/
Текст
ББК 31.291
Т44
УДК 62—83:621.313.333
Рецензент: доктор техн, наук р. Б. Онищенко
Авторы: Л. П. Петров, О. А. Андрущенко, В. И. Капи-
нос, Р. Г. Подзолов, П. Э. Херунцев
Тиристорные преобразователи напряжения
Т44 для асинхронного электропривода/ Л. П. Петров,
О. А. Андрющенко, В. И. КапИнос и др. — М.:
Энергоатомиздат, 1986. — 200 с.: Ил.
Обобщается опыт разработки и исследования автоматизирован-
ных электроприводов с тиристорными преоб£азоВаТелями напряжения
(ТПН). Излагаются принципы и особенности: функционирования, по-
строения и использования ТПН для управл^ния пускотормозными и
специальными режимами работы асинхроннцго электропривода. Ана
лизируется влияние ТПН на энергетические показатели асинхронного
электропривода. Рассматриваются типовые схемные решения ТПН,
особенности выбора их элементов.
Для инженеров и научно-технических Работников, занятых про-
ектированием и эксплуатацией асинхронных электроприводов.
2302050000-017
Т Q51(01)-86 ,76’86
ББК 31.291
© Энергоатомиздат, 1986
Предисловие
Два встречно-параллельно включенных тиристора с
симметричным управлением углом открывания и естествен-
ной коммутацией представляют почти идеальный бескон-
тактный быстродействующий ключ, позволяющий путем
периодического замыкания силовых цепей изменять в ши-
роких пределах значение переменного тока в нагрузке и
приложенного к ней напряжения. Такой ключ или, как его
иногда называют, тиристорный коммутационный элемент
является основой большой группы одно- и многофазных ти-
ристорных коммутирующих устройств, получивших, в свою
очередь, в технической литературе название тиристорных
коммутаторов или тиристорных регуляторов напряжения.
Первый термин наиболее правильно отражает суть воздей-
ствия данного устройства на характер протекания тока в
цепи нагрузки, определяемого заданными относительно ее
состояния моментами включения тиристоров. Второй тер-
мин менее точен, поскольку отражает лишь возможность
с помощью данного устройства изменять (или регулиро-
вать при условии его дополнения соответствующими обрат-
ными связями) напряжение на нагрузке.
В асинхронном электроприводе тиристорный коммута-
тор чаще всего используется в качестве маловентильного
управляемого преобразователя напряжения, позволяющего
относительно просто реализовать разнообразные режимы
управления двигателем. Поэтому в настоящей книге при-
нят термин «тиристорный преобразователь напряжения»
(ТПН), под которым понимается устройство, состоящее из
тиристорных коммутирующих элементов и связывающих
их силовых цепей (силовая схема), а также цепей управле-
ния ими, включающих систему импульсно-фазового управ-
ления (СИФУ) тиристорами, различные блоки логики и
защиты. Асинхронный электропривод с ТПН независимо
от ^функций, выполняемых последним, называется в даль-
нейшем системой ТПН—АД.
Системы ТПН—АД находят все более широкое приме-
нение в различных отраслях промышленности и сельском
хозяйстве как в целях повышения надежности интенсивно
работающих, особенно в агрессивной среде, асинхронных
электроприводов с большим числом включений, так и для
получения ряда специальных режимов таких приводов.
В первом случае ТПН выполняет функции простого бес-
3
контактного пускателя или коммутатора, во втором —
простого маловентильного управляемого преобразователя
напряжения и в некоторых случаях — частоты, позволяю-
щего регулировать скорость электропривода в небольших
пределах, формировать его статические и динамические ха-
рактеристики для получения оптимальных диаграмм дви-
жения, а также улучшать его показатели.
Многообразие технических задач по управлению асин-
хронными электроприводами, которые могут решаться с по-
мощью ТПН, обусловливает соответственно многообразие
и сложность вопросов, подлежащих рассмотрению при опи-
сании и анализе особенностей систем ТПН—АД. Однако
ограниченный объем книги не позволяет с достаточной пол-
нотой охватить все эти интересные вопросы. Поэтому пред-
почтение отдано тем, которые до сего времени не получили
достаточного освещения в технической литературе. К таким
вопросам относятся прежде всего принципы и способы по-
строения надежных, точных и помехозащищенных СИФУ,
обеспечивающих необходимую симметрию выходных на-
пряжений ТПН; принципы получения математических мо-
делей ТПН с СИФУ, необходимых для анализа динамиче-
ских свойств систем ТПН—АД с помощью аналоговых и
цифровых ЭВМ; принципы и особенности реализуемых
с помощью ТПН некоторых способов управления асинхрон-
ными двигателями. Вопросам фазового управления уделе-
но лишь небольшое внимание, необходимое для целостно-
сти изложения, а применение ТПН в роторе двигателя не
рассматривается вообще, поскольку этим вопросам посвя-
щены известные работы [14, 38, 47].
В книге излагаются в основном результаты многолет-
них исследований и разработок, выполненных на кафедре
электропривода и автоматизации промышленных устано-
вок Одесского политехнического института с учетом опыта
ряда других организаций (УПИ, МЭИ, ВНИИэлектропри-
вод и др.).
Авторы считают своим приятным долгом выразить
искреннюю благодарность рецензенту доктору техн, наук
Г. Б. Онищенко за ряд полезных замечаний, способство-
вавших улучшению книги. Авторы признательны
инж. О. Б. Бабийчук за большую помощь в оформления
рукописи.
Все замечания по книге авторы просят направлять
в адрес Энергоатомиздата: 113114, Москва, М-114, Шлю*
зовая наб., 10.
Глава первая
ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА ТИРИСТОРНЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ напряжения
1.1. Тиристорный преобразователь напряжения
с активно-индуктивной нагрузкой
Основными элементами ТПН являются встречно-парал-
лельно включенные силовые вентили (тиристоры либо тири-
стор и диод), представляющие собой быстродействующий
ключ, при помощи которого можно коммутировать цепи пе-
ременного тока и изменять средние значения тока в цепи
и напряжения на нагрузке. При включении силовых тирис-
торных элементов (ТЭ) в цепь с чисто активным сопротив-
лением форма тока при открытом вентиле повторяет форму
приложенного к цепи напряжения. Длительность импульса
тока, характеризуемая электрическим углом Хт проводимо-
сти тиристора, определяется в этом случае как разность
между полупериодом л питающего напряжения и углом а
включения (открывания) тиристоров (рис. 1.1,а).
При коммутации цепи, содержащей активно-индуктив-
ное сопротивление, возникает ЭДС самоиндукции, задер-
живающая нарастание и спадание тока. В такой цепи фор-
ма тока отличается от формы приложенного напряжения
и ток прекращается с запаздыванием на угол 6 по отноше-
нию к моменту изменения знака приложенного напряже-
ния. При применении симметричного ТЭ с двумя тиристо-
рами угол проводимости ZT равен разности между углом
закрывания р и углом открывания о (рис. 1.1,6). При при-
менении несимметричного ТЭ, содержащего тиристор и
Диод, общая продолжительность протекания тока в фазе
определяется углом Хф (рис. 1.1,в) .
При коммутации однофазных цепей форма тока в цепи,
а следовательно, и напряжения на нагрузке полностью оп-
Авторь РеД£ляется значением угла а. При коммутации трехфазных
5
Рис. 1.1. Токи и напряжения в цепях с активной (а) и активно-иидук
тивной (б, в) нагрузкой, управляемых различными ТЭ
которого удобно рассматривать основные режимы и особен-
ности ТПН. Если симметричная активно-индуктивная на-
грузка включена в звезду по нулевой схеме, то ток в каж-
дой фазе не зависит от тока других фаз. Закон изменения
тока 4 £-й (£=Л, В, С) фазы определяется из уравнения
электрического равновесия цепи
Um sin (т~|~(рс|)—(1.1)
где Um, о)о, Фс£ — амплитуда, угловая частота и фазовый
сдвиг напряжения питающей сети; t=g)0Z — относитель-
ное время при ^б=1/соо); L, R — индуктивность и
активное сопротивление фазы нагрузки; D — символ диф-
ференцирования по т.
Уравнение (1.1) справедливо только в интервале суще-
ствования тока g-й фазы. Решение этого уравнения
k= UmR~x cos ср {sin (т-|-фс£—ф) —
—Sin (а—ф) ехр [(а—т—<pcO/tg<p]}. (1-2)'
где <p=arctg (atoL/R) — электрический угол, характеризу-
ющий параметры активно-индуктивной нагрузки и называ-
емый в дальнейшем фазовым углом нагрузки.
Угол проводимости тиристоров %т может быть опреде-
лен из трансцендентного уравнения [17]
цепей форма тока и напряжения определяется не толькс
углом а, но и схемой соединения ТЭ. Наиболее распростра-
ненные схемы соединения ТЭ в симметричных трехфазньп
ТПН, а также обозначения, используемые в тексте npi
ссылках на эти схемы, приведены на
схем на симметричную трехфазную
нагрузку является важным частным
sin (а+Хт—ф) =sin (а—ф) ехр (—ХтЛёф)\ (1.3)
тока в
рис. 1.2. Работа эти.
активно-индуктивнук
случаем, па пример*
5)
V6
1/?
Общая продолжительность Хф существования
фазе за период напряжения в нулевой схеме определяется
как сумма углов проводимости двух встречно включенных
тиристоров.
Если активно-индуктивная нагрузка включена по схеме
с изолированной нулевой точкой, то расчет токов сущест-
венно усложняется. Это вызвано тем, что при коммутации
вентилей меняются напряжения на нагрузке. Когда откры-
ты тиристоры всех фаз, напряжение на нагрузке равно фаз-
ному напряжению сети и все токи отличны от нуля. Такой
режим называют симметрично-токовым (СТ) или режимом
трехфазной проводимости. При закрывании тиристора од-
ной фазы имеет место несимметрично-токовый (НТ) ре-
жим двухфазной проводимости, когда напряжение на неот-
ключенных фазах равно половине линейного напряжения
в) сети. Наконец, могут существовать интервалы времени, ха-
рактеризующиеся отсутствием токов во всех трех фазах.
Рис. 1.2. Основные схемы трехфазных симметричных ТПН: Xf™ ™ НазываюТ беСТОКОВЫМ (БТ).
а _ ТПН-6Т (шесть тиристоров); б - ТПН-ЗТ (три тиристора); в - ТПН-ЗТЗ; ^ЖИМ,, Характеризующимся Чередованием уЧЭСТКОВ
(три тиристора, три диода) ^сХфазнои и двухфазной проводимости, называют догра-
ничным, а режим, характеризующийся чередованием бес-
токовых участков и участков двухфазной проводимости, —
сверхграничным [11].
Основной задачей при расчете токов и напряжений в
трехфазной нагрузке является нахождение интервалов су-
ществования СТ, НТ и БТ режимов. Она решается путем
анализа условий существования токов во всех трех фазах.
Один из тиристоров, включенных в g-io фазу, открыт в слу-
чае, если выполняются условия ^>а или 4нс^<0 при
<а, где 'S'g — текущий электрический угол, отсчитываемый
от начала полуволны напряжения g-й фазы. Угол рас-
считывается по формуле
&5=т—ent [(т+фсО/л], (1.4)
где ent — функция вычисления остатка от деления.
Предполагая, что коммутация происходит мгновенно,
при заданном угле а можно однозначно определить момен-
ты переключения тиристоров как функции углов Хт и
В табл. 1.1 и 1.2 приведены данные о порядке и моментах
переключения тиристоров, полностью характеризующие ра-
боту симметричных ТПН на трехфазную активно-индуктив-
ную нагрузку. При этом принято, что угол а отсчитывается
от начала положительной полуволны напряжения фазы А.
Состояние вентилей отражено в этих таблицах с помощью
переключающих функций Фу1—Фу6, принимающих единич-
ное значение при открытом состоянии соответствующих
вентилей. Существование токов в фазах отражено с помо-
щью переключающих функций Фа, Фв, Фс, принимающих
единичное значение при наличии тока в соответствующей
фазе. Существование режимов трехфазпой и двухфазной
проводимости отражается переключающими функциями
Фз=ФаЛФвДФс; (1-5)
фг=(ФлУФвУФс)ЛПфз)- (!-6)
С помощью переключающих функций Ф3 и Ф2 ток £-й
фазы на участке с номером j может быть записан в общем
виде следующим образом:
(ф3 + Кг-фг) cos ?sin (г — ± Фа-^-) X
где 'fl’j — электрический угол, соответствующий началу рас-
сматриваемого /-го участка (табл. 1.1, 1.2); foj — ток в на-
чале /-го участка.
Таблица 1.1
режима проводимости сч е О — О — О — О— О — О — — О — О’ — О — О — о — о
м е — О —' О — О —< О — 0-0 оооооооооооо
о е — О — — — — — о — — — — 00-0-000—0-0
:S
я я s •& оков фаз е —’ —н —< О —' —< < —< — о —1 — — ООО — О — ООО — о
s a и c5 V Q е —о—ооо—о—ооо
чения перекл] 9/1 ф 00^__^ч~-1_00000 О О — О — ООООООО
м ю е —<0000000 — — — — 00000000—0—0
я co о сх о о S е ___^_ООООООО — — — ооооооооо — о
о, S ь CD о со е ОО оо — — — — — ООО 0000-0-00000
я о 3 /1 ф ООО000 — — — — — о OOOOOO—О — ООО
е — —ч — — — о о о о о о о — о — ооооооооо
s о S 5 ® , н « О S Q <u Л R S •Н'Н< Е—« е—iH £-< Е— £—• Н* uiuxuruxoxox Е~' Е—' F— F— Е—1 (—। Е—1 F4 Ь4 £—1 Н4 ' г й X м Г и ГСсо X ю х Й
1 начало участ- ка Фу (момент изменения | состояния тиристоров) со 00 03 со ек00 Т <?” *г <ОндОс?й + 8 | U 1 <N , > ’З" +ю ь -+1+1^+-+1 й “Ь b -4- 8 -|- в "Г” В в 8 8s СО 00 СО СО J” 1 р *Ь U tc LO а । u сч + । +10 ~h “г-|-Jr * +г< в б±ахй + б Об 1 । । d । । а в а в
Номер участ- ка / — СЧСО’ФЮ'ОЬ.ОООО — сч — счео^юос^оооо — сч
Диапазон изменения S Н9- VV£ VVB со 0е4 со н.к, K;V V\)V у сч V W Vco Vv vv О v О
Режим ТПН До гра- нич- ный Сверх- гра- нич- ный
Тип ТПН ±9 -нш
9
Таблица 1.2
S Начало участка ,® Диапазон ® ыч тл 1 аГ н v 1 (момент из- я м о токов тиристоров^! токов фаз ре жим а’проводимости
Тип ТПН Режим изменения л. о у _ § - 1ип ипт ТПН и X ф о менения.состоя- § ФФФФФФФФФ ф ф2
w X ния тиристоров) си в я VI V2 V3 V4 V5 V6 А В С
1 а СТ 10 0 110 111 1 о
2 а+Лт—2л/3 СТ 10 0 10 1111 1 о
3 а+Хф—4те/3 НТ 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1
Догра- 4л/3<Хф<2я 4 а-|-2гс/3 СТ нич- 5 а+Хт СТ 10 10 0 1111 1 о 0 110 0 1111 1 о
ный 6 ^+^ф—2тс/3 НТ 0 11 0 0 0 1 1 0 0 1
2п/3<Хт<л 7 а+4тг/3 СТ 0 110 10 111 1 о
ТПН-ЗТЗД 8 а+Хт+2л/3 СТ 0 10 110 111 1 0
9 а-Нф НТ 00011001 10 1
0<Лф<4Я/3 1 а НТ _ 2 а+Ат БТ 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 000000000 0 0
Сверх- 0<, <2я/3 3 а+2я/3 НТ 0 1 1 0 0 0 110 0 1
гранич- 4 а+^+2^/3 БТ 000000000 0 0
ныи 5 а+4п/3 НТ 0 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1
6 а-|"Хт+4л/3 БТ 0 0 0 0 0 о о 0 0 о о
1 а СТ 1 0 1 — — — 1 1 1 1 0
п 2 а+Хф—4гс/3 НТ 1 0 0 — — — 1 1 0 0 1
ДогРа’ 4л/3<Л*<2л 3 «+2Я/3 СТ 4 “+*Ф-2"/3 нт 1 1 0 — — — 1 1 1 1 0 010 — — — oil о 1'
ныи 2л/3<Х1<4п/3 5 а+4л/3 СТ 6 а-Б Хф НТ Л^ТТТ Т П'Т' w 1 ' чр о 1 1 — — — 1 1 1 > 9 0 0 1 — — — 10 1 0 1
ТПН-ЗТ ттгт, 1 а НТ 100— — — 110 0 1
~ 2 а-4-Ат БТ 000 — — — 000 0 0
СвеРх‘ 3 а+2т:/3 НТ 010 — — — oil о 1
гранич- о<Л*<4л/3 4 а+^+2т:/3 БТ ныи 5 аф^/3 нт 000 — — — 000 0 0 001— — — 101 о 1
0<г,<2"/3 6 а-|-Лт+4п/3 БТ о о о — — — 000 о 0
Таблица 1.3
Тип ТПН Режим ТПН Уравнения связи между углами ф, а, Тф и Хт
ТПН-6Т Дограничный Г- Q . / ТС — ехр ' 2тс —1 — COS Хт
1 \ 'I tg (a-cp)=sin\ expl-fg-Ы Л -г слр I ^еф ; k 3tg ф ’
—тс > 3tg ф,1 — ехр ( - 2тс
елр | ф Т ( 3tg ф }
Сверхгра- ничный sin (а — ф+ -п;/6+ Хт)= sin (а — ср + к/6) ехр 5 ф т б tg ф /
ТПН-ЗТЗД Дограничный Г* О 2тс j — ехр / 4тс \ \3tg Ф/
sin (а Хф —ф — 2тс) _ sin (а — ф) exp fg 3tg ф
2 — ехр —2тс \ 3tg ф) — ехр I * \ г —4тс > Jtg ф>1 -
sin (оь + Хт —ф — к/б) = sin (а — ф — тс/6) ехр X . = ф т / \ \ tg
Сверхгра- ничный
ТПН-ЗТ Дограничный sin (а + Хт — ф — тс) = sin (а-ф + тс/3) ехр X V— X 2тс 3 ф T 1 Г 1 Р 1 2тс j —2ехр ( —2тс
\ tg ф 1 — СЛ Г | 3tg Ф \ 3tg ф
/о Л хр / — 2тс \3tg Ф j — ехр [ — 4тс \
— с 1 3tg ф /
sin (а + Хт — ф + тс/6) = sin (а — ф + тс/6) ( = 24 ф т
Сверхгранич- ный SXf 3—1 \ tgv - J
* j У/ //7 к/
\ /60° S ffro
сои 240° ~9ПП °- / /v г
'' \ \ X к \ \ \ С л \ р~20 >
CUU --80°' 7S° ч ч ''' \ w \ , х \ у х К \ X \
IOU 60°' .40°' ч i ж \ ^°\ 'Ж
ICU <р= 20° L \ у' . ч \ < 'А кЩ ~~w х V» X' л\
о и г- (р^ 20*' Чх\\\
ти '' к
-20° 0 20° 40° 60° 80° 100° 120° 140° 160° 180° 200° ос
Рис. 1.3. Зависимость между углами а, ср и 2ъф:
--------ТПЫ-6Т;---------ТПН-ЗТЗД;---------ТПН-ЗТ
Значение тока в начале каждого участка равно его зна-
чению в конце предыдущего участка. Применяя метод при-
пасовывания, можно из условия периодичности протекания
токов определить зависимость между углами а, ср, Хф и Хт
в установившемся режиме (табл. 1.3). Поскольку приведен-
Рис. 1.4. Зависимость гранич-
ных углов открывания тирис-
торов от ср:
-----------ТПН-GT;
ТПН-ЗТЗД; ----------ТПН-ЗГ
ные в табл. 1.3 соотношения
трансцендентны, удобнее для
расчета Хф по заданным углам
а и ср использовать графиче-
ские зависимости, приведен-
ные на рис. 1.3. Последующий
расчет Хт по известным Хф осу-
ществляется на основе соотно-
шений, приведенных в табл.
1.3.
В табл. 1.3 не приведена за-
висимость между Хф и Хт в до-
граничном режиме ТРН-ЗТЗД,
поскольку Хг не используется
при расчете схемы. Действи-
тельно, переход тока фазы с
тиристора на встречно вклю-
ченный диод не сопровождает-
12
ся изменением режима проводимости (см. табл. 1.2). По-
этому для определения токов и напряжений нет необходи-
мости вычислять условия припасовывания в момент закры-
вания тиристора.
Переход из дограничного в сверхграничный режим во
всех схемах происходит при Хф = 4л/2, Хт=2л/3. Подставляя
граничные значения углов Хф и Хт в формулы табл. 1.2, на-
ходим граничные углы «гр, при которых ТПН работает
только в режиме НТ (рис. 1.4).
По приведенным данным методом припасовывания мо-
гут быть рассчитаны токи и напряжения при работе ТПН
на симметричную активно-индуктивную нагрузку. Типовые
диаграммы токов и напряжений в различных ТПН для
этого случая приведены на рис. 1.5.
Аналогичным образом может быть исследована работа
и несимметричных ТПН (рис. 1.6). Порядок переключения
тиристоров в этих схемах определяется из анализа уста-
_?ис- 1.5. Типовые временные диаграммы токов и напряжений в до-
гРаничном (слева) и сверхграничном (справа) режимах работы
ТПН-6Т (а), ТПН-ЗТЗД (б) и ТПН-ЗТ (в)
13
Рис. 1.6. Основные схемы несимметричных ТРИ:
а — ТПН-4Т (четыре тиристора); б — ТПН-2Т (два тирис-
тора)
новившегося режима, характеризующегося чередованием
участков режимов СТ и НТ. Токи фаз рассчитываются по
(1.7). Расчетные соотношения и графики, характеризую-
щие работу этих схем на активно-индуктивную нагрузку,
приведены в [19, 47].
1.2. Тиристорный преобразователь напряжения
с асинхронным двигателем
Основной особенностью, отличающей асинхронный дви-
гатель (АД) от трехфазной активно-индуктивной нагрузки,
является наличие магнитной связи между обмотками фаз
статора и ротора, а также влияние на эту связь скорости
АД. Поэтому в обмотке фазы АД, отключенной от сети, на-
водится ЭДС вращения, значение которой, как и других
параметров АД, зависит от скольжения. Электродвижущая
сила существенно изменяет форму фазного напряжения по
сравнению с активно-индуктивной нагрузкой. Поэтому
единственным практически возможным методом расчета
токов и напряжений в цепях АД, управляемого ТПН, яв-
ляется метод математического моделирования с примене-
нием ЭВМ, позволяющий решать уравнения АД с учетом
как непрерывно, так и скачкообразно изменяющихся ве-
личин.
При любой схеме включения тиристорных элементов
расчетная схема силовых цепей системы ТПН—АД может
быть представлена в упрощенном виде по рис. 1.7. Здесь и
далее рассматриваются наиболее распространенные схемы
без нулевого провода. При известной матрице напряжений
и=||иАивис\\ питания ТПН и заданных начальных услови-
ях закон изменения токов и напряжений полностью опреде-
14
ляется порядком коммута-
ции ключей Ла, Кв, Кс
Этот порядок определяет
специфику конкретного ре*
жима электропривода. Од-
нако принципы построения
математических моделей си-
стемы ТПН—АД не зависят
от порядка коммутации
ключей и сохраняются при
исследовании любых режи-
Рис. 1.7. Упрощенная расчет-
ная схема силовых цепей си-
стемы ТПН—АД
MOB.
Асинхронная машина представляет собой совокупность
сложных трехмерных электрических и магнитных цепей,
содержащих участки с различными магнитными проницае-
мостями. Поэтому точное описание реальной машины с по-
мощью уравнений Максвелла оказывается практически не-
возможным. К тому же в этом нет необходимости, так как
для практических целей достаточно выполнять расчеты с
некоторой наперед заданной точностью, определяемой спе-
цификой решаемой задачи.
Наиболее простым является описание АД как неявно-
полюсной машины с симметричными обмотками и линей-
ными электромагнитными связями. Следующими по уровню
сложности являются математические модели, учитывающие
нелинейность электромагнитных связей. При этом учиты-
вается только первая гармоническая составляющая коэф-
фициентов индуктивностей обмоток. Такие модели являют-
ся наиболее приемлемыми при исследовании асинхронных
электроприводов с ТПН, что подтверждается многочислен-
ными экспериментальными данными [11, 32]. При иссле-
дованиях асинхронных машин иногда требуется учет вытес-
нения тока в стержнях ротора, дискретного распределения
намагничивающих сил статора и ротора, зубчатого строе-
ния магнитопровода и других факторов. Однако при ана-
лизе режимов работы электроприводов точность таких мо-
делей в большинстве случаев является избыточной.
Основными допущениями при получении математиче-
ских моделей ТПН—АД, соответствующих первому и вто-
рому уровню сложности, являются: пренебрежение потеря-
ми в стали и вихревыми токами; симметричность обмоток
статора и ротора; синусоидальное распределение магнит-
ных полей вдоль окружности воздушного зазора; взаимная
независимость насыщения по пути основного магнитного
потока и по путям рассеяния.
15
Для удобства изложения уравнения записываются в об-
щепринятой системе относительных единиц. При этом ба-
зовыми величинами являются [32]:
для тока и напряжения — номинальные амплитудные
значения фазовых величин статора
Z6=УТЛом!
для активных и индуктивных сопротивлений
/?б=Хб=(/б//б;
для угловых скоростей — синхронная угловая скорость
основной гармоники электромагнитного поля АД
(Об^СОо/Рп,
где рп — число пар полюсов двигателя;
для потокосцеплений
Тб=[/б/(оо;
для вращающего электромагнитного момента и момента
инерции
= J б==3р2п^ном^ном/о)3о.
С учетом принятых допущений дифференциальные урав-
нения статорных и роторных цепей АД в относительных
единицах (символ перехода к относительным единицам
везде опускаем) записываются в виде
DWs = Us-rsis; ]
DWr = Ur — rrirJ
(1.8)
где Us, is, Ur, ir, 4%, 4*7 — трехмерные матрицы-строки фаз-
ных напряжений, токов и полных потокосцеплений соответ-
ственно статора (индекс s) и ротора (индекс г)-
Потокосцепления определяются по соотношениям
(1-9)
где xs, хг — синхронные реактивные сопротивления обмо-
ток статора и ротора, учитывающие магнитную связь с
двумя другими фазными обмотками статора и ротора; —
индуктивное сопротивление взаимной индукции, учитываю-
щее связь одной обмотки статора (ротора) с тремя обмот-
ками ротора (статора); Ац — матрица, отражающая вза-
имное положение обмоток статора и ротора в пространстве;
т — символ транспонирования матриц.
16
Матрица определяется выражением
<4
сз
С2
и 3
С2 с3
С1 С2
с3 Сг
(1.10)
где ci=cos yr; c2=cos (уг—120°); c3=cos (yr+120°) — ко-
эффициенты, зависящие от угла уг поворота ротора отно-
сительно статора.
Предполагается, что параметры АД xs, хг, rs, rr яв-
ляются известными функциями АД и его угловой скорости
Ыг> Вид этих функций отражает влияние насыщения маши-
ны по пути основного магнитного потока и по путям рас-
сеяния, а также вытеснения тока в пазах ротора. При допу-
щении линейности электромагнитных связей параметры xs,
хг, Хц, r8, rr становятся постоянными величинами.
Непосредственное использование уравнений (1.8), (1.9)
для проведения качественного и количественного анализа
процессов в асинхронном электроприводе возможно, но не-
удобно, поскольку они содержат коэффициенты, меняющие-
ся в функции угла уг. Это обусловливает необходимость
преобразования исходных уравнений (1.8), (1.9) к виду,
удобному для практического применения.
Для проведения качественного анализа наиболее целе-
сообразным является переход к уравнениям обобщенной
машины. При этом совокупное действие фазных величин
выражается соответствующими обобщенными векторами.
Модули и пространственное положение обобщенных векто-
ров задаются таким образом, что их проекции на фазные
координатные оси А, В, С равны соответствующим фазным
величинам в каждый момент времени [26, 32].
Связь между фазными величинами и положением обоб-
щенного вектора на комплексной плоскости отображается
соотношением
У = -^-(УА + аув-]-а2ус),
(1-11)
где у — рассматриваемая физическая величина (напряже-
ние, ток или потокосцепление); а — ехр
— оператор
поворота.
Здесь и в дальнейшем в целях упрощения записи не
Делается различия в обозначениях вектора и комплексного
числа, отображающего положение этого вектора на ком-
плексной плоскости. При этом, однако, всегда подразуме-
вается, что операции над векторами заменяются операция-
2—414 Л и г 1 17
дающими по направлению с
Рис. 1.8. Изображение обобщен-
ного вектора в различных коор-
динатных системах
ми над соответствующими
комплексными величинами.
Следовательно, уравнение
(1.11) комплексное, хотя
оно и отражает связь между
обобщенным вектором у и
векторами ул, Ув, Ус, совпа-
осями А, В, С (рис. 1.8).
В комплексной форме уравнения обобщенной асинхрон-
ной машины могут быть представлены в следующем виде:
DW = и„ — rs is — 1
Ъ о о о J п. О I
DWr— tir — гуг— j (cor — (DK) 4^;
(М2)
где G)K, o)r — угловая скорость соответственно координат-
ных осей и ротора двигателя, определяемая решением урав-
нения движения электропривода
Dar==(M—Mc)/J. (1.13)
Относительный электромагнитный момент, развиваемый
АД, удобно определять по выражениям
Л4 = 1т pF*sXM (1.14а)
или
Л4=1т pFVXZM,
(1.146)
где звездочкой отмечена комплексно-сопряженная вели-
чина.
Момент сопротивления Мс зависит от режима работы
электропривода. Он может быть переменным или постоян-
ным, положительным или отрицательным.
Рассмотренная комплексная форма записи, основанная
на понятии обобщенного вектора, оказывается чрезвычайно
удобной для качественного анализа процессов в асинхрон-
ном электроприводе. Однако для практических расчетов не-
обходимо перейти к уравнениям, записанным в веществен-
ной форме. Этот переход осуществляется через проекции
обобщенного вектора на вращающиеся в пространстве с
угловой скоростью ©к ортогональные или фазные оси (фаз-
18
ними будем называть оси, сдвинутые в пространстве от-
носительно друг друга на 120°).
Выбор скорости (ок определяется особенностями решае-
мой задачи. В электроприводах, выполненных по системе
ТПН—АД, наиболее часто используются координатные оси,
неподвижные относительно статора (сок=О). Это обуслов-
лено необходимостью контроля в процессе вычислений зна-
чений фазных токов статора для определения моментов
коммутации вентилей. Уравнение связи между проекциями
обобщенного вектора на неподвижные ортогональные оси
а, р (рис. 1.8) и неподвижные фазные оси Л, В, С, если в
начальный момент времени ось а совмещена в простран-
стве с осью Л, определяется известными соотношениями
[26, 32]
II II ==yG; 1
у = II УаУ9 II f, J
(115)
где у=||г/Аг/вг/с|| — трехмерная матрица-строка фазных
переменных (токов, напряжений или потокосцеплений); G,
F — матрицы преобразования,
G — 1 0 о 1//Г о — 1/|/з~ F = 1 _о,5 —0,5 0 1/3/2 — |/з/2
При соответствующем выборе пространственного поло-
жения осей А, В, С статорные напряжения и токи совпа-
дают с реальными. Это обусловливает целесообразность
использования в расчетах фазных величин статора. В то
же время для уменьшения числа дифференциальных урав-
нений роторные величины удобно представить в ортого-
нальных осях а, р, поскольку их реальные значения в рас-
четах, как правило, не используются. С учетом изложенно-
го уравнения (1.12) преобразуются к виду
DXV — щ — rsi ;
Электромагнитный момент, развиваемый АД, в данном
случае удобнее всего рассчитать по выражению
А1—МАр/га
{1.17)
19
2*
Уравнения (1.13), (1.16) и (1.17) должны решаться совме-
стно с уравнениями, отражающими наличие нелинейных
электромагнитных связей в АД. Эти связи, отражающие в
рассматриваемых моделях второго уровня сложности явле-
ния насыщения магнитопровода и вытеснения тока в пазах
ротора, при принятых допущениях обычно отображаются
функциями
(1.18)
где xos=xs—хаг=хг—хц — индуктивные сопротивления
по путям рассеяния; iSf ir — модули обобщенных векторов
токов статора и ротора, определяемые по соотношениям
— модуль обобщенного вектора тока намагничивания
~Нг, определяемый по соотношению
;=/«..+%)'+(',+у-
Совместное решение уравнений (1.13), (1.16) — (1.18) на
практике может быть осуществлено только с применением
аналоговых и цифровых ЭВМ. Методы решения на анало-
говых ЭВМ подробно рассмотрены в [32]. При цифровом
моделировании, находящем в настоящее время все более
широкое применение благодаря известным преимуществам
цифровых ЭВМ нового поколения, непосредственно исполь-
зовать уравнения (1.16) при исследовании системы ТПН—
АД не удается ввиду сложности определения матрицы us
напряжений на фазах статора при несимметричном пита-
нии. Это вызывает необходимость преобразования диффе-
ренциальных уравнений АД таким образом, чтобы в их
правые части входили только линейные напряжения. Пере-
ход к уравнениям, решаемым на цифровой ЭВМ, целесооб-
разно рассматривать отдельно для различных режимов пи-
тания, определяемых состоянием ключей Ка, Кв, Кс (см.
рис. 1.7). При этом рассматриваются только дифференци-
альные уравнения статорных цепей и уравнения потоко-
сцеплений, поскольку уравнения роторных цепей, а также
уравнения (1.13), (1.16) — (1.18) не изменяются.
Если напряжения подводятся ко всем трем фазам ста-
тора (все ключи Ка, Кв, Кс замкнуты), дифференциаль-
ные уравнения статорных цепей приводятся к виду
ДТл=ил+Гг II isdsAisB II, (1.19)
где ил=ПUabUbcUcaII = uB — матрица подводимых к дви-
20
гателю линейных напряжений, значения которых известны;
1F л== II VCAII =TSB — матрица новых переменных,
равных разности полных потокосцеплении соответствующих
двух фаз статора;
—1
О
1
О
1
—1
— матрица преобразования, определи-
тель которой равен нулю.
Поскольку всегда выполняется равенство
Тав+Твс+ТСа=О,
при расчетах порядок системы дифференциальных уравне-
ний (1.19) может быть понижен на единицу. Матрица то-
ков фаз статора и ротора на каждом шаге расчета находит-
ся по известным потокосцеплениям Тл, Тга, TVp путем ре-
шения системы алгебраических уравнений (в общем слу-
чае нелинейных), включающей уравнения (1.18) и урав-
нения
Ьл= (tf*s)-11Fn—^(aXsXj^HYra^pHFB; (1.20)
is=isnC; (1.21)
IlWrpll^Xr-MlYraYrpll—XgXr-MsG. (1.22)
Здесь cr=l—х2ц(хО8хог)-} — коэффициент рассеяния; С=
= - — Вт— матрица обратного преобразования линейных
з
величин в фазные.
Если напряжение питания подводится только к двум
фазам статора (что имеет место при размыкании одного из
ключей, показанных на рис. 1.7), для описания электриче-
ского равновесия статорных цепей достаточно одного диф-
ференциального уравнения
DW2л = ^2л—г8^*2л» (1.23)
где
^2jt=^AbV иВС\/ UCA\
Ч"2л=Tab V^bcV^ca
в зависимости от того, к каким двум фазам подводится на-
пряжение.
Ток отключенной фазы равен нулю. Токи фаз, к кото-
рым подводится напряжение, равны и противоположны по
знаку, причем
Чв = he ~ ^sA ~ 0’
he — i SA~ V = 0;
^sA ~ ' hb = Z*2-n 2 V isc = 0 •
(1.24)
21
Ток 12л на каждом шаге расчета определяется из (1.20)
подстановкой известных значений Чт2л, После это-
го рассчитываются фазные токи, момент и правые части
дифференциальных уравнений.
Возможно также существование интервалов времени, в
течение которых двигатель отключен от сети. При этом то-
ки фаз статора равны нулю, а ток намагничивания равен
току ротора.
В расчете используются только дифференциальные
уравнения роторных цепей, а также уравнения (1.13),
(1.17), (1.18).
Согласование начальных условий при изменении состоя-
ния ключей осуществляется таким образом, чтобы обеспе-
чивалась непрерывность потокосцеплений Wab, Wbc, ^са в
момент коммутации. Расчет матрицы линейных напряже-
ний ил осуществляется на каждом шаге расчета в модели
ТПН. Если ТПН подключен к сети, напряжения ил совпа-
дают с ее линейными напряжениями. Если же с помощью
ТПН осуществляется торможение двигателя или реализу-
ются специальные режимы, задачу определения ил нужно
рассматривать особо.
Рассмотренные математические модели АД с коротко-
замкнутым ротором при различных режимах питания со
стороны статора характеризуются минимальным порядком
решаемых дифференциальных уравнений. Решение нели-
нейных алгебраических уравнений на каждом шаге осу-
ществляется итерационным методом. Опыт вычислений
показывает, что благодаря монотонному характеру зави-
симостей (1-18) решение сходится быстро, в большинстве
случаев за 3—4 итерации, даже при линейной интер-
поляции этих зависимостей.
Кроме того, рассмотренная система уравнений АД удоб-
на тем, что позволяет эффективно использовать блочный
принцип построения цифровых моделей, при котором в па-
мяти вычислительной машины хранятся лишь отдельные
модули, оформленные в виде подпрограмм, а их объедине-
ние в единую программу, предназначенную для решения
конкретной задачи, осуществляется специальной управ-
ляющей программой.
Модули, предназначенные для моделирования ТПН,
СИФУ, регуляторов и других элементов электропривода,
формируются независимо от модели двигателя. Опыт по-
казывает, что при наличии в библиотеке цифровой ЭВМ
разветвленной, легко пополняемой и обновляемой системы
программных модулей, ориентированных на решение задач
22
моделирования асинхронных электроприводов, объем уп-
равляющей программы, необходимой для исследования
конкретных схем и режимов, оказывается небольшим.
1.3. Выходное напряжение ТПН
При расчетах электроприводов с ТПН возникает необ-
ходимость в определении регулировочных характеристик,
отражающих зависимость выходного напряжения ТПН от
угла открывания тиристоров а в установившемся режиме.
При этом должны быть учтены специфические свойства на-
грузки, в рассматриваемом случае АД.
Основной особенностью АД, как уже отмечалось, явля-
ется наличие ЭДС вращения, искажающей форму фазного
напряжения и обусловливающей поэтому нецелесообраз-
ность его использования в качестве выходного сигнала
ТПН. Возникает необходимость поиска такого сигнала,
который, полностью определяя процессы в АД, не зависел
бы в явном виде от его параметров и угловой скорости.
С этой целью запишем дифференциальные уравнения
электрического равновесия статорных цепей АД при посто-
янных параметрах в виде
Us—fsis I XgT)is—1—ву, (1.25)
где er=[|erA^rB6rcll=Xp,Dir — матрица ЭДС взаимоиндук-
ции, наводимых токами ротора.
С учетом (1.25) схему замещения статорных цепей си-
стемы ТПН—АД можно представить в виде, изображенном
на рис. 1.9. Из схемы замещения следует, что напряжения
на фазах АД могут быть представлены в виде
US=U—Uj
где uT — матрица напряже-
ний на тиристорах; и0 — на-
пряжение между нулевыми
точками сети и АД; Ео=
=111 1 1||.
Введем матрицу-стол-
'бец переключающих функ-
ций
Ф=со1оп ||ФАФвФс1[.
Тогда выражение для
расчета напряжения uQ мож-
но представить в виде
^o=Q{uO—еуфи}, (1.27)
Рис. 1.9. Схема замещения
статорных цепей системы
ТПН—АД
23
где Q —Ф3/З+Ф2/2; Фи — матрица, получаемая путем ин-
версии элементов матрицы Ф.
Анализируя выражение (1.27), можно выделить состав-
ляющую цотпн напряжения Uq, зависящую только от воз-
действия со стороны ТПН, и составляющую ^0АД, завися-
щую только от реакции АД на это воздействие:
ио ~ ^отпн ^оад, (1.28)
где == Q и ^оад ==
Аналогичным образом можно записать уравнение для
расчета напряжений на тиристорах
UT =• ТИН итАД, (J -29)
где UT тпн = U ^ОТПН^О' ЦтАД = ^ОАдЕо 4"
С учетом введенных обозначений дифференциальные
уравнения статорных цепей могут быть записаны в виде
иТПН = 4" ^SDis 4“ итАД 4“ ^0АдЕ(Р (1 *30)
где итпн 11 иА тпнп^ гпн^с тпн 11 = u ит тпн ао тпн^о мат-
рица напряжения, арактеризующая воздействие со стороны
ТПН и полностью определяющая процессы в АД.
Следовательно, именно напряжения птпн, определяемые
(1.30), следует рассматривать в качестве выходных при
изучении свойств собственно ТПН как элемента системы
управления. Однако непосредственное использование на-
пряжений, входящих в матрицу нтш> как выходных коор-
динат ТПН в большинстве случаев неудобно, поскольку не
позволяет провести качественный анализ. Желательно за-
менить фазные координаты обобщенными. Для этого вве-
дем в рассмотрение вектор /7ТПН трехфазной системы на-
пряжений на выходе ТПН. Положение этого вектора на
комплексной плоскости определяется соотношением
^тпн ” “Г" тпн 4" аив тпн 4" а ^стпнЬ (1*31)
Анализ показывает, что даже в установившемся режиме
при a=const вектор t7TnH вращается в пространстве нерав-
номерно. В режиме трехфазной проводимости его угловая
скорость равна соо, в режиме двухфазной проводимости он
неподвижен. В бестоковом режиме модуль обобщенного
вектора равен нулю.
24
Напряжения иА тпн, ивтпн, И? тпн создают в двигателе
поля не только первой, но и высших пространственных гар-
моник прямой, а в несимметричных ТПН — и обратной по-
следовательности. Для выделения &-й пространственной
гармоники напряжения применим переход от неподвижной
фазной системы координат Л, В, С к ортогональной систе-
ме координат Xk$, Yw, вращающихся в пространстве с уг-
ловой скоростью (—1)е+1Ь% в прямом (при'&=1)
или обратном (при t&=2) направлениях. При условии, что
в момент времени т=0 ось совмещена в пространстве
с осью Л, формулы преобразования принимают вид
II UXk6UYk^ || — ЦТПНН’ (1 •32)
где
sin cos
— COS «Од.д/И3 Si n <Qw/|/3
COSteA9//T — sincofc{/[/3
При использовании ТПН напряжения и}- и ну являют-
ся периодическими функциями времени. Разложив их в
ряд Фурье, получим постоянные составляющие и
Un которые можно рассматривать как проекции неко-
торых неподвижных относительно осей АЖ Ж векторов
U^, модули которых определяются как
(1.33)
а фазовое положение относительно оси Xk§— как
Ъф = arctg (1-34)
Поскольку система координат равномерно вращается в
пространстве с угловой скоростью со/г-в, модуль U равен
амплитуде &-й гармонической составляющей напряжения
на выходе ТПН соответственно прямой (при fk=l) или об-
ратной (при /&=2) последовательности. Наибольший инте-
рес представляют, естественно, первые пространственные
гармонические составляющие U i$, оказывающие опреде-
ляющее воздействие на электромагнитный момент двига-
теля и являющиеся полезным сигналом на выходе ТПН.
Поэтому именно модуль вращающегося вектора первой
гармонической составляющей прямой (а в несимметричных
25
ТПН — и обратной) последовательности, определенный по
вышеописанной методике, и рассматривают в качестве вы-
ходного сигнала ТПН. Однако всегда следует иметь в ви-
ду, что наряду с первой на выходе ТПН существуют и выс-
шие пространственные гармонические составляющие на-
пряжения.
Для проведения вычислений необходимо знать закон из-
менения составляющих их^ и uY во времени. С этой
целью определим значения фазных напряжений в режимах
трехфазной и двухфазной проводимостей (в бестоковом ре-
жиме эти напряжения равны нулю).
В режиме трехфазной проводимости ФА=ФВ=ФС=1;
Фз=1; Ф2=0; Q=l/3. При уравновешенной системе пита-
ющих напряжений прямой последовательности получаем
В режиме двухфазной проводимости при отключении
тиристора фазы А ФА=0; фв=фс=1; Ф3=0. После под-
становок и преобразований получаем
^ТПН === II О (^В ^с)/2 (^с ^д)/2 II »
uY =cos2t; и = — cos х sin т.
При отключении других фаз наблюдается сдвиг перио-
дических функций их и uY на угол, кратный 2л/6.
В общем случае выражения для расчета их uY мож-
но записать в виде
иу = Ф -|-Ф2cos2 — I' *2^/6); ]
Х11 I (1.37)
uYii = — Ф2 cos (/t — /• 2^/6) sin(т —/2^/6), J
где Z=l, 2, 3 ... — номера участков двухфазной проводи-
мости в схемах с ТПН-6Т, причем номер 1=1 присвоен пер-
вому участку двухфазной проводимости, имеющему место
после первого, начиная с т=0, открытия тиристора той фа-
зы, от начала положительной полуволны напряжения кото-
рой начинается отсчет времени.
На рис. 1.10 показаны диаграммы переключающих
функций, а также напряжений их и uY i в установившем-
ся режиме работы ТПН-6Т. При анализе ТПН-ЗТЗД ис-
ключаются участки с /=2, 4, 6 .... При анализе несиммет-
ричных ТПН-4Т исключаются участки с Z—3, 6, 9 ..а
ТПН-2Т — с 1=2. 3, 5, 6, 8, 9 ,,.
26
Рис. 1.10. Временные диаграммы напряжений,
тока и переключающих функций в установившем-
ся режиме ТПН-6Т
Для первой гармоники напряжения обратной последо-
вательности на выходе несимметричного ТПН после под-
становок и преобразований получаем
их^ = Ф3 cos 2т 4- Ф2 cos (т — I тс/3) cos (г 4- /тс/З);
uYi2 = Фз sin 2т 4- Ф2 cos (т — ln/3) sin (т 4е /3).
(1.38)
Анализ приведенных соотношений для расчета матри-
итпн выходных напряжений ТПН показывает, что
цы
они полностью совпадают с аналогичными выражениями,
получаемыми при работе ТПН на активно-индуктивную
нагрузку, характеризуемую параметром ср. Следовательно,
Регулировочные характеристики ТПН, получаемые путем
анализа его работы на активно-индуктивную нагрузку, мо-
быть Успешно использованы и при анализе системы
ПН—-АД. Это справедливо, однако, лишь при условии
27
эквивалентности выходных
напряжений ТПН при обоих
видах нагрузки, что опреде-
ляется равенством углов
проводимости Хт при работе
на АД и трехфазную актив-
но-индуктивную нагрузку.
Определив (эксперименталь-
но или путем моделирова-
ния) значение угла Хт в ус-
тановившемся режиме рабо-
ты при заданном а, можно
рассчитать значение эквива-
лентного фазового угла срэ
нагрузки путем решения со-
ответствующего трансцен-
дентного уравнения, связы-
с углами открывания а и
(см. табл. 1.3). Для этой
Рис. 1.11. Регулировочные ха-
рактеристики ТПН-6Т (-----)
и ТПН-ЗТЗД (--------)
вающего фазовый угол ср
проводимости тиристоров
цели могут быть использованы также диаграммы, приве-
денные на рис. 1.3. Естественно, что получаемый резуль-
тат будет справедлив только для одной конкретной точки
механической характеристики электропривода, соответст-
вующей рассмотренному установившемуся режиму.
Рассчитанные по данной методике регулировочные ха-
рактеристики ТПН-6Т и ТПН-ЗТЗД, показывающие за-
висимость модуля обобщенных векторов первых гармо-
нических составляющих напряжения на выходе этих ТПН
от угла управления при разных параметрах нагрузки,
приведены на рис. 1.11.
1.4. Динамические свойства ТПН
как элемента системы электропривода
При анализе устойчивости и синтезе регуляторов ско-
рости в замкнутых системах ТПН-АД находят приме-
нение частотные методы, основанные на гармонической ли-
неаризации ТПН. При этом определяются эквивалентные
амплитудно-фазовые характеристики (АФХ) ТПН, пред-
ставляющие собой годограф его комплексного коэффици-
ента усиления (ККУ). Поскольку ТПН, как и вентильный
преобразователь постоянного тока, является дискретным
звеном, практический интерес представляют только его
АФХ на субгармонических частотах [45]
соп = тсооАл (1.39)
где tn—пульсность ТПН, равная отношению частоты пер-
вой гармоники выходного напряжения к частоте питаю-
щей сети в установившемся режиме; п — номер субгармо-
ники.
В качестве выходного сигнала ТПН в общем случае
рассматривают относительные амплитуды U первых
гармонических составляющих напряжений прямой и об-
ратной последовательностей, поскольку, как уже отмеча-
лось выше, именно эти составляющие оказывают определя-
ющее воздействие на работу АД.
Для нахождения закона изменения амплитуд {7 во
времени необходимо перейти от неподвижной системы
фазных координат Д В, С к ортогональной системе коор-
динат АТ&, У1&, вращающейся в пространстве с угловой
скоростью соо в прямом или обратном направлении. Суммы
uv , проекций фазных напряжений на оси
Л 1$ 1 I-&
определяются соотношениями (1.37), (1.38). В установив-
шемся режиме, т. е. при неизменном во времени входном
сигнале, средние значения Напряжений их
иу могут рассматриваться как амплитуды двух век-
торов, совпадающих по направлению с осями Хш, У^.
Геометрическая сумма этих векторов образует, как уже
отмечалось, вектор СД#, амплитуда которого в установив-
шемся режиме также является величиной постоянной.
При изменении сигнала иу на входе СИФУ ТПН изме-
няется угол открывания тиристоров а и соответственно
значение приложенного напряжения. При этом в общем
случае изменяются во времени амплитуды всех гармони-
ческих составляющих напряжений прямой и обратной
последовательностей. При синусоидальном входном сиг-
нале, изменяющемся по закону
tty — t/yo+ t7ynsin (пт-|~Фуп) , (1.40)
амплитуды U являются периодическими функциями
времени, которые могут быть разложены в ряд Фурье:
00
Для н-й субгармоники модуль (К1$}
коэффициента усиления ТПН по первой
составляющей выходного
\т комплексного
гармонической
напряжения прямой или обрат-
29
28
нои последовательности определяется как отношение ам-
плитуды первой (б/=1) временной гармоники разложения
выходного сигнала U к амплитуде входного сигнала
иу; фаза (ф1е)я равна разности фаз этих сигналов
exp [/ exp {/ [(<р1в )я— (1.42)
----- Ojn
Для нахождения закона изменения амплитуд во
времени вводятся новые оси Zi&, совпадающие по направ-
лению с векторами U i<& и вращающиеся в пространстве с
угловой скоростью со© в прямом или обратном направле-
нии. Сумма проекций фазных напряжений на эти оси
определяется соотношением (рис. 1.12)
ождения ККУ необходимо определить закон изменения
напряжения uZl^ при синусоидальном входном сигнале с
частотой con, разложить получаемую периодическую фун-
кцию в ряд Фурье и выделить первую гармоническую ос-
тавляющую, имеющую ту же частоту соп.
Вычисления проводятся в такой последовательности:
в установившемся режиме, т. е. при иу=(7Уо, при задан-
ном Ф находят величины
определяют угол yie по (1.34);
рассчитывают первую (d=l) гармоническую составля-
ющую разложения напряжения Uz в РЯД Фурье при
заданном входном сигнале субгармонической частоты соп;
вычисляют ККУ ТПН по (1.42).
cos YIe+MylftsiiiYie.
(1 -43)
Поскольку ось Z& совпадает по направлению с векто-
ром £/1®,в установившемся режиме постоянная составля-
ющая напряжения uz также равна амплитуде первой
гармонической составляющей напряжения
прямой или обратной последовательности
2и
t/ — — f и7 di.
о
соответственно
(1-44)
При постоянном входном сигнале первая (d=l) вре-
менная гармоническая составляющая напряжения uz
Рис. 1.12. Изображение выходно-
го сигнала ТПН в различных ко-
ординатных системах
имеет частоту тсоо, а со-
ставляющие субгармониче-
ских частот отсутствуют.
При подаче на вход ТПН
синусоидального сигнала
субгармонической частоты
con первая гармоническая
составляющая разложения
напряжения иг в ряд Фу-
рье также приобретает час-
тоту соп. Эта гармоническая
составляющая характери-
зует искомое изменение во
времени амплитуды Um^.
Следовательно, для на-
Рис. 1.13. Временные диаграммы напряжений
ПН-6Т при синусоидальном входном сигнале
/7 ’ - Z-/ «ж
30
31
На рис. 1.13 в качестве примера приведены диаграммы
выходных напряжений ТПН-6Т при синусоидальном вход-
ном сигнале, имеющем частоту 50 Гц (п=6), рассчитан-
ные на ЭВМ по описанной методике.
На рис. 1.14 и 1.15 приведены АФХ ТПН-6Т и
ТПН-ЗТЗД, рассчитанные для <р=0 и <р=85° при малых
отклонениях относительного входного сигнала (t/yn=0,02).
За базу для управляющего напряжения (1.40) принимает-
ся максимальное управляющее напряжение, соответствую-
щее а=0 в СИФУ с вертикальным управлением. Если
ТПН управляется СИФУ другого типа, ее динамические
свойства необходимо учитывать отдельно (см. § 3.4).
При активной нагрузке (ср=О) АФХ ТПН-6Т и
ТПН-ЗТЗД на основной субгармонической частоте (п=2)
представляет собой окружности, проходящие через начало
координат и симметричные относительно действительной
1
о
Im
2
-1
60е ’120° ьЬ с 90 о
95* > у 75* / «• ? 9 Re п=3
Im
0
60°,1 20° '75° 105° ± - i п=6
95* 90° 3, У Re
75*105* п=25
Щб0*120°
Л ' \ у
901
3 9 Re
_l_____I------
45°
о
Q п=3
^11 '90* 15* |
,12 К 0-968 Re —J 1 1
0 12 3 9 Re
105* 1 ° 90* ."12 ... ,J г ———J 1=6
105*
0 12 3 9 Re
-1
Im
120 е
Ж.
n=25
0
Рис. 1.14. Амплитудно-фазовые характеристики ТПН 6Т при
<р=0 (а) и ф=85° (б)
32
90
п=25
135°
150*
-1
Im
150*^90*
J—
2
п=25
3 Re
J______
Im] юз
0—?
l951№125_
120*
Рис. 1.15. Амплитудно-фазовые характеристики ТПН-ЗТЗД при
(р=0 (а) и <р=85° (б)
оси. Диаметры этих окружностей определяются постоян-
ной составляющей входного сигнала t/y0, которой в уста-
новившемся режиме соответствует некоторый угол а0. Наи-
большие значения модуля АФХ имеют место при ао=9О°.
Коэффициент усиления ТПН-6Т (в относительных едини-
цах) достигает 4,7, а ТПН-ЗТЗД — 3,2. Как видно из ри-
сунков, на основной субгармонике при ср=О ТПН может
вносить существенные фазовые сдвиги в передаваемый
гармонический сигнал, но не более чем ±р0°. С увеличе-
нием номера субгармоники окружности резко уменьшают-
ся и уже при п=3 для ТПН-ЗТЗД и п=4 для ТПН-6Т
практически стягиваются в точки, лежащие на действи-
тельной оси. Коэффициенты усиления ТПН становятся
Равными относительным коэффициентам усиления ^тпн==
определенным по регулировочным характе-
ристикам. Следовательно, при активной нагрузке ТПН
является безынерционным звеном на всех субгармониче-
ских частотах, кроме основной.
Такой характер АФХ сохраняется при увеличении <р
до значения, равного 40—50°. Отличие состоит лишь в том,
что окружности поворачиваются на небольшой угол, со-
ставляющий несколько электрических градусов.
При дальнейшем увеличении индуктивности нагрузки
вид АФХ существенно меняется. Так, для ср=85° при п=2
максимальный коэффициент усиления ТПН-6Т увеличива-
ется до 11, а ось симметрии АФХ отклоняется от вещест-
венной оси на 13°. В ТПН-ЗТЗД влияние индуктивности
нагрузки на вид АФХ при п=2 несколько меньше.. Мак-
симальный коэффициент усиления составляет 4,3, а фазо-
вое положение оси симметрии почти не меняется.
Следует отметить, что минимальные значения модулей
ККУ ТПН при индуктивном характере нагрузки соответ-
ствуют входному сигналу с частотой питающей сети (п=6
для ТПН-6Т и п=3 для ТПН-ЗТЗД). При этом фазовый
сдвиг становится отрицательным и достигает 50—60°.
С ростом номера субгармоники модули ККУ увели-
чиваются, а фазовые сдвиги уменьшаются. При п=25 для
ТПН-6Т и и=6 для ТПН-ЗТЗД коэффициенты усиления
даже при ф= 85° практически равны значениям, опреде-
ленным по статическим регулировочным характеристикам,
хотя фазовые сдвиги еще составляют —20п.
Этот эффект объясняется тем, что при больших ф не-
полная управляемость тиристоров, проявляемая даже в
малом, оказывает существенное влияние на динамические
свойства ТПН.
На рис. 1.16 приведены АФХ ТПН-2Т на основной суб-
гармонике (п=2), рассчитанные при тех же условиях для
прямой и обратной последовательностей. При ф=0 эти
АФХ также представляют собой окружности, проходящие
через начало координат и симметричные относительно
действительной оси. Наибольшие значения модуля ком-
плексного ККУ наблюдаются при а0—90° для прямой и
а0=75° для обратной последовательностей, а их значения
в относительных единицах равны соответственно 2,05 я
1,75. С ростом номера субгармоники окружности значи-
тельно уменьшаются и при п^4 стягиваются в точки, ле-
жащие на вещественной оси. Следовательно, при активной
нагрузке ТПН-2Т также можно считать безынерционным
звеном на всех субгармонических частотах, кроме основ-
ной. Указанный характер АФХ ТПН-2Т сохраняется Д°
34
Рис. 1.16. Амплитудно-фазовые характеристики ТПН-2Т на основной
субгармонике при <р=0 (а) и ф=85° (б)
значений ф^30°. Отличие состоит лишь в том, что ось
симметрии АФХ отклоняется на 1—2 .
Дальнейшее увеличение угла ф приводит к уменьше-
нию максимальных коэффициентов усиления, которые на-
блюдаются при значениях а0 около 120°. Например, при
<Р=60° максимальные коэффициенты усиления для прямой
и обратной последовательностей равны 1,72 и 1,77 соот-
ветственно, а оси симметрии АФХ сдвинуты относительно
вещественной оси на углы —15 и 165°. При ф=85° макси-
мальные значения модулей ККУ уменьшаются до 1,45, а
0Си симметрии АФХ расположены относительно вещест-
венной оси под углами —30 и 140°. Существенные фазо-
вые сдвиги наблюдаются и на низших субгармониках (при
п>3).
Глава вторая
ОСОБЕННОСТИ ТИРИСТОРНОГО УПРАВЛЕНИЯ
АСИНХРОННЫМИ ЭЛЕКТРОПРИВОДАМИ
2.1. Динамика систем ТПН—АД
При тиристорном управлении асинхронный электропри-
вод все время находится в последовательно сменяющих
друг друга переходных режимах, вызываемых переключе-
ниями тиристоров. При каждой коммутации цепей в АД
возникает электромагнитный переходный процесс, обуслов-
ленный изменением магнитного состояния машины и соот-
ветственно появлением свободных составляющих потока,
которые, взаимодействуя с основной (вынужденной) со-
ставляющей, создают знакопеременные переходные момен-
ты, максимальные значения которых могут на порядок и
больше превышать максимальные значения момента, раз-
виваемого АД в установившемся режиме [33]. Определяя
реально возникающие ускорения и замедления электро-
привода, эти электромагнитные переходные моменты ока-
зывают весьма существенное влияние на переходный про-
цесс в целом. Поэтому задача управления динамическими
режимами асинхронного электропривода сводится к
управлению этими моментами и, следовательно, формиро-
ванию желаемой динамической характеристики.
Динамическая механическая характеристика в отличие
от статической отражает связь между мгновенными значе-
ниями момента и скорости АД в процессе перехода элект-
ропривода из одного равновесного состояния в другое.
Статическая механическая характеристика выражает
связь между средними значениями момента и скорости в
установившихся режимах и представляет собой всего лишь
геометрическое место точек равновесия системы двига-
тель— нагрузка. С помощью статических характеристик
можно анализировать только механические переходные
процессы.
Возможны два аспекта постановки задачи формирова*
ния динамических характеристик. Первый заключается к
наибольшем приближении реальной динамической харак-
36
теристики к желаемой статической и связан с необходи-
мостью максимального ограничения или даже полного по-
давления знакопеременных переходных моментов. Второй
связан с полезным использованием этих моментов для
увеличения среднего значения момента АД в целях фор-
сировки переходных процессов. Подобная задача может
возникнуть и тогда, когда задается закон изменения мо-
мента двигателя в функции времени. В обоих случаях
формирование динамической характеристики связано с
воздействием на электромагнитный переходный процесс,
вызывающий появление упомянутых знакопеременных пе-
реходных моментов. Поэтому при тиристорном управле-
нии любым динамическим режимом асинхронного элект-
ропривода обязательно должны учитываться электромаг-
нитные переходные процессы и их возможное влияние как
на работу электропривода в системе ТПН — АД, так и на
выбор технических решений, необходимых для выполнения
заданных условий управления.
Электромагнитные переходные процессы возникают при
изменении магнитного состояния асинхронной машины,
связанном как с коммутацией ее цепей, так и с резким из-
менением скорости. Всякое изменение магнитного состоя-
ния машины вызывает появление апериодической свобод-
ной составляющей магнитного потока (и соответственно
тока намагничивания), значение которой определяет на-
чальное значение электромагнитного переходного момен-
та [33].
Три коммутации цепей АД быстрота изменения его
магнитного потока определяется значениями последнего
как после, так и до коммутации. Состояние магнитной це-
пи АД в момент коммутации характеризуется магнитным
потоком и его пространственной ориентацией, которые
принято называть начальными электромагнитными усло-
виями. Если в момент коммутации магнитный поток отсут-
ствует, то имеют место нулевые начальные условия. При
нулевых начальных условиях в зависимости от взаимной
пространственной ориентации магнитных потоков машины
(начального и создаваемого за счет подключения) скорость
изменения потока может меняться в значительных преде-
лах. Соответственно изменяется и электромагнитный пере-
ходный момент.
При быстром изменении скорости (скольжения) АД в
ег° Роторе наводится ЭДС, связанная с изменением токов
Ротора и тем большая, чем больше это изменение. Наво-
димая ЭДС стремится препятствовать изменению токов.
37
Рис._2.1. Годографы векторов
и Чу. в установившем-
ся режиме АД при различных
значениях шг
Вследствие этого возникает
рассогласование между факти-
ческим значением роторных
токов и значением, которое
они должны иметь при данном
скольжении. В результате ус-
тановившийся режим достига-
ется только после нескольких
колебаний вокруг точки равно-
весия, когда переходные токи
затухнут. Этот переходный
процесс особенно выражен при
пуске и динамическом тормо-
жении малоинерционных при-
водов. Максимальные переход-
ные моменты в этих режимах
значительно меньше, чем при
переходных процессах, обус-
ловленных коммутацией сило-
вых цепей [33].
Наибольших значений элек-
тромагнитные переходные моменты могут достигать при
подключении двигателя к сети с ненулевыми начальными
электромагнитными условиями. Такой коммутационный ре-
жим является весьма характерным для тиристорного уп-
равления, поскольку бремя коммутации ТПН во много раз
меньше времени затухания магнитного потока даже не-
больших АД. Поэтому повторное включение АД является
наиболее общим переходным режимом, частными случаями
которого являются Пуск, реверс, торможение, переключе-
ние источников питания или схем соединений обмоток ста-
тора, производимые при ненулевых начальных электромаг-
нитных условиях.
При анализе особенностей режима повторного включе-
ния удобно пользоваться вместо единого магнитного пото-
ка обобщенными векторами потокосцеплений статора
ротора г и взаимной индукции Ч^. В установившемся
режиме амплитуды Лекторов 4rs, 4fr, 4ffX и их фазы отно-
сительно результирующего вектора напряжения us могут
быть легко определены для любой постоянной скорости
ротора. Зависимость амплитуды и фазы этих векторов от
скорости ротора удобно представить на комплексной
плоскости в виде их годографов, как это показано на рис.
2.1, где приведены результаты расчета установившихся
режимов АД типа АО2-31-4, 2,2 кВт с учетом насыщения
по пути основного магнитного потока. В первый момент
после отключения от сети АД с замкнутым ротором пото-
косцепления определяются известными соотношениями
(0) = к 7Г (0); Фг (0) = xr7r (0); 1 &
Вектор Чгг(0) равен вектору потокосцепления ротора
xjr существовавшему в АД в момент его отключения от
сети.
После отключения АД от сети ток в статорной обмот-
ке отсутствует и потокосцепление взаимной индукции рав-
но потокосцеплению статора, а вектор потокосцепления
ротора вращается вместе с ротором в пространстве со ско-
ростью ©г и уменьшается с постоянной времени ротора Тг.
Потокосцепления Чгц и 4fs синфазны с потокосцеплением
Фг и с учетом уменьшения последнего определяются в лю-
бой момент времени выражением
’Fs=^=^-«’r(0)exp — y-j ехр(/<огг). (2.2)
в соответствии с которым пространственное положение
вектора Ч\ в момент повторного включения АД зависит
от скорости ротора и продолжительности интервала ком-
мутации т.
Результирующий вектор напряжения us в это время
продолжает вращаться с постоянной синхронной скоростью
Оо- Поэтому в зависимости от длительности бестоковой
паузы то векторы us и Чг5 к моменту повторного включе-
ния могут иметь в пространстве (и соответственно на ком-
плексной плоскости) различное взаимное положение, но
после включения АД они всегда занимают положение, со-
ответствующее установившемуся режиму при данной ско-
рости ротора, как показано на рис. 2.1. Чем меньше в мо-
мент включения их мгновенное положение отличается от
установившегося, тем меньше изменение магнитного пото-
ка АД и, следовательно, меньше переходные составляющие
момента. Условие минимального приращения магнитного
потока и наиболее благоприятного протекания переходно-
го процесса определяется равенством
^Д0) = ФДО) х/хг == Ф . (2.3)
Фазу вектора (его угловое положение) непосредст-
венно перед включением удобно определить относительно
39
38
положения вектора us, обозначив угол между ними через
6sr. Этот угол отсчитывается от вектора us в направлении
против хода часовой стрелки. Характер протекания пере-
ходного процесса при повторном включении любого АД
однозначно зависит в момент включения от начального
значения модуля вектора |Чг|Л(0) |» его углового положе-
ния относительно вектора us и скорости ротора сог. Наибо-
лее существенное влияние в количественном и качествен-
ном отношении на переходный процесс оказывает началь-
ная фаза вектора потокосцепления, характеризуемая углом
6sr(0), от значения которого зависит знак первого пика
переходного момента. Подбором соответствующего значе-
ния угла 05г(О) можно получать первый пик переходного
момента заданного знака при любой скорости ротора и
независимо от степени насыщения машины. Длительность
этого первого пика зависит от скорости и уменьшается с
увеличением скольжения.
На рис. 2.2 приведены типичные зависимости амплиту-
ды первого пика переходного момента от 0sr(O) при неиз-
менном значении модуля |Чги(0) |, равном его модулю на
холостом ходу, и при различных значениях постоянной
скорости ротора в момент включения. Подбирая угол
0sr(O), можно при скорости сог=0-ь0,2 получить первые
пики тормозных и двигательных моментов значительной
амплитуды. При приближении к критической скорости бо-
лее выражены тормозные пики момента. На скоростях
выше критической получить переходный момент положи-
тельного знака существенно больший, чем по статической
Рис. 2.2. Зависимости амплиту-
ды первого пика переходного
момента от угла 0Sr (0) при
повторных включениях АД с
различными значениями сог
механической характеристик \
практически невозможно.
При отрицательной скоро-
сти (в режиме противовключе-
ния) наиболее выражены по-
ложительные пики момента
(они являются тормозными
для привода). Отрицательные
пики момента с ростом скоро-
сти уменьшаются и при сог=
=—1 становятся незначитель-
ными. Важным является о
обстоятельство, что не сущест-
вует такого значения угла
0sr(O), при котором получает-
ся один и тот же переходный
момент при повторном вклю-
пении АД во всем диапазоне скоростей. Для каждого зна-
чения скорости существует свой определенный угол 0 г(0),
дающий максимальный положительный или отрицательный
пик переходного момента.
Начальное значение модуля вектора потокосцепления
4^(0) | не оказывает на характер переходного процесса
столь заметного влияния, как его фаза. При изменении
модуля |^ц(0)| меняется только амплитуда первого пика
момента. Диапазон изменения амплитуд зависит от значе-
ния угла 0sr(O) и, как видно из рис. 2.2, имеет наибольшее
значение при 0$Г(О), равном нулю и Зл/2. Минимальные
значения переходных моментов получаются в зоне углов
0sr (0) примерно от 2л/3 до л.
Коэффициент затухания переходной составляющей мо-
мента увеличивается с ростом скорости ротора независимо
от направления вращения. Поэтому наибольшее число ко-
лебаний пиков переходного момента наблюдается при не-
подвижном АД и в зоне низких скоростей. Чем меньше
инерционность привода и больше его ускорение в процессе
повторного включения, тем меньше амплитуды первого и
последующих пиков переходного момента и меньше их
и ело. Характер же процесса и влияние начальной фазы
вектора потокосцепления сохраняются. Следовательно,
управляя моментом повторного включения АД в функции
угла 0sr(O), можно получить первый пик момента задан-
ного знака и этим не только ограничить вредное влияние
первой переходной составляющей момента, но, напротив,
увеличить необходимое начальное ускорение или замедле-
ние. Однако положительный эффект от такого управ тения
переходным моментом сказывается только на протяжении
одного (первого) полупериода, так как в последующие по-
лупериоды переходный момент и его знак оказываются
неуправляемыми.
Другое положение создается при многократных повтор-
ных включениях АД, имеющих место при импульсном
Управлении. В этом случае, используя первую (нужного
знака) полуволну переходного момента и отключая АД от
с^ти, когда переходный момент меняет знак, можно снова
включать АД при заданной начальной фазе потокосцепле-
ия. Это позволяет увеличивать среднее значение действу-
ющего электромагнитного момента АД и формировать ди-
намические характеристики электропривода. Такое им-
пульсное управление можно назвать векторно-импульсным,
имцК°ЛЬкУ определяющим является пространственное вза-
°е расположение векторов потокосцеплений.
40
41
2.2. Принципы управления динамическими режимами
Как показано в предыдущем параграфе, управление
динамическими режимами (формирование динамических
характеристик) сводится к управлению электромагнитны-
ми переходными моментами. Поскольку причиной появле-
ния переходных моментов является возникновение свобод-
ной составляющей магнитного потока, то общий принцип
управления ими заключается в воздействии на значение
этой свободной составляющей, однозначно определяемой
начальной скоростью изменения потока. При постоянной
частоте питающей сети единственным способом управле-
ния током намагничивания и соответственно создаваемым
им потоком является воздействие на систему приложен-
ных к АД напряжений, которое может быть реализовано
одним из трех способов. Первый сводится к ограничению
приложенного к АД напряжения в целях уменьшения уста-
новившегося значения магнитного потока; второй — к
уменьшению скорости изменения приложенного к АД на-
пряжения и, следовательно, тока намагничивания; тре-
тий— к детерминированной подаче напряжения на АД для
создания благоприятных начальных электромагнитных ус-
ловий в момент включения, обеспечивающих минимальную
амплитуду переходного момента. Особенности каждого
из этих способов удобно рассмотреть на примере управле-
ния наиболее распространенным динамическим режимом —
пуском АД.
При помощи ТПН может производиться как прямой
неуправляемый пуск, так и управляемый. В первом случае
три силовых ТЭ должны быть полностью открыты при
подключении АД, а во втором — управление ТЭ должно
производиться с помощью соответствующего изменения уг-
ла открывания тиристоров а.
Известно, что угол ср, характеризующий фазовый сдвиг
между первыми гармониками тока и напряжения АД, из-
меняется в зависимости от скорости. При пуске АД угол (р
меняется от некоторого значения срк,3 при неподвижном АД
до минимального значения фтш в зоне критического сколь-
жения и далее до фуст в установившемся режиме. Угол
Фуст изменяется от ф0 при холостом ходе до фн при номи-
нальной нагрузке. У большинства АД общепромышленное
применения имеет место соотношение фуст>фк,з>фтм-
Если пуск АД производить при постоянном значени
угла а, то возможны три случая. При а<фш-и сразу в
ступает режим прямого включения в сеть, значения пуск
42
вых тока и момента не ограничиваются. При фк.3<а<:фУст
в начальной стадии пуска, пока а остается больше теку-
щего значения ф, происходит пуск с ограничением пуско-
рого тока, а следовательно, и момента за счет запаздыва-
ния открытия тиристоров. В конце разгона после прохож-
дения зоны критического скольжения, когда угол ф,
увеличиваясь от значения фт/п, приближается к своему
установившемуся значению и становится равным углу а,
тиристоры открываются во всем диапазоне проводимости.
Наибольшее ограничение пусковых тока и момента в этом
режиме имеет место в зоне критического скольжения.
При а>фУст задержка в моментах открывания тирис-
торов сохраняется и после окончания процесса разгона
АД. Из-за большого значения а происходит существенное
уменьшение пусковых тока и момента, что определяет и
заметное увеличение времени разгона АД. Для того что-
бы после окончания пуска получить номинальные пара-
метры АД, необходимо изменить угол а до значения
^^фн«
На рис. 2.3 приведены типичные осциллограммы пуска
короткозамкнутого АД при помощи ТПН для трех рас-
смотренных случаев. При прямом пуске угол а был мень-
ше угла ф/nm, равного 30°. Углы фк.з и фуст соответственно
равны 40 и 70°. Осциллограммы показывают, что при пус-
ке с постоянным углом а ограничение пусковых токов и
ударных электромагнитных моментов достигается за счет
Рис. 2.3. Осциллограммы пуска АД при различных а:
а — прямой пуск; б — а=60°; в — а=Г0°
43
снижения быстродействия привода из-за уменьшения не
только ударного, но и среднего момента АД.
Ограничение ударных моментов при сохранении быстро-
действия возможно при непрерывном изменении угла а во
время пуска для того, чтобы приложенное к АД напряже-
ние увеличивалось от начального до номинального. В этом
случае электромагнитные переходные моменты значитель-
но ослаблены, а для сохранения быстродействия привода
увеличение напряжения должно происходить достаточно
быстро.
Скорость нарастания приложенного к АД напряжения
может с помощью ТПН оставаться постоянной или ме-
няться по любому закону. Практически наиболее просто
реализуется экспоненциальный закон изменения управляе-
мой величины, к которому легко можно привести и режи-
мы с постоянной скоростью изменения напряжения в на-
чальной стадии процесса. Поэтому можно принять, что
приложенное к АД напряжение изменяется по закону
«s = ^vc,[l—вХр(—t/rj], (2-4)
где [75уст — установившееся значение приложенного напряже-
ния; Ти — постоянная времени в относительных единицах,
определяющая скорость нарастания напряжения.
Анализ показывает, что при Ти<1 ограничение ударных
моментов не наблюдается, а при Ти>4 происходит замет-
ное увеличение времени разгона из-за чрезмерного сниже-
ния момента. В пределах 1<TW<3 время разгона остается
примерно таким же, как и при прямом пуске, однако при
7\>1,5 происходит заметное уменьшение пиков ударных
моментов. При этом характер влияния значения Ти на про-
цесс разгона сохраняется для различных АД независимо от
их мощности и числа пар полюсов [33]. Следователь о,
минимальная скорость изменения напряжения, необходи-
мая для сохранения быстродействия привода, определяется
экспонентой с постоянной времени 10“ 13 мс независи
от типа и параметров АД.
В системе ТПН—АД управление скоростью изменения
приложенного к двигателю напряжения производится у-
тем изменения угла открывания тиристоров а. Проще всего
реализовать изменение угла а по экспоненте
а=а(0) ехр (—т/ГД, (2.5)
где Та — постоянная времени, определяющая скорость
уменьшения угла а.
44
Изменение а по (2.5) из-за нелинейного характера за-
висимости us(a) не приводит к изменению us по выражению
(2.4). Однако проведенные исследования показали, что для
большинства асинхронных промышленных электроприводов
динамические характеристики при изменении угла а по
(2.5) практически не отличаются от характеристик, полу-
ченных при изменении us по (2.4) в случае равенства по-
стоянных времени Та и Ти [11]. При одинаковых парамет-
рах электропривода начальные значения момента при уп-
равлении по (2.5) несколько меньше и пуск происходит
более плавно. Изменяя постоянную времени Та и началь-
ное значение угла открывания а(0), можно получить боль-
шое разнообразие динамических характеристик. Это обсто-
ятельство в совокупности с простотой технической реали-
зации обусловило самое широкое применение такого фазо-
вого управления для формирования динамических характе-
ристик асинхронного электропривода.
Ограничение и даже полное подавление знакоперемен-
ных переходных моментов без снижения среднего пусково-
го момента двигателя и, следовательно, его быстродействия
может быть достигнуто, как было показано выше, путем
создания благоприятных ненулевых начальных электромаг-
нитных условий. Для этого начальное значение магнитного
потока должно быть равно его установившемуся значению
для неподвижного АД. При соблюдении этого условия сво-
бодная составляющая потока не возникает и, следователь-
но, не возникают переходные моменты. При этом ударное
значение пускового тока не ограничивается, поскольку пе-
реходный ток не зависит от изменения магнитного потока,
а значение приложенного напряжения остается равным но-
минальному.
Математически это условие полного подавления пере-
ходных моментов выражается весьма просто [33]
^(0) = -/-^. (2.6)
При несоблюдении этого условия знакопеременные мо-
менты будут проявляться тем сильнее, чем больше откло-
нение начального потокосцепления Чгв(0) от значения, оп-
ределяемого выражением (2.6). В предельном случае,
когда
ф8(0) = /^, (2.7)
знакопеременные моменты будут наибольшими.
45
Начальное потокосцепление xFs(0) можно создать током
одной или нескольких фаз. При этом его положение в про-
странстве зависит от направления этих токов.
Результирующий вектор напряжения трехфазной систе-
мы its, определяющий направление 4rs(0) по условию (2.6),
выражается через мгновенные значения фазных напряже-
ний и совпадает с их максимумами. Поэтому если вектор
ЧАДО) перпендикулярен какой-либо из обмоток, то, учиты-
вая поворот на 90°, определяемый наличием сомножителя
—j в условии (2.6), подключение АД к трехфазной системе
должно происходить только в максимуме напряжения этой
фазы.
Отсюда следует, что практическая реализация такого
безударного пуска достигается пофазным включением АД.
Вначале включаются две фазы на линейное напряжение,
а включение третьей фазы должно производиться в любом
из максимумов ее напряжения. Для ликвидации апериоди-
ческой составляющей тока намагничивания при первом
подключении двух фаз его следует производить также в
максимуме линейного напряжения этих фаз.
На рис. 2.4 приведены типичные осциллограммы пуска
АД соответственно при нулевых и благоприятных ненуле-
вых начальных электромагнитных условиях, соответствую-
щих (2.6). Изменение момента при прямом пуске с нуле-
выми начальными электромагнитными условиями имеет ко-
лебательный характер. При включении АД с начальными
электромагнитными условиями по (2.6) пики переходных
моментов отсутствуют и значение момента в течение всего
периода разгона мало отличается от его значения, рассчи-
танного по статической механической характеристике. Про-
цесс пуска приближается к равноускоренному, а время пу-
Рис. 2 4. Осциллограммы пуска АД при различных начальных элект
магнитных условиях:
а — при нулевых; б — при выполнении условия (2.6)
ска равно времени разгона при прямом включении АД.
Создание благоприятных ненулевых начальных электро-
магнитных условий является наиболее эффективным спосо-
бом как подавления электромагнитных переходных момен-
тов, так и их полезного использования для формирования
динамических характеристик асинхронного электропривода.
Рассмотренные принципы управления режимом пуска и,
следовательно, формирования динамических пусковых ха-
рактеристик АД оказываются справедливыми и для режи-
ма реверса, если последний начинается при нулевых на-
чальных электромагнитных условиях. При тиристорном уп-
равлении для этого необходимо после отключения АД от
сети сначала принудительно погасить его незатухшее
магнитное поле. Гашение поля может быть легко реализо-
вано кратковременным коротким замыканием обмоток ста-
тора через тиристоры реверсивных комплектов. После этого
управляемый реверс АД может производиться по одному
из рассмотренных выше принципов. Если не требуется вы-
сокое быстродействие привода и минимизация времени ре-
верса, то возможно осуществление реверса с промежуточ-
ным динамическим торможением и последующим управ-
ляемым пуском со скорости, равной нулю, при нулевых на-
чальных электромагнитных условиях.
При реверсе без принудительного гашения магнитного
поля включение реверсивного комплекта тиристоров проис-
ходит обычно при незатухшем магнитном поле АД, по-
скольку время паузы, необходимой для нормального пере-
ключения тиристоров, значительно меньше времени зату-
хания магнитного поля. Поэтому в момент включения АД
могут иметь место любые начальные электромагнитные
условия.
При неуправляемом реверсе переходные моменты ока-
зываются значительно больше, чем при пуске, и могут в
12—15 раз превышать номинальный момент АД, создавая
недопустимые динамические перегрузки в элементах кине-
матической цепи электропривода. Вместе с тем время ре-
верса малоинерционных приводов существенно сокращает-
ся, поскольку знакопеременные переходные моменты имеют
явно выраженный тормозной характер и резко увеличива-
ют эффективность торможения противовключением. Однако
из-за случайного значения фазы режим противовключения
Дает большой разброс в значениях времени (и пути) тор-
можения. Подавление переходных моментов увеличивает
время торможения и, следовательно, реверса в целом, но
повышает его стабильность.
47
46
Фазовое управление скоростью изменения приложенно-
го напряжения сводится при реверсе, как и при пуске, к
заданию начального значения угла открывания тиристоров
а(0) и постоянной времени Та [см. (2.5)]. При одинаковых
а(0) и Та для пуска и реверса переходные моменты в на-
чале реверса оказываются больше, чем при пуске, однако
обычно они не превышают двух-трехкратного значения но-
минального момента, а время реверса увеличивается по
сравнению с прямым реверсом всего на 10—20%. Опти-
мальное значение а(0) для реверса составляет 120—140°.
Незатухший магнитный поток АД принципиально мож-
но использовать для создания благоприятных условий де-
терминированной коммутации. Однако определение этих
условий возможно только для каждого конкретного, элек-
тропривода путем анализа режима реверса с помощью его
математической модели, поскольку, как указывалось, сте-
пень затухания магнитного потока и мгновенная ориента-
ция в пространстве в момент включения определяются па-
раметрами привода. Исследование режимов реверса при
таком управлении показало, что практически для всех АД
модуль начального потокосцепления ЧАДО) должен быть
меньше 0,5tzs, в то время как благоприятная фаза вектора
6sr существенно изменяется для различных АД. На рис. 2.5
даны типичные осциллограммы реверса при различных на-
чальных электромагнитных условиях, показывающие, на-
Рис. 2.5. Осциллограммы реверса АД при различных начальных элект-
ромагнитных условиях:
а-4А(0)=0, б —Ч\(0)=0,40 ехр (-/67°); в — чА(0)=0,4Оя ехр (/67°);
о о * о о
48
СКОЛЬКО увеличивается стабильность реверса при создании
благоприятных начальных условий.
Определенные в результате анализа условия подавления
переходных моментов при реверсе практически не всегда
можно выдержать точно из-за того, что к моменту поворота
вектора lFs(0) на заданный угол его модуль может отли-
чаться от необходимого. Однако изменение значения моду-
ля на 10—15% практически не оказывает влияния на огра-
ничение переходных моментов. Практическая реализация
такого управления требует не только расчетного определе-
ния модуля и фазы вектора незатухшего потока, соответ-
ствующих благоприятной с точки зрения подавления пере-
ходных моментов коммутации, но и контроля их фактиче-
ских значений в процессе работы АД. При необходимости
реализации максимального быстродействия привода повы-
шение эффективности торможения противовключением и,
следовательно, сокращение времени реверса могут быть по-
лучены посредством векторно-импульсного управления.
2.3, Управление тормозными режимам*!
Для эффективной остановки привода в системе ТПН—-
АД принципиально возможно применение любого известно-
го способа электрического торможения. Обычно для этой
цели используется наиболее просто реализуемое (путем пе-
ревода в выпрямительный режим соответствующих тири-
сторов ТПН) динамическое торможение. Управление интен-
сивностью торможения и формирование статических и ди-
намических тормозных характеристик осуществляются воз-
действием на выпрямленный ток и его гармонический со-
став как изменением угла открывания выпрямительных ти-
ристоров, так и вариацией схем их подключения к обмот-
ке АД. Управление тормозными режимами имеет некото-
рые особенности, связанные с полигармоническим составом
выпрямленного тока, высокой степенью насыщения магнит-
ной цепи АД и существенным влиянием электромагнитных
переходных процессов на эффективность и стабильность
торможения малоинерционных приводов.
При мостовых схемах выпрямления, которые просто ре-
ализуются в реверсивных ТПН, переменные составляющие
тока статора невелики и не оказывают заметного влияния
на процесс торможения. В этом случае при подключении
статора к источнику выпрямленного тока возникают, как
и при пуске, знакопеременные составляющие момента. Од-
нако при нулевых начальных электромагнитных условиях
4—414 49
значения переходных моментов в начале режима (при вы-
сокой скорости ротора) невелики и могут не учитываться.
При ненулевых начальных условиях, когда в момент под-
ключения к источнику выпрямленного тока обмоток стато-
ра АД магнитный поток ротора не успевает затухнуть,
возникает знакопеременный переходный момент, имею-
щий тормозной характер и увеличивающий эффек-
тивность торможения. Первый пик момента тем больше,
чем быстрее происходит коммутация статорных цепей АД,
и может в 4—6 раз превышать номинальный. Время зату-
хания колебаний переходного момента зависит от пара-
метров АД и быстроты изменения скорости ротора. Обычно
имеют место несколько пульсаций момента.
При быстром уменьшении скорости, что характерно для
малоинерционных приводов, в конце торможения в зоне
низких скоростей возникает переходный процесс, обуслов-
ленный резким изменением модуля вектора магнитного по-
тока. Поэтому фактическое максимальное (критическое)
значение тормозного момента оказывается значительно
меньше определяемого по статической характеристике, а в
конце торможения возникают колебания скорости, увели-
чивающие полное время торможения, если статический мо-
мент нагрузки невелик. Типичная осциллограмма торможе-
ния АД для этого случая приведена на рис. 2.6.
Переходные моменты в начале торможения повышают
его эффективность, и поэтому обычно их подавление неце-
лесообразно. Если необходимо обеспечить высокую плав-
ность торможения, даже за счет уменьшения его эффек-
тивности, можно гасить остаточный магнитный поток крат-
ковременным замыканием двух фаз статора. Подача вы-
прямленного тока может производиться с постепенным уве-
Рис. 2.6. Осциллограмма дина-
мического торможения АД при
ненулевых начальных электро
магнитных условиях
личением его значения за счет
изменения угла открывания
выпрямительных тиристоров.
В нереверсивных ТПН, ко-
торые применяются значитель-
но чаще реверсивных, реали-
зация мостовых схем выпрям-
ления требует увеличения
числа силовых тиристоров и
усложнения цепей управления,
а простой перевод ТПН в вы-
прямительный режим, при ко-
тором по обмоткам статора АД
протекает однополупериодный
50
тоК с малой постоянной составляющей, не обеспечивает
эффективного торможения и при малом статическом мо-
менте не приводит даже к остановке АД из-за наличия дви-
гательного момента в зоне высоких скоростей, создаваемо-
го переменной составляющей тока. Увеличение постоянной
составляющей выпрямленного тока и, следовательно, повы-
шение эффективности торможения могут быть получены
шунтированием обмоток статора одним дополнительным
тиристором. Применение шунтирующих вентилей, кроме
того, увеличивает тормозной эффект в зоне высоких скоро-
стей за счет появления дополнительных тормозных момен-
тов, обусловленных периодическими импульсами тока от
ЭДС, наводимой вращающимся ротором в замкнутых об-
мотках статора. Частота и амплитуда импульсов тока и мо-
мента изменяются пропорционально скорости АД.
Значение выпрямленного тока задается углом открыва-
ния тиристоров, что и определяет дискретную форму тока.
Соответственно тормозной момент состоит из отдельных
импульсов, следующих друг за другом с частотой сети, по-
скольку в выпрямленном токе наиболее сильно выражены
нулевая и первая гармоники. Амплитуды импульсов момен-
та изменяются в зависимости от скорости АД [34].
В начале и конце торможения появляются переходные
электромагнитные моменты, влияние которых на процесс
торможения проявляется тем сильнее, чем меньше посто-
янная составляющая выпрямленного тока. При отсутствии
в цепи статора дополнительных резисторов, что характерно
для тиристорного управления, амплитуды пиков переход-
ных электромагнитных моментов в начале торможения мо-
гут во много раз превысить номинальный момент АД.
Совместное действие импульсных и переходных момен-
тов определяет своеобразный характер тормозного процес-
са и существенное влияние на него начальных электромаг-
нитных условий. По проявлению этого влияния все схемы
Динамического торможения могут быть разделены на две
группы. К первой группе относятся схемы, у которых в
одной из фаз обмотки статора ток во время торможения
отсутствует, а две другие питаются одним или двумя ли-
нейными напряжениями и могут шунтироваться тиристо-
рами для создания замкнутых демпфирующих контуров. Ко
второй группе относятся схемы, у которых в процессе тор-
можения обтекаются током все фазы обмотки статора.
На рис. 2.7 приведены осциллограммы торможения по
этим схемам АД типа АО2-31-4, параметры которого явля-
ется типичными для большой группы АД общего назначе-
51
Рис. 2.7. Осциллограммы динамического тормо-
жения АД по схемам первой (а) и второй (б)
групп
ния. Осциллограммы показывают, что начальный этап су-
щественно сказывается на протекании всего тормозного
процесса и, в частности, на времени и пути торможения.
Поэтому управление процессом торможения заключается
не только в изменении среднего значения выпрямленного
тока, но и в учете влияния начальных электромагнитных
условий, характеризуемых вектором остаточного потока ро-
тора и его пространственной фазой, а также фазой вектора
напряжения сети в момент начала торможения.
Существенное влияние фазы остаточного потока ротора
на тормозной процесс при тиристорном управлении объяс-
няется тем, что при открытом выпрямляющем тиристоре,
например VI (рис. 2.8,а), амплитуда и форма тока в об-
мотках статора определяются совместным действием на-
пряжения сети и двух переменных ЭДС, наводимых в этой
обмотке. При закрытом выпрямляющем тиристоре ток в
обмотках при замыкании их шунтирующим тиристором V2
определяется действием только этих двух ЭДС. Одна из
них, ЭДС вращения, наводится в обмотке статора затуха-
ющим остаточным магнитным потоком ротора. а вторая,
52
Рис. 2.8. К оценке
а — схема включения
влияния фазы вектора на процесс динамическо-
го торможения АД:
обмоток статора; б — эквивалентная схема; в — порядок
отсчета фазы включения тиристоров
ЭДС самоиндукции, возникает при подаче в обмотку стато-
ра импульсов выпрямленного тока.
Пространственная ориентация вектора Тг определяется
углом ф^ поворота этого вектора относительно оси а непо-
движной координатной системы или совмещенной с ней об-
мотки фазы А АД (рис. 2.8,6). Угол аи, характеризующий
момент включения системы торможения, отсчитывается
(рис. 2.8,в) от точки прохождения через нуль положитель-
ной для выпрямляющего тиристора VI синусоиды напря-
жения.
Существуют две характерные зоны начального положе-
ния вектора остаточного потока. Первая соответствует уг-
лу изменяющемуся от 90 до 270°. При этих углах ЭДС
вращения по своему знаку соответствует проводящему на-
правлению шунтирующего тиристора V2 (рис. 2.8,6) и дей-
ствует согласно с напряжением сети, поддерживая ток в
обмотке. При изменении угла фЧг от 270 до 90 ЭДС вра-
щения направлена встречно напряжению сети и препятст-
вует протеканию как выпрямленного тока, так и тока в за-
мкнутом контуре при закрытом выпрямляющем тиристо-
ре VI.
Наибольший тормозной эффект соответствует углу фФ=
= 90°, при котором ось вектора потока совпадает с осью
обмоток ВС (рис. 2.8,6). В этом случае ЭДС вращения
Действует согласно с напряжением сети и в обмотках фаз
В и С протекает значительный ток. При прохождении на-
пряжения сети через нуль ток, проходящий через выпрям-
ляющий тиристор VI, прекращается, а в обмотке он про-
должает увеличиваться за счет ЭДС вращения, протекая
по замкнутому контуру, созданному шунтирующим тири-
стором V2. Соответственно растет и момент, который по
53
существу является результатом действия не динамического,
а магнитного торможения.
Из-за значительной ЭДС вращения и ее согласного дей.
ствия с ЭДС самоиндукции ток в обмотках в непроводящий
выпрямляющим тиристором V7 полупериод не успевает
снизиться до нуля и при повторном включении тиристора
VI начинает возрастать, вызывая увеличение тормозного
момента. После поворота вектора потока на 180° ЭДС вра-
щения меняет знак и действует встречно напряжению сети.
Это приводит к уменьшению тока через тиристор VI и со-
ответственно к уменьшению тормозного момента. Заключи-
тельный этап торможения происходит при затухшем оста-
точном поле.
Тормозной момент и его форма соответствуют импуль-
сам выпрямленного тока, определяемого действием на-
пряжения сети и ЭДС самоиндукции.
При начальной пространственной ориентации вектора
остаточного потока, соответствующей углу фЧг=270°, ЭДС
вращения, наводимая в обмотках фаз В и С, имеет макси-
мальное значение и направлена встречно напряжению сети.
Эта ЭДС препятствует протеканию тока и может закрыть
тиристоры VI и V2. Тормозной момент отсутствует до тех
пор, пока вектор потока ротора не повернется на угол, при
котором ЭДС вращения значительно уменьшается или поме-
няет свой знак, что обусловливает появление тока в за-
мкнутых тиристором V2 обмотках фаз В и С независимо
от состояния выпрямляющего тиристора VI. Последующее
открывание VI приводит к увеличению тока и возрастанию
тормозного момента. Дальнейшее вращение вектора потока
приводит к новому изменению знака ЭДС и соответственно
снижению до нуля тока и тормозного момента. За счет бы-
строго уменьшения тока возможно появление кратковре-
менных переходных двигательных моментов, обусловлива-
ющих небольшое возрастание -скорости АД.
Усредненная зависимость относительного времени тор-
можения /т от начальной пространственной ориентации век-
тора остаточного потока приведена на рис. 2.9. Время /т
выражено в долях длительности торможения данного при-
вода под действием постоянного по амплитуде тормозного
момента, равного номинальному. На графике штриховой
линией указана область разброса параметров для разных
АД при изменении угла открывания выпрямляющих тири-
сторов от 120 до 150 . График дает представление о влия-
нии начального угла фФ на эффективность торможения.
Изменение начальной фазы напряжения, определяемой
54
рис. 2 9. Обобщенная зависимость относительного времени торможения
/т от при аи=120-т-150 (а) и от аи при — 120-^-150 (б)
углом си, влияет на начальный момент и интенсивность
торможения значительно меньше, чем изменение начально-
го положения вектора остаточного потока. Наибольшая ин-
тенсивность торможения имеет место при cu=90-H80°, до-
стигая максимума при аи, равном углу ат включения тири-
стора VI. При этих значениях углов в начальный момент
торможения напряжение сети действует согласно с ЭДС
вращения и ток, проходящий через выпрямляющий тири-
стор VI, имеет максимальное значение. Характер тормоз-
ного процесса от изменения угла аи практически не зави-
сит. Изменяется только амплитуда пика переходного дви-
гательного момента, возникающего во второй полупериод
из-за поворота вектора остаточного потока.
График, приведенный на рис. 2.9,6, показывает экстре-
мальный характер усредненной зависимости времени тор-
можения от начальной фазы приложенного напряжения с
максимумом эффективности при aw=aT. Сравнение его с
графиком на рис. 2.9,а показывает большее влияние на-
чальной пространственной ориентации вектора остаточного
потока на эффективность торможения и пики начального
переходного момента. Следовательно, главным средством
управления эффективностью начального этапа торможения,
как и всем процессом в целом, является воздействие на
вектор начальных электромагнитных условий и его прост-
ранственную ориентацию.
Зависимости пиков начальных тормозных моментов от
начальных электромагнитных условий приведены на рис.
^•Ю,а. Каждому начальному углу соответствуют опре-
деленные значения угла ам, при которых время торможе-
ния может быть максимальным или минимальным. На рис.
55
Рис. 2.10. к оценке влияния начальных электромагнитных условий на
эффективность торможения:
а — зависимость пиков начальных моментов от начальных условий; б — началь-
ные условия при экстремальных значениях времени торможения
2.10,6 приведены кривые, показывающие сочетание началь-
ных условий, определяющих экстремальное время торможе-
ния. Разрывность функций при ак—360° определяется рас-
смотренным выше своеобразным характером влияния на-
чальных электромагнитных условий. Графики позволяют
подбирать параметры для реализации соответствующего
управления тормозным процессом. Если необходимо полу-
чить минимальное время торможения при заданном угле
аи, определяемом средним выпрямленным током, например
при «^=120°, то включение тормозных тиристоров следует
производить при q)v^l50°. Изменение этого угла будет уве-
личивать время торможения.
Изменяя эффективность торможения, начальные элек-
тромагнитные условия оказывают влияние и на потери
энергии в АД. Зависимость суммарных тепловых потерь от
электромагнитных начальных условий практически совпа-
дает с аналогичной зависимостью относительного времени
торможения. Для повышения допустимого по условиям на-
грева числа торможений необходимо использовать опти-
мальные начальные электромагнитные условия. Для мало-
инерционных приводов в этом случае можно в 1,5—2 раза
уменьшить суммарные потери. С увеличением суммарного
момента инерции вращающихся масс привода влияние на-
чальных электромагнитных условий уменьшается, посколь-
ку процесс торможения происходит в основном при затух-
шем остаточном магнитном потоке, но остается еще замет-
ным даже при суммарных моментах инерции, в 2—2,5 раза
превышающих момент инерции ротора АД.
56
Одним из наиболее эффективных способов управления
тормозным процессом и, в частности, его интенсивностью
является применение конденсаторного торможения. При ти-
ристорном управлении реализация конденсаторного тормо-
жения требует учета особенностей процесса включения кон-
денсаторов на переменное напряжение. Опасность для ком-
мутирующих тиристоров представляет не только переход-
ный ток включения, который из-за малого активного
сопротивления цепи может на несколько порядков превы-
сить амплитудное значение установившегося тока, но и
скорость нарастания тока, а также повышение напряже-
ния. Для устранения опасности повреждения тиристоров
необходимо включать конденсаторы в момент, когда равна
нулю начальная фаза установившегося тока или, что то
же, мгновенное значение напряжения на тиристорах. При
соблюдении этого условия сразу после включения конден-
саторов начинается установившийся режим без возникно-
вения переходных составляющих тока и напряжения.
Наиболее эффективным способом комбинированного
торможения является конденсаторно-динамическое (КДТ).
При применении этого способа для асинхронных электро-
приводов с тиристорным управлением подключать конден-
саторы можно симметрично или несимметрично, глухо или
после отключения от сети по схемам, аналогичным приме-
няемым при контактном управлении [34].
Режим конденсаторного торможения при закрытых ти-
ристорах проходит так же, как и при контактном управле-
нии. В противоположность этому режиму режим динами-
ческого торможения, даже если он начинается после пол-
ного окончания конденсаторного, отличается тем, что с на-
чалом непроводящего полупериода ток продолжает прохо-
дить через тиристор из-за разряда подключенных к обмот-
кам АД конденсаторов. Малое сопротивление цепи опреде-
ляет ^колебательный характер разряда с частотой и ампли-
тудой тока, зависящими от емкости конденсаторов и скоро-
сти АД. Увеличение переменной составляющей тока при-
водит к образованию двигательной составляющей момента,
что определяет знакопеременный характер развиваемого
АД момента на последнем участке торможения. Знакопе-
ременный момент уменьшает эффективность торможения и
обусловливает такой же знакопеременный характер изме-
иривЯ УСК°РеНИЯ В пР0Цессе торможения малоинерционных
Если тиристор, выпрямляющий ток, открывается после
°нчания конденсаторного торможения, но еще до полного
57
затухания магнитного потока АД, то возникает переходный
процесс, аналогичный процессу начала динамического тор-
можения при ненулевых начальных электромагнитных ус-
ловиях. Пик начального переходного момента может пре-
вышать номинальный в 12—15 раз. Управлять этим момен-
том можно по принципам, рассмотренным в [33].
Открывание выпрямляющего тиристора до окончания
процесса конденсаторного торможения приводит к возник-
новению пика переходного момента короткого замыкания и
прекращению конденсаторного торможения. После этого
начинается режим динамического торможения, осложнен-
ный повторными короткими замыканиями с пиками тор-
мозных и двигательных моментов.
Применение КДТ при тиристорном управлении без уче-
та этих особенностей может привести к значительному
ухудшению показателей режима торможения. Для повыше-
ния эффективности торможения следует реализовать КДТ
с последовательным действием режимов. Для малоинерци-
онных приводов возможно и частичное наложение режимов
для получения большого переходного тормозного момента
в начале второго этапа торможения. В обоих случаях для
повышения эффективности и плавности динамического тор-
можения на втором этапе следует отключать конденсаторы.
Наибольший тормозной эффект при магнитно-динамиче-
ском (МДТ) и конденсаторно-магнитном (КМТ) торможе-
ниях достигается при симметричном замыкании трех фаз
статорной обмотки АД встречно-параллельно включенными
тиристорами, которые выполняют только роль быстродей-
ствующих контакторов. Быстрота коммутации более необ-
ходима при МДТ для отключения обмоток АД от сети и их
последующего замыкания без заметного снижения остаточ-
ного потока.
В заключение необходимо подчеркнуть, что при тирис-
торном фазовом управлении асинхронными электроприво-
дами наиболее рационально применять динамическое тор-
можение. Реализация преимуществ комбинированных спо-
собов торможения приводит, как правило, к значительному
усложнению силовой части тормозного устройства и тре( у-
ет в отдельных случаях тщательного анализа особенностей
режима. Целесообразность использования комбинирован'
ного торможения может быть показана только техникэ-эко-
номическим обоснованием с учетом результатов анализа
динамических процессов.
Торможение противовключением, особенности которого
рассмотрены при анализе реверса, для остановки привода,
58
как правило, не применяется из-за сложности управления,
необходимости контроля скорости для исключения возмож-
ности реверса и повышенного нагрева АД, ограничивающе-
го допустимое число торможений в единицу времени. В от-
дельных случаях, когда требуется весьма высокая эффек-
тивность торможения при относительно меньших значениях
тока, может применяться векторно-импульсное управление.
2.4. Векторно-импульсное управление
При векторно-импульсном управлении каждое включе-
ние АД должно происходить при начальных электромаг-
нитных условиях, обеспечивающих возникновение первой
пол\волны переходного момента того же знака, что и ос-
новной момент, развиваемый АД. Отключение АД в конце
импульса должно происходить до изменения знака пере-
ходного момента. При этом переходный момент суммирует-
ся с основным и увеличивает средний момент АД без
увеличения тока и, следовательно, греющих потерь. Такое
формирование момента производится с помощью двух
управляющих воздействий — начальных электромагнит-
ных условий и времени нахождения АД во включенном
состоянии. Начальные условия определяются, как было
показано, главным образом углом 0sr(O). Относительная
продолжительность работы (включенного состояния) АД
тр зависит от нагрузки АД, но ограничивается длитель-
ностью существования переходного момента заданногго
знака. Длительность бестоковой паузы то определяется мо-
ментом времени, когда наступают заданные начальные
условия после очередного отключения АД, и зависит от
тР, относительной скорости векторов us и ЧЧ и, следователь-
но, от параметров привода.
Если j момент отключения АД вектор потокосцепления
ротора Wr отставал от обобщенного вектора напряжения
сети й8 на некоторый угол 05Г(т), то длительность бестоко-
вой паузы то, в течение которой угол 0sr между этими
векторами станет равным начальному значению 0sr(O)
Для нового включения, определяется выражением
т (0) 6.s-r (т) (0) 9sr (т) ^2 gj
1 — cor s
в котором скольжение s принимается в пределах малого
интервала времени то постоянным.
Частота включения АД обратно пропорциональна вре-
1ени цикла, определяемого суммой времен тр и то- Она
59
Рис. 2.11. Зависимость среднего момента от угла 0sr(O) при векторно-
импульсном управлении неподвижным АД
близка к 50 Гц в зоне скольжений, близких к единице,
увеличивается с ростом скольжения в зоне отрицательных
скоростей и уменьшается вместе с уменьшением скольже-
Положительные моменты
Отрицательные моменты
ния в зоне положительных ско-
ростей. Возможны случаи, ког-
да углы 6sr(0) и 0sr(x) близки
по значению и то стремится к
нулю. Частота включений в
этом случае определяется толь-
ко значением тР. При скорости,
близкой к синхронной, продол-
жительность паузы при любых
значениях 0sr(O) становится
настолько большой, что часто-
та включения и средний за
цикл момент АД стремятся к
нулю.
На рис. 2.11 представлены
угловые характеристики не-
подвижного АД при векторно-
импульсном управлении. На
рис. 2.12 представлены осцил-
лограммы переходных мо-
Рис. 2.13. Механические харак-
теристики АД при векторно-
импульсном управлении и раз-
личных значениях /р:
------расчет, ---------— экс-
перимент
Н°
п/п
0Sr, ip, у
гра.д| мс г
‘max*
Мер *
11°
п/п
Osr,
град
270
up ,
мс
Mmin*
Мер*
-0,3
ментов, соответствующих каждому из максимальных зна-
чений момента по соответствующей кривой рис. 2.11.
1
1
Осциллограммы показывают, что при начальных электро-
магнитных условиях, обеспечивающих максимальное зна-
0
2}5
2,4 0,4
2
AJ\A A
240 ; 5
-4,0 \~1}0
J
4
0 Г 5,0 I 53
/ши
о
7,5 | 7,6 Г13
7
7,5
-5,6 -1,1
\Г\Г\Г\Г
Мв
5
300
8,4
3,0
Рис. 2.12. Осциллограммы переходного момента при векторно-импульс-
ном включении АД с различными начальными электромагнитным#
условиями
чение среднего момента при данном значении тР, при каж-
дом импульсе формируется момент только заданного
знака. Ширина импульса момента ограничивается неко-
торыми значениями тр, превышение которых приводит к
появлению полуволны момента со знаком, противополож-
ным заданному, и вызывает уменьшение среднего момен-
та. Предельные значения тР зависят от знака формируе-
мого момента и скорости ротора. С увеличением скорости
ротора возможности получения значительных моментов
уменьшаются. На рис. 2.13 приведены типичные статичес-
кие характеристики АД при векторно-импульсном управ-
лении, показывающие его эффективность для увеличения
пусковых и тормозных моментов.
Заметное увеличение среднего момента в зоне низких
скоростей делает заманчивым использование векторно-им-
пульсного управления для создания повышенного момента
тРогания и ускорения разгона привода. В последнем
случае пуск является двухступенчатым. Вначале АД
пускается в режиме векторно-импульсного управления, а
Затем, когда по мере увеличения скорости ротора момент
приближается к значениям, соответствующим естественной
60
61
характеристике, Асинхронный двигатель переводится в ре-
жим прямого пуска.
Особенно эффективно применение векторно-импульсно-
го управления для торможения АД. В тормозном режиме
можно получить жесткие механические характеристики
при малых угловых скоростях и эффективное замедление
привода.
Электромагнитный момент тормозного характера фор-
мируется, если вектор потокосцепления ротора опережает
по фазе вектор потокосцепления статора. Ширина и ам-
плитуда импульса тормозного момента зависят от направ-
ления и скорости этих векторов. При согласном направ-
лении вращения (второй квадрант характеристик) переход-
ный процесс аналогичен начальному участку переходного
процесса повторного включения АД с ненулевыми началь-
ными электромагнитными условиями. Поэтому торможение
без изменения порядка чередования фаз питающего напря-
жения можно назвать торможением импульсным повтор-
ным включением. При встречном направлении вращения
векторов потокосцеплений (четвертый квадрант) переход-
ный процесс аналогичен начальному участку переходного
процесса реверса АД, и поэтому его можно назвать тор-
можением импульсным противовключением. В обоих
случаях использование начальных электромагнитных усло-
вий, формирующих импульсы момента заданного знака,
способствует дополнительному возбуждению потокосцеп-
ления обмотки ротора и позволяет значительно увеличить
амплитуду и средний момент. Амплитудные и средние
значения тормозного момента в несколько раз превышают
номинальный момент АД. Наибольшее возбуждение пото-
косцепления ротора и наибольшие моменты наблюдаются
в диапазоне скоростей ротора сог=± (0,2-ь0,6).
При торможении привода импульсным повторным
включением первый пик переходного момента всегда боль-
ше последующих. Частота повторных включений увеличи-
вается по мере снижения скорости АД. Торможение ма-
лоинерционных приводов до полной остановки заканчи-
вается за несколько включений, и время торможения
оказывается меньше времени торможения обычным про-
тивовключением. При увеличении момента инерции при-
вода эффективность торможения снижается из-за увели-
чения продолжительности нахождения привода в зоне
высоких скоростей, где велика длительность бестоковых
пауз. Уменьшение пауз и соответственно повышение эф'
фективности торможения возможно за счет увеличения
62
числа тактов управления. При торможении импульсным
противовключением длительность бестоковых пауз меньше,
а частота включений больше, чем при торможении повтор-
ными включениями. При торможении инерционных приво-
дов пики тормозного момента в зоне высокой скорости могут
увеличиваться за счет дополнительного возбуждения ма-
шины и возрастания потока ротора. При любом из этих
способов торможения АД может непосредственно после
окончания торможения не отключаться, а продолжать
работать на заданной пониженной скорости.
Расчеты и эксперименты показывают, что время тор-
можения в режиме импульсного повторного включения
почти равно, а в режиме импульсного противовключения
на 40—60% меньше времени торможения обычным про-
тивовключением. Потери в обоих режимах векторно-им-
пульсного торможения примерно одинаковы и меньше
потерь в режиме обычного противовключения также на
40—50%. Применение тормозных режимов с векторно-им-
пульсным управлением целесообразно поэтому для интен-
сивного торможения всех приводов, кинематика которых
допускает многократные механические перегрузки.
Эффективность векторно-импульсного управления мож-
но повысить, сократив длительность бестоковой паузы то-
Это возможно за счет управления пространственным рас-
положением обобщенного вектора напряжения й8. При
питании АД от сети можно дискретно изменять простран-
ственное расположение этого вектора путем переключе-
ния обмоток статора многообмоточного АД или за счет
переключения вторичных обмоток трансформатора, к ко-
торому подключается АД. Такое управление можно на-
звать многотактным.
Количество переключений обмоток и, следовательно,
число дискретных изменений пространственного положения
вектора й8 определяет число пульсаций (тактов) переход-
ного момента заданного знака. Увеличение в определен-
ных пределах числа таких тактов повышает эффектив-
ность векторно-импульсного управления, так как при этом
возрастает среднее значение момента АД на единицу тока
статора за счет переходных составляющих момента. В
многотактных системах с дискретностью изменения фазы
исктора us, равной или меньшей л, существуют условия,
при которых конечное положение в пространстве вектора
при работе от предыдущей системы напряжений соот-
ветствует заданному начальному положению этого век-
ТоРа по отношению к новой системе напряжений. Это
63
означает, что начальные электромагнитные условия равны
конечным условиям при работе в предыдущем такте, а
следовательно, нет необходимости в бестоковой паузе, и
отключение двигателя заменяется переключением обмоток
с одной системы напряжений на другую.
Реализация всех видов управления с формированием
необходимых начальных электромагнитных условии тре-
бует введения в ТПН специальных устройств для их
контроля. Описание таких устройств приводится в гл. 5.
Глава третья
СИСТЕМЫ ИМПУЛЬСНО-ФАЗОВОГО УПРАВЛЕНИЯ
ТИРИСТОРНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ НАПРЯЖЕНИЯ
3.1. Основные особенности СИФУ
Системы импульсно-фазового управления (СИФУ)
предназначены для изменения углов а открывания тирис-
торов в функции входного управляющего сигнала иу в ди-
апазоне, определяемом типом, условиями работы и пара-
метрами нагрузки ТПН. Требования к СИФУ заключают-
ся в обеспечении необходимого диапазона изменения углов
а, формировании отпирающих тиристоры импульсов и
обеспечении достаточной симметрии углов включения ти-
ристоров в различных фазах. Кроме того, СИФУ должна
быть устойчивой к помехам для обеспечения стабильной
работы ТПН и вместе с тем достаточно быстродействую-
щей для обеспечения заданных динамических режимов.
Для выполнения своих функций СИФУ должна содер-
жать три основных узла: узел синхронизации, фазосдвига-
ющее устройство и формирователи импульсов тока управ-
ления тиристоров. Узел синхронизации и фазосдвигающее
устройство должны обеспечивать управление углом а.
Формирователи импульсов тока управления тиристоров
должны обеспечивать надежное включение тиристоров в
заданные моменты времени.
Диапазон изменения углов а определяется их макси-
мальным и минимальным значениями. При условии изме-
нения угла а вплоть до полного закрытия тиристоров его
максимальное значение определяется типом ТПН. Отсчет
углов а производится относительно соответствующих фаз-
ных напряжений. Однако при соединении обмоток АД в
64
звезду без нулевого провода или в треугольник тиристоры
фактически коммутируют линейные напряжения, поэтому
для ТПН-6Т максимальное значение угла составляет 150°,
а для ТПН-ЗТЗД и несимметричных — 210°. Наименьшие
значения а^гп совпадают с минимальным эквивалентным
фазовым углом cpmm, соответствующим режимам АД, близ-
ким к номинальным. Например, для АД серии 4А qwn
близок к 20°. Наибольшие значения фэ соответствуют ре-
жиму холостого хода и для АД этой серии доходят до
87°. В разомкнутых системах управления значение amin
устанавливается равным qmin, а включение тиристоров при
уменьшении нагрузки АД обеспечивается схемами уст-
ройств формирования импульсов управления.
При управлении АД формирователи импульсов управ-
ления, кроме необходимой для тиристоров данного типа
амплитуды, должны обеспечить и длительность импульса
тока управления, достаточную для нарастания тока на-
грузки до тока включения тиристора, примерно равного
3-кратному паспортному значению -его тока выключения
[35]. При коммутации цепей АД необходимая длитель-
ность импульсов тока управления может достигать 300 мкс.
Кроме того, должно обеспечиваться надежное включение
тиристоров при изменении <рэ в указанном диапазоне.
Эти требования удовлетворяются путем формирования или
«широких», длительностью не менее 70 , импульсов тока
управления, или серии «узких» импульсов длительностью
не менее 300 мкс каждый. Длительность серии также
должна быть не менее 70°.
К настоящему времени разработано большое коли-
чество СИФУ, удовлетворяющих самым разнообразным
требованиям, однако для анализа их свойств нет необходи-
мости в рассмотрении каждой отдельной схемы. Все свой-
ства СИФУ определяются некоторой совокупностью
признаков, характеризующих способ ее построения. К чис-
лу таких основных признаков относятся: способ отсчета
Угла «, тип синхронизации, вид развертываемого сигнала,
форма преобразования информации.
По способу отсчета угла а СИФУ делят на однока-
нальные и многоканальные. В многоканальных СИФУ от-
счет углов а для каждого тиристора или каждого ТЭ про-
изводится в собственном канале, в одноканальных — в од-
ном канале для всех тиристоров. Одноканальное построение
ИФУ позволяет исключить различие параметров элемен-
т°в Цепей, задающих выдержку времени, из числа источ-
иков аппаратурной погрешности углов а.
5"414 65
Рис. 3.1. Обобщенная схема
фазосдвигающего устройства
СИФУ
Рис. 3.2. Временные диаграм-
мы напряжений СИФУ:
а — положение импульсов синхро-
низации; б — диаграммы сигналов
в СИФУ вертикального действия;
в — диаграммы сигналов в инте-
грирующей СИФУ
По типу синхронизации различают синхронные и
асинхронные СИФУ. В синхронных СИФУ определение
требуемого момента включения тиристора производится
путем отсчета временного интервала от момента перехода
через нуль синусоиды напряжения питающей сети, в асин-
хронных— от момента предыдущего включения тиристора.
В асинхронных СИФУ синхронизация с сетью служит
только для ограничения углов а. Вследствие принципа
своего действия асинхронные СИФУ могут быть только
одноканальными, синхронные — как одно-, так и много-
канальными.
По виду развертываемого сигнала СИФУ делятся на
СИФУ вертикального действия (вертикальные) и С ФУ
интегрирующего действия (интегрирующие), в которых
развертываются соответственно опорный и управляющий
сигналы. Обобщенная схема фазосдвигающего устройства
СИФУ в аналоговом варианте приведена на рис. 3.1, а
на рис. 3.2 показаны диаграммы напряжений, поясняю-
щие ее работу. Фазосдвигающее устройство СИФУ с ли-
нейной разверткой содержит интегратор Я, обычно реа'
лизуемый на базе операционного усилителя постоянной
тока, и нуль-орган НО, вырабатывающий командный сиг
нал а на включение тиристора в момент равенства У*и
алгебраической суммы сигналов иу(мОп) и на его входе.
Возврат интегратора в исходное состояние осуществляется
р момент подачи импульса синхронизации от устройства
синхронизации УС замыканием разрядного ключа К. На
рис. 3.2,а показано положение импульсов синхронизации
ау с относительно напряжения ил фазы А питающей сети,
а на рис. 3.2,6 и в — диаграммы напряжений на входе и
выходе И и НО соответственно в вертикальной и интег-
рирующей СИФУ. Из рис. 3.2,в видно, что при подаче на
вход Я опорного сигнала zzon его выходное напряжение
цй линейно изменяется в функции времени. Напряжение
подается на один из входов НО, на другой — сигнал
управления иу. При равенстве мгновенных значений
и иу выходное напряжение НО изменяет свое состоя-
ние на противоположное, что является сигналом на вклю-
чение соответствующего тиристора. Таким образом, про-
исходит отсчет углов а в СИФУ, действующей по верти-
кальному принципу. Следует отметить, что, поскольку в
СИФУ вертикального действия происходит сравнение
мгновенных значений ци и щ, угол а пропорционален зна-
чению напряжения управления в этот момент времени
а=£/у(т)л. (3.1)
В (3.1) напряжение иу выражено в относительных еди-
ницах (см. § 1.4).
Дискретность подачи управляющих импульсов опреде-
ляется пульсностью ТПН. Если предположить, что
пульсность т можно сделать близкой к бесконечности,
то для каждой фазы значение угла ia будет пропорцио-
нально своему значению иу. А поскольку в этом случае
интервал дискретности между линейными развертками
будет стремиться к нулю, то непрерывному закону изме-
нения иу(т) будет точно соответствовать близкий к непре-
рывному закон изменения а(т). Следовательно, собственно
СИФУ не обладает свойством дискретности и при наличии
линейной развертки СИФУ вертикального действия явля-
ется пропорциональным звеном САУ, что и подтверждает-
ся соотношением (3.1). Однако этот вывод справедлив
ишь для малых приращений сигнала управления. Дейст-
ительно, если скорость нарастания иу станет больше,
ем скорость нарастания ии,
Duy'^Du^, (3«2)
ни5т^аЖе ПРИ т~>о° линия иу перестает пересекаться с ли-
ваюМИ И СИФУ вертикального действия не отрабаты-
т изменение управляющего сигнала до тех пор, пока
67
66
не нарушится условие (3.2). Это явление называет^
эффектом неполной управляемости и не позволяет всегда
считать СИФУ вертикального действия безынерционной
Если же на вход И подать сигнал управления щ
то его выходное напряжение будет зависеть от закона
изменения иу (т) (рис. 3.2,в). На вход НО в этом случае
поступает сигнал uGn. Система импульсно-фазового управ,
ления построенная по такому принципу, является интег-
рирующей СИФУ, и угол а определяется из соотношения
а
Поп t/y ('с) (3.3)
о
т. е. зависит от среднего значения напряжения управления
за интервал от 0 до а. Такая СИФУ не может быть безы-
нерционной и вносит в процесс управления запаздывание.
Из рис. 3.2 видно, что при одинаковом изменении «у(т)
интегрирующая СИФУ (рис. 3.2,в) выдает сигнал на
включение тиристора позже, чем СИФУ вертикального
действия (рис. 3.2,6). Особенно ярко проявляется запаз-
дывание при увеличении углов а. Однако интегрирующая
СИФУ вследствие принципа своего действия никогда не
теряет управляемости, что является ее достоинством
в сравнении с СИФУ вертикального действия.
По форме преобразования информации СИФУ подраз-
деляют на аналоговые и цифровые. Цифровое исполнение
СИФУ по сравнению с аналоговым определяет более
высокую технологичность изделия, практическое отсутст-
вие настроек и наладки при вводе в эксплуатацию, дрей-
фа сигналов и высокую повторяемость режимов.
Требования системы ТПН — АД по диапазону измене-
ния углов а и формированию отпирающих импульсов
могут быть удовлетворены любым из перечисленных типов
СИФУ при соответствующих конструктивных решениях.
Однако не все они в одинаковой степени удовлетворяют
специфическому требованию минимальной асимметрии
СИФУ, которая является следствием либо различия
параметров элементов схемы, либо проникновения помех
по каналам управления и синхронизации, либо влияния
асимметрии питающей сети. Требование обеспечения ми-
нимальной асимметрии углов а включения тиристоров по
фазам ТПН особенно важно в асинхронном электроприво-
де, поскольку несимметрия трехфазной системы синусои-
дальных питающих напряжений в 2—3,5 % приводит К
увеличению потерь в АД на 20—30 % [49, 51]. Количест-
ва
репная оценка влияния асимметрии СИФУ на гармониче-
ский состав выходного напряжения ТПН и дополнитель-
ные потери в АД, приведенная в гл. 5, позволяет опреде-
лить границы допустимой асимметрии СИФУ. Однако
даже на уровне общих требований не вызывает сомнений
необходимость стремиться при конструировании СИФУ к
минимально возможной асимметрии углов а.
Асимметрия, возникающая как следствие различия
параметров элементов схемы, является аппаратной
погрешностью СИФУ. Для определения возможных ее
источников в аналоговых СИФУ рассмотрим подробнее
участок диаграммы напряжений, выделенный кружком на
рИс. 3.2,6. Ключ (например транзисторный), закорачиваю-
щий конденсатор интегратора, имеет конечную ширину
импульса синхронизации и конечное значение падения
напряжения во включенном состоянии. Поэтому в различ-
ных интеграторах момент начала заряда времязадающе-
го конденсатора зависит от ширины импульса синхрониза-
ции иу,с, что приводит к погрешности отсчета углов а
(рис. 3.3,а). Неодинаковые падения напряжения на откры-
тых ключах определяют разные начальные условия заряда
конденсаторов, что также вызывает погрешность отсчета
углов (рис. 3.3,6). Кроме того, технологический разброс
параметров элементов времязадающих цепей обусловли-
вает различный наклон пилообразного напряжения на
выходе интеграторов и соответственно разные значения
углов а (рис. 3.3,в). И, наконец, каждый НО обладает
определенной чувствительностью, что приводит к его сра-
батыванию лишь при превышении пилообразным напря-
жением сигнала управления на некоторое значение
(рис. 3.3,г). На рис. 3-3 штриховой линией показаны воз-
можные отклонения параметров импульсов синхронизации,
пилообразного напряжения и порога срабатывания нуль-
органа, которые приводят к соответствующим погрешно-
стям Act в отсчете углов а1.
а ис. 3.3. Влияние аппаратурных погрешностей на асимметрию углов а:
Ния BRa Яп^е ширины импульса синхронизации; б — влияние падения напряже-
открьиом ключе; в — влияние наклона пилообразного напряжения; г —
влияние чувствительности НО
69
Рис. 3.4. Функциональная схе-
ма синхронной многоканаль-
ной СИФУ вертикального дей-
ствия
Одной из наиболее распро-
страненных является синхрон-
ная многоканальная СИФу
вертикального действия, функ-
циональная схема которой в
трехфазном варианте показана
на рис. 3.4. Каждый канал
этой СИФУ содержит устрой-
ство синхронизации, интегра-
тор и нуль-орган. Управляю-
щий сигнал подается одновре-
менно на входы всех НО. Та-
кая СИФУ в аналоговом ис-
полнении имеет четыре указанных источника возможной
асимметрии углов а. В цифровом исполнении выходная ве-
личина интегратора отображается рядом целых чисел, уп-
равляющий сигнал тоже всегда равняется целому числу и,
следовательно, И и НО погрешности в отсчет углов не вно-
сят. Единственный источник аппаратурной погрешности
здесь — ширина импульса синхронизации.
Синхронные одноканальные СИФУ известны двух ти-
пов: с длительностью пилообразного напряжения не более
2л/т и не более л. Функциональная схема синхронной
одноканальной СИФУ первого типа приведена на рис. 3.5.
Система импульсно-фазового управления содержит устрой-
ство синхронизации УС в каждой фазе, три последователь-
но соединенных блока задержки БЗ и распределитель
управляющих импульсов по тиристорам РИ, связанный с
одним из УС для предварительной установки РИ в исход-
ное состояние. Каждый БЗ осуществляет последователь-
ный сдвиг импульсов синхронизации пропорционально
сигналу управления, но не более чем -на 2л/т. Угол а
равняется суммарному значению сдвига импульсов синхро-
низации тремя БЗ. Поскольку фазосдвигающее устройство
Рис. 3.5. Функциональная схема одноканальной
СИФУ первого типа
70
рис. 3.6. Функциональная схема
одноканальной СИФУ второго ти-
па
Рис. 3.7. Функциональная схема
асинхронной СИФУ
является единым для всех каналов, а ключ разряда вре-
мязадающего конденсатора в Б31 обычно один для всех
импульсов синхронизации, то в синхронных одноканаль-
ных СИФУ этого типа только один источник аппаратурной
погрешности отсчета углов а — ширина импульса синхро-
низации. Этот вывод справедлив для СИФУ как с анало-
говой, так и с цифровой формой обработки информации.
Функциональная схема синхронной одноканальной
СИФУ второго типа показана на рис. 3.6. Система
импульсно-фазового управления синхронизируется от
одной фазы, сдвиг управляющего импульса в Б31 также
производится только для тиристора этой фазы. Управляю-
щие импульсы для двух других фаз получаются путем
задержки импульса с выхода Б31 в Б32 и БЗЗ на элект-
рические углы 120 и 240° соответственно. Система этого
типа в аналоговом исполнении имеет один источник асим-
метрии — нестабильность задержек в Б32 и БЗЗ. В цифро-
вом варианте этот недостаток может быть устранен.
Однако синхронная одноканальная СИФУ такого типа
имеет наихудшие динамические свойства среди всех рас-
сматриваемых типов СИФУ и поэтому в САУ применяется
редко.
Функциональная схема асинхронной СИФУ приведена
на рис. 3.7. Устройство синхронизации производит возврат
интегратора блока БЗ в исходное состояние в момент
включения тиристора, поэтому задержка включения сле-
дующего тиристора отсчитывается не от напряжения сети,
а от момента включения предыдущего. Необходимые зна-
чения углов а поддерживаются за счет отрицательной об-
ратной связи по одной из выходных координат преобразо-
вателя. Поэтому асинхронные СИФУ неработоспособны
без сигнала обратной связи и применяются только в замк-
нУтых САУ, синхронные же могут работать как в замк-
нУтых, так и в разомкнутых САУ.
В асинхронных СИФУ вследствие одноканального
пРинципа построения и отсутствия связи с сетью отсутст-
71
вуют источники аппаратурной погрешности, приводящие к
асимметрии углов управления. Следовательно, наилучшей
с точки зрения минимальной асимметрии углов управле-
ния является асинхронная одноканальная СИФУ. Следую-
щее место занимают синхронные цифровые СИФУ и син-
хронная аналоговая одноканальная СИФУ, имеющие лишь
по одному источнику аппаратурной погрешности. И, на-
конец, худшей с позиций минимума асимметрии углов q
является синхронная аналоговая многоканальная СИФУ.
Что касается быстродействия СИФУ вертикального
действия, то в настоящее время имеется ряд решений, по-
зволяющих и в одноканальных синхронных, и в асинхрон-
ных СИФУ достигнуть предельных характеристик, кото-
рыми обладают многоканальные синхронные СИФУ вер-
тикального действия [3, 36]. Интегрирующие же СИФУ,
как было показано выше, по принципу действия не могут
обеспечить предельное быстродействие. Однако благодаря
именно своим интегрирующим свойствам такие СИФУ яв-
ляются значительно более помехоустойчивыми по каналу
управления по сравнению с СИФУ вертикального дейст-
вия. На рис. 3.2,6, в штриховыми линиями показаны один
из вариантов наложения импульсной помехи на сигнал уп-
равления и результаты ее действия в СИФУ вертикально-
го действия и интегрирующей СИФУ. Из рисунков видно,
что если в СИФУ вертикального действия импульсная по-
меха уменьшает напряжение управления настолько, что
иу становится меньше ци в этот момент времени, то проис-
ходит ложное срабатывание СИФУ под воздействием по-
мехи (угол ап на рис. 3.2,6). В интегрирующей СИФУ ана-
логичная помеха практически не вносит погрешности, так
как ее среднее значение пренебрежимо мало по сравне-
нию со средним значением иу на интервале от 0 до а
(рис. 3.2,в). Следовательно, интегрирующие СИФУ ха-
рактеризуются значительно меньшей асимметрией углов а
при воздействии периодических импульсных помех по ка-
налу управления, чем СИФУ вертикального действия.
Кроме того, так как СИФУ вертикального действия
реагируют на мгновенное значение управляющего сигна-
ла и весьма чувствительны к импульсным помехам по вхо*
ду управления, на практике они всегда применяются с
предвключенным фильтром (выполненным в виде аперио*
дического или интегрирующего звена). Поэтому сравнен#6
динамических свойств СИФУ вертикального действия 11
интегрирующих СИФУ должно проводиться с учетом осО'
бенностей их конкретного применения.
72
3.2. Основные узлы СИФУ
. ранее были определены основные требования, предъ-
являемые к формирователям импульсов управления. Фор-
мирователи также должны удовлетворять таким общим
требованиям, как гальваническое разделение цепей управ-
ления и силовых цепей ТПН и получение импульсов тока
правления в цепи управляющего электрода тиристора с
крутизной переднего фронта примерно 0,5—2 А/мкс. При
такой крутизне фронта формирователь обеспечивает на-
дежное включение тиристора в заданный момент времени
и, следовательно, не вносит погрешности в значение угла а.
Наиболее распространенным вариантом гальваниче-
ской развязки является применение в формирователях вы-
ходных импульсных трансформаторов, поэтому достаточ-
но часто в качестве формирователей импульсов управле-
ния применяют транзисторный блокинг-генератор, работа-
ющий в ждущем режиме. На рис. 3.8,а приведен один из
вариантов такой схемы формирователя, отличающийся
уменьшенным потреблением мощности от источника пита-
ния. Импульс тока управления в этой схеме формируется
за счет разряда конденсатора через первичную обмотку
трансформатора (рис. 3.8,6). Требования к импульсным
трансформаторам и методика их расчета подробно изло-
жены в [35]. При отсутствии высоких требований по кру-
тизне импульса управления можно применять стандартные
трансформаторы серии ТОТ (ТУ ОЮО.472.010). При при-
менении трансформатора ТОТ-145, конденсатора С1 с ем-
костью 5 мкФ и напряжения питания Е=27 В данная схе-
ма позволяет формировать импульсы тока управления
длительностью 350 мкс и амплитудой 400 мА при спаде
тока управления до 200 мА к концу импульса. Спад тока
управления определяется в основном емкостью конденса-
Р / w/
С*нй^’ ф°РмиР°ватель узких импульсов управления (а) и времеп-
Ые Диаграммы напряжений на обмотках трансформатора (б)
тора CL Сопротивление резистора 7?к должно выбираться
из условия обеспечения заряда конденсатора С1 к момен-
ту формирования следующего импульса. Длительность им-
пульса управления при известном коэффициенте транс-
формации трансформатора определяется емкостью конден-
сатора С1 и сопротивлением резистора обратной связи
7?о,с. Схемы такого типа целесообразно применять для
формирования узких импульсов, так как при попытке
сформировать широкий импульс приходится значительно
увеличивать габариты выходного трансформатора.
Для формирования широких импульсов управления на
основе транзисторных ключей с трансформаторным выхо-
дом прибегают к передаче либо целой серии узких им-
пульсов, либо прямоугольных импульсов переменного тока
повышенной частоты с последующим их выпрямлением и
подачей на тиристоры. Однако более простым и предпоч-
тительным для этого случая является способ формирова-
ния, основанный на использовании вторичных обмоток
трансформатора питания и синхронизации. Одна из таких
схем приведена на рис. 3.9,п. Схема содержит однополу-
периодный выпрямитель с емкостным фильтром и транзи-
сторный ключ V3 в цепи управления силового тиристора.
Управление транзисторным ключом осуществляется с по-
мощью вспомогательного тиристора V2, включаемого уз-
ким импульсом через развязывающий трансформатор ма-
лой мощности. При использовании оптронного тиристора
в качестве вспомогательного V2 исключается развязываю-
щий трансформатор даже малой мощности. Диаграммы,
иллюстрирующие работу схемы, приведены на рис. 3.9,6.
При подаче узкого импульса на тиристор V2 он вклю-
чается, обеспечивая необходимый базовый ток для тран-
зисторного ключа V3, через который подается ток управ-
Рис. 3.9. Формирователь широких импульсов управления (а) и врем60
нь;е диаграммы сигналов в нем (б)
дения на силовой тиристор. К моменту окончания полупе-
риода напряжения ток вспомогательного тиристора сни-
жается до значения тока выключения, тиристор выключа-
ется, транзисторный ключ запирается и прекращается ток
управления через силовой тиристор. Такая схема обеспечи-
вает формирование широкого импульса продолжительнос-
тью от а до 180°. При необходимости продлить ток управле-
ния за 180°, например, для схемы ТПН-6Т в сверхгранич-
ном режиме, достаточно в схему ввести резистор R2
(рис. 3.9,а). При этом осуществляется суммирование то-
ков, протекающих через вспомогательный тиристор от ис-
точников постоянного и переменного напряжений. Уста-
навливая необходимое соотношение между сопротивления-
ми резисторов R1 и R2, можно продлить импульс тока
управления до 210°, а при необходимости и до 250—260°
(штриховая линия на рис. 3.9,6).
При наличии трансформаторов, подключаемых на ли-
нейные напряжения, формирователь широких импульсов
управления можно сделать по еще более простой схеме,
приведенной на рис. 3.10,а. Источником питания для дан-
ной схемы служат две снабженные разделительными дио-
дами вторичные обмотки трансформаторов, подключенных
к соответствующим линейным напряжениям. Импульс уп-
равления, продолжается от а до 210° (рис. 3.10,6).
Наиболее простым является формирователь импульсов
управления для силовых оптронных тиристоров. В этом
случае отсутствует проблема гальванической развязки при
формировании мощного импульса тока, который пропуска-
ется через светоизлучающий диод оптронного тиристора.
Следует лишь помнить, что для ТПН-6Т для включения
тиристоров в сверхграничном режиме ток через светоизлу-
чающий диод также должен протекать до 210°.
Узел синхронизации в соответствии со своим функцио-
нальным назначением должен обеспечить фазосдвигающее
устройство опорными сигналами, относительно которых
сдвигается фаза импульсов управления. Опорные сигналы
Рис. 3.10. Упро-
щенный форми-
рователь широ-
ких импульсов
V0 и форма им-
пульса управле-
ния (б)
75
74
в зависимости от типа и требуемых функциональных воз-
можностей СИФУ могут быть двух видов: узкий длитель-
ностью 1—3°, прямоугольный импульс в момент перехода
через нуль синусоиды питающей сети или широкий прямо-
угольный импульс, длительностью которого соответствует
половине периода питающей сети. Иногда в схемах одно-
временно используются и те, и другие импульсы.
В первых полупроводниковых СИФУ применялись уз-
лы синхронизации на основе диодных ключей [35]. В на-
стоящее время из-за недостатков такие схемы практически
не применяются. Более совершенными являются схе-
мы на основе транзисторных ключей. Поскольку цепи уп-
равления должны быть потенциально отделены от силовых
и со стороны узла синхронизации, то наиболее распрост-
раненными являются транзисторные ключи с трансфор-
маторным входом. Одна из простейших схем приведена
на рис. 3.11,а, а диаграммы входных и выходных сигналов
в ней — на рис. 3.11,6. Включенный параллельно переходу
эмиттер — база транзистора диод служит для активного
запирания транзистора в положительный полупериод.
Транзисторный ключ вносит погрешность Ат в определение
нулевого значения момента перехода напряжения сети че-
рез нуль, так как входит в насыщение при некотором по-
роговом значении напряжения цп. Уравнение электриче-
ского равновесия приведенной схемы имеет вид:
— sin (Аг) —
/?тр
,н»
г
где kTP — коэффициент трансформации трансформатор^
Е — напряжение источника питания; рт — коэффициент
усиления транзистора; нк,н, «б,н — напряжения на коллеК
торе и базе транзистора в режиме насыщения.
76
• ^тр ( ^К.н) ^б
т
'т
Пренебрегая временем рассасывания объемного заряда
р базе транзистора и длительностью фронтов импульса
синхронизации, из (3.4) можно определить погрешность
данной схемы
д . ^тр [(£ ^к,н) . 1 /о
At = arcsm |-------------1- и* „ |. (3.5)
Из (3.5) видно, что для сокращения погрешности т£-
кой схемы синхронизации желательно выбирать транзис-
тор, имеющий как можно большее значение |3Т, а сопро-
тивление резистора — как можно меньшим, не превы-
шая при этом допустимый базовый ток транзистора. В этом
сЛучае первое слагаемое в квадратных скобках стремится
к нулю, а погрешность ключа зависит только от напряже-
ния вторичной обмотки трансформатора и напряжения
Нб,н на базе транзистора. Выбирая малое значение kTP (ог-
раничением является допустимый базовый ток транзисто-
ра), можем получить не только малое, около Г, абсолют-
ное значение погрешности Ат, но и практическую незави-
симость ее от технологического разброса параметров схемЫ-
Это означает, что при выполнении указанных реко-
мендаций такие схемы синхронизации фактически не вно-
сят асимметрии в работу СИФУ.
Наличие погрешности в определении нулевого значений
напряжений питающей сети приводит к эффекту пере-
крытия единичных сигналов uvli Uv2 на выходе транзи-
сторных ключей синхронизации для противофазных тири-
сторов (рис. 3.11,6). Этот эффект позволяет достаточно
просто, на одном логическом элементе И, получить узкий
импульс синхронизации, необходимый в случае, когД.а
сдвиг фазы импульсов управления для противофазных ти-
ристоров производится в одном канале.
Использование в качестве ключевых элементов инте-
гральных операционных усилителей с разомкнутой цепык>
оос позволяет еще более повысить точность и идентин*
ность импульсов в каждом канале схемы синхронизации*
Один из вариантов такой схемы синхронизации, предназ-
наченной для двух противофазных тиристоров, приведен
на рис. 3.12. Применение усилителей типа К153УД2
(К553УД2), на один из выводов коррекции которых можно
нс‘техническим условиям подключить стабилитрон тигпа
Ц^156А или КС147А, дает возможность получить в этом
Дучае уровни выходных сигналов, непосредственно сопр$я-
кТччЫе С цифровыми интегральными микросхемами сери!#
Возможно также применение специализированный
Рис. 3.12. Схема синхронизации на операционных усилителях
ключевых схем — интегральных компараторов типа
К521СА2 (К554СА2), предназначенных для совместной
работы с микросхемами серии К155. В противном случае
необходимо принимать дополнительные меры для согла-
сования уровней выходных и входных сигналов. Поскольку
эффект перекрытия единичных сигналов в схемах синхро-
низации на операционных усилителях практически отсут-
ствует, узкий импульс синхронизации можно получить, на-
пример, с использованием двух дифференцирующих цепо-
чек и логического элемента ИЛИ (рис. 3.12).
Схемы синхронизации должны исключить сбои в рабо-
те фазосдвигающих устройств синхронных СИФУ при на-
личии значительных искажений напряжения питающей се-
ти. Наиболее простым средством решения этой задачи
является применение пассивных /?С-фильтров (рис. 3.1 ).
К таким фильтрам узла синхронизации предъявляются
противоречивые требования. С одной стороны, они долж-
ны обладать достаточной постоянной времени для сглажи-
вания провалов питающего напряжения, с другой — вно-
сить минимальный фазовый сдвиг в выходной сигнал схе-
мы синхронизации, поскольку чем больше будет абсолют-
ное значение фазового сдвига/?С-фильтра, тем к большему
разбросу значений этой величины будет приводить
технологический разброс параметров элементов фильтров
и тем большую асимметрию будут вносить фильтры в ра-
боту СИФУ.
Проведенные исследования показали, что оптималь-
ным при частоте питающей сети 50 Гц является С
фильтр с постоянной времени около (0,34-0,5) • 10-3 с, ко-
торый обеспечивает нормальную работу рассмотренных
схем синхронизации при провалах питающего напряжения
до нуля длительностью до 20° и вместе с тем вносит фазо
вый сдвиг не более 4°. При более сложных искаже и
напряжения питающей сети целесообразно применять ак-
тивные /?С-фильтры с избирательной частотной характе-
78
Рис. 3.13. Схема синхронизации на диодных оптопарах
ристикой, выделяющие основную гармонику питающего
напряжения, либо переходить к асинхронной СИФУ.
Развитие оптоэлектронной техники позволяет использо-
вать для гальванической развязки в схемах синхронизации
вместо трансформаторов оптронные приборы. Схема син-
хронизации с использованием диодной оптопары, пред-
назначенная для противофазных тиристоров, показана на
рис. 3.13. Отличительной особенностью такой схемы явля-
ется необходимость применения 7?С-фильтров на стороне
высокого напряжения. Это приводит к значительному уве-
личению габаритов фильтров вследствие применения вы-
соковольтных конденсаторов. Кроме того, поскольку
входные цепи транзисторов в таких схемах являются высо-
коомными и подключены к общему источнику питания,
они значительно более чувствительны к помехам по цепям
питания, чем схемы с трансформаторным входом. Поэтому
целесообразно фотодиоды диодной оптопары подключить
к общему источнику питания через дополнительный RC-
фильтр, а базы присоединить к общей шине источника пи-
тания через резисторы R1.
Сопротивление резистора R1 должно удовлетворять
противоречивым требованиям. С одной стороны, оно
Должно быть достаточно малым, чтобы обеспечить надеж-
ное запирание транзисторов при протекании темнового то-
ка фотодиодов, с другой — достаточно большим, чтобы при
появлении светового тока фотодиодов не шунтировать пе-
реходы база — эмиттер транзисторов и тем самым не уве-
личивать значение Ат. Исследования показали, что опти-
альным при применении кремниевых транзисторов и вы-
^ковольтных диодных оптопар типа МДО-3 является
°противление/?/, примерно равное 70—80 кОм, и его влия-
79
нием на процесс включения транзисторов можно прене-
бречь. Уравнение электрического равновесия в этом слу.
чае имеет следующий вид:
ит sin (Аг) — (£ ~ "к •2-^-, (3.6)
где ki — коэффициент передачи диодной оптопары по
току.
С учетом приведенных допущений временная погреш-
ность, вносимая данной схемой, определяется выражением
л 1 (Е — ик н)-2/? /о
Дт = arcsm-----------—----- (3.7
Как видно из (3.7), Дт в этом случае зависит и от рт,
и от ki. Поскольку ki у современных оптронных диодных
оптопар имеют значения, равные сотым долям единицы, а
значения р достигают нескольких сотен единиц, то их
произведение в знаменателе дроби выражения (3.7) будет
равно нескольким единицам. Следовательно, погрешность
рассматриваемой схемы синхронизации будет зависеть от
технологического разброса параметров транзисторов и
диодных оптопар. Недостатком такой схемы является так-
же значительная для полупроводниковых схем рассеивае-
мая на резисторах R мощность, достигающая 10 Вт при
погрешности Дт, примерно равной единицам градусов. Ог-
раничением для выбора
Рис. 3.14. Усовершенствованная
схема синхронизации на диодных
оптопарах
минимального значения
сопротивления резистора
R служит допустимый ток
светоизлучающего диода
оптопары. Следует отме-
тить, что даже при мини-
мальном значении сопро-
тивления R получить Дт
менее 6—7° не представ-
ляется возможным из-за
необходимости выбирать
такие значения рт, чТ0
световой ток фотодиода,
при котором должно пр°'
изойти включение тран-
зистора, становится соиз-
меримым с темновым.
Устранение указанных
недостатков рассмотрен*
ной схемы возможно
сЧет некоторого ее усложнения. На рис. 3.14 пока-
зан вариант схемы синхронизации для ТПН-6Т. На
вторичной стороне диодной оптопары транзисторные
ключи включены так же, как и на рис. 3.13. Применение
транзисторных ключей на стороне высокого напряжения
позволяет исключить влияние технологического разброса
(так как через светоизлучающие диоды теперь прохо-
дят импульсы тока с крутыми фронтами, а не полусинусои-
ды) и по метрологическим показателям приблизиться к
схеме рис. 3.11. Для данной схемы Дт будет также опреде-
ляться по (3.5) с той лишь разницей, что вместо Re необ-
ходимо подставить 2R, а &тр=1. Дальнейшее улучшение
метрологических показателей схем синхронизации с ис-
пользованием диодных оптопар возможно за счет примене-
ния интегральных операционных усилителей.
Фазосдвигающие устройства должны осуществлять за-
держку импульсов управления тиристорами относительно
импульсов синхронизации и для этого должны иметь в
своем составе источник какого-либо изменяющегося в функ-
ции времени сигнала, называемого разверткой. Обычно
применяют синусоидальные и пилообразные развертки.
Использование в ТПН синусоидальной развертки, приме-
няемой в управляемых выпрямителях для получения ли-
нейной регулировочной характеристики, представляется
нецелесообразным из-за значительной зависимости вы-
ходного напряжения ТПН от фазового угла нагрузки.
Источником пилообразной развертки может служить
простейшая /?С-цепь, соединенная с ключом синхрониза-
ции (рис. 3.15,а). Если в качестве источника питания Е
ко входу /?С-цепи подключить опорное напряжение t/on, то
получим генератор пилообразной развертки для СИФУ
вертикального действия, выходное напряжение которого
подается на вход нуль-органа НО, который должен обла-
дать высоким входным сопротивлением, чтобы не оказы-
вать шунтирующего действия на емкость генератора.
В настоящее время в качестве НО целесообразно приме-
нять интегральные операционные усилители или компара-
торы, удовлетворяющие всем предъявляемым требованиям.
Генератор пилообразного напряжения по схеме рис.
3-15,а имеет нелинейную развертку, что приводит к зави-
симости коэффициента усиления СИФУ от напряжения
Управления иу и в конечном итоге является недостатком
СИФУ. Этот недостаток можно устранить, если произво-
дить заряд конденсатора постоянным током, например от
источника тока на полевом транзисторе (рис. 3.15,6). Пе-
Ми 81
80
Рис. 3.15. Фазосдвигающие устройства с транзисторными схемами
синхронизации
ременные резисторы на схемах рис. 3.15 служат для обес-
печения идентичности каналов в многоканальной СИФУ.
Если использовать схемы с узким импульсом синхрониза-
ции, то фазосдвигающие устройства будут иметь пилооб-
разную развертку в течение обоих полупериодов питающей
сети и могут управлять углами а противофазных тиристо-
ров.
Схемы с источниками тока на транзисторах отличают-
ся недостаточной стабильностью при изменениях темпера-
туры окружающей среды. Поэтому при необходимости
работы в широком, примерно 60—120 °C, диапазоне темпера-
тур целесообразно использовать генераторы пилообразно-
го напряжения на основе операционных усилителей. Схе-
ма такого фазосдвигающего устройства, предназначенная
для двух противофазных тиристоров, приведена на
рис. 3.16. В качестве схемы синхронизации может быть
использована любая схема с узким импульсом. Генератор
пилообразного напряжения выполнен на базе интегратора
на усилителе А2 с разрядом конденсатора через транзи-
сторный ключ. Операционный усилитель А1 служит для
преобразования однополярных импульсов синхронизации
в разнополярные, необходимые для работы транзисторно-
го ключа.
82
рис. 3.16. Фазосдвигающее устройство на операционных усилителях
фазосдвигающее устройство для интегрирующей СИФУ
также может быть построено на основе 7?С-цепи, только в
этом случае скорость заряда конденсатора определяется
сигналом управления. Одной из простейших является
схема с использованием однопереходного транзистора
(двухбазового диода), приведенная на рис. 3.17. Опорным
напряжением в этой схеме является напряжение пика од-
нопереходного транзистора V
ноп — нп —
^т^бб *1* R1
R1+R2 +
Е । t/gg J ,
(3.8)
где т)т — коэффициент передачи транзистора; /?бб — межба-
зовое сопротивление транзистора; иЭб1— падение напря-
жения на переходе эмиттер — база 61.
Как видно из (3.8), иоп при идентичных внешних рези-
сторах зависит от трех параметров однопереходного тран-
зистора, каждый из которых при постоянной температуре
окружающей среды может изменяться в пределах ±(164-
38) % образца к образцу. Очевидно, что такую схему при-
менять в многоканальных
СИФУ нецелесообразно.
Фазосдвигающее устройст-
во, работающее по принципу
интегрирования сигнала уп-
равления, может быть построе-
но и по схеме рис. 3.16, кото-
рая обладает значительно бо-
лее высокими метрологически-
ми показателями, чем схема
Рис. 3.17. Однако все интегри-
рующие СИФУ, использующие
йля отсчета угла а принцип
6*
Рис. 3.17. Фазосдвигающее
устройство на однопереходном
транзисторе
83
заряда конденсатора, имеют существенный недостаток
нелинейную (гиперболическую) регулировочную характе.
ристику. Действительно, из (3.3) при uy=const получаем
а--; ^ОпД/(3.9)
Свободной от этих недостатков является интегрирую,
щая аналого-цифровая СИФУ, принцип действия которой
подробно рассматривается в следующем параграфе.
3.3. Синхронная аналого-цифровая СИФУ
Описание разработанной аналого-цифровой СИФУ це-
лесообразно начать с анализа принципа построения циф-
рового фазосдвигающего устройства. Выражение для оп-
ределения углов управления в синхронных СИФУ имеет
вид [35]
az=6z— (I— 1) 2 л/т—0О, (3.10)
где 9z — угол подачи /-го импульса управления; 0О— угол
опережения начала отсчета относительно нулевого значе-
ния угла а.
Исходя из (3.10) для цифрового фазосдвигающего уст-
ройства синхронных многоканальных СИФУ в установив-
шемся режиме можно записать соотношение
a=TTN—0о, (3.11)
где N — код, задающий угол а; ТТ — период тактовых им-
пульсов задающего генератора системы управления, рад.
При управлении системой ТПН — АД приходится опе-
рировать непрерывными величинами (ток, напряжение),
что при использовании классических принципов построе-
ния цифровых СИФУ приводит к появлению дополнитель-
ной операции — преобразованию аналогового сигнала в
код. Эта операция реализуется устройствами, по своей
сложности и элементному содержанию соизмеримыми или
даже превосходящими СИФУ. Точность всей системы уп-
равления в этом случае будет определяться точностью
преобразования аналог — код. Однако из сотношения
(3.11) видно, что управлять углом а можно не только из-
менением N, что делается обычно при цифровом управле-
нии, но и изменением Тт. Это обеспечивает иной подход к
построению цифровой СИФУ, легко стыкующейся с ана-
логовыми регуляторами системы управления. Такой под-
ход заключается в задании постоянного числа N в каж-
дом канале СИФУ и изменении периода тактовых импуль-
сов пропорционально аналоговому сигналу на входе
Ср1фУ, что приводит к соответствующему изменению уг-
ла а. Преобразование аналогового сигнала в период так-
вЬ1х импульсов выполняется с погрешностью того же
порядка, что и погрешность преобразования в код, а схе-
а преобразователя напряжения в период тактовых
йМпульсов является лишь частью схемы преобразо-
вателя напряжение — код. Кроме того, указанный прин-
цип построения приводит к существенному упрощению
цифровой части самой СИФУ при сохранении многих до-
стоинств, присущих цифровым СИФУ, в том числе мини-
мальной асимметрии управляющих импульсов, обусловлен-
ной аппаратурными погрешностями [5, 6].
функциональная схема СИФУ, построенной в трех-
фазном варианте с использованием указанного подхода,
показана на рис. 3.18,а, а диаграммы сигналов в ней — на
рис. 3.18,6. Система импульсно-фазового управления со-
держит устройства синхронизации УС и фазосдвигающие
устройства на базе цифровых интеграторов ЦИ в каждом
канале, а также общий для всех каналов управляемый ге-
нератор У Г, выполняющий преобразование аналогового
входного сигнала иу в период Тт тактовых импульсов.
Цифровой интегратор является простейшим цифровым
двоичным счетчиком последовательного типа, который ус-
Рис. 3.18. Функциональная схе-
ма аналого-цифровой СИФУ
(^) и временные диаграммы
сигналов в ней (б)
84
танавливается в нулевое состояние импульсом синхрона,
зации с выхода УС в момент перехода через нуль синусов
ды напряжения сети соответствующей фазы. После окон'
чания действия импульса синхронизации в счетчике Цц
начинает расти число, записываемое поступающими с Уг
импульсами, причем скорость записи пропорциональна пе.
риоду Тт (рис. 3.18,6). В момент прихода N-ro тактового
импульса подается сигнал запрета на дальнейшее постуц,
ление тактовых импульсов и командный сигнал на вклю,
чение тиристора. Записанный код N и, следовательно, сиг-
нал на включение тиристора сохраняются до прихода сле-
дующего импульса синхронизации.
В качестве УГ могут быть использованы любые из из-
вестных импульсных преобразователей, удовлетворяющие
требованиям электрического согласования с остальной
частью СИФУ и обладающие необходимым диапазоном
преобразования и чувствительностью. Указанные характе-
ристики определяются из общего для цифровых
СИФУ выражения (3.11), откуда получаем формулу для
определения периода Тт в функции требуемого угла управ-
ления
Тт=(а+е0)/М (3.12)
Из (3.12) видно, что при 0о=О lim Гт(а)=0, т. е. с
а->0
уменьшением требуемого угла а период тактовых импуль-
сов стремится к нулю. Следовательно, для СИФУ с ат1-п—
= 0 необходимо применять управление с обязательным
значением угла 0о^О.
Необходимые минимальные и максимальные значения
Тт определяются из (3.12) при условии a=amin и amax со-
ответственно, а диапазон DT изменения периода зависит
ОТ соотношения углов 0О, Ojnin, «max
DT— (amaxH“9o)/(ctmin4“6o) • (3.13)
Ограничение углов а в СИФУ обеспечивается ограниче-
нием периода У Г в пределах отТт^.^до Гт^хпри значениях
управляющего воздействия, выходящих за пределы диапа-
зона регулирования. При условии, что устройства синхро-
низации не вносят погрешности в работу СИФУ, абсолют-
ная погрешность отсчета угла а’ по каналам за счет дис-
кретизации угла по уровню определяется величиной
Да== (a-|-0o)/Af (3.14)
и является функцией угла а. Относительная погрешность
при управлении с 0о=О
Sa=l/W
(3.15)
86
Рис. 3.19. Принципиальная схе-
ма цифрового интегратора
определяется только емко-
стью счетчика ЦИ. Причем
поГрешность СИФУ в каждом
канале за счет дискретизации
уГла а по уровню не является
постоянной. В связи с тем что
частоты УГ и сети не синхро-
низированы, эта погрешность
изменяется по периодическому
закону с амплитудой ба и пе-
риодом, определяемым некратностью частот УГ и сети.
Если сравнить данную СИФУ с аналоговыми по прин-
ципу построения, то очевидна ее идентичность аналоговой
СИФУ интегрирующего типа, причем роль опорного сиг-
нала выполняет постоянный код N, а развертывается уп-
равляющий сигнал Тт, прямо пропорциональный ау.
Следует отметить, что УГ необходимо выполнять с ли-
нейным преобразованием управляющего сигнала именно в
период, а не в частоту тактовых импульсов, так как толь-
ко в этом случае, в отличие от аналоговых СИФУ, соглас-
но (3.11) получается интегрирующая СИФУ с линейной
статической характеристикой.
С учетом различных требований по диапазону изме-
нения угла а, зависящих от силовой схемы ТПН, имеется
возможность различного построения цифровой части
СИФУ. Однако в любом варианте базовым является спе-
циализированный цифровой интегратор, функциональная
схема которого приведена на рис. 3.19. Элемент D1 осу-
ществляет формирование узкого синхронизирующего им-
пульса иу>с, устанавливающего счетчик D3 в исходное со-
стояние при переходе через нуль синусоиды напряжения
питающей сети. Элемент D2 осуществляет запрет прохож-
дения на вход счетчика D3 тактовых импульсов после по-
ступления Лг-го импульса, сохраняя таким образом коман-
ду на включение тиристора на выходе ЦИ до прихода
следующего синхроимпульса.
На рис. 3.20,а показана принципиальная схема фазо-
сдвигающего устройства аналого-цифровой СИФУ, пред-
назначенного для управления углами включения двух
встречно-параллельных тиристоров в ТПН-6Т, называемая
в дальнейшем СИФУ-2. В СИФУ-2 введены один ЦИ и
Два логических элемента D1.3 и D1.4, служащих для по-
Дачи сигнала на включение того тиристора, анодное на-
пряжение которого положительно. При активно-индуктив-
ной нагрузке ТПН угол атгпУ=0 и поэтому возможна син-
87
Рис. 3.20. Принципиальная схема
СИФУ-2 (а) и временные диаграммы
фазосдвигающего устройства
сигналов синхронизации (б)
хронизация непосредственно от напряжения соответству-
ющей фазы. Диаграммы сигналов синхронизации для
СИФУ-2 приведены на рис. 3.20,6. Система СИФУ-2 обес-
печивает управление в диапазоне углов от ОтгП до 180°, а
также независимость работы трехфазной схемы СИФУ от
порядка чередования фаз.
Если необходимо управление с углом Отгп = 0, то мож-
но использовать эту же схему с синхронизацией от опере-
жающего линейного напряжения. В этом случае при уп
равлении используется угол опережения начала отсчета
0о=я/6 (рис. 3.20,6), а диапазон изменения углов а равеь
0—150°, что перекрывает весь необходимый диапазон для
ТПН-6Т. Недостатком такой синхронизации является за-
висимость работы СИФУ от порядка чередования фаз на-
пряжения питающей сети.
Устранить этот недостаток можно путем использование
схемы СИФУ-1, предназначенной для управления толькс
одним тиристором (рис. 3.21,а). Эта схема содержит толь
ко цифровой интегратор и отличается подаваемыми ш
вход синхронизации сигналами, положение которых ш
временной оси показано на рис. 3.21,6. Система СИФУ-1
обеспечивает изменение углов а в диапазоне от 0 до 210’
и поэтому может применяться для управления ка!
ТПН-6Т, так и ТПН-ЗТЗД, перекрывая весь необходимы!
диапазон.
Как видно из приведенных схем, рассмотренный прин
цип позволяет создавать простые цифровые СИФУ с вы
сокими метрологическими характеристиками, удовлетвори
88
рйс. 3.21. Принципиальная схема фазосдвигающего устройства
СИФУ-1 (о) и временные диаграммы сигналов синхронизации (б)
ющие разнообразным требованиям, которые определяются
схемой силовой части ТПН и нагрузкой.
Следует отметить также, что описанная СИФУ обла-
дает высокой технологичностью при изготовлении и на-
стройке, так как состоит в основном из цифровых микро-
схем, не нуждается в настройке отдельных каналов и со-
держит только один подстроечный резистор в управляемом
генераторе, ограничивающий диапазон изменения угла а.
Цифровой интегратор СИФУ, выполненный на микросхе-
мах серии К155, состоит из двух микросхем К155ИЕ5 и
одной микросхемы К155ЛАЗ. Он обеспечивает погреш-
ность отсчета угла
Aa=(0o+a)/128, (3.16)
так как вес старшего разряда двоичного счетчика цифро-
вого интегратора равен 128. При необходимых для управ-
ления АД наибольших углах а около 120° погрешность Да
в такой СИФУ составляет менее 1°.
3.4. Динамические свойства СИФУ
Динамические свойства СИФУ как составной части
ТПН оказывают существенное влияние на его динамиче-
ские свойства в целом. При оценке динамических свойств
ТПН с конкретным типом СИФУ обычно используется
представление их единым нелинейным дискретным звеном
[23]. Однако при таком подходе существенно затрудняет-
ся сравнительная оценка динамических свойств собствен-
но СИФУ, поскольку определяемые динамические харак-
теристики ТПН (комплексный коэффициент усиления и
АФХ) существенно зависят от свойств силовой части.
89
Специфической особенностью ТПН и СИФУ являете^
их дискретность, определяемая числом фаз силового пр^
образователя (СП). Для возможности анализа СИФУ как
отдельного элемента САУ необходимо представить ее та.
кой математической моделью, которая была бы справед.
лива при любых числе фаз и структуре СП. Это можно
осуществить, используя идею о представлении СИФУ в вц.
де двух последовательно включенных звеньев — дискретно,
го ДЗ и нелинейного непрерывного ННЗ [17]. В качестве
ДЗ используется модель СИФУ вертикального действия
с линейными опорными напряжениями won, которая явлд.
ется как было показано, безынерционной. Специфика кон-
кретной СИФУ проявляется только в модели НИЗ, кото,
рая не зависит от пульсности СП.
Дискретное звено преобразует напряжение ^ннз, по.
ступающее на его вход, в дискретные значения углов ц
открывания тиристоров СП. Преобразование осуществлд.
ется по закону
а^ = [1 ^ннз/1(3-17)
где ^ннз/ — напряжение на выходе ННЗ, поступающее на
вход ДЗ в момент открывания /-го тиристора. За базу для
относительного напряжения wHH3 принимается то же на-:
пряжение, что и для иу, а именно максимальное управля-
ющее напряжение, соответствующее а=0 в СИФУ верти-
кального действия.
Управляющее напряжение иу поступает на вход ННЗ.
Напряжение wHH3 на его выходе таково, что, поступая на
вход ДЗ, оно обеспечивает получение в каждый момент
времени такого же угла а открывания тиристоров, что и
рассматриваемая конкретная СИФУ. Поскольку модель
ДЗ известна, для получения полной модели любой СИФУ
достаточно определить модель ее ННЗ, т. е. зависимость
цннз от иУ- Так как эта зависимость характеризует непре'
рывное звено, то она справедлива для любого СП.
Для практического построения такой модели необхо*
димо найти зависимость углов а от управляющего напря-
жения в рассматриваемой конкретной СИФУ, после этого
с использованием (3.17) осуществить переход к выходно-
му напряжению ^ннз- Поскольку речь идет о ННЗ, ана-
лиз нужно производить при пульсности т—>оо.
Практические расчеты осуществляются при конечном»
но достаточно большом т, когда интерполяция дискрет-
ной функции
^ннз/~ а/)/7: (3.18)
непрерывной функцией ^HH3Z обеспечивает достаточное для-
практических целей приближение к искомой функции
пннз- Причем по мере возрастания частоты входного
сигнала необходимо увеличивать т для сохранения точно-
сти вычислений. На рис. 3.22 приведены временные диаг-
раммы указанных функций при частоте входного сигнала
ну, равной частоте питающей сети, и т=12 для одной из
интегрирующих СИФУ. Видно, что при такой частоте из-
менения иу уже при т=12 обеспечивается хорошее при-
ближение расчетной функции 7^ к искомой пннз.
Располагая моделью ННЗ, можно осуществить его гар-
моническую линеаризацию, т. е. определить комплексный
коэффициент усиления (ККУ) АФХ при различных пара-
метрах гармонического входного сигнала
£/у—sin (Qr),
(3.19)
Рис. 3.22. Временные диаграм-
мы функций, описывающих
процессы в СИФУ
где £2=(Оу/соо — относительная частота.
Такая модель может быть использована при гармониче-
ской линеаризации ТПН с различными типами СИФУ. При
этом последовательно включенные звенья ДЗ и СП могут
рассматриваться как ТПН вертикального действия, мате-
матическая модель которого рассмотрена в гл. 1.
Изложенную методику ис-
пользуем для сравнительного
анализа динамических свойств
Двух СИФУ -с развертыванием
управляющего сигнала — ана-
лого-цифровой, рассмотренной
в предыдущем параграфе, и
аналоговой. На рис. 3.23,а при-
едена функциональная схема
Управляемого генератора ана-
лого-цифровой СИФУ, а на
Рис. 3.23,6 показан вид пило-
°бразного напряжения в уп-
равляемом генераторе при
Гармоническом входном сигна-
^у, а также проиллюстриро-
90
91
Рис. 3.23. Функциональная схема УГ (а) и вре-
менные диаграммы сигналов в аналого-цифровой
СИФУ (б)
ван процесс накопления числа М в счетчиках цифрового
интегратора каждого канала СИФУ.
Управляемый генератор построен по тому же принципу,
что и генератор пилообразного напряжения СИФУ верти-
кального действия, только скорость развертки его пилооб-
разного напряжения в N раз выше. Следовательно, уран-
нение ?-й линии пилообразного напряжения, развертывай
мого в управляемом генераторе, имеет вид
^=^(0-09-,)/л, (3.20)
где 0 — угол, отсчитываемый от момента прихода очереД'
ного синхроимпульса, совпадающего с началом соответст-
вующей полуволны фазного напряжения.
92
В (3.20) напряжение upq выражено в относительных
единицах, причем за базу принято максимальное значение
напряжения развертки управляемого генератора при иу=
^0.
Напряжение upq сравнивается с напряжением сравне-
ния цСр, линейно зависящим от иу,
^ср— 1 Wy.
(3.21)
Здесь напряжение пср выражено в тех же относительных
единицах, что и wp. Подача тактового импульса на вход
цифрового генератора осуществляется в момент равенства
напряжений uvq и wcp
0д=л (1 —Uy) IN-VQq-x. (3.22)
Открывание каждого из тиристоров происходит после
поступления в счетчики соответствующего цифрового инте-
гратора N-ro тактового импульса (рис. 3.23,6)
a=0N. (3.23)
Принимая во внимание, что с ростом номера I угла от-
крывания а начало отсчета угла 0 смещается вправо по оси
т на 2зт/т, уравнение для расчета 0д при изменении вход-
ного управляющего сигнала по закону (3.19) можно запи-
сать на основании (3.22) следующим образом:
8«=V {1 -[а’«+а(' - | (3-24)
где 0о=О.
Следовательно, для нахождения Z-го угла отрывания ти-
ристоров а/ необходимо последовательно решить N транс-
цендентных уравнений вида (3.24). После этого из (3.18)
определяются величины «ннзь интерполяция которых по-
зволяет получить функцию пннз, являющуюся при т~>оо
эквивалентом искомой функции иннз
Расчеты целесообразно выполнять на цифровой ЭВМ.
Для обеспечения заведомо высокой точности при расчетах
принимается m/Q=36, что обеспечивает практически пол-
ное совпадение пннз и нннз’
На рис. 3.24 представлены результаты расчетов ККУ и
АФХ аналого-цифровой СИФУ описанного типа с М=128.
Расчеты проведены на субгармонических частотах ТПН-6Т,
т- при m=6, Q^3. В результате вычислений установлено,
Что модуль ККУ ННЗ данной СИФУ практически не зави-
сит от амплитуды входного сигнала. АФХ ННЗ (рис.
93
Рис. 3.24. Амплитудно- и фазо-частотные характеристики (а) и Аф\
(б) аналого-цифровой СИФУ
3.24,6) соответствуют АФХ линейного инерционного звена
второго порядка. Отличие состоит лишь в том, что при
различных t/уо одним и тем же точкам АФХ соответствуют
различные частоты входного сигнала, что свидетельствует
о зависимости инерционных свойств СИФУ от составляю-!
щей t/y0.
Отмеченные особенности дают возможность представить
НИЗ данной СИФУ в виде эквивалентного звена второго
порядка с передаточной функцией
^ннз (Р) = + 2рТэр + 1 )-*, (3.25)
постоянная времени Гэ и коэффициент демпфирования р
которой в общем случае зависят от t7y. Определив по АФХ
известными методами значения Тэ и р при различных £/уо,
обнаруживаем, что коэффициент демпфирования практи-
чески не изменяется и равен 0,83, а постоянная времени
линейно зависит от t7y0. Эта зависимость может быть опи-
сана эмпирической формулой
7Э=(1—t/yo)^/3. (3.26)
При частоте питающей сети 50 Гц постоянная времени
TQ не превышает 1/3 полупериода.
Замена модели ННЗ звеном второго порядка дает воз-
можность существенно упростить анализ динамических
свойств ГПН в целом благодаря тому, что при [7yo=const
это звено может быть отнесено к линейной части системы.
Однако такая замена не приводит к существенной погреш-
ности лишь в случае, если содержание высших гармоник
в кривой реального выходного напряжения цннз невелико.
В табл. 3.1 приведены значения коэффициента гармоник
&г, определяемого как отношение суммы амплитуд высших
94
гL
^блица 3.1
Коэффициент гармоник kr при относительной частоте, равной
3 2 1,5 1,2 1 0,5 0,25
0,02 0,019 С, 022 0,019 0,017 0,014 0,009 0,005
0,05 0,050 0,054 0,055 0,043 0,037 0,020 0,009
0,1 0,088 0,110 0,120 0,089 0,077 0,041 0,019
0,2 0,227 0,273 0,236 0,190 0,169 0,084 0,040
0,3 0,497 0,492 0,361 0,338 0,273 0,129 0,063
0,4 1,098 0,766 0,611 0,492 0,395 0,177 0,086
0,5 2,801 1,487 0,837 0,671 0,535 0,234 0,112
гармоник к амплитуде основной гармоники, при различных
параметрах входного сигнала. Из табл. 3.1 видно, что в
СИФУ рассмотренного типа коэффициент гармоник относи-
тельно невелик. Это позволяет осуществить линеаризацию
НИЗ даже при исследовании системы «в большом». Если
же требуется высокая точность вычислений при расчете
ККУ и АФХ ТПН в целом, то необходимо использовать
точную модель ННЗ.
Для сравнения описанной СИФУ с аналоговой возьмем
известную быстродействующую СИФУ с аналоговыми ин-
теграторами в каждом канале управления [37]. Если
учесть, что при ну=0 угол а должен быть равен л, то при
выборе постоянной времени интегратора 71и=я относитель-
ное напряжение развертки изменяется по закону
Цр я у (Цэп ' I ^у)
0
(3.27)
Сигнал на включение тиристора подается при равенстве
напряжений пР и иоп.
Для определения регулировочной характеристики
СИФУ, характеризующей зависимость угла а от ну, прини-
маем в (3.27) т=а, г/р=Ноп, wy=const. Получаем
G—JTWon (^оп 1"^у) 1* (3.28)
Так как регулировочная характеристика этой СИФУ
имеет вид гиперболы, то для получения а=0 необходимо
подать на вход СИФУ бесконечно большое напряжение.
Практически необходимо задаться некоторым минималь-
ным углом amin, который имеет место при пу=1. Необхо-
димое напряжение поп определяется из (3.28)
Поп—Отит (гС—Ctmin)
(3.29)
95
2,0
Рис. 3.25. Амплитудно- и фазо-частотные характеристики аналоговой
интегрирующей СИФУ
Подставляя (3.29) в (3.28), с учетом (3.17) находим стати-
ческую характеристику ННЗ этой СИФУ
^ННЗ ' ^w'/г/ l^min ' I ~ ®min)^y] • (3.30)
При гармоническом сигнале (3.19) на входе СИФУ по-
лучаем трансцендентное уравнение для расчета угла а на
Z-м интервале дискретности
(won+t/yo)ctz— t/yoQ-1 cos [Qaz+Q (I— 1)-2n/m] =
=«опЯ— cos [Q (/— 1) -2л/т]. (3.31)
Используя (3.17), по дискретным значениям углов щ
восстанавливаем функцию ^ннз ПРИ заданном входном
сигнале. На рис. 3.25 представлены зависимости модуля и
фазы ККУ этой СИФУ от относительной частоты й. Расче-
ты выполнены при mJй = 36 и amin=nl 18.
Из представленных данных (рис. 3.25) видно, что дина-
мические свойства такой СИФУ существенно зависят о
амплитуды и постоянной составляющей входного управля-
ющего сигнала, причем эта зависимость является весьма
сложной. Коэффициент гармоник в этой СИФУ относитель-
но велик (табл. 3.2), что объясняется в первую очередь не-
линейностью регулировочной характеристики. Это вынуЖ'
дает использовать для анализа ТПН «в большом» описан-
ную выше полную модель СИФУ. Найденные значения
ККУ ННЗ могут быть использованы только при линеариза*
ции ТПН «в малом».
Рассмотренная методика построения моделей СИФу>
основанная на выделении ДЗ и ННЗ, позволяет анализир0'
96
Таблица 3.2
Коэффициент гармоник kr при относительной частоте, j >авной
^уЙ 3 2 1,5 1,2 1 0,5 0,25
~’ 0,130 0,138 0,141 0,137 0,138 0,133 0,130
0,02 0,063 0,063 0,062 0,061 0,061 0,060 0,059
0,460 0,458 0,460 0,457 0,467 0,408 0,354
0,05 0,185 0,182 0,179 0,176 0,174 0,170 0,168
15,8 2,91 1,80 1,61 1,02 0,561 0,508
0,1 0,460 0,457 0,457 0,456 0,454 0,452 0,448
22,1 6,54 3,81 2,69 1,63 0,714 0,634
0,2 5,66 4,03 2,95 2,26 2,05 0,761 0,697
15,5 7,83 4,56 2,87 1,74 0,723 0,679
0,3 11,3 6,99 4,61 3,16 1,55 0,758 6,703
Примечание. В числителе указаны значения £г при U =1/3, в знамена-
теле - при t/yo=2/3.
вать динамические свойства СИФУ независимо от свойств
ТПН. При приведенных условиях возможна линеаризация
интегрирующих СИФУ в некоторой области параметров,
что позволяет использовать для анализа динамики замкну-
тых систем универсальные АФХ ТПН с СИФУ вертикаль-
ного действия, рассмотренные в § 1.4.
Глава четвертая
УПРАВЛЕНИЕ СКОРОСТЬЮ ДВИГАТЕЛЕЙ
В СИСТЕМЕ ТПН—АД
4.1. Фазовое управление
Управление скоростью двигателей в системе ТПН—АД
базируется на том, что гармонические составляющие мо-
мента, развиваемого АД, пропорциональны квадратам ам-
плитуд соответствующих гармонических составляющих на-
пряжений прямой и обратной последовательностей. Основ-
Ное влияние на момент оказывают, как правило, первые
ГаРмонические составляющие напряжений прямой и обрат-
ив последовательностей. Это определяет два возможных
Ринципа управления моментом, а следовательно, и скоро-
Двигателя с помощью ТПН: изменение первой гармо-
7~-414 97
Рис. 4.1. Типовые механические характеристики электропривода при
фазовом управлении АД с короткозамкнутым (а) и фазным (б) рото-
ром
нической составляющей напряжения прямой последова-
тельности при симметричных ТПН и изменение соотноше-
ния между напряжениями прямой и обратной последова-
тельностей при несимметричных ГПН. Оба эти принципа
реализуются путем фазового управления углом а и находят
практическое применение.
На рис. 4.1 показаны типовые механические характера
стики электропривода в разомкнутой системе ТПН—АД.
Моменты на рисунке выражены в долях номинального зна-
чения. Расчет механических характеристик при заданном
а производится в такой последовательности. Задаваясь ско-
ростью ротора (Or, находят эквивалентный фазовый угол
нагрузки срэ. Затем определяют относительные напряжения
прямой и обратной последовательностей на выходе
ТПН. Для этого могут быть использованы регулировочные
характеристики приведенные в § 1.3, или зависимо-
сти у приведенные в [47]. С их помощью по из-
вестному значению <рэ определяют значения напряжений
прямой и обратной последовательностей, после чего рассчи-
тывают электромагнитный момент АД по выражению
M2Um„, H.lj
где All, М2 — установившиеся моменты прямой и обратной
последовательностей при заданной сог и полностью откры-
тых тиристорах. Моменты Mi, М2 могут быть рассчитаны
по соотношению [13]
Sbkskry.r' (gov)-1, Ц"
98
где 1 +(— 1 A°r— скольжение для заданной последо-
вательности; ks — kr = х />сг; g — a2-\~b2; a —cl rar'o —
— 6 = a/ —a/= rs (oxj-1; a/= rr (orrp1 — кон-
структивные коэффициенты двигателя.
Рассчитав значения Мх и М2 для различных сог, можно
получить искомую механическую характеристику Л4(сог).
Выполнение расчетов возможно при известной зависи-
мости угла фэ от скорости ротора сог. Для строгого определе-
ния значения угла фэ необходимо, как отмечалось в гл. 1,
знать угол Хт проводимости тиристоров. Поскольку нахож-
дение угла Хт требует применения ЭВМ, при упрощенных
инженерных расчетах можно пользоваться приближенной
формулой, определяемой, например, из Т-образной схемы
замещения АД [47]
1 де Zs —
(4-3)
В зоне малых скоростей, которые представляют наи-
больший практический интерес, использование (4.3) вполне
правомерно и обеспечивает приемлемую для практики точ-
ность вычислений. По мере увеличения скорости погреш-
ность существенно возрастает, что обусловлено влиянием
ЭДС вращения. Учет ЭДС вращения при инженерных рас-
четах может быть осуществлен с помощью специальных по-
правочных коэффициентов [28]. Однако точность вычисле-
ний при этом все же ограничена из-за принимаемого допу-
щения о том, что угол фэ не зависит от а. В действитель-
ности, как уже отмечалось в гл. 1, замена двигателя актив-
но-индуктивной нагрузкой является строгой только для од-
ной конкретной точки механической характеристики. При
изменении угла а даже при постоянной скорости наблюда-
ется изменение угла Хт, что сопряжено с изменением экви-
валентного фазового угла нагрузки. Кроме того, не учиты-
ваются высшие гармонические составляющие напряжения,
Что также снижает точность вычислений.
Более точные расчеты могут быть выполнены с исполь-
зованием математических моделей, рассмотренных в § 1.2.
Однако в данном случае, поскольку речь идет об устано-
вившемся режиме, оправдано использование упрощенных
^°Делей, основанных на допущении о постоянстве парамет-
°в АД. При этом допущении дифференциальные уравне-
электрического равновесия статорных цепей АД целе-
7* 99
сообразно решать относительно производных фазных токов.
Если обмотки фаз статора соединены в звезду без нулевой
го провода, то после преобразований (1.12) получаем
Dis = —us — j М1, g). j is + P. (4.
Трехмерная матрица-строка Р=||РаЛвРс11 определяется
из выражения
р — I rr ш ш 0 ~~ с) и w _ir ц I f М
( 1 Га Н 1 I }
Напряжения us фаз статора определяются по соотноше-
нию (1.26), с учетом которого находим выражение для рас-
чета Uq
U0—UA-^-Us-j-Uc—Wta—^тБ—^тС- (4.6)
Напряжение на открытом тиристоре равно нулю. На-
пряжение на закрытом тиристоре g-й (£=Л, В, С) фазы
определяется по соотношению
w > = — (и» 4- oxs,PJ-— V\и>, (4.7)
т£ 2 £ 1 6 v 2 aJ *
Ток g-й фазы и его производная принимаются равными
нулю.
Если система питающих напряжений уравновешена, то
справедливо равенство
£
Дополнив уравнение (4.4) уравнениями роторных цепей,
которые в данном случае целесообразно представить в виде
получим для решения полную систему дифференциальны*
уравнений, справедливых при моделировании установивше-
гося режима. Момент АД рассчитывается по (1.17).
Достоинством данной методики является ее относитесь'
ная простота, поскольку дифференциальные уравнения ос'
таются неизменными в продолжение всего процесса реШ^
ния, что позволяет использовать модели постоянной стрУ*
туры. При изменении состояния вентилей меняются лйШ
соотношения, по которым проводится расчет Логич
100
ские условия, при которых открыт один из тиристоров g-й
фазы, рассмотрены выше в § 1.1.
Недостатком методики является то, что в данном слу-
чае неизвестны начальные условия, соответствующие рабо-
те в установившемся режиме. Это определяет необходи-
мость увеличения длительности моделирования на время,
обеспечивающее выход на установившийся режим. Для со-
кращения времени расчетов разработаны программы, спе-
циально предназначенные для расчетов установившихся ре-
жимов [12, 20]. В основу этих программ положены анали-
тические решения дифференциальных уравнений АД, полу-
ченные в виде матричных экспоненциалов, что позволяет
методом припасовывания найти соотношения для расчета
начальных условий. Длительность моделирования ограни-
чивается периодом пульсаций электромагнитного момента,
равным 2 л/m, что является существенным преимуществом
методики.
При фазовом управлении для получения в системе
ТПН—АД устойчивых пониженных скоростей необходимо
применять замкнутые системы управления. На рис. 4.2 по-
казана типовая структура замкнутого контура регулирова-
ния скорости, включающего наряду с АД и ТПН также
датчик скорости ДС (обычно тахогенератор), регулятор
скорости PC, блок согласования БС задающего напряже-
ния и3 и напряжения поступающего от датчика скоро-
сти.
Расчет коэффициента усиления отрицательной обратной
связи (ООС) по скорости, требуемого для реализации за-
данных механических характеристик электропривода, мо-
жет быть произведен графоаналитически. Для этого необ-
ходимо по семейству механических характеристик электро-
привода при фазовом управлении в разомкнутой системе
ТПН—АД построить желаемую характеристику, имеющую
заданный перепад скорости Ao)r=(ori—ом при изменении
момента от минимального АД до максимального М2 (см.
Рис. 4.1,6). Определяя, при каких углах ai и а2 обеспечива-
ется заданные скорости cori и сог2 при заданных моментах,
Рис. 4.2. Типовая структура замкнутого контура регули-
рования скорости АД в системе ТПН—АД
101
и зная свойства СИФУ, находим общий коэффициент усщ
ления ООС, необходимый для обеспечения требуемой же-
сткости механической характеристики,
£оос= («у2—Wyl)/A(Or, (4.9)
где цУ1, иу2—напряжения на входе СИФУ, обеспечивающие
открывание тиристоров ТПН с углами и а2 соответст-
венно.
Кроме того, k0QC равен произведению коэффициентов
Адс, /гБС усиления звеньев, последовательно включенных меж-
ду выходом АД и входом СИФУ ТПН (рис. 4.2). Коэффи-
циенты &цС и &БС обычно заданы, что позволяет опреде-
лить требуемый коэффициент усиления PC,
^РС“ (^уз ^^[^ДО^бсА • (4-10)
Из изложенного следует, что для выбора коэффициен-
тов ООС необходимо предварительно рассчитать механи-
ческие характеристики электроприводов в разомкнутой си-
стеме ТПН—АД.
Следует отметить, что из-за нелинейности характери-
стик АД, ТПН и СИФУ заданная жесткость будет обеспече-
на лишь на той характеристике, для которой проводился
расчет коэффициента ООС. При других сигналах задания
на входе контура регулирования скорости жесткость меха-
нической характеристики электропривода в замкнутой си-
стеме будет несколько отличаться от расчетной- Поэтому
такой расчет необходимо проводить для механической ха-
рактеристики, соответствующей нижнему пределу диапазо-
на регулирования скорости.
Наряду со статическими в настоящее время в замкну-
тых системах электропривода широко используются также
и астатические регуляторы скорости. Это характерно, в ча-
стности, для электроприводов, выполненных по принципу
подчиненного регулирования. В этом случае механические
характеристики электропривода являются абсолютно же-
сткими.
Кроме заданной жесткости механических характеристик
необходимо обеспечить устойчивость и требуемое качество
переходных процессов. Эта задача решается, как правило,
путем введения в состав PC или в цепь ООС специальных
корректирующих звеньев. Особенностью синтеза таких кор-
ректирующих звеньев является то, что объект управления
(АД), а также преобразователь энергии (ТПН) являются
102
существенно нелинейными элемешами.Поэтому строгое ана-
литическое решение задач синтеза сопряжено со значитель-
ными трудностями, что обусловливает целесообразность при-
менения упрощенных инженерных методов. Последующее
уточнение параметров корректирующих звеньев может осу-
ществляться с помощью ЭВМ на основе рассмотренных
рыше математических моделей АД, ТПН и СИФУ.
В этом плане представляет значительный интерес ис-
пользование хорошо разработанных частотных методов,
применение которых обусловлено их простотой и наглядно-
стью, а также тем, что они хорошо знакомы широкому
кругу специалистов, занимающихся вопросами проектиро-
вания электроприводов. При применении частотных мето-
дов наибольшую сложность представляет определение ча-
стотных характеристик ТПН, СИФУ и АД, поскольку они
являются существенно нелинейными элементами системы
автоматического управления.
Принципы линеаризации ТПН и СИФУ, а также неко-
торые результаты расчетов рассмотрены в гл. 1 и 3. Поэто-
му здесь целесообразно кратко остановиться на принципах
линеаризации АД, подробно рассмотренных в [13, 18, 27].
Линеаризация проводится в окрестности точки разложения
нелинейных дифференциальных уравнений, описывающих
электромагнитные процессы в асинхронной машине. В ос-
нову положены дифференциальные и алгебраические урав-
нения (1.12), (1.13), исследуемые при постоянных параме-
трах и <0к=(—l)*4"1. В качестве входного воздействия рас-
сматриваются амплитуды первых гармонических состав-
ляющих напряжений прямой ('&=1) и обратной
последовательностей, подводимых к АД от ТПН. Задавая
координаты точки разложения — угловую скорость двига-
теля со,- и амплитуды Umix, Um^ определяемые углом а
открывания тиристоров ТПН, можно определить установив-
шиеся значения переменных, характеризующих работу
электропривода в заданной точке механической характери-
стики. Расчетные соотношения имеют вид
^s^ = g^Um^[(aa/^bs^ + j(as^~barr)]' I
— .. I '
/•& -— ~g UJ^)'
Для исследования частотных свойств АД придадим при-
ращение управляющему воздействию в окрестности точки
Установившегося режима, что соответствует подаче на вход
АД сигнала Um^ + &Um При этом произойдет измене-
ние потокосцеплений на ЛЧЛ^, ДЧД*, что, в свою очередь
103
вызовет приращение момента и скорости по сравнению с
установившимися значениями. При математической линеа-
ризации под передаточной функцией АД по напряжениям
прямой и обратной последовательностей понимают записан-
ное в операторной форме отношение приращения выходного
параметра Асог к вызвавшему его отклонению входного воз-
действия
Ыр)=
р)
(р)
(4.12)
Для отыскания указанной передаточной функции мож-
но использовать традиционный прием, основанный на раз-
ложении в ряд Тейлора выражений, получаемых из исход-
ной системы уравнений после придания приращения соот-
ветствующим переменным. Отбросив члены более высоко-
го порядка малости, чем сами отклонения, после преобра-
зований получим в операторной форме выражение [13]
1ГДад (Р) = ^ад (Р) [Jр + д (Р)Г1, (4.13)
где
И^ад (р) — М\)Н(/л; Wш&ад (р) — (р)\
Ниь(р) = {bp}-\--[a(sv — \) + bc]p Д-
Д- 2s(ас Д- bd) р Д- 2одД
(р) — {а/Р3 + (агс + е ~ р2 +
Д- (ес Д- df Д- ааг' — bs$) р Д- ае Д- bf} (з&й)-1,
где с—a'r+a's; б/=1Д$*; e—a'sa'ro+s<>; f=a'r—cl'sS<p,
=р4Д2бр3Д- (£2+2& + d2) р2 Д2 (ас -\-bd) p+g.
Наряду с первыми на выходе ТПН существуют и выс-
шие пространственные гармоники напряжения, относитель-
но которых по вышеуказанной методике также могут быть
найдены линеаризованные передаточные функции АД. Од-
нако в инженерных расчетах влиянием этих гармоник мож-
но пренебречь.
С учетом изложенного и принимая во внимание мате-
риалы гл. 3, структурную схему линеаризованного замк-
нутого контура регулирования скорости в системе ТПН—
АД можно представить в виде, изображенном на рис. 4.3.
В этой структурной схеме свойства СИФУ учитываются
передаточной функцией 1Иннз, методика нахождения
которой рассмотрена в § 3.4, а передаточные функции
(Тпн отражают частотные свойства ТПН с СИФУ вер-
тикального действия, имеющей линейное опорное напряже-
104
рис 4.3. Структурная схема линеаризованного контура регулирования
скорости АД в системе ТПН—АД
ние (см. гл. 1). Как видно из приведенной схемы, прираще-
ние момента АД определяется не только изменением управ-
ляющего воздействия, но также зависит и от изменения
скорости. Эта зависимость, отражаемая членами У7^ад,
является внутренней обратной связью по скорости, кото-
рая оказывает существенное влияние на динамические
свойства АД.
В электроприводах с симметричными ТПН из структур-
ной схемы исключаются звенья с передаточными функциями
IFisTnH, WU2 (ад), <»2ад* Это позволяет осуществлять син-
тез обычными частотными методами, используя логарифми-
ческие частотные характеристики (ЛЧХ) звена с переда-
точной функцией ИЛади ЛЧХ ТПН. Допустимость перехо-
да от АФХ к ЛЧХ ТПН при приближенных инженерных
расчетах детально обоснована в [27].
Амплитуда и фаза ККУ ТПН при изменении парамет-
ров входного сигнала изменяются в широких пределах
(см. § 1.4), поэтому при построении ЛЧХ учитывают пре-
ельные АФХ, соответствующие наихудшим с точки зре-
ия устойчивости сочетаниям амплитуды и фазы. Для
ТПН-6Т и ТПН-ЗТЗД такие ЛЧХ, построенные для наибо-
лее тяжелого с точки зрения устойчивости случая а=90°,
риведены на рис. 4.4. При расчетах должны использовать-
я ЛЧХ, полученные при угле <рэ, соответствующем задан-
н й точке линеаризации АД.
Из общей структурной схемы рис. 4.3 видно, что в элек-
Реприводах с несимметричными ТПН суммирование сиг-
а*яов, соответствующих напряжениям прямой и обратной
п°следовательностей, на выходе ТПН невозможно. Взаимо-
действие полей прямой и обратной последовательностей
УЩествляется только в АД. Это делает невозможным
105
Рис. 4.4. Логарифмические частотные характеристики ТПН-6Т (а) и
ТПН-ЗТЗД (б)
«суммирование ЛЧХ отдельных звеньев, что существенно
затрудняет частотный анализ несимметричных ТПН. Одна-
ко в частном, но имеющем важное практическое значение
случае неподвижного АД (сог=0) функции Hui(p) и
jHuz(p) оказываются равными между собой. Принимая во
^внимание, что при сог=0 значения установившихся момен-
тов определяются соотношениями
Л11==((7Ш11)2М0; M2 = (Unll^M0t
тде M-q — момент на реостатной характеристике при
и полностью открытых тиристорах, передаточную функцию
системы ТПН—АД в этом случае можно привести к ВИДУ
W (р) = (р) Г1Е (ТПН) (р) Г0АД (р), (4'Н
A«v(P)
оде ,л ini
Годд = ВДи (Р) [-^ + (4 - Щ (р)]-1 (4ДЭ)
и
^1ЕТПН= ^11ТПн(/?)£Лпи — (4.16)
Величина ПЧетпн представляет собой линеаризованную
передаточную функцию условного звена, характеризующе-
го динамические свойства несимметричного ТПН при (ог—
-=0 [Ю]. Введение такого звена имеет важное практиче-
ское значение, поскольку оно включено последовательно с
другими звеньями замкнутого контура регулирования ско-
рости, что делает возможным суммирование ЛЧХ отдель-
ных звеньев. На рис. 4.5 в качестве примера представле-
ны ЛЧХ ТПН-2Т, построенные по (4.16) при наихудших
с точки зрения устойчивости сочетаниях амплитуды и фа-
зы. Синтез корректирующих звеньев с использованием
полученных передаточных функций и ЛЧХ производится
классическими частотными методами.
Поскольку методика нахождения частотных характери-
стик ТПН, СИФУ и АД довольно сложна, ее следует ис-
пользовать только при малом моменте инерции привода и
высоких требованиях к качеству переходных процессов.
Если же момент инерции привода относительно велик и
механическая часть является фильтром высших частот,
вполне оправданным является синтез регуляторов на ос-
нове упрощенных линеаризованных передаточных функций
СИФУ, ТПН и АД, полученных для наиболее неблагопри-
ятного режима работы ог^0, с последующей проверкой
с- 4.5. Логарифмические частотные характеристики звена с переда-
точной функцией по (4.16) при управлении АД от ТПН-2Т
Я 06
107
к
устойчивости и качества переходных процессов в других
режимах работы АД путем моделировайия. Различные
пути такого решения задачи рассмотрены в [15, 42].
Анализ передаточных функций ТПН и АД показывает,
что при изменении точки линеаризации происходит значи-
тельное изменение динамических показателей привода.
Следовательно, при неизменной структуре САУ и посто-
янстве параметров регулятора (корректирующего звена)
нельзя обеспечить одинаковые показатели качества замк-
нутой системы при различных сигналах задания по ско-
рости. Это вынуждает использовать регуляторы и коррек-
тирующие звенья переменной структуры. Методы синтеза
и практической реализации этих звеньев рассмотрены
в [15]. Фазовое управление ТПН широко используется для
регулирования скорости АД с фазным ротором. Значитель-
но реже этот способ используется для управления коротко-
замкнутыми АД, что обусловлено в первую очередь зна-
чительным увеличением потерь в этих АД при работе на
пониженных скоростях. Это обусловливает целесообраз-
ность поиска других способов регулирования скорости та*
ких АД. Некоторые из них, реализуемые с помощью ТПН,
рассматриваются далее.
4.2. Импульсное управление
Импульсное управление скоростью АД основывается
на изменении среднего значения напряжения на АД путем
изменения продолжительности подключения АД к сети.
При таком управлении АД поочередно работает в режи-
мах «включено — выключено». В режиме «включено» об-
мотка статора присоединяется к сети и АД разгоняется
в течение некоторого времени работы тр. В режиме «вы-
ключено» АД отсоединяется от сети и в течение некоторо-
го времени то работает на выбеге. Цикл работы АД при
импульсном управлении описывается периодом импульс-
ного включения
Ти=Тр+то, С4-1?'
относительной продолжительностью работы
9=-т₽/Ти (4-18>
и частотой импульсных включений
fH=2n/7’„. (4-19)
Импульсный режим можно представить в виде непр^
рывной последовательности повторных включений, Рой
108
родящих с ненулевыми начальными электромагнитными
условиями. С достаточной для практических целей точ-
ностью для всех АД можно считать, что в установившемся
режиме в зоне скоростей выше критической угол 05Густ>
характеризующий взаимное положение векторов Фц и us,
равен л/2, а в зоне пониженных скоростей 2л/3. В отклю-
ченном состоянии вектор потокосцепления ротора враща-
ется с относительной угловой скоростью cor, а вектор на-
пряжения сети — с относительной скоростью, равной еди-
нице. Угол между этими векторами в момент очередного
включения с учетом их положения в предшествовавшем
установившемся режиме и длительности бестоковой паузы
можно определить из соотношения
9sr = (1-<м %+ ЦСТ. (4.20)
Длительность бестоковой паузы определяется законом
управления и может быть найдена по формуле
То=(1—7)Ги. (4.21)
Решая (4.20) и (4.21) относительно (ог, получаем
<ОГ=1—(6sr_6’ (4.22)
Результаты, полученные при исследовании режима пов-
торного включения, показывают, что наибольшие положи-
тельные пики момента возникают при значениях угла
6$г=л/6 в зоне пониженных скоростей и 0ЗЛ=2л/3 в зоне
повышенных скоростей, а наибольшие отрицательные пики
момента возникают при 05Г=4л/3 на пониженных и 0sr=
=2д/3 на повышенных скоростях. Учитывая также, что в
зависимости от длительности бестоковой паузы заданное на-
чальное значение угла 6sr может повторяться через 2л, в
(4.22) необходимо подставлять не только выбранные значе-
ния угла 0.sr, но и значения 0s,+&2jt, где k— число полных
оборотов вектора потокосцепления ротора относительно
выбранного значения 05Г (&=1, 2, 3...). В зависимости от
принятого закона импульсного управления (/и, q) можно
определить ряд значений скорости АД, при которых будут
Максимально проявляться пики электромагнитного пере-
ходного момента положительного (двигательного) или от-
рицательного (тормозного) характера.
Естественно, что такой метод оценки переходных про-
косов, учитывающий только геометрические параметры
движения векторов, может дать лишь приближенную, ка-
чественную картину процесса, причем в условиях, наиболее
олно соответствующих принятым допущениям [8]. На
109
Рис. 4.6. Механические харак-
теристики электропривода с
АД типа АО2-31-4 при им-
пульсном управлении с часто-
той включения 5 Гц:
о— расчет ЦО (4.22) при 6<?г =
' VCT
= 2тс/3; ф — расчет по (4.22) при
едГ = Г./2
уст
рис. 4.6 представлено семей,
ство экспериментальных ме-
ханических характеристик
электропривода, снятых прц
частоте включений 5 Гц дЛя
различных значений относи,
тельной продолжительности
работы q. Механические ха-
рактеристики значительно
отличаются от характерна
стик при фазовом управле-
нии, что объясняется влия-
Штриховой
линией
показана
ственная характеристика (?=1)
нием электромагнитных пе-
реходных моментов. На рис.
4.6 также указаны рассчи-
танные по (4.22) значения
скоростей, при которых наи.
более вероятно проявление
преимущественно положи-
тельных или отрицательных
переходных моментов.
экспериментальная есте-
. Сходимость расчетных и
экспериментальных характеристик подтверждает допусти-
мость принятых представлений и дает основание для неко-
торых общих выводов.
Количество экстремальных отклонений значений мо-
мента от средних по механической характеристике зависит
от частоты импульсных включений и относительной
продолжительности работы q. При уменьшении частоты и
относительного времени работы количество отклонений
увеличивается. Наиболее ярко эти особенности проявляют-
ся при таких сочетаниях /и и q, которые дают абсолютное
время работы /р, соизмеримое с временем действия перво-
го пика электромагнитного момента. Поэтому с увеличе-
нием частоты импульсных включений до 10—50 Гц влия-
ние переходных моментов становится настолько значи-
тельным, что без учета упомянутых особенностей
регулирование скорости может оказаться невозможным.
Для иллюстрации на рис. 4.7 даны статические механиче-
ские характеристики электропривода с тем же АД при ча-
стоте импульсных включений от 10 до 75 Гц при четырех
значениях относительной продолжительности работы q.
При малых частотах (10 Гц и ниже) абсолютное вре-
мя включенного состояния сравнительно велико и за это
ПО
Рис. 4.7. Механические характеристики электропривода с двигателем
АО2-31-4 при импульсном управлении с частотой 10 (а), 20 (б), 40
(в), 50 (г), 75 Гц (д)
время момент успевает приблизиться к установившемуся,
особенно при 7^1 и в зоне высоких скоростей, где велико
затухание переходных составляющих момента. Бестоковая
пауза в свою очередь приводит к существенному затуха-
нию потока ротора к моменту нового включения, особенно
при малых значениях q. Поэтому доля переходных момен-
тов в общей сумме развиваемого за цикл момента отно-
сительно невелика.
С увеличением частоты включения времена работы и
бестоковой паузы уменьшаются, что приводит к меньшему
затуханию потока за время паузы и увеличению доли пе-
реходных составляющих момента во время включен-
ного состояния АД. Начальные электромагнитные условия
при включении отличаются от принятых значений для ус-
тановившегося режима и выражение (4.22) дает значи-
тельную погрешность в определении скорости, на которой
возникают экстремальные значения моментов. Искажения
механической характеристики становятся более значитель-
ными (рис. 4.7,в — д), однако число экстремальных откло-
111
нений уменьшается. Fla механических характеристиках по-
являются жесткие участки, пересекающие ось скоростей
что дает возможность использовать такой способ управле-
ния для получения низких устойчивых скоростей, а сам
способ в ряде случаев называть частотно-импульсным или
квазичастотным способом управления. В то же время при
общем подходе можно заметить, что в зависимости от час-
тоты включения существует множество промежуточных
значений скорости идеального холостого хода и соответст-
венно множество рабочих участков механической характе-
ристики. Эта особенность позволяет использовать импульс-
ный режим в разомкнутой системе без обратной связи по
скорости. При этом необходимо выбрать не только часто-
ту коммутации, соответствующую заданной скорости, но
и закон ее изменения во времени, обеспечивающий после-
довательный переход с одной механической характеристи-
ки на другую.
За начальную можно принять механическую характе-
ристику, полученную при управлении АД с частотой
50 Гц, дающую пониженную скорость, близкую к нулевой.
При постепенном уменьшении частоты можно получить
жесткие участки на характеристиках, соответствующих
повышению скорости до номинальной (рис. 4.7). Скорость
АД в подобранных таким образом промежуточных точках
идеального холостого хода не зависит от тр и определя-
ется частотой напряжения сети f0 и частотой импульсного
включения обмоток. Эти частоты связаны между собой
зависимостью
fn=fo(l-cor). (4 23)
Абсолютное значение времени работы в пределах каж-
дого периода импульсного включения в зависимости от
частоты определяется выражением /р=^//и.
Для диапазона частот 5—50 Гц принятые значения q
определяют значение времени tp в пределах одного пе-
риода напряжения сети. Если вернуться к особенностям
динамики повторного включения, то можно сделать вывод,
что при таких значениях tp АД работает преимущественно
на переходных составляющих моментов. Отсюда становит-
ся ясным влияние относительного времени работы. Пока
оно обеспечивает в совокупности с выбранной частотой и
скоростью ротора существование переходного момента од-
ного знака, АД развивает суммарный момент двигатель'
кого или тормозного характера. При увеличении этого
112
времени наступает уменьшение абсолютного значения
среднего момента за счет появления второй полуволны пе-
реходного момента противоположного знака. Работа АД
с низкой скоростью идеального холостого хода означает,,
чТо во время /Р имеет место равенство установившегося и
ререходных моментов разного знака.
Импульсное управление скоростью асинхронного элек-
тропривода с учетом динамических процессов, происходя-
щих при повторных включениях АД, можно осуществлять
путем изменения частоты импульсной коммутации обмоток
статора в функции заданной скорости ротора в соответ-
ствии с (4.23). В этом случае АД будет работать на одном
из заданных рабочих участков семейства характеристик
ра рис. 4.7. Естественно, что приведенные характеристики
соответствуют только установившемуся режиму импульс-
ного управления, и поэтому разгон привода, например до
заданной скорости 0,6, простым заданием управляющего
воздействия, пропорционального частоте коммутации /и=
=20 Гц, окажется незавершенным. Двигатель застрянет
на промежуточной скорости, примерно равной 0,2, как это
видно из механической характеристики рис. 4.7,6. Для
того чтобы можно было плавно переходить от одного ра-
бочего участка характеристик к другому, т. е. увеличивать
или уменьшать скорость привода, необходимо изменять
управляющее воздействие не скачком, а с постоянной вре-
мени, превышающей электромагнитную и электромехани-
ческую постоянные времени электропривода. При таком
способе управления пуск АД происходит с последователь-
ным переходом от одной промежуточной характеристики
к другой и обеспечивается однозначная связь получаемой
скорости и управляющего воздействия. Одновременно не-
обходимо ограничивать время работы /р временем суще-
ствования электромагнитного переходного момента одного
знака. Ориентировочно можно указать, что максимальное
время tp не должно превышать 12—15 мс.
На экстремальные отклонения момента от среднего
значения и вид механических характеристик существенно
влияют также параметры АД. Эти отклонения наиболее
ярко выражены у АД с короткозамкнутым ротором нор-
мального исполнения и увеличиваются с увеличением
Мощности АД. Менее выражены эти отклонения у АД с
вовышенным скольжением и у АД с фазным ротором.
Потери в АД при импульсном управлении незначитель-
Но уменьшаются по сравнению с фазовым. Поэтому такое
Правление можно применять только для кратковремен-
ной 113;
пых или повторно-кратковременных режимов работы. Прц
увеличении частоты включения до 75 Гц и выше абсолют,
ное время бестоковой паузы становится настолько малым
что во всем диапазоне скорости ротора оно не приводит
к существенному изменению электромагнитного состояния
машины и появлению переходных моментов. Характер^,
стики спрямляются и по виду приближаются к механиче-
ским характеристикам при фазовом управлении.
Увеличение частоты включении приводит к потере
свойств, характерных для квазичастотного управления, и
приближению к регулированию изменением напряжения.
В целях повышения симметричности фазных напряжений,
подавления постоянной и высших гармонических состав-
ляющих частоту включений следует увеличивать до 6f0.
В этом случае повышается амплитуда первой гармоники
питающего напряжения, а потери в АД оказываются не-
сколько меньше, чем при фазовом управлении. Более су-
щественно (в 1,2—1,4 раза для малых значений нагруз-
ки) повышается коэффициент мощности АД [14].
Кроме описанного возможно применение и других спо-
собов импульсного управления скоростью АД. Например,
выбег на интервале времени то заменяется тормозным
режимом противовключения или магнитного торможения
(короткое замыкание обмоток), что существенно повы-
шает быстродействие привода. Режим повторных включе-
ний может быть заменен импульсным переключением об-
моток двухскоростного АД в целях плавного управления
в диапазоне между высокой и низкой скоростями. Разно-
видностью импульсного управления является так назы-
ваемое кодо-импульсное, суть которого заключается в том,
что моменты включения тиристоров синхронизированы с
напряжением сети, а интервалы включения и бестоковых
пауз формируются по определенному коду из целого числа
периодов или полупериодов напряжения. Главным досто-
инством такого способа является низкий уровень генери-
руемых помех в диапазоне радиочастот, что в ряде слу-
чаев имеет существенное значение. Существует также ряд
методов импульсного включения ТПН, при которых по-
фазная коммутация тиристоров производится по опреде-
ленному алгоритму, направленному на возбуждение в за-
зоре машины электромагнитного поля заданной частоты-
Напряжение на нагрузке при этом регулируется путем фа-
зового управления. Один из таких методов, относящихся
к числу квазичастотных, рассматривается в следующей
параграфе.
114
Стандартные схемы ТПН с естественной коммутацией
тиристоров имеют ограниченный диапазон частоты вклю-
чений в импульсных режимах. Поэтому при применении
частот, сравнимых с частотой питающего напряжения и
превышающих ее, применяются специальные транзистор-
ные или тиристорные схемы с искусственной коммутацией
(см. § 6.5).
43. Квазичастотное управление
Разновидностью импульсного управления, легко реали-
зуемой с помощью ТПН, является так называемое квази-
частотное, при котором АД работает в импульсно-шаговом
режиме (ИШР). В этом режиме питание статорных обмо-
ток АД осуществляется трехфазной системой выпрямлен-
ных токов переменной полярности, частота f' изменения
которой определяет частоту основной гармоники прило-
женного к АД напряжения, а следовательно, и его угло-
вую скорость [9, 11].
На рис. 4.8 показаны типичные для этого режима вре-
менные диаграммы фазных токов и момента АД при ра-
боте в установившемся режиме, иллюстрирующие порядок
4.8. Типичные диаграммы управляющих напряжений, токов в фа-
зах А и С и момента АД при квазичастотном управлении
115
переключения тиристоров, включенных в фазы А и С. За-
кон коммутации тиристоров определяется управляющими
напряжениями а\ (g=A, В, С), имеющими частоту f' й
формируемыми системой управления.
Практическое значение имеет не форма, а знак напря-
жений в каждый момент времени. Для упрощения можно
полагать, что эти напряжения изменяются по синусои-
дальноему закону
u'A = sin(&— ср'); А
nB' = sin(^~ — Q2t:/3;) > (4.24)
= — <р'+Q2rc/3), J
где /соо — коэффициент, учитывающий снижение ча-
стоты основной гармоники напряжения, поступающего на
АД, по отношению к частоте сети; Q = zbl—коэффициент,
учитывающий взаимное соответствие чередования фаз
управляющих напряжений и напряжений сети uC|;
<р'— угол, характеризующий начальный фазовый сдвиг.
Управление ИШР осуществляется по двум парамет-
рам, определяющим вид механической характеристики
электропривода, а именно по частоте f' и углу а откры-
вания тиристоров. Изменение этих параметров позволяет
получить семейство механических характеристик и обес-
печить регулирование скорости АД в разомкнутых и замк-
нутых системах управления. При этом направление вра-
щения АД определяется только чередованием фаз напря-
жений и\, Изменение порядка чередования фаз этих на-
пряжений за счет изменения закона коммутации тири-
сторов позволяет осуществить реверс АД на пониженной
скорости без изменения силовой схемы [И].
На рис. 4.9 представлено семейство экспериментальных
механических характеристик электропривода с АД типа
АК52-6 при закороченных кольцах. Там же представлены
мощности ДР потерь в АД, выраженные в долях номи-
нальных. Коэффициент £ был принят равным 0,1; 0,3; 0,5,
•а углы а для всех £ выбирались из условия обеспечения
значений пусковых моментов при согласном чередовании
фаз примерно О,57И ном И 1,27И НОМ-
Анализ характеристик позволяет сделать вывод о том,
что в диапазоне (Ог=0,1-4-0,5 имеются промежуточные значе-
ния скорости холостого хода (»'o=S, соответствующие ча-
стоте f' управляющих напряжений и\. Рабочий участок
характеристик находится в первом и втором квадрантах,
и жесткость его выше, чем жесткость естественной меха-
нической характеристики АД. Вид механических характе-
ре
Рис. 4.9. Механические характеристики (а, в) и графики мощности по-
терь (б, г) двигателя типа АК52-6 с закороченными кольцами при со-
гласном (а, б) и встречном (в, г) чередовании фаз управляющих
напряжений и сети:
_____ —£=о,1;--------• — £=0,3;-------£=0,5; — — естественная харак-
теристика
ристик во втором квадранте зависит от взаимного соот-
ветствия порядков чередования фаз. При согласном чере-
довании фаз (Q=l) с увеличением скорости АД харак-
теристики вновь переходят в первый квадрант. При встреч-
ном чередовании фаз (iQ = — 1) этот переход отсутствует.
При согласном чередовании фаз на механических ха-
рактеристиках более ярко проявляются двигательные мо-
менты. Максимальные моменты в первом квадранте
больше или равны их максимальным значениям во
втором квадранте. При встречном чередовании, напротив,
«более ярко выражены тормозные моменты во втором
квадранте. В соответствии с этим одинаковые двигатель-
ные моменты (первый квадрант) создаются с меньшими
потерями при согласном порядке чередования фаз, а тор-
мозные (второй квадрант) — при встречном. Потери, воз-
никающие при создании тормозного момента во втором
квадранте при встречном чередовании фаз, близки к поте-
рям при динамическом торможении, а потребление элект-
роэнергии из сети меньше.
В режиме ИШР сохраняются особенности фазового
Управления, т. е. существует возможность изменения мо-
117
ментов в первом и втором квадрантах от максимальных
значений почти до нуля. Увеличение моментов, развивае-
мых АД в первом и втором квадрантах, сопровождается
увеличением потерь в АД. С увеличением скорости от ну-
левого значения происходит некоторое уменьшение по-
терь. При некотором значении скорости, меньшем со'о, на-
блюдается минимум потерь. Наиболее ярко этот минимум
выражен для характеристик с £=0,З-ч-О,5. При дальней-
шем увеличении сог потери резко возрастают и достигают
максимального значения при скоростях, соответствующих
максимальным моментам во втором квадранте. При рабо-
те со встречным порядком чередования фаз во втором
квадранте наблюдается уменьшение мощности, потребляе-
мой из сети. При £=0,5 и максимальных развиваемых мо-
ментах происходит рекуперация энергии в сеть.
Вид механических характеристик и характер измене-
ния потерь не зависят от схемы соединения обмоток. Од-
нако сравнение относительной мощности потерь, приходя-
щихся на единицу развиваемого момента, показывает, что
в схеме с нулевым проводом потери всегда больше. Раз-
ница в потерях составляет от 5 до 20%, причем ее боль-
шее значение характерно для второго квадранта, когда
АД работает в тормозном режиме. Разница в потерях объ-
ясняется тем, что в схеме с нулевым проводом все им-
пульсы тока примерно равны. В схеме без нулевого про-
вода имеет место автоматическое увеличение угла откры-
вания тиристоров и соответствующее уменьшение ампли-
туды импульсов тока вблизи точки изменения полярности
напряжений и\ (рис. 4.8).
Принципиально имеется возможность обеспечения плав-
ного или ступенчатого изменения угла а в пределах пе-
риода напряжения в целях улучшения энергетических по-
казателей ИШР в схемах как с нулевым проводом, так и
без него. Однако это сопряжено со значительным услож-
нением схемы управления. Энергетические показатели
ИШР можно улучшить также путем включения последо-
вательно со статорными обмотками дополнительных ин-
дуктивностей. Так, при введении индуктивного сопротив-
ления, в 3 раза превышающего приведенное индуктивное
сопротивление АД, энергетические показатели улучшают-
ся примерно на 15%.
Энергетические показатели ИШР целесообразно срав-
нить с показателями замкнутых систем фазового управ-
ления при работе на пониженной скорости. Сравнение по-
казывает, что, например, максимальный момент в первом
118
квадранте Мтах=1 создается АД типа АК52-6 в режиме
J4LIIP при соо=О,1 с /АР=2,5. При фазовом управле-
нии создание такого же момента при скорости <ог=0,1
происходит при ДР=6.
При ИШР работа на пониженной скорости возможна
в разомкнутых системах управления, так как механиче-
ские характеристики имеют жесткий рабочий участок. По-
тери при этом определяются параметрами а и мало
зависят от момента нагрузки. Однако, поскольку потери
при заданных моментах и скорости АД уменьшаются по
jytepe увеличения а, целесообразно обеспечить автомати-
ческое уменьшение угла а при снижении момента на-
грузки. Это может быть достигнуто путем введения отри-
цательной обратной связи по скорости АД. При этом
•уставка скорости должна соответствовать значению, мень-
шему (DZo.
Недостатком ИШР является значительная пульсация
электромагнитного момента с частотой, равной частоте се-
ти (см. рис. 4.8). Поэтому оценка возможности практиче-
ского использования ИШР должна производиться с учетом
условий работы и демпфирующих свойств механизма.
Для правильного выбора закона управления и выявле-
ния рациональных областей применения данного способа
управления необходимо располагать методикой моделиро-
вания ИШР. Специфика режима проявляется в законе
коммутации ТПН, формируемой схемой управления. Для
записи логических условий открывания тиристоров необ-
ходимо рассмотреть ситуации, которые могут возникнуть в
зоне изменения полярности выпрямленного тока. Анализ
показывает, что для нахождения моментов коммутации
тиристоров целесообразно ввести дополнительные пере-
ключения функции (£=А, В, С), определяемые сле-
дующим образом (рис. 4.10):
(l-sign^V(^ = 0); (4 25)
1 - sign у (z^^O).
Тиристор g-й фазы открыт, если выполняются условия
• (&^>а) у(г/с{ф/ >0) (4.26а)
или
< 0) у (Пс^ф^ < 0), (4.266)
где О1? рассчитывается по (1.4).
Знание условий коммутации тиристоров дает возмож-
ность в каждый момент времени определить, к каким фа-
119
Рис. 4.10. Временные диаграммы то-
ков, напряжений и переключающих
функций g-й фазы в зоне изменения
полярности выпрямленного тока.
а — интервал между импульсами ток
меньше 2зг; б — интервал между импуль-
сами тока больше 2л
зам АД подведены питающие напряжения, а какие фазы
отключены. Это позволяет использовать при моделирова-
нии модели АД, рассмотренные в § 1.2. Однако, поскольку
при моделировании ИШР наибольший интерес представ-
ляют не динамические, а статические характеристики, в
данном случае оправдано использование также и упро-
щенной модели, рассмотренной в § 4.1.
Глава пятая
ОСОБЕННОСТИ ЭНЕРГЕТИКИ СИСТЕМЫ ТПН—АД
5.1. Коэффициент полезного действия ТПН
и некоторые особенности выбора мощности двигателя
Основным показателем, определяющим как КПД ТПН,
так и мощность АД, является суммарная мощность тепло-
вых потерь (в дальнейшем называемая просто мощностью
потерь), которая в системе ТПН—АД равна сумме потерь
в ТПН и АД.
В ТПН имеет место однократное преобразование энер-
гии с малыми потерями, и поэтому они обладают высо-
ким КПД. Основной составляющей потерь в ТПН явля-
ются потери в тиристорах от прохождения прямого то-
ка [44]
ДЛр = ЧР(^0 + Мд). (50
где Uo — пороговое напряжение тиристора; — динами-
ческое сопротивление открытого тиристора; Аур, — сред-
нее значение тока и коэффициент его формы.
120
В ТПН существуют также потери коммутационные и
потери от токов утечки в закрытом тиристоре, которые при
частоте 50 Гц составляют примерно 2% общих потерь.
Поэтому выражение для определения общих потерь в ти-
ристоре можно представить в виде
V ДРт=1,02ДРпр- (5.2)
Например, для тиристоров типа ТЛ-160 при их полной
загрузке по току с естественным (40 А) или принудитель-
ным (152 А) воздушным охлаждением мощность потерь
доставляет соответственно 53 и 200 Вт.
Потери в защитных PC-цепочках, подключаемых па-
раллельно тиристорам, складываются из потерь в актив-
ном сопротивлении от прохождении синусоидального тока
(при закрытом тиристоре) и из потерь от разрядного тока
конденсатора (при включении тиристора). В зависимости
«от типа применяемого тиристора заводами-изготовителями
рекомендуются к применению значения активного сопро-
тивления 20—40 Ом и емкости конденсатора 1—4 мкФ.
В сети напряжением 220/380 В суммарные максимальные
(потери в защитных цепочках могут доходить соответствен-
но до 15—45 Вт при включении цепочек на фазное или
линейное напряжения.
Потери в цепях управления, выполненных на интеграль-
ных микросхемах, сравнительно невелики. Так, полная
схема управления приводом скоростного пассажирского
лифта по системе ТПН—АД, реализующая механические
характеристики в четырех квадрантах и содержащая за-
датчики и регуляторы скорости и положения (см. § 6.7),
потребляет 26 Вт. С учетом сравнительно низких КПД
•стабилизированных источников питания суммарная по-
требляемая из сети мощность составляет примерно
100 Вт.
В других схемах управления ТПН необходимо учиты-
вать также мощность, потребляемую формирователями от-
пирающих импульсов, подаваемых на тиристоры. Вторич-
ные цепи формирователей импульсов рассчитываются
Усредненно с учетом возможной максимальной ширины
импульса управления, равной я, на выходное напряжение
Ю В, ток 0,5 А и, следовательно, мощность 5 Вт.
В результате расчетный результирующий КПД сим-
метричного ТПН, содержащего шесть тиристоров типа
* Л-160, при максимально допустимой загрузке током и
Учете всех рассмотренных составляющих потерь равен
99% независимо от способа охлаждения.
121
КПД ТПН как элемента комплектного электропривод
должен определяться с учетом мощности, потребляемой
АД в номинальном режиме. Мощность ТПН с учетом
условий пуска АД обычно завышается, что ухудшает его
КПД, но и в этом случае КПД ТПН остается сравнитель-
но высоким и не опускается ниже 97—98%.
При выборе мощности АД, управляемого от ТПН, не-
обходимо учитывать режимы работы привода и заданную
тахограмму, диапазон регулирования скорости, момент на-
грузки и характер ее изменения, момент инерции, тип, па-
раметры и условия охлаждения АД. Поэтому выбор мощ~
ности АД производится в несколько этапов, а окончатель-
ная проверка осуществляется методом эквивалентных по-
терь. Подробно методика выбора мощности АД в системе
ТПН—АД рассмотрена в [14, 47]. Поэтому^ ниже обра-
щается внимание лишь на некоторые основные особенно-
сти расчета мощности потерь, определяющих мощ-
ность АД.
При проверке предварительно выбранного АД по на-
греву с учетом всех составляющих потерь необходимо
иметь в виду, что при фазовом управлении ТПН не все
виды потерь изменяются пропорционально. Например, при
понижении скорости значительно увеличиваются потери в
меди статора и ротора, в то время как нагрев стали об-
условлен в основном не собственными потерями, а переда-
чей тепла от обмоток. Поэтому даже в случае, когда об-
щие потери в АД не превышают номинальных, отдельные
части АД могут иметь нагрев, превышающий допустимый
уровень. При определении потерь нужно также учитывать
дополнительный нагрев АД от токов высших гармониче-
ских, что можно сделать с помощью коэффициента &Пр,
представляющего собой отношение эффективного значения
полного песинусоидального тока к эффективному значе-
нию его первой гармонической составляющей. Значения
А’пр определяются по графикам, приведенным в [47] для
различных значений углов а и срэ. Наименьшее содержа-
ние токов высших гармоник имеют АД, управляемые
ТПН-6Т при соединении обмоток статора в звезду с изо-
лированной нейтралью. Большие значения /?пр соответст-
вуют нагрузкам с высоким коэффициентом мощности. По-
этому наибольший дополнительный нагрев обмоток имеет
место при работе АД в режиме короткого замыкания или
на пониженной скорости. В этих режимах минимальное
значение фэ редко бывает меньше 40° v значения при
регулировании момента в диапазоне (0,5—1)ЛТН состав-
122
ляют примерно 1,025—1,020. При глубоком регулировании
ромеита, например до 0,1Л4н, /гпР может увеличиться до
1 08. При соединении обмотки статора в звезду с зазем-
ленной нейтралью гармонический состав токов ухудшает-
ся и &пр увеличивается. При применении несимметричных
{ПН с уменьшенным количеством тиристоров гармониче-
ский состав токов ухудшается. Кроме того, появляются
дополнительные моменты обратной последовательности и
наблюдается несимметрия токов по фазам, что также нуж-
но учитывать при выборе мощности АД [31].
Поскольку потери в меди зависят от квадрата дейст-
вующего значения тока, то дополнительные потери от выс-
ших гармоник учитываются введением в выражение потерь
множителя ^пр2. Например, потери в меди статора и ротора
в долях номинальных потерь с учетом высших гармоник
определяются известным соотношением
ДГМ = — мС(йэ, + сэ2), (5.3)
1 у Z г»
где бы, Яэ2 — коэффициенты потерь в меди статора и ро-
тора [43].
При работе на пониженных скоростях с моментами
(0,5—1)7ИН потери скольжения в АД могут превысить но-
минальные в 10—20 раз, а добавочные потери от высших
гармоник могут быть соизмеримыми или даже превышать
номинальные. На рис 5.1 приведены графики, показываю-
щие изменение мощности потерь в двигателе типа 4АХ80В4
мощностью 1,5 кВт в зависимости от развиваемого АД
момента на валу. Потери и момент выражены в долях
номинальных. Эксперимент
проводился при фазовом уп-
равлении от ТПН-6Т и при по-
нижении напряжения с помо-
щью автотрансформатора,
когда сохранялась синусои-
дальная форма напряжения.
При работе АД в режимах
пуска и торможения потери
растут. Однако исследования
показали, что если при пуске
Момент АД больше номиналь-
ного, то дополнительные поте-
ри незначительны п ими мож-
но пренебречь [39].
Общепринятым методом
Рис. 5.1 Экспериментальные
зависимости потерь в двигате-
ле типа 4АХ80В4 от момента
на валу при синусоидальном
напряжении (-------) и при
фазовом управлении (— •—)
123
улучшения теплового режима АД при фазовом управлени
является завышение его габаритов. Коэффициент завыше-
ния мощности АД зависит от диапазона регулирования ско-
рости, характера момента нагрузки и условий охлаждения.
Графики характеризующие зависимость коэффициента за-
вышения от диапазона регулирования скорости, для раз-
личных режимов работы привода приведены в [16, 30].
Целесообразность завышения габарита АД должна обос-
новываться технико-экономическим анализом, в котором
учитываются увеличение стоимости АД, ТПН и потребляе-
мой электрической энергии.
При работе в режиме частых пусков и торможений за-
вышение габарита АД может не дать ожидаемых резуль-
татов. Соотношение моментов инерции АД и механизма
определяет динамические моменты и соответствующие им
потери в АД, затрачиваемые на сообщение приводу не-
обходимой кинетической энергии. При значительном уве-
личении габаритов АД его момент инерции увеличивает-
ся в большей степени, чем допустимая мощность потерь,
и поэтому допустимое число включений с ростом габарита
может уменьшиться. В подобных случаях целесообразен
переход к АД с меньшим значением номинальной скоро-
сти при соответствующем изменении передаточного числа
редуктора. Тогда доля момента инерции АД в общем при-
веденном моменте инерции привода становится значитель-
но меньше и увеличение габарита АД не столь существен-
но сказывается на его энергетике. Кроме того, АД с
уменьшенной номинальной скоростью имеет большие га-
бариты и большие возможности отвода энергии потерь, в
результате снижается коэффициент завышения габарита.
Существенное влияние на общие потери в АД могут
оказать электромагнитные переходные процессы. Напри-
мер, при пуске реальные тепловые потери в АД могут
быть на 30—35% больше потерь, рассчитанных без учета
электромагнитных переходных процессов [29]. Большое
значение имеют и начальные электромагнитные условия.
Так, за счет создания соответствующих начальных усло-
вий можно приблизить -потери при пуске АД к потерям,
рассчитанным без учета электромагнитных переходных
процессов. При реверсе и торможении противовключением
за счет начальных электромагнитных условий можно
уменьшить потери на 15—30%. Все это определяет необ-
ходимость использования вычислительной техники для точ-
ных расчетов потерь в системе ТПН — АД при переходных
режимах.
124
Приближенная оценка степени влияния электромагнит-
ных переходных процессов может быть произведена по
критерию КВ, предложенному в [29],
КВ=0,939—0,081 /а/—
-0,776а/—8,14а+0,2а//а/+
+W(l,71/a/—6,99+
+5,38а/+53,4о) /Мкр, (5 4)
где Л4Кр — критический момент АД в относительных еди-
ницах.
Учет электромагнитных переходных процессов при рас-
чете потерь в переходных режимах необходим, если КВ>
5.2. Оптимизация энергетических характеристик
в системе ТПН—АД
Известно, что наибольший КПД, а следовательно, и
наименьшие потери в АД при номинальном напряжении
питания приходятся на область моментов нагрузки
(0,75-г-0,85)Л4Н. Вместе с тем в ряде отраслей промышлен-
ности АД работают с меньшей нагрузкой. Например, в
машиностроительной и металлообрабатывающей промыш-
ленности коэффициент использования АД по мощности ко-
леблется в пределах 0,14—0,4 и, следовательно, АД рабо-
тают с очень низким КПД [21].
В установившемся режиме потери в АД при постоян-
ной частоте питающего напряжения и заданном моменте
нагрузки на валу полностью определяются магнитным по-
током АД. Изменяя приложенное к АД напряжение Us, а
следовательно, и ток намагничивания и поток, можно по-
лучить минимум потерь или максимум КПД для каждого
значения момента нагрузки. Близким по энергетическим
показателям к режиму минимальных потерь АД является
минимум полного тока статора. Технико-экономический
анализ различных вариантов оптимального управления
АД показал, что основным критерием оптимизации дол-
жен быть минимум полного тока статора, определяющий
минимальные потери активной мощности в системе элект-
роснабжения промышленного предприятия.
Анализ распределения типоразмеров АД по конкрет-
ным механизмам показывает, что группы механизмов с
низким коэффициентом использования АД по мощности
охватывают ряд короткозамкнутых АД основного исполне-
ния мощностью от 0,75 до 200 кВт с числом полюсов от 2
125
показателей двигате-
4А112М.4 от момента
при работе на естест-
характе-
) и при опти-
тических
ля типа
на валу
©енной механической
ристике (
мальном управлении (--------)
до 8 и двигателей с повышу
ным скольжением мощность^
от 5,5 до 60 кВт с числом пек
люсов от 4 до 8. Расчет энер.
гетических характеристик Дд
указанных типоразмеров по.
зволил сравнить режимы но-
минального напряжения пита-
ния и оптимального по мини-
муму полного тока статора
управления по таким технико-
экономическим показателям
как ток статора, потребляемая
активная и реактивная мощ-
ности, а также оценить влия-
ние на степень улучшения этих
показателей таких параметров
АД, как номинальная мощ-
ность, число полюсов и поми-
нальное скольжение.
На рис. 5.2 для иллюстрации приведены в относитель-
ных единицах расчетные энергетические характеристики
АД типа 4А112М4 мощностью 5,5 кВт. В качестве базовых
приняты значения соответствующих показателей в номи-
нальном режиме. Сплошными линиями показана зависи-
мость действующего значения тока статора Д, потребляе-
мой активной Pi и реактивной Qi мощностей, а также ко-
эффициента мощности АД от момента нагрузки при работе
на естественной характеристике, т. е. при номинальном
напряжении питания. Штриховыми линиями показаны эти
же зависимости при оптимальном по минимуму тока
управлении. Видно, что при уменьшении нагрузки опти-
мальное управление позволяет существенно снизить по-
требляемую активную мощность и ток статора и поддер-
живать примерно на одном уровне коэффициент мощности
АД.
Приведенные зависимости типичны для всех типораз-
меров АД. Различие наблюдается лишь в степени улучше-
ния энергетических показателей. С увеличением мощности
АД относительное уменьшение тока, потребляемых актив-
ной и реактивной мощностей при оптимальном управлении
проявляется меньше. Однако прирост мощности АД имеет
опережающий характер, поэтому в абсолютных цифрах
уменьшение тока и потребляемой активной и реактивной
мощностей оказывается более существенным. Например,
126
при моменте нагрузки 0,1 Мн применение оптимального
управления позволяет снизить потребляемую активную
мощность у четырехполюсных АД мощностью 5,5 кВт на
0,275 кВт, у АД мощностью 30 кВт — на 0,510 кВт, у вось-
^иполюсных АД мощностью 18,5 кВт — на 0,943 кВт, а
мощностью ПО кВт —на 2,839 кВ г. Токи при такой на-
грузке можно снизить в 1,5—3,5 раза в зависимости от
мощности и исполнения АД.
Анализ расчетных данных и экспериментальные иссле-
дования показали, что целесообразной областью примене-
ния АД с оптимальным по минимуму полного тока стато-
а управлением являются механизмы, работающие дли-
тельное время с нагрузкой, пониженной до (0,4-н0,6)Л4н>
или имеющие перемежающийся режим работы (S6) с но*
минальной нагрузкой. Расчеты показывают, что примене-
ние системы ТПН — АД для оптимального по минимуму
тока управления может дать существенный экономический
эффект и представляется весьма перспективным.
Задача оптимизации режимов АД по минимуму тока
является задачей экстремального управления. Вид экстре-
мальных характеристик в координатах Д, Us, снятых экс-
периментально для АД типа 4АХ80А6 мощностью 0,75 кВт,,
представлен на рис. 5.3. Регулируемой координатой АД
как объекта управления является полный ток ls статора^
управляющим воздействием — изменение напряжения Us
питания АД, а возмущением — изменение момента нагруз-
ки на его валу.
Системы экстремального
управления по способу дости-
жения экстремума могут быть
разделены на два типа:
1) системы с заранее за-
данной регулировочной харак-
теристикой и обратной связью
по возмущению;
2) системы с поиском экс-
тремального значения регули-
руемой координаты.
Для работы систем первого
типа необходимо, чтобы было
известно математическое опи-
сание зависимости между мо-
ментом нагрузки и управляю-
щим воздействием Us. Систе-
ма первого типа при каждом
Рис 5.3. Экстремальные харак-
теристики двигателя типа
4АХ80А6 Штриховой линией
показана идеальная регулиро-
вочная характеристика, за-
штрихована зона экстремаль-
ного управления
127
значении нагрузки обеспечивает экстремальное значение
полного тока статора. Точность обеспечения экстремально
го значения тока в системах управления данного типа опре'
деляется точностью математического описания указанной
зависимости, точностью ее воспроизведения в системе уп.
равления и пределами дрейфа параметров объекта управ,
ления.
Системы управления второго типа осуществляют авто-
магический поиск экстремальных значений полного тока
статора, что определяет одно из их главных преиму-
ществ— необходимость минимальной априорной информа-
ции об объекте управления. Точность обеспечения экстре-
мальных значений тока зависит лишь от точности собст-
венно системы управления. Такие системы экстремального
управления являются системами автоматической оптими-
зации (САО). Поскольку в АД взаимосвязь между током,
напряжением и моментом описывается весьма сложными
математическими зависимостями, которые к тому же су-
щественно зависят от параметров АД, более целесообраз-
ной может оказаться оптимизация режимов его работы с
помощью систем экстремального управления второго типа.
Алгоритм экстремального управления с помощью САО
может быть проиллюстрирован рис. 5.4,а на котором при-
ведена зависимость IS(US), оптимизирующая ток АД при
постоянном моменте нагрузки, и кривые изменения регу-
лируемой координаты Is и управляющего воздействия Us
во времени. Алгоритм управления может быть реализован
замкнутой системой по рис. 5.4,6, содержащей АД, ТПН,
датчик знака приращения тока ДЗПТ и экстремальный
*Рис. 5.4. Временные диаграммы изменения управляющего воздействия
Па и регулируемой координаты Is при экстремальном управлении (а)
и функциональная схема САО (б)
128
регулятор ЭР. После окончания пуска АД и достижения
током статора установившегося значения включается си-
стема экстремального управления. Напряжение статора
дД начинает изменяться вниз от номинального, что при-
водит к уменьшению тока статора (рис. 5.4,а). В это вре-
!дя сигнал на выходе ДЗПТ свидетельствует об уменьше-
нии тока. Ток, уменьшаясь, достигает своего минимально-
го значения, а затем начинает возрастать. При достиже-
нии током некоторого порогового значения на выходе
ДЗПТ появляется сигнал, свидетельствующий об увеличе-
нии тока, и напряжение на выходе ЭР реверсируется, что
приводит к увеличению напряжения статора. Ток статора
опять начинает уменьшаться, затем, пройдя минимум,
вновь возрастает. Датчик ДЗПТ подает сигнал об увели-
чении тока на ЭР, выходной сигнал которого опять ревер-
сируется, что приводит к уменьшению напряжения стато-
ра. Далее циклы повторяются, наступает квазиустановив-
щийся режим и САО поддерживает в АД ток, среднее
значение которого близко к минимальному для данной на-
грузки. Степень приближения установившегося среднего
значения тока к минимальному определяется чувствитель-
ностью дпзт.
На рис. 5.3 штриховой линией соединены минимумы
характеристик, определяющие идеальную регулировочную
характеристику экстремального управления для данного
АД. Разработанный ДЗПТ имеет конечную точность опре-
деления знака приращения тока, поэтому САО совершает
поисковые движения около идеальной регулировочной ха-
рактеристики. При этом появляется зона экстремального
управления, границы которой зависят от точности ДЗПТ.
При достигнутой в экспериментальной установке точности
ДЗПТ, равной 0,02/sh, зона экстремального управления
для двигателя типа 4АХ80А6 имеет границы, приведенные
на рис. 5.3 (заштрихованная область). Как видно из ри-
сунка, зона экстремального управления при данной точно-
сти ДЗПТ достаточно широка и по координате Us состав-
ляет 0,09—0,17.
Проведенные испытания показали, что дальнейшее при-
ближение к идеальной регулировочной характеристике со-
пряжено с существенным повышением точности и, соответ-
ственно, сложности ДЗПТ. В связи с этим целесообразно
рассмотреть экстремальные системы управления с заранее
заданной характеристикой компаундирования, которые мо-
гут оказаться значительно проще при достижении тех же
результатов оптимизации, что и САО. Такие системы
9—414 129
управления должны иметь регулировочную характеристик
ку, близкую к оптимальной, и поэтому являются субопти'
мальными.
Одной из таких систем является асинхронный электро,
привод с экстремальным управлением, описанный в [7] и
представляющий систему управления с положительной об
ратной связью по полному току статора и нелинейной за-
висимостью коэффициента усиления от напряжения. К не-
достаткам такой системы можно отнести наличие двух
датчиков (тока и напряжения) и нелинейного функцио-
нального преобразователя и необходимость настройки двух
параметров, а именно минимального значения тока холос-
того хода двигателя и полного напряжения питания при
номинальном моменте нагрузки. Поскольку управляющим
воздействием в такой субоптимальной системе управления
является изменение напряжения статора, то очевидно, что
в целях максимального приближения к расчетной зависи-
мости Ismin(Us) (рис. 5.3) ТПН должен иметь единичный
относительный коэффициент усиления при любом сочета-
нии угла открывания тиристоров а и фазового угла на-
грузки фэ. Это достигается применением отрицательной
обратной связи по выходному напряжению ТПН.
Рассмотренные экстремальные системы управления по-
строены по принципу регулирования полного тока статора
АД. Другой координатой, характеризующей энергетические
соотношения в АД, может служить коэффициент мощности
АД &м. Действительно, при управлении по минимуму тока
&м изменяется незначительно (см. рис. 5.2) и остается
близким к номинальному во всем диапазоне изменения мо-
ментов нагрузки. И наоборот, если при изменении момента
нагрузки поддерживать постоянным йм, то для каждого
значения М ток статора будет близким к минимальному.
При управлении АД с помощью ТПН значение угла <рэ>
характеризующего соотношение между активными и реак-
тивными параметрами АД и определяющего его коэффи-
циент мощности, зависит от углов проводимости %т и от-
крывания тиристоров а или угла 6 дополнительной прово-
димости (см. рис. 1.1), который связан с углами а и %?
соотношением
б=а-[-Лт—л. (5.5)
Применение параметра б, который полностью характе-
ризует угол фэ, оказывается более целесообразным для
целей управления. Угол б можно определить с помощью
устройств синхронизации и датчиков проводимости тири-
)30
+58
Рис. 5.5. Принципиальная схема одного канала датчика угла 6
сторов. Принципиальная схема одного канала датчика уг-
ла 6 (например, угла 6а фазы Л) приведена на рис. 5.5.
Каждый канал содержит датчик угла проводимости тири-
сторов этой фазы ZT, действующий по тому же принципу,
что и устройства синхронизации на диодных оптопарах, и
триггер с раздельными входами. Входным сигналом для
датчика ХтА является напряжение uta на ТЭ фазы А, вы-
ходным— напряжение икл (рис. 5.6). На один из входов
триггера поступает сигнал u^A с датчика Хта, а на другой—
узкий импульс синхронизации иу,с этой же фазы. На вы-
ходе этого канала формируется сигнал wsa, принимающий
единичное значение на интервале 6а-
Для субоптимального управления необходимо поддер-
живать kM АД близким к
номинальному. Область из-
менения номинальных зна-
чений для АД всех типо-
размеров, рассматриваемых
в качестве возможных объ-
ектов оптимизации, ограни-
чивается значениями 25—
40°. Анализ зависимостей
между величинами а,Хт и ф
Для ТПН-6Т, приведенных
на рис. 1.3, показал, что для
указанного диапазона изме-
нения фэ угол 6 незначитель-
но зависит от а и равен зна-
чению <рэ в номинальном ре-
жиме. Это положение позво-
ляет сделать простейший
Датчик значения 6 для всех
^тА
Г
Рис. 5.6. Временные диаграм-
мы сигналов в датчике угла 6
9*
131
Рис. 5.7. Функциональная схема субоптимальной системы управления
с регулируемой координатой 6
трех фаз ТПН-6Т на одном трехвходовом инверторе циф-
ровой микросхемы.
Форма выходного напряжения щ датчика показана на
нижней диаграмме рис. 5.6, а его среднее значение пропор-
ционально углу 6.
Независимость угла 6 от а при заданном фэ позволяет
сделать также вывод о том, что в качестве субоптимальной
системы управления с регулируемой координатой 6 может
быть применена обычная замкнутая система управления
с ООС по 6, функциональная схема которой приведена на
рис. 5.7.
Система должна быть астатической, и, следова-
тельно, в качестве регулятора 6 должен быть использован
ПИ-регулятор.
На рис. 5.8 приведены характеристики двигателя типа
4АХ80А6, снятые экспериментально при субоптимальном
управлении с регулируемой координатой 6. Исследования
подтвердили правильность приведенных выше положений.
Характеристика /$(7И), снятая при субоптимальном управ-
лении, отличается от идеальной, построенной по минималь«
ным значениям экстремальных характеристик (см. рис.
5.3), не более чем на 12% и существенно отличается от
естественной, снятой при полном напряжении питания. Ко-
Рис. 5.8. Экспериментальная зависи-
мость энергетических показателей
двигателя типа 4АХ80А6 от момента
на валу при работе на естественной
механической характеристике
(----) и при субоптимальном управ-
лении (-------). Штрихпунктирной
линией показана зависимость /а(М),
соответствующая идеальной регули-
ровочной характеристике
132
Рис. 5.9. Экспериментальные осциллограммы работы двигателя типа
4АХ80А6 с субоптимальной системой управления:
а — при пуске на холостом ходу; б — при набросе и сбросе нагрузки
эффициент мощности АД при таком управлении отличает-
ся от номинального не более чем на ±5% во всем диапа-
зоне изменения моментов нагрузки.
На рис. 5.9 приведены осциллограммы, иллюстрирую-
щие поведение АД с субоптимальной системой управления
в динамических режимах. При пуске АД из-за первона-
чального отсутствия сигнала ПИ-регулятор угла б нахо-
дится в насыщении, поэтому пуск осуществляется включе-
нием АД на полное напряжение (рис. 5.9,а). При выходе
регулятора из насыщения замыкается цепь ООС, снижая
ток статора АД на холостом ходу почти в 5 раз. На ос-
циллограммах рис. 5.9,6 показана реакция АД с субопти-
мальной системой управления на изменение момента на-
грузки. Токи и моменты на рисунке выражены в долях их
номинальных значений.
При набросе нагрузки перерегулирование по току со-
ставляет около 45, по скорости — около 20%. При сбросе
нагрузки перерегулирование по току также около 40, пере-
регулирование по скорости менее 5%-
После сброса нагрузки до 0,1Л1н ток статора в устано-
вившемся режиме снижается почти в 3 раза относительно
133
номинального. На естественной характеристике снижение
тока АД при таком же уменьшении нагрузки составляет
лишь 21%.
Таким образом, использование б в качестве регулируе-
мой координаты позволяет относительно просто реализо-
вать субоптимальное управление АД в системе ТПН — АД
и существенно повысить его энергетические показатели.
5.3. Влияние асимметрии углов а на потери
в двигателе
В литературе, как отечественной, так и зарубежной, от-
сутствуют сведения, позволяющие оценить влияние асим-
метрии углов открывания тиристоров на потери в АД в
системе ТПН — АД как в качественном, так и в количест-
венном отношении. В то же время известно существенное
влияние несимметрии трехфазной системы синусоидальных
питающих напряжений на характеристики асинхронного
электропривода [40, 49, 51]. Можно также отметить, что
несимметрия свыше 2,5% считается недопустимой и в не-
которых странах даже предусматривается защита, отклю-
чающая АД при такой несимметрии [50].
Для оценки влияния асимметрии углов открывания ти-
ристоров ТПН на АД необходимо установить взаимосвязь
между возможными отклонениями углов а и гармониче-
ским составом выходного напряжения ТПН. Известно, что
действие асимметрии углов а эквивалентно действию на
входе симметричной СИФУ сигнала управления, отобра-
жающего аналитическое описание закона распределения
этой асимметрии. Этот эквивалентный сигнал состоит из
гармонических составляющих с относительными частотами
Q и амплитудами AAq, причем для ТПН-6Т Q=l; 2 и 3, а
для ТПН-ЗТЗД Q=1 [45]. Поэтому поставленная задача
может быть решена в общем виде путем анализа реакции
выходного напряжения ТПН на каждую из гармонических
составляющих асимметрии. Представляется целесообраз-
ным оценить только дополнительный спектр напряжения,
возникающий за счет асимметрии углов а, при некоторой
полезной составляющей выходного напряжения ТПН,
определяемой постоянным сигналом управления на входе
идеальной СИФУ.
При воздействии гармонических составляющих асим-
метрии возникают положительные и отрицательные прира-
щения Ла углов а по отношению к их значениям ао при
постоянном сигнале управления на входе идеальной сиМ'
134
Рис. 5.10. Временные диаграммы выходных напряже-
ний ТПН при воздействии гармонической составляю-
щей асимметрии СИФУ
метричной СИФУ, что приводит к изменению длительности
протекания тока и соответствующему приращению Д6 уг-
лов 6 по отношению к углам б0, имеющим место при иде-
альной симметрии СИФУ.
Примерные диаграммы напряжений их„ и пУ11, опреде-
ляемых уравнениями (1.37), для одной из гармонических
135
составляющих асимметрии приведены на рис. 5.10. Гори-
зонтальной штриховкой отмечены участки отрицательных
приращений, косой штриховкой — положительных. Введя
переключающую функцию ДФА, принимающую значения
+ 1 при положительных приращениях ZT и —1 при отри-
цательных, запишем выражение для определения прира-
щений составляющих обобщенного вектора напряжения
ТПН в виде
— ДФа[1 — cos2 (^ — 12^)т)}\ |
Дцу1Х = АФд cos (т — 12ъ/пг) sin (т — 12^)пг). J
Диаграммы приращений &uXll и ДпГ11 показаны на
рис. 5.10. Эти приращения могут рассматриваться как мо-
дулированные по ширине и амплитуде импульсные состав-
ляющие выходного напряжения, поэтому они содержат
широкий спектр частот.
Дополнительный спектр напряжений, возникающий за
счет асимметрии углов а, можно определить путем разло-
жения импульсных функцийв ряд Фурье. В ре-
зультате разложения для ТПН-6Т получаем
3 3 со
S S sin
ffi=l S>=ld=I (5.7)
3 3 co V 7
2=1 2=1 d=\ J
Выражения (5.7) справедливы и для ТПН-ЗТЗД при Q=
=1.
В общем случае при ^UmX^d 7^ и при
гармонические составляющие Днхц и Аиуг1 образуют множе-
ство неравномерно вращающихся результирующих векторов
U^d. Модуль каждого из этих векторов, обусловленных
асимметрией, определяется зависимостью
Umnsd = V~sin2 (Qdz + nsd) + &U2mYsd sin2 (2^+^).
(5.8)
Согласно методу симметричных составляющих каждый
из неравномерно вращающихся векторов £7дйб?является ре-
зультатом взаимодействия векторов равномерно вра-
щающихся в прямом (при 0=1) и обратном (при
136
^2) направлениях. Импульсная составляющая напряже-
ния, обусловленная асимметрией, однозначно определяется
рядом, записанным в векторной форме в координатах
Х1, Ы,
= Д(/олехр (/%) +
3 оо 2
+2 S (5.9)
2=1 d=l &=1
Для оценки влияния импульсной составляющей напря-
жения на АД следует (5.9) записать в неподвижной си-
стеме координат а, р
^Аа> р = MJoa ехр [/ (Й-с + %)] +
3 оо
+2 2 ехр {— j [(Qd — 1) т 4- <рй<г1]} +
2=1 d=l
+ 22 Af7mAsd2exp{/[(Qd4-l)t + ?ad2]}. (5.10)
2=1 d=l
Анализ (5.10) показывает, что при асимметрии углов
а происходит приращение на At70A модуля вектора пер*
вой (d=l) гармонической составляющей напряжения пря-
мой последовательности на выходе ТПН. Первая (d=l)
гармоническая составляющая напряжения обратной по-
следовательности от первой (Q = l) гармонической со-
ставляющей асимметрии СИФУ образует неподвижный в
пространстве вектор Д£7тА111, который обусловливает появ-
ление постоянной составляющей в фазных напряжениях и
токах. Вторая (d=2) гармоническая составляющая на-
пряжения обратной последовательности, создаваемая пер-
вой (Q=l) гармонической составляющей асимметрии
СИФУ, и первая (d=l) гармоническая составляющая на-
пряжения обратной последовательности, создаваемая вто-
рой (Q=2) гармонической составляющей асимметрии
СИФУ, образуют вектор, вращающийся в пространстве с
частотой соо в обратном направлении, что свидетельствует
о появлении составляющих обратной последовательности.
Кроме того, появляется широкий спектр высших гармо-
нических составляющих как прямой, так и обратной по-
следовательностей.
Итак, асимметрия углов а оказывает более сложное
воздействие на асинхронный электропривод, чем асиммет-
рия трехфазной системы питающих напряжений, и этот
137
факт необходимо учитывать при проектировании систем
управления.
Следует отметить, что рассмотренная методика позво-
ляет при оценке влияния асимметрии избежать определе-
ния гармонического состава напряжения в каждой фазе
трехфазной нагрузки с последующим определением пря-
мых и обратных гармонических составляющих и дает воз-
можность непосредственного расчета всех параметров (мо-
дуль, начальная фаза, направление и частота вращения)
дополнительного спектра напряжения ТПН, вызванного
асимметрией СИФУ.
Переходя к анализу расчетных данных, следует отме-
тить, что первая гармоническая составляющая асимметрии
СИФУ (Q=l) вызывает появление дополнительных гар-
монических составляющих в спектре выходного напряже-
ния ТПН со всеми порядковыми номерами. Причем, как
показывают расчеты, наибольшую амплитуду имеют гар-
монические составляющие прямой последовательности с
d—0; 2; 6; 8 и обратной последовательности с d =
=4; 6. Остальные гармоники на 1—3 порядка меньше, и
ими можно практически пренебречь. Вторая гармониче-
ская составляющая асимметрии (Q=2) вызывает появле-
ние дополнительных гармонических составляющих в спект-
ре выходного напряжения ТПН с номерами d=l; 3; 5; 7
и т. д. Причем, как показывают расчеты, пренебрежимо
малые амплитуды имеют только седьмая гармоническая
составляющая прямой последовательности и пятая гармо-
ническая обратной последовательности. Третья гармо-
ническая составляющая асимметрии (Q = 3) вызывает по-
явление дополнительных гармонических составляющих в
спектре выходного напряжения ТПН с d—2\ 4; 5; 7; 8;
10... и амплитудами, не оказывающими заметного влия-
ния на общую картину распределения напряжений на вы-
ходе ТПН при асимметрии углов а.
Как и следовало ожидать, наиболее ощутимо действие
асимметрии проявляется в области углов а, прилежащей
к 90°. Это объясняется наибольшей амплитудой импульс-
ной составляющей напряжения ТПН, вызываемой прира-
щениями углов в этой области. Анализ расчетных данных
показывает, что при отсутствии асимметрии коэффициент
kr гармоник выходного напряжения ТПН-6Т при ао —
= 90° и изменении угла <рэ от 15 до 75е находится в диа-
пазоне 0.44—0,35. При воздействии гармонических состав-
ляющих асимметрии СИФУ с амплитудой ДЛо=1,5 к
эффициент гармонических составляющих возрастает соот-
138
ветственно до 1 -0,79, т. е. более чем в 2 раза, а при
дАо—3 значение kv достигает уже значений 1,33—1,05.
Коэффициент гармонических составляющих выходного
напряжения ТПН-3 ГЗД при тех же условиях и отсутствии
асимметрии находится в диапазоне 1,45—1,32. При воз-
действии гармонической составляющей асимметрии СИФУ
с амплитудой ДЛ1=1,5° коэффициент гармонических со-
ставляющих возрастает до 1,65—1,51, а при ДЛ1 = 3° зна-
чение kr увеличивается до 1,75—1,60 или примерно на 14
и 24%. ТТужно отметить равномерное заполнение спектра
дополнительными гармоническими составляющими напря-
жения, вызванными асимметрией углов открывания тири-
сторов, как для ТПН-6Т, так и для ТПН-ЗТЗД. При расче-
тах не наблюдалось явно выраженной плотности спектра
в области каких-либо значений d.
Наибольшее влияние на характеристики и режимы ра-
боты АД оказывают постоянные составляющие и первые
гармоники обратной последовательности выходного напря-
жения ТПН. На рис. 5.11 показана зависимость асимметрии
трехфазной системы напряжения ТПН, характеризуемой
отношением модуля напряжения первой гармонической
составляющей обратной последовательности Umii к модулю
напряжения первой гармонической составляющей прямой
последовательности от асимметрии углов а при раз-
личных углах фэ нагрузки. Асимметрия, вносимая СИФУ в
выходное напряжение ТПН-ЗТЗД, значительно меньше, чем
в ТПН-6Т. Это объясняется меньшими абсолютными значе-
ниями статического коэффициента усиления. Изменение уг-
?Ис- 5.Ц Зависимость асимметрии выходных напряжений ТПН 6Т
и ТПН-ЗТЗД (б) от параметров а при фэ=0° (),
фэ=30° (-------) И фэ=60° (— • —)
139
Рис. 5.12. Зависимость посто-
янной составляющей выходного
напряжения от параметров
а в ТПН-6Т ( ----------- )
и ТПН-ЗТЗД (-------)
ла фэ приводит к измене-
нию асимметрии напряже-
ний примерно до 25%. При-
чем увеличение <рэ приводит
к уменьшению асимметрии
напряжений. Постоянная
составляющая А£7тА111 на-
пряжения ТПН, вызываемая
асимметрией при фазных
напряжениях сети 220 В, по-
казана на рис. 5.12. Влия-
ние асимметрии на этот по-
казатель проявляется в
ТПН-ЗТЗД примерно вдвое
слабее, чем в ТПН-6Т.
Приведенные данные по-
зволяют судить о значитель-
но меньшем влиянии одинаковой асимметрии углов на
ТПН-ЗТЗД по сравнению с ТПН-6Т, а также провести
расчеты потерь и обосновать вывод о допустимых значе-
ниях асимметрии углов а в системе ТПН—АД. Известно,
что появление гармонических составляющих напряжения
обратной последовательности и ухудшение гармоническо-
го состава питающего напряжения сопряжены с увеличе-
нием потерь в АД, снижением КПД и значительным на-
гревом машины, что приводит не только к снижению энер-
гетических показателей, но и в конечном итоге к уменьше-
нию надежности и долговечности привода в целом. Коли-
чественную связь между асимметрией углов а и ухудше-
нием характеристик АД можно показать на примере АД
типа 4АХ80А6 номинальной мощностью 1,1 кВт, управляе-
мого от ТПН-6Т. Для ориентировочных оценок можно вос-
пользоваться приближенной методикой, основанной на
представлении АД эквивалентной схемой замещения для
токов прямой и обратной последовательностей, а также
для высших гармонических составляющих.
Расчет потерь в АД от высших гармонических состав-
ляющих напряжения с номерами d=0; 2; ...; 11 был про-
веден при асимметрии AAq=1,5; 3 и 5°. Результаты рас-
чета показали, что асимметрия всего лишь в 1,5° может
привести к увеличению потерь от высших гармонических
составляющих почти в 1,5 раза относительно симметрич-
ного режима. В целом же потери в АД от высших гармо-
нических составляющих в симметричном режиме получа-
ются не более 10% всех потерь.
140
Расчет дополнительных потерь в АД от первой гармо-
нической составляющей напряжения обратной последова-
тельности следует проводить с учетом результирующих
значений первых гармонических составляющих фазных то-
ков. Рассмотрим два крайних варианта. В первом в одной
из фаз статора токи прямой и обратной /12 последова-
тельностей совпадают по фазе, во втором — находятся в
противофазе. Эти варианты соответствуют наибольшему
значению тока в одной из фаз при уменьшенных токах в
двух других фазах и наименьшему значению тока в одной
из фаз при увеличенных токах в других. Расчеты пока-
зали, что в первом варианте, когда токи /ц и /12 совпа-
дают по фазе, температура обмотки одной фазы, условно
обозначенной Л, будет значительно больше, чем темпера-
тура обмоток двух других фаз. Косвенно о превышении
температуры можно судить по приращениям потерь в об-
мотках по сравнению с симметричным режимом. Так, при
ДАр=1,5° увеличение APi потерь в обмотке фазы А толь-
ко за счет первой гармонической составляющей тока об-
ратной последовательности составляет 16,6%, а с учетом
высших гармонических составляющих ДР^—22,9%. В об-
мотках фаз В и С происходит соответственно уменьшение
ДР1 на 7,3 и APd на 1,1%. Увеличение суммарных потерь
в АД от всех гармонических составляющих в этом случае
достигает значения ДР2=2,4%. При увеличении ДАЙ тен-
денция к такому распределению потерь с увеличением их
абсолютных значений сохраняется, причем при ДАр=5°
суммарные потери увеличиваются уже на 18,5% по срав-
нению с симметричным режимом.
Во втором варианте, когда токи /и и /12 находятся в
противофазе, температура обмотки фазы А будет мень-
ше, а фаз В и С —больше. При ДАр=1,5° уменьшение
потерь в обмотке фазы А только за счет первой гармони-
ческой составляющей тока обратной последовательности со-
ставляет 15,4%, а с учетом высших гармонических ДРй—
=—9,1%. В обмотках фаз В и С происходит соответствен-
но увеличение ДЛ на 10,8 и ДРй на 17,1%. Увеличение
суммарных потерь в АД от всех гармонических составля-
ющих достигает в этом случае ДР2 = 3,8%. При увеличе-
нии ДАр сохраняется аналогичное распределение потерь
с увеличением их абсолютных значений.
Следует также отметить, что если при малых ДАЙ наи-
худшим по нагреву двигателя является второй вариант, то
с увеличением ДАр распределение потерь в обоих вариан-
тах примерно одинаковое. Так, при ДАр = 5°,увеличение
141
суммарной мощности потерь и во втором варианте состав-
ляет 18,3%.
Приведенные данные свидетельствуют о том, что асим-
метрия СИФУ может оказать существенное влияние на
потери и температурный режим АД. Причем при токах
АД, близких к номинальным, из-за асимметрии может
происходить значительный нагрев как отдельных обмоток,
так и всей машины в целом, что нельзя признать допу-
стимым [40]. Следует отметить также, что строгое рассмо-
трение температурных режимов на основе тепловых мо-
делей АД показывает, что в некоторых случаях результа-
ты, полученные с использованием метода симметричных
составляющих, следует увеличивать на 20 — 30% [31].
Результаты проведенного анализа показывают, что до-
пустимой для ТПН-6Т можно считать асимметрию при-
мерно 1,5°.
В ТПН-ЗТЗД вследствие меньшего влияния . асиммет-
рии на гармонический состав выходного напряжения этот
предел может быть увеличен до 3°.
5.4. Автоматическое симметрирование углов открывания
тиристоров
Для уменьшения асимметрии и, следовательно, улуч-
шения энергетических характеристик электропривода не-
обходимо реализовать автоматическое симметрирование
углов а при всяком проявлении их асимметрии. В гл. 3
при рассмотрении причин асимметрии углов а отмечалось,
что она может быть вызвана как аппаратурными погреш-
ностями самих СИФУ, так и несимметрией питающей сети,
влияющей на углы а через каналы синхронизации. Если
первая причина проявляется непосредственно в СИФУ
и .может быть устранена схемными методами, то вторая
воздействует на всю систему в целом. Для ее устранения
целесообразно использовать ООС по выходным координа-
там ТПН.
Идея снижения асимметрии углов а введением ООС
базируется, во-первых, на допущении возможности пред-
ставления закона распределения асимметрии управляю-
щих импульсов суммой конечного числа гармонических
составляющих этого закона, действующих на входе сим-
метричной СИФУ [45]; во-вторых, на известной способно-
сти замкнутой САУ снижать свой коэффициент усиления
в сравнении с разомкнутой системой, уменьшая тем са-
мым действие асимметрии. Эта идея и вопросы ее реали-
142
зации достаточно полно разработаны для тиристорных
преобразователей постоянного тока [46].
Коэффициент kn подавления за счет ООС гармониче-
ской составляющей асимметрии, имеющей относительную
частоту й, определяется модулем отношения выходных
сигналов преобразователя в разомкнутой и замкнутой
структурах на соответствующей частоте йсо0 по выраже-
нию
1 I
ехр
п
— W'Jexp (ft — V 1
т \ т J
(5.И)
где Гп— передаточная функция, полученная путем моди-
фицированного Z-преобразования передаточной функции
приведенной непрерывной части замкнутой системы управ-
ления; F—коэффициент, называемый фактором пульса-
ций и определяющий действительное относительное дина-
мическое усиление вертикальной СИФУ в замкнутой си-
стеме управления.
Значение F может отличаться от единицы под действи-
ем пульсаций в сигнале управления, попадающих на вход
СИФУ при наличии ООС. Выражение для определения F
в общем случае имеет вид [45]
F= (1—Duy/Dup)~\
(5.12)
где Up — относительное напряжение развертки вертикаль-
ной СИФУ.
В разомкнутой системе во входном сигнале отсутствует
пульсационная составляющая, Duy=0 и F=l.
Из (5.11) следует, что эффективность подавления асим-
метрии СИФУ определяется как характеристическим поли-
номом замкнутой системы управления, так и фактором
пульсаций.
По принципу управления тиристорами ТПН аналогичен
преобразователям постоянного тока, поэтому механизм по-
давления асимметрии в ТПН может быть аналогичен рас-
смотренному в [46]. Особенность процесса симметрирова-
ния в ТПН заключается в том, что на эффективность по-
давления асимметрии существенное влияние могут оказы-
вать его динамические характеристики. Поэтому в струк-
турную схему замкнутой импульсной системы управления
'ТПН (рис. 5.13,а), в отличие от соответствующей струк-
туры для преобразователя постоянного тока, введено зве-
но с передаточной функцией И^тпн, отображающей его ди-
намические свойства. Аналогично (5.11) можем записать
Для ТПН
143
Рис. 5.13. Структурная схема замкнутой системы управления ТПН (а)
и диаграммы сигналов на входе нуль-органа СИФУ вертикального
действия (б)
|-ехр (—/Q
т
1^тпн | ехр
X Vi^OOC
где IFtiih и И^оос — передаточные
ехр jQ
2т5
т
(5.13)
функции,
полученные пув
тем модифицированного Z-преобразования передаточных
функций соответствующих звеньев.
Очевидно, что значения kn зависят в общем случае от
динамических характеристик ТПН, а условием максималь-
ного подавления асимметрии является соотношение
ехр [/<ртпн ] ехр [/>оос] = 1. (5.14)
Как видно из (5.14), ООС может обеспечить эффектив»
ное подавление асимметрии в том случае, если на каждой
частоте она будет компенсировать фазовый сдвиг, вноси-
мый ТПН. Поскольку АФХ ТПН, как показано в гл. К
изменяются в широких пределах, то вопрос полного сим-
метрирования его углов управления на основе рассмотрен-
ного метода может быть решен лишь в системе управления
с переменными параметрами. Однако практическая реали-
зация такой системы встречает серьезные затруднения.
В связи с этим целесообразно использовать принцип по-
давления асимметрии СИФУ за счет пульсаций, создава-
емых линейной ООС, действие которых отображается пер-
вым слагаемым в выражении (5.13).
На рис. 5.13,6 показана диаграмма сигналов на входе
нуль-органа вертикальной СИФУ при наличии асимметрии
и пульсаций в сигнале управления иу. Штриховой линией
показано отклонение и'? напряжения пилообразной раз-
вертки вызываемое асимметрией СИФУ. В разомкну-
той системе сигнал управления иу не изменяется во вре-
мени и на рисунке совмещен с осью т. Отклонение раз*-
вертки в этом случае приводит к появлению погрешности
144
в отсчете угла а, равной Аар, так как нуль-орган срабаты*
вает не в точке В, а в точке D. При появлении в сигнале
управления пульсаций, обусловленных действием ООС, по-
грешность уменьшается до значения Аа3, так как нуль-ор-
ган срабатывает теперь в точке А. Определим соотноше-
ние между величинами АаР и Да3. Из рис. 5.13,6 видно»
что
А а3 — \иу/ig/_ABC——\uy/Duy\ (5.15)
Aap=Aa3+A^y/tgZADC=Aa3+AUy/Z)&p. (5.16)
Подставив в (5.16) Дцу из (5.15), получим выражение
для определения kn как отношение Аар к Аа3
/гп=Асср/Аа3= 1—Duy/Duv=\/F. (5.17)
Следовательно, для повышения эффективности подавления
асимметрии СИФУ нужно стремиться к увеличению пуль-
саций в сигнале управления.
Для получения пульсаций в сигнале управления ТПН
можно использовать ООС по различным выходным коор-
динатам, например по переключающей функции Ф3 или по
модулю обобщенного вектора £7ТПН выходного напряже-
ния ТПН, рассмотренным в гл. 1. Для получения сигнала»
соответствующего переключающей функции Ф3, необходим
специальный датчик трехфазной проводимости ТПН, ко-
торый работает в соответствии с логическим уравнением
(1.5). Один из вариантов состоит из трех датчиков прово-
димости ZT£ тиристоров, установленных в каждой фазе
(см. рис. 5.6), и логического элемента И. При наличии од-
новременно открытых тиристоров во всех трех фазах на-
пряжение на выходе датчика трехфазной проводимости
ТПН равно £4™, а на интервале двухфазной проводимости
близко к нулю. Таким образом, сигнал на выходе датчи-
ка представляет собой прямоугольные импульсы с ампли-
тудой U^m, соответствующие интервалам трехфазной про-
водимости ТПН.
Анализ и расчеты целесообразно проводить в относи-
тельных единицах. Выбор базы для напряжения и% произ-
ведем исходя из требования получения единичного отно-
сительного статического коэффициента усиления
ТПН-6Т по щ,. Для рассматриваемого замкнутого контура
(рис. 5.13,а) относительный сигнал на его входе цвх явля-
йся по существу заданием на угол проводимости Хт. При
^ех= 1 тиристоры полностью открыты, |^т=л, а среднее
значение £40 сигнала на выходе рассматриваемого дат-
1о—414 145
чика равно JAm. При t/Bx=2/3, соответствующем перехо-
ду из догранитного в сверхграничный режим, Л-=2тс/3, а
£4о=0. Следовательно, изменению входного сигнала на
Л£/вх=1/3 соответствует изменение среднего значения
сигнала на ^UKQ—U^m. Для получения единичного ко-
эффициента усиления Лл=Д^о/А^вх выберем в качестве
базового напряжение, обеспечивающее U^m= 1/3.
На рис. 5.14 приведены диаграммы сигналов в цепи
ООС системы управления ТПН, замкнутой по сигналу
Линейная часть обратной связи представляет собой инер-
ционное звено первого порядка с передаточной функцией
I^ooc(р) =&оос (1 —I . (5.18)
Сигнал г/оос с ее выхода подается на вход СИФУ. На
рисунке также показаны линии разверток Upi вертикаль-
ной СИФУ. На I-м участке трехфазной проводимости поло-
жение переднего фронта сигнала на оси т определяет-
ся моментом 0/ включения тиристора, а заднего фронта —
моментом yi выключения тиристора.
Поскольку согласно (5.17) снижение асимметрии СИФУ
определяется первой производной сигнала управления, со-
держащего пульсацию сигнала ООС, в момент времени О/
слева, то для оценки коэффициента kn необходимо найти
эту производную. На интервале трехфазной проводимости
сигнал Ноос определяется выражением
^оос,(т) = ^оос(6/)НД^оос^Лт — ^оос(6/)] 1—ехр (^Zy-—
Х(5.19)
На интервале двухфазной проводимости выражение для
определения uoog имеет вид
«оос2 (t) — «оос (Тг) exp [(у, — т)/7?1. (5.20)
146
Для упрощения записи совместим нулевое значение оси
с одним из значений 0/ (см. рис. 5.14). Обозначим Т3 дли-
тельность интервала трехфазной проводимости, Тп — дли-
тельность периода повторения сигнала с выхода датчика,
—• длительность развертки СИФУ, равную половине пе-
риода питающей сети. С учетом введенных обозначений
(5.19) и (5.20) примут вид
t/ooc8(T) — ^оос(0)4~ [^ooctAm — ^оос(О)] [1 —ехр(—
I (5-21)
I «оосаЬ) = ^оос(Л)ехр[(7’5-т/7'х)]. (5.22)
С учетом того, что в симметричной трехфазной системе
выходных координат ТПН ^оос(0)=^оос(Тп), определим
путем подстановки х=Т3 в (5.21) и т=Тп в (5.22) началь-
ные условия на интервале двухфазной проводимости
U00c(T3)=k00GUKm [1—ехр (—Тз/П)] [1—ехр (—
(5.23)
Тогда выражение (5.22) принимает вид
^оос2 (т) = k<yyJJ ехр
1 — ехр( — Т3/Тг)
1 — ехр( — Тп/Т\)
(5.24)
Производная сигнала управления на входе СИФУ
от моментов коммутации
^OtxPt-m 1 —ехР( —Т3/Т\)
7Х 1 — ехр(7п/Тх)
слева
Duy = Ducqc2 (т) = —
(5.26}
Представим величины Ts и Т>, в виде Тз=атТ„; 7\—
~Tnlb^. Учитывая, что при принятых относительных еди-
ницах (7ш=1/3, 7п=л/3, а Р«р=1/л, из (5.17) получаем,
выражение
h 1 I д 6Т [1—ехр( —6тат)]ехр(ат —&т)
«п = 1 I «ООС--------------------------
1 — ехр( — ат)
определяющее коэффициент подавления асимметрии СИФУ
за счет фактора пульсаций в системе управления ТПН
с отрицательной ООС по и% и инерционным звеном первого*
порядка в ее цепи.
На рис. 5.15,а приведено семейство характеристик, ил-
люстрирующих зависимость kn от длительности интервала
тРехфазной проводимости Тз для различных значений 7\
пРи &оос=1. Видно, что предпочтительными с позиций
10* 147
Рис. 5.15. Зависимость коэффициента подавления асимметрии от па
раметров ат и Ьг при &оос=1 (а) и &оос=Ю (б)
обеспечения максимума при Т3^0,7Тп являются малые
постоянные времени цепи ООС 7\^ТП/3, при меньших зна-
чениях Т3 больший эффект дает увеличение 7\. Зависи-
мость kn(bT) имеет максимум при Т3<0,5Тп, который при-
ходится на Ьтопт =1,66. Это значение 7\=Тп/1,66 можно
считать оптимальным по условию максимума при умень-
шении интервалов трехфазной проводимости до нуля. При
неглубоком регулировании напряжения ТПН (7"3^0,77п)
снижения асимметрии СИФУ в несколько раз можно до-
биться выбором значения Т^Гд/З. При более глубоком
регулировании напряжения, когда Т3<0,5Тц, даже выбор
— обеспечивает снижение асимметрии СИФУ лишь
на 10—50%.
Большие значения kn в данной схеме можно получить
за счет увеличения &оос- Увеличение kooc приводит к уве-
личению абсолютных значений производной сигнала ООС
и соответственно значений kn. При &оос=Ю (рис. 5.15,6)
feri=30 и более, однако это также справедливо лишь при
неглубоком регулировании. При малых Т3, примерно (0,14-
6,3) Тп, увеличение йоос даже в 10 раз приводит к сниже-
нию асимметрии СИФУ только в 1,7—3,3 раза. Дальнейшее
увеличение коэффициента подавления асимметрии в обла-
сти малых значений Т3 возможно лишь за счет изменения
схемы ООС.
Используя в качестве сигнала ООС модуль обобщенно-
го вектора выходного напряжения ТПН (рис. 5.16)
£/тпн= /4.,+ му,. = Ф3 + ф2СО8(г —Zic/3), (5.27)
получаем при W iqc (р) — kooc
Р«оос,(-') = —^oocsinx. (5-28)
148
Поскольку фактор пуль-
саций определяется слева от
момента коммутации, то
при ООС по С/тпн перемен-
ная т в (5.28) принимает
некоторые значения Та, ле-
жащие в диапазоне от 0 до
Гр. Задаваясь соотношени-
ем Та=СгцТр и учитывая,
что Тр=л, получаем выра-
жение
1+^оосл sin (стл), (5.29)
Рис. 5.16. Временные диаграммы
сигналов в цепи ООС по модулю
выходного напряжения ТПН-6Т
определяющее коэффициент подавления асимметрии СИФУ
за счет фактора пульсаций в системе управления ТПН с
ООС по модулю обобщенного вектора t/тпн • Расчет пока-
зывает, что уже при &ооо=1 такая ООС в несколько раз
может уменьшать асимметрию СИФУ в приемлемом для
асинхронного электропривода диапазоне изменения углов
а. Увеличение же &оос до 10 дает значения ku около 15—40.
На рис. 5.17,а показано напряжение us на одной из фаз
АД при разомкнутой ООС по и введенной асимметрии
Рис. 5.17. Экспериментальные осциллограммы напряжений на фазе
АД (а, в), на выходе датчика трехфазной проводимости и на выходе
Инерционного звена в цепи ООС (б, г) при разомкнутой (а, б) и замк-
нутой (в, г) симметрирующей обратной связи
149
угла а в одном канале СИФУ АссР= 18°, т. е. крайнем случае
асимметрии для данного сочетания а0=86° и эквивалент,
кого фэ, приводящем к пропуску интервала двухфазной
проводимости. Выходное напряжение ик датчика трехфаз,
ной проводимости и пульсационная составляющая выход,
него напряжения цоос инерционного звена при &оос=1,5 ц
1\=Тп/3, соответствующие этому случаю асимметрии, по<
казаны на рис. 5.17,6. При замыкании ООС на вход СИфу
угол а0 возрастает до 90 , что видно на положительном
полупериоде напряжения us (рис. 5.17,в), в отрицательный
полупериод появляется интервал двухфазной проводимости
продолжительностью примерно 4 и возникшая отрицатель-
ная производная сигнала щ>ос уменьшает отклонение угла
а до Да3=7,2°. Напряжения и «оос, соответствующие
этому режиму, приведены на рис. 5.17,г.
Таким образом, ООС с /?ооа—1,5 и T)=Tnj3 приводит
к снижению асимметрии СИФУ в 2,5 раза. Расчет коэффи-
циента подавления асимметрии для этих параметров дает
значение йп=2,17.
Разработанные схемы ООС позволяют эффективно по-
давлять возникающую в СИФУ асимметрию углов а неза-
висимо от причины ее возникновения. Кроме того, ООС по
модулю t/тпн является безынерционной, так как
^оос(р) =&оос, что может оказаться немаловажным для
обеспечения устойчивости рассматриваемых систем управ-
ления.
Исследование устойчивости к автоколебаниям симмет-
рирующих систем управления необходимо производить не
только «в малом», но и в «в большом», так как рассматри-
ваемые системы являются быстродействующими. С единых
позиций исследование устойчивости целесообразно прове-
сти разработанным в теории вентильного электропривода
методом, основанным на гармонической линеаризации ха-
рактеристики преобразователя [23]. При этом в отличие
от случая, рассмотренного в § 1.4, в качестве выходного
сигнала ТПН необходимо рассматривать сигнал на выходе
соответствующего датчика, используемого для ООС. В ос-
тальном методика расчета не отличается от описываемой
в § 1.4.
Рассмотрим устойчивость симметрирующих САУ, в ко-
торых в качестве сигнала обратной связи используются на-
пряжения и t/гпн. При постоянном сигнале на входе
СИФУ напряжение содержит постоянную составляю;
щую, а также гармонические составляющие частотой
300 Гц и выше. При подаче на вход СИФУ синусоидально-
го
го сигнала субгармонической частоты соп=6со0//г в выход-
ном напряжении ик также появляется составляющая этой
частоты. Определив при заданном ср расчетным путем мо-
менты коммутации тиристоров в квазиустановившемся ре-
жиме, найдем закон изменения напряжения во времени,
разложив найденную функцию в ряд Фурье и выделив
первую гармоническую составляющую, находим ККУ ТПН
по напряжению и% на данной субгармонической частоте.
Аналогично определяются коэффициенты усиления ТПН по
напряжению t/тпн-
Устойчивость замкнутых САУ к автоколебаниям на суб-
гармонических частотах определяется предельными АФХ,
которые являются огибающими всех АФХ, рассчитанных
для каждого из сочетаний параметров а0, t/yo и (р. На рис.
5.18 в качестве примера приведены АФХ ТПН-6Т по вы-
ходной координате рассчитанные при <р=85°. Сплош-
ными линиями изображены АФХ, соответствующие малым
приращениям t/yn входного сигнала, штриховыми — боль-
шим. АФХ по выходной координате t/тьп близки характе-
ристикам, изображенным на рис. 1.14. Видно, что на основ-
ной субгармонике (п=2) предельные динамические харак-
теристики ТПН как по так и по t/тпн определяются его
АФХ, рассчитанными «в малом». На низших субгармониках
определяющими являются АФХ, соответствующие большим
амплитудам входного сигнала. Расчетные данные показы-
вают, что на субгармонических частотах ТПН создает по
этим выходным координатам отрицательные фазовые сдви-
Рис. 5.18. Амплитудно-фазовые характеристики ТПН-6Т по выходной
^ординате щ на разных субгармонических частотах при Uуй =0,02
(----------------------) и ао=9О° (-------)
151
ги не более 90°. Это позволяет сделать вывод о том, что,
ТПН-6Т с управлением от СИФУ вертикального действия
замкнутый для подавления асимметрии по выходному сиг*
налу «х через линейное инерционное звеном первого порядка*
устойчив во всем диапазоне регулирования как «в малом»*
так и «в большом». При замыкании ТПН ООС по модуд^
£Лгпн обобщенного вектора t/тпн система также устойчи-
ва, поскольку в цепи ООС включено пропорциональное
звено.
Распространить полученные выводы на замкнутую си-
стему, включающую ТПН с управлением от аналого-циф-
ровой СИФУ, рассмотренной в § 3.3, не представляется
возможным, так как инерционные свойства такой СИФУ,
как было показано в § 3.4, отображаются эквивалентным
инерционным звеном второго порядка, хотя и с малой по-
стоянной времени Т3. Поэтому устойчивость ТПН с анало-
го-цифровой СИФУ и симметрирующей ООС проанализи-
руем отдельно, основываясь при этом на методе гармони-
ческого баланса.
Структурная схема замкнутой системы управления, со-
ответствующей рассматриваемому случаю, изображена на
рис. 5.19,щ Отображение инерционных свойств аналого-
цифровой СИФУ непрерывным нелинейным звеном ННЗ
позволяет учесть инерционные свойства СИФУ в непрерыв-
ной части системы. Благодаря этому рассматриваемая
структурная схема сводится к более простой (рис. 5.19,6),
содержащей приведенную к входу преобразователя линей-
ную часть и собственно ТПН, динамические свойства кото*
рого изучены. Уравнение гармонического баланса для рас-
сматриваемой системы можно записать в следующем виде:
Гл(Я)^тпн(«)=-—Г (5-30}
где 1ГЛ (/й„) = йоос^ннз (Дг) •
Это уравнение удобно решать графически. Для этого
Рис. 5.19. Структурные схемы замкнутой системы управления ТПН с
аналого-цифровой СИФУ и симметрирующей обратной связью:
а — полная* б — упрощенная
152
запишем его в виде
Г ^л(/^л) =-- 1/^ТПн('0= — ^ТПн(я) (5.31)
яерез отрицательные инверсные значения предельных ККУ
тпн.
Замкнутая система будет устойчивой, если конец векто-
ра АФХ приведенной линейной части системы, соответству-
ющей заданной субгармонической частоте и заданному уг-
лу аь, лежит на комплексной плоскости справа от зоны,
ограниченной обратной предельной АФХ ТПН для этой ча-
стоты. Иными словами, условие устойчивости в нашем слу-
чае можно записать в виде
Re 1Гл(;иг)] >Re [-WnH(«)J Vlr,! [Гл(Дг)1 =
I = Im[-lF^H(«)]. (5.32)
На рис. 5.20 сплошными линиями показаны обратные
предельные АФХ ТПН-6Т с выходной координатой
а штрихпунктирными — АФХ приведенной линейной части,
которые при &оос=1 совпадают с АФХ ННЗ, приведенны-
ми на рис. 3.25,6. Замкнутая система с единичной ООС по
Их и аналого-цифровой СИФУ устойчива во всем диапазоне
регулирования, так как при любых а0 выполняется условие
(5.32). При увеличении &оос до двух замкнутая система
остается устойчивой при изменении ссо от 0 до 80 . В обла-
сти углов а0, больших 80°, в системе возможны автоколе-
бания на основной субгармонической частоте (дг=2). При
дальнейшем увеличении Лоос, например, до значения
рис. 5.20. Обратные предельные АФХ ТПН-6Т по выходным координа-
ам и^(--------) и 6'тпн (--------------) и АФХ приведенной
Инейной части Wn (/Q) замкнутой системы управления с аналого-циф-
ровой СИФУ при различных &оос
153
&оос=10, происходит пересечение АФХ линейной части Сц
стемы с обратной предельной АФХ для п=3, т. е. при угдаС
а0 примерно 105°, когда IFn(/Qn)->0, в системе возможны
автоколебания на низших субгармониках. Предельным ко.
эффициентом усиления ООС, обеспечивающим устойчивую
работу ТПН с обратной связью по щ, во всем диапазоне
углов ссо, является £оос=1,6.
Тиристорные преобразователи напряжения с ООС по
t/тпн имеют обратные предельные характеристики, изобра-
женные на рис. 5.20 штриховыми линиями. Как видим, об.
ратная связь по t/тпн уменьшает область устойчивой ра.
боты ТПН с цифровой СИФУ. Предельный коэффициент
усиления в этом случае равен 0,75.
Проведенный анализ динамических свойств ТПН по
различным выходным координатам и определение на осно.
ве этого анализа областей устойчивой работы замкнутых
систем показали, что приведенные схемы симметрирующих
ООС обеспечивают устойчивую работу ТПН с СИФУ вер-
тикального действия во всем диапазоне регулирования на-
пряжения и изменения параметров нагрузки. При приме-
нении цифровой СИФУ предпочтительной является ООС
по допускающая большее значение йоос-
Г лава шестая
СХЕМЫ ТИРИСТОРНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
НАПРЯЖЕНИЯ ДЛЯ АСИНХРОННЫХ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ
6.1. Рациональные схемы силовой части
В зависимости от функций, выполняемых ТПН при управлении АД,
силовые ТЭ, являющиеся основным элементом ТПН, могут включаться
по различным схемам. Выбор той или иной схемы определяется тре-
буемым набором реализуемых режимов электропривода, а также тех-
нико-экономическими показателями.
В [11, 38, 47] приведены практически все возможные варианту
силовых схем ТПН, реализующие режимы включения, отключения, ре'
версирования, торможения, регулирования напряжения, и дана их клас-
сификация. Однако широкое практическое применение нашли лишь не-
которые, наиболее рациональные варианты схем.
Основные, широко применяемые ня практике схемы силовой част»
нереверсивных ТПН приведены на рис. 1.2, 1.6, а особенности их Ра
154
Рис. 6.1. Схемы силовых цепей реверсивных ТПН
боты рассмотрены в § 1.1. Силовые цепи реверсивных ТПН в большин-
стве случаев выполняются по схемам, показанным на рис. 6.1. Реверс
осуществляется путем переключения ТЭ, включенных между фазой сети
и обмотками АД, что обеспечивает изменение направления вращения
основной гармоники магнитного поля АД. Схема рис. 6.1,а имеет мень-
шее число тиристоров, чем схема рис. 6.1,6, но и более тяжелые за
счет этого условия коммутации.
Для реализации тормозных режимов АД наиболее целесообразным,
как уже отмечалось в § 2 3, является применение динамического тор-
можения с использованием выпрямительных свойств тиристоров, вхо-
дящих в состав ТПН. Причем в реверсивных ТПН для получения ре-
жима динамического торможения нет необходимости в дополнительных
тиристорах — в качестве выпрямляющих и демпфирующих используют-
ся только тиристоры реверсивных групп ТЭ, из которых может быть
образовано большое количество схем. Однако наиболее целесообразно
использовать в режиме динамического торможения только тиристоры
У?» V4, V6, V8 схемы рис. 6.1л или тиристоры VI, V4, V6, V7 схемы
ис. 6.1,6. В схеме рис. 6.1,а тиристоры VI и V2 являются выпрямляю-
щими и управляются изменением угла а для получения требуемого
Спрямленного тока в обмотках АД. В схеме рис. 6.1,6 тиристоры VI
V4 являются выпрямляющими, a V6 и V7 — демпфирующими. В не-
версивных ТПН без дополнительных тиристоров можно реализовать
ишь однополупериодное выпрямление, которое, как уже отмечалось
Сше в § 2.3, не обеспечивает эффективного торможения в зоне высо-
скоростей. Это обусловливает целесообразность введения специаль-
Ь1Х демпфирующих тиристоров, шунтирующих обмотки АД. На рис. 6.2
казаны рациональные схемы включения демпфирующего тиристора
155
Рис. 6.2. Рациональные схемы силовых цепей нереверсивных ТПН
с шунтирующим тиристором, работающим в режиме динамического
торможения
Уд при различных схемах включения основных ТЭ, коммутирующих
цепи статора при пуске АД. Возможно применение и нескольких демп-
фирующих тиристоров, однако достигаемое при этом улучшение тор-
мозного эффекта столь незначительно, что оно, как правило, не оправ-
дывает требуемого для этой цели усложнения силовой схемы и схемы
управления.
Выбор тиристоров производится по напряжению (классу) и номи-
нальному току и зависит от схемы включения, номинальной мощности,,
степени загрузки и режима работы АД, способа охлаждения тири-
сторов.
Класс тиристоров определяет повторяющееся напряжение 1/п, т. е..
максимально допустимое мгновенное напряжение, прикладываемое
к тиристору в процессе коммутации в каждый период напряжения сети.
Рекомендуемое рабочее напряжение тиристора определяется амплиту-
дой напряжения сети и равно 0,8(7л. Если учитывать возможность не-
равномерного распределения напряжения на тиристорах, включенных
в фазы обмоток АД, то независимо от силовой схемы ТПН напряжение
на тиристоре может оказаться равным амплитуде Unm линейного на-
пряжения. Характерной особенностью работы тиристоров в статорных
цепях АД является то, что при отключении АД напряжение на тири-
сторах значительно повышается за счет ЭДС, наводимых в обмотках
АД затухающим полем ротора. Как показали исследования, это напрЯ'
жение может достигнуть (1,4-^-1,8) U лт- С учетом этого класс тиристо-
ра можно определить по формуле
СП=1,217ЛтМ2, (6.0
где ki = 1,05ч-1,07 — коэффициент, учитывающий допустимое по ГОК*
повышение напряжения в сети; k2 — коэффициент, учитывающий повЫ*
156
щение напряжения на тиристоре за счет затухающего магнитного пото-
ка ротора. Коэффициент k2 можно принимать равным 1,4—1,5 для АД
д0 4,5 кВт и 1,5—1,8 для АД большей мощности.
Выбор тиристоров по току для АД значительно сложнее, так как
оН зависит от режима работы АД, характера пуска, способа охлажде-
ния тиристоров и угла проводимости. Как правило, ТПН применяются
для приводов с большим числом включений, поэтому при выборе тири-
сторов в основном следует учитывать пусковой ток. Предельный (но-
минальный) ток тиристора /п, определяющий его типоразмер, в этом
случае определяется как
/п^^д/н/^СХ^О, (6.2)
где — кратность пускового тока АД по отношению к его номиналь-
ному току /н; &сх— коэффициент, зависящий от схемы включения ти-
ристоров. При встречно-параллельном включении &сх=2,22; для схемы
треугольного коммутатора kcx—1,48; для симисторов &Сх=1; kQ— ко-
эффициент, зависящий от условий охлаждения и определяемый по ка-
таложным данным тиристоров.
При естественном охлаждении k$ с некоторым приближением мо-
жет быть принят равным: для тиристоров на 50 А — 0,5; на 100 А —
0,4; на 160—500 А —0,3.
Следует отметить, что поскольку тиристоры выбираются по пуско-
вым токам, то в установившемся режиме работы АД они будут рабо-
тать с некоторой недогрузкой.
Тиристоры, как и все полупроводниковые аппараты, имеют малую
перегрузочную способность, и для надежной работы электропривода
следует предусмотреть соответствующую защиту, обеспечивающую та-
кие значения тока и напряжения на тиристорах, которые по амплитуде
и продолжительности не превосходили бы допустимых. Основными
являются два типа защиты: от сверхтоков при коротком замыкании и
перенапряжений.
При коротких замыканиях возможен выход из строя тиристора по
двум причинам: из-за превышения температуры полупроводникового
кристалла во всем его объеме при длительном протекании тока больше
предельного, когда мощность, рассеиваемая в кристалле, превысит до-
пустимую; из-за быстрого местного превышения температуры кристалла
при кратковременном нарастании тока (высокое значение di/dt). Пере-
грузки по току могут возникать и в установившемся режиме из-за не-
симметричного распределения тока между параллельно включенными
тиристорами вследствие различий в их характеристиках. Чтобы избе-
гать таких перегрузок, применяют специальные делители. Наиболее
простыми и удобными для изготовления являются одновитковые дели-
ли, представляющие собой магнитопровод с пропущенными в его>
°Кно двумя токоведущими шинами. Для улучшения равномерности за-
157
грузки необходимо также применять управляющие импульсы с круты^
передним фронтом.
Защита тиристоров от токов короткого замыкания весьма эффе^.
тивно осуществляется с помощью быстродействующих предохранителей
и автоматических выключателей. Для ограничения влияния скорости
нарастания (di/dt) применяются насыщающиеся реакторы, включаемые
между сетью и ТПН. В схеме защиты, особенно для реверсивных ТПЦ
целесообразно предусмотреть устройство токовой отсечки, которое пол.
ностью снимает управляющие импульсы, предотвращая выход из строя
тиристоров при аварийных режимах.
Для предупреждения самопроизвольного включения тиристоров при
большой скорости нарастания напряжения (du/dt) применяются 7?С-це-
почки, включаемые параллельно тиристору. В некоторых случаях со-
противление в /?С-цепочке шунтируется диодом. Конденсатор должен
иметь хорошие частотные свойства. Цепочка, ограничивающая du/di
должна быть смонтирована как можно ближе к тиристору. Для защи-
ты ТПН от кратковременных перенапряжений в сети к его входным
выводам присоединяют трехфазный мостовой выпрямитель, к выходу
которого подключены конденсаторы большой емкости. Устройства за-
щиты, примеры расчета их параметров приведены в [22, 41].
В реверсивных ТПН для предотвращения междуфазного короткого
замыкания следует предусматривать задержку подачи отпирающих сиг-
налов в момент реверса, достаточную для надежного запирания тири-
сторов, работавших до подачи команды на реверс.
В тех ТПН, где используется режим динамического торможения
с применением шунтирующих тиристоров, необходимо по окончании
процесса торможения сначала снять отпирающий сигнал с шунтирую-
щего тиристора, а затем через 0,01 с подать команду на запирание вы-
прямляющих тиристоров, работавших в режиме торможения. Это свя-
зано с тем, что за счет ЭДС самоиндукции в обмотках АД шунтирую-
щий тиристор остается открытым и при повторном включении ТПН мо-
жет произойти междуфазное короткое замыкание.
6.2. Упрощенные схемы ТПН для управления пуском
и торможением
В ряде случаев, когда необходимо бесконтактное включение и
•отключение АД без регулирования напряжения, целесообразно приме-
нять упрощенные схемы ТПН, использующие для отпирания тиристоров
диодные структуры, формирующие открывающие импульсы. На рис. 6.3,fl
приведена схема ТПН, силовая часть которого состоит из трех тири-
сторно-диодных элементов. Схема управления представляет собой трех-
фазный мост, в плечи которого включены управляющие переходы ти-
ристоров. При замыкании командного контакта А под действием на'
пряжения сети через управляющий электрод будет протекать ток; этот
158
рис. 6.3. Схема ТПН (а) и осциллограммы тока управления /у, тока fs
и напряжения us фазы статора (6)
ток управления ограничивается резистором с сопротивлением 7?у и мо-
жет быть определен приблизительно по соотношению
iy^0,7t7azn/^?y. (6.3)
Форма тока управления близка к прямоугольной, как показано на
осциллограмме рис. 6.3,6, передний фронт управляющего импульса
отстает от напряжения данной фазы на угол л/6, что обусловливает
применимость такой схемы для синхронного переключения нагрузок
с (рэ>30°.
Для нулевой защиты АД возможно применение вспомогательного*
тиристора V (вместо контакта Л), позволяющего включать и отключать
АД с помощью кнопочных выключателей SI, S2. На схеме рис. 6.3,а
цепи этого тиристора показаны штриховыми линиями.
При замыкании нулевой точки фазных обмоток АД также возмож-
но построение простых схем управления на диодных структурах. Один
из вариантов такого ТПН показан на рис. 6.4,а. Открывание силовых
тиристоров VI—V3 осуществляется при соединении управляющих элек-
тродов с анодами тиристоров через разделительные диоды V7—V9 и
выпрямительные диоды V4—V6. Когда два из трех силовых тиристо-
ров открыты, вершины образованного ими треугольника эквипотенциаль-
ны и напряжение на управляющих электродах равно нулю. Импульсы
Управления появляются в интервале, когда один из тиристоров закры-
вается при переходе его анодного тока через нуль, а сопряженный
с ним тиристор еще не открылся. Под действием нарастающего поло-
жительного анодного напряжения на закрытом тиристоре в цепи его-
Управляющего электрода появится ток, который, достигнув тока вклю-
йия, откроет тиристор. При включении тиристора цепь управления шун-
тируется.
159
Рис. 6.4. Схема треугольного ТПН (а) и осциллограммы тока управ-
ления /у и тока через тиристор iT (б)
На рис. 6.4,6 приведены осциллограммы тока управления и анод-
ного тока 1т одного из тиристоров ТПН. Открывающий импульс всегда
формируется в момент, соответствующий появлению на аноде каждого
тиристора положительного потенциала, поэтому изменение фазового
угла нагрузки (рэ вызывает изменение фазы управляющего импульса.
Открывающие импульсы узкие, так как управляющая цепь каждого из
тиристоров шунтируется при переключении тиристоров в проводящее
состояние. Ширина импульсов определяется временем, необходимым
для возрастания тока в цепи управляющих электродов до значения
тока включения. Амплитуда импульса автоматически ограничивается
'Минимальным значением тока управления, необходимым для отпирания
данного тиристора, что определяет весьма малые потери в цепи управ-
.ления.
Применение симисторов упрощает силовую часть ТПН. Поскольку
для отпирания симисторов в обоих направлениях необходимо подавать
на управляющий электрод положительный импульс, снимаемое с вен-
тиля переменное напряжение трансформируется и выпрямляется. Если
электрическая связь силовой части с входным командным сигналом
является нежелательной, то упрощенный симисторный ТПН можно вы-
полнить по схеме, приведенной на рис. 6.5 [2]. Напряжение, возникаю-
щее на трансформаторе Т2 в момент запирания одного из симисторов
VI или V2, подается через командный транзистор V4 и импульсный
-трансформатор ТЗ на транзистор V3, осуществляющий подключение
управляющих переходов симисторов на заряженный конденсатор ’
После открывания симисторов они шунтируют первичную обмоткУ
трансформатора Т2 и снимают сигнал с транзисторов V3 и V4. Такй11
160
образом, управляющие импульсы в
этой схеме узкие. Их ширина опре-
деляется временем отпирания сими-
сторов, а амплитуда — напряжением
на конденсаторе С1. Накопительный
конденсатор С1 в промежутке между
импульсами заряжается от выпрями-
теля V5 и вспомогательного мало-
мощного трансформатора Т1. Мощ-
ность трансформатора Т2 составляет
3—5 Вт, а напряжение на первич-
ной обмотке при закрытых симисто-
рах мало, потому что почти все ли-
нейное напряжение падает на конден-
саторе С2‘ Импульсный трансформа-
тор ТЗ служит для гальванического
разделения силовой цепи и цепи вход-
ного сигнала.
Для осуществления динамическо-
го торможения АД в упрощенных схе-
мах ТПН добавляются выпрямляю-
щий силовой тиристорный блок и
схема управления этими тиристорами,
как показано на схеме рис. 6.6,а,
представляющей развитие схемы
рис. 6.4. В двигательном режиме
Рис. 6.5. Симисторный ТПН с
зависимой схемой управления
и промежуточным усилением
сигнала
открыты тиристоры VI—V3 (пусковые), в тормозном—V/, V4
(тормозные). Управление пусковыми тиристорами осуществляется от
мостовой диодной структуры, состоящей из разделительной (V7—V9)
и выпрямительной (V10—VI2) групп диодов, между которыми включен
рИ0. 6.6. Схема пускотормозного ТПН (а) и осциллограмма торможе-
ния АД (б)
В—414 161
Командный контакт Ki и резистор $4 (контакт Ki может быть Заме-
нен вспомогательным тиристором, управляемым кнопочным выключа-
телем, аналогично схеме рис. 6.4).
Для торможения АД размыкается контакт К1 и замыкается кон-
такт К2. После этого закрываются пусковые тиристоры и открываются
тормозные, так как анодное напряжение прикладывается к управляю-
щим электродам тиристоров VI и V4 через контакт К2, конденсатор С
резисторы Rl, R2, диоды 15, V6. Углы открывания тиристоров VI и V4
определяются сопротивлениями резисторов R1 и R2 После заряда кон-
денсатора С током управления он создает разрыв цепи управления и
тормозные тиристоры автоматически закрываются. Резистор R3 пре, -
назначен для разряда конденсатора С перед очередным торможением.
Время заряда конденсатора токами управления тормозных тиристоров
определяет длительность протекания тока в АД. Следует отметить, что
ток управления тормозными тиристорами зависит от их анодного на-
пряжения. На рис. 6.6,6 приведена осциллограмма динамического тор-
можения АД по схеме рис. 6.6,а. На осциллограмме показан ток is
в обмотке статора, зашунтированной тиристором V4.
На рис. 6.7 показана одна из возможных схем полностью бескон-
тактного ТПН для пуска и торможения АД, в которой используются
как тиристоры, так и симисторы [1]. При подаче сигнала на транзи-
стор V8 происходит пуск АД, симисторы VI, V2 управляются импуль-
сами, поступающими со вторичной обмотки трансформатора Т. В уста-
новившемся (двигатель-
ном) режиме включены
симисторы VI и V2. Они
открываются после отпи-
рания транзистора V#
импульсами тока вторич-
ной обмотки трансформа-
тора Т, первичная обмот-
ка которого подключена
на напряжение на сими-
сторах. Тормозной режим
наступает после снятия
управляющего сигнала с
транзистора УЗ. При
этом симистор VI пере-
водится в выпрямитель-
ный режим и включается
тиристор УЗ, шунтирую*
щий одну из обмоток
АД, что приводит к сгла-
живанию пульсаций вы-
прямленного симистором
Рис. 6.7. Пускотормозной сп-
мисториый ТПН с бесконтакт-
ной схемой управления
162
17 тока и увеличению его постоянной составляющей. В установившем-
ся режиме во вторичной обмотке трансформатора Т наводятся неболь-
шие короткие импульсы напряжения (из-за проводящего состояния VI
й V2), которые недостаточны для переключения маломощного вспомо-
гательного тиристора V4. Если закрыть транзистор V8, то симисторы
апираются, что вызывает рост напряжения на первичной обмотке
трансформатора Т до линейного напряжения сети. Возросшее напря-
жение на вторичной обмотке Т достаточно для включенияавспомогатель-
ного тиристора V4. После его переключения в проводящее состояние
получает питание управляющий электрод симистора VI только при
одной полярности его анодного напряжения. Управляющий электрод
тормозного тиристора V3 также подключается на анодное напря-
жение, при этом тиристор будет пропускать ток под действием ЭДС
фазы АД. После заряда конденсатора С2 ток в тиристоре V4 прекра-
щается, и режим торможения заканчивается. Параметры контура
С2—R2 выбирают такими, чтобы время заряда конденсатора С2 было
больше или равно времени торможения АД. Сопротивление резистора
R2 должно обеспечивать разряд конденсатора С2 до начала очередного
торможения и в то же время ограничивать ток управления в V3 при
включенном тиристоре V4 до значения, на порядок меньшего отпираю-
щего тока управления.
6,3. Особенности схем ТПН для импульсного
и векторно-импульсного управления двигателями
Тиристорный преобразователь напряжения с естественной комму-
тацией тиристоров имеет ограниченный диапазон частот коммутации
обмоток АД, не позволяющий реа-
лизовать большинство импульсных
способов управления АД. Тирис-
торный преобразователь напряже-
ния для импульсного управления
должен одновременно не только
включать, но и отключать три
фазы обмотки статора АД. Такие
ТПН должны осуществлять неза-
висимое управление как частотой,
так и продолжительностью (отно-
сительным временем) включений
АД. В зависимости от требований,
предъявляемых к приводу, измене-
ние этих величин может быть руч-
йЫм или автоматическим. Одно-
временную коммутацию всех об-
Рис. 6.8. Схема электроприво-
да с импульсным ТПН
163-
моток АД при включении и отключении можно производить по схеме
рис. 6.8 с помощью ТПН, содержащего диодный мост V/—V6t
диагональ которого коммутируется рабочим тиристором V7. Отключе-
ние тиристора V7 производится с помощью отключающего тиристора
V8 и коммутирующего конденсатора С. Работа схемы начинается
с предварительного заряда конденсатора открыванием отключающего
тиристора V8. По истечении времени То бестоковой паузы в цикле
импульсного включения включается тиристор V7 и АД подключается
к сети. Одновременно через открытый тиристор V7 с помощью реакто-
ра L и отсекающего диода V9 происходит перезаряд конденсатора С.
При включении отключающего тиристора V8 коммутирующий конден-
сатор прерывает ток тиристора V7 и вновь перезаряжается. Далее
описанный цикл повторяется.
Асинхронный двигатель является, как уже отмечалось, активно-
индуктивной нагрузкой, и, следовательно, прерывание тока в статорных
обмотках его не может быть мгновенным. Поэтому в схеме коммутации
должно быть предусмотрено ограничение производной тока статора во
избежание перенапряжений на обмотках АД и элементах схемы. Отклю-
чение АД происходит в два этапа. На первом этапе происходит спад
тока рабочего тиристора. При этом разрядный ток конденсатора С идет
частично на компенсацию тока в тиристоре, а частично замыкается
через диоды моста, благодаря чему на рабочем тиристоре некоторое
время поддерживается отрицательное напряжение, способствующее вос-
становлению запирающих свойств тиристора. Длительность этого этапа
невелика и зависит от времени восстановления тиристора, составляюще-
го десятки микросекунд. К концу этого периода конденсатор оказы-
вается полностью разряженным.
Второй этап начинается с того момента, когда выпрямленный ток
статора, вытесненный из цепи тиристора V7, начинает протекать через
конденсатор С и тиристор V8. Процесс спада тока в обмотках пред-
ставляет собой по существу процесс заряда конденсатора С. Этот про-
цесс носит колебательный затухающий характер, причем при достиже-
нии напряжением на конденсаторе максимального значения ток стано-
вится равным нулю, тиристор V8 закрывается и процесс прекращав
ется. Производная тока статора и максимальные значения напряже-
ния на обмотках АД и конденсаторе зависят от соотношения между
индуктивным сопротивлением короткого замыкания АД и емкостью
конденсатора, а также от амплитудного значения тока статора. Наибо-
лее тяжелым режимом для схемы является работа АД на пониженной
скорости, когда амплитуда тока статора в переходных процессах может
в 1,5 раза превышать амплитуду тока установившегося короткого за-
мыкания. Класс напряжения тиристоров и диодов в этом случае выби-
рается по максимальному напряжению на конденсаторе.
Кроме максимальных значений напряжения на обмотках и конден-
саторе существенным является время спада тока, равное времени заря-
164
да конденсатора. Это время определяет минимальное значение бесто
новой паузы т°?п»п. Продолжительность слада тока незначительно за-
висит от его амплитуды, и ее можно считать постоянной во всем диа-
пазоне изменения скорости привода.
Минимальное время т работы в цикле импульсного вклю’ения
рт1п
определяется временем перезаряда коммутирующего конденсатора.
Чтобы избежать больших потерь энергии при перезаряде конденсатора,
нужно, чтобы добротность контура перезаряда была высокой. Это до-
стигается применением реактора с сердечником из материала с малыми
потерями на вихревые токи и перемагничивание и обмотки с малым
активным сопротивлением. Удобными для реализации и приемлемыми
для практического применения являются значения тп и т со-
min VmltV
ставляющие примерно 1 10 периода питающей сети.
Схемы для формирования цикла импульсного включения рацио-
нально строить па основе двухбазовых диодов V2, V5, как показано на
рис. 6.9,а, б. Двухбазовые диоды в этих схемах являются главными
элементами релаксационных генераторов, основанных на периодическом
заряде конденсатора, например С1, и его разряде через эмиттерный пе-
реход диода на резистор R5. Время заряда и период следования
импульсов, выделяемых на резисторе R5, зависят от постоянной време-
ни контура R2, R3, С1. Схема рис. 6.9,а предназначена для импульс-
ного управления электроприводом, когда период работы двухбазового
диода V2 формирует период Тп импульсною регулирования, а период
работы диода V5 формирует время работы тр рабочего тиристора V7
по схеме рис. 6.8.
Выходные импульсы релаксационных генераторов схемы рис. 6.9,а
подаются на управляющие электроды вспомогательных тиристоров V3
и V4, между анодами которых включены коммутирующий конденсатор
С5 и первичная обмотка трансформатора Т1. Тиристоры V3 и V4 ра-
ботают поочередно, причем включение одного вызывает автоматическое
отключение другого. Тиристор V<9 имеет собственное сопротивление на
грузки R7 и не влияет на режим работы двухбазового диода V2, за-
дающего период коммутации Ти. Тиристор V4 имеет общую нагрузку
с двухбазовым диодом V5 и поэтому при включении шунтирует его
базы, исключая генерирование повторных импульсов на включение си-
лового тиристора при Тр^0,5Гп.
Время заряда конденсатора С4 и соответственно время тр зависят
от внутреннего сопротивления транзистора V7, определяемого его ба-
зовым током. Переключатель S1 подключает базу транзистора V7 к ре-
зистору R15 (ручное управление) или к источнику управляющего
напряжения (автоматическое управление). Вторичные обмотки
трансформатора Т1 подают запускающие импульсы на транзисторы V9
и V10 блокинг-генераторов схемы рис. 6.9,в. Выходное напряжение иВКл
Первого блокинг-генератора управляет включением рабочего тиристора,
165
Рис. 6.9. Схемы управления тиристорами импульсного ТПН:
а — блок, реализующий режим импульсного управления; б — блок, реализующий
режим векторно-импульсного управления; в — выходной блок управления сило-
выми тиристорами
а напряжение пОткл второго — включением отключающего тиристора
в силовой схеме. Трансформатор ТЗ второго блокпнг-геиератора имеет
дополнительную вторичную обмотку, управляющую вспомогательным
тиристором V6 схем рис. 6.9,а и б. Такое схемное решение обеспечивает
при первоначальном включении схемы подачу первого управляющего
166
импульса па отключающий тиристор, что необходимо для надежной
коммутации схемы искусственного отключения рабочего тиристора.
Представленная схема обеспечивает раздельное независимое регулиро-
вание частоты коммутации от 2 до 300 Гц и относительного времени
работы от 0,1 до 0,9 при максимальной частоте коммутации.
При векторно-импульсном управлении АД формирователь цикла
должен изменять только время работы тр, так как время паузы опре-
деляется моментом наступления заданных начальных электромагнитных
условий, контролируемых специальным блоком, называемым условно
блоком контроля (БК). Поэтому, отсчитав заданную выдержку време-
ни тр, генератор на двухбазовом диоде V2 схемы рис. 6.9,6 включает
вспомогательный тиристор V3 и прекращает генерирование импульсов.
Включение тиристора V3 приводит к запуску отключающего тиристора
в силовой схеме. После минимальной выдержки времени г , опре-
деляемой двухбазовым диодом У5, БК получает командный импульс
на разрешение поиска заданных начальных электромагнитных условий.
При их возникновении БК подает запускающий импульс на вспомога-
тельный тиристор V4, включение которого приводит к запуску бло-
кинг-генератора включения силовой схемы и восстанавливает работу
генератора V2. Минимальное время бестоковой паузы то {. необходимо
для завершения процессов искусственной коммутации тиристоров в си-
ловой схеме, поскольку в некоторых случаях заданные начальные элек-
тромагнитные условия существуют в БК уже в момент запроса и новое
мгновенное повторное включение силового тиристора может вызвать
срыв процессов коммутации.
Важным элементом таких схем, реализующих принципы векторно-
импульсного управления, являются упомянутые устройства (блоки)
контроля начальных электромагнитных условий. Электромагнитное со-
стояние АД (амплитуда вектора потокосцепления и его пространствен-
ная ориентация) может контролироваться различными способами. Наи-
более эффективно применение специальных датчиков, располагаемых
в воздушном зазоре или в стали статора, а также моделей, имитирую-
щих инерционность электромагнитных контуров АД, или специальных
вычислительных устройств, анализирующих электромагнитное состояние
по мгновенным значениям составляющих тока и напряжения. Такие
способы контроля позволяют проводить измерения при включенном
состоянии АД и на выбеге в установившихся и переходных режимах. При
тиристорном управлении большинству переходных процессов (импульс-
ное управление, повторное включение, реверс, динамическое торможе-
ние) предшествует бестоковая пауза, во время которой можно анали-
зировать электромагнитное состояние АД более простыми методами.
В § 2.1 было показано, что наиболее существенное влияние на харак-
тер переходного процесса оказывает значение угла 08г между вектора-
ми и us. Поэтому в дальнейшем под контролем начальных электро-
167
Магнитных условий подразумевается контроль взаимного углового про.
странственного положения этих векторов. При этом полный оборот век.
тора на комплексной плоскости соответствует перемещению этого же
вектора в воздушном зазоре на двойное полюсное деление.
Если необходимо контролировать начальные электромагнитные усло-
вия после отключения АД, работавшего в установившемся режиме
когда известны начальный угол 0sr(O) и момент инерции электроприво-
да /, то контроль текующего значения 0$г можно вести по времени, опре-
деляемому из уравнения угловою пути при замедлении привода под
действием момента нагрузки. Приращение угла в этом случае опре-
деляется выражением
= (Н~ 1—)т; + 0,5AJct2/J. > (6.4)
'уст 1 '
Знак «-[-» в (6.4) соответствует согласному, а «—» — встречному
вращению векторов Ч^’ и us. Приемлемая для практики точность кон-
троля начальных электромагнитных условий таким методом возможна
лишь на непродолжительных отрезках времени. Поэтому он может
применяться только для малоинерционных приводов, работающих с на-
грузкой, близкой к поминальной.
Более точный контроль начальных условий после отключения АД
от сети основан на измерении углового пути каждого из векторов Ч^
и us, а также их разности, определяющей значение угла 0$г. После
отключения АД от сети вектор напряжения us вращается с неизменной
скоростью о>о, а вектор потокосцепления Т.., как было показано
г*
в § 2.2, совпадает по фазе с вектором потокосцепления ротора ЧА, ко-
торый в свою очередь в момент отключения и в течение бестоковой
паузы жестко связан с ротором. Точность контроля при этом зависит от
степени точности измерения углов поворота 0г вектора ЧА и 0$ вектора
Us, а также от точности учета начального угла 0sr(O) в установившем
ся режиме. Начальное угловое положение вектора us в момент отклю-
чения всегда принимается равным нулю, а начальное значение углово-
го положения вектора ЧА принимается равным 8„
Густ*
Угловой путь любого вектора можно измерять путем подсчета
импульсов, частота которых линейно зависит от его угловой скорости.
При выбранном значении абсолютной погрешности (или дискретности)
А0 измерения углового пути 0 накапливаемое в памяти счетного устрой-
ства число импульсов определяет текущее значение угла поворота
вектора согласно выражению
0-AAA0. (6.5)
В соответствии с принципом действия такой способ контроля мож-
но назвать число-импульсным. Функциональная схема устройства для
число-импульсного контроля начальных электромагнитных условий по-
казана на рис. 6.10. В устройстве предусмотрено два генератора
168
рис. 6.10. Функциональная схема устройства число-импульсного конт-
роля начальных электромагнитных условий
импульсов, один из которых ГИ8 вырабатывает импульсы с неизменной
частотой fs, а второй ГИГ вырабатывает импульсы с частотой fr, прямо
пропорциональной скорости ротора. Частота fs генератора ГИ5 зави-
сит от необходимой точности контроля начальных электромагнитных
условий. При выбранной погрешности измерения углового пути необхо-
димая частота fs равна угловой частоте сети ©0, деленной на А0. Управ-
ление частотой генератора ГИГ возможно с помощью тахогенератора
или фотоимпульсного датчика, жестко связанного с валом АД. В пер-
вом случае напряжение тахогенератора является управляющим для ге-
нератора ГИГ, а частота его импульсов связана с выбранной частотой
fs соотношением
fr = fstt>r. (6.6)
Во втором случае необходимое число импульсов, поступающих от дат-
чика за один оборот вала двигателя, должно быть равно
#д=р-2л/Д0, (6.7)
где р — число пар полюсов АД.
В любом случае при скорости ротора, равной синхронной, частоты
fs и fr должны быть одинаковыми.
Сигнал начала контроля цн,к, поступающий в запускающее устрой-
ство ЗУ после отключения АД, служит командой для начала работы
обоих генераторов. При этом частоты следования импульсов соответ-
ствуют электрическим угловым скоростям перемещения векторов Us и
Ч'г, а общее число вырабатываемых ими импульсов выражает путь
каждого из них. Если на суммирующий вход реверсивного счетного
устройства РСУ подавать сигналы от ГИ8, а на вычитающий вход — от
ГИГ, то накапливаемое в памяти РСУ результирующее количество
импульсов Ми определит угол 0sr между векторами tis и 4J’r
0sr=^A0sr. (6.8)
Когда число импульсов достигает значения задания
7V3=[0sr(O)±0d/^ (6.9)
12—414 169
дешифратор ДШ подаст команду ик,с на включение двигателя, выра,
батывая одновременно сигнал сброса памяти РСУ. и возврата в исход
ное состояние запускающего устройства. Буферное устройство БУ слу.
жит для разделения во времени сигналов от генераторов PHS и ГЦ
и распределения их на суммирующий и вычитающий входы РСУ. При
контроле начальных электромагнитных условий в режиме противо-
включения, когда векторы ils и Ч1ГГ вращаются в противоположных на-
правлениях, переключатель S ставят в положение 2 и выходы обоих
генераторов подаются на суммирующий вход РСУ.
Емкость памяти счетного устройства зависит от принятой точности
контроля начальных условий и максимально возможной уставки 0$г, но
обычно не превышает значения 2 л/Л 6. Относительная погрешность
определяется также точностью учета начального положения вектора
и может быть достаточно высокой. Вместе с тем эксперименты и расче-
ты показывают, что точность контроля углового положения вектора
примерно 15—30 , соответствующая А0=(0,1-ь0,2) л, вполне приемлема
при практическом использовании. Такая точность контроля может быть
обеспечена при применении счетчика, содержащего два десятичных или
три — пять двоичных разрядов. При необходимости РСУ можно пере-
водить в циклический режим накопления заданного количества импуль-
сов и их сброса. Это позволяет при небольшом объеме его памяти про-
изводить длительный контроль начальных электромагнитных условий
вплоть до полного затухания Чгг, если включение привода зависит не
только от момента времени наступления заданного взаимного углового
положения векторов us и Чгг.
К достоинствам описанного число-импульсного способа контроля
можно отнести сравнительно большую точность при широком диапазоне
изменения скорости, нагрузки и момента инерции привода. Недостатка-
ми способа являются необходимость установки на валу привода датчи-
ков скорости, зависимость настройки и точности от числа полюсов АД
и точности учета начального положения векторов. Последнее особенно
существенно, когда отключение АД производится до затухания электро-
магнитных переходных процессов и начальное положение вектора Ч;г
оказывается неопределенным.
От последнего недостатка свободен способ, основанный на опре-
делении фазы ЭДС, наводимой в статорных обмотках АД затухающим
потоком ротора. Неопределенность начального значения ЭДС по фазам
в момент отключения и изменение в широких пределах ее амплитуды
и частоты на выбеге вызывают необходимость дискретного контроля
фазы результирующей ЭДС, в силу чего такой способ можно назвать
фазо-импульсным [4].
Если один период трехфазной системы ЭДС разбить на шесть ча-
стей, как показано на рис. 6.11, то независимо от амплитуды и началь-
ного положения вектора 4V текущего значения и закона изменения
170
Рис. 6.11. Формирование фазных зон при фазо-импульсном контроле
начальных электромагнитных условий
Рис. 6.12. Функциональная схема шеститактного фазо-импульсного уст-
ройства контроля начальных электромагнитных условий
скорости ротора каждой такой части будут соответствовать определен-
ное сочетание положительных и отрицательных полуволн ЭДС ел, ев, ес.
Поскольку обмотки статора расположены в пространстве неподвижно,
то последовательное во времени чередование этих шести частей периода
(тактов) и соответствующих им на выходах устройства сигналов с но-
мерами 1г, ..., 6г отражает последовательное прохождение вектором
•Ф'г шести зон пространства в зазоре АД в пределах двойного полюс-
ного деления. Если условно принять за начало отсчета тактов начало
положительной полуволны ЭДС обмотки фазы А, то каждая из шести
частей периода ЭДС, или каждый из тактов, будет отражать определен-
ное дискретное значение фазы результирующего вектора ЭДС Es в не-
которой неподвижной системе координат. Наличие шести независимых
выходов устройства исключает необходимость синхронизации начала
отсчета с положением какого-либо вектора. Если дополнительно вос-
пользоваться системой линейных ЭДС, то можно получить еще шесть
контролируемых зон, сдвинутых в пространстве относительно первых на
угол л/6. В итоге возможен контроль пространственного положения
вектора ЧА в двенадцати зонах двойного полюсного деления, а точ-
ность контроля фазы будет составлять 30°. Аналогично по результи-
рующему вектору напряжения сети tis можно дискретно контролиро-
вать положение вектора ЧА при подключении обмоток к этой системе
напряжений.
12* 171
В функциональной схеме устройства шеститактного фазо-импульс-
ного контроля начальных электромагнитных условий, представленной на
рис. 6.12, используются два блока дискретного контроля: блок контроля
фазы вектора напряжения сети БКФ8 и блок контроля фазы вектора
ЭДС БКФг, наводимой в обмотках статора затухающим полем ротора
Нумерация тактов условная, однако для упрощения настройки устрой-
ства в режиме холостого хода АД на входы блоков БКФ8 и БКФГ по-
дается одно и то же напряжение сети, хотя в действительности в этом
режиме векторы й8 и Es находятся в противофазе. В результате этого
при подключении к входам блоков совпадения БС1—БС6 одноименных
выходов блоков контроля фаз БКФ$ и БКФг будет осуществляться
контроль взаимного расхождения векторов на угол 05г=л. В процессе
выбега АД блоки БКФ$ и БКФг вырабатывают информацию о том
в какой из частей пространства в данное время находятся векторы us
и Es. Сигналы о прохождении этими векторами контролируемых зон
последовательно возникают на каждом из шести выходов этих блоков.
Если задан контроль, например, расхождения векторов на угол 05^л,
то шесть блоков БС1—БС6 следят за совпадением во времени сигна-
лов с одноименных выходов БКФв и БКФГ. Блок командного сигнала
БКС, реализующий логическую операцию ИЛИ, дает команду о наступ-
лении заданных начальных условий, если такое совпадение произойдет
в любой из шести контролируемых зон пространства. Если все выходы
блока БКФг с помощью блока задания фазы БЗФ последовательно пе-
реключать на один, два и больше тактов, то уставка угла 0$г будет
также изменяться дискретно с шагом л/3.
Правильность работы фазо-импульсного устройства, дающего сиг-
нал при заданном взаимном угловом положении векторов us и Ё$,
удобно контролировать в режиме выбега АД, наблюдая напряжение на
ТЭ, являющееся суммой двух фазных величин — напряжения сети и
ЭДС АД. В результате сложения двух напряжений с различными ча-
стотой и амплитудой возникают биения, причем узлы соответствуют
встречному действию векторов, а пучности — согласному. На осцилло-
Рис. 6.13. Осциллограммы выходных напряжений шеститактного Фа3%
импульсного устройства контроля начальных электромагнитных услов
172
граммах рис. 6.13, кроме суммарного на-
пряжения на закрытом ТЭ, представлены
шесть выходных сигналов блока БКФз
(uts—w6s), шесть выходных сигналов
блока БКФг (utr—иег) и пачка выход-
ных импульсов командного сигнала «к,с
Шесть импульсов блоков контроля фаз
записаны с раздельных выходов в од-
ном канале записи с применением спе-
циальных диодно-резисторных развязок,
позволяющих выделить отдельные им-
пульсы по их амплитудам. Осциллограм-
ма снята для случая, когда контролиро-
валось совпадение векторов й6 и £«, а
в блоках совпадения по рис. 6.12 с по-
мощью блока БЗФ был осуществлен
Рис. 6.14. Типичный график
изменения угла фЕ при
уменьшении скорости АД,
отключенного от сети
контроль совпадения сигналов соответст-
вующих выходов (1s—4r, 2s—5г, .. ., 6 s—Зг). Длительность тк,с суще-
ствования пачки выходных командных сигналов зависит от относитель*
ной угловой скорости векторов, числа контролируемых зон и определя-
ется временем, за которое векторы разойдутся на угол 0Sr+2n/6.
В описанном фазо-импульсном устройстве контроля о пространст-
венном положении вектора магнитного потока судят косвенно по фазе
вектора Es. Угол между векторами Es и определяется выражением
qp£=—arctg (TroCOr),
(6.10)
где Тг(у=Хг/гг — постоянная времени затухания свободного тока ротора.
Согласно (6.10) угол ф£ отставания Es от ЧА зависит от степени
насыщения машины, поскольку насыщение влияет на Tro- При непо-
движном роторе угол равен нулю, а полный диапазон его измене-
ния составляет л/2.
В ненасыщенном состоянии фаза ЭДС зависит только от скорости.
Примерный характер этой зависимости показан на рис. 6.14. Видно, что
наибольшие изменения угла происходят в нижнем диапазоне скоростей
ротора (й)г=0-т-0,2). В насыщенном состоянии постоянная времени Гго
уменьшается и характеристика смещается вверх, т. е. угол фс в боль-
шей мере отличается от л/2. Усредненная зависимость Фе(сог) может
быть использована для построения функционального преобразователя,
вводящего коррекцию на действительное пространственное расположе-
ние вектора потокосцепления ротора. При использовании фазо-импульс-
ного устройства контроля начальных электромагнитных условий для
Управления процессами, происходящими в зоне высоких скоростей (пов-
торное включение, реверс, динамическое торможение), угол ф£ можно
считать постоянным, равным л/2.
173
6.4. Тиристорные преобразователи напряжения
для управления движением скоростных
пассажирских лифтов
Применение ТПН, как указывалось в предыдущих главах, особенно
целесообразно и перспективно для формирования динамических харак-
теристик асинхронного электропривода, работающего в напряженных
пускотормозных режимах. Типичным примером механизмов, предъявля-
ющих высокие требования к динамическим характеристикам электро-
привода, являются пассажирские лифты многоэтажных зданий со ско-
ростями движения кабины 1,6 м/с и выше. Одним из важнейших тре-
бований к электроприводу таких лифтов является получение оптималь-
ных диаграмм движения кабины при ее загрузке, меняющейся в широ-
ких пределах.
На рис. 6.15,а приведена трапецеидальная оптимальная диаграмма
движения кабины, характеризующаяся ограничениями, накладываемыми
-на значения первой (ускорение ак) и второй (рывок рк) производных
скорости ик, а также необходимостью точной остановки. При поездках
на короткие расстояния (два — четыре этажа) периоды установившего-
ся движения со скоростью могут отсутствовать, а длительность пе-
риодов разгона и замедления может изменяться в зависимости от этаж-
ности поездки при сохранении ограничений по ак и рк. В этом случае
оптимальная треугольная диаграмма скорости принимает вид, показан-
ный на рис. 6.15,6. Только при выполнении оптимальных графиков дви-
Рис. 6.15. Оптимальные трапецеидальная (а), треугольная (6) вре-
менные диаграммы движения кабины лифта и динамические характе-
ристики электропривода (в), требуемые при различной загрузке каои-
ны лифта для обеспечения разгона (------1 и замедления ( ' )
по оптимальным диаграммам
174
женин достигаются необходимые производительность, комфортность и
экономичность перевозок пассажиров. Кроме того, необходимо обеспе-
чить режим уравновешивания статического момента активного характе-
ра в начале и конце движения, когда не наложен механический тормоз.
Для реализации указанных требований на этапе подъема необходи-
мо сформировать динамические характеристики электропривода, пока-
занные на рис. 6.15,3. Как видно из этого рисунка, разгон и замедле-
ние могут в зависимости от загрузки кабины лифта либо происходить
в одном из квадрантов, либо сопровождаться переходом из одного
квадранта в другой. Загрузка лифта QK выражена на рис. 6.15,в в до-
лях номинальной. Диапазон скоростей (Он—сог2, в котором происходит
движение с постоянным ускорением (положительным или отрицатель-
ным), зависит от заданных ограничений по ускорению и рывку. Воз-
можны случаи, когда разгон, замедление или установившееся движение
происходят при моменте на валу АД, близком к нулю. Знак момента
в этом случае зависит от случайных факторов — мгновенных значений
коэффициентов трения кабины и противовеса о направляющие шахты.
В этих случаях небольшие изменения коэффициента трения, обусловлен-
ные, например, затиранием кабины или противовеса, приводят к много-
кратным переходам из одного квадранта в другой. Аналогичные харак-
теристики необходимо сформировать и при спуске кабины, когда АД
работает в третьем и четвертом квадрантах.
Применение ТПН для управления короткозамкнутым АД позволяет
формировать оптимальные диаграммы движения и получать простой и
экономичный массовый электропривод пассажирских лифтов, удовлет-
воряющий всем перечисленным требованиям. Асинхронные двигатели
лифтового исполнения имеют «экскаваторные» механические характери-
стики (рис. 6.16). Применение ТПН
для управления такими АД дает воз-
можность формировать требуемые ди-
намические механические характери-
стики, указанные на рис. 6.15,в.
Реверсивный ТПН, управляющий
АД, обеспечивает управляемые режи-
мы пуска, динамического торможения
по двухпульсной с демпфированием
схеме, торможения противовключени-
ем и реверса- Позиционирование, на-
чальная и конечные фазы движения
по оптимальной диаграмме происхо-
дят в режимах двигательном или про-
тивовключения, так как динамическое
Торможение не обеспечивает требуе-
мых моментов в зоне пониженных
скоростей. Переход из режима проти-
Рис. 6.16. Предельные механи-
ческие характеристики электро-
привода, требуемые для отра-
ботки оптимальной диаграммы,
и зоны отработки различных
режимов:
В — вперед; Н — назад; ЦТ — ди-
намическое торможение
175
вовключения в режим динамического торможения осуществляется в фуц.
кции времени или скорости в той точке, где максимальное значение момен-
та динамического торможения соизмеримо с моментом, полученным в ре-
жиме противовключения. Точку переключения тормозных режимов
удобно совмещать со значением скорости (Он, показанной на рис. 6.15,в.
Функциональная схема системы управления электроприводом пока-
зана на рис. 6.17. Все узлы и блоки системы управления выполнены на
цифровых интегральных микросхемах, за исключением блока регулиро-
вания БР и управляемого генератора УГ, являющихся цифро-аналого-
выми устройствами. Десять тиристоров, входящих в состав реверсивно-
го ТПН (РТПН), с помощью блока формирования групп тиристоров
БФГТ разделяются на три группы: первая группа — В (вперед); вто-
рая группа — Н (назад); третья группа — ДТ (динамическое торможе-
ние). Контроль во времени за включением и отключением групп тири-
сторов при изменении режима работы привода, необходимый для
исключения коротких замыканий, осуществляется блоком согласования
Рис. 6.17. Функциональная схема системы автоматического управле-
ния электроприводом
176
групп тиристоров БСГТ. Угол включения тиристоров а изменяется
с помощью СИФУ, вырабатывающей импульсы управления, синхрони-
зированные с сетью, с помощью напряжения синхронизации wy,c, полу-
чаемого от блока синхронизации БС. Источником задающих сигналов
по пути и скорости, сформированных в соответствии с требуемыми па-
раметрами оптимальной диаграммы, является блок задания БЗ.
Блок задания содержит специальные устройства (таймеры), задаю-
щие рассчитанные заранее отрезки времени, характерные для оптималь-
ной диаграммы, — участки нарастания и спадания ускорения, равно-
ускоренного и равнозамедленного движений. На отдельных отрезках
времени происходит цифровое интегрирование сигналов опорных ча-
стот. Выходными сигналами БЗ являются код заданного значения ско-
рости А3,с и сигнал импульсной формы, частота f3,c которого пропор-
циональна заданию по скорости. В зависимости от высоты поездки
лифта формируются треугольные или трапецеидальные диаграммы ско-
рости (см. рис. 6.15,а, б). Сигналы задания подаются на блок регули-
рования БР, где сравниваются с сигналами ООС скорости Моос и
fooc, получаемыми от датчика скорости ДС и схемы учетверения
импульсов СУ ИД фотоэлектрического датчика ФИД, установленного на
валу АД. Схема учетверения импульсов также формирует сигнал
sign (Or, зависящий от знака скорости АД.
Блок регулирования содержит цифровой интегратор ЦИ, преобра-
зователи код — напряжение ПКН1—ПДНЗ, суммирующий усилитель
СУ и регулятор скорости PC (рис. 6.18). Выходной код Адп цифрового
интегратора, характеризующий текущий сигнал рассогласования по
пути, пропорционален разности чисел импульсов N3,c и Afooc, посту-
пивших соответственно от задатчика и СУИД. Коды сигнала рассогла-
сования по пути, задания и обратной связи по скорости после преобра-
зования в ПКН1—ПДНЗ в аналоговую форму поступают на СУ и за-
тем на ПИ-регулятор скорости, формирующий выходной сигнал иу бло-
ка регулирования. Знак аналоговых сигналов задания и3,с и обратной
Рис. 6.18. Функциональная схема блока регулиро-
вания
связи по скорости Моос зависит от заданного направления движения
(/7, С — подъем или спуск) и направления вращения АД (sign оог)
Сигнал sign сог используется также для управления цифровым интегра-
тором в режиме позиционирования. Использование «естественных» зна-
ков задания и обратной связи по скорости уменьшает требуемое число
логических операций при управлении приводом и упрощает схему
устройства. Знаки напряжения управления при работе привода в раз-
личных квадрантах указаны на рис. 6.16.
Сигнал управления из блока регулирования поступает в схему
управляемого генератора У Г (см. рис. 6.17), регулируя частоту выход-
ных импульсов, являющуюся управляющим воздействием для СИФУ.
В УГ также анализируется знак поступающего от БР сигнала управ-
ления.
Логическое переключающее устройство ЛПУ (см. рис. 6.17) управ-
ляет очередностью отработки отдельных элементарных участков дви-
жения привода и формирует команды для включения групп тиристоров
В, Н и ЦТ в автоматическом режиме. Условия переключения групп
тиристоров в зависимости от заданного направления движения и знака
напряжения управления описываются логическими выражениями
(+cor)A(+^)V(-«r)A(+«y)A(M; |
//=(-(Df)AHv)V(H)A(^)A(M; Я6.11)
дт= (+сог)Л(-^)ЛП(^1)У(-^г)А(+Му)АП(^), J
где /1 — импульсный сигнал, подаваемый на ЛПУ в течение времени
позиционирования и движения по оптимальной диаграмме в нижнем диа-
пазоне скоростей 0—(Orb
Логическое переключающее устройство синтезировано в виде мик-
ропрограммного автомата, граф-схема алгоритма которого представ-
Рис. 6.19. Граф-схема алгорит-
ма работы логического пере-
ключающего устройства
лена на рис. 6.19. Граф-схема содер-
жит следующие условные вершины:
Xi = l, если подана команда на
растормаживание электромагнитного
тормоза ЭМТ (см. рис. 6.17);
Х2=1, если имеется импульсный
сигнал (Л);
х3=1, если принято направле-
ние движения, соответствующее
подъему;
х4=1, если напряжение управ-
ления имеет положительный знак.
Функции выхода имеют вид:
а0 — исходное состояние;
а\ — включить группу тиристо-
ров В;
178
а2 — включить группу тиристоров Н\
а5 — включить группу тиристоров ДТ.
Привод выходит из исходного состояния (оо) при подаче из внеш-
ней системы автоматики команды на растормаживание тормоза (*!«=
₽1). В режиме уравновешивания и на начальной стадии движения
Х2=1> и поэтому в процессе растормаживания в зависимости от зна-
ка сигнала рассогласования по положению (х4 равно 1 или 0) вклю-
чаются группы тиристоров Н или В. Этот режим длится в течение
времени срабатывания ЭМТ. В конце хода подвижной части ЭМТ АД
находится в режиме уравновешивания статического момента. В про-
цессе уравновешивания обратная связь по скорости в БР играет роль
стабилизирующей гибкой ООС. После окончания этапа растормажива-
ния и уравновешивания БЗ вырабатывает задающие сигналы по ско-
I роста и знак напряжения управления формируется уже суммарным
I воздействием погрешности по пути и скорости. При разгоне до ско-
( роста tori условие х2 изменяется, и в зависимости от направления
I вращения (верхняя или нижняя полуплоскости) и знака сигнала рас-
I согласования (правая или левая полуплоскости на рис. 6.16) отра-
I ботка оптимальной диаграммы осуществляется в режимах В—ДТ
I или Н—ДТ.
При переходе от режима противовключения к режиму ДТ и об-
I ратно для устранения бросков момента необходимо, чтобы равным
I значениям напряжения управления соответствовали близкие по зна-
I чению моменты АД. С этой целью в передаточную функцию У Г на
I время действия режима динамического торможения вводится попра-
I вочный коэффициент £д,т.
При замедлении в конце движения имеется некоторая погреш-
I ность по пути, которая отрабатывается в режиме позиционирования.
I Привод приходит в исходное отключенное состояние после получения
I сигнала о том, что ЭМТ наложен (Х1==:0).
Источником импульсов различной опорной частоты, необходимых
I для функционирования отдельных блоков системы, является генератор
I тактовых импульсов ГТ И. Гальваническая развязка между сигнала-
ми, поступающими в систему управления приводом и выходящими
из нее, осуществляется через блок обработки внешних команп
L БОБК.
Система управления может отрабатывать два вида экстренного
торможения. При создании аварийной ситуации, требующей безуслов-
ного отключения привода и наложения механического тормоза, закры-
ваются выходные устройства всех тиристоров выходного блока. При
срабатывании некоторых видов защит, не требующих мгновенной ре-
акции системы (например, тепловой защиты), или при нажатии кноп-
ки «Стоп» в движущейся кабине привод осуществляет замедление по
оптимальной диаграмме. В БР с помощью узла защиты от рассо-
гласования вырабатывается аварийный сигнал А£7™ах, свидетельст-
ва
Рис. 6.20. Осциллограммы движения по треугольной оптимальной
диаграмме. Номинальная скорость кабины лифта 1,6 м/с, максималь-
ное допустимое ускорение 1,2 м/с2, максимальный допустимый рывок
м/с3
4
вующий о возрастании разности между сигналами задания и ООС
по скорости выше допустимого значения.
Типичная осциллограмма движения по оптимальной треугольной
диаграмме скорости привода и графики работы системы управления
приведены на рис. 6.20. Момент нагрузки в этом примере соответст-
вует загрузке лифта QK=0,25, а требуемая динамическая механиче-
ская характеристика изображена на рис. 6.15,в.
В верхней части осциллограммы приведены временные диаграммы
работы групп тиристоров В, Н и ДТ. При позиционировании привод
работает в режиме противовключения, что соответствует знаку мо-
мента нагрузки, и в этом же режиме начинает работу по оптималь-
ной диаграмме. С увеличением динамического момента на интервале
скоростей 0—Wri привод переходит в двигательный режим. При под-
ходе к номинальной скорости (Огном вследствие уменьшения требуе-
мого ускорения и момента АД переходит в режим динамического
торможения. В конце замедления при подходе к скорости сои дина-
мическое торможение заменяется торможением противовключением.
Для удобства чтения осциллограммы параметры движения привода
(угловой путь и угловая скорость АД) приведены к эквивалентным
параметрам линейного движения кабины лифта. Заданный макси-
мальный допустимый сигнал рассогласования по положению А77 со-
ответствует рассогласованию заданного и отработанного путей ка-
180
бины до 24 мм. Максимальный сигнал рассогласования \Птах в про-
веденных экспериментах не превышал 10—15 мм. Точность останов-
ки кабины лифта по отношению к площадке посадочного этажа со-
ставила + 1 мм.
Приведенные осциллограммы, как и другие результаты иссле-
дований, убедительно свидетельствуют о перспективах применения
ТПН для формирования динамических режимов асинхронных электро-
приводов, удовлетворяющих весьма высоким требованиям.
6.5. Тиристорные станции управления
В промышленном исполнении ТПН обычно называются тиристор-
ными станциями управления. В свое время был разработан ряд тири-
сторных станций, предназначенных для управления электроприводами
с АД в различных отраслях промышленности и сельском хозяйстве.
Разработанные станции имели различные модификации реверсивного
и нереверсивного исполнения, позволяющие кроме прямого пуска и
остановки АД осуществлять управляемый пуск, эффективное динами-
ческое торможение и изменение в небольших пределах скорости АД.
Станции были рассчитаны на номинальный ток от 16 до 400 А и поз-
воляли управлять АД мощностью до 164 кВт, а также другой трех-
фазной нагрузкой, соответствующей мощности. В качестве примеров
ниже кратко рассматриваются станции серий ПТУ и ТСУР, являющие-
ся наиболее типичными по принятым техническим решениям.
Тиристорные станции серии ПТУ предназначены для бесконтакт-
ного управления АД большой мощности, работающих в продолжи-
тельных и повторно-кратковременных режимах. В зависимости от мо-
дификаций станции типа ПТУ осуществляют прямой пуск, безударный
пуск с подавлением переходных электромагнитных моментов, плавный
пуск с управляемой интенсивностью, динамическое торможение при
остановке и реверс с промежуточным динамическим торможением.
Станции серии ПТУ имеют следующие виды защиты:
максимально-токовую с уставками срабатывания на токи
(9-г-10)/ном со временем срабатывания не более 0,012 с;
от перегрузок по току с уставками 0,4; 0,6; 0,8; 1,0/Ном со вре-
менем срабатывания не более 20 с при перегрузке, равной 1,35 устав-
ки (при 6-кратном токе время срабатывания не более 10 с);
от снижения напряжения сети до 0,7—0,45 номинального;
от исчезновения полуволны тока в тиристоре со временем сра-
батывания не более 0,04 с;
от токов короткого замыкания.
Эти станции обеспечивают работу АД в следующих режимах:
продолжительном, кратковременном и повторно-кратковременном с
ПВ=15; 25; 40; 60% и частотой включения в час 30; 150; 600; 1200;
2400. Номинальный ток в повторно-кратковременном режиме выбира-
181
ется в зависимости от продолжительности включения, частоты вклю-
чения, кратности пускового момента и длительности пускового тока
АД по нагрузочным диаграммам, приведенным в технической доку-
ментации станции. Технические данные одной из модификаций ПТУ
приведены в табл. 6.1, а на рис. 6.21 показана ее функциональная
схема.
Таблица 6.1
Параметры
ПТУ-212-УЗ ПТУ-222-УЗ ПТУ-232-УЗ ПТУ-242-УЗ
Напряжение сети, В
Число фаз
Частота сети, Гц
Номинальный ток, А
cos? нагрузки
Число включений в 1 ч
Ударный ток коротко-
го замыкания, кА
Мощность двигателя в
длительном режиме,
кВт
Электрическая износо-
стойкость, циклов
Срок службы, лет
Габариты (ширинах
X глубинах высота,) мм
Масса, кг
Охлаждение
[63
41
100
65
380
3
50—60
0,2—1
2400
15
20-10®
10
160
105
250
164
600X315Х 600X315Х 600Х375Х 600Х450Х
Х730 —
85
Х730
85
Х800
100
Х1200
165
Воздушное, естественное
Тиристорная станция ПТУ имеет блочное исполнение и состоит
из трех силовых блоков и блоков автоматики, которые устанавлива-
ются в шкафах. В состав каждого силового блока входят таблеточ-
ные тиристоры, соединенные встречно-параллельно с помощью ребри-
стых охладителей, и два быстродействующих предохранителя. Блоки
автоматики выполнены в виде кассет, вставляемых в каркас по на-
правляющим и соединяющихся с внешними устройствами через элект-
рические соединители. На лицевых планках кассет размещены регу-
лировочные элементы и контрольные гнезда.
Блок питания БП предназначен для питания цепей управления
в нормальных и аварийных режимах работы. Блок режимов БР
предназначен для безударного пуска АД, а также отключения е о от
182
Рис. 6.21. Функциональная схема тиристорной станции управления
типа ПТУ
сети при срабатывании защиты. Блок БР может работать как от
кнопочного управления, так и от потенциального сигнала. Элект-
рическая схема БР обеспечивает устойчивое включение и отключение
станции при напряжении сети от 0,25 до 1,1 номинального значения.
При работе от потенциального сигнала станция будет включаться
при наличии сигнала на входе ПТУ и отключаться при его исчезно-
вении. При подаче сигнала «Стоп» или снятии потенциального сиг-
нала осуществляется динамическое торможение АД.
Безударный пуск АД осуществляется транзисторной схемой БР.
Эта схема обеспечивает выполнение описанного в § 2.2 условия пол-
ного подавления переходных моментов за счет поэтапного включения
тиристоров, сначала в фазах А и В при максимуме линейного на-
пряжения иАВ с выдачей запрета в фазу С, затем в фазе С при пе-
реходе напряжения иВс через нуль.
Блок управления БУ предназначен для формирования импульсов
Iуправления, необходимых для включения тиристоров. Формирователи
импульсов управления построены по схеме ждущего блокинг-генера-
тора с трансформаторной развязкой. В системе управления тиристо-
рами применены синхронизация по напряжению питающей сети и
контроль токов через тиристоры, поэтому при включении тиристора
соответствующий блокинг-генератор прекращает свою работу. Дли-
тельность импульса управления определяется временем включения ти-
ристора.
183
Блок защиты БЗ подключен к трансформаторам тока Т1—ТЗ.
Он формирует и выдает сигналы на БР для отключения нагрузки при
аварийных режимах путем снятия импульсов управления с тиристоров.
При возникновении любого аварийного режима на вход соответству-
ющей схемы сравнения в блоке защиты подается сигнал, превышаю-
щий опорный, при этом срабатывает схема запоминания. После сра-
батывания защиты и отключения станции включение ее невозможно
без возврата схемы защиты в исходное состояние, что происходит
только при подаче команды «Стоп». В каждой станции предусмот-
рены органы, изменяющие уставки защит по желанию потребителя
в соответствии со значениями, указанными в паспорте.
Блок торможения БТ управляет динамическим торможением дви-
гателя. Торможение осуществляется при подаче сигнала «Стоп» пу-
тем включения тиристоров VI, V4, V7, образующих схему, описанную
в § 6.2. Время торможения АД можно регулировать изменением угла
открывания тиристоров.
Тиристорные станции типа ТСУР предназначены для управления
и регулирования скорости АД. Промышленностью выпускаются не-
сколько типов и модификаций станций. Ниже приводится описание
одной из станций, выпускаемых Запорожским ПО «Преобразова-
тель».
Станция типа ТСУР-2100 предназначена для управляемого пуска
на номинальную скорость и реверса АД с возможностью ограниче-
ния пускового тока, а также для динамического торможения АД с
заданной интенсивностью.
Станция типа ТСУР-2120 обеспечивает управляемые пуск и ре-
верс в любом направлении на любую наперед заданную скорость,
регулирование скорости АД в диапазоне 1:10, переход на понижен-
ную скорость и остановку в режиме динамического торможения с за-
данной интенсивностью. Статизм механических характеристик в диа-
пазоне регулирования не более 10%.
Для обеих типов станций предусмотрены защиты от коротких
замыкании, перегрузок, понижения напряжения и обрыва фазы пита-
ющей сети. Основные технические данные станций приведены в
табл. 6.2, а на рис. 6.22 показана функциональная схема станции
ТСУР-2120. Двигатель и тахогенератор в состав станции не входят.
Тиристорная станция состоит из пяти силовых блоков БС1—БС5
п блоков управления БУ1—БУ5 и размещается в шкафу с токоогра-
ничивающими реакторами L. Каждый силовой блок содержит два
встречно-параллельно включенных тиристора, защитную /?С-цепочку и
выходной каскад блока управления. На лицевой стороне блока уста-
новлены гнезда контроля состояния тиристоров.
Блок питания БП обеспечивает станцию необходимыми напря-
жениями питания. Блоки управления (БУ1—БУ’5) предназначены ДлЯ
управления углом открывания тиристоров и формирования серии
184
Таблица 6.2
Параметры ТСУР-2100 ТСУР-2120
Напряжение сети, В
Число фаз питающей сети
Номинальный ток, А
Время включения, время отключе-
ния, с, не боте-
Время восстановления после дина-
мического торможения, с, не более
Режим и длительность работы
Мощность тепловыделения, Вт, не
более
Мощность, потребляемая цепями
управления, Вт, не более
Габаритные размеры, мм, не более:
380 22о+}5°/®
Q
uz
25; 63; 100
0,02
0,5
Продолжительный, повторно-кратко-
временный с ПВ—15; 25; 40; 60%
850
250
на токи 25 А; 63 А на ток 100 А
Масса, кг, не более:
на ток 25 А
на ток 63 А
на ток 100 А
Охлаждение
700X600X1400
700X600X1800
300
310
320
Воздушное, естественное
управляющих импульсов частотой 4 кГц для встречно-параллельно
включенных тиристоров соответствующих силовых блоков. Блоки
управления имеют по четыре входа для сигналов с выхода блоков
защиты БЗ и режима БР работы станции.
Блоки режима (БР1—БРЗ) предназначены для выработки сиг-
налов, разрешающих открытие соответствующих тиристоров и взаим-
ную их блокировку в режимах «Вперед», «Назад» и «Тормоз», а так-
же для формирования изменения во времени управляющего напря-
жения при плавном пуске АД.
Блок ООС по скорости БОС предназначен для получения за-
данного диапазона регулирования скорости АД и необходимой при
этом жесткости его механической характеристики. При переходе на
пониженную скорость БОС выдает команду на динамическое тормо-
жение, которое автоматически отключается при подходе АД к за-
данной скорости.
Блок защиты БЗ осуществляет перечисленные выше защиты АД
и станции управления. Кроме того, БЗ обеспечивает блокировку ка-
налов управления тиристоров при исчезновении любого из напряже-
ний источника питания.
13—414 185
Рис. 6.22. Функциональная схема тиристорной станции управления ти-
па ТСУР-2120
Панель управления ПУ служит для управления станцией, конт-
роля режимов работы АД и состояния цепей защиты и блокировок.
На панели расположены кнопки управления и переключатели для
выбора режима работы, резистор задания скорости и указатель ско-
рости двигателя. Предусмотрена возможность дистанционного управ-
ления, для чего на выводы ПУ выведены соответствующие цепи.
Пуск осуществляется нажатием соответствующей кнопки. Напри-
мер, по команде «Вперед» подаются сигналы на включение блока
БР1 и блокировки БР2 и БРЗ. Блок БР1 через 0,01 с выдает раз-
решающий сигнал на БУ1—БУЗ и команду на БЗ, который ограни-
чивает минимальные значения угла открывания тиристоров в блоках
управления. Поэтому пуск АД осуществляется с ограничением пу-
скового тока и динамических моментов. Пуск АД «Назад» происходит
аналогично. При пуске на пониженную скорость предварительно за-
дается необходимая скорость.
В процессе разгона при подходе к заданной скорости вступает
в действие ООС по скорости, реализуемая БОС. Угол открывания
тиристоров определяется напряжением рассогласования между на-
пряжением, снимаемым с тахогенератора, и напряжением задания,
снимаемым с резистора задания скорости. Напряжение рассогласо-
вания, усиленное в БОС, через БЗ поступает на входы БУ.
186
Режим реверса возможен с направления как «Вперед», так и с
направления «Назад» при любой начальной скорости АД. При подаче
команды на реверс с направления «Вперед» БР2 снимает разрешение
на работу БР1 и тиристоры БС1—БСЗ отключаются. Через интервал
времени, равный 0,015 с, с выхода БР2 выдается сигнал, разрешаю-
щий включение тиристоров реверсивной группы БСЗ—БС5, которая
изменяет порядок следования фаз напряжения на выводах АД. Одно-
временно с выхода БР2 на входы БУЗ—БУ5 через БЗ поступает
сигнал для формирования закона изменения во времени угла откры-
вания тиристоров. Поэтому реверс АД, как и пуск, происходит с огра-
ничением тока и переходных моментов.
Для торможения необходимо нажать кнопку «Тормоз». При этом
с выхода блока БРЗ подается сигнал запрета работы БР1, БР2 и
происходит отключение ранее работавших тиристоров. Через 0,015 с
на выходе БРЗ появляется сигнал, который поступает в БУ и разре-
шает включить по одному тиристору в БС1, БС2, БС4 и БС5. Эти
тиристоры образуют однофазный мостовой управляемый выпрямитель,
питающий обмотки двух фаз статора выпрямленным током. Одно-
временно с БЗ на входы БУ1—БУ5 подается напряжение, опреде-
ляющее значение угла открывания тиристоров, работающих в выпря-
мительном режиме. Окончание тормозного режима контролируется
БОС.
Опыт эксплуатации тиристорных станций, результаты дальней-
ших исследований систем ТПН—АД и развитие элементной базы поз-
волили разработать тиристорные станции второго поколения ТСУ-2,
призванные заменить все типы ранее выпускавшихся станций. Все
основные узлы управления этих станций выполнены на интегральных
микросхемах, а в конструкции применен ряд прогрессивных техниче-
ских решений.
Тиристорные станции типа ТСУ-2 являются многофункциональны-
ми устройствами, предназначенными для управления асинхронными
электроприводами металлургического производства. Кроме того, стан-
ции ТСУ-2 служат базовым изделием при разработке различных мо-
дификаций тиристорных станций для других отраслей народного хо-
зяйства. В частности, с 1983 г. выпускается станция ТСУ-2КЛ, пред-
назначенная для регулирования скорости вентиляторов с приводом
от короткозамкнутого АД в установках микроклимата производст-
венных сельскохозяйственных помещений.
Станции ТСУ-2 выпускаются в реверсивном и нереверсивном ис-
полнениях. Кроме того, в составе серии независимо от исполнения
станции имеются четыре модификации по виду защиты, восемь моди-
фикаций по выполняемым функциям и шесть модификаций по номи-
нальному току станции. Основные технические данные станций пред-
ставлены в табл. 6.3, а различные модификации по выполняемым
функциям приведены в табл. 6.4.
13* 187
Таблица 6.3
Параметры Значение
Напряжение сети, В 380Д|®
Число фаз 3
Частота сети, Гц 50; 60
Номинальный ток. А 4; 10; 25; 63; 160; 250
Диапазон регулирования выходного напряже- (O.l-r-0.95) Uc
ния Длительность регулируемого пуска, с, не бо- 20
лее Диапазон регулирования длительности ’дина- 0,2—5
мического торможения, с Максимально допустимая частота включений 2000
в 1 ч Уровни сигналов, В: От 0 до 10
управления
пуска (вперед, [назад, стоп) любой по- От 4 до 24
лярности обратной связи постоянного или пере- До 50
мепного тока Мощность, потребляемая системой управле- 70
ния, Вт, не более Охлаждение Воздушное, естественное
Таблица 6.4
Выполняемые функции Модификации станций ТСУ-2
I 2 3 4 5 6 7 8
Пуск •ф- -ф- — — — -ф- —
Управляемый пуск — — — -I— -ф- - -ф-
Регулирование скорости — — — — — — •ф- •ф-
Динамическое торможение — ч— — 4— -ф- -ф- -ф.
Останов -ф- — + -ф- 1 -ф- +
Управление механическим тормозом — — —F* - -
Конструктивно станции ТСУ-2 выполняются в виде подвесного или
встраиваемого блока с одно- или двусторонним обслуживанием, в ко-
тором устанавливаются различные, в зависимости от модификации
станции, модули. Особенностью конструкции является также размеще-
ние всех силовых тиристоров на одном групповом охладителе. На
188
Рис. 6.23. Функциональная
схема тиристорной станции
управления типа ТСУ-2
лицевой панели станции расположе-
ны органы управления, настройки и
индикации.
Для выполнения требуемых
функций станция комплектуется не-
обходимым набором из следующих
модулей: силового, питания, защиты,
режима, логики, СИФУ, управле-
ния. Модули имеют различные ис-
полнения, предназначенные для со-
здания модификаций ТСУ-2 по виду
защиты, выполняемым функциям и
номинальному току станции. Общая
функциональная схема станции
ТСУ-2 приведена на рис. 6.23. Поря-
док взаимодействия и связи в схеме
рассмотрим при описании конкрет-
ных модулей станции.
Силовой модуль СМ. Силовой модуль состоит из собственно си-
лового блока и цепей защиты и контроля. Силовой блок на токи 4 и
10 А выполнен на тиристорных оптопарах типа МТО-2 и содержит в
зависимости от исполнения станции три или пять пар встречно-па-
раллельно включенных тиристоров. Каждая пара зашунтирована за-
щитной /?С-цепью. Силовой блок на токи 25—250 А выполнен ана-
логично на таблеточных тиристорх типа T9.
Для защиты от сетевых перенапряжений на входе силового блока
установлены конденсаторы и варисторы. Кроме того, блоки на 4 и
10 А снабжены автоматическими выключателями. Силовые блоки на
большие токи могут быть по желанию заказчика укомплектованы ав-
томатическими выключателями или предохранителями. Силовой блок
содержит также датчик тока, состоящий из трех включенных в фаз-
ные провода трансформаторов тока и схемы выпрямления. Напряже-
ние со вторичных обмоток трансформаторов через схему выпрямления
поступает в модуль защиты.
Модуль защиты М3. Модуль предусматривает защиту станции и
АД от токов короткого замыкания и перегрузки, а также защиту АД
от работы на пониженном напряжении и в двухфазном режиме. Мо-
дуль содержит узел защиты от токов перегрузки с формирователем
время-токовой характеристики и счетчиком импульсов, узел защиты от
гоков короткого замыкания, узел защиты от работы на пониженном
напряжении и в двухфазном режиме, оперативную и долговремен-
ную память.
Если сигнал датчика тока становится выше уставки узла защиты
от перегрузки, то срабатывает пороговый элемент и счетчик начинает
суммировать импульсы с выхода формирователя время-токовой ха-
189
рактеристики, соответствующей тепловой характеристике АД. Частота
этих импульсов обратно пропорциональна току статора. При запол-
нении счетчика сигнал с его выхода поступает в долговременную
память и через модуль логики запрещает подачу импульсов управле-
ния на силовые тиристоры. Тиристоры запираются, и питающее на-
пряжение отключается.
Если сигнал датчика тока становится выше уставки узла защиты
от токов короткого замыкания, то срабатывает пороговый элемент
этого узла и сигнал с его выхода также поступает в долговременную
память и через модуль логики отключает тиристоры.
Повторное включение станции после срабатывания токовой защи-
ты возможно только после подачи сигнала «Деблокировка защиты»,
который приводит схему модуля защиты в исходное состояние. При
понижении напряжения питания ниже 0,75 t/ном или обрыве фазы сиг-
нал с модуля питания поступает на вход узла защиты АД от работы
на пониженном напряжении. Сигнал с выхода этого узла после не-
которой выдержки времени поступает на вход оперативной памяти и
затем через модуль логики переводит АД в режим динамического тор-
можения.
Повторное включение станции после срабатывания защиты от по-
нижения напряжения питания или обрыва фазы возможно без пред-
варительного сигнала «Деблокировка защиты».
Модуль логики МЛ. Они предназначены для логической обработ-
ки входных команд управления станцией и сигналов с выхода моду-
лей СИФУ и защиты МСИФУ и последующего управления силовыми
тиристорами в соответствии с этими командами и сигналами. В за-
висимости от модификации ТСУ-2 модули логики имеют три испол-
нения. Модуль логики исполнения 1 выполняет следующие функции:
подача и снятие напряжения с нагрузки; снятие напряжения с на-
грузки или перевод АД в режим динамического торможения при сра-
батывании защит; предотвращение подачи напряжения на нагрузку
при неправильном чередовании фаз питающей сети.
Модуль логики 2 кроме функций, выполняемых модулем логики 1,
обеспечивает; управление динамическим торможением АД в функ-
ции времени; повторный пуск до окончания торможения по истечении
заданного времени или в любой момент времени сигналом «Отключе-
ние торможения»; управление механическим тормозом.
1Модуль логики 3 кроме функций, выполняемых модулями 1 и 2,
обеспечивает реверс с промежуточным динамическим торможением.
Все модули логики могут управляться внешними сигналами как в по-
тенциальной, так и в импульсной форме любой полярности. Допусти-
мые уровни сигналов приведены в табл. 6.3.
Функциональная схема модуля логики 1 показана на рис. 6.24.
Схема содержит три согласующих цепи СЦ1—СЦЗ, которые преобра-
зуют внешние сигналы «Вперед», «Вперед импульсный» и «Стоп» лю-
190
импульсы
Рис. 6.24. Функциональная схема модуля логики I станции ТСУ-2
бой полярности и различного уровня в сигналы, необходимые по по-
лярности и уровню для управления микросхемами модуля логики.
Кроме того, в схеме имеется узел защиты УЗ от неправильного чере-
дования фаз сети, контролирующий порядок чередования двух фаз.
Этот узел необходим, так как один из вариантов СИФУ, применяемый
в станции, требует определенного порядка чередования фаз питающей
сети.
При правильном порядке чередования фаз узел выдает импуль-
сы синхронизации для СИФУ и разрешает подачу напряжения на
нагрузку. Согласующая цепь СЦ2 и логический элемент И—НЕ поз-
воляют запоминать внешний импульсный сигнал.
При отсутствии запретов от всех защит триггер Т пропускает че-
рез ключ К внешние команды, которые управляют выходными ключа-
ми В1\ модуля логики и разрешают либо запрещают прохождение
импульсов с выхода СИФУ на усилители мощности УМ. Усилители
мощности представляют собой транзисторные ключи, на которые так-
же подается сигнал с высокочастотного генератора Г, позволяющий
формировать серии импульсов управления для тиристоров.
В модификациях ТСУ-2 на токи 4 и 10 А усилители мощности
модуля логики непосредственно коммутируют светоизлучающие диоды
тиристорных оптопар. В станциях на большие токи между модулем
логики и силовым модулем дополнительно устанавливается плата
гальванической развязки, содержащая транзисторные ключи с транс-
форматорным выходом.
Модули логики 2 и 3 построены аналогично и содержат допол-
нительные узлы и элементы, необходимые для выполнения соответст-
вующих функций.
Л1одули СИФУ. Для тиристорных станций ТСУ-2 разработаны две
системы импульсно-фазового управления.
191
Одной из них является одноканальная синхронная СИФУ, функ-
циональная схема которой приведена на рис. 3.6. Эта СИФУ пред-
назначена для тиристорных станций, обеспечивающих плавный пуск
и регулируемое динамическое торможение АД, а также регулирова-
ние скорости электроприводов, не требующих высокого быстродей-
ствия.
Вторая — синхронная аналого-цифровая СИФУ-2, принцип дейст-
вия которой и динамические свойства описаны в § 3.3 и 3.4. Эта
СИФУ предназначена для тиристорных станций, обеспечивающих ре-
гулирование скорости и динамическое торможение электроприводов
с повышенным быстродействием.
Одноканальная СИФУ выполнена в варианте с синхронизацией от
одной фазы. В целях уменьшения асимметрии сдвиг фазы импульсов
управления для двух других фаз осуществляется с помощью цифро-
вых микросхем. Функциональная схема этой СИФУ приведена на
рис. 6.25. Аналого-импульсный преобразователь АИП, синхронизиро-
ванный с одной из фаз питающей сети, является фазосдвигающим
устройством для этой фазы. На его вход поступают аналоговые сиг-
налы управления и обратной связи при наличии команды «Работа»
или аналоговый сигнал, задающий значение угла открывания тири-
сторов при динамическом торможнии по команде «Торможение». Ге-
нератор Г, счетчик С и дешифратор Д выполняют функции блоков
задержки Б32 и БЗЗ, показанных на рис. 3.6.
Сигнал с выхода АИП поступает на вход счетчика, устанав-
ливает его в исходное состояние и через дешифратор запускает ге-
нератор. Генератор в течение одного периода напряжения сети выра-
батывает пять импульсов с интервалом 60°, которые поступают на
счетный вход двоичного трехразрядного счетчика. На выходах де-
шифратора, связанного со счетчиком, формируются импульсные сиг-
Синхронизиру-
ющие импульсы
Сигнал управления
Сигнал
обратной связи
Сигнал торможения
Выход Z
Выход Е__
Выход С-
АИП
Выход А+
Выход Ви-
Выход С+
Работа.
Торможение
Рис. 6.25. Функциональная схема одноканальной СИФУ станции ТСУ-2
192
Рис. 6.26. Функциональная схема аналого-цифровой СИФУ станции
ТСУ-2
налы на включение тиристоров, один из которых во времени совпа-
дает с выходным сигналом аналого-импульсного преобразователя, а
остальные следуют с интервалом 60°. Длительность этих сигналов так-
же 60°. Логические элементы ИЛИ производят попарное логическое
суммирование выходных сигналов дешифратора и обеспечивают расши-
рение сигналов управления тиристорами до 120°.
Функциональная схема аналого-цифровой СИФУ приведена на
рис. 6 26. Работа счетчиков и аналого-импульсного преобразователя,
выполняющего функции управляемого генератора, подробно описана
в § 3.3. В моменты времени, соответствующие заданному углу откры-
вания тиристоров, на выходах счетчиков появляются сигналы на
включение тиристоров, которые существуют до окончания полуволн
фазных напряжений сети, т. е. до 180°. В сверхграничном режиме,
подробно описанном в § 1.1, ток через нагрузку определяется линей-
ными напряжениями, сдвинутыми на угол ±30° относительно соответ-
ствующих фазных. Для включения тиристоров в этом режиме им-
пульсы управления для них должны быть расширены до 210°. Для
расширения импульсов управления служат триггеры Т1—Тб и схемы
выработки сигналов сброса триггеров ССТ. Каждая из схем реали-
зована на двухвходовом логическом элементе И—НЕ. В качестве
входных сигналов для схем ССТ используются сигналы синхрониза-
ции соседних для нее фаз, поэтому импульсы управления на ее вы-
ходе расширяются до 240°.
Модули управления МУ. Для тиристорных станций управления с
минимальным набором функциональных возможностей вместо модулей
193
логики и СИФУ применяется один МУ, разработанный в двух ис-
полнениях— типов 1 и 2. Эти модули фактически представляют собой
первую или вторую СИФУ, совмещенную с описанным выше модулем
логики 1.
Модуль режима МР. В состав МР входит блок питания механи-
ческого тормоза МТ, показанного на рис. 6.23, и три платы: реле,
плавного пуска и регулятора обратной связи.
Номинальный ток блока питания тормоза равен 3 А для элект-
ромагнитов постоянного тока и 10 А для электромагнитов перемен-
ного тока. Для защиты от тока короткого замыкания используются
предохранители. Питание на электромагнит механического тормоза
подается через контакты реле по сигналу с модуля логики.
Плата плавного пуска осуществляет формирование закона изме-
нения напряжения управления во времени для разгона АД до номи-
нальной скорости с различной интенсивностью. Управление формиро-
вателем напряжения осуществляется с помощью модуля логики или
модуля управления.
Плата регулятора обратной связи обеспечивает получение жест-
ких искусственных механических характеристик со статизмом не более
10% во всем диапазоне регулирования частоты вращения АД. Для
получения таких характеристик необходимо введение ООС по скоро-
сти от тахогенератора постоянного или переменного тока. Диапазон
регулирования частоты вращения АД не более 1 : 10.
Тиристорные станции типа ТСУ-2 имеют модификацию для ра-
боты от сети переменного тока изменяемой частоты. Эта модифика-
ция предназначена для управления асинхронными электроприводами, пи-
тающимися от тиристорных или электромашинных преобразователей
частоты с диапазоном регулирования частоты от 7 до 70 Гц и на-
пряжением силовых цепей от 75 до 380 В. Эти станции также обес-
печивают пуск, останов и реверс АД, динамическое торможение с за-
данной интенсивностью и управление механическим тормозом.
Проведенный обзор тиристорных станций управления и другие
материалы книги показывают, что ТПН имеют широкий набор функ-
циональных возможностей при сравнительно простых силовых схемах
и системах управления. Эти качества позволяют ТПН находить са-
мое разнообразное применение в различных отраслях народного хо-
зяйства, а системам ТПН—АД успешно конкурировать по ряду тех-
нических и экономических показателей с другими системами элект-
ропривода.
Список литературы
1. А. с. № 225976 (СССР). Коммутационное устройство для
управления асинхронным двигателем/ Л. П. Петров, Р. Г. Подзолов,
М. П. Обуховский. Опубл, в БИ, 1968, № 28.
2. А. с. № 250259 (СССР). Устройство для включения и отключе-
ния трехфазного асинхронного двигателя / Л. П. Петров, М. П. Обу-
ховский, Р. Г. Подзолов. Опубл, в БИ, 1969, № 26.
3. А. с. № 481113 (СССР). Способ временной задержки управля-
ющих импульсов / В. Н. Гребенчук, В. Ф. Шапошников. Опубл, в БИ,
1975, № 15.
4. А. с. № 600681 (СССР). Устройство для векторно-импульсного
управления асинхронным электроприводом / О. А. Андрющенко,
Р. Г. Подзолов, М. П. Обуховский, В. И. Капинос. Опубл, в БИ,
1978, № 12.
5. А. с. № 641604 (СССР). Устройство для управления углом от-
пирания вентилей / В. И. Капинос, Г. В. Антонов. Опубл, в БИ, 1979,
№ 1.
6. А. с. № 652679 (СССР). Способ управления углом отпирания
вентилей / В. И. Капинос. Опубл, в БИ, 1979, № 10.
7. А. с. № 746855 (СССР). Асинхронный электропривод с экстре-
мальным управлением / Р. С. Сарбатов. Опубл, в БИ, 1980, № 28.
8. Андрющенко О. А. Управление электромагнитными переходны-
ми моментами при импульсном регулировании скорости асинхронных
электроприводов. — Изв. вузов. Электромеханика. 1976, № 5,
с. 563—567.
9. Андрющенко О. А., «Липатов Г. С., Херунцев П. Э. Исследова-
ние режимов асинхронного электропривода при квазичастотном
управлении. — Электротехническая промышленность. Электропривод,
1982, вып. 4(102), с. 7—9.
10. Анализ динамических свойств тиристорных регуляторов на-
пряжения в асинхронных электроприводах / Р. П. Герасимяк,
В. И. Капинос, В. А. Ковригин и др. — Электротехническая промыш-
ленность. Электропривод. 1982, вып. 3(101), с. 13—15.
И. Асинхронный электропривод с тиоисторными коммутаторами/
Л. П. Петров, В. А. Ладензон, М. П. Обуховский, Р. Г. Подзолов. —
М.: Энергия, 1970. 128 с.
12. Беспалов В. Я., Машинян Л. X., Соколова Е. М. Метод рас-
чета статических характеристик асинхронных двигателей, управляемых
тиристорами. — Электричество, 1979, AV 1, с. 34—39.
13. Браславский И. Я-, Зюзев А. М Исследование частотных ха-
рактеристик асинхронных трехфазных электродвигателей при различ-
ных способах параметрического управления. — Изв. вузов. Электроме-
ханика, 1982, № 3, с. 268—278.
195
14. Браславский И. Я., Зюзев А. М. Опыт внедрения тиристорных
асинхронных электроприводов с фазовым управлением. — Свердловск-
ЦНТИ, 1981. 47 с.
15. Браславский И. Я., Зюзев А. М., Кокшаров Л. П. Линеариза-
ция САР скорости асинхронного электропривода с тиристорным фазо-
вым управлением. — Электричество, 1981, № 12, с. 42—46.
16. Бродский Ю. А., Доброславский В. В., Швец С. А. Выбор
мощности короткозамкнутых асинхронных двигателей с фазовым
управлением. — Электротехническая промышленность. Электропривод,
1979, вып. 3(74), с. 7—9.
17. Булгаков А. А. Новая теория управляемых выпрямителей. »М.:
Наука, 1970. 320 с.
18. Герасимяк Р. П., Ковригин В. А. Использование метода час-
тотных характеристик для анализа устойчивости асинхронного приво-
да.— Электротехническая промышленность. Электропривод, 1975,
вып. 8(43), с. 18—21.
19. Герасимяк Р. П., Томмак X. Д. Асинхронный несимметричный
электропривод с тиристорами. — Электричество, 1971, № 4, с. 55—58.
20. Глазенко Т. А., Хрисанов В. И. Математическое моделирова-
ние тиристорного асинхронного электропривода с фазовым управлени-
ем.— Техническая электродинамика, 1982, № 4, с. 52—58.
21. Гольстрем В. А., Иваненко А. С. Справочник энергетика поо-
мышленных предприятий. — Киев: Техшка, 1979. 620 с.
22. Глух Е. М., Зеленов В. Б. Защита полупроводниковых преоб-
разователей.— М.: Энергоиздат, 1982. 152 с.
23. Динамика вентильного электропривода постоянного тока /
Под ред. А. Д. Поздеева. М.: Энергия, 1975. 224 с.
24. Капинос В. И. Исследование и разработка систем управления
для асинхронных тиристорных электроприводов. Автореферат дис. на
соиск. учен, степени канд. техн. наук. Одесса: ОПИ, 1981.
25. Капинос В. И. Принцип управления и расчет одноканальной
системы управления тиристорами на цифровых элементах с регулируе-
мой тактовой частотой. — Электротехническая промышленность. Пре-
образовательная техника, 1979, вып. 3(110), т. 13-—14.
26. Ковач К. П., Рац И. Переходные процессы в машинах пере-
менного тока. М. — Л.: Госэнергоиздат, 1966. 744 с.
27. Ковригин В. А. Исследование динамики замкнутых систем
асинхронного электропривода с тиристорными регуляторами напряже-
ния. Автореферат дис. на соиск. учен, степени канд. техн. наук. Одес-
са: ОПИ. 1979.
28. Ковригин В. А. Учет ЭДС вращения при расчете асинхронно-
го электропривода с тиристорными регуляторами напряжения. —
Электротехника, 1980, № 5, с. 24—28.
29. Кочарян В. Г. Исследование потерь в обмотках двигателя при
переходных процессах асинхронного электродвигателя. Автореферат
дне. на соиск. учен, степени канд. техн. наук. М.: МЭИ, 1973.
30. Кутлер Н. П., Бродский Ю. А., Швец С. А. Выбор мощности
асинхронных двигателей с короткозамкнутым ротором для тиристор-
ного электропривода с фазовым управлением частоты вращения при
продолжительном режиме работы. — Электротехническая промышлен-
ность. Электропривод, 1977, № 4 (57), с. 25—27.
31. Мазур А. С. Особенности выбора мощности асинхронного дви-
гателя при несимметрии питающего напряжения. — Электромашино-
строение и электрооборудование. Киев: Техшка, 1980, вып. 30,
с. 84—87.
32. Моделирование асинхронных электроприводов с тиристорным
196
управлением/ Л. П. Петров, В. А. Ладензон, Р. Г. Подзолов,
А. В. Яковлев. М.: Энергия, 1977. 200 с.
33. Петров Л. П. Управление пуском и торможением асинхронных
двигателей. М.: Энергоиздат, 1981. 184 с.
34. Петров Л. П., Подзолов Р. Г., Буштян Л. В. Автоматическое
управление торможением станочных электроприводов. М.: Машино-
строение, 1978. 135 с.
35. Писарев А. Л., Деткин Л. П. Управление тиристорными пре-
образователями. М.: Энергия, 1975. 264 с.
36. Поздеев А. Д. Динамические модели асинхронных систем им-
пульсно-фазового управления выпрямителями при малых отклонени-
ях.— Электротехническая промышленность. Электропривод, 1975,
вып. 9(44), с. 11—16.
37. Поздеев А. Д., Иванов А. Г., Кириллов А. А., Динамические
свойства управляемых выпрямителей, реагирующих на среднее зна-
чение управляющего воздействия. — Электротехника, 1978, № 5,
с. 51—56.
38. Поскробко А. А., Братолюбов В. Б. Бесконтактные комму-
тирующие и регулирующие полупроводниковые устройства на пере-
менном токе. М.: Энергия, 1978. 192 с.
39. Путилин Н. С. Потери в асинхронном двигателе, питаемом
от тиристорного регулятора напряжения. — Электромашиностроение и
электрооборудование. Киев: Техшка, 1979, вып. 28, с. 57—64.
40. Рожавский С. М., Заварская Т. П. Нагрев и магнитная виб-
рация электродвигателей при работе в сельских сетях напряжением
380 В. М.: Информэлектро, 1982. 56 с.
41. Силовая электроника: Примеры и расчеты / Ф. Чаки,
И. Герман, И. Ипшич и др. М.: Энергоиздат, 1982. 384 с.
42. Синтез одноконтурной системы регулирования скорости
асинхронного электропривода с тиристорным регулятором напряже-
ния / М. М. Соколов, Л. Б. Масандилов, Ю. В. Рожанковский,
О. С. Хачапуридзе. — Электротехническая промышленность. Электро-
привод, 1981, вып. 2(91), с. 1—4.
43. Чиликин М. Г., Ключев В. И., Сандлер А. С. Теория автома-
тизированного электропривода. М.: Энергия, 1979. 616 с.
44. Чебовский О. Г., Моисеев Л. Г., Недоживин Р. П. Силовые
полупроводниковые приборы: Справочник. М: Энергия, 1985. 400 с.
45. Шипилло В. П. Автоматизированный вентильный электропри-
вод. М.: Энергия, 1969. 400 с.
46. Шипилло В. П., Попов С. Г. Исследование возможности сни-
жения субгармонических составляющих напряжения вентильного пре-
образователя при помощи замкнутой структуры. — Электротехниче-
ская промышленность. Преобразовательная техника, 1977, вып. 5
(88), с. 6—10.
47. Шубенко В. А., Браславский И. Я. Тиристорный асинхрон-
ный электропривод с фазовым управлением. М.: Энергия, 1972.
200 с.
48. Электромагнитные переходные процессы в асинхронном
электроприводе / М. М. Соколов, Л. П. Петров, Л. Б. Масандилов,
В. А. Ладензон. М.: Энергия. 1967. 198 с.
49. Beaty Н. Wayne motors require voltage limits. — Elec. World,
1978, vol. 189, № 5, p. 52—53.
50. Dasgupta D. Induction Motor Protection. — Elec. India, 1979,
vol. 19, № 8, p. 5—8.
51. Energy factors the selection of electric motors. — Elec. Constr.
and Maint, 1979, vol. 78, № 2, p. 70—72.
Оглавление
Предисловие .................................................. 3
Глава первая. Основные свойства тиристорных преобразо-
вателей напряжения ....................................... 5
1.1. Тиристорный преобразователь напряжения с активно-
индуктивной нагрузкой ............................... 5
1.2. Тиристорный преобразователь напряжения с асинхрон-
ным двигателем............................................14
1.3. Выходное напряжение ТПН............................23
1.4. Динамические свойства ТПН как элемента системы
электропривода.........................................28
Глава вторая. Особенности тиристорного управления
асинхронными электроприводами.............................36
2.1. Динамика систем ТПН—АД...........................36
2.2. Принципы управления динамическими режимами . . 42
2.3. Управление тормозными режимами...................49
2.4. Векторно-импульсное управление...................59
Глава третья. Системы импульсно-фазового управления
тиристорными преобразователями напряжения .... 64
3.1. Основные особенности СИФУ...........................64
3.2. Основные узлы СИФУ...................................73
3.3. Синхронная аналого-цифровая СИФУ.....................84
3.4. Динамические свойства СИФУ...........................89
Глава четвертая. Управление скоростью двигателей в
системе ТПН—АД............................................97
4.1. Фазовое управление....................... . . 97
4.2. Импульсное управление...............................108
4.3. Квазичастотное управление............................П5
Глава пятая. Особенности энергетики системы ТПН—АД 120
5.1. Коэффициент полезного действия ТПН и некоторые
особенности выбора мощности двигателя .... 12
198
5.2. Оптимизация энергетических характеристик в системе
ТПН—АД..............................................125
5.3. Влияние асимметрии углов а на потери в двигателе 134
5.4. Автоматическое симметрирование углов открывания
тиристоров..............................................142
Глава шестая. Схемы тиристорных преобразователей на-
пряжения для асинхронных электроприводов . . . . 154
6.1. Рациональные схемы силовой части..................154
6.2. Упрощенные схемы ТПН для управления пуском и
торможением.............................................158
6.3. Особенности схем ТПН для импульсного и векторно-
импульсного управления двигателями......................163
6.4. Тиристорные преобразователи напряжения для управ-
ления движением скоростных пассажирских лифтов . 174
6.5. Тиристорные станции управления....................181
Список литературы..........................................195