УЧЕБНИК ДЛЯ ВУЗОВ
П.А. Бакулев, А.А. Сосновский
РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ

П. А.	Бакулев, А.А. Сосновский
РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ
Допущено Министерством образования и науки
Российской Федерации в качестве учебника
для студентов высших учебных заведений, обучающихся
по специальности «Радиоэлектронные системы»
направления подготовки «Радиотехника»
Издательство «Радиотехника»
Москва 2005

УДК 621.396
Б19
ББК 32. 95
Учебник
Рецензенты:
Козлов А. И. - докт. техн. наук, проф.,
зав. кафедрой «Авиационные радиоэлектронные системы» МГТУ ГА;
Ярлыков М. С. - докт. техн. наук, проф. кафедры № 41 ВВИА им. Н. Е. Жуковского
Бакулев П. А., Сосновский А. А.
Б19 Радионавигационные системы. Учебник для вузов. — М.: Радио¬
техника, 2005. - 224 с., ил.
ISBN 5-88070-056-9
С единых позиций изложены принципы построения традиционных и перспек¬
тивных средств радионавигации. Рассмотрены методы измерения координат объек¬
тов, используемые сигналы и их обработка. Показаны пути повышения точности ра¬
дионавигационных систем и устройств.
Для студентов радиотехнических специальностей вузов.
ISBN 5-88070-056-9
УДК 621.396
ББК 32. 95
Учебное издание
Петр Александрович Бакулев
Андрей Ананьевич Сосновский
Радионавигационные системы
Зав. редакцией И. Г. Волкова
Редактор-оператор С. А. Дымкова
Изд. № 14. Сдано в набор 19.01.2005.
Подписано в печать 15.06.2005. Формат 60x90 1/16.
Бумага офсетная. Гарнитура Таймс.
Печать газетная.
Печ. л. 14. Тираж 1000 экз. Зак. № 3168.
Издательство «Радиотехника».
107031, Москва, К-31, Кузнецкий мост. д. 20/6.
Тел./факс: 921-48-37; 925-78-72, 925-92-41.
E-mail: info@radiotec.ru
www.radiotec.ru
Отпечатано в ООО ПФ «Полиграфист».
160001, г. Вологда, ул. Челюскинцев, д. 3.

Предисловие
Учебник предназначен для изучения студентами высших учебных
заведений дисциплины «Радионавигационные системы» специальности
201600 «Радиоэлектронные системы». Книга написана в полном соот¬
ветствии с программой и Государственным образовательным стандар¬
том по направлению «Радиотехника» 6542000, утвержденными Мини¬
стерством образования Российской Федерации. При создании учебника
авторы использовали многолетний опыт преподавания дисциплин, изла¬
гающих теорию и технику радионавигации, радионавигационных сис¬
тем и устройств на факультете радиоэлектроники летательных аппара¬
тов (ЛА) Московского авиационного института (Государственного тех¬
нического университета).
Радиоэлектронные средства, используемые для целей навигации
объектов называются радионавигационными системами(РНС) и устрой¬
ствами (РНУ). Навигацией называется управление движением объектов
из одной точки пространства в другую по заданной траектории. Выбор
траектории движения зависит от назначения и типа объекта (космический
корабль, самолет или вертолет, морское или речное судно, наземный
транспорт и т.д.) и от решаемой им задачи (перевозка пассажиров или
груза, разведка или мониторинг земной и морской поверхности и т.п.).
Основная задача навигации заключается в безопасном и эконо¬
мичном по затратам времени и топлива выводе объекта в заданную точ¬
ку пространства (земной поверхности) в определенный момент времени
с установленной точностью. Решение этой задачи, например в авиации,
предполагает знание координат, характеризующих пространственное
местоположение (МП) самолета или вертолета, а также направления и
скорости движения(навигационных элементов полета). Для получения
такой информации используют, главным образом, РНС и РНУ. Поэтому
радионавигационные средства обеспечения полета на современном са¬
молете, например, по массе и стоимости составляют несколько процен¬
тов от массы и стоимости пустого самолета. Заметим, что стоимость са¬
молетов доходит до нескольких десятков миллионов долларов. Для
обеспечения безопасности полеты ЛА выполняются по так называемым
воздушным коридорам, расстояния между которыми строго регламен¬
тируются международными правилами. Стандартизирована также и
ширина этих коридоров, в наиболее тяжелых случаях (в областях с вы¬
сокой плотностью воздушного движения) не превышающая 10 км. Эти
коридоры разделены и в вертикальной плоскости и располагаются друг
3

над другом с интервалом в несколько сотен метров. Кроме того, прави¬
лами полетов предусмотрено минимальное расстояние между ЛА, сле¬
дующими в одном коридоре, составляющее единицы или десятки кило¬
метров. Чем выше плотность воздушного движения, тем меньше ука¬
занные расстояния и тем выше требуемая точность определения место¬
положения ЛА в пространстве. Обычно задача определения местополо¬
жения ЛА возлагается на бортовые навигационные системы самолета
или вертолета, причем в основном на РНС. Для контроля движения ЛА
используют наземные радиолокаторы служб управления воздушным
движением (УВД). При отсутствии радиолокационного контроля, на¬
пример, при полетах над океаном, решение этой задачи усложняется.
Поэтому можно выделить две характерные ситуации: полет над террито¬
риями, оборудованными наземными средствами, и полет над пустынной
местностью и океаном, где такие средства не всегда доступны экипажу
ЛА. Применение и роль радионавигационных средств обеспечения поле¬
тов можно рассмотреть на примере полета гражданского самолета по
трансокеанскому маршруту (допустим из США в Европу или наоборот).
Полет такого самолета состоит из следующих основных этапов:
взлет, набор высоты с выходом на начальный пункт маршрута (НПМ),
крейсерский полет, выход к аэродрому посадки, снижение и приземление.
В настоящее время радионавигационные средства аэропорта выле¬
та при взлете самолета обычно не используются. Экипаж начинает ра¬
боту с радионавигационными средствами при выходе на НПМ, когда с
помощью радиосистем ближней навигации (или соответствующих ра¬
дионавигационных устройств, например, радиокомпаса) определяется
направление полета на установленный в НПМ радиомаяк. При необхо¬
димости экипаж на этом этапе определяет местоположение своего ЛА
по сигналам радиосистемы ближней навигации(РСБН). При этом, само¬
лет находится под постоянным радиолокационным контролем служб
УВД. Указанные средства позволяют ЛА двигаться по выделенному
воздушному коридору и выдерживать требуемый интервал между со¬
седними самолетами.
Следует иметь в виду, что большая плотность воздушного движе¬
ния над территориями Америки и Европы требует использования сис¬
тем предупреждения столкновений ЛА в воздухе, с% помощью которых
возможно обнаружение и предотвращение критических ситуаций, воз¬
никающих иногда из-за технических причин или ошибок служб УВД.
С момента выхода самолета на НПМ начинается этап крейсерского по¬
лета, когда ЛА летит в воздушном коридоре в наиболее экономичном
режиме по траекториям, близким к прямой линии, соединяющим от¬
дельные находящиеся на маршруте контрольные пункты и ориентиры.
Большие расстояния между контрольными пунктами, отсутствие посто¬
4

я иного радиолокационного контроля полета, а также удаление самолета
от наземных радиомаяков РСБН, расположенных в лучшем случае на
берегу океана, требует применения автономных средств навигации, ос¬
новными и широко применяемыми из которых являются системы счис¬
ления пути (координат), вычисляющие пройденное ЛА расстояние пу¬
тем интегрирования измеренного на ЛА вектора скорости. Для коррек¬
ции этой системы, точность которой снижается по мере увеличения
времени работы системы, применяют те средства радионавигации, сиг¬
налы которых доступны на больших расстояниях от центров УВД. В ка¬
честве таких средств применяют радиосистемы глобальной или дальней
навигации, на первое место среди которых выдвигаются спутниковые
навигационные системы. Эти системы в перспективе должны заменить
и часть радиосредств ближней навигации.
Заключительная часть крейсерского полета в рассматриваемом
примере проходит над территорией густонаселенных стран в условиях
большой плотности воздушного движения (как и на начальном этапе
полета). Экипаж переходит к использованию радиосредств ближней на¬
вигации, с помощью которых самолет выводят к аэродрому пункта на¬
значения, а затем и в зону действия радиосистемы посадки.
Снижение и приземление самолета контролирует радиосистема
посадки, указывая экипажу траекторию, по которой самолет должен
следовать на завершающем этапе полета.
Изложение материала учебника ведется в соответствии с вышеиз¬
ложенными этапами движения ЛА по заданному маршруту. Следует
отметить, что область применения рассматриваемых в учебнике РНС и
РНУ не ограничена навигацией ЛА. Ряд таких систем и устройств с ус¬
пехом используется в космической навигации, при мореплавании и при
вождении наземного транспорта.
Содержание учебника, охватывает основные вопросы теории и
техники радионавигационных систем и состоит из одиннадцати глав.
В гл. 1 и 2 рассматриваются физические основы радионавигации,
анализируются виды радионавигации, приводятся принципы и методы
построения радионавигационных систем и устройств. Даются алгорит¬
мы определения местоположения объектов. Рассматривается влияние
атмосферы и подстилающей поверхности на точность определения ме¬
стоположения.
Гл. 3 и 4 содержат основы построения радионавигационных систем
дальнего действия, а также систем, обеспечивающих глобальные зоны
навигационного обслуживания. Особое внимание уделяется спутниковым
радионавигационным системам, которые в перспективе могут заменить
большинство радиосистем не только глобального и дальнего действия, но
и систем, работающих в пределах прямой видимости.
5

Радиосистемы ближней навигации и посадки объединяют гл. 5-7.
Рассматриваются принцип действия, особенности используемых сигна¬
лов, вопросы обработки этих сигналов и основные факторы, влияющие
на точность азимутально-дальномерных и угломерных систем ближней
навигации и посадки ЛА.
Гл. 8-11 включают вопросы, связанные с принципами построения,
особенностями используемых отраженных от земной поверхности сиг¬
налов и точностью автономных радионавигационных систем, основан¬
ных на применении в качестве датчиков радиовысотомеров и доплеров¬
ских измерителей скорости. Представлены также алгоритмы обработки
сигналов в комплексных навигационных системах, отличающихся вы¬
сокими точностью и надежностью. Приведены примеры навигационных
комплексов современных гражданских самолетов
Особенностями учебника являются лаконичность изложения мате¬
риала и богатый иллюстративный материал. Книга создает базу для ос¬
воения дисциплин специализаций, курсового и дипломного проекти¬
рования.
Авторы надеются, что учебник будет полезен аспирантам для под¬
готовки к сдаче кандидатского минимума и инженерам, проходящим
переподготовку. Книга может служить учебным пособием при изучении
курсов «Радиотехнические системы» и «Статистическая теория радио¬
технических систем» специальности 200700, «Теория и техника радио¬
локации и радионавигации» специальности 201700.

Глава 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
О РАДИОНАВИГАЦИОННЫХ
СИСТЕМАХ
1.1.	Основные понятия и определения
Радионавигационной системой называют совокупность устройств,
предназначенных для управления движением объектов из одной точки про¬
странства в другую по оптимальным в данных условиях траекториям. Ре¬
шение подобной навигационной задачи предполагает, как указывалось,
знание на объекте навигации (ОН) своего текущего местоположения в про¬
странстве (МП), направления и скорости движения этого ОН, для опреде¬
ления которых используют сигналы специальных радиоустройств, распо¬
ложенных в радионавигационных точках (РНТ), МП которых точно из¬
вестно, или сигначы, отраженные от подстилающей поверхности.
Радионавигационные системы относятся к классу радиотехниче¬
ских систем извлечения информации из принимаемого радиосигнала.
Определение местоположения требует измерения координат объекта. В
некоторых ситуациях необходимо также знание составляющих вектора
скорости объекта. Геометрические или механические величины, кото¬
рые характеризуют положение и перемещение объекта, называют нави¬
гационными элементами (НЭ) и обозначают буквой W.
Радиоэлектронные устройства, выполняющие функцию измерения
какого-либо одного НЭ, называют радионавигационными устройствами.
Такие устройства могут входить в состав РНС или применяться само¬
стоятельно.
Местоположение объекта характери¬
зуется положением центра масс этого объ¬
екта в некоторой опорной системе коор¬
динат. Выбор опорной системы координат
зависит от используемой РНС. В радиона¬
вигации применяют местную либо гло¬
бальные системы координат.
Местная сферическая система ко¬
ординат (рис. 1.1) может быть как непод¬
вижной относительно земной поверхно¬
сти, так и связанной с подвижным объектом, например с ЛА.
Рис. 1.1. Местная сферическая
система координат
7

В неподвижной системе начало координат О располагается в точке
размещения антенны РНУ или РНС, а ось X обычно совмещается с север¬
ным (С) направлением меридиана, проходящего через точку О. В сфери¬
ческой системе по результатам измерения определяются наклонная даль¬
ность R, азимут а и угол места р. В РНС вместо измерения р обычно из¬
меряют высоту К Если РНУ установлено на ЛА, то ось X совмещают с
его продольной осью, а ось Z - с направлением правого крыла. В этом
случае такая связанная с ЛА координатная система перемещается вместе
с ЛА и поворачивается при его эволюциях. Рассматриваемые системы ко¬
ординат используются при дальностях R, не превышающих нескольких
сотен километров (в зоне прямой видимости).
Глобальные системы координат используются в РНС, с помощью
которых МП определяется на расстояниях R>где Ru =130
- дальность прямой видимости, зависящая от высот подъема передаю¬
щей Н\ и приемной И2 антенн (в км) над земной поверхностью. В ра¬
дионавигации наиболее распространены географическая и геоцентриче¬
ская глобальные системы.
В географической системе координат (рис. 1.2,а) местоположение
объекта определяется относительно земного геоида. Географическая широ¬
та срг представляет собой угол между плоскостью экватора (ПЭ) и отвес¬
ной линией (ОЛ). Географическая долгота ХГ есть двугранный угол между
плоскостями Гринвичского меридиана (ГМ) и местного меридиана (ММ),
проходящего через проекцию объекта на земную поверхность.
В геоцентрической системе координат (рис. 1.2,6) Земля принима¬
ется за шар, что существенно упрощает навигационные расчеты. Гео¬
центрическая широта сргц отсчитывается между плоскостью экватора и
направлением (НЦ) из данной точки к центру Земли. Геоцентрическая
долгота ХГЦ определяется так же, как географическая.
Рис. 1.2. Географическая (а) и геоцентрическая (6) системы координат
8

Место РНС в схеме управления объектом иллюстрируется на
рис. 1.3, где в качестве движущегося объекта выбран ЛА.
Рис. 1.3. Функциональная схема управления полетом
В состав схемы входят три РНУ, определяющие соответствующие на¬
вигационные элементы W, вычислительные устройства (ВУ), система авто¬
матического управления (САУ). В простейшем случае ВУ-2 и САУ отсут¬
ствуют, и экипаж ЛА выполняет полет, используя индикаторы, на которых
отображаются измеренные РНУ навигационные элементы или определен¬
ное с помощью ВУ-1 местоположение МПИ летательного аппарата. При ав¬
томатизации самолетовождения ВУ-2 сравнивает МП„ с заданным МП3 и
выдает в САУ сигналы, под действием которых устраняется отклонение
траектории полета от заданной программой полета (ПП).
1.2.	Физические основы радионавигационных измерений
Информативный параметр сигнала. Информация о геометриче¬
ских элементах W, характеризующих положение объекта, закодирована в
параметрах принимаемого РНС сигнала, представляющего собой элек¬
тромагнитное поле. Параметр радиосигнала, в котором содержится ин¬
формация о W, называется информативным и обозначается в дальнейшем
буквой v. Функционально параметры W и v связаны соотношением
W = Mvv,
(1.1)
где Mv - масштабный коэффициент, имеющий размерность единицы W,
деленной на единицу v. Информативным параметром может быть как
время прихода, частота, начальная фаза или амплитуда сигнала, так и
направление прихода сигнала (два угла в пространстве) и параметры
поляризации поля.
В ряде практически важных ситуаций амплитуда (или мощность)
принимаемого сигнала мала, а сам сигнал имеет случайный характер.
Малая мощность сигнала объясняется большим расстоянием до объекта
9

и поглощением энергии сигнала при его распространении. Случайный
характер сигнала - следствие случайных изменений амплитуды сигнала
при распространении; флуктуаций сигнала при отражении от мешаю¬
щих объектов; многолучевого распространения радиоволн и др. В ре¬
зультате принимаемый сигнал по характеру и интенсивности становится
подобным шумам и помехам в приемном тракте. Поэтому первой зада¬
чей большинства РНУ является обнаружение полезного радиосигнала,
т.е. вынесение решения о присутствии сигнала в поступающей на вход
приемного тракта смеси полезного сигнала с помехами. Эта статистиче¬
ская задача решается входящим в РНУ обнаружителем - специальным
устройством, которое использует один из алгоритмов, основанных на
оптимальном или квазиоптимальном критерии обнаружения. Качество
процесса обнаружения характеризуют вероятностью правильного обна¬
ружения D, т.е. вероятностью действительного обнаружения полезного
сигнала и вероятностью ложной тревоги F, когда за полезный сигнал
принимается помеха, а сам сигнал отсутствует. Обнаружитель тем луч¬
ше, чем больше D и меньше F. Вопросы обнаружения сигналов деталь¬
но рассматриваются в курсе “Радиолокационные системы”.
Большинство параметров принимаемого сигнала априори неиз¬
вестно. Поэтому при обнаружении приходится осуществлять поиск ха¬
рактерного информативного параметра радиосигнала, отличающего его
от сопутствующих шумов и помех. При этом приходится либо пооче¬
редно просматривать все значения этого параметра, либо одновременно
наблюдать все эти значения. Устройства поиска, основанные на первом
методе (устройства последовательного поиска), более просты в реализа¬
ции, но требуют затрат времени на анализ всех возможных значений па¬
раметра. Устройства, основанные на втором методе (устройства парал¬
лельного йоиска), способны обнаруживать сигнал за существенно
меньшее время, но оказываются более сложными.
Следует отметить, что при поиске обнаружение сигнала по инфор¬
мативному параметру эквивалентно грубой оценке этого параметра и
элемента W. Эта информация используется при последующем точном
измерении W.
Принцип определения элементов W в РНС. Определение эле¬
мента W основано на свойствах электромагнитных колебаний (радио¬
волн) распространяться в однородной (изотропной) среде прямолинейно
и с постоянной скоростью. Реальная среда не является однородной и
обладает определенным коэффициентом преломления п. В такой среде
скорость распространения радиоволн v = с/п. Здесь с скорость радио¬
волн в вакууме (скорость света), равная 299792458,2 ±1,1 м/с. Неодно¬
родность среды, в которой распространяются радиоволны, приводит к
тому, что скорость их распространения в реальных условиях не остается
постоянной, а траектория радиоволн не совпадает с кратчайшим рас¬
10

стоянием между точками излучения и приема колебаний. Поэтому в
точных РНУ необходим учет влияния среды распространения на точ¬
ность определения элемента W. В приближенных расчетах влиянием п
часто пренебрегают и считают v = с = const, а с = 3-108 м/с.
Дальность в РНС и РНУ измеряют по времени запаздывания принято¬
го сигнала относительно известного времени излучения сигнала. Например,
в РНУ, основанных на радиолокационных принципах, время запаздывания
отраженного сигнала относительно излучаемого (зондирующего) tR = 2Д/с,
а в РНУ, использующих радионавигационные принципы tR = Д/с, где Д -
дальность до объекта; с - скорость распространения радиоволн.
Скорость объекта обычно определяют по доплеровскому сдвигу
частоты сигнала Дд. В радиолокационных измерителях радиальной ско¬
рости, например, доплеровский сдвиг частоты связан с радиальной
скоростью движения объекта Vr соотношением
Fjx = -(2 VJc)fo = -2 РУА,,
где fo - несущая частота; X - длина волны излучаемого сигнала.
Угловые координаты можно измерять, используя специальные ан¬
тенные системы, которые либо формируют электромагнитное поле с па¬
раметрами, зависящими от направления излучения, либо позволяют оп¬
ределять направление прихода радиоволны. Простейшим примером яв¬
ляется использование направленных свойств антенны РНУ, когда угло¬
вое положение объекта определяется с помощью антенны с узкой диа¬
граммой направленности (ДНА) по углу поворота антенны (или ее
ДНА), соответствующему максимальному значению амплитуды приня¬
того от объекта сигнала.
Одной из основных задач РНУ является разрешение сигналов, т.е.
обнаружение и раздельное измерение информативных параметров сиг¬
налов, соответствующих объектам, незначительно отличающимся по
дальности, угловым координатам или скорости, за счет малых прираще¬
ний навигационных элементов W. Способность РНУ различать такие
сигналы определяется типом используемого сигнала, шириной ДНА, а
также способом обработки сигнала.
В некоторых РНС по принятому сигналу требуется решить задачу
опознавания объекта. Для этого обычно используют кодирование сиг¬
нала, излучаемого объектом.
1.3.	Методы определения местоположения в РНС
Различают три метода определения местоположения объекта:
счисления пути, позиционный и обзорно-сравнительный. Рассмотрим
сущность этих методов применительно к наиболее сложной задаче -
определению местоположения ЛА.
Метод счисления пути основан на интегрировании по времени
измеренного вектора скорости ЛА относительно поверхности Земли
11

(рис. 1.4,а). В качестве датчика системы счисления применяют допле¬
ровский измеритель скорости (ДИС)* (рис. 1.4,6), что и определяет ее
название - доплеровская навигационная система.
Рис. 1.4. Составляющие вектора скорости ЛА (а) и функциональная схема
системы счисления пути (б)
С помощью ДИС обычно измеряют модуль вектора скорости Vr в
горизонтальном полете (путевая скорость), представляющий собой сумму
векторов воздушной скорости VB03 и скорости ветра Ует, и угол сноса ас,
т.	е. угол между продольной осью ЛА и направлением вектора Vr.
Вычислительное устройство определяет продольную Vx и попе¬
речную У у составляющие вектора Vr и рассчитывает текущее местопо¬
ложение ЛА. Доплеровский измеритель определяет направление векто¬
ра Vr относительно продольной оси ЛА. Для нахождения направления
полета по отношению к поверхности Земли необходимо знать курс ЛА
у,	информация о котором поступает от курсовой системы КС.
При известном курсе ЛА могут быть получены составляющие ско¬
рости Vv и Уу, интегрирование которых дает составляющие пройденного
пути Sx и Sy.
Для определения текущих координат ЛА в систему вводят коорди¬
наты jc0 и >’0 начального пункта маршрута НПМ, с момента пролета ко¬
торого начинается счисление пути.
Доплеровская навигационная система не нуждается в наземных
станциях. Главной ее особенностью является ухудшение точности опре¬
деления местоположения со временем, что объясняется интегрировани¬
ем погрешностей ДИС. Погрешность определения местоположения в
системах счисления составляет 1,5% от пройденного пути для допле¬
ровской навигационной системы.
Информация о скорости ЛА может быть получена также от инерциальной навигацион¬
ной системы.
12

Позиционный метод основан на использовании поверхностей или
линий положения для определения местоположения объекта. Поверх¬
ность положения представляет собой геометрическое место точек в про¬
странстве, соответствующих одному значению W, т.е. одному значению
дальности, угла и т.п. Местоположение объекта находят как точку пере¬
сечения трех поверхностей положения (1111). В местной системе коор¬
динат (рис. 1.5,а) в предположении, что объект расположен в точке М
такими поверхностями положения обычно являются ПП| (Wx = R = const),
ПП2 (W2 = а = const) и ПП3 (Ж3 = #= const).
Рис. 1.5. Поверхности (а) и линии (6) положения при определении
местоположения объекта позиционным методом
Поверхность ПП\ - сфера с радиусом R, ПП2 - вертикальная плос¬
кость, составляющая с плоскостью северного меридиана ПСМ угол a, a
ПП3 - горизонтальная плоскость, находящаяся на высоте Н от плоско¬
сти XOZ.
Задача определения положения объекта существенно упрощается, ес¬
ли Н « R, а поверхность Земли принимается за плоскость (при R < 500 км
замена части окружности, получающейся при сечении земного шара плос¬
костью, проходящей через центр Земли, прямой линией приводит к ошибке
менее 0,2 % от R). В этом случае для определения положения объекта на
плоскости используются линии положения (ЛП), представляющие собой
геометрическое место точек на плоскости, имеющих одинаковые значения
W. Местоположение объекта определяется как точка пересечения двух ли¬
ний положения (рис. 1.5,6): JITTi (W\ = R = const) и JTTT2 (W2 = а = const). Ли¬
ния ЛТТ1 - окружность с радиусом R, а ЛТТ2 - прямая, расположенная под
углом а к оси X, совпадающей с направлением северного меридиана. В рас¬
сматриваемой ситуации ЛП образуются при пересечении поверхностей
положения ПП1 и ПП2 плоскостью XOZ.
В позиционных РНС, измеряют элементы W, характеризующие по¬
ложение ЛА относительно стационарных или подвижных опорных пе¬
13

редающих или приемопередающих радиостанций, расположенных в
РНТ - радионавигационных точках с известными координатами (или на
известных траекториях).
Большинство РНС реализуют позиционный метод, что объясняется
возможностью определения местоположения без учета и знания прой¬
денного пути. Однако это возможно только в зоне действия опорных
станций. Кроме того, на точность позиционных РНС сильно влияют по¬
мехи, отраженные сигналы и т.п. Точность позиционных систем зависит
от принципа их построения и от используемого диапазона радиоволн и
характеризуется погрешностью от нескольких сотен метров в системах
УКВ диапазона до нескольких километров в РНС большой дальности,
работающих в диапазонах километровых и мириаметровых волн.
Обзорно-сравнительный метод основан на определении каких-
либо характеристик местности, над которой движется ЛА, или характе¬
ристик геофизических полей Земли и сравнении их с соответствующи¬
ми характеристиками, заложенными в память системы. В системах, реа¬
лизующих данный метод, используется корреляционная связь между
этими характеристиками, а для нахождения отклонений от заданной
траектории полета - различного типа корреляционные устройства. Та¬
кие системы называют также корреляционно-экстремальными, посколь¬
ку экстремум (максимум или минимум) корреляционной функции изме¬
ренных и заложенных в память системы характеристик достигается при
точном соответствии траектории полета заданной.
Примером реализации обзорно-сравнительного метода может слу¬
жить система, использующая информацию о поле высот рельефа мест¬
ности И(х, у) (рис. 1.6). В блок памяти (БП) перед полетом вводится ин¬
формация /2э(лг, у) о распределении высот местности в некоторой полосе
вдоль маршрута полета. Текущая высота полета Яр определяется радио¬
высотомером (РВ) и сравнивается с барометрической высотой #б. Вы-
Рис. 1.6. Геометрические элементы (а), используемые
в обзорно-сравнительной системе, и структурная схема системы (б):
БВ - барометрический высотомер; ДИС - доплеровский измеритель скорости
14

числительные устройства (ВУ) определяют корреляционную функцию
измеренного поля высот /?и(х, у) и h3(x, у) и вырабатывают сигналы Ах и
Лг коррекции полета для системы автоматического управления (САУ).
Погрешность определения МП в такой системе может составлять не¬
сколько десятков метров.
При обзорно-сравнительном методе нет необходимости во внешних
по отношению к JIA радиостанциях, ослаблено влияние помех и отсутст¬
вуют накапливающиеся погрешности. Однако сложность метода, требую¬
щего априорной информации о характеристиках местности на всем мар¬
шруте и большого объема памяти системы, а также трудности вычисления
корреляционной функции ограничивают пока широкое его применение.
1.4.	Тактические и технические параметры
РНУ и РНС
Тактические и технические параметры представляют собой сово¬
купность величин, описывающих качество РНУ и РНС.
Тактические параметры зависят от назначения РНУ или РНС и
характеризуют их возможности. Основными для большинства РНУ (РНС)
тактическими параметрами являются: точность; рабочая зона (область) и
дальность действия; пропускная способность; быстродействие; надеж¬
ность; помехоустойчивость; эксплуатационная эффективность.
Точность отражает близость результатов измерений к истинному
значению измеряемой величины. Характеристикой точности РНС явля¬
ется погрешность определения местоположения объекта. Различают
систематические и случайные погрешности.
Систематические погрешности обусловлены известными и зако¬
номерными факторами, поэтому их можно оценить расчетным путем
или экспериментально и, следовательно, либо устранить, либо учесть
при измерениях. Обычно под результатом измерения понимают величи¬
ну, свободную от систематической погрешности.
Случайные погрешности вызываются большим числом факторов,
не поддающихся точному учету и действующих в каждом отдельном
измерении различным образом. Обычно считают, что случайные по¬
грешности измерений х
распределены по гауссов¬
скому закону (рис. 1.7):
1V (■*) = ~рг=~ ехР
2 Л
2а
где а - дисперсия
чайной величины х.
слу-
~0,<:
-0,95 А
**0,997
>8 '
~w{xh
3)
-3-2-1 0 1 2 3 х/а
Рис. 1.7. Плотность распределения вероятностей
случайных погрешностей измерений
15

За меру точности принимают среднюю квадратическую погреш¬
ность а или срединную (вероятную) погрешность х*
Средняя квадратическая погрешнось (СКП) вычисляется как ко¬
рень квадратный из дисперсии результатов измерений. Вероятность то¬
го, что погрешность измерений не превысит о при гауссовском законе
w(x), равна 0,683.
В международной практике часто используют удвоенную среднюю
квадратическую погрешность 2а. При этом 95% всех измерений имеют
погрешность, не превышающую 2а. Для систем повышенной точности
обычно применяют максимальную погрешность, равную За (99,7% всех
измерений имеют погрешность не более За).
Срединная или вероятная погрешность связана со средней квадра¬
тической погрешностью при гауссовском распределении погрешностей
соотношением % = 0,67449а. Вероятность того, что погрешность изме¬
рения по абсолютной величине будет меньше %, равна 0,5.
Рабочая зона (область) — область пространства, в пределах которой
погрешность <тмп нахождения местоположения с помощью РНС с из¬
вестной вероятностью не превышает заданную а3. При решении навига¬
ционных задач на плоскости понятию
рабочая область соответствует рабочая
зона РНС (рис. 1.8).
Рабочая область характеризуется
дальностью действия системы /?тах,
т.е. максимальным удалением от РНС,
на котором обеспечивается заданная
точность определения координат. За
Яшах часто принимают максимальное
расстояние в пределах рабочей зоны
(области).
Пропускная способность является мерой способности РНУ или
РНС обеспечивать радионавигационной информацией определенное
число объектов навигации (ОН) в единицу времени. Ограничение про¬
пускной способности свойственно позиционным системам, в которых
объект и опорная станция соединены двусторонней линией радиосвязи.
Быстродействие РНС (РНУ) определяется временем, которое за¬
трачивается на получение навигационной информации. Быстродействие
увеличивается при одновременности и автоматизации отсчета W и при
использовании ЭВМ для обработки информации. Считается, например,
что на дозвуковых ЛА время, затрачиваемое на определение МП, не
должно превышать 1 мин при интервалах между измерениями не более
10 мин. На сверхзвуковых ЛА это время снижается до нескольких се¬
кунд, а интервалы между измерениями не должны быть более 5 мин.
Рис. 1.8. Рабочая зона системы:
А и Б - наземные РНУ системы
16

Надежность характеризует свойство РНУ и РНС сохранять такти¬
ческие параметры (в первую очередь точность) в заданных пределах при
определенных условиях эксплуатации. В качестве основных показате¬
лей надежности используют вероятность безотказной работы, интен¬
сивность отказов и среднюю наработку до отказа. Первый из этих па¬
раметров характеризует вероятность того, что данное устройство в те¬
чение заданного времени сохранит свои качественные показатели в пре¬
делах допусков. Интенсивность отказов представляет собой условную
плотность вероятности возникновения отказа невосстанавливаемого
объекта, определяемую для рассматриваемого момента времени при ус¬
ловии, что до этого момента отказ не возник. Средняя наработка до от¬
каза является математическим ожиданием наработки объекта (продол¬
жительности его работы) до первого отказа.
По мнению зарубежных специалистов надежность навигационных
средств сверхзвукового самолета должна быть такой, чтобы вероятность
отказа не превышала КГ4 за три часа (средняя наработка до отказа - не
менее 3104 ч). При полетах, например, над Северной Атлантикой на¬
дежность навигационного оборудования должна обеспечивать практи¬
чески полную безаварийность (одно летное происшествие по вине нави¬
гационного оборудования на 107— 108 летных часов). По установившейся
концепции посадочное оборудование должно обеспечивать безопасную
автоматическую посадку при вероятности летного происшествия, не
превышающей 10"7.
Помехоустойчивость РНУ характеризует возможность работы
РНУ (РНС) в условиях радиопомех. Для количественной оценки поме¬
хоустойчивости используют отношение сигнал/помеха (обычно по на¬
пряжению), при котором погрешность определения W не превышает
выбранного значения с заданной вероятностью.
Эксплуатационная эффективность характеризует средние затраты
времени на настройку, регулировку и обслуживание устройств и систем.
Чем больше затраты времени на профилактические и ремонтные рабо¬
ты, тем ниже эксплуатационная эффективность РНУ или РНС.
Технические параметры это - совокупность величин, характери¬
зующих технические средства, необходимые для получения заданных
тактических параметров.
Важнейшие технические параметры: значение и стабильность не¬
сущей частоты; вид и параметры модуляции излучаемых сигналов
(формат сигнала); диаграммы направленности антенн; мощность пере¬
датчика; чувствительность приемника, масса и объем бортовой аппара¬
туры. Эти параметры определяют рентабельность ЛА. Отклонение лю¬
бого технического параметра от заданного значения влияет на опреде¬
ленный тактический параметр, итоги отдельных случаях может вызвать
отказ РНУ (РНС). Например, увеДйчение массы и объема аппаратуры
17

приводит при фиксированной взлетной массе ЛА к снижению полезной
нагрузки или запаса топлива либо к увеличению взлетной массы, что
сопровождается ухудшением летно-технических характеристик ЛА
(дальности полета, маневренности и др.).
Параметры зарубежных РНС. Используемые в технической ли¬
тературе параметры, кроме перечисленных выше, включают специаль¬
ные характеристики: точность, эксплуатационную пригодность и цело¬
стность (достоверность) системы.
Точность систем характеризуют обычно удвоенной СКП, однако
эту характеристику используют при определении только линейной точ¬
ности или при описании погрешностей вдоль ортогональных осей ка¬
кой-либо системы координат. В системах, определяющих МП, применя¬
ется удвоенная СКП определения местоположения (2drms-double root
mean square), представляющая собой радиус окружности, которая со¬
держит не менее 95% всех возможных местоопределений данного объ¬
екта. Используется также вероятная круговая погрешность (CEP-circular
error probability), т.е. радиус окружности, содержащей 50% всех место-
определений. Считается, что 2drms = 2,5СЕР.
Вводят следующие определения точности:
прогнозируемая точность - точность местоопределения по отно¬
шению к истинному положению объекта;
повторяющаяся точность - точность, с которой потребитель на¬
вигационной информации может возвратиться на позицию, координаты
которой были измерены ранее с помощью той же РНС;
относительная точность - точность, с которой потребители на¬
вигационной информации, использующие одну и ту же РНС, определя¬
ют свое положение в одной и той же точке и которая характеризуется
расстоянием между этими потребителями в момент времени, соответст¬
вующий определениям местоположений.
Эксплуатационная пригодность (называемая иногда доступно¬
стью) - вероятность того, что в любое время и в любой точке простран¬
ства РНС обеспечивает потребителя информацией, достаточной для оп¬
ределения местоположения с заданной точностью. Мерой этого пара¬
метра является выраженное в процентах отношение времени, в течение
которого навигационные сигналы данной РНС пригодны для определе¬
ния местоположения, к общему времени работы системы. Для большин¬
ства систем данная вероятность достигает установившегося значения в
начальный период эксплуатации системы и не зависит от времени.
Целостность (достоверность) - способность системы обнаружи¬
вать свое неправильное функционирование и оповещать об этом потре¬
бителей навигационной информации, чтобы исключить использование
системы в тех случаях, когда ее эксплуатационные параметры выходят
за пределы установленных допусков. Мерой целостности являются зна¬
18

чение временной задержки, соответствующей интервалу времени от
момента начала неправильного функциойирования системы до того мо¬
мента, когда об этом будет сообщено экипажу ЛА.
1.5.	Классификация радионавигационных
устройств и систем
Основными классификационными признаками радионавигацион¬
ных устройств и систем являются назначение; характер источника ин¬
формативного сигнала; вид определяемого навигационного элемента W;
вид информативного параметра сигнала v и степень автономности.
Назначение характеризует класс навигационных задач, для решения
которых служит РНС. В соответствии с назначением различают радиосис¬
темы глобальной, дальней и ближней навигации, посадки, сближения и
стыковки ЛА и предупреждения столкновений движущихся объектов.
Глобальные РНС строятся на основе спутниковых РНС (СРНС) и
предназначены для высокоточного определения МП (позиционирова¬
ния) в любой точке земной поверхности или околоземного пространст¬
ва, т.е. обеспечивают обычно глобальную зону действия. Эти системы
работают в диапазоне дециметровых радиоволн и представляют собой
пассивные многопозиционные РНС, в которых МП рассчитывается по
результатам определения дальностей до РНТ. За РНТ принимают точки
расположения навигационных искусственных спутников Земли на ор¬
битах в момент измерений.
Радиосистемы дальней навигации (РСДН) предназначены для оп¬
ределения МП на расстояниях, превышающих дальность прямой види¬
мости. Системы дальней навигации работают на километровых (длин¬
ных) и мириаметровых (сверхдлинных) волнах и представляют собой
пассивные многопозиционные фазовые РНС. В этих системах МП рас¬
считывают по дальностям или разностям дальностей до наземных опор¬
ных станций, дальность действия которых составляет несколько тысяч
километров. Для определения МП в дальномерных РСДН необходимо
не менее двух опорных станций, а в разностно-дальномерных - не менее
двух пар таких станций.
Радиосистемы ближней навигации (РСБН) в основном служат для
определения МП в зоне прямой видимости наземных опорных станций
(радиомаяков), работающих в дециметровом диапазоне волн. Местопо¬
ложение объекта рассчитывается по определенным на нем азимуту опор¬
ной станции и дальности до той же станции (однопозиционная РНС). Для
нахождения этих навигационных элементов в РСБН имеются два незави¬
симых канала (каналы азимута и дальности). Используемый в РСБН ме¬
тод определения МП комбинированный и называется угломерно-
дапьномерным (азимуталъно-далъномерным).
19

Системы посадки (СП) самолетов и вертолетов предназначены для
получения на борту ЛА информации об угловых отклонениях Да и Ар
ЛА от заданной траектории снижения. Для таких СП выделены участки
частот в диапазонах метровых и сантиметровых радиоволн. Сантимет¬
ровые СП используются также для посадки многоразовых космических
аппаратов. Для посадки последних на необорудованные площадки слу¬
жат бортовые системы, контролирующие высоту и скорость снижения
космического аппарата, работающие в сантиметровом диапазоне.
Системы сближения и стыковки (причаливания) предназначены
для получения информации о взаимном положении, радиальной скоро¬
сти и дальности сближающихся объектов на этапе от начала сближения
до стыковки. Соответствующие системы функционируют в диапазоне
сантиметровых радиоволн или в оптическом диапазоне. В частном слу¬
чае межсамолетной навигации для решения части из этих задач исполь¬
зуются варианты РСБН.
Системы предупреждения столкновений (СПС) служат для выдачи
экипажу движущегося объекта сигнала об опасном сближении самоле¬
тов в воздухе, морских кораблей или автомобилей и команд на выпол¬
нение безопасного маневра по расхождению конфликтующих объектов.
В основе авиационных СПС лежат, например, автоматический обмен
информацией о высоте и скорости взаимодействующих ЛА и определе¬
ние расстояния между ними.
Характер источника информативного сигнала влияет на струк¬
туру РНС и в зависимости от источника принимаемого и обрабатывае¬
мого в РНУ сигнала различают активные, активные с активным отве¬
том, пассивные и многопозиционные устройства и системы.
Активные устройства и системы извлекают информацию из отражен¬
ных от земной поверхности сигналов, т.е. основаны на принципах радиоло¬
кации. Отличительным признаком таких РНУ является наличие передатчи¬
ка на определяющем свое местопо¬
ложение объекте О (рис. 1.9).
Вырабатываемый блоком фор¬
мирования (БФС) сигнал усиливается
и (при необходимости) преобразуется
в передатчике (Прд), сигнал которого
поступает на передающую антенну
А-1 и излучается в сторону земной
поверхности. Отраженный от этой
поверхности сигнал принимается ан¬
тенной А-2, поступает на приемник
(Прм), а затем - на измеритель (Изм),
Рис. 1.9. Структурная схема активного где он сравнивается с сигналом, по-
РНУ	лученным от БФС. Таким образом,
20

формирование излучаемого (опорного) сигнала и его сравнение с отражен¬
ным выполняются на одном и том же объекте О. В активных РНУ излучае¬
мый сигнал, как и в радиолокации, называют зондирующим.
Активные устройства с активным ответом извлекают информацию
из собственного сигнала, ретранслированного внешним по отношению к
определяющему свое МП объекту О устройством (ответчиком), т.е. реа¬
лизуют принцип «запрос-ответ» (рис. Р. 10).
Рис. 1.10. Структурная схема активного РНУ с активным ответом
Схема построения запросчика аналогична рассмотренной выше
схеме активного РНУ, только формируемый в ней сигнал называют сиг¬
налом запроса (СЗ). Ответчик представляет собой приемопередатчик,
отличающийся тем, что в его состав включен блок формирования сиг¬
нала ответа (БФСО). Наличие ответчика позволяет увеличить мощность
принимаемого Прм-1 сигнала по сравнению с обычной активной систе¬
мой. Поэтому дальность действия рассматриваемых РНУ ограничивает¬
ся не мощностью передатчика объекта Прд-1, а дальностью прямой ви¬
димости. С целью повышения помехоустойчивости сигналы запроса и
ответа (СО) обычно кодируются. Кроме того, по линии запросчик-
ответчик можно передавать дополнительную информацию. Однако сис¬
темам с активным ответом свойственно ограничение пропускной спо¬
собности, что связано с перегрузкой передатчика Прд-2 ответчика.
Пассивные устройства извлекают информацию из сигналов, излу¬
чаемых внешними по отношению к
определяющему свое МП объекту О
передающими радиостанциями, на¬
зываемыми опорными (рис. 1.11).
Опорная станция (ОС) излуча¬
ет сигнал, формируемый блоком
БФС-1. Этот сигнал принимается на
объекте (О) и поступает на измери¬
тель (Изм), где производится его
сравнение с сигналом БФС-2. Осо¬
бенностью пассивных РНУ являет¬
Рис. 1.11. Структурная схема
пассивного РНУ
21

ся сложность измерения информативного параметра сигнала, так как
для этого необходимо, чтобы БФС-2 вырабатывал точную копию сигна¬
ла, формируемого на ОС блоком БФС-1.
Многопозиционные устройст¬
ва и системы извлекают информа¬
цию из сигналов, принимаемых от
разнесенных в пространстве ОС.
Многопозиционная система может
быть реализована как в активном,
так и в пассивном вариантах. При¬
мером такой системы является пас¬
сивная многопозиционная РНС, в
которой МП объекта (О) определя¬
ется по сигналам, излучаемым од¬
новременно несколькими ОС, рас¬
положенными на искусственных
спутниках Земли (ИСЗ) (рис. 1.12).
Многопозиционные РНС обладают рядом достоинств по сравне¬
нию с обычными (однопозиционными). Так, избыточность информации
позволяет повысить точность системы, а рациональное размещение ОС -
увеличить ее рабочую область (зону действия).
Вид навигационного параметра W влияет на форму поверхно¬
стей и линий положения, т.е. на геометрические особенности РНУ и
РНС, от которых зависит точность определения МП. В зависимости от
вида W различают угломерные, дальномерные, разностио-дапъномерные
РНУ и измерители скорости.
Угломерные РНУ относятся к классу пассивных устройств и опре¬
деляют W, представляющий собой угол в горизонтальной а или верти¬
кальной р плоскостях или в плоскостях системы координат, связанной с
ЛА. Применяются радиомаячные и радиопеленгационные РНУ. Радиома-
ячные устройства, в состав которых входит радиомаяк (обычно назем¬
ный), формируют электромагнитное поле, параметры которого зависят от
угловых координат точки приема. Представителями этой группы являют¬
ся угломерные РНУ систем посадки и ближней навигации. Радиопеленга¬
ционные устройства (радиопеленгаторы) определяют угловые координа¬
ты источника излучения электромагнитных колебаний путем измерения
направления прихода радиоволн. В радионавигации применяются как на¬
земные радиопеленгаторы, так и бортовые (радиокомпасы).
Поверхность положения угломерных РНУ представляет собой вер¬
тикальную плоскость (при определении угла в горизонтальной плоско¬
сти, например, азимута) или конус (при определении угла в вертикаль¬
ной плоскости). Линия положения, образованная сечением поверхности
положения той плоскостью (горизонтальной или вертикальной), в кото¬
Рис. 1.12. Структурная схема
пассивной многопозиционной РНС
22

рой определяется угловое положение ЛА, есть прямая (линия равных
азимутов или углов места).
Дальномерные РНУ (радиодальномеры) определяют W, представ¬
ляющий собой расстояние R между двумя объектами (W = R) или высоту
объекта Н(W = Н) и могут быть реализованы как в активном, так и в пас¬
сивном вариантах. Активные дальномеры применяют для определения
высоты полета, а при наличии ответчика - для измерения расстояния от
несущего радиодальномер объекта до РНТ, где размещается ответчик.
I (ассивные дальномеры являются основой многопозиционных РНС.
Поверхность положения дальномерных РНУ - сфера радиуса Д, а
линия положения - окружность того же радиуса.
Разностно-дальномерные РНУ относятся к классу пассивных уст¬
ройств и определяют W= R\ - R2. Здесь /?iH R2 - расстояния от объекта
до двух РНТ или от РНУ до двух опорных станций. Разность расстояний
Rp = R\ - R2 находят при сравнении параметров сигналов, принимаемых
от ОС. На основе разностно-дальномерных РНУ строятся некоторые
многопозиционные РНС.
Поверхность положения разностно-дальномерных РНУ - гипербо¬
лоид, образованный вращением гиперболы R^ = const вокруг оси, про¬
ходящей через РНТ (фокусы гиперболы), а сама гипербола является ли¬
нией положения РНУ.
Измерители скорости предназначены для определения вектора
скорости V или его составляющих V, (W = V или W = V/). Информация
о W заключена в доплеровском сдвиге частоты F%, который выделяется
при сравнении частоты отраженного от земной поверхности сигнала с
частотой излучаемых колебаний. К рассматриваемым РНУ относятся
доплеровские измерители скорости, которые обычно используют в ка¬
честве датчиков систем счисления пути.
Вид информативного параметра сигнала v определяет структуру
и потенциальную точность РНУ. Последнее утверждение следует из вы¬
текающего из (1.1) при Mv = const соотношения
aw = Mvov ,	(1.2)
где и av - СКП определения W и измерения v соответственно.
В зависимости от того, какой параметр принимаемого на РНУ сигнала
информативный, т.е. связан с W соотношением (1.1), различают амплитуд¬
ные, частотные, временные и фазовые РНУ. Такие же названия носят со¬
ответствующие методы определения W. Заключенная в v информация вы¬
деляется обычно при сравнении принятого сигнала с опорным.
Амплитудные РНУ определяют W по результатам измерения ам¬
плитуды Um принимаемого сигнала (v = Um) или связанного с ней коэф¬
фициента глубины амплитудной модуляции т этого сигнала (v = т).
23

Амплитуда принимаемого сигнала зависит не только от W, но и от мно¬
гочисленных факторов, учесть которые практически невозможно. По¬
этому область применения амплитудных РНУ ограничивается опреде¬
лением угловых координат, где при соответствующем построении РНУ
(например, при измерении т) влияние мешающих факторов может быть
сведено к приемлемому минимуму.
Обязательный элемент амплитудных угломерных РНУ - одна или
несколько направленных антенн, с помощью которых формируется сиг¬
нал с амплитудой £/да(0р), зависящей от угла рассогласования 0р между
осью симметрии диаграммы направленности и направлением передат¬
чик - приемник. В таких РНУ навигационный элемент W = 0Р. Искомая
координата (а или Р) может отсчитываться по углу поворота антенны
или ее ДН, при котором 0Р = 0.
Специфическими факторами, влияющими на точность амплитуд¬
ных РНУ, являются крутизна диаграммы направленности антенн РНУ
при 0Р = 0 и наличие сигналов, отраженных от находящихся вблизи от
РНУ местных объектов.
Частотные РНУ определяют W по результатам измерения разности
частот Fp излучаемого и принимаемого отраженного от земной поверх¬
ности сигналов (v = Fp) и применяются в основном для измерения высо¬
ты полета и скорости ЛА. Эти РНУ относятся к классу активных уст¬
ройств и работают в режиме непрерывного излучения зондирующего
сигнала. Опорным сигналом служат излучаемые колебания, стабиль¬
ность частоты которых должна быть такой, чтобы уход их частоты за
время прохождения сигнала от ЛА до земной поверхности и обратно
был существенно меньше измеряемого сдвига частот Fp.
Специфическими факторами, ограничивающими точность частот¬
ных РНУ, являются влияние просачивающегося в приемный тракт сиг¬
нала передатчика (следствие применения режима непрерывного излуче¬
ния) и случайный характер отраженного от земной поверхности сигнала
(следствие многоточечного характера отражающей поверхности). Пер¬
вый из этих факторов приводит к увеличению коэффициента шума при¬
емника, а второй - к погрешностям, зависящим от ширины диаграммы
направленности антенн РНУ и от вида отражающей поверхности.
Временные РНУ определяют W по результатам измерения интер¬
вала времени А/ между двумя сигналами (v = At). В большинстве вре¬
менных РНУ используют простые импульсные сигналы (импульсные
РНУ), которые применяются в далыюмерных, разностно-далъномерных
и угломерных системах. В дальномерных РНУ, относящихся к классу
активных устройств с активным ответом, измеряется время задержки
импульса сигнала ответа относительно импульса сигнала запроса. В
разностно-дальномерных и угломерных РНУ импульсы, интервал At
между которыми измеряется на объекте, формируются с помощью ап¬
24

паратуры опорных станций (обычно наземных), т.е. аппаратура опреде¬
ляющего свое МП объекта работает в пассивном режиме.
Точность импульсных РНУ существенно зависит от формы и дли¬
тельности используемых импульсных сигналов и от выбора точки на
огибающей импульса, по которой отсчитывается интервал At.
Наивысшая точность временных РНУ достигается при использовании
фазоманипулированных сигналов (ФМС), применяемых при определении
дальности в пассивных многопозиционных спутниковых РНС (см. рис.
1.12). Интервал At измеряется при корреляционном сравнении кодирован¬
ных ФМС, один из которых формируется на искусственном спутнике Зем¬
ли, а второй (опорный) - на определяющем свое МП объекте.
Особенностями радиодальномеров с ФМС, кроме высокой точно¬
сти, являются возможность увеличения дальности действия при сравни¬
тельно малой мощности излучаемого со спутника сигнала и высокая
помехоустойчивость.
Фазовые РНУ определяют W по результатам измерения разности фаз
Дф двух сигналов (v = Аф), работают в пассивном режиме и применяются
при определении дальности, разности дальностей и угловых координат. В
фазовых дальномерных и разностно-дальномерных РНУ требуются борто¬
вые опорные эталонные генераторы с высокой стабильностью частоты, с
фазой сигнала которых производится сравнение фазы принимаемого сиг¬
нала. В фазовых угломерных РНУ измеряется разность фаз Дф между дву¬
мя принимаемыми сигналами, один из которых опорный. Оба сигнала
формируются аппаратурой наземного радиомаяка.
Точность фазовых РНУ тем выше, чем больше частота сигнала, на ко¬
торой производится сравнение фаз. Однако при увеличении этой частоты
сокращается зона однозначного определения W, поскольку судить о W
можно только при Дф < 2я. Противоречие между требуемой точностью и
однозначностью определения ^характерно для всех фазовых РНУ.
Степень автономности определяет возможность использования
РНУ или РНС для навигации на трассах, не обслуживаемых наземными
или спутниковыми средствами. Различают автономные и неавтоном¬
ные РНУ и РНС.
Автономные устройства и системы определяют W без помощи ра¬
диолинии, связывающей бортовую аппаратуру данного объекта с внеш¬
ними по отношению к нему радиоэлектронными устройствами. В таких
РНУ (РНС) реализуется радиолокационный принцип, т.е. информация о
W извлекается из отраженного от земной поверхности сигнала. К этому
классу относятся частотные РНУ, системы счисления пути и обзорно¬
сравнительные системы.
Неавтономные устройства и системы имеют в своем составе как
бортовую аппаратуру, установленную на определяющем свое МП объ¬
екте, так и связанную с ней радиолинией аппаратуру специальных ра¬
25

диостанций, размещенных на наземных пунктах, искусственных спут¬
никах Земли или других объектах. К неавтономным относятся все пози¬
ционные РНУ и РНС.
Контрольные вопросы
1.	Что является источником сигналов в РНУ?
2.	Что такое радионавигационная система и каковы ее отличия от радио¬
локационной системы?
3.	Что является общим у радионавигационных и радиолокационных систем?
4.	Какие координатные системы используют в радионавигации и в чем их
отличия?
5.	Как используют РНС при навигации(вождении) ЛА?
6.	Зачем используют поиск сигнала и какие разновидности поиска Вы
знаете?
7.	Может ли масштабный коэффициент быть случайной величиной?
8.	Укажите свойства электромагнитных волн, используемых для опреде¬
ления навигационного элемента.
9.	Что такое информативный параметр сигнала и как он связан с навига¬
ционным элементом?
10.	Чему равно время запаздывания сигнала, если он прошел расстояние
150 км?
11.	Чему равен доплеровский сдвиг несущей частоты сигнала f0 = 109 Гц,
если передатчик и приемник сближаются со скоростью 1200 км/ч?
12.	Сравните методы определения местоположения объектов.
13.	Как и для чего используются в радионавигации поверхности и линии
положения?
14.	Что такое тактико-технические параметры РНС и как они используют¬
ся при проектировании PH-ап паратуры?
15.	Какими погрешностями характеризуют точность измерения навигаци¬
онных элементов? Что такое средняя квадратическая погрешность и какова ве¬
роятность ошибки, не превышающей ее?
16.	Чем отличаются две РНС, характеризующиеся точностями <т= 100 м и
Зет = 100 м?
17.	Зачем нужно знать рабочую область (зону) РНС?
18.	Вероятность безотказной работы РНУ связана с временем наработки
экспоненциальной зависимостью. Какова вероятность сохранения работоспо¬
собности РНУ, если РНУ проработало время, равное среднему времени нара¬
ботки на отказ?
19.	Определите максимальную дальность действия наземного радиомаяка
РСБН, если он предназначен для работы с ЛА, летящими на высоте 16000 м?
20.	Перечислите особенности пассивных и активных РНУ.
21.	Каковы области применения многопозиционных РНС?
22.	Какие ограничения существуют для применения амплитудных РНС?
26

Глава 2. ДАЛЬНОСТЬ
ДЕЙСТВИЯ И ТОЧНОСТЬ
РНУ И РНС
2.1.	Дальность действия РНУ и РНС
2.1.1.	Дальность действия РНУ в свободном пространстве
Одна из основных задач при проектировании РНУ или РНС за¬
ключается в обеспечении такой мощности принимаемого сигнала Р2,
мри которой элементы W, характеризующие положение и движение
объекта, измеряются с заданными точностью и вероятностью.
Дальность действия позиционного пассивного РНУ. В позици¬
онных пассивных РНУ (см. рис. 1.11), определяющих навигационный
элемент W, объект О связан с опорной станцией (ОС) радиолинией, часто
называемой навигационной. Плотность мощности сигнала на единицу
поверхности на расстоянии R от передающей антенны РНУ в направле¬
нии максимума ее диаграммы направленности, т.е. отношение излучае¬
мой мощности к площади сферы радиуса R, определяется соотношением
4nR2
(2.1)
где Р1 - мощность передатчика; GaJ - коэффициент усиления передаю¬
щей антенны в направлений максимума диаграммы направленности (по
мощности); ц | - КПД фидерной линии, связывающей передающую ан¬
тенну с передатчиком (все параметры относятся к опорной станции).
Мощность сигнала на входе приемника РНУ объекта О, располо¬
женного в направлении максимума излучения:
^2 = ^а2л2,	(2.2)
где £а2 - эффективная площадь приемной антенны; т|2 “ КПД фидерной
линии приемного тракта РНУ.
Известно, что
GX
4я
(2.3)
Здесь Ga - коэффициент усиления приемной антенны.
27

(2.4)
Тогда соотношение (2.2) принимает вид
*2 -
Сигнал с мощностью Р2 служит для определения навигационного
элемента W. Учитывая, что при отсутствии внешних помех на выпол¬
няемые в РНУ измерения оказывают мешающее влияние внутренние
шумы приемника, введем минимальное отношение мощностей сигнала
и шума qmin = Р21Рт, при котором флуктуационная СКП определения W
(alv) не будет превышать заданное значение*. Так как мощность шума,
приведенная к входу приемника,
где кш - коэффициент шума приемника; к = 1,38-10”23 Вт/(Гц-град) - по¬
стоянная Больцмана; Т0 - стандартная температура при определении
коэффициента шума (Т0 = 290 К);	- эффективная ширина спектра
шума приемного тракта, определяемая полосой пропускания линейной
части приемника, предшествующей измерителю информативного пара¬
метра сигнала; £ - коэффициент потерь, показывающий во сколько раз
уменьшается отношение мощности сигнала к мощности шума из-за не-
оптимальности обработки. Используя (2.4) и (2.5), получаем соотноше¬
ние, определяющее дальность действия рассматриваемого РНУ, т.е. то
максимальное расстояние от опорной станции, на котором обеспечива¬
ется заданное значение gw при работе в свободном пространстве:
При радионавигационных измерениях обычно необходимо обеспе¬
чить прием сигналов опорной станции с любого направления. Для удов¬
летворения этого требования используют ненаправленные антенны, для
которых Gai »Ga2»l. Поэтому
С помощью (2.7) можно рассчитать минимальное значение мощ¬
ности Pmin передатчика, при котором на требуемой дальности будет
обеспечена заданная точность (аналог пороговой мощности Рпор в ре¬
жиме обнаружения};
Рш = kJT^FJ^,
(2.5)
(2.6)
(2.7)
(2.8)
Заметим, что в РЛС вместо qn»n задаются значением порогового отношения сигнал/шум
qaop, характеризующего качество обнаружения сигнала.
28

Дальность действия активных РНУ с активным ответом. В та¬
ких РНУ (см. рис. 1.10) дальности действия запросчика и ответчика рас-
R —
Л з^а 1 з^а2от Л1 з1! 2от^
iVmax от ^
(4я)2 РтinOT
R —
/Лтпах з ^
^1 от^а 1 от^а2з^11 отП 2з^
(4я)2 Ртт,
где индексы «з» и «от» служат для обозначения параметров запросчика
и ответчика соответственно.
При R > Ятах от сигнал не сможет быть принят ответчиком, а при
R > Rmax з - запросчиком. Поэтому целесообразен вариант активной сис¬
темы с активным ответом, у которой Rmахз= Дтах 0Т5 Для чего необходимо
обеспечить равенство
р р ^а!з Л1з = р р ^а!от ^Ьот
Чзчшпз л	/1отГ1шпот
Ч2з	^агот Ч2от
В частном случае работы в импульсном режиме (одна антенна на
ответчике и одна на запросчике) Р\ iPmm •, = Р\тРт\ат-
Дальность действия (максимальная рабочая высота) актив¬
ных РНУ. В рассматриваемых устройствах практический интерес пред¬
ставляет не ЯШ11Х, а максимальная рабочая высота (высотность РНУ) над
отражающей поверхностью Ятах на которой обеспечивается заданная
точность определения W\
=	(2.9)
где Ро - угол визирования отражающей площадки ОП, соответствую¬
щий в данной ситуации углу наклона ДН антенны РНУ (рис. 2.1).
Рис. 2.1. Размеры отражающей площадки ОП при облучении земной
поверхности РНУ с непрерывным излучением сигнала
29

Воспользуемся соотношением для дальности действия активного
РНУ
R .. = 4
faWSo
тахО ^
4**4in ’
(2.10)
где S0 - эффективная площадь рассеяния (ЭПР) цели и учтено, что пере¬
дающий и приемный антенно-фидерные тракты радиоустройства иден¬
тичны (Sal = 5а2 = Sa И Г| 1 = Л2 = л)-
Согласно рис. 2.1, отражающая площадка представляет собой по¬
верхностно распределенную цель (при непрерывном излучении имею¬
щая форму эллипса), ЭПР которой
*о =
4 sin Р0
VPo)
(2.11)
где а0,5 и р0,5 - ширина ДН в горизонтальной и вертикальной плоско¬
стях; Syn - удельная ЭПР с размерностью м2/м2, зависящая от угла р0 и
от типа ОП.
В соотношении (2.11) принято, что tga0,5« СС0,5 и tg(3o,5~ Ро,5-
Используя приближенную формулу a0 5Р0 5 « X2/Sa и соотношения
(2.9) и (2.11), получаем
^тах 0 ” -
/ ^Ал Syn (Ро) s*n Ро
i6Pmin
(2.12)
2.1.2.	Влияние условий распространения радиоволн на дальность
действия и точность РНУ
Радионавигационные средства наиболее широко применяются для
определения координат и скорости объектов, находящихся в околозем¬
ном пространстве или на поверхности Земли. При этом используемые в
РНУ радиоволны распространяются в пределах земной атмосферы,
представляющей собой среду с переменными параметрами (давление,
температура, влажность и др.). Эти параметры влияют на относитель¬
ную диэлектрическую проницаемость s’ атмосферы, а следовательно, и
на коэффициент преломления п и скорость распространения радиоволн
v = cVs7 = с/п, где с - скорость распространения радиоволн в вакууме.
При распространении радиоволн имеет место уменьшение энергии
сигнала (затухание) не только в силу закона сферического рассеяния,
когда принимаемая мощность Р2~ 1/Я2 (см. раздел 2.1.1), но и из-за по¬
глощения в среде, в которой или над которой распространяется волна.
Степень поглощения энергии сигнала существенно зависит от длины
волны X этого сигнала.
30

В радионавигации используются
сигналы с длинами волн, лежащими в
диапазоне от нескольких сантиметров
до 30 км, существенно отличающиеся
по характеру распространения. В за¬
висимости от вида траектории распро¬
странения (рис. 2.2) различают четыре
характерных типа радиоволн: тропо¬
сферные - /, поверхностные - 2, про¬
странственные - 3, радиоволны и ра¬
диоволны волноводного типа - 4.
В данной главе рассматриваются некоторые особенности радио¬
волн этих типов, оказывающие влияние на работу РНУ. Для детального
ознакомления с этими особенностями следует обратиться к литератур¬
ным источникам по теории распространения радиоволн.
Тропосферные волны (ТВ). Радиоволны этого типа характерны
для диапазона УКВ. Это объясняется тем, что электромагнитные коле¬
бания с X < Юм обычно не отражаются от ионосферы и не способны
огибать сферическую поверхность земного шара.
Известно, что тропосфера, верхняя граница которой над поверх¬
ностью Земли находится на высоте около 15км, представляет собой не¬
однородную диэлектрическую среду с изменяющимся по высоте коэф¬
фициентом преломления п, состоящую в основном из воздуха и водяно¬
го пара. Изменение п ведет к искривлению траектории волны (рефрак¬
ция), а наличие газов воздуха и пара вызывает поглощение энергии сиг¬
нала. Кроме этих факторов, на работу РНУ диапазона УКВ влияют сиг¬
налы, отраженные от земной поверхности, вызывающие искажения диа¬
грамм направленности антенн РНУ.
Следует отметить достаточно высокое постоянство параметров
тропосферы, что в ряде случаев позволяет учитывать их влияние на
дальность действия и точность РНУ.
Рефракция ТВ зависит от градиента коэффициента преломления
dn/dH. Для учета влияния рефракции реальную тропосферу заменяют ее
моделью - стандартной («нормальной») тропосферой (давление у по¬
верхности Земли 760 мм рт.ст., температура 15°С, влажность 60%). Вы¬
сота стандартной тропосферы 11 км. В пределах стандартной тропосфе¬
ры градиент коэффициента преломления постоянен и составляет
dnjаН = -4 10-8 1/м, что соответствует положительной рефракции, ко¬
гда радиус кривизны траектории волны ^ > 0 и траектория обращена
выпуклостью вверх. Для стандартной тропосферы Rw = 25000 км. В ре¬
зультате рефракции примерно на 15% возрастает дальность прямой ви¬
димости, обусловленной сферической поверхностью Земли.
Рис. 2.2. Траектории радиоволн
различных типов
31

При постоянстве коэффициен¬
та преломления атмосферы, т.е. при
отсутствии рефракции радиоволны
распространяются прямолинейно, и
дальность действия радиолинии ог¬
раничивается дальностью прямой
видимости (рис. 2.3):
Лпво = 112,9 (фГ^+jHj.
При учете рефракции радио¬
волн связь возможна на дальностях,
больших Япво*
Rm =130,3(7^ + 7^).
В последних двух формулах Н\ и Я2 - высоты подъема передаю¬
щей и приемной антенн над земной поверхностью (в км).
Рефракция приводит к погрешностям определения дальности R и
угла места Р (погрешность тропосферной рефракции), зависящим соот¬
ветственно от длины участка траектории волны в тропосфере и угла
места источника излучения или точки приема сигнала. Значения AR мо¬
гут достигать нескольких метров, а ДР - нескольких угловых минут.
Погрешности AR и Ар имеют систематический характер, могут быть
рассчитаны заранее с использованием соответствующей модели тропо¬
сферы и скомпенсированы при измерениях навигационных элементов W.
Поглощение ТВ в основном вызывается поглощением и рассеянием
энергии сигнала гидрометеорами (дождь, снег и т.п.), молекулами кислоро¬
да и воды, а также пылью и снижает дальность действия РНУ диапазона
УКВ. С учетом этих факторов дальность действия РНУ, работающих в
YKB-диапазоне, опреде-
ляется выражением
где Яшах0 - дальность
действия в свободном
пространстве, рассчиты¬
ваемая по формулам раз¬
дела 2.1.1; v - удельный
коэффициент	погло¬
щения (затухания), изме¬
ряемый в дБ/км; Roc -
протяженность зоны
осадков (км) по трассе
распространения радио¬
волны.
Рис. 2.4. Зависимость удельного коэффициента
поглощения электромагнитной энергии
от длины волны (а) и интенсивности осадков (б)
Рис. 2.3» Дальность прямой видимо¬
сти: ОТ - область тени;
Яз= 6370 км - физический радиус Земли
32

Поглощение ТВ зависит от длины волны и интенсивности осадков
Q (рис. 2.4). Сигналы с длиной волны X > 30 см существенного погло¬
щения в тропосфере не испытывают.
Влияние отраженных от земной поверхности сигналов на диаграмму
направленности антенны РНУ. Искажения ДНА в вертикальной плоско¬
сти обусловлены интерференцией радиоволн, распространяющихся от ан¬
тенны РНУ по прямому и отраженному от земной поверхности лучам.
Отраженный от земной поверхности интерферирующий сигнал (рис. 2.5)
появляется при выполнении условия 0,5фОв> Ро, где ср0в - ширина главно¬
го лепестка ДНА в вертикальной плоскости по уровню нулевой мощно¬
сти; Ро - угол наклона максимума ДНА к горизонту.
При интерференции указанных
сигналов вместо исходной ДНА ДР)
формируется искаженная многоле¬
пестковая ДНА /г(р) (рис. 2.6). Ме¬
тоды нахождения fc (Р) в зависимо¬
сти отДР) и свойств подстилающей
поверхности излагаются в курсе
«Антенны и техника СВЧ». Отметим
только, что число лепестков и про¬
валов в результирующей ДНА, их
положение и ширина зависят от от¬
ношения высоты подъема антенны
/?а и длины волны X. Для уменьше¬
ния глубины провалов или измене¬
ния их положения применяют не¬
сколько разнесенных по высоте ан¬
тенн, высоты которых выбирают та¬
кими, чтобы лепестки одних ДНА
перекрывали провалы в других
ДНА. К некоторому уменьшению
глубины провалов приводит опускание или подъем главного лепестка
ДНА. Кроме того, переход от вертикальной поляризации радиоволн к
горизонтальной приводит к тому, что лепестки и провалы ДНА меняют¬
ся местами из-за изменения на 180° фазы отраженного от земной по¬
верхности сигнала. Наконец, возможна суммарно-разностная обработка
сигналов, в результате которой также меняются местами лепестки и
провалы ДНА.
Влияние ДНА на дальность действия РНУ в вертикальной плоско¬
сти проследим по связи КНД антенны по мощности Ga(P) с результи¬
рующей ДНА по напряженности поля^(р): Ga(p) = GaQfc2(р), где Ga0 -
максимальное значение КНД антенны. Тогда
Рис. 2.5. Отражение радиоволны
от земной поверхности
при широкой ДНА
Рис. 2.6. Искажение ДНА из-за влияния
отраженного от земной поверхности
сигнала
2—3168
33

=^pg,./x.(P) =
где Kv - коэффициент, объединяющий все остальные параметры РНУ.
Поверхностные волны (ПВ). Поверхностными называют радио¬
волны, которые распространяются в непосредственной близости к по¬
верхности Земли и огибают сферическую поверхность земного шара
вследствие явления дифракции. Особенности распространения ПВ свя¬
заны с влиянием почвы (суша, море), над которой проходит радиоволна,
и зависят от электрических свойств подстилающей поверхности.
Почва представляет собой полупроводник с комплексной относи¬
тельной диэлектрической проницаемостью s' = е + j60aX, где а - удель¬
ная проводимость почвы. Отношение Кп = 60стА,/б характеризует элек¬
трические свойства почвы: при FCn> 1 почва по своим свойствам при¬
ближается к проводнику, а при Кп < 0,1 - к диэлектрику. Основное
влияние почва оказывает на поглощение энергии, распространяющейся
над ней волны и на фазу принимаемого сигнала.
Общее представление о ха¬
рактере распространения ПВ мож¬
но получить из рис. 2.7, где пока¬
зана зависимость от длины волны
напряженности электрического
поля радиоволны Е (в децибелах
относительно 1 мкВ/м) в точке
приема, находящейся на расстоя¬
нии 1000 км от передатчика с из¬
лучаемой мощностью 1 кВт.
Практический интерес ПВ
представляют при длине волны
X > 100 м. Дальность действия
РНУ на ПВ может доходить до
3000-4000 км.
Дифракция поверхностных
радиоволн. В радиотехнике под
дифракцией понимают огибание
радиоволной встречных препят¬
ствий. Для ПВ таким препятст¬
вием является шаровой сегмент
земной поверхности (рис. 2.8).
Дифракция проявляется, когда
длина волны сигнала соизмерима
с высотой И этого сегмента, зави¬
сящей от длины трассы радио-
Рис. 2.7. Зависимость напряженности
электрического поля поверхностной
волны от длины волны на расстоянии
1000 км от передатчика:
1	- распространение над морем;
2	- распространение над сушей
Рис. 2.8. Шаровой сегмент, огибаемый
поверхностной волной
34

волны /т и составляющей 7,8км при /т = 500 км (при /х = 1000 км, напри¬
мер, h = 31 км).
Наименьшее влияние сферичность Земли оказывает на РНУ, рабо¬
тающие на длинных и сверхдлинных волнах ( А > 1 км).
Поглощение ПВ в почве. Этот фактор проявляется тем сильнее,
чем ближе параметры почвы к параметрам диэлектрика, т.е. чем меньше
Кп. Дело в том, что в верхнем (пограничном) слое почвы распростра¬
няющаяся над ней волна наводит токи смещения или проводимости, на
что тратится часть энергии этой волны. Если отношение Кп возрастает
(т.е. проводимость почвы растет), то радиоволны слабо проникают в
почву и потери в ней уменьшаются. С другой стороны, при уменьшении
Кп почва по своим параметрам приближается к диэлектрику, экрани¬
рующее действие наведенных в ней токов ослабляется и волна проника¬
ет в почву на большую глубину, что приводит к уменьшению энергии
полезного сигнала.
Так как отношение Кп зависит от длины волны, то степень погло¬
щения уменьшается с увеличением А, (при данном значении а/е, т.е. при
данном виде почвы).
Из сказанного следует, что дальность действия РНУ, работающего
на ПВ, увеличивается при распространении радиоволн над морем и с
увеличением длины волны (см. рис. 2.7).
Дополнительный фазовый сдвиг сигнала. Комплексный характер
относительной диэлектрической проницаемости почвы приводит к до¬
полнительному фазовому сдвигу сигнала срд, снижающему точность фа¬
зовых РНУ. Показано, что
Фд = 2arctgKn -arctg
Кп
1-1/8 ’
откуда следует, что на срд влияют те же факторы, что и на поглощение ПВ.
При анализе точности фазовых РНУ обычно оперируют с так на¬
зываемой эквивалентной задержкой сигнала AtR = фд/ш0, где о0 - несу¬
щая частота. Значение Д/д может доходить до нескольких наносекунд на
километр и уменьшается при распространении радиоволны над морем.
Пространственные радиоволны (ПРВ). Пространственными на¬
зывают радиоволны, распространяющиеся на большие расстояния и
огибающие земной шар в результате отражения от ионосферы. Такой
тип распространения возможен для сигналов с несущей частотой менее
30 МГц (А >10 м).
Причина возникновения ПРВ - полное внутреннее отражение из-за
многократного преломления радиоволны при переходе последней из
одного слоя ионосферы с коэффициентом преломления л, в другой слой
с пщ< Hi (дискретная модель ионосферы). Максимальная частота сигна¬
ла, при которой радиоволны отражаются от данного слоя ионосферы
35

при вертикальном падении радиоволны на ионосферу, называется кри¬
тической частотой:
/кр =780,8^э.
(2.13)
где N3 - электронная концентрация в единице объема, а/кр выражается в
герцах.
При падении радиоволны на ионосферу с углом падения р„ > 0°
максимальная частота отражаемого сигнала не должна превышать
(2.14)
Энергия проходящей через ионосферу радиоволны частично рас¬
ходуется на поддержание колебательного движения свободных элек¬
тронов с частотой сигнала, которое нарушается из-за столкновений
электронов с нейтральными молекулами газов, присутствующими в ио¬
носфере. Приблизительное значение удельного коэффициента поглоще¬
ния можно рассчитать по формуле
1,35-1 ОТ1 N£lf2,
(2.15)
где £ - число столкновений электронов в единицу времени; / - частота
сигнала, Гц.
Из соотношения (2.15) следует, что при заданном значении N£
(например, 1017 для слоя Е ионосферы или 1015 для слоя F) поглощение
уменьшается при увеличения несущей частоты сигнала.
Особенностью ПРВ, отрицательно влияющей на работу РНУ, яв¬
ляется крайняя нестабильность параметров принимаемого сигнала (ам¬
плитуды, фазы, времени распространения и поляризации), что связано
со случайными изменениями N3 и зависящими, главным образом, от
интенсивности ионизирующей радиации Солнца. Эта особенность су¬
щественно ограничивает область применения ПРВ в радионавигации.
Радиоволны волноводного типа (РВТ). К этому типу относятся
радиоволны, распространяющиеся на очень большие расстояния в свое¬
образном сферическом волноводе, образованном земной поверхностью
и нижней областью ионосферы, расположенной на высоте 70 - 90 км.
Из соотношений (2.13) и (2.14) следует, что при больших углах падения
Р„ и значениях N3, характерных для нижних слоев D и Е ионосферы
(Уэ« 108-1012 м_3), от этих слоев могут отражаться сигналы, длина вол¬
ны которых превышает несколько километров. Существенно, что чем
больше длина волны, тем ниже граница отражающего радиоволну слоя
ионосферы, т.е. тем меньше «глубина» проникновения волны в ионо¬
сферу и меньше потери энергии сигнала, несмотря на значительный
удельный коэффициент поглощения v„ в отражающей волну области.
Потери в отражающей области ионосферы являются главной причиной
затухания сигнала РВТ, так как потери при отражении от проводящей
36

поверхности Земли практически отсутствуют (для радиоволн диапазо¬
нов длинных (ДВ) и сверхдлинных (СДВ) волн почва представляет со¬
бой проводник). Максимальное значение удельного коэффициента по¬
глощения составляет примерно 0,001 дБ/км. Незначительное поглоще¬
ние и многократное отражение волны от «стенок» сферического волно¬
вода позволяют получить дальность действия РНУ на РВТ, доходящую
до 10000 км при излучаемой мощности 10 кВт. Сравнительно большая
стабильность параметров отражающих слоев ионосферы способствует
достаточно высокому постоянству сигнала в точке приема.
Сравнение свойств радиоволн различных типов. Возможности
использования радиоволн различных типов для навигационных целей
иллюстрируются табл. 2.1, из которой следует, что для РНУ наиболее
предпочтительны ТВ. Именно поэтому большинство РНУ работает в
диапазоне УКВ и обслуживает зону с радиусом, равным дальности пря¬
мой видимости Япв. Увеличения дальности распространения радиовол¬
ны до R|)B > RnB достигают, применяя ПВ и особенно РВТ, которые ис¬
пользуются в РНУ дальней навигации, несмотря на высокий уровень
помех в этих диапазонах радиоволн.
Таблица 2.1
Тип
волны
Основной диапазон
^рв,
км
Интенсивность
атмосферных
помех
Стабильность
условий
распространения
Название
А, м
ТВ
УКВ
0,01-10
Япв
Малая
Высокая
ПВ
ДВ
>100
3000
~Х
Средняя
ПРВ
КВ
>10
>1000
Высокая
Плохая
РВТ
СДВ
>10000
<10000
~А
Высокая
Здесь /?рв - дальность распространения радиоволны данного типа.
Стабильность условий распространения дает возможность моде¬
лирования этих условий и учета особенностей распространения при из¬
мерениях навигационных элементов.
2.2.	Точность позиционных РНС
2.2.1.	Общие сведения
Позиционные РНС представляют собой наиболее широкий класс сис¬
тем определения местоположения (МП). Этим объясняется необходимость
отдельного рассмотрения их точностных характеристик. Факторы, влияю¬
щие на точность систем счисления пути и обзорно-сравнительных систем,
приведены в разделах, посвященных автономным РНС.
37

Структура позицион¬
ных систем. В любой пози¬
ционной системе (рис. 2.9,а)
можно выделить следующие
устройства: опорную стан¬
цию (ОС), приемное радио¬
навигационное устройство
(ПРУ) и вычислитель ме¬
стоположения (ВМП). Пе¬
редающая и приемная части
системы связаны через сре¬
ду распространения сигна¬
лов (СРС).
Наиболее важными со¬
ставляющими ПРУ, пара¬
метры которых существенно
влияют на точность местоопределения, являются устройства измерения
информативного параметра сигнала (УИПС) и определения геометриче¬
ского элемента (УОГЭ). Последнее устройство рассчитывает дальность,
угловые координаты и другие геометрические элементы W, характери¬
зующие МП, используя измеренный информативный параметр сигнала v.
Для определения разнородных элементов W требуются различные
ПРУ, данные которых объединяются в ВМП, где решается геометриче¬
ская задача вычисления МП по пересечению поверхностей или линий
положения.
Источники погрешностей местоопределения. Каждый из эле¬
ментов системы влияет на ее точность, внося свою среднюю квадрати¬
ческую погрешность (СКП) а,-. Искажения сигнала в среде распростра¬
нения СРС учитываются погрешностью сгср При нахождении местопо¬
ложения приходится принимать во внимание форму поверхностей (или
линий) положения и геометрические особенности взаимного располо¬
жения объекта и опорных станций, вводя коэффициент Г, называемый
геометрическим фактором и связывающий сгмп - СКП определения МП
с а,, - СКП измерения IV:
амп ~ ГсГеТГ]	(2.16)
С учетом сказанного стмп может быть найдена только при анализе
точностного поля системы (рис. 2.9,6) и независимости погрешностей,
вносимых всеми элементами системы:
где М - масштабный коэффициент или коэффициент пересчета резуль¬
татов измерения v в значения W.
38
Рис. 2.9. Структура позиционной системы (а)
и ее точностное поле (б)

Погрешности аос и авмтт могут быть сведены к приемлемому миниму¬
му при тщательном конструировании опорной станции и аппаратуры объ¬
екта, а составляющая аср зависит от рабочей частоты системы, типа ее ан¬
тенн, характера окружающих опорную станцию и объект предметов и ряда
подобных специфических факторов. Поэтому остановимся на наиболее
общих причинах снижения точности определения местоположения.
2.2.2.	Точность определения геометрического элемента,
характеризующего положение объекта
В большинстве РНС связь определяемого геометрического эле¬
мента W (координат объекта или зависящих от них величин) с измеряе¬
мым параметром сигнала v может быть описана уравнением
(2.17)
W = Mv,
которое является исходным при нахождении погрешности определения
W'. Действительно, беря полный дифференциал (2.17) и переходя к ко-
нечным приращениям, можно получить
AJV
W
ДМ Av
М v ‘
(2.18)
где ДМ и Av имеют смысл текущих значений погрешностей, обуслов¬
ленных соответственно нестабильностью масштабного коэффициента и
недостаточной точностью измерительного устройства.
Возводя обе части выражения (2.18) в квадрат и усредняя полу¬
ченный результат в предположении независимости погрешностей ДМ и
Ду, получаем основное уравнение, связывающее СКП погрешности сУцг
определения элемента W с дисперсиями ст2м и a2v,обусловленными ука-
занными причинами:
(2.19)
g,k/^ = [(ctm/M)2+(ov/v)4
2-.1/2
Из уравнения следуют два направления уменьшения погрешности
а^ив итоге повышения точности местоопределения. Первое связано с
уменьшением погрешности стм, которая тем меньше, чем выше стабиль¬
ность масштабного коэффициента. Поэтому при проектировании РНУ
обычно принимают меры по стабилизации масштабного коэффициента
(или учитывают, если это возможно, его нестабильность). При выпол¬
нении условия М = const уравнение погрешностей (2.19) принимает вид
<5цг~ Mav.
Нижняя граница gv, достижимая при оптимальном построении из¬
мерителя v, задается потенциальной точностью. Неоптимальность схе¬
мы измерителя информативного параметра сигнала приводит к росту
погрешности по сравнению с потенциальной. Поэтому второй способ
повышения точности местоопределения сводится к уменьшению мас¬
штабного коэффициента М. Этот путь позволяет получить практически
39

приемлемое значение Gw при заданном или возможном на данном уров¬
не развития техники значении av.
Соотношения для флуктуационных погрешностей (av)n, характери¬
зующих потенциальную точность измерения информативных парамет¬
ров сигнала v, приведены в табл. 2.2. Там же указано при определении
каких навигационных элементов W этот вид v наиболее широко исполь¬
зуется в современных РНУ (в процентах от общего числа типов РНУ).
В табл. 2.2 приняты
следующие обозначения:
т - время задержки сигна¬
ла; U, F, ф - амплитуда,
частота и фаза сигнала; R,
0, Уг - дальность, угловая
координата (а или Р) и ра¬
диальная скорость объек¬
та; q - отношение мощно¬
сти сигнала к мощности
шума приемного тракта
при оптимальном постро¬
ении последнего; AFCK и
Тск - среднеквадратические ширина спектра и длительность сигнала.
Для расчета последних параметров сигнала служат известные формулы:
]73И/)13‘//	]>ИоГ<*
		 T~=^z	>
JV(/)iv	jV(of<*
где S(J) - спектральная плотность сигнала 17(0.
Предельная точность радионавигационных измерений. Эта ве¬
личина ограничена, как следует из п. 1.2, степенью достоверности при¬
нятого при расчетах значения скорости распространения радиоволн.
Влияние нестабильности этой скорости наиболее просто рассмотреть на
примере определения дальности до объекта по результатам измерения
времени tR, необходимого радиоволне для прохождения расстояния R
между передающей и приемной антеннами:
tR = R/c.
Зная это время, можно определить расстояние до цели R = ctR с от¬
носительной точностью:
Д/?//? = Дс/с + А///.
Полагая Ас и At случайными и взаимно независимыми величина¬
ми, находим точность радиодальномера:
40
Таблица 2.2
Вид v
Процент РНУ,
использующих данный
вид W
(бу)п
R
0
к
т
28
17
0
и
0
22
0
u/>R
F
5,5
1 0
5,5
[TC*R]'
Ф
5,5
16,5
0
W

Gl(/R = J(Qjc)2+{ol/tRf.
Дисперсия a2c обусловлена точностью, с которой известны скорость
распространения радиоволн и ее непостоянство вдоль данной трассы. В
реальной среде ас/с = 10-4- 10"6. Поэтому даже при идеальной аппарату¬
ре, когда а/ = 0, точность измерения дальности (предельная точность
дальнометрии) зависит от степени знания и учета составляющей ас:
ЮПрсд = Л(СТс/Ф
Как следует из этого соотношения, особенное значение gJc имеет
при измерении больших дальностей. Так, при R = 105км Оц > 100 м, что
недопустимо для высокоточных РНС. Поэтому в современных РНС (на¬
пример, в спутниковых) применяют специальные меры, с помощью кото¬
рых можно получить в реальных условиях относительную погрешность
дальнометрии порядка 10~7. С этой целью можно использовать методы,
позволяющие определить или исключить погрешность, вызываемую не¬
постоянством скорости распространения радиоволн. Наилучшие резуль¬
таты дает метод, основанный на измерении одной и той же дальности на
двух частотах. Например, при распространении сигнала через ионосферу
используется зависимость погрешности измерения дальности ДЯ от час¬
тоты /сигнала: AR = Kf~2\\r, где К - постоянный коэффициент; \|/ - неиз¬
вестная функция, зависящая от параметров ионосферы. Истинное рас¬
стояние R определяется по результатам измерения RmM из решения систе¬
мы уравнений:
ЯИЗм1 =Я + ДЛ, =R + Kfx 2\|/,
Кш2 = Я + ДЯ2 = R + K/TV
2.2.3.	Погрешность определения линии положения
В наиболее простом случае, когда положение объекта на плоско¬
сти находится по пересечению двух линий положения (ЛП), погреш-
ность местоопределения будет зави¬
сеть от погрешности А/ нахождения
каждой из ЛП. За погрешность А/
обычно принимают минимальное
расстояние в точке расположения
объекта между истинной ЛП и ЛП*,
найденной по результатам определе¬
ния элемента W (рис. 2.10). Примем,
что погрешность определения W рав¬
на A W и имеет, как и Av, гауссовский
закон распределения с нулевым
средним значением.
Y'
woirV
г\ \
\ \ \
жл\
'\\\
„ лп*' \пп' ' _ „
0
Рис. 2.10. Семейство линий положения
41

Элементу W на плоскости соответствует семейство ЛП. Это семей¬
ство можно представить как скалярное поле элемента W, причем линии
уровня этого поля и есть ЛП. Воспользовавшись теорией скалярного
поля, можно найти градиент изменения элемента W: \gxadW\ = dW/dl, ко¬
торый представляет собой вектор, перпендикулярный линиям положе¬
ния и направленный в сторону возрастания W. Переходя к "конечным
приращениям, получаем
<2 20)
где Кпп - коэффициент погрешности определения ЛП (единицы дли-
ны/единицы параметра).
При гауссовском законе распределения погрешностей A W погреш¬
ности А/ также распределены по гауссовскому закону с нулевым, как
правило, средним значением и дисперсией а2лп. Возводя обе части ра¬
венства (2.20) в квадрат, усредняя и извлекая квадратный корень из ре¬
зультата, находим
» = *лп°.м|	(2.21)
где алп и qw - СКП нахождения линии положения и определения эле¬
мента W.
Из (2.21) следует, что при одной и той же погрешности аи. можно сни¬
зить погрешность сглп, непосредственно влияющую на точность местоопре-
деления, уменьшив коэффициент Кт, который зависит от вида ЛП.
Для нахождения Кпп необходимо представить W как функцию коор¬
динат^, Y некоторой, например прямоугольной, системы координат. Тогда
Кт = |gradW[X = [{dW/dx)1 + (dlV/dy)2J'",	(2.22)
Найдем Кш для наиболее распространенных дальномерного и угло¬
мерного устройств. В радиодальномерном устройстве определяемый эле¬
мент в прямоугольной системе координат (рис. 2.11 ,а) записывается как W
= Я = (х2+уг),/2, и линии положения представляют собой окружности с цен¬
тром в точке О установки ра¬
диодальномера. Тогда \gvadW\ =
=1 и Кт = 1. Следовательно
алп = (Jr. Таким образом, при
заданной погрешности радио¬
дальномера <3r погрешность
определения ЛП постоянна и
не зависит от дальности. В уг¬
ломерном устройстве, установ¬
ленном в точке О (рис. 2.11,6),
определяется, например, ази-
Рис. 2.11. Погрешность определения линии
положения при измерении дальности (а)
и азимута (б)
42

мут а. Элемент W в прямоугольной системе координат записывается как
W = сс = arctg(х/у\ откуда |gradfF| = (х2 + >>2)”1/2 = /Г1. Следовательно ст =
=Raa. Таким образом, при заданной погрешности угломерного устройства
ста погрешность определения ЛП (радиальные прямые) тем больше, чем
больше расстояние до объекта.
Данное обстоятельство является серьезным недостатком угломер¬
ных устройств. Заметим, что подобная зависимость погрешности or™ от
дальности имеет место и в разностно-дальномерных устройствах. На
больших дальностях линии положения этих устройств (гиперболы)
практически совпадают со своими ассимптотами - прямыми, радиально
расходящимися из центра базы устройства.
2.2.4.	Погрешность местоопределения
Связь СКП определения местоположения <хмп с СКП awl и <ти2
устройств, входящих в данную систему. Погрешности A/j и А/2, как
показано на рис. 2.12, приводят к
погрешности Амп определения МП.
Если у - угол пересечения линий
положения ЛП в точке МО, то при
одинаковых знаках Д/| и А/2 из тре¬
угольника ADB следует, что А2МП =
AD2 + DB2 - AD-DBcosy. Если А 1\ и
Д/2 имеют разные знаки, то послед¬
ний член формулы будет положи¬
тельным. Выразим стороны тре¬
угольника через погрешности линий положения, где знак «плюс» будет
при разных знаках A/i и Д/2:
Д^п = sin"2 у(Д/,2 + Д/2 + 2Д/,Д/2 cosy).
Удобной мерой случайной величины Дмп является СКП местоопре¬
деления:
<*«„ = (s>n Г)"' (стлП| + а2т2 т 2рстт1стлп2 cos yf1,
Рис.2.12. Погрешность определения
места объекта
где р - коэффициент корреляции погрешностей A/j и А/2.
Для большинства систем р = 0, что свидетельствует о независимо¬
сти определения линий положения входящими в систему устройствами.
Принимая р = 0 и выражая погрешности алп через коэффициенты линий
положения и соответствующие погрешности, находим оценку точности
местоопределения:
=(sin у)"
(^лп.^,1)2+(^п2^2)2]1/2-
(2.23)
Физический смысл формулы (2.23), заключается в следующем. Ес¬
ли построить окружность с центром в точке, где расположен объект, с
43

радиусом, равным допустимому значению амп, т.е. сгмпд, то вероятность
того, что при измерениях погрешность Дмп окажется внутри этой
окружности, т.е. не будет превышать сгмпд, равна 0,63 - 0,68. Если взять
радиус окружности равным 2ампд, то эта вероятность лежит в пределах
0,95 - 0,98. Отличие указанных вероятностей от значений 0,68 и 0,95,
принятых для соответствующих погрешностей, объясняется тем, что за¬
кон распределения Дмп не является гауссовским (в простейшем случае
при у = 90° и gw1 = аи,2 - это закон Рэлея).
Полученные результаты могут быть использованы для построения
рабочих зон позиционных систем. Погрешность определения простран¬
ственного положения объекта при независимости результатов измере¬
ний всех координат
<*пм =sin’,Y1(afm +<у2лл3)'12,
где Yi - угол между третьей поверхностью положения и линией положе¬
ния на плоскости; амп вычисляется по формуле (2.23); <тлп3 - СКП нахо¬
ждения третьей поверхности положения.
Геометрический фактор. Из (2.23) следует, что погрешность ме-
стоопределения зависит не только от точности нахождения элемента W,
но и от типа позиционной системы, влияющего на значение Клп, и от
расположения опорных станций и объекта, которое сказывается на зна¬
чении угла у и на коэффициенте Кпп. Для пояснения сказанного рас¬
смотрим системы, состоящие из однотипных устройств (измерителей
дальности или углов). В таких системах, к числу которых относятся
дальномерные, разностно-дальномерные, угломерные и некоторые дру¬
гие, естественно предположить, что точность определения элемента W
одинакова, т. е. awi=gw2=gw. Так как по условию Клп\ = Кпп2 = Клп,
°мп =(^n/sinY)g->/2 =Г<т„„
где Г - геометрический фактор (иногда V2 не включают в Г).
(2.24)
Для нахождения геометрического фактора многопозиционных РНС
можно воспользоваться данными о точностных характеристиках этих сис¬
тем. В системах, состоящих из однотипных устройств, о„\ = ow2 = сти,. Ко¬
эффициент корреляции погрешностей р можно принять равным нулю.
Для всех однобазовых систем точность местоопределения максимальна
на перпендикуляре к центру базы.
2.2.5.	Рабочие зоны позиционных РНС
Рабочая зона - важнейший тактический параметр, позволяющий
определить число и целесообразное взаимное размещение РНС в дан¬
ном районе. Обычно известны значения погрешностей устройств систе¬
мы a,vi и aw2 и допустимое значение погрешности местоопределения
амп д, и для расчета границы рабочей зоны пригодно выражение (2.23).
44

Рассмотрим примеры построения рабочих
зон наиболее распространенных дальномерной,
угломерно-дальномерной и угломерной систем.
Допустим, что в дальномерной системе даль¬
ность объекта, находящегося в точке М (рис.
2.13) и имеющего запросчик дальномера, опре¬
деляется С ОДИНаКОВОЙ ТОЧНОСТЬЮ (Jjy = СУЛ1 =
=о>я2 = or по двум ответчикам, разнесенным на
расстояние Б (база системы).
В такой системе Кпп = 1, угол у = ymi„, а вы¬
ражение (2.23) принимает вид, соответствую¬
щий указанному в табл. 2.3. Кривые равной точности, на которых сгмп =
const(y = =const), представляют собой окружности, опирающиеся на ба¬
зу системы как на хорду.
Таблица 2.3
Тип системы
GW
кт
Оулп.п
Дальномерная активная
GK
1
sin_lymi„awV2
Угломерно-дальномерная
Ga
Gr
fCml=R
кт 2=1
(a2OLR2+a2n),n
Угломерная
Ga
R
<jasm'y(R2A+R\)'n
Рис. 2.13. Рабочая зона
дальномерной РНС
Окружность /, для которой
у = 90° - кривая максимальной
точности aMn.min = о и Л - Кривая 2,
соответствующая а^а^д, пред¬
ставляет собой внешний контур
рабочей зоны. Внутренний контур
рабочей зоны - окружность 5, на
которой также амп = стмп д.
Пусть в точке О (рис. 2.14)
находятся совмещенные угло¬
мерное и дальномерное устрой¬
ства. В такой угломерно-дальномерной системе у = 90°. Граница рабо¬
чей зоны имеет форму окружности с центром в точке О и радиусом, оп¬
ределяемым из выражения, приведенного в табл. 2.3.
Пусть в точках А и В (рис. 2.15) располагаются угломерные уст¬
ройства, обладающие одинаковой точностью: аа1 = аа2 = аа.
Выражение для расчета рабочей зоны такой угломерной системы
(см. табл. 2.3) содержит три неизвестных, и контуры этой зоны могут
быть построены только с помощью ЭВМ.
Рис. 2.14. Рабочая Рис. 2.15. Рабочая
зона дальномерно- зона угломерной
угломерной РНС	РНС
45

Размеры рабочей зоны любой системы возрастают при повышении
точности устройств, используемых для определения местоположения, и
увеличении допустимой погрешности амп д. На больших дальностях, как
следует из табл. 2.3, погрешность стмп угломерных и угломерно-
дальномерных систем увеличивается пропорционально дальности R, что
приводит к сокращению размеров рабочей зоны. Этот эффект несвойст¬
венен дальномерным системам, что обусловливает их перспективность.
Контрольные вопросы
1.	Что понимают под дальностью действия в свободном пространстве?
2.	Чем определяется и от чего зависит требуемая минимальная величина
отношения мощности сигнала к мощности шума (помехи)?
3.	Каков физический смысл минимального значения мощности принимае¬
мого сигнала?
4.	Как рассчитать мощность излучаемого сигнала передатчика запросчика?
5.	Что такое высотность активного РНУ?
6.	Почему в активной радиолокации мощность принимаемого сигнала об¬
ратно пропорциональна четвертой степени расстояния, а в активных РНУ мощ¬
ность принимаемого сигнала обратно пропорциональна второй степени рас¬
стояния?
7.	Чем объясняется снижение дальности действия РНУ при переходе от
свободного пространства к реальным условиям (атмосфере)?
8.	Каковы особенности распространения радиоволн УКВ-диапазона?
9.	Чем ограничена дальность действия РНУ, работающего в УКВ-диапазоне?
10.	Из за чего поглощается энергия тропосферной радиоволны и когда по¬
глощением можно пренебречь?
11.	Как влияет отраженный от земной поверхности сигнал на дальность
действия РНУ, работающих в УКВ-диапазоне?
12.	Каковы особенности поверхностных радиоволн?
13.	Почему радиоприемник, работающий на СВ, уверенно принимает сиг¬
нал удаленной радиостанции на берегу моря и неуверенно принимает его в
средней полосе России?
14.	Что такое эквивалентная задержка сигнала и полезно ли это явление?
15.	Для каких целей можно рекомендовать использование поверхностных
радиоволн?
16.	Поясните физику распространения радиоволн волноводного типа.
17.	Что такое точностное поле РНС?
18.	Перечислите меры повышения точности при проектировании РНС.
19.	Поясните понятия предельной и потенциальной точностей.
20.	Как учесть и исключить погрешность из за непостоянства скорости
распространения радиоволн?
• 21. Зависит ли предельная точность от протяженности навигационной ра¬
диолинии?
22.	Какова погрешность линии положения, если СКП радиодальномера
равна 100 м?
23.	СКП радиопеленгатора 1°. Найдите линейную погрешность этого РНУ
на дальностях 10 и 100 км.
24.	Как связана погрешность местоопределения с параметрами РНУ?
25.	Почему утверждают, что дальномерные РНС более перспективны, чем
РНС других типов?
46

Глава 3. СПУТНИКОВЫЕ
РНС
3.1.	Общие сведения о радиосистемах дальней навигации
Спутниковые радиосистемы (СРНС) относятся к радиосистемам
дальней навигации (РСДН). С их помощью можно определить местопо¬
ложение объекта (потребителей навигационной информации) в любой
точке земного шара (глобальные РНС). Основой СРНС является сеть
синхронно работающих передающих опорных станций (ОС), располо¬
женных на спутниках, двигающихся по известным орбитам. Многопо¬
зиционное построение позволяет увеличить размер рабочей зоны СРНС
до глобального и повысить точность местоопределения за счет исполь¬
зования избыточной информации, когда число ОС превышает мини¬
мально необходимое и возможен выбор тех ОС, расположение которых
обеспечивает минимальное значение геометрического фактора.
Каждая ОС вместе с аппаратурой потребителя (АП) образует пас¬
сивное РНУ, подобное показанному на рис. 1.11. Местоположение по¬
требителя определяют по результатам измерения дальности (W = R) до
ОС или разности дальностей(ДЯ = Rx - R2) до двух ОС.
Синхронизация временных шкал. В пассивной РНС дальность
(или разность дальностей) определяется АП, состоящей из приемника и
устройства обработки сигналов, с помощью которой необходимо изме¬
рить время tR, затрачиваемое радиоволной на прохождение расстояния R
от ОС до потребителя: tl{ = R/c. На каждом спутнике (ОС) имеется свой
эталон времени (стандарт частоты), синхронизированный со шкалой
Всемирного координированного времени (UTC-Universal time coordi¬
nated) и задающий шкалу времени системы (ШВС) (рис. 3.1). Передат-
I
шве J
IIII? ГТ
т„ 1
1	1	1
I0' tR J
tR ^ “toj t
Г *1
дт
1 on 1
t npl L0n 1 np2 tor3 1
Рис. 3.1. Шкалы времени пассивных РСДН (Гп - период повторения сигналов)
47

чик ОС спутника в определенные по ШВС моменты t0i периодически
излучает навигационные сигналы, аппаратура потребителя по своей
шкале времени потребителя ШВП, формируемой бортовым эталоном
времени (опорным генератором), должна определить момент t0i и изме¬
рить интервал времени tR до приема сигнала ОС. Однако из-за расхож¬
дения частот эталонов времени ОС и АП (т.е. из-за несинхронной рабо¬
ты этих генераторов) момент /0/ в АП определяется с погрешностью АТ,
и отсчет времени tR начинается в момент tori.
В результате измеренный интервал времени tH отличается от tR на
АТ и при определении дальности возникает погрешность AR = сАТ, где
с - скорость распространения радиоволн.
Поскольку ШВС имеет очень высокую степень стабильности, то
причиной появления АТ можно считать уход А/частоты/,г опорного ге¬
нератора потребителя, относительная нестабильность которого 5/ог =
=Д/7/оГ. Для оценки допустимого значения этой нестабильности будем
считать, что опорный генератор АП при включении синхронизирован с
ШВС. Тогда за время работы Тр набег фазы опорного генератора соста¬
вит фог= 27гД/Гр, что приведет к сдвигу ШВП относительно ШВС на АТ
= фог/соог = S/ojTp и к соответствующей дальномерной погрешности
AR=cSforTp. Если требуется AR < 10 м при времени работы Тр = 1 ч, то
относительная долговременная нестабильность частоты опорного гене¬
ратора, формирующего ШВП, Sf0T= AR/(cTp) < 10“п.
В табл. 3.1 приведены параметры кварцевого (КСЧ) и атомных
стандартов частоты: рубидиевого (РСЧ), цезиевого (ЦСЧ) и водородно¬
го (ВСЧ). Из таблицы следует, что указанная выше стабильность часто¬
ты обеспечивается только с помощью дорогих и сложных атомных
стандартов частоты, обычно не доступных для потребителей.
Таблица 3.1
Параметры
КСЧ
РСЧ
ЦСЧ
ВСЧ
8/
КГ11
10-'2
10-13
ю-'4
Масса, кг
1,35
2,25
13,5
33,8
Объем, дм3
1,13
2,13
11,3
28
Потребляемая мощность, Вт
2
13
25
30
Требуемая стабильность опорных генераторов АП существенно
зависит от построения РНС. Различают истиннодальномерные (даль-
номерные), квазидальномерные и разностно-дальномерные системы.
Особенности дальномерных систем. Системы этого класса тре¬
буют синхронной работы эталона времени ОС, задающего моменты toi, и
опорного генератора потребителя, задающего моменты /ог/, в которые
включается измеритель времени приема навигационного сигнала. При
синхронной работе этих генераторов измеренное расстояние от потре¬
бителя до /-й ОС
48

Л, = fa-xf+ft-yf+fr-zf,
(3-1)
где Xh Yh Zi - известные координаты ОС; х, у, z - искомые координаты
потребителя в некоторой, например геоцентрической, системе координат.
Для вычисления трех координат потребителя необходимы три независи¬
мых уравнения, подобных (3.1), т. е. нужно измерить три дальности Rh по
трем опорным станциям (/ = 1,2,3). Обычно одна из координат (высота
потребителя) известна, например по данным высотомера, и для расчета
координат точки П (рис. 3.2,а), где находится потребитель, достаточно
найти две линии положе¬
ния (ЛТТ) (окружности) по
дальностям Ra и Rh до
опорных станций А и В с
базой Б. Вторая точка пе¬
ресечения этих окружно¬
стей оказывается на боль¬
шом удалении от первой и
поэтому легко отбраковы¬
вается. Необходимость
только двух ОС для опре¬
деления МП потребителя
позволяет упростить и
удешевить РНС в целом.
Особенности квазидальномерных систем. Такие системы ис¬
пользуются при недостаточной стабильности опорного генератора по¬
требителя, когда моменты излучения сигнала ОС и включения измери¬
теля времени потребителя не соответствуют друг другу, т. е. имеется
расхождение временных шкал системы и потребителя А7Т= tQi- tor. То¬
гда измеренная потребителем дальность RKi отличается от истинной на
с АТ, и выражение (3.1) принимает вид
Рис. 3.2. Линии положения при определении МП
на плоскости дальномерной (а) и разностно-
дальномерной (б) системами
RKi = ^J(Xi-x)2+(yt-y)2+(Zi-z)2 -с AT.
(3.2)
Так как АТ априори не известно, для определения истинного ме¬
стоположения необходимо увеличить на единицу число измерений рас¬
стояний до опорных станций. Системы, реализующие алгоритм (3.2),
называют квазидапьномерными, а величину RK - квазидальностью.
Основное достоинство таких систем - снижение сложности и стои¬
мости АП, что делает последнюю доступной для широкого круга потре¬
бителей. Это связано с возможностью применения кварцевой стабили¬
зации частоты опорного генератора, так как при одновременном изме¬
рении нескольких RKi исключается (или определяется) расхождение
шкал АТ.
49

Точность дальномерных и квазидальномерных систем. Средняя
квадратическая погрешность (СКП) определения местоположения сгмп,
как указывалось в п. 2.2.4, связана с СКП cw измерения элемента W со¬
отношением омп = Геги., где Г - геометрический фактор, характеризую¬
щий зависимость точности системы от взаимного положения потреби*^
теля и опорных станций. В квазидальномерной системе, как и в дально-
мерной, геометрический фактор
гд =V2/siny .	(3.3)
Особенности разностно-дальномерных систем. В этих системах
измеряется разность расстояний до /-Й и у-й опорных станций:
Щ = Лк, -Лч= Л, - R, = \j(X, -х)2 +(^ - у)2 +{2, - z)2 -
г					 (3.4)
-JiXj-xf+iYj-yf+iZj-z)2.
Значение AR не зависит от АТ, а следовательно, и от стабильности
опорного генератора потребителя, что является основным преимущест¬
вом разностно-дальномерных систем. Для вычисления двух координат
потребителя (при известной высоте последнего) нужно измерить две
разности расстояний ARX2 и AR23 (3.4) по трем ОС (на одну больше, чем
в дальномерной системе). Положение точки П (рис. 3.2,6), где находит¬
ся потребитель, рассчитывается по пересечению двух линий положения
ЛП (гипербол), создаваемых опорными станциями А, В и О. В соответ¬
ствии с видом ЛП такие РНС называют также гиперболическими.
Точность разностно-дальномерных систем. Геометрический фак¬
тор в системах этого класса
Рис. 3.3. Зависимость
геометрического фактора
разностно-дальномерной РНС
от углов ЧА и ¥#
(3.5)
Углы, входящие в (3.5), показаны
на рис. 3.2,6
Из сравнения (3.3) и (3.5) очевидна
большая зависимость геометрического
фактора разностно-дальномерной системы
от положения потребителя, чем в дально¬
мерной системе, что объясняется расхож¬
дением гиперболических линий положения
по мере удаления от базы системы, а сле¬
довательно, и увеличением линейной по¬
грешности. Минимального значения гео¬
метрический фактор Грд(рис. 3.3) достигает
при Ч1 ~ 109°, что соответствует наивысшей
точности системы.
50

К числу недостатков разно-
стно-далъномерных РНС отно¬
сится сложность построения сис¬
темы и плохой геометрический
фактор, а следовательно, и со¬
кращение рабочей зоны РНС. По¬
следнее видно из рис. 3.4, где по¬
казаны линии равной точности
дальномерной (или квазидально-
мерной) и разностно-дальномер-
ной РНС. Из рис. 3.4 следует, что
разностно-Дальномерная система
обеспечивает заданную точность
(заданное значение геометриче¬
ского фактора) в значительно меньшей области, чем дальномерная.
3.2.	Особенности спутниковых радионавигационных
систем
Спутниковые радионавигационные системы (СРНС) основаны на
использовании координированной по движению и излучению сигналов
сети навигационных искусственных спутников Земли (НИСЗ). Спутнико¬
вые РНС обеспечивают непрерывное и практически мгновенное опреде¬
ление местоположения и скорости потребителя в подавляющем большин¬
стве районов земного шара (глобальные системы) с точностью, на поря¬
док превышающей точность других РНС. Для работы СРНС выделены
частоты в диапазоне дециметровых волн (диапазон /,), близкие к опти¬
мальным с точки зрения минимального поглощения сигнала при распро¬
странении и размеров антенн, используемых для передачи и приема.
Функции опорных станций в СРНС выполняет аппаратура НИСЗ. Воз¬
можны как активные с активным ответом, так и пассивные СРНС. Боль¬
шинство СРНС представляют собой многопозиционные пассивные сис¬
темы, имеющие неограниченную пропускную способность.
Особенности определения местоположения потребителя. Из
возможных методов местоопределения в СРНС наиболее употребителен
дальномерный метод, преимущества которого рассмотрены выше. Из¬
мерения в дальномерной (квазидальномерной) системе описываются
уравнениями (3.1) и (3.2), которые справедливы при точной синхрони¬
зации шкал времени на всех НИСЗ. В дальномерной системе погреш¬
ность шкалы времени НИСЗ входит в погрешность измерений. Для того
чтобы эта погрешность не сказывалась на точности системы и не пре¬
вышала, например 0,3 м, расхождение шкал времени не должно быть
больше 1 нс. Если принять, что каждый НИСЗ синхронизируется один
Рис. 3.4. Линии равной точности
(равных значений Г)
в РНС дальномерной Гд (а)
и разиостно-дальномерной Грд (б)
51

раз за 12ч, то для хранения шкалы времени на борту НИСЗ требуются
генераторы со стабильностью около КГ14. При использовании атомных
генераторов с такой стабильностью СРНС является источником точного
времени с погрешностью 1с за 310 6лет.
Из (3.1) и (3.2) следует необходимость знания координат НИСЗ (т. е.
Xj, Yj и Z/), соответствующих моменту проведения измерений. В наиболее
распространенных СРНС каждый из НИСЗ вместе с навигационным сигна¬
лом передает свои эфемериды (координаты, рассчитанные для определен¬
ного момента времени). Эфемериды вычисляют на наземных станциях
слежения за спутниками и периодически транслируют на НИСЗ, где они
запоминаются для последующего включения в сигнал спутника. В аппара¬
туре потребителя (АП) эфемериды пересчитываются на момент измерения
и по ним находятся значения Xh Yh Z{ спутника. Так как для определения
местоположения потребителя необходимо несколько НИСЗ, со спутника
транслируется также так называемый альманах, содержащий эфемериды
всех НИСЗ системы. Альманах служит для выбора спутника.
Состав СРНС. В данной главе рассмотрены действующие гло¬
бальные пассивные дальномерные (квазидальномерные) СРНС: отече¬
ственная система «ГЛОНАСС» (глобальная навигационная спутниковая
система) и американская система «GPS» (Global Positioning System).
Структуры этих систем определяются указанными выше особенностями
и имеют много общего. Последнее обстоятельство позволяет создавать
АП, работающую как в системе «ГЛОНАСС», так и в системе «GPS».
В состав СРНС входят три основные подсистемы (сегмента): под¬
система НИСЗ, наземный командно-измерительный комплекс (КИК) и
подсистема потребителей.
Подсистема («созвездие»-«группировка») НИСЗ. Различают сле¬
дующие группировки НИСЗ:
1)	низковысотные - с высотой орбит Я ^(750 - 5000) км;
2)	средневысотные - с высотой орбит Я^(13000 - 20000) км;
3)	геостационарные-с высотой орбит Я = 36000 км.
В настоящее время функционируют средневысотные созвездия с
числом спутников, при котором в
любой точке земного шара в зоне
видимости потребителя наблюда¬
ются не менее четырех спутников,
что соответствует наличию в со¬
звездии на нескольких круговых
орбитах 18-ти НИСЗ, смещенных
на равные интервалы по долготе.
Рис. 3.5. Расположение навигационных Однако с целью повышения точ-
спутников системы «ГЛОНАСС» (а) ности и надежности системы чис-
и «GPS» (б) на орбитах [15]	ло спутников в груп-пировке дове¬
52

дено до 24-х. На рис. 3.5. показано расположение орбит НИСЗ систем
«ГЛОНАСС» и «GPS».
Высота орбит спутников - около 20 000 км над поверхностью Зем¬
ли, а период обращения спутника около 12 ч. Большая высота орбит
расширяет зону видимости НИСЗ (примерно до половины поверхности
Земли), способствует уменьшению возмущающего влияния атмосферы
на параметры орбиты и повышению точности долгосрочного прогноза
эфемерид. Передающие антенны спутников при работе в диапазоне час¬
тот Ц/о = 1200 - 1600 МГц) имеют ДНА шириною 2<р0 « 40°. При этом
могут обслуживаться потребители, находящиеся на высотах от 0 до И от
земной поверхности. Значение h можно определить из соотношения
. // + /?.
Sin(p0 =	-,
где /?3 - радиус Земли; Н - высота орбиты спутника. При Н = 20000 км,
Д3 = 6370км и ф0= 20° получаем И « 2000 км.
При таком созвездии в зоне видимости потребителя всегда нахо¬
дятся не менее шести спутников, что позволяет выбрать те из них, для
которых геометрический фактор минимален. Расчеты показывают, что
при созвездии из 24 НИСЗ геометрический фактор Г при определении
трех координат с вероятностью 0,95 не превышает 4, а при определении
на плоскости (две координаты) при той же вероятности Г > 2. Среднее
квадратическое значение геометрического фактора при пространствен¬
ном местоопределении, усредненное по времени и по поверхности Зем¬
ли, составляет 2,6 при использовании четырех наилучших по геометри¬
ческому расположению НИСЗ (оптимальное созвездие).
При высоте аппаратуры потребителя й<2000км мощность сигнала
на входе приемника АП
Р /оч _ Лсп^1 СП(Р)ПАап (Р)Л2^2
Рг(р)“ ’
где Р\сп- мощность передатчика спутника; Gicn (Р) - коэффициент уси¬
ления передающей антенны спутника; G2an(P) - коэффициент усиления
приемной антенны АП в направлении на спутник; л i и г|2 — КПД фидер¬
ной линии передающей антенны спутника и фидерной линии приемной
антенны АП; X - длина волны сигнала; R - дальность от АП до спутни¬
ка. Если ПОЛОЖИТЬ С/2ап (Р) = 1, Г| 1 = Лг = Г Gjc„ = ЮдБ и G2ап = ОдБ, то
можно расчитать уровеь сигнала на входе приемника АП при располо¬
жении спутника около зенита (Р « 90°) R = Н= 20000 км, и для приго-
ризонтного расположения (р « 5°) R = 24000 км.
В табл. 3.2. приведены результаты расчетов уровня сигнала на
входе приемника АП. В диапазоне L спектральная плотность мощности
шумов Nm = кТш = -206 дБВт/Гц. Тогда с учетом табл. 3.2 получаем от¬
53

ношение мощности сигнала на входе приемника АП к спектральной плот¬
ности шума PJNm при различном расположении спутника (разных Р), по¬
казанное в табл. 3.3.
Таблица 3.2
Параметры
/о = 1600 МГц, Р,сп = 15 дБВт
/о= 1250 МГц, Р\сп= 10 дБВт
ч>°
90
5
90
5
(X/4nR? ,дБ
-182
-184
-180
-182
Pi, дБ
-157
-159
-160
-162
Таблица 3.3
Уп .МГц
1600
1250
0°
90
5
90
5
G2(P), дБ
0
6-9
0
6-9
Р2, дБВт
-157
-(165-168)
-160
-(168-171)
P2/Nш.. дБГц
+49
+(41-38)
+44
+(38-35)
Конструктивно спутник системы
«ГЛОНАСС» представляет собой цилин¬
дрический герметичный контейнер (рис.
3.6) с панелями солнечных батарей, сис¬
темой антенн и двигательной установкой.
Внутри контейнера помещен приборный
блок и системы управления, терморегу¬
лирования и стабилизации. Масса спут¬
ника более 1300 кг. Площадь солнечных
панелей около 18 м2, что обеспечивает
мощность питания 1600 Вт. Кроме того,
имеются аккумуляторы для работы в тени
Земли. Для повышения надежности
функционирования используется тройное резервирование аппаратуры.
В число основных функций спутников СРНС входят: формирова¬
ние и излучение навигационного сигнала, по которому потребитель оп¬
ределяет свою дальность до спутника; прием, хранение и передача по¬
требителю служебной информации, полученной с КИК и необходимой
для расчета местоположения спутника в аппаратуре потребителя, и под¬
держание стабильности шкалы времени системы, а также стабилизация
и ориентация спутника на орбите.
На одних и тех же частотах спутники излучают навигационные
сигналы и служебную информацию, содержащую эфемериды спутника,
альманах и дополнительные данные (поправка на ионосферную рефрак¬
цию, информация о «возрасте» данных, поправка к эталону времени
спутника, сведения о работоспособности его аппаратуры и др.).
54
Рис. 3.6. Спутник СНС
«ГЛОНАСС» [16]

Системная шкала времени на спутнике формируется с помощью
бортовых цезиевых стандартов частоты, долговременная относительная
нестабильность частоты которых порядка КГ13. В каждом сеансе связи
спутника с КИК (примерно один раз за 12 ч) ШВС приводится в соот¬
ветствие с шкалой Всемирного координированного времени.
Наземный командно-измерительный комплекс (КИЮ предназначен
для управления полетом и работой бортовой аппаратуры всех НИСЗ систе¬
мы и для снабжения их информацией, необходимой для выполнения высо¬
коточных и надежных навигационных измерений. Командно-измери¬
тельный комплекс выполняет следующие операции: определение орбит
НИСЗ; вычисление расхождения бортовых шкал времени НИСЗ со шкалой
системного времени; предсказание эфемерид каждого НИСЗ и уходов бор¬
тового времени; формирование массива служебной информации и закладка
его в память соответствующего спутника, а также телеметрический кон¬
троль работы систем спутников и диагностика их состояния.
В наземный КИК системы «ГЛОНАСС» входят Центр управления
системой и сеть станций управления и слежения, которые размещены в
различных пунктах на территории России (рис. 3.7).
Рис. 3.7. Командно-измерительный комплекс
спутниковой навигационной системы «ГЛОНАСС» [10]
Определение координат спутников и их производных осуществля¬
ет Баллистический центр системы по данным, поступающим с наземных
запросных командно-измерительных станций (КИС), радиолокаторы
которых работают в режиме «запрос-ответ» и определяют дальность до
НИСЗ с точностью до двух-трех метров. Кроме того, параметры орбит
спутников измеряются по навигационным сигналам НИСЗ на рабочих
55

частотах системы. Погрешность прогнозирования эфемерид спутников
не превышает нескольких метров.
Частотно-временное обеспечение системы осуществляется с по¬
мощью центрального синхронизатора, в котором в качестве хранителей
системного времени применяют водородные стандарты частоты с дол¬
говременной относительной нестабильностью частоты порядка КГ14.
Для определения и введения поправок к шкале времени НИСЗ исполь¬
зуют измерения сдвига по времени сигнала спутника беззапросной из¬
мерительной станцией (БИС) и запросной измерительной станци-
ей(ЗИС). Результаты измерения сдвига времени, полученные БИС и
ЗИС, служат в Баллистическом центре для расчета поправок синхрони¬
зации бортовой шкалы времени с шкалой времени системы.
Подсистема потребителей состоит из аппаратуры, установленной
на космических кораблях, самолетах, вертолетах и других объектах, и
позволяет найти свое местоположение и другие интересующие потреби¬
теля навигационные элементы.
3.3.	Сигналы СРНС
Требования к сигналам. Рассмотрим требования к тем сигналам
НИСЗ, которые излучаются спутниками системы и обрабатываются в
аппаратуре потребителя в целях определения местоположения (коорди¬
нат) и вектора скорости последнего. Эти требования вытекают из назна¬
чения и особенностей СРНС, а также обусловлены тем, что СРНС не
только должна обеспечивать навигационной информацией гражданских
потребителей, но и служить оборонным целям. Отсюда дополнитель¬
ные, более высокие требования к точности системы и мерам обеспече¬
ния недоступности сигналов несанкционированным потребителям, что
ведет к усложнению системы. Кроме того, следует учитывать малую
мощность передатчиков НИСЗ (обычно не превышающую 10-50 Вт) и
чрезвычайно большую протяженность радиолинии «спутник - потреби¬
тель», примерно равную 20000 км, а следовательно, и уменьшение
плотности мощности сигнала при распространении радиоволны, пре¬
вышающее 180 дБ. Существенным является и желание минимизировать
количество несущих частот излучаемых сигналов.
Таким образом, навигационный сигнал спутника должен быть
энергоемким (иметь максимальное значение произведения мощности
сигнала на его длительность), допускать одновременные высокоточные
измерения дальности и скорости, позволять проводить опознавание
спутника, содержать как дальномерную, так и служебную информацию
и обеспечивать достаточные помехоустойчивость и криптостойкость.
Общие свойства сигналов. Как следует из теории сигналов, вы¬
сокую точность как по дальности, так и по скорости при обработке од¬
56

ного и того же сигнала можно получить только в том случае, если этот
сигнал имеет широкий спектр, характеризуемый так называемой сред¬
неквадратической частотой, и большую среднеквадратическую дли¬
тельность, т.е. относится к классу сложных сигналов. Из числа послед¬
них в СРНС наиболее употребительны непрерывные сигналы, манипу¬
лированные по фазе псевдослучайным дальномерным кодом (псевдо-
шумовые сигналы ПШС), при которых полностью используется малая
(менее 50 Вт) мощность передатчика НИСЗ, значение которой трудно
увеличить из-за ограниченных энергетических ресурсов спутника.
Дальномерные коды представляют собой ^-последовательности
или коды максимальной длины (максимального периода), которые фор¬
мируются с помощью рекуррентых соотношений, что упрощает реали¬
зацию генераторов кодов (обычно это регистры сдвига с обратными
связями). В спутниковых РНС особое значение имеют хорошие корре¬
ляционные свойства М-последовательноетей: узкий основной пик дву¬
мерной корреляционной функции (ДКФ), ширина которого по оси за¬
держек равна ктк, а по оси частот - к/хк, где тк -длительность элемента
кода (рис. 3.7), а коэффициент к зависит от уровня отсчета этих пара¬
метров; малый уровень боковых лепестков ДКФ, равный 1/Af3, где N3 -
число элементов кода в одном периоде кода ТПК: N3= TnJxK, и практическая
ортогональность (отсутствие корреляции сигналов с разными М-после-
довательностями).
Тпк
>1 п-1 | п
1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | } f 1 п-2 | п-1 | п
~гттъ
-н
:

Рис. 3.8. Основные параметры дальномерного кода СРНС (п = Л/э)
М-последовательности формируют с использованием так называе¬
мых образующих полиномов вида
Р{х) = 1 + х1 +х2+ ... + хт,	(3.6)
где m < 34 - «память» кода, равная числу ячеек в регистре сдвига и оп¬
ределяющая основные параметры кода. Показатель степени, т.е. верх¬
ний индекс х, указывает на наличие /-го слагаемого этого многочлена
(физически это означает отсутствие обратной связи в регистре сдвига
при = 0).
Многочлену Р(х) соответствует код - периодическая последова¬
тельность символов (элементов):
Р(т) = 10 я,т* 0 а2т2 0... 0 аттГ ,	(3.7)
где а - одноразрядные числа (1 или 0), знак 0 означает сложение по
модулю 2, а тк для упрощения записи заменен на т.
57

Коэффициенты а рассчитывают по рекуррентному правилу:
а, = a, Viф а1х,-гф -'® атх,-т ■	(3.8)
Период повторения последовательности (кода) определяется соот¬
ношением Гпк= tk(2w- 1).
Рассмотренный принцип формирования кода можно пояснить сле¬
дующим примером. Допустим, что заданный уровень боковых лепест¬
ков ДКФ достигается при т = 4. По имеющимся в литературе по ПШС
таблицам [12] выбираем формирующий полином Р(х) =1 + х + л;4, что
соответствует следующим значениям а в (3.7): ах = а4 = 1 и я2 = а3 = 0.
Для формирования кода необходим регистр сдвига, содержащий т = 4
ячеек задержки (триггеров). Примем произвольно, что в исходном по¬
ложении первый триггер находится в состоянии «1», а остальные - в
состоянии «0», что соответствует двоичной форме 1000. Выбранное со¬
стояние триггеров регистра соответствует начальному блоку кода, т.е.
четырем первым коэффициентам а: а{ = 1, а2 = а3 = а4 = 0.
С учетом полученных значений г и а перепишем соотношение (3.8) в
виде aj =ан Фсгу_4, тогда а5 =а4 0а, =001 = 1, аб=а5(Ва2 = 100 = 1 и т.д.
до у = 15. После числа элементов N3 = 2т- 1, соответствующего периоду
повторения кода, последовательность повторяется. Двоичная форма по¬
лученного кода - 100011110101100. Отметим, что период повторения
кода определяет дальность, измеряемую однозначно: /?од < сТпк (при Гпк
= 1 мс /?од < 300 км), а длительность элемента кода тк влияет на точность
дальнометрии, которая тем выше, чем меньше тк.
Напомним, что под многозначностью понимают такое явление,
когда одному и тому же результату измерения /„ (см. рис. 3.1) соответ¬
ствуют два или больше значения измеряемой величины tR. Из рис. 3.1
следует, что многозначность возникает при tR > Тп = Тпк. Для исключе¬
ния многозначности используют, например, многошкальный метод из¬
мерения, когда на первом этапе измеряемую величину (в данном случае
R) определяют с помощью грубой системы, например, системы счисле¬
ния пути, которой рассматриваемое явление не свойственно и погреш¬
ность которой в несколько раз меньше (Я0д)шах= сГпк.
Предусматриваются два дальномерных кода: грубый (ГК) для гра¬
жданских и точный (ТК) для военных потребителей навигационной ин¬
формации соответственно, а также код служебной информации (КСИ).
Сформированные коды служат для бинарной фазовой манипуляции
несущей частоты, когда единице или нулю элемента кода соответствует
фаза сигнала, равная 0 или 180° (или 90 и 270°). В целях экономии час¬
тотного диапазона каждый НИСЗ излучает навигационные сигналы толь¬
ко на двух частотах, значения которых лежат вблизи 1600 и 1250 МГц. Со¬
гласно существующей практике эти частоты обозначают Ьх и L2 (по наиме¬
нованию соответствующего поддиапазона частот). На основной частоте
58

L\ одновременно излучаются ГК, ТК и КСИ. Сигнал на частоте L\ дос¬
таточен для обеспечения навигационной информацией гражданских (не¬
санкционированных) потребителей.
Частота L2 вводится для использования при двухчастотном методе
коррекции погрешностей, вызываемых рефракцией радиоволн в ионо¬
сфере. Сигнал на частоте L2 содержит только ТК и КСИ и потому дос¬
тупен лишь некоторым потребителям, которые имеют право требовать
от системы предельной точности.
Для разделения передаваемых на одной несущей частоте грубого и
точного кодов применяют ортогональную фазовую манипуляцию, когда
ГК передается при фазной манипуляции (0 и 180°), а ТК при фазовой
манипуляции (90 и 270°). Код служебной информации накладывается на
дальномерные коды путем сложения по модулю 2.
Следует отметить, что все частоты (несущие частоты, тактовые
частоты кодов и др.) в СРНС получают от синтезаторов частот, в основе
которых лежит спутниковый эталон частоты или бортовой опорный ге¬
нератор аппаратуры потребителя.
Индивидуальные отличия сигналов систем «GPS» и «ГЛОНАСС».
Применяемые в СРНС сигналы отличаются по дальномерным кодам и
по признакам опознавания спутников.
Сигналы системы «GPS». В этой системе в качестве грубого кода
используется код Голда, который формируется из двух М-после-
довательностей Pipe) и Р2(х) с образующими полиномами вида
Pl(x)= 1 +JC3+*10,
Р2 (х) — 1 + х2 + х3 + х6 + хя + хч + JC10.
Обе М-последовательности имеют одинаковые тактовую частоту и
период. Для получения дальномерного кода эти последовательности
складываются по модулю 2:
Pt[f) = Pit) @ P2i (0 = Pit) 0 P2(t + л,тк),	(3.9)
где пг число символов, задающее фазовый сдвиг кода /-го спутника.
Включение члена я/Тк в дальномерный код связано с принятой в системе
«GPS» кодовой (структурной) селекцией сигналов спутников. В основе
выделения ПШС требуемого НИСЗ лежит образование корреляционной
функции (КФ) с формируемым в аппаратуре потребителя кодом, соот¬
ветствующим выбранному спутнику. Поэтому коды, присвоенные каж¬
дому из спутников, должны быть ортогональными, т.е. давать КФ, близ¬
кую к нулю, и обладать малым уровнем боковых «лепестков» КФ для
уменьшения взаимных помех. Ортогональность кодов достигается вы¬
бором и/ в выражении (3.9), т.е. сдвигом кода по фазе. Из всей совокуп¬
ности кодов Голда (1025) выбирают 37 и присваивают их соответст¬
вующим спутникам системы.
59

Параметры грубого кода имеют следующие значения: Тш = 1 мс,
тк= 1 мкс, тактовая частота FT = FJ10, где F0= 10,23 МГц - частота эта¬
лонного генератора, из которой умножением на 154 и 120 формируются
частоты диапазонов L\ и
Точный код системы «GPS» обеспечивает однозначное и примерно
на порядок более точное, чем при грубом коде, определение дальности.
Период повторения точного кода - около 267 суток а длительность эле¬
мента кода тк= 0,1 мкс. При таком коде усложняется его поиск и возрас¬
тает сложность аппаратуры потребители из-за большого числа элемен¬
тов кода N3. Большая длительность кода в сочетании с отсутствием све¬
дений об образующих полиномах обеспечивают защиту точного кода от
несанкционированного использования. Тактовая частота точного кода
равна F0 = 10,23 МГц.
Служебная информация передается кодом, тактовая частота кото¬
рого значительно меньше, чем у далъномерных кодов. При этом дли¬
тельность элемента кода служебной информации в 20 раз больше дли¬
тельности элемента грубого дальномерного кода. Служебная информа¬
ция передается со скоростью 50 бит/с. Кадр служебной информации пе¬
редается в течение 30 с. Для передачи альманаха требуется 12,5мин (25
кадров). Этот интервал определяет время обновления альманаха в аппа¬
ратуре потребителей при отсутствии априорной информации, т.е. время
готовности к автономной работе.
Сигналы системы «ГЛОНАСС». В этой системе используется час¬
тотный метод разделения сигналов, излучаемых разными НИСЗ. Сигна¬
лы спутников идентифицируются по их несущей частоте. В диапазонах
Li и Ь2 частоты, на которых излучаются сигналы, формируются по об¬
щему правилу: fk=f0 + кА f где^о - номинальное значение несущей час¬
тоты; А/ ~ 0,5МГц - интервал между несущими частотами соседних по
частоте спутников; к= 1,2,...,24.
Общий для всех НИСЗ системы «ГЛОНАСС» грубый дальномер-
ный код формируется с помощью образующего полинома
/>(*)= 1 + х5+х9
Грубый дальномерный код имеет ТПК = 1 мс при длительности эле¬
мента кода тк ~ 2 мкс. Тактовая частота равна 511 кГц.
Точный дальномерный код подобен аналогичному коду системы
«GPS». Тактовая частота кода 5,11 МГц, а тк~ 0,2 мкс.
Сигнал служебной информации передаётся так же, как в системе
«GPS», только время передачи альманаха составляет 2,5 мин.
3.4.	Аппаратура потребителей СРНС
Основные функции аппаратуры потребителей (АП). Рассмат¬
риваемая аппаратура выполняет следующие операции: выбор четырех,
60

необходимых для работы квазидальномерной системы НИСЗ из числа
наблюдаемых потребителем; расчет ожидаемых значений навигацион¬
ных данных для выбранных НИСЗ; поиск сигналов выбранных спутни¬
ков; выделение эфемеридной информации; измерение временной за¬
держки и доплеровских частот сигналов; обработка результатов измере¬
ний и данных об эфемеридах для определения координат и скорости по¬
требителя; оценка точности полученного навигационного решения.
Выбор спутников. Созвездие из четырех рабочих спутников выби¬
рается по критерию минимума геометрического фактора на основании
хранящегося в памяти аппаратуры альманаха и грубых данных о место¬
положении от системы счисления пути или другой грубой навигацион¬
ной системы.
Поиск сигналов. После выбора спутников в аппаратуре потребителя
вырабатываются опорные коды, аналогичные дальномерным кодам тех
НИСЗ, прием сигналов которых ожидается потребителем. Поиск этих
сигналов основан на нахождении максимума КФ принятого и опорного
кодов. При грубом дальномерном коде Голда процедура поиска требует
просмотра 1023 вариантов сдвига кода (на тк) и порядка 10 вариантов не¬
сущих частот (при Fmax= ±5 кГц и полосе пропускания доплеровского
фильтра 1 кГц). Для уменьшения затрат времени на поиск используются
приближенные значения задержки кода и FA, полученные по грубым дан¬
ным о местоположении. Поиск осложняется малым уровнем сигнала
(табл. 3.2). Заметим, что поиск сигнала по коду в системе «ГЛОНАСС» не
требуется. Это способствует ускорению поиска.
Измерение дальности. Информация о
дальности до НИСЗ извлекается из за¬
держки принимаемого кода, например кода
Pj(t - fa) относительно опорного кода. При
слежении за /-м спутником управляемый
генератор кода (УГК) (рис. 3.9) в момент
for, соответствующий (при АТ= 0) моменту
излучения сигнала НИСЗ, формирует код
Pi{t - т), тактовая частота которого задается
опорным генератором (ОГ).
Этот код подается на коррелятор
(Кор), куда с приемника (Прм) поступает
также принятый сигнал НИСЗ. Сигнал ошибки с выхода коррелятора
пропорционален сдвигу tRi - т подаваемых на Кор кодов и после усред¬
нения в фильтре используется для изменения временного положения
формируемого в УГК кода. Процесс продолжается до совпадения кодов
по времени (т = tRi), после чего измеритель времени (ИВ) определяет
сдвиг опорного кода, используя для этого число п элементов кода, на
которое потребовалось сдвинуть опорный код.
Рис. 3.9. Структурная схема
измерителя дальности АП
61

Из сказанного следует, что входящий в АП измеритель дальности
представляет собой следящий радиодальномер с фазоманипулирован-
ным сигналом. Основной элемент любого следящего радиодальномера -
временной дискриминатор (ВД) (рис. 3.10,а) построен по двухканаль¬
ной корреляционной схеме, каждый канал которой содержит перемно-
житель и интегратор. Для получения дискриминационной характери¬
стики, имеющей вид производной КФ, в качестве опорных сигналов пе-
ремножителей корреляторов служат две кодовые последовательности
P(t - т), сдвинутые друг относительно друга на длительность элемента
кода тк, которые формируются генератором кода (ГК). Схема задержки
(СЗ) управляет задержкой опорного кода.
Для упрощения допустим, что дальномерным кодом P(t) является
семизначный код Баркера. Будем считать, что поиск сигнала закончен и
схема поиска и захвата (СПЗ) выдает сигнал на экстраполятор (Э) (схе¬
ма, содержащая интеграторы, число которых равно степени астатизма
следящего измерителя), с помощью которого СЗ сдвигает опорные коды
до грубого совпадения с дальномерным кодом принимаемого сигнала
спутника, когда т ~ tR. Договоримся, что при перемножении соответст¬
вующих коду видеоимпульсов одинаковой полярности перемножители
формируют положительные видеоимпульсы, а при разнополярных сиг¬
налах - отрицательные видеоимпульсы (рис. 3.10,6).
Знаки «+» и «-» соответствуют фазам 0 и 180° фазоманипулиро-
ванного сигнала
Рис. 3.10. Структурная схема следящего измерителя задержки
принимаемого кода {а) и видеосигналы в ее характерных точках (б)
В каждом из корреляторов код принятого задержанного на tR сиг¬
нала умножается на код опорного сигнала, сдвинутого на т. Результаты
перемножения интегрируются и вычитаются. Полученный таким обра¬
зом сигнал ошибки пропорционален разности накопленных импульсов в
точках 4 и 5 каналов ВД. В приведенном примере число положительных
62

импульсов в верхнем канале больше, чем в нижнем, и экстраполятор с
помощью СЗ сдвигает кодовую последовательность в сторону увеличе¬
ния т. Задержка т изменяется до тех пор, пока сигнал ошибки не станет
равным нулю, т. е. до сдвига опорных кодов в каналах относительно tR
на ± 0,5тк. При этом R = сх = ciR .
Измерение скорости. Информация о скорости, содержащаяся в до¬
плеровском сдвиге частоты Рд, извлекается с помощью системы ФАПЧ
или АПЧ (рис. 3.11).
После замыкания цепи слежения за кодом принятый сигнал с линей¬
ного тракта приемника (ЛТП) демодулируется при умножении на соответ¬
ствующий данному НИСЗ код и поступает на дискриминатор следящей
системы. Опорный сигнал с частотой /пч + F* формируется управляемым
генератором (УГ). Сигнал ошибки фильтруется и управляет частотой УГ. В
установившемся режиме частота Fa = F*, и ее значение с выхода измери¬
теля частоты (ИЧ) используется как мера скорости.
Рис. 3.11. Структурная схема	Рис. 3.12. Структурная схема устройства
измерителя скорости АП	выделения служебной информации АП
Выделение служебной информации. После установления слежения
за кодом и несущей частотой принимаемый сигнал с ЛТП (рис. 3.12) по¬
ступает на коррелятор (Кор). На втором входе Кор действует модулиро¬
ванный по фазе дальномерным кодом сигнал, несущая частота которого
формируется схемой слежения за несущей (ССН) (входящей в состав
измерителя скорости), а модулирующий код берется со схемы слежения
за задержкой (ССЗ) (входящей в измеритель дальности). Этот код
управляет фазовым модулятором. В корреляторе дальномерный код де¬
модулируется. Полосовой фильтр на промежуточной частоте устраняет
высокочастотные составляющие. Синхронный детектор выделяет видео¬
сигнал служебной информации, который после очищения от шумов
фильтром низких частот подается на схему синхронизации по битам
(ССБ) и фильтр данных ФДн, формирующий значения битов служебной
информации СИ.
63

Математические основы определения координат в АП*. В дан¬
ном разделе рассматривается так называемая навигационная функция,
отражающая связь между навигационным элементом (НЭ) и определяе¬
мыми координатами точек пространства (сферическими координатами
ср, X, р; геоцентрическими координатами х, у, z и т.п.). Навигационные
элементы, измеряемые по сигналам НИСЗ, обозначим R,, их расчетные
значения - R0l, а общее число измерений - п. Координаты потребителя и
спутника обозначим соответственно gfj = 1,2, 3) и Q,(/ =1,2, 3).
Общее выражение навигационной функции для измерений в мо¬
мент ti имеет вид
R,= Ri(gi, g2, gs; Qi„ (Ь, Qj,).	(З.Ю)
Конкретное выражение определяется видом НЭ и для дальномер-
ной системы соответствует соотношению (3.1).
Если имеются результаты п измерений, то может быть составлена
система из п уравнений вида (3.10), которую необходимо решить с це¬
лью определения g7. Поскольку эти уравнения нелинейные, производят
линеаризацию системы (3.10) в окрестностях расчетных значений НЭ
go/, которые вычисляют по априорной информации(например, по ин¬
формации альманаха). Тогда получается система уравнений для расчет¬
ных значений НЭ:
Ro/- Rf(g0b g02> g03; Ql/, Qn, Q3/)■
Образуем разность
AR, = R, - R0/ = R/(фo + 6Ф,	+ 5x, Po + 8p; Q lh Q2„ Q3/) -
— R, (фо, Xo, po; Qi/, Q2/, Q3/X	(3-11)
где Sу - поправки к приближенным значениям координат.
Линеаризация производится путем разложения системы уравнений
(3.11) в ряд Тейлора по степеням 8/. Ограничиваясь первыми членами
ряда, получаем систему уравнений
R*=
(шЛ faiO
V^Soi J
Частные производные
8,тет”г
/
iE
dg0./ J
функции R, по координатам g0y об¬
разуют матрицу С размерностью (их3):
||^боу||
Градиентная и фундаментальная матрицы. Если представить про¬
изводную dR/dgoy в виде
Материал данного раздела заимствован из [6].
64

t)R, dR, dQ, | dR, dQ2 | gR, dQ3
d%tij dQ, d%o, <*>2 dUj 9Qj dgoj ’
где QbQiQ3, - система некоторых промежуточных координат*, у, z, то
матрицу С можно записать как
С = ГФ,
где Г - градиентная матрица; Ф - фундаментальная матрица.
Градиентная матрица имеет вид
дК{
дК{
dR{
дх
ду
dz
dRn
dR„
дх
ду
dz
и характеризует изменение навигационной функции при изменении те¬
кущих координат потребителя. Эта матрица показывает, как будут из¬
меняться НЭ с изменением геоцентрических прямоугольных коорди¬
нат. Фундаментальная матрица
Ф =
дх дх дх
дф дХ др
ду ду ду
дф дХ др
dz дх дх
дф дХ др
характеризует изменение промежуточных координат QK при изменении
определяемых параметров g0j.
Отметим, что фундаментальная матрица будет одинаковой для
всех навигационных методов, а градиентная - различной для каждого из
методов.
Введем матрицу-столбец А поправок 5, к уточняемым координатам
6.
(3x1)
А =
а также матрицу-строку R, из разностей измеренного и расчетного
значений НЭ
R/,=||R,.-R0I.||("X,).
(3.12)
С учетом сказанного, можно записать систему (3.12) в матричной
форме:
R-CA = ГФА.
3—3168
65

Ради придания системе (3.12) однородности приведем все разности
R, - Ro/ к безразмерному виду путем умножения на весовые коэффици¬
енты, имеющие размерность, обратную размерности R,- R0/:
Р, = h, /аш,
где a2R/- дисперсия погрешностей измерения НЭ; hi - некоторый мас¬
штабирующий коэффициент.
Получаемая система безразмерных уравнений называется систе¬
мой условных уравнений.
Если образовать из весовых коэффициентов диагональную матри¬
цу Ро размерностью пхп, то подлежащая решению система условных
уравнений примет вид
Р0 Д^РоСА.	(3.13)
Определение координат. К системе условных уравнений (3.13)
применяют процедуру метода наименьших квадратов. Если эти п урав¬
нений зависимы, то какая-то совокупность трех поправок 6у не может
удовлетворить этой системе и при подстановке 6, в соответствующие
уравнения левые и правые части окажутся не равными, появится невяз¬
ка этих частей:
Метод наименьших квадратов позволяет найти такие наилучшие
поправки к координатам 6у, при которых сумма квадратов невязок £, ми¬
нимальна:
п
V = ^Tef = min.	(3.14)
/=1
Задача (3.14) требует выполнения трех условий:
—-о	—-о	—-о
дЬх ’	<)62	’	dbi
Последовательное дифференцирование по поправкам 8, приводит к
системе трех уравнений с тремя неизвестными:
а11^1 +а12^2 +а1383 = Ьр
^ a2i6i+а22^2+а23^3 = ^2>	(3.15)
Я3 j5| + а32$2 + Я3383 = Ь3,
где а
к/ ^Р/
dKi dR,
<^ок
Oj
ь*=£р,Ч>,
i=l
dSok
Выражения (3.15) представляют собой алгоритм обработки резуль¬
татов измерений R, для определения поправок 8У к априорно известным
координатам g0y. Коэффициенты akj на первом итерационном цикле вы¬
66

числяются по априорным данным, а коэффициенты Ьк на том же цикле -
по априорным сведениям и по результатам измерений. За начальные
значения координат для каждого последующего цикла принимают на¬
чальные значения предыдущего цикла, исправленные на величины оце¬
ненных поправок.
Систему уравнений (3.15) можно представить в матричной форме:
Ст РСА = Ст РДр, где учтено, что Р^Р0 = Р .
Решение этого уравнения методом наименьших квадратов можно
записать как
G = g0+ (Ст РСГ'СТ РЯр,
где go - априорная оценка вектора g.
Если погрешности измерений распределены по многомерному га¬
уссовскому закону с матрицей моментов второго порядка W, то, полагая
Р = W1, имеем
g = go+(cTW”,c)cTW",R|J.	(3.16)
На основе (3.16) можно организовать итерационный процесс оцен¬
ки искомых координат:
g(£) = g(k- 1) + (Ст(£- 1) W"1 C(£- I))"1^*- l)VTl С(А- 1).
На первом итерационном цикле используются априорные данные
(альманах, грубые координаты от системы счисления пути и т.п.), а на
следующих - данные предыдущих измерений. Итерационные циклы
продолжаются до достижения заданной остаточной погрешности
g(k)-g(k- I) < Agoc.
Точность измерений характеризуется корреляционной матрицей
Kg=(CTW-,C)-1.
Структура аппаратуры потребителей. Обобщенная структурная
схема АП представлена на рис 3.13. В состав АП входят четыре основ¬
ных элемента: радиочастотный преобразователь РЧП, процессор пер¬
вичной обработки сигналов ППО, навигационный процессор НП и
опорный генератор ОГ.
Рис. 3.13. Возможная структурная схема АП
(цепи управления и подачи тактовых импульсов не показаны)
67

Радиочастотный преобразователь выполняет функции селекции и
усиления сигналов и преобразования последних в цифровую форму.
Все необходимые для работы АП (в том числе РЧП) частоты выра¬
батывает синтезатор частот (СЧ) путем преобразования частоты сигнала
ОГ. Малошумящий усилитель (МШУ) служит для уменьшения коэффи¬
циента шума РЧП, что необходимо в связи с малым уровнем принимае¬
мого сигнала (-160...-170 дБВт). Линейная часть приемника (ЛЧП) со¬
держит обычно два усилителя промежуточной частоты и обеспечивает
усиление сигнала на 120-140 дБ. Стоящий на выходе РЧП двухканаль¬
ный квадратурный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) выдает
квадратурные составляющие (/ и Q) принятого сигнала на второй про¬
межуточной частоте. Выборки в АЦП берутся с частотой 2F0, где F0 -
тактовая частота кода.
Процессор первичной обработки ППО представляет собой специа¬
лизированное цифровое вычислительное устройство, в котором реали¬
зуется цифровая обработка квантованных выборок / и Q квадратурных
сигналов АЦП, включая снятие доплеровского сдвига частоты и цифро¬
вую корреляцию кодов, и содержит цифровые эквиваленты дискрими¬
наторов систем слежения за несущей частотой и кодом сигналов. Циф¬
ровой демодулятор (ЦДМ) осуществляет перемножение преобразован¬
ного принятого сигнала на опорный сигнал от цифрового управляемого
генератора частоты (ЦУГЧ). Результат перемножения подается на блок
цифровых корреляторов (ЦКор), опорными сигналами которого служат
коды, формируемые в цифровом генераторе (ЦУГК).
В цифровых корреляторах снимается модуляция дальномерным ко¬
дом, но остается низкочастотная модуляция кодом служебной информа¬
ции. Выходы ЦКор соединены с микропроцессором (МП), через который
замыкаются цепи обратной связи систем слежения за кодом и за частотой
сигнала. Микропроцессор выполняет операции поиска, захвата (обнару¬
жения), слежения и выделения оценок навигационных элементов.
На рис. 3.14 показана
структурная схема квадратур¬
ного коррелятора, иллюстри¬
рующая процесс получения
оценок амплитуды 0т и фазы
ф сигнала, квадратурные со¬
ставляющие / и Q которого об¬
рабатываются в коррелятора.
Рис. 3.14. Структурная схема квадратурного	Оценка Um используется
коррелятора: Z, и Z2-сигналы,	ПРИ обнаружении сигнала и для
пропорциональные корреляционным управления усилением АП
интегралам; ОС-опорные сигналы	(АРУ), а оценка <р служит для
л
Um
68

организации дискриминационной характеристики вида arctg (Z\IZ2) в
следящем измерителе частоты (ФАПЧ).
Навигационный процессор (НГР выполняет следующие основные
функции: выбор рабочего созвездия НИСЗ; выбор кодов или несущих
частот сигналов спутников рабочего созвездия; декодирование
служебной информации (альманах, эфемериды); решение *
навигационной задачи (определение координат и вектора скорости);
организация обмена информацией с другими системами и между
составляющими АП. На НП часто возлагают и выполнение сервисных
задач (расчет отклонений от заданной траектории движения по¬
требителя, расчет времени прибытия в пункт назначения и т.п.).
Опорный генератор ОГ является эталоном частоты для АП и пред¬
ставляет собой стабилизированный кварцем генератор, вырабатывающий
сигнал с частотой, близкой к основной тактовой частоте F0 СРНС, которая
составляет 10,23 МГц («GPS») и 5,0 МГц («ГЛОНАСС») или на гармони¬
ках этих частот. Генератор обладает относительной долговременной ста¬
бильностью 5/~ КГ7 и кратковременной стабильностью около КГ11.
Варианты построения АП. В зависимости от сложности разли¬
чают одноканальную (в том числе мультиплексную) АП, которая в каж¬
дый текущий момент ведет прием и обработку сигнала только одного
спутника, и многоканальную АП, работающую одновременно по не¬
скольким НИСЗ.
Одноканальная АП по построению подобна показанной на рис. 3.13 и
последовательно во времени обрабатывает сигналы четырех спутников
затрачивая на измерение дальности 0,2-2,0 с. Аппаратура используется
на объектах с низкой динамикой.
Вариант одноканальной АП - мультиплексная АП позволяет прак¬
тически одновременно осуществлять слежение за несколькими НИСЗ. В
такой АП применяется временное уплотнение сигналов этих спутников,
при котором продолжительность приема сигнала каждого НИСЗ не пре¬
вышает нескольких миллисекунд. Это время значительно меньше по¬
стоянной времени следящих измерителей АП, что позволяет организо¬
вать фактически непрерывное слежение за несколькими спутниками.
Благодаря цифровой обработке сигналов и программной реализации
следящих измерителей, рассматриваемая АП оказывается не на много
сложнее обычной одноканальной. Однако из-за мультиплексирования
энергетический потенциал всей системы снижается при слежении за
сигналами четырех спутников более чем на 6дБ, что приводит к умень¬
шению помехоустойчивости АП.
Многоканальная АП применяется в первую очередь на высокома¬
невренных объектах (самолеты-истребители, штурмовики и др.) и содер¬
жит обычно пять процессоров первичной обработки сигналов (каналов).
Четыре канала служат для слежения за выбранными спутниками рабо¬
69

чего созвездия, а пятый канал -
для поиска и организации слеже¬
ния за новым НИСЗ, появляю¬
щимся в зоне приема потребите¬
ля при его движении, или для об¬
работки сигналов одного из
спутников на частоте L2 в целях
компенсации погрешности ионо¬
сферной рефракции. Недостат¬
ком многоканальной АП являет¬
ся большая сложность и жесткие
требования к идентичности па¬
раметров каналов. На рис. 3.15 показана корабельная АП с восьмика¬
нальным приемником, путепрокладчиком и шестидюймовым жидкок¬
ристаллическим индикатором, работающая по сигналам НИСЗ глобаль¬
ной спутниковой навигационной системы «GPS».
3.5.	Точность СРНС
Основные источники погрешностей. Суммарная погрешность
СРНС зависит от того, насколько точно известно местоположение спут¬
ников в момент измерения; от непостоянства скорости распространения
радиоволн; нестабильности бортовых эталонов времени; числа исполь¬
зуемых для определения дальности спутников (избыточная информация
позволяет повысить точность); уровня помех и от других факторов.
Неточность информации о местоположении спутников. Координа¬
ты спутников передаются в виде эфемерид бортовой аппаратурой НИСЗ
по данным, периодически получаемым от КИК. Современный уровень
техники позволяет смоделировать факторы, возмущающие движение
спутника по орбите (прецессионное движение оси Земли, давление сол¬
нечного света и др.), с очень высокой точностью. Поэтому погрешности,
вызываемые перечисленными причинами, не превышают нескольких
метров. Такого же порядка погрешность, обусловленная неточностью
модели земного шара и измерения высоты потребителя.
Изменение скорости распространения радиоволн в ионосфере и
тропосфере приводит к погрешности измерения (погрешность рефрак¬
ции). Знание природы этих погрешностей позволяет с помощью коррек¬
ции снизить их значение до нескольких метров. Остаточная погреш¬
ность является следствием приближенности расчетных формул и неточ¬
ности сведений о параметрах атмосферы. Погрешность определения
дальности ART, вызываемая рефракцией в тропосфере, зависит от зенит¬
ного угла 03, т.е. угла между местной вертикалью в точке определения
местоположения и направлением на спутник, и от закона изменения ко¬
рне. 3.15. Корабельная АП GP-80
фирмы «FURUNO» [18]
70

эффициента преломления п{Н) с высотой Я над поверхностью Земли.
Значение тропосферной погрешности (в метрах) дается алгоритмом
"т
ДЛТ= sec0, J N{H)dH,
где N(H) = [п(Н) - 1 ] 106 - индекс рефракции; Яп и Ят - высоты точек,
где находится потребитель и верхняя граница тропосферы.
Погрешность ART компенсируется расчетными поправками, вы¬
числяемыми для средних параметров тропосферы (остаточная СКП
тропосферной погрешности порядка 0,1 ART).
Резкое увеличение ARr с ростом 03 ограничивает использование
НИСЗ, видимых под малыми (менее 5°) углами возвышения.
Погрешность рефракции в ионо¬
сфере зависит от концентрации электро¬
нов в ионосфере Яэ, зенитного угла 03,
высоты НИСЗ Яс и частоты сигнала f:
АЛ„ = Ч'(ЯС, 01, N3 )lf2.
Кроме того, А/?и зависит от рас¬
стояния /?и которое радиоволна проходит
в ионосфере (рис. 3.16). Радикальным
способом учета данной погрешности яв¬
ляется работа СРНС на двух различных
частотах. Измерения на частотах / и f2
одной и той же дальности позволяют ис¬
ключить (или определить) неизвестную
функцию ц/(Яс,03, N3) и ввести поправку в
измерения (см. п. 2.2.2).
Дополнительным источником погрешностей пассивных больно-
мерных систем является, как указывалось выше, недостаточная ста¬
бильность частоты бортового генератора потребителя. В последние го¬
ды разработаны рубидиевые стандарты частоты, имеющие приемлемые
для потребителя массогабаритные характеристики (см. табл. 3.1).
Оценка точности СРНС. Моделирование и экспериментальная
проверка показывают, что при использовании точного кода СКП имеют
следующие предельные значения (в метрах):
неточность прогноза параметров НИСЗ	3,5
неполный учет ионосферной задержки	2,3
неполный учет тропосферной задержки 	2,0
многолучевой характер распространения 	 1,2
погрешность бортового оборудования	 1,5
При этом эквивалентная общая погрешность измерения дальности -
около 6 м, а результирующая погрешность местоопределения - пример-
Рис. 3.16. Зависимость
погрешности рефракции
в ионосфере от дальности
и зенитного угла
71

но 16 м (при геометрическом факторе, равном 2,6). Средняя квадратиче¬
ская погрешность измерения составляющих скорости - около 0,1 м/с, а
времени - порядка 0,1 мкс.
Таким образом, относительная СКП измерения дальности в СРНС
cr/Rmm=3 10-7 соизмерима с предельной погрешностью дальнометрии,
что достигается использованием в СРНС последних достижений в об¬
ласти выбора и обработки сигналов.
При стандартном (грубом) коде точность системы значительно
хуже, чем при точном коде. Так, при определении координат в горизон¬
тальной плоскости погрешности составляют 100м (2а для системы GPS)
и 60м (За для системы ГЛОНАСС), а в вертикальной плоскости соот¬
ветственно 150 и 75 м.
3.6.	Дифференциальный режим СРНС
Дифференциальным называют такой режим СРНС, при котором
достигается более высокая точность СРНС при стандартном (грубом) ко¬
де введением поправок в результаты навигационных измерений, выпол¬
няемых аппаратурой потребителей. Поправки вырабатывает специальная
наземная контрольная станция (КС), координаты которой известны с гео¬
дезической точностью. Контрольные станции устанавливаются в тех рай¬
онах, где требуется повышенная точность навигационного обслуживания
гражданских потребителей (например, в районах крупных аэроузлов).
Контрольные станции совместно с АП образуют так называемую диффе¬
ренциальную подсистему (ДПС) спутниковой системы.
Для работы ДПС требуется, чтобы КС и потребитель (П) (рис 3.17)
осуществляли слежение за одними и теми же спутниками С. На КС ус¬
танавливается точная аппаратура
потребителей (ТАП). Измерен¬
ные с помощью ТАП данные
(координаты КС, дальности до
спутников и др.) в формировате¬
ле корректирующей информации
(ФКИ) сравниваются с извест¬
ными координатами (или даль¬
ностями), на основе чего вычис¬
ляются соответствующие по¬
правки, которые включаются в
состав корректирующей информации (КИ). Передатчик (Прд) и специ¬
альная радиолиния КС-П служат для передачи КИ потребителю (П), где
она используется для ввода поправок в навигационное решение, доводя
точность последнего до 2-3 м.
Рис. 3.17. Структура дифференциальной
подсистемы СРНС: С - НИСЗ
72

Методы дифференциальных определений заключаются в опреде¬
лении вектора состояния потребителя по результатам приема и обработки
сигналов СРНС в двух разнесенных точках рабочей зоны ДПС. Одна из
этих точек - место расположения потребителя, координаты которого
уточняются, а вторая - КС с известными координатами. Дифференциаль¬
ные методы основаны на исключении сильно коррелированных погреш¬
ностей, сказывающихся одновременно как на АП, так и на КС (эфеме-
ридные погрешности, уход шкалы времени на НИСЗ, влияние тропосфе¬
ры и ионосферы). Эффективность коррекции зависит от того, насколько
одинаковыми будут эти погрешности на КС и в точке расположения по¬
требителя в моменты, когда потребитель производит навигационные из¬
мерения, т.е. от степени пространственной и временной корреляции этих
погрешностей. Очевидно, что размеры рабочей зоны ДПС ограничены та¬
ким удалением от КС, при котором корреляция погрешностей КС и АП
имеет достаточно высокое значение (несколько сотен километров).
В зависимости от характера корректируемой в АП информации
различают метод коррекции координат потребителя и метод коррек¬
ции навигационных элементов, определяемых в АП.
Метод коррекции координат. При реализации этогодиетода поправ¬
ки представляют собой разности истинных и измеренных координат КС.
Поправки включаются в состав КИ и передаются потребителю, уточняю¬
щему по ним свои координаты. Алгоритм этого метода имеет вид
Дх = х0-х0; хп=хп+Дх,
где х0,хп ~ векторы оценок координат КС и потребителя; х0 - вектор
априори известных координат; Дх - вектор поправок; х„ - вектор уточ¬
ненных координат потребителя.
Структурная схема, поясняю¬
щая метод коррекции координат,
приведена на рис 3.18. Антенна А-2
принимает сигнал КС, который после
приемника корректирующей инфор¬
мации (ПКИ) поступает на демодуля¬
тор (ДМ), выделяющий вектор Дх.
Вектор Дх используется в блоке кор¬
рекции координат (КК) для уточне¬
ния навигационного решения хп, по¬
лучаемого от штатной аппаратуры
потребителя (АП), осуществляющей слежение за грубым кодом СРНС.
Метод коррекции координат прост в реализации и не требует вмеша¬
тельства в штатную АП. Однако этому методу свойственен существенный
недостаток - сокращение рабочей зоны ДПС (рабочей зоны КС).
Рис. 3.18. Структурная схема,
иллюстрирующая метод коррекции
координат
73

Дело в том, что и потребитель, и аппаратура КС при определении
координат должны следить за одними и теми же спутниками оптималь¬
ного для потребителя созвездия. По мере удаления потребителя от КС
оптимальное для КС созвездие перестает быть таковым для потребителя
и, наоборот, причем некоторые спутники из этого созвездия могут вый-,
ти из зоны радиовидимости потребителя. В то же время перенос попра¬
вок, полученных по одному созвездию, на навигационные определения,
полученные по другому созвездию, может привести не к повышению, а
к понижению точности.
Метод коррекции навигационных параметров свободен от этого не¬
достатка. При реализации этого метода на КС вычисляются поправки к из¬
меряемым навигационным параметрам (например, дальности до спутни¬
ков) по всем НИСЗ, находящимся в зоне радиовидимости КС. Эти поправ¬
ки в составе КИ передаются всем потребителям, каждый из которых выби¬
рает оптимальное для него созвездие и решает навигационную задачу, ис¬
пользуя поправки, относящиеся к спутникам этого созвездия.
Алгоритм этого метода имеет вид
Щ = *о, ~ *o, i = Ki + Щ >
где R0,Rn - дальности, измеренные КС и аппаратурой потребителя;
R0 - рассчитанная на КС дальность до спутника (эталонная дальность);
AR - поправка; Rn - уточненная дальность потребителя; индекс / пока¬
зывает, что все величины относятся к измерениям по одному и тому же
/-му спутнику.
Рассматриваемый метод позволяет увеличить зону действия КС, но
требует вмешательства в алгоритмы работы АП, так как поправки долж¬
ны вводиться в сигналы, формируемые и используемые внутри АП.
Контрольные вопросы
1.	Что составляет основу систем глобальной навигации?
2.	Какие преимущества имеет многопозиционное построение СРНС?
3.	Какова функция эталона времени аппаратуры потребителя пассивной
дальномерной РНС?
4.	Какая относительная стабильность частоты требуется в дальномерной,
квазидальномерной и разностно-дальномерной РНС?
5.	Почему с практической точки зрения разностно-дальномерные системы
считаются менее удобными, чем дальномерные?
6.	Каковы особенности определения местоположения потребителя в спут¬
никовых РН£?
7.	Назовите функции подсистем СРНС.
8.	Что необходимо для того, чтобы считать спутник РНТ?
9.	Какие требования предъявляются к орбитам НИСЗ?
74

10.	Какой порядок имеет значение мощности принимаемого сигнала в
СРНС?
11.	За счет чего достигается сравнительно высокое значение отношения
мощностей сигнала и шума в АП спутниковых РНС?
12.	Из каких соображений выбирают несущие частоты сигналов СРНС?
13.	Какие требования предъявляются к сигналам спутника СРНС?
14.	Что собой представляет дальномерный код?
15.	Из каких соображений выбирают параметры дальномерного кода?
16.	Как удается на одной несущей частоте одновременно передавать два
далъномерных кода и код служебной информации?
17.	Зачем нужна потребителю служебная информация со спутника?
18.	Как индентифицируются НИСЗ в спутниковых РНС?
19.	По какому критерию в АП выбирается оптимальное (рабочее) созвез¬
дие НИСЗ?
20.	Поясните процесс измерения дальности в АП спутниковой РНС?
21.	Как построить дискриминатор системы, следящей за кодом?
22.	Какие операции с принятым потребителями сигналом необходимы для
измерения скорости и какая скорость при этом измеряется?
23.	Каковы особенности алгоритмов обработки результатов измерения в
АП спутниковой РНС?
24.	Перечислите основные элементы аппаратуры потребителя СРНС и их
функции.
25.	Сравните известные вам варианты построения аппаратуры потребите¬
ля СРНС.
26.	Каковы основные источники погрешностей СРНС и какими мерами
снижают их влияние на точность системы ?
27.	Что такое дифференциальный режим РНС? За счет чего удается повы¬
сить точность системы?
75

Глава 4. РАДИОСИСТЕМЫ
ДАЛЬНЕЙ НАВИГАЦИИ
4.1.	Особенности радиосистем дальней навигации
Радиосистемами дальней навигации (РСДН) обычно называют те
РНС, дальность действия которых превышает дальность прямой види¬
мости.
Стандартные РСДН («Omega» и «Loran-С») недавно сняты с экс¬
плуатации. Однако в ряде стран находят применение региональные ва¬
рианты РНС, по принципу действия аналогичные или близкие к стан¬
дартным РСДН. В России системы «Маршрут», «Тропик» и «Чайка»
будут эксплуатироваться не менее чем до 2010 г.
Геометрическим элементом W является расстояние от потребителей
до ОС или разность таких расстояний до двух ОС, а информативным па¬
раметром сигнала - фаза несущей частоты. Поэтому эти системы отно¬
сятся к классу фазовых, основу которых составляют фазовые дальномеры,
используемые как в дальномерных, так и в разностно-дальномерных
РСДН, и имеющие точность, близкую к потенциальной. Однако такая
точность на больших дальностях может быть обеспечена только при
учете изменения фазовой скорости распространения радиоволн вдоль
трассы. Кроме того, на точность измерений в фазовых системах сильно
влияет интерференция сигналов в точке приема. Так как все опорные
станции данной РСДН работают на одинаковых частотах, для преду¬
преждения интерференции сигналы одной и той же частоты никогда не
излучаются несколькими ОС одновременно. Указанные особенности при¬
водят к усложнению оборудования потребителя из-за использования эле¬
ментов синхронизации с циклами излучения ОС, устройств запоминания
измеренных значений фаз и коррекции фазовой скорости распростра¬
нения радиоволн.
Таким образом, РСДН относятся к классу фазовых дальномерных
или разностно-дальномерных пассивных РНС, основу которых составля¬
ют фазовые радиодальномеры (РД). Особенности таких РД определяют и
свойства РСДН в целом.
Принцип действия фазовых радиодальномеров. Принцип дейст¬
вия фазовой дальномерной РСДН можно пояснить с помощью структур¬
ной схемы системы представленной на рис. 4.1 (ср. с рис. 1.11).
76

Предположим, что опор¬
ная станция (ОС) непрерывно
излучает навигационный сигнал
в виде смодулированных ко¬
лебаний частоты /о- Источником
сигнала служит высокостабиль-
ный эталонный генератор (ЭГ), Рис. 4.1. Основные элементы структурной
а тпебуемая мощность обеспе- схемы опорной станции и аппаратуры
Р ^	.	потребителя фазовой дапьномерной РСДН
чивается усилителем (УМ).
Принятый потребителем (П) сигнал поступает на УРЧ, а с него - на из¬
меритель разности фаз ИФ. В качестве опорных используются колеба¬
ния, вырабатываемые генератором (ОГ). Сигнал ОГ должен быть коге¬
рентным с излучаемым ОС навигационным сигналом. Предположим да¬
лее, что фазовая скорость распространения радиоволн постоянна, а доп¬
леровский сдвиг частоты отсутствует.
Тогда в некоторый момент / на ИФ поступает сигнал ОС:
«о = итс Sin ф, = Umc sin К ('-'«) + Ч>01 + Фал ] .
где cpoi - начальная фаза; срап- сдвиг сигнала по фазе в цепях приемника,
a tn= R/с. Фаза q>i навигационного сигнала в ИФ сравнивается с фазой ф0
опорного сигнала
«о = ито Sin ф0 = итв sin («у + ф02 ) .
Измеренная разность фаз
Фи = АФ = Фо - (Pl = ю0hi - Фап + (Ф02 - Ф(м) *
Информация о дальности R до ОС заключена в первой составляю¬
щей фи. Остальные составляющие должны быть известны и учтены при
измерении. При выполнении этого требования фи=Аф=ш0^ и основное
уравнение фазового дальномера принимает вид
(4.1)
(4.2)
Д = (с/со0)Дф = мфДф,
где
мф = с/со0 = У(2л)
- масштабный коэффициент. Частота о>0 называется масштабной.
Однозначность отсчета дальности. Одна из особенностей фазового
РД - возможность многозначности, когда одному измеренному ИФ зна¬
чению Аф соответствуют несколько значений R, отличающихся, как
следует из (4.1), на /гЛ.0, где к = 1, 2,... . Причина многозначности - в
цикличности фазы колебания, поэтому ИФ выдает один и тот же ре¬
зультат при Аф, Аф + 2тг,...,Аф + к2п (рис. 4.2.). Для исключения этого
явления необходимо выполнение условия однозначности отсчета:
Аф = 2пК/Х0 < 2л,
откуда следует, что однозначно определяемая дальность
77

(^од)шах^^О
(4.3)
будет тем больше, чем длиннее волна Х0 , на которой измеряется фаза
Дер, или чем меньше масштабная частота со0. Однако значение Х0, соот¬
ветствующее (4.3) при (/?0д)шах = Яшах, не может быть получено в РНУ
систем дальней навигации с дальностью действия порядка нескольких
тысяч километров. Дело в том, что максимальная длина волны в РСДН
ограничена требуемой точностью (см. ниже) и возможными размерами
передающих антенн ОС и имеет значения порядка единиц или десятков
километров. В ситуации, когда измеряемая дальность R > /?од (рис. 4.2),
требуется найти целое чис¬
ло длин волн Х0 или целое
число циклов фазы, укла¬
дывающихся на измеряемой
дистанции, т.е. найти число
п = ]R/X0[ - ближайшее
меньшее целое число (]...[-
знак округления), а затем
измерить R фазовым РД.
Процедура нахождения п {процедура разрешения многозначности)
выполняется путем грубого, но однозначного измерения R с помощью,
например, определения местоположения потребителя по системе счис¬
ления пути с последующим использованием фазового РД для уточнения
результата определения дальности.
Точность измерения дальности. Из соотношений (4.1) и (4.2) сле¬
дует, что при постоянном (на интервале измерения дальности) значении
масштабного коэффициента М
а«=м»сф=к2*) >	(4-4)
т.е. точность фазового РД будет тем выше, чем меньше длина волны Х0,
однако при этом, как следует из (4.3), уменьшается (Л0д)тах и усложняет¬
ся процедура разрешения многозначности.
Таким образом, в фазовых РД существуют противоречивые требо¬
вания к значению масштабной частоты, так как увеличение со0, способ¬
ствуя повышению точности, ведет к сокращению зоны однозначного
отсчёта дальности. Обычно при выборе соо отдают предпочтение точно¬
сти, а возникающую многозначность отсчета разрешают с помощью
многошкальных (многочастотных) измерителей.
Что касается величины стф, то ее предельное значение определяется
потенциальной точностью измерения фазы (см. табл. 2.2) и равно
(стф)п = Ятт » гДе Ятжк = Е^о ~ максимальное отношение сигнала к
шуму по мощности на входе измерителя фазы. Тогда потенциальная
точность фазового РД будет характеризоваться погрешностью
ОС.
/*“4 ф"
!
1
>
R
„ Д_
•	R = 2Хо +
Д — 2Xi> + Ло 2п '
Рис. 4.2. Связь дальности Я и измеряемого
фазового сдвига фи в фазовой дальномериой
РСДН
78

(<*«)„ =
2k^E/N0 '
сдвиг сигнала при
расстройке фильтра
от относительной полосы
пропускания фильтра
(а = oR; а„ = (аЛ)п)
На практике по¬
грешность <Т7<> (G/<)n, ПО¬
СКОЛЬКУ даже при реали¬
зации оптимального из¬
мерителя фазы возни¬
кают трудности с пред¬
варительной узкополос¬
ной фильтрацией сигна¬
ла, особенно необходи¬
мой из-за малого значе¬
ния q в РСДН. Использование в приемном тракте согласованного фильтра
при малой ширине спектра сигналов РСДН, а следовательно, при узкой
полосе пропускания А/ф фильтра, выделяющего сигнал, нестабильность
несущей частоты или частоты настройки фильтра /0 (рис. 4.3) вызывает
из-за большой крутизны фазочастотной характеристики (ФЧХ) дополни¬
тельные фазовые сдвиги Дер.
Эти сдвиги приводят к погрешности сг„« 2ач/А/ф, где ач - средне¬
квадратическое значение нестабильности частоты. Полоса пропускания
фильтра определяется из уравнения сг^ = [<тн2 + афл2]1/2 = min, где <тфл—
флуктуационная погрешность (рис. 4.4). Поэтому полоса пропускания
фильтра должна быть шире полосы согласованного фильтра, а резуль¬
тирующая погрешность выше
(аф)п Рассмотренная особенность
приводит к тому, что в аппарату¬
ре потребителя согласованную
фильтрацию сигнала выполняют
обычно с помощью специальной
программы при обработке дис¬
кретизированных сигналов ОС.
Принцип действия цифро¬
вого фазового РД. Измерение
дальности в рассматриваемом РД
основано на преобразовании фа¬
зового сдвига Аф во временной
интервал At и заполнении этого
интервала счетными импульса¬
ми. В простейшей схеме цифро¬
вого измерителя разности фаз Аф
(рис. 4.5) опорный сигнал от ге-
ОтГМЧ 1
Or Ирм з
71	'чГ
|ОИ
■^_-7|ои 1
ч h ■
I 	\
. i >
г.1
\ N 1
INI I
б)
Рис. 4.5. Структурная схема цифрового
измерителя разности фаз (а) и сигналы
в характерных ее точках (б)
79

нератора масштабной частоты (ГМЧ) и сигнал с выхода приемника
(Прм) поступают на формирователи соответственно опорных (ФОИ) и
сигнальных (ФСИ) импульсов.
Опорный импульс (ОИ) открывает электронный ключ (ЭК) и разре¬
шает поступление счетных импульсов с генератора (ГСчИ) на счетчик (Сч).
Сигнальный импульс (СИ) закрывает ЭК и прекращает подачу счетных
импульсов на Сч. Число подсчитанных импульсов N = ]МТйЦ[, где Тсч - пе¬
риод их следования. С выхода счетчика снимается код, содержащий оценку
дальности R, получаемую в соответствии с выражением R = cTCHN.
Цифровому методу измерения свойственна погрешность дискре¬
тизации ДЯдС = сГсч, которая тем меньше, чем выше частота следования
счетных импульсов. Следует иметь в виду, что повышение точности при
более высоких частотах следования импульсов требует увеличения бы¬
стродействия и емкости устройств счета.
4.2.	Фазовая дальномерная РСДН
Рассмотрим принцип действия фазовой дальномерной РСДН на при¬
мере стандартной системы «Omega». Аналогичные отечественные системы
«Маршрут» и «Альфа» отличаются главным образом числом и размещени¬
ем опорных станций, а также меньшей дальностью действия. Система
«Omega» разрабатывалась как разностно-дальномерная. Однако успехи в
области создания высокостабильных бортовых эталонов частоты позволи¬
ли реализовать в системе «Omega» дальномерный (квазидальномерный)
режим, обеспечивающий, как отмечалось выше, более высокую точность
(меньший геометрический фактор). При переходе в дальномерный режим
не требуется замена опорных станций системы, необходима только модер-
'низация АП и увеличение стабильности ее опорного генератора.
Рассматриваемая пассивная фазовая дальномерная РСДН (ФД РСДН)
работала в диапазоне сверхдлинных волн и позволяла получить практиче¬
ски глобальную зону действия, в пределах которой точность определения
местоположения потребителя на поверхности Земли составляла несколько
километров. (Зона действия системы «Маршрут» охватывает около 60 %
поверхности Земли. Точность этой системы соответствует а « 5 км на
удалении около 13 000 км от ОС).
Опорные станции ФД РСДН. Близкая к глобальной зона действия
достигается применением восьми ОС, расположенных в разных районах
земного шара на побережье и островах мирового океана, (рис. 4.6), что дало
возможность потребителям получать навигационную информацию в тех
областях, где отсутствовали другие средства навигации, а также способст¬
вовало увеличению дальности действия ОС. Отечественная РСДН «Мар¬
шрут» имеет в своем составе одну ведущую и три ведомые опорные стан¬
ции на территории России. Опорные станции на рис. 4.6 обозначены
80

кружкамии. Все ОС работают на одинаковых несущих частотах. Син¬
хронная работа ОС обеспечивается цезиевыми стандартами частоты (8/
= 1(Г,2..Л(Г13). Шкала времени системы периодически корректируется
по шкале Всемирного координируемого времени (UTC).
Рис. 4.6. Расположение ОС радионавигационной системы
«Omega» [10]
Дальность действия ОС составляет 9-10 тыс. км. Антенны назем¬
ных ОС достигают высоты более 400м и излучают мощность около
10кВт (при мощности передатчика 150кВт).
Навигационные сигналы системы «Omega» (рис. 4.7) излучают¬
ся ОС в строго определенной последовательности и содержат по восемь
импульсных посылок со средней длительностью тср = 1 с. Сигналы од¬
ной и той же частоты излучаются ОС поочередно. Защитные интервалы
(0,2 с) введены для предотвращения интерференции сигналов в точке
приёма и для защиты от воздействия переходных процессов при пере¬
ключении ОС на излучение сигнала другой частоты, а также для сниже¬
ния требований к точности коммутации сигналов ОС в аппаратуре по¬
требителя до 0,1с. Цикл передачи сигналов Гц= 10 с. Начало цикла при¬
вязано к шкале Всемирного координированного времени. Опознавание
ОС производится по порядку чередования частот заполнения импульс¬
ных посылок и по специальным частотам, выделенным для данной ОС
(11,8-13 кГц) и заполняющим «пустые» интервалы на рис. 4.7.
81

Рис. 4.7. Частотно-временная диаграмма сигналов (я), Излучаемых
опорными станциями A,B,C,D,E,F,G,H стандартной системы «Omega»,
и временная диаграмма сигналов (5), излучаемых опорными станциями
на частоте 10,2 кГц
Каждая из ОС в известный момент времени начинает передачу
сигналов на частотах 10,2; 11,3 и 13,6 кГц. Частота f = 10,2 кГц служит
для точного определения местоположения (Х\« 29,5 км). На разностных
частотах AFx = 13,6 - 10,2 = 3,4 кГц; AF2 = 11,3 - 10,2 = 1,1 кГц;
AF3 = 13,6 - 11,3 =2,1 кГц можно устранить многозначность отсчета
(АА,1« 88 км, ДЛ,2* 273 км, АА,3 » 143 км). Для этого обычно используют
сигналы на частотах AF, и AF2.
Разрешение многозначности. Измерение дальности на основной
частоте fou как правило, сопровождается неоднозначностью отсчета, ко¬
гда показания измерителя фазы фи и реальная разность фаз А(р связаны
соотношением
Дф = 2пп + фи.	(4.5)
Определение числа п в ФД РСДН основано на многошкальном ме¬
тоде, при котором формируется грубая шкала на разностной частоте и
используется однозначная, но не очень точная информация о местопо¬
ложении от системы счисления координат потребителя.
Система счисления находит положение точки П на рис. 4.8,я с
СКП <тс. Положение точки П в зоне неопределенности системы счисле¬
ния, равной ±ас, уточняется по результатам измерений фазы на разност¬
ной частоте AF21 =f2 - f\, где f	- близкие друг другу частоты опор¬
ных станций. Если измерить фазы навигационных сигналов с частотами
fx и/2 и образовать разность A(pi и Аср2, то
Дф21 = Аф2 - Аф1 = 2n(f2 - f\)RJc = (27tAF21/c)/^ = {2tiIX2\)R.
82

Формирование A(p2J равносильно измерению фазы на низкой частоте
AF2 = AF2b на которой интервал однозначного измерения фазы Roa2\ = Х2\ =
= cAF2i~\ а СКП измерения oR2i« сгс. Входящее в (4.5) неизвестное число
п определяется как п = ]ДСА,21_1[, где Rc - дальность, найденная по системе
счисления пути.
Для сопряжения шкалы,
формируемой системой счисле¬
ния, с более точной шкалой (рис.
4.8,6), организованной на частоте
AF2i, т.е. для предотвращения по¬
тери информации о дальности R (о
числе Х2\) при переходе на более
точную (но неоднозначную) шка¬
лу, необходимо выполнить оче¬
видное условие
K,acZX2l=c/AF2l9 (4.6)
где К3 - коэффициент запаса.
Для расчета К3 нужно задать
допустимую вероятность ошибоч¬
ного считывания дальности (сбоя)
Рсб, равную Рсб = 1 - Рпл, где Рпл -
вероятность правильного отсчета
R при смене шкал. При гауссов¬
ском распределении погрешностей
/>сб=1-Ф(*з),	(4.7)
где Ф(х) - интеграл вероятности.
Расчет по формуле (4.7) показывает, что для обеспечения Рсб =
КГ5-КГ7 коэффициент запаса должен лежать в пределах 4,4-5,3. По
найденному коэффициенту можно, используя (4.6), найти значение
разностной частоты AF2i.
Затем дальность уточняют по точной шкале (рис. 4.7,в) формируе¬
мой на несущей частоте. При этом, условие сопряжения шкал (4.6) при¬
нимает вид К3сгф21 <Х{ = df\, где Х{ = /?од1 - интервал однозначного из¬
мерения дальности на частоте f. Если это условие не выполняется, то
используется промежуточная шкала на разностной частоте АГ31 =f3 - fu
где Уз - дополнительная несущая частота ОС (f{ <f3 <f2).
Структурная схема аппаратуры потребителя ФД РСДН. В ап¬
паратуре потребителя (рис. 4.9) поочередно принимаемые навигацион¬
ные сигналы ОС поступают с антенно-фидерного устройства (АФУ) на
три идентичных, но настроенных на разные частоты канала К\ - КЗ (на
схеме раскрыт только канал /П).
*)
Рис. 4.8. Диаграммы измерения
дальности потребителя на грубой (а),
средней (б) и точной (в) шкалах
83

После усиления в УРЧ, амплитудного ограничения и узкополосной
фильтрации навигационный сигнал подается на измеритель фаз (ИФ),
где его фаза сравнивается с фазой опорного сигнала, вырабатываемого
опорным генератором (ОГ), который служит для получения всех частот
и синхросигналов, необходимых для работы аппаратуры потребителя, и
строится на основе рубидиевого стандарта частоты (в квази-дально-
мерной аппаратуре может использоваться генератор с кварцевой стаби-
Рис. 4.9. Структурная схема аппаратуры потребителя системы «Omega»
Рис. 4.10. Структурная схема измерителя фаз в аппаратуре
потребителя системы «Omega» (а) и сигналы в характерных точках
этой схемы (б)
84

лизацией). Результаты измерения разности фаз сигналов всех ОС отно¬
сительно опорного сигнала поступают в ЭВМ (специализированный
процессор), которая выдает на индикатор (И) и внешние системы (ВС)
результат расчета местоположения потребителя. В ЭВМ производится
также счисление пути по информации о скорости V и курсе \|/ потреби¬
теля, а полученные данные используются вместе с вычисленными раз¬
ностями фаз Дср21 и Дфз1 для разрешения многозначности. В ЭВМ могут
включаться и отдельные элементы ИФ. В блоке памяти ЭВМ хранятся
данные о координатах всех ОС и поправки на непостоянство фазовой
скорости распространения радиоволн.
Измеритель фаз (рис. 4.10,а) реализует алгоритм оптимальной оцен¬
ки фазы сигнала мс, поступающего с узкополосного фильтра приемного
тракта, и построен по квадратурной схеме. В устройстве получения выбо¬
рок (УПВ) цикл Гц навигационного сигнала с помощью тактовых импуль¬
сов (ТИ), вырабатываемых ОГ, разбивается на N (например, 100) элемен¬
тов (выборок) длительностью Дв = TJN). При этом сигнал каждой ОС с
тср = 1 с (см. рис. 4.7,6) представлен п = 1/Дв выборками.
Формирователь сигнальных импульсов (ФСИ) вырабатывает им¬
пульсы при переходе ис через нулевое значение (рис. 4.10,6).
С ОГ на ИФ поступают синусные (СОИ) и косинусные (КОИ) опор¬
ные импульсы, формируемые в тот момент, когда опорное напряжение и0 с
начальной фазой, равной соответственно 0 или 90°, проходит через нулевое
значение. Кроме того, с ОГ подаются счетные импульсы (СИ) и синхросиг¬
налы (СС). Сигнальные и опорные импульсы управляют электронными
ключами (ЭК), число счетных импульсов на выходе которых (Nc или NK)
преобразуется счетчиками (Сч) в sin(<p*/) или cos(cp^), где ф*, - измеряемый
на к-м периоде несущей частоты сдвиг фазы принятого сигнала в /-й вы¬
борке. Цифровые значения sin^) и cosfa&) накапливаются в цифровых ин¬
теграторах (ЦИ), сигналы которых пропорциональны
т	т
«,- = £*"фИ и Р, = X cos Ф/ь >	(4-8)
к=1	к=1
где т - число измерений фазы за каждую выборку.
Оценки фазы ф, = arctg(a,/P/) с помощью коммутатора (К) распре¬
деляются по ячейкам памяти А, В, С, ... Я канала обработки (КО). Ком¬
бинируя эти оценки, можно определить дальность до ОС или разность
дальностей, устранить многозначность и выполнить другие необходи¬
мые вычисления.
Поиск сигнала. Чтобы коммутатор (К) подключал ту ячейку памя¬
ти, которая соответствует излучающей в данный момент ОС, он должен
работать синхронно с ОС (см. рис. 4.7,а). Такую синхронизацию выпол¬
няет схема поиска сигналов (СПС). В режиме поиска функционирует
85

только тот канал приемника, который настроен на частоту/j. Если в точке
приема присутствуют сигналы всех ОС, то огибающая принимаемого при
этом сигнала имеет вид, показанный на рис. 4.7,6 (задержкой сигналов
при распространении от ОС можно пренебречь, поскольку она гораздо
меньше тср ® 1 с). Задача поиска заключается в совмещении формируемо¬
го в аппаратуре потребителя опорного кода (ОК) (рис. 4.11,а) и прини¬
маемого сигнала (рис. 4.11,6) на основе корреляционного метода. Макси¬
мум корреляционной функции (КФ) соответствует совпадению совме¬
щаемых сигналов с точностью до Дв (рис. 4.11 ,в).
Рис. 4.11. Временная диаграмма опорного кода (а),
принимаемого сигнала (6) и нормированная корреляционная функция у,
этих сигналов (в)
Рис. 4.12. Структурная схема устройства
поиска сигнала в аппаратуре потребителя
системы «Omega»
В реальных условиях из-за
слабой интенсивности сигналов
отдельных ОС и влияния помех
характер временной диаграммы
может отличаться от показанного
на рис. 4.7,6. Однако при доста¬
точно большом времени накоп¬
ления информации максимум по¬
лучаемой КФ с большой вероят¬
ностью соответствует совпаде¬
нию сравниваемых сигналов и
определяет начало цикла прини¬
маемого и опорного сигналов.
86

Схема поиска сигналов (рис. 4.12) построена по принципу обнару¬
жителя радиосигнала с неизвестной начальной фазой и реализует па¬
раллельный поиск, при котором время вхождения в синхронизацию ми¬
нимально. Сформированные в измерителе фаз значения ос, и Р, (4.8) по¬
ступают на блок формирования величины z, = [а,2 + Р/2]1/2, пропорцио¬
нальной амплитуде /-й выборки сигнала. Блок корреляторов (БК) со¬
держит N каналов, каждый из которых вычисляет
j=1
где Кц - последовательность, соответствующая ОК и сдвинутая относи¬
тельно первого канала на j шагов.
Опорный код (ОК) от генератора (ГОК) поступает на формирова¬
тель выборок кода (ФВК), который управляет тактовыми импульсами
(ТИ) и вырабатывает N цифровых эквивалентов ОК, сдвинутых друг от¬
носительно друга на Ав. Схема выбора максимума (СВМ) определяет
номер канала БК, в котором наблюдается максимальный сигнал, а сле¬
довательно, находит то значение у, которое соответствует наибольшему
совпадению ОК с огибающей принятого сигнала. Код с такой задержкой
выделяется селектором СК, подвергается (при необходимости) цифро-
аналоговому преобразованию в ЦАП и используется для управления
коммутатором (К) (см. рис. 4.10,я), а также другими схемами, требую¬
щими синхронизации с циклом работы ОС.
Отметим, что время поиска сигнала при отношении мощностей
сигнала и шума q = 2 не превышает 20 с. При q < 0,2 интервал времени
до получения результата первого измерения координат составляет при¬
мерно 5 мин.
4.3.	Фазовая разностно-дальномерная РСДН
Типичным примером фазовой разностно-дальномерной РСДН яв¬
ляется стандартная система «Loran-C»(Long range), региональные вари¬
анты которой до сих пор используются в некоторых областях земного
шара для вождения морских и воздушных судов. Аналогичные отечест¬
венные системы имеют наименования «Тропик» и «Чайка».
Кроме стандартной РСДН «Тропик» в России используются ло¬
кальная (региональная) РСДН «Тропик-2П», развертываемая в конкрет¬
ном регионе в виде цепочки из трех-четырех станций, и многочастотная
разностно-дальномерная фазовая РНС «Марс-75».
Рассматриваемая пассивная фазовая разностно-дальномерная
РСДН (ФРД РСДН) «Loran-С» работает на несущей частоте 100 кГц и
обеспечивает навигационное обслуживание примерно на 3/4 северного
полушария Земли с точностью на порядок более высокой, чем у ФД
РСДН (СКП около 0,1-1,0 км).
87

В системе используется импульсный сигнал, на частоте заполне¬
ния которого (на несущей частоте) измеряется разность фаз, соответст¬
вующая разности дальностей до двух опорных станций. Поэтому ФРД
РСДН называют также импульсно-фазовыми.
Опорные станции ФРД РСДН. Станция ФРД РСДН включает так
называемые цепочки бере¬
говых ОС (рис. 4.13), со¬
держащие 3-5 ОС. Одна из
этих ОС является ведущей и
обозначается буквой А/, а
другие (X, У, Z, W) - ведо¬
мыми.
Размеры баз цепочки
ОС - около 1000 км. К на¬
стоящему времени созданы
и эксплуатируются более 25
цепочек опорных станций «Lo-
ran-С» и «Чайка», перекрываю¬
щих своими рабочими зонами
поверхность более 90 000 км2. В
России работают три цепи опор¬
ных станций «Чайка»: Европей¬
ская - 5 станций, Восточная - 4
станции, Северная - 5 станций и
Российско-Американская -	3
станции. Синхронизация работы
ОС обеспечивается цезиевыми
стандартами частоты (5/	=
510-13). Шкала времени системы
периодически (примерно 6 раз в
сутки) приводится в соответствие
со шкалой Всемирного коорди¬
нированного времени. Ответст¬
венной за синхронизацию и ко¬
герентность сигналов опорных
станций данной цепочки являет¬
ся ведущая ОС.
Дальность действия каждой
ОС примерно 2000 км. На ОС
используются антенны высотой
Рис. 4.14. Передающая часть ОС «Чайка»: около 200 м, излучающие мощ-
/ - антенна; 2 - генераторный модуль; 3 - со- ность (импульсную) 0т 165 ДО
гласующий модуль; 4 - модуль управления [15]
„via»***'
1 Г*
.	,,л.|
Рис. 4.13. Схема расположения цепочек
опорных станций РНС «Loran-С» ^
в Северной Америке [15]
88

1800 кВт (в зависимости от ОС). Передатчик содержит 64 индивидуаль¬
ных генераторных блока. Эти блоки служат для формирования передне¬
го фронта излучаемых импульсов и вырабатывают каждый по половине
периода несущей частоты с определенной амплитудой. На рис. 4.14 по¬
казан общий вид передающей ОС «Чайка».
Навигационные сигналы системы «Loran-С» (рис. 4.15) состоят
из пачек импульсов, содержащих девять (ведущая ОС) или восемь (ве¬
домые ОС) импульсов с когерентным заполнением. Импульсы (кроме
девятого) кодируются по фазе (0, п) специальными кодами(коды Голея).
Коды разные для сигналов ведущей (М) и ведомых (X, Yy Z, W) станций,
а также для сигналов, излучаемых в четные и нечетные групповые пе¬
риоды повторения Тпг (периоды повторения пачек), значения которых
составляют 0,04-0,1с.
Излучаемые ОС импульсы имеют близкую к колоколообразной фор¬
му и специально сформированный в передатчике передний фронт. Период
повторения, импульсов в каждой пачке Гпи выбирается так, чтобы в преде¬
лах рабочей зоны каждой цепочки отсутствовали области одновременного
приема следующих друг за другом импульсов данной пачки.
Групповой период повторения Гп.г и задержки моментов излучения
сигналов ведомыми опорными станциями t3h где /' = Х9 Y, Z, W, индиви¬
дуальны для каждой цепочки ОС, что служит для опознавания этих це¬
почек. Ведомые ОС излучают сигналы в строгой последовательности,
определяемой значениями t3i. Поэтому после приема сигнала ведущей
станции всегда следует прием сигнала ведомой OCX, затем - ОС Г и т.д.
Такой режим работы цепочек ОС облегчает последовательный поиск
сигналов этих ОС.
м	X.Y.ZW
ЛЯИЙЯЙЯЙЙ й. ИЙЙЙЙЯЙЙ
и	/	л; гд г	/
jRHBHflHflfl.FL- ЙЙЙЯЙЙЯЙ
/ • /
	<*)
Рис. 4.15. Навигационный сигнал системы «Loran-C:
а - пачка импульсов веду щей (М) и ведомых (X,Y) станций; б - форма огибающей импульса;
в - закон фазового кодирования импульсов в четных (А) и нечетных (В) периодах
89

Характерная точка огибающей (ХТО) находится на уровне поло¬
винной амплитуды принимаемого импульса, соответствует максималь¬
ной крутизне фронта и используется для выделения того периода несу¬
щих колебаний, по которому измеряется НЭ. Такой приём способствует
защите от сигнала пространственной волны, но приводит к энергетиче¬
ским потерям в 6 дБ по сравнению с измерением в максимуме импульса.
Передача дополнительной информации осуществляется путем низ¬
кочастотной модуляции навигационных сигналов. При неисправности
ОС цепочки излучение девятого импульса ведущей ОС периодически
прерываются, а соответствующая ведомая ОС каждые 4 с прекращает
излучение первых двух импульсов пачки на 0,25 с. Для межстанционной
телетайпной связи используется времяимпульсная модуляция (сдвиг на
±1 мкс) двух последних импульсов пачки.
Принцип действия ФРД РСДН. Основные элементы ФРД РСДН
показаны на рис. 4.16. Предполагается, что поиск нужной цепочки уже
окончен и опорные станции ОСМ
и OCX поочередно излучают коге¬
рентные колебания частоты со0,
формируемые эталонными генера¬
торами (ЭГ) и передатчиками
(Прд). В аппаратуре потребителя
(АП) принятые навигационные
сигналы после УРЧ подаются на
коммутатор (К), работающий син¬
хронно с переключениями ОС.
При этом сигнал ОСМ направля¬
ется в измеритель фаз (ИФО, а
сигнал OCX - в ИФ2. Каждый из
ИФ определяет фазовый сдвиг со¬
ответствующего сигнала относи¬
тельно сигнала опорного генератора (ОГ). Полученные значения Аф^ и
Аф^ запоминаются, а затем сравниваются в устройстве сравнения фаз
(УСФ). Сигнал на выходе УСФ пропорционален искомой разности
дальностей AR от потребителя до ОСМ и OCX.
Допустим, что ОСА" излучает сигнал с известной задержкой t^x от¬
носительно сигнала ОСМ, скорость распространения радиоволн посто¬
янна и доплеровский сдвиг частоты отсутствует. Тогда принимаемые
потребителем сигналы можно записать в виде
им (0 = Um\{ (t - tm) cos[«#0(f - tm - tRU)] = UmM (t - tm) COS фд/;
UX M = UmX	~ lHX ) COS[CO() (f ~ 1-iX _ Aw ~ h<X )1 = ^mX	~ *KX ) C0S Ф.У >
где fan - задержка сигнала в аппаратуре потребителя; tm и tjiX - время
прохождения сигналом расстояний RM и Яг до соответствующих ОС.
90
Рис. 4.16. Основные элементы
структурных схем опорных станций
и аппаратуры потребителя ФРД РСДН

Опорный сигнал имеет ту же частоту, но отличается по фазе от
принятых сигналов:
t/0 — UUO COS(CD0^- фог) — -^тоСОЗфо*
где фог - неизвестная начальная фаза ОГ.
Измеренные ИФ1 и ИФ2 фазы сигналов ОС:
Лфм= Фо — Фа/= ®обш +	“ фог;
Дф^= фо - ф,у= (0 о	ЮсЛп + Юо^зЛГ - фог,
а сигнал с УСФ пропорционален
Дфмх= АфЛ/- Аф^= Wotl<X ~ t*x) = ((*o/c)(Rm~Rx) ” ®otzX~
= (2n/\0)AR — со о
и не содержит неизвестных фазовых сдвигов соо^п и фог. Независимость
от фог достигается при такой стабильности ОГ, при которой значение фог
не изменяется за время формирования Дфмг-
С учетом известной задержки t& основное уравнение фазового раз-
ностно-дальномерного устройства
AR = (Х0/2п)Аумх= МДф^
аналогично основному уравнению (4.1) фазового дальномера.
Основной особенностью,
влияющей на точность рассматри¬
ваемой РСДН и построение аппа¬
ратуры потребителя, является воз¬
можность интерференции поверх¬
ностной Епов (полезной) и про¬
странственной Епр (мешающей)
волн в точке приема (рис. 4.17).
Пространственный сигнал,
образуемый при отражении от ио¬
носферы, всегда запаздывает на
время ;3>40 мкс относительно по¬
верхностного сигнала. Поэтому у результирующего сигнала Е (рис. 4.17)
передний фронт остается неискаженным только в первые 30 мкс (или пер¬
вые три периода несущей частоты). Этот участок и используется для точно¬
го измерения фазы. Для выделения требуемого периода несущей частоты
используется характерная точка огибающей (ХТО), в которой крутизна
фронта максимальна (эта точка специально формируется в аппаратуре ОС).
Аппаратура потребителей ФРД РСДН. Обобщенная структурная
схема АП показана на рис. 4.18. Принятый от ОС сигнал проходит пред¬
варительное усиление и фильтрацию в приемно-усилительном тракте
(ПУТ) с переключаемой полосой пропускания Af и поступает на дис¬
криминатор (Дек), который вместе с временным модулятором (ВМ) яв¬
ляется элементом системы слежения за сигналом. Обратная связь этой
системы замыкается через микропроцессор (МП).
Рис. 4.17. Результаты интерференции
поверхностной Епов и пространственной Епр
волн при равенстве фаз Епри Епов
91

Работа АП начинается с выбора нужной це¬
почки ОС оператором через блок индикации и
управления (БИУ). При этом с помощью опорно¬
го генератора (ОГ) и ВМ устанавливается шкала
времени АП, соответствующая групповому пе¬
риоду повторения Тш выбранной цепочки ОС.
Дальнейшие операции в АП выполняются с ис¬
пользованием этой шкалы, начало которой (Гпг)0
не связано с циклами работы ОС. Первая и важ¬
нейшая из этих операций - поиск сигналов пре¬
следует цель не только обнаружить сигнал, но и
определить грубо разность дальностей до ОС и тем самым исключить воз¬
можность появления многозначности при фазовых измерениях. По оконча¬
нии поиска АП переходит к измерению фаз принятых сигналов и уточне¬
нию полученной во время поиска грубой оценки НЭ.
Поиск сигналов производится по огибающей принимаемых от ОС
пачек импульсов и выполняется в три этапа: грубый поиск, точный по¬
иск и точная синхронизация. Возможная структурная схема АП при ра¬
боте в режиме поиска показана на рис. 4.19.
Рис. 4.19. Возможная структурная схема аппаратуры потребителя
при работе в режиме поиска сигналов
Устройство поиска представляет собой вариант квадратурного
цифрового обнаружителя. Опорный генератор (ОГ) вырабатывает так¬
товые импульсы с периодом повторения т0, составляющим десятые доли
микросекунды. Эти импульсы используются во временном модуляторе
(ВМ) при точном определении задержки и для получения сигналов Тпг,
определяющих значение группового периода повторения данной цепоч¬
ки ОС и момент (Гп.г)о запуска ВМ. В режиме грубого поиска полоса
пропускания ПУТ сужается до полосы Д/= 5 кГц, которая соответству¬
ет полосе согласованного с импульсом фильтра, что приводит к увели¬
чению отношения мощностей сигнала и шума и расширению импульса
до 200мкс на выходе ПУТ. Интервал поиска составляет 2Тпт, так как за¬
коны фазового кодирования импульсов ОСМ различны в соседних Тпг.
92
Рис. 4.18. Обобщенная
структурная схема
аппаратуры потребителя
ФРД РСДН

Цель режима грубого поис¬
ка заключается в обнаружении
сигнала ведущей станции ОСМ.
При грубом поиске временной
модулятор (ВМ), включаемый
импульсом с делителя частоты
(ДЧ), подсчитывает тактовые
импульсы опорного генератора
(ОГ) и формирует стробирующие
импульсы СИ1 для квадратурного
дискриминатора корреляционно¬
го типа, которые следуют с пе¬
риодом 200мкс, равным длитель¬
ности импульса ис на выходе со¬
гласованного фильтра (рис. 4.20).
В перемножителях квадратурных каналов формируются синусные
и косинусные выборки приходящего сигнала, которые преобразуются в
АЦП в дискретные сигналы хк и ykt поступающие в к-и канал ОЗУ мик¬
ропроцессора. Каждому из стробирующих импульсов соответствуют
четыре ячейки памяти ОЗУ (два квадратурных сигнала дс^иу^в первом
ТПг и х2къу2к во втором), число каналов поиска N = 27'пг/200.
Сигналы хк и ук накапливаются на пг интервалах поиска в целях по¬
вышения достоверности обнаружения сигнала. По накопленным выбор¬
кам в микропроцессоре (МП) вычисляются аналоги корреляционных
функций пачек сигналов, по виду которых производится опознавание
сигнала ОСМ и определяется номер Аггй ячейки ОЗУ, в которой вычис¬
ленная корреляционная функция максимальна. Если эта функция пре¬
вышает пороговое значение, то принимается решение об обнаружении
сигнала и определяется его задержка Tj = 200Ari.
На втором этапе поиска полоса пропускания ПУТ увеличивается
до 20 - 25 кГц, что способствует сохранению формы огибающей приня¬
того импульса и производится поиск сигналов всех ОС. Точный поиск
выполняется одновременно в пяти каналах (по максимальному числу
ОС в цепочке). Каждый из каналов содержит свой дискриминатор, на
который с общего временного модулятора подаются стробирующие им¬
пульсы СИ2 с периодом следования, например 10 мкс, и повторяется тот
же процесс, что и при грубом поиске, только теперь фиксируется к2 -
тот номер СИ2 (рис. 4.19,6), при котором обнаруживается первое пре¬
вышение сигналом на переднем фронте импульса ис порогового значе¬
ния. Во избежание пропуска этого момента импульсы СИ2 выставляют¬
ся по сигналу и в момент 200(£i - 1) относительно Т|. В результате вы¬
полнения этапа точного поиска время задержки первого импульса ОСМ
уточняется до т2 = 200(Arj - 1) + 10къ где к2 - номер СИ2, соответствую¬
93
Рис. 4.20. Временные диаграммы
поиска сигналов при грубом (а)
и точном (б) поиске
(масштаб по оси времени не выдержан)

щий обнаружению сигнала (рис. 4.20,6). Процедура точного поиска ве¬
домых станций выполняется параллельно с точным поиском ОСМ и
отличается от описанной только установкой момента начала последо¬
вательности СИ2 от 200(Ati - 1) на tlh где / = X, Y,Z, W.
Третий этап - этап точной син¬
хронизации предусматривает опре¬
деление положения характерной точ¬
ки огибающей (ХТО) и выделение
третьего периода несущей частоты
на переднем фронте каждого им¬
пульса (рис. 4.21). Определение по¬
ложения ХТО основано на формиро¬
вании специального высокочастотно¬
го сигнала СПО (<сигнал «продиффе¬
ренцированной огибающей»), нулевая
точка которого соответствует ХТО.
Для получения СПО применяют, на¬
пример, метод «задержки и сложе¬
ния» (рис. 4.21 ,а), основанный на на¬
хождении разности между умножен¬
ным на весовой коэффициент Кь ра¬
диочастотным импульсом и его задер¬
жанной на То/2 копией, где Г0- период
несущей частоты. При слежении за
огибающей сигнала поддерживается
совмещение стробирующего импуль¬
са 3 (рис. 4.21,6) с точкой перехода
СПО 2 через нулевое значение. При этом специальным стробирующим им¬
пульсом выделяется третий период несущей частоты (высокочастотная вы¬
борка /), используемый для измерительных целей в АП.
Выделением третьего периода несущей частоты сигнала заверша¬
ется процесс поиска, который занимает примерно 1 мин при отношении
мощностей сигнала и шума q > 1 и около 10-15 мин при q « 0,1.
Измерение разности фаз сигналов, принятых от ОС, начинается по
окончании процесса точной синхронизации. Особенность измерения за¬
ключается в импульсном характере сигнала, требующем запоминания
фазы принятого сигнала до прихода следующего импульса или пачки
импульсов. Пачечный характер навигационного сигнала позволяет про¬
водить накопление результатов измерений по каждому из восьми им¬
пульсов и тем самым увеличивать точность измерений.
Высокочастотная выборка поступает на цепи фазовой синхрониза¬
ция ЦФС (рис. 4.22). Чувствительным к изменению фазы элементом
ЦФС является, общий фазовый детектор (ФД). Отдельные ЦФС комму-
Рис. 4.21. Структурная схема
формирования сигнала
с продифференцированной
огибающей (а) и графики сигналов
при слежении за огибающей (б)
94

тируются электронными ключами (ЭК), отпираемыми стробирующими
импульсами С-Л/, С-Х и т.д. Положение последних по времени в резуль¬
тате работы цепей поиска соответствует ожидаемому моменту приёма
сигналов ведущей (А/) или ведомых	станций. Сигнал ошибки
фазовой синхронизации проходит через интеграторы (Инт) и использу¬
ется для фазовой подстройки частоты ю(в) вспомогательного генератора
(Г). Этот сигнал корректируется после приема каждого из восьми им¬
пульсов ведущей ОС. Для слежения за фазой всех ОС цепочки необхо¬
димо соответствующее число ЦФС, в каждую из которых должен вхо¬
дить свой генератор (Г-Л/, Г-У, Г-Хи т.д.). На все Г подаются сигналы от
стабильного местного генератора (СГ). Сигналы с вспомогательных ге¬
нераторов ЦФС ведущей и ведомой станций используются соответст¬
венно для включения и запирания электронного ключа (ЭК-3). Через
этот ключ импульсы от стабильного генератора (СГ), следующие с час¬
тотой, например, 10 МГц (Гсг = 0,1 мкс), поступают на счетчик (Сч). Ко¬
личество импульсов СГ, подсчитанное счетчиком за интервал между
импульсами / и 2 (рис. 4.22,6), является мерой сдвига фаз Дер = совУГсг.
Рис. 4.22. Структурная схема блока определения навигационного элемента
Большая длительность интервалов между соседними импульсами
пачки (1 мс) и между пачками импульсов ОС (несколько десятков мил¬
лисекунд) позволяют использовать один измеритель фазы. Измеритель
последовательно обрабатывает сигналы ОС, выдавая результат измере¬
ния фаз в ОЗУ, откуда они считываются при определении разностей фаз
и НЭ. Аппаратурная часть такого блока измерений упрощается за счёт
усложнения программного обеспечения.
4.4.	Оптимальное оценивание навигационных данных
в аппаратуре потребителей РСДН
Аппаратура потребителей РСДН в основном предназначена для
получения навигационных данных (координат объекта) в результате
цифровой обработки сигналов ОС. Эта задача усложняется из-за малой
мощности принимаемых сигналов особенно на предельных дальностях
95

от ОС, составляющих тысячи километров, а также из-за высокого уров¬
ня помех в диапазоне километровых и мириаметровых волн. В таких
условиях для оптимальной оценки навигационных данных применяют
фильтр Кстмана - алгоритм, обеспечивающий наилучшую в смысле
минимума СКП несмещенную оценку.
Принцип построения фильтра Калмана. Для реализации на
ЭВМ оптимальной фильтрации необходимо составить модели объекта
(МО) и измерений (МИ) (рис. 4.23,а) на основе априорной информации
о характере движения объекта и о законе преобразования навигацион¬
ных данных в измеряемые величины (время запаздывания или разность
времени приема сигналов). Эти модели записывают в дискретной фор¬
ме. Для этого интервал наблюдений t0...t разбивают на к отрезков дли¬
тельностью Д/д, где Д/д - интервал дискретизации, который должен быть
меньше интервала корреляции навигационных данных, но достаточен
для выполнения в ЭВМ операций по их оценке.
Модель объекта. Движение объекта описывается уравнением со¬
стояния
х(А) = Ф(* | к - 1)х(* -1) + Г(к\к- l)w(* -1),	( 4.9)
где \{к) и х(/г-1) - векторы состояния объекта (например, его координа¬
ты) в моменты времени М/д и (к - 1)Д/д, имеющие размерность (п х I), со¬
ответствующую числу п оцениваемых навигационных данных; Ф(А|Аг— 1) -
переходная матрица размерностью (пхп), определяемая динамическими
свойствами объекта; Г(к | к - 1) - прогнозирующая матрица коэффициентов
размерностью (ях1), a w(£-1) - вектор формирующих белых шумов раз¬
мерностью (/х 1) с нулевым математическим ожиданием.
В модели объекта для формирования вектора х(*-1)из х(&) ис¬
пользуется задержка на Д/д. Считается, что входящие в (4.9) величины
постоянны на интервале Д/д.
Модель вида (4.9) обычно применяется для описания поведения
объекта при внешних воздействиях. Если известно предыдущее состоя¬
ние объекта х(к -1), в частности, его начальное состояние х(0), то мо¬
дель (4.9) позволяет найти прогнозируемое состояние объекта х(к) на
момент следующего измерения. Используемая для этого переходная
матрица Ф(к\к - 1) описывает динамические свойства объекта, напри¬
мер, скорость, ускорение и первую производную ускорения изменения
его координат. При возмущенном движении объекта учитывают внеш¬
ние воздействия w, т.е. действующие на объект порывы ветра, неодно¬
родности атмосферы, шум в системе управления и т. п. Матрица F(/J к -
1) прогнозирует изменение координат объекта при этих воздействиях на
основе знания предшествующих возмущений w(к -1).
96

Модель измерений. Соотношение, связывающее результаты изме¬
рения с вектором состояния при тех же допущениях, что и в модели
объекта, записывается как
Ъ{к) = Щк)\(к) + и (к),	(4.10)
где Z(к) - вектор измерений размерностью (т х 1); Н(£) - матрица из¬
мерений размерностью (т х п); и (к) - вектор белых шумов измерений
размерностью (/их 1) с нулевым математическим ожиданием, не корре¬
лированный с вектором w.
Оптимизация обработки навигационных данных. На рис. 4.23,6
показана структура оптимального измерителя (ОИ), представляющего
собой фильтр Калмана. Этот фильтр, используя известные модели фор¬
мирования сигнала z, восстанавливает вектор состояния в дискретном
времени. Обычно входящие в (4.9) и (4.10) матрицы известны лишь
приближенно, поэтому и оценка фильтра не является полностью опти¬
мальной. Алгоритм фильтра описывается уравнениями
х(к\ к) = х(Аг| к-1) + К{к)\г(к \к-\)~ Н(/г)х(Л:| к -1)],	(4.11)
х(*| к-1) = Ф(£| к - \)х(к -\\к-\),	(4.12)
где х(£| к -1) -экстраполированная оценка х(£) на к-ы интервале, полу¬
ченная по совокупности результатов измерений Z(l), Z(2),..., Z(k-\); К(к)
- коэффициент передачи,
вычисляемый в ВКП по из¬
вестным из теории калма-
новской фильтрации фор¬
мулам. Следует отметить,
что при определении К(£)
рассчитывается ковариаци¬
онная матрица, диагональ¬
ные элементы которой
представляют собой дис¬
персии погрешностей
оценки каждого компонен¬
та вектора состояния х,
что позволяет судить о ка¬
честве работы фильтра.
Практически важной
особенностью фильтра
Калмана является рекуррентность алгоритмов, когда данные измерений
включаются в последнюю оценку и отпадает необходимость хранения их
в памяти ЭВМ. Действительно, модель динамики объекта Ф($к-\) по¬
зволяет экстраполировать оценку состояния объекта, а модель измери¬
тельной системы Н(£) - найти отклик системы на прогнозируемое со-
97
Рис. 4.23. Модели объекта и измерительной
системы (а) и структурная схема оптимального
измерителя РСДН (б)
4—3168

стояние объекта. Вычитая предсказанный результат измерения, т.е. оценку
ъ(к\к-\), из истинного результата Z(k), получают невязку измерения
Z(k\k-\), которая умножается на рассчитанную ЭВМ матрицу коэффици¬
ентов передачи К (к), а результат складывается с х(£|Д:-1) для получения
оценки х(к\к). Последняя хранится в памяти ЭВМ до следующего измере¬
ния. Затем цикл повторяется. Однако алгоритм требует хранения в памяти
ЭВМ всех матриц, входящих в уравнения фильтра, для всех к = 1,2,.... По¬
рядок этих матриц зависит от размерности п вектора состояния объекта.
Применительно к РСДН уравнение состояния (4.9) распадается на
несколько аналогичных ему по форме независимых уравнений, число
которых равно числу оцениваемых компонентов навигационных дан¬
ных. Эти уравнения описывают изменения каждого из указанных ком¬
понентов. В квазидальномерной системе оценке подлежат две коорди¬
наты (например, широта ф и долгота X) объекта и сдвиг временных
шкал ОС и потребителя АТ. Соответствующий фильтр Калмана имеет
три входа (т = 3 по числу ОС) и три выхода (ф, X, А7). В дальномерной
и разностно-дальномерной РСДН достаточно оценки двух координат ф
и X. При проведении измерений по двум парам ОС (т = 2) соответст¬
вующие фильтры имеют два входа и два выхода.
При проектировании оптимальной аппаратуры потребителя следу¬
ет иметь в виду, что запись входящих в уравнения матриц зависит от
типа РСДН.
4.5.	Точность фазовых РСДН
В аппаратуре потребителей дальномерных РСДН, работающих на
частоте 10,23 кГц, СКП измерения фазы составляет примерно
0,7° (0,002-2л), а разностно-дальномерных РСДН - около 3,6° на частоте
100 кГц. С учетом основного уравнения таких систем W = [с(2л/о)",]Аф
в дальномерной системе СКП определения геометрического элемента W
примерно равна 60м, а в разностно-дальномерной—30м. Однако в ре¬
альных условиях погрешности определения линии положения возрас¬
тают до 1 - 2 и 0,1 - 0,3 км соответственно (меньшие значения отмеча¬
ются в дневное, а большие - в ночное время). Кроме того, точность ме¬
роопределения зависит от взаимного расположения потребителя и
опорных радиостанций (геометрический фактор).
Основные источники погрешностей фазовых РСДН. Преобра-
см.п. 2.2.2) приводит к соотношению
(4.13)
Г 2 2 21
1/2
<ти,=Ж
^+СТУ' %
2 ,2 2
С / Ф
9
98

где ас, а/и аф - среднеквадратические отклонения скорости распростра¬
нения радиоволн cf несущей частоты/0 и Аф.
Погрешность стф зависит от уровня помех, динамических парамет¬
ров потребителя и стабильности ФЧХ приемного тракта. Выражение
(4.13) справедливо при точной синхронизации ОС и независимости воз¬
мущающих факторов.
Непостоянство скорости распространения радиоволн. Изменение
проводимости и диэлектрической проницаемости среды (почвы), над кото¬
рой распространяется электромагнитная энергия, вызывает вариации ско¬
рости Су а следовательно, появление дополнительного фазового сдвига фд и
погрешности стс. На частоте 100 кГц значение фд достигает десятых долей
градуса на километр трассы. Этот фазовый сдвиг рассчитывается заранее,
соответствующие поправки 5](/) заносятся в память бортовой ЭВМ и учи¬
тываются при измерениях. Полному устранению влияния данного фактора
препятствуют случайные изменения скорости распространения, вызывае¬
мые вариациями параметров атмосферы по трассе распространения радио¬
волн.
В мириаметровых фазовых системах имеет место непостоянство
скорости распространения радиоволн в пространственном волноводе,
образованном отражающим слоем ионосферы (Е или D) и поверхностью
Земли. Регулярные изменения высоты Нл этого волновода при переходе
от дня к ночи или при смене времен года могут быть рассчитаны зара¬
нее. Соответствующая поправка 52(0 вносится в память бортовой ЭВМ
и учитывается при измерении фаз сигналов. Среднеквадратические зна¬
чения 52(0 на частоте 10,2 кГц составляют 3 - 5мкс (11 - 18° фазового
сдвига). К факторам, вызывающим случайные изменения фазы в ми-
риаметровом диапазоне, относятся хромосферные вспышки на Солнце,
потоки метеоритов и т. д.
Нестабильность эталонных генераторов. Расхождение частот Af
генераторов ЭГ опорной станции и ОГ аппаратуры потребителя (см.
рис. 4.1) приводят к погрешности о/, которая подлежит учету в дально-
мерных РСДН.
Во вступительной части гл. 3 было показано, что в таких РСДН
для получения высокой точности в АП требуются опорные генераторы с
долговременной стабильностью не хуже 10'11. Если применение таких
генераторов невозможно в силу экономических или массогабаритных
ограничений, следует использовать квазидальномерный или разностно-
дальномерный режим работы РСДН.
Применение дифференциальных систем для повышения точ¬
ности РСДН. Дифференциальные системы (см. п. 3.6) позволяют повы¬
сить точность в 5-6 раз по сравнению с обычными РСДН. В дифферен¬
циальных системах поправки 8i и S2, учитывающие особенности рас¬
99

пространения радиоволн, измеряются на
контрольной станции (КС) (рис. 4.24), распо¬
ложенной в РНТ, и передаются в реальном
времени потребителю (П).
Основой дифференциального режима ра¬
боты является большая площадь зоны, в кото¬
рой наблюдается сильная пространственно-
временная корреляция погрешностей фазовых
измерений на рабочих частотах РСДН. Радиус
Рис. 4.24. Расположение зоны пространственной корреляции погреш-
элементов дифференциаль- ностей по уровню 0,37 доходит до нескольких
ной РСДН	тысяч километров, а интервал временной кор¬
реляции составляет несколько часов.
Эффективность использования потребителем вычисленных на КС
поправок наиболее высока вблизи КС. Следует иметь в виду, что пре¬
имущества дифференциального режима достигаются за счет уменьше¬
ния дальности действия системы до значения /?тах < гк.
Контрольные вопросы
1.	Каковы основные особенности фазовых РСДН?
2.	В каких диапазонах радиоволн работают РСДН и почему?
3.	На чем основан принцип действия фазового радиодальномера?
4.	Что такое многозначность фазового дальномера и как ее избежать?
5.	От чего зависит потенциальная точность фазового дальномера и что
препятствует ее достижению?
6.	Опишите навигационный сигнал системы «Omega» и поясните причины
выбора параметров этого сигнала.
7.	Какое правило надо соблюдать при переходе с грубой на более точную
дальномерную шкалу?
8.	Каковы основные элементы аппаратуры потребителя системы «Omega»
и какие функции они выполняют?
9.	Как осуществляется поиск сигнала в аппаратуре «Omega»? Можно ли
перевести бортовую аппаратуру системы «Omega» с разностно-дальномерного в
дальномерный режим и что для этого требуется?.
10.	Опишите навигационный сигнал системы «Loran-С» и поясните при¬
чины выбора такого сигнала.
11.	Что такое характерная точка огибающей сигнала, как она формируется
и для чего используется?
12.	Как осуществляется поиск сигнала в аппаратуре «Loran-С»?
13.	Можно ли перевести бортовую аппаратуру системы «Loran-С» с раз¬
ностно-дальномерного в дальномерный режим и что для этого требуется?
14.	Поясните принцип построения фильтра Калмана.
15.	Перечислите основные источники погрешностей фазовых РСДН.
Какими мерами снижают их влияние на точность системы ?
100

Глава 5. АЗИМУТАЛЬНО-
ДАЛЬНОМЕРНЫЕ РСБН
5.1.	Общие сведения
Радиосистемами ближней навигации (РСБН) обычно называют пози¬
ционные РНС с дальностью действия Rmax < Rm , где RnB - дальность пря¬
мой видимости, использующие наземные радиомаяки, выполняющие
функции опорных станций и работающие в диапазоне дециметровых или
метровых радиоволн. Системы относятся к классу однопозиционных, что
позволяет одной опорной станции обслуживать навигационной информа¬
цией все летательные аппараты (ЛА), находящиеся в зоне с радиусом до
RUB от опорной станции, например, в прилегающей к аэродрому
(приаэродромной) зоне с высокой плотностью воздушного движения.
Геометрическими элементами, определяемыми с помощью РСБН,
являются азимута и дальность R (т.е. Wt= а и W2 = R). Поэтому
рассматриваемые системы называют азимутально-дальномерными (АД
РСБН). Такая система содержит два независимых друг от друга канала:
азимута и дальности (два независимых РНУ).
Наиболее широкое применение получили отечественная система
«РСБН-4Н(-8)>> и стандартная зарубежная РСБН «VOR/DME» (VOR -
very high frequency omnidirectional radio; DME - distance measuring
equipment). Каналы дальности этих систем работают аналогично, но ка¬
налы азимута отличаются как принципом действия, так и несущими
частотами. Поэтому отечественная и зарубежная системы несовмести¬
мы и требуют использования различной аппаратуры потребителя.
К АД РСБН относятся и бортовые системы предупреждения
столкновений ЛА в воздухе. Здесь функцию опорной станции выполня¬
ет аппаратура одного из ЛА, на котором вычисляются команды на рас¬
хождение конфликтующих ЛА.
Отдельную группу РСБН составляют угломерные РНС, которые ос¬
нованы на использовании наземных или бортовых угломерных РНУ (ра¬
диопеленгаторов или радиомаяков) и могут применяется в качестве ре¬
зервного (вспомогательного) средства для грубого определения местопо¬
ложения ЛА. Эти системы рассматриваются в гл. 6. Повышению точности
угломерных РСБН препятствуют увеличение их погрешностей по мере
удаления от опорных станций и существенное влияние отраженных от
местных объектов сигналов.
101

Рис. 5.1. Рабочие зоны РСБН
(вторые половины рабочих зон
симметричны показанным):
а - азимутально-дальномерная РСБН
(наземные РНУ в точке А)\ б - даль-
номерная РСБН (наземные радиомая¬
ки в точках В и С); в - угломерная
РСБН (наземные радиомаяки в точках
В и С); г - нерабочие участки вблизи
базы системы (размер базы выбран из
условия максимальной площади рабо¬
чей зоны угломерной РСБН)
R. км
Судить об эксплуатационных
возможностях РСБН можно по их ра¬
бочим зонам (рис. 5.1).
Рабочие зоны построены по при¬
веденным в табл. 2.3 соотношениям при
следующих исходных данных: СКТТ
дальномерных РНУ oRl=cR2 = 100 м;
СКП угломерных РНУ 0^=0^= 0,25°;
допустимая СКП местоопределения
°мп.д= 200 м; длина базы Б = 31 км.
Характер рабочих зон явно свидетель¬
ствует о преимуществах дальномер¬
ных РСБН. Преимущество этой систе¬
мы перед наиболее распространенной
азимутально-дальномерной системой,
состоящее в точности определения ме¬
стоположения при равных значениях
дальномерных погрешностей, харак¬
теризуется соотношением
<W 4х/2/?Б
4Й2 +Б2
0,25+ 0,0175—
1
(Ч
1/2
N
Соответствующий график (рис. 5.2)
построен при тех же условиях, какие
использовались при построении рабо¬
чих зон, только размер базы Б = 200 км;
ЛА находится на перпендикуляре к
середине базы дальномерной системы;
азимутально-дальномерный радиомаяк
расположен в центре базы дальномер¬
ной РСБН.
Преимущества дальномерной
РСБН свидетельствуют о перспектив¬
ности ее использования для внетрас-
совой (зональной) навигации, когда
местоположение ЛА определяется с помощью разнесенных в простран¬
стве двух дальномерных радиомаяков.
Рис. 5.2. Зависмость отношения
погрешностей местоопределения
азимутально-дальномерной омпад
и дальномерной сумпд РСБН
от дальности
5.2.	Канал дальности РСБН
Принцип действия канала дальности. Канал дальности (КД)
представляет собой активное импульсное дальномерное РНУ с актив¬
102

ным ответом (см. рис. 1.10). Структурная схема КД (рис. 5.3) состоит из
установленного на ЛА запросчика и наземного ответчика - дальномер-
ного радиомаяка (ДРМ).
Генератор запросных
импульсов (ГЗИ) выраба¬
тывает сигнал запроса
дальности (ЗД), который
излучается на частоте f.
На ДРМ принятый сигнал
после обработки в прием¬
нике (Прм-О) подается на
формирователь сигнала
ответа (ФСО). Излучае¬
мый ДРМ на частоте f2
сигнал ответа дальности
(ОД) принимается борто¬
вой аппаратурой ЛА и по¬
ступает после приемника
(Прм-3) на цифровой из¬
меритель времени (ИВ), который включается в момент излучения ЗД.
Измеритель времени вырабатывает код, содержащий информацию о
R = ctR/ 2. Задержка сигнала в аппаратуре ДРМ (fa3) поддерживается
постоянной и учитывается при измерении. ^
Сигналы КД представляют собой импульсы колоколообразной
формы с длительностью 1,5-3,5 мкс. Длительность импульсов ти вы¬
брана из компромиссных соображений, так как при уменьшении ти
возрастает точность дальнометрии, но одновременно уменьшается
дальность действия при ограниченной мощности передатчиков. Сигна¬
лы ЗД и ОД состоят из парных импульсов, разделенных кодовым интер¬
валом тки длительностью в несколько десятков микросекунд. Кодиро¬
вание служит для повышения помехоустойчивости КД и облегчения
опознавания радиомаяков. Кодовые интервалы различны для разных
радиомаяков, что в сочетании с разными несущими частотами исполь¬
зуется для выбора нужного радиомаяка.
Пары импульсов повторяются со средней частотой Fn, которая выби¬
рается из условия однозначности отсчета дальности Fn <c/(2Rmax), где
Rmах - дальность действия КД. Следует отметить, что увеличение Fn спо¬
собствует повышению вероятности правильного обнаружения сигнала, но
снижает пропускную способность КД. Поэтому при переходе в режим со¬
провождения по дальности частота Fn уменьшается в 5-10 раз.
Запросчик зд Ответчик
йгаЗГОЕГ--
ОД
ГЗИ
ИВ — Прм
1рм-0
ФСО
Y-s'Y ,	, с:
1-3	^2	Ц*- Прд-0 «■	-1
а)
< tu
L R
f c*
taa
ЗДч
l| здч
	- 	L
t
0
t t,
6)
\
Рис. 5.3. Структурная схема канала дальности
РСБН (а), а также излучаемые и принимаемые
сигналы (б)
103

Для работы КД выделен участок частотного диапазона шириной в
несколько десятков мегагерц с центральной частотой около 1 ГГц.
Следует отметить, что сигналы ЗД и ОД всегда отличаются друг от
друга несущими частотами и кодовыми интервалами. Различия кодовых
интервалов и несущих частот сигналов ЗД и ОД позволяют повысит по¬
мехоустойчивость запросчиков к сигналам запросов других ЛА и пре¬
дотвратить запуск ДРМ собственными сигналами, отраженными от ок¬
ружающих его объектов.
Внутрисистемные помехи. Отличительной особенностью КД явля¬
ется работа запросчика и ответчика в специфической помеховой обста¬
новке, когда существуют внутрисистемные синхронные и несинхрон¬
ные помехи.
Синхронные помехи создаются сигналами ЗД, отраженными от ок¬
ружающих ДРМ объектов и вызывающими повторный (ложный) запуск
этого радиомаяка. Для исключения синхронных помех ответчик запира¬
ется на некоторое защитное время ^защ после приема первого (пришед¬
шего по кратчайшему пути) импульса запроса. Однако при этом воз¬
можно уменьшение числа ответов другим ЛА, чьи запросные сигналы
попадают на интервал гзащ . Поэтому запросчики всегда рассчитываются
на число ответов Иотъ, меньшее числа запросов ЛГзап (коэффициент от-
ветов Коп = Мотв / Л^зап < 1).
Несинхронные внутрисистемные помехи создаются, главным обра¬
зом, сигналами ОД другим («чужим») ЛА. Для борьбы с несинхронны¬
ми помехами, т.е. для выделения «своего» ответного сигнала, применя¬
ют нестабилизированные генераторы ГЗИ, задающие период повторе¬
ния сигналов ЗД, и частота повторения Fa излучаемых запросных сиг¬
налов изменяется случайным образом относительно определенного
среднего значения Fn. При этом «свой» ответный сигнал оказывается
задержанным относительно ЗД на время tR, которое можно считать по¬
стоянным на интервале в несколько периодов повторения ТП сигналов
ЗД, а «чужие» сигналы ОД представляют собой несинхронные помехи,
избавиться от которых можно с помощью стробирования приемного
тракта (или его части) по времени.
Использование ответчика способствует увеличению отношения
мощностей сигнала и шума на входе измерителя времени запросчика.
Поэтому преобладающее влияние на точность дальнометрии оказывает
не флуктуационная, а аппаратурная погрешность. Так как измерители
времени реализуются в цифровом варианте, основной составляющей
этой погрешности может быть дискретность отсчета. Для ее уменьше¬
ния используют высокие (порядка нескольких мегагерц) частоты следо¬
вания счетных импульсов (см. п. 4.1).
104

Пропускная способность канала дальности. Особенность канала
дальности, как и любого измерительного тракта с активным ответом, -
ограниченная пропускная способность. Максимальная пропускная спо¬
собность Nm зависит от коэффициента ответов N0TB, защитного интер¬
вала ^защ и частоты повторения сигналов запроса Fn :
Однако в реальных условиях пропускная способность оказывается
существенно меньше, что связано с ограниченной средней мощностью
ДРМ. При увеличении пропускной способности число ответов в едини¬
цу времени возрастает, что при заданной импульсной мощности пере¬
датчика приводит к росту его средней мощности. Чтобы не допустить
перегрузки передатчика и искажений излучаемых сигналов, применяют,
например, стабилизацию средней мощности передатчика ДРМ, когда
передатчик радиомаяка постоянно излучает примерно 3000 пар импуль¬
сов в секунду. При отсутствии ЗД эти импульсы формирует генератор
случайных импульсов, который возбуждается шумовым напряжением.
Уровень возбуждающего напряжения при поступлении ЗД уменьшается
(своеобразное АРУ) и часть ОД замещает соответствующее число слу¬
чайных импульсов. При этом среднее число излучаемых пар импульсов
остается примерно равным 3000. Если число ЗД превышает 100 в секун¬
ду, то ДРМ отвечает только наЮО наиболее мощных запросов.
Следует также иметь в виду, что необходимо обеспечить мини¬
мальное значение Когв (обычно Котъ > 0,5), при котором устойчиво
работает система автосопровождения по дальности. Эти факторы при¬
водят к тому, что существующие ДРМ не могут обслуживать более 100
запросчиков одновременно.
Для повышения пропускной способности применяют две частоты
повторения: высокую (определяемую однозначностью дальнометрии) в
режиме поиска для ускорения этого процесса и в 5 - 10 раз меныную в
режиме слежения, в котором в основном и работают все запросчики.
Точность измерения дальности. В канале дальности РСБН исполь¬
зуются цифровые следящие импульсные радиодальномеры (РД), изме¬
ряющие время запаздывания tH сигнала ОД относительно сигнала ЗД
(см. рис. 5.3) по второму импульсу пары импульсов, разделенных кодо¬
вым интервалом (совмещение второго и первого импульсов ОД выпол¬
няется в декодирующем устройстве аппаратуры потребителя). При по¬
стоянстве и известном значении задержки сигнала в ДРМ (ответчике)
основное уравнение рассматриваемого дальномера имеет вид
R = 0,5ctR =М tR.
(5.1)
105

Из (5.1) следует, что масштабный коэффициент М не зависит от
проектировщика системы, и точность РД определяется только точно¬
стью измерения tR и степенью стабильности скорости распространения
радиоволн.
Преобразуя (5.1) в соответствии с п. 2.2.2, получаем уравнение
погрешностей РД:
Анализ уравнения (5.2) показывает, что первая составляющая по¬
грешностей, определяемая нестабильностью скорости распространения
радиоволн, даже в наихудших условиях, когда (стс/с) = 1(Г4, а даль¬
ность R = Лпв = 600 км (высота полета ЛА - около 20 км), составляет
примерно 60 м, что позволяет в обычных условиях использования РСБН
не учитывать нестабильность скорости распространения радиоволн и
считать, что основной вклад в бюджет точности КД вносит аппаратур¬
ная погрешность измерения времени задержки tn сигнала ОД.
В цифровом РД к указанным составляющим добавляется погреш¬
ность дискретности отсчета сгдс =(0,5сГсч)/л/12 , зависящая от периода
повторения счетных импульсов Тсч.
Реальная точность КД характеризуется СКП gr «100 м.
Принцип действия следящего импульсного измерителя време¬
ни запаздывания сигнала. Основным элементом запросчика РСБН яв¬
ляется измеритель времени, на который подается сигнал от синхрониза¬
тора, соответствующий моменту излучения второго импульса ЗД и
включающий измеритель времени, и импульс ответа дальности (ИОД) с
приемника и декодирующего устройства, соответствующий второму
импульсу ОД и выключающий измеритель времени. Учитывая слож¬
ность процессов в измерителях времени задержки аппаратуры потреби¬
телей РСБН, выдающих оценку дальности в соответствии с (5.1), целе¬
сообразно предварительно ознакомиться с основными из этих процессов
на примере более простого аналогового измерителя времени.
Для автоматического сопровождения сигнала по дальности служит
следящий измеритель времени, структурная схема которого показана на
рис. 5.4. Временной дискриминатор (ВД) сравнивает временное поло¬
жение импульса ИОД и селекторных импульсов или временные интер¬
валы tR и /м и вырабатывает сигнал ошибки - два биполярных импуль¬
са с разной длительностью при временном рассогласовании х Ф 0.
1/2
(5.2)
106

Информация об х преоб¬
разуется экстраполятором (Э)
в управляющее напряжение
Uynp и подается на синтезатор
задержки (Синт) (временной
модулятор). Под воздействием
I/ синтезатор изменяет за¬
держку /м селекторных им¬
пульсов. Задержка tM отсчи¬
тывается от момента запуска
РД, определяемого синхрони¬
затором (Синх). Равновесие в
замкнутом кольце регулирования наступает, когда х = 0, а следовательно,
fM = tR . В этом случае является оценкой дальности.
Временной дискриминатор (рис. 5.5,а) представляет собой две схемы
И, на каждую из которых поданы принятый сигнал и один из селекторных
импульсов. Полярность снимаемых с дискриминатора сигналов совпадения
импульсов противоположна (рис. 5.5,6). Экстраполятор в простейшем слу¬
чае - интегрирующая цепочка. Синтезатор (рис. 5.5,в) представляет собой
генератор селекторных импульсов (ГСП), запускаемый задержанным по
отношению к импульсу синхронизатора сигналом с амплитудного компа¬
ратора (АК). В компараторе сравниваются уровни управляющего сигнала
С/упр и быстро нарастающего пилообразного напряжения генератора (Г ),
Рис. 5.4. Обобщенная структурная схема
измерителя времени следящего импульсного
дальнометра (а) и сигналы в ее характерных
точках (6)
Рис. 5.5. Схемы временного дискриминатора и экстраполятора (а)
и синтезатора (в), а также сигналы в их характерных точках (б, г)
107

запускаемого импульсом синхронизатора (рис. 5.5,г). Особенностью ра¬
боты измерителя времени автодальномера является импульсный харак¬
тер регулирования, что сказывается на условиях устойчивости замкну¬
той системы и характере переходных процессов.
Для работы представленного на рис. 5.4,а следящего измерителя
времени необходим предварительный поиск ИОД. В режиме поиска с
помощью экстраполятора (Э) формируется медленно нарастающее
пилообразное напряжение поиска, которое вместо управляющего напря¬
жения подается на синтезатор и изменяет задержку селекторных им¬
пульсов /м в сторону ее увеличения. При совпадении второго селектор¬
ного импульса (импульс II на рис. 5.4) с принятым импульсом, т.е. при
tM « fa, срабатывает обнаружитель, который отключает от Э схему поис¬
ка и замыкает цепь обратной связи следящего измерителя задержки.
Начинается процесс слежения по дальности.
Следует отметить, что обнаружитель, как правило, срабатывает
при совпадении указанных импульсов к раз за п периодов повторения
(критерий «к из я»), что способствует снижению вероятности ложной
тревоги при обнаружении или ложного захвата сигнала. Значения к и п
выбирают, исходя из условий работы радиодальномера, учитывая, в ча¬
стности, то обстоятельство, что коэффициент ответов Когь < 1. Процесс
обнаружения длится не менее кТп, что ограничивает скорость поиска
сигнала Vn = dtM / dt. Эта скорость должна быть такой, чтобы селектор¬
ные импульсы не вышли за пределы поступившего на измеритель вре¬
мени ИОД длительностью ти из-за изменения /м и из-за движения ЛА,
т.е. наличия радиальной скорости Vr=dR/dt:
В измерителе задержки должна быть предусмотрена так называе¬
мая память, необходимая для удержания следящего измерителя в ре¬
жиме сопровождения на время пропадания принимаемого сигнала в
очередном периоде повторения. Память позволяет избежать срыва сле¬
жения и перехода измерителя в режим поиска сигнала. В следящих ра¬
диодальномерах РСБН используют обычно следящие измерители за¬
держки с астатизмом второго порядка и применяют память по скоро¬
сти, учитывающую радиальную скорость движения ЛА.
Цифровой измеритель дальности (времени задержки сигнала).
В канале дальности используют цифровые следящие импульсные ра¬
диодальномеры, имеющие три основных режима работы: поиск сигнала,
измерение дальности по времени запаздывания сигнала ОД относитель¬
но сигнала ЗД и режим «память».
108

Поиск сигнала пояс¬
няется рис. 5.6. Функцию
синхронизатора радиодаль¬
номера выполняет генера¬
тор тактовых импульсов
(ГТИ), который формирует
импульс пуска (ИП) и им¬
пульс сброса (ИС). Оба им¬
пульса повторяются с час¬
тотой Fn , причем ИС вы- рис. 5.6. Возможная структурная схема
рабатывается спустя время устройства поиска сигнала дальномера РСБН
^ = 2Rmax/c, где Rmax - дальность действия дальномера.
Основной особенностью измерителя задержки является необходи¬
мость поиска «своего» импульса ответа дальности (ИОД) среди боль¬
шого числа сигналов ОД, соответствующих ответам дальномерного ра¬
диомаяка (ДРМ) на запросы других ЛА. Решению этой задачи помогает,
как указывалось выше, нестабильность ГТИ, благодаря чему «чужие»
ИОД представляют собой несинхронную импульсную помеху для «сво-
его»ИОД, всегда задержанного относительного ИП на /„ = 2R/c + 4.3, где
4 3 - задержка сигнала в ДРМ.
Вторая особенность этого измерителя в том, что поиск начинается
с дальности R0 = 0,5ctai.
Работа схемы поиска (см. рис. 5.6) начинается со сброса счетчиков.
При измерениях используются два счетчика: измерительный (Сч.И) и
выработки стробов (Сч.ВС). Счетные импульсы для счетчиков выраба¬
тывает генератор ГСчИ, период повторения счетных импульсов Тсч со¬
ответствует требуемому дискрету при измерении дальности
Д/?дс =0,5сГсч (при ДЯдс = 10 м значение частоты следования счетных
импульсов FC4 = \/TCH = \5 МГц). Счетчик Сч.И определяет дальность
как R = 0y5cTC4NC4 , где NCH- число импульсов, накопленных в Сч.И.
Счетчик Сч.ВС аналогичен Сч.И и предназначен для получения
поискового ПС и контрольного КС стробов в момент приема ИОД. Им¬
пульс ПС длится до конца периода повторения Тп (до конца такта) и
разрешает прохождение ИОД через селектор С-1 на остановку Сч.И.
Одновременно прекращается подача счетных импульсов на этот счет¬
чик. Контрольный строб длится примерно 2ти, где ти - длительность
ИОД, и разрешает прохождение ИОД на схему логики (СЛ). Последняя
представляет собой обнаружитель, использующий критерий «4 из 10» с
соответствующими логическими устройствами и управляющий режи¬
мами поиска и слежения.
109

'Гп
I
I
1111
1
tR+ta.3 ,
tft+ i ta.3
"Свои" ИОД
t
ппп пк
п
П n 1
ПП
ПП1
п ппп
1
ППП П
1
5,
^л1~^я0
	i„
Ufa,
f 3jT tR2
ti)з
к
t
3
V
\
	k
ПС
m
e
3 ,
ь
щшт
V.
1
1
Ш
м
tЯ2 (
U3
и
f*
t
шп
ПШП
!ГТН1!ГШ
IliHIIHI INII!I!III'I:II
ие
	L
	L
	L
1
t
1
о I ТАКТ	£ ТАКТ I ТАКТ Ж ТАКТ V ТАКТ f
Рис. 5.7. Сигналы в характерных точках устройства рис. 5.6
(считается, что Тп = const)
В первом такте поиск начинается с дальности R0, значение которой
вводится в счетчик Сч.И с устройства управления (УУ) и через схему
переписи (СП) по команде УУ переписывается в Сч.ВС. Из сказанного
следует, что после сброса в очередном такте оба стробимпульса окажут¬
ся задержаны на время /аз относительно импульса пуска. Работа счетчи¬
ка Сч.И прекращается при поступлении первого со времени начала сче¬
та ИОД («своего» или «чужого»). Измеренное значение «дальности» R]
переписывается в Сч.ВС.
В следующем такте стробы вырабатываются с задержкой /з2 = tR и
записанное в Сч.И число будет больше tH , так как запереть этот счет¬
чик может только тот ИОД, который придет во время существования
ПС (предполагается, что в первом такте был принят «чужой» ИОД или
импульс помехи). Поэтому записанная в счетчике «дальность» будет
возрастать от такта к такту, что вызывает смещение стробов, т.е. поиск
ИОД. Если импульсы на выходе приемника отсутствуют, то работа
Сч.И прекращается при его переполнении, и в следующем такте поиск
начинается с .
«Свой» ИОД всегда задержан относительно момента излучения ЗД
на одно и то же время /и =tR + Газ. Этот импульс в одном из тактов ра¬
боты запросчика совпадет с КС и пройдет в схему логики СЛ, которой
управляет контрольный строб. Одновременно этот ИОД остановит
110

Сч.И. В этом такте записанная в счетчике дальность соответствует ис¬
тинной дальности до ДРМ. В последующих тактах «свой» ИОД оста¬
навливает Сч.И на одной и той же дальности R. Импульсы КС вырабаты¬
ваются с одинаковой задержкой и совпадают с ИОД. При двукратном
совпадении включается схема логики. При остановке Сч.И на одной и той
же дальности 4 раза в течение 10 тактов принимается решение об обна¬
ружении «своего» ИОД и измеритель переводится в режим слежения.
Слежение за сигналом основано на измерении задержки (дально¬
сти) между импульсом пуска и серединой КС. При автоматическом со¬
провождении в цифровых импульсных РД (рис. 5.8) сравниваются циф¬
ровые коды двух счетчиков РСч
и Сч, первый из которых (ревер¬
сивный) работает по сигналам
временного дискриминатора (ВД),
а второй обновляет свой код ка¬
ждый период повторения.
Временной дискриминатор
состоит из двух схем И, на кото¬
рые подаются импульсы с при¬
емника (Прм) и селекторные им¬
пульсы от генератора (ГСП).
Сигналы со схем И через генера¬
торы стандартных импульсов
(ГСтИ) поступают на сумми¬
рующий и вычитающий входы
РСч. Генератор ГСтИ представ¬
ляет собой своеобразный АЦП,
число стандартных импульсов на
выходе которого пропорцио-
Рис. 5.8. Структурная схема цифрового
следящего измерителя времени задержки
ответного сигнала
нально длительности импульса, выдаваемого схемой И. Реверсивный
счетчик является экстраполятором следящего измерителя времени, на¬
капливающим «положительные» и «отрицательные» единичные стан¬
дартные импульсы, которые поступают на его входы. Синтезатор за¬
держки (Синт) состоит из генератора счетных импульсов (ГСчИ), счет¬
чика (Сч) и схемы сравнения (СС). Генератор ГСчИ включается им¬
пульсом синхронизатора в момент излучения ЗД. Код счетчика (Сч) на¬
растает в пределах длительности интервала, который соответствует
времени от начала импульса синхронизатора до момента совпадения
кодов РСч и Сч. В этот момент СС вырабатывает импульс, который за¬
пускает генераторы Гх и Г2, формирующие два селекторных импульса,
сбрасывает показания Сч и останавливает ГСчИ. Сопровождение начи¬
нается после введения в реверсивный счетчик сигнала захвата (кода
грубой дальности) со схемы поиска.
111

Измеренная дальность в виде двоично-десятичного кода поступает
на индикатор и к внешним системам.
Заметим, что первый счетный импульс, поступивший, например,
на Сч.И (см. рис. 5.6), используется для формирования импульса запро¬
са дальности ИЗД в передатчике радиодальномера. Благодаря этому
устраняется погрешность синхронизации, т.е. достигается одновремен¬
ность излучения ЗД и начала отсчета дальности.
Режим «память» предусмотрен на случай временного пропадания
ИОД. При нарушении критерия обнаружения СЛ (см. рис. 5.6) включает
схему памяти (П). В течение времени «памяти» следящая система про¬
должает смещать КС с той скоростью, которая была выработана на мо¬
мент перехода в режим «память». Если за 8-12 с схема логики обнару¬
живает сигнал, то измеритель возвращается в режим слежения за даль¬
ностью, в противном случае начинается поиск ИОД.
5.3.Канал азимута РСБН
Для определения азимута в РСБН используют либо импульсный, либо
фазовый метод. Первый - отличается большей точностью, и на его основе
строятся отечественные РСБН. Фазовый метод более прост в реализации,
менее точен и применяется в зарубежных системах ближней навигации.
Принцип действия канала азимута (КА), реализующего им¬
пульсный метод. Азимутальный радиомаяк (АРМ) формирует две ДНА
в горизонтальной плоскости (рис. 5.9,а).
Рис. 5.9. Диаграммы направленности антенн АРМ (а)
и сигналы канала азимута, реализующего импульсный метод (б,в)
Диаграмма ДН1 состоит из двух узких (около 4°) лепестков и вра¬
щается с частотой QBp =100 об/мин (600%). В пределах этой ДНА изу¬
чаются непрерывные немодулированные колебания. Диаграмма ДН2
имеет в горизонтальной плоскости форму, близкую к окружности. С помо¬
щью ДН2 излучается опорный сигнал, представляющий собой две кодиро¬
112

ванные последовательности импульсов. Эти импульсы вырабатывает
датчик, связанный с осью вращения антенны, создающей ДН1, и в соот¬
ветствии с числом импульсов, приходящихся на один оборот ДН1, они
называются опорными сигналами 35 («35») и 36 («36»). В момент, Koniai
ось симметрии лепестков ДН1 совпадает с северным направлением мери¬
диана, импульсы обеих последовательностей совпадают, что служит сиг¬
налом начала отсчета времени (северный сигнал СС) при определении
азимута. Импульсы «36»следуют через каждые 10° оборота ДН1.
Когда ДН1 проходит через точку приема, на выходе приемника
образуется азимутальный сигнал (АС), форма которого повторяет фор¬
му ДН1. Интервал времени ta, начало которого соответствует моменту
прохождения минимума ДН1 через северное направление, а конец -
средней точке азимутального сигнала, содержит информацию об азиму¬
те а точки приема: ^a=a/QBp.
Для повышения точности отсчет времени ta производят по азиму¬
тальному импульсу (АИ), который соответствует той точке среза азиму¬
тального сигнала, где крутизна огибающей максимальна. Возникающая
при этом систематическая погрешность Дас компенсируется при опре¬
делении азимута.
Основное уравнение импульсного канала азимута имеет вид
a = QBpfa=Mfa,
где М - масштабный коэффициент.
Сигналы, принимаемые от АРМ. Опорные сигналы «35»и «36» пред¬
ставляют собой колоколообразные импульсы длительностью 5,5 мкс, сле¬
дующие с частотой повторения 58,3 («35») и 60 Гц («36»). Импульсы в
целях повышения помехоустойчивости излучаются парами с кодовым
интервалом между импульсами одной пары, составляющим несколько
десятков микросекунд. Форма азимутального сигнала (см. рис. 5.9,в) за¬
висит от ДНА.
Каждый АРМ работает на определенном частотно-кодовом канале,
т.е. отличается выделенной для него несущей частотой и заданным кодо¬
вым интервалом. Несущие частоты АРМ сосредоточены в полосе частот,
шириной примерно в 60МГц с средней частотой около 900МГц. Высокое
значение несущей частоты облегчает построение антенн с узкой ДНА.
Точность импульсного канала азимута. Главный источник по¬
грешностей здесь - сигналы, отраженные от различных объектов (на¬
пример, от объекта О на рис. 5.10,а). Искажения результатов измерений
вызывают те отраженные сигналы, которые создают мешающее напря¬
жение £/отр, по времени совпадающее со срезом первого импульса ази¬
мутального сигнала АС (рис. 5.10,6). Такая ситуация возможна для объ-
113

ектов, азимут которых а0 лежит в пределах а-0,5<р()5 <а0 <а + 0,5<р0 5,
где ф0 5 - суммарная ширина двух лепестков ДН,.
Рис. 5.10. Положение ЛА и отражателя О в пределах
диаграммы направленности АРМ (я) и результат интерференции
азимутального и отраженного сигналов (б) при равенстве их фаз
Погрешность измерения азимута при частоте вращения ДН1, рав¬
ной QBp, и длительности среза импульса АС, равной тс, составляет
Дос = Овртс(ДС//0,9С/и),	(5.3)
где ДС/ - приращения напряжения АС в точке отсчета ta из-за отражен¬
ного сигнала; UH - амплитуда АС.
Как следует из (5.3), для повышения точности следует уменьшать
скорость вращения ДН1 и увеличивать крутизну среза импульса
Sc=Q,9Uu/tg. Уменьшение QBp приводит к снижению темпа поступ¬
ления информации и к возможности существенного изменения азимута
ЛА за один оборот ДН1. Повышение крутизны Sc достигается сужени¬
ем ДН1, при этом также уменьшается вероятность одновременного по¬
явления отражающего сигнал объекта и ЛА в пределах ДН 1. С учетом
всех дестабилизирующих факторов точность импульсного азимутально¬
го канала соответствует 2<та ~ 0,25°.
Структурная схема цифрового измерителя азимута показана на
рис. 5.11. Поступающие с декодирующего устройства приемника импуль¬
сы «35» и «36» подаются на кон-
,36
•1 КУ |~[о7Г}^ СП На ЗУ hi
-1Ur
АИ
(гСчИ| |сч2 11^ГспЪГзУ
Рис. 5.11. Структурная схема цифрового
измерителя азимута РСБН
трольное устройство (КУ), которое
в момент их совпадения устанав¬
ливает счетчик Сч1 на нуль и раз¬
решает прохождение на него счет¬
ных импульсов от генератора
ГСчИ. Счетчик Сч1 подсчитывает
число импульсов за время
114

= 10° / Пвр и через каждый интервал времени, соответствующий 10°, вы¬
дает импульс на счётчик Сч2. Азимутальный импульс АИ закрывает кон¬
трольное устройство и разрешает перепись содержимого счетчиков через
схемы переписи (СП) в запоминающие устройства (ЗУ). С этих устройств
снимается код азимута, так как при известном периоде Тсч счетных импуль¬
сов их число NC4 является мерой азимута а = ОврГсчУсч . Счетчик Сч1 вы¬
полняет функцию точного измерения азимута, а Сч2 - грубого.
Принцип действия стандартного канала азимута с фазовым
методом измерения. Антенная система АРМ (рис. 5.12,я) имеет в гори¬
зонтальной плоскости ДНА, форма которой близка к окружности со
смещенными относительно АРМ центром.
Рис. 5.12. Диаграмма направленности антенны фазового АРМ (а);
азимутальные сигналы, принимаемые в точках / и 2 (б); спектр принимаемого
сигнала (в) и структурная схема аппаратуры потребителя (г)
115

Вращение этой диаграммы с угловой скоростью QBp =30 об/с при¬
водит к амплитудной модуляции (AM) принимаемого сигнала частотой
Fb =30 Гц (рис. 5.12,6). В точке с произвольным азимутом а фаза оги¬
бающей принимаемого AM азимутального сигнала срог запаздывает от¬
носительно фазы AM сигнала, принимаемого в северном направлении
(точка /), на сра = QBpfa, где ta = a/QBp - время, необходимое для пово¬
рота ДН на угол a .
Основное уравнение РНУ, реализующего фазовый метод, опреде-
ления азимута, имеет вид
'<* = cpJ	(5.4)
Измерив фазу огибающей принимаемого сигнала <ра, можно непо¬
средственно определить азимут ос точки приема. Из (5.4) следует, что
aa = оф, т.е. погрешность определения азимута а численно равна по¬
грешности измерения фазы оф.
Сигнал, принятый от АРМ в точке с азимутом a, содержит две со¬
ставляющие: азимутальный и опорный сигналы. Азимутальный сигнал,
как указывалось выше, - колебания несущей частоты, модулированные
по амплитуде, огибающая которых меняется с частотой вращения ДНА
и имеет фазу фог = сра, численно равную азимуту а.Опорный сигнал,
необходимый для измерения фазы, представляет собой частотно-
модулированные (ЧМ) поднесущие колебания со средней частотой
/п«10 кГц. Модулирующим напряжением служит сигнал частоты 30
Гц с постоянной фазой, соответствующей фазе сигнала, принимаемого в
северном направлении от АРМ. Таким образом, сигнал АРМ в точке с
азимутом а имеет вид
е (t, a) = Е„, [l + т sin(QB|/ - a) + тп sin(co„r - шфм cos QB/)]sin <V, (5.5)
где Ew - амплитуда сигнала; m и mn - коэффициенты глубины AM ази¬
мутальным и опорным сигналами; /ифм- индекс фазовой модуляции
ЧМ-сигнала.
Оба сигнала передаются на одной несущей частоте (108-118 Мгц)
и разделяются после детектирования в приемнике по своим частотам
(30 Гц и 10 кГц). Спектральный состав принимаемого сигнала показан
на (рис. 5.12,в).
Точность фазового канала азимута. Погрешность рассматриваемо¬
го канала зависит в основном от изменения фазы азимутального сигнала
при его интерференции с сигналами, отраженными от окружающих
АРМ объектов. Если предположить наличие только одного такого объ¬
116

екта с комплексным коэффициентом отражения Котр = Котр ехр(-Уфотр),
где Котр «1, то, применяя формулу (5.5) к прямому и отраженному
сигналам и выполняя соответствующие преобразования, можно найти
погрешность определения азимута (в радианах)
Да « *„тр cos	“ Фотр ) sin [(а - а0 ) - П,рт],
где т - запаздывание отраженного сигнала относительно прямого; а0 -
азимут отражающего объекта. Максимальное значение этой погрешно-
сти |Да|тах = K0Jf. Если, например, Котр = О, I, то |Да|тах =5,63° , что не
удовлетворяет существующим требованиям к средствам навигации.
Сруктурная схема измерителя азимута В бортовой аппаратуре ЛА
(рис. 5.12,г) продетектированный сигнал АРМ (5.5) с приемника (Прм)
разделяется фильтрами ФЗО и Ф10, настроенными соответственно на
частоты FBр и /п. Из опорного сигнала после частотного детектора
(ЧД) выделяется сигнал с постоянной фазой частоты FBp, который по¬
ступает на измеритель фазы (ИФ), куда подается также азимутальный
сигнал, той же частоты.
Принцип действия фазового канала азимута с доплеровским
АРМ. Основная задача, которая была успешно решена при создании
доплеровского АРМ, заключалась в повышении точности фазового ка¬
нала азимута при сохранении той бортовой аппаратуры, которая приме¬
няется в стандартном фазовом канале азимута. Решение этой задачи по¬
требовало усложнения антенной системы АРМ.
Антенная система доплеровского АРМ (рис. 5.13,я) состоит из
большого числа вибраторов (£,)(например, из 50), размещенных по ок¬
ружности с радиусом г = 2,5^, где X - длина волны несущего колебания
Рис. 5.13. Антенная система доплеровского АРМ (а) и эквивалентная ей
антенная система с вращающимися вибраторами Вл и Be (б), а также изменение
поднесущей частоты сигналов, принимаемых в точках 1 и 2 (в)
117

( X » 2,5 - 2,8 м). На противоположные
вибраторы, например В\ и £26, подаются
от передатчика токи с частотами
/о + /„ №) и /о -/п (б2б), где /п «10
кГц - поднесущая частота. Поочеред¬
ное подключение вибраторов элек¬
тронным коммутатором к источнику
высокочастотных колебаний (передат¬
чику) имитирует их вращение по ок¬
ружности (Ва и Дб на рис. 5.13,6) с час¬
тотой FBp =30Гц.
Доплеровский сдвиг частоты при¬
нимаемого на ЛА сигнала возникает
при вращении вибраторов, в чем можно
убедиться, рассматривая рис. 5.14.
Применительно к вибратору Да имеем, что при азимуте а и теку¬
щем направлении на вибратор 0 радиальная скорость вращения Vr виб¬
ратора Да равна Fsin(QB]/-a), так как 0 = QBp/. Наличие радиальной
скорости приводит к появлению доплеровского сдвига частоты. С уче¬
том V = QKpr получим
Fa = -К1=■- (r fх) QBP sin (*V ~ a) •
Принимаемый на ЛА сигнал Ва при R » г, где R - расстояние от
АРМ до ЛА, имеет частоту /а = /0 +[/„ sin^Q^f-a)] , т.е. приобре¬
тает модуляцию частоты /п с девиацией частоты Af = rQBp / X. Частота
ЧМ соответствует частоте вращения вибратора QBp, а фаза - азимуту ЛА.
Используя подобный подход к сигналу вибратора £б, не трудно
убедиться, что частота сигнала, принимаемая от этого вибратора,
/б =/«-[/„ "А/ sin	- a) J . Таким образом с помощью вибраторов
Да и Дб формируется спектр, состоящий из несущей частоты и двух бо¬
ковых полос, соответствующих поднесущей частоте, модулированной
частотой QBp, причем фаза модуляции зависит от азимута a.
Для получения опорного сигнала с той же частотой QBp и посто¬
янной фазой служит центральный вибратор Вц, излучающий сигнал
ец = ЕШ 0 + "jsin fiBp/)sin ov •	(5.6)
Рис. 5.14. Векторные диаграммы,
поясняющие формирование
азимутального сигнала
118

Сигнал АРМ, принимаемый на ЛА с азимутом а, формируется
в результате сложения в пространстве электрических полей, создаваемых
центральным вибратором и парой «вращающихся» вибраторов (рис. 5.14).
Мгновенное значение напряженности поля, создаваемого в точке
приема вибратором Вя, можно записать в виде
®а = Е„ cos[oy + я+conf — /ифм cos(QBp/ - а)],	(5.7)
где т^м=2п-— индекс фазовой модуляции (ФМ); п - фазовый сдвиг,
вводимый в излучаемый АРМ сигнал.
Напряженность поля вибратора Вб, который питается током без
дополнительного сдвига фазы на к,
еб = Е. cos [ov -	+ /Ифм cos (q,/ - а)].	(5.8)
Применение элементарных тригонометрических преобразований к
(5.7)	и (5.8) позволяет получить азимутальный сигнал в виде
ер =еа +еб =2EBsin[<V-"!,t,M cos	a)] sin ©о/.	(5.9)
Напряженность результирующего поля с учетом (5.6) и (5.9) мож¬
но описать соотношением
e(f, а) = Em{l + wsin QBpf + т„ sin[wnr - /яфм cos(QBp/ -a)]}sin с0(/ .(5.10)
Спектр принимаемого на ЛА сигнала аналогичен показанному на
рис. 5.12,в.
Сравнение (5.10) с
(5.5) показывает, что при¬
нимаемые на ЛА сигналы
при доплеровском и стан¬
дартном АРМ аналогичны.
Следовательно, в фазовом
канале азимута с доплеров¬
ским АРМ пригодна та же
бортовая аппаратура, кото¬
рая была разработана для
фазового канала азимута со
стандартным АРМ, только
теперь из ЧМ-сигнала под¬
несущей частоты выделяет¬
ся азимутальный сигнал, а
опорный сигнал извлекает¬
ся фильтром Ф30 из продетектированного AM-сигнала (см. рис. 5.12,г).
Точность канала азимута с доплеровским АРМ, как показывают
расчеты, в 10—15раз выше, чем при стандартном АРМ (рис. 5.15).
Рис. 5.15. Зависимость погрешности
определения азимута Да от разности азимутов
ар точки приема и отражающего объекта 0:
/ - стандартный АРМ; 2 - доплеровский АРМ
119

С физической точки зрения повышение точности объясняется тем,
что информация об азимуте заключена не в фазе огибающей АМ-
сигнала, а в фазе ЧМ-сигнала, в значительно меньшей степени подвер¬
женной искажениями из-за влияния отраженных от местных объектов
сигналов.
Контрольные вопросы
1.	Каковы основные особенности радиосистем ближней навигации?
2.	Какие типы РСБН вам известны?
3.	Что такое азимутально-дальномерная РСБН?
4.	На чем основан принцип действия канала дальности РСБН?
5.	Из каких соображений выбирают параметры сигнала запроса в канале
дальности РСБН?
6.	Назовите специфические помехи в канале дальности и способы сниже¬
ния их влияния на работу РСБН.
7.	Что такое пропускная способность канала дальности РСБН и чем она
ограничена?
8.	Чем ограничена точность канала дальности РСБН?
9.	Какова функция экстраполятора следящего радиодальномера?
10.	Опишите процесс поиска сигнала в следящем радиодальномере РСБН.
11.	Чем ограничена скорость поиска сигнала?
12.	Назовите функции основных элементов цифрового следящего дально¬
мера РСБН.
13.	Чем отличаются известные варианты построения канала азимута
РСБН?
14.	На чем основан принцип действия канала азимута, реализующего
импульсный метод?
15.	Что снижает точность канала азимута РСБН?
16.	На чем основан принцип действия канала азимута со стандартным ра¬
диомаяком?
17.	Опишите сигнал в стандартном канале азимута с фазовым методом
измерения?
18.	Почему точность канала азимута с доплеровским радиомаяком больше
чем со стандартным?
19.	Откуда берется доплеровский сдвиг сигнала в канале азимута РСБН?
120

Глава 6. УГЛОМЕРНЫЕ РСБН
6.1.	Общие сведения
Угломерными принято называть такие РНС, в которых местополо¬
жение объекта (например, ЛА) определяется по результатам измерения
угловых координат этого объекта. Устройства, служащие для этой цели
и входящие в состав угломерной РНС, называют радиомаяками и ра¬
диопеленгаторами. Радиомаяки, как правило, входят в состав РСБН,
рассмотренных в гл. 5. (азимутальный радиомаяк АРМ), или в состав
систем посадки, которым посвящена гл. 7. Радиопеленгаторы (РП) пред¬
ставляют собой приемные устройства со специальной антенной систе¬
мой, позволяющей найти направление прихода электромагнитной вол¬
ны. В данной главе рассматриваются методы определения угловых ко¬
ординат ЛА в местной системе координат с помощью РП, задачей кото¬
рых является измерение азимута (пеленга) ЛА. Кроме того, считается,
что РП входят в состав угломерной РСБН, т.е. их дальность действия
соизмерима с дальностью прямой видимости. При этих условиях можно
принять линию положения РП (линию равных азимутов или пеленгов
(а = const) за прямую линию (см. гл. 1).
Рис. 6.1. Определние местоположения ЛА в угломерных РНС:
а - с помощью двух радиопеленгаторов; б - бортовым радио¬
пеленгатором по двум радиостанциям (С - северное направление)
При определении местоположения с помощью угломерной РСБН
возможны две ситуации. Первая из них (рис. 6.1,а) соответствует опре¬
121

делению местоположения ЛА, радиостанция которого излучает радио¬
сигнал, с помощью двух разнесенных в пространстве РП, расположен¬
ных в РНТ, а вторая (рис. 6.1,6) - определению местоположения ЛА, на
котором установлен РП, по двум радиостанциям PC, местоположение
которых известно. Минимум и простота бортового оборудования на ЛА
являются достоинством угломерной РСБН. Однако это достоинство не
может быть реализовано на практике из-за плохого геометрического
фактора угломерных РНС (см. гл.2). Вызываемое погрешностями Да РП
расхождение линий положения (см. рис. 2.11, б) приводит к линейной
погрешности А/, которая прямо пропорциональна расстоянию до пелен¬
гуемого объекта (при Да = 1° значение А/ » 7 км на дальности 400км).
Увеличение линейной погрешности по мере удаления объекта от РП -
главный недостаток угломерных РНС, ограничивающий их применение
в качестве радионавигационных систем только той ситуацией, когда
другие, более точные РСБН не доступны для использования. Тем не ме¬
нее, входящие в эти системы радиопеленгаторы используются для ре¬
шения навигационных задач.
В качестве средств обеспечения полетов широко используются на¬
земные или бортовые РП. В частности, наземные автоматические ра¬
диопеленгаторы (АРП) применяют для опознавания ЛА, радиолокаци¬
онная отметка которых вместе с указанием пеленга выводится на инди¬
катор кругового обзора (ИКО) диспетчерского радиолокатора: радиаль¬
ная линия пеленга ориентируется в направлении ЛА, с которым ведется
радиосвязь. Бортовые РП-автоматические радиокомпасы (АРК) слу¬
жат для вывода ЛА в район аэродрома и в зону действия систем посад¬
ки. Автоматический режим предполагает такую работу, когда роль опе¬
ратора сводится только к выбору одной из фиксированных частот на¬
стройки приемного тракта.
Наземные АРП работают в том участке диапазона УКВ, который
выделен для самолетных радиостанций ближней связи, а АРК - в диапа¬
зоне средних и длинных волн, что позволяет пеленговать и использо¬
вать в качестве радиоориентиров не только специальные (приводные)
радиостанции, но в критических ситуациях и радиовещательные PC.
Особенность РП - работа в пассивном режиме, когда в состав РП пере¬
дающая аппаратура не входит и определяется направлением на источ¬
ник сигнала (бортовая или наземная PC). При этом какие-либо специ¬
альные требования к пеленгуемому сигналу не предъявляются, хотя
наилучшим сигналом является смодулированный непрерывный сигнал.
Это обстоятельство - одно из преимуществ угломерных РНУ рассмат¬
риваемого типа.
Точность радиопеленгаторов составляет аа = 1-3° в зависимости
от метода пеленгации, используемого в них.
122

6.2.	Наземные радиопеленгаторы
Наземные АРП предназначены для определения азимута (пеленга)
тех ЛА, которые оборудованы УКВ радиостанцией, работающей в диа¬
пазоне 118 - 136 МГц (А, = 2,54-2,2 м). Различают два основных типа
АРП: амплитудный и фазовый (доплеровский).
Амплитудный АРП основан на использовании направленных ан¬
тенн, с помощью которых реализуется зависимость амплитуды прини¬
маемого сигнала Um от направления 0 на источник сигнала. Возможно
определение угла 0 тремя основными методами.
В первом из них - методе минимума угол 0 находят по минимуму
ДНА, когда 0 определяется по углу поворота ДНА, соответствующему
минимуму сигнала на выходе приемника, обрабатывающего принятый
антенной сигнал.
Второй метод, метод мак¬
симума, требует применения ан¬
тенн с резко выраженным мак¬
симумом ДНА. При этом изме¬
ряемому значению 0 соответст¬
вует наибольшая амплитуда сиг¬
нала на выходе приемника.
Третий метод основан на
сравнении сигналов двух направ¬
ленных антенн (метод сравнения
или равносигнальный).
Методы минимума и мак¬
симума не нашли применения в
современных АРП в силу их не¬
достатков, главными из которых
являются низкая помехоустойчи¬
вость (метод минимума) и плохая
точность определения максиму¬
ма сигнала или ДНА (метод мак¬
симума). Поэтому в основу ам¬
плитудных АРП положен метод
сравнения.	и ее диаграмма направленности
Антенная система АРП не-	в горизонтальной плоскости (б)
подвижна и состоит из четырех (точки / и 2 - проекции на эту плоскость)
вертикальных симметричных вибраторов, образующих пару Н-образных
антенн с противофазным включением вибраторов 1 и 2 (рис. 6.2). При от¬
ношении разноса вибраторов к длине волны d /X <0,5 можно считать,
что диаграмма направленности такой антенны имеет вид
123

Л (0) = sin 0,
где угол 0 отсчитывается от перпендикуляра к центру базы d антенны,
т.е. ДНА имеет форму восьмерки. Одну пару вибраторов ориентируют в
направлении «север-юг» и соответствующие вибраторы обозначают
индексами «с» и «ю». Вторая пара размещается перпендикулярно пер¬
вой в направлении «запад-восток» (вибраторы В3 и Вв).
Диаграммы направленности антенн амплитудного АРП показаны
на рис. 6.3, где приведена также ДНА ненаправленной антенны, уста¬
навливаемой в центре антенной системы с целью получения опорного
сигнала, не зависящего от направления прихода радиоволны. Обозначе¬
ния «О» и « л » указывают на изменение фазы принимаемого Н-образной
антенной сигнала на 180° при изменении азимута (пеленга) от значения
а до 180° +а. Из векторной диаграммы рис. 6.3,6 следует, что разност¬
ное напряжение, снимаемое с Н-образной антенны, сдвинуто по фазе на
90° относительно сигнала центральной антенны.
Рис. 6.3. Диаграммы направленности (а) и векторная диаграмма
сигналов (б) антенн амплитудного АРП
Сигналы в амплитудном АРП. С Н-образных антенн (А сю и А зв)
снимаются сигналы с амплитудами
итсю = и'т sin (лd\-' cos а) * Um cos а,
U„„. = U'm sin (лгАГ1 sin a) ~ Um sin а,	(6.1)
где считается, что d / X 1.
В принципе для нахождения азимута (пеленга) а необходимо по¬
строить двухканальный приемно-усилительный тракт (ПУТ) и образо¬
вать на выходе его отношение Um2B/Umcio , тогда
124

(6.2)
a = arctg -
ЬРш»
где k\ и k2 — коэффициенты передачи каждого из каналов ПУТ.
Однако применение двухканальной системы нецелесообразно
главным образом из-за высоких требований к идентичности коэффици¬
ентов передачи каналов, так как а = а только при к\ = к2. Поэтому обыч¬
но в АРП применяют частотное уплотнение сигналов в приемном трак¬
те. С этой целью каждый из сигналов (6.1) подвергается балансной мо¬
дуляции с частой Q, в первом канале и Q2 - во втором. Известно, что
при балансной модуляции образуется сигнал, спектр которого содержит
только боковые составляющие с частотами ш0±П12, где ю0 - несущая
частота (предполагается, что модуляция пеленгуемого сигнала отсутст¬
вует). Соответствующие сигналы имеют вид
//бм 1 = Um cos ос cos	cos cd0/ ,
ибм2 = Uт sin а cos €l2t cos ю0/,	(6.3)
где коэффициент передачи балансных модуляторов принят равным 1.
Несущая частота ш0 вводится в спектр сигналов (6.3) при их сло¬
жении с сигналом центральной антенны, который после поворота его по
фазе на 90° имеет вид
u^=Unnicos<A0t.
В результате такого сложения на входе приемника формируется
суммарный сигнал
иЕХ = ^шц 0 + т\ C0S	+ т2 C0S ^2*) C0S	9	(6.4)
который имеет амплитудную модуляцию с частотами и Q2, причем ко¬
эффициенты глубины модуляции m{=(Um/Una^cosa и m2=(Um/UtM^sina
зависят от азимута (пеленга) а, а фазы огибающих с частотами Q!i2
принимают значения 0 или 180° в зависимости от того, каким лепестком
ДНА той или другой антенны принимается сигнал пеленгуемой радио¬
станции. Эти сигналы усиливаются в общем ПУТ и разделяются фильт¬
рами на его выходе для получения соотношения (6.2).
Структурная схема амплитудного АРП (рис. 6.4). В состав АРП вхо¬
дят следующие элементы: блок формирования информативного сигнала,
приемник, блок обработки выходного сигнала приемника и индикатор.
Первый из перечисленных элементов включает в себя антенную
систему, балансные модуляторы (БМ) и антенный усилитель (АУ).
Здесь производится предварительная обработка принятых антеннами
сигналов в соответствии с соотношениями (6.3)-(6.4). Для балансной
125

Рис. 6.4. Обобщенная структурная схема амплитудного АРП
модуляции используются гармонические колебания с частотами F\ и F2
(порядка нескольких килогерц), получаемые от генераторов опорных
напряжений (ГОН)(^1>2 = П12/2я).
Приемник производит селекцию и усиление сигнала (6.4) и может
представлять собой приемное устройство штатной самолетной УКВ-
радиостанции.
Обработка выходного (продетектированного) сигнала приемника
сводится к выделению сигналов с частотами С1Х и Г22 с помощью фильт¬
ров (Ф) и получению напряжений постоянного тока, пропорциональных
sin а и cos а путем детектирования в фазовом детекторе (ФД):
С/фд1 = кт\ ; ^Фд2 =	>	(6.5)
где к - коэффициент пропорциональности.
Сигналы С/фд1 и (Уфд2 после преобразования в Пр используются
для отклонения луча электронно-лучевого индикатора (ЭЛИ). Угол ф
отклонения луча ЭЛИ при идентичных антеннах равен пеленгу ЛА:
Ф = arctg(C/(ta2 / £/фд1) = а.
(6.6)
Точность и пеленгаиионная чувствительность амплитудного АРП.
Из основного уравнения РНУ а = Mv , где М масштабный коэффициент,
связывающий определяемый навигационный элемент W = ас измеряе¬
мым информативным параметром сигнала v, следует, что вызываемое
дестабилизирующими факторами изменение информативного парамет¬
ра Av приводит к пеленгационной погрешности Да, которая при дан¬
ном Av будет тем меньше, чем меньше М. С другой стороны, чем
меньше М, тем больше будет чувствительность РНУ к изменению а.
Другими словами, чем больше значение 1/М, тем больше будет прира¬
126

щение v, приходящееся на Г изменения азимута. Величина П = 1/М на¬
зывается пепенгационной чувствительностью радиопеленгатора.
Для конкретизации сказанного вернемся к рис. 6.3 и рассмотрим
наиболее простой случай, когда пеленг (азимут) ЛА а = а0. Здесь угол
а0 соответствует точке пересечения диаграмм ДНСЮ и ДНЗВ в секторе
О < а < 90° . В этом случае сигналы от обеих антенн равны. Поэтому на¬
правление а0 называют равносигнальным направлением (РСН).
Будем считать, что диаграммы ДНСЮ и ДНЗВ соответствуют функ¬
циям /i(a) и f2 (а), причем эти функции описываются однотипными со¬
отношениями (6.1) и
/i (ао) = /г (ао) = Л (ао) •
Кроме того, примем, что тракты прохождения сигналов двух ан¬
тенн от выхода последних до индикатора идентичны, тогда информа¬
тивный параметр сигнала (6.4)
v = m{/m2=ft (а)//2 (a).
Если имеет место погрешность Да, то ей будет соответствовать
новое значение информативного параметра:
v + Ду = /а (a0 + Да)//а (a0 - Да) .	(6.7)
Анализ соотношения (6.7) проще всего провести путем разложения
функции /в (а± Да) в ряд Маклорена с учетом малости величины Да :
/а(а0 ±Аа) = /а(а0)±Да/а'(а0) + 0,5Да2/"(“о) ±- •
Тогда
.. | Av; /.(«o)+4'(ao)	1 + ПАа
~ /.(а0)-Да/а'(а0)	1 -ПДа ~
1 + 2ПАа = 1 + П* Да,
где П = /а'(а0)//а(а0) - пеленгационная чувствительность амплитуд¬
ного АРП. Учитывая, что v(a0) = 1, окончательно получаем
Да = Av / П* = М*Ду.
(6.8)
Из формулы (6.8) следует, что для повышения точности пеленга¬
ции надо увеличивать крутизну ДНА в точке измерения азимута (в рас¬
сматриваемом случае — на РСН) и уменьшать уровень сигнала в этой
точке. Последняя рекомендация, реализуемая в методе минимума, при¬
водит к снижению помехоустойчивости РП и поэтому нецелесообразна.
Применительно к антеннам амплитудных АРП увеличения /а ’(а0) мож¬
но достигнуть, увеличивая относительный разнос d/X вибраторов. С
увеличением d/X форма ДНА тем сильнее отклоняется от «восьмер¬
ки», чем больше d/X, а при d/X> 1 становится многолепестковой, что
127

приводит к неоднозначности отсчета пеленга. Кроме того, увеличение
d/x сопровождается появлением погрешностей разноса.
Погрешность разноса Дар есть следствие искажения формы ДНА
при больших d!X. Для ее оценки используют соотношение
Act = arctg
\( dГ .
	 Я — Sl!
24^ X)
sin 4а
Погрешность Дар меняется при изменении азимута (пеленга), дос¬
тигая максимума через каждые 22,5°. Заметим, что несмотря на систе¬
матический характер погрешности Дар , ее учет или компенсация весь¬
ма затруднительны в АРП, работающих в диапазоне частот (длин волн).
При d/X = 0,5 значение Дар доходит примерно до 6°, а при d/X<0,2
значение Дар < Г. Из сказанного следует, что допустимая погрешность
разноса, ограничивает d/X и максимальное значение пеленгационной
чувствительности амплитудных АРП, а следовательно, и их предельную
точность.
Второй по значению погрешностью АРП можно считать искаже¬
ние ДНА, главной причиной которого (при тщательном проектировании
антенной системы) является влияние сигналов, отраженных от окру¬
жающих АРП местных объектов. Оценить возникающую при этом по¬
грешность Дамо можно тем же способом, что и соответствующую по¬
грешность стандартного фазового канала азимута РСБН (см. п. 5.2 и
рис. 5.15). Анализ показывает, что
,	,	sin ап
Д«мо = arctg-
отр
l + Z^COSCCp
где АГотр - модуль коэффициента отражения; ар - разность азимутов ЛА
и отражающего объекта.
Амплитуда этой погрешности |ДаМ0|тах ~ Котр, т.е. может дости¬
гать нескольких градусов даже при одном отражающем объекте. Поэто¬
му применяют специальные меры по установке АРП на свободных от¬
крытых площадках и поднимают антенную систему АРП как можно
выше над поверхностью земли.
Полная погрешность амплитудного АРП аа « 3° , что соответству¬
ет линейной погрешности около 5км на дальности 100 км от АРП.
Фазовый доплеровский АРП принадлежит к тому же классу РНУ,
к которому относится и канал азимута РСБН с доплеровским радиомая¬
ком, только доплеровский сдвиг вводится в частоту принимаемого АРП
сигнала, а не в частоту излучаемого радиомаяком сигнала. Поскольку в
128

обоих вариантах РНУ на входе приемника действует частотно-модули-
рованный (ЧМ) сигнал, формируемый на участке трассы распространения
радиоволн между передатчиком и приемником, то для уяснения принципа
работы рассматриваемого АРП полезно обратиться к п. 5.2.
В доплеровском АРП информативным параметром является фаза
доплеровского сигнала, численно равная азимуту ЛА. Доплеровский
сдвиг частоты, как и в соответствующем радиомаяке, получается путем
имитации вращения вибратора с частотой FBp, для чего используется
специальная антенная система.
Антенная система доплеровского АРП состоит из антенной решет¬
ки (АР) имеющей, например, 16 ненаправленных вибраторов, располо¬
женных по окружности с радиусом г (около 1,5 м). Вибраторы пооче¬
редно подключаются коммутатором (К) (рис. 6.5) к общей нагрузке с
частотой F «30 Гц.
Рис. 6.5. Структурная схема фазового доплеровского АРП
Кроме того, в состав антенной системы входит центральный нена¬
правленный вибратор (ЦВ), расположенный в центре окружности (в
центре антенной решетки) и служащий для получения немодулирован-
ного сигнала несущей частоты (в предположении, что пеленгуется не¬
прерывный немодулированный сигнал).
При имитации вращения вибратора появляется доплеровский
сдвиг частоты (см. рис. 5.14):
= - (Г1Ь) ^вр sin (^V ~ “) = ~А/sin (^вр' “ а) >
где Af = (г/Х)Овр - девиация частоты (среднее значение Д/- около 120 Гц).
Сигнал на входе приемника (Прм) образуется в устройстве форми¬
рования (УФС). При приеме смодулированного сигнала напряжение,
поступающее на УФС с коммутатора К, имеет вид
Ив = иъ c°s [оу - "V cos (QBpr - а)],	(6.9)
где я*фМ = 2пг/Х- индекс фазовой модуляции.
5—3168
129

Малость значения Af затрудняет выделение информативной части
сигнала (6.9) на несущей частоте. Поэтому эту составляющую переносят
на поднесущую частоту /п (порядка нескольких килогерц) с помощью
балансной модуляции. Модулирующее напряжение мм = UM cos соп/ для
балансных модуляторов БМ-1,2 вырабатывает генератор управляющих
и опорных сигналов (ГУОН). На выходах БМ-1,2 действуют сигналы
«бм1 =C/asin[0)Of-^MCOS(QBP/-a)]COSa)n/ .	(6.10)
«бм2 = U*cos [°V - "»фм cos	- a)]sin	(6.11)
Результирующий сигнал на входе Прм формируется при суммиро¬
вании на контуре сложения (КС) сигналов (6.10), (6.11) и сигнала от ЦВ
иц = Uт cosoy и может быть записан в следующем виде
«вх =и, cos |ш0/ - [<оп/ + /ифм cos(QBp< -«)]}+ ит cos оу.
Структурная схема доплеровского АРП. кроме УФС, содержит
Прм, устройство обработки сигналов (УОС) и электронно-лучевой ин¬
дикатор. В качестве последнего обычно используется индикатор круго¬
вого обзора (ИКО) диспетчерского радиолокатора.
С выхода приемника (Прм) штатной самолетной УКВ-
радиостанции ближней связи фильтром Ф-1 выделяется ЧМ-сигнал с
центральной частотой /п. После амплитудного ограничителя (АО) этот
сигнал демодулируется в импульсном фазовом детекторе (ИФД) и по¬
ступает на фильтр Ф-2, настроенный на частоту f . Фазовые детекторы
(ФД-1,2) служат для получения пропорциональных sin а и cos а сигна¬
лов, которые после преобразования в Пр используются для отклонения
луча ЭЛТ индикатора. Опорные сигналы для ФД-1,2 (частоты /вр), а
также для БМ и ИФД (частоты fn) поступают от ГУ ОН.
Точность доплеровского АРП. Благодаря переносу информативного
параметра сигнала в фазу частотно-модулированного сигнала, удаляется
погрешность разноса антенн, свойственная амплитудным АРП, и значи¬
тельно снижается влияние отраженных от местных объектов сигналов.
Погрешность доплеровского АРП может быть доведена до оа = 1 ° .
6.3.	Автоматические радиокомпасы
Автоматические радиокомпасы (АРК) используются практически на
всех самолетах и вертолетах в основном для вывода ЛА на передающие ра¬
диостанции (PC), работающие на частотах 150-1800 кГц. АРК измеряет на¬
вигационный элемент - курсовой угол радиостанции (КУР), т.е. угол в го¬
ризонтальной плоскости между проекцией продольной оси ЛА на эту плос¬
130

кость и направлением на PC, отсчитываемый от 0 до 360° по ходу часовой
стрелки. Если учесть курс ЛА у, то можно найти азимут (пеленг) PC
а = у + КУР . Информация о КУР выводится на стрелочные индикаторы
экипажа ЛА. Погрешность определения КУР ( 2сткур ) составляет 1,5-2°.
По виду информативного параметра v различают амплитудные и
фазовые АРК. При этом во всех АРК для формирования v служат оди¬
наковые антенные системы.
Антенная система АРК состоит из неподвижной рамочной и не¬
направленной антенн. В качестве последней (опорной) может использо¬
ваться либо специальная антенна, либо антенна одной из бортовых ра¬
диостанций связи.
Рамочная антенна является основным датчиком КУР и представля¬
ет собой две взаимно перпендикулярные многовитковые катушки (рам¬
ки), с общим магнитодиэлектрическим сердечником, имеющим форму
прямоугольного параллелепипеда. Рамочная антенна Р-1 (рис. 6.6) ори¬
ентирована вдоль продольной оси ЛА (ПО ЛА).
Рис. 6.6. Схема соединения рамочной антенны с гониометром (а)
и векторная диаграмма полей, действующих на ротор гониометра (б)
Диаграммы направленности рамочных антенн в горизонтальной
плоскости ДНР-1 и ДНР-2 перпендикулярны друг другу. Для исключения
необходимости поворота рамочных антенн при пеленгации используется
гониометр.
Гониометр (Гм) сострит из неподвижных статорных обмоток Ст-1
и Ст-2 и расположенной в поле статоров подвижной роторной (иска¬
тельной) катушки (Рот). Наводимые в рамочных антеннах напряжения
Upi =	s*n КУР cos ®0t и ир2 = Up cos КУР cos са0/.	(6.12)
131

Амплитуды напряженности магнитных полей внутри статоров
(считается, что рамки идентичны по действующей высоте) Ст-1 и Ст-2
Hj = kUp sin КУР и Н2= Шр cos КУР, где к - коэффициент пропорцио¬
нальности; Up - амплитуда.
Статорные катушки взаимно перпендикулярны, и вектор Нр ре¬
зультирующего поля располагается по отношению к плоскости статора
Ст-2 (Пл.Ст-2) под углом, равным КУР. ЭДС в роторной катушке
ирот = Upor sin Фр cos со</ = С/ротsin (е “ кур)cos °V» гДе Фо - Угол между
вектором Нр и плоскостью ротора, принимает нулевое значение при угле
поворота ротора 0 , равном КУР. Таким образом, «диаграмма направлен¬
ности» ротора С/рот(фр) имеет форму восьмерки, а фаза сигнала ирот изме¬
няется на 180° при изменении знака фр.
Амплитудный АРК по принципу действия подобен амплитудному
АРП (см. п. 6.2), но отличается тем, что в АРК используется следящая сис¬
тема, поддерживающая угол поворота ротора гониометра 0 = КУР .
Сигнал на входе приемника АРК формируется при сложении на¬
пряжения иа = £/а sin со0/ от ненаправленной антенны (ННА) с преобразо¬
ванным сигналом ротора гониометра (Гм) (рис. 6.7). Сигнал рамочной ан¬
тенны, а следовательно, и мрот, сдвинут по фазе относительно иа на 90°.
Фазирующий усилитель (ФУ) компенсирует этот сдвиг фаз и усиливает
/7рот, так как £/рот «С/а Напряжение с выхода балансного модулятора
(БМ) ибм = U6u sin фр sin Clut sin ю0/, где QM - частота модуляции, создавае¬
мая генератором опорного напряжения (ГОН), поступает на контур сложения
(КС), в котором образуется входной суммарный сигнал приемника АРК:
“юс = “ко = и* (l + ибыи1Х sinфр sin *v)sin= ^а(| + msinQM/)sinсо0/, где
m = (ибм / t/a)sin (0 — КУР) - коэффициент глубины амплитудной моду¬
ляции, являющийся информативным параметром входного сигнала ам¬
плитудного АРК. Этот сигнал даже при приеме смодулированных ко¬
лебаний имеет AM с частотой QM .
Глубина модуляции т пропорциональна углу фр отклонения рото¬
ра гониометра от положения вектора Нр, а фаза огибающей AM сигна¬
ла принимает значение 0 или 180° в зависимости от знака угла фр. При
0 = КУР , когда фр = 0, глубина модуляции т = 0. Поэтому используе¬
мый в амплитудном АРК метод пеленгации называют методом пелен¬
гации по минимуму глубины амплитудной модуляции.
132

Рис. 6.7. Обобщенная структурная схема амплитудного следящего АРК {а)
и графики напряжений в характерных точках (б)
133

Обобщенная структурная схема АРК, кроМе указанных выше эле¬
ментов, содержит приемник (Прм) и фильтр (Ф), выделяющий огибаю¬
щую суммарного сигнала. Полученное напряжение частоты QM сдвига¬
ется по фазе на 90° и подается на управляющую обмотку асинхронного
электродвигателя (ЭД), обмотка возбуждения которого питается от
ГОН. Когда UpOT = 0, ЭД останавливается, что свидетельствует о совпа¬
дении плоскости ротора гониометра (Гм) с вектором Нр. Угол 0 между
плоскостями ротора и Ст-2 (см. рис.6.6), равный КУР, при т = 0 опреде¬
ляется по повороту вала ЭД.
Изменение фазы мрот на
180° приводит к изменению
направления вращения ЭД на
обратное (рис. 6.7,6). Из-за на¬
личия двух направлений нуле¬
вого приема в «диаграмме на¬
правленности» ротора гонио¬
метра возникает неоднознач¬
ность отсчета КУР. Однако
положение ротора, соответст¬
вующее фр =180°, являетсях
Рис. 6.8. Дискриминационная характе- Неустойчивым (рис. 6.8) и ма-
ристикаАРК	лейшее изменение этого угла
(стрелками показаны направления изменения (Из-за рыскания ЛА ИЛИ ПО-
угла срр при данной полярности напряжения С/,|1а) Мех) приводит к переводу ро-
тора в положение устойчивого равновесия, при котором фр = 0.
При установке рамочной антенны на ДА ось ДНР и ротора гонио¬
метра ориентируют вдоль продольной оси ЛА таким образом, чтобы
при нахождении PC перед ЛА на продолжении его оси индикатор АРК
показывал КУР = 0. Значение угла поворота ротора гониометра с помо¬
щью сельсинов или синус-косинусных трансформаторов передают на
соответствующие индикаторы.
Фазовый АРК с амплитудной модуляцией основан на получении
AM-сигнала, фаза огибающей которого численно равна КУР. Отказ от
следящей за КУР системы позволяет избавиться от гониометра. Радио¬
компас построен по одноканальной схеме. Сигналы рамочных антенн Р-1 и
Р-2 (рис. 6.9) объединяются после квадратурной балансной модуляции в
БМ сигналом генератора опорного напряжения (ГОН).
Для получения AM используется ненаправленная антенна (ННА),
сигнал которой фазируется с сигналами рамочных антенн путем сдвига
по фазе на 90°.
134

Рис. 6.9. Обобщенная структурная схема фазового АРК
с амплитудной модуляцией
Сигнал на входе приемника АРК формируется как сумма напряже¬
ний ибм, и ибм2 и сигнала с ННА иг = ил cos со0/:
икс - ^бм s*n КУР sin QM/cosa)0f + C/6McosKyPcosQM/ cos co0t +
+ Ua cos со0Г = Ua [l + m cos (QM/ - КУР)] cos co^ ,
где m = U5tt / Ut.
После линейной части приемника (ЛЧП) и синхронного детекти¬
рования в СД с помощью опорного генератора (ОГ) сигнал икс подвер¬
гается стандартной квадратурной обработке.
Обобщенная структурная схема АРК содержит два квадратурных
канала. В фазовых детекторах ФД выделяются напряжения, пропорцио¬
нальные sin КУР и cos КУР. Значение КУР определяется по формуле
КУР = arctg(x/y). Особенность фазового АРК с AM - отсутствие дву¬
значного отсчета.
Фазовый АРК с фа¬
зовой модуляцией по
структуре входных цепей
подобен амплитудному, но
сигнал с гониометра не
подвергается сдвигу по
фазе на 90°.
При векторном сло¬
жении сигналов с рамоч¬
ных и ненаправленной ан¬
тенн (рис. 6.10,а) инфор¬
мация, заключенная в ам¬
плитуде напряжения с гониометра, переводится в фазовый сдвиг \|/ ре¬
зультирующего сигнала икс контура сложения.
Рис. 6.10. Векторные диаграммы сигналов
в контуре сложения {а) и формирование
сигнала S{t) в фазовом АРК с фазовой модуляцией (б)
135

Сигнал на входе приемника АРК (рис. 6.11) образуется при сложе¬
нии напряжений с ненаправленной антенны (ННА) и с гониометра (Гм),
промодулированного в балансном модуляторе (БМ) прямоугольным
сигналом (меандром) генератора опорного напряжения (ГОН):
икс = UforS (0 sin (0 - КУР) cos су + U, sin су = UK0 sin [су - y(f)],
где Uw = £/а |^1 + (U^ / Ua f sin2 (б - КУР) J* = «7, [l + т2 sin2(0 - КУР)]^;
\|/(/) = arctg[mS(f)sin(0-Kyp)]; S(t) =s\^U!ai(t) (см. рис. 6.10,6); К6ы = 1
Фазовый сдвиг \|/ является информативным параметром входного
сигнала приемника АРК.
0<КУР<180‘
У I
а)
КУР=0
Т
18(Г<КУР<36(Г
У
1	1
	1 t
^Ф-л
t
ч*
=d Ь~7
"ф.»
	 I Г" .
1	1
I	1 t
t
=d bn
Sd)
1
[
1—
	1 t
Uу tip
77777777777 .
	1 /
У yap
	1 t
Ууяр
t
t
б)
7ZZZZZZZZZZ71
Рис. 6.11. Обобщенная структурная схема фазового АРК
с фазовой модуляцией (а) и графики напряжений в характерных точках (б)
Обобщенная структурная схема АРК (рис. 6.11) содержит элемен¬
ты формирования сигнала и его обработки. После линейной части при¬
емника (ЛЧП) сигнал промежуточной частоты /пч с ФМ поступает на
амплитудный ограничитель (АО), снимающий амплитудную модуля-
136

цию из-за помех и несбалансированности каналов, после чего подается
на импульсный фазовый детектор (ИФД). Опорное напряжение с часто¬
той /пч для ИФД вырабатывает генератор (ОГ). Фильтр ФНЧ выделяет
сигнал постоянного тока, снимаемый с нагрузки ИФД:
»фд = ЗД^ог sin ч/ ~ tVgy « U^ms(t) sin (0 - КУР) .
Этот сигнал поступает на синхронный детектор (СД), где пере¬
множается с меандром частоты FM , снимаемым с ГОН.
Полученный сигнал постоянного тока Uynp =U^am sin (0-КУР) ,
параметры которого определяются фазовым сдвигом ц/, преобразуется
в напряжение 400 Гц, управляющее электродвигателем (ЭД). Замкнутая
следящая система АРК приходит в состояние равновесия при U^ =0,
что возможно при повороте ротора гониометра (Гм) на угол 0 = КУР.
При этом напряжение на выходе БМ равно нулю, т.е. фазовая модуля¬
ция отсутствует. (Положение ротора, соответствующее фр=180°, как
следует из рис. 6.8, неустойчиво).
Точность АРК ограничивается, главным образом, поляризацион¬
ной погрешностью и погрешностью из-за влияния сигналов, отражен¬
ных от местных объектов (МО).
Поляризационная погрешность является следствием присутствия в
принимаемой радиоволне горизонтальной составляющей электромаг¬
нитного поля Ег. Дело в том, что при отражении от ионосферы имеет
место изменение поляризации радиоволны, в результате которого появ¬
ляется горизонтальная составляющая электромагнитного поля. Эта со¬
ставляющая , воздействуя на рамочную антенну, рассчитанную на рабо¬
ту с вертикально поляризованным полем, вызывает погрешность, назы-
Рис. 6.12. Составляющие вектора Е(а) и результирующая ДН рамочной антенны (б)
137

ваемую поляризационной. При этом на рамочную антенну РА в общем
случае действует поле, вектор Е которого составляет угол а с плоско¬
стью распространения (ПР) (рис. 6.12). Направление распространения
волны составляет угол Р с горизонтальной плоскостью.
Чувствительность к горизонтальной составляющей - следствие
паразитного приема горизонтальными сторонами рамочной антенны
АРК. Составляющие Ех и	принимаются соответственно
горизонтальными (размера Ь) и вертикальными(размера И) сторонами
РА. Для составляющей Ев диаграмма направленности рамки ДНР
л(фр) = sin фр. Наводимое в РА напряжение иъ имеет амплитуду UmB,
пропорциональную Ев. Составляющая Ег наводит в горизонтальных
сторонах РА ЭДС с амплитудами Uri « ЕTb cos фр, сдвинутые по фазе
(из-за разности хода волны) на фг = 2nh/X. Амплитуда результирующей
ЭДС двух горизонтальных проводов рамки
UT =2t/n sin0,5i|/r «2лЕг(/г/А,)зтРсо8фр =UmTs\n$cbs(pp.
Следовательно ДНР при приеме волны с горизонтальной поляризацц-
ей /г(фр,Р) = sin р cos фр и амплитуда результирующего напряжения рамки
присинфазности Ub и UT равна Ufnv(yp} = Umrsm$cos(pp +UmBsit\(pp.
Поляризационная погрешность соответствует углу Дфп, при кото¬
ром напряжение Ump = 0 :
Д<р„ = -arctg [(t/mr / Uma) sin P].
Обычно поле отраженного от ионосферы сигнала имеет эллиптиче¬
скую поляризацию, при которой вектор Е вращается в пространстве с час¬
тотой сигнала. При приеме такого поля, кроме поляризационной погрешно¬
сти, имеет место притупление минимума ДНР, что сопровождается допол¬
нительным снижением точности. Обе эти причины вызывают изменяю¬
щиеся и неподдающиеся учету погрешности. Одним из проявлений влия¬
ния Ег является колебание стрелки указателя КУР, достигающее при не¬
благоприятных условиях десятков градусов. Поэтому точность и дальность
действия АРК указывают обычно для поверхностной волны.
Отражения от МО, расположенных вблизи от рамочной антенны
(РА) АРК, приводят к погрешностям радиодевиации. Погрешность ра¬
диодевиации АРК вызывается элементами конструкции ЛА, которые
возбуждаются под действием падающего на них сигнала (переизлучате-
ли) и создают собственное электромагнитное поле.
138

В точке расположения РА происходит интерференция полей PC и пе-
реизлучателей (ПИ) (рис. 6.13).
Эти поля характеризуются
векторами Пойнтинга Прс и
Ппи (считается, что сигналы PC
и ПИ совпадают по фазе). В
данной ситуации АРК указыва¬
ет направление, совпадающее с
пространственным положением
результирующего вектора Пр.
Погрешность радиодевиа¬
ции А имеет на данном ЛА за¬
кономерный характер измене¬
ния и зависит от КУР и от места установки РА. Закономерность измене¬
ния А позволяет с помощью компенсаторов радиодевиации в системе
передачи данных о КУР на измерительные приборы свести А к прием¬
лемому минимуму. Значение остаточной погрешности обычно не
превышает 1-2°. Эффективная мера уменьшения радиодевиации -
применение рамок Р-1 и Р-2 (см. рис. 6.6) с различной действующей
высотой. При этом С/р1 */Ур2 и информативный параметр сигнала (т в
амплитудном АРК и у в фазовом) не будет равен нулю при 0 = КУР.
Появится погрешность А*, при которой 0 - КУР + А* = 0 . В сказанном
легко убедиться, уменьшив одну из ДНР на рис. 6.6. Характер
изменения погрешности А* и основной части полной погрешности
радиодевиации А при изменении угла 0 идентичны. Поэтому подбором
действующих высот рамок Р-1 и Р-2 можно скомпенсировать основную
часть погрешности А введением поправки Дп = А* = -А .
Кроме того, рекомендуется размещать рамочную антенну вблизи
электрического центра ЛА, т.е. в центре масс фигуры ЛА в плане, где
поля имеющихся на ЛА переизлучателей частично компенсируют друг
друга.
Рис. 6.13. Векторная диаграмма полей,
действующих на рамочную антенну
Контрольные вопросы
1.	Поясните состав известных угломерных РСБН.
2.	Что является датчиком информации об угловой координате в радиопе¬
ленгаторах? Какие виды таких датчиков используются в РСБН?
3.	Опишите процесс формирования входного сигнала автоматического ра-.
диопеленгатора.
139

4.	Зачем нужна дополнительная модуляция принимаемого сигнала?
5.	Что такое пеленгационная чувствительность амплитудного радиопелен¬
гатора и что ограничивает ее значение?
6.	Как образуется доплеровский сдвиг частоты принимаемого сигнала в
фазовом радиопеленгаторе?
7.	Чем отличаются сигналы на входе приемников амплитудного и фазово¬
го радиопеленгаторов?
8.	Какой угол и с помощью какой антенной системы измеряется в автома¬
тическом радиокомпасе?
9.	Что произойдет с показаниями АРК, если самолет, следуя точно на ра¬
диостанцию, пролетает ее?
10.	Что произойдет с показаниями АРК, если он отъюстирован при ис¬
пользовании надфюзеляжной антенны, а вместо нее случайно подключили под¬
фюзеляжную ненаправленную антенну?
11.	Что такое гониометр и каковы преимущества его применения?
12.	Что является информативным параметром сигнала в амплитудном
АРК?
13.	Что является информативным параметром сигнала в фазовом АРК?
14.	Какие факторы ограничивают точность АРК?
140

Глава 7. РАДИОСИСТЕМЫ
ПОСАДКИ САМОЛЕТОВ
7.1.	Особенности радиосистем посадки самолетов
Посадка ЛА - завершающий и наиболее ответственный этап любо¬
го полета. Статистика свидетельствует о том, что на этот этап прихо¬
дится значительная, а порой и наибольшая доля летных происшествий.
Поэтому точности и надежности систем, обеспечивающих посадку ЛА,
придается особое значение. Основными потребителями систем посадки
являются самолеты, снижающиеся по траекториям, положение которых
в пространстве определяется с помощью специальных радиосистем по¬
садки (РСП). Параметры этих систем регламентируются Международ¬
ной организацией гражданской авиации TCAO(International Civil Avia¬
tion Organization), стандарты которой обязательны для всех стран. В со¬
ответствии с этими стандартами оборудовано большинство аэродромов
мира, принимающих не только гражданские, но и военные самолеты.
Следует заметить, что для посадки военных самолетов (особенно
на необорудованные площадки) используются специальные системы,
близкие по принципу действия к стандартным РСП, но отличающиеся
форматом сигналов. Применяются также и радиолокационные системы
посадки. В дальнейшем рассматриваются только стандартные РСП, по¬
скольку использование систем посадки других типов ограничено.
Рассматриваемые РСП предназначены для получения на борту ЛА
однозначных указаний (команд) по удержанию самолета на заданной
траектории снижения и приземления. Главная задача этих позиционных
систем - определение угловых отклонений ЛА Да, Др (рис 7.1,а) от тра¬
ектории захода на посадку, которая задается линией курса (ЛК) в гори¬
зонтальной и линией глиссады (ЛГ) в вертикальной плоскостях. Полу¬
ченная от РСП информация используется для автоматизации посадки
ЛА на взлетно-посадочную полосу (ВПП) и для индикации положения
ЛА относительно траектории посадки на приборах экипажа. По прин¬
ципу построения большинство РСП представляют собой угломерные
системы, состоящие из независимых и идентичных по принципу дейст¬
вия каналов курса и глиссады. В каждый из каналов входит наземный
радиомаяк курсовой (КРМ) или глиссадный (ГРМ) и соответствующая
часть общей для обоих каналов бортовой аппаратуры.
141

Рис. 7.1. Угловое положение самолета при заходе на посадку
по системе посадки метрового диапазона (а) и соответствующее
положение стрелок бортового индикатора (6)
Для определения Аа и ЛР можно использовать либо амплитудный
(равносигнальный), либо импульсный (временной) метод. Параметры
сигнала, содержащие информацию об угловых отклонениях JTA, форми¬
руются с помощью специальных антенн наземных радиомаяков РСП.
Поэтому такие системы часто называют радиомаячными.
Равносигнальные РСП работают в диапазоне метровых радиоволн
(ILS - США, СП-50,68,70,75,80,90 - Россия) и дециметровых радиоволн
(ПРМГ-4,5 - Россия), а импульсные РСП - в сантиметровом диапазоне
(MLS - США и Единая государственная радиотехническая система по¬
садки самолетов - Россия).
Принципиальное отличие систем метрового и сантиметрового
диапазонов состоит в способе формирования требуемой траектории за¬
хода самолета на посадку. В системах метрового диапазона положение
линий курса и глиссады в пространстве постоянно: ЛК совпадает с осью
взлетно-посадочной полосы (ВПП), а ЛГ располагается под углом р0~3°
к горизонту. Траектория посадки задается наземными радиомаяками и
одинакова для самолета любого класса. В системах посадки сантимет¬
рового диапазона оптимальная траектория выбирается на борту ЛА в
соответствии с летными характеристиками последнего.
Информация о Аа и Ар выдается на индикатор положения
(рис. 7.1,6)- прибор, на шкале которого две взаимно перпендикулярные
стрелки указывают летчику положение линии курса (вертикальная
стрелка) и линии глиссады (горизонтальная стрелка).
142

Классификация РСП. Международная организация гражданской
авиации (ICAO) стандартизировала и классифицировала РСП по их экс¬
плуатационным характеристикам. В основу этой классификации поло¬
жена возможность обеспечения захода на посадку или посадки самоле¬
тов при определенных метеорологических условиях. Различают систе¬
мы посадки 1, 2 и 3 категорий.
Система посадки 1 категории обеспечивает управление самолетом
при заходе на посадку от границы зоны действия (45км для канала курса
и 20км для канала глиссады) системы до высоты 60м при дальности ви¬
димости вдоль ВПП не менее 800м. Высота 60м представляет собой ту
высоту, на которой должен быть начат маневр посадки самолета или
повторного захода на посадку, если до этой высоты не видны огни све¬
тового оборудования аэродрома (ВПП) или другие ориентиры по курсу
посадки, позволяющие выполнить безопасную посадку визуально.
Система посадки 2 категории предназначена для управления само¬
летом при заходе на посадку до высоты 30м при дальности видимости
вдоль ВПП не менее 400м.
Системы 3 категории должны обеспечивать посадку с приземлени¬
ем при значительном ограничении или отсутствии видимости земли:
системы категории 3 А - при дальности видимости вдоль ВПП 200м,
системы категории 3 В - при дальности видимости вдоль ВПП около
50м, а системы категории 3 С - при полном отсутствии видимости.
Системы посадки 2 и 3 категорий должны быть полностью автома¬
тическими. Необходимость автоматизации посадки объясняется тем,
что даже при выводе самолета из облачности на высоте 30м (2 катего¬
рия посадки) летчик имеет в запасе всего 13 - 15с (в зависимости от
скорости снижения, которая обычно равна 1,8 - 2,3 м/с) для выравнива¬
ния ЛА, компенсации его сноса и приземления. Так как обзор прибор¬
ной доски требует примерно 3 с и при этом летчик не имеет возможно¬
сти следить за приборами, то благополучное приземление зависит толь¬
ко от возможностей (тактических параметров) РСП, в первую очередь,
от точности и надежности аппаратуры посадки.
Требования к точности и надежности РСП разработаны ICAO и
зависят от категории РСП. Так, допустимое отклонение линии курса от
оси ВПП не должно превышать ±10,5 м (РСП 1 категории) и ±3 м (РСП
3 категории), что соответствует угловой точности 0,15 и 0,043° (при
расстоянии от начала ВПП до КРМ 4 км). Допустимые отклонения угла
наклона линии глиссады составляют ±0,22 и ±0,12° (соответственно для
РСП 1 и 3 категорий). Эти примеры подтверждают общий вывод о том,
что по мере усложнения условий посадки (по мере увеличения катего¬
рии РСП) требования к точности оборудования возрастают. Параллель¬
но растут требования и к надежности элементов, составляющих РСП.
143

Если принять вероятность неблагополучного исхода посадки, рав¬
ную 10~8, то среднее время наработки аппаратуры РСП до отказа долж¬
но составлять 106 - 107 ч. Невозможность реализации таких значений
среднего времени наработки до отказа даже при резервировании аппа¬
ратуры является одной из проблем, требующих решения при переходе
(в частности, и по экономическим причинам) к РСП 2 и 3 категорий.
7.2.	РСП метрового диапазона
7.2.	L Общие сведения
Состав наземного оборудования РСП, работающих в диапазоне
метровых и частично дециметровых радиоволн (РСП МД), иллюстриру¬
ется рис.7.2, где показано размещение соответствующих радиомаяков
(курсового и глиссадного). Здесь же указаны места установки вспомога¬
тельных элементов: маркерных радиомаяков (МРМ) и приводных ра¬
диостанций (ПРС).
Рис. 7.2. Вариант размещения радиомаяков РСП МД (расстояния указаны в метрах)
Маркерные радиомаяки формируют на частоте 75 МГц в верти¬
кальной плоскости факелообразную ДНА и служат для указания экипа¬
жу звуковыми и световыми сигналами момента пролета самолетом ха¬
рактерных точек траектории захода на посадку (при пересечении само¬
летом ДНА МРМ). Приводные радиостанции используются экипажем
ЛА при выводе самолета с помощью автоматического радиокомпаса
(см. п. 6.3) в зону действия РСП МД.
Измерительные каналы курса и глиссады идентичны по принципу
действия. Отличия каналов - только в ориентации ДНА (ЛК формиру¬
ется в горизонтальной плоскости, а ЛГ - в вертикальной) и значениях
несущих частот (fa » 110 МГц в КРМ и около 330 МГц в ГРМ).
Для определения угловых отклонений ЛА от заданной траектории
снижения используется сравнение амплитуд принимаемых сигналов,
излученных амплитудными равносигнальными радиомаяками (КРМ и
144

ГРМ). Классические равносигнальные радиомаяки применяют в РСП
МД категории I. В системах II и III категорий, отличающихся более вы¬
сокими точностью и стабильностью работы, используют соответственно
радиомаяки с формированием суммарной и разностной ДНА и двухка¬
нальные радиомаяки.
Сигналы радиомаяков РСП МД стандартизированы ICAO, поэтому
с помощью одной и той же аппаратуры потребителей можно получить
лучшие по точности результаты на аэродромах, оборудованных в соот¬
ветствии с нормами 2 или 3 категорий посадки (если бортовая аппара¬
тура не ограничивает точность системы). В международной практике
РСП МД получили название ILS(Instrumentation Landing System).
7.2.2.	РСП МД с равносигнальными радиомаяками
Равносигнальный радиомаяк представляет собой наземное ста¬
ционарное РНУ, антенная система которого формирует на одной несу¬
щей частоте две неподвижные пересекающиеся диаграммы направлен¬
ности (ДНА)/а1(0) и/а2(0)+.
Точка пересечения этих ДНА соответствует равносигнальному на¬
правлению РСН, с которого принимаются одинаковые по амплитуде
сигналы. В равносигнальном КРМ (рис. 7.3,а) РСН должно совпадать с
линией курса (ЛК), т.е. с осью ВПП. В канале глиссады (рис. 7.4) РСН
образуется в вертикальной плоскости и должно совпадать с линией
глиссады (ЛГ), расположенной под углом р0«3° (угол наклона глиссады)
к горизонту.
Рис. 7.3. Диаграммы направленности антенн и спектральный состав сигналов
равносигнального КРМ (я), спектры принимаемых сигналов (б)
и положение стрелки указателя курса бортового индикатора (в)
при нахождении ЛА в точках /, 2 и 3
Здесь 0 может соответствовать азимуту а или углу места р.
145

Рис. 7.4. Диаграммы направленности антенн и спектральный состав сигналов
равносигнального ГРМ (а), спектры принимаемых сигналов (б)
и положение стрелки указателя глиссады бортового индикатора (6)
при положении ЛА в точках 1,2 и 3
Отклонение самолета от ЛК или ЛГ приводит к превышению ампли¬
туды U\ сигнала одной из ДНА над амплитудой U2 сигнала другой ДНА.
Сравнение этих амплитуд путем образования разности A U = U2 - £/,
дает информацию о величине и знаке отклонений Да и Др.
Чтобы исключить зависимость результата измерения AU от даль¬
ности до ЛА принимаемые сигналы нормируют, т.е. образуют с помо¬
щью АРУ отношение ДU/(U\ + U2).
Сигналы, излучаемые по разным ДНА, идентифицируют по их мо¬
дуляции: сигнал, излучаемый антенной с диаграммой модулирует¬
ся по амплитуде (AM) с частотой F\ = 90 Гц, а сигнал другой антенны - с
частотой F2 ~ 150 Гц. Отклонение самолета от ЛК или ЛГ определяется
при сравнении амплитуд спектральных составляющих сигнала с часто¬
тами F\ и F2 в точке приема (рис. 7.3, б и 7.4, б).
Сигналы, принимаемые от равносигнального радиомаяка. Рассмот¬
рим в качестве примера канал глиссады РСП МД с равносигнальным
ГРМ и учтем, что ГРМ излучает непрерывный AM-сигнал (АМС). В точ¬
ке приема образуется электромагнитное поле с напряженностью, равной
сумме напряженностей полей, создаваемых антеннами ГРМ:
«1 (А Р) = Ew/aI (Р)(1 + т sin QjO sin ay = Е{ sin ay ,
е2(t, Р) = Еш/а2 (Р)(1 + т sin Q2t) sin оу = E2 sin ay ,
где Ew - амплитуда напряженности поля; m - коэффициент глубины AM;
Qi = 2nFx и Q2 = 2nF2.
146

Амплитуда напряженности суммарного поля в точке приема
/.i(p)
Ес = Е| + Е2 = Ет [/а1 (р) + /а2 (р)][1 + т
/а.(Р) + /а2(Р)
sinQ,f+
+т-
/.20)
-sin
(7-1)
/.l(P) + /.2(P)
Коэффициенты при sinQj/ и sinQ2f определяют зависимость ам¬
плитуд колебаний частот модуляции от угла р и называются коэффици¬
ентами глубины пространственной модуляции:
^i=<i(p)[/.iO)+/.2(P)r'.
А/2=т/,2(Р)[/.1(Р) + /а2(Р)Г1-
Информативным параметром принимаемого сигнала является раз¬
ность глубин модуляции (РГМ):
АМ = М,-М2 =т[/а1(р)-/а2(Р)][/а1(р) + /а2(р)Г'.	(7.2)
Положение ЛА на линии глиссады соответствует АМ = 0. При от¬
клонении ЛА вверх от линии глиссады ^(р) > Уа2(Р) и &М> 0, а при
полете ЛА ниже линии глиссады АМ< 0 (рис. 7.4,6).
Бортовой приемник ЛА реализует алгоритм (7.2). Для формирова¬
ния сигналов, пропорциональных A/i и М2, используется автоматическая
регулировка усиления (АРУ) приемника (Прм) (рис. 7.5) по суммарному
сигналу. Фильтры Ф-1 и Ф-2 выделяют сигналы с частотами модуляции
Q\ и Q2, которые затем выпрям¬
ляются детекторами Д-1 и Д-2.
В схеме сравнения (СС) образу¬
ется разность этих сигналов,
пропорциональная РГМ и не¬
сущая информацию об угловом
отклонении А0 от заданной тра¬
ектории захода на посадку (А0 =
= A(i в канале глиссады и А0 =
= Аа в канале курса).
Точность равносигнальных РСП. Применим подход, изложенный в
п. 6.2. При ./^(Ро) =Л2(Ро) = Л(Ро) из О?-2) можно получить основное
Рис. 7.5. Упрощенная структурная схема
бортовой аппаратуры РСП МД
уравнение равносигнальной РСП:
АР = [Ча'(Р0)//а(Ро)]’,Д^
(7.3)
147

Переходя к погрешностям измерения РГМ и определения угла Ар,
получаем
Ор = Мр°РГМ;Мр = *■' [/а(Ро)//а'(Эо)] = *" V*	(7.4)
где Яа = /а (Р0)/ /а(Ро) - пеленгационная чувствительность.
Подобное (7.4) соотношение можно получить и для канала курса.
Из (7.4) следует, что для повышения точности равносигнальной
РСП необходимо увеличивать т и /а'(Р0) и уменьшать /а(р0). Увели¬
чение т ограничено тем, что в суммарном сигнале Ес (7.1) общий коэф¬
фициент модуляции на РСН не должен превышать 1. Уменьшение /а(ро)
ведет к снижению дальности действия РСП. Поэтому наиболее целесо¬
образным средством повышения точности следует считать увеличение
/а (Ро) • Увеличивать крутизну ДНА можно сужением диаграммы, что
приводит к сокращению угловых размеров зоны действия РСП, и для
вывода ДА, следующих под большими углами к заданной траектории в
зону действия узких ДНА, приходится применять дополнительные ан¬
тенны с широкой ДНА (см. РСП с двухканальными радиомаяками).
Одним из основных факторов, снижающих точность РСП, является
влияние сигналов, отраженных от близких к ВПП объектов. Пусть ДА
находится в точке Мна линии глиссады (ЛГ) (рис. 7.6), а угловое положе-
Рис. 7.6. Искривление линии курса из-за влияния отраженного сигнала:
а - ДНА и спектры излучаемых сигналов; б - спектры прямого (/), отраженного (2)
и результирующего (5) сигналов в точках Мх и М2 (масштаб по оси частот на рис
7.6,а и б разный, а составляющие/» уменьшены)
148

ние отражающего объекта О характеризуется углом (3 относительно ЛГ.
Применяя (7.1) к прямому и отраженному сигналам и выполняя соответ¬
ствующие преобразования, можно найти РГМ суммарного сигнала:
ДМс(р)* AMn(Po) + /^OTpAM0(P)cosvi/,	(7.5)
где АА/п - разность глубин модуляции прямого сигнала, равная нулю в
точке А/(ЛА находится на ЛГ); Koip — модуль коэффициента отражения
объекта; AM0ф) = -0,5т/а2ф)//а(Р0) - разность глубин модуляции от¬
раженного сигнала; \|/ - сдвиг фаз прямого и отраженного сигналов.
Из (7.5) следует, что в результате приема отраженного сигнала АМс
в точке М на ЛГ не равна нулю и на выходе бортовой аппаратуры кана¬
ла глиссады действует сигнал, пропорциональный (7.5). Поэтому эки¬
паж или система автоматического управления выведут ЛА в точку М\
где АМс = 0. При этом ЛА отклонится от ЛГ на угол А в точке Мх:
АМС = АМП(-А) + КотрАМо(Р)cos\|/ = 0 .	(7.6)
По мере движения ЛА в направлении на ВПП меняется разность
хода прямого и отраженного сигналов, а следовательно, и сдвиг фаз ц/.
При этом условие (7.6) будет выполняться в других точках (пунктирная
линия на рис. 7.6, а), отклонение Л А от заданной траектории Атаменит
знак и достигнет максимума в некоторой точке М2 и т.д. В результате
происходит периодическое изменение А и искривление посадочной тра¬
ектории, когда ЛА следует по искаженной траектории, показанной на
рис. 1.6,а пунктирной линией.
Искривление посадочной траектории является одной из основных
причин снижения точности РСП и может нарушить работу системы ав¬
томатической посадки. Для определения А воспользуемся выражением
(7.3), положив АЛ/= АМП (Р) и Ар = -А. Тогда
АМП(-А) = -т
/а'(Ро)ШРо)]Д-
(7.7)
Искомое значение А найдем, подставив (7.7) в (7.6):
А = -К,
отр
/а2(Р)/2/а'(Р0)
COS V|/.
(7.8)
Здесь учтено, что /а|(А)*/а2(А)~/а(Р0);	/а', (Ро ) = “/»'. (Ро) и
/а!(Р)»/а,(Р).
Величина А тем меньше, чем больше крутизна ДНА на равносиг-
нальном направлении /а'(Ро) и чем меньше /а2(Р), т.е. чем выше под¬
нята нижняя граница ДНА над земной поверхностью. Уменьшение
/а2(р) связано с рядом сложностей, так как номинальный угол глиссады
Ро составляет обычно около 3°. Поэтому в РСП повышенной точности
149

применяют дополнительные антенны, поле которых компенсирует из¬
лучение основных антенн под углами к горизонту, меньшими 1°.
Предельно допустимые значения искривлений А оговорены нор¬
мами ICAO и соответствуют в зависимости от класса РСП и участка поса¬
дочной траектории АМ = 0,005-0,03. Обеспечение таких значений АД/
связано с значительными техническими трудностями и материальными
затратами при установке и эксплуатации систем посадки.
7.2.3.	РСП2иЗ категорий
Из основного уравнения равносигнальной РСП (7.3) следует, что
для повышения точности (главное требование к системам 2 и 3 катего¬
рий) необходимо увеличить крутизну ДНА вблизи равносигнального
направления //(О,,). При этом уменьшаются и искривления ЛК и ЛГ
(7.8). Один из способов увеличения /а'(Р„) заключается в переходе к
РСП с суммарно-разностным радиомаяком.
РСП с суммарно-разностными радиомаяками (СРРМ)*. В кана¬
ле курса рассматриваемой
РСП (рис. 7.7) КРМ создает
две ДНА:	«суммарную»
/с(а) и двухлепестковую
«разностную» 7р(а). Линия
курса ЛК соответствует по¬
ложению минимума (нуля)
разностной диаграммы
fp(а). Своими названиями
эти ДНА обязаны тому, что
их можно представить в ви¬
де суммы и разности диа¬
грамм /ai(a) и /а2(а), пока¬
занных на рис. 7.3.
В пределах суммарной
ДНА излучается АМС вида
ес = е, = ЕmlfG(a) [(1 + тх sin Q,/) + (1 + т2 sin Q20]sin со</,	(7.9)
где Ewj - амплитуда электрического поля в максимуме ДНА, являюще¬
гося суммой двух AM-сигналов с частотами модуляции F{ = 90 Гц и
F2= 150 Гц.
При образовании двухлепестковой разностной ДНА /р(а) форми¬
руется поле
Рис. 7.7. Диаграммы направленности антенн
и спектральный состав сигналов суммарно¬
разностного КРМ
(спектры принимаемых сигналов и положение
стрелки указателя курса соответствуют представ¬
ленному на рис. 7.3,6 и в )
* В технической литературе по РСП МД такие радиомаяки часто называют радиомаяками
«с опорным нулем».
150

ер =е2 = Ep/a2(a)[w1sinQ^-A772 sinQ20]sinco0^,	(7.10)
несущая частота в котором отсутствует (балансно-модулированный
сигнал ВМС).
Процессы в РСП с СРРМ аналогичны процессам в РСП с равно¬
сигнальным КРМ.
В канале глиссады с СРРМ (рис. 7.8) также формируются сигналы,
аналогичные (7.9) и (7.10). Антенная система соответствующего ГРМ со¬
стоит из двух поднятых над земной поверхностью на высоты h\ и h2 = 2h\
нижней и верхней антенн, формирующих соответственно диаграммы
направленности /С(Р) = /„(Р) и /р(Р) = /в(Р).
Рис.7.8. Диаграммы направленности антенн и спектральный состав сигналов
суммарно-разностного ГРМ (а), спектры принимаемых сигналов (б)
и положение стрелки указателя глиссады бортового индикатора (<?)
при положении самолета в точках 1,2 и 3
Проводя с сигналами вида (7.9) и (7.10) те же преобразования, что
и при анализе равносигнального ГРМ, можно получить выражение для
информативного параметра (РГМ) в РСП с СРРМ:
АМ = /яЕЯ1В/в(Р)[Е;„Н1/;1(Р)]"1,	(7.11)
где Е,„„ и Е,„в - амплитуды полей в максимумах диаграмм /В(Р) и /Н(Р);
т] = in, = т; /н(р) = /с(р) и /В(Р) = /р(Р).
Из (7.11) следует, что положение ЛГ, где р = р0 и АМ = 0, не зави¬
сит от формы ДНА (как в равносигнальном ГРМ), а определяется лишь
положением минимума (нуля) разностной диаграммы ^(Р), т.е. уг¬
лом Р0 = X. /(2/^) = X/(2hB)
Дифференцирование (7.11) дает значение пеленгационной чувст¬
вительности канала глиссады с суммарно-разностным ГРМ:
151

Яа=т(Етв/Ешн)/;(р0).	(7.12)
Из (7.12) видно одно из преимуществ использования СРРМ —
возможность повышения пеленгационной чувствительности, а следова¬
тельно, и точности системы, путем изменения отношения EWB/E„m, что
невозможно в равносигнальной РСП, где это отношение влияет на по¬
ложение ЛГ в пространстве (на угол ро). Кроме того, значение /В(Р)
вблизи нуля /В(Р) всегда больше, чем на склоне этой ДНА.
Дальнейшего повышения /7а можно достигнуть сужением ДНА. Эта
мера способствует также уменьшению искривлений ЛГ или ЛК, поскольку
уменьшается число мешающих отражающих объектов, попадающих в пре¬
делы ДНА радиомаяка. Следует однако иметь в виду, что при использова¬
нии радиомаяков с узкими ДНА возникают трудности при выводе самолета
на задаваемую радиомаяками траекторию посадки. Эти трудности преодо¬
левают, снабжая экипаж дополнительной информацией о направлении по¬
лета, требуемом для выхода в зону действия РСП (команды типа «Лети
влево» или «Лети вправо», «Снижайся» или «Набирай высоту»). Задачи,
связанные с сужением ДНА и снабжением экипажа самолета грубой ин¬
формацией о положении заданной траектории захода на посадку, успешно
решаются в так называемых двухканальных радиомаяках.
РСП с двухканальными радиомаяками (ДКРМ) имеют основ¬
ной («узкий») канал, в котором используется суммарно-разностный ра¬
диомаяк с узкой ДНА, и дополнительный («широкий») канал или канал
клиренса.
Наибольший интерес,
на наш взгляд, представля¬
ет канал глиссады с двух¬
канальным ГРМ. Такой
ГРМ имеет антенную сис¬
тему из трех поднятых над
земной поверхностью ан¬
тенн (рис. 7.9). В основном
канале используются ан¬
тенны Ах и А2, а в дополни¬
тельном -А 1 и А3. Фазы и
амплитуды токов, питаю¬
щих антенны, подбирают
такими, чтобы уменьшить
уровень поля основного
канала под углами к гори-
Рис. 7.9. Схема антенной системы	зонту р < 0,3 р0, где р0 -
двухканального ГРМ (я) и соответствующие угол наклона глиссады, что
диаграммы направленности (б)	ведет к «сужению» диа-
152

граммы направленности этого канала со всеми вытекающими отсюда
последствиями, о которых шла речь выше. Главный положительный
эффект заключается в уменьшении влияния неровностей рельефа мест¬
ности и сравнительно низких местных объектов на положение ЛГ, т.е.
уменьшение амплитуды искривлений ЛГ.
В результате существенно повышается точность РСП, однако при
этом образуется область пространства в зоне действия системы при
Р < 0,3Ро, где самолет не получает информации о положении ЛГ. По¬
этому в дополнительном канале сохраняется только АМС с частотой
модуляции 150 Гц, прием которого дает информацию о том, что линия
глиссады находится над самолетом (см., например, рис. 7.8).
На рис. 7.10 показаны
ДНА двухканального КРМ
(зона действия дополни¬
тельного канала для на¬
глядности заштрихована).
Дополнительный канал
здесь служит для указания
экипажу, где (справа или
слева от самолета) находит¬
ся линия курса.
Особенности канала клиренса. Из сказанного следует, что допол¬
нительный канал должен выдавать информацию для вывода самолета в
зону действия основного канала и в то же время не должен ухудшать
работу основного канала. Такое ухудшение вполне вероятно, так как
число мешающих отражающих объектов в пределах ДНА широкого ка¬
нала может быть намного больше, чем в узком канале. В двухканальных
РСП для селекции сигналов каждого из каналов используют эффект по¬
давления слабого сигнала сильным в нелинейных элементах приемного
тракта. Из рис. 7.9 и 7.10 следует, что отношение уровней сигналов ос¬
новного U0к и дополнительного £/дк каналов зависит от величины откло¬
нений Да или АР от ЛК или ЛГ. При малых значениях этих отклонений
ит » £/да и сигнал дополнительного канала вместе с отражениями его
от местных объектов эффективно подавляется в приемном тракте, и са¬
молет использует информацию только основного канала. При больших
отклонениях от заданной траектории захода на посадку (при полете в
зоне действия дополнительного канала) U0K« Um и используется ин¬
формация главным образом от дополнительного канала. Так как эта ин¬
формация грубая и служит только для указания направления полета, то
наличие отраженных от местных объектов сигналов дополнительного
канала не сказывается на работе системы.
В целях реализации указанных процессов вводят некоторые отли¬
чия в параметры сигналов обоих каналов, не препятствующие совмест-
153
Рис. 7.10. Диаграммы направленности
КРМ

ной обработке этих сигналов в общем тракте аппаратуры потребителей
системы посадки. Обычно сдвигают несущие частоты каналов примерно
на 10 кГц {частотный клиренс) или сдвигают сигналы каналов по фазе
на 90° {квадратурный клиренс).
Использование двухканальных радиомаяков позволяет получить
точность каналов курса и глиссады, соответствующую максимальной
погрешности За = 0,25-0,3°, причем главный вклад в эту погрешность
вносят искривления задаваемой траектории, вызываемые отражениями
от местных объектов.
Недостатки РСП МД связаны с большой длиной волны, на кото¬
рой работают радиомаяки КРМ и ГРМ, не позволяющей уменьшить ши¬
рину ДНА при приемлемых размерах антенн радиомаяков. (Напомним,
что радиомаяки располагаются возле ВПП и их антенны являются лет¬
ным препятствием). Поэтому основным недостатком РСП МД остается
их подверженность влиянию отраженных от местных объектов сигна¬
лов. Следующим по значению недостатком РСП МД можно считать по¬
стоянство номинального угла глиссады р0 - следствие применения на
ГРМ неподвижных антенн. Этот недостаток не позволяет оптимизиро¬
вать угол ро Для ЛА с разными характеристиками. Кроме тдго, траекто¬
рия посадки вблизи точки приземления находится в ближней зоне ан¬
тенн глиссадного радиомаяка, что приводит к ненадежности информа¬
ции о АР и вынуждает использовать на заключительном этапе посадки
радиовысотомер как главный датчик положения ЛА в вертикальной
плоскости.
От указанных недостатков свободны перспективные импульсные
РСП, работающие в диапазоне сантиметровых волн, где можно приме¬
нять малогабаритные антенны, формирующие узкие сканирующие лучи.
7.3.	РСП сантиметрового диапазона
Общие сведения. Радиосистемы посадки сантиметрового диапа¬
зона (РСП СД) предназначены для замены установленных практически
на всех гражданских аэродромах мира РСП МД и отличаются от по¬
следних главным образом тем, что в РСП СД непосредственно измеря¬
ются текущие угловые координаты (а, Р) ЛА, которые затем сравнива¬
ются с задаваемыми на борту ЛА координатами, соответствующими оп¬
тимальной для данного ЛА траектории захода на посадку. (РСП МД вы¬
дает отклонения ЛА от постоянной для всех самолетов траектории). Ко¬
ординаты аир измеряются временным (импульсным) методом (см.
п 5.2) с точностью За = 0,15-0,2°.
Указанные качества РСП СД достигнуты благодаря переходу на
волны длиной X = 5,2-6 см, на которых сравнительно просто получить с
помощью ФАР диаграммы направленности шириной порядка 1 ° и обес-
154

пенить электронное сканирование этих ДНА с угловой скоростью 0,01 -
0,02 град/мкс.
Параметры РСП СД нормированы ICAO, в документах которой эта
система называется MLS (Microwave Landing System).
Основа РСП СД - независимые друг от друга угломерная (УПС) и
дальномерная (ДПС) подсистемы. Первая служит для определения угло¬
вых положений ЛА в горизонтальной и вертикальной плоскостях с по¬
мощью азимутальных и угломестных радиомаяков (РМ). Бортовая аппа¬
ратура (БА) УПС общая для всех функций, связанных с определением уг¬
ловых координат ЛА. Разделение функций в БА достигается применени¬
ем временного уплотнения и синхронизации с поочередной работой на¬
земных РМ. Вторая подсистема по принципу действия аналогична каналу
дальности РСБН типа «VOR/DME» и отличается от последней только
элементами, обеспечивающими повышенную точность ДПС.
Состав РСП СД (рис. 7.11) в зависимости от решаемых задач и ус¬
ловий данного аэродрома может соответствовать основной или расши¬
ренной комплектации. Основная комплектация РСП СД - азимутальный
(АРМ-1) и угломестный (УРМ-I) радиомаяки захода на посадку, а также
дальномерный радиомаяк (ДРМ). Расширенная комплектация РСП СД,
помимо РМ основной комплектации, включает азимутальный радиома¬
як обратного азимута (АРМ-2) и угломестный радиомаяк выравнивания
(УРМ-2), если рельеф местности не позволяет для выравнивания ЛА пе¬
ред посадкой использовать радиодальномер.
90..
ДРМ АРМ-1 ВПП
\ / 	\
. 150 На г» ранление посадк и
АРМ-2
/
200...1100 УРМ-2
УРМ-1
200... 1100
_
200...400
1000
Рис. 7.11. Размещение радиомаяков РСП СД при обслуживании одного
направления посадки (расстояния указаны в метрах)
Функция угломерной подсистемы - передача азимутального угла
при заходе на посадку (функция Аз-1); азимутального угла при уходе
ЛА на второй круг или при взлете ЛА (Аз-2); угла места при заходе на
посадку (УМ-1) и при выравнивании (УМ-2), а также передача основ¬
ных и вспомогательных данных.
Перечисленные функции передаются в определенной последова¬
тельности на общей несущей частоте. Длительность передачи каждой
155

функции составляет несколько миллисекунд (УМ-1,2) и доходит при¬
мерно до 16 мс при передаче функции Аз-1.Частота повторения функ¬
ций - несколько десятков герц. Временное разделение функций требует
синхронизации работы наземной и бортовой частей РСП СД.
Принцип действия угломерной подсистемы. Положение ЛА оп¬
ределяется по результатам измерения угла в азимутальной плоскости а и
угла места р. Соответствующие РМ имеют ДНА (лучи ЛАРМ и ЛУРМ на
рис. 7.12), сканирующие с
постоянной скоростью
(скорость сканирования) в
секторе пропорционального
наведения (СПН)*.
Принята следующая
терминология, характери¬
зующая движение луча:
«туда», когда луч АРМ
движется в направлении
увеличения угла, т,е. по хо¬
ду часовой стрелки (если
смотреть сверху), и «обрат¬
но», когда луч движется
против хода часовой стрел¬
ки. Нулевое значение угла а
для АРМ-1 соответствует
оси ВПП. Нулевое значение
Р совпадает с горизонталь¬
ной плоскостью, проходя¬
щей через фазовый центр
антенны УРМ. Во время
движения луча «туда» и
«обратно» («вверх» и
«вниз») антенна излучает
смодулированный сигнал.
Переходу от движения луча в прямом направлении к движению в
обратном соответствует прекращение излучения (пауза).
Рассмотренный цикл (т.е. прямое и обратное движение луча) пе¬
риодически повторяется с частотой повторения данной функции.
Для определения положения ЛА в пространстве информация о а и
р объединяется с данными о дальности, получаемыми от дальномерной
подсистемы.
пропорционального наведения азимутальным
и угломестным радиомаяками
Рис. 7.13. Сигналы, принимаемые бортовым
приемником при прямом (а) и обратном (6)
ходе луча АРМ
СПН - сектор пространства, в пределах которого измеренные угловые координаты пря¬
мо пропорциональны отклонению ЛА от заданной траектории.
156

Угловое положение ЛА (например, в горизонтальной плоскости)
определяется по сигналам С\ и С2, принятым от антенны РМ при скани¬
ровании ДНА «туда» и «обратно» (рис. 7.13).
Информативный параметр УПС — интервал времени ta между им¬
пульсами С\ и С2 при постоянной скорости сканирования VCK и учете паузы
пропорционален углу в азимутальной плоскости.
Принцип получения информации об угловом отклонении ЛА
от заданной траектории захода на посадку одинаков как в азимуталь¬
ном, так и в угломестном каналах УПС. Однако в последнем возможна
установка в БА оптимального для данного класса ЛА угла наклона
глиссады ро (рис. 7.14).
Рис. 7.14. Зона сканирования ДНА УРМ (а),
временная диаграмма сканирования (б), упрощенная схема устройства
приема и обработки сигналов (<?) и принимаемые сигналы (г)
в угломестном канале РСП СД
Сигнапы Сх и С2. принимаемые во время прямого и обратного хода
ДНА угломестного РМ, которая сканирует в пределах СПН (угла р,„), с
выхода Прм поступают на формирователь импульсов (ФИ) (рис. 7.14,в).
Импульсы ФИ соответствуют точкам У и 2 пересечения напряжением
сигнала порогового уровня Un (рис. 7.14, б). Измеритель времени (ИВ)
по полученным сигналам определяет интервал времени Ур.
Требуемый угол наклона глиссады (Зп задается вводом в бортовой
вычислитель интервала Гор, равного значению /р при полете ЛА по тре¬
буемой траектории. В вычислительном устройстве (ВУ) образуется раз-
157

ность Гр -Т0р = 2Ар/Кск, которая несет информацию об отклонении др
от требуемой траектории и используется для индикации положения ЛА
на приборах экипажа и управления при автоматизации посадки. Основ¬
ное уравнение УПС имеет вид ( 0 = а,р)
А0 = 0,5 VCK (te- T0Q).
(7.13)
Сигналы РСП СД, принимаемые при полете в СПН (рис. 7.15,а),
содержат преамбулу, секторный и тест-сигналы, излучаемые слабо на¬
правленной антенной РМ, которая обслуживает всю зону действия, сиг¬
налы угловой информации и сигналы клиренса.
Рис. 7.15. Сигналы, принимаемые бортовым приемником
от азимутального радиомаяка при заходе на посадку самолета
в СПН, равном ± 40° (а) и в секторе клиренса (б)
(КИЛ и КИП - левый и правый импульсы клиренса, ЦС - центр сканирования)
Преамбула П состоит из посылки несущей частоты со0, кода опор¬
ного времени и кода опознавания функции. Посылка о0 служит для
поддержания работы системы слежения за несущей частотой в борто¬
вом приемнике. Код опорного времени определяет момент начала от¬
счета времени в БА. Код опознавания функции необходим для органи¬
зации соответствующих переключений в БА при переходе от одной
функции к другой.
Секторный сигнал выполняет вспомогательные функции, одной из
которых является исключение ложной индикации при полете самолета
вне СПН. Началу и концу сканирования соответствуют тест-импульсы
«туда» (ТИТ) и «обратно» (ТИО), используемые при обработке сигна¬
лов угловой информации.
Сигналы угловой информации формируются на борту ЛА при про¬
хождении луча ДНА соответствующего радиомаяка через место располо¬
жения антенны ЛА. Принимаемые сигналы представляют собой радио¬
импульсы, огибающая которых С\ и С2 повторяет форму ДНА антенны
158

РМ. При скорости сканирования VCK = 0,02град/мкс длительность этих
импульсов составляет 50-200 мкс при ширине ДНА, равной 1-4°.
Выделение угломерных сигналов основано на их отличительных при¬
знаках: максимальной интенсивности, определенной длительности и форме
и симметрии относительно известного момента Гц, соответствующего цен¬
тру сканирования (ЦС) (рис. 7.15,6). При обнаружении другой пары сигна¬
лов С\ и С2, удовлетворяющих симметрии относительно ЦС и имеющих
больший уровень, чем используемые при измерении, аппаратура переклю¬
чается на определение угловых координат по этим сигналам.
Измерение углового положения ЛА выполняется цифровым мето¬
дом. Интервал /а Р между максимумами сигналов С\ и С2 определяется
по числу счетных импульсов, заполняющих этот интервал. Управляют
счетчиком импульсы, формируемые в моменты достижения напряжени¬
ем сигнала порогового уровня Uu.
Сигналы клиренса. Информация о положении ЛА вне СПИ в гори¬
зонтальной плоскости (вне сектора сканирования ДНА АРМ) передается
с помощью импульсов клиренса КИЛ и КИП (рис.7.15,6), указывающих
направление полета (например, «лети вправо»), необходимое для выхо¬
да в СПН. Импульсы клиренса (50 мкс) передаются в моменты начала
сканирования «туда» и конца сканирования «обратно» («лети влево») и
конца сканирования «туда» и начала сканирования «обратно» («лети
вправо»). Нужное направление полета указывается превышением ам¬
плитуды пары импульсов, например, «лети вправо», не менее чем на
15 дБ над амплитудой другой пары («лети влево»).
Структурная схема бортовой аппаратуры. В бортовой аппара¬
туре импульсной РСП (рис. 7.16) сигнал с приемника (Прм) поступает
на схемы ВИ-1 и ВИ-2, выделяющие импульсы С{ и С2.
Импульс С\ открывает
электронный ключ (ЭК), через
который счетные импульсы с ге¬
нератора ГСчИ поступают на
счетчик (Сч). Ключ ЭК закрыва¬
ется импульсом С2. Полученный
в счетчике код, соответствую¬
щий, например, времени гр, по¬
ступает в вычислительное уст¬
ройство. На это же устройство
подается с датчика линии глис¬
сады (ДЛГ) код, соответствую¬
щий Гор. После преобразования с использованием (7.13) в вычислитель¬
ном устройстве (ВУ) вырабатывается код, содержащий информацию об
угловом отклонении А0 от требуемой траектории (например, об откло¬
нении Ар от заданной с помощью ДЛГ). Этот код используется для ав-
Рис. 7.16. Упрощенная схема бортовой
аппаратуры РСП СД
159

тематического управления ЛА при посадке и для индикации положения
ЛА на приборах экипажа.
На рис. 7.16 не показаны цепи синхронизации и сброса накоплен¬
ной в счетчике и вычислительном устройстве информации. Для уста¬
новки этих устройств в исходное состояние могут использоваться тест-
импульсы ТИТ и ТИО (см. рис.7.15,6), излучаемые ненаправленной ан¬
тенной радиомаяка в момент, когда ДНА направленной антенны нахо¬
дится на границе сектора сканирования.
Контрольные вопросы
1.	К какому классу систем относятся РСГ1?
2.	В чем основная задача РСП?
3.	Каково основное отличие РСП сантиметрового и метрового диапазонов?
4.	Перечислите основные отличия РСП различных категорий.
5.	Как задается траектория посадки в РСП метрового диапазона?
6.	Какие измерительные каналы входят в состав РСП метрового диапазона и
чем они отличаются друг от друга?
7.	Что является информативным параметром сигнала РСП МД?
8.	Зачем нужна нормировка сигнала и как она осуществляется?
9.	Чем отличаются сигналы диаграмм направленности равносигнального
радиомаяка РСП МД?
10.	Что такое пространственная модуляция?
11.	Чем определяется точность РСП МД с равносигнальными радиомаяками?
12.	Чем вызываются искривления посадочной траектории и как с ними бо¬
роться?
13.	Что произойдет, если высота травяного или снежного покрова под ан¬
теннами ГРМ увеличится?
14.	Зачем нужны суммарно-разностные радиомаяки в РСП?
15.	Сравните выражения для информативного параметра сигнала РСП с
суммарно-разностным радиомаяком и равносигналъным радиомаяком.
16.	Проведите сравнение выражений для пеленгационной чувствительности
систем, указанных в п.15.
17.	Зачем нужен канал клиренса в двухканальном радиомаяке?
18.	Почему отраженные сигналы канала клиренса практически не влияют на
работу основного канала РСП?
19.	Каковы основные недостатки РСП метрового диапазона и каким обра¬
зом они устраняются в импульсных РСП?
20.	Как работает угломерная подсистема РСП сантиметрового диапазона?
21.	Какие элементы входят в состав РСП СД?
22.	Какие функции выполняет угломерный канал РСП СД и как они разли¬
чаются на борту ЛА, использующего общую для всех функций бортовую аппа¬
ратуру?
23.	Поясните принцип получения информации об угловом отклонении ЛА
от требуемой траектории посадки.
24.	Опишите сигнал, принимаемый бортовой аппаратурой РСП СД.
25.	Исходя из основного уравнения РСП СД, дайте рекомендации по повыше¬
нию точности системы и сформулируйте ограничения, возникающие на этом пути.
160

Глава 8. ДОПЛЕРОВСКИЕ
ИЗМЕРИТЕЛИ СКОРОСТИ
8.1.	Принцип действия и особенности
В настоящее время для вождения движущихся объектов широко
используют автономные комплексные навигационные системы, предна¬
значенные для непрерывного получения информации о текущем поло¬
жении движущегося объекта в пространстве и отклонениях этого объек¬
та от траектории, заданной программой движения. В авиационных сис¬
темах датчиками информации служат автономные РНУ. Эти датчики
определяют вектор скорости ЛА или положение ЛА относительно из¬
вестных наземных ориентиров. В данной главе рассматриваются допле¬
ровские измерители скорости, которые используются в системах счис-
лентя пути, реализующих одноименный метод определения местополо¬
жения объектов (см. п. 1.3 и рис. 1.4).
Основными общими особенностями датчиков автономных РНС яв¬
ляются использование радиолокационного принципа и работа по сигналу,
отраженному от земной поверхности или от расположенных на этой по¬
верхности объектов.
Доплеровские измерители скорости (ДИС) предназначены для оп¬
ределения составляющих вектора скорости ЛА относительно подсти¬
лающей поверхности и выдачи этой информации экипажу и в систему
счисления пути.
Наибольший практический
интерес представляют составляю¬
щие вектора скорости, показанные
на рис. 8.1, где Vr - горизонталь¬
ная или путевая скорость (см.
рис. 1.4,я), а составляющие Vv, V;,
и Vz- совпадают с осями связан¬
ной с ЛА системы координат, ось
X которой направлена по продоль¬
ной оси ЛА, ось Z — в сторону Рис. 8.1. Составляющие вектора
правого крыла, а ось Y перпенди- скорости ЛА (Уъог и VBr - воздушная
кулярна плоскости X0Z.	скорость и скорость ветра)
6—3168
161

Принцип определения составляющих вектора скорости. До¬
пустим, что на ЛА требуется найти составляющие вектора скорости Ух,
Уу и У2 (рис. 8.2).
Рис. 8.2. Формирование вектора радиальной скорости по одному из лучей
диаграммы направленности антенны ДИС
Для этого ДИС, установленный на ЛА, излучает сигнал с частотой
f0. Отраженный от земной поверхности сигнал (принимаемый на ЛА)
имеет доплеровский сдвиг частоты Fn = -2УД, где Vr - радиальная ско¬
рость; X - длина волны излучаемого сигнала. Пусть положение одного
из лучей ДИС относительно связанных с ЛА координатных осей XYZ
характеризуется известными установочными углами Г0, В0, уо соответ¬
ственно в горизонтальной, вертикальной и наклонной плоскостях (пред¬
полагается, что точка М находится на плоскости XOZ, параллельной
земной поверхности).Тогда радиальная скорость
Уг = -Vr cos y+yBsinB0 = - Vr cos(T 0 - ac)cosB0 + VB sin B0.
(8.1)
Соответствующий оси ДНА доплеровский сдвиг
F3i = г[уг cos(rо - ac)cos Во - V, sin В0].
К
(8.2)
В (8.2) входят три неизвестных (Vr, ac, VB), для определения кото¬
рых, а следовательно, и для определения полного вектора скорости не¬
обходимы три уравнения, получаемые при использовании трех или че¬
тырех лучей, и измерения по каждому из них (рис. 8.3). Избыточное
число лучей (большее трех) позволяет повысить точность измерений.
Все лучи ДНА имеют одинаковые установочные углы В0 в вертикаль¬
ной плоскости. В четырехлучевом ДИС доплеровская частота по лучу 1
определяется выражением (8.2), а по остальным лучам:
162

2
Fa =-—[Vj. cos(r0+ac)cosB0 -V, sinB0],
Fj0=-|[Vrcos(r0-ac)cosBo-VI>sinB0], (8.3)
[Vr cos(r 0 + ac )cosB0 - VB sin B0].
В самолетных ДИС скорость обычно
определяют при горизонтальном полете
(VB = 0). При этом уравнения (8.3) упро¬
щаются и при угле статического тангажа,
равном нулю, F& = Гд4 = -F&. В этой
ситуации информация о составляющих
вектора скорости и угле сноса обычно формируется при совместном
решении уравнений (8.3):
(8.4)
(8.5)
Соотношения (8.4) и (8.5) действительны для самолетного трехлу¬
чевого ДИС.
Учитывая, что в ДИС измеряются отдельно каждая из Fw, а комби¬
нации Гд/ ± F^ формируются в вычислителе, из (8.4) можно получить
формулы для нахождения
масштабных коэффициен¬
тов Мк (к = х; у; z). Такие
формулы при равной точно¬
сти измерения всех Fш при¬
ведены в таблице
Углы В0/ для всех лучей обычно одинаковы и равны В0. При выбо¬
ре угла В0 следует учитывать, что уменьшение В0 способствует росту
радиальной скорости в направлении луча ДНА и доплеровского сдвига
частоты принимаемого сигнала. Это приводит к снижению масштабных
коэффициентов Мх и М2, а следовательно, к повышению точности ДИС.
Однако уменьшение В0 сопровождается ростом как дальности до точки
отражения радиоволны, так и угла ее падения. Оба эти фактора вызы¬
вают уменьшение мощности принимаемого сигнала. Поэтому для со¬
М,
М;
М,
хД
хД
хД
4 cos В0 cosr0
4 cos B()sinro
4sin В0
Y* =~(cosB0cosr0)_l(/:M, - Fa2),
Уг =~(cosB0 sinr0y'(Fa2-Fui),
Vr =^(cosB0cosr0r'(Ffll +Fa2)secac,
tgac = ctgf0(F.г - ^дзХ^д, - F&T' •
Рис. 8.3. Одна из возможных
схем расположения лучей
антенны ДИС
163

хранения заданной рабочей высоты (аналог максимальной измеряемой
дальности) приходится увеличивать мощность передатчика ДИС и по¬
вышать чувствительность его приемника. Из компромиссных соображе¬
ний значение В0 выбирают обычно в диапазоне от 60 до 75°.
Углы Г0„ как следует из рис. 8.3, связаны с установочным углом
Г0,=Го луча 1. От значения Г0 зависят возможность использования доп¬
леровского сдвига ^0} по /-му лучу для измерения той или иной состав¬
ляющей вектора скорости и точность такого измерения. Сказанное объ¬
ясняется тем, что изменение Г0 по-разному влияет на масштабные ко¬
эффициенты М, и Мг. Об этом свидетельствуют формулы табл. 8.1. При
Г0 < 45° точность измерения составляющей V-хуже точности измерения
Vv, так как М-> М*. При Г0 = 45° масштабные коэффициенты M.v и Мг
равны и зависящие от этих коэффициентов погрешности измерения Ух
и V. одинаковы. Таким образом, увеличение Г0 сопровождается ростом
точности измерения Vz и снижением точности измерения V*. Обычно
выбирают Г0> Остах, где Остах “ максимальный угол сноса, возможный в
самом неблагоприятном режиме (при минимальной воздушной скорости
и максимальной силе ветра).
Зондирующий сигнал ДИС. Доплеровский измеритель скорости
относится к классу частотных РНУ, оптимальный зондирующий сигнал
которых представляет собой непрерывные смодулированные колеба¬
ния. Такой сигнал обеспечивает однозначность и максимальную точ¬
ность измерения частоты (см. п. 2.2.2 и табл. 2.2). Повышению точности
способствует и хорошее использование энергии сигнала, которая со¬
средоточена в узкой области частот, примыкающей к Fn.
Следствием применения режима непрерывного излучения является
необходимость двух (передающей и приемной) антенн, обладающих
идентичными ДНА и имеющих одинаковые установочные углы.
Кроме ДИС с оптимальным сигналом (ДИС НМ) ограниченное
применение нашли и ДИС с непрерывным частотно-модулированным
сигналом (ДИС ЧМ). Оба вида ДИС излучают сигнал мощностью по¬
рядка десятых долей ватта и работают на волне длиной около 2 см. Та¬
кая длина волны выбрана из компромиссных соображений: уменьшение
X способствует снижению значения масштабных коэффициентов и по¬
вышению точности определения составляющих вектора скорости, но
одновременно возрастают и потери энергии при распространении ра¬
диоволн особенно при полетах над облаками.
Отраженный сигнал. Действующий на входе приемника ДИС НМ
сигнал представляет собой сумму сигналов, отраженных от элементар¬
ных отражателей, находящихся в пределах облучаемого участка (ОУ)
земной поверхности. Очевидно, что соответствующие /-м элементарным
отражателям, расположенным под углами у/ (см. рис. 8.2), сигналы име¬
ют различные доплеровские сдвиги частоты. Поэтому отраженный сиг-
164

нал содержит все частоты F^h соответствующие углам у, в пределах
ДНА. Начальные фазы /-х сигналов носят случайный характер, следова¬
тельно, отраженный сигнал будет случайным со сплошным спектром.
Огибающая спектра отраженного (доплеровского) сигнала определяется
квадратом ДНА и диаграммой обратного рассеивания (ДОР) отражаю¬
щей поверхности. Ширина доплеровского спектра
AF^S(Vr/X)Aysiny0,
(8.6)
где Ау - выраженная в радианах ширина ДНА в плоскости угла у0.
Из выражения (8.6) с использованием (8.1) и (8.2) можно получить
(при VB = 0) полезную формулу для оценки относительной ширины доп¬
леровского спектра AFJF^= 0,7Aytgyo. При типовых значениях у0= 60 - 75°
и Ау = 3 - 5° отнесенная к F% ширина доплеровского спектра лежит в
пределах 0,1 - 0,5 (заметим, что в самолетных ДИС Fa < 15 кГц). Таким
образом, выделенный в приемнике ДИС доплеровский сигнал представ¬
ляет собой шумовое напряжение со сравнительно узким спектром, ко¬
торое можно рассматривать как квазигармонический сигнал со средней
частотой F& соответствующей у0.
Развязка передающего и приемного трактов. Под развязкой пони¬
мают ослабление паразитной связи указанных трактов. Характеризуют
этот параметр коэффициентом развязки Кр = Р„с/Рпт показывающим,
во сколько раз мощность Рпс просочившегося на вход приемника сигна¬
ла передатчика меньше мощности Рщ,Л последнего. Этот коэффициент
позволяет оценить степень успеха в борьбе с основным недостатком
режима непрерывного излучения смодулированного сигнала - влияни¬
ем просочившегося в приемный тракт сигнала передатчика на шумовые
характеристики приемного
тракта, а следовательно, на
точность и предельную
рабочую высоту, т.е. ту
высоту, на которой еще
обеспечивается требуемая
точность ДИС.
Просочившийся сиг¬
нал (ПС) (рис. 8.4,я) со¬
стоит из двух составляю¬
щих, каждая из которых
промодулирована по ам¬
плитуде и фазе случайным
образом.
Первая представляет
собой просочившийся сиг¬
нал передатчика, а вторая
Рис. 8.4. Пути прохождения просачивающегося
и отраженного сигналов (я)
и спектры этих сигналов (б и в)
165

-	сигнал передатчика, попадающий на вход приемника из-за электро¬
магнитной связи между передающей и приемной антеннами ДИС. Па¬
раметры случайной модуляции сигнала передатчика (Прд) определяют¬
ся характеристиками генератора радиочастоты, в то время как парамет¬
ры модуляции сигнала, обусловленного электромагнитной связью, зави¬
сят на ЛА от вызываемого вибрацией изменения взаимного расположе¬
ния антенн ДИС и отражающих сигнал элементов конструкции (в том
числе и обтекателя антенн).
Наибольшее влияние оказывают амплитудно-модулированные со¬
ставляющие просочившегося сигнала, основная доля энергии спектра
Gnc которых на выходе смесителя (рис. 8.4,6) приходится на низкочас¬
тотную часть, т.е. на тот участок частот, где расположены составляю¬
щие Goc спектра отраженного сигнала (ОС). Следует иметь в виду, что в
приемнике с двукратным преобразованием частоты просочившийся
сигнал преобразуется на fm так же, как и отраженный, и спектры будут
иметь вид, показанный на рис. 8.4,в (здесь GUICM - спектр собственных
шумов смесителя).
Просочившийся сигнал зависит только от особенностей ДИС и
приводит к увеличению коэффициента шума приемника, который опре¬
деляется теперь не только собственным шумом GIU, но и Gnc. В резуль¬
тате при больших высотах полета ЛА, где интенсивность отраженного
сигнала мала, уменьшается отношение мощностей сигнала и шума и
снижается точность, а при заданной точности уменьшается предельная
рабочая высота ДИС. Поэтому одной из основных проблем в ДИС явля¬
ется подавление просочившегося сигнала, т.е. увеличение развязки пе¬
редающего и приемного трактов (уменьшение коэффициента Кр).
При определении требуемого коэффициента развязки исходят из
допустимого увеличения коэффициента шума приемника ANW из-за шу¬
ма, вносимого просочившимся сигналом. Основной вклад в ДМШ вносят
вибрационные шумы и флуктуации сигнала ГРЧ, мощность кото¬
рых Рш1 = РТКГ, где Кт - параметр ГРЧ, равный отношению мощности
боковых составляющих спектра сигнала ГРЧ в единичной полосе частот
к мощности сигнала ГРЧ на несущей частоте Рг.
Вибрационные шумы имеют мощность Рш2 =mlPTl 4, где тл< 1СГ6
-	КГ7 - коэффициент паразитной AM виброшумами. Так как мощность
шума на входе приемника при коэффициенте развязки Кр составляет
АРш = КрРшт, то АЫш=АРш/(кТ), где кТ = 4-10'21 Вт/Гц; Ршпс =
= РШ1 + Рш2 - полная мощность просачивающегося сигнала, получаем вы¬
ражение, позволяющее оценить требуемую развязку:
Kv < ANm kT [РГ(КГ + 0,25 /яп2)Г1.
166

В самолетных ДИС НМ требуемое для обеспечения заданных мак¬
симальной рабочей высоты и точности значение Кр доходит до - (80 -
90) дБ, что близко к предельно достижимым значениям Кр.
Естественным способом увеличения развязки, т. е. уменьшения Кр,
является пространственное разнесение передающей и приемной антенн,
что не всегда возможно на ЛА. Поэтому приемную антенну экранируют
от передающей, применяют поглощающие покрытия элементов конст¬
рукции ЛА вблизи антенн ДИС, повышают жесткость конструкции ан¬
тенной системы и ее обтекателя и т. п. Если этими мерами не удается до¬
биться требуемого значения Кр, то используют частотную модуляцию
зондирующего сигнала, при которой спектр доплеровского сигнала пере¬
носится в приемнике в область более высоких частот, где уровень Gnc
мал. Поэтому в ДИС ЧМ имеется возможность снизить требования к раз¬
вязке на 20 - 30 дБ и соответственно упростить антенно-волноводную
систему ДИС. Однако при обработке ЧМ-сигнала возникают потери око¬
ло 6 дБ за счет неполного использования энергии сигнала.
Особенности обработки сигналов. Рассматриваемые особенности
зависят от числа каналов ДИС и способов преобразования отраженного
сигнала.
Число каналов ДИС. Принятые сигналы могут обрабатываться в
одном канале, на который поочередно подаются сигналы, поступающие
по каждому из лучей ДНА, или одновременно в нескольких каналах,
число которых равно числу лучей ДНА. Первые из указанных ДИС на¬
зывают одноканальными, а вторые - многоканальными.
Одноканальные ДИС имеют более простую структурную схему, но
им присущи по крайней мере два недостатка. Один из них - ограниче¬
ние времени наблюдения Ти (а следовательно и времени усреднения)
сигнала, что приводит к увеличению флуктуационной составляющей
общей погрешности ДИС. Этот недостаток связан с необходимостью
практически одновременного получения информации по всем лучам
ДНА, что требует быстрого переключения лучей антенной системы. По¬
этому период коммутации лучей составляет несколько секунд, а интер¬
вал Тн < 1 с. Другой недостаток - ухудшение шумовых параметров при¬
емного тракта из-за шумов коммутации и снижение надежности ДИС -
также является следствием коммутации сигналов на радиочастоте.
Достоинством одноканальных ДИС можно считать то, что по каждо¬
му из лучей ДНА излучается вся вырабатываемая передатчиком мощность.
Многоканальные ДИС лишены указанных недостатков и могут
обеспечить большую точность. Основным недостатком таких ДИС яв¬
ляется деление мощности между несколькими лучами ДНА, что должно
компенсироваться увеличением мощности передатчика, необходимой
для сохранения заданной максимальной высоты, на которой может ис¬
пользоваться ДИС. Кроме того, структурная схема ДИС усложняется
167

из-за наличия нескольких каналов обработки сигналов. Однако послед¬
нее не имеет существенного значения, если выполнена аппаратура на
современной элементной базе.
Способы преобразования отраженного сигнала. Находят примене¬
ние два способа преобразования сигнала в приемном тракте ДИС. Пер¬
вый из них называют преобразованием на нулевую промежуточную
частоту. При этом на смеситель приемника подают в качестве опорно¬
го зондирующий сигнал, мощность которого предварительно снижается
в требуемое число раз. Достоинством такого способа является простота
построения приемного тракта. Однако спектр доплеровского сигнала
Gox.(/) при этом располагается в области низких частот, где кроме шу¬
мов приемника Gm(f) и шума просачивающегося сигнала G„.c.(/) присут¬
ствуют и шумы смесителя GmcJf) (рис. 8.4,6). Поэтому коэффициент
шума приемника на нулевой промежуточной частоте превышает 20 дБ.
Преобразование сигнала на отличную от нуля промежуточную
частотуfm позволяет за счет переноса спектра доплеровского сигнала на
частоту /Р1> 10 МГц уменьшить уровень шума смесителя, попадающего
в полосу пропускания выделяющего этот сигнал фильтра, и тем самым
повысить чувствительность приемника примерно на 10 дБ. Следует об¬
ратить внимание на то, что при таком преобразовании уменьшается
влияние только шума смесителя С/шсм (/), а шум просачивающегося сиг¬
нала Gnc.(/), как следует из рис. 8.4,в, не уменьшается.
Структурная схема ДИС НМ. Возможная структурная схема
ДИС НМ, содержащего три канала обработки (КО) принятых сигналов,
показана на рис. 8.5.
Рис. 8.5. Возможная структурная схема многоканального ДИС НМ
Передающий тракт ДИС содержит генератор радиочастоты (ГРЧ),
делитель мощности (ДМ), распределяющий сигналы между тремя вхо¬
дами передающей антенны А-1, и передающую антенну А-1, форми¬
рующую лучи ДНА с требуемыми установочными углами. Часть мощ¬
168

ности ГРЧ подается на балансный модулятор (БМ), предназначенный
для получения гетеродинного сигнала для балансных смесителей (БС)
всех каналов обработки сигналов. В качестве модулирующего на БМ
поступает сигнал с генератора опорной (промежуточной) частоты
(ГОЧ). Фильтр ФБП выделяет нижнюю боковую частоту f0 -/пч сигнала,
где f0 - несущая частота. Использование нижней боковой частоты по¬
зволяет (при необходимости) сохранить знак FA при преобразовании
сигнала в БС.
Отраженный сигнал, принятый приемной антенной А-2, имеет час¬
тоту fo+FR и преобразуется на промежуточную частоту fm в балансном
смесителе. Такой смеситель позволяет (при идеальной его симметрии)
исключить влияние шумов сигнала гетеродина (ГРЧ) на коэффициент
шума приемного тракта. Усиленный в УПЧ преобразованный сигнал
направляется на синхронный детектор (СД), куда поступают также ко¬
лебания с частотой /пч от ГОЧ. Общий источник (ГОЧ) частоты fm, ис¬
пользуемый как при первом, так и при втором преобразовании частоты,
позволяет избавиться от влияния нестабильности частоты ГОЧ на точ¬
ность ДИС.
После синхронного детектора (СД) сигнал проходит через полосо¬
вой фильтр доплеровских частот (ФДЧ), выделяющий полезный сигнал
в диапазоне возможных доплеровских частот, и поступает на измери¬
тель частоты (ИЧ). Вычислительное устройство (ВУ) определяет вектор
скорости или его составляющие, а также рассчитывает местоположение
(МП) Л А методом счисления пути. Для этого на ВУ подают сигналы с
ИЧ каждого из каналов обработки (КО), а также информацию об угло¬
вых положениях самолета УПС.
Следует иметь в виду, что в рассмотренной схеме теряется инфор¬
мация о знаке Гд, что не имеет значения в самолетных ДИС. Однако в тех
ДИС, в которых требуется знать не только значение, но и направление
скорости, необходимы специальные схемы определения знака FA (напри¬
мер, в вертолетных ДИС). Кроме того, в данной схеме использован широ¬
кополосный усилитель, граничные частоты полосы пропускания которого
Fa min и FA max соответствуют диапазону измеряемых скоростей и углов
сноса. При таком усилителе снижается отношение сигнал/шум на входе
ИЧ, а следовательно, и точность измерения Fa. Поэтому более предпочти¬
тельны следящие узкополосные измерители, позволяющие измерять FA
при отношении сигнал/шум по мощности около 0 дБ.
8.2.	ДИС с частотно-модулированным сигналом
Принцип действия ДИС с частотно-модулированным сигна¬
лом. Обычно в таком ДИС (ДИС ЧМ) применяется гармонический мо¬
дулирующий сигнал, при котором частота зондирующего сигнала
169

f\{t) = fo + А/cosQM/, где fQ - несущая частота; А/- девиация частоты;
£lM - частота модуляции.
Тогда частота принимаемого сигнала f2(t) =f0+Af cosftM(/ - tR) + FA,
где tR - задержка отраженного сигнала относительно зондирующего при
прохождения расстояния R.
Если подать сигналы с частотами /1 и /2 на смеситель, то частота
полученного преобразованного сигнала
A F =/2 -/, = Fa- 2 Д/ sinQu(/,</2) sinQ„(/ - tRl2).
Преобразованный сигнал также модулирован по частоте
^прО)— Um npCOs[^lfl/ 2/иЧМ| sin£2M(///2) sin£2M(/ — //^/2)] —
= Um npCOs|*y + j7?4MsinQu(l - tR!2)],
где /ичм| = AfIFM - индекс ЧМ излучаемого сигнала; /ичм = 2тчм\ х
xsin0,5 ClJR - индекс ЧМ преобразованного сигнала, зависящий от за¬
держки принимаемого сигнала tR.
Спектр преобразованного сигнала определяют разложением мпр(0 в
ряд Фурье, и при Um Пр= I он имеет вид
где Л(^чм) - функция Бесселя первого рода «-го порядка.
Каждая из составляющих спектра мпр (рис. 8.6), кроме составляю¬
щей с амплитудой Jo(w4M), балансно модулирована доплеровской часто¬
той, т.е. в спектре преобразованного отраженного сигнала присутствуют
только составляющие с частотами nFM ±FJky амплитуды которых опреде¬
ляются функцией Jn(mчм) (рис. 8.7). Доплеровская частота может быть
выделена из любой составляющей спектра.
Преобразованный просочившийся сигнал отличается отсутствием Пд
и малым индексом ЧМ, так как задержка этого сигнала tRnc= КГ2 - 10~3мкс.
Поэтому спектр шума просочившегося сигнала группируется около со¬
оо
и„„(0 = Л)cosQn/ + У.y„(w„„){cos[(nQu -Qn)t-
G(/)/G(0)
Рис. 8.6. Спектр преобразованного сигнала в ДИС ЧМ
170

1
т
1 ,и
0,8
0,6
0,4
0,2
/\
л
yJ-\
r-h
		^3
/
У
S
V
-0 °
1
2 \
3
\^W4M
-0 4
► амплитуд гармоник
частоты модуляции от индекса
модуляции преобразованного сигнала
ставляющих с частотами nFM
(рис. 8.6) и подобен Gn.c, показан¬
ному на рис. 8.4,в, где частоту fm
следует заменить на nFM. Ампли¬
туды этих составляющих, кроме
составляющей на нулевой часто¬
те, очень малы, так как для про¬
сочившегося сигнала тЧ1Л =
= 0,15-0,015, и практически не
сказываются на работе ДИС ЧМ. Рис. 8.7. зависимость
Основное влияние оказывает со¬
ставляющая на нулевой частоте,
повторяющая спектр, показанный
на рис. 8.4,6. Уровень шума, вносимый этой составляющей, убывает по
закону, близкому к 1 If Поэтому чем больше номер п рабочей гармони¬
ки, тем слабее влияние просочившегося сигнала на характеристики ДИС
ЧМ. Однако с увеличением п снижается максимальная амплитуда
[Jw(w4M)]max преобразованного сигнала. Из компромиссных соображений
ограничиваются п = 3.
Для получения максимальной мощности сигнала на частоте nFu
используют такой индекс ЧМ излучаемого сигнала, при котором в спек¬
тре зондирующего сигнала превалирует /7-я гармоника FM. Эмпириче¬
ская формула для выбора оптимального в указанном смысле значения
w4M 1 имеет вид
(^чмОопт- 0,5(/7 + 2).
Частота модуляции выбирается из условия однозначности измере¬
ния Fm т.е. FM> 2|/гдтах|, где F^max - доплеровская частота, соответствую¬
щая максимальной скорости ЛА. Увеличение FM (как и увеличение п)
способствует снижению влияния просачивающегося сигнала. Макси¬
мальное значение FM ограничивается тем, что при тчм i = const одновре¬
менно с FM должна увеличиваться девиация частоты А/ что приводит к
росту паразитной AM сигнала, отрицательно сказывающейся на работе
ДИС ЧМ. Поэтому обычно FM = 1 МГц.
При указанных параметрах ДИС ЧМ уровень шума просочившегося
сигнала на nFM = 3 МГц снижается по сравнению с частотами 1-15 кГц
(диапазон доплеровских частот в ДИС НМ) примерно в 1000 раз, что по¬
зволяет ослабить требования к развязке на 20-30 дБ. Однако при этом ис¬
пользование энергии сигнала ухудшается на 6дБ по сравнению с ДИС НМ.
Слепые высоты в ДИС ЧМ. Слепыми называются высоты, на ко¬
торых наблюдается ослабление мощности преобразованного отражен¬
ного сигнала. При периодическом законе ЧМ, как следует из (8.7), мощ¬
ность этого сигнала пропорциональна функции
171

рЛ(к) = Jn {2m4Mi sin(0,5nM^)}sin2(0,5Qu/„),
в которой первый сомножитель определяется амплитудой преобразо¬
ванного сигнала, а второй обязан своим появлением фазовому сдвигу,
влияющему на амплитуду выделяемого на п-й гармонике сигнала с час¬
тотой Fjy. Эта функция равна нулю при tR = кТм п~\ где Тм - период ЧМ;
*=1,2,....
Следовательно, на высотах
Нп= Мл = 0,5 c^sinBo =
= O^^'^rMsinBo
сигнал, принимаемый под углом В0
(рис. 8.8), отсутствует.
Если Fu = 1 МГц, п = 3 и В0 =
= 65°, то слепые высоты повторя¬
ются через каждые АН = 45,3 м.
При конечной ширине ДНА, огра¬
ниченной углами Bmin - Bmax, на
слепых высотах наблюдается ос¬
лабление преобразованного отра¬
женного сигнала, которое сопровождается снижением точности ДИС
ЧМ. Причем с ростом высоты полета Нп влияние слепых высот на мощ¬
ность сигнала ослабляется. Такой характер зависимости РС(НП) объясня¬
ется усреднением в ДИС сигналов от элементарных отражателей в пре¬
делах отражающей площадки (ОП), отличающихся значениями Bh а
следовательно, и значениями tR= 2Н(с sin В,)-1.
Для уменьшения, влияния слепых высот желательно расширение
ДНА. Чтобы предотвратить расширение спектра сигнала (8.6), при ко¬
тором снижается точность измерения Fa, применяют изочастотные
антенны, след ДНА которых (/ и 4) на отражающей поверхности распо¬
лагается вдоль изочастотной линии (ИЧЛ), соответствующей
Яд= 2V,X“1cosy = const, т.е. у = const (рис. 8.9).
ЛА	уг	~
4 X
Рис. 8.9. Расположение лучей изочастотной антенны ДИС
Однако такой метод требует постоянной ориентации оси симметрии
лучей ДНА относительно вектора скорости Vr, что возможно при поворот¬
ных антеннах и связано с определенными техническими трудностями.
172
Рис. 8.8. Положение луча диаграммы
направленности в вертикальной
плоскости

Другим широко используемым методом уменьшения влияния сле¬
пых высот является вобуляция частоты модуляции с девиацией около
10 - 20% от FM и периодом в несколько герц. При изменении частоты
модуляции одному и тому же значению #п в разные моменты времени
соответствуют отличные друг от друга тчм. Последующее усреднение
сигнала за период вобуляции приводит к значительному сглаживанию
зависимости РС(Я,,) = Рс(/70-
Структурная схема ДИС ЧМ. В трехлучевом одноканальном
ДИС ЧМ (рис.8.10) частотно-модулированный сигнал с генератора ЧМГ
коммутатором (К-1) поочередно подается на три входа передающей ан¬
тенны А-1, соответствующие трем лучам ДИС. Модулирующее сину¬
соидальное напряжение с модулятора (М).
Устройство У В предназначено для вобуляции модулирующей час¬
тоты с частотой коммутации антенн. Выходы приемной антенны А-2
коммутатором (К-2) подключаются поочередно к балансному смесите¬
лю (БС). Устройство управления (УУ) синхронизирует работу всех
коммутаторов ДИС.
Рис. 8.10. Структурная схема трехлучевого одпоканального ДИС ЧМ
С помощью УПЧ из преобразованного сигнала выделяется полоса
частот вблизи, например, частоты 3FM (см. рис.8.6). В синхронном де¬
текторе (СД), гетеродинирующий сигнал для которого формируется ум¬
ножителем частоты (УЧ), выделяется сигнал |ЯД|, поступающий через
полосовой усилитель (ПУ) на измеритель частоты (ИЧ). Значение |FJ
выдается на вычислительное устройство (ВУ).
8.3.	Особенности измерения доплеровского
сдвига частоты
Особенности измерения средней частоты спектра доплеров¬
ского сигнала. Для выделения спектра доплеровского сигнала приме¬
няют близкие к оптимальным фильтры, полоса пропускания которых
173

несколько больше А/^ (8.6). Изменение скорости ЛА (а следовательно,
и средней частоты доплеровского спектра FA0) в процессе полета требу¬
ет перестройки фильтра либо включения фильтра с постоянной часто¬
той настройки в схему следящей за Faq системы. Обычно отдают пред¬
почтение следящей системе (следящий частотомер), так как АЧХ
фильтра не меняется при изменении Fr0 и уровень шума на входе час¬
тотного дискриминатора постоянен, что при близкой к согласованной
фильтрации обеспечивает наивысшую точность измерения ^ДО.
При построении измерителей частоты учитывается, что информа¬
ция о Fr0 поступает с него в специализированный цифровой вычисли¬
тель. При этом достаточно преобразования сигнала в последователь¬
ность импульсов, частота повторения которых равна или однозначно
связана с Fд0. Поэтому измеритель частоты представляет собой по суще¬
ству последовательное соединение узкополосного фильтра, функцию
которого выполняет следящая за частотой Fa0 система, и преобразовате¬
ля выделенного сигнала в последовательность импульсов.
Определение знака доплеровского сдвига частоты. Для решения
этой задачи служит следящий измеритель частоты (рис. 8.11,я)? дискрими¬
натор которого содержит квадратурный смеситель, фильтры и импульсный
фазовый детектор (ИФД). На измеритель с УПЧ поступает сигнал
Wbx(0 “ ^ni BxCOS(C0n4 + Г2Д)/.
В квадратурном смесителе в качестве опорного используется сигнал
управляемого генератора (УГ), частота /у которого может меняться от
Fm - F* max до Fmi +	max. Особенностью квадратурного смесителя являет¬
ся изменение сдвига по фазе выходных сигналов на 180° при изменении
знака доплеровской частоты. Опорные сигналы смесителей имеют вид
Щ\ = UmOcos (соуг/ + 0,5л); и02 = £/„j0coscoyr/.
Напряжение на выходе верхнего (на схеме) смесителя
где Аса = о)пч - соуг, в то время как напряжение на выходе нижнего смеси¬
теля и2 = Um cos(Aco + Од)/ не зависит от знака Асо + Од. Поэтому сравне¬
ние фаз ii\ и и2 позволяет определить знак /у.
После фильтров, полоса пропускания которых примерно равна
AFa, напряжения с частотой Асо + Од подаются на импульсный фазовый
детектор (ИФД), состоящий из амплитудных ограничителей, дифферен¬
цирующих цепей, схем И и дифференциального интегратора (ДИ). Как
следует из рис. 8.11,6, при Асо + Г2д> 0 импульсный сигнал наблюдается
только на выходе нижней схемы И, а при Асо + £}д< 0 - на выходе верх¬
ней (точки 8 и 7 соответственно).
/7w/cos[(Aco + Qa)/-0,5^] при Асо + Г2д>0,
£/mcos[(Aco + QA)/ + 0,57i] при Асо + £2д<0,
174

Сигнал со схем И по¬
ступает на дифференци¬
альный интегратор (ДИ),
знак приращения напря¬
жения на котором зависит
от разности средних час¬
тот следования подавае¬
мых на него импульсов.
Напряжение с интегратора
изменяет частоту соуг до
тех пор, пока не будет дос¬
тигнуто равенство Асо +
+ Г2Д = 0. В этом (устано¬
вившемся) режиме частота
управляемого генератора
равна соуг=сопч+Од. Для
получения |^д0| служит
нижний смеситель, сигнал
которого преобразуется в
последовательность им¬
пульсов с частотой повто¬
рения |^до|. Знак ^до определяется схемой знака (СЗ), аналогичной рас¬
смотренному выше дискриминатору следящего измерителя частоты, но
сравнивающей частоты /уг и/пч Отличие заключается только в том, что
полоса пропускания фильтров определяется FA max. В схеме знака на¬
пряжение с ДИ подается на вычислительное устройство (ВУ).
Как и в любом следящем измерителе, процессу измерения Fr0 должен
предшествовать режим поиска сигнала. В этом режиме частота 0)^ плавно
изменяется до тех пор, пока спектр доплеровского сигнала не попадет в по¬
лосу узкополосного фильтра (на рис. 8.1 \ ,а схема поиска не показана).
Подобный измеритель частоты обеспечивает точность около
0,1 - 0,2 % от Fn0 при отношении мощностей сигнала и шума на входе
около 0 дБ и относительной ширине спектра 0,2.
8.4.	Основные источники погрешностей ДИС
Из соотношений (8.4), обобщенная форма которых имеет
V= МvFa, следует, что погрешность определения скорости
GV = (FX+Ml<5l)'/2	(8.8)
складывается из двух независимых составляющих: ом, обусловленной не¬
постоянством масштабного коэффициента, и о/., вызванной влиянием раз¬
Рис. 8.11. Структурная схема измерителя
частоты ДИС (а) и сигналы в ее характерных
точках (б)
175

личных факторов на точность измерения частоты. С учетом перечислен¬
ных причин точность самолетных ДИС в эксплуатационных условиях
(2а) составляет по скорости 0,25% от УГ1 а по углу сноса - 15 угл. мин.
Рассмотрим указанные составляющие погрешности ДИС и факто¬
ры, ограничивающие минимальные их значения.
Непостоянство масштабного коэффициента. Основными причи¬
нами, влияющими на степень постоянства М„ являются нестабильность
несущей частоты передатчика ДИС и изменение углов, от которых за¬
висит связь V с измеряемой частотой сигнала. Если добиться Ми= const,
то (8.8) принимает вид ov. = М^аг, откуда следует, что для повышения
точности значение масштабного коэффициента должно быть по возмож¬
ности меньшим. Для этого в ДИС обычно используют X ~ 2 см и стремят¬
ся уменьшить установочный угол В0. Однако уменьшение В0, как сказано
выше, приводит к снижению мощности отраженного сигнала.
Нестабильность несущей частоты. Изменения температуры pi пи¬
тающих напряжений, а также старение элементов ГРЧ и смена генера¬
торных приборов приводят к уходам несущей частоты передатчика ДИС
от номинального значения, а следовательно, к изменению длины волны
X и масштабного коэффициента, а также к появлению составляющей о?
погрешности ДИС. Для уменьшения влияния вариаций X на точность
ДИС применяют так называемые частотно-независимые волноводно-
щеле-вые антенны, в которых достигается постоянство отношения
X/cosyo, а следовательно, и Mv= const.
Угловые колебания ЛА. Углы крена у и тангажа о, возникающие
при некоторых режимах полета ЛА, приводят к повороту связанной с
ЛА системы координат, в которой измеряется скорость относительно
горизонтальной системы X'O'Z' (см. рис. 8.2), в которой решается нави¬
гационная задача и определяется вектор V. Очевидно, что в этом случае
вычисление скорости ЛА по (8.4) будет сопровождаться погрешностью,
так как значения масштабных коэффициентов Мк будут отличаться от
номинальных (см. табл. 8.1). При у < 2,5° и п < 5° погрешности опреде¬
ления горизонтальной скорости и угла сноса, как правило, не превыша¬
ют 0,4% от Кги 0,25° соответственно.
Для уменьшения рассматриваемых погрешностей применяют ста¬
билизацию либо антенной системы, либо выходных данных. Для стаби¬
лизации положения антенны в пространстве ее устанавливают на гиро-
стабилизированную платформу(гироплатформу). Этот способ, хотя и
дает хорошие результаты, требует существенного увеличения массы
ДИС, что не всегда приемлемо. При стабилизации выходных данных
углы у и v, измеренные бортовыми системами ЛА, учитывают в вычис¬
лительном устройстве ДИС при пересчете вектора скорости ЛА в гори¬
зонтальную систему координат.
176

Погрешность измерения доплеровского сдвига частоты. Ос¬
новными источниками погрешности о/. измерения Fa являются собст¬
венные шумы приемного тракта и просочившегося в этот тракт сигнала
передатчика, а также случайный характер доплеровского сигнала. Пер¬
вый из этих факторов приводит к флуктуационной погрешности Офлш,
предельное значение которой можно найти из табл. 2.2 с учетом развяз¬
ки, рассмотренной в п. 8.1.
Случайный характер сигнача - специфический фактор, вызывающий
методическую флуктуационную погрешность и погрешность смещения.
Методическая флуктуационная погрешность. Особенностью ДИС
является измерение средней частоты случайного сигнала, имеющего
сплошной спектр. При этом все составляющие этого спектра, кроме
центральной, создают помехи, снижающие точность измерения. Возни¬
кающая по указанной причине погрешность, свойственная используе¬
мому методу измерения, называется методической флуктуационной и
связана с шириной доплеровско¬
го спектра АГд и эффективной
шириной полосы пропускания
измерителя частоты AF„4 (обычно
A F„4	«1 Гц) соотношением
®фп.м я °> 57А/?дА/ГиЧ • Погреш-
ность Офл.м не зависит от отноше¬
ния мощностей сигнала и шума и
добавляется к флуктуационной
погрешности ОфЛ Ш (рис. 8.12).
Погрешность смещения.
Формирование спектра случай¬
ного доплеровского сигнала с
участием земной поверхности
приводит к самой существенной
и трудно устранимой погрешно¬
сти ДИС — погрешности смеще¬
ния. Предположим, что полет ЛА
горизонтальный, и ограничимся
учетом влияния на спектр сигна¬
ла только угла в вертикальной
плоскости В/, (рис. 8.13,а).
Удельная эффективная площадь
рассеяния Syn в общем случае за¬
висит от угла падения рп# или от
дополняющего его до 90° угла В/, рИс. 8.13. Формирование спектра
(рис. 8.13,6). При полете над	доплеровского сигнала
Рис. 8.12. Зависимость флуктуационной
погрешности ДИС от отношения
мощностей сигнала и шума q
177

диффузно отражающей поверхностью (суша, а точнее пашня) 5^ прак¬
тически не зависит от рп.
В такой ситуации («с» на рис. 8.13) доплеровский спектр GA(/) име¬
ет близкую к центрально-симметричной форму (рис. 8.13, в) и его сред¬
няя частота связана с Fa0 выражениями вида (8.2) и (8.3). При полете над
морем («м») зависимость Syn от Р„ (или от В,) вызывает искажение оги¬
бающей спектра и уменьшение энергии сигнала, тем большие, чем
меньше волнение моря. Максимум GJt(/) смещается в сторону более низ¬
ких Fj» и измеренная частота Fд0* уже не соответствует VT. Появляется
погрешность смещения AFCM = Fa0* - Fll0, зависящая от характера отра¬
жающей поверхности, т.е. от вида функции *S,yn(Pn).
Для оценки относительной погрешности смещения используют со¬
отношение
Л^см / ^дО я ^.v(Ay)2tgYo>
где Ks = dSyn(B)/dB - крутизна изменения 5уп(В) в точке В = В0, выра¬
женная в дБ/град; Ау - ширина ДНА в плоскости угла у0 в рад.
Это выражение отражает очевидные из рассмотрения рис. 8.13
факторы. Действительно, чем шире ДНА, тем больше сказывается ис¬
кажение огибающей спектра сигнала. При Ks = 0 (полет над сушей) по¬
грешность смещения отсутствует. При полете над морем она в зависи¬
мости от состояния моря достигает 1 - 2% от Fa0 при антеннах с узкими
симметричными («карандашными») ДНА и 5 - 9% при изочастотных
антеннах. Наиболее часто применяется коррекция погрешности смеще¬
ния путем увеличения коэффициента передачи измерителя частоты на
значение, соответствующее AFCM при
среднем волнении моря. Таким обра¬
зом удается снизить относительную
погрешность смещения до десятых
долей процента.
Для радикального снижения по¬
грешности смещения применяют антен¬
ны, формирующие две ДНА, которые
пересекаются либо касаются друг друга
(рис. 8.14,а). Измерение ведется по цен¬
тральной частоте суммарного спектра
(рис. 8.14,6), которая практически не
смещается при искажении огибающих
спектров (погрешность смещения
Рис. 8.14. Двухлепестковая ДНА уменьшается в 30 - 50 раз). Этим же ме-
по одному лучу антенны ДИС (а) то дом можно бороться с погрешностя-
и соответствующие спектры ми, вызываемыми искажениями спектра
доплеровского сигнала (б) сигнала из-за слепых высот.
178

Контрольные вопросы
1.	Какие сигналы и с какой целью обрабатываются в автономных РНУ?
2.	В какой системе координат измеряется вектор скорости в ДИС?
3.	Откуда возникает доплеровский сдвиг частоты, если ЛА летит на по¬
стоянной высоте?
4.	В крейсерском режиме самолет летит с постоянным углом статического
тангажа, равным, например, 5°. Что надо сделать, чтобы этот угол не сказывался
на точности ДИС?
5.	Что такое В0 и Г0 и почему эти углы называют установочными? Из ка¬
ких соображений выбирают эти углы?
6.	С помощью ДИС можно измерить радиальную скорость, горизонталь¬
ную скорость и составляющие вектора скорости по координатным осям вы¬
бранной системы координат. Какие из перечисленных навигационных элемен¬
тов используются на борту ЛА и для чего ?
7.	Самолет летит с воздушной скоростью 1200км/ч. Чему равен доплеров¬
ский сдвиг частоты принимаемого сигнала ДИС(>. = 2см ; В0 = 60°; Г0 = 45°;
скорость ветра 100км/ч) при попутном, встречном и боковом ветре?
8.	При условиях предыдущей задачи оцените ширину доплеровского спек¬
тра, если ширина ДНА равна 5°. Чем ограничена минимальная ширина этого
спектра?
9.	Что понимают под развязкой передающего и приемного трактов и как
ее обеспечить?
10.	Оцените достоинства и недостатки одноканальных и многоканальных
ДИС.
11.	Что такое преобразованный сигнал ДИС и как он формируется?
12.	Какими мерами удается снизить требования к стабильности частот ге¬
нераторов ДИС?
13.	Оцените достоинства и недостатки ДИС с частотной модуляцией.
14.	Из каких соображений выбирают параметры зондирующего сигнала в
ДИС с частотной модуляцией?
15.	Что такое слепые высоты и как уменьшить их влияние на работу ДИС?
16.	К чему приводит непостоянство масштабного коэффициента при из¬
мерении скорости в ДИС и как уменьшить влияние этого фактора на точность
ДИС?
17.	Каковы причины методических погрешностей ДИС и что физически
ограничивает их минимальные значения?
179

Глава 9. РАДИОВЫСОТО¬
МЕРЫ МАЛЫХ ВЫСОТ
9.1.	Принцип действия
Радиовысотомеры (РВ) служат для определения истинной высоты
полета ЛА, т.е. расстояния Н между установленной на ЛА антенной РВ
и расположенной под ЛА точкой подстилающей поверхности. В радио¬
навигации наиболее широкое распространение получили радиовысото¬
меры малых высот*, определяющие высоты, не превышающие 1500м, в
целях обеспечения посадки и маловысотного полета ЛА. Такие РВ ис¬
пользуются также в качестве датчиков автономных обзорно-сравни¬
тельных систем.
Определение высоты полета ЛА
основано на радиолокационном прин¬
ципе с использованием отраженного от
земной поверхности сигнала (рис. 9.1).
Передатчик (Прд) формирует ко¬
лебания, которые излучаются антен¬
ной А1. Отраженный сигнал (ОС) по¬
ступает на антенну А2 и приемник
(Прм). Измеритель высоты (ИВ) вы¬
рабатывает сигнал^ пропорциональ¬
ный времени распространения коле¬
баний до земной поверхности и об¬
ратно /я = 2 HI с, а следовательно, про¬
порциональный текущей высоте поле¬
та Н. Известны частотные и импульс¬
ные РВ.
Частотные РВ работают в режиме непрерывного излучения ЧМ-
сигнала.
Информация о Н заключена в сдвиге по времени законов излучае¬
мого и отраженного ЧМ-сигналов. В смесителе приемника выделяется
разностная частота (частота биений), значение которой пропорцио¬
нально tfo а следовательно, и Н.
Рис. 9.1. Структура простейшего
радиовысотомера
(штриховая линия соответствует
следящему или импульсному РВ)
*
В дальнейшем абревиатура «РВ» сохранена только для радиовысотомеров малых высот.
180

Частотные РВ требуют применения отдельных передающей и при¬
емной антенн, обладают ограниченной высотностью и широко исполь¬
зуются для определения малых высот.
Импульсные РВ по построению подобны обычному импульсному
радиолокатору. Время tH измеряется по запаздыванию отраженного им¬
пульса относительно излучаемого передатчиком РВ. Радиовысотомер
может использовать общую приемопередающую антенну, однако за
счет «мертвой зоны» ограничиваются минимальные измеряемые высо¬
ты. Основное применение импульсных радиовысотомеров - измерение
больших высот. Импульсные РВ малых высот требуют применения
двух антенн и импульсов малой длительности.
Принцип действия частотного РВ основан на частотном методе
дальнометрии. Структурная схема простейшего РВ, реализующего час¬
тотный метод дальнометрии, показана на рис. 9.2,а и содержит генера¬
тор низкой частоты (ГНЧ), который вырабатывает низкочастотное на¬
пряжение им. Это напряжение управляет частотой сигнала, формируе¬
мого генератором ЧМГ и излучаемого антенной А1.
Рис. 9.2. Структурная схема РВ (а) и графики сигналов
в характерных точках схемы (б)
Отраженный сигнал с антенны А2 поступает на балансный смеси¬
тель (БС), куда подается также часть мощности излучаемого сигнала.
Использование БС позволяет подавить паразитную AM опорного сигна¬
ла, поступающего от передатчика РВ. Запаздывание отраженного сиг¬
нала на время tH приводит к отличию мгновенных значений частот f{ и/2
излучаемого и принимаемого сигналов. Сигнал, получаемый на выходе
БС, называют преобразованным сигналом (ПРС). Его частота (разност¬
ная частота или частота биений) Fp = \f\ -f21. Сигнал после БС усилива¬
181

ется в УНЧ и поступает на измеритель частоты (ИЧ), с которого снима¬
ется напряжение U(H) или код, пропорциональные высоте полета. Из¬
меритель частоты реагирует на Fp c - среднее значение Fp.
Основное уравнение частотного РВ может быть получено при кон¬
кретизации закона изменения излучаемого ЧМ-сигнала. В принципе за¬
кон ЧМ может быть любым, в том числе и случайным.
Предположим, что частота зондирующего сигнала изменяется по
симметричному пилообразному закону (рис. 9.2,6). Зависимость разно¬
стной частоты от высоты может быть получена из рис. 9.3, соответст¬
вующего начальному участку графика
/i,2(0 на рис. 9.2,6. Из треугольников
АВС и ADE следует, что (Гм/4)/(А/72) =
= tH/Fp, откуда
(9.1)
р сТ.
Основное уравнение частотного
радиодальномера имеет вид
Рис. 9.3. Изменение частоты
излучаемого и принимаемого
сигналов в первой четверти
периода модуляции
H=—F»=MF»>
4А/ р р
(9.2)
где М =с7’м/(4Д/‘) — масштабный ко¬
эффициент.
Зондирующий сигнал частотного РВ представляет собой непре¬
рывные ЧМ-колебания с несущей частотой 4300 МГц. Мощность излу¬
чаемого сигнала - порядка 0,1 Вт. При выборе параметров модуляции
исходят из стремления повысить точность определения высоты и обес¬
печить однозначность ее отсчета. Для повышения точности следует
уменьшать масштабный коэффициент М, чего можно добиться либо
увеличением девиации частоты А/ либо уменьшением периода модуля¬
ции Тм. Значение А/может составлять несколько сотен мегагерц и огра¬
ничивается сверху ростом глубины паразитной амплитудной модуля¬
ции, возникающей при прохождении ЧМ-сигнала через избирательные
элементы высокочастотного тракта РВ.
Что касается периода модуляции, то значение Тм должно обеспе¬
чивать однозначность измерения высоты. Условие однозначности от¬
счета имеет вид
Т > t
2Н„
(9.3)
п max	С
где #тах- максимальная измеряемая высота.
Рассматривая рис.9.2,6, легко убедиться в том, что при нарушении
условия (9.3), когда измеряются две высоты, соответствующие напри¬
мер tH] и tH2 =/я, +ГМ , значения разностных частот будут одинаковы¬
182

ми, и в обоих случаях РВ выдаст одну и ту же высоту Н\. Если учесть,
что Нтлх< 1500 м, то Тм> 10 мкс, т.е. FM< 100 кГц. Обычно, однако, пе¬
риод модуляции делают намного большим, чем тот, который определя¬
ется соотношением (9.3). Дело в том, что измеряемое среднее или сред¬
неквадратическое значение частоты Fp, как видно на рис. 9.2,6, тем
больше отличается от того, которому соответствует основное уравнение
(9.2), чем большую долю периода Тм составляет запаздывание сигнала
/я- Поэтому вместо (9.3) применяют условие Тм» . В самолетных
РВ значения Тм = 6-7 мс (FM « 150 Гц).
Отраженный сигнал форми¬
руется при облучении диаграм¬
мой направленности антенны РВ
участка подстилающей поверх¬
ности (рис. 9.4,а). Элементарные
площадки этого участка удалены
от РВ на различные расстояния,
что приводит к отличию задер¬
жек отраженных площадками
сигналов. Отраженный, а следо¬
вательно, и преобразованный
сигналы - случайные, так как яв¬
ляются суммой сигналов от эле¬
ментарных площадок отражаю¬
щего участка поверхности, каж¬
дый из которых имеет случайные
амплитуду, задержку и фазу.
Огибающая спектра отраженного
сигнала Gc (рис. 9.4,в) зависит от
формы ДНА и от вида функции
Кор(рц), где ЛГор - коэффициент
обратного рассеивания; |3П - угол
падения (рис. 9.4,6), т.е зависит
от характера отражающей поверхности. Составляющая с минимальной
разностной частотой Fp0 соответствует истинной высоте полета, а все
остальные составляющие - помехе, снижающей точность РВ. Мощность
этих помех определяется шириной AFc спектра ПРС. При независимо¬
сти Кор от угла падения(полет над поверхностью типа «пашня») ширина
спектра
AFC = FpOtg(O,5A03)tg(O,25A©3),	(9.4)
где А0э=А0/л/2 ; А© - ширина ДНА (обычно А0 = 40 - 50°). Значе¬
ние А0 и AFc отсчитываются по уровню половинной мощности.
Рис. 9.4. Формирование огибающей
спектра преобразованного сигнала
в частотном РВ при подстилающих
поверхностях типа «суша» и «море»:
а - ДНА; б - зависимость коэффициента об¬
ратного рассеяния от угла падения; в - оги¬
бающая спектра преобразованного сигнала
183

Просачивающийся сигнал. Частотные РВ требуют такой же раз¬
вязки передающего и приемного трактов, как и ДИС, что вытекает из
схожести характера зондирующих сигналов этих РНУ (см. п. 8.1.). Про¬
блема получения требуемого коэффициента развязки порядка -80 дБ
несколько облегчается из-за возможности разноса антенн РВ на рас¬
стояние не менее 1 м. Однако уровень просачивающегося сигнала пере¬
датчика на входе приемного тракта остается достаточно большим для
того, чтобы существенно ограничить возможности РВ. Поскольку этот
уровень не зависит от высоты полета, а мощность отраженного сигнала
на входе приемника уменьшается пропорционально Я2, с подъемом на
высоту неизбежно наступает такая ситуация, когда эта мощность и
мощность шума просачивающегося сигнала становятся соизмеримыми
и точность РВ падает ниже допустимого предела. Именно это обстоя¬
тельство является причиной ограничения области применения частот¬
ных РВ областью «малых» высот (не более 1500 м).
Преобразованный сигналППРС) частотного РВ представляет собой
фазоманипулированный сигнал с периодом Тм (см.рис. 9.2,6) и длительно¬
стью «дискрета» 0,5 Гм (при симметричном пилообразном законе ЧМ зон¬
дирующего сигнала и Тм » tHnvdX). Соседние «импульсы» (или «дискреты»)
отличаются по фазе на 180° (из-за смены знака разности f -f2 wfi -/1).
Характер спектра ПРС показан на рис. 9.5. Главная особенность
спектра - наличие дискретных составляющих только на частотах nFM,
где FM - частота модуляции зондирующего сигнала (п = 1, 2, 3, ...).
Форма огибающей спектра определяется ДНА радиовысотомера и
характером отражающей поверхности (см. рис. 9.4). Текущему значе¬
нию высоты соответствует самая низкая частота спектра Fp0
Расчеты показывают, что максимум спектра ПРС наблюдается на
частоте Fp м, которая всегда больше частоты Fp0. Изменение измеряемой
высоты приводит к изменению Fp0, что следует из (9.1), и смещению
огибающей спектра по оси частот. При этом дискретные линии спектра,
184

изменяясь по величине, не меняют своего положения на оси частот.
Происходит перераспределение мощности между соседними дискрет¬
ными составляющими спектра и перемещение по оси частот его оги¬
бающей. Если Fp09fc«FM, то частота F])0 в спектре ПРС отсутствует.
Особенности обработки ПРС. Целями обработки ПРС являются
выделение полезного сигнала биений из смеси его с помехами и изме¬
рение информативного параметра этого сигнала - разностной частоты
Fpo. Первая из этих целей достигается соответствующей фильтрацией
ПРС, а вторая - выбором наиболее подходящего способа построения
измерителя частоты.
Фильтрация ПРС в простейшем случае предполагает выделение
всего диапазона возможных при работе РВ разностных частот от Fp mjn
до max» связанных с диапазоном определяемых высот Нт[п - Я1ШХ соот¬
ношением (9.1). Такая фильтрация используется в неследящих РВ
(см. рис. 9.2). Выполняющий функцию частотной селекции УНЧ имеет
полосу пропускания, в несколько десятков раз превышающую ширину
спектра AFC, определяемую из (9.4). Неоптимальность тракта обработки
(УНЧ) приводит к снижению эффективности фильтрации и, как следст¬
вие, к уменьшению помехоустойчивости и точности РВ. Поэтому в РВ
повышенной точности применяют близкую к согласованной фильтра¬
цию, когда ширина полосы пропускания тракта обработки определяется
узкополосным фильтром (УПФ), ширина полосы пропускания которого
AFymj,« AFC, где AFC - ширина спектра ПРС. Подобные РВ представляют
собой следящие за частотой устройства, обладающие повышенной точ¬
ностью. Последнее обстоятельство и высокая эффективность фильтра¬
ции ПРС привели к преимущественному применению следящих РВ.
Способы построения измерителей частоты ПРС. Простейший и
широко используемый способ построения РВ основан на непосредст¬
венном измерении частоты ПРС с помощью аналогового счетчика нулей
(числа переходов напряжения ПРС через нулевое значение). Этот счет¬
чик отличается простотой, но ему свойственен серьезный недостаток -
методическая погрешность дискретности отсчета АН.
Причина появления этой погрешности кроется в дискретном ха¬
рактере спектра ПРС. При полете Л А над гладкой поверхностью (бето¬
нированная ВПП или спокойное море) зондирующий сигнал отражается
главным образом от точки, расположенной точно под ЛА, и первая дис¬
кретная составляющая спектра ПРС имеет частоту FM. Когда Fpo = FM
показания РВ соответствуют минимальной измеряемой высоте:
tfmin=e-/(4A/).	(9.5)
Плавное увеличение высоты полета приводит к резкому увеличе¬
нию показаний РВ на величину АН из-за появления в спектре состав¬
ляющей с частотой 2FM. Максимального значения составляющая 2FM
185

достигает при Fp0 = 2FM. Так как никаких промежуточных значений ме¬
жду FM и 2FM в спектре нет, в РВ будет сначала измерена частота Fu, а
затем 2FM, т.е. измеряемая частота скачком изменяется на FM, которой
соответствует, как следует из (9.2), дискрет по высоте АН- 0,25с/А/=
= tfmin. Дальнейшее увеличение Н сопровождается появлением в спектре
ПРС все более высоких гармоник частоты FM и скачкообразными изме¬
нениями показаний РВ при каждом переходе от nFu к {п + I )FM.
Следует иметь в виду, что при диффузном отражении зондирую¬
щего сигнала составляющие спектра ПРС расширяются и погрешность
АН практически не сказывается на точности измерения высоты.
От погрешности дискретности отсчета можно избавиться, приме¬
няя следящие измерители частоты, которые вместе с предварительной
узкополосной фильтрацией обеспечивают близкую к оптимальной об¬
работку ПРС. Такой измеритель выполняется по схеме частотной авто¬
подстройки (ЧАП), основным элементом которой является частотный
дискриминатор (ЧД), определяющий степень отклонения Fp0 от частоты
настройки дискриминатора F0. Возможности следящего измерителя за¬
висят от формы дискриминационной характеристики
В показанной на рис. 9.6 ситуации ширина дискриминационной
характеристики А/\1Д соответствует ширине спектра сигнала AFc, и из¬
меритель реагирует на среднюю частоту ПРС. При этом измеритель
оказывается чувствительным к изменениям формы огибающей спектра
ПРС при, например, смене характера подстилающей поверхности.
Рис. 9.6. Возможное взаимное расположение дискриминационной
характеристики (/) и огибающей спектра ПРС (2)
Изменяя форму дискриминационной характеристики, можно по¬
высить точность измерения высоты путем слежения за минимальной
частотой спектра ПРС или за частотой FpM, соответствующей максиму¬
му этого спектра. В таких измерителях используется разрешающая спо¬
собность частотного РВ по высоте (по дальности), т.е. способность вы¬
186

делять сигнал, соответствующий определенному участку отражающей
площадки. Из рис. 9.5 следует, что РВ может различать высоты (дально¬
сти), частоты спектра ПРС которых отличаются на 5F > FM, т.е. разре¬
шающая способность по высоте будет, как следует из 9.2, 8Н= c/(4AJ) =
= tfniin = Atf.
Следящий частотный высото¬
мер. Рассмотрим возможный вариант
следящего частотного РВ, контур сле¬
жения за частотой в котором замыка¬
ется через трассу распространения
сигнала до Земли и после отражения
от нее обратно до приемной антенны.
При использовании несимметричного
пилообразного закона ЧМ (рис. 9.7) в
тракте обработки выделяется частота
Fpi Если
Тх. »/
то ПРС становит¬
ся почти гармоническим с узким спек¬
тром, что облегчает его фильтрацию.
У такого РВ тракт обработки (узкопо¬
лосный фильтр и частотный дискри¬
минатор) постоянно настроен на час¬
тоту F0. Эту частоту выбирают из со¬
ображений простоты технической реа¬
лизации узкополосного фильтра.
Обычно F0 = 20-30 кГц. В связи с отмеченными особенностями зонди¬
рующего сигнала и схемы обработки ПРС необходимо так изменять па¬
раметры зондирующего сигнала (девиацию частоты А/ или период мо¬
дуляции Тм), чтобы разностная частота (9.1) оставалась постоянной.
Обычно изменяют период модуляции, который является в этом случае
информативным параметром сигнала:
У////////////7Ш77,
Рис. 9.7. Изменение частоты
зондирующего сигнала (а) и ПРС (б)
при линейном несимметричном
законе ЧМ
Т«=^тн-
cF0
(9.6)
Тогда основное уравнение РВ приобретает вид
где масштабный коэффициент Мт = 0,5cF0 / А/.
Здесь учтено, что в рассматриваемом РВ чаще всего применяют
несимметричный пилообразный закон модуляции частоты (НСЛЧМ)
зондирующего сигнала (рис. 9.7) и выделяют в тракте обработки ПРС
частоту Fp]. В следящем РВ (рис. 9.8) зондирующий сигнал формирует¬
ся генератором высокой частоты (ГВЧ), частота которого изменяется
187

под воздействием сигнала управляемого генератора пилообразного на¬
пряжения (УГГТН). Управляющее напряжение U^t) поступает с сумма¬
тора 2. В общем случае Uv(t) = U0(t) + UB(t), где U0(t) - напряжение,
выдаваемое схемой поиска и захвата СПЗ; Uz{f) - сигнал, пропорцио¬
нальный рассогласованию е = Fp! - F0, вырабатываемый частотным дис¬
криминатором (ЧД) и фильтром (Ф) системы слежения за частотой. По¬
лученный зондирующий сигнал с НСЛЧМ поступает через направлен¬
ный ответвитель (НО) на передающую рупорную антенну А1 и излуча¬
ется в сторону земной поверхности.
А1
ф
£ — угпн -|
[* ГВЧ -* НО —*<J
_г	t
А2
Кл \ *-
СПЗ *
ип
ЧД *-
УО *
УПФ -
УНЧ — БС —<J
н
Рис. 9.8. Структурная схема следящего РВ
Отраженный сигнал, имеющий частоту подается с приемной,
антенны А2 (аналогичной антенне А1) на балансный смеситель (БС), на
который с НО поступает часть зондирующего сигнала с частотой fHзл.
Балансный смеситель исключает амплитудную модуляцию сигнала ГВЧ
и тем самым способствует уменьшению коэффициента шума приемного
тракта РВ. Преобразованный сигнал с частотой Fp = \fmn -f„рМ | усилива¬
ется в усилителе низких частот (УНЧ). Узкополосный фильтр (УПФ) и
ЧД настроены на частоту F0, а УПФ имеет полосу пропускания А^упф,
согласованную со спектром преобразованного сигнала.
Поиск ПРС. Работа РВ начинается с поиска сигнала. В режиме по¬
иска цепь слежения разомкнута ключом (Кл) и на 2 поступает со схемы
поиска и захвата (СПЗ) линейно нарастающее напряжение £/0(0> что вы"
зывает медленное изменение периода модуляции от Тм min до Тм ,„ах по
линейному закону:
W) = TMmin+AT(t/TH)y
где А Т= Гмтах- ГМ11йп; Тн - максимальное значение времени поиска сиг¬
нала, соответствующее Н= tfmax.
Из сказанного следует, что рост Ти приводит при Н - const к
уменьшению разностной частоты, так как
188

где Нн = H[c/(2Af)\ 1 - нормированная высота.
При этом неизбежно наступит момент, когда Fp станет примерно
равной частоте настройки УПФ и спектр преобразованного сигнала по¬
падет в полосу пропускания AF^ узкополосного фильтра.
Когда мощность выделяемого УПФ преобразованного сигнала
достигает порогового значения, срабатывает обнаружитель, входящий в
состав СПЗ. Сигнал обнаружения замыкает ключ Кл И РВ переходит в
режим измерения высоты, т.е. в режим слежения. При этом в СПЗ пре¬
кращается изменение Uq(J) и с нее на Е подается то значение напряже¬
ния £/0, при котором Fpc« F0.
Измерение высоты. В режиме измерения частотный дискриминатор
вырабатывает сигнал рассогласования (сигнал ошибки е), который после
фильтрации в фильтре (Ф) добавляется к U0. В результате период моду¬
ляции Тм продолжает изменяться до тех пор, пока сигнал ошибки не ста¬
нет равным нулю, что достигается при Fpi = F0. Установившееся значение
периода модуляции Гм измеряется измерителем периода (ИП).
В современных радиовысотомерах обычно используют измеритель
периода цифрового типа. В нем формируются два импульса, соответст¬
вующие началу и концу нарастающего участка пилообразного напряже¬
ния, используемого для управления частотой ГВЧ. Интервал между
этими импульсами заполняется счетными импульсами, число которых
пропорционально Тм и определяется счетчиком.
9.2.	Основные источники погрешностей РВ
Среднеквадратическая погрешность РВ
где v - информативный параметр (разностная частота Fp или период,
модуляции Гм); Он, crv - СКП определения высоты и измерения инфор¬
мативного параметра сигнала; ам - среднеквадратическое значение не¬
стабильности масштабного коэффициента М.
Нестабильность масштабного коэффициента ам может стать причи¬
ной существенного снижения точности РВ. Для предотвращения появления
соответствующей погрешности в РВ принимают меры по стабилизации
масштабного коэффициента. С этой целью в состав РВ вводят контрольный
канал, в котором имитируется определенная высота с помощью линии за¬
держки, включенной между выходом передатчика и входом приемника РВ.
Отклонение разностной частоты на выходе контрольного канала от рассчи¬
танного для данной линии задержки значения свидетельствует о непреду¬
189

смотренном изменении входящих в М параметров и используется для авто¬
подстройки М обычно путем изменения девиации частоты А/ Применяют
также специальные схемы стабилизации А/ поэтому с большой степенью
достоверности можно считать М = const. Уменьшения М достигают обычно
увеличением девиации частоты зондирующего сигнала.
Точность эксплуатируемых сейчас РВ (2<*я) на высотах порядка
10 м не хуже 0,6 м, а на высотах более 20 м доходит до 5% от Я.
Погрешность измерения информативного параметра сигнала <rv
определяется характером ПРС и особенностями построения тракта обра¬
ботки этого сигнала. По характеру сигнала РВ близок к доплеровскому из¬
мерителю скорости. Общие черты свойственны и трактам обработки сигна¬
лов этих РНУ. Поэтому РВ присущи такие же методические погрешности
(флуктуационные и смещения), как и ДИС (см. п. 8.4), и в данном раз¬
деле не рассматриваются.
Отметим только погреш¬
ность частотного РВ, вызывае¬
мую доплеровским сдвигом час¬
тоты. Доплеровский сдвиг часто¬
ты Fjy приводит к изменению час¬
тоты ПРС, которое воспринима¬
ется РВ как изменение высоты
(рис. 9.9).
Для учета этой погрешности
используют симметричные зако¬
ны ЧМ и раздельную обработку
сигнала в двух полупериодах мо¬
дуляции. Тогда на первом полу периоде частоты модуляции Fpi = FH- Яд,
а на втором Fp2 = FH+ Fд, откуда FH= 0,5(Fp2 + Fpl); Яд= 0,5(Fp2- FpI), где
F# и Ffl - частоты, пропорциональные высоте и скорости.
Из сказанного следует целесообразность, применения симметрично¬
го пилообразного закона ЧМ в РНУ, в котором необходимо измерение не
только высоты полета, но и скорости снижения или набора высоты.
Рис. 9.9. Влияние эффекта Доплера
на частоты сигналов в частотном РВ:
а - высокая частота; б - разностная частота
Контрольные вопросы
1.	Что препятствует использованию частотного радиовысотомера для из¬
мерения больших высот?
2.	В какой составляющей спектра преобразованного сигнала радиовысо¬
томера содержится информация об истинной высоте полета?
3.	Что такое погрешность дискретности отсчета в частотном РВ и как от
нее избавиться?
4.	На чем основан принцип действия следящего частотного РВ?
5.	Как устранить влияние эффекта Доплера на точность частотного РВ?
190

Глава 10. ОБЗОРНО¬
СРАВНИТЕЛЬНЫЕ
РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ
10.1.	Принцип построения
Обзорно-сравнительные системы (ОСС) предназначены для авто¬
номного определения местоположения ЛА по результатам сравнения неко¬
торых наблюдаемых с помощью бортовых датчиков физических парамет¬
ров, характеризующих местность, над которой совершается полет, с эта¬
лонными параметрами, хранящимися в памяти системы. В радиотехниче¬
ских ОСС наблюдаемыми параметрами являются высоты точек рельефа
местности, дальность и угловые координаты радиолокационных ориенти¬
ров на местности, а также другие величины, измеряемые радионавигацион¬
ными и радиолокационными устройствами и системами. Простейшим при¬
мером, иллюстрирующим обзорно-сравнительный метод, может служить
нахождение местоположения ЛА путем наблюдения экипажем ЛА назем¬
ных ориентиров (непосредственно или с помощью радиолокатора) и срав¬
нение наблюдаемой местности с полетной картой, выполняющей в данном
случае функцию памяти системы.
Принцип действия ОСС. До по¬
лета составляется эталонная карта ме¬
стности (ЭКМ), над которой предпо¬
лагается полет.
Во время полета бортовые датчи¬
ки ЛА воспроизводят текущее изобра¬
жение местности, т.е. дают текущую
карту местности (ТКМ), которая
сравнивается в специальном устройстве
с ЭКМ. По результатам сравнения на-
ходят отклонение текущего положения Рис )0| Смещение эталонной
ЛА (точка 0\ на рис. 10.1) от заданного и текущей карт местности
(точка О). Продольное Ад: и поперечное	при отклонении ЛА
Az отклонения ЛА от точки О вычисля- от заданной траектории
А'
ЭКМ
_
8
1
\
ъ.
t-TKM
(Jr
» -
Z
£\Х
ft
2
г £
А
L
2
5
£
l\2
191

ются по сдвигу ЭКМ, который необходим для совпадения эталонной и
текущей карт местности. Значения Ах и Az могут быть использованы либо
для вывода ЛА на заданную траекторию, либо для коррекции основной
(грубой) навигационной системы ЛА.
Структурная схема ОСС. Необ¬
ходимыми элементами ОСС (рис. 10.2)
должны быть датчики текущей (ДТКМ)
и эталонной (ДЭКМ) карт местности, а
также формирователь текущей карты
(ФТКМ), который преобразует сигналы
ДТКМ в форму, удобную для сравне¬
ния с ЭКМ.
Обычно ФТКМ выполняет дис¬
кретизацию по времени, квантование
по уровню и масштабирование по ско¬
рости V и высоте Н сигналов ДТКМ.
Требуемая для такого преобразования
информация поступает от инерциаль¬
ной системы (ИНС), радиовысотомера
(РВ) и других устройств. Устройство сравнения (УС) перебирает возмож¬
ные положения Л А на эталонной карте и для каждого такого положения
вычисляет корреляционную функцию (КФ) наблюдаемого изображения
(ТКМ) и эталонного изображения (ЭКМ). Поэтому метод, на котором ос¬
нована ОСС, называют корреляционным, а сами системы относят к классу
корреляционно-экстремальных. В таких системах совпадению изображе¬
ний соответствует экстремум (максимум или минимум) нормированной
КФ. Решающее устройство (РУ), сопоставляя результаты сравнения с ин¬
формацией о местоположении ЛА от грубой навигационной системы
(ГНС) (система счисления пути), определяет координаты летательного ап¬
парата (КЛА). Функции ФТКМ, УС и РУ обычно выполняет ЭВМ ОСС или
отдельные специализированные процессоры.
Особенности формирования ЭКМ. Точность ОСС зависит от степени
достоверности и детальности ЭКМ, которую получают с помощью радио¬
локаторов, установленных на ИСЗ, аэросъемки местности, детальных топо¬
графических карт и других источников информации. Как правило, ЭКМ
представляют собой матрицу из ячеек (см. рис. 10.1), содержащих кодиро¬
ванную информацию об элементарном участке местности. Минимальный
размер ячейки ЭКМ определяется разрешающей способностью бортового
датчика ТКМ, а записанное в нее число — динамическим диапазоном из¬
менения измеряемого датчиком параметра и принятым уровнем квантова¬
ния сигнала этого датчика. Чем меньше размеры ячейки (чем выше разре¬
шающая способность датчика) и уровень квантования, тем более подроб¬
ной будет эталонная карта и тем выше потенциальная точность ОСС.
192
V от ИНС
_L
ДТКМ
—►
ФТКМ
н
От РВ
i
»
ДЭКМ
—►
УС
Отгнс:
	у/
РУ
=>КЛА
Рис. 10.2. Обобщенная структурная
схема обзорно-сравнительной
системы

Однако при большой протяженности маршрута, для которого со¬
ставляется эталонная карта, и большой детальности последней требуется
большой объем памяти ЭВМ ОСС. Поэтому при выборе параметров ЭКМ
исходят из компромисса между требуемой точностью и объемом памяти
системы. Один из таких компромиссных подходов заключается в том, что
в качестве основного навигационного средства используется система
счисления пути (ССП), а ОСС служит для коррекции этой системы на от¬
дельных участках траектории полета. Расстояние между участками кор¬
рекции зависит от степени снижения точности системы счисления со
временем. Чем меньше скорость увеличения погрешностей системы
счисления (т.е. чем выше точность датчиков этой системы), тем реже ее
нужно корректировать и тем меньше необходимый объем памяти ОСС.
Дополнительного снижения требований к объему памяти достига¬
ют постепенным повышением точности ОСС по мере приближения к
конечному пункту маршрута ЛА. В этом случае на начальном этапе
маршрута используют более грубые ЭКМ с большими размерами ячеек
и большим уровнем квантования, а на конечном - ЭКМ с максимальной
степенью детализации. Обычно ЭВМ выполняет в ОСС основные опе¬
рации сравнения ТКМ и ЭКМ и вырабатывает сигналы, пропорцио¬
нальные отклонениям ЛА от заданной точки траектории (Ах и Az). Эти
сигналы служат для коррекции ССП, информация от которой использу¬
ется в навигационной ЭВМ (НЭВМ) для управления полетом.
В зависимости от вида текущей карты местности различают два ос¬
новных типа ОСС: навигации по рельефу местности и по картам местности.
10.2.	Система навигации по рельефу местности
Принцип действия системы навигации по рельефу местности
иллюстрируется рис. 10.3. Эти ОСС основаны на том, что каждому уча¬
стку суши соответствует свой неповторимый характер изменения высот
Рис. 10.3. Формирование текущей карты местности (а) и возможная форма
сравниваемых карт местности (б) (на эталонной карте выделен участок,
где должен был находиться ЛА в данный момент)
7—3168
193

(рис. 10.4,а). Высота полета ЛА
может быть определена баромет¬
рическим высотомером (//б) или
радиовысотомером (Яр). Высота
#б отсчитывается от некоторого
заранее выбранного уровня, на¬
пример от уровня мирового
океана, а радиовысотомер изме¬
ряет Яр относительно точки, на¬
ходящейся под Л А.
Профиль участка местности
характеризуется функцией h(x) =
= Яб- Яр. Для работы ОСС выби¬
рается контрастный по рельефу
участок местности, протяжен¬
ность хк которого определяется
значением возможного отклонения ЛА вдоль траектории полета при на¬
вигации по системе счисления.
Принцип формирования карт местности. В рассматриваемой сис¬
теме формируется цифровая линейная текущая карта местности (рис.
10.4,6). Карта состоит из ячеек, размер хл которых в идеальном случае
соответствует продольному размеру отражающей площадки (сечение
ДНА радиовысотомера земной поверхностью), тем меньшему, чем ниже
летит ЛА. Значение лгд определяет интервал дискретизации по времени
Дгд= лгд/|У|, где |V| - известная скорость полета ЛА.
В каждую ячейку записывается соответствующее значение функ¬
ции h(x) в виде кода, цена младшего разряда которого hK определяется
разрешающей способностью радиовысотомера по высоте 5Я. Текущая
карта местности тем детальнее, чем меньше Я и 5Я.
Получаемая ТКМ (профиль рельефа местности) имеет вид одной
строки матрицы ЭКМ (рис. 10.4,в). Поперечный размер ZK эталонной
карты выбирается в соответствии с возможным боковым отклонением
ЛА от заданной траектории из-за погрешностей системы счисления за
время от предыдущей коррекции.
При рассмотренном способе требуется большой объем памяти для
хранения эталонного изображения и большой объем вычислений, воз¬
растающий с увеличением числа уровней квантования. Объем памяти и
число вычислительных операций радикально снижают, применяя би¬
нарное квантование (п = 2) сигнала h(x) (рис. 10.5,а). При этом несколь¬
ко уменьшается точность местоопределения.
Для получения бинарно-квантованного изображения сначала фор¬
мируют сигнал h(x), соответствующий среднему наклону местности, а за¬
Рис. 10.4. Формирование цифровых карт
местности в системе навигации
по рельефу местности
194

тем определяют отклонение фс) высот
рельефа от Л(х) (рис. 10.5,6). Сигнал фх)
квантуется на два уровня (рис. 10.5,в):
|+1 при h(x)>h(x\
ф(*Н
[-1 при h(x) < h(x).
Структурная схема системы на¬
вигации по рельефу местности. Приве¬
денные к одному масштабу сигналы с вы¬
ходов барометрического высотомера (БВ)
и радиовысотомера (РВ) (рис. 10.6) посту- Рис. 10.5. Бинарно-квантованный
пают на вычитающее устройство, которое сигнал, характеризующий
формирует сигнал h(x). Этот сигнал пода- отклонение от среднего
ется на ЭВМ ОСС, программное обеспече-	наклона местности
ние которой формирует карту местности (ФТКМ), выбирает соответст¬
вующую участку коррекции эталонную карту (ДЭКМ) и выполняет корре¬
ляционную обработку сформированных карт (Кор). Корректирующие сиг¬
налы УСЗ для системы счисления пути (ССП) вырабатывает навигацион¬
ная ЭВМ (НЭВМ). Сигналы УС1 служат для выбора эталонной карты, а
сигналы УС2 - для формирования ТКМ. При необходимости на НЭВМ
может также подаваться внешняя информация от бортовых систем ЛА.
Сигналы, подаваемые на систему автоматического управления (САУ), мо¬
гут сниматься либо с ССП, либо с НЭВМ.
Рис. 10.6. Структурная схема системы навигации
по рельефу местности
Корреляционная обработка сигналов, соответствующих ТКМ и
ЭКМ, производится путем поэлементного сравнения карт, в результате
чего выбирается соответствующая строка эталонной карты (например,
третья строка на рис. 10.4,в), по положению которой относительно цен¬
тральной строки сначала определяется поперечное смещение Az ЛА, а
затем сдвиг Ах ЭКМ по оси X (на рис. 10.4 Ах = Az = 0).
195

Алгоритмы корреляционной обработки. Мерой совпадения оциф¬
рованных изображений служит нормированная КФ или связанная с КФ
функция. Соответствующие корреляционные алгоритмы сравнения вы¬
бирают, исходя из минимума боковых лепестков КФ и требуемых для
вычисления КФ операций.
Одна из групп простых цифровых корреляционных алгоритмов
основана на использовании парных функций /^(Дх), представляющих
собой число пар элементов (ячеек) с уровнями квантования / и j, совпа¬
дающих при данном сдвиге карт Ах . Самые простые из них - алгоритм
суммирования парных функций, при котором вычисляется аналог нор¬
мированной КФ:
(Ю.1)
/=0
где п - число уровней квантования; N - число ячеек карты, и алгоритм
перемножения парных функций:
п-1	Г /1-1 Т1
Рп(А*) = П^(Дх)
(10.2)
/=0 |_./=0
и-1
где	- число ячеек
j=о
эталонного изображения с
уровнем квантования, рав¬
ным /.
При бинарном кван¬
товании (п = 2) возможны
четыре типа парных функций (рис. 10.7), которые составляют матрицу
'"ос F0l
Ъо Fn 9
Рис. 10.7. Парные функции при бинарном
квантовании
где для упрощения записи принято /^{Ax)=F^.
Тогда алгоритмы (10.1) и (10.2) принимают вид
pcm = (F00 + Fu)N-\
(Ю.З)
Рп(Аx) = (F00/N0)(Fu/Nl),	(10.4)
где N0uN{-число ячеек содержащих 0 и 1 соответственно; N = N0+ N\.
Поясним сказанное на примере сравнения бинарно-квантованных
эталонной ЭКМ и текущей ТКМ карт, содержащих N = 10 ячеек и сдви¬
нутых на х„ = Дх/хд (рис. 10.8). При указанном сдвиге изображений все
парные функции равны 2, а рс(2) = 0,4 и рп(2) = 0,16. Сдвигая ЭКМ отно¬
сительно ТКМ, добиваются максимального значения функций рс(хн) и
196

р„(х„), равного 1 при х„ = 0. Даль¬
нейший сдвиг изображений приве¬
дет к уменьшению рс(х„) и рп(х„).
Ширина главного пика функ¬
ций рс(х„) и рп(х„) зависит от дис¬
крета хд. Поэтому точность опреде¬
ления сдвига Ах (а следовательно, и
продольного отклонения ЛА от за¬
данной точки траектории) тем вы¬
ше, чем меньше хд. Нетрудно заме¬
тить, что алгоритм (10.4) лучше
(10.3), так как боковые лепестки
функции рп(х„) имеют меньший
уровень. Уровень боковых лепест¬
ков можно снизить, усложнив кор- Рис- Ю-8- Сравниваемые карты
реляционный алгоритм.	местности (а) и их нормированные КФ (б)
Расчеты показывают, что погрешность определения местоположе¬
ния составляет 0,6 размера соответствующей стороны ячейки ЭКМ.
Наилучшая точность достигается на малых высотах полета. Рассматри¬
ваемые системы малоэффективны при больших высотах полета ЛА и
малом контрасте (перепаде высот) рельефа местности.
10.3.	Системы навигации по картам местности
Принцип действия систем навигации по картам местности.
При полете над равнинной местностью или на больших высотах целесо¬
образно применять в качестве датчиков ОСС импульсные радиолокато¬
ры. Образуемые при этом ОСС относятся к системам навигации по кар¬
там местности, так как ТКМ и ЭКМ обычно являются двумерными. Во
всех таких системах используется зависимость ЭПР от характера мест¬
ности и находящихся на этой местности объектов.
В простейшей системе подобного рода ДНА радиолокатора направля¬
ется в сторону земной поверхности (рис. 10.9,я). Местность характеризует¬
ся специфическим расположением отражающих электромагнитную энер¬
гию объектов в пределах отражающей площадки (ОП) (рис. 10.9,6).
Мощность Рос отраженного от этих объектов сигнала (рис. 10.9,в)
зависит от ЭПР, а следовательно, от вида отражающих объектов (рис.
10.9,6). Для составления текущей карты местности (рис. 10.9,г) полу¬
ченный сигнал квантуется по уровню и дискретизируется по дальности
(по времени). Значение дискрета зависит от разрешающей способности
радиолокатора по дальности 5R. Сформированная ТКМ в данном случае
подобна используемой в системе навигации по рельефу местности,
только в ячейках содержится информация не о /г(х), а об ЭПР.
197

PJI
и
о
ч'
vN
MIA
ОП
Ro^
■i ! I ! д
Рис. 10.9. Формирование ТКМ
в системе навигации по картам
местности
Рис. 10.10. Расположение лучей
антенной системы радиолокатора
Для нахождения пространственного
положения ЛА применяют антенную
систему, формирующую в общем случае
пять лучей (рис. 10.10). Лучи 1-4 слу¬
жат для получения текущей карты местно¬
сти, а луч 5 - для измерения высоты поле¬
та. Последняя необходима для преобразо¬
вания наклонной дальности, измеряемой
радиолокатором, в горизонтальную дальность, которой соответствует
ЭКМ. Избыточное число лучей (пять вместо трех), а следовательно, и из¬
быточное число измерений способствуют повышению точности.
Сигналы по каждому из лучей используются для получения ли¬
нейного, как следует из рис. 10.9,г, изображения местности. Поэтому
корреляционная обработка изображений может выполняться по алго¬
ритмам, аналогичным (10.1) и (10.2).
Следует отметить, что корреляционные алгоритмы чувствительны
к геометрическим и амплитудным искажениям текущего изображения
местности, вызываемым, например, снежным покровом. Учет этих ис¬
кажений возможен при усложнении алгоритмов обработки и требует
увеличения как вычислительных возможностей ЭВМ ОСС, так и време¬
ни вычисления.
Основной недостаток системы - неудовлетворительная работа при
малых высотах полета, на которых отдельные неровности местности
маскируют детали рельефа (область радиолокационной тени), что при¬
водит к снижению контрастности ТКМ. Для восстановления работоспо¬
собности системы на малых высотах можно использовать информацию
только от луча 5. При этом система превращается в ранее рассмотрен¬
ную систему навигации по рельефу местности. Существенно, что такой
режим работы может быть реализован без перестройки как аппаратуры
системы, так и ее программного обеспечения.
198

Параметры антенной системы радиолокатора. Учтем, что отражен¬
ный сигнал в пределах одного дискрета по дальности формируется раз¬
решаемой площадкой (заштрихована на рис. 10.9,д), поперечный размер
которой b зависит от ширины ДНА в азимутальной плоскости фа. Каж¬
дому значению разрешаемого интервала 8R соответствует суммарная
энергия сигналов, отраженных всеми объектами в пределах разрешае¬
мой площадки. Поэтому чем шире фа, тем меньше деталей местности
может быть обнаружено и тем хуже точность местоопределения. Одна¬
ко сужение ДНА приводит к усложнению антенной системы радиолока¬
тора. Кроме того, зависящий от сра размер b отражающей площадки
должен выбираться с учетом возможного поперечного смещения ЛА от
заданной траектории из-за погрешностей системы счисления пути. Счи¬
тается, что максимальное значение этого смещения не должно превы¬
шать ±20% от Ь, поэтому компромиссное значение ширины ДНА в ази¬
мутальной плоскости составляет 10 - 20°. Продольный размер а отра¬
жающей площадки, а следовательно, и ширина ДНА в угломестной
плоскости фр определяются разрешающей способностью радиолокатора
по дальности и максимально допустимым числом ячеек эталонной кар¬
ты. Минимальный размер ячейки ЭКМ равен 5R. Поэтому общее число
ячеек карты N = a/(8R). Чем меньше длительность импульса, тем более
подробной будет карта местности и тем выше точность местоопределе¬
ния. Однако при этом возрастает объем памяти системы. Поэтому дли¬
тельность импульса ги также выбирается из компромиссных соображе¬
ний и составляет несколько десятых долей микросекунды. Если принять
ти= 0,25мкс (5R = 40 м), а N <250, то а = 10 км.
Структурная схема системы навигации по картам местности.
Полученные от радиолокатора (РЛ) (рис. 10.11) сигналы поступают в
устройство обработки (УО),
где они подвергаются пред¬
варительной фильтрации, и
выделяется высотомерный
сигнал, принятый по лучу 5.
Этот сигнал направляется в
устройство определения вы¬
соты (УОВ), в котором в ре¬
зультате совместной его об¬
работки с сигналом высоты
от инерциальной навигаци¬
онной системы (ИНС) вы¬
числяется точное значение
высоты полета.
Радиолокационные сигналы в АЦП дискретизируются по дально¬
сти и квантуются по амплитуде. Возможно как многоуровневое кванто¬
199
Рис. ЮЛ 1. Структурная схема системы
навигации по картам местности

вание амплитуды (обычно на три - четыре уровня), так и бинарное. Вы¬
бор числа уровней квантования определяется требуемой точностью и
вычислительными возможностями системы. В преобразователе дально¬
сти (ПД) полученная цифровая ТКМ приводится к горизонтальной
дальности, для чего используется значение высоты полета с УОВ.
Следующим этапом обработки является цифровое интегрирование
в ЦИ, с помощью которого увеличивается значение отношения мощно¬
сти сигнала к мощности шума*. Интегрированию подвергаются несколь¬
ко последовательно принимаемых отраженных сигналов. В заключение
полученное изображение сравнивается с эталонной картой местности
ЭКМ в корреляторе (Кор), по данным которого в У ОМ определяется
пространственное местоположение ЛА.
Контрольные вопросы
1.	На чем основан принцип действия обзорно-сравнительных систем? По¬
чему такие системы называют корреляционно-экстремальными?
2.	Что такое эталонная карта местности и чем ограничивается степень ее
детальности?
3.	Перечислите основные операции, необходимые для реализации системы
навигации по рельефу местности.
4.	Высота полета ЛА увеличилась в два раза. Как изменится погрешность
системы навигации по рельефу местности, если учитывать только размеры
ячейки карты местности?
5.	Эталонная карта местности в бинарной форме имеет вид II100011010.
Рассчитайте зависимость алгоритмов суммирования и перемножения парных
функций от нормированного сдвига хн по оси X.
6.	Каково минимальное число линейных карт, необходимое для определения
пространственного положения ЛА в системе навигации по картам местности?
7.	Определите требуемую ширину ДНА радиолокатора системы навига¬
ции по картам местности и длительность импульса зондирующего сигнала, если
число ячеек линейной карты равно 150, размер ячейки составляет 15 м, высота
полета 3 км, а X = 3 см.
8.	Зачем в системе навигации по картам местности требуется радиовысо¬
томер?
9.	Можно ли использовать в системе навигации по картам местности в ка¬
честве датчика текущей карты местности бортовой радиолокатор обзора земной
поверхности и что для этого надо сделать?
10.	Дайте ответ на предыдущий вопрос при использовании на Л А радио-,
локатора с синтезированной апертурой.
200

Глава 11. БОРТОВЫЕ
НАВИГАЦИОННЫЕ
КОМПЛЕКСЫ
11.1.	Основы построения комплексных навигационных
систем
Устройства, входящие в РНС, предназначены для определения ха¬
рактеризующего местоположение и движение объекта элемента W
(дальность, угловые координаты, производные дальности и угловых ко¬
ординат по времени) по результатам измерения информативного пара¬
метра сигнала v (время запаздывания, амплитуда, доплеровский сдвиг
частоты, фаза). Поэтому точность систем сильно зависит от степени со¬
вершенства измерителей информативного параметра сигнала, в качестве
которых наиболее употребительны следящие измерители, реже - ра¬
зомкнутые измерители.
Качество следящего измерителя определяется полосой пропускания
AF3C и порядком т астатизма замкнутой следящей системы. Измерители,
построенные по разомкнутой схеме, часто называют измерителями с не¬
посредственным отсчетом, так как здесь параметр v преобразуется в на¬
пряжение, которое после фильтрации в инерционном звене с полосой
пропускания AF„3 подается на измеритель напряжения. Качество измери¬
теля с непосредственным отсчетом зависит от постоянства и линейности
коэффициентов передачи его звеньев и от полосы пропускания AFm.
Общие причины снижения точности следящего и неследящего
измерителей информативного параметра сигнала - флуктуационная и
динамическая погрешности.
Флуктуационная погрешность вызывается внутренним шумом
приемного тракта и помехами, действующими на входе измерителя.
Если спектральная плотность шума и помех на входе измерителя
Gm(co), а его нормированный комплексный коэффициент передачи
/Си(]со), то дисперсия флуктуационной погрешности (распределение ко¬
торой считается гауссовским)
ОО
(11.1)
201

На практике часто встречаются случаи, когда мешающий процесс
на входе измерителя можно считать белым шумом, спектральная плот¬
ность Gu,(0) которого в пределах полосы пропускания измерителя по¬
стоянна. Тогда (11.1) может быть переписано в виде
00
=(2n)-,GUI(0)2 J|/rH(yto)|2= 2С7Ш(0)А/^И ,	(11.2)
О
где
00
(11.3)
О
- эффективная полоса пропускания измерителя.
Следует обратить внимание на то, что вычисляемая с помощью
(11.2) дисперсия погрешности а2фл выражается в ваттах, что не дает ясно¬
го представления о точности отсчета навигационного элемента W. Поэто¬
му для удобства анализа переходят к так называемой эквивалентной
спектральной плотности (на нулевой частоте) флуктуаций, вызываемых
шумами сигнала на выходе дискриминатора (в следящем измерителе) или
преобразователя v в напряжение (в неследящем измерителе):
gW3 = mv2gw(0)k;2,	(И.4)
где КЛ - крутизна характеристики дискриминатора (преобразователя);
Mv - масштабный коэффициент (см. например, (1.1)).
Величина GW3 зависит от типа измерителя и вида измеряемого па¬
раметра ц а также от отношения мощностей сигнала и шума q на входе
чувствительного к v элемента измерителя и имеет размерность [йР]2/Гц,
где [W] - размерность элемента W. С учетом сказанного флуктуацион-
ная погрешность любого измерителя рассчитывается по формуле
^n=[2GOTAFJ,/2.	(11.5)
Из (11.5) следует, что изменение, например увеличение, расстоя¬
ния R, на котором определяется W, приводит к увеличению доли шума в
обрабатываемом сигнале, росту GW3 (обратно пропорционально q) и рос¬
ту флуктуационной погрешности аи,фл.
При данном уровне мешающих воздействий флуктуационная по¬
грешность измерителя ст,^ тем меньше, чем уже его полоса пропуска¬
ния AF„, равная AF3C в измерителе следящего типа и AFm в измерителе с
непосредственным отсчетом.
Динамическая погрешность является следствием изменений пара¬
метров движения объекта (скорость, ускорение и т. п.). В следящем из¬
мерителе характер динамической погрешности AWa (т. е. погрешности
по скорости, по ускорению и т.п.) зависит от порядка астатизма т. При
оптимальном экстраполяторе следящего измерителя, содержащем
202

т = п + 1 интеграторов, где п - порядок дифференциального уравнения,
описывающего изменение параметра v при движении объекта, динами¬
ческая погрешность отсутствует. В этом случае экстраполятор полно¬
стью учитывает динамику движения объекта и точно прогнозирует (экс¬
траполирует) значение параметра v сигнала при следующем измерении.
Однако обычно из-за технических трудностей не удается оптимизиро¬
вать экстраполятор и возникает динамическая погрешность, которая при
данном т тем меньше, чем больше коэффициент передачи разомкнутой
следящей системы измерителя, т.е. чем шире полоса пропускания AF3C
измерителя. В измерителе разомкнутого типа АЖД уменьшается при
расширении полосы пропускания AFm инерционного звена.
Для конкретизации сказанного в табл. 11.1 приведены расчетные
формулы, по которым можно найти динамические погрешности для сле¬
дящих измерителей со степенью астатизма (СА) первого и второго поряд¬
ков. Формулы соответствуют системам с операторными коэффициентами
передачи К(р\ часто используемыми в следящих измерителях РНУ. Пред¬
полагается, что в системе с табЛИца \ \ \
астатизмом первого порядка
имеется интегратор с про¬
порционально интегрирую¬
щим фильтром, а в системе с
астатизмом второго порядка
функцию сглаживания вы¬
полняет двойной интегратор
с коррекцией. В таблице
принято, что Vw и aw - ско¬
рость и ускорение измене¬
ния элемента W; Кн - коэф¬
фициент передачи интегра¬
тора; Тх и Т2 - постоянные
времени форсирующего и
инерционного звеньев про¬
порционально интегрирую¬
щего фильтра соответствен¬
но; Тк - постоянная времени
корректирующей цепи; Kv2 -
коэффициент передачи двух
интеграторов.
Оптимизация изме-
С
А
К(р)
а
ИФЛ
I
кЛ' + рт,)
(20„.,ДР)'/:
К
I К
р(| + рг2)
4Д FX
( 2
SG.,7;2
II
к»,с+/>?;)
р2
aG'.AFjl
а,г
4ДР„2
00 I
А^, Гц
рителеи. На рис. . пока- рис^ Зависимость дисперсий погрешностей
зана зависимость флуктуа- измерения информативного параметра сигнала
ционной и динамической	от полосы пропускания измерителя
203

погрешностей от полосы пропускания измерителя AF„. Очевидно, что
должно существовать такое значение полосы пропускания, при котором
точность измерения W будет наивысшей.
Оптимизация полосы пропускания измерителя производится по
критерию минимума дисперсии суммарной погрешности:
= *2„фл +	-» mi”	•	(11-6)
Ограничимся только следящим измерителем, подобным показан¬
ному на рис. 5Л,а. Для рассмотренных выше следящих измерителей с
астатизмом первого и второго порядков соотношения для расчета AF„0XTT
даны в табл. 11.1. Эти соотношения получены путем решения уравнения
(11.6). Значения AFHonT обычно составляют 0,2-1,5 Гц.
Особенности оптимизации. Измеритель, полоса пропускания кото¬
рого А^иопт рассчитана по указанным выше формулам, обеспечивает
наивысшую точность только в той ситуации, когда принятые параметры
Vw, aw и q (а, следовательно, GW3) соответствуют принятым при расчетах
значениям. Для других начальных исходных данных (начальных усло¬
вий) измеритель не будет оптимальным по критерию (11.6). Так, при
необходимости получения наивысшей точности на некоторой дальности
Ri проектировщик задает соответствующее этой дальности значение q, а
следовательно, определяет значение эквивалентной спектральной плот¬
ности ^э *3ная скорость или ускорение, по параметру W рассчитывают
A/w Если теперь использовать измеритель при тех же Vw и awy но на
расстоянии R2>R\, то, как следует из сказанного, увеличение Gxvo из-за
снижения q будет сопровождаться ростом флуктуационной погрешно¬
сти <jwфл , соответствующая кривая на рис. 11.1 пойдет более круто и
рассчитанное ранее значение AFHonT уже не обеспечит наибольшую точ¬
ность на дальности R2. Кроме того, следящий измеритель с данной
AF„onT оптимален только при определенном законе изменения элемента
W{t). Например, если AF„onT рассчитана для невозмущенного движения
объекта, когда W изменяется сравнительно медленно, то при маневри¬
ровании объекта значения AWa и AFmm увеличиваются. Если выбрать
А/Чюпт применительно к изменениям W во время маневрирования объек¬
та, то в нормальных условиях погрешность awЕ будет больше оптималь¬
ной из-за роста а;,фл Адаптация к условиям движения объекта приводит
к усложнению аппаратуры, увеличению ее стоимости и снижению на¬
дежности. Поэтому общепризнанным методом повышения точности из¬
мерения считается комплексирование на основе бортовых ЭВМ радио¬
технических измерителей с измерителями, основанными на нерадиотех¬
нических методах, что позволяет снизить флуктуационную и другие со¬
ставляющие погрешности (в том числе методическую) без увеличения
динамической погрешности.
204

Структурные схемы комплексных систем. Простейшая ком-»
плексная система (рис. 11.2) основана на инвариантном относительно W
алгоритме обработки сигналов двух измерителей И1 и И2. Предполага¬
ется, что сигналы на выходах пропорциональны W (коэффициент про¬
порциональности принят равным единице). Помехи WmX и Wm2 на выхо¬
дах измерителей считаются стационарными независимыми случайными
процессами.
Рис. 11.2. Структурная схема комплексной системы
Основной элемент рассматриваемой системы - фильтр (Ф) - дол¬
жен подавлять составляющие спектра G2(со) помехи Wm2 и беспрепятст¬
венно пропускать помеху Wm\ со спектром Gi(ro). Выделяемая на выходе
фильтра помеха wm компенсирует в вычитающем устройстве WmX, чем
достигается минимум флуктуационной погрешности на выходе схемы.
Поэтому данная схема называется схемой компенсации.
Вводя передаточную функцию фильтра Кф(р) и переходя в область
комплексной переменной р, т.е. применяя преобразование Лапласа,
можно записать процесс y{t) на выходе схемы компенсации в виде
У(Р) = Щр) + Щ*2(Р)Кф(р) + WnX(Р)[ 1 - Кф(р)] = W(p) + Wm{p) .
Составляющая Wm(p) этого процесса приводит к флуктуационной
погрешности измерения афЛ, дисперсия которой может быть найдена из
соотношения
а2фп = (2тгГ1 J{G2(co) | Кф (у<о)|2 + G1(co)|l - ЗДсо)|2=
= (2я) 1 ^A(j<si)d<£>,	(11.7)
О
где АГф(/со) - комплексный коэффициент передачи фильтра, получаемый
заменой р наусо в выражении для Кф(р).
Наименьшего значения флуктуационная погрешность достигает
при минимуме подынтегрального выражения Л(/со).
Флуктуационная погрешность комплексной системы всегда мень¬
ше флуктуационной погрешности каждого измерителя, определяемой
205

спектром Gj(co) или G2(co). В частном случае, когда спектры Gi(co) и
G2(w) не перекрываются, a Wmi = WmU афл = 0.
Спектры G^co) и G2(cd) лучше различаются (а, следовательно, лег¬
че выделяется помеха Wm0, если в качестве измерителя И1 используется
механический датчик (например, инерциальная навигационная система),
а в качестве И2 - радиотехнический измеритель. В такой системе со¬
ставляющие помех Wm| сосредоточены в области низких частот (рис.
11.3), а шумы Wm2 занимают широкую полосу частот от нуля до значе¬
ния, определяемого полосой пропускания измерителя И2.
Указанное допущение о характере спектров Gi(co) и G2(co) спра¬
ведливо, если измерители И1 и И2 построены по разомкнутой схеме и
не имеют узкополосных сглаживающих инерционных элементов. Заме¬
тим, что отсутствие инерционных элементов обеспечивает минимум
собственной динамической погрешности измерителей, а следовательно,
и всей комплексной системы. Из рис. 11.3 следует, что при перекрытии
спектров Gi(o)) и G2(co)
часть составляющих спек¬
тра G2((d) проходит через
фильтр Ф (G2*(cd)), что при¬
водит к остаточной флук-
туационной погрешности
комплексной системы.
Значение флуктуаци-
онной погрешности ОфЛ, со¬
ответствующее (11.7), мож¬
но получить, включив на
выходе радиотехнического
измерителя фильтр с час¬
тотной характеристикой, аналогичной той, которую имеет фильтр Ф
рассмотренной схемы. Однако при этом неизбежна динамическая по¬
грешность. Комплексирование измерителей не приводит к дополни¬
тельной динамической погрешности, так как полезный сигнал, содер¬
жащий информацию о W, не проходит через инерционные (фильтрую¬
щие) звенья (верхняя цепь на рис. 11.2).
Таким образом, комплексная система приобретает свойство инва¬
риантности к изменению W, но ценой информационной избыточности
системы. Дополнительное достоинство комплексирования - повышение
надежности. Отказ одного из измерителей приводит к снижению точно¬
сти, а не к потере информации о навигационном элементе W. При этом
«отказ» одного из измерителей может быть вызван плохим качеством
или отсутствием принимаемого сигнала (например, сигнала ДИС при
полете над морем или сигнала РНС на пределе дальности ее действия).
Рис. 11.3. Спектры помех на входе (а)
и выходе (б) фильтра комплексной
системы
206

Использование элементов следящего измерителя. Если в радио¬
техническом измерителе И2 применена следящая система (как это
обычно и делается), то при комплексировании используют фильтрую¬
щие элементы, входящие в следящий измеритель (СИ) (рис. 11.4).
Рис. 11.4. Структурная схема комплексной системы с использованием
элементов следящего измерителя
Пусть, например, в следящий измеритель входят инерционные
звенья с операторными коэффициентами передачи К\(р) и К2(р), а сиг¬
нал от нерадиотехнического измерителя И1 вводится через фильтр с
операторным коэффициентом передачи Н(р). Выходной сигнал ком¬
плексной системы
у(р) =
ОД + ОДОД)
1+К{р)
Щр)+
Н(р)К2(р)
I+ ОД
,(/>) +
ОД
i+од
Кш2(р),
где К(р) = К1(р)К2(р).
Если выполняется условие
К2(р)Н(р) = 1,	(11.8)
то
у(р)=Щр)+[ 1 + ОДГЧ,(/>)+ОДП + К(р)т'(Гш2(р).	(11.9)
Выражение (11.9) свидетельствует о том, что полученная схема не
вносит динамической погрешности. Следовательно, формула (11.8) от¬
ражает условие инвариантности комплексной системы по отношению к
изменениям W. Если положить К^(р) = К(р) [1 + К(р)]~\ то полученная
система становится эквивалентной системе, построенной по схеме ком¬
пенсации (см. рис. 11.2).
Замкнутая комплексная система. Рассмотренные на рис. 11.2 и 11.4
схемы компенсации относятся к классу разомкнутых, в которых умень¬
шаются возникшие в измерителях погрешности. Если же погрешности
одного из измерителей, например И1 на рис. 11.5, возрастают с течени¬
ем времени (как при измерении скорости методом интегрирования ус¬
корения), а погрешности И2 стационарны, то применяют замкнутую
схему компенсации. В такой схеме фильтр (Ф) оценивает погрешность
207

измерителя И1 и через корректирующее устройство (КУ) устраняет
причины, приводящие к понижению точности этого измерителя.
Отметим, что при комплексировании приходится оценивать ряд
составляющих помех на выходе измерителей. Для такой оценки приме¬
няют многомерные линейные фильтры (фильтры Калмана), реализую¬
щие на базе ЭВМ оптимальные алгоритмы обработки подаваемых на
них сигналов. Данное обстоятельство отражено на рис. 11.5 выделением
пунктиром элементов схемы, входящих в состав бортовой ЭВМ.
Рис. 11.5. Структурная схема замкнутой комплексной системы
Структурные схемы комплексных навигационных систем.
Рассматриваемые системы (КНС) состоят из нескольких (не менее двух)
разнородных измерителей одного и того же элемента W, объединенных
бортовой ЭВМ (БЭВМ). Эта БЭВМ оценивает составляющие погрешно¬
сти одного из измерителей, принятого в данной системе за основной, и
корректирует эти погрешности или устраняет вызывающие их причины.
В качестве основного измерителя обычно используется инерциальная
навигационная система (ИНС), в которой отсутствуют фильтры, огра¬
ничивающие ее быстродействие. Это обстоятельство, а также то, что
инерциальный измеритель разомкнут по отношению к измеряемому
элементу W, обусловливает практическое отсутствие динамических по¬
грешностей ИНС. Так как схема комплексирования не вносит дополни¬
тельных динамических погрешностей, то и КНС будет обладать хоро¬
шими динамическими свойствами.
Основным элементом КНС является многомерный дискретный ли¬
нейный фильтр Калмана (см. рис. 4.23). На фильтр подается процесс z =
= jci — лг2, где Х\ и х2 - погрешности комштексируемых измерителей. При
формировании алгоритма оптимальной обработки и дг2 представляют¬
ся линейными стохастическими дифференциальными уравнениями и-го
порядка, описывающими поведение составляющих погрешностей во
времени. Такое представление эквивалентно записи погрешностей в ви¬
де вектора состояния х размерности (п х 1). При этом процесс z также
записывается в виде вектора z размерности (т х 1), где т - число ска¬
лярных измерений на входах фильтра.
208

Реализация алгоритмов фильтра Калмана требует высокого быст¬
родействия и большого объема памяти БЭВМ. Наибольшее влияние на
эти параметры оказывает размерность п вектора х. Число умножений и
сложений, определяющее требуемое быстродействие БЭВМ, пропор¬
ционально я3, а число постоянно используемых ячеек ОЗУ пропорцио¬
нально я2. Увеличение числа измерений т не вызывает существенного
роста объема вычислений и времени решения задачи. Современные
БЭВМ позволяют выполнить все вычислительные операции за время, не
превышающее 1с, т. е. почти в реальном масштабе времени.
КНС определения скорости ЛА по данным ИНС и ДИС (рис. 11.6).
Основным измерителем здесь является ИНС. Информация о двух
составляющих вектора скорости в цифровой форме подается на блок
предварительной обработки (БПОИ), в котором синхронизируется час¬
тота поступления информации в фильтр Калмана (ФК). Очевидно, что
информация на ФК должна подаваться дискретно с интервалами, доста¬
точными для выполнения цикла вычислений в фильтре. Сигнал измере¬
ний фильтра формируется путем образования разностей соответствую¬
щих составляющих вектора скорости, измеренных ИНС и ДИС. Поэто¬
му в рассматриваемом случае вектор z имеет размерность (2x1). Век¬
тор х включает основные составляющие погрешности ИНС и ДИС.
Порядок системы дифференциальных уравнений, описывающих по¬
грешности ИНС, а следовательно, и число учитываемых при построении
КНС составляющих, входящих в вектор х, определяется требуемой
точностью компенсации. С учетом двух составляющих погрешности
ДИС (по двум компонентам скорости) общее число составляющих век¬
тора х может доходить до 10- 15.
Рис. 11.6. Структурная схема комплексной навигационной системы измерения
скорости ЛА
Фильтр Калмана в данной системе выдает оценки погрешностей ИНС
по скорости AVXiZ на основе заложенной в фильтр априорной информации о
поведении погрешностей во времени (матрица Ф) и о шумах измерения и
(см. п. 4.4). Скорректированные значения составляющих горизонтальной
скорости поступают от ИНС в блок индикации и управления (БИУ).
209

Так как основным измерителем КНС определения скорости является
ИНС, то в общем случае необходимо строить КНС по замкнутой схеме
компенсации с целью коррекции накапливающихся погрешностей инерци¬
альной системы. Однако при небольшой продолжительности полета (до
одного часа) можно использовать разомкнутую систему. Точность КНС
примерно в пять раз выше, чем точность основного измерителя - ИНС.
Комплексная навигационная система определения места и скоро¬
сти ЛА (рис. 11.7) основана на совместной обработке информации от
ИНС, ДИС и радиовысотомера РВ.
Рис. 11.7. Структурная схема комплексной навигационной системы
определения местоположения и скорости Л А
Определение скорости производится по данным ИНС и ДИС. Гори¬
зонтальные составляющие Sx и Sz места ЛА определяются скорректирован¬
ными значениями выходных сигналов SXH и S^ горизонтальных каналов
ИНС по положению. Вертикальная составляющая Sy (высота полета) выра¬
батывается при совместной обработке информации 5>Т1 вертикального кана¬
ла ИНС по положению и данных о высоте Нр, получаемых от РВ.
Рассматриваемая КНС является разомкнутой, и полученные оцен¬
ки погрешностей используются для компенсации составляющих выход¬
ного сигнала ИНС. Скорректированные выходные сигналы ИНС посту¬
пают в блок индикации и управления БИУ и на БЭВМ.
Фильтр Калмана (ФК) оперирует с вектором состояния х, имею¬
щим размерность [17x1] и включающим погрешности ИНС по положе¬
нию и скорости, погрешности ДИС и РВ, а также специфические по¬
грешности ИНС (погрешности пересчета координат, погрешности изме¬
210

рения ускорения и погрешности по скорости дрейфа гироскопа). Фильтр
оценивает только погрешности ИНС по положению и по скорости.
Сигналы измерителей дискретизируются по времени в блоке пред¬
варительной обработки информации БПОИ и подаются на вычитающие
устройства с целью формирования компонентов вектора измерений z
размерности [4x1].
Точностные характеристики КНС зависят от качества и количества
комплексируемых измерителей. В качестве радиотехнических измерителей
КНС определения местоположения применяют позиционные РНС. Прин¬
цип построения КНС при этом сохраняется, изменяются только компонен¬
ты вектора состояния, описывающие характер погрешностей измерителей.
Результаты моделирования КНС показывают, что комплексирование
ИНС и РСБН позволяет в несколько раз повысить точность определения
места ЛА, а при использовании дальномерной системы и ИНС - более чем
в Юраз по сравнению с результатами счисления пути с помощью ИНС.
В комплексных системах возможна взаимная коррекция погреш¬
ностей отдельных навигационных устройств, обеспечивается непрерыв¬
ность выдачи информации и повышается надежность.
11.2.	Принципы построения навигационных
комплексов
Навигационный комплекс (НК) - совокупность датчиков, устройств
и систем, функционально объединенных бортовой ЭВМ и обеспечи¬
вающих решение основной задачи навигации, а также задач, связанных
с посадкой ЛА. Навигационную и посадочную части этого комплекса
часто выделяют в отдельные навигационный и посадочный комплексы.
Навигационная часть комплекса (НЧНК) - главное средство
вождения ЛА на воздушных трассах.
Основные задачи НЧНК:
-	программирование полета;
-	определение местоположения ЛА (МЛА);
-	коррекция полученных методом счисления координат с индика¬
цией вычисленных поправок;
-	обработка информации, получаемой от датчиков комплекса;
-	управление пилотажными индикаторами и плановыми индикато¬
рами навигационной обстановки;
-	формирование и выдача сигналов в САУ для автоматического
пилотирования и полета по маршруту в любую заданную точку, а также
для автоматического или полуавтоматического выполнения предпоса¬
дочного маневра;
-	автоматизация предполетного и полетного контроля аппаратуры с
выдачей сигналов о неисправности отдельных систем и комплекса в целом;
211

- определение времени пролета любого пункта по маршруту и вы¬
дача экипажу соответствующей сигнализации, определение и индика¬
ция времени полета с учетом фактического остатка топлива.
Автоматическое решение этих и других задач сокращает время за¬
груженности экипажа управляющими действиями до 40% от общей про¬
должительности полета.
Алгоритм работы НЧНК (рис. 11.8) предусматривает автоматиза¬
цию процессов измерения, обобщения информации и выработки сигна¬
лов управления. Возможны варианты построения алгоритма, в которых
часть операций по обобщению информации выполняет экипаж ЛА.
Рис. 11.8. Общий алгоритм работы навигационного комплекса
Для обеспечения полета по определенному маршруту в запоми¬
нающее устройство (ЗУ) навигационного вычислителя закладывается
программа полета и исходные данные о контрольных пунктах, располо¬
женных по трассе. Количество вводимых данных зависит от степени со¬
вершенства вычислительной системы комплекса. В устройства памяти
наиболее совершенных вычислителей вводят географические координа¬
ты, высоты и время пролета всех (или определенной части) контроль¬
ных пунктов (ориентиров) и координаты применяемых для коррекции
МЛА радионавигационных средств. Введенные данные могут постоян¬
но или по желанию экипажа («по вызову») отображаться на приборах
системы индикации и управления (СИУ).
Алгоритмом работы предусмотрено комплексирование навигаци¬
онных систем, определяющих МЛАС и МЛАП методом счисления и по¬
зиционным методом соответственно. Для счисления используются дат¬
чики вектора ускорения или скорости (ДУС) (например, инерциальные
или доплеровские). Система счисления (СС) вычисляет МЛАС в основ¬
212

ной системе координат, принятой для решения навигационных задач.
Позиционная навигационная система (ПС) определяет МЛАП в той же
или другой системе координат. Датчиками этой системы являются РНУ
систем глобальной, дальней или ближней навигации.
Результаты местоопределения уточняются в устройстве обработки
(УО-1), от которого зависит точность и достоверность получаемой ин¬
формации. В простейшем варианте с помощью УО-1 корректируется
одна из систем местоопределения по данным, полученным от другой
системы. При этом результирующая точность определяется системой,
используемой для коррекции. Более сложные варианты устройства об¬
работки строятся на базе комплексных навигационных систем. Резуль¬
таты определения МЛА могут выводиться на индикаторы.
В устройстве сравнения (УС) в результате сопоставления коорди¬
нат текущего МЛА0 и заданного МЛА3 положений ЛА вырабатывается
сигнал рассогласования (СР) (например, продольное и боковое отклоне¬
ния ЛА от заданной траектории). По сигналу СР в устройстве выработ¬
ки навигационного решения (ВНР) определяются регулируемые пара¬
метры полета (линейное или угловое отклонение ЛА и погрешность во
времени; требуемые значения путевого угла и путевой скорости и т.д.),
набор которых зависит от типа НК.
Значения регулируемых параметров поступают в пилотажный
комплекс (Пл.К), где вырабатываются сигналы управления ЛА, с помо¬
щью которых устраняется отмеченное рассогласование, и отображают¬
ся на соответствующем индикаторе.
Параметры НК регламентируются в зависимости от типа комплек¬
са и ЛА, на котором он установлен.
Основные параметры НК должны соответствовать следующим
значениям:
погрешность счисления координат ЛА (2а),
в процентах от пройденного пути, при использовании:
доплеровского измерителя скорости 	2
аэродинамических данных	3
комплексной обработки информации	 1
погрешность коррекции координат (2а) по РСБН, в км,
при дальности до наземного радиомаяка 200 км	2,4
погрешность индикации МЛА (2а) на плановом индикаторе
навигационной обстановки, км:
на маршруте 	4
в зоне аэродрома	 1
вероятность нахождения Л А в коридоре ±5 км при интервале
между коррекциями 250 км 	0,95
погрешность определения времени прибытия
в заданный пункт маршрута (2а), мин 	'.	 1,8
время ввода программы и ее контроля, мин 	 15
среднее время наработки на отказ, ч 	300
213

Посадочная часть навигационного комплекса (ПЧНК) выдает
экипажу и в САУ информацию о положения ЛА в пространстве с целью
выполнения (в том числе и автоматически) операций по заходу ЛА на
посадку, посадки и руления по В ТТЛ при метеорологических условиях,
соответствующих заданной категории посадки.
Основные задачи ПЧНК при автоматической посадке:
-	определение с заданными точностью и достоверностью отклонений
ЛА от заданной траектории посадки, а также высоты и вертикальной ско¬
рости полета;
-	минимизация в момент приземления бокового отклонения ЛА от
оси ВПП, боковой составляющей скорости и угла между продольными
осями ВПП и ЛА;
-	определение направления пробега ЛА по ВПП.
Алгоритм работы ПЧНК в настоящее время существенно проще,
чем навигационного комплекса, так как траектория захода на посадку не
рассчитывается по данным измерений, а задается с помощью наземных
радиомаяков. Бортовое оборудование системы посадки (ОСП) измеряет
и выдает отклонения от траектории, т.е. на выходе ОСП имеются гото¬
вые сигналы навигационного управления (отклонения от линий курса и
глиссады). Ограниченное применение получили и средства взаимной
коррекции радиотехнических и нерадиотехнических устройств, обеспе¬
чивающих посадку самолета (соответствующее устройство УО-2 пока¬
зано на рис. 11.8 пунктиром). Не подвергаются обычно предваритель¬
ной обработке в комплексе и сигналы радиовысотомера (РВ), исполь¬
зуемого при посадке.
Параметры ПЧНК должны соответствовать требованиям к систе¬
мам посадки, указанным в п. 7.1.
Состав навигационных комплексов зависит от класса ЛА, уровня
автоматизации комплекса и имеющихся датчиков навигационной инфор¬
мации. Уровень автоматизации определяется степенью совершенства вы¬
числительной системы комплекса. В гражданской авиации широкое рас¬
пространение получили автоматизированные комплексы, в которых вы¬
числительная система строится на базе ЭВМ. Для повышения надежности
комплекса используется резервирование систем и аппаратуры комплек¬
сов. Так, в посадочной аппаратуре, предназначенной для посадки ЛА в
условиях метеоминимума третьей категории, применяют принцип «двух-
отказности» или тройное резервирование (триплексная система).
Принцип «двухотказности» заключается в сохранении текущего
режима полета при возникновении отказа. При втором отказе система
автоматического управления отключается без существенного отклоне¬
ния ЛА от траектории и нарушения балансировки самолета. Триплекс¬
ная система состоит из трех идентичных каналов, подключаемых к сис¬
теме управления самолетом по мажоритарному принципу, основанному
214

на логическом сравнении контролируемых параметров трех каналов. В
перспективных системах третьей категории предполагается использо¬
вать ЭВМ, разветвленный встроенный контроль и комплексирование
различных устройств с оптимальной обработкой сигналов.
Навигационно-посадочный комплекс ближнего магистрального
самолета (например, БНК-1П самолета Як-42) основан на счислении пу¬
ти по данным от ДИС и инерциальной курсовертикали ИКВ (рис. 11.9).
Предусмотрено уточнение полученного счислением местоположе¬
ния по системе ближней навигации РСБН. Процессы счисления и кор¬
рекции выполняются в ЭВМ. В случае потери информации от ДИС (на¬
пример, при полете над морем) возможно включение резервного режи¬
ма счисления по данным о воздушной скорости от системы воздушных
сигналов (СВС). Для выбора режимов, переключения сигналов и подоб¬
ных операций служит блок коммутации (БК).
Рис. 11.9. Упрощенная структурная схема навигационного комплекса
ближнего магистрального самолета (резервная аппаратура не показана)
Автоматический радиокомпас (АРК), являющийся вспомогатель¬
ным средством навигации, и метеонавигационный радиолокатор (МНР)
имеют выходы только на систему индикации. Навигационно-посадочная
аппаратура (НПА) применяется для навигации по азимутальным радио¬
маякам зарубежной системы ближней навигации «VOR/DME» и посад¬
ки по всем существующим вариантам систем метрового диапазона.
Сигналы ЭВМ используются в пилотажном комплексе (Пл.К).
В систему индикации и управления (СИУ) входят пульт управле¬
ния (ПУ) и пульт ввода информации (ПВИ). Первый из них служит для
управления блоком коммутации (БК), а второй управляет режимами
215

комплекса и используется для ввода в комплекс и индикации навигаци¬
онных параметров. Индикаторная часть СИУ представлена автоматиче¬
ским навигационным планшетом (АНП) с подвижной картой, пилотаж¬
но-навигационными приборами (ПНИ) и индикаторами МНР и ДИС
(ИМНР и ИДИС).
Навигационно-посадочный комплекс среднего магистрального
самолета (например, БНК-2П самолета Ил-86) основан на определении
МЛА методом счисления пути по совместно обрабатываемым в ЭВМ
данным от ДИС и ИКВ (рис. 11.10).
Рис. И. 10. Упрощенная структурная схема навигационного комплекса
среднего магистрального самолета (резервная аппаратура не показана)
Для формирования и выдачи потребителям курса ЛА, а также для
контроля работы ИКВ служит базовая система курса и вертикали (БСКВ).
Совместная обработка информации от нескольких датчиков повышает
точность счисления и увеличивает надежность и достоверность выдавае¬
мых сигналов.
Программирование полета, счисление пути, коррекцию результа¬
тов счисления по данным РСБН и других датчиков выполняет ЭВМ
комплекса.
При полетах по зарубежным трассам для коррекции местоположе¬
ния применяется система ближней навигации «VOR/DME», аппаратура
216

угломерного канала которой входит в состав НПА, а дальномерная
представлена самолетным дальномером (СД). Аппаратура НПА служит
и для посадки по отечественным и зарубежным системам метрового
диапазона. Датчиком местоположения ЛА может служить аппаратура
РСДН, а резервным средством счисления пути - СВС.
Перестройка частотных каналов радионавигационных средств обычно
автоматическая с помощью ЭВМ. В состав системы индикации и управле¬
ния (СИУ) включены пульт подготовки и контроля (ПИК), предназначен¬
ный для управления режимами автоматической подготовки комплекса к
полету, автоматического ввода программы полета в ЭВМ и стимуляции
контроля комплекса, а также некоторые другие органы управления, не по¬
казанные на структурной схеме. Вместо автоматического навигационного
планшета используется плановый индикатор навигационной обстановки
(ПИНО). Состав и функции остальных элементов этого комплекса и ком¬
плекса ближнего магистрального самолета (БНК-1П) аналогичны.
Контрольные вопросы
1.	Чем вызывается флуктуационная погрешность? Имеет ли место эта по¬
грешность при испытании РНУ в безэховой камере?
2.	Что такое эквивалентная спектральная плотность флуктуаций, зачем
вводят этот параметр?
3.	Как зависит флуктуационная погрешность РНУ от дальности действия
РНУ и параметров последнего?
4.	Чем вызывается динамическая погрешность РНУ и от каких параметров
РНУ она зависит?
5.	Что такое оптимальная полоса пропускания измерителя?
6.	Что произойдет с точностью РНУ, имеющего полосу пропускания из¬
мерителя, оптимизированную для заданной дальности и скорости объекта, если
дальность увеличится, а скорость уменьшится?
7.	Что такое комплексирование измерителей и какова его цель?
8.	На чем основана схема простейшей комплексной системы?
9.	Из каких соображений выбирают измерители комплексной системы?
10.	Чем отличается и что дает замкнутая комплексная система по сравне¬
нию с разомкнутой?
11.	Что такое фильтр Калмаиа и какую функцию он выполняет в ком¬
плексной навигационной системе?
12.	Какой измеритель используется в качестве основного в комплексной
навигационной системе определения скорости и почему?
13.	Что понимают под навигационным комплексом и какие задачи он решает?
14.	Какие основные процессы предусмотрены алгоритмом работы навига¬
ционного комплекса?
15.	Какие РНУ используются в качестве датчиков навигационной и поса¬
дочной частей навигационно-посадочных комплексов гражданских ЛА и что
они измеряют?
217

ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Таким образом, РНС и РНУ являются основными источниками ин¬
формации, необходимой для вождения подвижных объектов. Среди по¬
следних в наиболее тяжелых условиях находятся ЛА, что обусловлено вы¬
сокими скоростями полета, совершаемого при возрастающей от года к году
плотности воздушного движения. По мере роста числа самолетов, перево¬
зящих пассажиров и грузы, непрерывно возрастают требования к точности
и надежности радионавигационных средств обеспечения безопасности и
регулярности полетов. Поэтому для последней четверти XX в. характерен
рост номенклатуры и числа элементов устанавливаемого на борту самолета
или вертолета радионавигационного оборудования(РНО). Для подтвер¬
ждения достаточно сравнить РНО таких магистральных самолетов, как
Ил-14, серийное производство которого начато в 1953 г, и Як-42, кото¬
рый стал эксплуатироваться с 1977 г. Для вождения самолета Ил-14 бы¬
ло достаточно минимального состава РНО: АРК, радиовысотомера и
бортовой аппаратуры системы захода на посадку, тогда как через 25 лет
для решения аналогичных летных задач на самолете Як-42 потребовался
навигационный комплекс, состав которого показан на рис. 11.9.
Аналогичная ситуация наблюдается и на военных ЛА. Однако
здесь положение усугубляется необходимостью навигации на специфи¬
ческих режимах полета. Наиболее сложным из этих режимов считается
режим маловысотного полета, используемый при преодолении зоны
противовоздушной обороны противника. В этом режиме самолет летит
на высоте 30 - 60 м, оптимальное значение которой соответствует наи¬
большей вероятности сохранения самолета. На рис 3.1 показаны зави¬
симости вероятности поражения
самолета наземными средствами
обороны Рпор, возростающей с
высотой полета ЛА, и Рст - веро¬
ятности столкновения ЛА с на¬
земными препятствиями, кото¬
рая, наоборот, тем больше, чем
ниже летит ЛА.
При полете на высоте Яопт в
условиях радиопротиводействия
Рис. 3.1. Зависимость вероятностей противника основное значение
поражения ЛА наземными средствами приобретают автономные сред-
обороны и столкновения ЛА с наземны- ства навигации, для коррекции
ми препятствиями от высоты полета Нп КОТОрЫх можно использовать
218

спутниковую РНС. Следует иметь в виду, что успех боевой операции
существенно зависит от точности определения взаимного положения
ЛА и объекта атаки.
Расчеты показывают, что
увеличение погрешности нави¬
гации а сопровождается сниже¬
нием вероятности поражения
цели (РПц)> и Для достижения
желаемого результата требуют¬
ся дополнительные вылеты (В)
самолетов (рис. 3.2), что неце¬
лесообразно по тактическим и
экономическим соображениям.
При уровне потерь атакующих
ЛА порядка единиц процентов
от их числа и цене одного ЛА, доходящей до 100 млн. долларов, стои¬
мость одного боевого вылета в среднем может составлять несколько со¬
тен тысяч долларов.
Авиационная радионавигация как отрасль науки и техники зароди¬
лась примерно 70 лет назад и за истекшие годы интенсивно развивалась.
Теоретические и практические разработки позволили довести точность
отдельных РНУ и РНС до предельного уровня, когда погрешность из¬
мерения навигационных элементов ограничивается неустранимыми
природными причинами. Так, заметного увеличения точности ДИС
трудно ожидать даже при существенной модернизации этого РНУ, ко-
тороя сопровождается усложнением и удорожанием аппаратуры и сни¬
жением ее надежности. Еще более наглядным является пример спутни¬
ковой РНС. Точность измерения дальности при самой совершенной ап¬
паратуре соответствует погрешности, равной примерно 10 м, и для
уменьшения этой погрешности приходится переходить к дифференци¬
альному варианту построения СРНС и ограничению ее рабочей зоны.
Тем не менее совершенствование радионавигационных средств продол¬
жается и характеризуется разработкой и вводом новых РНС, например,
спутниковых и систем посадки сантиметрового диапазона* и улучшени¬
ем тактико-технических параметров имеющейся бортовой аппаратуры.
Основными направлениями совершенствования бортового РНО
являются: микроминиатюризация; расширение областей применения
цифровой обработки сигналов; интеграция бортовой аппаратуры; ком-
плексирование измерительных устройств, а также их стандартизация.
Микроминиатюризация основана на использовании достижений
микроэлектроники. Применение интегральных схем способствует полу¬
чению аппаратуры с удельной плотностью порядка 1 кг/дм3, и обладаю¬
щей к тому же повышенной надежностью и малым электропотреблением.
Рис. 3.2. Зависимость вероятности
поражения цели Рпц от погрешности
определения взаимного положения ЛА
и цели
219

Цифровая обработка сигналов является одним из основных
средств повышения точности и стабильности работы радиоэлектронных
устройств. Исходя из достоинств цифровой обработки, преобразование
аналогового сигнала в цифровую форму следует выполнять как можно
ближе к входу приемного тракта, что требует соответствующего повы¬
шения быстродействия АЦП и последующих цифровых устройств.
Интеграция бортовой аппаратуры (<функциональное комплексиро-
ваниё) является средством снижения массогабаритных параметров ра¬
диоэлектронных устройств. В основе интеграции лежит возможность
использования одного функционального устройства в двух или не¬
скольких системах. Примером функционального комплексивования мо¬
жет служить использование одного и того же приемника в системах
ближней радиосвязи и в аппаратуре радиосистемы посадки самолета.
Комплексирование измерительных устройств (системное комплек-
сированиё) - средство повышения точности и надежности РНС. Этот
вид комплексирования рассмотрен в гл. 11.
Стандартизация бортовых устройств позволяет облегчить компа¬
новку радиоэлектронного оборудования и упрощает его ремонт. Стан¬
дартизируются как отечественные, так и зарубежные блоки, а также ли¬
цевые панели используемой экипажем аппаратуры, что облегчает ее
эксплуатацию. Достаточно указать, что в настоящее время в государст¬
вах стран-членов СНГ в эксплуатации находятся около 36-ти типов раз¬
личной аппаратуры потребителей 16-ти типов РНС.
Следует отметить, что во всех бортовых РЭУ обязателен встроен¬
ный контроль основных параметров РНУ. В наиболее развитых систе¬
мах контроля предусмотрена автоматическая проверка всего комплекса
с охватом до 90% всех блоков. Такая мера предотвращает использова¬
ние экипажем комплекса, параметры устройств которого не соответст¬
вуют нормам.
Перечисленные направления совершенствования бортовой аппара¬
туры дают возможность повысить точность и надежность бортовых РНУ
и РНС и получить приемлемую для современной авиации аппаратуру.
220

ЛИТЕРАТУРА
1.	Сосновскии А.А., Хаимович И.А., Лушин Э.А., Максимов И.Б. Авиационная радиона¬
вигация: Справочник / Под ред. А. А. Сосновского- М.: Транспорт, 1990.
2.	Бакулев П.А., Сосновскии А.А. Радиолокационные и радионавигационные системы:
Учеб, пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1994.
3.	Бакулев П.А. Радиолокационные системы: Учеб, для вузов. - М.: Радиотехника, 2004.
4.	Болотин С.Б, Семенов Г.А., Гузман А.С. и др. Радионавигационные системы сверх¬
длинноволнового диапазона / Под ред. П. В. Олянюка. - М.: Радио и связь, 1985.
5.	Гоишин Ю.П., Ипатов В.П., Казаринов Ю.М. и др. Радиотехнические системы: Учеб,
для вузов / Под ред. Ю.М. Казаринова. - М.: Высшая школа, 1990.
6.	Шебишевич В.С., Дмитриев П.П., Иванцевич Н.В. и др. Сетевые спутниковые радио¬
навигационные системы / Под ред. В.С. Шебшаевича.- М.: Радио и связь, 1993.
7.	Сосулин Ю.Г. Теоретические основы радиолокации и радионавигации: Учеб, пособие
для вузов.- М.: Радио и связь, 1992.
8.	Ярлыков М.С. Статистическая теория радионавигации - М.: Радио и связь, 1985.
9.	Волков Н.М., Иванов Н.Е., Салищев В.А., Тюбалин В.В. Глобальная навигационная
спутниковая система «ГЛОНАСС». - Зарубежная радиоэлектроника. Успехи совре¬
менной радиоэлектроники, 1997, №1, « http://kunegin.narod.ru».
10.	Поваляев В., Хуторной С. Системы спутниковой навигации «ГЛОНАСС» и «GPS». -
«http://www.rssi.ru».
11.	Оружие России. T.VI. Ракетно-космическая техника. - М.: Военный парад, 1997.
12.	Спутниковые системы местоопределения. - «http://www.bolshe.ni/book/id».
13.	Шумоподобные сигналы в системах передачи информации / Под ред. проф. В.Б. Пе~
стрякова- М.: Сов. радио, 1973.
14.	Липкин.И.А. Спутниковые навигационные системы. - М: Вузовская книга, 2001.
15.	РИРВ-Передающая станция импульсно-фазовой радионавигационной системы
(ИФРНС). - «http://www.rirt.ru».
16.	Навигационный космический аппарат «Ураган». - «http://vs.milrf.ru»
17.	Козлов А. ССРНС (Сетевые радионавигационные спутниковые системы). 1997-2004.
-	« http://www. Ахо Fiber.ru».
18.	Точный, рентабельный приемоиндикатор спутниковой радионавигационной системы.
-	«http://www.polarmor.ru».
19.	Чайка. - «http:/www.Chayka.ru».
20.	Леонец А., Василенко В. Навигация для всех. - «http://www.jff-road spb.ru/o-gps.htm».
21.	Введение в основы системы GPS. - «http://www.agr.ru».
22.	Писарев С.Б., Борисов А.И., Хотин А.Л. Радионавигационное обеспечение России на
пороге XXI века: импульсно-фазовые радионавигационные системы «LORAN-С» и
«ЧАЙКА» как необходимые компоненты глобального интегрированного радионави¬
гационного поля. - Технологическое оборудование и материалы, №6, 1998. -
«http://www4.mte.ru».
23.	Межгосударственная радионавигационная программа государств-участников Содру¬
жества независимых государств на 2001-2005 годы. - «http://www/mte/ru».
24.	Глобальная спутниковая радионавигационная система (ГЛОНАСС) / Под ред. В.Н.
Харисова, А. И. Перова, В.А. Болдина. - М.: ИПРЖР, 1998.
25.	Глобальная навигационная спутниковая система (ГЛОНАСС). Интерфейсный кон¬
трольный документ. - М.: КНИЦ ВКС, 1995.
221

СПИСОК ОСНОВНЫХ СОКРАЩЕНИЙ
АД РСБН - азимуталыю-далыюмерная ра¬
диосистема ближней навигации
AM - амплитудная модуляция
АМС - амплитудно-модулировашый сигнал
АП - аппаратура потребителей
АРК - автоматический радиокомпас
АРМ - азимутальный радиомаяк
АРП - автоматический радиопеленгатор
АРУ - автоматическая регулировка усиления
АФУ - антенно-фидерное устройство
АЦП - аналого-цифровой преобразователь
АЧХ - амплитудно-частотная характеристика
ВПП - взлетно-посадочная полоса
ГК - грубый код
ГРМ - глиссадный радиомаяк
ГРЧ - генератор радиочастоты
ДВ - длинные волны
ДПС - доплеровский измеритель скорости
ДПС НМ - доплеровский измеритель
скорости с смодулированным сигналом
ДПС ЧМ - доплеровский измеритель скоро¬
сти с частотно-модулированным сигналом
ДН - диаграмма направленности
ДНА - диаграмма направленности антенны
ДКФ - двумерная корреляционная функция
ДОР - диаграмма обратного рассеяния
ДПС - дифференциальная подсистема
ДРМ - далъномерный радиомаяк
ИКО - индикатор кругового обзора
ИНС - инерциальная навигационная система
иод - импульс ответа дальности
КА - канал азимута
КД - канал дальности
КНД - коэффициент направленного действия
КНС - комплексная навигационная система
КРМ - курсовой радиомаяк
КСИ - код служебной информации
КУР - курсовой угол радиостанции
КФ - корреляционная функция
ЛА - летательный аппарат
МП - местоположение
НИСЗ - навигационный искусственный спут¬
ник Земли
НК - навигационный комплекс
НЭ - навигационный элемент
ОЗУ - оперативное запоминающее устройство
ОН - объект навигации
ОСС - обзорно-сравнительная система
ПРС - преобразованный сигнал
ПУТ - приемно-усилительный тракт
ПШС - псевдошумовой сигнал
РД - радиодальномер
РНС - радионавигационная система
РНТ - радионавигационная точка
РНУ - радионавигационное устройство
РП - радиопеленгатор
PC - радиостанция
РСБП - радиосистема ближней навигации
РСДН - радиосистема дальней навигации
РСН - равносигналыюс направление
РСП - радиосистема посадки
САУ - система автоматического управления
СДВ - сверхдлинные волны
СКП - средняя квадратическая погрешность
СПН - сектор пропорционального наведения
СПС - система предупреждения столкно¬
вений
СРНС - спутниковая радионавигационная
система
ТК - точный код
УВД - управление воздушным движением
УНЧ - усилитель низких частот
УПФ - узкополосный фильтр
УПЧ - усилитель промежуточной частоты
УРЧ - усилитель радиочастот
ФАПЧ - фазовая автоподстройка частоты
ФАР - фазированная антенная решетка
ФД - фазовый детектор
ФД РСДН - фазовая дальномерная радиосис-
тема дальней навигации
ФМ - фазовая модуляция
ФНЧ - фильтр низких частот
ФРД РСДН - фазовая разностно-
дальномерная радиосистема
дальней навигации
ФЧХ - фазо-частотная характеристика
ЧМ - частотная модуляция
ЭВМ - электронная вычислительная машина
ЭЛТ - электронно-лучевая трубка
ЭГ1Р - эффективная площадь рассеяния
222

Оглавление
Предисловие 	3
Глава 1. Общие сведения о радионавигационных системах	7
1.1.	Основные понятия и определения	7
1.2.	Физические основы радионавигационных измерений 	9
1.3. Методы определения местоположения в РНС 	 Ц
1.4.	Тактические и технические параметры РНУ и РНС	 15
1.5.	Классификация радионавигационных устройств и систем	 19
Контрольные вопросы 	26
Глава 2. Дальность действия и точность РНУ и*РНС	27
2.1.	Дальность действия РНУ и РНС	27
2.1.1.	Дальность действия РНУ в свободном пространстве	27
2.1.2.	Влияние условий распространения радиоволн на дальность действия
и точность РНУ	30
2.2.	Точность позиционных РНС	37
2.2.1.	Общие сведения 	37
2.2.2.	Точность определения геометрического элемента,
характеризующего положение объекта	 39
2.2.3.	Погрешность определения линии положения	41
2.2.4.	Погрешность местоопределения	43
2.2.5.	Рабочие зоны позиционных РНС	44
Контрольные вопросы 	46
Глава 3. Спутниковые РНС	47
3.1.	Общие сведения о радиосистемах дальней навигации	47
3.2.	Особенности спутниковых радионавигационных систем	51
3.3.	Сигналы СРНС	56
3.4.	Аппаратура потребителей СРНС	60
3.5.	Точность СРНС 	70
3.6.	Дифференциальный режим СРНС	72
Контрольные вопросы	74
Глава 4. Радиосистемы дальней навигации 	76
4.1.	Особенности радиосистем дальней навигации 	76
4.2.	Фазовая дальномерная РСДН 	80
4.3.	Фазовая разностно-дальномерная РСДН	87
4.4.	Оптимальное оценивание навигационных данных
в аппаратуре потребителей РСДН 	95
4.5.	Точность фазовых РСДН	98
Контрольные вопросы 	 100
223

Глава 5. Азимутально-дальномерные РСБН 	 101
5.1.	Общие сведения 	 101
5.2.	Канал дальности РСБН	 102
5.3.	Канал азимута РСБН	 112
Контрольные вопросы	 120
Глава 6. Угломерные РСБН 	 121
6.1.	Общие сведения 	 121
6.2.	Наземные радиопеленгаторы	 123
6.3.	Автоматические радиокомпасы	130
Контрольные вопросы	 139
Глава 7. Радиосистемы посадки самолетов	 141
7.1.	Особенности радиосистем посадки самолетов	 141
7.2.	РСП метрового диапазона	 144
7.2.1.	Общие сведения	144
7.2.2.	РСП МД с равносигиальными радиомаяками		145
7.2.3.	РСП 2 и 3 категорий	150
7.3.	РСП сантиметрового диапазона 	 154
Контрольные вопросы	   160
Глава 8. Доплеровские измерители скорости 	 161
8.1.	Принцип действия и особенности 	 161
8.2.	ДИС с частотно-модулированным сигналом	 169
8.3.	Особенности измерения доплеровского сдвига частоты	 173
8.4.	Основные источники погрешностей ДИС	175
Контрольные вопросы 	 179
Глава 9. Радиовысотомеры малых высот	  180
9.1.	Принцип действия	 180
9.2.	Основные источники погрешностей РВ 	 189
Контрольные вопросы	 190
Глава 10. Обзорно-сравнительные радионавигационные системы	 191
10.1.	Принцип построения 	 191
10.2.	Система навигации по рельефу местности	 193
10.3.	Системы навигации по картам местности	 197
Контрольные вопросы	  200
Глава 11. Бортовые навигационные комплексы 	201
11.1.	Основы построения комплексных навигационных систем	201
11.2.	Принципы построения навигационных комплексов	211
Контрольные вопросы 	217
Заключение	218
Литература 	221
Список основных сокращений	222
224