РОССИЙСКАЯ АКАДЕМИЯ НАУК
ИНСТИТУТ ПРОБЛЕМ УПРАВЛЕНИЯ
Р.Р. БАБАЯН
МИКРО
ЭЛЕКТРОННЫЕ
УСТРОЙСТВА
ДЛЯ ОБРАБОТКИ
НЕПРЕРЫВНОЙ
ИНФОРМАЦИИ
МОСКВА НАУКА- 2003

УДК 621.37
ББК 32.965
Б12
Рецензент
кандидат технических наук
В. П. Морозов
Бабаян P.P.
Микроэлектронные устройства для обработки непрерывной ин-
формации / P.P. Бабаян; Ин-т проблем управления им. В.А. Трапез-
никова. - М.: Наука, 2003. - 207 с.
ISBN 5-02-006527-7
В книге рассматривается элементная база для обработки непрерывной информации,
операционные усилители, умножители аналоговых сигналов, компараторы и преобра-
зователи напряжения в частоту Основное внимание уделено получению максимально
возможных характеристик таких устройств по точности и быстродействию
Для специалистов в области проектирования подобных устройств, инженеров и
научных сотрудников-микросхемотехников, а также студентов
ТП 2003-1-140
ISBN 5-02-006527-7 © Российская академия наук, 2003
© Издательство "Наука" (худо-
жественное оформление), 2003

Посвящаю светлой памяти моего
отца Рубена Хосрововича Бабаяна
и брата Альберта Рубеновича
ПРЕДИСЛОВИЕ
Обработка электрических сигналов, являющихся носителями
информации в современных системах автоматики и связи, осу-
ществляется пока в основном аналоговыми методами. При реа-
лизации многих операций аналоговой обработки (усреднения,
сглаживания, фильтрации, выборки текущих значений и др.)
весьма существенную роль играют рассмотренные в данной мо-
нографии элементы: операционные усилители (ОУ), компара-
торы, умножители и ряд комплексных устройств, содержащих
эти элементы.
ОУ - одни из наиболее массовых изделий аналоговой ветви
полупроводниковой микроэлектроники. Масштаб их применения
за последнее время в связи с переходом к цифровым методам
обработки сигналов не только не уменьшился, но даже возрос за
счет широкого распространения устройств связи, автоматики и
электроники, в том числе бытовой. Именно в связи с этим в
монографии обсуждаются актуальные схемотехнические и тех-
нологические аспекты проектирования ОУ: обеспечение малых
входных токов и напряжений сдвига нуля, высоких значений
граничной частоты и скорости нарастания выходного напряже-
ния. Значительное внимание уделено такому перспективному
классу ОУ, как усилители с периодической компенсацией дрейфа
нуля. Эти вопросы рассматриваются в первой главе и Прило-
жениях.
Важным элементом аналоговых устройств являются анало-
говые перемножители. Во второй главе приведен обширный
материал по выбору структур и проектированию аналоговых пе-
ремножителей, выполненных на дискретных элементах и в виде
микросхем.
Глава третья посвящена компараторам, схемотехнически
тесно связанным с ОУ и используемым в качестве простейшего
интерфейса между аналоговыми и цифровыми устройствами и
содержит многочисленные примеры совместного применения
ОУ и компараторов. Дальше это направление развивается в
четвертой главе "Преобразователи напряжения в частоту".
К сожалению, такие устройства практически не выпускаются
отечественной промышленностью, но как показывают приве-

денные в главе примеры, могут быть весьма полезны в
разнообразных приложениях.
В целом книга представляет собой оригинальный подход к
проектированию и применению аналоговых элементов устройств
обработки информации и содержит решения, как известные из
литературы, так и полученные автором либо при его участии.
Несмотря на промышленный выпуск соответствующих элемен-
тов, эти решения могут быть полезны в тех случаях, когда
требуются характеристики, превосходящие типовые, или их
необычное сочетание. Книга будет полезна также тем, кто инте-
ресуется разработкой и применением аналоговых и аналогово-
цифровых устройств различного назначения.
Автор выражает глубокую благодарность своему учителю
доктору технических наук, профессору Полонникову Д.Е., внес-
шему неоценимый вклад как в становление отечественной
школы разработчиков линейных интегральных схем, так и ока-
завшему значительную помощь при написании данной моно-
графии.
Большую помощь при подготовке к печати данной моно-
графии оказал кандидат технических наук Морозов В.П.,
сделавший целый ряд важных замечаний и взявший на себя
кропотливый труд научного редактора.
Выход в свет данной монографии был бы невозможен без
поддержки директора Института проблем управления им.
В.А. Трапезникова РАН академика Прангишвили И.В., за что
автор выражает ему свою особую благодарность.

Глава 1
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
1.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
ОБ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
Операционные усилители (ОУ) в настоящее время широко
используются во многих областях техники. Простота и высокая
точность реализации с помощью ОУ широчайшего спектра опе-
раций обработки сигналов стимулировали их интенсивное разви-
тие, и в настоящее время трудно найти области, в которых бы не
применялись ОУ.
Универсальность и преимущества, которые обеспечивают
ОУ при обработке сигналов сложной формы, объясняют их ши-
рокое применение в системах вычислительной техники, регули-
рования и управления для выполнения самых разнообразных и
сложных функций усиления, детектирования, ограничения, срав-
нения и моделирования.
Являясь основным узлом аналоговых и аналого-цифровых
измерительных систем и устройств, ОУ в значительной мере
определяют их технические параметры и основные конструк-
тивные и эксплуатационные характеристики. Кроме того, ОУ
применяются и в различных специализированных устройствах.
К ним относятся вычислительные блоки тренажеров, вычисли-
тельные устройства для систем автоматического управления,
блоки преобразования информации и вычислительные блоки
внешних устройств персональных компьютеров, вычислитель-
ные блоки аналого-цифровых устройств и систем обработки ин-
формации.
Одной из областей, где широко применяются ОУ, являются
автоматические регуляторы технологических процессов, цент-
ральная часть которых, обеспечивающая обычно пропорцио-
нально-интегральный или пропорционально-интегрально-диф-
ференциальный законы управления, представляет собой простой
специализированный аналоговый процессор (который может

Возможность использования ОУ с обратной связью для по-
лучения почти любых реализуемых передаточных функций при-
вела к их широкому внедрению в область активных фильтров.
Варьируя цепи обратных связей, можно получить не только
емкостные реактивные элементы, но и отрицательные сопротив-
ления и элементы с индуктивными свойствами (без применения
индуктивностей, что очень важно при интегральной технологии
производства) - так называемые гираторы [1].
При широком внедрении микропроцессорной техники в АСУ
ТП, где требуются массовые аналоговые цепи входа и выхода,
ОУ стали почти незаменимыми [2].
Развитие АСУ ТП, особенно в таких областях, как управле-
ние электроприводами, автомобилестроение (автоматическое
регулирование зажигания, устройства управления, блокировки
торможения и т.п.), привело к тому, что на ОУ в составе этих
систем возлагаются все более сложные и разнообразные
функции, а требования к их надежности, экономичности и
точности непрерывно растут. В большинстве таких систем
управление ведется с использованием нелинейных преобразова-
телей и большого числа логических операций над аналоговыми
сигналами [3].
ОУ нашли широкое применение в системах контроля и изме-
рения нестационарных теплотехнических процессов в качестве
базовых узлов корректирующих усилителей, осуществляющих
динамическую коррекцию инерционности датчиков темпера-
туры, причем комбинации с нелинейными преобразователями
позволяют сравнительно просто организовывать весьма гибкие и
эффективные структуры программного управления непрерыв-
ными технологическими процессами.
Наряду с ключевыми схемами ОУ стали основным элемен-
том аналого-цифровых и цифроаналоговых преобразователей,
где используются в составе высококачественных элементов
сравнения (компараторов) и сумматоров весовых токов. ОУ
используются и при создании геофизических приборов в составе
инерционных и форсирующих звеньев, работающих в области
инфранизких частот с постоянной времени до 1000 с.
ОУ находят широкое применение не только в перечисленных
областях приборостроения, но и в технике физического экспери-
быть реализован даже на одном ОУ), обеспечивающий пере-
даточную функцию вида:

мента, в телеизмерениях, космических исследованиях, связи,
биологии и медицине.
Столь широкая область использования ОУ в значительной
мере определяет темпы наращивания разработок и производства
этих устройств. Так, если в 1974 г. в США было продано свыше
80 млн только полупроводниковых интегральных ОУ (ИОУ) [4],
а в 1984 г. эта цифра достигла 167 млн, то в 2000 г. объем продаж
вырос до 632 млн шт.
Столь широкое применение ИОУ объясняется тем, что им
свойственно уникальное сочетание, с одной стороны, важных
электрических параметров (большой коэффициент усиления,
высокое входное и низкое выходное сопротивления, высокая
стабильность нулевого уровня, малый паразитный входной ток,
высокое быстродействие, низкий уровень шумов), а с другой -
малые габариты, высокая надежность, удобство сопряжения
между собой и другими типами ИМС, невысокая стоимость
(в 2000 г. цена некоторых типов ИОУ, например НА-2900, сос-
тавляла всего 50 центов).
В настоящее время за рубежом и в России разработано и
выпускается огромное число ИОУ различных типов. В связи с
этим оказывается весьма затруднительной задача сравнительной
оценки и выбора необходимого типа ИОУ для решения той или
иной конкретной задачи с минимальными затратами. Поэтому
важным становится выбор критериев оценки качества таких
устройств.
1.2. КРИТЕРИИ ОЦЕНКИ КАЧЕСТВА
ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
В некоторых работах, посвященных вопросам разработки и
применения ОУ, предлагались различные обобщенные критерии
качества ОУ. Например, в [5] предлагался критерий качества Q,
определяемый как
где VM - максимальная скорость нарастания выходного сигнала;
/вх - входной ток усилителя; Ео- э.д.с. смещения нуля ОУ, при-
веденная к его входу.
Мультипликативный характер такого критерия и исполь-
зование в нем всего трех параметров приводит к недоразуме-
ниям. Величина Q оказывается максимальной (т.е. наилучшей)
для одиночного каскада на МДП транзисторе с индуцированным
каналом за счет очень малых значений /вх. Такого рода критерии

где Гсл - срок службы; М- стоимость комплектации; Ро- сум-
марная мощность, потребляемая усилителем; Qf- добротность
усилителя; Qo - помехоустойчивость; Qp - коэффициент исполь-
зования мощности.
Подобное усреднение, упрощая до предела сравнительную
оценку различных типов ОУ, одновременно в значительной мере
скрадывает индивидуальные преимущества того или иного
усилителя, получаемые, как правило, за счет ухудшения других
характеристик.
Критериям качества посвящена также работа [7]. Авторы
вводят понятие "частных добротностей" усилителей, на основа-
нии которых сравнивают различные ОУ. Однако эти критерии
качества совершенно не учитывают такие важные параметры
ОУ, как напряжение смещения нуля (Ео), входной ток (/вх), их
температурные дрейфы, частота среза и максимальная скорость
нарастания выходного сигнала.
В общем случае ОУ представляет собой достаточно сложное
устройство, характеризуемое несколькими десятками параметров
[8]. В зависимости от области применения одна и та же
совокупность параметров ОУ может оцениваться по-разному,
так как роль отдельных параметров усилителя часто бывает
разной для различных задач. Например, при работе ОУ в режиме
интегратора особенно важны большое значение коэффициента
усиления, малые величины ЭДС смещения нуля, входного тока и
их дрейфов. Динамические свойства в этом случае вторичны.
При использовании ОУ в схеме моделирования колебатель-
ных звеньев важен минимальный фазовый сдвиг в возможно
качества можно вводить только для сопоставления между собой
ОУ какого-то определенного класса при выполнении определен-
ной группы операций, поскольку они не учитывают многих важ-
ных параметров усилителя.
В [6] также сделана попытка введения обобщенного крите-
рия. Для удобства автор ввел в рассмотрение четыре оценочных
критерия качества ОУ: добротность усилителя, помехоустойчи-
вость, коэффициент использования мощности и обобщенный
критерий - коэффициент качества. Каждый из этих критериев
количественно учитывает величину нескольких однородных па-
раметров. Однако выбор числа критериев и способ учета исход-
ных параметров в каждом из них весьма произволен. Наконец,
обобщенный критерий качества - коэффициент качества Q-
усредняется таким образом:

широкой полосе частот. Частота среза и скорость нарастания
выходного сигнала, ЭДС смещения нуля, входной ток и их дрей-
фы не играют роли.
В случае работы ОУ в системе цифроаналогового преобра-
зователя, важнейшими характеристиками являются время уста-
новления переходного процесса, частота среза и скорость нарас-
тания выходного сигнала. Коэффициент усиления и полоса про-
пускания второстепенны.
На основании вышеизложенного можно заключить, что, рас-
сматривая свойства ОУ и перспективы их развития, целесооб-
разно анализировать все основные параметры усилителей, не
вводя универсальных критериев качества ОУ.
1.3. ПОГРЕШНОСТИ ОУ
Поскольку ОУ могут использоваться для выполнения
различных математических операций, то качество их
целесообразно оценивать по погрешности, вносимой этими уси-
лителями в выполняемую математическую операцию. Чем мень-
ше погрешность (8) ОУ, тем больший (при заданном диапазоне
изменения ?/вых) объем достоверной информации содержит вы-
ходной сигнал. Поэтому от разработчиков ОУ целесообразно
требовать обеспечения таких параметров ОУ, чтобы дополни-
тельная погрешность, вносимая этими параметрами, была значи-
тельно меньше погрешности пассивных решающих элементов
(резисторов, конденсаторов).
В настоящее время погрешность лучших пассивных эле-
ментов, выпускаемых отечественной промышленностью, дости-
гает значений 5 ^ 0,01%. Учитывая это, целесообразно доби-
ваться дополнительной погрешности, вносимой неидеальностью
параметров ОУ, значительно меньшей 0,01%, чтобы суммарная
погрешность выполнения операций определялась пассивной
частью. Предпочтительность указанного пути объясняется тем,
что снижение погрешностей, вносимых ОУ, в большей мере
ограничивает увеличение стоимости устройств, в которых при-
меняются эти ОУ, чем за счет повышения точности пассивных
элементов.
Для выполнения той или иной математической операции ОУ
снабжается различными цепями обратной связи. Такой усили-
тель называется решающим (РУ). Абсолютная погрешность РУ
состоит из двух групп составляющих [9]. Первая (мультиплика-
тивная) обусловлена отклонением передаточной функции замк-
нутого усилителя от идеальной, соответствующей заданной ма-
тематической операции. Вторая (аддитивная) группа обуслов-

где 8Кп - погрешность реализации передаточной функции;
S^nooc - погрешность, обусловленная неидеальностью (общей)
цепи обратной связи (входной цепи и цепи обратной связи); 5Z, -
погрешность элементов входной цепи; 8ZOC - погрешность эле-
ментов в цепи обратной связи.
Следовательно, при составлении задания на разработку РУ
должна указываться допустимая величина погрешности 5КП ,
заведомо большая ЬК о00. Причем неразумно требовать, чтобы
часть погрешности, обусловленная неидеальностью усилителя,
была бы много меньше 5К оос. Если выбрать величину 5КЮ
меньше @,2-0,3) SA' оос, то суммарная погрешность 5Ки умень-
шится незначительно, но сложность и стоимость усилителя резко
растут. Отсюда важный для теоретического обоснования тре-
бований к РУ вывод, состоящий в том, что допустимая погреш-
ность собственно усилителя должна задаваться на основании ана-
лиза величины 5К оос.
Учитывая вышеизложенное и то, что усилитель является
элементом, изменение параметров которого в процессе массо-
вого выпуска оказывается несравненно более сложным, чем
изменение технологии производства пленочных резисторов и
конденсаторов, и что ОУ должны разрабатываться в расчете на
достаточно длительный период серийного выпуска, в течение
которого они морально не стареют, приходим к выводу, что ОУ,
применяемые для линейных операций, не должны вносить пог-
решность более 0,002-0,003%, а при выполнении нелинейных
операций- 0,01-0,05% (цифры приведены на основании опыта
авторских разработок).
Погрешности, обусловленные неидеальностью собственно
усилителя, можно разделить на две группы - статические и дина-
мические.
ю
лена появлением на выходе усилителя паразитного напряжения,
не связанного непосредственно с входным сигналом. В случае
идеального усилителя погрешность выполнения математической
операции определяется только неидеальностью цепи обратной
связи. Очевидно, что эта погрешность совершенно не зависит от
параметров собственно усилителя, вследствие чего принци-
пиально невозможно обеспечить погрешность реализации пере-
даточной функции меньше

Наибольшую долю статических погрешностей вносят такие
параметры ОУ, как конечность коэффициента усиления по на-
пряжению на постоянном токе [А"@)], э.д.с. смещения нуля (?0),
входной ток (/вх) и их температурная и временная нестабильность
(dE01 dT, dE01 dt, dIB]i I dT и dlm I dt).
Наибольшая доля динамических погрешностей определяется
параметрами, определяющими быстродействие ОУ: макси-
мальной скоростью нарастания выходного сигнала (VM), часто-
той среза (/ср), временем установления переходного процесса с
заданной погрешностью 5(т8), граничной частотой (frp).
1.4. ОБОСНОВАНИЕ ТРЕБОВАНИИ
К ОСНОВНЫМ ПАРАМЕТРАМ ОУ
При обосновании требований к основным параметрам ОУ
целесообразно производить оценку погрешности, вносимой уси-
лителем в выполняемую математическую операцию, в тех наи-
более тяжелых режимах работы ОУ, на которые он рассчитан.
Как уже отмечалось, к параметрам, определяющим стати-
ческую точность выполняемых операций, относятся следующие:
1. Максимальная величина выходного напряжения (?/выхм) и
выходного тока (/вых м) в пределах рабочего диапазона;
2. Коэффициент усиления (Ку) в режиме холостого хода;
3. Входное сопротивление G?вх);
4. Выходное сопротивление (RBbIX);
5. Напряжение смещения нуля (Ео), его температурный
дрейф (dE0/dT) и временной дрейф {dE^ldt);
6. Входной ток (/вх), его температурный дрейф (dIBX/dT) и
временной дрейф (dljdt);
1. ЭДС шумов, приведенная ко входу (Еш), в оговоренной по-
лосе частот;
8. Ток шумов, приведенный ко входу (/ш), в оговоренной по-
лосе частот;
9. Максимальное допустимое напряжение синфазной состав-
ляющей входного сигнала (?/сфм) в рабочем диапазоне.
10. Коэффициент ослабления синфазной составляющей
(^оссф)-
К параметрам, определяющим динамическую точность ОУ,
относятся:
1. Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) ОУ;
2. Частота среза (/ср);
3. Полоса пропускания (/"§) с заданной погрешностью 5;
И

4. Граничная частота (f^,);
5. Максимальная скорость нарастания выходного сигнала
(VM);
6. Время установления (Tg) в режиме инвертора с заданной
погрешностью 5.
Подробно о требованиях к каждому параметру см. [3, 9].
Оценим лишь предельные значения наиболее важных парамет-
ров. При этом рассмотрим лишь те режимы работы ОУ, в кото-
рых к данному параметру предъявляются наиболее высокие тре-
бования.
Требования к коэффициенту усиления на низкой частоте и
постоянном токе. Наибольшая величина коэффициента усиле-
ния требуется в режиме хранения в интеграторах и устройствах
слежения-хранения, для которых целесообразно выбирать [9]
Ку @) ~ 3/?из макс / Явх.мин'
где /?из.макс - максимальное сопротивление изоляции запоминаю-
щего конденсатора обратной связи (Сос); RBXMm- минимальное
сопротивление на входе ОУ.
Приведенное условие означает, что погрешность, вызванная
конечностью Ку@), составит 30% погрешности, обусловленной
неидеальностью пассивных элементов.
Для полистороловых конденсаторов при Сос = 0,01 мкФ вели-
чина /?из.макс = Ю13 Ом, поэтому если принять /?вхмин = 100 кОм,
величина Ку@)макс =3-108.
При таком Ку@) погрешность хранения определяется прак-
тически собственной постоянной времени конденсатора Тс и вре-
менем хранения Гхр, т.е. 8хр ~txp/Tc. Например, при Тс =10б, txp ~
100 с, 8хр = 0,01%.
В большинстве случаев требования к К @) значительно
ниже. При работе в режиме сумматора или масштабного усили-
теля требуется
?у@)>КПмакс/5доп,
где КПмжс - максимальный коэффициент передачи решающего
усилителя; 6дО11 - допустимая относительная погрешность, вно-
симая усилителем. Так, при ^Пмакс = 100 и 5ДОП = 0,01% необходим
Ку@) > 106. Такое требование к Ку предъявляется во всем диапа-
зоне частот, в котором необходимо сохранить 5 < 5ДОП. Отметим,
что для ряда задач оказывается достаточным Ку = B-5) • 104.
12

Отсюда при 8ДОП = 0,01%, Кп < 100, АТ = 10 К, At = 24 ч, необхо-
димо Ео < 10 мкВ, dEQldT<\ мкВ/К, dE0 /dt<10 мкВ за 24 ч.
Однако во многих случаях (особенно при наличии внешней
установки нуля) практически оказывается приемлемым Ео = 3-
10 мкВ, dE0 IdT = 10-20 мкВ/К, dE0/dt = 20-50 мкВ за 24 ч.
Требования к величинам входного тока и его дрейфу. Мини-
мальные значения /вх и его дрейфа требуются также в режиме
13
Требования к напряжению смещения нуля и его дрейфу.
Минимальные значения Ео и его дрейфа требуются в режиме
интегрирования. Можно показать, что при интегрировании необ-
ходимо
где Rr- сопротивление, последовательное со входом ОУ (или
сопротивление генератора), ?и - время интегрирования. В боль-
шинстве случаев для ИОУ ?/выхм = 10 В, Яг - 106 Ом, Сос =
= 0,1 мкФ, 6Д0П = 0,01%, ги = 100 с. При этом Ео < 1 мкВ.
Если принять, что Ео должно сохранять требуемое значение в
диапазоне температур dT и за время А/, то с учетом последнего
выражения дрейф Ео при интегрировании не должен превышать
следующих значений:
Для приведенного выше примера и ЛГ = 10 К, At = 24 ч
необходимо dE01 dT > 0,1 мкВ/К, dE0 ldt<\ мкВ за 24 ч.
При работе в составе масштабного усилителя или сумматора
необходимо обеспечить

интегрирования или хранения. Можно показать, что при инте-
грировании необходимо обеспечить:
При [/выхм = 10 В, Сос = 0,1 мкФ, 6Д0П = 0,01%, К = ЮОс,
AT = 10 К, At = 24 ч требуется /вх < 1 пА, dlJdT < 0,1 пА/К,
dIJdT< 1пАза24ч.
В режиме сумматора и масштабного усилителя требования к
/вх и его дрейфу значительно ниже
ос
При ивыхм = 10 В, 5Д0П = 0,01%, RQC = ЮкОм требуется
/вх < 100 нА, dlJdT < 10 нА/К, dljdt < 100 нА за 24 ч.
В приведенных выше формулах под 8ДОП понимается допусти-
мое значение составляющей погрешности, обусловленной лишь
одним рассматриваемым фактором. Поскольку отдельные
составляющие практически независимы и в наихудшем случае
могут складываться, необходимо так выбирать отдельные 8ДОП,
чтобы их сумма не превышала общей допустимой погрешности,
вносимой ОУ.
Требования к величине шумов. Поскольку характеристики
сигнала на выходе ОУ в большинстве случаев неизвестны, напря-
жение шумов можно считать создающим непосредственную
погрешность. В связи с этим уровень шумов, приведенных ко
входу ОУ, не должен превышать величину, соответствующую
допустимой погрешности, т.е.
или

Для тех же численных значений, что и выше, т5001% =150 не. Во
многих применениях ОУ требуется большая /5 и меньшее т8.
Однако задавать/ср свыше 1000 мГц нецелесообразно не только
из-за ограничений, накладываемых современными транзисто-
15
Здесь под Еш и /ш понимаются пиковые значения соот-
ветственно э.д.с. и тока шумов, которые примерно равны
утроенному значению среднеквадратичных величин в заданной
полосе частот.
При ивыхм = 10 В, 5Д0П = 0,01%, #Пмакс = 100, Лос = 100 кОм
необходимо иметь Еш < 10 мкВ, /ш < 10 нА. Отметим, что в ряде
случаев при использовании ОУ для измерений требуется
Еш порядка 10 нВ и /ш порядка 10~13 А.
Требования к коэффициенту ослабления синфазной состав-
ляющей и к максимальной величине допустимого синфазного
напряжения. Как правило, допустимая величина синфазной
составляющей должна быть не меньше исфм, т.е. не менее 10 В,
иначе ОУ не может работать в режиме повторителя. Исклю-
чение составляют некоторые измерительные усилители, для
которых в ряде случаев допустим значительно меньший уровень
?/сфм. В [10] показано, что погрешность по неинвертирующему
входу дифференциального ОУ практически равна 1АК0ССф,
поэтому необходимо обеспечить КОССф > 1/5Д0П.
Требования к динамическим характеристикам. Как отмеча-
лось выше, динамические свойства ОУ характеризуются часто-
той среза (/сР), граничной частотой (/j,p), полосой пропускания (f&)
при заданной погрешности 8 в режиме масштабного усиления,
максимальной скоростью нарастания выходного напряжения
(VM) и временем затухания переходного процесса (xs) до
установившегося значения с заданной погрешностью 5. Динами-
ческие свойства определяются также формой АЧХ.
Если АЧХ по контуру обратной связи имеет затухание
20 дБ/дек, то можно записать
где КП - максимальный коэффициент передачи масштабного
усилителя. Так, при Кп =100 и 8 = 0,01% для обеспечения
сравнительно небольшой/5 = 1 кГц требуется/ср = /s Кп/Ь =
= 1000 мГц. Время затухания переходного процесса при такой
АЧХ минимально и равно

рами, но и из-за трудностей эксплуатации таких ОУ (с ростом/ср
уменьшается область устойчивости и резко возрастают требо-
вания к снижению паразитных емкостей и индуктивностей).
С учетом этого лишь для ультрабыстродействующих ОУ
можно потребовать/ср > 1000 мГц. В большинстве случаев доста-
точны величины/ср порядка 10-100 мГц. Если допустимо низкое
быстродействие, приемлемыми являются значения частоты
среза порядка 1 мГц.
Как следует из последних выражений, при фиксированной/ср
величины /§ и х§ могут быть увеличены путем уменьшения Кп и
увеличения допустимой величины погрешности. Кроме того,
величина/8 может быть существенно увеличена за счет перехода
к АЧХ, имеющей участок с затуханием 40 дБ/дек. При этом
где/, - частота, выше которой затухание равно 20 дБ/дек вплоть
до/ср. Обычно выбирают/) ~fcv/2Kn, поэтому удается увеличить
/§ примерно в (v25) раз, т.е. примерно в 70 раз при 8 = 0,01%.
Поэтому наряду с ОУ, обладающими АЧХ с затуханием
20 дБ/дек и обеспечивающими минимальные т§, разрабатывались
ОУ с АЧХ, имеющими участок с затуханием 40 дБ/дек.
Приведенные выше соотношения верны лишь для доста-
точно малого сигнала, при котором скорость изменения ?/вых не
превышает величины VM. В противном случае происходит
перегрузка усилителя, и т8 резко возрастает. В тех случаях, когда
требуется малая величина т§ (например, в современных
цифроаналоговых преобразователях требуются ОУ с xOoi% до
10 не), необходимо обеспечить достаточно высокую величину
VM. Так, для обработки импульсных сигналов с амплитудой 10 В
и длительностью фронта (тфр) порядка 5 не, требуются ОУ с
VM > [/м/тфр = 2000 В/мкс. Широкому классу задач удовлетво-
ряют ОУ с VM = 100-300 В/мкс. Для применений, не требующих
высокого быстродействия, приемлемой величиной VM является
0,5-1,0 В/мкс.
Граничная частота /гр, т.е. максимальная частота синусои-
дального сигнала, при которой обеспечивается величина UBhlx M,
однозначно определяется через VM:
и поэтому не накладывает дополнительных требований на ОУ.
16

1.5. ОСНОВНЫЕ ТИПЫ ИОУ
И ТЕХНОЛОГИИ ИХ ИЗГОТОВЛЕНИЯ
Наиболее простыми являются ОУ без преобразования
сигнала с непосредственными связями (ОУ-НС). Имеется боль-
шое разнообразие схем таких ОУ, но все они состоят из входного
дифференциального каскада, цепей согласования уровней и
выходного каскада. ОУ-НС отличаются между собой схемами
этих основных узлов и типами входных транзисторов. Боль-
шинство ОУ-НС строится с применением во входном каскаде
обычных биополярных транзисторов. Такие ОУ имеют сравни-
тельно большой входной ток (/вх = 0,1-1 мкА) и обладают
невысоким быстродействием - частота среза 0,5-2 мГц, скорость
нарастания сигнала 0,5-1 В/мкс. Они относятся к усилителям
низкой точности. Их производство по полупроводниковой
интегральной технологии не вызывает затруднений и поэтому по
гибридной или совмещенной интегральной технологии они не
изготавливаются.
Значительно лучшими параметрами обладают ОУ-НС с
входными транзисторами типа "супер-Р". Их входные токи
составляют 1-20 нА, частота среза 1-3 мГц, а скорость нара-
стания 1-3 В/мкс. Более подробно микросхемотехника и
технология изготовления "супер-Р" транзисторов описана в
Приложении 1. Еще меньшими входными токами обладают
ОУ-НС с полевыми (р-п переходом) транзисторами на входе.
Типичная величина входных токов таких ОУ составляет
10-50 пА, но они обладают значительно большим смещением и
дрейфом нуля, чем ОУ с биполярными входными транзисторами.
Предельно малым током A0-'2-1СН4 А) обладают ОУ-НС с МОП
транзисторами на входе. Однако их смещение и дрейф нуля еще
больше, чем в случае с полевыми входными транзисторами.
ОУ-НС с полевыми транзисторами и транзисторами типа
"супер-Р" во входных каскадах также изготавливаются по
полупроводниковой интегральной технологии, но в ряде случаев
их изготавливают и по гибридной интегральной технологии.
В последнем случае удается обеспечить меньшие величины
входного тока и дрейфа нуля за счет введения подгоночных
резисторов, определяющих дрейф нуля, лучшей изоляции и
уменьшения тепловой связи между входными и выходными
каскадами. Кроме того, при гибридной технологии удается
существенно улучшить быстродействие за счет повышения
качества р-п-р транзисторов и увеличения рабочих токов
(типичные значения частоты среза и скорости нарастания
выходного сигнала соответственно 10-20 иГц И 50—100 В/мкс).
17

В тех случаях, когда требуется обеспечить максимальные
величиныУм и/ср, ОУ строятся по схеме с параллельным высо-
кочастотным каналом с применением разделительных конден-
саторов (ОУ-ВЧ). Из-за значительной величины емкости этих
конденсаторов и необходимости применения высокочастотных
п-р-п и р-п-р транзисторов ОУ-ВЧ изготавливают преимущест-
венно по гибридной интегральной технологии.
Прецизионные ОУ строятся либо по схемам с каналом
модуляции и демодуляции (ОУ-МДМ), либо по схеме с перио-
дической (импульсной) компенсацией дрейфа нуля (ОУ-ПКД).
ОУ-МДМ позволяют обеспечить входной ток порядка 1 пА,
дрейф напряжения смещения нуля ОД мкВ/К и 0,1 пА/К (дрейф
входного тока). Однако для их изготовления требуются при-
мерно 6-8 конденсаторов большой емкости, сочетание транзи-
сторов разных типов проводимости и высококачественная
изоляция компонентов друг от друга, поэтому они производятся
по комбинированным технологиям.
ОУ-ПКД обеспечивают входной ток около 0,1-1 нА, дрейф
1-10 пА/К и 0,1 мкВ/К. Для их изготовления требуется всего три
конденсатора большой емкости, поэтому они могут произ-
водиться по полупроводниковой интегральной технологии. Од-
нако при этом приходится применять "карманную" технологию,
т.е. технологию с диэлектрической изоляцией компонентов друг
от друга, позволяющую создавать на одном кристалле раз-
нотипные биполярные и МОП транзисторы. Поэтому ОУ-ПКД
целесообразнее изготавливать из нескольких кристаллов по
гибридной технологии. При этом увеличения стоимости практи-
чески не происходит, так как в гибридной интегральной
технологии процент выхода годных схем значительно выше, чем
в полупроводниковой.
1.6. ТЕНДЕНЦИИ И ПЕРСПЕКТИВЫ
РАЗВИТИЯ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ОУ-НС
Как уже отмечалось, большая часть статических параметров
ИОУ определяется входной частью усилителя - входным
усилителем (Вх.У), поэтому далее схемы Вх.У рассмотрены
более подробно.
Наиболее важные требования к Вх.У сводятся к миними-
зации Ео, /вх и их температурных дрейфов. Для уменьшения Ео и
dEJdT Вх.У, как правило, строятся по дифференциальной схеме.
Простейшая дифференциальная схема на биполярных тран-
зисторах приведена на рис. 1.1. Для увеличения коэффициента
подавления синфазного сигнала {КПа^ в цепи эмиттеров обычно
18

Рис. 1.1
Рис. 1.2
включается генератор тока [10]. Такая схема широко
применялась в ИОУ так называемого первого поколения. При
строго идентичных транзисторах, равных Rl, R2, и одинаковой
температуре для обеих половин схемы Ео = 0 и dE0/dT = 0.
В реальных ИОУ из-за неизбежного разброса параметров
активных и пассивных элементов напряжение смещения нуля
Вх.У (см. рис. 1.1) достигает нескольких милливольт, а его дрейф
нескольких мкВ/°С. Такой Вх.У обладает значительным вход-
ным током (/вх), невысоким коэффициентом подавления синфаз-
ного сигнала (что обусловлено изменением напряжений коллек-
тор-база входных транзисторов под действием синфазного
сигнала), сравнительно малой величиной коэффициента уси-
ления (Ку). Кроме того, в таком каскаде нет защиты
(ограничения входного тока) при большом дифференциальном
сигнале. Его дифференциальный выход требует специального
согласующего каскада с одиночным входом оконечного каскада.
Для увеличения скорости нарастания сигнала и частоты среза
ИОУ с таким каскадом требуется увеличение коллекторного
тока входных транзисторов, но при этом неизбежно растет /вх,
что крайне нежелательно.
Из-за обратной связи с выхода на вход через емкость
коллекторного перехода (Скб) входная емкость усилителя
оказывается весьма большой (Ск6Ку), причем быстродействие и
стабильность усилителя тем хуже, чем большим выбрано
значение Ку. Еще одним недостатком схемы на рис. 1.1 является
эффект переворота фазы при перегрузке. Каждый вход
19

относительно своего коллектора является инвертирующим. Но
если при перегрузке потенциал базы превысит потенциал
коллектора, каскад перестает инвертировать, так как отпирается
коллекторный переход и коллекторное напряжение будет
возрастать при увеличении напряжения на базе. При этом
меняется знак обратной связи всего ОУ, она становится
положительной, и усилитель переходит в триггерный режим.
Отмеченные недостатки частично были преодолены в схемах
отечественных ИОУ типов 140УД7, 140УД20. Упрощенная схема
входного каскада этих ОУ представлена на рис. 1.2. Каскад имеет
сложное включение транзисторов по схеме с ОК-ОБ-ОЭ. Сигнал
поступает на входы эмиттерных повторителей (Tl, T6), имею-
щих малую входную емкость, большое входное и малое выход-
ное сопротивления, затем усиливается по напряжению транзис-
торами р-п-р (Т2, Т7), включенными с ОБ. В коллекторной цепи
одного из них (Т7) находится динамическая нагрузка, обра-
зованная транзистором Т8 и являющаяся выходом каскада,
а коллекторная цепь Т2 с помощью ТЗ, Т4 управляет током Т8
так, что происходит суммирование приращений коллекторных
токов транзисторов Т2, Т7 при дифференциальном входном
сигнале. Так осуществляется переход от дифференциального
входа Вх.У к недифференциальному входу выходного усилителя
(вых.У). Подобная схема перехода применяется в настоящее
время в большинстве ИОУ. Отметим, что транзистор Т4 в схеме
рис. 1.2 охватывает глубокой отрицательной обратной связью
транзистор ТЗ, что способствует уменьшению фазового сдвига в
этой цепи.
Применение динамической нагрузки во входном каскаде
позволяет увеличить усиление по напряжению каскада до
500-3000. Для увеличения КПсф в схеме рис. 1.2 осуществлена
отрицательная обратная связь по синфазной составляющей с
помощью Т9 (который усиливает синфазную составляющую,
выделяемую на Т5) и транзисторов Т2, Т7. Типичная величина
КПсф такой схемы составляет 70-90 дБ.
Благодаря тому что транзисторы Т2, Т7 формируются с
малым усилием по току (р), удается обеспечить большое C0-
50 В) значение пробивных напряжений ?/Эб этих транзисторов,
вследствие чего такой каскад допускает большой дифферен-
циальный сигнал (±15 В). Диапазон синфазных сигналов равен
примерно ±13 В (при питающих напряжениях 15 В), что дости-
гается за счет малых напряжений на коллекторных нагрузках Т1,
Т6 (около 0,7 В) и на коллекторных нагрузках Т2, Т7 (около
1,4 В). Эффект переворота фазы при перегрузке сигналов в
такой схеме отсутствует.
20

Рис. 1.3
Быстродействие схемы из-за небольших коллекторных токов
невелико (fcp ~ 1 мГц, VM < 0,5 В/мкс). Основным недостатком
Вх.У, представленного на рис. 1.2, является сравнительно
большой входной ток GВХ ~ 0,2-0,5 мкА при токе коллекторов Т1,
Т6 порядка 30-50 мкА), который частично может быть умень-
шен либо за счет снижения коллекторного тока, а значит, и
быстродействия, либо за счет применения на входе составных
транзисторов. При этом также ухудшается быстродействие и
увеличиваются шумы, сдвиг и дрейф нуля. Некоторое
уменьшение входного тока возможно за счет увеличения C
входных транзисторов путем технологических усовершенст-
вований, например применения пассивирующих покрытий из
нитрида кремния [11], что одновременно повышает стабильность
параметров схемы по времени.
Применить в качестве входных транзисторы типа "супер-Р" в
схеме рис. 1.2 не удается, так как они не выдерживают напря-
жений порядка 25-28 В, которые могут быть между эмиттером и
коллектором Tl, T6.
Транзисторы типа "супер-Р" позволяют получить хороший
результат только при напряжениях между коллектором и базой
близких к нулю. Для этого входной каскад обычно строится по
каскодной схеме со следящей связью, например, как это
показано на рис. 1.3. Схема представляет собой упрощенный
входной каскад ИОУ типа 140УД14. Здесь с помощью
эмиттерного повторителя (Т2) и транзисторов Т1, ТЗ, Т5 осу-
21

ществляется следящая связь по синфазной составляющей и
обеспечивается напряжение между базами и коллекторами
входных транзисторов (Т4, Т6 типа "супер-C"), практически
равное нулю. Кроме того, расширяется диапазон синфазного
сигнала, увеличивается КПсф и исключается составляющая
входного тока через переход коллектор-база. Благодаря этому и
за счет большой величины [3 транзисторов Т4, Т6 удается
снизить входной ток ОУ до 3-20 нА при коллекторном токе
порядка 10-30 мкА. За счет следящей связи не только
повышается КПсф, но и снижается дрейф нуля (до 1-5 мкВ/°С).
Величина температурного дрейфа в значительной мере зависит
от топологии входного каскада. Так, если каждый входной
транзистор (Т4, Т6) выполнен в виде двух параллельно вклю-
ченных транзисторов, расположенных по диагонали квадрата, то
удается в значительной мере скомпенсировать неодинаковость
температур Т4, Т6 и дефекты, обусловленные неидеальностью
эпитаксиальной технологии. Одновременно уменьшаются низко-
частотные шумы [12]. При этом если одновременно принять
меры для повышения стабильности резисторов, определяющих
смещение нуля (например, использовать тонкопленочные
кремниево-хромовые резисторы), то удается снизить dE0/dT до
0,3-1 мкВГС.
Для защиты входных транзисторов в схеме рис. 1.3 обычно
последовательно с каждым входом вводят резисторы (Rl, R4), а
между базами Т4, Т6 включают встречно-параллельно два диода
(Д1.Д2).
На рис. 1.4 приведен другой типичный вариант схемы Вх.У на
транзисторах "супер-C", являющейся входной частью ИОУ типа
140УД6. Здесь напряжение между коллектором и базой входных
п-р-п "супер-р" транзисторов Tl, T9 поддерживается малым за
счет того, что их коллекторы соединены с эмиттерными цепями
р-п-р транзисторов ТЗ, Т7. При этом UK6 Tl равно напряжению
на резисторе R3 с точностью до разности напряжений база-
эмиттерных переходов ТЗ и Т1. Аналогичное соотношение име-
ет место и для правой половины схемы. Транзисторы Т1, ТЗ, Т7,
Т9 образуют дифференциальный каскад по составной схеме с
генератором тока на Т6 в эмиттерных цепях ТЗ, Т7. В кол-
лекторных цепях последних включена динамическая нагрузка,
аналогично рис. 1.2. Генераторы токов на Т2, Т10 служат для
задания начальных эмиттерных токов входных транзисторов (Т1,
Т9). Диоды Д1, Д2 в эмиттерных цепях ТЗ, Т7 защищают
транзисторы Т1, ТЗ, Т7, Т9 от пробоя входным напряжением
при перегрузке. Сопротивления R2, R3, R6, R7 умень-
шают отношение эквивалентной крутизны входного каскада к
22

Рис. 1.4
начальному коллекторному току. Это, как известно [13],
способствует увеличению максимальной скорости нарастания
сигнала без увеличения частоты среза. Дрейф нуля и подавление
синфазной составляющей в схеме на рис. 1.4 несколько хуже, чем
на 1.3, что частично связано с изменением в широких пределах
напряжения на транзисторах ТЗ и Т7 за счет синфазного сигнала.
По величине входного тока и его дрейфу схемы рис. 1.3 и 1.4
равноценны.
Существенного уменьшения входного тока удается достиг-
нуть применением во входном каскаде полевых транзисторов с
изоляцией затворов р-п переходом. Применение полевых
транзисторов позволяет, кроме того, существенно увеличить
быстродействие (VM) за счет увеличения токов через тран-
зисторы, но потребует преодоления целого ряда технологи-
ческих трудностей, связанных с совмещением их в одном
кристалле с биполярными транзисторами. Основные из них -
прецизионный контроль толщины проводящего канала и
удаление загрязнений в объеме материала в ходе формирования
транзисторов, что необходимо для снижения токов затворов.
Кроме того, повышаются требования к идентичности обоих
входных транзисторов, так как иначе оказываются недопустимо
большими смещение нуля и его дрейф.
23

Рис. 1.5
Простейшая схема Вх.У с полевыми транзисторами,
примененная в усилителе типа 140УД8, приведена на рис. 1.5.
Полевые транзисторы Tl, T5 образуют дифференциальный
каскад. В цепях стоков транзисторов включен генератор тока
(Т2, Т7), а в цепях стоков - динамическая нагрузка (ТЗ, Т4, Т6).
Такой каскад обеспечивает /вх < 150 пА, разность входных токов
Д/вх < 30 пА, Ео < 30 мВ, dE0/dT = 30 мкВ/°С, КПсф = 60-70 дБ.
Скорость нарастания выходного сигнала такого усилителя
составляет примерно 6 В/мкс.
Дальнейшее совершенствование технологии формирования
полевых транзисторов было направлено на снижение токов
затворов и уменьшение дрейфа нуля. Одним из лучших способов
снижения утечек затвора явилось введение "нижнего" затвора,
который легировался слабее канала. При этом происходит
незначительное уменьшение крутизны, но ток затвора во много
раз уменьшается. Для уменьшения дрейфа нуля оказалось
полезным обеспечить одинаковость токов стоков полевых
транзисторов с минимальным разбросом, а установку нуля
производить во втором каскаде. Кроме того, для ИОУ с
полевыми транзисторами особенно важно обеспечить малую
величину напряжения затвор-исток при минимальном разбросе
этой величины. Было предложено задавать ток полевых
транзисторов от специального источника тока, в котором в
качестве опорного используется ток дополнительного полевого
транзистора, что и удалось реализовать в ИОУ типа НА-8007
(США) [14].
24

Рис. 1.6
Схема Вх.У такого ИОУ в несколько упрощенном виде
приведена на рис. 1.6. Входные р-канальные полевые
транзисторы Т2, Т9 в своих истоках имеют генераторы токов на
транзисторах Tl, T8, причем токи генераторов задаются
полевым транзистором Т12, имеющим несколько меньшую
площадь, чем Т2, Т9 и работающим при нулевом смещении на
затворе. Указанное построение дает возможность поддерживать
напряжение между затворами и истоками входных транзисторов
очень малым и практически независящим от температуры.
Напряжение между истоком и стоком транзисторов Т2 и Т9
сохраняется фиксированным с помощью эмиттерные повтори-
телей на ТЗ, Т4, Т6, Т10. Интересной особенностью схемы явля-
ется введение транзистора Т7, который фиксирует макси-
мальный ток через ТЗ, Т10 и тем самым защищает входные
транзисторы Т2, Т9 от пробоя через цепь стоков при перегрузке,
в частности при большом импульсном сигнале.
Выход Вх.У дифференциальный и рассчитан на соединение
со вторым дифференциальным каскадом на биполярных
транзисторах. Установка нуля производится разбалансировкой
второго каскада. ИОУ с таким Вх.У обеспечивает разность
входных токов менее 1 пА, Ео < 15 мВ, dEQ/dT = 20 мкВ/°С,
Л:ПсФ>90дБ, Vm = 6B/mkc.
Величина Ео и dE0/dT в ИОУ с полевыми транзисторами
на входе существенно больше, чем в ИОУ на биполярных тран-
25

Рис. 1.7
зисторах. Однако, применяя лазерную подгонку резисторов,
задающих режим входного каскада, удается получить отличные
результаты и по этим параметрам.
В [15] приведено описание ИОУ, который обеспечивает
Ео < 0,5 мВ, dE0/dT = 1 мкВ/°С, /вх = 25 пА (при Г = 70 °С),
VM = 15 В/мкс. Упрощенная схема этого Вх.У приведена на
рис. 1.7. Дифференциальный каскад образован здесь парой
полевых транзисторов Tl, T6 с генераторами стабильных токов
ГСТ2 и ГСТ7 в цепях истоков и динамической нагрузкой (ГСТ1,
ГСТ6) в цепях стоков. Связь со вторым дифференциальным
каскадом на р-п-р транзисторах ТЗ, Т4 осуществляется с
помощью эмиттерных повторителей на транзисторах Т2, Т5.
Важной особенностью схемы является реализация генераторов
токов ГСТ1, ГСТ4, ГСТ6 по составной схеме с двухколлек-
торными транзисторами (рис. 1.8). За счет ответвления части
A0-20%) коллекторного тока транзистора Т2 в эмиттер Т1 при
площади Т1, большей чем у Т2, удается стабилизировать
суммарный коллекторный ток структуры и обеспечить его
температурный коэффициент порядка 10~5 1/°С. Применение
таких генераторов тока позволило снизить составляющую дрей-
фа, обусловленную их нестабильностью, до 0,1 мкВ/°С.
Полная схема входного усилителя с двухколлекторными
транзисторами приведена на рис. 1.9. Здесь роль ГСТ1
выполняют транзисторы Tl, T4, ГСТ2- транзистор ТЗ, ГСТЗ-
Т19, ГСТ4-Т12, ГСТ5-Т11, ГСТ6-Т5, Т6 и ГСТ7 - транзистор Т8.
Входные транзисторы на рис. 1.7 соответствуют транзисторам
Т2, Т7 рис. 1.9, эмиттерные повторители (Т2, Т5) - транзисторам
26

'ПО, Т18, а дифференциальный каскад ТЗ, Т4
на рис. 1.7 соответствует Т13, Т16 на рис. 1.9.
В коллекторных цепях последних включена
динамическая нагрузка Т14, Т15, Т17.
Помимо высокостабильных генераторов
тока для входных транзисторов, малый
дрейф нуля достигнут за счет
соответствующей топологии и повышения
стабильности резисторов R1-R4, которые
выполнены путем напыления пленки
силицида хрома на подложку. Резисторы
подгоняются с помощью лазера по
специальной методике с целью минимизации
как Ео, так и dE0/dT. Отметим, что в схеме
рис. 1.9 получены хорошие результаты, Рис. 1.8
несмотря на то, что не принято специальных
мер для поддержания неизмененным напряжений сток-исток
входных транзисторов Т2, Т7.
В последние годы большое распространение получили
входные каскады, выполненные на МДП-транзисторах. Это
объясняется прежде всего тем, что такие каскады без особых
затруднений обеспечивают входные токи менее 1 пА даже при
температуре +125 °С. Однако ОУ с МДП-транзисторами на
входе требуют специальных мер для предотвращения пробоя
затворов, либо применения элементов защиты, из-за которых
существенно увеличивается уровень входных токов. Использо-
вание во входных каскадах МДП-транзисторов еще больше
увеличивает напряжение смещения нуля и его дрейф.
Для уменьшения Ео, и dE0/dT была разработана технология
формирования МДП-транзисторов с малым напряжением отсеч-
ки, позволяющая создать ИОУ с Ео < 5 мВ, dEoldT < 22 мкВ/°С,
VM ~ 15 В/мкс [16]. Как показали исследования, балансировка Ео
за счет токов МДП-транзисторов приводит к резкому увели-
чению дрейфа нуля. В связи с этим была разработана схема
входного каскада, в которой балансировка достигается изме-
нением напряжения на выходе входных МДП-транзисторов при
неизменном токе стоков. Схема такого входного усилителя
приведена на рис. 1.10.
Входные транзисторы Tl, T21 в цепях стоков и истоков
имеют генераторы токов (транзисторы Т2, ТЗ, Т20, Т22). Истоки
Tl, T21 соединены со стоками через эмиттерные повторители
(Т4, Т18), резисторы R3, R11 и через повторители со следящей
связью (Т5, Т7 и Т16, Т19). Благодаря этому фиксируется
напряжение между истоком и стоком транзисторов Т1,Т21 при
27

Рис. 1.9
синфазном сигнале и удается регулировать выходное диф-
ференциальное напряжение (и тем самым Ео), практически не
изменяя токи через Tl, T21. Последнее достигается путем
регулировки коллекторных токов ТЗ и Т22, которые изменяют
падение напряжения на R3, R11 и выходное напряжение,
поступающее на базы транзисторов Т10, Т13. Коллекторные
цепи Т10, Т13 нагружены на динамическое сопротивле-
ние, образованное транзисторами Til, T12, Т14. Внеш-
няя регулировка нуля (не влияющая на дрейф нуля) произво-
дится изменением соотношения номиналов резисторов R7,
R8. Необходимые напряжения (Еъ Е2, ^з) на базах транзис-
торов - генераторов токов - задаются от специального
стабилизированного источника, в котором температурные
зависимости этих напряжений обеспечиваются такой величины
и такого знака, чтобы частично компенсировать температурную
нестабильность схемы (см. рис. 1.10). Стабилизированный
источник расположен на одном кристалле с ОУ.
Следует отметить, что вопросам схемотехники стаби-
лизаторов, определяющих параметры генераторов токов,
уделяется большое внимание при разработке ИОУ.
Для получения желаемых параметров стабилизаторов в
большинстве случаев идут даже на значительное усложнение их
схем.
Рассмотрим пути повышения быстродействия ИОУ. В [13]
было показано, что величина частоты среза может быть оценена
28

Рис. 1.10
следующим образом:
где S - крутизна Вх.У, Сос - емкость обратной связи,
охватывающей выходной усилитель. В ИОУ, в отличие от
обычных ОУ Сж может быть снижена до величины менее 1 пФ.
При этом если S > 1 мА/В (что соответствует коллекторному
току /0 Вх.У, равному 25 мкА), то /ср > 80 мГц. Такая частота
среза достаточна для большинства практических применений.
Однако реализация столь высокой /ср оказывается невозможной,
если в Вых.У применять "боковые" р-п-р транзисторы, обла-
дающие плохими частотными свойствами. Поэтому важно иметь
возможность увеличивать максимальную скорость нарастания
сигнала при фиксированной/ср. Как показано в [13],
где /0 - максимальный выходной ток Вх.У. Для случая бипо-
лярных транзисторов — = (рг = 26 мВ (фт-- температурный
потенциал), т.е. отношение VM//cp практически не зависит от /0, и

для большинства ИОУ с биполярными транзисторами на входе
/ср < 1 мГц и VM < 0,3 В/мкс. Повысить VM удается, если снизить
крутизну входных транзисторов (сохраняя /ср = const за счет Сос)
путем введения резисторов в эмиттерные цепи. Увеличения/ср
можно достигнуть за счет улучшения частотных характеристик
Вых.У и схем снижения уровня на его входе, в частности за счет
составных транзисторов и введения глубоких местных обратных
связей. Такие мероприятия позволяют увеличить/ср до 10-15 мГц
и VM до 18 В/мкс при /вх = 0,4 мкА [17]. Если же довести /вх до
2 мкА, то при /ср = 70 мГц удается получить VM « 500 В/мкс, как
это сделано в ИОУ типа LH-0024 (США). Увеличение VM за счет
введения резисторов в эмиттерные цепи увеличивает дрейф
нуля, для снижения которого требуются более стабильные
источники тока и резисторы с малой погрешностью по
отношению и близкими ТКС.
Повышение VM возможно, если вводить элементы коррекции
частотных характеристик не в ИОУ, а во внешнюю цепь обрат-
ной связи, однако при этом пропорционально возрастают шумы.
Оригинальный путь увеличения при VM фиксированной/^ пред-
ложен в [18]. Входной каскад строится по двухтактной диффе-
ренциальной схеме (рис. 1.11) на биполярных транзисторах, что
позволяет получать выходной ток, значительно превышающий
начальный ток, т.е. работать в режиме АВ,. Это достигается за
счет управления дифференциальным каскадом (Т4, Т7 с дина-
мической нагрузкой Т5, Т6, Т8) через эмиттерные повторители
(Т1-ТЗ и Т9-Т11) не только по цепям баз транзисторов Т4, Т7, но
и по их эмиттерным цепям через резисторы R3, R4. Благодаря
такому построению схемы (при начальном токе через Т4, Т7 по-
рядка 50 мкА) удалось обеспечить VM = 30 В/мкс при/ср = 1 мГц,
#псР = 9ОдБ,?о = 2мВ.
Однако в тех случаях, когда одновременно требуется и высо-
кое быстродействие и малая величина входного тока, наиболее
эффективным является применение на входе полевых транзис-
торов. При этом легко удается получить требуемое отноше-
ние /0/5, и быстродействие оказывается ограниченным глав-
ным образом выходным усилителем. Вых.У полностью на п-р-п
транзисторах не удается построить достаточно экономичным с
симметричными параметрами для обеих полярностей выход
ного напряжения и с достаточно большим диапазоном его изме-
нения. Поэтому, как правило, Вых.У строят по двухтактным схе-
мам с применением п-р-п мр~п-р транзисторов. Однако получе-
ние высокочастотных р-п-р транзисторов с большими значения-
ми Р на одном кристалле с п-р-п транзисторами связано с серьез-
ными технологическими трудностями. По этой причине в боль-
30

Рис. 1.11
шинстве случаев в ИОУ применялись сравнительно низкочас-
тотные р-п-р транзисторы с боковой инжекцией, а для расши-
рения частотного диапазона - разнообразные схемы с местными
отрицательными обратными связями через высокочастотные
п-р-п транзисторы. Примером такого ИОУ с полевыми транзис-
торами на входе может служить ИОУ 574УД1. Усилитель обе-
спечивает высокое быстродействие (VM = 50 В/мкс,/ср = 10 мГц) и
хорошие входные параметры (/вх < 100пА, Ео<2 мВ).
В последние годы разработка современной карманной МДП-
биполярной технологии позволила создавать в одном кристалле
биполярные структуры и комплементарные МДП-транзисторы'.
Применение в Вых.У комплементарных МДП-транзисторов
существенно повысило быстродействие по сравнению с транзис-
торами с боковой инжекцией и одновременно упростило схему
ИОУ. Пример схемы такого ИОУ приведен на рис. 1.12.
Выходной дифференциальный каскад образован МДП-тран-
зисторами Т4, Т6 с генератором тока (Tl, T2, ТЗ) в цепях истоков
и с динамической нагрузкой Т5, Т7 в цепях стоков. Вых.У
образован транзистором Т10 с динамической нагрузкой Т8, Т9 и
двухтактным каскадом Til, T12. Такой усилитель обла-
дает /вх < 1 пА, Ку~ 105, Ео ~ 1 мВ, fcp = 10 мГц. Величина VM
1 Имеется в виду введение в технологический цикл образования на подложке
изолированных "карманов", в которых могут формироваться комплементар-
ные высокочастотные биполярные транзисторы с большим C и МДП-
транзисторы.
31

Рис. 1.12
составляет около 60 В/мкс. Некоторые методы повышения
быстродействия ИОУ рассмотрены в Приложении 2.
Анализ тенденций развития ИОУ позволяет сделать
следующие выводы:
1. Среди ИОУ без преобразования сигнала по величинам
смещения и дрейфа нуля лучшими в настоящее время являются
ИОУ с входными каскадами на биполярных транзисторах типа
"супер-C". Однако по быстродействию они значительно уступают
ИОУ с полевыми транзисторами, поэтому область их при-
менения, вероятно, будет ограничена только сравнительно мед-
ленно действующей аппаратурой.
2. По величине входного тока лучшими являются ИОУ с
МДП-транзисторами на входе. Успехи, достигнутые в снижении
дрейфа нуля таких ИОУ, позволяют предположить, что в бли-
жайшие годы они получат широкое распространение.
3. По быстродействию наиболее перспективными являются
ИОУ с применением на входе полевых транзисторов, а в вы-
ходном усилителе комплементарных МДП-транзисторов, либо
высокочастотных п-р-п и р-п-р транзисторов, выполненных с
использованием "карманной" технологии. Такие ИОУ могут
обеспечить VM > 500 В/мкс, /вх < 1 пА, dE0/dT < 1 мкВ/°С.
32

1.7. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ОУ
С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ СИГНАЛА
Как уже отмечалось, получение предельно малых значений
основных параметров, определяющих статическую точность ОУ
достигается лишь в ОУ с преобразованием сигнала. Причем
при интегральной технологии производства предпочтение следу-
ет отдавать ОУ с однократной модуляцией и демодуляцией
сигнала (ОУ-МДМ-1) и ОУ с периодической компенсацией нуля
(ОУ-ПКД).
Ниже исследованы причины возникновения погрешностей в
ОУ-ПКД и в ОУ-МДМ-1 и рассмотрены разработанные нами
методы повышения точности и быстродействия таких
усилителей.
1.7.1. Сопоставление структурных схем
интегральных операционных усилителей
с преобразованием сигнала
На рис. 1.13 приведена типовая структурная схема ОУ с
МДМ-каналом. Здесь УПТ - основной операционный усилитель
с разделительной цепью на входе (Со, Ло); У - вспомогательный
ОУ с разделительной цепью на входе (Срм, RI), охваченный
инерционной обратной связью через инвертор И и цепь R3, R2,
С1; ключи М и М'образуют модулятор, ключи ДМ и ДМ' и
конденсатор Ср дм - демодулятор; /?ф и Сф - фильтр на выходе
демодулятора, который необходим для уменьшения уровня пуль-
саций, обусловленных работой модулятора и демодулятора, а
также для обеспечения устойчивости; ГИ - генератор импульсов,
управляющих работой модулятора и демодулятора. С2 задает
частоту ГИ.
Конденсаторы Со и Срм служат лишь для предотвращения
проникновения входных токов усилителей на общий вход ОУ.
Для реализации ОУ по интегральной технологии особенно важ-
но минимизировать количество конденсаторов и их емкости.
В связи с этим целесообразно во входных каскадах основного и
вспомогательного усилителей применять МДП-транзисторы, ток
затвора которых пренебрежимо мал. Тогда нет необходимости
в применении разделительных конденсаторов Со и Срм. Конден-
сатор С1 также может быть исключен из схемы усилителя
вместе с цепью стабилизирующей инерционной обратной связи.
Однако это возможно лишь при условии, что максимальное
смещение нуля усилителя У не приведет к насыщению его вы-
33

ходного каскада при разомкнутой цепи обратной связи. Это
условие ограничивает коэффициент усиления У при использо-
вании входного каскада на МДП-транзисторах величиной 30-100,
что явно недостаточно для снижения дрейфа усилителя до
уровня,, много меньшего, чем в ОУ без преобразования сигнала.
При этом теряется смысл введения канала МДМ.
Таким образом, ОУ с каналом МДМ даже при условии при-
менения на входе МДП-транзисторов в общем случае требует не
менее четырех конденсаторов большой емкости и двух высоко-
омных резисторов (Яфи R3 ).
Высокоомные резисторы и конденсаторы большой емкости с
малой утечкой не могут быть изготовлены методами интег-
ральной полупроводниковой технологии, поэтому они выполня-
ются в виде дискретных элементов, которые подключаются к
выводам интегрального ОУ. Следовательно, при решении вопро-
са о рациональном выборе интегрального прецизионного ОУ
необходимо принимать во внимание количество дополнительно
подключаемых внешних резисторов и конденсаторов. С этой
точки зрения предпочтение следует отдавать ОУ-ПКД, которые,
как это будет показано ниже, позволяют обойтись без примене-
34

Рис. 1.14
ния высокоомных резисторов и ограничиться всего тремя кон-
денсаторами большой емкости.
Структурная схема ОУ-ПКД приведена на рис. 1.14. ОУ со-
стоит из основного усилителя У1 и вспомогательного У2, полу-
проводниковых ключей Кл.1-Кл.4 и конденсаторов С1-СЗ. Каж-
дый из усилителей выполнен по дифференциальной схеме, имеет
инвертирующий A и Г) и не инвертирующий B и 2') входы, а
также дополнительный вход C и 3')- К дополнительным входам
усилителей подключены запоминающие конденсаторы С1 и С2,
конденсатор СЗ используется в схеме генератора импульсов,
который управляет коммутацией ключей Кл.1-Кл.4.
Кроме того, основной усилитель У1 имеет дополнительный
выход (точка 4), на котором выделяется сигнал синфазной со-
ставляющей, необходимый для управления уровнем импульсов,
поступающих на ключи Кл.1, Кл.Г, Кл.2 и Кл.2', и для использо-
нания в качестве опорного напряжения в период компенсации
дрейфа.
Рассмотрим более подробно работу ОУ-ПКД. Для простоты
дальнейших рассуждений будем полагать, что входное напряже-
ние усилителя равно нулю, а погрешности, вызванные неидеаль-
ностью ключей, отсутствуют. Обозначим КиК2- коэффициенты
усиления для дифференциального сигнала соответственно для
35

Следовательно, величина напряжения смещения может быть
уменьшена до требуемого уровня путем увеличения коэффи-
циента усиления К2. Однако чрезмерное увеличение коэффи-
циента К2 может вызвать перегрузку выходного каскада усили-
теля У2 помехами, обусловленными коммутацией ключей, что
является недопустимым. Кроме того, величина К2 должна быть
ограничена, исходя из условий устойчивости ОУ. Поэтому для
снижения величины Ео следует стремиться получить возможно
более близкие и малые значения напряжений смещения усили-
телей У1 и У2, что можно достигнуть в результате изготовления
обоих усилителей в одном кристалле полупроводника, если обес-
36
усилителей У1 и У2; К{ К'2 - коэффициенты усиления этих же
усилителей по дополнительным входам 3 и 3'.
В режиме компенсации дрейфа ключи Кл.2, Кл.2' и Кл.4
замкнуты, а Кл.1, Кл.Г и Кл.З разомкнуты (рис. 1.14). При этом
усилитель У2 через ключ Кл.4 оказывается охваченным глубо-
кой отрицательной обратной связью с выхода на дополнитель-
ный инвертирующий вход 3'. Если в усилителе У2 возникает
напряжение смещения нуля, величина которого будучи при-
веденной ко входу 3', составляет Е'О2, то, как показывает расчет,
на конденсаторе С2 устанавливается напряжение UC2, равное
напряжению на выходе усилителя У2 (?/вых2):
A.1)
Затем происходит переключение в режим усиления, т.е.
размыкаются ключи Кл.2, Кл.2' и Кл.4, а Кл.1, Кл.Г и Кл.З
замыкаются. При этом, если ?/вх = 0, напряжение Е/вых2 не
изменяется. Но это означает, что смещение нуля на выходе У2
уменьшилось в A + К'г) раз по сравнению с моментом, когда
Смещение нуля существует и в основном усилителе У1. Обо-
значим его величину, приведенную к дополнительному входу 3,
через Е'О1. Добавив с учетом знака напряжение смещения нуля
усилителя У2 и разделив затем на К2, получим величину смеще-
ния нуля всего ОУ-ПКД:
A.2)
A.3)
или при

печить максимальную идентичность топологий входных цепей,
их режимов и температурных условий.
Ниже проведен анализ статических и динамических характе-
ристик ОУ-ПКД (см. также [19, 20, 21, 22, 23]).
1.7.2. Анализ статических характеристик
операционных усилителей
с периодической компенсацией дрейфа нуля
Необходимо отметить, что минимальная величина входного
тока обеспечивается лишь в случае применения во входных кас-
кадах усилителей У1 и У2 МДП-транзисторов, ток затвора кото-
рых может быть снижен до величины менее 1 пА. Для использо-
вания в качестве ключей также следует отдавать предпочтение
МДП-транзисторам, так как только в этом случае удается обес-
печить надлежащую изоляцию между входами и цепью управле-
ния, а также приемлемые характеристики ключей при простом
схемотехническом решении (укажем, что в интегральном ОУ
НА-2900 фирмы "Harris Semiconductor" ключи, выполненные на
биполярных транзисторах, содержат 40 активных компонентов
[24, 25]). Именно такой ОУ с МПД-транзисторами во входных
каскадах и ключах будем рассматривать в дальнейшем.
Для расчета основных параметров ОУ-ПКД воспользуемся
эквивалентной схемой усилителя, представленной на рис. 1.15.
Данная схема учитывает основные источники статических по-
грешностей: напряжение смещения нуля Ео, входные токи /вх и
сопротивления (для дифференциального Rm и синфазного RCH
сигналов), выходные сопротивления усилителей /?ВЬ1Х, сопротив-
ления ключей R1-R4 (в разомкнутом и замкнутом состояниях) и
сопротивления утечек конденсаторов RyT.
Напряжения смещения усилителей на эквивалентной схеме
приведены к выходам усилителей У1 и У2 (Е*т и Е*йг соответст-
венно), а при анализе работы ОУ-ПКД они пересчитываются
или к основным входам соответствующих усилителей, или к до-
полнительным через соответствующий коэффициент усиления.
Схема выделения синфазной составляющей входного сигнала
ныполняет свои функции с погрешностью Д?/СИНф, что учитыва-
ется с помощью источника напряжения Д?/синф.
Благодаря применению во входных каскадах ОУ-ПКД МДП-
транзисторов, входные дифференциальные и синфазные сопро-
тивления усилителя весьма велики, причем их величина значи-
тельно превышает величину сопротивления открытого (замкну-
того) ключа. Как следует из эквивалентной схемы, параллельно
37

Рис. 1.15
синфазным входным сопротивлениям включены соответст-
вующие ключи, поэтому влиянием RCH в дальнейшем пре-
небрегаем.
Рассмотрим соотношения для напряжения смещения
ОУ-ПКД. Для этого преобразуем входную цепь усилителя У2,
образованную ключами Кл.1 и Кл.2 и источником напряжения
д^синф в эквивалентную схему рис. 1.16. По теореме об
эквивалентном источнике напряжения:
A.4)
где Rj - сопротивление соответствующего ключа (г - номер клю-
ча в схеме). Обозначим сопротивление открытого ключа Я10Ткр,
а закрытого - /?,-закр. Поскольку сопротивление закрытого клю-
ча по крайней мере в тысячи раз превышает сопротивление
открытого ключа, то для основных режимов работы ОУ-ПКД
38

Лш=<
A.5)
A.6)
или
A.7)
В выражении A.7) первое уравнение записано для режима
усиления, а второе - для режима компенсации.
Теперь можно определить входное дифференциальное на-
пряжение усилителя У2
A.8)
A.9)
Рис. 1.16
выражение A.4) можно записать следующим образом:
т.е. внутреннее сопротивление эквивалентного источника напря-
жения равно удвоенному сопротивлению открытого ключа.
Напряжение эквивалентного источника будет равно следую-
щей величине:

или с учетом A.7)
A.10)
Таким образом, вследствие неидеальности ключей и погреш-
ности схемы выделения синфазной составляющей на входе уси-
лителя У2 будет присутствовать напряжение, которое вызывает
смещение нуля.
Ограничимся рассмотрением случая, когда время переходных
процессов, происходящих при коммутации ключей, много
меньше периода коммутации. Используя метод узловых потен-
циалов, запишем систему уравнений
A.11)
Подставив выражения для ?/вых2 и Е'ш2, после пре-
образований получим значение напряжения на конденса-
торе С2
где RyT 2 - сопротивление утечки конденсатора С2;
В режиме компенсации ключ Кл.4 замкнут, поэтому
Я4 <RyT2,R4<R'Bx2H
A.13)

По отношению к напряжению смещения Е'т изменение на-
пряжения на конденсаторе С2 эквивалентно уменьшению коэф-
фициента усиления У2 по дополнительному входу, так как при
/?4закр —> °°
Это означает, что произойдет увеличение напряжения сме-
щения в ОУ-ПКД, что нежелательно. Из выражений A.18) и
A.19) можно определить величину эквивалентного коэффициен-
та усиления, которая составит
Пренебречь, поэтому выражение A.13) примет вид
A.14)
В режиме усиления ключ Кл.4 разомкнут. Вследствие конеч-
ного значения его сопротивления #4закр конденсатор С2 будет
перезаряжаться под действием выходного напряжения усилителя
У2. Можно показать (так как Т= C2R43aKp< ?комп, что изменение
напряжения на конденсаторе С2, составит
A.15)
гдеГ=С2/Я4закр.
Усредняя изменение значения напряжения на конденсато-
ре С2, получим
где Я- время закрытого состояния ключа Кл.4.
Подставив значение UC2 из A.14), после преобразований
имеем
A.16)
A.18)
A.19)
практически же имеем
A.20)

Эффект уменьшения коэффициента усиления практически
будет отсутствовать при выполнении условия
т.е. сопротивление закрытого ключа Кл.4 должно удовлетворять
условию
Если коэффициент усиления составляет несколько тысяч, а
величина Я имеет порядок 10 с, то при С2 = 0,1 мкФ /?4закР
должно значительно превышать 108 Ом. Обеспечить столь высо-
кое сопротивление закрытого ключа, выполненного на одном
МДП-транзисторе, для широкого диапазона температур не пред-
ставляется возможным. Поэтому в качестве Кл.4 можно пред-
ложить использование более сложной Т-образной схемы ключа
(рис. 1.17), в которой транзисторы VT4.1 и VT4.3 переключаются
в противофазе по отношению к транзистору VT4.2.
Воспользовавшись правилом преобразования звезды сопро-
тивлений в треугольник, получим, что эквивалентное сопротив-
ление между выходом усилителя У2 и его входом 3' составит
A.21)
A.22)
где R4J- сопротивление соответствующего МДП-транзистора
T4J.
Если транзисторы Т4.1 и Т4.3 закрыты, то
Следовательно, сопротивление между выходом У2 и его
входом 3'превышает сопротивление закрытого МДП-транзисто-
ра в тысячи и более раз, что является достаточным для устра-
нения паразитной отрицательной обратной связи.
Таким образом, смещение нуля усилителя У2, приведенное
к основному входу, будет составлять
A.23)
Из полученного выражения следует, что в случае выполш
ния равенства
A.24)
42

Рис. 1.17
происходит взаимная компенсация составляющих напряже-
ния смещения, возникающих во входной цепи усилителя У2
вследствие неидеальности ключей Кл.1 и Кл.2, а также
погрешности в выделении синфазной составляющей входного
сигнала.
Однако на практике добиться выполнения условия A.24)
весьма затруднительно, так как в случае использования клю-
чей на МДП-транзисторах отношение их сопротивлений в от-
крытом состоянии к сопротивлению в закрытом состоянии со-
ставляет несколько порядков. Поэтому для уменьшения данной
составляющей напряжения смещения следует уменьшать вели-
чину Я,откр / Я/эакр- Легко обеспечиваются значения #/откр / /?;закр <
< 10~7 и менее, т.е. при погрешности выделения синфазной со-
ставляющей в десятки милливольт разность ^лиф2 - U™™$2 >
как следует из выражений A.13) и A.15), не будет превышать
долей микровольта.
Рассмотрим составляющие напряжения смещения, обуслов-
ленные утечками конденсаторов С1 и С2, а также входными
сопротивлениями и токами дополнительных входов, в режимах
усиления и компенсации.
В режиме усиления при разомкнутом ключе Кл.4 входной
ток /вх.2 заряжает конденсатор С2, что дает дополнительное сме-
щение
где 0 < t < Я; Я - время закрытого состояния ключа Кл.4;
Так как Н< х, то можно ограничиться первыми двумя чле
A.25)

нами разложения экспоненты в ряд Тейлора
Усреднив значение напряжения на конденсаторе С2 за
период T=h + H (h - время открытого состояния ключа Кл.4),
в результате преобразований получим
Поэтому выражение A.25) запишем в виде
Разряд конденсатора С2 в режиме усиления происходит через
сопротивление утечки R^ и включенное параллельно ему вход-
ное сопротивление R'm2. Выполнив преобразования, аналогич-
ные проделанным выше, получим
A.27)
где значение Uq2 определяется по выражению A.14).
Таким образом, суммарное напряжение смещения усилите-
ля У2, приведенное к его основному входу, составит
A-29)
Как уже отмечалось, величина Д?/вх составляет несколько
микровольт; такой же порядок имеет и Е'О2/К, поскольку Е'О2
составляет десятки милливольт, а К2 - несколько тысяч. Оценим
значения остальных составляющих напряжения смещения усили-
теля У2.
Так же при С2 = 0,1 мкФ, H = h = 5- 1CH с (частота ком-
мутации 1 кГц), Гех2 = 0,1 нА величина АЕ'02(Гт2) составит
0,125 мкВ. Если АЕ'О2 = 50 мВ, то для обеспечения A?o2(/?yT) <
< 1 мкВ достаточно иметь эквивалентное входное сопротивление
по входу 3' более 60 МОм, что легко осуществимо на практике.
Поэтому при дальнейшем анализе ограничимся рас-
смотрением составляющих напряжения Д?/вх и Е'О2.
44

Таким образом, суммарное смещение нуля усилителя У1,
приведенное к его дополнительному входу 1, составит
а для ОУ в целом можно записать
Можно показать, что входной ток дополнительного входа
усилителя У1 при разомкнутом ключе Кл.З дает дополнительное
смещение, равное
A.30)
а из-за разряда конденсатора через 7?^, и R'm ] появляется состав-
ляющая
Кроме того, при открытом ключе Кл.З за счет падения
напряжения на выходном сопротивлении усилителя У2 7?вых2
от тока Гвх, образуется дополнительное смещение нуля усили-
теля У1
Так как сопротивление утечки конденсатора /?утл и входное
сопротивление по дополнительному входу R'BX значительно пре-
вышают суммарное сопротивление открытого ключа R3oTKp и вы-
ходное сопротивление усилителя Лвых2, то
A.31)
A.32)
A.33)
A.34)
В свою очередь /?вых2 ^ ^зоткр> поэтому
Усреднив значение напряжения ^(^вых.г) за период комму-
тации, получим
A.36)
A-37)
45

Выражение A.38) было получено в предположении, что при
переключении МДП-транзисторов не возникает дополнитель-
ных погрешностей. В действительности же такие погрешности
существуют и возникают вследствие проникновения управляю-
щего напряжения, подаваемого на затвор МДП-транзистора,
через паразитную емкость ключа на конденсаторы С1 и С2.
Схема, образованная конденсатором С1, ключом Кл.З и допол-
нительным входом 3 усилителя У1 (так же как и схема, состоя-
щая из конденсатора С2, ключа Кл.4 и входной цепи усилителя
У2) представляет собой устройство слежения-хранения напря-
жения. Изменение напряжения на конденсаторе наиболее опас-
но при запирании транзисторов ключей Кл.З и Кл.4, так как
в этом случае возникшая погрешность напряжения на конден-
саторе AUc сохраняется до открывания ключей Кл.З и Кл.4.
Проанализируем работу такой схемы. Для этого восполь-
зуемся эквивалентной схемой МДП-транзистора (рис. 1.18).
Примем допущение, что управляющий сигнал, подаваемый на
затвор МДП-транзистора, изменяется по экспоненциальному
закону с постоянной времени хуп от своего максимального уровня
Uyn. тах ДО минимального Uyn min (рис. 1.19). Такое допущение
справедливо для большинства схем формирования управляющих
напряжений, которые выполнены на транзисторах.
Для обеспечения закрытого и открытого состояния ключа
необходимо выполнение условий:
Значения АЕ^^ГВ1,Л) и AE^Ir^) близки к значениям
АЕ'О2 Ывых 2) и А^о2 (-^утЬ эти составляющие напряжения сме-
щения значительно меньше Е'ох, следовательно, ими можно пре-
небречь. Величина АЕ'т (/?ВЬ1Х 2) при выходном сопротивлении
усилителя У2 в несколько мегом и входном токе 0,1 нА составит
десятки микровольт, что соизмеримо с разностью Е'О2-Е'О1.
Однако на практике можно получить токи затвора МДП-
транзисторов много меньше К)-'2 А и тогда составляющей
AE'&Y(RBhK2) можно пренебречь.
Таким образом, имеем следующее выражение для напря-
жения смещения нуля ОУ-ПКД
A.38)
A.39)
A.40)
46

где UK - коммутируемое напря- _ о
жение; UQ - напряжение отсечки;
С/п - запас помехоустойчивости
ПО напряжению. Затвор
Можно выделить два этапа
переключения. До тех пор, пока
^Уп < &к + Uo, происходит увели-
чение сопротивления ключа, на
втором этапе ключ заперт. На Исток
первом этапе напряжение между Рис_ 118
стоком и истоком МДП-тран-
зистора мало, канал транзистора можно рассматривать как
линейное переменное сопротивление, характеристика которого
имеет вид
A.43)
Так как напряжение на МДП-транзисторе мало, то UCx ~
- иСш и dUC3H Idt ~ dUCx Idt. Емкости затвор-сток и затвор-исток
примерно равны между собой, поэтому гСзи = iCm- С учетом сде-
ланных допущений, а также того, что
A.44)
A.45)
A.46)
и
имеем
47
Подложка
A.41)
где 1С - ток стока МДП-транзистора; к0 - удельная крутизна
вольтамперной характеристики; U*c - напряжение на запоми-
нающем конденсаторе.
Эквивалентная схема заряда конденсатора показана на
рис. 1.20, где стрелками показаны направления токов, условно
принятые за положительные. Очевидно, что величина коммути-
руемого напряжения (UK) составит
A.42)
Подставив значение тока стока из выражения A.41), после
преобразования получим

Рис. 1.19
Таким образом, дифференциальное уравнение, описывающее
работу схемы (рис. 1.20), имеет вид
A.47)
где
Приближенное решение этого уравнения позволяет опре-
делить погрешность переключения на первом этапе
A.48)
где С - величина емкости конденсатора, подключенного к вы-
ходу ключа.
На втором этапе МДП-транзистор заперт, и легко получить
A.49)
48

Таким образом, суммарная погрешность переключения со-
ставит
A.50)
Если перепад управляющего напряжения составит несколько
вольт, С1 = С2 = 0,1 мкФ, а Сзи = 1 пФ, то погрешность переклю-
чения будет равна десяткам микровольт, т.е. она имеет значи-
тельно меньшую величину по сравнению с другими составляю-
щими напряжения смещения (Eq{, Eq2), которые могут достигать
величины в десятки милливольт.
В результате проведенного анализа основных составляющих
напряжения смещения ОУ-ПКД можно сделать вывод, что на-
пряжение смещения нуля ОУ-ПКД практически определяется
соотношением A.38) и составляет десятки микровольт. Величина
напряжения смещения может быть значительно снижена
(п десятки раз) в случае применения ключей, имеющих малое
отношение сопротивлений открытого ключа к закрытому
49
Величина коммутируемого напряжения в схеме ОУ-ПКД
много меньше величины управляющего напряжения (за исклю-
чением случая перегрузки усилителя, который здесь не рассмат-
ривается), поэтому погрешность переключения практически не
зависит от входного напряжения. При крутых фронтах управ-
ляющего напряжения (туп составляет десятки наносекунд) вто-
рым слагаемым можно пренебречь, тогда
Выполнив усреднение за период коммутации, получим для
конденсатора С1
а для конденсатора С2
A.51)
A.52)
A.53)

Рис. 1.20
температурного дрейфа ОУ-ПКД
A0~5 и менее) и возможно
более близкие величи-
ны напряжений смещений
нуля, приведенных к до-
полнительным входам уси-
лителей У1 и У2.
Продифференцировав
A.38) по температуре, по-
лучим соотношение для
определения
A.54)
Рассмотрим составляющие температурного дрейфа.
Составляющая, вызванная дрейфом нуля усилителей У1 и У2
(dE'0l/dT и dE'02/dT), уменьшается в К2 раз. Кроме того, она
будет тем меньше, чем меньше разность напряжений приве-
денных температурных дрейфов, т.е. чем лучше согласованы
параметры основного и вспомогательного усилителей. На-
пример, при К2 = 1000 достаточно обеспечить \dE'm/dT-
- dE'Q2/dT\<50 мкВ/град, тогда указанная составляющая не бу-
дет превышать 0,05 мкВ/град. Составляющую температурного
дрейфа, вызванную погрешностью схемы выделения синфазной
составляющей и неидеальностью ключей Кл.1 и Кл.2, можно
представить в следующем виде:
A.55)
Из выражения A.55) видно, что существуют следующие
факторы, влияющие на величину дрейфа: зависимость напряже-
ния Д?/СИНф от температуры, а также температурные зависимости
сопротивлений открытых и закрытых ключей.
Зависимость Л[/СИНф от температуры пересчитывается в на-
пряжение дрейфа с коэффициентом 10~3 и менее (величина коэф-
фициента определяется отношением сопротивлений открытого и
50

Где (jl° и Uq - подвижность носителей и величина порогового на-
пряжения при номинальной температуре; КГ=Т-Т0~ изменение
температуры относительно номинальной.
51
закрытого ключа). Это означает, что для получения тем-
пературного дрейфа ОУ-ПКД менее 0,1 мкВ/град, схема выде-
ления синфазной составляющей должна обеспечивать
с/АС/синф /dTne более нескольких десятков мкВ/град.
При анализе температурных зависимостей сопротивлений
открытых ключей будем считать, что МДП-транзистор работает
в крутой области вольтамперной характеристики, приближенное
выражение для которой имеет вид [26]
A.56)
где ?/3, Uc - напряжения затвор-исток и сток-исток соответ-
ственно. Из уравнения вольтамперной характеристики A.56)
следует, что сопротивление открытого ключа не зависит от на-
пряжения сток-исток
A.57)
От температуры зависят как удельная крутизна, так и
пороговое напряжение МДП-транзистора. Удельная кру-
тизна вольтамперной характеристики связана с геометри-
ческими характеристиками полевого транзистора и под-
вижностью носителей в канале следующим соотношением
118]:
A.58)
где z - ширина канала транзистора; L - длина канала транзистора
(расстояние между областями стока и истока); ео - ди-
электрическая проницаемость вакуума; ?д- относительная ди-
электрическая проницаемость диэлектрика; /д - толщина ди-
электрика над каналом. На практике в диапазоне рабочих тем-
ператур и напряжений можно принять для расчета следующие
усредненные значения температурных коэффициентов [27]: для
подвижности - минус 5 • l(h3 • 1 /град, для порогового
напряжения - 3 • 10~3 В/град, т.е.
A.59)
A.60)

т.е. сопротивление открытого ключа возрастает при увеличении
температуры.
Через закрытый МДП-транзистор протекает ток, представ-
ляющий собой обратный ток р-п перехода
A.63)
где к - коэффициент пропорциональности, зависящий от гео-
метрии р-п перехода и скорости генерации носителей.
52
Таким образом, сопротивление открытого ключа зависит от
изменения температуры следующим образом:
A.61)
С целью упрощения выполним преобразования в знаменате-
ле полученного выражения A.61). При этом можно пренебречь
членом, содержащим Д Г2, а также слагаемым 3 • 10~3 ДТ вслед-
ствие их малости. Поэтому можно записать
A.62)
где /0 - тепловой ток; /д - ток термогенерации; 1R - ток ре-
комбинации; /у - ток утечки.
Влиянием тока утечки можно пренебречь, так как ключи
Кл.1 и Кл.2 работают при малых напряжениях сток-исток,
а в этом случае /у < 10, Кроме того, у полупроводниковых при-
боров, выполненных на кремнии, главным компонентом обрат-
ного тока при температурах, меньших 100 °С, является ток
термогенерации [28]. Температура удвоения этого тока равна
10 °С, поэтому можно записать
A.64)
Что касается зависимости величины тока термогенерации от
напряжения, то она имеет вид

Поэтому сопротивление закрытого ключа по постоянному
току будет равно
***= и „:„„„¦ ^
Обозначив сопротивление ключа при номинальной темпера-
туре через /?,оакр = ^J\U\'k, получим
Таким образом, составляющая температурного дрейфа на-
пряжения, возникающая вследствие неидеальности ключей Кл.1
и Кл.2, будет равна
A.70)
Как видно из полученного выражения, дрейф по напряжению
быстро увеличивается с ростом температуры вследствие
уменьшения сопротивления закрытых ключей. Если А ?/синф =
* 50 мВ, Я°Ткр/К!Оакр = Ю~5> то ПРИ нормальной температуре дан-
ная составляющая дрейфа будет равна 0,4 мкВ / °К. При уве-
личении температуры на 50 °С температурный дрейф возрастает
до 8 мкВ / °К, т.е. удваивается при увеличении температуры
на 10 °С.
53
A.67)
Запишем выражение для определения отношения сопротив-
ления ключа в открытом состоянии к сопротивлению в за-
крытом
A.68)
A.69)
Продифференцировав по температуре, после преобразова-
ний получим

Для уменьшения данной составляющей дрейфа желательно
обеспечить попарную идентичность сопротивлений ключей Кл.1
и Кл.2, Кл.1' и Кл.2', а в случае выполнения условия A.24)
произойдет полная компенсация и dE*" jdT будет равно нулю.
Однако практически это неосуществимо, поэтому для минимиза-
ции температурного дрейфа необходимо уменьшить R^Tiip j7?,оакр
до величины порядка 10~8, а также уменьшать погрешность
схемы выделения синфазной составляющей. В случае предъ-
явления высоких требований к температурному дрейфу напря-
жения смещения рациональным является применение ОУ-ПКД,
выполненного с одним инвертирующим входом (рис. 1.21),
у которого составляющая дрейфа, определяемая выражением
A.55) отсутствует.
Перейдем к рассмотрению факторов, определяющих входной
ток усилителя с периодической компенсацией дрейфа.
Входные токи основных входов усилителей У1 и У2 являются
составной частью входных токов ОУ-ПКД. В случае применения
во входных каскадах усилителей МДП-транзисторов, ток затво-
ра которых не превышает нескольких пикоампер, эта
составляющая входного тока ОУ-ПКД также будет составлять
несколько пикоампер и иметь малую температурную за-
висимость.
Вторым источником входных токов ОУ-ПКД являются токи
утечки через сопротивления закрытых ключей Кл.1 (в режиме
компенсации) и Кл.2 (в режиме усиления) из-за разности на-
пряжений Д ?/синф между входами ОУ и выходом 4 усилителя У2.
Величина этой составляющей равна А [/СИНф/Лзакр. Подставив
значение /?3акРиз выражения A.67), получим
A.71)
т.е. данная составляющая входного тока в значительной степени
зависит от изменения температуры. Если А С/СИНф = 50 мВ,
Л,°акр = 1012 Ом, то при 25 °С /ВХ(Д ?/синф) = 5 • 1СН4 Л, а при уве-
личении температуры до 125 °С входной ток возрастает до
5- 10-" А.
Продифференцировав A.71) по температуре, получим выра-
жение для температурного дрейфа рассматриваемой составляю-
щей входного тока
A.72)
54

Рис. 1.21
величина которой резко возрастает при увеличении темпера-
туры. Существенно уменьшить величину Д?/СИНф невозможно, так
как в лучшем случае Д?/СИНф равно напряжению смещения парных
МДП-транзисторов. Поэтому единственно эффективным путем
снижения величины /вх(Д^синф) и dIBX(AUcmti)) / dT является
применение ключей с высоким сопротивлением в закрытом
состоянии. Для этого необходимо использовать более сложные
схемы ключей, например рассмотренную выше Г-образную
(см. рис. 1.17).
Еще один источник входного тока ОУ-ПКД связан с заря-
дами, генерируемыми ключами Кл.1 и Кл.2 при их переклю-
чении. При оценке величины этой составляющей будем считать,
что Д?/синф = 0. Тогда из уравнения вольтамперной характеристи-
ки следует, что активная составляющая тока будет отсутство-
вать, а во входной цепи ОУ будет протекать ток, возникающий
вследствие перезаряда емкости затвор-исток под действием
управляющего напряжения, величина которого составит
A.74)
55
В случае экспоненциальной формы управляющего напряже-
ния при закрывании ключа
A.73)

а при открывании ключа, когда
имеем
A.78)
Таким образом, для уменьшения величины этой состав-
ляющей входного тока, следует уменьшать перепад управляю-
щего напряжения и частоту коммутации, а также использо-
вать МДП-транзисторы с минимальной емкостью затвор-сток.
Например, при Сзс=10пФ, 7=10c (частота коммутации
10 Гц) и ?/упмакс - i/уп.мин = ЗВ, величина тока составляет
0,6 нА. Температурный дрейф этой составляющей весьма
незначителен.
Выбросы тока, возникающие при переключении ключа Кл.1,
могут быть скомпенсированы. Для этого необходимо через
компенсирующую емкость, примерно равную по величине
емкости затвор-сток, подать на стоки транзисторов ключа Кл.1 и
Кл.Г сигнал, противофазный сигналу управления. Если
dUyTI/dt = -dU™un jdt, то выбросы устраняются. Однако емкость
затвор-исток является нелинейной, поэтому добиться полной
компенсации не удается.
Просуммировав соответственно все составляющие Ео, /вх и их
температурных дрейфов, запишем:
A.75)
A.76)
Среднее значение тока за полпериода коммутации составит:
56
A.79)

Полученные аналитические выражения устанавливают связь
между статическими характеристиками ОУ-ПКД и параметрами
схемы и позволяют в достаточно полной мере оценить значения
этих характеристик.
Для анализа динамических характеристик ОУ-ПКД нами
был использован метод текущего среднего, что достаточно
полно рассмотрено в Приложении 3.
1.7.3. Принцип построения импульсного усилителя МДМ
с квазипараллельным каналом.
Методы снижения смещения нуля,
входного тока и их дрейфов
В настоящее время, несмотря на успехи построения полу-
проводниковых интегральных ОУ без преобразования сигнала
(с дрейфом порядка 1 мкВ / °К), лучшими по стабильности нуля
являются ОУ с МДМ-каналом, которые позволяют снизить
дрейф до 0,01 мкВ / °К при одновременном снижении входного
тока и его дрейфа (до 0,1-0,2 пА/°К). Под каналом МДМ пони-
мается усилитель с модуляцией сигнала, усилением на пере-
менном токе и последующей демодуляцией, восстанавливающей
постоянную составляющую. Структура усилителя МДМ пока-
зана на рис. 1.22, где М - модулятор, У - усилитель переменного
тока, ДМ- демодулятор, Ф1 и Ф2- соответственно входной и
выходной фильтры низких частот, ГИ - генератор управляющих
импульсов.
Существует большое разнообразие схем усилителей МДМ,
отличающихся построением М, ДМ и У. В ОУ, как правило,
применяются однополупериодные ключевые М и ДМ, управ-
ляемые прямоугольными импульсами со скважностью, равной 2.
Такие усилители обладают существенным недостатком. Для
расширения полосы пропускания, снижения уровня пульсаций и
шумов желательно увеличивать частоту преобразования (/0),
однако при этом увеличивается величина паразитного входного
57
A.80)
A.81)
A.82)

Рис. 1.22
тока (/вх) и его дрейф. Снижение /0 уменьшает полосу пропу-
скания и вызывает необходимость применять в фильтрах кон-
денсаторы большой емкости, что недопустимо при интегральной
технологии производства, а также приводит к затягиванию пере-
ходного процесса при перегрузках.
Для снижения уровня пульсаций и расширения полосы
пропускания был предложен принцип построения МДМ по
двухканальной схеме [29]. Однако он требует почти удвоенного
числа элементов и поэтому не нашел применения в ОУ. Другой
принцип [30, 31] состоит в применении для управления ключами
М и ДМ импульсов с большой скважностью без увеличения/0.
Основное преимущество такого управления М и ДМ состоит
в том, что, уменьшая длительность импульса (без увеличения/0),
удается пропорционально уменьшить постоянные времени
фильтров, сохранив неизменным уровень пульсаций. При этом
существенно расширяется полоса пропускания и сокращается
время восстановления после перегрузок. Предложенная и иссле-
дованная нами структура усилителя приведена на рис. 1.23.
Ключи М' и ДМ' большую часть периода замкнуты и пере-
менная составляющая сигнала проходит на выход, как в обыч-
ном усилителе низкой частоты. Лишь на ничтожную часть пе-
риода ключи М' и ДМ' размыкаются, а ключи М и ДМ
замыкаются. В этот момент фиксирующий конденсатор С2
заряжается до амплитуды импульса на выходе У, пропорцио-
нального постоянной составляющей входного сигнала, за счет
чего и происходит ее восстановление. При скважности управ-
ляющих импульсов, стремящейся к бесконечности, но фикси-
рованной /о, такой усилитель эквивалентен двум параллельным
каналам: один - усилитель переменного тока, а второй - чисто
импульсный. Поэтому мы назвали его усилителем МДМ с
квазипараллельным каналом. Полоса пропускания такого усили-
теля ограничивается лишь полосой У. При идеальной работе
ключей необходимость в R3 (т.е. в выходном фильтре) отпадает.
Как показали экспериментальные исследования, последова-
тельные (рвущие) ключи (М' и ДМ') генерируют почти на
58

Рис. 1.23
порядок большие паразитные токи, чем параллельные (коро-
тящие) ключи (М и ДМ). Так как в ОУ крайне нежелательно
увеличение входного тока, оказалась предпочтительнее схема
рис. 1.24 без последовательных ключей. По принципу действия
она также может рассматриваться как схема с квазипарал-
лельным каналом, но в ней неизбежно применение R1 и R3,
которые несколько ограничивают полосу пропускания.
Ниже приводятся формулы для расчета основных пара-
метров схемы рис. 1.24:
A.83)
^вх. ср - среднее за период преобразования То значение входного
сопротивления, t3 - время замкнутого состояния ключей М
и ДМ, остальные величины соответствуют рис. 1.24.
На практике целесообразно выбирать гъ < То < C,R2> R] < R2
при этом выражение A.83) и FM(t3, Cu Ru R2) можно упростить
A.84)
A.85)
59

Рис. 1.24
Отсюда видно, что, увеличивая скважность (T0lt3), можно
существенно увеличить Rm ср. Можно показать, что напряжение
шумов, приведенное ко входу при этом почти не меняется, но
шумовой ток уменьшается обратно пропорционально /?вх ср.
Среднее выходное сопротивление Квых такого усилителя может
быть определено по A.83), если заменить С\ на С3, R\ на /?3 и R2
на RB, равное сумме выходного сопротивления У и ключа ДМ в
замкнутом состоянии. Всегда выгодно иметь меньшее Явых ср,
поэтому целесообразно обеспечить То §> tz > CJIq. Можно
показать, что при этом
A.86)
Общий коэффициент усиления на постоянном токе при нагрузке
RH в предположении, что t3 < То, То < C\R2, То < C2R^, C3> C2,
RbC2 < ?3 равен
A.87)
Отсюда видно, что в режиме холостого хода А^мдм определяется
только коэффициентом усиления усилителя переменного тока
ЫЛ и скважностью (TQ/t3). При Го lt3 —> °° коэффициенты
передачи М и ДМ стремятся к единице, а ^Мдм ~^ ^у •
Таким образом, принцип построения усилителя МДМ, осно-
ванный на восстановлении постоянной составляющей сигнала
в течение малой доли периода и пропускания переменной
составляющей сигнала в течение почти всего периода, позволяет
увеличить быстродействие, входное сопротивление и коэффи-
60

циент усиления. Кроме того, удается существенно уменьшить
уровень пульсаций. Если МДМ по схеме рис. 1.24 включен в со-
став ОУ, как показано на рис. 1.25, то уровень пульсаций, приве-
денных ко входу, выражается следующим образом:
A.88)
где Еоу, /вх.у- соответственно смещение нуля и входной ток
основного усилителя У (см. рис. 1.25); К^ - коэффициент уси-
ления усилителя У (см. рис. 1.24); А?м - амплитуда паразитных
несбалансированных импульсов модулятора; Тм - постоянная
времени их затухания.
Как следует из A.88), для уменьшения уровня пульсаций не-
обходимо уменьшать смещение нуля и входной ток усилителя У,
увеличивать постоянную времени на выходе ДМ и уменьшать
напряжение Ем. Амплитуда пульсаций уменьшается также при
уменьшении длительности замкнутого состояния ключей (t3).
Экспериментальные исследования полностью подтвердили
преимущества импульсного МДМ с квазипараллельным каналом
и правильность полученных формул, полезных для расчета его
параметров при разработке ОУ.
Остановимся еще на некоторых важных моментах при син-
тезе схемы ОУ-МДМ. Нередко применяют включение МДМ по
схеме рис. 1.26. При этом усилитель МДМ не должен инверти-
ровать сигнал, что облегчает построение У при синфазной ра-
боте ключей М и ДМ (это необходимо по схеме рис. 1.24). Од-
нако нетрудно доказать, что схема рис. 1.26 значительно усту-
пает схеме рис. 1.25 по уровню шумов. Это объясняется прежде
всего тем, что последовательно со входом основного усилителя
приходится включать высокоомный резистор R^, который не-
обходим по условиям сопряжения параллельных каналов. Кроме
того, в точку А поступает напряжение UA с выхода МДМ для
компенсации смещения и дрейфа нуля основного усилителя У.
Изменения UA передаются через Со на вход МДМ, подвергаются
61

Рис. 1.27
модуляции и проходят на выход как низкочастотный шум. По
этой причине применение схемы рис. 1.26 нецелесообразно.
Для эффективной работы схемы рис. 1.24, как отмечалось,
необходимо выполнение следующих условий: С2^ > То,
C2RB<t3, t3<To. Они оказываются совместимы только при
очень малой величине /?в, поэтому в У целесообразно вводить
глубокую местную обратную связь. Поскольку У в целом должен
быть инвертирующим, усилитель У может быть построен по
схеме рис. 1.27 с двумя ОУ, либо по схеме рис. 1.28 с одним ОУ и
одним инвертором (Ин.). Построение У на одном ОУ по схеме с
параллельной обратной связью, как показано на рис. 1.29, сле-
дует признать недопустимым. Дело в том, что в этом случае
низкочастотные шумы по цепи местной обратной связи пере-
даются на вход и через Q поступают на модулятор и подвер-
гаются преобразованию. В результате уровень шумов усилителя
резко возрастает. Как показал эксперимент, напряжение шума в
схеме рис. 1.29 оказалось в 10-20 раз больше по сравнению со
схемами рис. 1.27 и 1.28 (в равных условиях). При разработке
ОУ-МДМ очень важно также обеспечить быстрое восстанов-
ление У после перегрузки входным сигналом. В противном
случае ОУ может оказаться неустойчивым "в большом" по кон-
туру МДМ канала.
Введение канала МДМ почти удваивает сложность ОУ, поэ-
тому его применение целесообразно лишь при условии снижения
смещения нуля (Ео), входного тока (/вх) и их дрейфов по крайней
мере на порядок по сравнению с ОУ без преобразования сигнала.
Как показали экспериментальные исследования, наилучшие
результаты удается получить при использовании в качестве
ключей М и ДМ МДП-транзисторов и выполнении условия:
где правая часть равенства есть выходное сопротивление уси-
62

Рис. 1.28
A.89)
где ?дМ, ^дм - соответственно смещение нуля и паразитный ток
демодулятора; Еоу, Д/вху- соответственно смещение нуля и
разность входных токов основного усилителя У; Еу - амплитуда
импульсов управления М; Ем и /м - соответственно смещение
пуля и паразитный ток М; К'т - коэффициент их демоду-
ляции; С(] - емкость цепи управления М относительно входа У;
АЕМ - амплитуда паразитных импульсов небаланса М.
Продифференцировав A.89) по Т, получим выражение для
температурного дрейфа Ео:
A.90)
Здесь мы пренебрегли малой зависимостью от температуры сле-
дующих величин: KmM, Ro, /?,, С,, С2,/0, К'т и?у.
Рассмотрим отдельные составляющие смещения и дрейфа
нуля и методы их уменьшения.
Составляющие в квадратных скобках обусловлены смещени-
ем нуля и током основного усилителя и демодулятора. Практичес-
•« A1 т I dT, поэтому влиянием демодулятора можно пренебречь.
63
лителя МДМ, afQ - частота преобразования. Остальные величи-
ны ясны из рис. 1.24 и 1.25.
При этом смещение нуля ОУ-МДМ определяется следующим
образом:
Рис. 1.29

Заметим, что снижение этих составляющих возможно за счет
увеличения Кт. Однако с увеличением А^мдм приходится увели-
чивать С3, чтобы сохранить выбранный запас устойчивости и
уровень пульсаций. Увеличение С3 весьма нежелательно, так как
приводит к затягиванию переходного процесса после перегрузок
и к увеличению габаритов. Можно рекомендовать Кмт ~ 2000-
3000. Если основной усилитель выполнен с входным каскадом на
полевых транзисторах с ?оу < 20 мВ, dEoy/dT< 50 мкВ/°К, /вху <
< 0,1 нА, то при низкой температуре влиянием /вху можно пре-
небречь и получить Еоу/Кмт < 25 мкВ, dEoy/KM1XMdT< 25 нВ/°К.
Однако при высокой температуре А/вх быстро растет (удваиваясь
на каждые 10 °К) и при +125 °С получим (для Ro = 500 кОм):
Очевидно, применять Ус полевыми транзисторами целесооб-
разно только при более низких температурах (< 50 °С) и при
малых величинах /вху (< 0,1 нА).
Использование в качестве .F усилителя с входным каскадом
на транзисторах типа "супер-р*" [32, 33] с ?0<2мВ, dE0/dT<
< 3 мкВ/°К, Д/Вх < 0,1 нА и dAIJdT < 0,02 нА/°К позволяет обес-
печить Ео < 1 мкВ и dE0/dT< 6,5 нВ/°К.
Рассмотрим другие составляющие в A.89) и A.90). Пара-
зитный ток модулятора (/м), как показано ниже, нетрудно умень-
шить до 2-3 пА, a dIM/dT до 0,1 пА/°К. При этом для R{ =
= 100 кОм получим /м#, < 0,3 мкВ, R^lJdT < 10 нВ/°К.
Смещение нуля (Ем) модулятора на МДП-транзисторе
обусловлено термо-ЭДС в точках соединения разнородных
проводников во входной цепи. Например, пара медь-ковар (из
которого делаются внешние выводы транзисторов и микросхем)
имеет термо-ЭДС около 20 мкВ/°К, а пара золото-кремний -
около 300 мкВ/°К. Значительную термо-ЭДС может иметь
резистивный слой относительно контактных площадок в
микросхемах.
Величина Ем может достигать нескольких десятков микро-
вольт. При строго равномерном нагреве dEM/dT=0. Однако
перераспределение тепловых потоков [34] приводит к дрейфу
нуля порядка 0,3-0,5 мкВ/°К. Очевидно, для уменьшения этой
составляющей необходимо минимизировать разность темпе-
ратур между точками соединения разнородных проводников во
64

Рис. 1.30
входной цепи (в кон-
туре R]-M- заземля-
ющий проводник).
Для этого можно
предложить примене-
ние тепловых шунтов
между этими точками
(т.е. введение малых
тепловых сопротив-
лений [35], теплоизо-
ляции относительно
окружающей среды и
симметричное распо-
ложение относительно элементов схемы, выделяющих наи-
большую мощность.
Эксперименты, проведенные на микромодульном ОУ, пока-
чали, что предлагаемые мероприятия позволяют уменьшить Ем и
dEJdT соответственно с 20 мкВ и 200 нВ/°К до 0,5 мкВ и
10нВ/°К.
Составляющая (&ЕмК'т), обусловленная демодуляцией ос-
таточных импульсов М, если не принято специальных мер, мо-
жет достигать 20-40 мкВ и вызывать дрейф нуля порядка 0,2-
1,0мкВ/°К.
Можно предложить метод управления ключами М и ДМ,
позволяющий свести эту составляющую практически к нулю
131]. Для этого необходимо так сместить во времени работу
ключа ДМ (см. рис. 1.30), чтобы момент его замыкания (?3.дм)
происходил после затухания переходного процесса на выходе У
вызванного передним фронтом управляющего импульса в
момент замыкания ключа М (tlM), а момент размыкания ключа
ДМ (?р.дм)- происходил до начала переходного процесса, вы-
званного размыканием ключа М (?р.дм)-
Последний член в A.89) и A.90) обусловлен проникновением
импульса управления М на выход за счет паразитной емкости
С^. Например, если С, = 0,01 мкФ и С'м = 0,1 пФ, то при Еу =
= 10 В получим 100 мкВ. Температурный коэффициент С'м мо-
жет быть весьма большим и вызывать дрейф нуля порядка
0,1-0,2 мкВ/°К. Очевидно, эта составляющая может быть полно-
стью устранена экранировкой входа У от цепей управления
ключами.
При выполнении всех перечисленных рекомендаций, как
показали экспериментальные исследования, сравнительно легко
снизить Ео до 1-3 мкВ и dEoldTm 0,02-0,03 мкВ/°К.
65

где Еп - напряжение питания; Rn - сопротивление изоляции
входа от Еи; Rco и RCi - соответственно сопротивления утечки
конденсаторов Со и С,; /вх^ - входной ток У; См - паразитная ем-
кость цепи управления относительно стока транзистора М, Ск -
компенсирующая емкость между стоком и цепью с противо-
фазными импульсами ?к относительно управляющих импульсов
с амплитудой Ед.
Из A.91) следует, что для уменьшения /вх, прежде всего необ-
ходимо обеспечить хорошую изоляцию входных цепей от цепей
питания и других цепей с большим напряжением относительно
земли. Применение изоляции из окиси кремния позволяет обес-
печить RH> 1014 Ом во всем температурном диапазоне. При этом
первая составляющая в A.91) пренебрежимо мала (<0,1 пА).
Вторая и третья составляющие обусловлены утечкой конден-
саторов Со и С]. Применение полистироловых конденсаторов по-
зволяет свести эти составляющие также к пренебрежимо малым
величинам (< 10~14 А). Однако с керамическими конденсаторами,
имеющими сопротивление изоляции порядка A-5) 1010 Ом, эти
составляющие могут достигать нескольких пикоампер. На-
пример, при /вху = 300 нА, Ro = 5 ¦ 105 Ом, Rco = 3 • 10ю Ом, вход-
ной ток равен 5 пА, a dIBX/dT - 0,2-0,6 пА/°К. В связи с этим не-
обходимо в качестве Утя У применять усилители с минимальным
входным током.
При экспериментальных исследованиях была обнаружена
генерация конденсаторами тока в процессе изменения окружаю-
щей температуры. Например, при изменении температуры со
скоростью 1 °К/мин, керамические конденсаторы типа КМ5Н30
емкостью 0,01-0,02 мкФ генерируют ток порядка 10-20 пА.
После установления температуры на новом уровне ток посте-
пенно затухает до нуля. У полистироловых и фторопластовых
конденсаторов это явление пренебрежимо мало.
Последний член в A.91) обусловлен перезарядкой емкости
См при каждом периоде замыкания и размыкания ключа М.
Причем зарядка См происходит через малое сопротивление
замкнутого ключа М, а разрядка (когда ключ разомкнут) через
входную цепь. Если не применять компенсации (Ск = 0), то при
Еу = 10 В, См = 1 пФ,/о = 100 Гц входной ток равен 1 нА, а
dIBX/dT ~ 1 пА/°К. Введение компенсирующей емкости Ск по-
66
Входной ток усилителя (/вх) можно определить следующим
образом:
A.91)

чволяет установить /вх = 0, но за счет температурной зависимости
См величина dIm/dT практически не изменяется. Как установлено
экспериментально, снижение температурного дрейфа удается
достигнуть за счет уменьшения амплитуды импульсов Еу и
увеличения длительности их фронтов (тфр). Например, с тран-
зистором КП301 при/0 = 100 Гц удалось снизить /вх с 600 пА до
60 пА и dIJdT с 0,5 пА/°К до 0,1 пАУ°К, снизив Еу с 10 до 7,5 В и
увеличив Тфр с 3 мкс до 30 мкс. Паразитный ток от перезарядки
См и его дрейф могут быть значительно уменьшены, если в ка-
честве ключа применить параллельно включенную пару компле-
ментарных МДП-транзисторов, управляемых противофазными
импульсами. Однако даже при интегральной технологии изготов-
ления трудно обеспечить идентичность генерируемых ими токов
и их температурных коэффициентов.
Экспериментальные исследования показали, что наилучшие
результаты удается получить с двухзатворным МДП-транзис-
тором (типа КП35О) в качестве ключа модулятора при исполь-
зовании вместо Ск емкости между вторым затвором и стоком.
Оптимальным режимом для него являются импульсы на первом
затворе от уровня -1,2 В до уровня +1,2 В, а на втором затворе от
+2,4 В до +2,0 В. Если не применять регулировки, то при
/о = 100 Гц,/вх « 20 пА, dIJdT-±0,1 пА/°К (типичные значения).
При введении регулировки по второму затвору легко обеспечить
[их = 1 пА, dIm/dT < 0,05 пА/°К, а при подборе длительности хфр
снизить dIJdT до 0,01-0,02 пА/°К.
Величины /вх и dIBX/dT линейно возрастают с увеличением
частоты преобразования, поэтому желательно выбирать f0 по-
рядка 100-200 Гц. Но так как с уменьшением частоты проис-
ходит увеличение напряжения шумов ОУ, приходится выбирать
компромиссное значение/0.
Следует отметить, что достигнутые предельно малые значе-
ния Ео, /вх, dE0/dT, dIBXidT во многих применениях ИОУ становятся
соизмеримыми с уровнем шумов. Поэтому весьма важной
делается проблема снижения уровня шумов ИОУ-МДМ.
1.7.4. Методы снижения уровня шумов ИОУ-МДМ и принцип
двойного преобразования сигнала
Шумы ОУ-МДМ в области высоких частот (выше частоты
сопряжения с каналом МДМ) полностью определяются основ-
ным усилителем, к которому применимы известные методы сни-
жения шумов. Останавливаться на них здесь не будем. Рас-
смотрим шумы, обусловленные каналом МДМ.
67

Прежде всего, отметим, что процесс демодуляции в схеме
рис. 1.24 нельзя свести к умножению напряжения UKUX- (на вы-
ходе У) на периодически изменяющийся коэффициент передачи
ДМ (как это сделано в ряде работ). В самом деле, при разомк-
нутом ключе ДМ конденсатор С2 запоминает напряжение, имею-
щееся на нем в момент размыкания ДМ. Причем именно это
напряжение передается на выход при разомкнутом ключе, так
как все остальные составляющие на выходе У ослабляются во
много раз, проходя через цепь С2, R3, C3 (см. рис. 1.24). Таким
образом, процесс демодуляции сводится к выборке из ?/выхг, зна-
чений в дискретные моменты времени t = пТ0 (То = 1//0 - период
преобразования, л=1,2...°о). Если напряжение на С2 равно
Vci = A. sin 2nft, то, представив /= if0 + А/ (/ = 1, 2, 3 ...) и t = пТ0,
получим в дискретные моменты t = «Го
Uа = A sinBnAfnT0),
т.е. напряжение, изменяющееся с частотой А/, независимо от ве-
личины /. Поэтому при непрерывном спектре шумов будут про-
исходить биения с частотой А/всех составляющих if0 = А/и if0 = A/
(г = 1,2 ... °°), причем амплитуды биений будут равны амплитудам
соответствующих составляющих UC2(if± А/)- Учитывая это,
среднеквадратичное значение шума ОУ-МДМ в полосе от 0 до
А/, приведенное ко входу, можно определить следующим
образом:
. A.92)
Учитывая, что UC2(f) мало изменяется в интервалах if0 - (i + 1)/0
и Af<fQ, можно сделать следующую замену:
тогда A.92) принимает следующий вид:
A.93)
где UC2 - среднеквадратичное напряжение шума усилителя У на
С2, приведенное ко входу в диапазоне /0 ч- °°.
68

Отметим, что формула A.93) очень удобна для экспери-
ментальной минимизации Umm(AJ) при фиксированных/0 и А/,
гак как достаточно использовать малоинерционный измеритель
среднеквадратичного напряжения UC2 в области высоких частот
вместо измерения самого ?/ш ВХ(ДД что требует применения само-
писца с последующей обработкой.
Спектр шумов напряжения на конденсаторе можно предста-
вить в следующем виде:
где Uo - спектральная плотность шумов, приведенная ко входу У
в области равномерного спектра, /фл - частота, ниже которой
преобладает составляющая фликкер-шумов, /в - - верхняя гра-
ница полосы пропускания У, /дм = H2%C2Ri (см. рис. 1.24).
Подставив UC2(f) из A.94) в A.93), получим
A-95)
где Км - коэффициент передачи модулятора, близкий к единице.
Из A.95) видно, что для уменьшения ?/швх следует увеличивать/0,
уменьшать fB~ и/дм и применять на входе У транзисторы с ма-
лыми Uo и/фл.
Как показано ниже, увеличение/0 ограничено требованиями
малой величины смещения нуля и параметрами У, поэтому в
A.95) мы пренебрегли зависимостью Кмт от/0. Если учитывать
эту зависимость, то [/швх имеет минимум при частоте /0, вызы-
вающей заметное уменьшение Ктм.
Если задаться допустимой величиной смещения нуля
(Д?о), обусловленной импульсами небаланса ("выбро-
сами") модулятора с амплитудой Ем, и считать, что его зату-
хание на конденсаторе С2 происходит по экспоненте с
постоянной времени Тэ = 1/2я/дМ + 1/2гс/в^, то можно показать,
что на время замыкания ключа ДМ накладывается следую-
щее условие:
A.94)
69
A.96)

Здесь минимальная величина Тэ ограничена сопротивлением RB
ключа ДМ и величиной С2, которая определяется условиями
устойчивости и уровнем пульсаций. Из A.97) следует, что при
/дм = Л у минимальное отношение
Достаточная для практики точность обеспечивается при выборе
" ^ 2/миН //о> гДе/мин - наименьшая из частот /в - или/дм.
Естественно, что при скважности, равной 2, теряются те пре-
имущества импульсного МДМ, о которых говорилось выше.
Кроме того, при увеличении /о пропорционально увеличивается
входной ток усилителя, поэтому увеличение /о целесообразно
лишь в ОУ-МДМ с высокой чувствительностью по напряжению,
предназначенных специально для работы от низкоомных
источников малых ЭДС. Надо также учитывать, что уменьшение
^ш.вх с ростом /0 происходит лишь в диапазоне частот, где су-
щественную роль играют фликкер-шумы. При/0 > 5 кГц их роль
становится ничтожной и 11Ш вх практически не уменьшается.
Для минимизации ?/ш.вх важно сделать входную цепь по
возможности низкоомной. В этом отношении предпочтение
следует отдать М с последовательно-параллельным ключом (см.
рис. 1.23), где высокоомное R) в схеме рис. 1.24 заменяется со-
противлением замкнутого ключа.
70
Если фиксировать /дм и Г3.дм> то при увеличении /0 уменьша-
ется скважность. Значит, минимум UC2 и ?/швх будет при
скважности, равной 2, т.е. при
A.97)
При типичных значениях АЕМ = 0,2 мВ и АЕ0 - 0,2 мкВ
максимальная частота преобразования должна быть примерно
на порядок меньше /дм =\/2nC2RB. При высокой/0 и Af<^f0
выражение A.95) можно заменить более удобным для вычис-
ления:
A.98)

Экспериментальные исследования ОУ-МДМ подтвердили
характер зависимости напряжения шумов от частоты преоб-
разования и скважности, а также наличия минимума Um.m.
Помимо снижения скважности и увеличения /о существует
другой путь снижения низкочастотных шумов ОУ-МДМ. Он со-
стоит в замене ключевых М и ДМ на непрерывные и исполь-
зовании преобразования по синусоидальному закону. В этом
случае в полосу Л/ (пропускания МДМ-канала) попадут после
демодуляции составляющие шумов, лежащие лишь в полосе
/0 - Л/ ¦*¦ /0 + А/. Величина шумов, приведенных ко входу, может
быть определена следующим образом:
Сопоставление A.99) с A.98) показывает, что при одинако-
вых параметрах применение синусоидальной модуляции и демо-
дуляции обеспечивает снижение ?/ш.ВХ(Д/) не менее, чем в 3 раза.
Однако применение этого способа в значительной мере ограни-
чено сложностью построения генератора несущей частоты. Его
напряжение должно быть специальной формы, чтобы компен-
сировать нелинейность зависимости коэффициента передачи М
и ДМ от управляющего напряжения.
Еще более эффективным для снижения шумов является при-
менение предложенного нами [36] принципа двойного преоб-
разования сигнала. Он состоит в том, что вначале сигнал подвер-
гается низкочастотной модуляции ключевым М, затем высоко-
частотной модуляции, далее усиливается усилителем высокой
частоты и демодулируется сначала по высокой, а затем по
низкой частоте. Модуляция ключевым М с низкой частотой
обеспечивает малые величины смещения нуля, входного тока и
их дрейфа. Усиление на высокой частоте обеспечивает сущест-
венное снижение шумов, особенно если в качестве М применить
параметрический усилитель. Эффективность двойного преобра-
зования сигнала была подтверждена экспериментально при ис-
пытании макета усилителя. При тех же усилительных элементах
и одинаковой частоте низкочастотного преобразования, что и в
обычном ОУ-МДМ, удалось снизить уровень шумов с 600-
800 НВ/д/Гц до 20-30 НВ/д/Гц. При этом входной ток и дрейф
нуля сохранены такими же, как в ОУ-МДМ с однократным пре-
образованием.
Более подробно об уменьшении шумов в ИОУ-МДМ см. [37].
A.99)

Глава 2
АНАЛОГОВЫЕ
МНОЖИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
В настоящее время существует множество различных ме-
тодов и принципов построения аналоговых множительных
устройств (МУ). Поэтому выбор того или иного типа МУ, наи-
более отвечающего заданным требованиям, является в большин-
стве случаев сложной задачей. Основными требованиями, опре-
деляющими выбор типа МУ, наиболее подходящего для серий-
ного производства по интегральной технологии, являются высо-
кая степень микроминиатюризации и технологичности, а при
изготовлении по полупроводниковой, совмещенной или гибрид-
ной технологии - высокая статическая точность и стабильность
характеристик, быстродействие и надежность. Решение задачи
выбора типа МУ, наиболее соответствующего заданным крите-
риям, облегчает классификация МУ по тем или иным признакам.
Сравнение различных типов МУ обычно производится на основе
их точностных и динамических характеристик, входящих в систе-
му основных параметров МУ.
Коэффициент пропорциональности Uo выражается в вольтах,
и ему может быть поставлено в соответствие некоторое напря-
72
2.1. СИСТЕМА ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ
АНАЛОГОВЫХ МУ
Аналоговым МУ обычно называется устройство, напряже-
ние на выходе которого Uz пропорционально произведению двух
(или более) независимых входных напряжений Ux и UY:

где k = Uol - масштабный коэффициент; Ак- погрешность
масштабного коэффициента; [/?, 1/° - смещение по входам;
\j\ - смещение по выходу; f(Ux, UY) - нелинейность.
Выполнив умножение и пренебрегая погрешностями выше
первого порядка, после преобразований получим:
жение в схеме МУ. Величину этого коэффициента в современ-
ных МУ обычно выбирают равной 10 В,
Совокупность входных сигналов внутри рабочей области на-
пряжений, составляющей ± 10 В, однозначно определяет выход-
ное напряжение МУ. Устройства, у которых допустимы все че-
тыре комбинации полярностей входных сигналов и обеспечи-
ваются соответствующие полярности сигнала на выходе, назы-
ваются четырехквадрантными и являются наиболее универсаль-
ными. Двухквадрантные МУ работают при сигнале двух
полярностей на одном из входов и только одной полярности - на
другом, а одноквадрантные - только с однополярными сигна-
лами. Некоторые типы МУ в зависимости от схемы включения
позволяют получать прямое и инвертированное значение выход-
ного сигнала.
Хотя МУ является по своей сути нелинейным прибором, из-
мерение характеристик его усиления, произведенное при по-
стоянном значении одного из входных сигналов Ux и UY, дает
линейную зависимость выходного сигнала от входного. Таким
образом, при фиксированном сигнале на одном из входов МУ
можно рассматривать как линейный прибор. Это позволяет под-
страивать, калибровать, измерять и характеризовать аналоговое
МУ как линейное устройство, несмотря на присущую ему нели-
нейность в случае изменения обоих входных сигналов.
В табл. 2.1 приведена система основных параметров, исполь-
зуемых для аттестации качества аналогового МУ фирмой "Ana-
log Devices" (США), являющейся одним из ведущих в мире про-
изводителей нелинейных аналоговых устройств [38].
Статическую точность аналоговых устройств принято харак-
теризовать величинами абсолютной и относительной погрешно-
сти (отнесенной к шкале 10 В) и их зависимостью от темпе-
ратуры и величины питающих напряжений. В аналоговых МУ
существует четыре основных источника статических погрешно-
стей, которые можно отразить следующим образом:
73

Таблица 2.1
Наименование
Обозначение
Статические погрешности
Смещение нуля на выходе
Линейное "пролезание" по Ux
Линейное "пролезание" по Uy
Нелинейность по Ux
Нелинейность по Uy
Результирующая погрешность:
при внутренней подстройке
при внешней подстройке
Температурный коэффициент результирующей
погрешности
Коэффициент ослабления влияния питающего
напряжения на результирующую погрешность
Динамические параметры
Полоса пропускания:
по уровню 0,7 при малом сигнале
при полной выходной мощности
по уровню амплитудной погрешности 1 %
по уровню векторной погрешности 1%
Время установления
Время восстановления
Входные и выходные параметры
Входное сопротивление
Входной ток
Выходное напряжение
Выходной ток
Ток покоя
Составляющие статической погрешности МУ имеют следующий
смысл: AkUxUY - погрешность масштабного коэффициента; Ux,
Uy - линейное "пролезание" по Ux; UYUX - линейное "пролеза-
ние" по UY\ и?- смещение нуля на выходе.
Обобщая указанные выше составляющие погрешности,
можно сказать, что аналоговое МУ с двумя входами имеет че-
тыре источника статической погрешности, влияние которых мо-
жет быть исключено соответствующей подстройкой. Согласно
последнему выражению, это:
74

1) смещение входа Ux (линейное "пролезание" по UY);
2) смещение входа /7° (линейное "пролезание" по Ux);
3) выходное смещение и\;
4) погрешность масштабного коэффициента AkUxUY.
После сведения этих погрешностей к нулю путем введения
противоположных им по знаку смещений и точной подгонки
коэффициента усиления, оставшаяся погрешность будет след-
ствием внутренней нелинейности МУ. Эта погрешность в общем
случае уменьшена быть не может, однако в некоторых случаях
ее можно нейтрализовать.
Поскольку при выборе МУ потребителя в большинстве слу-
чаев не интересуют частные составляющие погрешности, то точ-
ность МУ обычно характеризуют результирующей погреш-
ностью, причем указывается погрешность, достигаемая при
внешней подстройке.
Погрешность при внутренней подстройке - максимальная
разность между фактическим и теоретическим значениями вы-
ходного сигнала МУ для любой пары значений входных сиг-
налов, находящихся внутри диапазона их изменения при нор-
мальной температуре (обычно + 25 °С) и номинальных значениях
питающих напряжений без какой-либо подстройки и воздействия
на устройство. Эта погрешность оценивается в процентах от
шкалы выходного напряжения МУ.
Погрешность при внешней подстройке - погрешность, дости-
гаемая после регулирования с помощью внешних потенцио-
метров и делителей напряжения. Она приблизительно соответ-
ствует неустранимой составляющей погрешности - погрешности
нелинейности.
Термостабильность МУ определяется температурным коэф-
фициентом результирующей погрешности (ТКП), выражаемой в
%/°С, который учитывает влияние температурного дрейфа вы-
ходного смещения, дрейфа "пролезания" и дрейфа масштабного
коэффициента.
Чувствительность выходного напряжения МУ к изменению
питающего напряжения характеризуется коэффициентом ослаб-
ления по питанию (КОП), который выражается в процентах
погрешности, отнесенных к относительному изменению питаю-
щего напряжения, либо в логарифмической форме (ЛКОП =
= 20 lg КОП).
Динамическую точность аналоговых вычислительных уст-
ройств характеризуют полосой пропускания или максимальной
частотой, при которой динамическая погрешность не превышает
определенной величины, а также скоростью нарастания выход-
75

ного сигнала и временем, необходимым для установления вы-
ходного сигнала с определенной точностью после скачкообраз-
ного изменения входного. Для оценки динамических свойств МУ
используются следующие параметры.
Полоса пропускания по уровню 0,7 при малом сигнале (f01) -
частота сигнала на выходе МУ, при которой значение модуля
масштабного коэффициента уменьшается на 3 дБ C0%) от его
величины на постоянном токе; при этом измерения проводятся
путем подачи на один из входов постоянного напряжения, а на
другой - малого синусоидального сигнала, имеющего размах не
более 5% всей шкалы.
Полоса пропускания при полной выходной мощности - мак-
симальная частота, при которой МУ обеспечивает на выходе
напряжение полной шкалы при заданном токе нагрузки без ис-
кажений.
Скорость нарастания - максимальная скорость изменения
напряжения на выходе МУ при подаче на один из его входов
напряжения, соответствующего полной шкале, а на второй -
колебаний прямоугольной формы с амплитудой, соответствую-
щей полной шкале.
Полоса пропускания по уровню амплитудной погрешности
1% (fi%) при малом сигнале- частота, на которой значение
масштабного коэффициента изменяется на 1 % от своего номи-
нального значения.
Полоса пропускания по уровню векторной погрешности 1%
(fv) - частота, на которой векторная или мгновенная погреш-
ность равна 1%. Векторная погрешность обусловлена фазовым
сдвигом выходного сигнала по отношению к входному.
Время установления - время, необходимое для того, чтобы
напряжение на выходе МУ вошло в заданную зону отклонения
от своего конечного значения при подаче на его вход ступен-
чатого напряжения, соответствующего шкале.
Время восстановления - время, в течение которого выход-
ной сигнал МУ возвращается в линейную область работы после
того, как снята 50%-ная перегрузка по напряжению на выходе.
2.2. КЛАССИФИКАЦИЯ ПРИНЦИПОВ
ПОСТРОЕНИЯ МУ
В настоящее время предложено практически неограниченное
число различных вариантов реализации множительных уст-
ройств. Ниже дана "усеченная" классификация только наиболее
распространенных типов МУ, уже нашедших практическое при-
менение, в которой при переходе от более высоких уровней
76

общности к более низким отсекаются классификационные
группы МУ, не удовлетворяющие некоторым из предъявленных
требований, и далее рассматриваются только наиболее пер-
спективные.
По физической природе носителя информации МУ, как и
другие аналоговые блоки, можно разделить на механические,
электромеханические, электронные, пневматические, гидравли-
ческие и смешанного типа [39] (рис. 2.1).
Механические и электромеханические МУ, характеризуемые
невысокой статической точностью, громоздкостью и низким
быстродействием (fQJ = 0,1-5,0 Гц) в настоящее время не ис-
пользуются.
Пневматические и гидравлические МУ находят широкое при-
менение в системах управления и хорошо согласуются с пневма-
тическим и гидравлическим приводом. Однако проблема связи с
электронным и электрическим оборудованием в большинстве
случаев ограничивает их использование полностью пневмати-
ческими или гидравлическими системами.
Электронные МУ сочетают высокую статическую точность
и быстродействие и применяются в системах управления, инфор-
мации и связи.
Так как параметры смешанных МУ определяются комбина-
цией характеристик рассмотренных выше типов МУ, то оче-
видно, что им будут свойственны те же недостатки. Поэтому в
дальнейшем будем рассматривать только электронные МУ.
Электронные МУ по принципу реализации операции умно-
жения можно разделить на четыре группы.
К первой группе относятся МУ на электронно-лучевых труб-
ках и политронах, в которых требуемая зависимость образуется
с помощью функциональных масок, пространственных полей и
электродов специальной формы [39, 40]. Операция умножения у
таких МУ осуществляется расположением элементов в про-
странстве и ограничениями, накладываемыми на простран-
ственное движение луча с помощью следящих систем. Хотя МУ
на электронно-лучевых трубках и обладают высоким быстро-
действием (fi% до 100 кГц), но громоздкость, необходимость при-
менения высоковольтного питания, а также трудности согласо-
вания с полупроводниковой аппаратурой ограничивают их при-
менение.
Ко второй группе относятся МУ с выборкой и хранением
мгновенных значений напряжений специальной формы [40], в
которых реализация операции умножения осуществляется во
временной области. Характеристики таких МУ определяются
формой сигналов генераторов периодических колебаний и спо-
77

собами включения компараторов, управляющих аналого-
выми запоминающими устройствами. Обеспечение строгой
синхронизации переключающих элементов и применение
сглаживающих фильтров позволяют получить малые стати-
ческие погрешности (до 0,1%), но ограничивают быстродействие
(/о,7 = 1-5 кГц). Необходимость применения прецизион-
ных генераторов и высококачественных аналоговых запо-
минающих устройств, создание которых в интегральном
исполнении еще требует решения, не позволяют сделать выбор в
пользу таких МУ.
МУ с управляемыми делителями напряжения составляют
третью группу. Характерной особенностью МУ этой группы
является то, что реализация операции умножения производится
за счет использования вольт-амперных характеристик (ВАХ)
управляемых элементов делителя. Причем под управляемыми
элементами подразумеваются как параметрические, так и нели-
нейные устройства, коэффициент передачи которых зависит от
входных напряжений МУ.
К четвертой группе можно отнести МУ, где для реализации
операции умножения используются рассмотренные выше прин-
ципы в той или иной комбинации. Недостатки таких МУ будут
определяться недостатками МУ, входящих в комбинацию, поэто-
му в дальнейшем будем рассматривать только МУ третьей груп-
пы, которые являются наиболее перспективными для изготов-
ления в виде гибридных и полупроводниковых интегральных
микросхем.
В зависимости от формы представления сигналов, управляю-
щих делителями, из этой группы можно выделить МУ с циф-
ровым, аналоговым и гибридным управлением.
В МУ с цифровым управлением [41] делителями напряже-
ния обычно применяются цифровые управляемые сопро-
тивления (ЦУС), которые представляют собой цепь из
резисторов и ключей. Такие МУ имеют высокую статическую
точность (до 0,01%) и стабильность, что объясняется работой
нелинейных элементов в ключевом режиме. Однако наличие
большого числа ключевых элементов, работающих в режимах,
близких к насыщению, ограничивает быстродействие по
цифровому входу (f]% = 0,1-1000 Гц). Применение МУ с ЦУС
рационально при работе в комплексе с ЦВМ и приводит к
неоправданному увеличению количества оборудования при
автономном использовании в системах информации и связи. То
же самое можно сказать и о МУ с гибридным управлением
.др.питлпашд -ш>.и1шгж?жй.р ?4-2}, А'^гертл? s кзегкэхщее йрей'Я"
находят все более широкое применение.
78

Более простыми и быстродействующими являются МУ
с аналоговым управлением делителей напряжения. Среди
них можно выделить МУ с разного рода модуляцией
периодических сигналов и МУ без модуляции периодических
сигналов.
В МУ с модуляцией сигналов входные сигналы заменяются
чначительно более высокочастотными сигналами различной
формы, промоделированными тем или иным способом [40, 43]
входными сигналами. Для получения окончательного резуль-
тата применяют детекторы, частотные и фазовые дискри-
минаторы, различные схемы выделения среднего значения.
Статические погрешности таких устройств малы @,05-1%),
однако их быстродействие существенно зависит от харак-
теристик фильтров несущих частот. Фазовые сдвиги и
ослабления, обусловленные применением этих фильтров,
ухудшают точность на частотах, на два-три порядка меньших
частоты несущей.
Довольно часто используются время-импульсные МУ с
импульсными делителями напряжения [44] на время-импуль-
сных управляемых сопротивлениях, что объясняется отно-
сительной простотой их схемной реализации. Кроме того,
применение нелинейных элементов, работающих в ключевом
режиме, позволяет уменьшить статическую погрешность до
0,01%. Однако динамические погрешности начинают сказы-
ваться на частотах 1-10 Гц, что связано с необходимостью
применения фильтров с высоким коэффициентом подавления
пульсаций.
Таким образом, быстродействие МУ с модуляцией сигналов
принципиально ограничено, и пока трудно ожидать появления
устройств, удовлетворительно работающих с частотами входных
сигналов более несколько килогерц.
Недостатком указанных МУ является также необходимость
применения реактивных элементов больших номиналов в гене-
раторах и фильтрах, что существенно затрудняет их микро-
миниатюризацию даже с помощью гибридной интегральной
технологии.
МУ без модуляции сигналов обладают более высоким
быстродействием (/07 до 1 мГц) и простотой, что связано с от-
сутствием генераторов, модуляторов и фильтров.
По виду преобразуемых сигналов такие МУ можно разделить
на МУ, преобразующие амплитудные значения, и МУ, пре-
образующие мгновенные значения сигналов. Наибольший инте-
рес представляют МУ, преобразующие мгновенные значения.
Так как требования микроминиатюризации, надежности и низ-
79

Аналоговые МУ
Электронные
Электромеха-
нические
С управляемыми
делителями напряжения
Смешанные
Комбинированные
Пневматические
и гидравлические
На электронно-лучевых
трубках и политронах
С гибридным
управлением
Преобразующие
амплитудные значения
Без модуляции
| периодических сигналов
Логарифмические
МУ косвенного действия
Тригонометрические
Электровакуумные
На квадраторах
Преобразующие
мгновенные значения
С модуляцией
периодических сигналов
С аналоговым
управлением
С цифровым
управлением
Механические
С выборкой и хранением
Замкнутые
Полупроводниковые
МУ прямого действия
Разомкнутые

На основе
эффекта
Холла
Рис. 2.1
С одним
участником
аппроксимации
На биполярных
транзисторах
На полевых
транзисторах
Транзисторные
С последователь-
ными нелинейными
делителями
С параллельны-
ми нелинейными
делителями
Логические
С кусочной
аппроксимацией
Диодные
Планарные I
Диодные
НаНПС
С одним
участником
аппроксимации
С кусочной
аппроксимацией
la параметричес-
ких резисторах
На полевых
транзисторах
НП С с ключами
С переменной
крутизной
На биполярных
транзисторах
На
прецизионных
диодных
ограничителях
С диодными
ограничителями
С потенциаль-
но заземляемы-
ми диодами
На парамет-
рических
резисторах

кой стоимости наиболее полно выполняются лишь при полу-
проводниковой технологии производства, то в дальнейшем наи-
более подробно будем рассматривать полупроводниковые МУ
прямого и косвенного действия. Оба типа МУ находят широкое
применение в различных устройствах и поэтому заслуживают
более подробного рассмотрения (см. рис. 2.1).
2.3. АНАЛОГОВЫЕ МУ ПРЯМОГО ДЕЙСТВИЯ
В МУ прямого действия операции умножения осуществляют-
ся при помощи элементов с регулируемыми коэффициентами
передачи. При этом в устройствах прямого действия разомк-
нутого типа регулируемый коэффициент передачи должен ли-
нейно зависеть от одного из входных сигналов. В устройствах
замкнутого (компенсационного) типа нелинейность такой зави-
симости компенсируется за счет отрицательной обратной связи,
охватывающей компенсирующий элемент с управляемым коэф-
фициентом передачи, который используется для формирования
управляющего сигнала основного элемента.
Элемент с регулируемым коэффициентом передачи, приме-
няемый в МУ рассматриваемого типа, может быть реализован
либо на элементах с переменной крутизной, в которых ис-
пользуется взаимосвязь между физическими параметрами ка-
кого-либо прибора или явления, либо на параметрических ре-
зисторах.
Параметрические резисторы представляют собой элементы,
крутизна линейного участка ВАХ которых является функцией
какого-либо физического параметра. МУ на параметрических
резисторах называют еще устройствами с преобразованием
входного сигнала в иную физическую величину, характери-
зующим вид развязки канала управления от управляемого сопро-
тивления. На практике широко используются резисторы, сопро-
тивление которых зависит от изменения напряженности элек-
трического и магнитного полей, а также от освещенности и
температуры (табл. 2.2) [40, 45-49].
Из табл. 2.2 видно, что зависимости сопротивления полу-
проводниковых параметрических резисторов от управляющего
воздействия являются нелинейными, а величина сопротивления
сильно зависит от температуры. Поэтому разомкнутые МУ,
построенные на основе использования линейных участков этих
зависимостей, имеют низкую точность и стабильность, вслед-
ствие чего они практически не применяются.
Если удается обеспечить идентичность характеристик и
условий работы компенсирующего и основного параметрических
82

Возможность
преобразования
амплитудных зна-
чений сигналов.
Дополнительные
погрешности от
саморазогрева
Низкая стабиль-
ность и ограни-
ченный срок
службы
Ограниченные
возможности
микроминиатю-
ризации. Слож-
ность термоком-
пенсации
Наличие общего
провода между
цепью управле-
ния и цепью сиг-
нала. Ограниче-
ние на сложность
термокомпенса-
ции
град.-i
Термо-
резис-
торы
Оптро-
ны
Магни-
торе-
зисто-
ры
Поле-
вые
тран-
зисто-
ры
Примечание
Полоса
(уровень
0,7), кГц
Стати-
ческая
погреш-
ность, %
Характеристики
Схема элементов
Эле-
мент

резисторов, то введение в МУ замкнутого типа отрицательной
обратной связи позволяет линеаризовать зависимость
сопротивления от управляющего воздействия и практически
исключить влияние изменения температуры на точность МУ.
Замкнутые МУ на параметрических резисторах можно разде-
лить на мостовые и резисторные, в которых для реализации
операции умножения используется закон Ома [48, 49]. Последние
имеют существенный недостаток, заключающийся в том, что
нелинейность ВАХ параметрического резистора и ее зави-
симость от температуры существенно влияют на точность вы-
полнения операции умножения.
В мостовых МУ погрешность, обусловленную нелиней-
ностью ВАХ параметрического резистора, удается частично
скомпенсировать путем реализации компенсирующего и основ-
ного элементов с регулируемыми коэффициентами передачи в
виде мостовой схемы, в плечи которой включены рабочий и
дополнительный параметрические резисторы [50]. Мостовые
МУ обладают более высокими точностными характеристиками
и безусловно предпочтительнее резисторных.
Анализ характеристик параметрических резисторов раз-
личных типов показывает, что наиболее перспективными с
точки зрения быстродействия, статической точности и степени
микроминиатюризации являются параметрические резисторы на
полевых транзисторах (ПТ). Следует отметить, что основной
недостаток ПТ состоит в том, что в силу нелинейности ВАХ
режим управляемого сопротивления можно обеспечить лишь
при малых напряжениях сток-исток. Это обстоятельство
несколько сужает область применения таких параметрических
резисторов.
Однако диапазон допустимых значений напряжений 1/ш мож-
но существенно расширить, вводя обратную связь между стоком
и затвором [50] или применяя ПТ с большими напряжениями
отсечки, которые ранее почти не производились.
Мостовые МУ на ПТ обладают высокой статической точ-
ностью (погрешность 0,1-0,5%), малым температурным дрейфом
@,01-0,05%/град) и широкой полосой пропускания (f07 до
100 кГц). На рис. 2.2 приведена принципиальная схема такого
МУ [44]. Небольшое количество элементов и подстроечных ре-
зисторов делают мостовые МУ на ПТ весьма удобными для
изготовления как по гибридной, так и по полупроводниковой
технологии.
К замкнутым МУ прямого действия относятся также устрой-
ства, реализующие операцию умножения на основе эффекта
Холла [40, 46]. Как известно, эффект Холла заключается в воз-
84

Рис. 2.2
никновении напряжения ех на боковых гранях полупроводни-
ковой пластинки, если перпендикулярно ее плоскости действует
магнитный поток с индукцией В, а через пластинку протекает
ток/
где Хи - коэффициент пропорциональности.
Замкнутые МУ на основе эффекта Холла обладают высокой
статической точностью (погрешность 0,05%) и широкой полосой
пропускания (f07 до 1 мГц), а датчики Холла имеют малые
размеры и могут изготавливаться в интегральном исполнении
совместно с усилителем [46]. Однако необходимость применения
достаточно сильных электромагнитов затрудняет микроминиа-
тюризацию и существенно ограничивает область применения
таких МУ.
МУ с переменной крутизной, которые следует отнести к
разомкнутым МУ прямого действия, являются, вероятно, одними
из самых простых. Один входной сигнал управляет усилением
(крутизной) активного прибора, который усиливает другой
входной сигнал пропорционально управляющему входному сиг-
налу. При построении МУ с переменной крутизной более или
менее успешно могут применяться усилительные каскады на
биполярных и полевых транзисторах. Однако почти во всех
85

Дифференциальный ОУ А1 обеспечивает необходимый мас-
штабный коэффициент и переход к несимметричному выходу.
Недостатком рассмотренной схемы является высокая чувстви-
тельность к изменениям температуры, и она практически не
находит применения.
МУ с переменной крутизной появились в конце 60-х годов и
непрерывно совершенствовались. Развитие технологии произ-
водства полупроводниковых интегральных микросхем, схемо-
техники МУ, и в первую очередь реализация предложений
Б. Джильбера по линеаризации базовой схемы [38], позволили за
счет улучшения характеристик МУ с переменной крутизной
обеспечить их широкое распространение в различного рода ана-
логовых устройствах.
Современные МУ с переменной крутизной обладают сле-
дующими характеристиками:
86
современных интегральных МУ с переменной крутизной, серий-
но выпускаемых как в нашей стране, так и за рубежом A40МА1,
525ПС1, 525ПС2, AD-530, AD-532, MC1595) [38, 51, 52, 53], при-
меняются биполярные транзисторы. Это объясняется линей-
ностью и удобным видом зависимости между током коллектора
и крутизной транзистора, которая выражается уравнением:
где /к - ток коллектора; ?/бэ - напряжение база-эмиттер; фт -
температурный потенциал.
На рис. 2.3 приведена базовая схема простейшего МУ, работа
которого основана на методе переменной крутизны. Ток /0,
пропорциональный напряжению Uy, протекает через пару согла-
сованных по параметрам транзисторов Tl, T2. Если предполо-
жить, что параметры транзисторов согласованы идеально, то
разность их коллекторных токов, а следовательно, и разность их
коллекторных напряжений, будет пропорциональна произве-
дению UJJy, что следует из системы уравнений:

Рис. 2.3
1. Средняя точность (общая погрешность) не более 1%. По-
грешности пропорциональны входным сигналам и стремятся к
нулю при их уменьшении.
2. Высокое быстродействие:/0 7 до 10 мГц для МУ с потен-
циальным выходом и до 100 мГц - с токовым.
3. Высокая термостабильность: до 0,05%/град.
4. Относительная простота и низкая стоимость. МУ с пере-
менной крутизной могут быть выполнены как по гибридной, так
и по полупроводниковой интегральной технологии.
Важными технологическими факторами, позволяющими
обеспечить такие характеристики МУ с переменной крутизной,
являются:
• возможность изготовления почти идеальных п- р - п тран-
зисторов, имеющих высокие коэффициенты усиления по току,
точное согласование параметров и очень хорошее соответствие
уравнению идеального р -пперехода;
• возможность изготовления линейных стабильных резисто-
ров с малыми допусками;
• точный учет при проектировании разнообразных источни-
ков погрешностей, таких как термические эффекты, высокое
сопротивление алюминиевой металлизации и т.д.
• сочетание лазерной динамической подстройки с автомати-
ческой системой измерения.
Успехи технологии производства интегральных микросхем
послужили толчком к началу массового производства интеграль-
ных МУ с переменной крутизной и их широкому использованию
в современной технике.
87

Из недостатков МУ с переменной крутизной следует отме-
тить повышенный уровень шумов на выходе по сравнению с дру-
гими типами МУ, а также недостаточную для некоторых при-
менений точность.
2.4. АНАЛОГОВЫЕ МУ
КОСВЕННОГО ДЕЙСТВИЯ
В МУ косвенного действия операции умножения произво-
дятся алгоритмическим способом с использованием квадратич-
ного, логарифмического и тригонометрического алгоритмов
[40]. Наиболее широкое применение нашли квадратичный и
логарифмический алгоритмы.
Произведение переменных Ux и Uy получается согласно урав-
нениям
которые реализуются с помощью соответствующих функцио-
нальных преобразователей (ФП) и суммирующих устройств.
В зависимости от типа применяемых ФП можно выделить
МУ косвенного действия либо с одним участком аппроксимации,
либо с кусочной аппроксимацией функций.
Рассмотрим вначале логарифмические МУ. Для их построе-
ния необходимы ФП, воспроизводящие логарифмическую и по-
казательную функции. Хотя реализация таких ФП на основе
кусочной аппроксимации [42, 43] позволяет получить высокую
статическую точность, относительная сложность таких уст-
ройств, а главное - альтернативная возможность реализации
логарифмических и антилогарифмических ФП на основе исполь-
зования нелинейности ВАХр - п перехода, существенно ограни-
чивают их применение.
Логарифмические и антилогарифмические ФП с одним
участком аппроксимации, обычно называемые логарифмичес-
кими усилителями, могут быть реализованы как на диодах, так и
на транзисторах [54].
Часто используемые для построения логарифмических уси-
лителей обычные диоды не позволяют выполнять точные лога-
рифмические операции в диапазоне токов более одной-двух
декад, поскольку область логарифмической зависимости напря-

Рис. 2.4
жения от тока у них ограничена [38]. Диоды специального назна-
чения существенно уступают по стоимости монолитным сдвоен-
ным транзисторам в диодном включении, которые обладают
широким динамическим диапазоном и позволяют весьма эф-
фективно осуществлять термокомпенсацию логарифмических
усилителей.
На рис. 2.4 приведена базовая схема логарифмического
трансдиодного усилителя [38], позволяющая наилучшим спо-
собом использовать логарифмические свойства транзистора.
Коллекторный ток /к определяется входным напряжением UBX.
ОУ А1 обеспечивает равенство коллекторного тока входному и
поддерживает нулевое напряжение на коллекторном переходе
транзистора. Так как база заземлена, то коллектор и база имеют
одинаковый потенциал, но ток базы будет протекать по отдель-
ной цепи. Выходное напряжение ОУ А1 составит
где q - заряд электрона; к - постоянная Больцмана; Т- абсолют-
ная температура; /0 - тепловой ток.
кТ
В этом выражении члены — и /0 сильно зависят от темпе-
Ч
ратуры, поэтому схема, представленная на рис. 2.4, практически
не используется. Указанная температурная зависимость компен-
сируется в практической схеме логарифмического МУ рис. 2.5
138].
Входные сигналы ихи Uy управляют двумя трансдиодными
Логарифмическими усилителями (ОУ А1 и V,, ОУ А2 и V2).
Транзистор V3 и ОУ A3 осуществляют антилогарифмирование и
Масштабное преобразование выходного сигнала. Трансдиодный
Логарифмический усилитель (А4 и V4) служит для формирова-
ния напряжений на базе транзистора У3 и Для компенсации
89

Рис. 2.5
температурной погрешности. Выходное напряжение МУ в
случае идентичности V, и V2 будет равно
Оно зависит от изменения температуры лишь в той степени, в
которой неидентичны температурные коэффициенты сопротив-
лений (ТКС) резисторов Roc, Ro, Rs и Ry. Благодаря этому ло-
гарифмические МУ имеют высокую точность и хорошую тем-
пературную стабильность. Легко обеспечиваются статические
погрешности не более 0,25% и температурный дрейф масштаб-
ного коэффициента порядка 0,01%/град [38], однако область
работы рассмотренной базовой схемы логарифмического МУ
ограничена одним квадрантом. Путем смещения входного сигна-
ла можно перейти к работе в четырех квадрантах, но при этом
исходная настройка МУ существенно усложняется, а опорное
напряжение UQ должно быть постоянным, так как иначе будет
нарушаться компенсация "пролезания" и смещения. Кроме того,
90

Чстырехквадрантное логарифмическое МУ становится менее
быстродействующим для отрицательных значений Ux и ?/,., чем
для положительных. Это обусловлено тем, что полоса логариф-
мических усилителей пропорциональна величине входных сиг-
налов.
Уменьшение петлевого усиления при понижении токов через
грансдиод приводит к увеличению постоянной времени. Типич-
ная полоса такого МУ составляет 100 кГц при напряже-
нии на входах 10 В и уменьшается до 1 кГц при 0,1 В. Все
jto существенно ограничивает область применения логарифми-
ческих МУ.
МУ на квадраторах являются самыми популярными МУ кос-
венного действия. На рис. 2.6 и 2.7 приведены наиболее часто
используемые варианты реализации квадратичного алгоритма
умножения [38]. В первом варианте для формирования входных
сигналов одноквадрантных одновходных квадраторов исполь-
зуются блоки суммирования и выделения модуля. Поэтому для
реализации МУ требуется значительное количество ОУ. Второй
вариант МУ реализуется на трех ОУ, но требует двухвходовых
суммирующих квадраторов.
Квадраторы могут быть построены как на основе кусочной
аппроксимации квадратичной функциональной зависимости, так
и с использованием элементов с естественной квадратичной ха-
рактеристикой. В квадраторах с одним участком аппроксимации
используются нелинейные полупроводниковые сопротивления
(НПС), планарные ФП на кремниевых пластинах, полевые тран-
1исторы, некоторые типы магниторезисторов.
Ранее для построения квадраторов МУ широко применялись
карборундовые НПС, называемые варисторами [55].
Положительными качествами квадраторов на варисторах
является простота, низкая стоимость и малые габариты. Для по-
строения ФП на базе варисторов используются различные спо-
собы включения, обеспечивающие деформирование ВАХ варис-
тора с помощью терморезисторов или термостатирование. Од-
ним из наиболее серьезных недостатков варисторов является по-
грешность от саморазогрева, обусловленного большими паде-
ниями напряжения E-50 В) и токами @,1-15 мА), которая не
поддается компенсации и имеет порядок 0,1-0,5%.
Более перспективными являются квадраторы на пластинах
кремния [56, 57], называемые также планарными ФП (ПФП).
ПФП представляют собой делитель напряжения, состоящий
из линейной и нелинейной резистивной частей, сформированных
в едином теле кремниевой подложки. В качестве нелинейного
резистора используется распределенный р-п переход.
91

На рис. 2.8 а приведена конструкция ПФП, представляющая
собой кристалл кремния размером 1,5 х 2,25 мм. В кристалле
имеется опорный слой глубиной 0,05 мм с п проводимостью, на
который нанесен сигнальный слой с р проводимостью. Напря-
жение, подаваемое на электрод Есм, создает поле, запирающее
р-п переход при отсутствии входного сигнала еш.
С увеличением входного сигнала р-п переход открывается, и
в зависимости от величины евх в работу вовлекается либо весь
переход, либо его часть. Закон изменения сопротивления нели-
нейного элемента ПФП определяется конфигурацией сигналь-
ной области.
Погрешность ПФП при соответствующей подстройке не
превышает 0,2-0,3%. ПФП обладают высоким быстродействием
(/0 7 Д° ЮО кГц) и, благодаря заложенным в их конструкцию ме-
рам по компенсации температурных погрешностей, малым тем-
пературным дрейфом E0-200) • 10 град-'.
На рис. 2.8 б приведена схема квадратора на сдвоенном
ПФП. Три внешних диода и резисторы служат для компенсации
92
Рис. 2.7

Рис. 2.8
погрешностей при малых значениях входных сигналов. Квадра-
тор работает при входных сигналах обеих полярностей. Тот из
переходов, на который подается отрицательный сигнал, полно-
стью запирается, и соответствующий ПФП оказывается выклю-
ченным.
Недостатком квадраторов на ПФП является необходимость
использования значительного количества резисторов и ОУ при
реализации МУ, что приводит к снижению точности и быстро-
действия.
Для построения МУ на квадраторах используется также
квадратичная зависимость тока стока полевого транзистора от
напряжения на затворе при фиксированном напряжении на ис-
токе [58]. Полевой транзистор при этом работает в пологой об-
ласти ВАХ. Для построения квадраторов можно использовать
как МДП-транзисторы, так и полевые транзисторы с управляю-
щим р-п переходом. Однако применение тех и других сдержи-
вается пока большим технологическим разбросом параметров
полевых транзисторов и сильной зависимостью их характерис-
тик от температуры. Погрешность МУ на квадраторах с поле-
выми транзисторами составляет 2-5%.
Использование ФП с кусочной аппроксимацией квадратич-
ной зависимости позволяет существенно повысить статическую
точность МУ за счет увеличения количества аппроксимирующих
Элементов. Это обусловлено тем, что при кусочной аппро-
ксимации функций вид ВАХ нелинейного элемента в меньшей
Степени влияет на вид воспроизводимой зависимости.
Использование НПС совместно с ключевыми элемента-
Ми для кусочно-линейной аппроксимации квадратичной зависи-
93

мости [59] позволяет достичь высокой статической точности, но
приводит к существенному снижению быстродействия по срав-
нению с ФП, имеющими один участок аппроксимации. Все не-
достатки, свойственные НПС, при этом сохраняются.
Транзисторные ФП, осуществляющие кусочную аппрокси-
мацию функций, обычно выполняются на эмиттерных или исто-
ковых повторителях, так как они допускают изменение потен-
циала базы или затвора практически от нуля до напряжения ис-
точника питания. Это позволяет обойтись без входных делите-
лей напряжения и упрощает схему квадратора. При значениях
входного напряжения ФП, приблизительно равных напряжению
питания, происходит выключение эмиттерного (истокового) по-
вторителя, вследствие чего передаточная характеристика имеет
нелинейный характер.
Транзисторные квадраторы с кусочной аппроксимацией име-
ют высокое быстродействие (f01 до 100 кГц), содержат минимум
элементов и хорошо приспособлены к микроминиатюризации по
гибридной технологии. Однако недостаточная функциональная
гибкость ограничивает их применение. Например, для реализа-
ции суммирующего квадратора необходим дополнительный ОУ,
так как в этом случае нужно обеспечить малое выходное
сопротивление источника входного сигнала для эмиттерных по-
вторителей. Стоимость интегральных ОУ низка, и ее можно не
принимать во внимание, но применение дополнительных ОУ вно-
сит дополнительные статические и динамические погрешности,
увеличивает габариты и потребляемую устройством мощность.
Кусочная аппроксимация функций наиболее просто реали-
зуется с помощью нелинейных элементов, обладающих вентиль-
ными свойствами. Этим объясняется широкое применение диод-
ных ФП и МУ на диодных квадраторах.
Повышение требований к быстродействию аналоговых эле-
ментов, а также широкое внедрение в различные устройства ав-
томатики и вычислительной техники интегральных ОУ опреде-
ляют шкалу рабочих напряжений 10 В. Падение напряжения на
диоде (Uq ~ 0,6-0,7 В) в этом случае соизмеримо со шкалой
напряжений, и при проектировании диодных квадраторов сле-
дует предпринимать специальные меры для обеспечения требуе-
мой точности и стабильности.
Существует два пути создания точных диодных квадраторов
на шкалу 10 В. Первый из них предполагает применение в ка-
честве ДЭ прецизионных диодных ограничителей [38]. Вклю-
чение диода в контур отрицательной обратной связи обеспе-
чивает резкий излом выходной характеристики прецизионного
ограничителя и позволяет практически полностью исключить
94

Влияние параметров В АХ диода на точность, поскольку в данном
случае используются лишь вентильные свойства ВАХ диода.
Применение таких ДЭ решает проблему воспроизведения
функций с резкими изломами на шкале 10 В, например функции
модуля, необходимой для реализации МУ по схеме на рис. 2.6.
В настоящее время известны методы, позволяющие за счет
кведения перекрестных обратных связей между ограничителями
реализовать 2л - 1 участков кусочно-линейной аппроксимации
квадратичной зависимости с помощью л-прецизионных диодных
ограничителей [60]. Однако МУ, использующие такие квадра-
торы, имеют значительный объем оборудования и низкое быст-
родействие, обусловленное переключением диодов и большим
количеством ОУ, входящих в состав ограничителей.
Второй путь создания точных диодных квадраторов связан с
учетом вида ВАХ диода при проектировании и использовании ее
нелинейности для кусочно-нелинейной аппроксимации квадра-
тичной зависимости. В последние годы разработан ряд схем
диодных ФП (ДФП), специально предназначенных для кусочно-
нелинейной аппроксимации функций и обладающих за счет
меньшего количества ДЭ высоким быстродействием.
Рассмотрим ДФП с точки зрения их использования для по-
строения квадраторов микроэлектронных МУ.
По количеству диодов, участвующих в аппроксимации при
работе одного ДЭ, можно выделить ДФП, в каждом ДЭ которых
в аппроксимации участвует один диод, и ДФП, в каждом ДЭ
которых в аппроксимации участвует несколько диодов.
ДЭ с одним рабочим диодом чаще всего выполняются в виде
делителя из двух последовательно соединенных резисторов и
диода, подключенного к точке соединения резисторов. В зави-
симости от того, куда подключен свободный зажим диода, раз-
личают три вида схем (рис. 2.9). Схему с диодами, подключен-
ными к суммирующей точке ОУ (рис. 2.9 а), называют ДФП с
потенциально-заземляемыми диодами. Варианты ДФП с потен-
циально-заземляемыми диодами и их характеристики рассмот-
рены в работе [59]. Там же приведены варианты ДФП с диодами-
ограничителями, подключенными либо к источнику сигнала
(рис. 2.9 б), либо к источнику опорного напряжения Е (рис. 2.9 в).
Наиболее удобны при реализации суммирующих квадрато-
ров ДФП с потенциально-заземляемыми диодами, что объяс-
няется отсутствием влияния изменения параметров включаемого
ДЭ на вид характеристики ДФП до его включения, а также про-
стым способом компенсации погрешности от обратных токов с
помощью компенсирующего диода Vk (рис. 2.9 а), который, поми-
мо этого, позволяет улучшить быстродействие квадратора [59].
95

Рис. 2.10
^ с потенциально-заземляемыми диодами позволяют до-
стато^Но эффективно использовать нелинейность ВАХ несколь-
ких Диодов при работе одного ДЭ. Устройства, реализующие эту
йДею [рпс 2.10), можно классифицировать как схемы с нелиней-
ными цеЛителями напряжения, так как часть выключенных дио-
Дов и резисторы образуют нелинейный делитель напряжения,
°пРе^ляющий моменты включения остальных диодов ДЭ. На
Р^с" Юа приведена схема ДЭ, в которой нелинейный делитель
Ооразуется последОВательно включенными диодами и резис-
торам^
^Пряжение включения всего ДЭ (диод V,) определяется
в%°Дн^1М делителем напряжения (резисторы R, гь г). Напряжение
вклю^ения остальных дИОдОВ зависит от величины их
96

потенциальных барьеров и соотношения между сопротивле-
ниями шунтирующих резисторов. От таких ДЭ можно ожидать
высокого быстродействия, так как "паразитные" емкости диодов
включены последовательно. Вопросы проектирования сумми-
рующих квадраторов на таких ДЭ освещены в работе [55].
Отдельного рассмотрения требует термостабильность
ДНЭ, учитывая целесообразность реализации нелинейных
•устройств в виде пленочных и (или) гибридных микросхем.
Три основных подхода к термокомпенсации проиллюстрируем
на примере ДНЭ с потенциально-заземляемыми диодами
(рис. 2.11 а). Параметры эквивалентной схемы ДНЭ (рис. 2.11 б)
Ежвл и ^экв.; определяются по теореме об эквивалентным
источнике
где ЕЭКВ(ТО) - эквивалентное напряжение при номинальной тем-
пературе То, а АГ- изменение температуры относительно То, е-
температурный коэффициент напряжения.
Анализ выражения B.1) показывает, что соблюдение условия
B.2) может быть обеспечено при выполнении одного из сле-
дующих равенств:
B.1)
B.3)
B.4)
B.5)
97
где еинв - потенциал инвертирующего входа операционного уси-
лителя (ОУ).
Изменение температуры приводит к сдвигу вольтамперной
характеристики диода, поэтому для компенсации влияния темпе-
ратуры на ток диода Igi (рис. 2.11 в) необходимо, чтобы напря-
жение источника ?;,,(„., зависело от температуры следующим об-
разом:
B.2)

Рис. 2.11
Каждое из этих соотношений иллюстрирует возможные спо-
собы термокомпенсации, которая может быть осуществлена
включением термозависимой составляющей либо во входное,
либо в опорное напряжение, либо в напряжение инвертирую-
щего входа дифференциального выходного ОУ.
На рис. 2.12 приведена схема термокомпенсации, реализо-
ванная в соответствии с выражением B.3). На выходе ОУ А1
формируется сигнал
где а - коэффициент пропорциональности составляющей сигна-
ла, подаваемой затем на диодный функциональный преобразо-
ватель. Составляющая аяАТ формируется с помощью мостовой
цепи, выполненной на резисторах Rh R2, R3 и последовательно
включенных диодах DTK, ... DTKn, которые образуют датчик тем-
пературы и расположены на одной подложке в непосредствен-
ной близости от рабочих диодов ДНЭ. Дифференциальный
ОУ А1, на который через резисторы R5 и R6 поступает темпе-
ратурно-зависимый сигнал, позволяет в достаточной степени
усилить его даже при наличии одного диода DTK. Однако
для уменьшения погрешности рационально применить несколько
98

Рис. 2.12
диодов, снизив в соответствующее число раз коэффициент
передачи ОУ А1.
Главная проблема при проектировании подобных схем тер-
мокомпенсации, состоит в обеспечении условия B.2) для всех ДНЭ
преобразователя, так как значения R, и г, для каждого /-го ДНЭ
должны выбираться, исходя из условия обеспечения аппрокси-
мации воспроизводимой функции. Поэтому приходится либо вво-
дить для каждого ДНЭ свой термозависимый источник с соответ-
ствующим температурным коэффициентом, что приводит к зна-
чительным аппаратурным затратам, либо налагать ограничения
на выбор параметров ДНЭ при проектировании преобразова-
теля. Отметим, что в случае квадратора, в котором включение
каждого последующего ДНЭ приводит к увеличению крутизны
на одну и ту же величину, эти ограничения легко выполнить, так
как параметры всех ДНЭ могут быть выбраны идентичными.
Рассмотренная схема термокомпенсации может быть полезна
при построении множительных устройств на диодных квадра-
торах в соответствии со структурами, приведенными в [39].
Реализация схем термокомпенсации в соответствии с выра-
жением B.4) позволяет обойтись только одним источником тер-
мозависимого напряжения и снять указанные выше ограничения
на выбор параметров ДНЭ. Обычно такие схемы выполняются
на базе дифференциального ОУ, и в них используется его основ-
ное свойство - поддерживать близким к нулю разницу напря-
жений между инвертирующими и неинвертирующими входами.
На рис. 2.13 приведена одна из таких схем.
Номиналы резисторов Ru R2, R3, и R4 выбраны таким обра-
зом, что при изменении термозависимого напряжения кеАТ (где
99

Рис. 2.13
к > 1), подаваемого на общую точку резисторов Л, и R2, выходное
напряжение не изменяется, в то время как потенциал на выходах
ОУ изменяется по закону ешв = енеиш = еАГ. При этом
осуществляется практически полная термокомпенсация преоб-
разователя с ДНЭ, имеющим различные номиналы резисторов /?,
и г,. Рассмотренная схема позволяет термокомпенсировать ДНЭ
только с одной полярностью включения диодов Ц и не может
быть применена для построения множительных устройств по
структуре, приведенной в [39], что является ее существенным
недостатком. Даже при построении умножителей на
одноквадрантных одновходовых квадраторах применение этой
схемы потребует двух дополнительных ОУ.
Примером реализации схемы термокомпенсации на основе
выражения B.5) может служить схема рис. 2.14. При входном
напряжении, равном нулю, диод Ц закрыт, а эмиттерный пере-
ход транзистора открыт. Сопротивления резисторов г' и R3
выбраны намного меньшими, чем резисторов г, и R,. При увели-
чении входного напряжения напряжение на аноде диода D, на-
растает в соответствии с параметрами делителя напряжения,
определяемыми, в основном сопротивлениями резисторов R,, г„
/?э и сопротивлением эмиттерного перехода транзистора Тг Диод
D, при определенном значении начинает открываться, и его ток
нелинейно нарастает.
Когда диод D, полностью откроется, выходной ток нарастает
линейно, причем скорость нарастания ограничивается резисто-
100

ром г'. При дальнейшем увеличении входного напряжения на-
чинает запираться эмиттерный переход транзистора Tt. Выход-
ной ток элемента ID, снова нарастает по нелинейному закону.
Когда транзистор Т, полностью закрывается, эквивалентная
схема элемента совпадает со схемой обычного ДНЭ, а выходной
ток IDl линейно зависит от входного напряжения GВХ. Изменяя
полярность диодов и тип проводимости транзистора, а также
знаки опорных напряжений, можно аппроксимировать функции
в различных квадрантах.
Для компенсации температурной погрешности на базу тран-
зистора Т, подается термозависимое напряжение кгАТ, которое
должно равняться сумме изменений падения напряжений на
диоде D, и эмиттерном переходе транзистора Т, в зависимости от
температуры. Применение транзистора позволяет увеличить
входные сопротивления элемента по входу термозависимого
напряжения примерно в C раз ((} - коэффициент усиления тран-
зистора по току), и уменьшить взаимное влияние элементов при
настройке преобразователя в случае применения одного источ-
ника термозависимого напряжения.
Так же, как и в случае выражения B.3), для полной термо-
компенсации необходимо, чтобы все элементы имели одинако-
вые сопротивления. В противном случае необходимо применение
для каждого элемента своего источника термозависимого
напряжения. Поскольку схема такого источника достаточно про-
ста, то последнее вполне допустимо.
101
Рис. 2.14

Недостаток рассмотренной схемы состоит в том, что тер-
мокомпенсация осуществляется только при открытом эмит-
терном переходе транзистора Т, на начальном участке работы
элемента и полностью отсутствует при больших входных на-
пряжениях.
Еще одним примером реализации схем термокомпенсации
на основе выражения B.5) является схема множительного уст-
ройства рис. 2.15. Так как диоды D, и D2 включены последо-
вательно, то условие полной термокомпенсации имеет вид
ЕЭКВ1(АТ) = ЕЭКВ1(Т0) + 2гАТ. Достоинство данной схемы заклю-
чается в возможности применения одного источника термозави-
симого напряжения на два квадранта, т.е. для реализации четы-
рехквадрантного множительного устройства потребуется два ис-
точника термозависимого напряжения, выполненного, например,
по схеме рис. 2.12.
Основным требованием к источнику термозависимого напря-
жения является линейность термической характеристики, кото-
рую проще всего обеспечить с помощью полупроводниковых
диодов, работающих в режиме микротоков. Для получения вы-
сокой термостабильности перемножителя необходимо обеспе-
чить равенство температур диодов ДНЭ и диодов-датчиков тем-
пературы. Это обычно достигается применением пассивных тер-
мостатов для множительных устройств на дискретных компо-
нентах или расположением этих диодов на подложках с высокой
теплопроводностью при изготовлении по гибридной технологии.
Еще одна альтернатива заключается в изготовлении диодов и
резисторов полностью по тонкопленочной технологии в еди-
ном технологическом цикле. Применение такой технологии
делает предпочтительным реализацию схем, приведенных на
рис. 2.2 и 2.3 (как наиболее универсальных для различных
структур множительных устройств), другие рассмотрен-
ные варианты (рис. 2.4 и 2.5) требуют для своей реализа-
ции значительно большей площади подложки и усложняют
топологию микросхемы.
Рассмотренные схемы термокомпенсации могут обеспе-
чивать температурный коэффициент погрешности порядка
0,01 %/°С, что соответствует аналогичным характеристикам об-
разцов множительных устройств лучших зарубежных фирм.
Известны схемы ДЭ с параллельными нелинейными делите-
лями напряжения. Одна из них приведена на рис. 2.10 б. Следует
отметить, что быстродействие рассмотренного ДЭ ниже, чем у
ДЭ с потенциально-заземляемыми диодами, так как влияние
компенсирующего диода У2 ослаблено введением резистора.
Анализу и синтезу ДФП с такими ДЭ посвящена работа [61].
102

Рис. 2.15
К ДФП с нелинейными делителями напряжения относятся
квадраторы, выполненные на одном ДЭ с несколькими аппрок-
симирующими диодами. Примером таких схем может служить
схема квадратора, приведенная на рис. 2.16 а.
Схема содержит общий делитель входного напряжения и
цепь последовательно включенных диодов, потенциальные ба-
рьеры которых задают разбиение оси аргумента. Резисторы,
шунтирующие диоды, позволяют обеспечить аппроксимацию
заданной функции. Схема обладает высоким быстродействием
(погрешностью 1% на частоте 4 кГц) и статической погреш-
ностью 0,1% при условии термостатирования диодов.
Основным недостатком такого квадратора является необхо-
димость итераций при настройке, ввиду влияния параметров
включаемого ДЭ на характеристики квадратора до момента
включения, что не позволяет автоматизировать функциональ-
ную настройку квадратора.
Более совершенными с этой точки зрения являются ДФП с
диодно-резисторной матрицей, в которой делитель входного
напряжения имеется в каждом элементе (рис. 2.16 б). Схема на
рис. 2.166 исключает влияние включаемого ДЭ на вид харак-
теристики ДФП до момента его включения и позволяет предло-
жить эффективные методы анализа, расчета и функциональной
настройки таких квадраторов. Особую группу составляют ДФП,
ДЭ которых после включения при определенном значении вход-
ного напряжения участвуют в аппроксимации функции в неко-
тором диапазоне входного напряжения, а затем выключаются.
Таким образом, работают логические ДФП, основными эле-
ментами которых являются схемы выделения максимума не-
скольких сигналов [62]. На рис. 2.17 а приведена схема выделе-
ния максимального из двух сигналов. Сменой полярности вклю-
чения диодов и источника опорного напряжения она преобра-
103

Рис. 2.16
Рис. 2.17
зуется в схему выделения минимума. Особенностью этих схем
является то, что при заданном сочетании входных сигналов
включен только один диод. Необходимость применения в логи-
ческих ДФП дополнительных схем формирования входных сиг-
налов приводит к увеличению объема оборудования по сравне-
нию с обычным ДФП.
В [63] рассматриваются вопросы улучшения характеристик
логических ДФП. Основным направлением является разработка
схем, минимизирующих число используемых ДЭ, к которым
относятся так называемые схемы с одновременным включением
двух диодов. Наиболее совершенной из них является схема ДФП
рис. 2.17E. Особенностью работы таких схем является то, что
каждый ДЭ управляется входным и выходным сигналами,
благодаря чему участвует в воспроизведении трех участков ап-
проксимации. Хотя количество ДЭ, необходимое для аппрокси-
мации квадратичной функции с заданной точностью, снижается,
но необходимость применения в квадраторе ОУ ограничивает
область применения таких устройств.
Основными достоинствами квадраторов на ДФП являются
уменьшение методической погрешности до любой заранее
104

заданной величины при возрастании числа однотипных
элементов и широкие возможности для микроминиатюризации
на основе гибридной технологии.
Использование ВАХ диодов для кусочно-нелинейной ап-
проксимации квадратичной функции позволяет получить малые
статические погрешности @,02-0,1%) при небольшом количест-
ве ДЭ (обычно меньше пяти). Сокращение числа ДЭ и возмож-
ность получения малых постоянных времени диодно-резистор-
ных цепей при кусочно-нелинейной аппроксимации позволяют
расширить полосу пропускания до 500 кГц.
Недостатком ДФП является повышенная чувствительность к
изменениям температуры, при которой необходимо применять
специальные меры по стабилизации характеристик МУ с по-
мощью термокомпенсации и термостабилизации.
2.5. СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ АНАЛОГОВЫХ МУ
Разработке и серийному производству интегральных микро-
схем электронных устройств обычно предшествует тщательный
анализ возможных областей их применения и выработка класси-
фикационных критериев, позволяющих четко ограничить об-
ласть применения и тем самым найти оптимальное соотношение
между стоимостью устройства и его техническими характерис-
тиками.
Можно выделить три основные области применения инте-
гральных аналоговых МУ:
• универсальные АВУ;
• специализированные АВУ;
• устройства связи, обработки сигналов и автоматики.
К МУ современных универсальных АВУ предъявляются по-
вышенные требования по статической точности (погрешность
менее 0,1%) и быстродействию (fv до 50 кГц,/1% до 5 мГц). Тре-
бования к их экономичности и стабильности менее жестки, чем
для специализированных МУ и устройств автоматики.
В специализированных МУ, рассчитанных на жесткие усло-
вия эксплуатации (температурный диапазон ±60 °С, удары, влаж-
ность и т.п.), точностные характеристики требуется обеспечить
при всех условиях работы, что определяет повышенные тре-
бования к стабильности и надежности.
Основными требованиями, предъявляемыми к МУ устройств
связи, обработки сигналов и автоматики являются в большин-
стве случаев широкая полоса пропускания (f]% до 50 мГц) при
средней статической точности 0,1-0,5%, малые габариты и низ-
кая стоимость.
105

В соответствии с указанными выше областями применения
можно выделить следующие классы МУ:
• прецизионные широкополосные (статическая погрешность
0,01-0,1%,/1% до 10 МГц);
• МУ высокой точности среднего быстродействия (статичес-
кая погрешность 0,2-0,5%, /1% до 500 кГц);
• широкополосные средней точности (статическая погреш-
ность 1-2%, /1% до 10 мГц).
Проведенный обзор основных принципов построения МУ и
анализ характеристик лучших образцов показывают, что МУ на
диодных квадраторах сочетают высокую точность и быстро-
действие. Это объясняется тем, что параметры диода, как 2-по-
люсника, проще контролировать, чем параметры многополюс-
ного элемента. Поэтому серийно производятся диоды, разброс
ВАХ которых регламентирован.
Следует отметить также простоту и надежность диодно-ре-
зисторных элементов таких квадраторов, хорошо приспособлен-
ных для изготовления в виде гибридных интегральных микро-
схем.
Из двух групп рассмотренных диодных квадраторов трудно
отдать предпочтение какой-либо, если неизвестны конкретные
условия применения. Наиболее распространены ДФП с потен-
циально-заземляемыми диодами: они обладают максимальной
стабильностью характеристик и наиболее просто термокомпен-
сируются. Применение ДФП с диодами-ограничителями затруд-
нено из-за взаимосвязи параметров всех ДЭ, что усложняет на-
стройку при изготовлении.
ДФП на ДЭ с несколькими диодами, участвующими в ап-
проксимации (см. рис. 2.10), позволяет получать высокую стати-
ческую точность (погрешность 0,05%) при малом числе ДЭ
(рис. 2.3, 2.4). Поскольку квадраторы на ДЭ с последователь-
ными нелинейными делителями напряжения (см. рис. 2.10 а)
обладают большим быстродействием, они предпочтительнее для
реализации прецизионных широкополосных МУ, чем квадрато-
ры с параллельными нелинейными делителями напряжения.
МУ с переменной крутизной в наибольшей степени соответ-
ствуют всем требованиям, предъявляемым к широкополосным
МУ средней точности. Совершенствование технологии произ-
водства полупроводниковых интегральных микросхем, разви-
тие методов оптимального расчета на основе автоматизации
анализа схем таких МУ и схемотехники позволяют надеяться,
что в ближайшем будущем статическая погрешность МУ с
переменной крутизной будет соизмерима со статической пог-
решностью МУ высокой точности.

Глава 3
АНАЛОГОВЫЕ И АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ
УСТРОЙСТВА НА ОСНОВЕ
БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИХ
КОМПАРАТОРОВ
Здесь ?/вых - выходное напряжение, Uml, UBx2 - напряжения
на дифференциальных входах.
Ряд специфических требований (наличие встроенного гисте-
резиса, инверсного выхода, стробирующего входа, защелки и
т.д.) могут быть отражены путем введения дополнительных
условий в C.1).
Вплоть до настоящего времени в качестве компараторов
иногда используются ОУ без обратной связи или с неглубокой
ОС. Нетрудно видеть, что таким способом можно реализовать
C.1) с достаточной точностью. Однако необходимость удовлет-
ворить дополнительным требованиям, перечисленным выше, а
также расширение областей применения способствовали раз-
работке специализированных устройств и привели к выделению
схемотехники компараторов в самостоятельную область проек-
тирования электронных элементов.
107
Компараторы нашли широкое применение в устройствах
выборки, хранения и преобразования непрерывной информации,
а также в ряде интерфейсных устройств. Обычно их причисляют
к аналоговым элементам, хотя функционально они занимают
промежуточное положение между аналоговыми и цифровыми
элементами. Ввиду этого понятие передаточной функции,
используемое для характеристики чисто аналоговых
функциональных блоков, применимо к компараторам лишь с
определенными оговорками. Тем не менее компаратор можно
описать "передаточной функцией" вида:
C.1)

Таблица 3.1
Электрические характеристики компаратора LT 1016M
Параметры
Значение
минималь-
ное
максималь-
ное
Входное напряжение смещения, мВ
Дрейф напряжения смещения, мкВ/° С
Входной ток, мкА
Разность входных токов, мкА
Диапазон входных напряжений, В
Коэффициент подавления синфазных сигналов, дБ
Коэффициент усиления при малом сигнале
Выходное напряжение лог. 1, В
Выходное напряжение лог. О, В
Напряжение на входе защелки, В
Время срабатывания защелки, не
Время срабатывания при Д1/вх = 100 мВ, не
* Параметры измерены при ГОКр = 25 °С, питающих напряжениях ±5В, напряжении
защелки 0 В, если не оговорено иное.
В отечественной литературе различным вопросам схемотех-
ники и разработки компараторов было посвящено большое
количество работ. Поэтому указанные аспекты здесь не рас-
сматриваются. Многие типы микросхемных компараторов,
например серий 521, 597 и других, выпускаются промыш-
ленностью.
Систему параметров, характеризующих компаратор, можно
разбить на следующие группы. Одна из них - входные пара-
метры, по сути аналогичные таковым для ОУ (разность входных
напряжений и токов, входной ток, температурный дрейф нуля,
подавление входного синфазного сигнала и т.д.). Затем
параметры, связывающие входные и выходные сигналы: время
переключения при заданном превышении сигнала на одном из
входов (см. C.1)), коэффициент усиления в линейной области и,
наконец, выходные параметры: выходное напряжение, ток,
нагрузочная способность.
Более детальное представление об этих параметрах дает
табл. 3.1, где в качестве примера приведены данные компаратора
LT1016 фирмы "Linear Technologies", которые не являются
рекордными, но характеризуют современную микросхему для
массового применения.
108

При использовании компараторов в составе комплексных
устройств возникает ряд проблем, хотя и косвенно связанных с
их параметрами, но достаточно серьезных. Так, высокое быст-
родействие современных компараторов (время срабатывания
5-10 не), необходимое для уменьшения всякого рода погреш-
ностей, связанных с запаздыванием, соответствует значениям
произведения полосы пропускания на коэффициент усиле-
ния порядка нескольких сотен Ггц. Это, в свою очередь, мо-
жет приводить к паразитному самовозбуждению и воз-
никновению коротких импульсов тока в линиях питания.
Трудность подавления помех такого вида ограничивает область
применения ряда отечественных микросхем, в частности
597 СА1 и 597 СА2.
Более подробно эти вопросы рассмотрены ниже.
В то же время высокое быстродействие и хорошие статичес-
кие параметры современных компараторов позволяют создавать
на их основе быстродействующие и точные устройства
обработки сигналов, примеры которых приведены ниже.
3.1. УСТРОЙСТВО ВЫБОРКИ-ХРАНЕНИЯ
На рис. 3.1 представлена схема такого устройства со вре-
менем выборки 200 не, значительно меньшим, чем у полупро-
водниковых микросхем, и соответствующим уровню устройств,
выполненных по гибридной и микромодульной технологии.
Другие характеристики находятся на уровне лучших серийно
выпускаемых устройств подобного типа. Для достижения этого в
устройстве используется быстродействующий компаратор типа
LT 1016.
При высоком уровне сигнала цепи управления (кривая А на
рис. 3.2) проходящий через транзистор VT2 ток отпирает тран-
зистор VT3 и запоминающий конденсатор разряжается до
потенциала эмиттера транзистора VT4 (кривая В). Эмиттер VT4,
в свою очередь, имеет потенциал несколько ниже напряжения
коллектора транзистора VT3. Транзистор VT5 открывает VT4.
Одновременно элемент ТТЛ на входе компаратора обнуляет его
стробирующий вход, и сигнал на инвертирующем выходе
компаратора (кривая С) повышается. При спаде уровня сигнала
цепи управления (кривая А) транзисторы VT2 и VT3
отключаются, а ток транзистора VT1 заряжает конденсатор
емкостью 1000 пФ (кривая В). Указанный конденсатор подклю-
чен к истоковому повторителю на VT7. Когда выходной сигнал
VT7 достигает пороговой величины, сигнал на инвертирующем
выходе компаратора (кривая С) переключается на низкий уро-
109

Рис. 3.1
вень. Источник тока VT1 отключается примерно через 2 не, и
заряд конденсатора прекращается. Такое состояние компара-
тора означает также, что выходной сигнал элемента ИЛИ-НЕ
имеет высокий уровень, блокирующий выходной сигнал
компаратора. Так запоминается мгновенное значение сиг-
нал + шум.
В идеальном случае выходной сигнал транзистора VT7 в
момент выборки точно соответствует текущему значению
входного напряжения. На практике имеется незначительная
погрешность из-за задержки компаратора и времени выклю-
чения VT1 (всего 12 не). Вследствие указанных задержек
запоминающий конденсатор до прекращения тока заряжается
до более высокого напряжения по сравнению с вход-
ным. Поскольку крутизна заряжающего линейно изменя-
ющегося сигнала неизменна и погрешность запаздывания имеет
постоянную величину, возможна эффективная компенсация
во всем диапазоне синфазного сигнала ЗВ. При фикса-
ции компаратора (кривая D) линейно изменяющийся сигнал
имеет некоторые отклонения от установившегося значения
(кривая Е).
Через конденсатор малой емкости (8 пФ) в запоминающий
конденсатор поступает заряд, необходимый для компенсации
погрешности. Уровень выходного сигнала (кривая G) снижается
ПО
Выход Команда
выборки и
хранения (ТТЛ)

А, В, С - 50 нс/дел.
D,E,F,G-20hc/ikm.
Рис. 3.2
А, В -50 мкс/дел.
С - 10 мкс/дел.
Рис. 3.3
с учетом двух задержек вентилей после спада сигнала на
инвертирующем выходе компаратора. При этом дискрета-
зированный выходной сигнал устанавливается от кор-
ректирующего импульса и содержит точные данные. Общее
время от момента поступления команды хранения всегда
находится в пределах 200 не, благодаря высокой скорости
нарастания выходного напряжения. Транзисторы VT4, VT5 и
цепь смещения образуют широкополосный "следящий" уси-
литель, уровень выходного напряжения которого всегда на
определенную величину ниже входного. В результате VT3
всегда возвращает запоминающий конденсатор в необходимое
ш

для нормальной работы состояние. Таким образом, ли-
нейно изменяющееся напряжение быстро достигает зна-
чения входного напряжения, и время выборки в функции
входного напряжения постоянно. На рис. 3.3 показана в качестве
примера выборка биполярного треугольного сигнала. Кривая
А - входной сигнал, кривая В - выходной; кривая С - растяну-
тый вариант кривой В. Хорошо видно действие "следящего"
усилителя, возвращающего линейно изменяющиеся сигналы к
одной точке ниже входного напряжения, независимо от уровня
синфазного сигнала. Для калибровки схемы вход заземляется,
подается ряд импульсов на линию команд выборки и хранения, а
переменный резистор в цепи компенсации настраивается на
выход О В.
Основные характеристики устройства:
Время выборки 200 не
Динамический диапазон входного синфаз-
ного сигнала ±3 В
Дрейф напряжения хранения 1 мкв/мке
Время переключения в режим хранения 15 не
Коэффициент подавления сигнала в ре-
жиме хранения >100дБ
3.2. БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩЕЕ УСТРОЙСТВО
СЛЕЖЕНИЯ-ХРАНЕНИЯ
Схема устройства слежения и хранения (рис. 3.4) в целом
похожа на схему рис. 3.1.
Основными элементами данной схемы являются управ-
ляемый источник тока (VT1-VT3), повторитель на ПТ (VT4) и
быстродействующий компаратор. В качестве исходного состоя-
ния примем, что напряжение на запоминающем конденсаторе
емкостью 0,001 мкФ, ниже входного потенциала (кривая А на
рис. 3.5) при сигнале " ТТЛ (режим слежения). В этих условиях
VT5 находится в открытом состоянии, и сигнал на выходе
компаратора DA1 положительный. Транзистор VT3 заперт,
позволяя источнику тока VT1 заряжать запоминающий конден-
сатор. При этом VT1 открыт, но пропускает только половину
тока VT1. Конденсатор заряжается положительно. Когда
напряжение на истоке VT4 (кривая В на рис. 3.5) доходит в виде
линейно изменяющегося сигнала до величины входного напря-
жения, происходит реверсирование состояния выходов DA1.
112

Рис. 3.4
Далее начинает действовать VT3, быстро отключая источник
тока VT1. Конденсатор емкостью 5 пФ ускоряет отключение
VT1. При выключенном состоянии VT1 ток VT2 разряжает
конденсатор. Это вызывает изменение состояния компаратора
DА1, в результате чего начинаются колебания (кривая В, рис. 3.5)
Управляемые таким образом колебания A0 мВ - 25 МГц)
устанавливаются симметрично относительно входного на-
пряжения. Когда линия слежения и хранения начинает "сни-
жаться", VT5 запирается, VT1 и VT2 отключаются, колебания
прекращаются и выходной сигнал схемы устанавливается в
пределах +5 мВ от входного значения на момент отключения.
Данная погрешность E мВ), обусловленная самим принципом
работы схемы, ограничивает точность величиной 0,25% от
шкалы 10 В.
На рис. 3.6 показана реакция схемы на прямоугольный
импульс. Кривая Л-входной сигнал, В - выходной, С-линия
113

Рис. 3.5
Рис. 3.6
команд слежения и хранения, a D - выходной сигнал компа-
ратора DA1. Необходимо заметить, что управляемые колебания
прекращаются при снижении уровня линии команд слежения и
хранения. При частоте колебаний 25 МГц удается отслеживать
сигналы со временем установления менее 10 не после пере-
ключения в режим хранения.
3.3. БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩЕЕ УСТРОЙСТВО
ВЫБОРКИ-ХРАНЕНИЯ
На рис. 3.7 показана схема выборки и хранения со време-
нем накопления 10 нс, которая может быть использована в уст-
114

Рис. 3.8
ройствах с повторяющимися сигналами. В этой схеме
быстродействующий компаратор DA1 возбуждает вход диффе-
ренциального интегратора на усилителе DA2. Обратная связь от
интегратора подается на компаратор. На рис. 3.8 показана
реакция схемы на входной синусоидальный сигнал с частотой
1 МГц (кривая Л). Компаратор DA3 генерирует сигнал,
пересекающий нуль (кривая В), а одновибратор DD1 (кривая С)
обеспечивает регулируемую длительность. Выход Q одновиб-
ратора DD2 вырабатывает импульс длительностью 30 не
(кривая D), который поступает на логическую схему. Две
инверторные задержки в цепи Q приводят к уменьшению
длительности выходного сигнала соответствующего вентиля
(кривая F) по сравнению с вентилем Q (кривая Е). Последний
производит вычитание двух указанных сигналов и образует
всплеск длительностью 10 не, который инвертируется (кривая G)
и подается на вывод фиксации DA1. Каждый раз при открытом
состоянии фиксатора компаратор реагирует на состояние
115
Рис. 3.7

суммирующего узла на положительном входе. Если погрешность
суммирования имеет положительную величину, DA2 уменьшает
ток. Если погрешность отрицательна, DA2 добавляет ток в
суммирующий узел. После ряда входных циклов выходной
сигнал DA2 устанавливается на уровне постоянного тока,
который аналогичен уровню, "выбранному" за период, пока
схема фиксации находится в открытом состоянии. Регулировка
задержки делает возможным расположение "окна" выборки
10 не на любом участке входной синусоидальной волны.
3.4.12-РАЗРЯДНЫЙ АЦП
С БЫСТРОДЕЙСТВИЕМ 2,5 мкс
Быстродействующий компаратор может быть применен для
реализации быстродействующего 12-разрядного АЦП (рис. 3.9),
работающего по усовершенствованному варианту типового
метода последовательных приближений. В данной схеме
АЦПБА1, работающий на принципе последовательных приб-
лижений, О У DA2 и компаратор DA3 проверяют каждый разряд,
начиная с самого старшего и генерируют цифровые коды,
соответствующие величине входного напряжения ?/вх. С целью
ускорения преобразования генератор импульсов DA4 ускоряется
после преобразования самого старшего разряда. Это позволяет
реализовать преимущества использованного сегментированного
ЦАП, имеющего значительно меньшее время установления для
младших 9 разрядов.
ОУ DA2 обеспечивает предварительное усиление для DA3,
внося дополнительно лишь 7 не задержки. Рис. ЗЛО иллюст-
рирует работу преобразователя. Для упрощения эксперимента
DA2 устраняется; цепь ЦАП-вход возбуждает непосредственно
вход компаратора DA3, в обычных условиях DA2 следует
использовать.
Преобразование начинается при спаде уровня линии "команд
преобразования" (кривая Л на рис. 3.10). В этот момент регистр
последовательных приближений начинает проверять каждый
разряд. Выходной сигнал ЦАП (кривая В), поступающий на
фиксированный диодом Шоттки вход DA3, последовательно
приближается к конечному значению. После того как
установлен третий старший разряд, уровень линии Q устройства
DD1 повышается (кривая С), вызывая сдвиг синхронизирующих
сигналов с частотой 2,1 МГц (кривая/)). Это ускоряет
преобразование оставшихся 9 разрядов, максимально уменьшая
общее время аналого-цифрового преобразования. После
завершения преобразования сигнал состояния (кривая Е)
116

Рис. 3.9
Рис. ЗЛО
понижается, и схема фиксации DA3 запирается инвертором ТТЛ,
предотвращая реагирование компаратора на входные шумы и
сдвиги. Следующая команда преобразования повторно запускает
полный цикл. Следует отметить, что на самых младших разрядах
DA3 должен точно реагировать на слабые сигналы без потерь
в скорости. Необходимость весьма высоких значений
произведения коэффициента усиления на полосу пропускания
частот делает использование обычных компараторов в данной
схеме затруднительным и требует от них рекордных параметров.
117

3.5. ПРОСТОЙ БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЙ
10-РАЗРЯДНЫЙ АЦП
На рис. 3.11 показан простой вариант недорогого быстро
действующего 10-разрядного АЦП. Данная схема эффективна в
тех случаях, когда требуется большое число преобразователей и
все они могут обслуживаться одним генератором синхросиг-
налов. Устройство состоит из источника тока, интегрирующего
конденсатора, компаратора и нескольких вентилей.
Каждый раз при подаче импульса на вход команды преобра-
зования (кривая Л на рис. 3.12) VT1 возвращает запоминающий
конденсатор емкостью 1000 пФ на нулевой уровень (кривая В)
Указанный возврат занимает 200 не - минимально допустимая
длительность импульса команды преобразования. При спаде
импульса команды преобразования начинается линейный заряд
конденсатора. За время 10 мке он заряжается до 2,5 В (возможно
зашкаливание до 3 В). Обычно VT1 не способен вернуть
конденсатор на нуль из-за влияния напряжения насыщения
Указанное явление компенсируется посредством VT4.
Линейно изменяющийся сигнал длительностью 10 мке по-
дается на положительный вход компаратора. Компаратор
сравнивает его с неизвестным входным сигналом, действующим
на его отрицательном входе. Для диапазона 0-10 В резистор
2,5 кОм заземляется и неизвестный входной сигнал подается на
резистор сопротивлением 7,5 кОм. Резистор сопротивлением
2 кОм на положительном входе обеспечивает балансировку
импеданса источника для компаратора. Входной сигнал компа-
ратора представляет собой импульс (кривая С), длительность
которого находится в прямой зависимости от величины
неизвестного входного сигнала. Длительность импульса исполь-
зуется для стробирования генератора синхросигналов с частотой
100 МГц. Вентиль DD1 (в составе блока вентилей) выполняет эту
функцию и также пропускает часть выходного импульса
компаратора с помощью импульса команды преобразования
Таким образом, число всплесков синхросигнала с частотой
100 МГц, появляющихся на выходе (кривая D), пропорционально
неизвестному входному сигналу. Для входного сигнала 0-10 В по
всему диапазону появляются 1024 импульса, 512 - при 5,00 В и
т.д. Резисторно-диодная цепь на фиксирующем выводе
компаратора обеспечивает четкие переходы компаратора
блокированием его выходов после завершения преобразования.
Предусмотренный "масштабирующий" резистор источ-
ника питания и запоминающий конденсатор могут обеспечить
температурную компенсацию благодаря противоположным ТК
118

Рис. 3.11
Рис. 3.12
Обычно устройство сохраняет точность ±1 младший разряд в
диапазоне 0-70 °С плюс дополнительная погрешностью ±1
младший разряд вследствие асинхронности источника синхро-
сигналов и последовательности преобразования.
Рис. 3.13 подробно иллюстрирует наиболее критичную часть
работы преобразователя - стадию возврата. Кривая А - команда
преобразования, В - напряжение на конденсаторе, возв-
ращающееся к нулю. Выход компаратора - кривая С, a D -
стробированный последовательный выход. Следует обра-
тить внимание на то, что выходные импульсы не появляются до
119

Рис. 3.13
начала линейно изменяющихся сигналов на конденсаторе (сразу
после середины осциллограммы), несмотря на высокое значение
напряжения компаратора.
3.6. ПРЕЦИЗИОННЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ/
ВОЛЬТМЕТР ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
В большинстве прецизионных выпрямительных схем для
корректировки падения напряжения на диодах используются ОУ.
Хотя такой метод достаточно эффективен, ограничения по
ширине полосы частот делают возможной работу указанных
схем только с частотой ниже 100 кГц. На рис. 3.14 показан
быстродействующий компаратор в разомкнутой схеме синх-
ронного выпрямителя, обладающего высокой точностью при
частоте до 2,5 МГц. Входной синусоидальный сигнал с частотой
1 МГц (кривая Л на рис. 3.15) вызывает срабатывание компа-
ратора DA1 при пересечении нулевого уровня. Оба выхода DA1
возбуждают идентичные схемы сдвига уровня с быстродейст-
вующими (задержки составляют 2-3 не) выходами +5В. Ука-
занные выходы смещают переключательный мост на диодах
Шоттки (кривые В и С соответствуют узлам моста). Входной
сигнал подается на левую половину моста. Поскольку DA1
возбуждает мост синхронно с входным сигналом, синусоидальная
волна с полупериодным выпрямлением появляется на выходе
переменного тока (кривая D). Мост на диодах Шоттки
обеспечивает быстрое переключение и исключает перекачку
заряда, который может быть привнесен в случае применения
полевых транзисторов. Это видно по кривой Е, представляющей
120

Рис. 3.15
собой растянутый вариант кривой D. Сигнал имеет правильную
форму за исключением очень незначительных искажений при
переключении моста. Для калибровки данной схемы необходимо
подать синусоидальный сигнал с полным размахом 1 В на
частоте 1-2 МГц и отрегулировать компенсацию задержки
таким образом, чтобы переключение моста совпадало по
времени с пересечением нулевого уровня синусоидальным
сигналом. Такая регулировка корректирует небольшие задержки
в DA1 и схемах сдвига уровня. Затем необходимо отрегулировать
переменные резисторы компенсации искажения для получения
121
Рис. 3.14

минимальных искажений в выходном сигнале переменного тока
Это позволяет слегка подстроить сдвиг по фазе нарастающего
фронта выходного сигнала соответствующей схемы сдвига
уровня, что дает возможность получить задержку сигналов
возбуждения моста в пределах 1-2 не, сводя к минимуму
искажения выхода при переключениях. Синусоидальный входной
сигнал 100 мВ образует "чистый" выходной сигнал с точностью
по постоянному току на выходе лучше 0,25%.
3.7. ПРОСТОЙ ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКИЙ
ПРИЕМНИК ДЛЯ ЧАСТОТ ДО 10 МГц
Осуществление приема данных с волоконно-оптического
кабеля является достаточно сложной проблемой. Высокая
скорость передачи данных и непостоянный уровень интен-
сивности светового излучения могут привести к погрешностям
при отсутствии тщательно разработанной конструкции прием-
ника. Волоконно-оптический приемник, показанный на рис. 3.16,
обеспечивает точную работу в широком диапазоне световых
входных сигналов при частоте передачи данных до 10 МГц
Цифровой выход приемника имеет триггер с адаптивным
порогом, "приспосабливающийся" к изменениям интенсивности
сигналов вследствие старения компонентов и других причин.
Имеется также аналоговый выход для контроля выхода датчика
Оптический сигнал улавливается pin-фотодиодом и усиливается
широкополосным каскадом с обратной связью VT1-VT3. Второй
такой же каскад производит дальнейшее усиление. Выход
данного каскада (коллектор VT5) смещает двухсторонний
пиковый детектор (VT6-VT7). Максимальное значение пика
запоминается в эмиттерном конденсаторе VT7. Величина
постоянного тока, соответствующего середине выходного
сигнала VT5, передается в точку соединения конденсатора
емкостью 0,005 мкФ и резистора сопротивлением 22 МОм.
Данная величина всегда расположена посередине между
отклонениями сигнала, независимо от абсолютной величины
амплитуды. Напряжение, адаптивное к сигналу, буферируется
компаратором DA1 для установки напряжения триггера на
положительный вход компаратора DA2. Отрицательный вход
DA2 смещается непосредственно от коллектора транзистора
VT5. На рис. 3.17 показаны результаты, полученные с
использованием контрольной схемы. Выход генератора
импульсов - кривая А, коллектор VT5 (измеритель аналогового
выхода) - кривая В. Выход DA2 - кривая С. Широкополосный
122

Рис. 3.16
Рис. 3.17
усилитель срабатывает в пределах 5 не, а время установления
составляет 25 не. Отметим, что выходной сигнал компаратора
DA2 совпадает по времени с сигналами кривой В в соответствии
с действием адаптивного триггера.
3.8. БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЙ
ПРЕРЫВАТЕЛЬ ЦЕПИ
На рис. 3.18 показана схема устройства, отключающего ток в
течение 12 нс после того, как он превысил заданное значение.
Данная схема используется для защиты ИС в процессе ис-
следований на стадии разработки, а также для защиты от
123

Рис. 3.18
Рис. 3.19
чрезмерных нагрузок при подстройке и калибровке. При
нормальных условиях напряжение на шунте сопротивлением
10 Ом меньше потенциала на отрицательном входе компаратора
DA1. Это удерживает VT1 в выключенном состоянии, a VT2
смещается, возбуждая нагрузку. При перегрузке (в данном
случае через контрольную схему, выход которой показан
кривой А на рис. 3.19) ток на резисторе сопротивлением 10 Ом
начинает увеличиваться (кривая В на рис. 3.19). Когда ток
превысит заданное значение, происходит реверсирование вы-
ходов DA1 (неинвертирующий выход отображен кривой Q. Это
124

обеспечивает идеальное включение для VT1 и отсечку VT2
(кривая D - эмиттер VT2) в течение 5 не. Задержка с момента
появления чрезмерного тока нагрузки до полного отключения
составляет 13 не. После запуска схемы DA1 удерживается в
"фиксированном" состоянии посредством обратной связи от
неинвертирующего выхода.
3.9. ФОРМИРОВАТЕЛЬ ПРЯМОУГОЛЬНОГО
СИГНАЛА ДЛЯ ЧАСТОТЫ 50 МГц
Для счетчиков различного измерительного оборудования
необходимы формирующие схемы. Разработка быстродейст-
вующего стабильного формирователя является сложной задачей,
зачастую влекущей за собой установку в схеме значительного
числа дискретных компонент. На рис. 3.20 показан пример
построения простого формирователя с чувствительностью
100 мВ при 50 МГц. Полевые транзисторы образуют простой
быстродействующий буфер, а быстродействующий компаратор
DA1 сравнивает выход буфера с потенциалом на переменном
резисторе "уровня срабатывания", который может иметь любую
полярность. Резистор сопротивления 10 кОм создает гистерезис,
устраняя "дрожание", вызываемое входными сигналами с шумом.
Одной из основных причин, нарушающих нормальную
работу устройств с быстродействующими компараторами, яв-
ляется нестабильность источников, применяемых как для его
питания, так и для питания сопряженных микросхем. В связи с
этим для поддержания достаточно низкого импеданса источника
в определенных точках линий питания необходимо шунтиро-
вание. Сопротивление постоянному току и индуктивность
подводящих проводов, а также трасс питания на печатных платах
могут оказаться вне допустимых пределов, в результате чего
при изменении внутренних уровней тока подсоединенных
устройств изменяется потенциал линий питания. Это почти
всегда вызывает погрешности, как правило, возрастающие с
увеличением частоты и укорочением импульсов. Кроме того,
несколько устройств, соединенных с нешунтированным источ-
ником, могут "сообщаться" через конечные импедансы источ-
ника, что вызывает искажение режимов работы. Обычным
решением этой проблемы является использование шунтирующих
конденсаторов, поддерживающих импеданс источника на низком
уровне при высоких частотах. Основной вопрос при этом -
выбор типа конденсатора для шунтирования. На рис. 3.21
показан сигнал в линии питания компаратора без шунтирования
125

Рис. 3.20
источника питания. Линия
питания на зажимах компара-
тора имеет высокий импеданс
на высоких частотах, поэтому
напряжение питания изменя-
ется в момент формирования
перепада на выходе компара-
тора. Именно в связи с этим
при использовании быстродей-
ствующих компараторов необ-
ходимо обязательное исполь-
зование шунтирующих кон-
денсаторов.
На рис. 3.22 представлен
случай, когда линии питания
компаратора шунтированы, но амплитуда помехи не умень-
шилась, а площадь даже увеличилась. Это означает, что
либо шунтирующие конденсаторы расположены слиш-
ком далеко от компаратора, либо в них имеются потери.
Поэтому для шунтирования следует использовать конденса-
торы с хорошими высокочастотными характеристиками и
устанавливать их как можно ближе к компаратору. Наличие
провода длиной в несколько сантиметров между конденсатором
и компаратором может привести к нарушению работы
последнего.
На рис. 3.23 показан выходной сигнал быстродействующего
компаратора (кривая В) с паразитными колебаниями частотой
около 40 МГц при реагировании на входной сигнал (кривая А),
хотя входной сигнал имеет незначительные колебания. Подоб-
ная ситуация чаще всего бывает вызвана неправильным
заземлением компаратора. Кривые сняты при длине соединения
вывода заземления компаратора, равной 25 мм. Таким образом,
заземляющий провод компаратора должен быть предельно
коротким и подсоединяться непосредственно к точке "земля" с
низким импедансом. Любой дополнительный импеданс в цепи
заземления компаратора может вызвать явления, подобные
показанному. Индуктивность, образуемая данным проводом
заземления, вызывает нежелательные обратные связи между
каскадами компаратора. Таким образом, соединение вывода
заземления быстродействующих компараторов должно делаться
предельно коротким (как показывают эксперименты не более
5-6 мм). Подключение производится непосредственно к общей
трассе заземления с низким импедансом. Не следует исполь-
зовать разъемы.
126

Рис. 3.21
Рис. 3.22
Рис. 3.23
127

На рис. 3.24 приведен выходной сигнал компаратора
имеющий достаточно правильную форму, за исключением
выбросов на фронтах импульса. Подобные сигналы получаются
при монтаже компаратора на плате без так называемого зем
ляного слоя ("земли с низким импедансом"). Земляной слой
создается использованием сплошной проводящей плоскости ни
поверхности печатной платы. Единственными разрывами и
указанной плоскости являются необходимые линии тока
Земляной слой выполняет две функции. Поскольку он имее!
форму плоскости (переменные токи перемещаются вдол(.
поверхности проводника) и охватывает всю площадь печатной
платы, обеспечивается доступ к "земле" с низкой индуктив
ностью из любой точки платы. Кроме того, он максимально
снижает влияние паразитной емкости в схеме, заземляя ее
Это прерывает непредусмотренные и вредные конту
ры обратной связи. Необходимо во всех случаях при применс
нии быстродействующих компараторов использовать земля
ной слой.
На рис. 3.25 представлена другая проблема- слабозат\
хающие колебания на фронтах импульса, измеренные на линии
заземления. Данное явление сходно с показанным на рис. 3.2-1
однако колебания в данном случае более длительны и сох
раняются после спада выходного сигнала. Причина данного
явления- паразитная емкостная обратная связь от выходов н.>
входы. Как показывают численные расчеты, такие колебания
возможны при сопротивлении источника сигнала 3 кОм и
емкости паразитной обратной связи всего 3 пФ. Устраню i.
данное явление можно, снизив импеданс источника сигнала
который должен быть достаточно низким, желательно не болс1
1 кОм. Входные и выходные выводы, а также связанные с ними
элементы должны быть разнесены на некоторое расстояние.
На рис. 3.26 показано еще одно явление, которое в проти
воположность описанному выше, заметно снижает быстродейа
вие. В данном случае выходной сигнал (кривая В) значительно
отстает от входного (кривая А). Это происходит из-за сочетания
высокого импеданса источника и паразитной емкости на "землю"
на входе. Имеющийся импеданс и емкость приводят к запазды
ванию реагирования на входе, в результате чего происходи i
задержка выходного сигнала - сочетание импеданса истом
ника 2 кОм и емкости 10 пФ на "землю" дает постоянную
времени 20 нс. Импедансы источника должны быть низкими,
входные паразитные емкости на "землю" следует свести к
минимуму, а также выбирать компараторы с минимальной
входной емкостью.
128

Рис. 3.24
Рис. 3.25
Р.
Рис. 3.26
129

Рис. 3.27
Рис. 3.28
Рис. 3.27 иллюстрирует еще одну проблему, связанную с
емкостью. В данном случае значительных колебаний выходного
сигнала не происходит, но переходы имеют выбросы и отно-
сительно медленны. Причиной этого явления служит большая
выходная емкость нагрузки. Это может быть вызвано работой
на кабель, чрезмерной длиной выходного провода или входными
характеристиками возбуждаемой схемы. В большинстве случаев
указанное явление нежелательно, хотя иногда оно может не
оказывать влияния .на общую картину работы схемы и является
допустимым. Необходимо учитывать характеристики выходной
нагрузки быстродействующего компаратора, а также их возмож-
ное влияние на схему. При необходимости нагрузка буфери-
руется.
130

Рис. 3.29
Еще один вид нарушений работы, вызванный] входом,
показан на рис. 3.28. Короткие перепады выходного сигнала
заканчиваются в виде затухающих колебаний. Причина данного
явления также заключается в чрезмерной длине выходного
проводника. Выходной провод имеет вид линии передачи без
оконечной нагрузки, на высоких частотах происходит отраже-
ние. Это объясняет резкие изменения напряжения на фронте и
затухание колебаний. Если компаратор возбуждает ТТЛ, это
допустимо, но не допустимо при других нагрузках. Такие выбро-
сы напряжения на фронтах могут привести к нарушению работы
быстродействующей ЭСЛ-нагрузки. Длина выходных проводов
должна быть минимальной. Если она превышает несколько
сантиметров, то устанавливается оконечная нагрузка в виде
резистора (обычно 250-400 Ом).
Еще один вид нарушения при формировании перепадов
представлен на рис. 3.29. Данные формы сигнала напоминают
задержку от RC цепочки на входе (рис. 3.26). Выходной сигнал
первоначально реагирует на фронт входного сигнала, но затем
возвращается к нулю перед тем, как вновь начать повышаться.
При этом нарастание выходного сигнала происходит медленно.
Заметны явные выбросы на фронте импульса и искажение
вершины импульса. Время спада также велико и имеет значи-
тельную задержку по сравнению со входом. Причиной всех этих
аномалий является входной сигнал. Его амплитуда 10 В нахо-
дится за пределами динамического диапазона синфазного сигна-
ла компаратора, работающего от одного источника питания
+5 В. Внутренние схемы фиксации входного сигнала препятст-
вуют повреждению компаратора указанным входным сигналом,
однако перегрузка приводит к искажению выходной характерис-
131

Зажимы
пользователя
Рис. 3.30
Испытуемый
конденсатор
Рис. 3.31
тики. Входные сигналы должны все время находиться в пределах
динамического диапазона синфазного сигнала компаратора.
Приведенные выше результаты экспериментов позволяют
дать некоторые рекомендации по применению вспомогательных
элементов, в частности шунтирующих конденсаторов, которые,
как уже говорилось, используются для поддержания низкого
импеданса источника питания в точке нагрузки. С повышением
частоты сильнее сказывается индуктивная паразитная состав-
ляющая. Даже если паразитные составляющие отсутствуют или
используется местная стабилизация, шунтирование необходимо,
поскольку ни один источник питания или стабилизатор не обла-
дает нулевым выходным импедансом, например, при 100 МГц.
Какой тип шунтирующего конденсатора целесообразно исполь-
зовать в каждом отдельном случае, определяется областью при-
менения, частотным диапазоном схемы, стоимостью, свободным
местом на плате и рядом других факторов.
Тем не менее можно высказать ряд соображений. Так, все
конденсаторы содержат паразитные составляющие (некоторые
из них представлены на рис. 3.30). При шунтировании утечка и
поглощение в диэлектрике являются составляющими второго
порядка, а наиболее важны активные потери R и собственная
132
Составляющие
" поглощения в
диэлектрике

Рис. 3.32
Рис. 3.33
индуктивность L. Именно две последние составляющие ограни-
чивают способность конденсатора демпфировать переходные
процессы и поддерживать низкий импеданс источника питания.
Шунтирующие конденсаторы должны иметь большую емкость
для подавления длительных переходных процессов. Поэтому
приходится использовать оксидные конденсаторы, имеющие
большие последовательно включенные R и L, что снижает их
эффективность на высоких частотах.
Разные типы оксидных конденсаторов и сочетание неполяр-
ных и оксидных конденсаторов имеют заметно отличающиеся
характеристики. Вопрос о том, какой тип (или типы) конден-
сатора использовать, во многих случаях приходится решать с
помощью эксперимента, для этой цели может служить конт-
рольная схема, показанная на рис. 3.31. Характеристики, приве-
денные на рис. 3.32-3.36, получены с помощью пяти методов
шунтирования при переходных процессах, генерированных конт-
рольной схемой. На рис. 3.32 показана линия без шунтирования,
на которой видны значительные неравномерности на вершине
импульса и колебания значительной амплитуды. Из рис. 3.33
видно, что использование алюминиевого оксидного конденса-
133

Рис. 3.34
Рис. 3.35
Рис. 3.36
тора емкостью 10 мкФ существенно снижает возмущения, однако
и в этом случае сохраняется ряд источников нарушений
нормальной работы. Танталовый конденсатор емкостью 10 мкФ
улучшает выходной сигнал (рис. 3.34); алюминиевый конденса-
тор емкостью ЮмкФ в сочетании с керамическим емкостью
0,01 мкФ обеспечивает еще более высокие характеристики
(рис. 3.35). Сочетание оксидных и керамических конденсаторов
является распространенным методом обеспечения хороших
выходных характеристик, однако при этом возможно получение
ложных сигналов, поскольку при определенных сочетаниях
параметров параллельных разнородных конденсаторов могут
134

Рис. 3.38
образоваться резонансные цепи. Получающийся затухающий
сигнал помехи показан на рис. 3.36.
Из приведенных выше экспериментальных результатов ясно,
что испытания компараторов с временем срабатывания порядка
10 не и характеристик схем на базе таких компараторов требуют
весьма быстродействующего контрольно-измерительного обору-
дования, поэтому во многих случаях приходится использовать
оборудование на пределе его возможностей [64]. При этом
необходимо проводить проверку таких параметров, как время
установления пробника и осциллографа, различия в задержках
между пробниками и даже каналами осциллографов. Для этого
необходимы источники очень быстрых импульсов правильной
формы. В схеме рис. 3.37 для создания импульса со временем
нарастания менее 1 не использован туннельный диод.
Из рис. 3.38 видно, что импульс имеет прямоугольную фор-
му с четкими фронтами без колебаний. Возможно, однако, что в
135
Рис. 3.37

Рис. 3.39
данном случае сказываются сглаживающие свойства пробника и
осциллографа с конечным временем нарастания, равным 1,4 не.
По изображению можно судить, что оборудование используется
правильно и находится в пределах заданных характеристик.
Использование генератора импульсов на туннельном диоде для
проведения указанных испытаний помогает сэкономить много
времени на отыскание причин "неисправностей в схеме",
которые на самом деле являются следствием неправильного
применения оборудования или его несоответствия техническим
условиям.
Как уже указывалось, совместимый с ТТЛ выход быстро-
действующего компаратора непосредственно сопрягается со
многими схемами, однако в ряде применений требуется сдвиг
уровня выхода. Ясно, что при этом необходимо сохранить очень
малую задержку в каскаде сдвига уровня. Для возбуждения схем
сдвига уровня наиболее подходит выходной каскад, представ-
ляющий собой сочетание цепей заряда и разряда (см. рис. 3.39) с
хорошей способностью возбуждать емкость (например, конден-
саторы прямой связи). По такому принципу выполнены выход-
ные каскады быстродействующих логических ИС серии 599 [65].
На рис. 3.40 показан неинвертирующий каскад усиления по
напряжению с выходом 15 В. При переключении компаратора
происходит реверсирование напряжений базы и эмиттера
транзистора VT1, вызывая его быстрое переключение. Эмиттер-
ный повторитель VT2 обеспечивает выход с низким импедансом,
а диод Шоттки VD1 способствует быстрому рассасыванию.
Каскад, показанный на рис. 3.41, имеет биполярный размах,
который можно программировать изменением напряжения
питания выходного транзистора. Данный каскад со временем
задержки 3 не пригоден для возбуждения переключательных
элементов на быстродействующих МОП-транзисторах. Строби-
рованный токовый выход транзистора VT1 переключает тран-
зистор VT2 с коллектором, шунтированным диодом Шоттки
136
Рис. 3.40

Рис. 3.41
Рис. 3.42
Рис. 3.43
137

VD1. Конденсатор прямой связи от компаратора обеспечивает
минимальную задержку к базе транзистора VT2. Этот конден-
сатор несколько подгружает выход компаратора (кривая А на
рис. 3.42), но переключение VT2 происходит "чисто" (кривая В),
с задержкой 3 не при нарастании и спаде импульса.
Схема, приведенная на рис. 3.43, аналогична рис. 3.40, за
исключением того, что диод Шоттки заменен транзистором. Два
эмиттерных повторителя возбуждают мощный полевой МДП-
транзистор VT4, который переключает ток 1 А при 15 В. Боль-
шая часть задержки 7-9 не в данном каскаде происходит в МДП-
транзисторе и транзисторе VT1.
При проектировании схем сдвига уровня следует исполь-
зовать транзисторы с малым временем переключения и высокой
граничной частотой. Для получения приведенных выше резуль-
татов время переключения должно быть на уровне единиц не, а
/т - близко к 1 ГГц.

Глава 4
БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
"НАПРЯЖЕНИЕ-ЧАСТОТА"
ПОВЫШЕННОЙ ТОЧНОСТИ
Для реализации преобразователей напряжения в частоту
(ПНЧ) используются полупроводниковая и гибридная интеграль-
ная технологии, а также модульные и микромодульные кон-
струкции. В основу построения многих из них было заложено
использование практически единственной выпускавшейся оте-
чественной промышленностью интегральной микросхемы типа
1108 ПШ [66, 67, 68, 69]. Такие преобразователи по совокуп-
ности параметров, к сожалению, не удовлетворяют многим
предъявляемым к ним требованиям. То же относится и к ряду
типов преобразователей, выпускаемых за рубежом. Однако во
многих применениях необходимы предельные характеристики
ПНЧ; в таких случаях приходится их специально оптимизировать
по определенному параметру или группе параметров.
Результаты проведенных нами исследований по построению
ПНЧ позволяют существенно улучшить характеристики по
быстродействию, динамическому диапазону, стабильности и ли-
нейности, отражают ряд достижений в данной области техники
[69, 70] и базируются на использовании современных микро-
схемных ОУ и компараторов.
4.1. ОБЩИЕ МЕТОДЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
НАПРЯЖЕНИЯ В ЧАСТОТУ
Существует целый ряд методов преобразования напряжения
в частоту. Выбор оптимального метода для каждой конкретной
области применения зависит от требуемых точности преобра-
зования, быстродействия, динамического диапазона и других
характеристик. На рис. 4.1д показан один из наиболее распрост-
раненных вариантов построения ПНЧ. Входное напряжение
139

Рис. 4.1
управляет интегратором DA1, скорость нарастания выходного
сигнала которого меняется с изменением Um. При достиже-
нии выходным сигналом интегратора опорного напряжения -С/оп
компаратор DA2 с помощью одновибратора DD1 замы-
кает ключ К на фиксированное время возврата, разря-
жая конденсатор С и возобновляя цикл. Частота повто-
рения циклов прямо пропорциональна входному напря-
жению UBX. В данной схеме один ОУ может служить в качест-
ве и интегратора и компаратора, что значительно упро-
щает ее.
Недостатком такой схемы является сравнительно большое
время, необходимое для разряда и возврата в исходное состояние
конденсатора С. Вызванная этим задержка приводит к значи-
тельному отклонению функции преобразования от линейности
по мере возрастания рабочей частоты. Например, на частоте
1 кГц время возврата 1 мкс вносит погрешность 0,1%, которая
увеличивается до 1% на частоте 10 кГц. Поэтому при высоких
требованиях к линейности и стабильности приходится ограни-
чиваться сравнительно низкими частотами. Хотя различными
методами компенсации можно добиться снижения указанных
погрешностей, параметры преобразователя остаются недоста-
точно высокими.
140

Рис. 4.2
В преобразователе, схема которого представлена на
рис. 4.16, указанные недостатки частично устраняются за счет
включения интегратора в цепь перераспределения заряда.
В данном варианте конденсатор С1 заряжается до опорного
напряжения -Uon в течение времени линейного изменения
выходного напряжения интегратора DA1. При переключении
компаратора DA2 срабатывает переключатель П, и конден-
сатор С1 разряжается через суммирующую точку интегратора
DA1, тем самым определяя высокое значение его выходного
напряжения. После этого начинается линейное изменение вы-
ходного напряжения интегратора DA1, и цикл повторяется.
Поскольку контур стремится свести усредненные суммируемые
токи к нулю, постоянная времени интегратора DA1 и время
срабатывания компаратора DA2 не влияют на частоту. Данный
метод обеспечивает высокую линейность (обычно 0,01%) до
частот порядка нескольких десятков килогерц.
Схема на рис. 4.1 в в принципе сходна с предыдущей; в ней
вместо конденсатора в цепи обратной связи используется
источник тока. Каждый раз, когда выходное напряжение ОУ
DA1 переключает компаратор DA2, замыкая ключ, в сумми-
рующей точке усилителя DA1 в течение известного интервала
времени, определяемого одновибратором DD1, вычитается ток
/8ЫХ, что заставляет выходной сигнал интегратора DA1 изме-
няться в положительном направлении. В конце периода вычи-
тания тока выходной сигнал интегратора вновь становится
отрицательным. Частота циклов пропорциональна входному
напряжению Um.
На рис. 4.1 г показана схема преобразователя с коррекцией
параметров контура постоянного тока. Схема обладает всеми
преимуществами схем с уравновешиванием зарядов и токов.
Этот преобразователь может иметь исключительно высокую
линейность (до 0,001%), выходную частоту свыше 100 МГц и
141

широкий динамический диапазон (до 160 дБ). Более подробно
реализация данной схемы будет рассмотрена далее.
Схема, приведенная на рис. 4.2, подобна предыдущей за
исключением того, что узел перекачки заряда заменен цифро-
вым счетчиком, кварцевым генератором развертки и ЦАП.
Разрешающая способность данной схемы не ограничивается
возможностями квантования ЦАП. Контур вынуждает младший
разряд ЦАП переключаться относительно некоторого среднего
значения. Указанные колебания интегрируются, поэтому удается
"отслеживать" значительно меньшие изменения входного
сигнала, чем соответствующие младшему разряду ЦАП. Обычно
12-разрядный ЦАП D096 бит) обеспечивает разрешение 1/50000.
Линейность схемы определяется характеристиками ЦАП.
4.2. ПНЧ С ДИАПАЗОНОМ ЧАСТОТ 1 Гц-10 МГц
Сочетание быстродействующего компаратора со временем
срабатывания порядка 10 не и ОУ с малым дрейфом позволило
создать быстродействующий преобразователь напряжения в
частоту, схема которого приведена на рис. 4.3. Здесь обеспе-
чивается получение выходного сигнала в диапазоне 1 Гц-10 МГц,
причем возможно увеличение верхней частоты до 12 МГц
(UBX = 12 В). Данный преобразователь имеет расширенный
динамический диапазон A40 дБ, или 7 десятичных разрядов), а
частота 10 МГц на порядок превышает частоту выпускаемых в
настоящее время полупроводниковых микросхем ПНЧ [71, 72].
Преобразователь работает следующим образом. Каждый
раз, когда образуется выходной импульс, определенное коли-
чество заряда передается с конденсатора емкостью СЗ в сумми-
рующую точку (?), напряжение которой сравнивается с входным
сигналом. Разностный сигнал в суммирующей точке интегри-
руется конденсатором обратной связи усилителя DA2. Этот
усилитель воздействует на генератор выходных импульсов
схемы, замыкая внешнюю цепь обратной связи. Для удержания
напряжения в суммирующей точке на нулевом уровне генератор
импульсов работает с частотой, обеспечивающей перекачку
заряда для смещения входного сигнала. Таким образом, частота
выходного сигнала линейно зависит от входного напряжения.
Усилитель DA1 также является интегрирующим. Для обеспе-
чения высокого быстродействия и малого смещения два дискрет-
ных полевых транзистора (ПТ) непосредственно управляют
выходным каскадом усилителя DA1, заменяя его входные кас-
кады. Входной каскад усилителя DA1 заперт благодаря соедине-
нию его входов с шиной питания-15 В. Затворы ПТ становятся
142

Рис. 4.3

неинвертирующим и инвертирующим входами усилителя DA1
Дрейф смещения 0,2 мкВ/°К достигается за счет сочетания
DAl-ГТТ с прецизионным ОУ DA2. ОУ DA2 "отслеживает" зна-
чение постоянного тока по инвертирующему входу, сравнивает
его с потенциалом "земли" и вынуждает инвертирующий вход
сохранять баланс смещения в сочетании DAl-ПТ. Поскольку ОУ
DA2 является интегрирующим, он не воспринимает сигналов
высокой частоты, работая только на постоянном токе и низких
частотах. При положительном напряжении на входе усилителя
DA1 им производится интегрирование в отрицательном направ-
лении. Положительный выходной сигнал диодного моста исполь-
зуется для зарядки конденсатора СЗ. Два транзистора в диодном
включении обеспечивают подавление и температурную ком-
пенсацию падения напряжения на диодах моста таким обра-
зом, что конденсатор СЗ заряжается до напряжения UK + и6э
транзистора VT3.
При пересечении выходным напряжением усилителя DA1
нулевого уровня напряжение на инвертирующем выходе ком-
паратора DA3 начинает повышаться, а на коллекторе транзис-
тора VT2 становится равным -5 В. Это вызывает перенос заряда
конденсатора СЗ в суммирующую точку через транзистор VT4.
Количество заряда находится в прямой зависимости от напряже-
ния, до которого был заряжен СЗ. Напряжение ?/бэ транзистора
VT4 компенсирует напряжение ибэ транзистора VT3. Ток,
проходящий через СЗ, обеспечивает перекачку заряда. Вытека-
ние тока из суммирующей точки усилителя DA1 приводит к
тому, что напряжение в этой точке изменяется в отрицательном
направлении. Входной сигнал проходит непосредственно через
конденсатор С1 и появляется на выходе DA2. При срабатывании
усилителя DA1 нарастание его выходного сигнала прекращается.
Длительность интервала, во время которого коллектор транзис-
тора VT2 остается на уровне -5 В, зависит от времени срабатыва-
ния компаратора DA3 с целью задержки. Указанный интервал
длительностью 60 не достаточно продолжителен для полной
разрядки конденсатора СЗ. После этого компаратор DA3 изме-
няет свое состояние, и напряжение на коллекторе транзистора
VT2 становится положительным. Далее весь цикл повторяется.
Частота колебаний прямо зависит от тока, определяемого
входным напряжением, при условии удержания напряжения в
суммирующей точке на уровне, близком к нулю. Сохранение
указанной зависимости на частотах в несколько мегагерц пред-
полагает ряд жестких ограничений на синхронизацию преобра-
зователя. Для достижения рабочей частоты 10 МГц необходи-
мо обеспечить передачу информации ло целям с .максимально
144

Рис. 4.4
возможной скоростью. Последовательность разряда и восстанов-
ления особенно критична. Она подробно показана на рис. 4.4.
Кривая А - выходной сигнал интегратора DA1. Когда сигнал на
инвертирующем выходе компаратора DA3 начинает нарастать
(кривая В), управляя выходным сигналом схемы сдвига уров-
ня транзисторов VT1-VT2 в отрицательном направлении
(кривая С), сигнал на коллекторе VT2 начинает менять
направление на отрицательное примерно через 12 нс после то-
го, как выходной сигнал интегрирующего усилителя DA1
пересекает нулевой уровень. Через 4 не суммирующая точка
(кривая D) получает отрицательную направленность по мере
того, как из нее вытекает ток через конденсатор СЗ. Через 25 не
инвертирующий выход компаратора DA3 находится в наивысшей
точке, сигнал коллектора VT2 - на уровне -5 В, а суммирую-
! щей точки - на крайнем отрицательном пределе. После это-
го выходной сигнал DA1 (кривая А) быстро нарастает в
положительном направлении, восстанавливая сигнал в сум-
мирующей точке (кривая F). Через 60 не DA1 начинает
контролировать напряжение в суммирующей точке, и линейно
изменяющийся сигнал на выходе DA1 восстанавливается.
Перевозбуждение преобразователя может вынудить выход-
ной сигнал переместиться на отрицательный уровень, где он и
остается. При этом связь по переменному току в контуре пере-
дачи разряда препятствует нормальной работе преобразователя
и он может быть блокирован. Во избежание этого компаратор
DA4 выполняет предохранительную функцию. При стремлении
145

выходного напряжения усилителя DA1 к высокому отрицатель
ному значению компаратор DA4 переключается, вызывая отпи-
рание ПТ на неинвертирующем входе. В результате выходной
сигнал усилителя DA1 начинает нарастать в положительном
направлении. Для регулировки данной схемы необходимо зазем-
лить вход и настроить R7 на выходную частоту 1 Гц. Затем
прикладывается напряжение 10,000 В и резистором R3 устанав-
ливается на выходе частота 10,000 МГц. Линейность преобразо-
вания схемы может достигать 0,06%, дрейф - 0,005%/°К, а
температурный дрейф нулевого уровня - около 0,2 мкВ/°К
@,2 Гц/°К).
4.3. ПНЧ ДЛЯ ДИАПАЗОНА ЧАСТОТ 1 Гц-3 МГц
С КВАРЦЕВОЙ СТАБИЛИЗАЦИЕЙ
Для преобразователя, выполненного по схеме рис. 4.3,
верхний предел рабочей частоты определяется задержками в
активных элементах цепей обратных связей. Повышение
быстродействия возможно сведением указанных задержек к
минимуму. На рис. 4.5 представлен пример решения этой задачи
[73] при сохранении хороших характеристик по дрейфу и
линейности. Динамический диапазон рассматриваемого преобра-
зователя 150 дБ без подстройки в 1000 раз больше, чем у ряда
преобразователей напряжения в частоту, изготавливаемых по
полупроводниковой и гибридной технологиям, а также в виде
микромодулей [71, 20]. Фактически напряжение преобразуется в
частоту блоком, схема которого обведена пунктиром. Он рабо-
тает аналогично преобразователю, показанному на рис. 4.3.
Схема сдвига уровня и мост на стабилитронах в схеме
отсутствуют. Транзистор VT1 заряжает конденсатор емкостью
200 пФ, разряжаемый буфером VT2-VT3. Когда отрицательный
входной сигнал компаратора DA1 повышается выше положен-
ного уровня, его выходной сигнал уменьшается, разряжая
конденсатор емкостью 200 пФ через транзистор VT4, который
работает в режиме диода с малой утечкой. Конденсатор
емкостью 2,7 пФ обеспечивает положительную обратную связь.
Когда к левому по схеме выводу входного резистора поступаем
напряжение от источника питания, компаратор DA1 генерируем
колебания в диапазоне 1 Гц-30 МГц. Данный относительно
простой преобразователь является быстродействующим, но
обладает плохой линейностью, дрейф превышает 0,5%/°К.
Остальные компоненты, показанные на рис. 4.5, образуют
контур выборки с кварцевой стабилизацией, устраняющий от-
146

S'P 3Hd
'Кварцевый
генератор
импульсов

Рис. 4.6
меченные выше недостатки без ухудшения быстродействия.
С помощью счетчиков DD1-DD3 подсчитывается число импуль-
сов на выходе усилителя DA1 за определенный промежуток
времени. Это число с помощью цифроаналогового преобразо-
вателя ЦАП DA2 и усилителя DA3 преобразуется в напряжение,
которое сравнивается с входным сигналом усилителем DA4.
Благодаря стабильным временным интервалам и преобразо-
ванию цифровых данных в напряжение, достигается высокая
стабильность работы преобразователя. Его работа иллюстри-
руется на рис. 4.6. Кривые А, В и С представляют собой отри-
цательный входной сигнал, выходной сигнал и положительный
входной сигнал соответственно. Кривая D представляет собой
синхронизирующий сигнал с частотой 4 кГц от кварцевого гене-
ратора. При малом периоде сигнала стробированный выходной
сигнал компаратора DA1 появляется на выходе элемента "И"
DD5. При этом данные загружаются в счетчики DD1, DD2 и DD3,
управляющих 12-разрядным ЦАП DA2 через схемы фиксации,
имеющиеся в его составе. При повышении уровня синхросигнала
на выходе одновибратора DD4 формируется импульс (кривая F),
позволяющий фиксировать данные счетчиков. После окончания
импульса на прямом выходе одновибратора DD4 на его инверс-
ном выходе формируется импульс на шину сброса счетчиков в
исходное положение. При следующем спаде уровня синхро-
сигнала весь цикл повторяется. ЦАП DA2 и связанный с ним
выходной усилитель DA4 обеспечивают представление цифро-
вых слов в форме напряжения на выходах схем фиксации.
Указанное напряжение сравнивается с входным сигналом ?/вх
преобразователя посредством усилителя DA4, выходное напря-
жение которого управляет преобразователем "напряжение-
148

частота" на компараторе DA1. Дрейф или нелинейность в
преобразователе корректируется обратной связью стабилизи-
рующего контура. RC-цепь коррекции усилителя DA4 обеспе-
чивает его устойчивость.
Точность установки частоты намного превышает предел
квантования 12-разрядного ЦАП, так как выходной сигнал ЦАП
DA2, колеблясь относительно младшего разряда, интегрируется
в постоянный ток за счет постоянных времени контура. После
установления ЦАП DA2 в пределах младшего разряда его
выходной сигнал действует как тактированный широтно-
импульсный модулятор с частотой 4 кГц. Постоянные времени
"медленных" контуров интегрируют широтно-модулированные
сигналы, обеспечивая непрерывное установление частоты.
Практически достижимый предел точности определяется
кратковременным выходным сигналом компаратора DA1 пре-
образователя и составляет 0,0025% от полной шкалы. Линей-
ность ограничивается ЦАП DA2 на уровне 0,025% при дрейфе
0,005%/°К. Дрейф нуля 1 Гц/°К является следствием дрейфа
напряжения смещения усилителей DA3 и DA4 и составляет
около 0,3 мкВГК.
4.4. УПРАВЛЯЕМЫЙ ГЕНЕРАТОР
ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
В ДИАПАЗОНЕ ЧАСТОТ 1 Гц-1 МГц
Оба описанных выше преобразователя имеют импульсные
выходные сигналы. Во многих областях применения, таких как
звуковая аппаратура, вибрационная техника, автоматическое
контрольное оборудование, требуются генераторы, управляе-
мые напряжением с гармоническим выходным сигналом [74].
Схема, представленная на рис. 4.7, удовлетворяет указанным
требованиям; она имеет диапазон 1 Гц-1 МГц A20 дБ, или 6
десятичных разрядов) для шкалы по выходу 0-10 В. При этом
сохраняется линейность функции преобразования 0,25% и
искажение формы кривой не превышает 0,4%.
Рассмотрим работу данного преобразователя. Предположим,
что транзистор VT5 находится в проводящем состоянии, причем
напряжение на его коллекторе (кривая А на рис. 4.8) находится
на уровне -15 В, запирая транзистор VT1. Положительное
входное напряжение инвертируется посредством усилителя DA3,
смещающего суммирующую точку интегратора DA1 через
резистор R8 и ПТ с автоматическим смещением. Выходной
сигнал DA1 (кривая В на рис. 4.8) интегрируется в положитель-
149

Рис. 4.7
Подстройка искажения

ном направлении до пересечения с нулевым уровнем (кривая С).
Когда это происходит, сигнал на инвертирующем выходе ком-
паратора DA4 становится отрицательным, схема сдвига уровня
VT4-VT5 отключается и напряжение коллектора транзистора
VT5 переходит на уровень +15 В. Это позволяет вернуть VT1 в
исходное состояние. Резисторы в его цепях подобраны таким
образом, чтобы образуемый ток ровно вдвое превышал бы
ток -I, вытекающий из суммирующей точки. В результате
фактический ток в суммирующей точке становится равным +1, и
происходит интегрирование сигнала усилителем DA1 в отри-
цательном направлении с той же скоростью, как отмечалось
выше для положительного размаха.
После интегрирования сигнала усилителем DA1 в отрица-
тельном направлении до пересечения сигналом на неинверти-
рующем входе компаратора DA4 нулевого уровня, происходит
реверсирование выходов. Это изменяет состояние схемы сдвига
уровня транзисторов VT4-VT5. Транзистор VT1 запирается, и
весь цикл повторяется заново. В результате на выходе усилителя
DA1 образуется сигнал треугольной формы. Его частота зависит
от входного напряжения U3X и варьируется от 1 Гц до 1 МГц при
изменении UBX от 0 до 10 В.
Диодный мост VD12-VD15 и последовательно-параллельные
диоды VD8-VD11 образуют стабильный биполярный эталонный
источник напряжения, которое всегда имеет противоположный
знак по отношению к выходному линейно изменяющемуся
напряжению усилителя DA1. Диоды Шоттки VD4 и VD5, под-
ключенные к неинвертирующему входу компаратора DA4,
обеспечивают его быстрое восстановление после перегрузки.
Функциональный преобразователь (ФП) тригонометрических
функций, подключенный к выходу усилителя DA5, преобразует
треугольный выходной сигнал интегратора DA1 в синусои-
дальный (кривая D на рис. 4.8).
На ФП должен поступать треугольный сигнал, не изме-
няющийся по амплитуде, в противном случае появляются
искажения на выходе. При более высоких частотах задержки в
переключательном контуре усилителя DA1 приводят к запазды-
ваниям во включении и выключении транзистора VT1. Если
указанные задержки не сведены к минимуму, амплитуда
треугольного сигнала будет возрастать с увеличением частоты, в
результате чего возрастет также уровень искажения. Общая
задержка, создаваемая компаратором DA4, схемой сдвига уровня
VT4-VT5 и транзистором VT1, составляет 14 не. Данная задерж-
ка ограничивает искажения величиной 0,4% при максималь-
ной частоте 1 МГц. При 100 кГц искажения обычно находятся в
151

Рис. 4.8
пределах 0,2%. Влияние переноса заряда "затвор-исток", проис-
ходящего при переключении транзистора VT1, сведено к мини-
муму с помощью конденсатора емкостью 8 пФ (С2) в цепи исто-
ка транзистора VT1. Без этого конденсатора на пиках треуголь-
ных сигналов образовались бы острые выбросы, увеличивая ис-
кажение. Полевые транзисторы VT2-VT3 компенсируют сопро-
тивление открытого транзистора VT1, зависящее от температу-
ры, что делает отношение +21/-I постоянным при изменениях
температуры.
Для настройки данного преобразователя следует приложить
ко входу напряжение 10,00 В и отрегулировать переменный
резистор R3 до получения симметричного треугольного сигнала
DA1. Затем приложить напряжение 100 мкВ и отрегулировать
переменный резистор R5 до получения симметричного треуголь-
ного сигнала. После этого вновь необходимо приложить напря-
жение 10,00 В и отрегулировать ручку "подстройка частоты"
сопротивлением R15 до входной частоты 100,0 кГц. В заклю-
чение необходимо отрегулировать переменный резистор R23
("подстройка искажения") до получения минимального искаже-
ния, измеряемого анализатором искажений (кривая Е на рис
4.8). Для этого может потребоваться также незначительная
дополнительная регулировка других переменных резисторов.
4.5. СВЕРХБЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИЙ ПНЧ
С ДИАПАЗОНОМ ЧАСТОТ 1 Гц-100 МГц
В преобразователе, схема которого показана на рис. 4.9,
использован ряд схемотехнических приемов для достижения
более широкого динамического диапазона и большего быстро-
действия по сравнению с другими типами преобразователей
152

Рис. 4.9

Имея максимальную выходную частоту 100 МГц, данный пре-
образователь превосходит по быстродействию большинство
известных. Динамический диапазон, составляющий 160 дБ (8
десятичных разрядов), обеспечивает непрерывную работу до
частоты 1 Гц. Другие характеристики преобразователя: линей-
ность - 0,06%; дрейф смещения нуля- 50 нВ/°К @,5 Гц/°К);
диапазон изменения входного напряжения 0-10 В.
В данном преобразователе усилитель с модуляцией и демо-
дуляцией сигнала DA1 управляет "грубым", но обладающим ши-
роким диапазоном преобразователем "напряжение-частота". Его
выходной сигнал управляет схемой перекачки заряда.
Усредненная разность между сигналом перекачки заряда и
выходным сигналом этой схемы смещает усилитель DA1, за-
мыкая цепь обратной связи широкодиапазонного преобразо-
вателя "напряжение-частота". Его широкий динамический
диапазон и высокое быстродействие предопределяют характе-
ристики всего преобразователя. Усилитель DA1 с модуляцией и
демодуляцией сигнала и перекачка заряда стабилизируют работу
преобразователя, обеспечивая высокую линейность и малый
дрейф. Дрейф нуля 50 нВ/°К компаратора дает крутизну АЧХ
100 нВ/Гц, что делает возможной работу преобразователя до
частоты 1 Гц.
Положительное входное напряжение приводит к увеличению
положительного напряжения на выходе усилителя DA1. Ток из
варактора VD вытекает через эквивалентную нагрузку на п-р-п
транзисторе, действуя в качестве интегрирующего конденсатора.
Усилитель DA3 разгружает варактор и запускает триггер DD1,
состоящий из элемента ЭСЛ-логики и вспомогательных
компонентов. Преобразователь имеет гистерезис порогового
напряжения и время срабатывания 1 не. Когда усилитель DA3
подает линейно изменяющийся сигнал на нижний порог
переключения триггера DD1, происходит реверсирование его
выходов. Инвертирующий выход, действуя как эмиттерный
повторитель без оконечной нагрузки, дает "быстрый" положи-
тельный токовый выброс на варактор, служащий интеграто-
ром. Инверсный выходной сигнал триггера уменьшается,
синхронизируя счетчик DD2. Выходной сигнал счетчика DD2 со
сдвигом по уровню от дифференциальной пары транзисторов
питает мультивибратор DD3, прямоугольные импульсы которого
поступают на блок КМОП переключателей и обеспечивают
перекачку заряда пар управляемых конденсаторов в блоке
переключателей. Количество заряда, получаемого за цикл,
главным образом зависит от величины эталонного напряжения и
емкости переключаемых конденсаторов. Небольшая разница в
154

заряде при нарастании и спаде объясняется допустимым от-
клонением емкостей конденсаторов и не влияет на работу
преобразователя. Счетчик DD2 и мультивибратор DD3 делят
выходную частоту триггера на 32, устанавливая максимальную
частоту переключений на уровень около 3 МГц в пределах
установленного рабочего диапазона. Конденсатор на неинвер-
тирую щем входе DA3 интегрирует перекачку в постоянный ток.
Усредненная разность между током от положительного входного
сигнала и сигнала обратной связи перекачки заряда усиливается
посредством DA1. Нелинейность и дрейф основного прео-
бразователя компенсируются системой автоматического регу-
лирования на усилителе DA1, при этом обеспечиваются высокая
линейность и малый дрейф, о чем упоминалось выше.
Для достижения указанных характеристик преобразователя
требуется ряд специальных мер. Усилитель DA2, управляемый
входным напряжением, обеспечивает смещение варактора,
вызывающее обратное изменение емкости варактора по отно-
шению к входу, что способствует достижению схемой 8-декад-
ного динамического диапазона. Конденсатор большой емкости,
установленный последовательно с варактором, создает цепь за-
земления с низким импедансом для сравнительно сильных токов
линейно изменяющихся сигналов. Высокоомный резистор в
коллекторе п-р-п транзистора гарантирует вытекание тока от
варактора-интегратора для поддержания колебаний даже при
очень низких частотах.
Использование резистора и диода в эмиттерной цепи тран-
зистора снижает "дребезг" при низких частотах. Это достигается
уменьшением шума вытекающего тока при низких частотах за
счет повышения сопротивления эмиттера при низких напря-
жениях смещения базы. Резистор на входе триггера обеспе-
чивает быстрые "чистые" переходы при низких скоростях на-
растания линейно изменяющихся сигналов, также способствуя
уменьшению "дребезга" на низких частотах. Резистор сопротив-
лением 5 кОм на входе имеет ТК, обратный ТК полистироловых
конденсаторов в цепи перекачки заряда. Это способствует
общему уменьшению дрейфа.
С выхода усилителя DA4 на эталонный источник напряжения
перекачки заряда подается слабый ток, корректирующий
нелинейность вследствие дисбаланса остаточного заряда в блоке
переключателей. Корректировка по входу достаточно
эффективна, поскольку указанный дисбаланс изменяется в
прямой зависимости от частоты. Максимальная частота 100 МГц
накладывает строгие ограничения на время цикла генератора
колебаний. При указанной частоте допустимым является только
155

Рис. 4.10
время 10 не для полного завершения последовательности
линейных изменений и возврата. Основным ограничением по
быстродействию является время, необходимое для возврата в
исходное состояние варактора-интегратора.
На рис. 4.10 показана кривая "дребезга" выходного сигнала в
функции частоты. При частоте 10 МГц "дребезг" составляет
0,01%, при 1 МГц - снижается до 0,003%. В указанном диапазоне
"дребезг" определяется шумом на входах ЭСЛ. При частоте
1 кГц "дребезг" - ниже 1%; при частоте 1 Гц- около 10% при
Скомп = 1 мкФ. При СК0Ш1 = 0,1 мкФ "дребезг" увеличивается на
уровне ниже 1 кГц, и работа при частотах ниже 10 Гц невоз-
можна вследствие неустойчивости контура и шумов DA1. Это
влияет на время установления контура. При компенсирующем
конденсаторе большей емкости установление контура проис-
ходит за 600 не.
Для калибровки данной схемы следует подать на вход на-
пряжение 10,000 В и настроить регулятор 100 МГц на выход
100,00 МГц. При отсутствии счетчика с достаточным быстро-
действием сигнал делится на 32 и на выходе 16 блока пе-
реключателей "читается" как 3,1250 МГц. Затем необходимо
заземлить вход, установить Скомп = 1 мкФ и отрегулировать ручку
"подстройка 1 Гц" до получения частоты колебаний 1 Гц. В
заключение надо установить ручку подстройки линейности на
выход 50,00 МГц при входном сигнале 5,000 В. Указанные меро-
приятия повторяются до установления всех трех точек.
156

4.6. ПНЧ С БЫСТРЫМ РЕАГИРОВАНИЕМ
НА СТУПЕНЧАТЫЙ СИГНАЛ
Известно, что в устройствах с частотной модуляцией, а также
в случаях, когда требуется быстрая реакция схемы на изменения
входного сигнала, необходимы преобразователи с достаточно
быстрым реагированием на ступенчатый сигнал. На рис. 4.11
представлена схема преобразователя напряжения в частоту, в
котором установление выходного сигнала с частотой 2,5 МГц
происходит в течение 3 мкс с момента ступенчатого изменения
входного сигнала. Линейность приведенной схемы составляет
0,05% при ТК усиления 0,005%/°К. Коррекция на основе
модуляции и демодуляции сигнала позволяет удерживать
погрешность нулевого уровня в пределах 0,025 Гц/°К.
В преобразователе применена также зарядовая обратная связь, а
следящий усилитель отсутствует, что позволяет быстро
реагировать на входной сигнал. Благодаря этому, заряд возвра-
щается непосредственно на быстродействующий по управ-
ляющему входу генератор колебаний. Такое построение преоб-
разователя позволяет обеспечить высокое быстродействие,
однако при этом требуется принятие специальных мер по
уменьшению паразитных явлений для достижения высокой
линейности и малого дрейфа.
При приложении входного напряжения оно интегрируется
усилителем DA1 (кривая А на рис. 4.12). В момент пересечения
выходным сигналом нуля переключается компаратор DA2, в
результате сигнал на выходе параллельно включенных инвер-
торов начинает снижаться (кривая В). Форсирующая цепь пря-
мой связи на инвертирующем входе компаратора DA2 способ-
ствует повышению быстродействия, так же как и местная поло-
жительная обратная связь на неинвертирующем входе ком-
паратора DA2 (кривая С). В течение данного периода времени
заряд вытекает (кривая D) из суммирующей точки усилителя
DA1 через RC цепь, что приводит к быстрому изменению вы-
ходного сигнала усилителя DA1 в положительном направлении.
В результате на выходе сочетания ОА2-инвертор возникает
положительный сигнал (кривая В), ограниченный диодным
мостом на уровне +2,4 В. Теперь конденсатор С получает заряд,
снова сигнал интегрируется усилителем DA1 в отрицательном
направлении, и весь цикл повторяется. Частота данного процесса
является линейной функцией входного напряжения. Диоды VD1
и VD2 компенсируют нестабильность характеристик диодов
моста. Транзистор VT1 в диодном включении компенси-
рует утечку управляющего диода VT2 (транзисторы в диодном
157

Рис. 4.11
включении обеспечивают более низкую утечку от суммирующей
точки по сравнению с обычными диодами). ОУ DA3
стабилизирует смещение усилителя DA1, устраняя необ
ходимость в подстройке нуля. Усилитель DA4 служит защитой о i
"защелкивания" ОУ DA1, которое может произойти из-за
наличия контура обратной связи по переменному току
При зашкаливании ОУ выходной сигнал DA1 переходит на
отрицательный уровень, где и остается. Это заставляет выхо-
дной сигнал усилителя DA4 (он используется по выходу в ре
жиме эмиттерного повторителя) повышаться. Теперь выход-
ной сигнал усилителя DA1 имеет положительную нап-
равленность, нормализуя работу ОУ. Резистор, включен-
ный параллельно конденсатору распределения заряда, улуч
шает линейность, позволяя обеспечить его полный разряд на
каждом цикле, несмотря на "растягивание" переходного процес-
са в диоде VT2. Указанный резистор должен иметь ТК.
противоположный ТК конденсатора, что улучшит общий ТК
преобразователя.
На рис. 4.13 показана реакция схемы на ступенчатое изме
нение входного сигнала. А - по входу, В - по выходу. Сдвш
частоты отличается быстротой и правильностью формы, бс t
заметного ухудшения динамических характеристик.
158

Рис. 4.12
Рис. 4.13
Для настройки данного преобразователя необходимо при-
ложить ко входу напряжение 5,000 В и подстроить входной
резистор на выходную частоту 2,500 МГц. Дрейф не превышает
0,005%/°К в диапазоне частот 1 Гц-2,5 МГц. На коллекторе
транзистора VT3 обеспечивается выходной сигнал, совместимый
с ТТЛ (кривая Е на рис. 4.12).
4.7. ВЫСОКОУСТОЙЧИВЫЙ ПНЧ
С КВАРЦЕВОЙ СТАБИЛИЗАЦИЕЙ
На ТК усиления двух описанных выше схем влияет дрейф
конденсаторов, служащих для перекачки заряда. Несмотря на
схемы компенсации, использованные в обоих случаях для мак-
симального снижения влияния дрейфа, значительное его умень-
159

Рис. 4.14
шение требует принятия дополнительных мер. На рис. 4.Ы
показана схема преобразователя, в котором ТК усиления снижен
до 0,0005%/°К за счет замены конденсатора генератором
синхронизирующих сигналов с кварцевой стабилизацией.
В цепях с перекачкой заряда обратная связь реализуется
уравнением Q = CU. При кварцевой стабилизации для орган м
зации обратной связи используется уравнение Q = IT, где I -ток
от стабильного источника, а Г- временной интервал, у станаи
ливаемый генератором синхросигналов.
На рис. 4.15 представлены формы сигналов, характерные для
работы рассматриваемого преобразователя. Положительна
входное напряжение интегрируется усилителем DA1 (кривая Л
на рис. 4.15). Выход Q1 триггера (кривая В) изменяет состояни»
при первом нарастающем фронте синхронизирующего сигнал.i
после пересечения выходным сигналом усилителя DA1 пороы
переключения по входу D триггера. Синхросигнал частотой
50 кГц (кривая С) поступает с другого выхода триггера
управляющего компаратором DA2 с помощью релаксационжл < ¦
генератора с кварцевой стабилизацией частоты. Выход (.н
триггера контролирует стробирование прецизионного источник.1
тока, образованного усилителем DA3, эталонным источником
напряжения, повторителем тока ПТ и переключателем. При
интегрировании усилителем DA1 сигнала в отрицательном
направлении сигнал на выходе Q1 триггера DD1 имеет высокий
160

Рис. 4.15
уровень, и переключатель замыкает источник тока на "землю".
Когда выходной сигнал DA1 пересекает порог переключения
входа D, уровень на выходе Q1 снижается при первом
нарастающем фронте синхросигнала, и в результате пере-
ключения переключателей точный, быстронарастающий ток
вытекает из суммирующей точки усилителя DA1 (кривая D).
Указанный ток, рассчитан так, чтобы превышать макси-
мальный входной ток сигнала. Он вызывает изменение направ-
ления выходного сигнала усилителя DA1. При первом на-
растающем синхросигнале после того, как выходной сигнал DA1
пересекает необходимый для размыкания входа D уровень, вновь
происходит переключение, и весь процесс повторяется. Частота
повторений зависит от входного тока и, следовательно, от
входного напряжения. Выходной сигнал схемы может сниматься
на выходах Q1 или Q2. Поскольку в данной схеме конденсатор
заменен генератором синхросигналов с кварцевой стабилизацией
частоты, температурный дрейф преобразователя очень
незначителен (обычно 0,0005%/°К). Кварцевый кристалл
привносит около 0,00005%/°К, остальная часть дрейфа
происходит за счет элементов источника тока, изменений вре-
мени переключения и сопротивления входного резистора. Тран-
зисторы с обратным смещением выполняют функции стабили-
заторов, обеспечивая напряжение около 15 В на КМОП-триг-
гере. Диоды на входе DD1 предотвращают схему от воз-
буждения, возникающего от DA1 во время пуска схемы. Обычно
преобразователи напряжения в частоту данного типа ограни-
чиваются сравнительно низкими максимальными частотами,
например 10 кГц-100 кГц, вследствие ограничений быстродей-
ствия точного переключения источника тока. Кроме того,
возможны кратковременные колебания частоты из-за неопре-
161

деленной временной зависимости между переключением триг-
гера DD1, входным сигналом усилителя DA1 и фазой синхро-
низации. В нормальных условиях это не является проблемой,
поскольку выходной сигнал схемы, как правило, считывается в
течение многих циклов, например, за время 0,1-1,0 с. Линейность
преобразователя составляет 0,005%; ТК коэффициента
усиления - 0,0005%/°К; максимальная частота - 10 кГц. Малое
смещение на входе усилителя DA1 снижает погрешность нуле-
вого уровня до 0,005 Гц/°К. Для калибровки преобразователя
необходимо приложить ко входу напряжение 10 В и подстроить
входной резистор на выходную частоту 10,000 кГц.
4.8. СВЕРХЛИНЕЙНЫЙ ПНЧ
На рис. 4.16 показана схема преобразователя "напряжение-
частота", оптимизированного для достижения высокой линей-
ности. Хотя данный преобразователь может использоваться в
"самостоятельном" режиме, он предназначен большей частью
для применения совместно с процессором, где требуется точность
17 двоичных разрядов, например, в ряде измерительных
приборов. Данный преобразователь имеет разрешающую
способность 0,0001%, линейность- в пределах 0,0007%. При
наличии цепи калибровки усиления и нуля управляемый
процессором преобразователь имеет незначительный дрейф
нуля и коэффициента усиления. Для дополнительного упро-
щения сопряжения с системами на основе процессоров он
работает от одного источника питания +5 В. Данная схема сходна
со схемой преобразователя рис. 4.9. Усилитель DA1 служит для
управления первичным преобразователем "напряжение-
частота", состоящим в данном случае из транзистора VT1,
источника тока и логических элементов. Выходной сигнал
преобразователя делится в цифровой форме и управляет цепью
перекачки заряда, выход которой замыкает обратную связь
усилителя DA1. Выходной сигнал "первичного" преобразователя
делится декадными счетчиками DD1 и DD2 на 100, чтобы дать
возможность функционировать блоку переключателей, который
работает при тактовых частотах около 1 МГц. Понижение
тактовой частоты дает возможность перекачки заряда с большей
точностью, чем при жесткой обратной связи.
Перед тем как рассмотреть вариант с управлением от
процессора, поясним принцип работы основной схемы. Для этого
условно устраним из схемы элементы DA2 и Ко. Предположим,
что положительное напряжение подается с левой по схеме
стороны резистора на выходе усилителя DA2. Выходной сигнал
162

Рис. 4.16
DAI изменяется при этом в отрицательном направле-
нии, включая транзистор VT1. Сего коллектора (кривая А на
рис. 4.17) передается линейно нарастающий сигнал на конден-
сатор в эмиттерной цепи. Когда этот сигнал пересекает порог
первого инвертора, его выходное напряжение изменяется по
направлению к "земле", вынуждая переключаться всю цепь
инверторов. Положительная обратная связь по переменному
току от параллельных выходов ускоряет переключение. Вы-
ходной сигнал инвертора (кривая В), являющийся выходным
сигналом преобразователя, также управляет цепью делителя
частоты на 100. Выходной сигнал счетчика (кривая С) синхро-
низирует переключатель, который предназначен для перекачки
отрицательного заряда (кривая D) в точку Q. Конденсатор
RC-фильтра на выходе DA2 интегрирует дискретные заряды,
замыкая по постоянному току внешнюю цепь обратной связи
усилителя DA1.
Таким образом, DA1 смещает транзистор VT1 в любой
нужной точке для поддержания равновесия на его входах.
В результате выходная частота "первичного" преобразователя
"напряжение-частота" является линейной функцией входного
напряжения в выходном диапазоне частот 0-1 МГц. Относи-
тельно низкая частота синхронизации переключателя, опреде-
ляемая делителями частота DD1-DD2, делает возможным
достижение линейности преобразования 0,0007%. Для функцио-
нирования цепи калибровки усиления с автоматической уста-
новкой на нуль, управляемой процессором, добавляется муль-
типлексор и резистор Ro. При установке мультиплексора на
163
Таблица истинности
входного мультиплексора

Рис. 4.17
функцию "нуль" (см. табл. истинности) вход усилителя DA2
заземлен, и через его выходной резистор ток не протекает. Тем
не менее усилитель DA1 смещается протекающим через R,,
током, и в цепи происходят колебания с частотой около 100 кГц
После того как процессор считывает данную частоту, он
переключает мультиплексор на заданную функцию Um. Теперь
выходная частота определяется указанным входным на
пряжением и током, проходящим через Ro. Типичные выходные
сигналы имеют диапазон частот 100 кГц-1 МГц. После считы
вания частоты процессор выбирает "эталонное" состояние
мультиплексора и определяет создаваемую частоту. Эталонное
напряжение ?эт должно превышать наибольший входной сигнал.
Оно может иметь стабильную величину или быть про-
порционально связанным со входным сигналом, как это проис-
ходит во многих системах на основе преобразователей. Обычно
создается выходная частота 1,1 МГц.
После завершения данной последовательности измерений
процессор имеет достаточную информацию для определения
значения входного сигнала математической обработкой. Кро
ме того, поскольку последовательность мультиплексирования
реализуется сравнительно быстро, дрейфы в преобразо-
вателе "напряжение-частота" отсутствуют. Нет необходимости
в прецизионных компонентах, но для достижения высо-
кой линейности требуется высококачественный конденсатор
Линейность 0,0007% и разрешающая способность 0,0001%
достаточны почти для всех областей применений, хотя с
помощью процессоров можно добиться еще более высокой
линейности.
164

4.9. ПНЧ С ОДНИМ ИСТОЧНИКОМ ПИТАНИЯ
Специальные схемы преобразователей напряжения в частоту
требуются не только для достижения высокого быстродействия
и точности. На рис. 4.18 показана схема преобразователя,
питающегося от одного элемента напряжением 1,5 В и
потребляющего ток 125 мкА. В генераторе перекачки заряда
использован компаратор с усилением. Входной сигнал ?/вх
подается на компаратор DA1 с корректирующими конденса-
торами в цепи обратной связи, способный работать в режиме
ОУ. Входной сигнал компаратора DA1 через RC-цепь управляет
компаратором DA2, вызывая линейные изменения напряжения
на его входе (кривая А на рис. 4.19).
Во время линейных изменений выходной сигнал компаратора
DA2 имеет высокий уровень, отключая транзистор VT1 и
переводя транзистор VT2 во включенное состояние. Выходной
потенциал эталонного источника напряжения VT3-VT4 (?/бэ)
(кривая В) равен нулю. В это время конденсатор в цепи общей
обратной связи не получает заряда. Когда линейно изме-
няющийся сигнал становится равным потенциалу на неинверти-
рующем входе компаратора DA2, приходит его переключение.
Выходной сигнал компаратора DA2 начинает снижаться,
а конденсатор на его входе разряжается. Положитель-
ная обратная связь по переменному току (кривая С) "заземляет"
DA2 на достаточно длительное время, достаточное для возврата
изменяющегося сигнала (примерно до 80 мВ). Одновремен-
но происходит включение транзистора VT1 и отключение
VT2. Включается эталонный источник напряжения VT3-VT4
(кривая В), заряжая через транзистор VT6 конденсатор об-
щей обратной связи. При прекращении положительной обрат-
ной связи на компараторе DA2, его выходной сигнал
возвращается на высокий уровень, "отсекая" VT1 и смещая VT2.
Теперь конденсатор обратной связи разряжается, ток от
конденсатора на неинвертирующем входе DA1 (кривая D)
протекает через VT5 и VT2. Компаратор DA1 осуществляет
следящее управление данным генератором до любой частоты,
необходимой для удержания суммирующей точки усилителя
DA2 вблизи нуля. Поскольку ток, поступающий на его вход,
представляет собой линейную функцию входного напряже-
ния, частота генератора колебаний также изменяется ли-
нейно. Резистор, включенный параллельно конденса-
тору обратной связи, влияет на характеристики заряд-
ки, способствуя достижению общей линейности преобразования.
165

Рис. 4.18
Рис. 4.19
ТК эталонного источника напряжения 1,2 В VT3-VT4
компенсирован температурными коэффициентами VT5 и VT6,
что снижает дрейф усиления до 0,025 %/°К.
166

4.10. ПНЧ С ГАРМОНИЧЕСКИМ
ВЫХОДНЫМ СИГНАЛОМ
Почти все преобразователи напряжения в частоту имеют
выходной сигнал в виде последовательности прямоугольных
импульсов. В целом ряде областей применения, таких как зву-
ковая аппаратура, фильтрация и автоматическое контрольное
оборудование, требуются гармонические выходные сигналы.
Схема такого преобразователя представлена на рис. 4.20. Она
имеет диапазон изменения частот от 1 Гц до 100 кГц A00 дБ, или
5 десятичных разрядов) для входных сигналов 0-10 В. При этом
сохраняется линейность частоты 0,1% и искажения 0,2%.
Представим себе, что компаратор DA1 имеет низкий уровень
выходного напряжения, запирающий транзистор VT1. По-
ложительное входное напряжение инвертировано посредством
ОУ DA3, который смещает суммирующую точку интегратора
DA2 через входной резистор и полевые транзисторы. Ток /
вытекает из суммирующей точки. Происходит нарастание
напряжения на выходе DA2 (кривая А на рис. 4.21) в поло-
жительном направлении до тех пор, пока входной сигнал DA1 не
пересечет нулевой уровень. После этого выходное напряжение
DA1 приобретает положительную направленность (кривая В),
делая возможным включение транзистора VT1. Величина
резистора в цепи VT1 подобрана таким образом, чтобы
определяемый им ток вдвое превышал абсолютное значение
тока -/, вытекающего из суммирующей точки. В результате
фактический ток, поступающий в суммирующую точку, ста-
новится +/ и происходит его интегрирование с помощь DA2 в
отрицательном направлении с теми же характеристиками, как
это происходило ранее в положительном направлении. После
достаточно длительного интегрирования тока DA2 в отрица-
тельном направлении сигнал на неинвертирующем входе DA1
пересекает нулевой уровень, и вновь происходит переключение.
При этом отключается VT1, и весь цикл повторяется заново.
В результате на выходе DA2 появляется треугольный сигнал.
Его частота зависит от входного напряжения схемы и изменяется
от 1 Гц до 100 кГц при входном напряжении 0-10 В.
Диодный мост и последовательно-параллельно включенные
диоды обеспечивают стабильный биполярный эталон, всегда
имеющий знак, противоположный входному линейно изменяю-
щемуся сигналу DA2. Диоды Шоттки защищают от перегрузки
неинвертирующий вход DA1, обеспечивая его "чистое" восста-
новление после избыточного возбуждения. Преобразователь
тригонометрических функций, смещенный через DA4, преобра-
167

Рис. 4.20
зует треугольный выходной сигнал DA2 в гармонический сигнал
(кривая С). На'тригонометрический преобразователь должен
.поступать треугольный сигнал, не изменяющийся по амплитуде,
в противном случае на выходе возникают искажения. При
высоких частотах задержки в цепи переключения интегратора
DA2 приводят к запаздыванию включения и отключения
транзистора VT1. Если влияние указанных задержек велико,
амплитуда треугольных сигналов возрастает с увеличением
частоты, что приводит к увеличению уровня искажений с
увеличением частоты. Цепь прямой связи на входе DA1
компенсирует задержку, удерживая искажение в пределах 0,2%
для диапазона 100 кГц. При частоте 10 кГц искажение не пре-
вышает 0,07%. Влияние переноса заряда "затвор-исток", проис-
ходящего при переключении VT1, сводится к минимуму конден-
сатором емкостью в цепи истока VT1. Без данного конденсатора
на пиках треугольных сигналов будут присутствовать резкие
всплески, увеличивая искажения. Полевые транзисторы VT2-
VT3 компенсируют сопротивление VT1 во включенном
состоянии, зависящее от температуры, удерживая отношение
+2I/-I постоянным при изменениях температуры. ТК усиления
схемы составляет 0,015%; дрейф нуля - 0,1 Гц/°К.
Данный преобразователь отличает чрезвычайно быстрое
реагирование на изменение входного сигнала, в отличие от
большинства схем с гармоническим выходным сигналом. На
рис. 4.22 показана реакция схемы на переключение входа меж-
ду двумя уровнями сигналов (кривая Л). На выходном сигнале
168

Рис. 4.21
Рис. 4.22
схемы (кривая В) немедленно происходит сдвиг частоты без
паразитных явлений и ухудшения динамики.
Для регулировки схемы необходимо подать на вход напря-
жение 10,00 В и настроить переменный резистор в цепи
обратной связи до получения симметричного треугольного
выходного сигнала на DA2. Затем подать напряжение 100 мкВ и
настроить переменный резистор смещения нуля до получения
симметричного выходного сигнала. Затем необходимо вновь
подать 10,00 В и настроить выходную частоту 100,0 кГц.
В заключение надо настроить переменные резисторы "регу-
лировка искажения" на минимальное искажение при измерении
анализатором (кривая D на рис. 4.21). Для получения мини-
мально возможного искажения может потребоваться допол-
нительная регулировка других переменных резисторов.
169

4.11. ПНЧ С ФУНКЦИЕЙ
ПРЕОБРАЗОВАНИЯ 1/Х
Преобразователи напряжения в частоту с заданной нели-
нейной функцией преобразования могут быть использованы для
линеаризации выходных сигналов от различных приборов,
например датчиков давления газа, расходомеров. Преобразо
ватель, схема которого показана на 4.23, преобразует входное
напряжение 0-10 В в выходную частоту 1 кГц-2 Гц в
соответствии с функций \1Х с точностью 0,05%. Усилитель DA1
интегрирует ток от источника эталонного напряжения 2,5 В.
Линейные изменения отрицательного входного напряжения
усилителя DA1 (кривая А на рис. 4.24) сравниваются на компа-
раторе DA2 с входным напряжением через цепь суммирования
тока. При спаде входного сигнала компаратора DA2 его вы-
ходное напряжение уменьшается, переключая выход триггера
DD1 на высокий уровень. Это приводит к включению тран-
зистора VT1 и возврату линейно изменяющегося сигнала. Когда
линейно изменяющийся сигнал оказывается очень близким к
"земле", компаратор DA3 переключается на низкий уровень
(кривая В), возвращая напряжение на выходе триггера DD1 в
исходное состояние. VT1 запирается, что делает возможным
повторное начало линейных изменений, и весь цикл повторяется.
Кривые С, D и Е позволят проследить последовательность
возврата линейных изменений.
В большинстве преобразователей напряжения в частоту
входной сигнал регулирует скорость нарастания напряжения на
выходе интегратора. В данном случае скорость нарастания
выходного напряжения интегратора постоянна. Продолжи
тельность интегрирования до пересечения с уровнем входного
напряжения, обратно пропорциональна амплитуде входного
сигнала, и частота колебаний контура связана зависимостью XIX
с входным напряжением. Время возврата линейно изменяю
щегося сигнала представляет собой остаточный член первого
порядка, который "потерян" в интегрировании. При низких
частотах время возврата достаточно мало, несмотря на то, что
возврат занимает больше времени (поскольку линейно
изменяющемуся сигналу необходимо дойти до более высокого
значения, чтобы пересечь уровень входа). При более высоких
частотах период возврата приобретает важное значение,
поскольку "мертвое время" становится существенным по срав-
нению с периодом колебаний. Использование схемы возврата с
двумя компараторами снижает указанную погрешность с
помощью адаптивной регулировки и сведения к минимуму
170

Рис. 4.24
времени возврата линейно изменяющихся сигналов независимо
от максимальной амплитуды сигнала. Обычная обратная связь
по переменному току не позволяет уменьшить длительность
возврата, поскольку ее постоянная времени должна быть доста-
точно большой для возврата линейно изменяющихся сигналов
при максимальных амплитудах (например, при низких частотах).
Даже при описанной системе возврата соответствие функции 1IX
с точностью 0,05% может быть достигнуто лишь при
ограничении максимальной частоты уровнем около 1 кГц.
Отметим, что данный преобразователь обладает точностью,
почти в 10 раз превышающей точность аналоговых умно-
жителей. Дрейф составляет около 0,015%/°К. Для регулировки
преобразователя следует подать на его вход напряжение 50 мВ и
настроить входной резистор на выходную частоту 1 кГц.
171
Рис. 4.23

Блок
переклю-
чателей
Рис. 4.25
На рис. 4.25 также представлен преобразователь "напря-
жение-частота" с функцией ИХ; он имеет улучшенные харак-
теристики, по сравнению с предыдущим, хотя и более сложен.
Данное устройство с перекачкой заряда обеспечивает соответ-
ствие ИХ с точностью 0,005%, дрейф составляет 0,005%/°К и
диапазон частот 10 кГц-50 Гц при входном напряжении 0-5 В.
DA1 и вспомогательные элементы образуют интегратор,
дающий нарастающий линейно изменяющийся сигнал (кривая А
на рис. 4.26). При пересечении выходным сигналом DA1 нуля
начинается спад напряжения на выходе компаратора DA2
(кривая В), запускающий одновибратор DD1. Выходной сигнал
одновибратора (кривая С) переключает блок переключателей,
перенося заряд Евк в суммирующую точку DA1 через конден-
сатор (кривая D). Это приводит к снижению выходного напря-
жения DA1 на величину, определяемую перенесенным зарядом.
При прекращении переноса заряда возобновляется формирова-
ние нарастающего, линейно изменяющегося сигнала на выходе
DA1. Глубина отрицательного отклонения на выходе DA1 прямо
пропорциональна ?вх, поэтому частота колебаний контура имеет
обратную зависимость ИХотЕт, Выходные импульсы схемы
172
Подстройка
Дополнительный I
буфер

Рис. 4.26
снимаются с параллельных переключателей блока пере-
ключателей.
Поскольку данная схема основана на зарядовой обратной
связи, время возврата интегратора не влияет на точность. Кон-
тур работает с любой частотой, которая требуется для под-
держания суммирующей точки DA1 на нуле.
При переходе выходного напряжения DA1 за пределы нуле-
вого уровня генератор колебаний контура блокируется. Указан-
ное состояние определяется посредством DA3, выходное напря-
жение которого растет, управляя током суммирующей точки
DA1. Требуемый ток изменяется в прямой зависимости от вход-
ного напряжения, при ?„, = 5 В ток составляет 25 мкА. Допол-
нительный входной буфер, показанный на рис. 4.25, обеспечива-
ет необходимое управление, однако диапазон входного напряже-
ния должен находиться в пределах синфазного диапазона буфера.
Для калибровки данной схемы надо подать напряжение 5 В и
настроить входной резистор на выходную частоту 50 Гц.
4.12. ПНЧ С ФУНКЦИЕЙ
ПРЕОБРАЗОВАНИЯ Ех
На рис. 4.27 приведена схема преобразователя "напряжение-
частота", реагирующего на входное напряжение экспоненци-
ально. Такие преобразователи находят широкое применение в
электронных музыкальных синтезаторах и обычно имеют
масштабный множитель 1 В на входе/октава частот на выходе.
Точность экспоненциального соответствия находится в пре-
173

Рис. 4.27
делах 0,13% в диапазоне 10 Гц-20 кГц; дрейф - 0,015%/°К. Схема
имеет импульсный выходной сигнал; обеспечивается также
формирование линейно изменяющегося выходного сигнала для
областей применения, требующих значительной мощности на
частоте основной гармоники.
Входной конденсатор усилителя DA1 емкостью 1 мкФ интег-
рирует ток от эмиттера транзистора VT4, образуя линейно изме-
няющийся сигнал на входе DA1 (кривая А на рис. 4.28). При
пересечении линейно изменяющимся сигналом нулевого уровня
выходное напряжение DA1 переключается (кривая В), вызывая
изменение состояния блока переключателей. Конденсатор ем-
костью 0,0012 мкФ (находится в блоке переключателей), образуя
по неинвертирующему входу DA1 положительную обратную
связь по переменному току (кривая С), предоставляя достаточно
времени для полной разрядки. Это вызывает спад входного ли-
нейно изменяющегося сигнала DA1, возвращая его по направ-
лению к нулю. После затухания положительной обратной связи
по переменному току цикл повторяется, VT5 со вспомога-
тельными элементами образует пусковую цепь, обеспечиваю-
щую правильную последовательность пуска схемы. Режим пуска
или избыточное возбуждение входа способны вынудить выход-
ной сигнал DA1 перейти на отрицательный уровень, где он и
остается. Если это происходит, включается VT5, изменяя отрица-
тельный входной сигнал DA1 по направлению к -15 В и вызывая
нормальную работу схемы.
174
Импульсный
вход

t = 20 нс/дел
Рис. 4.28
Частота колебаний данного преобразователя "ток-частота" с
перекачкой заряда находится в линейной зависимости от тока
эмиттера VT4. Ток эмиттера VT4, в свою очередь, связан экспо-
ненциально с его ибэ, определяемым подсоединенными к нему
резисторами и входным напряжением в соответствии с известной
зависимостью. Обычно рабочая точка VT4 является довольно
чувствительной к температуре, однако она представляет собой
часть конструктивного элемента с температурной стабилизацией
посредством DA3. VT1, также являющийся частью этого конст-
руктивного элемента, измеряет температуру, DA3 усиливает раз-
баланс моста и управляет транзистором VT3, вызывая замыка-
ние контура терморегулирования. Это стабилизирует темпера-
туру конструктивного элемента, предотвращая воздействие
изменений внешней температуры на работу VT4. VT2, выпол-
няющий роль фиксатора, предотвращает блокировку схемы,
а также исключает возможность обратного смещения VT3.
При такой стабилизации температуры VT4 экспоненциальная
характеристика схемы стабильна и хорошо воспроизводима.
Резистор от коллектора VT4 на неинвертирующий вход DA1
вносит незначительный сдвиг рабочей точки DA1 при высоких
частотах (например, при больших токах коллектора VT4). Это
компенсирует составляющую объемного сопротивления эмит-
тера, поддерживая хорошую экспоненциальную характеристику
до частоты 20 кГц. Выходная частота для 0 В составляет при-
мерно 10 Гц, а коэффициент К, как упоминалось, равен 1 В на
входе/октава частот на выходе.
175

4.13. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ "R1/R2 = U1/U2-4ACTOTA"
Схема, показанная на рис. 4.29, создает выходную частоту,
пропорциональную отношению напряжений на двух внешних
резисторах. Данную схему можно применить для формирования
сигналов преобразователей. R1 и R2 заземлены из соображений
уменьшения шумов. В данном случае R1 представляет собой
платиновый резистивный датчик; R2 устанавливается, исходя т
значения при О °С датчика. Заземленный вывод R2 позволяем
производить тонкую подстройку декадными магазинами сопри
тивлений без особых проблем с шумами. Заземленный вывод RI
позволяет устанавливать его на конце трассы кабеля без ухуд
шения характеристик подавления шумов.
На схеме 4.29 ЦАП служит источником двух идентичных
токов. Старший разряд ЦАП имеет высокий уровень, а веч
остальные разряды- низкий. Это делает выходные токи ЦАП
равными. При прохождении через R1 и R2 равных токов на ни\
образуется разностное напряжение, которое дискретизируетси
управляемым конденсатором блока переключателей. Внутрсп
ний источник синхросигналов блока непрерывно переключав i
конденсатор емкостью 3900 пФ (находится в блоке переклю
чателей) на цепи R1-R2 и затем выводит заряд на суммирующую >
точку DA1. Количество заряда, перенесенного за цикл, нахо
дится в прямой зависимости от разности напряжений на R1 иК'
(Q = CU). Выходной сигнал линейно изменяется (кривая А ил
рис. 4.30) в отрицательном направлении. Линейно изменяющийся
сигнал сравнивается с выходным сигналом DA2 компаратором
DA4. Выходное напряжение DA2 зависит от конденсатора перс
качки заряда в блоке переключателей, тактовой частоты и ре-
зистора обратной связи DA2. Поскольку DA1 и DA2 получаю!
заряд с равной скоростью, дрейф генератора частоты блок.1
переключателей оказывает на них одинаковое влияние и т
приводит к образованию погрешностей.
Линейно изменяющийся сигнал на выходе DA1 пересекаем
выходное напряжение DA2, уровень напряжения на выходе DA I
повышается (кривая В на рис. 4.30), включая ПТ. Положи
тельная обратная связь по переменному току на неинверти
рующий вход DA4 обеспечивает полный разряд конденсатор.i
обратной связи DA1. При прекращении обратной связи цикч
повторяется. Частота колебаний представляет собой линейную
функцию отношения R1-R2.
Два полистироловых конденсатора блока переключателем
обеспечивают уменьшение ТК. Предусмотренный для DA_'
резистор обратной связи компенсирует изменение емкости поли
176

Рис. 4.29
Рис. 4.30
стиролового конденсатора обратной связи DAL Общий ТК схе-
мы составляет 0,0035%/°К. Изменение температуры датчика R1
в диапазоне 0-100 °С обеспечивает диапазон выходных частот
0-1 кГц с точностью, ограниченной датчиком и составляющей
0,35 °С. Это находится за пределами погрешности "мертвого
времени", создаваемой временем возврата DA1; схема не вносит
существенной погрешности измерений. На практике может
7. Бабаян P.P.
177

потребоваться незначительная подстройка R2 для компенса-
ции допустимых отклонений конкретного R1 при О °С.
Переменный резистор R2 настраивается на 1 кГц при
температуре R1, равной 100 °С. Данная схема может быть
использована с любым преобразователем на резистивной основе.
Для устройства о отрицательным ТК следует поменять местами
R1 и R2.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Развитие полупроводниковой электроники, в том числе ее
аналоговой ветви, в последние годы не только не прекращалось,
но стало более интенсивным. За время подготовки данной мо-
нографии к печати возникли новые направления, усовершенст-
вовались технологии, сместились некоторые акценты. В част-
ности, усилилось внимание к разработкам экономичных и сверх-
экономичных операционных усилителей и компараторов. Так,
компараторы одной из серий фирмы "MICROCHIP" при питании
от источника напряжения 1,6 В потребляют ток 600 нА и имеют
время переключения не более 8 мкс. Широко распространились
элементы с входными и выходными напряжениями, равными
питающим напряжениям (rail-to-rail). Для устройств с большим
количеством элементов разработаны и выпускаются так назы-
ваемые аналоговые базовые матричные кристаллы, позволяю-
щие свободно программировать соединения размещенных на
общей подложке ОУ и компараторов. Важным для интеграции в
микроконтроллерные системы явилось введение специального
входа ОУ, позволяющего перевести его выход в высокоомное
состояние. Совершенствовались также методы измерений и
измерительные установки, что позволяет более тонко выявлять
различные виды аналоговых погрешностей. И хотя эти актуаль-
ные тенденции не нашли отражения в данной книге, можно
надеяться, что приведенные в ней материалы будут полезны
разработчикам элементов и аппаратуры аналоговой обработки
сигналов.

Приложение 1
МИКРОСХЕМОТЕХНИКА
И ТЕХНОЛОГИЯ ИЗГОТОВЛЕНИЯ
"СУПЕР-р" ТРАНЗИСТОРОВ
Известно, что входной ток и ток смещения являются одни-
ми из основных параметров, характеризующих качество как
ОУ, так и линейных интегральных схем, построенных
на их основе (операционные усилители, компараторы
и т.д.).
Реализация ряда методов уменьшения входных токов и то-
ков смещения связана с определенными трудностями и обыч-
но приводит к ухудшению других параметров ОУ: темпе-
ратурной стабильности, ЭДС смещения, шумовых харак-
теристик, частотных свойств и др. Так, попытка улучшить
обычную схему дифференциального каскада (рис. 1а) при-
менением схемы Дарлингтона (рис. 15) дает уменьшение
входного тока в C раз (C-коэффициент усиления по току
применяемых транзисторов). Однако получить минимальные
напряжения смещения нуля в схеме рис. 16 труднее, чем в
простой дифференциальной. Температурный дрейф напряжения
смещения нуля в такой схеме также хуже, чем в обычной
дифференциальной. Минимальный дрейф напряжения смещения
можно получить, включив соответствующие сопротивления в
эмиттерные цепи транзисторов Т, и Т2 (рис. 1в). В результате
применение каскада по схеме Дарлингтона несколько
увеличивает напряжение смещения нуля и его температурный
дрейф.
Построение дифференциальных каскадов на полевых тран-
зисторах (рис. 2) позволяет получать малые токи смещения и
малые входные токи, но ухудшает такой важный параметр, как
температурная стабильность. В этом случае входной ток диф-
ференциального каскада удваивается при каждом 10-градусном
повышении окружающей температуры. Например, операцион-
ный усилитель с номинальным входным током 10 пА при ком-
180

Рис. 1. Схемы дифференциальных каскадов, а - схема обычного диффе-
ренциального каскада (Т|, Tj - транзисторы, /- суммарный ток эмиттеров);
б - схема дифференциального каскада с транзисторами, включенными по Дар-
лингтону (Т,-Т4 - транзисторы, /- суммарный ток эмиттеров); в - схема диф-
ференциального каскада с сопротивлениями в цепях эмиттеров Т, и Тг (Т]-Т4 -
транзисторы, /| - токи через сопротивления R, и R.2, /г - суммарный ток эмит-
теров транзисторов Тз и Т4)
натной температуре будет иметь при 125 °С входной ток 10 нА.
Полевые транзисторы на входе трудно согласовать между собой
по параметрам с точностью, лучшей, чем несколько десятков
милливольт.
Таким образом, в известных схемах входных устройств
ОУ на биполярных и полевых транзисторах не удается одновре-
менно минимизировать входной ток и напряжение смещения
нуля.
Входные каскады на биполярных транзисторах обеспечи-
вают наименьшее напряжение смещения нуля. Для многих типов
ОУ оно не превышает 0,5 мВ (см. табл. 1). Но такие усилители
имеют значительный входной ток. Построение входного каскада
ОУ по схеме Дарлингтона позволяет уменьшить входной ток, но
181

Рис. 2. Схемы дифференциальных каскадов с полевыми транзисторами:
Т1-Т4 - транзисторы; +Е], -Е2 - напряжения источников питания; Ri и R2 - соп-
ротивления в стоковых цепях полевых транзисторов; UBX, 1, ?/вх.2 - входные нап-
ряжения; (Увых ), ит 2 - выходные напряжения
при этом его температурная нестабильность возрастает в два
раза и в три раза увеличивается напряжение смещения нуля1.
Во входных каскадах на полевых транзисторах удается на
два-три порядка уменьшить входной ток, обусловливаемый то-
ком обратносмещенных переходов. Однако вследствие того, что
разброс относительной величины напряжения затвор - исток
более чем на порядок превышает величину относительного раз-
броса напряжения между эмиттером и базой, усилители с поле-
выми транзисторами на входе имеют значительно большие
значения напряжения смещения, которые достигают 40 мВ
(см. табл. 1).
1 Проектирование и применение операционных усилителей / Под ред. Дж. Грэ-
ма, Дж. Тоби, Л. Хьюлсмана. М.: Мир, 1974.
182

температур-
ный дрейф
входного тока,
пА/°С
Таблица 1
Параметры
входной ток,
нА
разностный
входной ток,
нА
температур-
ный дрейф
напряжения
смещения,
мкВ/°С
напряжение
смещения, мВ
Типы ОУ
Входные каска- Гибридные AD741
ды на биполяр- ИС ОУ AD504
ных транзис-
торах Полупроводнике- цА725
выеИСОУ цД727'
ЦРС154
Входные каска- Гибридные Модель 508
ды на "супер-р" ИС ОУ
транзисторах Полупроводнике- МС1566
выеИСОУ АШ08
LM308
Входные каска- Гибридные А956
ды на полевых ИС ОУ К2УТ841
транзисторах
Полупроводнико- 8043 В/В
вые ИС ОУ 8007 В/В
LH0062
Примечание: Данные взяты из каталогов фирм, выпускающих интегральные схемы (ИС) ОУ.

Подчеркнем, что чувствительность температурного дрейфа
напряжения смещения (dUCM/dT) в дифференциальном каскаде к
разбросу стоковых (или коллекторных) токов у полевых тран-
зисторов на порядок превышает величину dUCM/dT для биполяр-
ных транзисторов. При повышении температуры (более 100 °С)
преимущество полевого входного каскада становится не столь
заметным, так как входной ток каскада на полевых транзисторах
возрастает экспоненциально с ростом температуры, а входной
ток биполярного каскада уменьшается с ростом температуры
почти линейно.
Применение во входных каскадах биполярных транзисторов
со сверхвысоким усилителем "супер-fj" транзисторов с коэф-
фициентом усиления по току Рст = 1000-5000 в режиме микро-
токов) позволяет создать ОУ с малыми напряжениями смещения
нуля и с малыми входными токами (табл. 1). Преимущество ОУ
на транзисторах "супер-р1" особенно существенно при повыше-
нии окружающей температуры. К недостаткам использова-
ния транзисторов со сверхвысоким усилением в режиме
микротоков относится ухудшение динамических характеристик
усилителя по сравнению с полевыми транзисторами. Но
применение параллельных каналов усиления2 снимает эту
проблему.
Поэтому было целесообразно разработать технологию со-
здания активных элементов дифференциального усилителя (ДУ)
на Si с транзисторами п-р-п, имеющими (Зст = 1000-5000 при
/к = 1-10 мкА и максимально допустимое напряжение между
коллектором и эмиттером ?/кэмакс до 10-12 В, а также продоль-
ными р-п-р транзисторами, имеющими рст = 50-80 при том же
токе коллектора и С/Кэ макс > 40 В, в одной полупроводниковой
структуре.
Процесс создания микрорежимных транзисторов со сверхвы-
соким усилением связан с рядом технологических трудностей. К
ним относятся: задачи получения чистых материалов с низким
количеством исходных дефектов, оптимизации диффузионных
процессов, уменьшения вероятности рекомбинации носителей в
объем базы транзисторов и скорости поверхностной рекомби-
нации в области эмиттерного перехода, получения в одной по-
лупроводниковой структуре транзисторов с различным типом
проводимости и др.
Здесь мы ограничимся описанием технологии изготовления
интегральных полупроводниковых ОУ на Si, включающей сле-
дующие этапы.
2 Полонников Д.Е. Решающие усилители. М: Энергия, 1973.
184

Выбор материала. Одним из путей получения высоких зна-
чений коэффициентов усиления (Зст транзисторов (до 1000-5000)
является увеличение цикла эмиттерной диффузии, но при этом
резко (почти до нуля) падает максимально допустимое напря-
жение между коллектором и эмиттером транзисторов. Одной из
причин такого падения напряжения коллектор-эмиттер является
количество исходных дефектов используемого материала.
С целью получения сравнительно высоких пробивных напря-
жений (порядка 10-12 В) в сочетании с рядом приемов (напри-
мер, создание дополнительного ускоряющего поля в базе), ис-
пользовался кремний КЭФ-5 (КЭФ-7), обладающий низким ко-
личеством исходных дефектов. При этом применялась доста-
точно глубокая базовая диффузия (до 4-5 мкм) для получения
высокого значения у-эффективности эмиттера.
Создание базовых и резистивных слоев. При создании ба-
зовых и резистивных слоев микрорежимных транзисторов со
сверхвысоким усилением необходимо точно контролировать
значение поверхностного сопротивления Rs. Экспериментально
установлено, что оно должно составлять 150 Ом/П при глубине
диффузии бора до 4-5 мкм. При увеличении R, бора до 200 Ом/П
и при этой же глубине диффузии сказывается зависимость ве-
личин базовых резисторов от температуры при температуре
выше 50 °С, что ведет к увеличению брака. Увеличение ТКС
базовых слоев приводит к значительному изменению (Зст в
диапазоне температур, что в свою очередь приводит к большому
изменению входных токов ОУ в том же диапазоне температур
(от -60 до 125 °С). Значения ТКС, полученных базовых резисто-
ров для приведенного диапазона температур, показаны на рис. 3.
Создание эмиттерных слоев п-р-п транзисторов. В про-
цессе создания эмиттерных слоев п-р-п транзисторов со сверх-
высоким усилением необходимо иметь поверхностную кон-
центрацию в эмиттерах, близкую к 5 • 1020 см~3. Максимальная
растворимость фосфора в Si близка к этой цифре при темпе-
ратуре +900 °С. Это определило температурный режим процесса
легирования фосфором, который проводился в три этапа. После
легирования следовал этап разгонки фосфора, протекающий при
температуре 1200 °С. Выбор такой температуры позволил
уменьшить эффект "оттеснения" базы, т.е. увеличить макси-
мальную растворимость активного фосфора в кремнии и умень-
шить количество дислокаций по сравнению с ранее выбираемой
температурой диффузии 1100°С3, упростить получение п-р-п
3 Бабаян P.P. Метод уменьшения входного тока и тока смещения монолитного
дифференциального усилителя // Микроэлектроника. 1974. Т. 3. № 4.
185

Рис. 4. Зависимость коэффициента усиления по току [Зст от тока коллек-
тора /к "супер-р"' транзисторов
транзисторов со средним значением (Зст (-100 при /к = 1 мкА).
Такие транзисторы необходимы в одной полупроводниковой
структуре с транзисторами со сверхвысоким усилением. Они
получаются после создания транзисторов с большим усилением
при температуре 1100 °С.
Для улучшения идентичности парных транзисторов в
структуре использовались круговые эмиттеры диа-
метром 35 мкм. Это позволило снизить разброс ДCСТ/CСТ в паре
до величин ниже 5% (рис. 4). Таким образом, удалось обеспе-
чить величины разностного тока и его дрейфа в 20 раз мень-
ше, чем величины входного тока и его дрейфа. Экспе-
риментальные исследования описанных образцов в составе О У
показали, что величина напряжения смещения нуля не
превышала 0,5 мВ.
Согласно испытаниям опытной партии, процент выхода
годных схем дифференциальных каскадов в составе ОУ снижа-
ется на 40-50%. Такое снижение, вероятно, обусловлено допол-
нительными операциями фотолитографии, а также легирования
и разгонки фосфора при создании эмиттера п-р-п транзисторов.
Отметим, что транзисторы со сверхвысоким усилением, исполь-
зующие эффект на грани "смыкания" обедненных областей
эмиттера и коллектора для (Зст > 1500 практически не подда-
ются точному регулированию коэффициента усиления, который
варьируется в диапазоне 1500-5000.
186
Рис. 3. ТКС базовых резисторов:

Рис. 5. Конструкция входной дифференциальной пары п-р-п транзисторов
со сверхвысоким усилением:
/ - коллекторный контакт; 2 - эмиттерный контакт; 3 — базовый контакт; 4 - поликристалл Si;
5 - пиролитический S1Q2
Рис. 6. Вольт-амперные характеристики "супер-р" транзисторов: /к - ток
коллектора; икэ - напряжение коллектор - эмиттер. Токи базы кривых
1-4 соответственно 0,5; 10; 15 нА
Выбранная геометрия транзисторов (конструкция приведена
на рис. 5), тип используемого материала и оптимизация диффу-
зионных процессов позволили получить парные транзисторы со
сверхвысоким усилением и с малым разбросом параметров,
ВАХ которых показаны на рис. 6. Применение этих тран-
зисторов дало возможность на базе существующих интегральных
полупроводниковых ОУ создать усилители с входными токами
менее 5 нА.

Приложение 2
НЕКОТОРЫЕ МЕТОДЫ
ПОВЫШЕНИЯ БЫСТРОДЕЙСТВИЯ
ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Как упоминалось в главе 1, быстродействие ОУ определяется
частотой среза (/ср), максимальной скоростью нарастания вы-
ходного сигнала (Vm) и видом амплитудно-частотной характе-
ристики разомкнутого усилителя (АЧХ). В подавляющем боль-
шинстве случаев структурная схема, позволяющая рассчитать
эти параметры, эквивалентна приведенной в упрощенном виде
на рис. 1. Наименее быстродействующим звеном в такой схеме
обычно является входной каскад, работающий при малых токах.
С учетом этого справедливы следующие соотношения1:
В то же время скорость нарастания выходного напряжения в
известной мере определяет и выходной каскад:
где /вх - входной ток, /, - ток коллектора входных транзисторов,
S - крутизна входных транзисторов, Р - их коэффициент усиле-
ния по току, фт = 26 мВ - температурный потенциал, Ск - ем-
1 Полонников Д.Е., Морозов В.П., Бабаян P.P. Пути улучшения быстродейст-
вия и стабильности нуля операционных усилителей // Измерения, контроль,
автоматизация. 1975. № 1.
188
A)
B)
C)
D)

Рис.1
кость коллекторного перехода выходных транзисторов, Ky(j(o) -
комплексный коэффициент передачи, 12 - ток коллектора пред-
выходного каскада.
Как видно из B), для увеличения /ср в случае биполярных
транзисторов приходится увеличивать /вх, что крайне неже-
лательно. В случае полевых транзисторов для увеличения /ср
необходимо увеличивать ток /, (для увеличения 5,), что приводит
к дополнительному нагреву входных транзисторов и к увели-
чению дрейфа нуля. Кроме того, /ср ограничивается высоко-
частотными полюсами, которые не учтены в A). В случае
полупроводниковых интегральных ОУ с низкочастотными "бо-
ковыми" р-п-р транзисторами fcp приходится ограничивать по
этой причине величиной 1-3 МГц.
Применение более совершенной технологии с диэлектри-
ческой изоляцией компонент внутри полупроводникового ма-
териала2 позволяет реализовать в теле единого полупроводни-
кового материала высокочастотные р-п-р и п-р-п тран-
зисторные структуры. При этом удается увеличить /ср ИОУ до
нескольких десятков мегагерц, но в результате усиливается
влияние на /ср выходного и промежуточных каскадов. Поэтому
наиболее эффективным путем увеличения /ср оказывается вве-
дение параллельного высокочастотного канала, что позволяет
исключить в области высоких частот влияние каскадов низко-
частотного канала. При этом важно так построить высоко-
частотный канал, чтобы его фазовый сдвиг оставался близким к
-90° вплоть до/ср.
2 Beason I. Better Bipolar - MOS Process Yields Linear IC's With Good AC and DC
Specs // Electronics. 1983. № 22.
189

Рис.2
С этой целью была предложена схема ОУ с параллельным
каналом3, в тракте которого содержится лишь один усили-
тельный каскад (см. рис. 2). Это достигается за счет применения
в качестве выходных пары комплементарных двухзатворных
МДП-транзисторов. Их вторые затворы соединяются с выходом
низкочастотного канала (У), а первые затворы соединены не-
посредственно со входом, образуя высокочастотный канал. Та-
кая схема при крутизне VT1, VT2 порядка 10 мА/В и емкости
нагрузки 10 пФ позволяет получить/ср = 160 МГц при фазовом
сдвиге около 90°.
Как отмечалось выше, ток коллекторов входного каскада /,
должен быть небольшим. Из соображений нагрева усилителя
ток 12 в предвыходном каскаде также должен быть не слишком
большим. Между тем оба тока, как видно из C) и D), ограни-
чивают весьма важный параметр - максимальную скорость
нарастания (Ут). Так, например, если принять за максимальное
значение Сос и Ск величину 3 пФ, то при /, =0,1 мА Vm < 30 В/мкс.
Для этого достаточно иметь /2 > 0,27 мА. Для реализации Vm
порядка 1000 В/мкс (что бывает необходимо при обработке
импульсных сигналов) очевидно потребуются неприемлемо
большие токи /, и /2. Таким образом, возникает противоречие
между быстродействием, требующим увеличения токов, и ста-
тической точностью, для которой необходимо снижать токи.
Для преодоления этого противоречия нами предложено4
применить принцип двухтактности, т.е. выполнить каскады высо-
кочастотного канала и выходного усилителя по двухтактным
схемам, работающим аналогично усилителям мощности в ре-
жиме АВ. Примеры схем ОУ, реализующих этот принцип, по-
казаны на рис. За и б. На схеме рис. Ъа канал низкой частоты
образован входным фильтром Rl, C1, усилителем среднего
быстродействия У, который через R2, R3 управляет выходным
3 Бабаян P.P., Морозов В.П., Полонников Д.Е. Указ. соч
4 Бабаян P.P., Полонников Д.Е., Карпов А.Г. Быстродействующий гибридный
операционный усилитель // Приборы и системы управления. 1975. № 2.
190

Рис.3
усилителем, образованным каскадом ОЭ (VT3, VT4) и каскадом
ОК (VT5, VT8) на комплементарных парах транзисторов.
Высокочастотный канал образован парой комплементарных
МДП-транзисторов (VT1, VT2) по схеме двухтактного исто-
кового повторителя, который через разделительные конден-
саторы С2, СЗ управляет базовыми токами выходного усилителя
(VT3, VT4). При этом можно выбрать сравнительно небольшие
начальные токи через транзисторы и вместе с тем получить
высокую величину Vm = 2000-3000 В/мкс за счет того, что при
положительном скачке напряжения на входе происходит запи-
рание VT2, VT3, VT8 и отпирание VT1, VT4, VT5, которые спо-
191

собны отдавать ток порядка десятков миллиампер для переза-
рядки соответствующих емкостей. Максимальный ток ограничен
лишь предельно допустимыми величинами для конкретного типа
транзисторов. При скачке отрицательной полярности роли тран-
зисторов меняются: запираются VT1, VT4, VT5, отпираются VT2,
VT3, VT8.
Фильтр Rl, C1, включенный на входе низкочастотного кана-
ла (У), служит для ограничения скорости нарастания сигнала на
его входе до величины, не превышающей 0,5[/BblXMaKC/RlCl. Это
необходимо, чтобы избежать перегрузки У.
Двухтактный повторитель может быть построен и так, как
показано на рис. 3 б. Здесь однотактный истоковый повторитель
(VT1) управляет двухтактным эмиттерным повторителем (VT2,
VT3), что позволяет обеспечить большой выходной ток всего
ОУ. В ряде случаев в схеме рис. 3 можно удовлетвориться обыч-
ным однотактным истоковым повторителем (вместо VT1 и VT2),
если не требуется предельно высокая Vm. Например, если на-
чальный ток (/о) повторителя выбрать равным 3 мА (увеличение
/0 не приводит непосредственно к увеличению дрейфа нуля), то
при Ск транзисторов VT3, VT4, равной 3 пФ, обеспечивается
Отметим, что при дифференциальном входе реализация па-
раллельного высокочастотного канала и особенно построение
двухтактных каскадов вызывают значительные трудности.
В основном поэтому дифференциальные ОУ обладают заметно
меньшим быстродействием, чем ОУ с одним инвертирующим
входом. На рис. 4 показана дифференциальная схема, которую
при большом сигнале можно рассматривать как двухтактную.
При малом сигнале VT1 и VT3 заперты, a VT2 и VT4 образуют
обычный дифференциальный каскад, максимальный выходной
ток которого не превышает /,. Однако во время переходного
процесса, когда входное напряжение превышает 0,5-0,6 В, тран-
зистор VT2 (либо VT4) запирается, но отпирается VT3 (либо VT1
в зависимости от полярности сигнала). Поскольку входное
напряжение прикладывается непосредственно между базой и
эмиттером VT3 (VT1), выходной ток может быть весьма
большим и ограничивается только возможностями источника
сигнала. Применение подобного каскада позволяет заметно уве-
личить Vm, однако вследствие нелинейности входного сопротив-
ления он оказывается менее эффективным, чем рассмотренные
выше недифференциальные схемы.
192

Рис.4
Отметим еще одно важное преимущество двухтактных схем в
ОУ: способность отдавать в нагрузку импульсный ток значи-
тельно большей величины, чем уровень ограничения, на кото-
рый рассчитана схема защиты от короткого замыкания (VT6,
VT7, R9, R10 на схеме рис. 3), поскольку при импульсном сигнале
двухтактный предвыходной каскад (VT4, VT3) способен кратко-
временно отдавать весьма большой ток. Этот ток через откры-
тый VT6 (или VT7) проходит на выход, складываясь с током VT5
(или VT8), так что импульс выходного тока может в 2-3 раза
превысить ток выходного эмиттерного повторителя. Это свой-
ство оказывается особенно полезным при импульсном сигнале и
при работе ОУ на емкостную нагрузку. В этом случае большой
выходной ток способствует уменьшению времени переходного
процесса, обусловленного зарядом емкости нагрузки.

Приложение 3
АНАЛИЗ СТАТИЧЕСКИХ
И ДИНАМИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК
ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
С ПЕРИОДИЧЕСКОЙ КОМПЕНСАЦИЕЙ
ДРЕЙФА НУЛЯ
К числу важнейших параметров дифференциальных ОУ
относится коэффициент относительного ослабления синфазного
сигнала (ООСС), характеризующий способность усилителя раз-
личать малую величину дифференциального сигнала на фоне
большой величины синфазного
A)
где АГДИф - коэффициент усиления дифференциального сигнала;
^синф- коэффициент усиления синфазного сигнала. Величина
ООСС может служить мерой качества ОУ с дифференциальным
входом.
Однако в ОУ-ПКД ввиду наличия импульсной стабилизации,
расчет величин, входящих в A), имеет определенную специфику.
Проанализируем ослабление синфазного сигнала ОУ-ПКД.
При этом будем считать, что ключи Кл.1-Кл.4 (см. 1.7.2 главы 1
настоящей монографии) идеальны. Для этого воспользуемся
методом текущего среднего'. Пусть передаточная функция уси-
лителя для дифференциального сигнала имеет вид
1 Бабаян P.P., Горбатов Ю.В., Полонников Д.Е. Анализ основных характе-
ристик операционных усилителей с дифференциальным входом и импульсной
стабилизацией // Автоматика и телемеханика. 1988. № 8; Гальперин М.В.,
Злобин Н.П., Корнфельд О.П. К инженерному расчету динамических харак-
теристик импульсных систем с конечным временем съема данных // Автома-
тика и телемеханика. 1976. № 9.
194
где v, = 1/Г; Г, - постоянная времени усилителя для
B)

дифференциального сигнала; i- номер усилителя (i = 1, 2).
Пусть аналогичный вид имеют передаточные функции
для синфазного сигнала и по дополнительным входам
усилителей:
C)
D)
E)
где у = 1//?вых 2С2; PhH - оператор Р-преобразования с длитель-
ностью импульсов h, запаздыванием Н и последующим усредне-
нием; qh = hIT.
Рассмотрим вначале случай, когда на вход ОУ подается син-
фазный сигнал. Так как длительность переключения ключей
мала по сравнению с периодом коммутации Т, то можно считать,
что ко входам усилителя У2 постоянно приложено напряжение
^синф (погрешностью схемы выделения синфазной составляющей
пренебрегаем). Тогда
Вычислим ?/??"* при воздействии на вход схемы ОУ-ПКД
синфазного напряжения в виде единичного скачка, который
имеет изображение в операторной форме 1/Р. При переходе
к текущему среднему (Г —> 0) необходимо учитывать, что
hIT = const, т.е. скважность импульсов, остается неизменной.
Влияние v на форму импульсов можно учесть, если сделать допу-
щение, что
иТ= const. (8)
195
Ключ Кл.4, выходное сопротивление усилителя У2 и кон-
денсатор С2 образуют фиксирующее звено, которое осуществ-
ляет преобразование напряжения ?/вых2 в соответствии с урав-
нением C)
F)
(V)
Подставив F) в выражение E), получим

В силу того, что при Т —> 0, v —> °°, решение уравнения G)
следует искать в виде
A0)
(И)
2 Джури Э. Импульсные системы автоматического регулирования. М.: Физмат
гиз, 1963.
196
Из свойства Р-преобразования следует, что запаздыва-
ние в срабатывании ключа Кл.4 относительно момента по-
дачи скачка напряжения на время Н учитывается следующим
образом:
(9)
Согласно таблице Р-преобразований2:
Выполнив предельный переход при Т —» 0 с указанными
выше допущениями, получим
A2)
A3)
Аналогичным образом получим
Уравнение G) после подстановок (9), A2) и A3) приобретает
вид
A4)
откуда, приравняв соответствующие коэффициенты, определим
¦СТ?*ТЛО'О?*Г«Т1ЧТТ|=* DOTTTJXJTJXI'LT ГУ ТЖ Т1
A5)
A6)

Ключ Кл.З, конденсатор С1 и выходное сопротивление уси-
лителя У2 также образуют фиксирующее звено, поэтому
A8)
Если дифференциальный сигнал представляет собой скачок
напряжения, то на входе усилителя У 2 будет действовать сигнал
в виде последовательности импульсов с единичной амплитудой,
изображение которого имеет следующий вид:
Последовательно подставляя выражение B0) в A9), а затем
полученный результат в E) и, выполняя Р-преобразование с
последующим усреднением, получаем:
B1)
B2)
B3)
197
Таким образом, окончательно
A7)
где "д = 1/Явых2С1; Pjj - оператор Р-преобразования с длитель-
ностью Н и последующим усреднением; qH = HIT.
Перейдем теперь к рассмотрению усиления дифференциаль-
ного сигнала. Очевидно, в этом случае
A9)
B0)
где
Будем отыскивать
в виде
При этом имеем

Подставляя B1)—B3) в исходное уравнение E) и приравняв
соответствующие коэффициенты, найдем:
B7)
B4)
B5)
Сравнивая выражения B5) и A6), видим, что Т| =ЦСН, т.е. они
не зависят от вида усиливаемого сигнала (синфазный или диф-
ференциальный).
Окончательно получаем
t/диф к2°У
02 пр + ШК+Ш
B6)
Далее находим C/^J1*, для чего выполняем соответствующее
Р-преобразование, а затем усреднение
В реальном усилителе всегда выполняются условия G <§ qh,
к'2 >1, и с учетом этого выражения для ?7™нф A8) и Щ"ф B7)
примут следующий вид:
B8)
B9)
Из полученного выражения B8) следует, что при к2 —> °°
Uq""^ —> 0, т.е. доля синфазной составляющей входного сигнала в
напряжении, поступающем на дополнительный вход усилителя
У1, значительно уменьшается.
Обобщенные передаточные функции для дифференциаль-
ного и синфазного сигналов от входа ОУ-ПКД до дополнитель-
ного входа усилителя У1, представляющие собой отношение
изображений обобщенного текущего среднего на выходе схемы
(?/С1) к изображению немодулированного входного сигнала,
будут иметь вид:
C0)
C1)
198

Для ОУ в целом можно записать
C2)
C3)
C4)
Если принять, что
Рассмотрим область частот, в которой единицей в числителе
выражения C4) можно пренебречь (g><k2bqH). Также пред-
положим, что qHb - qhj; к2 = к2. Тогда
C5)
Очевидно, с ростом частоты значение Х2 начнет преобладать
над Х,(Р). Поэтому влиянием Х,(Р) в знаменателе выражения C5)
можно пренебречь и записать
Усилитель У1 представляет собой высокочастотный канал
усиления ОУ-ПКД, т.е. он обладает значительно более широкой
полосой пропускания, чем фильтр, образованный выходным
сопротивлением усилителя У2 и конденсатором С1. Следо-
вательно, в области низких частот
C7)
C8)
а на постоянном токе (Р = 0)
199

где к0 =кхк2; Т2Э -\lbqH, т.е. на постоянном токе и в области
низких частот коэффициент усиления ОУ-ПКД может достигать
значительной величины (до 108), а в области высоких частот
определяется усилителем У1.
Использованный здесь метод текущего среднего позволяет
более строго проанализировать вопрос об уменьшении напря-
жения смещения и дрейфа нуля ОУ-ПКД. Можно показать, что
передаточная функция от основного входа усилителя У2 до
вспомогательного входа усилителя У1 имеет вид (вывод рас-
200
или обозначив Х2 = к2/ ксн 2, получим
Таким образом, в области низких частот коэффициент
ослабления синфазного сигнала ОУ-ПКД значительно больше,
чем у входящих в него усилителей У1 и У2. На практике зна-
чения X, и Х2 могут отличаться в несколько раз, даже на порядок
и более. В этом случае
где Хмин=мин{Х,,Х2}.
Отсюда ясно, что на низких частотах коэффициент отно-
сительного ослабления синфазного сигнала у ОУ-ПКД
по крайней мере в к2/2 раз больше, чем для усилителей У1
иУ2.
В области верхних частот низкочастотный канал усиления, в
который входит усилитель У2, выключается, и из выражения
C4)следует, что
D2)
D0)
D1)
C9)
D3)
т.е. подавление синфазного сигнала определяется лишь свойст-
вами усилителя У1.
Итак, выражение C3) представляет собой передаточную
функцию для дифференциального сигнала, определяющую амп-
литудно-частотные и фазо-частотные характеристики ОУ-ПКД.
Пусть к: - к[, vY — v\ и к2 > 1, тогда

четных соотношений, производится аналогично рассмотренному
выше случаю для синфазного сигнала):
а для усилителя У2
Тогда
что совпадает с полученным в первой главе выражением A.3).
Считая, что частота дрейфа пренебрежимо мала, имеем
D4)
D5)
т.е. благодаря периодическому замыканию обратной связи через
ключ Кл.4 происходит уменьшение напряжения дрейфа в к'2 раз.
Для ОУ-ПКД в целом можно записать следующее выраже-
ние для напряжения смещения на выходе
D6)
D7)
А так как из выражения C2) следует, что
то величина напряжения смещения, приведенная ко входу ОУ,
спгтятшт
Поскольку кх < к[к2, то
Очевидно, величина напряжения смещения усилителя У1,
приведенная к его дополнительному входу, составит
D8)
D9)
E0)
E1)
E2)

ЛИТЕРАТУРА
1. Активные фильтры / Под ред. Л. Хьюлсмана. М.: 1973.
2. Handbook of industrial control computers / Ed. T.J. Harrison. L. etc.:
Wyley, 1982.
3. Проектирование и применение операционных усилителей / Под ред.
Дж. Грэта, Дж. Тоби, Л. Хьюлсмана. М.: Мир, 1974.
4. US markets: Перспективы производства и сбыта // Электроника.
1975. № 1. Пер. с англ.
5. Альтман Л. Операционный усилитель в корпусе с двухрядным
расположением выводов // Там же. 1973. № 12. Пер. с англ.
6. Доброе Е.В. Исследование полупроводниковых операционных уси-
лителей постоянного тока: Автореф. дис. ... канд. техн. наук. М.,
1959.
7. Крылова М.Н., Челоков И.В. Критерии качества операционных
усилителей // Тр. НИИ электроизмерит. приборов. Л., 1971.
8. Операционные усилители. ГОСТ 18421-73. М., 1973.
9. Полонников Д.Е. Решающие усилители. М.: Энергия, 1973.
10. Авербух В.Д., Полонников Д.Е. Методы расчета погрешностей
дифференциальных операционных усилителей и пути их сниже-
ния // Автоматика и телемеханика. 1972. №11.
11. Новый операционный усилитель: Рекламное сообщение фирмы
"Raytheon Semiconductor Operation" (США) // Электроника. 1969.
№ 9. Пер. с англ.
12. Maidigue M.A. A high precision monolithic super-beta operational
amplifier// IEEE J. Solid State Circuits. 1972. № 7.
13. Полонников Д.Е., Морозов В.П., Бабаян P.P. Пути улучше-
ния быстродействия и стабильности нуля операцион-
ных усилителей. // Измерения, контроль, автоматизация. 1975.
№1.
14. Фулгар Д. Полевые транзисторы с р-n переходом в монолит-
ных операционных усилителях: Перспективы их улучшения //
Там же.
15. Brokaw A.P., Maidique M.A. A fast, high-precision, lasertrimmed FET
input operational amplifier // IEEE Intern. Solid-State Circuits Conf., 1974.
N.Y, 1974.
16. Butler J.R., Lane R. An improved performance MOS/bipolar operational
amplifier // Ibid.
17. Naraganamurthi E.S. New high-speed monolithic operational amplifier//
IEEE J. Solid State Circuits. 1971. № 8.
18. William E. Fast slewing amplifier // Ibid. № 1.
202

19. Бабаян P.P. Прецизионный интегральный операционный усили-
тель // XVIII Seminar MEDA "Hebridni a vypocetni technica a simulace
systemu". Praha, 1981.
20. Бабаян P.P. Аналоговые интегральные микросхемы для приборо-
строения и вычислительной техники: Учеб. пособие. М.: МИПК
Минприбора, 1987.
21. Бабаян P.P. Метод текущего среднего как инструмент анализа
характеристик прецизионных бортовых измерителей на базе опе-
рационных усилителей // Ракет.-космич. техника. 1981. Т. 6, вып. 1.
22. Бабаян P.P., Горбатов Ю.В., Полонников Д.Е. Анализ основных
характеристик операционных усилителей с дифференциальным
входом и импульсной стабилизацией // Автоматика и телемеханика.
1988. №8.
23. Бабаян P.P. Анализ статических характеристик операционных уси-
лителей с периодической компенсацией дрейфа нуля // Там же.
1999. № 4.
24. Джоунз Д., Уэбб Р. Операционный усилитель с импульсной ста-
билизацией, выполненный с МОП и биполярными элементами на
одном кристалле // Электроника. 1973. № 20.
25. Аналоговые интегральные схемы / Под ред. Дж. Коннэли. М.: Мир,
1977.
26. Интегральные схемы на МДП-приборах / Под ред. А.Н. Кармазин-
ского. М.: Мир, 1975.
27. Цифровые интегральные схемы на МДП-транзисторах / Под ред.
К.А. Валиева. М.: Сов.радио, 1971.
28. Степаненко И.П. Основы теории транзисторов и транзисторных
схем. М.: Энергия, 1973.
29. Баглай Р.Д. Усилитель постоянного тока с преобразованием на
широкий диапазон частот// Автоматика и телемеханика. 1963.
№10.
30. Бабаян P.P., Полонников Д.Е., Морозов В.П. Прецизионный
операционный усилитель// Приборы и системы управления. 1976.
№7.
31. Бабаян P.P., Полонников Д.Е. А.с. 705463 СССР. 1979. Бюл. № 47.
32. Бабаян P.P. Метод уменьшения входного тока и тока смещения
монолитного дифференциального усилителя // Микроэлектроника.
1974. №4.
33. Бабаян P.P., Ковалъчук Б.Я. Транзисторы со сверхвысоким усили-
телем для операционных усилителей // Там же. 1975. № 5.
34. Бабаян P.P. и др. Расчет температурных полей в гибридных интег-
ральных микросхемах // Там же. 1986. № 2.
35. Бабаян P.P., Морозов В.П., Катамадзе Д.Г. А.с. 1656564 СССР.
Опубл. 1991. Бюл. №22.
36. Бабаян P.P., Самсонов В.А. Автогенераторный усилитель малых
токов// Изв. АН КазССР. 1981. № 2.
37. Бабаян P.P. Методы снижения уровня шумов в усилителях с кана-
лом модуляции и демодуляции // Тр. Ин-та проблем управления.
М., 2002. Т. 16.
203

38. Справочник по нелинейным схемам / Под ред. Д. Шейнголда. М.:
Мир, 1977.
39. Смолов В.Б. Аналоговые вычислительные машины. М.: Высш. шк.,
1972.
40. Корн Г., Корн Т. Электронные аналоговые и аналого-цифровые
вычислительные машины. М.: Мир, 1968. Ч. 2.
41. Смолов В.Б., Фомичев B.C. Аналого-цифровые и цифроаналоговые
вычислительные устройства. М.: Энергия, 1974.
42. Гинзбург С.А., Любарский Ю.Я. Функциональные преобразователи
с аналого-цифровым представлением информации. М.: Энергия,
1973.
43. Петров Г.М., Попов В.А., Никитин ГГ. Применение преобразова-
телей "напряжение-частота" в аналого-цифровых устройствах //
Вопр. радиоэлектроники. Сер. ЭВТ. 1969. Вып. 4,
44. Смолов В.Б., Угрюмое Е.М. Время-импульсные вычислительные
устройства. Л.: Энергия, 1969.
45. Свечников СВ. Элементы оптоэлектроники. М.: Сов. радио, 1972.
46. Котенко Г.И. Магниторезисторы. Л.: Энергия, 1972.
47. Sun S.F. Magnetoresistance better than Hollefect multiplier// Electronics.
1964. Vol. 37. № 13.
48. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М.: Энергия,
1970.
49. Кобболд Р. Теория применения полевых транзисторов. Л.: Энергия,
1975.
50. Балабошко Н.Г., Эзенкин А.А. Множительное устройство на по-
левых транзисторах // Электронная техника в автоматике / Под ред.
Ю.И. Конева. М.: Сов. радио, 1976. Вып. 8.
51. Керекеснер И.П., Рысин B.C., Тимонтеев В.Н., Ткаченко
В.А. Аналоговый умножитель 140 MAI // Электрон, пром-сть. 1974.
№4.
52. Аналоговые и цифровые интегральные схемы / Под ред. СВ. Яку-
бовского. М.: Сов. радио, 1979.
53. Современные линейные интегральные схемы и их применение /
Под ред. М.В. Гальперина. М.: Энергия, 1980.
54. Gibbson ]., Korn H. A circuit wich logarithmic transfer response over
9 decades // IEEE Yrans. Circuits Theory. 1964. Vol. CT- 11. № 3.
55. Пасынков В.В., Чиркин Л.К., Савельев Г.А. Нелинейные полу-
проводниковые сопротивления. М.: Судпромгиз, 1962.
56. Post P.B. Analog circuits using the planar distributed function generator //
NEREM Rec. 1967. Vol. 9.
57. Post P.B. Silicon chips generate analog computing functions // Electronic
Technology. 1968. Vol. 81. № 5.
58. Кроуфорд Р. Схемные применения МОП-транзисторов. М.: Мир,
1970.
59. Смолов В.Б. Диодные функциональные преобразователи. Л.: Энер-
гия, 1967.
60. Горбатов Ю.В. Исследование и разработка ДФП для бортовых
вычислителей: Автореф. дис.... канд. техн. наук. М, 1976.
204

61. Петренко Ю.И. Диодные универсальные функциональные пре-
образователи в гибридных вычислительных системах: Автореф.
дис.... канд. техн. наук. М., 1972.
62. Гинзбург С.А. Математическая непрерывная логика и изображение
функций. М: Энергия, 1968.
63. Маслов А.А., Сахаров О.Н. Синтез диодных функциональных пре-
образователей. М.: Энергия, 1978.
64. Bunze V. Matching oscilloscope and probe for better measurements //
Electronics. 1973. Mar. 1. P. 88-93.
65. Голъдшер A.M., Диковский В.И., Федотов Я.А. Маломощные ТТЛ
ИС с парафазным выходом // Электрон, пром-сть, 1989. № 3.
66. Гутников B.C. Интегральная электроника в измерительных
устройствах. Л.: Электроатомиздат, 1988.
67. Смолов В.Б. Функциональные преобразователи информации. Л.:
Энергоатомиздат, 1981.
68. Смолов В.Б. Проектирование специализированных процессоров.
Л.: Энергоатомиздат, 1985.
69. Новые направления и средства аналого-цифрового преобразования
и обработки измерительной информации: Тез. докл. второй секции
респ. науч.-техн. конф. "Применение микропроцессоров на народ-
ном хозяйстве". Таллин, 1988.
70. Linear technology corporations: Handbook. N.Y., 1988.
71. Linear 1С USA: DATA Book. 1989. Spring.
72. Pease R.A. A new ultra-linear voltage-to-frequency converter // NEREM
Rec. 1973. Vol. l.P. 167.
73. Williams J. Applications considerations and circuits for a new chopper
stabilized Op. Amp. lHz-30MHz // Linear Technology Corporations: Appl.
Note. 1988. № 9.
74. Dilbert B. A versatile monolithic voltage-to-frequency converter// IEEE J.
Solid State Circuits. 1976. Vol. SC-11. № 12. P. 852-864.

ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие 3
Глава 1
Операционные усилители
1 1 Общие сведения об операционных усилителях 5
1 2 Критерии оценки качества операционных усилителей 7
1 3 Погрешности ОУ 9
1 4 Обоснование требований к основным параметрам ОУ 11
15 Основные типы ИОУ и технологии их изготовления 17
1 6 Тенденции и перспективы развития интегральных ОУ-НС 18
1 7 Интегральные ОУ с преобразованием сигнала 33
1 7 1 Сопоставление структурных схем интегральных операционных
усилителей с преобразованием сигнала 33
1 7 2 Анализ статических характеристик операционных усилителей с
периодической компенсацией дрейфа нуля 37
17 3 Принцип построения импульсного усилителя МДМ с квази-
параллельным каналом Методы снижения смещения нуля,
входного тока и их дрейфов 57
1 7 4 Методы снижения уровня шумов ИОУ МДМ и принцип двои
ного преобразования сигнала 67
Глава 2
Аналоговые множительные устройства
2 1 Система основных параметров аналоговых МУ 72
2 2 Классификация принципов построения МУ 76
2 3 Аналоговые МУ прямого действия 82
2 4 Аналоговые МУ косвенного действия 88
2 5 Сравнительный анализ аналоговых МУ 105
Глава 3
Аналоговые и аналого-цифровые устройства
на основе быстродействующих компараторов
3 1 Устройство выборки хранения 109
3 2 Быстродействующее устройство слежения хранения 112
3 3 Быстродействующее устройство выборки хранения 114
3 4 12-разрядный АЦП с быстродействием 2,5 мкс 116
3 5 Простой быстродействующий 10-разрядный АЦП 118
3 6 Прецизионный выпрямитель/вольтметр переменного тока 120
3 7 Простой волоконно оптический приемник для частот до 10 МГц 122
3 8 Быстродействующий прерыватель цепи 123
3 9 Формирователь прямоугольного сигнала для частоты 50 МГц 125
206

Глава 4
Быстродействующие преобразователи
"напряжение-частота" повышенной точности
4 1 Общие методы преобразования напряжения в частоту 139
4 2 ПНЧ с диапазоном частот 1 Гц - 10 МГц 142
4 3 ПНЧ для диапазона частот 1 Гц - 3 МГц с кварцевой стабили
зацией 146
4 4 Управляемый генератор гармонических колебаний в диапазоне
частот 1 Гц - 1 МГц 149
4 5 Сверхбыстродействующий ПНЧ с диапазоном частот 1 Гц- 100
МГц 152
4 6 ПНЧ с быстрым реагированием на ступенчатый сигнал 157
4 7 Высокоустойчивый ПНЧ с кварцевой стабилизацией 159
4 8 Сверхлинейный ПНЧ 162
4 9 ПНЧ с одним источником питания 165
4 10 ПНЧ с гармоническим выходным сигналом 167
4 11 ПНЧ с функцией преобразования 1/Х 170
4 12 ПНЧ с функцией преобразования Ех 173
4 13 Преобразователь R1/R2 = Ш/Ш-частота 176
Заключение 179
Приложение 1
Микросхемотехника и технология изготовления "супер-Р" транзисто-
ров 180
Приложение 2
Некоторые методы повышения быстродействия операционных усили-
телей 188
Приложение 3
Анализ статических и динамических характеристик операционных
усилителей с периодической компенсацией дрейфа нуля 194
Литература 202

Научное издание
Бабаян Роберт Рубенович
МИКРОЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА
ДЛЯ ОБРАБОТКИ
НЕПРЕРЫВНОЙ ИНФОРМАЦИИ
Утверждено к печати
Ученым советом Института проблем
управления им. В.А. Трапезникова
Зав. редакцией Г.И. Чертова
Редактор О.В. Ивченко
Художник Т. В. Болотина
Художественный редактор В.Ю. Яковлев
Технический редактор М. К. Зарайская
Корректор Е.Л. Сысоева
Подписано к печати 04.02.2003. Формат 60 х 9O'/i6
Гарнитура Тайме. Печать офсетная
Усл.печ.л. 13,0. Усл.кр.-отг. 13,0. Уч.-изд.л. 14,6
Тираж 670 экз. Тип. зак. 4048
Издательство "Наука"
117997 ГСП-7, Москва В-485, Профсоюзная ул., 90
E-mail: secret@naukaran.ru
Internet: www.naukaran.ru
Санкт-Петербургская типография "Наука"
199034, Санкт-Петербург В-34, 9-я линия, 12