Руководство по проектированию элементов систем автоматики - Козлов В.А., Петров Б.Н., Андрюшина Е.П., Елагин Е.Б., Колосов С.П.

Автор: Козлов В.А. Петров Б.Н. Андрюшина Е.П. Елагин Е.Б. Колосов С.П.

Теги: общее машиностроение технология машиностроения машиностроение автоматика автоматизация электромеханика издательство высшая школа

Год: 1969

Похожие

Элементы систем автоматического управления и контроля

Проектирование систем автоматического управления электроприводами. Учебное пособие

Принципы создания автоматизированных систем управления технологическими процессами атомных электростанций

Автоматизация проектирования систем автоматического управления

Текст

руководство по проектированию
элементов систем автоматики
Руководство по проектированию
элементов систем автоматики
под ред. акад. Б. Н. Петрова
Допущено Министерством
высшего и среднего
специального образования СССР
в качестве учебного пособия
для студентов вузов, обучающихся
по специальностям электронной техники,
электроприборостроения
и автоматики
ИЗДАТЕЛЬСТВО «ВЫСШАЯ ШКОЛА»
МОСКВ А —1 969
Scan AAW
УДК 621.032—318.57
Андрюшина Е. П., Елагин Е. Б., Колосов С. П.г
Козлов В. А., Нефедова В. И„ Решетников Е. М.г
Тищенко Н. М.г Удалов Н. П., Ушаков Н. Н.,
Харазов К. И.
Руководство по проектированию элементов систем
автоматики. Андрюшина Е. П., Елагин Е. Б., Коло-
сов С. П., Козлов В. А., Нефедова В. И., Решетни-
ков Е. М., Тищенко Н. М., Удалов Н. П., Ушаков Н. Н.,
Харазов К. И. «Высшая школа», 1968, стр. 1—320.
В книге освещаются вопросы расчета и проекти-
рования некоторых элементов автоматических уст-
ройств (полупроводниковых, электровакуумных и
ферромагнитных). Значительное внимание уделяется
также вопросам конструирования отдельных элемен-
тов; даются необходимые примеры расчета.
Книга рассчитана на студентов электромеханиче-
ских факультетов втузов и является пособием по
курсовому и дипломному проектированию. Она мо-
жет также представлять интерес и для инженерно-
технических работников, занимающихся вопросами
расчета и проектирования элементов автоматических
устройств.
Рисунков 185, таблиц 25, библиографий 95.
Рецензенты:
Кафедра автоматики и телемеханики ЛЭТИ
им. В. И. Ульянова (Ленина)
Проф. Ю. П. Доброленский.
3—3—13
349—68
ПРЕДИСЛОВИЕ
Настоящая книга является пособием по расчету и проектиро-
ванию элементов автоматических устройств, разработанным коллек-
тивом преподавателей Московского ордена Ленина авиационного
ин-та им. С. Орджоникидзе. Книга представляет собой логическое
продолжение ранее изданных четырех выпусков руководств по
проектированию элементов и систем автоматики*. Освещаемые в ней
вопросы доведены до расчетных рекомендаций, а в необходимых
случаях приведены числовые примеры.
Настоящий сборник посвящен расчету и проектированию эле-
ментов автоматических устройств, причем по содержанию мате-
риал разделяется на две части. В первой части рассматриваются
полупроводниковые и электровакуумные элементы, а во второй
части — ферромагнитные элементы автоматических устройств.
Большое внимание уделяется конструктивному выполнению отдель-
ных элементов.
В гл. I, написанной Н. П. Удаловым, показаны возможность и
целесообразность применения полупроводниковых диодов и трио-
дов в качестве чувствительных элементов реле температуры. При-
ведены сведения о температурах характеристик диодов и триодов.
Дана методика расчета реле и датчиков температуры, а также типо-
вые схемы таких устройств и числовые примеры расчета.
Гл. II, автором которой также является Н. П. Удалов, посвя-
щена расчету устройств с фотодиодами и фототриодами. Здесь рас-
сматриваются принцип действия, параметры и характеристики фото-
транзисторов. Излагается методика приближенного расчета их
характеристик. Приводятся типовые схемы фотоэлектрических реле
с фотодиодами и фототриодами, методика их расчета, а также чис-
ловые примеры.
* «Руководство по проектированию элементов автоматики», вып. 1.
Оборонгиз, 1957; «Руководство по проектированию элементов и систем авто-
матики», вып. 2. Оборонгиз, 1959; «Руководство по проектированию элемен-
тов и систем автоматики», вып. 3. Оборонгиз, 1959; «Руководство по проек-
тированию элементов и систем автоматики», вып. 4. Оборонгиз, 1961.
1*
3
В гл. Ill, написанной Н. М. Тищенко, приводятся основные ха-
рактеристики динисторов и тиристоров, параметры промышленных
образцов. Рассматриваются вопросы аппроксимации вольт-ампер-
ных характеристик, а также зависимость параметров динисторов и
тиристоров от температуры, способы их включения и выключения.
Значительное внимание уделяется применению тиристоров в схемах
управляемых. выпрямителей и преобразователей напряжения, а
также применению динисторов в схемах аналого-дискретных пре-
образователей. Рассмотрены вопросы надежности схем С полупро-
водниковыми приборами.
Гл. IV, авторами которой являются Е. М. Решетников и
Е. П. Андрюшина, посвящена некоторым вопросам усилителей,
предназначенных для широтно-импульсного управления электро-
механическими преобразователями. Здесь рассматривается прин-
ципиальная схема усилителя, даются расчет простейшей схемы двух-
каскадного транзисторного усилителя в режиме переключения,
расчеты выходных каскадов на параллельно включенных и состав-
ных транзисторах, а также на электронных лампах и расчет одной
из схем модулятора длительности импульсов и числовой пример.
В гл. V, написанной Е. Б. Елагиным, рассматриваются пере-
ходные процессы в реле и датчиках с термисторами, работающими
в линейном и нелинейном режимах. Приводится графо-аналитичес-
кое решение уравнения теплового баланса двухполюсника с термис-
тором, представленное в форме с безразмерным временем. На ос-
новании решения оценивается возможность синтеза простейших
цепей с термисторами. Даются способы расчета переходных процес-
сов в реле и датчиках температуры при условии соизмеримости ско-
ростей изменения параметров окружающей среды и изменения на-
пряжения питания двухполюсника со скоростью процессов нагрева
термисторов током.
В гл. VI, написанной В. А. Козловым, излагаются сведения о
тиратронах и некоторые особенности их управления. Рассматривают-
ся принцип действия и расчет основных параметров тиратронного
триггера, тиратронного поляризованного реле, тиратронного реле
времени и генераторов импульсов с анодным питанием от источников
постоянного и переменного напряжений.
Гл. VII, автором которой является Н. Н. Ушаков, содержит из-
ложение основ конструирования электронных устройств систем ав-
томатики. Большое внимание уделяется обеспечению надежности
при проектировании и изготовлении, а также вопросам миниатю-
ризации и микроминиатюризации электронной аппаратуры (кон-
структивное оформление печатных схем, микромодулей, твердых
и пленочных схем).
В гл. VIII, написанной С. П. Колосовым и В. И. Нефедовой, вы-
водится уточненное уравнение статической характеристики для
одной из распространенных конструктивных форм электромагнит-
ного поляризованного управляющего элемента. Показывается связь
4
между усилием на якоре и конструктивными параметрами элемен-
та. Рекомендуется порядок расчета при решении задач анализа
и синтеза элемента.
В гл. IX, автором которой является Н. М. Тищенко, рассмат-
риваются основные статические и динамические характеристики
дроссельных магнитных усилителей. Показано, что широко рас-
пространенные соотношения, выведенные для идеального усилите-
ля, не позволяют проанализировать причины нестабильной работы
реального усилителя. Приводятся формулы и экспериментальные
данные, позволяющие определить характер нестабильности, а так-
же условия достижения наибольшей стабильности как для одно-
тактных, так и для двухтактных усилителей. Анализируются
условия повышения линейности статических характеристик уси-
лителей, а также достижения минимального веса и габаритов.
Даются рекомендации по проектированию, методика проектиро-
вания и числовой пример расчета.
В гл. X, написанной К- И. Харазовым, рассматриваются низко-
частотный генератор прямоугольных импульсов, его характеристи-
ки, регулирование периода и скважности импульсов. Выводятся
формулы, необходимые для расчета генераторов, предлагается гра-
фо-аналитический способ расчета. В заключение приводится при-
мер расчета генератора.
В гл. XI, автором которой также является К. И. Харазов, рас-
сматривается принцип действия одной из схем селекторного реле,
анализируются требования, предъявленные к селекторным реле,
и обосновываются соотношения некоторых их характеристик.
Предлагается методика расчета обмоток и пример расчета.
Авторы выражают признательность профессору, докт. техн, наук
Доброленскому Ю. П., доцентам, канд. техн, наук Аскерко В. С.,
Горохову В. С., Давидову Л. Д., Широкову Н. Г., а также коллек-
тиву кафедры автоматики и телемеханики ЛЭТИ им. В. И. Улья-
нова (Ленина), руководимому профессором, докт. техн, наук
Фатеевым А. В., за советы и замечания по содержанию книги, ко-
торые были учтены при окончательной доработке рукописи.
Глава I
ДИОДНЫЕ И ТРИОДНЫЕ ДАТЧИКИ И РЕЛЕ
ТЕМПЕРАТУРЫ
§ 1.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Зависимость параметров полупроводниковых приборов от темпе-
ратуры общеизвестна. В большинстве случаев она рассматривается
как нежелательное явление и при использовании полупроводни-
ковых диодов и триодов в схемах часто приходится принимать спе-
циальные меры для устранения отрицательных последствий, вызван-
ных ярко выраженной зависимостью обратного тока через элек-
тронно-дырочный переход от температуры. Однако это же свойство
электронно-дырочного перехода позволяет применять полупровод-
никовые диоды и триоды в качестве датчиков температуры [1].
Диод, включенный в направлении запирания, имеет вольт-ам-
перную характеристику с участком насыщения (величина тока не
зависит от приложенного напряжения в широких пределах изме-
нения последнего), что выгодно отличает его от полупроводниковых
термосопротивлений (ПТС).
Конструктивно диодный датчик температуры может быть вы-
полнен в виде монокристалла германия или кремния, электронная
Рис. 1.1. Конструктивная
схема диодного датчика
температуры:
/ — монокристалл; 2 — невы-
прямляющий контакт
п и дырочная р области которого
снабжены невыпрямляющими контак-
тами, к последним присоединены вы-
воды, необходимые для включения
датчика в схему (рис.1. 1). Монокри-
сталл покрывается защитным слоем
лака или герметизируется в специ-
альном баллоне. Такой монокристалл
включается в направлении запирания
в электрическую цепь, состоящую из
источника и измерителя тока. По
результатам измерения тока в цепи
можно судить о температуре среды.
Конструктивное оформление дат-
чика зависит от условий, в кото-
6
рых он должен работать, и от предъявляемых требований. Однако
во многих случаях в качестве датчиков температуры можно исполь-
зовать обычные выпрямительные диоды и усилительные полупровод-
никовые триоды.
Ниже рассматриваются свойства серийных полупроводнико-
вых диодов и триодов и излагается методика расчета реле и датчиков
температуры.
§ 1.2. ДИОД
Вольт-амперная характеристика идеализированного полупровод-
никового диода, как известно [2], описывается выражением
г г Г I <№\ 1 1
/ = 70 [ехР (Ду] — 1] >
где /0—ток насыщения;
(1.1}
q — заряд электрона;
U — внешнее напряжение;
к — постоянная Больцмана;
Т — абсолютная температура.
Согласно этому выражению при включении диода в направлении
запирания (U<0) ток через диод достигает насыщения уже при
напряжении порядка де-
сятых долей вольта и в
дальнейшем остается рав-
ным 70, независимо от ве-
личины приложенного к
диоду напряжения.
Величина тока насыще-
ния зависит от типа диода
и температуры.
Г рафически вольт-ам-
перная характеристика ди-
ода, включенного в на-
правлении запирания, на
участке насыщения пред-
ставляет собой прямую,
Рис. 1.2. Семейство вольт-амперных ха-
параллельную оси напря- рактеристик диода
жений и отстоящую от
нее на величину тока насыщения /0- Однако реальные вольт-ам-
перные характеристики образуют с осью напряжений некоторый
угол, величина которого возрастает по мере увеличения темпера-
туры окружающей среды (рис. 1.2).
Как и всякое нелинейное сопротивление, диод, включенный в
направлении запирания, характеризуется статическим RT=U/I
и дифференциальным г. == — сопротивлениями. Пренебрегая
di
7
кривизной реальных вольт-амперных характеристик диода на
рабочем участке, будем считать, что при Т0=const дифференциаль-
ное сопротивление одинаково во всех точках данной характерис-
тики, т. е. гр=/\и//\1.
Таким образом, реальная вольт-амперная характеристика дио-
да, включенного в направлении запирания, при определенной тем-
пературе среды может быть задана двумя параметрами: обратным
током IQ и дйфференциальным сопротивлением г.. Величина /0
должна определяться при напряжении, соответствующем началу
насыщенного участка, где мощность, рассеиваемая на диоде, мала
и его внутренним разогревом можно пренебречь. Условимся изме-
рять /0 при падении напряжения на диоде в один вольт.
Статическое сопротивление диода, измеренное при падении на:
пряжения на нем в один вольт, т. е. величину, обратную току на-
сыщения, будем называть начальным статическим сопротивлени-
ем диода:
Я = -р. (1-2)
1 о
Зависимость начального статического сопротивления (или тока
насыщения) от температуры будем называть температурной ха-
рактеристикой диода.
Исследования [3] зависимости начального статического сопро-
тивления от температуры окружающей среды Т0 показали, что она
достаточно точно описывается известным из теории ПТС [4] выра-
жением
в
R = RmeT, (1.3)
где /?оо и В — постоянные коэффициенты;
е — основание натурального логарифма;
Т — абсолютная температура.
Чтобы найти коэффициенты /?оо и В, достаточно подставить в
(1.3) два известных значения начального статического сопротив-
ления и и соответствующие им температуры Т01 и Тс2. Решая
полученную систему уравнений, найдем
В = ln _gl ц 4)
'Р ГГ D ' '
1 02 '01 ^2
Учитывая, что начальное статическое сопротивление есть вели-
чина, обратная току /0, получим
В = in 1™ (1.6)
^02 Toi 1 ol
где I Qi и /02—обратный ток при температурах Т01 и То2 соответ-
ственно.
8
Подставляя (1.5) в выражение (1.3) и переходя от значений на-
чального статического сопротивления 7? к значениям обратного
тока IQ, получим другое выражение температурной характеристики:
Если допустить, что падение дифференциального сопротивления
диода с ростом температуры среды обусловлено только разогревом
диода протекающим через него током, то нетрудно определить тем-
пературу диода, соответствующую заданному режиму работы.
Например, в режиме работы, соответствующем точке К (рис. 1.2),
ток через диод имеет величину I к , которая превышает соответствую-
щее данной температуре среды расчетное значение тока /0. Соглас-
но принятому допущению приращение тока на величину (//<—/0)
обусловлено внутренним разогревом диода до некоторой темпера-
туры 7\, которую можно найти из выражения (1.7), подставив в
него
„ в,- м
A-ini*
2’1 /1
Располагая найденными экспериментально вольт-амперными
характеристиками и температурной характеристикой диода, мож-
но подсчитать величину коэффициента рассеяния 6, воспользовав-
шись для этого уравнением теплового баланса
UKIK = b&f (1.9)
где 0=7>— TQ.
Величина коэффициента рассеяния зависит от температуры и
величины приложенного к диоду напряжения, она различна для
отдельных экземпляров диодов одного типа. Однако для прибли-
женных расчетов можно пользоваться осредненными значениями
коэффициента рассеяния. В этом случае, располагая двумя зна-
чениями тока /01 и /02, измеренными при температурах 70i и Т02,
можно рассчитать вольт-амперную характеристику диода при лю-
бой заданной температуре среды.
Расчет вольт-амперной характеристики сводится к следующему.
Подставляя известные значения /Оь /02 и соответствующие
им температуры TOi и ТQ2 в выражение (1.6), находят коэффициент
температурной характеристики В. Затем из температурной харак-
теристики (1.7) находят величину тока при заданной температуре
среды То и допустимой для данного диода температуре Тдоп. Вели-
чину тока, соответствующую температуре Тдоп, подставляют в
уравнение теплового баланса (1.9), из которого находят падение на-
пряжения на диоде соответствующее току 1К. Искомую вольт-
амперную характеристику строят как прямую, проходящую через
точки с координатами (0, 70)j* , 1%).
9
Таблица 1.1
Параметры некоторых плоскостных германиевых диодов
Тип Параметр X. Д7-Б Д7-Г Д7-Е Д7-Ж Д-302 Д-303 Д-304 Д-305
R, ком 120—20 102—19,6 66,5—23,3 53,2—24,8 37—11,6 16,7—3,94 8,34—3,25 8,1—2,3
ri, Мом 9,63—2,03 20,2—3,57' 10,2—5,26 8,35—5,9 14,5—3,7 5,8—2,45 1,45—0,34 1,61—0,435
^доп , в 100 200 350 400 200 150 150 50
в, °к 8000 8000 8000 8000 8000 8000 8000 8000
Ь, мет/град 4,0 4,0 4,0 4,0 9,5 9,5 9,5 9,5
т, сек 46 46 46 46 340 340 340 340
TMtt- °к 343 343 343 343 343 343 343 343
Примечание. Значения R, , ^доп указаны для температуры Т =293° К.
Для приближенного расчета устройств с полупроводниковыми
диодами, используемыми в качестве термочувствительных элемен-
тов, можно пользоваться параметрами, которые приведены в
табл. 1.1. Как видно из таблицы, все рассмотренные типы диодов
отличаются большим разбросом по величине начального статичес-
кого и дифференциального сопротивлений. При выполнении кур-
совых проектов следует произвольно задаться величинами и г£,
не выходя при этом из указанных в таблице пределов.
Приведенные значения тепловой постоянной времени т соот-
ветствуют спокойной воздушной среде.
Пример 1.1. Рассчитать семейство вольт-амперных характеристик диода
типа Д7-Ж для температур 303, 313, 323 и 333°К- При температуре среды Го1=
= 293°К статическое сопротивление диода /? = 50 ком.
Из табл. 1.1 находим остальные параметры диода: £7Д0П = 400 в, В —
= 8000°К, b = 4 мвт!град, Тдоп = 343° К- Согласно (1.2) ZOi = 1/50-103 =
= 20 мка.
Подставляя известные величины 70i, Toi, В в (1.7), получим выражение
температурной характеристики данного диода
( 8000 8000
/0 = 0,02? 293 т (1Л°)
Отсюда найдем значения тока при заданных значениях температуры сре-
ды и при Тдоп = 343° К:
то, °к 303 313 323 333 343
/0, мка 49,3 109 269 542 1090
При температуре среды То — 303° К максимальный перегрев в = Тдоп —
— То = 343 — 303 = 40°.
Для режима, соответствующего Тдоп, Ur • 1,090 = 4-40, откуда И к —
= 147 в.
Для остальных значений температуры среды:
Го,°к 313 323 333
е,°к 30 20 10
их, в но 73 37
§ 1.3. СХЕМЫ С ПОЛУПРОВОДНИКОВЫМИ ДИОДАМИ
В КАЧЕСТВЕ ТЕРМОЧУВСТВИТЕЛЬНОГО ЭЛЕМЕНТА
Простейшая схема диодного датчика температуры представлена
на рис. 1.3.
Выходной величиной может являться как ток в цепи, так и па-
дение напряжения на нагрузке. Иными словами, такой датчик может
11
работать как с низкоомной, так и с высокоомной нагрузкой. Учиты-
вая большую величину допустимого обратного напряжения совре-
менных полупроводниковых диодов, можно отдать предпочтение
Рис. 1.3. Принципиаль-
ная схема диодного дат-
чика температуры
второму случаю. Чувствительность датчи-
ка, у которого выходной величиной являет-
ся падение напряжения на нагрузке,
может составлять десятки вольт на градус:
д* = At/вых
“ дг0
(1.11)
Расчет датчика температуры, приведен-
ного на рис. 1.3, сводится к определению
параметров схемы, при которых датчик
обеспечивает наибольшую чувствительность при сохранении допу-
стимых режимов работы.
Рис. 1.4. Построение статической
характеристики диодного датчика
температуры:
а — семейство вольт-амперных характе-
ристик диода; б — статическая характе-
ристика датчика
Пример 1.2. Рассчитать датчик
температуры с диодом типа Д7-Ж в
качестве термочувствительного эле-
мента. Параметры диода см. в при-
мере 1.1. Пределы изменения темпе-
ратуры (входная величина) 303—
333° К.
Делаем построение семейства
вольт-амперных характеристик для
заданного диапазона температур
(рис. 1.4, а) по результатам расчета,
сделанного в примере 1.1.
Примем £/пит — £/доп = 400 в.
Выбираем рабочую точку W на
характеристике, соответствующей
максимальной температуре так, что-
бы падение напряжения на диоде
при этом составляло 2 в. При этом
обратный ток диода составляет
G00 мка, следовательно,
400 — 2
гн — 600-10"6 —664 ком.
Через точку N проводим пря-
мую, соответствующую найденному
значению сопротивления нагрузки
гн = 664 ком.
По точкам пересечения вольт-
амперных характеристик диода с на-
грузочной прямой строим статичес-
кую характеристику датчика (рис.
1.4, б).
§ 1.4. ТРИОД
Плоскостный полупроводниковый триод, как известно, пред-
ставляет собой монокристалл, в котором созданы два р—«-перехода.
12
Рассмотрим сначала свойства триода, включенного в качестве
двухполюсника. Возможные схемы включения триода как двухпо-
люсника представлены на рис. 1.5. В первых двух схемах (рис. 1.5,
а и б) используется только один из р—n-переходов, т. е. триод ис-
пользуется в качестве дио-
да и его свойства не отли-
чаются от свойств послед-
него.
Исследование темпера-
турной зависимости обрат-
ного тока коллектора три-
Рис. 1.5. Включение триода как двухпо-
люсника:
а — со свободным коллектором; б — со свобод-
ным эмиттером; в— сосвободной базой
ода, включенного по схеме
со свободной базой (рис.
1.5, в), показывает, что его
температурная характери-
стика, подобно темпера-
турной характеристике диода, описывается выражением (1.7).
Однако по абсолютной величине обратный ток коллектора в схеме
со свободной базой значительно больше обратного тока коллектора
в схеме со свободным эмиттером, измеренного при той же
температуре.
Если в цепи базы протекает некоторый ток /б, то, как известно,
ток коллектора возрастает на величину р/б, где р —, коэффициент
усиления триода в схеме с
общим эмиттером. Однако эта
зависимость справедлива только
при небольших значениях на-
пряжения (7К.Э. При значитель-
ных величинах (7К э приращение
тока коллектора оказывается
больше, чем р/б, на некоторую
величину А/ (рис. 1.6). Харак-
терно, что увеличение тока базы
при неизменных температуре
среды и напряжении (7к.э со-
провождается увеличением при-
ращения тока А/, т. е. дифферен-
циальное сопротивление триода
оказывается тем меньше, чем
выше ток базы.
Рис. 1.6. Выходная характеристика
триода
Очевидно, что полупроводниковый триод можно использовать
в качестве датчика температуры или воспринимающего органа тер-
мореле.
Предположим, что приращение тока А/ обусловлено главным
образом разогревом триода протекающим через него током. Такое
допущение позволяет заменить триод эквивалентной схемой, сос-
тоящей из включенных параллельно и находящихся в идеальной
13
тепловой связи ПТС 7? и варистора 7?в, вольт-амперная характерис-
тика которого описывается выражением
/в = ₽/б. (1.12)
Согласно схеме замещения, представленной на рис. 1.7, ток
коллектора является суммой токов, протекающих через термистор
и варистор: .
/к = /в + /0 + ^- (1-13)
Будем считать, что термистор работает в линейном режиме,
т. е. при токах, которые не вызывают заметного разогрева его рабо-
чего тела. При этом условии температура тер-
мистора определяется суммой температуры
окружающей среды То и перегрева 0, обус-
ловленного мощностью, рассеиваемой на ва-
ристоре /?в:
Т = Т0 + @. (1.14)
Перегрев 0 при заданных значениях на-
пряжения <7к.э й тока /б можно найти из
уравнения теплового баланса нелинейного сопротивления /?в:
ик.31в = ьв, (1.15
Рис. 1.7. Схема за-
мещения триода
где b — коэффициент рассеяния. Значения коэффициента рассея-
ния в каталогах на полупроводниковые триоды не приводятся, но
там можно найти обратную ему величину — тепловое сопротивле-
ние. Например, для триода П13 оно, составляет 0,2 град/меш.
Расчет выходной характеристики триода при заданных значе-
ниях температуры среды и тока базы сводится к определению ко-
ординат двух точек. Одна из них берется на оси токов, т. е. соот-
ветствует режиму работы триода без перегрева (при [/к.э =0 на ва-
ристоре 7?в мощность не рассеивается). Координаты второй точки
находим, задавшись условием
Т = Т
1 1 доп,
где Гдоп — допустимая для данного триода температура нагрева.
Техника расчета выходной характеристики сводится к следую-
щему:
1. Из температурной характеристики (1.7) найти значения об-
ратного тока коллектора /0 при температурах Т0 и Тлоп.
2. Пользуясь выражением (1.12), подсчитать ток /в, соответ-
ствующий заданному току базы.
3. Подставив в выражение (1.15) найденное значение 1В и
0=ТДОП — То, определить напряжение £/к,э.
4. Провести прямую через точки с координатами [О,(/о+
+ /в)] и (С/К.э, /к).
14
Расчет выходной характеристики можно сделать графически,
построив предварительно температурную и переходную характе-
ристики данного триода. Техника графического расчета показана
на рис. 1.8.
Рис. 1.8. Построение выходной характеристики
триода:
а — температурная характеристика триода; б — выходная
характеристика; в — переходная характеристика
В рассмотренном методе расчета выходных характеристик не
учитывается тепловое действие обратного тока коллектора при
/в = 0.
Для приближенного расчета устройств с полупроводниковыми
триодами, используемыми в качестве термочувствительных эле-
ментов, можно пользоваться параметрами триодов, приведенными
в табл. 1.2.
Таблица 1.2
Параметры некоторых транзисторов
Параметр 1 ип
П13 П15 П16А пзоз
₽ 10—30 30—60 22—77 8—20
Ь, мет!град 5 5 5 100
/0, мка 5—15 20—100 10—60 5—15
В, °К 8000—11000 9000—12000 8800—12000 5300—10600
Лои, °К 353 353 353 423
^ДОП, б 10 10 15 60
15
§ 1.5. ТЕРМОРЕЛЕ С ТРИОДОМ
R
Улит
Ucm
Рис. 1.9. Принципиаль-
ная схема термореле с
полупроводниковым три-
одом
Принципиальная схема термореле с полупроводниковым трио-
дом в роли чувствительного элемента показана на рис. 1.9. В каче-
стве нагрузки в цепь коллектора включено исполнительное электро-
магнитное реле Р. С помощью переменного сопротивления R в
цепи базы устанавливается ток /б, необходимый для того, чтобы при
заданной температуре Т Оток в цепи коллектора /к принял значение,
равное току срабатывания исполнительного реле. Как следует из
выражения (1.13), изменяя составляющую тока коллектора, можно
настроить данное реле на любую темпе-
ратуру срабатывания, вплоть до Тдоп.
Проектирование термореле. Задание
на проектирование термореле должно
содержать предельные значения темпе-
ратуры срабатывания — минимальное
Tmin и максимальное Ттах, напряже-
ние источника питания (7ПКТ и сведения
о выходной цепи.
В зависимости от характера нагруз-
ки выбирается исполнительное реле Р
(о нем надо знать: ток срабатывания
/сраб, ток отпускания /отп, сопротивле-
ние обмотки гр).
Далее выбирается триод, допускающий ток коллектора, на
20—30% превышающий величину тока срабатывания выбранного
исполнительного реле. Для выбранного триода надо произвести
замеры обратного тока коллектора IOi и 702 при температурах ТQl
и Тq2 соответственно, а также коэффициента усиления р. Кроме
того, из каталога берется величина теплового сопротивления. (В
прикидочных расчетах величины /01, В, р берутся из табл. 1.2.)
По известным значениям /01 и находим коэффициент темпе-
ратурной характеристики В из (1.6) и рассчитываем температурную
характеристику (1.7).
Режим работы триода в момент срабатывания выбираем с таким
расчетом, чтобы падение напряжения на триоде (7К при этом состав-
ляло 2—3 в. При соблюдении этого условия внутренний разогрев
триода и соответствующее приращение тока А/ могут не учиты-
ваться.
По известным значениям напряжения питания (7ПИТ, тока сра-
батывания реле /таб, а также выбранному значению [7К находим
величину сопротивления нагрузки в цепи коллектора:
__ и и. — ик
1 сраб
Если гн окажется больше сопротивления обмотки реле, то сле-
дует ввести добавочное сопротивление.
(1.16)
16
Расчет цепи базы сводится к определению пределов изменения
сопротивления 7?, необходимых для обеспечения срабатывания
реле при настройке его на любую из заданных температур срабаты-
вания. Для этого по температурной характеристике триода нахо-
дим значения тока коллектора IОт[п и /Отах при температурах
^min и 7^тах* Затем находим значения разности (/ раб ^Omin) И
(/сэаб—^отах), которые должны быть скомпенсированы за счет тока
базы при температурах Tmin и Ттах. Соответствующие значения
тока базы находим из выражения (1.12):
. 7сраб 7 о mln
7 61= р
(1.17)
т 7сраб 7о max Z1 . Q4
/б2— р (1.1О)
Минимальное и максимальное
значения сопротивления R находим,
задавшись предварительно величиной
напряжения смещения (Усм:
^ = ^6!, (1-19)
Т^тах — ^cm^62‘ (1.20)
Пример 1.3. Рассчитать термореле,
срабатывающее при заданной температуре
в диапазоне 303—359°К. В качестве ис-
полнительного реле использовать электро-
магнитное реле РЭС-10, ток срабатывания
Рис. 1.10. Термореле с пита-
которого/Сраб = 8 лш,сопротивление обмот- нием от одного источника
ки Гр = 1500ож. Питание от сети постоян-
ного тока напряжением 27 в.
Принимаем схему с питанием цепи коллектора и цепи смещения от одного
источника (рис. 1.10).
Выбираем триод типа П-13, допустимый ток коллектора которого равен
10 ма. Данный экземпляр имеет следующие параметры: коэффициент усиле-
ния р = 18; обратный ток коллектора при температуре Toi = 293°К равен
Z01 = 14 мка, а при Тог = 373°К /02 = 8000 мка.
Коэффициент температурной характеристики
293-373 8000
В - 80 1п 14
= 8670°К.
Температурная характеристика
/8670 8670\
Z01 = 14el2yj т ).
(1-21)
Задаваясь рядом значений температуры, с помощью выражения (1.21)
рассчитываем температурную характеристику (рис. 1.11, а).
Выбираем UK = 2 в.
17
Сопротивление нагрузки в цепи коллектора согласно (1.16)
27 — 2
гн = —g— • 103 = 3,12-103 ом.
Так как сопротивление обмотки реле гр = 1,5-103 ом, то
Я4 = 3,12 — 1,5 = 1,62 ком.
Проводим-нагрузочную прямую (рис. 1.11, б).
Рис. 1.11. К расчету термореле:
а — температурная характеристика триода; б — рабочая вольт-амперная характеристика и
нагрузочная прямая; в — переходная характеристика
Температуре Tmjn соответствует ток /0 min = ЮО мка, а температуре
Т'тах согласно температурной характеристике соответствует ток /0 max ~
= 2100 мка:
8000— 100
/б1 = ----ги---= 438 мка,
—
8000 — 2100
18
= 328 мка.
Примем величину напряжения [7СМ = 0,6 в, тогда для получения в цепи
базы тока /^1 надо ввести сопротивление
-^imin
0,6
0,468
. 103 = 1,37 ком,
а для получения тока
^imax— Q 028 *103 = 1,83 ком.
На рис. 1.11 представлено графическое решение данного примера. Пере
ходная характеристика (рис. 1.11, в) триода построена навстречу температур
18
ной. Расстояние между осями абсцисс этих характеристик равно току сраба-
тывания реле. Это позволяет находить величину тока базы при заданной тем-
пературе срабатывания непосредственно по чертежу.
Литература
1. У д а л о в Н. П. Устройство для измерения температуры. Авторское
свидетельство № 146534.
2. Полупроводники в науке и технике под ред. Иоффе А. Ф., т. 2. Изд.
АН СССР, 1958.
3. Ротберт И. Л., Удалов Н. П. Полупроводниковый диод как
датчик температуры. «Автоматика и телемеханика», т. XXIV, 1963, № 5.
4. Не'чаевГ. К-, У д а л о в Н. П. Реле и датчики с полупроводнико-
выми термосопротивлениями. Госэнергоиздат, 1961.
5. У д а л о в Н.П. Приближенное определение температуры нелиней-
ного сопротивления типа термистор — варистор. Инженерно-физический
журнал, т. IV, 1961, № 11.
Глава II
РАСЧЕТ УСТРОЙСТВ С ФОТОДИОДАМИ
И ФОТОТРИОДАМИ
§ 2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Фотодиод может включаться в схемы как с внешним источником
питания, так и без него. Режим работы с внешним источником пита-
ния называют фотодиодным, а без него — вентильным.
Фотодиод представляет собой пластинку полупроводника, внут-
ри которой имеются области электронной (п-область) и дырочной
(p-область) проводимости, разделенные электронно-дырочным пере-
ходом (рис. 2.1). Электронная и дырочная области снабжены не-
выпрямляющими контактами, к которым присоединены выводы,
необходимые для включения фотодиода в схему.
Под действием света, падающего на поверхность полупроводни-
ка, в последнем появляются пары электрон—дырка. Неосновные
носители, т. е. дырки в электронном по-
лупроводнике и электроны — в дырочном,
диффундируют в область р—н-перехода,
втягиваются его полем и выбрасываются
3 в область, расположенную за переходом,
образуя в ней заряд. Одновременно с этим
в другой части системы накапливаются
основные носители. В области р—п пе-
рехода возрастает электрическое поле, пре-
пятствующее переходу неосновных носите-
Рис. 2.1. Принципиаль- лей из одного полупроводника в другой,
ная схема фотодиода По мере возрастания этого поля возрастает
и обратный поток носителей через запираю-
щий слой. В конце концов наступает
динамическое равновесие, при котором число неосновных носите-
лей, перемещающихся за единицу времени через запирающий слой,
равно числу тех же носителей, перемещающихся в обратном на-
правлении. При этом между электродами устанавливается неко-
торая разность потенциалов Е. Это и есть фютоэлектродвижущая
сила.
20
На рис. 2.2 изображена схема включения, соответствующая
фотодиодному режиму. Здесь к р—n-переходу приложено напряже-
ние в направлении запирания. Поле р—n-перехода возрастает, и
величина его определяется значением приложенного напряжения.
Условия проникновения не-
основных носителей из осве-
щенного полупроводника че-
рез р—n-переход значительно
облегчаются. Ток, протекаю-
щий при этом через нагрузку
гн, способен создать на ней
падение напряжения того же
порядка, что и напряжение
источника питания.
Фототриод представляет
собой полупроводниковую
Рис. 2.2 Схема включения фотодиода
пластинку, в которой имеются три чередующиеся области с эле-
ктронной и дырочной проводимостями, снабженные выводами для
включения в схему. Базовая область фототриода доступна для
воздействия на нее светом.
Рис. 2.3. Прин-
ципиальная схема
фототриода:
К — коллекторный,
Э — эмиттерный и
Б — базовый выводы
Рис. 2.4. Включение фототриода как двух-
полюсника:
с — со свободным коллектором; б — со свободным
эмиттером; в — со свободной базой
Принципиальная схема фототриода р—п—p-типа приведена
на рис. 2.3.
Подобно обычному усилительному триоду, фототриод как двух-
полюсник может быть включен по одной из схем, приведенных
на рис. 2.4. В первых двух схемах включения (рис. 2.4, а и б) свой-
ства фототриода аналогичны свойствам фотодиода. При включении
по схеме 2.4, в он обладает свойством усиления фототока. Рассмот-
рим этот режим подробнее.
Под действием света в базовой области образуются пары элек-
трон-дырка. Неосновные носители диффундируют к коллекторному
и эмиттерному переходам и под действием контактного поля, суще-
21
ствующего на этих переходах, выбрасываются в эмиттерную и кол-
лекторную области триода. Основные неравновесные носители ос-
таются в базовой области, изменяя ее заряд, а следовательно, по-
тенциал относительно эмиттера. В результате увеличивается ток,
инъектируемый в базу через эмиттерный переход. Соответственно
увеличивается ток коллектора, т. е. ток, идущий во внешней цепи.
Фотодиодь! и фототриоды, выпускаемые промышленностью,
имеют весьма малые размеры и отличаются высокой чувствитель-
ностью.
§ 2.2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ФОТОДИОДА
Темновая вольт-амперная характеристика фотодиода не отли-
чается от вольт-амперной характеристики обычного полупроводни-
кового диода и описывается выражением (1.1).
Ток /0, протекающий через затемненный фотодиод, включенный
в направлении запирания, называется темновым током. Величина
темнового тока зависит от типа фотодиода и от температуры.
Зависимость темнового тока фотодиода от температуры будем
называть температурной характеристикой. Температурная харак-
теристика фотодиода описывается выражением (1.7).
Для определения коэффициента В температурной характерис-
тики достаточно знать величину темнового тока при двух значениях
температуры. Подсчитывается величина В из выражения (1.6).
Хотя дифференциальное сопротивление затемненного фотодио-
да несколько уменьшается с ростом температуры, при расчетах схем
с фотодиодами можно считать, что оно не зависит от температуры.
Более того, можно пренебречь разбросом по величине дифферен-
циального сопротивления различных фотодиодов и во всех случаях
считать, что rz = оо, т. е. изображать темновую вольт-амперную
характеристику фотодиода в виде прямой, параллельной оси на-
пряжений. Такое допущение не вызовет большой погрешности,
так как падение дифференциального сопротивления под действием
света значительно превышает величину, которой мы пренебрегли.
При освещении поверхности фотодиода, к которому приложено
запирающее напряжение, ток через него резко возрастает. Прира-
щение тока через фотодиод, вызванное действием света, называется
фототоком /ф. При малых значениях освещенности величина фото-
тока находится в линейной зависимости от величины светового
потока, падающего на светочувствительную поверхность фотодио-
да:
/Ф = ^Ф, (2.1)
где k — чувствительность фотодиода;
Ф — световой поток.
Чувствительность фотодиода численно равна величине фото-
тока, возникающего под действием светового потока в один люмен.
22
В связи с тем что распределение энергии в спектре источника
излучения зависит от температуры последнего, а различные фото-
диоды неодинаково реагируют на излучения с различными длина-
ми волн, чувствительность фотодиодов принято определять при па-
дении на фотодиод потока лучистой энергии, соответствующего по
своему спектральному составу излучению вольфрамовой лампы, нить
которой накалена до температуры 2840° К. Соответствующую это-
му условию чувствительность называют интегральной.
Вольт-амперные характеристики освещенного фотодиода, сня-
тые при постоянной температуре среды и различных значениях
освещенности, не параллельны друг другу. С увеличением осве-
щенности динамическое сопротивление резко падает. Это падение
дифференциального сопротивления, как и при рассмотрении полу-
проводникового триода, будем относить за счет разогрева фотодиода
протекающим через него током.
Сравнивая фотодиод с полупроводниковым триодом, включен-
ным по схеме с общим эмиттером, можно отметить полную аналогию.
При этом световой поток Ф, действующий на фотодиод, является
аналогом тока базы /б в схеме с триодом. Следовательно, фотодиод
можно заменить эквивалентной схемой, составленной из включен-
ных параллельно и находящихся в идеальной тепловой связи ПТС
R и варистора R3 (см. рис. 1.7). Вольт-амперная характеристика
варистора здесь описывается выражением (2.1).
Вольт-амперная характеристика освещенного фотодиода при за-
данной температуре среды может быть найдена аналитически. Ме-
тод расчета вытекает из рассмотрения схемы замещения фотодиода,
приведенной на рис. 1.7.
Согласно этой схеме ток, проходящий через фотодиод, рассмат-
ривается как сумма двух слагаемых, одно из которых определяется
только освещенностью фотодиода, а второе — его температурой.
Величина тока /в при заданной величине светового потока может
быть найдена из (2.1). Для определения второго слагаемого надо
задаться величиной температуры перегрева 0 и, подсчитав темпе-
ратуру фотодиода Т=Т0+®> из температурной характеристики
(1.7) найти соответствующую величину тока /0- Падение напря-
жения на фотодиоде, соответствующее рассматриваемому режиму
работы, находится из уравнения теплового баланса (1.15).
Как и при построении характеристик триода, будем отыскивать
координаты только двух точек вольт-амперной характеристики:
одна из них берется на оси токов, т. е. в режиме работы без пере-
грева, а вторая — при температуре Тдоп.
Пример 2.1. Построить вольт-амперную характеристику фотодиода при
температуре То = 293° К и световом потоке Ф = 9-10“3 лм.
Параметры фотодиода: k = 48 ма/лм, b — 1,05 мет/град. Значение тем-
нового тока при температурах 273 и 313° К: /273 = 2 мка, /313 = 50 мка.
23
Находим коэффициент температурной характеристики:
273-313 50
в = зТз^7з1п-2- = 6880°К-
Температурная характеристика диода
'68PQ 6880ч
Zo = 2A 273 "~).
Отсюда находим значения темнового тока, соответствующие температур
рам То = 293°'К и Тк = 343° К: /о = 12 мка, /0+ л/ = 362 мка.
Подставляя заданное значение светового потока Ф в (2.1), получим /*=
= 48-9-10-3 = 432 мка.
Ординаты искомых точек вольт-амперной характеристики: I = 12+432 =
= 444 мка, /к — 362+432 = 794 мка.
Абсциссу точки находим из выражения (1.15):
1 — германиевых, 2 — кремниевых
-103 = 121,5 в.
В рассмотренном примере при
расчете величины напряжения U %
исходили из допустимой темпера-
туры. Не следует забывать, что,
кроме допустимой температуры,
каждый диод характеризуется
еще допустимым обратным напря-
жением t/доп, величина которого
обычно дается для температуры
Т0=293° К- При более высоких
температурах среды Тдоп снижает-
ся. Допустимый режим работы
диода здесь выбирается уже по
допустимой температуре Тдоп.
Помимо рассмотренных пара-
ды снабжаются спектральной
метров и характеристик, фотодио-
характеристикой, которая отражает
характер зависимости чувствительности от длины волны лучистого
потока, воздействующего на фотодиод. На рис. 2.5 приведены спек-
тральные характеристики германиевых и кремниевых приборов.
§ 2.3. СХЕМЫ С ФОТОДИОДАМИ
Фотодиоды могут применяться как в схемах измерительных
устройств и датчиков, в которых величина выходного сигнала свя-
зана линейной зависимостью с освещенностью светочувствительной
поверхности, так и в схемах релейного действия.
Наибольшее распространение получили фотоэлектрические реле
с фотодиодами, в которых выходной сигнал возникает в результате
скачкообразного изменения освещенности.
24
Схема фотореле с фотодиодом состоит в общем случае, помимо
фотодиода, из исполнительного реле Р и усилителя У (рис. 2.6).
При засветке фотодиода, включенного по схеме, приведенной
на рис. 2.6, а, напряжение на входе усилителя падает и реле отпус-
кает. В другой схеме (рис. 2.6, б), наоборот, засветка фотодиода
вызывает срабатывание исполнительного реле, так как напряжение
на входе усилителя при этом возрастает.
V Ь)
Рис. 2.6. Схемы фотореле:
аь в — срабатывание при затемнении; б, г — сраба-
тывание при освещении

В качестве усилителя могут быть использованы электронные
лампы, тиратроны, кристаллические триоды, вариконды, магнит-
ные усилители и т. д. Предпочтение
следует отдать тем усилительным элемен-
там, которые по своим габаритам, сроку
службы и допустимым режимам эксплу-
атации равноценны фотодиодам. Среди
элементов, удовлетворяющих этому
условию, в первую очередь можно
назвать полупроводниковые триоды.
При наличии достаточно чувствитель-
ного исполнительного реле фотодиод
может управлять его срабатыванием
неп ос р едствен но, без пр омежу точного
усиления сигнала (рис. 2.6, в, г).
При расчете фотоэлектрического ре-
ле с фотодиодом задача сводится к рас-
чету элементарной цепи, составленной
из включенных последовательно фото-
диода и сопротивления нагрузки гн
(рис. 2.7, а). При этом определяют вели-
чину тока и значения падения напряже-
Рис. 2.7. Расчет цепи с
фотодиодом
ния на элементах цепи при заданных
значениях температуры окружающей
25
среды, светового потока Ф и напряжения питания (7ПИТ.
Расчет ведется графически. На графике вольт-амперной харак-
теристики фотодиода (рис. 2.7, б) наносится линия нагрузки.
В случае активного сопротивления это прямая линия. Она соединяет
точку на оси абсцисс, соответствующую напряжению источника
питания (/пит, с точкой на оси ординат, соответствующей току
^ = ^пиТ/гн- ,К°°РДинаты точки пересечения нагрузочной линии
Рис. 2.8. Фотореле с полупроводнико-
вым усилителем:
а — принципиальная схема; б — расчет
с вольт-амперной характерис-
тикой фотодиода соответству-
ют искомым величинам.
Во многих схемах фотоди-
од управляет работой крис-
таллического триода. На рис.
2.8, а приведена схема фото-
реле с полупроводниковым
усилителем. Для расчета та-
кой схемы можно воспользо-
ваться входной характерис-
тикой триода t/б.э =f Uo) и
семейством его выходных
характеристик IK=f{Uк,э)л>.
Выходная цепь схемы
состоит из нелинейного со-
противления эмиттер — кол-
лектор и линейного сопротив-
ления нагрузки гн, включен-
ных последовательно. Расчет
этой цепи не отличается от
рассмотренного выше расчета
цепи, составленной из фото-
диода и линейного сопротив-
ления.
Зная величину максимального тока нагрузки /к.п и величину
сопротивления последней гн, можно найти напряжение источника
питания:
— Л.’п Гн*
По оси ординат семейства выходных характеристик отклады-
ваем максимальный ток нагрузки /к.п, а по оси абсцисс — напря-
жение источника питания Ек,э. Через полученные точки проводим
прямую, которая является линией нагрузки, или динамической
характеристикой триода.
Для построения переходной характеристики ось абсцисс семей-
ства выходных характеристик продолжим влево и отложим на ней
отрезки, соответствующие значениям тока базы, при которых сня-
ты выходные характеристики. Через каждую из отмеченных точек
проводим прямые, параллельные оси ординат. Точки пересечения
26
каждой выходной характеристики с нагрузочной прямой сносим на
прямые, проведенные через соответствующие точки продленной
влево оси абсцисс (рис. 2.8, б).
Входная цепь усилителя состоит из двух нелинейных сопротив-
лений — фотодиода и сопротивления эмиттерного перехода, вклю-
ченного в прямом направлении. Для расчета такой цепи надо
совместить вольт-амперные характеристики обоих нелинейных соп-
ротивлений таким образом, чтобы оси напряжений этих характерис-
тик лежали на одной прямой и были бы направлены встречно.
В этом случае координаты точек пересечения вольт-амперных харак-
теристик фотодиода и эмиттерного перехода изображают значения
тока в цепи и падения напряжения на ее элементах.
Если нагрузкой триода является электромагнитное реле, сраба-
тывание которого должно происходить при засветке фотодиода,
расчет входной цепи фотореле сводится к определению величины
светового потока, необходимого для получения в цепи коллектора
тока, достаточного для срабатывания реле. Для этого по переходной
характеристике находят величину тока базы, соответствующего
нужному значению тока коллектора. Разделив найденную величи-
ну тока базы на чувствительность фотодиода, получим значение
светового потока.
Поскольку вольт-амперные характеристики фотодиода имеют
насыщенный характер, величина напряжения питания входной це-
пи может изменяться в широких пределах. Его минимальная
величина ограничивается ординатой точки входной характеристи-
ки, соответствующей нужному току базы, а максимальная — до-
пустимым для данного фотодиода напряжением.
Пример 2.2. Рассчитать фотореле по схеме, изображенной на рис. 2.8, а.
Фотодиод типа ФД-1 имеет чувствительность k = 20 ма/лм, электромаг-
нитное реле типа РКН имеет ток срабатывания /сраб = 10 ма и сопротивле-
ние обмотки г = 600 ом.
Задаемся коэффициентом запаса К3 = 1,4, тогда ток насыщения в цепи
коллектора /к.п= 1,4-10=14 ма.
Выбираем триод типа П13А. Его характеристики приведены на рис. 2.8,6.
Напряжение источника питания цепи коллектора
Ек э = 14-10-3-600 = 8,4 в.
Проводим нагрузочную прямую и строим переходную характеристику.
По переходной характеристике находим, что ток срабатывания реле будет до-
стигнут при токе базы — 250 мка (точка Л), а рабочий ток — при =
= 350 мка (точка N).
Рабочее значение светового потока
0,35
Фраб — 20 — 0,0175 лм.
Если при проектировании датчика с линейной зависимостью
выходного сигнала от освещенности светочувствительной поверх-
ности фотодиода возникает необходимость в усилении сигнала,
27
можно воспользоваться усилителем переменного тока, который
обладает известными преимуществами перед усилителем постоян-
ного тока. Однако световой поток в этом случае должен быть мо-
дулирован. Это достигается обычно с помощью механических пре-
рывателей либо применением импульсных источников света.
Изобретение В. А. Смирновым, С. П. Колосовым и В. И. Русла-
новым амплитудного модулятора [1] позволяет осуществлять
преобразование постоянного светово- ___________
го сигнала Фвх в переменный элек- |
трический сигнал t/BSIX более прос- v уФм
тыми средствами, обеспечивая при -——-
этом высокую надежность. *
Рис. 2.9. Нереверсивная схема
амплитудного модулятора
Рис. 2.10. Реверсивная схе-
ма амплитудного модуля-
тора
Схема амплитудного модулятора переменного напряжения све-
товым потоком приведена на рис. 2.9.
Фотодиод включается в диагональ выпрямительного моста,
образованного диодами 1—4. В другую диагональ моста включены
источник переменного тока и сопротивление нагрузки гt. При пи-
тании схемы синусоидальным напряжением напряжение на на-
грузке будет иметь форму знакопеременных импульсов, близких
к прямоугольным.
Если необходимо осуществлять реверсирование фазы выходного
сигнала с помощью светового сигнала (световые потоки ФВХ1 и
Фвх2), включают последовательно две описанные выше схемы
(рис. 2.10). Через трансформатор Тр они подключаются к источ-
нику модулируемого напряжения, а нагрузка включается между
точкой соединения схем и средней точкой вторичной обмотки тран-
сформатора.
Расчет таких модуляторов труда не составляет.
§ 2.4. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ФОТОТРИОДА
Температурная характеристика фототриода описывается тем же
выражением, что и температурная характеристика фотодиода. Од-
нако коэффициент В у фототриодов обычно выше, чем у диодов.
Расчет этого коэффициента делается на основании результатов из-
28
мерения темнового тока при двух значениях температуры. При
этом фототриод может быть включен либо по схеме со свободной
базой, либо со свободным эмиттером.
Темновая вольт-амперная характеристика фототриода, включен-
ного по схеме со свободной базой, не отличается от соответствующей
характеристики усилительного полупроводникового триода.
Так же как в усилительном триоде, при протекании в цепи
базы затемненного фототриода некоторого тока /б ток в цепи кол-
лектора возрастает на величину где р — коэффициент усиле-
Рис. 2.11. Зависимость вольт-ам-
перных характеристик фототри-
ода ФТ-1, включенного по схеме
со свободной базой от осве-
щенности
Рис. 2.12. Выходные характеристики
затемненного фототриода ФТ-1,
включенного по схеме с общим
эмиттером
ния триода в схеме с общим эмиттером. Семейство выходных ха-
рактеристик затемненного фототриода аналогично семейству вы-
ходных характеристик усилительного полупроводникового триода
и может быть построено описанным в предыдущей главе методом,
если известны его коэффициент усиления р, коэффициент рассея-
ния b и температурная характеристика.
Сравнивая семейство вольт-амперных характеристик, снятых
при различных значениях освещенности фототриода, включенного
по схеме со свободной базой (рис. 2.11), с семейством выходных ха-
рактеристик затемненного фототриода, включенного по схеме с
общим эмиттером (рис. 2.12), легко заметить, что заданное прира-
щение тока коллектора можно получить либо за счет увеличения
освещенности, либо за счет увеличения тока базы.
Управляющее действие света характеризуется чувствительно-
стью фототриода
k = . (2.2)
29
Управляющее действие тока базы затемненного фототриода
характеризуется коэффициентом усиления по току р.
Располагая значениями коэффициентов k и р, можно найти
приращение тока в цепи коллектора при заданном оптическом или
электрическом входном сигнале. Если задаться условием, согласно
которому приращение тока в цепи коллектора, вызванное оптичес-
ким входным сигналом, должно быть равно приращению тока, выз-
ванному электрическим входным сигналом, можно записать ра-
венство
£Ф - р/б. (2.3)
Из (2.3) нетрудно подсчитать величину электрического эквива-
лента заданного светового сигнала:
ь
/б.Ф=уФ. (2.4)
Расчет выходной характеристики фототриода, включенного
по схеме с общим эмиттером, при заданных значениях тока базы /б
и светового потока Ф сводится к расчету выходной характеристики
затемненного фототриода при токе базы
~ + ^б. ф, (2.5)
где /б.ф — ток базы, эквивалентный по своему действию заданно-
му световому потоку Ф.
Для оценки порога чувствительности фототриода пользуются
параметром, который носит название светового эквивалента шума.
F — Lll
св k ’
где /ш — отношение шумового напряжения на выходе фототриода
к сопротивлению нагрузки;
k — чувствительность фототриода.
Спектральные характеристики фототриодов аналогичны спек-
тральным характеристикам фотодиодов из того же материала.
§ 2.5. СХЕМЫ С ФОТОТРИОДАМИ
Схемы с фототриодом, включенным как двухполюсник, по сво-
ей структуре не отличаются от схем с фотодиодами. В связи с тем
что чувствительность фототриодов значительно выше, чем фото-
диодов, в схемах с фототриодами усилители могут иметь значитель-
но меньший коэффициент усиления. Однако использование фото-
триода в схеме со свободной базой не позволяет реализовать все
его преимущества и может быть оправдано только при регистрации
сравнительно больших световых сигналов.
Наличие- у фототриода электрического и оптического входов
позволяет осуществлять суммирование электрического и оптичес-
30
кого сигналов. Электрический вход используется обычно для соз-
дания смещения, необходимого для получения линейной характе-
ристики фототриода при измерении малых сигналов, а также для
компенсации внешних воздействий. В первую очередь приходится
компенсировать изменение параметров фототриода, обусловленное
его нагревом. Схемы температурной стабилизации применяются
те же, что и в полупроводниковых усилителях.
При использовании фототриода для
регистрации малых световых сигналов,
как уже указывалось, снимаемый с фо-
тотриода электрический сигнал подле-
жит усилению. В этом случае фототри-
од, помимо высокой чувствительности,
должен обладать высоким статическим
выходным сопротивлением переменному
току 7<ВЬ1Х и возможно большим допу-
стимым напряжением на коллекторе.
Кроме того, темновой ток в. цепи кол-
лектора должен быть минимальным.
Перечисленные статические парамет-
ры можно улучшить, подавая положи-
тельное смещение на базу (рис. 2.13, а).
На рис. 2.13, б показан характер изме-
нения параметров триода в зависимости
от величины тока базы [2]. Из этих
кривых видно, что существует некото-
рое оптимальное смещение, при котором
основные параметры принимают значе-
ния, наиболее выгодные для целей
регистрации малых световых сигналов
и дальнейшего усиления выходного на-
пряжения. При этом темновой ток ста-
Рис. 2.13. Оптимизация
параметров фототриода:
а — схема включения; б — зави-
симость параметров фототриода
от тока базы (&. — чувствитель-
ность по току; ' чувстви-
тельность по напряжению; /0 —
темновой ток)
новится примерно в десять раз меньше, чем в схеме со свободной
базой, а выходное сопротивление увеличивается в десять раз. Зна-
чительно возрастает и допустимое напряжение на коллекторе. Ве-
Рис. 2.Ц. Схема для реги-
страции 4 малых световых
импульсов
Рис. 2.15. Схема для реги-
страции малых синусои-
дальных световых сигналов
31
личина сопротивления гб (рис. 2.13, а) берется много больше вход-
ного сопротивления фототриода (гб=0,1—10 Мом).
При регистрации малых световых импульсов применяется схе-
ма, приведенная на рис. 2.14, где между эмиттером и базой фото-
триода включена индуктивность L. Для токов низкой частоты цепь
эмиттер—база практически замкнута накоротко, а для токов высо-
кой частоты разомкнута.
Для регистрации малого синусоидального модулированного
сигнала рекомендуется схема, приведенная на рис. 2.15. Контур
настраивается на частоту модуляции света. На других частотах
сопротивление между эмиттерным и базовым выводами мало и все
составляющие спектра шумов с частотами, отличными от частоты
модуляции света, значительно ослабляются.
Таблица 2.1
Основные параметры фотодиодов и фототриодов отечественного
производства
Наименование прибора Параметры Фотодиод Фототриод
Тип ФД-1 ФД-2 ФД-3 ФДК-1 ФТ-1
Рабочее напряжение, в ... 15 30 10 20 3
Темновой ток, мка Интегральная чувствитель- 30 25 10 3 300 170
ность, ма!лм 20 10 20 3
Постоянная времени, сек . . 1.10-5 МО"5 1•IO’5 НЮ"6 2-10-4
Напряжение шумов, мв . . . — — 0,5—2,0 — 5,0
Долговечность, ч Размер светочувствительной 500 500 1 500 500 500
поверхности, мм2 .... 5 2 2 2
Наибольшая допустимая от- носительная влажность, % . Диапазон допустимых темпе- 98 90 98 98 98

ратур, °C —60 —45 —60 —50 —60
+40 +45 +60 +80 +50
Допустимое ускорение, g . . 12 2,5 — 10 —
при вибрации, гц Допустимое постоянное уско- 30—500 50 20—1000 —
рение, g 20 — — 25 —
Допустимая ударная перегруз- ка, g Коэффициент температурной 6000 1,0 6000 0,85 6000 0,2 4000 0,2 20000 600Э 0,9
характеристики,°К Вес, г
Конструктивное оформление . Метал- Пласт- Металл] ический корпус
лически массовый
корпус корпус
Примечание. При соблюдении номинальных режимов работы срок службы прак
тически не ограничен.
32
§ 2.6. СВЕДЕНИЯ О НЕКОТОРЫХ ФОТОДИОДАХ И ФОТОТРИОДАХ
На рис. 2.16 приведены габаритные размеры германиевых и
кремниевых приборов отечественного производства [31. Параметры
этих фотодиодов и фототриодов сведены в табл. 2.1.
Спектральные характеристики этих приборов приведены на
рис. 2.5.
Рис. 2.16. Габаритные размеры фотодиодов и фототриодов
Среди германиевых приборов наиболее стабильны фотодиоды
типа ФД-3. Кремниевые приборы отличаются большей стабильно-
стью, чем германиевые.
Следует иметь в виду, что в табл. 2.1 указаны максимальные
значения темнового тока, которые могут иметь место при комнат-
ной температуре у отдельных экземпляров приборов. Как правило,
величина темнового тока при этой температуре значительно меньше.
Литература
1. С мирное В. А., Колосов С. П., Русланов В. И. Ампли-
тудный модулятор. Авторское свидетельство № 149504.
2. Р о д к е в и ч С. Д. Методика расчета схем на фотодиодах. Известия
высших учебных заведений, разд. «Приборостроение», 1961, № 1.
3. ТуркулецВ. И. и Удалов Н. П. Фотодиоды и фототриоды
Госэнергоиздат, 1962.
2 Заказ № 971
33
Глава III
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА ДИНИСТОРАХ И ТИРИСТОРАХ
§ 3.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Динисторы (рис. 3.1, а) и тиристоры (рис. 3.1, б) представляют
собой полупроводниковые приборы с четырехслойной р—п—р—п-
структурой.
Слои (микронной толщины) наращиваются обычно на тонкой
кремниевой пластинке методом диффузии и вплавления. Исполь-
зование в качестве основы других полупроводниковых материалов,
в частности германия, в принципе возможно, но характеристики при-
боров получаются хуже, чем для кремния.
Динистор представляет собой двухполюсник, обладающий ха-
рактеристиками бесконтактного электронного переключателя, уп-
равляемого напряжением. В отличие от динистора управление ти-
ристором осуществляется с помощью специального (третьего) уп-
равляющего электрода.
Несмотря на то что первый полупроводниковый прибор с че-
тырехслойной структурой увидел свет около 10 лет тому назад,
объем производства и применение этих приборов достигли больших
размеров. Указанное обстоятельство определяется рядом харак-
терных особенностей динисторов и тиристоров, среди которых в
первую очередь следует отметить:
1. Эти приборы обладают почти идеальной статической харак-
теристикой электронного ключа. Коэффициент переключения (от-
ношение дифференциальных сопротивлений в открытом и закрытом
состояниях) составляет 10*—КГ.
2. Динисторы и тиристоры характеризуются высоким быстро-
действием — время переключения лежит в пределах от долей
до единиц микросекунды для динисторов и десятков микросекунд
для тиристоров.
3. Поскольку в любом из устойчивых состояний ток, прохо-
дящий через эти приборы, или напряжение на них крайне малы, то
они могут управлять большими мощностями при малых собствен-
ных потерях мощности.
4. Габариты и вес динисторов и тиристоров относительно неве-
34
лики и при прочих равных условиях меньше, чем у полупроводни-
ковых диодов и транзисторов.
Благодаря своим замечательным свойствам динисторы и тирис-
торы нашли широкое применение в различных устройствах, исполь-
зуемых в системах управления летательными аппаратами, а имен-
но: триггерах, автогенераторах, счетчиках импульсов, усилителях
мощности, аналоговых преобразователях и т. п.
Рис. 3.1. Структурные схемы и схемные обоз-
начения динисторов и тиристоров:
а — структ}рная схема динистора; б — структурная
схема тиристора; в — и — схел ные обозначения динис-
торов; к — р — схемные обозначения тиристоров
Следует иметь в виду, что наименования «динисторы» и «тирис-
торы» не являются единственными. В литературе можно встретить
и другие, а именно: р—п—р—п-приборы, р—п—р—и-переключа-
тели, четырехслойные приборы, четырехслойные переключатели,
четырехслойные диоды и, кроме того, для динисторов — переклю-
чающие диоды и диодные тиристоры, для тиристоров — управляе-
мые диоды, триодные тиристоры, четырехслойные транзисторы.
Не установилось и единообразие обозначений динисторов и ти-
ристоров. На рис. 3.1, в—р приводятся схемные обозначения этих
приборов, встречающиеся в литературе.
2* 35
§ 3.2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ДИНИСТОРОВ И ТИРИСТОРОВ
Типичная вольт-амперная характеристика динистора изобра-
жена на рис. 3.2, а. Рабочей является ветвь ОАВС вольт-амперной
характеристики, на которой можно выделить три характерных
Рис. 3.2. Характеристики динисторов и тиристоров:
а — статическая вольт-амперная характеристика динистора; б — то же, тиристо-
ра (/у2 > /уХ > /у0); е— характеристика включения тиристора; г — зависимость
напряжения включения динистора от скорости изменения напряжения; б —к
определению напряжения динамического включения динистора; е — зависи-
мость тока управления тиристора от длительности импульса; ж — кусочно-ли-
нейная аппроксимация вольт-амперной характеристики динистора
участка. Участок ОА совпадает с обратной характеристикой обыч-
ного диода. Сопротивление динистора на этом участке велико (ди-
нистор «заперт») и превышает, как правило, 1 Мом. При напряже-
нии U=UaKn происходит включение (переключение) динистора
36
и после прохождения точки Л, в которой — =0, дифференциаль-
dl
ное сопротивление становится отрицательным (участок отрицатель-
ного сопротивления АВ).
Напряжение на диоде при этом уменьшается до величины (/выкл,
которая составляет обычно от 0,5 до 1 в (динистор «открыт»). Учас-
ток ВС совпадает с характеристикой обычного диода, работающего
в прямом (проводящем) направлении.
Максимально допустимый ток открытого динистора достигает
в зависимости от типа сотен миллиампер для статической нагрузки
и десятков ампер для импульсной нагрузки.
Как следует из изложенного, основным параметром динистора
является напряжение включения, т. е. напряжение, соответствую-
щее точке перегиба вольт-амперной характеристики.
При использовании динисторов, помимо [7ВКЛ, необходимо также
знать следующие параметры (рис. 3.2, а):
Лпах — максимальный ток открытого динистора;
(/Ост—остаточное напряжение, соответствующее /тах;
/вкл—ток включения, соответствующий [/вкл;
/Выкл—ток выключения, соответствующий точке В перегиба
вольт-амперной характеристики от участка АВ (от-
рицательного дифференциального сопротивления) к
участку ВС (низкого сопротивления);
/ут—ток утечки, соответствующий напряжению 0,5 [/вкл.
Выбор этой величины обусловлен тем, что переключение динисто-
ра удобнее производить малым сигналом, накладываемым на по-
стоянное смещение, обычно называемое напряжением подпора.
Вольт-амперная характеристика динистора подобна характе-
ристике двухэлектродной газоразрядной лампы. Так же как и газо-
разрядная лампа, открытый динистор может быть возвращен в ис-
ходное (закрытое) состояние только путем снятия приложенного
напряжения.
В отличие от динистора вольт-амперные характеристики тирис-
торов задаются семейством кривых. Типичное семейство вольт-
амперных характеристик тиристора приведено на рис. 3.2, б. Как
следует из графика, характеристика тиристора задается теми же
параметрами, что и характеристики динистора.
Однако в ряде случаев паспортные данные тиристора не содер-
жат значения /вкл, поскольку этот параметр при наличии управ-
ляющего электрода в значительной степени теряет свое зна-
чение.
При увеличении тока управляющего электрода /у (тока управ-
ления) величина (7ВКЛ уменьшается, что иллюстрируется графиком
для тиристора Д235, изображенным на рис. 3.2, в. Здесь по оси орди-
нат отложено отношение напряжения включения к наибольшему
напряжению на аноде тиристора, при котором гарантируется сос-
тояние «выключено».
37
Эта характеристика является основной для тиристора и назы-
вается обычно характеристикой включения (переключения).
При достаточно больших значениях /у вольт-амперная ха-
рактеристика тиристора становится такой же, как и прямая ветвь
обычного диода (участок О А на рис. 3.2,6).
После того как тиристор переключился в открытое состояние,
управляющий электрод, как и в тиратроне, перестает управлять
прибором. Для обратного переключения прибора, как и в случае
динистора, необходимо снизить ток через тиристор до величины
I -^ВЫКЛ •
Для расчета цепей с тиристорами необходимо знать вольт-ампер-
ную характеристику управляющего электрода. Эта характеристика
повторяет вольт-амперную характеристику обычного диода в про-
водящем направлении.
Рассмотренные выше статические вольт-амперные характерис-
тики снимаются в установившемся режиме, т. е. при условии, что
приложенное к прибору напряжение не изменяется во времени
В случае, когда это условие не выполняется, форма вольт-ампер-
ной характеристики становится иной (рис. 3.2, г). Подобную харак-
теристику называют динамической вольт-амперной характеристи-
кой. Существенно, что величина напряжения включения с увели-
dU
чением скорости изменения напряжения — уменьшается.
Отмеченное обстоятельство может быть объяснено приращением
тока, обусловленным собственной емкостью прибора Сп, которую
можно рассчитать по формуле
. /с=Сп^\ (3.1)
dt
Располагая статической вольт-амперной характеристикой дини-
стора и зная крутизну входного импульса, нетрудно рассчитать на-
пряжение динамического (импульсного) включения. Для этого
необходимо на оси ординат статической вольт-амперной характе-
ристики (рис. 3.2, д) отложить от точки а, соответствующей I,кл,
величину 1С , рассчитанную по (3.1). Прямая через точку о парал-
лельно оси абсцисс до пересечения с участком отрицательного со-
противления отсекает отрезок Ьс, равный по величине (/вкл.д.
Величина {/ВКл.д может быть определена и аналитически сов-
местным решением двух уравнений, одно из которых описывает
прямую., параллельную оси абсцисс /РКЛ + Ic = const, а другое —
участок отрицательного дифференциального сопротивления стати-
ческой вольт-амперной характеристики динистора.
Следует, однакр, иметь в виду, что на величину (7ВКЛ.Д косвен-
но оказывают влияние и такие факторы, как нагрузочное сопротив-
38
ление, напряжение подпора, частота переключения, поскольку
эти факторы изменяют основную причину деформации вольт-ампер-
ной характеристики — емкостный ток 1С .
Если тиристор включается импульсами, то амплитуда тока уп-
равления, достаточная для включения, зависит от длительности им-
пульсов При этом существует минимальная величина заряда
z/o, которая должна быть превышена, чтобы тиристор включился:
Рис. 3.3. Общий вид динисторов и тиристоров:
/ — Д228; 2 — Д227; 3 — Д235; 4 — Д238
На рис. 3.2, е приведена кривая, типичная для тиристоров
типа Д235 и Д238.
На рис. 3.3 приводятся некоторые типы динисторов и тиристоров
отечественного производства. Параметры этих приборов даются
в табл. 3.14-3.4.
В табл. 3.24-3.4 под током управления спрямления имеется в
виду минимальный ток управления тиристора, при котором исче-
зает участок отрицательного дифференциального сопротивления
на вольт-амперной характеристике, а под напряжением управле-
ния спрямления — напряжение на управляющем электроде при
токе, равном току управления спрямления.
§ 3.3. АППРОКСИМАЦИЯ СТАТИЧЕСКОЙ ВОЛЬТ-АМПЕРНОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКИ
Очевидно, что аппроксимацию вольт-амперной характеристики
динистора удобнее всего осуществить по участкам. При этом могут
быть использованы как нелинейные (алгебраические и трайсцен-
39
Параметры динисторов
Таблица 3.1
Параметры Т ип
Д227 •Д228
Максимальный ток открытого динистора /тах, -мя Максимально допустимое обратное напряжение (/Обр тах, в Остаточное напряжение UQCT, в (не более)* Ток включения /вкл, ма (не более) Ток выключения /выкл, ма (не более) . ' Ток утечки /ут, мка (не более) Обратный ток /Обр, ма (не более) Время включения твкл, мксек (не более) В.ремя выключения твыкл, мксек (не более) Емкость С, пф (не более) Окружающая температура, °C Максимальный импульсный ток /н тах, а 200 10 1,5 5 15 100 0,5 0,5 10 100 —604-100 2 (при (и < 10 мсек), 10 (при /и < 10 мксек) 50 1,5 1 15 60 0,5 0,1 5 80 —604-100 2 (при /и < 10 мсек), 10 (при /и < 10 мксек)
Группы для типов Д227 и Д228
А | Б в Г Д Е Ж И
^вкл, в 10—20 14—28 20—40 30—60 40—80 56—112 80—160 100—200
* ^ост соответствует току /тах. Поскольку ^ост^^выкл’ величина напряжения выключения в таблице не указана,
Параметры тиристоров
Таблица 3.2
Тип
Параметры Д235 Д238
Максимальная мощность Ртах, вт 4 20
Максимальный ток включенного тиристора /тах,а 2 10
Остаточное напряжение (70СТ, в (не более) . . . Ток утечки /ут, ма (не более) Ток управления спрямления /у с , ма (не бо- 2 2
1 —
лее) 50 150
Ток включения /вкл, ма 1 54-30
Ток выключения /вкл, ма 5 104-100
Обратный ток /Обр, ма 1 54-30
Время включения твкл, мксек (не более) .... 5 10
Время выключения твыкл, мксек (не более) . . . Максимальный импульсный ток ZH max, а ПРИ 35 35
£и<50 мксек (не более) 30 100
Окружающая температура, °C -604-100 -504-100
Допускаемое прямое напря-
жение на коллекторе
^пр.тах - в («е менее) .
Допускаемое обратное на-
пряжение на коллекторе
^обр max, в (не менее) .
Допускаемое обратное на-
пряжение на управляю-
щем электроде f/o6p y , в
(не более) .............
Таблица 3.3
Параметры мощных тиристоров типа ВКДУ и ВКДУВ
Параметры
Рабочий ток (среднее значение), а 50 100 150 100 150 200
Прямое падение напряжения (сред- нее значение), в (не более) . . . 1,25 0,9 0,75 1,4 1,0 0,9
41
Параметры ВКДУ-50 ВКДУ-100 ВКДУ-150 ВКДУВ-100 ВКДУВ-150 ВКДУВ-200
Максимальное напряжение переклю- чения (амплитудное значение),
в (не более) Максимальное обратное напряжение (амплитудное значение), в (не бо- 1000 1000 1000 1000 1000 1000
- лее) Ток управления спрямления (ампли- 1000 1000 1000 1000 1000 1000
тудное значение), а (не более) . Напряжение управления спрямле- ния (амплитудное значение), в 1 1 1 1 1 1
(не более) Длительность импульса тока управ- ления спрямления, мксек (не ме- 20 20 20 20 20 20
нее) 20 20 20 20 20 20
Время включения, мксек (не более) Время восстановления, мксек (не бо- 10 10 10 10 10 10
лее) 25 25 25 25 25 25
Окружающая температура, °C . . От - - 40 до 4-ИО От +5 до 430
Вес с радиатором, г 2100 I 2100 I 2100 1100 1 1100 | 1100
Вес без радиатора, г 450 1 450 1 450 450 1 450 | 450
Способ охлаждения Воздушнее, при- Водяное, п рину-
нудительное, с дительное, с ох-
радиатором , ско- лаждением , рас-
рость потока воз- ход воды 6 л/мин,
духа 12 м/сек, температура во-
температура воз- духа + 40°С ды зо°с Таблица 3.4
Параметры мощных тиристоров типа УПВК
Параметры УПВК-50 УПВК-100
Рабочий ток (среднее значение), а 50 100
Ток управления спрямления, ма (не более) . . . 150 150
Напряжение управления спрямления, в .... 0,6-5,0 0,6—5 ,0
Время включения, мксек 2—5 2—5
Время выключения, мксек 15—20 15—20
Габаритные размеры (высота X диаметр), мм . 75x41 78X41
Вес (с наружным выводом без радиатора), г . . 170 200
Окружающая температура , °C От —60 до + 120
Условия охлаждения Воздушное, с радиато- ром обдува со скоро- стью 8 м/сек
42
дентные), так и линейные функции. В частности, может быть ис-
пользован полином вида
I = а + bU + с1Р + ... + nU“. (3.3)
Количество членов ряда определяется заданной точностью аппрок-
симации. При сграничении членом ряда первой степени прихо-
дят к линейной аппроксимации.
Как показывают несложные расчеты, для решения большинства
инженерных задач линейная аппроксимация вполне приемлема.
В этом случае участок ОВ действительной вольт-амперной харак-
теристики динистора заменяется двумя прямолинейными отрез-
ками, один из которых (ОЛ) наклонен к оси абсцисс под углом
90°—ср, а другой (АВ) определяется напряжением включения U3KJ==
=const (см. рис. 3.2, ж). В большинстве случаев участок ВС дей-
ствительной характеристики достаточно близок к прямой линии,
которая определяется координатами двух точек (£7ВКЛ, /вкл и
^вы-'л» Лыкл)- Угол ее наклона к оси абсцисс равен 90° —Ф.
Участок малого сопротивления CD линеаризуется отрезком
прямой, наклоненной к оси абсцисс под углом 90°—у. Прямая CD
определена двумя координатными точками (Увыкл, /Выкл и ^ост»
Лпах ) •
Таким образом, статическая характеристика аппроксимирует-
ся следующими выражениями:
на участке ОА
I = Kt7ctg ср, (3.4)
где К — коэффициент пропорциональности;
на участке АВ t/BKJI = const; (3.5)
на участке ВС ......и~и^ . = _. (3.6)
Uвыкл Uвкл ^выкл ^вкл
на участке CD U ~ и"тл = 1 ~/пь,''л . (3.7)
Uвыкл ^тах -^выкл
Введем обозначения, характеризующие величины дифферен-
циального сопротивления динистора на трех участках характе-
ристики:
/?' = tgcp—сопротивление выключенного прибора;
7?z/ = tgу— сопротивление включенного прибора;
Rbc =tg1F—сопротивление прибора на участке ВС.
43
В табл. 3.5 для примера даются значения R'f R" и RBC для не-
которых типов динисторов.
Поскольку ток через тиристор является функцией приложен-
ного напряжения и тока управления, т. е. I=f(U, то можно
записать
di = —dU + —dly.
dU dly y
(3.8)
Здесь — при /у = const представляет собой величину, где
dU R/
R' — дифференциальное сопротивление на участке ОА хара-
ктеристики. Производную при U = const назовем крути-
д/у
зной характеристики тиристора и обозначим через S. Ве-
личины R' и S могут быть определены из семейства вольт-ампер-
ных характеристик тиристора.
Таким образом, (3.8) перепишем в виде
dI = ±-dU + SdIr (3.9)
Таблица 3.5
Величины дифференциальных сопротивлений
Тип динистора ^ВКЛ» в Дифференциальное сопротивление
R', ком R", ом &вс ,ком
Д227Б 20 102 1,2 16,7
Д227Г 45 137 2,1 26,3
Д227Д 60 231 1,2 48,3
Д227Е 80 298 2,5 63,3
Д228А 15 317 3,2 36,9
Д228В 30 407 2,8 51
Д228Д 60 800 2,7 63,6
Д228Ж 120 1780 2,5 87,8
Для тиристоров типа Д235 и Д238 величины R' при малых токах
управления имеют тот же порядок, что и для динисторов. С уве-
личением 1у значения R' резко (на несколько порядков) падают.
Величина S изменяется в широких пределах.
§ 3.4. ЗАВИСИМОСТЬ ПАРАМЕТРОВ ДИНИСТОРОВ ОТ ТЕМПЕРАТУРЫ
Характеристики динисторов, как и других полупроводниковых
приборов, существенно зависят от температуры. Приведенные на
рис. 3.4, а вольт-амперные характеристики динистора при темпера-
турах —50, —20, 0, +20, +40, +60° С дают представление об из-
44
менении его статических параметров с изменением температуры.
На рис. 3.4, б изображены вольт-амперные характеристики динис-
торов типа Д227 (кривые 1) и Д228 (кривые 2) .снятые при темпера-
турах —60 и +100° С.
Из графиков следует, что с повышением температуры величины
[/вкл, ^вкл и /выкл уменьшаются. Существенна при этом и заметно
Рис. 3.4. Зависимость статических характеристик динисторов от темпе-
ратуры
большая нестабильность параметров более мощных приборов
(Д227 — кривая 1) по сравнению с менее мощными (Д228 — кри-
вая 2).
На рис. 3.4,в изображена температурная зависимость основного
параметра динистора — напряжения включения. На графике изо-
бражены две усредненные характеристики соответственно для ди-
нисторов типа Д228Е и Д228Ж- Как следует из приведенных харак-
теристик, ТК ивкл отрицателен по знаку и в рассматриваемом диа-
пазоне температуры не постоянен по величине (ТК. — температур-
ный коэффициент).
Следует иметь в виду, что величина напряжения включения ха-
рактеризуется достаточно большим разбросом, что иллюстрируется
45
кривыми, изображенными на рис. 3.4, г. Здесь кривая 1 представ-
ляет собой усредненную характеристику, кривые 2,3 — границы
разброса.
Значения температурных коэффициентов параметров динисто-
ров приведены в табл. 3.6.
Таблица З.б
Температурные коэффициенты параметров динисторов
Параметры Д227Д Д228Д
_ 60— 4~20°С 4-20 — 4-100°С —60 — 4-20°С 4-20 — 4-100°С
тк Iвкл • • -23,9-IO’3 -6-Ю-3 -4,9-Ю-з —7,96-Ю-з
ТК вкл • • -5,77-Ю-з -4,5-Ю-з —32,8-Ю-з 9,9-Ю-з
тк I выкл —23,3-Ю"2 — —6,45-10-з -3,5-Ю-з
тк R' . . 6,67-Ю-з 4,43-10~3 6,4-10-2 —8,12-Ю-з
тк R" . . 5,93-10-2 2,13-10~3 —1,0Ы0-з 2,86-Ю-з
тк %вс • • 7,18-10-з 5,35-Ю-з 2-Ю-3 3,5-10-з
тк твкл • • 2,8-10-з — 1,25-Ю-з 2,25-10-з
тк твыкл 1,29-10-з 0,375-10-з 0,746-Ю-з 1,12-Ю-з
§ 3.5. ИЗМЕНЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ТИРИСТОРОВ В ЗАВИСИМОСТИ
ОТ ТЕМПЕРАТУРЫ
Напряжение включения у тиристоров, как правило,характери-
зуется отрицательным температурным коэффициентом — оно зна-
чительно уменьшается с ростом температуры.
Исключение составляют тиристоры с малыми утечками централь-
ного перехода. У таких приборов температурный коэффициент
близок к нулю, т. е. такие приборы характеризуются высокой тем-
пературной стабильностью. Остаточное падение напряжения в ти-
ристоре также изменяется с температурой. Так, для открытого ти-
ристора оно изменяется так же, как и для обычного кремниевого
диода, т. е. характеризуется отрицательным температурным коэф-
фициентом. По данным [8] для тиристора, рассчитанного на номи-
нальный ток 2 а, средняя величина изменения остаточного падения
напряжения с температурой составляет около— 1,46 мв/° С. Ток
выключения тиристоров также характеризуется отрицательным
температурным коэффициентом.
Существенное значение имеет стабильность прямой вольт-ампер-
ной характеристики управляющего электрода. Как следует из гра-
фиков, приведенных на рис. 3.5, а, с ростом температуры падение
напряжения на управляющем переходе уменьшается. При этом сред-
няя величина температурного коэффициента составляет —2,2 мв/° С.
Следует обратить внимание на то, что разброс вольт-амперных
характеристик управляющего электрода увеличивается как с рос-
том температуры, так и с ростом тока управления (рис. 3.5, б).
46
Изменяется с температурой и величина минимального тока
управления, необходимого для переключения прибора в открытое
состояние. Минимальный ток управления линейно зависит от тем-
пературы, уменьшаясь с ее ростом. При этом средняя величина тем-
Рис. 3.5. Зависимость параметров тиристоров от температуры
пературного коэффициента этого параметра составляет 0,03 лш/° С.
Поскольку с ростом температуры уменьшается и минимальное на-
пряжение на управляющем электроде (рис. 3.5, в), то минимальная
мощность управления также резко падает.
§ 3.6. СПОСОБЫ ВКЛЮЧЕНИЯ И ВЫКЛЮЧЕНИЯ ДИНИСТОРОВ
И ТИРИСТОРОВ
Способы включения динисторов управляющими импульсами
показаны на рис. 3.6. В схемах (рис. 3.6, а и б) обычные диоды ис-
пользуются для повышения входного сопротивления, Поскольку
для управляющих импульсов эти диоды включены в непроводящем
направлении. В ряде случаев для включения динисторов применяют
повышающие импульсные трансформаторы (рис. 3.6, биг). Диод
и сопротивление Ri (рис. 3.6, г) ограничивают Прохождение
постоянной составляющей тока источника +£ через вторичную
обмотку трансформатора.
47
В схеме (рис. 3.6, д), которая может включаться разнополярными
импульсами, роль диода, повышающего входное сопротивление,
выполняется одним из динисторов.
В отличие от динисторов тиристоры включаются током управ-
ляющего электрода положительной полярности по отношению к
катоду. В схемах, однако, тиристоры могут включаться не только
Рис. 3:6. Способы включения динисторов
импульсами /у, но и импульсами по цепи источника питания. По-
добное включение является паразитным, снижающим помехоустой-
чивость. Для обеспечения помехоустойчивости на управляющий
электрод можно подать запирающее напряжение отрицательной
полярности. Для тиристоров Д235 его допустимая величина не пре-
вышает 1 в.
На рис. 3.7 изображена схема включения тиристоров. Вклю-
чение по схеме рис. 3.7, а осуществляется источником э. д. с., в
остальных случаях — генераторами импульсов. Диод Д в схеме
рис. 3.7, б «запирает» импульсы отрицательной полярности.
Помехоустойчивость тиристорной схемы повышается шунти-
рованием управляющего электрода небольшим сопротивлением
(порядка 20—100 ом), параллельно которому в ряде случаев вклю-
чается конденсатор С (104—105 tup) (рис. 3.7, г).
48
Рис. 3.8. Способы выключения тиристоров
На рис. 3.8 показаны различные способы выключения тирис-
торов при питании от источников постоянного напряжения?Способы
выключения динисторов подобны изображенным.
Применение контактного способа выключения (рис. 3.8, а и б)
ограничивается числом срабатывания реле и сравнительно низким
быстродействием.
В схеме, изображенной на рис. 3.8, в, используется транзистор-
ный ключ. Однако наиболее простой и надежный бесконтактный
способ выключения сводится к обратному смещению приборов
с помощью коммутирующего конденсатора Ск (рис. 3.8, г). Здесь
выключение происходит после замыкания ключа К, в качестве ко-
торого может использоваться динистор или тиристор.
В схеме (рис. 3.8, д) при включении тиристора 7\ конденсатор
С заряжается до напряжения Е. При включении тиристора Т2
конденсатор перезаряжается через индуктивность L и диод Д
(полярность заряда показана в скобках). При повторном включении
Т\ тиристор Т2 смещается в обратном направлении и выключается.
Схема, изображенная на рис. 3.8, е, отличается от описанной
тем, что индуктивность L используется как автотрансформатор.
В устройствах, питающихся от источников переменного тока,
для выключения динисторов и тиристоров специал >ные меры не
применяются, поскольку они выключаются во время отрицатель-
ного полупериода.
§ 3.7. УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
Как отмечалось выше, тиристоры обладают рядом существенных
преимуществ по сравнению с транзисторами. Здесь прежде всего
следует указать на большие допустимые величины напряжения и
тока. Так, тиристоры ВКДУВ-200 характеризуются допустимым
напряжением до 700 в и током до 200 а. В то же время предельные
значения коллекторного напряжения и тока транзисторов не пре-
вышают соответственно 250 в и 65 а [6]. Существенно, что тиристоры
не требуют постоянно действующего сигнала на входе (т. е. «запо-
минают» сигнал) и мощность управления у них значительно ниже,
чем у полупроводниковых триодов.
Все это позволяет использовать тиристоры в устройствах с боль-
шой выходной мощностью.
Остановимся на применении тиристоров в схемах управляемых
выпрямителей. Здесь могут быть реализованы как нереверсивные,
так и реверсивные выпрямители. Применение тиристоров в управ-
ляемых выпрямителях позволяет осуществить бесконтактное регу-
лирование выпрямленного тока.
В нереверсивных выпрямителях направление постоянного тока
остается неизменным, в реверсивных — его направление может
изменяться на противоположное.
50
На рис. 3.9 изображены схемы нереверсивных управляемых
(регулируемых) выпрямителей. Эти схемы повторяют известные
схемы одно- и трехфазных выпрямителей с той лишь разницей, что
вместо обычных диодов здесь используют тиристоры.
Рис. 3.9. Схемы управляемых выпрямителей
Для изменения величины выпрямленного напряжения могут
быть использованы следующие способы:
а) управление углом включения 0 тиристора при помощи сиг-
нала постоянного тока;
б) фазовое управление;
в) импульсное управление.
В первом случае в зависимости от величины сигнала постоян-
ного тока /у, поданного на управляющий электрод (рис. 3.9, а),
изменяется угол включения тиристора Т и соответственно среднее
значение выпрямленного напряжения. Изложенное иллюстрирует-
ся графиком, изображенным на рис. 3.9, б. При этом регулирование
напряжения питающей сети возможно в интервале от 0 до я/2.
При фазовом управлении изменение угла включения 0 тирис-
тора осуществляется при помощи однополярного сигнала от источ-
ника переменного тока. Фаза управляющего сигнала сдвинута
относительно анодного напряжения при помощи фазосдвигающей
RC- или /?Д-цепочки (рис. 3.9, в). Помимо пассивных фазосдви-
гающих цепочек могут быть использованы и активные устройства.
51
При фазовом управлении включение тиристора запаздывает на
угол © по отношению к началу положительного полупериода на-
пряжения. При этом тиристор открыт только в течение части поло-
жительного полупериода. Таким образом, при изменении фазы
управляющих импульсов средняя мощность в нагрузке может из-
меняться от нуля до максимальной величины.
Управление углом включения тиристора может осуществляться
при помощи управляющих импульсов (рис. 3.9, г, д, е), синхрони-
зированных с частотой питающего напряжения. Угол включения
тиристора при этом изменяется соответствующим сдвигом этих им-
пульсов. В качестве формирователей управляющих импульсов мо-
гут быть использованы как пассивные, так и активные устройства.
Приведенные выше схемы управляемых выпрямителей исполь-
зуются для питания обмоток возбуждения электрических машин,
в управляемом электроприводе, при зарядке аккумуляторных
батарей и т. п. [7].
§ 3.8. АНАЛОГО-ДИСКРЕТНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
Основу схемы аналого-дискретного преобразователя составляет
автогенератор, простейшая схема которого изображена на
рис. 3.10, а. Для нормальной работы автогенератора необходимо,
чтобы напряжение источника э. д. с. Е было больше напряжения
включения динистора.
В исходном состоянии динистор заперт, и конденсатор заряжает-
ся от источника э. д. с. Когда напряжение на динисторе достигает
величины, равной 1/вкл,‘ конденсатор разряжается через динистор
и ограничительное сопротивление Разряд конденсатора продол-
жается до тех пор, пока ток, протекающий через динистор, не ста-
нет меньше тока выключения. При этом динистор снова вернется
в закрытое состояние. Зависимость изменения напряжений во вре-
мени показана на рис. 3.10, б.
Автоколебательный режим возможен при условии, что прямая
сопротивления пересекает вольт-амперную характеристику в
одной точке (рис. 3.10, в). Для обеспечения этого величину
целесообразно выбирать так, чтобы прямая нагрузки пересекала
вольт-амперную характеристику ниже точки /ВЫКл на участке
отрицательного дифференциального сопротивления (АВ).
Если в схеме автогенератора (рис. 3.10, а) сопротивление
или Т?2 сделать зависимым от тока или напряжения, изменениям
которых должно соответствовать изменение частоты автогенера-
тора, то получим управляемый автогенератор, выполняющий функ-
ции аналого-дискретного преобразователя. В качестве управляемого
сопротивления могут быть использованы термисторы косвенного
подогрева, электронные лампы, транзисторы и т. п. На рис. 3.10,
г—е приведены варианты осуществления подобного устройства. В
52
Рис. 3.10. Схемы и характеристики аналого-дискрет-
ных преобразователей на динисторах
варианте рис. 3.10, г переменное сопротивление механически свя-
зано с чувствительным элементом, например измерителем ускорения,
датчиком давления и т. п. В варианте рис. 3.10, д преобразуемый
в частоту сигнал задан в виде тока подогрева /вх, изменяющего со-
противление термистора. На рис. 3.10, е изображена схема, в кото-
рой преобразуемый сигнал задан в виде напряжения (7ВХ, изменяю-
щего внутреннее сопротивление транзистора.
Работает эта схема следующим образом: преобразуемый сигнал
подается на вход транзистора (и—р—п), и возникающий коллектор-
ный ток вызывает разряд конденсатора С. При неизменном уровне
входного сигнала коллекторный ток имеет постоянную величину
и конденсатор разряжается по линейному закону. По мере разряда
конденсатора напряжение на динисторе возрастает по тому же
закону. Когда оно достигает величины, равной напряжению включе-
ния, динистор включается и емкость С заряжается через динистор
от источника питания. Ток заряда, протекающий через динистор,
убывает во времени по экспоненте, и в момент, когда он становится
равным току выключения, динистор выключается. Скорость разряда
конденсатора, определяющая частоту динистора, которая являет-
ся выходным параметром устройства, пропорциональна величине
выходного сигнала. На рис. 3.10, ж приведена характеристика
«вход — выход» рассматриваемого преобразователя.
Преобразователи данного типа могут найти применение в раз-
личных датчиках, в счетной технике, например в цифровых вольт-
метрах, для модуляции частоты, для дискретной фиксации времен-
ных интервалов.
§ 3.9. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
Рассмотрим принцип действия тиристорного преобразователя
(параллельного инвертора) постоянного напряжения в перемен-
ное (рис. 3.11, а). Устройство состоит из задающего автогенератора
АГ с парафазным выходом, в котором в качестве активных элемен-
тов можно использовать как транзисторы, так и динисторы, и вы-
ходного каскада на двух тиристорах. В момент времени, когда Т\
включен, а Т2 выключен, потенциал анода близок к нулю, по-
тенциал средней точки трансформатора Тр равен Е. Вследствие
автотрансформаторного эффекта потенциал анода Т2 равен 2Е.
При поступлении входного импульса на Т2 послед' ий включает-
ся и коммутирующий конденсатор Ск начинает разряжаться че-
рез открытые тиристоры, причем Tj выключается при включении
Т2 обратным напряжением 2Е. После выключения потенциал ано-
да ТJ возрастает до величины, равной 2Е. Временные диаграммы
изображены на рис. 3.11, б.
Сопротивление нагрузки вкдючено в цепь вторичной обмотки
трансформатора. Если на выходе используются выпрямители, то
54
устройство выполняет функции преобразователя постоянного на-
пряжения, при этом оно может иметь несколько выходов.
Описанные схемы выпрямителей могут быть использованы для
преобразования напряжений одной частоты в напряжение другой
частоты. В этом случае выпрямленное напряжение инвертируется
в переменное при помощи дополнительного каскада.
Очевидным недостатком подобного комбинированного устрой-
ства является необходимость двойного преобразования: перемен-
ный ток — постоянный ток — переменный ток.
Рис. 3.11. Тиристорные преобразователи напряжения
Существенно проще эти функции выполняются преобразовате-
лем, схема которого изображена на рис. 3.11, в. Схема включает
в себя трехфазный генератор, три группы тиристоров и фильтр.
Шесть тиристоров каждой группы разбиты на две подгруппы и уп-
равляются специальным устройством, которое на схеме не пока-
зано.
Устройство управления вырабатывает управляющие импульсы,
угол сдвига которых относительно питающего напряжения изме-
няется от нуля до полупериода частоты питания в течение интер-
вала, определяемого полупериодом частоты задающего низкочас-
тотного генератора. Такое управление позволяет изменить среднее
значение выпрямленного трехфазного напряжения в течение ука-
занного интервала и создает на входе переменное напряжение низ-
кой частоты с высокочастотными пульсациями, сглаживаемыми с
помощью фильтра Ф.
55
Существенно, что выходная частота практически не зависит
ют колебания скорости вращения вала генератора. Поэтому описан-
ный преобразователь отличается сравнительно высокой стабиль-
ностью частоты.
Описанные в литературе преобразователи имеют выходную час-
тоту в диапазоне до 60—3200 гц при скорости вращения вала гене-
ратора до 105 об/мин. Мощность преобразователей составляет
1—30 ква [7].
Подобные преобразователи находят применение в электрообо-
рудовании самолетов. Возможность получения стабильной частоты
без специальных мер для поддержания постоянной скорости вра-
щения вала генератора делает перспективным применение рас-
сматриваемых преобразователей в целом ряде областей автоматики.
§ 3.10. ВОПРОСЫ НАДЕЖНОСТИ
Как известно, отказы приборов разделяются на постепенные и
внезапные (мгновенные). Наиболее опасным видом постепенных от-
казов в схемах на четырехслойных приборах является ложное вклю-
чение — самопроизвольное либо под воздействием помех в цепях
питания и управления. Опасность ложных включений намного
увеличивается, когда прибор длительное время находится под на-
пряжением. Весьма действенной мерой против постепенных отказов
являются применяющиеся и для других полупроводниковых при-
боров тренировки. Естественно, что в процессе этих тренировок
некоторая часть приборов выбраковывается.
Схемным средством борьбы против ложных включений является
снижение напряжения питания. В ждущих режимах напряжение
на приборе не должно превышать С/вкл.пнп. Для защиты от слу-
чайных бросков напряжения широко применяется шунтирование
источников питания и цепей управления большими емкостями.
.Для определения путей повышения надежности устройств на четы-
рехслойных диодах рассмотрим выражение для вероятности безот-
казной работы:
, (3.10)
где t — текущее значение времени;
— интенсивность (опасность) отказа, т. е. отношение числа
отказавших изделий в единицу времени к среднему числу
изделий, исправно работающих в данный промежуток вре-
мени.
Величины интенсивности отказов (обычно на 1 ч работы) для
элементов, используемых в устройствах с четырехслойными дио-
дами, можно найти в руководствах по надежности. Для ориентиров-
ки в табл. 3.7 приводятся обобщенные данные по некоторым эле-
ментам.
56
Таблица 3.7
Интенсивности отказов некоторых элементов
Наименование элементов Интенсивность отказов на 1 ч работы
Полупроводниковые диоды (0,00012—0,5)-IO"3
Полупроводниковые триоды (0,0001—0,9)-IO’3
Катушки индуктивности (0,00002—0,044)-IO"3
Конденсаторы (0,00001—0,164)-IO-3
Сопротивления (0,00001—0,015)-Ю-з
Из приведенных данных следует, что интенсивности отказов;
колеблются в весьма широких пределах. Интенсивность отказа,
существенно зависит от способа и места включения элемента в.
схеме, взаимного расположения элементов, а также от режима ра-
боты его, что делает расчеты по (3.10) сугубо ориентировочными.
Как известно, одним из наиболее эффективных способов умень-
шения интенсивности отказов элементов, т. е. повышения их надеж-
ности, является уменьшение электрических, тепловых и механи-
ческих нагрузок. Известно также, что полупроводниковые приборы
весьма критичны к величине приложенного напряжения. Сни-
жение этой величины повышает срок службы четырехслойных дио-
дов, а следовательно, и устройства в целом.
Очевидно, что с целью получения «равнопрочной», с точки зре-
ния надежности, конструкции при проектировании необходима
основное внимание уделять наименее надежным элементами, при-
нимая меры по повышению их надежности.
Другим способом повышения надежности является резервиро-
вание, т. е. повышение надежности путем применения дополнитель-
ных элементов. Следовательно, резервирование основано на прин-
ципе избыточности.
Различают общее резервирование, при котором резервируется
устройство в целом, и раздельное резервирование, при котором ре-
зервируются отдельные части устройства. При общем резервиро-
вании при отказе основного устройства вводится в действие резерв-
ное, которое составляет «горячий» или «холодный» резерв. При
раздельном (поэлементном) резервировании каждый из элементов,
резервируется самостоятельно.
Основным параметром резервирования является его кратность,
т. е. отношения числа резервных к числу резервируемых элемен-
тов. Можно показать, что при прочих равных условиях раздельное
резервирование обеспечивает более высокую надежность, чем
общее резервирование.
Действительно, при условии, что вероятности безотказной.
57
работы основных и резервных цепей одинаковы, для общего резе-
рвирования найдем
Ро(/)= (3.11)
.а при раздельном резервировании
= (3.12)
Здесь k — число элементов в основной или резервной цепи (число
основных элементов);
т — число резервных цепей (элементов).
Очевидно, что при равных k и т
Ps(t)>P0^
Особенно целесообразно поэлементное резервирование при боль-
шом числе элементов, а также увеличении кратности резервиро-
вания.
В связи с изложенным рассмотрим основные соображения по
последовательному и параллельному включению четырехслойных
диодов.
При последовательном включении тиристоров или динисторов
необходимо предусмотреть принудительное равномерное распре-
деление напряжения между последовательно включенными прибо-
рами. Для этого каждый тиристор (динистор) должен шунтировать-
ся сопротивлением, выравнивающим напряжение (рис. 3.12, а).
Оно определяется соотношением
< ^^вкл Umax
(м 1) /уТ
где п — число последовательно включенных тиристоров;
t7max—максимальное амплитудное значение прямого напря-
жения, приложенного к цепочке, в;
/ут — максимальный прямой ток утечки, а.
Хорошие результаты дает также шунтирование тиристоров
(динисторов) кремниевыми стабилитронами Д1 и Д2 (рис. 3.12, г).
В этом случае обеспечивается минимум прямого тока утечки.
Следует, однако, иметь в виду, что шунтирование тиристоров
обеспечивает необходимое выравнивание напряжений лишь в уста-
новившемся режиме (тиристор закрыт). В переходном режиме не-
обходимо принимать дополнительные меры от перенапряжений.
Хорошие результаты дает включение емкостей С\ и С2 так,
как это показано на рис. 3.12, в. Действительно, в нестационарном
режиме напряжения на тиристорах распределяются обратно про-
порционально собственной емкости приборов, и это различие компен-
сируется шунтирующими конденсаторами. Обычно достаточно,
чтобы емкость конденсаторов лежала в пределах от 0,1 до 0,5 мкф.
(3.13)
58
При емкости большей 0,1 мкф последовательно с конденсаторами
необходимо включать ограничивающие сопротивления и г%
(обычно 5—50 ом), служащие для уменьшения бросков тока через
тиристоры, а также препятствующие возникновению автоколе-
баний.
При параллельном включении тиристоров или динисторов не-
обходимо обеспечить равномерное распределение токовой нагруз-
Рис. 3.12. Последовательное и параллельное включение динисто-
ров и тиристоров
ки. Для этого достаточно согласовать тиристоры (динисторы) по
прямому падению напряжения при двух значениях тока. Если же
тиристоры (динисторы) не подобраны, то задача выравнивания
токов решается включением внешних сопротивлений 7?! и Т?2
(рис. 3.12, б). В мощных устройствах более целесообразно исполь-
59
зование катушек индуктивностей (реакторов) — делителей тока
Др (рис. 3.12, д).
В случае, когда параллельно включенные тиристоры управляются
от общего источника, необходимо предусмотреть и соответствующее
распределение токов в цепях (рис. 3.12, е).
Как уже отмечалось выше, при проектировании устройств на
четырехслойных приборах необходимо предусматривать меры,
ограничивающие нагрев этих приборов. Обычно эта задача решает-
ся применением специальных теплоотводов (радиаторов).
Наилучшим материалом для теплоотводов является медь, обла-
дающая высокой теплопроводностью. Однако широко используются
алюминий и сталь. Алюминиевые теплоотводы обладают наимень-
шим весом, а стальные — наименьшей стоимостью. При монтаже
динисторов или тиристоров следует обращать внимание на качество
теплового контакта между корпусом прибора и теплоотводящей по-
верхностью, которой может быть (при отсутствии теплоотводов) и
шасси устройства. Для улучшения этого контакта в ряде случаев
применяют смазку швов, в частности кремнийорганическими ма-
териалами.
При работе тиристоров и динисторов в тех или иных устрой-
ствах возможны и электрические перегрузки. Причиной их мо-
жет быть выделение энергии, накопленной в реактивных элемен-
тах схемы во время переходных процессов до момента, пока тирис-
тор или динистор будет открыт. Примерные схемы, в которых могут
возникать подобные перенапряжения, изображены на рис. 3.13,
а и в. Здесь при разрыве цепей возникают перенапряжения, что ил-
люстрируется графиками (рис. 3.13, б).
Поскольку четырехслойные приборы имеют более низкие допус-
тимые обратные напряжения по сравнению с электронными и ион-
ными приборами, то это заставляет принимать меры по борьбе с пе-
ренапряжениями.
Эти меры сводятся к следующему:
а) созданию запаса по обратному напряжению за счет примене-
ния тиристоров (динисторов) с более высокими допустимыми
значениями напряжения;
б) последовательного включения тиристоров (динисторов);
в) снижение уровня перенапряжения.
Примером реализации последнего способа может служить шун-
тирование индуктивности нагрузки (обмотки электромагнитного
реле Р диодом; рис. 3.13, г). Для этой же цели можно использовать
и конденсаторные фильтры. В последнем случае необходимо так вы-
брать параметры фильтра, чтобы не возникли автоколебания.
Большое значение для надежной работы устройств с четырех-
слойными диодами имеет и борьба с помехами. Здесь следует иметь
в виду, что включение тиристоров и динисторов происходит за доли
микросекунды, поэтому даже достаточно кратковременная помеха
может вызвать сбой работы устройства.
60
Помехи (наводки) могут влиять как на цепь питания, так и не-
посредственно на схему управления. Для уменьшения их влияния
необходимо разделять источники питания параллельно работающих
частей устройства. При этом нужно, чтобы внутреннее сопротивление
источников питания было как можно меньше.
Следует избегать наличия монтажных петель из цепей питания
Рис. 3.13. К вопросу о перенапряжениях, возникающих при работе тирис-
торов с реактивными элементами
61
вокруг цепей управления. В случае необходимости следует вводить
фильтрующие элементы в схему устройства.
Большое значение имеет и обеспечение стабильной работы уст-
ройств, в частности при изменении окружающей температуры.
Одним из эффективных средств температурной стабилизации
устройств на четырехслойных переключателях является применение
элементов, характеристики которых изменяются в зависимости от
температуры так, что отклонение какого-либо параметра четырех-
слойного прибора оказывается скомпенсированным. Так, напри-
мер, в схеме одновибратора (рис. 3.13, д) изменение напряжения
включения динистора можно скомпенсировать с помощью кремние-
вого стабилитрона Дг При понижении температуры напряжение
включения динистора возрастает. В рассматриваемой же схеме из-
менение температуры вызывает также и изменение напряжения
стабилизации таким образом, что величина напряжения, питающего
схему одновибратора, изменится так, что скомпенсирует темпера-
турные изменения напряжения включения динистора и частота ге-
нерации не изменится.
Литература
1. Доброхотов Н. Г. Полупроводниковые р—п—р—и-переключа-
тели. Сб. «Полупроводниковые приборы и их применение» под ред.
Я- А. Федотова, вып. 7. «Советское радио», 1961.
2. Кремниевые управляемые вентили-тиристоры. Технический справочник
под ред. Л абу н нова В. Л. иСвиридова А.Ф. «Энергия», 1964.
3. Электроприводы с полупроводниковым управлением. Полупроводни-
ковые управляемые вентили-тиристоры под ред. ЧиликинаМ. Г. «Энер-
гия», 1964.
4. Иванчук Б. Н. и др. Тиристорные усилители постоянного тока.
«Электроприводы с Полупроводниковым управлением». «Энергия», 1964.
5. Б е р з н и е к с Л. В., К л я в и н ш И. Э. Сб. «Полупроводники и
их применение в электротехнике». «Бесконтактное регулирование постоян-
ного тока при помощи полупроводниковых выпрямительных элементов».
Изд-во АН Латв. ССР, 1964.
6. Берзниекс Л. В., ТрейманЭ. П. Сб. «Полупроводники и
их применение в электротехнике». «Силовые преобразователи с управляемыми
полупроводниковыми выпрямительными элементами». Изд-во АН Латв. ССР,
1964.
7. Берзниекс Л. В. Сб. «Полупроводники и их применение в элект-
ротехнике». «Применение управляемых полупроводников выпрямительных
элементов (УПВЭ) для бесконтактного регулирования постоянного и пере-
менного тока». Идз-во АН Латв. ССР, 1954.
8. Тищенко Н. М., М а ш л ы к и н В. Г. Динисторы и тиристоры и
их применение в автоматике. «Энергия», 1935.
9. Тищенко Н. М. Стабильность магнитных усилителей. «Энергия»,
1964.
Глава IV
УСИЛИТЕЛИ С ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ
ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ
§ 4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В рулевых следящих системах летательных аппаратов в пос-
ледние годы находит широкое применение импульсное управление
исполнительными устройствами (электрическими двигателями, элек-
тромеханическими преобразователями ЭМП и др.). Импульсное
управление проще всего осуществляется методом широтно-импуль-
сной модуляции (ШИМ), _при котором амплитуда управляющих
импульсов остается постоянной, а скважность изменяется пропор-
ционально величине и знаку управляющего сигнала *.
Следящая система ШИМ отличается от пропорциональной
главным образом устройством и принципом действия усилителя
и режимом работы исполнительного механизма.
Составной частью усилителей следящих систем с ШИМ (далее
для краткости будем называть — усилители ШИМ) является уст-
ройство, которое формирует прямоугольные импульсы напряжения
(или тока) заданной частоты и модулирует их по ширине (по скваж-
ности) в зависимости от величины и полярности напряжения сигна-
ла, подаваемого на вход усилителя. Применение формирующих
устройств ШИМ (ФУШИМ) позволяет использовать в качестве по-
следующих усилительных элементов транзисторьц работающие в
режиме переключения, что обеспечивает высокий к. п. д. и тер-
мостабильность усилителя. ’
В зависимости от характера изменения импульсов напряжения
или тока в нагрузке и типа выходной характеристики усилителя
строится структура усилителя ШИМ. Изменение в структуре уси-
лителя в основном претерпевают формирующее устройство и вы-
ходные каскады.
На рис. 4.1, а, б изображены разно- и однополярные импульсы
выходного напряжения (или тока) и получаемая при этом ревер-
* Под скважностью у будем понимать отношение длительности импуль-
са /имп к длительности периода повторений импульсов Т, т. е. 7=-^—.
63
сивная выходная характеристика (рис. 4.1, в). Нереверсивную вы-
ходную характеристику усилителя (рис. 4.1, д) можно получить
при однополярных импульсах напряжения или тока (рис. 4.1, г).
В общем виде блок-схема усилителя ШИМ представлена на рис. 4.2.
a) Si
Рис. 4.1. Характер изменения импульсов в нагрузке и
тип выходной характеристики усилителя
На формирующее устройство (блок ФУ ШИМ) подаются коле-
бания напряжения П-образной формы заданной частоты с генератора
прямоугольных колебаний (блок ГПК) и постоянное напряжение
входного сигнала t/BX. С блока ФУ ШИМ выходной сигнал, усилен-
ный и промодулированный по скважности, подается на каскады
предварительного усиления, собранные, как правило, на транзис-
торах. Преобразованный и усиленный по мощности входной сигнал
64
далее подается на выходной каскад, в котором выходной ток усили-
вается до величины, достаточной для управления нагрузкой.
В тех случаях, когда, блок питания усилителя представляет
собой магнитно-полупроводниковый преобразователь напряжения,
он выполняет и функции генератора прямоугольных колебаний.
Рис. 4.2. Блок-схема усилителя ШИМ

В большинстве следящих систем на вход усилителя подаются
сигналы Uyl, ... от нескольких датчиков (больше двух), пи-
таемых от одного источника постоянного тока. В этом случае в схе-
му усилителя ШИМ включается блок суммирования сигналов
(блок СС), напряжение с которого подается на ФУ ШИМ,
§ 4.2. ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ ШИМ
Рассмотрим принцип работы усилителя ШИМ на примере схемы,
представленной на рис. 4.3.
Нагрузкой усилителя служит дифференциальная обмотка уп-
равления электромеханического преобразователя (обмотка со
Рис. 4.3. Принципиальная схема усилителя ШИМ

3 Заказ № 971
65
средней точкой). Характер изменения импульсов напряжения в
нагрузке и выходная характеристика данного усилителя соответ-
ствуют рис. 4.1, а, в.
Для получения импульсов тока (или напряжения) регулируе-
мой скважности в рассматриваемой
схеме усилителя применяется форми-
рующее устройство ШИМ, состоящее
из интегрирующего контура и триг-
герной ячейки. В интегрирующем
контуре R3C3 П-образное напряже-
ние, снимаемое с ГПК, преобразуется
в пилообразное (треугольной формы)
и подается на вход полупроводнико-
вого триггера (на базу 7 3). Одновре-
менно в цепь управления триггером
(на сопротивление /?4) подается посто-
янное напряжение сигнала
В схеме ФУШИМ (рис. 4.3) при-
менен симметричный триггер на тран-
зисторах 7 3 и 74 с внешним смещени-
ем. В общем случае триггер может
быть и другого типа.
Работа ФУШИМ хорошо иллюст-
рируется графиками, представленны-
ми на рис. 4.4. При отсутствии управ-
ляющего сигнала (t/Fi< =0) на вход
триггера подается пилообразное на-
пряжение Ue с максимальной ам-
плитудой (7вх.т, с выхода триггера
снимается П-образное напряжение со
скважностью у=0,5 (рис. 4.4, а). При
подаче управляющего сигнала скваж-
ность П-образного напряжения на
выходе триггера изменяется от 0,5 до
1 (рис. 4.4, б) или от 0,5 до 0 (рис.
4.4, в) в зависимости от полярности и
величины управляющего сигнала.
Сигнал с выхода триггера через со-
противление связи R 1з подается на
первый каскад ключевого полупро-
водникового усилителя (транзистор
т5).
Ток, подаваемый на вход ключевого усилителя с триггера, усили-
вается и в выходном каскаде становится равным величине тока
срабатывания ЭМП.
Транзистор Ть управляет одновременно транзистором Т7 вы-
ходного каскада и через согласующее сопротивление опроки-
66
дывающим каскадом на транзисторе Tfi. Транзистор Т6 в свою
очередь раскачивает второй транзистор Т8 выходного каскада. Вы-
ходной каскад усилителя построен по дифференциальной схеме на
двух транзисторах Г7 и Г8 в связи с тем, что управляющие обмот-
ки ЭМП имеют среднюю точку, т.,е. представляют собой дифферен-
циальную нагрузку.
Активно-индуктивную нагрузку ключевого усилителя обычно
шунтируют диодом для устранения перенапряжения при запирании
транзистора.
Выходные токи усилителя (транзисторов Т7 и 7\) текут в управ-
ляющих обмотках ЭМП навстречу друг другу. Магнитный поток
в магнитной системе преобразователя пропорционален разности
средних значений токов в обмотках управления, а его направление
зависит от того, в каком транзисторе выходного каскада скважность
импульсов тока больше. При отсутствии управляющего сигнала на
входе усилителя по обмоткам текут равные токи (f=0,5) и суммар-
ный магнитный поток равен нулю. При подаче сигнала, отлич-
ного от нуля, скважность импульсов тока в одной обмотке увели-
чивается, а в другой уменьшается. Появляется результирующий
магнитный поток, направление которого определяется большим по
скважности импульсом тока. При изменении полярности входного
сигнала изменяется и направление результирующего магнитного
потока, а следовательно, и направление отклонения якоря ЭМП.
Сопротивление смещения /?14, /?1п, /?17 и диоды Д7 и Д8 пред-
назначены для запирания транзисторов Т5, Т6, Т7 и Т8 от источ-
ника напряжения смещения.
Для обеспечения питанием всех элементов схемы в усилителе
имеется блок питания, представляющий собой магнитно-полупро-
водниковый преобразователь напряжения. Со вторичных обмоток
преобразователя снимаются напряжения необходимой величины
и после выпрямления подаются на соответствующие блоки схемы.
Одна из вторичных обмоток (w3) преобразователя является источ-
ником входного напряжения для интегрирующего контура.
Принцип работы такого преобразователя и методика его расчета
приведены в учебном пособии «Руководство по проектированию
элементов и систем автоматики» [9].
Рассмотрим расчет и другие варианты элементов схемы (см.
рис. 4.3), которые могут быть применены в зависимости от требо-
ваний, предъявляемых к характеру изменения импульсов тока
в нагрузке и типу выходной характеристики усилителя.
§ 4.3. РАСЧЕТ ПРОСТЕЙШЕЙ СХЕМЫ ДВУХКАСКАДНОГО
ТРАНЗИСТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ В РЕЖИМЕ
ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ
Расчет всех типов усилителей начинается с выходного каскада.
В большинстве случаев усилител°й ШИМ, как и в схеме, изображен-
ной на рис. 4.3, выходной каскад и каскады предварительного уси-
3*
67
ления построены на транзисторах, работающих в режиме переклю-
чения. Так как количество каскадов для расчета транзисторного
усилителя такого типа принципиального значения не имеет, рас-
Рис. 4.5. Расчетная схема
двухкаскадного усилителя
смотрим методику расчета на примере двухкаскадного усилителя
(рис. 4.5).
Исходными данными для расчета служат параметры нагрузки
и режим ее работы: максимальный ток /н.т или максималь-
ная мощность Рн.т, выделяемая в на-
грузке и максимальная температура
окружающей среды. В ряде случаев
к исходным данным относится напря-
жение источника питания £/пкт.
Положим, что исходными расчет-
ными данными схемы (рис. 4.5) явля-
ются Рн= РН2» ток в нагрузке/н.т=
/к2 и максимальная температура
/тах. Расчет подобной схемы произво-
дится в следующем порядке.
Определяем максимальное значе-
ние напряжения на нагрузке:
Uн2ш ^н2т ^?н2*
Выбираем потребную величину напряжения источника питания
С/ПИт2 = ^гт+^к.э2, где [/к.э2— падение напряжения на пересы-
щенном транзисторе Т2. Как правило, величины 6/к.эДаже для доста-
точно мощных транзисторов составляют доли вольта. Поэтому можно
считать, что t/nw2m~ ^н2т- В случае, когда f/nHT мало и соизме-
римо с [/к.э, после выбора.типа транзистора Т2 уточняется вели-
чина Unm2.
Таблица 4.1
Значения падения напряжения на перенасыщенном транзисторе
Тип транзистора ^К.Э’ в
П14 П15 П16, П16А П25А П26А П26Б П201А П203 П4Б; П4Г; П4Д П209, П209А, П210, П210А о оеееоооео О ОО © -<! © СП СТ) “О •<! © •I- - -1- -1- -1- -1- -1- -1- о о о о о о о о о о 00 Ф сл сл ело сл с: *я я^яяяаяпзя я 1
68
Значения (7К.Э находятся в табл. 4.1 в долях от £/к.э.н—напря-
жения на границе насыщения. Величины t/к.э.н. в зависимости от
тока /к определяются экспериментальным путем. На рис. 4.6 при-
ведены экспериментальные
графики, снятые для неко-
торых типов транзисторов.
Далее подбираем тран-
зистор Т2 выходного
каскада по величинам
UК.Э.ДОП<^ 2{7пит2 И /к.ДОП^*
/Н2ш . Выбор типа тран-
зистора с допустимым на-
пряжением СЛ.э.доп ^2[/пит2
осуществляется с целью
предохранения транзисто-
ра от перенапряжения в
момент скачкообразного
размыкания цепи, содер-
жащей индуктивность (мо-
мент запирания выходного
транзистора) [3]. Поста-
новку диода, шунтирующе-
го индуктивную нагрузку
или транзистор выходного
каскада, для той же цели
можно применять в тех
случаях, когда управление
нагрузкой происходит
средним значением тока
или напряжения, и искаже-
ние фронта импульса в
нагрузке допустимо.
Находим величину со-
противления смещения (см.
рис. 4.5):
' , (4.2)
к. о 2 шах
где U.2 — напряжение за-
пирания транзистора Т2,
берется из паспортных
данных (в табл. 4.2 приве-
дены значения U3 для не-
которых типов транзисто-
ров);
5)
fl
Рис. 4.6. График зависимостей £7к.э.н.=
=/(/к) пРи to ~ 20° с Для транзисторов:
а: 1 — П14; 2— П15; б: 1 - П25А; 2 — П26А; 3 —
П26Б; в: 1 — П201А; 2 — П203
69
Таблица 4.2
Значения напряжений запирания транзистора
Тип транзистора из ’ в
П13, П14, П15, П16, П25, П26 >0,1
П201, П202, П203 >0,2
П4 0,24-1
П209, П209А >0,4
П210, П210А >0,6
Есм — величина напряжения источника смещения. Принципи-
ально она -может быть выбрана несколько больше, чем
(73, но для ускорения процесса запирания выбирают
Е м > (Л; обычно Е м = 1-ьЗ в в зависимости от вели-
чины U3;
/К.О2 max— обратный ток коллекторного перехода Т2 ПРИ макси-
мальной температуре окружающей среды.
Для транзисторов малой и средней мощности величина /к.отах
определяется зависимостью
^ах-20°
/к. о max — /к. о 20°
(4.3)
где /к.о2о° — обратный ток коллекторного перехода при темпера-
туре 20° С. Усредненная величина /к.о20° берется из паспортных
данных. При более точных расчетах учитывается зависимость
/к.о2о° от (/к.б; эта зависимость для некоторых типов транзисторов
приведена на графиках (рис. 4.7). Напряжение
^к. б = ^пит + ^см- (4.4)
Для мощных транзисторов величина /к.отах замеряется экспе-
риментально, так как формула (4.3) дает для них завышенные
результаты.
Определяем базовый ток, необходимый для насыщения тран-
зистора Т2:
= <4-5>
70
где (1,2 ~2,0)—числовой коэффициент, определяющий величину
избыточного тока базы /б, выбирается в зависи-
мости от мощности транзистора (чем мощнее тран-
зистор, тем коэффициент больше) [2, 41;
Pmin2— минимальный коэффициент усиления транзистора
по току в схеме с общим эмиттером. Усредненная
величина может быть определена по паспортным
данным транзистора. Для некоторых типов тран-
зисторов на рис. 4.8 приведены графики зависи-
мости Pmin= Д/к), снятые экспериментально.
Находим величину входного тока /вх2, потребную для насыще-
ния Т2:
т т £см + ^б. э. н2 ГД ГП
*вх2 == * б2 Н-D-------
2
Из условий насыщения известно, что у насыщенного транзистора
^б.э.н =^к.э.н, ПОЭТОМУ £7б.э.н2 == ^/к.э.н2-
Полагая, что /к1~/вх2 и задаваясь величиной напряжения пи-
71
тания подбираем тип транзистора Тъ который раскачивает
выходной каскад.
Величина С/пит4 в общем случае может быть значительно меньше,
Рис. 4.8. График зависимостей
₽min = f(4) при /0 =20°С для тран-
чем (7пит2. В целях экономии
мощности источников питания
обычно берут [/шт1= Зч-8 в.
Выбираем тип кремниевого
диода Д, обеспечивающего воз-
можность подачи положитель-
ного напряжения для запира-
ния Т2 от источника смещения
в те моменты времени, когда Т4
находится в состоянии насыще-
ния. Кремниевый диод, имею-
щий вид вольт-амперной харак-
теристики, представленной на
рис. 4.9, подбирается так, чтобы
удовлетворялись два условия:
^до>^к. 31+^32, (4.7)
max 7ВХ 2* (4.8)
Зная тип диода, по его ха-
рактеристике /д= и вели-
чине Дх2 находим падение на-
пряжения (/д на диоде в момент
насыщенного состояния Т2.
Вольт-амперные характерис-
тики некоторых типов кремни-
евых диодов приведены на рис.
4.10.
Определяем величину сопро-
тивления нагрузки /?н1 из усло-
вия создания входного тока /вх2:
#Н1 —
^пит1 ^б. э. н2
вх 2
(4.9)
зисторов:
а: /-П14; 2 — П15; б: 1 - П25А; 2 —
П26А; 3 — П26Б; в: 1 — П201А; 2 — П203
Определяем ток коллектора
Ti вv состоянии насыщения:
К1
^ПИТ 1 ^К. Э1
Ян1
^пит 1
ЯН1
(4.10)
Далее рассчитывается величина сопротивления смещения
[см. (4.2)1.
72
В рассматриваемой на рис. 4.3 схеме выходной каскад собран по
дифференциальной схеме, поэтому при расчете каскада на тран-
зисторе необходимо иметь в виду, что
к5 вх 6 вх 7*
Согласующее сопротивление 7?49, вклю-
чаемое в базовую цепь транзистора Т6
для правильного распределения токов /вхб
и /вх7, определяем из равенства
^19 —
^б. э.н7 ^б. э.нб
(4.11)
Рис. 4.9. Вольт-ампер-
ная - характеристика
кремниевого диода
ВХ 6
(4.12)
В тех случаях, когда нагрузка выход-
ного каскада шунтируется диодом, выбор
типа транзистора оконечного каскада (например, Т2 в расчетной
схеме рис. 4.4 или Т7 и Т8 в схеме рис. 4.3) осуществляют из ус-
ловий (Ук.э.доп >^ПИТ2 И /к.доп>Л2глах. ШуНТИруЮЩИе ДИОДЫ ВЫ-
бираЮТСЯ ПО ЗНачеНИЯМ ^д.обр.доп-^'^пит2 И ^д.тах-^'-^нгтах*
Определяются потери мощности в транзисторе выходного кас-
када. Они складываются из потерь в режиме насыщения во входной
и выходной цепях, потерь в режиме отсечки и потерь на переклю-
чения:
р
1 тр
— Рнас. вх
+ Р нас. вых
отс I 1 пер*
(4.13)
73
Каждый вид потерь, кроме Ротс, определяется видом нагрузки.
В случае активной нагрузки потери мощности в режиме насыщения
определяются как
Рнас = ^б. э. н2 ?б. 2 Т Н- &к. э2 ДсгТ
или, заменяя. /к2 = и / = ^пит 2 k .
Ян2 Лн2₽тш
^нас = Т^(-А- t/б.э. нг + С/к.Д (4.14)
^н2 \ Ptnin /
где k — коэффициент форсирования (k = 1,2 4-2);
y = ---скважность.
i т
Потери мощности в режиме отсечки:
Ротс == 0 7) Лс. 02 max ^к. б. отс • (4.15)
Потери мощности на переключения:
1 Л/2
/’пер = 4--F2 (Ажл + (4.16)
Г 6 ^Н2
где f = 1/Т
. , Pmln ^б. н /л i-7\
/вкл In A),min/6 _U,95/Kmax <4-17)
или
/вкл = % In--------, (4.18)
вкл ? k — 0,95 ' '
а
_ Pm in
где fa — граничная частота транзистора в схеме с общей базой.
В случае активно-индуктивной нагрузки, шунтированной дио-
дом, мощность, рассеиваемая транзистором, в режиме насыщения
определяется как
Л,ас = Т//б.э.н2/б.2 + Т2 -^//к.э2. (4.19)
АН2
Это выражение справедливо при допущении, что изменения токов
во время пульсаций линейны. Потери мощности.при переключениях
в этом случае отличаются от (4.16), так как отпирание и запирание
транзистора здесь происходят' при напряжении [7К.Э»Unnr
74
(диод в эти моменты времени открыт) и определяются по формуле
Л.ер = 4 I 11 + 7Г (! - Т)] *вкл + [1 - (1 - Т)] ^ыкл}/’
(4.20)
Лн
где т = —5— электромагнитная постоянная нагрузки.
При выводе этой формулы предполагалось также, что закон переклю-
чения тока коллектора линейный.
Потери мощности в режиме отсечки определяются по формуле
(4.15).
Если усилитель содержит больше, чем два каскада, расчет
продолжается по рассмотренной выше методике.
Как определить число каскадов усилителя?
В общем случае количество каскадов усилителя зависит от
выходной мощности формирующего устройства ШИМ. В ряде слу-
чаев, как и в схеме, изображенной на рис. 4.3, транзисторным уси-
лителем управляет маломощный триггер. В литературе имеются
рекомендации по выбору параметров и расчету маломощных триг-
геров на транзисторах 15, 101. Для устойчивой работы триггера ве-
личина коллекторного питания его транзисторов Ек должна быть
больше 8ч-10 в. Но в то же время увеличение Ек приводит к рас-
ширению петли гистерезиса триггера. Поэтому в триггерах, приме-
няемых в схемах ФУШИМ, рекомендуется выбирать величину Ек=
= 8-4-12 в.
Величину коллекторного тока насыщенного транзистора триг-
гера рекомендуется выбирать в пределах 1К = 54-20 ма. Чтобы не
допускать больших потерь мощности на коллекторном сопротив-
лении открытого транзистора триггера, целесообразно выбирать
величину тока /к близкой к минимальному пределу, а исходя из
нагрузочной способности триггера рекомендуется выдерживать
неравенство /к>10/н, т. е. ток нагрузки триггера, или, иначе,
входной ток транзистора первого каскада усилителя, должен быть
на порядок меньше коллекторного тока транзистора триггера.
В связи с вышесказанным расчет каскадов усилителя можно
закончить каскадом, в котором входной ток транзистора будет
/вх^0,24-0,3 ма. Окончательно число каскадов транзисторного
усилителя решается после расчета триггера формирующего устрой-
ства.
В случае, если нагрузка усилителя недифференциальная, число
каскадов зависит и от требуемого соотношения фаз входного и вы-
ходного сигналов *.
* Для совпадения фаз входного и выходного сигналов число транзис-
торов усилителя должно быть нечетным.
75
В зависимости от величин тока нагрузки, напряжения питания
и сопротивления нагрузки схемы выходных каскадов усилителей
могут отличаться от выходного каскада, примененного в схеме,
изображенной на рис. 4.3.
Рассмотрим кратко принцип действия и методику расчета неко-
торых возможных схем выходных каскадов усилителей.
Рис. 4.11. Схема па-
раллельного включения
двух транзисторов
ные токи даже мощных
§ 4.4. ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
А. Выходной каскад на параллельно включенных транзисторах.
Все существующие транзисторы имеют предельно допустимые (ука-
занные в справочниках) значения максимальных коллекторных то-
ков IK тах, при которых транзистор сохраняет свои усилительные
свойства. Коэффициенты усиления тран-
зисторов по току, по мощности и коэффи-
циент использования транзисторов умень-
шаются при значениях коллекторных то-
ков, близких к IK тах. Поэтому с целью
уменьшения потери мощности в силовых
транзисторах берут ориентировочные допу-
стимые значения коллекторных токов рав-
ными:
4 = (0,354-0,5) 4 тах при частоте ком-
мутации f = 2,5—0,5 кгц\ 1К = (0,5-?0,85)
4шах ПРИ более низких частотах [2.4].
Кроме того, очень часто с помощью тран-
зисторных усилителей приходится управ-
лять токами 4 в нагрузке, значительно-
превышающими максимальные коллектор-
транзисторов. В этих случаях рационально
применять параллельное /включение нескольких транзисторов,
обеспечивающих необходимые токи 4-
Необходимо заметить, что даже в тех случаях, когда есть тран-
зисторы с 4 max, удовлетворяющим требованиям 4</к тах, часто
бывает экономически выгодно применять несколько менее мощных
транзисторов, включенных параллельно. Однако при реализации
схем с параллельным включением транзисторов необходимо обеспе-
чивать равномерное распределение мощностей рассеивания на каж-
дом из транзисторов. Этого можно достичь подбором транзисторов
с одинаковыми параметрами, что, вообще говоря, нереально, осо-
бенно при большом количестве включенных транзисторов.
Обычно используют другой метод — включают в цепь эмиттера
каждого транзистора активные сопротивлений /?э, с помощью кото-
рых уравнивают распределение рассеиваемых мощностей транзис-
торов.
Рассмотрим порядок расчета каскада, представленного на
рис. 4.11 на двух параллельно включенных транзисторах.
76
По заданному току нагрузки /н и напряжению питания Unm
определяются тип транзисторов и их количество:
л=А, (4.21)
к
где 1К— коллекторный ток одного транзистора.
Определяется величина сопротивления:
— I/ ‘'вых min ‘'вых max — г с * <? ’
г г &min ьтах
где 7?выхтах, $тах—максимальные выходное сопротивление и
крутизна характеристики /к= Д(/К.э) наи-
лучшего из транзисторов;
^выхпнп, Smin —минимальные выходное сопротивление и
крутизна наихудшего из транзисторов, вклю-
ченных параллельно. Значения сопротивлений
и крутизны определяются экспериментально
или из справочников.
Определяем суммарный базовый ток каскада:
(4.23)
(4.24)
вх S —
/ __у Г __ к s
*6i ^min ’
где /Ks— суммарный коллекторный ток всех параллельно включен-
ных транзисторов /кЕ = /н; f3min определяется по графикам
(рис. 4.8) в зависимости от коллекторного тока, приходящегося на
каждый из транзисторов.
Определяется суммарный входной ток:
г ___ Г \ ^см + э. н 1, 2
^см
Дальнейший расчет усилителя проводится по рассмотренной
выше методике.
Б. Выходной каскад на составном транзисторе. При управлении
большими токами нагрузки, как указывалось выше, целесообразно
применять параллельное включение транзисторов в выходных кас-
кадах. Но существующие мощные транзисторы имеют малые коэф-
фициенты усиления р =104-12, поэтому требуемый для их раскач-
ки базовый ток получается значительной величины. Это приводит
к тому, что на нагрузке раскачивающего транзистора в периоды его
насыщенного состояния рассеивается достаточно большая мощ-
ность. Для управления мощными транзисторами выходного каскада
с помощью малых базовых токов с целью уменьшения потерь мощ-
ности на предварительных каскадах усиления транзисторы вклю-
чают по схеме составного транзистора (рис. 4.12).
В этом случае транзистор Тt берут менее мощный, и вследствие
значительных усилительных свойств его базовый ток будет значи-
77
тельно меньше, чем базовый ток Т2. Поэтому потери мощности на
нагрузке предыдущего, раскачивающего Т if каскада будут значи-
тельно меньше, и к. п. д. усилителя возрастет. Это особенно силь-
но сказывается, когда нагрузка выходного каскада переменная (на-
пример, якорь двигателя переменного тока).
Рассмотрим принцип работы схемы на составном транзисторе.
При появлении отпирающего базового тока /61 транзистор Т4
отпирается и в свою очередь отпирает Т2. Наличие в схеме сопротив-
ления /?доп приводит к тому, что при насыщенном все транзис-
торы схемы (т. е. Т2 и Т'2) будут
Рис. 4.12. Схема составного тран-
зистора
также находиться в состоянии
насыщения. Если предполо-
жить, что сопротивление /?доп
отсутствует (т. е. схема имеет
вид, в котором она применя-
ется в линейном режиме), то
транзистор Т2, а значит и Т2,
нельзя привести в состояние
насыщения. Как известно,
состояние насыщения тран-
зистора определяется услови-
ем (/к.б>0. При отсутствии
дополнительного сопротивле-
ния i7K,62— ^кэ.1 <0 при на-
сыщенном транзисторе Т4.
Для обеспечения насыще-
ния транзисторов Т2 и Т2 при
насыщенном Тt в схему вклю-
чается сопротивление /?доп. С
этой же целью вместо сопро-
тивления /?доп можно включать низковольтный источник в коллек-
торную цепь транзистора Т2.
Для запирания составного транзистора на его вход подается
положительное напряжение по отношению к общему плюсу. Так как
транзистор Т1 менее мощный, чем Т2, его входное сопротивление
выше и поэтому поданное на вход составного транзистора напряже-
ние будет почти целиком приходиться навход7\((7б Э1), т- е- тран-
зистор Т2 (и Т2) будет трудно запереть полностью. Для запирания
транзисторов Т2 и Т2 переход эмиттер — база транзистора ?! шун-
тируется кремниевым диодом Д. Диод выбирается таким, чтобы па-
дение напряжения (7Д на нем от тока /к.Отах транзистора Т2 было
больше, чем напряжение запирания Tit т. е. (7ДО>(731. Тогда осталь-
ная часть приложенного на вход положительного напряжения
будет приходиться на переход база — эмиттер Т2 и последний так-
же будет заперт.
Порядок расчета каскада на составном транзисторе сводится,
к следующему.
Если нагрузка усилителя подключена к коллекторным цепям
78
параллельно включенных транзисторов (см. рис. 4.11), то расчет
ведется по методике расчета параллельных транзисторов и к моменту
выбора транзистора 7\ известна величина /вха. Если составной
транзистор состоит из двух транзисторов ?! иТ2, то после выбора
Т2 известна величина /вх2. И тогда транзистор Тi выбирается по
величинам (/пит и /к1 (/Ki~/Bxs или
Определяется дополнительное сопротивление:
7?доп = (4.25)
1 К 2
ГДе £7к.б2 ^к.э.н! ^к.э2«
Выбирается тип диода Д, удовлетворяющий условиям
/дтах^ ^к. о2шах , 1 /Л
U U I ' '
Если транзистор Т2 представляет собой группу параллельно
включенных транзисторов, ТО /к.отах2 = /ко.тахЕ-
Определяется потребный базовый ток транзистора 7\, необхо-
димый для насыщения каскада:
/б1 = (1,2 -Ь2,О) .
Pminl
Далее расчет продолжается по рассмотренной ранее методике,
НО При ЭТОМ Необходимо уЧИТЫВаТЬ, ЧТО (Уб.э.н = ^б.э.н1 +^б.э.н2‘,
= ^Д(/К.о2ггах)+ ^з2 И /к.о max = ^K.ol max 4“ Ук.о2тах-
В. Выходной каскад на электронных лампах. Если нагрузка
усилителя обладает большим индуктивным сопротивлением LH,
а искажение формы П-образных импульсов тока в нагрузке отри-
цательно сказывается на работе исполнительного устройства, то
выходной каскад на транзисторах применять не рекомендуется.
Дело в том, что выходное сопротивление /?вых транзисторов в режи-
ме переключения весьма мало (единицы или доли ома). Поэтому
L»
постоянная времени выходного каскада т =--------------------——
4“ ^вых
получается достаточно большой и П-образные импульсы тока в на-
грузке сильно искажаются.
Для уменьшения т можно включать последовательно с нагрузкой
большое по величине активное сопротивление. Но в этом случае
значительно уменьшается к. п. д. усилителя и не всегда удается
существенно улучшить форму импульсов тока в нагрузке. Хоро-
шие результаты дает выходной каскад усилителя, собранный на
электронных лампах с большим внутренним сопротивлением. В
этом случае T?RbIX будет большим и т получается малой величины.
Схема выходного каскада, собранного на электронных лампах по
дифференциальной схеме, приведена на рис. 4.13. Электронный
79
выходной каскад можно было бы подключать непосредственно на
выход формирующего устройства. Однако в случае применения ламп
с высоким напряжением запирания (20 в и выше) целесообразно
между ФУШИМ и выходным каскадом включать промежуточные
каскады усиления на транзисторах, работающих в режиме пере-
ключения, так как при высоком коллекторном напряжении гисте-
резисная петля триггера полу-
чается большой, что приводит к
неустойчивой работе триггера.
С коллекторов транзисторов
Т5 и TQ полупроводникового
усилителя на сетки электрон-
ных ламп подается управляю-
щее напряжение в виде прямо-
угольных импульсов, следующих
друг за другом с определенной
частотой. Электронный усили-
тель усиливает это напряжение
по мощности до величины, не-
обходимой для управления на-
грузкой.
Электронный каскад работа-
ет в таком режиме, когда на
вход одной лампы (например,
Л1) подается напряжение, рав-
ное нулю (при открытом тран-
зисторе),^ на вход лампы Л2—
практически полное напряжение
коллекторного питания транзис-
торов полупроводникового уси-
лителя. Это напряжение полно-
стью запирает лампу Л2. Во вторую часть периода транзистор Т5
запирается, а Т6 отпирается. Тогда лампа Л4 оказывается за-
пертой, а на вход лампы Л2 подается напряжение Uc= 0, и через
нее течет ток /а = /н.
Режим работы лампы должен быть выбран так, чтобы требуемый
ток /ктах можно было получить и при у<1. Это дает возможность
уменьшить диапазон регулирования усилителем, т. е. UBX.
Расчет выходного каскада на электронных лампах ведется в
следующем порядке.
Выбирается тип ламп Л4 и Л2 по величине тока нагрузки
/нпш= который должен протекать через лампу при максималь-
ном входном сигнале.
На анодных характеристиках выбранной лампы проводят нагру-
зочную прямую. Если сопротивление нагрузки мало и нагрузочная
прямая пересекает кривую допустимой мощности рассеивания лам-
80
пы, можно последовательно с нагрузкой включать дополнительное
активное сопротивление /?5, Не-
выгодно выбрать лампу, у которой /а>/нтах при (7вхтах-
Это позволяет регулировать величину тока в нагрузке, включив
в цепи сеток сопротивления R3 и (коллекторные нагрузки Т5
и Т6), т. е. подавать на сетки ламп не нулевое напряжение (при
/нпш)» а некоторое t/c<0.
Для ограничения сеточных токов в цепи сеток включаются со-
противления Н1= Н2= 1004-200 ком,
§ 4.5. ФОРМИРУЮЩЕЕ УСТРОЙСТВО ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЙ
МОДУЛЯЦИИ
Формирующие устройства ШИМ, или модуляторы длительности
импульсов, преобразуют сигнал непрерывной величины С/вх в пря-
моугольные импульсы, скважность которых у = является
функцией UBX.
Модуляторы длительности импульсов в зависимости от характера
выходного напряжения могут быть:
а) с неизменной частотой следования импульсов; они исполь-
зуются в тех случаях, когда прямоугольные импульсы должны про-
ходить через усилитель до исполнительного элемента, и механичес-
кая часть исполнительного элемента колеблется с постоянной час-
тотой;
б) с переменной частотой следования импульсов; они могут при-
меняться в тех случаях, когда исполнительный элемент реагирует
на среднее значение выходного тока.
При выборе типа и схемы ФУШИМ исходят из следующих его
показателей.
1. Диапазон изменения скважности 7тах и Тпнп.
2. Линейность характеристики у =
3. Форма и крутизна фронтов выходных импульсов.
4. Возможность получения нескольких электрически изолиро-
ванных выходных цепей.
5. Возможность суммирования управляющих сигналов.
6. Постоянная времени.
В схеме (см. рис. 4.3) формирование импульсов переменной
скважности происходит на основе метода сравнения пилообразного
и постоянного напряжений. Формирующее устройство состоит из
интегрирующего контура 7?3С3, который преобразует прямоуголь-
ное напряжение в пилообразное, и триггера (на транзисторах Т3
и Т4). На вход триггера подается сумма напряжений (от источника
входного напряжения UBX и контура формирования пилы).
Переход триггера из одного устойчивого состояния в другое
осуществляется практически мгновенно и сопровождается лави-
нообразным возрастанием тока в одном плече и уменьшением в дру-
81
гом. Очевидно, что при подаче на вход триггера напряжения пилы
изменение его состояний будет происходить с частотой пилообраз-
ного напряжения.
При U х = 0 полярность пилообразного напряжения меняется
каждые полпериода и поэтому на выходе триггера получаются
П-образные импульсы напряжения со скважностью у = 0,5. При
подаче на вход напряжения сигнала (7ВХ пилообразное напряжение
как бы перемещается вверх или вниз относительно оси времени
(см. рис. 4.4, иллюстрирующий работу ФУШИМ) в зависимости от
полярности и величины управляющего сигнала, и скважность вы-
ходного П-образного напряжения меняется от 0,5 до 1 или от 0,5
Рис. 4.14. Интегрирующий контур для форми-
рования пилообразного напряжения
до 0. Необходимо заметить, что при низких частотах (до несколь-
ких кгц) описанный способ регулирования скважности дает на вы-
ходе триггера П-образные импульсы с хорошими передним и задним
фронтами.
В случае, если при (7ВХ = 0 необходимо получить скважность,
соответствующую у = 0 или у = 1, на вход триггера подается
сумма трех напряжений: (7ПИЛЫ, (7ВХ и £70- Напряжение смещения
Uо сдвигает пилообразное напряжение относительно оси времени
вверх или вниз в зависимости от того, какой величины скважность
у надо получить при (7РХ = 0.
Источником П-образных колебаний (ГПК), подаваемых на вход
интегрирующего контура в схеме, изображенной на рис. 4.3, яв-
ляется вторичная обмотка магнитно-полупроводникового преобра-
зователя напряжения.
В общем случае в качестве источника прямоугольных импульсов
для пилы могут применяться различного типа генераторы П-образ-
ных колебаний требуемой частоты.
Если необходима фиксированная частота пилообразного напря-
жения, независимая от изменений напряжения питания бортсети,
то ГПК должен быть собран по схеме магнитно-полупроводникового
преобразователя со стабилизированной частотой [6].
Расчет ФУШИМ сводится к расчету контура формирования
пилы и полупроводникового триггера. Расчет интегрирующего кон-
тура (рис. 4.14) можно проводите по методике, предложенной в
работе [8].
82
Сопротивление /?2, являющееся нагрузкой интегрирующего
контура, представляет собой эквивалентное сопротивление /?экв,
включающее в себя входное сопротивление триггера, выходное со-
противление источника сигнала [/вх и при необходимости подачи
Uо выходное сопротивление источника смещения.
Расчет контура формирования колебаний напряжения треуголь-
ной формы состоит в определении параметров контура С, Um)
симости от й (n — U3yJUe. — относитель-
ная величина входного сигнала)
и зависимости от этих параметров амплитуды пилы (С7е), линейнос-
ти и крутизны характеристики у =
Порядок расчета контура формирования пилообразного напря-
жения заключается в следующем.
Исходными данными для расчета контура являются нагрузка
интегрирующего контура Т?2, период или частота повторения прямо-
угольных колебаний Т = 1/у, подаваемых на вход контура, степень
нелинейности 3 выходной характеристики ФУШИМ, а также ам-
плитуда пилы U£ = UBX,
По графику (рис. 4.15) находим для заданного 3 (обычно 3<U 2 %)
максимальное отношение T/i и определяем постоянную времени кон-
тура т.
83
Определяем параметры контура и С по формулам
7^ = -^- и С = ^^±1.
1 3
Величину с выбирают обычно в пределах от 2 до 4, причем для
получения минимального значения емкости следует брать о~2г
а для минимальной амплитуды прямоугольных колебаний, подавае-
мых на вход интегрирующего контура, принимают а~4.
Далее, по зависимости -^- = /(о) (рис. , 4-^) и известным
Т/ги о находим отношение
Uxn/U^ и определяем по-
требную амплитуду прямо-
угольных колебаний на
входе контура t/m.
Сопротивление Т?5 (см.
рис. 4.3) включается во
входную цепь триггера с
целью согласования вход-
ного сопротивления триг-
гера и выходного сопро-
тивления цепи управления
триггером. Сопротивление
выбирается в пределах
3—5 ком и входит в /?экв
при расчете интегрирую-
щего контура.
Расчет триггера ведет-
ся по методике, изложен-
ной в [5, 10], в зависи-
мости от типа триггера,
выбранного для схемы
ФУШИМ.
При расчете ФУШИМ
следует учитывать, что ре-
альный триггер имеет ко-
нечную величину ширины
петли гистерезиса, и при
малых значениях амплитуды пилы начинает сказываться вли-
яние петли на выходную характеристику ФУШИМ, а значит и уси-
лителя в целом. Это влияние проявляется в наличии срывов
П-образных колебаний при значениях скважности, близких к 0 и
1 (т - 0,02 и у = 0,98).
Помимо метода сравнения напряжений, существует много дру-
гих, которые дают возможность формировать импульсы напряже-
ния изменяемой скважности.
84
% Ч
Рис. 4.17. Блок-схема усилителя ШИМ с формирующим
устройством на МУ
Рис. 4.18. Схема МУ
Рассмотрим формирующее устройство ШИМ, построенное на
магнитном усилителе МУ и полупроводниковом триггере. В этом
случае МУ одновременно суммирует входные сигналы и формирует
импульсы изменяемой скважности.
Блок-схема усилителя ШИМ с формирующим устройством на
МУ приведена на рис. 4.17.
Магнитный усилитель построен по двухполупериодной реверсив-
ной схеме на двух сердечниках с внутренней обратной связью
(рис. 4.18). В рабочие обмотки МУ подается П-образноенапряжение
питания заданной частоты. В качестве источника питания в этом
случае могут служить вторичные обмотки магнитно-полупроводни-
кового преобразователя напряжения. В обмотки смещения МУ так-
же подается напряжение со вторичных обмоток преобразователя
через выпрямитель.
Напряжение [/т, поступающее на рабочие обмотки оур, намаг-
ничивает сердечник А в рабочий для него полупериод. В следующий
полупериод, нерабочий для сердечника Л, диод отсекает источ-
ник питания от обмотки йур, и изменение магнитного состояния
сердечника А происходит лишь под действием напряжения, дейст-
вующего в цепях управляющей обмотки wy и обмотки смещения
w м. В этот полупериод сердечник А размагничивается. Нерабочий
период для сердечника А является рабочим для сердечника Б и
наоборот, т. е. плечи МУ работают поочередно. При отсутствии
управляющего сигнала
Uy токи в цепях смеще-
ния размагничивают сер-
дечник до угла отпира-
ния а (углом отпирания
называется момент на-
сыщения сердечника).
Если а = тс/2, то напря-
жение на нагрузке UH
будет иметь форму, изо-
браженную на рис.
4.19, а.
Обмотки управления
МУ включены таким
образом, что при подаче
сигнала управления од-
ной полярности один
сердечник размагничи-
вается, а другой подмаг-
ничивается. Сигнал об-
ратной полярности ме-
няет Магнитное состоя-
Рис. 4.19. График работы МУ при различ- H*Je сердечников на
ных значениях входного сигнала обратное.
а)
Un^Q
Uy=O
а--цЛ
(j)t
36
Изменение напряжения на нагрузке при подаче управляющего
напряжения разной полярности показано на рис. 4.19, бив.
Фронты импульсов напряжения, получаемых с нагрузки МУ,
имеют, как правило, завалы. Включение триггера при пороговых
напряжениях (7пор1 и (Упор2
срабатывания позволяет
получить вертикальные
фронты П-образных им-
пульсов напряжения на
его нагрузке. На рис. 4.20
приведены графики им-
пульсов напряжения, по-
лучаемых на нагрузке триг-
гера. В случае электронно-
го выходного каскада в
усилителе на выход МУ
можно подключать триггер
на электронных лампах.
Пример. 4.1. В качестве
примера рассчитаем схему,
приведенную на рис. 4.3. Ис-
ходные данные: /?н=200 ом,
Ьи — 1,64 гн (управляющая
обмотка электромеханического
преобразователя РЭП-8). На-
грузка дифференциальная.
f/вх = ±0,8 в.
Рис. 4.20. Импульсы напряжения, полу-
чаемые на выходе полупроводникового
триггера .
/н max 40 Md\ f 400 гц\ tmax. ~Ь60 С,.
I. Расчет транзисторного усилителя в режиме переключения
1. Определяем максимальное значение напряжения на нагрузке:
max =-^н max= 0,04-200 = 8 в.
2. Выбираем тип транзистора выходного каскада Т7 (Т8) по условию
^/к.э.доп>2£7Пит и /к.доп >^нтах* Берем транзистор типа П25: t/к.э.доп = 60 в‘г
/к.доп “ 400 ми.
3. Определяем сопротивление смещения:
£СМ---- t/37 3 — 0,1
^см — ^16,17 = ~7 = О 23 =12,6 КОМ,
’ Ук.07тах
t/3 — 0,1 в; Есм = 3 в', /ко — 14,5 мка,
60—20
^котах = ^ко*2 10 = 14,5-16 = 232 мка = 0,23 ма.
К. U IlldX K.v 1 1
По 10%-ной шкале номинальных сопротивлений выбираем 7?См=^1б17”
= 12 ком.
4. Находим базовый ток, необходимый для насыщения транзистора,
/к7 40
/б7 = 1,5 -q----= 1,5 -гт- = 4,3 ма.
Р min
87
5. Определяем входной ток транзистора Т7(Т8):
^см 4“ ^б.э.н7 34-0,3
^вх7 = ^б7 4~ Ъ =4,3+ |2 =4,58 ма,
^бэн =^кэн=°’3в-
6. Переходим к расчету каскада на транзисторе Тв, полагая, что 7кб
^вхв =4,58 ма.
Выбираем в качестве транзистора Т6 транзистор типа П15: t/к.э.доп
= 15 в, /к.доп = 50 ма, принимаем t/nHT6 = 8 в.
7. Выбираем тип кремниевого диода Д8:
{/до>^к.эб + ^з8 = 0,П4-0,1 =0,21 в,
/д max Iвх8 = 4,58 ма,
^К.э.6 =0’6 ^к.э.нб =0,6.0,18 = 0,108^0,11 в.
Берем диод типа Д102: при /Вх8 = 4,58 ма (7д = 0,9 в.
8. Определяем величину коллекторной нагрузки транзистора Тв:
^питб ^д ^б.э.н8 8 — 0,9 —0,3
#нв = #18= /вх8 = 4 5ь — 1,48 ком.
Принимаем /?Нв = U2 ком.
Коллекторный ток транзистора Т6 в состоянии насыщения будет
t/пите — t/K .эб 8 — 0,11
=-----------=-----5----= 6,57 6,6 ма.
Ане 1 >£
4,58
Кб —
9. Определяем
/кй 6,6
' = 1,5/5- = 1,5 — = 0,19 ма.
б-н 6 Р min Ь2
10.
11.
12.
13.
Определяем
^см + ^б.энб 3 + 0,18 „ _
^вхв = ^бв+ р =0,19+ ... —0,45 ма,
^СМб
^СМб = ^СМ7*
Рассчитываем каскад на транзисторе Т5, имея в виду, что
Лс5 вхб ~Ь Iвх7 = 0,45 + 4,58 = 6,03 ма.
Определяем Т?см5 = /?14:
ясм5 = £см — Узь = 3 — 0,1 = 37 ком.
'к.огсахб 0,08
1„ = 5 мка; Iv пП1яу = 5-16 = 80 мка = 0,08 ма.
к.оо 1 к.о шах 1
Берем 7?см = /?14 = 33 ком.
Выбираем тип диода Д7:
^до >^к.э.5 4~ (^з б 4~ 7) = 0,08 + 0,2 = 0,28 в,
max ^вхв -^вх7 — 6,05 ма,
ик.э5 =0,6-0,13 = 0,078 « 0,08 в.
88
Выбираем диод типа Д102: при /д = 6,05 ма = 0,95 в.
14. Определяем сопротивление нагрузки Тб:
г» г» ^ПИТ 5 Уд. (^б.Э.н7~Ь^б.Э.Нб
Анб = ^15 — z _l z —
1 ВХ6 Г 1 ВХ7
8 —0,95 —(0,34-0,18)
— ------------------------= 1,09 ком.
Принимаем Рн5 = Р15 — 1 ком.
Тогда
л ^пит 5’6 ^к-э 5 8 — 0,08
/К5 — р — , — 7,92 мо.
Ан5 1
7 9
15. Находим /б н5 = = 0,23 ма’
16. Определяем
£см + Ц,эн5 6 4- 0,13
= /б.и 5+ ----" = 0,23 + =0,41 ма.
17. Рассчитываем потери мощности в выходном транзисторе Ti (Т8):
2U
рмс = 7 иб э н 7 /67 + 7 -f1- ик.э7 = 0,3-0,0043 +
н
8
4- 2оо = 0,02 вт,
Рнас будет максимальным при 7=1.
Ротс = (1 - -г) /к.о7 тах т/к.б. отс =0,00023-11 = 0,0025 вт,
Ротс будет максимальным при 7 = 0.
1 ^пит /Гт 1 Г Т 11
ТПер — 2 Ч f IL1 + 2~т (1 J ^вкл “Ь L1 2 т J ^ВЫкл /
1 64
’ 200 400.0,4.10- = 2,56-Ю-5 вт.
ТПер будет максимальным при 7=1.
Таким образом, суммарная мощность, рассеиваемая транзистором Т?,
PCD 2 = Рнас + Рпер + Ротс = 2,25-10 2 вт = 22,5 мет.
Допустимая мощность, рассеиваемая транзистором П25, равна 200 мет.
II . Расчет симметричного триггера на транзисторах
Принимаем Ек.тр = 8 в, Есм= 3 в.
Выбираем тип транзисторов Тз и Т4 — П15.
1 Коллекторный ток транзисторов триггера выбирается из условий наг-
рузочной способности триггера: а) /к>10^Вых= Ю^вх5 или
б) /к> (20-т-ЗО) /к.о.max:
а) /к= 10*0,41^4 ма или б) /к = 0,08-30 = 2,4 ма.
Принимаем /к= 4 ма.
89
2. Определяем коллекторное сопротивление:
Ек 8
К7 = к8 = — = “4" = 2 ком.
Берем /?7 = /?8 = 1,8 ком.
3. Находим сопротивление смещения:
Ес„ 3
= / = п по = 37,5 ком.
* к.О max и, ио
Берем = /?12 = 33 ком,
4. Определяем сопротивление связи:
(Ррасч \
т 1 I Rr» где
I о К.о max I
6 Т Ррасч--------- /
Ррасч =0,7 рт1-п; ₽min = 46 (при /к = Злш);'Ррасч = 32,2; « — коэффициент
насыщения (s = 1 4- 2);
Т?9 = ₽10 = 27 ком.
5. Подсчитываем сопротивление связи:
Ек 8
/?13 =~7----— #8 = п-д — 1,8 = 18,2 ком.
1ВХ5 U >
Принимаем 7?1з= 18 ком.
III. Расчет контура формирования пилы
Исходные данные: амплитуда пилы Us — 0,8 в\ степень нелинейности
выходной характеристики ФУШИМ о = 11%; f — 400 гц.
Т
1. Определяем по графику (рис. 4.15) — = 1,8, тогда т = 0,001 4~сек.
2. Находим составляющие сопротивления:
1*ЭКВ — ^5 + ^4 + ^вх.тЗ.
Обычно сопротивление /?5 выбирается в пределах 34-5 ком (принимаем
/?5= 5 ком), сопротивление зависит от выходного сопротивления источ-
ника сигнала ((7ВХ). В нашем случае /?4 = 1 ком. Входное сопротивление
транзистора Тз принимаем равным 7?вх.тз= 100 ом, тогда 7?экв =5+1+0,1 =
= 6,1 ком.
3. Определяем параметры контура 7?з и Сз:
/?9vb 8,1 а + 1
7?з=—^“="2" — 3 ком\ С =т—j—= 0,0014#==
= 1,4 мкф\ а = 2.
Urry
4. По зависимости рис. 4.16 определяем — = 4,5, тогда
Um = 4,5-0,'8 = 3,6 в.
90
IV. Расчет блока питания
Расчет ведем по [9, гл. VI].
Данные для расчета преобразователя напряжения: напряжение питания
^пит= 27 в; выходная мощность Рвых = Аа; выходное напряжение со вто-
ричных обмоток: Ui(wi) = 8 в; (/2(^2) = 3 в; (Л(И = 3,6 в; частота f =
— 400 гц.
Диапазон рабочих температур от —50 до +60° С.
1. Определяем Рвых= ^на:
РН1 = (/К8 + /к5 + Лез) = (0’04 + 0,008 + 0,003) 8 = 0,408 вт\
РН2 = /к.0тах а £см = (0,00023-2+ 0,00008-4) 3 = 0,0023 вт\
PWi = /пилы£/т = 0,0012-3,6 = 0,043 вт\
1
^экв <оСя 7?ч,.п
/пилы = , где /?s = Я3 + j- = Яз + яэкв ш сз -t- 1 ~
^экв + ш с3
3.6
Лшлы== з =1,2 ма.
Тогда Рна = 0,453 вт.
Расчет преобразователя в тех случаях, когда Рнв<1 e/п, ведем на Рвых =
= 1 вт.
2. Определяем величину коллекторного тока транзистора Ti(7\) (тока
первичной цепи), принимая ориентировочно к. п. д. преобразователя 7]nD =
= 0,9:
/1— U == о и.97 —41 ма'
Чпр^пит ’ U,y-Z/
3. Выбираем тип транзисторов Ti и Тъ по параметрам (/к.э.доп> 2(7ПИт и
/к.доп >h.
Выбираем транзистор типа П25 со следующими параметрами: максималь-
но допустимый коллекторный ток /к.ЛОп== 400 ма\ максимально допустимое
напряжение (Ук.э.доп = 60 в; минимальный коэффициент усиления по току
Pmin^ Ю (ijmin можно выбрать по графику р = Д/к), см рис. 4.8); крутизна
характеристики не менее 0,1 а/в; нулевой коллекторный ток /к.о^0°= 60 мка
(7к.о20° можно выбирать по графику рис. 4 7).
4. Рассчитываем цепь обратной связи. Определяем входной ток:
(1,24- 1,5) Л 1,5-41
/вх— h — 15 —4,1 ма.

Определяем напряжение на входе транзистора:
^б.э.=Л
0,041
0,1
= 0,41 в.
Выбираем напряжение на обмотке обратной связи:
UQ C = (3 -т- 4) иб э = 3-0,41 = 1,23 в.
Увеличение напряжения (7с.г обеспечивает надежный запуск преобразо-
вателя.
91
Определяем величину балластного сопротивления в цепях баз:
о.с
5.
нии:
„ ио.с— иб.э 1,23 — 0,41
Аб = А1 =--------7------ =------7—j----= 0,2 КОМ.
1ВХ , 1
Находим падение напряжения на транзисторе в насыщенном состоя-
6. Расчет трансформатора. Выбираем материал 50 НП. Определяем
_ 0<6РвыхЮ8______________0,6-1.108
»о«ст- /й^зо7]пр - 400-104-300-0,3-0,9 _U’1S см ‘
По таблице нормализованных размеров тороидов [1] выбираем ближай-
ший больший с размерами D = 1,6 см, d=l,0 см', h=Q,8 см, $ст =0,24 см2-,
1^— 1,88 см, $ст 5о= 0,19 см4.
Определяем число витков половины коллекторной обмотки:
(1/пит-Ук э)10» (27 — 0,287) 108
“'к= 4/sCTB5 — 4-400-0,24-104 ~695 витков-
Определяем к. п. д. трансформатора:
_____________^ВЬ1Х________________}___________п
^тр~ -Рвых+Рм + ^ст “ 1 +0,089+0,036 -и>вб-
Ри = 21,jwK р /вит ср = 2-0,041 -300-695-2-2.6-10-в = 0,089 вт.
р — 2 • 10-6 ом • см,
Рст = Руд$ст I = 0,08-0,24-1,88 = 0,036 вт,
Рун = 0,08 вт/см2.
Определяем число витков выходных (вторичных) обмоток и обмоток об-
ратной связи:
_______U вых_____
^вых — (U _____и 'in
\иПИТ ^К.Э/^Тр
W1— (27 — 0,287) 0,88 “ 236 витков;
3-695
w*~ (27 — 0,287)0,88 —89 витков;
3,6-695
W3~~ (27 — 0,287) 0,88 — 106 витков;
^о.с^к 1,23-695
«’о.с - (Упит-ик.э) т)тр “ (27-0,287) 0,88 “ 36 ВИТК0В-
Далее, расчет сечений проводов обмоток и другого ведем согласно методике
[9].
92
Литература
1. Б ал ьян Р. X. Трансформаторы малой мощности. Судпромгиз, 1941.
2. Г л а з е н к о Т. А. Импульсные полупроводниковые усилители в
электроприводах. «Энергия», 1965.
3. К о н е в Ю. И. Полупроводниковые триоды в автоматике. «Совет-
ское радио», 1960,
4. К о н е в Ю. И. Транзисторные импульсные устройства управления
электродвигателями и электромагнитными механизмами. «Энергия», 1964.
5. К о н о н о в Б. Н. Симметричные триггеры на плоскостных полупро-
водниковых триодах. Госэнергоиздат, 1960.
6. К и с е л е в Л. Н. Применение полупроводниковых приборов. Сб.
статей под ред. Федотова Я. А., вып. 7. «Советское радио», 1961.
7. К о с с о в О. А. Усилители мощности на транзисторах в режиме
переключения. «Энергия», 1964.
8. Решетников Е. М., Климов В. П. К вопросу расчета кон-
тура формирования пилообразных колебаний напряжения треугольной фор-
мы. Известия вузов «Электромеханика», 1967, № 3.
9. Руководство по проектированию элементов и систем автоматики под
ред. акад. Петрова Б. Н., вып. 4, гл. 6. Оборонгиз, 1961.
10. С т е п а н е н к о И. П. Основы теории транзисторов и транзистор-
ных схем. Госэнергоиздат, 1963.
Глава V
РАСЧЕТ ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ В РЕЛЕ
И ДАТЧИКАХ С ТЕРМИСТОРАМИ
§ 5.1. РЕЖИМЫ РАБОТЫ ТЕРМИСТОРОВ
В схемах различных реле и датчиков температуры, уровней,
давлений, скоростей потоков жидкостей и газов, расходов и т. д.
все более широкое применение находят термисторы. Контролируе-
мая физическая величина и функциональное назначение устройства
определяют режим работы термистора в схеме. Различают два ре-
жима работы термисторов — линейный и нелинейный. Линейный
режим работы характерен для датчиков температуры.
Наиболее широкое техническое применение получили термисто-
ры с отрицательным температурным коэффициентом сопротивления,
температурную характеристику которых принято представлять
в виде
в
R^R^e1 , (5.1)
где 7?оо и В — коэффициенты данного экземпляра термистора.
При использовании термисторов в линейном режиме ток, проте-
кающий через термистор, не вызывает его разогрева и служит
только для замера его сопротивления. В условиях теплового рав-
новесия можно считать
gradT = 0, Т = 0ср,
где Т — температура рабочего тела термистора, ° К.
Входной величиной для термистора является приращение тем-
пературы окружающей среды Д0ср, а выходной — приращение
сопротивления Д/? . Если термистор выполнен без защитного ко-
жуха и рабочее тело непосредственно соприкасается со средой,
температура которой измеряется, то, очевидно, инерционность
термистора будет определяться его тепловой постоянной времени,
которая будет совпадать с постоянной времени, определяемой при
нагреве термистора током [1,21. Динамические свойства термистора
94
могут быть представлены инерционным звеном с передаточной функ-
цией:
W (р) = А/?т(/,) ----------------,
д®ср (Р) ър + 1
a-
(5-2)
где т — постоянная времени;
а — температурный коэффициент при номинальной темпера-
туре среды, равный BiT2.
В случае конструктивного выполнения термистора с защитным
кожухом динамические свойства кожуха, с точки зрения теплопере-
дачи, с достаточной степенью точности могут быть оценены также
инерционным звеном с коэффициентом усиления, равным единице.
Передаточная функция будет иметь вид
Г (n) ; (Р-L = ---------------а-------- , (5.3)
W Д0ср(Р) (^1Р + 1)(^2Р + 1)
где Ti— постоянная времени, обусловленная наличием кожуха;
т2— постоянная времени термистора при нагревании током.
Последовательное соединение двух инерционных звеньев дает
звено второго порядка с коэффициентом затухания В > 1. В этом
случае говорить о тепловой постоянной времени термистора нельзя.
Однако для относительно низких частот изменения входного сигнала
выражение передаточной функции будет
Г(р)
Д/?т (₽) ~“
Д0ср(Р) ('Cl + ^lP + l
(5-4)
т. е. тепловая постоянная времени примерно равна сумме постоян-
ной времени термистора, определяемой при нагревании током, и
постоянной времени, обусловленной наличием кожуха.
Расчет переходных процессов, возникающих в датчиках с ли-
нейным режимом работы термистора, весьма прост, так как боль-
шинство схем сводится к мостовой или дифференциальной схемам
с одним или редко двумя термисторами.
Нелинейный режим работы характерен
значительным нагревом термистора проте-
кающим по нему током. В условиях те-
плового равновесия grad T=f=0,T=/=Q р. Схе-
мы реле и датчиков, использующие нели-
нейный режим работы термисторов,
сводятся к комбинации ряда линейных
сопротивлений с одним или двумя нели-
нейными сопротивлениями. При примене-
нии в схеме двух термисторов один из них
обычно работает в линейном режиме. Од-
нако можно показать, что с точки зрения
расчета переходных процессов схемы даже
с двумя термисторами, работающими в
Рис. 5.1. Мостовая схе-
ма с двумя термистора-
ми: /?Т1 и /?Т2
95
нелинейном режиме, часто могут быть приведены к двухполюсни-
кам с одним нелинейным сопротивлением. Например, мостовая
схема, приведенная на рис. 5.1, если предположить, что Ri = О,
представляет собой два параллельно включенных двухполюсника
относительно точек а и б. Переходные процессы в каждом из них
определяют изменения выходного напряжения U3bix.
Приближенную оценку динамических ошибок схемы при изме-
нении параметров цепи или среды, окружающей воспринимающие
элементы схемы — термисторы, можно проводить для режима
холостого хода, как это принято при оценке динамических свойств
звеньев.
§ 5.2. УРАВНЕНИЕ ТЕПЛОВОГО БАЛАНСА ДВУХПОЛЮСНИКА
С ТЕРМИСТОРОМ
При рассмотрении переходных процессов примем общепринятое
допущение об усреднении распределения температуры по объему
рабочего тела сопротивления [3, 5, 6]. В этом случае выражение
теплового равновесия цепи может быть записано в виде
cV~ = PT — a.F (Т — То), (5.5)
at
где eV— теплоемкость термистора, соответствующая данной тем-
пературе Т;
Рт— мгновенная мощность, рассеиваемая на термисторе;
aF — постоянная рассеяния, соответствующая данным темпе-
ратурам Т и т0;
То—температура среды, ° К;
Т — температура термистора, ° К;
t — время.
Теплоемкость является функцией температуры, а постоянная
рассеяния — функцией не только температуры тела, но и темпера-
туры среды. В ряде работ [1, 2, 4] показывается, что в подавляющем
большинстве инженерных расчетов цепей с термисторами величины
eV и аТ можно рассматривать как постоянные, поэтому будем
считать в дальнейшем eV = Н = const действующей теплоемко-
стью термистора, a aF = b = const — действующим коэффици-
ентом рассеяния термистора.
С учетом введенных допущений и обозначений запишем урав-
нение (5.5) перегрева рабочего тела термистора над температурой
окружающей среды:
где 0 — температура перегрева, ° С;
т — постоянная времени, равная Н/Ь.
96
Представим уравнение (5.6) в форме с безразмерным временем
воспользовавшись подстановкой,
F= —. (5.7)
т
Учитывая (5.7), получим
сЮ _ 1 . сЮ
dt ~ т ’ dt
d$
Подставив в (5.6) значение и умножив почленно на т, бу-
дем иметь
de
dt
= —Рт —0.
Ь
(5-8)
Схемы различных реле и датчиков с термисторами могут,работать
как с постоянным, так и переменным напряжениями. Будем пола-
гать, что при питании постоянным
напряжением двухполюсник с тер-
мистором является активным, а при
питании схемы переменным напря-
жением постоянная времени т на-
грева термистора током велика
по сравнению с длительностью пе-
риода переменного напряжения.
Инерционность линейной части
цепи, вызванную наличием реак-
тивных сопротивлений, будем так-
же считать несоизмеримой с инер-
ционностью нелинейного элемен-
Рис. 5.2. Эквивалентная схема
двухполюсника с термистором
та — термистора.
Учитывая сделанные замечания любой нелинейный двухполюс-
ник можно представить эквивалентной схемой, приведенной на
рис. 5.2. Применяя теорему об эквивалентном источнике [7], мгно-
венную мощность, рассеиваемую на термисторе, можно предста-
вить как
(Ят+Яэ)2+*э ’
(5.9)
где t/x.x — напряжение холостого хода между точками а и б (£7Х.Х=
= £7Э);
и Хэ — соответственно активное и реактивное сопротивления
двухполюсника относительно точек а и б;
7?т— сопротивление термистора.
4 Заказ № 971
97
С учетом (5.9) и (5.1) уравнение (5.8) можно записать следую-
щим образом:
(5.10)
где То— температура
процесс;
среды, при которой протекает переходный
ки = ^?э/^оо;
kx =
Введем обозначения
Л Us
А ~ ЬР
и /2(Г) =
в
т
е
+ е
и условимся называть в дальнейшем А коэффициентом подобия
параметрической кривой 0 = /\(0), а /2(Т) — функцией относи-
тельной мощности, подводимой к термистору. Вычислив функцию
/2(Т) в диапазоне температур от Т = 273° К* до максимально до-
пустимой температуры нагрева для выбранного типа термистора
7'тах= 273°К+0тах, решение уравнения (5.10) легко представить
графически, построив функцию /2(Т) по полученным данным и ум-
ножив ординаты последней на коэффициент подобия Д(рис. 5.3, а).
От начала координат Т = 273°К откладываем температуру сре-
ды ©о, при которой протекает процесс. Из точки О' проводим
под углом а = arctg mx!my прямую до пересечения с кривой
Л/2(Т), гпу и тх—соответственно масштабы по оси ординат и
оси абсцисс. ’ Точка пересечения N определяет установившуюся
температуру перегрева термистора по окончании переходного про-
цесса. В случае отсутствия точки пересечения N установившийся
режим при выбранных параметрах цепи и данной температуре
среды невозможен.
Если провести ряд прямых, параллельных оси ординат, при
произвольно выбранных температурах перегрева относительно
окружающей среды, то на основании (5.10) отрезки афь заключен-
ные между кривой Л/2(Т) и прямой O’N при перегревах 0Z, будут
представлять собой ординаты параметрической кривой^ 0 = /\(0)
процесса при соответствующих значениях 0f. Поэтому, снося зна-
чения afit при произвольно выбранных перегревах 0Z на новый гра-
* Условимся в дальнейшем принимать за начало отсчета температуры
значение Т — 273° К-
98
фик (рис. 5.3, б), получим параметрическую кривую процесса при
данной температуре среды, причем ранее выбранные масштабы ту
и тх сохраняются.
При изменении температуры окружающей среды, очевидно,
прямая O'N (рис. 5.3, а) будет смещаться параллельно самой себе
Рис. 5.3. Определение параметрической кривой
6 = Д(0) для процесса нагрева термистора:
а — графическое представление уравнения теплового ба-
ланса; б — параметрические кривые процесса нагрева тер-
мистора
вправо на величину приращения, если температура окружающей
среды возрастает, и влево, если последняя убывает. Предположим,
температура среды возросла на величину Д, т. е. стала равной
0О' = ©о +Д, и прямая заняла положение O"N'.
Тогда значения температур перегрева прежней параметрической
кривой изменятся на величину 0f — Ди станут равными
©; = ©<—д. (5.П)
Как следует из прямоугольного треугольника cbfi/ (см.
рис. 5.3, а), ординаты прежней параметрической кривой при новых
значениях температуры перегрева получат приращения
bfi. = cb. tg — = Д tg — ,
1 1 I & Шу & Шу ’
4*
99
т. е. станут равными
a^=aA + Atg-^. (5.12)
На основании (5.10), (5.11) и (5.12) можно сделать заключе-
ние, что при увеличении температуры окружающей среды новая
параметрическая кривая процесса может быть получена из преж-
ней параметрической кривой 1 процесса смещением последней впра-
во на величину приращения температуры Д и смещением параллель-
но самой себе вверх на величину AtgmJmv (см. кривую 2 на
рис. 5.3, б).
При уменьшении температуры окружающей среды прямая O'N
будет смещаться влево и, предположим, займет положение О'" N".
Рассуждая аналогичным образом, можно показать, что параметри-
ческую кривую процесса при меньшем значении температуры окру-
жающей среды можно получить из параметрической кривой при
температуре 0О смещением последней влево на величину прираще-
ния температуры и смещением параллельно самой себе вниз на
величину A'tg тх/ту (см. кривую 3 на рис, 5.3, б), где Д' —
— приращение температуры.
Следовательно, однажды построенная параметрическая кривая
может быть использована для исследования переходных процессов
при различных температурах окружающей среды.
Воспользовавшись понятием коэффициента подобия, нетрудно
убедиться, что одна и та же параметрическая кривая, построенная
для данного термистора и данного Хэ или 7?э, может быть исполь-
зована для построения новой параметрической кривой и при дру-
гих значениях напряжения питания схемы U и коэффициента рас-
сеяния b (например, для сред с различной теплопроводностью).
Пусть в соответствии с изменением U и b коэффициент подобия
получил значение А±. Уравнение новой параметрической кривой
будет иметь вид
=А/2(Т)-0. (5.13)
\ dt
Вычитая (5.13) из прежней параметрической кривой, получим
=(Л-Л1)/2(Т),
d t \dt !i
а подставив значение f2(T), выраженное через координаты прежней
параметрической кривой, окончательно будем иметь
Следовательно, для построения параметрической кривой при
новом значении коэффициента подобия At достаточно при соответ-
100
ствующих температурах перегрева произвести алгебраическое сум-
мирование ординат прежней параметрической кривой и величины
Л".
Учитывая изложенные возможные преобразования исходной па-
раметрической кривой при изменении температуры окружающей
среды или коэффициента подобия Л, следует заключить, что для
различных схем с термисторами может быть построен исходный
шаблон параметрической кривой. По построенному шаблону могут
быть построены другие параметрические кривые при любых новых
значениях параметров цепи, самого термистора или параметров
окружающей среды, что значительно облегчает расчет переходных
процессов.
Графическое представление уравнения теплового баланса двух-
полюсника с термистором позволяет определить параметрические
кривые 0 = Д0) для всевозможных переходных процессов,
которые могут возникнуть в двухполюснике с термистором. Изме-
нения параметров термистора, среды или цепи вызывают на плос-
кости графического решения уравнения теплового баланса переме-
щения либо кривой изменения мощности Л/2(Г), подводимой к тер-
мистору, либо прямой ON. На рис. 5.4 представлены возможные
варианты взаимного расположения вольт-амперных характеристик
термистора и добавочного сопротивления 7?доб, определяемого эк-
вивалентной схемой двухполюсника (см. рис. 5.2), для скачкообраз-
ных изменений температуры среды (рис. 5.4, а), напряжения пита-
ния двухполюсника U (рис. 5.4, б), коэффициента рассеяния b
(рис. 5.4, в), а также величины эквивалентного сопротивления двух-
полюсника 7?доб (рис. 5.4, г). Там же приведены соответствующие
указанным скачкообразным изменениям параметров цепи и среды
способы определения параметрических кривых 0 = f(0).
§ 5.3. ВОЗМОЖНОСТЬ СИНТЕЗА ПРОСТЕЙШИХ ЦЕПЕЙ
С ТЕРМИСТОРАМИ ПО ЗАДАННОМУ ПЕРЕХОДНОМУ
ПРОЦЕССУ
При проектировании устройств, основанных на использовании
релейного эффекта в цепи с термистором (тепловые реле защиты,
реле времени, генераторы импульсов и т. п.), возникает необходи-
мость выбирать параметры простейшей цепи таким образом, чтобы
получить переходный процесс заданной формы и длительности,
т. е. возникает задача синтеза простейшей цепи.
При проектировании любого из указанных выше устройств пред-
ставляет интерес время переходного процесса и скорость нарастания
тока на участке его резкого увеличения, который будем называть
в дальнейшем релейным участком. Под временем переходного про-
цесса условимся понимать время от начала процесса до середины
релейного участка, скорость изменения тока на котором можно
101
6)
Рис. 5.4. к построению переходных процессов в двухпо-
люснике с термистором при скачкообразном изменении
параметров (за начало отсчета принята температура
273° К):
а — температуры окружающей среды 0^; б — напряжения питания
двухполюсника; в — коэффициента рассеяния Ь\ г — добавочного со-
противления ЯдОб (а — arctg а' = arctg R2)
в свою очередь характеризовать либо временем fp.y, либо углом
наклона р (рис. 5.5, а).
Установившееся и начальное значения тока могут быть опреде-
лены исходя из статических соотношений в цепи.
Сопоставим кривую переходного процесса с параметрической
кривой 0 = /\(0) (рис. 5. 5, б). Как известно, при наличии в цепи
релейного эффекта кривая 0 = Л(0) имеет две точки экстремума,
_ J И 0тах 5 I ~ )
d i I min \dt / max
причем координаты этих точек ©mini
Рис. 5.5. Релейный эффект в цепи с
термистором:
« — кривая изменения тока в цепи; б — харак-
тер параметрической кривой процесса нагрева
термистора
характеризуют длительность
переходного процесса и ско-
рость роста тока на релейном
участке. Очевидно, на дли-
тельность переходного про-
цесса в основном будет вли-
ять расположение точки ми-
нимума кривой 0= Л(0), а
на скорость роста тока на
релейном участке — коорди-
наты точки максимума этой
кривой.
Поскольку нас интересует
время переходного процесса
и скорость роста тока в се-
редине релейного участка
(точнее говоря, в точке пе-
региба кривой тока), то с
достаточной для практичес-
ких случаев точностью пара-
метрическая кривая 0=/\(0)
может быть аппроксимирова-
на двумя трапециями (рис. 5.5, б), площади которых определяются
координатами точек экстремума кривой.
Следовательно, если определить координаты точек экстремума
через параметры цепи и коэффициенты выбранного типа термисто-
ра, то, варьируя ими, можно выбрать желаемый вид параметричес-
кой кривой 0= /\(0), т- е. нужную форму переходного процесса.
Минимальная скорость изменения температуры перегрева рабо-
чего тела термистора лежит в области небольших перегревов, для
которой обычно /?т>7?доб, а поэтому уравнение теплового баланса
для элементарной цепи при малых перегревах на основании [5.10]
будет в
— _ -е —0. (5.15)
d t
103
При малых изменениях перегрева для расчетов можно пользо-
ваться приближенной обратной характеристикой проводимости
-в
термистора, для чего разложим е0 в ряд Тейлора до первых
трех членов разложения. Значения производных будут таковы:
(5.16)
В \" в в
» + ® _ То /_____________2В . В2 \ _ - 77 В2
’ 7-J + Т J ~ ?; '
(5-17)
„ 2В . В2 В2
Приближенное равенство------+ —4 ~ легко доказы-
1 о 1 о 1 о
вается числовым примером с реальными значениями В и Т0.
Подставив в (5.15) значения производных, получим следующее
выражение:
de
d~t
— (1 +а©+а2©2) —0,
(5.18)
где R о и а — соответственно сопротивление и температурный ко-
эффициент при температуре Т0, относительно которой отсчитывает-
ся перегрев термистора.
Значения величин 7?0 и а могут быть определены из выражений
в
R0 = Rooe °; а~т^2*
1 о
Продифференцировав (5.18) по © и приравняв полученное вы-
ражение к нулю, будем иметь
2a \ t/2a /
где ©(min) — температура перегрева, соответствующая минималь-
ной скорости изменения перегрева.
Подставив значение ©(min) в исходное выражение (5.18), найдем
минимальную скорость изменения температуры перегрева:
= (1 + a@. m.n) + а2@2 } (5 20)
\ dt /min \ dt /О
/ de \
где ——скорость изменения температуры перегрева при
\ dt /0
© = 0.
104
Для определения температуры перегрева, соответствующей
максимальной скорости изменения перегрева 0(таХ), допущения,
сделанные выше, несправедливы и поэтому надлежит исследовать
полное уравнение теплового баланса цепи:
в
Однако значение 0(тах) можно найти из условия рассеяния мак-
симальной мощности на термисторе в цепи RT—R3. Если внут-
реннее сопротивление источника питания равно нулю, то это ус-
ловие соответствует равенству /?тлп = R3 или
в
Rme°+^max} = R3,
откуда нетрудно найти
®(шах) =---J------то. (5.21)
Ат-т
Как уже было указано, в результате аппроксимации параметри-
ческой кривой 0 = Д0) время переходного процесса может быть
вычислено через координаты точек экстремума кривой, которые
связаны как с параметрами термистора, так и с параметрами цепи.
Нетрудно видеть (рис. 5.5, б), что время переходного процесса
будет состоять из двух слагаемых:
Т Т _ 2®(min) I 2 ( ®(max) “ ®(min)) /К ОО\
t — + Ч - +/d0 \ н 7Ж\ +(—"I ’
\dt \dt /min X d t /max \ d t / min
Скорость роста тока в середине релейного участка в точке
перегиба определяется максимальной скоростью изменения темпе-
ратуры перегрева, причем для каждого момента времени справед-
лива зависимость
7?э 4“ Ят
(5.23)
Если предположить, что в окрестности значений температуры
0(тах) скорость изменения перегрева постоянна и остается равной
/ \ ,
—— = k, а температурная характеристика термистора в ука-
\ dt /max
занной области линейна, то, зная максимальную скорость изменения
температуры перегрева, можно вычислить максимальную скорость
105
изменения тока в точке, соответствующей температуре ©(тах). Пред-
положим, что (—'j = k, тогда на основании (5.23) и
сделанного предположения о линейности температурной характе-
ристики будем иметь
Яэ + Яо(1 -akt) ’
дифференцируя последнее, получим
а/ = ________RJUak______
d7 [7?э +7?0(1 — afe7)]2
(5.24)
а при перегреве ©(таХ) скорость роста тока составит
р
хт. m
(*э+Ят.т)2
akU,
(5.25)
где 7?т.т и а — соответственно сопротивление термистора и тем-
пературный коэффициент при перегреве рабочего тела 0(таХ).
При проектировании перечисленных выше устройств на осно-
вании технических требований, предъявляемых к устройству, обыч-
но бывают заданными начальное и конечное значения токов, ско-
рость изменения тока на релейном участке, время переходного про-
цесса и диапазоны допустимых вариаций указанных величин. На
основании этих данных, корректируя значения U и 7?э с помощью
формул (5.19), (5.20), (5.21), а также (5.22) и (5.25), путем несколь-
ких простейших просчетов нетрудно установить возможность
получения требуемого переходного процесса или степень возмож-
ного приближения к нему при выбранном типе термистора и задан-
ных параметрах среды.
Следует обратить внимание на то, что длительность переходного
процесса мало зависит от величины 7?э, но чрезвычайно сильно
при том же 7?э — от величины напряжения питания U. Последнее
объясняется тем, что при относительно малых перегревах 7?э<7?т,
а поэтому и кривая 0 = f i(0) на начальном участке зависит только
от величины напряжения U. На скорость нарастания тока на релей-
ном участке влияет как величина U, так и величина 7?э. Поэтому
при необходимости увеличения времени переходного процесса
в первую очередь следует уменьшать напряжение, а при необходи-
мости изменения скорости нарастания тока на релейном участке без
заметного изменения времени процесса следует варьировать ве-
личиной добавочного сопротивления.
106
§ 5.4. РАСЧЕТ ПЕРЕХОДНЫХ ПРОЦЕССОВ В ЦЕПЯХ
С ТЕРМИСТОРАМИ ПРИ ИЗМЕНЕНИИ ТЕМПЕРАТУРЫ
ОКРУЖАЮЩЕЙ СРЕДЫ
При расчете переходных процессов в цепях с термисторами
весьма часто приходится учитывать изменения температуры окру-
жающей среды, имеющие место в момент протекания переходного
процесса, причем соотношения между скоростями изменения тем-
пературы среды и скоростью процесса нагрева термистора проте-
кающим по нему током могут находиться в следующих соотноше-.
ниях:
1) скорость изменения температуры среды много меньше макси-
мальной скорости нагрева термистора током;
2) скорость изменения температуры среды много больше макси-
мальной скорости нагрева термистора током;
3) скорость изменения температуры среды и скорость нагрева
термистора током соизмеримы.
Очевидна в первом случае переходный процесс можно рассмат-
ривать как процесс при постоянной температуре окружающей
среды (случай, рассмотренный ранее). Во втором случае в переход-
ном режиме скорость изменения тока, протекающего через термис-
тор, будет определяться скоростью изменения температуры среды.
Наиболее интересно рассмотреть третий случай, когда скорости из-
менения температуры среды соизмеримы со скоростями процессов
нагрева, происходящих в цепи с термистором.
С практической точки зрения представляется целесообразным
рассмотрение переходных ч процессов в цепях с термисторами при
изменении температуры среды по экспоненциальному или прямо-
линейному закону во времени (устройства тепловой защиты, реле
и т. д.) или по синусоидальному закону (всевозможные случаи ис-
пользования поляризованных термисторов [2], вопросы опреде-
ления частотных характеристик и т. п.).
Предположим, что температура среды, при которой протекает
переходный процесс, начиная со значения 0О изменяется по экспо-
ненциальному закону, т. е.
/ - z \
0о = А — е Тсру+0О, (5.26)
где тср — постоянная времени экспоненты;
А — конечное приращение температуры среды.
Очевидно, для облегчения задачи изменение температуры среды
во времени следует отсчитывать в тех же безразмерных единицах
времени, относительно которых составлено уравнение перегревов
(5.10). Обозначив отношение постоянной времени термистора т к
постоянной времени среды тср через и, будем иметь
п? = —. (5.27)
тср
107
С учетом (5.27) выражение (5.26) примет вид
©о = л(1 — е~л/) + @0. (5.28)
Переходя к текущим значениям температуры перегрева, получим
©; =0Z+ ke~nt ,. (5.29)
где ©; — значения перегревов при ©0' = 0О + Д = const.
Подставив новые значения температур перегрева в (5.10), по-
лучим
= Л/2 (Т) - (©,- + \е~ ,
или, выполнив необходимые преобразования, будем иметь
= Л/2 (Т) — 0Z— Д ( ё~ п7 — пе~пТ]. (5.30)
dt к 7
Точное решение* уравнения (5.30) невозможно, так как значения
безразмерного времени t и перегревов 0. могут быть связаны
между собой только через величину, обратную площади, заключен-
ной между осями координат и кривой 0= /\(0), полученной при
заданных параметрах термистора и среды, а сама кривая не может
быть найдена ввиду изменения температуры окружающей среды
во времени.
Однако для определения координат параметрической кривой
0 = /1(0) можно воспользоваться приближенным способом, из-
ложенным ниже (рис. 5.6).
От начала координат (7\= 273°К) откладываем начальное зна-
чение температуры среды 0О и конечное значение 0О'= 0О + Л-
Через полученные точки О4 и О/ проводим прямые под углом к оси
абсцисс а = arctg — до пересечения с кривой Af2(T) в точ-
ках Ni и N^. Точка пересечения Nt' определит установившееся
значение температуры перегрева 0тах по окончании переходного
процесса.
Разобьем температуры перегрева, лежащие в пределах 0 4- 0тах
(отрезок Oi©max на оси абсцисс), на ряд произвольно выбранных
приращений температуры перегрева d0, для чего проведем прямые,
параллельные оси ординат, через интервалы, соответствующие выб-
ранным значениям приращений (d0)f.
Предположим, что за время (df)b необходимое для изменения
температуры перегрева на величину (d0)i, температура среды
остается постоянной и равной начальному значению 0О.
* Под точным'решением в данном случае понимается метод графичес-
кого интегрирования, предложенный Б'. С. Сотсковым.
108
Определив среднюю скорость изменения температуры в интер-
вале (dO)i, можно найти время (d/)4. Отложив от начала экспоненты
найденное время (df)if определим соответствующее ему значение
температуры среды 0ср1.
Рис. 5.6. Определение параметрической кри-
вой процесса нагрева термистора протекаю-
щим по нему током при изменении темпера-
туры окружающей среды по экспоненциаль-
ному закону
Предположим, что в течение средующего шага температура сре-
ды остается равной 0ср1. Следовательно, начальное значение
скорости изменения температуры перегрева в интервале (d0)2
определится как точка пересечения продолжения ординаты ab
с прямой, проведенной из точки О", соответствующей температуре
0ср1 (точка 1).
Рассуждая прежним образом, можно определить приращение
безразмерного времени (dt)2, а прибавив последнее к найденному
ранее значению (d/)4 и отложив полученную сумму от начала эк-
109
споненты, найдем температуру среды 0ср2, соответствующую ин-
тервалу (d0)3, а следовательно, найдем точку 2. Рассматривая
последующие интервалы, найдем точки 3, 4, 5, ..., п—1, п. Соеди-
нив полученные точки плавной кривой, получим ординаты пара-
метрической кривой 0 = /1(0), которые будут заключены между
кривой Af2(T) и кривой, проведенной по указанным точкам.
Снося значения ординат при выбранных произвольно темпера-
турах перегрева на новый график, получим кривую 0=/i(0)
при экспоненциальном законе возрастания температуры окружаю-
щей среды. Если температура среды при протекании переходного
процесса убывает по экспоненциальному закону от начального зна-
чения 0О, то экспоненту следует расположить слева от оси t (пун-
ктир на рис. 5.6), а прямая O^i при каждом последующем шаге
будет смещаться влево, стремясь к положению прямой O/W/,
и нижняя граница ординат будет располагаться между прямыми
OiNi и O/z Af/Z. Техника построения параметрической кривой© =
— Л(в) остается прежней.
Предположим, температура окружающей среды изменяется по
прямолинейному закону, во времени начиная со значения 0О,
т. е.
0ср==0о + ^, (5.31)
где v — скорость изменения температуры.
Переходя (по причинам, изложенным выше) к отсчету в безраз-
мерных единицах времени, будем иметь
Оср = У;7 + 6о = у'Г+0о', (5.32)
где v'— приведенная скорость изменения температуры среды.
Как и в случае экспоненциального закона изменения темпера-
туры среды, рассмотрение следует начинать с момента начала изме-
нения температуры окружающей среды, причем, рассуждая совер-
шенно аналогичным образом, нетрудно построить параметрическую
кривую 0 = /(0). Построение кривой приведено на рис. 5.7.
Переходный процесс при непрерывном изменении температуры не
будет иметь установившегося значения до окончания изменения тем-
пературы окружающей среды.
В случае изменения температуры среды по синусоидальному
закону будем иметь
®ср = Дщах SIH О)/ -|- ©0,
или, переходя к безразмерному времени,
©ср = AmaxSin<i/7 + 0o, (5.33)
где со'— приведенная частота изменения температуры окружающей
среды.
110
Построение кривой @ = /\(0) может быть выполнено аналогич-
но изложенному выше. Как и в случае прямолинейного закона из-
менения температуры при синусоидальном изменении температуры
среды, переходный процесс не будет иметь установившегося зна-
чения до окончания изменения температуры среды.
Рис. 5.7. Определение параметрической кри-
вой процесса нагрева термистора протекаю-
щим по нему током при изменении темпера-
туры окружающей среды по линейному
закону
Описанный способ построения параметрической кривой @ =/i(0)
с учетом изменения температуры среды не ограничивается тремя
изложенными выше случаями.
Вообще говоря, закон изменения температуры во времени может
быть любым, но допускающим возможность его приведения к без-
размерному времени. Техника же построения кривой @ =/i(0)
сохраняется прежней. Неодновременность начала переходного про-
111
цесса, вызванного скачкообразным изменением каких-либо пара-
метров термистора цепи или среды с началом изменения темпера-
туры среды, легко может быть учтена соответствующим смещением
начала кривой изменения температуры среды по оси перегревов.
Конструктивное выполнение термисторов возможно в двух ва-
риантах: открытое и с защитным кожухом. Как уже упоминалось,
в случае выполнения термистора открытым постоянная времени тер-
мистора, определяемая при нагреве протекающим по нему током,
будет совпадать с постоянной времени термистора при нагревании
последнего за счет перепада температур между рабочим телом тер-
мистора и окружающей средой. В этом случае говорят об одной
постоянной времени, несмотря на разные способы нагрева термис-
тора. В случае выполнения термистора с защитным кожухом по-
стоянные времени термистора будут различными в зависимости от
способа нагрева последнего.
Предложенный способ построения переходного процесса приме-
ним и к термисторам с защитным кожухом, если учесть, что изме-
нения температуры среды, окружающей кожух, будут отличаться
от изменений температуры среды, окружающей рабочее тело тер-
мистора, из-за наличия тепловой инерционности защитного кожуха
и заключающейся в нем жидкости или газа.
Динамические свойства кожуха, с точки зрения теплопередачи,
определяются инерционным звеном, причем под постоянной вре-
мени звена следует понимать постоянную времени термистора при
нагревании последнего за счет перепада температур т© . Следова-
тельно, при линейном законе изменения температуры среды, окру-
жающей кожух, т. е. © р = Qo+vt [если закон более сложный, то
полученный вывод можно применить для отдельного участка кри-
вой © р = f(f)], закон изменения температуры среды, окружающей
рабочее тело термистора ©т, будет иметь вид
/ ______/_\
0Т = ©0 + “ Vx& V “ е / ’
или, переходя к безразмерному времени.с учетом t =—, получим
/ — ~
0T = 0o + w^—V — е 7 (5.34)
Если температура среды, окружающей кожух, убывает по ли-
нейному закону, то изменение температуры среды, окружающей ра-
бочее тело термистора, в безразмерных единицах времени опреде-
лится выражением
- (
0Т = ©о — vx^ + V — е /• (5.35)
112
При изменении температуры 0ср по экспоненциальному закону,
т. е.
®ср = ДсРи — е М +00-
выражение для изменения температуры 0Т будет иметь вид
___t t\
-^-е М (5.36)
тср )
или в форме с безразмерным временем:
0т = (0о + Д ) + (5.37)
тср \ тср /
Как следует из приведенных примеров, при заданном законе
изменения 0ср всегда может быть определен закон изменения 0Т
в безразмерных единицах времени с учетом тепловой инерционности
защитного кожуха. Построив полученные зависимости и рассуждая
прежним образом, всегда можно построить исходную кривую
0 = /1(0), а по ней искомый переходный процесс.
Изложенный выше метод расчета переходных процессов не огра-
ничивается термисторами с отрицательным температурным коэффи-
циентом. При рассмотрении процессов в цепях с термисторами, об-
ладающими положительным температурным коэффициентом, наи-
более удобно представить температурную характеристику в виде
RT = RoeaT,
(5.38)
где R о—сопротивление термистора при температуре Т0, с кото-
рой начинает рассматриваться процесс.
С учетом выражения (5.38) уравнение теплового баланса, сос-
тавленное относительно перегревов в форме с безразмерным време-
нем, очевидно, может быть записано как
_ и2 еаГ
di ~ bR0 ’ (e*r+kR)
(5.39)
На основании (5.39) нетрудно заключить, что вид и структура
уравнения полностью сохраняются, а следовательно, и все сообра-
жения, изложенные выше, могут быть применены при расчете эле-
ментарных цепей с термисторами и при положительных темпера-
турных коэффициентах.
113
§ 5.5. О РАСЧЕТЕ ЦЕПИ С ТЕРМИСТОРОМ ПРИ ИЗМЕНЯЮЩЕМСЯ
НАПРЯЖЕНИИ ПИТАНИЯ
Если постоянная времени термистора соизмерима с временем
изменения напряжения, то задача построения переходного про-
цесса в цепи реле или датчика с термистором при изменении на-
пряжения питания может быть двух видов:
1) построение переходного процесса при непериодическом (од-
нократном) изменении напряжения питания;
2) построение процесса установления колебаний и самих уста-
новившихся колебаний напряжения и тока на отдельных элемен-
тах цепи при питании ее переменным напряжением или при нало-
жении переменного напряжения на постоянное.
Решение для определения процесса установления колебаний
и самих установившихся колебаний при наложении переменного
напряжения без ограничения его амплитуды является наиболее
общим решением, охватывающим оба случая, указанные выше.
Однако данное решение возможно получить также только
графо-аналитическим методом, один из способов которого предла-
гается ниже, так как решение задачи связано с решением уравне-
ния теплового баланса цепи, не имеющим аналитического решения
ввиду трансцендентности.
В выражении для коэффициента подобия А входит мгновенное
значение напряжения, равное в случае наложения переменного на-
пряжения
и = UQ (1 4- т sin <п/), (5.40)
где т — отношение амплитуды переменной составляющей к постоян-
ной составляющей.
Рис. 5.8. Аппроксимация кривой изменения напря-
жения питания двухполюсника с термистором сту-
пенчатой функцией
114
Переходя к безразмерному бремени, будем иметь
и = Uo (1 + msin u>'t) , (5.41)
где ш' — приведенная частота, равная о>т;
т — постоянная времени термистора, определенная при нагре-
вании протекающим по нему током.
Кривая изменения напряжения может быть аппроксимирована
ступенчатой функцией (рис. 5.8) с достаточной степенью точности.
Выполнив указанную аппроксимацию для наложенного синусо-
идального напряжения и подставив полученные значения в (5.41),
получим значения мгновенных напряжений, приложенных к цепи,
для различных интервалов времени.
Рис. 5.9. Определение параметрической кривой про-
цесса нагрева термистора протекающим по нему током
при синусоидальном законе изменения напряжения
питания двухполюсника:
1 - F7+ пТ'_< Т <Тъ + пТ’\ 2 -Г2-\-пТ’ <Г < t3 +_пТ'; Т6 +
Н-П T’<t <ti + nT’\ 3—Q+nT <t <^ + пТ'-,1ь + пТ’ <
<7< (2м 4- l)-y- ; 4- Г=0+«Г'; /= (2n + 1) -y- ; 5 - (2/i +
4-l)-IL<7 < (2л + 1) -y- + 7; /7+ (2«+l)-IL <77 («+!)?’;
в-7+(2« + 1) <T < (2n + 1)-I- +7; 7+(2л+1)^-<
<7 <64-2 (n-H)-IL ;l 7 - 7 K2n 4-1) <г< ^+(2л+17
115
Разобьем интервалы изменения температуры перегревов от О
до ©max l©max легко определить приближенно из статических соот-
ношений, предположив и = (70(1 +^)] на ряд произвольно выбран-
ных приращений (на рис. 5.9 не нанесены). Вычислив для них зна-
чения f2(T) и умножив их на соответствующие значения коэффи-
циента подобия А в соответствии с проведенной аппроксимацией,
получим семейство кривых Af2(T) с соответствующими временными
пометками (рис. 5.9).
Условимся принимать за начало времени отсчета момент под-
ключения наложенного переменного напряжения, т. е. при Z<0
U = 0, а при t^O и = Uот sina/Z, тогда моменту времени t = О
— — тг
соответствует кривая t = 0+иТ ; t = (2и+1)— (рис. 5.9).
Ординаты, заключенные между прямой, проведенной на рис. 5.9
под углом 45° к оси абсцисс, и кривой X1f2(T), определят зависи-
мость скорости изменения температуры перегрева от величины пере-
грева для первой ступеньки приращения напряжения.
Для большей наглядности изобразим часть кривой 241/2(7"),
заключенной между точками а и & на рис. 5.10, в большем масштабе.
Рис. 5.ГО. Аппроксимация участка кривой AJ2(T):
а — прямой линией; б — ломаной линией
116
Будем считать, что скорость изменения перегрева на участке
изменяется по линейному закону, т. е. кривую ab заменим отрез-
ком прямой* с условием равенств средней скорости изменения пе-
регрева (рис. 5.10, а}.
Введем Следующие обозначения:
— — начальная скорость изменения температуры neper-
\dt \
рева при 0 = 0;
Л0О—конечное значение температуры перегрева на участке.
Уравнение этой прямой
(5.42)
Для краткости записи обозначим угловой коэффициент аппрок-
симирующей прямой через tg а:
= (5.43)
ь Д0О ту
тогда с учетом (5.43) получим
— = — — ДеЛеа-2--
\dJo тх
(5.44)
Выражение (5.44)— это уравнение с разделяющимися перемен-
ными, одной из которых является безразмерное время t, а другой —
температура перегрева Д0г. Решение уравнения будет
I = —
1— In
тх
ту
d®\ дм тУ
— — Д0; tg а ——
гт 1 тх
at x
(5.45)
где С — постоянная интегрирования, определяемая из очевидных
начальных условий, а именно, при t = 0 A0Z = 0 и,
следовательно,
С =
1
tg а ----
6 Шу
1п
de\
dt /о
* Если это предположение оказывается грубым, то, как показано далее,
не нарушая общности приводимых рассуждений, можно ввести замену кри-
вой ломаной линией с любой степенью точности.
117
Учитывая последнее соотношение, решение (5.45) будет иметь
вид
(5.46)
Решая выражение (5.46) относительно текущего значения при-
ращения перегрева Л0;, получим
/ — тх \
I — t tg а —— |
Д0г = Д0О \ 1 — е тУ) .
(5-47)
Как было замечено, предположение о линейности изменения
температуры на всем элементарном участке перегрева Д0О может
оказаться грубым, и в этом случае соответствующий участок пара-
метрической кривой 0 = /\(0) следует заменить ломаной линией
с учетом сохранения средней скорости изменения перегрева на
каждом участке (/, II, III, IV) внутри выбранного диапазона из-
менения перегрева (рис. 5.10, б).
Проведя указанную замену, необходимо определить границы
применимости выражения (5.47) для нахождения приращения тем-
пературы за время Д^. Очевидно, время для изменения перегрева
от нуля до Д0П будет равно
______2ДО/1_______ А/
/ \ / d0\ Z1‘
\ dt Jo \ dt /п
Если оказывается, что приращение времени Д^, соответствую-
щее рассматриваемому участку аппроксимации, будет меньше,
чем Д^ь то применять (5.47) следует на участке I. Если же Д^ >
>Д^ь но Д^ <Д^1 + Д/.2, где Д^2 — время изменения пере-
грева от значения Д©^ до A0Z2, то указанное выражение спра-
ведливо для участка II, а именно:

Д0= Д0О,—1 — е
1 tnx \
и значение A0Z следует откладывать от конца участка I.
Если окажется, что A^>A/Z1 + Д/.2, a A/z < Д/и +Д^2 + Д^з,
то (5.47) с указанными замечаниями следует применять на участке
III и т. д. Таким образом, можно определить приращение тем-
пературы перегрева при любой конфигурации параметрической
кривой на участке аппроксимации.
118
Зная приращение времени А/ь соответствующее первой сту-
пеньке, по (5.47) определяем приращение температуры перегрева
Авр
Отложив вправо от начала отсчета О' значение A@i и проведя
вертикальную прямую О''с (см. рис. 5.10, 6) до пересечения с кри-
вой Af2(T), в точке с получим отрезок cd, равный с учетом мас-
штаба начальной скорости изменения температуры перегрева на
/ d®\
второй ступеньке аппроксимации — . Аналогичным путем,
\ ^ / 2
используя зависимость (5.47), найдем величину перегрева А02,
а зная значение приращения температуры перегрева, найдем на-
/ d0\
чальную скорость изменения температуры перегрева —
\ d t ] 3
на третьей ступеньке аппроксимации, и т. д.
Указанные построения и вычисления следует производить до
получения замкнутого цикла. Наличие замкнутого цикла говорит
об установлении колебаний напряжения и тока на термисторе. Оче-
видно установления замкнутого цикла следует ожидать через от-
резок времени, равный примерно (4 4-5) т.
Отложив полученные значения перегревов, соответствующие
ранее выбранным при аппроксимации промежуткам времени, по-
лучим кривую зависимости температуры перегрева термистора от
времени, по которой нетрудно построить закон изменения тока или
падения напряжения на термисторе. Полученные кривые будут ха-
рактеризовать как процесс установления колебаний, так и устано-
вившиеся колебания, вызванные переменной составляющей напря-
жения питания цепи. Построив на том же графике в соответствую-
щем масштабе времени закон изменения напряжения питания, мож-
но определить искажения, вносимые нелинейным элементом цепи —
термистором — при заданной частоте изменения переменной сос-
тавляющей напряжения питания цепи.
Литература
1. УдаловН. П. Полупроводниковые датчики. «Энергия», 1965.
2. В о л о ш и н И. Ф. и др. Полупроводниковые термосопротивления.
Изд-во АН БССР, 1959.
3. Д у л ь н е в Г. Н. «Теория тепловых режимов полупроводниковых
термочувствительных сопротивлений». Теплоэнергетические приборы и ре-
гуляторы. Машгиз, 1954.
4. Н е ч а е в Г. К. Полупроводниковые термосопротивления в авто-
матике. Гостехиздат УССР, 1962.
5. Полупроводники в науке и технике, т. 1. Изд-во АН СССР, 1957.
6. Полупроводники в науке и технике, т. 2. Изд-во АН СССР, 1958.
7. А т а б е к о в Г. И. Теоретические основы электротехники, ч. 1.
Госэнергоиздат, 1962.
Глава VI
УСТРОЙСТВА НА ТИРАТРОНАХ С ПОДОГРЕВАЕМЫМ
КАТОДОМ
В данной главе приводятся общие сведения о тиратронах с подо-
греваемым катодом и особенности управления ими, схемы и мето-
дика расчета тиратронного триггера, тиратронного поляризован-
ного реле, тиратронного реле времени и тиратронных генераторов
импульсов с анодным питанием от источников постоянного и пере-
менного напряжений.
§ 6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ТИРАТРОНАХ И ОСОБЕННОСТИ
УПРАВЛЕНИЯ ИМИ
Тиратроны как ионные приборы нашли широкое применение
в различных схемах электроавтоматических устройств. По харак-
теру работы тиратрон представляет собой релейный элементе само-
блокировкой от цепи питания. Сущность управления тиратроном
сводится к созданию определенного уровня управляющего сигнала,
при котором тиратрон срабатывает; далее тиратрон перестает реаги-
ровать на входные сигналы управления и может быть выключен
только снижением анодного напряжения, т. е. за счет дополнитель-
ного управления в цепи самоблокировки.
По своей конструкции тиратрон является электровакуумным
прибором, состоящим из колбы, внутри которой в разреженной сре-
де газа (аргон, криптон, водород, пары ртути и др.) помещены анод,
катод и управляющая сетка — пусковой электрод, а в некоторых
конструкциях еще дополнительная экранирующая сетка. Тиратроны
с подогреваемым катодом, являющимся эмиттером электронов,
обладают направленной проводимостью подобно электронной лам-
пе. К характерной особенности тиратронов относится малое внутрен-
нее сопротивление в открытом состоянии, вследствие чего последо-
вательно всегда включается нагрузка, которая ограничивает ток
в допустимых пределах.
Рассмотрим основные характеристики тиратрона (рис. 6.1).
Вольт-амперная характеристика тиратрона напоминает вольт-ам-
перную характеристику газонаполненных электровакуумных при-
120
боров (рис. 6.1, а) и показывает уровень напряжения на открытом
тиратроне t/T, который практически мало изменяется с увеличением
тока нагрузки. Рабочий участок характеристики ограничен с одной
стороны минимальной величиной тока /а min, необходимого для
поддержания процесса ионизации после открывания тиратрона,
а с другой стороны — максимально допустимой величиной тока
/а max, превышение которой приводит к разрушению катода боль-
шим потоком ионов. Характеристика зажигания тиратрона
(рис. 6.1, б) показывает соотношение между напряжением на управ-
ляющей сетке U3 (по отношению к катоду) и анодным напряжением
Рис. 6.1. Характеристики тиратронов:
а — вольт-амперная характеристика; б — характеристика зажигания
t/a, при котором происходит зажигание (отпирание) тиратрона.
Запирающий потенциал на сетке тиратрона играет роль электроста-
тического экрана, который не дает электронам разгоняться до боль-
ших скоростей и ионизировать молекулы газа. При определенной
величине напряжения между анодом и катодом, несмотря на элек-
тростатический барьер, создаваемый управляющей сеткой,электроны
приобретают достаточную кинетическую энергию для ионизации
молекул, в результате лавинообразной ионизации тиратрон скач-
ком переходит в открытое состояние. Процесс ионизации одновре-
менно сопровождается процессом молизации, т. е. соединением
ионов и электронов, потерявших скорость, снова в молекулы. Этот
процесс сопровождается выделением световой энергии в виде све-
чения пространства между анодом и катодом, т. е. горением тира-
трона. Вследствие локализации отрицательно заряженного поля
сетки положительно заряженным облаком ионов теряются ее уп-
равляющие свойства после зажигания тиратрона.
Следует заметить, что в цепи управляющей сетки тиратрона
приходится ограничивать величину сопротивления (максимально
допустимая величина сеточного сопротивления обычно оговаривает-
ся в паспортных данных тиратрона) ввиду протекания сеточных
121
токов при отрицательных запирающих напряжениях. Возникно-
вение сеточных токов связано с наличием свободных ионов даже
после гашения тиратрона. Падение напряжения на сеточном сопро-
тивлении ослабляет воздействие управляющего отрицательного
смещения и может привести при больших значениях сеточного со-
противления к невозможности запереть тиратрон. С целью умень-
шения сеточных токов в некоторых конструкциях тиратронов вво-
дят четвертый электрод —экранную сетку, которая, охватывая
управляющую сетку, экранирует ее от действия ионов и тем самым
дает возможность увеличивать предельную величину сеточного
сопротивления. Иногда характеристики зажигания тиратрона стро-
ятся с учетом влияния величины сеточного сопротивления и пред-
Рис. 6.2. Характеристика зажигания тиратронов:
а - ТГ 1-0,1/1,3 (/? !== 0,1 Мои; Uf = 6,3 в; C/g2 = 0; ^2 = 0’ ^g2 = 0)’ 6 - ТГЗ "
- 0,1/1,3 (при различных R^ и постоянном анодном питании, Uj — 6,3 в; U&2 — 0);
в — ТГЗ - 0,1/1,3 (при.различных Я - и переменном анодном питании, [Л = 6,3 в;
U£2=0); а —ТПБ (R =0,1 Мом\ Uу = 6,3 в); д — ТП - 0,1/0,3 (1/у = 6,3 в)
122
ставляют собой семейство осредненных характеристик зажигания,
каждая ветвь которого соответствует определенной величине сеточ-
ного сопротивления (рис. 6.2).
Тиратроны обладают значительным быстродействием: время за-
жигания составляет 10~64-10“5 сек, а время гашения — 10~54-Ю~3 сек.
Обладая малыми мощностями, потребными для срабатывания
Р
(10~3 вт) при большом коэффициенте управления /<у = —= 106,
Рвх
тиратроны являются очень чувствительными элементами автомати-
ки, удобными для преобразования сигналов слаботочных цепей.
Обычно в справочниках приводятся характеристики зажигания,
а остальные характеристики заменяются паспортными данными
(табл. 6.1).
Характеристики тиратронов
Таблица 6.1
Тип тиратронов ТП -0,1/1,3 ТГ1-0,1/0,3 ТГ1Б ТГЗ-0,1/1,3
——__
Параметры ' "
Напряжение накала ( — или =), в 6,3 6,3 6,3 6,3
Ток накала, а Наибольшая амплитуда напряжения анода: прямое, в 0,6 0,66 0,225 0,6
650 650
обратное 1,3 кв 300 в 240 в 1,3кв
Падение напряжения, в 11 20 20 11 (при
Наибольшая амплитуда тока анода, ма 500 300 (при /а = = 20 ма) 120 /а=0,3 а) 500
Наибольшее среднее значение тока анода, ма 100 2 20 100
Наибольшее сопротивление в цепи сетки, М.ом 10 от 0,1 до 1 10
Наибольшее напряжение между ка- тодом и подогревателем, в ... 50 0,5 100 50 100
Наименьшее время разогрева, сек 10 30 10 1
Таким образом, можно сделать вывод, что тиратрон представ-
ляет собой элемент с релейной характеристикой, с управлением на
срабатывание от пускового электрода и управлением на отпуска-
нии только через цепь питания анод — катод, за счет понижения
анодного напряжения до величины, при которой прекращается
процесс ионизации. Это обстоятельство вносит некоторые неудоб-
ства в управление тиратроном при питании от сети постоянного
напряжения, поскольку требуются специальные устройства для га-
шения тиратрона; при питании же тиратронов от сети переменного
напряжения в момент прохождения отрицательных полуволн на-
пряжения тиратрон автоматически будет гаснуть.
123
§ 6.2. ТИРАТРОННЫЙ ТРИГГЕР
Тиратронный триггер как устройство с двумя устойчивыми
состояниями может применяться подобно триггерам на электрон-
ных лампах и транзисторах.
Основные преимущества применения тиратронов в триггерных
устройствах объясняются относительно низким анодным напря-
Рис. 6.3. Тиратронный триггер:
а — с двумя управляющими входами; б — со счет-
ным ходом
жением, малым внутренним сопротивлением в открытом положении,
что по существу обеспечивает возможность переключения значи-
тельных мощностей при низких анодных напряжениях. Однако
граничные частотные характеристики тиратронного триггера зна-
чительно ниже лампового или транзисторного. Принципиальная
схема тиратронного триггера (рис. 6.3, а) состоит из следующих
элементов:
1) двух тиратронов 7\ и Т2 с отрицательной характеристикой
зажигания;
2) двух сопротивлений в анодной цепи: Т?а4 и Т?а2;
3) опрокидывающего конденсатора С;
4) делителя напряжения, состоящего из сопротивлений 7?3
124
и Т?4 (с сопротивления Т?4 снимается запирающее напряжение UQ
на сетки тиратронов);
5) сопротивлений R± и Т?2, подающих запирающее напряжение
на сетки тиратронов;
6) ограничительных сеточных сопротивлений Rgl и Rg2t
7) входных диодов Д1 и Д2 или входных конденсаторов;
8) источника питания накалов тиратронов (на схеме не пока-
зан).
Рассмотрим принцип работы тиратронного триггера. После про-
грева тиратронов триггер готов к действию. Запуск триггера осу-
ществляется подачей положительных импульсов на сетки тиратро-
нов. Условие зажигания тиратрона определяется следующим нера-
венством:
U U — (6.1)
где [7о—запирающее напряжение тиратронов;
J7BX—напряжение запускающего импульса;
(73— напряжение зажигания тиратронов.
Для включения тиратрона достаточно небольшого по длитель-
ности импульса, несколько превосходящего время срабатывания
тиратрона (10-54-10”6 сек), Выходные импульсы отрицательной
полярности снимаются с анодных нагрузок 7?а1 и Т?а2. Особенностью
схемы тиратронного триггера являются взаимные обратные связи
через опрокидывающий конденсатор С, включенный между анодами
тиратронов. Если подачей запускающего импульса на сетку открыть
тиратрон Ть то опрокидывающий конденсатор С зарядится дона-
пряжения, равного падению напряжения на сопротивлении 7?а1,
причем обкладка с отрицательным потенциалом будет приложена
к аноду тиратрона 7\, После снятия запускающего импульса, не-
смотря на то что на сетку тиратрона Тt снова будет подаваться за-
пирающее напряжение, тиратрон будет гореть, так как после запус-
ка сетка теряет управляющие свойства. Если теперь на сетку дру-
гого тиратрона Т2 подать запускающий импульс, то тиратрон Т2
загорится, а суммарное напряжение на тиратроне и опрокидываю-
щем конденсаторе С за счет понижения напряжения на аноде ти-
ратрона Тf вызовет его гашение. Последующие входные импульсы,
подаваемые на запуск (если тиратрон не горит), вызывают открыва-
ние тиратронов, а с помощью опрокидывающего конденсатора С —
взаимное гашение ранее горевшего тиратрона.
Таким образом, тиратронный триггер включается кратковре-
менными запускающими импульсами, которые устанавливают схе-
му в одно из устойчивых положений. Единственным условием нор-
мальной работы триггера является отсутствие одновременного за-
пуска обоих тиратронов длительными импульсами.
Рассмотрим подробнее процессы переключения триггера с по-
мощью опрокидывающего конденсатора С.
125
Учитывая, что при кратковременном понижении анодного на-
пряжения ниже величины (7Т для гашения тиратрона необходимо
подать на сетку отрицательное смещение, под действием которого
после гашения тиратрон будет заперт, и что продолжительность
кратковременного уменьшения
Рис. 6.4. Схема гашения тират-
ронов с помощью опрокидываю-
щего конденсатора
анодного напряжения должна быть
больше времени гашения тира-
трона. Проследим за гашением ти-
ратрона по схеме, приведенной на
рис. 6.4. Допустим, что тиратрон
Т! горит, а тиратрон Т2 заперт се-
точным напряжением (70; при этом,
хотя напряжение U0 приложено к
управляющей сетке тиратрона 7\,
оно не может погасить его (рис.
6.4, а). В таком положении схемы
конденсатор С заряжается до на-
пряжения Еа — UT9 причем мину-
совая обкладка конденсатора сое-
динена с анодом горящего тира-
трона 7\, а плюсовая — с анодом
запертого тиратрона Т2. Если
теперь уменьшением отрицатель-
ного напряжения на сетке зажечь
тиратрон Т2 (рис. 6.4, 6), то сумма
напряжений на конденсаторе С и
на втором тиратроне UT приклады-
вается непосредственно к тиратро-
ну Ti и вызывает его гашение, поскольку сумма двух различных
по знаку напряжений будет меньше напряжения, необходимого для
поддержания процесса ионизации:
t/Ti = UT + Uс , (6.2)
где (7Т — напряжение на горящем тиратроне Т2;
[7С — напряжение на опрокидывающем конденсаторе С.
С момента зажигания тиратрона Т2 напряжение на конденса-
торе С начинает уменьшаться. При этом необходимо для гашения
тиратрона Тi обеспечить скорость изменения напряжения так, что-
бы напряжение на тиратроне за время протекания процесса деио-
низации не достигло бы величины (7Т, т. е. не нарушалось бы не-
равенство
ит1 < ит. (6.3)
Определим закон изменения напряжения на конденсаторе С с
учетом следующих допущений (рис. 6.5):
а) пренебрегаем проводимостью тиратрона, после того как
его анодное напряжение станет ниже 17т, так как ионная и элек-
126
тронная проводимости быстро падают за счет процесса деиониза-
ции;
б) пренебрегаем внутренним сопротивлением тиратронов и ис-
точника анодного напряжения по сравнению с сопротивлением анод-
ных нагрузок.
В соответствии с расчетной схемой (рис. 6.5, а), полученной на
основании эквивалентных преобразований, дифференциальное
уравнение напряжения пере-
зарядки конденсатора С
dur
~dt
(6.4)
имеет следующее общее ре-
шение:
__
itq = Л.с -[" f,
где т = С7?а. (6.5)
Подставляя граничные ус-
ловия:
при /=0; ис= — (£а ~^т);
при t = оо; ис =
= E3-U,-
находим постоянные:
Рис. 6.5. Опрокидывающий конденсатор:
а — эквивалентные преобразования схемы; б —
изменение напряжения
Л == — 2 (£-а — С7Т),
В = Еа-{/т. (6.6)
Тогда, подставив (6.6) в (6.5), окончательно запишем
uc=-2(£a-£/T)e х +(E3-UT). (6.7)
Учитывая, что аналогичные процессы происходят при гашении
как тиратрона Т1у так и Т2, в общих формулах индексы 1 или 2
опускаются. Зная закон изменения напряжения на опрокидываю-
щем конденсаторе (рис. 6.5, б), найдем уравнение изменения на-
пряжения на тиратронах в запертом состоянии:
и, = и, + ис = Еа-2(Ел-и7)е \ (6.8)
127
В соответствии с полученным уравнением качественная картина
изменения напряжений на тиратронах показана на рис. 6.6, где
участок соответствует горению тиратрона, б1в1 — резкому из-
менению напряжения между анодом и катодом за счет действия опро-
кидывающего конденсатора — процессу перезарядки опро-
кидывающего конденсатора и — установившемуся напряжению
на опрокидывающем конденсато-
ре до момента зажигания тират-
рона.
Следовательно, необходимым
условием гашения тиратрона
является выполнение неравен-
ства
__t
uT = E-2(Ea-UT)ex <UT
(6.9)
в течение всего процесса деиони-
зации тиратрона. Это обеспечи-
вается подбором постоянной
времени контура перезарядки
опрокидывающего конденсатора
таким образом, чтобы за время
гашения /гаш тиратрона напря-
жение не превышало величины
t7T, при которой возможно горе-
Рис. 6.6. Изменение напряжения на
тиратронах при переключениях триг-
гера
ние тиратрона.
Минимально необходимая величина постоянной времени кон-
тура опрокидывающего конденсатора может быть найдена из ре-
шения (6.9) подстановкой t = /гаш:
^гаш
^а—С/Т<2(^а —£7т)е х ,
т. е. т > 1,45 /гаш.
(6.10)
Для надежности работы постоянную времени х следует брать в
три-четыре раза превышающей предельное значение времени гаше-
ния, т. е. т = (4-4-6) /гаш, что соответствует при /гаш= Ю"3 сек
т = 0,004—0,006 сек,
В большинстве случаев постоянную времени т = 7?аС прихо-
дится определять при известном значении анодных нагрузок 7?а,
так как они выбираются из условий обеспечения действия опреде-
ленных исполнительных устройств. Решение этой задачи можно
осуществить двумя способами:
128
1) подбором емкости опрокидывающего конденсатора
с > 6- <гаш- ; (6.11)
2) подбором минимально приемлемой величины емкости опро-
кидывающего конденсатора и дополнительного последовательного
соединенного с ним сопротивления Rc (см. рис. 6.4, а) из условия
Cmin (Ra + 6) /гаш
ИЛИ
Т?с>(4"6)<гаш-—7?а. (6.12)
Qnin
Тиратронный триггер можно использовать в режиме счета им-
пульсов (см. рис. 6.3, б). На счетный вход, состоящий из раздели-
тельных конденсаторов Cgi и Cg2, подается серия запускающих им-
пульсов, которые попеременно включают тиратроны и Т2.
С выхода схемы можно снимать импульсы четные с одного плеча, не-
четные — с другого. Для нормальной работы триггера необходимо,
чтобы на сетку тиратрона, который гасят, к моменту восстановле-
ния потенциала, равного [/т (за счет перезарядки опрокидывающего
конденсатора), было подано отрицательное запирающее напряжение;
переходный процесс изменения напряжения на конденсаторах
С gi и Сg2 должен быть закончен.
Используя ранее выведенное неравенство (для определения пара-
метров цепи опрокидывающего конденсатора), обеспечивающее
нормальное гашение тиратронов,
CRa > 1,45/Гаш>
подставим в него вместо /гаш время переходного процесса на вход-
ных конденсаторах:
^перех ~ ЗСgl Rgl = ЗС g2 Rg2‘ (6.13)
Тогда получим следующее соотношение параметров цепи опроки-
дывающего конденсатора и входной цепи:
CRa> 1,45 -3CgRg>5CgRg. (6.14)
Отрицательное смещение UQ может подаваться от отдельного
источника, например с отдельного делителя напряжения (см.
рис. 6.3, а) или от источника автоматического смещения, образован-
ного общим катодным сопротивлением RK (см.рис. 6.3, б).
При выборе параметров делителя напряжения обычно задаются
величиной тока, пропускаемого тиратронами триггера. Этот ток,
проходя через сопротивление Т?4 (см. рис. 6.3, а), не должен суще-
ственно увеличивать запирающее напряжение (70- Поэтому дели-
5 Заказ № 971
129
тель рассчитывают на ток, значительно превышающий потребляе-
мый триггером:
/д = 5/а, (6.15)
где /д — ток делителя;
/а — максимальный ток, проходимый через тиратроны.
Этот способ • создания запирающего напряжения приводит к
нерациональному расходованию мощностей источника питания на
сопротивлениях делителей. Более экономичным является способ
автоматического смещения с помощью катодного сопротивления
7?к (см. рис. 6.3, б). Величина катодного сопротивления определяет-
ся из следующего уравнения:
и.
/а
7?
к
(6.16)
Пример. 6.1. Рассчитать симметричный тиратронный триггер с двумя
управляющими входами (см. рис. 6.3, а), если известно, что напряжение ис-
точника питания U = 27,5 в + 10%, мощность в анодных нагрузках должна
быть не менее 0,5 вт.
1. Выбор типа тиратрона. На основании данных, приведенных в сводной
таблице, и характеристик наиболее подходящим является тиратрон типа
ТГ1-0,1/1,3, у которого при напряжении источника питания U = 20±25 в
напряжение зажигания на первой управляющей сетке составляет U3 =
= — (1+-1,5) в.
2. Выбор величины запирающего напряжения. Учитывая возможные из-
менения сеточного напряжения за счет технологического и эксплуатационно-
го изменения параметров тиратрона порядка 1 в, найдем величину сеточного
смещения: Uo = 2±2,5 в. Соответственно анодное напряжение Еа =
= U—Uo = 27,5—2,5 = 25 в.
3. Определение величины сопротивления анодных нагрузок. Учитывая
возможное изменение напряжения на ±10%, определим для наихудшего слу-
чая величину сопротивления анодных нагрузок, чтобы мощность рассеивания
была не менее 0,5 вт. По паспортным характеристикам, падение напряжения
на проводящем тиратроне не превышает 11 в. Таким образом, напряжение
на анодной нагрузке будет
Ua=Ea — &Еа~ Z7T = 25 — 2,5— И =11,5 в.
Отсюда величина сопротивления анодной нагрузки
11,5а
Ra = = 265 ом.
Проверим, не перегружается ли
ряжении:
тиратрон при повышенном анодном нап-
£а Ч- — Ut
Ra
25 4-2,5—11
265
= 0,0625а,
т. е. полученный ток не превышает допустимый 100 ма.
4. Определение параметров цепи сеточного смещения. Для случая автома-
тического смещения (см. рис. 6.3, б).
₽К= /а ="62,&-10-3 — 40 ол.
130
5. Определение параметров цепи опрокидывающего конденсатора. Зная
величину анодной нагрузки Ra, можно определить по (6.11) величину емкости
опрокидывающего конденсатора:
(4 4-6) /га,„ 6-10-*
С> — 265 — 2,26 мкф.
Полученная величина емкости опрокидывающего конденсатора слишком
велика, поэтому целесообразно для увеличения постоянной времени цепи
опрокидывающего конденсатора ввести дополнительное последовательное
сопротивление (см. рис. 6.4, а). Тогда для С = 0,5 мкф по (6.12)
Н-г6)/гаш 6-104
Rc > Cmin — ^а= 0 5.10-в — 265 — 935 аи.
Берем Rc = 1000 ом.
§ 6.3. ТИРАТРОННЫЕ ПОЛЯРИЗОВАННЫЕ РЕЛЕ
Тиратронное поляризованное реле представляет собой триггер-
ное устройство с двумя устойчивыми положениями, реагирующее
на полярность кратковременного входного сигнала (рис. 6.7, а).
Схема состоит из следующих элементов:
1) двух тиратронов 7\
и Т2 с отрицательной се-
точной характеристикой
зажигания;
2) двух анодных сопро-
тивлений 7?а1 и Т?а2;
3) двух электромагнит-
ных исполнительных реле
Pi и Р2 в варианте поля-
ризованного реле с кон-
тактным выходом, включен-
ных параллельно анод-
ным сопротивлениям /?ai и
Ra2',
4) опрокидывающего
конденсатора С;
5) делителя напряже-
ния, с которого снимаются
анодное напряжение Еа (с
сопротивления 7?3) и запи-
рающее сеточное напряже-
ние U0 (с сопротивления
^);
6) ограничительных се-
точных сопротивлений Rgi
и R^,
7) входных сопротивле-
ний Ri и Т?2, образующих
Рис. 6.7. Тиратронное поляризованное
реле:
а —схема; б — диаграмма работы цепей
5*
131
делитель напряжения, средняя точка которого соединена с цепью
отрицательного сеточного смещения;
8) цепей питания накала тиратронов.
Тиратронное поляризованное реле может быть выполнено в
двух вариантах в зависимости от выходной исполнительной части.
В бесконтактном варианте при срабатывании тиратронов с анодных
нагрузок снимается отрицательный импульс управления. В варианте
с выходом в виде контактов параллельно анодным нагрузкам вклю-
чаются обмотки исполнительных электромагнитных реле, контакт-
ные группы которых управляют внешними цепями.
Рассмотрим принцип действия тиратронного поляризованного
реле. После прогрева тиратронов реле готово к действию, причем
в начальный момент оба тиратрона заперты. Если к входным клем-
мам приложить управляющий сигнал определенной полярности,
например положительный полюс был бы подан на клемму /, а отри-
цательный — на клемму 2, то на входном делителе, образованном
сопротивлениями Ri и Т?2, возникнут напряжения
Щ . (6.17)
каждое из которых соответственно меняет величину отрицательного
напряжения на сетках тиратронов:
^gi = ^o —(6.19)
g2 — 2* (6.20)
В результате уменьшения отрицательного смещения на сетке
тиратрона произойдет его открывание; на сетке тиратрона Т2
еще больше увеличится отрицательное запирающее напряжение.
Открывание тиратрона Т\ вызовет падение напряжения на анодной
нагрузке (а если включено реле Plf то оно сработает) и на выходе
I появится сигнал управления внешними цепями.
После окончания входного сигнала схема останется в этом же
положении. Опрокидывающий конденсатор С зарядится и его об-
кладка с отрицательным потенциалом будет соединена с анодом го-
рящего тиратрона Т i. При изменении полярности управляющего
входного сигнала соответственно меняют свою полярность напря-
жения Ui и U2, что вызовет открывание тиратрона Т2, а затем с
помощью опрокидывающего конденсатора С — гашение тиратро-
на Ть на сетке которого во время управляющего импульса увели-
чивается отрицательное запирающее смещение.
После окончания управляющего импульса и полной перезарядки
опрокидывающего конденсатора реле готово к приему последую-
щих управляющих импульсов^ Если управляющий импульс дважды
подается одной и той же полярности, то состояние схемы тиратрон-
132
ного поляризованного реле от этого не меняется (рис. 6.7, б). Таким
образом, поступающий на вход управляющий сигнал в зависимос-
ти от полярности вызывает включение / либо // выходной цепи реле,
причем продолжительность того или другого включения определяет-
ся не длительностью входного импульса, а промежутком времени
между сменой полярности управляющего импульса. Характер уп-
равления выходными цепями тиратронного поляризованного реле
качественно отличен от управления электромагнитным поляризо-
ванным реле, поскольку после снятия управляющего сигнала вы-
ходные цепи не меняют своего состояния. Это ценное свойство
тиратронного поляризованного реле можно использовать для фик-
сирования полярного качества кратковременных импульсов, по-
ступающих на вход схемы.
Особенности расчета основных цепей были представлены в
§ 6.2.
Настройка чувствительности реле производится регулирова-
нием величины отрицательного смещения UQ потенциометром
делителя. Соотношение сопротивлений и /?2 позволяет выделять
асимметричные по амплитуде полярные импульсы при заданной
чувствительности реле. Действительно, при = /?2= R управ-
ляющее напряжение
Ul = U2 = U=±Uy. (6.21)
Меняя соотношение входных сопротивлений, тем самым меняя
величины эффективных управляющих напряжений, можно добить-
ся того, что малые по амплитуде импульсы одной полярности будут
создавать такие же управляю-
щие напряжения, что и импуль-
сы другой полярности, но боль-
шие по амплитуде. Можно опре-
делить коэффициент асимметрии
/<а входного делителя, обеспе-
чивающего равенство эффектив-
ных управляющих напряжений
переключения поляризованного
реле:
(7vl ^2
= -RT ’ <6-22>
где Uyl создает переключающее
напряжение на сопротивлении
Ri,
Uy2 создает переключающее
напряжение на сопротивле-
нии R2.
Рис. 6.8. Однополярное тиратронное
реле
133
Следует заметить, что каждая из половин тиратронного поляри-
зованного реле (рис. 6.7) может быть использована для создания
однополярного контрольного реле, реагирующего только на задан-
ную полярность сигнала (рис. 6.8). Такое реле замкнет контактами
1Р или разорвет контактами 2Р внешнюю цепь, если на входе
появится хотя бы один кратковременный импульс положительной
полярности Uy.' После срабатывания тиратрон самоблокируется
и реле Р остается во включенном положении до размыкания анод-
ного питания ключом Д'.
§ 6.4. ТИРАТРОННЫЕ РЕЛЕ ВРЕМЕНИ
Тиратрон как релейный усилительный элемент может быть ис-
пользован в схеме реле времени. Ценным качеством тиратрона в
Замкнутое состояние контактов
Рис. 6.97Тиратронное реле времени:
данном устройстве является ма-
лая мощность управления, по-
зволяющая с помощью контура
R—С при больших максимально
допустимых величинах сопро-
тивления в цепи сетки (но не
превышающих рекомендованных
паспортных значений) обеспечи-
вать регулировку времени вы-
держки в широких пределах.
Тиратронное реле времени
(рис. 6.9, а) состоит из следую-
щих основных элементов:
1) тиратрона Т с отрицатель-
ной сеточной характеристикой
зажигания;
2) сеточного контура време-
ни, состоящего из постоянной
емкости С и переменного сопро-
тивления
3) исполнительного реле Р в
анодной цепи тиратрона, осу-
ществляющего своими контакта-
ми 1Р н 2Р управление внешними
цепями реле;
4) делителя напряжения R3
и /?4, являющегося источником
анодного питания Еа и отри-
а — схема; б — диаграмма работы цепей
цательного сеточного смещения Z70;
5) управляющего контакта 7<2цепи питания сеточного контура
(ключа К или контактов управляющего реле);
6) тумблера включения анодного питания Ri.
Схема тиратронного реле времени работает следующим образом.
134
В исходном положении в первую очередь должен быть замкнут
управляющий контакт /С2, соединяющий цепь источника отрица-
тельного смещения с управляющей сеткой тиратрона, а затем
подано анодное питание Еа замыканием тумблера Ki- Таким образом,
в исходном положении подано анодное питание, но тиратрон не
горит, поскольку его сетка находится под отрицательным запи-
рающим напряжением источника смещения (конденсатор С при
этом заряжен до величины UQ). Начало работы реле времени опре-
деляется с момента размыкания управляющего контакта К2, т. е.
началом процесса разрядки конденсатора С на сопротивление R.
По мере разряда конденсатора С постепенно уменьшается отрица-
тельный потенциал на управляющей сетке тиратрона и, когда на-
пряжение на конденсаторе достигнет величины напряжения зажи-
гания тиратрона (/3, тиратрон откроется («зажжется»), сработает
анодное реле Р и переключатся исполнительные контакты 1Рп2Р.
Тиратронное реле времени обеспечит выдержку, определяемую про-
межутком времени с момента размыкания управляющего контакта
К2 до момента переключения контактов 1Р и 2Р:
Тв = tB + /ср.р , (6.23)
где tB— время выдержки, зависящее от сеточного контура тира-
трона;
^ср.р— время срабатывания электромагнитного исполнитель-
ного реле Р.
После срабатывания тиратронного реле схема будет заблокиро-
вана в этом состоянии самим тиратроном. Выключение реле произ-
водится тумблером Ki. Прежде чем подать вновь анодное питание,
необходимо замкнуть ключ /<2, обеспечивающий запирание тира-
трона (рис. 6.9, б). За счет изменения скорости разряда сеточного
конденсатора можно регулировать величину времени выдержки Тв,
поскольку время срабатывания Zcp.p при этом остается постоянным.
Подставляя в уравнение разряда конденсатора С на сопротивле-
ние R
__/
ис = \ (6.24)
где т = CR, величину напряжения зажигания U3 тиратрона и ре-
шая это уравнение относительно t , получим
tB = CR In , (6.25)
и3
Выражение (6.25) показывает, что время выдержки тиратрон-
ного реле времени находится в прямо пропорциональной зависи-
мости от величины сопротивления R и величины емкости С, а также
зависит от величины отношения запирающего напряжения Uo
к напряжению зажигания тиратрона U3.
135
Плавную регулировку выдержки времени удобнее производить
изменением сопротивления R, а ступенчатую регулировку — за
счет переключения емкостей конденсатора С.
Для точной начальной настройки реле времени, компенсирую-
щей технологический разброс параметров характеристики зажига-
ния тиратронов и емкости конденсатора, можно использовать ре-
гулировку отрицательного сеточного смещения Uo, сущность кото-
рой заключается в изменении величины отношения С/о/С/3, стоящего
под логарифмом в (6.25). В отдельных случаях, когда требуется
за счет регулировок обеспечить сравнительно узкий диапазон из-
менения времени выдержек ре-
ле, можно использовать регули-
ровку либо сопротивлением R,
либо начальным отрицательным
смещением Uo с помощью потен-
циометра /?4. Однако в послед-
нем случае регулировка вносит
одновременное изменение и ве-
личин Uq и U3, поскольку с из-
менением Uo одновременно ме-
няется и £а, а следовательно и
напряжение зажигания тира-
трона U3, что усложняет предва-
рительный расчет времени вы-
держки.
Стабильность работы схемы
тиратронного реле времени в
условиях изменения эксплуа-
тационных режимов* повышается, если использовать в качестве
рабочего участка крутые части экспоненты разрядки сеточного кон-
денсатора, т. е. ограничивать величину отрицательного сеточного
смещения Uo в следующем соотношении:
Uo = (3 - 5)(73,
(6.26)
обеспечивающем время выдержки в пределах (1-4-1,5)т.
Другой разновидностью тиратронного реле времени являет-
ся устройство (рис. 6.10), позволяющее формировать импульс
заданной продолжительности после того, как на вход был подан
кратковременный запускающий импульс, т. е. это устройство ана-
логично одновибратору.
Принципиальная схема тиратронного одновибратора состоит
из следующих элементов:
1) двух тиратронов 7\и Т2с отрицательной характеристикой
зажигания;
* Изменение ‘напряжения источника питания U и окружающей темпе-
ратуры.
136
2) опрокидывающего конденсатора С;
3) анодной нагрузки тиратрона Т\, состоящей из параллельно
включенного сопротивления /?а1 и обмотки реле Р, имеющего кон-
такты 1Р и 2Р для управления внешними цепями, а также контакты
ЗР для коммутации внутренних цепей;
4) анодной нагрузки /?а2 тиратрона Т2;
5) сеточного контура С2—/?2 тиратрона Т2;
6) делителя напряжения, образованного сопротивлениями Р3
и Р4;
7) входного сопротивления включенного в сеточную цепь
тиратрона 7\;
8) ограничительных сеточных сопротивлений R^ и R^
Рассмотрим работу схемы. В исходном положении тиратроны
заперты отрицательным запирающим напряжением U0, снимаемым
с делителя. Схема запускается подачей кратковременного положи-
тельного импульса на входное сопротивление включенное в
цепь сетки тиратрона 7\. В момент подачи импульса отрицательное
запирающее напряжение компенсируется положительным управ-
ляющим напряжением и тиратрон 7\ открывается:
(/g = —С/0 + (7у. (6.27)
Срабатывает реле Р, переключая внешнюю цепь контактами 1Р
и 2Р, а контактами ЗР разрывая цепь питания отрицательным сме-
щением сетки тиратрона Т2. Вследствие этого сеточный конденсатор
С2 начинает разряжаться на сопротивление Р2. После окончания
действия управляющего входного импульса на сетку тиратрона
снова подается отрицательное запирающее напряжение (70> но ти-
ратрон будет гореть, так как его сетка после запуска потеряла
управляющие свойства. Опрокидывающий конденсатор С заря-
жается и его отрицательный потенциал приложен к аноду тира-
трона 7\. В таком состоянии схема будет находиться до момента,
когда напряжение на конденсаторе С2 не уменьшится до величины
напряжения зажигания тиратрона Т2. В момент зажигания тира-
трона Т2 с помощью опрокидывающего конденсатора гасится тира-
трон Т р Следом отпускает реле Р, переключая в исходное положе-
ние контакты внешней цепи 1Р и 2Р и замыкая контакты ЗР, ко-
торые подключают сеточный контур тиратрона Т2 к источнику
отрицательного смещения UQ. После включения тиратрона Т2
опрокидывающий конденсатор перезаряжается и обкладка с отри-
цательным потенциалом будет приложена к аноду тиратрона Т2.
По окончании перезарядки опрокидывающего конденсатора С
и зарядки конденсатора сеточного контура С2 схема будет готова
к приему следующего входного импульса. Второй управляющий
импульс откроет тиратрон Т\, сработает реле Р, а за счет действия
опрокидывающего конденсатора погаснет тиратрон Т2, и далее все
стадии работы будут повторяться.
137
Длительность формируемого импульса определяется суммой
составляющих времени выдержки /в сеточного контура тиратрона
Т2 и временем отпускания реле Р:
4“ ^ОТП. р • (6.28)
Величина времени выдержки определяется по (6.25), а время
отпускания релё — экспериментально или по паспортным данным.
Тиратронный одновибратор за счет большого диапазона изме-
нения времени tB может обеспечивать широкий диапазон длитель-
ности формируемых импульсов (от десятков миллисекунд до не-
скольких секунд).
Следует заметить, что процесс перезарядки опрокидывающего
конденсатора заканчивается во время стадии отпускания реле,
а зарядка сеточного конденсатора С2 происходит практически мгно-
венно. Методика расчета элементов схемы аналогична ранее рас-
смотренным устройствам.
Пример 6.2. Рассчитать параметры тиратронного реле с временем выдерж-
ки от 0,14-1 сек при питании от сети U — 27,5 в±10% (см. рис. 6.9, а) и анод-
ного реле с мощностью срабатывания 0,7 вт.
1. Выбор тиратрона. Наиболее подходящим типом тиратрона для данно-
го случая является тиратрон ТГ1-0,1/1,3 с U3 = 14-1,5 в и £7Г = 11 в.
2. Выбор источника отрицательного смещения:
£/0 = 3-£/3 = 3-1,5 = 4,5 в.
3. Определение величины анодной нагрузки для обеспечения заданной
мощности рассеивания:
Ua = U — UQ — 0,1 (U — Uo) — UT = 27,5 — 4,5 — 2,3 — 11 =9,7 в,
972
P a === == q 7 == 1 34 OM.
Максимально возможный анодный ток при повышении питающего напря-
жения на 10% незначительно превосходит допустимое паспортное значение
U-Uq + ^\(U-U.)_Ut 23 + 2,3-11 о _
Za— о — 134 —0,107 а.
4. Определение величины сопротивления делителя. Для номинального
режима анодный ток
а
{/ — £/0 — £/т
27,5 — 4,5—11
134
0,090а.
Делитель выбираем из условия, чтобы при прохождении анодного дока
анодное напряжение на тиратроне мало изменялось, т. е. чтобы падение нап-
ряжения на сопротивлении было небольшим. Поэтому выбираем
/д — (3 4-5) /а = (3 4-5) 90лш = 0,3 а.
Тогда с учетом возможной регулировки для настройки реле примерно
на ±20% получим следующую величину:
t/0 4,5
=0'3 = 15 ом.
138
а с учетом регулировки T?4max — 15-1,2 = 18 ом ,
U — I.R
1д
27,5-18-0,3
0,3
ж 73,9 ом.
Берем ближайшее по ГОСТу сопротивление 75 ом.
5. Определение постоянной времени сеточного контура для tB mjn и tB max
(СЯ)шах = — ----=-----1^5" =0,915 сек.
1пГГ 1пТТ5
(СЯ)ппп = -Ц77- =------^5- =0,0915 сек.
1п777 1ПГ5
Учитывая, что максимальные сопротивления в цепи сетки для данного
типа тиратрона ограничиваются величиной 0,5 Мом, найдем минимально
возможную величину емкости сеточного конденсатора:
r (С7?)тах 0,915
^min — р — п к — 1,83 МК-ф ~ 2 МК(р.
Ашах
Тогда
0,915
Ртах = —2— °’457 Мом>
0,0915
Pmjn =------2-~ 0,046 Мом.
§ 6.5. ТИРАТРОННЫЙ ГЕНЕРАТОР ИМПУЛЬСОВ С АНОДНЫМ ПИТАНИЕМ
ОТ ИСТОЧНИКА ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Тиратронный генератор импульсов с анодным питанием от
источника постоянного напряжения является устройством, в ко-
тором оба плеча представляют собой тиратронные реле времени
(рис. 6.11, а).
Принципиальная схема состоит из следующих элементов:
1) двух тиратронов 7\ и Т2 с отрицательной сеточной характе-
ристикой зажигания;
2) опрокидывающего конденсатора С, включенного между ано-
дами тиратронов;
3) двух сеточных контуров R—С, образованных конденсато-
рами Ci и С2 и переменными сопротивлениями Ri и Р2;
4) чувствительного реле Р2, включенного в анодную цепь тира-
трона Ti и управляющего с помощью своих контактов 1Р2 испол-
нительным реле Рг,
5) исполнительного реле Pi с тремя парами контактов, из ко-
торых IPi и 2Pi служат для управления сеточными контурами тира-
139
тронов, а контакты 3Pi— для посылки управляющего импульса
во внешнюю цепь;
6) двух сопротивлений 7?3 и Т?4, образующих делитель напря-
жения: с сопротивления 7?3 снимается напряжение для питания
анодных цепей тиратронов, с сопротивления Т?4— отрицательное
сеточное напряжение заряжающее сеточные конденсаторы С\
и С2.
Принцип работы тиратронного генератора основан на процессах
разрядки сеточных конденсаторов С4 и С2 на соответствующие со-
противления и Т?2.
В исходном положении после прогрева тиратронов зажигается
только тиратрон Т\, так как на его сетке потенциал относительно
катода равен нулю, а на сетку тиратрона Т2 через контакты 2Pt по-
Рис. 6.11. Тиратронный генератор импульсов с анодным питанием от источ-
ника постоянного напряжения:
а — схема генератора; б — обобщенная схема сеточных контуров
дается запирающее отрицательное смещение Uo. Чувствительное
реле Р2, включенное в анодной цепи тиратрона Тсработает и
своими контактами 1Р2 подготовит цепь исполнительного реле
Генератор импульсов начинает работать с момента замыкания
ключа Д', подающего напряжение на обмотку реле Pi по цепи плю-
совая шина—ключ К — замкнутые контакты 1Р2— обмотка реле
Pi— минус.
При срабатывании исполнительного реле Pi контактами ЗР4
посылается импульс во внешнюю цепь, а за счет переключения кон-
тактов IPi и 2Р± источник отрицательного смещения U0 отключает-
ся от конденсатора С2 и подключается к конденсатору С±. Однако
гашение тиратрона Т\ произойдет только при условии, что сеточное
напряжение на тиратроне Т2 вследствие разрядки конденсатора С2
на сопротивление Т?2 уменьшится до потенциала зажигания.
В момент зажигания тиратрона Т2 с помощью опрокидывающего
конденсатора С.происходит кратковременное понижение анодного
напряжения на тиратроне Ti9 что йриводит к гашению последнего,
140
так как на его сетку предварительно уже было подано запирающее
напряжение UQ. Отпускает реле Р2, разрывая контактами 1Р2,
цепь обмотки реле Реле Pi при размыкании контактов 3Pi
прекращает посылку управляющего импульса во внешнюю цепь.
На сетку тиратрона Т2 через контакты 2Pi снова подается запи-
рающее напряжение UQ, которое заряжает конденсатор С2.
После размыкания контактов IPi начинает разряжаться сеточ-
ный конденсатор на сопротивление Rif и через некоторое время,
когда напряжение на сетке станет равным потенциалу зажигания
(1/3), зажжется тиратрон Т\, что вызовет благодаря действию опро-
кидывающего конденсатора С гашение тиратрона Т2.
Зажигание тиратрона Ti приведет вновь к срабатыванию чув-
ствительного Р2 и исполнительного реле, к посылке следующего
управляющего импульса во внешнюю цепь, т. е. к повторению уже
рассмотренного цикла работы. Периодическое повторение всех про-
цессов в генераторе будет продолжаться до размыкания ключа К.
Таким образом, продолжительность всех этапов работы генератора
составляет период пульсации
Т = tx + t2 + /3 + /4 + /5 + ^6, (6.29)
где ti— время срабатывания исполнительного реле Pi\
t2— время разрядки сеточного контура тиратрона Т2 (кон-
денсатора С2 на сопротивление R2) от начального напря-
жения UQ до потенциала зажигания U32 тиратрона Т2\
t3— время отпускания чувствительного реле Р2\
— время отпускания исполнительного реле Р^
—время разрядки сеточного контура тиратрона Ti (кон-
денсатора Ct на сопротивление 7?i) от начального напря-
жения до потенциала зажигания 0з1 тиратрона Tf,
t6— время срабатывания чувствительного реле Р2.
При этом длительность управляющего импульса t„ и длитель-
ность паузы tn между импульсами^определяются следующими вре-
менными составляющими:
— ^2 + 4” ^4> (6.30)
+ h + (6.31)
Анализ отдельных составляющих периода пульсации показы-
вает, что ti9 t3, /4, t6 полностью определяются временными харак-
теристиками реле Pi и Р2, a t2 и tb зависят от параметров сеточного
контура и могут изменяться в соответствии с величиной перемен-
ных сопротивлений Ri и R2. Поэтому период пульсации генератора
можно представить в виде суммы двух слагаемых:
Г = /р + /К) (6.32)
141
одно из которых является постоянной величиной, определяемой
временными характеристиками реле Pi и Р2\
h = Z1 + Z3 + ^4 + ^6, (6.33)
а второе — переменной величиной, изменяющейся в соответствии
со значениями сопротивлений сеточных контуров R{ и R2:
tK = t2 + t5. (6.34)
Ввиду полной аналогии процесса в сеточных контурах тиратро-
нов Ti и Т2 целесообразно получить общее решение для процесса
разрядки конденсатора на сопротивление (рис. 6.11, б).
Дифференциальное уравнение разрядки конденсатора С, на
сопротивление Rj, предполагая бесконечно большим сопротивле-
ние между сеткой и катодом тиратрона,
_ _ dur
RiCi-Sr + uc=Q (б-35)
имеет окончательное решение
__t_
ис = (70е 7 , (6.36)
где Uо— начальное напряжение на конденсаторе С;
ту= CjRj—постоянная времени разрядки.
Подставляя в (6.36) конечную величину напряжения на кон-
денсаторе С, при котором происходит зажигание тиратрона, и ре-
шая относительно времени разряда /, получим следующее общее
выражение для определения t2 и /5:
= . (6.37)
где / — индекс сеточного контура.
Изменение напряжений на сетках тиратронов во время работы
генератора представлено на рис. 6.12.
Ввиду того, что для управления тиратронами затрачиваются
незначительные мощности, можно обеспечить широкий диапазон
рехулирования периода пульсации только за счет изменения сопро-
тивления Ri и R2, применяя при этом небольшой емкости бумажные
конденсаторы.
Пример 6.3. Рассчитать тиратронный генератор импульсов с, анодным
питанием от источника постоянного напряжения. Большинство цепей тират-
ронного генератора импульсов (см. рис. 6.11) однотипно с аналогичными це-
пями тиратронного триггера и тиратронного реле времени, поэтому в данном
примере ограничимся лишь определением параметров. сеточного контура.
Найти величины сеточных сопротивлений и конденсаторов для генератора с
диапазоном регулировки периода пульсации от Tmjn=0,05 до Ттах= 1,0 сек,
если известно, что время срабатывания и отпускания чувствительного реле
142
составляет /ср2 = 0,01 сек, /0ТП2 = 0,004 сек, а исполнительного реле
Pi—^cdi = 0,012 сек, /Отп1 = 0,005 сек, напряжение зажигания для тиратро-
на ТГ1-0,1/1,3 U3 = 1,0+1,5 в, отрицательное напряжение источника заряд-
ки сеточных конденсаторов Uo = 4,5 в. В качестве дополнительного условия
ставится соблюдение симметричности импульса и паузы на всех диапазонах
изменения периода пульсации в допуске +10%. В расчете необходимо учесть,
что применяемые элементы имеют технологический допуск на изготовление
и поэтому необходимо предусмотреть специальное регулировочное звено,
обеспечивающее наладку генератора после изготовления на заданный
диапазон изменения периода пульсации.
1. Выбор напряжения источника зарядки сеточных конденсаторов по-
рядка 4,5 в обеспечивает достаточную стабильность временного контура за
Рис. 6.12. Изменение напряжений на сет-
ках тиратронов
счет использования крутых участков экспонент разрядки конденсаторов.
В качестве единого регулировочного звена, обеспечивающего наладку гене-
ратора, целесообразно использовать регулируемое плечо делителя напря-
жения (см. рис. 6.11, а). В этом случае подстройка генератора обеспечивается
за счет изменения Uo, влияющего на переменную составляющую периода пуль-
сации,
= ^2 + ^5,
где
Uo
(2,5 = ci fy,n U3j •
Если сопротивления и конденсаторы применять с 10%-ным допуском,
то Uо должно меняться примерно на 20%, т. е. Uo = 4+5 в.
2. Учитывая структуру импульса и паузы за один период работы генера-
тора, уточним величину переменных составляющих на основании (6.30) и
(6.31) на всем диапазоне изменения периода пульсации:
*и = Ч + /з + Ч = Ч + (0,004 + 0,005) = Ч + 0,009,
Ч = Ч + /6 + /1 = Ч + (0,010 + 0,012) = Ч + 0,022,
т. е. асимметрия между паузой и импульсом при t2 — Ч составляет At =
= Ч—Ч ~ 0,013 сек.
143
Эту асимметрию можно исправить вводом в сеточный контур Сг—#2
дополнительного последовательно включаемого постоянного сопротивления,
уравнивающего длительность импульса и паузы. Тогда постоянная составля-
ющая периода пульсации несколько увеличится:
Д Т = A t + = 0,013 + 0,009 + 0,022 = 0,044 сек,
а переменная составляющая соответственно уменьшится:
tK min — ^min — Д Т — 0,05 — 0,044 = 0,006 сек,
/к max = Tmax — Д Т = 1,00 — 0,044 = 0,956 сек.
3. Определение емкости сеточных конденсаторов. Величина емкости
сеточных конденсаторов выбирается на основании максимальной величины
периода пульсации. Учитывая ограничения на величину сеточных сопротив-
лений для тиратрона ТГ1-0,1/1,3 порядка 0,5 Мом, определим для наихуд-
шего случая (величина под логарифмом минимальная 1п^? ЛЙ” ) необходимую
max
величину емкости сеточного конденсатора:
г /к max 0,956
min — U • — 4 = 0,975^1 МКф.
ап 1 U 0 П11п о л г- 1 4
max In jj 2-0,5 In i r
з max 1>о
4. В качестве сеточных сопротивлений 7?i и Т?2 можно применить пере-
менные сопротивления на 500 ком или одно спаренное. Однако в этом слу-
чае применение мастичных сопротивлений вносит значительные погрешности
установки периода пульсации в функции угла поворота подвижного контакта,
поэтому целесообразно для точной установки периода пульсации применять
галетный переключатель с набором постоянных сопротивлений, которые мо-
гут быть запаяны последовательно, образуя отдельно цепь сопротивлений
/?1 и Т?2. Так, например, для средних значений £/ о = 4,5 в и t/3.T= 1,25 в
получим следующую шкалу сопротивлений с точностью до 5%:
Т, сек tK , сек Д7?х, ком Ri, ком AjR2 КОМ jR2. КОМ
0,05 0,006 2,35 2,35 2,35 2,35
0,10 0,056 20,00 22,35 20,0 22,35
0,20 0,156 38,55 61,0 38,55 61,0
0,30 0,256 39,0 100,0 39,0 100,0
0,40 0,356 39,0 139,0 39,0 139,0
0,50 0,456 40,0 179,0 40,0 179,0
0,60 0,556 40,0 219,0 40,0 219,0
0,70 0,656 40,0 259,0 40,0 259,0
0,80 0,756 41,0 300,0 41,0 300,0
0,90 0,856 40,0 340,0 40,0 340,0
1,00 0,956 40,0 380,0 40,0 380,0
R2 , последо-
5. Определим величину симметрирующего сопротивления
вательно включаемого в сеточный контур с сопротивлением 7?г:
, М 0,013
R<? —— ’ / j — 1 1 л—в л по —’ 13 300 ом ^^13 ком.
2 1 ^0 mln 1 * 10 -0,9©
С21п 77----
из max
144
§ 6.6. ТИРАТРОННЫЙ ГЕНЕРАТОР ИМПУЛЬСОВ С АНОДНЫМ ПИТАНИЕМ
ОТ ИСТОЧНИКА ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Принцип действия тиратронного генератора с анодным пита-
нием от источника переменного напряжения основан на автоколе-
бательном режиме работы тиратронного реле времени. Принци-
пиальная схема генератора импульсов состоит из следующих эле-
ментов (рис. 6.13, а):
1) тиратрона Т;
2) исполнительного электромагнитного реле Р, включенного
в анодную цепь тиратрона,
контакты которого 2Р управ- а)
ляют внешней цепью, а кон-
такты 1Р — сеточным конту-
ром;
3) сеточного конденсато- о
pa С;
4) переменного сопротив-
ления Р, с помощью которо-
го регулируется период пуль-
сации генератора;
5) диода Д, который
выполняет роль выпрямитель-
ного устройства в цепи
зарядки сеточного конденса-
тора от источника перемен-
ного тока;
6) потенциометра Д1? по-
зволяющего устанавливать
К катоду Т
Рис. 6.13. Тиратронный генератор им
пульсов с анодным питанием от источ
ника переменного напряжения:
величину напряжения заряд-
ки конденсатора С;
7) фильтрующего конден-
сатора С1, который исполь-
зуется помимо
сглаживающего
элемента,
пульсацию
а — схема генератора; б — схема сеточного
контура разрядки конденсатора
анодного тока, также в ка-
честве устройства, обеспечивающего определенную выдержку вре-
мени при отпускании электромагнитного реле;
8) сеточного ограничительного сопротивления Rg,
9) ключа включения схемы генератора /С.
Отличительной чертой схемы тиратронного генератора импуль-
сов при питании от источника переменного тока является отсут-
ствие специальных устройств, обеспечивающих гашение тиратрона.
Ввиду того, что тиратрон пропускает ток только в одном нап-
равлении, в каждый период при отрицательной полуволне проис-
ходит автоматическое гашение с последующим зажиганием при
положительной полуволне, если на сетку к этому времени не подает-
145
ся запирающее напряжение. Тйким образом, тиратрон в такой схе-
ме включения становится управляемым от напряжения на сетке.
Рассмотрим основные этапы работы генератора импульсов.
В исходном положении конденсатор С сеточного контура полностью
разряжен на параллельно включенное сопротивление Д, источник
зарядки (потенциометр Ri) разомкнут контактами /Р, реле Р обес-
точено. При замыкании ключа R генератор начинает работать.
Включение источника переменного анодного напряжения клю-
чом К вызывает прохождение положительных полуволн высокого
напряжения через обмотку реле Р и тиратрон Т, поскольку на сет-
ке тиратрона отсутствует отрицательное запирающее напряжение.
В первом этапе тиратрон выполняет роль выпрямительного
устройства. Пульсация выпрямленного тока, проходимого через об-
мотку реле Р, несколько сглаживается за счет фильтрующего дей-
ствия конденсатора Сь благодаря чему реле Р надежно срабаты-
вает и его якорь во время отрицательных полуволн анодного на-
пряжения остается притянутым к сердечнику. После срабатывания
реле, когда контакты 2Р посылают управляющий импульс во внеш-
нюю цепь, а контакты 1Р включают цепь зарядки сеточного конден-
сатора С к источнику запирающего отрицательного смещения, ти-
ратрон запирается и начинается второй этап работы генератора
импульсов. Продолжительность первого этапа t± определяется вре-
менем срабатывания реле Р и временем горения тиратрона от мо-
мента подачи на его сетку запирающего напряжения до окончания
положительной полуволны анодного напряжения.
Второй этап начинается с момента прекращения анодного тока
после запирания тиратрона до момента разрядки конденсатора Ci
на обмотку реле Р. Пока длится выдержка времени реле, кон-
такты 2Р посылают импульс во внешнюю цепь генератора, а кон-
такты 1Р удерживают цепь зарядки сеточного конденсатора С fo
включенном положении. В качестве источника отрицательного
смещения (запирающего напряжения) используются потенциометр
Ri, подключаемый к источнику переменного напряжения, и диод-
ный выпрямитель Д, который обеспечивает прохождение тока за-
рядки такого направления, что на обкладке конденсатора С, сое-
диненной с сеткой тиратрона, накапливается отрицательный (за-
пирающий) потенциал по отношению к катоду.
Параметры цепи зарядки конденсатора С подбираются таким
образом, чтобы переходный процесс зарядки закончился раньше,
чем произойдет отпускание реле Р, и, следовательно, размыкание
контактов 1Р. Изменением положения движка потенциометра
устанавливается величина запирающего отрицательного напря-
жения Uq. Таким образом, продолжительность второго этапа t2
определяется временем выдержки реле Р при отпускании.
Третий, этап работы генератора импульсов начинается с момента
размыкания контактов 2Р и 1Р реле Р, в результате чего прекра-
щается посылка управляющего импульса во внешнюю цепь гене-
146
ратора и одновременно начинается разрядка сеточного конденса-
тора С на сопротивление R. В течение всего третьего этапа работы
тиратрон Т остается в запертом, а реле Р — в обесточенном сбстоя-
нии. Продолжительность этого этапа t3 определяется временем раз-
рядки конденсатора С от начального напряжения UQ до напряже-
ния (/., при котором тиратрон отпирается, и временем ожидания
положительной полуволны анодного переменного напряжения.
С момента появления анодного тока тиратрона начинается первый
этап следующего периода работы генератора импульсов.
Итак, период пульсации генератора состоит из суммарной про-
должительности трёх его этапов:
Т = t, + t2 + /3. (6.38)
Изменение величины периода пульсации технически удобнее
производить за счет изменения продолжительности третьего этапа
работы с помощью переменного сопротивления R сеточного кон-
тура. Тогда общую формулу периода пульсации можно представить
в следующем виде:
Т = /р + /к, (6.39)
где
= tx + t2— (6.40)
постоянная составляющая периода пульсации, определяемая вре-
менем срабатывания и временем отпускания /2 реле Р;
= (6-41)
переменная составляющая периода пульсации, определяемая
временем разрядки конденсатора С через переменное сопротив-
ление R от запирающего напряжения зажигания Uo до напряжения
зажигания тиратрона [Д.
Обычно постоянная составляющая периода пульсации находит-
ся экспериментально или приближенно по паспортным характерис-
тикам реле, а время выдержки реле при отпускании — по формуле
(6.42)
- ^оти
где Ci — емкость параллельно включенного конденсатора, ф;
7?р — активное сопротивление цепи разрядки конденсатора,
ом;
Uс— напряжение зарядки конденсатора Сь в;
Uo п — напряжение на конденсаторе, при котором реле отпус-
кает, в.
Переменная составляющая периода пульсации может быть
определена не только экспериментально, но и расчетным путем на
основании уравнения разрядки конденсатора С на сопротивление
147
Считая сопротивление цепи сетки тиратрона бесконечно боль-
шим, можно эквивалентную схему разрядки конденсатора С на со-
противление R в третьем этапе работы генератора импульсов пред-
ставить в виде простого контура R— С (см. рис. 6.3, 6).
Дифференциальное уравнение разрядки конденсатора имеет
следующее решение:
__________t_
ис = UQe т
где
т = CR. (6.43)
Подставляя ис = U3 и решая относительно /, получим
=/3 = т1п-^-, (6.44)
где С — емкость сеточного конденсатора, ф]
R — сопротивление контура разрядки, ом\
UQ—напряжение зарядки конденсатора С (запирающее се-
точное напряжение), в;
U3 — напряжение зажигания тиратрона при максимальной
положительной амплитуде анодного переменного напря-
жения, в.
Полученное выражение для переменной составляющей периода
пульсации показывает, что период меняется прямо пропорцио-
нально переменному сопротивлению R и пропорционально логариф-
му отношения UJU3, запирающего напряжения к напряжению
зажигания тиратрона. Следует заметить, что в приведенной ме-
тодике расчета периода пульсации генератора не учитывались
время горения тиратрона после подачи запирающего напряжения
до окончания положительной полуволны (в первом этапе) и время
ожидания отпертым тиратроном положительной полуволны анод-
ного напряжения (в третьем этапе). Эти составляющие в каждом
конкретном случае могут как присутствовать, так и отсутствовать
в зависимости от кратности времени импульса и паузы периоду
питающего переменного анодного напряжения. Таким образом,
сам генератор автоматически «округляет» период пульсации
генератора с точностью до периода питающего переменного
напряжения.
Можно использовать сам тиратрон как выпрямитель для за-
рядки сеточного контура, при этом целесообразно исполнительное
реле Р включить в катодную часть тиратрона Т (рис. 6.14). Падение
напряжения на обмотке реле Р используется в качестве источника
отрицательного сеточного смещения зарядки конденсатора С. Рас-
смотрим основные этапы работы генератора импульсов. В исходном
положении, так же как и в предыдущей схеме генератора, конден-
148
сатор сеточного контура полностью разряжен на сопротивление
Р. Анодное питание отключено.
На первом этапе включение источника переменного анодного
напряжения ключом Д' вызывает срабатывание реле Р, причем за
счет включения конденсатора Сх параллельно обмотке Р положи-
тельные полуволны подзаряжают емкость, а во время отрицатель-
ных полуволн конденсатор С4 частично разряжается, обеспечивая
сглаживание пульсирующего тока, протекающего через обмотку
реле Р. Сопротивление Rc служит для ограничения импульса тока,
проходимого через тиратрон в момент, когда конденсатор раз-
ряжен. Реле Р, сопротивле-
ние Rc и конденсатор
образуют источник отрица-
тельного сеточного смещения
зарядки конденсатора С. При
срабатывании реле Р контак-
ты 2Р посылают управляю-
щий импульс во внешнюю
цепь, а контакты 1Р включа-
ют цепь зарядки конденсато-
ра С сеточного контура через
ограничительное сопротивле-
ние Ro. Тиратрон Т запирает-
ся после окончания прохо-
Рис. 6.14. Схема тиратронного генера-
тора импульсов с катодным включе-
нием исполнительного реле
ждения положительной полу-
волны переменного напряже-
ния, и с этого момента
начинается второй этап.
Таким образом, продолжительность первого этапа работы
ничем не отличается от соответствующего этапа, рассмотренного
при анализе работы предыдущей схемы.
Второй этап определяется временем /2 выдержки реле Р под
действием тока разрядки конденсатора Следует заметить, что
в момент отпускания реле Р, благодаря тому что контакты 1Р па-
раллельно обмотке реле Р подключали сеточный конденсатор С,
напряжение на его обкладках приблизительно будет равно напря-
жению отпускания реле Р.
Продолжительность третьего этапа t3 определяется временем
разрядки конденсатора С на сопротивление R. Однако ввиду того,
что начальное напряжение «на конденсаторе С будет равно напря-
жению отпускания реле Р, в отличие от предыдущей схемы генера-
тора соответственно время
/3 = CR In

(6.45)
где £/отц — напряжение отпускания реле Р.
149
Таким образом, рассмотренная схема генератора импульсов
принципиально не отличается от ранее приведенной.
Следует заметить, что схема генератора импульсов с катодным
включением реле накладывает определенные ограничения на схе-
му включения цепи накала подогреваемого катода тиратрона или
максимально допустимую величину напряжения срабатывания реле
Р, чтобы напряжение между катодом и подогревателем не превы-
шало бы определенной величины (см. табл. 6.1).
Схему генератора (рис. 6.14) с катодным включением исполни-
тельного реле можно несколько модернизировать, устанавливая
последовательно контактам 1Р цепи зарядки сеточного контура
диод Д. Благодаря этому конденсатор С заряжается до большого
напряжения, так как диод Д препятствует разрядке С на цепь об-
мотки реле Р при отпускании. За счет диода Д второй и третий этапы
работы генератора начинаются одновременно: процесс разрядки
конденсатора на обмотку реле Р и процесс разрядки сеточного
конденсатора С на сопротивление 7?, с помощью которого регулирует-
ся длительность периода пульсации. Длительность процесса раз-
рядки сеточного конденсатора до открывания тиратрона /3 пере-
крывает длительность выдержки времени на отпускание /2 реле Р.
Таким образом, период пульсации определяется только двумя
составляющими: временем срабатывания реле Р и временем раз-
рядки сеточного конденсатора до напряжения отпирания тира-
трона
т = t, + t3. (6.46)
В свою очередь время
/3 = С/?1гД^, (6.47)
“3
где t/cp.p — напряжение срабатывания реле Р.
В целом такой генератор обеспечивает большую стабильность
периода пульсации по сравнению с предыдущей схемой.
Пример 6.4. Найти основные параметры тиратронного генератора импуль-
сов (см. рис. 6.13, а), если известно, что в качестве исполнительного реле выб-
рано реле РЭС-6 (РФО 452110), имеющее сопротивление обмотки /?р = 2500 ом,
ток срабатывания /ср — 15 ма, ток отпускания /отп — 3 ма и время сраба-
тывания /ср = Ю мсек, обеспечить изменения периода пульсации тремя сту-
пенями 0,1; 0,2; 0,36 сек с точностью до 10% при длительности импульса £и —
= 0,05 сек ± 10% .
1. Выбор типа тиратрона. Из условия наименьших габаритов устройства
выбираем тиратрон ТГ1Б, у которого наибольшее среднее значение тока ано-
да составляет /а = 20 ма. При этом падение напряжения на самом тиратроне
составляет 1Д = 20 в.
2. Определение величины анодного напряжения. Учитывая коэффициент
запаса по срабатыванию исполнительного реле, дальнейший расчет будем
вести на максимально допустимый ток, который может' пропускать тиратрон.
Тогда величина эффективного анодного напряжения
^а.эф ~ Va + = 2500-20-10-3 + 20 = 70 в.
150
Собственно амплитудное значение анодного напряжения будет:
Уа = Уа.эф /2 = 70-1,41 ~Ю0 в.
3. Определение параметров замедлительного контура реле, обеспечивающе-
го время импульса = 0,05 сек,. Учитывая, что допустимая величина ам-
плитуды тока через тиратрон не должна превышать /а тах =120 ма, найдем ве-
личину сопротивления, которое необходимо включить последовательно с
конденсатором Ci, чтобы ограничить начальный ток зарядки:
U. 100
7?С~ 4 max “ 120 • 10~3 ~ 835
Берем ближайшее по стандарту сопротивление МЛТ-0,5 Rc = 910 ом.
Найдем величины емкости конденсатора Ci, используя (6.42) примени-
тельно к рассматриваемому случаю:
UK
tB^Cr (7?р+^с)1п-^ ,
1 U отп
ик = Ua — ит = 100 — 20 = 80 в,
^отп = (Яр + Яс) /отп = (2500 + 910) 3-10-3 = 10,2 в,
t* 0,05
С1 “ UK “ 80 ~
(Яр + Яс) (2500 + 910) In
= 0,689-10~6 ф 0,7 мкф.
Конденсатор Ci составляется из двух стандартных конденсаторов 0,5 и
0,2 мкф. соединенных параллельно.
4. Определение параметров сеточного контура. По характеристикам ти-
ратрона ТГ1Б находим, что напряжение зажигания для Ua = 100 в составля-
ет U3 = —(2,54-5) в. Соответственно для повышения стабильности работы
сеточного контура величину отрицательного напряжения зарядки конденса-
тора С выбираем Г/о = (34-4) U3= 7,5-?20 в, т. е. необходимо с помощью со-
противления Я1 обеспечить достаточный диапазон регулировки Uo для на-
стройки генератора. Поэтому будем считать, что регулируемое сопротивление
всегда обеспечит требуемую величину Uo и далее в расчете будем считать,
что InUo/U3 = 1. Отсюда находим величину сеточного сопротивления Я
и величину емкости С. Зная, что величина сеточного сопротивления не
должна превышать для тиратрона ТГ1Б 1 Мом, соответственно выбираем для
емкости С = 0,05 мкф величины сопротивлений Я = 82, 300 и 620 ком,
обеспечивающих tK = 0,041; 0,150; 0,31 сек, т. е. Т — 0,1; 0,21; 0,36 сек с
точностью до 5% от номинального значения.
5. В качестве источника переменного тока целесообразно использовать
трансформатор, имеющий одну начальную обмотку (6,3 в, 225 ма) и обмотку
анодного напряжения (70 в, 30 ма) с отводом на 204-25 в для включения цепи
зарядки сеточного конденсатора.
6. Сеточное сопротивление Rg выбирается порядка 204-50 ком.
Литература
I .Cotckob Б. С. Элементы автоматической и телемеханической ап-
паратуры. Госэнергоиздат, 1950.
2 . Рабинович Л. В. Электроавтоматика авиационных электромеха-
нических установок. Оборонгиз, 1957
Глава VII
НЕКОТОРЫЕ ВОПРОСЫ КОНСТРУИРОВАНИЯ
И МОНТАЖА ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
АВИАЦИОННОЙ автоматики
§ 7.1. ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К ЭЛЕКТРОННЫМ
УСТРОЙСТВАМ АВИАЦИОННОЙ АВТОМАТИКИ
Электронная аппаратура авиационной автоматики должна обес-
печивать нормальную работу системы в условиях сильных вибра-
ций; выдерживать длительные ускорения, связанные с изменением
положения летательного аппарата в пространстве; большие крат-
ковременные перегрузки, возникающие при взлете и посадке; дейст-
вия сильных полей и высоких напряжений; механические воздейст-
вия (удары, толчки и др.).
Аппаратура, устанавливаемая вне герметичных кабин, подвер-
гается резким и быстрым перепадам температуры (до 100° С за
несколько минут). Она должна безотказно работать при относи-
тельной влажности воздуха до 98%, пониженных давлениях, соот-
ветствующих полетам на очень больших высотах и в условиях
солнечной радиации.
При конструировании бортовой аппаратуры необходимо учи-
тывать, что колебания температуры приводят к изменению харак-
тера посадок; ослаблению крепления; возникновению значитель-
ных напряжений, вызывающих деформацию деталей; изменению
параметров отдельных элементов (емкости, индуктивности, вели-
чины сопротивления и др.).
Температурное влияние оказывается тем сильнее, чем больше
скорость и частота изменения температуры. При низкой темпера-
туре изменяются свойства многих изоляционных материалов. Пласт-
массы теряют прочность, изделия из искусственной резины теряют
эластичность. Загустевает смазка в подшипниках и других меха-
нических узлах.
Повышенная температура способствует распаду органических
материалов, уменьшению вязкости пропиточных и смазочных ма-
сел и др., приводит к ухудшению теплоотдачи и уменьшению срока
службы отдельных элементов.
152
Большое влияние на работу электронной аппаратуры оказы-
вает влажность воздуха. Повышенная влажность снижает надеж-
ность работы отдельных элементов. При воздействии влаги на ка-
тушки индуктивности увеличиваются потери, снижается доброт-
ность и возрастает паразитная емкость. Влага является основной
причиной ненадежной работы трансформаторов и дросселей. В не-
герметизированных трансформаторах влага, проникшая через тре-
щины в заливке, уменьшает сопротивление изоляции. Из-за мест-
ного перегрева происходит тепловой пробой. При увлажнении
обмотки возникает электролитический процесс, медь при этом прони-
кает в изоляцию и разрушает ее. Влага снижает сопротивление
изоляции между пластинами конденсатора и величину рабочего
напряжения. Проникновение влаги в проволочные сопротивления
приводит к интенсивному окислению, в результате чего уменьшает-
ся сечение проводника и возрастает сопротивление.
Основными методами защиты от влажности являются хорошая
вентиляция аппаратуры, покрытие водонепроницаемыми, водо-
стойкими и водоотталкивающими лаками и красками, герметизация.
При пониженном давлении ухудшаются электрическая проч-
ность элементов и отвод тепла за счет падения коэффициента теп-
лоотдачи воздуха.
К биологическим факторам относятся грибковые образования
(плесень). Наиболее благоприятным условием для развития пле-
сени является сочетание повышенной влажности (75%) и темпера-
туры (30—35° С). Появление плесени в электронной аппаратуре
приводит к нарушению контактов, снижению сопротивления изо-
ляции, ускорению процесса коррозии металлов за счет выделения
органических кислот, разрушению защитных покрытий и др. Наи-
более восприимчивы к плесени изоляционные материалы (гетинакс,
текстолит, кожа и др.).
В понятие солнечной радиации входит воздействие солнечного
света за счет теплового эффекта и ультрафиолетовых лучей. При
воздействии солнечного света происходит изменение температуры
и резко усиливаются процессы распада и коррозии многих материа-
лов.
Большое значение для бортовой аппаратуры имеет уменьшение
ее размеров. Особое значение сокращение размеров имеет для аппа-
ратуры, устанавливаемой на космических кораблях и спутниках.
В этих случаях для подъема каждого лишнего килограмма аппа-
ратуры необходимо увеличить стартовый вес ракеты на несколько
сот килограммов.
В качестве общего названия различных методов значительного
уменьшения размеров электронной аппаратуры применяется тер-
мин «микроминиатюризация».
Одним из наиболее удобных показателей степени миниатюри-
зации является количество элементов электрической схемы, разме-
щенной в 1 см3 объема.
153
Плотность монтажа может быть повышена за счет уменьшения
размеров обычных навесных элементов и более плотного их разме-
щения. Это направление широко используется при модульном мето-
де проектирования. Применение малогабаритных ламп, уменьшение
размеров полупроводниковых триодов, конденсаторов и других
навесных элементов позволяет получить плотность монтажа до
0,1 радиодетали на 1 си3. Однако существенное уменьшение раз-
меров может быть получено только при микроминиатюризации,
основными направлениями которой являются применение микро-
модулей, молекулярной и пленочной электроники.
Микромодульный метод позволяет получить плотность монтажа
10—20, а методы молекулярной электроники — свыше 1000 элемен-
тов на 1 см3.
Важнейшей задачей микроминиатюризации является обеспе-
чение такой плотности расположения элементов, которая могла
бы быть сравнимой с биологическими системами. Наиболее совер-
шенная биологическая система — головной мозг человека —
имеет объем 1,5 дм3 и состоит из 10—15 млрд, нервных клеток, что
соответствует плотности компоновки элемента около 107 на 1 см3.
Задача микроминиатюризации электронных устройств тесно свя-
зана с автоматизацией технологического процесса изготовления
их элементов. В связи с этим одним из важнейших качеств данного
элемента становится его технологичность.
Всем методам микроминиатюризации свойственны трудности,
связанные с рассеянием тепла и вопросом о допустимых уровнях
мощности. Для того чтобы температура внутри электронного
устройства не превышала допустимую, оно должно иметь вполне
определенную величину поверхности рассеяния тепла. Если в тот
же объем поместить значительно большее число элементов с такой
же мощностью рассеяния, то температура внутри устройства пре-
высит допустимую величину, и оно выйдет из строя.
В связи с этим большое значение имеет разработка схем с мень-
шей мощностью рассеяния, а также применение материалов и эле-
ментов, способных выдерживать более высокие температуры.
Проблема теплоотдачи решается также увеличением диаметра
токопроводящих жил; созданием больших металлизированных пло-
щадок на платах с печатными схемами; применением элементов
специальной формы, предусматривающих пространство для движе-
ния воздуха, который может быть охлажден. В последнем случае
требуется специальная аппаратура для его подачи.
Большое значение имеет правильное размещение элементов.
Элементы, выделяющие большое количество тепла, помещают вблизи
теплообменника (если он применяется), а радиодетали, чувстви-
тельные к повышенным температурам, располагаются возможно
дальше от сильно нагревающихся деталей.
В ряде конструкций применяют отвод тепла через эпоксидные
заливочные материалы, имеющие металлический заполнитель.
154
Заливочный материал отводит тепло от всех радиодеталей равно-
мернее, чем металлический проводник.
Другой трудностью микроминиатюризации является соеди-
нение узлов в блоки и устройства. При высокой плотности монтажа
объем, приходящийся на соединения, становится соизмеримым с
объемом самих блоков.
Основным качественным показателем электронных устройств
является надежность их работы, которая определяется надежностью
отдельных деталей и узлов.
Надежность электронной аппаратуры зависит главным образом
от правильного выбора электроэлементов и режима их работы.
Отказы вследствие неисправностей механических деталей встре-
чаются значительно реже.
Наименее надежными элементами электронной аппаратуры явля-
ются электровакуумные приборы. Основными причинами отказов
электронных ламп являются производственные дефекты (нару-
шение вакуумной технологии, отклонение в качестве исходных
материалов и др.) и нарушение режимов эксплуатации. Большое
влияние на срок службы лампы имеют температуры нагрева баллона.
Эксплуатация показывает, что значительная часть отказов ламп
наблюдается в режимах включения и выключения, особенно если
включение происходит без достаточного прогрева. Причиной этого
является действие перенапряжения, вызываемого переходными
процессами, которые имеют место в реальных схемах во время
эксплуатации.
Нежелательные последствия вызывает изменение напряжения.
Увеличение напряжения накала свыше 10% может привести к
внезапным отказам, а уменьшение напряжения — к быстрой по-
тере электронной эмиссии. Снижение накала на 5% может способ-
ствовать снижению интенсивности отказов, но при понижении на-
кала свыше 10% интенсивность отказов растет.
Для отвода тепла надо применять принудительную вентиляцию.
Весьма эффективным средством снижения температуры бал-
лона являются металлические экраны, имеющие хороший контакт
с шасси. В процессе эксплуатации следует по возможности избе-
гать частых включений. Для защиты электровакуумных приборов
от механических воздействий необходимо обеспечить надежное их
крепление к шасси.
Резисторы являются наиболее массовыми элементами и
составляют около 10% всех элементов. Поэтому, несмотря на высо-
кую надежность резисторов, отказы аппаратуры из-за выхода
их из строя довольно часты. Свыше 50% всех отказов происходит
из-за обрывов или нарушения контактов в узле, соединяющем токо-
проводящий элемент с выводами.
Наиболее существенное влияние на надежность резисторов
оказывают коэффициент электрической нагрузки и температура
окружающей среды. Средний срок службы резисторов зависит
155
также от типа резисторов. Пониженную надежность имеют
резисторы типа ВС. Резисторы типа МЛТ обладают хорошей
влаго- и теплоустойчивостью, но у них наблюдается повышенная
интенсивность отказов с увеличением номиналов более 1 Мом.
Проволочные постоянные резисторы обладают сравнитель-
но низкой надежностью; особенно ненадежны потенциометры ввиду
частых отказов скользящего контакта. Конденсаторы выходят из
строя в основном из-за пробоя диэлектрика (80%). Причиной про-
боев служат обычно дефекты в диэлектрике, не замеченные в процес-
се изготовления и испытания конденсаторов.
Надежность полупроводниковых устройств зависит от качества
их производства и от условий применения. Полупроводниковые
приборы весьма чувствительны к перегрузкам по току и по напряже-
нию и выходят из строя даже при кратковременных перегрузках,
исчисляемых долями секунды. Вследствие этого нельзя превышать
предельные электрические режимы, а по возможности следует при-
менять облегченные режимы.
Влияние температуры сказывается в увеличении собственной
проводимости полупроводникового материала, что ведет к увели-
чению обратного тока через коллекторный р—n-переход. При по-
вышении температуры усиливается также процесс диффузии в по-
лупроводнике, что приводит к изменению параметров и постепен-
ному отказу. Надо принимать меры по обеспечению нормальных
тепловых режимов.
Значительное влияние на надежность полупроводниковых при-
боров оказывает радиация. При работе в условиях интенсивного
высокочастотного облучения надо принимать меры к тщательной
экранировке.
Наиболее высокой надежностью обладают элементы, построен-
ные на ферритах. Однако параметры ферритов весьма сильно
зависят от окружающей среды. С повышением температуры петля
гистерезиса становится уже, остаточная индукция уменьшается,
прямоугольность нарушается. В связи с этим необходимо обеспе-
чивать нормальный тепловой режим и защищать ферриты от дейст-
вия влаги.
Наиболее частыми причинами выхода из строя трансформато-
ров, дросселей и других монтажных изделий являются нарушения
электрической прочности межвитковой изоляции, обрывы прово-
дов, тяжелый тепловой режим, отсутствие отвода тепла и плохая
вл агозащитность.
Значительное повышение надежности электронных устройств
достигается за счет применения элементарных функциональных
узлов. В этом случае электронное устройство компонуется из ряда
типовых схем, состоящих в свою очередь из унифицированных
модулей и микромодулей различных типов (рис. 7.1). Соединение
отдельных частей схемы производится при помощи печатного мон-
тажа.
156
Функционально-узловой метод конструирования позволяет,
кроме повышения надежности, сократить сроки проектирования
и значительно снизить себестоимость изделий.
Рис. 7.1. Блок, построенный по функционально-узловому
методу:
1 — модули; 2 — функциональные узлы; 3 — платы; 4 — рамы
§ 7.2. ПЕЧАТНЫЙ МОНТАЖ И ПЕЧАТНЫЕ СХЕМЫ
Печатным монтажом называется система плоских проводников,
нанесенных на изоляционное основание и обеспечивающих требуе-
мое электрическое соединение всех элементов схемы. Название
«печатный монтаж» сохранилось в связи с тем, что первоначально
проводники наносились типографскими методами. В настоящее
время типографские методы находят применение только на проме-
жуточных и подготовительных операциях, так что единственной
аналогией является внешнее сходство электропроводящих слоев
с печатными проводниками.
Печатные проводники обычно изготовляют из меди. Они могут
быть расположены на одной или двух сторонах платы. Двусторон-
нее расположение применяют в случае большого числа пересекаю-
щихся проводников. Печатные проводники обеспечивают хороший
тепловой контакт с платой и окружающей средой, вследствие чего
они допускают плотности тока до 20 а/мм2, что в 5—10 раз больше
плотности тока, принимаемой для круглых проводников.
Основания печатных плат изготовляют из изоляционного ма-
териала, который должен хорошо сцепляться с металлом проводни-
ков, иметь диэлектрическую проницаемость не более 7 (во избе-
жание возникновения значительных паразитных емкостей между
печатными проводниками) и малый тангенс угла диэлектрических
потерь, обладать достаточно высокой механической и электричес-
кой прочностью, сохранять свои свойства при различных условиях
эксплуатации, а также в процессе создания рисунка схемы и пайки.
157
Таким требованиям удовлетворяют гетинакс, стеклотекстолит,
стекловолокнит и некоторые другие материалы.
Особое значение при изготовлении печатных плат имеют фольги-
рованные материалы, которые получают на основе обычных (гети-
накс, стеклотекстолит) путем приклеивания с одной или двух сто-
рон медной электролитической фольги толщиной 0,035 или 0,05 мм.
Фольгированные материалы изготовляют листами размером
400x600 мм и толщиной от 0,8 до 3 мм (ГОСТ 10316—62).
Для изготовления гибких и многослойных печатных плат при-
меняют электроизоляционную стеклоткань марки Э (ГОСТ 8481—61)
и марки ЛСК (ГОСТ 10156—62) толщиной от 0,06 до 0,15 мм.
Новыми материалами для печатных плат являются фольгиро-
ванные диэлектрики ФАФ-4, СВАМ и фторопласт-4.
Фольгированный диэлектрик ФАФ-4 представляет собой слоис-
тый прессованный листовой материал из стеклоткани, пропитанной
эмульсией фторопласта-4Д и облицованной с двух сторон электро-
литической медной фольгой. Диэлектрическая проницаемость
материала не более 2,7.
Фольгированный СВАМ изготовляют путем горячего прессо-
вания листов стеклошпона с уложенной на поверхность пакета
медной фольгой, промазанной клеем БФ-1 и кварцевой мукой.
При этом возможно получение тонкого слоя диэлектрика с гладкой
поверхностью и малой водопоглощаемостью.
Высокая теплостойкость фторопласта-4 обеспечивает примене-
ние фольгированных материалов на его основе в более широких
интервалах температур (до +250° С).
Методы получения печатных проводников
Многочисленные методы получения печатных проводников мож-
но разбить на три основные группы:
1) нанесение на основание требуемого рисунка из токопрово-
дящего слоя;
2) выборочное удаление металла с предварительно металлизи-
рованной поверхности;
3) комбинированные методы.
Каждый из этих методов имеет свои особенности, которые дол-
жен учитывать конструктор.
Основными в первой группе являются метод электрохимичес-
кого осаждения и переноса.
Электрохимический метод заключается в нанесении на плату
кислотостойкой краской негативного рисунка схемы. Участки пла-
ты, не защищенные краской и соответствующие будущим токопрово-
дящим проводникам, металлизируются химическим, азатем электро-
химическим способами.
Рисунок схемы может быть нанесен различными способами:
фотографическим, через трафарет * и др.
158
Фотоэлектрохимический способ заключается в следующем
(рис. 7.2): изоляционное основание покрывается тонким слоем свето-
чувствительного раствора, обладающего свойством задубливания.
Позитив схемы контактируется
со светочувствительным слоем
платы и облучается сильным
источником света. После промы-
вания в теплой воде участки
схемы, находившиеся под про-
зрачными местами позитива,
задубливаются (твердеют), а
участки, закрытые темными
местами позитива, растворяются.
Таким образом, на плате остают-
ся не закрытые задубленным
слоем участки, соответствующие
будущим токопроводящим сло-
ям. На этих участках создается
слой химически осажденного
металла, который увеличивается
до требуемой толщины электро-
литическим способом.
Рис. 7.2. Последовательность изго-
товления печатной платы фотоэлек-
тро химическим способом:
1 — плата; 2 — светочувствительная эмуль-
сия; 3 — позитив схемы; 4 — задубленные
участки; 5 — токопроводящие слои
Прочность сцепления провод-
ников с основанием зависит от
степени шероховатости поверх-
ности, которая создается гидро-
пескоструйной обработкой.
Новыми способами создания
шероховатости на плате являют-
ся зернение и нанесение на поверхность платы адгезионного слоя.
Сущность зернения заключается в следующем. Подлежащую обра-
ботке заготовку закрепляют на качающемся столе, имеющем форму
желоба. В него также укладывают керамические шары 0 12—14 мм
и влажный кварцевый песок. Стол получает сложное вибрирующее
движение. При этом песок
и шары перемещаются по
поверхности заготовки ди-
электрика, создавая на его
поверхности неровности.
Принципиально новым
способом * создания шеро-
ховатости является нанесе-
Рис. 7.3. Нанесение защитного слоя через
сетчатый трафарет
ние на поверхность диэлек-
трика адгезионного слоя
* Авторское свидетельство № 170653 от З/ХП—63 г., Элиас-
б е р г И. И. и др.
159
Рис. 7.4. Нанесение токопроводящего
слоя методом офсетной печати
толщиной от 2 до 30 мкм, представляющего собой пленку клея (БФ,
эпоксидного или другого) с наполнителем (окись железа, корунд
и др.). Размер частиц наполнителя зависит от требуемой чистоты
поверхности и берется от 0,1 до 3 мкм.
Сеточно-электрохимический способ (рис. 7.3) предусматривает
нанесение защитного слоя краски на плату 2 через сетчатый трафа-
рет 1. Красочный слой про-
давливают резиновым раке-
лем 3, а затем сушат в
термостате.
Офсетно-электрохимичес-
кий способ состоит в том, что
защитный слой (негативное
изображение схемы) наносят
способом офсетной печати
(рис. 7.4). Форму 2, имею-
щую требуемое изображение,
покрывают слоем специаль-
ной кислотостойкой краски.
Резиновый валик 1 переносит
краску с формы на поверх-
ность платы 3. Количество
краски, которое может быть
перенесено валиком, невели-
ко, и в защитном слое могут
образоваться небольшие оголенные участки. Эти дефекты устраня-
ют повторной печатью оттиска или запудриванием краски битумом
с последующим оплавлением. Устранение ’дефектов производится
/
а-
b
-г
3
Рис. 7.5. Последовательность изгото-
вления печатной платы прессо-элек-
трохимическим способом:
1 — плата, прессованная из пресспорошка;
2 — плата с электроизоляционным слоем,
нанесенным на поверхность (ab); 3 — плата,
после гальванического меднения
ние) подвергают активизации и
ваническому). Защитный слой
тиснением бумажной красочной фольги, на поверхность которой
вручную, что значительно сни-
жает производительность ме-
тода.
Прессо-электрохим ический
способ применяют в серийном и
массовом производствах. Платы
изготовляют из пресспорошка,
требуемый рисунок схемы обра-
зуется в углублениях платы
(рис. 7.5). Наружную поверх-
ность платы покрывают кисло-
тоупорной краской, образующей
негативное изображение схемы.
В состав краски входят олифа,
смола, воск, парафин. Незащи-
щенную поверхность (углубле-
меднению (химическому и галь-
может быть нанесен горячим
160
нанесен бакелитовый лак. Тиснение выполняют на позолотном
прессе при помощи латунного рельефного штампа, подогретого
до /=85—100° С. Под выступающими частями штампа (пробельные
места) парафиновый слой на фольге плавится. Краска при этом
легко отделяется от бумаги и плотно прилипает к плате. После
тиснения платы очищают от остатков фольги и сушат.
Метод переноса (рис. 7.6) основан на свойстве медных гальва-
нических проводников образовывать слабое сцепление с некото-
рыми металлами (нержавеющая
сталь и др.), вследствие чего
путем прессования можно пере-
нести такие проводники с метал-
лического основания на диэ-
лектрик. При этом способе на
полированную поверхность ме-
таллической матрицы (обычно из
нержавеющей стали 1X18Н9Т)
защитной краской наносится
г
aawaawt »яии«в1Я».м мшаик
негативное изображение схемы.
На незащищенные участки ма-
трицы гальваническим путем
наращивается слой меди. После
снятия растворителем защитной
кислотоупорной краски провод-
ники с матрицы посредством
давления переносятся на изоля-
ционное основание. Перенос
осуществляется путем совмеще-
ния матрицы с покрытым клеем
изоляционным основанием.
Вследствие давления проводни-

Рис. 7.6. Последовательность изго-
товления печатной платы методом-
переноса:
1 — пластина из нержавеющей стали; 2 —
кислостойкая краска; 3 — медные провод-
ники; 4 — пластина с проводниками; 5 —
плата; 6 — прессование; 7 — печатная плата
ки приклеиваются к плате и при
разъеме матрицы и платы остаются на ней, так как сила сцеп-
ления проводников с матрицей меньше силы их сцепления
с покрытой клеем гетинаксовой платой. Этот способ обеспечивает
минимальный расход меди и качественное сцепление проводников с
диэлектриком, который не подвергается действию каких-либо хими-
ческих реактивов. При этом не требуется фольгированного мате-
риала, который выпускается в небольшом ассортименте. К числу
недостатков способа переноса относятся некоторая сложность техно-
логического процесса и необходимость применения пустотелых
заклепок при двустороннем монтаже.
Более высокое качество получается при переносе проводников,
полученных травлением медной фольги *. В качестве временного
основания при этом используют прозрачную пленку.
* См. Бюллетень изобретений, 1963, № 5.
6 Заказ № 971
16t
Метод травления фольгированного диэлектрика (рис. 7.7)
заключается в том, что на медную фольгу, приклеенную к диэлект-
рику с одной или двух сторон, наносят кислотостойкой краской
позитивный рисунок схемы. Последующим травлением в растворе
хлорного железа удаляется металл с незащищенных участков схемы
и на диэлектрике получается требуемая электрическая схема про-
водников.
Наиболее распространенными технологическими вариантами
этого метода является фольгофотографический, фольгосетчатый и
фольгоофсетный, которые отличаются способом нанесения защит-

Рис. 7.7. Последовательность изго-
товления печатной платы методом
травления фольгированного диэлек-
трика:
/—медная фольга; 2 —кислотоупорный слой;
3 — плата после травления; 4— печатная
плата
ного слоя.
Фольгофотографический ва-
риант позволяет получить ри-
сунок схемы фотографическим
способом с применением свето-
чувствительного раствора, кото-
рый 'наносят методом полива.
Для получения равномерного
слоя плату помещают на вра-
щающийся стол.
Изготовление негатива с
фотооригинала производят так
же, как при методе электрохи-
мического осаждения. После
экспонирования и проявления
схемы участки платы, не под-
лежащие травлению, задубли-
ваются. Кислотостойкость этих
участков усиливают накаткой
типографской краски с после-
дующим припудриванием тон-
коизмельченным порошком сур-
гуча.
Фольгосетчатый вариант предусматривает получение рисунка
схемы продавливанием краски резиновым ракелем через трафарет.
Нанесение изображений через трафарет отличается более высокой
трудоемкостью. Преимуществом этого метода являются простота
оборудования и возможность получения отпечатков высокого ка-
чества.
Фольгоофсетный вариант обеспечивает наибольшую произво-
дительность при нанесении изображений схемы. Для печатания
схемы применяют кислотостойкие краски. Широкое применение
имеет краска следующего состава: лак асфальто-битумный 82—85%;
воск пчелиный 3%, окись хрома 5%, масло касторовое 7—10%.
Химическая стойкость отпечатка усиливается кислотостойким по-
рошком, в состав которого входят; асфальтит, канифоль, пчелиный
воск.
162
Комбинированный метод печатного монтажа заключается в том,
что проводники получают путем травления фольгированного диэлек-
трика, а металлизацию отверстий производят электрохимическим
способом. Травление медной фольги с пробельных участков можно
производить до металлизации (негативный процесс) или после метал-
лизации отверстий (позитивный процесс).
При негативном процессе диэлектрик находится в менее благо-
приятных условиях. Вследствие воздействия растворов и электро-
литов ухудшается сцепление диэлектрика с фольгой.
При позитивном процессе диэлектрик находится в более благо-
приятных условиях, так как фольга предохраняет его от действия
электролита. Однако в этом случае происходит пассивация поверх-
ности металла внутри отверстий при травлении фольги. Наличие
пассивной пленки затрудняет пайку, так как металл не смачива-
ется припоем.
Многослойный печатный монтаж
Многослойный печатный монтаж позволяет уменьшить габа-
ритные размеры и значительно сократить трудоемкость монтажных
операций.
В качестве исходного материала для изготовления многослой-
ных схем применяют фольгированную стеклоткань толщиной 0,15—
0,20 мм. Требуемую схему проводников получают фотохимическим
методом, затем несколько слоев с полученным печатным монтажом
накладывают друг на друга. Для склеивания отдельных слоев
применяют клей БФ-4, ПУ-2 и др.
Наиболее сложной задачей при конструировании таких плат
является создание соединений между слоями. Обычным способом
соединений являются металлизированные отверстия.
Многослойные печатные платы делят на три группы: после-
довательного изготовления, со сквозным отверстием и комбиниро-
ванные.
Последовательное изготовление отверстий позволяет увеличить
плотность монтажа. Многослойную плату в этом случае получают
путем наложения плат с односторонним печатным монтажом на
центральную плату с двусторонним монтажом. Соединение слоев
осуществляется с помощью внутренних отверстий, которые запол-
няются электропроводящим материалом.
В платах второй группы сквозное отверстие получают после
склейки пакета путем сверления в местах, предусмотренных схе-
мой. Последующая металлизация отверстия обеспечивает надеж-
ный электрический контакт. При этом методе значительно сокра-
щается монтажная площадь.
В комбинированных платах сочетаются оба метода. Вначале
методом последовательного изготовления создают отдельные части
многослойной платы, состоящие из небольшого числа слоев. За-
6*
163
тем эти части располагают друг над другом и соединяют с помощью
металлизированных отверстий. Таким способом можно получить
весьма сложные конструкции.
Многослойная плата обладает большой механической прочно-
стью и позволяет значительно уменьшить площадь платы при не-
значительном увеличении толщины.
Конструирование узлов с печатным монтажом
Размеры платы выбираются в зависимости от толщины мате-
риала (табл. 7.1). Толщина плат фольгированных слоистых ди-
Таблица 7.1
Размеры плат
Толщина платы, мм 0,5 0,8 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0
Максимальный размер сто- роны , мм 40 80 100 150 200 300 400
электриков берется по ГОСТ 10316—62. Для плат из других ма-
териалов размеры по толщине, приведенные в ГОСТ 10316—62,
являются рекомендуемыми.
В процессе изготовления плата подвергается действию хими-
ческих реагентов и при больших размерах возможно ее короб-
ление.
Схемные детали и печатные проводники размещают на коорди-
натной сетке в соответствии с принципиальной схемой. При этом
необходимо более экономно использовать площадь платы и избе-
гать пересечения проводников. По краям платы с двух противопо-
ложных сторон должны быть предусмотрены технологические зоны
шириной не менее 1,5—2 жж. Эта зона необходима для установки
платы в приспособление при пайке и монтаже. Размещение устано-
вочных отверстий и деталей в технологической зоне не допускается.
Для задания определенной системы расположения проводников
на чертеже платы делается координатная сетка.
Шаг координатной сетки в двух взаимно перпендикулярных
направлениях должен быть 2,5 жж (ГОСТ 10317—62). В исключи-
тельных случаях допускается применение дополнительного шага
0,5 жж.
Элементы и узлы больших габаритов (силовые трансформаторы,
большие конденсаторы и др.) следует размещать вне платы, а соеди-
нение осуществлять монтажным проводом. Все навесные детали
(конденсаторы, резисторы и др.) обычно располагаются на
одной стороне платы, а печатные проводники,— на другой. На
сторону печатных проводников (при одностороннем монтаже) не
должны выходить крепежные детали, так как с этой стороны про-
164
изводится пайка. В ряде случаев целесообразно применять двусто-
ронний монтаж. Конденсаторы, резисторы перемычки и дру-
гие навесные детали располагаются параллельно координатной
сетке. Расстояние между корпусами параллельно расположенных
деталей должно быть не менее 1 мм, а расстояние между ними
по торцу — не менее 1,5 мм. Центры отверстий для установки на-
весных деталей располагаются в точках пересечения координатной
сетки. Диаметр отверстия зависит от формы выводов и их размера.
Обычно диаметр отверстия берется больше диаметра вывода на
0,5 мм, так как в этом случае обеспечивается наиболее полное
заполнение его припоем при пайке. При автоматизированной
установке элементов зазор применяется несколько большим. Так,
например, для деталей с выводами диаметром 0,8—1 мм диаметр
отверстия принимается равным 1,5—2 мм. Увеличение диаметра
отверстий делает возможным изготовление их штамповкой и
облегчает заведение выводов. Диаметры отверстий, предназначен-
ных для монтажных элементов и выводов, должны выбираться из
следующего ряда (ГОСТ 10317—62): 0,5; 0,8; 1,0; 1,3; 1,5; 1,8;
2,0; 2,4 мм. Отверстия диаметром 0,8; 1,3 и 2 мм являются предпо-
чтительными.
Допустимые отклонения диаметров металлизированных от-
верстий от номинальных размеров не должны превышать 0,1 мм
для диаметров 0,5 и 0,8 мм и 0,12 для диаметров от 1,0 до 2,4 мм.
Расстояния между соседними отверстиями на плате с целью
обеспечения достаточной механической прочности надо брать не
менее 1,5 мм. В каждое отверстие платы вставляется только один
вывод от навесной детали. Многоконтактные детали и элементы
(реле, трансформаторы, ламповые панели и др.) с расположением
выводов по окружности ставятся на пересечение линий коорди-
натной сетки своим геометрическим центром. При этом центр хотя
бы одного из остальных отверстий должен быть расположен на
одной из вертикальных или горизонтальных линий координатной
сетки.
Печатные проводники должны быть возможно короткими и иметь
минимальное число пересечений.
При одностороннем монтаже соединение пересекающихся про-
водников производится путем установки перемычек из медного
. луженого провода (рис. 7.8, а). Перемычку ставят со стороны на-
весных элементов. Обычно считают, что более целесообразно иметь
до 10% перемычек (по отношению к общему числу деталей, уста-
навливаемых на печатной плате), чем применять двусторонний
монтаж.
При двустороннем монтаже пересекающиеся проводники рас-
полагаются на разных сторонах платы. Переход токопроводящих
линий с одной стороны платы на другую в этом случае зависит от
принятого способа изготовления проводников. При способе трав-
ления фольгированного диэлектрика пользуются специальными
165
деталями (рис. 7.8, б), а при фотоэлектрохимическом методе такой
переход достигается при помощи металла, отлагающегося на стен-
ках отверстия (рис. 7.8, в) одновременно с нанесением проводников.
Специальные детали (пустотелые заклепки) применяются и в тех
случаях, когда навесной элемент приходится менять в процессе
эксплуатации. Печатные проводники (рис. 7.8, г) не должны иметь
острых углов и резких переходов. Радиус закругления делается
не менее 1 мм. Резкое изменение ширины и острые углы снижают
Рис. 7.8. Элементы печатных плат:
а—плата с перемычкой; б— пустотелая заклепка для перехода про-
водников; в— металлизированное отверстие; а—печатные провод-
ники; д — печатные проводники со щелевидными разрывами;
е — металлизированные площадки для пайки элементов
механическую прочность сцепления фольги с основанием, и в про-
цессе нагрева при пайке возможно отслаивание.
Толщина проводника обычно принимается от 35 до 50 мкм.
При фотоэлектрохимическом методе изготовление, более толстых
проводников связано с резким увеличением времени на их полу-
чение. Кроме того, при увеличении толщины проводника умень-
шается прочность его сцепления с основанием. При уменьшении
толщины проводника (меньше 35 мкм) увеличивается его ширина,
а следовательно, и размеры платы.
Ширина печатного проводника выбирается в зависимости от
тока, протекающего по проводнику. Однако из условий механиче-
ской прочности нецелесообразно применять проводники шириной
менее 1 мм. В широких частях проводника (свыше 2 мм) необхо-
димо делать (рис. 7.8, д) круглые; точечные, кольцевые или щеле-
166
видные разрывы, которые позволяют предотвращать вспучивание
фольги при пайке погружением, так как в этом случае создаются
возможности для выхода газов. Зазор между проводниками должен
быть не менее 1,5 мм при групповой пайке и не менее 1 мм при руч-
ной пайке паяльником, так как при меньшем зазоре возможно
замыкание проводника припоем. Максимально допустимое расстоя-
ние между печатными проводниками зависит также от величины
рабочего напряжения, марки фольгированного диэлектрика. Так,
например, на фольгированном гетинаксе, выпускаемом заводом
«Изолит», допускается напряжение 200 в на расстоянии 1 мм.
Соединения печатного проводника с навесными деталями осу-
ществляется пайкой припоем ПОС-61. Для получения необходимой
прочности печатный проводник в местах пайки расширяется до
диаметра D (рис. 7.8, е), который берется на 2,5—3 мм больше
Рис. 7.9. Способы установки навесных элементов
167
диаметра отверстия. Если расстояние между соседними проводни-
ками небольшое, то можно сделать срез.
Навесные элементы крепятся к плате с помощью собственных
выводов. В случае необходимости применяют дополнительное
механическое крепление.
Установка с зазором между корпусом элемента и платой (рис.
7.9, а) применяется при двустороннем монтаже, когда печатные
проводники могут располагаться г од навесным элементом.
При установке элементов, имеющих большой вес и тонкие вы-
воды, применяют специальные держатели, обеспечивающие тре-
буемую прочность закрепления (рис. 7.9, б).
Лучшим способом с точки зрения восприятия механических
нагрузок является установка элементов вплотную к плате. Она
может производиться с помощью собственных выводов (рис. 7.9, в)
и дополнительного крепления за корпус при помощи проволочных
скоб (из проволоки Q 0,8 мм), которые впаиваются в отверстия
платы (рис. 7.9, г).
Для установки элементов в узлах межплатной конструкции
выполняется изгиб выводов, обеспечивающий фиксацию положе-
ния элементов (рис. 7.9, д).
Конструирование электронных устройств производится в соот-
ветствии с техническим заданием, в котором должны быть указаны
габариты платы, типы разъемов и др.
В комплект конструкторской документации электронного узла
с печатным монтажом входят электрическая схема, чертеж печат-
ной платы, общий вид узла. В случае необходимости выполняются
чертежи заготовки и печатной платы с контактами. Технические
условия могут быть указаны на чертеже узла (платы) или оформле-
ны отдельно.
На рис. 7.10 показана принципиальная электрическая схема
узла. Конструирование начинают с разработки эскиза печатной
платы. Его выполняют в увеличенном масштабе (2 : 1 ; 4 : 1 и др.).
При этом вычерчивают габариты платы (если они были заданы) и
наносят координатную сетку. Для всех элементов, входящих в
схему, изготовляют в том же масштабе шаблоны из картона и раз-
мещают их на чертеже. После выбора лучшего вырианта их распо-
ложения наносят соединительные проводники (рис. 7.11). Печат-
ные проводники, расположенные на другой стороне платы, пока-
зывают пунктиром.
Затем составляют чертеж печатной платы (рис. 7.12). На листе
ватмана в том же масштабе вычерчивают габариты платы и наносят
координатную сетку. В узлах координатной сетки показывают
окружности, соответствующие местам установки навесных эле-
ментов. Металлизированные отверстия изображают тремя концент-
рическими окружностями; внутренняя окружность изображает
диаметр отверстия в плате, средняя — зенковку, а наружная —
границу контактной площадки.
168
Рис. 7.10. Принципиальная электри-
ческая схема узла
А~А
М 10 1
после
металлизации
Рис. 7.12. Чертеж печатной платы
Затем наносят проводники, которые штрихуются.
На чертеже печатной платы указывают габаритные размеры
платы; ширину печатных проводников и расстояния между ними,
если эти величины менее 1 мм (ширина прочих проводников и
расстояния между ними выдерживаются по координатной сетке);
размеры отверстий и контактных площадок; толщину проводников;
шаг координатной сетки. Кроме того, на чертеже приводятся тех-
нические условия, в которых устанавливаются допуски на парал-
лельность линий координатной сетки (обычно ±0,1), на ширину
26
Рис. 7.13. Общий вид узла
проводников (в узких местах ±0,2 мм, а в остальных ±0,5 мм),
на расположение проводников (обычно ±1 мм).
Механическая обработка платы выполняется с чистотой \/4.
Межцентровые отверстия между базовым отверстием и любым дру-
гим выполняется с точностью ±0,1 мм, а размеры, указанные без
допусков, принимаются по 7-му классу точности.
На чертеже узла (рис. 7.13) изображается печатная плата с
навесными элементами, перемычками и др. Навесные элементы
должны иметь маркировку согласно принципиальной схеме.
В технических требованиях должны быть указаны способы пайки
выводов элементов, марка припоя, вид и марка защитного покры-
тия.
Печатные схемы
Печатной схемой называется система печатных проводников и
печатных элементов, нанесенных на общее изоляционное основа-
ние.
170
Печатным способом могут быть получены резисторы, конден-
саторы, индуктивности.
Печатные резисторы наносятся на платку из диэлектрика в виде
суспензии или пленок. Контактами для них служат металлизиро-
ванные площадки на поверхности платы. Наиболее часто приме-
няется суспензия на основе газовой сажи со связующей смолой и
наполнителем в виде талька и др. Суспензия наносится на плату
при помощи трафарета, офсетной машиной или другим способом.
После нанесения суспензия закрепляется на плате путем полиме-
ризации бакелитового слоя. Печатный резистор имеет отклонение
от номинала ±40%, которое путем подгонки может быть доведено
до ±10%. Пленочные резисторы изготовляются из асбестовой
ленты, на которую нанесен электропроводящий слой — сажевая
суспензия. Из такой ленты вырезаются полоски требуемой вели-
чины и приклеиваются в соответствии с монтажной схемой.
Печатный конденсатор обычно выполняют в виде двух металли-
зированных площадок, расположенных на разных сторонах платы
друг над другом.
Печатные конденсаторы выполняют небольших емкостей (до
50 пф), так как основание, на которое они наносятся, делают из
условий жесткости больше 1,6 мм. При 8=5 (обычный гетинакс)
емкость, которую можно получить от двух пластин площадью
6,5 см2 каждая, составит 18 пф. Чтобы увеличить емкость, надо
уменьшить толщину основания, а следовательно, и его механиче-
скую прочность. При этом, однако, исключается возможность ус-
тановки тяжелых деталей, например трансформаторов, ламповых
панелей.
Наибольшая емкость может быть получена на тонких листах
стеклоткани, где возможно уменьшение толщины до 0,13 мм.
В этом случае емкость конденсатора составит »30 пф/см2.
При работе по методу вжигания серебра в керамику можно
получить относительно высокую емкость, если в качестве мате-
риала применять титанат. Однако такие материалы имеют большую
стоимость, а диэлектрическая постоянная сильно изменяется от
температуры.
Погрешность в емкости печатных конденсаторов определяется
главным образом отклонением по толщине. Для керамических
материалов с большой диэлектрической постоянной отклонения в
емкости составляют от 20 до 80%.
Печатные катушки индуктивности могут быть получены на
плоском (рис. 7.14, а) и цилиндрическом (рис. 7.14, б) основаниях.
На плоском основании единственно возможными формами
являются одновитковая петля или многовитковая спираль. Ин-
дуктивность печатной катушки зависит от количества и ширины
витков, а такэ^е расстояния между ними. Величина индуктивности
печатных катушек не превышает 50 мкгн. Однако наибольшее
практическое применение нашли катушки, индуктивность которых
171
не превышает 3—5 мкгн. Большие величины индуктивности тре-
буют увеличения габаритных размеров платы. Точность таких
катушек по индуктивности составляет ±10%.
Более высокие значения индуктивности можно получить на
цилиндрических основаниях.
Для увеличения индуктивности плоских катушек печатают по
одной катушке на каждой стороне изоляционного основания. Если
Рис. 7.14. Печатные индуктивности
основание достаточно тонкое, то общая индуктивность двух кату-
шек, соединенных последовательно, почти в 4 раза больше индук-
тивности отдельной катушки.
§ 7.3. МОДУЛИ
Модули представляют законченную функциональную схему, в
которой отсутствуют крупногабаритные детали. Применение мо-
дулей позволяет сократить процесс разработки новой аппаратуры,
снизить стоимость ее изготовления и повысить надежность. Время
проверки и настройки блока сокращается в 5—10 раз. Все неис-
правности в блоке устраняются простой заменой модуля.
Модули классифицируют по конструктивному выполнению
(плоские и объемно-плоскостные); по характеру применяемого мон-
тажа (печатный, объемный и смешанный); по методу соединения
монтажных проводников (паяные, сварные); по способу защиты
от внешних воздействий (покрытые лаковыми пленками, залитые
смолами).
Модули выполняют обычно с печатным монтажом. Различные
виды объемного монтажа находят применение главным образом
в мелкосерийном производстве, для аппаратуры с большими мощ-
ностями рассеяния, а также в случае применения тяжелых навес-
ных элементов.
Наиболее широкое применение получили плоские конструкции с
одно- и двусторонним расположением навесных деталей. Платы
172
могут иметь форму прямоугольника, треугольника, окружности и др.
Чаще других используются прямоугольные платы.
Для ориентации модулей при их сборке на объединительной
плате предусматривается ключ, который выполняют в виде среза
(рис. 7.15, а) или паза (рис. 7.15, б) на плате. При наличии разъема
требуемая ориентация может быть достигнута изменением шага
выводов или смещением крайних контактов разъема (рис. 7.15, в).
Рис. 7.15. Способы ориентации модуля при сборке:
а — срез угла платы; б — паз в плате; в — смещение контактов разъема: 1 — колодка
разъема: 2 — направляющие отверстия; 3 — плата: 4 — штырь разъема
Если в модуле применяют электровакуумные приборы, то соеди-
нение выводов лампы осуществляют при помощи ламповой панели,
устанавливаемой на плату (рис. 7.16, а). При установке лампы в
горизонтальном положении выводы распаивают непосредственно в
монтажных отверстиях печатной платы или на соответствующих
контактах (при объемном монтаже). В качестве дополнительного
крепления лампы в этом случае применяют пружинный держатель
(рис. 7.16, б) или хомутик (рис. 7.16, в).
На рис. 7.17 представлена плоская одноплатная конструкция
модуля типа «Элемент-2». Длина платы а и ширина b определяются
по формулам
а = 28п — 2, (7.1)
6 = 36л —2, (7.2)
где п — 1, 2, 3, ...
Наиболее часто ширину модуля принимают 34 лш,. а длину 26,
54 и 82 мм. В этом случае обеспечивается гарантийный зазор между
платами модулей 2 мм. Модуль имеет выводы, получаемые путем
запрессовки в плату контактов.
Объемно-плоскостные модули (рис. 7.18) состоят из двух (или
более) плоских модулей, соединенных между собой в жесткую сис-
тему стойками-перемычками.
Размеры модуля определяют по формулам
а — 14/г— 1. (7.3)
18м —1, (7.4)
где п = 1, 2, 3, ...
173
Рис. 7.16. Способы установки электровакуумных приборов:
1 — плата; 2 — элемент крепления; 3 — лампа: 4 — ламповая панель
Рис. 7.17. Плоские модули типа «Элемент-2»
Рис. 7.18. Типовая конструкция объемно-плоскостных модулей
Зазор между платами модулей при их установке принят 1 мм.
Типовые размеры таких модулей следующие: 13X17, 27X17,
41 X 17 и 27x35 мм.
Выбранные размеры позволяют использовать оба типа плат б
одних и тех же узлах (блоках).
На рис. 7.19 показаны другие конструкции объемно-плоскост-
ных модулей.
«Вафельная» схема компоновки элементов модуля (рис. 7.19, а)
находит применение при использовании навесных элементов 1
одинаковой длины. В печатной плате 4 вместо отверстий для монта-
жа элементов сделаны пазы, наличие которых позволяет автомати-
зировать установку элементов. Печатные проводники 2 соединены
с выводами 3 модуля.
При наличии в модуле высоких элементов (например, трансфор-
маторов Тр) применяется компоновка модуля, показанная на рис.
7.19, б. Высокие элементы устанавливают на низкой части платы,
а мелкие размещают в два или три ряда на остальной части плат.
На рис. 7.19, в представлен модуль цилиндрической формы
(цокольного типа). Вертикально установленные стойки 7 служат
элементами механического крепления модуля и могут выполнять
функции проводников. Навесные детали 5 размещают между пла-
тами 3 и 6 и в нижней части цоколя 2. Открытые части модуля за-
щищают кожухом 4, который может служить экраном. Собранный
модуль монтируют в обычной ламповой панели при помощи шты-
рей 1.
Модуль цилиндрической формы на трех лампах показан на рис.
7.19, г. Выводы 3 лампы распаивают на плате. Для фиксации ламп 4
модуль заливают эпоксидной смолой или предусматривают пружин-
ные держатели. Навесные элементы монтируют на печатных пла-
тах 2. Выводы 1 служат для монтажа модуля.
Более надежное механическое и электрическое соединение обес-
печивают сварные модули. В этом случае вероятность термических
напряжений меньше, чем при пайке, вследствие более кратковре-
менного нагрева. В сварном модуле элементы располагаются вер-
тикально между двумя тонкими лентами из изоляционного мате-
риала. Ленты служат для предварительного крепления элементов.
Электрический монтаж осуществляется плоским проводником,
который располагается над изоляционными лентами. Выводы эле-
ментов привариваются к этому проводнику. Если нельзя избежать
пересечения проводников, то на выводы элементов надевается
еще одна изоляционная лента, сквозь отверстия которой проходят
только те выводы, которые необходимы для соединения во втором
слое.
Недостатками сварных модулей являются большая трудоем-
кость их изготовления и сложность ремонта. Однако эти недостатки
не являются решающими, и сварные модули находят достаточно
широкое применение.
175
Объемные модули могут быть получены без применения пайки
и сварки. В этом случае элементы прижимают друг к другу, а
при необходимости ставят между ними изолирующие прокладки
и заливают компаундом. Затем плоскости модуля шлифуют до
вскрытия выводов всех элементов и на шлифованные плоскости
электрохимическим способом наносят печатные схемы соединений.
Рис. 7.19. Примеры конструктивного выполнения объемно-плоскостных
модулей:
а — вафельного типа: б]—при наличии высоких навесных элементов; в — цилин-
дрической формы; г — цилиндрической формы на трех лампах; д — герметизиро-
ванный
Расположение элементов должно обеспечивать более простую
схему печатного монтажа. Модуль залит компаундом по контуру,
показанному штриховой линией (рис. 7.19, д).
Необходимо заметить, что герметизация модулей с помощью
компаундов делает их перемонтируемыми, и выход из строя одного
элемента делает непригодным весь модуль.
Модульные узлы собирают на общей плате, которую выполняют
с печатным монтажом. Объединительная плата для увеличения
жесткости берется несколько большей толщины, чем плата модуля.
В отдельных случаях целесообразно применять унифицирован-
ную объединительную плату, которая может иметь неполное за-
176
полнение площади, что является допустимым для наземных уст-
ройств.
Механическое закрепление и электрическое соединение модуля
с объединительной платой осуществляют припайкой выводов к
металлизированным участкам платы.
Модуль может быть установлен параллельно (рис. 7.20, а) или
перпендикулярно объединительной плате (рис. 7.20, б). В послед-
-о=д?
-П=0
-П=&
Рис. 7.20. Установка модуля на объединительной плате
нем случае получается более плотное заполнение объема, но за-
трудняется доступ к навесным элементам. При эксплуатации таких
конструкций в условиях вибрации и ударных нагрузок необходимо
предусматривать дополнительное механическое крепление модуля.
Хороший доступ ко всем элементам обеспечивают «книжечная»
и «кубовая» конструкции блока.
Рис. 7.21. Примеры конструктивного выполнения блока
Книжечная конструкция блока (рис. 7.21, а) имеет несколько
большие размеры за счет объема, необходимого для размещения
разъемов. Большую плотность монтажа обеспечивает кубовая кон-
струкция (рис. 7.21, б). Куб, вынутый из кожуха, представляет
177
собой сборную конструкцию из четырех одинаковых объедини-
тельных плат. На каждой из них установлены модули 2, имеющие
форму треугольника. Все платы соединены при помощи петель,
так что, вынув ось на одной стороне куба, можно развернуть мо-
дуль. Таким образом, получается конструкция, очень удобная с
точки зрения доступа к элементам. Верхний вырез в модулях
Рис. 7.22. Схемы узла на гибкой печатной плате:
а — навесные элементы; б — плата в свернутом состоянии
предназначен для размещения металлической трубки /, которая
служит для отвода тепла. Через трубку может пропускаться жид-
кость или воздух. Выводы 3 модуля служат для монтажа его на
печатной плате 4.
Модули могут быть выполнены на гибких основаниях толщиной
от 0,06 до 0,15 мм. После монтажа навесных элементов (рис. 7.22, а)
плату сгибают (рис. 7.22, б) и помещают в кожух.
§ 7.4. МИКРОМОДУЛИ И МИКРОБЛОКИ
Микромодули представляют собой герметичные узлы стандарт-
ной формы и размеров, выполняющие определенную функцию (уси-
лителя, триггера и др.).
Микромодули способствуют упорядочению геометрических форм
изделия, позволяют увеличить плотность монтажа и повысить
надежность работы элементов.
Применение микромодулей создает также условия для механи-
зации и автоматизации производства, обеспечивающих значительное
повышение производительности труда.
Наибольшее распространение получили микромодули двух
типов: этажерочные и плоские.
Микромодули этажерочного типа (рис. 7.23) состоят из микро-
элементов и перемычек на микроплатах 7, соединенных между
собой проводниками 2 согласно электрической схеме. Собранный
модуль по своей конструкции напоминает этажерку, горизонталь-
ными полками которой являются микроэлементы, а вертикаль-
ными — соединительные проводники. Проводники придают конст-
рукции жесткость и производят электрическое соединение микро-
элемента по соответствующей схеме. Микромодуль герметизируется
путем заливки.
178
Высота микромодуля может меняться в зависимости от числа
элементов, входящих в него. С двух противоположных сторон
выходят проволочные выводы, которые служат для механического
крепления микромодуля на печатных платах и для электрического
соединения с другими узлами.
Микромодули обычно рассчитываются на 1—2 вт рассеиваемой
мощности и на работу при температуре от —55 до +85° С. В настоя-
щее время ведутся работы по изысканию материалов, обеспечиваю-
щих работу микромодуля при температурах до 700° С.
Рис. 7.23. Микромодуль этажерочного типа:
а — схема модуля; б — модуль до заливки; в — модуль после заливки
Основными элементами микромодуля этажерочного типа являются
микроплаты, перемычки, соединительные провода и микроэлементы.
Микроплата (рис. 7.24) представляет собой пластинку квадрат-
ной формы толщиной 0,3 мм из керамического материала (ультра-
фарфор, стеатит, конгенсаторная керамика и др.). Такие материалы
обладают достаточной механической прочностью, теплостойки,
влагостойки, а также имеют высокие изоляционные и диэлектри-
ческие свойства. Заготовки требуемой формы получают горячим
литьем или прессованием.
На каждой стороне платы имеются по три металлизированных
облуженных паза (на чертеже обозначены цифрами 1—12), в кото-
рые при сборке микромодуля впаивают соединительные провод-
ники. Пазы металлизированы с обеих сторон платы по контуру.
После металлизации они облуживаются (высота заполнения при-
поем 0,4 4- 0,5 мм).
Металлизация выемок (на рисунке они показаны штрихом)
осуществляется путем вжигания серебра. В одном из углов микро-
платы имеется прямоугольный вырез (ключ), служащий для ори-
179
ентации ее при сборке. Нумерация пазов микроплаты ведется по
часовой стрелке, со стороны ключа.
Нормальным положением микроплаты считается такое, при
котором ключ находится в верхнем левом углу и большая сторона
Рис. 7.24. Микроплата
его расположена горизонтально (рис. 7.25, а). У перевернутой
микроплаты за нормальное положение принимается такое, при
котором ключ находится в левом верхнем углу, а большая сторона
Рис: 7.25. Возможные положения платы при
сборке в микромодуль:
а — обычное; б — перевернутое
180
его расположена вертикально (рис. 7.25, б). При сборке плату и
расположенный на ней микроэлемент можно установить в восьми
различных положениях, которые однозначно определяются положе-
нием ключа.
Перемычки служат для замыкания соединительных проводни-
ков внутри микромодуля. Они выполняются в виде печатного про-
водника шириной 1 мм на одной стороне микроплаты. Соединитель-
ные проводники изготовляют из медного луженого провода 0
0,35 мм.
Микроэлементы (резисторы, конденсаторы, индуктивности
и др.) выполняют в виде печатных или навесных элементов.
Резисторы изготовляют путем нанесения на микроплату тон-
ких пленок с высоким удельным сопротивлением. Методом ваку-
умного испарения могут быть получены резисторы от единиц ом
до нескольких Мом. Мощность, рассеиваемая микросопротивлени-
ями, обычно не превышает 0,25 вт, но имеются сопротивления на
мощность рассеивания 0,5 и даже 0,75 вт.
Конденсаторы можно изготовлять путем двусторонней металли-
зации микроплаты. Применяя керамические материалы с малым
температурным коэффициентом, этим способом можно получать
стабильные конденсаторы с номиналами от единиц до нескольких
сотен пикофарад и рабочим напряжением 100 в и более. Для из-
готовления конденсаторов емкостью до нескольких десятков тысяч
пикофарад применяются металлизированные керамические пленки
толщиной в несколько десятков микрон, из них приготовляются
многослойные конденсаторные галеты, которые затем монтируются
на микроплатах.
Микроконденсаторы рассчитаны на работу в диапазоне темпе-
ратур от —50 до +85°'С.
Индуктивности изготовляются в виде катушек, намотанных
на кольцевые ферритовые сердечники. Кольцевая форма сердеч-
ника обеспечивает минимальное поле рассеивания и позволяет тем
самым избежать нежелательной связи между платами микромо-
дуля. Число витков на сердечнике доходит до 300, что обеспечи-
вает индуктивность до 10 мгн для частоты от 100 кгц до 10 Мгц.
Получение большей величины индуктивности возможно за счет
применения новых материалов, способных сохранять высокую
магнитную проницаемость при повышенных температурах.
Микротрансформатор выполняют обычно в виде катушки с об-
мотками, намотанными на кольцевом сердечнике из феррита.
Микротрансформатор помещают на поверхность платы и защищают
колпачком, диаметр колпачка составляет 7,6 мм, а высота — около
4 мм.
В настоящее время микроэлементы выполняют со следую-
щими вариантами цоколевок: резисторы, конденсаторы, катушки,
индуктивности — с цоколевкой 1—4, 1—5, 1—8, диоды — с цо-
колевкой 1—4, 2—5, 1—6, транзисторы — с цоколевкой 1—8—5
181
(база — коллектор — эмиттер соответственно). Каждая цоколевка
дает возможность получить восемь различных вариантов за счет
разного положения микроплаты (табл. 7.2).
Табл и ц а 7.2
Цоколевка элементов в схёме сборки микромодуля
Положение микроплаты Варианты цоколевки
резисторов, конденсаторов, индуктивностей ДИОДОВ транзисторов
Б Э К
Нормаль- 0° 1—4 1—5 1—8 1—6 1—4 2—5 1 8 5
ное 90° 4—7 4—8 4—1.1 4—9 4—7 5—8 4 11 8
180° 7—10 7—11 7—2 7—12 7—10 8—11 7 2 11
270° 10—1 10—2 10—5 10—3 10—1 11—2 10 5 2
Перевер- 0° 12—9 12—8 12—5 12—7 12—9 11—8 12 5 8
нутое 90° 3—12 3—11 3—8 3—10 3—12 2—11 3 8 11
180° 6—3 6—2 6—11 6—1 6—3 5—2 6 11 2
270° 9—6 9—5 9—2 9—4 9—6 8—5 9 2 5
Разработку микромодулей начинают с составления схемы
сборки, которая определяет взаимное расположение микроэлемен-
тов; места пайки их выводов с соединительными проводниками;
положение перемычек и места разреза проводников.
На рис. 7.26, а показана электрическая схема микромодуля, а
на рис. 7.26, б — схема его сборки.
Горизонтальные линии на схеме сборки соответствуют соедини-
тельным проводникам микромодуля. Они нумеруются в соответст-
вии с номерами соединительных проводников. Сплошные линии с
узловыми точками в вертикальных столбцах соответствуют ми-
кроэлементам и платам с перемычками. Свободные микроплаты
представляют собой вертикальные столбцы при отсутствии на них
сплошных линий. Число столбцов равно числу микроэлементов,
включая микроплаты с перемычками и свободные типовые микро-
платы.
В графе «схемное обозначение микроэлементов» дается при-
нятое буквенное обозначение микроэлемента и перемычек на микро-
плате (включая свободные микроплаты). Порядок записи микро-
элементов в схемах сборки определяет порядок сборки их в микро-
модуль. Нижний микроэлемент, микроплата с перемычками или
свободная микроплата соответствуют первой позиции на схеме
сборки. Соединение выводов микроэлемента или перемычки с
соединительными проводниками на схеме сборки обозначают круп-
ной точкой на месте пересечения горизонтальной линии.
Полярность или условные обозначения выводов микроэлемен-
тов на схеме сборки указывают около соответствующих точек:
182
6)
Цоколейка . макроэлемента. 2'5 Г 4 1 5 1 5 7-4 1-8 1-8-5 1-5 1'8 1-5 1-8 2-5
Положение микроплать^ угол поворота нормальное - — - гтК 180е 180° 270й 0° — - 27К 180° 0е
пере - Вернуслое 180° 180е 180е - - - - - TUf ПО’ - - -
Условная номерация оыоодов микромодуля 12, 11 10 9‘ 8‘ г У в' 4' 3' Т г

32 Гк_

г\
А -
Г

— з

'высота макроэлемен- тов, мм, не более 1,2 1,0 0,49 0,49 0,49 0,49 2) 0,49 0,49 0,49 ко 0,49 К2
Толщина никроппаты сучета* лужения, мм. не более 1.1 0,09 0,49 0.49 0,49 099 1,94 0,49 0.49 0.49 0,49 049 К2
Номер позиции 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1
Схемное обозначение микро- элементов 6 порядке сборки Ai А R, в2 Т /7/7, л->. С2 Чб Аг
Рис. 7.26. Сборка микромодуля
1
для диодов или полярных конденсаторов + или —; для транзи-
сторов — Б, Э, К', для трансформаторов — номера выводов.
Для внутрисхемных узловых соединений следует по возможно-
сти использовать свободные от внешних выводов проводники.
Крайние микроэлементы должны быть обращены внутрь микро-
модуля (рис. 7.27, а). Если это не представляется возможным, то
Рис. 7.27. Расположение микроэлементов в микромодуле
после крайнего элемента устанавливают свободную типовую микро-
плату (рис. 7.27, б). Допускается установка свободных типовых
микроплат после крайних микроэлементов, расположенных в лю-
бом положении (рис. 7.27, в).
Количество разрезов проводников должно быть не более двух
на одну сторону микромодуля при общем количестве не более пяти.
Разрезы могут быть выполнены в любом интервале между микро-
элементами, кроме крайних. На одном проводнике допускается
выполнение не более двух разрезов. В местах разрезов расстояние
между микроплатами должно быть не менее 1 мм (рис. 7.28).
Схема сборки, приведенная на рис.
7.26, предусматривает разрезку соеди-
нительных проводников 2—2' (между
микроэлементами 5 и 4, 9 и 8) и 10—10'
(между микроэлементами 5 и 4).
При составлении схемы сборки не-
обходимо также учитывать максимально
допустимую высоту микромодуля и
условия для наиболее эффективного
отвода тепла.
Максимально допустимая высота
микромодуля составляет 25 мм. Однако
практически она колеблется от 10 до
20 мм. Грубая оценка высоты микро-
модуля производится по установочным
размерам,' определяемым как сумма
Рис. 7.28. Разрез соеди-
нительных проводников
184
максимальной высоты микроэлементов и зазоров между соседни-
ми микроэлементами (0,25 мм).
Микроэлементы, на которые рассеиваются большие мощности
и несущий высокочастотный потенциал, должны быть разнесены
на максимально возможные расстояния. В случае необходимости
допускается установка экрана (металлизированной микроплаты)
Рис. 7.29. Способы компоновки микромодулей
между двумя микроэлементами. Сопротивления обычно располагают
непосредственно около шасси, затем следуют конденсаторы, индук-
тивности и, наконец, полупроводниковые элементы.
При разработке микромодулей необходимо учитывать условия
теплообмена и распределение тепла внутри самих микромодулей.
Входные и выходные контакты рекомендуется разносить на
противоположные грани микромодуля.
Микроэлементы, имеющие наибольшее количество внешних
выводов, располагают в нижней части микромодуля.
По способу установки и соединения микромодулей микроблоки
можно разделить на четыре типа (рис. 7.29):
а)х одноплатные, когда микромодули устанавливают на одной
печатной плате (рис. 7.29, а);
б) межплатные, когда микромодули устанавливают между дву-
мя платами (рис. 7.29, 6);
в) линейные, когда микромодули устанавливают последовательно
в виде цепочки (рис. 7.29, в);
185
г) комбинированные, представляющие собой сочетания трех
основных типов (рис. 7.29, г).
Пример конструктивного оформления микроблока приведен на
рис. 7.30.
Технологический процесс сборки сводится к монтажу микро-
блоков на плате. Соединение микроблоков может быть выполнено
непосредственно друг с
другом, но наиболее часто
предусматривается исполь-
зование общей печатной
платы при вертикальной
установке микроблоков.
Выводы микромодуля вво-
дят в отверстия печатной
платы и припаивают. В
каждом отверстии должен
размещаться только один
вывод. Дополнительное ме-
ханическое крепление или
приклейка микромодулей к
плате не рекомендуется.
Разрешается подгибание
выводов под платой в лю-
бом направлении. Этот спо-
соб позволяет легко заме-
нять неисправные микро-
модули.
Большие возможности в
отношении межмодульных
соединений имеет установ-
ка между двумя печатными
платами, но сборка в этом
случае затруднена, а воз-
можность замены модулей
практически исключается.
В межмодульных бло-
ках допускается примене-
ние навесных электро- и.
радиоэлементов. Сюда относятся конденсаторы большой емкости,
трансформаторы, реле, потенциометры и др. Габаритные размеры
таких элементов должны быть кратными стороне герметизиро-
ванного микромодуля. Они закрепляются на‘ печатных платах
с помощью запайки выводов, а массивные элементы должны иметь
механическое крепление.
Для изготовления печатных плат применяют электроизоляци-
онные материалы толщиной 1—1,5, мм. Наибольшее применение
находят гетинакс, фольгированные гетинакс и стеклотекстолит.
186
Вследствие малой механической прочности и возможности
коробления платы при групповой пайке размеры ее не должны
превышать 150x200 мм.
Отверстия в печатной плате под выводы микромодулей изготов-
ляют диаметром 0,7 мм. Они должны располагаться так: половина —
в узлах координатной сетки и половина — в центрах квадрата
координатной сетки.
Отверстия, соединяющие печатные проводники, и отверстия,
предназначенные для навесных элементов, должны иметь контакт-
Рис. 7.31. Типовая конструкция плоского
микромодуля
ные площадки, форма которых может быть произвольной. Площадь
контактной площадки должна быть по возможности максимальной.
На плате, выполненной фотоэлектрохимическим методом, между
отверстиями, расположенными на расстоянии 3 мм друг от друга,
допускается прокладка одного проводника. Все отверстия для
выводов микромодулей и навесных элементов должны быть скруг-
лены с двух сторон. На платах, изготовленных методом травления
фольгированного диэлектрика при расстоянии между проводни-
ками, равном 3 мм, допускается прокладка двух проводников.
Плоский микромодуль (рис. 7.31) выполняют на печатной плате
с двусторонним и печатным монтажом и расположением микроэле-
ментов. Микромодуль защищают от внешних воздействий путем
установки в металлический колпачок и заливкой компаундом.
В типовой конструкции высота микромодуля принята 6 мм. Длина
одной стороны постоянна (17 мм), а длина другой стороны при-
нимается равной 9, 13, 17, 21, 25, 29 и 33 мм. При установке микро-
модулей на плату гарантируется зазор 1 мм.
В плоских микромодулях используются микроэлементы, из-
готовленные в корпусном и бескорпусном исполнении. Пассивные
элементы обычно получают напылением.
Функциональные узлы собирают на печатной плате. На одной
187
стороне располагают микромодули с принятой величиной зазора.
Они закрепляются на плате путем пайки выводов.
На рис. 7.32 показаны функциональные узлы на плоских микро-
модулях. Размеры блоков ограничены механической прочностью
плат. Вследствие этого каждый функциональный узел помещают на
отдельной плате, а платы блоков компонуют в несколько этажей.
Конструкция каждого этажа может быть различной. Кассетная
Рис. 7.32. Микромодульные блоки:
а — гребенчатая конструкция: /—плоский микромодуль;
2—металлизированный паз для установки стяжек; 3—
внешний вывод; б — плоская конструкция
конструкция облегчает замену блоков. В ряде случаев целесообраз-
но располагать микромодули непосредственно на платах блока.
§ 7.5. ПЛЕНОЧНЫЕ МИКРОСХЕМЫ
Пленочными микросхемами, или тонкопленочными схемами,
называют схемы, получаемые в результате последовательного
изготовления на одной общей подложке элементов и соединительных
проводников, представляющих собой пленки из резистивных, полу-
проводниковых и других материалов толщиной от нескольких
сотых до десятых долей микрона.
Методами пленочной технологии получают все пассивные эле-
менты схемы (резисторы, конденсаторы и др.).
Активные элементы схемы (диоды, транзисторы и др.) изготов-
ляют по обычной технологии, но в миниатюрном или бескорпус-
ном оформлении и монтируют на подложке.
Тонкопленочные схемы, в которых используются навесные
активные элементы, называют гибридными микросхемами, а без
дискретных навесных элементов — интегральными.
188
Основным недостатком тонкопленочных схем является невоз-
можность изготовления в настоящее время по тонкопленочной
технологии активных элементов схемы. Это связано с трудностью
получения монокристаллических полупроводниковых пленок на
аморфных и поликристаллических подложках, обычно применяемых
для тонкопленочных схем.
Необходимость в монтаже активных элементов снижает надеж-
ность и увеличивает стоимость тонкопленочных схем.
В качестве материала подложки наиболее часто применяют
стекло и керамику. Стекло имеет очень гладкую поверхность и
обладает хорошей адгезией со всеми материалами, применяемыми
для изготовления тонкопленочных схем. Недостатками подложек
из стекла являются плохая теплопроводность, малая прочность и
трудности, связанные с механической обработкой.
Керамические подложки требуют дополнительной обработки
поверхности. Максимальная высота неровностей полированной
керамической подложки составляет 200 Д, что допустимо при тол-
щине пленки 500—1000 Д.
Весьма перспективным материалом для изготовления подло-
жек является глиноземная керамика, глазурованная тонким слоем
стекла. В этом случае высокая теплопроводность керамики соче-
тается с гладкой поверхностью стекла.
Основными методами нанесения тонких пленок являются ва-
куумное напыление и катодное распыление.
Вакуумное напыление основано на свойстве металлов и неко-
торых других неорганических материалов в условиях высокого
вакуума перемещаться прямолинейно (лучеобразно) и оседать на
холодные поверхности, поставленные на пути их движения. Осаж-
даемый материал при этом нагревается до тех пор, пока давление
его паров не превысит давление остаточных газов.
Процессы, происходящие при испарении, в значительной мере
определяются степенью вакуума в системе, которая характери-
зуется средней длиной (X) свободного пробега остаточных газов.
Длиной свободного пробега называется расстояние, проходимое
молекулой между двумя последовательными столкновениями. В вы-
соком вакууме, когда d, где d — расстояние от источника
испарения до подложки, молекулы испаряемого вещества проле-
тают расстояние практически без соударений.
Законы движения молекулярного пучка в этом случае аналогич-
ны законам распространения световых лучей.
Температуры, при которых напыляемый металл переходит в
парообразное состояние, не вызывают перегрева обрабатываемых
изделий, которые из-за резко пониженной теплопередачи в условиях
высокого вакуума почти не нагреваются.
Схема простейшей установки для напыления в вакууме показана
на рис. 7.33. Установка состоит из плоской плиты 5, на которой
устанавливается стеклянный или металлический колпак 4. В послед-
189
нем случае он снабжается смотровым стеклом. На плите предусмот-
рены два изолированных вакуумплотных вывода для питания ис-
парителя 1. На некотором расстоянии от испарителя помещается
подложка 2, на которую должна быть нанесена тонкая пленка.
Для получения требуемого рисунка схемы применяются маски 3
или другие способы.
Перемещение подложки обычно осуществляется при помощи
специального магнитного механизма, расположенного вне ва-
куумной камеры. Перед нанесением пленок производится очистка
подложек. Эта операция может осущест-
вляться при помощи специального элек-
трода, к которому подводится положитель-
ное напряжение тлеющего разряда.
Испарение производится после откачки
до вакуума порядка 10~5 мм рт. ст. В
этом случае атомы испаренного вещества
распространяются прямолинейно.
Вакуумная система должна иметь доста-
точно высокую скорость откачки для бы-
строго удаления газов, выделенных источ-
ником испарения, конденсатором и другими
деталями установки во время напыления.
Медленная откачка может привести к
загрязнению получаемых пленок и ухуд-.
Рис. 7.33. Установка шению их качества. При этом должны
для напыления в ваку- быть приняты меры для уменьшения ко-
уме личества паров, попадающих в камеру
напыления от насосов, так как конденси-
рованные молекулы масла или продукты их разложения также
могут загрязнять покрываемую поверхность и искажать структу-
ру наносимой пленки.
Температура испарения металлов лежит в очень широких пре-
делах — от нескольких сот градусов (например, цезий 430°С)
до нескольких тысяч (например, вольфрам 3500° С). В связи с этим
при вакуумном испарении применяют испарители различной конст-
рукции с непосредственным и косвенным подогревом.
Испарителями с непосредственным нагревом называются та-
кие, в которых ток пропускается непосредственно через испаряе-
мый материал. Наиболее часто используют испарители с косвен-
ным нагревом. В этом случае предусматривают специальные подо-
греватели, при помощи которых испаряемое вещество нагревается
до требуемой температуры. Материалом испарителя обычно служат
вольфрам, тантал, молибден и др.
Выбор материала подогревателя определяется следующими тре-
бованиями: испаряемый материал в расплавленном состоянии дол-
жен хорошо смачивать подогреватель; образуя хороший тепловой
контакт, и не должен вступать в химические реакции с материалом
190
подогревателя, которые могут привести к его загрязнению и раз-
рушению. В основном применяются подогреватели из вольфрама,
молибдена, тантала. Различные конструкции испарителей с кос-
венным подогревом показаны на рис. 7.34.
При небольших количествах испаряемого металла находят
применение V-образные (рис. 7.34, а), W-образные (рис. 7.34, 6),
волнообразные (рис. 7.34, в) и спиральные испарители. Испаряе-
мый металл в виде загнутых кусочков проволоки или полосок
листового материала насаживается на подогреватель. При про-
пускании тока кусочки испаряемого материала расплавляются и
смачивают подогреватель; смачивание и поверхностное натяжение
удерживают расплавлен-
ный металл нН поверхно- а) б) о)-- ц
сти подогревателя. [г^ Г \ I
При нанесении толстых \ ! \/\/ ( \
покрытий испарители дол- V V V I I
жны выбираться такой
конструкции, чтобы ОНИ Рис. 7.34. Проволочные испарители с
МОГЛИ удерживать большое косвенным подогревом
количество испаряемого
вещества. Очень удобными в этом отношении являются испари-
тели, представляющие собой пучки из нескольких скрученных
вольфрамовых проволок. Смачиваемая поверхность пучка из
нескольких проволок значительно больше, чем смачиваемая по-
верхность одной проволоки при одинаковой площади поперечно-
го сечения.
Может также применяться гальваническое покрытие испаряе-
мым металлом поверхности подогревателя. Гальваническое покры-
тие улучшает тепловой контакт между испаряемым металлом и
подогревателем и облегчает процесс испарения.
В целях повышения стабильности параметров тонкие металли-
ческие пленки подвергают термической обработке путем нагрева-
ния до t = 300—400° С. При этом происходит укрупнение кристал-
лов, связь между ними усиливается, пленка получается более
плотной и компактной, а удельное электрическое сопротивление
уменьшается.
Кроме того, термически обработанные пленки отличаются боль-
шой твердостью, механической прочностью и стабильностью па-
раметров.
Вакуумное напыление находит широкое применение для полу-
чения резистивных пленок, проводников из меди, алюминия и не-
которых других сплавов, диэлектрических покрытий из окиси
кремния и др.
Основными преимуществами процесса являются высокая чис-
тота получаемой пленки, удобство контроля ее толщины в процессе
напыления и простота выполнения процесса; недостатком — труд-
ность получения пленок из тугоплавких металлов.
191
I
Рис. 7.35. Установка для
катодного распыления
Катодное распыление в вакууме основано на прямом воздейст-
вии электрического тока на распыляемый металл. Материал,
подлежащий распылению, находится в атмосфере разряженных
газов (при давлении 10~3 мм рт. ст.). Схема простейшей уста-
новки для катодного распыления показана на рис. 7.35.
Распыляемый металл 5 служит катодом. На анод 1 подается
напряжение от 1 до 20 кв. Подложка 2 помещается на расстоянии
~ установка смонтирована на металлической
плите 4 и закрыта стеклянным колпа-
ком 3. Окружающий газ поддерживает
тлеющий разряд, при котором про-
исходит перенос частиц металла с отри-
цательного электрода (катода) на под-
ложку.
При данной плотности тока интен-
сивность распыления зависит от свойств
материала катода и состава газовой
среды. Любой металл распыляется в
азоте значительно быстрее, чем в водо-
роде. В среде гелия распыление всех
металлов незначительно.
Примеси некоторых газов могут ока-
зать избирательное действие. Например,
введение в камеру паров ртути повы-
шает скорость распыления хрома, алю-
миния и мало влияет на интенсивность
распыления других металлов.
Для осаждения окиси кремния, тантала, титана и некоторых
других материалов применяют распыление в присутствии кисло-
рода (реактивное распыление). Добавление в поток аргона неболь-
ших количеств реактивных газов (кислород, метан и др.) повышает
удельное сопротивление наносимой пленки.
Катодное распыление применяют для получения пленок из
тантала, вольфрама, молибдена и других тугоплавких материалов.
Создание требуемого рисунка схемы при вакуумном напылении
и катодном распылении достигается осаждением материала через
маску (трафарет) методом фототравления и другими способами.
Маски представляют собой тонкие пластинки из латуни или
стали, имеющие соответствующие прорези. Через эти прорези на
подложку конденсируется испаряемый металл. Весьма перспек-
тивным материалом для изготовления масок являются тантал и
молибден. Маски, изготовленные из этих материалов, инертны к
напыляемым материалам, долговечны и обладают высокими меха-
ническими свойствами.
Если необходимо уменьшить термическое расширение маски,
то ее изготовляют из инвара.
192
Высокой стабильностью при^ до 2500° С обладают маски из
графита.
Метод непосредственного фототравления заключается в том,
что вся подложка покрывается испаряемым материалом, а затем
тонким слоем светочувствительной эмульсии. После экспонирова-
ния нужного рисунка схемы через негатив и его проявления под
задубленным слоем эмульсии останутся места,
соответствующие будущей схеме. Последняя
получается путем травления не защищенных
задубленным слоем мест в плавиковой ки-
слоте. Недостаток метода заключается в том,
что плавиковая кислота оказывает вредное
воздействие на подложку. Этот недостаток
может быть устранен путем нанесения на
подложку (до начала всех операций) слоя
окиси тантала, который предохраняет под-
ложку от разрушения.
Метод удаляемой маски заключается в
том, что на подложку наносят слой фоторе-
зистора или легко травящегося металла (медь,
алюминий и др.). Затем на пленке путем тра-
вления получают негативное изображение
схемы и напыляют металл на всю поверх-
ность. После этого подложку помещают в
травитель, который растворяет фоторезистив-
ную пленку или первый металл и освобожда-
ет лежащий на его поверхности металл
покрытия. Последний остается только на
тех участках, где он находится в непосред-
ственном контакте с подложкой.
Основными элеметами тонкопленочной
схемы являются резисторы и конденсаторы.
Резисторы выполняют в виде полосок
(рис. 7.36).
Основной характеристикой резистивных пленок является удель-
ное сопротивление, т. е. сопротивление постоянному току, изме-
ренное между противоположными сторонами квадрата. Величина
удельного сопротивления (рм на квадрат) не зависит от размеров
квадрата и определяется только материалом и толщиной пленки.
Удельное сопротивление резистивных пленок обычно не превы-
шает 100—300 ом на квадрат. Этот диапазон может быть расширен
до 30-ь 1500 ом на квадрат, но стоимость резисторов возрастает в
два раза. При этом получаются номиналы в пределах 100—100 000 ом.
Такой диапазон охватывает все значения современных транзис-
торных схем.
Точность сопротивлений находится в пределах ±10%. Повы-
шение допуска до ±5% значительно удорожает процесс вследствие
Рис. 7.36. Основ-
ные формы рези-
стивных пленок
различной формы
7 Заказ № 971
193
необходимости применения прецизионных масок. Путем подгонки
можно получить сопротивления с точностью до ±0,1%.
В качестве материала для резистивных пленок применяют раз-
личные металлы, металлические сплавы, окислы металлов и метал-
локерамические соединения (табл. 7.3).
Таблица 7.3
Характеристики Наиболее часто применяемых тонкопленочных резисторов
t Материал Толщина пленки, о А Сопро- тивление, ом на квад- рат Темпера- турный коэффи- циент (Т К) • 10~6 Метод изготовления
Пленка нихро- мовая (80% Ni, 20% Сг) 50 80 90 500 300 210 180 40 50—100 Вакуумное распыление при t = = 1600° С на подложку, имею- щую t — 350° С. Стабилизация путем нагрева в вакууме при t = 350° С (30—60 мин)
Тантал (Та) 500 100 150—100 Катодное распыление в атмо- сфере аргона на стеклянную или керамическую подложку. Стабилизация путем нагрева- ния на воздухе
Окись олова (SnO2) От 300 до 5000 500 Реактивное распыление Sn в атмосфере кислорода
Металлы и их сплавы применяют для низкоомных сопротивле-
ний (до 300 ом на квадрат). Широкое применение получили сплавы
никеля и хрома, которые обладают низким температурным коэф-
фициентом.
Металлокерамика из смеси металлов и изолирующих материа-
лов позволяет получить в зависимости от содержания диэлектрика
удельное сопротивление от 10 до 1000 ом на квадрат. Она обычно
применяется для средних по величине сопротивлений, которые
должны обладать высокими механическими свойствами и темпера-
турной устойчивостью.
Из высокоомных материалов используют анодированный тантал,,
имеющий сопротивление около 30 000 ом на квадрат при толщине
пленки 100 А-
Высокой стабильностью отличаются сопротивления из рения.
Для получения стабильных пленочных сопротивлений толщина
пленки берется от 0,01 до 1 мкм. Очень тонкие пленки (до 50 А)
значительно изменяют свои параметры в процессе кристаллизации.
Кроме того, последующее воздействие воздуха вызывает поверхно-
стное окисление пленки, которое приводит к изменению ее сопро-
тивления. В более толстых пленках это окисление сказывается
меньше. Пленки толщиной более 1 мкм не обеспечивают доста-
точно прочного сцепления с основанием.
194
Допустимая мощность рассеяния тонкопленочных резисторов
зависит от площади (s), занимаемой ими на подложке. Она должна
быть достаточно большой во избежание перегрева:
где Р— мощность рассеяния, выделяемая в сопротивлении при
максимальной температуре, вт;
Рл — допустимая мощность рассеяния — экспериментально оп-
ределяемая величина, вт/см2.
Мощность, рассеиваемая единичным сопротивлением, не пре-
вышает обычно 1 вт/см2.
Величина тонкопленочного резистора R определяется произве-
дением удельного сопротивления р (ом на квадрат) на отношение
его длины / к ширине w:
R = • (7-6)
откуда
Минимальная длина сопротивления
/ = w-%- . (7.8)
Рк
При выборе линейных размеров резистивных пленок необхо-
димо учитывать, что при очень узких пленках даже небольшие
отклонения от заданной ширины вызовут значительные изменения
величины сопротивления. Точность изготовления резистивных
пленок по ширине зависит от техники получения его рисунка на
подложке. При напылении через трафарет точность по ширине
составляет ± 12 мкм. Применяя фотолитографическое травление,
можно увеличить точность по ширине до ±5 мкм.
Если допустимую ошибку в величине сопротивления только
за счет неточности маскирования принять равной ± 1 % от номи-
нального размера, то минимальная ширина пленки в случае при-
менения трафарета составит 1,2 мм, а при фотолитографическом
методе — 0,5 мм.
Практически путем напыления можно получить сопротивле-
ния с отклонением от номинала до ±5%. Эта точность может быть
повышена путем подгонки за счет изменения геометрических раз-
меров пленки.
Подгонку резисторов выполняют алмазными резцами, которыми
срезают участок проводящего слоя. При необходимости увеличения
номинального значения сопротивления срезают участок проводя-
7*
195
щего слоя в продольном направлении, а для уменьшения его вели-
чины — в поперечном направлении.
Подгонку сопротивлений из титана, тантала, ниобия можно
осуществлять за счет частичного анодирования пленки. Этот метод
дает возможность получать величину сопротивления с точностью
до ±0,25% от номинала.
Точность сопротивления зависит также от метода соединения
резистивных пленок с проводящими слоями. На рис. 7.37, а по-
Рис. 7.37. Способы соединения резистивной плен-
ки с проводниками:
1 — резистивная пленка; 2 — проводящая пленка; 3 — осно-
вание
казано, что ошибка в наложении проводящих контактных слоев
приводит к изменению длины на величину ±2Л/, а следовательно,
к изменению величины сопротивления пленки. Эта ошибка может
быть исключена путем изменения конфигурации сопротивления и
проводников (рис. 7.37, б).
В целях повышения прочности не рекомендуется производить
соединение тонких резистивных пленок путем нанесения на тол-
стый проводящий слой (7.37, в). Надо вначале напылять рези-
стивную пленку, а затем проводники (рис. 7.37, г).
Все пленочные сопротивления, которые предполагается раз-
местить в одной плоскости, желательно выполнять равной тол-
щины, что значительно упрощает технологический процесс их из-
готовления.
Конденсаторы получают в виде трехслойной структуры: провод-
ник — диэлектрик — проводник. Конденсатор с параллельно рас-
положенными электродами имеет емкость
С = 0,0887 -у- , (7.9)
где е — диэлектрическая проницаемость материала;
196
s — площадь конденсатора, см2;
d — толщина диэлектрика, см.
При расчете конструктор должен обеспечить возможна мень-
шую площадь конденсатора, выбирая материал с большой диэлект-
рической проницаемостью. Толщину материала желательно свести
к минимуму, который необходим для того, чтобы выдерживать за-
данное напряжение. Если требуется большая емкость, то диэлект-
рик наносят в несколько слоев, что, однако, значительно усложняет
производство.
В качестве материала для диэлектрической прослойки приме-
няют двуокись кремния SiO2, окись кремния SiO, фтористый маг-
ний MgF2, фтористый кальций CaF, двуокись титана TiO2, ти-
танат бария BaTiO2 и др. (табл. 7.4). Все эти материалы имеют
очень низкие диэлектрические потери на разных частотах вплоть
до самых высоких.
Таблица 7.4
Характеристики наиболее часто применяемых
тонкопленочных конденсаторов
Материал диэлектрика e Метод изготовления Электрические параметры
SiO 6 Диэлектрик напыляют на Емкость 0,005 мкф/см2
MgF2 5 электроды из алюминия при толщине диэлектрика
CaF2 5 или золота, а затем на- 1 мкм и е = 5
CaF 200 пыляют другой электрод
A12O3 8 Алюминий напыляется в вакууме, затем аноди- руется, после чего нано- сится другой электрод из золота или алюминия Емкость 0,31 мкф/см2 при 20 в. Тангенс угла по- терь 0,05 на 1 кгц, температурный коэффи- циент 250-10~6
Ta2O5 22 Тантал распыляется в ат- Емкость 0,31 мкф/см2 при
TiO2 100 мосфере аргона, затем анодируется, после чего наносится второй элек- трод 20 в. Тангенс угла по- терь 0,5 на 100 кгц. Температурный коэффи- циент равен 250хЮ-6
Для получения больших емкостей используют осажденную
пленку тантала с последующим анодированием на определенную
глубину. Диэлектрическая проницаемость пятиокиси тантала
составляет 21,2, а электрическая прочность 5-Ю6 в/см.
Имеются сообщения об использовании в качестве диэлектриков
тонких полимерных пленок (силокен и др.), которые после осаж-
дения подвергают полимеризации.
Обкладки конденсатора обычно выполняют из алюминия.
197
и определяется наименьшей
Рис. 7.38. Конфигурации элек-
тродов конденсатора
Можно также использовать медь, которая обладает большей стой-
костью против эрозии. Для улучшения адгезии осажденных слоев
меди предварительно наносят слой хрома.
Емкость тонкопленочного конденсатора выбирают от 10 до 104лф.
Наименьшая величина емкости зависит от толщины диэлектри-
ческого слоя, которая принимается равной 5000 Д. В более толстых
слоях образуются внутренние напряжения, приводящие к их от-
слаиванию. При допуске ±20% нижним пределом является емкость
50 пф. Верхний предел емкости зависит от рабочего напряжения
толщиной слоя диэлектрика, при ко-
торой наступает пробой. Кроме того,
площадь, отводимая под пленочные
конденсаторы, ограничена и обычно
не превышает 1,6 см2.
Точность тонкопленочного кон-
денсатора зависит от точности полу-
чения площади и толщины диэлектри-
ческого слоя. Ошибка в емкости,
обусловленная неточностью изготов-
ления маски (т. е. площади), составля-
ет ± 5%, атолщинаслоя —до ± 5 %.
Большое значение имеет ошибка,
вызванная неточным расположением
электродов 1 и 2 (рис. 7.38, а). Ее
можно исключить путем некоторого
изменения их формы (рис. 7.38, б).
Индуктивности величиной от 3 до
10 мкгн могут быть выполнены в виде
токопроводящих спиралей из меди или алюминия. Наиболее прос-
той по форме является плоская квадратная спираль. Одним из
методов повышения индуктивности является напыление ее на
подложку из магнитомягкого материала.
Вопросы изготовления катушек индуктивности полностью не
решены. Поэтому в тонкопленочных схемах стараются исключить
индуктивности или применять их в виде навесных элементов.
Соединительные проводники выполняют в виде пленок из меди,
золота или алюминия толщиной 5000 —50000 А- Более толстые
пленки не обеспечивают хорошей адгезии с основанием.
Проводники должны быть по возможности короткими и широ-
кими. Сопротивление проводника может оказывать влияние на
эксплуатационные характеристики схем, что надо учитывать при
проектировании.
Проектирование тонкопленочной схемы начинают с анализа
принципиальной электрической схемы. При этом надо использо-
вать минимальное количество дискретных (навесных) элементов.
Элементы тонкопленочных схем могут располагаться в один или
несколько рядов.
198
При однослойном расположении значительно упрощается тех-
нология изготовления схемы, но плотность размещения элементов
в этом случае небольшая (до 60 деталей на 1 см3).
Многослойное расположение позволяет значительно увеличить
плотность размещения (до 600 деталей на 1 см3), что, однако,
приводит к усложнению технологии.
Рис. 7.39. Основные этапы изготовления двухкаскадного
усилителя
На рис. 7.39, а представлена схема двухкаскадного усилителя.
Все три последовательно соединенных сопротивления каждого
каскада выполнялись в виде пленки П-образной конфигурации
(рис. 7.39, б) с удельным сопротивлением 500 ом на квадрат. За-
тем осаждались металлические пленки пластин конденсаторов
(рис. 7.39, в) и производилось напыление диэлектрика (рис. 7.39,г).
При следующей операции наносились верхние обкладки конден-
саторов и соединительные проводники (рис. 7.39, д). Последней
операцией являлся монтаж транзистора (рис. 7.39, е).
В качестве примера многослойной конструкции приводятся
основные этапы изготовления мультивибратора (рис. 7.40, а).
Вся схема выполнена из десяти слоев. Технология изготовления
199
заключается в последовательном нанесении методом вакуумного
испарения отдельных компонентов схемы. При этом токопроводя-
щие слои отделяются один от другого изолирующими пленками.
Подложкой является стеклянная пластина размером 15,2 X
X 15,2 мм. Все пассивные элементы этой схемы осаждаются в
центре пластины и занимают площадь 7,6X7,6 мм (рис. 7.40, б).
Рис. 7.40. Пример изготовления
многослойной конструкции
Слои /, 4, 7 и 10 (рис. 7.40, в) представляют собой пленку из
окиси кремния, наносимую на ту часть подложки, где формируются
пассивные компоненты. Эти сравнительно толстые слои высотой
1 мкм предназначены для выравнивания платы после нанесения
очередного слоя сопротивлений и проводников, устранения меж-
слойных, перемычек и образования диэлектриков в конденсаторах.
Слои 2, 5 и <8, получаемые распылением нихрома, образуют актив-
200
ные сопротивления схемы. Толщина пленки 0,015 мкм. Слои 3,
6 и 9 представляют собой алюминиевые пленки толщиной 0,5 мкм,
которые служат в качестве соединительных проводников и обкла-
док конденсаторов.
Активные компоненты узла (бескорпусные транзисторы) при-
клеиваются к плате поверх осажденных пассивных компонентов,
после чего их выводы соединяются с помощью токопроводящей
пасты или иным способом с пленочными выводами схемы.
Соединение отдельных компонентов пленочной схемы друг с
другом производится в процессе изготовления отдельных эле-
ментов.
Характерным для рассматриваемой схемы является располо-
жение в различных слоях сопротивлений разных номиналов, плен-
ки которых сильно отличаются по толщине. Резистивные пленки
одинаковой толщины располагаются в одном слое.
Защита микросхем от внешнего воздействия производится пу-
тем заливки или помещением в герметизированный корпус.
§ 7.6. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ТВЕРДЫЕ СХЕМЫ
Твердыми схемами называют такие, в которых функции актив-
ных и пассивных элементов цепи выполняет один элемент в виде
кристалла. Они основаны на использовании физических свойств
кристаллической решетки некоторых твердых тел. Получение
требуемых свойств связано с перестройкой в нужных местах крис-
таллической решетки основного материала путем введения в него
примесей.
Различают два вида твердых схем: интегральные, состоящие из
элементов, эквивалентных обычным радиодеталям, и функциональ-
ные (молектронные}, для которых эквивалент можно представить
только по выполняемым функциям.
В конструктивном отношении интегральные твердые схемы
представляют собой основание из полупроводникового материала,
в котором путем диффузии, вплавления, осаждения и другими
методами образованы отдельные структуры. Они расположены и
соединены в объеме твердого тела таким образом, что образуется
блок, обладающий функциональными свойствами электронной
схемы (усилителя, генератора и др.).
Молекулярные схемы образуются путем воздействия на внутрен-
нюю структуру полупроводника.
Рассеиваемая мощность применяемых твердых схем составляет
единицы милливатт на схему при питающих напряжениях 3—6 в.
Во многих случаях указанная величина мощности не позволяет
обеспечить сокращение размеров, так как приводит к недопустимому
увеличению рабочей температуры. Снижение величины рассеивае-
мой мощности требует уменьшения питающих напряжений. Од-
201
нако при этом вследствие ухудшения характеристик транзисторов
уменьшается коэффициент передачи и быстродействие схемы.
Твердые схемы могут быть построены на полупроводниковых,
ферроэлектрических, ферромагнитных и других материалах. В на-
стоящее время их выполняют исключительно из кремния и герма-
ния. Эти материалы позволяют изменять свои характеристики в
широком диапазоне. При добавлении в них примесей можно полу-
чать как изоляционные, так и проводящие участки.
Наибольшее применение находит кремний вследствие более
широкого интервала рабочих температур и возможности получе-
ния на его поверхности стойкой окисной пленки, которая служит
защитным покрытием при проведении ряда технологических опе-
раций, а также предохраняет твердую схему от внешних воздейст-
вий. Кроме того, удельное сопротивление и теплопроводность
кремния значительно выше, чем германия.
В качестве исходного материала применяют монокристалл
кремния, который алмазными или корундовыми дисками разре-
зают на заготовки требуемых размеров. Поверхность заготовки
шлифуют микропорошком окиси алюминия, полируют алмазной
пастой и травят в смеси азотной и плавиковой кислот. Процесс
травления служит для удаления поврежденных слоев.
Для получения заготовок, имеющих сложный контур, применяют
обработку электронным или световым лучом. Заготовками также
могут служить пластинки кремния с нанесенными на них эпитак-
сиальными пленками*.
Основной задачей при изготовлении твердых схем является
образование в заготовке р — n-переходов путем внесения донор-
ных или акцепторных примесей. Донорными примесями в кремний
являются фосфор, мышьяк и сурьма. В качестве акцепторных
примесей применяют бор и галлий, а в отдельных случаях алю-
миний.
Получение р — n-переходов может осуществляться методом
сплавления, диффузии и эпитаксиального выращивания.
Метод сплавления заключается в том, что примесный металл
осаждается на поверхность заготовки. Затем ее нагревают до тем-
пературы несколько выше температуры плавления маталла. При
сплавлении происходят одновременное растворение вещества пла-
стинки в жидкой фазе и диффузия примеси из жидкой фазы в при-
легающие слои монокристалла. После охлаждения примесный
металл оказывается включенным в кристаллическую решетку
полупроводника, обеспечивая ей требуемый тип проводимости.
При этом процессе имеются некоторые трудности, связанные с
регулированием глубины проникновения примесей. Кроме того,
* Эпитаксия -т- это процесс образования однообразно относительно друг
друга ориентированных кристаллов одного вещества на грани кристаллов
другого вещества.
202
высокая температура сплавления может разрушать соседние пере-
ходы. Вследствие этого метод сплавления находит ограниченное
применение.
Достоинством метода является возможность применения одной
печи для диффузии нескольких примесей без взаимного их загряз-
нения. К недостаткам относятся большая трудоемкость процесса
и сложность получения областей заданной конфигурации (слож-
ность маскировки).
Метод диффузии является основным. Он заключается в том,
что при нагревании заготовки и элементов примеси в одном объеме
Рис. 7.41. Схемы установок для проведения про-
цесса диффузии:
а — закрытого типа; б — открытого типа
атомы примеси диффундируют в полупроводниковую заготовку,
образуя в зависимости от характеристики примеси слой п- или
p-типа. Процесс диффузии позволяет вводить точно контролируе-
мое количество примесей, что является большим достоинством
его. Управление процессом осуществляется за счет изменения тем-
пературы и времени.
Процесс диффузии можно производить различными методами.
Наибольшее применение для создания р — n-переходов нашли
два: в запаянных кварцевых ампулах (закрытый процесс) или в
среде инертного газа (открытый процесс).
При закрытом процессе (рис. 7.41, а) заготовки 3 и источник
примесей 4 укладывают в кварцевую трубку 2. Затем из трубки
откачивают воздух и после запайки помещают ее в нагревательное
устройство 1. В этом случае полупроводниковая заготовка и ис-
точник примесей находятся при одной температуре. Величина
поверхностной концентрации при этом методе определяется коли-
203
чеством материала примеси и температурой, при которой происхо-
дит процесс.
При открытом процессе (рис. 7.41, б) имеются два источника
нагрева. Печь 2 служит для нагрева заготовки 3, а печь 1 — для
нагрева источника примесей 4. Это дает возможность в примесном
материале поддерживать температуру, отличную от температуры
заготовки. Процесс диффузии происходит в среде инертного газа
(аргон или азот), который, проходя над источником примеси в на-
правлении стрелки Л, увлекает за собой пары этой примеси и пере-
Рис. 7.42. Схема установки для выращивания кремния хлоридным методом
носит их в зону заготовки. Температура в последней зоне более
высокая, и здесь происходит интенсивная диффузия примеси в за-
готовку. Поверхностная концентрация примесей будет определять-
ся температурами обеих зон и скоростью движения газа-носителя.
Основное преимущество этого метода заключается в возможности
одновременной обработки большого количества заготовок.
Эпитаксиальное выращивание р — n-переходов осуществляет-
ся осаждением из газовой фазы (хлоридный метод) или вакуумным
напылением. Последний метод является более перспективным, но
в настоящее время наибольшее применение находит хлоридный
способ (рис. 7.42).
Очищенный водород поступает в камеру по трем каналам. Ка-
нал 1 служит для пропускания водорода через испаритель тетра-
хлорида кремния (SiCl4); канал 2 проходит через испаритель при-
меси (PCI 3; BCi3), а канал 3 служит для подвода чистого водорода
и продувания системы.
204
Определенные соотношения водорода, тетрахлорида кремния и
примеси достигаются путем регулирования скорости подачи и
температуры нагрева. На выходе трубы ставят ловушку 6 с жидким
водородом или азотом для улавливания вредных продуктов реак-
ции. Монокристаллические подложки кремния располагаются
внутри кварцевой трубы 7 на подставке 4 из кварца. Нагреватель-
ным элементом при использовании высокочастотной печи 8 может
быть графитовый стержень 5, герметично запаянный в кварцевый
кожух. Перед началом процесса систему продувают чистым
водородом с подогревом до 1100° С. При такой температуре водород
вступает в реакцию с остатками окисных пленок на поверхности
подложек и почти полностью удаляет их.
Весьма большое влияние на качество получаемого эпитакси-
ального слоя оказывает состояние поверхности подложки. Подго-
товка поверхности заключается в шлифовании микропорошком,
диаметр зерен которого меньше одного микрона, и химическом
травлении с последующей промывкой в этиловом спирте и деионизи-
рованной воде. В результате эпитаксиального выращивания обра-
зуются монокристаллические слои, имеющие повышенное удельное
сопротивление и почти полностью свободные от дефектов струк-
туры.
Наименьшая толщина эпитаксиальной пленки составляет 25 А
и определяется наличием центров кристаллизации. Верхний предел
толщины пленки, свободной от дефектов, составляет 0,25 мм.
Достоинством метода является возможность получения большого
числа переходов. При диффузионном методе можно получить не
более четырех переходов, а при сплавном — два.
При изготовлении твердых схем необходимо управлять не только
количеством вводимой примеси, но и ее расположением. Геометри-
ческая конфигурация поверхности элементов определяется опера-
циями защитной маскировки при помощи образования на поверх-
ности кремниевых плат оксидных масок.
Установлено, что слой SiO2 толщиной в несколько десятых
микрона, образующийся на поверхности заготовки, препятствует
проникновению в кремний многих примесей. Это свойство является
исключительно важным при создании сложных структур. На по-
верхности кремниевой пластины легко устанавливать границы
диффузионных областей, если пластину окислить и не защищенными
слоем окисла оставить только те области, в которые необходимо
ввести примеси.
Окисление поверхности производится при 1000—1200°С в
атмосфере влажного кислорода для получения пленки двуокиси
кремния (SiO2) толщиной 0,5—1 мкм. Толщина пленки зависит
от длительности окисления, давления кислорода и концентрации
паров воды. На качество окисной пленки сильно влияет чистота
рабочего объема, в котором производится процесс. Попадание
даже ничтожного количества примесных атомов может существенно
205
2
покрывают слоем фоторезиста
Рис. 7.43. Последовательность
операций при создании локаль-
ных областей методом фотолито-
графии
изменить свойства материала исходной заготовки. Наиболее вред-
ное воздействие оказывают примеси меди, коэффициент диффузии
которых в кремний очень велик.
Создание локальных областей выполняют методом фотолито-
графии в следующей последовательности. Поверхность заготовки
и облучают ультрафиолетовыми
лучами через негатив 1 (рис.
7.43, а). Под действием облуче-
ния участки, 'соответствующие
светлым местам негатива, заду-
бливаются (рис. 7.43, б). С не-
засвеченных участков слой фо-
торезиста легко смывается (рис.
7.43, в). Для удаления окисной
пленки производят травление
заготовки в плавиковой кислоте
(рис. 7.43, г). Последняя не
оказывает влияния на задублен-
ный слой, который удаляют
специальным растворителем
(рис. 7.43, б).
Точность операций травления
окисной пленки сильно зависит
от точности изготовления нега-
тива и качества фоторезиста.
Если в последнем содержатся
примесные .частицы, то это при-
водит к заметной неоднородности
наносимого слоя и образованию,
пор, через которые может про-
исходить травление поверхно-
сти. В случае плохой адгезии
слоя с поверхностью заготовки
плавиковая кислота может про-
никать под задубленный слой и
вытравливать защищенные им
участки окисной пленки. Режим травления должен обеспечивать
полное вытравливание окисных пленок. При этом могут встре-
чаться случаи, когда надо одновременно вытравливать окисные
пленки различной толщины.
Для придания определенной формы элементам схемы и изоля-
ции их друг от друга применяется протравливание канавки опре-
деленной формы (меза-технология) или изоляция путем избиратель-
ной диффузии (планарная технология).
Весьма перспективным является планарно-эпитаксиальная тех-
нология.
Основным методом, применяемым в настоящее время, является
206
планарный, для которого характерно многократное использование
пленки двуокиси кремния.
Последовательность операций при изготовлении транзисторной
структуры по планарной технологии показана на рис. 7.44. По-
верхность заготовки с проводимостью n-типа покрывается окисной
пленкой, которая частично удаляется, и производится диффузия
примесей p-типа (см. рис. 7.44, а). Диффузия осуществляется одно-
временно с двух сторон заготовки, и диффузионные слои перекры-
ваются примерно на ее середине.
Через окисную пленку диффузия
не происходит, и защищенные ею
слои сохраняют проводимости
n-типа. В результате на заготов-
ке получаются изолированные
области n-типа. После диффузии
поверхность пластины вторично
окисляется и часть пленки окисла
удаляется. Затем производится
диффузия материала p-типа (см.
рис 7.44, б), и процесс повторяет-
ся. В пленке окисла создаются
новые локальные области и произ-
водится диффузия примесей и-ти-
па (см. рис. 7.44, в). Полученная
структура защищается пленкой
окисла, которая затем удаляется
из области контактов.
Основными компонентами твер-
дых схем являются резисторы,
конденсаторы, транзисторы и диоды
(рис. 7.45).
Резисторы могут быть выпол-
нены в виде областей однородного
Рис. 7.44. Последовательность
операций при изготовлении
транзисторной структуры:

полупроводника, расположенных 1 - вторичная пленка; 2- первичная
между двумя омическими кон-
тактами. Такие резисторы достаточно линейны и их величина под-
чиняется закону Ома. Номинальные значения резисторов берутся
до 5000 ом, они ограничиваются только размерами схемы.
Наибольшее применение находят диффузионные резисторы
(рис. 7.45, а), которые можно получать весьма малых размеров и
с номинальными значениями до 500 ком. Отделение таких резисто-
ров от остальной части схемы производится методом изолирующей
диффузии. Величина сопротивления зависит от конфигурации^и
размеров резистивного слоя. Поскольку концентрация примеси^в
диффузионном слое уменьшается по мере удаления от поверхности,
то удельная электропроводность уменьшается с ростом расстояния
от поверхности. Вследствие этого расчет величины полного сопро-
207
тивления диффузионного слоя более сложен, чем расчет объемных
сопротивлений однородного полупроводника. Точность диффузион-
ных резисторов составляет ±10%. Она зависит от равномерности
SiO2
Выводы

Рис. 7.45. Основные
компоненты твердых
схем:
а — рез истор; б — кон денса -
тор; в — меза- транзистор;
г — планарный транзистор;
д — планарно-эпитаксиаль-
ный транзистор; е — диод

распределения примесей и точности вы-
полнения конфигурации резистивного слоя.
В твердых схемах широкое применение
получили пленочные резисторы, величина
сопротивления которых определяется про-
изведением удельного сопротивления (ом
на квадрат) на отношение его длины к
ширине. Преимущества тонкопленочных
резисторов перед полупроводниковыми
заключается в возможности размещения
их на меньшей площади и лучшей изоля-
ции. Однако изготовление тонкопленочных
резисторов требует введения дополнитель-
ных технологических операций.
Конденсаторы небольшой емкости со-
здаются непосредственно на полупровод-
никовой пластине. Диэлектриком здесь
является слой двуокиси кремния, образо-
ванный на полупроводнике. Одним из
электродов является область пластины,
лежащая под окислом, а другим — прово-
дящая пленка, нанесенная на слой окисла.
Такой конденсатор обладает хорошей ли-
нейностью, высоким пробивным напряже-
нием (до 50 в), низким температурным
коэффициентом. Удельная емкость микро-
пленочных конденсаторов, получаемых на
основе кремния, составляет до 10 пф/см2.
Практически в твердых схемах эта величи-
на ограничивается в пределах 300—1000 пф.
Наибольшее распространение в твердых
схемах получил другой метод создания
конденсаторов, основанный на использова-
нии емкости р — n-перехода, смещенного
в обратном направлении (рис. 7.45, б).
Для заданного материала емкость будет
являться функцией ширины и площади
перехода. Емкость р — n-перехода имеет
нелинейную зависимость от напряжения.
При использовании кремния можно полу-
чить конденсаторы емкостью до 105 пф/см2
и с пробивным напряжением в несколько
сот вольт.
Транзистор является наиболее часто
208
используемым компонентом твердой схемы. Плоскостные транзи-
сторы представляют собой устройства, в которые входят два р —
n-перехода, полученные на одном монокристалле проводника. Они
делятся на меза-транзисторы, планарные и планарно-эпитаксиаль-
ные транзисторы.
Характерной особенностью меза-транзистора является выступ
над полупроводниковым основанием. Он образуется путем страв-
ливания части пластины после проведения процессов диффузии
(рис. 7.45, в).
Планарный транзистор (рис. 7.45, г) отличается тем, что все
слои, соответствующие эмиттеру Э, базе Б и коллектору /С, вы-
ходят на одну поверхность.
Планарно-эпитаксиальный транзистор (рис. 7.45, д) отличается
от планарного только в исходном кристалле. В этом случае он
состоит из двух слоев одного типа проводимости, но с разной вели-
чиной удельного сопротивления.
Последние два типа являются основными и находят наиболее
широкое применение в твердых схемах.
Диод образуется путем создания р — n-перехода между диф-
фузионным слоем и монокристаллом полупроводника (рис. 7.45, е).
Технология изготовления таких диодов идентична техноло-
гии изготовления транзисторов. Если в схеме необходимо иметь
несколько диодов, включенных параллельно, то в качестве общего
основания используется один из диффузионных слоев, в котором
методом локальной диффузии получают необходимое количество
р — п-переходов.
Соединения отдельных компонентов твердой схемы могут быть
выполнены за счет промежуточных областей проводника или путем
нанесения внешних проводников вакуумным распылением.
В качестве материала для внешних проводников применяют
алюминий, который имеет хорошую адгезию с окислом кремния и
может быть использован для присоединения выводов, соединяю-
щих отдельные узлы. Толщина напыляемой пленки составляет не-
сколько десятых микрон. Удельное сопротивление такой пленки
10~2 -4- 10~3 ом на квадрат. Основной недостаток алюминиевой
пленки заключается в ее чувствительности к механическим повреж-
дениям.
Готовая твердая схема, ее структура и эквивалентная электри-
ческая схема приведены на рис. 7.4Q, а и б. Материалом для выво-
дов (/—5) служат золото, алюминий или серебро. Последние иссле-
дования показали, что золото образует с алюминием интерметал-
лическое соединение, которое имеет пурпурный цвет и называется
«пурпурная чума». Для устранения этого явления надо применять
выводы из алюминия.
Присоединение выводов выполняют методом термокомпрессии.
Для этого на конце проволочки (вывода) делают шарообразный
наплыв путем нагревания ее несильным пламенем. Полученный
209
шарик совмещают с контактной площадкой и прижимают к ней с
давлением 35—70 Мн/м2 (350—700 кПсщ?). Время выдержки со-
ставляет 5—10 сек при t = 200—300° С.
Этим методом можно выполнять присоединения проводников
из золота, серебра и алюминия непосредственно к полупроводни-
ковому кристаллу и к металлизированным участкам. При этом
не происходит плавления, а проволочка лишь слегка вдавливается
в полупроводниковую плату. Соединение получается весьма проч-
ным. При испытаниях обры-
Рис. 7.47. Типовой корпус твердой
схемы
вается проволочка или вы-
рывается кусочек материала
полупроводника, а место со-
единения остается невреди-
мым.
Герметизация готовой схе-
мы производится помещением
ее в корпус, который дол-
жен обеспечивать надежную
защиту ее от механических
и климатических воздействий.
Таким требованиям отве-
чает видоизмененный вариант
транзисторного корпуса. Для
более эффективного исполь-
зования объема применяют
210
плоский корпус с горизонтальными выводами (рис. 7.47). Он пред-
ставляет собой прямоугольник размером 3,17x6,3 мм и толщиной
0,88 мм. Такая конструкция корпуса может иметь до 14 выводов.
Монтаж схемы внутри корпуса может быть самым различным.
Полупроводниковые функциональные схемы также основаны
на создании локальных неоднородностей внутри монокристалла.
В отличие от интегральных
схем здесь нельзя отождест-
влять отдельные структур-
ные области с элементами
радиосхемы. Такие схемы
можно характеризовать лишь
по выполняемым функциям.
Функциональная твердая
схема выпрямителя перемен-
ного тока показана на рис.
7.48, а.
В резисторной области Р
при прохождении перемен-
ного тока выделяется тепло,
которое через изолирующую
прослойку И распространя-
ется в термоэлектрическую
область Т и вызывает появ-
ление термо-э. д. с. Распре-
Рис. 7.48. Функциональная твердая
схема:
а — полупроводниковая структура; б — экви-
валентная схема
деление температур практически не изменяется в течение пери-
ода переменного напряжения. Таким образом, на выходе можно
снять постоянное напряжение.
Сравнение рассматриваемой схемы с обычной электрической
схемой выпрямителя (рис. 7.48, б) показывает отсутствие какой-
либо аналогии отдельных элементов с локальными областями
функциональной схемы.
Литература
1. Автоматизация производства и промышленная электроника. «Советс-
кая энциклопедия», 1963—1965.
2. А з а р х С. X., Фрид Е. А. Микроминиатюризация радиоэлект-
ронной аппаратуры. «Энергия», 1965.
3. Б а л а ш о в М. А. и др. Электронные и полупроводниковые устрой-
ства систем автоматического управления. «Машиностроение», 1966.
4. Б е л е в це в А. Т. Микроминиатюризация радиоэлектронной ап-
паратуры. «Энергия», 1965.
5. В а с и л ь е в В. В. Конструирование модульной радиоэлектронной
аппаратуры. Изд. Ленинградского электротехнического института связи,
6. Варламов Р. Г. Компоновка радиоэлектронной аппаратуры.
«Советское радио», 1966.
7. «Зарубежная радиоэлектроника», 1965, № 24.
211
8. Колосов А. А.’, Торбунов Ю. И., Наумов Ю. Е. Полупровод-
никовые твердые схемы. «Советское радио», 1965.
9. Л е в и н С. Н. Основы полупроводниковой микроэлектроники.
«Советское радио», 1966.
10. М а с л о в Е. Н. Технология печатного монтажа. Изд. МИФИ,
1961.
И. Миниатюризация и микроминиатюризация радиоэлектронной аппа-
ратуры. «Мир», 1965.
12. Микроэлектроника. «Советское радио», 1966.
13. Производство полупроводниковых приборов. Оборонгиз, 1962.
14. С о т с к о в Б. С. Основы теории и расчета надежности. Изд. МАИ,
1966.
15. Справочник «Приборостроение и средства автоматики» под ред.
Гаврилова А. Н. «Машиностроение», т. 3, 1964.
16. У ш а к о в Н. Н. Технология элементов вычислительных устройств.
«Высшая школа», 1966.
17. Ш а л у н Г. Б. Фольгированные диэлектрики для печатных схем.
Изд. Л. Д. Н. Т. П., 1965.
18. Шишонок Н.А. идр. Основы теории надежности и эксплуатации
радиоэлектронной техники. «Советское радио», 1964.
19. «Электроника», 1965, № 24.
Глава VIII
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЙ ПОЛЯРИЗОВАННЫЙ
УПРАВЛЯЮЩИЙ ЭЛЕМЕНТ
§ 8.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В отличие от электромагнитных поляризованных реле якорь
электромагнитного поляризованного управляющего' элемента рас-
положен не между, а под полюсами магнитопровода, что и опре-
деляет его основные характеристики. Схема электромагнитного
поляризованного управляющего элемента приведена на рис. 8.1,
Рис. 8.1. Схема электромагнит-
ного поляризованного управ-
ляющего элемента
Рис. 8.2. Схема замещения
где 1 — обмотки подмагничивания, 2 — неподвижная обмотка уп-
равления, 3 — магнитопровод, 4 — якорь, 5 — выходной вал.
Обмотки подмагничивания, помещенные на крайних сердечниках,
соед и йены п ос л ед ов ател ьно.
Схема замещения магнитной цепи рассматриваемого элемента
приведена на рис. 8.2.
Здесь (/до)п — намагничивающая сила одной обмотки подмаг-
ничивания;
— намагничивающая сила управляющей обмотки;
213
/?Mi и ^?м2 — магнитные сопротивления соответственно ле-
вого и правого воздушных зазоров;
7?м3 — магнитное сопротивление воздушного зазора в
месте заделки якоря;
Т?м4 — магнитное сопротивление между полюсами маг-
нитопровода;
Ям1в и Т?м2в — магнитные сопротивления, учитывающие эф-
фект выпучивания магнитного поля в левом и
правом воздушных зазорах;
/?я — магнитное сопротивление якоря;
Rmt и Rm2— магнитные сопротивления соответственно левой
и правой частей магнитопровода.
Таким образом, электромагнитный поляризованный управляю-
щий элемент имеет дифференциальную поляризованную систему с
постоянными рабочими зазорами и переменной площадью полюсов.
Согласно схеме замещения магнитный поток, создаваемый
левой (или правой) обмоткой подмагничивания, проходит по лево-
му (или правому) полюсному наконечнику и разветвляется пропор-
ционально двум сопротивлениям 7?м1 и Т?м4, причем Т?м4 является
постоянным, а 7?м1 — переменным сопротивлениями, величина
которых зависит от положения якоря относительно полюсных
наконечников. Магнитный поток, который проходит через сопро-
тивление Т?м4, замыкается через второй правый (левый) полюс и
магнитопровод.
Поток, который проходит через сопротивление 7?Mi, разветв-
ляется: часть его проходит по сопротивлению Т?м2 и замыкается
через полюс и магнитопровод, а другая его.часть замыкается по
якорю, воздушному зазору 7?м3 и половине магнитопровода.
Аналогично распределяется магнитный поток, который созда-
ется правой подмагничивающей обмоткой. Подмагничивающие
обмотки иногда также называют поляризующими обмотками..
Поток, создаваемый обмоткой управления, проходит по якорю
7?я и воздушному зазору 7?м3 и разбивается на две части, которые
проходят по левому 7?м1 и правому Т?м2 Воздушным зазорам и замы-
каются через левый и правый полюса магнитопровода. Поток от
управляющей обмотки, таким образом, не проходит через воздуш-
ный зазор Т?м4.
Итак, при отсутствии входного сигнала в управляющей обмотке
элемента якорь его располагается на нейтрали, потому что тяго-
вые усилия, стремящиеся переместить якорь под левый и правый
полюса магнитопровода, равны и направлены в противоположные
стороны.
В отличие от поляризованных реле положение якоря на нейтрали
здесь устойчиво: действительно, при смещении якоря, допустим
вправо, тяговое усилие, стремящееся переместить якорь под пра-
вый полюс, уменьшается, а тяговое усилие, стремящееся перемес-
тить якорь под левый полюс, увеличивается, и наоборот.
214
При наличии входного сигнала в одном воздушном зазоре, допу-
стим правом, потоки от управляющей и подмагничивающей обмо-
ток складываются, а в другом воздушном зазоре, допустим левом,—
вычитаются, что приводит к различному изменению магнитной
энергии левого и правого воздушных зазоров и, следовательно,
к появлению тягового усилия, которое смещает якорь с нейтраль-
ного положения.
Следовательно, в электромагнитном поляризованном управляю-
щем элементе якорь отклоняется на определенный угол, соответст-
вующий входному сигналу, подводимому в управляющую обмотку
§ 8.2. РАСЧЕТ СТАТИЧЕСКОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Статические характеристики рассматриваемого элемента пред-
ставляют собой зависимость усилия (момента), действующего на
якорь, от величины смещения якоря с нейтрали (или от угла по-
ворота якоря) и тока управления, т. е.
F = f (-^вых>
Как и в любой поляризованной системе, работа при перемеще-
нии якоря здесь совершается за счет двух источников энергии:
управляющего (рабочего) и подмагничивающего (или поляризую-
щего). Поэтому при определении тяговых усилий
р / dAp [ ^Дпх \
\ dxвых dxBblx dxBblx j
где Др — магнитная энергия управляющей обмотки;
Дп1и Ап2 — соответственно магнитные энергии подмагничивающих
обмоток; .
*вых — перемещение якоря,
необходимо определить изменение энергии управляющего и поляри-
зующих источников. Решение данной задачи, как показано в
работе [1], требует определения обобщенных функций сопротивле-
ний, которые учитывают взаимное сцепление магнитных потоков
от каждого из источников энергии.
Вычисление обобщенных функций сопротивлений связано с
известной трудоемкостью и может привести к ошибочным резуль-
татам. Поэтому в данной работе в основу расчета статических
характеристик положен метод энергетического баланса, согласно
которому для ненасыщенных магнитных систем усилие, действую-
щее на подвижные части системы, определяется через суммар-
ное изменение энергии всех воздушных зазоров в системе при изме-
нении положения подвижных частей, т. е.
d£A
F ------- .
rf-^ВЫХ
215
При расчете будем пренебрегать эффектом выпучивания маг-
нитного поля в зазорах и /?м2 (7?м1? = /?м2в = оо), магнитным
= ^„2 = 0) и якоря (7?я =
= 0), полагая, что они ра-
ботают в ненасыщенном
режиме, а также магнит-
ным сопротивлением /?м4
между полюсами, так как
^,4 Км1 И RvA Rm2*
Тогда схема замещения
магнитной цепи будет соот-
ветствовать рис. 8.3.
Примем за положитель-
ное направление переме-
сопротивлением магнитопровода (Rtni
Рис. 8.3. Упрощенная схема замещения
щение якоря вправо. Тогда значения сопротивлений RMi и /?м2
запишутся, следующим образом (рис. 8.4, а и б).
Рис. 8.4. Конструктивные параметры:
а —рабочего зазора; б — опорной часта якоря
И
(8-1)
(8-2)
где 8 — постоянный воздушный зазор между полюсными наконеч-
никами и торцом якоря;
с — начальная длина взаимного перекрытия полюсного на-
конечника и якоря, с = b — а\
d — толщина магнитопровода и якоря;
*вых — смещение якоря от нейтрального положения;
216
2а — длина воздушного зазора между полюсными наконечни-
ками;
2Ь — ширина якоря.
В рассматриваемой магнитной системе три воздушных зазора,
поэтому выражение суммарной энергии воздушных зазоров запи-
шется в следующем виде:
S — А + А + А,
гдеXt — магнитная энергия левого рабочего воздушного зазора;
Л2— магнитная энергия правого рабочего воздушного зазора;
Л3 — магнитная энергия воздушного зазора в месте заделки
якоря.
Рис. 8.5. Схемы замещения для определения потоков в воздуш-
ных зазорах, созданных подмагничивающими обмотками:
а — одной (левой); б — второй (правой); в — управляющей
Магнитная энергия каждого воздушного зазора может быть
определена следующим образом:
л1=т2ф^м1’ А=4-£ф22^’ лз= -уЕф^мз,
где £Ф1 — суммарный магнитный поток в левом рабочем воз-
душном зазоре с сопротивлением R^,
£Ф2 — суммарный магнитный поток в правом рабочем воз-
душном зазоре с сопротивлением /?и2; '
£Ф3 — суммарный магнитный поток в воздушном зазоре с
сопротивлением /?м3.
Для определения суммарных потоков ЕФЬ Еф2 и £Ф3
рассмотрим следующие схемы замещения (рис. 8.5).
Согласно схеме замещения, приведенной на рис. 8.5, а,
ф' _ (^)п (^м2 + ^?мз) ф' _ (Мп ^МЗ ф' (^)п'^М2
1 д ’ 2“ д 3~~ д
Согласно схеме замещения, приведенной на рис. 8.5, б, получим
ф" __ (^)п-^МЗ ф" __ (/ш)^ (/?М1 + ^мз) pj ф" __ (МЛ1
1 д ’ 2 “ д 3 " д
217
Наконец, согласно схеме замещения, приведенной на рис. 8.5, в,
определим
(Iw)yRMz - т (/^)у (2?м14- Т?м2)
= Д ’ Р2 = Д И ф3 = Д •
В приведенных выражениях для магнитных потоков значение
А — ^М1^м2 + ^?м2^мЗ + ^мз^м1- (8-3)
Суммарный магнитный поток в левом рабочем зазоре
S ф, = ф;+ф; - фз = !/?ма [(/ш)п “(Му1 + (8-4)
Аналогично определяются суммарные магнитные потоки ЕФ2
и ЕФ3:
S ф2 = ф2 + ФН Ф2 = -у [(/^п + +
+ 2(/®)п2?кз) (8.5)
И
S фз= Y <8-6)
Энергия, запасенная в отдельных воздушных зазорах магнит-
ной цепи,
л _ ЕФ1 р - *м1 <[(Мп~ (Му]2 +4/?м2/?мз(/ш)п [(/№)„ -
А1— 2 ^М1 ~ 2 Д2
_(/ш)у] + 4(/ш)2т?23
Д2
. _ 2 ф22 „ _ ЯН2 ^?М1 [(Мп + (Му!2 + 4/?м1Я„3 (/№)п [(/№)„ +
^2 — 2 км2 2 Д2
+ (Му] + 4(/ш)2/?2м3 .
д2
а3=^=UM3=§?[(^)п (#м1 - #м2)+(м (/?м1 + ям2)]2
Выражение Д2 = (Ям1/?м2 + ЯмЛз +ЯмзЯм1)2 после подста-
новки значений7?м1 и /?м2[(8.1), (8.2)] и ряда преобразований полу-
чит следующий вид:
дз = т-4-й
S2 (6 + 2М^мз)2
Но d*
218
причем
/?М1 + ^м2 = --ТТ~2-2-\ И ^М1 - ^м2
^[с2-Хвых)
М(^2-^Ых)
Представим выражения магнитных энергий воздушных зазоров
как функции положения якоря хвых и продифференцируем их по
хвых. Тогда
dA± _ d J [Wn — (My]2 (c — xBblx) fyod
^ВЫХ ^ВЫл I 2^0 ^с^мз)2
2 (Zu% [(/№)n—(Zui)y] ЯмзР-> (c2~<IX)
+ (8 + 2y.adcRMSy> +
, 2(/ffi))n #M3 Bod3p-*Bb.x)(c'+ Хвых) |
' 8 (8 + 2|j.0dc/?M3)2 -J’
dA2 _ d | К^)п + (МуР (с + *вых) W
^вых ^пых I 2 (8 —|— 2\j-(fdcА’мз)2
, 2 (Iw)n [(/®)n+(/wy)] /?м3 (с2 - ?вых) (
+ (8 + 2[j.0dc/?M3)2 +
2(/t4))2 7?2д (Xpd3 (с2 *вых) (C Хвых) 1
ф 8 (8-4- 2podc7?M3)2 J
или
dA 1 f [(^)n-(W2 ,2 л
^вых 8 (8+2МСЯм3)2| 2 ° 1М
— 4хвык (Iw)n [(Iw)n — (Iw)y] /?M3p.2 d25 +
+ 2 №Уп ^31^3 (с2-2схВЫх - Зх2вых))
^2 = 1 | [(^)n + (My]2 _
<*ХВЫХ 8(8 + 2Мс*мзН 2
— 4хвых (Iw)n [(Iw)„ + (/ay)y] RM3 [4d23 +
+ 2 (IwV 7?2 |x’d3 (— с2 — 2схвых + Зх2 Й .
При этом
dA± dA2 _ 2(/ш)п (/^)yS|xod _
^рых ^ВЫХ 4“ 2^о^с-^мз)2
8 (/ш)2 \^Qd2RM3 (о -j- Р'о^с^мз)
“ Хвых 6 (8 + 2?edcRM3)*
219
и
бМ3 d ( 2^ I / г \ 12 I
dxBblx “ dxBbIX | (6+2Mc7?m3)2 K^)n*BHx + G®)yC] J -
^мзНо dH (Zw)2
(6 + 2?0dc/?M3)2 -Хвых +
4(/®)y(/®)n RMS\4dic
(6 4- Ало^с^мз)а
Окончательно выражение для тяговых усилий
F =
dAi . б/у42 । d/lg
d-КвЫХ ^вых вых
2(/ш)п(/ш)уРо^ 4(^)п Но^мз .
b+2^dcKM3 %вых S(S + 2^c/?M3)~ *
(8.7)
В общем случае при учете сопротивлений /?м1в и /?м2в выраже-
ние для статических характеристик преобразователя можно полу-
чить вышеизложенным методом. При этом следует учесть, что со-
противления /?м1в и /?м2в при отклонении якоря в пределах ±3°
практически не изменяются.
§ 8.3. ПОРЯДОК РАСЧЕТА ЭЛЕКТРОМАГНИТНОГО ПОЛЯРИЗОВАННОГО
УПРАВЛЯЮЩЕГО ЭЛЕМЕНТА
При расчете могут стоять две задачи:
1. Провести поверочный расчет, когда габариты и форма маг-
нитной системы заданы, а также известны напряжение питания,
сопротивление и число витков обмоток управления ((/у, /?у, wy)
и подмагничивания ((/п, Rn, шн);
2. Провести расчет электромагнитного поляризованного эле-
мента, когда в качестве исходных данных для расчета заданы тре-
буемое значение усилий на якоре F, значение тока в обмотке уп-
равления, при котором должно быть обеспечено это усилие, а
также известны условия работы проектируемого элемента (напри-
мер, срок службы, пределы изменения окружающей температуры
и т. п.).
При решении первой задачи необходимо:
1) определить сопротивление воздушного зазора в месте задел-
ки якоря 7?м3;
2) рассчитать и построить статические характеристики элемента
F = f[(Iw)y, хвых] согласно полученному выше выражению (8.7).
При решении второй задачи необходимо:
1) ориентировочно задаться габаритами и формой магнитной
системы элемента, а также значениями намагничивающей силы об-
моток управления (Jw)y и подмагничивания (/ш)п.
При этом необходимо внимательно изучить конструкции имею-
щихся в литературе прототипов элемента, расчет которого должен
быть произведен;
220
2) определить сопротивление воздушного зазора в месте задел-
ки якоря /?м3;
3) рассчитать статическую характеристику элемента
F — f К^)у, -^вых]
согласно выражению (8.7) и сравнить ее с заданной;
4) одновременно необходимо проверить значения потоков в
каждом участке магнитопровода Фь Ф2 и Ф3 и определить, нет
ли перенасыщения материала. Для определения этих потоков нуж-
но выразить их через те же конструктивные параметры элемента,
от которых зависит усилие на якоре его.
Согласно выражению (8.4) поток
Ф1= -у {^М2 [(Мп — (Му] + 2 (Мп^мзЬ
Подставляя значение А и Т?м2 согласно выражениям (8.3) и
(8.2), получим
ф __ (с —Хвых)М[(^)п —(/^)у1
& "Ь 2[xodc7?M3
2(/^)п^мЗ (с2 Хвых) Н’О^2
5(5 4- 2а0 dcRM3)
Аналогично определим
(с + Хвых) М К^)п + Wy]
5 -|- 2p-odc7?M3
2(/йУ)п^?мз [с2 х2вых) p0d2
5 (5 2;^0^с/?м3)
(/к?) у (^)п 2^об/хвых
3 “ 5 -j- "t" 5 + 2^0 de Кмз 9
(8.8)
(8.9)
(8.10)
5) выполнить расчет обмоток элемента; определить параметры
обмоток, их перегрев и соответствие заданному сроку службы;
6) по полученным данным пп. 3, 4 и 5 в случае необходимости
скорректировать габариты элемента, значения (/ш)у и (Iw)n и
повторить расчет снова и т. д.
Пример 8.1. Рассчитать электромагнитный поляризованный управляю-
щий элемент. Исходные данные для расчета:
а) усилие на якоре F должно быть не менее 0,50 н при токе в управляющей
обмотке iy = 10 ма (и хвых= 0);
б) максимальное отклонение якоря от нейтрали хвыхтах«0,1 см.
1. Задаемся значениями намагничивающей силы обмоток управления
(/оу)у и подмагничивания (/ш)п, принимая (Iw)y = 30 а и (/Мп = 130 а.
2. Определяем сопротивление воздушного зазора в месте заделки якоря
^мз-
221
якоря.
ф — 2L-, получим
Согласно рис. 8.4, б
D__________________________________
*мз~ Ио hd ’
где d — толщина якоря;
h — длина дуги;
Ьо — величина воздушного зазора в месте заделки
Принимая d1,3 см, So 0,003 см, г = 0,15 см,
h = г = 1,55.0,15 = 0,23 см
и
0,003 0,01
/?мз = О,23-1,3р.о = 1/см‘
3. Рассчитываем усилие F при хвых — 0 и (Iw)y = 30 а:
2(Jw)n(Iw)y?od 2-130-30-4-3,14-10-9-1,3 . 2
F= & + 2^dcRH3 = 0,02 + 2-1,3-0,1-0,01 -Ю2 = 0,575 н,
где |ло=4тг • 10-9 гн!см\ с = b—а = 1,5—0,5 = 1,0 мм = 0,1 см\ S = 0,02 см.
Рис. ,8.6. Статические характеристики элемента
Выражение статической характеристики согласно (8.7) после подстанов-
ки числовых значений параметров и ряда преобразований примет вид
F = [0,0192 (Му —3,18 хвых] н,
где (Iw)y выражена в а, хвых — в см.
Статические характеристики приведены на рис. 8.6.
Сравнивая полученное значение усилия в результате расчета с заданным,
можно сделать вывод, что выбранные значения намагничивающей силы обмо-
ток и габариты магнитной системы обеспечивают заданные требования.
4. Определяем значения потоков Ф1, Фг и Фз в каждом участке магнито-
провода.
Согласно выражению (8.8)
а) при хвых = 0
0,1-4к• 10“9-1,3 (130 — 30) 2-130-0,01 •0,12-4те. 10“9 Л ое л
Ф1= 0,02 + 0,0026 + 0,02-0,0226 — 0,85-10-лб;
б) при Хвых max = 0,1 см Ф1 = 0.
222
При сечении магнитопровода Sm = dhm = 1,3-0,46 = 0,6 сл2 индук-
ция в магнитопроводе
<Х>! 0,85-10-5 л
Bt~ Sm = 0,6-10-* -°>14 тл-
Согласно выражению (8.9)
а) при хвых = 0
0,12-4тс-10"9-1,32 ГО,02 (130 + 30) 1
ф2 = 0,02-0,0226 [ 1,3-0,1 +2-130-0,01 | =1,27-10 вб
и
1,27-10“5 * * *
В2 = 0,6-10~4 ~ 0,21 тл\
б) При Хвых тах = 0,1 СМ (хВЫХ = с)
ИМРч+Ип + Иу! 0,2-4 тт:-10-». 1,3-160
Ф* =--------------------------------=----------0226----------= 2,32-10 вб
и
4гс-10-М, 3-2-0,1-30
= 0,435-10“5 вб\
0,0226
2,32-Ю"5
В2 = q 6>1q-4 =0,388 тл.
Согласно выражению (8.10),
а) при хвых = 0
P-0d2c (/ш)у
3 S + 2
б) при Хвых max === — 0,1 СМ
30-2-0,1 -4 к-Ю"9-1,3 130-2-4тт:-10“9-1,3-0,1 Л Л _
Фз — 0,0226 + 0,0226 — 2,32-Ю" вб.
При сечении якоря 8Я = 1,3-0,3 = 0,39 см2 индукция в якоре
0,435-10-5
Вя — q 3g,iQ-4 —0,11 тл при хвых — 0
и
п 2,32-Ю"5 Л
— 0 39- тЛ ПРИ ^вых тах-
S. Расчет обмоток здесь не приводится, так как этот вопрос подробно
рассмотрен в ранее опубликованных выпусках по проектированию элементов
и систем автоматики [4, 5].
Литература
1. Декабрун И. Е. Электромагнитные поляризованные реле и пре-
образователи. Госэнергоиздат, 1959.
2. Декабрун И. Е., Козлов Н. П., Крассов И. М. Динамика
электромагнитного управляющего элемента. .Автоматика и телемеханика,
1960, т. XXI, № 4.
3. Гусаков В. И. Элементы и приводы силовых следящих систем.
Сборник статей под ред. Костина С. В. «Характеристики электромеха-
нических преобразователей с магнитной пружиной». Оборонгиз, 1961.
4. А г е й к и н Д. И., К о л о с о в С. П., У д а л о в Н.П. Руковод-
ство по проектированию элементов автоматики, вып. 1. Оборонгиз, 1957.
5. К о л о с о в С. П. и др. Руководство по проектированию элементов и
систем автоматики, вып. 3. Оборонгиз, 1959.
Глава IX
ДРОССЕЛЬНЫЕ МАГНИТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
§ 9.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Дроссельные магнитные усилители получили наиболее широкое
применение. Они вышли за рамки таких традиционных областей
применения, как следящий электропривод, усиление сигналов
постоянного тока в системах автоматического управления и конт-
роля. В настоящее время магнитные усилители и построенные
на их принципе бесконтактные элементы дискретного действия
находят все более широкое применение в вычислительной технике.
Как известно [2, 3, 9], простейший дроссельный магнитный
усилитель (МУ) представляет собой переменную индуктивность
(дроссель насыщения), включенную с сопротивлением нагрузки
последовательно к источнику питания переменного тока (рис.
9.1, а). Величина индуктивности изменяется в зависимости от ве-
личины входного сигнала, что обусловливает изменение тока на-
грузки.
Как следует из рисунка, ток нагрузки
4 = - 7 -Un (9.1)
где L5p — индуктивность дросселя;
7?н — сопротивление нагрузки;
Un — напряжение источника питания.
Поскольку, как указывалось выше, индуктивность дросселя
является функцией входного (управляющего) сигнала, т. е. Адр =
= f(I ), то и ток нагрузки зависит от величины /v (рис. 9.1, б).
Чтобы изменение индуктивного сопротивления дросселя Хдр =
= оАдр вызывало необходимое изменение тока нагрузки, оно
должно быть существенно больше сопротивления нагрузки. Дейст-
вительно, только при этом условии ток нагрузки будет определять-
ся в основном индуктивным сопротивлением дросселя.
Для достижения больших индуктивностей дроссели насыщения
выполняют на ферромагнитных сердечниках, при этом используют
224
Рис. 9.1. Схемы и сердечники магнитных усилителей:
а — принципиальная схема цепи нагрузки; б — простейший магнитный усилитель на
одном сердечнике; в—кольцевой наборный сердечник; г — кольцевые пластины; д —
кольцевой витой сердечник; е—броневой (Ш-образный) витой сердечник; ж — стержне-
вой (П-образный) витой сердечник; з—стержневой наборный сердечник; и — Ш-образная
пластина с просечкой; к — Ш-образная пластина с перекрышкой; л, м, я — различ-
ные конструкции П-образных пластин; о — характеристики намагничивания сердечни-
ков из пермаллоя: / — кольцевой сердечник; 2— Ш-образный сердечник без зазора;
3 — Ш-образный сердечник с просечкой; п — сердечник ступенчатого сечения
8 Заказ № 971
материалы, обладающие высокой магнитной проницаемостью.
Последнее следует из того, что индуктивность дросселя при про-
чих равных условиях пропорциональна величине магнитной про-
ницаемости (i:
т w2Q 0,4~^2Q /п
^др — И'о!1 — IS (9.2)
где wf Q и I — соответственно число витков, площадь поперечного
сечения (т2) и средняя длина (см) магнитной цепи
дросселя;
(х — относительная магнитная проницаемость;
;х0 — постоянная, характеризующая магнитные свойства
вакуума. В практической системе единиц МКСА
(ГОСТ 8033—56) = 0,4тс-10’6 - 1,256-10~6 гн/м.
На рис. 9.1, в, д — н изображены сердечники дросселей магнит-
ных усилителей различного назначения.
Очевидно, что наилучшими магнитными характеристиками при
одинаковом материале обладают кольцевые (неправильно называе-
мые тороидальными) сердечники, не имеющие воздушного зазора
(рис. 9.1, в и 3). Это обстоятельство, иллюстрируется графиками
характеристик намагничивания, приведенными на рис. 9.1, о.
Однако применение кольцевых сердечников ограничивается усили-
телями сравнительно небольших мощностей, так как при больших
мощностях намотка обмоток в дросселях с такими сердечниками
становится технологически трудной из-за больших сечений проводов.
Поэтому в усилителях больших мощностей, особенно на низкой
частоте питания, используются дроссели броневого (рис. 9.1, е)
и стержневого (рис. 9.1, ж) типов.
Поскольку потери в обмотках усилителя пропорциональны
длине витков, то целесообразно эту длину уменьшить, что может
быть достигнуто, в частности, заменой сердечников квадратного
сечения круглыми. Особенно это существенно в мощных усилите-
лях, где в ряде случаев используются сердечники ступенчатого
сечения (рис. 9.1, и), так как из листового материала сердечники
круглого сечения изготовить практически невозможно.
Входной сигнал в магнитном усилителе подается в специальную
обмотку, называемую обычно обмоткой управления wy либо вход-
ной обмоткой (рис. 9.1, б). Обмотка, включаемая в цепь нагрузки,
называется обычно обмоткой переменного тока либо рабочей
или выходной обмоткой. Простейший магнитный усилитель; изо-
браженный на (рис. 9.1, б), подобен трансформатору, в первичную
обмотку которого подается управляющий сигнал /у, а вторичная
обмотка включена в цепь нагрузки. Существенно при этом, что ин-
дуктивность вторичной обмотки определяется величиной управляю-
щего сигнала.
Чтобы установить, как входной сигнал изменяет индуктивность
226
обмотки, рассмотрим семейство характеристик, приведенное на
рис. 9.2, а.
Это семейство изображает зависимость переменной составляю-
щей индукции В в сердечнике дросселя магнитного усилителя от
Рис. 9.2. Характеристики и схемы для экспериментального определения
кривых одновременного намагничивания:
а — семейство характеристик B=f (Н, И __ ); б — зависимость магнитной проницаемости
от напряженности управляющего подмагничивающего поля; в — статическая характерис-
тика магнитного усилителя; г — схема для снятия характеристик B=f (Н, Н д — то
же, со специальной измерительной обмоткой
напряженности магнитного поля, создаваемого как переменным
током в обмотке , так и постоянным током в обмотке wy, и на-
зывается семейством характеристик одновременного намагничива-
ния переменным и постоянным магнитными полями.
Рассмотрим, как будет изменяться магнитная проницаемость
для переменной составляющей индукции pi = В/Н с ростом управ-
ляющего сигнала, т. е. Я. Как следует из характеристик В =
= f(H, с ростом управляющего сигнала Н= величина Н
8*
227
возрастает, что для выбранной индукции В соответствует умень-
шению [л (рис. 9.2, б).
Обращает на себя внимание симметричность кривой [х =
т. е. уменьшение магнитной проницаемости не зависит от поляр-
ности управляющего поля (знака управляющего сигнала). Как
следствие, зависимость /н от /у (статическая характеристика) для
рассматриваемого магнитного усилителя также будет симметрич-
ной и иметь вид, изображенный на рис. 9.2, в.
Рис. 9.3. Практически используемые схемы магнитных усилите-
лей и характеристики:
а — усилитель с последовательным включением обмоток; б — тр же, с па-
раллельным включением; в — усилитель с выходом на постоянном токе;
г — усилитель с внешней обратной связью; д — усилитель с внутренней об-
ратной связью и выходом на переменном токе; е — то же, но с выходом на
постоянном ‘токе; ж— статическая характеристика усилителя с обратной
связью; з — реверсивный усилитель, ь выполненный по дифференциальной
схеме; и — статическая характеристика реверсивного усилителя
228
На рис. 9.3. изображены практически используемые схемы не-
реверсивных (однотактных) дроссельных магнитных усилителей.
Если на рис. 9.3, а—в даны схемы усилителей без обратной связи,
то на рис. 9.3, г—е — схемы с обратной связью. Последние полу-
чили наиболее широкое применение. На рис. 9.3, ж приведена
статическая характеристика усилителя с обратной связью.
Реверсивные (двухтактные) усилители обычно выполняются
путем соответствующего соединения однотактных усилителей,
при этом различают дифференциальные и мостовые схемы [2, 3,
5, 9].
В качестве примера на рис. 9.3, з изображена схема дифферен-
циального усилителя, а на рис. 9.3, и — статическая характери-
стика реверсивного усилителя.
§ 9.2. СЕМЕЙСТВО ХАРАКТЕРИСТИК ОДНОВРЕМЕННОГО
НАМАГНИЧИВАНИЯ ДВУМЯ ПОЛЯМИ
Семейство характеристик одновременного намагничивания дву-
мя полями (рис. 9.2, а) определяется экспериментально. Для этого
обычно используется схема, приведенная на рис. 9.2, г либо на
рис. 9.2, д.
В схеме, изображенной на рис. 9.2, г, используются детекторные
приборы, измеряющие средние значения тока и напряжения, при
этом падение напряжения измеряется непосредственно на обмотках
переменного тока. В схеме, изображенной на рис. 9.2, д, напряже-
ние измеряется на специальных измерительных обмотках, что повы-
шает точность измерения.
Однако семейство характеристик В = f(H, Н^) может быть
определено и расчетным путем [6, 14, 17].
В качестве исходной в этом случае используется основная
характеристика намагничивания В = f(H), изображенная на
рис. 9.4, а. Сущность метода заключается в следующем [14].
Пусть связь мгновенных значений индукции и напряженности
переменных составляющих магнитного поля выражается кривой
намагничивания (рис. 9.4, а).
Так как в одном из сердечников поле подмагничивания (управ-
ляющего сигнала) Н= складывается с полем переменного тока Н,
а в другом — вычитается из него, то индукции в первом и втором
сердечниках определятся соотношениями
В2 = /2(Я-Я=). /
Это значит, что кривые зависимости значений индукции в сер-
дечнике от напряженности поля Я имеют ту же форму, что и исход-
ная кривая намагничивания, но сдвинуты вправо и влево по оси Н
на величину +//= (рис. 9.4, б). Задаваясь различными значениями
229
Н=, можно получить семейство характеристик, изображенное на
рис. 9.4, в. Здесь каждому значению Н= соответствует определен-
ный сдвиг кривых Bi и В2 относительно начала координат. Полу-
ченные характеристики, выражающие зависимость В4 и В2 от Н,
необходимо преобразовать к виду В = f(H). Приложенное к дрос-
Рис. 9.4. Построение семейства характеристик одновремен-
ного намагничивания:
а — кривая намагничивания; б — смещение кривых намагничивания при
воздействии постоянным полем; в—семейство кривых намагничивания при
различных значениях Н-; г — семейство характеристик В^В^ЦН)
при различных значениях Н— ; д — семейство характеристик одновре-
менного намагничивания
230
селям напряжение питания Un компенсируется э. д. с. самоиндук-
ции в обоих обмотках переменного тока:
гт dB± . л dB2 d (В± 4“ Ва)
Un=w~Q—+ w~Q = w~Q =
dt dt dt
dB
dt
(9.4)
т. e. определяется суммой индукций B1 + B2 = В.
Таким образом, складывая мгновенные значения Bi и В2,
найдем суммарную индукцию В, которую и отложим на гра-
фике. Подобное построение произведено на рис. 9.4, г, где
получено семейство характеристик, выражающее зависимость
мгновенных значений индукции
В = В2 от мгновенных зна-
чений напряженности поля Н
при различном подмагничива-
нии п=.
Обычно эту зависимость не-
обходимо иметь в действую-
щих, средних или амплитудных
значениях. Однако переход к
действующим значениям качест-
венно не меняет картины. По-
лучается подобное же семейство
Вд = F(Hp) при различных Н=,
но расположенное в одном ква-
дранте (рис. 9.4, д).
На рис. 9.5—9.11 приводят-
ся характеристики намагничива-
ния для ферромагнитных мате-
риалов, используемых для изго-
товления сердечников магнит-
ных усилителей.
Рис. 9.5. Кривая намагничивания
(на постоянном токе) ленточного
кольцевого сердечника из сплава
79НМ (толщина ленты 0,05 мм)
§ 9.3. АППРОКСИМАЦИЯ ХАРАКТЕРИСТИК ОДНОВРЕМЕННОГО
НАМАГНИЧИВАНИЯ
Аппроксимация характеристик В = f(H, Н=) связана со зна-
чительными трудностями, определяемыми нелинейностью этих
характеристик. Однако используя то, что работа магнитных усили-
телей происходит, как правило, при максимальных индукциях
переменной составляющей магнитного поля, не превышающей
80% от индукции насыщения, можно ограничиться аналитическим
описанием не всей характеристики, а только части, которая нахо-
дится ниже указанного значения индукции. Очевидно, что отмечен-
231
Рис. 9.6. Кривая намагничивания (на постоянном токе)
ленточного кольцевого сердечника из сплава 34НКМП
(толщина ленты 0,05 мм)
Рис. 9.7. Семейство характеристик одновре-
менного намагничивания ленточного коль-
цевого сердечника (0,05 мм) из сплава 79НМ
при частоте 50 гц
в Jл
0,8
Рис. 9.8. Семейство характеристик одновременного намагяичн
вания ленточного кольцевого сердечника (0,05лш) из сплава
79НМ при частоте 1000 гц
Рис. 9.9. Семейство характеристик одновременного
намагничивания ленточного кольцевого сердечника
(0,05 мм) из сплава 34НКМП при частоте 50 гц
В,тл
Кб
Рис. 9.10. Семейство характеристик одновре-
менного намагничивания ленточного коль-
цевого сердечника (0,05 мм) из сплава
34НКМП при частоте 1000 гц
Рис. 9.11. Семейство характеристик одновременного намагничивания лен-
точного кольцевого сердечника (0,08 мм) из сплава ХВП при частоте 50 ац
ное обстоятельство несколько облегчает задачу аппроксимации
характеристик одновременного намагничивания.
Обычно семейство характеристик В — f(H, Н=) представляют
либо в виде алгебраических ‘ или трансцендентных функций,
либо используют кусочно-линейную аппроксимацию (3,4, 9, 12,
14).
С достаточной для практики степенью точности семейство
В = f(H, Н-) может быть представлено функциям следующего
вида:
в he) +6(~/е); <9-5)
D / Н \п . ЬНт ,о д.
в=аМ +^йг: (96)
В = а (тг-)°+ ЬН‘- (9.7)
(Н \2
; (9.8)
D 1 и I Н \ I / Н \2 1 Л I Н \3 I /п
В — ^(“77—) “!”•••’ (9-9)
-----'-IT-' (9-Ю)
а + & “Jy
/ \ I Н \
В = а+ (9.11)
н
н_
В = ехр-------jj— . (9.12)
а + 6 —jj—
При оценке качества аппроксимации весьма существенным
является точность, с которой отображается реальная характерис-
тика, а также простота и удобство полученного выражения.
Как следует из различных исследований, погрешность аппрок-
симации по приведенным формулам обычно лежит в пределах 10%,
если для железо-никелевых сплавов индукция не превышает 0,5 тл
и Н= лежит в пределах до 0,5 а/см, а для трансформаторной стали
соответственно не превышает 0,8—1,2 тл и 10 а/см. Для больших зна-
чений индукции и более широких изменений постоянной составляю-
щей напряженности магнитного поля погрешность аппроксимации
может достигать 15—20% и более. Кроме того, использование в
качестве аппроксимирующих формул вида (9.5) — (9.12) приводит
к недостаточно удобным уравнениям, во многих случаях не разре-
шаемым относительно искомой функции.
235
В этом отношении несомненным преимуществом обладает ку-
сочно-линейная аппроксимация кривых В = f(H, Н=). Как сле-
дует из [16], семейство характеристик одновременного намагни-
чивания В = f(H, Н=) может быть описано выражением вида
dH = SdH= + -2- dB. (9.13)
о дВ гт । о дН
Здесь \hd = при = const, a S —
при В = const.
Очевидно, что = tga (см. рис. 9.2, а). Как было показано
в [3], если семейство кривых одновременного намагничивания
переменным и постоянным полями представить в виде отрезков
прямых так, как это изображено на рис. 9.12, а, то угол а становит-
ся постоянным и не зависит от величины переменной и постоянной
составляющих напряженности магнитного поля. В этом случае
дифференциалы могут быть заменены самими величинами и формула
(9.13) запишется в виде
Н = SH^ + — . (9.14)
Последнее уравнение может быть непосредственно получено
из графика, изображенного на рис. 9.12, б. Действительно, величина
напряженности поля для точки 1 определяется суммой двух отрез-
ков Оа и ав. Первый из них равен SH=, а второй Bctga = B/tga =
= Bl\kd. С. П. Колосовым [18] было предложено учитывать нелиней-
ность начального участка характеристик семейства В = f(H,
т. е. аппроксимировать ее так, как это показано на рис. 9.12, в.
В этом случае (9.14) запишется в виде
н ^H0+SH + ^_. (9.15)
Следует, однако, иметь в виду, что если для трансформаторных
сталей учет Но имеет практический смысл, то для высокопрони-
цаемых магнито-мягких материалов, используемых для изготовления
магнитных усилителей небольших мощностей, этой величиной без
заметного ущерба для точности можно пренебречь. Так, для пермал-
лоя погрешность из-за неучета Но не превышает 0,5%, т. е. сущест-
венно меньше погрешности аппроксимации характеристики [31.
Как следует из рис. 9.12, б, линеаризованные характеристики
зависимости В = f(H) при Н= — const аппроксимируются тремя
отрезками прямых:
В = 0; (9.16)
В = !лДЯ —5Я=); (9.17)
B = BS. (9.18)
236
Рис. 9.12. Идеализированные характеристики одновременного
намагничивания и зависимость постоянных аппроксимации от
В и Я=:
а — спрямленные характеристики В = f (Н, Н-.); б — геометрическая ин-
терпретация уравнения, аппроксимирующего семейства B — И в —
то же, в случае учета начального нелинейного участка характеристик;
г — зависимость крутизны характеристики от В; д — зависимость от
В —; е — зависимость от В при Н— const: 1 — Н__ = 0,32 а/см\
2 — — 0,64 а/см
В качестве иллюстрации одна из характеристик Oacd выделена
жирной линией. Очевидно, что рабочими участками характе-
ристиками являются отрезок ас и параллельные ему. Таким обра-
зом, в рассматриваемом случае аппроксимация сводится к описанию
семейства прямых, характеризующихся постоянным наклоном, т. е.
= const, и отстоящих друг от друга на расстоянии SH^,
где S = const.
Так, для кольцевых сердечников из сплава 80НХС толщиной
0,25 мм на частоте 50 гц (индукция синусоидальна) = 22700,
S = 1 и формула (9.18) запишется в виде
В = 2,27(Я —Я=) тл. (9.19)
Как показала экспериментальная проверка, подобная аппрок-
симация обеспечивает удовлетворительное совпадение с данными
опыта при средних значениях Н= (от 0,3 до 0,5 а! см).
В [15, 18] полагалось, что и S постоянны и не зависят от на-
пряженности подмагничивающего поля и магнитной индукции
В. В действительности и S являются функциями Н= и В и учет
этих зависимостей уменьшит погрешность аппроксимации. На
рис. 9.12, г приведена экспериментально определенная зависимость
S от величины В для дросселя, выполненного на кольцевых витых
сердечниках из ленты 79НМ толщиной 0,08 мм. На рис. 9.12, д
и е соответственно изображены зависимости от Н= и В.
§ 9.4. ЗАПАЗДЫВАНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ
Известно, что запаздывание магнитного усилителя определяется
в основном инерционностью цепи управления, обусловливаемой
индуктивностью обмотки управления [1, 2, 3].
Как следствие, ток управления fy в своем изменении отстает
во времени от изменения напряжения (7у, подаваемого на вход
усилителя. Существенно при этом, что ток нагрузки in практиче-
ски не отстает от тока управления iy.
Обычно запаздывание оценивается постоянной времени т ту,
где ту — постоянная времени цепи управления, либо частотными
характеристиками усилителя.
Для тока в цепи управления в случае включения в нее постоян-
ной э. д. с. справедливо уравнение
Еу — 1уЯу + Ly dt — ЯД iy + dt ) >
(9.20)
(9.21)
где
1у 0,4л(?уйУу
= ТУ = Z?yZy-10»
Здесь Яу—сопротивление цепи управления;
238
1у и Qy — соответственно длина и площадь сечения магнит-
ной цепи для потока управления;
[^у = -дй---дифференциальная проницаемость для потока уп-
равления (постоянной составляющей магнитного по-
тока дросселя).
Связь между и Н= в общем случае нелинейна. Следователь-
но, уравнение (9.20) является нелинейным и говорить о постоянной
времени ту было бы неправильно. В качестве иллюстрации на
рис. 9.13, а изображена типичная зависимость В= от //=.
Однако во многих случаях на практике представляет интерес
рассмотрение переходного процесса при малых изменениях вход-
ного сигнала. Очевидно, что в этих случаях уравнение может быть
линеаризовано в области данной точки характеристики и можно
рассматривать магнитный усилитель как линейное апериодическое
звено с постоянной времени, определяемой равенством (9.21).
При наличии контуров с малым сопротивлением (короткозамк-
нутых контуров) в виде обмотки обратной связи с шунтом, обмотки
смещения и т. п. постоянная времени определится как
°-4^у а Н /0 29}
1 Я /у- 10-8 \ Яу -t- (У-22)
где wi и — соответственно число витков и сопротивление коротко-
замкнутых контуров.
Определив ту, нетрудно подсчитать время запаздывания усили-
теля, полагая, что /3 Зт ~ Зту.
При включении в цепь обмотки управления переменной э. д. с.
еу = Еу.т siii(Dy t справедливо уравнение
Еу. msin (оу/ = iyRy + Ly = Ry iy + ту . (9.23)
Здесь («у = 2к/у, где /у — частота входного сигнала. Отсюда
для установившегося тока в этой обмотке найдем
Sin к/ - т) = , (9.24)
где — угол сдвига фазы тока iy относительно э. д. с. еу, опреде-
ляется равенством
Ф = arc tgo)yTy. (9.25)
Приведенное соотношение представляет собой фазо-частотную
характеристику магнитного усилителя.
239
Поскольку коэффициенты усиления напряжения и мощности
соответственно определяются равенствами
КН = КТЧ^, (9.26)
КН = К*^Ч (9.26а)
где Кт — коэффициент усиления тока, то, подставив значения
/у из формулы (9.24), получим
К» = Кт--------, (9.27)
1+«2у
Км = К?--------R" — (9.28)
fy/ 1 + 4
Полагая, что для сигнала постоянного тока о)у = 0, Кн = /Сно
и Км = Км0, найдем аналитическое выражение амплитудно-час-
тотной характеристики магнитного усилителя
= -!г- =-----...— • (9-29)
Л мо Дно /1+44
Очевидно, что для коэффициента усиления тока Кт = /Ст0
и график частотной характеристики - — F (/„) выражается
Л то- у
прямой, параллельной оси fy (идеальная частотная характеристика).
Как известно [2],
КН^У
Ту “
(9.30)
КН^у Км
WA ~~ ’
где 7) — к. п. д. цепи нагрузки усилителя.
Приведенная формула справедлива для усилителя с последова-
тельно включенными обмотками переменного тока. Для случая
параллельного включения w~ формула запишется в виде
_ Кн^у
Ту ~
Величина т? определяется равенством
т __ _______________________Кн____
Кн+Кш~ + Кв
где Rw~ и RB— соответственно сопротивления обмоток переменного
тока и выпрямителя.
(9.31)
(9.32)
240
Для усилителей с обратной связью выражение для постоянной
времени имеет вид
При этом знак «минус» в знаменателе соответствует положительной
обратной связи, а «плюс» — отрицательной. Следовательно, поло-
жительная обратная связь увеличивает запаздывание, а отрицатель-
ная — уменьшает.
Формулы (9.30) и (9.31) справедливы для идеального магнит-
ного усилителя. Выведем соотношения для расчетного определения
постоянной времени реального усилителя. Для этого рассмотрим
семейство характеристик, изображенное на рис. 9.13, а. Анали-
тически это семейство можно представить в виде
dB^^-dH^ + ^-dB. (9.34)
д В
Частная производная (при В= const) представляет собой
магнитную проницаемость для постоянной составляющей
магнитного потока.
дВ_
Обозначим частную производную при Я= = const через К
(рис. 9.13, б). Нетрудно убедиться, что К представляет собой
тангенс угла наклона касательной к кривой В== f (В) и характе-
ризует изменение величины постоянной составляющей индук-
ции В= в зависимости от изменения переменной составляющей В.
Таким образом (9.34) можно переписать в виде
dB= = p=dH= — KdB. (9.35)
Очевидно, что (9.35) представляет собой аналитическое выра-
жение семейства характеристик В= — f (Н=, В) в дифференци-
альной форме.
Представим семейство характеристик В== f (Н=, В) в виде
отрезков прямых, как это изображено на рис. 9.13, виг, Полагая
при этом углы аир постоянными, не зависящими от величин В и
Н= уравнение (9.35) перепишем в виде
В= = + Вп — КВ, (9.36)
Для расчета семейства характеристик В= = f (Н=, В) по выве-
денным зависимостям необходимо знать величины постоянных
аппроксимаций рс= и /С.
Как следует из рис. 9.13, в, величина численно равна тан-
генсу угла а, т. е. |л= = - . Поскольку угол наклона а принят
одинаковым для всех характеристик семейства, то достаточно
241
Рис. 9.13. к расчету запаздывания реального магнитного уси-
лителя:
а — семейство характеристик В_ —ft В) [Bj < В2 < В3]; б — семейство
характеристик В_. —f2 (В, Н-) [#=1 < Н—2^ Н—3 ]*» в ~ идеализированное
семейство характеристик В_ = (//__, В); г — идеализированное семейство
характеристик B_=f2(B, Н—)\ д — семейство спрямленных характеристик
B — f (Н, и эллипс нагрузки; е — графики расчетного (5) и эксперимен-
тального (/ и 2) определения отношения----------— от —
Tmax ушах
определить этот угол для одной характеристики, семейства, ска-
жем, соответствующей В==0, т. е. основной характеристики намаг-
ничивания, определенной баллистическим способом. Так, по дан-
ным [2], для кольцевых сердечников из стали Э41 [л= = 920, а для
сплава 80НХС рс= = 520.
Для определения величины К нет необходимости в построении
характеристики, изображенной на рис. 9.13, б. Ее можно опреде-
лить по характеристикам рис. 9.13, а, при этом достаточно огра-
ничиться двумя кривыми семейства: для В = 0 и наибольшего
значения В (Втах). Тогда (рис. 9.13, а)
К _ Вп Вп max (9 27)
^тах
Некоторые значения постоянной К приведены в табл. 9.1.
Таблица 9.1
Значения постоянной К
Материал Толщина, мм Частота переменной составляющей поля, гц К
Сталь Э41 0,35 50 0,81
Сталь Э310 • .... 0,35 50 0,7
Сплав 80НХС 0,25 50 0,57
Сплав 79НМ 0,25 400 0,63
Сталь Э41 0,35 400 0,64
Для определения ту необходимо найти ру, а для этого следует
решить систему уравнений, первое из которых описывает семей-
ство характеристик В= = f(H=, В), т. е. задано в виде равенства
(9.36); второе описывает семейство кривых одновременного намаг-
ничивания В = f(H, Н=) и может быть задано в виде равенства
(9.14), а третье характеризует цепь нагрузки усилителя, т. е.
представляет собой уравнение эллипса нагрузки (рис. 9.13, д):
В2т = В2 + а2Н2, (9.38)
где
а==
Вт — индукция холостого хода дросселя, соответствующая на-
пряжению питания усилителя;
Нт — напряженность магнитного поля, соответствующая макси-
мальному току (току насыщения).
243
Решая совместно уравнения (9.14) и (9.38), найдем
/ Вт-В2
а
= SH= + — ,
откуда после преобразований и использования (9.36) получим
искомую зависимость для реального магнитного
усилителя:
(9.39)
управ-
и про-
Как следует из (9.39), магнитная проницаемость цепи
ления реального магнитного усилителя, а следовательно,
порциональная ей постоянная времени, определяются как пара-
метрами цепи постоянного тока [л= + , так и параметрами
цепи переменного тока (третье слагаемое). Как первое, так и вто-
рое слагаемые зависят от величины /7= и уменьшаются с его рос-
том. Поскольку создается не только входным сигналом, но
и смещением, то при наличии смещения величина меньше,
чем без него, что подтверждается экспериментальными данными.
Для высокопроницаемых сплавов
1 /7^ Q
Др « и — « 1.
При этих условиях (9.39) можно будет записать в виде
н, - и-+- та. VШ - Ш'- (9-40)
Подставляя значение [лу из (9.40) в формулу
^-у 0,
= == Z/?y108 :АУ’
найдем постоянную времени реального магнитного усилителя.
Для усилителей с обратной связью, как и для идеальных уси-
лителей, справедливо соотношение (9.33). Однако в отличие от
идеального усилителя в случае реального усилителя ту опреде-
ляется проницаемостью р,у, рассчитываемой по формуле (9.40).
Пример 9.1. Представляет несомненный интерес экспериментальное под-
тверждение формулы (9.40). Для этого задаемся следующими значениями:
|л= = 300, Вп = 0,45 тл, Вт = 0,3 тл, К = 0,6, Ят = 10 а!см, S = 1 и
найдем отношение
Ру т
Ру max 'чпах
244

Рис. 9.14. Схемы и характеристики магнитных усилителей:
а — статическая характеристика усилителя; б — экспериментально определенное отношение
/д max и ^нас* 6 ~ пР°стейший магнитный усилитель; г — усилитель с выходом на посто-
янном токе; д — семейство характеристик одновременного намагничивания 2 >
у, е — семейство характеристик Н — f (H—t В) [Bt > В2 >В3]
Здесь за р,у тах принято значение, соответствующее /н = 0,125 /нас.
Результаты расчета представлены на рис. 9.13, е кривой 3. На этом же
графике приведены экспериментальные кривые: 1 — для магнитного усили-
теля с большей и 2 — для усилителя с меньшей инерционностью.
Здесь ттах соответствует подаче на вход усилителя наименьшего сигна-
ла, равного в рассматриваемом случае 0,125 /нас Для кривой 1 и 0,25 /Нас —
для кривой 2. Как следует из сопоставления кривых, результаты расчета
удовлетворительно согласуются с экспериментальными данными.
§ 9.5. ЛИНЕЙНОСТЬ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Статическая характеристика магнитного усилителя в общем
случае нелинейна (рис. 9.14, а). Однако, являясь по существу не-
линейной, характеристика магнитного усилителя содержит уча-
сток, расположенный в области между точками, соответствующими
току холостого хода и току насыщения. Этот участок с достаточной
для практики точностью принимается за линейный.
Согласно исследованию Н. М. Каждана [3] отношение макси-
мального значения тока нагрузки линейного участка характерис-
тики магнитного усилителя /л тах к току насыщения /нас для вы-
бранного материала сердечника изменяется в ограниченных пре-
делах. Так, для железо-никелевых сплавов и трансформаторной
стали это отношение лежит в пределах от 0,6 до 0,9 /нас.
На рис. 9.14, б приведены экспериментально определенные
зависимости п = /лтах- от величины сопротивления нагрузки для
^нас
усилителей, сердечники которых выполнены из сплава 79НМ тол-
щиной 0,2 (кривая 2) и 0,07 мм (кривая 3) и сплава 80НХСтолщи-
ной 0,1 мм на частоте 500 гц (кривая /). На этом же графике на-
несена аналогичная кривая 4 для усилителя, выполненного на
сердечниках из трансформаторной стали Э42 толщиной 0,35 мм.
На основании приведенных экспериментальных данных усред-
ненная величина отношения п составляет около 0,75.
Поэтому для улучшения линейности характеристики усили-
теля прежде всего необходимо, чтобы максимальный ток нагрузки
/н max не превышал 0,75 /нас.
Для расширения диапазона и повышения линейности характе-
ристики магнитного усилителя необходимо также увеличивать
отношение /нас/7х.х, т. е. кратность изменения тока нагрузки
(/х.х — ток холостого хода). Нетрудно убедиться, что увеличение
этого отношения увеличивает отношение Хдр/Е7?н.
Действительно [3 ],
^нас _ Un Un ________ ^ДР /п л 1\
/Х.х “ ЕЯн ’ ХДР ~ 1 }
Изложенные выше соображения позволяют задавать при про-
ектировании диапазоны линейности характеристики магнитного
усилителя.
246
Поскольку увеличение отношения Хдр/Е7?н связано с ростом
объема и веса дросселя насыщения, то повышение линейности ха-
рактеристики усилителя при прочих равных условиях неизбежно
вызывает увеличение его веса и объема.
§ 9.6. СТАБИЛЬНОСТЬ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ
Для идеального магнитного усилителя справедливо равенство
[2, 9]
= Iywy.
(9.42)
Приведенное соотношение является основным уравнением иде-
ального магнитного усилителя. Его часто. называют трансфор-
маторным законом, так как по форме это выражение аналогично
соответствующему соотношению для обычных трансформаторов.
Как следует из уравнения (9.42), коэффициент усиления тока
идеального магнитного усилителя выражается соотношением
' = А/н = Шу
Т Д/у /у
(9.43)
Поскольку величина Кт определяется только числами витков,
а последние не изменяются в эксплуатационных условиях, то иде-
альный магнитный усилитель характеризуется абсолютной ста-
бильностью коэффициента усиления.
В реальных же усилителях коэффициент усиления не остается
неизменным в процессе эксплуатации — он изменяется с измене-
нием окружающей температуры, напряжения и частоты источника
питания, а также во времени и от других факторов.
Поскольку (9.43) не дает возможности для анализа причин не-
стабильности работы усилителя, представляет интерес рассмот-
рение аналитического выражения коэффициента усиления по току
реального магнитного усилителя, выведенного в [3, 9, 15].
Для простейшего усилителя (рис. 9.14, в) с активной нагрузкой
формула для коэффициента усиления запишется в виде
где
о
КТ = ------------1-^------------
"2Г+ 0,7824 pid
(9.44)
А - 4/^/nr~Q. 10-8 ,
Q и I — соответственно площадь сечения и длина магнитной цепи
для переменной составляющей потока;
Хф — коэффициент формы кривой напряжения;
247
W~ — общее число витков переменного тока; при последо-
вательном включении обмоток = 2 w~, а при
параллельном = w~;
Е7?н — суммарное сопротивление цепи нагрузки, равное 7?н +
+ Rw~.
Для усилителя с выходом на постоянном токе (рис. 9.14, г)
в формуле для Кт необходимо учесть влияние выпрямительного
моста. В этом случае формула для Кт может быть записана в виде
[3, 9, 15]
tt/v
21 + 0,7824
где /<в — коэффициент выпрямления полупроводникового моста,
определенный как отношение среднего значения выпрям-
ленного тока к действующему значению переменного тока;
S ~ + Rb-
Как показано в [3, 9, 15],
где 7?п и — соответственно прямое и обратное сопротивление
диодов, составляющих выпрямительный мост.
Как следует из формул (9.44) — (9.46), коэффициент усиления
реального усилителя зависит как от магнитных характеристик
материала сердечника (^ и S), так и от величины суммарного со-
противления цепи нагрузки, а для усилителя с выходом на постоян-
ном токе — и от сопротивлений выпрямительного моста и его ко-
эффициента выпрямления.
Дифференциальная магнитная проницаемость и крутизна
характеристики S в свою очередь зависят от напряжения питания,
что следует из графиков, изображенных на рис. 9.14, д и е, а также
от частоты источника питания.
В качестве иллюстрации последнего на рис. 9.15, а приведены
характеристики намагничивания некоторых магнитных материалов
при различных частотах. На рис. 9.15, б изображена зависимость
крутизны характеристики S от переменной составляющей маг-
нитной индукции и частоты, полученная экспериментально для
кольцевых ленточных сердечников из сплава 79НМ толщиной
0,08 мм. При прочих равных условиях величина S падает с ростом
частоты, что иллюстрируется графиком (рис. 9.15, в). С ростом час-
248
a)
Рис. 9.15. Характеристики намагничивания:
а — зависимость характеристик В = f (Н, Н—.) ленточного кольцевого
сердечника из сплава 34НКМП толщиной 0,05 мм от частоты f — 1000 гц;
f = 2000 гц; б — зависимость крутизны характеристики от индукции и
частоты: / — f = 1000 гц; 2 — f = 1500 гц; 3 — f = 500 гц); в — то же, при
фиксированном значении индукции (В = 0,Зягл); г—зависимость [х,
от частоты ленточных кольцевых сердечников а

тоты и при прочих равных условиях^ уменьшается. На рис. 9.15, г
изображены зависимости от частоты источника питания для
кольцевых ленточных сердечников из сплавов: 79НМ толщиной
0,08 лш (кривая 1), 65НП толщиной 0,05 лм (кривая 2) и Э310
толщиной 0,08 мм (кривая 3).
Существенно зависят магнитные характеристики сердечников
от изменения температуры.
На рис. 9.16приводятся характеристики В = f(H, Н=) для лен-
точных (толщина 0,05 мм) кольцевых сердечников из сплава
Рис. 9.17. Температурные изменения pd
и вольт-амперных характеристик
диодов
34НКМП на частоте 1000 гц при различных температурах в диапа-
зонах от —50 до 4-60° С. Как следует из этих графиков, с измене-
нием температуры дифференциальная магнитная проницаемость
pd и индукция насыщения существенно изменяются. При этом с
повышением температуры происходит уменьшение величины ин-
дукции насыщения.
На рис. 9.17, а приводятся усредненные графики зависимости
от температуры для молибденового пермаллоя 79НМ (толщина
пластин 0,2 мм — кривая /), хромистого пермаллоя 80НХС (тол-
щина пластин 0,15 мм — кривая 2) и трансформаторной стали Э42
(толщина пластин 0,35 мм — кривая 3). Эти характеристики были
получены экспериментально при измерениях на частоте 500 гц.
В силу нелинейности характеристики диодов существенно зави-
сят от величины приложенного напряжения и изменяются поэтому
251

Рис. 9.18. Нестабильность характеристик нереверсивных и реверсивных магнитных усилителей:
а ~ зависимость статической характеристики нереверсивного усилителя от напряжения питания: 1 — U =140 в; 2 — U =127 в; 3 — U—\08 в;
б —• то же, от частоты источника питания: 1 — f — 400 гц; 2 — f = 500 гц; 3 — f — 600 гц; в — то же, от величины сопротивлений нагруз-
ки: / — = 85 ом; 2~ «= 150 ом; случаи нестабильности’реверсивного усилителя, вызванные изменениями коэффициента усиления
/Ст, тока холостого хода /х х и тока смещения /см нереверсивных усилителей, составляющих реверсивную схему: г — Кт = var, JCM =
=з const, lXtX = const; 0 — KT » var, /cM = var, lx x = var ; e — — const, ICM = const, Ix x = var; ж — кт = const; /см = var,
7XX = const
при изменении напряжения питания. Однако особенно зависят
характеристики диодов от температуры.
На рис. 9.17, б изображена вольт-амперная характеристика
точечного германиевого диода типа Д14, снятая при различных
температурах.
Как показали экспериментальные исследования, температур-
ные коэффициенты прямого сопротивления полупроводниковых
диодов отрицательны по знаку [3, 9, 20].
Температурный коэффициент обратного сопротивления селено-
вых выпрямителей также отрицателен для напряжений меньше
5 в и положителен для напряжений больше 5 в.
Таким образом, температурный коэффициент обратного сопро-
тивления селенового выпрямителя меняет свой знак при измене-
нии величины напряжения — проходит через нуль при напряже-
нии около 9 в.
В отличие от селеновых выпрямителей температурные коэффи-
циенты обратных сопротивлений как у меднозакисных, так и у
германиевых диодов постоянны по знаку: они отрицательны для
всех значений приложенного напряжения.
Следует иметь в виду, что температурные коэффициенты как
прямого, так и обратного сопротивлений полупроводниковых
диодов непостоянны и зависят как от температуры, так и от плот-
ности тока.
Очевидно, что по причинам, изложенным выше, в эксплуата-
ционных условиях коэффициент усиления будет изменяться, на-
рушая стабильную работу усилителя.
Поскольку величина тока холостого хода
(9.47)
И) Ьдр
а тока насыщения
/нас--^, (9.48)
2ЯН
то изменение эксплуатационных условий неизбежно приведет к
изменению величины /х.х и /нас. В качестве иллюстрации на
рис. 9.18, а, бив приведены графики, показывающие зависимость
статической характеристики магнитного усилителя от напряжения,
частоты питания, а также величины сопротивления нагрузки.
Применение реверсивных схем позволяет существенно повы-
сить стабильность усилителей.
Действительно, если нереверсивные усилители, входящие в
реверсивную схему, строго одинаковы, то выходная характерис-
тика усилителя будет неизменной при изменении напряжения,
частоты источника питания, температуры и других факторов.
254
Однако в том случае, когда коэффициент усиления неревер-
сивных усилителей изменяется (рис. 9.18, г, д), выходная ха-
рактеристика реверсивной схемы, даже при строгой идентич-
ности этих изменений, поворачивается, т. е. для нее характерна
нестабильность коэффициента усиления. В случае же неизмен-
ности коэффициентов усиления Кт нереверсивных усилителей
(рис. 9.18, е, ж) коэффициент усиления реверсивной схемы остается
без изменений.
Количественно изменение коэффициента усиления реверсив-
ной схемы в этом случае равно изменениям коэффициента усиления
нереверсивных усилителей, но поскольку коэффициент усиления
схемы вдвое больше, чем для нереверсивных усилителей, то стабиль-
ность коэффициента усиления реверсивной схемы повышается вдвое.
Таким образом, реверсивное включение усилителей повышает
стабильность коэффициента усиления.
§ 9.7. СТАБИЛЬНОСТЬ «НУЛЯ» УСИЛИТЕЛЯ
Как известно, под стабильностью (уходом, дрейфом) нуля
имеется в виду изменение выходного параметра магнитного уси-
лителя при отсутствии сигнала на его входе, т. е., иными сло-
вами, изменение тока холостого хода. Уход нуля проявляется
как у нереверсивных, так и у реверсивных усилителей.
Причинами ухода нуля прежде всего являются изменения тем-
пературы, напряжения и частоты источника питания. Действи-
тельно, как уже отмечалось выше, воздействие перечисленных
факторов вызывает изменение тока холостого хода однотактного
усилителя Д/х.х, т. е. уход нуля (рис. 9.19, а}. Следует иметь в
виду, что обычно уход нуля относят к усиливаемому сигналу. Так,
в рассматриваемом случае уход нуля составляет ДО = Д/хх /^Ст.
Используя приведенные выше соображения, а также материалы,
изложенные в [3 и 9], можно в каждом частном случае проанализи-
ровать причины ухода нуля нереверсивных усилителей, оценить
их количественно и принять необходимые меры по уменьшению
дрейфа.
Помимо перечисленных, причинами ухода нуля нереверсивных
магнитных усилителей могут быть также старение элементов уси-
лителя, прежде всего сердечников и диодов, влияние внешних маг-
нитных полей, разогрев усилителя при его включении и др.
Весьма эффективным способом повышения стабильности нуля
является применение реверсивных схем МУ. Нестабильность нуля
реверсивного усилителя является следствием несимметричных
изменений характеристик нереверсивных усилителей, составляю-
щих реверсивную схему. Действительно, в изображенном на
рис. 9.19, б случае, нестабильность нуля реверсивного МУ является
следствием неодинаковых изменений коэффициента усиления плеч,
приводящих к неравным изменениям их токов холостого хода.
255
Полагая
ДКТ1 > дкт2,
найдем^ что
Д^х*х — ДДс,х1 Д4х.х2 — (Д/Cji Iсм»
откуда
Д0= Л/х’х
ДКТ1 Д^Ст2 J
(9.49)

где Кт — коэффициент усиления тока усилителя с обратной связью.
Рис. 9.19. К пояснению причин нестабильности «нуля»
магнитных усилителей
Если рассмотренные выше нестабильности носят в основном
систематический характер (несомненно, что и здесь сказывается
разброс параметров элементов), то нестабильность нуля в значи-
тельной степени обусловливается случайными явлениями, что
затрудняет борьбу с ними.
Тем не менее можно сформулировать основные положения,
выполнение которых повышает стабильность нуля:
1. Тщательный подбор элементов нереверсивных усилителей,
входящих в реверсивную схему, с целью обеспечения наибольшей
идентичности их характеристик. Особое внимание должно быть
уделено подбору магнитопроводов и диодов. ,
2. Выбор режимов работы нереверсивных усилителей, обеспе-
чивающих максимальную стабилизацию их параметров.
256
3. Максимальное снижение тока холостого хода усилителей,
входящих в реверсивную схему. Последнее особенно существенно
в схемах с обратной связью, где величины токов холостого хода,
особенно в усилителях с большими коэффициентами обратной связи,
значительны.
4. Обеспечение в конструкции усилителя равных условий рабо-
ты элементов усилителей, в частности тепловых режимов работы
диодов, надежной механической защиты магнитопроводов от дав-
ления обмоток и т. п.
§ 9.8. УСЛОВИЯ ОБЕСПЕЧЕНИЯ НАИБОЛЬШЕЙ СТАБИЛЬНОСТИ
Рассмотрим методы стабилизации на примере усилителя с
выходом на постоянном токе, для чего проанализируем формулу
(9.45). Перепишем ее в следующем виде:
(9.50}
где
S ₽н
а - 1,61 ------. (9.51)
^др
Для последовательного включения обмоток переменного тока
(9.50) упрощается:
wy
w~ (1 + а)
SKB.
(9.52)
Очевидно, что при а < 1 и S/CB = const коэффициент усиле-
ния Кт не зависит ни от материала и размеров магнитопровода,
ни от величины сопротивления нагрузки, напряжения и частоты
источника питания. При этих условиях, как и для идеального
усилителя, он определяется исключительно отношением числа
витков обмотки управления к числу витков переменного тока и
произведением S/CB.
Крутизна S для сплавов с высокой магнитной проницаемостью
изменяется в ограниченных пределах и близка по величине к
(коэффициент формы).
Действительно, основное уравнение идеального усилителя
можно записать в виде
//Ср = ,
где Яср — среднее значение переменной составляющей напряжен-
ности магнитного поля.
9 Заказ № 971
257
Тогда
s-7b = K^ = K*- <9'53>
Поскольку для полупроводниковых диодов /?п </ Ro, то сог-
ласно (9.46)
Очевидно, при соответствующем согласовании сопротивления
нагрузки RH и обратного сопротивления диодов Ro можно обеспе-
чить условие, при котором 27?н < Ro, Тогда —— ,т. е. вы-
^Ф
прямитель работает в режиме, близком к идеальному.
Так, для идеального выпрямителя
rs I н I н 1
В“ 7~ “ ^ф/ср ” *ф
Таким образом, при соответствующем выборе параметров и
режима работы усилителя ~ 1 и случай ос < 1 приблизительно
соответствует режиму идеального усилителя.
Для идеальной характеристики намагничивания и идеального
выпрямителя 37<в = 1, при этом ос = 0, так как {*d = оо, и для
идеального усилителя равенство (9.45) преобразуется в основное
уравнение идеального усилителя (9.42).
Согласно формуле (9.44), чем лучше магнитные свойства магнито-
провода усилителя, т. е. чем выша величина и чем ближе 3 по
величине к ^ф, тем меньше при прочих равных условиях коэффи-
циент усиления зависит от сопротивления нагрузки, т. е. тем ста-
бильнее работа усилителя.
Исходя из (9.51) установим соотношение между и Хдр,
при котором а </ 1, т. е. усилитель работает в режиме, приближаю-
щемся к режиму идеального усилителя. Это приближение тем боль-
ше, чем меньше а. Полное совпадение с этим режимом достигается
только для идеальной характеристики намагничивания (pcd= оо)
и идеальной характеристики выпрямителя (Кв= —•
\ ^ф /
При конечных значениях величина ос никогда не обращается
в нуль, однако при соответствующем выборе и Хдр она может
быть очень малой.
Естественно, что необходимое согласование и Хдр дости-
гается ценой увеличения габаритов и веса дросселя насыщения.
В подобных случаях магнитные усилители, выполненные на
сердечниках/ даже из таких материалов, как трансформаторная
сталь, характеризуются достаточно высокой стабильностью ко-
258
эффициента усиления при эксплуатационных изменениях темпе-
ратуры, напряжения и частоты источника питания, а также других
факторов, что согласуется с формулой (9.43).
Очевидно, что в случае указанного согласования и Хдр,
а также 7?н и 7?0, расчет усилителя можно производить по форму-
лам, выведенным для идеального усилителя.
Остановимся подробней на условиях согласования.
1. В соответствии с (9.51) необходимо, чтобы Хд0 (100—
200) Е7?н.
В этом случае а не превышает 0,016—0,008, т. е. реальный
коэффициент усиления, определяемый (9.44), отличается от идеаль-
ного, определяемого формулой (9.43), не более чем на 1,6—0,8%.
2. Полупроводниковые выпрямители рассчитываются так, что-
бы обратные токи были пренебрежимо малы, т. е. Кв ~ Для
/1 1 \ ф
этого необходимо, чтобы 2 (7?н + #п) -----:-----чта
k 100 200 j
следует из (9.46).
Последнее обычно достигается, с одной стороны, при обратном
напряжении на диодах, меньшем максимально допустимого, а
именно:
(/о^(0,5 —0,7)(7о.доп, (9.55)
где С/о. доп — допустимое обратное напряжение (амплитудное зна-
чение).
С другой стороны, для этого же необходимо обычно максимально
увеличивать ток диодов. Действительно, с уменьшением Uo об-
ратное сопротивление полупроводникового диода резко возрастает.
Аналитически зависимость обратного сопротивления Ro от
напряжения выражается в виде
Ro=—------------ (9.56)
| u в.о
U0
где Rd0 и f7B.o — постоянные аппроксимации вольт-амперных
х ар актер истик диодов.
С ростом прямого тока /п прямое сопротивление диода 7?п
резко падает.
Аналитически зависимость прямого сопротивления от тока
может быть выражена в виде
Rn = R<u+-^r-, (9.57)
1 п
где Rdn и £/в.п — постоянные аппроксимации вольт-амперных
характеристик диодов.
9*
259
По изложенным выше соображениям, обычно наиболее целесо-
образно использование германиевых или кремниевых диодов.
Последние характеризуются особенно большими обратными сопро-
тивлениями, высокими допустимымй обратными напряжениями и
температурами (до +180° С). К недостаткам кремниевых диодов
следует отнести их относительно большие прямые сопротивления.
§ 9.9 УСЛОВИЯ ПОЛУЧЕНИЯ МИНИМАЛЬНОГО ВЕСА И ГАБАРИТОВ
Наиболее громоздким и тяжелым элементом магнитного уси-
лителя, определяющим, как правило, его вес и габариты, является
дроссель насыщения.
Поэтому при проектировании усилителей наименьшего веса
(объема) необходимо стремиться к максимальному снижению объема
и веса дросселя.
Поскольку объем и вес дросселя тем больше, чем больше про-
изведение Qo Q, где Qc и Qo — соответственно площадь попереч-
ного сечения магнитопровода для переменной составляющей по-
тока и площадь окна намотки магнитопровода, то проанализируем
формулу [19]
Л Л — тах Ю6 /О
Ш - 2,2WA • (9’58)
В соответствии с приведенной формулой при заданной макси-
мальной мощности нагрузки Рн.тах величина QOQZ тем меньше,
чем выше индукция Вт в магнитопроводё, плотность тока / в об-
мотке дросселя, частота fn источника питания, коэффициенты за-
полнения медью Ко окна намотки и сталью Кс поперечного сече-
ния магнитопровода.
Повышение индукции в магнитопроводе ограничивается ин-
дукцией насыщения Bs примененного материала. Обычно предельно
допустимое значение Вт лежит в пределах (0,9—0,5) Bs, уменьшаясь
с ростом частоты питания.
Действительно, как следует из характеристик, приведенных на
рис. 9.15, а, с ростом fn данного В возрастает// (как результат
увеличения потерь), что увеличивает неуправляемый ток (холос-
того хода) усилителя, в результате чего уменьшается кратность
изменения тока.
Так, для молибденового пермаллоя 79НМ величина Вт лежит в
пределах от 5000 до 3000 гс, а для электротехнической стали Э42—
от 12000 до 9000 гс. Особенно целесообразно в усилителях наимень-
шего веса использование материалов с высокой индукцией насы-
щения, например, 50НП, 65НП, 34НКМП-
Поскольку повышение плотности тока в обмотках ограничивает-
ся температурной стойкостью изоляции, то в ряде случаев целесо-
образно использование проводов с теплостойкой изоляцией, на-
260
пример кремнийорганической, фторопластовой и т. п., рабо-
тающей нормально до 180 4- 200° С.
Эффективным средством снижения веса и габаритов дросселя
насыщения является повышение частоты источника питания fn.
В настоящее время благодаря успехам в развитии магнитно-тран-
зисторных генераторов [19] проектировщику представляются
относительно широкие возможности по выбору частоты питания.
На существующих транзисторах представляется возможным
изготовление статических преобразователей для питания магнит-
ных усилителей мощностью до десятков и сотен ва и частотой
до десятков кгц.
С повышением fn связана необходимость перехода на более
тонкие магнитные материалы, что увеличивает технологические
трудности изготовления магнитопроводов. Выбор необходимой
толщины материала производится по формуле
а = 103 1/"7—-— , мм. (9.59)
* /пР'тах
либо по упрощенной формуле
а = мм, (9.60)
V fn
здесь р — удельное электрическое сопротивление материала.
Строго говоря, условия обеспечения минимального веса и ми-
нимального объема не совпадают [10]. Однако, как показывает
практика проектирования, магнитный усилитель, рассчитанный
по минимуму веса, мало отличается от усилителя, рассчитанного
по минимуму габаритов.
§ 9.10. КОНСТРУКЦИЯ МАГНИТНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Поскольку дроссель насыщения является наиболее громоздким
элементом магнитного усилителя, то конструкция усилителя в
значительной степени определяется конструкцией дросселя.
Как правило, магнитные усилители конструируются таким
образом, что все их элементы группируются вокруг дросселя насы-
щения.
На рис. 9.20, а изображены магнитные усилители на кольцевых
дросселях насыщения. Магнитные усилители, изображенные на
рис. 9.20, б, отличаются тем, что заключены в кожух, предохра-
няющий элементы конструкции от повреждения и придающий кон-
струкции законченный вид.
На рис. 9.21 изображены магнитные усилители на магнитопро-
водах броневого типа, выпускаемые ХЭМЗ. Эти усилители выпол-
нены по схеме с внутренней обратной связью (с сокращенным чис-
лом диодов) и смещением. По выходной мощности усилители ХЭМЗ
261
Рис. 9.20. Конструктивное оформление магнитных усилителей на
кольцевых дросселях
разделяются на две группы: первая группа охватывает серию уси-
лителей (72 исполнения) с мощностью в нагрузке от 30 до 1000 вт,
вторая — с мощностью до 3000 вт.
Магнитные усилители первой группы в зависимости от мощности
выполнены на Ш-образных магнитопроводах из любой из следую-
щих пластин: Ш-20, Ш-25, Ш-30, Ш-40. Усилители второй группы
выполнены на магнитопроводах из пластин Ш-40 либо Ш-56.
Рис. 9.21. Магнитные усилители на
Ш-об разных магнитопроводах ХЭМЗ
Рис. 9.22. Магнитные усилители серии ТУМ:
а — внешний вид; б—варианты конструкции
263
Количество обмоток управления в зависимости от варианта
исполнения изменяется от трех до пяти. Питание усилителей может
осуществляться от сети промышленной частоты напряжением 127
либо 220 в. Напряжение на нагрузке для усилителей первой группы
составляет 50—63 в при напряжении сети 127 в и 88—ПО в при
напряжении сети 220 в, для усилителей второй группы напряжение
на нагрузке составляет 85% от напряжения сети.
С целью повышения надежности магнитных усилителей в экс-
плуатации в ряде случаев применяется заливка (в форме) дросселей
насыщения, а также отдельных элементов (обычно выпрямителей)
синтетическими смолами или компаундами.
Это по существу обеспечивает герметизацию основных элемен-
тов усилителя, что резко повышает его срок службы в тяжелых
эксплуатационных условиях (повышенная влажность, агрессив-
ная среда и т. п.).
На рис. 9.22, а изображены герметизированные подобным об-
разом кольцевые дроссели насыщения магнитных усилителей
серии ТУМ.
Усилители серии ТУМ предназначены для суммирования и
усиления управляющих сигналов в системах автоматического управ-
ления и регулирования, применяемых в промышленных установках.
При этом усилители серии ТУМ могут использоваться как в качест-
ве предварительных каскадов усиления в многокаскадных схемах,
так и в выходных каскадах малой мощности, а также в бесконтакт-
ных магнитных реле.
Конструктивно эти усилители выполняются в двух вариантах:
ТУМ-А и ТУМ-Б (рис. 9.22, б). В зависимости от выходной мощнос-
ти усилители ТУМ делятся на пять групп с мощностью в нагрузке
1,5; 3,5; 9,0; 18 и 36 вт. Коэффициенты усиления по мощности
для этих усилителей лежат в пределах от 560 до 2400; постоянная
времени — от 0,19 до 0,44 сек. Кратность изменения тока нагрузки
1Н max/^н min составляет не менее 20; коэффициент добротности Км/т
лежит в пределах 3400—6000. Усилители серии ТУМ работают на
сопротивление нагрузки от 33 до 275 ом (в зависимости от варианта).
Рис. 9.23. Магнитные усилители на П-образных магнитопрово-
дах серии УМ-П
264

Рис. 9.24. Конструктивное оформле-
ние дросселей магнитного усилителя:
а — кольцевого и б — стержневого (П-образ-
ного) типов
Габаритные размеры усилителей ТУМ-Б лежат в пределах:
минимальные, мм: А=80; Б =64; 5=100, Г=78±0,5; Д=95;
максимальные, мм: 4 = 118, 5=94,В= 124, Г=98±0,5, Д=119.
Вес усилителей в зависимости от мощности составляет от 0,9 до
4,3 кг.
При всех достоинствах
способа герметизации, приме-
ненного в усилителях ТУМ,
очевидным недостатком его
является существенное уве-
личение веса конструкции,
достигающее у кольцевых
дросселей насыщения 20—
—30%.
На рис. 9.23 изображены
магнитные усилители серии
УМ-П на П-образных (стер-
жневых) магнитопроводах.
Эти усилители предназначе-
ны для использования в си-
стемах автоматического уп-
равления в качестве усили-
телей мощности, тока или
напряжения. Здесь так же как
и в усилителях ТУМ, исполь-
зуется внутренняя обратная
связь. Однако выполнена
она иначе — сопротивление
нагрузки подключено к от-
дельному выпрямительному
мосту.
Усилитель выполнен на
двух П-образных магнитопро-
водах; на каждом из четырех
стержней магнитопроводов
размещены обмотки перемен-
ного тока, обмотки управле-
ния (всего может быть до
семи обмоток управления) охватывают два стержня (по одному стер-
жню каждого магнитопровода). Усилители УМ-П выполняются в че-
тырех модификациях, отличающихся по мощности (53,5; 136; 260 и
720 вт). Коэффициент кратности тока от 20 до 25, сопротивление
нагрузки от 95 до 7,5 ом. Питается усилитель от сети напряжением
127 в и частотой 50 гц. Вес усилителя составляет от 3,1 до 29,5 кг
(в зависимости от мощности).
На рис. 9. 24’изображено конструктивное оформление дросселей
кольцевого (тороидального) и стержневого типов.
265
§9.11. ОБЕСПЕЧЕНИЕ НАДЕЖНОЙ РАБОТЫ
Несмотря на то что надежность магнитных усилителей выше на-
дежности ламповых и транзисторных усилителей, при проектирова-
нии магнитных усилителей применяются специальные меры по
улучшению показателей надежности.
Очевидно, что надежность МУ прежде всего можно повысить
путем повышения надежности компонентов. Известные способы по-
вышения надежности элементов сводятся либо к применению более
совершенных конструкций, материалов, технологии и тщательного
контроля готовых изделий, либо к уменьшению их нагрузок. Это
сопряжено, как правило, либо с увеличением объема и веса, либо
стоимости, либо одновременно того и другого.
Примером реализации этого может служить применение темпе-
ратуростойких кремниевых диодов вместо германиевых либо при-
менение более теплостойких намоточных проводов в дросселях.
Для этой цели во многих случаях применяется герметизация дрос-
селей МУ и особенно полупроводниковых диодов. Эффективным
средством повышения надежности является уменьшение электричес-
ких, тепловых и механических нагрузок.
Так, понижение температуры перегрева дросселя магнитного
усилителя повышает срок службы его изоляции, а следовательно,
и усилителя в целом. Здесь следует иметь в виду, что зависимость
срока службы изоляции от температуры 0 (°C) выражается формулой
Т = ае'м, (9.61)
где Т — срок полного равномерного износа,-т. е. время, за которое
механическая прочность изоляции снижается до 15—20%
первоначальной величины;
а — постоянный коэффициент, величина которого лежит в пре-
делах 0,065—0,08.
Согласно (9.61) повышение (понижение) температуры в среднем
на 10° С снижает (повышает) срок службы изоляции в два раза.
Поскольку работоспособность полупроводниковых диодов за-
висит от величины приложенного напряжения, то снижение ее так-
же повышает надежность усилителя. Очевидно, что с целью полу-
чения «равнопрочной», с позиций надежности, конструкции магнит-
ного усилителя необходимо основное внимание уделять наименее
надежным элементам, принимая меры по повышению их надежности.
Весьма универсальным и эффективным способом повышения на-
дежности магнитных усилителей является резервирование. Сущест-
венно, что при резервировании надежность системы может быть
выше надежности любого составляющего ее элемента.
Применяются два способа резервирования:
а) поэлементное, (раздельное) — когда резервируются элементы,
например диоды, сопротивления и т. п.;
б) общее — когда резервируется весь усилитель, при этом ре-
266
зервный усилитель может находиться в «горячем» или «холодном»
резерве.
Нетрудно показать, что при прочих равных условиях поэлемент-
ное резервирование эффективней общего. При этом резервировании
обычно резервируются все элементы магнитного усилителя, за ис-
ключением магнитопроводов дросселей. Здесь ограничиваются ре-
зервированием (дублированием) обмоток, которые для обеспечения
идентичности наматываются в две «нитки». Полупроводниковые дио-
ды резервируют обычно по последовательно-параллельной схеме,
что обеспечивает защиту как от короткого замыкания, так и от об-
рыва до двух диодов. Аналогично рекомендуется включать сопро-
тивления, конденсаторы и другие элементы магнитных усилителей.
Необходимые расчетные формулы, а также данные по интенсивнос-
ти отказов элементов магнитных усилителей приведены в [22].
§ 9.12. МИКРОМИНИАТЮРИЗАЦИЯ МАГНИТНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Стремление к уменьшению веса и габаритов аппаратуры, повыше-
нию ее надежности и технологичности привело к созданию методов
микроминиатюризации. В основе этих методов лежит использование
микромодулей, представляющих собой миниатюрные функциональ-
ные узлы — усилители, генераторы, триггеры и т. п.
Рис. 9.25. Микроминиатюрный дроссель магнит-
ного усилителя
Различные микромодули отличаются как конструкцией, так и
технологией изготовления, но общим для них является то, что в
законченном виде микромодули представляют собой герметичные
узлы стандартной формы и размеров, которые не подлежат ремонту
и в случае неисправности заменяются целиком [23].
Одной из наиболее распространенных конструкций микромоду-
лей являются этажерочные микромодули, известные также под наз-
ванием микромодулей RCA или «Тинкертой».
При проектировании микромодуля магнитного усилителя эта-
жерочного типа наибольшие трудности представляет микроминиа-
тюризация дросселя насыщения. Для микромодульного дросселя
один из его основных размеров — диаметр — представлен размера-
ми платы (рис. 9.25, а). Внешний диаметр сердечника дросселя не
267
должен превышать 6 мм. Для обеспечения минимально необходимо-
го сечения сердечника пришлось, с одной стороны, отказаться от
сердечников малой высоты, удобных для обычных сдвоенных дрос-
селей, а с другой — до предела сократить внутренний диаметр.
Так, высота сердечника была выбрана равной 5 мм, а внутренний
диаметр был уменьшен до 4 мм. На рис. 9.25, б приведен сердечник
из ленты 79НМ толщиной 20ztK/t. На рис. 9.25, в изображен дрос-
сель насыщения, а на рис. 9.25, г — собранный дроссель после за-
Рис. 9.26. Схема и характеристика микромодульного усилителя:
(A/Aq — отношение коэффициентов усиления при частоте сигнала / и
сигнале постоянного тока f = 0)
ливки. Все обмотки дросселя выполнены проводом диаметром 0,05
мм, при этом число витков обмоток переменного тока составляет
300, обмотки управления — 50, обмотки смещения — 50 и обмотки
отрицательной обратной связи — 5.
Схема усилителя приведена на рис. 9.26, а. Усилитель работает
на нагрузку сопротивлением 100 ом, выходная мощность 0,43 вт и
питается от источника частотой 10 000 гц. На рис. 9.26, б показана
статическая характеристика усилителя. Из графика следует, что
характеристика-обладает значительным линейным участком, в пре-
делах которого нелинейность не превышает 1 %.
268
Как показали экспериментальные исследования, нестабильность
крутизны характеристики усилителя t/Bblx = f(/BX), оцениваемая
температурным коэффициентом крутизны 77(7С= — и коэф-
/С dt
фициентом нестабильности по напряжению КПК =-----------[3],
К dUn
равна:
7Х/(=6,4.10"4 1/°С в диапазоне от +20 до +60° С;
ТКК =2,75-10-4 1/°С в диапазоне от +20 до —50° С;
КН К =2,36-10"4 l/е при повышении Un на 10%;
КНК =6,3-10~3 \!в при снижении Un на 10%.
На рис. 9.19, в приведены динамические характеристики микро-
модульного магнитного усилителя. Из графиков следует, что при
частоте входного сигнала 20 гц амплитуда выходного сигнала
снижается не более чем на 40%. Здесь кривая 1 —амплитудно-час-
тотная характеристика и кривая 2 —фа^о-частотная.
§ 9.13. МЕТОДИКА РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЯ
Исходные данные, необходимые для расчета:
сопротивление нагрузки 7?н;
максимальный ток нагрузки /нтах;
минимальный ТОК нагрузки /„mini
максимальный входной ток /утах (ток сигнала), соответствую-
щий /н1Пах;
входное сопротивление усилителя Ру;
частота источника питания /п;
допустимое время запаздывания t3 либо коэффициента частот-
ных искажений а на максимальной частоте сигнала fy, т. е. ампли-
тудно-частотная характеристика, либо угол сдвига фазы ср, т. е.
фазо-частотная характеристика.
Вместо величин /н тах и /н min могут быть заданы максимальная
и минимальная мощности в нагрузке Рн тах и Рн min, вместо /у тах —
величина максимальной входной мощности (мощности сигнала)
Ру тах, вместо Ry — внутреннее сопротивление источника сигнала.
Иногда вместо времени запаздывания t3 задается постоянная време-
ни усилителя т. В большинстве случаев необходимо, чтобы характе-
ристика^усилителя была максимально линейной.
Расчет усилителя складывается из следующих основных этапов:
а) выбора схемы усилителя;
б) расчета выпрямителя;
в) расчета параметров дросселя насыщения;
г) расчета цепи смещения;
д) конструктивного расчета дросселя насыщения;
е) расчета запаздывания усилителя.
К магнитным усилителям, используемым в авиационной автома-
269
тике, обычно предъявляются требования обеспечения максимальной
стабильности при минимуме веса.
Очевидно, что эти два требования не могут быть удовлетворены
одновременно, поскольку максимальная стабильность усилителя
достигается за счет увеличения веса и габаритов, а при достижении
минимального веса не обеспечивается требование наибольшей ста-
бильности. Поэтому в излагаемой ниже методике расчета дроссель-
ного магнитного усилителя предусмотрены два случая:
а) когда определяющим является требование повышенной ста-
бильности усилителя;
б) когда должно быть удовлетворено требование минимума веса
и габаритов.
Выбор схемы усилителя
1. Рассчитывается величина коэффициента усиления по формуле
max min (g
ly max
Если вместо токов заданы выходные и входные мощности, то в
этом случае
Д' — тах min ' -j Г (9 63)
Ру max г
2. Выбирается схема усилителя. Величина 7<т в значительной
степени определяет выбор схемы усилителя.
Как правило, целесообразно использование усилителей с поло-
жительной обратной связью, что позволяет резко сократить число
витков управляющей обмотки и, как следствие, уменьшить запазды-
вание усилителя, а также объем намоточных работ.
Если величина Дт превышает 10—15, то применение положитель-
ной обратной связи, безусловно, целесообразно. Следует, однако,
иметь в виду, что даже при наличии положительной обратной связи
коэффициент усиления Д’/ одного каскада не должен быть больше
1000—1500, что следует из формулы
(9.64)
1 А о. с
При этом необходимо иметь в. виду, что величину коэффициента
обратной связи не рекомендуется брать большей 0,99 [3]. При боль-
шем значении К0.с усилитель работает нестабильно и изменения
окружающей температуры, напряжения и частоты источника пита-
ния и других причин могут привести к значительным изменениям
коэффициента усиления.
270
Действительно, для реального магнитного усилителя [3]
Ко.с = Кт^-, (9.65)
Шу
где 7<т выражается формулой (9.45).
Величины pd и Е7?н существенно зависят от температуры.
С изменением частоты источника питания будет изменяться и вели-
чина А [см. (9.44)1, а следовательно, /<т и Кох.
Поскольку Вт пропорциональна величине напряжения питания,
то изменение последнего вызывает также изменение коэффициента
усиления /<т, а следовательно, и /Со.с
Если же необходимый коэффициент усиления превышает ука-
занную выше величину, то тогда следует переходить к многокаскад-
ной схеме усилителя.
Расчет выпрямителя
3. По величинам /нтах И ^нтах ^ 1,57 /н max ВЫбираеТСЯ ТИП
диода, после чего определяется число диодов, включаемых парал-
лельно (п) и последовательно (т) в плечо выпрямительного моста
[3]:
П = /нтах (9 66)
' 2/п
ГП = _ (9 ,б7)
^О.ДОП
Полученные расчетом величины пит округляют до больших
целых значений.
Расчет параметров дросселя насыщения
4. Для повышения линейности характеристики усилителя необ-
ходимо, чтобы
4 max < 0,75/нас. (9.68)
Тогда величина тока насыщения
7Нас 1,3/н max- (9.69)
5. Рассчитывается необходимая величина напряжения питания:
ив = 1,11/нас S = 1,11/нас (/?н + + Ru.o с + 7?п.нас), (9.70)
где
Яп.нас = 2m . (9.71)
\ " 7 нас /
271
При расчете можно принять, что
+ ^wo.c = (0,2 °Л)^н, (9.72)
= 1,1 1/нас [(1 ,2 4-1 ,4) 7?н + /?п.нас ]• (9.73)
6. Определяется индуктивное сопротивление дросселя насыще-
ния при отсутствии подмагничивания:
в случае расчета усилителя повышенной стабильности
Хдр = (100 4- 200) S Ян к = (100 4- 200) [(1,2 4- 1,4) Ян +
+ Яп.к], (9.74)
где
Rn.K = 2m (^2- + ; (9.75)
\ п и’07 нас /
в случае расчета усилителя минимальных габаритов и веса
“ ТТГ— (9'76>
1 ,117 н min
Если Хдр рассчитывалось по формуле (9.74), то после этого оп-
ределяется величина тока холостого хода
7ХХ = ———. (9.77)
1,11ХДР 1
Полученное при этом значение /х.х не должно превышать заданной
величины /Hmin. В ином случае необходимо соответственно увели-
чить Хдр.
7. В зависимости от величины выходной мощности Рн=/2итах/?н
и частоты питания /п выбирается тип магнитопровода.
Так, для fn =50 гц использование кольцевых магнитопроводов
обычно целесообразно до Рн = 100—200 вт. При больших мощностях
необходимо использовать стержневые П-образные магнитопроводы.
Для частоты питания 500 гц граница целесообразного использования
кольцевых магнитопроводов поднимается до Рн = 1000 вт.
8. Выбирается необходимый габарит магнитопровода, для чего
в первом случае рассчитывается постоянная магнитопровода [3]
х j2
д = -----др н max- 104> (9.78)
2/2/пЛ'сКо^С
во втором случае находят
Q OQC = ----^п/нтах----- 106, (9.79)
2,22fnK0KcjBm
где j — плотность тока в обмотках^ а/мм2;
272
с — коэффициент, определяемый способом включения обмоток
переменного тока; для последовательного включения с=1,
а для параллельного — с = 1/2.
Обычно для магнитных материалов толщиной 0,08—0,35 мм
Лс =0,8—0,95.
Для кольцевых дросселей и обмоток из проводов с эмалевой изо-
ляцией /Со выбирается в пределах от 0,2 до 0,3, а для проводов с
эмалево-шелковой изоляцией — в пределах от 0,15 до 0,25. Для
дросселей броневого типа величина обычно лежит в пределах
от 0,25 до 0,35.
Величина определяется из характеристик намагничивания
= 41 - (9-8°)
ДА П
гдеДВ — приращение индукции в пределах линейного участка ха-
рактеристики намагничивания;
АЯ — приращение напряженности поля.
Значение для некоторых материалов приведены на рис. 9.29.
Величины Вт приводятся на рис. 9.28 и 9.27, а также могут быть
определены из характеристик намагничивания.
9. Рассчитывается число витков обмоток переменного тока: в
первом случае
w = 104 1/ Х^1 , (9.81)
зт т 0,8/nQc/Cc
во втором случае
10. Рассчитывается величина коэффициента обратной связи
/Co.c=l-#, (9.83)
где, как отмечалось выше, /Ст^10—15, а /СТ<ДООО—1500 в одном
каскаде.
11. Рассчитывается число витков обмотки обратной связи:
а) в случае внешней обратной связи
W
^о.с = —f-/Co.c; (9.84)
б) в случае внутренней обратной связи сначала рассчитывается
величина сопротивления, шунтирующего диоды обратной связи,
= в.во + К..ев„(в„ + 2в.,)
в„ - в. - (во + в. + 2в«_)
273
Рис. 9.27. Зависимость начального значения индукций от частоты
для сплава 79НМ (0,05 мм)
Рис. 9.28. Зависимость начального значения индукции от
частоты для сплава 34НКМП (0,05 мм)
Рис. 9.29. Зависимость дифференциальной магнитной проница-
емости от частоты для сплава 79НМ (0,08 мм)
где обратное сопротивление диода
р - — — Rdo т Rdo /о
А о 4
п 1 т п 1 ^B.o rtf — т
и0 ^н. max
а сопротивление обмоток переменного тока
7^~^(0,15-0,3)Ян. (9.87)
Обратное напряжение Uo принимается равным t/H max = 1,57/н тах
в) в случае смешанной обратной связи находится коэффициент
внешней отрицательной обратной связи
Кн. о. с = Кв. о. с Ко.с , (9.88)
где коэффициент внутренней обратной связи находится по формуле
<9-89)
По вычисленному значению Ко.с определяется число витков об-
мотки внешней обратной связи:
F
^ОеС == —°*с * (9.90)
12. Рассчитывается число витков обмотки управления по форму-
ле
wy = KjW~ .
(9.91)
Расчет цепи смещения
13. Определяется ток холостого хода. Для усилителя без обрат-
ной связи
Л = ; (9.92)
ЛДр
для усилителя с обратной связью
4 = -----• (9-93)
1 Ао.с
14. Находится число витков обмотки смещения, необходимое
для перемещения рабочей точки из /х.х(/х.х) в точку, соответствую-
щую /„min В случае, если /х.х>/„min, по формуле
®см = w~ (9.94)
275
и в случае, если /Hmin>^x. х, — по формуле
^см =
^н. min х. х
2^
(9.95)
Расчет запаздывания усилителя
15. В случае задания времени запаздывания t3 или постоян-
ной времени последняя для усилителей без обратной связи опреде-
ляется по (9.30).
Для усилителей с обратной связью т'у находится по (9.33).
16. В случае задания амплитудно-частотной характеристики по
(9.29) определяется предельная величина ту, после чего рассчиты-
вается в соответствии с п. 15 фактическая величина ту, которая
должна быть меньше или равна предельной.
17. В случае задания фазо-частотной характеристики по (9.25)
находится предельное значение ту, после чего расчет ведется соглас-
но п. 15.
Конструктивный расчет дросселя насыщения
Конструктивный расчет дросселя насыщения сводится к расчету
диаметров проводов обмоток, выбору изоляционных прокладок и
проверке размещения обмоток в намоточном окне дросселя, а также
определению основных размеров дросселя насыщения.
18. Рассчитываются диаметры проводов обмоток
<=1,13,/^, (9.96)
где / —допустимая плотность тока в обмотках. Значения / даются
в [3]. Там же излагаются последующие этапы конструктивного рас-
чета и поэтому здесь не приводятся.
Пример 9.2. Рассчитать магнитный усилитель с выходом по постоянному
току по следующим данным: 7?н = Ю0 ом, /н max ~ 80 ма, /н min = 2 ма,
Ry = 2000 ом, а = 0,7 при /у = 6 гц и /п = 1000 гц, /у тах = 0,2 ма.
Расчет усилителя ведется для двух рассмотренных выше случаев, а
именно:
а) когда определяющим является повышенная стабильность;
б) когда необходимо добиться наименьших веса и габаритов.
Выбор схемы усилителя
Коэффициент усиления по току
г Ai max mln 80 2
Лт — т — по — оУи.
1 у max и гz
Поскольку необходимая величина /Ст превышает 10—15, то выбираем
усилитель с положительной обрг!тной связью. Так как полученная величина
276
Дт меньше предельно допустимой в одном каскаде, то выбираем однокаскад-
ный усилитель с внутренней обратной связью и сокращенным количеством
диодов (см. рис. 9.3, е).
Расчет выпрямителя
По величине /н max = 0,1 а И t/H max = 1,57 /н rnax^H = 1,57-0,08-100=
= 12,6 в выбираем германиевые диоды Д9Д, при этом
Унтах 0,08
л Н Шал > j QQ
rt= 2/п = 2-0,03- i’tW’
округляем до 2;
округляем до 1.
Расчет параметров дросселя насыщения
Величина тока насыщения
7нас > 1»3Zн тах = 1,3*0,08 = 0,1 а.
Величина напряжения питания
= 1»11/нас [(1,2 - 1,4) /?н + /?п>нас],
где
( Rdn ив.п \ ( 15 0,25 \
^п.нас=2« (— + —j=22™,
тогда
ил = 1,11*0,1 (130 + 22) = 17 в.
Индуктивное сопротивление дросселя насыщения: в случае расчета уси-
лителя повышенной стабильности
Хдр = (100 — 200) [(1,2— 1,4) /?н+Яп.к],
где
I Rdn ив.п \ / 15 0,25 \
^n.K = 2m(-^- + ^—)=2-1 !-+ orei-J = 21,5^:
тогда
Хдр = 150 (1,3-100 + 21,5) = 22700 ом;
в случае расчета усилителя минимальных габаритов и веса
У ип__________________17
ЛдР“ l,ll/Hmin ~ 1,11-0,002 — 7050 ол1.
Ток холостого хода для первого случая расчета
= 1,11Хдр = 1,11-22700 = 0>0006 а-
Так как полученное значение /х.х меньше /„min, то останавливаемся на най-
денной величине.
277
Выбор типа магнитопровода
Поскольку
Ра = max «н = 0,082-100 = 0,64 em,
то останавливаемся на кольцевых магнитопроводах.
Исходя из заданной частоты питания 2О0О гц выбираем
2___з 2______3
а < = 0,08 мм.
Vf„ /юоо
Так как толщина материала меньше 0,1 мм, выбираем ленточные магни-
топроводы.
Типоразмер магнитопровода:
в первом случае
/рентах 22700-0,082.104 t
2j2fnKcKo?-dC 10 " 2-72.1000-0,9-0,22-40000-0,5 ~ U,U2
Согласно [5, 13] выбираем магнитопровод типа Т-42/30-3;
для второго случая
________max________ , юб____________17*0,08* IO6______ __
УоЧс- 2,22fnK0Kc/Bm 2,22*1000*0,2*0,9*7*4000 “
= 0,014 см2.
Выбираем магнитопровод типа Т-28/20-5.
Число витков обмоток переменного тока:
в первом случае
104 1/ Хдр/ Ю4 1/ ' 22700*11,3
w~= ~ V ’ 0,8/nQeKc^c =ХТГ У о,8-1000-0,18-0,9-4000-0,5 =
=1000;
во втором случае
/•Ю8___________________17-108___________
4,44/nQcKcBm — 4,44-1000-0,2-0,9-4000 ~
Выбирая /Ст = 3, найдем коэффициент обратной связи
3
/.<, = 1-^ = 1 -390 = 0.99.
Поскольку выбрана внутренняя обратная связь, то определим величины
сопротивлений шунтирующих диодь! обратной связи
Rnpo + К0.с Ro (Rn + 27?^ )
/?ш = R0-Rn-Ko,c(R0+ Rn + 2RW~) ’
где
190000
-------f-------= 158300 ом,
о
1 — 12,6
В.О
D _ _т_ pdo_______________J.
/ - п • UB0 ~ 2
— 0»27?н = 20 ом\
__ 22.,2* 158300 + 0,99* 158300 (22,2 + 2*20)
= 158300 —22,2 —0,99 (158300 + 22,24-2*20) “ 8510 0Mt
278
Число витков обмотки управления:
в первом случае
Wy — = 3-1000 = 3000,
во втором случае
Wy = — 3-500 = 1500.
Расчет цепи смещения
Ток холостого
в первом случае
хода усилителя:
^х.х
0,0006
- 1—0,99 ~°’06в’
во втором случае
, 0,002
Zx.x = .i —0,99 — °’2а-
Поскольку /н min< /х.х, то, задаваясь /см =0,05 а, найдем число витков
обмотки смещения:
в первом случае
^см —
^х.х min
2/см
0,06 — 0,002 Л _
9 п 1000 — 580;

во втором случае
0,2 — 0,002
^см— 2-0 05 *300 — 990.
Расчет запаздывания усилителя
Круговая частота
(оу = 2тс /у = 2-3,14-8 = 50,24
Тогда допустимая величина постоянной времени
ТУ < ~ V"”1 = 50,24 1 = 0,02 сек-
Коэффициент полезного действия цепи нагрузки
___________________Ян_______________100 _ п _
Ч- Rh+Rw^+Rb - 100 + 20 + 22 -и>Л
Тогда фактическая величина постоянной времени для первого случая
ЯнИ’у 100-30002
'у- 4/п/?уш_2т1 ~ 4-1000-2000-10002-0,7 ~ 1,6''О сек'
279
откуда
ту 1,6.10-4
Ту = Г^КОС; = 1-0,99 = °’016 СеК
Таким образом, запаздывание усилителя лежит в заданных пределах.
Конструктивный расчет дросселя насыщения
Расчет диаметра проводов обмоток, выбор изоляционных прокладок и
проверка размещения обмоток в намоточном окне дросселя, а также определе-
ние основных размеров дросселя насыщения магнитного усилителя не отли-
чается от аналогичного расчета бесконтактного магнитного реле, изложенно-
го в [5, 7], и поэтому здесь не приводится.
Результаты расчета сведены в табл. 9.2.
Таблица 9.2
Расчетные величины
Наименование 1-й случай 2-й случай
Магнитопровод
Внешний диаметр, мм
Внутренний диаметр, мм
Высота, мм ...........
Обмотки
Переменного тока........
Управления .............
Смещения ...............
42
30
3
1000
3000
580
28
20
5
500
1500
990
Литература
1. С о т с к о в Б. С. Основы расчета и проектирования элементов авто-
матических и телемеханических устройств. «Энергия», 1965.
2. Розенблат М. А. Магнитные усилители. «Советское радио», 1960.
3. Т и щ е н к о Н. М. Стабильность магнитных усилителей. «Энергия»,
1964.
4. К о л о с о в С. П. Элементы авиационной автоматики. Оборонгиз,
1963.
5. Т и щ е н к о Н. М. Бесконтактные магнитные реле, в кн. «Руковод-
ство по проектированию элементов и систем автоматики», вып. 3. Оборонгиз,
1959.
6. А г е й к и н Д. Н. [и др.] Руководство по проектированию элементов
автоматики. Оборонгиз, 1957.
7. Т и щ е н к о Н. М. Бесконтактные магнитные реле. Госэнергоиздат,
1961.
8. С т о р м Г. Ф. Магнитные усилители. Изд-во иностранной литерату-
ры, 1957.
9. Тищенко Н. М. Магнитные усилители повышенной стабильности.
Госэнергоиздат, 1963
10* . В а с и л ь е в а Н. П. и др. Проектирование магнитных усилителей.
Госэнергоиздат, 1959. .
И. Габлер М. и др. Магнитные'усилители. «Советское радио», 1961.
280
12. К а л у ж н и к о в И. А. Расчет магнитных усилителей. Изд. Харь-
ковского университета, 1960.
13. Т и щ е н к о Н. М. Магнитные усилители переменного тока, в кн.
«Руководство по проектированию элементов и систем автоматики», вып. 4.
Оборонгиз, 1961.
14. Г и н з б у р г С. А. и др. Основы автоматики и телемеханики. Гос-
энергоиздат, 1953.
15. Т и щ е н к о Н. М. Приближенные аналитические выражения харак-
теристик дроссельных магнитных усилителей без обратной связи. «Автомати-
ка и телемеханика», т. XV, 1954, № 2.
16. Т и щ е н к о Н. М. Характеристики магнитных усилителей с об-
ратной связью. «Автоматика и телемеханика», т. XVII, 1956, № 6.
17. Б а ш а р и н А. Н. Расчет характеристик магнитного усилителя
при намагничивании постоянным и переменным полями. «Электричество»,
1956, № 1.
18. Ко л о со в С. П. Расчет схем магнитных усилителей методом спрям-
ления характеристик. Известия высших учебных заведений. «Энергетика»,
1960, № 11.
19. Киселев Л. Н. Преобразователи постоянного напряжения на
транзисторах, в кн. «Руководство по проектированию элементов и систем ав-
томатики», вып. 4. Оборонгиз, 1961.
20. Тищенко Н. М. Температурные коэффициенты полупроводнико-
вых диодов, в сб. «Вопросы автоматического регулирования движущихся объ-
ектов» под ред. акад. Б. Н. Петрова. Оборонгиз, 1961.
21. Тищенко Н. М. Способ температурной стабилизации магнит-
ных усилителей, в сб. «Вопросы автоматического регулирования движущихся
объектов» под ред. акад. Петрова Б. Н. Оборонгиз, 1961.
22. Сотсков Б. С. Методические указания и справочные данные для
расчета надежности элементов и устройств. МАИ, 1964.
23. Аз.ар х С. X., Фрид Е.А. Микроминиатюризация радиоэлект-
ронной аппаратуры. Госэнергоиздат, 1963.
Глава X
РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРА ИМПУЛЬСОВ
НА ПОЛЯРИЗОВАННОМ РЕЛЕ
§ 10.1 ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Генератор импульсов на поляризованном реле позволяет гене-
рировать прямоугольные импульсы мощностью до 20 вт с частотой
от долей герца до 200 гц и используется в командных приборах сис-
тем управления (телеметрических системах).
Схема генератора работает следующим образом (рис. 10.1).
При включении ключа К начинается процесс срабатывания по-
ляризованного реле Р. Ток
от источника питания (7 протекает
через сопротивление Pi и обмотку
wlf создавая магнитный поток
Фь который стремится перебросить
якорь Л в левое положение Л,
так как направлен навстречу по-
току Фо постоянного магнита реле.
Однако якорь в левое положение
не перебрасывается, так как в это
же время через конденсатор С, со-
противление R2 и обмотку w2 про-
текает ток f2, создавая магнитный
поток Ф2, согласный с потоком
постоянного магнита Фо и встреч-
ный потоку Фр
По мере зарядки конденсато-
ра С ток г2, а следовательно, и
потоку фр уменьшаются и, когда
Рис. 10.1. Принципиальная
электросхема генератора им-
пульсов на поляризованном
реле
поток Ф2, противодействующий
сумма магнитных потоков будет равна потоку срабатывания, поля-
ризованное реле срабатывает, перебрасывая якорь в левое положе-
ние Л. После этого начинается процесс отпускания поляризованно-
го реле.
При переключении якоря в левое положение, Л конденсатор С
начинает разряжаться. Ток разрядки Z3, протекая через обмотки
Wi и создает потоки Ф4 и Ф2, противодействующие потоку пос-
282
тоянного магнита Фо и удерживающие якорь в левом положении.
По мере разрядки конденсатора С ток разрядки f3, а следовательно,
и потоки Ф1 , Ф2 уменьшаются и, когда сумма всех магнитных пото-
ков будет равна потоку отпускания, поляризованное реле отпуска-
ет, перебрасывая якорь в правое П, первоначальное положение.
После этого вновь начинается процесс зарядки конденсатора С, т. е.
процесс срабатывания поляризованного реле.
Период пульсации генератора
Г^/ср + ^отп, (10.1)
где /Ср и /отп — времена срабатывания и отпускания поляризован-
ного реле Р.
Рассмотрим процесс срабатывания поляризованного реле и оп-
ределим время срабатывания /ср, сделав для упрощения рассужде-
ний допущение, что индуктивности обмоток реле Р и взаимоиндук-
ция обмоток равны нулю.
Для срабатывания реле Р необходимо, чтобы разность намагни-
чивающих сил обмоток Wi и оу2 была равна намагничивающей силе
срабатывания:
4^1 — W = (Мер- (Ю-2)
Ток
ч=^-. (10-3)
где РЭ1 = + Г1 — эквивалентное сопротивление, ом;
— активное сопротивление обмотки wif ом;
U — напряжение источника питания, в.
Ток i2 находится из исходных уравнений
и = + 12^э2 , (10.4)
i2 = c-^. (10.5)
at
Здесь Рэ2 = + г2 — эквивалентное сопротивление, ом;
г2 — активное сопротивление обмотки w2f ом;
t
= V (10.6)
где т3 = Рэ2С — постоянная времени зарядки конденсатора С, сек.
Подстановкой (10.3) и (10.6) в выражение (10.2) и решением его
относительно t будет найдено время срабатывания поляризованного
реле:

hp = Т3 In --------------—|п .................................сек^
/?э2 [t/tt/1 — (/цу) ср /?э1] /?э2
(10.7)
283
где = -------------э1--2------- конструктивная постоянная генерато-
Uwr — (Zay)cp /?э1
ра. Для надежного срабатывания реле при отсутствии тока ц
необходимо, чтобы
i>i = /C3(ZttOcp, (10.8)
где К3 — коэффициент запаса по срабатыванию реле.
На основании выражения (10.3) и (10.8)
D ___ UW1
*\ а 1 ' •
Кз (Мр
Тогда (10.7) может быть представлено в другом виде:
/ср = т3 In-----—---------сек.
Р *Э2 (^)ср(Кз-1)
(10.9)
(10.10)
Анализируя (10.10), можно сделать вывод, что с уменьшением
коэффициента запаса по срабатыванию /С3 время срабатывания реле
tr.p увеличивается. Однако не может быть А3^1. С увеличением
числа витков ш2 и чувствительности реле время срабатывания также
увеличивается.
Из выражения (10.10) очевидно, что должно быть выполнено
условие
Uw2> R32(Iw)zp(K3- 1), (10.11)
так как в противном случае Лр будет равно нулю или иметь отри-
цательное значение, что теряет физический смысл.
С изменением сопротивления /?2 время срабатывания изменяется,
причем изменяется от какой-то начальной величины (так как всег-
да Т?э2>0) до нуля и может иметь экстремальную точку (рис. 10.2).
Начальная величина времени срабатывания находится для Т?2=0,
т. е.
I" -~,м ,. = I" ~ <10J2>
М^)ср(Л3 1) ^2
284
Точка, в которой время срабатывания равно нулю, находится
из условия
________Uw2___________ ।
^Э2 (^)ср (*3 О
-•> “ „ Лf К'~Г‘ °М- <10'13)
ср (!w)cp(K3— 1)
Экстремальная точка кривой времени срабатывания находится
приравниванием нулю первой производной от времени срабатыва-
ния по и решением ее относительно R2:
R2(t х ----------r2 = JSt — г2 ом. (10.14)
2(«cp.max) (/u))cn (/С3—1) е 'Г
Время срабатывания, как
показывает выражение (10.10),
прямо пропорционально ем-
кости С. В процессе сраба-
тывания реле напряжение на
конденсаторе С изменяется по
экспоненте
ис = U Ц — е тз).
В момент срабатывания реле
конденсатор будет иметь на-
пряжение
Рис. 10.3. Графики ^отп = /(7?г) гене-
ратора
( -Я / р \
Ur=U\\—e / =1/1- -^)в. (10.15)
Назовем это напряжение напряжением срабатывания.
Выражение (10.15) показывает, что напряжение срабатывания
не зависит от величины емкости конденсатора и обратно пропорцио-
нально сопротивлению Т?2. Напряжение срабатывания не может
достигать напряжения источника питания U, так как всегда г2>0,
а также
(7шср) (К3— 1)
Uw2
Полагая Т?2=0, может быть найдено максимальное напряжение
срабатывания
U — и (\_______________И- ]
Сер. max ( д- )
(10.16)
285
Рассмотрим процесс отпускания поляризованного реле и опре-
делим время отпускания /отп. Для отпускания реле Р необходимо,
чтобы сумма намагничивающих сил обмоток и ш2 была равна
намагничивающей силе отпускания:
»з(^1 + йУ2) = (/пу)отп. (10.17)
Ток
и —1 и __________—
i3 =-----££Р— е \ =_££₽. е \ , (10.18)
+ ^Э2 ЯЭЗ
где тр — постоянная времени разрядки конденсатора С; тр=
= (^Э1+^Э2) С=7?э3С, сек.
Подстановкой (10.18) в выражение (10.17) и решением его относи-
тельно времени будет найдено время отпускания поляризованного
реле:
ZOTn-^pln (яэ1 + яэ2) (/а,)отп -ТР1П Ц?сР> (10-19)
где К2= ——— -------конструктивная постоянная генератора.
(/О))ОтП
Анализируя выражение (10.19), можно заметить, что для получения
большего /отп необходимо использовать более чувствительное реле
с обмотками, имеющими большее число витков. Из (10.19) очевидно,
что должно быть выполнено условие
UCcp (^1 + да2) > (^Э1 + ^эа) (^)отп. (10.20)
так как в противном случае /отп будет равно нулю или иметь отри-
цательное значение, что теряет физический смысл.
Время отпускания изменяется от какой-то начальной величины
(так как всегда /?э2>0 и 7?Э1>0) до нуля и может иметь экстремаль-
ную точку (рис. 10.3). Начальная величина времени отпускания на-
ходится для /?2=0, т. е-
/ -(I? Л. r\C]n UCep(.wl + W^ _
01П(«*=°) - 1^31 -1- Г2) С 1П (/?з1 + f2) (/ш)отп
= (/?91 + г2)С1п—^-t/Ccp- (Ю.21)
АЭ1 Т Г2
Точка, в которой время отпускания равно нулю, находится из
условия
^Сср (^1 + <
№1 “Ь Рэъ) (^)отп
^2<'отп=°) = СС(/и’)отп ^31 ~Гг = ^Сср^г- ^31 — /‘а- (10.22)
286
Экстремальная точка кривой времени отпускания находится
приравниванием нулю первой производной от времени отпускания по
и решением ее относительно Т?2. Сопротивление Т?2(/отп-тах)МОжет
быть найдено графически по пересечению кривых, построенных по
полученным в этом случае уравнениям
У1 = 1П К2-----—----, У2 = —--------— •
АЭ3 Л1 -- Аэ2
В процессе отпускания реле Р напряжение на конденсатор С
изменяется по экспоненте
ur = Uг е р
С Сер
В момент отпускания реле конденсатор будет иметь напряжение
_ ^отп
^CoTn = W =
(10.23)
Назовем это напряжение напряжением отпускания.
Выражение (10.23) пока-
зывает, что напряжение от-
пускания не зависит от ем-
кости конденсатора С и на-
пряжения срабатывания Ucc$
и прямо пропорционально
сопротивлению Т?2. Напряже-
ние отпускания не может
быть равно нулю, так как все
величины, входящие в выра-
жение (10.23), больше нуля.
На рис. 10.4 приводятся
графики и
f/сотп ~ показывающие, что за точкой А пересечения пря-
мых генератор импульсов неработоспособен, так как Uc Ср<^с отп-
Период пульсации генератора
Т - «ср + = + Рр In и . (10.24)
АЭ2 ^ЭЗ
На рис. 10.5 показаны совмещенные графики времени срабаты-
вания, времени отпускания и периода пульсации генератора, из
которых видно, что отношение времени срабатывания к времени от-
пускания у == _2ср при изменении регулировочного сопротивле-
ния R2 не остается постоянным.
Графики у = f(T?2, Ri) показаны на рис. 10.6.
287
Напряжение на конденсаторе С во время работы генератора им-
пульсов, как было показано выше, изменяется по экспонентам, при-
чем экспонента зарядки более крутая, так как т3<тр. Графики из-
менения напряжения на конденсаторе С показаны на рис. 10.7. Из
графиков видно, что время срабатывания /ср в первом периоде ра-
боты генератора несколько большее, чем во всех последующих
(/'ср), так как в первом периоде зарядка конденсатора С осуществля-
ется от нуля, а во всех последующих — от UCom- Поэтому для
/ср будет справедливо выражение (10.7), а для fcp оно будет иметь
вид
= R^C lnj^Co72yA- • (10.25)
288
Если выразить разницу во временах срабатывания в~ % как
Д/ = 100,
‘ср
тогда на основании (10.7) и (10.25) будет получено
)п и
Д/ср = ЮО. (10.26)
Рис. 10.7. График ис — f(t) генератора
Рис. 10.8. Графики Д/Ср ~ /(#2) генератора
ю Заказ № 971
289
Графики Д/ср = f(R2, /СОприведены на рис. 10.8. Отсюда стано-
вится очевидным, что первый импульс генератора всегда больше
всех остальных и для снижения разницы в импульсах следует из-
бегать рабочих режимов на больших /?2, т. е. необходимо исполь-
зовать только начальные, более крутые участки кривых tCD =
= f(R2) (см. рис. 10.2).
§ 10.2. РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРА ИМПУЛЬСОВ
При расчете генератора импульсов на поляризованном реле впол-
не допустимо пренебрегать индуктивностью обмоток и их взаимо-
индукцией, так как поляризованные реле выпускаются промышлен-
ностью с весьма значительным разбросом характеристик. Это вы-
нуждает проводить расчет номинальных значений сопротивлений
с последующим уточнением их при сборке и регулировке примени-
тельно к конкретному поляризованному реле.
Как было видно из анализа электрических процессов, получение
аналитических выражений, пригодных для прямого расчета, весьма
затруднительно. Поэтому расчет может быть проведен либо методом
последовательных приближений, либо графо-аналитическим мето-
дом. Последний заслуживает предпочтения, так как является более
простым, а ограниченная точность его не вызывает возражений в
силу необходимости уточнения расчетных номинальных величин
сопротивлений при изготовлении генератора.
В тех случаях, когда генератор должен обеспечивать широкий
диапазон частот, не представляется возможности обойтись лишь
одной обмоткой w2. Поэтому на различных участках диапазона при-
ходится подключать последовательно дополнительные обмотки w2 .
Исходя из этих обстоятельств, следует выбирать для генератора
не двухобмоточные поляризованные реле, а многообмоточное с раз-
личными по возможности характеристиками обмоток. Реле должно
быть двухпозиционное «с преобладанием».
Для получения больших периодов пульсации (низких частот)
реле необходимо выбирать по возможности более высокочувстви-
тельное [с меньшим (7йУ)ср1, так как это дает возможность приме-
нить конденсатор меньшей емкости, а следовательно, получить и
меньший размер устройства. Сопротивления желательно выбирать
высокостабильные, а по возможности — проволочные, так как в
этом случае легче осуществляется температурная компенсация в
силу линейности их характеристик.
Конденсатор также необходимо выбирать с малым температур-
ным коэффициентом емкости (ТКЕ), что может позволить обойтись
без температурной компенсации его емкости.
Первоначальный расчет целесообразно проводить для несколь-
ких значений емкости С, так как графики T=f(R2), построенные
на основании расчета, дадут возможность затем выбрать оптималь-
ную величину емкости, обеспечивающую как необходимый диапа-
290
зон частот, таки малогабаритность устройства. Следует иметь в ви-
ду, что малогабаритные электролитические конденсаторы из-за
их больших токов утечки в генераторе применяться не могут.
Расчет целесообразно начинать с выбора рациональных обмоток
реле в качестве рабочих с последующей проверкой обеспечения ими
заданного диапазона частот по графикам T=f(R2) или аналитичен
ки. При этом первоначальный подбор обмоток должен произво-
диться для наименьших периодов пульсации.
Обмотка Wi желательна с малым сопротивлением и средним чис-
лом витков (из числа имеющихся у выбранного реле). Обмотка w2
для наименьших периодов пульсации, т. е. первая ступень w2, же-
лательна со средним числом витков и средним сопротивлением.
В процессе расчета выяснится, насколько удачно выбраны реле и
обмотки.
После выбора обмоток проводится расчет генератора.
1. Рассчитывается постоянное сопротивление
Uw1
K3(Jw)cp ~Г1
(10.27)
для заданного напряжения источника питания U и принятого ко-
эффициента запаса по срабатыванию К3.
Коэффициент запаса по срабатыванию К3 целесообразно выби-
рать по возможности меньший, однако при воздействиях на поляри-
зованное реле ускорений или вибраций принимать К3<2 не сле-
дует.
2. Задается ориентировочная емкость конденсатора С, причем
для генераторов с большими периодами пульсации (до нескольких
секунд) следует принимать емкость в несколько десятков микрофа-
рад. Емкость конденсатора целесообразно выбирать согласно шкале
конденсаторов, выпускаемых промышленностью.
3. Рассчитывается время срабатывания £ср реле для различных
значений R2 (6—8 точек), причем R2 принимается обычно в пределах
от 0 до 10 ком. Расчет /ср производится по выражению (10.7).
4. Рассчитывается напряжение срабатывания UCcp для приня-
тых R2 по выражению (10.15).
5. Рассчитывается время отпускания /отп реле для принятых
R2 и полученных [/Сср по выражению (10.19).
6. Находится период пульсации генератора по выражению (10.1)
и строится зависимость T = fi(R2). Затем принимается другое зна-
чение емкости конденсатора С и, учитывая линейность зависимости
T=f(C), строится вторая кривая T'=fi(R2).
Результатом расчетов является семейство кривых T=f1(R2i С), по
которым выбирается наиболее подходящая емкость конденсатора С,
обеспечивающая заданный минимальный период пульсации и малые
размеры устройства.
Выбранная кривая T—fi(R2) (для принятой емкости конденса-
тора С) обычно не перекрывает широкого диапазона периода пуль-
10*
291
сации 7, поэтому перекрытие диапазона достигается за счет подклю-
чения дополнительной обмотки к обмотке w2, т. е. подключения
второй ступени ш'2. Выбирается она со средним сопротивлением и
числом витков. Весь расчет полностью повторяется от п. 3 доп.6,
но только для выбранной емкости конденсатора С. Строится кривая
7=f2(Z?2). Однако и в этом случае заданный диапазон может быть
не перекрыт. Тогда подключается третья ступень w" 2, причем
обмотка для нее выбирается с наибольшим сопротивлением и чис-
лом витков.
7. Полученные кривые Т = fi(R2), Т Т = fz(R2) дают
возможность графически найти значения сопротивлений R2 и ва-
рианты ступеней w2 по заданным периодам пульсации 7Ь 72, 73,
Т .
л гг
Затем расчетным путем и построением вспомогательного графика
находятся соотношение у импульсов и пауз и отклонение
времени срабатывания в первом периоде Л^ср.
Пример 10.1*. Рассчитать генератор импульсов на поляризованном релес
изменением периода пульсации по точкам 0,03; 0,06; 0,12; 0,24; 0,48 сек\
1. Выбираем поляризованное реле со следующими паспортными данными:
Обмотка Число витков Српротивление, ом
I 300 28
II 1250 140
III 1250 140
IV 1250 140
V 1250 140
VI 5000 2250
Ток срабатывания во второй обмотке /ерп = 3,24-8 ма.
Ток отпускания по второй обмотке /отпП = 0,964-4 ма.
2. Определим намагничивающую силу срабатывания реле по току сраба-
тывания второй обмотки, принятому /срП = 5,6 ма:
(/[0)ср — /срП [02 = 0,0056-1250 = la.
3. Определим намагничивающую силу отпускания реле по току отпуска-
ния второй обмотки, принятому /отпП = 2,48 ма
(/[0)отп =/отп п^2 = 0,00248-1250= 3,1 а.
4. Примем в качестве обмотки генератора обмотку I, а в качестве об-
мотки дог обмотку II, тогда
ил = 300; п = 28 ом\ [02 = 1250; гг = 140 ом.
5. Напряжение источника питания примем U = 27 в.
6. Определим величину сопротивления Ri, полагая коэффициент запаса
по срабатыванию /С3 = 1,5 (10.27):
£/[01 27-300
R1= K3(Iw)cp ~Г1^ 1,5-7 ~ 28 — 742 ож.
7. Примем емкость конденсатора С = 10 мкф и, задаваясь различными
величинами сопротивления определим время срабатывания /ср, время
* Расчет примера выполнен на логарифмической линейке.
292
отпускания /отп и период пульсации Т генератора и сведем их в табл. 10.1.
Расчет проведем в следующем порядке:
= 0
Эквивалентное сопротивление
/?э1 = + Г1 = 742 + 28 = 770 ом.
Эквивалентное сопротивление
/?э2 = ^2 4“ ^2 = 0 4“ 140 = 140 ом.
Эквивалентное сопротивление
= #Э1 4~ ^э2 :=~ 770 4~ 140 = 910 ом.
Конструктивная постоянная генератора
UR31w2 27-770.1250
K1 = — (/г<у)ср/?Э1 = 27.300-7-770 = 9700 ом-
Постоянная времени зарядки конденсатора
т3 = /?Э2С = 140-ЮНО"6 = 1,4 - IO"3 сек.
Время срабатывания реле генератора (10.7)
К, 9700
/ср==т31п —== 1,4.10“31п ~14о~ = 5,7-10-3 сек.
Напряжение срабатывания (10.15)
UCcp = и = 27 ~ 9700 ) = 26,5 в'
Конструктивная постоянная генератора
Постоянная времени разрядки конденсатора
тр = R33C = 910.10-10-6 = 9Д . ю-з ceKt
Время отпускания реле генератора (10.19)
/отп = Тр 1П иСср =9,1-10-31п 50° 26,5 = 24-Ю’3 сек.
Напряжение отпускания (10.23)
7?эз 910
^СОТП = < = 500 = 1 >82 в-
Период пульсации генератора (10.1).
Т = /ср + /отп = 5,7- IO"3 + 24. IO"3 = 29,7-10"3 сек.
Проведем те же расчеты, за исключением Ki и Кг, для различных значений
Т?2 и результаты сведем в табл. 10.1.
293
294
Периоды пульсации генератора при С = 10 мкф
w2 = 1250, Kt = 9700 ом, К2 = 500 \/а
Таблица 10.1
R2, ом Кэ2, ОМ Яэз, ом т3, сек 'ср’ сек , в С ср V сек 'отп’ сек С отп Т, сек
0 140 910 1,4 • IO"3 0,0057 26,5 9,1 • IO’3 0,024 1,82 0,0297
1000 1140 1910 11,4 • 10-3 0,0243 23,8 19,1 • IO’3 0,0348 3,86 0,0591
2000 2140 2910 21,4 • 10-з 0,0320 21,0 29,1 • IO’3 0,037 5,9 0,0697
3000 3140 3910 31,4 • IO’3 0,0353 18,2 39,1 • IO’3 0,0345 7,8 0,0697
емкости С конденсатора
Периоды пульсации генератора при различной
Таблица 10.2
а*2 = 1250
М С = 5 мкф С = 10 мкф С = 15 мкф
'ср’ сек 'отп’ сек Т, сек 'ср' сек 'отп’ сек Т, сек 'ср’ сек ^ОТП’ сек Т, сек
0 0,00295 0,012 0,01495 0,0057 0,024 0,0297 0,00855 0,036 0,04455
1000 0,01225 0,0174 0,0296 0,0243 0,0348 0,0591 0,0365 0,0522 0,0887
2000 0,0150 0,0185 0,0345 0,0320 0,037 0,0697 0,0480 0,0555 0,1035
3000 0,0176 0,0173 0,0349 0,0352 0,0345 0,0697 0,0528 0,0518 0,1046
8. Примем емкости конденсатора С'= 5 мкф и С" = 15 мкф и, имея в
виду линейную зависимость Т = f(C), = f(C), t0Tn — f(C), найдем новые
варианты ^ср, ^отп, Т:
, С' 5
/ п =/со-7т- = 5,7-IO’3 -777 = 2,85.10-3 сек,
VP г Lt 1U
С" 15
^p = <cp-g- = 5,7-IO’3 -уд =8,55-10-3 сек_
, С 5
<отп = *отп — = 24-10-3 _ = 12.10-3 сек,
С" 15
^отп = ^отп q =24-10 з ю =36-10 3 сек,
Рис. 10.9. Графики Т = f(Rz) генера-
тора для различных емкостей конден-
сатора С
Проделаем те же расчеты для /ср, ^отп, Т, соответствующие принятым
Т?2, и результаты сведем в табл. 10.2.
9. Построим графики Т = Т' = fi(Rz), Т” = fi(Rb) (рис. 10.9)
и проанализируем их. Кривая С = 15лш/>не удовлетворяет требованиям, так
как даже при 7? 2 = 0 Т = 0,04455, что превышает минимальный период пуль-
сации, заданный условиями для расчета (Tmin = 0,03 сек).
Кривые С = 10 мкф и С = 5 мкф обеспечивают Tmin, однако целесооб-
разно выбрать С = 10 мкф, так как С = 5 мкф может не удовлетворить мак-
симальный период пульсации Ттах.
Кривая С = 10 мкф не превышает период Т = 0,07, поэтому для увели-
чения периода пульсации подключим последовательно к обмотке II обмотки
III, IV, V.
Тогда
W2f = П+Ш+IV+V = 1250+1250+1250+4250 = 5000 витков,
г'2 = 140+140+140+140 = 560 ом.
Проделаем расчеты по п. 7 для выбранной емкости С — 10 мкф и вновь при-
нятым wf2 и г'г и результаты сведем в табл. 10.3.
295
296
Периоды пульсации генератора для второй ступени обмотки w2
Таблица 10.3
С= 10 мкф, w = 114- III + IV + V, Кх = 38800 ом, К2 = 1710 1/а
R2, ом Яэ2, ОМ кэ3> ом ^3, сек *ср’ «« в С ср, V сек <отп- сек - в С отп ’ Г, сек
0 560 1330 5,6-IO"3 0,0281 26,8 13,3-Ю-з 0,0465 0,45 0,0696
1000 1560 2330 15,6-IO"3 0,050 25,9 23-Ю-з 0,0687 1,3 0,119
2000 2560 3330 25,6-IO"3 0,069 25,2 33,3-10-3 0,085 1,98 0,154
3000 3560 4330 35,6-IO'3 0,085 24,5 43,3-10-3 0,095 2,75 0,180
4000 4560 5330 45,6-IO"3 0,0975 23,8 53,3-10-3 0,1080 3,12 0,205
5000 5560 6330 55,6-IO”3 0,108 23,2 63,3-Ю-з 0,117 3,66 0,225
Таблица 10.4
Период пульсации генератора для третьей ступени обмотки w2
С= 10 мкф, w"2 = II + III + IV + V + VI, Ki = 77600 ом, K2 = 3330 \/а.
R2, ом Лэ2- °м яэз, ом '3, сек 'ср- сек IJ в с ср, Тр, сек 'отп- сек и„ , в С отп Т, сек
0 2810 3580 28,1 -IO"3 0,0945 26,1 35,8 .10-3 0,125 0,85 0,215
2000 4810 5580 48,1 -10"3 0,134 25,4 55,8 -IO"3 0,151 1,7 0,285
4000 6810 7580 68,1 -IO"3 0,165 24,7 75,8 -IO"3 0,18 2,3 0,345
6000 8810 9580 88,1 -IO"3 0,191 24,0 95,8 -IO"3 0,202 2,9 0,393
8000 10810 11580 10,8ЬIO"2 0,212 23,3 11,58-10-2 0,22 3,5 0,432
10000 12810 13580 12,81.10-2 0,23 22,5 13,58-10-2 0,232 4,1 0,465
12000 14810 15580 14,81-10-2 0,244 21,8 15,58-10-2 0,24 4,7 0,484
14000 16810 17580 16,8ЬIO"2 0,256 21,1 17,58.10-2 0,244 5,3 0,500
16000 18810 19580 18,8ЬIO"2 0,266 20,4 19,58-10-2 0,245 5,9 0,511
18000 20810 21580 20,81 - IO"2 0,274 19,7 21,58-10-2 0,238 6,5 0,512
20000 22810 23580 22,81-10-2 0,278 19 23,58-10-2 0,233 7,1 0,511
Построим график Т = /2(^2) для ш'2 = II+III+1V+ V совместно с гра-
фиком Т — /1(Т?2) для W2 = II (рис. 10.10). Графики показывают, что даже
при значительном увеличении Т?2 достигнуть заданного периода Ттах = 0,48
сек не удается. Поэтому для дальнейшего увеличения периода пульсации
подключим к обмоткам II, III, IV, V обмотку VI.
Тогда
w,f2 — 11+111+1V+ V+VI = 1250+1250+1250+1250+5000= 10000 витков,
г"2 = 140+140+140+140+2250 = 2810 ом.
Проделаем расчеты по п. 7 для выбранной емкости С = 10 мкф и вновь
принятым ш"2 и г"2 и результаты сведем в табл. 10.4.
Построим график Т = /з(7?з) для ш"2 = П+Ш+IV+V+VI сов-
местно с предыдущими графиками Т = fi(T?2) и Т = /2(/?г) (рис. 10.10).
Рис. 10.10. Графики Т = f(Rz) для вариантов обмотки ш2
Три полученных графика полностью перекрывают заданный диапазон перио-
да пульсации.
По полученным графикам определяем величины сопротивлений Т?2,
обеспечивающих заданные точки периода пульсации Т (табл. 10.5). Рабочие
точки на кривых Т — f(Rz) необходимо выбирать таким образом, чтобы были
получены возможно меньшие значения Т?2. Это обеспечит меньшие отклонения
длительности первого импульса от остальных.
7а б л и ц а 10.5
Рабочие точки периодов пульсации генератора
Г, сек R2, ом ЯЭ2 » ом СУ2 ^Сотп ’ в ом 7 д / , ср %
0,03 25 165 II 1,92 9700 0,27 1,9
0,06 1050 1190 II 3,9 9700 0,72 8
0,12 1050 1610 II+III+IV+V 1,2 38800 0,74 1,5
0,24 650 3460 II+III + IV+V+VI 1,2 77600 0,70 1,5
Ю,48 11500 14310 П+Ш+IV+V+VI 4,5 77600 1,01 12,1
298
Следует заметить, что для повышения точности приведенного графо-ана-
литического метода расчета генератора импульсов на поляризованном реле
графики Т = /(/?2) необходимо строить по возможности в большем масштабе.
Начальный участок кривых целесообразно строить дополнительно в уве-
личенном масштабе.
10. Найдем соотношение времени срабатывания и времени отпускания для
рабочих точек генератора, для чего произведем расчеты по вариантам и
результаты сведем в табл. 10.6.
Построим вспомогательные графики 7 = /(Т?2) Для вариантов w2
(рис. 10.11).
По графикам найдем соотношения 7 по /?2 и ^2, соответствующие рабочим
точкам генератора, и результаты внесем в табл. 10.5.
11. Построим графики Uc ср = /(Т?2) и 4/Сотп = /(/?2) для вариан-
тов по данным табл. 10.1, 10.3, 10.4 (рис. 10.12).
12. Пользуясь графиками Uc ср = /(/?2) и Uc'OTn — /(^2) (Рис- 10.12),
подсчитаем ошибку первого времени срабатывания Д/Ср для рабочих точек и
Рис. 10.11. Графики 7 = /(/?г) для вариантов обмот-
ки W2
299
Таблица 10.6
о
Соотношение 7 импульсов и пауз для различных ступеней обмотки w2
т?2» ОМ w2 = II w'2 = II + III + IV + V w = II + III + IV + V + VI
t , сек ср t , сек отп т t , сек ср t , сек отп т t , сек ср t , сек отп Т
0 0,0057 0,024 0,238 0,0281 0,0465 0,603 0,0945 0,125 0,755
1000 0,0243 0,0348 0,701 0,05 0,0687 0,730
2000 0,0320 0,037 0,866 0,069 0,085 0,811 0,134 0,151 0,888
3000 0,0352 0,0345 1,02 0,085 0,095 0,89
4000 0,0975 0,1085 0,898 0,165 0,18 0,918
' 5000 0,108 0,117 0,924
6000 0,191 0,202 0,945
8000 0,212 0,22 0,963
10000 0,23 0,232 0,998
12000 0,244 0,24 0,02
14000 0,256 0,244 0,04
16000 0,266 0,245 1,08
18000 0,274 0,238 1,14
20000 0,278 0,233 1,20
результаты внесем в табл. 10.5: Т = 0,03 сек\ = 25 ом\ = 9700;
^Сотп ~ 1>92 в> ^э2 = -/?2 + г2 = 25+140 = 165 ом:
1 U 1 27
п U—Uc п 27___1 92
Д<ср =-------• 100 = ---------------100= 1,90/0.
In---- In-----
Литература
1 . Сотсков Б. С. Элементы автоматической и телемеханической ап-
паратуры. Госэнергоиздат, 1950.
2 Ступель Ф. А. Электромеханические реле. Изд. Харьковского
университета, 1956.
3 . Рабинович Л. В. Электроавтоматика авиационных электромеха-
нических установок. Оборонгиз, 1957.
4 Справочник по элементам автоматики и телемеханики. Электромагнит-
ные реле. Госэнергоиздат, 1958.
Глава XI
РАСЧЕТ ОБМОТОК СЕЛЕКТОРНЫХ РЕЛЕ
§ 11.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Одноканальная система управления исполнительными механиз-
мами требует в своей работе распределительного (селекторного)
устройства, при помощи которого управляющие импульсы, посыла-
емые командным прибором по одному каналу, распределяются по
исполнительным механизмам или группам исполнительных меха-
низмов, т. е. по нескольким каналам. Распределительное устройст-
во должно обеспечивать:
а) поочередное, заранее предопределенное распределение им-
пульсов по исполнительным механизмам (каналам);
б) автоматическое исключение из работы исполнительного меха-
низма (канала) в случае обрыва электрической цепи его управления;
в) преднамеренное исключение из работы отдельных исполни-
тельных механизмов (каналов);
г) распределение управляющих импульсов одновременно на не-
сколько исполнительных механизмов (групповое управление).
Селекторное реле состоит из двух нейтральных электромагнит-
ных реле, из которых одно реле двухобмоточное (реле Л) и второе—
однообмоточное (реле Б) (рис. 11.1).
Двухобмоточное реле А имеет высокоомную пусковую обмотку 1
и низкоомную удерживающую II. Во время работы реле А отзы-
вается на исправность электрической цепи управления исполни-
тельным механизмом своим срабатыванием, поэтому называется
контрольным. Реле Б необходимо для отключения обмоток реле А
и сохранения отключенного состояния до окончания цикла распре-
деления, поэтому называется блокировочным.
Одно селекторное реле обслуживает один исполнительный меха-
низм или одну группу исполнительных механизмов, подключенных
к системе управления последовательно. Селекторные реле применя-
ются в тех случаях, если имеется не менее двух исполнительных
механизмов или групп, т. е. не менее двух каналов распределения.
По этой причине в коробку селекторных реле устанавливаются по
два селекторных реле. При подготовке к работе селекторных реле
302
каналы управления исполнительными механизмами включаются
выключателями Ki и /С2-
Если электрические цепи управления исполнительными меха-
низмами не имеют обрывов, то реле А обоих селекторных реле сра-
батывает, замыкая контакты 1—2 и 3—4. Ток через реле Ai проте-
кает по цепи плюс источника питания,— контакт Б штепсельного
разъема ШР — обмотка I — контакты 7—6 реле £4 — обмотка II—
контакт Д ШР — выключатель — исполнительный механизм—
минус источника питания.
Рис. 11.1. Принципиальная электросхема селекторных
реле
По аналогичной цепи протекает ток через реле А2 от контакта
В на контакт Е ШР. Ввиду того, что обмотки I реле А имеют большое
активное сопротивление, ток, протекающий через обмотки /, II и
исполнительный механизм, мал по величине, благодаря чему испол-
нительный механизм не срабатывает.
После срабатывания реле А селекторные реле CPI и СРП го-
товы к работе, т. е. распределению управляющих импульсов по ис-
полнительным механизмам. В таком состоянии электросхемы обмот-
ка III реле Б подключена параллельно низкоомной обмотке II
реле А и исполнительному механизму, сопротивление управляющей
обмотки которого также мало. Поэтому напряжение, приложенное
к обмотке III, оказывается недостаточным для срабатывания реле Б.
После запуска командного прибора на контакт Г ШР коробки
селекторных реле (КСР) начинают поступать прямоугольные управ-
ляющие импульсы, которые распределяются по каналам распреде-
ления (по исполнительным механизмам).
зоз
А. Распределение импульсов по одиночным каналам распреде-
ления. Первый импульс, посланный командным прибором, поступа-
ет через контакт ГШР и контакты 4—3 на обмотку // реле At и
далее через контакт Д ШР на первый исполнительный механизм
(первый канал распределения). Ввиду малого активного сопротив-
ления обмотки // ток в исполнительном механизме протекает боль-
шой и первый исполнительный механизм срабатывает. Одновремен-
но через контакты 4—3 реле и контакты 6—7 реле Б додается
ток на обмотку /// реле Ввиду того что к обмотке /// приклады-
вается полное напряжение источника питания, реле срабатыва-
ет, размыкая контакты 6—7. После срабатывания реле Bi питание
его обмотки будет осуществляться через обмотку / и контакты 1—2
реле Так как сопротивление обмотки /// значительно больше
сопротивления обмотки /, то почти все напряжение источника пи-
тания будет приложено к обмотке /// и реле Ei останется после
своего срабатывания в надежном сработанном состоянии. Через
обмотки / реле А! и /// реле Б £ будет протекать ток, близкий к уста-
новившемуся току реле Реле А и Б подобраны таким образом,
что установившийся ток реле Б значительно меньше тока отпуска-
ния реле А. После срабатывания реле реле Ai не отпускает, так
как через его обмотку // протекает ток управляющего импульса,
посылаемого командным прибором на исполнительный механизм
через контакт Д ШР. По окончании управляющего импульса обмот-
ка//обесточится и реле A i отпустит, разомкнув контакты 1—2,
3—4 и замкнув контакты 4—5. Однако реле Б1 останется в срабо-
танном состоянии, так как контакты 1—2 всех реле А включены
параллельно и минус источника питания будет подключен к обмот-
кам /// через контакты 1—2 реле А2.
Второй импульс, посланный командным прибором, поступает
через контакт Г ШР, через контакты 4—5 реле Аь контакты 4—3
на обмотку // реле А2 и далее через контакт Е и выключатель —
на второй исполнительный механизм (второй канал распределе-
ния). Второй исполнительный механизм срабатывает. Во время вто-
рого управляющего импульса срабатывает реле 52 точно так же,
как и реле После окончания второго управляющего импульса
реле А2 отпустит, разомкнув контактами 1—2 минусовые цепи об-
моток III обоих реле Б, благодаря чему реле Б отпускают, замыкая
контакты 6—7. Обмотки I и II вновь оказываются включенными по-
следовательно и при условии отсутствия обрыва каналов управле-
ния исполнительными механизмами реле А срабатывают, селектор-
ные реле приходят в исходное состояние.
Следующий, третий, управляющий импульс будет распределен
на первый канал, а четвертый — на второй. Таким образом, нечет-
ные импульсы направляются при помощи селекторного реле I на
первый канал, а четные — при помощи селекторного реле // на
второй канал. Если необходимо распределение управляющих им-
пульсов по четырем каналам, то в систему управления включаются
304
две коробки селекторных реле КСР, причем вход второй коробки
(контакт Г) подключается к выходу первой (контакты 3, Л)
(рис. 11.2). Контакты А обоих коробок электрически соединяются, что
дает параллельное включение контактов 1—2 всех реле Л. Это при-
водит к тому, что возвращение селекторных реле в исходное поло-
жение будет осуществляться после отпускания последнего, четвер-
того, реле Л, происходящего после окончания четвертого управля-
ющего импульса.
Б. Автоматическое исключение из работы поврежденного ка-
нала. В случае появления обрыва цепи управления каким-либо
Рис. 11.2. Схема включения двух коробок селектор-
ных реле
исполнительным механизмом (каналом) контрольное реле А, обслу-
живающее (контролирующее) этот канал, не сработает из-за отсут-
ствия минусовой цепи. Поэтому управляющий импульс, предназ-
наченный для данного канала, будет передан через контакты 4—5
отпущенного реле А на контакт 4 следующего реле А. Таким обра-
зом, неисправный канал автоматически обходится управляющими
импульсами.
В. Преднамеренное исключение из работы отдельных каналов.
Селекторные реле дают возможность преднамеренного выключения
каналов из работы. Для этого выключается соответствующий се-
лекторный выключатель (см. рис. 11.1), что приводит к отключе-
нию минусового питания от контрольного реле А и оно не может
срабатывать даже при исправном канале управления исполнитель-
ным механизмом. Поскольку контрольное реле А выключенного
канала находится в отпущенном состоянии, управляющий импульс,
посланный командным прибором, будет передан через контакты 4—5
реле А отключенного канала на реле А следующего включенного ка-
нала.
Г. Распределение управляющих импульсов одновременно на не-
сколько каналов. Для осуществления группового управления
необходима одновременная посылка импульса командного прибора
на несколько исполнительных механизмов. В связи с этим в систе-
му управления включается автономный переключатель групп ПГ,
305
при помощи которого определенным образом замыкаются входные
контакты Г и Ж селекторных коробок (рис. 11.2).
При распределении импульсов одновременно на два канала ПГ
устанавливается в положение 2. Первый импульс от командного
прибора поступит на контакт Г первой коробки непосредственно, а
на контакт Ж — через ПГ, и будет послан через контрольные реле
первой коробки на I и II каналы через контакты Д иЕШР. После
прекращения импульса контрольные реле отпустят, переключив
входной контакт Г на выходные контакты 3 и Л (через контакты
4—5 обоих реле А). Второй импульс от командного прибора будет
подан на контакт Г второй коробки непосредственно с выходного кон-
такта 3 первой коробки, а на контакт Ж второй коробки от выход-
ного контакта Л первой коробки — через ПГ. Таким образом, вто-
рой импульс будет послан через контрольные реле второй коробки
на III и IV каналы через контакты ДъЕ ШР. Третий импульс вновь
поступит на I и II каналы и т. д., т. е. будет повторяться погруппо-
вое распределение импульсов. При распределении импульсов одно-
временно на четыре канала ПГ устанавливается в положение 4. В
этом случае каждый импульс будет подаваться одновременно на все
входные клеммы (Г и Ж) обоих коробок следующим образом: Г пер-
вой коробки — непосредственно; первой коробки Ж — через пере-
ключатель ПГ; Г второй коробки — через внутреннюю перемыч-
ку Г—И первой коробки, через ПГ на И второй коробки и через
внутреннюю перемычку И—Г второй коробки; Ж второй коробки—
с Г второй коробки на 3 первой коробки, через внутреннюю пере-
мычку 3 — Л первой коробки, через ПГ на контакт Ж второй
коробки.
Таким образом, каждый импульс будет послан через все конт-
рольные реле на все каналы одновременно.
§ 11.2. РАСЧЕТ ОБМОТОК СЕЛЕКТОРНЫХ РЕЛЕ
Поскольку работоспособность селекторных реле определяется со-
отношениями сопротивлений обмоток I, II реле А и обмотки III
реле Б, расчет необходимо проводить в определенной последова-
тельности, начиная с расчета двухобмоточного реле А. Расчет маг-
нитных цепей селекторных реле не имеет специфики и поэтому мо-
жет быть проведен любым методом. На основании расчета магнит-
ных цепей должны быть найдены намагничивающая сила срабаты-
вания реле А и Б и намагничивающая сила отпускания реле А.
Ввиду того что ток, предназначенный для получения срабатыва-
ния исполнительного механизма, необходимо пропустить через об--
мотку II реле А, чтобы удержать его в сработанном состоянии на
время следования управляющего импульса (в противном случае
будет разомкнута цепь управления контактами 4—3), обмотку не-
обходимо выполнить по возможности с малым активным сопротив-
лением. Это обусловит наименьшие потери напряжения на ней. По-
306
Рис. 11.3. Схема размещения
обмоток контрольного реле
этому низкоомную удерживающую обмотку // целесообразней рас-
полагать внутри (рис. 11.3), что определит для нее меньшую длину
среднего витка, а следовательно, и меньшее сопротивление.
При контроле исправности элек-
трической цепи управления исполни-
тельным механизмом (канала) необ-
ходимо пропустить ток через испол-
нительный механизм, по возможности
малый, с тем, чтобы не вызвать его
срабатывания, но вместе с этим по-
лучить срабатывание контрольного
реле Д. Срабатывание реле А осуще-
ствляется путем подключения к об-
мотке // дополнительной пусковой
обмотки /. Очевидно, что обмотка /
должна иметь большое активное со-
противление. Поэтому высокоомную
обмотку I целесообразно распола-
гать снаружи, так как это определит
для нее большую длину среднего вит-
ка, а следовательно, и большее ее
сопротивление. Как видно из принци-
па действия селекторных реле, из
всего цикла работы наиболее дли-
тельным является этап возвращения
реле в исходное состояние после по-
сылки управляющего импульса в последний канал распределения:
^В = ^ОТП 2 “Ь ^О7П з ^Ср1 > (Ч’О
где /в — время возвращения селекторных реле в исходное состоя-
ние, сек\
/0Тп2 — время отпускания контрольного реле А под воздействием
обмотки //, сек\
^отпз — время отпускания блокировочного реле Б под воздействи-
ем обмотки III, сек\
/ср1 — время срабатывания контрольного реле А под воздейст-
вием обмоток 1 и II, сек.
Как известно, период пульсации командного прибора
Т = /и + /п,
где /и — длительность импульса, сек',
tn — длительность паузы, сек.
Поскольку этап возвращения селекторных реле в исходное
состояние должен успевать протекать во время паузы между управ-
ляющими импульсами, то /в</п. Для сокращения периода пульса-
ции командного прибора необходимо по возможности сократить
307
время возвращения селекторных реле в исходное состояние. Это
можно сделать путем рационального выбора коэффициентов запаса
по срабатыванию для различных обмоток с учетом выражения (11.1).
Коэффициент запаса по срабатыванию
, (И.2)
где /Ск — коэффициент конструкции, учитывающий технологичес-
кий разброс параметров срабатывания реле, обычно Кк=
= 1,35;
Ку — коэффициент ускорения, учитывающий эксплуатацион-
ное увеличение усилий, противодействующих срабатыва-
нию, против расчетных. Коэффициент ускорения может
быть достаточно точно рассчитан для различных воздей-
ствующих ускорений и различных подвижных элементов
реле;
Кт — коэффициент температуры, учитывающий увеличение со-
противления обмотки с возрастанием ее температуры,
Кт = 1+а©= 1 +а(©гаах-20), (11.3)
здесь а — температурный коэффициент сопротивления материала
обмотки, 1/°С;
0 — максимально возможное эксплуатационное превышение
температуры обмотки над температурой 20° С, обуслов-
ленное как повышением температуры окружающей сре-
ды, так и нагревом обмотки под воздействием тока, °C;
©max — максимально допустимая температура нагрева провода,
определяемая теплостойкостью ее изоляции, ° С;
Кн — коэффициент возможного понижения напряжения пи-
тающей сети относительно номинального значения*
./<«=77^-, (П-4)
^min
где(7т}ПиГ7 — минимальное и номинальное напряжение источни-
ка питания, в.
Для получения меньшего /ср1 необходимо принять возможно
больший коэффициент запаса по срабатыванию для обмотки I
контрольного реле А. Целесообразно принять Кз1^5. Еще боль-
ший коэффициент запаса потребует увеличения диаметра провода,
а следовательно, и размера катушки, заметно не уменьшив при
этом времени срабатывания реле.
Под воздействием обмотки II реле А удерживается в сработан-
ном состоянии, поэтому необходимо ввести понятие коэффициента
запаса по отпусканию аналогичного понятию коэффициента запаса
по срабатыванию, т. е.
где /уст — ток установившегося режима, а;
308
/отп — ток отпускания, а.
Коэффициент запаса по отпусканию может быть рассчитан по
выражению (11.2) с отнесением входящих коэффициентов к парамет-
рам отпускания. Для получения меньшего /отп2 необходимо при-
нять возможно меньший коэффициент запаса по отпусканию для
обмотки II реле Л, однако не менее минимального значения, при
котором гарантируется надежное удержание реле А в сработанном
состоянии, т. е*
/<02 = КкКуК,Кп.
(11.5)
Для получения меньшего /отп3 необходимо принять возможно
меньший коэффициент запаса по срабатыванию для обмотки III
реле Б. Он должен быть равен
^зз = ^ЛуКЛн. (И.6)
В целях рационального использования матери-
ала обмотки расчет необходимо производить из ус-
ловия нагрева обмотки до максимально допусти-
мой температуры, для чего необходимо принимать
максимально допустимую плотность тока в обмот-
ке. Теоретический расчет максимальной плотности
тока в большинстве случаев бывает громоздок, по-
этому целесообразнее пользоваться эксперимен-
тальными данными, согласно которым плотность
тока j допускается для реле до (10-?12)106 а/м2.
Напряжение источника питания в исходном
Рис. 11.4. Экви-
валентная схе-
ма к расчету
низкоомной об-
мотки
состоянии схемы уравновешивается падением напряжения на
низкоомной обмотке II и сопротивлением обмотки исполнительного
механизма (рис. 11.4), т. е.
U = I (Я2 + #м) = /срКз. м (/?2 + /?м),
(И.7)
где Т?2 — сопротивление обмотки II реле Д, ом;
RM — сопротивление обмотки исполнительного механизма, ом;
/ср.м — ток срабатывания исполнительного механизма, а;
Кз.м — коэффициент запаса по срабатыванию исполнительного
механизма.
Отсюда сопротивление низкоомной обмотки II
7^2 т is Rm ОМ.
2 ср. м Аз. м
(П-8)
Возможное получение в расчете отрицательного значения Т?2 будет
указывать на непригодность исполнительного механизма для за-
данных условий работы.
309
Число витков низкоомной обмотки
(^)отпД (#М + #2)
w2 =-----------v--------> (11.9)
где Ло2 — коэффициент запаса по отпусканию реле А;
(/ш)Отпл — намагничивающая сила отпускания реле А, полученная
на основании расчета магнитной цепи реле, а.
Диаметр провода и высота низкоомной обмотки находятся по выра-
жениям
= 1/ Кз-М. м, (11.10)
V Ilj2
(11.11)
где /2 — коэффициент заполнения низкоомной катушки;
d2 — диаметр провода низкоомной обмотки 77, м*>
Ьд —длина катушки реле Л, ж;
/2 — плотность тока в низкоомной обмотке 77, а/м2.
Действительное сопротивление низкоомной обмотки II
4РГ)ср2ш2
R2 =-----Т2---0М> (И-12)
“2
где Оср2 — диаметр среднего витка низкоомной обмотки,
Dcp 2 = Во А 4” Н2 (11.13)
здесь Doa —диаметр гильзы катушки, м.
Действительное сопротивление Т?2 низкоомной обмотки может
быть неограниченно ниже, чем первоначально найденное по вы-
ражению (11.8). Если действительное сопротивление низкоомной
обмотки не удовлетворяет выражению (11.8), то следует изменить
плотность тока и расчет обмотки произвести заново. Однако такой
случай встречается редко.
Число витков высокоомной обмотки
= —бКз-мКз1 (/и,)срЛ — w2, (11.14)
^ср. м
где — коэффициент безопасности;
(lw)cpA —намагничивающая сила срабатывания реле А;
К31 — коэффициент запаса по срабатыванию для высокоом-
ной обмотки I,
Диаметр провода высокоомной обмотки
d> = i/lF-"' <ius>
310
где /к — контрольный ток,
4 = ^2<--/с"'м а. (11.16)
Л3фМ
Высота высокоомной обмотки Hi находится по выражению
(11.11), а сопротивление обмотки — по выражению (11.12), отне-
сенных к обмотке /. Диаметр среднего витка высокоомной обмотки
Оср 1 — Do А -|- 2Нх -Н 2о м, (11.17)
здесь 8—толщина прокладки между обмотками, 3=(0,1~0,2)10~3 м.
Действительный контрольный ток (рис. 11.5)
(полагая
Подставляя /к в (11.16), получим
f3:MC/ -Я2-Ям ом. (11.19)
'ср. м
При невыполнении условия (11.19). необхо-
димо изменить плотность тока и расчет обмотки
произвести заново. Наружный диаметр обмотки
определяется по выражению
Рис. 11.5. Эквива-
лентная схема к
расчету высокоом-
ной обмотки
л — Dq д -j- 2(Я2 “F 0 ^i) м-
(11.20)
Для срабатывания реле Б необходимо, чтобы
1>3 = ^3 = K33(Iw)cpE ,
A3
где w3 — число витков обмотки /// реле Б;
(Iw) —намагничивающая сила срабатывания ре-
ле 5, а;
К3.3 — коэффициент запаса по срабатыванию реле
Б\
R3 — сопротивление обмотки /// реле 5, ом.
После срабатывания блокировочного реле Б его
обмотка III подключается к напряжению источника
питания через высокоомную обмотку I контрольного
Рис. 11.6. Эк- Реле (рис. П.6). При этом через обмотки I и ///
в и ва л е нтная протекает ток
схема к расчету r ,,
обмотки блоки- i3 — ------,
ровочного реле R± + 7?3
311
Так как реле А должно иметь возможность отпустить после окон-
чания управляющего импульса, необходимо, чтобы =
= (/аОотпД • Тогда для обмотки III реле Б сопротивление
Я3 = -A9-— — ом, (11.21)
* отп А
а число витков
u>3 = </ц,)сРгКзз£з _ (11 22)
Диаметр провода обмотки III находится по выражению (11.15),
отнесенному к обмотке III, коэффициент заполнения катушки f 3 —
по таблице по диаметру провода d3, высота обмотки Н3 — по выра-
жению (11.11), а действительное сопротивление обмотки R3 —
по выражению (11.12), отнесенных к обмотке III. Действительное
сопротивление обмотки III реле Б должно удовлетворять (11.21).
Наружный диаметр обмотки
DHB = DOB + 2H3 м. (11.23)
Пример 11.1. Рассчитать обмотки селекторных реле.
Исходные данные:
сопротивление обмотки исполнительного механизма /?м = 4,5 ом;
ток срабатывания Л?р-м = 2,5 а;
напряжение источника питания U = 27в±10%;
диапазон температур среды от —60° С до +50° С;
намагничивающая сила срабатывания реле А (/^)ср.л — 200 ампер-вит-
ков;
намагничивающая сила отпускания реле А (/аОотпА = 80 ампер-витков;
диаметр гильзы катушки реле A Doa = 7*10-3 м;
длина обмотки реле A La — 25-10-3 м;
намагничивающая сила срабатывания реле Б (/^)Ср Б = 100 ампер-вит-
ков;
диаметр гильзы катушки реле Б DoB — 7-Ю-3 м;
длина обмотки реле Б LB — 25-Ю-3 м;
а) Расчет коэффициентов запаса:
1. Коэффициент конструкции принимаем Кк = 1,35.
2. Коэффициент ускорения Ку принимаем Ку = 1,1
3. Коэффициент температуры (Н.З)
/Ст == 1а (0тах —20) = 1 + 0,004 (105 —20) = 1,34,
здесь 0тах — Ю5° С для провода ПЭ и а = 0,004 для меди.
4. Коэффициент напряжения (11.4)
к и 27 - 1 1
Дн- l/mln “ 27 — 2,7 -1’1’
5. Коэффициент запаса по срабатыванию исполнительного механизма (11.2)
Кз м =КкКуКтКн= 1,35.1,1-1,34.1,1 =2,2.
6. Коэффициент запаса по с абатыванию реле А для обмотки I принимаем
Кз1 = 4.
312
7. Коэффициент запаса по отпусканию реле А и Б с учетом инерционной урав-
новешенности якоря (11.5)
ко = КкКуКт/Сн = 1,35-1-1,34-1,1 = 2.
8. Коэффициент запаса по срабатыванию реле Б с учетом инерционной урав
новешенности якоря (11.6)
К33 = КкКуКтКн=2.
9. Коэффициент безопасности принимаем Кб ~ 4.
б) Расчет обмоток контрольного реле А. Низкоомная обмотка II:
1. Сопротивление обмотки (11.8)
U ’ 27
К2 = 7 77 — Км — о к. 9 о 4,5 — 0,4 ОМ.
'ср.м^з.м
2. Число витков (11.9)
Яо2(/йУ)отпА (Ям+Яг) 2-80(4,5 + 0,4)
=------------v-----------=---------27--------= 29'
3. Примем плотность тока в обмотке /2 = 12-Ю6 а!м*.
4. Диаметр провода (11.10)
<7, - V _ У ”/++ „ 0,77.10- .. _ 0,77
' J2 O,1T1Z'1U
Примем диаметр провода по сортаменту d2 = 0,8 мм.
5. Коэффициент заполнения низкоомной катушки найдем по таблице:
для d2 = 0,8 мм f% = 0,630.
6. Высота низкоомной обмотки (11.11)
,2
nd2w2 3,14-0,82-10~6-29
Нг= 4/2LA = 4-0,63-25-10-3 = 0,93’10 3 м-
Ввиду того, что провод диаметром d2 — 0,8 мм укладывается рядами, оче-
видно обмотка образует неполные два ряда. Поэтому принимаем К2 =1,6Х
X IO-3 м.
7. Действительное сопротивление обмотки (11.12)
4р£>ср2и-2 4-0,0175-10-«-8,6-Ю-з-29
Яг— 2 = о 82-10-в =0,027 ом,
“2 »
здесь
Z)cp2 = DoA + Н2 = 7-10"3+ 1,6.10-3 = 8,6-10"3 м.
Полученное Кг = 0,027 удовлетворяет выражению (11.8).
Высокоомная обмотка Г.
1. Число витков (11.14)
Я’бЯз.м Яз1 (/ЗУ) д 4-2,2-4-200 „
=-----------7-----------— ш2 =---------------— 29 « 2800.
уср.м
2. Контрольный ток (11.16)
г ср.М 2,0
к = А’бЯз.м = ,4-2.2 = °’28 а
313
3. Диаметр провода (11.15)
1 1 / 4/к *1 Г 4-0,28 п 17
+ = I/ -----= и/ ---------1--- =0,17 мм.
V njr V 3,14-12-Ю6
Плотность тока в обмотке принята /i — 12-Ю6 а/м?.
Примем диаметр провода по сортаменту di = 0,18 мм.
4. Коэффициент заполнения высокоомной катушки найдем по таблице
для di = 0,18 мм /1 = 0,529.
5. Высота обмотки (11.11)
,2
^+^1 3,14-0,182-10-6-2800
H1= 4ftLA = 4-0,529-25-IO’3 =5,4-10 3 44.
6. Сопротивление обмотки (11.12)
4 р £>сщШ1 4-0,0175- IO'6-16-10-3-2800
7?i= ^2 = 0,182-10~“ =96 ом.
Здесь
Рср1 = DoA + 2Н2 + 2 о + Нг = 7-10“3 + 2-1,6- IO"3 + 2-0,1-10'3 + 5,4Х
Х10“3 = 16-Ю-з м.
Проведем проверку по выражению (11.19):
КбК3 м U 4-2,2-27
/?! >----г1------Я2 —Ям; > —ТТ-------0,027-4,5; 96>90,5.
7ср.м
Условие (11. 19) удовлетворяется.
7. Наружный диаметр обмотки (11.20)
DhA =DoA + 2 (Я2 + & + #i) = 7-10“3 + 2 (1,6 + 0,1 + 5,4) 10-3 =
= 21,2-10-з м.
б) Расчет обмотки III блокировочного реле Б
1. Сопротивление обмотки (11.21)
Коз^ , 2-2800-27
/?3 = • \03 — - -------- 96 « 1790 ом.
УотпЛ °U
2. Число витков (11.22)
С^Оср Б *зз*з
шз = й
100-2-1790
27
13200.
3. Диаметр провода (11.15)
1/4/3 -1/ 4U -1/ 4-27 л
d3- У nj3 - У ТС/3^3 - У 3,14-12-10е-1790 -О-039 ^
Принимаем диаметр провода по сортаменту d3 = 0,05 мм.
4. Коэффициент заполнения найдем по таблице: для d^ = 0,05 мм /з = 0,354
5. Высота обмотки (11.11)
ndlw3 3,14-0,052-ю-e. 13200
W3 = 4/3L£ = 4-0,354-25-Ю-з =2,93-10 м.
314
6. Действительное сопротивление (11.12)
„ 4рОсрза)3 4-0,0175-10-в-9,93-10~3-13200
Яз— ,2 — 0,052-10~6 = 3670 ом.
“з
Здесь Дср.з = Dob+Нз = 7-1(Г3+2,93-10“3 = 9,93-Ю-3 м.
Действительное сопротивление обмотки получено значительно большее, чем
необходимое. Увеличим диаметр провода до 0,08 мм, а также уменьшим диа-
метр гильзы катушки до 6 мм. Коэффициент заполнения будет /з — 0,413.
7. Высота обмотки (11.11)
3,14-0,082-10-в-13200 , „
Яз= 4faLB = 4-0,413-25-10"3 =6,42-10 .
8. Действительное сопротивление обмотки (11.12")
4 р DCP^3 4-0,0175-10“6-12,42-10~3-13200
А* ---------------~-----==-------------— -г-—~-----------= 1700 ом.
Здесь Всрз = £>об+/7з = 6-10"3+6,42-10’3 = 12,42-10"3 м.
9. Наружный диаметр обмотки (11.23)
DhB =DoE +2Я3 = 6-IO"3 + 2-6,42-10“3 = 18,8-10"3 м.
Литература
1. Сотсков Б. С. Элементы автоматической и телемеханической ап-
паратуры. Госэнергоиздат, 1950.
2. К о л о с о в С. П. Элементы авиационных автоматических устройств.
Оборонгиз, 1958.
3. С т у п е л ь Ф. А. Электромеханические реле. Изд. Харьковского
университета, 1956.
4. Витенберг М. И. Расчет электромагнитных реле для аппаратуры
автоматики и связи. Госэнергоиздат, 1961.
5. Рабинович Л. В. Электроавтоматика авиационных электроме-
ханических установок. Оборонгиз, 1957.
6. Харазов К- И. Контрольно-распределительные механизмы.
ОНТИПРИБОР. Приборы и средства автоматизации, 1964, № 11.
7. Справочник по электротехническим материалам, ч. II. Госэнергоиздат,
1959.
8. Вопросы автоматического регулирования и управления. Труды Мос-
ковского авиационного института, вып. 75. Оборонгиз, 1957.
СОДЕРЖАНИЕ
Стр.
Предисловие ............................................. . . 3
Глава I. Диодные и триодные датчики и реле температуры . . 6
§ 1.1. Общие сведения ............................... 6
§ 1.2. Диод ............................................ 7
§ 1.3. Схемы с полупроводниковыми диодами в качестве тер-
мочувствительного элемента......................... 11
§ 1.4. Триод .......................................... 12
§ 1.5. Термореле с триодом ............................ 16
Глава II. Расчет устройств с фотодиодами и фототриодами . . 20
§ 2.1. Общие сведения .............................. 20
§ 2.2. Основные характеристики фотодиода .... 22
§ 2.3. Схемы с фотодиодами ............................ 24
§ 2.4. Основные характеристики фототриода ............. 28
§ 2.5. Схемы с фототриодами ........................... 30
§ 2.6. Сведения о некоторых фотодиодах и фототриодах . . 33
Глава III. Преобразователи на динисторах и тиристорах . . 34
§ 3.1. Общие сведения ................................. 34
§ 3.2. Основные характеристики динисторов и тиристоров . 36
§ 3.3. Аппроксимация статической вольт-амперной характерис-
тики ................................................... 39
§ 3.4. Зависимость параметров динисторов* от температуры 44
§ 3.5. Изменение параметров тиристоров в зависимости от
температуры............................................. 46
§ 3.6. Способы включения и выключения динисторов и тирис-
торов .................'............................... 47
§ 3.7. Управляемые выпрямители ........................ 50
§ 3.8. Аналого-дискретный преобразователь ............. 52
§ 3.9. Преобразователи напряжения ..................... 54
§ 3.10. Вопросы надежности ............................ 56
Глава IV. Усилители с широтно-импульсным управлением электро-
механическими преобразователями 63
§ 4.1. Общие сведения.................................. 63
§ 4..2 . Принципиальная схема усилителя ШИМ .... 65
§ 4.3. Расчет простейшей схемы двухкаскадного транзисторно-
го усилителя в режиме переключения...................... 67
§ 4.4. Выходные каскады усилителей................... • 76
§ 4.5. Формирующее устройство широтно-импульсной моду-
ляции ................................................. 81
Г л а в а V . Расчет переходных процессов в реле и датчиках с термис-
торами .................................................... 94
§ 5.1. Режимы работы термисторов ...................... 94
§ 5.2. Уравнение теплового баланса двухполюсника с термис-
тором ................................................. 96
§ 5.3. Возможность синтеза простейших цепей с термисторами
по заданному переходному процессу .....................101
316
§ 5.4. Расчет переходных процессов в цепях с термисторами
при изменении температуры окружающей среды . . 107
§ 5.5. О расчете цепи с термистором при изменяющемся напря-
жении питания ............................................114
Глава VI. Устройства на тиратронах с подогреваемым катодом 120
§ 6.1. Общие сведения о тиратронах и особенности управления
ими ......................................................120
§ 6.2. Тиратронный триггер 124
§ 6.3. Тиратронные поляризационные реле .................131
§ 6.4. Тиратронные реле времени .........................134
§ 6.5. Тиратронный генератор импульсов с анодным питанием
от источника постоянного напряжения .... 139
§ 6.6. Тиратронный генератор импульсов с анодным питанием
от источника переменного напряжения....................145
Глава VII. Некоторые вопросы конструирования и монтажа элект-
ронных устройств авиационной автоматики ...................... 152
§ 7.1. Требования, предъявляемые к электронным устройст-
вам авиационной автоматики ........................... 152
§ 7.2. Печатный монтаж и печатные схемы..............157
§ 7.3. Модули ......................................172
§ 7.4. Микромодули и микроблоки .....................178
§ 7.5. Пленочные микросхемы .........................188
§ 7.6. Полупроводниковые твердые схемы ..............201
Глава VIII. Электромагнитный поляризованный управляющий
элемент ...................................................213
§ 8.1. Общие сведения ....................................213
§ 8.2. Расчет статической характеристики..............215
§ 8.3. Порядок расчета электромагнитного поляризованного
управляющего элемента .............................220
Глава IX. Дроссельные магнитные усилители...............224
§ 9.1. Общие сведения ...................................224
§ 9.2. Семейство характеристик одновременного намагничива-
ния двумя полями ........................................229
§ 9.3. Аппроксимация характеристик одновременного намаг-
ничивания 231
§ 9.4. Запаздывание усилителей ..........................238
§ 9.5. Линейность характеристики ........................246
§ 9.6. Стабильность коэффициента усиления ...............247
§ 9.7. Стабильность «нуля» усилителя ....................255
§ 9.8. Условия обеспечения наибольшей стабильности . 257
§ 9.9. Условия получения минимального веса и габаритов . 260
§ 9.10. Конструкция магнитных усилителей ................261
§ 9.11. Обеспечение надежной работы ..:.... 266
§ 9.12. Микроминиатюризация магнитных усилителей . 267
§ 9.13. Методика расчета усилителя ......................269
Г лава X. Расчет генератора импульсов на поляризованном реле 282
§ 10.1 Общие сведения .....................282
§ 10.2 Расчет генератора импульсов .....................290
Глава XI. Расчет обмоток селекторных реле...................302
§ 11.1 Общие сведения .....................302
§ 11.2. Расчет обмоток селекторных реле .................306
Елена Пантелеймоновна Андрюшина, Евгений
Борисович Елагин, Сергей Петрович Колосов,
Владимир Андреевич Козлов, Валентина Ивановна
Нефедова, Евгений Михайлович Решетников,
Николай Михайлович Тищенко, Николай Петрович
Удалов, Николай Николаевич Ушаков, Конкор-
дий Иннокентьевич Харазов
РУКОВОДСТВО ПО ПРОЕКТИРОВАНИЮ
ЭЛЕМЕНТОВ СИСТЕМ АВТОМАТИКИ
Редактор О. М. Смирницкая
Техн, редактор С. П. Передерий
Корректор Г. И. Кострикова
Т 14038. Сдано в набор 4/IV 1968 г. Подп. к печати 3/Х 1968 г.
Формат 60Х901/1б. Объем 20 печ. л. Уч.-изд. л. 18,89.
Изд. № СТД-50. Тираж 15 000 экз. Зак. 971. Цена 86 коп.
Тематический план издательства «Высшая школа» (вузы и техни-
кумы) на 1968 г. Позиция № 349
Москва, К-51, Неглинная ул., д. 29/14,
Издательство «Высшая школа»
Ярославский полиграфкомбинат Главполиграфпрома Комитета по
печати при Совете Министров СССР. Ярославль, ул. Свободы, 97.
Читайте, выписывайте ежемесячный журнал
«ВЕСТНИК ВЫСШЕЙ ШКОЛЫ»
Единственный в Советском Союзе журнал, освещающий актуальные
вопросы учебной, научной и воспитательной деятельности вузов — «Вестник
высшей школы» —* издается 26-й год. Журнал помещает на своих страницах
интересные и разнообразные материалы, в которых обсуждаются, нередко
в дискуссионной форме, проблемы улучшения подготовки молодых специа-
листов, перспективы развития высшего образования и вузовской науки.
В журнале существуют постоянные разделы — «Учебный процесс», «На те-
мы дня», «Наука в высшей школе», «Воспитывать активных строителей
коммунизма», «Опыт и предложения», «За рубежом», «Критика и библиогра-
фия», и др.
Наука и технический прогресс несут новое в лекции, в лабораторные
занятия. На помощь приходят совершенные технические средства — кино,
радио, телевидение.
Казалось, только вчера появился первый электронный экзаменатор Мос-
ковского энергетического института. А сегодня больше 350 вузов применяют
методы программированного обучения. Созданы обучающие комплексы на
базе электронно-цифровых машин; появляются на библиотечных полках
первые программированные учебники.
Обо всем этом из номера в номер рассказывает своим читателям еже-
месячный журнал «Вестник высшей школы». На его страницах вы найдете
статьи, репортажи и очерки, посвященные учебному процессу, организации
научной и воспитательной работы в высшей школе. Ученые, преподаватели,
партийные, комсомольские и профсоюзные работники выступают здесь со
своими соображениями о путях развития высшего образования в стране,
делятся опытом, спорят, размышляют, предлагают.
Специальный раздел журнала -посвящен преподаванию общественных
наук в высшей школе. Читатель познакомится в журнале с техническими
новинками, с новыми учебными фильмами, узнает о новейших открытиях.
Из раздела «Критика и библиография» он узнает о новых учебниках. Юри-
дическая консультация журнала ответит на его вопросы. В рубрике
«За рубежом» он совершит вместе с авторами интересное путешествие в
высшие учебные заведения многих стран. Постоянные корреспонденты
журнала — друзья из высшей школы братских социалистических стран.
319
Если вы учитесь или преподаете в вузе, если вас интересует как учат
сейчас и как будут завтра учить в высшей школе, почитайте журнал — вы
наверняка найдете в нем немало полезного для себя.
Журнал выходит 12 раз в год.
Подписная цена на год — 6 руб.
В розничную продажу журнал не поступает.
В каталоге «Союзпечати» журнал значится под № 70117. Подписка при-
нимается без ограничений в пунктах подписки «Союзпечати», отделениях
и узлах связи, почтамтах, а также общественными распространителями пе-
чати на предприятиях, в учебных заведениях и организациях.