Автор: Цыбаев Б.Г. Романов Б.С.
Теги: электротехника общая радиотехника электроника радиотехника антенны
Год: 1980
Текст
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ................................................. 3
Глава 1. Общие сведения об антеннах-усилителях и активных
антеннах других типов ..................................... 5
1.1. Классификация активных антенн........................... 7
1.2. Развитие техники антени-усилителей......................14
1.3. Общие сведения об активных антеннах других типов 29
Глава 2. Антенны-усилители для бытовой радиоаппаратуры 32
2.1. Автомобильные антенны-усилители.................. 32
2.2. Антенны-усилители для радиоприемников.............44
2.3. Телевизионные антенны-усилители ....... 51
Глава 3. Исследование эффективности использования антенн-
усилителей в радиоприемных системах........................59
3.1. Расчет отношения сигнал/шум в радиоприемной системе 60
3.2. Расчет отношения сигнал/шум в радиоприемной системе
с антеиной-усилителем.................................66
3.3. Эффективность использования антенны-усилителя в радио-
приемной системе........................................... 69
3.4. Определение требований к электрическим параметрам
антенн-усилителей.....................................75
Глава 4. Нерезонансные антенны-усилители.....................81
4.1. Короткая вибраторная антенна-усилитель..................82
4.2. Различные типы транзисторов для нерезонансных антенн-
усилителей .................................................87
4.3. Анализ отношения сигнал/шум в нерезонансных антеннах-
усилителях .................................................91
4.4. Штыревые антенны-усилители на мачтах....................99
Глава 5. Резонансные антенны-усилители......................103
5.1. Способы выражения шумовой характеристики антенн-уси-
лителей ...................................................104
5.2. Оптимальное согласование собственно антенны с усили-
тельным прибором в антенне-усилителе.......................113
5.3. Сравнительный анализ различных способов согласования 120
5.4. Некоторые примеры оптимального согласования . . . 125
5.5. О широкополосности резонансных антени-усилителей . . 131
Глава 6. Нелинейные явления в антеннах-усилителях . . . 142
6.1. Динамический диапазон приемной системы с антенной-
усилителем ................................................144
6.2. Измерение нелинейных искажений в антеннах-усилителях 152
6.3. Сравнение нелинейных искажений в антеннах-усилителях
на биполярных и полевых транзисторах.......................162
Глава 7. Расчет и конструирование некоторых типов антенн-
усилителей . . 171
7.1. Малогабаритная щелевая антенна-усилитель .... 172
7.2. Двухдиапазонная антенна...............................181
7.3. Широкополосная вибраторная антенна-усилитель КВ диа-
пазона ...................................................186
|7.4. Симметричная вибраторная антенна-усилитель . . 190
7.5. Устройства для обеспечения питания постоянным напря-
жением активных элементов антенн-усилителей . . . 192
7.6. Рамочно-вибраторная антенна-усилитель............195
Глава 8. Методы нормирования, измерения и контроля пара-
метров антенн-усилителей...............................212
8.1. Нормирование параметров аитенн-усилителей . . . 213
8.2. Измерение коэффициента эффективности и относительного
коэффициента усиления.....................................217
8.3. Измерение диаграмм направленности и поляризационных
характеристик ........................................... 220
8.4. Измерение шумовой температуры антенн-усилителей . . 223
8.5. Измерение амплитудно-частотных характеристик антенн-
усилителей ...............................................229
8.6. Способы контроля антенн-усилителей при эксплуатации 230
Списоклитературы . . . . . . . . . . 233
ИБ Ns 296
Борис Геннадьевич Цыбаев
Борис Соломонович Романов
Редактор Т. М. Бердичевская
Переплет художника IO. С. Романова
Художественный редактор И. А. Игнатьев
Технический редактор Т. И. Зыкина
Корректор Г. М. Денисова
Сдано в набор 25.10.79
Формат 84Х1Э81/за
Печать высокая.
Тираж 30 000 экз.
1В чательс i во «.Советское
Московская типография
СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли. Москва. М-114,
Шлюзовая наб., 10
Т-03856
Гарнитура литературная.
12,92 уч.-изд. л.
Цена'1 р.
Подписано в печать 31.01.80
Бумага мащиномелованная
Объем 12,6 усл. п. л.
Зак. ’ 333
радио», Москва. Главпочтамт» а/я 693
10 «Союзполиграфпрома» Государственного Комитета
ПРЕДИСЛОВИЕ
Повышение требований к современной ра-
диотехнической аппаратуре не всегда удается реализо-
вать совершенствованием известных технических
средств. Это вызывает необходимость поиска новых тех-
нических решений. К таким решениям и относится новое
направление антенной техники — активные антенны, ко-
торые состоят из «собственно антенны» и объединен-
ного с ней активного прибора. При этом снимаются
многие ограничения (на размеры антенн, полосу про-
пускания и другие характеристики), которые неизбежно
появлялись при разнесении антенн и активных элемен-
тов и раздельном проектировании.
В предлагаемой читателю книге обобщены материа-
лы по антеннам-усилителям (АУ), опубликованные
в отечественной и зарубежной литературе, а также отра-
жен опыт авторов по исследованию, разработке и экс-
плуатации таких устройств.
Несмотря на то, что книга посвящена АУ (одному
из видов активных антенн), в гл. 1 рассмотрены класси-
фикация и области применения активных антенн и при-
ведены краткие сведения об исследованиях и разработке
активных антенн всех типов. Эти обзорные материалы
дают общее представление об интенсивно развивающей-
ся в последние годы у нас в стране и за рубежом тех-
нике активных антенн.
Основная цель книги заключается в изложении мето-
дов инженерного подхода к проектированию АУ, для
разработки которых потребовались определенные теоре-
тические и экспериментальные исследования. Желание
осветить как можно больше проблем, связанных с при-
менением АУ, вызвало необходимость изложить анализ
их усилительных и шумовых свойств и связанные с ним
вопросы (гл. 3—5), выделить проблему нелинейных
искажений в АУ (гл. 6), а также вопросы нормирова-
ния и контроля их параметров, описать методы измере-
ния этих параметров (гл. 8). Авторам хотелось по воз-
можности удовлетворить интерес радиолюбителей к АУ.
Автомобильные АУ, АУ для бытовых радиоприемников
ДВ, СВ и КВ диапазонов, а. также телевизионные АУ
используются за рубежом и в нашей стране. Рассмотре-
нию схем и конструкций АУ для бытовой радиоаппара-
туры посвящена гл. 2. Многие практические вопросы,
полезные для радиолюбителей, освещены и в других
главах.
Ограниченный объем книги не позволил изложить
ряд вопросов, связанных с возможностями техники АУ,
в частности, 'вопросы управления диаграммами направо
ленности. По этой причине, а также в связи с разнород-
ностью проблем, в книге практически не отражены во-
просы конструирования и расчета решеток из АУ. Пред-
ставляется, что объем этой проблемы достаточен для
отдельной книги.
По просьбе авторов § 7.6 книги написан О. Р. Трош-
ко и М. 3. Тираспольским, § 8.4 — В. М. Шокало и
А. А. Щербиной, творческое сотрудничество с которыми
всегда было плодотворным и способствовало выработке
единого подхода к вопросам теории и практики актив-
ных антенн. Авторы благодарят В. И. Катаева за помощь
в постановке и проведении экспериментальных исследо-
ваний, отраженных в § 6.3 и канд. техн, наук И. И. Циф-
риновича за помощь при написании § 8.3.
Авторы глубоко признательны рецензентам д-ру
техн, наук, проф. А. Л. Драбкину и канд. техн, наук,
доц. Ю. Б. Молочкову за внимательный просмотр руко-
писи и ценные замечания, способствовавшие улучшению
книги, и выражают благодарность д-ру техн, наук,
проф. Л. Т. Тучкову, д-ру техн, наук, проф. Г. Г. Бубно-
ву, д-ру техн, наук, проф. Г. А. Пахолкову, д-ру техн,
наук, проф. А. Ф. Михееву, д-ру техн, наук, проф.
М. И. Конторовичу, кандидатам техн, наук Ю. Г. Шат-
ракову, Г. Н. Громову, С. В. Спирову, Ю. Е. Устроеву,
В. Д. Филатченкову, а также Ю. И. Буйвол-Кот и канд.
техн, наук, доц. А. П. Дорохову за полезные советы
и внимание к работе.
Понимая, что новизна тематики книги может вызвать
отдельные разночтения, и никоим образом не претендуя
на полноту исследования АУ, авторы заранее благодарят
читателей, которые возьмут на себя труд высказать свои
замечания и пожелания.
Глава 1
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ АНТЕННАХ-
УСИЛИТЕЛЯХ И АКТИВНЫХ АНТЕННАХ
ДРУГИХ ТИПОВ
Активными антеннами в радиотехнике
принято называть устройства, объединяющие собственно
антенну и активные элементы усиления, преобразования
или генерации сигналов. Объединенные функции таких
устройств (прием или передача радиоволн и усиление,
преобразование или генерация сигналов введенными
в антенну активными элементами) не реализуются обыч-
ным последовательным соединением ряда функционально
законченных узлов, а обеспечиваются электрически еди-
ным устройством. Разделение активной антенны на пас-
сивную и активную части невозможно из-за интеграль-
ного характера устройства. Это отличает, например, АУ
от антенны, соединенной с антенным (предварительным)
усилителем, когда выход антенны и вход усилителя со-
гласованы с волновым сопротивлением линии передачи и
могут быть соединены линией передачи любой длины.
Активная антенна выполняется в виде одного блока.
В общем случае это нелинейное и невзаимное устройство.
Интеграция антенн и активных элементов позволяет
уменьшить размеры антенн, расширить полосу пропуска-
ния электрически коротких антенн, улучшить чувстви-
тельность приемных систем (к. п. д. передающих систем),
осуществить электронную перестройку антенн (например,
управлять диаграммами направленности), осуществить
эффективное симметрирование при соединении симме-
тричной антенны с несимметричной линией передачи,
улучшить электромагнитную совместимость радиосистем.
Во многих случаях активные антенны позволяют реали-
зовать одновременно несколько указанных преимуществ,
причем выигрыш, например в габаритах активных
антенн, может достигать нескольких десятков по срав-
нению с пассивными аналогами при сохранении или
даже улучшении электрических характеристик (полосы
пропускания, чувствительности и т. д.). Преимущества
активных антенн обусловили быстрое развитие этого но-
вого направления антенной техники у нас в .стране
и за рубежом.
Анализ состояния исследований и разработки актив-
ных антенн [1, 2J показывает большое разнообразие их
типов и в то же время произвольность в терминологии
и •отсутствие определенной классификации. Фактически
к настоящему времени можно считать общепринятым
лишь сам термин «активная антенна», хотя границы его
использования трактуются по-разному. Классификация
активных антенн рассмотрена в § 1.1. Предварительно
же остановимся более подробно на существе интеграции
собственно антенны и активного элемента.
Основной задачей интеграции антенн и активных эле-
ментов является обеспечение оптимальных связей между
ними для достижения той или иной указанной выше це-
ли. С этой точки зрения активная антенна не представ-
ляется, на первый взгляд, ничем иным, как давно изве-
стным соединением антенны с первым каскадом радио-
средства. (К устройствам такого типа можно отнести
даже устройство для приема электромагнитных волн
А. С. Попова.) Идеи интеграции антенн и активных эле-
ментов высказывались еще в 30-х годах, однако уровень
развития радиотехники не позволял тогда реализовать
их. В дальнейшем был выбран путь раздельного проек-
тирования антенн и входных каскадов приемных (вы-
ходных каскадов передающих) устройств. В последние
десятилетия исследователи вновь вернулись к идеям
интеграции на более высоком уровне, что было обуслов-
лено развитием как техники антенн, так и усилительных
приборов. Первые же эксперименты показали, что целе-
направленное совместное проектирование «собственно
антенны» и объединенного с ней активного прибора сни-
мает многие ограничения на размеры антенн, полосу
пропускания и другие характеристики, т. е. такие ограни-
чения, которые появлялись и принимались как неизбеж-
ные при разнесении антенн и активных элементов и раз-
дельном проектировании.
Таким образом, то, что представляется на первый
взгляд лишь более внимательным подходом к извест-
ным принципам, на деле является содержанием разви-
тия радиотехники. Это доказано в последние 15—20 лет
развитием техники активных антенн. Можно сказать,
что - новизна этого направления является воплощением
диалектического принципа развития одной из идей
радиотехники.
Как увидит читатель данной книги, методы анализа
и современной теории пассивных антенн и каскадов при-
емопередатчиков можно использовать и для активных
антенн, однако многие результаты анализа, а также
основные понятия и термины качественно различны.
Например, если в технике пассивных антенн существует
такое классическое понятие, как «антенна резонансных
размеров», то в технике активных антенн это понятие
теряет свою практическую полезность. Для активных
антенн «собственно антенна» резонансных размеров для
интеграции с активным элементом ничуть не лучше, чем
антенна с электрической длиной, например, 1/5К. Термины
«резонансный» и «нерезонансный» в технике активных
антенн применяются для обозначения других понятий,
по сравнению с техникой пассивных антенн. Так, под ре-
зонансной АУ понимают такую, в которой осуществляет-
ся согласование (по мощности, по коэффициенту шума)
между «собственно антенной» и усилительным прибо-
ром, а под нерезонансной—АУ, в которой осуществля-
ется постоянное в широкой полосе частот деление на-
пряжения на входе усилительного прибора.
Несмотря на первые эффективные результаты, тех-
ника активных антенн не сразу получила широкое рас-
пространение и ее развитие сопровождалось многочис-
ленными дискуссиями [3]. Прошло по крайней мере
5 лет после реализации первых конструкций активных
антенн, прежде чем они смогли конкурировать с пассив-
ными аналогами и прежде чем им стали уделять доста-
точно серьезное внимание. Через 10'—15 лет, к 1973 г.
в эксплуатации находилось уже много тысяч активных
антенн [4]. В § 1.2 и 1.3 приводится обзор развития
техники активных антенн, который необходим (учитывая
новизну этого направления) для последующих разде-
лов книги. Однако прежде чем перейти к этому обзору,
целесообразно рассмотреть классификацию активных
антенн.
1.1. КЛАССИФИКАЦИЯ АКТИВНЫХ АНТЕНН
Рассматриваемая здесь классификация базируется
на анализе большого числа опубликованных в нашей
стране и за рубежом работ по активным антеннам,
в том числе работ, частично или полностью посвящен-
ных вопросам терминологии и классификации [2, 5—9].
Прежде всего отметим, что интегрируемый с «собст-
венно антенной» активный элемент (многополюсник)
может и не быть активным в строгом значении этого
слова, т. е. потребляющим энергию от внешнего источ-
ника [5]. Например, в антеннах-детекторах [2] диоды
могут быть не запитаны. Поэтому термин «активная
антенна», широко распространенный в технической ли-
тературе, все же не следует считать наиболее общим.
Наиболее общим следует признать термин «интеграль-
ная антенна». Очевидно, если в интегральной антенне
интегрируемый с «собственно антенной» многополюсник
является активным, т. е. потребляющим энергию, то и
устройство следует называть активной антенной.
В интегральных (активных) антеннах под «собствен-
но антенной» понимают ту часть устройства, которая
непосредственно обеспечивает прием или (и) излучение
радиоволн. При этом необходимо иметь в виду, что
в общем случае собственно антенна может включать
в себя части интегрируемого многополюсника (напри-
мер, выводы и корпус транзистора), а распределение то-
ков (напряжений) в собственно антенне может опреде-
ляться и свойствами интегрируемого многополюсника.
Встречающееся в литературе условное выделение из
активной антенны пассивной части можно использовать
для обозначения собственно антенны и части электрон-
ной схемы активной антенны. В целом интегральная
антенна представляет собой устройство, осуществляющее
прием или (и) излучение радиоволн и содержащее инте-
грированный многополюсник.
В абсолютном большинстве известных в настоящее
время устройств такого типа интегрированный многопо-
люсник работает в активном режиме, поэтому не умень-
шая общности рассмотрения, и чтобы подчеркнуть их
отличие от антенн, интегрированных с пассивными цепя-
ми (индуктивностями, пассивными симметрирующими
устройствами и т. п.), в дальнейшем будем употреб-
лять термин «активная антенна».
В последние годы этот термин начинает использо-
ваться в различных официальных документах междуна*
родных комиссий по электро- и радиотехнике [6]. На-
пример, в проекте Международной электротехнической
комиссии (IEC) под общим заголовком «Антенны для
приема звуковых и телевизионных радиопередач в ча-
стотном диапазоне 30 ... 1000 МГц» понятие «активная
Рис. 1.1. Структуры активной антенны
приемная антенна» определяется как частное из общего
приводимого в этом документе определения приемной
антенны. Включение понятия «активная антенна»
в общее понятие «антенна» подчеркивает электрическое
и функциональное единство активной антенны, однако
отметим, что при этом содержание понятия «антенна»
существенно расширяется, объединяясь с понятиями тех-
ники приемных (передающих) устройств. Если учесть
также, что методы анализа и расчета активных антенн
неотделимы от методов, развитых как в технике пассив-
ных антенн, так и в технике активных приборов, то мож-
но говорить об активных антеннах как о новом направ-
лении радиотехники.
Рассмотрим структуру активных антенн. Активный
многополюсник (активный элемент —АЭ) активной
антенны может быть интегрирован в устройстве по схе-
ме двух-, трех- или четырехполюсника (рис. 1.1).
Включение по схеме двухполюсника имеет место при
использовании, например, диодов (рис. 1.1,а), конвер-
торов отрицательного сопротивления (рис. 1.1,6), преоб-
разующих реактивное сопротивление Ха, подключенное
к свободной паре полюсов, в реактивное —Ха на паре
полюсов, подключенных к собственно антенне. Структу-
ру, представленную на рис. 1.1,в, имеют активные антен-
ны SIA* [2, 3].
Наконец, показанная на рис. 1.1,г структура наибо-
лее распространена и на ее основе реализованы суще-
ственное уменьшение размеров АУ, повышение чувстви-
тельности приемных (к. п. д. передающих) систем и т.д.
* Subminiature Integrated Antenna (сверхминиатюрная инте-
гральная антенна).
Рис. 1.2. Классификация активных антенн по функциональному на-
значению
Классификацию активных антенн целесообразно про-
водить по функциональному назначению, структурным
признакам, целевому назначению интеграции (малога-
баритные, широкополосные, с управляемой диаграммой
направленности и т. д.), а также по типам собственно
антенны (вибраторные, щелевые и т. п.), типам приме-
няемых активных элементов (транзисторные, диодные
и т. п.), частотным диапазонам и, наконец, по назначе-
нию объектов, в которых устройства применяются (авто-
мобильные, телевизионные и т. п.).
Представляет интерес рассмотреть подробно лишь
классификацию активных антенн по функциональному
назначению и по структурным признакам.
По функциональному назначению активные антенны
подразделяют на три типа (рис. 1.2): приемные, пере-
дающие и приемопередающие. Активные приемопере-
дающие антенны можно создавать как на основе актив-
ных антенн двух первых типов, так и путем более слож-
ной взаимосвязанной интеграции.
Активные передающие антенны делят на антенны-
генераторы (АГ) и антенны-усилители мощности
(АУМ). В АГ осуществляется генерация и излучение,
в АУМ — усиление мощности сигнала, поступающего
в устройство от автономного генератора (передатчика),
и излучение. Активная часть в передающих активных
антеннах может включать каскады умножения частоты
сигнала.
Активные приемные антенны делят на антенны-уси-
лители (АУ), антенны-детекторы (АД) и антенны-пре-
образователи (АП). Помимо приема радиоволн, такие
антенны осуществляют соответственно усиление, детек-
тирование сигнала, преобразование частоты сигнала.
АП могут содержать как смеситель и гетеродин, так и
только смеситель (АС), когда гетеродин является авто-
номным.
Классификация активных антенн по структурным
признакам иллюстрируется рис. 1.1 и в общем была
рассмотрена выше. Ее целесообразно дополнить с точки
зрения степени интеграции активного элемента в актив-
ной антенне. Во введении дается определение существа
интеграции. Приведем еще толкование, которое дается
применительно к АУ [5]: «Антенное устройство считает-
ся интегрированным, когда части антенной структуры
являются составляющими частями усилительной схемы
и в такой степени, что отделение этих частей антенны от
усилителя сделало бы его неработоспособным». Этому
принципу интеграции отмечают все активные антенны,
структуры которых представлены на рис. 1.1. Однако
можно выделить две степени воплощения такого прин-
ципа: активные антенны с вынесенным и внесенным
(встроенным) активным элементом. Активную антенну
с внесенным активным элементом можно представить,
например, схемами, изображенными на рис. 1.1,а, в.
Токи (напряжения) в структуре такой антенны опреде-
ляются и свойствами активного элемента. В активных
антеннах с вынесенным активным элементом сам актив-
ный элемент (его свойства) либо вообще не участвует
в формировании токов (напряжений) собственно антен-
ны, либо участвует таким образом, что это не относится
непосредственно к специфике активных антенн (например,
влияние экранирующего корпуса, в котором размещена
схема активного элемента). Активную антенну с выне-
сенным активным элементом можно представить, напри-
мер, структурными схемами на рис. 1.1,6, г.
К активным антеннам с вынесенным активным эле-
ментом нельзя отнести широко известную комбинацию
антенны с предварительным (антенным) усилителем, так
как в этом случае не воплощается принцип интеграции,
присущий активным антеннам. Действительно, в такой
комбинации антенна и предварительный усилитель неза-
висимо друг от друга согласуются с волновым сопротив-
лением линии передачи (фидера), соединяющей их,
и предварительный усилитель может быть включен по-
этому на любом расстоянии от антенны (не обязательно
непосредственно за антенной) и их разнесение в прин-
ципе не нарушает работоспособность комбинации антен-
на — предварительный усилитель. Однако .в случае вы-
полнения подобного устройства конструктивно единым
блоком неизбежно использование при определении его
параметров методов техники активных антенн.
Остановимся теперь более подробно на классифика-
ции АУ. Они являются наиболее распространенным в на-
стоящее время типом активных антенн. Большинство
исследователей и разработчиков активных антенн зани-
мается именно техникой АУ. Это объясняется тем, что
для антенн и усилительных приборов особенно эффек-
тивно и приемлемо для практики осуществляются 'Пре-
имущества интеграции. Рассмотрим некоторые присущие
АУ особенности интеграции, определяющие методы опти-
мизации их структуры. Анализ показывает, что в за-
висимости от цели интеграции и диапазона частот мож-
но выделить два способа интеграции, которые могут
применяться для АУ как с вынесенным, так и с внесен-
ным усилительным прибором. Б диапазонах ДВ. СБ, КВ
и частично УКВ радиоволн целью интеграции является,
как правило, уменьшение размеров антенн и обеспечение
широкой (несколько октав) полосы пропускания. Эта
цель достигается интеграцией собственно антенны с вы-
сокоомным по входу усилительным прибором (например
полевым транзистором) таким образом, чтобы создать
широкополосный делитель напряжения, который обра-
зуется из емкости собственно антенны (обычно электри-
чески короткого вибратора) и малой емкости входа уси-
лительного прибора. При такой интеграции усилитель-
ный прибор в АУ работает не в оптимальном режиме
(по усилению, по шумовым характеристикам), и с по-
вышением частоты, когда шумы внешнего пространства
уменьшаются, нерезонансные АУ малоэффективны по
сравнению с резонансными из-за неоптимального согла-
сования, а также из-за трудностей осуществления в бо-
лее высоких диапазонах частот широкополосного деле-
ния. В резонансных АУ осуществляется оптимальное
согласование усилительного прибора с собственно антен-
ной для обеспечения максимального отношения сиг-
нал/шум в приемной системе.
В диапазоне сантиметровых (СМВ), дециметровых
(ДМБ) и частично метровых волн (МВ), для которых
разрабатывают обычно резонансные АУ, как правило,
Антенны рсаиитела
АУ с вынесенным
рсанитемным прибором
А У с Внесенным (встроенным)
рсо/штетным нравором
f/ерезонансные АУ
Резонансные АУ
Рис. 1.3. Классификация АУ
нет необходимости существенно уменьшить размеры соб-
ственно антенны и целью интеграции является улучше-
ние чувствительности приемных систем. В связи с этим
отметим, что при непосредственном соединении антенны
и усилительного прибора можно без нежелательных по-
следствий осуществлять согласование входа усилитель-
ного прибора по минимуму шумов, которое отличается
от согласования по максимуму усиления и поэтому при
соединении антенны и усилителя через линию передачи
приводит к появлению переотражения. Полоса пропу-
скания АУ может быть значительно шире, чем полоса
пропускания их пассивных аналогов.
Рассмотренная классификация АУ показана на
рис. 1.3 и фактически основана на ранее используемых
представлениях [2]. Как уже указывалось в начале
этой главы, следует отличать смысловое значение тер-
минов «резонансный» и «нер&зонансный» для АУ от того
значения, которое придается им в технике антенн
(антенны резонансных и нерезонансных размеров).
В технике АУ эти термины связаны с теорией цепей,
а не с теорией антенн. Отметим, что одну и ту же АУ
можно выполнить так, что в одном диапазоне частот
она является резонансной, в другом нерезонансной. АУ
со встроенными усилительными приборами разделяют
на резонансные и нерезонансные, как и АУ с вынесен-
ными усилительными приборами.
АУ можно классифицировать по многим другим при-
знакам, сформулированным ранее для активных антенн,
в том числе по типу примененной усилительной схемы
или собственно антенны (например, симметричные и не-
симметричные АУ и т. п.). Эта классификация достаточ-
но очевидна, так как практически совпадает с известной
классификацией пассивных антенн.
1.2. РАЗВИТИЕ ТЕХНИКИ АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ
Первая активная антенна была реализована в 1959 г.
Устройство представляло собой АУ со встроенным тран-
зистором. Предполагалось, что при объединении
в устройстве функций антенны и усилительных приборов
могут быть сняты многие ограничения на усиление, от-
ношение сигнал/шум, габариты и массу антенн. Ожи-
далось, что при этом должны повыситься надежность,
экономичность и компактность радиотехнических систем.
Последующее развитие техники активных антенн под-
твердило правильность этих предположений и значи-
тельно расширило область интеграции антенн с актив-
ными элементами, что привело к созданию активных
антенн различных типов и назначений, а также к созда-
нию на их основе более сложных систем — активных
антенных решеток.
Основные предпосылки для интеграции антенн и уси-
лительных элементов можно пояснить, проведя упро-
щенный анализ приближенной функциональной схемы
АУ. Рассмотрим сначала выражение для эффективной
шумовой температуры приемной системы с АУ. Для это-
го обратимся к схеме АУ (рис. 1.4): Za=J?a+/Za —
входное сопротивление собственно антенны в точках
1-—Г, Echn— э. д. с. на зажимах собственно антенны,
соответствующая напряженности электрического поля
сигнала Ес, hR — действующая высота собственно антен-
ны, Та— эквивалентная шумовая температура собствен-
но антенны, определяемая наведенными извне шумами.
Шумы активной схемы учитываются составляющей Ту
в общей шумовой температуре сопротивления /?а. К АУ
в точках 2—2' подключен приемник, характеризуемый
эффективной шумовой температурой Тщ>.
Рис. 1.4. Функциональная схема АУ
С учетом тепловых потерь в собственно антенне
эффективная шумовая температура приемной системы
с АУ определяется выражением [10]:
7,c = Ta+(7’y+7’np/Gy)/na+^oa(l/T]a—1), (1.1)
где Gy — коэффициент усиления активной схемы; щ—
к. п. д. собственно антенны; Тоа — физическая темпера-
тура собственно антенны, К.
Выражение (1.1) характеризует чувствительность
приемной системы, если АУ представить последователь-
ным соединением идеальной (без потерь) собственно
антенны с такой же диаграммой направленности, как
у реальной АУ' в данной приемной системе, и линейного
четырехполюсника с коэффициентом передачи т]абу- Та-
кое представление правомочно и остается в силе для
любых типов антенн при произвольном рассогласовании
на входе и выходе усилителя в АУ [11]. Чувствитель-
ность приемной системы в данном направлении приема
сигнала определяется значением Тс и направленными
свойствами АУ. Напомним, что коэффициент направлен-
ного действия D излучателя малых размеров, например,
диполя Герца, равен 1,5, а антенны резонансных разме-
ров, например полуволнового вибратора, £>=1,64, поэто-
му коэффициент усиления, например вибраторных АУ,
слабо зависит от размеров собственно антенны до неко-
торых пределов. Однако при уменьшении размеров соб-
ственно антенны менее (1/10—1/50)£ начинает быстро
уменьшаться т]а, и с точки зрения ограничений на чув-
ствительность именно это определяет минимальные раз-
меры АУ (без учета других параметров). В диапазонах
СВ, КВ и нижней части УКВ диапазона, где уровень
внешних шумов, определяемый через Та, значительно
выше уровней, определяемых TVp, Ту и ТОа, можно до-
пустить (как видно из выражения (1.1)) существенное
уменьшение т]а, при этом размеры АУ можно довести до
!/5о£ (а зачастую и менее того) без существенного ухуд-
шения чувствительности приемной системы.
В диапазоне более высоких частот, начиная с сере-
дины УКВ диапазона и выше, где Та сравнима с Ту или
меньше ее, размеры (если невелика также Т1тр) уже
нельзя резко уменьшать. Однако для частот выше
300 МГц обычно нет необходимости резко уменьшать
размеры. В этих диапазонах на первый план выступают
другие преимущества интеграции. Кроме указанной
в § 1.1 возможности согласования собственно антенны
с активной схемой (усилителя) по шумам (когда это не-
обходимо), к этим преимуществам относятся: уменьше-
ние общих шумов системы вследствие исключения про-
межуточных звеньев между антенной и усилителем,воз-
можности расширения полосы пропускания приемной
системы.
Рассмотрим теперь схему соединения электрически
короткой штыревой антенны с усилительным прибором
с высокоомным входом, как это показано на рис. 1.5.
Напряжение сигнала в точках 1—1'
l/1==Ec^/(14-Cy/Ca), (1.2)
где Са, Су — эквивалентная емкость антенны и входная
емкость электронной лампы.
Напряжение шума, создаваемое внешним простра»-
ством в точках 1—1',
(1+Су/Са), (1-3)
где £ш— напряженность шумового поля у антенны.
К этим шумам добавляются шумы электронной лам-
пы, характеризуемые величиной Сш. Приведенное к точ-
кам 2~2' напряжение шума
+ (1.4)
Таким образом, приведенное ко входу «бесшумной»-
электронной лампы в точках 2—2' отношение сиг-
нал/ шум
________________________________
— Е2ш + ((Уш//гд)2(1+Су/Са)2’
Рассмотренный здесь с существенными упрощениями
анализ справедлив, пока Ад мало зависит от частоты
a) f)
Рис. 1.5. Соединение штыревой антенны с электронной лампой (а)
и эквивалентная схема (б)
(это верно до h^<kl3, что определяет верхний предёл-
по частоте) и активная составляющая входного сопро-
тивления электронной лампы /?у> 1 /соСу, что определяет'
нижний предел по частоте.
Как видно из выражения (1.5), соединение электри-
чески короткого штыря (собственно антенны) с элек-
тронной лампой (или другим подобным усилительным-
прибором) обеспечивает постоянное в широкой полосе
частот отношение сигнал/шум при условии:
Е
(1.6)-
Это условие легко выполнить соответствующим выбо-
ром усилительного прибора и собственно антенны в диа-
пазоне частот (/<30 ... 70 МГц), где EnJiR'^>UJa. Из
выражения (1.5) видно, что с повышением частоты не-
обходимо учитывать шумы активной схемы. При этом,,
начиная с определенных частот, изменится и эквивалент-
ная схема устройства по сравнению с приведенной на*,
рис. 1.5,6.
Рассмотренные соотношения носят, конечно, прибли-
женный и предварительный характер и не дают ответа^
на большинство вопросов теории и практики АУ, напри-
мер: каков выигрыш в отношении сигнал/шум при при-
менении в приемной системе АУ по сравнению с пас-
сивной антенной или по сравнению с другой АУ, каковы
пути оптимальной интеграции антенн и усили-
тельных приборов и т. д. Такие сведения помещены в сле-
дующих главах книги. Однако именно этими предвари-
тельными соображениями руководствовались, как это,
следует из публикаций, первые исследователи и раз-
работчики АУ.
Первые исследования АУ были выполнены в конце
50-х — начале 60-х годов [12—14]. В 1960 г. были опу-
бликованы результаты экспериментальных исследований
АУ на параметрическом диоде для компенсации шума-
и потерь в линии передачи между антенной и приемни-
ком [12]. Антенна представляла собой симметричный
вибратор, внутренняя полость которого использовалась
как резонансная структура усилителя, выполненного на
Двух диодах. В полосе 218 ... 222 МГц усиление АУ
было порядка 20 дБ по сравнению с таким же пассив-
ным вибратором. В это же время были исследованы
щелевые АУ на туннельных диодах [15], а в период
1963—1965 гг. проводились исследования вибраторных
АУ на туннельных диодах [16, 17]. Было показано [18],
что соответствующий. выбор параметров диода может
-обеспечить множество различных характеристик полной
проводимости АУ малого размера. При этом, помимо
необходимого согласования, происходит усиление сигна-
ла. Исследовались несимметричные вибраторы, а также
более сложные конструкции вибраторных антенн. Серь-
езную проблему во всех антеннах с туннельными дио-
дами представляла опасность самовозбуждения, для по-
давления которого был разработан стабилизирующий
двухполюсник.
Первое пятилетие развития техники активных антенн
в основном характеризовалось экспериментальными ра-
ботами, причем в качестве активного элемента исполь-
зовался, как правило, туннельный диод. Это было обу-
словлено несколькими причинами. Во-первых, исследо-
ватели пытались использовать новые для того времени
миниатюрные усилительные приборы — туннельные дио-
ды—-как двухполюсники, легко встраиваемые в структу-
ру антенн любых размеров. Во-вторых, эффективные
результаты и большое разнообразие конструктивного
выполнения АУ затормозили поиски лучших усилитель-
ных приборов и более оптимальных путей интеграции.
К 1965 г. уже окончательно стало ясно, что хотя для
конструкций с туннельными диодами можно получить
достаточно хорошие характеристики, выполнить такие
АУ трудно из-за необходимости обеспечения развязки
по входу и выходу и сложности обеспечения стабильной
работы, малого динамического диапазона туннельного
диода, его сравнительно больших шумов.
Началом исследований АУ на транзисторах можно
считать работу [19]. В вибраторной АУ на транзисторе
2N1742 было получено усиление 12 дБ относительно
опорного вибратора при коэффициенте шума 4 дБ. Ма-
лый шум объясняется тем, что потери в АУ меньше, чем
во входных цепях обычного усилителя. Результаты по-
следующего исследования вибраторных АУ изложены
в [20], где описаны устройства двух типов со средней
рабочей частотой 146 МГц. В одном из них усилитель
работает при постоянном смещении, рассчитанном на
максимальное усиление или минимальную шумовую
температуру, в другом применяется автоматическая ре-
гулировка усиления. Это устройство в дальнейшем было
использовано при проектировании четырехэлементной
антенной решетки.
Результаты измерения параметров АУ показали, что
объединение функций антенны и усилительной схемы
дает преимущества по сравнению с обычной схемой, за-
ключающиеся в улучшении электрических характери-
стик, уменьшении числа элементов. Такие АУ пригодны
как для применения в качестве самостоятельных
устройств, так и для использования в антенных решет-
ках, усиление элементов которых можно независимо ре-
гулировать, что, в частности, позволяет достаточно про-
сто управлять диаграммой направленности системы.
При этом система состоит из меньшего числа элементов,
чем обычная конструкция. Б дальнейшем активные эле-
менты стали широко использоваться в сложных антен-
ных системах для обеспечения сканирования и форми-
рования диаграмм, уменьшения размеров систем, само-
настройки и самофазирования [21, 22].
В 60-х годах проводились интенсивные исследования
АУ на транзисторах. В работах [23—25] основное вни-
мание уделено результатам исследования вибраторных
АУ. Поставленные эксперименты подтвердили наиболь-
шую целесообразность использования транзисторных
приборов в таких антеннах для расширения рабочего,
диапазона, уменьшения размеров антенны и электрон-
ного управления диаграммой направленности.
В 1967 г. на 18-й ежегодной конференции IEEE был
сделан доклад об исследовании сверхминиатюрных
интегральных антенн SIA [26]. В докладе рассматрива-
лись три возможных способа подключения транзистора
к элементам собственно антенны и три возможные кон-
фигурации собственно антенны (рис. 1.6 и 1.7). Описы-
валась, например, широкополосная вибраторная антен-
на высотой 50 см, интегрированная с транзистором.
Такая АУ работает в диапазоне 5 ... 30 МГц. В после-
дующих работах отмечалась перспективность антенн
SIA на транзисторах как для наземной, так и для бор-
товой и переносной радиоаппаратуры [3, 27, 28], а также
рассматривались вопросы совершенствования пара-
метров таких антенн [29-—32]. Расчет АУ со встроенны-
ми усилительными приборами, какими являются антен-
ны SIA, довольно сложен. Наиболее общий подход
к расчету таких устройств изложен в работе [33], хотя
<Рис, 1.6. Варианты присоеди-
нения выводов транзистора
к элементам собственно ан-
тенны
f, 2, 3 —элементы собственно ан-
геиньг
Рис. 1.7. Различные структуры
SIA
1, 2, 3 — элементы собственно ан
генны
и в ней не удалось избежать существенных упрощаю-
щих предположений (усилительный прибор предполага-
ется с очень малой обратной связью, что не всегда вы-
полняется на практике).
Конец 60-х годов характеризуется дальнейшей раз-
работкой различных конструкций АУ. Кроме исследо-
вания вибраторных АУ на транзисторах, проводились
работы по интегрированию усилительных элементов
с другими типами излучателей. Так, в обзорной работе
[34] по результатам опытов с интегральными антенна-
ми сообщено о ведущейся разработке щелевой АУ на
транзисторе для диапазона 420 МГц. Такая АУ дает
усиление 10 дБ и имеет коэффициент шума 7—8 дБ, ши-
рина полосы на уровне 3 дБ равна 100 МГц.
Начало 70-х годов отмечено первыми исследованиями
АУ для диапазона СВЧ. Так, в работе [35] описывается
транзисторная АУ для диапазона 690—1060 МГц с эф-
фективной шумовой температурой меньше 750 К. В ра-
ботах [36, 37] приводятся результаты исследования ха-
рактеристик и диаграмм направленности вибраторных
АУ в диапазонах 500 ... 800 МГц и 770 ... 1450 МГц.
В диапазоне СВЧ были выполнены теоретические и экс-
периментальные исследования активной антенны в виде
отрезка волновода, в раскрыве которого включен тун-
нельный диод. Минимальное усиление мощности такого
устройства составило 11 ... 12 дБ при ширине полосы
35 ... 40 МГц в диапазоне 4 ... 4,3 ГГц [38]. В 1975—
1976 гг. сообщается о дальнейших разработках АУ для
диапазона СВЧ [39].
Практические успехи, а также широкое обсуждение
материалов об исследованиях АУ на национальных и
международных конференциях и симпозиумах в Лондо-
не (1965, 1971 г.), Торонто (1967 г.), Варне (1968 г.),
Нью-Йорке (1969, 1973 г.) и т. д. способствовали не
только продолжению экспериментальных, но и постанов-
ке теоретических работ, хотя необходимо отметить, что
часто такие теоретические работы проводились при су-
щественных упрощающих предложениях. Так, например
многие теоретические работы по вопросам согласования
в АУ выполнены в предположении, что усиление актив-
ного элемента в АУ достаточно велико, поэтому шумами
последующих за АУ каскадов (линии передачи и при-
емника) можно пренебречь [10, 40]. Действительно, если
в выражении (1-1) пренебречь членом T^/G-y, то зада-
ча существенно упрощается и для резонансных АУ сво-
дится к уменьшению шумов усилительного прибора
и потерь между этим прибором и собственно антенной.
Тем не менее, проведенные теоретические исследования
в совокупности представляют собой существенный вклад
в развитие теории АУ и позволяют в определенных слу-
чаях разрабатывать оптимальные конструкции. Резуль-
таты этих работ являются отправной ступенью для более
полного анализа в последующих главах книги.
Основные результаты
теоретических и экспери-
ментальных исследований
АУ за период 1964—1969 гг.
сводятся к следующему.
Целью исследований в этот
период явилась прежде все-
го разработка принципов
конструирования АУ (на
транзисторах) возможно
меньших размеров с задан-
ной шириной полосы про-
пускания и оптимальной
шумовой^ характеристикой.
Основной объект исследова-
ний слабонаправленные
"У, пРеДставляюЩие собой
вибраторы различных типов,
интегрированные с транзи-
сторами.
Рис. 1.8. Шумовые характе-
ристики внешнего простран-
ства Т и некоторых -типов
ТранЗИСТОрОВ Утр
Большинство исследователей разделяют принципы
конструирования АУ в зависимости от частотного диапа-
зона. Основанием для этого служит анализ шумовых
характеристик внешнего пространства и шумов совре-
менных усилительных приборов (рис. 1.8). Совокупность
этих шумовых характеристик определяет чувствитель-
ность приемной системы. Высокий уровень внешних шу-
мов на низких частотах позволяет применять усилитель-
ные приборы, дающие большой уровень шумов, без за-
метного ухудшения чувствительности приемной системы.
Высокий уровень внешних шумов в диапазоне до 30 ...
... 70 МГц обусловливает возможность создания электри-
чески очень коротких антенн и обеспечения при инте-
грации широкой полосы пропускания АУ в целом. Одна-
ко при очень малых размерах собственно антенны и при
большом рассогласовании ее выхода с входом уси-
лительного прибора, обычно имеющем место в таких
конструкциях АУ (нерезонансные АУ), шумы усилитель-
ного прибора могут стать фактором, который необходи-
мо учитывать в подобных устройствах несмотря на
большие внешние шумы [41]. К настоящему времени
создано множество типов АУ, отличающихся очень ма-
лыми размерами и достаточно высокой эффективностью
для ДВ, СВ, КВ и УКВ диапазонов (например, АУ для
автомобилей).
На частотах более 30 ... 70 МГц чувствительность
приемной системы определяется не только шумом внеш-
него пространства, но и шумами активного прибора
в АУ. Чувствительность приемной системы с АУ выра-
жается, в основном, с помощью двух параметров: чув-
ствительности по напряженности поля или эффективной
шумовой температуры приемной системы. Выражение
для эффективной шумовой температуры приемной си-
стемы с АУ (1.1) уже анализировалось ранее. Проведем
более полный анализ этого выражения в предположе-
нии, что шумовая температура усилительного прибора
Гу значительно превышает приведенную ко входу уси-
лителя эффективную шумовую температуру части при-
емной системы, расположенной за АУ (Т’у^Т’пр/ Gy).
При дополнительном условии малости потерь в пас-
сивной части АУ (т]а^1) выражение (1.1) значительно
упрощается
Тс^Га+Гу. (1.7)
При этих условиях минимизация эффективной шумовой
температуры приемной системы в диапазоне высоких
частот где Та и Ту —величины одного порядка, опреде-
ляется’ минимизацией шумовой температуры Ту усили-
тельного прибора. В таком случае оптимизация чувст-
вительности приемной системы с АУ состоит в обеспе-
чении минимально возможной шумовой температуры Ту.
Для согласования по шумам в АУ строятся окруж-
ности постоянной шумовой температуры (на плоскости
полного сопротивления) для транзисторов различных
типов. После этого по значению входного сопротивления
собственно антенны АУ (для каждой частоты) возможно
определить соответствующую шумовую температуру
усилительного прибора (активной схемы). Если входное
сопротивление собственно антенны находится в области
оптимума, то тем самым достигается минимум эффек-
тивной шумовой температуры в АУ.
Конструирование собственно антенны при согласо-
вании по шумам включает условие обеспечения опреде-
ленных сопротивлений собственно антенны для данного
вида транзистора в заданном частотном диапазоне. Пре-
имуществом интеграции антенны с усилителем является
то, что можно приблизиться к оптимальному согласова-
нию по шумам между собственно антенной и входом
транзистора настолько, что Гу будет значительно мень-
ше по сравнению со значением, присущим обычным
предварительным усилителям. Так, в интегральных ма-
логабаритных антеннах, описанных, например, в [10],
Ту не превышает 400 К на частотах порядка 200 МГц.
В этой же работе приводится интересный пример реали-
зации согласования по шумам в АУ, конструктивно вы-
полненной в виде печатной платы (рис. 1.9). Выполнение
пассивной части антенны в виде системы связанных
контуров позволило расширить полосу пропускания АУ.
Таким образом, краткий анализ развития техники
АУ показывает, что уже разработанные принципы рас-
чета и конструирования этого типа активных антенн
позволяют создавать малогабаритные, высокочувстви-
тельные устройства.
В 70-е годы АУ получили широкое распространение
в различных областях. Наиболее широкое применение
АУ нашли в качестве миниатюрных антенн в подвиж-
ных объектах (автомобилях, летательных аппаратах
и Др.), а также в качестве удобных телевизионных
антенн. Микроминиатюрные интегральные антенны раз-
рабатывались для применения в личных радиостанциях
американских астронавтов [42] для поддержания связи
при покидании астронавтом корабля. Антенны монти-
руются в гермошлемах и представляют собой плоские
спирали со встроенными в них активными элементами.
Такая антенна на частоте 300 МГц имела к. п. д., рав-
ный 80%, и полосу порядка 3 МГц при высоте около
л[5оК~2 см.
Д В;
Рис. 1.9. Характеристики (а), эквивалентная схема (б) и топология
(в) полосковой АУ
/ —Ту=290 К, 2 — Ту-312 К, 3 — Ту=335 К, 4— Ту=400 К, 5 - Ту=650 К
Рис. LIO. АУ типа HA-432/I41/50 (с) и ее схема-
тическое представление (б)
а>
Известна наземная ненаправленная
АУ типа НА 432/141/50 [43, 44], пред-
назначенная для работы в линиях авиа-
ционной радиосвязи в диапазоне 100 ...
харак-
темпе-
... 156 МГц. Ее основные
теристики: /СстС/^2, шумовая
ратура менее 600 К, напряжение питания
12 В, потребляемый ток 20 мА, высота 855 мм, масса
2,5 кг. Усиление АУ в среднем 15 дБ. Отношение сиг-
нал/шум во всем рабочем диапазоне на 3 ... 4 дБ вы-
ше, чем у обычной пассивной антенны такого же на-
значения. Кроме того, АУ снабжена специальным
грозозащитным устройством. Принцип работы АУ пояс-
няется рис. 1.10. АУ состоит из заземленного основа-
ния 5 и двух вертикальных стержней 1 и 3, несущих
на себе плату 4. Основание и плата представляют собой
укороченную штыревую антенну с емкостной нагрузкой.
В центре платы установлен стержень 2, с помощью ко-
торого через емкость С2 электронная часть антенны S
имеет емкостную связь с платой 4. Стержни 1 и <3 обла-
дают малой индуктивностью и выполняют функции
фильтра нижних частот, включенного между платой 4
и основанием 5. Эти же стержни вместе с емкостью
платы 4 играют роль параллельного колебательного кон-
тура, который вместе с емкостью С2 и индуктивностью
стержня 2 образует полосовой фильтр. При прямом уда-
ре молнии в плату 4 вокруг стержней 1 и 3 образуется
магнитное поле такой формы, что его напряженность
вблизи электронной схемы S ничтожна. Остаток тока
через емкость С2 и быстро переключающиеся диоды,
Рис. 1.11. Эквивалентная
схема АУ: /?Ос, Lo0 — эле-
менты обратной связи
Рис. 1.12. Амплитудно-ча-
стотная характеристика АУ
установленные в схеме S, отводится на землю. Если же
разряд молнии происходит вблизи атенны, то магнитное
поле наводит в стержнях 1 и 3 токи, которые действуют
навстречу току, возникающему в стержне 2. Это приво-
дит к взаимной компенсации токов, в результате чего
ликвидируется опасность пробоя электронной схемы
в антенне. В реальной антенне НА 432/141/50 верти-
кальных стержней не два, а четыре. При испытаниях
такая антенна выдержала удары молний с токами до
30000 А.
В работе [45] описана АУ, в которой в качестве соб-
ственно антенны применен симметричный спиральный
вибратор с емкостной нагрузкой. Размеры АУ 0,05 ...
... 0,07Х. Использован усилитель на двух транзисторах ти-
па ГТ329Г, причем первый подсоединен непосредственно
Рис. 1.13. Шумовая харак-
теристика активной схемы
АУ
Рис. 1.14. Конструкция авто-
мобильной цилиндрической
АУ
/— латунный цилиндр, 2 — труб-
ка из поливинилхлорида, 3 —
коаксиальная линия
Рис. 1.15. Электрическая схема АУ
ко входу собственно антенны (рис. 1.11). Амплитудно-ча-
стотная характеристика АУ по напряжению (в условных
единицах) и шумовая характеристика активной схемы
Ту показаны на рис. 1.12 и 1.13. На рис. 1.13 нанесены
также пределы, между которыми находится обычно
эквивалентная шумовая температура пассивных антенн
Та- Как видно, во всей полосе пропускания по мощности
60 ... 95 МГц шумы, вносимые активной схемой, не
превышают шумов, вносимых собственно антенной.
Рис. 1.16..Годограф полного сопротивления Zj_t,
Примером АУ для подвижных объектов является
штыревая АУ, описанная в [46]. АУ предназначена для
коммерческой радиосвязи с автомобилями в диапазоне
20 ... 80 МГц. Конструктивно антенна представляет
собой трубчатый штырь высотой 356 мм и диаметром
90 мм (рис. 1.14). Такая конструкция, с одной стороны,
обеспечивает большую механическую прочность и, с дру-
гой, позволяет разместить электронную схему внутри
цилиндра, где она защищена от влаги. Латунный ци-
линдр 1 создает удлиняющую емкость, а индуктивность,
необходимая для оптимального согласования, создается
катушкой, выполненной печатным способом и размещен-
ной внутри цилиндра вместе с активной схемой. Актив-
ная часть состоит из двухкаскадного усилителя на тран-
зисторах BFY-90 (рис. 1.15), которые примерно анало-
гичны отечественным транзисторам типа КТ382. Между
точками 1—Г схемы при рассчитанных значениях индук-
тивностей и емкостей получают комплексное сопротивле-
ние годограф которого на диаграмме Вольперта
приведен на рис. 1.16. На средней частоте 50 МГц опти-
мальное сопротивление для транзистора BFY-90, необ-
ходимое для согласования по шумам (при выбранном
режиме его питания по схеме на рис. 1.15),
ZonT [OM]^262+j56.
Как видно из рис. 1.16, годограф /7_;, достаточно
близок к /опт, которое незначительно меняется от ча-
стоты в диапазоне 40 ... 100 МГц, где, как показывает
эксперимент, и можно обеспечить согласование, близкое
к согласованию по шумам. На частотах ниже 40 МГц
внешние шумы настолько велики (рис. 1.8), что согла-
сование по шумам практической пользы не приносит,
а сопротивление ZJt, представляет собой емкость,
образующую делитель с емкостью входа усилителя. Ди-
од (рис. 1.15) служит для защиты от статического за-
ряда. Второй каскад усилителя обеспечивает согласова-
ние устройства с кабелем с волновым сопротивлением
50 Ом.
Диаграммы направленности антенны в горизонталь-
ной плоскости практически круговые. Уровень прини-
маемого сигнала в среднем на 8 дБ больше уровня сиг-
нала, принимаемого пассивным широкополосным дипо-
лем, при коэффициенте шума усилителя в АУ 3 ... 8 дБ
(меньше на более высоких частотах). Длительна®;
эксплуатация АУ показала, что она с успехом заменяет
четырехметровую штыревую антенну и обеспечивает при
этом некоторый выигрыш в отношении сигнал/шум.
Таким образом, последнее десятилетие характеризу-
ется широким распространением АУ и постановкой мно-
гих теоретических и экспериментальных работ в этой-
области. Уже в начале семидесятых годов стало ясно,,
что в связи с внедрением АУ в профессиональные систе-
мы необходимы дальнейшие исследования путей опти-
мальной интеграции антенн и усилительных приборов.
Как отмечалось отчасти в [47], важнейшими зада-
чами являлись: сравнение приемных систем с пассив-
ными антеннами и АУ по критерию отношения сиг-
нал/шум, оптимальное согласование собственно антенны
с усилительным прибором в АУ с учетом как усили-
тельных, так и шумовых свойств всех частей приемной
системы, вопросы нелинейных искажений (взаимной и
перекрестной модуляции) в АУ, а также расчет АУ со
встроенными (внесенными) в собственно антенну уси-
лительными приборами (антенны типа SIA). В предла-
гаемой читателю книге эти вопросы в указанной выше
последовательности рассмотрены соответственно в.
гл. 3—7.
1.3. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ АКТИВНЫХ
АНТЕННАХ ДРУГИХ ТИПОВ
Активные антенны других типов исследованы гораздо меньше,,
чем АУ. Кратко рассмотрим состояние развития техники этих актив-
ных антенн.
Антенны-преобразователи (АП). Первые
сятся к 1961 г. В работе [14] представлены
ния устройства, которое является комбина-
цией антенны и гетеродинного преобразова-
теля на смесительном диоде, включенном
в точки возбуждения двухзаходной .кониче-
ской спирали (рис. 1.17). Ветви спиралей,
являющихся собственно антенной, являются
одновременно коаксиальными линиями для
подачи сингала гетеродина и для выхода
сигнала промежуточной частоты. Отсутст-
вие между антенной и смесителем линии
передачи позволило уменьшить потери и
улучшить шумовые характеристики устрой-
ства. Экспериментальным сравнением
с опорной схемой (преобразователь, под-
ключенный к полуволновому вибратору)
были исследованы два типа АП: на смеси-
разработки АП отно-
результаты исследова-
Рис. 1.17. Антенна-
преобразователь
Рис. 1.18. Антенна-детектор
тельном диоде СВЧ диапазона lf<832 и туннельном диоде 1N2939.
Улучшение коэффициента шума в АП на диоде 1N2939 по сравне-
нию с опорной схемой составило 7 дБ в диапазоне 200 ... 600 МГц.
В дальнейшем были проведены работы по включению в устройство
АП гетеродина [48]. Преобразователь частоты на туннельном диоде,
встроенном в вибраторную антенну, описан в *[19], а в [23] приве-
дены данные о передающей активной антенне со встроенным утрои-
телем частоты. При частоте излучаемого сигнала 420 МГц ширина
полосы пропускания равна 40 МГц, а излучаемая мощность 4 Вт.
Объединение антенны с преобразователем позволило создать до-
вольно сложные приемопередающие антенные системы, в которых
осуществляется усиление, генерация и преобразование частоты сиг-
налов [23, 42]. Разработка АП ведется и в более высоких диапа-
зонах, до 1500 МГц [39].
Аитенны-детекторы (АД). В [18] изложены результаты исследо-
вания оригинальной конструкции АД, представляющей собой высо-
кочастотную часть широкодиапазонной приемной системы. Устрой-
ство выполнено в виде расширяющегося рупора с изменяющимся по
экспоненте поперечным сечением (рис. 1.18). В антенне используется
шесть детекторов на туннельных диодах для перекрывающихся диа-
пазонов частот. Диоды устанавливаются в полостях, встроенных
в узкую стенку рупора по ее длине. Избирательность контуров
с диодами определяется, прежде всего, зависимостью критической
частоты от ширины волновода. Кроме того, избирательность регули-
руется связью полостей (объемных резонаторов) с волноводом.
Общий диапазон частот устройства 1,3____5,4 ГГц. Преимуществом
АД на туннельных диодах является высокая чувствительность, близ-
кая к чувствительности супергетеродинного приемника, и хорошая
устойчивость к сигналам большой мощности. Несмотря на то, что
НШЭР
Рис. 1.19. Возможные схемы построения активных рамочно-вибра-
торных антенн
БШКР
Рис. 1.20. Схема АГ иа
туннельном дноде
некоторые вопросы возможности пост-
роения подобных АД требуют допол-
нительных исследований, рассмотренное
устройство представляет несомненный
интерес для разработчиков как назем-
ной, так .и бортовой аппаратуры.
Антенны-усилители мощности (АУМ).
Наиболее полный анализ возможных
схем построения АУМ дан в работе [49].
Сравнительная оценка шести схем пост-
роения рамочно-вибраторных антенн
(рис. 1.19) проведена с учетом уси-
лительных свойств активного эле-
мента (транзистора), относитель-
ных фазовых сдвигов токов в излу-
чающих секциях (несимметричном вибраторе — штыре н рамке) и
возможного уменьшения высоты. На основе проведенных исследова-
ний показано, что лишь только два (КШБР и КШЭР) из шести рас-
смотренных вариантов целесообразно использовать в качестве АУМ.
Название каждого варианта соответствует маркировке клеммы тран-
зистора, к которой подсоединен штырь, и клеммы, к которой под-
ключена рамка. В варианте КШБР (коллектор соединен со штырем,
база — с рамкой) транзистор включен по схеме с общей базой, при
этом Ki=t;l, Ku»I (Ki и Ku — коэффициенты усиления по току и
напряжению), следовательно, схема обеспечивает усиление мощно-
сти. В варианте КШЭР (коллектор соединен со штырем, эмиттер —
с рамкой) транзистор включен по схеме с общим эмиттером, при
этом Ки>>\, Kt>i, следовательно, схема обеспечивает усиление
мощности. Оба варианта имеют значительно меньшие размеры, чем
обычный четвертьволновый штырь.
Другим примером значительного уменьшения размеров антенны
при сохранении высоких энергетических характеристик может слу
жить АУМ, описанная в работе [48]. При высоте излучателя 0,001%
и диаметре 0,052, антенна излучает мощность на 6 ... 8 дБ больше,
чем эквивалентная пассивная антенна, соединенная с выходным кас-
кадом передатчика. АУМ работает на частоте 300 МГц. Излучатель
представляет собой резонансную нагрузку для усилителя мощности.
Оригинальная АУМ описана в [50]. При работе АУМ в режиме
передачи входное сопротивление излучателя Za близко к /опт, при
котором усилитель отдает в нагрузку (излучатель) максимальную
МОЩНОСТЬ Рмакс-
Антенны-генераторы (АГ). Анализируя опубликованные работы
по АГ, следует отметить различные типы используемых активных
элементов. В качестве последних применяют транзисторы, туннель-
ные диоды, диоды Ганна [19, 48, 51].
Устройства, описываемые в этих работах, отличаются и по спо-
собам построения излучателя. Так, в [48] описан пассивный излуча-
тель, выполняющий функцию контура, а в ([ 19, 51] — функции эле-
ментов контура активных схем. Остальные особенности устройств
ие являются принципиальными и обусловлены различием схем гене-
раторной части устройства и условиями их работы.
В АГ на туннельном диоде [16] в качестве излучающего эле-
мента использован полуволновый диполь (рис. 1.20), который,
являясь элементом контура генератора, в комбинации со шлейфом
определяет частоту генерации 145 МГц. Другим примером АГ
является устройство [51], выполненное на диоде Ганна (или ла-
ъинно-пролетном диоде). Полуволновый вибратор, объединенный
с активной частью, и проводники, через которые напряжения сме-
щения от источника подаются к активному элементу, изготавливают-
ся печатным способом на пластине из диэлектрика. Диод укреплен
на вибраторе, при этом один его электрод подключен непосредст-
венно к одному плечу вибратора, а другой — к другому плечу через
•небольшой проводник. Индуктивность этого проводника вместе
с подключенной параллельно входу емкостью обеспечивает необхо-
димое для возбуждения диода согласование его сопротивления с со-
противлением вибратора.
Глава 2
АНТЕННЫ-УСИЛИТЕЛИ ДЛЯ БЫТОВОЙ
РАДИОАППАРАТУРЫ
Известный интерес радиолюбителей к АУ
!был отражен на страницах журнала «Радио» в 1975—76
..годах [53, 54], причем, если в работе [53] читателю
было предложено краткое изложение некоторых идей ин-
теграции антенн и усилителей, то через год в работе
154] была описана радиолюбительская конструкция ак-
тивной автомобильной антенны. В 1971 -г. в ФРГ были
опубликованы статьи, адресованные непосредственно ра-
диолюбителям [55, 56], в которых были даны основные
теоретические положения для расчета АУ. В предлагае-
мой книге было нецелесообразно отдельно излагать
вопросы теории АУ для радиолюбителей. В соответст-
вующих главах книги радиолюбитель найдет основные
предпосылки и правила для конструирования АУ, в дан-
ной же главе приведены в основном схемы и примеры
конструкций АУ для бытовой радиоаппаратуры: телеви-
зионных приемников, радиоприемников и автомобильных
радиоприемников, а также сведения, полезные радиолю-
бителям и почему-либо не вошедшие в другие главы
книги. Глава написана в основном по материалам за-
рубежных публикаций, а отечественные материалы по
этим вопросам приведены в библиографии, доступной
широкому кругу радиолюбителей.
2.1. АВТОМОБИЛЬНЫЕ АНТЕННЫ-УСИЛИТЕЛИ
Широко применяемые в настоящее время в качестве
автомобильных телескопические антенны имеют извест-
ные недостатки. Ограничения на длину телескопической
антенны и волновое сопротивление кабеля, соединяюще-
го ее с приемником, не позволяют обеспечить в равной
степени1 оптимальные условия приема в диапазоне УКВ
и одновременно в диапазонах ДВ, СВ, КВ. Кроме того,
небрежное обслуживание, например, неполное выдвиже-
ние* нижнего звена телескопической антенны и проника-
ющая в стыки вода уменьшают мощность принимаемого
сигнала. Телескопические антенны имеют ограниченный
срок службы, а их монтаж на некоторых типах авто--
мобилей затруднен или возможен в неоптимальных,
с точки зрения качества радиоприема, местах.
Автомобильные АУ, достаточно широко распростра-
ненные за рубежом и в нашей стране, отличаются от
телескопических более приемлемыми размерами и тре-
буют меньшего ухода. При этом их стоимость не выше
стоимости телескопических.
Прежде чем перейти к описанию конструкций авто-
мобильных АУ, целесообразно привести некоторые све-
дения об условиях приема в радиовещательных диапа-
зонах ДВ, СВ и УКВ, а также пояснения о возможности
улучшения качества приема с помощью автомобильных
АУ.
Длинные и средние волны ночью. Распространение
этих радиоволн сопровождается малыми потерями, на-
пряженность поля в этих диапазонах составляет
~1 мВ/м, что является достаточным даже для встроен-
ных антенн портативных приемников. В этих диапазонах
качество и дальность приема определяются в основном
помехами от передатчиков, работающих в диапазонах
приема. Для этих диапазонов повышения эффективности
антенны, как правило, не требуется и возможность
уменьшения габаритов АУ является при этом главным
преимуществом.
Средние волны днем- Эти волны распространяются
как поверхностные (земные) волны и подвергаются зна-
чительному затуханию, например, порядка 20 дБ/100 км
на частоте 1600 кГц и 10 дБ/100 км на частоте 550 кГц
[57]. При этом уменьшается (но по-другому) и напря-
женн®сть поля помех, это различие сильно влияет на
качество приема. В условиях радиопомех больших горо-
дов улучшение качества приема является сложной проб-
лемой. В загородной зоне прием может быть значитель-
но лучше, но при условии хорошей чувствительности
приемников.
Рис. 2.1. Распределение силовых линий вблизи автомобиля
УКВ. Для этого диапазона можно улучшить условия
приема из-за низкого уровня внешних помех (как ат-
мосферных и космических, так и от радиопередатчиков).
При подавлении помех от системы зажигания двигателя
автомобиля, которое обычно реализуется в автомобиль-
ных АУ, возможности приема ограничиваются - только
собственными шумами приемника и АУ. В движущемся
автомобиле на значительном удалении от УКВ радио-
станции можно, однако, наблюдать эффект периодиче-
ского замирания сигнала.
Для всех радиовещательных диапазонов наиболее
благоприятна вертикальная . поляризация антенн, но
в УКВ диапазоне часть станций работает при горизон-
тальной поляризации, поэтому для выяснения оптималь-
ного места размещения вертикальной антенны рас-
смотрим картину силовых линий вблизи автомобиля
(рис. 2.1). Максимум приема сигнала соответствует та-
кому положению антенны, когда ее пересекает возможно
большее число эквипотенциальных линий. Как 'видно из
рис. 2.1, если антенна должна обеспечивать прием сиг-
налов разной поляризации, ее нежелательно устанавли-
вать в центре крыши автомобиля. Ее целесообразно раз-
мещать у зеркала заднего вида или у заднего скоса
багажника.
Чувствительность пассивных и активных антенн. Со-
временные транзисторные приемники имеют достаточный
запас усиления, поэтому увеличение усиления с помощью
АУ необходимо лишь для того, чтобы подавить собствен-
ные шумы автомобильного приемника. Если с увеличе-
нием усиления АУ (т. е. с увеличением усиления ее ак-
тивного прибора) шумы, поступающие на вход приемни-
ка, становятся интенсивнее собственных шумов, то это
ухудшает динамический диапазон приемника. Точный
анализ этих условий для низкочастотных (нерезонанс-
них) и высокочастотных (резонансных) АУ приводится
в последующих главах книги, однако такой анализ необ-
ходим преимущественно для профессиональных прием-
ных систем. Для АУ бытового назначения, в том числе
и для автомобильных, молено руководствоваться основ-
ными правилами, вытекающими из точного анализа, ко-
торые сводятся к следующему.
1. Для ДВ, СВ и КВ диапазонов в качестве активных
приборов целесообразно использовать полевые ВЧ или
СВЧ транзисторы, имеющие высокое входное сопротив-
ление, сравнительно малый уровень шумов (для частот
выше’100 кГц) и крутизну порядка 10 мА/В.
2. При использовании в качестве собственно антенны
штырей (в том числе выполненных частично в виде пру-
жины) их длину по сравнению с пассивными телескопи-
ческими можно уменьшить в 2—4 раза (примерно до
30.. .50 см), при этом чувствительность автомобильной
приемной системы сохраняется.
3. В УКВ диапазоне АУ согласуется с входным сопро-
тивлением приемника 75 Ом. В ДВ и СВ диапазонах
выходное сопротивление АУ должно быть чисто емкост-
ным, равным емкостному сопротивлению эквивалента
.антенны, под который настраиваются автомобильные
приемники. Для отечественных автомобильных приемни-
ков оно равно 60.. .70 пФ.
4. Коэффициент передачи по напряжению усилителя
Ки для ДВ, СВ диапазонов целесообразно устанавливать
в пределах 6.. .12 дБ (большие значения могут ухудшить
помехоустойчивость). В диапазоне УКВ Ки целесообраз-
но выбирать в пределах 14.. .20 дБ при согласованной
нагрузке 75 Ом.
5. Согласование входа усилителя с собственно антен-
ной в диапазоне УКВ должно иметь, как правило, ком-
промиссный характер между согласованием по усилению
и по шуму. Исключение может составлять приемник с за-
ниженной чувствительностью, тогда в АУ следует обес-
печивать согласование по усилению, или наоборот, если
приемник имеет очень хорошую чувствительность, сле-
дует осуществлять согласование по минимуму шумов,
допуская существенные потери усиления.
6. Полевые и биполярные транзисторы примерно оди-
наково эффективны для использования в конструкциях
АУ в диапазонах как УКВ, так и более коротких волн.
Полевые транзисторы имеют большой разброс парамет-
a) б)
Рис. 2.2. Активные автомобильные антенны ALPHA-3 (а),
ВЕТА-3 (б)
ров, однако при отсутствии жестких климатических тре-
бований позволяют реализовать лучшую линейность ди-
намической характеристики, чем биполярные (в первую
очередь германиевые). Из биполярных транзисторов
предпочтение следует отдавать кремниевым (см. гл. 6).
7. Эффективность использования активных и пассив-
ных антенн следует сравнивать с помощью коэффициента
эффективности Дэ (см. гл. 3). При этом для радиолюби-
тельской практики можно рекомендовать определять Дэ-
экспериментально (см. гл. 8).
Рассмотрим некоторые конструкции активных автомо-
бильных антенн. Антенны ALPHA-3 и ВЕТА-3 фирмы
Fuba (рис. 2.2) обеспечивают прием радиопередач в диа-
пазонах ДВ, СВ, КВ и УКВ [58, 59]. Схемы обоих
вариантов аналогичны, устройства отличаются конструк-
тивным выполнением. Электронная часть ALPHA-3 (два
усилителя ДВ, СВ, КВ и УКВ диапазона с соответствую-
щими фильтрами) размещена в основании зеркала зад-
него вида, металлические конструкции которого (отра-
жатель зеркала) служат собственно антенной. Питание
осуществляется от автомобильного аккумулятора при
максимальном потребляемом токе порядка 10 мА.
В устройстве предусмотрен фильтр подавления помех от
автомобильной электрической сети. Антенна соединена
с автомобильным приемником с помощью стандартного
кабеля. Наиболее критическим размером, влияющим на
электрические характеристики (настройку) АУ, является
расстояние между осью зеркала и корпусом автомобиля,
где установлено зеркало заднего вида. Металлический
держатель зеркала изолирован от корпуса автомобиля,
и емкость этого держателя относительно корпуса
влияет на настройку антенны.
В схеме ALPHA-3 (рис. 2.3) собственно антенна пред-
ставлена сопротивлением излучения и емкостью Св.
Печатные индуктивности на диэлектрической плате (Le,
Lt, Ls) служат элементами входного контура АУ в диа-
пазоне УКВ (точки подключения усилителя УКВ /—/')»
в диапазонах ДВ, СВ и КВ индуктивность L6 и конден-
сатор Ci (достаточно большой емкости по сравнению
с Св) мало влияют на настройку и поэтому собственно
антенна для усилителя ДВ, СВ и КВ диапазона (точки
подключения 2—2') представляет собой практически ма-
лую емкость, образованную параллельным соединением
Св и малой емкости Сг, которая является элементом свя-
зи для входного контура УКВ диапазона. Таким образом,
в УКВ диапазоне АУ является резонансной, а в диапазо-
не ДВ, СВ, КВ — нерезонансной. Входное сопротивление
Схема усилителя
Дв, СВ, BBfAMJ каеила
йс. 2.3. Схема антенны ALPHA-3
усилителя ДВ, СВ, КВ в точках 2—2' весьма велико
(вход — небольшая емкость, образующая с емкостью
собственно антенны широкополосный делитель напряже-
ния). Усилитель ДВ, СВ, КВ собранна транзисторах Т\
и Т2, включенных по схемам ОЭ и охваченных отрица-
тельной обратной связью (резистор /?ц), улучшающей
линейность схемы.
Усилитель УКВ диапазона собран на транзисторе Тз
по схеме ОЭ. Выходы обоих усилителей нагружены через
суммирующую цепь (L4, Сю, Си, Ls) на коаксиальный
кабель (точка 3). Индуктивность Ls и конденсатор Си
служат элементами согласования УКВ усилителя
с 75-омным кабелем, причем индуктивности Ls и С4
служат для развязки выходов усилителей между собой.
Суммарная выходная емкость АУ по каналу ДВ, СВ, КВ
образуется емкостями Сю и Си.
Фильтрация низкочастотных флуктуаций автомобиль-
ного источника питания 6/12 В осуществляется резисто-
ром и емкостью С5. Сопротивление Ri выбирается
сравнительно небольшим для предотвращения падения
напряжения автомобильного источника питания, зато ем-
Рис. 2.4. Усиление штыревой антенны в разных точках автомобиля
относительно антенны ALPHA-3
Рис. 2.5. Расположение штыревой антенны на автомобиле
кость Сз работает в этом фильтре в 0 раз эффективнее,
так как она умножается на коэффициент усиления тран-
зистора Тц по току (0). Фильтр ВЧ состоит из элемен-
тов L\, Rn, С6 и С?.
На рис. 2.4 представлены характеристики усиления
пассивных штыревых антенн длиной 65. ..110 см, уста-
навливаемых в различных местах автомобиля (рис. 2.5),
относительно антенны ALPHA-3. Как видно из рис. 2.4 и
2.5, лишь при размещении штыря длиной ПО см в точках
1 и 4а имеем (в диапазонах ДВ, СВ и КВ) выигрыш
в усилении относительно ALPHA-3. В среднем же
ALPHA-3 в этих диапазонах частот по эффективности
не уступает обычной автомобильной антенне. В диапа-
зоне УКВ ALPHA-3 превосходит по отношению сиг-
нал/шум обычную автомобильную антенну длиной
110 см, расположенную в точке 1 (рис. 2.5), причем
выигрыш доходит до 10 дБ (рис. 2.6).
Многочисленные испытания и результаты эксплуата-
ции ALPHA-3 подтвердили не только ее хорошие уси-
лительные и шумовые характеристики, но и высокую по-
Рис. 2.6. Отношение сигнал/шум антенны ALPHA-3 по сравнению со
штыревой (рис. 2.5, точка 1)
мехоустойчивость к перекрестной и взаимной модуляции
в условиях сложной помеховой обстановки современных
индустриальных центров [58]. Основным требованием
к конструкции этой антенны является эффективная за-
щита электронных компонентов от воздействия коррозии.
Для защиты от кратковременного воздействия влаги пе-
чатная плата с компонентами покрывается специальной
водозащитной пленкой из смолы. Для защиты от большо-
го аэродинамического и гидродинамического давления на
конструкцию, возникающего при движении автомобиля,
предусмотрены специальные отверстия. Все конструк-
тивные решения подвергались экспериментальной про-
верке.
Автомобильную АУ ВЕТА-3 можно устанавливать
в различных местах автомобиля. В ее конструкции соб-
ственно антенной является стальной стержень высотой
40 см, которому можно придавать различный наклон.
Размеры электронной схемы уменьшены еще больше, чем
в ALPHA-3, а схема размещена в пластмассовом корпу-
се на основании собственно антенны. Характеристики
такие же, как и для ALPHA-3.
Уровни выходного сигнала указанных антенн, напри-
мер, при приеме в УКВ диапазоне, выше уровня выход-
ного сигнала обычной автомобильной телескопической
антенны длиной более 1 м на 7. ..10 дБ. Согласование
усилителей УКВ с собственно антенной осуществляется
в этих АУ как компромисс между согласованием по уси-
лению и по шуму.
Наименее чувствительной по отношению к занимаемо-
му объему разновидностью антенны является штыревая
[57]. Даже при значительном уменьшении диаметра
штыря ее емкость изменяется мало, а коэффициент на-
правленного действия D очень короткого штыря, как из-
вестно, лишь на 1 дБ меньше, чем у штыревой антенны
резонансных размеров.
Еще один тип автомобильных АУ рассмотрен в [57].
Собственно антенна выполнена в виде штыря из нержа-
веющей пружинной стали, нижняя часть которого сдела-
на в виде спиральной пружины. В диапазоне УКВ ин-
дуктивность пружины служит для оптимального согла-
сования. Усилитель размещается в конусообразном осно-
вании из пластмассы. АУ питается от напряжения 12 В
и потребляет ток всего 3 мА. Как и вышеописанные кон-
струкции ALPHA-3 и ВЕТА-3, эта АУ содержит дванеза-
Рис. 2.7. Схема автомобильной АУ типа АВ-24
висимых усилителя (один для УКВ и другой для ДВ, СВ
и КВ диапазонов), которые имеют общие входные и вы-
ходные зажимы. Вход AM канала (ДВ, СВ, КВ диапа-
зоны) защищен от перенапряжений параллельно вклю-
ченным диодом.
Отечественной промышленностью в настоящее время
выпускаются три типа автомобильных АУ: АВ-24, АА-001
и АА-301. Антенна АА-301 —штыревая, АА-001 конструк-
тивно выполнена в зеркале заднего вида, АВ-24 — во
внутрисалонном зеркале заднего вида.
Рис, 2.8. Схема автомобильной АУ типа AA-0G1
Антенна АВ-24 предназначена для работы с автомо-
бильным радиоприемником типа А-271Г в автомобиле
«Волга» ГАЗ-24 и обеспечивает прием AM.' сигналов
в диапазоне 150. ..1605 кГц и ЧМ сигналов в диапазоне
65,8. ..73 МГц. Питание АВ-24, как и АА-001 и АА-301,
осуществляется от автомобильных аккумуляторов. По-
требляемый АВ-24 ток невелик (10 мА), габариты
220X40X70 мм, масса менее 450 г. Усилитель УКВ диа-
пазона собран на одном транзисторе по схеме ОЭ, уси-
литель ДВ, СВ диапазонов — двухкаскадный (рис. 2.7).
Антенна АА-001 предназначена для работы с автомо-
бильным приемником типа А-370 в автомобиле «Жигули»
ВАЗ-2101 вместо штыревой антенны типа АР-108 в диа-
пазоне ДВ (150...408 кГц) и СВ (525...1605 кГц). Кон-
структивно АА-001 выполнена аналогично ALPHA-3, при-
Рис. 2.9. Автомобильная АУ
чем фильтр питания из 4-х элементов выполнен отдельно
и монтируется под капотом автомобиля. Усилитель соб-
ран по двухкаскадной схеме на транзисторах КП-304А и
ГТ-329Б (рис. 2.8).
При испытаниях установлено, что АУ типа АА-001
имеет такую же эффективность, как телескопическая ан-
тенна АР-108 высотой более 1 м. Уровень собственных
шумов на выходе АА-001 составляет 5.. .10 мкВ в полосе
пропускания приемника, что обеспечивает его высокую
чувствительность. Габариты АА-001 (без кабелей, фильт-
ра и собственно зеркала заднего вида) 25X56X30 мм,
масса меньше 250 г. Антенна эффективно работает
в жестких климатических условиях (—45°С. ,. + 55°С и
при большой влажности воздуха).
Конструкция и электрическая схема АУ, аналогичной
антенне АА-301, подробно описаны в [54].
В 1978 г. отечественной промышленностью был освоен
выпуск активной автомобильной антенны (рис. 2.9). Соб-
ственно антенна представляет собой штырь длиной 38 см,
нижняя часть которого выполнена в виде гибкой пружи-
ны, обеспечивающей отклонение штыря от нормального
положения на угол 70.. .80°. Активная часть смонтирова-
на на печатной плате, расположенной внутри цилиндри-
ческого корпуса. Конструк-
ция антенны и детали- ее
крепления на автомобиле вы-
полнены таким образом, что
позволяют устанавливать ее
вместо широко используе-
мой телескопической авто-
мобильной антенны. Актив-
ная часть, состоит из двух
параллельных каналов, один
из которых рассчитан на
работу в УКВ -диапа-
зоне, а другой — на рабо-
ту в КВ, СВ, ДВ диапазо-
особенностью антенны является
наличие легкоразъемного соединения в месте стыка пас-
сивной и активной частей антенны, что при необходимо-
сти позволяет удобно и быстро снять наружную часть
антенны (штырь). Эффективность активной антенны
примерно эквивалентна эффективности пассивной шты-
ревой антенны длиной около 2 м.
2.2. АНТЕННЫ-УСИЛИТЕЛИ
ДЛЯ РАДИОПРИЕМНИКОВ
АУ для бытовой и частично коммерческой радиопри-
емной аппаратуры отличаются от автомобильных в ос-
новном лишь конструктивным оформлением. Пожалуй,
самой эффектной известной разработкой в области АУ
можно назвать мини-антенну, разработанную для диапа-
Рис. 2.10. Общий вид мини-ан-
тенны
зона 10 кГц ... 50 МГц [60]
(рис. 2.10). Она состоит из
штыря высотой 3,8 см, элек-
тронной части и небольшо-
го диска, закрепленного на
вершине штыря и служа-
щего для выравнивания эф-
фективности АУ по диапа-
зону. Принципиальная схе-
ма в [60] не приводится,
указано лишь, что она пред-
ставляет собой трехкаскад-
ный усилитель. Первый кас-
кад собран на полевом
00
30
20
10
О
ГезоноГГ
ная
частоте/
и/ть/peffou
антеты
3
500кГц
Частота
i
ч
Ц 1-5/7
30кГц 300кГц 3МГц 10МГц
100 кГц 111Гц 5МГц 30 МГц
Рис. 2.Н. Эффективность мини-
антенны
I — мини-антенна, поднятая над
землей на 107 см, 2 — мини-антен-
на, поднятая над землей на 23 см;
5 — штыревая антенна высотой 4 м
И' диаметром Ю см
транзисторе с высоким вход-
ным сопротивлением, кото-
рый, однако, не может обес-
печить усиление хотя бы
больше единицы, так как
находится в режиме сильно-
го рассогласования по входу.
Второй и третий каскады со-
браны, видимо, на биполяр-
ных транзисторах или мик-
росхемах и обеспечивают до-
полнительное усиление сиг-
нала и согласование выхода
АУ с 50-омным кабелем.
Эффективность мини-ан-
тенны относительно штыре-
вой иллюстрируются рис.
2.П. Интересным свойством
мини-антенны является уве-
личение уровня сигнала на
входе приемника при увели-
чении ее высоты над землей,
где находится приемник, соединенный с мини-антенной
согласованным кабелем. Как видно из рис. 2.11, хотя
при поднятии мини-антенны над землей уже на 1 м она
может быть применена для приема в диапазоне до
7 МГц, «сама по себе» она обеспечивает эффективный
прием (по сравнению с 4-метровым штырем) в диапазоне
от 10. ..12 кГц до 1...3 МГц. На частоте 40 кГц эта ми-
ни-антенна эквивалентна по эффективности 800-метровой
штыревой антенне! Динамический диапазон мини-антен-
ны около 100 дБ, и она работает без искажений при
входных напряжениях (на входе усилительной части) до
10 мВ. В полосе пропускания приемника 540 Гц уровень
шумов на выходе антенны около 0,1 мкВ (на сопротив-
лении 50 Ом), что сравнимо с шумами хороших связных
приемников этого диапазона. Такую мини-антенну можно
использовать на автомобилях и самолетах, а также в ан-
тенных решетках НЧ пеленгаторов.
В 1974 г. на промышленной выставке в Ленинграде
Шведское отделение компании ITT демонстрировало се-
рийно выпускаемую АУ АА-300 [61], предназначенную
для работы с широкополосными профессиональными ра-
диоприемными устройствами. Однако такие АУ примени-
мы и для радиолюбительских и бытовых радиоприемни-
Рис. 2.12. Антенна АА-300
ков (рабочий диапазон АУ 10 кГц. ..30 МГц). Внешний
вид АУ показан на рис. 2.12. Конструктивно АА-300
представляет собой полый цилиндр высотой 340 мм, диа-
метром 135 мм, внутри которого размещена электронная
часть антенны. Питание АУ осуществляется постоян-
ным напряжением 24 В по фидеру с волновым сопротив-
лением 50 Ом. Конструкция АУ очень жесткая. Такая
конструкция и соответствующее выполнение полупровод-
никовой схемы позволяют использовать АУ типа АА-300
в суровых климатических условиях. Чувствительность АУ
исследована в диапазоне 1.. .30 МГц: при напряженности
поля 10 мкВ/м на выходе АУ создается напряжение
3 мкВ при отношении сигнал/шум больше 20 дБ. Поме-
хозащищенность АА-300 характеризуется следующими
данными. Для двух одинаковых сигналов, каждый из
которых соответствует э. д. с. на выходе АУ в 20 мВ,
подавление сигнала взаимной модуляции второго поряд-
ка (типа /]±/2) выше 80 дБ и третьего порядка (типа
2fi—/2) —выше 120 дБ. Перекрестная модуляция от по-
мех, соответствующих выходным э. д. с. 2 В и при 30%
глубине модуляции помехи, не превышает 1%. АУ рас-
считана на работу с напряженностью поля до 200 В/м
или на пиковое напряжение до 5 кВ/м. максимальной
длительности 0,5 с. Эти цифры говорят о том, что устрой-
ство антенны, видимо, аналогично описанному в гл. 1
устройству АУ для аэродромной диспетчерской радио-
связи НА-432/141/50 (рис. 1.10). АУ типа АА-300 снаб-
жена источником питания (рис. 2.12), преобразующим
напряжение 110 или 220 В (50 Гц) в постоянное напря-
жение 24 В и потребляющим мощность 3 ВА. Масса са-
мой АУ— 1,7 кг, источника питания—• 1 кг.
Для радиолюбителей и спортсменов, занимающихся
«охотой на лис», интересна работа, проведенная на ка-
федре радиоприемных и радиопередающих устройств
Ленинградского высшего инженерного морского учили-
ща, где был разработан малогабаритный радиопелен-
гатор (МРП) на транзисторах-, предназначенный для
индивидуального использования в полярных условиях,
а также в условиях плохой видимости для определения
направления на радиопередающую станцию. Затем была
проведена модернизация МРП с учетом современных
требований. Одной из интересных особенностей модер-
низированного варианта МРП является использование
в нем АУ на полевом транзисторе КП350Б.
Рис. 2.13. Схема антенной системы радиопеленгатора
МА — магнитная антенна, МС — медный стержень
Для приема в диапазоне СВ (275.. .600 кГц) приме-
няют антенную систему, состоящую из внутренней маг-
нитной антенны на ферритовом стержне с диаграммой
направленности в виде восьмерки в горизонтальной плос-
кости и встроенной в МРП АУ с круговой диаграммой
направленности. Эта АУ предложена взамен малоэффек-
тивной второй магнитной антенны, разработанной
в 1963 г. Результирующая диаграмма направленности
антенной системы имеет форму кардиоиды. Пеленгация
осуществляется на слух по минимуму слышимости при-
нимаемого сигнала.
АУ включает собственно антенну (медный стержень
длиной 100 мм и диаметром 3 мм) и. активную схему,
представляющую собой малошумящий, резонансный (по
выходу) усилитель на транзисторе КП350Б. Для получе-
ния диаграммы направленности в виде кардиоиды с по-
мощью баланса амплитуд в усилителе имеется плавная
регулировка усиления (потенциометром R2 — рис. 2.13).
Габариты всего устройства 168X97X45 мм, масса—•
375 г. Более полные сведения об устройстве МРП в це-
лом (супергетеродин с одним преобразованием частоты)
приведены в [62].
Кроме описанной в [53, 54] автомобильной АУ, раз-
работана АУ для встраивания в переносные транзистор-
ные приемники [133]. Она предназначена для улучшения
приема в КВ диапазонах и обладает следующими техни-
ческими характеристиками: рабочий диапазон, частот
a)
Е,мк0/м
г)
2от6. 02,5
в)
3...30 МГц, собственная реальная чувствительность АУ'
10 мкВ/м (при длине антенного штыря 1 м в полосе про-
пускания 8 кГц), динамический диапазон 115 дБ, усш-
ление по напряжению (от затвора Т1) 10 раз, напряже-
ние питания 4 ... 12 В, потребляемый ток 2,5 ... 3 мА.
Рассмотрим принципиальную схему АУ (рис. 2.14,а)..
Сигнал, наведенный в антенном штыре, поступает на
двухкаскадный усилитель через емкостной делитель на-
пряжения Са—Свх- Передача напряжения и отношение-
сигнал/шум при этом тем лучше, чем больше Са и мень-
ше Свх, см. (1.2), (1.5). Поэтому первый каскад усилите-
ля выполнен на полевом транзисторе. Второй каскад —
на биполярном транзисторе ГТ313 — собран по схеме-
с общим эмиттером и охвачен глубокой параллельной'
отрицательной обратной связью на напряжению через-
цепь R3, СЗ, что позволило получить равномерное уси-
ление в широкой полосе частот, а также очень малые-
входное и выходное сопротивления данного каскада. Та-
кое построение усилителя обеспечивает, с одной стороны,,
минимальную входную емкость, так как каскад на поле-
вом транзисторе работает в режиме короткого замыкания-
по выходу, а с другой — хорошую линейность второго
каскада, так как параллельная отрицательная обратная
связь эффективна при большом выходном сопротивлении
источника сигнала. Режим полевого транзистора по по-
стоянному току обеспечивается с помощью резистора
Катушка индуктивности L2 замыкает по постоянному то-
ку цепь между затвором й истоком и обеспечивает по-
давление частот ниже 3 МГц. Индуктивность подобрана-
так, чтобы на частоте около 4 МГц обеспечивался парал-
лельный резонанс с емкостью С7=Са +Свх. Резонансный’
пик сглаживается с помощью ферритового сердечника
с большими потерями. Катушка индуктивности L1 обес-
печивает подъем частотной характеристики в диапазоне-
20. . .30 МГц и подавление более высоких частот, так как
на частоте около 30 МГц Ы имеет последовательный
резонанс с емкостью С=СаСВх/(С’а + Свх). Резонансный
пик сглаживается резистором R1. Со стока полевого тран-
зистора сигнал поступает на базу биполярного, усилива-
Рис. 2.14. АУ КВ диапазона:
с — принципиальная схема, б — частотные характеристики усилителя АУ при
различных напряжениях питания, в — уровень шумов (1 — окружающего про*
странства, 2 ~ АУ, 3 — приемника с АУ, 4 — приемника с пассивной антен-
ной), г, д — монтажная и печатная платы усилителя АУ
ется им, выделяется на нагрузке R5 и через конденсатор
С5 поступает на вход приемника. В качестве входа при-
емника используется точка .его схемы, соединенная
с гнездом внешней антенны разделительным конденсато-
ром 5. ..10 пФ, который при подключении АУ удаляют.
Стабилизация рабочей точки биполярного транзисто-
ра при уменьшении напряжения питания и температуры
окружающей среды обеспечивается диодом Д1 и цепью
R4C4. Катушка индуктивности L3 препятствует замыка-
нию базы транзистора на землю по переменному сигна-
лу. Звено R6, С6 в цепи питания ослабляет высокочас-
тотные наводки.
Усиление по напряжению от затвора полевого тран-
зистора к коллектору биполярного мало зависит от тем-
пературы и напряжения питания и практически опреде-
ляется произведением крутизны полевого транзистора на
сопротивление резистора R3. На рис. 2.14,6 показаны ча-
стотные характеристики усилителя АУ. На этом же ри-
сунке показано влияние цепочки R1L1. На рис. 2.14,в
доказан уровень собственных шумов АУ (кривая 2) и
уровень шумов АУ с приемником, имеющим реальную
чувствительность 50 мкВ (кривая 3). Кривая 4 показы-
вает уровень шумов такого же приемника с обычной те-
лескопической антенной. На этом же рисунке показана
усредненная частотная зависимость напряженности поля
внешних шумов (кривая /). Как видно из рис. 2.14,в,
в диапазонах КВ АУ позволяет существенно улучшить
реальную чувствительность приемника.
Усилитель АУ можно смонтировать на печатной плате
(рис. 2.14,г) из фольгированного стеклотекстолита тол-
щиной 1,5 мм. Все резисторы типа ОМЛТ 0,125 Вт, кон-
денсаторы— типа КМ-6. Катушка намотана на резистор
R1 проводом ПЭВ-2 0,1 внавал и имеет 60 витков. Ка-
тушки L2, L3 намотаны на сердечники К7Х4Х2 из фер-
рита 2000НН или 2000НМ в один слой и содержат по
24 витка провода ПЭЛШО 0,12. Для снижения собствен-
ной емкости сердечника катушки L2 желательно перед
намоткой обмотать тонкой лакотканью. Катушки L2, L3
лакируют клеем БФ-2 и после припайки выводов при-
клеивают к плате тем же клеем. В качестве сердечников
катушек L2, L3 можно использовать и широко распрост-
раненные сердечники К7Х4Х2 из феррита 600НН.
В этом случае катушки L2, L3 должны быть намотаны
в один слой проводом ПЭЛШО 0,08 и иметь 40.. .60 вит-
ков. При применении феррита 600НН высота резонанс-
ного пика на частоте 3.. .4 МГц увеличивается на 6—•
8 дБ. Диод Д1 типа КД503 можно заменить любым
кремниевым диодом подходящего размера (Д219, Д220,
КД508, КД512 и т. п.). Транзистор Т2 типа ГТ313 можно
заменить другими высокочастотными биполярными тран-
зисторами структуры р — п — р с более низкой гранич-
ной частотой, однако при этом будет снижена верхняя
граница рабочего диапазона частот.
2.3. ТЕЛЕВИЗИОННЫЕ АНТЕННЫ-УСИЛИТЕЛИ
«Несмотря на шум, поднявшийся вокруг новой сенса-
ционной идеи в области антенной техники, возмутитель
спокойствия Э. Тернер на базе ВВС им. Райт-Паттерсона
(Дейтон, шт. Огайо) спокойно проводит испытания нена-
правленной сверхминиатюрной интегральной антенны
(SIA) высотой около 10 см. Это устройство, перекрыва-
ющее большую часть диапазона телевизионного вещания
(метровые волны), — побочный результат, полученный
при разработке серии антенных конструкций высотой
5 см со. встроенными транзисторами, вызвавших споры
в кругах специалистов», — так судя по работе [3], про-
исходила разработка первых АУ для телевизионного
приема. Главное возражение многих специалистов про-
тив применения АУ вообще и SIA, в частности, для теле-
визионного приема сводилось к тому, что ненаправлен-
ность (или слабая направленность) будет причиной при-
ема помех от других станций и переотражений от
местных предметов. Однако испытания разработанных
в дальнейшем телевизионных АУ показали, что эти проб-
лемы не являются непреодолимыми и. преимущества АУ
(малые габариты при сохранении или улучшении чувст-
вительности приемных систем) являются решающими
при использовании их для телевизионного приема. В ча-
стности, для комнатных телевизионных АУ отражения
можно устранить, выбрав ее местоположение (также как
Для пассивных комнатных телевизионных антенн боль-
ших размеров) или применив специальные схемные
решения.
Самые низкие телевизионные частоты примерно
50 МГц, размер обычных телевизионных антенн порядка
2 м. Если вместо них использовать активные антенны,
этот размер можно уменьшить до 50.. .60 см. Конечно,
создание направленных АУ связано, как правило, с при-
менением многоэлементных структур, при этом размеры
АУ увеличиваются, однако и в этом случае интеграция
с транзисторами оказывается выгодной с точки зрения
как некоторого уменьшения размеров, так и повышения
чувствительности всей приемной системы. Опыты с теле-
визионными антеннами типа «волновой канал», в кото-
рых только питаемый диполь заменен АУ, показали зна-
чительное улучшение отношения сигнал/шум, и при этом
не наблюдалось никакого изменения в диаграмме на-
правленности.
В разработанной фирмой IFD Electronics (США)
конструкции механически прочной миниатюрной мно-
гоканальной телевизионной АУ объединены свойства
многоэлементных антенн обычной конструкции трех ви-
дов 10-элементной директорией антенны низкочастотной
части диапазона очень высоких частот (ОВЧ), 14—
15-элементной широкополосной антенны высокочастотной
части ОВЧ диапазона и 4-элементной антенны УВЧ диа-
пазона. АУ смонтирована в тонком пластмассовом корпу-
се размером 86x68,5x7,6 см и предназначена для уста-
новки на крышах зданий, ее масса 2,3 кг, она прошла
испытания при скорости ветра до 136 км/ч [63].
Собственно антенна выполнена в виде печатной схемы
на майларовой подложке, на которой также путем про-
травливания тонкого медного слоя получены и пассив-
ные элементы ОВЧ и УВЧ диапазонов. Выходные сигна-
лы ОВЧ и УВЧ диапазонов поступают с пассивной части
(собственно антенны) на ОВЧ и УВЧ фильтры, а за-
тем— в полосовые усилители на малошумящих тран-
зисторах (рис. 2.15). В схеме использованы развязываю-
щие фильтры для предотвращения взаимодействия
между сигналами НЧ и ВЧ частей ОВЧ диапазона.
Транзисторные усилители с помощью двух скоб монтиру-
ются на высоте 2,5 см над печатной платой. Одна из
скоб играет роль только механической опоры, а вторая
используется также для крепления 75-омного кабеля,
который соединяет выход схемы объединения ОВЧ/УВЧ
сигналов с коаксиальным снижением (кабелем) антенны.
Использование экранированного коаксиального кабеля
предотвращает прием нежелательных сигналов. Этот ка
бель используется и для подачи питания (12 В) на тран-
зисторные усилители. Испытания этой телевизионной АУ
показали, что она обеспечивает высококачественный
прием цветного изображения на расстоянии до 64 км при
OffV УВЧ
Рис. 2.15. Структурная схема телевизионной АУ
работе в НЧ части ОВЧ диапазона, на расстоянии
112. ..120 км в ВЧ части ОВЧ диапазона и на расстоя-
нии до 80 км — в УВЧ диапазоне.
Многие специалисты занимаются разработкой телеви-
зионных АУ, которые предназначены в основном для за-
мены комнатных пассивных антенн, имеющих известные
недостатки (большие габариты, недолговечность и необ-
ходимость ручной настройки на каналы), а также про-
межуточных вариантов АУ, которые можно устанавли-
вать как на крыше здания, так и в помещении
(рис. 2.16). Для оптимального согласования собственно
антенны с электронной частью следует использовать ин-
дуктивности с малыми потерями и поэтому с большой
площадью (выполненные печатным способом), которые
благодаря размерам сами являются элементами собст-
венно антенны. Индуктивности антенной структуры вы-
полнены на пластине, на которой установлены и все
элементы электронной части. Защиту от погодных влия-
ний обеспечивают с помощью обтекателей из пластмас-
сы. Такая АУ может перекрыть два телевизионных час-
тотных диапазона: 49. ..100 МГц (1...5 каналы) и
174. ..230 МГц (6. ..12 каналы) по телевизионному стан-
дарту СССР. При этом промежуточный УКВ диапазон
100. ..174 МГц может быть подавлен в этой же АУ [63].
Рис. 2.16. Конструкция одного
плеча телевизионной АУ
На рис. 2.17 'представле-
на упрощенная электри-
ческая схема одного пле-
ча антенны. Соединение
обоих плеч в симметрич-
ную антенну .можно осу-
ществить по схеме ба-
лансного усилителя.
Для приема сигналов
одного канала (или двух
соседних) используют те-
левизионные АУ очень не-
больших габаритов. На-
пример, предназначенная
для приема одного теле-
визионного канала (61...
...68 МГц) АУ (рис.
2.18) при оптимальном
качестве приема имеет
высоту всего ’/кЛср- Одна-
ко в этом случае из-за узкополосности необходима боль-
шая точность выполнения элементов конструкции.
Весьма миниатюрными можно сделать комнатные
телевизионные АУ для ДМВ диапазона [64, 65]. Ориги-
нальный вариант такой АУ представлен на рис. 2.19
[64]. В этом симметричном активном диполе переход
к несимметричной линии передачи осуществляется с по-
мощью одного транзистора. Симметричный диполь (соб-
ственно антенна) заканчивается в точках 1 и 2, и его
форма может быть различной. Каждая половина диполя
дополнена шлейфом, а внутри одного из них проходит
кабель, подсоединенный
к коллектору транзистора.
Размеры шлейфа опреде-
ляют резонансный полосо-
вой фильтр, благодаря чему
АУ может работать в срав-
нительно широкой полосе
частот.
Выход транзистора не яв-
ляется симметричным и
Рис. 2.17. Эквивалентная
схема одного плеча телеви-
зионной АУ
Рис. 2.18. Схематическое
представление однокаиаль-
ной телевизионной АУ (с)
и ее эквивалентная схе-
ма (6)
поэтому его непосредственное включение в антенну, ка-
залось бы, должно нарушить симметрию диполя. Однако,
если проанализировать токовые цепи, то можно увидеть,
что в правой половине антенны течет слабый ток базы
/б, ток коллектора iK протекает только по кабелю, а на
внешней стороне левой половины антенны имеется толь-
ко ток i&=i&—in- Таким образом, на внешней стороне
обеих половин диполя протекает только ток i& и диполь
в целом является симметричным.
Оптимальную нагрузку для выбранного транзистора
и заданного частотного диапазона рассчитывают в соот-
ветствии с методикой, изложенной в гл. 5. Для радио-
любительской практики эта методика достаточно сложна,
поэтому экстремальные результаты трудно достижимы.
Можно рекомендовать следующие правила, которыми
следует руководствоваться при экспериментальной от-
работке АУ резонансного типа для диапазона
174 ... 230 МГц (и более высоких частот).
Рис. 2.19. Конструкция телеви-
зионной АУ диапазона ДМВ
(а) и общий вид (б)
1. Транзисторы — биполярные (но можно использо-
вать и полевые) диапазона СВЧ типа ГТ329, ГТЗЗО,
КТ371, КТ382 или аналогичные. Усилитель может быть
одно- и двухкаскадный по схемам ОЭ, ОЭ —ОБ.
2. Режим питания транзистора целесообразно выби-
рать так, чтобы ток эмиттера был большим для обеспе-
чения большей линейности АУ, с этой же целью целе-
сообразно вводить отрицательную обратную связь в цепи
эмиттера.
3. Оптимальное сопротивление источника сигнала
(собственно антенны) для биполярных СВЧ транзисто-
ров лежит обычно в пределах от нескольких десятков
до сотен омов активного сопротивления и должно вклю-
чать в себя обычно небольшую индуктивность.
В заключение главы приведем описание' отечествен-
ной комнатной АУ для телевизионных приемников, кон-
струкция и характеристики которой рассмотрены в [52].
При разработке этой комнатной АУ учтено, что для УКВ
диапазона комната представляет собой резонатор
с частично поглощающими стенками, возбуждаемый
через несколько отверстий (оконные и дверные проемы),
в котором одновременно могут существовать несколько
типов колебаний. В большинстве случаев полезный и
мешающий сигналы поступают к возбуждающим отвер-
стиям с разных направлений и имеют, как правило,
различные поляризации. Это приводит к тому, что по-
лезный сигнал и помеха по-разному возбуждают ком-
нату-резонатор и поэтому велика вероятность того, что
в месте расположения антенны ориентация электриче-
ской составляющей поля сигнала Ес будет отличаться
от ориентации электрической составляющей поля поме-
Рис. 2.20. Симметричная теле-
визионная АУ
хи Еп. В качестве основы для
конструкции описываемой
АУ, называемой в [52] со-
кращенно АТКА (активная
телевизионная .комнатная
антенна), выбрана симме-
тричная АУ с двумя встроен-
ными усилителями У1 и У2
(рис. 2.20).
На рисунке показано так-
же суммирующее устройст-
во (СУ), выполенное по мо-
стовой схеме, имеющей
суммарный (X) и разностный (А) выходы. Эти выходы
нагружены соответственно на сопротивления нагрузок
И ZA.
Для того, чтобы такую АУ можно было использовать
в качестве комнатной телевизионной антенны, позволя-
ющей отстраиваться от помехи, в ее конструкцию доста-
точно ввести устройство, изменяющее на входе прием-
ника соотношение между сигналом, снимаемым с сум-
марного выхода мнв и сигналом пгкг, снимаемым
с разностного выхода. В [52] показано, что в идентичных
усилителях (Gyl=Gy2, Zyl=Zy2) на суммарном выходе
диаграмма направленности совпадает с диаграммой
направленности вертикального, на разностном — с диа-
граммой направленности горизонтального вибраторов,
поднятых на высоту Н. В общем случае форма диаграм-
мы определяется соотношением параметров усилителей.
Рассмотрим вариант телевизионной АУ (рис. 2.21).
Антенна представляет собой Т-образный вибратор (В),
выполненный печатным способом на листе фольгирован-
ного диэлектрика (Д). В горизонтальные плечи вибра-
тора включены идентичные широкополосные усилители
I и II, выходы 2 и 2' которых соединены со входами
5 и 6 гибридного устройства III. Разностный выход 7
гибридного устройства соединен со входом 10, а сум-
марный выход 9 — со входом 11 управляющего устрой-
ства IV, с выходов 12 и 13 которого сигнал через диф-
ференциальный трансформатор Тр подается по отрезку
коаксиального фидера на вход телевизионного приемни-
ка. Питание усилителей и гибридной схемы осуществля-
ется от источника +10 В через печатные полоски на
плате, цепи питания снабжены блокировочными кон-
денсаторами. Схемы простейших усилителей, суммиру-
ющего и управляющего устройств показаны на рис. 2.22.
При расчете и настройке элементов схемы следует
иметь в виду, что усилители I и II определяют, в основ-
ном, чувствительность АУ, а от параметров управляю-
щего устройства зависит степень ослабления мешающего
сигнала и динамический диапазон АУ. Для обеспечения
гарантирующих качественное изображение в зоне уве-
ренного приема параметров АУ усилители I и II долж-
ны иметь коэффициент шума не более 5 дБ, коэффи-
циент передачи по напряжению не менее 10 дБ
в заданном диапазоне частот. Введение частотно-зави-
симой отрицательной обратной связи по току обеспечи-
Рис. 2.21. Устройство телевизионной комнатной АУ
вает спад амплитудно-частотных характеристик усили-
телей на частотах ниже 45 МГц.
Управляющее устройство представляет собой два
однокаскадных усилителя с регулируемыми коэффици-
ентами усиления, один из которых включен в разност-
ный канал, другой — в суммарный. Усиление регулиру-
ется потенциометром /?у (рис. 2.21), изменяющим
напряжение смещения на базах транзисторов так, что
когда у одного усилителя усиление увеличивается,
у другого оно уменьшается. Таким образом, отношение
«нг/Нпв и соответственно поляризационная селекция по-
мехи зависят от положения ручки потенциометра 7?у.
Управляющее устройство должно обеспечивать не менее
чем десятикратное изменение отношения и обла-
дать малым уровнем нелинейных искажений.
Параметры экспериментального образца АУ, выпол-
ненного на транзисторах ГТЗЗО: габариты 300X200X
ХЮО мм, диапазон рабочих частот 45.. .230 МГц, экви-
валентная действующая высота не менее 0,5Х, чувстви-
тельность не хуже 50 мкВ/м, динамический диапазон
не менее 40 дБ.
Параметры можно улучшить, применив кремниевые
биполярные (КТ382) или полевые (КП350Б) СВЧ тран-
зисторы и усложнив схемы усилителей, что целесооб-
разно при использовании комнатных антенн для цвет-
ных телевизионных приемников.
Глава 3
ИССЛЕДОВАНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ
ИСПОЛЬЗОВАНИЯ АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ
В РАДИОПРИЕМНЫХ СИСТЕМАХ
Положительные качества АУ, как и лю-
бых устройств, реализуются при выполнении определен-
ных условий. Одним из основных параметров, характе-
ризующих любую антенну, в том числе и АУ, является
коэффициент усиления (эффективность). Исследуем за-
висимость энергетического выигрыша при использовании
в радиоприемном устройстве АУ вместо обычной пассив-
ной антенны и найдем условия реализации этого: уста-
новим требования к электрическим параметрам АУ.
При решении поставленной задачи следует учиты-
вать усилительные и шумовые характеристики всех ча-
стей приемной системы. На практике обычно-не удается
обеспечить идеальное согласование на концах линии
передачи, соединяющей антенну с приемником. Поэтому
эффективность использования АУ необходимо опреде-
лять с учетом рассогласований, имеющих место в реаль-
ных радиоприемных системах. Рассмотрим предвари-
тельно соотношение сигнал/шум в радиоприемной систе-
ме, включающей обычную пассивную антенну, которую
в дальнейшем будем называть опорной.
3.1. РАСЧЕТ ОТНОШЕНИЯ СИГНАЛ/ШУМ
В РАДИОПРИЕМНОЙ СИСТЕМЕ
Рассмотрим структурную и эквивалентную схемы ра-
диоприемной системы с опорной антенной (рис. 3.1).
Приемная опорная антенна, эквивалентная генератору
с внутренним сопротивлением Zon=/?on+j^on, подключе-
на ко входу (точки 1—1) линии передачи длиной /. Ли-
ния передачи характеризуется постоянной распростра-
нения y=a+jp и волновым сопротивлением р. Физиче-
ская температура опорной антенны Т0А, линии передачи
Тп. Конец линии передачи (точки 2—2) нагружен на
входное сопротивление приемника Znp=^np+j^np- В эк-
вивалентную схему радиоприемного устройства введены
э. д. с. полезного сигнала еОп и шумов еШоп и еШпр. Воз-
бужденная в приемной антенне полем полезного сигна-
ла с напряженностью Ес, приходящего с заданного на-
правления, э. д. с. определяется [66] выражением
е0П = £с^(-^^-У/2, (3.1)
где Gon — коэффициент усиления опорной антенны
(в данном направлении приема).
Приемная Линия
антенне передачи
I
I
f a) &
Рис. 3.1. Структурная (о) и эквивалентная (б) схемы радиоприем-
ной системы
В приведенной эквивалентной схеме выделена идеа-
лизированная опорная антенна (без потерь), характери-
зующая пространственную избирательность приемной
системы, а потери в опорной антенне учитываются в дан-
ном случае в еОп, зависящей от Gon—ДопЦоп-
Для схемы, представленной на рис. 3.1, мощность-
полезного сигнала Рс, которая будет выделяться на на-
грузке ZnP> можно представить в виде:
Р ___ ^2оп^1—1 g
с — iZon + Z/-,!2 "
(3.2>
где —полное сопротивление в точках 1—Г
линии передачи и активная составляющая этого сопро-
тивления; бл — коэффициент, учитывающий потери в ли-
нии передачи между сечениями 1—1 и 2—2.
Объединяя выражения (3.1) и (3.2), получаем
р _ £2СХ20ОП .
480я2 |Zon + Z/^l2 ’
Вторая дробь в правой части равенства (.3.3), как из-
вестно [66], выражается через коэффициенты отраже-
ний от концов линии передачи. Обозначим их роп=’
— Р<я£~Й и Рпр — Рпре~Jb- Тогда согласно теории длин-
ных линий в принятых обозначениях имеем:
z р 1 + Рол 2 —р 1 + Рг|ре /о 4У
zon —Р 1_Рсп - Z,_J —Pj_ pnpe_2V. (3.4}
Используя преобразования
/?on=,/2(Zon+Z%n), =1/2(Zz_/-]-Z*z_/), (3.5)
где Z*on — полное сопротивление, комплексно-сопряжен-
ное с Zon; Z*;_; — полное сопротивление, комплексно-
сопряженное с Z,^, получаем:
р -g R _.с
^ОП—Р | ] _роп|2 > P(1_pnpe_21fZ(2 •
(3.6>
Коэффициент, учитывающий потери в линии, для рас-
сматриваемого случая
(3-7)
1 Р пр е
Тогда с учетом выражений (3.3), (3.4), (3.6), (3.7)
получаем следующее соотношение:
р _£2Д2СОП (1-Лп)(1-ЛР)е-2а/
^соп- 480п2 |1-РопР„ре-^Р •
На входе приемника, помимо мощности сигнала, вы-
деляется мощность шума, вызванная наличием еШоп,
еш Пр, а также собственным тепловым излучением отрез-
ка линии. Э. д. с. шума ешоп, обусловленная приемом
антенной из окружающего пространства радиоизлучения
внешних источников, а также собственными тепловыми
потерями, определяется известным соотношением
^=4kT3acAfRon, (3.9)
где k — постоянная Больцмана; Д/— полоса частот;
7эоп(Т8а) —эффективная шумовая температура опорной
(пассивной) антенны, определяемая [67] выражением
7э оп (Та а)=7аца+ (1—-па) То А; (3.10)
здесь Та — эквивалентная шумовая температура антен-
ны, характеризующая шумы, принимаемые из внешнего
пространства; т]а — к. п. д. антенны.
В схему на рис. 3.1,6 э. д. с. еШпр введена для случая
согласованного тракта как эквивалентная э. д. с. соб-
ственных шумов приемника, пересчитанных к его входу:
?шпр=4ЛГП1Жпр, (3.11)
где Т°Пр — эффективная шумовая температура приемни-
ка, равная 7’впр=(Кпр—1) Т’о; Кпр — коэффициент шума
приемника, То — стандартная температура (293К).
Вклад опорной антенны в общую мощность шума,
выделяющуюся на входе приемника, определяется ана-
логично выражению (3.8) соотношением
Р ЬТ Af —Fon) (1 — ЛР) е /4 191
А = onAf-----II—в г>„ е~2|< Г ~~' ( }
I 1 РопРпре I
Вклад в общую мощность шума линии передачи до-
статочно просто определить на основании работы [68]:
п А Л1 -е“2н/) С1 -Лр) (1 + Лопe-2aZ'
(3.13)
11 РопРпр е 2^z |2
Используя преобразования, аналогичные сделанным:
при выводе выражения (3.8) для определения мощно-
сти, которая выделяется под действием э. д. с. еШпр-
в точках 2—2 линии передачи, и с учетом результатов
работы [69], мощность шума приемника, пересчитанную
к его входу, можно выразить следующим соотношением:
Рш пр = ^прД[ -Ь——-. (3.14)
|1—РопРпр е 2V |2
Коэффициент Ci в этом выражении при достаточно
большом усилении первого каскада приемника, когда
шумы последующих за первым каскадом усиления не-
существенны, определяется выражением:
г [, 2 -4а/ , (WP) U + *0fP|2]^
^ = [1—/2опе
V /1 1 — РопРпр e-21fZ I2
t
. *-пр мин J
(Wp)|1 +*о/р I2]-1
1 __ „2 л—4а/
1 — Р оп е
(3.15>
Otp мнн
где Ref — крутизна изменения коэффициента шума;
Yof — оптимальная полная проводимость для согласова-
ния по шуму, /Пр мин—^пр мин /То — минимальная относи-
тельная эффективная шумовая температура приемника.
Параметры приемника Ref, YC/ и /пр мин можно опре-
делить по данным работ [69, 91, 94]. Подробно они
рассматриваются в гл. 5.
На основании отношений (3.8), (3.12) — (3.14) полу-
чаем. искомую формулу для расчета отношения сиг-
нал/шум в радиоприемной системе:
р р
TZ г с оп r с оп _
^оп--- р
2 ш оп
£2сХ2^оП Г
= 480л2АД/: [
ШЛ Т 7ш пр
2а/ . . 1 + Р2да е Zal
1 Д2оп
e2“z
(3.16)
пр (1-^пр)(1-Лп)
При рОп=Рпр=0 формула (3.16) сводится к широко
известному выражению, определяющему отношение сиг-
нал/шум для режима согласования с учетом потерь
в линии передачи:
1Т-П+Л(е2иг - 1) + Гпре2Ч-’. (3.17)
Из выражения (3.16) следует соотношение для рас-
чета минимально необходимой напряженности поля по-
.лезного сигнала, при которой отношение сигнал/шум на
выходе линейной части радиоприемной системы равно
•единице (режим пороговой чувствительности):
р_________
^ОПМИН—"
( SOkbf
бол
у _I Т (c?al П 1 Д2оп е 2ai
1 э оп -1 И 1—р2оп
С^преы
(1 - Лп) (1 - Лр) .
(3.18)
Величина ЕОпмпи, определяемая этим выражением,
•соответствует в технике АУ понятию «чувствительность
по напряженности поля».
Выражения (3.16) — (3.18) позволяют производить
•расчеты линии связи при использовании в радиоприем-
ных системах обычных (пассивных) антенн и опреде-
лять требования к параметрам приемных радиотехни-
ческих систем. Так, при согласовании на концах линии
передачи эффективная шумовая температура радиопри-
емной системы (Тс), которая состоит из антенны, линии
передачи и приемника, определяющая пороговую чув-
ствительность системы и отнесенная ко входу приемни-
ка, рассчитывается по соотношению:
Тс=ТнаТ]л+Тл(1—т].ч) +Т°Пр, (3.19)
—2aZ
где т]л=е
В последние годы в связи с успехами в создании
малошумящих приемников и усилителей МВ, ДМВ, СМВ
диапазонов значительно возрос интерес к шумам антен-
но-фидерных устройств. Эффективность использования
малошумящих усилительных приборов в радиотехниче-
ской аппаратуре определяется в настоящее время усло-
вием достижения оптимальных шумовых характеристик
при разработке антенно-фидерных устройств. Если эф-
фективная шумовая температура приемника мала, по-
роговая чувствительность радиоприемной системы
сильно зависит от эффективной шумовой температуры
антенно-фидерного устройства (ТэАФУ), определяемой
с учетом выражения (3.10) по формуле:
ЛЛФУ=|ТА1А+Т0А(1 -чА)|чА+Л(1 -тД (3.20)
Для определения^ Тэ Афу можно использовать [70] но-
мограмму (рис. 3.2).
Поясним правило использования номограммы на
примере расчета эффективной шумовой температуры
антенно-фидерного устройства при следующих данных:
Та=400 К, Гл=300 К, 7оа=7ОО К, т]а=0,7, пл=0,5. На
левой и правой шкале температур значения Гоа и ТА от-
мечаются точками, которые соединяются линией 1. Через
точку на шкале т] соответствующую значению т]А, прово-
дится вертикальная линия 2, пересекающая линию 1. Пе-
ресечение линий 1 и 2 переносится горизонтальной пря-
мой 3 на правую шкалу температур. Полученное зна-
чение Тэа при необходимости считывается с этой
шкалы. Точка на правой
шкале температур, соот-
ветствующая величине ТаА,
соединяется линией 4 с от-
меченным на левой шкале
значением Тя. Затем прово-
дится вертикальная линия 5
через точку, соответствую-
щую на шкале к. п. д. зна-
чению т]л. Пересечение ли-
ний 4 и 5 дает искомую эф-
фективную шумовую темпе-
ратуру антенно-фидерного
устройства, считываемую с
левой или правой шкалы
температур (линия 6).
В рассмотренном примере
расчетное значение 7"эДфУ =
=395 К, а полученное по
номограмме равно 400 К.
После небольшой прак-
тики номограмма позволяет
очень быстро производить
достаточно точные расчеты
Рис. 3.2. Номограмма для рас-
чета эффективной шумовой
температуры аитенно-фидерно-
го устройства
Т'эафу, определяемой (3.20) и, в случае необходимости,
ТЭА, определяемой (3.10).
При достаточно высоких’ к. п. д. фидерного тракта
т)л и антенны т]а из физических соображений и непосред-
ственно из выражения (3.20) следует, что пороговая
чувствительность радиоприемной системы практически
полностью определяется эквивалентной шумовой темпе-
ратурой антенны ТА. При этом даже небольшая ТА при-
обретает существенное значение.
Таким образом, использование малошумящих при-
емников в радиотехнических системах предполагает обя-
зательное предварительное исследование естественных
внешних помех радиоприему, т. е. определение эквива-
лентной шумовой температуры ТА, которая зависит от
интенсивности внешних помех и их распределения в про-
странстве, рабочего диапазона частот, а также направ-
ленных свойств антенны и ее ориентации.
Результаты исследования естественного радиоизлу-
чения довольно широко освещены в литературе [67, 71—
75], что позволяет рассчитывать эквивалентную шумо-
вую температуру антенн различного назначения.
3.2. РАСЧЕТ ОТНОШЕНИЯ СИГНАЛ/ШУМ
В РАДИОПРИЕМНОЙ СИСТЕМЕ С АНТЕННОЙ-
УСИЛИТЕЛЕМ
Для решения рассматриваемой задачи необходимо,
кроме выражения для отношения сигнал/шум в системе
с опорной антенной (3.16), иметь подобное выражение
для отношения сигнал/шум в радиоприемной системе
с АУ. Получение такого выражения существенно упро-
Ан/пеюш- усшштелб
Рис. 3.3. Эквивалентное представление АУ
щается, если в эквивалентной схеме представить АУ
аналогично схеме обычной (пассивной) приемной антен-
ны. Это удобнр также и потому, что позволяет в опре-
деленных пределах использовать для АУ аппарат теории
и практики приемных пассивных антенн.
Как отмечалось ранее, с точки зрения функциональ-
ного действия, АУ можно рассматривать состоящей из
двух частей: собственно антенны и усилительной части
(рис. 3.3,а). Рассмотрим эквивалентную схему такого
устройства (рис. 3.3,6 и в). На входе усилительной ча-
сти АУ действует э. д. с. еа, наведенная-полем полезного
сигнала. Для произвольного направления приема еа
определяется аналогично (3.1) выражением
e\=E^GaRa/120л2, (3.21)
где Ga— коэффициент усиления собственно антенны
в заданном направлении приема; Ra—активная состав-
ляющая полного сопротивления Za.
Помимо еа, в АУ действует э. д. с. шума еша, приро-
да которого аналогична природе шума ешоц. Шумовая
э. д. с. еша обусловлена приемом АУ радиоизлучения
внешних источников, а также шумами собственно антен-
ны и, подобно выражению (3.9), определяется соотно-
шением:
?ша = 4^7эаД/Да, (3.22)
где Таа — эффективная шумовая температура собствен-
но антенны.
Э. д. с. полезного сигнала, приведенная к выходным
зажимам АУ (еау), может быть определена следующим
образом:
__ E2ck2Ga „ „
еау— 120л2 <зу У’ (3.23)
где —коэффициент усиления по мощности усили-
тельной части АУ; /?ау— активная составляющая полно-
го сопротивления Zay, равная сопротивлению, измерен-
ному со стороны выхода АУ.
Сопоставление выражения (3.23) с выражением для
квадрата^э. д. с. полезного сигнала на зажимах обычной
пассивной антенны (3.1) позволяет определить коэффи-
циент усиления АУ:
Gay=GaGy. (3.24)
Отношение Gay к коэффициенту усиления эталонной
(опорной) антенны определяет относительный коэффи-
циент усиления (эффективность) АУ:
Goth ay— Gay/GOn— GaGy/Gon-
(3.25)
Необходимо отметить, что относительный коэффици-
ент усиления АУ можно измерить обычными методами
антенных измерений, в то время как Ga и Gy обычно
нельзя точно измерить, так как разделение собственно
антенны и усилительной части АУ приводит к наруше-
нию работы устройства.
Перейдем к рассмотрению шумовых параметров АУ.
Если обозначить через Ту эффективную шумовую тем-
пературу усилительной части АУ, пересчитанную к вы-
ходу собственно антенны, то э. д. с. шума ешау, дейст-
вующую на выходных зажимах АУ, можно определить
соотношением:
<иау =4й(Т9а + Ту)СуДЯу?
(3.26)
Сопоставление выражения (3.26) с выражением (3.9)
для среднего квадрата э. д. с. шума на зажимах обыч-
ной пассивной антенны позволяет определить эффектив-
ную шумовую температуру АУ:
Та ау— (Тэ а + Ту) Gy.
(3.27)
Таким образом, АУ можно представить эквивалент-
ной э. д. с. полезного сигнала еау, определяемой выра-
жением (3.23), и э. д. с. шума еШау, определяемой выра-
жением (3.26) (рис. 3.3,в).
Величины еау и еШау раздельно характеризуют уси-
лительные и шумовые свойства АУ. Эти свойства можно
характеризовать и совместно, т. е. совокупно оценивать
энергетические параметры АУ. Целесообразность этого
подтверждается и тем, что в последние годы выдвинуто
обоснованное предложение [76, 77] ввести обобщаю-
щую характеристику для некоторых типов пассивных
антенн. Тем более оправданно введение такой характе-
ристики для АУ. Таким совокупным параметром явля-
ется отношение коэффициента усиления АУ к эффектив-
ной шумовой температуре, которое по аналогии с [77]
определим как
Гау [дБ]=Сау [дБ]—161g{T3ay [К]/1 [К]}. (3.28).
Рис. 3.4. Эквивалентная схема радиоприемной системы с АУ
Эквивалентное представление АУ, и приведенная
в § 3.1 формула (3.16) для отношения сигнал/шум в ра-
диоприемной системе позволяют достаточно просто по-
лучить выражение для отношения сигнал/шум в радио-
приемной системе с АУ (рис. 3.4). Отличие ее от
системы, представленной на рис. 3.1, состоит только в за-
мене опорной антенны АУ. Поэтому по аналогии с вы-
ражением (3.16) получаем
Ре ау £2сУСау Г ГЛе2н/-1) (1+/>2ауе-2“г)
Аау— Ршау 480л2 АД/ УэауН- (!_р2ау) +
г» -то А2а/
21 пр с
(1—Д2ау).(1 —Р2пр)
где Рау— модуль коэффициента отражения в точках 1—1
линии передачи в схеме с АУ; С2— коэффициент, опре-
деляемый выражением (3.15) при замене роп на рау-
. Из выражения (3.29) непосредственно следует фор-
мула для расчета чувствительности по напряженности
поля приемной системы с АУ
Р _______ 4л ( ЗОАД/
Бауман — -J-
1 [ л2 р—2aZ
т9 ау + тл(е2а/ - 1) ----4-
1 — Р ау
<У\ре2“г I)
/?znp) (1 р2ay) /
(3.30)
3.3. ЭФФЕКТИВНОСТЬ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ
АНТЕННЫ-УСИЛИТЕЛЯ В РАДИОПРИЕМНОЙ
СИСТЕМЕ
Выражения (3.16) и (3.29) позволяют определить
эффективность использования АУ в радиоприемной си-
стеме, которая характеризуется коэффициентом эффек-
тивности [78].
Коэффициент эффективности Кя показывает, во
сколько раз изменяется отношение сигнал/шум в радио-
приемной системе, когда включается АУ вместо опорной
антенны. Ка можно определить также как отношение
квадратов чувствительности по напряженности поля
опорной антенны (радиоприемной системы с опорной
антенной) и чувствительности по напряженности поля
антенны-усилителя (радиоприемной системы с АУ),зна-
чения которых рассчитывают по (3.18) и (3.30) соответ-
ственно.
Таким образом, с учетом соотношения (3 25) имеем
ь- Ау (^оп мин)2 1 —/Ау
Э “ Ап ^(Аумин)2 = °™ а* 1-Лп Х
ААоп + АА+суч
’ V5-31)
где
А=(1-Лп)(1-ЛР)е-2аг;
А=(1-Ау)(1-Ргпр)е“2а<;
Вг = (1 — e“2aZ)(l -ЛР)(1
Вг-(1 -е'2аг)(1 -ЛР)(1+Луе-2“г).
При расчетах энергетического выигрыша от исполь-
зования АУ вместо опорной антенны практический инте-
рес представляет случай, когда Тэа=ТИ0П. Тогда с уче-
том соотношения (3.27) и обозначения 7эоп=;Тэа=7’э по-
лучаем
к __Р 1 ~ Р2^у у,
---^отн ay 1 _p2Qn
АА + ВАТЛ Т~ 22
А (А + A) Gy -|- В2ТЯ + С2Г°пр
Когда в сравниваемых системах отрезки линии пере-
дачи согласованы с обоих концов, т. е. рОп—Рпр=Рау—0,
получаем
Тэе-2в/ + Тя (1 - е -2aZ) + Т »пр
К'э — Goth ay + ^-2*1 + Zj] (1 _ е"2“г) + ~ ’
(3.33)
Из выражений (3.31) — (3.33) можно определить
условия реализации выигрыша от использования АУ
Ппоанализируем соотношение (3.33). Условия реализа-
ции выигрыша можно получить, решив неравенство
К'э>1 И приняв, ЧТО 6у=ботнау.’
М —Т °'от,1ау Гл (1 (3.34)
УУО'отнау-1^ Ъ Г'^
где, как и ранее, т!л=е“2“', а введение штриха в ^обо-
значение относительного коэффициента усиления сим-
волизирует существование указанных выше условий;
Му— шумовое число усилителя, рассматриваемое в гл. 5.
Левая часть неравенства определяется параметрами АУ
(в данном случае усилителя), правая представляет собой
суммарную шумовую температуру линии передачи и при-
емника, .пересчитанную к зажимам антенны (или АУ).
Несмотря на некоторую идеализацию рассматриваемого
частного случая, неравенство (3.34) всегда можно ис-
пользовать для предварительного определения требова-
ний к шумовым и усилительным свойствам АУ.
Рассмотрим зависимость Ка от параметров системы.
После простого преобразования (3.33) получим
7’у=[7’л (1 /Цл-^-1) + ^пр/Цл] X
X ( 1 ]К.'а—1 / ау)—7^(1 — 1 ]К'э) .
(3.35)
Анализ выражения (3.35) обнаруживает следующие
зависимости коэффициента эффективности от парамет-
ров радиоприемной системы:
1. При увеличение т]л коэффициент эффективности
уменьшается. Это очевидно из физических представле-
ний: усилительная часть в АУ одинаково увеличивает и
входной сигнал и входной шум. К усиленному входному
шуму добавляется собственный шум усилительной части,
линии передачи и шумы приемника. Влияние в этом
общем случае собственного шума усилительной части
АУ уменьшается при увеличении шума линии передачи
(т. е. при уменьшении цл), и эффект использования АУ
в системе возрастает. Следует заметить, что в рассма-
триваемой отдельно радиотехнической системе с АУ
отношение сигнал/шум при уменьшении т]л конечно
уменьшается, что подтверждается выражением (3.29).
В идеализированном случае, при отсутствии потерь
в линии передачи (т)л=1) и пренебрежимо малых шу-
мах приемника, выражение (3.35) преобразуется к виду
К'*=(Д + Т7/Тв)-\ • (3.36)
т. е. коэффициент эффективности всегда меньше еди-
ницы, и использование АУ в таком случае всегда при-
водит к ухудшению отношения сигнал/шум, особенно
при уменьшении Тэ и увеличении Ту.
2. При возрастании физической температуры линии
передачи Тл выигрыш увеличивается. Увеличение физи-
ческой температуры равносильно уменьшению к. п. д
линии.
Чтобы сохранить выигрыш от использования АУ по
сравнению с обычной антенной, например, в случае, ког-
да физическую температуру фидерной линии можно по-
низить, необходимо использовать АУ с большим значе-
нием G^inay или с уменьшенной Ту.
3. С увеличением G'0THay и уменьшением Ту воз-
растает. В частности, при малых Ту и значительных
О'отнау можно получить существенный выигрыш от ис-
пользования АУ вместо обычной антенны даже при ма-
лых потерях в фидерном тракте. При увеличении д'отнау
и уменьшении Ту также в соответствии с (3.29) увели-
чивается отношение сигнал/шум на выходе радиопри-
емной системы с АУ.
4. Чем больше шумы приемника, тем выше эффек-
тивность использования АУ, хотя Кау при этом умень-
Таблица 3.1
отн ау Гу. К к V
4 800 0,1 2000 3000 3,32 3,52
0,3 2000 3000 2,50 2,82
8 800 0,1 2000 3000 5,60 6,15
15 800 о,1 2000 3000 8,24 9,54
15 1000 0,1 2000 3000 7,71 9,02
20 1000 0,1 2000 3000 8,81 10,59
Рис. 3.5. Номограмма для расчета коэффициента эффективности
шается, как при уменьшении к. п. д. или увеличении
физической температуры линии передачи.
5. Коэффициент эффективности уменьшается при
увеличении эффективной шумовой температуры Та и тем
значительнее, чем меньше шумовая температура Ту.
Значения коэффициента эффективности, рассчитан-
ные по выражению (3.33), для некоторых значений па-
раметров радиоприемной системы в режиме согласова-
ния, при 7'э=500 К, приведены в табл. 3.1. При расчетах
принималось, что G0Th ay=Gy=G'oTH ау- Данные табл. 3.1
подтверждают указанные выше зависимости. Для упро-
щения расчетов коэффициента эффективности построена
номограмма (рис. 3.5), соответствующая следующему
выражению:
К __г- ол’Чл on 4- Тц on (1 Члоп) Ч'Т’проп "Плау л—.
9~ оп,аИ7'эа^лау + 7’лау (1 -7)лау) +Гпрау
где т]лау, т)л он — к. п. д. линий передачи в схемах с АУ
и опорной антенной (для режима согласования); Тл ау,
J'non — физические температуры линий передачи; Тцрау,
^проп — эффективные шумовые температуры приемни-
ков, отнесенные к их входу, в схемах с АУ и опорной
антенной.
Выражение (3.37) определяет зависимость коэффи-
циента эффективности, когда в сравниваемых схемах
используются различные линий передачи и приемники.
ЛегКО ВИДеТЬ, ЧТО При Т)л ау=Т]л оп = Цл и 7’ЛОП=ГЛ,
Т'пр оп= 7пР ау=7'°Пр (3.37) переходит в (3.33) с учетом
зависимости (3.27) и принятого ранее обозначения т]л=
= е~ “ . На рис. 3.5 приведен пример определения Аэпри
следующих исходных параметрах: Go-may =12; ^л=0,6;
Тл=300 К, Г°пр=8800 К, Гэоп=2800 К, Тэау=3600 К.
При таких данных расчет по формуле (3.37) дает ре-
зультат /Сэ=11,42, а при определении по номограмме
Ка=11,0. Порядок нахождения поясняется стрелками
на рис. 3.5 [78].
Сравним отношение сигнал/шум, реализуемое в ра-
диоприемной системе с АУ (рис. 3.4), с отношением,
реализуемым в аналогичной радиоприемной системе
с пассивной антенной и расположенным перед приемни-
ком дополнительным усилителем с теми же параметра-
ми, что и усилительная часть АУ.
Для схемы на рис. 3.4 имеем
Е2 }2G
(3.38)
При наличии дополнительного усилителя с парамет-
рами Ту, Gy, расположенного перед приемником (7%,)
и соединенного линией передачи (Тл, ?]л) с пассивной
антенной (Ga, Тэ), получаем следующее соотношение:
у, _ £2c^*ga ^лСу
А А+у'— 480nW [Гэт]л + Гл (1 - 7)Л) + Гу] Gy + Г°пр •
(3.39)
Используя выражения (3.38) и (3.39), получаем
' К'ау Иэ^ + ГлО-^+^Су + Г’пр
A s“AA+y— (7’э + Гу)Оу71л+Гл(1-71л)+Г»Пр • >
Нетрудно видеть, что при Gy> 1 выражение (3.40)
всегда дает результат А"э>1, подтверждая известные
закономерности.
Сравнивая выражения (3.33) и (3.40), получаем
К'э_____Gy (ТэЧл + 7Л (1 — Т1л) + 7°пр]
А"э [Гэт]л + 7Л (1 — у)л) + Гу] Gy + Г«пр
Для превышения К'э величины /<"э необходимо вы-
полнение неравенства
Му=Гу/(1-1/Су)<Топр. (3.42)
Неравенство (3.42) означает, что введение дополни-
тельного усилителя в приемную систему приводит к улуч-
шению отношения сигнал/шум в ней в том случае, когда
его шумовое число Му меньше шумовой температуры
приемника, перед которым включается этот усилитель.
Рассмотрим выражение (3.31) для определения за-
висимости коэффициента эффективности от рассогласо-
ваний на концах линии передачи, соединяющей антенну
(АУ) с приемником. Найдем условия обеспечения выи-
грыша от использования АУ в радиоприемной системе,
которые определяются решением неравенства Кэ>1-
Вводя обозначения ра и Тпр и принимая роп=рау=
=Ра, С170пр=С27’0пР=7’Пр, получаем
(1 —Д5пр) (1 + р* аЛл! (1 ‘Ди) Тл -|- УПр
О — А) (1 — Ар) Дл
(3.43)
Сравнение выражений (3.34) и (3.43) с учетом соот-
ношений (3.15) показывает, что для случая, характери-
зуемого выражением (3.43), наличие рассогласований
приводит, как правило, к облегчению условий реализа-
ции выигрыша при использовании АУ. Чем больше ко-
эффициенты отражения на концах линии передачи, тем
больше значения эффективной шумовой температуры
усилительной части АУ и тем меньше значения ее ко-
эффициента усиления допустимы для получения выигры-
ша от использования АУ.
Полученные выше соотношения позволяют вырабо-
тать требования к параметрам АУ, обеспечивающим не-
обходимый выигрыш от использования АУ в радиопри-
емной системе.
3.4. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ТРЕБОВАНИЙ
К ЭЛЕКТРИЧЕСКИМ ПАРАМЕТРАМ АНТЕНН-
УСИЛИТЕЛЕЙ
Представляет интерес определить требования к па-
раметрам АУ, исходя из следующего критерия: при за-
мене в радиоприемной системе пассивной (опорной)
антенны АУ должно выполняться условие увеличения
?оги оу)ми„ (%тн ву)мт
Рис. 3.6. Зависимость параметров АУ от выигрыша q и параметров
радиоприемной системы
не менее чем в q раз отношения сигнал/шум на выходе,
радиоприемной системы, т. е. в общем виде
Ks>q. (3.44)
Сохраняя упрощения, принятые при выводе выраже-
ния (3.43), получаем следующее условие для реализа-
ции поставленной задачи:
[(<7 1) Гэ+'^Ту] Goth ау/ (G0TIiay—(3..45)
где
Q . 'р (' — О ~Г Дга4п) [
4 л 4л (1-Л)
) • (3-46);
чп U Р я) U Р п,э?
Выполнение неравенства (3.45) является условием
реализации выбранного критерия, и на основе этого
можно определить требования к электрическим парамет-
рам АУ.
Задаваясь значениями параметров, входящих в вы-
ражение (3.45), получим для фиксированных Ту семей-
ство кривых, определяющих для заданных q минималь-
но допустимое G0THay, которое удовлетворяет неравенст-
ву (3.45).
Некоторые результаты таких расчетов приведены на
рис. 3.6. Расчеты выполнены для пяти фиксированных
значений Ту.
Графики на этом рисунке подтверждают ранее рас-
смотренные зависимости выигрыша от параметров АУ
и других характеристик радиоприемной системы. Такие
графики позволяют, с одной стороны, определить тре-
буемый относительный коэффициент усиления АУ, не-
обходимый для получения выигрыша в q раз при из-
вестной реализуемой шумовой температуре Ту и, с дру-
гой— определить выигрыш, получаемый при использо-
вании АУ с известными реализуемыми значениями Ту
и G0Tnay. В то же время просто решается вопрос нали-
чия запаса по величине отношения сигнал/шум в схеме
с АУ относительно требуемой величине q. При наличии
такого запаса можно уменьшать размеры собственно
антенны или упрощать структуру приемника (например,
исключить УВЧ).
Графики на рис. 3.6,а—г можно использовать, на-
пример при определении требований к электрическим
Рис. 3.7. Зависимость коэффициента эффективности от параметров
радиоприемной системы
параметрам АУ радиотехнической аппаратуры ДМВ
диапазона волн. Графики наглядно показывают, что тре-
бования к параметрам АУ при фиксированном выигры-
ше становятся менее жесткими при уменьшении к. п. д.
линии передачи радиоприемной системы. Так, при Ту—
—3000 К и 9=10 минимально необходимый Сотпау ра-
вен: 13,4 для т)л—0,5 (рис. 3.6,6), 12,1 для т)л=0,32
(рис 3.6,в), 10,1 для т)л=0,01 (рис. 3 6,6).
Таким образом, использование АУ дает наибольший
эффект, с точки зрения повышения чувствительности,
в радиоприемных системах, включающих в себя линию
передачи с большими потерями. Это также подтвержда-
ется графиками, представленными на рис. 3.7. В совре-
менных профессиональных радиотехнических системах
имеют место существенные потери в линии передачи, и
в отдельных случаях эти потери приводят к неудовлет-
ворительным энергетическим потенциалам системы. Все
это увеличивает перспективность использования АУ
в радиоприемной аппаратуре дециметрового диапазона.
Графики на рис. 3.6,д—и можно использовать при
определении требования к электрическим параметрам
АУ аппаратуры метрового и других диапазонов волн.
Например, графики на рис. 3.6,ж, в показывают, что
если не требуется повышать энергетические уровни аппа-
ратуры (<7=1), то фактически все усиление усилитель-
ной части АУ можно использовать для компенсации по-
тери эффективности АУ при уменьшении размеров
собственно антенны. Степень уменьшения размеров опре-
деляется достижением условия q=l, которое будет вы-
полняться при Go-may—1,05.
Таким образом, полученные в настоящем разделе
зависимости позволяют определять требования к элек-
трическим параметрам АУ, исходя из условий их ис-
пользования в реальной радиоприемной системе.
В заключение этой главы отметим, что в ней в общем
виде рассмотрена задача сравнения приемных систем
с пассивными антеннами и с АУ по критерию отношения
сигнал/шум. Вопрос об эффективности использования
АУ по сравнению с пассивной антенной — первый во-
прос, который встает перед разработчиком, и расчет
или (и) измерения (см. гл. 8) коэффициента эффектив-
ности позволяет правильно решить его.
Результаты анализа, приведенные в этой главе, на-
глядно показывают преимущества АУ перед пассивными
антеннами, позволяют количественно оценить это пре-
имущество (в отношении сигнал/шум) и определить
условия его реализации. Однако, как отмечалось ранее
(см. гл. 1), улучшение отношения сигнал/шум с помощью
АУ — не единственный выигрыш, достигаемый при инте-
грации антенн и усилительных приборов. Необходимо
подчеркнуть, • что именно при непосредственном соеди-
нении антенны и усилителя обычно возможно оптималь-
ное с точки зрения отношения сигнал/шум и полосы
пропускания согласование между ними, которое, как
правило, не совпадает с согласованием по Мощности
[79], осуществляемым в приемных системах с пассивны-
ми антеннами для устранения переотражений в линии
передачи.
Глава 4
НЕРЕЗОНАНСНЫЕ АНТЕННЫ-УСИЛИТЕЛИ
Проблема расширения полосы частот
для антенн, в частности КВ диапазона, хорошо известна
специалистам. Приемные устройства этого диапазона
рассчитаны на работу в двадцатикратной (и более) по-
лосе частот, в то время как антенны, например, стацио-
нарных радиоузлов (ромбические, горизонтальные ви-
браторы), перекрывают только двух трехкратную поло-
су частот, что приводит к необходимости иметь наборы
антенн для каждого радионаправления и усложнять
коммутацию. Особенно остро проблема расЩирения по-
лосы частот стоит для мобильных радиостанций, где она
сочетается с проблемой уменьшения габаритов антенн.
В технике пассивных антенн известно несколько пу-
тей решения проблемы расширения полосы частот ан-
тенн КВ диапазона. Одним из них является использова-
ние логарифмически периодических антенн вибраторно-
го типа, однако для КВ диапазона (и более длинновол-
новых) этот метод в большинстве случаев неприемлем
из-за того, что у таких антенн усиление на единицу
объема или площади антенны (коэффициент использо-
вания площади, объема) весьма мал. Проблема умень-
шения габаритов антенн оказывается главной преградой
и на пути применения других методов расширения поло-
сы частот пассивных антенн. Это относится к взаимо-
дополняющим антеннам и антеннам бегущей волны.
Другие, менее распространенные способы расширения
полосы пропускания пассивных антенн являются при
этом и менее эффективными, однако некоторые из них
используются для активных антенн. К ним относятся
прежде всего изготовление вибраторов уменьшенных
размеров путем свертывания их в спираль.
При всех попытках расширения полосы пропускания
пассивных антенн, применяемых в приемных системах
с линией передачи между антенной и приемником, ис-
Ходным Является требование согласования антенны
с линией передачи (фидером), волновое сопротивление
которой можно реализовать в пределах 50 ... 600 Ом.
Принцип интеграции антенн и активных элементов,
осуществляемый в нерезонансных АУ, позволяет отка-
заться от этого требования, что открывает широкие воз-
можности расширения полосы частот и уменьшения га-
баритов антенн.
4.1. КОРОТКАЯ ВИБРАТОРНАЯ АНТЕННА-
У.СИЛИТЕЛЬ
Принципы построения нерезонансных АУ частично
изложены в гл. 1. Представим по аналогии с рис. 1.4
короткую вибраторную АУ [52] в виде источника э. д. с.
с полным внутренним сопротивлением Zb=/?b+/Zb и
активного элемента, описываемого обобщенной матри-
цей четырехполюсника:
И=|с р|- (4Л)
Величина э. д. с. полезного сигнала, развиваемая на
разомкнутых клеммах АУ (точки 2—2' рис. 1.4),
еау—EchKl (A-j-ZBC). (4.2)
Таким образом, АУ эквивалентна некоторой пассив-
ной антенне с эквивалентной действующей высотой
Йд ау:
Йдау=Ад/(А-|-/вС) (4.3)
и полным сопротивлением в точках 2—2'
Zay=(5+ZBZ)) / (A+ZBC), (4.4)
которые оказываются зависящими как от параметров
собственно антенны (вибратора), так и от параметров
активного элемента.
Напряжение, развиваемое на сопротивлении нагруз-
ки ZH, подключенной к точкам 2—2' (рис. 1.4), опреде-
ляется соотношением
1] __ ау ________________EchBZH_______ /4 51
г-2' 1+Zay/ZH (ZZH + B) +ZB(CZ„ + D) •
Диапазон рабочих частот рассматриваемой АУ опре-
деляется тем интервалом частот, в котором остается
постоянным (или примерно постоянным) напряжение на
входе приемника.
Полагая, что фидер, соединяющий приемник и АУ,
согласован с приемником (2н=рф), и учитывая, что
(Арф + В)/(Срф+£>)=гу (4.6)
входное сопротивление активного элемента (усилите-
дя),- нагруженного на рф, а
Рф/ (Арф + В)— Ки (4.7)
— коэффициент передачи активного элемента по на-
пряжению, получаем
U2_2, —EchpKuj (1 +ZEZy). (4.8)
Поскольку действующая высота йд короткого вибра-
тора от частоты зависит очень мало, то частотная за-
висимость Н2_2, определяется зависимостью от частоты
Ки и ZE/Zy.
Из выражения (4.8) видно, что напряжение U2_2, не
будет зависеть от сопротивлений ZE и Zy, если
, , Z., ... IZJ J (Фц—4’v) . I л cx\
1 4- -^-=1 -ф- -ФЛ- e y = const, (4.9)
Ky Kyi
где q)B=arctg(AE/BB), q)y=arctg(Ay/7?y).
При выполнении условия (4.9) частотная зависи-
мость напряжения определяется только частотной зави-
симостью коэффициента передачи по напряжению /Д.
Реализация усилителя с постоянным значением Ки в за-
данном диапазоне частот обычно не представляет труд-
ностей. Для выполнения условия (4.9) необходимо, что-
бы ZB и Zy имели одинаковую частотную зависимость,
т. е.
| | /1Zy| =tz=const, фв фу—О- (4-Ю)
Входное сопротивление Zy для большинства элек-
тронных приборов в рассматриваемом диапазоне частот
(ниже 30 МГц) имеет емкостной характер, поэтому
в нерезонансных АУ целесообразно применять короткие
электрические вибраторы,'входное сопротивление ZB
также емкостное. Однако вследствие того, что сопро-
тивление ZB зависит от частоты сильнее, чем Zy, а ча-
стотная зависимость реактивного сопротивления Ху от-
лична от частотной зависимости реактивного сопротив-
ления Хв, выполнить условия (4.10) в широкой полосе
частот при а, сравнимом с 1, не удается. Максимальная
полоса пропускания достигается при а<С1. В этом слу-
чае условие <рв—-<Ру=0 становится несущественным.
Уменьшение а оказывается полезным и по другим при-
чинам.. Например, при a<g;l изменение по каким-либо
причинам полного сопротивления ZB (например, за счет
влияния близко расположенных предметов) не влияет на
величину U2_2, если при этом не меняются значения /гд
и Ес.
Поскольку для коротких вибраторов справедливо со-
отношение Хв>/?в, то для уменьшения а необходимо
принимать меры для уменьшения абсолютного значения
ХБ. Чаще всего это достигается увеличением поперечных
размеров вибратора, увеличением концевых емкостей
(емкостных нагрузок, торцевых дисков) и выполнением
вибраторов в виде спиралей, что, в свою очередь, приво-
дит к увеличению действующей высоты вибратора hR.
Согласование АУ с фидером обычно не представляет
проблемы и может быть осуществлено в нужной полосе
частот практически независимо от входных цепей актив-
ного элемента благодаря его свойству невзаимности.
Таким образом, широкая полоса пропускания в нере-
зонансных АУ достигается за счет отказа от согласова-
ния собственно антенны и активной схемы. В работе
[82] показано, что мере расширения полосы пропуска-
ния в АУ соответствует мера рассогласования между
собственно антенной и активной схемой. Максимальная
ширина полосы пропускания на частотах ниже 30 МГц
обеспечивается при непосредственном соединении корот-
кого вибратора и транзистора; при этом чем выше вход-
Рис. 4.1. Схема рамочно-
вибраторной АУ
ное сопротивление транзистора,
тем более широкополосной и бо-
лее эффективной является АУ
(поэтому целесообразным оказы-
вается использование полевых
СВЧ транзисторов).
Анализ коротких вибраторных
АУ со встроенными активными
элементами можно провести так-
же на основе анализа эквива-
лентных схем, однако в этом слу-
чае обычно возникают определен-
ные трудности как при выборе
эквивалентной схемы, так и при
определении ее параметров. Это обусловлено тем, что
в АУ со встроенными транзисторами бывает необходимо
учитывать взаимодействие между элементами структуры
собственно антенны.
Особенности АУ со встроенными активными элемен-
тами рассмотрим на примере простейшего варианта та-
кой антенны (рис. 4.1) [52]. При составлении эквива-
лентной схемы такой АУ активный элемент (АЭ) (тран-
зистор) можно представить комбинацией пассивного
взаимного четырехполюсника (рис. 4.2,а) и невзаимного
активного четырехполюсника с управляемым источником
(рис. 4.2,6). Это означает,, что при выключении управ-
ляемого источника напряжение на сопротивлении на-
грузки 7?и не будет равно нулю, так как при этом устрой-
ство представляет собой комбинацию несимметричной
рамки (или шлейфа при малом d — см. рис. 4.1) и не-
симметричного вибратора с включенными в них сосре-
доточенными сопротивлениями (рис. 4.3). Такое устрой-
ство является взаимным и его характеристики можно
рассчитать обычными методами. На эквивалентной схе-
ме (рис. 4.4) его можно представить в виде источника
э. д. с. ЕСЛД1 с сопротивлением ZBi, понимая под ZE1 пол-
ное сопротивление в точках 4—5, а под /гл)— действую-
щую высоту антенны, изображенной на рис. 4.3. Если
теперь заменить пассивный четырехполюсник активным,
то напряжение на его входе определяется следующим
выражением:
Ui=Echvl (14-ZB[Zy), (4.11)
где Лд — действующая высота несимметричного вибрато-
ра (штыря) высотой h с верхним питанием (рис. 4.1);
Рис. 4.2. Эквивалентное представление ак-
тивного элемента (транзистора)
Рис. 4.3. Схема АУ
без управляющего ис-
точника
Рис. 4.4. Эквивалентная схема АУ, выполненной в соответствии со
схемой на рис. 4.1
ZB — полное сопротивление штыря на клеммах 1—2 (при
расчете необходимо учитывать присутствие проводни-
ка II).
Проводники I и II образуют трансформирующий от-
резок длиной I и могут быть введены в рассмотрение
как составная часть активной схемы, включающей АЭ
(рис. 4.4). Используя для описания АЭ обобщенную ма-
трицу ||А||, можно показать [52], что напряжение на-
сопротивлении нагрузки
Г ________________Ас/гд1________
н— 1 +ZB, (1/Z'y + 1/Ян)
,______________________________________________________________
т (1 + ZB/Zy) [1 + z\. (1/ZB1 + 1/7?.,)] >
(4.12)
„„„ 7, BJ-Z,D 7 A +B(1/Z4I+ !//?„)
1де ^y — ~A + ZBC ’ S— С + D (1/ZB2 + !//?„) ’
Как видно из сравнения выражений (4.12) и (4.5),
напряжение на нагрузке рамочно-вибраторной АУ имеет
более сложную зависимость от частоты, чем для вибра-
торной, поскольку, кроме ZB, в выражение (4.12) входят
ZB1 и /гД1. причем последняя может быть частотно-зави-
симой.
Рамочно-вибраторные АУ могут быть как нерезонанс-
ными (когда вход активного элемента рассогласован
С источником сигнала), так и резонансными. На часто-
тах ниже 30 МГц эти АУ (нерезонансные и, тем более,
резонансные) имеют, вообще говоря, меньшую полосу
пропускания, чем нерезонансные АУ с вынесенным
активным элементом, когда вибратор непосредственно
подсоединен к его входу, и используются в тех случаях,
когда необходимо получить управляемую диаграмму
направленности (с направлением нулевого приема) ко-
ротких антенн. Такие АУ рассмотрены в § 7.6.
4.2. РАЗЛИЧНЫЕ ТИПЫ ТРАНЗИСТОРОВ
ДЛЯ НЕРЕЗОНАНСНЫХ АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ
Рассмотрим особенности выбора транзисторов для
коротких антенн, работающих на низких частотах. Для
этого необходимо составить эквивалентную схему АУ,
включающую источник шумов эквиваленгной схемы
транзистора, как изображено на рис. 4.5. Входное
сопротивление собственно антенны и схемы связи
представлено как Za=Ra+/Уа. Шумы транзистора опре-
деляются с помощью источника тока шума 1‘ш и напря-
жения шума иш на входе транзистора. Эффективная шу-
мовая температура линейного шумящего четырех-
полюсника (транзистора) выражается, как известно,
уравнением [40, 79]:
. _ т , s (*а - )2 + (X. ~ XQfY
у 1 у мин~Г Raf>of 1 о>
(4.13)
где 7У мин, К — минимально возможная шумовая темпе-
ратура транзистора (усилителя), которая реализуется
при условии Za=Zof=Rof+]Xof; SP — «крутизна» воз-
растания Ту, определяющая влияние отличия Za от Zof
на Ту (коэффициент шума Ау).
Рис. 4.5. Эквивалентная схема АУ с источниками напряжения и
тока шума
Подробно вопросы оптимального сбгласойанйя в АУ
рассматриваются в гл. 5, здесь же относительно урав-
нения (4.13) заметим только, что оно инвариантно отно-
сительно выбора системы определения иммитанса (пол-
ное сопротивление или проводимость) собственно антен-
ны и оптимального иммитанса, т. е. уравнение (4.13)
записывается, например, в этой же- форме для полных
(комплексных) проводимостей Уа и Уо/. Для нерезонанс-
ных АУ, рассматриваемых в данной главе, полное сопро-
тивление источника Za коротких антенн как правило,
весьма отличается от Z0/ и шумовая температура Ту зна-
чительно больше Уумин, что, как указывалось, допусти-
мо из-за наличия больших внешних шумов, поступаю-
щих в АУ.
Для коротких штырей на рассматриваемых частотах
(ниже 30 МГц) допустимы следующие приближения:
Ra<^.l /(х>Са‘г j 1/(оСа^-Хо/. (4.14)
Последние два неравенства обусловлены тем, что для
биполярных транзисторов Rof равно десяткам и сотням
омов, для полевых — десяткам и сотням килоомов, а Хо/
на этих частотах сравнительно невелико. Поэтому Ra
и XOf в числителе уравнения (4.13) можно пренебречь.
Кроме того, Ту мин в рассматриваемом случае также мно-
го меньше Ту, и выражение (4.13) можно переписать:
Ту=5т?(Дю///?а+-У2а/ДаДо/) То. (4.15)
Можно показать, что Rof/Ra в выражении (4.15)
обусловлено источником напряжения шума иш (см.
рис. 4.5), a X2al(RaR0f)—источником тока шума 1ш.
Если два источника иш и 1Ш не коррелированы, то
(4-16)
Практически для любого транзистора на низких ча-
стотах (до 30 МГц) это справедливо, однако и на более
высоких частотах, когда корреляция между этими источ-
никами обязательно имеет место из-за влияния паразит-
ных реактивностей транзистора проводимый ниже ана-
лиз является достаточно корректным.
Для рассматриваемых же сравнительно низких ча-
стот транзисторы четко разделяются на три группы.
Транзисторы первой группы хорошо представляются
эквивалентной схемой с одним источником напряжения
шума и-ш- Для них ROf весьма велико и
7y=Sr(7?0//7?a)70. (4.17)
Типичными представителями этой группы являются
полевые транзисторы (и миниатюрные ламповые трио-
ды). Для данного полевого транзистора Ту зависит толь-
ко от Ra- Для не слишком коротких вибраторов величи-
на Ra определяется известным соотношением
/?а=80л2(ЛдМ)2 [Ом] (4.18)
п зависит только от отношения йд./Л (при йд/Х<1/50 Ra
определяется практически сопротивлением потерь). Для
вибраторов без верхней емкости толщина штыря слабо
влияет на шумовую температуру Ту.
Отметим, что средняя шумовая температура внешне-
го пространства Т, например, для частот 2 ... 3 МГц
составляет около 106К (см. рис. 1.8) и, как показывает
практика, сравнима с шумами полевого транзистора.
Большой уровень шума транзистора объясняется очень
сильным рассогласованием малого сопротивления собст-
венно антенны относительно оптимального сопротивле-
ния источника, необходимого для согласования полевого
транзистора по шумам и равного, как указывалось, де-
сяткам или даже сотням килоомов. Результаты анали-
за совпадают в основном с результатами'работы [41],
полученными с некоторыми приближениями.
Транзисторы второй группы можно представить экви-
валентной схемой с одним источником тока шума im.
Значение иш для них мало и соответственно мало Rof,
однако в этих случаях все же составляет десятки омов
и значительно превышает Ra (единицы или доли омов).
Из уравнения (4.15) получаем
Ty=SF(X\/RaROf)To. (4.19)
Такие соотношения бывают справедливы для высоко-
частотных биполярных транзисторов. В этих случаях Ту
зависит от формы собственно антенны и ее толщины.
Поскольку с повышением частоты уменьшается Ха и
увеличивается Ra, Ту существенно зависит от частоты.
Для данной антенны длиной 21 существует определенная
нижняя частота, равная ~1,5 МГц, на которой ТУ=?Т
(среднее).
Транзисторы третьей группы имеют среднее значение
/?о/. Эквивалентная схема для них включает и источник
напряжения шума иш, и источник тока шума 1‘ш, а Ту
для них следует определять по уравнению (4.13) в об-
щем случае и (4.15) при интеграции с короткими антен-
нами на низких частотах. К третьей группе относятся
многие типы низкочастотных и среднечастотных бипо-
лярных транзисторов.
Все три группы транзисторов имеют разную частот-
ную зависимость Ту (рис. 4.6). Приведенные зависимо-
сти показывают, в каких диапазонах данная Ау может
эффективно работать. Интересный вывод заключается
в том, что полевой транзистор в этом применении обес-
печивает почти такое же отношение сигнал/шум, как п
биполярный, хотя Zof их сильно отличаются. Однако
окончательно вопрос применения того или иного типа
транзистора в нерезонансных АУ для диапазона низких
частот решается обычно с учетом других характери-
стик и, прежде всего, вносимых ими нелинейных иска-
жений, требований к условиям применения АУ и т. д.
Из предыдущего рассмотрения могло создаться не-
правильное впечатление, что чем больше длина вибра-
тора или диполя, тем лучшее отношение сигнал/шум
можно получить в АУ. Кроме того, остается нераскры-
Рис. 4.6. Зависимости шумовой температуры транзисторов от часто-
ты (диполь длиной 21=200 см и толщиной 2 см):
/ — яркостная температура атмосферы ночью, 2 —яркостная температура
атмосферы днем, 8 — средний уровень атмосферных и промышленных шумов,
4— шумовая температура полевого транзистора, 5 — шумовая температура би=
полярного НЧ транзистора, б — шумовая температура биполярного ВЧ тран-
зистора
тым вопрос о том, какие преимущества в отношении
сигнал/шум имеет нерезонансная АУ по сравнению с пас-
сивной антенной, каков коэффициент эффективности не-
резонансных АУ.
Для рассмотрения этих вопросов необходимо прове
сти более подробный анализ отношения сигнал/шум
в нерезонансной АУ. Этот анализ основан на работе
[80], в которой методика определения коэффициента
эффективности АУ согласуется в целом с методикой,
изложенной в гл. 3.
4.3 АНАЛИЗ ОТНОШЕНИЯ СИГНАЛ/ШУМ
В НЕРЕЗОНАНСНЫХ АНТЕННАХ-УСИЛИТЕЛЯХ
В [80] рассмотрены две приемных системы, одна из
которых работает с АУ на транзисторах (рис. 4.7,с),
а вторая — с пассивной антенной (рис. 4.7,в). Пусть
транзисторный усилитель (рис. 4.7,а) имеет входное со-
противление Zy и к этому усилителю через линию пере-
дачи с волновым сопротивлением р подключен прием-
ник, у которого входное сопротивление Zrp равно р и
коэффициент шума равен Fnp. Собственно антенна
с действующей высотой Лд возбуждается полем полез-
ного сигнала с напряженностью £г. Мощность сигнала
на выходе приемника обозначим Рс ау, а суммарную
мощность шумов усилителя и приемника Рш ау, так что
отношение сигнал/шум на выходе приемника равно
Fс ау/Рш ау-
Рис. 4.7 Сравнение радиоприемных систем с пассивной антенной и
с АУ:
в —приемная система с АУ, б — эквивалентная схема, в —приемная система
с пассивной антенной, г — эквивалентная схема
В эквивалентной схеме этой системы (рйс. 4.7,6) соба
ственно антенна характеризуется сопротивлением Za=
=7?а+jXa и напряжением холостого хода Echa и нагру-
жена на входное сопротивление усилителя. Все шумовые
источники в системе можно в первом приближении пред-
ставить в виде источника напряжения шумов иШу,
а остальную часть системы считать нешумящей. Можно
считать также, что это напряжение шумов ишу как бы
принято антенной из внешнего пространства, и ввести
понятие эквивалентная напряженность шумового поля
<?ш ау, для среднего квадрата которой справедливо вы-
ражение:
|1+4^ | / (4-2°)
Тогда на выходе приемной системы с АУ получим
РсаУ ' £2С______£2с^2д 1 /4 01 \
Лпау <?ашау I1 + Za/Zyl и2шу
Так же можно получить выражение для отношения
сигнал/шум на выходе приемной системы с пассивной
антенной (рис. 4.7,г). Вместо высокоомного входного
сопротивления Zy усилителя в этом устройстве имеется
волновое сопротивление p=Znp линии передачи, которое
на несколько порядков меньше, чем сопротивление ан-
тенны ZA, особенно на низких частотах.
Улучшение отношения сигнал/шум, которое дости-
гается при интеграции антенны и усилителя с высокоом-
ным входом определяется выражением:
Ес гу/Рщ ау ^шоп U+^a/pI #э.пр М 22'»
Т’с оп/Т’ш оп <?2шау P+Za/Zyi Рэ ау
где ^эау=п2шу/(4^7’0Д/)—эквивалентное шумовое со-
противление источника напряжения шумов ишу, Еэщ>=
~ (-^пр— 1) Znp/4 — эквивалентное шумовое сопротивле-
ние источника шумов приемника иш пр-
Заметим, что при выводе формулы (4.22) предпола-
гается, что усиление АУ достаточно велико, чтобы мож-
но было пренебречь шумами следующего за АУ тракта
[80—82].
В соответствии с выражением (4.22) улучшение от-
ношения сигнал/шум зависит от двух величин: коэффи-
циента деления напряжения между напряжением холос-
того хода собственно антенны (антенны) и входным
напряжением усилителя (приемника) и отношения экви-
валентных шумовых сопротивлений на входе приемника
и усилителя.
Коэффициент деления напряжения. Раскрывая вы-
ражения для Za и zy и учитывая, что входное сопротив-
ление усилителей, применяемых в нерезонансных АУ,
емкостное (представляет собой практически входную
емкость Су), получим:
Су Г (1 +*а/р)2 + (*а/р)2 11/2 3
Спр ~ |0 - -Уа<оСу)2 + (Ra<oCy)2 J • * • >
В работе [80] приведены графики, рассчитанные по
выражению (4.23) для линейной вертикальной антенны
при отношении высоты к диаметру Zi/d= 130 (рис. 4.8).
Чем больше входное сопротивление антенны, т. е. чем
меньше высота антенны и чем меньше рабочая частота,
тем больше Су/Спр. Если отношение /г/%^0,1, то прибли-
женно можно считать
-^=[рш(Са + Су)]Л (4.24)
ипр
где Са — статическая емкость антенны, которая для вер-
тикальной цилиндрической штыревой антенны опреде-
ляется следующим образом:
Са [пФ]« 55/1 [м] /1п (1,15 h/d). (4.25)
Для современных полевых транзисторов, которые
наряду с миниатюрными лампами наиболее целесооб-
разно применять в рассматри-
ваемых нерезонансных АУ, Су
обычно равна (с учетом неиз-
бежных монтажных емкостей)
5 ... 10 пФ. Таким образом, на
рис. 4.8 представлено превы-
шение Ду над ДПр, которое
можно обеспечить на практи-
ке. По мере увеличения высо-
ты антенны (или увеличения
частоты сигнала) начинают
влиять резонансные эффекты
собственно антенны.
На отношение Пу/Ппр влия-
ет длина коаксиальной линии
передачи между собственно ан-
тенной высотой h и усилителем
(Рис. 4.9, р=50 Ом, Спог=
Рис. 4.8. Зависимость отно-
шения Uy/Unp от высоты
штыря h:
-----Су=5 пФ,-------— Су=
=7 пФ,-----Су—10 пФ
Рис. 4.9 Зависимость от-
ношения Г/у/Упр от дли-
ны линии передачи I (h=
=1 м, Су=7 пФ)
—83 пФ/м). Как видно из срав-
нения рис. 4.8 и 4.9, на частоте,
например, 1 МГц уже при длине
линии передачи между антенной
и усилителем 10 см потери в от-
ношении t/y/t/np составляют око-
ло 3 дБ. По мере увеличения дли-
ны линии передачи напряжение
на входе усилителя уменьшается
и, наконец, при длине линии 50 м
выигрыш, даваемый усилителем,
исчезает. На частоте 30 МГц это
имеет место уже при длине линии
передачи 1,3 м. Резонансы при
линиях передачи большей длины показывают, что в этих
случаях широкополосность приемной системы обеспечить
невозможно. Отметим, что для резонансных АУ, которые
рассматриваются в гл. 5, наличие линии передачи между
собственно антенной и усилителем также отрицательно
влияет на широкополосность системы из-за свойства ли-
нии передачи трансформировать с увеличением разбро-
са в диапазоне частот сопротивление несогласованной
нагрузки (источника).
Улучшение деления напряжения сигнала трактуется
иногда [83] как некоторое эквивалентное увеличение
действующей высоты АУ йдау по сравнению с эквива-
лентной действующей высотой пассивной антенны (учи-
тывающей линию передачи):
h — h
а у —
Р
р + 2А
h ~— h
“д пас '*,д
(4.26)
(4-27)
Эквивалентное шумовое сопротивление. Предполо-
жим, что коэффициент усиления усилителя в АУ (или
его первого каскада, если усилитель в АУ состоит из
нескольких каскадов) настолько велик, что можно пре-
небречь шумами последующих каскадов и приемника.
Это предположение, вообще говоря, справедливо далеко
не всегда. В гл. 5 рассматривается общий случай, учи-
тывающий шумы последующих каскадов, однако в це-
лях упрощения анализа примем это ограничение. В [80]
для полевых транзисторов и ламповых триодов напря-
жение эквивалентного источника шума при условии, что
Уа можно пренебречь (/г/Л<0,05), определено следую-
щим выражением:
?,„,= 4ЛТ.Д?^(1 +А)+ а, . (4.28)
где /3 — ток затвора полевого транзистора (сетки лам-
пы). С помощью отношения fa/f учитывается шум мер-
цания (шум на низких частотах), причем для полевых
транзисторов, как правило, fn-< 100 кГц. Коэффициент v
для полевых транзисторов равен 0,7 ... 1,0, а для лам-
повых триодов [80]. Второе слагаемое в выражении
(4.28) характеризует параллельный источник шума 1ш,
и его следует учитывать на частотах ДВ, СВ диапазо-
нов или (и) при малых размерах собственно антенны.
Из выражения (4.28) следует формула для определе-
ния эквивалентного шумового сопротивления Rday:
к.|ко»1 --У1|,;СмГ (1+ф)+
+0'51 {/ 1МГц|)г{(С. + С,) [пФ)>!' <4-29)
На рис. 4.10, где приведены зависимости эквивалент-
ного шумового сопротивления от частоты для полевых
транзисторов, заштрихованная область соответствует
эквивалентному шумовому сопротивлению типичных ДВ,
СВ' и КВ бытовых радиоприемников (Кпр=8 ... 40).
Как видно из рис. 4.10, на частотах выше 400 кГц отно-
шение 7?Эпр/А’эау может быть в пределах 0,1 ... 1,0 и
возможность улучшения отношения сигнал/шум при ин-
теграции высокоомного усили-
теля с короткой антенной
определяется возможностью
выигрыша в коэффициенте де-
ления напряжений (рис. 4.9).
Усилительные и шумовые
характеристики приемной си-
стемы с АУ рассмотрены без
учета шумовых характеристик
внешнего пространства. Сопо-
ставим эквивалентную напря-
женность шумового поля при-
емной системы с АУ и напря-
женность шумового поля внеш-
него 'пространства. Из выраже-
Рис. 4.10. Зависимость экви-
валентного шумового сопро-
тивления от частоты для
полевых транзисторов
ний (4.22) и (4.28) для электрически коротких антенн
(/г/Х<0,05) получаем:
ay 1
I
I 1V2
(4.30)
V
(4.31)
V21 ‘
л/
I . 2gZ3
"Г (®Ca)2
Если рабочая частота достаточно велика, то с учетом
выражений (4.29) и (4.30) для Уэау справедливо:
Т2 А2
р : ш ау'1 д
Между Су и У21 для полевых транзисторов и лампо-
вых триодов имеется определенная зависимость. Напри-
мер, для ламповых триодов [80]
(У21/Су)макс^2,5[ммО/пФ]. ’ (4.32)
Это позволяет определить оптимальную крутизну лам-
пы, при которой Лэау минимально. При v=3 и Са, опре-
деляемой по формуле (4.25), нижняя граница реализа-
ции для 7?эау как функция от высоты собственно антен-
ны определяется из неравенства
Яэау[Ом]>500/Л[М]. (4.33)
Это выражение справедливо в диапазоне частот
1 ... 10 МГц и при высотах собственно антенны
0,5 ... 3 м. Для полевых транзисторов можно обеспе-
чить примерно такие же значения /?эау- Например для
полевых транзисторов, у которых Су~3 ... 5 пФ и
У21 —10 мА/B, имеем следующую границу для Аэ ау:
Т?эау[Ом]^80(1+0,6//1[М])2. (4.34)
Большую крутизну У21 при небольшой входной ем-
кости имеют преимущественно полевые транзисторы для
диапазонов СВЧ. Таким образом, для нерезонансных АУ
в области низких частот целесообразно использовать
полевые транзисторы, предназначенные для работы
в диапазоне СВЧ (например КП350Б). Заметим, что
в нерезонансных АУ первый каскад усилителя работает
в режиме сильного рассогласования, что вызывает необ-
ходимость в последующих каскадах, которые выполняют
функции дополнительного усиления сигнала и согласо-
вания с линией передачи [83]. Больщое значение для
полевых транзисторов имеет
выбор режима питания по по-
стоянному току, который опре-
деляет такие характеристики,
как динамический диапазон по
перекрестной и взаимной мо-
дуляции, и влияет также на
усилительные и шумовые свой-
ства усилителя. Вопросы нели-
нейных искажений в АУ рас-
сматриваются в гл. 6.
Из рис. 4.11, где показаны
зависимости от частоты экви-
валентной напряженности шу-
мового поля для пассивных
штыревых антенн и штыревых
АУ с различной высотой h, вид-
но, что по мере уменьшения ча-
стоты преимущество АУ возра-
стает. Если обычную 6-метро-
вую штыревую антенну заме-
нить 1-метровой АУ на поле-
вом транзисторе, то эквива-
лентная напряженность шу-
16~1 10° 1О1 1О1
2 6 6 2 4 6 2i/6 2f,fflq
Рис. 4.11. Зависимость экви-
валентной напряженности
шумового поля от частоты
——— для АУ на полевом
транзисторе, —— — для прием-
ной системы с пассивной ан-
тенной (Fnp=10), — для
средней величины шумов внеш-
него пространства
мового поля последней на частоте 10 кГц примерно
на 40 дБ меньше, чем для пассивной антенны с прием-
ником. Напомним, однако, что для приемной системы
с АУ это преимущество сохраняется только при условии
обеспечения достаточно большого (по крайней мере
в несколько дБ) коэффициента усиления усилителя
в АУ. Один каскад усилителя на полевом транзисторе
при рассогласовании, обычно имеющем место в нерезо-
нансных АУ, обеспечивает коэффициент усиления по
напряжению около единицы, что недостаточно для реа-
лизации видимого из рис. 4.11 преимущества антенн-
усилителей, перед приемными системами с пассивными
антеннами.
Штрих-пунктирная кривая на рис. 4.11 проходит че-
рез средние значения напряженности шумового поля
внешнего пространства. Как видно, уровень шумов при-
емной системы с 6-метровой пассивной антенной и при-
емником (Fnp=10) в диапазоне выше 100 кГц больше,
чем уровень шумов внешнего пространства, и поэтому
в этом диапазоне частот целесообразно применять АУ.
Рис. 4.12. Улучшение
чувствительности при-
емной системы с по-
мощью индуктивно-
сти
Уже 1-метровая АУ на полевом
транзисторе дает желаемое улучше-
ние, а 2-метровая лучше по шумо-
вым характеристикам в диапазоне
10 кГц ... 30 МГц. Дальнейшее уве-
личение высоты собственно антенны
в АУ нецелесообразно, так как про-
является влияние шумов внешнего
пространства, что приводит к огра-
ничению чувствительности прием-
ной системы. Поэтому действитель-
ный выигрыш в чувствительности
приемной системы с АУ по сравне-
нию с чувствительностью приемной
системы с пассивной антенной мень-
ше, чем отношение напряженностей
шумовых полей.
На практике бывает необ-
ходимо получить максимальный
выигрыш в чувствительности приемной системы
в относительно узкой полосе частот, сохраняя, однако,
общую широкополосность приемной системы. При ис-
пользовании полевого транзистора это можно обеспе-
чить, включив последовательно между собственно ан-
тенной и усилителем индуктивность. С учетом затухания
сигнала и собственного шума из-за тепловых потерь
в индуктивности, которые выражаются коэффициентом
потерь tg6, получим для этого случая вместо выраже-
ния (4.30):
тК^=«г(1+т)(1‘ -”Су(»Дга+Х.)Г+
+ [(/?a4-<»LnocJ1tg8)<»Cy]I}+<»Lnocjltg8 +
+-W K^a + ^tgsy + ^no^+^ar]- (4-35)
На рис. 4.12 показаны зависимости эквивалентной
напряженности шумового поля для АУ на полевом тран7
зисторе с различными индуктивностями для высот соб-
ственно антенны 1 и 2 м. Ширина и глубина резонанс-
ного провала из-за малого Да в большей степени за-
висит от потерь tg б в индуктивности, которые при
расчетах по выражению (4.35) принимались равны-
ми 0,01.
Таким образом, изложенный в настоящем разделе
материал подтверждает, что непосредственное соедине-
ние антенны и усилителя с высоким входным сопротив-
лением (например, на полевом транзисторе) позволяет
получить широкополосную приемную систему для ДВ,
СВ КВ и нижней части УКВ диапазона при малых
электрических размерах собственно антенны. Чувстви-
тельность приемной системы с такой иерезонанснои АУ
может быть существенно лучше чувствительности при-
емной системы с пассивной антенной значительно боль-
ших размеров, чем собственно антенна в АУ. Наличие
между антенной и усилителем линии передачи даже
небольшой длины резко сужает полосу пропускания
такого устройства.
Необходимым условием эффективной работы таких
АУ является, как правило, введение в них дополнитель-
ных каскадов на полевых или биполярных транзисторах
для дополнительного усиления сигнала и согласования
АУ с низкоомной линией передачи.
Вследствие неизбежного ограничения чувствительно-
сти приемной системы с АУ шумами внешнего простран-
ства для размеров собственно антенны в АУ имеется
верхний предел (около 2—3 м для АУ с полевыми СВЧ
транзисторами), когда увеличение размеров собственно
антенны уже не приводит к заметному улучшению чув-
ствительности приемной системы с'АУ. Нижний предел
размеров собственно антенны в АУ обусловливается
уменьшением ее к. п. д.
4.4. ШТЫРЕВЫЕ АНТЕННЫ-УСИЛИТЕЛИ
НА МАЧТАХ
На практике зачастую приемные антенны поднимают
над поверхностью земли так, как условно показано на
рис. 4.13,а. Падающее поле напряженностью Ес воз-
буждает между клеммами 1 и 1' напряжение холостого
хода Асйд. Если общая высота остается меньше !к/20,
то йд при неизменной высоте антенны h непрерывно воз-
растает с увеличением высоты основания мачты йм
(рис. 4.13,6). Если высота установки уже не слишком
мала по сравнению с длиной волны, то могут иметь
место резонансные эффекты, как показано на рис. 4.13,6
сплошной линией для частоты 10 МГц. Максимальный
прием в этом случае обеспечивается, как известно, при
условии йм~ (Л/4) (1 +2п), и=0, 1, 2 ... и минимальный
Рис. 4.13. Штыревая антенна
на вертикальной мачте («) и
зависимость эффективной вы-
соты между клеммами /—Г
от размера мачты hM при Л=
=1 м (6)
прием имеет место при высоте мачты около (%/2)(1 + п).
Эти резонансы тем резче, чем больше размер мачты.
Сплошная кривая на рис. 4.14 соответствует цилиндри-
ческой мачте из диэлектрика, внутри которой (или ря-
дом с ней) проходит антенный кабель. На практике
часто используются электрически проводящие мачты.
Для такого случая (проводящая коническая мачта вы-
сотой 15 м с антенной высотой 1 м) результаты рас-
четов и измерений на модели [80] показаны на рис. 4.14
штриховой линией.
Перейдем к обсуждению вопросов интеграции вы-
сокоомных по входу усилителей, встраиваемых в точки
1—Г—2 (рис. 4.13), с антеннами на мачтах и выбору
оптимальных соотношений длин собственно антенны и
мачты для таких устройств.
При небольших входных емкостях усилителя Су и
высоте собственно антенны' порядка 1 м коэффициент
деления напряжения (7у/(7Пр незначительно зависит от
высоты мачты hM, а отношение эквивалентной напря-
женности шумового поля еш ау для АУ, установленной
на мачте, к е'шау для АУ, смонтированной на проводя-
щей плоскости, выражается довольно точно в виде усло-
вия [80]:
(4.36)
Рис. 4.14. Зависимость эффек-
тивной высоты штыревой ан-
тенны (Л=1 м) на мачте (Лм=
=15 м) от частоты
------- цилиндрическая мачта
=8 мм (расчет), —:---- коническая
мачта (расчет и эксперимент)
Рис. 4.15. Зависимость отноше-
ния эквивалентных напряжен-
ностей шумовых полей штыре-
вой антенны от высоты мачты
м)
Зависимость этого отношения от высоты мачты по-
казана на рис. 4.15 для случая равенства диаметров мач-
ты и собственно антенны (d=dM —8 мм). Как видно из
рис. 4.15, для более низких частот обеспечивается зна-
чительный выигрыш в чувствительности при увеличении
соты мачты Лм (Й£=3 м) для
АУ
— • — емкости антенны Са,------
напряжения на входе усилителя АУ
при различных значениях входной
емкости усилителя Су
Рис. 4.16. Зависимость от отно-
сительной ВЫСОТЫ Лм/ft.j. ДЛЯ
пассивной антенны
относительной емкости ан-
тенны Са/С'а, ------- отношения
Е» —------отношения
высоты мачты, а для более высоких частот могут иметь
место резонансные явления.
Зависимости относительной емкости антенны и дейст-
вующей высоты /гд от высоты мачты /гм при заданной
общей высоте hs приведены на рис. 4.16 для hjd—
= 100... 1500 и при /гЕ<Л/20. Величины со штрихом
соответствуют /гм = 0. Вследствие увеличения отношения
(при увеличении h.Jh,) от 0,5 до 0,8 и постоянного
уменьшения при этом отношения Са/С'а для каждого
значения входной емкости усилителя будет иметь место
оптимальная высота /гмопт при данной высоте /г£. Рассмот-
рим эту оптимальную высоту для пассивной антенны.
Предположим, что реактивное сопротивление антенны
гораздо больше волнового сопротивления линии пере-
дачи р, так что для эквивалентной напряженности шу-
мового поля приемной системы с пассивной антенной
оп будет справедливо [80] выражение
/ < on (1/шСА) VkT^f (Fnp -1 )/р 1 /Са/7Д. (4.37)
Таким образом, минимум шумов достигается при
максимальной величине произведения CRhp.
На рис. 4.16 штриховой линией показано отношение
К (^W/&=WCaft'a=(/np/<7'ni, (4-38)
Как видно, оптимальная высота точки деления для
пассивной антенны находится у основания установки.
Рассмотрим теперь случай включения высокоомного
усилителя между клеммами 1—I'—2 (см. рис. 4.13,а).
Если частота не слишком мала и /гЕ/л<; 1/20, то из
выражения (4.31) с учетом пояснения к выражению
(4.22) получаем:
7^---,.-1/2 _ Лд ,-г )-1/2==£у.(-2 г1/2
' шау/ 1 4-Са/Су ' ШУ' Ь’с ' ШУ'
(4.39)
На рис. 4.17 показана для установки* с общей высо-
той /гЕ = 3 м зависимость Uy[Ec от высоты ha для раз-
личных емкостей Су. Как видно, имеют место явно вы-
раженные максимумы, которые при возрастании емкости
сдвигаются в сторону уменьшения высоты мачты. Если
Су=5 пФ, то при Л£==3 м оптимальная высота мачты
будет 1,75 м (и высота собственно антенны Е25 м).
Улучшение отношения сигнал/шум, которое ооеспечи-
вается выбором оптимальной точки включения по срав-
нению с 3-метровой штыревой антенной с таким же
усилителем, установленным у ее основания, составляет
2,6 дБ. К этому добавляются еще два преимущества.
Во-первых, условия заземления часто бывают неудовле-
творительными и при встраивании усилителя на неко-
торой высоте /гм над поверхностью земли они влияют
меньше, во-вторых, появляется возможность механиче-
ского крепления мачты более простыми средствами.
Глава 5
РЕЗОНАНСНЫЕ АНТЕННЫ-УСИЛИТЕЛИ
К резонансным относится обширный
класс АУ, в которых собственно антенна и усилитель-
ный прибор соединяют таким образом или через такие
цепи связи, чтобы обеспечить при этом наилучшее от-
ношение сигнал/шум на выходе приемной системы в за-
данной полосе частот. Как указывалось в гл. 4, между
резонансными (полосопропускающими) и нерезонанс-
ными (широкополосными) АУ нет четкой границы и
мере расширения полосы пропускания АУ (по отноше-
нию сигнал/шум) соответствует мера рассогласования
собственно антенны и усилителя [82], однако методы
расчета АУ обоих типов весьма различны. Основная
проблема, рассматриваемая в данной главе—проблема
оптимального согласования источника сигнала (собст-
венно антенны) с линейным шумящим усилительным
прибором для получения максимального отношения
сигнал/шум в заданной полосе частот—-является фак-
тически общей для резонансных АУ и входных цепей
радиоприемников. Специфика, которую вносит в эту
проблему техника АУ, наглядно проявится при рас-
смотрении конкретных конструкций резонансных АУ,
выполненных на основе того теоретического анализа,
к которому мы теперь приступим.
Общность рассматриваемой проблемы с проблемами
линейных шумящих цепей делает необходимым начать
анализ с некоторых общих положений этой теории при-
менительно к АУ.
5.1. СПОСОБЫ ВЫРАЖЕНИЯ ШУМОВОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКИ АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ
Известно несколько способов оценки шумов элемен-
тов электрических цепей и влияния шумов на отношение
сигнал/шум. Одни из них общеприняты: эквивалентные
источники тока и напряжения шума, шумовые сопротив-
ления и проводимости, шумовая температура; другие
в окончательном виде не определились и в настоящее
время являются предметами дискуссий: коэффициент
шума, шумовое число и мера шума [84—90].
Важнейшей для практики характеристикой усили-
тельных и шумовых свойств приемных цепей является,
как известно, отношение сигнал/шум. Оно показывает
превышение сигнала над шумом в заданной точке элек-
трической цепи и лежит в основе определения коэффи-
циента шума.
Коэффициент шума является показателем, характе-
ризующим ухудшение отношения сигнал/шум при про-
хождении сигнала через электрическую цепь с внутрен-
ними источниками флуктуаций. В настоящее время не
существует единственного общепринятого определения
этого показателя, так же как единственного общепри-
нятого определения коэффициента усиления (передачи).
Не останавливаясь подробно на известных исторических
аспектах развития этих понятий, заметим, что можно
привести в соответствие известные определения коэф-
фициента усиления (передачи) четырехполюсника и ко-
эффициента шума, так что каждому показателю пере-
дачи будет соответствовать определенный коэффициент
шума, совместимый с ним и определяемый в аналогич-
ных условиях [87]. Выбор того или иного показателя
усиления и шума определяется условиями решаемой
задачи. Забегая несколько вперед, отметим, что в данной
работе используются понятия номинальных коэффициен-
тов усиления и шума четырехполюсника (при исключе-
нии 'флуктуаций нагрузки). Напомним, что номинальный
коэффициент усиления системы источник — четырехпо-
люсник — нагрузка определяется в режиме согласова-
НИЙ (комплексного сопряжении) выхода четырехполье/
ника с нагрузкой, т. е. является, по определению, коэф-
фициентом передачи четырехполюсника и, таким оора-
зом, совместим с коэффициентом шума четырехполюс-
ника и определяется в аналогичных с ним условиях, т. е.
при произвольном источнике сигнала.
Как известно, коэффициент шума в любом его опре-
делении не является показателем, позволяющим отве-
тить на все вопросы, возникающие при оценке шумовых
свойств электрических цепей. Основное его назначение
сводится к оценке влияния функционально законченных
узлов и устройств в целом на отношение сигнал/шум
системы. Сказанное относится к двум аспектам анализа
усилительных и шумовых свойств электрических цепей.
Во-первых, элементы электронных устройств (транзисто-
ры, лампы и др.) целесообразно характеризовать пер-
вичными шумовыми параметрами [87]. Коэффициента
шума в этом случае, конечно, недостаточно, и к тому же
его, как известно, можно рассчитать по первичным шу-
мовым параметрам, точно так же, как и определить его
минимальное значение и условия получения этого мини-
мального (или иного) значения. Во-вторых, при каскад-
ном соединении шумящих четырехполюсников, которое
является основой любой приемной системы, коэффи-
циент шума отдельного четырехполюсника не является
достаточной характеристикой для . определения опти-
мального режима работы этого четырехполюсника и
условий согласования его с источником сигнала, кото-
рые приводят к минимизации коэффициента шума
устройства в целом (каскадного соединения). Известно,
что оптимальные с этой точки зрения режим работы
четырехполюсника и условия его согласования* являются
компромиссом между комплексом мер по обеспечению
максимального усиления и комплексом мер по обеспе-
чению минимального коэффициента шума четырехпо-
люсника.
Все эти соображения привели к поискам новых ха-
рактеристик шумящих приборов, более полно по срав-
нению с коэффициентом шума учитывающих также и их
усилительные свойства. Наиболее известной такой ха-
рактеристикой является шумовое число Му усилителя
My=(Fy-l)/(l-l/Gy),
(5-1)
где /'у — коэффициент шума; С?у— коэффициент усиле-
ния усилителя.
Необходимо сразу отметить, что как шумовое число,
так и другие «собственные» характеристики усилитель-
ных и шумовых свойств отдельных устройств (входящих
в то или иное соединение) являются именно собствен-
ными параметрами устройства, и поэтому достижение
их экстремальных значений не обязательно приводит
к обеспечению экстремальной характеристики соедине-
ния или, как мы увидим, приводит к такой характери-
стике лишь при определенных ограничениях на пара-
метры других устройств в соединении.
Тем не менее в последнее время во многих работах
[87, 91—93] рекомендуется использовать шумовое число
Му для определения условий оптимального согласования
на входе шумящего усилителя в приемной системе. Раз-
работана, в частности, методика определения минималь-
ного шумового числа и условий его обеспечения [91,
94]. В связи с этим рассмотрим характеристики, подоб-
ные шумовому числу Л4у, несколько подробнее.
Для определения места шумового числа в ряду ха-
рактеристик усилительных и шумовых свойств четырех-
полюсников напомним, что выражение (5.1) для шумо-
вого числа было получено в [86] из решения конкрет-
ной задачи: каков лучший порядок расстановки данных
(двух) усилителей в каскадном соединении для мини-
мизации коэффициента шума такого соединения. Не-
трудно показать, что первым в каскадном соединении
следует ставить усилитель, у которого шумовое число
меньше. Однако этот вывод вовсе не означает, что мини-
мизация шумового числа некоторого усилителя в кас-
кадном соединении обязательно приводит к минимиза-
ции коэффициента шума этого каскадного соединения.
Шумовое число усилителя, обладая рядом интересных
свойств, может помочь разработчику в решении частных
задач, однако практическая полезность его применения
ограничена.
Другую характеристику усилительных и шумовых
свойств усилителей (четырехполюсников) можно полу-
чить при иной, чем в работе [86] постановке задачи,
а именно: какой из данных двух усилителей лучше
каскадно соединить с третьим (опорным), чтобы полу-
чить меньший коэффициент шума такого двухкаскадного
соединения. Обозначая коэффициенты усиления и шума
сравниваемых усилителей Gi, G2 и Fi, F2 и коэффициент
шума третьего усилителя Fo, получим условие, при вы-
полпенни которого предпочтение следует отдать перво-
му усилителю [88]:
(fj—F2)/(l/G2—l/Gi)<F0—1. (5.2)
Понятно, что нумерация усилителей условна и левую
часть выражения (5.2) также можно рассматривать как
некоторую характеристику (меру шума) усилителя от-
носительно другого усилителя. При сравнении усилителя
с идеальной линией передачи (62= 1, F2— 1) левая
часть (5.2) совпадает с (5.1). В этом случае выражение
(5.2) показывает, при каком условии добавление неко-
торого усилителя к опорному может привести к улуч-
шению коэффициента шума их каскадного соединения.
Однако опять следует подчеркнуть, что минимизация
шумового числа и меры шума не обязательно приводит
к наименьшему возможному коэффициенту шума дан-
ного каскадного соединения.
Таким образом, многообразие способов оценки шу-
мов элементов электрических цепей и влияния шумов
на отношение сигнал/шум обусловлено разнородностью
решаемых задач. Это обусловило и наличие нескольких
определений для коэффициента шума - и. коэффициента
усиления, а также, отчасти, появление таких понятий,
как шумовое число или мера шума.
Остановимся теперь на основном критерии качества
приемной системы — ее чувствительности по отношению
сигнал/шум. В настоящее время наиболее распростра-
ненными показателями чувствительности приемной си-
стемы являются чувствительность системы по напряжен-
ности поля (ТГмпн) и эффективная шумовая температура
системы (5%). Чувствительностью (предельной) прием-
ной системы по напряженности поля называется напря-
женность поля плоской электромагнитной волны, необ-
ходимая для обеспечения отношения сигнал/шум на
выходе приемной системы, равного единице. Под эффек-
тивной шумовой температурой приемной системы пони-
мают физическую температуру, которую должно было
бы иметь активное сопротивление источника сигнала,
чтобы при исключении всех других шумов отношение
сигнал/шум на выходе приемной системы при подаче
сигнала на ее вход было таким же, как и в реальной
приемной системе с реальным внешним шумом. Между
этими двумя параметрами существует известное соот-
ношение
(5.3)
^мин_ 8nZ0fe "I Г Т'с
V~Kf~~ * г D ’
где Zo — волновое сопротивление свободного простран-
ства; Д[—полоса пропускания линейной части приемной
системы; Т' С=Т c/r\A—Tс/ца— эффективная шумовая
температура приемной системы, приведенная к выходу
идеализированной (без потерь) антенны или собственно
антенны [11].
Уточним некоторые понятия применительно к АУ.
Такие параметры, как эффективная шумовая температу-
ра и коэффициент усиления АУ рассмотрены в гл. 3.
Остается интерпретировать для АУ понятия «мера шу-
ма» (относительно опорной антенны) и шумовое число.
Вопрос, ответ на который приводит к выражению
для меры шума АУ (относительно некоторой опорной
антенны), формулируется аналогично вопросу, ответ па
который дан выражением для меры шума усилителя.
Выражение для меры шума АУ можно получить также
из выражения для коэффициента эффективности исполь-
зования АУ в данной приемной системе относительно
некоторой опорной антенны, потребовав, чтобы /(э был
больше единицы. Исходя из выражения (3.33) запишем
для рассматриваемого случая:
р Гэоп + ^пр -Г 4»
Чтеау (Г9а + Гу) Gy + T'np ( }
где Т'пр — эффективная шумовая температура части
приемной системы за АУ (опорной антенной), отнесен-
ная к выходу АУ (опорной антенны).
Напомним, что для линии передачи с потерями,
характеризуемыми величиной цл, и приемника с эф-
фективной шумовой температурой 7% для режима со-
гласования на концах линии передачи:
(1—Т]л) +7'°пр]/т]л, (5.5)
где Тл — физическая температура линии передачи.
Раскрывая б0Тнау с помощью формулы (3.25), полу-
чаем из (5.4) выражение для меры шума АУ как усло-
вие улучшения чувствительности приемной системы с АУ
относительно ее чувствительности с опорной антенной:
«л «?оп/ба) Гэ а + Ту) — Тэ оп ,г
JV1ay— 1 _ G™/G„G„ ПР’ ' '
1 Gon/GaGy
Величины Ga, Тза и Gy характеризуют усилительные
и шумовые свойства АУ, Gon и Т3 оп — усилительные и
шумовые свойства опорной антенны.
Предположим теперь, что собственно антенна в АУ
и опорная антенна такие, что Ga—Gon и Тэа=Тэоп, т. е.
вопрос оптимизации ставится следующим образом: ка-
кой усилительный прибор следует использовать в АУ
или какой режим питания и какие согласующие цепи
надо использовать для данного усилительного прибора,-
чтобы обеспечить /G>1 относительно использования
в данной приемной системе непосредственно собственно
антенны или опорной антенны с идентичными характе-
ристиками. При указанных условиях из выражения (5.6)
получаем (5.1) для Му с учетом того, что Fy—1 = ТУ/ТО.
Подчеркнем еще раз, что ни минимизация шумового
числа усилителя в АУ, ни минимизация меры шума АУ
в общем случае не приводят к наименьшей для данной
приемной системы с данной АУ эффективной шумовой
температуре, однако эти параметры являются полезными
при проектировании АУ.
Вопросам выбора, расчета и измерения усилительных и шумо-
вых параметров линейных усилительных приборов посвящено много
работ, например [87, 90, 91, 95]. Здесь целесообразно кратко
суммировать ту часть результатов этих исследований, которая непо-
средственно необходима для последующего анализа. Основное вни-
мание уделяется инвариантным относительно выбора системы исход-
ных параметров (У, Z, Н, S — параметров) усилительным и шумо-
вым характеристикам, причем основные выражения приводятся как
для абсолютно устойчивых, так и для условно устойчивых усили-
тельных приборов. В основу дальнейшего анализа положим графо-
аналитический иммитансный метод определения указанных характе-
ристик, который представлен в работах [89, 91, 94, 96].
Номинальный коэффициент усиления. Для линейного четырех-
полюсника Gy [94] определяется как отношение максимальной мощ-
ности, отдаваемой четырехполюсником в согласованную выходную
нагрузку, к максимальной мощности генератора, отдаваемой им
в согласованную нагрузку. Зависимость Gy от иммитанса (полного
сопротивления или полной проводимости) источника сигнала опре-
деляется выражением [91, 94]:
1/Gy = 1 /Gy макс-Ь^сТ-С, * (5-7)
где Lg — параметр, определяющий рассогласование (по усилению)
иммитанса источника сигнала Кс относительно оптимального имми-
танса 7(оя, при котором обеспечивается максимальное усиление
Gy макс, Sa—параметр, определяющий крутизну изменения коэф-
фициента усиления Gy по мере рассогласования Кс и Kog, т. е. по
мере увеличения Lg-
Выражение (5.7) применяется для определения Gy абсолютно
устойчивого усилителя, для которого Gy макс имеет вещественное
значение:
GyHaKe=«-’(fe-'r^^T)-’, (5.8)
где tn и k — соответственно инвариантный коэффициент обратной
передачи и инвариантный коэффициент устойчивости усилителя:
Y12 . S12
m — у —у
‘ 21 ^-21
(5.9)
S,2’
, ffnff22 Ite (Y12У21) гпг22 Re (Z12Z21)
1^2^211 |Z12Z21|
(5.10)
У2|, У]2, gu, gzt, Z2I, ZJ2, Гц, Г22 — элементы соответственно матриц
полной проводимости и полного сопротивления четырехполюсника
в общепринятых обозначениях, Si,—элементы матрицы рассеяния.
Данное определение номинального коэффициента усиления рас-
пространяется и на случай, когда активная часть выходного сопро-
тивления усилителя отрицательна: тогда Gy определяется через
отношение обменных мощностей (четырехполюсник может не отда-
вать, а потреблять мощность) и может быть отрицательной {86. 94].
Условия устойчивой работы транзисторных усилителей подробно
рассмотрены в работах [91, 96]. Здесь напомним только, что й>1
является необходимым условием устойчивости усилителя.
Усилитель устойчив при выполнении следующих неравенств:
k>l; Re(/(n)>0; Re(/(22)>0, (5.11)
где К\ 1, Д22 — собственные иммитансы матрицы усилителя.
Величина Sc в выражении (5.7) представляет собой «крутизну
по усилению», инвариантную к выбору системы параметров имми-
тансной матрицы усилителя:
SG = Ъ&Г’ Sg = (5-12)
гДе gog — активная часть оптимальной по усилению полной проводи-
мости Уог; Rrg — параметр, имеющий размерность сопротивления и
определяющий скорость изменения коэффициента усиления Gy по
мере рассогласования.
Величина LG в выражении (5.7) , также инвариантна к выбору
системы параметров:
I Ке - 7<ор |2 J Уг-У | Zc - Zc„ |2
LO == Re (7<с) Re (Д„5) gcg0„ ~ rQroe —
I Pc —Pod2 yn | Уор I2
~ 1 — I Pc!2 gr>f< I 1 + ^o I ’
(5.13)
где p=(/(o—/<с)/(/(о-|-Кс)—коэффициент отражения; До — харак-
теристический иммитанс; Kw — оптимальный иммитанс по усилению,
например:
1 Г Тт(У21У„) I /с
y0fi = ?0g+AB=^Sc+j|-b11+-----------2^-], (5-И)
1 Г Im (Z2,Z,2) Т
~ г0£, jxOjp = SG J- ] | ^11+ 2r?g (5.15)
^2/|V21|\ GCf> = г22/Г721 i2. (5.16)
(5.17)
Для коэффициента передачи в пассивную нагрузку (например,
в системе У-параметров) имеем:
_L=_L_, 1 |Ус + у*<,| .
Gy Кр + 4 gcg0
Выражение (5.7) можно использовать для абсолютно устойчи-
вых усилителей, для которых физически реализуемы величины gog
и Gy макс- Для условно устойчивых усилителей
1 (k2 — 1) 1 1
km-\- 4Reg gc те2 + (^c — (5-18)
Выражения (5.7) и (5.18) можно представить в виде уравнения
окружностей на плоскости, например, комплексной проводимости
gc, jbc:
(gc-go)2+(Z>c-M2=GB, (5.19)
где
1 / i 1 \ 1 [ 1 ’ \
&> = &*+ 2/?еДбу GyMaKCJ 2Re& \Gy =
(5.20)
Номинальный дифференциальный коэффициент шума*). Для ли-
нейного усилителя он определяется [87, 91, 97] как отношение
спектральной плотности мощности шума, поступающей в согласо-
ванную нагрузку усилителя из внутренних источников шума усили-
теля, к спектральной плотности мощности шума стандартного источ-
ника сигнала (kT0), умноженной иа номинальный коэффициент уси-
ления усилителя Gy:
7'у=Рш вых ном/GyWo. (5.22)
Таким образом, рассматриваемые коэффициенты усиления и шу-
ма усилителя совместимы и определяются в аналогичных условиях.
Зависимости коэффициента шума, интенсивности шума (Ну) и отно-
сительной шумовой температуры (ОШТ) /у линейного усилителя от
иммитанса источника сигнала определяются выражениями [91, 94, 97]:
Ту Уу мии—/7у—Ну мии-J-SpjLf j /у=/у мин-(5.23)
где Fy мин=Wy мин+1—минимальный коэффициент шума усилите-
ля; Ну мин — минимальная интенсивность шума усилителя [90];
G мин — минимальная эффективная ОШТ усилителя; LP — параметр,
определяющий рассогласование иммитанса источника сигнала Кс
*) Обычно это название сокращают до термина «коэффициент
шума», в дальнейшем будем пользоваться этим термином, подразу-
мевая данное определение, кроме особо оговоренных случаев.
относительно оптимального иммитанса по шуму Kot, при котором
обеспечивается минимальный коэффициент шума усилителя; З'р —
параметр, определяющий крутизну возрастания коэффициента шума
по мере рассогласования Ко и Kot, т. е. по мере увеличения LF.
Величина Lf определяется аналогично величине La (5.13):
!Лс - к01 р | ус - у0/ р _ | zc - zci р
F Re (Кс, Re (Ко/ ) rcrtj
.Значения Ну мин, Kot и Зр (так же как и бумакс, Kog и 3g)
можно определить экспериментально или рассчитать по характери-
стической шумовой матрице усилителя [98], или по эквивалентным
шумовым схемам усилителя [90, 91, 99]. Далее приведены выраже-
ния для Ну мин, Yot и Зр через параметры канонической эквива-
лентной схемы шумящего четырехполюсника [10, 86, 97], которая,
как известно, представляется нешумящим четырехполюсником и вы-
несенными эквивалентными некоррелированными шумовыми генера-
торами напряжения иш и тока 1Ш, характеризуемыми, в свою оче-
редь, эквивалентными шумовыми сопротивлением Rm, шумовой про-
водимостью Ст и нешумящей проводимостью корреляции между
ними УКо₽:
и2ш = 4kT o^tRmi »2ш = 4/гГ0Д/Сш;|
Укор =.4?кор + /Ькор = *корП*кор (к2ш) *• (5.25)
Величины Думай (ty мии)> Уо/ и Зр выражаются через Rm, Gm
и Укор следующим образом:
got— (Ош/Лш+gaop)1/2» bOf=—&иор> (5.26)
Ну мии—ty мив=2Кш (§кор-|-£о/)> (5-27)
SF=Rmgot—R*tgot- (5.28)
Отметим, что между ty май и Зр существует следующее соот-
шение [10]:
в—ty мин/43р—1/2[1-|-(1-|-Дш/7?1п^2кор)—^2]- (5.29)
Поскольку в реальных усилительных приборах величина
Х = Gm/Rmg2KO^ (5.30)
может быть в любых пределах между 0 и <», то
'/Uy MUB<^3p<^1/2/y МКВ, 1/2^В<^1. (5-31)
Выражения для коэффициента шума (эффективной шумовой
температуры) линейного усилителя (5.23) можно представить в ви-
де окружностей на плоскости, например, полной проводимости
go, ]ЬС:
(gc-go)2+(fcc-i>o)2=G2B, (5.32)
go — gof + 2Ref — ^умин)> (5.33)
b„ =4b0f, (S.34)
Gr~ (в2о = 2Rgf l^effiofA^y ^умин)+(^у—^умин)2]
(5.35)
Номинальное шумовое число М? и мера шума Млу. Поскольку
иммитансные зависимости величин fy и G-1y для линейных шумя-
щих усилителей представляются на плоскости комплексного имми-
танса (например, на плоскости комплексной проводимости) окруж-
ностями постоянных значений /у и Gy, то иммитансные зависимости
величин шумового числа Му и меры шума Л4ау также должны
представляться по плоскости комплексного иммитанса окружностя-
ми постоянных значений ЛД. и Мау. Выражения для параметров
окружностей постоянной величины Л4У, а также величины Му МИн
и условия ее получения найдены в '[94]. Однако в выраже-
нии для одного из коэффициентов (Л42 — в формуле (2.3) [94])
допущена ошибка в знаке и все соотношения в [94], а также
в сборнике [91] даны только для абсолютно устойчивых усилите-
лей. Здесь же приведем выражения для определения Му Иив» при-
годные и для условно устойчивого усилителя:
А1У мин = Mf1 [М2 + (М\ - МtM3)1/2], (5,36)
где
Л4» = (1 - G-;aKC)2 + 4 (I - G-^c) = 1 - 2mk + щ2;
(5.37)
^2 = (1 Су макс + (^y мин. ^^efSof) ~b
+ 2RefReg (I Yog I2 + I rof |2 - 2b^vf) =
= (I — mk) (Яумин — 2Relgof) +
+2/?e//?eg (I 12+1 Yot I t-Zbogbof); (5.38)
Л43==//2У мин—47/y мии7?е/£о/. (5.39)
Эти же выражения справедливы для определения минимальной меры
шума АУ Л4аумви, если в них сделать следующие подстановки:
Ну мин--->- (Gon/Ga) (ty мвиЧ”/э a)~ta он!
Gy макс ^(Ga/Gon) Gy макс!
Ref (Gон/ Ga)Refi
Reg ^-(GOE/Ga)Reg’, tn---»-(Gon/Ga)Wl. (5.40)
5.2. ОПТИМАЛЬНОЕ СОГЛАСОВАНИЕ
СОБСТВЕННО АНТЕННЫ С УСИЛИТЕЛЬНЫМ
ПРИБОРОМ В АНТЕННЕ-УСИЛИТЕЛЕ
Вопросы оптимального согласования входа шумяще-
го усилителя для реализации максимального отношения
сигнал/шум в каскадном соединении четырехполюсни-
ков являются предметом исследований многих -работ.
Согласование усилителя по усилению или по шуму (ко-
topoe иногда называют оптимальным рассогласованием
по шуму), очевидно не приводит в самом общем случае
к максимальному отношению, сигнал/шум в приемной
системе, так как при этом учитываются усилительные
и шумовые характеристики только одного согласуемого
усилителя. Это относится и к согласованию усилителя
по шумовому числу и мере шума. Как отмечено в [97],
ни одна числовая величина (т. е. никакие собственные
параметры усилителя) не позволяют раз и навсегда
установить оптимальное согласование и режим питания
усилителя так, чтобы в любой приемной системе они
были оптимальными. Ясно, что в самом общем случае
оптимальное согласование входа усилительного прибора,
под которым мы здесь и в дальнейшем будем понимать
такое согласование, которое приводит к наилучшей чув-
ствительности приемной системы, является компромисс-
ным между согласованием по усилению и согласованием
по шуму, так как первое, очевидно, оптимально при
очень больших шумах последующего за согласуемым
усилителем тракта (Z'np-^oo), а второе — при очень ма-
лых Гщ, (/'пр->0), когда усиление усилителя практически
не оказывается. Поскольку эти случаи идеализированы,
то в принципе оптимальное согласование никогда не
совпадает ни с согласованием по шуму, ни с согласова-
нием по усилению, хотя может быть очень близко к тому
или другому.
Вопросы оптимального согласования имеют опреде-
ляющее значение для первого усилителя в приемной
системе, т. е. и для усилителя в АУ. Перед тем, как
перейти к определению условий оптимального согласо-
вания усилителя, отметим, что оптимизация режима
питания транзистора, по крайней мере в АУ, как прави-
ло, ведется из условий получения наилучшей линейности
'усилителя, т. е. с точки зрения минимизации уровня
взаимной и перекрестной модуляции. Реализация этих
требований рассмотрена в гл. 6. Обычный путь проек-
тирования АУ состоит в том, что исходя из требования
обеспечения наилучшей линейности АУ выбирают схему
усилителя и режим питания транзисторов по постоян-
ному току, а затем, исходя из рассчитанных или из-
меренных усилительных и шумовых параметров усили-
теля, решают задачу его оптимального согласования
с собственно антенной.
Чтобы определить условия оптимального согласова-
ния линейного шумящего усилителя с источником сиг-
нала (собственно антенной), необходимо рассмотреть
выражение для чувствительности приемной системы
с этим усилителем. Наиболее правильно вести такой
анализ, опираясь на эквивалентные температурные за-
висимости шумовых параметров собственно антенны,
усилителя, линии передачи и приемника, так как эти
данные широко распространены в литературе, посвящен-
ной как входным цепям приемников и антеннам [85,
90], так и АУ [10, 11, 82].
Эффективная шумовая температура приемной систе-
мы с АУ в единицах То (т. е. С)ШТ приемной системы
tc) выражается, как известно, соотношением
4 = *9а-Ну + *'прб'Г’ (5-41)
где Gy определяется выражением (5.7) или (5.18) для
условно устойчивого усилителя, a. ty—выражением
(5.23). Используя эти выражения с учетом формул
(5.12), (5.13) и (5.24),. (5.28), раскроем (5.41):
J gc
+ ('„1-5-!—+^|Гс_у„|'] (5.42)
L иумакс gc J
или для условно устойчивого усилителя:
п
*с = ^а“МуминЧ П
+ ^npK^c + (At- 1)-4^-+^ +
+>(»с-м]- <6-«’
В уравнении (5.41) величина tc приведена к внутрен-
нему сопротивлению генератора, эквивалентного собст-
венно антенне Если то в (5.41)—
(5.43) следует провести следующие изменения (поделив
обе части на ija):
^/c = ^a + ^0a (1—Т]а) /т]а + (1 /т]а) ty + (1 /т]а) Аггр/Gy. (5.44)
Величина приведена к сопротивлению излучения соб-
ственно антенны. Отметим, что в работе [11] обосновано
эквивалентное представление приемной системы, для
которого t'c характеризует ее чувствительность. Однако
дальнейший анализ в настоящей главе проводится для
выражений (5.41) —(5.43), так. как параметры опти-
мального согласования не зависят от т]а-
Для определения оптимальной полной проводимости
источника сигнала на входе усилителя (оптимальной
полной проводимости собственно антенны) необходимо
решить следующие уравнения:
atc_dty(Yc) , * d[Gy(yc)]-’
dgc dgc ' ПР dgc
Лу(ус) . rf[Gy(yc)]-’
dbc — dbc "P dbc
(5.45)
(5.46)
В выражениях (5.41) — (5.46) и далее предполагаем,
что Гдр не зависит или (сравнительно с fy, Gy) мало
зависит от условий согласования на входе усилителя.
Это предположение в данном случае достаточно обосно-
ванно, если учесть, что обратная связь в усилителях
относительно мала; Если же на входе приемника имеют-
ся аттенюаторы, вносящие существенное затухание
(например, в измерительных приемниках), то в этом
случае ^пр практически не зависит от условий согласо-
вания на входе усилителя, какова бы ни была в нем
обратная связь.
Обозначив решение системы уравнений (5.45), (5.46)
через Eoc=g'oc + j&oc, из (5.41) и (5.45) с учетом (5.7)
(или 5.14) и (5.23) получим
(^Ос—&0/) / (&0С—bog) ——t'npReg/Ref- (5-47)
Поскольку fnp>0 И ТО при /?eg>0 ВеЛИЧИНа Ьос
находится между bQg и bof- Далее, из соотношений (5.45)
и (5.46) следует
-----------<5-48>
dgc dbc dbc dgc
Подставляя в (5.48) выражения (5.7) и (5.23) для Gy
и ty с учетом формул (5.12), (5.13), (5.24), (5.28) имеем
= (5-49)
. 1 g20f — gaog + 62of —
01 2
°.=4
^of-g2o6)2 I1'2
I (hr ___ h
(5.50)
bof bog
(^of
(5.51)
При изменении Гпр от 0 до оо точка УОс перемещается
на плоскости полной проводимости по окружности, про-
ходящей через точки Уо/ и YOg. Таким образом, для
условно устойчивых усилителей оптимальное согласова-
ние возможно не для всех значений поскольку точка
YOg может находиться в левой полуплоскости полной
проводимости. Годограф полной проводимости собствен-
но антенны (источника), при которых реализуются
минимальные величины шумового числа, также пред-
ставляет собой окружность, определяемую выражением
(5.49). Действительно, выражения (5.1) и (5.6) для
шумового числа Му и меры шума Л4ау можно предста-
вить в виде:
Л4у=/у+Л4уО;’, (5.52)
Ч. -§-п Уэ a-1. on) + ty + May . (5.53)
Выражения (5.52) и (5.53) совпадают по форме
с выражением (5.41), первое при условии /с = Гпр=Л1у,
второе при условии £с—Гпр—Мау, а величины /эа, /эоп,
Ga, Gon, не зависящие от полной проводимости источ-
ника (антенны), здесь не имеют значения для анализа.
Используя для определения Л4умин и Л4ауМин выражения
(5.45) — (5.51), придем также к сделанному paneg вы-
воду относительно геометрического места полных про-
водимостей Уо(Л4у) и Уо(Л4ау), при которых реализуются
МУмин и Л4аумин. Более того, забегая несколько вперед,
можно указать, что выражения для полных проводимо-
стей Уо(Му) и Уо(Мау) должны совпадать по форме
с выражениями для оптимальной полной проводимости
Уос при подстановке в них вместо Гпр Мумин и Л4аумин,
в последнем случае при использовании также соотноше-
ний (5.40).
Совместное решение уравнений (5.45) и (5.46) дает
следующие выражения для реальной и мнимой частей
оптимальной полной проводимости yoc==goc+jfeoc:
о Г I /г Р о 11/2
«°с I (t'Iip/?eg + /?efy ] ’
(5.54)
, ___ CnpPegbog Ref ^og
0C t'upReg + Ref
(5.55)
Из (5.54) получаем условие реализуемости оптималь-
ного согласования (gbc>0):
1 Д/ Г f ghf \’/2 1
пр пр макс 2 R а2 ) ’ (5-56)
z ''eg L \ g og / J
где a=l+g2of/g2cg+ (bog—b0f)2/g20g. Знак минус перед
выражением в круглых скобках (5.56) с учетом того,
что ^прмакс>0 только при g2og<O, следует ставить при
п<0, а знак плюс — при п>0. Таким образом, если уси-
литель условно устойчив, то оптимальное согласование
реализуется ТОЛЬКО При УСЛОВИИ /'пр<Упрмакс-
Если проводимость источника сигнала равна опти-
мальной полной проводимости Уос, то tc достигает мини-
мального значения tc мин- Для абсолютно устойчивого
усилителя
ic мин — А а + ty мин -}- t'^Gy -ф- 2SC — 2 (Sp -ф- t'npSG),
' (5.57)
где
Sc = gOc (Ri} + ^np/?eg) = |s\ + npSFSG +
| V __V г I 2 TI/2
+a+w. 1 (s-58)
Для условно устойчивого усилителя
tc мип—У) а"ф^у мин~Н npW&-|-2 (Sc Sj,) , (o.o9)
причем должно выполняться неравенство fnp^Z пр чакс.
С учетом (5.57) и (5.58) выражение (5.41) для эф-
фективной шумовой температуры приемной системы с АУ
можно представить в виде, аналогичном (5.7) и (5.23)
для Q-1 и L:
У у
tc^2 tc МИн + ScAc, 7'с= Ус MHh + 'ScEcT'o, (5.60)
где
г 1Д~Дс|а |Ус-Уос1а |Zc-Zoc|a^ ,561)
Re (Кс) Re (Kez) “ gcgoc Vcc •"
Так же как выражения для G~' и fy, выражение (5.60)
можно представить в виде уравнения семейства окруж-
Костей на плоскости комплексного иммитанса Кс-
[Re(Kc)—Re(K0)]2+
+ [1т(Лс)— 1т(Ло)]2=Я2к. (5.62)
Например, для плоскости полной проводимости
,__ tc---- tc МИН 4~ 2SC __ „ ( 1 I tc мин)
go“ 2;(/?efj+J'np^eg) -«•'V'T 2SC }’
ь д, _ ^np^eg^og “Ь Rtfbof
9 ~~ 0C — ^eg + ^f
Для условно устойчивого усилителя
(5.63) можно записать в виде
А — А а — мин t'npktn
§9 = ZtRef + t'npRee)
(5.63)
(5.64)
выражение
(5.65)
Радиус окружности Ry на плоскости полной прово-
димости определяется выражением:
ГЛ , . , ,1/2 — Г(^С мин)2 I A ^CMHh]1/2j
/ ----4S^—1------s;---J (;
(5.66)
Нетрудно убедиться, что параметры оптимального
согласования (goc, boc, Sc) и окружностей постоянной
чувствительности (go, bo, Ry) не зависят от величины
т]а, которая определяет, однако, чувствительность при-
емной системы по напряженности поля через выражения
(5.3), где она входит в Т'с.
Окружности постоянной эффективной шумовой тем-
пературы (постоянной чувствительности) приемной си-
стемы с АУ ограничивают области полных сопротивле-
ний источника, внутри которых обеспечивается чувстви-
тельность меньше заданной.
Однако естественен вопрос относительно эффектив-
ности рассматриваемого оптимального согласования,
которое, как видно, является компромиссным между
согласованием по максимуму усиления и согласованием
по минимальному коэффициенту шума усилителя. Во-
прос заключается в том, какой выигрыш в чувствительно-
сти всей приемной системы обеспечивается при опти-
мальном согласовании по сравнению с указанными
видами согласования, т. е. по сравнению со случаями,
когда не проводится точный анализ и, как это часто
делается на практике, сугубо ориентировочно учиты-
йаются шумовые характеристики части приемной систе-
мы, расположенной за предусилителем, и осуществляет-
ся его согласование по усилению, если эти шумы ве-
лики, или согласование по шуму, если эти шумы малы.
Конечно, такое решение во многих случаях вполне
оправдано, однако неоптимальное согласование приво-
дит зачастую к заметным потерям в чувствительности
приемной системы относительно ее минимального зна?
чения, реализуемого при оптимальном согласовании.
Практика показывает, что этот проигрыш в чувствитель-
ности может достигать нескольких раз, например, в [55,
56] указана цифра 6 дБ для возможного проигрыша
в чувствительности при согласовании по шуму (если
оно совпадает с оптимальным). Поэтому следующий
раздел книги посвящен оценке проигрыша в чувстви-
тельности приемной системы при неоптимальных согла-
сованиях для различных типов усилительных приборов
и при различных шумовых характеристиках приемников
[79, 100].
5.3. СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ РАЗЛИЧНЫХ
СПОСОБОВ СОГЛАСОВАНИЯ
Чтобы выявить некоторые общие закономерности,
предположим сначала, что усилитель абсолютно устой-
чив, и найдем при которой чувствительность
приемной системы одинакова при согласовании по уси-
лению и по шуму. Подставляя в (5.42) вместо Ус по-
очередно величины У о/ и Уой и приравнивая при этом
выражения для tc друг другу, с учетом (5.7), (5.23)
получаем:
t 'npGF—'Refgo fl R eggog—Sf/Sg.
(5.67)
Для современных СВЧ транзисторов эта величина
соответствует шумовым температурам Т'ср не менее
2000 ... 5000 К и тем больше, чем ближе усилитель
к границе устойчивости, т. е. чем ближе к единице ко-
эффициент k в (5.8). При согласование уси-
лителя по шуму ближе к оптимальному, чем согласова-
ние по усилению, при £'np>fnpGF ближе к оптимальному
согласованию по усилению.
Подставляя (5.67) в (5.41) и (5.57) для t0 (при этом
Ус==Уо/ или Ус=Уов) и tc мин, можно показать, что про-
игрыш в чувствительности приемной системы при согла-
совании по усилению (шуму) при ('np=/'npGF относи-
тельно оптимального согласования:
------ Пт + LffpRefSof
tcMUHOF ^clim + 1(1 + ’Л/р) — И
(5.68)
где
lim = а 4“ мин4~ t Пр GF^y макс’ (5.69)
IKof-Koal* = |Уо/-П61г = I Zof-Zoe|g_
OF Re (Kaf) Re (KOg) gofgog rofrog
(5.70)
Или при малой V^gf по сравнению с единицей (зани-
жая П) получим
lim+^pZ-GF) / {te НтЧ"1 /s-^fGgf) . (5.71)
Как видно из выражений (5.69) — (5.71), чем лучший
усилительный прибор используется в АУ (/умин|,
Оумакс|) и чем меньше внешние шумы (/эа4), тем боль-
ше проигрыш П. С другой стороны, П тем меньше, чем
ближе друг к другу условия согласования усилителя
по усилению и по шуму.
Воспользовавшись соотношениями (5-8), (5.13),
(5.29), преобразуем выражение (5.68):
п_ 4s (1 + Гэ a/ty мин) +2(1+ fe/K fe^=~T) + £gf
~4s (1+/эа//у мин)+ 2 (1+й/К^=И] +4 1/1+ W4-’]’
(5.72)
На рис. 5.1 показана зависимость П от LGF. Пре-
делы изменения Lgf выбраны по результатам расчетов
для нескольких типов отечественных и зарубежных СВЧ
транзисторов на частотах 0,2 ... 3 ГГц. Как видно из
рисунка, проигрыш может составлять несколько десят-
ков процентов. Расчеты проведены для /Эа/^умин<С1,
увеличение отношения /Эа//Умин влияет на проигрыш
так же, как увеличение е.
Определим теперь максимальный проигрыш в чувст-
вительности, который может иметь место при согласо-
вании усилителя по шуму, когда практически оптималь-
но согласование по усилению (/'пр-*°°), и при согла-
совании усилителя по усилению, когда практически
п
Рис. 5.1. Зависимость проигрыша в чувствительности приемной си-
стемы от параметра LCF при /'пр—
эптимальным является согласование усилителя по шуму
(^щу-э-О). В первом случае из выражения (5.42) полу-
чим:
^G^y макс
1 + is а^у макс Д
f
пр
1 _L_ J (l+fe/^fe2-!)-1
GF 1 -)- tszGy макс/^пр
(5.73)
При выводе (5.73) учтено, что на практике велико
в тех диапазонах частот, где также может быть велико
4 а (внешние шумы).
Зависимость П от Lgf показана на рис. 5.2, из кото-
рого видно, что при небольших по сравнению с 4Пр/буМакс
4 а проигрыш может быть весьма велик.
Рис. 5.2. Зависимость проигрыша в чувствительности приемной си-
стемы от параметра LOF при /'Ер»1 и согласовании в АУ по шуму
(Ct=#eaGy макс/^ир)
Рис. 5.3. Зависимость проигрыша в чувствительности приемной си-
стемы от параметра LGf при /'пр—>0 и согласовании в АУ по уси-
лению
Во втором случае
П— 1 -1—— Т ____—_____
4 1+/эа//ум№1
(5-74)
Зависимость П от LGF в соответствии с (5.74) представ-
лена на рис. 5.3. И в этом случае при малых по срав-
нению с ty тот ts а проигрыш может быть велик.
На практике диапазоны изменения 1'щ,, при которых
справедливы соотношения (5.73) и (5.74), весьма вели-
ки, как это видно из рис. 5.4—5.7.
Рис. 5.4. Зависимость проигрыша в чувствительности приемной си-
стемы от 7’'пр для транзистора М2519 [94], f=l,3 ГГц
• согласование по усилению,--------------по шуму, —------по шумовому
числу
7
Рис. 5.5. Окружности постоянного отношения tc/tc мин для транзи-
стора М2519, /=1,3 ГГц
Рис. 5.6. Зависимость проигрыша в чувствительности приемной си-
стемы от Т'пр для транзистора КТ382А (/э0=7,5 мА, 1/кэ=5 В, 5ц=
=0,061—227°, S12=0,11_295°, S21=2,2L-292°, S^O.ULS^”, /у мин=
= 1,25, £о/==2О ммО, fc0/=22 ммО, 7?е/=20 Ом, 7=330 МГц).
------согласование по усилению,.---------по шуму, — • — по шумовому
числу
-1
Рис. 5.7. Окружности постоянного отношения tc/tc мин для транзи-
стора КТ382А, Гпр=1000 К
Полученные соотношения для определения проигры-
ша в чувствительности приемной системы -при согласо-
вании предусилителя или усилителя в АУ по усилению
или по шуму относительно чувствительности приемной
системы при оптимальном согласовании,?а также гра-
фики на рис. 5.1—5.3 позволяют при.,известных условиях
согласования усилителя по усилению .ичпо;шуму оценить
возможный проигрыш в чувствительности и решить
вопрос о том, удовлетворительны ли в.каждом конкрет-
ном случае традиционные виды согласования по усиле-
нию или по шуму или необходимо обеспечить оптималь-
ное согласование усилителя с учетом шумов последую-
щего за ним тракта.
5.4. НЕКОТОРЫЕ ПРИМЕРЫ ОПТИМАЛЬНОГО
СОГЛАСОВАНИЯ
Результаты расчетов проигрыша в чувствительности
приемной системы при согласовании по максимальному
усилению, минимальному коэффициенту шума и шумо-
вому числу усилителя- относительно оптимального’ со-
гласования для СВЧ транзистора М2519,. шумовые и
сигнальные характеристики которого приведены в [94]
для частоты 1,3 ГГц, показаны на рис. 5.4. Проигрыш
П определялся при расчетах по-выражению
п—tc/tc мин 1, (5.75)
где tc — ОШТ системы при данном виде согласования,
т. е. как (П—1) по сравнению с формулами (5.68),
(5.71), (5.73) и (5.74). Как видно из рисунка, при
весьма высокой чувствительности приемника (Т'пр<
<200.. .300 К) наиболее близким к оптимальному явля-
ется согласование усилителя по шуму, в диапазоне
300 К<Т'Пр-<8000 К—- по шумовому числу усилителя
Му, а при более высоких значениях Т'Пр— по усилению.
Оптимальное согласование и согласование по шумовому
числу совпадают при Гпр=7Иу мин= 3,32. Отметим также,
что при 7vnp=7vnPG.F=5300 К согласование усилителя
по усилению и по шуму совпадают.
В рассмотренном случае условия согласования уси-
лителя по усилению и по шуму довольно близки
(рис. 5.5). Тем не менее, при Т'пр<2000 К проигрыш
в чувствительности приемной системы при согласовании
по усилению может доходить до 60%, а при 7/Пр>8000 К
проигрыш при согласовании по шуму может доходить
Рис. 5.8. Зависимость проигрыша в чувствительности приемной си-
стемы от ТТр Для транзистора ГТ362А (/э0=2,5 мА, L’Ka=5 В), f=
=330 МГц
------согласование по усилению, -------по шуму,---------по шумовому
числу
7
Рис. 5.9. Окружности постоянного отношения tc/tс мин для транзи-
стара ГТ362А, 7,,Пр=ЮОО К
до 20%• На рис. 5.6—5.9 представлены графики, анало-
гичные приведенным-на рис. 5.4, 5.5 для усилителей на
других транзисторах. Из рис. 5.4, 5.6 и 5.8 видно, что
при ^'пр<3.. .5 согласование усилителя по шуму дает
незначительный проигрыш в чувствительности приемной
системы относительно оптимального согласования.
Здесь приведены результаты расчетов лишь для трех
транзисторов, однако можно ожидать, что это справед-
ливо для современных СВЧ транзисторов на частотах,
не слишком близких к граничным частотам транзисто-
ров fT. Таким образом, в некоторых случаях можно счи-
тать приемлемым для практики рекомендуемое во мно-
гих работах [10, 23, 24, 40] согласование усилителя
с собственно антенной в АУ по шуму, однако только
при условии применения очень хороших приемников,
а в диапазоне ДМВ (и в диапазонах более коротких
волн) и коротких линий передачи между АУ и прием-
ником.
На рис. 5.5 приведены окружности постоянной чув-
ствительности приемной системы (^C=const) для
—Мумин=3,32 (Гпр«1000 К), т. е. для случая, когда
оптимальное согласование и согласование по шумовому
числу совпадают. Если сравнить рис. 5.5 с рис. 8 из
работы [94], где приведены окружности постоянного
шумового числа Му, то можно видеть, что окружности
равных отношений КДсмин и Л1у/7Иу„Ин, естественно, не
совпадают, хотя оптимальные иммитансы (Кос и Ком)
в данном случае (при ^np=AJyMHH) совпадают. Отметим,
что на рис. 8 в работе [94] результаты расчетов при-
ведены на диаграммах Вольперта для полных проводи-
мостей, в то время как здесь — для полных сопротивле-
ний, что объясняет симметрию результатов относительно
центра диаграммы Вольперта.
Графические построения окружностей различных чув-
ствительностей приемной системы при заданном ?Пр
(например, £'Пр=3,33 для рис. 5.5, 5.7, 5.9) позволяют
решить один из двух возможных вариантов задачи опти-
мального согласования в полосе частот. Другая поста-
новка задачи возникает тогда, когда необходимо опре-
делить допустимую чувствительность приемника при
заданной чувствительности приемной системы. Решение
задачи такого типа иллюстрируется рис. 5.10, на кото-
Рис. 5.10. Окружности постоянной чувствительности приемной си-
стемы (7'/с=5500 К) для транзистора КТ382А
ром показаны окружности постоянной чувствительности
приемной системы 7’с=5500 К для того же усилителя на
транзисторе КТ382А при различных чувствительностях
приемника (7%= 100, 5000, 10000 и 20000 К). Как
видно, радиусы окружностей постоянного отношения
7с/7смин мало зависят от Тс, в то время как радиусы
окружностей постоянной величины Тс (в данном случае
5500 К) существенно зависят от нее. На рис. 5.10 пока-
зана также линия перемещения оптимального полного
сопротивления источника ZOc при изменении Т'Гф от 100
до 20 000 К- Крайние точки близки к оптимальным пол-
ным сопротивлениям согласования по усилению (ZOg)
и по шуму (Zoy).
В заключение этого раздела приведем порядок рас-
чета параметров оптимального согласования источника
(собственно антенны) с усилительным-прибором, т. е.
величин оптимального иммитанса и параметров окруж-
ностей постоянной чувствительности приемной системы.
Исходными данными для такого расчета являются
4 усилительных и 4 шумовых параметра усилительного
прибора: Gyмакс—максимальный номинальный коэф-
фициент усиления усилителя АУ, So — крутизна измене-
ния усиления, Kog=gog+j^og, (Zog) — оптимальная пол-
ная проводимость (сопротивление) согласования по уси-
лению (5.14), (5.15), £Умип—минимальная ОШТ усили-
теля в АУ, Sy — крутизна изменения ОШТ (коэффи-
циента шума), YOf—gOf-H^of> (Zof)—оптимальная пол-
ная проводимость (сопротивление) согласования по шу-
му. Эти параметры определяют из экспериментальных
данных или рассчитывают по эквивалентным схемам уси-
лителя (транзистора) на крайних частотах рабочего диа-
пазона, или, если АУ относительно узкополосна, — на
одной частоте. Если усилитель в рабочем диапазоне
частот не абсолютно устойчив, то исходными усилитель-
ными параметрами являются: m — инвариантный коэф-
фициент обратной передачи (5.9), k—инвариантный
коэффициент устойчивости (5.10), Rcg — крутизна изме-
нения усиления (5.16), b0g(x0g) — мнимая часть опти-
мальной полной проводимости (сопротивления) для со-
гласования по усилению.
Все перечисленные выше параметры усилителя зави-
сят от режима питания по постоянному току, который,
наряду с оптимальным согласованием, дает возможность
дополнительно оптимизировать АУ и улучшить чувст-
вительность приемной системы. Однако режим питания
по постоянному току целесообразно оптимизировать для
достижения максимальной линейности усилителя в АУ,
поскольку для приемной системы он является первым
источником перекрестной и взаимной модуляции. Обыч-
но требования к линейности усилителя в АУ очень высо-
ки, а оптимизация режима питания усилителя по ли-
нейности значительно отличается (с точки зрения пара-
метров /я0> и др.) от оптимизации по максимальной
чувствительности. В то же время, как показывает прак-
тика, проигрыш в чувствительности приемной системы
вследствие неоптимальности режима питания усилителя
в АУ не представляет обычно альтернативы к оптималь-
ному согласованию, а выигрыш в линейности при пра-
вильном выборе режима питания, особенно при исполь-
зовании полевых транзисторов (см. гл. 6), весьма велик.
Поэтому, если требования к взаимной и перекрестной
модуляции в АУ высоки, оптимальное согласование
в АУ (конечно, наряду с правильным выбором собствен-
но антенны и типа транзистора) является главной и
единственной основой реализации необходимой чувстви-
тельности приемной системы. Затем производят расчет
областей оптимального согласования по формуле (5.54)
и (5.55) для определения оптимального иммитанса и
расчет по формулам (5.63) — (5.66) для определения па-
раметров окружностей при заданных и tc. Резуль-
таты подобных расчетов иллюстрированы рис. 5.5, 5.7,
5.9, 5.10. На этих же графиках целесообразно построить
окружности границ устойчивости усилителя (если он
условно устойчив) [91, 961. Часть площади на диаграм-
ме Вольперта, общая для этих окружностей, определяет
область иммитанса источника (собственно антенны),
обеспечивающую выполнение заданных требований.
Конечные проблемы создания АУ связаны с задачей
синтеза такой пассивной части АУ, иммитанс которой
находится внутри указанной области в рабочем диапа-
зоне частот (и максимально далек от нее при отклоне-
нии от рабочего диапазона). Как указывалось, при ши-
рокополосном согласовании окружности рассчитывают
для нескольких частот (обычно для двух крайних частот
рабочего диапазона). Примеры практического выполне-
ния некоторых АУ с учетом как требований по согласо-
ванию, так и требований по взаимной и перекрестной
модуляции, приводятся в гл. 6, 7,
5.5. О ШИРОКОПОЛОСНОСТИ РЕЗОНАНСНЫХ
АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ
Возможность реализации широкой полосы пропуска-
ния особенно при малых габаритах собственно антенны,
является одним из преимуществ АУ перед пассивными
антеннами. Резонансные АУ, так. же как и нерезонанс-
ные, позволяют обеспечить большую полосу пропуска-
ния, чем пассивные антенны таких же размеров. Однако
прежде чем перейти к количественным критериям, необ-
ходимо остановиться на понятии «полоса пропускания
антенны» (и АУ). Под ней в самом общем случае пони-
мают «ширину взаимосвязанного частотного диапазона,
в пределах которого антенная характеристика или свой-
ства антенны отличаются от заданных не больше, чем
на заданную величину» [101]. В соответствии с этим
определением, как отмечается в [81], можо различать
много типов полос пропускания. В [101], например, по-
лоса пропускания по полному сопротивлению определя-
ется как такой взаимосвязанный частотный диапазон,
в 'пределах которого изменения от частоты 'полного со-
противления антенны, подсоединенной к линии передачи,
не приводят к превышению рассогласования этого со-
противления относительно волнового сопротивления
кабеля заданного граничного значения. Для пассивной
антенны полоса пропускания по иммитансу и полоса
пропускания по мощности связаны в неявной форме из-
вестной зависимостью:
1 1 | КА — |2
= 1 + -т- ’ (5.76)
f\p & \*\д) Кб о)
где Кр—коэффициент прохождения мощности в на-
грузку; Ко, Ка— иммитансы нагрузки и источника
(антенны) соответственно.
Полоса пропускания по иммитансу АУ, т. е. согласо-
вание выхода АУ с линией' передачи, обычно не пред-
ставляет проблемы, так как .выходное сопротивление АУ
можно согласовать, например, с 50-омной линией пере-
дачи в полосе частот значительно более широкой, чем
рабочая полоса пропускания по мощности (по чувстви-
тельности или др.), определяемая условиями согласова-
ния собственно антенны с усилителем.
АУ позволяют реализовать большую полосу про-
пускания (и по мощности, и по шуму) по двум причи-
нам. Первой является исключение многих промежуточ-
ных звеньев и. прежде всего, линии передачи между
собственно антенной и усилителем в АУ по сравнению
с обычной схемой приемной системы антенна—линия
передачи — приемник (усилитель). Второй причиной
является то, что с изменением иммитанса источника
в диапазоне частот усилительные и шумовые свойства
систем антенна — пассивная нагрузка и собственно
антенна — усилитель в АУ меняются по-разному . Сле-
дует отметить, что приемную систему с пассивной антен-
ной не всегда можно представить в виде соединения
антенны с пассивной нагрузкой, так как приемник с ли-
нией передачи является, в общем, также активной на-
грузкой. Однако если (как в рассматриваемом случае)
вход приемника .во всем рабочем диапазоне согласован
с линией передачи, или (и) если линия передачи обла-
дает заметными потерями, то такое представление спра-
ведливо.
Известные утверждения о том, что полоса пропуска-
ния резонансных АУ значительно шире полосы пропу-
скания пассивных антенн таких же размеров при любых
характеристиках усилительных приборов в диапазонах
частот ниже 300 МГц [10, 81], основаны на том, что по-
лоса пропускания пассивной антенны определяется как
долоса пропускания по мощности, и при этом не прини-
маются во внимание внешние шумы, поступающие в при-
емную систему, а полоса пропускания АУ определяется
как полоса пропускания по шуму, при этом внешние
шумы учитываются. Сравнение полос пропускания пас-
сивной и активной антенн, данное, например, в [10],
также неполно, так как при рассмотрении согласования
собственно антенны и усилителя в АУ по минимальному
коэффициенту шума усилителя коэффициент усиления
усилителя предполагается настолько большим, что
можно пренебречь шумами линии передачи между АУ и
приемником и шумами приемника.
Оба высказанных замечания устраняются, если срав-
нивать полосы пропускания приемных систем с пассив-
ной антенной и АУ по чувствительности, т. е. исполь-
зовать одинаковый подход к определению полосы про-
пускания и проводить анализ для общего случая с уче-
том шумов линии передачи и приемника.
Эффективная шумовая температура приемной систе-
мы с пассивной антенной определяется выражением:
7с=Па+Гпр[Кр(Уа; П)]-1, (5.77)
где Т3а — эффективная шумовая температура антенны;
y0=g0-]-j&0 — полная проводимость нагрузки; УА=^А-ф
_]_ j£»A—полная проводимость антенны.
Для приемной системы с АУ перепишем выражение
(5.41) в следующем виде:
Тс—Тэa-f-Ty(Уа; Уос) +7,np[Gy(Уа; Уос)]~’> (5.78)
где Уос=йгое.+]’Ьос определяется выражением (5.54).
Перейдя от абсолютных шумовых температур к отно-
сительным и использовав соотношение (5.76), предста-
вим '(5.77) в виде:
^с — is А_Ь^,пр_|_1/4^/пр| УА У’ о|21 ёл§0- (5.79)
Аналогично вместо (5:78) получим
<e=»e„ + ^i!i„=2kL’. (6-80)
йаеос
где Sc определяется выражением (5.58); £Смин—(5.57)
или (5.59).
Для дальнейшего анализа необходимо выбрать спо-
соб определения полосы пропускания по чувствительнос-
ти. В работах [10, 81] для определения полосы про-
пускания по шуму используют условия ’ tc^2tc ктин или
tc^2tA, а мерой полосы пропускания служит относи-
тельный диаметр окружности на плоскости полной про-
водимости, внутри которой реализуются выбранные
условия для определения полосы пропускания.
. Полосы пропускания приемной системы с пассивной
антенной и АУ по чувствительности можно сравнивать
по изменению tc относительно ее минимального значе-
ния при одинаковом для пассивной антенны и АУ рассо-
гласовании
7'0= | Уд У ''о 12/£аДо — | Уа—Уос|2/gagoc=Ac. (5.81)
Величины Lo и Lc определяются выражениями (5.79)
.и (5.80), величины tc не зависят от выбора системы па-
раметров (У, Н, Z, S). Во всех случаях, будь то отно-
сительный диаметр окружности на плоскости полной
проводимости или величины Lo и Lc, признаком, опреде-
ляющим полосу пропускания, является относительное
отклонение иммитанса от оптимального (безразмерная
величина), которая характеризует полосу частот, где
антенна (собственно антенна) изменяет свое полное со-
противление в допустимых пределах, отвечающих выпол-
нению того или иного условия. В качестве меры сравне-
ния полос пропускания будем использовать относитель-
ные приращения (<с/<см>ш—1) при LO=LC. Такой выбор
объясняется тем, что выражения для относительных диа-
метров окружностей на плоскости полной проводимости
при использовании исходных выражений (5.79) и (5.80)
получаются довольно сложными для анализа, а отноше-
ние величины (^с/^смин—1) для приемной системы с пас-
сивной антенной к аналогичной величине для приемной
системы с АУ при выполнении условия (5.81) имеет бо-
лее простой вид и при этом 'количественно мало отлича-
ется от отношения диаметров окружностей.
Из выражений (5.79) и (5.80) получим для 6=
==^С I'tc МИН 1 •
^пас^с/Р, A+fnp) — 1 =
Say=^eMI,H-l=7J~1Lc’
где
__А +
I пас — ft *
1 пр
У ______МИН_________
,ay““4(/?cf + t'n7Ref,) gQC-
Таким образом, при L0—Lc отношение
®пас _ У ay t'np мин
^ау Упас а + t'np 4 (Ref “Ь ^np^eg) ёос
характеризует различие в скоростях возрастания вели-
чин tc при отклонении полного сопротивления антенны
(собственно антенны) от оптимального в диапазоне ча-
стот. Чем больше 6Пас/6ау, тем широкополоснее прием-
ная система с АУ по сравнению с приемной системой
с пассивной антенной.
Перепишем выражение (5.86) с учетом (5.57) .в сле-
дующем виде:
®пас t пр Г 1 1 Sp -|- t'npSg
^"'эЛ+Гпр 2 Sc Г
। а + А мил + t прбу макс _ ( 5.87)
’f’ 4SZ
(5.82)
(5.83)
(5.84)
(5.85)
(5.86)
Поскольку В (5.87) входят в явном виде величины
Gy макс И gOg (в SG), имеющие вещественное значение
только для абсолютно устойчивого усилителя, то и вы-
ражение (5.87) пригодно для анализа лишь в этом слу-
чае. Чтобы можно было использовать (5.87) для услов-
но устойчивого усилителя, воспользуемся соотноше-
ниями
2S„ = т 1/£2 — 1, G-1 — 2S = km. (5.88)
С учетом соотношений (5.88) для условно устойчи-
вого усилителя получим:
finac *'пр Г 1 । *эа + <умии»|-f'np'Bfc —I [r-
VXulM ]•
Выражения (5.87) и (5.89) инвариантны по форме
относительно иммитансных параметров, т. е. gof, gog, goo.
и Reg, Ref (в Sp, SG, Sc) можно заменить, например, на
rOf, rOg, roc и Geg, Gef. Эти соотношения позволяют срав-
нивать полосы пропускания пассивной антенны и АУ
как по чувствительности, так и по мощности. Для опре-
деления полосы пропускания по мощности в выражениях
для 6пас/‘6ау необходимо сделать предельные подстанов-
ки t цр >оо, ts а >-0, а >0.
^пас_______1 I kttl
Say р 2 ^RegSoc
Для абсолютно устойчивого усилителя
Snac 1 /1 ।____________k Sog
jj ®ау р 2 k2 — 1 Soc >
(5.90)
(5.91)
Таким образом, при согласовании в АУ по усилению
(go с—go g) отношение полос пропускания АУ и пассив-
ной антенны существенно зависит только от условий
устойчивости усилителя, а в общем случае оптимального
согласования в АУ — от условий согласования (от вели-
чины gOc) и характеристик усилительного прибора ('г,
т, Reg). При согласовании по усилению выигрыш в поло-
се пропускания по мощности АУ относительно пассивной
'антенны тем больше, чем ближе инвариантный коэффи-
циент устойчивости k к единице. При оптимальном со-
гласовании выигрыш в полосе пропускания по мощно-
сти меньше, чем при согласовании по усилению, так как
Обычно справедливо соотношение gog<goc и в некото-
рых случаях (при km<2Reggoc) может иметь место про-
игрыш.
Сравним полосы пропускания АУ и пассивной антен-
ны по чувствительности сначала для двух крайних слу-
чаев оптимального согласования, определяемых величи-
ной Тир!
1) ^пр мало, так что практически оптимальным явля-
ется согласование по шуму, goc^gof,
2) Тпр велико, так что практически оптимальным
является согласование по усилению (если оно возмож-
но) > go c^go g-
. Согласование по шуму. В этом случае, учитывая так-
же, что обычно km^l, получаем
, ____®пас I ^пр О а + А мил
? ®ау 1л1 $'пр + Ад 'IRefgof
(5.92)
Используя соотношение (5.29), запишем последнее вы-
ражение в более удобном для анализа виде:
р ___®пас I __А а/А мин+ 1
F ^ау Ш Аа/^пр + 1"
(5.93)
Поскольку согласование усилителя в АУ по шуму ближе
чем согласование по усилению к оптимальному согласо-
ванию, пока АПр<АПр gf, см. (5.67), то примерно в этих
пределах справедливо и выражение (5.93). Обычно
АПр>Амип, поэтому ДЛЯ А а=Ал ПОЛуЧИМ бпас/бау |
На рис. 5.11 представлены зависимости отношения
Bf в соответствии с (5.93) от параметра х (5.30), кото-
рый, как указывалось в § 5.1, для реальных усилитель-
ных приборов может иметь любое вещественное значение
в зависимости от типа прибора. При Ал/^пр=0
(рис. 5.11,а) зависимость ТА от х совпадает с зависи-
мостью бн/бь из работы [10] (рис. 13). При других зна-
чениях tSAlt'Ilv возможный выигрыш может быть значи-
тельно меньше (даже меньше единицы), если А а/А мин
и Ад/Апр примерно равны. Таким образом, вывод о том.
что полоса пропускания АУ по шуму всегда значительно
превышает полосу пропускания пассивной антенны, от-
носится именно к тому случаю, когда полоса пропуска-
ния пассивной антенны определяется как полоса пропу-
скания по мощности. Однако его нельзя распространить
на тот случаи, когда полосы пропускания АУ и пассив-
ной, антенны определяются как полосы пропускания цс
Рис. 5.11. Зависимость выигрыша в полосе пропускания при исполь-
зовании АУ от параметра усилительного прибора и при согласовании
собственно антенны с усилительным прибором по шуму:
°“<эА/<'пр = 0" 6 — <эА/<'пр = 2. в — <эА/<'пр = 1°
чувствительности. Подчеркнем, что это справедливо
только для согласования в АУ по шуму.
Согласование по усилению. Представим исходное со-
отношение (5.89) с учетом формул (5.29) и (5.67) в сле-
дующем виде:
+ ‘)+4 р=]. <5.94)
Режим согласования по усилению в АУ возможен
только при Л>1, поэтому в выражении (5.94) имеются
члены, включающие /г2—1 и вещественное при
Положим теперь Кпр—/'прог. В этом случае
qGF___ а Ау мин + । । 1 h
°~ <эА/</пр+1 ' ^элАпрСГ + В К А2 — 1
(5.95)
Как видно из выражений (5.95) .и (5.93), относитель-
ная широкополосность АУ по сравнению с пассивной
антенной (по чувствительности) может быть больше при
согласовании по усилению (если оно возможно), чем при
согласовании по шуму.
Рис. 5.12. Зависимость
выигрыша в полосе про-
пускания при использо-
вании АУ от параметра
усилительного прибора
1 /(4Rceg0g) в диапазоне
УКВ при согласовании
собственно антенны с
усилительным прибором
по мощности
Рис. 5.13. Зависимость выигрыша в по-
лосе пропускания’ при использовании АУ
на транзисторе КТ382А на частоте
330 МГц от Г пр
------ ®пас^®ау
Для анализа тех случаев, когда Д[р gf, учтем,
что для реальных усилительных приборов Z'hpgf равно
5 ... 10 (т. е. T'npGF^> 1500 ... 3000 К), поэтому прак-
тически можно говорить о диапазоне частот, где taA и
1Эа имеют порядок величины Гпр, т. е. о частотах ниже
100 ... 120 МГц. Обычно при проектировании приемни-
ков в этих диапазонах задают 1 /zts<.t'np<ts, где t3 —
средний уровень (ОШТ) внешних шумов. С учетом это-
го и полагая <BA^a=fe, представим выражение (5.94)
в виде:
На -рис. 5.12 представлена зависимость BGym от ве-
личины (t'npGF/ty мин) 8= (45g) — *.
Рассмотренные соотношения характеризуют крайние
случаи оптимального согласования в АУ: по шуму и по
усилению (если оно возможно). При согласовании уси-
лительного прибора в АУ по шуму (когда оно является
практически оптимальным) выигрыш в полосе пропуска-
ния по чувствительности АУ по сравнению с пассивной
антенной может быть большим и существенно зависит
от соотношений ts a/ty мии И л/^пр. Выигрыш тем боль-
ше, чем лучше усилительный прибор в АУ и чем с худ-
шим приемником в более низком диапазоне частот ве-
дется сравнение. При согласовании усилителя по усиле-
нию выигрыш в полосе пропускания по чувствительности
не меньше, чем при согласовании по шуму, и существен-
но зависит от инвариантного коэффициента устойчиво-
сти k.
Анализ общего случая оптимального согласования
в АУ иллюстрируем конкретным примером. Графики
ожидаемого выигрыша в полосе пропускания по чувст-
вительности (рис. 5.13) рассчитаны по выражению
(5.89) в функции от Г'вр при Та=Та а=Та А для АУ на
транзисторе К.Т382А для средней частоты диапазона
330 МГц. Усилитель на транзисторе КТ382А по схеме ОЭ
(/Оз—7,5 мА, 8/F!3=5 В) имеет следующие параметры:
<Stl = 0,061227°; = 0,1 ]295°; S21 = 2,2|292°;
S82 = 0,14|312°; *умш=1,25; £of = 20 ммО;
b0f=22 мСм; Ref— 20 Ом.
Рассчитанные по экспериментально определенным
S-параметрам усилительные параметры следующие:
Оумакс=4,97; g0g=14,3 ммО; bcg=2,3 ммО; J?eg=3,3 Ом.
Для слабонаправленных антенн на частоте 330 МГц Тэ
равна 300 . . . 400 К, однако чтобы представить харак-
тер влияния Та, расчет произведен для нескольких ее
значений. Зависимости отношения диаметров окружно-
стей бд/бд (штриховые кривые) рассчитаны согласно
[10]. Как видно из рис. 5.13, совпадение кривых бд/бд
и бпас/бау достаточно хорошее.
Анализ кривых на рис. 5.13 показывают, что, во-пер-
вых, отношение бпас/бау как функция Т'пр начиная с не-
которого значения Та имеет экстремум, наиболее ярко
выраженный при больших Та, во вторых, имеется значе-
ние ^/пр=Г/Прд, когда бпас/бау не зависит от Та Опре-
делим сначала t'nr,A и 81ВС/^ау гпрА- Для этого прирав-
няем величины
8иас I ____6 пас I
8ау |j3a=f3A=°0—' 8ау | а='эА=°
(5.97)
Из соотношения (5.89) получим
,, ty мин + (goc — gof) е
^ПРА = -- 1-2^-^--------- (5-98)
Используя соотношения (5.88) и принимая во вни-
мание (5.1), можно показать, что
^пр А'^ТИу
МИН, (5.99)
где 2Иумин — минимальное шумовое число усилительного
прибора.
Подставляя (5.98) в исходное соотношение (5.89),
получаем
8пас
®ау
^'прА
мии Ч" 2 (goc gof) Ref
4(1 " ^Reggoc, km) Refgoc 4~ 4 [Zy мин -f- 2Ref (goc gof) ]
(5.100)
Используя соотношения (5.88) и принимая во внима-
ние (5.29), можно показать, что
8пас ty мии
Say f'npA 4Refgof
(5.101)
Для определения значения £'Пр=^'про, при котором
отношение бПас/бау достигает максимального значения,
необходимо продифференцировать (5.89) по t'nv. По-
скольку экстремум существует лишь при сравнительно
больших tBA и /эа (1эА1 а> ^у мин+^^'пр—25к) , ТО ре-
шим относительно fnp упрощенное по сравнению (5.89)
уравнение:
д Rnp а
<^'ир /'пр + /7Л 4 (^c-f+ i'upReg) goc
(5.102)
Дифференцируя и решая (5.102) относительно /'Пр,
имеем
t про (^eflReg)
(5.ЮЗ)
Подставляя (5.103) в выражение (5.89) с учетом ука-
занных приближений, получаем:
^пас I_________а__________1
®ау |макс —’ О+^'пРо) ^efgo.
(5.104)
Наличие экстремума в зависимости бпас/бау от величины
1'Пр объясняется тем, что как бпас, так и бау с возраста-
нием /'пр увеличиваются по разным законам. Увеличе-
ние бпас и бау при возрастании /'пр означает, что полоса
пропускания по чувствительности как пассивной антен-
ны, согласованной с нагрузкой по мощности, так и АУ,
в которой осуществляется оптимальное согласование,
уменьшается. Наоборот, чем больше уровень внешних
шумов, поступающих в антенну (собственно антенну),
тем больше полоса пропускания по чувствительности как
пассивной антенны, так и АУ. Зависимость отношения
полос пропускания по чувствительности от уровня шу-
мов /'пр имеет максимум тем больший, и при тем боль-
ших /'пр, чем больше уровень внешних шумов. Что ка-
сается зависимости бпас/бау от уровня внешних шумов,
то чем больше этот уровень, тем больше отношение
бпас/бау при //пр>/Иумин и тем меньше отношение
бпас/бау при /'np^Aly мин. Если / пр~ 44у мни, то отношение
полос пропускания, характеризуемое бпас/бау, не зависит
от уровня внешни? шумов и примерно равно е, т. е. на-
ходится в предела; 0,5 ... 1.
Другие выводь которые позволяет сделать прове-
денный в этом ра деле анализ, заключаются в следую-
щем. При согласовании по шуму, когда оно является
практически оптимальным, выигрыш в полосе пропуска-
ния АУ по чувствительности может быть велик по срав-
нению с полосой пропускания пассивной антенны по
мощности. При одинаковом определении полос пропуска-
ния (по чувствительности) ваигрыш тем меньше, чем
больше отношение уровня внешних шумов (принимае-
мых антенной и собственно антенной) к минимальному
реализуемому уровню интенсивности шума усилителя
в АУ. Выигрыш в полосе пропускания по мощности АУ
по сравнению с полосой пропускания по мощности пас-
сивной антенны существенно зависит от условий согла-
сования и характеристик усилительного прибора. При
согласовании в АУ по усилению (по мощности), как
и пассивной антенны с линией передачи, выигрыш в по-
лосе пропускания по мощности зависит только от ин-
вариантного коэффициента устойчивости k.
В заключение сделаем некоторые общие выводы.
Решение проблемы согласования собственно антенны
с усилительным прибором в АУ для получения макси-
мального отношения сигнал/шум в приемной системе
в рамках теории линейных шумящих цепей позволяет
получить обобщенные соотношения, связывающие графо-
аналитическим методом области иммитансов источника
(собственно антенны), которые обеспечивают заданную
чувствительность приемной системы при данных харак-
теристиках усилительного прибора и интенсивностях
внешних шумов, шумов линии передачи и приемника.
В рамках этих соотношений традиционные способы со-
гласования источника с усилительным прибором по
усилению или по шуму, не учитывающие интенсивность
шума каскадов, расположенных за согласуемым усили-
тельным прибором, оказываются частными случаями
обобщенного оптимального согласования. Частным слу-
чаем оптимального согласования оказывается также со-
гласование усилительного прибора с источником сиг-_
нала по шумовому числу усилителя 7ИУ, сама характе-
ристика — шумовое число усилителя (и мера шума АУ)
оказывается полезной при решении некоторых частных
задач, а также как параметр, характеризующий качест-
во АУ (см. § 8.1). Проигрыш в чувствительности прием-
ной системы из-за неоптимального согласования источ-
ника с первым усилительным каскадом можно оценить
по соотношениям и графикам § 5.3.
Полученные в этой главе соотношения для решения
задачи оптимального согласования графоаналитическим
методом достаточно просты, и их обработка на ЭВМ
доступна инженеру.
Глава 6
НЕЛИНЕЙНЫЕ ЯВЛЕНИЯ В АНТЕННАХ-
УСИЛИТЕЛЯХ
Усилительный прибор в АУ является пер-
вым нелинейным элементом приемной системы. До ши-
рокого внедрения АУ в эксплуатацию высказывались
предположения относительно ухудшения помехозащи-
щенности приемных систем при использовании в них
АУ вместо пассивных антенн. Однако большое число
специальных исследований нелинейных процессов в АУ
[43, 83, 102, 111, 112] и опыт эксплуатации показали,
что при правильном выполнений АУ практически не
ухудшают помехозащищенность приемных систем, со-
храняя при этом все те преимущества, которые раскры-
ты в предшествующих главах книги. Эти практические
результаты можно понять, если рассматривать АУ как
часть многокаскадного приемного тракта и анализиро-
вать нелинейные процессы во всех каскадах такого
тракта. Такой анализ будет приведен в § 6.1. Будет по-
казано (и практика эксплуатации АУ подтверждает
это), что проблема нелинейных явлений становится
наиболее важной при разработке нерезонансных АУ,
предназначенных для работы с многоканальными при-
емниками, во входных цепях которых обеспечивается
высокая избирательность для каждого канала. Такая
ситуация обычно имеет место в приемных системах для
КВ диапазонов, когда полоса пропускания АУ в десятки
и сотни раз больше полосы пропускания входных цепей
приемника. Эту проблему решают, применяя перестраи-
ваемые по частоте АУ.
Для таких приемных систем АУ с электронной пере-
стройкой наиболее перспективны. С помощью, напри-
мер, варакторных диодов, встраиваемых в антенну, ра-
бочая частота антенны может изменяться в значитель-
ных пределах при изменении постоянного напряжения.
Таким образом, можно изготовить очень узкополосные
антенны, охватывающие один или несколько частотных
каналов. Некоторые виды разработанных АУ с электрон-
ной настройкой описаны в [34, 40]. Однако такие реше-
ния не всегда возможны и сопряжены с усложнением
аппаратуры.
Наиболее опасным нелинейным явлением для широ-
кополосной АУ является взаимная модуляция вто-
рого порядка (четная двухсигнальная помеха) вида
h±f2=fn—fc, где fi и f2— частоты сигналов помех,
fc — частота настройки приемника. Для резонансных АУ
с полосой пропускания много меньше */2 fcp (средней
частоты рабочего диапазона приемной системы), в ко-
торых обычно обеспечивается фильтрация верхних и
нижних 'частот, наиболее опасным видом нелинейных яв-
лений является взаимная модуляция третьего порядка
(случай нечетной двухсигнальной помехи) вида 2fi—f2—
~fn=fc, когда частоты fi и f2 близки к частоте настрой-
ки приемника и АУ. При этом, как показывает теоре-
тический анализ и эксперименты, АУ может влиять на
помехозащищенность приемной системы только в тех
случаях, когда частота сигналов помехи fi и (или) /2
лежат в полосе ее пропускания и одновременно вне по-
лосы пропускания входных каскадов приемника, т. е.
имеет место ситуация, аналогичная описанной для при-
емных систем КВ диапазона. Если же частоты сигналов
помех fi и /г попадают в обе полосы пропускания (и АУ
и каскадов приемника), то помехозащищенность при-
емной системы определяется не АУ, а каскадами при-
емника. Это справедливо, конечно, при правильном вы
полнении АУ с точки зрения помехозащищенности.
6.1. ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН ПРИЕМНОЙ
СИСТЕМЫ С АНТЕННОЙ-УСИЛИТЕЛЕМ
Помехозащищенность приемного тракта с АУ по от-
ношению к нелинейному воздействию помех, расстроен-
ных относительно полосы основной селекции, следует
оценивать по относительной чувствительности тракта
к этим помехам, как это делается для приемных
устройств. Помехозащищенность приемной аппаратуры
относительно взаимной модуляции -оценивается динами-
ческим диапазоном D2i3 (индекс показывает порядок
взаимной модуляции), который определяется как отно-
шение амплитуд двух равных сигналов помех на входе
приемника, вызывающих на его выходе помеху взаим-
ной модуляции с амплитудой, равной среднеквадрати-
ческому уровню шума на этом выходе, к чувствительно-
сти приемника по напряжению ПСмия- Если амплитуды
помех Ui и U2 не равны друг другу, то
п2,3=гад/^сМИн- (6-о
При Ul—U2=U очевидно D2:3=U/ Ис мпн. Для оценки
динамического диапазона по взаимной модуляции при
таком определении необходимо измерить амплитуды по-
мех Ui и U2, вызывающих помеху взаимной модуляции,
действие которой эквивалентно действию сигнала, рав-
ного Нс мин- Иногда задаются амплитуды испытательных
сигналов помех U\ и U2, тогда динамический диапазон
по взаимной модуляции должен быть определен как
(6.1a)
где t/пг.з — уровень составляющей взаимной модуляции,
не обязательно равный при этом Uc мин.
При таком определении £>2,з зависит от Ui и U2 и
быстро уменьшается с их увеличением (примерно по
квадратичному закону для взаимной модуляции вто-
рого порядка и примерно по кубическому — для взаим-
ной модуляции третьего порядка).
Перекрестная модуляция является, как известно,
„следствием кубической (нечетной) нелинейности усили-
теля, т. е. обусловлена теми же причинами, что и взаим-
ная модуляция третьего порядка. Разница в проявлении
перекрестной и взаимной модуляции заключается в том,
что составляющие взаимной модуляции в каскадах при-
емной системы складываются алгебраически, с учетом
фазовых соотношений, а перекрестная модуляция уси-
ливается от каскада к каскаду. Однако теоретический
анализ для взаимной модуляции необходимо проводить,
очевидно, для худшего случая совпадения фаз, т. е. для
арифметического сложения составляющих взаимной мо-
дуляции во всех каскадах, так как фазовые соотношения
фактически непредсказуемы.
Динамический диапазон по перекрестной модуляции
оценивают или отношением С7п/Пс, при котором коэффи-
циент перекрестной модуляции &Пер равен заданному зна-
чению, или непосредственно значением &Пер при заданной
амплитуде помехи. Напомним, что коэффициент пере-
крестной модуляции определяется отношением амплитуд
НЧ сигналов на выходе приемника при совместном воз-
действии на вход приемника немодулированного сигнала
и модулированной помехи и модулированного сигнала
в отсутствии помехи при одинаковых глубинах модуля-
ции сигнала и помехи mc=CTn=m. Динамические диа-
пазоны ДПер по перекрестной модуляции и.по взаимной
модуляции третьего порядка связаны соотношением
[103]:
Th П2 -^пер-
г ^пер и с мин
(6-2)
Коэффициент перекрестной модуляции можно рассчи-
тать также по результатам измерений уровня взаимной
модуляции третьего порядка по формуле [104]
fenep==4 ДВз/{/2, , . (6.3)
где 1)вя — напряжение сигнала взаимной модуляций на
частоте 2fi—f2; U2—напряжение сигнала помехи на
частоте f2.
Относительную чувствительность тракта к четным и
нечетным помехам взаимной модуляции (динамический
диапазон) принято определять на основе разложения-
тока нелинейного элемента тракта в ряд Тейлора, кото-
рое дает составляющие тока указанных видов помех
(1’пз и ins) в виде
in3=78и\ w2s", in2=* /2иг U2S',
(6-4)
где S' и S"— первая и вторая производные крутизны.
Из (6.4) при Ui = U2 с учетом (6.1) следуют извест-
ные соотношения, определяющие динамический диапа-
зон по входу при образовании помех в каком-либо од-
ном элементе тракта: — для нечетной двухсигнальной
помехи вида 2fi—f2:
D3 = 2
(6.5)
где S/S"— показатель нечетной нелинейности каскада;
—коэффициент усиления тракта (по напряжению)
до этого каскада, мин — рабочая чувствительность
тракта по входу;
— для четной двухсигнальной помехи вида fi±f2
Ds — l/ Г(6.6)
где S/S' — показатель четной нелинейности каскада;
dlt d2 — ослабления сигналов Ui и U2 селективными це-
пями тракта, настроенного на частоту fc. При определе-
нии Ds di и d2 не принимаются во внимание, так как
для образования помехи вида 2fi—7=7п=^с наиболее
опасным практически является случай, когда частоты
fi и f2 близки к fc и ослабление на этих частотах в трак-
те мало (т. е. <A~d2~ 1). Для АУ £7СМин можно предста-
вить как Дсмин^д, где £Смин — чувствительность прием-
ной системы с АУ по напряженности поля.
В многокаскадном тракте помехи взаимной модуля-
ции образуются одновременно в каждом каскаде до
фильтра основной селекции.
Рассмотрим сначала прохождение нечетной двухсиг-
нальной помехи. Из (6.4) имеем, что в каждом каскаде
образуется составляющая нечетной помехи (при усло-
вии Ui^Uz — U)
: __ if [jsrzb iza Qff
Гпр2 ---- I 8V BXay7' У ’JI npl° пр2»
(6-7)
• 1 / ПгКг К3 К3 <srr
lnp tn —“ /ги вхау ••• A npi ... Л npm-i° m>
Где /Спрь Кпр2> • •» ^Спр та— I ' ' коэффициенты усиления
каскадов приемника (по напряжению) до последнего
(m-го) каскада перед фильтром основной селекции;
/Свх ау, Ау— коэффициенты передачи (по напряжению)
входной цепи и усилителя в АУ соответственно; т]л —
к. п. д. линии передачи между АУ и приемником; S"y,
S"npi — вторые производные крутизны усилителя в АУ
и i-ro каскада приемника.
С учетом того, что частоты помех fh f2 и настройки
приемника fc близки друг к другу, U можно определить
как EhR (аналогично £7Смин). Помеха в каждом каскаде
(за исключением усилителя в АУ) состоит из двух сла-
гаемых: составляющей, образованной в данном каскаде,
и усиленной помехи, образованной предыдущими каска-
дами:
*ау S lay’
InP2E 1пР2
*ПР IE /z с „_______f I *nP* zz e I
Snpi /Хар)°Пр2 41p2T 5np ^прг^прг “T"
+37 vcnpisnp2.
m -1
I
rip ml
np m
_______«s
Sl 4ipm-iunpm
npm-i ’
Sy *4jAnpi ^npm-l^npw
(6.8)
Суммарную помеху А ,. можно представить в виде
1 Г 9" . Ч”
7 -----К2 _________________/Г2 М2 -л ________цр1_Е_
пртЕ 8 I вх ay g А вх ау*х у^л 5 '
САЛ
-L ф /<2 ^2 7J ^2 ^2 П.ПЛ-1 |
I 14 I3K3V Х /Ч1'х npi ПСП1-2 с '
°ip т -1
+(K_1S)-^]. (6.9)
где Kfn_l V ^вх а\Ху J^’l.'Xup! ^пра • • ^Gipm-i-
Ддя составляющей полезного сигнала на выходе т го
каскада
К т мин^т— 1 ^т‘ (6 10)
Динамический диапазон многокаскадного тракта для
нечетной двухсигнальной помехи D3, можно определить из
условия inpm = tcm, считая, что D3, =U/UC мин:
^=2[(/%иин(Ки_11)«ИГ1,31
(6.Н)
где
$а/
Л=(КУ/^Лпр, - Кпрт _.)-г -~+(К11Р1... Кпрт ,)2Х
Оу
^,Znpl
Sripi
Srtnv m-i
Snp tn -1
*Sr,np m
Snp m
(6.12)
Проанализируем выражение (6.11) с учетом (6.12). Ко-
эффициенты усиления Кпрь Кпрг, • •> Knpm-i обычно
больше 2—4, как и Ку (по крайней мере в резонансных
АУ). Показатели нелинейности S"y/Sy, SXpj/Snpi, .. .
..., S-пр т-i/Snp т-1, как правило, мало отличаются друг
от друга, более того, режим питания и схему усилителя
АУ обычно выбирают такими, чтобы S"y/Sy было мини-
мально (что не всегда удается выполнить во всех каска
дах приемника). При этом показатель нелинейности кас-
када перед фильтром основной селекции (смесителя
S"m/Sm обычно больше показателя нелинейности любого
другого каскада в приемной системе. Поэтому, если
только т],п2> (KnpiKnp2 • • • Кпр т—1) 1 (т. е. практически
если т]л>0,1), то помехозащищенность приемной си-
стемы с АУ по нечетной двухсигнальной помеху видгз
2fi—f2—fu=fc определяется последним каскадом перед
фильтром основной селекции;
Sm/S"m
МИН^т—1 £
(6.13)
Выражение для динамического диапазона приемной си-
стемы с АУ для четных двухсигнальных помех вида
fl±f2=fIi=fc аналогично тому, как это сделано для £>35.
(6.11), можно представить в виде:
' 9/1' Я”
_ , вхау , ,6 14)
2- Г УсмшЛвхауЯ
___ ,..15)
Sm
И (6.15) Лвх ауЛ^вх ау,
где
S'у | Ку Т(Л *57пр1 | Ку Кцр 1 •5,Пр2
Sy ^упр^'упр •Snpi у np^fnpi^zznp I •Snpa
J Ку V^Л^пр! ••• ^np/72-l
В выражениях (6.14)
Ky/d' у пр, . . Лир Tn—l/d'xYp т—1 И Лвх ау/^Л вх ау, Лу/^‘'у Пр, ...
..., Аирm-i/d''npm-i — коэффициенты усиления (переда-
чи) для сигналов 17] и U2, образующих помеху: di—
=^d'nx. ayd'y пр d'm— i И d2 = d"Bx ъу(1''у Пр ... d'm—Y. Из
формулы (6.15) следует, что преобладание того или ино-
го слагаемого суммы, определяющего О2£ по выраже-
нию (6.14) зависит от соотношения d't, d"/ и К/. Если
приемник обладает хорошей селекцией по входу, т. е.
уже коэффициент при S'npi/Snpi мал (селекция прием-
ника по входу учитывается в коэффициентах d\, пр и
rf"ynp), то наибольшим в сумме (6.15) оказывается сла-
гаемое S'y/Sy — показатель нелинейности усилителя в АУ
и величина D2I. определяется выражением
^2t
2 (Sy/Sry) d'BX ayd"BX ay
Ус mhiT^bx ay
(6.16)
Таким образом, для приемных систем с нерезонансным
АУ помехозащищенность определяется именно АУ. Чет-
ная двухсигнальная помеха вида ji±fz~fc может опре-
делять помехозащищенность АУ в тех случаях, когда
полоса ее пропускания по мощности не меньше fc.. В ре-
зонансных АУ метрового и более коротковолновых, диа-
Пазонов полоса пропускания обычно значительно мень-
ше любой частоты рабочего диапазона и хотя бы одна
из помех на частоте fi или fi существенно ослабляется
входными цепями в АУ, поэтому для таких АУ взаимная
модуляция второго порядка не является критичной.
Если избирательность в приемной системе до фильтра
основной селекции мала, П2Е, как и величина D3t, опре-
деляется показателем нелинейности Sm/S'm последнего
каскада перед этим фильтром:
D2^ \/. (6.17)
Рассмотренные выше соотношения подтверждают следу-
ющий основной вывод. Для сигналов помех на часто-
тах, не ослабляемых существенно до фильтра основной
селекции в приемнике, нелинейные искажения опреде-
ляются в основном каскадом приемника непосредствен-
но перед фильтром основной селекции. Для сигналов
помех, существенно ослабляемых входными цепями при-
емника, нелинейные искажения определяются АУ.
Из анализа выражений (6.11) и (6.14) следует, что
динамический диапазон можно увеличить, если умень-
шить Демин И Кт_к (или Квхау). Однако эти пара-
метры жестко связаны. Например, уменьшение Квх ау
неизбежно приводит К увеличению Демин и допустимо
лишь настолько, насколько допустимо ухудшение чувст-
вительности'приемной системы. В [103] показано, что
для Dgi и £>2Е существуют предельно достижимые
значения (при данных показателях Sm/S"m и Sm/S m),
определяемые только уровнем шума ДШт последнего
каскада перед фильтром основной селекции:
Г) ------ОI/ Sm/S~ (6.18)
П3макс1 —и^шт 1 >
I-) "I dtd2 19)
Конкретный анализ приводит автора работы [103]
к выводу, что современные ламповые и полупроводнико-
вые смесители потенциально ограничивают динамиче-
ский диапазон тракта ПЗЕ уровнем 64 ... 74 дБ и D22
уровнем 100 ... 120 дБ. При оценке динамического диа-
пазона D2 АУ, имеющих во входной цепи резонансны©
контура, мойсно Использовать вместо выражения (6.16)
приближенную формулу:
Вг=—- 1/ 2(5у/5'у) , (6.20)
2 т у Uc мин/<вх ау
где Фэ — эквивалентная добротность контуров входной
цепи; т — число 'контуров.
Помехозащищенность приемных (усилительных)
устройств характеризуется еще таким параметром, как
полоса забития, которая количественно определяется от-
носительной расстройкой сильной помехи (заданного
уровня) в процентах от частоты настройки тракта, при
которой коэффициент усиления тракта изменяется на
20%. Эффект забития сильно зависит от соотношения
избирательности каскадов приемного тракта и, по край-
ней мере, для АУ с одним усилительным прибором
обычно не является критичной характеристикой. Это и
объясняет установившуюся практику оценки нелинейно-
сти АУ по эффектам перекрестной и взаимной модуля-
ции. Сравнительные исследования АУ по перекрестной
модуляции в полосе забития, приведенные, например,
в [54], подтверждают эти выводы.
Рассмотренные теоретические выкладки нашли, как
отмечалось выше, практическое подтверждение при из-
мерении нелинейных искажений в АУ. Тщательные экс-
периментальные исследования нелинейных искажений
многих типов АУ привели исследователей к выводу, что
нелинейные искажения в них во многих случаях не яв-
ляются определяющими в приемной системе и, по край-
ней мере, для резонансных АУ при правильном их вы-
полнении весьма малы [43, 83, 102, 111, 112]. В этих
работах отмечается, что важнейшими условиями, кото-
рые необходимо соблюдать для максимальной помехоза-
щищенности АУ, являются, во-первых, минимизация
размеров собственно антенны для уменьшения попадаю-
щих на вход усилителя сигналов; во-вторых, обеспечение
избирательности в АУ; в-третьих, обеспечение мини-
мального показателя нелинейности .S'y/Sy (для нерезо-
нансных АУ) и 5"у/5у (для резонансных АУ) извест-
ными в технике приемных (усилительных) устройств
методами. Если эти условия выполняются, то проблема
нелинейных искажений в АУ является, по крайней мере,
для резонансных АУ скорее проблемой их измерения,
чем проблемой, препятствующей использованию АУ.
Прежде чем обратиться непосредствеййо к методике
измерений нелинейных искажений в АУ, необходимо
дать определение динамического диапазона АУ. Это
можно сделать на основании предыдущего анализа.
В соответствии с этим анализом и установившейся
практикой [43, 54, 83, 102, 112] количественно взаимную
модуляцию в АУ оценивают уровнем напряженностей
двух помеховых полей с равными амплитудами, которые
при своем совместном воздействии на АУ создают на ее
выходе эффект, эквивалентный эффекту при воздействии
поля заданной напряженности Есв на частоте взаимной
модуляции. Это определение не исключает, конечно, за-
дания уровней напряженностей помеховых полей и со-
ответственно оценку взаимной модуляции по той напря-
женности поля на частоте взаимной модуляции, которая
обеспечивает на выходе АУ сигнал, равный сигналу этой
модуляции при воздействии помеховых полей заданной
напряженности. В соответствии с этим в общем случае
(Е!=И=Е2) динамический диапазон АУ
D^^VE.EJE,. (6.21)
Величину Ес целесообразно определить (если задает-
ся именно она, а не Ei и Е2) как рабочую чувствитель-
ность по напряженности поля приемной системы с АУ
Ес мин (см. гл. 3) или, если она неизвестна, как чувстви-
тельность по напряженности поля АУ Ес мин ау-
Измерение нелинейных'искажений в АУ является до-
вольно сложной комплексной задачей, которую решают
по-разному в зависимости от диапазона частот, крите-
риев оценки нелинейности и конструкции АУ. Поэтому
целесообразно рассмотреть некоторые способы и резуль-
таты измерений нелинейных искажений.
6.2. ИЗМЕРЕНИЕ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ
В АНТЕННАХ-УСИЛИТЕЛЯХ
Измерение взаимной модуляции в АУ заключается
в определении напряженностей полей Ej, Е2 и Есэ- Кро-
ме прямого пути измерения напряженностей полей, что
обычно затруднительно, имеются различные способы
определить их через напряжения в какой-либо части
(например, на выходе) АУ. Рассмотрим предварительно
некоторые особенности измерений нелинейных искаже-
ний в АУ по общей схеме, представленной на рис. 6.1.
Эти особенности, как указывалось, заключаются прежде
всего в необходимости отделить эффекты взаимной мо-
дуляции (и перекрестной модуляции), возникающие
в АУ от таких же эффектов, возникающих в измери-
тельной аппаратуре. На рис. 6.1 Г1 и Г2 — генераторы
сигналов, работающие на частотах /\ и fs, Ф/ и Ф2—
фильтры, предотвращающие излучение через передаю-
щую антенну (ПА) сигналов частот гармоник, ДМ —
развязанный делитель мощности (направленный ответ-
витель), необходимый для исключения взаимопроникно-
вения сигналов генераторов Г1 и Г2. Практика
показывает, что такое решение для передающей части
схемы более приемлемо, чем работа каждого генератора
Г1 и Г2 на свою антенну, так как развязку между этими
антеннами на частотах fi и f2 особенно при их близости,
при измерении комбинации типа (2/\—f2—fc) не удается
обеспечить больше 10 ... 20 дБ, в то время как ДМ
можно выполнить с большей развязкой. Если все же эта
развязка недостаточна для предотвращения нелинейных
искажений в генераторах, необходимо вводить в тракты
генераторов Г1 и Г2 аттенюаторы (А1 и А2) по
5 ... 10 дБ. Приемная часть схемы состоит из АУ и из-
мерительного приемника (ИП), который должен обес-
печивать измерения сигналов в диапазоне не меньше
80 ... 100 дБ. АУ запитывается через устройство ввода
питания (УВП) от блока питания (БП); и во время
измерений по миллиамперметру (мА) контролируется
потребляемый ею ток.
Если производить'измерения по описанной выше схе-
ме, то результат измерений (уровень сигнала взаимной
модуляции), как правило, будет определяться как ис-
кажениями, возникшими в АУ, так и искажениями, воз-
Рис. 6.1. Схема измерения нелинейных искажений АУ
Никшими в приемнике. Поэтому обычно для разделения
искажений необходимо между приемником и устройст-
вом ввода питания установить фильтр (ФЗ), вырезаю-
щий принятые АУ сигналы с частотами fi и f2. При этом
на индикаторе ИП можно фиксировать чистый сигнал
взаимной модуляции, образованный в АУ на частоте
fn3=fc=2fi—f2 или fn2—fc—fi±f2- Однако если частоты
fi и f2 весьма близки друг к другу и к частоте fc (обычно
наиболее опасный случай взаимной модуляции), то
фильтрацию сигналов с частотами fi и fa от fc трудно
обеспечить. Тогда можно рекомендовать установку
вместо или вместе с фильтром ФЗ аттенюатора АЗ.
Пусть сигналы, поступающие через него от АУ в прием-
ник, ослабляются, например, на Аз дБ. В этом случае
сигнал взаимной модуляции, образующийся в приемни-
ке, будет меньше того сигнала взаимной модуляции, ко-
торый имеет место без аттенюатора АЗ на 2А3+А3=
= ЗА3 дБ [105] для комбинаций типа 2ft—f2 (или на
2А3 дБ для комбинации типа ft±f2), в то время как сиг-
нал взаимной модуляции, образованный в АУ, прини-
мается с ослаблением А3 дБ. Обычно можно выбрать
такое затухание АЗ, которое обеспечивает одновременно
и фиксацию на индикаторе приемника сигнала взаимной
модуляции АУ, и отсутствие искажений в самом прием-
нике. Понятно, что проверка уровня искажений в самом
приемнике осуществляется при непосредственном под-
ключении выхода ДМ к аттенюатору АЗ, и выставлении
на выходах генераторов таких уровней мощности Pi и
Р2, которые обеспечивают те же самые уровни сигналов
на частотах fi и f2 для приемника, что и при измерениях
по схеме на рис. 6.1 (т. е. принимаемых от АУ).
Необходимо отметить, что измерительные приемники
имеют, как правило, весьма неравномерную зависимость
уровня собственных нелинейных искажений от частоты.
Динамический диапазон по интермодуляции, определяе-
мый как отношение уровня сигналов Ut( — U2) на часто-
тах fi (и f2) к уровню составляющей взаимной модуля-
ции UD, колеблется для них обычно в пределах
40 ... 80 дБ и более, поэтому только для некоторых
комбинаций частот можно упростить схему измерений,
исключив из нее фильтр ФЗ или аттенюатор АЗ. Таковы
общие особенности измерений перекрестной и интермо-
дуляции в АУ. Рассмотрим процесс измерений более
подробно.
Измерения нелинейных искажений в АУ желательно
проводить в безэховых камерах, исключающих возмож-
ность приема во время измерений посторонних сигналов.
Б КВ и более длинноволновых диапазонах радиоволн
можно применять экранированные камеры ['102]. Этот
метод будет описан далее.
Очевидно, что динамический диапазон АУ (D2ay,
Dzay, Dnop ау) зависит от комбинаций частот, для которых
производятся измерения, и определяется, во-первых, из-
бирательностью собственно антенны и согласующей ее
с транзистором цепи в АУ и, во-вторых, коэффициентом
нелинейных преобразований (показателем нелинейно-
сти) в самом активном элементе (транзисторе) АУ. По-
следний коэффициент меняется с частотой очень плавно,
поэтому нет необходимости проводить измерения для
большого числа комбинаций в тех случаях, если известен
результат для одной комбинации и известны избира-
тельные свойства собственно антенны и согласующей ее
с транзистором цепи.
Наиболее полную информацию о помехозащищенно-
сти АУ можно получить из анализа зависимости уровня
нелинейных искажений, пересчитанных в эквивалентную
напряженность Ег,3(Е1а), которая вызывает данный уро-
вень нелинейных искажений на входе АУ, от уровня
напряженности поля сигналов помех Е\ и Е2 на часто-
тах fi и f2. Пересчет уровня сигнала интермодуляции
UIia на выходе АУ в эквивалентную напряженность поля
осуществляют исходя из известных соотношений. С учетом
того, что в режиме полного согласования антенны (т. е.
поляризационного согласования и согласования с на-
грузкой) между напряжением, измеренным приемником
на зажимах антенны U.A, и напряженностью электриче-
ского поля Ес в точке приема существует известное
соотношение [7а=1/2Ас/дА(6, ф), где F (6, ф)—диаграм-
ма направленности антенны, можно записать:
Ч тяЫ=Чи-h2;- И+61дБ| -
^отн ау [<ДБ] j
где /д — действующая
(6.22)
длина эталон-
ной антенны на частоте взаимной модуляции; G0THay —
коэффициент усиления АУ относительно эталонной ан-
тенны на частоте взаимной модуляции.
В правой части (6.22) прибавляется 6 дБ, так как
напряжение холостого хода (э. д. с.) на разомкнутых
зажимах эталонной антенны в 2 раза больше напряже-
ния, измеряемого на этих зажимах приемником в ре-
жиме согласования.
Напряженности полей сигналов помех Е\ и Е2 можно
определить по результатам измерений напряжений
и U2 на выходе эталонной антенны (ЭА) по выражению
(6.22) при подстановке GOTHay=0 и согласовании тракта
на частотах измерений. Величина /д при этом опреде-
ляется для частот fi и f2. Другие способы определения
£i и Е2 по результатам измерений Ui, U2 и 17вз на вы-
ходе антенны будут описаны при рассмотрении методики
измерения нелинейных искажений для широкополосных
АУ КВ и более длинноволновых диапазонов.
Измерения нелинейных искажений (взаимной моду-
ляции) по схеме на рис. 6.1 проводят в следующей по-
следовательности.
1. Включают эталонную антенну и генераторы Г1 и
Г2 настраивают на заданные частоты fi и f2. Приемник
последовательно настраивают на частоты fi и f2 и из-
меряют Ui и U2 на выходе эталонной антенны. Уровни
сигналов частот fi и f2 регулируют таким образом, чтобы
напряженности полей Et и Е2, определяемые по выра-
жению (6.22) при ботпау—0, были равны заданным.
2. Приемник настраивают на частоту сигнала взаим-
ной модуляции и измеряют его уровень (7ВЗ в данной
схеме измерений.
3. Вместо эталонной антенны включают АУ и на при-
емнике фиксируют уровни сигналов U'i и U'2 на часто-
тах fi и f2 и затем сигнала £/взау на частоте взаимной
модуляции.
Если уровни сигналов U'i и U'2 на выходе АУ превы-
шают уровни Ui и U2, замеренные по п. 1 на выходе
эталонной антенны, то необходимо вновь произвести из-
мерения по п. 1, 2 с эталонной антенной, регулируя"
выходную мощность .генераторов Г1 и Г 2 так, чтобы
амплитуды сигналов частот fi и f2 на выходе эталонной
антенны были равны U\ и U'2, и определить С7вз.
Величина С7взау определяет уровень составляющей
взаимной модуляции в АУ, если она существенно (в 10
и более раз, в зависимости от требуемой точности из-
мерений) превышает С7вз в схеме с эталонной антенной.
В противном случае необходимо принимать меры для
уменьшения UES в схеме с эталонной антенной (доби-
ваться лучшей развязки между генераторами, улучшать
фильтрацию сигналов с помощью фильтра ФЗ или ис-
пользовать аттенюатор АЗ).
По результатам измерений t/n U2 и UK3ay определяют
Ег, Е2 и Есэ и строят зависимость Есэ от ЕАЕ2.
Из этой зависимости можно определить и динамический
диапазон АУ D2 зау как разность между EcS и Епj
при определенных их значениях.
Измерение перекрестной модуляции проводится по
такому же принципу. При данных напряженностях полей
сигнала Ес (на частоте fi) и помехи Еп (на частоте f2)
она оценивается отношением уровня низкочастотного
сигнала на^ выходе приемника в отсутствие помехи при
глубине модуляции сигнала тс к уровню низкочастот-
ного сигнала на выходе приемника при немодулирован-
ном полезном сигнале и в присутствии сигнала помехи
с глубиной модуляции та=тс. Перекрестную модуля-
цию можно оценивать также эквивалентной напряженно-
стью поля £'d= tnEcEn, где т — глубина модуляции
сигнала Ес в генераторе Г1 при заданной амплитуде сиг-
нала на низкочастотном выходе приемника. Наконец, ее
можно оценить по результатам измерения взаимной мо-
дуляции по формуле (6.3) при замене U2 на Е2 и (7ВЯ
на Ес э-
Рассмотрим методику и некоторые результаты изме-
рений нелинейных искажений для нерезонансных АУ КВ
и более длинноволновых диапазонов [102] (рис. 6.2).
Рис. 6.2. Схема измерения нелинейных искажений в экранированной
камере
Большая камера из медных пластйн защищает установ-
ку от проникновения любых помеховых полей, а также и
шума внешнего пространства, весьма большого в рас-
сматриваемых диапазонах. Кроме того, на частотах ниже
30 МГц электрическое поле в ней, возбуждаемое корот-
кой передающей антенной (ПА), практически частотно-
независимо. Размеры экранированной камеры по отно-
шению к размерам проверяемых антенн выбирают таки-
ми, чтобы не было искажений поля на входе антенны,
с одной стороны, и не возникало внутреннего резонанса,
с .другой. Указанные на рис. 6.2 размеры обеспечивают
эти условия для антенн размерами меньше 50 см и для
полей частот значительно меньше 30 МГц. В этом поле
измеряются только нелинейные искажения антенн, явля-
ющихся электрическими вибраторами. Напряженность'
магнитного поля внутри камеры, как указывается
в [102], увеличивается с повышением частоты. Измере-
ния начинаются с приемных пассивных антенн с извест-
ной действующей высотой. С помощью таких стандарт-
ных антенн измеряют напряженность поля внутри каме-
ры в месте расположения приемной антенны. Испытуе-
мые антенны представляют собой устройства с большим
выходным сопротивлением, поэтому сопротивление при-
емника относительно мало и при измерениях определяют
выходной ток короткого замыкания антенны:
IK3=EhaCa. (6.23)
Емкость антенны Са измеряют заранее как постоян-
ную и .из формулы (6.23) при известной /гд можно опре-
делить напряженность поля:
Е=7кз//гд(оСа. (6.24)
Этим методом можно определить затем действующую
высоту произвольной антенны:
кз/Ed) Са.
В описанной установке можно измерять также соб-
ственный шум АУ (без шумов внешнего пространства,
которые не проникают в камеру).
При измерениях взаимной модуляции второго поряд-
ка, которая является доминирующей для нерезонансных
АУ, в передающую антенну подаются сигналы частот fi
и f2 и измерительный приемник (ИП) настраивается на
частоту помехи fn=f1—f2 (fi+fs)- Составляющая взаим-
ной модуляции измеряется на звуковом выходе приемки-
ка селективным вольтметром (СБ), для чего сигнал ча-
стоты в генераторе Г1 модулируется частотой, напри-
мер 1 кГц (fm). Сигнал на звуковом выходе приемника
имеет три источника: 1) нелинейность АУ, 2) нелиней-
ность приемника; 3) непосредственный линейный прием
сигнала частоты fi (модулированного), когда fi близко
к fn. Эти эффекты можно разделить также, как описано
для схемы на рис. 6.1. Отметим, что, как показывает
практика измерений, необходимо заботиться еще о раз-
вязке генераторов Г1 и Г2.
При измерениях нелинейных искажений в экраниро-
ванной камере высокочастотным вольтметром (ВЧ) из-
меряют амплитуды сигналов на выходе генераторов Г1 и
Г2, квадратичным вольтметром (КВ)—амплитуды сиг-
налов на выходе ИП.
Приведем теперь некоторые результаты измерений
нелинейных искажений для одной из конструкций АУ КВ
диапазона (рис. 6.3). При описанной методике измере-
ний выражение где т-—глубина модуля-
ции сигнала в генераторе Г1, определяет формально
напряженность поля, от которой зависит амплитуда меша-
ющего сигнала (частоты 1 кГц) на звуковом выходе при-
емника. На рис. 6.4 представлены величины Ed, для
которых среднеквадратическая величина мешающего сиг-
Рис. 6.3. Схема АУ
Рис. 6.4. Результаты измерений
взаимной модуляции второго
порядка АУ, выполненной по
схеме на рис. 6.3
нала на частоте 1 кГц равна
на звуковом выходе средне-
квадратичной величине шу-
ма’ при выключенных гене-
раторах Г1 и Г2, для двух
разных частот настройки
приемника fc=fn=fi±f2. За-
висимость Еа от частоты на-
стройки fc появляется вслед-
ствие нелинейности приемни-
ка, а не АУ. Когда частота
fi приближается к частоте
канала fc, избирательность
приемника уменьшается и
увеличивается влияние его
нелинейности, поэтому кри-
вые идут вниз. Таким обра-
зом нелинейность самой АУ
можно измерить'только при достаточном удалении fi (и
/2) от fc. Средний уровень Еа из-за нелинейности АУ ра-
вен приблизительно 200 мВ/м. Из рисунка видно, что
нелинейность приемника в данном случае значительно
превышает нелинейность АУ. Высокая линейность АУ по
схеме на рис. 6.3 объясняется тем, что усилитель выпол-
нен по схеме Дарлингтона.
Для частот выше 30 МГц в экранированной камере
(рис. 6.2) уже не удается обеспечить приемлемые для
измерений условия, однако в этом случае можно избе-
жать непосредственных измерений напряженностей по-
лей Е{ и Е2, если конструкция АУ позволяет подавать
сигналы от генераторов Г1 и Г2 на выход собственно
антенны через, например, небольшую емкость Ск
(рис. 6.5). Сопротивление | 1/соСк| на частотах измере-
ний должно быть много больше сопротивления собствен-
но антенны IZa|, поэтому для нерезопансиых АУ этот
Рпс. 6.5. Измерения нелинейных искажений в АУ по схеме четырех-
полюсника
метод может быть неприемлем. Если же это условие со-
блюдается, то токи 71 частоты ft и /2 частоты f2, посту-
пающие через емкость Ск, почти не зависят от Za и
определяются только напряжениями Uy и U2 двух сиг-
налов помех, измеренных высокочастотным вольтметром
на зажимах сопротивления нагрузки генераторов Rn.
Токи 1Г и 12 равны:
/1 — Ui(i>iCK, 12—П2<о2Ск
(6.25)
и имитируют токи короткого замыкания собственно ан-
тенны как источника сигналов усилителя на частотах fy
и f2. Выходная мощность на зажимах собственно антен-
ны 7—1' для сигналов частот fy и f2 соответственно равна:
2 Z„
(6.26)
(6.27)
где- gai, gaz — вещественные части внутренней проводи-
мости генератора, эквивалентного собственно антенне
Ya=UZa на частотах fy и f2, Zo — волновое сопротивление
свободного пространства; Л18, А2Э — эффективные площа-
ди собственно антенны на частотах fy и f2; Еу, Е2-—на-
пряженности электрических полей в свободном простран-
стве, соответствующие мощностям Ру и Р2 на зажимах
1—1' собственно антенны.
Из выражений (6.25) — (6.27) получаем формулы для
расчета Еу и Е2.
Таким образом, если известны Л1э, Л2з, gai и ga2, то
нелинейные искажения в АУ можно измерять по схеме
на рис. 6.5. По этой схеме были проведены измерения
взаимной модуляции третьего порядка (2ft—f2) для УКВ
канала (86,5 ... 104 МГц) активной автомобильной ан-
тенны ALPHA-3, описанной в гл. 2. При измерениях на
выходах генераторов Г1 и Г2 были выставлены такие
значения Uy и U2, при которых амплитуда сигнала вза-
имной модуляции на выходе АУ на 40 дБ ниже ампли-
туд сигналов на частотах fy и f2 (также на выходе АУ).
Рис. 6.6. Результаты измерений
взаимной модуляции третьего по-
рядка УКВ канала автомобильной
АУ
Такие условия измерений
были обусловлены тем,
•что динамический диапа-
зон автомобильного при-
емника около 40 дБ. На
рис. 6.6 приведены рас-
считанные по формулам
(6.28), (6.29) зависимос-
ти для разных токов в це-
пи эмиттера /о0 транзис-
тора BF-200 (ТЗ на рис.
2.3), который применен
в схеме усилителя без
каких-либо специальных
мер повышения линейнос-
ти. Из рис. 6.6 видно, что
существует оптимальный
ток эмиттера, при котором
уровень составляющей взаимной модуляции третьего по-
рядка наименьший. В данном случае этот ток равен
1,5 мА. Для биполярных транзисторов оптимальный ток
мал, и обеспечивать его в схемах усилителей на бипо-
лярных транзисторах особенно для частот более 100 МГц
нецелесообразно, так как взаимная модуляция при этом
уменьшается незначительно (для любых частот) и силь-
но зависит от температурных условий [105]. Более пра-
вильным с этой точки зрения является обеспечение ма-
ксимально возможного тока [104, 105]. Наблюдаемый
в описанном случае эффект (рис. 6.6), видимо, связан
с изменением усиления транзистора при изменении тока,
а также нелинейностью приемника.
Следующий раздел главы посвящен сравнению поле-
вых и биполярных (германиевых и кремниевых) транзи-
сторов с точки зрения их применения в резонансных АУ.
6.3. СРАВНЕНИЕ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ
В АНТЕННАХ-УСИЛИТЕЛЯХ НА БИПОЛЯРНЫХ
И ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
При выборе типа транзистора для АУ необходимо
принимать во внимание характеристики его линейности.
Однако следует отметить, что исследований, специально
посвященных сравнительному анализу нелинейных иска-
жений в биполярных (германиевых и кремниевых) и по-
Рис. 6.7. Схема АУ на транзисторе КП350Б
левых транзисторах, фактически нет, а, например, рас-
пространенное мнение о том, что полевые транзисторы
обладают значительно большей линейностью по сравне-
нию с биполярными, подвергается в некоторых случаях
сомнению [106]. В связи с этим представляет интерес
рассмотреть результаты экспериментальных исследова-
ний нелинейных искажений на биполярных и полевых
транзисторах [134] Такие исследования были проведены
для АУ метрового диапазона радиоволн, конструкция
которой описана в §7.1.
Были выполнены три
АУ этой конструкции
на СВЧ транзисторах
ГТ329А и КТ382А
(описанные в § 7.1) и
на полевом СВЧ тран-
зисторе КП350Б (рис.
6.7). Как видно из ри-
сунка, входная цепь
усилителя на полевом
транзисторе построена
по двухкоптурной схе-
ме. Это объясняется
тем, что входное сопро-
тивление полевого
транзистора очень вы-
соко (на частотах
ЮО ... 130 МГц
^3,3 кОм и Свх^
^«4,5 пФ) и одно-
Рис. 6.8. Характеристики усиления
АУ (Goth ау)
------+20°С, —-------60'С, — — +60°C
контурная входная цепь не позволяет реализовать
полосу пропускания по мощности 0,1 fCp, тогда как для
АУ на транзисторах ГТ329А и КТ382А это оказалось
возможным. Как видно из рис. 6.8, АУ на полевом тран-
зисторе обладает лучшей избирательностью, что объяс-
няется одновременно как высоким входным сопротивле-
нием транзистора, так и применением двухконтурной
схемы. Высокая избирательность, безусловно, обеспечи-
вает меньший уровень помех интермодуляции для таких
комбинаций частот, когда хотя бы одна частота помехи
находится вне полосы пропускания АУ, однако в данном
случае интерес представляют те комбинации, когда обе
частоты сигналов помехи fi и f2 (или частота помехи при
перекрестной модуляции) находятся в пределах или не-
посредственно вблизи полосы пропускания АУ. Этот
случай является практически наиболее важным при ис-
следовании взаимной модуляции в АУ, если любой из
сигналов помехи на частотах fi или f2 существенно ослаб-
ляется затем во входных цепях приемника. Измерения
проводились по методике, изложенной в § 6.2 по схеме,
изображенной на рис. 6.1, для нечетной двухсигнальной
помехи вида 2^—f2—fc- В качестве эталонной антенны
использовался полуволновый вибратор, перестраивае-
мый по частоте, напряженности полей определялись по
формуле (6.22).
При измерениях рассматривались еще два вопроса,
представляющие значительный практический интерес.
Во-первых, как известно, для полевых транзисторов су-
ществует оптимальный режим питания, определяемый
напряжением на затворе или током стока [107—110]
(причем, авторы этих работ рекомендуют использовать
этот режим питания полевых транзисторов на практике).
Для реализации оптимального тока в усилитель на по-
левом тетроде КП350Б был введен переменный резистор
R2 (рис. 6.7), позволяющий изменять режим питания
транзистора. Измерения нелинейных искажений прово-
дились при разных режимах питания (токе стока /со)-
Режим питания транзисторов ГТ329А и КТ382 был вы-
бран близким к предельно допустимому по рассеиваемой
мощности в соответствии с рекомендациями работ [104,
105]. При изменении режима питания усилителя не-
сколько изменяется и его коэффициент усиления, что
гакже необходимо учитывать при выборе режима пита-
Во-вторых, измерения проводились при разных кли-
матических условиях (в камерах тепла и холода) (см.
рис. 6.8). Как видно, в АУ на биполярных транзисторах
обеспечивается большая стабильность усиления. Для
обеспечения такой стабильности в АУ на полевом тран-
зисторе КП350Б необходимо во входные контура ввести
несколько конденсаторов со специально подобранными
зависимостями емкости от температуры (группы ТКЕ).
Измерения нелинейных искажений в камерах тепла и хо-
лода производились по схеме на рис. 6.5. На измеритель-
ном приемнике определялось также изменение частотной
характеристики усиления относительно нормальных усло-
вий. Прежде чем перейти к результатам измерений, оце-
ним погрешность, вносимую в эти результаты непосред-
ственным подключением источников сигналов Ui и U2
через малую емкость Ск (рис. 6.5). Сопротивление 7?н
в этой схеме служит для согласования линии передачи
с генераторами сигналов и U2, имеющими 75-омные
выходы, и оно также выбирается равным 75 Ом. Емкость
Ск в данном случае должна быть выбрана возможно ми-
нимальной, так как при измерении АУ с полевым тран-
зистором, имеющим малую входную проводимость Увх
(0,3-)-j3,l ммО), Ск определяет точность измерений. Ми-
нимальное значение Ск около 1 пФ. Параллельно прово-
димости собственно антенны Уа (0,45—j35 ммО) и про-
водимости Увх имеется проводимость Упар:
ynap=(^--j-^r)-1 = (0,02+ j 0,7) ммО.
Как видно, активная часть проводимости Упар на по-
рядок меньше Уа и Увх для полевого транзистора (тем
более биполярного) и практически не вносит во входные
цепи АУ дополнительного затухания. Небольшая реак-
тивная часть проводимости Упар компенсируется при под-
стройке входного контура АУ.
При измерениях в камерах тепла и холода напряже-
ния Ui и U2 на входе АУ регулировались так, чтобы на
входе приемника (согласованного с линией передачи)
напряжения U'\ и U'2 были равны тем, которые обеспе-
чиваются при помещении АУ в поле сигналов помех за-
данной напряженности. Величины СЛ и U2, необходимые
для имитации заданных напряженностей полей, можно
определить по формулам (6.28), (6.29). Однако во мно-
гих случаях определение А1э, Л2э и gai, gaz Для АУ за-
трудняет процедуру определения динамического диапа-
зона. При известной частотной характеристике коэффи-
циента усиления АУ относительно эталонной антенны
(полуволнового вибратора) U'i, U'2 на выходе АУ мож-
но определить по формуле
1, s 2 ЛРотНЭу!, 2’
где /д — действующая длина эталонной антенны (для по-
луволнового вибратора 1я^к/л) на частоте /Д/г);
бОтиау1,2 — относительный коэффициент усиления АУ на
частоте /Д/2). Динамический диапазон АУ D3ay можно
определить по формуле (6 21) после измерения напряже-
ния составляющей взаимной модуляции UlS и определе-
ния £ь Е2 и £вз(£сэ) по выражению (6.22).
Отметим, что определение динамического диапазона
через отношение ]/£',U'JUwt для АУ некорректно, так
как и U'2 зависят от избирательности входной и,
главное, выходной цепи АУ, в то время как при измере-
ниях нелинейных искажений приемных устройств Ux и
U2, см. (6.1), характеризуют сигналы помех на входе
приемника, т. е. до его избирательных цепей.
На рис. 6.9, где представлены типичные результаты
измерений для одной из комбинаций частот /ь /2 и /п=
=2/[—/2, спектр которых показан на рис. 6.8, по гори-
зонтальной оси отложены значения потребляемого АУ
тока, который практически равен току эмиттера /э0 (для
биполярных) и току истока 7ПО (для полевых) транзи-
сторов. Так как полевые транзисторы имеют значитель-
ный разброс параметров (по оптимальному режиму,
обеспечивающему минимум нелинейных искажений), ис-
пользовали несколько экземпляров транзисторов
КП350Б из разных партий. На рис. 6.9 показаны резуль-
таты измерений для двух (/ и 2) транзисторов КП350Б
из одной партии. Общие выводы по результатам изме-
рений приводятся ниже. Как показали эксперименты, для
АУ на биполярных транзисторах разброс результатов
измерений значительно меньше, что связано и с отказом
от обеспечения оптимального режима питания, который,
как отмечалось, реализуется при очень малых токах
эмиттера (менее 1,5 мА) и практически нецелесообразен
[104].
Оптимальный режим питания для полевых транзисто-
ров реализуется при значительно больших токах истока
Рис. 6.9. Результаты измерения составляющей взаимной модуляции
в АУ на транзисторах ГТ329А, ГТ382А, КТ350Б
—-------Ь2О°С,-----—60‘С,------+60°С
(рис. 6.10). С увеличением напряжения 17си растет и
оптимальный ток истока (регулировался потенциометром
R2 по схеме на рис. 6.7), при котором обеспечиваются
минимальные нелинейные искажения, причем значение
минимума почти не меняется, в то время как усиление
транзистора (и АУ) существенно уменьшается при
уменьшении С7си и увеличении тока истока. При опти-
мальном токе истока усиление транзистора уменьшается
еще незначительно, ’Ito делает целесообразным исполь-
зование оптимального режима, который следует выстав-
лять индивидуально для каждого экземпляра транзисто-
ра и который, как показали эксперименты, не остается
постоянным при изменении температуры окружающей
среды. Действительно, из рис. 6.9 видно, что при изме-
нении температуры в пределах —60 ... |-60°С необхо-
дима перестройка режима питания для полевого транзи-
стора, так как значение оптимального тока истока при
этом изменяется и не совпадает с изменением тока схе-
мы. Обеспечение же такого совпадения является весьма
сложной задачей, так как ширина оптимума по току ис-
тока весьма невелика. Кроме того, при уменьшении тем-
Рис. 6.10. Зависимость коэффициента усиления (Gay) и составляю-
щей взаимной модуляции t/n3 от тока питания для АУ на транзи-
сторе КП350Б
------В----------------^си=5’5 -В- <?ау в относительных единицах
пературы окружающей среды нелинейные искажения для
полевого транзистора возрастают и даже минимальное
их значение становится примерно таким же, как и для
биполярных транзисторов. Этот эффект связан частично
с увеличением усиления полевого транзистора приумень-
шении температуры окружающей среды. Отметим, что
относительные изменения коэффициента усиления и
уровня шумов в АУ на полевом транзисторе от темпера-
туры окружающей среды значительно меньше (на поря-
док и более) изменений уровня нелинейных искажений и
вполне приемлемы для практики. Прежде чем привести
общие выводы по результатам описанных экспериментов,
отметим, что для полевых, тетродов в отличие от бипо-
лярных транзисторов режим по постоянному току мож-
но выбирать с точки зрения не только максимальной ли-
нейности, но и оптимального соотношения между коэф-
фициентами усиления и шума для обеспечения наилуч-
шей чувствительности приемной системы, поскольку глу-
бина минимума нелинейных искажений, как это видно из
рис. 6.10, примерно одна и та же при различных опти-
мальных комбинациях напряжения Пси и тока /ио-
Как указывалось, наиболее полную информацию о по-
мехозащищенности АУ можно получить из результатов
измерений зависимости эквивалентной напряженности
поля сигнала интермодуляции EC3(ESS) от £п(^ь А2). На
Рис. 6.11. Зависимость эквивалентной напряженности поля £вз от
напряженностей полей сигналов помех Е1=Ег
---ДЛЯ комбинации .частот /л=117 МГц, /2=123 МГц, /П=Н1 МГц;
---/1=117 МГц, /г=120 МГц, /п=114 МГц;--Й = 186 МГц /2=75 МГц,
/п = 111 МГц
рис. 6.11 показаны такие зависимости для АУ на транзи-
сторах ГТ329А, КТ382А и КП350Б (по схемам на рис.
6.7, 7.3). На этих графиках можно выделить режимы
слабого и сильного сигнала. В режиме слабого сигнала
имеет место кубический для взаимной модуляции треть-
его порядка (и квадратичный для взаимной модуляции
второго порядка) закон возрастания £вз от £„; в режиме
сильного сигнала этот закон не соблюдается [112]. На-
пример, для комбинации 2X117 МГц—123 МГц=
==111 МГц для АУ на транзисторе ГТ329А режим слабо-
го сигнала имеет место при напряженностях полей £,=
=£2 не более 300 мВ/м («&110 дБ), для АУ на транзи-
сторе КТ382А —не более 400 мВ/м, КП350Б —не более
500 мВ/м. Интервал взаимной модуляции [Н2] или, что
то же самое, динамический диапазон по взаимной моду-
ляции можно определить либо относительно уровня соб-
ственных шумов АУ, либо относительно другого опреде-
ленного уровня эквивалентной напряженности поля, рав-
ного, например, чувствительности приемной системы по
напряженности поля, в которой работает данная АУ. На-
пример, для £р, Мит,=3 мкВ/м динамический диапазон для
комбинации типа fa=l 17 МГц, ^=120 МГц составляет
для АУ на транзисторах ГТ329А, КТ382А и КП350Б со-
ответственно 90, 92 и 95 дБ и для комбинации второго
порядка типа ^=186 МГц, f2—75 МГц соответственно 94,
98. и 116 дБ. Как видно из рис. 6.11, выигрыш в нелиней-
ных искажениях в АУ на полевом тетроде КП350Б тем
больше, чем больше расстройка частот помех от полосы
пропускания АУ.
Выводы, которые следуют из анализа результатов из-
мерений (иллюстрированных частично рис. 6.6, 6.8—•
6.11), заключаются в следующем,.
1. В АУ на полевых транзисторах (типа КП350Б)
выигрыш в нелинейных искажениях относительно АУ на
биполярных транзисторах (типа ГТ329А, КТ382А) при
попадании частот помех в полосу пропускания реализу-
ется только при обеспечении оптимального режима пи-
тания. При этом уровень составляющей взаимной моду-
ляции третьего порядка для неоптимизированных схем
на полевых тетродах (типа КП350Б) примерно такой
же, как и для биполярных транзисторов (типа ГТ329А,
КТ382А).
Из биполярных СВЧ транзисторов меньший уровень
нелинейных искажений позволяют реализовать кремние-
вые транзисторы (на 5 ... 10 дБ по сравнению с герма-
ниевыми) .
2. Оптимальный режим питания следует подбирать
индивидуально для каждого экземпляра полевого тран-
зистора, причем оптимальный ток стока (истока) значи-
тельно больше, чем оптимальный ток коллектора (эмит-
тера) для биполярных транзисторов, и зависит от напря-
жения сток — исток.
3. Уровень нелинейных искажений для полевых тран-
зисторов существенно увеличивается при уменьшении
температуры окружающей среды до —40 ... —60°С и
становится больше уровня нелинейных искажений для
биполярных транзисторов на 5 ... 15 дБ, который слабо
зависит от температуры окружающей среды.
В заключение этого раздела остается ооъяснить, по-
чему уровень нелинейных искажений для схем на поле-
вых транзисторах (без оптимизации режима питания)
не меньше, чем для схем с биполярными. Это связано
с тем, что в испытуемых АУ высокоомный вход полевого
транзистора согласован с сопротивлением источника сиг-
нала (собственно антенной). При условии же согласова-
ния в тракте от одного и того же источника сигнала на
входе биполярных транзисторов развивается напряже-
ние значительно меньшее, чем на входе полевых транзи-
сторов. Отличие (при согласовании по мощности) со-
ставляет, очевидно, (Двх п /Rвх б )1/2, где Rвх п — ВХОД-
ное сопротивление полевого транзистора и ДВхб— вход-
ное сопротивление биполярного транзистора, т. е. считая
ABxn2s2 кОм и /?вхб=С0,1 кОм, получим, что минималь-
ное отношение напряжений в согласованных схемах
равно 12 ... 14 дБ, что приводит к ухудшению уровня
составляющей взаимной модуляции второго порядка на
24 ... 28 дБ и третьего порядка на 36 ... 42 дБ.
Таким образом, в резонансных АУ, особенно в тех
случаях, когда согласование собственно антенны с уси-
лительным прибором близко к согласованию по мощно-
сти, полевые транзисторы (типа КП350Б) могут обеспе-
чить выигрыш по нелинейным искажениям относительно
биполярных (типа ГТ329А, КТ382А) только- при опти-
мальном режиме питания. В нерезонансных АУ полевые
транзисторы должны обеспечивать значительно лучшую
линейность по сравнению с биполярными даже без опти-
мизации режима питания. Окончательно вопрос выбора
транзистора с точки зрения нелинейных явлений следует
решать также с учетом того, что полевые транзисторы
позволяют обеспечить в схемах существенно лучшую
избирательность.
Глава 7
РАСЧЕТ И КОНСТРУИРОВАНИЕ
НЕКОТОРЫХ ТИПОВ АНТЕНН-
УСИЛИТЕЛЕЙ
В предшествующих главах книги рас-
смотрены общие вопросы оценки эффективности исполь-
зования АУ в радиоприемных системах и особенности
расчета АУ для диапазонов ДВ, СВ, КВ, нижней части
диапазона УКВ (нерезонансные АУ) и диапазонов более
коротких волн (резонансные АУ). Обзор развития тех-
ники АУ, данный в гл. 1, и рассмотренные в гл. 2 и 4
примеры конструкций АУ дают определенное представ-
ление о принципах их проектирования и показывают
большое разнообразие их конструкций. В данной главе
рассматривается еще несколько примеров расчета и кон-
струирования АУ для профессиональной радиоаппарату-
ры, к характеристикам которых при проектировании
предъявляется обычно целый комплекс разнообразных
требований, причем требования к электрическим харак-
теристикам, как правило, экстремальны. Экстремальные
требования к чувствительности и полосе пропускания АУ
можно реализовать на основе анализа,’ развитого в гл.
4—6. Повышенная чувствительность приемной системы,
и сравнительно широкая полоса пропускания при малых
размерах конструкции являются главными преимущест-
вами АУ перед пассивными антеннами, поэтому достиже-
нию таких экстремальных характеристик уделяется
основное внимание и в этой главе. Вопросы обеспечения
помехозащищенности АУ освещены в гл. 6, однако опре-
деленное внимание этим вопросам уделяется и здесь.
Конечно, разнообразие конструкций АУ даже для ка-
кой-либо одной конкретной приемной системы настолько
велико, что нельзя привести хотя бы кратко примеры
расчета и конструирования, исчерпывающие все пробле-
мы, однако, по крайней мере, на нескольких примерах
в этой главе показано, что в каждом конкретном случае
имеется оптимальный путь реализации заданных требо-
ваний, в основе которого лежит теоретический анализ
(гл. 3—6) и известные способы расчета и конструиро-
вания антенных и усилительных устройств [66, 90, 91, 95,
96, 105, 113].
7.1. МАЛОГАБАРИТНАЯ ЩЕЛЕВАЯ АНТЕННА-
УСИЛИТЕЛЬ
Проблема уменьшения размеров щелевых антенн осо-
бенно актуальна в метровом диапазоне волн. Умень-
шить габариты устройств позволяет интеграция щелевых
антенн с усилительными приборами. При таком решении
отпадает к тому же необходимость усложнять форму
щелей, что иногда делают для уменьшения размеров ан-
тенны.
V Кй,Ом
Рис. 7.1. Зависимость входных сопротивлений малогабаритных ще-
левых антенн от частоты
1 — 2Z=0,22Zcp, а=0,028Лср, h=0,029Xcp; 2 — 2Z=0,llXcp, а=0,028Хср. Zi=0,125Xcp;
3 — 2Z=O,11XP„, с=0,0587..Г1, Zi=0,029Xpn; 4 — 2Z=O,1UPI:, a=0,028XPT,, h=0,029Xr •
up vp up' up up up
5 — 2Z=O,11X,._, «=0,028Л.р„, /г=0,0125Хр_ (_______ расчет,--------экспери-
up up up V
мент (4))
Щелевые антенны размеров меньше резонансных име-
ют индуктивное входное сопротивление, что в метровом
диапазоне волн необходимо для согласования с усили-
тельным прибором. В этом разделе рассматриваются рас-
чет и конструирование щелевой АУ одностороннего из-
лучения с размерами примерно в 5—7 раз меньше резо-
нансных и полосой пропускания по мошности 0,1/ср. Пас-
сивная щелевая антенна таких размеров позволяет реа-
лизовать полосу пропускания, в 3 раза меньшую.
Частотные зависимости входных сопротивлений ще-
левых антенн резонансных размеров хорошо исследова-
ны [66, 113], однако входное сопротивление щелевых
антенн одностороннего излучения электрически малых
размеров существенно отличается от входного сопротив-
ления исследованных вариантов, поэтому получим фор-
мулу для расчета входного сопротивления таких антенн.
Определим частотную.зависимость.входного сопротивле-
ния щелевой антенны малого размера с односторонним
излучением при различных линейных размерах 21, a, h
(рис. 7.1). Представим это сопротивление параллельным
соединением сопротивлений короткозамкнутого отрезка
волновода, образующего примыкающую к щели полость,
и собственного полного сопротивления щели 7Щ:
^=7Щ2П/(7Щ+7П). (7.1)
Величина 7Щ для бесконечного экрана [66] опреде-
ляется через параметры эквивалентного вибратора:
7щ=2(60л)2/7в, (7.2)
где ZB=/?B+jXB — полное сопротивление эквивалентного
вибратора:
Рв sh (2kl) — (а/й) sin (2kktl) ch(2kl)— cos(2kkil) ’ (7.3)
sin (2kktl) + (a/-k) sh (2kl) 1 PE ch (2kl) — cos (2/г/г,/) ’ (7-4)
(7-5)
Рв^ I sin (2/г/г,/)!’ 2kkJ |
&=2л/Х — волновое число; k\ — поправочный коэффици-
ент [66],
/?1п=80^(//2)2 (7.6)
— сопротивление излучения вибратора, отнесенное к то-
ку в пучности;
рв=120 [In (‘21'i'r)— 1]
(7.7)
— волновое сопротивление вибратора; r=a/i — радиус
эквивалентного вибратора.
Сопротивление полости, закрывающей щель с одной
стороны, можно рассчитать как сопротивление коротко-
замкнутого отрезка волновода [U4]:
—2т h
7 ___.у 120п 1 —е 'п
п ~JЛ п — J J7(X/4Z)2—1 j e-2Tnfi >
(7.8)
где постоянная распространения при отсутствии потерь
Тп=(2^/4/)У1-(4//2)2. (7.9)
Формулы для расчета Za=/?a+j'^a имеют вид:
n _ A^XBXnRB + Л/?ВХП (XnR\ + ХаХ\ - ЛХГ|) m
(ARB)* + (ад% + - АХ^ ’ V '
у _ AsRsBXn - АХВХВ (Хп^„ + Х„Х\ - АХВ) . ..
а~ (ARBy + (WB+ ХпХ*в- ЛХН)2 ’ 1 • 7
где Л=7200 л2; а величины RB, ХБ и Хп, входящие в вы-
ражения (7.10) и (7.11), определяются по формулам
(7.3), (7.4) и (7.8). Заметим, что выражения (7.1), (7.2)
и (7.10), (7.11) справедливы, когда щель прорезана
в бесконечном экране. При ограниченных размерах экра-
на лучше совпадают с экспериментальными данными
результаты для Ха (7.11).
Формулы (7.10), (7.11) дают возможность рассчиты-
вать входное сопротивление малогабаритных щелевых
антенн и выбирать геометрические размеры собственно
антенны малогабаритных щелевых АУ. На рис. 7.1 при-
ведены полученные по этим формулам частотные зави-
симости характеристик при указанных в подрисуночных
подписях размерах собственно антенны. Показанные на
рисунке штриховой линией экспериментальные результа-
ты получены при размерах экрана щели 0,2X0,5 лср и
относятся к варианту 4. Как видно из рис. 7.1, совпаде-
ние расчетных и экспериментальных данных хорошее.
Расчетные и экспериментальные результаты получены
для средних точек щели в раскрыве резонатора (т. 1—1
на рис. 7.1). Возбуждение в другом месте менее эффек-
тивно при малых размерах антенны.
Дальнейшие исследования малогабаритной щелевой
АУ показали, что минимальные размеры собственно ан-
тенны, при которых АУ обеспечивает полосу пропуска-
ния по мощности около 0,1 /Ср (/ср=115 МГц), соответ-
ствуют варианту 4 на рис. 7.1. Отметим, что реализуемую
полосу пропускания пассивной антенны таких размеров
можно приближенно определить [82] по формуле
АЖр^(2л/ДСр)=0,03. (7.12)
Конструкция АУ показана на рис. 7.2. На этом ри-
сунке 1 — металлический корпус, в котором размещен
усилитель с цепями согласования, 2 — часть возбудите-
ля собственно антенны. Ме-
таллический корпус усили-
теля является другой частью
возбудителя и имеет со стен-
кой полости, примыкающей
к щели, гальванический кон-
такт в месте, обозначенном
цифрой 3. Обе части возбу-
дителя расположены непо-
средственно в раскрыве ще-
ли, так как для рассматри-
ваемых частот полость пред-
ставляет собой запредель-
ный волновод. Усилитель
имеет 50-омный коаксиаль-
ный выход (4), закреплен- Рис. 7.2. Конструкция АУ
Рис. 7.3. Схема усилителя
ный на торцевой стенке полос-
ти. Такая конструкция [И5]
исследовалась с тремя типами
транзисторов: ГТ329А, КТ382А
и КП350Б. При выборе типа
транзистора, схемы его вклю-
чения и режима питания при-
нимается во внимание целый
ряд факторов, частично уже
рассмотренных в § 6.3 (с точки
зрения обеспечения мак-
симальной линейности АУ ).
Кроме того, выбор типа
транзистора определяется
прежде всего требованиями к чувствительности прием-
ной системы, для которой разрабатывается данная АУ,
уровнем внешних шумов, а также характеристиками соб-
ственно антенны. Схема усилителя на полевом тетроде
КП350Б рассмотрена в § 6.3 (рис. 6.7). Схемы усилите-
лей на транзисторах ГТ329А и КТ382А показаны на
рис. 7.3 (номиналы элементов для схемы на транзисторе
КТ382А даны в скобках). Усилители выполнены на пе-
чатных платах размерами 20X40 мм. На этих же платах
размещены схемы согласования. Режим питания транзи-
сторов выбран с возможно большим током эмиттера,
так как при этом обеспечивается наилучшая линейность
для биполярных транзисторов [104, 105], а на входе
схем реализовано оптимальное согласование. Макси-
мальный ток эмиттера До (и максимальное напряжение
UKB) ограничиваются необходимым запасом по рассеи-
ваемой мощности и выбраны соответственно 5 мА и 4 Б
для ГТ329А и 8 мА и 5 В — для КТ382А. Питание уси-
лителей осуществляется по центральному проводнику ко-
аксиального кабеля, подключенного к высокочастотному
выходу АУ, напряжением 6 В, которое вводится в линию
передачи с помощью специальных устройств, рассмот-
ренных в § 7.5. Цепи термостабилизации обеспечивают
стабильность характеристик усилителей в диапазоне тем-
ператур —60 ... 4-60°С. Приведем S-параметры схем,
измеренные на частоте Др. Для усилителя на транзисто-
ре ГТ329А
Sn = 0,51 L—76°; S12 = 0,03 L320°; S21 = 5,0 |_278°;
S22 = 0,171_—75°.
Для усилителя на транзисторе КТ382А:
Sn = 0,501_—И2°; S12 = 0,05 L3250;
S81 = 9,8 [_272°; S22 = 0,38 |_~85°.
Расчетные шумовые параметры для транзистора ГТ329А,.
необходимые для дальнейших расчетов: Дмин^^!, go/:==
= 10 ммО, bx>f=—5 ммО, Sy—0,3.
Отметим, что е=/у мш/(45Р)=0,8, т. е. удовлетворяет
условию (5.31).
Согласование выхода АУ с линией передачи, как от-
мечалось в гл. 5, не является проблемой и легко обес-
печивается в полосе частот (например, fCp ±10 МГц)
обычными средствами.
На рис. 7.4 показаны рассчитанные для усилителя на
транзисторе ГТ329А окружности постоянной чувстви-
тельности, характеризуемой эффективной шумовой тем-
пературы приемной системы Т'с, которая приведена к со-
противлению излучения собственно антенны . Расче-
ты проведены для приемника с Г'Пр=9000 К и уровня
внешних шумов Т=1000К по методике, рассмотренной
в § 5.2 ... 5.4.
Окружности постоянной Т'с ограничивают области
сопротивлений Z\~\ (рис. 7.5), обеспечивающие чувстви-
тельность приемной системы меньше значения, характе-
ризуемого Т'с- Связь между Т'с и чувствительностью-
приемной системы по напряженности поля можно уста-
новить из выражения (5.3). Сравнительно большие зна-
чения Т'с для окружностей на рис. 7.4 (5000, Ю000К
и т. д.) относительно малого значения Ту мин (около
300К) объясняются малым к. п. д. собственно антенны
(около 0,2), который учитывается при пересчете эффек-
тивной шумовой температуры Тс к Т'с (T'c—Tdria)-
Трансформацию малого входного сопротивления собст-
венно антенны [Za= (0,4+j30) Ом] в область, ограни-
ченную, например, окружностью 7VC= 10000 К, можно-
.осуществить Г-образным емкостным звеном, образую-
щим с индуктивностью собственно антенны параллель-
ный резонансный контур (рис. 7.5,а, усилитель по схеме
на рис. 7.3). Большую полосу пропускания можно реа-
лизовать, если согласующую схему выполнить в виде,
двухконтурного фильтра (рис. 7.5,6). Кривая ZX-\ на
рис. 7.4 показывает частотную зависимость полного со-
противления в т. 1—1 со стороны собственно антенны
(т. 1—1 на рис. 7.5,а) для первого случая.
Рис. 7.4. Окружности постоянной чувствительности для АУ на тран-
зисторе ГТ329А
На рис. 7.6 показаны частотные зависимости К3 и
ботнау для описанной АУ на транзисторах ГТ329А и
КТ382А при разных величинах чувствительности прием-
ника с линией передачи, характеризуемого эффективной
шумовой температурой Т'^. Характеристики измерены
по методике, изложенной в § 8.2. Кривая 1 на рис. 7.6
показывает относительный коэффициент усиления АУ
Goth ау- Как видно, полоса пропускания АУ по мощности,
определенная по уровню коэффициента усиления полу-
волнового вибратора (GOTnay=0 дБ), настроенного . на
Рис. 7.5. Схема АУ
а— с Г-образным согласующим звеном, б —с двухконтурным фильтром
частоту fcp, составляет 11 МГц (около 0,1 /ср). Практи-
чески такую же частотную характеристику величины
Goth ау (кривая 7) имеет АУ на транзисторе КТ382А по
схеме рис. 7.5,а. Большая эффективность и большая из-
бирательность АУ могут быть достигнуты при выполне-
нии согласующего звена по двухконтурной схеме, пока-
занной на рис. 7.5,6. Частотная зависимость относитель-
ного коэффициента усиления такой АУ на транзисторе
КТ382А показана на рис. 7.6 (кривая 8). Для сравнения,
на этом же рисунке показана частотная зависимость от-
носительного коэффициента усиления собственно антен-
ны (кривая 6), согласованной с линией передачи на ча-
стоте /ср с помощью Г-образного звена (Дсти<1,5).
Кривые 2—5 на рис. 7.6 показывают изменение Ks,
при улучшении чувствительности приемника (Т'щз=
=40000, 9000, 3600, 900 К соответственно).
Для АУ во многих случаях может быть полезен та-
кой параметр, как мера шума АУ относительно опорной
антенны —-Л4ау. Она определяет эффективную шумовую,
температуру Т'щ>, выше которой (при увеличении Т'тгр).
использование АУ улучшает чувствительность приемной
системы по сравнению с ее чувствительностью при ис-
пользовании опорной антенны. Меру шума Л1ау можно
определить по результатам измерений Сотнау и Тэау или
по результатам измерения коэффициента эффективности
(§ 8.2, 8.4). Как видно
из рис. 7.6, АУ (по схеме
на рис. 7.5,а, на транзи-
сторе ГТ329А) имеет от-
носительно полуволнового
вибратора меру шума
Л!ау<:9000 К (кривая 3)
в диапазоне частот при-
мерно /ст ±2 МГц, или,
например, относительно
опорной антенны, усиление
которой на 4 дБ хуже,
чем усиление полуволново-
го вибратора, мера шума
Мау^3600 К (кривая 4)
в диапазоне частот при-
мерно /ср ±6 МГц. Нако-
нец, для опорной антенны
на 10 дБ худшей по уси-
Рис. 7.6. Зависимости коэффи-
циента эффективности и отно-
сительного коэффициента уси-
ления АУ от частоты ’
лению, чем полуволновый вибратор, мера шума
^900 К в диапазоне частот >fCp±10 МГц. Следова-
тельно, например, в последнем случае, использование
АУ будет приводить к улучшению чувствительности при-
емной системы относительно ее чувствительности
-с такой опорной антенной в полосе частот /ср±10 МГц
при использовании приемников, для которых 7^^900 К-
•Сравнение экспериментальных данных показанных
на рис. 7.6, и результатов теоретического расчета опти-
мального согласования (рис. 7.4) показывает хорошее
-совпадение результатов расчета и измерений. Действи-
тельно, по рис. 7.4 при 7’/Пр=9000 К (для которой про-
веден расчет) Т'с приемной системы с АУ меньше
10000 К в пределах частотного диапазона примерно
Др ±2 МГц. Учитывая, что Т'с приемной системы с опор-
ной антенной равна 7vnp+7’—10000 К, получим, что тео-
ретически Дэ для РПр=9000 К должен быть больше еди-
ницы (относительно полуволнового вибратора) в диапа-
зоне частот fcp±2 МГц, что подтверждено эксперимен-
тально кривой 3 (Т'цр—9000 К) на рис. 7.6.
На рис. 7.7 показаны экспериментальные диаграммы
направленности АУ на частоте fcv> снятые при установке
;на экране размерами 0,2X0,5 лСр- Кросс-поляризациоп-
ная составляющая поля АУ подавлена примерно на
.20 дБ. Поляризационные характеристики измерены по
Рис. 7.7. Диаграммы направленности АУ
------- ПЛОСКОСТЬ Е,---— плоскость Н
методике, изложенной в § 8.3. Хорошее подавление
кросс-поляризационной составляющей поля у малогаба-
ритных щелевых АУ наблюдается вплоть до размеров
2/=1/30—1/50 %ср, если при этом размер а (рис. 7.1)
в два и более раз меньше продольного. Так, для щеле-
вой АУ с размерами 2/=1/зо^ср, й=а=1/?о^ср подавление
кросс-поляризационной составляющей поля составило
около 13 дБ. Полоса пропускания по мощности такой
АУ, выполненной на КТ306В по схеме, аналогичной схе-
ме на рис. 7.5,а, составляет около 0,01/ср (по уровню
0,5). а коэффициент усиления практически такой же, как
у пассивных щелевых антенн, размеры которых пример-
но на порядок больше.
7.2. ДВУХДИАПАЗОННАЯ АНТЕННА
Рассмотрим устройство двухдиапазонной антенны на
основе малогабаритной щелевой АУ для одновременной
работы в метровом (МВ) и дециметровом (ДМВ) диа-
пазоне волн. Действительно, размеры собственно антен-
ны малогабаритной АУ (рис. 7.2) являются резонансны-
ми для частот около 6/Ср, поэтому в полости можно раз-
местить элементы возбудителя пассивной резонансной
антенны ДМВ диапазона. Конструктивные воплощения
этой задачи могут быть разными, однако при таком объ-
единении возникают две проблемы. Первая связана с тем,
что полость разделена на две части возбудителем МВ
диапазона и, как указывалось в § 7.1, смещение усили-
теля к торцу полости недопустимо. Вторая проблема
возникает в том случае, если пассивный канал антенны
должен работать с передатчиком, выходная мощность
которого значительно превышает предельно допустимую
мощность для транзистора усилителя МВ диапазона
(около 100 мВт). Обе эти проблемы решены в устрой-
стве, показанном на рис. 7.8, 7.9. Два возбудителя ДМВ
диапазона (7, 2) расположены симметрично относитель-
но возбудителя МВ диапазона (<3) и соединены 50-омны-
ми жесткими коаксиалами (4, 5). Каждый возбудитель
имеет элементы настройки (6, 7). Резистор До (рис. 7.9)
позволяет осуществить широкополосное согласование
в ДМВ диапазоне. Элементы Lo и Со являются элемен-
тами параллельного контура, предотвращающего влия-
ние резистора До на характеристики АУ МВ диапазона,
конденсатор Сп — подстроечный.
Рис. 7.8. Конструкция двухдиапазон-
ной антенны
Рис. 7.9. Схематическое
представление элементов
двухдиапазонной антен-
ны по рис. 7.8
Как видно из рис. 7.10, такое решение обеспечивает
Ксти<2,0 для ДМВ диапазона в полосе частот около-
300 МГц, т. е. антенна является весьма широкополосной.
При 7?о=24О Ом (Ксти<2,0 во всем указанном диапазо-
не) потери мощности на этом сопротивлении составили
около 3 дБ.
Если для пассивного канала антенны ДМВ диапазона
необходимо обеспечить согласование в двух относитель-
но узких полосах частот (например для узкополосного
приемопередатчика), то резистор До и элементы Lo, Со и
Сп не нужны. В этом случае элементы настройки (6 и 7
на рис. 7.8) возбудителей позволяют обеспечить хорошее
согласование в двух отстоящих друг от друга на Д/ по-
лосах частот вблизи 6fCp для данных размеров антенны.
Величина А) зависит от настройки возбудителей и может
быть обеспечена порядка fcp. Типичная характеристика
Кети для такого устройства антенны показана на рис.
7.11. Дополнительную коррекцию частотной характери-
стики можно обеспечить с помощью конструктивных или
Рис. 7.10. Зависимость Kciu от
частоты для ДМВ диапазона
с Ro
РИС. 7.11. ЗавИСИМОСТЬ Кети от
частоты для ДМВ диапазона
без Rc
сосредоточенных настроечных конденсаторов С\ и С2
(рис. 7.9).
В другой конструкции двухдиапазонной антенны МВ
и ДМВ диапазонов (рис. 7.12) сам корпус усилителя МВ
диапазона служит возбудителем ДМВ диапазона. В этом
случае необходимо обеспечить изоляцию корпуса усили-
теля (по сигналу ДМВ диапазона) от стенки полости и
по-прежнему сохранить электрический контакт на часто-
тах МВ диапазона (это показано на рис. 7.12). Корпус
усилителя сдвигается в поперечном сечении полости и
соединяется со стенкой полости цепочкой L\, Сь которая
настраивается в резонанс на частоту fCp-- Для обеспече-
ния полосы пропускания в МВ диапазоне порядка O,lfCp
одной цепочки L\, С! с малой добротностью оказывается
достаточно, -а .при необходи-
мости таких цепочек может
быть, например, две, настро-
енных в резонанс на частоты
около 0,9fcp и l.lfcp- Возбуж-
дение корпуса усилителя на ча-
стотах ДМВ диапазона осу-
ществляется через жесткий
коаксиал, подсоединенный
к корпусу усилителя через це-
почку Ь2, С2, С3. Переменные
конденсаторы С3 и С4 обеспе-
чивают настройку в ДМВ диа-
пазоне, а параллельный кон-
тур, образованный элементами
L2, С2, настраивается в резо-
нанс на частоту /Ср и предот-
/77# /7#
Рис. 7.12. Устройство двух-
диапазонной антенны с воз-
буждением корпуса усили-
теля МВ диапазона
Рис. 7.13. Зависимость Ксти
от частоты для ДМВ диа-
пазона для устройства на
рис. 7.12.
вращает влияние нагрузки ка-
нала ДМВ диапазона на ра-
боту АУ МВ диапазона.
Для сигнала ДМВ диапа-
зона контур Ь2, С2 представ-
ляет собой небольшое реактив-
ное (емкостное) сопротив-
ление и вместе с перемен-
ными конденсаторами С3 и
образует Г-образное звено/
обеспечивающее, как указы-
валось, настройку канала
ДМВ диапазона антенны. До-
полнительно настройку можно
обеспечить подвижной метал-
лической пластинкой (см. рис. 7.12), имеющей контакт
с корпусом усилителя. Емкость переменных конден-
саторов С\ и С2 4/20 пФ, а С3 и С4 — 1/5 или 2/10 пФ,
индуктивности Li и Ь2— около 0,1 мкГ. Как видно из
рис. 7.13, по сравнению с ранее рассмотренным вариан-
том (рис. 7.10) согласование в этом случае хуже, одна-
ко при этом нет потерь мощности, которые имеют место
при наличии сопротивления Ro. Недостатком устройства,
показанного на рис. 7.12, являются трудности обеспече-
ния развязки между каналами МВ и ДМВ диапазонов,
которая необходима при работе канала ДМВ диапазона
в передающем режиме с большой мощностью. Защиту
транзистора усилителя МВ диапазона можно обеспечить
в этом случае только с помощью ограничительных дио-
дов на входе усилителя МВ диапазона. Однако необхо-
димо учитывать, что установка диодов прямо на выходе
собственно антенны канала МВ диапазона, во-первых,
нарушает согласование в ДМВ диапазоне, так как под
воздействием просачивающейся мощности диоды меняют
свое сопротивление и, во-вторых, может приводить к по-
явлению дополнительных нелинейных искажений в МВ
диапазоне. В связи с этим ограничительные диоды реко-
мендуется применять только при построении входной схе-
мы МВ диапазона по типу двухконтурного фильтра и
устанавливать так, как показано на рис. 7.5,6. В таком
устройстве, во-первых, в точках установки диода обеспе-
чивается определенная избирательность и уменьшается
опасность взаимной и перекрестной модуляции и, во-вто-
рых, диод практически не влияет на настройку канала
Рис. 7.14. Диаграммы направленности двухдиапазонной антенны
(канала ДМВ диапазона) (рис. 7.8)
------- плоскость Е, —--плоскость Н
ДМВ диапазона. Такую установку диодов можно при-
менить также и для вариантов конструкций представлен-
ных на рис. 7.8, хотя в этом случае для усилителя МВ
диапазона по схеме на рис. 7.5 удается обеспечить раз-
вязку между каналами МВ и ДМВ диапазонов такой
двухдиапазонной антенны порядка 40 дБ и установка
диодов в таком случае необязательна вплоть до излучае-
мых мощностей около 200 Вт (в импульсе).
При исследовании двухдиапазонной антенны (рис. 7.9
без резистора Ro) АУ МВ диапазона, выполненная по
схеме на рис. 7.5,5 (без диода), выдерживала мощность
в импульсе (на входе канала ДМВ диапазона антенны)
до 300 Вт при скважности Q=200, а при установке дио-
да— более 1000 Вт при такой же скважности. На входе
канала ДМВ диапазона Кечи при этом меньше 1,2. Ис-
следования такой АУ показали, что установка диодов по
схеме на рис. 7.5,5 практически не приводит к ухудше-
нию линейности АУ.
Диаграммы направленности канала ДМВ диапазона
двухдиапазонной антенны показаны на рис. 7.14 для ча-
стоты (6fCp+50) МГц. Измерения проведены при уста-
новке антенны на экране с размерами 0,2Х0,5Лср.
7.3. ШИРОКОПОЛОСНАЯ ВИБРАТОРНАЯ
АНТЕННА-УСИЛИТЕЛЬ КВ ДИАПАЗОНА
Пример расчета и конструирования такой АУ рас-
смотрен в [83].
В качестве собственно антенны в АУ КВ диапазона
обычно используются несимметричные вибраторы или
рамки. Если собственно антенна должна быть малога-
баритной, применение малогабаритных рамок ограниче-
но из-за их весьма малой действующей высоты. При ис-
пользовании настраиваемых рамок усложняется конст-
рукция устройства и затрудняется его эксплуатация из-
за необходимости частотной перестройки. Поэтому наи-
большее распространение в качестве собственно антенны
нашли несимметричные вибраторы (штыри).
В рассматриваемой АУ собственно антенна представ-
ляет собой штырь высотой 0,35 м и диаметром 0,4 см,
верхняя часть которого подсоединена к емкостной на-
кладке в форме диска диаметром 20 см. Вся конструк-
ция помещена в диэлектрический обтекатель цилиндри-
ческой формы, внутри которого на основание антенны
установлена плата усилителя и вход его подключен
к основанию штыря. Двухкаскадный усилитель (рис.
7.15) смонтирован на печатной плате размером 25Х
ХП5 мм.
В первом каскаде полевой транзистор включен по
схеме с общим истоком и нагружен на широкополосный
колебательный контур, образованный ВЧ дросселем и
распределенной емкостью схемы. Второй каскад выпол-
нен по каскодной схеме типа ОЭ-—ОБ на двух биполяр-
ных транзисторах КТ306Г. Сопротивление нагрузки уси-
Рпс. 7.15. Принципиальная схема усилителя
Рис. 7.16. Зависимость коэффи-
циента передачи усилителя по
напряжению Ки от частоты
Рис. 7.17. Активная составляю-
щая входного сопротивления
усилителя
лителя 75 Ом. Частотная зависимость коэффициента пе-
редачи по напряжению такого усилителя в диапазоне
2 ... 60 МГц показана на рис. 7.16, а активной составля-
ющей его входного сопротивления — на рис. 7.17. Вход-
ная емкость усилителя в этом диапазоне 4,5 ... 5 пФ.
Для АУ, особенно для широкополосных, очень важно
обеспечить низкий уровень нелинейных искажений. Ис-
пользование в первом каскаде усилителя полевого тран-
зистора позволило реализовать линейность амплитудной
характеристики до уровня входного сигнала 300 мВ.
Уровень взаимной модуляции усилителя для комбина-
ции третьего порядка не превышает —80 дБ при уровне
каждого сигнала помехи на входе 10 мВ,'а напряжение
помехи, при котором полезный сигнал на выходе усили-
теля начинает уменьшаться, равно 400 мВ.
В [83] приведены шумовые характеристики усилите-
ля, и хотя они фактически не используются при конст-
руировании широкополосной АУ, их анализ представляет
интерес. При измерении шумовых характеристик калиб-
рованный генератор шума подсоединялся ко входу уси-
лителя через четырехполюсник, который позволял транс-
формировать выходное сопротивление источника сигна-
ла. Эффективная шумовая температура измерялась на
частоте 7,9 МГц. Как'видно из рис. 7.18, кривые равной
шумовой температуры на диаграмме сопротивлений
представляют собой окружности, сдвинутые в область
индуктивных входных сопротивлений. На диаграмме на-
несена экспериментально полученная зависимость от ча-
стоты оптимального входного сопротивления (штрихо-
вая кривая), при которой реализуется минимум шумо-
вой температуры. Как видно из рис. 7.18, реализация со-
гласования по шуму для АУ на полевом транзисторе
о
Рис. 7.18. Окружности постоянной эффективной шумовой температу-
ры усилителя
I — 1=1,65 МГц, Гш = 580 К, 2 —12=7,9 МГц, Гш-960 К, 3 — 1=18,7 МГц, 7’ш =
= 1300 к, 4 —Л=24.4 МГц, 7ш = 1050 К
требует большого входного сопротивления собственно
антенны, которое при этом сильно изменяется в диапа-
зоне частот 1,65 ... 24,4 МГц. Выполнить согласование
по шуму во всем этом диапазоне практически очень труд-
но, так как реальные значения входных сопротивлений
(сплошная кривая на рис. 7.18) существенно отличаются
от оптимальных. Однако в таком согласовании нет необ-
ходимости, так как уровень внешних шумов (см. рис. 1.8)
в этом диапазоне 104 ... 107 К.
Рассматриваемая конструкция является нерезонанс-
ной широкополосной АУ, т. е. устройством, в котором
реализация широкополосности при малых размерах соб-
ственно антенны достигается отказом от согласования
ее с усилителем и образованием на входе последнего
широкополосного емкостного делителя. Эффективность
нерезонансных АУ этого диапазона частот может оцени-
ваться (без учета шумов) с помощью эквивалентной дей-
ствующей высоты АУ.
(7ЛЗ>
^д ay
Расчет эквивалентной действующей высоты АУ про-
водился по формуле:
гу
Zy + za
где Лд — действующая высота собственно антенны (hn=
=0,7 м); Ки — коэффициент передачи усилителя по на-
пряжению; Zy=Py-f-jXy — входное сопротивление усили-
теля,
Za=40£2/^—jpa ctg (kh)
— входное сопротивление собственно антенны; ра =
„п, [ h
(7-14)
= 2-10~3 м.
Зависимость-
выигрыша в-
Рис. 7.19.
от частоты
эквивалентной действую-
щей высоте АУ по срав-
нению с опорной антен-
ной (штырь /г=4 м)
----— расчет..... экспе-
римент
1^ — 260 Ом; /г = 2т:/Я;
Характеристики рассматриваемой АУ сравнивались,
с характеристиками опорной пассивной антенны, в каче-
стве которой использовался 4-метровый штырь диамет-
ром 2 см, соединенный с приемником фидером длиной
3 м. При расчете эквивалентной действующей высоты
йдоп опорной антенны было принято: ра=320 Ом, Znp=
=75 Ом, погонная емкость фидера Сф=63 пФ/м.
Результаты расчета отношения /гдау//гдоп показаны на
рис. 7.19. При экспериментальном сравнении опорная ан-
тенна и АУ размещались на
крыше металлического кузова
автомашины на расстоянии 1 м
друг от друга. При измерении
антенны поочередно подключа-
лись с помощью коаксиального
переключателя к приемнику при
приеме станций с устойчивым
уровнем сигнала. В [83] отмеча-
ется, что отклонение экспери-
ментальных результатов от рас-
четных объясняется тем, что
входное сопротивление прйемни-
ка не на всех частотах равно
75 Ом, как было заложено в рас-
четах.
Таким образом, АУ рассмо-
тренной конструкции не уступа-
ет по своим характеристикам
4-метровой несимметричной ви-
браторной пассивной антенне.
\ \_\ 7.4. СИММЕТРИЧНАЯ ВИБРАТОРНАЯ АНТЕННА-
•* ’ УСИЛИТЕЛЬ
Вопросы обеспечения симметрирования при встраи-
вании транзисторов в симметричные антенные структу-
ры уже частично рассматривались в § 2.3, где примени-
тельно к вибраторной телевизионной АУ (рис. 2.17) речь
шла о необходимости осуществления широкополосного
перехода от симметричной вибраторной антенны к не-
симметричному коаксиальному кабелю, когда зажимы
вибратора непосредственно нагружены на транзистор.
Само возникновение проблемы обеспечения симметриро-
вания связано с тем, что транзистор не является симмет-
ричным и его включение в структуру симметричной ан-
тенны нарушает симметрию устройства. Однако, как по-
казано в [10, 64], анализ процессов, происходящих в та-
кой АУ, подтвержденный экспериментальными результа-
тами, свидетельствует о вполне приемлемой симметрии
без каких-либо специальных мер и о пригодности таких
принципов построения для создания конструкций сим-
метричных АУ (см. рис. 2.17).
Интересные исследования по рассматриваемому в на-
стоящем разделе вопросу выполнены авторами работы
[Н6]. В работе рекомендовано проводить две проверки
для оценки степени симметрии.' Первая заключается
в оценке влияния присоединения фидера, не возбужден-
ного внешним полем (антенный эффект в чистом виде).
Для этого необходимо определить напряжение на разо-
мкнутых зажимах АУ, когда в разрыв оболочки включен
источник напряжения или тока, а выход АУ отсоединен
от фидера. Когда (Ьидер можно возбудить внешним по-
лем, следует проводить вторую проверку, заключающую-
ся в определении напряжений, создаваемых в плечах
собственно антенны вследствие изменения поля фиде-
ром. В общем случае несимметрия оценивается суммар-
ным коэффициентом, учитывающим оба фактора.
В [116] рассмотрены несколько вариантов подключения
усилительного прибора к собственно антенне симмет-
ричного типа, в том числе при различном построении
усилителя на биполярных и полевых транзисторах. Вы-
полненное количественное сравнение по предложенным
критериям оценки симметрии показывает возможность
улучшить симметрию в АУ на два порядка по сравнению
с непосредственным соединением пассивной симметрии-
ной антенны с несимметричным фидером (кабелем). При
этом подтверждено то обстоятельство, что, как и следо-
вало ожидать, двухтактная (балансная) схема усилите-
ля обеспечивает практически полную симметрию. В це-
лом предложенный метод оценки симметрии полезен для
АУ на базе симметричных структур собственно антенн,,
особенно когда размеры собственно антенны существен-
но уменьшены, что должно сопровождаться увеличением
степени симметрии. Вместе с тем важным преимущест-
вом симметрирующих устройств на основе усилительных
схем являются небольшие габариты и масса АУ благо-
даря исключению достаточно громоздких симметрирую-
щих устройств обычных типов.
В качестве собственно антенны симметричного типа
в вибраторной симметричной АУ (рис. 7.20) использу-
ется петлевой вибратор [117]. Зажимы собственно ан-
тенны непосредственно подключены к двум противофаз-
ным входам усилителя, собранного по балансной схеме
на двух транзисторах типа ГТ313В. Такая схема являет-
ся одновременно и согласующей. Из области радиопри-
емных и усилительных устройств известно, что качество'
работы балансной схемы во многом зависит от строгой
противофазное™ сигналов, подаваемых на вход. Извест-
Рис. 7.20. Схема построения симметричной вибраторной АУ
но, что принимаются специальные меры для обеспечения
такой противофазности, т. е. в схему вводятся входные
цепи, выполненные определенным образом. Рассматри-
ваемое устройство позволяет упростить входную цепь
балансного усилителя, так как симметричные антенны
имеют на зажимах противофазные потенциалы в широ-
ком диапазоне частот.
По схеме на рис. 7.20 был выполнен опытный макет
АУ (рис. 7.21). Экспериментальные исследования были
проведены в частотном диапазоне ±0,09 fcp со средней
частотой fcp=130 МГц и подтвердили симметрию диа-
граммы направленности АУ. Относительный коэффици-
ент усиления составил 7—9 дБ (относительно полувол-
нового вибратора).
При современном развитии техники микроминиатю-
ризации в СВЧ диапазоне балансную схему можно лег-
ко встроить в зазор между плечами собственно антенны.
Практический интерес представляет также возможность
интеграции балансной схемы с беззазорным (т. е. сплош-
ным) вибратором. В таком случае противофазные входы
-балансной усилительной схемы электрически замыкают-
ся на точках вибратора, симметричных его средней точ-
ке. При выполнении скользящих контактов возможна
^фазовая подстройка устройства.
7.5. УСТРОЙСТВА ДЛЯ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ПИТАНИЯ
ПОСТОЯННЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ АКТИВНЫХ
ЭЛЕМЕНТОВ АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ
Известны различные способы подводки постоянного напряжения
к усилительным приборам в АУ. В настоящее время довольно широ-
ко используется отдельная линия питания, соединяющая источник
питания с АУ, в конструкции которой для этого предусматривается
отдельный ввод. В некоторых конструкциях АУ КВ и УКВ диапа-
зонов этот ввод объединяется с высокочастотным выходом АУ и
реализуется в виде LC или ЯС-цепей.
Очевидные преимущества имеет использование в качестве линии
питания высокочастотного фидера (например, коаксиального кабе-
ля), соединяющего АУ с приемником. Однако во многих случаях не
удается ввести в этот кабель постоянное напряжение питания не-
Рис. 7.21. Макет
симметричной виб-
раторной АУ
посредственно в приемнике. Поэтому для использования высокоча-
стотного тракта одновременно и в качестве линии для подачи пита-
ния необходимо использовать специальные устройства, которые по-
зволяют ввести постоянное напряжение в высокочастотный тракт.
Такие устройства включают в разрыв высокочастотного тракта либо
рядом с приемником, либо в том месте, где их удобно соединить
с источником питания. Однако включение таких устройств не долж-
но нарушать условия канализации высокочастотной энергии через
фидерный тракт. Кроме того, такие устройства должны подавать
питание только в сторону АУ, исключая возможность его проникно-
вения в сторону приемника.
Приведем краткое описание конструкций устройства двух типов,
удовлетворяющих отмеченным требованиям. Одно из устройств по-
строено по типу тройника '[118]. Два плеча тройника, образующие
основной канал устройства, включаются в коаксиальный тракт.
Третье плечо, к корпусу и центральному проводнику которого под-
ключается источник постоянного напряжения, построено по принципу
четвертьволнового (для средней рабочей длины волны) изолятора,
замкнутого на конце по высокой частоте с помощью конструктивной
или сосредоточенной проходной емкости. В плече основного канала,
обращенном в сторону приемника, осуществлен разрыв центрального
проводника, а для расширения рабочей полосы частот устройства
установлен низкоомный разомкнутый коаксиальный шлейф в виде
металлической обоймы, охватывающей место разрыва центрального
проводника. Электрические характеристики двух макетов рассмо-
тренного устройства приведены на рис. 7.23.
Другое устройство для ввода постоянного напряжения в коак-
сиальный тракт построено по схеме петлевого направленного фильт-
ра [119]. Как известно, направленный фильтр представляет собой
четырехполюсник, предназначен-
ный для разделения частотных ка-
налов. Устройство в полосковом
исполнении (рис. 7.22) содержит
плечо Ф1—ФЗ, которое включают
в разрыв высокочастотного трак-
та. Режекторное плечо Ф1—Ф2 так
же, как и выход Ф4, нагружено
на согласованные сопротивления
(нагрузки). Устройство образовано
первичной входной линией 1, вто-
ричной входной линией 2, петле-
вым резонатором 5, согласованны-
ми нагрузками 4, 5 и корпусом 6.
К выходу Ф1 подключается АУ,
к выходу ФЗ —. приемник. Устрой-
ство рассчитывается и выполняет-
ся так, чтобы при передаче ВЧ
Рис. 7.22. Схематическое пред-
ставление устройства ввода
питания
Рис. 7.23. Характеристики комбинированного тройника
------для МВ диапазона,---------• для ДМВ диапазона
сигналов через плечо Ф1—ФЗ обеспечить минимальную потерю энер-
гии в рабочей полосе частот приемника. Это единственное требова-
ние к устройству по высокой частоте (при необходимости число
петель 3 можно увеличить).
Включение устройства в ВЧ тракт сопровождается также запи-
ранием соседних частотных диапазонов из-за избирательных свойств
устройства по высокой частоте, что повышает надежность работы ра-
диотехнической системы. Выходы Ф2 и ФЗ изолированы друг от
друга по высокой частоте, а первичная линия 1 изолирована от вто-
ричной 2 по постоянному току. Это является известным свойством
направленного фильтра, которое позволяет без искажения высоко-
частотных характеристик тракта ввести постоянное напряжение. Для
этого к внутреннему и наружному проводникам выхода режекторно-
го плеча (разъема Ф2) подсоединяются клеммы 7, а одну из
клемм 7 соединяют с внутренним проводником (линией 7) тонким
проводником 0,2 ... 0,5 мм. Благодаря режекторным свойствам при
передаче энергии от плеча Ф1 к Ф2 нагрузка в плече Ф2 развязана,
поэтому незначительное рассогласование за счет введения проводни-
ка от клемм 7 не влияет на характеристики ВЧ тракта.
Таким образом, устройство позволяет ввести в тракт постоянное
напряжение, которое поступает только к одному плечу полосового
канала (разъему Ф1), практически без нарушения условий канали-
зации ВЧ энергии через тракт.
При исследовании данной конструкции устройства было уста-
новлено, что постоянное напряжение можно подводить непосредст-
венно через разъем Ф2. Необходимо отметить однако, что такая
работы в сравнительно узком диа-
пазоне частот и исследовалась
только в этом диапазоне. Величина
Kctu, измеренная на разъеме Ф1
устройства метрового диапазона,
представлена на рис. 7.24 в зависи-
мости от частоты. Потери в поло-
се рабочих частот не превышают
1,2 дБ.
Рис. 7.24. Зависимость КстО на
антенном входе устройства ввода
питания от частоты
7.6. РАМОЧНО-ВИБРАТОРНАЯ АНТЕННА-
УСИЛИТЕЛЬ
Некоторые своойства таких АУ были уже рассмотре-
ны в гл. 1, 4. Описание различных вариантов их конст-
рукций, некоторых характеристик и принципа работы
приведено в [23, 26, 50]. Попытка конкретизации и ре-
шения некоторых проблем для таких устройств предпри-
нята в [120, 121]. Полученные в этих работах результа-
ты носят качественный характер, а характеристики рас-
сматриваются в диапазоне частот выше 100 МГц, где
применение таких АУ связано с необходимостью согла-
сования по шумам [122]. Кроме того, использование при
исследованиях У-параметров транзистора без учета их
сильной частотной зависимости в этом диапазоне при-
водит к существенным погрешностям. Рамочно-вибратор-
ные АУ, наиболее целесообразно применять на частотах
ниже 30 ... 70 МГц, так как именно в этом диапазоне
необходимо наличие направленных свойств, которыми
обладают рассматриваемые АУ. Рассмотрим результаты
исследований основных характеристик рамочно-вибра-
торных АУ в полосе частот, перекрывающей весь КВ
диапазон. Расчеты проведены для АУ на транзисторах
ГТЗЗО.
Возможные способы включения транзистора в не-
симметричной рамочно-вибраторной АУ были приведе-
ны на рис. 1.19. Практически оправданы два критерия
отбора вариантов, основанные на оценке усилительных
свойств и на оценке возможности уменьшения резонанс-
ной высоты [50, 123]. Согласно этим двум критериям
для детального анализа выбраны два варианта: база —
штырь, коллектор—рамка (БШКР) и коллектор—штырь,
база — рамка (КШБР).
Диаграмма направленности. Для определения диа-
граммы направленности (ДН) рамочно-вибраторной АУ
рассмотрим падение на антенну плоской электромагнит-
ной волны (рис. 7.25). Асимптотические уравнения, опре-
деляющие распределение потенциала U и тока I на всех
проводниках антенны, имеют вид [124]:
,dU (/) _
dl
jco£Z(/) + £f(e, ¥)е]ме-9)
(7.15)
Рис. 7.25. К расчету диаграммы направленности
где L — погонная индуктивность; С — погонная емкость,
Et — составляющая электрического поля, касательная
к поверхности провода.
Учитывая, что <п]/£С = /г, a]/E/C=w, где w — вол-
новое сопротивление провода, систему (7.15) запишем
AA=-jW(Z) + ^(6, tfe1’^9”’,
Для выбранных на рис. 7.25 направлений токов и си-
стемы координат имеем из (7.16) для каждой секции ра-
мочно-вибраторной АУ:
= —\kw (z) Д- 2fe sin 6 cos (kz cos 6),
= ~ j-L U.(z), (7.17)
dz J 1 4 1
(z) + 2£e sin 6 cos (kz cos 6),
^4<£) = jA[y (Z), (7.18)
dz J 2 v 7
. == —j£w3/3 (z) -J- 2fe sin 6 cos {kz cos 6) е1Л/д,
^ = -jJ-y.(z), (7.19)
dV'^V— = \kwj', (z/) — 2j (E6 cos 6 sin <p +
-f- E cos <p) sin [k{y sin 6 sin <f -j- Z, cos 6)],
A U' (y\ • (7.20)
dy J шг зи7/ v '
Решение систем дифференциальных уравнений
(7.17) — (7.20) можно записать в виде:
, 2£в
Ц (z) = A sin kz 4-В cos kz — j -г-д- cos {kz cos 6),
RWj Si По
Ut (z) — jay,A cos kz jw,B sin kz —
2EB cos 6
i-nr^-sin^zcos6)’
(7-21)
Z2(z)=Csinkz + D cos kz 4- j 2£° n-cos{kzcos 6),
4 ' 1 1 J kwz sin t)
G2 (2 * 4) = — jw2C cos kz 4- jWj£> sin kz —
2£B cos 6
—jOT~sin(fecos6)’
(7.22)
2Лг.е^/д
Л (4 = F sin kz G cos kz — j -g-—r—«- cos {kz cos 6),
Raju q SIH U
j т , . . „ , . 2£B cos 0е-,Ид »
G3 {z)—iwsF cos kz—jwtG sin kz----------, . H-----sin {kz cos 6)
r? SI П и
(7.23)
I’, to)=H sin ku+Q cos ky+^“s * *,6s""' + Vos*)
r kw3(\—sin8 6 sin2 if)
X sin \k {lt cos 6 -f- У sin 6 sin <p)],
U'i (y)— — iw3Hcos kyjw3Q sin ky —
. 2 (Ев cos 0 sin <? + Eq cos <f) sin 6 sin <f
/г (1 — sin2 6 sin2 <p)
X cos \k (y sin 6 sin if Z, cos 6)],
где 4 = (4— 4) sin 6 sin<p.
(7.24)
Неопределенные коэффициенты А, В, C, D, F, G, H,
Q можно найти из системы граничных условий:
4 (4+4)=о,
4(4)=+(4-4).
+з(4)=^3(4-4),
(7,(0)== 0, (7-25)
(7,(0) = —7,(0) ZH,
где ZH— полное сопротивление нагрузки; [У]—неопре-
деленная матрица проводимостей активного элемента
(транзистора); [7], [L7]—столбец токов и напряжений
на клеммах активного элемента.
Последнее уравнение в системе (7.25), связывающее
напряжения и токи на клеммах активного элемента, мож-
но переписать в алгебраической форме:
4 (4)= (Z.)+У.А (/.)+y13cz's (0),
4 (4)= Y^U. (Q + YMUt + УгзС7'3 (0), (7.26)
Г, (0)= У31С73 (Q + У32(/2 (Z.) + У33(7'3 (0).
Для расчета ДН из системы (7.25) достаточно опре-
делить лишь один коэффициент — А или В. Из (7.21)
ток в нагрузке
I = I (0) =В — i —, (7.27)
н D J^sinS’
напряжение в нагрузке
(7-28)
Сложная зависимость ДН рамочно-вибраторной АУ от
многих параметров не позволяет в общем виде аналити-
чески исследовать направленные свойства. Однако для
некоторых частных случаев такой анализ удается прове-
сти. Так, например, при /1=4=0 площадь рамки равна
Рис. 7.26. Диаграмма направленности в плоскости Н (вариант
БШКР)
N X мА А, м llt м /з, м йУ], Ом Ом ws, Ом
1 1,5 1 1,25 3,5 150 300 300
2 1.5 1 1,5 3,5 150 зол 300
3 1.5 I 1,25 3,5 150 300 150
4 1,5 1 1,25 3,5 150 150 300
3 1 1,25 3,5 150 300 300
6 1 1 1,25 3,5 150 300 300
нулю и, как следует из (7.21) — (7.23) и достаточно оче-
видно, ДН рамочно-вибраторной АУ не зависит от ф,
т. е. будет ненаправленной в горизонтальной плоскости.
В вертикальной плоскости ДН не отличается от ДН не-
симметричного пассивного вибратора таких же разме-
ров.
При 1з>Ц ДН в горизонтальной плоскости отличает-
ся от окружности из-за разности хода k (/g—It) sin OX
Xsintp. Практический интерес в технике приемных ан-
тенн КВ диапазона представляет возможность получения
однонаправленной ДН, по форме близкой к кардиоиде.
Расчеты по приведенным формулам проводились на
ЭВМ при использовании У-параметров транзисторов
ГТЗЗО, определенных на основании измеренных S-пара-
метров. Исследования показали, что ДН рамочно-вибра-
торных АУ обоих типов при определенном сочетании раз-
меров секций собственно антенны и параметрах (режиме
по постоянному току) активного элемента (транзистора)
имеют сильно выраженное свойство однонаправленно-
сти. Однако диапазонность направленных свойств, а так-
же эффективность у этих вариантов существенно раз-
личны.
Сравнение АУ по направленным свойствам проводи-
лось с помощью коэффициента однонаправленности
(Ко), равного отношению нормированных амплитуд ДН
с главного и противоположного направлений (вперед —
назад). Для выяснения потенциальной диапазонности
направленных свойств и упрощения анализа полученных
результатов была разработана программа расчета на
ЭВМ, производящая поиск параметров (геометрии сек-
ций и режима транзисторов) с учетом ограничений при
практической реализации, дающих значения Ко не хуже
10 дБ в диапазоне частот с 10-кратным перекрытием.
Было установлено, что АУ типа БШКР имеет ДН,
близкую по форме к кардиоиде, при Ко не хуже 10 дБ
в узкой полосе частот порядка ±2 МГц в высокочастот-
ной части КВ диапазона, когда (l3—Zi) = (0,1 ... 0,2)Л.
Частота, на которой достигается максимальное значение
Ко, изменяется при изменении параметра (/3—/J, при-
Рис. 7.27. Зависимость Ко от
частоты при различной /3
Рис. 7.28. Зависимость Ко от
частоты при различной /2
Рис. 7.30. Зависимость Ко от
частоты при различном то-
ке /к
Рис. 7.29. Зависимость Ко от
частоты при различном wZ13
чем предельное значение Ко (порядка 30 дБ), определяе-
мое значениями волновых сопротивлений и параметра-
ми (режимом) транзистора можно обеспечить лишь
в ограниченном диапазоне изменения совокупности пара-
метров. Для иллюстрации сказанного на' рис. 7.26 изо-
бражены ДН АУ типа БШКР при изменении различных
параметров на частоте 20 МГц, причем максимум ДН
направлен в сторону рамки. Кривая 1 на рисунке соот-
ветствует оптимальным параметрам АУ. Вследствие пол-
ной симметрии ДН в горизонтальной плоскости (ху) от-
носительно оси у, на рис. 7.26 приведены половинки ДН
для ф —90 ... +90°.
Аналогичные расчеты, проведенные для АУ типа
БКШР, показали, что при определенном сочетании раз-
меров секции собственно антенны и параметров (режи-
ма) транзистора можно получить однонаправленную ДН
в обоих плоскостях с Ко не хуже 10 дБ на краях КВ
диапазона и более 10 дБ во всем диапазоне. Для данно-
го варианта максимальные значения Ко (порядка 22 дБ)
реализуются в низкочастотной области КВ диапазона,
когда (Л+^2)<0,037,, а (/з—h) <0,015%. Результаты ис-
следований влияния изменения параметров на Ко в пло-
скости ху в диапазоне частот приведены на рис. 7.27—
7.30. Анализ результатов позволяет выявить закономер-
ности, на основании которых можно сформулировать
основные рекомендации при практической реализации
данного типа АУ с транзистором ГТЗЗО.
Интегральный уровень Ко в исследованном диапазо-
не частот зависит главным образом от размеров (дли-
иы) секции Z3 (т. е. от площади рамки) и параметров
транзистора (тока коллектора), причем его максималь-
ные значения достигаются при /з=1 м (рис. 7.27) и токе
коллектора /к=1 мА (рис. 7.30) при неизменном харак-
тере частотного изменения Ко.
Частота с максимальным значением Ко в основном
определяется длиной секции /2 и повышается от 5 до
8 МГц при изменении /2 от 1,5 до 0,5 м (рис. 7.28), при
некотором изменении характера частотной зависимости
Ко в низкочастотной области.
Значение волновых сопротивлений секций собственно
антенны (при выбранных длинах участков секций и токе
коллектора) в наименьшей степени влияет на интеграль-
ный уровень Ко и характер частотной зависимости (ср.
рис. 7.29 с рис. 7.27, 7.28, 7.30), что позволяет выбирать
значения волновых сопротивлений секций (диаметр про-
водников) по конструктивным соображениям.
Эффективная поглощающая поверхность. В качестве
энергетической характеристики рамочно-вибраторной АУ
можно использовать эффективную поглощающую по-
верхность [124], применяемую в технике пассивных ан-
тенн:
АН=РН/РО, (7.29)
где Рн — мощность в нагрузке АУ при облучении ее
с направления максимума ДН, Ро — плотность потока
электромагнитной волны.
Из (7.27) для тока в нагрузке /маКс (с направления
максимума ДН) в самом общем виде можно записать:
7макс==ДРмакс (Л, А, ®2, ®3> [ А], 6, <р) , (7.30)
где Амане (. •)—функция, зависящая от геометрии ан-
тенны, параметров транзистора и угловых координат.
Рис. 7.31. К расчету А.
В свою очередь,
Лэ=120лГ2макс(Л, h, 1з, ®1. ®2, ®з, [К], 6, ф). (7.31)
Решив систему (7.17)—(7.20), по выражению (7.31)
можно рассчитать А3. Сложная зависимость Аэ от гео-
метрии АУ и параметров АЭ не позволяет провести в об-
щем виде аналитическое исследование эффективности
рамочно-вибраторной АУ. Однако при размещении тран-
зистора в основании АУ (т. е. /1=/3=0) выражение
(7.31) для Аэ упрощается.
Из двух рассматриваемых вариантов АУ (при Ц=
—/3=0, т. е. когда площадь рамки равна нулю) практи-
чески наиболее целесообразно применять вариант
БШКР, активная часть которого в этом случае является
схемой с общим коллектором (эмиттерный повторитель),
как показано на рис. 7.31.
Вариант КШБР при площади рамки, равной нулю,
нецелесообразно применять из-за низкой эффективности
приема на штырь (секция Z2), подключенный к коллек-
тору. Из эквивалентной схемы (рис. 7.31,6) имеем
1п=ЕНлКг! (Zy+Za), (7.32)
где Кл= (К/я)tg (£Z2/2); Zy, Za— входные сопротивления
эмиттерного повторителя и собственно антенны; Kt — ко-
эффициент усиления по току эмиттерного повторителя;
Ейд — э. д. с. эквивалентного генератора.
Из [125] для эмиттерного повторителя имеем:
Zy^l-j-K^n)/Упз, (7.33)
К^У213/УНэ. (7.34)
Тогда выражение (7.32) можно переписать в виде:
ZH«^=£'ZiH/(Zay-|-/?H), (7.35)
где Zay=(l + yn3Za)/У21Э — выходное сопротивление АУ.
Тогда
Аэ=72н/?н240л/2Е2 = 120лВДн/ (Zay-H?n)2. (7.36)
Из выражения (7.36) видно, что Аэ рамочно-вибра-
торной АУ (транзистор включен по схеме ОК и разме-
щен в основании АУ) примерно пропорциональна квад-
рату высоты штыря Z2 и зависит от режима транзистора
(в связи с зависимостью Zay) (рис. 7.32). Перемещение
точки включения транзистора по длине вибратора при
h—h (площадь рамки равна нулю) и постоянной общей
высоте (/i + /2=const) приводит к изменению частотной
зависимости Аэ [121]. Зависимость Аэ от высоты точки
включения транзистора и волнового сопротивления (при
Рис. 7.32. Зависимость Ад от 12
общей высоте Zj—1-/2=2 м) и
токе коллектора 3 мА при-
ведены на рис. 7.33.
Анализ результатов расче-
та Аэ при = т. е. при
отсутствии направленности
в горизонтальной плоскости,,
позволяет выявить некото-
рые закономерности. При
размещении транзистора в
основании АУ наибольшее
влияние на Аэ оказывают
длина Z2 и ток коллектора
(см. рис. 7.32),причем мак-
симальные значения Аэреа-
лизуются при максимальных
значениях обоих параметров.
Волновое сопротивление w менее критично влияет на
Аэ, его можно выбирать по конструктивным соображе-
ниям, причем Аэ несколько увеличивается при уменьше-
нии w (рис. 7.33, кривые 1, 5). Это объясняется увели-
чением Ki и уменьшением Zay. В 10-кратной полосе
перепад Аэ не превышает 2 раз. Для дальнейшего увели-
чения Аэ целесообразно применять каскодный эмиттер-
ный повторитель (вместо обычного) с повышенным зна-
чением Кг и пониженным входным сопротивлением Zay
[125].
Наличие частотной зависимости Аэ объясняется за-
висимостью от частоты выходного сопротивления эмит-
терного повторителя, так как hR при /«С0,2Лмин практи-
чески частотно-независима.
Подъем точки включения транзистора на высоту li=
=0,5 м позволяет в 10-кратной полосе частот получить
максимальную нестабильность Аэ не хуже 3 дБ (рис. 7.33,
кривая 2), а при подборе (уменьшении от 300 до 200 Ом)
волновых сопротивлений секций /1 .и /2 максимальная
нестабильность Аэ не превышает 1 дБ (рис. 7.33, кри-
вая 6). При дальнейшем подъеме точки включения тран-
зистора, т. е. увеличении /ц и сохранении постоянным
параметра Ц-\-12=2 м, Аэ в высокочастотной части диа-
пазона уменьшается и тем быстрее, чем больше h неза-
висимо от волновых сопротивлений секций (рис. 7.33,
кривые 2, •?, 7, 8). В низкочастотной части диапазона
Аэ остается примерно прежним. Положительное воздей-
Рис. 7.33. Зависимость Ав (вариант БШКР) от частоты
71+4=2 м, 4=4.------------ги,=w,=ia3=300 Ом,-------------ги1 = ш2=200 Ом, ш3=>
= 300 Ом; 1, 5 — 4=0; 2, 6 — lt=0,5 м; 3. 7 — 4=1,0 м; 4, 8 — 4=1,5 м
ствие на Аа подъема точки включения транзистора до
4^0,5 м объясняется улучшением распределения тока
по структуре АУ. С ростом частоты при Zi>0,5 м А3
уменьшается из-за появления сильной частотной зависи-
мости выходного сопротивления АУ. При этом тенден-
ция уменьшения Аэ из-за увеличения Zay начинает пре-
валировать над тенденцией увеличения Аэ, обусловлен-
ного улучшением распределения тока. Как будет, пока-
зано ниже, уменьшение волновых сопротивлений секций
антенны способствует лучшему согласованию АУ, осо-
бенно при Zs>l/i и /1>0, что в результате объясняет по-
ложительное воздействие уменьшения w на Аа при
подъеме точки включения транзистора.
Аналогичные исследования были проведены для ва-
риантов рамочно-вибраторных АУ с однонаправленной
ДН в горизонтальной плоскости, т. е. при /3>/1 л Л>0.
Исследования показали, что для варианта КШБР'
при Ао не хуже 10 дБ во всем диапазоне 3 ... 30 МГц
характерны малые значения Аэ при токе коллектора
1 мА в большом диапазоне изменений параметров /2 и
1з (0,5 ... 1,5 м) и /1=0,5 м. Диапазон изменений А, со-
ставляет 100 раз, причем Аэ увеличивается с ростом ча-
стоты и в максимуме не превышает 1 м2, что объясняет-
ся низкой эффективностью штыря /2, включенного в кол-
лекторную цепь. Частотная зависимость Аэ определяется
изменением действующей высоты рамки, пропорциональ-
ной квадрату изменения частоты [124].
Для варианта БШКР характерны более высокие зна-
чения Ав (примерно в 100 раз на f=10 МГц) по срав-
нению с вариантом КШБР при изменении параметров
/2 и /з. При этом диапазон изменений Аэ с выбранными
параметрами в 10-кратной полосе не превышает 8.
Выходное сопротивление. Требование к уровню согла-
сования антенн, работающих на прием с фидерным трак-
том, как известно, менее жестко, чем при работе на
передачу. Как отмечалось ранее, это особенно харак-
терно для АУ, обладающих невзаимностью характери-
стик, что прежде всего обеспечивает малую зависимость
энергетических характеристик (например, Аэ) от на-
грузки, т. е. уровня согласования на выходных клеммах
активного элемента. Однако при необходимости реали-
зации предельной чувствительности знание частотной
зависимости выходного сопротивления Zay, а также воз-
можности его изменения может оказаться весьма полез-
ным.
Определение выходного сопротивления рамочно-ви-
браторных АУ представлено для некоторых вариантов
антенн в [120, 121] и основано на приближениях тео-
рии длинных линий. Усложненная математическая за-
пись конечного выражения для Zay затрудняет проведе-
ние аналитического исследования его поведения при из-
менении параметров. Для универсальности расчетных
соотношений используем матричный аппарат, основан-
ный на неопределенной матрице проводимостей У.
Yz
Рис. 7.34. К расчету выходного сопротивления Zay
Рассмотрим эквивалентное представление рамочно-
вибраторной АУ (рис. 7.34). Выражение для проводимо-
сти У1 в сечении 1—1 (т. е. сразу на выходе транзисто-
ра) в матричной форме:
У1= [Ун]-[У12] [Уй+ У„]-‘[У21],
(7.37)
где [Уи], [У12], [У21], [У22]—блоки неопределенной ма-
трицы проводимостей [У] активного элемента, причем:
Ум v Угг ) Угз
------ =[УП У12
Ум । Угг t Угз v V
[ , I 1 21 1 гг
У31 I Узг I Узз -
(7.38>
а [Ув]—матрица проводимостей нагрузки активного
элемента.
Малость размеров секций антенны (Z<0,2X) и их
пространственная ориентация позволяют пренебречь,
взаимными сопротивлениями между секциями. В этом
случае
гл/ 1 [Уг 0 1
lyJ = [0- rJ, (7.39)
где У2 и Уз — проводимости секций /2 и /3.
Очевидно, что определение проводимостей У2 и Уз,,
при заданной геометрии антенны являющихся соответ-
ственно проводимостями разомкнутой и замкнутой ли-
ний, не вызовет затруднений [126, 127]. Выходное со-
противление рамочно-вибраторной АУ можно определить-
пересчетом сопротивления, определенного согласно
(7.37), по длине линии 1} из сечения 1—-1 на выход АУ
по круговой диаграмме сопротивлений.
Параметры неопределенной матрицы проводимостей
активного элемента (транзистора) можно найти по из-
вестной матрице проводимостей для любой схемы
включения [128]. В исследуемом диапазоне частот не-
посредственное определение параметров матрицы про-
водимостей высокочастотных транзисторов встречает
трудности, связанные с опасностью возникновения гене-
рации при обеспечении режимов измерений У-матрицы
[99]. В связи с этим необходимую матрицу проводимо-
стей транзистора можно определить пересчетом из экс-
периментально измеренной матрицы рассеяния [S] со-
гласно выражению:
•si[£+sr1’ <7-40)
где [Е] —единичная матрица; w — волновое сопротивле-
ние, относительно которого измерялась матрица рассея-
ния.
Далее за основу взяты У-параметры схемы с общим
эмиттером (транзистор ГТЗЗО) для коллекторного на-
пряжения 5 В при вариации тока коллектора 1 ... 5 мА.
Относительная сложность выражения (7.37) не по-
зволяет в общем виде провести его анализ (например,
.для формулировки рекомендаций к практическому изго-
товлению АУ). Выведем удобную для анализа прибли-
женную формулу для расчета полного сопротивления
7ау=У~'. Для этого перепишем выражение (7.37)
в алгебраической форме и используем приближения,
справедливые для маломощных СВЧ транзисторов в ис-
следуемом диапазоне частот:
Z/ai3 У1 1Э Н У123 У223*
< У22Э» У 12„ (7.41)
У113 У12Э*
Для варианта БШКР получим
Zay^(Z2Z^y-\-Z2y\ls-[-Zsy223-\-l)/Уаэ- (7.42)
где Дг/=г/цэг/22э—*/124/213-
Для варианта КШБР аналогично выражению (7.42)
имеем
^ay^iZzZs^y + Zgyu3 + Z2y22a+ 1) /У21э- (7-43)
Для высокочастотных транзисторов при работе на
частотах (где fa — частота, на которой модуль
коэффициента передачи по току для схемы с общей ба-
зой уменьшается на 3 дБ) параметр р21э не зависит от
частоты. Поэтому, как видно из (7.42) и (7.43), сопро-
тивление Zay будет иметь тем меньшую частотную зави-
симость, чем меньше значения параметров уцэ, yila, Угг>
и короче длина секции Zi. Кроме того, имеется возмож-
ность, изменяя ток коллектора (и, следовательно, ргь),
в достаточно широких пределах изменять Zay.
В частном случае, когда транзистор размещен в ос-
новании АУ, т. е. li=ls=:0 и Zs=0, выражение для Zay
дополнительно упрощается. Для варианта БШКР актив-
ная схема вырождается в схему с общим коллектором
(эмиттерный повторитель) и формула (7.42) сводится
к виду:
^ау^(^2Унг>+1) /г/21э- (7.44)
Выходное сопротивление Zay будет иметь тенденцию
к уменьшению с ростом частоты, так как Z2=
——jwz ctg р/2 и при увеличении Z2 уменьшается. Однако
благодаря малому уцэ эта тенденция будет существенно
ослаблена.
В том же частном случае схема КШБР вырожда-
ется в схему с общей базой, для которой справедливо:
Zay^ (Z2l/22:) + 1 ) IУ21а- (7.45)
Данному варианту АУ свойственна большая стабиль-
ность Zay, так как уя>э<У21э при примерно аналогичных
закономерностях.
Зависимости Zay вариантов БШКР и КШБР при ва-
риации различных параметров в 10-кратном диапазоне
частот приведены на рис. 7.35, 7.36. Круговые диаграм-
мы нормированы к сопротивлению 75 Ом. Эксперимен-
тальная зависимость Zay от частоты для варианта
БШКР приведена на рис. 7.35 (штриховая кривая 6).
Приемлемое совпадение рассчитанной и эксперименталь-
ной зависимостей подтверждает правильность метода
расчета.
Проведенные исследования подтверждают результа-
ты, полученные на основе анализа по упрощенным фор-
мулам (7.44), (7.45) и позволяют выявить определенные
закономерности.
Наибольшая стабильность Zay рассмотренных вариан-
тов рамочно-вибраторных АУ обеспечивается при раз-
мещении транзистора непосредственно у основания АУ,
Номер варианта lit м /а» М 1г- м ,2 3-0М 'к- мА
1 0 0,5 0 300 1
2 0 2,0 0 300 1
3 0 0,5 0 300 3
4 0 2.0 0 300 3
5 1 1 1 300 1,5
6 1 1 2 150 1,5
т. е. при li=ls=O (рис. 7.35, 7.36, кривые 1—4). При
смещении транзистора большая стабильность Zay реа-
лизуется при минимальной площади рамки, образуемой
секцией 13 (рис. 7.36, кривая 5).
Вариацией тока коллектора 1 ... 3 мА можно в ши-
роких пределах (5—10 раз) изменять активную состав-
ляющую 7?ау полного сопротивления.
Таким образом, любая (из двух целесообразных
к применению вариантов) рамочно-вибраторная ЛУ мо-
жет иметь кардиоидную ДН при определенном сочетании
Рис. 7.36. Выходное сопротивление Zay (вариант КШБР)
Номер варианта lt, м Ь. м h, м Wj 2, 3'ОМ /к> мА
1 0 0,5 0 300 I
2 0 2 0 300 I
3 0 0,5 0 300 3
4 0 2 0 300 3
5 I I I 300 1,5
6 I 1 2 150 1,0
размеров секций антенны и параметров активного эле-
мента. Однако в широкой полосе частот высокий уро-
вень коэффициента однонаправленности Ко сохраняется
только у одного варианта АУ — варианта КШБР. При
выборе оптимальной геометрии такой антенны и режима
работы -транзистора в 10-кратной полосе частот можно
получить Ко не хуже 10 дБ, причем максимальные его
значения реализуются в низкочастотной области рабоче-
го диапазона, т. е. когда размеры АУ гораздо меньше
длины волны Z<0,03k ДН другого варианта (БШКР)
имеет весьма высокий уровень Ко (более 20 дБ) лишь
в узкой полосе (±2 хЧГц) диапазона, причем его мак-
симальные значения реализуются в высокочастотной ча-
сти, т. е. когда размер антенны /^0,2 ... 0,ЗХ.
Исследование А3 показало, что для АУ, обладающей
в широкой полосе частот высоким Ко, характерны ее
малые значения (Аэ< 1 м2) и сильная частотная зави-
симость. Уменьшение Аэ на частоте максимума Ко ха-
рактерно и для АУ варианта БШКР при значительно
большем (в 10 раз) среднем уровне Аа.
Для обоих вариантов АУ (БШКР и КШБР), обла-
дающих выраженным свойством однонаправленности,
характерна сильная частотная зависимость Zay. Стаби-
лизация Аэ и Zay в широкой полосе частот неизменно
приводит к потере однонаправленности.
Глава 8
МЕТОДЫ НОРМИРОВАНИЯ, ИЗМЕРЕНИЯ
И КОНТРОЛЯ ПАРАМЕТРОВ АНТЕНН-
УСИЛИТЕЛЕЙ
Специфика нормирования, измерения и
контроля параметров АУ и, прежде всего, специфика
выбора параметров для оценки ее качества обусловлена
тем, что АУ, с одной стороны, представляет собой схем-
но и конструктивно законченный электронный узел, ко-
торый должен характеризоваться рядом собственных
параметров, и, с другой стороны, является элементом
приемного тракта, определяющим параметры приемной
системы в целом. Кроме того, многие собственные пара-
метры АУ оказываются (и должны быть) интегральны-
ми характеристиками качества собственно антенны, уси-
лителя и устройства в целом. Наконец, в зависимости
от назначения разрабатываемого устройства, его вы-
полнения и условий эксплуатации на первый план могут
выдвигаться различные требования. Вследствие всех пе-
речисленных обстоятельств невозможно определить при-
емлемые для всех случаев параметры, а также методы
их нормирования и контроля, но можно выделить неко-
торые общие особенности, наиболее важные параметры
и изложить такие, хотя бы частные методики, которые
могут быть полезными при разработке и измерении па-
раметров большинства типов АУ.
8.1. НОРМИРОВАНИЕ ПАРАМЕТРОВ АНТЕНН-
УСИЛИТЕЛЕЙ
АУ представляет собой устройство для приема ра-
диоволн и усиления принятых сигналов. В соответствии
с этим самым общим определением АУ могут характе-
ризоваться, по крайней мере, двумя группами парамет-
ров. Одну группу образуют параметры, аналогичные па-
раметрам антенн и характеризующие функцию приема
радиоволн. Другую — параметры, аналогичные парамет-
рам усилителя и характеризующие функцию усиления
принятых сигналов. Однако известные в технике антенн
и приемных (усилительных) устройств характеристики
недостаточны для полной оценки качества работы как
самой АУ, так и ее работы в приемной системе, поэтому
третью группу параметров образуют новые характери-
стики качества, не применявшиеся ранее ни в технике
антенн, ни в технике усилительных устройств. Парамет-
ры первой и второй группы тоже имеют особенности,
связанные со спецификой их применения к АУ. Эти осо-
бенности проявляются и при измерении этих парамет-
ров.
К первой группе параметров относятся диаграмма
направленности, коэффициент направленного действия,
поляризационные характеристики, к. п.. д., внутреннее
сопротивление, эквивалентная шумовая температура
(последние три — для собственно антенны). Как извест-
но, пассивные антенны характеризуют еще такими пара-
метрами, как эффективная площадь и действующая вы-
сота, коэффициент усиления. В применении к АУ эти
параметры характеризуют не только функцию приема,
но и функцию усиления. Если, как это может иметь ме-
сто в диапазонах ДВ, СВ и КВ воли, шумовые харак-
теристики не принимают во внимание, АУ можно харак-
теризовать, при определенных оговорках, с помощью
параметра, названного в [83] эквивалентной действую-
щей высотой АУ /гДау (см. § 7.3) по аналогии с дейст-
вующей высотой антенны. Такая классическая характе-
ристика пассивных антенн, как согласование с линией
передачи Кети, для АУ имеет меньшее значение как ха-
рактеристика работоспособности [129] и относится по
понятным причинам ко второй группе параметров.
Ко второй группе параметров относятся и такие, как
динамический диапазон, коэффициент перекрестной мо-
дуляции и другие характеристики линейности. При этом,
если в технике приёмных устройств при определении И
измерении последних параметров используются напря-
жения сигналов, то для АУ необходимо использовать
напряженность поля. Измерение динамического диапа-
зона АУ и других характеристик ее линейности ослож-
няется тем, что на результаты измерений может влиять
линейность измерительных приборов, однако обычно это
можно учесть. Вопросы измерения нелинейных искаже-
ний в АУ подробно рассмотрены в гл. 6.
Ко второй группе параметров относится и согласова-
ние выхода АУ с линией передачи. Необходимо иметь
в виду, что если для пассивных антенн величина К^и,
характеризующая это согласование, зачастую использу-
ется как одна из важнейших (а практически при эксплу-
атации обычно и единственная) характеристика работо-
способности антенны, то для АУ КСтп определяет лишь
наличие переотражений в линии передачи и условия
согласования для входа приемника. Необходимость ис-
пользования этого параметра для АУ определяется соот-
ветственно необходимостью регламентации указанных
характеристик.
Полоса пропускания АУ является параметром, долгое
время обсуждавшимся в литературе [10, 81, 82]. Срав-
нительный анализ широкополосное™ пассивных антенн
и АУ, проведенный в гл. 5, позволяет сделать относи-
тельно определения полосы пропускания АУ следующие
выводы.
При определении полосы пропускания АУ, как и для
пассивных антенн, необходимо оговаривать, по какому
критерию определяется этот параметр: например, по
мощности, чувствительности (по отношению сиг-
нал/шум), выходным сопротивлениям и т. д. Для пас-
сивных антенн обычно определяется полоса пропускания
по мощности, которая просто связана с полосой пропу-
скания по выходным сопротивлениям. Для АУ, во-пер-
вых, полоса пропускания по выходным сопротивлениям
(т. е.' по согласованию выходного сопротивления с со-
противлением нагрузки) обычно значительно шире поло-
сы пропускания по мощности (и по чувствительности) и,
во-вторых, связь между ними выражается аналитически
довольно сложно. Величина Асти, как указывалось, и по-
лоса пропускания по выходным сопротивлениям (по ве-
личине Лети)—это параметры далеко не столь критич-
ные для АУ, как для пассивных антенн.
Необходимость определения полосы пропускания АУ
по чувствительности (а не по мощности) имеет место
тогда, когда именно коэффициент эффективности, а не
коэффициент усиления определяет ее работоспособность.
Таким образом, полосу пропускания в зависимости от
соотношения уровней внешних шумов, шумов усилителя
в АУ и шумов приемника, можно определять в качестве
автономного параметра АУ как полосу пропускания ио
мощности или полосу пропускания по чувствительности
(последняя определяется с учетом шумовых характери-
стик внешнего пространства и приемника). При боль-
шом усилении активной схемы полезным параметром
является полоса пропускания по шуму [10, 81, 82], кото-
рая определяется из условия (7’аа+Ту)<2Т, .где Т —
шумовая температура внешнего пространства, а (Тэа +
+ ТУ)—-эффективная шумовая температура АУ, приве-
денная к внутреннему сопротивлению собственно антен-
ны. Полосу пропускания АУ в самом общем виде как
параметр, определяемый чувствительностью приемной
системы в диапазоне частот, практически целесообразно
определить как полосу пропускания по коэффициенту
эффективности, т. е. как полосу частот, в которой Кэ
превышает заданное значение (обычно единицу). При
таком определении полоса пропускания по мощности
будет совпадать с полосой пропускания по Ка> когда по-
следний совпадает с коэффициентом усиления АУ G0Tn ау
относительно эталонной (опорной) антенны.
Коэффициент эффективности использования АУ
в приемной системе является параметром, окончательно
определяющим качество АУ (как законченного устрой-
ства) по усилительным и шумовым характеристикам для
работы его в данной приемной системе.
Усилительные и шумовые характеристики АУ безот-
носительно к какой-либо приемной системе можно ха-
рактеризовать раздельно автономными параметрами:
коэффициентом усиления Gay и эффективной шумовой
температурой Тау, которые определены в гл. 3. Раздель-
ные характеристики усилительных и шумовых свойств
Gay (или G0TIiay) и 7’ау (или Тм + Ту) целесообразно при-
менять'для оценки качества АУ в тех случаях, когда
они предназначены для работы в приемных системах
с нерегламснтированными характеристиками. По резуль-
татам измерений G0THay и Гау можно определить меру
шума АУ относительно опорной антенны. Действительно,
Используя выражения (3.25) и (3.27), представим выра-
жение (5.6) в виде:
Мау= (^ау/Goth ау Та оп) / (1 — 1/ Goth ау) • (8-1)
Величина Л1ау численно равна эффективной шумовой
температуре части приемной системы, расположенной за
АУ (приемника с линией передачи), выше которой ис-
пользование АУ дает выигрыш в чувствительности при-
емной системы относительно использования в ней ан-
тенны, выбранной в качестве опорной. Отметим, что при
^ау/Сотпау-сСТэоп и С0Тнау>1 использование АУ улучша-
ет чувствительность приемной системы с любым, сколь
угодно чувствительным приемником (но сравнению
с чувствительностью этой системы с опорной антенной).
Наоборот, еСЛИ GoTHay^l И GoTIiay^>7;:ifljt, ТО АУ
в любом случае ухудшает чувствительность приемной
системы. Последнее понятно из тех соображений, что
усилитель в АУ вносит в приемную систему дополни-
тельный шум.
Как указывалось в гл. 5, если опорная антенна и
собственно антенна в АУ идентичны по параметрам
(ТЭоп—Тза, Ga=Gon), то мера шума АУ переходит в шу-
мовое число усилителя Му (5.1).
В отличие от коэффициента эффективности, мера шу-
ма является автономным параметром, который характе-
ризует как усилительные, так и шумовые свойства АУ.
При этом ее диапазонные свойства можно характеризо-
вать полосой пропускания по мере шума относительно
опорной антенны. Например, если мера шума некоторой
АУ относительно полуволнового вибратора не больше
1000К в полосе частот А/, то во всей этой полосе частот
использование данной АУ будет улучшать чувствитель-
ность приемной системы с приемниками, у которых
7’пр>Ю00К.
Обобщая результаты рассмотрения, следует при-
знать наиболее целесообразной следующую группировку
параметров АУ:
— автономные параметры, определяющие собствен-
ные характеристики АУ,
— относительные параметры, характеризующие ка-
чества АУ относительно эталонных (опорных) антенн,
— комплексные параметры, характеризующие АУ
с точки зрения работы в приемной системе.
R айтойомным параметрам относятся диаграмма На»
правленности, поляризационные характеристики, коэф-
фициент направленного действия, динамический диапазон
по перекрестной и взаимной модуляции, коэффици-
ент стоячей волны, измеренный на выходе АУ, коэффи-
циент усиления (Gay), эффективная шумовая темпера-
тура (Тау). К относительным параметрам принадлежат
относительный коэффициент усиления (G0Taay) и мера
шума (А1ау) относительно опорной антенны. Полосой
пропускания АУ, учитывающей ее усилительные и шу-
мовые свойства относительно опорной антенны, является
полоса пропускания по мере шума. К комплексным па-
раметрам относится коэффициент эффективности ис-
пользования АУ, значение которого в общем случае
является окончательным критерием качества АУ по уси-
лительным и шумовым свойствам. Наиболее общей
с этой точки зрения является и полоса пропускания по
коэффициенту эффективности, которая может быть из-
мерена так же просто, как и Аэ. Очевидно, полоса про-
пускания по мере шума совпадает с полосой пропуска-
ния по Кз, если последняя определяется для приемной
системы с учетом приемника, чувствительность которого
равна тому значению меры шума, по которому определя-
ется полоса пропускания АУ.
8.2. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
ЭФФЕКТИВНОСТИ И ОТНОСИТЕЛЬНОГО
КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ
Для определения коэффициента эффективности (см.
гл. 3) сравнивают отношения сигнал/шум на выходе
приемной системы с антенной-усилителем и с опорной
антенной. Он характеризует выигрыш (или проигрыш)
от использования АУ вместо опорной антенны в конкрет-
ной схеме. Поэтому при измерениях необходимо ис-
пользовать то радиоприемное устройство, в котором дан-
ная АУ будет использована, или такой приемник (с ли-
нией передачи), который нормирован по чувствительно-
сти и согласованию соответственно реальному радио-
приемному устройству. Например, если норма на пре-
дельную чувствительность реального приемника 1 мкВ'
при полосе пропускания канала (по ПЧ) 40 кГц, то эф-
фективная шумовая температура Тщ, составит (из выра-
жения Д2пр==4£7'прД/Дпр) около 1000К; следовательно,
при измерениях можно использовать любой измеритель-
йый приемник, чувствительность которого устанавлйва*
ется (например, регулировкой его усиления) на величи-
ну С/2ип11=4/<;71прА:/ипр^ип1>. Если на практике чувстви-
тельность реального приемника будет лучше нормы
(1 мкВ), то реальный Кэ при этом уменьшится, хотя
чувствительность приемной системы с АУ улучшится.
Поэтому при измерениях Кв желательно использовать
именно нормированную по чувствительности аппарату-
ру. Величина Кз является более полной характеристикой
АУ по сравнению с коэффициентом усиления Gay (или
ботнау) и совпадает с ним по значению теоретически
только при очень больших 7пр «ли шумах внешнего про-
странства, поступающих в АУ* (и опорную антенну).
Практические измерения показывают в каждом конкрет-
ном случае, насколько Кэ близок к G0THay (как напри-
мер, на рис. 7.6) и при каких чувствительностях аппа-
ратуры можно ограничиться измерением G0THay-
Перейдем непосредственно к методике измерения ко-
эффициента эффективности. Количественно его можно
определить как квадрат отношения чувствительности
приемной системы с опорной антенной к чувствительно-
сти приемной системы с АУ:
КЭ=(ЕОП/Еау)2 (8.2)
Как видно, Кэ не зависит от того, рабочая или пре-
дельная (по отношению сигнал/шум) чувствительность
приемной системы имеется в виду. Это значительно
упрощает измерения.
Перепишем формулу (8.2) в виде:
101gKa=201g(Eon/Eo)—2Olg(Eay/Eo), (8-3)
где Ео—удобный для отсчета произвольный уровень
напряженности поля.
Таким образом, Кэ в децибеллах определяется раз-
ницей относительных напряженностей полей, необходи-
мых для обеспечения на выходе линейной части прием-
ной системы заданного отношения сигнал/шум.
При линейном передающем тракте (генератор — ли-
ния передачи — передающая антенна) Кэ определяется
разницей уровней выходной мощности генератора в де-
цибеллах, необходимых для обеспечения на выходе ли-
нейной части приемной системы заданного отношения
сигнал/шум. Обычно при .измерениях это отношение
задается равным 2. Рассмотрим схему измерения Ка
(рис. 8.1). Регулировка уровня сигнала при измерениях
осуществляется в передающем тракте калиброванным
аттенюатором генератора или отдельным калиброван-
ным аттенюатором, включенным в линию передачи, так
как регулировка уровня сигнала в приемном тракте
связана с изменением чувствительности измерительного
приемника. Чувствительность (шумовая температура)
измерительного приемника перед измерениями должна
быть установлена равной чувствительности профессио-
нального приемника, для которого разрабатывается АУ.
Во всех случаях, когда это возможно, более целесооб-
разно использовать именно профессиональный прием-
ник, чувствительность которого должна быть равной
заданной для данной аппаратуры, как и длина линии
передачи (затухание в линии передачи) между испытуе-
мой АУ и этим приемником. Методика измерения Кэ
следующая.
На стенде (Ст1) устанавливается эталонная (опор-
ная) антенна и ориентируется максимумом диаграммы
направленности на передающую антенну (ПА). Установ-
ка настраивается на частоту измерения, после чего ге-
нератор (Г) выключается. С помощью вольтметра (В)
фиксируется уровень шума на выходе приемной систе-
мы с опорной антенной. Затем включается генератор и
в передающем тракте с помощью аттенюаторов (Ат)
устанавливается затухание Аоп такое, чтобы показания
вольтметра превысили замеренный уровень шума в 2
раза (в общем случае в а раз).'После этого вместо
опорной антенны на стенде устанавливается АУ и про-
цесс измерений повторяется, причем при измерении
включается блок питания (БП) и по миллиамперметру
(мА) контролируется потребляемый АУ ток. Если обо-
Рис. 8.1. Схема измерения коэффициента эффективности АУ
значить затухание аттенюаторов в передающем тракте
при измерениях с АУ через Аау, то
Аэ=Аау—Аоп [дБ]. (8.4)
При измерениях необходимо контролировать посто-
янство уровня выходной мощности генератора.
На рис. 8.1 УВП означает устройство ввода питания
в линию передачи, различные конструкции которых опи-
саны в § 7.5. В качестве измерительной аппаратуры
в диапазонах частот 30 ... 1000 МГц можно применять
генераторы типа Г4-107А, Г4-8, приемники Х4-4, П5-1,
П5-2, SMV-7(8), вольтметры В7-17, B3-13 и др.
Измерения относительного коэффициента усиления
G0THay (эффективности) проводятся по той же структур-
ной схеме. Чувствительность измерительного (или про-
фессионального) приемника должна быть при этом ухуд-
шена настолько, чтобы уровень шумов, фиксируемый на
его выходе, не изменялся при замене опорной антенны
на АУ или чтобы этот уровень не изменялся при вклю-
чении питания АУ. Обычно для измерения G0THay доста-
точно ввести в линию передачи между испытуемой АУ
и приемником затухание порядка 10 ... 30 дБ. Необхо-
димо иметь в виду, что введение слишком большого за-
тухания может вызвать необходимость работы при уров-
нях напряженности поля у АУ, выводящих ее в нелиней-
ный режим. При измерении относительного коэффици-
ента усиления (и коэффициента эффективности) необ-
ходимо учитывать еще то, что фазовые центры АУ и
опорной антенны при установке их на стенде могут не
совпадать. Если измерения проводятся в безэховой ка-
мере, то это не столько существенно, однако в других
случаях на сигнал, принимаемый опорной антенной и
АУ, по-разному будет влиять подстилающая поверх-
ность.
Точность измерений в условиях открытых площадок
можно увеличить, если усреднить показания, изменяя
высоту расположения передающей антенны.
8.3. ИЗМЕРЕНИЕ ДИАГРАММ НАПРАВЛЕННОСТИ
И ПОЛЯРИЗАЦИОННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
В основе измерения диаграмм направленности и по-
ляризационных характеристик АУ лежат традиционные
методы измерения аналогичных параметров обычных
пассивных антенн. Некоторые особенности измерения
состоят в следующем:
— вследствие неприменимости к АУ принципа вза-
имности измерения можно производить только при ра-
боте исследуемой АУ в реальном режиме — режиме
приема,
— измерительные установки необходимо дополнить
устройствами, с помощью которых можно осуществить
питание активных элементов в АУ,
— чувствительность измерительного приемника дол-
жна быть ухудшена настолько, чтобы шумы усилителя
в АУ не регистрировались индикатором приемника.
Определенные методологические трудности связаны
на практике с учетом влияния подстилающей поверхно-
сти при измерении поляризационных характеристик.
Опыт разработки и исследований АУ показывает, что
такие измерения целесообразно производить путем фик-
сации одного и того же показания индикатора приемно-
го устройства измерительной установки при изменении
мощности генератора. Вывод расчетных соотношений,
позволяющих на данной частоте учитывать различные
условия распространения поляризационных составляю-
щих векторов поля передающей измерительной антенны,
рассмотрим для измерения кросс-поляризационной со-
ставляющей вектора поля горизонтально линейно-поля-
ризованной АУ. Для этого используем две идентичные
антенны (например, полуволновые вибраторы), одна из
которых в дальнейшем применяется в качестве пере-
дающей антенны измерительной установки. При разме-
щении антенн горизонтально относительно подстилаю-
щей поверхности (рис. 8.2,а) мощность сигнала, посту-
пающая в приемное устройство 4,
Рг пр=A GT перДг прР1' пер, (8.5)
где А — коэффициент пропорциональности, учитываю-
щий в том числе и условия распространения горизон-
тально поляризованной волны в присутствии подстилаю-
щей поверхности, над которой на высоте h установлены
антенны 1 и 1', GTTICV, Grnp коэффициент усиления пе-
редающей и приемной антенны для такого расположе-
ния, Ргпер — выходная мощность генератора 3.
При размещении антенн вертикально относительно
подстилающей поверхности (рис. 8.2,6) мощность сиг-
нала, поступающая в приемное устройство,
Рв пр=ДОв пербв прРв пер, (8.6)
где В — коэффициент пропорциональности, учитываю-
щий в том числе и условия распространения вертикаль-
но поляризованной волны в присутствии подстилающей
поверхности при прежней высоте h расположения антенн
1 и 1', G-в-пер, GBnp— коэффициенты усиления передаю-
щей и приемной антенны для такого расположения,
Аз пер — выходная мощность генератора.
При замене в схеме на рис. 8.2 приемной антенны Г
на испытуемую АУ мощность сигнала, поступающая
в приемное устройство, определяется для горизонтально-
го и вертикального положения передающей антенны 1
следующими соотношениями:
Anp=71GrnepGr ауАпер, (8-7)
Вр. np=T>GB nepGB ауА пер, (8 8)
где Gray и GB ау — коэффициенты усиления АУ для го-
ризонтально и вертикально поляризованной составляю-
щей вектора поля, Апер, А пер — выходная мощность ге-
нератора при измерениях испытуемой АУ.
Кросс-поляризованную составляющую вектора поля
испытуемой АУ можно рассчитать исходя из соотноше-
ний (8.7) и (8.8) с учетом соблюдаемого при измерениях
равенства
Апр=А пр=А пр=Рв пр (^-9)
следующим образом:
Z-. А ау ^А пер Апер
G q пп р ’ (8.1U)
иг ау 19 ° в пер^в пер
Учитывая, что передающая и приемная антенны оди-
наковы, уравнения (8.5) и (8.6) можно записать:
Anp=AG2rAnep, (8.11)
ГДе Gr^^Grnep^^GrnpJ
Апр—5G2BAnep, (8.12)
GB=GB nep=GB пр-
Из выражений (8.11) и (8.12) с учетом равенства
(8.9) находим:
A/B^G2BAUep/G2rAncp. (8.13)
Используя выражение (8.13), получаем соотношение
для измеряемой величины
С=дАперАпер A (§.14)
^впер р 'Jr
ГТ пер
Рис. 8.2. Схема измерения поляризационных характеристик:
1. Г — антенны, 2 — аттенюатор. 3 — генератор, 4 — приемник
ИЛИ
С = 101g [дБ]. (8.15)
1 Аз пер А- пер А 1
При Gn=Gr расчетное соотношение несколько упро-
щается:
С= 101g
Pg пер пер
Р Р
гп пер 7 г пер
[ДБ].
Таким образом, фиксируя выходную мощность гене-
ратора (или показания аттенюатора 2, рис. 8.2) при
четырех последовательных измерениях, по выражению
(8.15) определяется искомая кросс-поляризационная со-
ставляющая вектора поля АУ.
Результаты проведенного анализа позволяют непо-
средственно получить соотношение для угла наклона
плоскости поляризации АУ при измерениях в условиях
влияния подстилающей поверхности:
/ Р Р \
у /'чп 1 I н пер г пер । / о 1
ZC° = arctg ~—-—) (8.16)
\*в пер 'г пер'
Рассмотренные соотношения полезны при измерении
поляризационных характеристик в условиях, например,
открытого полигона.
8.4. ИЗМЕРЕНИЕ ШУМОВОЙ ТЕМПЕРАТУРЫ
АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ
Чувствительность приемных устройств обычно харак-
теризуется шумовой температурой, приведенной ко вхо-
ду первого каскада усиления, и с этой точки -зрения
шумовые характеристики АУ логично определять в сече-
нии между собственно антенной и активной схемой
(рис. 8.3). Шумы в этом сечении складываются из при-
нятых собственно антенной шумов внешнего простран-
ства (Тэа) и шумов активной схемы, характеризуемых
эффективной шумовой температурой Ту (приведение
к сечению а — а), т. е.
Таа=^Тз а+ Ту. (8.17)
Шумовая температура на выходе (Тау) связана сТоо.
известным соотношением Tay=GyTaa, где Gy —номи
нальный коэффициент усиления активной схемы (от се-
чения а — а к согласованной нагрузке).
При измерении Таа можно использовать методы из-
мерений и аппаратуру, применяемые при исследовании
шумовых параметров активных четырехполюсников.
Наиболее широкое применение в выпускаемых про-
мышленностью измерителях коэффициента шума (ИКШ)
получил модуляционный метод, который позволяет уве-
личить чувствительность измерительной установки. При
использовании серийных ИКШ измерение коэффициен-
та шума активных четырехполюсников сводится к кали-
бровке шкалы измерителя и последующему определе-
нию коэффициента шума по показаниям ИКШ при вы-
ключенном ГШ. Модуляция (включение и выключение)
генератора шума осуществляется с помощью модулято-
ра МГШ. Так как коэффициент шума считывается при
выключенном ГШ, то изложенный принцип измерений
в полной мере можно применить и для определения Таа.
Рассмотрим порядок измерения температуры шума
АУ МВ и ДМВ диапазонов модуляционным методом
(рис. 8.3).
Режим калибровки измерителя коэффициента шума
проводится согласно инструкции по эксплуатации при-
бора ИКШ-1 при последовательном включении следую-
щих приборов: генератора шума, трансформатора пол-
ных сопротивлений ТПС-1, дополнительного активного
элемента (АЭ 1) и непосредственно ИКШ. Если рабочая
частота АУ лежит вне диапазона ИКШ-1, необходимо
применить измерительный приемник (Пр), промежуточ-
ная частота которого лежит в рабочем диапазоне этого
ИКШ. Особенностью режима калибровки АУ является
необходимость применения трансформатора полных со-
противлений ТПС-1 и дополнительного АЭ1. Перед ка-
Рис. 8.3. Схема измерения шумовой температуры АУ
либровкой трансформатор настраивается таким образом,
чтобы при подключенном на входе ГШ коэффициент от-
ражения р] в сечении а—а был равен коэффициенту от-
ражения собственно антенны ра. Электрические пара-
метры этого активного элемента АЭ1 должны быть
идентичны параметрам АЭ, встроенного в активную ан-
тенну.
В серийных генераторах шума для расширения диа-
пазона выходной мощности шума иногда используют
дополнительные фиксированные аттенюаторы, которые
уменьшают выходную температуру шума Тт, что
необходимо для калибровки ИКШ при измерении четы-
рехполюсников с малым коэффициентом шума. В этих
генераторах (например, типа Г2;-32) градуировка шкал
поддиапазонов, соответствующих подключенному атте-
нюатору с затуханием Аат, проведена пересчетом выход-
ной мощности ГШ в зависимости от затухания этого
аттенюатора. Такая градуировка шкал приводит к зна-
чительной погрешности в определении Таа при работе
ГШ с малыми уровнями выходной мощности. Для ис-
ключения этой погрешности необходимо учитывать тем-
пературу собственных шумов аттенюаторов. В этом слу-
чае для генератора шума [130].-
+ I/M, (8-18)
где —поправочный коэффициент, определяемый
по калибровочному графику генератора.
Гак, например, при использовании генератора 12-32
расчетные формулы для шумовой температуры при под-
ключении аттенюаторов имеют вид:
T=TY/a(f) +0,724 То при Аат=5,6 дБ,
T=Tr/a(f) +0,9297о при Аат=11,5 дБ. (8.19)
Приведенные соотношения показывают, что прене-
брежение собственными шумами аттенюаторов может
привести к значительным погрешностям при калибров-
ке ИКШ-1.
Возможным источником погрешностей при измерении
шумовых параметров является пренебрежение рассогла-
сованием генератора шума с измерительным трактом.
Как показано в [131], относительная погрешность у
измерения коэффициента шума равна:
Т=|(Кт-1)/Кт|Ю0%, (8.20)
где Кт — коэффициент передачи ТПС' по мощности:
К __•_______‘0 ' ’ I Рг I2) (1 1Аа |2)_
Лт“ 1 — | S22 |2 — | рг |2 (1 —- 4 | S22 |2 — 3 | S22 I4 •
Здесь S22— элемент матрицы рассеяния ТПС, рг —ко-
эффициент отражения генератора шума.
Вычисления показывают, что если пренебречь поте-
рями в трансформаторе полных сопротивлений, при
|S22| =0 ... 0,7 и |рг|^0,15 погрешность определения
коэффициента шума исследуемого устройства при нали-
чии рассогласования не превышает 10%. Если же
|Рг| >0,15, Т;> эквивалентного генератора, составленного
из ГШ и ТПС, вычисляется по формуле
Тп=(Тг-Т0)^ + Т0. (8.22)
Выполнение при калибровке перечисленных условий
обеспечивает достоверность измерения шумовой темпе-
ратуры АУ.
В режиме измерения к ИКШ в сечении 2—2 подклю-
чается исследуемая АУ (рис. 8.3). В этом случае сум-
марная шумовая температура всех источников, приве-
денная к сечению а—а,
TC=TS а + Ту+Ти/Gy=Taa + TKl Gy,
где Ти —шумовая температура ИКШ.
Из приведенного выражения видно, что в измерение
Тпа будет вноситься погрешность, зависящая от Ти и Gy.
(8.23)
Для исключения этой погрешности в некоторых ИКШ
предусмотрена компенсация собственных шумов прием-
ника. При измерении шумовой температуры АУ компен-
сация собственных шумов ИКШ проводится, когда в се-
чение 2—2 (рис. 8.3) включается трансформатор пол-
ных сопротивлений ТПС-2, выходной коэффициент отра-
жения р2 которого при подключенной согласованной
нагрузке (СИ) равен выходному коэффициенту отра-
жения Рау АУ.
По аналогичной методике можно измерять также эф-
фективную шумовую температуру Т3& собственно антен-
ны или внешнего пространства. В последнем случае не-
обходимо использовать слабонаправленную - пассивную
антенну (ПА на рис. 8.4) с минимальными потерями
(т]а^1). В этом случае измеренная ТаА будет примерно
равна усредненной яркостной шумовой температуре
внешнего пространства Т. Структурная схема установки
для определения шумовой температуры показана на
рис. 8.4. Порядок и особенности калибровки ИКШ такие
же, как и при измерении Taa. Трансформатор полных со-
противлений необходимо настроить так, чтобы его ко-
эффициент отражения рт равнялся рА. На частотах бо-
лее 200 МГц Т<1000К, что накладывает ограничения
на чувствительность применяемого ИКШ. При значи-
тельных температурах Ти необходимо применять спе-
циальный малошумящий усилитель (АЭ1) с большим
коэффициентом усиления.
Измерение Т проводится с помощью пассивной антен-
ны, включаемой в сечение 1—1. Для достижения прием-
лемого согласования в широком диапазоне частот удоб-
но применять пассивную антенну телескопической кон-
струкции. Для схемы на рис. 8.4 с присоединенной
антенной суммарная шумовая температура в сечении
1—1 определяется выражением
Таким образом, процесс измерения температуры
внешнего пространства складывается из измерений 7\
и Ти, которая определяется по схеме на рис. 8.4 при
включенном в сечение 1—1 ТПС с коэффициентом отра-
жения Рт=Ра-
Описанный порядок измерения температуры шума
внешнего пространства и активных элементов опро-
эован в некоторых разработках.
Рис. 8.4. Схема измерения температуры шума, вносимой в АУ из
внешнего пространства
На рис. 8.5 приведены экспериментальные значения
шумовой температуры внешнего пространства Т в диа-
пазоне частот 150 ... 500 МГц. В этом диапазоне частот
7<I000 К, что предполагает при реализации широко-
полосных АУ использование встроенных активных эле-
ментов с низким уровнем шумов. Использование тран-
зисторов типа ГТ341, ГТ362 (рис. 8.5, кривые 1 и 2)
позволяет создавать АУ с полосой пропускания в не-
сколько десятков процентов.
Полоса пропускания по шуму (по уровню увеличения
\Таа до 2Т), например, одной из реализованных на тран-
зисторе ГТ362 АУ, имеющей высоту менее одной десятой
длины волны (рис. 8.6), составляет около 55%.
Рис. 8.5. Результаты измерений
шумовой температуры в диа-
н.1.чоие 150...500 МГц
/ — шумовая температура 7'у тран-
зистора ГТ341, 2— шумовая темпе-
ратура Ту транзистора ГТ362
Рис. 8 6. Схема АУ, Таа кото-
рой приведена на рис. 8.5.
8.5. ИЗМЕРЕНИЕ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК АНТЕНН-УСИЛИТЕЛЕЙ
При настройке и проверках АУ необходимо измерять
их амплитудно-частотные характеристики, для чего мож-
но использовать измерители амплитудно-частотных ха-
рактеристик (например, типа Х1-19А). Низкая чувстви-
тельность широкополосной детекторной головки прибора
Х1-19А обеспечивает отсутствие влияния шумов усили-
теля в АУ при измерениях. В большинстве случаев ввод
сигнала непосредственно на выход собственно антенны
в АУ невозможен. Настройку и контроль амплитудно-
частотной характеристики производят, подавая сигнал
с выхода свип-гене.ратора на широкополосную передаю-
щую антенну, размещенную вблизи АУ. При этом точ-
ность совпадения амплитудно-частотной характеристики
на индикаторе измерителя частотных характеристик
с истинной частотной характеристикой АУ определяется
наличием переотражений от близко расположенных
конструкций. Этот способ приемлем в основном для
сравнительно узкополосных АУ малых размеров, так
как практика показывает, что именно в этих случаях
влияние близко расположенных конструкций невелико.
Возможны, конечно, и другие решения. Так, например,
для двухдиапазонной антенны, описанной в § 7.2, ампли-
тудно-частотную характеристику. АУ можно контроли-
ровать при подключении свип-генератора прибора
X1-I9A ко входу канала ДМВ диапазона (рис. 8.7).
Действительно, для сигнала МВ диапазона канал
Д1МВ диапазона представляет собой практически посто-
янную нагрузку, не зависящую в относительно узкой
полосе МВ диапазона от частоты, и при измерении по
схеме рис. 8.7 па экране измерителя частотных харак-
теристик можно наблюдать амплитудно-частотную ха-
рактеристику АУ МВ диапазона, практически совпадаю-
щую с ее истинной частотной характеристикой. Этот
Рис. 8.7. Схема измерения амплитудно-частотных характеристик АУ
принцип можно использовать и для контроля работоспо-
собности АУ в процессе эксплуатации.
Контроль амплитудно-частотных характеристик мож-
но осуществлять при помощи встроенного в конструкцию
АУ специальной пассивной антенны с отдельным вхо-
дом, которая подключается к выходу свип-генератора
аналогично тому, как показано на рис. 8.7. Пассивная
антенна должна представлять собой в рабочем диапазо-
не АУ постоянную (не обязательно согласованную) на-
грузку и при этом ее конструкция и размещение в уст-
ройстве АУ не должны влиять на рабочие характеристи-
ки последней. В некоторых случаях сигнал от свип-гене-
ратора можно подавать на выход собственно антенны
в АУ через малую емкость так, как это описано
в § 6.3 для измерения нелинейных искажений в АУ.
8.6. СПОСОБЫ КОНТРОЛЯ АНТЕНН-
УСИЛИТЕЛЕЙ ПРИ ЭКСПЛУАТАЦИИ
Наиболее полный контроль работоспособности АУ
при эксплуатации можно осуществить, так же как и для
пассивных антенн, подачей на их вход сигналов контро-
ля, которые, как правило, имитируют рабочие сигналы
приемной системы. При таком решении можно контро-
лировать не только АУ, но и весь приемный тракт. Уро-
вень входного сигнала можно выбрать немного превы-
шающим уровень рабочей чувствительности приемной
системы, и в этом случае при контроле обеспечивается
наиболее полная информация. Однако практическое осу-
ществление такого контроля сопряжено с необходимо-
стью разработки имитаторов рабочего сигнала и подачи
этого сигнала в АУ через специальную пассивную антен-
ну. Оптимальное решение обеспечивается при использо-
вании малогабаритных АГ, размещаемых в одном блоке
с АУ. Во время контроля на АГ подается постоянное
напряжение и она излучает контрольный сигнал. При
этом в отличие от использования пассивной контрольной
антенны нет необходимости в прокладке дополнительной
высокочастотной линии передачи.
Отметим, что контроль активных передающих антенн
целесообразно осуществлять с помощью встраиваемых
в их конструкцию антенн-детекторов, с которых может
быть снят низкочастотный сигнал исправности. При та-
ких способах контролируется исправность активной
антенны в целом, однако реализация этих способов со-
пряжена с определенными Трудностями. Для контроля
исправности пассивных антенн часто измеряют согласо-
вание их выхода с линией передачи что является
иногда и главным критерием их работоспособности. Для
АУ, как отмечалось в § 8.1, величина /Сети не может
являться достаточной характеристикой. Направленность
контроля для АУ перемещается с контроля собственно
антенны на электронную часть. Перспективный способ
встроенного контроля работоспособности АУ (и актив-
ных антенн вообще), который можно организовать так
же как непрерывный встроенный контроль, основан на
контроле потребляемого АУ тока. Действительно, АУ
чаще всего включают в себя один, иногда два транзи-
стора, так что при исправности элементов электронных
схем потребляемый ток находится в определенных пре-
делах Л/0=/мин ... /Макс выход за которые свидетельст-
вует о выходе из строя какого-либо элемента электрон-
ной части АУ. Пределы допустимого изменения тока А/о
определяются разбросом параметров транзисторов и
элементов схемы (резисторов), а также температурной
нестабильностью. При этом температурная стабилизация
схем выполняется обычно как температурная стабилиза-
ция режима питания, поэтому температурная нестабиль-
ность обычно не слишком велика. Анализ нестабильно-
сти тока питания (коллектора) при изменении темпера-
туры и с учетом разброса параметров транзисторов
можно провести, например, по работе [132]. Для схемы
усилителя на транзисторе ГТ329А, используемого в АУ,
описанной в § 7.1 (рис. 7.2) изменения тока в диапазоне
температур —60°С ... + 60°С равны Л/о=4,4 ... 5,7 мА.
Анализ возможных неисправностей транзистора (выго-
рание, пробой) и элементов схемы на рис. 7.3 (обрыв,
короткое замыкание резисторов, конденсаторов, индук-
тивности) показывает, что при всех неисправностях
гранзистора (основной электронный прибор, подлежа-
щий контролю) и 60 . .. 70% возможных неисправностей
остальных элементов схемы, потребляемый ею ток резко
отличается от Д/о- Это отличие можно зафиксировать
с помощью электронной схемы контроля (рис. 8.8).
Сущность контроля заключается в измерении напряже-
ния, падающего на резисторе Д, который включен по-
следовательно в цепь питания АУ. Сопротивление рези-
стора выбирают из условия
Дпор/До ауДмакс,
Сигнал ислраСности
Рис. 8.8. Схема контроля тока питания АУ
где t7oay—напряжение стабилизированного источника
питания АУ, Спор — порог срабатывания схемы кон-
троля. Схему контроля можно разместить, например
в устройстве ввода питания (УВП) или в АУ.
Возможны другие способы построения схемы кон-
троля работоспособности АУ. -Например, для описанной
в § 7.2 двухдиапазонной антенны контроль АУ МВ диа-
пазона можно осуществлять подачей сигнала контроля
на вход антенны ДМВ диапазона, как это описано
в § 8.5.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Цыбаев Б. Г. Современное состояние разработки и исследова-
ний за рубежом антенн-усилителей и интегральных антенн дру-
гих типов: Депонированная рукопись/ НИИЭИР. М., 1970,
Д—1961, 23 с.
2, Цыбаев Б. Г., Цифринович И. И., Романов Б. С., Плоткин С. А.
" Состояние исследований и разработки активных антенн (об-
зор).— Радиоэлектроника за рубежом, 1975, вып. 20, с. 34.
3. Уэллер Л., Гош Д. Дискуссия вокруг сверхминиатюрных инте-
гральных антенн. — Электроника, 1967, № 12, с. 51—55.
4. Meinke Н. Aktive Antenne. — NTZ, 1973, Bd. 26, H. 8,
S. 361—362.
5. Meinke H. Zur definition einer aktiven Antenne. — NTZ, 1973,
Bd. 26, H. 4, S. 179—180.
6. Meinke H. Zur definition einer aktiven Antenne. — NTZ, 1976,
Bd. 29, II. 1, S. 55.
7. Цыбаев Б. Г., Романов Б. С. О классификации в области ак-
тивных антенн. — Вопросы радиоэлектроники, Сер. общетехн.,
1 1977, вып. 8, с. 120—123.
» 8.. Фрадин А. 3. Антенно-фидерные устройства:—М.: Связь. 1977.
* ' 9? Буянов Ю. И., Ночевский В. В., Онушин В. А., Смирнов В. П.,
Шапиро Г. Я. Диапазонные и направленные свойства миниа-
тюрпых широкополосных активных антенн. — Доклады юбилей-
ной научно-техн. конф, радиофиз. фак-та Томск, гос. ун-та,
в 2-х ч. Томск. Гос. ун-т, 1973.—ч. II.
10. Lindenmeier Н. Einige Beispiele rauscharmer transistorierler
Empfangsantennen. — NTZ, 1969, Bd. 22, H. 7, S. 381—389.
11. Дикий В. H., Зайцев В. Ф., Конторович М. И. Об одном крнте-
рии чувствительности приемных антенных систем. — Радиотех-
ника и электроника, 1977, т. 22, № 7, с. 1374—1378.
12. Frost A. D. Designing antennas to include parametric ampli-
fiers.'— Electronics, 1960, v. 33, № 47, p. 96—97.
13. Frost A. D. Parametric amplifier antenna. — Proc. IRE, 1960,
v. 48, № 6, p. 1163—1164.
14. Copeland J. R., Robertson W. J. Antennaverters and antenna-
fiers. — Electronics, 1961, v. 34, № 40, p. 21.
15. Pedinoff M. E. A tunnel diode slot transmission amplifier. —
Proc. IEEE, 1961, v. 49, № 8, p. 127—128.
16. Fujimoto K. Tunnel-diode-loaded dipoles. — Proc. IEEE, 1965,
v. 53, № 2.
17. Fujimoto К. Активная антенна с туннельным диодом (на
япон. яз.)—J. Inst. Electrical Communication Engineers Jap.,
1965, v. 48, № 4, p. 758—767.
18. Meinke H. Tunnel diodes integrated with microwave antenna
systems. — The Radio and Electronic Engineers, 1966, v. 31, № 2
19. Copeland J. R., Robertson W. J. Antenna have built — in cir-
cuits.— Electronic Industries, 1963, v. 22, № 5, p. 115—120.
20. Copeland J. R., Robertson W. J., Verstraete R. G. Antennafier
arrays. — IEEE Trans., 1964, v. AP-12, № 2, p. 227—233.
21. Fujimoto К- Активные антенны и саморегулирующиеся антен-
ные системы (на япон. яз.)—J. Inst. Electrical Communication
Engineers Jap. 1965, v. 48, № 4, p. 768—780.
22. Muchldorf E. J. Self-streered retrodirective arrays with ampli-
fication. — IEEE Trans., 1969, v AP-17, № 1, p. 42 -49.
23 Meinke H. Aktive Antennen. — NTZ, 1966, Bd. 19, II. 12,
S. 697—704.
24. Meinke H. Flachenecker G. Active antennas with transistors. —
Broadcast and Communications, 1967, v. 3, № 3, p. 18—24-
25. Meinke H. Wird es einer Minifernsebeantenne geben? — NTZ,
1967, Bd. 20, H. 6, S. 353—355.
26. Turner E. M. Subminiature integrated antennas. — IEEE Conf
Rec. 18-th Ann Conf. IEEE Vehicular Technology Group, N. Y.,
1967, 1968, № 4 p. 116—122.
27. О возможности применения сверхминиатюрных антенн SIA.—
Радиоэлектроника за рубежом, 1967, вып. 36, с. 13—17.
28. Antennas have built —in transistors. — Electronics, 1969, v. 42,
№ 16, p. 43—44.
29 Mayes P. E. Tiny antennas push state-of art. — Electronics
World, 1968, v. 79, № 3, p. 49—52.
30. Fujimoto К- Активная антенна (на япон. яз.) — J. Inst. Tele-
vision Engineers Jap., 1968, v. 22, № 2, p. 94—99.
31 Meinke H. Aktive Empfangsantenne. — Int. Electron. Rundschau,
1969, H. 23, S. 141—144.
32 Une «minPantenna» L’electronique. — Toiite I’electronique, 1068,
v. 39, № 2, S. 32—34.
33. Конторович M. И., Ляпунова H. M. Об активных антеннах,—
Радиотехника и электроника, 1974, т. 19, № 12, с. 2616—2618.
34. Rippin F. I. Making the antenna an active pattern. — Electronics,
1965, v. 38, № 16, p. 93—96.
35. Landstorfer F. Lindenmeier H. Transistorierte Empfangsantennen
bei Microwellen. — NTZ, 1971, Bd. 24, H. 1, S. 5—9.
36. Hag-Ahmed A. S. E., Smith D. G., Taylor D. An active short
dipole as a broadband recieving aerial in the range 500—
800 MHz. — Conference Radio Rec. and Associated Systems
Swansea, Wales, London, 1972, 4—6 July, p. 165—178.
37. Anderson A. P., Dawoud M. M. The performans of transistor
fed monopoles in active antennas. — IEEE Trans., 1973,
v. AP-21, № 3, p. 371—374.
38. Bull. Univ. Osaka Prefect, 1967, v. 16, № 2, p. 275—283.
39. Meinke H. Active receiving antenna for microwaves. — Electro-
nics and Communications abstracts J., 1976, v. 8, № 10, p. 836.
40. Landstorfer F. Kurze transistorierte Empfangsantennen Frequ-
enbereich von 30 bis 200 MHz. —NTZ, 1969, Bd. 22, FL 12,
S. 694—700.
41. Сосунов Б. В. Об эффективности активных антенн. — Радио-
техника и электроника, 1976, т. 21, № 1, с. 162—163.
42. Tice Т. Е., Murphy Е. R. Tine antennas have built-in systems.—
Electronic Design, 1965, v. 13, № 26, p. 31—34.
43. Stark A. Test der aktiven Empfangsantenne HA 432/141/50
Durch die Bundesanstalt fur Flugsicherung. — Neues von Rohde
und Schwarz, 1973, Bd. 13, H. 59, S. 14—19.
44. Dorge G. Aktive blitzsichere Antenne.—Funktechnik, 1971, №23,
S. 883—884.
45. Радциг Ю. Ю., Авксентьев А. А., Кучерявенко H. С., Лавру-
шев В. H. Исследование активной антенны УКВ диапазона.—
Микроэлектроника. Мсжвуз. сб. Казан, авиац. ин-т, 1977, вып. 1,
с. 53—56.
46. Hock A. Einc aktive Empfangsantenne fiir der kommerziellen
Fahrzeugfunk. — Internationale Electronische Rundchau, 1974,
№ 1, S. 13—15.
47. Fujimoto К. Интегрированные антенные системы (на япон. яз.)
— J. Inst. Television Engineers Jap., 1971, № 11, p. 854—861. .
48. Комбинированная схема антенны и преобразователя. Тэрпер
' Е. Пат. США, кл. 325—442, № 3.246.245, — РЖ Радиотех-
ника, 1967, № 4, 4Д51П.
49. Maclean Т. S. М., Ramsdale Р. A. Short active ecrials for trans-
mission—Int. J. Electronics, 1974, v. 36, № 12, p. 261—269.
50. Антенна с усилительным трехполюсником, подключенным не-
посредственно к ее входным зажимам. Мейнке Г., Линденмай-
ер Г. Пат. ФРГ, кл. 21а4—46/01, № 1.591.300, — Изобретения
за рубежом, Н01, 1973, вып. 30, № 7, с. 120.
JU. Активные антенны. Купер Г. В., Москович Ч. Пат. США,
Л~кл. 325—105, № 3.61-1.146, —РЖ Радиотехника, 1972, № 7,
7Б25П.
52. Буянов Ю. И., Смирнов В. П. Активные антенны. Томск,
ТГПИ, 1975, 98 с.
53. Хабаров Ю. Е. Активные антенны. — Радио. 1975, № 1.
54. Хабаров Ю. Е. Активная автомобильная антенна. — Радио,
1976, № 10, с. 38—40.
55. Seyffert S. Amateurantennen mit integrierter Electronik —Funk-
technik, 1971, № 14, S. 533—536,
56. Seyffert S. Amateurantennen mit integrierter Electronik. — Funk-
technik, 1971, № 15, S. 569—577.
57. Keck J. Aktive Autoantenne und ihre Bemessiing.—Funktechnik,
1971, No. 24, S. 919—921.
58. Johnson G. K- Amplifier car radio antennas. — Radio Electro-
nics, 1972, NT-5, p. 37—39, 78—79, 88—89.
59. Активная автомобильная антенна BETA-3. — Радиоэлектроника
за рубежом, 1972, вып. 14.
60. Dermott J. М. Mini-antenna but what a maxi performance! —
Electronic Design, 1970, № 8, p. 25—26.
61. Активная антенна АА-300: Проспект фирмы Standart Radio
and Telefon AB (Шведский филиал).
62. Семенов К., Марков В., Шаров В., Андреев В. Малогабарит-
ный радиопеленгатор на интегральных схемах. — Морской флот,
1976, № 12, с. 32.
63. Dermott J. М. Small active-electronic antenna offers bigleague
TV-reception. — Electronic Design, 1971, № 16, p. 22—23.
64. Активные антенны для приема телевизионных программ в де-
циметровом диапазоне. — Радиоэлектроника за рубежом, 1970,
вып. 42.
65. Flacheneker G., Landstorfer F., Lindenmeier H. Gesichtspunkte
und Beispiel fur die Konstruktion transistorierter Empfangsanten-
nen. — Contronic-72, Bd. IY, 1972, S. 161—170.
66. Драбкин А. Л., Зузенко В. Л., Кислов А. Г. Антенно-фидерные
устройства. — 2-е изд., перераб. и доп. — М.: Сов. радио, 1974.
67. Тучков Л. Т. Естественные шумовые излучения в радиокана-
лах.— М.: Сов. радио, 1968, 152 с.
68. Стародубцев А. М. Собственные шумы линии передачи с по-
терями.— Труды Горьковского гос. ун-та, 1957, т. 35.
69. Вachtold W., Strutt М. J. О. Darstellung der. Rausch-zahl und
der verfiigbaren Verstarkung in den Ebene des komplexen Quel-
lenreflexionsfaktors. — AEU, 1967, Bd. 21, № 12, S. 631—633.
70. Цыбаев Б. Г. Номограмма для расчета эффективной шумовой
температуры антенно-фидерного устройства. — Вопросы радио-
электроники. Сер. общетехн., 1970, вып. 6.
П. Шатраков Ю. Г., Ривкин М. И., Цыбаев Б. Г. Самолетные аи-
тонные системы.—М.: Машиностроение, 1979, 184 с.
72. Цыбаев Б. Г. Предпосылки расчета вклада радиоизлучения тро-
посферы в шумовую температуру самолетных антенн. — Вопро-
сы радиоэлектроники. Сер. общетехн., 1968, вып. 8.
73. Жихарев В. П., Цыбаев Б. Г., Шатраков Ю. Г. Расчет зату-
хания высокочастотного сигнала в ионизированной среде. —
Депонированная рукопись/ НИИЭИР. — М.: 1970, Д-1505, 8 с.
74. Цыбаев Б. Г. Влияние облачности, дождя и мокрого снега
на шумовую температуру самолетных антенн. — Вопросы ра-
диоэлектроники. Сер. общетехн., 1968, вып. 23.
75. Кресловский А. И., Цыбаев Б. Г., Шатраков Ю. Г. Поляри-
зационное ослабление сигнала при эволюциях самолёта. —
Депонированная рукопись/ НИИЭИР. — М.: 1973, 3-3307, 7 с.
76. Бахрах Л. Д., Могильникова К. И. Некоторые вопросы про-
ектирования больших зеркальных радиотелескопов. — Изв. ву-
зов СССР. Радиотехника, 1964, т. 7, № 4.
77. Coldeccott R., Eberle J., Нате Т. G. Optimizing the performance
of very high gain low noise antenna systems. — IRE Intern. Con-
ven Record, 1961, v. 9, № 1.
78. Цыбаев Б. Г. Номограммы для расчета коэффициента эффек-
тивности использования антенн-усилителей в радиоприемных
устройствах. — Обмен опытом в радиопромышленности, 1973,
№ 2.
79. Романов Б. С. Об оптимальном согласовании в каскадных со-
единениях шумящих четырехполюсников. — Радиотехника, 1978,
№ 7.
80. Lindenmeier II. Die transistorierle Empfangsaniennc init kapazi-
tiv hoehohmigcm Verstarkcr als opthnale Losung fur den limp-
fang niedriger Frequcnzen.— NTZ, 1974, Bd. 27, IL 11,
S. 411—418.
•81 . Lindenmeier H., Meinke H. Zur Definition der Bandbreiten von
Empfangsanteimen, insbesondere der Rauschbandbfeite aktiver
Aiitoantcnnen.— NTZ, 1976, Bd. 29, H. 1, S. 51—55.
82. Lindenmeier H. Optimum bandwith of signal-to-noise ratio of
receiving systems with small antennas. — AEU, 1976, Bd. 30,
H. 9, S. 358—367.
83. Воскобойник Б. И., Кульцеп В. П., Махина О. М., По^чен-
ко В. В. Активная приемная антенна. — Вопросы радиоэлектро-
ники. Сер. техника радиосвязи, 1972, вып. 7, с. 106—111.
84. Герценштейн М. Е., Соловей Л. С., Верховых Н. П. Об опре-
делении коэффициента шума СВЧ приемника. — Радиотехника,
1970, т. 25, № 1.
85. Крейнгель Н. С. Шумовые параметры радиоприемных
устройств. — Л.: Энергия, 1969, 168 с.
86. Хаус Г., Адлер Р. Теория линейных шумящих цепей/ Пер.
с англ. — М.: ИЛ, 1963, 110 с.
87. Суходоев И. В. Шумы электрических цепей (Теория). — М.;
Связь, 1975, 352 с.
88. Романов Б. С., Цыбаев Б. Г. О некоторых рациональных спо-
собах численного выражения шумовой характеристики усили-
теля и антенны-усилителя. — Вопросы радиоэлектроники. Сер.
общетехн., 1976, вып. 12.
89. Романов' Б, С. Анализ шумовой характеристики приемной си-
стемы с антенной-усилителем. — Вопросы радиоэлектроники.
Сер. общетехн. 1975, вып. 10, с. 75—79.
90. Айнбиндер И. М. Шумы радиоприемников. — М.: Связь, 1974,
328 с.
91. Полупроводниковые входные устройства СВЧ/ Под ред.
11 п В. С. Эткииа. — М.: Сов. радио, 1975. — Т. 1.
92. Радиоприемные устройства/ Под ред. А. Г. Зюко. — М.: Связь,
1975.
93. Кобболд Р. Теория и применение полевых транзисторов./ Пер.
с англ. В. В. Макарова. — Л.: Энергия, 1975.
94. Fukui Н. Available power cain, noise figure and noise measure
of two-ports and their graphical representations. — IEEE Trans.,
1966, v. CT-13, № 2, p. 137—142.
95. Айнбиндер И. M. Входные каскады радиоприемников.—М.:
Связь, 1973, 324 с.
96. Толстой А. И. Общая методика расчета линейных однокаскад-.
" ных СВЧ усилителей с использованием S-параметров. — Радио-
техника, 1977, № 2, с. 68—75.
97. Описание -шумовых свойств усилителей и приемных систем
материал подкомитета ПРИ по шумам). — ТИИЭР, 1963, № 3.
98. Щепеткин Ф. В., Дании Ю. С. Шумовые свойства трапзистор-
*"'т ного усилителя дециметрового диапазона. — Электросвязь, 1973,
№ 2, с. 60—65.
99. Транзисторы. Параметры, методы измерений и испытаний/ Под.
ред. И. Г. Бергельсона, IO. А. Каменецкого, И. Ф. Николаев-
ского.— М.: Сов. радио, 1968.
100. Романов Б. С. Еще раз об оптимальном согласовании предуси-
лителя в приемной системе. — Радиотехника, 1979, № 3.
101. Antennas for the reception of sound and television broadcasting
in the frequency range 30MHz — IGHz; P. 1: Electrical and me-
chanical charakteristics. Unterabshnitt 2.5: Bandwidth. Interna-
tional Electrotechnical Komission, dokument 12D8, marz 1974.
102. Meinke H., Lindenmeier H. Linearitat und Dynamik aktiver Auto-
antennen. — Radio Mentor Electronic, 1970, NT-10, S. 696—698.
103. Щербаков Ю. Ф. Расчет динамического диапазона и полосы
забития многокаскадного тракта. — Вопросы радиоэлектроники.
Сер. техника радиосвязи, 1972, вып. 2, с. 87—99.
104, Рейнфельдер А. А. Разработка малошумящих входных цепей
*1 на транзисторах. — М.; Связь, 1967.
105. Грибов Э. Б. Нелинейные явления в приемопередающем трак-
те аппаратуры связи на транзисторах. — М.; Связь, 1971.
106. Горячев Р. М., Щербаков Ю. Ф. К оценке нелинейности поле-
вых транзисторов. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. общетех-
ническая, 1974. вып. 12.
107. Русаиов А. П., Шелков С. П. Нелинейные искажения токов
в полевых транзисторах при воздействии гармонических сигна-
лов. — Полупроводниковые приборы в технике электросвязи/
Под ред. Н. Ф. Николаевского. Вып. 14, — М.; Связь, 1974.
108. Гусинский Э. Н., Дзарданов А. Л. О выборе режима усили-
теля и смесителя на МОП-тетроде. — Радиотехника, 1976, т. 31,
№ 4.
109. Тихонов А. И. О выборе режима полевого транзистора в резо-
нансных усилителях преселектора. — Труды учебных институ-
тов связи, 1977, вып. 83, с. 98—104.
НО. Гусинский Э. Н„ Дзарданов А. Л., Заевский С. Г., Фогель-
сон М. С. Нелинейные искажения в усилителе и смесителе на
МОП-тетроде. — Электронная техника, полупроводниковые при-
боры, 1976, вып. 3 (105).
111. Lindenmeier Н. Kleinsignaleigenschaften und Empfindlichkeit
einer aktiven Breitbandempfangsantenne mit grofiem Aussteuerbe-
reich. — NTZ, 1977, Bd. 30, H. 1, S. 95—99.
112. Lindenmeier H. Kenngroben zur Beurteilung der Linearitat ak-
tiver Breitbandempfangsantennen mit grobem Aussteuerbereich.—
NTZ,- 1977, Bd. 30, H..2, S. 169—173.
113. Лавров А. С., Резников Г. Б. Антенно-фидерные устройства.—
*“Г’М.: Сов. радио, 1974.
114. Гудцайт Э. М., Лебедев И. В. Резонатор типа запредельного
волновода.— Радиотехника и электроника, 1956, т. 1, № 10.
115. А. с. 306787 (СССР). Активная малогабаритная СВЧ антенна
а Авт. изобр.: Б. Г. Цыбаев, Б. С. Романов, Ю. И. Буйвол-Кот,
М. Е. Чупров, В. С. Забелин. Опубл, в БИ, 1977, № 37. <.
116. Конторович М. И., Ляпунова Н. С. Об одном методе оценки
симметрии антенн с активными элементами. — Депонированная
рукопись НИИЭИР, —М„ 1974, 3-4122.
117. А. с. 352597 (СССР). Малогабаритная симметричная антенна
с активным элементом/ Авт. изобр.: Б. Г. Цыбаев, Б. С. Рома-
нов, Ю. И. Буйвол-Кот, М. Е. Чупров, В. Л. Сельский. Опубл,
в БИ, 1977, № 37.
118. А. с.' 313283 (СССР). Тройник для подачи постоянного напря-
жения в коаксиальную линию/ Авт. изобр. Б. Г. Цыбаев. Опубл,
в БИ, 1971, № 26.
119. А. с. 297114 (СССР). Устройство для ввода постоянного
напряжения в высокочастотный тракт/ Авт. изобр. Б. Д. За-
вадовский, Е. С. Кузьминых, Б. Г. Цыбаев. Опубл, в БИ, 1971,
№ 9.
120. Ramsdale Р. A., Maclean Т. S. М. Active loop-dipole aerials.—
Proc. IEEE, 1971, № 12, p. 1698—1710.
121. Dubost G., Daniel I. P., Veillard J. Doublet actif a large band
founctionnant a la reception entre 100 et 1000 MHz. — Annals
des Telecommunications, 1971, t. 26, № 5, 6.
122. Meinke H. Rauschanpassung in transistorierten Empfangsanten-
nen. — NTZ, 1969, Bd. 22, H. 6.
123. Ramsdale P. A., Maclean T. S. M. Height reduction factor of
amplifier loaded antennas. — IERE, 1972, v. 42, № 5, p. 233—235.
124. Щелкунов С., Фрии Г. Антенны. Пер. с англ./ Под ред.
"Л. Д. Бахраха. — М.: Сов. радио, 1955.
125. Ложников А. П., Сонин Е. К. Каскодные схемы иа транзисто-
1 рах. — М.: Энергия, 1969. t
126. Айзенберг Г. 3. Коротковолновые антенны. — М.: Энергия,
S. 1962.
127, Жук М. С., Молочков Ю. Б. Проектирование антенно-фидер-
~~ ных устройств. М.—Л.: Энергия, 1966.
128. Зелингер Дж. Основы матричного анализа и синтеза приме-
нительно к электронике: Пер. с англ./ Под ред. Г. А. Ремеза. —
М.: Сов. радио, 1970.
129. Булыгин В. А. Некоторые особенности оценки параметров ма-
логабаритных приемных активных антенн. — Депонированная
рукопись/ НИИЭИР. — М., 1976, ДО-3017, 12 с.
130. Шокало В. М., Щербина А. А. Некоторые возможности эксплуа-
тации генератора шума. — Обмен опытом в радиопромышлен-
ности, 1975, № 4, с. 86—87.
131. Макулина Т. А., Шокало В. М., Щербина А. А. Влияние рассо-
гласований в тракте при измерении коэффициента шума актив-
ных СВЧ четырехполюсников. — Радиотехника, Харьков, гос.
ун-т, 1975. вып. 35, с. 137—140.
132. Воронков Э. Н., Овечкин Ю. А. Основы проектирования уси-
лительных и импульсных схем на транзисторах. — 2-е изд., пе-
рераб. н доп. М.; Машиностроение, 1973.
133. Хабаров Ю. Е. Коротковолновая активная антенна. — М.; Энер-
гия, 1977, с. 21—24—(В помощь радиолюбителю, вып.. 60).
134. Катаев В. И., Романов В. С., Цифринович И. И., Цыба-
ев Б. Г. Результаты экспериментального исследования нелиней-
ных искажений АУ метрового диапазона волн. — Радиотехника,
1979, № 8.
ББК 32.845
Ц 93
УДК 621.396.67.1
Цыбаев Б. Г., Романов Б. С.
Ц 93 Антенны-усилители. — М.: Советское радио,
1980. — 240 с., ил.
В пер.: 1 р.
Книга знакомит читателя с новым направлением антенной техни-
ки — активными антеннами. С единых позиций рассмотрен обширный
класс активных антенн — антенны -усилители (АУ). Изложены общие
принципы построения, схемы н конструкции, а также способы изме-
рений параметров АУ.
Предназначена для инженерно-технических работников, занимаю-
щихся проектированием, производством н эксплуатацией антенн и ра-
диоприемных устройств. Может быть полезна для радиолюбителей.
30402-026
Ц-------------25-80 2402020000
046(01)-80
ББК 32.845
6Ф2
Редакция радиотехнической литературы
© Издательство «Советское радио», 1980 г.