6.3.2. Канал дальности РСБН...................................231
6.3.3. Канал азимута РСБН.....................................231
6.3.4. Радиосистемы посадки...................................239
7. Автономные радионавигационные системы...........................244
7.1. Доплеровские измерители скорости . ...................244
7.1.1. Принцип действия и особенности.........................244
7.1.2. ДИС -с частотно-модулированным сигналом .... 250
295
7.1.3. Особенности измерения доплеровского сдвига частоты . 254
7.1.4. Основные источники -погрешностей ДИС....................256
7.2. Обзорно-сравнительные радионавигационные системы . . . 260
7.2.1. Принцип построения......................................260
7.2.2. Система навигации по рельефу местности . 262
7.2.3. Системы навигации по картам местности...................266
7.3. 'Радиолокаторы с синтезированной апертурой . . . > . 269
7.3.1. Назначение и принцип построения.........................269
7.3.2. Аналоговая (оптическая) обработка сигналов РСА . . 275
7.3.3. Цифровая обработка сигналов РСА.........................280
7.4. Основы построения комплексных навигационных систем . . 284
7.4.1. Общие причины снижения точности измерений в РЛС и
РНС...........................................................284
7.4.2. Комплексные навигационные системы.......................286
Список основных сокращений..........................................291
Список литературы ................................................. 292
Учебное издание
БАКУЛЕВ ПЕТР АЛЕКСАНДРОВИЧ
СОСНОВСКИЙ АНДРЕЙ АНАНЬЕВИЧ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
И РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
Учебное пособие
Заведующий редакцией Ю. Н. Рысев Редактор Э. М. Горелик
Художественный и технический редактор Т. Н. Зыкина
Корректор Т. В. Дземидович
ИБ № 1952
ЛР № 010164 от 04.01.92
Сдано в набор 9.12.93
Формат 60X90716
Печать высокая
Уч.-изд. л. 18,44
Зак. № 5360
Подписано в печать 08.02.94
Бумага тип. № 2 Гарнитура литературная)
Усл. печ. л. 18,5 Усл. кр.-отт. 18,75
Тираж 2000 экз. Изд. № 22757
С-022
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Производственно-издательский комбинат ВИНИТИ. 140010, Люберцы, 10,
Московской обл., Октябрьский просп., 403.