Автор: Жмурин П.М.
Теги: техническая акустика радиоприемные устройства (радиоприемники) радиотехника стерео
Год: 1980
Текст
П.М.ЖМУРИН
сте^«©=
ДСКОАСРЫ
П.М. ЖМУРИМ
CT^IPtO*
М11ЮМ1Р1Ы1
МОСКВА СВЯЗЬ-1980
ББК 32.849
Ж91
УДК 681.84.087.7
Жмурин П. М.
Ж91 Стереодекодеры. — М.: Связь, 1980. — 216 с., ил.
80 к.
Излагаются методы и схемы декодирования комплексного стереосиг-
нала, используемого для стереофонического радиовещания. Излагаются
теория и принципы расчета и проектирования стереодекодеров. Рассматри-
ваются особенности их регулировки. Даются примеры практических схем.
Приводятся краткие сведения о принципах квадрафонического радиовеща-
ния и особенностях проектирования квадрадекодеров.
Для инженерно-технических работников, занятых разработкой радио-
приемной аппаратуры.
30403—113
_ 41 -80 2402020000
045(01)—80
ББК 32.849
6Ф1.3
РЕЦЕНЗЕНТ: Д-Р ТЕХН. НАУК В. В. ОДНОЛЬКО
Петр Михайлович Жмурин
СТЕРЕОДЕКОДЕРЫ
Редактор Ю. И. Суханов
Художник Т. М. Чиркова
Художественный редактор А. А. Данилин
Технический редактор Г. И. Колосова
Корректор Л. В. Алексеева
ИБ № 153
Сдано в набор 25.03.80 г. Подп. в печ. 24.06.80 г.
Т-09794 Формат бОХЭО/ш Бумага тип. № 1 Гарнитура литературная
Печать высокая Усл. печ. л. 13,5 Уч.-изд. л. 15,24 Тираж 15 000 экз.
Изд. № 17643 Зак. № 59 Цена 80 к.
Издательство «Связь». Москва 101000, Чистопрудный бульвар, д. 2
Типография издательства «Связь» Госкомиздата СССР
Москва 101000, ул. Кирова, д. 40
© Издательство «Связь>, 1980 г,
Предисловие
Со времени начала регулярных стереофонических радиопере-
дач (1963) стереофоническое радиовещание получило всеобщее
признание. Значительная часть территории нашей страны, в том&
числе все крупнейшие города и столицы союзных республик, ох-
вачены ежедневным стереофоническим радиовещанием. Накоплен1
большой фонд стереофонических записей различных жанров, на-
лажено массовое производство стереофонических радиоприемник
ков различных групп сложности.
Переход от монофонического радиовещания к стереофониче-
скому привел к существенному повышению требований к радио-
приемной технике. При стереовешании радиоприемник должен
практически в той же полосе частот принять с высоким качеством
сигнал, имеющий втрое более широкий спектр модуляции. При
этом необходимо сохранить не только амплитудные, но и фазовые
соотношения между всеми составляющими спектра модулирую-
щих частот. Это требование налагает на высокочастотный (ВЧ)
тракт стереофонического приемника ряд дополнительных, весь-
ма жестких требований. Наконец, чтобы из принятого сложного,
так называемого комплексного стереосигнала (КСС) получить
два первоначальных низкочастотных (НЧ) сигнала, необходимых
для создания стереоэффекта, приемник должен содержать прин-
ципиально новый блок—стереодекодер. Этот блок выполняет в
приемнике ряд сложных преобразований спектра комплексного
стереосигнала. Ему присуща своя специфика работы, свои осо-
бенности конструирования и расчета.
Основные вопросы теории стереофонического радиовещания по
системе с полярной модуляцией разработаны в трудах д-ра техн,
наук Л. М. Кононовича. Имеется ряд работ других авторов
(Н. Н. Романова, В. П. Малякин, В. В. Коргузалов и другие),
посвященных исследованию спектров стереосигнала, вопросам по-
мехозащищенности, подавления паразитной амплитудной модуля-
ции (AM), нелинейных искажений при стереоприеме и пр. Вмес-
те с тем вопросы работы и проектирования собственно стереоде-
кодеров в литературе практически не освещены. Имеется лишь не-
сколько журнальных статей, затрагивающих частные проблемы.,
Предлагаемая книга является первой попыткой обобщения ре-
зультатов теоретических исследований и практического опыта
проектирования и производства стереодекодеров, накопленного
3
автором и другими специалистами. Она охватывает основной
круг вопросов, с которыми приходится иметь дело разработчикам
стереофонических декодирующих устройств.
Большое участие в исследованиях и разработке первых деко-
дирующих стереоустройств в стране принимали д-р техн, наук
JI. М. Кононович, В. Ф. Коновалов, Ю. Ю. Гобземис, В. Ф. Зеле-
:новский, Л. А. Резцова, а в последующие годы П. П. Ладный,
.Ли Мун Нам, Г. С. Мурин, Б. И. Каем, Л. С. Тетюева, А. Г. По-
дольский, Г. И. Носова и другие.
Автор пользуется случаем поблагодарить своих товарищей по
работе Р. Ф. Коробко, Л. С. Тетюеву, Л. И. Никифорову,
Л. А. Резцову за помощь в оформлении рукописи и подготовке ее
к печати. Автор выражает искреннюю признательность д-ру техн,
наук Л. М. Кононовичу за помощь и руководство в работе, за ряд
советов, высказанных им в процессе работы автора над книгой,
и за внимательный просмотр рукописи, а также рецензенту д-ру
техн, наук профессору В. В. Однолько, сделавшему ряд ценных
замечаний и предложений, позволивших улучшить содержание
книги.
Особую признательность автор хотел бы выразить безвременно
скончавшейся Антонине Родионовне Жмуриной, без постоянной и
преданнейшей поддержки и помощи которой не увидела бы свет
эта книга.
Автор будет весьма признателен всем читателям, которые
пришлют свои замечания и пожелания по адресу: 101000, Моск-
ва, Чистопрудный бульвар, 2, издательство «Связь».
1
Основные понятия н соотношения, относящиеся
к стереофоническому радиовещанию
□
1.1. РАЗВИТИЕ СТЕРЕОВЕЩАНИЯ В СССР
Сегодня уже трудно себе представить высококачественный
радиоприемник, не обеспечивающий приема стереофонических ра-
диопередач. Не останавливаясь на различных способах и систе-
мах записи и звукопередачи (системы АВ, ХУ, MS, смешанные
системы), достаточно подробно описанных в популярной и специ-
альной литературе, например [1—4], скажем только, что любая
из них дает на выходе линий два сигнала, Ua и ив, которые необ-
ходимо передать, донести до слушателя. На выходе системы сиг-
нал канала А воспроизводится левым громкоговорителем, кана-
ла В — правым. В общем случае вместо громкоговорителей мо-
гут быть две сложные акустические системы.
Чтобы стереоэффект был наилучшим, слушатель должен на-
ходиться на достаточном расстоянии от громкоговорителей, в так
называемой «зоне оптимального стереоэффекта». При использо-
вании обычных громкоговорителей зона оптимального стереоэф-
фекта в жилой комнате сосредоточена, как правило, на неболь-
шом расстоянии от оси акустической системы (штрих-пунктирная
линия на рис. 1.1), хотя и зависит в значительной степени от рас-
положения громкоговорителей. Применение специальных акусти-
ческих систем с определенными характеристиками направленно-
сти позволяет расширить зону оптимального стереоэффекта прак-
Рис. 1,1. Зона оптимального стереоэф-
фекта при использовании обычных
громкоговорителей (а) и акустиче-
ских систем со специальными диа-
граммами направленности (б)
тически на все помещение, в котором расположено стереофониче-
ское устройство (рис. 1.1, область б) [5].
Простейшим способом передачи стереосигналов по радио яв-
ляется использование двух самостоятельных передатчиков, т. е.
Двух отдельных каналов от микрофона до громкоговорителя. Од-
нако такой способ стереофонической радиопередачи не выдержи-
5
вает никакой критики ни с экономической, ни с технической точ-
ки зрения. А главное, этот способ не обеспечивает совместимости
с обычным ЧМ радиоприемником. Радиослушатель, имеющий
один радиоприемник, сможет принять сигнал только одного (ле-
вого или . правого) звукового канала. Поэтому перед разработчи-
ками стереофонической аппаратуры с самого начала ставилась
задача создания системы передачи двух стереосигналов на одной
несущей частоте.
Первые опыты стереофонических радиопередач через одну ра-
диостанцию в Советском Союзе были проведены в Ленинграде
Н. С. Куприяновым еще в 1949 г. Они дали положительные ре-
зультаты, но практического применения в то время не нашли. Ис-
следования в области стереовещания в СССР были возобновлены
в 1958 г. на новой технической основе. Результатом этих исследо-
ваний явилось создание системы с полярной модуляцией.
Первый литературный источник, в котором появилось упоми-
нание о полярномодулированных колебаниях, — работа А. И. Кос-
цова [10]. Л. М. Кононовичем разработана теория ПМ-колеба-
ний [14].
Первая официальная стереофоническая радиопередача по си-
стеме с полярной модуляцией состоялась 6 января 1960 г. в Ле-
нинграде. В декабре 1963 г. система была утверждена к регу-
лярному вещанию. В настоящее время регулярное стереовещание
ведется в 28 крупнейших городах страны, в том числе во всех
столицах союзных республик.
В Эстонской ССР осуществляется ретрансляция стереофони-
ческого сигнала по радиорелейным линиям связи из Таллина в
большинство других городов республики. Для передачи использу-
ется вспомогательная несущая, модулированная по частоте ком-
плексным стереосигналом. В направлении на г. Тарту использует-
ся несущая 8 МГц (свободный звуковой тракт телевизионного
ствола). В направлении на г. Пярну вспомогательная несущая
равна 2,2 МГц. Она передается по свободной части телевизионно-
го ствола [15] и на приемной стороне преобразуется в частоту
местного ЧМ передатчика. Такой метод является весьма перспек-
тивным, так как он позволяет ввести стереовещание в большинст-
ве городов при минимальном использовании дополнительной ап-
паратуры.
В будущем предполагается осуществлять также междугород-
ный обмен стереопрограммами. Рассматривается возможность ис-
пользования для этой цели космических линий связи, системы пе-
редачи на основе дискретной техники, системы передачи с ис-
пользованием 12-канальной первичной группы и других техниче-
ских решений [16].
Наряду с развитием системы стереофонического радиовеща-
ния и созданием парка высококачественной стереоаппаратуры
проводятся работы по совершенствованию сети стереовещания,.
в
дальнейшему улучшению ее качественных показателей. За-
служивают внимания, в частности, исследования по помехозащи-
щенности, устойчивости к искажениям при многолучевом распро-
странении и в особенности исследования по уменьшению шумов
при стереофоническом радиоприеме. В звукозаписывающей и вос-
производящей аппаратуре, а в последнее время и в радиовеща-
нии все большее распространение получает метод уменьшения
шумов путем предварительного сжатия при записи или радиопе-
редаче динамического диапазона сигналов и его последующего
восстановления при воспроизведении звука (метод Долби). Обыч-
но применение метода Долби дополняется также уменьшением
постоянной времени предыскажений до 25 мкс и увеличением
благодаря этому среднего уровня девиации. Как показывают ис-
следования, применение этого метода в стереовещании позволит
уменьшить уровень шумов в 1,5—2 раза [17].
Вот уже несколько лет проводятся работы по использованию
для стереофонического вещания радиотрансляционных линий. В
случае успеха эти работы позволят существенно расширить об-
ласть распространения стереозвучания. Трудность в данном слу-
чае состоит в необходимости обеспечения хотя бы частичной сов-
местимости с системой трехпрограммного вещания. В Риге ведут-
ся опытные стереофонические передачи по сети трехпрограммно-
го вещания [18]. Однако окончательный выбор системы для сте-
реофонического вещания по проводам — дело будущего.
Весьма перспективными следует признать проводимые совету
скими инженерами работы по созданию системы стереофоничес-
кого звукового сопровождения телевизионных передач. Выбор
поднесущей частоты 31,25 кГц, кратной частоте генератора строч-
ной развертки, позволяет при системе с полярной модуляцией на-
илучшим образом решить технические задачи. С другой стороны,
эксперименты по субъективному восприятию телевизионных пере-
дач со стереофоническим звуковым сопровождением выявили яв-
ное предпочтение, отдаваемое слушателями таким переда-
чам [19].
Дальнейшее совершенствование и удешевление стереоаппара-
туры позволили поднять вопрос об увеличении числа каналов до
четырех и еще большем приближении качества звучания прием-
ника к натуральному. В Советском Союзе и ряде других стран
проводятся эксперименты по так называемому квадрафоническо-
му радиовещанию, при котором два обычных стереоканала до-
полняются еще двумя «тыловыми» каналами.
Аппаратура квадрафонического радиовещания для советской
экспериментальной системы, совместимой с отечественными систе-
мами моно- и стереовещания в УКВ диапазоне, с большим успе-
хом демонстрировалась на Международной выставке «Связь-75».
С января 1976 г. проводятся экспериментальные квадрафони-
ческие радиопередачи в Ленинграде, а с марта 1977 г. и в Тал-
лине. После завершения исследований и официального утвержде-
ния системы намечено перейти к регулярному квадравещанию и
7
организации серийного производства квадрафонической приемной
аппаратуры.
1.2. СИСТЕМЫ СТЕРЕОФОНИЧЕСКОГО РАДИОВЕЩАНИЯ
Упоминавшееся в предыдущем параграфе требование совместимости яв-
ляется одним из основных, хотя и не единственным, предъявляемым к системе
стереовещания. Другое важное требование — строгая идентичность левого
(ЛК) и правого (ПК) стереоканалов. Для создания неискаженного стереоэф-
фекта при двухканальной передаче необходимо, чтобы оба канала имели не
только равные коэффициенты передачи, но и одинаковые амплитудно- и фазо-
частотные характеристики (АЧХ и ФЧХ). Последнее требование, несуществен-
ное, например, для двухпрограммного радиовещания или двухречевого сопро-
вождения телевидения, при стереовещании должно соблюдаться с весьма высо-
кой точностью [6].
Важным для системы стереофонического радиовещания является требова-
ние обеспечения достаточного разделения стереоканалов. Наконец, система
должна иметь высокие качественные показатели передачи и воспроизведения
звука — малые нелинейные искажения, низкий уровень шумов и т. п. Система
также должна обеспечивать, минимальное сокращение зоны обслуживания по
сравнению с моновещанием. Полоса частот, занимаемая в эфире стереофониче-
ской передачей, не должна существенно расширяться по сравнению с полосой
частот при моновещании. Расходы на реконструкцию передатчиков должны быть
умеренными, а стоимость стереофонических приемников не должна быть намно-
го выше, чем высококачественных монофонических.
Было предложено более тридцати различных систем стереовещания, в боль-
шей или меньшей степени удовлетворяющих упомянутым требованиям. После
тщательного рассмотрения и отбора Международный консультативный комитет
по радио (МККР) рекомендовал [7] для использования в международном мас-
штабе две признанные равноценными по качеству системы — систему с поляр-
ной модуляцией [8], разработанную и используемую в Советском Союзе (автор
системы д-р техн, наук Л. М. Кононович), и систему с пилот-тоном, предло-
женную США. Позднее в Рекомендацию МККР была включена также третья
система, предложенная Швецией. Все три системы относятся к суммарно-раз-
ностным. Они предназначены для использования в диапазоне УКВ и обладают
свойством совместимости с обычным, монофоническим ЧМ радиовещанием. Спектр
модулирующих частот в каждой из них содержит низкочастотную часть, пред-
ставляющую собой полусумму сигналов левого и правого стереоканалов. Это
позволяет радиослушателю принимать стереопрограмму как обычную монофо-
ническую. Дополнительная стереоинформация (полуразность сигналов иА и
ив) при этом передается в области неслышимых ухом надзвуковых 1 модулиру-
ющих частот.
Советская система стереофонического радиовещания. В технической лите-
ратуре, стандартах и международных документах советская система стереове-
щания известна под названием
системы с полярной модуляцией.
Это название сохранилось истори-
чески. Первоначально в экспери-
ментальных стереофонических пе-
редачах 1960/61 гг. для модуля-
ции несущей применяли поляр-
номодулированное колебание
Рис. 1.2. Полярномодулированное
колебание (ПМК)
1 Надзвуковыми, или надтональными,
щие в пределах 16.. .100 кГц.
частотами называют частоты, лежа-
8
(ПМК), представляющее собой поднесущую, модулированную по ампли-
туде таким образом, что верхняя ее огибающая представляет собой сиг-
нал левого Л стереоканала, а нижняя — правого В (рис. 1.2). В дальнейшем
для улучшения совместимости с моновещанием от непосредственной передачи
ПМК по радио отказались, однако и сейчас ПМК служит для формирования
и описания спектра модулирующих частот при стереовещании. В большинстве
стереомодуляторов первоначально формируются ПМК,в затем они преобразуют-
ся в комплексный стереосигнал (КСС), используемый для. частотной модуля-
пии несущей. Это преобразование осуществляется путем частичного подавле-
ния поднесущей (31,25 кГц) 1 и близлежащих составляющих спектра ПМК с
помощью высокодобротного контура. Схема цепи подавления поднесущей и ее
характеристики строго нормированы [9]. Для обеспечения совместимости с мо-
новещанием и уменьшения уровня шумов на верхних модулирующих, частотах
в тракты каналов А и В вводятся цепи предыскажений с постоянной времени
50 мкс. Упрощенная структурная схема передающего тракта для системы с
полярной модуляцией изображена на рис. 1.3.
Рис. 1.3. Структурная схема стереофонического радиопередатчика
Основные параметры системы с полярной модуляцией
Поднесущая частота.................................... 31,25 кГц
Максимальный коэффициент модуляции поднесущей до ее
подавления.................................... . 80%
Коэффициент подавления поднесущей...............5
Добротность контура в цепи подавления поднесущей . 100
Диапазон частот в каналах А и В................ 31,5. ..15 000 Гц
Диапазон модулирующих частот..................... 31,5. ..46 250 Гц
Постоянная времени цепи предыскажений...........50 мкс
Максимальная девиация несущей.................... ±50 кГц
Девиация сигналом поднесущей....................±10 кГц
Положительные полупериоды поднесущей модулируются сигналом кана-
ла Л, отрицательные — В. Девиация несущей осуществляется так, что положи-
тельным значениям поднесущей соответствует увеличение частоты несущей, а
отрицательным — уменьшение.
Система с пилот-тоном, используемая в большинстве зарубежных стран,
от системы с полярной модуляцией отличается практически ^полным полавлени-
ем поднесущей. Для ее восстановления на приемной стороне используется пи-
лот-тон (ПТ), передаваемый на частоте, равной половине поднесущей. Так как
ПТ должен располагаться за пределами звукового участка спектра модулирую-
щих частот, то поднесущая в такой системе должна быть выбрана более высо-
кой, чем при частичном подавлении поднесущей (в системе с пилот-тоном она
равна 38 кГц). Поэтому спектр модулирующих частот в системе ПТ оказывает-
ся более широким, чем в системе ПМ. Сравнительные характеристики систем
стереовещания даны в табл. 1.1.
1 Здесь и далее, используя установившуюся терминологию, для краткости
изложения будем говорить о подавлении или восстановлении поднесущей, имея
в виду напряжение соответствующей составляющей спектра стереосигнала.
9
ТАБЛИЦА 1.1
Параметр Система ПМ (СССР) Система ПТ (США)
Диапазон воспроизводимых частот, Гц 31,5.. .15000 50... 15 000
Частота поднесущей, кГц 31,25 38,0
Коэффициент подавления поднесущей 5 >100
Частота пилот-тона, кГц — 19,0
Верхняя частота спектра юдулирующих ча- стот, кГц 46,25 53
Переходное затухание между стереоканала- ми, дБ >30 >30
Полоса частот, занимаемая передачей в эфи- ре, кГц 165 190
Минимально допустимая ширина полосы про- пускания приемника, кГц 140 180
Ухудшение шумовых свойств по сравнению с моноприемом, дБ 25 23
Ухудшение защитных отношений по сравне- нию с моноприемом, дБ, при разности частот передающих станций: 0 17 18,5
100 кГц 29 35,5
Относительная стоимость стерео декодер а 1 2
Специфические искажения, связанные с попа- данием гармоник сигнала в тракт пилот-тона Нет Есть
Возможность использования в телевидении • Есть Нет
Примечание. Характеристики даны при девиации несущей ±50 кГц.
Результаты сравнения систем показывают, что с качественной точки зре-
ния обе системы примерно равноценны.
Вместе с тем следует учесть, что советская система разработана приме-
нительно к отечественной системе УКВ вещания, имеющей более узкий диапа-
зон и более частую сетку распределения частот. Отсюда ее основная особен-
ность: минимальная ширина спектра частот, занимаемая в эфире, и соответст-
венно минимальная ширина полосы пропускания приемника. Это позволяет со-
хранить распределение частот УКВ радиостанций, принятое в Советском Союзе.
Дополнительными преимуществами отечественной системы являются про-
стота приемного устройства; отсутствие искажений вследствие попадания гар-
моник низкочастотной части в тракт пилот-тона; возможность использования
для стереофонического сопровождения телевизионных передач.
Система Берглунда (Швеция). Частота поднесущей в этой системе состав-
ляет 33,5 кГц. Отличительными особенностями системы являются частотная мо-
дуляция поднесущей и сжатие динамического диапазона сигнала, модулирую-
щего поднесущую. Система позволяет получить меньший уровень шумов и вы-
сокие переходные затухания между звуковым и надзвуковым каналами, до-
статочные для передачи по этим каналам при необходимости двух независимых
монофонических сигналов. Недостатком этой системы является сложность схе-
мы приемника. Система находит ограниченное применение в некоторых странах
Скандинавии.
1.3. КОМПЛЕКСНЫЙ СТЕРЕОСИГНАЛ
На первый взгляд кажется весьма заманчивым осуществить
полярную модуляцию (ПМ) непосредственно несущей передатчи-
ка, без использования вспомогательной поднесущей. Однако
практически эта идея не может быть осуществлена, так как в
ю
спектре ПМК (рис. 1.4) содержатся звуковые частоты (полусум-
ма сигналов иА и ив), которые не могут быть непосредственно
переданы через высокочастотный тракт радиопередатчика и из-
лучены в эфир. Поэтому приходится прибегать к полярной моду-
ляции поднесущей.
Если ПМ колебанием промодулировать, в свою очередь, несу-
щую передатчика, то получим высокочастотное колебание, спектр
которого будет содержать несущую и две боковые полосы. Низ-
кочастотных составляющих с частотами сигналов иА и ив в этом
спектре не будет. Такое колебание может быть излучено в эфир.
При этом можно использовать частотную модуляцию с сохране-
нием всех ее преимуществ, т. е. получить высокое качество зву-
чания. Однако непосредственная модуляция несущей сигналом
ПМК все же не применяется. Объясняется это тем, что по дейст-
вующим стандартам максимальная девиация несущей передатчи-
ка ограничена значением 50 кГц как в моно-, так и в стереорежи-
ме. Поэтому при модуляции несущей ПМ колебанием основная
часть девиации приходится на поднесущую, амплитуда которой
превышает сумму амплитуд всех остальных составляющих спект-
ра ПМК. Соответственно уменьшается девиация от НЧ части
спектра ПМК. Но именно эта единственная часть спектра и мо-
жет быть принята монофоническим радиоприемником. Отсюда
следует, что прием стереофонической передачи на обычный при-
емник в этом случае производится с уменьшением громкости (по
крайней мере, вдвое) по сравнению с громкостью монофониче-
ской передачи, т. е. не выполняется требование совместимости.
Для устранения этого недостатка в стереомодуляторе произво-
дится так называемое частичное подавление поднесущей, т. е.
уменьшение амплитуды соответствующей составляющей спектра
ПМК. Это уменьшение жестко нормировано и составляет 14 дБ
(5 раз). Сложный сигнал, образующийся после подавления под-
несущей, называют комплексным стереосигналом (КСС). Так как
максимальный коэффициент модуляции поднесущей (до ее подав-
ления) также строго нормирован и составляет 80%, то после по-
давления поднесущей на ее долю приходится только 20% мак-
симальной девиации стереосигналом, т. е. 10 кГц. Оставшиеся
40 кГц девиации отводятся на передачу полезной информации. В
этом случае обеспечивается практически полная совместимость:
уменьшение громкости приема стереопередачи по сравнению с
монофонической программой составляет всего 2 дБ, что не замет-
но для человеческого уха.
Чтобы восстановление поднесущей на приемной стороне не
вызывало затруднений, параметры цепи частичного подавления
поднесущей (ПП) заранее оговорены и строго нормированы
(рис. 1.4в). Для всех частот спектра ПМК, кроме узкой области
около резонансной частоты контура, схема представляет собой
активный делитель на резисторах RT и /?н- Резонансная частота
контура выбирается равной частоте поднесущей, а его доброт-
ность Q=100. На частоте поднесущей сопротивление последова-
12
тельной цепи резко возрастает, а коэффициент передачи схемы
падает. Вместе с подавлением поднесущей происходит одновре-
менное частичное ослабление (и фазовый сдвиг) близко располо-
женных к ней составляющих спектра ПМК. При восстановлении
амплитуды поднесущей в приемнике восстанавливаются также
амплитуды и начальные фазы и всех остальных составляющих
спектра.
Требование совместимости стереофонического радиовещания
с монофоническим, наряду с желанием уменьшить уровень шу-
мов, обусловливает также необходимость введения в модулирую-
щие сигналы иА и ив так называемых предыскажений, заключа-
ющихся в подъеме верхних модулирующих частот, аналогично то-
му, как это делается при монопередаче. Постоянная времени т
цепи предыскажений строго нормируется. В Советском Союзе, как
и в большинстве стран Европы, принято т=50 мкс. Необходимый
спад частотной характеристики в области верхних частот на при-
емной стороне обеспечивается /?С-цепью, схема и амплитудно-ча-
стотная характеристика (АЧХ) которой представлены на
рис. 1.46.
Рассмотрим более подробно спектры ПМК и комплексного сте-
реосигнала. В общем случае ПМК может быть описано уравне-
нием
^пмк (0 = (0 + 1^о + us (01 cos (1*1)
где им (0 = \иА (0 + ив (0]/2; (1.2)
М0~1«а(0-М01/2; (1.3)
UQ — амплитуда поднесущей.
Подставляя в (1.1) значение cos соо^= ± 1, легко видеть, что
огибающая амплитуд положительных полупериодов поднесущей
представляет собой сигнал иА левого стереоканала, а огибающая
амплитуд отрицательных полупериодов — сигнал ив правого сте-
реоканала.
Если
И>.«) = -2-Ке‘(!,Сл<О)е'1О'+“-*<а”</Я, (1.4)
2л J
°н
=-L Re?G,(O) е
2я i
то для ПМК можно написать выражение
( 1 ^г./О) <Л0<+вл<0)] /о)
“пмк(')-Ке U- f -------------—-+°B(ii)e-------— <® +
I2” °. 2
Г I °вг./о\ ‘[Ot+aA(O)l г„/о4»’[°'+“в(0)]
+ U + 1 Re f Ga е Л ~ Gb е у
° 2л J 2
Х<ю]е‘-’|. (I'S)
13
Из приведенных выражений видно, что спектр ПМК должен
содержать два участка (рис. 1.4а): звуковой и надзвуковой. Зву-
ковая часть спектра соответствует полусумме сигналов иА и ив,
что позволяет, как уже упоминалось, решить проблему совмес-
тимости с обычным (монофоническим) вещанием. Надзвуковая
часть спектра представляет собой поднесущую и две боковые по-
лосы — продукты ее модуляции по амплитуде полуразностью сиг-
налов иА и ив.
При измерениях обычно применяют тональную модуляцию в
каналах. Выражение для ПМК в этом случае упрощается1:
ипмк (0 = \тм cos Q t + (1 + ms cos Q t) cos coo /], (1.6)
где
/Пм — (/пл + /Пв)/2, ms—(mA—(1.7)
mA и mB — коэффициенты модуляции положительных или соот-
ветственно отрицательных полупериодов поднесущей.
Согласно (1.7) будем в дальнейшем считать ms положитель-
ным, если сигнал подается на вход канала А, и отрицательным,
если сигнал поступает на вход канала В.
При подаче двух одинаковых сигналов в оба стереоканала
(иА = ив) надзвуковая часть спектра (кроме поднесущей) отсут-
ствует. Вся информация передается в области низких (звуковых)
частот.. Такая передача аналогична монофонической. Источник
звука при воспроизведении локализуется в центре «сцены», посе-
редине между двумя акустическими системами. Поэтому низко-
частотную часть спектра ПМК принято обозначать буквой М.
Для локализации источника звука слева или справа и созда-
ния собственно стереоэффекта необходимо кроме звуковой «сум-
марной» части спектра передать дополнительно «разностный»
НЧ сигнал. Этот сигнал, модулирующий поднесущую, обознача-
ют буквой2 S.
Как уже упоминалось, для достижения большей совместимос-
ти с моноприемом, а также для улучшения отношения сигнал-шум
при стереофоническом радиовещании напряжение поднесущей
йри передаче частично подавляется. Канонический вариант схемы
подавления поднесущей был показан на рис. 1.4в. Функция пере-
дачи такой цепи имеет вид
Xnn(i<a) = [l+iQ(®/®o— ®o/®)]/[e4-iQ(<i)/<i)o—<о0/®)] , (1.8)
где е — коэффициент подавления поднесущей. Как мы уже зна-
ем, величины е и Q нормированы [9]: е = 5; Q = 100.
1 Формула (1.6) объединяет три случая тональной модуляции в каналах
(одноканальная, синфазная и противофазная). Вариант, при котором фазовый
сдвиг между огибающими отличается от нуля или 180°, в измерительной прак-
тике не используется.
> 2 Обозначения сигналов М и $ происходят от слов die Mitt'e, die Seite
(нем.) — середина, сторона.
14
На практике вместо выражения (1.8) с достаточной точностью
можно пользоваться приближенной формулой
/Се (i До)=(1+i До те)/(е + 1Дште),
где До==со—ш0 ;т8 = 2 Q/g)0= 1,0186-10~3с « 1 мс. (1.9)
Сравнение результатов расчета значений у=|К(Д(о)| и ф(Дш) =
= arg |Л(Дсо) | по точной и приближенной формулам подтверж-
дает высокую точность последней (табл. 1.2), что важно как для
последующего изложения, так и для практической реализации
ТАБЛИЦА 1.2
f, кГц 16,25 21,25 26,25 30,25 30,95
Уг 0,9987 0,9971 0,9885 0,7976 0,4174
ф8 — 0,0416 — 0,0623 — 0,1238 — 0,5082 — 0,7271
упп 0,9994 0,9981 0,9904 0,8020 0,4177
'•’пп — 0,0285 — 0,0505 — 0,1132 — 0,5030 — 0,7271
/, кГц 31,25 31,55 32,25 36,25 41,25 46,25
Уг 0,2000 0,4174 0,7976 0,9885 0,9971 0,9987
фе 0 0,7271 0,5082 0,1238 0,0623 0,0416
^ПП 0,2000 0,4161 0,7931 0,9868 0,9962 0,9981
ЧПП 0 0,7268 0,5134 0,1327 0,0709 0,0497
ряда электрических схем. Подавитель поднесущей ослабляет по
амплитуде не только сигнал с частотой ©о, но и близлежащие
составляющие верхней и нижней боковых полос. Полученное в
результате такого преобразования напряжение и есть КСС (см.
рис. 1.4г). На рис. 1.5 даны осциллограммы исходного ПМК и
соответствующего ему КСС для некоторых случаев синусоидаль-
ной модуляции в одном или обоих каналах.
В результате частичного подавления поднесущей и близлежа-
щих составляющих надзвуковой части спектра ПМК выражение
(1.5) должно быть преобразовано к виду
1 %. /ох Jt^+аДй)] , i[Q <+ав(°)]
1 С Ga (Q) е А 4, qb (Q) е_______________jq
2л J 2
Йн
Г/7 1 г /ох J lQH-a (Q)!
^0 | 1 Re С Ga (Q) е A — GB (Q) е в
8 2л J 2
Х/Се е,о>0'}, (1.10)
15
“ксс (0 = Re
где Хе r(iQ)=i/e (й)е‘*е<°>
определяется из выражения
(1.9) при подстановке Д<в«=
= £2. В частности, при то-
нальной модуляции в кана-
лах
ыксс(0 = Uо(тм cosQf+
+1— Уч (Q) cos [й /+
I в
+<Pe(£2)lJcOS(i)e0. (1.11)
Рис. 1.5. Осциллограммы ПМК и
КСС для случаев: тональной мо-
дуляции в канале А и паузы в
канале В (а), синфазной модуля-
ции в каналах А и В (б), проти-
вофазной модуляции в каналах
А и В (в)
Если учесть действие цепи предыскажений в каналах А и В,
то, обозначая функцию передачи цепи предыскажений через
Кт(1й), вместо (1.10) для комплексного стереосигнала получаем
выражение
wkcc (0 ~
J_ > G.(Q)e,tQt+ttA(Q)]+6fl(Q)el[at+aBt0>]
2я J 2
н
^0 | 1 Г (Q) е___________________________— GB (Q) е в
8 ~2л 2
Q
н
х Xx(iQ)K8(iQ)dQ е‘“0*}.
(1-12)
Спектр сигнала, соответствующего выражению (1.12), изо-
бражен на рис. 1.45. Этот сигнал является исходным для модуля-
ции УКВ передатчика в режиме стереофонического радиовеща-
ния. На приемной стороне после частотного детектирования
вновь выделяется КСС, который затем преобразуется стереодеко-
дером (СД) в НЧ сигналы Ua и ив (рис. 1.6).
1в
Рис. 1.6. Структурная схема стереофонического ра-
диоприемника
1.4. ТРЕБОВАНИЯ К ТРАКТУ СТЕРЕОФОНИЧЕСКОГО
. РАДИОПРИЕМНИКА
Основным показателем, позволяющим судить о «стереофонич-
ности» тракта, является степень разделения стереоканалов. На
практике этот параметр характеризуется величиной переходного
затухания, которое определяет ослабление сигнала одного из ка-
налов на выходе другого. Измеряется и нормируется переходное
затухание обычно в децибелах1:
₽Ав = 201ё([7А/С/в), (1.13)
где UA и Uв — амплитуды напряжений на выходе стереоканалов
А и В при подаче сигнала на вход канала А.
Для сохранения хорошего стереоэффекта переходное затуха-
ние между каналами должно быть не менее 20 дБ на средних
частотах НЧ сигнала. Поэтому, учитывая неизбежные потери в
остальных частях тракта, на стереоприемники высоких классов
установлена норма 26...28 дБ на частоте 1000 Гц [20]. Для низ-
ших и высших звуковых частот требования могут быть существен-
но снижены: на частоте 300 Гц переходное затухание между
стереоканалами приемника может быть не менее 24 дБ, а на
частоте 10 кГц — не менее 15 дБ. На частотах ниже 300 и выше
10 кГц переходные затухания обычно не нормируются, так как
на этих частотах ухо человека практически утрачивает способ-
ность локализации звука.
Очевидно, само по себе хорошее разделение каналов еще не
может гарантировать высокого качества стереоприема. Стерео-
приемник должен иметь малые нелинейные искажения, низкий
уровень шумов и фона с частотой сети переменного тока, воспро-
изводить необходимый диапазон модулирующих частот. По этим
показателям стереоприемник не должен существенно уступать мо-
нофоническим моделям соответствующего класса. Для высоко-
качественного приема стереопрограммы необходимо, чтобы коэф-
1 Различают линейное и нелинейное переходные затухания. Линейное ха-
рактеризует переходные помехи на частоте полезного сигнала, нелинейное —
на его гармониках. В тех случаях, когда такое уточнение отсутствует, будем
иметь в виду линейное переходное затухание.
17
фициент гармоник в стереотракте не превышал 4% на средних
частотах модуляции и 5% на частотах ниже 300 Гц и выше
5 кГц. Отношение сигнал-шум стереоприемника должно быть в
режиме больших входных сигналов не менее 60 дБ, отношение
сигнал-фон — не менее 54 дБ, диапазон воспроизводимых час-
тот— не уже 40... 15 000 Гц. На выходе для подключения магни-
тофона требования еще более жесткие: коэффициент гармоник
2...3%, диапазон частот при неравномерности характеристики
±2 дБ —31,5...15 000 Гц.
Для получения хорошего стереоэффекта весьма важно, чтобы
АЧХ левого и правого стереоканалов были одинаковыми при лю-
бых положениях регуляторов громкости и тембра. Допустимое
расхождение характеристик по электрическому напряжению со-
ставляет 3...4 дБ на крайних частотах воспроизводимых звуковых
частот при любых положениях регуляторов тембра.
Для установки одинаковой громкости каналов А и В в прием-
нике имеется регулятор стереобаланса, позволяющий изменять
коэффициент усиления одного или обоих стереоканалов, делая
их равными друг другу. Пределы регулирования стереобаланса
обычно составляют 6...8 дБ.
Вполне очевидно, что высокое качество стереоприема может
быть достигнуто, если ВЧ тракт и стереодекодер приемника поз-
воляет без искажений выделить комплексный стереосигнал и пре-
образовать его в НЧ сигналы левого и правого стереоканалов.
Спектр модулирующих частот при стереопередаче примерно
втрое шире, чем при монофонической, и занимает область над-
звуковых частот вплоть до 46,25 кГц. Весь этот спектр должен
быть воспроизведен на выходе частотного детектора (ЧД) при-
емника. Весьма существенным является и тот факт, что в отли-
чие от монофонической передачи, где достаточно сохранить лишь
амплитудные соотношения в спектре модулирующих частот, при
стереопередаче на выходе частотного детектора должны быть
воспроизведены без искажений и все фазовые сдвиги между от-
дельными составляющими спектра КСС. Выполнение этих усло-
вий требует, в первую очередь, расширения полосы пропускания
тракта ПЧ стереоприемника по сравнению с обычным. Если в
обычном ЧМ приемнике минимальная полоса пропускания трак-
та ЧМ составляет 120 кГц, то в стереоприемнике ее рекомендует-
ся иметь не уже 140 кГц. Более широкие полосы пропускания
позволяют воспроизвести КСС с меньшими нелинейными и ам-
плитудно-частотными искажениями, однако при этом ухудшают-
ся избирательность и помехозащищенность, падает чувствитель-
ность приемника. Поэтому полоса пропускания не должна пре-
вышать 190 кГц. Сужение полосы пропускания, облегчая борь-
бу с помехами, увеличивает, в свою очередь, критичность на-
стройки стереоприемника на принимаемую станцию, нелинейные
искажения, ухудшает разделение стереоканалов, повышает требо-
вания к качеству настройки и стабильности контуров фильтра
ПЧ, к стабильности частоты гетеродина. В высококачественном
18
стереоприемнике необходимо иметь автоматическую подстройку
частоты (АПЧ).
Большое значение для высококачественного стереоприема име-
ет форма резонансной характеристики тракта. Для отсутствия
искажений необходимо, чтобы резонансная характеристика была
строго симметричной относительно центральной частоты, с коло-
колообразной вершиной и плавно нарастающей к краям крутиз-
ной скатов. Важно, чтобы резонансная кривая имела не более од-
ного максимума и чтобы этот максимум совпадал с центральной
частотой. Фазовая характеристика фильтра ПЧ должна быть ли-
нейной, или, что то же самое, групповое время запаздывания
должно оставаться постоянным на всех частотах в пределах по-
лосы пропускания тракта. Неравномерность группового времени
запаздывания не должна превышать 2 мкс. Наименьшая неравно-
мерность группового времени запаздывания в усилителе ПЧ с по-
лосовыми фильтрами достигается, когда связь между контурами
выбрана несколько меньше критической (т] = 0,7...0,8). Расчеты на
ЭВМ показали, что в этом случае минимальны и нелинейные ис-
кажения [21].
Для обеспечения большого переходного затухания и эффек-
тивного подавления AM необходимо, чтобы форма резонансной
характеристики, полученная при заводской настройке, оставалась
неизменной в процессе эксплуатации. Рекомендации по выполне-
нию этого требования читатель найдет в литературе [8, 22, 23].
Наибольшая стабильность формы резонансной характеристики
достигается при использовании в тракте ПЧ—ЧМ фильтров со-
средоточенной селекции (ФСС). При этом также сводится к ми-
нимуму влияние транзисторов на параметры избирательной цепи.
Форма резонансной кривой усилителя ПЧ во многом опреде-
ляет селективность приемника. Поэтому и саму эту кривую
часто называют кривой селективности. Наличие надзвуковых час-
тот в спектре КСС приводит к увеличению помех от соседних
станций в режиме стереоприема, так как эти частоты дают ком-
бинационные свисты и нулевые биения с мгновенными разност-
ными частотами спектров сигнала и мешающей станции. Степень
защищенности радиоприемного тракта от мешающего действия
других станций характеризуется так называемыми защитными
отношениями, определяемыми по критерию заметности помех объ-
ективным или субъективным способом как отношение напряже-
ний мешающего и полезного сигналов на антенных зажимах
приемника. Расширение полосы пропускания при стереоприеме
неблагоприятно сказывается на защитных отношениях, если ме-
шающая станция расположена близко по шкале частот. Для до-
статочного ослабления сигнала соседнего канала крутизна скатов
резонансной характеристики должна составлять 0,15...0,25 дБ/кГц
за пределами полосы пропускания. Для этого усилитель ПЧ дол-
жен содержать три-четыре пары полосовых фильтров. Лучшие ре-
зультаты получаются при использовании на входе усилителя ПЧ
фильтра сосредоточенной селекции (ФСС). В этом случае умень-
19
шается вероятность возникновения в последующих каскадах уси-
лителя ПЧ синхронной с сигналом соседней станции паразитной
AM, которая, в свою очередь, синхронным изменением входной
динамической емкости следующего каскада может вызвать пара-
зитную фазовую (ФМ) модуляцию несущей частоты мешающим
сигналом.
Фильтр сосредоточенной селекции на резонансных контурах
является весьма трудоемким в изготовлении и сложным в наст-
ройке, однако он находит применение [24]. Перспективным яв-
ляется использование пьезоэлектрического ФСС в тракте ПЧ
стереофонических радиоприемников. Такие фильтры в сочетании с
интегральными микросхемами дают неплохие результаты [25].
Значительного улучшения (15... 17 дБ) защитных отношений при
стереоприеме можно достичь введением между ЧД и стереодеко-
дером фильтра нижних частот (ФНЧ), срезающего частоты выше
46 кГц [26].
Весьма жесткие требования предъявляются в стереоприемни-
ках к работе амплитудного ограничителя. Поскольку КСС содер-
жит как звуковые, так и надзвуковые частоты, ограничитель дол-
жен подавлять паразитную AM на всех этих частотах (вплоть до
46 кГц). Эффективное действие ограничителя позволяет сохра-
нить уровень и качество КСС на выходе ЧД при изменении на-
пряжения на входе приемника в широких пределах (из-за раз-
личных атмосферных явлений, при перестройке приемника на
другую станцию и т. п.), уменьшить нелинейные искажения из-за
сопутствующей паразитной AM [27]. Ограничитель в значитель-
ной степени устраняет комбинационные искажения, возникающие
вследствие многолучевого распространения радиоволн, подавляет
импульсные помехи (от автомобильного двигателя, электроприбо-
ров и пр.), уменьшает уровень шумов, повышает защищенность
приемника от помех на частоте приема [28]. Для надежной ра-
боты ограничителя во всем диапазоне частот КСС его постоян-
ная времени т0Гр должна быть существенно меньше периода самой
высокой модулирующей частоты. Приемлемой можно считать ве-
личину тОГр=2...3 мкс.
Следует помнить, что эффективное подавление AM в ограни-
чителе возможно лишь в том случае, если она уже в предыдущих
каскадах не перешла в паразитную ЧМ, что неизбежно случает-
ся при любой асимметрии резонансных характеристик каскадов
тракта ПЧ. Возникшую паразитную ЧМ никакой ограничитель
уже не сможет устранить [29]. Поэтому важно обеспечить пол-
ную симметричность и стабильность формы резонансной харак-
теристики. Подробное рассмотрение этого вопроса читатель най-
дет в [30].
Искажения КСС сильно зависят от характеристики ЧД (фор-
ма S-кривой). Прямолинейный участок этой характеристики дол-
жен перекрывать полосу пропускания тракта ПЧ. Чтобы искаже-
ния были невелики, расстояние между горбами S-кривой должно
составлять 400...700 кГц вместо обычных 240...270 кГц у монофо-
20
нических приемников. Центр характеристики должен совпадать е
центральной частотой полосы пропускания усилителя ПЧ.
Для сохранения амплитудных и фазовых соотношений между
составляющими КСС необходимо, чтобы АЧХ, измеренная на вы-
ходе ЧД, была горизонтальной во всем диапазоне модулирующих
частот (до 46,25 кГц). Фазочастотная характеристика (ФЧХ) в
этом же диапазоне должна быть линейной. Так как обе эти ха-
рактеристики обычно однозначно связаны между собой, на прак-
тике часто ограничиваются более доступным измерением АЧХ.
Неравномерность АЧХ не должна превышать 1...3 дБ, в зависимо-
сти от класса приемника. Определяется она полосой пропускания
и формой резонансной характеристики тракта ПЧ, а также посто-
янной времени выходной цепи ЧД. Последняя должна быть ми-
нимальной. Цепь компенсации предыскажений, располагаемая
в моноприемниках непосредственно на выходе ЧД, в стереорежи-
ме должна быть отключена. Иногда для улучшения АЧХ вводят
отрицательную обратную связь с выхода ЧД в цепь автоматиче-
ской подстройки частоты гетеродина (АПЧ). При этом частота ге-
теродина приобретает частотную модуляцию, девиация которой
определяется напряжением на выходе ЧД. Девиация промежу-
точной частоты изменяется при этом так, что АЧХ на выходе ЧД
спрямляется.
В заключение параграфа несколько слов об установке прием-
ной антенны. В связи с ухудшением отношения сигнал-шум при
стереоприеме и повышенной чувствительностью к помехам от
многолучевого распространения в местностях со слабой напря-
женностью поля УКВ радиостанции целесообразно применять
многоэлементные антенны, укрепляемые на высокой мачте. Ан-
тенну ориентируют в сторону прихода радиоволн, стараясь избе-
гать направления, в котором поступают индустриальные помехи.
Вблизи магистралей с оживленным движением антенну лучше
устанавливать параллельно магистрали, ограничивая по возмож-
ности высоту, для снижения следует применять коаксиальный фи-
дер.
1.5. МЕТОДЫ ДЕКОДИРОВАНИЯ СТЕРЕОСИГНАЛА
На практике находят применение следующие три принципи-
ально различных метода декодирования КСС: детектирование
ПМК по огибающей, декодирование с разделением спектра и
временное разделение каналов.
Метод детектирования по огибающей. С точки зрения схемной
реализации этот метод является самым простым. Стереодекоде-
ры, использующие этот метод декодирования, называют полярны-
ми детекторами. Полярный детектор применялся в первых разра-
ботках отечественных стереоприемников, а также во многих сте-
реодекодерах для системы с ПТ. Однако ряд его существенных
недостатков, прежде всего, большие нелинейные искажения на
верхних частотах привели к тому, что в высококлассных моделях
21
^полярный детектор постепенно вытесняется другими схемами де-
кодирования, более сложными, но обеспечивающими более высо-
кие показатели.
Метод декодирования с предварительным разделением спект-
ра ПМК широко применяется в выпускаемой в настоящее время
серийной отечественной стереоаппаратуре. Достоинства метода:
отсутствие специфических искажений, связанных с детектирова-
нием по огибающей; повышенная устойчивость к перемодуляции
поднесущей, так как детектированию подвергается только над-
звуковая часть спектра, коэффициент модуляции которой обычно
мал.
Кроме того, при этом методе легче удовлетворить требовани-
ям высокой помехозащищенности от сигналов соседних станций
благодаря подавлению разделительными фильтрами колебаний с
частотами, расположенными за пределами спектра ПМК. Нали-
чие фильтров облегчает также задачу подавления сигналов до-
полнительного уплотнения, используемых при передаче «фоно-
вой» музыки, при передаче дополнительных программ для узлов
связи, при квадрафонии.
Метод временного разделения каналов наибольшее примене-
ние получил в приемниках системы с ПТ. Объясняется это тем,
что в декодерах системы ПТ восстановление поднесущей осуще-
ствляется, в отличие от системы с полярной модуляцией (ПМ),
устройством с достаточно сложной электрической схемой. Поэто-
му замена цепи восстановления поднесущей цепью формирования
стробирующих импульсов не приводит к существенному удорожа-
нию стереодекодера.
В отечественной аппаратуре метод временного разделения до
недавнего времени использовался, главным образом, в измери-
тельных стереодекодерах. Развитие сначала транзисторной тех-
ники, а затем и микроэлектроники открыло широкие перспективы
применения этого метода декодирования и в бытовой радиоаппа-
ратуре. Разработаны и выпускаются промышленностью высоко-
качественные стереодекодеры, работающие по временному мето-
ду декодирования и предназначенные для стереоприемников вы-
сшего и первого классов. Так как в основе стереодекодеров, исполь-
зующих временной метод, лежит электронная ключевая схема,
такие декодеры называют ключевыми.
Принцип действия и особенности расчета и проектирования
стереодекодеров, использующих тот или иной метод разделения
каналов, подробно рассматриваются в следующих главах.
2
Детектирование ПМК по огибающей
□
2.1. ПРИНЦИП ПОЛЯРНОГО ДЕТЕКТИРОВАНИЯ ПМК
Принцип работы полярного детектора поясняется рис. 2.1.
‘При подаче ПМК на вход диодов на выходах полярного детекто-
22
ра можно наблюдать низкочастотные сигналы иА и ив. Надзву-
ковые частоты подавляются 7?С-фильтрами, подключаемыми к
нагрузке диодов. Каждое плечо полярного детектора по схеме ни-
чем не отличается от обычного AM детектора. Однако схем-
ное сходство не исключает принципиальных отличий в их ра-
боте. Эти различия обусловливаются особенностями детектируе-
мых сигналов. При детектировании AM сигнала напряжение на
выходе представляет собой последовательность полупериодных
импульсов, изменяющихся в такт с входным сигналом в случае
безынерционной нагрузки, и примерно равно амплитудному зна-
Рис. 2.1. Структурная схема, поясняющая принцип
работы полярного детектора
чению входного сигнала, если инерционность нагрузки велика*
(тн^И/Зл/о). Чтобы исключить искажения НЧ сигнала, достаточ-
но выполнить условие Сифорова [31]: тн^ l,5/2nFB.
Совсем другие явления происходят в полярном детекторе. Рас-
смотрим форму напряжения на его выходе, например в канале
А, для случая безынерционной нагрузки (рис. 2.2). При измене-
нии амплитуды положительных импульсов ПМК на входе детек-
тора пропорционально изменяется не только амплитуда, но и дли-
тельность импульсов выходного тока в канале А. Это приводит к
нелинейной зависимости НЧ составляющей на выходе детектора
от модулирующего сигнала в канале А. Наибольшей величины
нелинейные искажения достигают при синфазной модуляции в
стереоканалах (см. рис. 2.26). При противофазной модуляции
(ив=—иА) ПМК превращается в обычное AM колебание, угол
отсечки импульсов выходного тока всегда равен л/2 и искажения
исчезают (рис. 2.2в).
Рассмотрим теперь случай синусоидальной модуляции в кана-
ле В при паузе в основном канале (рис. 2.2г). Видно, что при не-
изменной амплитуде импульсов выходного тока угол отсечки их
колеблется относительно среднего значения л/2 синфазно с мо-
дулирующим сигналом в другом канале. При максимальном сиг-
нале ив (минимальной амплитуде отрицательных полупериодов
поднесущей частоты) угол отсечки положительных импульсов на
выходе канала А имеет наибольшее значение, при минимуме сиг-
нала ив — наименьшее. В такт с сигналом ив изменяется и сред-
нее значение сигнала в канале А (штрих-пунктирная линия на
рис. 2.2г). Таким образом, безынерционный полярный детектор не
обеспечивает полного разделения каналов.
23
Рис. 2.2. Форма напряжения в канале А
на нагрузке безынерционного полярного
детектора:
а — при синусоидальной модуляции в ка-
нале А и паузе в канале В (цв = 0);
б — при синфазной синусоидальной мо-
дуляции в обоих каналах («a = «b);
в — при противофазной синусоидальной
модуляции в обоих каналах (иА =—ив)]
г — при синусоидальной модуляции в
канале В и паузе в канале А (иА = 0)
Вообще говоря, нежелатель-
ные последствия модуляции им-
пульсов тока по длительности
могли бы быть в значительной
степени устранены при инерцион-
ной нагрузке полярного детекто-
ра, но здесь дает себя знать вто-
рое существенное отличие исполь-
зуемых на практике ПМК от
обычных AM колебаний: чрезвы-
чайно низкое значение частоты
поднесущей. Так, частота подне-
сущей /о = 31,25 кГц лишь в 2
с небольшим раза превосходит
верхнюю модулирующую частоту
FB = 15 кГц. По этой причине нель-
зя с достаточным запасом вы-
полнить оба неравенства:
тн< 1,5/(2jiFb)« 1,6-Ю~бс
И Тн» 1/(2 л /0) « 0,5 • 10-* с.
Так как повышение поднесу-
щей частоты привело бы к рас-
ширению полосы пропускания
тракта ПЧ, увеличению шумов и
ухудшению помехозащищенности
стереоприемника, то приходится
мириться с тем, что невозможно
обеспечить большой запас при
выполнении второго неравенства
и ограничить значение тн вели-
чиной 1,6-10-5 с. Для системы
с ПМ это дает максимально до-
пустимое значение инерционно-
сти нагрузки:
(®0тн)тах = 3,12 ~ Л. (2.1)
Однако и такая незначительная инерционность приводит к за-
метному уменьшению нелинейных искажений. Правда, при этом
они становятся частотнозависимыми. Вследствие влияния пере-
ходных процессов на верхних частотах это уменьшение не столь
значительно, как на нижних.
2.2. СПЕКТРАЛЬНОЕ РАЗЛОЖЕНИЕ ВЫХОДНОГО СИГНАЛА
Ввиду симметрии схемы ограничимся рассмотрением только од-
ного из плеч детектора. Пренебрегая взаимным влиянием плеч и
24
считая детектирование линейным, изображаем эквивалентную схе-
му плеча А (рис. 2.3а).
Напряжение на нагрузке представляет собой последователь-
ность чередующихся импульсов заряда и разряда конденсатора
Рис. 2.3. Эквивалентная схе-
ма полярного детектора (а),
график временной зависимо-
сти выходного напряжения
(5), последовательности за-
рядных и разрядных им-
пульсов напряжения на кон-
денсаторе нагрузки Сн (в, г)
и вспомогательная последо-
вательность импульсов Fa(0
(5)
Сн (рис. 2.36). Соответствующие последовательности импульсов
u3{t) и Up(/) изображены на рис. 2.3в и г.
Используя метод интеграла Дюамеля для напряжения заряда
в момент времени /=/п+А^<^пз. получаем выражение
«в (0 = “э.уст (О + [«вых (0Э “э.уст (^п)] е А (2.2у
где т3 — постоянная времени цепи заряда; u3.yci(Z)—напряжение
на выходе схемы в установившемся режиме (при открытом дио-
де).
Отсюда следует, что последовательность зарядных импульсов
ua(t) можно представить в виде суммы двух последовательно-
стей:
«в (0 =«э1(0+“si (О»
первая из которых определяется работой схемы в установившем-
ся режиме и равна
«з1(0 = «з.уст(0 при tn<t<tn3;
«31(0 = ° при А».«<*»+!•
Вторая последовательность u32(t) определяется переходными про-
цессами и будет рассмотрена ниже.
Рассуждая аналогично, получаем выражение для последова-
тельности разрядных импульсов:
«р (0=«pi (0 + «pi (0»
где «р1(0 = «р.^,(0 при
«pi(0 = ° при /„</</„»
25
определяются работой схемы в установившемся режиме, а
z/p2(0 —переходными процессами (при запертом диоде).
Таким образом, спектр выходного напряжения может быть
получен суммированием спектров четырех последовательностей
импульсов:
и (0 - [и31 (0 + ар1 (0] + [из2 (0 + цр2 (0]. (2.3)
Каждая из этих последовательностей сложным образом моду-
лирована по амплитуде, фазе и длительности.
Первые два слагаемых, определяющие работу схемы в уста-
новившемся режиме, могут быть объединены в одно, если ввести
вспомогательную последовательность импульсов F3(t), изображен-
ную на рис. 2.3d. При этом имеем
«91 (О = «э.Уст (О Л (0. «Р1 (0 = “р.уст (0 U-ра (0L
^з1 (0 4” ^pi (0 = [^з.уст (0 ^р.ус» (f)]F з (0 + UpyCT (0. (2.3 а)
Здесь UQ.ycuft) и ир.Уст(/) определяются умножением входного
и пмк на коэффициент передачи схемы, получающейся при заме-
не диода резистором, сопротивление которого равно сопротивле-
нию диода в проводящем состоянии для первого слагаемого и за-
пертом — для второго.
Выражение для F3(t) может быть найдено методом деформа-
ции последовательности прямоугольных импульсов [32]:
F3 (0 = (а2—ах)/2 л + (6ф2 (0 -6фх (0>/2 л +
+ V — {sin г [<х2 4-6ф2 (01 — sinr[a1 +
гл
+6(01} cos Г ©0 t — У — { cos г [а2 4- бф, (Q]—
Г л
Г=1
— cosr + 6ф1 (0]}sinr м01 (2.4)
Здесь ai и аг — передний и задний углы отсечки при отсутствии
модуляции; бф1 и бфг — функции модулирующего сигнала.
При выполнении условия (2.1) и полигармонической модуля-
ции в каналах эти функции имеют вид [33]
04«—л/2; a2 « arctg [ 1/м0 тв + (₽г/7?н) (©0 та + 1/©0 тн)], (2.5)
О 1
6Ф1 со» C0Sffl*ф5ь* sin®h
k=l
о
6% (0~ £ (Фс2'* cos®k l~ °Sa>k sin ***
fc=l
(2.6)
Здесь v — число составляющих спектра ПМК, за исключением
поднесущей.
Амплитудные значения модулирующих функций сложным об-
разом зависят от параметров схемы, вида и частоты модуляции.
26
Для области низших и средних частот выражения (2.6) могут
быть представлены в виде
6^1 (0« 2тйЛ,(Фс1-* cosiM~фзык sinQk0.
k=i
VM
(0« £ ткм (Фс2Л cosQfc t—<Ps8>k sin t),
где vM — число НЧ составляющих в спектре ПМК;
ФС1 ft (й)« l-d-Tp/^/d + CQrp)»]
С * l-a-Tp/Tj/ll+Ce.TpW
фс3>к (й)«+ sinа2;
° Л 1-(1-Тз/Тн)/[1+(«>оТэ)Ч
ф« bh (Q)«(Q/®o){[ 1 + (®оТр)®1/[ 1+(&rp)2]}cos а15
Ф5 2,ft (Q) « (Й/cog) {[ 1 +(®0т3)21/[ 14 (S2rs)a]}cos а,.
(2.6а)
(2.7>
Третье и четвертое слагаемые выражения (2.3) характеризу-
ют часть выходного напряжения, определяемую переходными про-
цессами в цепи детектора. Каждая из последовательностей со-
держит импульсы непрямоугольной формы, имеющие амплитуд-
ную модуляцию II рода и двустороннюю модуляцию по длитель-
ности I рода. Метод деформации прямоугольных импульсов в
данном случае применять нельзя. Определение спектра последо-
вательности методом рационального соотношения частот, опера-
ционным и рядом других известных методов приводит к транс-
цендентным соотношениям. В [32] предлагается находить спектр
последовательности импульсов, модулированных по длительно-
сти, как интеграл функции, представляющей собой разность
спектров двух последовательностей импульсов с временной моду-
ляцией, являющихся производными от фронта и среза импульсов
искомой последовательности. Однако этот метод можно приме-
нять лишь при плоской вершине импульсов. Наиболее простым
способом было бы совместное использование метода деформации
прямоугольных импульсов и метода формирующего фильтра. Од-
нако метод формирующего фильтра можно применять только для
исследования импульсов с временной модуляцией, имеющих оди-
наковую форму. При наличии модуляции импульсов по длитель-
ности этот метод также непригоден.
Чтобы обойти указанные затруднения, воспользуемся тем об-
стоятельством, что искомые последовательности импульсов имеют
амплитудную модуляцию II рода. При этом напряжение в конце
каждого зарядного или разрядного импульса однозначно опреде-
ляется длительностью импульсов и напряжением в его начале.
Это позволяет представить каждый из импульсов в виде разности
двух экспоненциальных импульсов, а каждое из искомых напря-
жений u32(t) и up2(t) в виде разности двух последовательностей
27
экспоненциальных импульсов, каждая из которых имеет ампли-
тудную модуляцию II рода и временную модуляцию I рода.
Спектр каждой из этих последовательностей может быть опреде-
лен методом формирующего фильтра. Спектр выходного напря-
жения полярного детектора получаем суммированием* спектров
всех последовательностей по формуле (2.3а). В результате такого
суммирования получим
U I °м
и (0 « { у0 + V mkM У1к cos (ЙА t— Дф*) +
2п I fe=i
°м
+ ткм Уп COS (2Qa t —Дф2й) +
пм °м
+ Х 2 mhM™w#h+zcos[(Qft + QzK—ДФа-н1 +
k=l /=.*+!
°М
+ 22 ткм шил ук_1 cos[(Qk—Qz) t—Дфк_/1 +
k=l
co
+ Уч,, cos (aot—Дф0) + £ yra>a cos (г <ла t —
r=2
-Дфг)}+Ди(0. (2.8)
Первое слагаемое в формуле (2.8) представляет собой посто-
янную составляющую выходного напряжения, второе — полезный
выходной сигнал и паразитную составляющую с частотой сигна-
ла другого стереоканала, характеризующую переходное затуха-
ние схемы. Третье и четвертое слагаемые — продукты нелиней-
ных искажений. Следующие два слагаемых представляют собой
напряжение поднесущей частоты и ее гармоник. Член &u(t) ха-
рактеризует продукты модуляции поднесущей и ее гармоник НЧ
составляющими спектра.
Формулы для вычисления коэффициентов yik, Уък и т. д.
уравнения (2.8) приведены в [33]. В общем случае произвольных
параметров схемы эти коэффициенты сложным образом зависят
от инерционности нагрузки, выходного сопротивления источника
ПМК, параметров диодов, вида модуляции и частоты модулиру-
ющих сигналов в каналах А и В,
2.3. КОЭФФИЦИЕНТ ПЕРЕДАЧИ. ЧАСТОТНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Измерение коэффициента передачи схемы производят при то-
нальной модуляции ПМК.
При входном сигнале, описываемом выражением (1.6), будем
понимать под коэффициентом передачи детектора отношение
амплитуды основной гармоники полезного сигнала на выходе
28
схемы к амплитуде mUo .соответствующей огибающей ПМК. Из
(2.8) имеем
= UjmUa = (тм/т) (уг/2 л), (2.9)
где т — коэффициент модуляции ПМК в рассматриваемом кана-
ле. Коэффициент yi зависит от вида модуляции:
У1 = Ум + (т51тм)У8. (2.10)
Принято измерять Кд при синфазной модуляции в каналах. Для
этого случая, полагая КгСКн и й/шоС 1, имеем [33]
2 Л—«1+»!
У1«Ум»л+«>оТн(1 —е “°т“ )—arctgcooTH. (2.11)
Характер зависимости коэффициента передачи от инерционности
нагрузки, вычисленный по формуле (2.9) с учетом (2.11), пока-
зан на рис. 2.4а. Из графика видно, что Кд растет с увеличением
инерционности нагрузки, возрастая от 0,5 при ©отн = О до 0,68
При (|)оТн = Я.
Проведенное рассмотрение относится к случаю синфазной мо-
дуляции в каналах. При противофазной модуляции коэффициент
передачи несколько уменьшается. На низких частотах это умень-
шение составляет л/2 раз при безынерционной нагрузке и 1,15
раза при ©оТн=л. В случае инерционной нагрузки коэффициенты
Уш и yis уменьшаются с ростом частоты. Однако это уменьшение
незначительно (рис. 2.46) и становится заметным только на выс-
Рис. 2.4. Графики зависимости коэффициента передачи полярного детектора от
инерционности нагрузки (а) и коэффициента yi от частоты (б)
ших частотах. При этом напряжение «вых на высоких частотах
модуляции отстает по фазе от огибающей входного ПМК. Это
отставание невелико и даже при ©отн=л не превышает 14° на ча-
стоте 15 кГц, быстро приближаясь к нулю при уменьшении часто-
ты модуляции или инерционности нагрузки.
2.4. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Из формулы (2.8) следует, что гармонические искажения в по-
лярном детекторе определяются в основном уровнем напряжения
второй гармоники. Относя амплитуду составляющей uz к ам-
29
плитуде полезного сигнала, получим формулу для вычисления ко-
эффициента гармоник:
K1l^U2lU1 = mMy<1lyi. (2.12)
Коэффициент у\ был определен в предыдущем параграфе. Ко-
эффициент у2 в основной области звуковых (нижних и средних)
частот равен (полагая, что выполняются условия /?г<^Лн<С/?обр)
yt« 4-[ 1 + (“о тн)2Г3'2 {1 + Ю+(а>0*8)* +
4
+ ((оотв)2(1-е~вр)+((о0тн)2(1-2е-бр)1/1+(®0тн)8}, (2.13)
где Sp« (2 л—^Ч-а^/ШоТн.
Зависимость коэффициента гармоник от вида модуляции. Из
формул (2.12) и (2.13) следует, что в первом приближении коэф-
фициент гармоник полярного детектора определяется уровнем НЧ
составляющей спектра ПМК (сигнал им) и практически не зави-
сит от уровня разностного сигнала ug. В частности, при
= 0(ив=—иА)
(tfr)s->0. (2.14)
При паузе в одном из каналов (например, В) имеем
тА = т; ты = т/2; (^)д « ум+ys « 2 ум
и
КР = (Кг)л « (т/4) (г/2/№). (2.15)
Наибольшей величины коэффициент гармоник достигает при
синфазной модуляции. В этом случае тм=т и
(Кг)м^гпу21умъ4Кг. (2.16)
Полученные результаты легко объяснить физически. Из мате-
риала § 2.2 ясно, что основным фактором, определяющим нелиней-
ные искажения в полярном детекторе, является паразитная фазовая
модуляция (ФМ) фронта и среза импульсов выпрямленного тока.
В частности, при противофазной модуляции в каналах бтр1~бтр2~
~0 и искажения в первом приближении отсутствуют. При син-
фазной модуляции (^А = ?/в)6'ф1 и 6ф2 достигают максимальных
значений:
|6ф1|тах = ^мФ1 = /Пм^/Фс1 Ч-Ф^*! , | (2 17)
| = Ф2 == ГПМ ^Фс2 Ч~Ф$ 2 « |
коэффициенты которых могут быть вычислены по формулам
(2.7).
Определение оптимальных параметров схемы. Из формул (2.7)
следует, что предпочтительным режимом работы, по крайней ме-
ре, на низких и средних частотах является режим с наименьши-
ми углами отсечки си и а2. Так как при выполнении условия (2.1)
30
а1г=—л/2, то с достаточной для практики точностью можно счи-
тать (при ЯиС^обр)
Фо1« — 1, <DS1«O, (2.7а)
т. е. эти коэффициенты практически не зависят от параметров
схемы.
Для коэффициентов ФС2 и Ф8г, подставляя в формулы (2.7)
.значение а2 из формулы (2.5), получаем
ФС2(О)« , 1 4~ ^3 тн -| 1 + й2т3« у Г 1+(<Оо-Сз)2 1+(®0тн)2 ’
Ф8 2 (£2) " 1+(ОГз)4 1 Г 1 + (<ОоТз)2 / 1 + (Шо тн)? J (2.76)
Из приведенных формул следует, что оптимальным режимом
работы полярного детектора, обеспечивающим наименьшее зна-
чение коэффициента Ф2, а следовательно, и минимальные нели-
нейные искажения, является режим с наименьшей величиной т3
и максимально допустимой величиной тн. Это условие выполня-
ется наилучшим образом при работе детектора с большой инер-
ционностью нагрузки от источника с малым внутренним сопро-
тивлением. В этом случае формулы (2.76) упрощаются и коэф-
фициент будет
Ф, = Г'Фсг+Ф^ = /(1 +(^н)2)/(1 +(®отн)2). | (2.18)
Зависимость коэффициента гармоник от инерционности на-
грузки. При заданных инерционности нагрузки и режиме модуля-
ции коэффициент гармоник может быть вычислен по формулам
(2.12) — (2.16). Из графика (рис. 2.5а) можно видеть, что увели-
чение инерционности от
нуля до шоТн = л умень-
шает коэффициент гар-
моник от значения
«0,16т2м/т до
«0,045m2м/т, т. е. более
чем втрое.
Зависимость коэффи-
циента гармоник от часто-
ты. Из формулы (2.18)
следует, что при выполне-
нии условия (Йтн)2<1 за-
Рис. 2.5. Графики зависимости
отношения у г! Ум от инерцион-
ности нагрузки (а) и коэффи-
циента у» от частоты (6)
81
висимостью Кг от частоты можно пренебречь. Значение Кг в этом
случае можно вычислить по формуле (2.12) с учетом (2.13). При
невыполнении указанного неравенства Кг можно определить ис-
ходя из общих формул (2.7) с учетом выражений, приведенных
в работе [33]. Полная формула для коэффициента гармоник в
развернутом виде оказывается слишком громоздкой, поэтому здесь
мы ее не приводим. Результаты расчета коэффициента у2 для на-
иболее важного случая о)оТн = л; и различных видов модуляции
представлены на рис. 2.56. Графики показывают существенный
рост нелинейных искажений на верхних частотах, в том числе и
в режиме противофазной модуляции в каналах (кривая y2s).
Последнее объясняется неравенством комплексного сопротивле-
ния нагрузки диода для боковых составляющих соо—Q и coo + Q.
Несовпадение значений у2А и у2В со значением, вычисленным'
по формуле (2.13) для у2м в области низших частот, объясняет-
ся приблизительным характером формулы. Замена ее более точ-
ным выражением позволяет выявить неравенство и2В>у2М>У2А-
При этом, однако, сохраняется равенство У2м = 0,5(у2а + У2в), а зна-
чение у2м совпадает с у2, получаемым по формуле (2.13). Так как
отличие у2А и у2В от у2М невелико, то при практических расчетах до-
пустимо ограничиваться точностью, даваемой указанной прибли-
женной формулой Ч
Комбинационные искажения. Рассмотрим теперь случай, когда
на вход стереоканалов поступает сумма нескольких синусоидаль-
ных составляющих. При этом коэффициент гармоник можно оп-
ределять по тем же формулам, что и в односигнальном случае —
с учетом уменьшения коэффициента модуляции Для каждой из
составляющих. Однако теперь выходной сигнал (2.8) содержит
также комбинационные частоты, самые существенные из которых
(Qfe+fiz) и (Qfe—Qz). Наибольшую опасность представляет случай
синфазной двухтональной модуляции в обоих каналах либо то-
нальной модуляции разными частотами (Qa¥=^b). В этом слу-
чае коэффициенты т^м и тш могут достигать максимально воз-
можного значения, равного (jn/2)max==0,4- В области низших и
средних частот коэффициенты уь+i и yk-i практически не зависят
от частоты и равны г/Л+/=^_/=2(/2, а коэффициент комбинацион-
ных искажений
*комб = 2 тм (У%/У1)= 2 /Сг. (2.19)
На высших частотах наиболее опасной является комбинаци-
онная частота Qk—&ь особенно в случае Qk~Qi, когда ЙКомб ле-
жит в области низших звуковых частот, где она наиболее замет-
на и не может быть ослаблена цепью коррекции предыскажений.
1 Необходимо отметить, что расчеты коэффициента гармоник относятся все
время к одному из каналов, в данном случае А. Поэтому кривая угв опреде-
ляет относительную величину паразитного сигнала частоты 2 Q в канале А при
подаче полезного сигнала частоты Q в канал В, т. е. по сути дела характе-
ризует не коэффициент гармоник, а нелинейную переходную помеху на часто-
те второй гармоники (см. § 2.5).
32
Если сигнал с частотой Й& подается в канал Л, а с частотой
Qz—в канал В, то частотная зависимость коэффициента уь~ц
практически совпадает с графиком частотной зависимости коэф*
фициента 2у2М- Если двухтональный сигнал подается на вход
только одного из каналов, кривая ум совпадает с графиком 2у2л
или 2у2в, в зависимости от того, в каком из каналов находятся
сигналы с частотами Й& и Й/.
2.5. ПЕРЕХОДНЫЕ ПОМЕХИ
Линейное переходное затухание между стереоканалами рас*
считывается по формуле (1.13):
₽1 = 201б(^1Л/^1в).
Коэффициенты у\л и У\в находятся из формулы (2.10) подста'-
новкой значений тм и tns в соответствии с обозначениями (1.7);г
Р, 20lg «мУм + lmslys (2.20)
тм yM~~\ms\ys
Коэффициенты ум и ys были пояснены выше. В частности, при
безынерционной нагрузке ум = л, ys=2 и pi = 201g[(n + 2)/(n—2)] «j
«13,1 дБ. С ростом инерционности нагрузки переходное затуха-
ние увеличивается, достигая при шоТн=л на низших и средних
частотах значения Pi ~22,9 дБ (рис. 2.6а).
В области высших частот при инерционной нагрузке переход-
ное затухание несколько увеличивается. При безынерционной на-
грузке Pi не зависит от частоты модуляции. Для двух случаев
инерционности, (ОоТн=0 и шотн=л, результаты расчета зависимо-
сти Pi (F) представлены на рис. 2.66.
Выше было показано, что при подаче в канал В сигнала с ча-
стотой Йв на выходе канала А появляются составляющие крат-
ных частот, напряжение основной из которых (частота 2ЙВ) име-
ет амплитуду
тт t/n
и2в = —---— У2в-
2 2л 4
Определяя согласно (1.13) нелинейное переходное затухание
как ₽2=201g(t7iA/J72B), получаем при — m
Р2 = 201g (2 #1Л/т«/2в). (2.21
Так как на низших частотах Уъв^Уъа—Уъ, то из сравнения по-
следней формулы с (2.15) находим (р2)нц ~20lg(l/Kr). Отсюда
следует, что наибольшие переходные затухания (по высшим гар-
моникам) обеспечиваются при тех же условиях, что и минимум,
нелинейных искажений. Из формулы (2.21) видно также, что р2г
в отличие от линейных переходных затуханий, зависит от коэффи-
циента модуляции пг. Для случая <йоТн=л эта зависимость изо-
бражена на рис. 2.6в.
На рис. 2.6г изображен график отношения 2у1А/У2в, характер
ризующего зависимость р2 от частоты. Видно, что при <в0тн=#О
2—59 33
Рис. 2.6. Графики зависимости линейного переходного затухания от инерционно-
сти нагрузки (а) и от частоты (б), переходных затуханий от коэффициента
модуляции (в) и отношения 2#1а/#2в, характеризующего нелинейное переходное
затухание по 2-й гармонике, от частоты (а)
нелинейное переходное затухание несколько ухудшается на верх-
них частотах модуляции.
2.6. УРОВЕНЬ ПОСТОЯННОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ И НАПРЯЖЕНИЯ
НАДЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ НА ВЫХОДЕ ПОЛЯРНОГО ДЕТЕКТОРА
Само по себе постоянное напряжение на выходе полярного де-
тектора как будто бы не представляет интереса. Однако его ве-
личину необходимо знать при использовании схем электронной
коммутации или усилителей с непосредственной связью, в част-
ности, на интегральных схемах (ИС). Это напряжение согласно
формуле (2.8) равно £/== £/о#о/2л. При коэффициент
Уо= 1 +К1+(®0тн)2—
—е (<a0TH)2/j/1 +(соотп)2
и зависит только от инерционности нагрузки.
Уровень напряжения надзвуковых частот на выходе стерео-
декодера необходимо знать при проектировании входных цепей
стереомагнитофонов и расчете характеристик регуляторов тем-
бра усилителей НЧ, чтобы предотвратить появление перегрузок и
дополнительных комбинационных искажений.
34
и<^0 — У». — Ус (®о) + ys (®о) •
Из надзвуковых составляющих в полярном детекторе основное
значение имеет поднесущая, напряжение которой равно
v -U*
2л
При /?г<Ян имеем
„ (-гл-аа+а,)/ ш.
f/c(o0)«-5- + -^--------2е
2 (Do Тн
ys (<оо) « -_5- + 1,
если (<d0Tk)2^>1, и г/с(<оо)=л, f/s(соо) = 0, если шотн= 0.
В частности, при (Оотн=л; получаем у&9 ~2,1 и Ua0 =0,335
соответственно при (оотн = 0 U=O,5t/o-
2.7. МЕТОДЫ УМЕНЬШЕНИЯ ИСКАЖЕНИЙ,
ВОЗНИКАЮЩИХ В ПОЛЯРНОМ ДЕТЕКТОРЕ
Из рис. 2.66 видно, что полярный детектор имеет довольно
низкие переходные затухания. Однако этот недостаток легко мо-
жет быть исправлен. Из формулы (2.20) вытекает простой спо-
соб увеличения £1 изменением отношения \т5\/тм- При
| | -+-Ум1у$ переходное затухание Pi стремится к бесконеч-
ности. Отношение ум(^)/z/s(Q) остается с высокой точностью по-
стоянным в широком диапазоне модулирующих частот, поэтому
указанный способ коррекции является чрезвычайно эффективным.
Предложена [34] простая схема коррекции частотной харак-
теристики сквозного стереотракта (рис. 2.7а), с помощью кото-
рой можно достигнуть требуемого изменения отношения
Рис. 2.7. Принципиальная электрическая схема (а) и
АЧХ (б) цепи регулировки переходных затуханий
\ms\/mM. Недостатком схемы является большое отклонение фор-
мы частотной характеристики от идеальной, изображенной на
рис. 2.76 пунктиром.
Анализ показывает, что этот недостаток может быть в значи-
тельной степени устранен выбором большой постоянной времени
корректирующей цепи при малой величине сопротивления рези-
стора /?к. Если параметры цепи выберем по формулам
/?к = 7?н (msfmM — 1), «>0 тк «
2*
35
то АЧХ тракта будет иметь вид, изображенный на рис. 2.8а, а
точка ее перегиба разместится между низкочастотной и надзву-
ковой частями спектра ПМК. В эту же область сместится и мак-
симум неравномерности ФЧХ (рис. 2.86).
Другой возможный способ увеличения переходного затухания
fki .заключается в «подмешивании» к выходному сигналу части
Рис. 2.8. Амплитудно-частотные (а) и фазочастот-
ные характеристики (б) цепи, изображенной на рис.
2.7а при выборе ее параметров по формулам, при-
веденным на стр. 35
напряжения другого канала,
Вместо сигнала —Щв можно
взятой в противофазе (рис. 2.9а).
подавать в противофазе часть сум-
Рис. 2.9. Схемы компенсации
линейных переходных помех
путем подмешивания в про-
тивофазе к выходным сиг-
налам части сигнала друго-
го канала (а), суммарного
сигнала (б) и входного
ПМК или КСС (в)
36
маркого сигнала (^ia4-Wib) или входного (рис. 2.96 и в). Напря-
жение полезного сигнала пропорционально величине 2ум в схе-
ме рис. 2.7, (ум + f/s) в схеме рис. 2.9а и 2ys в схемах рис. 2.95, в.
Поэтому с точки зрения нелинейных искажений первый способ яв-
ляется предпочтительным. Если учесть, что при первом способе
коррекции детектирование осуществляется при коэффициенте мо-
дуляции тм, уменьшенном в ум!у& раз, то общий выигрыш по не-
линейным искажениям в этом случае по сравнению со схемой
рис. 2.9в равен (ум1ув)2> что составит 1,33 раза при сооТи==л и
около 2,5 раза при соотн=0.
Для уменьшения нелинейных искажений на верхних частотах
может быть предложен способ детектирования по огибающей с
предварительным уменьшением коэффициента модуляции подне-
сущей. Уменьшение коэффициента модуляции осуществляется в
области высших и средних частот и достигается изменением па-
раметров схемы восстановления поднесущей и введением неслож-
ной дополнительной цепи коррекции в тракт КСС.
Принцип действия схемы и методы ее реализации и расчета
рассмотрены в гл. 5. Схема позволяет в заданное число km раз
увеличить уровень поднесущей относительно остальных составля-
ющих спектра ПМК. Это эквивалентно уменьшению в km раз
коэффициентов модуляции тА и тВ) что приводит к пропорцио-
нальному уменьшению нелинейных искажений. На низших часто-
тах коэффициенты модуляции остаются прежними, поэтому гра-
фики, у2 приобретают относительный подъем на низших частотах
(рис. 2.10, кривые 1 и 2). Уменьшение максимально возможного
коэффициента модуляции поднесущей на средних и высших зву-
Рис. 2.10. Графики частотной зависимости коэффици-
ента у2м в схеме полярного детектора:
/ — без уменьшения коэффициента модуляции; 2 — с уменьше-
нием коэффициента модуляции; 3 — с уменьшением коэффи-
циента модуляции при увеличенной инерционности нагрузки
коёых частотах в km раз позволяет также увеличить инерцион-
ность нагрузки, что уменьшает коэффициент гармоник и на низ-
ших частотах (кривая 3 на рис. 2.10). Одновременно возрастают
и переходные затухания.
37
Экспериментальные исследования показали, что целесообраз-
но увеличивать инерционность нагрузки на 30...50%. Дальнейшее
увеличение соотн, уменьшая коэффициент гармоник в области низ-
ших частот, практически не
сказывается на коэффици-
енте гармоник на верхних
частотах или может даже
ухудшить его.
На рис. 2.11 приведены
результаты эксперименталь-
ной проверки описанного
метода в полярном детекто-
ре (рис. 2.12). Изменения,
внесенные в схему стереоде-
кодера, на рис. 2.12 обозна-
чены пунктиром. На графи-
ках рис. 2.11 пунктиром на-
несены результаты измере-
ний параметров стереодеко-
дера до внесения указанных
изменений. Из рисунков вид-
но, что описанный метод по-
зволяет разрабатывать по-
лярные детекторы с нели-
Рис. 2.11. Графики частотной зави-
симости, полученные при экспери-
ментальной проверке метода умень-
шения искажений в полярном
детекторе:
а — коэффициент гармоник; б —
коэффициент комбинационных ис-
кажений; в — переходное затуха-
ние
нейными искажениями, не превышающими 1% во всем диапазоне
модулирующих частот даже в самом тяжелом случае синфазной
модуляции.
Рис. 2.12. Практическая схема стереодекодера
с полярным детектором
38
2.8. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ СТЕРЕОДЕКОДЕРОВ,
ИСПОЛЬЗУЮЩИХ МЕТОД ДЕТЕКТИРОВАНИЯ ПО ОГИБАЮЩЕЙ
На основе проведенного выше исследования особенностей ра-
боты полярного детектора можно сформулировать ряд практиче-
ских выводов и рекомендаций:
метод детектирования по огибающей позволяет осуществлять
высококачественное разделение стереоканалов при приемлемом
уровне нелинейных искажений в основной области звуковых час-
тот;
недостатком метода являются повышенные нелинейные иска-
жения на верхних частотах модуляции;
минимум переходных помех и нелинейных искажений достига-
ется ПрИ СОбЛЮДеНИИ УСЛОВИЙ 7?г<^н<С^обр и (cOqTh) — (сОоТн)опт,
где для системы с полярной модуляцией (шотн) опт —я, если детек-
тирование восстановленного ПМК производится без уменьшения
коэффициента модуляции, и (сооТн)опт — (1,3...1,5) л при использо-
вании восстановителя поднесущей, уменьшающего коэффициент
ее модуляции;
предварительное уменьшение коэффициента модуляции восста-
новленной поднесущей позволяет устранить повышенные пере-
ходные помехи и нелинейные искажения на высших частотах,
уменьшить общий уровень искажений, а их минимум совместить
с наиболее важной областью частотного диапазона — областью
средних частот;
для улучшения качества разделения стереоканалов в поляр-
ном детекторе необходимо применять схемы компенсации пере-
ходных помех;
приведенные формулы и графики для расчета нелинейных ис-
кажений и переходных затуханий могут быть использованы для
инженерных расчетов при проектировании и разработке стереоде-
кодеров.
Одна из практических схем стереодекодеров, использующих
метод детектирования по огибающей, приведена выше, на рис.
2.12.
Стереодекодер выполнен на трех транзисторах типа КТ315Б.
Со входа стереодекодера комплексный стереосигнал поступает на
каскад восстановления поднесущей (транзистор VI), преобразу-
ющий КСС в ПМК. Это колебание усиливается двухтранзистор-
ным усилителем (V2 и V5) и поступает на полярный детектор
(диоды V4 и V5). Снимаемые с полярного детектора НЧ сигналы
через цепи коррекции предыскажений поступают на выходы А и
В стерео декодер а. Компенсация переходных помех осуществляет-
ся путем подмешивания к выходным сигналам части напряжения
ПМК, снимаемого в противофазе с основным сигналом с эмит-
тера V3. Уровень компенсирующего напряжения регулируется пе-
ременными резисторами R14 и R15.
На рис. 2.13 изображена схема стереодекодера радиолы выс-
шего класса «Виктория-001-стерео». Этот же декодер с небольши-
ми отличиями используется в радиоле первого класса «Мелодия-
39
50,0
Рис. 2.13. Принципиальная электрическая схема полярного детектора радиолы высшего класса «Виктория-001-
ртерео»
$
Выход ИХ
±023
0JM7
,—, H=L, ,—.T.fff Выход ЛК
4ZZ3—Е_]—ЕП-Ч/ДО
К35 К38 RkQ
$1к Юк 220k
101-стерео». Декодер выполнен на четырех транзисторах.МП25Б
и одном транзисторе МП41А. Он содержит двухтранзисторную
схему восстановления поднесущей (транзисторы VI и V2), усили-
тель ПМК (№), полярный детектор (диоды V4...V7) и усилители
НЧ сигналов (Г<8 и V9). Регулировка переходных затуханий осу-
ществляется резисторами R37 и R38.
На рис. 2.14 приведена еще одна схема полярного детектора.
В декодере применен описанный выше метод уменьшения нелиней-
ных искажений и переходных помех. Напряжение питания стереоде-
Рис, 2.14. Принципиальная схема высококачественного полярного детектора
кодера 22 В. Декодер рассчитан на входной сигнал 250 мВ, при кото-
ром он обеспечивает переходное затухание не хуже 40 дБ в диапа-
зоне частот 300...10 000 Гц. Коэффициент гармоник около 0,5% при
односторонней модуляции ПМК и не более 0,9% при синфазной
модуляции в каналах.
На рис. 2.15 приведены две простые схемы полярного детекто-
ра, в которых в качестве усилительного элемента используются
интегральные схемы (ИС) общего применения. Стереодекодеры
отличаются чрезвычайной простотой схемы и рассчитаны на при-
менение в приемниках невысоких классов. Габаритные размеры
декодеров 30X30X55 мм3. Оба декодера работают одинаково и
отличаются типом примененной ИС: К1УС231 в первом (рис.
2.15а) и К1УС571 во втором (рис. 2.156). Напряжение питания
4...5 В для первого декодера и 5...9 В для второго, номинальный
входной сигнал 100 и 250 мВ соответственно.
Стереодекодеры обеспечивают на частоте 1000 Гц коэффици-
ент гармоник 0,8...1,2% и переходное затухание около 34 дБ. На
верхних частотах коэффициент гармоник возрастает до 2,2%, а
переходное затухание падает до 20 дБ.
Другие примеры использования полярного детектора мож-
но найти в литературе [35, 46]. Некоторые схемы полярных де-
текторов, предназначенных для использования в ламповых мо-
делях приемников старых выпусков, были описаны в литературе
[37, 23]. Примеры применения полярного детектора в стереодеко-
дерах, работающих по системе с пилот-тоном, даны в книге
К. Годинара [38].
41
Рис. 2.15. Принципиальные схемы стереодекодеров на микросхемах К1УС231 (а>
и К1УС571 (б)
3
Детектирование с предварительным
разделением спектра ПМК
□
3.1. ПРИНЦИП ПОСТРОЕНИЯ СТЕРЕОДЕКОДЕРА
Метод детектирования с предварительным разделением спектра
ПМК относится к суммарно-разностным методам. В отечествен-
ных разработках этот способ декодирования был впервые приме-
нен в 1965 г. [39] и получил с тех пор чрезвычайно широкое рас-
пространение. Стереодекодерами, работающими по методу детек-
тирования с предварительным разделением спектра, оснащена
большинство отечественных серийных моделей стереоприемников.
Рассматриваемый метод декодирования основан на предвари-
тельном разделении с помощью фильтров звуковой и надзвуковой
частей спектра ПМК. Пропуская ПМК через полосовой фильтр
(ПФ) с центральной частотой 31,25 кГц и полосой пропускания
30 кГц, на нагрузке фильтра выделяем AM колебание, огибающая
которого представляет собой полуразность НЧ стереосигналов.
Пропуская ПМК (или КСС) через НЧ фильтр (ФНЧ) с частотой
42
среза 15 кГц, получаем, наоборот, звуковую составляющую спект-
ра стереосигнала. Принцип работы стереодекодера, основанного
на данном методе разделения каналов, поясняется с помощью
рис. 3.1. Для простоты предполагаем, что модулирующий сигнал
находится только в одном из каналов (в левом, Л). В этом слу-
чае огибающая надзвуковой части спектра ПМК представляет со-
Рис. 3.1. Структурная схема, поясняющая принцип де-
тектирования ПМК с предварительным разделением
спектра
бой половину верхней огибающей ПМК. Выделенное полосовым
фильтром AM колебание может быть продетектировано обычным
AM детектором. Полученный низкочастотный (разностный) сиг-
нал us подается на суммирующе-вычитающее устройство (декоди-
рующую матрицу ДМ), на второй вход которой приходит выделен-
ная ФНЧ суммарная часть спектра им. Декодирующая матрица
имеет два выхода, на один из которых поступает сумма входных
сигналов на второй — их разность им—us=uB.
Операция сложения в декодирующей матрице обычно осущест-
вляется простейшим способом: на резисторах, путем параллельной
подачи разностного и суммарного сигналов. Операцию вычитания
можно также заменить операцией сложения, если перед этим с по-
мощью фазоинвертора изменить фазу сигнала Us на противопо-
ложную. Вместо фазоинвертора в тракте разностного сигнала час-
то применяют второй AM детектор с диодом, включенным в про-
тивоположной полярности, либо используют AM детектор с сим-
метричным выходом (например, детектор на диодах, собранных по
мостовой схеме, см. рис. 3.8—3.11).
Основное достоинство метода детектирования с предваритель-
ным разделением спектра состоит в том, что детектирование ПМК
заменяется детектированием AM колебания, благодаря этому от-
сутствуют нелйнейные искажения из-за переменного угла отсечки
импульсов выходного напряжения. Немаловажным достоинством
является также облегченный режим работы детектора вследствие
уменьшения коэффициента модуляции детектируемого колебания.
В случае синфазной модуляции в обоих каналах (иА = ив) моду-
лирующий сигнал надзвуковой части спектра (иА—ив)/2 вообще
равен нулю (рис. 3.2а). При паузе в одном из каналов (например,
43
Рис. 3.2. ПМК и его звуковая и надзвуковая части при ив = ид
(a); wB=0 (б); ив=— и л (в)
В) амплитуда огибающей надзвуковой части спектра вдвое мень-
ше амплитуды верхней огибающей ПМК (рис. 3.26). И только в
случае, когда модулирующие сигналы иА и ив равны по амплиту-
де, но противоположны по фазе (иА =—ив), коэффициент модуля-
ции ПМК не изменяется после прохождения через полосовой
фильтр (рис. 3.2в). Однако этот случай является практически не-
вероятным. Статистические исследования, проведенные Л. М. Ко-
ноновичем и Р. Г. Полбенниковой [40], показали, что в обычных
стереопрограммах преобладает суммарная информация. Коэффи-
циент модуляции надзвуковой части спектра ПМК при этом редко
превосходит 30%.
Недостатком схемы детектирования с разделением спектра
ПМК является необходимость использования сложных полосового
и низкочастотного фильтров с согласованными АЧХ и ФЧХ. В иде-
альном случае эти характеристики должны иметь вид, представ-
ленный на рис. 3.3а. Коэффициент передачи фильтров в полосе
пропускания должен равняться единице, вне полосы пропуска-
ния — нулю. ФЧХ должна быть линейной и иметь одинаковый
угол наклона для обоих фильтров. Известно, что идеальные фильт-
ры на практике не могут быть реализованы. Характеристики ре-
альных фильтров отличаются от идеальных, однако они должны
быть по возможности идентичными: верхняя ветвь АЧХ и ФЧХ по-
44
Досового фильтра (ПФ) должна повторять соответствующие ха-
рактеристики ФНЧ. В этом случае, если детектор не вносит иска-
жений (например, идеальный безынерционный детектор), то коле-
бания им и ив по-прежнему будут поступать на декодирующую
16,25 31JS *** • 46,25
Рис. 3.3. Амплитудно-частотные и фазочастотные характери-
стики идеальных фильтров для разделения звуковой и над-
звуковой частей ПМК (а), согласованные АЧХ и ФЧХ поло-
сового фильтра (б) и ФНЧ (в):
/ — четная составляющая; 2 — нечетная составляющая; 3 — суммар-
ная характеристика
матрицу с одинаковыми амплитудами и фазами, что обеспечит тре-
буемое разделение каналов. Линейные искажения выходных сиг-
налов при необходимости могут быть скомпенсированы в других
каскадах.
Если характеристики используемых фильтров расходятся меж-
ду собой, то колебания им и us на выходе фильтров будут раз-
личаться по амплитуде и фазе. Следствием этого будет неполное
разделение сигналов иА и ив, т. е. появится переходная помеха.
Уровень и начальная фаза переходной помехи, как правило, зави-
сят от частоты, и потому она не может быть скомпенсирована од-
новременно во всем диапазоне частот.
Чтобы переходные затухания между стереоканалами были не
менее 40 дБ, АЧХ фильтров должны совпадать на всех частотах
с точностью до 1%, а ФЧХ — до 0,5°. В случае несимметрии ха-
45
рактеристик ПФ относительно поднесущей они всегда могут бы^ь
условно представлены в виде суммы четной и нечетной составля-
ющих (кривые 1, 2 на рис. 3.36). Ниже будет показано, что пере-
ходные затухания определяются четной составляющей АЧХ и /не-
четной составляющей ФЧХ. Эти составляющие должны быть иден-
тичны соответствующим характеристикам ФНЧ (рис. З.Зв). Нечет-
ная составляющая АЧХ и четная составляющая ФЧХ полосового
фильтра, наоборот, не оказывают практического влияния на/раз-
деление стереоканалов, но зато создают нелинейные искажения.
Поэтому при проектировании и настройке фильтров, в первую
очередь, следует стремиться к тому, чтобы эти составляющиеГбыли
равны нулю во всей полосе пропускания фильтра. При использо-
вании в качестве ПФ резонансных избирательных систем это ус-
ловие удовлетворяется точной настройкой контуров фильтра на
частоту поднесущей.
Другим недостатком метода детектирования с предваритель-
ным разделением спектра ПМК, свойственным всем суммарно-раз-
ностным схемам, является необходимость строгого согласования и
высокой стабильности коэффициентов передачи суммарного и раз-
ностного трактов. Изменение любого из них на 10% уменьшает
переходные затухания между стереоканалами до 26 дБ.
3.2. СПЕКТР ВЫХОДНОГО СИГНАЛА
В стереодекодере, работающем по методу детектирования с
предварительным разделением спектра, выходной сигнал формиру-
ется как сумма (в канале А) или разность (в канале В) двух
напряжений: uBblx=uM±us. При идеальном разделении звукового
и надзвукового сигналов на вход детектирующей части поступает
обычное AM колебание: uBX(t) =C/o(l+ws)cos(D0Z.
Напряжение на выходе AM детектора в линейном режиме лег-
ко определяется обычными методами разложения в ряды Фурье и
для случая безынерционной нагрузки равно
u's (/) = и0
— (l+«s) + 4-(l + «s)cosco0/ —
л 2
00 -
—— (1 +«s) У (у1) cos 2г(О0/]• (3.1)
л 4г2 — 1
г=1
В отличие от инерционного режима в полярном детекторе, безы-
нерционный режим в данном случае предпочтительнее, поскольку
детектирование AM колебания линейным безынерционным детек-
тором не сопровождается нелинейными искажениями, а линейные
искажения сигнала Us устраняются. Последнее позволяет умень-
шить переходные помехи на верхних частотах.
Так как детектированию подвергается не ПМ, а AM колеба-
ние, то при данном методе декодирования возможно использова-
46
йие двухполупериодных и мостовых схем. Нетрудно показать, что
формула (3.1) заменяется в этом случае выражением
\ us(O = 2t/o[— (l+«s)“
\ « L" г
\ —~(l+«s)V J"0, cos 2 г (% fl. (3.2)
\ я /—1 4 г? — *
Полагая коэффициент передачи суммарного тракта в области
надзвуковых частот равным нулю, а в области звуковых частот
равном для выходного напряжения в канале А получа-
ем
( 1 иА (0 2
а(0 = 2Ц.(Т + ттГ-TU +
00 р ч
+ «S (fl] S -1"°, cos 2 г со о 4. (3.3)
4 г? — 1 I
г=1 '
Таким, образом, выходное напряжение содержит полезный сигнал,
постоянную составляющую и гармоники поднесущей, модулирован-
ные по амплитуде сигналом Us-
3.3. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ И ПЕРЕХОДНЫЕ ПОМЕХИ
Влияние неполного разделения сигналов им и us- На практике
идеальное разделение сигналов им и us может быть достигнуто
лишь на низших звуковых частотах. На высших частотах на вход
AM детектора попадают также и составляющие сигнала им, а ус-
ловия работы детектора становятся подобными случаю безынерци-
онного полярного детектирования. Отличием в данном случае яв-
ляются малый уровень суммарной составляющей (/Пм<С1) и его
зависимость от частоты. С учетом этого отличия напряжение us(t)
может быть определено при однополупериодном детектировании
непосредственно по формулам гл. 2. При двухполупериодном де-
тектировании составляющие сигнала им так же, как и поднесущая,
подавляются, а выходное напряжение детектора в случае перио-
дической модуляции в каналах описывается выражением
fvs
J_ + 2 mhs^^- +
п s=i п
I vt* т1м№д r/r\ I n \ J * . .
+ 2 T ------— cos tTft+zl +
+ 1 2j ------------- cos[(Qft—Qz)/—A<ph_z] —
л=1 /=i
00 f
—Ly <- P_ cos 2 r (00 0 + A «3 (0, (3.2a)
л 4r? — 1
47
где Vs=vM — число гармонических сигналов в каналах М и 3;
№=1 при k^=l, W=2 при k=l’, &us(t) —продукты модуляции
поднесущей и ее гармоник НЧ составляющими спектра. I
Зная закон изменения тм(&), нетрудно определить коэффици-
енты комбинационных и гармонических искажений, относя ампли-
туду соответствующих составляющих спектра (3.2а) к
Первой гармоники выходного сигнала:
амплитуде
ы1(О = т(2/л){/о- (3.4)
В яастности, если тЛ<(О) = тЛ1 До, (3.5)
то (Дг)м=(щ/4)Дго,
Дг=(т/16)Д2о и (при О()Дкомб~2Дг-
Существенного уменьшения нелинейных искажений и офегче-
Рис. 3.4. Структурная схема стереодекодера с раздельной
коррекцией предыскажений в суммарном и разностном
трактах (а), графики частотной зависимости коэффициента
передачи по тракту надзвуковых частот (б) и коэффициен-
K*S (®0 — Q)
та 4KS (Q) (в)
48
ния требований к фильтру надзвуковых частот можно достичь в
схемах с коррекцией предыскажений до детектирования. Высокое
качество декодирования достигается в этих схемах введением
раздельной коррекции предыскажений в суммарном и разностном
каналах и совмещением цепей коррекции с ФНЧ и ПФ. Перене-
сение цепи коррекции предыскажений в надзвуковой тракт стерео-
декодера не только существенно уменьшает нелинейные искаже-
ния при детектировании разностного сигнала, но и упрощает кон-
струкцию ПФ и соответственно ФНЧ. Так, в ФНЧ можно приме-
нить простое 7?С-звено, а в ПФ — колебательный контур с посто-
янной времени ts=50 мкс (рис. 3.4а). ПФ нагружен на широко-
полосный трансформатор, что позволяет легко осуществить двух-
тактное детектирование выделенного звукового сигнала и подавить
поднесущую на выходе стереодекодера. Простота схемы и высокие
качественные показатели такой схемы обусловили ее широкое при-
менение в большинстве отечественных и зарубежных стереодеко-
дерсв, использующих метод детектирования с разделением спект-
ра. Принципиальные электрические схемы некоторых из них при-
ведены в § 3.5. Коэффициент передачи стереодекодера по суммар-
ному тракту
Км (Q) = (Км)о/( 1 + i ЙТм)» (3.6)
по тракту надзвуковых частот
Xs(Q) = (Ks)o/(l±iQrs), (3.7)
где* 1
^м ж RC J т$ 2 Фпф/^о- (3.8)
Очевидно, для получения больших переходных затуханий долж-
но быть (Дм)о= (Ks)o и tm=ts=t. В отечественной системе сте-
реовещания т=50 мкс.
Подставив в формулу (3.2а) значения mfes(Q) =mfesKs(Q) и
(П) (соо—Q), где /Cs(Q) = 1/ 14- (Qt)2, Ks(coo—Q) ~
~2/Qt(co2o/Q2—1), вместо формул (3.4) и (3.5) получим выраже-
ния
9
и1 (О = — Ks (й) tnA Uo, (3.4а)
л
(Кг)м = 4* ^2 («о - Q)/Ks (Q)] и т. п. (3.5а)
1 Так как верхняя модулирующая частота лишь вдвое ниже поднесущей
частоты, то расчет коэффициента передачи колебательного контура по более
точной формуле
Ks (Q) = (Ks)o/l1 + * ^пф (°/°o — wo/со)]
позволяет выявить заметную асимметрию АЧХ и ФЧХ фильтра в области над-
звуковых частот. Однако в большинстве практических случаев этой асимметри-
ей можно пренебречь. Расчеты показывают, что при Ts = 50mkc нелинейные иска-
жения на частоте 10 кГц вследствие указанной асимметрии характеристик не
превышают 0,15% в самом тяжелом случае (ms = max), а переходное затухание
составит около 40 дБ. С уменьшением частоты модуляции асимметрия харак-
теристик и ее влияние на параметры выходного сигнала быстро уменьшаются
и могут не приниматься во внимание.
49
На рис. 3.46 изображен график зависимости от частоты коэф-
фициента передачи по тракту надзвуковых частот. На рис. 3.4в по-/
строен график зависимости коэффициента №s(coo—Q)/4/Cs(Q) от
частоты модуляции при rs=50 мкс. Из рисунка видно, что с точки
зрения нелинейных искажений в детекторе разделение сигналов
им и us, обеспечиваемое схемой рис. 3.4а, является вполне доста-
точным: в самом тяжелом случае (т = 0,8) /Сгм^О,3°/о в диапазо-
не частот до 10 кГц. Г
Недостатком такой схемы является увеличение уровня напря-
жения второй гармоники поднесущей на выходе стереодекодера
по сравнению со схемами, в которых коррекция предыскажений
осуществляется после детектирования. При ts=50 мкс это увели-
чение составляет 25,8 дБ и должно быть скомпенсировано приме-
нением фильтра на выходе. I
Влияние нелинейности в тракте надзвуковых частот. Чтобь ре-
жим детектирования был линейным, необходимо усилить напря-
жение поднесущей в декодере до уровня нескольких вольт. При
этом приходится считаться с нелинейностью усилителя надзвуко-
вых частот.
При синусоидальной модуляции сигнал на входе тракта опи-
сывается выражением, аналогичным (1.6):
uBX = Uq {тм (Q) cos Q t + [ 1 + ms (Q) cos Q /] cos <o0t}. (3.9)
Выходное напряжение в общем случае можно представить в виде
иВых = а^вхЪ£ш2вх + с^3вх + ..., откуда, ограничиваясь тремя члена-
ми ряда, получаем с учетом (3.9)
Q Q
«вых = [aU0 + bms mMU0 4-— с U3+~ cm2M U3 +
Q _L . Г 1 1
+ -^-c/n2 t/3] cos cd 014- У f \^amsUa + -!-bmMU2 +
8 fe=ol L2 2
^2-cmsU3
О
A cms m2M CZg 4- cm3 U3
cos [<»o4-
Г 1 3
4- (— l)feQ]*4- ^bmsmMU20 + — cm2MU3 +
j—— ст2{/з1 cos
16 s °]
®o 4- (— 1)*2Q
±-cm2MmsU3Q +
+ — cm* U^\ cos
' QQ О U
®o + (- 1)*3Q] t ]. (3.10)
Для краткости записи в формуле (3.10) не указан аргумент
Q при коэффициентах тм и ms, а также опущены все члены, ле-
жащие вне полосы пропускания ПФ. Из формулы видно, что нели-
нейность тракта надзвуковых частот приводит к искажению оги-
бающих детектируемого AM колебания и, следовательно, к иска-
жениям выходного стереосигнала. Переходное затухание в этом
50
случае зависит от уровня входного сигнала и коэффициента моду-
ляции поднесущей.
\ Для уменьшения нелинейных искажений выходного сигнала це-
лесообразно размещать ПФ как можно ближе к началу тракта,
где уровни сигнала невелики.
Если в качестве ПФ используется резонансный контур, осуще-
ствляющий коррекцию предыскажений (см. рис. 3.4а), то нелиней-
ные искажения дополнительно уменьшаются из-за уменьшения в
1/as(Q) раз коэффициента модуляции /ns(Q) усиливаемого сигна-
ла!^ В частности, при тм=0 этот выигрыш составит 1/KS(Q) раз
по второй гармонике и l/№s(Q) раз по третьей.
В стереодекодерах с двухполупериодным или мостовым AM де-
тектором контур ПФ чаще размещают из соображений простоты
схемы на выходе тракта надзвуковых частот (см. рис. 3.8—3.11).
При этом ПФ также уменьшит нелинейные искажения огибающих,
но выигрыш будет меньше. По второй гармонике он составит
Ks(p)/As(2Q) раз, по третьей — ^s(£2)/^s(ЗQ). Для уменьшения
влияния звуковых составляющих спектра целесообразно устанав-
ливать дополнительно на входе тракта несложный ФВЧ (рис. 3.5а).
В простейшем случае фильтром могут служить разделительные
конденсаторы, емкость которых выбрана так, что нижняя граница
Рис. 3.5. Структурная
схема стереодекодера с
дополнительным ФВЧ в
тракте разностного сигна-
ла (а) и график зависи-
мости от частоты коэф-
фициента передачи двух-
звенного </?С-фильтра
верхних частот (б)
полосы пропускаемых частот находится в пределах 15... 16 кГц.
Элементы фильтра легко рассчитать по формулам § 6.2, исходя из
допустимого ухудшения переходных затуханий на верхних часто-
тах. Амплитудно- и фазочастотная характеристики двухзвенной
/?С-цепи с изолированными звеньями могут быть описаны выраже-
ниями
Aq = 1 — 1 /[ 1 + (Отф)2], = — 2 arctg (1 /Отф).
Задаваясь переходным затуханием на частоте 10 кГц, равным
30 дБ, получаем Тф = 60 мкс. Такая цепь позволяет уменьшить
амплитуду НЧ составляющей в формуле (3.10) в 1//Со раз (рис.
3.56). Для частоты 1000 Гц Kq =0,125 и выигрыш по нелинейным
искажениям может достигать 1//C2q =64 раза.
51
Влияние рассогласования характеристик трактов М и S. Выше
указывалось, что для увеличения переходного затухания необходим
мо строгое согласование АЧХ и ФЧХ суммарного и разностного
трактов. Если отношение их коэффициентов передачи представить
в виде I
Ks(Q)/Km (Q) = z/e‘Дф=(1 +бу)е1д?, (З.П)
где I
Дф = |<р$—фм |, бр= 11 — KsIKm], (ЗЛ2)
то переходное.затухание (в децибелах) на частоте Q будет /
Р « 201g (2/Г(б# + (Д<Р)а ). (3.13)
Зависимость коэффициентов передачи суммарного и разностно-
го трактов от частоты определяется в основном параметрами це-
пей коррекции предыскажений с постоянными времени и ко-
торые в общем случае могут отличаться от стандартного значе-
ния 50 мкс. Представим функции передачи Хм(Й) и Ks(Q) в виде
(3.6) и (3.7), полагая, что множитель (Кв) о включает в себя и
коэффициент передачи AM детектора. Подставляя значения Км(&)
и Xs(Q) в (3.11), после преобразований получаем
б У = 1(Ks)o/(Km)o] /11 + (йтм)2]/[ 1 + (Q) т52] -1,
Д<р «От6т/[1+(Йт)2Ь
где бт= (тм—ts)/t<C1. В области верхних модулирующих частот
(Qt)2>1 и
бг/вч ~ (Ks)0 W(Km)o ts — 1, Дфвч ~ бт/Qr. (3.15)
Коэффициент передачи As и постоянная времени тз разностного
тракта в равной мере определяются параметрами контура ПФ,
включенного перед AM детектором:
(Ks)o— Ко (К<в)пФ = К> Фпф/®0 ^ПФ> Ts — 2(2Пф/<О0; (3.16)
Ко здесь имеет размерность крутизны.
После подстановки (3.16) в (3.15) получим
б^вч (Ко/(Км)о) (Тм/2 СПФ)— 1,ДфВц 6т/От. (3.17)
Отсюда видно, что на верхних частотах величина бг/вч практиче-
ски не зависит от добротности контура <?Пф. Однако ее можно
приравнять нулю изменением коэффициента усиления в разност-
ном или суммарном тракте. Для этого достаточно, чтобы Ко=:
= 2(Км)о/0Пф/КмСм, где <RmCm — постоянная времени цепи кор-
рекции предыскажений в суммарном тракте. При этом переходное
затухание в области высших звуковых частот составит
0вч~2ОШ(2От/|6т|). (3.18)
52
К1
130
5000£_
*3 h ™
150к LI 2,7k
Вход
01 R2 4,3м
10,0 02
Юк
04
V1
КТ315А
1000
05
3,0
Кб
300
\89
\20к
R14
180
5. L1
С!2
0,01
Юк
120
R13
470
КТ
о
R48
В3$
1*12 2 V2
КТ315А
R15
360
87
Юк
4R16
510
К17
7JkH
013
К38 150
831
47х
С14
4700
СЮ
И5
V3
015
023*Г
27О^Кй1
КЗ
180.
КЗЗ
360.
V6
V4
а
10,0
Юк
026
ДЭВ
1842
\120к
03110,0
V8 О
КТ315А
RW
3JK
Рис. 3.6. Принципиальная
электрическая схема стс-
реодекодера, работающе-
го по методу детектиро-
вания с предварительным
разделением спектра
ПМК
КТЗЮА
Z?* М 470
JL R13
510
СВ R20 20к
V9
сю^к
100 20*
3300
R21
03
825
ЗЗОк
\К23
\51к
V1Q
КТ315
Юк
Юк
R28
ЗЗОк
Ю+22В
5,1к С17 5,0
КЗ5 300
К37
5,1к
К36 300
VI
018 5,0
020 02^
620 180$
L4
013 С24_
620 1800
021130 027 k30
L3
.022
130
-оЛ
028^
1200
\М6
1#*
С29~
1200
16
\СЗО
130
\R47
\5,1к
оВ
В области низших частот вследствие изменения коэффициента
усиления разностного тракта
б f/нч = бт, Дфнч ~ 0 (3.19)
и«Рнч »20 1g (2/16т I). (3.20)
Формулы (3.18) и (3.20) позволяют сформулировать требова-
ния к разбросу параметров элементов ПФ и ФНЧ либо к преде-
лам регулировки подстроечного элемента, если он предусмотрен в
схеме.
Если отношение (Ks)o/(Km)o устанавливается по максимуму пе-
реходного затухания на низших частотах, на основании формулы
(3.14) получим #о/(Лм)о=1/(/?ое) пф и Рнч-^00- При этом на выс-
ших частотах рвч ~201g (2Qr/16т| J/ l + (Qr)2) 201g(2/16т|).
Отсюда следует, что при любой последовательности регулиров-
ки для получения максимального переходного затухания жела-
тельно иметь два подстроечных элемента: один для подбора рав-
ных величин те и тм, другой для установки нужного соотношения
коэффициентов передачи суммарного и разностного трактов. На
практике часто таких элементов бывает даже три (например,
R17, R18 и R31 на рис. 3.6). При этом постоянная времени хм
обычно не регулируется и определяет точность АЧХ в каналах де-
кодера. Величину ts регулируют подбором добротности (ЭПф с по-
мощью резистора R31. Соотношение коэффициентов передачи сум-
марного и разностного трактов регулируется раздельно для каж-
дого из каналов А и В подстроечными резисторами R17 и R19,
смонтированными в каскаде сложения сигналов.
3.4. УРОВЕНЬ НАДЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ НА ВЫХОДЕ СТЕРЕОДЕКОДЕРА
В схемах с двухполупериодным детектированием поднесущая
подавляется непосредственно AM детектором. Поэтому уровень ее
на выходе стереодекодера невелик. Однако, несмотря на это, об-
щий уровень составляющих надзвуковых частот в суммарно-раз-
ностных декодерах много выше, чем в полярном детекторе. Как
уже отмечалось, это связано с тем, что коррекция предыскажений
при декодировании методом детектирования с предварительным
разделением спектров осуществляется, как правило, до детекти-
рования, т. е. непосредственно в ПФ.
Основные составляющие спектра надзвуковых частот могут
быть определены из выражения (3.3). Строго говоря, к ним следу-
ет добавить также остатки надзвуковых частот спектра КСС, по-
ступающие с выхода суммарного тракта. Однако вследствие силь-
ного ослабления цепью коррекции предыскажений их уровень мно-
го ниже уровня надзвуковых частот, поступающих из разностного
тракта. Так, поднесущая и близкорасположенные боковые состав-
ляющие, на которых передается основная мощность надзвуковой
части КСС, ослабляются цепью коррекции предыскажений на
19,5 дБ, что легко видеть из (3.6), если подставить вместо Q час-
54
тоту coo. При этом следует учесть, что сама поднесущая в спектре
КСС дополнительно подавлена на 14 дБ. Из выражения (3.3) вид-
но, что основную роль из надзвуковых частот в спектре выходного
сигнала играет вторая гармоника поднесущей t/2coo = (4/Зл) UQ.
Если учесть, что амплитуда звукового сигнала на выходе кана-
ла А [согласно (3.3)] UA вых — (21л)тАи^ то измеренный уровень
второй гармоники поднесущей относительно полезного сигнала при
mA=0,8 U\z&9IUa вых=2/3-0,8^0,83, т. е. всего лишь —1,6 дБ.
Отсюда следует, что на выходе стереодекодера обязательно
должны стоять ФНЧ, подавляющие надзвуковые составляющие
выходного сигнала.
3.5. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ СТЕРЕОДЕКОДЕРОВ, РАБОТАЮЩИХ
ПО МЕТОДУ ДЕТЕКТИРОВАНИЯ С ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫМ
РАЗДЕЛЕНИЕМ СПЕКТРА ПМК
Прежде чем перейти к описанию конкретных схем стереодеко-
деров, сформулируем основные практические рекомендации, кото-
рые могут быть получены на основании проведенного исследова-
ния особенностей данного метода декодирования.
1. Неискаженное декодирование ПМК достигается при макси-
мально возможной линейности режима работы диодов и мини-
мальной инерционности нагрузки AM детектора.
2. Наибольшая степень подавления напряжения поднесущей в
выходном стереосигнале получается при использовании двухполу-
периодной схемы детектирования.
3. Наибольшее переходное затухание между стереоканалами
можно получить лишь высокой идентичностью и стабильностью ко-
эффициентов передачи по суммарному и разностному трактам.
Временные и температурные изменения коэффициентов передачи
Км и Ks должны быть по возможности пропорциональны один
другому. АЧХ и ФЧХ трактов должны быть одинаковыми.
4. Коэффициент нелинейных искажений будет минимальным при
полном разделении звуковых и надзвуковых составляющих спект-
ра КСС. Особое внимание следует уделять подавлению суммар-
ного сигнала в тракте надзвуковых частот. Для этого рекоменду-
ется размещать ПФ ближе ко входу тракта надзвуковых частот
либо устанавливать в тракте дополнительный ФВЧ.
5. Для уменьшения нелинейных искажений предпочтительны
схемы с раздельной коррекцией предыскажений в суммарном и
разностном трактах, причем в последнем коррекция должна осу-
ществляться на надзвуковых частотах (до детектирования).
Пример схемы высококачественного стереодекодера, в которой
учтены перечисленные рекомендации, дан на рис. 3.6. Стереодеко-
дер рассчитан на входной сигнал 250 мВ и может использоваться
как в транзисторных, так и ламповых приемниках высшего клас-
са. В стереодекодере согласованы АЧХ и ФЧХ суммарного и раз-
ностного трактов (конденсаторы С4 и СЮ). Симметрия плеч де-
55
тектора по минимуму выходного напряжения ПН регулируется
подстроечным резистором R39, а добротность контура ПФ — ре-
зистором R31, шунтирующим контур. Асимметрия паразитных ем-
костей в плечах AM детектора устранена подбором емкости кон-
денсатора С23. Для дополнительного подавления суммарного сиг-
нала в базовой цепи выходного
усилителя надзвуковых частот
включен Т-образный фильтр
RC верхних частот (С127?24
С13). Подавление надзвуко-
вых частот в выходном сигна-
ле достигается двухзвенным
LC-фильтром типа т с часто-
тами бесконечного затухания,
равными первой и второй гар-
моникам поднесущей. Все это
позволило получить переход-
ное затухание не хуже 40 дБ
в диапазоне частот 300...
10 000 Гц (рис. 3.7а). Из гра-
фика частотной зависимости
коэффициента гармоник деко-
дера (рис. 3.76) видно, что
нелинейные искажения состав-
ляют доли процента. Подавле-
ние надзвуковых частот на вы-
ходе декодера превышает 60 дБ.
Рис. 3.7. Графики частотной зависи-
мости переходного затухания (а) и
коэффициента гармоник (6):
на верхнем рисунке кривая 2 — норма [20];
кривая 1 — норма для сквозного стерео-
тракта [67]
На рис. 3.8 изображена схема суммарно-разностного стереоде-
кодера СДУ-2, работающего на двух транзисторах. Он рассчитан
на входные сигналы 50... 600 мВ. Первый каскад служит для уси-
ления КСС и восстановления поднесущей. Восстановленное ПМК
можно наблюдать в контрольной точке К1, к которой подключен
разделительный конденсатор СЗ, пропускающий надзвуковые час-
тоты на базу транзистора V2. Низкочастотная часть спектра ПМК
ослабляется благодаря малой емкости конденсатора. Дальнейшее
подавление звуковой части ПМК происходит в ПФ, включенном в
коллекторной цепи транзистора V2. Полосовой фильтр, представ-
ляющий собой колебательный контур с постоянной времени 50 мкс,
образован конденсатором С5 и первичной обмоткой высокочастот-
ного трансформатора Тр1. Вторичная обмотка трансформатора
нагружена на детектор, работающий по мостовой схеме (V5... V6).
Выходной сигнал ±us поступает на суммирующую схему (R15,
R16, R18, R19). Сюда же через ФНЧ, совмещенный с цепью кор-
56
рекции предыскажений R9 С9, приходит сигнал им, снимаемый с
резистора R6, расположенного в коллекторной цепи транзистора
VI и включенного последовательно с восстановителем поднесущей
(ВП). Благодаря выбранному соотношению R6'^>R5+R4 цепь ВП
Рис. 3.8. Принципиальная электрическая
схема стереодекодера СДУ-2
не оказывает практического влияния на комплексный стерео-
сигнал, поступающий в тракт суммарного сигнала. Этим облег-
чается задача подавления поднесущей ФНЧ. Резисторы R15 и
R18 позволяют установить оптимальное соотношение суммарного
и разностного сигналов, попадающих на выход схемы. При необхо-
димости можно подключением конденсатора С13 к эмиттерной це-
пи VI компенсировать ослабление верхних частот КСС высоко-
частотным трактом приемника. Элементы, расположенные правее
пунктирной линии, относятся к схеме стереоиндикатора, описанной
в гл. 9.
На рис. 3.9 изображена схема стереодекодера, отличающаяся
от приведенной выше тем, что коррекция искажений АЧХ группо-
вого тракта осуществляется цепью R2 С2, а суммарный сигнал
снимается с резистора R12 в коллекторной цепи второго транзис-
тора. Элементы, расположенные правее пунктирной линии, отно-
сятся к схеме стереоиндикатора (см. гл. 9).
Аналогично работает стереодекодер в приемниках, в которых
ВЧ тракт построен на электронных лампах, например в радиоле
«Симфония-2-стерео» (рис. 3.10). При этом выходное напряжение
частотного детектора при сильных сигналах может превышать 1 В.
Поэтому суммарный сигнал на декодирующую матрицу снимается
непосредственно со входа стереодекодера. Это облегчает режим
57
работы транзисторов и уменьшает нелинейные искажения. Недо-
статком такого стереодекодера является то, что в нем нельзя по-
лучить коэффициент передачи, равный единице. Принцип работы
Рис. 3.9. Принципиальная электрическая схема стереодекодера радиолы первого
класса «Рига-1иГ-стерео» и магниторадиолы «Романтика-104-стерео»
схемы стереоиндикатора, изображенной на рис. 3.10 правее пунк-
тирной линии, поясняется в гл. 9.
На рис. 3.11 показана схема унифицированного стереодекоде-
ра, примененного в стереоприемниках «Эстония-ООб-стерео», «Ве-
Рис. 3.10. Принципиальная электрическая схема стереодекодера радиол высшего
класса «Симфония-2-стерео» и «Эстония-стерео»
га-003-стерео», «Вега-312-стерео», тюнере «Рондо-202-стерео». Ко-
эффициент передачи стереодекодера равен единице, он обеспечи-
вает переходное затухание между стереоканалами не ниже 30 дБ
58
в диапазоне частот 300... 10000 Гц, коэффициент гармоник не пре-
вышает 1% при противофазной модуляции ПМК и 0,5% при одно-
сторонней. Другие схемы суммарно-разностных стереодекодеров
Рис. 3.11. Принципиальная электрическая схема унифицированного стерео деко-
дера для радиоприемников от высшего до третьего классов
опубликованы, в частности, в [23, 39, 41], а для системы с пилот-
тоном — в [38].
Для декодирования КСС в новых моделях приемников разра-
ботан ряд схемно и конструктивно законченных функциональных
блоков стереодекодеров. Три из них работают по методу детекти-
рования с предварительным разделением спектра (см. § 7.5).
4
Декодирование ПМК путем временного
разделения стереоканалов
□
4.1. ИСХОДНЫЕ ПОНЯТИЯ
Основным элементом стерео декодер а, работающего по методу
временного разделения каналов, является электронный ключ (ЭК),
поэтому такие стереодекодеры называют ключевыми. В качестве
ЭК применяют полупроводниковые диоды или транзисторы, про-
пускающие ПМК попеременно на выходы каналов А или В и уп-
равляемые прямоугольными импульсами мультивибратора, синхро-
низированного с поднесущей частотой (ПН), или какого-либо дру-
гого электронного устройства (рис. 4.1а).
59
Пусть на вход ЭК, замыкающего цепь с частотой поднесущей,
подано ПМК, при этом начальная фаза поднесущей выбрана так,
что максимумы ПМК приходятся на те моменты, когда ключ замк-
нут (рис. 4.16 и в). Тогда на выходе ЭК получим последователь-
ность прямоугольных импульсов заданной длительности, ампли-
туда которых повторяет значение ПМК в соответствующих точках.
Если длительность импульсов достаточно мала, то напряжение на
выходе в течение действия импульса практически остается по-
стоянным и равным амплитудному значению соответствующего
положительного косинусоидального импульса входного сигнала.
Огибающая амплитуд прямоугольных импульсов на выходе ключа,
Я
Рис. 4.1. Принцип временного разделения каналов (а) и графики временной за-
висимости входного сигнала (6), коэффициента передачи (в) и выходного на-
пряжения в канале А ключевого детектора при отсутствии (г) и наличии (д)
накопительного конденсатора
а следовательно, и выходной сигнал стереодекодера повторяют за-
кон изменения верхней огибающей ПМК. Такая последователь-
ность импульсов во многом напоминает сигнал на выходе безынер-
ционного полярного детектора, но лишена его основной особенно-
сти — модуляции импульсов по длительности. Тем самым устраня-
ется и главный недостаток полярного детектора—повышенные не-
линейные искажения. К сожалению, при этом теряется и основное
достоинство полярного детектора — простота схемы.
Недостатком метода временного разделения каналов является
необходимость создания узких строб-импульсов: длительность пря-
моугольных импульсов, в течение которых ключ замкнут, должна
составлять 2...4 мкс, т. е. 5... 10% периода поднесущей частоты.
При большей длительности импульсов амплитуду их уже нельзя
считать постоянной в течение всего импульса. Повторяя форму
ПМК в течение соответствующего отрезка времени, амплитуда этих
импульсов несет в себе информацию и о другой огибающей ПМК,
следствием чего, как мы уже знаем, является плохое разделение
каналов. Ниже показано, что к тем же последствиям приводит и
60
несовпадение строб-импульсов по фазе с максимумами ПН. Рас-
хождение фазы не должно превышать 20°. При фазовом сдвиге 90°
переходное затухание становится равным нулю, а при 180° каналы
меняются местами. Незначительная длительность импульсов при-
водит к обилию надзвуковых частот в спектре и низкому среднему
значению выходного сигнала (штрих-пунктирная линия на
рис. 4.1г). Коэффициент передачи напряжения в таком детекторе
оказывается много меньше единицы.
Для устранения этого недостатка применяют так называемое
«удлинение импульсов» во времени. С этой целью электронный
ключ нагружают на емкостную цепь, постоянная времени которой
велик# в моменты времени, когда ключ разомкнут, и мала при
замкнутом ключе. При этом напряжение на нагрузочной емкости
практически скачком изменяется при замыкании ключа и остается
примерно постоянным в течение всего времени, пока он разомкнут
(рис. 4.Id). В выходном напряжении схемы с удлинением импуль-
сов доля низкочастотной составляющей спектра существенно уве-
личена, а амплитуды гармоник поднесущей ничтожно малы.
Часто для увеличения на выходе доли звуковой составляющей
вместо удлинения импульсов во времени применяют метод комму-
тации «широкими» импульсами, по длительности равными поло-
вине периода поднесущей. Этот метод позволяет упростить схему
декодера, если для коммутации использовать непосредственно ко-
синусоидальное напряжение поднесущей, при условии его достаточ-
ной амплитуды. Однако, как мы отмечали, при таком методе де-
кодирования переходное затухание оказывается очень низким и
для его увеличения приходится применять различные схемы ком-
пенсации переходных помех.
4.2. РАЗНОВИДНОСТИ МЕТОДА. СПЕКТР ВЫХОДНОГО СИГНАЛА
Итак, возможны два вида работы ключевого детектора: а) ра-
бота на безынерционную нагрузку (схема без «удлинения»* во вре-
мени импульсов выходного напряжения), б) работа на емкостную
нагрузку (схема с «удлинением» импульсов). В первом случае,
как мы отмечали, возможны также два варианта работы: с узкими
управляющими импульсами, длительность которых стремится к
нулю, и с широкими импульсами, равными по длительности поло-
вине периода поднесущей. Однако с точки зрения спектрального
анализа это различие не представляется принципиальным и оба
эти варианта могут быть объединены в один.
Схемы без удлинения импульсов. ^Выходное напряжение полу-
чается непосредственно выделением НЧ составляющей из спект-
ра последовательности AM прямоугольных импульсов (рис. 4.1г).
Зависимость коэффициента передачи схемы от времени для любо-
го из каналов повторяет график последовательности прямоуголь-
ных управляющих импульсов F3(t). Обозначение F3(t) сохранено
аналогично соответствующему обозначению гл. 2.
Спектральное выражение для F3(t) может быть получено не-
посредственно из формулы (2.4) с учетом того, что в данном слу-
61
чае бг|?1 (/) = 6гр2(0 = О, а углы отсечки си и а2 могут быть, вообще
говоря, любыми (в отличие от безынерционного полярного детек-
тора, в котором они равны ±л/2). Представляя их в виде
+ — (а2 — ах)/2, 1
а2 = (а2 + а1)/2 + (а2—а^/г, ) * '
определяем выходное напряжение ЭК:
и вых (0 — ^пмк (0 (0- (4.2)
В случае тональной модуляции на входе
^ВЫХ (0 — ^0
«2~ а1
2л
а2 — ах
sin--------
2
а2 — cq
A I X .
cos—j—4-
°м
+2
Л=1
а2 — ах
sin------
2 а2 + cq
mhM + mkS — — cos - ~г~
cos t
+ надзвуковые частоты. (4.3)
Отсюда следует, что, в принципе, ключевой декодер не создает
нелинейных искажений.
В формулах (4.1) первое слагаемое характеризует положение
стробирующих импульсов и равно нулю, если середина этих им-
пульсов совпадает по времени с максимумами немодулированной
поднесущей. Второй член в этих выражениях определяется дли-
тельностью переключающих импульсов. С учетом сказанного из
(4.3) легко видеть, что при длительности импульсов, стремящейся
к нулю, и их правильном положении ключевой декодер также не
создает и переходных помех.
Однако режим работы с короткими импульсами имеет и недо-
статки [33]: малый коэффициент передачи, пропорциональный
длительности стробирующих импульсов /и = Го(а2—си)/2зт; большое
влияние величины тока утечки коммутирующих элементов (дио-
дов, транзисторов) и его нестабильности при малой длительно-
сти импульсов; большой уровень и широкий спектр надзвуковых
частот в выходном сигнале.
Увеличение длительности импульсов позволяет уменьшить эти
недостатки, но при этом возрастают переходные помехи. Из (4.3)
нетрудно получить формулу для переходного затухания:
₽ = 201g
1 + [sin 0,5 (q2 — ах)/0,5 (ct2 — ах)] cos а
1 — [sin 0,5 (а2 — aJ/0,5 (а2 — ах)] cos а
(4.4)
где a=(ai+a2)/2 характеризует положение середины коммути-
рующих импульсов относительно максимумов поднесущей. Для
62
2
случая, когда импульсы сфазированы верно (ai = —аг), формула
(4.4) упрощается:
о = 20 Jg 1 +sin0,5(«2 —«1)/0.5(аг —«1)
1—sin 0,5 (a2— ах)/0,5(а2—ах)
Зависимость 0 от длительности импульсов описывается графиком
(рис. 4.2). При (аг—ai)->0 переходное затухание стремится к бес-
конечности. При (аг—си), стремящемся к л, переходное затухание
стремится к значению
0 = 201g [(л+ 2)/(л — 2)], (4.5)
совпадающему с величиной переходного затухания в безынерцион-
ном полярном детекторе. Отсюда, в частности, следует, что в схе-
ме с полупериодными импульсами переходное затухание составля-
ет всего 0—13,1 дБ.
Спектр выходного напряжения, однако, и в данном случае не
содержит высших гармоник полезного сигнала, что объясняется от-
сутствием модуляции импульсов по длительности. Низкое переход-
ное затухание не является серьезным препятствием для примене-
ния данного метода декодирования. Частотнонезависимая переход-
ная помеха легко может быть скомпенсирована путем «подмеши-
вания» в противофазе соот-
ветствующей доли мешаю-
щего сигнала. Поэтому ре-
жим работы широкими им-
пульсами, равными по дли-
тельности половине периода
поднесущей, находит боль-
шое применение в практи-
ческих схемах стереодекоде-
ров вследствие относитель-
ной простоты формирования
последовательности таких
импульсов. Особенно пер-
Рис. 4.2. График зависимости переходно-
го затухания от относительной длитель-
ности управляющих импульсов
спективным оказалось ис-
пользование этого метода в
декодерах на ‘интегральных
схемах. Достигаемые в луч-
ших из них переходные затухания лежат на уровне 35... 40 дБ во
всем диапазоне модулирующих частот.
Из формулы (4.4), полагая аг—ai = jr, получаем выражение
для переходного затухания в схеме с полупериодными импульса-
ми:
= 201g HJ2/n)cosa_
к 1—(2/n)cosa
Если в стереодекодере осуществлена компенсация переходных
помех, то и в случае узких, и в случае широких импульсов вместо
(4.4) получаем выражение
₽ = 201g [(1 4-cosa)/(l—cos a)] = 40 lg ] ctg a/21 . (4.46)
63
В частности, при точной фазировке стробирующих импульсов
(а=0) имеем 0->-оо. Выражение (4.46) может быть использовано
для расчета допустимой нестабильности начальной фазы поднесу-
щей в тракте формирования переключающих импульсов. В реаль-
ных схемах выдерживается требование а<л/2, поэтому формула
(4.46) при расчетах может быть заменена приближенной:
₽« 401g (2/| а |). (4.4в)
Из этой формулы видно, что для обеспечения переходного затуха-
ния более 40 дБ фаза поднесущей не должна отклоняться от нуле-
вого значения более чем на 0,2 рад ( — 11,4°).
Схема с удлинением импульсов. Так как при временном разде-
лении каналов переключение ЭК осуществляется специальными
коммутирующими импульсами, а не под действием входного сиг-
нала, то при выборе инерционности нагрузки мы уже, в принципе,
не связаны условием (2.1). Поэтому инерционность нагрузки мо-
жет быть выбрана достаточно большой.
Для определения спектра выходного сигнала пригодна схема
вычислений, изложенная в § 2.2. При этом получается выражение
“(0 = ^- Уо+% ткмУ 1к cos (Qkt—Д%) +
fc=i
+ №о C0S (“о t—Дфо) + £ Уг<*> cos (г ©о t—А фг) +
г=2
+ Ди(0,
(4.6)
где Ди(/) —продукты модуляции поднесущей и ее гармоник низ-
кочастотными составляющими спектра. Коэффициенты z/о, У\к, У®99
Уг(л0 определены в [33].
Наиболее целесообразным является режим работы, при кото-
ром выполняются условия:
(а2 —aJ/2 0 ;/?г «0 ; юотн 2 л. (4.7)
4.3. ПЕРЕХОДНЫЕ ПОМЕХИ. КОЭФФИЦИЕНТ ПЕРЕДАЧИ.
УРОВЕНЬ НАДЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ
При гармонической модуляции ПМК полезная составляющая
выходного сигнала ЭК описывается выражением
г/1 (0 = ((/0/2 л) (тм Ум + ms ys) cos Q t (4.8)
Будем считать, что условия (4.7) выполняются. Для основной об-
ласти частот, кроме того, выполняется условие
Q/co0«l. (4.9)
При этом коэффициенты ум и ys выражения (4.8) имеют вид
ум » 2л, ys « 2 л cos a, (4.10)
64
а выходное напряжение
и± (0 = тм U0 [ 1 + (ms/пгм) cos a] cos Q t. (4.8а)
При синфазной модуляции в каналах коэффициент передачи
равен единице. При наличии модуляции лишь в одном из каналов
К = 0,5(1 + cos а) = cos2 а/2. (4.11)
Переходное затухание может быть определено по формуле
(2.20):
р ж 20 1g [(1 + cos а)/( 1 — cos а)] = 40 1g | ctg а/2|. (4.12)
В частности, при точной фазировке стробирующих импульсов
(а=0) #=1, р = оо.
Выражение (4.12) совпадает с (4.46), полученным для случая
безынерционной нагрузки с учетом действия цепей, компенсирую-
щих переходные помехи. Однако в данном случае никакой компен-
сации не потребовалось. Отсюда следует, что режим, определяе-
мый условиями (4.7), является оптимальным. Выполнение указан-
ных условий обеспечивает максимально возможный коэффициент
передачи и большие переходные затухания. В [33] показано, что
при этом также устраняется влияние токов утечки коммутирую-
щих элементов.
Амплитудно-частотные искажения. Предыдущий анализ мы
проводили исходя из предположения (4.9). Исследуем теперь об-
щий случай произвольных модулирующих частот. Будем считать,
что условия (4.7) выполняются, кроме, может быть, условия
сооТн^>2л. В этом случае коэффициенты ум и у8 имеют вид:
2 л—ag+gj
©о тн о / \
н COS2 ----- л I
___________\<Ор /
__ 2л—да+дя >
_ 2я~
сРеТн(1-|-е (а° тн )
Ум~ /1 + (Ота?
__ 2л—qa—qt
««ТнО+е )cosa2+ttl
ys =
К1 + (Отн)2
4е
1-------
2 л—qg-f-q,
4е н cosa| — л I
Шр /
(4.13)
Для переходного затухания получаем
р = 201g [(Ул1 + ys)/(yM—ys)] = 201g ctg2 -у , (4.14)
т. е. вновь приходим к формуле (4.12).
Отсюда следует, что переходные затухания ключевого детекто-
ра теоретически не зависят от частоты модуляции и инерционности
нагрузки.
При точной фазировке импульсов у$ = Ум и коэффициент пере-
дачи детектора К=ум/2л,
На рис. 4.3 показана зависимость коэффициента передачи от
частоты модуляции для случаев малой и большой инерционности
3—59 65
нагрузки. При coqTh^I /С~соотн/2л и не зависит от частоты. При
<о0тн»2л 7<~sin ~ я- Это и есть формула для огибающей
спектра последовательности прямоугольных импульсов с АИМ-2
Рис. 4.3. График зависимости коэффициента переда-
чи ключевого детектора от частоты
[32], в чем легко убедиться подстановкой ти~2л/соо. На верхних
частотах модуляции Q/cd0« 1/2 и Kmin— 1/л/2«0,64, т. е. спад АЧХ
достигает — 3,8 дБ. На низких частотах К->1.
Из формулы (4.13) следует, что, в отличие от полярного детек-
тора и тем более суммарно-разностного декодера, в ключевом де-
текторе искажения АЧХ не зависят от соотношения суммарной и
разностной составляющих ПМК.
Уровень надзвуковых частот. Ограничим рассмотрение схемами
с безынерционной нагрузкой ЭК, для которых этот параметр име-
ет большее значение. В схемах без удлинения импульсов сигналы
надзвуковых частот легко могут быть вычислены по формуле (4.2).
Представляя F3(t) в виде
F3 (t) = — sin Cosrco0Z (4.15)
г=1 ГЛ
и ограничивая результат полезным сигналом и первыми двумя гар-
мониками поднесущей, находим
«<>, = “пмк F3 (0 = иО COS Q t + COS Сйо 0 - —-1 +
+ — sin -2^сс-1 cos 2 <в01.
л 2
Учитывая влияние цепи коррекции предыскажений, можно ут-
верждать, что основную роль играет составляющая с частотой соо-
Ее уровень на 2 дБ превышает уровень полезного сигнала (тм =
= 0,8) на выходе ЭК и примерно на 17 дБ ниже его на выходе це-
пи коррекции предыскажений (при т=50 мкс). В стереодекоде-
рах, осуществляющих декодирование без восстановления формы
ПМК (см. § 4.5), этот уровень будет еще ниже на 14 дБ.
66
4.4. ВЛИЯНИЕ ПАРАМЕТРОВ СХЕМЫ, ВРЕМЕННОГО ПОЛОЖЕНИЯ
И ФОРМЫ СТРОБИРУЮЩИХ ИМПУЛЬСОВ НА УРОВЕНЬ
ПЕРЕХОДНЫХ ПОМЕХ И КОЭФФИЦИЕНТ ГАРМОНИК В СХЕМЕ
С УДЛИНЕНИЕМ ИМПУЛЬСОВ
Влияние инерционности нагрузки и величины внутреннего со-
противления источника сигнала. Полагаем, что выполняются усло-
вия (4.7), за исключением условия 7?г~0. В этом случае формула
для переходного затухания (при точной фазировке переключаю-
щих импульсов) преобразуется к виду
р = 201g 1+.cos2(P°3. = 20 ig (1 + ctg® Фоз), (4.16)
sin2 фоз
где (po3=arctg(ooT3=arctg[cooTH/?r/(^r+'/?H)]. Если <роз->О, то р~>оое
При инерционности нагрузки, отличной от нуля, условие фо3=
= 0 может быть выполнено лишь при /?г=0. При малых полу-
чаем фоз~ (Оо-/?гСн И
₽ « 201g (1 + 2/со2 7?2 С2) 201g [2/(ш0 /?г Сн)2]. (4.16а)
При заданной минимально допустимой величине переходного
затухания рдоп формула (4.16а) может служить критерием допус-
тимой величины /?г*
__ 1 р
/?г < ]/2 / 10 40 доп <й0 Сн. (4.17)
Так как обычно легче изменить Сн, чем /?г, то условие (4.17)
бывает целесообразнее заменить следующим:
Си</2/10 4° ДО‘ХЯГ. (4.18)
Формула (4.18) устанавливает разумный предел увеличению емко-
сти нагрузки при заданной величине /?г- Сопротивление нагрузки
при этом является величиной некритичной и выбирается из комп-
ромиссного обеспечения условий
*обр 2 л/(00 Сн.
Влияние положения и длительности стробирующих импульсов.
При малой длительности импульсов зависимость переходного за-
тухания от положения стробирующих импульсов описывается фор-
мулой (4.12) и представлена на графике рис. 4.4а. Из графика
видно, что схема осуществляет идеальное разделение каналов
лишь в том случае, когда середина стробирующих импульсов сов-
падает по времени с максимумами напряжения поднесущей час-
тоты. Смещение импульса во времени на четверть периода умень-
шает переходное затухание до нуля, а смещение на полпериода
меняет местами каналы.
На практике условие малой длительности импульсов может не
всегда выполняться. В этом случае переходное затухание умень-
шается. Вместо формулы (4.12) получим
р 201g 2 31 + 2 sin 0,5 ~~cos а + (2 31 — а2 + ai) cos «а (4 19
2 л — 2 sin 0,5 (а2 — ai) c°s a — (2 л — a2 + ax) cos a2
3;
При совмещении середины стробирующих импульсов с макси-
мумами напряжения поднесущей частоты а=0 и формула (4.19)
имеет вид
В _ 20 1g2 я + 2 Sin0,5 (а2 — осх) + (2 л — а2 + ах) cos 0,5 (а2 — ах)
2 л — 2 sin 0,5 (а2 — ах) — (2 л — a2 + «J cos 0,5 (a2 — ax)
На основании этой формулы на рис. 4.5a построен график за-
висимости переходного затухания от длительности импульсов. Из
графика видно, что при выполнении условия (аг—ai)<Cn/2 дли-
тельность импульсов не является критичной.
При большой длительности импульсов переходное затухание
можно увеличить, сместив импульсы на угол a=aonT<0. Значе-
ние аопт найдем, приравнивая нулю производную знаменателя
дроби в формуле (4.19):
68
<Хопт=— arctg(xtgx)/(x—tgx), где x=in— (a2—ai)/2.
График зависимости аОпт от длительности стробирующих им-
пульсов приведен на рис. 4.56. На рис. 4.5a пунктиром указаны со-
ответствующие переходные затухания. Из графика видно, что сме-
щение импульсов на угол аопт позволяет увеличить >0 не менее чем
на 6 дБ.
Переходные затухания для других положений стробирующих
импульсов (при а2—ai = n/2; л) указаны на рис. 4.46. Ось симмет-
рии графиков смещена на угол аОпт относительно оси ординат.
Значения 0 при а=0 и а=а0Пт соответствуют данным рис. 4.5.
Рис. 4.5. Зависимость переходного затухания от длительности стробирующих
импульсов (а): при совмещении середины стробирующих импульсов с максиму-
мами напряжения поднесущей частоты (а=0) и при смещении стробирующих им-
пульсов на угол а=а0Пт; зависимость угла аопт от длительности стробирую-
щих импульсов (б)
Влияние крутизны фронтов стробирующих импульсов исследо-
вано в [33]. Конечная крутизна фронтов приводит к возникнове-
нию паразитной широтной модуляции импульсов выходного на-
пряжения и, как следствие, к нелинейным искажениям. В схемах
с удлинением импульсов во времени коэффициент гармоник опре-
деляется в основном крутизной k\ фронта строба и равен /Сг=
тАио(дО/2лк\. В схемах без удлинения импульсов влияют как
фронт, так и срез импульса. При симметричной форме управляю-
щего импульса будет вдвое выше, чем в предыдущем случае.
Влияние паразитной фазовой модуляции поднесущей. При син-
хронизации или формировании стробирующих импульсов из подне-
сущей принимаемого КСС в схему формирования могут попадать
также и близлежащие боковые частоты co0±Q. При неточной наст-
ройке контура ВП, при наличии искажений АЧХ и ФЧХ сквозного
стереотракта и в некоторых других случаях это приведет к появ-
лению паразитной фазовой модуляции стробирующих импульсов.
При этом условие отсутствия фазовой модуляции фронтов импуль-
сов уже не будет выполняться и при гармонической модуляции
должно быть заменено условием
6Ф1 (0 = бф2 (0 = ms Фз (Q) cos (Q t — Дфо). (4.20)
69
Из формулы (4.20) следует, что фазовая модуляция импульсов
может иметь место только при наличии сигнала us и определяется
его уровнем. Коэффициент Фз(Й) отличается от нуля только на са-
мых низких частотах модуляции.
Наличие паразитной фазовой модуляции приводит к ухудше-
нию разделения каналов и, главное, к появлению нелинейных ис-
кажений. Коэффициент гармоник пропорционален квадрату индек-
са модуляции:
кг ж [/п|/8(тл1+т$)]ф2 (Q). (4.21)
Приведенное соотношение позволяет определить требования к до-
пустимой паразитной девиации фазы коммутирующего напряже-
ния. В частности, при /Cr^O,5°/o и ms=0,8 должно выполняться ус-
ловие Фз(Й)^0,25. В реальных схемах индексы паразитной фазо-
вой модуляции много меньше 0,25 и при правильной настройке кон-
туров в тракте ВП обычно могут не приниматься во внимание.
4.5. ДЕКОДИРОВАНИЕ БЕЗ ВОССТАНОВЛЕНИЯ ФОРМЫ ПМК
До сих пор мы предполагали, что декодирование КСС осущест-
вляется после восстановления формы ПМК. Однако метод времен-
ного разделения позволяет, в принципе, обойтись без традиционной
схемы восстановления поднесущей, если применить предлагаемую
ниже низкочастотную коррекцию спектра КСС.
Подадим КСС на вход четырехполюсника, функция передачи
которого в области низких частот повторяет верхнюю ветвь соот-
ветствующей характеристики схемы подавления поднесущей, т. е.
описывается формулой
Ke (i Й) = (1 + i Йте)/(е + i Йте), (4.22)
ГДе Те =Tnn=2Q/(Oo.
При тональной модуляции ПМК сигнал на выходе четырехпо-
люсника преобразуется к виду
Ивых = t/o у г (Q) COS [Й t + Фе (&)] +
+ — COS (О0 t +ms Уе (й) COS [Й t + Фе (й)] cos со0 /}, (4.23)
8
позволяющему осуществлять декодирование ключевым методом
без ухудшения переходного затухания. Форма напряжений стерео-
сигнала на входе и выходе корректирующего четырехполюсника
показана на рис. 4.6. Сигнал с выхода корректирующего четырех-
полюсника подается на обычную электронно-ключевую схему ЭКГ
управляемую напряжением поднесущей частоты.
Достоинством описанного способа декодирования является воз-
можность обойтись без контура восстановления поднесущей, к ста-
бильности и характеристикам которого предъявляются весьма
жесткие требования. При этом все регулировки в стереодекодере
осуществляются на низкой частоте. Существенной является также
70
возможность выполнения стереодекодера, вообще не содержащего
индуктивных катушек, что важно при использовании интегральных
микросхем (ИС).
Недостатком способа является неравномерность коэффициента
передачи по частоте. Однако эта неравномерность легко может
быть скомпенсирована по низкой частоте на выходе декодера.
Рис. 4.6. Осциллограммы стереосигнала на входе и выходе корректирую-
щего четырехполюсника
4.6. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ И РЕКОМЕНДАЦИИ
Проведенное исследование метода ключевого декодирования по-
зволяет сделать несколько важных для практики выводов: 1) при
идеальной форме стробирующих импульсов декодирование ПМК
может быть осуществлено без нелинейных искажений; 2) переход-
ные затухания в ключевом детекторе теоретически не зависят от
частоты модулирующих сигналов и инерционности нагрузки; 3) де-
кодирование КСС может быть осуществлено, в принципе, без вос-
становления формы ПМК; 4) возможны два варианта построения
схемы ключевого детектора: без удлинения во времени импульсов
выходного напряжения и с удлинением. Второй вариант имеет
больший коэффициент передачи, меньшую чувствительность к не-
стабильности тока утечки коммутирующего элемента, меньший
уровень надзвуковых частот в выходном сигнале. При этом наи-
лучшие качественные показатели могут быть достигнуты при ма-
лом внутреннем сопротивлении источника сигнала, большой инер-
ционности нагрузки, малой длительности стробирующих импуль-
сов.
АЧХ ключевого детектора с удлинением импульсов имеет спад
в области верхних частот, который необходимо корректировать на
выходе или, по крайней мере, учитывать при расчете постоянной
времени цепи коррекции предыскажений.
Существенным недостатком схемы с удлинением импульсов яв-
ляется плохая, как будет показано в гл. 8, совместимость с систе-
мой квадрафонического радиовещания. Этого недостатка лишена
схема без удлинения, работающая с полупериодными импульсами.
Рассмотрим одну из конкретных схем ключевого стереодекоде-
ра (рис. 4.7). Схема разработана на основе изложенных выше ре-
комендаций и предназначена для использования в стереоприемни-
ках высшего и первого классов. По этой схеме работает функцио-
71
Вход U
R8 11к
<>+293
R7
R10
OS.
47
R91, 47
Я
+20В
о—
УЗ
КТ315Г
09
9100
5,0
R2
27к
V2
КТ315Г*
V10
КТ315Б
КЗ
К5к
R28
22к
К S
30,0
КТ315Б .
СА
СИ
кгля
КТ3156
3000
/?44
970
V19
КТ3151
C25L—1
2200
^г-021
0,097
R92
ЮОк
023
X®
V17
КС156А
R9
2f9K
1к Ф*
1,8к
R27
1,2к
^208
^-А
L3
R16
3900
V6
КТ315Б
\R19
\970к
. V9
КПЗОЗН
09^
3900
C8dp
2200
07
2200Г
01
50мкс
У—в
019
9700
017
1000
V9
КТ315Б,
V7
КГ315Б
2,9к
3900
010 4=
3900
012 тлъ
R17. 2,9к
V5
КПЗОЗН
R29\
10к\
V8^
КТ3156
016
Ю00
018
1-9700
Рис. 4.7. Принципиальная электрическая схема ключевого стереодекодера СД-А1, работающего по методу с удлинением им-
пульсов
нальный блок декодирования стереосигнала СД-А1, применяю’
щийся в стереоприемниках высших классов. Со входа стереодеко-
дера комплексный стереосигнал поступает на восстановитель под-
несущей (транзисторы VI и V2), имеющий два выхода. С одного
из них через эмиттерный повторитель (V3) снимается ПМК, ко-
торое поступает непосредственно на вход ключевой схемы (тран-
зисторы V4 и V5). С другого выхода снимают сигнал поднесущей,
поступающий на схему стереоавтоматики (транзисторы V10 ... V13)
и в тракт формирования стробирующих импульсов (операционный
усилитель Э1, транзистор VI8). Поскольку поднесущая на контуре
ВП сохраняет остатки AM низкочастотными составляющими сиг-
нала то в тракте формирования переключающих импульсов она
подвергается амплитудному ограничению (микросхема Э1, диод
V17). Контур L2C25 формирует синусоидальное переключающее
напряжение достаточной амплитуды. Со вторичных обмоток конту-
ра это напряжение в соответствующей фазе поступает на цепи
C5R14 и C6R15, формирующие узкие стробирующие импульсы (за
счет токов подзаряда конденсаторов С5 и С6 при детектировании
поднесущей в цепях затворов транзисторов V4 и V5), отпирающие
полевые транзисторы в моменты, соответствующие максимумам
поднесущей — положительным в канале А и отрицательным в ка-
нале В. Конденсаторы С7 и С8 служат для временного удлинения
импульсов на выходе ключей. Транзисторы V6 и V7 служат для
согласования выходных цепей ключевой схемы с низкочастотными
фильтрами, подавляющими надзвуковые частоты. Фильтры через
каскады усиления (VS и V9) и цепи коррекции предыскажений
(R21C18 и R24C19) соединены с выходами декодера. Звенья
R25C16 и R26C17 предназначены для компенсации спада частот-
ной характеристики на верхних частотах в схеме удлинения им-
пульсов (см. рис. 4.3). Транзистор V15 служит для управления
стереоиндикатором.
Стерео декодер питается от источника тока напряжением 15...
... 24 В и при входном сигнале 250 мВ обеспечивает коэффициент
гармоник 0,5 ... 0,7% и переходное затухание около 40 дБ в диапа-
зоне частот 300... 10 000 Гц. Уровень первой и второй гармоник
поднесущей на выходах каналов А и В не превышает —52 дБ.
На рис. 4.8 изображена схема еще одного ключевого декодера
[82], предназначенного для автомобильных радиоприемников.
В стереодекодере использован метод декодирования КСС без
восстановления формы ПМК (см. § 4.5). Электронная коммутация
осуществляется полупериодными импульсами, формируемыми из
сигнала поднесущей с помощью триггера Шмитта, выполненного на
микросхеме K1TIII221D. Электронные ключи собраны на транзис-
торах типов КТ315Г и КТ361Г (V8 и V9). Применение транзисто-
ров различной структуры позволило осуществить управление дву-
мя плечами ключевой схемы с помощью одного источника с не-
симметричным выходом, что существенно упростило схему. Цепи
R29C19 и R31C22 служат для коррекции предыскажений 50 мкс.
73
Звенья R33C16 и R35C20 корректируют АЧХ каналов в области
низших звуковых частот.
Стереодекодер рассчитан на входной сигнал 100 мВ и обеспе-
чивает коэффициент гармоник около 0,5% и переходное затухание
свыше 30 дБ на частотах до 5000 Гц.
Варианты схем ключевого декодера для системы ПТ читатель
найдет в [38]. Очень простая схема ключевого стереодекодера с
Рис. 4.8. Простой ключевой стереодекодер, работающий с «широкими» импуль-
сами
удлинением импульсов для системы ПТ описана в статье [85].
Декодер содержит (рис. 4.9) удвоитель частоты пилот-тона (тран-
зистор V2), мультивибраторы, формирующие узкие стробирующие
Рис. 4.8. Простой ключевой стереодекодер, работающий с «широкими» импуль-
стемы с пилот-тоном
74
импульсы (V7... V14), электронный ключ на полевых транзисторах
(V6 и V15), Для удлинения во времени импульсов выходных сиг-
налов служат накопительные конденсаторы СП и С17.
4.7. СТЕРЕОДЕКОДЕРЫ НА АНАЛОГОВЫХ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЯХ
ФУНКЦИЙ
Из предыдущего изложения видно, что процесс декодирования
в безынерционных декодирующих схемах можно трактовать как
процесс перемножения двух функций, одна из которых представ-
ляет собой входной стереосигнал, а другая — последовательность
прямоугольных импульсов постоянной амплитуды: иВЫх(0 =
=Ипмк (0^з(0- Спектр последовательности F3(t) содержит по-
тоянную составляющую, поднесущую и ее гармоники. Основную
роль при перемножении играют два первых члена ряда (4.15). Но
отсюда следует, что для разделения стереоканалов достаточно осу-
ществить умножение ПМК на сигнал, содержащий поднесущую и
некоторое постоянное напряжение. Если ПМК описывается выра-
жением (1.6), а отношение амплитуды поднесущей и постоянного
напряжения на опорном входе перемножителя равно k, то в ре-
зультате перемножения получим
^вых(^) = ^о 1тм cosQ/ + (l +mscosQ/) coso)o /] (1 +
+ &cosco0Z) ==J70(/?Zm + ^s/2) cosQZ + надзвуковые частоты, (4.24)
Отсюда видно, что постоянная составляющая опорного сигнала
служит для передачи на выход звуковой части ПМК, а составляю-
щая с частотой поднесущей — для декодирования надзвуковой час-
ти. В частности, при k = 2 слагаемые в круглых скобках равны
между собой и формула (4.24) упрощается (опускаем надзвуко-
вые частоты):
«вых(0 = ^о/ялсо5Ш = ил(0- (4.24а)
Если модулирующий сигнал подается в канал В (ms=—mM),
то вместо (4.24а) получаем
^вых(0 = 0. (4.246)
При изменении на 180° начальной фазы поднесущей в спектре
управляющего сигнала получим (k==—2):
ивых (0 г/о т&cos Q t = ив (t) при модуляции в канале В;
ивых (0 = 0 при модуляции в канале А.
Таким образом, идеальный перемножитель функций позволяет,
в принципе, осуществить неискаженное декодирование стереосиг-
нала. Структурная схема стереодекодера должна в этом случае
иметь вид, представленный на рис. 4.10а. Видно, что стереодеко-
дер на перемножителях функций имеет много общего с ключевы-
ми декодерами, что и позволило отнести данный материал к главе,
посвященной методу временного разделения каналов.
75
Недостатком схемы, изображенной на рис. 4.10а, является не-
обходимость применения двух интегральных схем перемножителей
функций. Кроме того, макетирование схемы на перемножителях
Рис. 4.10. Структурные схемы стереодекодеров на перемножителях функций:
а — схема с постоянным смещением в цепи опорного сигнала; б и в — схемы с
суммарно-разностным преобразованием
функций типа К1М.А401 выявило еще один недостаток этой схемы:
увеличение коэффициента гармоник при введении постоянной со-
ставляющей в опорный сигнал.
Оба эти недостатка устраняются в схеме, изображенной на
рис. 4.106. Работа схемы описывается выражением
«ВЫх(0 = ыпмк2со5£°о^ (4-25)
Если ипмк соответствует формуле (1.6), то для «выхСО полу-
чим выражение
иВЫх(0 = UQms+ надзвуковые частоты. (4.26)
Таким образом, эта схема представляет собой обычный синхрон-
ный детектор. Представляя «пмкв виде
ипмк = тм cos Q t + надзвуковые частоты, (4.27)
легко видеть, что для получения сигналов иА или ив достаточно
сложить или соответственно вычесть напряжения (4.26) и (4.27).
Стереодекодер, изображенный на рис. 4.106, по-видимому, мо-
жет быть отнесен к суммарно-разностным схемам декодирования,
76
так как он требует наличия декодирующей матрицы, однако от
схем, рассмотренных в гл. 3, он отличается отсутствием каких-ли-
бо фильтров, разделяющих звуковую и надзвуковую составляющие
ПМК перед детектированием.
Вместо косинусоидального управляющего сигнала в синхрон-
ном детекторе можно использовать последовательность прямо-
угольных импульсов, лучше всего полупериодных и обязательно
двухполярных. От ключевого детектора такая схема отличается от-
сутствием постоянной составляющей в последовательности управ-
ляющих импульсов:
ивых(0 = «пмк(0 [Л(0— V2J = \/пus + надзвуковые частоты. (4.28)
В стереодекодере, структурная схема которого приведена на
рис. 4.10в, функции синхронного детектора выполняет интеграль-
ная схема 1УР174, которая содержит одновременно и усилитель-
ограничитель УО поднесущей, формирующий последовательность
опорных импульсов. Так как перемножитель в этой схеме выделя-
ет только разностный сигнал, то для его работы, в принципе, не
обязательно восстанавливать ПМК или корректировать спектр
ксс.
При входном сигнале, описываемом формулой (1.11), на выхо-
де синхронного детектора получим
^вых (0 — иксс (01^*3 (0 1/2] =
= ms Uo уг (Q) cos [Q t + <р8 (&)] + надзвуковые частоты. '(4-29)
Если этот сигнал пропустить через корректирующий четырех-
полюсник с коэффициентом передачи
X (i Q) = 1/Хе (i Q) = (8 + i 0т8)/( 1 + i Йт8),
то на его выходе получим сигнал mst/0cos Q£, который может быть
подан, как обычно, на вход декодирующей матрицы. В отличие от
ключевых декодеров, использующих метод, описанный в § 4.5,
здесь не требуется дополнительных цепей RC для коррекции АЧХ
на выходе каналов А и В.
4.8. СРАВНЕНИЕ РАЗЛИЧНЫХ МЕТОДОВ ДЕКОДИРОВАНИЯ
СТЕРЕОСИГНАЛА
Суммируя результаты исследования, проведенного в гл. 2—4,
можно отметить основные особенности различных методов деко-
дирования. Перечислим главные параметры, характеризующие ка-
чество стереофонического приема и имеющие значение при разра-
ботке и производстве стереодекодеров.
Нелинейные искажения. Наименьшие нелинейные искажения
способен обеспечить ключевой детектор. При этом факторами,
определяющими коэффициент гармоник Кг в ключевом детекторе,
являются паразитная фазовая модуляция поднесущей частоты и
крутизна фронтов стробирующих импульсов. В реальных декоде-
рах эти искажения составляют десятые доли процента и практиче-
ски не зависят от вида модуляции стереосигнала.
77
В полярном детекторе нелинейные искажения определяются
уровнем звуковой части спектра КСС (сигналом им) и имеют
сильно выраженную частотную зависимость с подъемом к верхним
частотам модуляции. К счастью, в реальных программах уровень
сигналов на этих частотах обычно невелик. При использовании
описанного в § 2.9 метода частотная зависимость КНИ сглажива-
ется и он не превышает одного процента во всем диапазоне моду-
лирующих частот. При этом минимум нелинейных искажений при-
ходится на область средних частот.
В суммарно-разностном стереодекодере нелинейные искажения
определяются уровнем модуляции надзвуковой части спектра КСС
(сигналом us). Это является достоинством метода с разделением
спектра, поскольку в реальных программах уровень разностного
сигнала обычно невелик. При использовании схем с коррекцией
предыскажений до детектирования нелинейные искажения, умень-
шаясь к верхним частотам, составляют доли процента во всем
диапазоне модулирующих частот.
Переходные затухания. В полярном детекторе они определяют-
ся параметрами нагрузки и источника сигнала, а также стабиль-
ностью обратного тока диодов; в декодерах с разделением спектра
ПМК — идентичностью характеристик трактов М и S, а также
стабильностью коэффициентов передачи по трактам; в ключевом де-
текторе временным положением и длительностью стробирующих
импульсов. При наличии регулировочных цепей в любом из типов
стерео декодер а могут быть получены переходные затухания, пре-
вышающие на средних частотах величину 40 дБ. При этом в сум-
марно-разностном декодере должны быть приняты меры, обеспечи-
вающие временную и температурную стабильность коэффициентов
передачи трактов М и S, в ключевых схемах — стабильность вре-
менного положения стробирующих импульсов.
Амплитудно-частотные искажения в наибольшей мере присущи
ключевому детектору с удлинением импульсов, однако независи-
мость этих искажений от вида входного сигнала делает неслож-
ной задачу их последующей коррекции. Зависимость искажений
АЧХ от вида входного сигнала в наибольшей степени присуща
схемам с разделением спектра ПМК. Эта зависимость уменьшает-
ся в стереодекодерах с большими переходными затуханиями.
Надзвуковые частоты в спектре выходного сигнала имеют наи-
больший уровень в стереодекодерах с разделением спектра ПМК
и коррекцией предыскажений до детектирования, наименьшее — в
ключевом детекторе с удлинением импульсов.
Нестабильность обратного тока диодов в наименьшей степени
сказывается в ключевом детекторе с удлинением импульсов, в на-
ибольшей — в полярном детекторе.
Простота схемы и регулировки в наибольшей мере присущи по-
лярному детектору. Наибольшей сложностью схемы обладает клю-
чевой декодер, наиболее тщательной регулировки требует стерео-
декодер с разделением спектра ПМК.
78
Исходя из указанных особенностей, вопрос о выборе того или
иного метода декодирования решается в каждом конкретном слу-
чае с учетом предъявляемых к стереодекодеру требований. Сле-
дует отметить, что при выполнении изложенных выше рекоменда-
ций любой из рассмотренных методов декодирования способен
обеспечить параметры, удовлетворяющие требованиям, предъяв-
ляемым к радиоприемникам высшего класса.
5
Восстановление поднесущей в стереодекодерах
□
5.1. КАНОНИЧЕСКАЯ СХЕМА ВОССТАНОВЛЕНИЯ ПОДНЕСУЩЕЙ
Рис. 5.1. Принцип работы
восстановителя поднесущей
(ВП)
При стереофоническом радиовещании модуляция несущей по
частоте осуществляется комплексным стереосигналом, получаемым
из ПМК путем частичного подавления поднесущей и ближайших
по частоте составляющих спектра с помо-
щью схемы, изображенной на рис. 1.4в.
Поэтому в стереодекодере принятый КСС
перед декодированием должен быть под-
вергнут обратному преобразованию в
ПМК. В простейшем случае это может
быть сделано с помощью восстановителя
поднесущей (ВП) (рис. 5.1). ВП пред-
ставляет собой последовательное соеди-
нение резистора с резонансным конту-
ром LC, имеющим добротность Qo и на-
строенным на частоту поднесущей fQ =
= 31,25 кГц. Если схема работает от источника тока ), а
нагрузка достаточно высокоомная (iRH>/?aj ), то напряжение на
нагрузке определяется комплексным сопротивлением схемы ZB ;
«вых = 1вх 2ВП = »«[/?+ 1 + iQo(<0X-®0/a»
(5-1)
Вводя обозначение
е0 = (/? + /?«)//?, (5.2)
функцию передачи схемы рис. 5.1 можно представить в виде
Явп («>) = k eo + iQofto/tOo-coo/a)) (5,3)
ВП 1 + i Qo(«/coo-®о/а>)
где k — частотнонезависимый множитель.
Выбираем параметры ВП так, чтобы выполнялись условия
Qo=lOO и 8о = 5. Тогда, перемножая (1.8) и (5.3), получаем
Kmi((o)KBn (со) =const. Отсюда следует, что схема (см. рис. 5.1)
79
может осуществлять идеально точное восстановление формы ПМК.
При Qo= 100 для выполнения условия е=5 достаточно положить
R<*=4R, или R = 25]/ L/C.
Вместо сопротивления /?г на практике обычно используют внут-
реннее сопротивление лампы или транзистора.
5.2. ВЛИЯНИЕ ПОЛНОГО ЭЛЕКТРИЧЕСКОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ
ИСТОЧНИКА И НАГРУЗКИ НА ТОЧНОСТЬ ВОССТАНОВЛЕНИЯ
ПОДНЕСУЩЕЙ I
В ламповых стереодекодерах, выполненных на триодах, бывает
иногда затруднительно выполнить требование М?г>Я<в. В транзи-
сторных же стереодекодерах чаще, наоборот, не выполняется тре-
бование И то и другое ведет к увеличению переходных
помех между стереоканалами.
При конечной величине сопротивления резисторов Rr и Rn
функция передачи схемы рис. 5.1 равна
Х-вп(со) = kl’o + .iQ°<m/<o°-_q»Z-(?) t (5.4)
вп ' De+iQo(co/®o-ao/®)
где й = /?/(/?+ЯШ);
Do = (Я+Яш +Я«)/(Я + Ящ); Яш = Яг Яя/(ЯГ+Ян). (5.5); (5.6)
При >оо £)0 стремится к единице и выражение (5.4) перехо-
дит в (5.3). При конечной величине 2?ш Do всегда больше единицы
на величину
АП0 = /?<е/(/? + /?ш). (5.5а)
При этом переходное затухание между стереоканалами определя-
ется формулой
Р « 20 lg (2/A Do) V1+Q2 (®/®0-м0/®)2 . (5.7)
Если задаться значением ADo = 0,2(J?m~5/?oe), то увидим, что
переходное затухание на нижних частотах модуляции составит
всего 20 дБ. Таким образом, требования к величине /?ш достаточ-
но жесткие. Требования к величине сопротивлений генератора и
нагрузки могут быть существенно снижены, если соответствую-
щим образом изменить параметры схемы ВП. Чтобы убедиться
в этом, разделим числитель и знаменатель формулы (5.4) на Do'.
2? __ £o/Dq 4~ С Qo/Dq) (ю/^о — д>о/<о) (5 4а)
ВГН ’ H-(iQo/Do)(®/<Oo-<Oo/CO) * V
Для неискаженного восстановления поднесущей достаточно вы-
держать соотношения
Sq/Do = е, Qq/Dq = Q. (5.8)
При этом формула (5.4а) приобретает вид
. _ е + i Q (со/сор — сор/со)
Авп Vй) — 1 4- i Q (со/сор — со0/со)
80
(5-9)
Для выполнения условий (5.7) достаточно увеличить ,в Do раз соб-
ственную добротность Qo катушки контура и соответствующим
образом изменить соотношение элементов схемы:
(Я+/?«)//? = е До- (5.Ю)
В практических схемах ВП всегда шунтируется паразитными
емкостями монтажа, емкостью подводящих кабелей и др. Нали-
чие паразитной емкости Сш .приводит к ухудшению разделения ка-
налов и появлению нелинейных искажений [42]. Основное влия-
ние емкость Сш оказывает на переходное затухание на нижних
частотах:
₽нч«4О18(2/®о8тш), (5.11)
где Тш = Сщ7?7?ш/(R~Н1?ш).
Нелинейные искажения вызываются в основном фазовым сдви-
гом поднесущей относительно боковых составляющих спектра над-
звуковой части ПМК. При (шоТо)2<С 1 и односторонней модуляции
ПМК коэффициент гармоник может быть вычислен по прибли-
женной формуле
Яг« 2 (m2s/m) (®0 т0)а, (5.12)
где т — коэффициент модуляции в измеряемом канале.
5.3. ВЛИЯНИЕ НЕСТАБИЛЬНОСТИ И РАЗБРОСА ПАРАМЕТРОВ
ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ
Выше мы видели, что при подключении к ВП внешних шунти-
рующих резисторов параметры схемы изменяются, а коэффициент
шунтирования £)0 становится больше единицы. Ниже, в § 5.5, по-
казано, что возможны схемы восстановления поднесущей, в кото-
рых Dq< 1. Поэтому в дальнейшем рассмотрении полагаем, что Do
может принимать произвольные значения как меньше, так и боль-
ше единицы. При этом искажения будут отсутствовать, если вы-
полняются условия (5.8).
Нестабильность сопротивлений нагрузки /?н или источника
Изменение по какой-либо причине сопротивлений нагрузки в
(1+67?н) раз или генератора в (1+б/?г) раз приводит к измене-
нию шунтирующего сопротивления 7?ш в (1+б/?ш) раз, где в об-
щем случае
б « б 7?г + /?н) + S RH /?Г/(ЯГ + Ян), (5.13)
и соответственно коэффициента £>0 в (1+б£>о) раз, где
бРо«-Фо-1)б/?ш. (5.14)
Исходя из этой формулы, можно определить переходное затуха-
ние в схеме:
Р « 201g (2 J/T+F/6 £>0). (5.15)
Из формулы (5.14) следует, что при £>о=1 величина б£>о обра-
щается в нуль при любом б/?ш. Это становится очевидным, если
81
учесть, что Dq может равняться единице лишь при /?ш=оо. В этих
условиях изменение 7?ш в любое число раз дает снова бесконеч-
ность. При уменьшении до конечной величины для определе-
ния переходного затухания следует воспользоваться формулами
(5.5а) и (5.7). .
Задаваясь на нижних частотах, где 0 минимально, допустимым
значением, равным pmin = 26 дБ, находим
(6 доп = 0,1 • (5.16)
Для других модулирующих частот переходные затухания, со-
ответствующие условию (5.16), приведены на рис. 5.2а.
Рис. 5.2. Зависимость переходного затухания от
частоты при 6jDo=O,1 (а) и при 6е>0 (б)
Нестабильность и разбросы величин сопротивления R и харак-
теристического сопротивления контура p=^L/C. Оба эти сопро-
тивления влияют на величину коэффициента е:
бе брвп (8о -Оо)/8о DQ S^R (t‘o 1 )/8о- (5* 17)
При 68=^=О переходное затухание
0^201g (2 /1 + х2/е2/| бе |) . (5.18)
Минимальное переходное затухание так же, как и в предыдущем
случае, наблюдается на низких частотах модуляции, однако час-
тотная зависимость p(f) здесь выражена слабее (рис. 5.26). По-
этому (б8)тахдоп должно нормироваться исходя из переходного
затухания на средних частотах, где требования жестче. Так, за-
даваясь на частоте 1 кГц pmin — 40 дБ, получаем бе— 0,033, отку-
82
да следует, что требования к стабильности R и р весьма жесткие.
Если Z?o~ 1, то выражение (5.17) упрощается:
бе —-(бр—б Я).
8
(5.17а)
Если рассматривать частный случай |бр|<С|б7?|, то
беда ——б/?,
8
а переходно-е затухание
Рис. 5.3. Зависимость пе-
реходного затухания на
частоте 160 Гц от рас-
стройки контура ВП
Р = 201g [2 У е2 + х2/6 /? (8 — 1)]. (5.18а)
Нестабильность резонансной частоты контура ВП. Расстройка
контура ВП относительно поднесущей, нарушая амплитудные и
фазовые соотношения между составляющи-
ми спектра восстановленного ПМК, приво-
дит к возникновению нелинейных искаже-
ний и переходных помех при декодирова-
нии. Зависимость переходных затуханий от
расстройки контура ВП подробно рассмот-
рена в [8]. Показано, что переходные за-
тухания между каналами при неточной на-
стройке контура ВП зависят от частоты.
При этом наибольшие переходные помехи
наблюдаются в области низших модули-
рующих частот. Для частоты 160 Гц гра-
фик зависимости переходных затуханий от
расстройки контура ВП приведен на
рис. 5.3.
Рассмотрим влияние расстройки контура
ВП на величину нелинейных искажений огибающих ПМК. Можно
показать, что эти искажения достигают максимальной величины
на верхних частотах модуляции. Определяющим фактором при
этом является фазовый сдвиг поднесущей относительно вектора
биений боковых составляющих на угол <ро- Для коэффициентов
гармоник выходного сигнала получаются выражения
Лг2«т2(р2/4т,Кг3«т2 ф2/8т. (5.19)
Угол ф0 можно определить из выражения (5.9). При малых
расстройках
Фо ж- [2Q(e—1)/8] 6со0 (5.20)
и
m2s /е— 1\2
— — (б®о)2>
/е — 1 \2
83
(5.21)
Отсюда, задаваясь для самого тяжелого случая ms=0,8 допусти-
мым значением (/Сг2)шах доп—1 %, определяем допустимую неста-
бильность резонансной частоты контуров ВП:
(&00)тахдоп«ОЛ5%. (5.22)
Условие (5.22) оказывается более жестким, чем допуск, опреде-
ленный с точки зрения стабильности 0 (при 100 Гц 0 = 20 дБг
Д/о —0,25%, т. е. 100 Гц — ом. пунктир на рис. 5.3).
Удовлетворить этим требованиям можно при использовании в
контуре слюдяных конденсаторов типа КСО (ТКЕ не более
±50-10-6) и намотке контурной катушки на броневом феррито-
вом сердечнике типа Б18 или Б22 из высокостабильных марок
феррита типа НМЗ с большой относительной начальной магнит-
ной проницаемостью (ц0= 1500). Сердечник подвергается искус-
ственному старению [43, 44], а в керн магнитопровода вводится
воздушный зазор (0,25...0,5 мм для сердечников типа Б18 и до
1,0 мм для сердечников типа Б22). Большие значения зазора обес-
печивают лучшую стабильность индуктивности и более плавную
настройку контура, но не позволяют с достаточным запасом по-
лучить Q= 100.
Добротность контура ВП. Изменение добротности контура, в
отличие, от его частотной расстройки, не нарушает симметрии
надзвуковой части ПМК и поэтому не создает нелинейных иска-
жений его огибающих. Однако на коэффициент гармоник при де-
кодировании оно все же влияет, так как изменяет коэффициент
восстановления, а вместе с ним и коэффициент модуляции вос-
становленного ПМК. Это влияние может быть легко учтено при
расчете -коэффициента Кг по формулам гл. 2—4 для выбранного
метода декодирования. На практике необходимую величину доб-
ротности устанавливают исходя из требований к допустимому
уровню переходных помех в схеме, имея при этом в виду, что с
точки зрения уменьшения КНИ всегда лучше иметь отклонение
Q в большую сторону от номинального, чем в меньшую.
Переходное затухание при 6Q=#0 вычисляют по формуле [8J
0 « 201g [2 /(1 + х2) (е2 + х2)/(8- 1) 6 Q ]. (5.23)
Сравнивая (5.23) и (5.18), видим, что на нижних модулирующих
частотах отклонения Q, R или р одинаково влияют на уменьше-
ние переходного затухания. Однако с увеличением модулирующей
частоты переходное затухание быстрее растет при неточной вели-
чине добротности.
5.4. СХЕМА С ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫМ РЕЗОНАНСНЫМ КОНТУРОМ
Кроме схемы ВП, изображенной на рис. 5.1, возможны и дру-
гие схемы, коэффициент передачи которых может быть представ-
лен в виде (5.4) или (5.9). В частности, методом дуальных преоб-
разований легко получить схему с последовательным включением
84
элементов контура (рис. 5.4). Для коэффициента передачи такой
•схемы получаем выражение
Ян
*вп Яг + Яп + Ян
8р Ч~ i Qo (ю/^о —
D0+i Qo (<0/С0о <*>о/(о)
(5.24)
где e0= 1 + 1/7?; £>o= 1+/?ш/7?. В свою очередь, 7?ni=7?n(7?r+
+7?н)/[7?п+(7?г+7?н) ] •
Коэффициент восстановления поднесущей е и эквивалентная
добротность контура Q должны, как и раньше, определяться по
формулам (5.8).
Схему рис. 5.4 имеет смысл применять при большой конструк-
тивной добротности контура
Qo>Q. В этом случае имеем
£>о>1 и ео>1, откуда следует
Rn>R и (Яг+Лн)»/?, а коэффи-
циент передачи на поднесущей ра-
вен /Со«Лн/(^н+^?г), т. е. стре-
мится к единице при Rr/Rir+0>
Если условие Qo^Q не выполня-
ется (Qo~Q), то имеем £>о~1,
и Ко«1. В этом случае,
очевидно, целесообразнее исполь-
зовать традиционную схему
рис. 5.1.
Рис. 5.4. Схема ВП с последова-
тельным контуром
Предлагаемая в данном параграфе схема может представить
особый интерес при интегральном исполнении декодера и замене
контура кварцевым или пьезокерамическим элементом. В этом
случае условие Qo^>Q не вызывает затруднений, а декодер может
быть выполнен без индуктивных элементов. Емкость держателя
(пунктир на рис. 5.4) следует делать минимальной или компенси-
ровать известными методами.
5.5. СХЕМА С КОМБИНИРОВАННОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (ВП-КОС).
СХЕМА С УМНОЖЕНИЕМ ДОБРОТНОСТИ
Выше отмечалась технологическая сложность изготовления
высокодобротных и высокостабильных катушек на броневых фер-
ритовых сердечниках. Кроме того, необходимо отметить высокую
стоимость и довольно большие габаритные размеры сердечников
типа Б18 и Б22. Поэтому представляет интерес возможность по-
строения ВП с требуемыми АЧХ и ФЧХ на катушках с доброт-
ностью ниже 100. В частности, предлагалась схема, содержащая
два каскада ВП. В такой схеме используется вдвое больше эле-
ментов, но зато в ней могут быть применены катушки с меньшей
(Qo —70) добротностью. Двухкаскадная схема ВП не нашла при-
менения, так как для дешевых моделей она слишком сложна, а
для высококачественных моделей она не подходит из-за большой
величины вносимых ею переходных помех (Ртах —34 дБ). К тому
же снижение добротности катушек, даваемое этой схемой, не
столь велико.
85
Большего снижения добротности можно достичь в схеме ВП
с комбинированной обратной связью (ВП-КОС), рис. 5.5а. Частот-
нонезависимое напряжение отрицательной обратной связи иоос
создается в ней, как обычно, включением в эмитгерную цепь ре-
зистора 7?оос- Частотнозависимую положительную обратную связь
(ПОС) получают путем включения в базовую цепь обметки об-
ратной связи, расположенной на катушке контура ВП. Коэффи-
Рис. 5.5. Схемы ВП с комбинированной обратной связью (а) и с
умножителем добротности (б)
циент шунтирования £>0 в этой схеме может быть определен по
формуле [45]
Ц) = 11 + *0 (Я(юс-^пос)]/(1 + Ко KoocY (5.25)
где /Со~^/2i +^?се) — коэффициент усиления на резонансной час-
тоте при отсутствии обратных связей; КоЛоос~У21#оос/[1+
+ //П CRr + /?ooc) ] — коэффициент петлевого усиления по цепи ООС;
Ко^пос—^н^оейсв/П +уп CRr+^ooc)] — коэффициент петлевого
усиления по цепи ПОС.
Таким образом, коэффициент шунтирования схемы ВП-КОС
равен отношению глубины комбинированной обратной связи к глу-
бине ООС. Из соображений устойчивости и стабильности коэф-
фициента усиления в схемах с КОС следует выбирать Кпос<Коос.
Из формулы (5.25) следует, что в схеме ВП-КОС Do<l. От-
сюда следует, что схема позволяет использовать для восстанов-
ления поднесущей контур с конструктивной добротностью в 1/£>о
раз меньше требуемой добротности Q = 100.
Схема не эквивалентна обычному умножителю добротности,
так как в ней частотнозависимым оказывается не только напря-
жение на контуре, но и напряжение на резисторе R. Из условия
£o=Dq& следует /?сеД? = (е£>0—1). Если £>0->1/е, то отношение R&/R
стремится к нулю. Это ставит предел уменьшению добротности
КОНТура (Qo)min = Q/8 = 2O.
Благодаря простоте схемы и некритичности его параметров,
ВП с комбинированной обратной связью получил в последние го-
ды широкое применение в промышленных моделях стереодекоде-
86
ров. Практические варианты схемы ВП-КОС можно видеть на
рис. 3.11 и др. В некоторых стереодекодерах для восстановления
поднесущей применяют умножитель добротности на отдельном
транзисторе (см. рис. 5.26). Пример стереодекодера с такой схе-
мой был дан на рис. 4.7.
В схеме с умножителем добротности
1 + К* (Коос-*пос) 1 + {Rooc -п* -г)
Do =----ПИГК--------~-------14-»/ R ' <5-26>
1 “Г ^0 ^000 1 ^21 ^ООС
где п2« «1« УЦ/Ц.
Для отсутствия искажений в этой схеме должно быть выполнено
условие 8= 1+/?ce//?Do, или (/?се/Л=(е—1)jD0. Так как это условие
реализуется при любых значениях DQf то можно использовать кон-
туры с любой добротностью, в том числе и меньше двадцати. Это
является достоинством схемы. Недостатком является необходи-
мость в дополнительном транзисторе.
5.6. СХЕМА С УМЕНЬШЕНИЕМ КОЭФФИЦИЕНТА МОДУЛЯЦИИ
ПОДНЕСУЩЕЙ
Рассмотрим схему, позволяющую, наряду с восстановлением
формы ПМК, уменьшать в требуемое число раз коэффициент мо-
дуляции поднесущей (рис. 5.6). Уменьшение коэффициента моду-
ляции на приемной стороне весьма важно, особенно в полярном
детекторе, поскольку позволяет увеличить инерционность нагруз-
ки, улучшить разделение каналов и снизить нелинейные иска-
жения.
Коэффициент модуляции на верхних частотах может быть сни-
жен простым увеличением коэффициента восстановления 80 отно-
сительно требуемого значения 8 = 5. Однако при этом нарушает-
ся форма восстановленного ПМК и, как было показано в § 5.3,
резко уменьшаются переходные затухания на нижних частотах
из-за изменения комплексной амплитуды боковых частот надзву-
ковой части спектра. Этого, однако, не произойдет, если анало-
гичные линейные искажения ввести в звуковую часть спектра.
Такую коррекцию позволяет осуществить схема, изображенная на
рис. 5.6г. Схема отличается от обычного ВП наличием двух до-
полнительных элементов, Ск и R2. Могут использоваться и схемы
ВП-КОС или с умножением Q. Сопротивление коллекторной на-
грузки на частоте со
ВП \ 1 + i х 1 + i сотк ) ’
где R = R1R2/(R1+R2)- km=Rl/R = (R1 +R2)/R2; rK=CK(Rl + R2).
Коэффициент передачи сквозного тракта ПП—ВП равен, с точ-
ностью до постоянного множителя,
. //?« /Я + i (отк \ 1 + i х
l + imK /е + ix’
87
Рис. 5.6. Осциллограммы ПМК до подавления
(а), после подавления (б) и после восстановле-
ния (в) поднесущей; схема соответствующей цепи
ВП (г) и ее АЧХ (д) и ФЧХ (е)
На частотах ниже 15 кГц (<o = Q) |х| = | Q (Q/g><>—g>0/Q) | >150, и
формула (5.27) может быть упрощена:
Анч + i ^к)- (5.27а)
В области надзвуковых частот (НЗ) выполняется условие итк>>
^>km^\. При этом вместо (5.27) можно записать
7^ — • /^Н~14~*х^ео4'Ц(а — юо)то (5 276)
Н3 в + i х в + i (со — <оо)То
где To = 2Q/©o. При е0=Лте, т0=тке и ©=(©о+й) формулы (5.27а)
и (5.276) совпадают. Это значит, что АЧХ и ФЧХ тракта на зву-
ковых частотах повторяют верхнюю ветвь соответствующих ха-
рактеристик в области поднесущей (рис. 5.6д и е). При этом
имеем ум=Ув, фм = фя и переходные помехи отсутствуют. На верх-
них и средних частотах схема в km раз уменьшает коэффициент
модуляции поднесущей. На нижних частотах модуляции этот эф-
фект ослабляется:
km/Унч = ]/[!+ (Йгк)*]/[ 1 + (Йтк/Лт)а). (5.28)
Эффективность уменьшения искажений полярного детектора с
помощью предложенного метода была рассмотрена в гл. 2. Там
же приведены примеры его использования в стереодекодерах (см.
рис. 2.11 и 2.12).
Следует отметить, что при использовании этого метода выход-
ное напряжение декодера оказывается частотнозависимым, увели-
чиваясь в km раз на самых нижних частотах. В тех случаях, ког-
да такой подъем нежелателен, он может быть легко скомпенси-
рован с помощью корректирующей ЛС-цепи.
5.7. ДРУГИЕ СХЕМЫ ВОССТАНОВЛЕНИЯ ПОДНЕСУЩЕЙ
Наиболее сложным «и нетехн о логичным элементом стереодеко-
дера является высокостабильная катушка контура ВП. Цепь ВП
является и наиболее трудоемким узлом в настройке. Поэтому
весьма заманчивой представляется идея построения схем ВП,
использующих другие принципы избирательности, без применения
катушек. Задача эта является вполне осуществимой. Как видно
из уравнения (5.1), комплексное сопротивление канонической схе-
мы ВП состоит из двух слагаемых. Первое из них является час-
тотнонезависимым, второе представляет собой сопротивление обыч-
ного резонансного контура определенной добротности. Отсюда вы-
текает очевидная возможность реализации цепи ВП на любых
элементах, частотные характеристики которых в области надзву-
ковых частот с достаточной точностью повторяли бы характери-
стики резонансного контура. Наиболее известными частотноизби-
рательными безындуктивными схемами являются различные раз-
новидности схем активных фильтров с двойным Т-образным
89
/?С-м octoim в цепи обратной связи усилителя. Анализу таких схем
посвящена обширная радиотехническая литература. Примером
применения избирательной 7?С-схемы в цепи восстановления под-
-несущей может служить схема стереодекодера, приведенная на
рис. 5.7а. Восстановление напряжения поднесущей в этой схеме
осуществляется с помощью операционного усилителя 1УТ401А с
составным Т-образным /мостом в цепи обратной связи [46]. На-
пряжение, соответствующее первому слагаемому выражения (5.1),
снимается с коллектора транзистора VI. Суммирование обоих на-
пряжений осуществляется на входном сопротивлении полярного
детектора, роль которого выполняют транзисторы V5 и V6. Необ-
ходимое соотношение уровней звуковой и надзвуковой составля-
ющих устанавливается потенциометром R5. Регулировка эквива-
лентной добротности и частоты квазирезонанса осуществляется
потенциометрами R15 и R12. Приведенная схема позволила полу-
чить на частоте 1000 Гц переходное затухание более 30 дБ в диа-
пазоне температур 15...50°С. Применение избирательных RC-
фильтров позволяет устранить технологические трудности, связан-
ные с изготовлением катушек контуров ВП. Однако применение
этих фильтров усложняет схемную реализацию цепей ВП, требует
большого количества дополнительных высокостабильных комплек-
тующих изделий. Не устраняются и трудности, связанные с регу-
лировкой резонансной частоты и добротности восстановителя под-
несущей.
С этой точки зрения более перспективными являются избира-
тельные цепи, использующие эффект электромеханического или
пьезоэлектрического резонанса. В пьезокерамических фильтрах
добротность определяется в основном типом и составом керамики,
а резонансная-частота — механическими размерами бруска [47,
48]. Исследования, проведенные канд. техн, наук Ю. И. Якименко
и И. И. Грунянским, показали принципиальную возможность из-
готовления пьезокерамических трансфильтров (ПТФ) для восста-
новителя поднесущей, которые в условиях массового производства
будут обладать высокой повторяемостью параметров и не требо-
вать каких-либо регулировочных операций при установке на пла-
ту стереодекодера. На рис. 5.76 и в приведены две схемы стерео-
декодера с использованием в цепях ВП пьезокерамического фильт-
ра. Первый из этих декодеров работает по принципу полярного
детектирования. Частотнонезависимая часть выходного напряжения
цепи ПТФ-ВП обеспечивается прямым прохождением сигнала че-
рез резистор R6. Частотнозависимое напряжение, соответствую-
щее второму слагаемому формулы (5.1), формируется пьезокера-
мическим фильтром. При необходимости эквивалентную доброт-
ность цепи ВП можно регулировать, для чего постоянный рези-
стор R7 должен быть заменен переменным. В приведенной схеме
обеспечиваются переходные затухания на частоте 1000 Гц около
36 дБ, коэффициент гармоник в диапазоне частот 315... 5000 Гц
составляет 0,5 ... 1,3%.
Декодер, схема которого изображена на рис. 5.7в, работает по
временному методу. В этой схеме от ВП требуется выделение
90
чистой поднесущей, по возможности без остальных составляющих
спектра ПМК. Поэтому резистор, соединяющий в предыдущей
схеме вход ПТФ с его выходом, в этом декодере исключен. Ис-
ключен и резистор, снижающий собственную добротность ПТФ до
эквивалентного значения Q= 100 (R7 в схеме рис. 5.76). Это поз-
воляет сузить полосу пропускания резонансной цепи и облегчить
задачу последующего ограничения поднесущей с целью устране-
ния паразитной AM разностным сигналом. В данной схеме от
ПТФ-ВП не требуется точного соответствия характеристикам ре-
зонансного контура с Q= 100. Необходимо лишь обеспечить нуле-
вой фазовый сдвиг на частоте поднесущей и симметрию скатов
резонансной характеристики для предотвращения преобразования
паразитной AM в ЧМ. В лабораторном образце стерео декодер а
(рис. 5.7в) были получены переходные затухания более 30 дБ на
частоте 160 Гц и более 40 дБ на частотах 1000 Гц и выше. Коэф-
фициент гармоник составил 0,6% на частоте 160 Гц и не более
0,2% на частотах 1000 Гц и выше.
Недостатком пьезокерамических фильтров является заметная
нестабильность резонансной частоты во времени, а также при
изменении температуры и влажности. Первая из них ,может быть
устранена введением в технологический цикл операции искус-
ственного старения, вторая — применением специальных сортов
пьезокерамики с повышенной температурной стабильностью или
применением в схеме элементов температурной компенсации,
третья — герметизацией конструкции фильтра. Пьезокера-мичес-
ким трансфильтрам присущ еще один недостаток (впрочем, несу-
щественный при их совместном использовании с интегральными
схемами) — малый, менее 0,1, коэффициент передачи. Однако
возможны и другие схемы включения пьезокерамических фильт-
ров, при которых коэффициент передачи становится равным еди-
нице или даже выше.
5.8. ОСОБЕННОСТИ ВОССТАНОВЛЕНИЯ ПОДНЕСУЩЕЙ
В КЛЮЧЕВЫХ СТЕРЕОДЕКОДЕРАХ
В гл. 4 было показано, что при использовании метода времен-
ного разделения стереоканалов возможны два варианта рабо-
ты — с восстановлением или без восстановления ПМК. В первом
случае используется одна из рассмотренных схем ВП. Предъяв-
ляемые к ней требования не зависят от выбранного метода деко-
дирования. Во втором случае вместо восстановления ПМК комп-
лексный стереосигнал подвергают НЧ коррекции согласно (4.22).
В этом случае традиционная схема ВП может отсутствовать. Од-
нако и в том и в другом случае стереодекодер содержит допол-
нительную схему выделения поднесущей для формирования пере-
ключающего напряжения. В системе с полярной модуляцией это
выделение связано с известными трудностями, поскольку ближай-
шие составляющие спектра КСС, несущие информацию о разно-
стном сигнале, расположены по шкале частот на расстоянии все-
го ±30 Гц от поднесущей.
91
co
to
co
co
Рис. 5.7. Принципиальные электрические схемы стереодекодеров с безындукционными ВП:
а — на 7?С-элементах; б и в — на пьезокерамических фильтрах
При наличии в стереодекодере цепи ВП последняя обычно
используется и для выделения поднесущей в тракт формирования
коммутирующего напряжения. При этом поднесущая снимается
непосредственно с контура ВП, что позволяет эффективно пода-
вить звуковую часть спектра ПМК. Так как эквивалентная доб-
ротность контура в цепи ВП равна (или несколько больше) 100,
то полоса пропускания в тракте поднесущей составляет в этом
случае примерно 300 Гц. Это значит, что -составляющие разност-
ного сигнала в спектре ПМК с частотами ниже 150 Гц проходят
в тракт поднесущей, ослабляясь не более чем на 3 дБ. Выходной
сигнал в тракте имеет в этом случае вид AM колебания, коэф-
фициент модуляции которого теоретически может достигать 80%.
Следствием этого, как указывалось, могут явиться нелинейные
искажения декодированных стереосигналов на нижних частотах
модуляции. При отсутствии в декодере цепи ВП для выделения
поднесущей в тракте формирования переключающего напряжения
может использоваться специальный резонансный контур (или
несколько контуров). Добротность этого контура может быть вы-
брана и больше 100, что несколько снизит полосу пропускания
тракта, но принципиальная сторона явления останется прежней.
Полностью подавить боковые частоты можно только с помощью
кварцевого фильтра поднесущей, имеющего полосу пропускания
не шире.50 Гц. Такой фильтр применен, например, в контрольном
ключевом стереодекодере К2-4 аппаратуры СКЗ—27. Однако в
бытовой радиоаппаратуре этот путь, видимо, неприемлем. Более
простым и экономичным является применение глубокого ампли-
тудного ограничения выделенной поднесущей. Ограничение долж-
но происходить на уровне не выше 0,2 от амплитуды немодули-
рованной поднесущей. Именно этот метод используется в описан-
ном выше ключевом декодере СД-А1. На схеме рис. 4.6 ограни-
чение поднесущей осуществляется в операционном усилителе Э1
и на диоде V17.
Наряду с подавлением паразитной амплитудной модуляции к
выделенной поднесущей, используемой в ключевом декодере для
формирования переключающих импульсов, предъявляются и дру-
гие требования, основными из которых являются стабильность
начальной фазы и отсутствие паразитной фазовой модуляции.
Связь этих параметров с переходным затуханием и коэффициен-
том гармоник была рассмотрена в § 4.4.
5.9. ВОССТАНОВЛЕНИЕ ПОДНЕСУЩЕЙ В СТЕРЕОДЕКОДЕРАХ
ЭКСПОРТНЫХ ПРИЕМНИКОВ (СИСТЕМА С ПИЛОТ-ТОНОМ).
КОМБИНАЦИОННЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В ТРАКТЕ ПИЛОТ-ТОНА
И ПОДНЕСУЩЕЙ
При стереофоническом радиовещании по системе с пилот-то-
ном (ПТ) восстановление поднесущей осуществляется выделением
из спектра КСС сигнала с частотой /пт=19 кГц и его последую-
щим удвоением. Система ПТ, наряду с некоторыми преимущест-
вами при декодировании КСС (возможность двухтактного детек-
94
тирования ПМК и уменьшения коэффициента модуляции, относи-
тельная легкость формирования коммутирующих импульсов в
ключевом детекторе), обладает и рядом недостатков. Наиболее
существенные из них — это
ние нелинейных искажений
ности начальной фазы ПТ,
близость пилот-тона к верх-
ней границе суммарного си-
гнала им-
Последнее приводит к
увеличению нелинейных
(главным образом, комби-
национных) искажений на
верхних частотах и на суб-
гармониках ПТ. Это объяс-
няется тем, что на вход уд-
воителя частоты могут по-
падать близлежащие часто-
ты сигнала им и нижней
боковой полосы надзвуковой
части спектра КСС (рис.
5.8а). При наличии нелиней-
ных искажений в тракт ПТ
более широкий спектр КСС, увеличе-
и переходных помех из-за нестабиль-
Рис. 5.8. Спектр КСС в системе ПТ и ха-
рактеристика избирательности тракта ПТ
(пунктир) (а), зависимость КНИ от часто-
ты (б)
могут попадать также и
высшие гармоники сигнала им- При этом график частотной
зависимости нелинейных искажений приобретает характерный
вид «гребенки» со всплесками в области частот й = соПтМ, где
п = 2, 3, 4 (рис. 5.86).
С точки зрения комбинационных искажений случай синфазной
модуляции в каналах является наиболее опасным. Сигнал uM(Q)
в несколько раз превышает напряжение ипт и на верхних частотах
может непосредственно попадать в тракт ПТ. Предполагая нали-
чие избирательных цепей до и после удвоителя, можно утверж-
дать [33], что из возникших в удвоителе комбинационных частот
наибольшую опасность представляет частота (опт + й. Выделенное
напряжение поднесущей имеет паразитную амплитудную (AM) и
фазовую (ФМ) модуляцию:
= kQ UQ (1 + AJ sin (coo t + ф), (5.29)
где
A1«^-cos(Qft/+0k)-^-cos2(Q^ + 0h) . . (5.30)
Ф «<Dft sin (Qft t + 0fe), °<Dft = -1 До; (5.31)
— cOq (^пт — ^пт—*3^)
определяется усилением в тракте ВП; Хо — отношение сигнал/
помеха в тракте поднесущей. Оно равно
А»о — о»! (Q)а2 (<опт +^)» (5.33)
3 тм
95
где /ипт = 0,1—уровень ПТ в спектре КСС; ai(Q) и а2(сопт + ^)—
коэффициенты избирательности на частоте Q до удвоителя и на
частоте (о)Пт + Й) после удвоителя.
5.10. ВЛИЯНИЕ ПАРАЗИТНОЙ АМПЛИТУДНОЙ И ФАЗОВОЙ
МОДУЛЯЦИИ ПОДНЕСУЩЕЙ НА ПАРАМЕТРЫ ВЫХОДНОГО СИГНАЛА
Суммируя напряжение (5.29) с комплексным стереосигналом
и учитывая, что обычно Ai<Cl и Ф&<С1, получаем для восстанов-
ленного ПМК
^пмк (/) + I1 + us (/) cos ф (t)/kQ +
+ AJ sin [oV + ф (/)]}. (5.34)
Здесь uM(t) включает в себя и пилот-тон. При суммарно^разност-
но'м преобразовании выходное напряжение
авых = им (0 + us (0 cos ф (/) + kQ Aj (/); (5.35)
выражения для Ai(/) и ф(/) даны в (5.30) и (5.31). Так как
cos ф (0 — 1, то влиянием фазовой модуляции (ФМ) в первом при-
ближении можно пренебречь. При этом выходное напряжение
будет содержать полезный сигнал и продукты амплитудной мо-
дуляции (AM) поднесущей.
В ключевых декодерах основную роль играет, наоборот, ФМ.
Наибольший уровень помех наблюдается при малой дл?1тельно-
сти стробирующих импульсов. При этом действие помехи на схе-
мы с удлинением и без удлинения импульсов примерно одинако-
во. В обоих случаях помеха с частотой Q& в выходном сигнале
отсутствует, но появляются комбинационные частоты Q±nQft. Кро-
ме того, уменьшается переходное затухание. Переходное затуха-
ние можно оценить по формуле
201g + 201g— . (5.36)
Коэффициент комбинационных искажений при временном раз-
делении каналов определяется уровнем составляющей с частотой
Q—Qfe = 2Q—сопт •
Акомб (5.37)
При других методах декодирования
Акомб ^0/т (5.38)
и определяется составляющей с частотой Q^. Легко видеть, что
последняя формула предъявляет к минимально допустимой вели-
чине л0 наиболее жесткие требования. Эти требования можно
смягчить, применяя амплитудное ограничение восстановленной под-
несущей. В этом случае коэффициент Акомб определяется состав-
ляющей с частотой Q—2й^:
Акомб « ms Jг (Фк)/т & ms/8 т Ц. (5.39)
96
Полученные формулы позволяют исходя из норм на переход-
ное затухание и комбинационные искажения определить требова-
ния к избирательности и стабильности резонансной частоты кон-
туров в тракте ПТ и поднесущей. Этот расчет приведен в следую-
щем параграфе.
5.11. ТРЕБОВАНИЯ К ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ И СТАБИЛЬНОСТИ
РЕЗОНАНСНОЙ ЧАСТОТЫ КОНТУРОВ В ТРАКТЕ ПИЛОТ-ТОНА
И ПОДНЕСУЩЕЙ
При отсутствии амплитудного ограничения восстановленной
поднесущей и использовании методов декодирования с разделе-
нием спектров или полярного детектирования требования к изби-
рательности в тракте ВП можно определить из формул (5.33) и
(5.38):
0 = 0^ (<опт ± Qfe)a2 (ыо Q&)== 15^0/Ккомб. (5.40)
Полагая ЛКомб=С1%, &о=1, находим о^1500.
При наличии ограничителя в тракте ВП вместо (5.39) получим.
о2 > ml 225 - , (5.41)
32Ккомб
что при ms=0,9 и /СКомб^10/о Дает о^23,8.
При использовании метода временного разделения каналов
15 Ofc тм (5 42)
2 <оо ^Скомб
что при тм = о,9, Лкомб^1% и Qft/(oo=4/38 дает о=71.
Для требуемой избирательности добротность одиночного кон-
тура в первом случае должна быть QnT^3560, во втором —
QnT^23,8, в третьем — QnT^169. При использовании нескольких
контуров добротность, естественно, может быть ниже. Так, в пер-
вом случае при п=3 достаточно иметь QnT = 27. При размещении
контуров после удвоителя ту же избирательность можно получить
при добротности вдвое большей: Qa0 = 2QnT,
Зная необходимую добротность контуров и задаваясь допусти-
мым уровнем Кг и р, можно определить требование к стабильно-
сти резонансных контуров в тракте ВП. Такой расчет проведен в
[33]. Для примера укажем, что при Кг^1% и 0^40 дБ ВП на
одиночном контуре может иметь относительную нестабильность
не хуже 6соПт = б(о0^ 1,41 • 10~5 (при отсутствии ограничителя) и
6(Опт = б(йо=С0,88-10~3 (в схеме с ограничителем амплитуды). Для
сравнения укажем, что в системе с полярной модуляцией допус-
тимая нестабильность составляет при тех же условиях бсоо^
= 1,5-10-3 [см. (5.22)].
5.12. КОМБИНАЦИОННЫЕ ИСКАЖЕНИЯ НА ЧАСТОТАХ,
БЛИЗКИХ К СУБГАРМОНИКАМ ПИЛОТ-ТОНА
Искажениями, присущими только системе с пилот-тоном, яв-
ляются комбинационные искажения из-за попадания гармоник
сигнала им в тракт ПТ (рис. 5.86).
4—59 97
Для расчета коэффициента комбинационных искажений могут
быть использованы формулы предыдущего параграфа, если учесть
что в данном -случае ’ J ’
= I юпт—п й |,
а
9 /и
zo = —— o(Qft), (5.33а)
3 тм К г,п
где Кг, п — коэффициент нелинейных искажений в тракте КСС по
л-й гармонике.
Если используется метод в разделением спектров или детекти-
рование по огибающей, а ограничитель амплитуды в тракте ВП
отсутствует, то коэффициент комбинационных искажений опреде-
ляют из формулы (5.38), подставив в нее полученное значение Ло:
Ккомб«15^^фд. (5.43)
Яри йй/юо<1/2-£? ПТ можно считать o(Qfe)~l. В этом случае, по-
лагая mM=m, &0=1, 'получаем
ЛКомб ~ (5.43а)
Повышение избирательности тракта ПТ не может повлиять на
это значение, но лишь сужает область пораженных частот, умень-
шая, таким образом, вероятность появления помехи. Возможный
путь уменьшения Лкомб в данном случае состоит в уменьшении
Кг, п, т. е. в повышении линейности ВЧ тракта приемника. Одна-
ко требования к значению Кг, п, вытекающие из (5.43а), являют-
ся весьма жесткими.
Эффективным способом устранения искажений этого вида яв-
ляется переход к схемам с амплитудным ограничением восстанов-
ленной поднесущей или использование метода временного разде-
ления каналов. Коэффициент Лкомб в этом случае может быть
определен из формулы (5.39) или (5.37) с учетом выражения
(5.33-а). Так, при временном разделении каналов получим
Лкомб- 9 «ГО С
2 ©о & №k)
Для оценки величины искажений рассмотрим случай, когда изби-
рательность в тракте ПТ обеспечивается двумя одиночными кон-
турами. Нетрудно показать, что произведение (Q^/coo) l/o(Qfe) в
этом случае достигает максимального значения при Й&/(Оо=
= ± 1/2Qht и
_____1_| =_____1 .
©0 (j(Qk) I max 4 Qht
Если добротность Qht выбрана из условий предыдущего парагра-
фа, то Лкомб<0,1Лг.п И может не приниматься во внимание.
98
5.13. ПРИМЕНЕНИЕ ФАПЧ В СХЕМАХ ВОССТАНОВЛЕНИЯ
ПОДНЕСУЩЕЙ
Из предыдущих параграфов видно, что .в стереодекодерах си-
стемы ПТ к стабильности частоты и фазы восстановленной под-
несущей предъявляются чрезвычайно жесткие требования. Поэто-
му в (последние годы большинство высококачественных моделей
стереодекодеров за рубежом оснащается системой фазовой авто-
подстройки частоты .(ФАПЧ). ФАПЧ требует применения в деко-
дере большого числа активных элементов (нескольких десятков»,
а то и сотен транзисторов), поэтому рентабельность применения?
таких устройств достигается только при переходе на интегралы^
ную схемотехнику. В этом случае ФАПЧ не только улучшает
работу стереодекодера, но и создает дополнительные технологи^
ческие преимущества: при наличии ФАПЧ достаточно иметь всего
один резонансный контур с низкой добротностью. В последних мо-
делях интегральных стереодекодеров и этот контур отсутствует.
Вместо него используют активный избирательный фильтр на
/?С-элементах.
Системы фазовой автоподстройки известны давно, однако до
последнего времени их применение ограничивалось практически
лишь областью специальной техники. Широкое развитие микро-
электроники открыло возможности использования ФАПЧ и в бы-
товой радиоаппаратуре. В настоящее время ФАПЧ находит при-
менение в целом ряде областей. Вот лишь некоторые из них:
демодуляция ЧМ и AM сигналов, умножение и деление частоты»
фильтрация сигнала, выделение сигнала на фоне шумов, перенос
спектра частот, восстановление поднесущей в цветном телевиде-
нии, декодирование стереосигналов.
По сравнению с активными /?С-фильтрами устройства ФАПЧ
дают следующие преимущества: работают на частотах до 30 МГц
(/?С-фильтры до 100 кГц), обеспечивают возможность независи-
мой установки средней частоты (частоты холостого хода f0) и по-
лосы пропускания, требуют минимального количества навесных
элементов, отличаются очень простой настройкой (к примеру, ин-
тегральная схема ФАПЧ фирмы «Segnetics» позволяет с помощью
единственного конденсатора устанавливать любую частоту в пре-
делах от десятых долей герца до 30 МГц). Вместе с тем, приме-
няя ФАПЧ, следует помнить и о ее недостатках: ФАПЧ следит;
только за изменениями частоты, но не амплитуды; устройства с
ФАПЧ могут срабатывать на гармониках сигнала, что может рас-
сматриваться как достоинство при реализации частотных дели-
телей и умножителей, но должно приниматься во внимание при
других применениях ФАПЧ, особенно в избирательных усилите-
лях; в устройствах с ФАПЧ трудно выполнить автоматическую
регулировку усиления. Таким образом, система ФАПЧ не являет-
ся в прямом смысле заменой резонансных контуров, но она поз-
воляет при использовании интегральных схем реализовать новые
огромные возможности в технике связи.
4* 99
Практически система ФАПЧ реализуется в виде замкнутой
цепи автоматического регулирования, состоящей из фазового де-
тектора (ФД), фильтра нижних частот (ФНЧ) и генератора, уп-
Рис. 5.9. Принцип ФАПЧ (а), график зависимости регулирующего напряжения
в системе ФАПЧ от частоты (б), структурная схема ВП в стереодекодере с
ФАПЧ (в), выбор полосы удержания ФАПЧ в схемах без ограничения (г) и с
ограничением (д) уровня регулирующего напряжения
равляемого напряжением (ГУН) (рис. 5.9а). Если выходной сиг-
нал ГУН является гармоникой входного управляющего сигнала,
то в цепь обратной связи ФАПЧ вводится делитель частоты ДЧ.
100
При отсутствии входного сигнала напряжение на управляющем
входе ГУН отсутствует. При этом частота генерации frQ зависит
от величины емкости внешнего конденсатора Со. При наличии
входного сигнала ивх фазовый детектор сравнивает его частоту
и фазу -с сигналом «ос и вырабатывает регулировочное напряже-
ние (напряжение ошибки).
Если частота сигнала сос находится вне пределов полосы зах-
вата ФАПЧ, то регулировочное напряжение не проходит через
ФНЧ и никакого воздействия на частоту ГУН не оказывает. Если
же сос лежит внутри полосы захвата, то это напряжение, воздей-
ствуя на ГУН, синхронизирует его по частоте с входным сигна-
лом. При этом, однако, сохраняется некоторое расхождение по
фазе, которое необходимо для создания регулировочного напря-
жения. Эта саморегулировка позволяет ГУН следить за измене-
ниями частоты входного сигнала в пределах полосы удержания.
При ЧМ входном сигнале регулирующее напряжение цр пред-
ставляет собой демодулированный низкочастотный сигнал, что
позволяет применять ФАПЧ в качестве частотного детектора. Ес-
ли использовать выходное напряжение ГУН, то ФАПЧ работает
(при /г=1) в качестве частотноизбирательного усилителя. Выход-
ной сигнал генератора жестко связан по фазе с входным напря-
жением, имеет высокий уровень и существенно улучшенное отно-
шение сигнал/шум.
При п^=1 выходной сигнал ГУН может быть описан выраже-
нием
иг = Ur cos п (оэг t + 2 лkp ир t + <рг), (5.44)
где Up — регулирующее напряжение на его входе; kp — коэффи-
циент преобразования.
Если коэффициент передачи делителя частоты равен &дЧ, то
на его выходе имеем напряжение обратной связи
«ОС = ^г&ДЧ C0S (<М + 2 "*р «Р * + Фг)-
Этот сигнал поступает на один из входов ФД, на другой вход
которого приходит управляющий сигнал uc=L/ccos(coJ+q)c). На-
пряжение на выходе ФД
Ифд = ^фд £дч cos (°>с t + Фс) (Ч t +
+ 2 л kpир t + Фг) = у- UaиткФЛka4{cos[(co0 +
+ 2 л ^р «р) + Фс Н” Фг] +
+ cos [(<ос—С0г —2 Л kp Up) t + <р0—Фг]}-
Если ФНЧ имеет коэффициент передачи, равный единице в пре-
делах полосы пропускания (Q<Qrp) и нулю за ее пределами
(Q>Qrp), то на выходе ФНЧ выделится сигнал, управляющий
частотой генератора:
Up = Y ис иг АФД £дч cos [(шс—й)г—
—2л£рир)/ + фс—фг].
101
В реальных схемах в качестве делителей частоты используют
элементы вычислительной техники. В этом случае выходной сиг-
нал делителя представляет собой последовательность прямоуголь-
ных импульсов постоянной амплитуды со скважностью, равной
двум. Это напряжение разлагается в ряд Фурье:
и = и 4 у (_ iyn cos [(2 + 1) (Or / + 2 л fep Up / + Фг)]
ос 0 п ( ' 2 т +1
т=0
Тогда на выходе фазового детектора получим
«фд = 2^1|£^со5|(Вс(+Фс) +
1/71=0
+ (2/п+ 1)(<ог^ + 2лАр «р/ + <рг)] +
+ £ соз[(<ос/ + ф0)—(2/п+1)(шг/ +
771=0 '
+ 2лАрЫр/ + фг)]).
На выходе ФНЧ останется сигнал
ир=(2 UQ Uc &фд/л) cos [(сос—сог—2 л kp up) t + <pc—Фг]. (5.45)
В пределах полосы удержания системы ФАПЧ этот сигнал воз-
действует на ГУН так, что выполняется условие
ос = <ог + 2 л fep ир. (5.46)
Из сравнения выражений (5.45) и (5.46) находим
ир = (сос—шг)/2 л^р = (2 С/о (7С ^фд/л) cos (фс—Фг). (5.4 7)
Максимальной величины напряжение ир достигает на грани-
цах полосы удержания. Отсюда, подставляя значение
cos (фс—фг) = 1, легко определяем максимальную полосу удер-
жания:
Дфуд = 21 (ос <ог | тах = 8 Uq Uc &фд fep. (5.48)
Легко видеть, что Д(оуд зависит от амплитуды входного сигнала
(здесь Uq = const) и коэффициента усиления в петле ФАПЧ.
Из (5.47) и (5.48) видно, что фазовый сдвиг на границе по-
лосы удержания должен принимать значение 180° или 360° (0).
Под полосой захвата Ашзахв понимают удвоенное значение наи-
большей начальной разности частот | сос—сог|, при которой генера-
тор может изменить свою частоту, чтобы выполнить равенство
(5.46). Очевидно, что полоса захвата не может быть больше поло-
сы удержания (рис. 5.96). Существенное влияние на величину по-
лосы захвата оказывают характеристики ФНЧ. Приближенно по-
лоса захвата может быть определена из выражения
А®захв « А®уд | Хфнч (^)l | й=0•5 Дизахв . (5-49>
102
где Хфнч (^) — коэффициент передачи ФНЧ на частоте Q.
Выше мы считали ФНЧ идеальным. Для такого фильтра поло-
са захвата совпадала бы с полосой удержания, так как за ее
пределами ЛФНЧ = 0- Рассмотрим случай реального ФНЧ в виде
7?С-звена 1-го порядка, имеющего комплексный коэффициент пе-
редачи Хфнч (£2) = 1/1+i ЙТф, где Тф = /?С. При больших значе-
ниях инерционности фильтра йтф коэффициент его передачи при-
мерно равен |Хфнч (й)|^1/йтф и для полосы захвата ФАПЧ по-
лучаем -выражение
А^захв (l/A^saxB тф)»
или Айзахв « УД©Уд/Гф . (5.50)
Легко видеть, что при заданной полосе удержания полоса захва-
та может быть уменьшена путем увеличения постоянной времени
фильтра тф. Выбор полосы захвата должен производиться таким
образом, чтобы она была не меньше суммы максимально возмож-
ных отклонений от заданного значения частот генератора и вход-
ного сигнала.
Рассмотрим теперь случай равенства частот сос и сог. Из вы-
ражения (5.47) найдем, что после вхождения в синхронизацию
должно выполняться условие
cos(q)c—фг) = 0, (5.51)
откуда следует, что разность фаз <рс—фг должна составлять +90
или —90°. Легко показать, что только одно из двух этих состоя-
ний является устойчивым, а именно: при &р>0 устойчивым явля-
ется состояние, при котором выполняется условие фс—Фг=—90°;
при Ар<0 выполняется условие фс—фг=+90°. Действительно, в
первом случае согласно (5.44) частота генератора <ор=сог +
+ 2л]Ар|ир. В режиме синхронизации ир = 0 и сор=<ог=(Ос.
Пусть при этом фс=фг—90°, условие (5.51) выполняется. Пред-
положим теперь, что по какой-либо причине в момент времени,
который обозначим через нуль, разность фаз фс—фг изменится на
величину Дфс. Это приведет к появлению на выходе ФНЧ регу-
лирующего напряжения
ир (0) « (2 [/0 Uс &фд/л) cos (фс—фг + Дфс) =
= 2 UQ Uc £ФД/л) sin Дфс, (5.45а)
совпадающего по знаку с Дфс. Это напряжение вызывает, в соот-
ветствии с (5.52), изменение частоты генератора на величину
Дсог=2 л | £р | ир (0) = 4 UQ Uc £ФД | kp | sin Дфс,
в результате чего появится набег фазы генератора, совпадающий
по знаку с Дфс и пропорциональный времени Д/:
Дфр = ДсогД/.
При этом фазовый сдвиг Дф=Дфс—Дфг уменьшится и через ин-
тервал Д/ обратится в нуль. Режим синхронизации будет вновь
восстановлен.
103
Предположим теперь, что фс = Фг4-90°. Условие (5.51) также
выполняется, однако в этом случае любое отклонение разности
фаз от указанного значения на величину Дфс приведет к проти-
воположному по знаку изменению фазы генератора. В результате
суммарное расхождение фаз увеличится и будет возрастать до
тех пор, пока не достигнет значения 4-270° (—90°). После этого
установится устойчивый режим синхронизации.
Рассуждая аналогично, легко показать, что при 6р<0 устой-
чивая синхронизация будет иметь место в случае фс—фг=4-90°.
Рассмотрим теперь возможность применения ФАПЧ для вос-
становления поднесущей в стереодекодерах. В этом случае зада-
чей ФАПЧ является генерирование колебаний поднесущей с нуж-
ной частотой (38 кГц) и фазой при использовании в качестве уп-
равляющего сигнала ПТ, содержащегося в спектре КСС. Теоре-
тически эта задача может быть решена с помощью генератора
(38 кГц), частота которого путем деления сравнивается с часто-
той ПТ и с помощью ФАПЧ следит за ней. Однако поскольку
восстановленная поднесущая используется для демодуляции обыч-
но в виде прямоугольных импульсов, она должна обладать мак-
симально возможной симметрией, недостижимой при простой схе-
ме делителя. Кроме того, в такой схеме трудно получить требуе-
мый фазовый сдвиг 90° для сигнала делителя при сохранении
нулевого фазового сдвига поднесущей. Поэтому в схемах ВП с
ФАПЧ обычно используется генератор прямоугольных импульсов
с частотой следования 76 кГц, из которых путем деления получа-
ется'поднесущая, а после второго деления — импульсы с часто-
той ПТ для управления фазовым детектором (рис. 5.9в). Чтобы
опорный сигнал с частотой 19 кГц имел необходимый фазовый
сдвиг, на делитель частоты ДЧ-2 подается последовательность
прямоугольных импульсов с частотой 38 кГц, противофазная по
отношению к сигналу восстановленной поднесущей. В результате
после вторичного деления на фазовый детектор поступают пря-
моугольные импульсы сигнала сравнения, сдвинутые по фазе точ-
но на 90°. Сигнал поднесущей имеет при этом правильную фазу.
Чтобы уменьшить опасность сбоя синхронизации генератора
напряжением составляющих спектра КСС, имеющих частоты 15
и 23 кГц, ширина полосы захвата системы ФАПЧ не должна пре-
вышать 2...3 кГц. Кроме того, широкие полосы захвата и удер-
жания нежелательны, потому что при отклонении собственной
частоты ГУН от значения 4соПт разность фаз управляющего и
опорного сигналов на входах ФД может существенно отличаться
от 270° (—90°) — см. рис. 5.9г. Это приведет в итоге к отклоне-
нию от требуемого значения фазы восстановленной поднесущей и
уменьшению переходного затухания. Вместе с тем, узкие полосы
захвата и удержания могут вызвать нарушение режима синхро-
низации.
Выход находят в том, что расчетные значения полос захвата
и удержания выбирают достаточно большими, но затем регули-
рующее напряжение на выходе ФНЧ ограничивают так, чтобы
104
полоса удержания не превышала 2 кГц (рис. 5.95). При этом рас-
четное значение полосы удержания теоретически может быть да-
же больше удвоенного значения частоты входного сигнала.
5.14. ПРАКТИЧЕСКИЕ ВЫВОДЫ И РЕКОМЕНДАЦИИ
ПО ПРОЕКТИРОВАНИЮ ВОССТАНОВИТЕЛЕЙ ПОДНЕСУЩЕЙ
Из рассмотрения особенностей работы и проектирования схем
ВП в стереодекодерах можем сделать следующие выводы.
1. Цепь ВП является одним из наиболее сложных и ответ-
ственных узлов стереодекодера. Высокие качественные показатели
цепи можно получить лищь при максимально точном соответст-
вии параметров элементов схемы расчетным значениям. Расчет
элементов должен производиться с учетом конечной величины со-
противлений нагрузки и источника сигнала.
2. Наиболее высокие требования в цепи ВП предъявляются к
стабильности резонансной частоты контура. Наилучшие с этой
точки зрения результаты дает использование схем ВП-КОС или
ВП с умножением добротности. Перспективным является приме-
нение пьезо1керамического фильтра.
3. Для уменьшения нелинейных искажений при детектирова-
нии ПМК по огибающей целесообразно применять схему ВП,
изображенную на рис. 5.6, уменьшающую коэффициент модуляции
восстановленного ПМК.
4. В ключевых стереодекодерах обязательно нужно применять
амплитудное ограничение поднесущей в тракте формирования уп-
равляющих импульсов. Могут применяться и другие методы по-
давления паразитной AM восстановленной поднесущей — напри-
мер, узкополосная фильтрация, введение ООС по огибающей и др.
5. Требуемая точность восстановления и стабильность началь-
ной фазы поднесущей в декодерах системы ПТ достигается при-
менением двух-трех избирательных контуров, настроенных на час-
тоты ПТ и поднесущей, либо системы ФАПЧ. В первом случае
декодер должен содержать также и ограничитель амплитуды вос-
становленной поднесущей.
6
Влияние высокочастотного тракта приемника
на параметры стереосигнала
□
6.1. ИСКАЖЕНИЯ СТЕРЕОСИГНАЛА В ВЧ ТРАКТЕ
И МЕТОДЫ ИХ УМЕНЬШЕНИЯ
Задачей ВЧ тракта являются усиление, фильтрация и детек-
тирование принятого радиосигнала с целью выделения комплекс-
ного стереосигнала. При этом необходимо обеспечить минималь-
105
ный уровень шумов, помех от других радиостанций, нелинейных
искажений, переходных помех и пр. Некоторые из требований,
которым должен удовлетворять ВЧ тракт стереоприемника, были
рассмотрены нами в § 1.5. Необходимо отметить, что из всех ви-
дов помех и искажений, вносимых в стереосигнал радиоприемным
трактом, только один вид помех, а именно линейные переходные
помехи между стереоканалами, может быть в какой-то мере ском-
пенсирован в стереодекодере и низкочастотном тракте приемни-
ка. Все остальные параметры, определяемые ВЧ трактом прием-
ника, должны обеспечиваться в самом тракте. Поэтому при проек-
тировании ВЧ узлов приемника нужно исходить, прежде всего, из
условия выполнения этих требований. Методы повышения поме-
хозащищенности, снижения перекрестных помех, уменьшения шу-
мов и прочие в большинстве случаев являются общими как для сте-
реофонических, так и для монофонических приемников. Они ши-
роко описаны в литературе и сводятся в основном к повышению
избирательности и линейности приемника, улучшению подавления
паразитной AM, снижению порога ограничения, увеличению чув-
ствительности, улучшению линейности ФЧХ ВЧ тракта, снижению
искажений в частотном детекторе ЧД. Особенностью стереопри-
емника является то, что выполнение указанных требований, на-
пример подавление паразитной AM, приходится выполнять для
более •широкого диапазона модулирующих частот. Другая осо-
бенность стереоприемника состоит в необходимости сохранения
не только амплитудных, но и фазовых соотношений между состав-
ляющими спектра модулирующих частот.
Правильно спроектированные входные цепи и усилитель ВЧ
имеют обычно широкую полосу пропускания и высокую линей-
ность и не влияют заметно на искажения спектра модулирующе-
го комплексного стереосигнала. Источниками искажений являют-
ся избирательные цепи усилителя ПЧ и ЧД.
Вопросу прохождения ЧМ колебаний, в том числе и стерео-
сигнала через избирательные цепи, в литературе уделено большое
внимание [14, 49—56, 86, 87 и др.]. В этих работах исследуются,
главным образом, нелинейные искажения и определяется необхо-
димая полоса пропускания тракта ЧМ. При этом авторы сходят-
ся на том, что нелинейные искажения в тракте ЧМ будут тем мень-
ше, чем ближе к линейной фазочастотная характеристика, или,
что то же самое, чем меньше неравномерность характеристики
времени запаздывания в полосе пропускания.
Имеется немало работ, посвященных исследованию ЧД и оцен-
ке вносимых ими искажений. В них показана возможность созда-
ния ЧД с малыми искажениями [25, 57—59]. Естественно, кроме
собственно ЧД линейные искажения вносятся также емкостью,
шунтирующей его нагрузку. Они также должны приниматься во
внимание.
Итак, в дальнейшем изложении будем исходить из предпосыл-
ки, что тракт ПЧ обладает необходимой избирательностью при
минимальных нелинейных искажениях. Как известно, для этого
106
достаточно, чтобы полоса пропускания приемника находилась в
пределах 140... 190 кГц, ФЧХ тракта ЧМ была максимально ли-
нейной, а паразитная AM подавлялась на частотах до 46 кГц.
При этом задача сводится к определению линейных искаже-
ний, вносимых в спектр КСС трактом ВЧ, и установлению связи
этих искажений с переходным затуханием между стереоканалами
и нелинейными искажениями выходного сигнала.
В последующих параграфах исследуется зависимость переход-
ных и нелинейных искажений выходного стереосигнала от формы
АЧХ и ФЧХ сквозного стереотракта, определяются частотные ис-
кажения спектра КСС в приемном тракте, на основе полученных
формул устанавливается связь переходных и нелинейных искаже-
ний с полосой пропускания, инерционностью выходной цепи ЧД
и параметрами избирательных цепей для типовых схем тракта,
рассматривается возможность .компенсации линейных искажений,
вносимых ВЧ трактом.
6.2. ПРОХОЖДЕНИЕ КСС ЧЕРЕЗ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
При входном сигнале (1.6) уравнение ПМК на выходе линей-
ного четырехполюсника имеет вид
^вых ~ Uo {тм ум cos (Q / + Фм) + cos (%1 + <р0) +
+ (^s Ун/2) cos [(<оо—Q) t + фн] + (/ns ув/2) cos [(со0 +
+ Й)/ + фв]}. (6.1)
В общем случае поднесущая приобретает паразитные AM и ФМ.
При полярном или амплитудном детектировании влияние ФМ в
большинстве 'Случаев можно1 не учитывать.
Полагая детектор ПМК идеальным, будем считать, что выход-
ное напряжение в каналах равно
Ub = Um — Us. (6.2)
Сигнал им может быть получен непосредственно из (6.1):
им = Uq тм Ум cos (Q t + фм). (6.3)
Напряжение us представляет собой огибающую надзвуковой
части выходного сигнала, содержит высшие гармоники и может
быть разложено в ряд Фурье. Основную роль при этом играет
кроме полезного сигнала вторая гармоника [60]:
us « Uq [ms ys cos (Q / + ф$)—
—А2соз2(Й/ + ф5)]. (6.4)
Здесь
ys « учс COS д<рчо; <ps « фис;
Аг« — (У2С — У2С sin2 ДфЧс);
4
Дфчс = <Р,с —Фо-
(6.4а)
107
(6.5)
(6.5)
(6.6)
(6.7)
Индексы «ч>с» in «нс» обозначают четную и нечетную составляю-
щие, т. е. полусумму или полуразность значений соответствующих
характеристик для верхней и нижней боковых частот, ф0 — фа-
зовый сдвиг на частоте поднесущей.
Формулы (6.3), (6.4) позволяют определить основные пара-
метры выходных стереосигналов.
Линейное переходное затухание. На основании (6.2) можем
написать выражение для переходного затухания (в децибелах):
pi = 201g 1/ Ум + + 2ум ys cos (<ps - уд,)
Ум +Уs —2 Ум ys cos (<Ps — Фм)
Обычно yM~l, ys~^, Its—<рм|<1, |*/s—и формула
имеет вид
« 201g [2/V"(ys-Ум)2 + (Ф5—фм)2],
а при отсутствии линейных искажений в НЧ части спектра
Pi« 201g [2/-И(Аг/ад)2 + ф2нС] •
Таким образом, в первом приближении переходное затухание
между каналами определяется формой четной составляющей АЧХ
и нечетной составляющей ФЧХ в области надзвуковых частот
ПМК.
Нелинейное переходное затухание на второй гармонике (в де-
цибелах)
₽2 = 2Olg(t/x/f/oA). (6.8)
На основании (6.2) имеем
Vа = Uq yM + msys)^Uo rnys, (6.9)
а Л2 получаем из формул (6.4а) при ms=0,5m. После подстанов-
ки в (6.8) получаем
р2 « 201g 116/m (у2с—у2чс sin2 Дфч0]) |. (6.8а)
Сравнение этой формулы с (6.7) показывает, что между переход-
ными затуханиями на основной и высших гармониках нет одно-
значной связи, так как они определяются разными параметрами
передаточной цепи.
Нелинейные искажения. Из формул (6.4) и (6.9) непосред-
ственно получаем выражение для коэффициента гармоник:
Полученные формулы показывают, что нелинейные искажения
огибающих ПМК определяются формой нечетной составляющей
АЧХ и четной составляющей ФЧХ в области надзвуковых частот.
Приведем два примера использования полученных формул при
расчетах стереофонических устройств.
108
Пример 1. Определим допустимый спад АЧХ усилителя ПМК в области
верхних частот, если известно, что переходное затухание на частоте 10 кГц
должно быть не хуже 30 дБ.
С достаточной для практики точностью АЧХ и ФЧХ n-каскадного усилителя
на резисторах могут быть описаны выражениями
п
1^1 (сот*)2
1=1
<Р«
где Т/ — постоянная времени выходной цепи 1-го каскада.
В формуле для ФЧХ опущен линейный член, так как он не вносит иска-
жений. Четная и нечетная составляющие характеристик:
п п
. ГН®»*/)8
2 ~Ъ 2 '
1=1 1=1
(6.12)
п
0нс « — У]-----------(®о Т/)2;
jfaJ С00
1=1
п
<Рнс ~ 7.--------(®0 п)3;
W ®о
1=1
Второе слагаемое в выражении для учс не зависит от частоты и может
быть легко скомпенсировано регулировками в декодере. Сумма оставшихся
членов совпадает с выражением для ум, получаемым из формулы (6.11) при
co = Q. Поэтому в первом приближении можем считать учс~ум-
Учитывая также, что фм <Сф8 ~ фнс, из (6.7) получаем
2
₽«20 1g----« 20 1g-
фнс
2
Для обеспечения переходного затухания около 30 дБ необходимо выпол-
нить условие фнс С 0,0635. При одинаковых каскадах этому условию сответст-
з.—
вует постоянная времени тк~ 2,95/ у п мкс. Допустимый спад АЧХ на частоте
46,25 кГц определяется из выражения (6.11): ув—1«—0,37 п, что составляет
примерно —4 дБ при п=1 и 55 дБ при п=3.
Сопутствующие нелинейные искажения находим из формулы (6.10) с уче-
том (6.12). При m = ms имеем
/Ио л /По
Кт « — Уас « -4— Wo Q2 4,
что составляет при /ns = 0,8 примерно 0,5% на частоте 10 кГц.
Часто задачу ставят наоборот: определить переходные помехи в усилителе,
если известна его полоса пропускания. Из формул (6.12) для этого случая можно
получить [68] P = 4Olg(2fB/fo), где fB — верхняя граница полосы пропускания
усилителя (на уровне —ЗдБ). В первом приближении переходное затухание
не зависит от частоты.
В случае линейных искажений в НЧ части спектра ПМК для переходного
затухания на частоте F из (6.6) можно получить p=201g(2F/fH), где fH — ниж-
няя граница полосы пропускания, определяемая фазовым сдвигом 45°. •
109
Пример 2. Определим переходное затухание и коэффициент гармоник оги-
бающих ПМК на выходе линейного четырехполюсника, функция передачи ко-
торого имеет вид
К(Ш) = (/((о)е”’<“>,
где j/(co)= 1 + 62 <о2 + to4 + <р (о>) = <о + а3 <о3 + ... (6.13)
Искажения такого типа вносят простые корректирующие >7?С-цепи, усилители с
комплексной нагрузкой, ВЧ тракт приемника и пр. При малых искажениях
обычно выполняются условия
&2 со2 > а3 со3 со4 » а5 ®5 »... (6.14)
В этом случае в формулах (6.13) достаточно удержать слагаемые, содержащие
<о в степени не выше второй. При этом получим:
Ум 1 + ^2 Фм Q; у $ (Q) ~ Учс (Q) ~ 1 4- b2 coq 4- b2 Q2;
Фз (^) Фнс (^) Н
и f/HC (Q) » 2Ь2 соо Й; А срчс (□) « 0,
(6.15)
(6.16)
(6.17)
(6. 18)
откуда
Существенно отметить, что согласно формуле (6.17) переходное затухание в
первом приближении не зависит от частоты.
При наличии регулятора переходного затухания частотнонезависимые со-
ставляющие могут быть скомпенсированы. В этом случае в формулах (6.13)
следует учесть слагаемые следующего порядка малости. При этом вместо (6.17)
получим
₽ * 20 1g
2
Зб?д COq Q
(6.19)
Коэффициент гармоник по-прежнему определяется из формулы (6.18), если
регулировка переходного затухания не влияет на форму характеристик (6.13).
Если же регулировка осуществляется изменением формы АЧХ тракта, так что
Ь2 становится равным нулю, то для коэффициента гармоник можно получить
выражение
9
9 ms
------(a3®0Q2)2. (6.20)
4 т
Полученные формулы использованы в следующих параграфах
для оценки влияния линейных искажений КСС в ВЧ тракте при-
шнлка на параметры выходного сигнала.
«.3. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ, ВНОСИМЫЕ В СПЕКТР КСС
ВЫСОКОЧАСТОТНЫМ ТРАКТОМ И ИХ ВЛИЯНИЕ НА ВЫХОДНЫЕ
ПАРАМЕТРЫ
При малых 'индексах модуляции, используемых при стереове-
1цании и других системах уплотнения в УКВ диапазоне, можно
считать, что АЧХ и ФЧХ в области модулирующих частот с до-
110
статочной для практики точностью [33] повторяют верхнюю ветвь
резонансной и фазовой характеристик тракта ПЧ. Разлагая в
степенные ряды и ограничиваясь их первыми тремя членами, по-
лучим выражения АЧХ и ФЧХ тракта в виде формул (6.13). Для
оценки переходных помех, создаваемых трактом ПЧ, необходимо
определить коэффициенты рядов, характеризующих отклонение
характеристик (6.13) от идеальных:
Д Упч== Упч — 1 ^2 Н” ^4 Дфпч —Н ^5 • (6.13al?
Так как искажения в тракте зависят от его полосы пропускания^
то для дальнейшего изложения удобнее формулы (6.13а) пред-
ставить в виде
& Упч ^2 (^/А^пч)2 + ^4 (^/Л^пчА Афпч
ж а3 ((о/Дшпч)3+ а3 ((о/Д(опч)5,
где Дсопч— половина полосы пропускания тракта.
Рассмотрим типичные случаи.
Тракт с одиночными контурами. Коэффициент передачи трак-
та описывается формулой
A(i ¥) = (1 + ix)“r, (6.21)
где г — число каскадов; х = сотпч— обобщенная расстройка.
При разложении (6.21) в степенные ряды (6.136) получаем
следующие значения их коэффициентов:
Ъ' = —- x2.,b' = r(r + 2) х{,
2 2 1 4 8 1
(6.136)
г х? t Г X5,
Ц =------------ CLc = — -------------
3 3 ’ 5 5
(6.22)
где х1 = уги2/г—1 •— обобщенная расстройка на краю полосы про-
пускания; о — отношение максимального коэффициента передачи
тракта к коэффициенту передачи на границе полосы пропускания.
В Советском Союзе полосу пропускания принято определять
на уровне —6 дБ. В этом случае о = 2. При заданном значении о
коэффициент %] является функцией числа каскадов. Функцией
числа каскадов являются и коэффициенты &'2, Ь\ а'з, а'$ (рис.,
6.1а).
При достаточно широкой полосе пропускания тракта выпол-
няются условия (6.14). Поэтому для оценки линейного переход-
ного затухания и коэффициента гармоник могут быть применены
формулы (6.17) и (6.18), которые с учетом (6.15) будут иметь^
вид
Л 4 Дсопо
p = 201g----——-------,
г (^4— 1) <Dq
hi
Нелинейное переходное затухание, как и коэффициент гармо-
ник Кг, определяется уровнем второй гармоники и приближенно
равно
р2« — 201g/Сг при ms = 0,5 m.
Зависимости р и Кг от отношения ДсопчМо для г=3 и г=4 при-
ведены на рис. 6.16 и в. При вычислении Кг предполагалось
ms=m и Й/<во=1/3 (т. е. частота модуляции в каналах около
10 кГц). Пунктиром на рисунках нанесены пределы возможного
изменения полосы пропускания (140... 190 кГц).
Рис. 6.1. Тракт на одиночных контурах:
а — графики зависимости коэффициентов Ь'г, Ь\, а'3 и а'5 от числа каскадов г;
б, в — графики зависимости переходного затухания и коэффициента гармоник от
отношения Дсопч /со0
Из графиков видно, что влияние линейных искажений КСС в
высокочастотном тракте на коэффициент гармоник выходного сиг-
нала сравнительно невелико. Определяющей является во всех
случаях величина линейного переходного затухания. Этот вывод
справедлив и для других схем тракта, рассмотренных ниже.
Тракт с двухконтурными полосовыми фильтрами. Передаточ-
ная функция тракта, содержащего г пар связанных контуров, опи-
сывается выражением
—1 <р
^гО®) = Упче пч,
где у -[ (1 + ч2)2 F-
Уп4 [ (1 + т]2 — *2)2 + 4 х2 ] ’
<₽пч=—rarctg[2x/(l +г]2—х2)]; т] — параметр связи.
112
Разлагая ут и <рпч в степенные ряды (6.136), определим ко-
эффициенты Ь'2, Ь\, а'з, а'5 для данного случая:
2
2(1— Зг|2) ——4т)24-2т]«
а' = г--------- xl;a6=—г—--------------х, (6.23)
3 3(1 + п®)8 О+п2)5 ’
где __________________________________
х2 = ]Л)2 -1+ К(1-П2)2 + (1 + т]2)(^/г-1)
— обобщенная расстройка на границе полосы пропускания. Обыч-
но т выбирается из соображений избирательности, т] — из усло-
вий минимальной неравномерности времени прохождения Дтпч,
т. е. из условий наилучшей линейности фазовой характеристики
тракта в пределах полосы пропускания.
Можно показать, что тпч имеет минимальное значение при
определенной величине параметра связи, определяемой уровнем
отсчета полосы пропускания и числом каскадов: т) = т)опт =
= (4о“2/г—1)-1/2. Для двух значений о график зависимости т]Опт
от числа каскадов приведен на рис. 6.2а. Из рисунка видно, что
Рис. 6.2. Тракт на двухкон-
турных полосовых фильтрах:
а — график зависимости оп-
тимального значения коэф-
фициента связи т|опт от чис-
ла каскадов г; б — графики
зависимости коэффициентов
Ъ'г, а'з и а'ъ при опти-
мальной связи от числа кас-
кадов; в — график зависи-
мости переходного затуха-
ния от отношения Д<опч /©о
113
при увеличении числа каскадов т]опт стремится к значению 1/)/3.
При о=2 условие т] = т]Опт может быть выполнено при любых г^2.
При отсчете полосы пропускания на уровне минус 3 дБ (о=]/2)
это условие может быть выполнено и при г=1.
Подставляя т] = т]Опт в формулы (6.23), можно определить зна-
чение коэффициентов в функции от числа пар контуров (рис. 6.26).
При г^З выполняются условия (6.14). Поэтому для вычисления
переходного затухания и коэффициента гармоник можно восполь-
зоваться формулами (6.17) и (6.18), которые в данном случае при-
нимают вид:
2 / \4 / \2
К. ms h'2 [ Mo ] ( —).
т \ Дшпч / \ ®0 /
Коэффициент Ь'2 определяется по формуле (6.22). Для случаев
г = 3, г = 4 и г->оо график зависимости р от Асопч /со0 представлен
на рис. 6.2в.
При г = 2 Ъ'2 обращается в нуль. Для определения р и Кг в
этом случае следует использовать формулы (6.19) и (6.20).
В заключение отметим, что обеспечить максимально возмож-
ную линейность фазовой характеристики ВЧ в заданной полосе
пропускания можно лишь при вполне определенном значении
добротности контуров тракта. При о=2 и г>1
Q°nT = 2A^l/r
В частности, если задаться значением ширины полосы пропус-
кания 160 кГц, то при промежуточной частоте 10,7 МГц получим
следующие результаты:
г 2 3 4 5 6
QonT 94,5 66,0 53,5 44,8 41,3
Тракт с колокольной резонансной кривой. В последние годы
все большее применение находят фильтры сосредоточенной селек-
ции (ФСС). Эти фильтры стараются выполнять с максимально
линейной фазовой характеристикой. АЧХ фильтров описывается
уравнением Гаусса. Можно показать [61], что при заданной по-
лосе пропускания и увеличении числа каскадов в любой из пре-
дыдущих схем фазовая характеристика также спрямляется, а ре-
зонансная приближается по форме к кривой Гаусса:
lim t/n4 = е-1п ° (Ш/Л“пч)!. (6.24)
Г —► 00
Раскладывая (6.24) в степенной ряд, определим его коэффи-
циенты:
&2 = — 1П а 5 &4 = °»51п2 а- (6.25)
114
Нетрудно показать в общем виде, что эти коэффициенты являют-
ся предельным значением (при г->оо) коэффициентов Ь'2 и Ь\
для рассмотренных ранее случаев. Для о=2 это хорошо видно
из графиков рис. 6.1а и 6.26.
Формулы (6.17), (6.18) переходного затухания и коэффициента
гармоник в данном случае принимают вид:
201g 2
Ina
Кг «—In ст
tn
(6.26)
(6.27)
Зависимость р(Асопч/(Оо) дана на рис. 6.16 и 6.2в (штрих-пунктир-
ная линия). Из сравнения рисунков видно, что в тракте на оди-
ночных контурах переходное затухание ниже, а в тракте на двух-
контурных фильтрах — выше, чем в тракте с колокольной кривой
избирательности. Увеличение числа каскадов в первом случае
увеличивает переходное затухание (при заданной полосе пропус-
кания), во втором — уменьшает. Однако эти изменения сравни-
тельно невелики и не превышают нескольких децибел.
6.4. ВЛИЯНИЕ ЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ, ВНОСИМЫХ
ЧАСТОТНЫМ ДЕТЕКТОРОМ
Линейные искажения в ЧД определяются в основном постоян-
ной времени тЧд его выходной цепи, а АЧХ и ФЧХ детектора
могут быть представлены в виде степенных рядов:
Учд= 1 7" (ютчд)2 + “7“ (^ч д)4— • • •
X о
Фчд= —ШТЧ Д + "V (^чд)3-----Т"(0)ТЧд)5+ • • ••
О G
Для характеристик сквозного тракта вместо (6.136)
получим
(6.28)
Ь’з экв ~Ь2---(ДТЧД Дсопч)2;
^4 экв ~ ^4 + ДГ (ТЧД Д(ВПч)4 Ч 7- ^2 (ТЧД Д®Пч)2!
О о
а’з экв — аз + у (ТЧД Дшпч)3! а5 экв = as-(ТЧД Д®Пч)®-
Если тракт ПЧ построен на одиночных контурах, то ЬХ2<0,
Ь'4>0, а'з>0, а'5<0. Отсюда следует, что при тчд>0 все коэффи-
115
циенты по абсолютной величине возрастают. Соответственно уве-
личиваются амплитудно- и фазочастотные искажения в тракте.
В тракте с полосовыми фильтрами увеличение связи между
контурами до величины, большей, чем т] = 1—2/)/ 5, приводит к из-
менению знака коэффициента а5, а при т]>1/1/3 — и коэффи-
циента а3. Это вызывает появление дополнительных точек пере-
гиба на фазовой характеристике и изменение знака кривизны ее
центрального участка. Отсюда следует, что влияние тчд в данном
случае будет сказываться на увеличении по абсолютной величине
коэффициента Ь'гэкв и уменьшении коэффициентов а'зэкв и а'бэкв.
Изменяя величину тчд, можно в некоторых пределах регули-
ровать линейность фазовой характеристики сквозного стереотрак-
та. В частности, когда определяющим является слагаемое с коэф-
фициентом а3, имеет смысл выбрать величину тчд таким образом,,
чтобы коэффициент а'3экв обращался в нуль. Этому условию со-
ответствует значение тчд, равное то’.
3/----
то = V 3 CIq /A(Opjq. (6.30)
Компенсация линейных искажений КСС подбором величины
тчд =то осуществляется на выходе ЧД и не влияет на форму ха-
рактеристик ВЧ тракта. При жестких требованиях к линейности
фазовой характеристики ВЧ тракта тот же эффект можно полу-
чить, комбинируя тракт ПЧ на двухконтурных полосовых фильт-
рах с одним или несколькими каскадами на одиночных конту-
рах. В этом случае подбором постоянной времени одиночного
контура, равной то, также можно сделать равным нулю коэф-
фициент д/зэкв и существенно уменьшить я'бэкв. Достоинством это-
го способа является уменьшение неравномерности времени запаз-
дывания Ат в полосе пропускания тракта и соответственно умень-
шение нелинейных искажений, вносимых ЧМ трактом.
6.5. КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
ПРИЕМНОГО СТЕРЕОТРАКТА
Для уменьшения переходных помех в приемном стереотракте
необходимо стремиться к линеаризации АЧХ и ФЧХ тракта. Наи-
более простой и очевидный путь, ведущий к этой цели, — расшире-
ние полосы пропускания контуров усилителя ПЧ. Однако такое ре-
шение не является оптимальным по соображениям избирательно-
сти и помехозащищенности. Более приемлема коррекция линейных
искажений с помощью несложной корректирующей цепи, располо-
женной перед входом стереодекодера.
Как было сказано выше, комплексная частотная характеристи-
ка тракта (до входа стереодекодера) в первом приближении пов-
торяет резонансную кривую тракта ПЧ с учетом действия ЧД:
116
Здесь Ki — коэффициент передачи одного каскада ПЧ. С точностью
до постоянного множителя Хл = (1+ i сотпч)-1, если нагрузкой каска-
да является параллельный контур, либо
Ki = В/[В -|- 2 i — (^тпч)2] = 1/[ 1 2 i (отпч/В
— (сотпч)2/В]
при нагрузке на пару связанных контуров. Здесь В= 14-т)2.
Используя известные методы преобразования диапазонов час-
тот [62—64 и др.], нетрудно построить НЧ эквиваленты для каж-
дого искажающего звена и синтезировать соответствующие НЧ
корректирующие цепи [65, 66 и др.]. В итоге можно обеспечить
практически идеальную коррекцию АЧХ и ФЧХ тракта, однако
корректирующий четырехполюсник будет содержать столько же
каскадов, что и основной тракт. Пример такой корректирующей
схемы для тракта с двухконтурными полосовыми фильтрами при-
веден в [61]. Ее коэффициент передачи описывается выражением
Якорр (i СО) «£ [ 1 + i ®тк1/Вк—
-(®TH1/BK)2]<(l + i mK2). (6.31)
Для полной компенсации частотных искажений, вносимых ВЧ
трактом, должны быть выполнены условия:
Тк1 “ ТПЧ » Тк2 = ТЧД » = (6.32}
Учитывая, что искажения в тракте ПЧ невелики, заменим выра-
жение (6.31) приближенным:
^корр G ~ Вг [ 14- 2 i ситк1/йэкв
—(®тк1)2/Вэкв] (1 + i олк2), (6.31а)
где Вэкв=Вк/г, ил и. даже
^корр (i ю) ~ й0 Вг П 4" 2 i сотк1/Вэкв
— (^кОЖкв + i 0)Тк2]. (6.33)
Пример схемы, соответствующей выражению (6.33), дан на рис.
6.3. Нетрудно показать, что при ВЭКв^1 конденсатор Сп в этой
схеме можно исключить, для чего достаточно изменить величины
Тк1 и /?п (рис. 6.36). При Вэкв^1 можно исключить /?п, для чего
достаточно соответствующим образом увеличить емкость конден-
сатора Сп (рис. б.Зв).
Если требования к точности коррекции невысоки, то можно
пойти дальше по пути упрощения схемы, переходя соответствен-
но к двухзвенной (рис. ,6.3г) и однозвенной (рис. 6.3(3) 7?С-цепям.
В простейшем случае цепь рис. 6.3d может быть совмещена с
цепью рис. 2.7 регулировки переходного затухания в полярном'
детекторе. Коррекция в этом случае осуществляется увеличением
постоянной времени тк регулировочной цепи.
Наконец, при использовании методов декодирования с разде-
лением спектров или временным разделением каналов возможно
117
в некоторых случаях обойтись вообще без специальной корректи-
рующей цепи, осуществляя линеаризацию фазовой характеристи-
ки сквозного стереотракта соответствующим выбором постоянной
времени тчд=то (рис. 6.Зе). Нарушение амплитудных соотноше-
Рис. 6.3. Упрощенные схемы коррекции
ний в спектре КСС компенсируется в этом случае частотнонеза-
висимыми регулировками переходного затухания в стереодеко-
дере.
6.6. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ
При .использовании любого из приведенных вариантов коррек-
ции коэффициент передачи тракта с компенсирующей цепью мож-
но записать в виде
К П col =____________1 ~~ (QT«)2 + * __________=
КОМп [1 -(®тпч/(1 +п2))2 + 12сотпч/(1+т12)]^
= 4/комп е Фкомп> (6.34)
где тк и тэ определяются в зависимости от конкретной реализа-
ции схемы коррекции. Для корректирующих схем, изображенных
на рис. 6.3, значения тк и тэ приведены непосредственно на ри-
сунке.
Разлагая в степенной ряд выражения для модуля г/комп коэф-
фициента передачи и фазового сдвига фКОМп и ограничиваясь чле-
нами ряда, содержащими <о в степени не выше пятой, получим:
д //комп = Укомп— 1 ^2КОМП (^/Д^пч)2 + ^4 комп (^/Д^пч)4 ’
ДфкоМП — Фкомп Фо а
со
1КОМП Дсо^
(6.35)
118
где
^2комп ^2 экв ( 2 ’ ^*комп
= Ь4 экв” Ь2 экв Гк Д“пЧ+4- Ь2 экв Тэ АЫПЧ +
Чтт^--Н)А“™;
\ Z о /
«Зкомп = «3 экв + (Тэ Нч I
«бкомп = Я5 экв + (Тэ Т* + -1- Тб) ДЮ5 ц.
(6.36)
При использовании упрощенных схем коррекции два коэффи-
циента из четырех можно обратить в нуль путем соответствующе-
го выбора параметров схемы. При этом возможны три варианта
коррекции, при которых достигаются:
1) максимальная линейность амплитудно-частотной характе-
ристики (МЛА);
2) максимальная линейность фазовой характеристики (МЛФ);
3) максимально возможное приближение к линейности ампли-
тудно- и фазочастотной характеристик одновременно (МЛАФ).
Выбор того или иного варианта коррекции обусловливает вы-
бор определенных значений эквивалентных параметров тк и тэ
схем коррекции (рис. 6.За, бив). При этом критерием выбора
схем, изображенных на рис. 6.36 или в, служат условия
тэ < 2 тк или Тэ > 2 тк
(6.37), (6.38)
соответственно.
Максимальная линейность АЧХ достигается при выполнении
условий: iz2KOMn = 0, bz4KOMn = 0. Нетрудно показать, что эти условия
эквивалентны следующим:
Тк А^пч = "/ 3 (Ь2 экв)2 2 &4 экв;
тэДсопч = ]/ 2КЗ(6'экв)2—2^— 6'. (6.39)
Исследование этих выражений показывает, что при любых г
и т) они удовлетворяют условию (6.37). Следовательно, в данном
случае должна быть использована схема коррекции, изображен-
ная на рис. 6.36.
Для случая оптимальной связи между контурами ПЧ (т]=т]опт)
зависимость произведений ткА(опч и тэД(Опч от числа каскадов
приведена на рис. 6.4а. На рис. 6.46 указаны соответствующие
им значения коэффициентов а'зкомп и а'бкомп-
Из графиков видно, что эти коэффициенты сравнительно мало
изменяются при изменении числа каскадов г. При г—>-оо они стре-
мятся к пределам: lim аЗКомп=—0,25; lim а5ком1г=—0,14. При
г—00 г—00
119
малых г компенсация приводит к спрямлению фазовой характе-
ристики. При г^5 компенсация ухудшает линейность фазовой ха-
рактеристики, приближая ее к характеристике корректирующего
звена.
Учитывая, что при любых г выполняется неравенство а'зкомп>
>я,5комп, для вычисления переходного затухания и коэффициента
.а)
Рис. 6.4. Вариант коррекции МЛ А (&2комп = &4комп = 0).
Зависимости параметров корректирующей цепи (а) и
коэффициентов а3комп и азкомп (б) от числа каскадов
в тракте ПЧ
гармоник можем воспользоваться формулами (6.19) и (6.20), ко-
торые в данном случае примут вид:
в « 2016 8(А<апч/<0°)3
Ркорр~ ^lg 3Q/(Oo -
к 9
г ~ 64 т (д®пч)в
На рис. 6.5а построен график зависимости переходного зату-
хания от отношения Дсопч/соо Для частоты модуляции F=1 кГц.
Для сравнения штрих-пунктирными линиями указаны переходные
затухания при отсутствии корректирующей цепи для тракта с тре-
мя парами связанных контуров (ц=г]опт) и для тракта с кривой
избирательности колокольной формы (г->оо). Из графиков вид-
но, что коррекция позволяет увеличить переходное затухание на
30 ...35 дБ. На рис. 6.56 построен график зависимости р от час-
тоты модуляции для двух значений Дсопч, соответствующих поло-
сам пропускания 140 и 190 кГц. Из рисунка видно, что эффек-
тивность коррекции падает с ростом частоты, однако переходное
затухание превышает 35 дБ во всем диапазоне модулирующих
частот даже при минимально допустимой полосе пропускания.
Максимальная линейность фазочастотной характеристики дос-
тигается при выполнении условий: азкомп = 0, а5комп = 0. Соответству-
120
ющие этому случаю и условиям тчд = 0, г] = т1опт значения инер-
ционности ТкДйпч и тэЛ(опч в зависимости от г указаны на рис.
6.6а. При г—*-оо тк и тэ стремятся к нулю. Это становится очевид-
ным, если вспомнить, что фазовая характеристика тракта с коло-
Z Z,/ Z,Z Z,J Z,T l,J Z;Z Z,U_Z,J и <Jtl J,L J,J иш !UJg ggl _\ u \ III_______ »
0,3 0,3 1 2 S Ю Г.кГи,
$
Puc. 6.5. Вариант коррекции МЛА. Зависимости переходного затухания от от-
ношения Д<опч/<£>о (о.) и от частоты (б)
колыной кривой избирательности линейна. Поэтому данный ва-
риант коррекции имеет смысл использовать при небольших г.
Коэффициенты й'гкомп и &'4комп, соответствующие значениям тк
и тэ, указанным на рис. 6.6а, при увеличении г стремятся к зна-
чениям коэффициентов Ь\ и Ь'ц для тракта с колокольной резонанс-
ной кривой (рис. 6.66).
Переходное затухание между стереоканалами определим по
формуле (6.6), которая в данном случае принимает вид
Ркорр 201g (2/1 ys ум |),
где z/s—г/м = Дуо+Ау(^); Дуо = ^Х2комп ((Оо/Л(0Пч) 2 + Ь\комп((0о/Л®пч) 4»
Ay(Q) =6Ь,4комп(<оо/Ло)пч )4(Q/coo)2. Так как при малых г имеем
&,2комп>&,2, данный вариант коррекции следует применять только
при наличии в декодере частотнонезависимой регулировки пере-
ходного затухания (например, в схеме с разделением спектров).
В последнем случае влияние Дг/0 можно не учитывать:
Ркорр « 201g —— «201g .-^п.ч£?о).------- (6.40)
Ркорр ё|Д</(й)| 3|б4комп|(£2/о>0)?
Из этой формулы следует, что при любых г и встречающихся на
практике полосах пропускания тракта переходное затухание для
основной области модулирующих частот превышает 60 дБ. На
верхних частотах переходное затухание уменьшается, превышая,,
однако, даже в самом тяжелом случае (F=15 кГц при
Д(оПч/(Оо = 2,24) 43 дБ — см. рис. 6.6в. Для сравнения пунктиром
на рисунке указаны переходные затухания в тракте ПЧ при от-
сутствии коррекции.
121
Максимальная линейность АЧХ и ФЧХ достигается как ком-
промиссный вариант между двумя предыдущими. При этом ва-
рианте параметры тк л тэ выбираются таким образом, чтобы обес-
Рис. 6.6. Вариант коррекции МЛФ (азкомп = азкомп=0).
Зависимости параметров корректирующей цепи (а) и
КОЭффиЦИеЛТОВ &2комп и &4 комп от числа каскадов в
тракте ПЧ (б); график зависимости переходного зату-
хания от частоты (в)
печить равенства: &2комп=0; азкомп=0. Для случая тчд=0 и г,=
=т|опт значения произведений тэД(0пч и ткД®пч, удовлетворяющих
этому условию, приведены на графике рис. 6.7а, соответствующие
им значения коэффициентов Ь'^омп и а'зкомп — на рис. 6.76. Для
переходного затухания между огибающими ПМК можем полу-
чить формулу
Р « 201g 2 .
(64komi??+<5 й 5комп Дшпч [! + 2(^) ]
122
На -низких частотах переходное затухание определяется значе-
нием коэффициента /Лкомп- Зависимость р от отношения Д(опч/й)0
для этого случая представлена на рис. 6.8а (кривые 1). Штрих-
а)
Рис. 6.7. Вариант коррекции МЛАФ (&2комп = азкомп =
= 0). Зависимости параметров корректирующей цепи
(а) и коэффициентов £4Комп и а5комп (б) от числа кас-
кадов в тракте ПЧ
пунктирными линиями указаны переходные затухания при отсут-
ствии корректирующей цепи.
Если в стереодекодере предусмотрена частотнонезависимая ре-
можно пренебречь. Переходное затухание в этом случае опреде-
ляется нелинейностью фазовой характеристики (кривые 2 для ча-
стоты модуляции 1 кГц).
Зависимость р от частоты иллюстрируется графиком рис. 6.86.
Из рисунка видно, что на верхних частотах эффективность кор-
123
рекции невелика, а .при узких полосах пропускания переходное
затухание даже уменьшается. В этом отношении любой из преды-
дущих вариантов коррекции (МЛА или МЛФ) оказывается пред-
почтительнее.
Коррекция двумя /?С-звеньями (схема рис. 6.3г). Нетрудно по-
казать, что формулы (6.36) сохраняют свое значение и в этом
случае, если положить t3=Tki+tK2, тк = V tkitK2- Решив систему
относительно tki и тК2, получим
TK1.2 = Y Тэ ± V т2/4— т2 ,
откуда следует, что схема может быть реализована лишь при вы-
полнении условия тэ^2тк. В частности, при тЧд=0 и т)=т|опт это
условие не выполняется и схема не может быть использована ни
в одном из ранее рассмотренных вариантов коррекции (МЛА,
МЛФ или МЛАФ).
Наиболее целесообразно использование данной схемы для кор-
рекции линейных искажений в тракте на одиночных контурах ли-
бо при больших искажениях, вносимых частотным детектором
(тЧд>то). В этом случае коэффициент а'зэкв имеет знак «плюс»,
а выражение (6.36) для а'зкомп всегда может быть обращено в
нуль. Нетрудно найти пределы изменения тэ, удовлетворяющие
условиям а/зкомп=0, Тэ/2^тк^0:
3
V 12а'экв >тэД©пч >V3a[ ЭКВ * (6.41)
В пределах выполнения этих неравенств величина тэ может быть
выбрана исходя из условия получения минимума (или даже обра-
щения в нуль) модуля коэффициентов Ь'гкомп или а'бкомп, смотря
по необходимости.
Коррекция одним (/?С-звеном (схема рис. б.Зд). Этот вариант
можно рассматривать как частный случай предыдущего при тК2 = 0-
В этом случае тк=0, тэ=тК1, а условие компенсации (6.40) заме-
няется равенством
Тэ = тк1 « а'3зка •
При тЧд=Ст0 надобность в такой цели отпадает. В этом случае
целесообразнее использовать схему рис. 6.Зе, т. е. осуществлять
линеаризацию фазовой характеристики подбором емкости, шунти-
рующей выходную цепь частотного детектора.
Коррекция переходного затухания путем регулировок в стерео-
декодере. При малых линейных искажениях в тракте переходное
затухание определяется квадратичным членом АЧХ и в первом
приближении не зависит от частоты. Искажения этого вида могут
быть скомпенсированы в стереодекодере с помощью обычных схем
регулировки переходного затухания (например, изображенных на
рис. 2.9 и др.). Получаемый при этом выигрыш по переходному зату-
124
ханию можно оценить, сравнивая между собой формулы (6.17) и
(6.19):
Л₽=20|з^ | “ 201В ' <6-42>
Если — го значения Др можно определить из графика
рис. 6.9а. Предполагается, что сам стереодекодер не ухудшает пе-
реходного затухания.
Если в приемнике предусмотрены дополнительные корректи-
рующие цепи, то в формулу (6.42) следует подставить значения
^Х2комп И а'зкомп-
При наличии корректирующей цепи, обращающей а'зкомп в
нуль (вариант коррекции — МЛФ),
Др = 20 1g . (6 43)
6 Q2 /
График зависимости Др от отношения Й/Допч (для случая
b'iKOMU ~ ^Л4комп ) изображен на рис. 6.96.
Недостатком рассмотренного метода является малый выигрыш
по переходному затуханию на верхних частотах. Вместе с тем,
при совместном использовании с вариантом МЛФ этот способ ока-
зывается очень действенным. Результирующие переходные зату-
хания для этого случая определены выше.
Весьма эффективно рассматриваемый метод может быть приг
менен в тракте с колокольной резонансной кривой. В этом случае
формула (6.43) имеет вид
Д₽ = 201g [Д<опч/Й)2/3 In 2]. (6.43а)
> Результирующее переходное затухание определяется суммиро-
ванием результатов, вычисленных по формулам (6.26) и (6.42а)
125
либо непосредственно -по формуле (6.40), учитывая, что
Ипь/Лкомп = b't = 0,51п22. Для наиболее тяжелого случая
(АсоПч/<°о = 2,24) соответствующий график приведен на рис. 6.6в.
Из него следует, что во всем диапазоне модулирующих частот мо-
жет быть получено переходное затухание выше 43 дБ.
Так как для практики эта величина является в большинстве
случаев достаточной, то для тракта с колокольной резонансной
кривой каких-либо дополнительных схем коррекции не требуется.
Коррекция переходного затухания подбором инерционности
выходной цепи частотного детектора. Выше было показано, что
линейность фазовой характеристики стереотракта с двухконтур-
ными полосовыми фильтрами может быть улучшена подбором
постоянной времени тчд=то (или введением в тракт ПЧ одиноч-
ного контура с постоянной времени то). При этом обращается в
нуль коэффициент а'зэкв и уменьшаются по абсолютной величине
коэффициенты й/бэкв И Ь,4экв-
Так как | Ь'гэкв | при этом увеличивается, такой метод коррек-
ции можно использовать только совместно с предыдущим. При
этом переходное затухание
Р = 201g ___________________(А(опч/<п0)«________________
О Q . й ,«. / 5 , (D0 vr , I й \2|2’
<00 у ( *4ЭКВ WJ +( 6 °5экв Ao)n4 ) [1 +2(Юо) ]
Из формулы видно, что на низких частотах коррекция являет-
ся точной. С ростом частоты модуляции переходное затухание
уменьшается. Для верхней модулирующей частоты 15 кГц при
полосах пропускания 140... 190 кГц оно лежит в заштрихованной
области (рис. 6.10а). Из графика видно, что при г^З переходное
Рис. 6.10. Способ коррекции переходного затухания подбором тЧд=т0. Графи-
ки зависимости переходного затухания от числа каскадов в тракте ПЧ (а) и
от частоты (б)
затухание во всех случаях превышает 40 дБ. На рис. 6.106 изоб-
ражены трафики зависимости р от частоты модуляции для случая
г = 3.
126
Сравнение приведенных графиков с рис. 6.6в показывает, что
по эффективности коррекции данный способ уступает рассмотрен-
ному ранее варианту МЛФ. Однако обеспечиваемые им переход-
ные затухания достаточны даже для приемников высшего класса.
Достоинством этого варианта является простота корректирующей
схемы. Его недостаток. — необходимость детектирования ПМК с
увеличенным в r/0^ (1+ Ь2экв(о2о) раз коэффициентом модуляции
поднесущей. Это делает нежелательным использование данного
метода в сочетании с полярным детектором. Впрочем, указанный
недостаток в разной мере присущ и другим рассмотренным выше
способам коррекции (кроме вариантов МЛА и МЛАФ).
Методика расчета корректирующей цепи. Систематизируя ма-
териал параграфа, перечислим последовательность действий при
выборе и расчете цепей коррекции переходных помех, вносимых
высокочастотным трактом приемника. Исходными данными для
расчета являются тип схемы полосового фильтра, число каскадов
в тракте ПЧ, полоса пропускания тракта, постоянная времени вы-
ходной цепи частотного детектора. Расчет проводим в следующем
порядке.
1. Зная тип схемы и число каскадов г, вычисляем по форму-
лам или находим по графикам, приведенным выше, коэффициен-
ты Ь2, &4, аз, ^5-
2. Зная полосу пропускания 2Дсопч тракта ПЧ и постоянную
времени выходной цепи ЧД тчд, вычисляем эквивалентные пара-
метры ВЧ ТраКТа &Л2экв, &Z43KB, й/зэкв, й/бэкв*
3. Выбираем наиболее целесообразный для данного конкретно-
го случая вариант коррекции МЛА, МЛФ или МЛАФ и вычисляем
соответствующие этому варианту значения обобщенных парамет-
ров корректирующей цепи тк и тэ.
4. В зависимости от выполнения условий (6.37) или (6.38) вы-
бираем схему коррекции.
5. Определяем постоянные времени tki и тк2, а также значе-
ние и других элементов схемы.
6. Вычисляем величину переходного затухания в схеме с кор-
рекцией и проверяем его соответствие требованиям задания.
В заключение приведем результаты экспериментальной про-
верки некоторых из рассмотренных схем коррекции. Измерения
проводились на лабораторном образце стереотюнера I класса.
Тракт ПЧ тюнера построен на четырех парах связанных конту-
ров с параметром связи г]=цОпт. Полоса пропускания тракта
170 кГц. Постоянная времени выходной цепи частотного детекто-
ра тчд—2,1 мкс. Стереодекодер работает по методу разделения
спектров и выполнен по схеме, приведенной на рис. 3.6.
Результаты измерений представлены в виде графиков на рис.
6.11 и 6.12. На первом из этих рисунков приведены результаты
измерения переходного затухания при подаче ВЧ стереосигнала
на базу выходного транзистора тракта ПЧ. Из графика видно хо-
рошее совпадение измеренного переходного затухания с резуль-
татом расчета по формуле (6.17) (в данном случае 0,5т2Чд).
127
При наличии корректирующего 7?С-звена (схема рис. 6.3d) пере-
ходное затухание превышает 40 дБ и определяется стереодекоде-
ром. При этом, как и следовало ожидать, вариант коррекции МЛФ
(а'зкомп=0) дает несколько лучшие результаты, чем вариант МЛА
Рис. 6.12. Графики зависимости
переходного затухания в сквоз-
ном стереотракте от частоты:
Рис. 6.11. Переходные затуха-
ния, определяемые линейными
искажениями в частотном де-
текторе:
1 — при отсутствии коррекции (а —
теоретическая, б — эксперименталь-
ная кривая); 2 — при наличии кор-
ректирующего ЛС-звена (а — ва-
риант коррекции МЛА, б — МЛФ);
3 — переходные затухания стерео-
декодера (совместно с модуля-
тором)
/а, 16 — соответственно теоретиче-
ская и экспериментальная зависи-
мости при отсутствии цепи коррек-
ции; 2а, 26 — теоретическая и экс-
периментальная кривые зависимо-
сти при скомпенсированных иска-
жениях ЧД; 3 — коррекция при
регулировке в стереодекодере; 4 —
вариант коррекции МЛА; 5 — ва-
риант коррекции МЛФ; 6 — коррек-
ция в стереотракте резистором Нп;
7 — переходное затухание стерео-
декодера (совместно с модулято-
ром)
(Ьх2комп = 0). Так как постоянная времени тчд незначительно отли-
чается от оптимального значения (то=1,7 мкс), то фазовая харак-
теристика тракта близка к линейной. Поэтому оказывается эффек-
тивным способ коррекции путем регулировки переходного затуха-
ния в стереодекодере. График зависимости 0 от частоты в этом
случае близко совпадает с кривой 26.
На рис. 6.12 приведены результаты измерения переходного за-
тухания при подаче стереосигнала на вход приемника. Кривые 2
показывают переходное затухание при наличии /?С-звена, компен-
сирующего линейные искажения, вносимые ЧД. Из графика сле-
дует, что при идеальном ЧД (тчд = 0) тракт ПЧ даже при отсут-
ствии дополнительных цепей коррекции позволяет удовлетворить
требованиям по переходному затуханию, предъявляемым стандар-
том [20] к приемнику. Этот же вывод можно сделать непосредст-
венно из графика рис. 6.2в.
128
Дополнительными регулировками в стереодекодере можно су-
щественно увеличить переходное затухание. Выше было показано,
что наилучшие результаты в этом случае достигаются при тчд =т0-
Так как в нашем примере это условие приблизительно выполняет-
ся (с точностью около 20%), дополнительных корректирующих це-
пей можно и не использовать. Этот вывод подтверждается экспе-
риментальной кривой 3.
Использование корректирующей цепи, изображенной на рис.
6.36. позволяет дополнительно увеличить переходное затухание (ва-
риант МЛФ — кривая 4) и улучшить форму ПМК на входе де-
кодера (вариант МЛА — кривая 5). Если сопротивление рези-
стора /?п сделать переменным (см. рис. 6.36, пунктир), то резуль-
тирующие переходные затухания могут даже превышать переход-
ное затухание собственно стереодекодера, т. е. в данном случае
достигается также частичная компенсация линейных искажений,
вносимых другими элементами приемного стереотракта (кривая 6,
рис. 6.12).
Из графика видно, что любой из рассмотренных методов кор-
рекции позволяет реализовать переходное затухание, превышаю^
щее 40 дБ для основной области модулирующих частот.
7
Проектирование стереодекодера
□
7.1. ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ,
ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К ДЕКОДЕРУ
Выполняя одну из основных функций стереоприемника —•
преобразование КСС в НЧ сигналы левого и правого каналов,
декодер в значительной мере определяет качество приемного сте-
реофонического тракта в целом. Качество работы стереодекодера
и его класс характеризуются рядом параметров, наиболее важ-
ными из которых являются переходное затухание между канала-
ми и коэффициент гармоник. Нормируются также диапазон вос-
производимых частот и неравномерность АЧХ, разбаланс выход-
ных напряжений между каналами, уровень шумов и фона, вход-
ные и выходные напряжения и сопротивления и пр. В зависимо-
сти от значения параметров и сложности их реализации декоде-
ры подразделяются на три группы [67]. Основные требования к
каждой из этих групп приведены в табл. 7.1.
Группа сложности А. Стереодекодеры этой группы предназна-
чаются для установки в наиболее совершенные модели стацио-
нарных стереотюнеров и приемников. Основной задачей при про-
ектировании этих декодеров является обеспечение максимально
высоких качественных показателей. Декодеры отличаются слож-
5—59 129
ТАБЛИЦА 7.1
Параметр — * — Группа сложности
А Б в
Линейное переходное затуха- ние, дБ, не менее на часто- тах, Гц: 160 20 16 12
315 28 26 22
1000 34 32 26
5000 28 26 22
10 000 20 16 12
Коэффициент гармоник, %, не .более, на частотах, Гц: 315 0,8 1,5 2,0
иооо 0,8 1,0 1,5
5000 1,0 1,5 2,0
/Диапазон воспроизводимых ча- стот при неравномерности 3 дБ, Гц, не уже 31,5... 15 000 50... 14 000 80... 12 000
Уровень фона, дБ, не более — 62 — 56 — 46
^Отношение сигнал-шум, дБ, не ьменее 70 60 56
ностью и совершенством схемы. Для уменьшения нелинейных ис-
кажений при детектировании стереодекодеры обычно питаются от
источника с повышенным напряжением (15...30 В). Обязатель-
ным для декодеров этой группы является наличие схемы стереоав-
томатики. Часто выдвигаются дополнительные требования: воз-
можность регулировки стереобазы, наличие входа сенсорного уп-
равления, возможность оперативного отключения цепи коррекции
предыскажений и др.
Группа сложности Б. Стереодекодеры этой группы являются
наиболее массовым типом. Они применяются в сетевых стерео-
приемниках всех классов, кроме высшего. Их основные парамет-
ры незначительно отличаются от параметров декодеров высшей
группы сложности. Вместе с тем, ослабление но]5м по некоторым
второстепенным показателям, таким, например, как подавление
надзвуковых частот в спектре выходных сигналов, необязатель-
ность схемы стереоавтоматики, позволяет заметно упростить схе-
му и настройку блока, снизить требования к комплектующим из-
делиям, сократить ток потребления, габариты и стоимость деко-
дера. Основные требования к декодерам группы сложности Б
сводятся к максимальной экономичности и технологичности в ус-
ловиях массового производства при сохранении высоких пара-
метров.
Группа сложности В. Стереодекодеры этой группы предназна-
чены для использования в дешевых сетевых и переносных прием-
никах. Их отличием являются минимальная стоимость, максималь-
ная простота схемы, минимальные габаритные размеры. По сво-
им параметрам эти декодеры уступают двум предыдущим. Следу-
130
ет, однако, отметить, что они позволяют обеспечить вполне удов-
летворительный прием стереопередач.
7.2. СОСТАВЛЕНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
После ознакомления с назначением и принципом действия раз-
личных узлов стереодекодера напомним задачи, которые должен
решать этот блок: компенсация амплитудно- и фазочастотных ис-
кажений спектра КСС, вносимых ВЧ трактом приемника; восста-
новление поднесущей; усиление напряжения ПМК; декодирова-
ние ПМК; коррекция предыскажений, вносимых на передающей
стороне; регулировка переходных затуханий между стереоканала-
ми; усиление НЧ сигналов левого А и правого В каналов; управ-
ление работой узлов стереоавтоматики и индикации.
В ряде случаев могут ставиться какие-либо дополнительные
задачи, либо, наоборот, отсутствовать некоторые из перечислен-
ных. Так, в последние годы установилась тенденция размещать
цепи компенсации амплитудно- и фазочастотных искажений спект-
ра КСС, вносимых ВЧ трактом, непосредственно в блоке УПЧ. При
этом основные функции стереодекодера сводятся к точному восста-
новлению формы ПМК, его усилению и детектированию.
Необходимость усиления напряжения ПМК объясняется
стремлением обеспечить линейный режим работы полупроводни-
ковых диодов.
Исходными данными для составления и расчета структурной
схемы блока являются: область применения, условия эксплуата-
ции, группа сложности декодера, его стоимость и размеры. В ра-
диолюбительской практике приходится считаться с наличием или
отсутствием тех или иных деталей и материалов.
В промышленных условиях большую роль играют такие фак-
торы, как особенности сложившейся на заводе технологии, нали-
чие соответствующей оснастки, возможность автоматизации про-
изводства, сокращение затрат ручного труда, степень унификации
с другими изделиями предприятия, условия поставки комплекту-
ющих изделий и пр. Без учета всех этих достаточно сложных, а
зачастую и противоречивых факторов невозможно прийти к од-
нозначному решению. Поэтому здесь могут быть высказаны
только самые общие соображения.
Прежде всего необходимо решить вопрос о выборе метода де-
кодирования.
Метод детектирования по огибающей целесообразно приме-
нять в малогабаритных переносных приемниках, а также деше-
вых сетевых моделях, где в наибольшей степени может быть ис-
пользовано основное достоинство полярного детектора — просто-
та схемы и регулировки. При использовании полярного детекто-
ра в более высококачественных стереоприемниках следует приме-
нять схему уменьшения нелинейных искажений на верхних час-
тотах, рассмотренную в § 2.7
Метод декодирования с разделением спектров находит основ-
ное применение в сетевых моделях приемников высоких классов.
5* 131
Вариант с коррекцией предыскажений до детектирования, по
простоте схемы приближающийся к полярному детектору, может
использоваться и в приемниках низших классов. Высокие качест-
венные показатели позволяют строить на базе этого варианта
унифицированные стереодекодеры для приемников различных
классов. Примером тому может служить унифицированный стере-
одекодер для радиол высшего — третьего классов, схема которо-
го приведена на рис. 3.11.
Метод временного разделения применяется в основном в сте-
'реодекодерах группы сложности А, предназначенных для установ-
ки в приемники высшего класса. Хорошие результаты дает при-
менение этого метода в измерительных стереодекодерах. В этом
случае формирование переключающих импульсов может осуще-
ствляться непосредственно из сигнала кварцованного генератора
поднесущей, что позволяет избежать паразитной фазовой модуля-
ции импульсов и связанных с нею нелинейных искажений.
В тех случаях, когда переключающие импульсы формируются
из принимаемого КСС, целесообразно использовать описанный в
§ 4.5 метод декодирования без восстановления формы ПМК. В
качестве примера стереодекодера, использующего указанный ме-
тод, можно привести схему, изображенную на рис. 4.8.
В суммарно-разностных стереодекодерах или полярных детек-
торах обязательным является восстановление перед детектирова-
нием формы ПМК. Это восстановление может быть произведено
с помощью одной из схем, рассмотренных в гл. 5, или любой дру-
гой схемы, функция передачи которой может быть приведена к
виду (5.3). Схему ВП выбирают с учетом допустимых габаритов,
стоимости, трудоемкости, удобства введения обратных связей,
применения той или иной интегральной схемы и др.
Рассмотрим несколько конкретных примеров составления
структурной схемы стереодекодера. Допустим, что нам нужно
разработать стереодекодер для малогабаритного переносного при-
емника невысокого класса. Очевидно, главными соображениями
в данном случае являются стоимость, габариты и ток потребле-
ния стереодекодера. Наиболее целесообразным следует признать
применение простой схемы полярного детектора. В качестве уси-
лительного элемента можно использовать обычную интегральную
схему широкого применения. Для восстановления поднесущей мож-
но применить каноническую схему ВП (см. рис. 5.1), расположен-
ную на входе или на выходе интегрального усилителя. При этом от-
падает необходимость использования дополнительных активных
элементов, уменьшается до минимума мощность, потребляемая
декодером от источника питания. В результате рассуждения при-
ходим к структурной схеме стереодекодера, изображенной на
рис. 7.1а. На входе стереодекодера размещаем корректирующую
цепь, предназначенную для подъема надзвуковых частот. Как мы
уже знаем, такой подъем необходим для хорошего разделения ка-
налов полярным детектором. Достоинствами такой схемы деко-
132
дарования КСС являются ее простота, высокая стабильность, до-
статочно большие переходные затухания между стереоканалами,
малый уровень надзвуковых частот на выходе стереодекодера,
Рис. 7.1. Структурные схемы стерео декодере в:
а — с полярным детектором; б — с разделением спектра ПМК; в — с коррекцией
предыскажений в суммарном и разностном трактах; г — с дополнительным ФВЧ
в надзвуковом тракте; д — с временным разделением и удлинителем импульсов;
е — с временным разделением без восстановления формы ПМК
133
минимальное количество моточных изделий. Недостатком — по-
вышенные нелинейные искажения на верхних частотах. Примеры
практических схем, соответствующих рис. 7.1а, приведены на рис.
2.15. Перспективной для этой схемы явилась бы замена контура
ВП пьезокерамическим фильтром.
На рис. 7.16 представлен другой вариант построения стерео-
декодера. Здесь декодирование КСС осуществляется по методу
с предварительным разделением спектра ПМК. Восстановленное
ПМК поступает на полосовой фильтр, выделяющий надзвуковые
частоты, затем на AM детектор и декодирующую матрицу. На
другой вход декодирующей матрицы поступает выделенный филь-
тром нижних частот сигнал иМ- Амплитудные и фазовые соотно-
шения между составляющими этой части спектра практически не
зависят от работы ВП. Поэтому последний можно исключить из
тракта прохождения сигнала им, а на вход ФНЧ подавать КСС
непосредственно с выхода широкополосного усилителя или даже
с его входа. При этом появляется возможность замены электро-
литических разделительных конденсаторов большой емкости в
схеме ВП и надзвуковом тракте керамическими или бумажными
конденсаторами небольшой емкости, что дает заметный экономи-
ческий эффект. Разделенные сигналы иА и ив с выхода декодиру-
ющей матрицы поступают на цепь коррекции предыскажений и
далее на выход декодера. Достоинствами этой схемы являются
небольшие *нелинейные искажения и малый уровень надзвуковых
частот на выходе стереодекодера. Недостаток — сложность изго-
товления фильтров, разделяющих низкочастотную и надзвуковую
части спектра ПМК.
Этот недостаток устранен в декодере, структурная схема ко-
торого представлена на рис. 7.1в. В нем используются упрощен-
ные фильтры, характеристики которых совпадают с кривой кор-
рекции предыскажений. Другим отличием схемы рис. 7.1в от пре-
дыдущей является применение мостовой схемы детектирования
AM колебания, которая имеет по сравнению с однополупериодным
детектором, вдвое больший коэффициент передачи и подавляет
поднесущую.
Достоинства приведенной схемы — простота и малые нелиней-
ные искажения — привели к ее широкому использованию в сте-
реофонических радиоприемниках. В частности, по этой схеме ра-
ботают серийные стереодекодеры, приведенные на рис. 3.8—ЗЛЕ
В высококачественном суммарно-разностном декодере для
уменьшения комбинационных искажений в тракте надзвуковых
частот имеет смысл применить дополнительное подавление НЧ
составляющих спектра КСС с помощью несложного одно- или
двухзвенного ФВЧ. При этом для обеспечения идентичности
функций передачи разностного и суммарного трактов в последний
также необходимо ввести дополнительное звено ФНЧ (рис. 7.1г).
Нагрузку AM детектора лучше сделать несимметричной. Это
позволит уменьшить паразитные емкости и соответственно сни-
зить нелинейные искажения при детектировании. Для выполне-
134
ния операции суммирования — вычитания в тракт разностного
(или суммарного) сигнала вводится фазоинвертор. Применение
на выходе стереодекодера двухзвенных (типа т) ФНЧ с часто-
тами бесконечного затухания, равными /о и 2/о, позволяет пода-
вить надзвуковые составляющие в выходном сигнале на
50...60 дБ. Принципиальная схема стереодекодера, соответствую-
щего рис. 7.1а, приведена на рис. 3.6. Этот стереодекодер приме-
нен в тюнере высшего класса «Ласпи-001-стерео».
Две структурные схемы ключевых декодеров приведены на
рис. 7.Id и е. Первая из них осуществляет коммутацию узкими
импульсами и содержит цепь восстановления поднесущей, усили-
тель и ограничитель поднесущей, формирователь управляющих
импульсов, электронные ключи, удлинители импульсов, ФНЧ и
цепи коррекции предыскажений 50 мкс. По этой схеме работает
функциональный стереодекодер СД-А1 (см. рис. 4.7).
Во второй схеме коммутация осуществляется «широкими» по-
лупериодными импульсами. На входе декодера расположена кор-
ректирующая /?С-цепь, описанная в § 4.5. Тракт ВП содержит
резонансный контур; усилитель; триггер Шмитта, формирующий
импульсы, управляющие электронными ключами. На выходе ка-
нала А и В расположены цепи коррекции 50 мкс.
Принципиальная схема стереодекодера, соответствующая рис.
7.1е, приведена на рис. 4.7.
7.3. ОСОБЕННОСТИ РАСЧЕТА ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СХЕМЫ
Составление и расчет принципиальной схемы стереодекодера
следует начинать с расчета ключевого преобразователя или узла
детектирования. Детектор является основным источником нели-
нейных искажений, поэтому обеспечение оптимального режима
его работы является важнейшей задачей проектировщика. Необ-
ходимые рекомендации и расчетные формулы для разных схем
декодирования приведены выше, в гл. 2—4. Однако независимо
от выбранного метода преобразования стереосигнала нужно стре-
миться к тому, чтобы источник сигнала имел минимальное внут-
реннее сопротивление. Инерционность нагрузки полярного детек-
тора должна составлять 3,1 ... 3,2, в схемах с уменьшенным ко-
эффициентом модуляции восстановленной поднесущей 4...5. На-
грузка AM детектора в суммарно-разностных стереодекодерах
обязательно должна быть безынерционной. При выборе типа ди-
одов главное внимание следует обращать на линейность прямой
ветви характеристик, величину обратного сопротивления /?Обр и
температурную стабильность.
Уровень сигнала, поступающего на детектор, должен быть до-
статочно велик. Последнее необходимо для обеспечения линей-
ного режима детектирования. Для уменьшения нелинейных ис-
кажений каскад, предшествующий детектору, следует охватывать*
глубокой отрицательной обратной связью. Целесообразным явля-
135
ется применение широкополосной интегральной усилительной схе-
мы, а при двухполярном питании — операционного усилителя.
Особое внимание при проектировании стереодекодера следует
уделить схеме ВП. Сопротивление резистора и емкость конден-
сатора в цепи ВП должны находиться в пределах 5%-ного допус-
ка от номинального значения. В практических схемах резистор
часто выбирают полупеременным, что позволяет наилучшим об-
разом удовлетворить предъявляемому требованию. Чтобы облег-
чить требования к величине собственной добротности Qo контура
ВП, сопротивление внешних цепей, шунтирующих схему, должно
быть в 5... 10 раз больше эквивалентного сопротивления контура.
Так как в транзисторных схемах основное шунтирующее дейст-
вие обычно оказывает входное сопротивление следующего кас-
када, его базовый делитель следует выполнять достаточно высо-
коомным, а сопротивление резистора отрицательной обратной
связи в эмиттерной цепи равным 7?э~ (0,5... 1,0) 7?, где 7? — сопро-
тивление резистора ВП. Особое внимание следует обращать на
отсутствие паразитных емкостей, шунтирующих схему, так как
их влияние на АЧХ и ФЧХ схемы не может быть скомпенсиро-
вано никакими корректирующими цепями в других каскадах сте-
реодекодера. Суммарное значение этих емкостей не должно пре-
вышать величины Сш.Макс=то/7?, где то=О,5 мкс.
Чрезвычайно жесткие требования в стереодекодерах предъяв-
ляются к точности установки и стабильности резонансной часто-
ты контура ВП. При надлежащим образом выполненной катуш-
ке индуктивности контура допустимый относительный уход емко-
сти конденсатора связан с коэффициентом гармоник огибающей
AM колебания приблизительной формулой
6С ~ 2,8-10~3Уд7, (7.1>
где Кг выражено в процентах.
Задаваясь допустимым Кг в каскаде 0,25% и полагая возмож-
ным изменение температуры на Д/=25°, определяем ТКЕ конден-
сатора: ^56*10-6 °C-1.
Удовлетворить этому требованию можно при использовании
слюдяных или стеклокерамических конденсаторов.
При применении ВП-КОС целесообразно предусмотреть в схе-
ме небольшой конденсатор, емкостью 50... 150 пФ, шунтирующий
коллекторную цепь транзистора. Этот конденсатор позволит из-
бежать возможной паразитной генерации каскада на высокой
частоте. Этот же эффект достигается при шунтировании высоко-
омным резистором обмотки обратной связи.
В ключевых стереодекодерах, осуществляющих декодирование
без восстановления формы ПМК, серьезное внимание следует
уделить выбору элементов корректирующей /?С-цепи. Оценить
влияние относительно разброса или нестабильности параметров
цепи на величину переходного затухания (в децибелах) можно
по формулам [68]:
Р = 201g (3/6 Ск);
136
р = 201g (2,5/6 Як); (7.3)
р = 201g [2,5/6 (₽,+₽„)]. (7.4)
Влияние нестабильности элементов может быть уменьшено, если
температурные коэффициенты резисторов и конденсатора вы-
брать равной величины, но противоположного знака (см. § 10.4).
Одно из специфических отличий блока стереодекодера от
других блоков приемника объясняется особенностями спектра
КСС и, в первую очередь, требованиями к сохранению неизмен-
ными амплитудных и фазовых соотношений между всеми состав-
ляющими ПМК. Избежать нарушения этих соотношений можно
только, если гарантирована достаточно широкая полоса пропус-
кания усилительных каскадов.
Оценить влияние искажений на верхних частотах можно по
формуле [68]
Р » 40 lg(2/®0TB), (7.5)
где
<7-6’
п — число усилительных каскадов в тракте КСС и ПМК;
Th, —постоянная времени выходной цепи k-ro каскада.
Обозначим через [в.гр верхнюю граничную частоту усилителя,
на которой коэффициент передачи уменьшается на 3 дБ. Для
этой частоты верно приблизительное соотношение 2л/в.гртв« 1.
Поэтому вместо формулы (7.5) можем написать
P«4Olg(2fB/fo). (7.7)
В случае необходимости целесообразно ввести несложную
цепь коррекции в эмиттерной или базовой цепи одного из тран-
зисторов (например, C1R1 на рис. 3.6), компенсирующую частот-
ные искажения, вносимые усилительными каскадами. Расчеты
показывают, что при наличии всего одного корректирующего RC-
звена с постоянной времени тКорр=тв верхняя граничная частота
может быть снижена с 280 до 80 кГц (при 0 = 50 дБ).
Выбор конденсаторов, блокирующих эмиттерные цепи, или
разделительных конденсаторов в тракте КСС и ПМК, а также в
канале М должен производиться исходя из требования отсутст-
вия фазовых искажений на нижней частоте ПМК. Допустимое их
значение можно найти из формулы
Афтах доп = 2 • Ю" °’05 *Доп (7.8)
где 0ДОП — минимально допустимое значение переходного зату-
хания.
Вместо (7.8) иногда удобнее пользоваться формулой
₽a«201g(2F/fH,p), (7.9)
137
где через fH.rp обозначена частота, на которой фазовый сдвиг до-
стигает 45°.
В тракте надзвуковых частот стереодекодеров, использующих
метод разделения спектра ПМК, емкость переходных конденсато-
ров можно существенно уменьшить. Для ориентировочных рас-
четов можно предложить формулу
С>0,05/(/?г+Ян), (7.10)
где емкость выражается в микрофарадах, а сопротивление в ки-
лоомах. Столь малые емкости конденсаторов помогают улучшить
избирательность ПФ за пределами полосы пропускания, а также
существенно снизить требование к линейности входной характе-
ристики транзисторов надзвукового тракта.
Допуски и нестабильности номинальных величин элементов;
определяющих коэффициенты передачи и АЧХ и ФЧХ суммар-
ного и разностного трактов, необходимо рассчитывать исходя из
требований идентичности характеристик во времени и при всех
возможных воздействиях окружающей среды. Критерием пра-
вильности расчета и выбора деталей является выполнение усло-
вий, изложенных в § 6.2.
74. КОРРЕКТИРУЮЩИЕ И РЕГУЛИРОВОЧНЫЕ ЦЕПИ
В СТЕРЕОДЕКОДЕРАХ
Следует отметить, что правильно рассчитанный и спроектиро-
ванный стереодекодер не требует каких-либо регулировок при его
эксплуатации. В процессе изготовления стереодекодера и состы-
ковки с ВЧ трактом приемника выполняется несколько обычных
для любых радиотехнических цепей настроечных операций, уста-
навливается с заданной точностью требуемая резонансная часто-
та контуров в восстановителе поднесущей, в полосовом фильтре
суммарно-разностного декодера, в фильтрах подавителя надзву-
ковых частот на выходе стереодекодера. В высококачественных
декодерах часто вводят дополнительные регулировочные цепи
для точной установки добротности контуров: Q=100 в цепи ВП,
Q=4,9 в полосовом фильтре (см., например, резисторы R12 и
R31 на схеме рис. 3.6). Для точной установки требуемого соотно-
шения эквивалентного сопротивления контура и сопротивления
последовательного резистора в схеме ВП последний также часто
делают переменным (R13 на рис. 3.6). Регулировка указанными
потенциометрами осуществляется непосредственно по переходно-
му затуханию.
В суммарно-разностных декодерах, в которых сигналы им и
us проходят различными путями, одним из необходимых этапов
регулировки является точная установка равенства коэффициентов
передачи суммарного и разностного трактов. Обычно эта опера-
ция выполняется по максимуму переходного затухания между
стереоканалами. Простые стереодекодеры имеют один регулиро-
вочный элемент, расположенный, например, в суммарном тракте
138
(рис. 7.2а). В высококачественных стереодекодерах регулировка
переходных затуханий выполняется раздельно в каждом из ка-
налов (рис. 7.26). В стереодекодере, схема которого показана на
Рис. 7.2. Схемы коррекции
переходных затуханий в сум-
марно-разностных декодерах
с одним (а) и двумя (б)
регулировочными элемента-
ми
рис. 3.6, для регулировки служат переменные резисторы R17 и
и R18, установленные на выходе фазоинвертора в разностном
тракте. Обычно эти же резисторы используются для окончатель-
ной регулировки переходного затухания в сквозном стереотракте
после стыковки стереодекодера с ВЧ трактом приемника.
Особенности различных методов регулировки переходного за-
тухания рассмотрены в § 2.7. Некоторые из практических схем
приведены на рис. 7.3. В схеме рис. 7.3а напряжение из коллек-
торной цепи транзисторов подводится в цепь базы транзистора
Рис. 7.3. Схемы коррекции переходных затуханий:
а — с перекрестными связями между УНЧ; б — с эмиттерной связью между ка-
налами; в — коррекции на отдельном транзисторе; г — с подмешиванием КСС в
выходной сигнал
другого канала. В схеме, изображенной на рис. 7.35, связь меж-
ду каналами осуществляется через резистор R, включенный меж-
ду эмиттерами двух идентичных каскадов УНЧ каналов А и В.
В схеме рис. 7.3в для коррекции переходных затуханий исполь-
зуется вспомогательный транзистор, на вход которого поступают
через резистор R1 сигнал иА и через резистор R2 сигнал ив. В
139
этом каскаде происходит усиление сигнала и фазовый сдвиг на
180°. Полученные сигналы —иА и —ив через резисторы R3 и R4
попадают обратно в оба канала. Проникновение через транзис-
тор части сигнала иА обратно в канал А и сигнала ив в канал В
неопасно, так как оно на порядок меньше основного сигнала и
практически не влияет на его уровень.
Вместо сложения сигналов иА и ив на резисторах (рис. 7.Зе)
можно просто использовать непреобразованный КСС (рис. 7.3г).
Так как кроме НЧ части 0,5 (иА + ив) в спектре КСС содержат-
ся и надзвуковые частоты, то они в этом случае также попадут
через цепь компенсации на выход каналов. Однако их уровень
при этом пренебрежимо мал, и их можно не принимать во внима-
ние. В практических схемах роль транзистора, изображенного
на рис. 7.3г, выполняет один из транзисторов в тракте КСС.
В ключевых стереодекодерах используется еще один метод
регулировки переходных затуханий, вытекающий из рассмотрен-
ных в § 4.2 и 4.4 особенностей выходного спектра ключевой схе-
мы: зависимость уровня переходной помехи от временного поло-
жения и формы стробирующих импульсов. В ключевом стереоде-
кодере СД-А1 (см. рис. 4.6) временное положение стробирующих
импульсов, а значит, и переходное затухание между каналами ре-
гулируются путем расстройки резонансного контура C25L2 отно-
сительно частоты 31,25 кГц. В стереодекодере СД-А5 (см. рис.
7.8) переменным резистором JR40 регулируется скважность пере-
ключающих импульсов и соответственно переходное затухание
между каналами. Существуют и другие методы регулировки.
Вместо того чтобы корректировать переходные затухания на
выходе схемы, можно вводить намеренно предыскажения в
спектр ПМК, создавая тем самым переходные помехи соответст-
вующей величины и фазы, необходимой для компенсации помех,
создаваемых другими элементами тракта. Пример такой цепи
был приведен на рис. 2.7, а ее использования в конкретных схе-
мах стереодекодеров — на рис. 3.9 и 3.10.
При наличии фазовых сдвигов между сигналом и переходной
помехой можно использовать цепь коррекции, изображенную на
рис. 7.4. Изменяя в этой
цепи соотношение постоянных времени
Рис. 7.4. Схема коррекции переход-
ных затуханий в полярном детекторе
уровне амплитудно-частотных иска-
сдвиг компенсирующего сигнала на
минимальной зависимости переход-
л а
тк и тю можно при заданном
жений регулировать фазовый
верхних частотах, добиваясь
ного затухания от частоты.
Некоторое распространение получил еще один вид регулиро-
вок в стереотракте, основанный на эффекте кажущегося измене-
ния базы между громкоговорителями при регулировке переходно-
го
го затухания между стереоканалами. Для хорошего разделения
стереоканалов необходимо, чтобы выполнялось условие равенства
амплитуд сигналов им и ив. При нарушении этого условия, на-
пример при уменьшении амплитуды составляющей us, переходное
затухание уменьшается, качество разделения стереоканалов ухуд-
шается. Это ухудшение проявляется в виде кажущегося прибли-
жения всех источников звука к центру «сцены», сжатия звуковой
панорамы, т. е. в виде эффекта, эквивалентного уменьшению ба-
зы между излучателями звука. В частности, уменьшение состав-
ляющей us до нуля приводит к сжатию всей звуковой картины в
точку, расположенную в центре прямой, соединяющей левый и
правый громкоговорители (т. е. к монофоническому звучанию).
Увеличение уровня сигнала us от нуля до им снова «раздвигает»
источники звука, восстанавливает «стереофоничность» програм-
мы. Дальнейшее увеличение амплитуды us вновь уменьшает пере-
ходное затухание. При этом звук становится как бы размытым,
его местоположение неопределенным. Интересно, однако, что
этот эффект сопровождается у слушателей впечатлением дальней-
шего расширения стереобазы, даже за пределы «физической»
базы, определяемой реальным расположением громкоговорителей.
Для регулировки стереобазы могут быть применены практи-
чески любые схемы, пригодные для коррекции переходных затуха-
ний и имеющие достаточно широкие пределы регулировки. Наи-
более удобными для введения регулятора стереобазы являются
суммарно-разностные стереодекодеры. В них стереобаза выбира-
ется изменением коэффициента усиления разностного тракта. Та-
кая регулировка применена, например, в тюнере «Ласпи-001-сте-
рео», схема декодера которого аналогична приведенной на рис.
3.6. Резисторы R40 и R41 заменены потенциометром, с подвиж-
ного контакта которого снимается разностный сигнал необходи-
мого уровня. Для компенсации изменения общего уровня гром-
кости переменный резистор связан с регулятором уровня КСС,
установленным на входе стереодекодера. Закон изменения со-
противления и пределы регулировки уровня выбираются так, что-
бы суммарная выходная мощность стереоканалов при регулиров-
ке стереобазы оставалась примерно постоянной.
Удобной для осуществления регулировки стереобазы являет-
ся схема, изображенная на рис. 7.36. В качестве элемента, регу-
лирующего усиление разностного сигнала, в этой схеме может
быть использован резистор R, соединяющий эмиттеры транзисто-
ров, усиливающих сигналы иА и ив- При его уменьшении возрас-
тает усиление разностной (противофазной) составляющей выход-
ного сигнала. На коэффициент усиления суммарной (синфазной)
составляющей величина сопротивления R никакого влияния не
оказывает. Коэффициент усиления синфазной составляющей
можно регулировать, изменяя сопротивление коллекторной на-
грузки транзисторов. Пример схемы такого регулятора стереоба-
зы приведен на рис. 7.5а. В этой схеме должен быть применен
сдвоенный переменный резистор с логарифмическим законом из-
141
менения сопротивления. При противофазной модуляции в кана-
лах переменная составляющая напряжения на движке резистора
R7 всегда равна нулю и его перемещение не влияет на коэффи-
циент усиления каскада, целиком определяемый положением
Рис. 7.5. Варианты схем регулировки стереобазы:
на двух транзисторах (а) и на четырех (б)
движка резистора R8. В случае синфазной модуляции роли рези-
сторов меняются. Если модуляция осуществляется только в одном
из каналов (например, Д), то при значениях сопротивлений, указан-
ных на схеме, выходное напряжение в канале практически не за-
висит от положения подвижных контактов в переменных резисто-
рах. Переходное затухание при этом может изменяться от 6 дБ
до максимально возможного, определяемого схемой стереотракта.
В нижнем по схеме положении движков резисторов выходное на-
142
пряжение в канале В составит всего 0,5иЛ и по фазе будет сов-
падать с ним. В среднем положении движков ив падает до нуля,
в верхнем — снова возрастает до 0,5ua, но по фазе уже будет
противоположно ему.
Другой пример схемы регулировки стереобазы приведен на
рис. 7.56. Эта схема применена в тюнере высшего класса «Кор-
вет-001-стерео». Верхнему по схеме положению движков сдвоен-
ных резисторов R7 и R11 соответствует максимальное усиление
синфазной составляющей (минимальная стереобаза), нижнему
положению — максимальное усиление противофазной составляю-
щей (максимальная стереобаза). Эта схема обеспечивает более
широкие пределы регулировки. Кроме того, в ней могут быть, при-
менены резисторы с линейным законом изменения сопротивле-
ния.
7.5. ПРОМЫШЛЕННЫЕ МОДЕЛИ СТЕРЕОДЕКОДЕРОВ
Некоторые из схем промышленных стереодекодеров уже были описаны в
предыдущих главах. К ним следует отнести полярный детектор радиолы высше-
го класса «Виктория-001-стерео» (см. рис. 2.13), суммарно-разностные стерео де-
кодеры радиол первого класса «Рига-101-стерео» и «Романтика-104-стерео» (см.
рис. 3.9), радиол высшего класса «Симфония-2-стерео» и «Эстония-стерео». Уни-
фицированный стереодекодер (см. рис. 3.11) используется во многих моделях
различных классов: в тюнере первого класса «Ригонда-стерео», в радиоле третье-
го класса «Вега-312-стерео», в радиолах высшего класса «Эстония-006-стерео»
и «Вега-ООЗ-стерео». Стереодекодер, схема которого помещена на рис. 3.6, при-
менен в моделях высшего класса «Ласпи-001-стерео» и «Ласпи-ООЗ-стерео».
Из сравнения описанных стереодекодеров видно, что многие из них имеют
сходные схемные решения и довольно близкие параметры. В связи с ростом
номенклатуры радиоизделий выявилась тенденция унификации основных функ-
ционально законченных узлов радиоприемников, принадлежащих к одинаковой
группе сложности. Разработка единой линейки функциональных блоков откры-
вает широкие возможности сокращения сроков их разработки, улучшения тех-
нологичности и себестоимости изделий, сокращения затрат общественного труда
на их изготовление. При этом обеспечивается взаимозаменяемость функциональ-
ных блоков в различных моделях, улучшается качество изделий, повышается их
ремонтопригодность.
Для декодирования стереосигнала в 1976 г. была разработана единая ли-
нейка функциональных блоков: СД-11 (СД-А1), СД-21 и СД-31. Блок СД-1Г.
предназначен для использования в сетевых моделях стереоприемников группы!
сложности А и частично Б (высший и первый классы), блок СД-21—для ис-
пользования в сетевых приемниках групп сложности Б и В (первый — третий!
классы), блок СД-31 разработан для переносных стереоприемников невысокого;
класса. Функциональный блок СД-А1 работает по ключевому методу. Комму-
тация каналов осуществляется узкими стробирующими импульсами, формируе-
мыми из спектра принимаемого КСС, после чего производится временное удли-
нение импульсов (см. § 4.6). Стереодекодер установлен в радиолах высшего-
класса «Виктория-ООЗ-стерео», «Вега-004-стерео», «Эстония-008-стерео», в тюнере
высшего класса «Корвет-001-стерео», в радиоле первого класса «Мелодин-1]04-
стерео» и др. Параметры декодера, измеренные на серийных образцах блока,
приведены в табл. 7.2.
В стерео декодере СД-21 используется метод декодирования с разделением
спектра ПМК. Декодер построен по традиционной схеме (рис. 7.6) и содержит
входной усилитель на транзисторе VI, каскад восстановления поднесущей с
использованием комбинированной обратной связи на транзисторе V2, фильтры
звуковых (R5C3) и надзвуковых частот (L3C6), амплитудный детектор, вклю-
ченный по мостовой схеме (V5...V8), декодирующую матрицу (R7, R8, R18...
143
ТАБЛИЦА 7.2
Параметр Модель стереодекодера
СД-А1 СД-21 СД-31
1. Линейное переходное затухание меж- ду стереоканалами, дБ, на частотах, Гц: 160 30 28 28
315 35 34 32
1000 42 40 35
5000 36 32 29
10 000 30 30 20
2. Коэффициент гармоник, %, на часто- тах, Гц: .315 0,3 0,6 0,7
1000 0,2 0,5 0,7
5000 0,3 0,6 0,4
3. Неравномерность частотной характе- ристики, дБ, в диапазоне частот 31,5... 15 000 Гц 1,0 2,0 1,5
4. Уровень шумов и фона, дБ — 70 — 65 -65
5. Уровень комбинационной помехи, вы- званной интерференцией гармоник звуковой частоты и поднесущей, дБ — 60 — 42 — 65
6. Уровень надзвуковых частот на вы- ходах каналов А и В, дБ -56 -38 — 36
Для подавления надзвуковых частот на выходах стереоканалов А и В
используются активные ФНЧ, собранные на транзисторах V12 и V14. Декодер
используется в стереорадиолах первого — третьего классов.
Стерео декодер С Д-31 (рис. 7.7) работает аналогично вышеописанному, от
стереодекодера С Д-21 он отличается пониженным напряжением и малым током
питания и потому имеет несколько худшие параметры (см. табл. 7.2). Декодер
предназначен для переносных стереоприемников.
В 1978 г. стереодекодеры СД-А1 и С Д-21 были модернизированы, новые
декодеры получили название СД-А5 и СД-Б5. Первый из них предназначен для
использования в новых разработках сетевых моделей стереоприемников высше-
го класса, второй — в моделях первого — третьего классов. Основное отличие
стереодекодера СД-А5 (рис. 7.8) от СД-А1 заключается в узле формирования
коммутирующих импульсов (микросхема К174УРЗ), вырабатывающем прямо-
угольные полупериодные переключающие импульсы. Переход от узких комму-
тирующих импульсов, использовавшихся в СД-А1, к широким, длительностью
в полпериода, вызван развертыванием работ по квадрафоническому радиовеща-
нию. Ниже будет показано (см. гл. 8), что ключевой стереодекодер с широ-
кими управляющими импульсами обладает большей помехозащищенностью по
отношению к сигналам, передаваемым на второй гармонике поднесущей при
квадрафонических радиопередачах.
Стереодекодер СД-Б5 (рис. 7.9) переработан по сравнению с СД-21 в сторо-
ну большей унификации с декодером СД-А5. В частности, оба декодера пи-
таются напряжением +15 В и снабжены однотипными соединителями (разъе-
мами), что обеспечивает их взаимозаменяемость. Унифицированы катушка ВП,
многие комплектующие изделия, конструкция, технологическая оснастка произ-
водства декодеров. Вместе с тем использование в стереодекодере СД-Б5 мето-
да с разделением спектра ПМК позволило сделать этот декодер вдвое дешев-
ле декодера СД-А5, что немаловажно, учитывая крупносерийный характер
производства.
144
145
Рис. 7.6. Принципиальная электрическая схема стереодекодера СД-21
146
Вых. В Вых А
Рис. 7.7. Принципиальная электрическая схема стерео декодера С Д-31
02
V3
КТ315В
03
9100
30,0^
81
130к
+15В
10Ю
85
1,5к
VI
КТ3156
R10
1,8к
813 +15&
1,8к I
1.850
R3
27к
815
27к
+15В
821
V7
V5 КТ315В
КОЗОЗИ
818
27к
R32 1,2к
КОО 5,0
82
27к
017 8<t7
0,0V 1,8к
+15В
10,0
2к
06 _
5600
\R16
27к
\\77к
+15В
№7 I
ИА
839
15к
R^fl
15к
6,8к
1000
_ С10_
'б800
012 ”
^4=
08
V9
КТ315Б
823
R27
9,1к
1- оВых. В
073
JJ600
835
Як
828
5,1к
+15В
VII
04
834
4,7к
830
9,1к
^Вых.А
R36
3,3к
853
3Jk
822 2к
09
V8
МГ315В
R26
07к
07 4= 01Г=т
5600
КТ3156
6800
V10
КТ3156
82k
6,8к
5600
831
5,1к
КТ3156^
RWJJO )2
\848
846
20,0
V13^
813150
Юк
8^
6,8к{
015
390 6,Вк
R42
“ 22к
V12
КТ315В
018 ‘
10,0
~СА
'СИ
1000
г
R3B
2,7к
8^0
2,7*
*111 К1НТ5910
) К/4
К1315В
845
\150
Рис. 7.8.
Принципиальная электрическая схема стереодекодера
СД-А5
148
сг_
^/7Т+
83 JL
4,7* Г]
- U rj
w"’
Г1
52к Н //7л
Вхоб 61
КСОоА
5,0
VI
KT
82
27к
’IrH
•ЛЛЖ
88
1,5к
Ш Ы2
\K1S
3156
V2 z
04
“9100
КТ315Ц
/МГТ
\кд
\3к
821 07-
V8
KT3156
VS
ктлзг
12.1
L2.2
«’n,, 1A«*
10-V13
Ы
сю
Дп916гР5вО w
И/4-
joo o,oi
R?5
J7Z7
829\
18k \
09 1
эд
MO
\15k
Вых.В
830
1,5k
\18kV560
J^/7 Н
~[560 L
\ш К27\
\220 10к\
\R41
\16К
Вых. А
87
6,8k
+15Во-----------
86
'6,8к
КТ3156
811
390
817
6,8k
816
62k
4= гу
1500
V7
КТШ
1ТЙ4
, KT3156
\R13
W0
V8
KT315&
]
660[_
KT3150
615 X. 839
gT п
18к
+UB
Рис. 7.9. Принципиальная электрическая схема сте-
реодекодера СД-Б5
R1 Юк
3300
/7
R13tf0
^5
ВП303И
'КПЗОЗИ
R10\
07
zfCB
2200
\+С12
j~20,0
V6
КТ3150
R11
R20 1,2к
1000
L5
014
Вых. А
V8
КТ3156
.017
R16
Юк
lOOOflRZf '
1]<Ш
ZC1O^-
3900
±020
, 0800
1000
V9____
КТ315Б
R19
Юк
BbixJ
ciT
lOOOB
Rt4
29k
IR13
2,4 к
2,4 k
сю у
3900"*-
l Ctf
TJ^/7
3,9k
Rtf 120
RIB
3,9к
\]RZ
сю
R12
09
2200
2,4к.
Oil
3900-*-
Puc. 7.10. Принципиальная электрическая схема
стерео декод ер а СД-АЭ2
7.6. СТЕРЕОДЕКОДЕРЫ ДЛЯ СИСТЕМЫ С ПИЛОТ-ТОНОМ
На рис. 7.10 изображена принципиальная схема функционального блока де-
кодирования стереосигнала СД-АЭ2. Блок предназначен для стереоприемников,
экспортируемых в страны, в которых стереовещание ведется по системе с пи-
лот тоном (ПТ). Блок выполнен на транзисторах КТ315Б. Тракт формирова-
ния поднесущей содержит две интегральные схемы типа К1УТ531А. Схема и
конструкция стереодекодера СД-АЭ2 такие же, как у СД-А1, отличия состоят
лишь в величине постоянной времени цепи коррекции предыскажений (75 мкс)
и замене схемы ВП с умножением добротности (31,25 кГц) схемой усиления
и удвоения частоты ПТ (19 кГц).
Множество вариантов транзисторных стереодекодеров для системы ПТ
можно найти в литературе [38,88—95]. Рассмотрим в качестве примера неко-
торые декодеры КСС на интегральных микросхемах, получившие широкое рас-
пространение за рубежом.
В первых декодерах на ИС усилитель и удвоитель ПТ, усилитель под-
несущей, стереоиндикатор выполнялись на дискретных элементах. Так, един-
ственным интегральным узлом в стереодекодере Hi-Fi радиоприемника «Re-
gie 510» фирмы «Braun» [96] является, по сути дела, ключевой детектор (рис.
7.11а). В отличие от ранних схем на дискретньГх элементах, в которых в каче-
стве переключателей использовались диоды, здесь для декодирования применяет-
ся электронный ключ, выполненный на транзисторах. Это позволило наилучшим
образом использовать достоинства интегральных микросхем. Благодаря строгой
идентичности параметров интегральных транзисторов достигается высокая сим-
метрия плеч детектора.
Рис. 7,11. Структурная схема стереодекодера радиоприемника
«Regie-510» (а) и схема ключевого детектора на ИС^А 796 (б)
150
В качестве ключевого детектора используется интегральная схема р, A79G
(рис. 7.116). Схема работает следующим образом. Сигнал с выхода ЧД через
эмиттерный повторитель подводится к базе транзистора V6. Из коллекторной
цепи этого транзистора сигнал в режиме моноприема проходит через открытые
транзисторы V3 и V4 на выходы А и В. При стереоприеме между базами
транзисторов V2 и V3 и VI...V4 прикладывается напряжение поднесущей. Это
напряжение должно иметь достаточно большой уровень (около 1,5 В). Ток ба-
зы транзисторов имеет вид полупериодных прямоугольных импульсов. Если
напряжение поднесущей на базе транзистора V4 положительно, то этот тран-
зистор пропускает сигнал на выход канала В. При этом транзистор V3 и левый
канал (А) будут заперты. При перемене полярности управляющего напряже-
ния транзистор V3 откроется и сигнал поступит на выход левого канала.
Транзистор V4 при этом будет заперт. Таким образом, правая часть схемы ра-
ботает как обычный ключевой детектор, управляемый полупериодными импуль-
сами. Как мы знаем, такой детектор имеет невысокое переходное затухание
(13,1 дБ). Для компенсации переходных помех между каналами служит левая
часть схемы. С этой целью часть напряжения КСС подводится к эмиттеру
транзистора V5. Уровень этого напряжения может регулироваться внешним пе-
ременным резистором. Переменная составляющая тока транзистора V5 противо-
фазна току в транзисторе V6. Транзисторы VI и V2 работают аналогично тран-
зисторам V4 и V3. В результате на выход каждого из каналов А и В попадает
в противофазе часть напряжения сигнала другого канала, осуществляя необхо-
димую компенсацию переходных помех. При этом благодаря перекрестному
включению коллекторных цепей транзисторов VI...V4 происходит частичное по-
давление поднесущей в выходных сигналах.
Первые стереодекодеры, построенные полностью на ИС, копировали, по сути
дела, технические решения декодеров на дискретных элементах. Они содержали
все активные элементы, однако избирательные цепи по-прежнему выполнялись
с помощью внешних резонансных контуров. Иногда ИС включала в себя эле-
менты схем стереоавтоматики и бесшумной настройки. По описанному прин-
ципу работают, в частности, стереодекодеры ULN2128A, ULN2121A, ULN2120A,
ULN2122A фирмы «Spraque», MCI304, MCI305, MCI307 фирмы «Motorola»,
|1A729, цА732, ijmA767 фирмы «Fairchild» и др. Рассмотрим в качестве при-
мера работу интегральной схемы MCI305 (рис. 7.12). Стереодекодер, работаю-
щий на этой ИС, содержит три резонансных контура, внешние цепи коррекции
предыскажений, разделительные конденсаторы на входе и выходе, регулятор
переходного затухания, цепи развязки по питанию, индикаторную лампу и еще
несколько навесных радиоэлементов (всего использовано 27 пассивных элемен-
тов). Функции остальных частей декодера (включая системы стереоавтоматики,
индикации и бесшумной настройки) выполняет единая ИС.
Работает схема следующим образом. КСС через разделительный конденса-
тор поступает на вход 3, а с него через эмиттерный повторитель V4 и V6 на
транзистор V16 ключевого детектора (V10. ..V16).
Переключающее напряжение с частотой 38 кГц формируется из сигнала
ПТ, выделенного резонансными контурами L1C1 и L2C2 и усиленного каскадом
V8, V9. Удвоителем частоты служит транзистор V14, в коллекторной цепи ко-
торого включен контур, настроенный на частоту 38 кГц. Переходное затухание
регулируют переменным резистором R. Подбор элементов ^С-цепи, включенной
параллельно резистору R, позволяет увеличить переходное затухание на НЧ.
Кроме упомянутых элементов ИС содержит стереоиндикатор (транзисторы
V27. ..V31), а также две идентичные схемы стереоавтоматики, одна из которых
позволяет выключать стереорежим при слабых сигналах на входе приемника, а
вторая может быть использована для бесшумной настройки. Принципы их ра-
боты описаны в гл. 9. Декодер обеспечивает переходное затухание на частоте
1 кГц примерно 45 дБ, на частотах 100 и 10 000 Гц — 30 дБ, коэффициент
гармоник около 0,5% . Вместе с тем, декодеры этого типа не смогли решить
одну из основных проблем — обеспечение высокой стабильности фазы восстанов-
ленной поднесущей. Как и в прежних моделях, стабильность переходного за-
тухания определяется, в первую очередь, параметрами резонансных цепей в
тракте ПТ и поднесущей. Требования же к этим цепям предъявляются чрезвы-
чайно жесткие (см. § 5.11). Именно этим были вызваны попытки применить в
151
стерео декодер ах фазовую автоподстройку частоты поднесущей. На него же
обращают внимание и разработчики первых схем ВП с ФАПЧ, выполненных
еще, главным образом, на дискретных радиоэлементах [97]. Но только созда-
ние ИС открыло реальные перспективы массового применения ФАПЧ в быто-
вых радиоприемниках.
Рис. 7.12. Принципиальная электрическая схема интегрального стерео декодера
MCI 305
В качестве примера построения интегрального стереодекодера с ФАПЧ рас-
смотрим структурную схему декодера CA3090Q фирмы RCA (рис. 7.13). Пол-
ная принципиальная схема декодера, которая достаточно громоздка, приведена
в [98]. ИС стерео декодера содержит 125 транзисторов, 16 диодов, 120 резисто-
ров и два конденсатора небольшой емкости. Все эти радиоэлементы размеще-
ны на кристалле размером 3X3 мм. В отличие от прежних конструкций, деко-
дер содержит всего одну индуктивную катушку. Общее число навесных радио-
элементов, включая разделительные конденсаторы на входе и выходе и лам-
почку стереоиндикатора, 18.
Структурная схема стереодекодера содержит усилитель КСС, генератор пря-
моугольных импульсов (76 кГц) с петлей ФАПЧ, включающей в себя дели-
тели частоты ДЧ-1 и ДЧ-2 и фазовый детектор (ФД), синхронный детектор
(СД) разностного сигнала, декодирующую матрицу (ДМ) и усилители сигна-
лов каналов А и В. Кроме того, ИС имеет внутренний стабилизатор напряже-
ний смещения (СН), операционный усилитель, управляющий стереоиндикатором
(СИ), схему стереоавтоматики (СА), детектор пилот-тона Д-ПТ, переключаю-
щий декодер в режим моно при слабых сигналах, и управляемый внешним
напряжением электронный ключ (ЭК).
Поступающий с частотного детектора КСС через разделительный конденса-
тор С4 подается на вход 1 усилителя, с выхода которого разводится на
входы ФД, детектора Д-ПТ и декодирующей матрицы ДМ. Фазовый детектор
ФД сравнивает частоту ПТ, содержащегося в спектре КСС, с частотой гене-
152
ратора, управляемого напряжением (ГУН), деленной на четыре с помощыа
делителей частоты ДЧ-1 и ДЧ-2. На выходе ФД образуется разностная ча-
стота (частота биений). Форма напряжения биений имеет сильно выраженную
асимметрию в течение периода, зависящую от соотношения сравниваемых ча-
стот (рис. 7.14). Содержащаяся в таком сигнале постоянная составляющая
проходит через фильтр R1C2C3 и соответствующим образом воздействует на.
частоту ГУН до тех пор, пока не установится режим частотной синхронизации.
Процесс установления частоты длится лишь короткое время (секунды). По до-
Рис. 7.13. Функциональная схема интегрального стереодекодера CA3090Q
стижении стабильного состояния наступает процесс установления фазовой син-
хронизации. Принцип работы системы ФАПЧ был описан выше (см. § 5.13). В
установившемся режиме сигнал сравнения (эпюра 4 на рис. 7.15) получает
фазовый сдвиг 90° относительно входного сигнала ПТ (эпюра 1). На выходе
фазового детектора образуются полуволновые сигналы (эпюра 5) симметрич-
ной формы. При этом среднее значение регулирующего напряжения равно нулю.
Если разность фаз сравниваемых напряжений отклонится от 90°, то возникшая
асимметрия формы выходного сигнала ФД приведет к появлению положитель-
ного или отрицательного регулирующего напряжения и синхронизация будет
восстановлена.
Синхронизированный по частоте и фазе сигнал ГУН (76 кГц) с помощью
делителя частоты ДЧ1 формирует две противофазные последовательности по-
лупериодных прямоугольных импульсов (эпюры 3 и 6 на рис. 7.15). Так как на
выходе ДЧ-2 фаза сигнала сравнения сдвинута на 90°, то поднесущая на входе
ДЧ-2 имеет фазовый сдвиг 180°. Таким образом, сигнал поднесущей, снятый с
симметричного выхода ДЧ-1 (эпюра 6), имеет фазовый сдвиг, равный нулю,
и может быть использован для управления синхронным детектором СД. Син-
Рис. 7.14. Напряжение
биений при (0г=й=4<0пт
хронный детектор перемножает управляющее напряжение (38 кГц) и КСС, со-
держащий поднесущую, балансномодулированную разностным сигналом. В ре-
зультате перемножения на выходах СД образуются два противофазных сигна-
ла, НЧ часть которых представляет собой разность сигналов Ua—ив. Эти сиг-
НаЛп л КСС, содержащий сигнал uA+uB, поступают на декодирующую матри-
цу ДМ, осуществляющую с высокой точностью их сложение. Образующиеся на-
выходах ДМ НЧ сигналы иА и ив поступают через линейные усилители на вы-
153
ход схемы. Выходные транзисторы имеют открытые коллекторные цепи, что
о°3в°ляет путем подключения внешних резисторов и конденсаторов (R5C7 и
RbUS) выбрать необходимую постоянную времени коррекции предыскажений.
Декодер имеет схему стереоавтоматики СА, работающую таким образом что
декодирование происходит лишь при достаточно большом уровне КСС на входе
декодера, а при слабых сигналах или моноприеме отсутствует.
©
^г~73кГи,
9=0
9 >30
Рис. 7.15. Эпюры напря-
жений в основных точ-
ках ИС CA3090Q
Так как в схеме ФАПЧ уровень напряжений генератора и восстановленной
поднесущей не зависит от уровня входного сигнала, а постоянная составляю-
щая напряжения на выходе фазового детектора ФД в режиме синхронизации
равна нулю, то эти напряжения не могут быть использованы для^ управления
работой стереоавтоматики. Поэтому ИС содержит дополнительный фазовый
детектор Д-ПТ, управляемый через делитель ДЧ-3 синфазным напряжением
19 кГц (эпюра 7 на рис. 7.15). В результате Д-ПТ работает как двухполупе-
риодный выпрямитель. Его выходное напряжение (эпюра 8 на рис. 7.15) спрям-
ляется с помощью сглаживающего фильтра R4C6 и используется для включения
стереоавтоматики СА и стереоиндикатора СИ (через усилитель постоянного
154
тока УПТ). Необходимый порог срабатывания СА устанавливается с помощью
внешнего переменного резистора R3.
Принудительная коммутация может осуществляться независимо от внутренней
схемы СА с помощью внешнего управляющего напряжения 1,2 В, которое сле-
дует подать в этом случае на вход 4. Вход 3 при этом должен быть отсоеди-
нен от корпуса.
Настройка стереодекодера сводится к установке собственной частоты гене-
ратора 76 кГц по возможности на середину полосы удержания ФАПЧ с по-
мощью внешней катушки Ll = 2 мГ.
В принципе, генератор ФАПЧ может быть выполнен на /?С-элементах, как,
например, в разработанном фирмой «Motorola» стерео декодере МС1310Р
(рис. 7.16). Собственная частота генератора 76 кГц определяется внешними
элементами R4, R5, С7, полоса ФНЧ системы ФАПЧ — элементами R3, С6, С8,
постоянная времени цепей коррекции предыскажений — R1C2 и R2C3. Сигнал
ко входу ИС подводится через разделительный конденсатор С1. Конденсатор
С4 служит для фильтрации переключающего напряжения в схеме стереоавто-
матики. Величины сопротивления резисторов R1 и R2, а следовательно, и емкости
конденсаторов С2, СЗ должны выбираться в зависимости от напряжения источ-
ника питания: R1=R2 = 2,7 кОм, С2 = СЗ= 18 000 пФ при [7Пит = 8 В; Rl =
=7?2=3,9 кОм; С2 = СЗ=13 000 пФ при £/Пит = 9 В; R1=R2=5,2 кОм,
С2 = СЗ = 8000 пФ при [/пит = 12 В. Декодер рассчитан на максимальный вход-
ной сигнал 560 мВ, при этом выходной сигнал равен 485 мВ, переходное зату-
хание около 40 дБ, коэффициент гармоник 0,3%. Аналогом МС1310Р является
разработанный в ГДР интегральный стереодекодер А290.
В заключение обратим внимание на один недостаток интегральных и ключе-
вых стереодекодеров. Декодирование в них сводится, по сути дела, к перемно-
жению спектров входного КСС и сигнала, представляющего собой последова-
тельность прямоугольных, как правило, полупериодных импульсов, следующих
с частотой повторения <оо. Спектр такой последовательности содержит основную
частоту и ее высшие — для полупериодных импульсов нечетные — гармоники.
В результате перемножения основной гармоники с балансномодулированным
колебанием поднесущей, содержащимся в спектре КСС, образуется разностный
НЧ сигнал, в чем и заключается смысл декодирования: [(иА—uB)cos <oo/]cos соо/ =
= (и а—ив) /2+надзвуковые частоты.
Но отсюда следует, что такой же эф-
фект будут производить и сигналы,
лежащие в области нечетных гармо-
ник поднесущей, так как последние
тоже содержатся в спектре управля-
ющих импульсов. На рис. 7.17 приво-
дится график [99], который прекрас-
но иллюстрирует высказанное сооб-
ражение. В странах Западной Европы
сеть частот в УКВ диапазоне распре-
делена с шагом 50 кГц, соседний пе-
редатчик, отличающийся по частоте
на 100 кГц от основного, создает ре-
альную угрозу возникновения помех
в результате биений разностной часто-
ты передатчиков с третьей гармони-
кой поднесущей. В результате биений
с пятой гармоникой аналогичные поме-
хи создает передатчик, отстоящий по
частоте от основного на 200 кГц.
Правда, в этом случае действие помехи будет ослаблено вследствие влияния из-
бирательности тракта ПЧ.
Отсюда следует необходимость фильтрации спектра КСС между ЧД и сте-
реодекодером J. Обычно используют фильтры с частотой среза около 90 кГц и
ла 10* С8 0,22
Рис. 7.16. Стерео декодер на ИС
МС1310Р
1 Эксперименты, проведенные в
ность применения такой фильтрации
свое время автором [26], показали полез-
и в системе с полярной модуляцией.
155
частотой бесконечного затухания 114 кГц. Как видно из рис. 7.17, применение
«фильтра позволяет в десятки раз снизить уровень помех от соседних радио-
станций.
В ключевых декодерах, выполненных на дискретных элементах, симметрия
полупериодных коммутирующих импульсов обычно бывает невысокой, поэтому в
них могут возникать помехи и на чет-
ных гармониках поднесущей. Послед*
ний случай сильно может проявиться
в условиях США, где эксплуатирует-
ся дополнительный канал уплотнения
(61 ...73 кГц), так называемый SCA
(«subsidiary communications authori-
zation»), использующий поднесущую
67 кГц для передачи музыкальных
программ по подписке. На входе де-
кодера необходимо устанавливать
фильтр, задерживающий сигналы ка-
нала SCA. Однако такой фильтр вно-
сит заметные фазовые искажения в
надзвуковую часть спектра КСС, что
вызывает ухудшение переходного за-
тухания на верхних частотах моду-
ляции. В интегральных стереодеко-
дерах строгая симметрия полупериод-
ных переключающих импульсов при-
?х, что позволяет обойтись без специ-
Рис. 7.17. Зависимость уровня звуковых
помех на выходе стерео декодер а от ча-
стоты входного сигнала
водит к подавлению рассматриваемых
ального фильтра подавления сигналов канала SCA.
Чтобы избежать комбинационных помех и свистов при записи стереопро-
граммы на. магнитофон, ключевые, в том числе интегральные стереодекодеры в
большинстве случаев дополняют ФНЧ на выходах каналов А и В. Желательно,
чтобы эти фильтры имели частоты бесконечного затухания 19 и 38 кГц.
Подавление ПТ с помощью ФНЧ неизбежно приводит к ухудшению АЧХ
каналов либо к неоправданному усложнению фильтров. Для обхода этой труд-
ности в стереодекодерах с ФАПЧ было предложено оригинальное решение [100]:
при декодировании на вход синхронного или ключевого детектора подают кроме
КСС также часть выделенного схемой ФАПЧ сигнала с частотой 19 кГц в про-
тивофазе с напряжением ПТ, содержащимся в спектре КСС. Таким образом
удается получить высокое подавление ПТ в спектре выходных сигналов (до
50 дБ и более) при сохранении высокой линейности АЧХ каналов.
8
Особенности квадрафонического радиоприема
□
8.1. СИСТЕМЫ КВАДРАФОНИЧЕСКОГО ВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ ЗВУКА
Двухканальная стереофония — простейшая из всех стереофонических систем,
и введение двухканального стереовещания является лишь первым, правда, наи-
более существенным шагом в сторону приближения к натуральному воспроизве-
дению звука. Поэтому вполне естественно, что позднее появились многочислен-
ные сообщения об исследованиях и разработках различных систем с тремя, че-
тырьмя и более (до восьми) каналами записи и воспроизведения звука. Среди
них наибольшее внимание привлекли системы четырехканального, так назы-
ваемого квадрафонического воспроизведения. При этом под квадрафонией стали
понимать не просто четырехканальную стереофонию, а систему воспроизведения,
при которой источники звука окружают слушателя со всех четырех сторон
(громкоговорители обычно устанавливают два спереди — левый передний Лп и
156
/правый передний Пп — и два сзади —левый задний Лз и правый задний Пз).
Оказалось, что квадрафония обладает преимуществами, которых не может
предоставить двух- и даже четырехканальная стереофония. В зависимости от
замысла звукорежиссера у слушателя можно воссоздать иллюзию акустиче-
ской атмосферы зала, наполнить помещение звуками не только по «фронту»,
но и по «тылу». Квадрафония позволяет воспроизвести эффект «окружающего»
звука, при котором источник звука может перемещаться, оказываясь вокруг,
спереди, сзади, сбоку и даже над головой слушателя. Слушатель оказывается
погруженным в звуки то весеннего леса, наполненного веселым щебетанием
птиц, то большого города с говором прохожих и неожиданно раздавшимся
где-то сзади скрипом тормозов, то в театральном зале среди приглушенно по-
кашливающих зрителей, а то непосредственно на сцене среди актеров или му-
зыкантов эстрадного оркестра.
Наиболее просто технические проблемы квадрафонии решаются при маг-
нитной записи. Для увеличения числа каналов до четырех здесь достаточно
пропорционально увеличить число дорожек на магнитной ленте (и соответствен-
но число усилителей записи и воспроизведения). Но уже в грамзаписи, а тем
более в радиовещании, переход к четырехканальной системе создает ряд слож-
ных технических проблем. Нельзя упускать из виду и высокую стоимость квад-
рафонической аппаратуры. Поэтому переход к квадрафонии неизбежно сопро-
вождается разработкой компромиссных вариантов, призванных в той или иной
мере упростить и удешевить квадрафоническую аппаратуру и облегчить ее
внедрение. Среди большого числа предложенных систем квадрафонии можно
выделить три группы [69].
Системы полной квадрафонии (системы 4-4-4). Эти системы иногда назы-
вают дискретными, имея в виду, что они обеспечивают практически независи-
мую передачу сигналов по четырем независимым линиям. Степень разделения
каналов в этих системах определяется лишь способом передачи сигналов и ка-
чеством аппаратуры. Дискретные системы позволяют наилучшим способом реа-
лизовать преимущества квадрафонии, но и требуют наибольших затрат на осу-
ществление.
Системы квазиквадрафонии или матричные (системы 4-2-4). В системах за-
писываются сигналы четырех каналов, но путем преобразований (матрицирова-
ния) создаются два сигнала для передачи по двум линиям связи. На выходе
после обратного преобразования восстанавливаются четыре канала. Вполне
очевидно, что при этом полного разделения каналов получить невозможно.
Поэтому матричные системы не позволяют полностью восстановить звуковую
картину, созданную звукорежиссером на передающей стороне. Существуют мне-
ния, что выигрыш в объемности звучания, даваемый матричными системами,
практически не намного выше, чем при рациональном дополнении двумя гром-
коговорителями традиционной системы [101]. Благодаря тому, что эти системы
не требуют существенного усложнения имеющейся аппаратуры, они находят при-
менение и имеют много сторонников [70, 102. ..106]. К матричным системам
следует отнести и системы 4-3-4, имеющие один дополнительный канал переда-
чи и потому дающие большее приближение к реальной звуковой картине.
Системы псевдоквадрафонии (системы 2-2-4). В них применяются двухка-
нальная запись и две линии связи, но четыре воспроизводящих канала. Эти
системы не требуют какой-либо дополнительной звукозаписывающей и передаю-
щей аппаратуры, но и выигрыш в объемности звучания, который они дают,
оказывается ничтожным, а преимущества квадрафонии, связанные с возмож-
ностями круговой локализации звука, вообще теряются.
Рассмотрение достоинств и недостатков различных квадрафонических си-
стем не входит в задачу данной книги. Этому вопросу посвящено большое ко-
личество публикаций. Поэтому здесь мы кратко рассмотрим лишь наиболее пер-
спективные из них.
Из систем дискретной квадрафонии наибольшее признание получила система
квадрафонической грамзаписи СД-4, разработанная японским отделением фир-
мы «Victor». Автор этой системы Иноуэ получил «Техническую премию» на
седьмом музыкальном фестивале в Монтрё (Швейцария). Система демонстриро-
валась на международной выставке «Связь-75» в Москве и была с интересом
встречена посетителями и специалистами. Система утверждена в качестве стан-
157
дартной в Японии и США [71]. Свое название она получила от английских слов
compatibility (совместимость) и discrete (дискретность). В этой системе на каж-
дой стороне звуковой канавки грампластинки записывается сложный сигнал,
содержащий звуковую и надзвуковую части. Звуковая часть спектра каждого
из этих сигналов представляет собой сумму сигналов двух левых (иЛп+ид3)
или соответственно двух правых (мПп+ипз ) каналов.
Надзвуковые составляющие спектров представляют собой несущую 30 кГц,
модулированную по частоте разностью тех же сигналов (мЛп —иЛз) или
(иПп—и Пз) . Суммарный спектр сигналов, записанных на каждой стороне ка-
навки, занимает диапазон частот 20.. .45 000 Гц. Обычный стереофонический
проигрыватель при проигрывании такой квадразаписи воспроизводит только
звуковые части спектров: (^Лп+аЛз) по левому каналу и (иПи Н"апз ) по
правому, монопроигрыватель воспроизводит сумму четырех сигналов (^Лп +
+ “лз+wnnТаким образом, достигается полная совместимость с систе-
мами стереофонической и монофонической грамзаписи.
Для воспроизведения надзвуковой части спектра в квадрафонических про-
игрывателях устанавливается специальная эллиптическая игла типа «Шибата>,
названная так по имени ее разработчика, а также квадрадекодер, преобразую-
щий надзвуковые ЧМ сигналы в НЧ разностные сигналы с последующим вы-
делением путем матрицирования сигналов ^Лп, иЛз, иПи и иПз. Система
обеспечивает переходные затухания 25 дБ между левыми и правыми каналами
и 20 дБ между передними и задними [107].
Из систем матричной квадрафонии получили наибольшее распространение
системы SQ и QS [70]. Структурная схема обеих систем содержит кодирующее
устройство КУ, преобразующее по определенному закону четыре первоначаль-
ных сигнала в два сложных сигнала, передаваемых по линиям А и В (рис. 8.1).
Рис. 8.1. Структурные схемы матричных квадрасистем
QS (а) и SQ (б)
На приемной стороне декодирующее устройство ДУ преобразует принятые
сигналы и а и ив в четыре сигнала: нЛп, нЛз, иПп и ^Пз, которые затем под-
водятся к соответствующим фронтальным и тыловым громкоговорителям. Для
улучшения локализации кажущихся источников звука сигналы перед матрици-
рованием и после него в кодирующих и декодирующих устройствах пропуска-
ются через широкополосные фазовращатели <р, осуществляющие во всем рабочем
спектре частот фазовый сдвиг 90°. Системы различаются местом включения фа-
158
зовращателей и коэффициентами матрицирования.
Обозначив ил1 и ип1 —левый и правый фронтальные сигналы, «л8
яП2 — левый и правый тыловые, получим уравнения кодирования:
в системе QS
иА — ил1 4“ i Чл2 4“ 0 (wni * unz) > 1
ив = wni 4“ i ип2 4“ (V2 — 1) (ил1 — i ыл2); j
в системе SQ
j 1
иА — ил1-“ j/y WjI2+ |<2 Wn2>
, i 1
«B = wni4- "p=- «па — -у=~им-
Уравнения декодирования:
в системе QS
^Лп = иА 4“ (/2 ~ 0 ив = ил1 4“ ип1 4- ^=- «ла,
ипп = ив + (^ “1)"Л='^^14-«П1--’У=- «П2,
пЛз = * ^иА — (V2 = ил14" Чиа 4" -^2 Uait
мПз = 1 ^иА 0 иВ^ = ttnl+ у2 Ujl2 Wn2’
в системе SQ
i , 1
иЛп~иА~ ит~ у “л» + |<2 и"2’
i 1
“пп ~ иВ — “П1 + yg- «П2 — -у=- «Л2.
“лэ = у2 UA ~ = Um + Ujli ~ Uai’
1 i 1
“пз= |<2 (“л—1Ив) = “П2 — У2 “п^ + “уу’“л1.
(8.1)
(8.2)
(8.3)
(8.4)
Из уравнений видно, что ни одна из систем не обеспечивает полного разделе-
ния каналов. В системе QS обеспечиваются полное разделение только диаго-
нально противоположных каналов и равенство уровней мешающих сигналов,
излучаемых смежными по отношению к основному громкоговорителями. При
этом переходные помехи в смежных каналах имеют уровень — 3 дБ, если сиг-
нал передается по одному из каналов, и —4,6...—7,65 дБ, если модуляция осу-
ществляется в двух смежных каналах.
В системе SQ обеспечивается полное разделение левых и правых каналов,
но зато разделение передних и задних каналов составляет 3 дБ, если сигнал
передается по одному из каналов, и равно нулю при наличии модуляции в двух
каналах. Экспериментальное исследование особенностей локализации кажущихся
источников звука в системах SQ и QS показало [70], что при использовании
системы QS наблюдается уверенная локализация переднего и заднего централь-
ных звуковых образцов, причем величина фактически воспринимаемой передней
базы оказывается уменьшенной в 2 раза, а задней базы — на 30% по сравнению
159
с действительными размерами. Локализация боковых звуковых образов ока-
зывается очень неуверенной. Система SQ, наоборот, обеспечивает уверенную и
четкую локализацию угловых кажущихся источников звука, но в ней невозмож-
на локализация в центрах баз передней и задней пар громкоговорителей. Так
как в этом случае разделение передних и задних каналов равно нулю, то
кажущийся источник звука локализуется в центре симметрии акустической си-
стемы над головой слушателя. Указанные недостатки обеих систем частично
устраняют введением в декодирующее устройство схемы управления усилением
каналов воспроизведения звука, однако эта схема оказывается малоэффективной
при наличии сигнала одновременно в нескольких каналах.
8.2. ПРИНЦИПЫ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА КВАДРАФОНИЧЕСКИХ
РАДИОСИГНАЛОВ
Квадрафоническое радиовещание во многом повторяет путь, проделанный
стереофонией. Вначале началось опытное квадравещание через два стереофони-
ческих передатчика (1969 г., Нью-Йорк) с целью ознакомления радиослушате-
лей с преимуществами квадрафонии. Затем стали поступать предложения по
организации квадрафонических передач на одной несущей частоте. При этом
наметились две тенденции. Первая из них сводилась к передаче квадрафо-
нических программ матричным способом через обычный стереофонический пере-
датчик (система 4-2-4). Этот способ, как мы видели, не может обеспечить вы-
сококачественную передачу квадрафонической информации, однако он не требу-
ет разработки специальной радиопередающей аппаратуры. Недостатком способа
является также плохая совместимость с обычным стереоприемом. Из уравнений
(8.1) и (8.2) легко видеть, что сигналы иА и ив, принимаемые стереофониче-
ским приемником, несут информацию о всех четырех квадраканалах каждый,
что ведет к существенному ухудшению разделения стереоканалов. Моноприем-
ники в этом случае воспринимают сигнал (ua + ^b), также заметно отличаю-
щийся от обычного монофонического. Эти недостатки явились причиной того,
что матричное квадравещание не получило широкого распространения. Основ-
ные усилия разработчиков сосредоточились на втором направлении: разработке
дискретных систем передачи квадрафонических программ на одной несущей
частоте. Наиболее перспективной из предложенных за рубежом систем является
система Доррена. По этой системе в США уже несколько ,лет ведется опытное
вещание, и, по всей видимости, она будет утверждена в качестве официальной.
Комплексный квадрасигнал (ККС) в этой системе описывается выражением
ПККС— 0,5 ( иА + ив) + «пт sin 0,5 со01/2 + 0,5 ( иА — пв) sin<о0t +
+ 0,5 ( ис — uD) cos (о01 + 0,5 ( ис 4- Up) sin 2 coo/, (8.5)
где
Ыл = «лп + илэ; “В = ыпп + “пз; I (8 6)
“с = “лп-“л3; ЫХ> = “пп-“пз. I
Первые три слагаемых выражения (8.5) представляют собой обычный КСС
системы ПТ. Два дополнительных слагаемых описывают сигналы, служащие
для передачи собственно квадраинформации.
Сумма сигналов ис и uD передается путем балансной модуляции второй
поднесущей (по частоте, вдвое превышающей первую). Разность этих сигналов
(ис—uD) передается на первой поднесущей в квадратуре с надзвуковой частью
КСС (рис. 8.2).
Монофонический приемник примет только НЧ часть спектра:
им = 0,5 ( иА + ив) = °,5 ( иЛа + иЛз + иПп + “пз). (8-7)
и, таким образом, обеспечивается полная совместимость с моноприемом.
При стереофоническом радиоприеме совместимость может быть получена
только в декодерах на перемножителях или в ключевых схемах, работающих
на полупериодных импульсах, спектр последовательности которых не содержит
160
второй гармоники поднесущей. Последнее требование является необходимым
условием отсутствия переноса информации со второй поднесущей. Условием от-
сутствия помех со стороны квадратурной составляющей сигнала на первой под-
несущей является строгая привязка фазы переключающих импульсов в стерео-
декодере к фазе ПТ. Невыполнение этого условия приведет не только к возник-
новению переходных помех, но и к появлению нелинейных искажений в раз-
ностном тракте. По этой же причине система не является совместимой, если
I--------и L_^4gs
UA+UB
1 .г~------1-! —I I Li , л.
о af^2 \ “о / \Ч/ * sut
tfrsin-Л- (uA-ug)sln Uot 2b>0t
Рис. 8.2. Спектр KKC в системе Доррена
декодирование в стереоприемнике осуществляется по методам с разделением
спектров или полярного детектирования.
В квадрафоническом приемнике разделение каналов осуществляется с по-
мощью синхронных детекторов:
«1 = WKCC• 1 = 0,5 ( + надзвуковые частоты;
и2 = uj^cc• 2 sin G)o t = 0,5 ( uA — + надзвуковые частоты;
u3 = ^ксс• 2 sin2 ©о = 0,5 ( + uD) + надзвуковые частоты; ^*8)
«4 — WKCC- 2 cos соо t = 0,5 ( ис — uD) + надзвуковые частоты
и последующего матрицирования:
2 5ln = (“1 + + («3 + «4); 2w = (wx — и2) + (и3 — w4); 1
> (8 9)
2unn=(ui + u^~(U3 + uJ'> 2un3 = (ui — uz) — (u3 — uJ. I
Возможны и другие методы декодирования.
Покажем для примера возможность применения метода временного разде-
ления каналов. Подадим ККС на электронный коммутатор, подключающий по-
очередно четыре канала и управляемый импульсами, следующими через четверть
периода поднесущей в моменты времени, соответствующие значениям 2<о0/,
равным (26—1)л/2. Подставляя в (8.5) значения и 2оо^ при &=1, 2, 3, 4,
найдем НЧ составляющие напряжения в соответствующих каналах (с точностью
до постоянного множителя):
«1 = 0,5 (иА + ив) + 0,25 /2 (иА - ив) + 0,25 /2 ( ис - -|- 0,5 (ис + «о);
и2 = 0,5 ( иА + ив} -|- 0,25 У2(иА ив) 0,25 У2 (Uq — 0,5 ( -f- иву
и9 = 0,5 (иА+ ив)~ 0,25 }^2 (ил — ив) — 0,25 У 2 (ис — Ид) -|- 0,5 (uc + uDy
ui = 0,5 ( иА + ив) — 0,25 /2 ( иА — ив) -|- 0,25 /2 ( ис - uD) — 0,5 ( ис + uD).
(8.10)
Далее осуществляем матрицирование:
4“лп = (“1 + “з) + /^(«i — “з); 4“Лз = (“1 + “з) — /2“(«х — “з);
_ (8-И)
4иПп = (“2 + “«) + V2 ("2 — “«); 4иПз = («2 + «4) — V2 (u2 — uj.
6—59 161
К недостаткам системы Доррена в американских условиях следует отнести
ее полную несовместимость с системой SCA (см. с. 156) из-за перекрытия спек-
тров модулирующих частот.
Интересная система квадрафонического вещания разработана в Венгрии
[108]. В Будапеште по этой системе ведется опытное вещание. Система отно-
сится к матричным типам 4-3-4. Поэтому она не может дать полного разделения
исходных сигналов. Оригинальный выход из положения был найден в особом
методе расстановки микрофонов при записи. Вместо обычных каналов Ли, Лз,
Пп и Пз производится запись сигналов фронтального Ф, тылового Т и двух
боковых микрофонов — левого Л и правого П (рис. 8.3а). Полученные сигналы
Рис. 8.3. Принцип квадрафонического вещания по вен-
герской системе (а) и спектр ККС (6)
попарно подаются на вход электронного коммутатора. Коммутация сигналов
ил1ип и Цф/ит осуществляется с частотой 38 кГц двумя последовательностями
полупериодных импульсов, сдвинутых на четверть периода. В принципе, для
этой цели могут быть использованы два стереомодулятора, поднесущие которых
синхронизированы по частоте и сдвинуты по фазе на 90° (например, с помощью
ФАПЧ —см. с. 104). В результате получим на выходе модуляторов два колеба-
ния:
«1 = 0,5 («л + ап) + 0,5 («л — «п) sin ©о
«2 = 0,5 («ф + «т) + 0,5 («ф — «т) cos (о0/.
Комплексный квадрасигнал получают сложением этих двух колебаний с добав-
лением напряжений ПТ и поднесущей частоты:
WKKC = 0,5 (Ujl + ип + Иф + ит) + «пт sin (соо/2) t + 0,5 («л — un) sin соо * +
+ 0,5 («ф — wT)cos(D0/ + «(o0cosa)0Z. (8.12)
Сигнал поднесущей используется для индикации квадрарежима. Он передается
в квадратуре со второй гармоникой ПТ и занимает 5% максимальной девиа-
ции частоты.
Таким образом, для передачи информации в этой системе используются три
канала: М, S и Q (см. рис. 8.36). Соответствующие сигналы равны:
им = °’5 (“л + ип + «Ф + «т); “s = °,5 («л — «п); «Q = 0,5 («ф — пт).
162
В квадрафоническом приемнике после разделения и матрицирования этих
сигналов получим четыре отличающихся от исходных сигнала:
ЫЛп = °’5 ( UM + us + uq) = °-5 (“л + “ф);
^Лз = °-5 ( “м+ “$-“<?) = °’5 (“л + “т): (8.13)
“Пп = °’5 ( UM ~ US + uq) = °’5 <“п +
“пз = 0’5(“м — US~ uq) = °-5(“п + “т)-
Нормальный квадрафонический эффект достигается подачей этих сигналов на
четыре громкоговорителя, установленных традиционным способом (см. рис. 8.3а).
Так как НЧ часть спектра ККС содержит сумму четырех НЧ сигналов, то
достигается полная совместимость с монофоническим приемом.
При приеме квадрапередачи на стереоприемник, имеющий в разностном
тракте синхронный детектор, выделяются и преобразуются три первых слагае-
мых суммы (8.12). В результате на выходе стереоканалов получаем сигналы:
иА = (um + us) = ил + 0,5цф + 0,5ит; ив = (им—us) = ап + 0,5иф + 0,5ит. Сравнивая
эти выражения с (8.13), получаем: ма = «Лп + ^Лз; = +мПз • Таким об-
разом, совместимость со стереоприемом обеспечивается. Однако при использо-
вании стереодекодеров других типов, как и в системе Доррена, условие совме-
стимости не выполняется.
В рассмотренной системе верхняя частота спектра модулирующих частот
остается такой же, как и при стереофоническом вещании. Это дает ряд суще-
ственных преимуществ по сравнению с системой Доррена: меньший уровень
шумов, возможность использования существующих передающих и приемных
стереотрактов без расширения полосы пропускания высокочастотных цепей, сов-
местимость с системой SCA.
Отечественным условиям стереовещания наилучшим образом отвечает си-
стема квадрафонического радиовещания, разработанная во ВНИИ радиовеща-
тельного приема и акустики имени А. С. Попова. В системе ВНИИРПА ком-
плексный квадрасигнал описывается выражением
WKKC — ' им +
i (2соо t + <p2tOo) i (2(i)0 Н-Л/2+<р2(Оо)
+ UC e + UD e
(8.14)
Его спектр отличается от спектра КСС наличием дополнительной надзвуковой
области (47,5.. .77,5 кГц), в которой передаются два сложенных в квадратуре
балансномодулированных колебания. Первое из этих колебаний является про-
дуктом модуляции частоты 62,5 кГц разностью левых фронтального «Лп и
тылового иЛз сигналов, другое - правых и Пп и аПз. Амплитуды и начальная
фаза квадратурных составляющих, в принципе, могут быть выбраны произволь-
но, но должны быть стандартизированы.
Первые два участка спектра ККС представляют собой обычный комплексный
стереосигнал (рис. 8.4а), что позволяет обеспечить совместимость с монофониче-
ским и стереофоническим радиоприемом. Однако в приемниках с полярным де-
тектором последний должен быть защищен по входу ФНЧ с полосой пропуска-
ния 0.. .46,25 кГц, задерживающим квадратурные составляющие спектра ККС.
При отсутствии такого ФНЧ неискаженный прием может быть обеспечен, как
и в предыдущих квадрасистемах, в стереоприемниках со стереодекодером на
перемножителях или ключевым, управляемым полупериодными импульсами. Но
в отличие от ранее рассмотренных систем, в данной системе возможен сов-
местимый стереоприем также на суммарно-разностные стереодекодеры, содер-
жащие перед AM детектором полосовой фильтр. Это очень важно, так как такие
декодеры получили в нашей стране чрезвычайно широкое распространение. В
6* 163
ключевых стереодекодерах, управляемых узкими импульсами, тоже обеспечи-
вается совместимый стереоприем, однако при приеме квадрапередач в них наб-
людается ухудшенное разделение каналов. Величина переходных помех со сто-
роны квадратурных составляющих ККС зависит от уровня последних.
Рис. 8.4. Спектр ККС в системе ВНИИРПА (я) и век-
торная диаграмма квадратурной составляющей (б)
Будем считать, как и при стереоприеме, что в случае наличия сигнала толь-
ко в одном из каналов его мощность распределяется поровну между всеми
участками спектра комплексного сигнала. В этом случае должно выполняться
условие
= = (8-15)
где Uq — амплитуда квадратурной составляющей спектра ККС. Полагая, как
и раньше,
UA = ыЛп + “лз> “В = “пп + «Пз. <8Л6)
с учетом (8.15), (1.2) и (1.3), получим исходные соотношения для уровней,
сигналов в каналах отечественной системы квадрафонического радиовещания:’
им = 0>5 (“лп + илз + “пп + ыпз); “s = 0.5 («Лп + иЛз - иПп- иПз);
“с=°’5(“лп-ылэ); ыо = °-5(ыпп-ыпз). <8-17)
Оценим величину переходных помех при приеме ККС на ключевой стереодекодер,
работающий узкими импульсами.
На основании (8.14) можем написать выражение для сигнала ККС с вос-
становленной первой поднесущей, поступающего на вход детектора (назовем
его квадрамодулированным колебанием — КМК):
“кмк = им + С1 + us)cos “0 z + UC cos (2 “оz + ф2й>0) +
+ udcos(2 (001 + ф2Ш1) + л/2). (8.18)
164
Звуковая составляющая напряжения на выходе ключевого детектора может
быть определена интегрированием в пределах длительности отпирающего им-
пульса:
+“«ти/2
1 (* '
“вых = 2я J “кмк d (“° ~
—°«ти/2
% ти
2л*
sincoorH/2 sina)oTH
44 И с ~ 44
^и/2 ®0 *и
cos Ф2(£»о “Ь
+ “О cos (<р2И(к + л/2)1. (8.19)
Ми J
В выражении (8.19) опущена постоянная составляющая. Из оставшихся
слагаемых первые два члена представляют собой полезный стереосигнал (см.
с. 62). Два других члена характеризуют помеху от квадратурной составляющей
ККС. Как и ожидалось, уровень помехи равен нулю, если длительность пере-
ключающих импульсов равна половине периода поднесущей ((йоТн=л). При
уменьшении длительности стробирующих импульсов уровень помехи растет, до-
стигая наибольшего значения при сооТи->0 (lim sin (Ооти|о)оти| _>о =1). При
этом интересно отметить, что максимальный уровень помех зависит от значения
начальной фазы ф2(Оо квадратурных составляющих: при ф2(0 помехи из
канала С достигают наибольшей величины, в то время как помехи канала D
отсутствуют. При <Р2(оо = =Ьл/2, наоборот, уровень помех из канала С умень-
шается до нуля, но зато достигают максимального уровня помехи канала D.
Отсюда следует, что целесообразнее всего угол ф;2аэ выбирать так, чтобы ка-
налы С и D были равноценными. Таких значений всего два: —45° и +135°. Из
дальнейшего будет видно, что первое значение предпочтительнее, так как обе-
спечивает лучшее разделение передних каналов, несущих основную информа-
ционную нагрузку. Итак, положим ф =—45°. Векторная диаграмма квадратур-
ной составляющей ККС в этом случае будет иметь вид, изображенный на
рис. 8.46. Из (8.19) находим
®оТи Г , sinco0rH/2 1 sinco0T„
ВЫХ~ 2л r^ + “s^T+ /2 +
(8.19а)
Следовательно, при выбранных значениях <ф!2 наиболее опасным с точки зре-
ния помехоустойчивости является случай, когда Uc = Ud, однако при этом долж-
но выполняться условие ит =—и$, что практически маловероятно. Полагая, что
в стереодекодере предусмотрена коррекция переходных затуханий, т. е.
its (sin сооТи/2/(Ооти/2) =инапьшем на основании формулы (8.19а) выражение
для переходного затухания между каналами в стереодекодере:
₽=20 1g
2им+ у 2 (Uc + Ud)
sin (оо ти
^0
sin со0 ти
CDq ти
(8.20)
1
7Г(ыс+“о)
Это выражение может быть использовано и для расчета переходных помех в
схемах с удлинением импульсов.
Для наиболее тяжелого случая, когда ю0ти<л/2, формула (8.20) может
быть упрощена:
2“м + Д/у (ис + “d)
Р « 20 1g-----—v----------------. (8.20а)
(“с + “д)
165
При модуляции в одном из передних каналов, например Лп, имеем им — ис,
uD=0 и p„«201g(2/2+1) = 11,6 дБ.
При модуляции в одном из тыловых каналов
Рз«2О lg(2T/2 — 1) = 5,4 дБ.
Если бы выше было выбрано (р2с0о = +135°, то значения рп и р3 поменялись
бы местами.
Остановимся кратко на основных особенностях системы квадрафонического
радиовещания. Ширина спектра квадрафонической радиопередачи определена в
[72]. Показано, что при наличии сигнала лишь в одном из квадраканалов ши-
рина спектра не увеличивается по сравнению с аналогичным случаем при стерео-
передаче (при ЕМОд = 10 кГц полоса составляет 105 и 120 кГц соответственно).
Это объясняется тем, что при переходе на квадравещание спектр модуляции
усложняется, добавляются новые частоты, а общая максимальная девиация
остается прежней. Поэтому индексы модуляции уменьшаются и спектр излуче-
ния становится более компактным в области частот возле несущей. В более
сложных случаях модуляции спектр квадрапередачи может быть и шире спектра
стереопередачи. Так, при противофазной односторонней модуляции в каналах
(например, иЛп=—иЛз, иПп =0) ширина спектра квадрапередачи со-
ставит 207,5 кГц, т. е. расширится почти вдвое по сравнению с предыдущим
случаем. При реальных радиовещательных сигналах ширина полосы спектра
квадрафонической передачи при мощности внеполосного излучения 1% состав-
ляет примерно 145 кГц. При моно- и стереопередаче рассчитанные аналогичным
образом полосы равны 104 и 125 кГц [8]. Таким образом, реальный спектр
квадрапередачи оказывается примерно на 15% шире спектра стереопередачи.
Ухудшение шумовых свойств при переходе на квадравещание рассчитано в
[73]. Полечена величина ухудшения отношения сигнал/шум по сравнению со
стереорежимом 6,5 дБ. Если учесть, что расчетное ухудшение этого отношения
при переходе с моноприема на стереоприем составило 24,7 дБ, то видно, что
переход к квадраприему относительно мало влияет на дальнейшее ухудшение
отношения сигнал/шум. Практически при квадрапередаче увеличение уровня
шумов наблюдается лишь при самых слабых сигналах на входе приемника. При
больших сигналах (свыше 100 мкВ) уровень шумов на выходе почти одинаков
при любом виде радиоприема.
Вопрос о необходимых нормах защиты от мешающего действия соседних
станций также рассмотрен в [73]. Приведены результаты расчета защитных от-
ношений, выполненного на ЭВМ. Показано, что переход к квадрафоническому
вещанию приводит к дополнительному увеличению необходимых защитных от-
ношений, особенно при расстройках около 80 кГц. Однако при переходе от сте-
рео- к квадрарежиму ухудшение защитных отношений заметно меньше, чем при
переходе от моно- к стереоприему.
Описанная система квадрафонического радиовещания демонстрировалась в
советском павильоне Международной выставки «Связь-75». По этой системе
ведется опытное квадрафоническое радиовещание в Ленинграде и Таллине. Пе-
редачи ведутся через обычные стереопередатчики с широкополосным возбудите-
лем, снабженные модулятором квадрафонического сигнала. Однако полоса пропу-
скания контуров утроителей и мощных каскадов передатчика расширена для улуч-
шения линейности частотной характеристики со входа модуляции в пределах
спектра ККС.
Квадрафонический модулятор для экспериментального вещания был собран
из блоков серийного стереомодулятора МОД-12. Благодаря упрощению и ча-
стичной модернизации принципиальной схемы, в которой, в частности, исключен
термостатированный контур подавления поднесущей, удалось сократить объем
квадрамодулятора и разместить все узлы в корпусе МОД-12. Структурная схе-
ма квадрамодуля!ора (рис. 8.5а) содержит матричный блок МБ, блок форми-
рования стереосигнала БФ1 с низкочастотным фильтром ФНЧ1 и усилителем
У/, удвоитель частоты «Х2», фазовращатель Ф, блоки формирования балансно-
модулированных колебаний БФ2 и БФЗ с фильтрами ФНЧ2 и ФНЧЗ, схему
сложения (СС), широкополосный фильтр ФНЧ4, выходной усилитель У2, блоки
питания БП1 и БП2. Для удобства контроля качества ККС и наблюдения от-
166
дельных частей его спектра введены кнопки S/.. .S4. Четыре входных сигнала
с линии поступают на согласующие трансформаторы матричного блока, с выхо-
да которого снимаются два суммарных и два разностных сигнала.
Рис. 8.5. Структурная схема квадрамодулятора (а) и схе-
ма фазовращателя (б)
Суммарные сигналы иА =0,5 (и Лп+уЛз) и ив = 0,5(«Пп+нПз) поступают,
как обычно, на блок формирования стереосигнала БФ1 и далее через фильтр
ФНЧ1 и выходной усилитель У/ на схему сложения СС.
В качестве блоков формирования и выходного усилителя использованы
блоки ИЦ2.035.002 и ИЦ2.032.431 стереомодулятора МОД-12 [74]. При этом в
блок формирования дополнительно введены две НЧ корректирующие /?С-цепи,
ослабляющие в е = 5 раз нижние частоты в спектре сигналов иА и ив.
В выходном усилителе У/ введена корректирующая НЧ цепь, на выходе
которой получается обычный КСС. Принцип формирования КСС указанным
способом описан на с. 200.
С выхода усилителя У/ КСС через цепь коммутации (55), назначение ко-
торой рассмотрено на с. 209, поступает на вход схемы сложения СС. На другие
входы СС приходят два балансномодулированных колебания (БМК1 и БМК2),
сдвинутые по фазе на 90° и образующие квадратурную составляющую спектра
167
Для получения этих колебаний используются два блока формирования,
БФ2 и БФЗ, выполненные на базе того же блока ИЦ2.035.002, причем из схемы
блоков исключен кварцевый резонатор на частоту 31,25 кГц, а генератор под-
несущей преобразован в усилитель управляющих сигналов с частотой 2wo. Так
как верхняя частота сигналов на выходе этих блоков составляет 77,5 кГц, то
фильтры ФНЧ2 и ФНЧЗ с полосой пропускания 0.. .46,25 кГц из трактов БМК
перенесены для сохранения равного с трактом КСС времени прохождения в
тракты НЧ сигналов ис = 0,5( иЛп—и Лз) и мп = 0,5(«Пп—и^).
Переключающие напряжения с частотой 2со0 формируются путем удвоения
по частоте сигнала поднесущей, снимаемого с платы БФ1. Схема удвоителя
содержит фазоинвертор, двухтактный детектор, пару связанных контуров с кри-
тической связью, обеспечивающей максимальную стабильность фазы колебания,
и эмиттерный повторитель.
Для выбора начальной фазы БМД на этапе макетирования в тракт частоты
2(о0 введен серийно выпускаемый фазовращатель ИФ-118, позволяющий изменять
фазу управляющего напряжения в пределах 0.. .360°. Для поддержания постоян-
ного фазового сдвига 90° между двумя БМК на выходе фазовращателя рас-
положен фазоинвертор с фазосдвигающей цепью (рис. 8.56). Точная установка
фазового сдвига 90° осуществляется переменным резистором R8.
С выходов блоков формирования колебания БМК1, БМК2 и ККС поступа-
ют на схему СС и через широкополосный фильтр ФНЧ4 и усилитель У2 на вы-
ход схемы. Усилителем У 2 служит плата усилителя ИЦ2.032.431 модулятора
МОД-12. При этом контур подавления поднесущей с платы, естественно, исклю-
чен.
8.3. ДЕКОДЕРЫ КВАДРАФОНИЧЕСКОГО СИГНАЛА
На стадии экспериментальных работ для декодирования ККС использо-
вался метод с разделением спектра как наиболее простой. При этом декодер в
качестве составной части включал в себя отдельную плату со стереодекодером
типа, примененного в тюнере «Ласпи-001-стерео». Дополнительные элементы
квадрадекодера смонтированы на отдельной плате (рис. 8.6). Комплексный квад-
Рис. 8.6. Структурная схема суммарно-разностного квад-
радекодера
расигнал поступает на входы стереодекодера и ПФ квадратурной составляю-
щей. С выходов стереодекодера СД снимают сигналы иА и и в и сигнал подне-
сущей частоты (Do. Сигналы иА и ив поступают на матрицу ДМ, a cprIJa-J
поднесущей — на усилитель-ограничитель (УО) для устранения паразитной AM
168
нижними частотами разностного сигнала us. С ограничителя сигнал через фильтр
ПФ1, подавляющий высшие гармоники поднесущей, поступает на удвоитель
частоты «Х2». С выхода последнего сигнал частоты 2(о0 через еще один поло-
совой фильтр ПФ2 и фазовращатель Ф подается на электронные ключи ЭК1
и ЭК2. Сюда же через широкополосный полосовой фильтр ПФЗ подводятся
сложенные в квадратуре составляющие БМК1 и БМК2 спектра ККС.
При соответствующей начальной фазе управляющих напряжений с выхода
электронных ключей снимаются сигналы ±«с и ±Ud. Эти сигналы подаются на
декодирующую матрицу ДМ. В результате сложения с поступающими от СД
сигналами иА и ив на выходе ДМ образуются четыре самостоятельных сигнала:
иЛп’ иЛз’ иПп и ипз« ЧеРез ФИЛЬТРЫ ФНЧ с частотой среза 15 кГц эти сигна-
лы поступают на выход схемы.
Полная электрическая схема квадрадекодера изображена на рис. 8.7. В ней
усилитель-ограничитель поднесущей выполнен на транзисторе VI и микросхеме
Э1У удвоитель частоты — на транзисторе V3 и диодах V4y V5y полосовые филь-
тры ПФ1 и ПФ2 — на парах связанных контуров (катушки Lly L2 и L3y L4
соответственно) с критической связью для обеспечения стабильности фазы пе-
реключающих напряжений.
Фазовый сдвиг 90° между двумя переключающими сигналами обеспечивает-
ся путем сдвига одного из них на +45°, а другого — на —45° с помощью RC-це-
пей (С29, С32 и R35.. .R41). При необходимости дополнительный фазовый сдвиг
может быть получен также путем небольшой расстройки контуров L6C35 и
L7C36 относительно частоты 2(о0.
Электронные ключи для синхронного детектирования выполнены на диодных
кольцевых схемах (V10. ..V17)-, схема сложения — на резисторах R52 R67\
полосовой фильтр ПФЗ квадратурной составляющей спектра КСС — в виде низ-
кодобротного (Q»9,8) резонансного контура L5C22. Через эмиттерный повто-
ритель V5 и разделительный конденсатор СЗЗ выход ПФЗ соединяется со сред-
ними точками выходных обмоток L6 и L7 переключающих трансформаторов
электронных ключей. Для коммутации режимов работы («моно»-«стерео»-«квад-
ра») в схеме предусмотрены выводы с базы фазоинвертора V3 и упомянутых
средних точек обмоток L6 и L8 (переключатели S1 и S2). В виде отдельных
плат выполнены выходные фильтры ФНЧ (на рис. 8.7 блок фильтров обведен
тонкой линией) и индикатор режима работы передающей станции (квадраинди-
катор И на рис. 8.6). О работе квадраиндикатора будет рассказано в следующей
главе.
Описанный метод декодирования не является единственно возможным. По-
кажем возможность непосредственного использования ключевого метода деко-
дирования, как это было сделано в § 8.2 применительно к системе Доррена.
Подадим КМК на электронный коммутатор, подключающий поочередно восемь
выходов и управляемый узкими импульсами, имеющими частоту повторения
8(Оо и появляющимися в моменты времени, соответствующие значениям W,
равным &л/4. Подставляя &=1...8 в выражения (8.18), найдем на выходах ком-
мутатора:
ui ~ UM + 0>5]/r2u5 + 0,5 У2 ис 0,5 }^2
w2 = 0,5 ~\/2 Uq — 0,5 2 и;
«з = «м —0,51/2us —0,5 К2ис + 0,5У2ий;
“4 = «Л1 —“з + °>5 V2“c + °'5 Г2ип;
“5 = иМ — °-5 V%us + °-5 V2 uc — 0,5 VFud;
ио = им — °,5 1/2 ис — 0,51/2ud;
= “м + °-5 V2us — 0,51/2 ис + 0,51/2ио;
= us 0,51/2 Uq -|- 0,5"|/2 Uq. ।
7—59
169
170
ВходВ Вход к +Unum
Рис. 8.7. Принципиальная электрическая схема квадрадекодера
Далее разделение сигналов может быть произведено путем матрицирования
по формулам:
4 = ^2" — 1) + «4 + “8 + “1 — «3;
4 V2 “пп = ("|/2—1) + и4 + иа— + и3; (8 22)
4 "р 2 иЛз = С|/2 — 1) им + и2 4- нб — «5 + и?;
4/|/2 иПз — ("|/2 — 0 и-м + м2 + иб + иь ит-
В качестве суммарного сигнала им может быть использован входной ККС.
Структурная схема декодера, работающего на этом принципе, приведена на
рис. 8.8а. Входной ККС поступает на восстановитель поднесущей ВП, с выхода
которого восстановленное КМК попадает на вход электронного коммутатора
ЭК. Электронный коммутатор переключается прямоугольными импульсами, фор-
мируемыми генератором импульсов, управляемым сигналом поднесущей, выде-
ленной узлом ВП. Сигналы, выделенные электронным коммутатором, поступают
совместно с частью входного ККС на декодирующую матрицу ДЛ4, на выходе
которой образуются четыре квадрафонических сигнала. Этот способ декодирова-
ния более сложен по сравнению с предыдущим, однако он не требует филь-
тров. Для практической реализации более удобным представляется метод деко-
дирования на интегральных аналоговых перемножителях. В схеме, приведенной
на рис. 8.86, с помощью генераторов Г1, Г2 и фазорасщепителя <р формируются
три управляющих сигнала: i/i = cos(Oo^, «2 = cos(2g)o^—45°), w3 = cos(2(Oo?4-450)t
Рис. 8.8. Структурные схемы ключевого квадрадекодера
(а) и квадрадекодера на аналоговых перемножителях
поступающих на соответствующие перемножители напряжений. В качестве
управляющего напряжения в первом перемножителе П1 используется восстанов-
ленное КМК: «kmkCos cdo£ = O,5(1 +us) +надзвуковые частоты. Во втором П2 и
третьем ПЗ перемножителях в качестве управляющего может быть применено
напряжение входного ККС: нккс cos (2cW—45°) = 0,5uc + надзвуковые частоты,
ukkccos(2(о0/+45°) = 0,5«d4-надзвуковые частоты. Выходные напряжения перем-
ножителей преобразуются с помощью декодирующей матрицы в сигналы четы-
рех квадраканалов: Лп, Лз, Пп и Пз.
Вместо генераторов Г1 и Г2 могут быть применены избирательные усилите-
ли с ограничителем и удвоителем частоты.
7* ' 171
Вместо аналоговых перемножителей в интегральных квадрадекодерах мо-
гут использоваться синхронные детекторы, управляемые последовательностями
прямоугольных импульсов. Основные схемные решения подобных декодеров бу-
дут аналогичны изложенным ранее, при описании схем стереодекодеров. Для
формирования управляющих напряжений может быть применена схема ФАПЧ.
С ее помощью, в частности, легко можно получить фиксированный фазовый
сдвиг 90° между и2 и и3.
8.4. ТРЕБОВАНИЯ К ВЧ ТРАКТУ ПРИЕМНИКА
При переходе к квадрафоническому радиовещанию диапазон модулирующих
частот, как мы видели, расширяется с 46,25 до 77,5 кГц, т. е. примерно на две
пятых. Это приводит к ухудшению помехозащищенности тракта, увеличению
уровня шумов, возрастанию нелинейных, особенно комбинационных [75, 76],
искажений. Поэтому в квадрафоническом радиоприемнике должен быть исполь-
зован ВЧ тракт самого высокого класса. Особые требования должны предъяв-
ляться к линейности группового тракта, подавлению паразитной AM, стабильно-
сти АЧХ и ФЧХ. Более серьезное внимание при квадрафоническом радиоприеме
должно обращаться на пространственную избирательность приемной антенны, на
подавление помех от многолучевого распространения радиоволн.
Спектр частот квадрафонической радиопередачи, как выше отмечалось, за-
нимает полосу примерно на 15% шире, чем при стереофоническом вещании.
Поэтому полоса пропускания тракта ПЧ должна быть расширена, по крайней
мере, настолько же. Дальнейшее расширение полосы часто бывает нежелательно
цз-за ухудшения помехозащищенности тракта. Вместе с тем, для сохранения до-
статочно высоких переходных затуханий полосу частот следовало бы расширить,
по крайней мере, пропорционально расширению диапазона модулирующих частот,
т. е. не менее чем на 60. ..70%. Так как это условие не выполняется, то прихо-
дится мирйться с усилением зависимости переходного затухания от формы и
стабильности АЧХ и ФЧХ высокочастотного тракта.
Связь переходного затухания с АЧХ и ФЧХ группового тракта можно уста-
новить на основе следующих рассуждений. При наличии модуляции в одном из
квадраканалов, например в канале Лп, и паузы в других каналах мощность пе-
редаваемого сигнала распределяется поровну между каналами М, S и С (см.
с. 164). Соответственно на передающей стороне наблюдается равенство напря-
жений в этих каналах: им = us = uc = и, uD = 0.
После прохождения ЧМ сигнала через приемный тракт будем иметь
us^u(l-8yay, uc«zz(l-6y2(Oo). 8.23)
Кроме того, вектор квадратурной составляющей повернется на угол 6ф2сОо> что
приведет к появлению составляющей
UD & UC sin б <р2Шо « и 6 <р2Юо. (8.24>
Величина амплитудных и фазовых искажений может быть вычислена при кон-
кретных параметрах тракта по формулам гл. 6. В частности, полагая ЧД идеаль-
ным, можем считать:
6 Я^соо ~ ^2 (%/А ^пч)2’ ^2соо ^2 (2 (Оо/А
6 Ф2<оо » аз (2 ®о/А <опч)3. (8 • 25)
Значения коэффициентов Ь2 и а3 для различных схем тракта приведены в § 6.4.
После декодирования напряжения в каналах будут равны:
“лп « “м + “S + 2“с ~ 4“;
“лз “ UM + us- 2ис « “ (2 6 - б Уа„) = 3« д
“ппда“м-“з + 2“о»2“5ф2И<,; (’
un3^UM-uS-2uD » -2“ 6 Ф2<00. J
172
Отсюда находим выражения для переходных затуханий между каналами:
4 I 2 I
Рлп^Лз=20 *g36y^1 Пп=₽Лп-Пз =20 'gj д<р2<йо |• (8•27)
Если вычисленное по этим формулам переходное затухание не удовлетворя-
ет предъявляемым к приемнику требованиям, то должна быть произведена кор-
рекция переходного затухания в декодере или частотных характеристик группо-
вого тракта. Методы и схемы коррекции не отличаются от изложенных в § 6.7.
9
Схемы стереоиндикации и автоматического
переключения режима работы
□
9.1. НАЗНАЧЕНИЕ И ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ ТРЕБОВАНИЯ
Как известно, стереофоническое радиовещание обладает сов-
местимостью с обычным, монофоническим. Радиослушатель, име-
ющий стереоприемник, работающий в режиме моноприема, не
имеет возможности определить вид передачи. Да и при нажатой
кнопке «стерео», перестраивая приемник по диапазону, достаточ-
но трудно выявить на слух станцию, передающую стереопрограм-
му. В связи с этим стереофонический приемник должен иметь
схему индикации, позволяющую фиксировать настройку приемни-
ка на станцию, ведущую стереопередачу. Для индикации могут
быть использованы различные оптические устройства.
Основные требования, предъявляемые к стереоиндикатору
(СИ): низкая стоимость, достаточные чувствительность и помехо-
защищенность, крутой порог срабатывания. Вопрос стоимости
имеет важное значение в серийных стереоприемниках низших
классов. Требуемая чувствительность индикатора находится в тес-
ной связи с параметрами декодера и приемника в целом: инди-
катор должен загораться при определенном входном напряжении
стереодекодера, обеспечивающем его нормальную работу. Требо-
вание помехозащищенности сводится к отсутствию ложных сра-
батываний стереоиндикатора при любом спектре моносигнала как
при точной настройке на передающую станцию, так и при рас-
стройке приемника, а также в случае помех.
Крутой порог срабатывания индикатора необходим для одно-
значности его показаний. При невыполнении этого требования в
стереоиндикаторах с лампой накаливания и некоторых других
будет большой диапазон входных напряжений, при которых пока-
зания индикатора становятся неопределенными. Кроме перечис-
ленных требований к индикатору предъявляются требования до-
статочной яркости свечения, высокой надежности, простоты регу-
лировки, определенного входного сопротивления и т. д.
В приемниках высшего класса, а также в стереоприемниках,
использующих принцип полярного детектирования, целесообраз-
но применять схему автоматического переключения режима ра-
173
боты («моно» — «стерео») в зависимости от вида принимаемой
передачи. Это избавляет радиослушателя от необходимости про-
изводить какие-либо переключения в приемнике перед началом и
после окончания стереопередачи, а также исключает возможность
приема монопередач при нажатой клавише «стерео». Последнее
особенно существенно при использовании в стереодекодере схемы
детектирования по огибающей.
К схеме автоматического переключения предъявляются следу-
ющие требования: 1) обеспечивание надежности срабатывания
стереоавтоматики (СА); 2) отсутствие помех радиоприему; 3) со-
ответствие срабатывания СА и стереоиндикатора; 4) отсутствие
влияния на параметры стереодекодера. В режиме моноприема СА
не должна вносить дополнительных нелинейных искажений и
должна обеспечивать достаточно эффективное подавление деко-
дером надзвуковых частот. В режиме стереоприема СА не долж-
на создавать заметных нелинейных искажений и влиять на раз-
деление каналов.
9.2. ПРИНЦИП РАБОТЫ И ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
СТЕРЕОИНДИКАТОРОВ
Для индикации стереопередачи целесообразнее всего исполь-
зовать сигналы надзвуковых частот, содержащиеся в спектре
КСС, и, в частности, поднесущую (или пилот-тон в системе ПТ).
Выделенная поднесущая может быть усилена и использована для
управления индикаторным элементом. Этот метод чрезвычайно
прост и широко используется в стереоприемниках. Его недостатком
является неизбежность ложной индикации в случае приема моно-
передачи на фоне сигнала поднесущей. К сожалению, такой ре-
жим работы передатчика иногда наблюдается в перерывах ме-
жду стереопередачами, при различных проверках передающего
стереотракта и, наконец, просто по халатности обслуживающего
персонала на радиопередающей станции.
В принципе, возможны и другие схемы, в которых для инди-
кации стереорежима используется выделенный разностный сиг-
нал. Роль индикатора может играть, например, дифференциаль-
ный усилитель, включенный между выходами стереоканалов и
управляющий индикаторным элементом с помощью детектора.
Такой индикатор не будет реагировать на поднесущую, моносиг-
нал и синфазную составляющую стереосигнала. Однако индика-
торы, использующие указанный принцип, имеют свои недостат-
ки: вследствие непостоянства в реальных передачах уровня раз-
ностного сигнала трудно избежать мерцания лампы индикатора,
а также обеспечить бесперебойную работу СА. Поэтому схемы
стереоиндикаторов, использующие этот метод, не получили прак-
тического применения.
В качестве индикаторных элементов обычно используют лам-
пы накаливания, световые диоды, газоразрядные лампы и т. п. По-
явились разработки индикаторов на жидких кристаллах.
174
В ламповых приемниках находили применение стереоиндикаторы, выполнен-
ные на электронно-лучевых индикаторах настройки («магический глаз»). Фирмой
«Lorenz» для стереоприемников была разработана специальная индикаторная
лампа ЕММ803, содержащая в одном баллоне два индикатора: один для ин-
дикации точной настройки на принимаемую станцию, другой для индикации
наличия стереопередачи. Широко применялись в старых моделях электромеха-
нические реле, особенно в тех случаях, когда СИ совмещался со схемой стереоав-
томатики (СА). Схема на реле имеет то преимущество, что для управления ею
не требуется большой мощности.
Можно использовать в качестве индикатора магнитоэлектрический прибор
типа М476 и др. Высокая чувствительность последнего (ток полного отклонения
40.. .500 мкА) позволяет существенно упростить стереоиндикатор. Схема такого
индикатора обычно очень проста. Индикатор не требует отдельного источника
питания, содержит минимальное число элементов. Правда, сам индикаторный эле-
мент пока еще относительно дорог. Кроме того, он уступает лампе накаливания
в эффективности, «заметности», индикации. Однако на этом пути возможны ком-
промиссные решения: вместо стрелки индикатор может иметь в качестве под-
вижного элемента легкое крылышко, открывающее или заслоняющее специаль-
ное окошечко, за которым может быть расположена лампа накаливания любой
мощности. В некоторых стереодекодерах фирмы «Grundig» индикаторный элемент
такого типа имеет ярко раскрашенные крылышки, выдвигающиеся при повороте
из-за затемненного сектора [109].
В ламповых моделях приемников возможно использование в качестве инди-
катора неоновых ламп. Они, правда, уступают по яркости свечения лампам на-
каливания, однако выгодно отличаются от последних малым током потребления
(0,5. ..1 мА). Благодаря этому индикатор может быть построен всего на одном
транзисторе [23].
Основное применение в промышленных стереоприемниках на-
ходят схемы стереоиндикации с лампами накаливания. В качест-
ве примера можно сослаться на схемы, приведенные на рис. 3.9,
3.10. Рассмотрим работу стереоиндикатора в декодере радиолы
«Симфония-2-стерео» (см. рис. 3.10). Питание стереоиндикатора
осуществляется от накальной обмотки (6,3 В) силового транс-
форматора через однополупериодный выпрямитель, работающий
на диоде V9. Для уменьшения уровня фона коллекторные цепи
транзисторов V7, V8 питаются через развязывающие фильтры с
электролитическими конденсаторами большой емкости. При отсут-
ствии стереосигнала выходной транзистор V8 почти заперт. Сум-
марный ток транзисторов, протекающий через лампу накаливания
Н1, недостаточен для ее свечения.
Во время стереопередачи поднесущая частота, поступающая
с коллектора транзистора V2 через разделительный конденсатор
С8 на вход стереоиндикатора, детектируется в цепи базы тран-
зистора V7, изменяя его коллекторный ток и смещение на базе
выходного транзистора V8, который отпирается. Возрастание его
коллекторного тока вызывает свечение лампы ///. Чувствитель-
ность индикатора может регулироваться изменением емкости кон-
денсатора CS, а также подбором сопротивления резисторов и
R23, определяющих начальное смещение на базу транзистора V8,
или подключением дополнительного резистора между коллекто-
ром и базой V8. Выбор тока покоя транзистора близким к поро-
гу свечения лампы индикатора повышает чувствительность пос-
леднего, но ухудшает его температурную стабильность, а также
увеличивает вероятность самопроизвольного включения лампы
175
вследствие изменения параметров транзисторов. Уменьшение на-
чального тока транзистора повышает устойчивость его работы,
но снижает его чувствительность. Улучшению температурной ста-
бильности схемы содействует использование вместо R21 и R23
терморезисторов. В первых моделях стереоприемников «Симфо-
ния-2» индикатор работал на транзисторах МП25Б. Принцип ра-
боты этого индикатора [77] не отличается от вышеописанного.
Аналогично работает и стереоиндикатор в схеме, изображенной на
рис. 3.9. Использование в нем составного транзистора повысило
чувствительность СИ, что, в свою очередь, позволило выбрать
рабочую точку, лежащую дальше от порога отпирания транзис-
тора, и благодаря этому избавиться от применения дорогостоя-
щих терморезисторов.
Одним из недостатков описанных схем является малая ста-
бильность величины их входного сопротивления. В стереодекоде-
рах с суммарно-разностным преобразованием КСС это приводит
к зависимости добротности контура ПФ, к которому обычно под-
ключают вход стереоиндикатора, а следовательно, и переходных
затуханий между стереоканалами от температуры окружающей
среды и уровня входного сигнала. Указанный недостаток частич-
но устраняется уменьшением емкости разделительного конденса-
тора на входе стереоиндикатора до 1000 пФ, но при этом падает
чувствительность индикатора. Другим недостатком является воз-
можность проникновения гармоник частоты сети из стереоиндика-
тора в блок декодирования и через него в тракт звуковой час-
тоты.
Указанных недостатков лишена схема индикатора ИС-4, вхо-
дящего в стереодекодер СДУ-2 (см. рис. 3.8). Схема содержит
буферный каскад усиления на транзисторе V7, питаемый постоян-
ным током. Это позволяет полностью устранить влияние нестабиль-
ности входного сопротивления индикатора на переходное затухание
между стереоканалами, в той или иной степени присущее всем
вышеописанным схемам. К тому же наличие каскада усиления
позволяет легко получить высокую чувствительность схемы, а
его питание от общего источника постоянного напряжения исклю-
чает проникновение в стереодекодер паразитного напряжения с
частотой сети переменного тока через цепи стереоиндикации, что
существенно облегчает конструирование стереоиндикатора. В част-
ности, отпадает необходимость в развязывающем /?С-фильтре в
коллекторной цепи транзистора V9. Достигнутая благодаря этому
экономия электролитического конденсатора большой емкости
окупает затраты на введение третьего транзистора. Наличие до-
полнительного каскада усиления позволяет уменьшить величину
емкости разделительного конденсатора на входе стереоиндикато-
ра до 220 пФ, что решает сразу несколько задач: создает допол-
нительную защиту от проникновения фона с частотой сети из
стереоиндикатора; улучшает помехозащищенность индикатора, не
пропуская на его вход НЧ сигнал, даже если бы он попал на
выход ПФ вследствие недостаточного подавления в стереодеко-
176
дере; увеличивает входное сопротивление стереоиндикатора, об-
легчая его стыковку со стереодекодером; наконец, исключает
ухудшение переходных затуханий из-за нестабильности парамет-
ров или даже неисправностей в схеме стереоиндикатора. Описан-
ная схема индикации очень проста и не требует налаживания при
изготовлении. Параметры транзисторов, примененных в схеме,
некритичны. В частности, схема может работать на кремниевых
транзисторах КТ315, КТ807. В этом случае полярности включе-
ния всех диодов и электролитических конденсаторов в схеме дол-
жны быть изменены на противоположные.
Достоинством схем является очень четкий порог включения
(область неопределенности составляет 3...4% напряжения зажи-
гания), что достигается благодаря включению в базовой цепи
транзистора V9 диода V8 для детектирования поднесущей. По-
лярность включения такова, что ток /кб транзистора запирает
диод. Детектирование поднесущей осуществляется только в том
случае, если амплитуда входного сигнала превышает потенциал
запирания.
Схема допускает использование более мощной лампы накали-
вания либо параллельное включение двух ламп. Порог зажига-
ния, т. е. чувствительность индикатора, при подключении второй
лампы изменяется незначительно. Яркость свечения ламп в ра-
бочем диапазоне входных напряжений практически не зависит от
уровня входного сигнала (рис. 9.1а).
Из графика 9.16 видно, что чувствительность резко падает на
частотах, лежащих как ниже, так и выше поднесущей, и за пре-
Рис. 9.1. Зависимости тока
нагрузки индикатора ИС-4
от уровня входного сигнала
стереодекодера СДУ-2 (а)
и чувствительности индика-
тора от частоты входного
сигнала стереодекодера (б)
fl
делами диапазона частот 25...45 кГц становится хуже максималь-
но возможной величины входного напряжения стереодекодера.
Это гарантирует от ложных срабатываний индикатора при моно-
передаче, а также при наличии дополнительных каналов уплот-
нения.
177
В стереоиндикаторе тюнера «Раймонда» (см. рис. 9.8) для уп-
равления составным транзистором V4 V5 используется тиристор
V3 (типа 2У103В). Схема обладает крутым порогом срабатыва-
ния и глубоким гистерезисом, что повысило надежность работы
СИ и СА при слабых сигналах. Схема, аналогичная приведенной
на рис. 9.8, используется в тюнере «Ласпи-001-стерео», однако
тиристор заменен в нем транзистором КТ315В, работающим в
ключевом режиме. Гистерезис включения в такой схеме, естест-
венно, отсутствует.
На рис. 9.2 приведена схема индикации квадратюнера «Поло-
нез». Назначение индикатора — информировать слушателя о роде
Рис. 9.2. Схема квадраиндикатора тюнера «Полонез»
передачи («моно»—«стерео» — «квадра»), принимаемой тюнером.
На вход конденсатора С1 поступает напряжение ПЧ. После де-
тектирования оно управляет током составного транзистора (V3
V4) и яркостью свечения индикаторной лампы Н1. Таким обра-
зом, лампа Н1 всегда зажигается при настройке тюнера на ра-
диостанцию. Индикаторная лампа Н2 управляется напряжением
поднесущей, подаваемой со стереодекодера на вход конденсато-
ра С6. Стереоиндикатор выполнен на транзисторах V6, V9, V10
и по схеме идентичен приведенному на рис. 9.8. Квадраиндикатор
управляется со входа 6 (конденсатор С13). При приеме квадра-
178
фонической радиопередачи зажигаются также лампы НЗ и Н4.
Квадраиндикатор управляется квадратурной составляющей спек-
тра ККС, снимаемой с выхода ПФЗ в квадрадекодере (конден-
сатор С34 на рис. 8.6). Так как частота 2соо в спектре ККС пол-
ностью подавлена, а уровень квадратурной составляющей может
изменяться в чрезвычайно широких пределах в зависимости от
содержания программы, то в тракте квадраиндикатора содержит-
ся усилитель-ограничитель амплитуды на микросхеме Э1, а на-
грузка детектора V14, управляющего тиристором, выбрана с
очень большой постоянной времени разряда (тразр= 15...30 с).
Так как полярность напряжения на нагрузке диода V14 зависит
от вида передачи, то конденсатор С7, определяющий инерцион-
ность схемы, должен быть неполярным. Однако неполярные кон-
денсаторы не выпускаются емкостью более 50 мкФ. Для обхода
этого затруднения конденсатор С7 отсоединен от общей шины и
подключен к делителю R37, R36, что гарантирует постоянную по-
лярность подаваемого на конденсатор напряжения. Это позволи-
ло применить полярный электролитический конденсатор большой
емкости. Точка соединения резисторов R36 и R37 по переменно-
му току соединена с корпусом через конденсатор большой емко-
сти С8, который также может быть полярным.
Во избежание ложных срабатываний квадраиндикатора во
время стереопередачи при появлении в спектре ККС высших гар-
моник поднесущей в схеме осуществляется двойное детектирова-
ние квадратурной составляющей (диоды V13 и V14). Для преду-
преждения ложных срабатываний стерео- и квадраиндикаторов
от шумов при слабых уровнях сигнала предусмотрена блокировка
работы индикаторов с помощью дополнительного управления че-
рез резисторы R14 и R35 постоянным напряжением, снимаемьш
с конденсаторов С5 и С9. При этом квадраиндикатор может сра-
ботать только после того, как зажжется лампа стереоиндикатора,
которая, в свою очередь, не может зажечься раньше, чем срабо-
тает моноиндикатор. Порог зажигания последнего определяется
уровнем сигнала на входе приемника.
Опыт эксплуатации тюнера «Полонез» показал высокую эф-
фективность и надежность его работы. Вместе с тем, как уже от-
мечалось, метод индикации по среднему уровню сигнала не мо-
жет гарантировать отсутствие сбоев индикации при длительных
паузах в передаче (или слишком малом уровне сигнала в кана-
ле Q), сколь большою бы не была постоянная времени тразр. По-
этому изучается вопрос о введении в спектр ККС специального
пилот-тона (ПТ), сигнализирующего о наличии квадрапередачи.
ПТ может иметь незначительную амплитуду и передаваться за
пределами спектра ККС, например, на частоте 78,125 кГц
(сопт = 5«о/2). Частота, не кратная поднесущей, выбрана для того,
чтобы ее гармоники не создавали помех работе индикатора.
В транзисторных приемниках питание стереоиндикатора час-
то осуществляют от общего выпрямителя. При этом отпадает на-
добность в отдельном выпрямителе и развязывающем фильтре
179
для стереоиндикатора. Такой вариант схемы питания применен,
в частности, в стереодекодерах СД-21 (транзисторы V9...V12, рис.
7.6) и СД-Б5 (микросхема Э1 и транзисторы V10, V13, рис. 7.9).
В функциональных стереодекодерах СД-Al и СД-А5 схема СИ
совмещена со стереоавтоматикой. К собственной схеме индикато-
ра относятся лишь транзисторы V14 и V15 (рис. 4.6), V15 и V16
(рис. 7.8).
Вместо индикаторной лампы может быть использован свето-
вой диод (например, АЛ 102 или АЛ307). Светодиоды уступают
лампам накаливания в яркости свечения, однако выгодно отли-
чаются от последних малым током потребления, габаритами,
удобством стыковки с новейшей элементной базой, в частности с
интегральными микросхемами. Для управления светодиодом до-
статочно иметь один транзистор малой мощности. Стереоиндика-
тор, изображенный на рис. 9.3, выполнен на транзисторе КТ315Б.
При указанных на схеме номинальных значениях величин эле-
ментов СИ обеспечивает постоянство яркости свечения (/Потр=
= 11 мА) при любом уровне входного сигнала, превышающем
0,65 В. В стереодекодере (см. рис. 4.7) светодиод включается не-
посредственно в эмиттерную цепь одного из транзисторов в трак-
те ВП. Транзистор работает в ключевом режиме. При моноприе-
ме смещение на базе транзистора V6 отсутствует, транзистор за-
перт и светодиод не светится. При переходе станции в режим
стереопередачи на базу транзистора начинают поступать прямо-
угольные импульсы с частотой следования 31,25 кГц, периодиче-
ски отпирающие его. Среднее значение тока, протекающего че-
рез транзистор, возрастает и светодиод V7 начинает светиться.
В интегральных стереодекодерах системы ПТ, построенных по
традиционной схеме с удвоением ПТ, стереоиндикаторы выполня-
ются по обычным схемам, чаще всего с триггером Шмитта. Для
управления индикатором используется постоянное напряжение,
возникающее в удвоителе частоты при детектировании ПТ. В схе-
ме стереодекодера МС1305 (см. рис. 7.12) управляющее напря-
жение снимается с эмиттера
транзистора V14 и через ре-
зистор сопротивления 2 кОм
подводится к триггеру
(V27... V29), управляющему
стереоиндикатором (V30,
V31). Лампа Н1 сигнализи-
рует о наличии стереопереда-
чи. Порог срабатывания сте-
реоиндикатора (и схемы ав-
томатики) может регулиро-
Рис. 9.3. Схема стереоин-
дикатора на светодиоде
ваться путем смещения рабочей точки транзисторов V8, V9 с помо-
щью внешнего переменного резистора, включаемого между базой
V8 и контуром L2C2 (на схеме рис. 7.12 резистор не показан).
В интегральных стереодекодерах, имеющих внутренний гене-
ратор с ФАПЧ, для управления триггером Шмитта СИ использу-
180
ется специальный фазовый детектор Д-ПТ, настроенный на час-
тоту ПТ и при его появлении выдающий постоянное напряжение
на своем выходе (см. с. 154).
9.3. СХЕМЫ СТЕРЕОАВТОМАТИКИ (СА)
Возможны следующие основные способы автоматического пе-
реключения режима работы стереодекодера.
а) Исключение стереодекодера из тракта по окончании сте-
реопередачи. В этом случае моносигнал с выхода ЧД попадает
Рис. 9.4. Коммутация режима работы стереоприемника
через цепь коррекции предыскажений на вход УНЧ, минуя сте-
реодекодер (рис. 9.4а). Такая схема может быть применена лишь
в том случае, когда сигнал для стереоиндикатора снимается с
выхода ЧД или даже раньше.
б) Замыкание накоротко фильтра надзвуковых частот (вы-
ключатель S1 в стереодекодерах, использующих принцип разде-
ления спектров, рис. 9.46); отключение питающего напряжения
(выключатель S2); разрыв сигнальной цепи (выключатели S3,
S4 или S5 на рис. 9.46) и тому подобные меры, позволяющие ис-
ключить из работы тракт надзвуковых частот.
в) Замыкание накоротко диодов полярного детектора (рис.
9.4в), в результате чего надзвуковые частоты не детектируются
и в дальнейшем теряются, не доходя до выхода усилителя НЧ.
г) Соединение выходов стереодекодера (рис. 9.4а) или входов
усилителя НЧ. При этом составляющие им спектра модулирую-
щего сигнала на входах УНЧ левого и правого каналов совпада-
ют по фазе, а надзвуковые и us оказываются противофазными.
Последние взаимно компенсируются и не проходят в УНЧ.
д) Подача на диоды детектора достаточного по величине по-
ложительного смещения (рис. 9.46), в результате чего надзвуко-
181
вне частоты не детектируются и в дальнейшем теряются, не до-
ходя до УНЧ. В стереодекодерах, работающих по суммарно-раз-
ностному методу, на диоды можно подавать большое отрицатель-
ное смещение. Диоды в этом случае запираются и отключают вы-
ход ПФ от декодирующей матрицы. В ключевых декодерах ди-
оды обычно находятся под постоянным положительным смещени-
ем, а отрицательное напряжение, выводящее рабочую точку на
нелинейный участок характеристики детектора, появляется толь-
ко при наличии поднесущей (или ПТ). Коммутация в этом случае
может осуществляться путем блокирования пути управляющего
сигнала.
В качестве коммутирующих элементов могут служить элект-
ромеханические реле, управляемые вентили, транзисторы и т. п.
Применение реле проще всего позволяет совместить схему авто-
матики со схемой индикации. Однако использование реле для
коммутации цепей стереодекодера вовсе не обязательно. Реле до-
рого стоят, имеют большие размеры и ограниченный срок служ-
бы. Вместе с тем, те же самые задачи могут быть успешно реше-
ны с помощью схем электронной автоматики.
Рис. 9.5. Схема С А с коммутирующим диодом (а), переходные затухания (б)
и коэффициент передачи по разностному тракту (в) стереодекодера СДУ-2 со
схемой автоматики
В [23] приводились примеры высоковольтных транзисторных
схем СА, пригодных для использования в ламповых моделях при-
емников. В транзисторных сетевых приемниках может быть при-
менена схема, изображенная на рис. 9.5а. Схема рассчитана для
182
совместной работы со стереодекодером СДУ-2 (см. рис. 3.8), од-
нако может быть подсоединена и к любому другому стереодеко-
деру, работающему по методу с разделением спектра ПМК.
Достоинством схемы является ее чрезвычайная простота. В
этой схеме нет ни одного дополнительного транзистора. Точка с
схемы подсоединяется к электролитическому конденсатору стерео-
индикатора. Напряжение на этом конденсаторе составляет
—8,5 В в монорежиме, когда ток через лампу индикатора мини-
мален, и —0,5 В в стереорежиме. Такого перепада напряжения
достаточно для эффективной работы схемы коммутации. Звено
R4C5 необходимо для развязки схемы автоматики по переменно-
му току, так как на конденсаторе стереоиндикатора содержится
большая составляющая фона переменного тока.
Недостатком схемы является зависимость разделения стерео-
каналов от уровня входного сигнала. Однако, как видно из
рис. 9.56, в рабочем диапазоне входных напряжений (70...200 мВ)
стереодекодера переходные затухания могут быть выдержаны в
норме. При необходимости они могут быть увеличены заменой
диода Д9В диодом Д101А или полевым транзистором. (В послед-
нем случае резисторы Rl, R2, R3 и конденсаторы С1...С4 не нуж-
ны. Сток и исток транзистора подключают к точкам а и б, а уп-
равляющее напряжение подают на затвор транзистора.) Коэффи-
циент передачи стереодекодера по разностному тракту на часто-
те 1000 Гц в зависимости от уровня входного сигнала указан на
рис. 9.5в.
Из графика видно, что в монорежиме, когда поднесущая час-
тота отсутствует, коэффициент передачи тракта надзвуковых час-
тот составляет лишь несколько процентов от номинального при
стереопередаче. Плавное уменьшение коэффициента передачи над-
звукового тракта при малых входных напряжениях ивх, соответ-
ствующих приему слабых станций, в некоторых случаях может
оказаться не недостатком, как отмечалось выше, а достоинством
схемы. Примером тому может служить случай использования сте-
реодекодера в условиях непостоянства и резких перепадов уровня
напряженности поля принимаемой стереостанции, характерных
для радиоприема в автомобиле. В этих условиях внезапное ослаб-
ление силы поля при движении автомобиля приведет к плавному
переходу декодера в режим моноприема, что избавит радиослу-
шателя от раздражающего скачкообразного возрастания уровня
шумов и помех, сопутствующих стереоприему при слабых сигна-
лах.
Схема СА, приведенная на рис. 9.Ga, не содержит, по сути
дела, ни одной дополнительной детали, кроме входящих в стерео-
индикатор. Автоматическая коммутация режима работы дости-
гается в этой схеме путем отсоединения от земли нагрузочного
резистора одного из плеч полярного детектора и подсоединения
его к коллектору транзистора стереоиндикатора. При отсутствии
поднесущей стереоиндикатор практически заперт, напряжение на
коллекторе транзистора составляет Цса = 7 В (см. рис. 9.66). Это
183
напряжение вызывает смещение диодов полярного детектора в
проводящем направлении, благодаря чему на выход схемы про-
ходит недетектируемый сигнал. При появлении поднесущей транзи-
стор стереоиндикатора отпирается и замыкает на землю нижний
Рис. 9.6. Вариант СА для полярного детектора (а) и график зависимости ком-
мутирующего напряжения от уровня сигнала на входе СИ (б)
конец резистора R3. Напряжение на транзисторе падает практи-
чески дог нуля. При этом полярный детектор переходит в свой
обычный режим. Во избежание помех с частотой фона стереоин-
дикатор в этой схеме следует питать от источника постоянного
тока.
В схеме полярного детектора, приведенной на рис. 5.7а, авто-
матическая коммутация стереодекодера осуществляется путем
управления режимом работы транзисторов V5 и V6. В монорежи-
ме эти транзисторы работают в качестве эмиттерных повторите-
лей и не препятствуют прохождению сигнала на выход каналов
Л и В. Их эмиттеры связаны друг с другом по переменному то-
ку через конденсаторы С9 и С10. Транзистор V4 при этом заперт
и не оказывает влияния на работу схемы.
В стереорежиме за счет детектирования поднесущей транзис-
тором V3 на базе V4 появляется постоянное напряжение, отпира-
ющее его. При этом точка соединения конденсаторов С9 и С10
оказывается «заземленной», а транзисторы V5 и V6 переходят в
режим детектирования ПМК.
На рис. 9.7а представлена еще одна схема коммутации. В этой
схеме в качестве коммутирующего элемента применен полевой
транзистор. Управляющее напряжение на затвор транзистора по-
прежнему поступает с электролитического конденсатора стерео-
индикатора. В стереорежиме отрицательное управляющее напря-
жение (—0,5 В) недостаточно для отпирания транзистора. Тран-
зистор находится в практически запертом состоянии и никакого
влияния на работу стереодекодера не оказывает. В монорежиме
управляющее напряжение на конденсаторе С1 возрастает (по аб-
184
солютной величине) до —8,5 В и отпирает транзистор VI. Его
выходное сопротивление резко падает и шунтирует выход разно-
стного канала, существенно снижая его коэффициент усиления.
На рис. 9.76 приведен график зависимости коэффициента усиле-
ния стереодекодера от входа до точки а на частоте 31,25 кГц в
зависимости от уровня входного сигнала. Из рисунка видно, что
коэффициент передачи тракта надзвуковых частот в рабочем ди-
апазоне входных напряжений 14...40 мВ поднесущей (что соответ-
ствует уровням 70...200 мВ КСС) остается практически постоян-
j CI1 I 20 30 4/7 SO имВ
а) .Я
Рис. 9.7. Схема стереоавтоматики на полевом транзисторе (а) и коэффициент
передачи стереодекодера по разностному тракту (б)
ным, что важно для обеспечения норм по переходным затухани-
ям между каналами.
При монопередаче поднесущая отсутствует, стереоиндикатор
не светится и транзистор VI блокирует резонансный контур,
благодаря чему коэффициент передачи разностного тракта сни-
жается примерно на 17 дБ. На частотах, отличающихся от 31,25
кГц более, чем на 300 Гц, коэффициент передачи падает еще при-
мерно на 14 дБ (соответственно частотной характеристике схемы
ВП) и становится меньше единицы. Если учесть, что моносиг-
нал на входе декодера не может существенно превышать 200 мВ
(номинальное значение для СДУ-2), а уровень шумов всегда су-
щественно ниже, то становится очевидным, что в этом случае
надзвуковые частоты пройдут через разностный тракт, не детек-
тируясь, а в дальнейшем отфильтруются.
Полевой транзистор (КП103Л) используется и в схеме СА,
изображенной на рис. 9.8. Схема разработана для использования
совместно с суммарно-разностным декодером (см. рис. 3.6) и при-
менена в тюнере «Раймонда». Управление полевым транзистором
осуществляет тиристор V3 (2У103В), который, в свою очередь,
управляется постоянным напряжением, образующимся во время
стереопередачи на конденсаторе СЗ за счет детектирования дио-
8—59 185
дом V2 сигнала поднесущей. Применение тиристора, как уже упо-
миналось, позволяет получить большую крутизну и глубокий ги-
стерезис порога включения. К выходу тиристора подключается
одновременно и стереоиндикатор (W, V5). Сток полевого тран-
V7
Рис. 9.8. Схема стереоавтоматики тюнера «Раймонда»
зистора V6 подключается к какой-либо точке разностного тракта
стереодекодера (например, к точкам а или б на рис. 3.6). При
отсутствии поднесущей на входе при входных сигналах, уровень
которых лежит ниже порога срабатывания СА (60...90 мВ), схе-
ма обеспечивает практически полное подавление сигналов в раз-
ностном тракте. При входных сигналах, лежащих в пределах ра-
бочего диапазона 150...450 мВ, разделение каналов А и В превы-
шает 40 дБ.
В ключевых стереодекодерах, как уже отмечалось, коммута-
цию удобно осуществлять в тракте формирования переключаю-
щих импульсов. В стереодекодере СД-А1, принципиальная схема
которого приведена на рис. 4.7, этой цели служит транзистор
V16. При приеме монофонических радиопередач этот транзистор
находится в режиме насыщения и полностью шунтирует вход
усилителя поднесущей, собранного на микросхеме Э1 (1УТ531А).
Полевые транзисторы V4 и V5, благодаря подаче на их затворы
положительного напряжения, находятся в открытом состоянии и
не препятствуют прохождению сигнала на выход каналов А и В.
Поднесущая в это время отсутствует, и тракт формирования ком-
мутирующих импульсов можно было бы и не блокировать. Одна-
ко делать это крайне желательно, так как усиление в тракте под-
несущей очень велико, в результате чего в режиме моноприема
через этот тракт могут проникать шумы и помехи. При стерео-
приеме транзистор VII осуществляет детектирование поднесу-
щей, отпирая транзистор V12 и запирая V13. Последний управля-
186
ет стереоиндикатором (V14, V15) и выходным транзистором СА.
V16 запирается и перестает блокировать вход операционного уси-
лителя, на который через резистор R38 попадает сигнал восста-
новленной поднесущей. После усиления, ограничения и фильтра-
ции сигнал поднесущей поступает через конденсаторы С5 и С6
на затвор транзисторов V4, V5. Частично детектируясь, поднесу-
щая создает на конденсаторах С5 и С6 отрицательное напря-
жение, смещающее рабочую точку на характеристиках транзис-
торов. Постоянная времени цепей разряда конденсаторов С5 и
С6, определяемая сопротивлением резисторов R14 и R15, выбра-
на достаточно большой, так что транзисторы V4 и V5 оказыва-
ются запертыми большую часть периода, отпираясь только на
короткие мгновения при переходе поднесущей через свое ампли-
тудное значение и осуществляя декодирование ПМК.
Аналогичным образом работает схема стереоавтоматики в
функциональном блоке СД-А5 (см. рис. 7.8).
В ключевом стереодекодере, представленном на схеме рис.
4.7, разделение каналов осуществляется с помощью транзисторов
V8, V9, блокирующих поочередно тракт прохождения КСС и за-
пертых при отсутствии стереосигнала. Поэтому данный декодер
не создает помех моноприему и, в принципе, не нуждается в спе-
циальной коммутации режима работы. Однако вследствие того,
что при моноприеме сигнал проходит на каждый из выходов в
течение всего периода, а при стереоприеме только в течение его
половины, коэффициент передачи декодера в монорежиме оказы-
вается вдвое выше. Для выравнивания коэффициентов передачи в
декодере используется автоматическая коммутирующая схема
(на полевом транзисторе V7), также управляемая постоянным
напряжением, получаемым при детектировании поднесущей.
В стереодекодерах системы ПТ работа СА может обеспечи-
ваться путем подачи регулируемого смещения на диоды удвои-
теля частоты. По этому принципу работает, например, декодер
«52941» фирмы «Loewe-Opta». Принципиальная схема его устрой-
ства СА приведена на рис. 9.9а. В этой схеме в режиме монопри-
ема диоды VI и V2 заперты положительным напряжением сме-
щения, подаваемым на них с делителя, собранного на резисторах
R2...R6. Диоды остаются запертыми и при малых уровнях ПТ.
Однако как только амплитуда ПТ хотя бы немного превысит за-
пирающее напряжение, часть восстановленного сигнала поднесу-
щей попадает на транзистор V5 и усиливается им. Находящиеся
в коллекторной цепи диоды V3, V4 детектируют сигнал и обра-
зуют на резисторе R6 и конденсаторе С4 постоянное отрицатель-
ное напряжение, поступающее обратно на диоды VI, V2. В ре-
зультате положительное напряжение компенсируется, диоды на-
чинают детектировать ПТ, и схема переключается в режим сте-
реоприема.
В стереодекодере фирмы «Valvo» [НО] коммутация рода ра-
боты осуществляется путем смещения рабочей точки на харак-
теристике выходного транзистора VI в тракте ВП (см. рис. 9.96).
8* 187
Рабочая точка VI выбрана таким образом, что в режиме моно-
приема и при слабом стереосигнале транзистор находится в за-
пертом состоянии. Однако когда сигнал поднесущей превысит
определенное значение и часть сигнала пройдет через VI, диод
V2 начнет его детектировать, смещая тем самым рабочую точку
Рис. 9,9. Схемы СА стереодекодера 52941 фирмы «Loewe-Opta» (а) и декодера
фирмы «Valve» (б)
VI на линейный участок. Усиление VI начнет возрастать. Одно-
временно с его эмиттера снимается сигнал, регулирующий усиле-
ние каскада пт (и заодно управляющий стереоиндикатором).
Усиление тракта лавинообразно возрастает, и схема автоматиче-
ски переходит в режим стереоприема. Подобные же принципы
СА используются^ во многих декодерах (фирмы «Telefunken»,
«Blaupunkt» и др.). Для повышения крутизны порога срабатыва-
ния СА и СИ смещение на транзисторах в тракте поднесущей, а
иногда и в тракте разностного сигнала, как, например, в суммар-
но-разностном декодере «8» фирмы «Grundig», изменяется скач-
ком с помощью триггера Шмитта, управляемого выпрямленным
напряжением ПТ.
В интегральном стереодекодере MCI305 и ему подобных ком-
мутация рода работы осуществляется схожим образом. Транзис-
торы VII и V13 (см*, рис. 7.12) в исходном состоянии открыты и
беспрепятственно пропускают моносигнал, поступающий с тран-
зисторов V4, V6 через V16, на выход схемы. В стереорежиме вос-
становленная поднесущая поочередно запирает на половину пе-
риода транзисторы VII и V13, осуществляя декодирование КСС.
Как уже отмечалось, для нормальной работы декодера напряже-
ние поднесущей на контуре L3C3 должно быть около 1,5 В. При
меньших значениях переключающего напряжения транзисторы за-
пираются не полностью, что приводит к ухудшению переходного
затухания. При ручной коммутации принудительный переход в
монорежим может осуществляться путем заземления входа 4
188
триггера Шмитта (V23...V26), который при этом отпирает транзи-
стор V22, блокирующий тракт ПТ между транзисторами V4 и V7
(в автоматическом режиме работы на вход 4 подается постоян-
ное положительное смещение 1,2 В).
Для ручной коммутации рода работы могут быть использова-
ны различные сенсорные устройства, которые легко стыкуются
с триггером. Однако в этом случае приемник кроме индикатора
вида передачи должен иметь и индикатор режима работы стерео-
декодера. Если положительное смещение на входе 4 формируется
путем детектирования сигнала ПЧ, снимаемого с какого-либо
промежуточного каскада УПЧ (до ограничителя), то схема мо-
жет осуществлять автоматическую пороговую коммутацию рода
работы, переходя в стереорежим только при достаточно сильных
сигналах на входе приемника. Порог срабатывания может легко
регулироваться внешним переменным резистором, изменяющим
начальную величину напряжения смещения.
Для блокирования не только напряжения ПТ, но и полезного
НЧ сигнала (между транзисторами V4 и V6) в интегральной
схеме предусмотрен еще один триггер Шмитта (V17...V21), уп-
равляемый со входа 5. В нормальном режиме работы на вход
триггера через внешний резистор подается от источника питания
постоянное положительное смещение 1, 2 В. Если же вход 5 от-
соединить от делителя и подавать на него положительное смеще-
ние, формируемое путем детектирования сигнала промежуточной
частоты (например, с детектора, управляющего входом 4), то
можно осуществлять бесшумную настройку стереоприемника.
Сигнал НЧ пройдет на выход микросхемы только в том случае,
если напряжение ПЧ имеет достаточно большой уровень. Нали-
чие дополнительного триггера (V17...V21) для коммутации низ-
кочастотного сигнала позволяет реализовать еще одну интерес-
ную возможность: при соединении входа 5 с выводом 14, на ко-
тором при наличии ПТ появляется постоянное напряжение
1,2 В, сигнал будет проходить на выход микросхемы только в
случае настройки на стереостанцию. При наличии в приемнике
системы автопоиска можно осуществлять автоматическую на-
стройку приемника на станцию, ведущую стереопередачу.
В интегральных стереодекодерах, имеющих внутренний гене-
ратор с ФАПЧ, схема СА должна работать так, чтобы декодер
переключался в режим «стерео» лишь при определенном уровне
КСС на его входе и после вхождения схемы ФАПЧ в режим син-
хронизации. Переключение осуществляется с помощью триггера
Шмитта, управляемого отдельным фазовым детектором Д-ПТ
(см. рис. 7.13). Специальный фазовый детектор для СА требуется
по той причине, что уровень напряжения генератора в декодере
не зависит от наличия стереопередачи, а среднее значение выход-
ного напряжения ФД в петле ФАПЧ в режиме синхронизации
равно нулю и не может быть использовано для управления схе-
мой автоматической коммутации (см. с. 154).
189
10
Особенности контроля и измерений
стереофонических параметров
□
10.1. ОСЦИЛЛОГРАФИЧЕСКИЙ КОНТРОЛЬ ПАРАМЕТРОВ
СТЕРЕОСИГНАЛА
Исследования и проектирование стереофонических приемников неразрывно
связаны с измерением ряда специфических параметров (переходное затухание^
подавление поднесущей и т. п.). Измерение традиционных параметров (коэффи-
циент гармоник, подавление паразитной AM, неравномерность АЧХ и пр.) также
имеет свои особенности. Оценкой и измерением параметров КСС приходится
заниматься при настройке отдельных элементов, узлов и участков стереотракта
и при комплексной проверке параметров модулятора или приемника.
В первом случае обычно интересуются не столько количественными, сколько
качественными результатами измерений. Основным измерительным инструментом
может служить электронный осциллограф. Во втором случае измерения произ-
водятся с привлечением высокоточной измерительной аппаратуры, однако и здесь
осциллограф является одним из основных приборов. Этот прибор, служащий
при налаживании монофонических приемников, главньш образом, лишь для
наглядной иллюстрации физических процессов, протекающих в той или иной точке
схемы, при проверке сквозного стереотракта превращается в один из основных
измерительных приборов, делающий процесс регулировки приемника не только
чрезвычайно наглядным, но и избавляющий регулировщика от множества слож-
ных и кропотливых измерений. По осциллографу чрезвычайно удобно опреде-
лять амплитуду и фазу переходной помехи, коэффициенты модуляции и восста-
новления поднесущей и т. п.
Осциллограф незаменим при подборе элементов цепей коррекции АЧХ, при
измерении девиации несущей сигналом КСС, при проверке идентичности АЧХ и
ФЧХ стереоканалов и во многих других случаях. Поэтому понятны те высокие
требования, которые предъявляются к параметрам этого прибора при налажива-
нии стереофонического радиоприемника. Чтобы усилитель вертикальной развертки
не создавал заметных переходных помех, его верхняя граничная частота должна
в 10. ..20 раз превышать верхнюю частоту ПМК, нижняя должна быть не выше
0,2 Гц [68].
Входная активная и реактивная проводимости осциллографа должны быть
на порядок меньше проводимости схемы между точками, к которым подключает-
ся прибор. Для того чтобы переходные помехи, возникающие вследствие влия-
ния входной емкости осциллографа, не превышали —60 дБ, необходимо выпол-
нять требование Свх^300/7?Сх, где Свх— входная емкость осциллографа, пФ;
Ясх — сопротивление переменному току между точками подключения прибора,.
кОм.
Наиболее чувствительной к подключению паразитных емкостей является схе-
ма ВП. Осциллограф, подключаемый к этой схеме, должен иметь входную ем-
кость не более Свх^50//?, где 7? — резистор, включенный последовательно с ре-
зонансным контуром в схеме ВП — см. рис. 5.1. Для уменьшения влияния пара-
зитных емкостей не следует для подключения осциллографа применять экраниро-
ванные шланги.
Предварительная регулировка ВЧ тракта стереоприемника производится
обычно теми же методами, что и в монофонических приемниках. Однако подход
к качеству регулировки в стереоприемниках должен быть максимально строгим.
Обязательно должны выдерживаться в заданных рамках полоса пропускания
тракта ПЧ, расстояние между горбами S-кривой частотного детектора, форма
резонансной характеристики и другие параметры. S-кривая и резонансная ха-
190
рактеристика обязательно должны контролироваться визуально по экрану осцил-
лографа с помощью генератора качающейся частоты (ГКЧ).
Форма их должна быть строго симметричной, а линейный участок S-кривой
достаточно протяженным. Середина полосы пропускания приемника должна сов-
падать с центром его S-кривой.
Полосу пропускания тракта и симметрию резонансной кривой удобно про-
верять, модулируя ВЧ генератор комплексным стереосигналом. С этой целью
необходимо подключить выход стереомодуля-
тора к гнездам внешней модуляции УКВ ЧМ
генератора и подать КСС с противофазной мо-
дуляцией в каналах (рис. 10.1). На выходе сте-
реомодулятора следует установить напряжение
такой амплитуды, чтобы девиация несущей со-
ставляла 60... 70 кГц. При этом осциллограм-
ма напряжения на выходе ЧД должна быть
подобна изображенной на рис, 10.1а.
Если сигнал с одной из сторон искажен
(рис. 10.16), то это указывает на неточную на-
стройку приемника на несущую частоту гене-
ратора. Симметричные искажения в виде не-
четко выраженного ограничения, при котором
амплитудные значения огибающих КСС как бы
обрезаются, в сильной степени притупляются
или даже прогибаются внутрь (рис. 10.1в), сви-
детельствуют о недостаточной ширине полосы
пропускания тракта или малом расстоянии ме-
жду горбами S-кривой. Ярко выраженная асим-
метрия огибающих КСС, остающаяся и при
точной настройке приемника на частоту гене-
ратора, свидетельствует о несимметричной фор-
ме резонансной характеристики. В этом случае
вращением подстроечников полосовых фильт-
Рис. 10.1. Измерительный сигнал на выходе ЧД
при правильной настройке приемника (а), при
расстройке приемника относительно несущей
частоты передатчика (б) и при узкой полосе
пропускания приемника (в)
ров всегда можно добиться того, что осциллограмма КСС на выходе ЧД будет
соответствовать рис. 10.1а или в.
Если искажения (вида рис. 10.1 в) становятся заметными лишь при девиации
100. ..НО кГц, то это свидетельствует об излишне широкой полосе пропускания
тракта. Последнее чаще всего наблюдается при взаимной расстройке контуров
тракта ПЧ друг относительно друга. В этом случае необходимо сигнал на входе
приемника уменьшить до 0,5. ..15 мкВ и настроить все контуры на ПЧ по мак-
симуму выходного сигнала. Затем снова увеличить уровень сигнала на входе
приемника и подстроить контуры ПЧ по измерительному сигналу (рис. 10.1а).
Осциллографический метод контроля удобен и для проверки эффективности
подавления паразитной AM в области надзвуковых частот. В этом случае УКВ
генератор модулируют по частоте НЧ сигналом с девиацией ±50 кГц, а по
амплитуде — напряжением поднесущей (или сигналом с частотой около 30 кГц,
снимаемым со второго звукового генератора). К вертикальному входу осцил-
лографа подключают выход ЧД приемника, а на горизонтальный подают напря-
жение от звукового генератора (ЗГ), модулирующего ГСС (рис. 10.2а).
При идеальном подавлении AM и небольшом времени запаздывания сигнала
в тракте приемника на экране осциллографа должна наблюдаться прямая ли-
ния, угол наклона которой определяется соотношением уровней сравниваемых
низкочастотных сигналов. В реальных трактах изображение будет иметь вид
191
размытой полосы переменной ширины (рис. 10.26). При этом по ширине линии
можно судить о характере подавления AM. в пределах полосы качания УКВ
генератора, определяемой уровнем его девиации. При измерении подавления AM
на частотах 30.. .45 кГц полезно убедиться в отсутствии прямых наводок над-
звуковых частот на выходные цепи ГСС ЧМ. Наличие этих частот в спектре
выходного сигнала ГСС может создать паразитную AM уже на нелинейности
Рис. 10.2. Схема контроля подавления AM (а) и
(б)
наблюдаемая осцилограмма
входных цепей блока УКВ. Этот эффект легко устраняется включением между
генератором и входом приемника разделительного конденсатора емкостью
300.. .500 пФ. Этот конденсатор, не влияя на прохождение сигнала СВЧ, прак-
тически полностью задержит паразитную надзвуковую частоту.
С помощью стереомодулятора и осциллографа легко проверить линейность
АЧХ и ФЧХ группового стереотракта, не прибегая к их измерениям. С этой
целью УКВ ЧМ генератор модулируют полярномодулированным колебанием или
комплексным стереосигналом с односторонней модуляцией поднесущей. Первый
способ проще* но второй более точен, так как позволяет проверить стереотракт
Рис. 10.3. Виды линейных искажений ПМК:
а — подъем усиления в области надзвуковых частот; б — спад усиления в обла-
сти надзвуковых частот; в — наличие фазового сдвига между низкочастотной
частью и огибающей надзвуковой части спектра
в условиях, наиболее приближенных к реальным. При проверке первым спосо-
бом осциллограф подсоединяют непосредственно к выходу ЧД приемника. При
этом, если ВЧ тракт не вносит искажений, сигнал на экране осциллографа бу-
дет иметь вид, подобный изображенному на рис. 1.2а. Чаще, однако, наблюдает-
ся спад АЧХ в области верхних частот, что объясняется, как известно, ограни-
ченной полосой пропускания УПЧ и влиянием выходной емкости ЧД. Осцилло-
грамма ПМК в этом случае будет иметь вид, как на рис. 10.5а. Если в тракте
предусмотрена коррекция этого спада, то при неудачном выборе элементов схе-
мы (например, емкости конденсатора, шунтирующего резистор обратной связи
в эмиттерной цепи) возможен, наоборот, подъем АЧХ в области надзвуковых
частот. В этом случае осциллограмма ПМК на выходе тракта приобретает вид,
указанный на рис. 10.36. ПМК (рис. 10.Зе) имеет паразитную огибающую в ка-
нале Ву сдвинутую по фазе относительно полезного сигнала иА на угол, близ-
кий к л/2. Такое искажение ПМК может приобрести в случае наличия в НЧ
192
части группового стереотракта разделительного конденсатора недостаточной ем-
кости. Убедиться в этом можно, уменьшая частоту модуляции. При этом иска-
жения должны резко возрасти.
Описанный метод контроля очень эффективен и широко применяется на прак-
тике. Осциллографический контроль формы ПМК позволяет обнаруживать пере-
ходные помехи на уровне до
60 дБ, что соответствует не-
равномерности АЧХ в обла-
сти поднесущей около 0,2%
и нелинейности фазовой ха-
рактеристики в 0,1°.
При подаче сигнала на
осциллограф через неслож-
ный корректирующий
фильтр, уменьшающий коэф-
фициент передачи на ниж-
них частотах (см. рис. 10.10),
этот же принцип может быть
использован и при втором
методе контроля — путем
непосредственной модуля-
ции ГСС комплексным сте<
реосигналом. Изображения
переходной помехи на экра-
не осциллографа при различ-
ных видах искажений имеют
в этом случае вид, подоб?
ный нижней огибающей на
рис. 10.3.
Переходная помеха, во-
обще говоря, может иметь
любой фазовый сдвиг отно-
сительно полезного сигнала.
В схемах, в которых имеет-
ся возможность изменять
Рис. 10.4. Векторные диа-
граммы и осциллограммы
надзвуковой части КСС:
а — искажения отсутствуют;
б — фазовые искажения; в—
амплитудно-частотные иска-
жения; г — амплитудно-ча-
стотные и фазовые иска-
жения
соотношения уровней звуковой и надзвуковой частей КСС, она обычно
имеет фазовый сдвиг 90°. При любом другом фазовом сдвиге синфазная (про-
тивофазная) составляющая вектора переходной помехи всегда может быть
скомпенсирована регулировкой. Внешним признаком точной компенсации являет-
ся наличие 90°-ного фазового едвига между полезным сигналом и переходной
помехой.
Осциллографический метод широко используется на практике и для провер-
ки соотношений между надзвуковыми составляющими спектра КСС, в частности,
при настройке цепей подавления и восстановления поднесущей. Проверку удоб-
нее осуществлять при противофазной модуляции в каналах. Коэффициент мо-
дуляции поднесущей при этом следует взять несколько больше 100%. Правиль-
ной настройке контуров ПП или ВП на частоту поднесущей будет отвечать
осциллограмма рис. 10.5а. При неточной настройке контура напряжение на вы-
ходе схемы имеет вид, как на рис. 10.56. В этом случае плавным вращением
подстроечника следует добиться получения четких точе.к пересечения «огибаю-
193
щих» ПМК. Такой метод обеспечивает настройку контура на частоту поднесу-
щей с точностью не хуже ±10 Гц. Отсутствие четких точек пересечения при
наблюдении осциллограмм КСС или ПМК в других участках группового стерео-
тракта также свидетельствует о наличии в этих участках линейных искажений
в надзвуковой области, приводящих к нарушению амплитудных или фазовых
соотношений между составляющими спектра сигнала (см. рис. 10.4). Исследова-
ние осциллограмм колебаний позволяет в этом случае определить характер иска-
жений и оценить их примерную величину [68].
В декодерах системы ПТ искажения спектра КСС и переходные помехи в
групповом стереотракте исследуются способом, идентичным описанному. Сле-
дует только иметь в виду, что результирующее переходное затухание на выходе
Рис, 10.5. Осциллограммы ПМК (иА =—ив) на выходе ПП или ВП при точной
(а) и неточной (б) настройке контура
стереодекодер^ зависит в этом случае и от соотношения начальных фаз ПТ и
поднесущей. Наиболее просто проверить правильность этого соотношения можно
следующим образом. На вход осциллографа подают сумму колебаний мпт и
и Ыо с соотношением амплитуд 2:1. При правильном соотношении начальных
фаз сигналов осциллограмма суммарного колебания имеет горизонтальные каса-
тельные при всех четных прохождениях через нулевое положение. Вследствие
уменьшения скорости записи в этих
местах осциллограммы наблюда-
ются яркие метки. При несовпаде-
нии начальных фаз двух колебаний
эти метки сдвигаются вверх или
вниз от осевой линии, и колебание
теряет симметрию. Если поднесу-
щая балансно модулирована (аА =
=—и в), то в моменты перехода
огибающих БМК через нуль фаза
поднесущей меняется на 180°. При
этом через каждые полпериода
огибающей метки переходят со
спадающей на возрастающую ветвь
суммарного колебания или наоборот. Следствием ^этого является симметричное
смещение меток (через одну) относительно нулевой линии при неточной началь-
ной фазе ПТ или поднесущей (см. рис. 10.6а). При правильном соотношении
начальных фаз метки выстраиваются в одну линию (рис. 10.66). Существуют
и другие методы проверки правильности соотношения начальных фаз ипт и ,
например метод синусоидальной развертки (фигур Лиссажу) [83].
Для проверки переходных затуханий в блоке декодирования осциллограф
подключают поочередно к выходам каналов А и В. При установке регуляторов
переходного затухания в оптимальное положение спектр выходного сигнала в
канале, в котором измеряется переходная помеха, состоит из поднесущей часто-
ты и ее гармоник с их боковыми полосами. Низкие частоты в нем должны от-
сутствовать. Осциллограмма такого колебания по виду очень напоминает по-
а) б)
Рис. 10.6. Контроль начальной фазы ПТ:
неправильное (а) и правильное (б). соотно-
шение начальных фаз «пт и
194
лярномодулированное колебание при противофазной модуляции в каналах
(рис. 10.7а и б). При этом сигнал в другом канале состоит из суммы полезной
низкочастотной составляющей и остатков надзвуковых частот (рис. 10.7в). На
рис. 10.7 даны также осциллограммы выходного напряжения канала для других
случаев.
Рис. 10.7. Осциллограммы выходных напряжений стереодекодера:
а и б — остатки надзвуковых частот при паузе в наблюдаемом канале; в —
полезный сигнал на фоне надзвуковых частот; г — случай синфазной переход-
ной помехи; д — случай противофазной переходной помехи; е — сигнал переход-
ной помехи сдвинут по фазе на л/2 относительно полезного сигнала
10.2. ОСОБЕННОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ ПЕРЕХОДНОГО ЗАТУХАНИЯ
Под переходным затуханием (см. § 1.4 и 2.5) между стерео-
каналами принято понимать отношение напряжения полезного
сигнала в канале к напряжению вызванной этим сигналом пере-
ходной помехи в другом канале. По стандартной методике [67]
уровень полезного сигнала следует определять при синфазной
модуляции в каналах, однако при достаточно хорошем разделе-
нии каналов результаты измерений в обоих случаях практичес-
ки совпадают. На выход каналов обычно подключают анализа-
тор гармоник или вольтметр. В последнем случае измерение дол-
жно обязательно производиться через ФНЧ, срезающий надзву-
195
ковые частоты. При этом результатом измерения будет так на-
зываемое интегральное переходное затухание, определяемое об-
щим уровнем линейной и нелинейной переходных помех. Однако
уровень последних обычно невелик, а результат измерения прак-
тически совпадает с линейным
переходным затуханием, опре-
деляемым при первом способе
измерения.
Точность измерения пере-
ходного затухания в приемнике
во многом определяется каче-
ством используемой измери-
тельной аппаратуры — в пер-
вую очередь, стереомодулятора
и УКВ ЧМ генератора. Для до-
стоверного определения пере-
ходного затухания в приемнике
(и тем более в стереодекодёре,
имеющем более высокие пока-
затели, чем приемник в целом}
необходимо, чтобы уровень пе-
реходного затухания в измери-
тельном модуляторе был на
один-два порядка выше изме-
ряемой величины. Однако пра-
ктическая реализация этого
очевидного требования оказы-
вается достаточно сложной,
хотя бы по той причине, что
для измерения переходных за-
туханий в модуляторе необхо-
димо иметь контрольное уст-
ройство с еще более высокими
параметрами. Поэтому на прак-
тике приходится мириться с не-
которой, иногда весьма сущест-
венной погрешностью измере-
ния (рис. 10.8).
Рис. 10.8. Разброс показаний прибо-
ров при измерении переходного зату-
хания с помощью модуляторов раз-
личного класса
Если достигаемая точность измерения представляется недоста-
точной, то значение рпр можно уточнить, произведя дополнитель-
ное измерение с помощью другого модулятора [84]. Пусть в ре-
зультате измерения с помощью одного модулятора получено зна-
196
чениё ₽изм1, при повторном измерении с помощью другого моду-
лятора — рИзм2. Очевидно, истинное значение переходного затуха-
ния рПр должно удовлетворять одновременно двум неравенствам:
Р/пох 1 Рпр Pmin 1> Ртах 2 Рпр Pmin 2*
откуда получаем
Ртах 1 Рпр ^Pmin 2- (Ю*0
При таком способе точность измерения может быть существенно
увеличена.
Пример. Измерение проводится с помощью двух модуляторов, имеющих
переходное затухание не менее 48 дБ. При измерении с одним модулятором
Рпр = 36 дБ, с другим — 39 дБ. Согласно рис. 10.8 (нижний график) pmaxi =
= 37 дБ, pmini = 33 дБ, Pmax2 = 43 дБ, Ртгп2 = 36,5 дБ. Отсюда на основании
выражения (10.1) получим рпр = 36,5.. .37 дБ.
В заводских условиях обычно важен не столько истинный результат изме-
рения, сколько уверенность в том, что он будет не ниже некоторого нормируе-
мого значения. В этом случае при наличии нескольких результатов измерения
можно утверждать, что переходное затухание приемника не может быть ниже
определенного расчетного значения Ррасч, связанного с максимальным из изме-
Г 10°’ °5 ( ^изм)max
ренных формулой ррасч= (Ризм)max—Др, где Ap = 201g I 1 +---—---------
[ 10°’05Эмод
В спорных случаях при измерении р достаточно убедиться в том, что ррасч
удовлетворяет норме на измеряемый тракт. Для быстрого определения Ррасч и
Др могут быть использованы графики, изображенные на рис. 10.9.
Рис. 10.9. Определение переходного затухания в
приемнике по результатам нескольких измерений
Измерение переходного затухания в групповом стереотракте осуществляют
осциллографическим методом. В режиме КСС сигнал на вход осциллографа
подают через корректирующий !/?С-фильтр (рис. 10.106).
197
7; АЧХ^я^ФВДС фильтра: (см.>р»с4^10г’ «<<) повторяют верхнюю ветву соот-
ветствующих характеристик схемы подавления поднесущей (ср. рис. 1.35). Для
некоторых, наиболее употребительных, частот точные значения z/KOpP 4 Фкорр,
вычисленные с помощью ЭВМ, приведены в табл. 10.1.
Рис. 10.10. Определение переходного затухания по осциллограмме ПМК (п),
схема корректирующего фильтра (б), метод определения переходного затухания
по осциллограмме КСС (в), АЧХ и ФЧХ фильтра (г и д)
ТАБЛИЦА 10.1
F, кГц 0,0315 0,05 0,1 0,12 0,16 0,2 0,315
У 0,204 0,210 0,235 0,249 0,280 0,315 0,417
у, дБ — 13,81 — 15,57 — 12,56 — 12,07 — 11,04 — 10,04 — 7,58
Фрад 0,159 0,246 0,442 0,503 0,595 0,657 0,727
<1° 9,1 14,1 25,3 28,8 34,1 37,6 41,7
F, кГц 0,4 1.0 2,0 3,0 5,0 8,0 10,0 12,0 15,0
У 0,489 0,798 0,934 0,969 0,988 0,995 0,997 0,998 0,999
У, дБ — 6,21 — 1,96 — 0,59 —0,27 —0,10 —0,04 —0,03 —0,02 —0,01
ФраД 0,725 0,508 0,294 0,203 0,124 0,078 0,062 0,052 0,042
<7 41,6 29,1 16,9 11,6 7,09 4,46 3,57 2,98 2,38
Чтобы подключение корректирующего фильтра к исследуемой цепи, а осцил-
лографа к нагрузке фильтра не сказывалось заметным образом на точности
измерений переходного затухания, входное сопротивление фильтра должно быть
198
по возможности большим, а выходное — малым. Постоянная времени корректи-
рующего звена Tk=i/?kCk должйа быть равна тк = те =1,0186 мс, а резисторы
выбираются исходя из соотношения /?к= (е— 1) (/?r+i/?H). Для примера приведем
номинальные значения элементов корректирующего фильтра Ф-37, используемого
при проверке переходных затуханий стереомодуляторов на заводе-изготовителе:-
^г=10,53 кОм, Rh = 1 кОм, J?k = 46,1 кОм, Ск = 22 100 пФ. Для уменьшения
погрешностей при измерениях резисторы и конденсатор корректирующего фильт-
ра должны выбираться с температурным коэффициентом равной величины, но
противоположного знака. Допускаемые отклонения от расчетных значений не
должны превышать 0,1% [68].
10.3. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ СТЕРЕОМОДУЛЯТОР МОД-15
_________________________ТАБЛИЦА 10.2___________________________
Параметр Тип модулятора
МОД-15 | МОД-12
Переходные затухания между каналами А и
В, дБ, на частотах, Гц:
160 36 —
315 (300) 42 34
1000 50 40
5000 42 34
10 000 40 26
Коэффициент нелинейных искажений, %, при
сигналах:
ил 0,3 —
ив 0,3 —
им 0,3 1,0
us 0,3 1,8
Уровень фона, дБ — 76
Уровень шумов, дБ — 76 — о и
Неравномерность частотной характеристики,
дБ 1 2
Потребляемая мощность, В-А 10 60
Габаритные размеры, мм 150X220X345 175x540X340
Масса, кг 4,8 15
Как видно из предыдущего парагра-
фа, стереофонический модулятор являет-
ся одним из важнейших измерительных
приборов, используемых при регулиров-
ке и испытаниях декодеров и стереофо-
нических радиоприемников в целом. До
последнего времени промышленность ос-
нащалась в основном стереомодулятора-
ми типа МОД-12. С января 1978 г. выпу-
скается новый модулятор стереосигнала
МОД-15. Модулятор имеет более высо-
кие качественные показатели, по ряду
параметров превышающие требования
ОСТ 4.Г0.274.000 [79] по классу точно-
сти 0,5. В табл. 10.2 приведены основные
технические характеристики модуляторов
МОД-12 и МОД-15 (рис. 10.11).
МОД-15 обеспечивает формирование
сигналов поднесущей, КСС, ПМК, мо-
дуляцию в каналах А или В. Модуляция
может быть одноканальной, синфазной
или противофазной и осуществляется
199
Рис. 10.11. Модулятор стерео-
сигнала МОД-15
как от встроенного генератора сигналом одной из фиксированных частот (160,
315, 1000, 5000 и 10 000 Гц), так и от внешнего генератора (в диапазоне
31,5... 15 000 Гц). /
Основным отличием модулятора МОД-15 от ранее выпускавшихся моделей
является принципиально новый метод формирования КСС [80], Позволивший
исключить термостатированный высокодобротный контур подавления поднесущей
и тем самым избавиться от погрешностей и искажений, связанных с неточностью
настройки и нестабильностью его резонансной частоты и добротности. Суть ме-
тода заключается в следующем. НЧ сигналы иА и ив, прежде чем поступить
на вход электронного ключа, подвергаются линейной обработке в четырехполюс-
нике, комплексный коэффициент передачи которого описывается функцией (4.22).
Роль такого четырехполюсника, как мы видели, может выполнять простое
/?С-звено. Спектр сигналов иА и ив на выходе корректирующего четырехполюс-
ника изображен на рис. 10.12а. Далее в электронно-ключевой схеме обычным
Рис. 10.12. Формирование спектра КСС в МОД-15:
спектр сигналов иА и ив на выходе корректирующих четырехполюсников (а),
спектр ПМК после электронного ключа (б), АЧХ корректирующей цепи (в) и
спектр КСС на выходе схемы (г)
способом формируется ПМК- От обычного ПМК оно отличается лишь частотной
зависимостью спектров сигналов им и Us (рис. 10.126). Пропуская это колеба-
ние через корректирующую цепь с коэффициентом передачи
К (i О) = (е+ i Йте)/(1 + i Qt£),
на ее выходе получаем обычный КСС (рис. 10.12в и г).
При необходимости перехода к ПМК достаточно замкнуть накоротко кон-
денсаторы во входном и выходном корректирующих четырехполюсниках. При
этом необходимый уровень поднесущей устанавливают, изменяя постоянное на-
пряжение на входе ключевой схемы.
Конструктивно модулятор МОД-15 выполнен в виде пяти печатных блоков
[81]: звукового генератора, блока коммутации входных сигналов, блока фор-
мирования КСС, кварцевого генератора поднесущей и блока питания.
Звуковой генератор позволяет получить пять фиксированных частот. Он‘вы-
полнен на операционном усилителе (ОУ) 1УТ401Б с переключаемыми iRC-звенья-
ми в цепи положительной обратной связи. Для уменьшения коэффициента гар-
моник на выходе генератора имеется ФНЧ, выполненный на 2?С-элементах. Вы-
ходное напряжение генераТора 250 мВ. Коэффициент гармоник составляет
0,03...0,07 %.
С выхода генератора сигнал через переключатель ЧАСТОТА подается на
блок коммутации. Этот блок содержит эмиттерный повторитель с выходом на
регулятор уровня ВХОД и фазоинвертор. С выхода последнего снимаются два
противофазных сигнала, поступающих на переключатель режима модуляции. В
200
зависимости от выбранного режима работы с переключателя снимается один
или два (противофазных) звуковых сигнала, которые подаются на входы блока
формирования КСС. Кроме того, блок коммутации содержит усилитель, детек-
тор и другие элементы измерительной цепи, предназначенной для контроля
коэффициента модуляции и уровня сигнала.
В блоке КСС имеются два входных ОУ, в цепи обратной связи которых
включены 7?С-звенья предыскажений 50 мкс, а также /?С-звенья с постоянной
времени 1,0186 мс, осуществляющие спад усиления в области нижних частот
(отключаются при нажатии кнопки ПМК).
Низкочастотные сигналы с выходов ОУ через схему регулировки переходных
затуханий поступают на электронные ключи, выполненные на транзисторах
ГТ308Б,. На базы Этих транзисторов через трансформатор приходит с кварцевого
генератора переключающее напряжение поднесущей частоты. На нагрузке элек-
тронных ключей формируется ПМК, заполненное прямоугольными импульсами,
следующими с частотой 31,25 кГц. ПМК поступает на ОУ, в цепи обратной
связи которого включена цепь коррекции с постоянной времени 1,0186 мс, ком-
пенсирующая спад усиления на нижних частотах звуковой части спектра. При
осуществлении коррекции (кнопка ПМК на передней панели отпущена) на выхо-
де ОУ образуется комплексный стереосигнал, поступающий далее через эмит-
терный повторитель на широкополосный ФНЧ с полосой пропускания
0... 50 кГц. Фильтр задерживает высшие гармоники поднесущей. Он включает
в себя фазовый корректор, выравнивающей фазовую характеристику в области
верхних частот.
С выхода фильтра через ОУ сигнал поступает на выходной регулятор уров-
ня и через эмиттерный повторитель — на выход модулятора. Выходное напряже-
ние модулятора не менее 2,45 В. Блок питания модулятора содержит электрон-
ный стабилизатор. Выпрямленное напряжение составляет ±12,6 В.
10.4. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ ВЫСОКОКАЧЕСТВЕННОГО
КОМПЛЕКСНОГО СТЕРЕОСИГНАЛА
Основными параметрами КСС, проверяемыми в стереомодуля-
торах и приемниках, являются: коэффициент модуляции, пере-
ходное затухание между стереоканалами, коэффициент гармоник,
неравномерность амплитудно-частотной характеристики, коэффи-
циенты подавления и восстановления поднесущей, уровень шумов
и фона.
Коэффициент модуляции. При противофазной модуляции в ка-
налах ПМК представляет собой обычное AM. колебание, коэффи-
циент модуляции которого определяют чаще всего осциллографи-
ческим методом. Результат измерения выражается известной
формулой (рис. 10.13а) :т=(а—Ь)/(а+Ь). По этой же формуле
коэффициент модуляции поднесущей в канале А может быть вы-
числен и при любых других сигналах в канале В, как синхрон-
ных, так и несинхронных с сигналом ил (рис. 10.136 и в), но
равной с ним амплитуды. Если сигнал в канале В отсутствует
рис. 10.13г), для определения коэффициента модуляции в кана-
ле А следует воспользоваться формулой /пА = 2(а—6)/(а + Ь).
При определении коэффициента модуляции КСС в случае син-
фазной (рис. 10.136) или вч противофазной (рис. 10.13г) модуляции
в каналах может быть применена формула т=(а+&)/5(а—Ь).
Например, максимальному сигналу в каналах тА = тв=0,8 со-
ответствуют значения а=9 и 6 = 1 для рис. 10.13а, б и в и значе-
ния а=5 и 6 = 3 для рис. 10.136 и е, В случае тА=0,8 и тв = 0—
рис. 10.13г — получим а = 7, 6 = 3.
201
Измерение коэффициента модуляции ПМК по осциллограм-
мам типа изображенных на рис. 10.136 и в целесообразноулишь
в тех точках группового тракта, в которых отсутствуют заветные
линейные искажения спектра модулирующих частот, например
на выходе стереомодулятора или в контрольных точках схемы
Рис. 10.13. Определение коэффициента модуляции поднесущей по осциллограм-
мам ПМК и КСС
стереодекодера, расположенных после цепи коррекции АЧХ. Это
же соображение относится и к измерению по осциллограмме рис.
10.136. Наличие заметных линейных искажений ПМК, например,
на выходе ЧД приемника может привести к изменению соотноше-
ния между амплитудами звуковой и надзвуковой частей ПМК и
ошибкам при измерении коэффициента модуляции. В этом случае
более близкие к действительности результаты будут получены
при использовании сигналов типа изображенных на рис. 10.13а
и модулирующих частотах порядка 300... 1000 Гц. Указанные
сигналы позволяют измерять коэффициент модуляции поднесу-
щей также в контрольных точках, расположенных в тракте над-
звуковых частот стереодекодера, в том числе и на выходе поло-
сового фильтра.
Измерение на самых нижних частотах (30...50’ Гц), наоборот,
целесообразнее проводить по осциллограмме рис. 10.136, так как
использование сигнала, изображенного на рис. 10.13е, приведет к
заниженным результатам измерений вследствие частичного ос-
лабления близкорасположенных боковых составляющих спектра
контуром подавления поднесущей.
Переходное затухание. Наиболее достоверным методом изме-
рения переходного затухания является осциллографический ме-
тод. При этом методе КСС преобразуют с помощью прецизион-
ной корректирующей /?С-цепи к виду, изображенному на рис.
202
10ПХ)в? ДОя повышения точности измерений размах колебания
(2а)? приведенного на рисунке, устанавливают во весь экран ос-
циллографа. Затем усиление осциллографа увеличивают в 10 раз
и измеряют неравномерность центральной линии (2Ь). Естествен-
но, что осциллограф должен выдерживать без искажений десяти-
кратную перегрузку по входу. В противном случае следует регу-
лировку усиления производить до осциллографа, а на его входе
установить широкополосный логарифмический усилитель или
безынерционный ограничитель. Переходное затухание вычисляют
по формуле р = 201g(1 Оа/b). Для удобства измерений неравномер-
ности центральной линии скорректированного КСС его осцилло-
грамма может быть представлена в виде, изображенном на
рис. 10.14. Для этого достаточно соответствующим образом подо-
брать частоту горизонтальной развертки и уровень напряжения
синхронизации осциллографа. Рисунок 10.14а соответствует синфаз-
ной переходной помехе, 10.146—-противофазной. Если начальные
фазы огибающих внутреннего и наружного «БМ колебаний» не сов-
падают между собой, то это является признаком наличия фазового
сдвига между полезным сигналом и переходной помехой
(рис. 10.14в).
Возможен и другой метод измерения переходного затухания,
при котором осциллограф используется лишь в качестве индика-
Рис. 10.14. Осциллограммы КСС на выходе корректирующего фильтра при из-
мерениях переходного затухания
торного элемента (рис. 10.15). От НЧ генератора (ЗГ) сигнал
подается на оба входа модулятора — на один непосредственно,
а на другой через аттенюатор и фазовращатель (Ф). При этом
амплитуда и фаза сигнала и2 подбираются так, чтобы скомпен-
сировать неравномерность центральной линии КСС, наблюдаемо-
го на экране осциллографа, подключенного к выходу исследуе-
мого тракта через корректирующий 7?С-фильтр. Переходное затуха-
ние определяют по формуле p = 201g((7i/t/2). В отличие от преды-
203
Рис. 10.15. Компенсационный спо-
соб измерения переходного зату-
хания
дутцего метода, при котором/из-
меряется интегральное переход-
ное затухание, в этом случае воз-
можно его раздельное измерение
на основной и высших гармони-
ках сигнала.
Коэффициент гармоник. Наи-
более просто коэффициент гармо-
ник можно измерить при синфаз-
ной модуляции в каналах. В этом
случае спектр КСС содержит НЧ
составляющие и немодулирован-
ную поднесущую
wKCC = ^QCOsfi/ + £/2QCOs2fi/+ . . .+£/0cosco0/.
Коэффициент гармоник измеряется анализатором гармоник. Вы-
числяют.коэффициент гармоник по формуле
/Сг=ТИС/2£2+^/3£2+ ’ ’ -IVq- (10.2)
При противофазной модуляции в каналах спектр КСС переме-
щается в надзвуковую область:
uKCC = Uo cos со0 t + C/qh cos (g)0—Q) t +
-f- U2aH cos (coo—2 Q) t -J- . . . -J- Uqb cos (g>q 4~ 2Q) t -J-
+ U2^b cos (^o 4“ 2Q) t + . . .,
где Ut7QB=O,5t7Q=O,5mt7o.
Коэффициент гармоник в этом случае может быть определен
как отношение корня квадратного из суммы квадратов амплитуд
ВЧ составляющих ^2Пв==^2ан =0,5[>2й ; <7зав =0,5£7зп, • . •
... к амплитуде полезной составляющей. Однако правильнее из-
мерять одновременно составляющие и нижней, и верхней полос:
С/й = £/пн +^/оВ » ^2Q=^2Qh +^2Йв , (Ю-З)
а коэффициент гармоник вычислять по формуле (10.2). Это свя-
зано с тем, что при появлении паразитной ФМ поднесущей ос-
новным тоном или высшими гармониками звуковой частоты ам-
плитуды соответствующей пары боковых составляющих стано-
вятся неравными друг другу:
иксс = t/o cos [% *—sin (& * + <Pq)] +
+ C/qh cos (co0—Q) t + cos (u>0 + Й) t ~
1 / eQ Uq \
Uq cos co0 t + “T" Uq 14--cosqjQ ]cos(<o0/—
2 \ Uq /
n, \ , 1 rr /1
— Q t---— sin фа + —C/a(l —
C/q / 2
eQ^o / „ 0Q(/o . \
-------cos фа cos ((o0Z + Q t -]-sin фа .
204
Суммирование амплитуд боковых составляющих по формулам
(10.3) позволяет избежать возможных ошибок при измерении.
Применение анализатора гармоник позволяет выявить продук-
ты нелинейных искажений, уже содержащиеся в КСС. Однако
при этом не удается выявить искажения, появляющиеся при де-
тектировании из-за нарушения линейных соотношений в спектре
КСС. Поэтому измерение указанным способом должно сопро-
вождаться оценкой возможного влияния на его результаты линей-
ных искажений спектра КСС. Критерии такой опенки приведены
в [68]. Для разработчиков радиоприемной аппаратуры наиболь-
ший интерес представляет случай, когда модуляция осуществля-
ется лишь в одном из каналов:
uKCc ~ 0,5C/qcos£2/ + C/2qcos2Q/+ ...+
+ UQ cos со0 t + 0,25 cos (coo—£2)7 + C/2qh cos (co0—
2 £2) t... "4“ 0,25 Uq cos (coq £2) t U2qb cos (coq -|- 2 £2) t -|- . . •
Коэффициент гармоник при этом может быть определен как ко-
рень квадратный из суммы квадратов коэффициентов гармоник
звуковой и надзвуковой частей КСС. Каждый из указанных ко-
эффициентов измеряется описанным выше способом, причем ка-
либруется и вычисляется по-прежнему относительно величины
U , определяющей уровень полезного сигнала в стереоканалах.
Выше отмечалась невозможность с помощью анализатора гар-
моник оценить искажения огибающих ПМК (КСС), возникающие
вследствие нарушения фазовых и амплитудных соотношений ме-
жду составляющими его спектра. Этого недостатка можно избе-
жать, если измерять коэффициент гармоник осциллографическим
методом аналогично тому, как выше было указано для переход-
ных затуханий (см. рис. 10.15).
Для этого необходимо ПМК или КСС, полученный на выходе
корректирующего 7?С-фильтра, сложить с НЧ сигналом, равным
по амплитуде и противоположным по фазе огибающей в исследу-
емом канале. При этом огибающая результирующего колебания
будет содержать лишь продукты нелинейности группового трак-
та. Таким способом можно наблюдать продукты искажений при
уровнях около 0,1%.
Неравномерность АЧХ. Измерение частотных характеристик в
стереотракте целесообразно проводить при синфазной модуляции
в каналах. В этом случае процесс измерения существенно упро-
щается благодаря устранению трудностей, связанных с измере-
нием характеристик цепей подавления и восстановления поднесу-
щей. Измерения производят с помощью анализатора гармоник со-
ответствующего класса точности. При учете цепей предыскаже-
ний в стереомодуляторе (т=50 мкс) результаты измерения АЧХ
суммарной составляющей КСС должны соответствовать табл.
10.3. Неравномерность характеристик тракта в надзвуковой час-
ти спектра можно не контролировать, так как при достаточно
высоких переходных затуханиях, достигаемых в настоящее вре-
205
ТАБЛИЦА 10.3
F, кГц 0,0315 0,1 0,315 1,0 2,0 3,0 5,0 7,0 10,0 12,0 15,0
У, дБ — 0,4 — 0,4 —0,35 0 1,05 2,35 5,0 7,25 9,95 11,4 13,25
мя, характеристики звуковой и надзвуковой составляющих КСС
жестко связаны между собой. Из выражения p^201g(2/A#), где
Лу — разбаланс амплитуд суммарной и разностной составляю-
щих спектра КСС, легко получить формулу для максимально воз-
можного отклонения АЧХ надзвуковой части от измеренной низ-
кочастотной характеристики:
х < (40Ml 103/20), (10.4)
где Af = lge«0,43.
Частотная характеристика в каждом из стереоканалов А и В
приблизительно может быть определена как полусумма выраже-
ний, описывающих соответствующие характеристики звукового и
надзвукового трактов. Следовательно, отклонение частотной ха-
рактеристики в любом из каналов от измеренной при синфазной
модуляции не может превышать значения х/2 (10.4).
При переходном затухании 40 дБ величина х/2 не превышает
0,1 дБ и может не приниматься во внимание.
Коэффициент подавления и восстановления поднесущей. В
устройствах, где преобразование ПМК в КСС или обратно осу-
ществляется с помощью резонансного контура, к коэффициенту
подавления или соответственно восстановления (е) предъявляют-
ся достаточно жесткие требования. Это объясняется необходимо-
стью выдерживать в заданных пределах эквивалентное сопро-
тивление и добротность контура, определяющие, в свою очередь,
уровень переходного затухания между стереоканалами.
Измерения величины е обычно производят с помощью вольт-
метра класса 0,5 при отсутствии модуляции в каналах либо с по-
мощью анализатора спектра. В модуляторе МОД-15 произведено
выравнивание пиковых значений ПМК и КСС путем подключе-
ния в режиме ПМК дополнительного делителя уровня сигнала.
При определении е необходимо учитывать коэффициент передачи
этого делителя.
Уровень шумов и фона. В стереодекодерах шумы и фон изме-
ряются обычным способом с помощью вольтметра, а также поло-
сового и низкочастотного фильтров. В стереомодуляторах опреде-
ление этих параметров может быть осуществлено осциллографи-
ческим методом аналогично описанным выше измерениям пере-
ходного затухания или нелинейных искажений. Однако этот спо-
соб не позволяет измерять помехи с уровнем менее —50 дБ. Бо-
лее тонкие измерения следует проводить с помощью безынерци-
онного AM детектора. На рис. 10.16а приведена принципиаль-
206
ная схема детектора шума ДШ-1, используемого при измерениях
параметров стереомодулятора МОД-15.
Измерения должны производиться в режиме ПМК (рис.
10.166). Полоса пропускания фильтров при измерениях фона
31,5...200 Гц, при измерении шумов 200...15 000 Гц. Введение уси-
лителей до и после фильтров позволяет уменьшить влияние соб-
ственных шумов и фона измерительной схемы до уровня —82 дБ.
У
Рис. 10.16. Принципиальная электрическая схема детектора шума
ДШ-1 (а) и схема измерения уровня шумов и фона в стереомоду-
ляторах (б)
10.5. КОНТРОЛЬ ПАРАМЕТРОВ КОМПЛЕКСНОГО
КВАДРАФОНИЧЕСКОГО СИГНАЛА
Для случая однотональной модуляции в каналах выражение (8.14) спектра
ККС с учетом (р 2(Оо =—45° можно записать так:
“ксс == Re ( UM <й) + (~ + Re О “S ОQ)]}ei * +
+ uc (Й) e‘(2 “• ‘“45O) + uD (ft) e'(2 “»‘+45O)
При гармонической модуляции в одном из каналов, например в левом пе-
реднем, получим Ujin=0,5cos Qt, и Лз =«Пп =иПэ =0 и, учитывая соотношения
(^ККс)лп ~ 0,25 cos Q/ +
cos (о01 + 0,25 yz cos (Q / + qpe) cos o)01 +
+ 0,25 cos Q t cos (2 — 45°).
Осциллограммы модулирующего спектра при квадрафоническом вещанив
имеют более сложный вид, чем при стереопередаче (рис. 10.17).
Рис. 10.17. Осциллограммы ККС (а) и КСС (б) при
модуляции в одном канале
207
Опыт экспериментального квадрафонического вещания в Ленинграде и Тал-
лине показал, однако, возможность и удобство, при некотором практическом
навыке, оперативного осциллографического контроля основных параметров ком-
плексного квадрасигнала.
Подадим на входе квадрамодулятора косинусоидальный сигнал единичной
амплитуды
иЛп = иЛз = wnn = ипз = cos Q i*
При этом спектр ККС примет вид, изображенный на рис. 10.18а и описы-
ваемый выражением
( wKKc)a = c°s Q / + — cos (D0 t-
Рис. 10.18. Осциллограммы ККС при синфазной модуляции синусоидальным сиг-
налом:
а — в четырех каналах; б — в двух левых каналах (осциллограмма на выходе
корректирующего фильтра); в и г — соответственно в двух передних и двух
задних каналах (при нажатой кнопке S3)
Этот сигнал позволяет известным способом установить амплитуду входных
сигналов и соответственно требуемую девиацию частоты.
Теперь снимем модуляцию в двух правых каналах («Пп=ипз = 0)- Тогда
( ыккс)б = ° ’ 5 cos ~ cos °о * + 0,5 уг cos (Q t + фе) cos со0
в
Это обычный КСС (см. рис. 10.176). С помощью корректирующего фильтра
с передаточной функцией (4.22) получим из него сигнал, изображенный на
рис. 10.186, позволяющий проверить переходное затухание между каналами А
и В и установить необходимое соотношение амплитуд звуковой (им) и огибаю-
щей (us) надзвуковой составляющих КСС.
Далее подадим гармонический сигнал в два передних канала:
“лп = “пп = °>5сО5Й'; “лэ = ЫПз = °-
208
При этом получим
1 1Л2”
(и„„Л = 0,5 соей/+— cosco0/ + —-—cosй tcos2 o0t* (10,5)
\ ККС/b q 4
Если при этом уменьшить амплитуду НЧ составляющей ККС в ]/2 раз (что
можно сделать, нажав кнопку S3 на квадрамодуляторе (см. рис. 8.5а), то по-
лучим сигнал (рис. 10.18в), позволяющий проверить переходное затухание
между «фронтом» и «тылом» и установить необходимые амплитудные соотноше-
ния между сигналом им и косинусоидальной составляющей квадратурной части
спектра ККС.
Аналогичная картина наблюдается при подаче сигнала в два задних канала:
1 V2
( wKKc)r = cos Й / + — cos ©о I — —4— cos Й t cos 2 о0 (10.6)
Выражение для «ккс отличается в этом случае лишь знаком перед послед-
ним членом. Однако это весьма существенно (рис. 10.18г), так как позволяет
по осциллограмме определять вид модуляции («по фронту» или «по тылу»)
столь же легко, как и наличие модуляции в левом или правом канале при ПМК.
Действительно, при модуляции «по фронту» (10.5) получим следующие вы-
ражения для верхней огибающей (^t=nn) с учетом уменьшения в "У 2 раз
сигнала им при нажатии кнопки S3\ _
при п четных ав.ог = (V2/2)cosQ/+l/eV2;_
при п нечетных uB.or= ('К2/2)cos St—1/е Y 2.
Для нижней огибающей ((Оо/=л/2+пл, средняя линия на рис. 10.18в) при
любых п Мн.ог = 0.
В случае модуляции «по тылу» (10.6):
для верхней огибающей ((о0/—л/2 + пл) при любых п aB.or=(V" 2/2) cos й/;
для нижней огибающей (со0/=пл) при п четных aH.or=l/eV2;
при п нечетных ан.ог =—1/е У~2.
Таким образом, при фронтальной модуляции наблюдаются «раздвоение оги-
бающей» (рис. 10.18в) и «сжатие» центральной линии. При наличии модуляции
в задних каналах, наоборот, получаем «сжатую огибающую» и «раздвоенную»
центральную линию (рис. 10.18г). Некоторая раздвоенность огибающей на ос-
циллограмме рис. 10.18г объясняется неточностью регулировки фазовых соотно-
шений.
По осциллограммам типа приведенных на рис. 10.18в и г фазовые соотно-
шения в спектре ККС могут быть установлены с достаточной точностью. Одна-
ко более удобно это делать с помощью рис. 10.19. Подадим гармонический сиг-
нал на вход модулятора так, чтобы выполнялось соотношение (попарно-проти-
вофазная модуляция) «Лп=“ Пп= — и Лз =~и пз =0,5со5Й/, и определим
1 V2
спектр ККС для этого случая: (аккс) д = ~:os W+ ~у cos Й/cos 2со0/.
Осциллограмма такого колебания напоминает БМК, но имеет одну «раздвоен-
ную» огибающую (рис. 10.19а).
Подадим теперь модуляцию другим образом (перекрестно-противофазная
модуляция): и Лп=и пз =~~иЛз ~~~ипп = ®,5cos й/. При этом (аккс)е =
1 У 2
= — cos (о0/ + -у cos й/sin 2©0/.
Осциллограмма этого колебания (рис. 10.196) имеет две симметрично
«раздвоенные» огибающие. Асимметрия колебания свидетельствует о неточности
установки угла 90° между сигналами БМ-1 и БМ-2.
Так как амплитуда первой поднесущей в данном случае не имеет значения,
то регулировку фазовых соотношений удобнее производить при неподавленной
поднесущей (или при уменьшенном коэффициенте модуляции). Осциллограммы
соответствующих колебаний приведены на рис. 10.19в и г. В этом случае более
яркие участки осциллограммы имеют вид небольших «островков» и их совме-
щение в одну линию может быть произведено с большой точностью.
209
Если подавать противофазную модуляцию только в левые и Лп=—и Лз=
=0,5cosQr, и пп=иПз=0 или только в правые «Лп=и Лэ=0, «Пп=—иПз
=0,5cosQf каналы, то начальный фазовый сдвиг между БМК и второй гармо-
Рис. 10.19. Осциллограммы ККС при модуляции синусоидальным сигналом:
а — попарно-противофазной в передних и задних каналах (цЛп = иПп =—иЛз =
=—мПз ’ пеРвая поднесущая подавлена); б — перекрестно-противофазной
(нЛп=мПз=—иЛз =—«Пп » первая поднесущая подавлена); в и г — соответ-
ственно попарно- и перекрестно-противофазной (первая поднесущая восстанов-
лена)
Рис. 10.20. Осциллограмма ККС при
противофазной модуляции в двух ле-
вых (или в двух правых) каналах с
восстановленной первой поднесущей
никой первой поднесущей составит 45°. Осциллограмма колебания для этого
случая приведена на рис. 10.20.
В заключение необходимо отметить, что точность осциллографических изме-
рений параметров ККС, как и КСС, в значительной мере определяется линей-
210
ностью амплитудно- и фаз’очастотных характеристик примененного осциллогра-
фа в области частот, занимаемых спектром ККС.
Критерии пригодности осциллографа и методы его эксплуатации идентичны
изложенным в § 10.1.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Гаклин Д. И., Кононович Л. М., Корольков В. Г. Стереофоническое радио-
вещание и звукозапись. М.: Госэнергоиздат, 1962.
2. Хоег В., Вагнер К. Техника стереофонии: Пер. с нем. М.: Связь, 1974.
3. Хоег В., Штайнке Г. Основы стереофонии: Пер. с нем. М.: Связь, 1975.
4. Бессон Р. Все о стереофонии: Пер. с франц. М.—Л.: Госэнергоиздат, 1963.
5. Борисенко А. В., Матвеев Г. В. Акустическая система с расширенной зоной
стереоэффекта. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ТРПА. 1972, вып.
с. 73—78.
6. Горон И. Е., Гученко В. П., Постников О. А. Исследование качественных
показателей двухканальных стереофонических систем. — В кн.: Стереофо*
ния/Под ред. И. Е. Горона. М.: Связь, 1964, с. 86—100.
7. Стереофонические системы для ОВЧ ЧМ вещания. Рекомендация № 450
МККР. Документы XI Пленарной Ассамблеи. Осло, 1966, Т. V. Радиовеща-
ние. Телевидение. М.: Связь, 1968.
8. Кононович Л. М. Стереофоническое радиовещание. М.: Связь, 1974.
9. ГОСТ 18633—73. Система стереофонического радиовещания. Основные па-
раметры.
10— 13. Косцов А. И. Бимодулированные колебания. — Известия электропромыш-
ленности слабого тока. 1939. № 3, с. 22—31.
14. Кононович Л. М. Теория и практика многоканального радиовещательного
приема на одной несущей частоте в УКВ диапазоне: Дис. д-ра техн. наук.
Л., 1969. ЛЭИС им', проф. М. А. Бонч-Бруевича.
15. Тяхемаа М. Г. Передача комплексного сигнала по радиорелейной линии:
Тезисы сообщения на Научно-технической конференции по проблемам сте-
реофонического и квадрафонического радиовещания. Л., 1976.
16. Перспективы развития стереофонического радиовещания в десятой пяти-
летке/Бельский В. Н., Никонов А. В., Шер В. Д., Юсицков О. П. — Техника
средств связи, сер. ТРПА. 1977, вып. 1, с. 74—78.
17. Малякин В. П., Гурова В. А. Результаты опытного радиовещания с систе-
мой шумоподавления «Долби-Б»: Тезисы доклада на XXXIII Всесоюзной
сессии, посвященной Дню радио. М., 1978.
18. Шенберг М. М., Дубулт П. Я. Стереофоническое вещан}ие по сетям ТПВ.—
Электросвязь, 1971, № 9, с. 19—25.
19. Адаменко Б. А. О применении стереофонического звучания в телевизионном
вещании. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ТРПА. 1970, вып. 1, с. 28—37.
20. ГОСТ 20842—75. Приемники радиовещательные стереофонические. Основ-
ные параметры.
21. Фиглин Т. Л. Прохождение ЧМ колебаний через линейные цепи радиове-
щательного приемника: Дис. канд. техн. наук. Л., 1965. ЛЭИС им. проф.
М. А. Бонч-Бруевича.
22. Кононович Л. М., Жмурин П. М. Прием стереофонических передач. — Ра-
дио. 1969, № 3.
23. Жмурин П. М. Прием передач стереофонического радиовещания. М.: Связк
1973.
24. Литвиненко В. А., Коняшкин В. П., Булычев И. Г. Тюнер «Ласпи-001-сте-
рео».— Техника средств связи, сер. ТРПА. 1977, вып. 1, с. 147—151.
25. Денин А. Е. Построение трактов УПЧ ЧМ с применением новой отечествен-
ной интегральной схемы. — Техника средств связи, сер. ТРПА. 1977, вып. 1,
с. 33—40.
26. Жмурин П. М., Котикова Р. А. Защитные отношения при УКВ ЧМ стерео-
фоническом вещании с полярной модуляцией. — Вопросы радиоэлектроники^
сер. ТРПА. 1963, вып. 1.
211
27. Романова Н. Н. К вопросу о нелинейных искажениях в тракте ПЧ—ЧМ
радиовещательных приемников. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ТРПА.
1972, вып. 2, с. 59—64.
28. Кононович Л. М. Коэффициент захвата приемника ЧМ колебаний и его
измерения. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ТРПА. 1975, вып. 2, с. 10—18.
29. Кононович Л. М. Радиовещательный УКВ прием. М.: Энергия, 1977.
30. Романова Н. Н. К вопросу о подавлении амплитудной модуляции в радио-
вещательных приемниках с УКВ диапазоном. — Вопросы радиоэлектроники,
сер. ТРПА. 1975, вып. 1, с. 75—85.
31. Сифоров В. И. Радиоприемные устройства. 5-е изд., перераб. М.: Воениздат,
1954.
32. Теория импульсной радиосвязи/Сифоров В. И., Дробов С. А., Желез-
нов Н. А., Ширман Я. Д. Л.: ЛКВ ВИА, 1951.
33. Жмурин П. М. Теория и практика декодирования комплексного стереосигна-
ла в радиоприемном тракте: Дис. канд. техн. наук. Л., 1974. ЛЭИС им.
проф. М. А. Бонч-Бруевича.
34. Кононович Л. М. Некоторые вопросы приема стереофонических радиопере-
дач.— Вопросы радиоэлектроники. Сер. ТРПА, 11963, вып. 1, с. 94.
35— 36. Поляков В. Стереодекодер. — Радио. 1979, № 6.
37. Гольдберг Г. М.г Коновалов В. Ф. Прием стереофонических радиопередач.
М.: Госэнергоиздат, 1962.
38. Годинар К. Стереофоническое радиовещание: Пер. с чешс. М.: Энергия, 1974.
39. Жмурин П. М., Кононович Л. М. Некоторые новые схемы детектирования
стереосигнала. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ТРПА. 1965, вып. 2,
с. 31—38.
40. Кононович Л. М., Полбенникова Р. Г. О некоторых статистических свойст-
вах стереофонического сигнала. — Радиотехника. 1968, № 7, с. 61—65.
41. Жмурин П. М. Схемы детектирования и индикации передач. — Вопросы ра-
диоэлектроники. 1966, вып. 2, с. 78—80.
42. Жмурин П. М. О влиянии импедансов источника и нагрузки на работу схе-
мы восстановления поднесущей частоты в стереодекодере. — Вопросы ра-
диоэлектроники, сер. ТРПА. 1971, вып. 3, с. 40—50.
43. Матвеев Г. А., Хомич В. И. Катушки с ферритовыми сердечниками. М.:
Энергия, 1967.
44. Рабкин Л. И., Новикова 3. И. Катушки индуктивности на ферритовых сер-
дечниках. Л.: Энергия, 1972.
45. Жмурин П. М. Применение комбинированной обратной связи в стереодеко-
дерах. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ТРПА. вып. 2, 1972, с. 65—73.
46. Колмаков В. О. и др. Стереодекодер в микроэлектронном исполнении. —
Электронная техника, сер. 10. 1977, вып. 4, с. 51—57.
47. Фрид Е. А., Азарх С. X. Пьезокерамические фильтры. М.: Энергия, 1967.
48. Якименко Ю. И. Разработка и исследование пьезокерамических трансфор-
маторов для диапазона частот 10—107 Гц: Автореферат дис. канд. техн,
наук. КПП. Киев, 1974.
49. Кононович Л. М. Необходимая полоса пропускания тракта промежуточной
частоты приемника ЧМ колебаний. — Электросвязь. 1959, № 11, с. 24—34.
50. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Сов. радио, 1967.
51. Демин Ю. В., Зенькович А. В. Анализ требований к измерителям девиации
частоты, предъявляемых в УКВ связи с ЧМ. — Вопросы радиоэлектроники,
сер. РТ. 1969, вып. 5.
52. Кононович Л. М. Нелинейные искажения при прохождении ЧМ колебания
через канал с ограниченной полосой пропускания. — Радиотехника. 1962,
№ 7.
53. Зенькович А. В. Искажения частотно-модулированных колебаний. М.: Сов.
радио, 1974.
54. Манаев Е. И. О ширине полосы при приеме ЧМ сигналов, необходимой для
отсутствия нелинейных искажений. — Радиотехника. № 5, 1948.
55. Медвинский А. А. О нелинейности радиотракта приемника ЧМ. — Радио-
техника. 1964, № 8.
212
56. Агеев Д. В. Определение ширины частотного спектра ЧМ и ФМ колебания
без вычисления структуры спектра. — Вопросы радиоэлектроники, сер. РТ.
1969, вып. 5.
57. Симонтов И. М., Троицкий Б. С. Линейные искажения в демодуляторах
ЧМ колебаний. Методы помехоустойчивого приема ЧМ и ФМ: Сб. статей/
/Под ред. А. Г. Зюко. М.: Сов. радио, 1970.
58. Зенькович А. В. Исследование динамического режима частотного детекто-
ра. — Вопросы радиоэлектроники, сер. РТ. 1970, вып. 5.
59. Евдокимов П. И. Алгоритм и схема идеального частотного детектора. Ме-
тоды помехоустойчивого приема ЧМ и ФМ: Сб. статей/Под ред. А. Г. Зю-
ко. М.: Сов. радио, 1970.
60. Жмурин П. М. Прохождение полярномодулированного колебания через ли-
нейный тракт. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ТРПА. '1973, вып. 1,
с. 84—95.
61. Жмурин П. М. Компенсация переходных помех при стереофоническом и
квадрафоническом радиоприеме. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ТРПА.
1975, вып. 1, с. 49—60.
62. Айзинов М. М. Анализ и синтез линейных радиотехнических цепей в пе-
реходном режиме. Л.: Энергия, 1968.
63. Артым А. Д. Электрические корректирующие цепи и усилители. М.: Энергия,
1965.
64. Балабанян Н. Синтез электрических цепей. М.: Госэнергоиздат, 1961.
65. Хьюлеман Л. П. Теория и расчет активных iRC-цепей: Пер. с англ. М.:
Связь, 1973.
66. Гиллемин Е. А. Синтез пассивных цепей: Пер. с англ. М.: Связь, 1970.
67. ОСТ 4.224.000. Стереодекодеры. Основные параметры и методы измерений.
68. Жмурин П. М. Методы измерения параметров высококачественного ком-
плексного стереосигнала. — Техника средств связи, сер. ТРПА. 1977, вып. 3.
69. Кононович Л. М. Системы и аппаратура квадрафонического звучания.—
Вопросы радиоэлектроники, сер. ТРПА. 1972, вып. 1, с. 117—128.
70. Ковалгин Ю. А., Борисенко А. В., Гензель Г. С. Акустические основы сте-
реофонии. М.: Связь, 1978.
71. Четырехканальная система дискретной записи С Д-4, обеспечивающая вер-
ность воспроизведения музыки: Рекламный проспект экспортного агентства
фирмы «Искра Индустри К0». Москва, 1975.
72. Романова Н. Н. О полосе частот квадрафонической передачи. — Техника
средств связи, сер. ТРПА. 1976, вып. 1, с. 18—23.
73. Кононович Л. М. Система квадрафонического радиовещания. — Техника
средств связи, сер. ТРПА. 1977, вып. 1, с. 79—90.
74. Модулятор стереофонического сигнала МОД-12. Техническое описание. Л.:
ВНИИРПА им. А. С. Попова (per. ИЦ2.081.037ТО).
75. Малякин В. П. К вопросу о специфических комбинационных искажениях в
стереотракте. — Вопросы радиоэлектроники, сер. ТРПА. 1975, вып. 1,
с. 61—67.
76. Кононович Л. М., Малякин В. П. К вопросу о комбинационных искажениях
при передаче и приеме ЧМ колебаний. — Техника средств связи. 1976, вып. 1,
с. 11—17.
77. Гобземис Ю. Ю., Пониманский В. Г. «Симфония-2». — Радио, 1967, № 8.
78. Жмурин П. М. Модулятор стереофонического сигнала МОД-15. МИЛ
ВИМИ, per. № У00785. М., 1977.
79. ОСТ 4.274.000. Модуляторы стереофонические. Основные параметры. Тех-
нические требования.
80. А. с. 559459 (СССР) ./Жмурин П. М.
81. Тетюева Л. С. Измерительный модулятор стереосигнала МОД-15. — Техни-
ка средств связи, сер. ТРПА. 1977, вып. 3, с. 99—102.
82. Носова Г. И., Подольский А. Г. Стереофонический прием в автомобиле. —
Техника средств связи, сер. ТРПА. 1977, вып. 1, с. 50—58.
83. Испытания комплексного модуляционного сигнала с помощью осциллогра-
фических методов. Сообщение ГДР. ТК-У-155 ОИРТ. Прага, сентябрь 1965.
213
84. Жмурин П. М. Измерение переходного затухания в стереофонических га
квадрафонических радиоприемниках. — Вопросы радиоэлектроники, сер..
ТРПА. 1975, вып. 2.
85. Waddington D. Stereo Decoder Using Sampling. — Wireless World. 1971».
Febr., № 1424, p. 71—75.
86. Nygard H. On the Influence of Finite IF-Bandwidth on a Low Frequency Ste-
reo Test Signal. — Elteknic. 1964, № 1.
87. Florin H. Dimensionierung-hinweise ffir stereotiichtige ZF-Verstarker. — Radio
und Fernsehen. 1965, № 11.
88. Schmidberger W. Ein Stereo-Decoder mit automatischer Anzeige. — Radio Men-
tor. 1963, № 11.
89. Schmidt F. Stereo-Decoder mit und ohne Umschalt-Automatik. — Radio Men-
tor. 1963, № 8.
90. Stereo Decoder. — Wireless World. 1972, № 1441.
91. Streng K. Die verschiedenen Typen des Stereodecoders. — Radio und Fernsehen.
1965, № 8.
92. Zdenek M. Electronkovy stereodecoder. — Sdelovaci technika. 1966, № 10.
93. Wilchelm K. Aufbau und Arbeitsweise des Automatik-Stereo Decoders. —
Funk-Tecnik. 1963, № 23.
94. Wilchelm K. Ein Stereo-Decoder nach dem Abtast-prinzip. — Funk-Technik.
1963, № 23.
95. Williams D. A. A multiplex adapter for FM stereo. — Electronics World. 1965»
№ 4.
96. Schiebelhuth H. Hi-Fi Steuergerat «Regie 510». — Funk-Technik. 1972, № 13.
97. Portus R. T., Haywood A. J. Phase-Locked Stereo Decoder. — Wireless World.
1970, Sept.
98. Ratheiser L. FM-Stereo-MPX-Decoder in integrierten Schaltungstechnik. — Ra-
dio Elektronik Schau. 1972, № 3—4.
99. Scheupemann J. Hi-Fi Steuergerat mit integrierten Schaltungen. — Funkschau.
1970, № 16, 17.
100. Стереофонический ЧМ тюнер с микропроцессором. — JEI, 1977, № 12»
р. 26—27.
101. Shanefield D. Four-Channel Sound: What Do You Really Hear?—Audio. 1975»
№ 11, p. 44—50.
102. Scheiber P. Four Channels and Compatibility. — JAES. 1971, № 4.
103. Shorter J. Some commercial quadraphonic matrix systems.—Wireless World.
1972, № 1436.
104. Bauer В. B. The Compatible Stereo-Quadrophonic SQ Record. — Audio. 1971,
№ 55.
105. Bauer В. B., Budelmann G. A., Graveraux D. W. Record Techniques for SQ
Matrix Quadrophonic Discs. — JAES. 1973, № 1, p. 19—26.
106. Petras F. CBS-Sony 4-Channel Matrix Disc. — Radio-Electronics. 1973, March»
p. 25—27.
107. Inoue T., Shibata N., Goh K. Technical Requirements and Analyses of Phono
Cartridges for Proper Playback of CD-4 Discrete Four-Channel Records. —
JAES. 1973, April, № 3, p. 166—1171.
108. Tofalvi G. Quadrophonic Transmission Method with Virtual Sound Sources.—
Engineering Monograph. Elektromechanikai Vallalat. Budapest, 1975.
109. Walrud. Anzeige hochfrequenzer Stereosendungen.—Radio und Fernsehen. 1965,
№ 20, S. 616—618.
110. Warlund. Stereodecoder mit interessanten Schaltungseinzelheiten. — Radio und
Fernsehen, 1965, № 14, S. 426—427.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие............................................................ 3
Глава 1. Основные понятия и соотношения, относящиеся к стереофо-
ническому радиовещанию.................................................. 5
1.1. Развитие стереовещания в СССР..................................... 5
1.2. Системы стереофонического радиовещания............................ 8
1.3. Комплексный стереосигнал..........................................10
1.4. Требования к тракту стереофонического радиоприемника .... 17
1.5. Методы декодирования стереосигнала................................21
Глава 2. Детектирование ПМК по огибающей...............................22
2.1. Принцип полярного детектирования ПМК..............................22
2.2. Спектральное разложение выходного сигнала.........................24
2.3. Коэффициент передачи. Частотные искажения.........................28
2.4. Нелинейные искажения..............................................29
2.5. Переходные помехи.................................................33
2.6. Уровень постоянной составляющей и напряжения надзвуковых частот
на.выходе полярного детектора...........................................34
2.7. Методы уменьшения искажений, возникающих в полярном детекторе 35
2.8. Практические схемы стереодекодеров, использующих метод детекти-
рования по огибающей....................................................39
Глава 3. Детектирование с предварительным разделением спектра ПМК 42
3.1. Принцип построения стереодекодера.................................42
3.2. Спектр выходного сигнала..........................................46
3.3. Нелинейные искажения и переходные помехи..........................47
3.4. Уровень надзвуковых частот на выходе стереодекодера...............54
3.5. Практические схемы стереодекодеров, работающих по методу детекти-
рования с предварительным разделением спектра ПМК .... 55
Глава 4. Декодирование ПМК путем временного разделения стереока-
налов ....................................................59
4.1. Исходные понятия..................................................59
4.2. Разновидности метода. Спектр выходного сигнала....................61
4.3. Переходные помехи. Коэффициент передачи. Уровень надзвуковых час-
тот ....................................................................64
4.4. Влияние параметров схемы, временного положения и формы строби-
рующих импульсов на уровень переходных помех и коэффициент гар-
моник в схеме с удлинением импульсов....................................67
4.5. Декодирование без восстановления формы ПМК........................70
4.6. Практические схемы и рекомендации.................................71
4.7. Стереодекодеры на аналоговых перемножителях функций .... 75
4.8. Сравнение различных методов декодирования стереосигнала ... 77
Глава 5. Восстановление поднесущей в стереодекодерах...................79
5.1. Каноническая схема восстановления поднесущей.................79
5.2. Влияние полного электрического сопротивления источника и нагрузки
на точность восстановления поднесущей.............................80
5.3. Влияние нестабильности и разброса параметров элементов схемы . 81
5.4. Схема с последовательным резонансным контуром ...... 84
5.5. Схема с комбинированной обратной связью (ВП-КОС). Схема с умно-
жением добротности......................................................85
215
Стр.
5.6. Схема с уменьшением коэффициента модуляции поднесущей .' . . 88
5.7. Другие схемы восстановления поднесущей...............................89
5.8. Особенности восстановления поднесущей в ключевых стереодекодерах 91
5.9. Восстановление поднесущей в стереодекодерах экспортных приемников
(система с пилот-тоном). Комбинационные искажения в тракте пилот-
тона и поднесущей.......................................................94
5.10. Влияние паразитной амплитудной и фазовой модуляции поднесущей
на параметры выходного сигнала..........................................96
5.11. Требования к избирательности и стабильности резонансной частоты
контуров в тракте пилот-тона и поднесущей...............................97
5.12. Комбинационные искажения на частотах, близких к субгармоникам
пилот-тона..............................................................97
5.13. (Применение ФАПЧ в схемах восстановления поднесущей ... 99
5.14. Практические выводы и рекомендации по проектированию восстано-
вителей поднесущей.....................................................105
Глава 6. Влияние высокочастотного тракта приемника на параметры
стереосигнала .........................................................105
6.1. Искажения стереосигнала в ВЧ тракте и методы их уменьшения . . 105
6.2. Прохождение КСС через линейный тракт................................107
6.3. Линейные искажения, вносимые в спектр КСС высокочастотным трак-
том, и их влияние на выходные параметры .................................НО
6.4. Влияние линейных искажений, вносимых частотным детектором . . 115
6.5. Коррекция частотных характеристик приемного стереотракта . . . 116
6.6. Расчет параметров корректирующей цепи...............................118
Глава 7. Проектирование стереодекодера...................................129
7.1. Основные технические требования, предъявляемые к декодеру . . 129
7.2. Составление структурной схемы.......................................131
7.3. Особенности расчета электрической схемы.............................135
7.4. Корректирующие и регулировочные цепи в стереодекодерах . . . 138
7.5. Промышленные модели стереодекодеров . •.............................143
7.6. Стереодекодеры для системы с пилот-тоном............................150
Глава 8. Особенности квадрафонического радиоприема.......................156
8.1. Системы квадрафонического воспроизведения звука.............156
8.2. Принципы передачи и приема квадрафонических радиосигналов . . 160
8.3. Декодеры квадрафонического сигнала . ........ 168
8.4. Требования к ВЧ тракту приемника............................172
Г л ? в а Гуемы стереоиндикации и автоматического переключения ре-
£има работы......................................................... 173
хчение и предъявляемые требования......................173
Ь знцип работы и практические схемы стереоиндикаторов . . . 174
9 кемы стереоавтоматики (СА).............................................181
I в а 10. Особенности контроля и измерений стереофонических пара-
метров ..............................................................190
10.1. Осциллографический контроль параметров стереосигнала . . . . 190
10.2. Особенности измерения переходного затухания .................... 195
10.3. Измерительный стереомодулятор МОД-15.............................199
10.4. Методы измерения параметров высококачественного комплексного
стереосигнала........................................................201
10.5. Контроль параметров комплексного квадрафонического сигнала . . 207
Список литературы......................................................211
80 к.
ИЗДАТЕЛЬСТВО „СВЯЗЬ'